(57)【要約】【課題】例えば回路規模を小さくした周波数測定装置などを提供する。【解決手段】本発明の一態様の周波数測定装置は、基準信号４０に基づいて決定される所定の期間に含まれる第１の信号（被測定信号）６１ａの変化数を計数した第１のカウント値６３ａを出力する第１のカウンタ部（短ゲートカウンタ部）２０ａと、前記所定の期間に含まれる第２の信号（補償用信号）８０の変化数を計数した第２のカウント値６３ｄを出力する第２のカウンタ部（短ゲートカウンタ部）２０ｄと、前記第１のカウント値６３ａと前記第２のカウント値６３ｄとの差分に対応した差分値６５ａを出力する演算部（減算器）５０ａと、前記差分値６５ａに含まれる高周波成分を除去するローパスフィルタ３０ａと、を備え、前記差分値６５ａは、前記第１のカウント値６３ａを表現可能なビット幅及び前記第２のカウント値６３ｄを表現可能なビット幅より小さなビット幅で構成される。【選択図】図１６
2011080911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準信号に基づいて決定される所定の期間に含まれる第１の信号の変化数を計数した第１のカウント値を出力する第１のカウンタ部と、
前記所定の期間に含まれる第２の信号の変化数を計数した第２のカウント値を出力する第２のカウンタ部と、
前記第１のカウント値と前記第２のカウント値との差分に対応した差分値を出力する演算部と、
前記差分値に含まれる高周波成分を除去するローパスフィルタと、を備え、
前記差分値は、前記第１のカウント値を表現可能なビット幅及び前記第２のカウント値を表現可能なビット幅より小さなビット幅で構成される
周波数測定装置。
【請求項２】
前記差分値は、予め決められた、前記差分を表現可能なビット幅で構成される
請求項１に記載の周波数測定装置。
【請求項３】
前記演算部は、前記差分に第１の値を加算または減算した値を前記差分値として出力する第１のオフセット部をさらに備え、
前記差分値は、予め決められた、前記差分の変動分を表現可能なビット幅で構成される
請求項１に記載の周波数測定装置。
【請求項４】
前記第１のカウンタ部は、前記第１の信号の変化数を計数した結果に第２の値を加算または減算した値を前記第１のカウント値として出力する第２のオフセット部をさらに備え、
前記第２のカウンタ部は、前記第２の信号の変化数を計数した結果に第３の値を加算または減算した値を前記第２のカウント値として出力する第３のオフセット部をさらに備え、
前記第１のカウント値は、前記第１の信号の変化数を計数した結果を表現可能なビット幅より小さく、かつ、予め決められた、前記第１のカウント値の変動分を表現可能なビット幅で構成され、
前記第２のカウント値は、前記第２の信号の変化数を計数した結果を表現可能なビット幅より小さく、かつ、予め決められた、前記第２のカウント値の変動分を表現可能なビット幅で構成される、
請求項１または２に記載の周波数測定装置。
【請求項５】
前記演算部は、値に応じてパルス幅が変化するパルス信号として前記差分値を出力する
請求項３または４に記載の周波数測定装置。
【請求項６】
第１の振動子を含み、前記第１の振動子の周辺媒体が前記第１の振動子に付着することで変化する周波数を有する前記第１の信号を生成する第１の信号生成部と、
第２の振動子を含み、前記第２の振動子の周辺媒体にかかわらず所定の周波数を有する前記第２の信号を生成する第２の信号生成部と、を備える
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の周波数測定装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の周波数測定装置を備えた電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数の測定に関し、特に、僅かな周波数の変化を検出し得る測定法及び装
置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数測定の方式には、決められたゲート時間（ゲートタイム）内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（例えば特許文献１参照）、及びパルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式（例えば特許文献２参照）などが知られている。上記直接カウント方式は比較的小規模の回路で実現することができるが、周波数分解能を高めるためにはゲート時間を長く取る必要がある（例えば、０．１Ｈｚの分解能を得るために必要なゲート時間は１０秒である。）。また、レシプロカル方式はこの欠点を克服することができるが、パルス間隔を正確に測定するための回路が直接カウント形式と比較して大規模となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１１９２９１号公報
【特許文献２】特開平５−１７２８６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、水晶振動子を用いたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)法を使用することで振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換することができる。例えば、ニオイ成分が付着する材料を振動子基板表面に設けることによって各種のニオイセンサーを形成することができる。ニオイ成分は単体もしくは複数の物質で構成される。このニオイセンサーに試料ガスを付与してニオイ成分を付着させ、振動子表面の質量を変化させると周波数が変化する。単数もしくは複数の種類のセンサーを用意しこの変化を観察することによって、特定のニオイ成分が存在することを推定する。人の鼻には３５０種類程度の嗅細胞が存在し、犬の鼻の場合は１０００種類程度存在すると言われており、各々の嗅細胞に付着するニオイ成分の割合を脳がパターン認識することでニオイを識別している。生体の嗅覚に学ぶと、ニオイ成分を検出し特定するためには、多数のニオイセンサー（センサーアレイ）を使用し、各センサーの出力パターンをコンピュータで解析してニオイ成分のパターンを特定することが必要である。
【０００５】
ここで、各ニオイセンサーの周波数変化を検出するために各センサーの出力に周波数変化を検出するカウンタや信号処理回路を設けなければならない。更に、水晶振動子の周波数（例えば、３０ＭＨｚ）が付着物質によって変化するといっても、その変化はわずか数Ｈｚから数１００Ｈｚ程度のものでしかなく、１Ｈｚ以下の変化である場合もある。上述したように直接カウント方式では、周波数分解能が低く、周波数分解能を高めるためにはゲート時間を相当に長く取る必要がある。測定の際の誤差として、プラスマイナス１カウント誤差、及びトリガレベルの揺らぎによる誤差に加え、ゲート時間を長くした場合には、水晶振動子の発振安定性に起因する誤差が重畳されることになる。レシプロカル方式のカウンタを用いることでこのような欠点を補うことができるが、１つのカウンタの回路が大規模となるため多数のセンサーを備えるセンサーアレイには不向きである。
