(57)【要約】【課題】  一定の直流電圧を利用して電解能力を制御可能であり、しかも、電解能力の調整による損失を抑えることで、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、基板をコンパクトに構成できる電解水生成装置を提供する。【解決手段】  通水路中に対向した電極を有する電解槽と、所定電圧の直流電源とアースとに接続されたＨブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、前記電極に印加される直流電圧の極性を切替える通電制御手段と、を備えた電解水生成装置において、￥前記通電制御手段は、２つのスイッチング素子を利用して所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、前記電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返して電解能力を制御可能であり、前記Ｈブリッジ回路には、前記電極と直列状態で通電される位置にインダクタが接続されていることを特徴とする。【選択図】  図２
2011206622.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通水路中に対向した電極を有する電解槽と、
前記電解槽を中心として４つのスイッチング素子により構成され、所定電圧の直流電源とアースとに接続されたＨブリッジ回路と、
前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、前記電極に印加される直流電圧の極性を切替える通電制御手段と、
を備えた電解水生成装置において、
前記通電制御手段は、２つのスイッチング素子を利用して所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、前記電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返して電解能力を制御可能であり、
前記Ｈブリッジ回路には、前記電極への直流電圧の印加極性が切替えられても前記電極と直列状態で通電される位置にインダクタが接続されていることを特徴とする電解水生成装置。
【請求項２】
前記通電制御手段は、所定電圧の印加状態から印加停止状態への変更時には、正極側のスイッチング素子のみをオフし負極側のスイッチング素子はオン維持し、
前記Hブリッジ回路には、前記インダクタによって生起される回生電流が前記電極に流れることを特徴とする請求項１記載の電解水生成装置。
【請求項３】
前記電解水生成装置は、前記電解槽による電解によって次亜塩素酸を含んだ水を殺菌水として吐水することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電解水生成装置。
【請求項４】
前記Hブリッジと電源若しくはアースとの間に設けられた電流検出抵抗と、その電流検出抵抗を流れる電流値に基いて前記Ｈブリッジ回路の故障を判定する故障判別手段とを備え、この故障判別手段は、所定電圧の印加中と印加停止中とで前記電流検出抵抗の電圧の増幅率を変化させることで、所定電圧の印加中に前記電流検出抵抗を流れる電流値が一定であっても出力が変化することを特徴とする請求項１〜請求項３何れか一項に記載の電解水生成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水道水を電気分解する電解水生成装置に関する発明である。 
【背景技術】
【０００２】
従来から電解水生成装置には電解槽の電極間を流れる電流を変えて電解能力を調整すること、及び、電解槽への通電極性を切替え可動であることが求められている。そのために、例えば、特許文献１に記載の電解水生成装置においては、商用交流電源が供給される１次側において整流電圧から正負両極性の直流出力を生じさせ、その直流出力を変圧器を介して電解槽が設けられている２次側へ供給している。そして、２次側において電解槽の電極に流れる電流を検知し、フォトカプラを介して1次側にフィードバックしている。これに基づき、１次側においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行って直流出力電圧を変化させることで、結果として２次側の電解槽の電極に流れる電流が変更されることで電解能力を調整している。
