(57)【要約】【課題】ヌル状態が生じても極力通信エラーが生じないように制御し、通信エラーの発生頻度を低減する。【解決手段】ＲＦ受信制御部４０は、アンテナ部３０による受信信号をインピーダンスが異なる２点（インダクタンス素子Ｌ２１の両端）から入力して、この２つの受信信号（Ｓ１，Ｓ２）それぞれに対して検波・増幅・２値化して復調信号Ｑ１，Ｑ２を生成する。復号制御部４５は、これら２つの復調信号Ｑ１，Ｑ２の何れか一方を選択して、復号データを生成・出力する。選択判定には、受信クロック生成部内の位相比較器の出力である位相差データを用いる。【選択図】図１
2011109532.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信特性が異なる２つの復調回路と、任意のパケットを受信する毎に該２つの復調回路が生成・出力する２系統の復調信号を入力して復号データを生成・出力する復号制御部とを有し、
前記復号制御部は、
前記２系統それぞれに対応して設けられ、何れか一方の復調信号を入力して受信クロックを生成・出力する、レベル変化検出部と位相比較器と制御発振器を有する受信クロック生成手段と、
前記２系統の復調信号を両方入力して、選択判定手段からの選択指示に応じて何れか一方の系統の復調信号を選択・出力する切換え制御手段と、
該切換え制御手段から出力された復調信号に基づいて復号データを生成・出力するデータ復号手段と、
前記クロック生成手段に含まれる前記位相比較器の出力である位相差データに基づいて、前記２系統の何れか一方を選択する判定を行い、該選択判定結果を前記選択指示として前記切換え制御手段へ出力する前記選択判定手段と、
を有することを特徴とする非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項２】
前記２系統それぞれに対応して設けられ、何れか一方の復調信号と前記受信クロックとを入力して、前記パケットにおける同期符号領域の先頭と最後尾を検出・出力する２つの同期符号領域検出手段を更に有し、
前記選択判定手段は、前記同期符号領域の先頭、最後尾の検出出力に基づいて、更に前記同期符号領域における前記位相差データに基づいて、前記選択判定を行うことを特徴とする請求項１記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項３】
前記選択判定手段は、前記２系統の何れか一方の系統のみから前記同期符号領域の先頭及び最後尾の検出出力があった場合には、無条件で、該検出出力のあった系統を選択する判定を行うことを特徴とする請求項２記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項４】
前記選択判定手段は、前記２系統それぞれに関して前記位相差データと予め設定される所定の第１閾値とに基づいて位相差が第１閾値を越えた回数をカウントし、該２つのカウント値を比較して値が小さい方の系統を選択することを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項５】
前記選択判定手段は、前記２系統それぞれに関して前記位相差データの絶対値の積算値を求め、該２つの積算値を比較して値が小さい方の系統を選択することを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項６】
前記位相差データを保持しておき、前回のパケット受信時の位相差データと今回の受信パケットに関する位相差データとの差分を求め、前記位相差データの代わりに該差分値を用いて前記第１閾値との比較または前記積算値の算出を行うことを特徴とする請求項４または５記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項７】
前記位相差データの積算値を保持しておき、過去のパケット受信時の位相差データ積算値と今回の受信パケットに関する位相差データ積算値との合算値を求め、前記２つの積算値比較の代わりに該２つの合算値を比較して、値が小さい方の系統を選択することを特徴とする請求項５記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項８】
前記選択判定手段は、前記２系統のうち現在選択している系統に関して前記位相差デー
タの積算値を求め、該積算値が予め設定される所定の第２閾値以下の場合には現在の系統選択状態を維持し、該積算値が前記第２閾値を越える場合には、現在選択していない系統を選択することを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置。
【請求項９】
送信制御部とアンテナ部と受信制御部とを有するリーダライタ装置であって、
前記受信制御部は、前記アンテナ部による受信信号をインピーダンスが異なる２点から入力する２つの復調回路と、該２つの復調回路がそれぞれ生成・出力する２系統の復調信号を入力して復号データを生成・出力する復号制御部とを有し、
