(57)【要約】【課題】過電流保護の動作遅れや、構成が複雑化するのを防止しつつ、出力電流に応じた最適な過電流保護を行うことを可能にする。【解決手段】抵抗３からの検出信号の値に応じて、過電流判定回路２８が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３によってコンデンサ２５を放電する一方で、別な過電流判定回路２９が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３とは異なるスイッチ３７によってコンデンサ２５を放電する。したがって、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2に応じて、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御用ＩＣ５は、同じコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。【選択図】図１
2011019368.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御回路と、スイッチング素子と、出力回路と、過電流保護回路とを含むスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、前記制御回路からの駆動信号によってスイッチング動作するものであり、
前記出力回路は、前記スイッチング動作によって得られた電圧を整流平滑して出力するものであり、
前記過電流保護回路は、電流検出器と、第１の過電流判定回路と、第２の過電流判定回路と、第１の放電素子と、第２の放電素子と、容量性素子とを含み、
前記電流検出器は、前記スイッチング素子を流れる電流を監視して検出信号を出力するものであり、
前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値に応じて前記第１の放電素子を動作させ、前記容量性素子を放電するように構成し、
前記第２の過電流判定回路は、前記検出信号の値に応じて前記第２の放電素子を動作させ、前記容量性素子を放電するように構成し、
前記制御回路は、前記容量性素子の電圧が低下すると、前記出力回路からの出力電流を抑制するような前記駆動信号を、前記スイッチング素子に与えるものであることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値と第１のしきい値とを比較して、その比較結果を前記第１の放電素子に出力する第１の比較回路を有し、前記検出信号の値が前記第１のしきい値を上回ると、前記第１の放電素子が前記容量性素子を放電するように構成し、
前記第２の過電流判定回路は、前記検出信号の値と第２のしきい値とを比較して、その比較結果を前記第２の放電素子に出力する第２の比較回路を有し、前記検出信号の値が前記第２のしきい値を上回ると、前記第２の放電素子が前記容量性素子を放電するように構成し、
前記第１のしきい値を前記第２のしきい値よりも低い値に設定したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置
【請求項３】
前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を前記第１の放電素子に出力する第１の増幅回路を有し、前記制御信号に基づいて前記第１の放電素子が前記容量性素子の放電量を調整するように構成したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第１の放電素子は、前記容量性素子の両端に接続する第１のスイッチであり、
前記第２の放電素子は、前記容量性素子の両端に接続する第２のスイッチであり、
前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチよりもオン状態での抵抗値が低いものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記容量性素子を充電する充電回路を含み、
前記制御回路は、起動時に前記容量性素子の電圧が上昇するのに伴い、前記出力回路からの出力電圧を上昇させるような前記駆動信号を、前記スイッチング素子に与えるものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流保護（ＯＣＰ）機能を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置として、例えば特許文献１には、制御回路からの駆動信号によってスイッチング素子をスイッチング動作させ、それによりトランスの二次巻線に誘起する電圧を出力回路で整流平滑して、負荷に出力電圧を供給するものにおいて、定格値を大幅に越える第１過電流値以上の負荷電流が流れると、スイッチング素子のオン・デューティーを抑えるように駆動信号を制御する第１過電流保護回路と、第１過電流値未満に設定した第２過電流値以上の負荷電流が一定時間継続して流れると、スイッチング素子の動作を停止させる第２過電流保護回路と、を備えたものが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１４５３３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記引用文献１の従来例では、次のような技術的懸念がある。第１過電流保護回路は、負荷電流が瞬間的に第１過電流値を越えたときに、過電流保護が直ちに動作するように、スイッチング素子を流れる電流を抵抗で検出して、その検出信号を分圧して得た検出電圧を、そのまま制御用ＩＣの過電流保護端子に供給している。しかし第２の過電流保護回路は、負荷電流が第２電流値を越えた時間を計測するのに、スイッチング素子を流れる電流を抵抗で検出して、その検出信号の電圧レベルが基準電圧を越えたら、その越えた時間に応じてコンデンサを充電し、この充電電圧を制御用ＩＣの別な過電圧保護端子に供給する必要がある。そのため、過電流保護を行うか否かを判断するのに、制御用ＩＣはそれぞれ別な電位を監視しなければならず、制御回路として過電流保護の動作遅れや、構成が複雑化する虞れを生じる。