【０００３】
尚、この駆動回路としては、２次側に2つのスイッチング素子を設けて、2つのスイッチング素子により電解槽の電極へ供給される電圧の極性の切替えを可能としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−２１３３６号公報（第８頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献1のように、電解能力を調整するために、電解槽が設けられた２次側に供給するための電圧を可変できる電源回路を１次側に構成した場合には、整流器やトランスが必要となり、そのためにコスト高となり、必要な基板サイズも大きくなるという課題がある。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するものであり、一定の直流電圧を利用して電解能力を制御可能であり、電解槽へ供給する電圧を可変するための電源回路を専用に構成する必要がなく、しかも、電解能力の調整による損失を抑えることで、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、コストを抑えられ、基板をコンパクトに構成できる電解水生成装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明の請求項１記載の電解水生成装置においては、通水路中に対向した電極を有する電解槽と、前記電解槽を中心として４つのスイッチング素子により構成され、所定電圧の直流電源とアースとに接続されたＨブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、前記電極に印加される直流電圧の極性を切替える通電制御手段と、を備えた電解水生成装置において、
前記通電制御手段は、２つのスイッチング素子を利用して所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、前記電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返して電解能力を制御可能であり、前記Ｈブリッジ回路には、前記電極への直流電圧の印加極性が切替えられても前記電極と直列状態で通電される位置にインダクタが接続されていることを特徴とする。
【０００８】
本発明においては、Hブリッジ回路のスイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、電極に印加される直流電圧の極性を切替えることが可能であり、極性を周期的に切替えることで電極に付着したスケールを除去することで、電解能力の低下を防ぐことができる。
そして、所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返すことで、電解槽に通水される水道水の水質が変わって電極間に所定電圧が印加された時に瞬間的に流れる電流値が変わっても、所定の通電期間に流れる平均電流値としての変化を抑えることができ、結果として電解能力を制御可能である。その際に、前記Ｈブリッジ回路に接続されたインダクタによって、Hブリッジを流れる電流の立ち上がりが緩やかとなり、容易に所定電流値の範囲内に制御することができ、Hブリッジを構成するスイッチング素子における発熱を抑えることができる。従って、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、また、電圧調整のための専用の電源回路が不要であることから、電解槽の駆動回路の基板のコストを抑えて、且つ、コンパクトに構成することができる。
【０００９】