前記復号制御部は、
前記２系統それぞれに対応して設けられ、何れか一方の復調信号を入力して受信クロックを生成・出力する受信クロック生成手段と、
前記２系統それぞれに対応して設けられ、何れか一方の復調信号と前記受信クロックとを入力して、前記パケットにおける同期符号領域の先頭と最後尾を検出・出力する２つの同期符号領域検出手段と、
前記２系統の復調信号を両方入力して、選択判定手段からの選択指示に応じて何れか一方の系統の復調信号を選択・出力する切換え制御手段と、
該切換え制御手段から出力された復調信号に基づいて復号データを生成・出力するデータ復号手段と、
前記２つの同期符号領域検出手段からの前記同期符号領域の先頭、最後尾の検出出力と、前記クロック生成手段に含まれる位相比較器の出力である位相差データとに基づいて、前記２系統の何れか一方を選択する判定を行い、該判定結果を前記選択指示として前記切換え制御手段へ出力する前記選択判定手段と、
を有することを特徴とする非接触ＩＣカードリーダライタ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触ＩＣカードリーダライタ装置に係わり、特にその受信制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触ＩＣカードシステムは、非接触ＩＣカードリーダライタ装置（以下、単にリーダライタという場合もある）および非接触ＩＣカードで構成され、リーダライタから放射される電磁波により非接触ＩＣカードは電源を生成し、生成された電源により内蔵するＩＣを起動する。リーダライタから非接触ＩＣカードへのデータ通信は、放射する電磁波の振幅に変調をかけることにより実現する。また非接触ＩＣカードからリーダライタへの通信は、リーダライタが放射する電磁波に対して非接触ＩＣカード内の負荷を切替え、これをリーダライタが検出することにより行われる（負荷変調方式）。
【０００３】
リーダライタと非接触ＩＣカードとは、上記のようにして近距離無線通信を行う。
また、リーダライタは、通常、不図示の上位装置（ホスト）との通信機能（有線）も有し、上位装置からの指示に応じて、非接触ＩＣカードとの近距離無線通信を行う。
【０００４】
図１０に、上記非接触ＩＣカードシステムに関する従来のリーダライタ装置とＩＣカードの構成例を示す。
図１０に示される非接触ＩＣカードリーダライタ装置であるリーダライタ装置１００は、ＲＦ送信制御部１２０と、アンテナ回路１３０と、ＲＦ受信制御部１４０と、送信データおよび受信データの遣り取りを制御する制御部１１０で構成される。
【０００５】
ＲＦ送信制御部１２０は、制御部１１０から送信データを受け取り、送信データをＲＦ変調してアンテナ回路１３０に印加する。これより、アンテナ回路１３０からＩＣカード２００に電磁波を送信するものである。ＲＦ送信制御部１２０は、ＲＦ搬送波を発生させるキャリア発振器１２２と、このＲＦ搬送波を送信データに基づいて振幅変調する変調部１２１と、この変調波を増幅する増幅部１２３とで構成される。
【０００６】
ＲＦ受信制御部１４０は、ＩＣカード２００から負荷変調された信号を受信して、この受信信号Ｓ１から受信データを生成して制御部１１０に渡すものであり、受信信号Ｓ１を復調（検波・増幅）する復調処理部１４１と、復調処理部１４１が生成・出力した復調信号を２値化する２値化部１４２と、２値化された復調信号Ｑを復号制御する復号制御部１４３とで構成される。
【０００７】
アンテナ回路１３０は、共振回路を形成するＬ（アンテナコイル），Ｃ（コンデンサ）からなる回路部品を備える。すなわち、図示のアンテナコイルL11、コンデンサC11,C12等から成る。
【０００８】
また、非接触ＩＣカードであるＩＣカード２００は、共振回路を形成するＬ（アンテナコイル），Ｃ（コンデンサ）からなる回路部品、および負荷変調を行うためのＲ及びスイッチ素子などの回路部品を備え、これらの回路部品をＩＣ（半導体集積回路）で構成している。すなわち、図示の符号Ｌ２１、C21、R21、R22、負荷変調SW等の回路部品から成る。また、特に図示しないが、制御部（メモリ含む）等も有する。
【０００９】
上記リーダライタ装置１００、ＩＣカード２００の構成は、よく知られている一般的な構成であり、これ以上詳細には説明しない。
図１１に、リーダライタ装置１００とＩＣカード２００との通信距離（横軸）と通信成
功率（縦軸）との関係を示す。
【００１０】
図示の通り、基本的には、ＩＣカード２００に電力が供給できている領域、すなわち図示の距離０〜距離ｄ２までの領域では、通信成功率はほぼ１００％を維持しており、ＩＣカード２００の電源電圧が規定値以下となる距離ｄ２を越えると通信成功率が下がっていく。そして、図示の距離ｄ３では通信成功率が‘０’となる（通信不能となる）。
【００１１】