【０００５】
他方、こうしたスイッチング電源装置では、急激な負荷短絡が起きたときに、装置内の電源回路に大きなサージ電流が流れると、その電源回路の寄生インダクタンスによる大きなサージ電圧が発生し、素子を破壊する虞れがあり、出力コンデンサが大きい場合の起動時にも同様の課題があることから、こうした大きなサージ電流を抑制するのに過電流保護回路が設けられる。さらに、単に急激な負荷短絡時や起動時のサージ電流を抑制するだけでなく、過電流保護が動作する境界付近の負荷電流が流れた時に、良好な定電流垂下特性と、安定化した出力電圧を得ることが、スイッチング電源装置の過電流保護回路として求められている。
【０００６】
本発明は上記問題点に着目してなされたもので、過電流保護の動作遅れや、構成が複雑化するのを防止しつつ、出力電流に応じた最適な過電流保護を行うことができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のスイッチング電源装置は、上記目的を達成するために、制御回路と、スイッチング素子と、出力回路と、過電流保護回路とを含むスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、前記制御回路からの駆動信号によってスイッチング動作するものであり、前記出力回路は、前記スイッチング動作によって得られた電圧を整流平滑して出力するものであり、前記過電流保護回路は、電流検出器と、第１の過電流判定回路と、第２の過電流判定回路と、第１の放電素子と、第２の放電素子と、容量性素子とを含み、前記電流検出器は、前記スイッチング素子を流れる電流を監視して検出信号を出力するものであり、前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値に応じて前記第１の放電素子を動作させ、前記容量性素子を放電するように構成し、前記第２の過電流判定回路は、前記検出信号の値に応じて前記第２の放電素子を動作させ、前記容量性素子を放電するように構成し、前記制御回路は、前記容量性素子の電圧が低下すると、前記出力回路からの出力電流を抑制するような前記駆動信号を、前記スイッチング素子に与えるものであることを特徴とする。
【０００８】
この場合、前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値と第１のしきい値とを比較して、その比較結果を前記第１の放電素子に出力する第１の比較回路を有し、前記検出信号の値が前記第１のしきい値を上回ると、前記第１の放電素子が前記容量性素子を放電するように構成し、前記第２の過電流判定回路は、前記検出信号の値と第２のしきい値とを比較して、その比較結果を前記第２の放電素子に出力する第２の比較回路を有し、前記検出信号の値が前記第２のしきい値を上回ると、前記第２の放電素子が前記容量性素子を放電するように構成し、前記第１のしきい値を前記第２のしきい値よりも低い値に設定するのが好ましい。
【０００９】
代わりに、前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を前記第１の放電素子に出力する第１の増幅回路を有し、前記制御信号に基づいて前記第１の放電素子が前記容量性素子の放電量を調整するように構成してもよい。
【００１０】
上記何れの構成においても、前記第１の放電素子は、前記容量性素子の両端に接続する第１のスイッチであり、前記第２の放電素子は、前記容量性素子の両端に接続する第２のスイッチであり、前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチよりもオン状態での抵抗値が低いものであることが好ましい。
【００１１】
また、前記容量性素子を充電する充電回路を含み、前記制御回路は、起動時に前記容量性素子の電圧が上昇するのに伴い、前記出力回路からの出力電圧を上昇させるような前記駆動信号を、前記スイッチング素子に与えてもよい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、電流検出器からの検出信号の値に応じて、第１の過電流判定回路が過電流状態であると判定すると、第１の放電素子によって容量性素子を放電する一方で、別な第２の過電流判定回路が過電流状態であると判定すると、第１の放電素子とは異なる第２の放電素子によって容量性素子を放電する。したがって、スイッチング素子を流れる電流に応じて、容量性素子の電圧を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御回路は、同じ容量性素子の電圧を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。
【００１３】
また、第１の過電流判定回路に備えた第１の比較回路によって、電流検出器からの検出信号の値が第１のしきい値を上回った場合には、第１の放電素子により容量性素子を放電して過電流保護を動作させ、第２の過電流判定回路に備えた第２の比較回路によって、検出信号の値が第１のしきい値よりも高い第２のしきい値を上回ると、今度は第１の放電素子とは異なる第２の放電素子により容量性素子を放電して、２つの過電流判定回路により過電流保護を確実に動作させることが可能になる。