また、請求項２に係る電解水生成装置においては、前記通電制御手段は、所定電圧の印加状態から印加停止状態への変更時には、正極側のスイッチング素子のみをオフし負極側のスイッチング素子はオン維持し、前記Hブリッジ回路には、前記インダクタによって生起される回生電流が前記電極に流れることを特徴とする。そのため、回生電流が電極に流れて電解に寄与するため、電解槽の通電回路での無駄を少なくすることができる。
【００１０】
また、請求項３に係る電解水生成装置においては、前記電解水生成装置は、前記電解槽による電解によって次亜塩素酸を含んだ水を殺菌水として吐水することを特徴とする。そのため、電解水生成装置が設置された場所によって、異電極間に通水される水道水の水質抵抗はなり、そのことにより電極に所定電圧が印加されたときに流れる電流値が変化するが、通電制御手段によって、平均電流値の変動を抑えるように制御されるため、電解水に含まれる次亜塩素酸濃度を殺菌を得るため必要な濃度以上とすることができ、しかも、無駄に高濃度の次亜塩素酸濃度を発生させることもない。
【００１１】
また、請求項４に係る電解水生成装置においては、前記Hブリッジと電源若しくはアースとの間に設けられた電流検出抵抗と、その電流検出抵抗を流れる電流値に基いて前記Ｈブリッジ回路の故障を判定する故障判別手段とを備え、この故障判別手段は、所定電圧の印加中と印加停止中とで前記電流検出抵抗の電圧の増幅率を変化させることで、所定電圧の印加中に前記電流検出抵抗を流れる電流値が一定であっても出力が変化することで、オン時間に前記電流検出抵抗を流れる電流値ピークが一定であっても、デューティー比によって出力が変化することから確実に故障を検出出来ることである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明においては。Hブリッジ回路を利用して、電極へ印加する直流電圧の極性を周期的に切替えることで電極に付着したスケールを除去することができ、また、Hブリッジを構成するスイッチング素子をオンオフ駆動して電極を流れる電流値を制御する際に、Ｈブリッジ回路に接続されたインダクタによって、スイッチング素子における発熱を抑えることで、放熱のためのヒートシンクを小型化でき、電解槽の駆動回路の基板のコストを抑えて、且つ、コンパクトに構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明に係る電解水生成装置を用いた温水洗浄便座のコントローラのブロック図。
【図２】本発明の実施形態に係る電解水生成装置の制御装置の構成を例示するブロック図。
【図３】本実施例で使用する電解水生成装置の制御装置の変形例。
【図４】図３における図３におけるインダクタの配置の一例。
【図５】図２に表した電解水生成装置の電解槽の水質抵抗と電極に流れる電流の関係を示す図。
【図６】図５において水質抵抗がA点にある場合の電解槽１１への通電電流波形を例示した。
【図７】図５において水質抵抗がB点にある場合の電解槽への通電電流波形を例示した図。
【図８】図５において水質抵抗がC点にある場合の電解槽への通電電流波形を例示した図。
【図９】電極端子間ショート故障を判定する故障検出回路の構成を例示する回路図。
【図１０】図９の故障検出回路において、電極端子間が正常な時の各部波形例を表す。
【図１１】図９の故障検出回路において、電極端子間がショートした場合の各部波形例を表す。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１は、本発明に係る電解水生成装置を用いた温水洗浄便座のコントローラのブロック図である。図１に示すように温水洗浄便座のコントローラは、ＡＣ入力端子１、２４Ｖ電源部３、２４Ｖ電源部４、５Ｖ電源部５、２４Ｖ負荷部６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、５Ｖ負荷部７ａ、７ｂ、７ｃを備える。電解水生成装置は、前記２４Ｖ負荷部の一つであり、ここでは６ｄとする。
【００１５】