しかしながら、ＩＣカード２００とリーダライタ装置１００との通信において、ＩＣカード２００に電力が供給できている領域（通信距離0〜d2のエリア）であるにもかかわらず、あるポイント（いわゆる、ヌルポイント）で通信ができない状態が発生することがある（通信距離d1の位置）。ＩＣカード２００とリーダライタ装置１００は、それぞれがアンテナ回路を備え、搬送周波数に合わせて同調を取っており、伝送特性が最適になるように調整されている。しかし、アンテナ同士の距離が近づいたり、アンテナと金属体が結合すると、リーダライタ１００の送信回路のインピーダンスが変化し、ＩＣカード２００からの負荷変調信号がアンテナコイルの電圧振幅変化として現れない状態（いわゆる、ヌル状態）となり、通信が行えなくなるという問題があることが従来から知られている。
【００１２】
図１２〜図１４は、ＩＣカード２００による負荷変調信号をリーダライタ装置１００のアンテナ回路１３０で受信した時の電流（もしくは電圧）波形を示す図である。また、図１５は、負荷変調ＯＮ時とＯＦＦ時の差電圧に関する距離特性例を示す図である。
【００１３】
図１２〜図１４には、リーダライタ搬送波、ＩＣカード負荷変調ＳＷ、リーダライタ受信波Ｓ１、検波・増幅部出力、及び復調信号２値化出力の各信号例を示している。
上述した通り、ＩＣカード２００からリーダライタ装置１００へのデータ送信は負荷変調方式で行われる。よって、ＲＦ送信制御部１２０は、変調部１２１による振幅変調は行わずにＲＦ搬送波を送出し、これが図示のリーダライタ搬送波である。これに対して、ＩＣカード側では、上記負荷変調ＳＷをＯＮ／ＯＦＦ制御することでデータ送信する。図示のＩＣカード負荷変調ＳＷが、このＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を示すものである。これより、アンテナ回路１３０で図示のリーダライタ受信波Ｓ１が検出されてＲＦ受信制御部１４０に入力される。
【００１４】
図示の検波・増幅部出力、復調信号２値化出力は、このリーダライタ受信波Ｓ１に応じた復調処理部１４１、２値化部１４２の出力例である。尚、図示の通り、２値化部１４２は、予め設定される２値化処理閾値を用いて、検波・増幅部出力信号を１／０の２値化する。
【００１５】
ここで、リーダライタ装置−ＩＣカード２００間の通信距離が図１１、図１５に示す0〜d1（但し、ｄ１は含まない）の位置では、図１３に示すようにリーダライタ受信波Ｓ１はＩＣカード２００の負荷変調ＯＮ時に＋側の電圧変化として現れる。よって、リーダライタ装置１００のＲＦ受信制御部１４０で検波・増幅・２値化などの復調処理を行って、更に復号処理を行うと、正常に受信データとして再生可能である。
【００１６】
また、リーダライタ装置１００−ＩＣカード２００間の通信距離が図１１、図１５に示すd1〜d2（但し、ｄ１は含まない）の位置では、図１２に示すようにリーダライタ受信波Ｓ１はＩＣカード２００の負荷変調ＯＮ時に−側の電圧変化として現れる。これは、図１３のケースとは逆の電圧変化であるが（極性が反転しているが）正常に受信データとして再生可能である。
【００１７】
これに対して、リーダライタ装置１００−ＩＣカード２００間の通信距離が図１１、図１５に示すd1の位置では、図１４に示すように、ＩＣカードの負荷変調ON/OFF時に、リー
ダライタ受信波Ｓ１において上記のような電圧変化が殆ど見られず、この為、検波・増幅部出力（復調信号）が例えば図示のように＋方向または−方向の三角波のようになったり、振幅がほとんど無い状態となる。
【００１８】
尚、上記図１４に示すようなリーダライタ受信波Ｓ１の場合、図１５に示すように、その差電圧ΔＶ（＝Ｖａ−Ｖｂ）すなわちＩＣカードの負荷変調ＯＦＦ時の電圧Ｖａと負荷変調ＯＮ時の電圧Ｖｂとの電圧差は、殆ど‘０’となる。
【００１９】
この為、この様な状態の復調信号を２値化部１４２においてコンパレータ等で２値化すると、Duty歪みが大きくなったり（図１４の復調信号２値化出力例１、２）、ノイズパルスが重畳されて（図１４の復調信号２値化出力例３）、後段の復号処理が正常に行えなくなり、結果として間欠的に通信エラーが発生したり受信不能状態となっていた。
【００２０】
この様な問題（ヌル問題）に対して、従来のリーダライタ装置は、送信制御部のインピーダンス切換え機能やアンテナ部の共振周波数切換え機能を備え、かつリーダライタ装置の上位装置（ソフトウェア制御）でＩＣカードからの応答タイムアウト監視機能を備え、タイムアウト検出時に、上記の切換え制御を行うことでヌル発生位置を変えて通信できるようにしていた。しかしこのような従来方式では、ソフトウェア変更を要し、ソフトウェア処理が煩雑になるという問題があった。
【００２１】
この問題を改善するために、インピーダンスの異なる複数点の信号を復調するための受信回路を備え、ハードウェア制御で復調信号を合成する（特許文献１参照）、または選択する（特許文献２参照）方式がそれぞれ提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００７−０１２０７６号公報