【００１４】
また、第１の過電流判定回路に備えた第１の増幅回路によって、電流検出器からの検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を生成し、この制御信号に基づいて容量性素子の放電量を調整して、当該容量性素子の電圧を負荷電流に応じて線形に変化させることで、過電流保護回路としてより良好な過電流保護特性を得ることができる。
【００１５】
さらに、第１のスイッチよりもオン状態での抵抗値が低い第２のスイッチを予め選定するだけで、第２のスイッチにより容量性素子を放電させる場合は、第１のスイッチにより容量性素子を放電させる場合よりも、容量性素子の電圧を急速に低下させることができ、出力電流に応じて異なる最適な過電流保護を行なうことができる。
【００１６】
しかも、容量性素子を充電する充電回路を付加すれば、スイッチング電源装置の起動時において、容量性素子の電圧を徐々に上昇させ、これを過電流保護動作時と同様に制御回路で監視して、出力回路からの出力電圧を緩やかに上昇させてソフトスタートを行うことができる。また、容量性素子の電圧信号を過電流保護とソフトスタートの両方に用いることにより、起動時だけでなく過電流状態からの復帰時にもソフトスタートを行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施例におけるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】同上、過電流保護回路の回路図である。
【図３】同上、各部の動作状態を示す波形図である。
【図４】本発明の第２実施例における過電流保護回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施例について説明する。
【実施例１】
【００１９】
図１は、本発明の第１実施例を示すフォワード式のスイッチング電源装置の回路図である。同図において、トランス１の一次巻線１Ａと、スイッチング素子としてのＦＥＴ２と、電流検出用の抵抗３とからなる直列回路は、直流電源４の両端間に接続され、制御回路としての制御用ＩＣ５の出力端子ＯＵＴからＦＥＴ２の制御端子であるゲートに、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御されたパルス駆動信号が与えられるようになっている。また、トランス１の二次巻線１Ｂには、整流ダイオード１１と、転流ダイオード１２と、チョークコイル１３と、平滑コンデンサ１４とによる出力回路１５が接続され、平滑コンデンサ１４の両端間に負荷ＬＤが接続される。ＦＥＴ２は他の制御端子付きの半導体素子を用いてもよく、また電流検出器として、抵抗３の代わりに例えばカレントトランスなどを用いてもよい。その他、整流ダイオード１１や転流ダイオード１２を、ＦＥＴ２のスイッチングに同期して動作するＦＥＴなどの素子でそれぞれ構成してもよい。
【００２０】
１６は、出力電圧Ｖoutに応じた電圧レベルの検出信号を生成するための出力電圧検出回路である。出力電圧検出回路１６からの検出信号は、制御用ＩＣ５の入力端子ＩＮに供給されるが、その回路構成については特に限定されない。
【００２１】
前記制御用ＩＣ５はいわゆるソフトスタート機能を備えており、当該機能を実現するために、制御用ＩＣ５にはソフトスタート端子ＣＳが設けられる。また制御用ＩＣ５の内部には、前記基準電圧ＶREFを生成する電圧生成器２１と、誤差増幅器としてのオペアンプ２２と、比較器としてのコンパレータ２３と、鋸歯状のランプ電圧を生成するランプ波発生器２４が設けられる。本実施例では過電流保護のために、ソフトスタート端子ＣＳの機能を利用する。
【００２２】
制御用ＩＣ５は、出力電圧検出回路１６からの検出信号の電圧レベルと、電圧生成器２１からの目標電圧である基準電圧ＶREFをオペアンプ２２により差動増幅し、その差動増幅した電圧値と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧をコンパレータ２３により比較して、ＦＥＴ２のゲートに供給するパルス駆動信号を生成し、ＦＥＴ２をオン，オフ制御するものである。
【００２３】
より具体的には、オペアンプ２２は、前記出力電圧検出回路１６で検出される出力電圧Ｖoutの検出信号の電圧レベルと、電圧生成器２１からの基準電圧ＶREFとを差動増幅するもので、基準電圧ＶREFに対する検出信号の誤差成分を生成して、これをコンパレータ２３に送り出す。コンパレータ２３は、オペアンプ２２からの出力電圧と、ソフトスタート端子ＣＳに供給される電圧と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧とを比較し、オペアンプ２２からの出力電圧とソフトスタート端子ＣＳの電圧の両方がランプ電圧よりも高い場合に、出力端子ＯＵＴからのパルス駆動信号をオンにするようになっている。ランプ電圧は、例えば＋１〜＋２Ｖの三角波である。
【００２４】
上記ソフトスタート機能は、一般的なスイッチング電源装置用の制御用ＩＣ５に搭載される。その場合、前記ソフトスタート端子ＣＳにコンデンサ２５を接続することが推奨され、起動時に電流源２６からの電流供給により、コンデンサ２５を長い時定数で充電して、ソフトスタート端子ＣＳの電位を緩やかに上昇させることで、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号に対してオンできる期間を徐々に広げるソフトスタート動作が行なわれる。またその他に、コンデンサ２５の両端間には放電用の抵抗２７が接続される。
