(57)【要約】【課題】位相偏差と振幅偏差を独立に検出することによって、位相偏差の補正量と振幅偏差の補正量が十分な精度で得られる受信機を提供する。【解決手段】位相偏差振幅偏差検出処理３００は、同相信号(Ｓｒ)のデジタル信号の二乗処理を行う乗算部１３０、同相信号(Ｓｒ)と直交信号(Ｓｉ)を乗算する乗算部１３１、パイロット信号の実部(Ｐｒ)の二乗処理を行う乗算部１３３、パイロット信号の虚部(Ｐｉ)の二乗処理を行う乗算部１３８、減算部１４９の出力の平方根の処理を行い振幅偏差（ｇ）を出力する処理部１５０、振幅偏差（ｇ）の逆数と定数を計算又は読み出す処理部１５１、処理部１５１の出力と乗算部１４２の出力を乗算する乗算部１５２、及び乗算部１５２の出力の逆正弦関数を計算又は読み出し位相偏差(Δφ)を出力する処理部１５３により処理することで、位相偏差(Δφ)と振幅偏差（ｇ）を独立に検出する。【選択図】図５
2011109520.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、
前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、
前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、
前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、
前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、
前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、
Ｓｒ２・Ｐｒ２−Ｓｉ２・Ｐｉ２＋Ｓｒ２・Ｐｉ２−Ｓｉ２Ｐｒ２
で表現される振幅偏差信号を生成する振幅偏差信号生成手段と、
前記振幅偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う振幅偏差時間平均処理手段とを備え、
前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を検出することを特徴とする受信機。
【請求項２】
パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、
前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、
前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、
前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、
前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、
前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、
Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｒ２＋Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｉ２
で表現される位相偏差信号を生成する位相偏差信号生成手段と、
前記位相偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う位相偏差時間平均処理手段とを備え、
前記位相偏差時間平均処理手段で時間平均処理された前記位相偏差信号に、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を乗算して、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの位相偏差を検出することを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、実信号であるＲＦ(Radio Frequency：無線周波)帯の広帯域直交変調信号を受信し、この受信信号を直交検波（以下、直交復調という）する受信機に係り、特に直交復調するときの同相信号と直交信号との間の直行性の誤差(以下、位相偏差という)と、同相信号と直交信号との間の利得のばらつき(以下、振幅偏差という)の検出や補正を行う受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＦ帯の受信信号を直接ベースバンドの信号に直交復調する方式であるゼロＩＦ方式やＲＦ帯の受信信号を直接ベースバンド付近の信号に直交復調する低ＩＦ方式である直接検波方式の受信機において、受信信号の位相や振幅の偏差により受信信号の周波数成分がお互いに干渉する。特に直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭという）方式の受信機においては、ベースバンド信号に変換された正と負の周波数の対称な位置の信号が互いに干渉し、信号を劣化させてしまうため、位相偏差や振幅偏差の補正を行っている。
位相偏差や振幅偏差を補正する方法としては、全てをアナログ処理で行う方法、位相偏差や振幅偏差をデジタル処理で検出し、位相偏差や振幅偏差の補正をアナログ処理で行う方法、位相偏差や振幅偏差の検出と補正を全てデジタル処理で行う方法が考えられる。
【０００３】
全てアナログ処理で行う方法においては、受信機はＡＤ変換を行う直前で同相信号と直交信号の振幅偏差と位相偏差を補正する必要がある。しかし、位相偏差を正確に検出できる実用可能なアナログデバイスがなく、また仮に位相偏差を検出できた場合でも位相偏差を正確に補正できる実用可能なアナログデバイスがないといった問題がある。また、このような処理を行うアナログデバイスがあった場合でも、部品の誤差により正確に検出や補正ができず、また部品の誤差を調整する場合でも調整に限界があるという問題がある。
【０００４】
位相偏差や振幅偏差をデジタル処理で検出し、位相偏差や振幅偏差の補正をアナログ処理で行う方法においては、位相偏差や振幅偏差をデジタル処理で精度良く検出することが可能である。しかし、位相偏差や振幅偏差の補正をアナログ処理で行うことについては、全てアナログ処理で行う方法で行う場合と同様に、位相偏差を正確に補正できる実用可能なアナログデバイスがなく、またこのようなアナログデバイスがあった場合でも、部品の誤差により正確に検出や補正ができず、更に部品の誤差を調整する場合でも調整に限界があるという問題がある。
【０００５】