図１の温水洗浄便座のコントローラについて更に詳しく説明する。ＡＣ入力端子１には商用電源が入力される。このＡＣ入力端子に入力された交流１００Ｖの商用電源は、1次側電源部３を構成する整流・平滑回路によって直流１４１Ｖとなり、２４Ｖ電源部４を構成するトランスによって２４Ｖの直流電圧に降圧される。さらに、２４Ｖ電源部４で生成された２４Ｖの直流電圧が５Ｖ電源部５に供給され、この５Ｖ電源部を構成するＤＣ−ＤＣ降圧ＩＣによって５Ｖの直流電圧が生成される。この５Ｖ電源部５で生成された５Ｖの直流電圧は、マイコン等の５Ｖ負荷部７ａ、７ｂ、７ｃを駆動させるための電源として使用される。
【００１６】
２４Ｖ電源部４で生成された２４Ｖの直流電圧は、電解水生成装置６ｄへ供給されて電気分解の電源として利用されると共に、他の２４Ｖ負荷部６ａ〜６ｃを駆動させるための電源として使用される。例えば、２４Ｖ負荷部６ａ〜６ｃとしては、局部洗浄ノズルを駆動するためのモータ、この局部洗浄ノズルへ供給するための洗浄水供給路を開閉するために設けられた電磁弁、使用者を検出するための焦電センサー等が接続されている。
【００１７】
電解水生成装置６ｄは、局部洗浄ノズルよりも上流側の給水路を流れる水（湯であっても良い）を電気分解して、その水に含まれる塩素イオンを電気分解することにより次亜塩素酸を生成するために用いられる。次亜塩素酸は殺菌成分として機能するため、次亜塩素酸を含む電解水は殺菌水として、局部洗浄ノズルに向けて噴射したり、温水洗浄便座が取り付けられる大便器に噴射したりすることで、アンモニアなどによる汚れを効率的に除去あるいは分解したり、殺菌するために用いられる。具体的には、局部洗浄ノズルが温水洗浄便座に収納されている非進出状態で電解水を局部洗浄ノズルから噴射させ、その噴射水を反射させて局部洗浄ノズルに向けて浴びせたり、または、電解水生成装置６ｄの下流側を局部洗浄ノズルに至る流路と、電解水を噴射するための殺菌水噴射ノズルへ至る流路とに分岐させ、その分岐部に流路切替弁を設けておき、電解水生成装置６ｄによって電気分解を行ったときには流路切替弁によって殺菌水噴射ノズル側に連通させて、電解水を局部洗浄ノズルに対して、又は大便器へ噴射するようにしておく。
【００１８】
このように、電解水生成装置６ｄへは、温水洗浄便座のコントローラの２４Ｖ電源部４から供給された２４Ｖの直流電圧を利用することで、電解水生成装置６ｄへの通電専用の電源を追加で構成する必要がないため、電解水生成装置６ｄの制御装置にける回路基板をコンパクトに構成することができる。
【００１９】
図２は、本発明の実施形態に係る電解水生成装置６ｄの制御装置の構成を例示するブロック図である。本実施例の制御装置１０は、電解槽１１への通電を制御するために、スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄによって構成されたＨブリッジ回路、インダクタ１３、電源部１４、電流検出抵抗Ｒ１００、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのオンオフを切替える通電制御手段１６、電解槽の故障を検出するための故障検出回路１７とを備える。ここで、電解槽１１は通水される水によって電気抵抗が変わるため、可変抵抗の記号を用いて図示している。
【００２０】
電解槽１１は、局部洗浄ノズルの上流側に設けられており、水（又は湯）が流れる通水路中に対向した電極（図示せず）を有している。この電解槽１１を中心として４つのスイッチング素子１２ａ〜１２ｄとにより構成されたＨブリッジ回路が、電源部１４とアース１５との間に構成されており、電源部１４へは前述した２４Ｖ電源部４からの２４Ｖの直流電圧が供給されている。通電制御手段１６は、スイッチング素子１２ａ、１２ｄをオンした第一給電状態、又は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃをオンした第二給電状態で電解槽１１へ２４Ｖの直流電圧を印加して電解水の生成が可能である。この第一給電状態と第二給電状態とは、電解水の生成時期毎に切替わるものであり、その切替えに伴い、電極に印加される直流電圧の極性が切替わることによって、電極に付着したスケールを除去することで、電解能力の低下を防ぐことができる。スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄは、通電制御手段１６にそれぞれ接続され、通電制御手段１６からの制御信号によってオン（導通状態）とオフ（非導通状態）とに切替え可能となっている。