【００２５】
抵抗３は、スイッチング素子２のドレイン・ソース間を流れる電流に比例して、その両端間に電流検出信号を生成するもので、ここではＦＥＴ２のソースと接地ラインとの間に挿入接続される。また抵抗３からの電流検出信号を入力として、それぞれ過電流状態と判断したときにコンデンサ２５を放電する過電流保護回路として、第１の過電流判定回路２８と第２の過電流判定回路２９が設けられる。
【００２６】
第１の過電流判定回路２８は、第１の比較器３１と、第１の基準電源３２と、スイッチ３３とにより構成され、前記抵抗３からの電流検出信号が比較器３１の非反転入力端子に入力され、第１の基準電源３２で生成される第１のしきい値Ｖth1が比較器３１の反転入力端子に入力され、比較器３１の出力レベルに応じて、コンデンサ２５の両端間に接続するスイッチ３３を開閉するようになっている。また第２の過電流判定回路２９は、第２の比較器３５と、第２の基準電源３６と、スイッチ３７とにより構成され、前記抵抗３からの電流検出信号が比較器３５の非反転入力端子に入力され、第２の基準電源３６で生成される第２のしきい値Ｖth2が比較器３５の反転入力端子に入力され、比較器３５の出力レベルに応じて、コンデンサ２５の両端間に接続するスイッチ３７を開閉するようになっている。ここでのしきい値Ｖth1は、しきい値Ｖth2よりも低い値に設定される。
【００２７】
図２は、本実施例での過電流判定回路２８，２９をさらに詳しく示したものである。同図において、前記第１の過電流判定回路２８の比較器３１は、同特性のＰＮＰ型トランジスタ４１，４２と、電圧生成器２１からの基準電圧ＶREFラインと各トランジスタ４１，４２のエミッタとの間に接続する抵抗４３と、トランジスタ４１のコレクタと接地ラインとの間に接続する抵抗４４とにより構成される。また前記基準電圧ＶREFラインと接地ラインとの間には、前記基準電源３２に相当する分圧用の抵抗４５，４６が接続され、この直列回路をなす抵抗４５，４６の接続点が、トランジスタ４１のベースに接続される。これにより、基準電圧ＶREFを抵抗４５，４６で分圧した過電流保護のしきい値Ｖth1がトランジスタ４１のベースに印加される一方で、抵抗３の両端電圧がトランジスタ４２のベースに印加され、それらを差動増幅した電圧が、トランジスタ４１のコレクタと抵抗４４の接続点からスイッチ３３のベースに与えられる。
【００２８】
一方、第２の過電流判定回路２９の比較器３５は、過電流判定回路２８の比較器３１よりも電流検出の精度を必要としないため、抵抗４８とショットキーダイオード４９とによる簡素な回路で構成される。ここでは、制御ＩＣ５の動作電圧Ｖccラインに抵抗４８の一端が接続され、この抵抗４８の他端にショットキーダイオード４９のアノードが接続され、さらに前記ＦＥＴ２と抵抗３の接続点に、ショットキーダイオード４９のカソードが接続され、直列接続した抵抗４８とショットキーダイオード４９の接続点に、スイッチ３７のベースが接続され、スイッチ３７のエミッタは接地ラインに接続される。また、スイッチ３７として用いられるトランジスタは、スイッチ３３として用いられるトランジスタよりも電流増幅率ｈfeが高い。スイッチ３７のベース・エミッタ間電圧をＶBEとし、ショットキーダイオード４９のショットキー電圧をＶFとすれば、過電流保護のしきい値Ｖth2はＶth2＝ＶBE−ＶFとなり、スイッチ３７とショットキーダイオード４９が基準電源３６を構成することとなる。
【００２９】
ここで過電流判定回路２８，２９の回路構成に着目すると、スイッチ３７のオン状態における抵抗値をスイッチ３３よりも十分に低く設定するために、スイッチ３７にスイッチ３３よりも大きなｈFEのトランジスタを使う方法の他に、ベースに直列に接続してベース電流を制限する抵抗４８を抵抗４３よりも小さくする方法や、抵抗４８をプルアップする電圧を抵抗４３をプルアップする電圧よりも高くする方法がある。
【００３０】
なお、本実施例ではスイッチ３３，３７として何れもＮＰＮ型トランジスタを用いているが、別なＦＥＴなどの半導体素子を用いてもよい。また前記動作電圧Ｖccは、出力電圧検出回路１６が出力電圧Ｖoutに基づいて生成したものであるが、どの回路でどのようにして生成するのかについては特に限定しない。これは他の基準電圧Ｖrefや、しきい値Ｖth1，Ｖth2についても同じことがいえる。
【００３１】
次に、上記構成について、その作用を図３の波形図を参照しながら説明する。この図３において、上段はＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2の波形であり、以下、スイッチ３３を流れる電流Ｉce33の波形と、スイッチ３７を流れる電流Ｉce37の波形と、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25の波形と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampの波形とを、通常動作，第１の過電流動作時および第２の過電流動作時のそれぞれについて示している。
【００３２】
先ず、通常時の動作から説明すると、制御用ＩＣ５の出力端子ＯＵＴからＦＥＴ２のゲートに与えられるパルス駆動信号によって、ＦＥＴ２がスイッチング動作することにより、トランス１の一次巻線１Ａに入力電圧Ｖinが断続的に印加される。これにより、ＦＥＴ２のオン時に直流電源４からの入力電圧Ｖinが一次巻線１Ａに印加され、二次巻線１Ｂのドット側に正極性の電圧が発生すると、整流ダイオード１１がオンし、転流ダイオード１２がオフすることで、二次巻線１Ｂからチョークコイル１３を通して平滑コンデンサ１４にエネルギーが送り出され、ＦＥＴ２のオフ時になると、今度は二次巻線１Ｂの非ドット側に正極性の電圧が発生し、整流ダイオード１１がオフし、転流ダイオード１２がオンすることで、それまでチョークコイル１３に蓄えられていたエネルギーが、平滑コンデンサ１４に送り出されて、所定の出力電圧Ｖoutが負荷ＬＤに供給される。
