(57)【要約】【課題】通信処理に支障をきたすことなく直流電圧コンバータの消費電流を抑制する。【解決手段】直流電圧コンバータの出力電圧を供給され，直流電圧コンバータ(20)をパルス幅変調制御またはパルス周波数変調制御のいずれかに制御する移動体通信装置において，高周波送受信部(10)からの受信信号を復調し送信信号を変調して高周波送受信部に出力する変復調部(14)と，変復調部に対して受信データの入力および送信データの出力をするとともに，自局宛の受信期間と送信期間に対応して通信制御を行う通信制御部(16)と，受信期間と送信期間では直流電圧コンバータをパルス幅変調制御に制御し，受信期間と送信期間以外の少なくとも一部の期間では直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する直流電圧コンバータ制御部(18)とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧コンバータの出力電圧を供給され，前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御またはパルス周波数変調制御のいずれかに制御する移動体通信装置において，
高周波送受信部からの受信信号を復調し送信信号を変調して前記高周波送受信部に出力する変復調部と，
前記変復調部に対して受信データの入力および送信データの出力をするとともに，自局宛の受信期間と送信期間に対応して通信制御を行う通信制御部と，
前記受信期間と送信期間では前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御に制御し，前記受信期間と送信期間以外の少なくとも一部の期間では前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する直流電圧コンバータ制御部とを有する移動体通信装置。
【請求項２】
請求項１において，
前記通信制御部は，プリアンブル期間とダウンリンクフレームとアップリンクフレームとを有する通信フレームに同期して前記通信制御を行い，
前記受信期間は，前記プリアンブル期間と前記ダウンリンクフレーム内のマップ情報受信期間及び自局宛受信バースト期間のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記アップリンクフレーム内の自局に割り当てられた送信バースト期間を含む移動体通信装置。
【請求項３】
請求項２において，
前記直流電圧コンバータ制御部は，前記ダウンリンクフレーム及びアップリンクフレームであっても，前記マップ情報受信期間と前記自局宛受信バースト期間と前記送信バースト期間を除く期間のうち少なくとも一部の期間では，前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置。
【請求項４】
請求項１または２において，
前記通信制御部は，起動時においてメモリからのプログラムロードを含む起動処理と，自局が位置するセルの周波数を受信電力に基づいて探索するセルサーチと，検出したセル情報を基地局を介して登録する位置登録と，着信時に受信または送信する着信処理と，自局発通信要求時に受信または送信する自局発通信処理とのいずれかを制御し，
前記受信期間は，前記セルサーチと前記位置登録と着信処理と自局発通信処理のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記位置登録と着信処理と自局発通信処理のいずれかの期間を含む移動体通信装置。
【請求項５】
請求項４において，
前記直流電圧コンバータ制御部は，前記起動処理の期間では，前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置。
【請求項６】
請求項１において，
前記直流電圧コンバータ制御部は，前記送信期間であっても前記高周波送受信部による送信電力が規定値より小さい場合は，前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて，
さらに，直流電圧を出力電圧に変換する前記直流電圧コンバータと，
高周波受信信号を受信し高周波送信信号を送信する前記高周波送受信部とを有し，
前記直流電圧コンバータの出力電圧が，前記高周波送受信部と前記変復調部と前記通信制御部とに供給される移動体通信装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかにおいて，
前記直流電圧コンバータは，外部電源と出力端子との間に接続されたスイッチと，前記スイッチを導通するスイッチングパルスを生成し前記スイッチに出力するスイッチング制御部とを有し，
前記スイッチング制御部は，前記パルス幅変調制御では前記スイッチングパルスとして一定周期毎に前記出力電圧に応じたパルス幅を有するパルスを生成し，前記パルス周波数制御では前記スイッチングパルスとして前記出力電圧に応じた周期で一定パルス幅のパルスを生成する移動体通信装置。
【請求項９】
移動体通信装置に出力電圧を供給する直流電圧コンバータの制御方法であって，
前記移動体通信装置は，前記直流電圧コンバータの前記出力電圧を供給され，高周波受信信号を受信し高周波送信信号を送信する前記高周波送受信部と，高周波送受信部からの受信信号を復調し送信信号を変調して前記高周波送受信部に出力する変復調部と，前記変復調部に対して受信データの入力および送信データの出力をするとともに自局宛の受信期間と送信期間に対応して通信制御を行う通信制御部とを有し，
前記受信期間と送信期間では前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御に制御し，