位相偏差や振幅偏差の検出と補正を全てデジタル処理で行う方法においては、位相偏差や振幅偏差をデジタル処理で精度良く検出することが可能であり、また位相偏差や振幅偏差の補正をデジタル処理で行うことが可能である。このように、位相偏差や振幅偏差の検出および補正はデジタル処理で行う方式が最も有効であると考えられる。
【０００６】
次に、従来の実施形態に係る直交復調を行う受信機と、従来の実施形態に係る位相偏差や振幅偏差の検出および補正をデジタル処理で行う受信機について説明する。
【０００７】
図８は直交復調を行う受信機５００の構成図である。図８に示す受信機５００は、ＢＰＦ部(Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：帯域ろ波フィルタ)１、ＬＮＡ(Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：低雑音増幅器)２、周波数変換部３、周波数変換部４、局部発振器５、９０°移相器６、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：低域ろ波器）７、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：低域ろ波器）８、ＡＤ変換部９、ＡＤ変換部１０、及びベースバンド復調部（デジタル信号処理部）１１、位相偏差・振幅偏差補正処理部１２から構成されている。
【０００８】
ＢＰＦ１は、空中線から入力された受信信号を所要の帯域、減衰量にフィルタリングして希望の周波数帯域の信号を抽出して出力する帯域ろ波フィルタである。ＬＮＡ２は、受信機５００で必要な所定の増幅度を有する増幅器である。局部発振器５は、受信信号の周波数と同一周波数の搬送波の信号を出力する局部発振器である。９０°移相器６は、局部発振器５から出力される搬送波の信号を９０°移相させる移相器である。周波数変換部３は、局部発振器５から出力される搬送波の信号とＬＮＡ２から出力される受信信号との乗算を行い、その乗算で得られる同相信号を出力するものである。周波数変換部４は、９０°移相器６で９０°移相させた搬送波の信号とＬＮＡ２から出力される受信信号との乗算を行い、その乗算で得られる直交信号を出力するものである。ＬＰＦ７は、周波数変換部３から出力される同相信号の２倍波を除去する低域ろ波器である。ＬＰＦ８は、周波数変換部４から出力される直交信号の２倍波を除去する低域ろ波器である。ＡＤ変換部９は、アナログ信号である同相信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換した同相信号を出力するものである。ＡＤ変換部１０は、アナログ信号である直交信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換した直交信号を出力するものである。ベースバンド復調部１１は、入力されるデジタル信号である同相信号と直交信号の復調を行い、復調したベースバンド信号を出力するものである。
【０００９】
このような受信機５００において、ＢＰＦ１では所要の帯域と減衰量により、使用する周波数帯以外の信号が除去され、ＬＮＡ２により所要の増幅度により線形の増幅処理が行なわれる。周波数変換部３により局部発振器５の出力との周波数変換処理により同相信号が得られ、周波数変換部４により局部発振器５の出力を９０度移相した出力との周波数変換処理により直交信号が得られる。周波数変換部３から同相信号が出力されると、ＬＰＦ７に入力され、局部発振器５の出力の約２倍（入力信号周波数と局部発振器の出力周波数の和）の周波数成分が減衰されて、ＡＤ変換部９に出力される。ＡＤ変換部９は、同相信号を入力し、アナログ信号からデジタル信号へ変換し、ベースバンド復調部１１へ出力する。周波数変換部４から直交信号が出力されると、ＬＰＦ８に入力され、局部発振器５の出力の約２倍（入力信号周波数と局部発振器の出力周波数の和）の周波数成分が減衰されて、ＡＤ変換部１０に出力される。ＡＤ変換部１０は、直交信号を入力し、アナログ信号からデジタル信号へ変換し、ベースバンド復調部１１へ出力する。ベースバンド復調部１１では、デジタル信号に変換された同相信号と直交信号をベースバンド信号に復調し出力する。位相偏差・振幅偏差補正処理部１２は、ＡＤ変換部９が出力する同相信号と、ＡＤ変換部１０が出力する直交信号に基づいて位相と振幅の検出と補正を行うものである。
【００１０】
図８に示すように、位相偏差・振幅偏差補正処理部１２は、振幅偏差補正処理部１３と位相偏差補正処理部１４から構成されている。図８では、位相偏差補正処理部１４を振幅偏差補正処理部１３の次に処理するようにしているが、振幅偏差補正処理部１３を位相偏差補正処理部１４の次に処理する方法もある。
【００１１】
下記の特許文献１と特許文献２は、上述した振幅偏差補正処理部１３と位相偏差補正処理部１４から構成されている位相偏差・振幅偏差補正処理部１２と同様な方法で振幅偏差と位相偏差の補正を行っている。特許文献１では、デジタル信号処理の振幅偏差補正、又は位相偏差補正、又はその両方を行い、アナログ処理用素子に起因する位相偏差、振幅偏差をデジタル信号処理で補正し、その後にイメージ除去処理を行うことでイメージ周波数信号を除去する受信機を提供している。特許文献２は、送信側で予め含ませるかもしくは受信側で注入したパイロット信号を用いて、デジタル信号処理の振幅偏差や位相偏差を高精度で検出できる受信機を提供している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００４−２６６４１６
【特許文献２】特開２００８−２６３５８５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかし、特許文献１や特許文献２における従来の実施形態の振幅偏差補正処理部１３と位相偏差補正処理部１４では、振幅偏差と位相偏差を独立に検出していない。すなわち位相偏差補正処理部１４に入力される信号は振幅偏差が含まれているため、位相偏差補正処理部１４が検出する位相偏差の誤差の原因となる。また、振幅偏差補正処理部１３に入力される信号には位相偏差が含まれているため、振幅偏差補正処理部１３が検出する振幅偏差の誤差の原因となる。このため、位相偏差補正処理部１４の制御ループによるフィードバック処理において、位相偏差の補正量が十分な精度で得られないという問題があった。同様に、振幅偏差補正処理部１３の制御ループによるフィードバック処理において、振幅偏差の補正量が十分な精度で得られないという問題があった。