【００３３】
また、出力電圧Ｖoutを安定化させるために、出力電圧検出回路１６は出力電圧Ｖoutに比例した電圧レベルを有する検出信号を生成し、その検出信号を制御用ＩＣ５の入力端子ＩＮに供給する。制御用ＩＣ５では、出力電圧検出回路１６からの検出信号の電圧レベルと、電圧生成器２１からの基準電圧ＶREFとを、オペアンプ２２によって差動増幅し、基準電圧ＶREFに対する検出信号の誤差成分をコンパレータ２３に送り出す。
【００３４】
抵抗３の両端間には、トランス１の一次巻線１ＡひいてはＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2に比例した電圧が発生し、この電圧が電流検出信号として過電流判定回路２８の比較器３１および過電流判定回路２９の比較器３５に入力される。負荷電流が定格値以下の通常時には、電流検出信号の電圧レベルがしきい値Ｖth1およびしきい値Ｖth2よりも低く、比較器３１，３５の出力端子はＬ（低）レベルになって、スイッチ３３，３７は何れもオフ状態となる。これは図３の左側に示す通常動作において、スイッチ３３を流れる電流Ｉce33およびスイッチ３７を流れる電流Ｉce37が、共に０であることからも判る。そのため、ソフトスタート端子ＣＳを経由してコンパレータ２３に入力されるコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25は、電流源２６からの電流供給により充電されたままの状態を維持し、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampの最大値よりも常時高くなる。
【００３５】
こうなると制御用ＩＣ５は、オペアンプ２２から出力される誤差成分の電圧と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampとをコンパレータ２３で比較し、最終的に出力電圧Ｖoutが上昇するにしたがってパルス幅が狭くなるようなパルス駆動信号をＦＥＴ２のゲートに供給する。こうして通常時には、抵抗３で検出される電流検出信号の値に依存することなく、出力電圧検出回路１６で得られた検出信号に基づいて、ＦＥＴ２の時比率を制御し、出力電圧Ｖoutの安定化制御を行なう。
【００３６】
一方、通常時から負荷電流が増大して過電流状態になると、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2が増大する。そして図３の中央に示すように、ＦＥＴ２のオン期間中に、抵抗３の両端に発生する電流検出信号の電圧レベルが、過電流判定回路２８で設定したしきい値Ｖth1を上回ると、比較器３１の出力端子はＨ（高）レベルになって、スイッチ３３がオン状態となり、コンデンサ２５を放電して、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を下げる。コンデンサ２５は、定電流源２６またはそれに代わる抵抗（図示せず）で充電され、このときの充電電流とスイッチ３３がオン状態になったときの放電電流が釣り合うまで、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下する。
【００３７】
制御用ＩＣ５のコンパレータ２３は、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampよりも低くなると、出力端子ＯＵＴからＦＥＴ２のゲート２に供給するパルス駆動信号をオフにする。すなわち、パルス駆動信号のオン期間を制限することで、出力回路１５からの出力電流を制限する過電流保護動作を行なう。
【００３８】
ところで、こうした過電流保護動作において、コンデンサ２５をオン抵抗の低いスイッチ３３で短絡すると、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が大幅に低下して、ランプ電圧Ｖrampの最小値（例えば＋１Ｖ）よりも低くなり、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号は常にオフになる。そこで過電流保護が解除され、コンデンサ２５が再び充電されると、上述したソフトスタート動作が行われる。
【００３９】
このような動作が、過電流保護が動作する境界付近の負荷電流が流れた時に行われると、良好な定電流垂下特性が得られず、また出力電圧Ｖoutは何度もソフトスタートで再起動することになり、動作が不安定になる。これは特に、複数の電源装置から共通の負荷ＬＤに電力供給を行なう並列運転の場合に大きな問題となる。
【００４０】
こうした問題を解決するために、本実施例の過電流判定回路２８は、スイッチ３３として電流増幅率ｈfeの低いＮＰＮ型トランジスタを使用し、かつスイッチ３３のベース電流を制限する抵抗４３を設けており、それにより過電流保護動作時には、オン状態にあるスイッチ３３のコレクタ電流が小さく、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が急速に低下しないようになっている。つまり、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25は、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2の大きさに応じて徐々に低下するので、過電流保護が動作する境界付近の負荷電流が流れた時に、ランプ電圧Ｖrampの最小値より低くはならず、良好な定電流垂下特性と、安定した出力電圧Ｖoutを得ることができる。