前記受信期間と送信期間以外の少なくとも一部の期間では前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置用の直流電圧コンバータの制御方法。
【請求項１０】
請求項９において，
前記通信制御部は，プリアンブル期間とダウンリンクフレームとアップリンクフレームとを有する通信フレームに同期して前記通信制御を行い，
前記受信期間は，前記プリアンブル期間と前記ダウンリンクフレーム内のマップ情報受信期間及び自局宛受信バースト期間のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記アップリンクフレーム内の自局に割り当てられた送信バースト期間を含む移動体通信装置用の直流電圧コンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，電圧コンバータを制御する移動体通信装置とその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信装置は，携帯電話やWiMaxに対応した情報端末などに搭載される。移動体通信装置は，電池などの外部電源電圧を通信デバイス用電源電圧に変換する電圧コンバータからその電源電圧を供給される。電圧コンバータは，通信デバイスに供給する電源電圧を所望の電圧に維持する。
【０００３】
電圧コンバータの一例として直流電圧を異なる電圧の直流電圧に変換する直流電圧コンバータ（DCDCコンバータ）がある。このDCDCコンバータは，外部電源の電圧を異なる電圧の出力電圧に変換するLSIデバイスであり，外部電源からスイッチング素子を介して出力端子側のインダクタに電流を供給し，平滑化された出力電圧を生成する。このスイッチング素子の制御方法として，PWM（パルス幅変調）制御と，PFM（パルス周波数変調）制御とが知られている。負荷電流が大きい間はPWM制御にし，小さくなるとPFM制御にするのが一般的である。PWM制御は出力負荷の変動に対して応答性が優れて出力電圧の変動（リップル）が小さいるものの消費電流が大きいのに対して，PFM制御は消費電流が小さいものの応答性が悪く出力電圧の変動が大きい。
【０００４】
DCDCコンバータを搭載する携帯通信端末については，特許文献１，２，３などに記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平２００９−３３５９１号公報
【特許文献２】特開平２００２−１４１８２４号公報
【特許文献３】特開平２００８−２１１６４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
移動体通信装置は，常時無線送受信しているわけではなく，電源起動時のセルサーチ及び位置登録や着信時の通信処理など無線送信または受信を伴う処理期間以外の無線送受信していない期間を有する。また，WiMAXの通信方式では，通信フレームがアップリンクフレームとダウンリンクフレームに分けられ，当該通信フレーム内において移動体通信端末が使用する送受信領域が予め決められまたはその都度指定される。この場合も移動体通信装置は通信フレームの期間中常時送受信しているわけではない。
【０００７】
一方，移動体通信装置内の通信デバイスは，高周波送受信部などのアナログ回路と，ベースバンド信号を処理するなどのデジタル回路とを有する。アナログ回路では，電源電圧のリップルに起因して雑音が発生したり誤動作を招くことがある一方，デジタル回路では，多少の電源電圧のリップルに対しても正常に動作することができる。
【０００８】
そこで，本発明の目的は，電圧コンバータの消費電流を低減する移動体通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
直流電圧コンバータの出力電圧を供給され，前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御またはパルス周波数変調制御のいずれかに制御する移動体通信装置において，
高周波送受信部からの受信信号を復調し送信信号を変調して前記高周波送受信部に出力する変復調部と，
前記変復調部に対して受信データの入力および送信データの出力をするとともに，自局宛の受信期間と送信期間に対応して通信制御を行う通信制御部と，
前記受信期間と送信期間では前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御に制御し，前記受信期間と送信期間以外の少なくとも一部の期間では前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する直流電圧コンバータ制御部とを有する。
【発明の効果】
【００１０】
第１の側面によれば，送受信動作に支障を与えることなく直流電圧コンバータの消費電流を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本実施の形態における移動体通信装置の全体構成図である。
【図２】本実施の形態における移動体通信装置の電源部の具体例を示す図である。
【図３】本実施の形態における移動体通信装置の高周波送受信部の一部具体例を示す図である。
【図４】本実施の形態におけるDCDCコンバータの構成図である。
【図５】ＤＣＤＣコンバータの動作を示す図である。
【図６】ＤＣＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図７】ＤＣＤＣコンバータをＰＷＭ制御した場合の動作波形を示す図である。
【図８】ＤＣＤＣコンバータをＰＦＭ制御した場合の動作波形を示す図である。
【図９】本実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータのスイッチング制御のフローチャート図である。