【００１４】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、上記課題を解決できる受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の受信機は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｒ２・Ｐｒ２−Ｓｉ２・Ｐｉ２＋Ｓｒ２・Ｐｉ２−Ｓｉ２Ｐｒ２で表現される振幅偏差信号を生成する振幅偏差信号生成手段と、前記振幅偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う振幅偏差時間平均処理手段とを備え、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を検出することを特徴としている。
本発明の受信機は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｒ２＋Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｉ２で表現される位相偏差信号を生成する位相偏差信号生成手段と、前記位相偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う位相偏差時間平均処理手段とを備え、前記位相偏差時間平均処理手段で時間平均処理された前記位相偏差信号に、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を乗算して、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの位相偏差を検出することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、位相偏差補正処理における位相偏差と振幅偏差補正処理における振幅偏差を独立に検出することによって、制御ループによるフィードバック処理で求める位相偏差の補正量と振幅偏差の補正量が十分な精度で得られる受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態に係るパイロットレプリカ信号を受信機内部で生成する受信機の構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係るパイロット信号が受信信号より得られるＯＦＤＭ方式の受信機の構成図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る位相偏差補正処理部の構成図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る振幅偏差補正処理部の構成図である。
【図５】本発明の実施形態に係る位相偏差・振幅偏差検出処理部の構成図である。
【図６】本発明の実施形態に係る振幅偏差検出処理部の構成図である。
【図７】本発明の実施形態に係る位相偏差検出処理部の構成図である。
【図８】従来の実施形態に係る位相偏差・振幅偏差の検出および補正をデジタル信号処理で行う受信機の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という）について図面を参照して説明する。
【００１９】
本発明の実施形態である位相偏差と振幅偏差の検出処理と補正処理について説明する。本発明の実施形態において、従来の実施形態と同じ構成である部分については、説明を省略している。本発明では直交復調を行う受信機においてパイロット信号を用いて位相偏差と振幅偏差を独立に検出し、制御ループのフィードバック処理により位相偏差の補正量と振幅偏差の補正量を求め、位相偏差と振幅偏差を補正する。図１に本発明の第１の実施形態に係るパイロットレプリカ信号を受信機内部で生成する受信機４００の構成を示す。図２に本発明の第２の実施形態に係るパイロット信号が受信信号より得られるＯＦＤＭ方式の受信機４１０の構成を示す。
【００２０】
（第１の実施形態：パイロットレプリカ信号を受信機内部で生成する受信機の場合）
図１の本発明の受信機４００と図８の従来の受信機５００とを比較すると、本発明の受信機４００には合成部１５と乗算部１６が新たに設けられ、また位相偏差・振幅偏差補正処理部１２が補正処理部１７に置き換えられている。補正処理部１７は、位相偏差補正処理部１８、振幅偏差補正処理部１９、及びパイロットレプリカ信号生成部２０から構成されている。位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９は、ＡＤ変換部９から同相信号（Ｓｒ）、ＡＤ変換部１０から直交信号（Ｓｉ）、パイロットレプリカ信号生成部２０からパイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）と虚部（Ｐｉ）を入力する。位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９の処理については、後述する。また、パイロットレプリカ信号生成部２０におけるパイロットレプリカ信号生成方法は、特開２００８−２６３５８５号公報（特許文献２）におけるパイロットレプリカ信号生成方法に同じである。つまり、例えば、既知のパイロット信号が載せられるサブキャリア（その周波数は中心周波数からの差分）を、そのパイロット信号の変調パターンＭで変調した複素信号（すなわち変調されたサブキャリアのベースバンド信号）のサンプルを、変調パターンの周期に相当する複数ＯＦＤＭシンボル分、テーブルとして保持しており、受信信号のシンボルタイミングに同期して、そのテーブルを読み出してパイロットレプリカ信号（Ｐrep）として出力する。
【００２１】
乗算部１６は、パイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）を局部発振部５の出力信号と乗算し、合成部１５に出力する。乗算部１６により、パイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）をＲＦ帯に直交変調した信号（以下、ＲＦ帯パイロットレプリカ信号という）ＰＲＦが得られる。合成部１５は、乗算部１６から入力したＲＦ帯パイロットレプリカ信号ＰＲＦとＬＮＡ２から入力したＲＦ帯の受信信号ＰＲＦとを合成し、周波数変換部３に同相信号（Ｓｒ）、周波数変換部４に直交信号（Ｓｉ）を出力するものである。
【００２２】