【００４１】
一方、急激な負荷ＬＤの短絡によって大きな負荷電流が流れると、前記過電流判定回路２８では、スイッチ３３のオン状態における抵抗値が高く、コンデンサ２５を急速に放電させることができない。仮に本実施例で、過電流判定回路２９が設けられていなければ、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25がランプ電圧Ｖrampの最小値よりも高い状態が長く続き、短いオン幅を有するパルス駆動信号がＦＥＴ２に供給される。そのため、負荷電流が増加し続けて、電源装置内の磁性部品が飽和し、内部の寄生抵抗による電圧降下と、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング周期に対するオン時間の時比率の積が均衡するまで、負荷電流が増加することも起り得る。その結果、パルス駆動信号がオンするのと同時に大きなサージ電流が電源装置内に流れ、内部の寄生インダクタンスにより、素子の耐圧を越えるような大きなサージ電圧が発生する場合がある。過電流判定回路２９を設ける理由は、そうした問題を避けるためにある。
【００４２】
ここでの過電流判定回路２９は、例えば急激な負荷短絡のような大きな負荷電流を検出したときにのみ、スイッチ３７が動作するようになっている。具体的には、ＦＥＴ２のオン期間中に、抵抗３の両端に発生する電流検出信号の電圧レベルが、前記しきい値Ｖth1よりも高く設定したしきい値Ｖth2を上回ると、比較器３５の出力端子がＨレベルになって、スイッチ３７がオン状態となり、コンデンサ２５をオン抵抗値の低いスイッチ３７で短絡して、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25をランプ電圧Ｖrampの最小値よりも低いレベルにまで急速に低下させる。
【００４３】
したがって、図３の右側に示すように、抵抗３で一度大きな短絡電流を検出すると、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号は長い時間常にオフとなり、暫くは出力されない状態となる。その結果、パルス駆動信号は通常時のスイッチング周期よりも十分に長い周期で間欠的に出力されるようになり、出力回路１５から負荷ＬＤへの出力電流は抑制されて、電源装置内において、素子の耐圧を超えるようなサージ電流やサージ電圧が抑えられる。
【００４４】
このように本実施例では、制御回路としての制御用ＩＣ５と、スイッチング素子としてのＦＥＴ２と、出力回路１５と、過電流保護回路として過電流判定回路２８，２９とを含むスイッチング電源装置であって、ＦＥＴ２は制御用ＩＣ５からの駆動信号であるパルス駆動信号によってスイッチング動作するものであり、出力回路１５はこのスイッチング動作によって得られた電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路であり、過電流判定回路２８，２９は、ＦＥＴ２を流れる電流を監視して検出信号を出力する電流検出器としての抵抗３と、スイッチ３３，３７と、容量性素子としてのコンデンサ２５を含み、第１の過電流判定回路２８は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３３を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成し、これとは別の第２の過電流判定回路２９は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３７を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成しており、制御用ＩＣ５は、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下すると、出力回路１５からの出力電流を抑制するようなパルス駆動信号をＦＥＴ２に与える構成を有している。
【００４５】
そのため、抵抗３からの検出信号の値に応じて、過電流判定回路２８が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３によってコンデンサ２５を放電する一方で、別な過電流判定回路２９が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３とは異なるスイッチ３７によってコンデンサ２５を放電する。したがって、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2に応じて、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御用ＩＣ５は、同じコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。
【００４６】
また、本実施例の第１の過電流判定回路２８は、抵抗３からの検出信号の電圧値と第１のしきい値Ｖth1とを比較し、その比較結果をスイッチ３３に出力する第１の比較回路としての比較器３１を有し、抵抗３からの検出信号の電圧値がしきい値Ｖth1を上回ると、スイッチ３３がコンデンサ２５を放電するように構成している。また第２の過電流判定回路２９は、抵抗３からの検出信号の電圧値と第２のしきい値Ｖth2とを比較し、その比較結果をスイッチ３７に出力する第２の比較回路としての比較器３５を有し、抵抗３からの検出信号の電圧値がしきい値Ｖth2を上回ると、スイッチ３７がコンデンサ２５を放電するように構成し、過電流判定回路２８のしきい値Ｖth1は過電流判定回路２９のしきい値Ｖth2よりも低い値に設定される。