【図１０】移動体通信装置の概略的な通信制御を示すフローチャート図である。
【図１１】移動体通信装置の通信制御とパルス変調制御の第１の例を示す図である。
【図１２】移動体通信装置の通信制御とパルス変調制御の第２の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は，本実施の形態における移動体通信装置の全体構成図である。移動体通信装置は，アンテナに接続され高周波受信信号を受信し高周波送信信号を送信する高周波送受信部１０と，ベースバンド変復調部１４と通信制御部１６とＤＣＤＣコンバータ制御部１８とを有するデジタル回路ユニット１２と，電源部２０とを有する。
【００１３】
高周波送受信部１０は，後述するとおり，送信側のアップコンバータ及びパワーアンプと，受信側のローノイズアンプ及びダウンコンバータとを有するアナログ回路である。ベースバンド変復調部１４は，高周波送受信部１０からの受信信号を復調し，送信信号を変調して高周波送受信部１０に出力する。また，通信制御部１６は，ベースバンド変復調部１４からの受信信号に含まれるデータを処理し，ベースバンド変復調部１４への送信信号に含めるデータを処理し，さらに自局宛の受信期間と送信期間に対応して所定の通信制御を行う。
【００１４】
電源部２０は，電池に加えて，電池の直流電圧を出力電圧Voutに変換するＤＣＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）とを有する。この出力電圧Voutは，高周波送受信部１０，ベースバンド変復調部１４，通信制御部１６などに電源電圧として供給される。
【００１５】
さらに，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，ベースバンド変復調部１４が生成する通信タイミングの基準信号と，通信制御部１６が生成する通信状態情報を有する状態信号とに基づいて，ＤＣＤＣコンバータのパルス制御をパルス幅変調制御かパルス周波数変調制御かのいずれかに制御する制御信号Ｗ／Ｆを生成し，電源部２０内のＤＣＤＣコンバータに供給する。
【００１６】
ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，高周波送受信部１０が動作する送信期間と受信期間ではＤＣＤＣコンバータをパルス幅変調制御に制御して，ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Voutの変動幅を小さくしアナログ回路である高周波送受信部１０への電源電圧変動の影響を最小限に抑える。またＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，送信期間と受信期間以外の少なくとも一部の期間ではＤＣＤＣコンバータをパルス周波数変調制御に制御して，ＤＣＤＣコンバータの消費電力を抑制する。
【００１７】
図２は，本実施の形態における移動体通信装置の電源部の具体例を示す図である。図２の具体例では，電源部２０は，電池などの外部電源ＶＤＤから第１の出力電圧ＶＤ１を生成するＤＣＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）２０Ａと，第１の出力電圧ＶＤ１から第２の出力電圧ＶＤ２を生成する低電圧用ＤＣＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）２０Ｂと，第１の出力電圧ＶＤ１から第３，第４の出力電圧ＶＤ３，ＶＤ４を生成するロードロップアウトレギュレータ（シリーズレギュレータ）２０Ｃ，２０Ｄとを有する。
【００１８】
これらの生成された出力電圧ＶＤ１〜ＶＤ４は，デジタル回路ユニット１２内のメモリ１３やベースバンド変復調部１４，通信制御部１６に，アナログ回路である高周波受信部１０内の高周波ＬＳＩ１０ＡとパワーアンプＰＡを有する高周波フロントエンド１０Ｂとに，それぞれ図示されるように供給される。なお，図２ではデジタル回路ユニット１２内のＤＣＤＣコンバータ制御部は省略されている。
【００１９】
スイッチングレギュレータであるＤＣＤＣコンバータ２０Ａ，２０Ｂは，比較的大きな負荷電流を有する負荷回路に対する電源電圧レギュレータとして利用され，一方，シリーズレギュレータ２０Ｃ，２０Ｄは，スイッチング動作を伴わずに入力電圧を低下させた出力電圧ＶＤ３，ＶＤ４を生成し，比較的小さな負荷電流を有する負荷回路に対する電源電圧レギュレータとして利用される。
【００２０】
図２の例では，両スイッチングレギュレータ（ＤＣＤＣコンバータ）２０Ａ，２０Ｂの出力電圧ＶＤ１，ＶＤ２は，デジタル回路ユニット１２と，ＲＦ送受信部１０内のパワーアンプＰＡに供給され，一方，両シリーズレギュレータ２０Ｃ，２０Ｄの出力電圧ＶＤ３，ＶＤ４は，高周波送受信部１０に供給されている。そして，両ＤＣＤＣコンバータ２０Ａ，２０Ｂは，図１のＤＣＤＣコンバータ制御部１８から制御信号W/Fを与えられ，そのスイッチング制御がPWM制御またはPFM制御にされる。
【００２１】
図３は，本実施の形態における移動体通信装置の高周波送受信部１０の一部具体例を示す図である。高周波送受信部１０は，ベースバンド変復調部１４で変調された送信信号をローカル周波数ＦＬでアップコンバートするミキサＭＩＸ１とそのミキサ出力を増幅するパワーアンプＰＡとを有する送信回路ＴＸと，アンテナＡＴからの受信信号を増幅するローノイズアンプＬＮＡとローカル周波数ＦＬによりダウンコンバートするミキサＭＩＸ２とローパスフィルタＬＰＦとを有する受信回路ＲＸとを有する。
【００２２】