【０００６】
そこで、本発明の一形態では複雑な回路を用いることなく、周波数測定分解能を改善した周波数変化の測定方法及び測定装置を提供することを目的とし、特に回路規模を小さくすることが可能な周波数測定装置等を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
かかる課題を解決するために、本発明の一態様の周波数測定装置は、基準信号に基づいて決定される所定の期間に含まれる第１の信号の変化数を計数した第１のカウント値を出力する第１のカウンタ部と、前記所定の期間に含まれる第２の信号の変化数を計数した第２のカウント値を出力する第２のカウンタ部と、前記第１のカウント値と前記第２のカウント値との差分に対応した差分値を出力する演算部と、前記差分値に含まれる高周波成分を除去するローパスフィルタと、を備え、前記差分値は、前記第１のカウント値を表現可能なビット幅及び前記第２のカウント値を表現可能なビット幅より小さなビット幅で構成される。
【０００８】
かかる構成によれば、差分値が第１のカウント値を表現可能なビット幅及び第２のカウント値を表現可能なビット幅より小さなビット幅で構成されるので、演算部より後段の構成の規模を小さくすることが可能となる。これによって、周波数測定装置の回路規模を小さくすることができる。
【０００９】
また、前記差分値は、予め決められた、前記差分を表現可能なビット幅で構成されることが好ましい。
【００１０】
上記構成の周波数測定装置によれば、該周波数測定装置の回路規模をより小さくすることが可能となる。
【００１１】
また、前記差分値は、予め決められた前記差分を表現可能な最小限のビット幅で構成されることがより好ましい。これによれば、周波数測定装置の回路規模をさらに小さくすることが可能となる。
【００１２】
また、前記演算部は、前記差分に第１の値を加算または減算した値を前記差分値として出力する第１のオフセット部をさらに備え、前記差分値は、予め決められた、前記差分の変動分を表現可能なビット幅で構成されることが好ましい。
【００１３】
上記構成の周波数測定装置によれば、第１のオフセット部を備えることで、差分のうちの変動分を表現可能なビット幅で差分値を出力することが可能となる。これによって、第１のオフセット部より後段の構成における各種信号のビット幅を小さくすることができ、回路規模をさらに小さくすることが可能となる。
【００１４】
また、前記第１のカウンタ部は、前記第１の信号の変化数を計数した結果に第２の値を加算または減算した値を前記第１のカウント値として出力する第２のオフセット部をさらに備え、前記第２のカウンタ部は、前記第２の信号の変化数を計数した結果に第３の値を加算または減算した値を前記第２のカウント値として出力する第３のオフセット部をさらに備え、前記第１のカウント値は、前記第１の信号の変化数を計数した結果を表現可能なビット幅より小さく、かつ、予め決められた、前記第１のカウント値の変動分を表現可能なビット幅で構成され、前記第２のカウント値は、前記第２の信号の変化数を計数した結果を表現可能なビット幅より小さく、かつ、予め決められた、前記第２のカウント値の変動分を表現可能なビット幅で構成される、ことが好ましい。
【００１５】
かかる構成の周波数測定装置によれば、第１のカウンタ部及び第２のカウンタ部より後段の構成における回路規模を小さくすることができる。なお、第１のカウンタ部及び第２のカウンタ部は、周波数測定装置において演算部よりも前段側に配置されるので、回路規模をより効果的に小さくすることが可能である。
【００１６】
また、前記演算部は、値に応じてパルス幅が変化するパルス信号として前記差分値を出力することが好ましい。
【００１７】
かかる構成の周波数測定装置によれば、演算部からローパスフィルタへの経路を１ビットの信号線で、シリアルに構成することが可能となる。これによって、周波数測定装置の回路規模をさらに小さくすることが可能となる。
【００１８】
また、上記周波数測定装置は、第１の振動子を含み、前記第１の振動子の周辺媒体が前記第１の振動子に付着することで変化する周波数を有する前記第１の信号を生成する第１の信号生成部と、第２の振動子を含み、前記第２の振動子の周辺媒体にかかわらず所定の周波数を有する前記第２の信号を生成する第２の信号生成部と、を備える構成にすることが好ましい。
【００１９】
また、本発明は、上記いずれかの周波数測定装置を備えた電子機器を含む。
【００２０】
かかる構成の電子機器によれば、回路規模の小さい電子機器を構成することなどが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】周波数測定装置の構成例を示す図。
【図２】短ゲートカウンタ部で計数されたカウント値の一例を示す第１の図。
【図３】カウント値の信号列から高周波成分を除去した例を示す第２の図。
【図４】短ゲートタイムカウント方式と直接カウント方式とを比較する図。
【図５】短ゲートタイムカウント方式と直接カウント方式とを比較した拡大図。
【図６】各カウント方式における周波数分解能を示す図。
【図７】被測定信号の計数が途切れた場合のローパスフィルタの出力を示す図。
【図８】短ゲートカウンタ部の具体的な構成例を示す図。
【図９】ローパスフィルタを移動平均フィルタによって構成した図。
【図１０】ローパスフィルタの出力の概略図。
【図１１】三段移動平均フィルタのインパルス応答を示す図。
【図１２】三段移動平均フィルタの出力例を示す図。
【図１３】比較例における周波数測定装置の構成の一例を示す図。
【図１４】比較例におけるローパスフィルタの出力値である周波数の時間変化を示すグラフ。
【図１５】比較例における減算器の出力値である周波数の時間変化を示すグラフ。
【図１６】実施形態１における周波数測定装置の構成を示す図。
【図１７】実施形態１の周波数測定装置の動作中における各部分の値の一例を示す表。
【図１８】実施形態２における周波数測定装置の構成を示す図。
【図１９】実施形態２の周波数測定装置の動作中における各部分の値の一例を示す表。
【図２０】実施形態３における周波数測定装置の構成を示す図。
【図２１】実施形態３の周波数測定装置の動作中における各部分の値の一例を示す表。
【図２２】実施形態４における周波数測定装置の構成を示す図。
【図２３】実施形態５の周波数測定装置の動作中における各部分の値の一例を示す表。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明に係る実施形態について、以下の構成に従って、図面を参照しながら具体的に説明する。ただし、以下で説明する実施形態はあくまで本発明の一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。なお、各図面において、同一の部品には同一の符号を付しており、その説明を省略する場合がある。