【００２１】
本実施例においては、Ｈブリッジ回路部をトランジスタを用いたスイッチング素子１２ａ〜１２ｄを用いた構成を例示しているが、専用ＩＣを用いて構成してもよい。
【００２２】
図３に本実施例で使用する電解水生成装置の制御装置の変形例を示す。図２では制御装置１０を構成している制御基板上に電解槽１１に直列に接続されるインダクタ１３を配置していたが、インダクタ１３を、制御装置１０を構成した制御基板外へ配置した状態を図３に示す。これにより制御装置１０を配置した制御基板からインダクタ１３を削除することができ、制御基板の一層の小型化が可能となる。
【００２３】
図３におけるインダクタ１３の配置の一例として、電解槽１１にインダクタンスを直接持たせる構成を図４に示す。ケース１１ａ内へ配置された一対の電極１１ｂ，１１ｃに接続される銅線１３ａを、ケース１１ａ外に設置させた鉄心１３ｂの周囲へ巻きつけることによりインダクタンスを持たせる構造とする。インダクタンスはケース１１ａ外に設置させた鉄心１３ｂのサイズおよび銅線１３ａの巻き数によって調整可能であり、インダクタンスを多く確保出来る構成とすることで、デューティー制御の精度向上にもつながる。
【００２４】
次に、通電制御手段１６による電解槽１１への通電制御について説明する。電解槽１１への通電状態は、電解槽１１を流れる電解電流値を電流検出抵抗Ｒ１００の電圧値によって検出し、その電解電流値が１Ａを超えることがないように制御される。なお、電解電流値は、検出電圧値（Ｖ）／電流検出抵抗値（Ω）によって算出できる。
【００２５】
図５は、図２に表した電解水生成装置における電解槽の水質抵抗と電解槽に流れる電解電流の関係を示す図である。電解槽１１に２４Ｖの直流電圧を印加した時に電解槽１１に流れる電解電流値（以下Ioutとする）は、水質抵抗に比べて電流検出抵抗１５の抵抗値が充分に小さいので、Iout＝２４Ｖ／水質抵抗となる。そして、図５に示す通り電解槽１１に流れる電解電流は、電解槽１１の水質抵抗に係らず制限電流である１Ａを超えないように制御される。各水質抵抗（A点、B点、C点）において、電解槽１１に流れる電流波形を図６〜図８に示す。
【００２６】
図６は、図５において水質抵抗がA点にある場合の電解槽１１への通電電流波形を例示した図である。この場合、スイッチング素子１２ａ，１２ｄをオンすると、電解電流値Ｉoutは水質抵抗が４０Ωであるため２４Ｖ／４０Ｖ＝０．６Ａとなる。この０．６Ａは制限電流である１Ａを超えないので、通電制御手段１６はスイッチング素子１２ａ，１２ｄをオン状態に維持（フルデューティー状態）し、電解槽１１へは０．６Ａが流れていることになる。このフルデューティー状態は、電解電流値が制限電流である１Ａを超えない水質抵抗の範囲（＝水質抵抗が２４Ω以上）において実施される。
【００２７】
図７は、図５において水質抵抗がB点にある場合の電解槽への通電電流波形を例示した図であり、図８は、図５において水質抵抗がC点にある場合の電解槽への通電電流波形を例示した図である。
これら、水質抵抗がＢ点やＣ点のように、電解電流値が制限電流である１Ａを超える場合には、電解槽１１への通電電流は、通電をオンしてピーク電流が制限電流値である１Ａを超えるとオフされることを周期Ｔで繰り返すことで、平均電流値が１Ａ以下となるようにデューティー制御（チョッピング制御）される。
【００２８】
次に電解槽１１への通電をオン／オフするデューティー制御について具体的に説明する。