送信回路ＴＸ内のパワーアンプＰＡには，ＤＣＤＣコンバータ２０Ａからの出力電圧ＶＤ１が電源として供給され，通信制御部１６からの電力制御信号PWcontに応じてそのゲインが制御される。パワーアンプＰＡのゲインは，基地局から指示された送信電力に基づく電力制御信号PWcontにより適宜制御される。
【００２３】
図４は，本実施の形態におけるDCDCコンバータの構成図である。DCDCコンバータ２０Ａ，２０Ｂは，外部電源ＶＤＤに接続された第１のスイッチＳＷ１と，グランドＧＮＤに接続された第２のスイッチＳＷ２とを有し，両スイッチＳＷ１，ＳＷ２の接続ノード（VL）に接続された出力コイルＬと，その出力コイルＬに接続された平滑化コンデンサＣｏｕｔとが外付けで設けられている。
【００２４】
さらに，DCDCコンバータは，両スイッチＳＷ１，ＳＷ２に制御パルスＰ１，Ｐ２をそれぞれ供給して両スイッチの導通，非導通を制御するスイッチング部２８を有する。そして，DCDCコンバータは，ＰＷＭ制御用のスイッチングパルスＰＷを生成する生成部２２と，ＰＦＭ制御用のスイッチングパルスＰＦを生成する生成部２５と，制御信号Ｗ／Ｌに応じて両スイッチングパルスＰＷ，ＰＦのいずれかを選択する選択回路２７とを有する。
【００２５】
ＰＷＭ制御用スイッチングパルス生成部２２は，一定周期の三角波を生成する三角波生成器２３と，出力電圧ＶＤ１と三角波信号の電圧とを比較し，三角波信号の電圧が高い期間のパルス幅を有するＰＷＭ制御用スイッチングパルスＰＷを生成するパルス生成器２４を有する。このＰＷＭ制御用スイッチングパルスＰＷは，一定の周期で且つ出力電圧ＶＤ１が低いほどパルス幅が広い。一方，ＰＦＭ制御用スイッチングパルス生成部２５は，出力電圧ＶＤ１と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し，一定のパルス幅を有し且つ出力電圧ＶＤ１が基準電圧Ｖｒｅｆに比較して低い場合は長い周期の，逆に高い場合は短い周期のＰＦＭ制御用スイッチングパルスＰＦを生成するパルス生成器２６を有する。
【００２６】
そして，選択回路２７は，制御信号Ｗ／Ｆに応じて，制御用スイッチングパルスＰＷ，ＰＦのいずれかを選択する。これにより，スイッチング部２８は，選択回路２７が選択したパルスＰＷ，ＰＦに基づいて，そのパルスと正相の制御パルスＰ１と逆相の制御パルスＰ２とを生成し，スイッチＳＷ１，ＳＷ２の導通と非導通とを互いに逆相で制御する。
【００２７】
図５は，ＤＣＤＣコンバータの動作を示す図である。また，図６は，ＤＣＤＣコンバータの動作を示す波形図である。ＤＣＤＣコンバータの第１，第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２は，制御スイッチＰ１，Ｐ２により交互に導通，非導通を繰り返す。また，制御スイッチＰ１，Ｐ２は互いに逆相のパルスである。
【００２８】
図５（Ａ）では，第１のスイッチＳＷ１が導通状態，第２のスイッチＳＷ２が非導通状態である。この状態では，外部電源ＶＤＤからスイッチＳＷ１を経由してコイルＬに流れる電流ＩＬが徐々に増加し，スイッチ接続ノードの電圧ＶＬも徐々に増加する。この電流ＩＬによりコイルＬにはエネルギーが磁束の形で蓄積される。
【００２９】
一方，図５（Ｂ）では，第１のスイッチＳＷ１が非導通状態，第２のスイッチＳＷ２が導通状態である。スイッチ接続ノードは第２のスイッチＳＷ２を介してグランドＧＮＤに接続されるもののコイルＬに蓄積されたエネルギーにより電流ＩＬがスイッチＳＷ２を経由して継続して流れる。ただし，この電流ＩＬは徐々に減少し，スイッチ接続ノードの電圧ＶＬも徐々に減少する。
【００３０】
図６に示されるとおり，第１のスイッチＳＷ１を導通（オン）させるパルスＰ１がＨレベルの間に電流ＩＬ及びスイッチ接続ノードの電圧ＶＬが上昇し（図５（Ａ）の状態），Ｌレベルの間に電流ＩＬ及び電圧ＶＬが減少する（図５（Ｂ）の状態）。この電圧ＶＬの上昇と減少は，コイルＬと平滑化キャパシタＣｏｕｔとによる平滑化フィルタにより平滑化され，出力電圧ＶＤ１，出力電流Ｉｏｕｔのリップル（変動）は小さくなる。このように，スイッチングレギュレータであるＤＣＤＣコンバータは，出力電圧ＶＤ１にリップル（変動）が生じる。
【００３１】
図７は，ＤＣＤＣコンバータをＰＷＭ制御した場合の動作波形を示す図である。ＰＷＭ制御の場合，スイッチＳＷ１を制御するパルスＰ１は，パルス間隔Ｔｐが一定であり，パルス幅Ｗｐが出力電圧ＶＤ１に応じて可変制御される。つまり，出力電圧ＶＤ１が低くなればパルス幅Ｗｐが長くなり高くなれば短くなる。その結果，スイッチ接続点の電圧ＶＬは，一定のパルス間隔Ｔｐの周期で可変パルス幅Ｗｐに対応する期間増加し，パルスＰ１がＬの期間（パルスＰ２がＨの期間）低下する。したがって，電圧ＶＬの変化の幅はそれほど大きくなく，且つ出力負荷の変動に対して応答性良く電圧ＶＬを制御することができる。ただし，ＰＷＭ制御では，頻繁にスイッチング動作が行われるので，ＤＣＤＣコンバータの消費電流は比較的大きくなる。
【００３２】
図８は，ＤＣＤＣコンバータをＰＦＭ制御した場合の動作波形を示す図である。ＰＦＭ制御の場合，スイッチＳＷ１を制御するパルスＰ１は，パルス幅Ｗｐが一定であり，パルス間隔Ｔｐが出力電圧ＶＤ１に応じて可変制御される。つまり，出力電圧ＶＤ１が低くなればパルス間隔Ｔｐは短くなり高ければ長くなる。その結果，スイッチ接続点の電圧ＶＬは，可変パルス間隔Ｔｐの周期で一定パルス幅Ｗｐに対応する期間増加し，パルスＰ１のＬの期間（パルスＰ２のＨの期間）低下する。したがって，電圧ＶＬの変化の幅はＰＷＭ制御よりも大きくなり，且つ出力負荷の変動に対して応答性が遅く電圧ＶＬを制御する。ＰＦＭ制御ではスイッチング動作の頻度が下がるので，ＤＣＤＣコンバータの消費電流は比較的小さくなる。
【００３３】