１．定義
２．実施形態における周波数測定装置の概要
（１）周波数測定装置の構成概要
（２）周波数測定装置の動作概要
（３）短ゲートカウンタ部の構成例
（４）ローパスフィルタの構成例
３．比較例
４．実施例１
５．実施例２
６．実施例３
７．実施例４
８．補足
【００２３】
＜１．定義＞
まず、本明細書における用語を以下のとおり定義する。
【００２４】
「○○部」または「○○回路」（○○は任意の語。）：半導体回路など電気的な回路により構成されるものを含むがこれに限定されず、当該構成部または回路の機能を果たす物理的手段、又はソフトウェアで実現される機能的手段などをも含む。また、１つの構成部または回路が有する機能が２つ以上の物理的又は機能的手段により実現されても、２つ以上の構成部または回路の機能が１つの物理的又は機能的手段により実現されても良い。
「Ｉｎｔ（ｘ）」：ｘの整数部分を示す。
【００２５】
＜２．実施形態における周波数測定装置の概要＞
以下、本発明における周波数測定装置の概要について図１乃至図１３を参照しながら具体的に説明する。
【００２６】
＜（１）周波数測定装置の構成概要＞
図１は周波数測定装置の構成例を示す図である。図１に示すように、周波数測定装置は被測定信号源１０、基準周波数信号源４０、短ゲートカウンタ部（「短ゲートタイムカウンタ部」と称する場合もある。）２０、及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０を含んで構成される。以下、各構成について具体的に説明する。
【００２７】
（被測定信号源１０）
被測定信号源１０はパルス列状の信号である被測定信号６１を生成するよう構成される。例えば、被測定信号源１０は発振周波数ｆ0が３０ＭＨｚの水晶振動子を含んで構成される水晶発振器であって、ニオイセンサー、ガスセンサー、バイオセンサーなどにおける検出部に相当する。当該水晶発振器に含まれる水晶振動子にニオイ物質などが付着すると、その付着量に応じて水晶発振器の発振周波数が低下する。この被測定信号６１は短ゲートカウンタ部２０に供給される。
【００２８】
（基準周波数信号源４０）
基準周波数信号源４０は、被測定信号６１よりも低い周波数を有するパルス列状の信号である基準周波数信号６２を生成するよう構成される。すなわち、基準周波数信号６２は被測定信号６１よりも長い周期で変化するものである。以下、この基準周波数信号６２の１周期を「ゲート時間」または「ゲートタイム」と呼ぶことがある。当該基準周波数信号源４０は、例えば、被測定信号源１０で用いられたものとは別の水晶振動子を含んで構成される水晶発振器の信号を所定の分周比で分周することで、例えば１００Ｈｚの基準周波数信号６２を生成するよう構成される。
【００２９】
（短ゲートカウンタ部２０）
短ゲートカウンタ部２０は、供給される被測定信号６１のパルス列を、比較的短いゲート時間で途切れることなく計数するよう構成される。具体的には、短ゲートカウンタ部２０はゲート時間に含まれる被測定信号６１の変化数を計数する。例えば、短ゲートカウンタ部２０は基準周波数信号６２の立ち上がりエッジから次の立ち上がりエッジまでの１周期に発生する、被測定信号６１の立ち上がりエッジを計数するものである。ここで計数されたカウント値６３はローパスフィルタ３０に逐次供給される。
【００３０】
（ローパスフィルタ３０）
ローパスフィルタ３０は、入力されたカウント値６３に含まれる高周波成分を除去し、その低周波成分のみ出力するよう構成される。
【００３１】
＜（２）周波数測定装置の動作概要＞
図２は、短ゲートカウンタ部２０で計数されたカウント値６３に基づいて算出された周波数の時間経過の一例を示している。この例では、基準周波数信号６２の周波数（以下、「基準周波数」ともいう）を１００Ｈｚ（ゲート時間を０．０１秒）として被測定信号６１の変化数を計数した場合を示している。基準周波数が１００Ｈｚの場合には、周波数分解能も１００Ｈｚまで低下するため、１つのカウント値６３のみからは被測定信号６１における１００Ｈｚ以下の情報を検出できないが、一方で１秒間に１００個のカウント値６３が得られることになる。図２に示されるように、カウント値６３の１００倍で表される周波数は、例えば互いに１００Ｈｚ差である３０，０７２，３００Ｈｚと３０，０７２，４００Ｈｚの間に時間軸上にパルス状に分布している。
【００３２】
ここで、サンプリングにおける量子化誤差（±１カウント誤差）について説明する。例えば、直接カウント方式のカウンタを用いて、１２３．３４Ｈｚで安定しているパルス列信号を測定する場合について検討する。
【００３３】
（Ａ）ゲート時間１０秒の場合：  １０秒ごとに１２３３カウント又は１２３４カウント
【００３４】
測定値は、これを１／１０倍した、１２３．３Ｈｚもしくは１２３．４Ｈｚの表示（１０秒ごと）となる。（測定誤差は０．１Ｈｚ）
【００３５】
（Ｂ）ゲート時間１秒の場合：  １秒ごとに１２３カウント又は１２４カウント
【００３６】
測定値は、１２３Ｈｚもしくは１２４Ｈｚの表示（１秒ごと）となる。（測定誤差は１Ｈｚ）
【００３７】
（Ｃ）ゲート時間０．１秒の場合：  ０．１秒ごとに１２カウント又は１３カウント
【００３８】
測定値は、これを１０倍した、１２０Ｈｚもしくは１３０Ｈｚの表示（０．１秒ごと）となる。（測定誤差は１０Ｈｚ）
【００３９】
（Ｄ）ゲート時間０．０１秒の場合：  ０．０１秒ごとに１カウント又は０カウント
【００４０】
測定値は、これを１００倍した、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示（０．０１秒ごと）となる。（測定誤差は１００Ｈｚ）
【００４１】
この（Ａ）〜（Ｄ）の例のように、ある一点の周波数で安定している被測定信号６１をカウントした場合、カウント値６３はゲート時間によって定まる２つの値の差を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントする被測定信号６１の周波数が変動する場合でも、変動が上記測定誤差に収まる範囲であれば、計数値は２つの値の差を振幅とするパルス列状に分布するのに変わりない。例えば、上記の（Ｄ）ゲート時間０．０１秒であって測定誤差が１００Ｈｚの場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が１００〜２００Ｈｚの間で収まっている限り、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示が得られる。
【００４２】