（第２の実施形態：パイロット信号が受信信号より得られるＯＦＤＭ受信機の場合）図２の本発明の受信機４１０と図８の従来の受信機５００とを比較すると、従来の受信機５００の位相偏差・振幅偏差補正処理部１２とベースバンド復調部１１が、位相偏差・振幅偏差補正処理部２２、時間/周波数同期処理部２３、ＣＰ（Cyclic Prefix）除去部２４、ＦＦＴ処理部２５、チャネル推定処理部２６、パラレル/シリアル変換部２７、及び復調処理部２８に置き換えられている。位相偏差・振幅偏差補正処理部２２は、位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９から構成されている。位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９は、ＡＤ変換部９から同相信号（Ｓｒ）、ＡＤ変換部１０から直交信号（Ｓｉ）、チャネル推定処理部２６からパイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）と虚部（Ｐｉ）を入力する。位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９の処理については、後述する。
【００２３】
時間/周波数同期処理部２３は、位相偏差・振幅偏差補正処理部２２から同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）を入力すると、時間/周波数同期処理を行い、同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）をＣＰ除去部２４に出力する。ＣＰ除去部２４は、時間/周波数同期処理された同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）を入力すると、ＣＰ除去を行い、同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）をＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理部２５に出力する。ＦＦＴ処理部２５は、ＣＰ除去された同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）を入力すると、ＦＦＴ処理を行い、送信側のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）処理の逆の処理を行うことにより、同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）をベースバンド変調波信号に変換し、チャネル推定処理部２６に出力する。チャネル推定処理部２６は、フレーム単位で処理する場合におけるフレーム内のデータの変調以外の部分の既知パターンで変調された送信信号（受信機が受信する信号）のパイロット信号を入力する。そして、チャネル推定処理部２６は、ベースバンド変調波信号を入力すると、既知のパターンのパイロットレプリカ信号によりチャネル推定（伝播路推定）を行い、続いて等化処理を行ったベースバンド変調波信号をパラレル/シリアル変換部２７に出力する。また、チャネル推定処理部２６は、このパイロットレプリカ信号の実部と虚部を位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９にフィードバックする。但し、本例ではチャネル推定処理部２６から供給されたパイロットレプリカ信号を、対応するベースバンドのサブキャリア周波数に変換してから、位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９に供給する点で第１の実施形態とは異なる。すなわち、チャネル推定処理部２６でチャネル推定を行う際に用いるパイロットレプリカ信号は第１の実施形態における変調パターンＭと同様の単なるシンボルであるので、例えば、テーブル等に記憶したサブキャリアの複素信号と複素乗算して、パイロット信号と同じサブキャリア周波数に変換したものを、位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９へのパイロットレプリカ信号（Ｐrep）の実部（Ｐｒ）と虚部（Ｐｉ）として出力する。尚、本実施形態では、チャネル推定処理部２６でチャネル推定処理に用いている既知パターン及びそれに対応するパイロット信号を用いて位相偏差補正処理や振幅偏差補正処理を行っているが、本発明における位相偏差補正処理や振幅偏差補正処理は、既知のパターンとそれに対応するパイロット信号であればどのようなものを用いてもよい。パラレル/シリアル変換処理２７は、チャンネル推定処理されたベースバンド変調波信号を入力すると、パラレル/シリアル変換を行い、ベースバンド変調波信号を復調処理部２８に出力する。復調処理部２８は、パラレル/シリアル変換されたベースバンド変調波信号を入力すると、復調処理を行う。なお、位相偏差・振幅偏差補正処理部２２から復調処理部２８については、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の論理回路を構成できるハードウエア、あるいは数値演算を行なうソフトウエアのいずれでも実現可能である。
【００２４】
次に、図１と図２に示す位相偏差補正処理部１８と振幅偏差補正処理部１９の処理について説明する。なお、以下では第１の実施形態に合わせてパイロットレプリカ信号を用いた例について説明するが、第２の実施形態においても、既知パターンで変調された送信信号のパイロットを用いる点以外は同様である。位相偏差補正処理部１８の構成図を図３に示す。位相偏差補正処理部１８は、乗算部７６、乗算部８１の出力の正弦関数を計算又は読み出しを行い位相偏差(Δφ)の正弦を出力する処理部１１７、加算部８２、位相偏差検出処理部３１０、及び制御ループ７８から構成されている。また、及び制御ループ７８は、ＬＰＦ７９、遅延部１１４、積分部８０、及び乗算部８１から構成されている。更に、ＬＰＦ７９は加算部１１０、遅延部１１１、乗算部１１２、及び乗算部１１３から構成され、積分部８０は、加算部１１５と遅延部１１６から構成されている。このような構成とすることで、位相偏差検出処理部３１０から出力された位相偏差が、ＬＰＦ７９→遅延部１１４→積分部８０→乗算部８１→処理部１１７→乗算部７６→加算部８２→位相偏差検出処理部３１０の経路で再び位相偏差検出処理部３１０に反映されるので、位相偏差補正処理部１８は、検出した位相偏差に基づいて位相偏差の補正を行うことができる。なお、遅延部１１４は省略しても制御ループ７８の基本動作は同様である。
【００２５】