図６に示すとおり，ＤＣＤＣコンバータの出力電圧ＶＤ１は，図７，図８に示すスイッチ接続点の電圧ＶＬを平滑化したものであるので，出力電圧ＶＤ１のリップル（変動）幅も，ＰＷＭでは小さく，ＰＦＭでは大きくなる。
【００３４】
一般に，ＤＣＤＣコンバータは，そのスイッチング制御としてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とを，負荷電流に基づいて自動的に切り替える。一般に，負荷電流が多い場合には電流供給を頻繁に行うＰＷＭ制御が，負荷電流が少ない場合には電流供給の頻度が低いＰＦＭ制御が選択される。
【００３５】
しかしながら，ＤＣＤＣコンバータが移動体通信装置の電源レギュレータとして使用された場合，必ずしも負荷電流の大きさに応じてＰＷＭとＰＦＭとを選択することは適切ではない。すなわち，ＤＣＤＣコンバータの消費電流を最小化するためには，ＤＣＤＣコンバータの消費電流が大きいＰＷＭ制御は，通信装置が電源電圧のリップルを小さく抑えたい期間に選択し，リップルが大きくてもよい期間ではたとえ消費電流が大きくてもＰＦＭ制御を選択するのが望ましい。また，負荷電流に基づいて制御方法を切り替える制御では，切替を高速に行うことが難しい。
【００３６】
ここで，電源電圧のリップルを小さく抑えたいときは，高周波送受信部１０による送受信動作が行われるときである。電源電圧のリップルが大きいと電源ノイズが発生し，アナログ回路である高周波送受信部１０の信号に電源ノイズが重畳し誤動作を招くからである。また，電源ノイズにより送信信号にノイズが発生しパワーアンプでノイズが増幅されるからである。一方，電源電圧のリップルが大きくてもよいのは，デジタル回路であるメモリやベースバンド変復調部や通信制御部である。デジタル回路では多少の電源ノイズが発生しても誤動作を招くことは少ない。
【００３７】
たとえば，電源起動時の起動処理ではプロセッサがメモリからプログラムをダウンロードするためにメモリアクセスを頻繁に行い，大きな負荷電流が発生する。しかし，このような起動処理中には高周波送受信部１０では送受信動作は行われないので，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御される必要はなくＰＦＭ制御でもよい。逆に，負荷電流が小さいときでも，送受信動作に伴い高周波送受信部が動作するときは，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御されることが望ましい。
【００３８】
そこで，本実施の形態では，高周波送受信部が送信動作または受信動作をする送信期間と受信期間では，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御され，送信期間と受信期間以外のいずれかの期間ではＰＦＭ制御される。これにより，通信装置の送受信動作に支障を与えることなく，ＤＣＤＣコンバータの消費電力を最小限に抑制することができる。
【００３９】
図９は，本実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータのスイッチング制御のフローチャート図である。ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，電源起動時からＤＣＤＣコンバータをＰＦＭ制御に制御する（Ｓ１０）。そして，ベースバンド変復調部１４からのフレーム同期タイミングなどを知らせる基準タイマー信号と，通信制御部１６からの送信期間や受信期間を特定する通信状態信号とから，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，送信期間と受信期間のタイミングを取得する。
【００４０】
そして，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，受信期間中であれば（Ｓ１２のＹＥＳ）ＰＷＭ制御に制御し（Ｓ１４），送信期間中であれば（Ｓ１６のＹＥＳ）ＰＷＭ制御に制御し（Ｓ２０），いずれの期間でもなければＰＦＭ制御に戻す（Ｓ１０）。さらに，送信期間中であっても（Ｓ１６のＹＥＳ），送信電力が基準値を超えていなければ（Ｓ１８のＮＯ）ＰＦＭ制御にし（Ｓ２２），送信電力が基準値を超えている場合には（Ｓ１８のＹＥＳ）ＰＷＭ制御にする（Ｓ２０）。
【００４１】
図３に示したとおり，高周波送受信部１０内の送信部ＴＸでは，最終段でパワーアンプＰＡが入力される送信信号を電力制御信号PWcontに応じたゲインで増幅する。したがって，電力制御信号PWcontが基準値を超える電力を要求していた場合，電源ノイズにより送信信号に発生したノイズ成分がパワーアンプＰＡで大きく増幅されるので，電源変動が小さいＰＷＭ制御が送信信号のノイズ成分を小さくできるので好ましい。ただし，電力制御信号PWcontが基準値を超えない低い電力を要求していた場合，パワーアンプＰＡでのノイズ成分はあまり増幅されないので，電源変動が大きいＰＦＭ制御でも送信動作には支障が少ない。
【００４２】
以下，具体的な通信制御を例にして，ＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御のいずれが選択されるかについて詳述する。
【００４３】
図１０は，移動体通信装置の概略的な通信制御を示すフローチャート図である。電源がオンになると，初期動作として，移動体通信装置内の通信制御部１６やＤＣＤＣコンバータ制御部１８などを構成するＣＰＵがメモリ内のプログラムのロードや変数設定などの起動処理を行う（Ｓ３０）。
【００４４】
次に，移動体通信装置は，自局がどのセルの領域内に位置しているかを検出するセルサーチを行う（Ｓ３２）。セルサーチでは，通信制御部１６が高周波送受信部１０内の受信回路ＲＸのローカル周波数ＦＬをキャリアの周波数帯域内でスキャンしながら受信電力を監視し，最も受信電力が大きい周波数を検出し，その周波数が割り当てられたセルの領域に位置することを検出する。したがって，セルサーチでは，高周波送受信部１０が受信動作を行う。