図７に基いて電解槽１１への通電波形について説明する。通電制御手段１６からのオン信号（Ｈ出力）により、スイッチング素子１２ａ、１２ｄがオンすることで、電源部１４から２４Ｖの直流電圧が電解槽１１へ印加されことにより、電解槽１１へは図２に実線で示す電流が流れる。その時、電解槽１１にはインダクタ１３が直列に接続されていることで、電解槽１１に流れる電流はＲＬの所定の時定数に基いて徐々に増加し（図７の点線で囲む波形）、その電流値が制限電流値である１Ａとなると、スイッチング素子１２ａがオフする。ここで、スイッチング素子１２ａのみオフし、スイッチング素子１２ｄはオン状態を継続することで、電源部１４からの電解槽１１への電圧印加は停止され、電解槽１１へはインダクタ１３によって生起される回生電流（図２に点線で示す）が流れ、電解槽１１への通電電流は徐々に減少する（図７の一点鎖線で囲む波形）。なお、回生電流は電流検出抵抗Ｒ１００には流れない。通電制御手段１６はスイッチング素子１２ａをオンして電源部１４から電解槽１１へ電圧印加する状態（ＯＮ  Ｄｕｔｙ）と、スイッチング素子１２ａをオフして電源部１４から電解槽１１へ電圧の印加を停止した状態（ＯＦＦ  Ｄｕｔｙ）となるデューティー制御を一定周期Tで繰り返すことにより、結果として、電解槽１１へ通電される平均電流は制限電流である１A以下となるように制御される。
【００２９】
図８のように、水質抵抗がC点にある場合においても図７の場合と同様に通電制御手段１６は動作するが、水質抵抗がB点の時より低いため、電解槽１１への通電電流波形は、図８において点線で囲む立ち上がりが水質抵抗がB点の時よりも急俊となり、図８において一点鎖線で囲む立下りが水質抵抗がB点の時よりも緩やかになる。結果として、平均電流値は水質抵抗がB点の時より大きくなるが、制限電流値である１Ａを超えることは無い。
【００３０】
なお、電極へ付着したスケール除去を行うために、電解槽１１への通電極性は電解水を生成する毎に反転させるが、電解槽１１への通電電流の極性を変える場合は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃをオンさせる。通電を遮断する時は、スイッチング素子１２ｂのみオフし、スイッチング素子１２ｃはオン状態を継続する。
【００３１】
以上説明したように、電解槽１１に直列にインダクタ１３が接続されているため、電解槽１１への通電電流は、オン時には所定の時間でなめらかに立ち上がるため、電解槽１１に流れる電流値、即ち、Hブリッジを構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｄに流れる電流値を制限電流値を超えない範囲に制限することができ、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄをオンオフ駆動した時の発熱を抑えることができる。従って、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、また、電圧調整のための専用の電源回路が不要であることから、電解槽の駆動回路の基板のコストを抑えて、且つ、コンパクトに構成することができる。
【００３２】
図９は電極端子間ショート故障を判定する故障検出回路の構成を例示する回路図である。
図９に表したように、故障検出回路１７は図２の制御装置１０の電流検出抵抗Ｒ１００に接続されており、第一及び第二の増幅手段Ａｍｐ１２、Ａｍｐ１３を備える。
【００３３】
第一の増幅手段Ａｍｐ１２は制御装置１０に含まれる電流検出抵抗Ｒ１００（以後、Ｒ１００とも呼ぶ）とＲ１００に流れる電流で積算された電圧ＶＩＮを、設定したゲインによって増幅する。
第二の増幅手段Ａｍｐ１３はＲ１１００に流れる電流が電流制限設定値に到達し、チョッピングする水質抵抗範囲で動作し、Ｒ１００に流れる電流のオフ時間の長さに応じて比較器２の出力オン時間が可変する。
【００３４】
増幅手段Ａｍｐ１２の構成についてもう少し詳しく説明する。電源Ｖ０の正側から、スイッチ手段Ｑ１と、スイッチ手段Ｑ１の電流制限抵抗Ｒ１（以後、Ｒ１と呼ぶ）と、容量手段Ｃ１とが直列にこの順に接続され、さらに容量手段Ｃ１には並列に第一の増幅手段Ａｍｐ１２のゲイン設定用の抵抗Ｒ２、Ｒ３（以降Ｒ２、Ｒ３と呼ぶ）が接続されている。また、Ｒ３には並列に容量手段Ｃ２が接続されている。尚、Ｒ２とＲ３の接続点は比較器１の非反転入力端子（＋）にも接続さている。
【００３５】
次に、増幅手段Ａｍｐ１３についてもう少し詳しく説明する。Ｒ３の陽極端子にさらに第２のゲイン設定用の抵抗Ｒ４（以降Ｒ４と呼ぶ）が接続され、Ｒ４のもう片側の端子は比較器２の出力端子に接続されている。