振幅偏差補正処理部１９の構成図を図４に示す。振幅偏差補正処理部１９は、乗算部９１、加算部９０、振幅偏差検出処理部３２０、及び制御ループ８６から構成されている。また、制御ループ８６は、ＬＰＦ８７、遅延部１１４、積分部８８、及び乗算部８９から構成されている。更に、ＬＰＦ８７は加算部１１０、遅延部１１１、乗算部１１２、及び乗算部１１３から構成され、積分部８８は加算部１１５と遅延部１１６から構成されている。このような構成とすることで、振幅偏差検出処理部３２０から出力された振幅偏差が、ＬＰＦ８７→遅延部１１４→積分部８８→乗算部８９→加算部９０→乗算部９１→振幅偏差検出処理部３２０の経路で再び振幅偏差検出処理部３２０に反映されるので、振幅偏差補正処理部１９は、検出した振幅偏差に基づいて振幅偏差の補正を行うことができる。位相偏差補正処理部１８と同様に遅延部１１４は省略しても制御ループ８６の基本動作は同じである。
【００２６】
図６の振幅偏差検出処理部３２０と図７の位相偏差検出処理部３１０を総合して、位相偏差・振幅偏差検出処理部３００として示した構成図を図５に示す。位相偏差・振幅偏差検出処理部３００は位相偏差検出処理として動作するときは位相偏差検出処理部３１０、振幅偏差検出処理として動作するときは振幅偏差検出処理部３２０の構成となる。これは図示しないコンピュータの動作によりそれぞれの機能に応じてプログラムが実行されてこれらの構成が実現されるものである。
【００２７】
位相偏差・振幅偏差検出処理部３００は、図５に示すように同相信号（Ｓｒ）のデジタル信号の二乗処理を行う乗算部１３０、パイロットレプリカ信号の虚部（Ｐｉ）の二乗処理を行う乗算部１３８、乗算部１３０の出力と乗算部１３８の出力を乗算する乗算１４３、パイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）の二乗処理を行う乗算部１３３、同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）を乗算する乗算部１３１、直交信号（Ｓｉ）の二乗処理を行う乗算部１３２、乗算部１３３の出力と乗算部１３１の出力を乗算する乗算部１３５、乗算部１３３の出力と乗算部１３０の出力を乗算する乗算部１３４、乗算部１３８の出力と乗算部１３２の出力を乗算する乗算部１４０、乗算部１３８の出力と乗算部１３１の出力を乗算する乗算部１３９、乗算部１３５の出力と乗算部１３９の出力を加算する加算部１３６、加算部１３６の出力を低域ろ波するＬＰＦ１３７、乗算部１３４の出力から乗算部１４０の出力を減算する減算部１４１、乗算部１４３の出力と減算部１４１の出力を加算する加算部１４４、乗算部１３３の出力と乗算部１３２の出力を乗算する乗算部１４５、加算部１４４の出力から乗算部１４５の出力を減算する減算部１４６、減算部１４６の出力を低域ろ波するＬＰＦ１４７、ＬＰＦ１４７の出力に定数（−β）を乗算する乗算部１４８、振幅値に比例する定数γから乗算部１４８の出力を減算する減算部１４９、減算部１４９の出力の平方根を計算又は読み出し振幅偏差（ｇ）を出力する処理部１５０、処理部１５０が出力する振幅偏差（ｇ）の逆数と定数を計算又は読み出しする処理部１５１、ＬＰＦ１３７の出力を定数αと乗算する乗算部１４２、乗算部１４２の出力と処理部１５１の出力を乗算する乗算部１５２、及び乗算部１５２の出力の逆正弦関数を計算又は読み出し位相偏差(Δφ)を出力する処理部１５３から構成されている。
【００２８】
このように構成された位相偏差・振幅偏差検出処理部３００において、同相信号（Ｓｒ）と直交信号（Ｓｉ）を入力し、またパイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）と虚部（Ｐｉ）を入力し、振幅偏差（ｇ）と位相偏差（Δφ）を求める手順を、以下の（１）式から（２３）式に基づいて、説明する。
【００２９】
図１の受信機４００及び図２の受信機４１０において、同相信号Sr及び直交信号Si（ベースバンド信号）は、空中線からの入力信号をx(t)＝cos(ωCt＋θ)（ωCt：希望信号の角周波数）、局部発振器の出力信号をcos(ωC’t)、90°移相器の位相角を90°＋Δφ、同相信号Sr及び直交信号Si間の振幅偏差をgとすると、次式の関係が成り立つ。
ここではゼロＩＦ方式で入力信号ωCとωC’の周波数差は0とする。また、同相信号と直交信号の振幅の平均値は1に正規化されているものとする。また、ωCとωC’でオフセット周波数を有する低ＩＦ方式においても、以下は同様に適用可能である。
【００３０】
cos(ωCt＋θ)[cos(ωC’t)‐jgsin(ωC’t＋Δφ)]
＝(1/2)(cos{(ωC’‐ωC)t＋θ}‐j(1/2)g[sin{(ωC’‐ωC)t‐θ＋Δφ}]
＝cosθ-j{gsin（Δφ‐θ）}
＝(1/2){exp(jθ)+exp(‐jθ)}
+(1/2)g[exp{j(Δφ‐θ)}‐exp{‐j(Δφ‐θ)}]
＝(1/2){exp(jθ)}[1+g{exp(‐jΔφ)}]
+(1/2){exp(‐jθ)}[1‐g{exp(jΔφ)}]
＝(1/2){exp(jθ)}[1+g{cos(Δφ)‐jsin(Δφ)}]
+(1/2){exp(‐jθ)}[1‐g{cos(Δφ)+jsin(Δφ)}
＝Aexp(jθ)+Bexp(‐jθ)    (A=Ar+jAi,B=Br+jBi)  ・・・・・・・・（１）
＝Ar{cos(θ)+jsin(θ)}+jAi{cos(θ)+jsin(θ)}
+Br{cos(θ)‐jsin(θ)}+jBi{cos(θ)‐jsin(θ)}
＝{cos(θ)}(Ar+Br)+{sin(θ)}(‐Ai+Bi)
+j[{cos(θ)}(Ai+Bi)+{sin(θ)}(Ar‐Br)]
【００３１】
同相信号Sr及び直交信号Si入力（ベースバンド信号）PBBは、パイロットレプリカ信号の角周波数をωpとすると（１）式よりPBBは次式で求められる。
PBB＝Aexp(jωpt)+Bexp(‐jωpt)＝Sr+jSi  (A=Ar+jAi,B=Br+jBi)  
・・・・・・・・・・・（２）
【００３２】
パイロットレプリカ信号のレプリカPrep+、Prep-を次式とする。
Prep+=exp(jωpt)=Pr+jPi   ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
Prep-=exp(‐jωpt)=Pr‐jPi  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
【００３３】
（２）式〜（４）式により、A及びBの推定値A〜及びB〜は次式となる。<>は、ＬＰＦ処理の時間平均を表す。
A〜＝<PBB・Prep->
＝<(Sr+jSi)・(Pr‐jPi)>