【００４５】
セルサーチでセルが検出されると（Ｓ３４のＹＥＳ），移動体通信装置は，ネットワークの管理センターに対して位置登録とよばれる認証，登録手続きを行う（Ｓ３８）。この手続のために送信動作と受信動作が行われる。セルサーチによってセルを検出できない場合は（Ｓ３４のＮＯ），決められた所定時間の間待機する圏外処理を行う（Ｓ３６）。この圏外処理では，移動体通信装置は低消費電力状態に制御されタイマーにより所定時間待機するだけであり，送信も受信も行われない。
【００４６】
一旦位置登録が行われると（Ｓ３８），移動体通信装置は，着信及び発信が可能な状態となる。そして，ネットワーク側からの着信が検出されるとその後は送信と受信動作の通信処理が行われ，また，ユーザーからの発信が検出されると同様に送信と受信動作の通信処理が行われる（ＳＳ４０，Ｓ４２）。それらの送信と受信動作が終了すると，再び，着信と発信を検出するまで待ち受け状態になる。
【００４７】
待ち受け状態では，通信制御方式に基づいて定期的に受信や送信が行われる。位置登録後は，例えば，フレーム番号と呼ばれるネットワーク時間の管理単位毎に着信情報の監視を行うために送信と受信動作が行われる。したがって，前述したとおり，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，ベースバンド変復調部１４からフレーム同期タイミングを示す基準タイマー信号を与えられ，通信制御部１６から通信状態を知らせる状態信号を与えられ，それらの信号に基づいて受信期間と送信期間を把握することができる。そこで，受信期間と送信期間ではＤＣＤＣコンバータをＰＷＭ制御し，受信期間と送信期間以外の少なくともある期間ではＰＦＭ制御する。ただし，送信期間中であっても送信電力が基準値より小さい場合はＰＦＭ制御を選択する。
【００４８】
図１１は，移動体通信装置の通信制御とパルス変調制御の第１の例を示す図である。この通信制御は携帯電話の通信方式に対応している。時間ｔ１で電源がオンになると，プロセッサが起動処理を行う。この起動処理期間中はメモリアクセスなどが頻繁に行われ消費電流は増大するが，ＤＣＤＣコンバータはＰＦＭ制御される。
【００４９】
そして，時間ｔ２で移動体通信装置はセルサーチを行う。この期間は受信動作を伴うので，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御される。最初のセルサーチでセルの電波を検出できなかった場合は，時間ｔ３から圏外処理を行い，基準タイマーに基づいて所定時間経過後の時間ｔ４から再度セルサーチが行われる。圏外処理では低消費電力状態になり送受信動作がないのでＰＦＭ制御される。
【００５０】
図１１の例では，時間ｔ４の２回目のセルサーチでセルが検出され，時間ｔ５から位置登録処理が行われる。位置登録処理では，基地局を介してネットワークセンタに通信装置が位置するセルを登録するために，送受信動作を伴う。したがって，時間ｔ４からのセルサーチの期間と，時間ｔ５からの位置登録処理中はＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御される。
【００５１】
位置登録が完了した後は，基準タイマーに基づき移動体通信装置に割り当てられた所定のフレーム番号のタイミングで着信情報を受信して自局あての着信があるか否かをチェックする。たとえば，図１１では，時間ｔ６，ｔ８，ｔ１０で着信確認が行われる。これらの着信確認では受信動作が行われるので，時間ｔ６，ｔ８，ｔ１０ではＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御される。
【００５２】
着信確認で着信が確認されないと，時間ｔ７，ｔ９では待ち受け処理が行われる。この待ち受け処理では，移動体通信装置は低消費電力状態になり送受信動作をせずに次のフレーム番号タイミングまで待機するので，ＤＣＤＣコンバータはＰＦＭ制御される。着信確認で着信が確認されると，時間ｔ１１で送受信動作を伴う通信処理が行われ，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御される。
【００５３】
さらに，図示していないが，ユーザからの発信要求があれば，それ以降は送受信動作を伴う通信処理が行われ，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御される。
【００５４】
上記のように，移動体通信装置では，一連の通信制御において，送信動作と受信動作と非送受信動作とが短い時間で切り替わる。本実施の形態では，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８が，それらの期間を監視してパルス制御信号Ｗ／ＦによりＤＣＤＣコンバータをＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とに高速に切り替える。これにより，通信処理に支障を来すことなくＤＣＤＣコンバータの消費電流を抑制することができる。
【００５５】
なお，送信動作または受信動作が短い時間を挟んで繰り返される場合などは，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，ＰＷＭ制御を維持するようにして，パルス制御の切替による電源電圧の変動を抑制するようにしてもよい。ただし，送信動作も受信動作も行われない期間において少なくとも一部の期間では，望ましくは全部の期間で，ＰＦＭ制御することで，ＤＣＤＣコンバータの消費電流をできるだけ抑制することが望ましい。