また、比較器２の電源Ｖ０入力端子からＤＣバイアス電圧を設定するＲ５とＲ６がこの順で接続され、さらにＨブリッジ回路のＲ１００を介してアース１５側に至る。
【００３６】
さらに、Ｒ１００の正側と電源Ｖ０の負側には並列に時定数設定用の抵抗７と容量手段Ｃ３が接続されており、Ｒ７とＣ３の接続点は比較器２の反転入力端子（−）に接続されている。
【００３７】
増幅手段Ａｍｐ１２やＡｍｐ１３の構成は一例であって、別の手段で構成してもよい。
【００３８】
次に、故障検出回路１７の動作について説明する。
まず、Ｈブリッジ回路により定電流制御されて電解槽１１を流れる電解電流がＲ１００へ流れているいわゆるオン期間（ＯＮ  Ｄｕｔｙ）中について説明する。
デューティー制御状態において、電解電流がＲ１００に流れている期間、故障検出回路１７には「電解電流Ｉ１×検出抵抗Ｒ１００」によって生じる電圧ＶＩＮが増幅手段Ａｍｐ１２及びＡｍｐ１３に入力される。
【００３９】
これにより、比較器１の反転入力端子（-）には電圧ＶＩＮが印加される。この時、容量手段Ｃ１に充電されていない状態にある時、比較器１の非反転入力端子（＋）の電圧より、反転入力端子（-）の電圧が大きくなり、比較器１はロウレベル信号を出力する。
【００４０】
比較器１の出力がオンしロウレベル信号を出力すると、スイッチ手段Ｑ１がオンし、容量手段Ｃ１に電荷が充電される。この時、電流オン期間中の増幅手段Ａｍｐ１２のゲインＧ(on中)はゲイン設定用の抵抗Ｒ２とＲ３によって、以下の（１）の式により表せられる。
【００４１】
Ｇ(on中)＝（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３・・・（１）
【００４２】
次にＨブリッジ回路により定電流制御されている時に電解電流がＲ１００に流れている期間における増幅手段Ａｍｐ１３の動作について説明する。電解電流がＲ１００に流れているオン期間は、比較器２の非反転入力端子（＋）Ｖ１は反転入力端子（−）の電圧Ｖ２より大きくなる。（反転入力端子電圧は抵抗Ｒ７と容量手段Ｃ３により、ＶＩＮ電圧が平均化される）すなわち、Ｖ１＞Ｖ２となる。この時、比較器２の出力はオフ状態となる。
【００４３】
従って、Ｈブリッジ回路により定電流制御されている時に電流がＲ１００に流れているオン期間は、比較器２がオフ状態にあるため、ＶｏｕｔはＲ１００の両端電圧ＶＩＮに対し、以下の（２）の式により表せられる。
【００４４】
Ｖｏｕｔ＝ＶＩＮ×Ｇ(on中)・・・（２）
【００４５】
次に、Ｈブリッジ回路により定電流制御されている電解電流がＲ１００に流れていない期間、いわゆるオフ期間（ＯＦＦ  Ｄｕｔｙ）中の故障検出回路１７の動作について説明する。
【００４６】
まず、増幅手段１２の動作について説明する。Ｒ１００に電解電流が流れていないため、Ｒ１００の両端電圧ＶＩＮは０Ｖとなる。この時、増幅手段Ａｍｐ１２では比較器１の反転入力端子（-）に抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点に生じる、Ｖ０電源電圧が抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ１００の抵抗比により分圧された電圧Ｖ３が印加される。
【００４７】
この時、比較器１の非反転入力端子（＋）に生じる電圧Ｖ４は、容量手段Ｃ２の両端電圧となる。容量手段Ｃ２には、容量手段Ｃ１に充電された電荷が電流オフ期間中に抵抗Ｒ２を介して、充電されることで電圧が生じる。この時、故障検出回路１７は容量手段Ｃ２に充電される電圧が、Ｒ３の両端電圧以上にならないように動作する。尚、電解電流がオン、オフする１周期中の容量手段Ｃ２両端電圧は、Ｒ１００両端電圧をピークホールドした値と一致する。
上記の結果、比較器１の非反転入力端子（＋）の電圧Ｖ４は反転入力端子（−）の電圧Ｖ３より大きくなった直後（Ｖ３は数十ミリボルト程度の電圧になるよう抵抗５と抵抗６を設定している）比較器１の出力はオフ状態となり、スイッチ手段Ｑ１がオフする。
【００４８】
この時、容量手段Ｃ１の電荷はＲ２、Ｒ３を介してＧＮＤへ放電されるため、容量手段Ｃ１の両端電圧は放電される電荷に応じて小さくなる。
【００４９】