図２に示すように、１秒未満の短いゲート時間でサンプリングを行う方式（以下、「短ゲートタイムカウント方式」という。）では、カウント値６３がパルス列状に変化し、被測定信号６１の周波数の変化に応じ値の出現頻度が変化する。被測定信号６１における周波数が高ければ当該パルス列が高い値を示す出現頻度が高くなり、逆に被測定信号６１における周波数が低ければ当該パルス列が低い値を示す出現頻度が高くなる。計数する被測定信号６１の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞う計数値の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルタによってカウント値６３から低域成分を抽出する（量子化誤差に起因する高周波成分を除去する）ことによって計数する被測定信号６１の周波数のうち、その変動分に関する情報を復調することができる。
【００４３】
図３は、上述した図２のカウント値６３の信号列をタップ数５１２のローパスフィルタ３０に与えて高周波成分を除去した例を示している。図３に示されるように、供給された被測定信号６１の周波数の変化が連続的（アナログ的）な曲線として出力される。ローパスフィルタ３０を用いることで、１００Ｈｚのサンプリング周期の計数では、量子化誤差によって測定不能な領域まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっていることが分かる。
【００４４】
次に、本実施形態における短ゲートタイムカウント方式と、一般的な直接カウント方式との比較について図４及び図５を参照して説明する。
【００４５】
図４に示すグラフにおいて、縦軸は周波数、横軸は時間を表している。図４中の曲線Ａは、直接カウント方式でゲート時間を１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｂは、直接カウント方式でゲート時間を０．１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｃは、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。なお、曲線Ｃは、時間軸の単位（桁）が異なり同一グラフ上に波形を表せないので下方に別途表示している。曲線Ｄは、短ゲートタイムカウント方式、すなわち、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒＋ローパスフィルタに設定してサンプリングを行った場合を示している。
【００４６】
図５は、図４の周波数軸のレンジを拡大して、曲線Ａ及び曲線Ｄを比較している。短ゲートタイムカウント方式によるサンプリングを示す曲線Ｄは、数１０ｍＨｚオーダーまで読み取り可能なことが分かる。
【００４７】
図４より、ゲート時間が１秒未満であることによって、カウントする被測定信号６１の周波数変化が測定誤差内に収まるためカウント値６３が２値のいずれかとなりパルス列状になることが判る。当該パルス列は、周波数の高低によって変化する。すなわち、パルス列状に振る舞うカウント値６３はその瞬間値のみでなく、その時間軸方向にカウントするパルス列信号の周波数情報を含んでいる。したがって、ゲート時間を短くしたことにより一つのカウント値（瞬間値）に含まれる測定誤差は拡大するが、ローパスフィルタ３０を用いることによって当該誤算は無視可能となる。ゲート時間が１秒の場合には、曲線がジグザクとなって１Ｈｚ以下の周波数が判らないが、これをローパスフィルタ３０によって高周波成分を除去する処理を行えば、本願の特性に類似する滑らかな特性を同様に得ることができる。したがって、ゲート時間が１Ｈｚであっても、周波数変化の帯域が１Ｈｚよりも低くゆっくりした変化の場合には本方式を適用することが可能である。
【００４８】
このように、短ゲートタイムカウント方式では、ゲート時間を短くする（基準周波数を高くする）と、各々のカウント値６３における測定誤差は大きくなる一方で、複数の測定値の列が得られる。この複数の測定値から、ローパスフィルタ３０によって高域成分を取り除くことで周波数測定分解能が向上する。図６は、直接カウント方式、レシプロカル方式、及び本実施形態の提案方式（短ゲートタイムカウント方式）における、ゲート時間（ゲートタイム）と周波数分解能との関係を示す図である。図６に示すように、直接カウント方式及びレシプロカル方式ではゲートタイムが短くなると周波数分解能が低下するのに対して、短ゲートタイムカウント方式ではゲートタイムが短くなると周波数分解能が高くなることが判る。つまり、ローパスフィルタ３０を採用した短ゲートタイムカウント方式では、短いゲート時間で高い周波数分解能を得ることができる。また、短ゲートタイムカウント方式では回路規模を小さく抑えることができるため、マルチチャンネル化により複数の被測定信号６１を有する構成にすることが容易となる。また、上記の例ではデジタルローパスフィルタを前提に説明したが、アナログローパスフィルタを用いればアナログ出力にも対応することが可能である。
【００４９】
図７は、短ゲートカウンタ部２０における被測定信号６１の計数が途切れた場合（ローパスフィルタ３０への計数値列が欠けた場合）におけるローパスフィルタ３０の周波数出力例を示している。図７に点線の円で示されるように、短ゲートカウンタ部２０における被測定信号６１の計数が途切れると外乱となって観測されることが判る。
【００５０】
＜（３）短ゲートカウンタ部の構成例＞
ここで、短ゲートカウンタ部２０の具体的な構成の一例を、図８を参照しながら説明する。図８に示すように、短ゲートカウンタ部２０は、アップカウンタ２１、ラッチ部２２、レジスタ２３、及び演算回路２４を含んで構成される。短ゲートカウンタ部２０には、図１でも示したように、被測定信号６１と基準周波数信号６２とが入力され、短ゲートカウンタ部２０はカウント値６３を出力する。被測定信号６１はアップカウンタ２１に供給され、基準周波数信号６２はラッチ部２２及びレジスタ２３に供給される。以下、それぞれの構成の機能について詳説する。
【００５１】
（アップカウンタ２１）
アップカウンタ２１は、パルス列として供給される被測定信号６１の変化を累積的に計数して、累積カウント値７１を出力するよう構成される。より具体的には、アップカウンタ２１は被測定信号６１の立ち上がりエッジを観測すると、累積カウント値７１に１を加算して出力する。なお、ここでは被測定信号６１の立ち上がりエッジを観測する例について説明するが、これは立ち下がりエッジであってもよく、任意に選択可能である。さらに、必要に応じて立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの双方を観測してもよいが、同期設計の観点から立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの片方を観測する方がより好ましい。なお、累積カウント値７１は、例えば１４ビットの信号として出力される。
【００５２】
（ラッチ部２２）