【００５６】
図１２は，移動体通信装置の通信制御とパルス変調制御の第２の例を示す図である。この通信制御はＷｉＭＡＸの通信方式に対応している。ＷｉＭＡＸの通信方式ではＯＦＤＭＡ通信が採用されていて，図１２に示されるとおり，固定長の無線フレームＮ，Ｎ＋１，Ｎ＋２が繰り返される。各無線フレームは，横軸方向がシンボル方向，縦軸方向がサブチャネル（ＯＦＤＭのサブキャリア）方向に対応している。
【００５７】
無線フレームはプリアンブルとダウンリンクフレームとアップリンクフレームとで構成される。無線フレームの先頭の全サブチャネルに割り当てられたプリアンブルには，既知の同期信号ビットなどが含まれる。プリアンブルに続いて固定シンボル長で且つ固定サブチャネルに，各端末に割り当てられたダウンリンクフレーム内の受信バースト領域４４とアップリンクフレーム内の送信バースト領域４６の情報を含むマップ情報領域４２が割り当てられる。
【００５８】
したがって，無線フレームの先頭からプリアンブル４０とマップ情報領域４２までの時間ｔ２０〜ｔ２１は固定時間である。時間ｔ２１以降では，自局に割り当てられたバースト領域４４，４６は，マップ情報４２に依存して可変になる。よって，通信制御部１６は，このマップ情報４２に基づいて，自局宛て受信バースト領域４４と送信バースト領域４６の時間帯を知ることができる。
【００５９】
そこで，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，ベースバンド変復調部１４から無線フレームの開始時間を知らせる無線フレームタイマー信号を与えられ，通信制御部１６からマップ情報に基づく自局宛て受信バースト領域と送信バースト領域の時間情報を与えられ，それらに基づいて，どの時間帯で移動体通信装置が受信動作や送信動作を把握する。
【００６０】
そして，図１２に示されるとおり，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，時間ｔ２１からＤＣＤＣコンバータをＰＦＭ制御し，自局宛て受信バースト４４の期間ｔ２２〜ｔ２３でＰＷＭ制御に切り替え，時間ｔ２３でＰＦＭ制御に切り替える。さらに，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，ダウンフレーム内の自局に割り当てられた送信バースト４６の期間ｔ２４〜ｔ２５では，ＤＣＤＣコンバータをＰＷＭ制御に制御する。
【００６１】
このように，ＷｉＭＡＸは一種の時分割マルチアクセス方式であり，無線フレーム内の一部の時間帯にある自局宛ての受信バーストの時間帯と送信バーストの時間帯だけで，高周波送受信部が受信処理または送信処理をおこなう。それ以外の時間帯は無線フレーム内であっても送信処理も受信処理も行わない待機状態になる。したがって，ＤＣＤＣコンバータは，無線フレーム内の受信バーストの時間帯と送信バーストの時間帯だけＰＷＭ制御され，それ以外の時間帯ではできるだけＰＦＭ制御に切り替えられる。
【００６２】
上記のＷｉＭＡＸ通信方式の場合は，ＤＣＤＣコンバータ制御部１８は，ベースバンド変復調部１４から無線フレームの時間情報を含む無線フレームタイマー信号を与えられ，通信制御部１６からマップ情報を解析することにより得た自局宛てバースト割り当て情報信号を与えられ，それらに基づいて，自局が受信動作と送信動作をする時間帯を検出し，図１２に示されるように，ＤＣＤＣコンバータをＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御に切替制御する。
【００６３】
上記の送信バースト４６の時間帯において，送信電力が基準値を超えない場合は，前述したとおりパルス制御による電源電圧のリップルの影響が小さいので，ＰＦＭ制御を行うようにするのが望ましい。
【００６４】
なお，図１２中に示したとおり，ダウンリングフレーム内には，基地局が全端末に時間情報などを報知する報知バースト４８が割り当てられる場合がある。この報知バースト４８も自局宛ての受信バーストに該当するので，ＤＣＤＣコンバータはＰＷＭ制御にされるのが好ましい。
【００６５】
以上の通り，本実施の形態の移動体通信装置によれば，ＤＣＤＣコンバータのパルス制御を通信状態に応じてＰＷＭまたはＰＦＭのいずれか適切な制御にすることができ，通信処理に支障を与えることなくＤＣＤＣコンバータの消費電流を極力抑制することができる。
【００６６】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【００６７】
（付記１）
直流電圧コンバータの出力電圧を供給され，前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御またはパルス周波数変調制御のいずれかに制御する移動体通信装置において，
高周波送受信部からの受信信号を復調し送信信号を変調して前記高周波送受信部に出力する変復調部と，
前記変復調部に対して受信データの入力および送信データの出力をするとともに，自局宛の受信期間と送信期間に対応して通信制御を行う通信制御部と，
前記受信期間と送信期間では前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御に制御し，前記受信期間と送信期間以外の少なくとも一部の期間では前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する直流電圧コンバータ制御部とを有する移動体通信装置。
【００６８】
（付記２）
付記１において，
前記通信制御部は，プリアンブル期間とダウンリンクフレームとアップリンクフレームとを有する通信フレームに同期して前記通信制御を行い，