次に、電流オフ期間中の増幅手段Ａｍｐ１３の動作について説明する。
Ｒ１００に電解電流が流れていない場合、比較器２の反転入力端子（−）電圧Ｖ２と非反転入力端子（＋）電圧Ｖ１の関係は、Ｖ２＞Ｖ１となる。
【００５０】
よって、比較器２の出力はオン状態となり、ロウレベル信号を出力する。
従って、この電流オフ期間中の増幅手段１２のＧ（off中）は、以下の（３）の式により表せられる。
【００５１】
【数１】
2011206622.tif 000003
【００５２】
以上のように、電解電流がＲ１００に流れている時と流れていない時において故障検出回路のゲインはオン期間中では（１）式で表すことが出来、オフ期間中では（３）式で表すことが出来る。
【００５３】
これにより、定電流動作を行うオン期間中とオフ期間中を組み合わせた１周期のゲインＧ（total）は以下の（４）の式により表せられる。
Ｇ(total) ＝Ｇ(on中)×ＯＮ  Ｄｕｔｙ＋Ｇ(off中)×ＯＦＦ  Ｄｕｔy  ・・・（４）
従って、定電流動作中の故障検出回路の出力電圧ＶｏｕｔはＶＩＮに対し、以下の（５）の式により表せられる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＩＮ×{Ｇ(on中)×ＯＮ  Ｄｕｔｙ＋Ｇ(off中)×ＯＦＦ  Ｄｕｔy}・・・（５）
【００５４】
ここで、図１０は、図９の故障検出回路において、電極端子間が正常な時の各部波形例を表し、図１１は、図９の故障検出回路において、電極端子間がショートした場合の各部波形例を表す。図１０においては、電極端子間が正常な時としてＯＮ  Ｄｕｔｙが５０％の場合であり、図１１においては、電極端子間に異物が詰ってショートしたため、電解電流が急激に立ち上がることで、ＯＮ  Ｄｕｔｙが１０％とった場合である。
【００５５】
図１０において、例えば、Ｒ２＝４．７ｋΩ、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｒ４＝１ｋΩと設定した場合、電極端子が正常である時の故障検出回路の出力電圧Ｖｏｕｔを算出する。但し、前提条件として
ＶＩＮ＝０．４Ｖとし、ＯＮ  Ｄｕｔｙ＝５０％，ＯＦＦ  Ｄｕｔｙ＝５０％である。
【００５６】
Ｇ(on中) ＝（４．７ｋ＋１ｋ）/１ｋ＝５．７
Ｇ(off中) ＝４．７ｋ＋{（１ｋ×１ｋ）/（１ｋ＋１ｋ）}/{（１ｋ×１ｋ）/（１ｋ＋１Ｋ）＝１０．３３
よって、
Ｖｏｕｔ＝０．４Ｖ×{５．７×０．５＋１０．３３×０．５}＝３．２Ｖ
【００５７】
次に、図１１において、電極端子間がショート故障した時の故障検出回路の出力電圧Ｖｏｕtを算出する。但し、前提条件としてＯＮ  Ｄｕｔｙ、ＯＦＦ  Ｄｕｔｙ以外は図１０で仮定した値と同じとし、ここではＯＮ  Ｄｕｔｙ＝１０％、ＯＦＦ  Ｄｕｔｙ＝９０％である時の値を算出する。
【００５８】
Ｖｏｕｔ＝０．４Ｖ×{５．７×０．１＋１０．３３×０．９}≒４．０Ｖ
【００５９】
この図１０、図１１に表したように、本実施形態によれば電極端子間がショート故障した場合において、たとえＲ１００に流れる電流ピーク値が同じであっても、すなわちＶＩＮが同じ値であってもＯＮ  ＤｕｔｙとＯＦＦ  Ｄｕｔｙの比率に応じて故障検出回路が持つゲインを可変することで故障検出回路の出力電圧に差を持たせることが出来る。
例えばこの出力電圧をＣＰＵなど、ロジックＩＣを用いて監視させることにより、電極端子間が正常時か、異常かを故障検出回路のＶｏｕｔ電圧をＡＤ値換算さえることで、明確に区別することが出来る。
【符号の説明】
【００６０】
６ｄ１０…制御装置、１１…電解槽、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ…スイッチング素子（Ｈブリッジ回路）、１３…インダクタ、１４…電源部、１６…通電制御手段、１７…故障検出回路、電流検出抵抗…Ｒ１００
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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