【００４７】
そのため、過電流判定回路２８に備えた比較器３１によって、抵抗３からの検出信号の電圧値がしきい値Ｖth1を上回った場合には、スイッチ３３によりコンデンサ２５を放電して過電流保護を動作させ、過電流判定回路２９に備えた比較器３５によって、抵抗３からの検出信号の値がしきい値Ｖth1よりも高いしきい値Ｖth2を上回ると、今度はスイッチ３３とは異なるスイッチ３７によりコンデンサ２５を放電して、過電流保護を確実に動作させることが可能になる。
【００４８】
さらに、本実施例における第１の放電素子と第２の放電素子は、コンデンサ２５の両端に接続するスイッチ３３，３７であり、スイッチ３７はスイッチ３３よりもオン状態での抵抗値が低いものが選定される。
【００４９】
こうすれば、スイッチ３３よりもオン状態での抵抗値が低いスイッチ３７を予め選定するだけで、スイッチ３３によりコンデンサ２５を放電させる場合は、スイッチ３７によりコンデンサ２５を放電させる場合よりも、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を緩やかに低下させることができ、出力回路１５からの出力電流に応じて異なる最適な過電流保護を行なうことができる。
【００５０】
またここでは、コンデンサ２５を充電する充電回路としての電流源２６を含み、制御用ＩＣ５は、起動時にコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が上昇するのに伴い、出力回路１５からの出力電圧Ｖoutを上昇させるようなパルス駆動信号を、ＦＥＴ２に与えるように構成される。
【００５１】
このように、コンデンサ２５を充電する電流源２６を付加すれば、スイッチング電源装置の起動時において、コンデンサ２５の電圧を徐々に上昇させ、これを過電流保護動作時と同様に制御用ＩＣ５で監視して、出力回路１５からの出力電圧Ｖoutを緩やかに上昇させ、ソフトスタートを行うことができる。また、コンデンサ２５の電圧信号を過電流保護とソフトスタートの両方に用いることにより、起動時だけでなく過電流状態からの復帰時にもソフトスタートを行うことができる。
【実施例２】
【００５２】
図４は、本発明の第２実施例を示す過電流判定回路２８，２９の回路図である。第１実施例と異なる点は、過電流判定回路２８として比較器３１の代わりに増幅器５１が用いられていること、および過電流判定回路２８のスイッチ３３がＮＰＮ型トランジスタではなく、ＰＮＰ型トランジスタであるということである。その他の構成は、図１に示すスイッチング電源装置の全体的な構成を含めて、第１実施例と共通している。
【００５３】
増幅器５１は、同特性のＮＰＮ型トランジスタ６１，６２と、動作電圧Ｖccラインとトランジスタ６１のコレクタとの間に接続する抵抗６３と、動作電圧Ｖccラインとトランジスタ６２のコレクタとの間に接続する抵抗６４と、トランジスタ６１のエミッタと接地ラインとの間に接続する抵抗６５とを備え、トランジスタ６１，６２のベースどうしを接続して、その接続点をトランジスタ６２のコレクタに接続すると共に、トランジスタ６２のエミッタをＦＥＴ２と抵抗３との接続点に接続し、トランジスタ６１のコレクタをスイッチ３３のベースに接続して構成される。
【００５４】
ここで、抵抗３，６３，６５の抵抗値をそれぞれＲ３，Ｒ63，Ｒ65とし、抵抗Ｒ３，Ｒ63，Ｒ65に流れる電流をそれぞれＩ３，Ｉ63，Ｉ65とすると、カレントミラー回路としての構成を有する増幅器５１では、抵抗３の端子電圧（＝Ｒ３・Ｉ３）と抵抗６５の端子電圧（＝Ｒ65・Ｉ65）が等しくなるように、抵抗Ｒ３を流れる電流Ｉ３に比例した電流Ｉ65が抵抗６５に流れる。したがって、Ｉ65＝（Ｒ３／Ｒ65）・Ｉ３なる関係が成立する。一方、抵抗６３には前記電流Ｉ65と等しい電流Ｉ63が流れ（Ｉ63＝Ｉ65）、抵抗６３の電圧降下（＝Ｒ63・Ｉ63）によってスイッチ３３のベース電圧が制御される。このとき、スイッチ３３のベース・エミッタ間電圧をＶbe33とするならば、制御用ＩＣ５のソフトスタート端子ＣＳに印加するコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25は、次の式であらわせる。
【００５５】
【数１】
2011019368.tif 000003
【００５６】
したがって本実施例では、通常時から負荷電流が増大して過電流状態になると、過電流判定回路２８によって、抵抗３を流れる電流Ｉ３が増加するにしたがって、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下するように線形制御される。このように、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を電流Ｉ３に応じて線形に変化させることで、第１実施例に比べて良好な過電流特性を得ることができる。
【００５７】
しかし、スイッチ３３が完全にオン動作した状態でも、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25はスイッチ３３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe33よりも低くならない。したがって、ランプ電圧Ｖrampの最小値がスイッチ３３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe33よりも低い場合は、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号を完全にオフ状態にできず、十分な過電流保護を行なうことができない。