ラッチ部２２は、アップカウンタ２１から供給された累積カウント値７１を、基準周波数信号６２に基づいてラッチし、ラッチした値をラッチカウント値７２として出力するよう構成される。より具体的には、アップカウンタ２１から連続的に入力される累積カウント値７１を、基準周波数信号６２の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方のタイミングでラッチし、出力する。なお、ここでは基準周波数信号６２の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方のタイミングでラッチする例を挙げているが、例えば基準周波数信号６２の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの双方のタイミングでラッチするなどの、他の方法を用いてもよい。なお、ラッチカウント値７２は、例えば１４ビットの信号として出力される。
【００５３】
（レジスタ２３）
レジスタ２３は、ラッチ部２２から供給されるラッチカウント値７２を、基準周波数信号６２に基づいて一時的に保持するよう構成される。レジスタ２３の出力は、例えば１４ビットのデジタル信号として出力される。
【００５４】
なお、レジスタ２３はメモリなどの記憶素子によって構成されてもよいし、ラッチやフリップフロップで構成されてもよい。つまり、以下で具体的に説明するように、演算回路２４が今回のラッチカウント値７２と前回のラッチカウント値７３の差分からカウント値６３を取得できるように構成されるのであれば、どのような構成であってもよい。ただし、ラッチを用いることは、構成を容易にすることが可能な点で好ましい。
【００５５】
（演算回路２４）
演算回路２４は、ラッチ部２２から供給される今回の累積カウント値７２と、レジスタ２３から供給される前回の累積カウント値７３とに基づいて差分を取得し、カウント値６３として出力するよう構成される。すなわち、前回の累積カウント値７３から今回の累積カウント値７２を減算することで、前回のラッチタイミングから今回のラッチタイミングまでの期間に含まれるカウント値６３を得ることができる。ここで、前回のラッチタイミング及び今回のラッチタイミングは基準周波数信号６２により決定される。本実施形態の例では、当該ラッチタイミングは基準周波数信号６２の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方により決定される。したがって、演算回路２４は、例えば基準周波数信号６２における前回の立ち上がりエッジから今回の立ち上がりエッジまでの期間に含まれる、被測定信号６１の変化数を計数した値をカウント値６３として出力するものである。演算回路２４の出力信号は、例えば１４ビットのデジタル信号として出力される。
【００５６】
＜（４）ローパスフィルタ３０の構成例＞
図９は、図１で示したローパスフィルタ３０を移動平均フィルタによって構成した例を示す。図９において、ローパスフィルタ３０は、加算器３１、シフトレジスタ３２、減算器３３、インバータ３４、各部に動作タイミングクロックなどを供給する制御部３５、及び除算器３６を含んで構成される。
【００５７】
短ゲートカウンタ部２０から出力されたカウント値６３は、加算器３１とタップ数相当の記憶領域を備えるシフトレジスタ３２の両方に与えられる。シフトレジスタ３２内を移動平均値計算の対象となるＮ個のデータが他と同期して順次移動する。加算器３１の一方にはカウント値６３が供給され、他方には前回計算のトータル値が供給されており、加算器３１は新計数値と前回のトータル値とを加算する。この加算値から、シフトレジスタ３２で先頭の（旧い）データのカウント値６３を減算器３３で減算し、これを新トータル値とする。新トータル値を前回トータル値として加算器３１に戻し、新トータル値を除算器３６において対象データ数Ｎで割り算する。このような計算を全データについて行うことによって移動平均値が求められる。ここで、除算器３６は出力値をスケーリングする機能を持つが、スケーリングを気にしなくても良い場合は省略することができる。また、ローパスフィルタ３０として移動平均フィルタを多段の構成とする場合、最終段にのみ除算器３６を配しても良い。
【００５８】
図１０は、ローパスフィルタ３０の出力を概略的に説明する図である。この例では、図１０に示すように、計測の対象となる被測定信号６１の周波数が１２３．３４Ｈｚを維持している状態から１２４．７Ｈｚに徐々に変化するものとする。まず、ゲート時間０．１秒でサンプリングすると、短ゲートカウンタ部２０から、１２または１３の計数値がある割合で送られる。１０個のデータのトータルの３つの組は１２４、１２３、１２５…となって１２４．７Ｈｚ方向に値が移動する。ここで、１２または１３の計数値の１０個（タップ数１０）を移動平均計算の対象とする（一段目の移動平均）。一段目の移動平均値より、右方向に移動するにつれて大きな数値のデータの出現が増加することがわかる。更に、一段目の移動平均値を入力として２段目の移動平均（タップ数１０）の計算を行うとこの傾向は強められ、精度も向上する。移動平均フィルタを多段用いることは、ローパスフィルタの特性である減衰傾度を急峻にすることに相当し、同時に１２または１３からなるパルス列の周波数スペクトルから高域成分を取り除くことに相当する。
【００５９】
一実施例として、図１１に三段移動平均フィルタのインパルス応答を示す。当該三段移動平均フィルタ（ローパスフィルタ）では、移動平均フィルタを直列に三段接続している（タップ数全体４０９６、タップ数８１８（一段）、１６４０（二段）、１６４０（三段）の三段移動平均フィルタ）。
【００６０】
図１２は、上記三段移動平均フィルタの出力例を示している。本実施形態のような構成とすることで、図１２に示すように、１Ｈｚ以下の周波数変化を測定することができる。
【００６１】
＜３．比較例＞
センサーなどに用いられる振動子（例えば水晶振動子）を備えた発振回路を含む周波数測定装置は、当該振動子に付着する物質によって変化する発振回路の出力信号の周波数を測定する。ただし、この出力信号の周波数は、付着対象物質以外の、例えば振動子の周辺温度が変わった場合にも変化する。これは、出力信号の周波数におけるドリフトとして観察される。周波数測定装置に複数の振動子を設けると、これらの複数の振動子におけるドリフトには相関があるため、適切な信号処理によって当該ドリフトをキャンセルし、付着対象物質を適切に検出することが可能となる。
【００６２】
例えば、周辺物質に対して不感応の振動子を補償用振動子として設け、当該補償用振動子を、周辺物質を付着する検出用振動子の近傍に配置する。これらの複数の振動子をそれぞれ備えた発振回路から出力される出力信号の周波数の比、または差を計測することで、ドリフトによる影響を受けずに付着対象物質を検出可能となる。
【００６３】
ここで、補償用振動子を備えた補償用発振回路の出力信号の周波数と、検出用振動子を備えた検出用発振回路の出力信号の周波数との比を用いる方法としては、補償用発振回路の出力信号に基づいて生成された基準周波数信号の周波数を基準として、検出用発振回路の出力信号の周波数を測定する方法がある。しかし、基準周波数信号の周波数が変化することを前提とするため、周波数測定結果の出力タイミングのゆらぎを許容する場合には適用可能である。
【００６４】