＝<Sr・Pr+Si・Pi+j(Si・Pr‐Sr・Pi)>  ・・・・・・・・・・・・（５）
＝<｛Aexp(jωpt)+Bexp(‐jωpt)｝・exp(‐jωpt)>
＝<A>＋<Bexp(‐j2ωpt)>
?Ar+jAi  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
B〜＝<PBB・Prep+>
＝<(Sr+jSi)・(Pr+jPi)>
＝<Sr・Pr‐Si・Pi+j(Si・Pr+Sr・Pi)>  ・・・・・・・・・・・・（７）
＝<｛Aexp(jωpt)+B exp(‐jωpt)｝・exp(jωpt)>
＝<B>＋<Aexp(‐j2ωpt)>
?Br+jBi  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
【００３４】
（５）〜（８）式において(Ar+Br)、(‐Ai+Bi)、(Ai+Bi)、(Ar‐Br)の各要素について、係数を1に正規化すると次式となる。
(Ar+Br)＝Sr・Pr（（5）式+（7）式の実部）  ・・・・・・・・・・・（９）
(‐Ai+Bi)＝Sr・Pi（-（5）式+（7）式の虚部）   ・・・・・・・・（１０）
(Ai+Bi)＝Si・Pr（（5）式+（7）式の虚部）  ・・・・・・・・・・（１１）
(Ar‐Br)＝Si・Pi（（5）式-（7）式の実部）   ・・・・・・・・・（１２）
【００３５】
ここで、Aの推定値A〜とBの推定値B〜は（６）式及び（８）式においてexp(‐j2ωpt)がＬＰＦ等で平均化され、除去されることにより、A＝A〜、B＝B〜となる。（１）式よりA、Bは次式となる。
A＝[1+g{cos(Δφ)‐jsin(Δφ)}]/2
B＝[1‐g{cos(Δφ)+jsin(Δφ)}]/2であるので
A・B＝[1/4]{(1‐g2)+j2g(‐sin(Δφ))}   ・・・・・・・・・・（１３）
【００３６】
（１３）式より、振幅偏差g、位相偏差Δφは次式となる。
振幅偏差g＝√(1-4Re{A・B})  (Re{A・B}はA・Bの実部)  ・・・・（１４）
位相偏差Δφ＝Sin-1(-(2/g)・Im{A・B})  (Im{A・B}はA・Bの虚部)                                                          ・・・・・・・・・・（１５）
【００３７】
（１４）式のRe{A・B}と（１５）式のIm{A・B}は、次式となる。
Re{A・B}＝Re{(Ar+jAi)(Br+jBi)}
＝Ar・Br-Ai・Bi  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１６）
Im{A・B}＝Ai・Br+Ar・Bi  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１７）
【００３８】
（９）〜（１７）式によりAr、Ai、Br、Biを次式により求める。
（９）式＋（１２）式から
Ar＝{(Ar+Br)+(Ar‐Br)}/2＝(Sr・Pr+  Si・Pi)/2  ・・・・・・・（１８）
（１１）式−（１０）式から
Ai＝{(Ai+Bi)-(‐Ai+Bi)}/2＝(Si・Pr‐Sr・Pi)/2  ・・・・・・・（１９）
（９）式−（１２）式から
Br＝{(Ar+Br)-(Ar‐Br)}/2＝(Sr・Pr‐Si・Pi)/2   ・・・・・・・（２０）
（１０）式＋（１１）式から
Bi＝{(‐Ai+Bi)+(Ai+Bi)}/2＝  (Sr・Pi+  Si・Pr)/2   ・・・・・（２１）
【００３９】
（１６）式〜（２１）式によりRe{A・B}、Im{A・B}を次式により求める。
Re{A・B}
＝(1/4){(Sr・Pr+Si・Pi)・(Sr・Pr‐Si・Pi)‐(Si・Pr‐Sr・Pi)・(Sr・Pi+  Si・Pr)}
＝(1/4)(Sr2・Pr2‐Si2・Pi2+Sr2・Pi2‐Si2・P r2)  ・・・・・・・・（２２）
Im{A・B}
＝(Si・Pr‐Sr・Pi)・(Sr・Pr‐Si・Pi)+(Sr・Pr+Si・Pi)・(Sr・Pi+Si・Pr)
＝(1/2)(Si・Sr・Pr2+Si・Sr・Pi2)   ・・・・・・・・・・・・・・・（２３）
【００４０】
（２２）式と（２３）式を（１４）式、（１５）式に代入すると、振幅偏差g及び位相偏差Δφが求められる。このような処理手順で求めることで、位相偏差・振幅偏差検出処理部３００が振幅偏差g及び位相偏差Δφを独立に検出することが可能となる。
【００４１】
図５の位相偏差・振幅偏差検出処理部３００のうち、振幅偏差を検出する振幅偏差検出処理部３２０の構成図を図６に示す。振幅偏差検出処理部３２０は、図６に示すように同相信号（Ｓｒ）のデジタル信号の二乗処理を行う乗算部１３０、パイロットレプリカ信号の虚部（Ｐｉ）の二乗処理を行う乗算部１３８、乗算部１３０の出力と乗算部１３８の出力を乗算する乗算１４３、パイロットレプリカ信号の実部（Ｐｒ）の二乗処理を行う乗算部１３３、直交信号（Ｓｉ）の二乗処理を行う乗算部１３２、乗算部１３３の出力と乗算部１３０の出力を乗算する乗算部１３４、乗算部１３８の出力と乗算部１３２の出力を乗算する乗算部１４０、乗算部１３４の出力から乗算部１４０の出力を減算する減算部１４１、乗算部１４３の出力と減算部１４１の出力を加算する加算部１４４、乗算部１３３の出力と乗算部１３２の出力を乗算する乗算部１４５、加算部１４４の出力から乗算部１４５の出力を減算する減算部１４６、減算部１４６の出力を低域ろ波するＬＰＦ１４７、ＬＰＦ１４７の出力に定数（−β）を乗算する乗算部１４８、振幅値に比例する定数γから乗算部１４８の出力を減算する減算部１４９、減算部１４９の出力の平方根を計算又は読み出し振幅偏差（ｇ）を出力する処理部１５０から構成されている。このような構成とすることで、振幅偏差検出処理部３２０は、位相偏差を含まずに振幅偏差gのみを出力する。すなわち、加算部１４４は、減算部１４１から出力された（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2）と、乗算部１４３から出力された（Sr2・Pi2）を加算して（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2＋Sr2・Pi2）を出力する。次に、減算部１４６は、加算部１４４から出力された（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2＋Sr2・Pi2）から、乗算部１４５から出力される（Si2・Pr2）を減算して（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2＋Sr2・Pi2−Si2・Pr2）を出力する。この演算によりＬＰＦ１４７の出力として（２２）式で示されるRe{A・B}が得られる。得られたRe{A・B}に基づき乗算部１４８、減算部１４９、及び処理部１５０において、（１４）式による振幅偏差gが得られるように演算され又は値の読み出しが行われる。このようにして振幅偏差検出処理部３２０から振幅偏差（ｇ）が出力される。