前記受信期間は，前記プリアンブル期間と前記ダウンリンクフレーム内のマップ情報受信期間及び自局宛受信バースト期間のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記アップリンクフレーム内の自局に割り当てられた送信バースト期間を含む移動体通信装置。
【００６９】
（付記３）
付記２において，
前記直流電圧コンバータ制御部は，前記ダウンリンクフレーム及びアップリンクフレームであっても，前記マップ情報受信期間と前記自局宛受信バースト期間と前記送信バースト期間を除く期間のうち少なくとも一部の期間では，前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置。
【００７０】
（付記４）
付記１または２において，
前記通信制御部は，起動時においてメモリからのプログラムロードを含む起動処理と，自局が位置するセルの周波数を受信電力に基づいて探索するセルサーチと，検出したセル情報を基地局を介して登録する位置登録と，着信時に受信または送信する着信処理と，自局発通信要求時に受信または送信する自局発通信処理とのいずれかを制御し，
前記受信期間は，前記セルサーチと前記位置登録と着信処理と自局発通信処理のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記位置登録と着信処理と自局発通信処理のいずれかの期間を含む移動体通信装置。
【００７１】
（付記５）
付記４において，
前記直流電圧コンバータ制御部は，前記起動処理の期間では，前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置。
【００７２】
（付記６）
付記１において，
前記直流電圧コンバータ制御部は，前記送信期間であっても前記高周波送受信部による送信電力が規定値より小さい場合は，前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置。
【００７３】
（付記７）
付記１乃至６のいずれかにおいて，
さらに，直流電圧を出力電圧に変換する前記直流電圧コンバータと，
高周波受信信号を受信し高周波送信信号を送信する前記高周波送受信部とを有し，
前記直流電圧コンバータの出力電圧が，前記高周波送受信部と前記変復調部と前記通信制御部とに供給される移動体通信装置。
【００７４】
（付記８）
付記１乃至７のいずれかにおいて，
前記直流電圧コンバータは，外部電源と出力端子との間に接続されたスイッチと，前記スイッチを導通するスイッチングパルスを生成し前記スイッチに出力するスイッチング制御部とを有し，
前記スイッチング制御部は，前記パルス幅変調制御では前記スイッチングパルスとして一定周期毎に前記出力電圧に応じたパルス幅を有するパルスを生成し，前記パルス周波数制御では前記スイッチングパルスとして前記出力電圧に応じた周期で一定パルス幅のパルスを生成する移動体通信装置。
【００７５】
（付記９）
移動体通信装置に出力電圧を供給する直流電圧コンバータの制御方法であって，
前記移動体通信装置は，前記直流電圧コンバータの前記出力電圧を供給され，高周波受信信号を受信し高周波送信信号を送信する前記高周波送受信部と，高周波送受信部からの受信信号を復調し送信信号を変調して前記高周波送受信部に出力する変復調部と，前記変復調部に対して受信データの入力および送信データの出力をするとともに自局宛の受信期間と送信期間に対応して通信制御を行う通信制御部とを有し，
前記受信期間と送信期間では前記直流電圧コンバータをパルス幅変調制御に制御し，
前記受信期間と送信期間以外の少なくとも一部の期間では前記直流電圧コンバータをパルス周波数変調制御に制御する移動体通信装置用の直流電圧コンバータの制御方法。
【００７６】
（付記１０）
付記９において，
前記通信制御部は，プリアンブル期間とダウンリンクフレームとアップリンクフレームとを有する通信フレームに同期して前記通信制御を行い，
前記受信期間は，前記プリアンブル期間と前記ダウンリンクフレーム内のマップ情報受信期間及び自局宛受信バースト期間のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記アップリンクフレーム内の自局に割り当てられた送信バースト期間を含む移動体通信装置用の直流電圧コンバータの制御方法。
【００７７】
（付記１１）
付記９または１０において，
前記通信制御部は，起動時においてメモリからのプログラムロードを含む起動処理と，自局が位置するセルの周波数を受信電力に基づいて探索するセルサーチと，検出したセル情報を基地局を介して登録する位置登録と，着信時に受信または送信する着信処理と，自局発通信要求時に受信または送信する自局発通信処理とのいずれかを制御し，
前記受信期間は，前記セルサーチと前記位置登録と着信処理と自局発通信処理のいずれかの期間を含み，前記送信期間は，前記位置登録と着信処理と自局発通信処理のいずれかの期間を含む移動体通信装置用の直流電圧コンバータの制御方法。
【符号の説明】
【００７８】
１０：高周波送受信部                  １２：デジタル回路
１４：変復調部                        １６：通信制御部
１８：電圧コンバータ，ＤＣＤＣコンバータ
２０：電源部（ＤＣＤＣコンバータ）
Ｗ／Ｆ：パルス制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2011216995.tif 000011
【図１０】
2011216995.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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