一方で、補償用発振回路の出力信号の周波数と、検出用発振回路の出力信号の周波数との差を用いる方法では、測定の基準とする基準周波数信号を別途生成する必要があるが、基準周波数信号の周波数は安定しているため、周波数測定結果の出力タイミングのゆらぎを抑制することができる。しかし、補償用発振回路及び検出用発振回路の周波数を算出するためのフィルタ等の回路規模が大きくなる場合がある。
【００６５】
そこで、本発明の一形態では、検出用発振回路の出力信号の周波数との差を用いる方法を採用しながら、回路規模を小さくすることに着目した。
【００６６】
以下、図１３乃至１５を参照しながら、本発明の実施形態の前提となる比較例として、前記について説明する。なお、以下の説明では、検出用発振回路の出力信号は被測定信号に対応し、補償用発振回路の出力信号は補償用信号に対応する。
【００６７】
図１３は、本比較例における周波数測定装置の構成の一例を示す図である。図１３に示すように、周波数測定装置は、短ゲートカウンタ部２０ａ〜２０ｄ、ローパスフィルタ３０ａ〜３０ｄ、減算器５０ａ〜５０ｃ、及び基準周波数信号源４０を備えて構成される。短ゲートカウンタ部２０ａ〜２０ｃのうちの１つ、ローパスフィルタ３０ａ〜３０ｃのうちの１つ、及び減算器５０ａ〜５０ｃのうちの１つがセットになっており、基準周波数信号源４０、短ゲートカウンタ部２０ｄ、及びローパスフィルタ３０ｄを各セットで共通の構成とする。短ゲートカウンタ部２０ａ〜２０ｃには被測定信号６１ａ〜６１ｃがそれぞれ入力され、短ゲートカウンタ部２０ｄには補償用信号８０が入力される。
【００６８】
短ゲートカウンタ部２０ａ〜２０ｄ、及びローパスフィルタ３０ａ〜３０ｄの構成及び機能については、既に説明したとおりである。
【００６９】
（減算器５０ａ〜５０ｃ）
減算器５０ａは、被測定信号６１ａのカウント値６３ａから高周波成分を除去した値である被測定ローパスフィルタ出力値６４ａ、及び補償用信号８０のカウント値６３ｄから高周波成分を除去した値である補償用ローパスフィルタ出力値６４ｄを入力とする。減算器５０ａは、被測定ローパスフィルタ出力値６４ａから補償用ローパスフィルタ出力値６４ｄを減算し、差分値を出力する。減算器５０ｂ及び５０ｃについても、図１３に示すように一方の入力が異なる以外、減算器５０ａと同様の構成及び機能を有する。
【００７０】
図１４は、ローパスフィルタ３０ａ〜３０ｄの出力値である周波数の時間変化を示すグラフである。グラフの上から順に、被測定ローパスフィルタ出力値６４ａ、被測定ローパスフィルタ出力値６４ｂ、被測定ローパスフィルタ出力値６４ｃ、及び補償用ローパスフィルタ出力値６４ｄを示している。
【００７１】
図１５は、減算器５０ａ〜５０ｃの出力値である周波数の時間変化を示すグラフである。グラフの上から順に、減算器５０ａ、５０ｂ、及び５０ｃからそれぞれ出力される差分値を示す。
【００７２】
これら図１４及び図１５のグラフから判るように、ローパスフィルタ３０ａから出力される被測定ローパスフィルタ出力値６４ａにはドリフトの影響によるノイズが重畳されているが、減算器５０ａから出力される差分値ではノイズが除去されている。
【００７３】
このように、被測定信号と補償用信号とを用いた周波数測定装置によれば、例えば温度変化などによるドリフトをキャンセルすることが可能となる。しかし、図１３に示すように、短ゲートカウンタ部２０ａ〜２０ｄより後段の回路では、いずれも１４ビットのビット幅を有する信号を扱っており、回路規模が比較的大きくなっている。
【００７４】
＜４．実施例１＞
ここで、図１６及び図１７を参照しながら、本発明の一実施例について説明する。
【００７５】
図１６は、本実施例における周波数測定装置の構成を示す図である。図１３で示した周波数測定装置と比較すると、減算器５０ａの配置が、短ゲートカウンタ部２０ａとローパスフィルタ３０ａとの間になっている点で異なる。また、説明を簡単にするため、該周波数測定装置に入力される被測定信号を１系統のみ記載している。図１３で示した比較例のように、短ゲートカウンタ部２０ａ、減算器５０ａ、及びローパスフィルタ３０ａを複数セット設ける構成にしてもよい。以下、本実施例について具体的に説明するが、周波数測定装置における各構成のうち、比較例で説明した構成と同様のものについては説明を省略している。
【００７６】
（減算器５０ａ）
減算器５０ａは、短ゲートカウンタ部２０ａから出力されるカウント値６３ａから、短ゲートカウンタ部２０ｄから出力されるカウント値６３ｄを減算し、減算値６５ａを出力するよう構成される。なお、減算器５０ａを指して「演算部」と呼ぶことがある。
【００７７】
（ローパスフィルタ３０ａ）
ローパスフィルタ３０ａには、減算値６５ａが、カウント値６３ａとカウント値６３ｄとの差分に対応した差分値として入力される。
【００７８】
図１７は、当該周波数測定装置の動作中における、各部分の値の一例を示す表である。図１７に示すように、被測定信号６１ａをカウントしたカウント値６３ａは１４９８１〜１４９８２の値を示し、補償用信号８０をカウントしたカウント値６３ｄは１５０４８〜１５０４９を示している。このとき、減算器５０ａから出力される減算値６５ａは、−６６〜−６８の値となる。この減算値６５ａが、被測定信号６１ａを生成する被測定信号源（図示せず）に含まれる振動子に付着した物質に起因して変動した周波数成分を示す。減算値６５ａを、ローパスフィルタ３０ａを通して高周波成分を除去し、その後必要に応じてスケーリングすると、正確な周波数を導出することが可能となる。
【００７９】
ここで、カウント値６３ａ及び６３ｄを表現するためには、１４ビットのビット幅を有する信号を用いればよい。２14＝１６３８４であり、１４ビットの信号によれば０〜１６３８３を表現可能だからである。また、減算値６５ａを表現するためには、２の補数による表示を行った上で８ビットのビット幅を有する信号を用いればよい。２7＝１２８であり、８ビットの信号であれば、−１２８〜１２７を表現可能だからである。
【００８０】
つまり、上記のように構成した周波数測定装置によれば、減算器５０ａから出力される減算値６５ａは、１４ビットではなく８ビットのビット幅で構成することが可能となる。また、その後段のローパスフィルタ３０ａから出力される値も、前述の比較例よりも小さいビット幅で構成することが可能となる。すなわち、ローパスフィルタ３０ａの入力である差分値を１４ビットのビット幅で構成する場合と比較して、減算器５０ａより後段の回路の規模を小さくすることが可能となる。
【００８１】
なお、これらのビット幅はあくまで一例に過ぎず、減算器５０ａから出力される減算値６５ａのビット幅を、減算器５０ａに入力されるカウント値６３ａ及び６３ｄのビット幅よりも小さく、かつ予め決められたカウント値６３ａとカウント値６３ｄとの差分を十分に表現可能なビット幅で構成する点に特徴がある。すなわち、周波数測定装置の各部のビット幅は、上記の例に限定されるものではなく、当業者に理解可能な範囲で柔軟に設計可能である。
【００８２】
＜５．実施例２＞
次に、図１８及び図１９を参照しながら、本発明の別の一実施例について説明する。
【００８３】