【００４２】
図５の位相偏差・振幅偏差検出処理部３００のうち、位相偏差を検出する位相偏差検出処理部３１０の構成図を図７に示す。図７に示すように位相偏差検出処理部３１０の構成は、図５の位相偏差振幅偏差検出処理部３００の構成と同じであるが、振幅偏差gは位相偏差検出処理部３１０から出力されない。つまり、位相偏差検出処理部３１０は、振幅偏差ｇに基づいて位相偏差Δφを検出するように構成されている。このような構成とすることで、位相偏差検出処理部３１０は検出した振幅偏差を用いて位相偏差を検出しているが、振幅偏差を出力せずに位相偏差のみを出力する。すなわち、加算部１４４は、減算部１４１から出力された（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2）と、乗算部１４３から出力された（Sr2・Pi2）を加算して（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2＋Sr2・Pi2）を出力する。次に、減算部１４６は、加算部１４４から出力された（Sr2・Pr2‐Si2・Pi2＋Sr2・Pi2）から、乗算部１４５から出力される（Si2・Pr2）を減算して(Sr2・Pr2‐Si2・Pi2＋Sr2・Pi2−Si2・Pr2)を出力する。この演算によりＬＰＦ１４７の出力として（２２）式で示されるRe{A・B}が得られる。また、加算部１３６は、乗算部１３５から出力される（Si・Sr・Pr2）と、乗算部１３９から出力される（Si・Sr・Pi2）を加算して（Si・Sr・Pr2＋Si・Sr・Pi2）を出力する。この演算によりＬＰＦ１３７の出力として（２３）式で示されるIm{A・B}が得られる。得られたRe{A・B}、Im{A・B}に基づき乗算部１４２、乗算部１４８、減算部１４９、処理部１５０、処理部１５１、乗算部１５２、及び処理部１５３において、（１５）式による位相偏差Δφが得られるように演算又は値の読み出しが行われる。このようにして位相偏差検出処理部３１０から位相偏差（Δφ）が出力される。
【００４３】
以上の実施形態によれば、位相偏差補正処理における位相偏差と振幅偏差補正処理における振幅偏差を独立に検出することによって、制御ループによるフィードバック処理で求める位相偏差の補正量と振幅偏差の補正量が十分な精度で得られる受信機を提供することができる。
【００４４】
以上、具体的な実施の形態により本発明を説明したが、上記実施の形態は本発明の例示であり、この実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【００４５】
以上をまとめると、本発明は次のような特徴を有する。
(１) 本発明の受信機は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｒ２・Ｐｒ２−Ｓｉ２・Ｐｉ２＋Ｓｒ２・Ｐｉ２−Ｓｉ２Ｐｒ２で表現される振幅偏差信号を生成する振幅偏差信号生成手段と、前記振幅偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う振幅偏差時間平均処理手段とを備え、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を検出することを特徴としている。
(２) 本発明の受信機は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｒ２＋Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｉ２で表現される位相偏差信号を生成する位相偏差信号生成手段と、前記位相偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う位相偏差時間平均処理手段とを備え、前記位相偏差時間平均処理手段で時間平均処理された前記位相偏差信号に、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を乗算して、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの位相偏差を検出することを特徴としている。
(３) 本発明の受信機は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力手段と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力手段と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力手段と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｒ２・Ｐｒ２−Ｓｉ２・Ｐｉ２＋Ｓｒ２・Ｐｉ２−Ｓｉ２Ｐｒ２で表現される振幅偏差信号を生成する振幅偏差信号生成手段と、前記振幅偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う振幅偏差時間平均処理手段と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｒ２＋Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｉ２で表現される位相偏差信号を生成する位相偏差信号生成手段と、前記位相偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う位相偏差時間平均処理手段とを備え、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を検出し、前記位相偏差時間平均処理手段で時間平均処理された前記位相偏差信号に、前記振幅偏差を乗算して、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの位相偏差を検出することを特徴としている。