【００５８】
そこで本実施例では、急激な負荷ＬＤの短絡によって大きな負荷電流が流れ、抵抗３の両端電圧がしきい値Ｖth2を上回ると、別な過電流判定回路２９のスイッチ３７がオン状態となり、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25をランプ電圧Ｖrampの最小値よりも低いレベルにまで急速に低下させる。この動作は、前記第１実施例で示したものと同じである。
【００５９】
したがって、抵抗３で一度大きな短絡電流Ｉ３を検出すると、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号は長い時間常にオフとなり、暫くは出力されない状態となる。その結果、パルス駆動信号は通常時のスイッチング周期よりも十分に長い周期で間欠的に出力されるようになり、出力回路１５から負荷ＬＤへの出力電流は抑制されて、電源装置内において、素子の耐圧を超えるようなサージ電流やサージ電圧が抑えられる。
【００６０】
このように本実施例においても、過電流状態において、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を、ＰＮＰ型トランジスタからなるスイッチ３３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe33にまで下げることができる。そのため、スイッチ３７はスイッチ３３よりもオン状態での抵抗値が低く、またスイッチ３３はスイッチ３７よりも抵抗に流れる電流Ｉ３が低い状態でオン動作する点は、第１実施例と共通している。
【００６１】
以上のように、本実施例の過電流保護回路も、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2を監視して検出信号を出力する抵抗３と、過電流判定回路２８，２９と、スイッチ３３，３７と、容量性素子としてのコンデンサ２５を含み、過電流判定回路２８は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３３を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成し、これとは別の過電流判定回路２９は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３７を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成しており、制御用ＩＣ５は、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下すると、出力回路１５からの出力電流を抑制するようなパルス駆動信号を、ＦＥＴ２に与える構成を有している。
【００６２】
そのため、抵抗３からの検出信号の値に応じて、過電流判定回路２８が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３によってコンデンサ２５を放電する一方で、別な過電流判定回路２９が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３とは異なるスイッチ３７によってコンデンサ２５を放電する。したがって、ＦＥＴを流れる電流Ｉds2に応じて、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御用ＩＣ５は、同じコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。
【００６３】
また、本実施例の過電流判定回路２８は特に、抵抗３からの検出信号の値に対して線形に制御された制御信号をスイッチ３３のベースに出力する第１の増幅回路に相当する増幅器５１を有し、この増幅器５１で得た制御信号に基づいてスイッチ３３がコンデンサ２５の放電量を調整するように構成している。
【００６４】
この場合、過電流判定回路２８に備えた増幅器５１によって、抵抗３からの検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を生成し、この制御信号に基づいてコンデンサ２５の放電量を調整して、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を負荷電流に応じて線形に変化させることで、過電流保護回路としてより良好な過電流保護特性を得ることができる。
【００６５】
なお本発明は、本実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、図１ではフォワード式のスイッチング電源装置を提示したが、フライバック式や、その他の方式のスイッチング電源装置であればよい。
【符号の説明】
【００６６】
２  ＦＥＴ（スイッチング素子）
３  抵抗（電流検出器）
５  制御用ＩＣ（制御回路）
１５  出力回路
２５  コンデンサ（容量性素子）
２７  電流源（充電回路）
２８  第１の過電流判定回路（過電流保護回路）
２９  第２の過電流判定回路（過電流保護回路）
３１  比較器（第１の比較回路）
３２  比較器（第２の比較回路）
３３  第１のスイッチ（第１の放電素子）
３７  第２のスイッチ（第２の放電素子）
５１  増幅器（第１の増幅回路）
【図１】
2011019368.tif 000004
【図２】
2011019368.tif 000005
【図３】
2011019368.tif 000006
【図４】
2011019368.tif 000007