図１８は、本実施例における周波数測定装置の構成を示す図である。図１６で示した実施例１における周波数測定装置と比較すると、本実施例の周波数測定装置はオフセット加算器５２ａとオフセット値記憶部５３ａが追加されている点で異なる。また、実施例１と同様、短ゲートカウンタ部２０ａ、減算器５０ａ、オフセット加算器５２ａ、オフセット値記憶部５３ａ、及びローパスフィルタ３０ａを複数セット設ける構成にしてもよい。なお、オフセット加算器５２ａ及びオフセット値記憶部５３ａを含む部分を、「オフセット部」と呼ぶことがある。また、減算器５０ａ、オフセット加算器５２ａ、及びオフセット値記憶部５３ａを含む部分を「演算部５５ａ」と呼ぶことがある。以下、本実施例について具体的に説明するが、周波数測定装置における各構成のうち、比較例及び実施例１で説明した構成と同様のものについては説明を省略している。
【００８４】
（オフセット部：オフセット加算器５２ａ及びオフセット値記憶部５３ａ）
オフセット値記憶部５３ａは、オフセット加算器５２ａにおいてカウント値６３ａとカウント値６３ｄとの差分を示す減算値６５ａに加算すべき値を予め記憶するよう構成される。オフセット加算器５２ａは、減算器５０ａから出力された減算値６５ａにオフセット値６６ａを加算し、オフセット加算値６７ａとして出力するよう構成される。
【００８５】
（ローパスフィルタ３０ａ）
ローパスフィルタ３０ａには、オフセット加算値６７ａが、カウント値６３ａとカウント値６３ｄとの差分にオフセット値を加算した差分値として入力される。
【００８６】
図１９は、当該周波数測定装置の動作中における、各部分の値の一例を示す表である。図１９に示すように、実施例１の例と同様、被測定信号６１ａをカウントしたカウント値６３ａは１４９８１〜１４９８２の値を示し、補償用信号８０をカウントしたカウント値６３ｄは１５０４８〜１５０４９を示している。このとき、減算器５０ａから出力される減算値６５ａは、−６６〜−６８の値となる。そして、オフセット加算器５２ａ及びオフセット値記憶部５３ａを含むオフセット部は、当該減算値６５ａにオフセット値６６ａを加算し、オフセット加算値６７ａを出力する。オフセット加算値６７ａは０〜２の値となる。このオフセット加算値６７ａが、被測定信号６１ａを生成する被測定信号源（図示せず）に含まれる振動子に付着した物質に起因して変動した周波数成分を示す。
【００８７】
ここで、オフセット加算値６７ａを表現するためには、２ビットのビット幅を有する信号を用いればよい。２2＝４であり、２ビットの信号によって０〜３を表現可能だからである。
【００８８】
つまり、上記のように構成した周波数測定装置によれば、減算器５０ａから出力される減算値６５ａが８ビットのビット幅で構成することが可能となるのに加え、オフセット加算値６７ａは２ビットのビット幅で構成することが可能となる。また、ローパスフィルタ３０ａの出力も、実施例１より小さいビット幅で構成することも可能となる。すなわち、オフセット部より後段の構成における信号のビット幅を小さくすることが可能となり、実施例１と比較してもさらに周波数測定装置の回路規模を小さくすることが可能となる。
【００８９】
なお、これらのビット幅はあくまで一例に過ぎず、オフセット加算器５２ａから出力されるオフセット加算値６７ａのビット幅を、オフセット加算器５２ａに入力される減算値６５ａのビット幅よりも小さく、かつ予め決められたカウント値６３ａとカウント値６３ｄとの差分の変動分を十分に表現可能なビット幅で構成する点に特徴がある。すなわち、周波数測定装置の各部のビット幅は、上記の例に限定されるものではなく、当業者に理解可能な範囲で柔軟に設計可能である。
【００９０】
＜６．実施例３＞
次に、図２０及び図２１を参照しながら、本発明の別の一形態について説明する。
【００９１】
図２０は、本実施例における周波数測定装置の構成を示す図である。図１８で示した実施例２における周波数測定装置と比較すると、本実施例の周波数測定装置はパルス生成部５４ａが追加されている点で異なる。また、実施例１及び２と同様、短ゲートカウンタ部２０ａ、減算器５０ａ、オフセット加算器５２ａ、オフセット値記憶部５３ａ、パルス生成部５４ａ、及びローパスフィルタ３０ａを複数セット設ける構成にしてもよい。なお、減算器５０ａ、オフセット加算器５２ａ、オフセット値記憶部５３ａ、及びパルス生成部５４ａを含む部分を「演算部５５ａ」と呼ぶことがある。以下、本実施例について具体的に説明するが、周波数測定装置における各構成のうち、既に説明した構成と同様のものについては説明を省略している。
【００９２】
（パルス生成部５４ａ）
パルス生成部５４ａは、オフセット加算値６７ａに応じてパルス幅が変化するパルス信号６８ａを出力するよう構成される。例えば、当該パルス信号は所定の周期を有しており、オフセット加算値６７ａの値が高ければＨｉ（１）を示す時間がより長くなるような信号とすることができる。より具体的な例を挙げると、パルス信号６８ａは２単位クロックの周期を有し、オフセット加算値６７ａが０である場合は、０−０、１である場合は１−０あるいは０−１、２である場合は１−１を示すような信号としてよい。
【００９３】
（ローパスフィルタ３０ａ）
ローパスフィルタ３０ａには、上記のパルス信号６８ａが差分値として入力される。
【００９４】
図２１は、当該周波数測定装置の動作中における、各部分の値の一例を示す表である。図２１に示すように、実施例１及び２の例と同様、被測定信号６１ａをカウントしたカウント値６３ａは１４９８１〜１４９８２の値を示し、補償用信号８０をカウントしたカウント値６３ｄは１５０４８〜１５０４９を示している。このとき、減算器５０ａから出力される減算値６５ａは、−６６〜−６８の値となる。そして、オフセット加算器５２ａ及びオフセット値記憶部５３ａを含むオフセット部は、当該減算値６５ａにオフセット値６６ａを加算し、オフセット加算値６７ａを出力する。オフセット加算値６７ａは０〜２の値となる。パルス生成部５４ａは、このオフセット加算値６７ａに基づいてパルス信号６８ａを生成する。パルス信号６８ａは、２単位クロックの周期で０−０、１−０、または１−１を示す信号となる。本実施例ではこのパルス信号６８ａが、被測定信号６１ａを生成する被測定信号源（図示せず）に含まれる振動子に付着した物質に起因して変動した周波数成分を示す。なお、パルス信号６８ａは１ビットの信号である。
【００９５】
上記のように構成した周波数測定装置によれば、ローパスフィルタ３０ａに入力されるパルス信号６８ａ（差分値）を、１ビット信号でシリアルに入力するよう構成することが可能となる。これによって、実施例２と比較してもさらに周波数測定装置の回路規模を小さくすることが可能となる。なお、パルス信号６８ａ以外の信号のビット幅はあくまで一例に過ぎず、実施例２で説明したように当業者に理解可能な範囲で柔軟に設計することが可能である。
【００９６】
＜７．実施例４＞
次に、図２２及び図２３を参照しながら、本発明の別の一実施例について説明する。
【００９７】