(４) （１）と（３）の本発明の受信機は、前記振幅偏差の補正量を生成する振幅偏差補正量生成手段を備え、前記受信機の制御ループのフィードバックにて前記振幅偏差の前記補正量で前記振幅偏差を補正することを特徴としている。
(５) （２）と（３）の本発明の受信機は、前記位相偏差の補正量を生成する位相偏差補正量生成手段を備え、前記受信機の制御ループのフィードバックにて前記位相偏差の前記補正量で前記位相偏差を補正することを特徴としている。
(６) （１）から（５）のいずれかの本発明の受信機は、発信周波数を生成する局部発振周波数生成手段を備え、前記発信周波数が前記受信機の受信周波数に対してオフセットを有することを特徴としている。
(７) （１）から（６）のいずれかの本発明の受信機は、当該受信機内で生成されるパイロットレプリカ信号を前記パイロット信号に対応する既知信号として用いるとともに、ＲＦ帯信号に周波数変換した前記既知信号を受信信号に対して合成することを特徴としている。
(８) （１）から（６）のいずれかの本発明の受信機は、当該受信機において既知のパターンを用いて送信側で変調された信号を前記パイロット信号として用いることを特徴としている。
(９) 本発明の振幅偏差検出方式は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力工程と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力工程と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力工程と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力工程と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｒ２・Ｐｒ２−Ｓｉ２・Ｐｉ２＋Ｓｒ２・Ｐｉ２−Ｓｉ２Ｐｒ２で表現される振幅偏差信号を生成する振幅偏差信号生成工程と、前記振幅偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う振幅偏差時間平均処理工程とを備え、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を検出することを特徴としている。
(１０) 本発明の位相偏差検出方式は、パイロット信号を含んだ直交変調されているＲＦ帯信号を直交検波し、当該検波した同相信号と直交信号のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により復調を行う受信機において、前記パイロット信号を検波して得られる同相信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された同相信号Ｓｒを入力する同相信号入力工程と、前記パイロット信号を検波して得られる直交信号のアナログ信号がデジタル信号に変換された直交信号Ｓｉを入力する直交信号入力工程と、前記パイロット信号に対応する既知信号の実部信号Ｐｒを入力する実部信号入力工程と、前記パイロット信号に対応する既知信号の虚部信号Ｐｉを入力する虚部信号入力工程と、前記同相信号Ｓｒ、前記直交信号Ｓｉ、前記実部信号Ｐｒ、及び前記虚部信号Ｐｉから、Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｒ２＋Ｓｉ・Ｓｒ・Ｐｉ２で表現される位相偏差信号を生成する位相偏差信号生成工程と、前記位相偏差信号に対して低域ろ波フィルタにより時間平均処理を行う位相偏差時間平均処理工程とを備え、前記位相偏差時間平均処理工程で時間平均処理された前記位相偏差信号に、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの振幅偏差を乗算して、前記同相信号Ｓｒと前記直交信号Ｓｉの位相偏差を検出することを特徴としている。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、直交復調の受信機に好適であるが、信号の復調を行う機器一般に適用可能である。
【符号の説明】
【００４７】
１・・・ＢＰＦ、  ２・・・ＬＮＡ、  ３・・・周波数変換部、  ４・・・周波数変換部、  ５・・・局部発振器、  ６・・・９０°位相器、  ７・・・ＬＰＦ、  ８・・・ＬＰＦ、  ９・・・ＡＤ変換部、  １０・・・ＡＤ変換部、  １１・・・ベースバンド復調部、  １２・・・位相偏差・振幅偏差補正処理部、  １３・・・振幅偏差補正処理部、  １４・・・位相偏差補正処理部、  １５・・・合成部、  １６・・・乗算部、  １７・・・補正処理部、  １８・・・位相偏差補正処理部、  １９・・・振幅偏差補正処理部、  ２０・・・パイロットレプリカ信号生成部、  ２２・・・位相偏差・振幅偏差補正処理部、  ２３・・・時間／周波数同期処理部、  ２４・・・ＣＰ除去部、  ２５・・・ＦＦＴ処理部、  ２６・・・チャネル推定処理部  ２７・・・パラレル／シリアル変換部、  ２８・・・復調処理部  ７６・・・乗算部、  ７８・・・制御ループ、  ７９・・・ＬＰＦ、  ８０・・・積分部、  ８１・・・乗算部、８２・・・加算部、  ８６・・・制御ループ、  ８７・・・ＬＰＦ、  ８８・・・積分部、  ８９・・・乗算部、  ９０・・・加算部、  ９１・・・乗算部、  １１０・・・加算部、  １１１・・・遅延部、  １１２・・・乗算部、  １１３・・・乗算部、  １１４・・・遅延部、  １１５・・・加算部、  １１６・・・遅延部、  １１７・・・処理部、  １３０・・・乗算部、  １３１・・・乗算部、  １３２・・・乗算部、  １３３・・・乗算部、  １３４・・・乗算部、  １３５・・・乗算部、  １３６・・・加算部、  １３７・・・ＬＰＦ、  １３８・・・乗算部  １３９・・・乗算部、  １４０・・・乗算部  １４１・・・減算部、  １４２・・・乗算部、  １４３・・・乗算部、  １４４・・・加算部、  １４５・・・乗算部、  １４６・・・減算部、  １４７・・・ＬＰＦ、  １４８・・・乗算部、  １４９・・・減算部  １５０・・・処理部、  １５１・・・処理部  １５２・・・乗算部、  １５３・・・処理部、  ３００・・・位相偏差・振幅偏差検出処理部、  ３１０・・・位相偏差検出処理部、  ３２０・・・振幅偏差検出処理部、  ４００・・・受信機、  ４１０・・・受信機、  ５００・・・受信機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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