図２２は、本実施例における周波数測定装置の構成を示す図である。図１６で示した実施例１における周波数測定装置と比較すると、本実施例の周波数測定装置はオフセット減算器２５ａ及び２５ｄ、並びにオフセット値記憶部２６ａ及び２６ｄが追加されている点で異なる。また、実施例１と同様、短ゲートカウンタ部２０ａ、オフセット減算器２５ａ、オフセット値記憶部２６ａ、減算器５０ａ、及びローパスフィルタ３０ａを複数セット設ける構成にしてもよい。なお、オフセット減算器２５ａ及びオフセット値記憶部２６ａは、短ゲートカウンタ部２０ａに含まれるよう構成してもよい。以下、本実施例について具体的に説明するが、周波数測定装置における各構成のうち、比較例及び実施例１及び２で説明した構成と同様のものについては説明を省略している。
【００９８】
（オフセット値記憶部２６ａ及び２６ｄ）
オフセット値記憶部２６ａ及び２６ｄは、それぞれオフセット減算器２５ａ及び２５ｄにおいて、カウント値６３ａ及びカウント値６３ｄからそれぞれ減算すべき値を予め記憶するよう構成される。
【００９９】
（オフセット減算器２５ａ及び２５ｄ）
オフセット減算器２５ａは、カウント値６３ａから、オフセット値記憶部２６ａより得られたオフセット値６６ａを減算し、オフセット減算値６９ａとして出力するよう構成される。オフセット減算器２５ｄは、カウント値６３ｄからオフセット値記憶部２６ｄより得られたオフセット値６６ｄを減算し、オフセット減算値６９ｄとして出力するよう構成される。
【０１００】
図２３は、当該周波数測定装置の動作中における、各部分の値の一例を示す表である。図２３に示すように、実施例２の例と同様、被測定信号６１ａをカウントしたカウント値６３ａは１４９８１〜１４９８２の値を示し、補償用信号８０をカウントしたカウント値６３ｄは１５０４８〜１５０４９を示している。そして、オフセット減算器２５ａは、短ゲートカウンタ部２０ａの出力であるカウント値６３ａから１４９８０を減算し、１〜２の値をオフセット減算値６９ａとして出力する。オフセット減算器２５ｄは、短ゲートカウンタ部２０ｄの出力であるカウント値６３ｄから１５０４８を減算し、０〜１の値をオフセット減算値６９ｄとして出力する。このとき、減算器５０ａから出力される減算値６５ａは、０〜２の値となる。この減算値６５ａが、被測定信号６１ａを生成する被測定信号源（図示せず）に含まれる振動子に付着した物質に起因して変動した周波数成分を示す。
【０１０１】
なお、オフセット減算値６９ａを表現するためには２ビットのビット幅を有する信号を、オフセット減算値６９ｄを表現するためには１ビットのビット幅を有する信号を用いればよい。
【０１０２】
つまり、上記のように構成した周波数測定装置によれば、オフセット減算器２５ａ及び２５ｄより後段の構成における信号のビット幅を、実施例２よりも小さいビット幅で構成することが可能となる。なお、これらのビット幅はあくまで一例に過ぎず、オフセット減算値６９ａ及び６９ｄをそれぞれカウント値６３ａ及び６３ｄのビット幅よりも小さいビット幅で構成すれば、実施例２と比較しても、周波数測定装置を小さな回路規模で構成することが可能となる。なわち、周波数測定装置の各部のビット幅は、上記の例に限定されるものではなく、当業者に理解可能な範囲で柔軟に設計可能である。
【０１０３】
＜６．補足＞
上記実施形態等の説明においては、具体的なカウント値やビット幅を挙げて説明しているが、これに限定されるものではない。被測定信号６１ａ、基準周波数信号６２、及び補償用信号８０などによって、カウント値や各信号のビット幅は変化するものである。
【０１０４】
また、上記実施形態等におけるオフセット値を加算する例においてはオフセット値を減算してもよいし、オフセット値を減算する例においてはオフセット値を加算してもよい。加算または減算するオフセット値についても適当な値を決定可能である。
【０１０５】
また、上記実施形態等を各種共振周波数変化型センサーに用いると、小型化、軽量化、高分解能化、低コスト化が可能となる。また、各種センサーの集積化、プラットフォーム化に好適である。また、ニオイセンサー、ガスセンサー、バイオセンサー用トランスデューサーアレイ、ＱＣＭデバイス、圧力センサー、加速度センサー等に用いて好適である。
【０１０６】
また、本明細書で説明した実施形態等は、当業者が考え得る限りにおいて、互いに矛盾を生じない範囲で組み合わせて構成することが可能である。さらに、多数のセンサーを備えるセンサーレイに限ることなく、単体のセンサーに適用しても同様の効果を得ることが可能である。
【符号の説明】
【０１０７】
１０……被測定信号源、２０・２０ａ〜２０ｄ……短ゲートカウンタ部、２１……アップカウンタ、２２……ラッチ部、２３……レジスタ、２４……演算回路、２５ａ・２５ｄ……オフセット減算器、２６ａ・２６ｄ……オフセット値記憶部、３０・３０ａ〜３０ｃ……ローパスフィルタ、３１……加算器、３２……シフトレジスタ、３３……減算器、３４……インバータ、３５……制御部、３６……除算器、４０……基準周波数信号源、５０ａ〜５０ｃ……減算器、５２ａ……オフセット加算器、５３ａ……オフセット値記憶部、５４ａ……パルス生成部、５５ａ……演算部、６１・６１ａ〜６１ｃ……被測定信号、６２……基準周波数信号、６３・６３ａ〜６３ｄ……カウント値、６４ａ〜６４ｄ……補償用ローパスフィルタ出力値、６５ａ……減算値、６６ａ……オフセット値、６７ａ……オフセット加算値、６８ａ……パルス信号、６９ａ……オフセット減算値、６９ｄ……オフセット減算値、７１……累積カウント値、７２……ラッチカウント値、７３……ラッチカウント値、８０……補償用信号
【図１】
2011080911.tif 000003
【図２】
2011080911.tif 000004
【図３】
2011080911.tif 000005
【図４】
2011080911.tif 000006
【図５】
2011080911.tif 000007
【図６】
2011080911.tif 000008
【図７】
2011080911.tif 000009
【図８】
2011080911.tif 000010
【図９】
2011080911.tif 000011
【図１０】
2011080911.tif 000012
【図１１】
2011080911.tif 000013
【図１２】
2011080911.tif 000014
【図１３】
2011080911.tif 000015
【図１４】
2011080911.tif 000016
【図１５】
2011080911.tif 000017
【図１６】
2011080911.tif 000018
【図１７】
2011080911.tif 000019
【図１８】
2011080911.tif 000020
【図１９】
2011080911.tif 000021
【図２０】
2011080911.tif 000022
【図２１】
2011080911.tif 000023
【図２２】
2011080911.tif 000024
【図２３】
2011080911.tif 000025