【特許文献２】特開２００８−１６７２５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
上記特許文献１に開示された技術は、復調信号を論理和演算して合成する方式で、復調信号は受信回路特性により極性反転する場合もあるので、論理和演算による合成では受信できない領域が発生し問題を解決できない、という課題がある。例えば、両方とも正常であっても一方が極性反転せず（図１３）他方が極性反転（図１２）した場合、両者を合成すると正常な信号にはならない。
【００２４】
また上記特許文献２に開示された技術は、通信フレーム内の固有コードを検出することで復調信号を選択する方式で、一方の復調信号が完全に通信不可能な状態であれば選択制御が可能だが、復調信号のDuty歪みやノイズで間欠的にビットエラーが発生するような場合は、選択判定以降のデータ部で通信エラーが発生する可能性が高く、問題を解決できない、という課題がある。
【００２５】
すなわち、ビットエラーが発生していても、それがデータ部以前（プリアンブルや同期符号領域（ＳＹＮＣ））では生じておらず、データ部（ペイロード領域等）で生じていた場合には、プリアンブル等を用いて判定を行っても異常が検出されないので、この復調信号が選択される可能性があり、通信エラーが発生する可能性がある。
【００２６】
例えば、両方とも完全に通信不可能な状態とはなっていないが、例えば一方において（あるいは両方とも）復調信号が不安定な状態となっている場合も有り得る。そして、通信
フレーム内において上記選択判定に用いる領域（Preamble等）では、不安定ながらもエラー発生とはならない状態であるが、受信データとなる領域（Payload等のデータ部）においてビットエラー発生する状態である、等という場合も有り得る。よって、選択判定においては特に問題ないものとして選択されたが、結果的に、Payload等のデータ部に関する復号データが異常となり、通信エラーが発生する場合が有り得る。
【００２７】
本発明の課題は、リーダライタ装置−ＩＣカード間の非接触近距離無線通信におけるリーダライタ装置側の受信処理の際に、ヌル状態が生じても極力通信エラーが生じないように制御し、通信エラーの発生頻度を低減することができる非接触ＩＣカードリーダライタ装置、その受信制御装置等を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明の非接触ＩＣカードリーダライタ装置における受信制御装置は、受信特性が異なる２つの復調回路と、任意のパケットを受信する毎に該２つの復調回路が生成・出力する２系統の復調信号を入力して復号データを生成・出力する復号制御部とを有し、前記復号制御部は、前記２系統それぞれに対応して設けられ、何れか一方の復調信号を入力して受信クロックを生成・出力する、レベル変化検出部と位相比較器と制御発振器を有する受信クロック生成手段と、前記２系統の復調信号を両方入力して、選択判定手段からの選択指示に応じて何れか一方の系統の復調信号を選択・出力する切換え制御手段と、該切換え制御手段から出力された復調信号に基づいて復号データを生成・出力するデータ復号手段と、前記クロック生成手段に含まれる前記位相比較器の出力である位相差データに基づいて、前記２系統の何れか一方を選択する判定を行い、該選択判定結果を前記選択指示として前記切換え制御手段へ出力する前記選択判定手段とを有する。
【００２９】
上記受信制御装置において、例えば、前記２系統それぞれに対応して設けられ、何れか一方の復調信号と前記受信クロックとを入力して、前記パケットにおける同期符号領域の先頭と最後尾を検出・出力する２つの同期符号領域検出手段を更に有し、前記選択判定手段は、前記同期符号領域の先頭、最後尾の検出出力に基づいて、更に前記同期符号領域における前記位相差データに基づいて、前記選択判定を行う。
【００３０】
上記位相差データに基づく系統選択判定手法としては、例えば、２つの系統毎にそれぞれ、同期符号領域における位相差データが閾値を越えた回数をカウントして、この２つのカウント値を比較して値が小さい方を選択する。あるいは、例えば、２つの系統毎にそれぞれ、同期符号領域における位相差データの絶対値の積算値を求めて、この２つの積算値を比較して値が小さい方を選択する。
【００３１】
その他、各種手法を提案するが、何れの場合でも、特に位相差データを用いた判定を行うことで、より良好な状態の復調信号を用いて復号データを生成することができ、通信エラーの発生頻度を低減することができる。
【００３２】
また、上記受信制御装置において、例えば、前記選択判定手段は、前記２系統の何れか一方の系統のみから前記同期符号領域の先頭及び最後尾の検出出力があった場合には、無条件で、該検出出力のあった系統を選択する判定を行う。
【００３３】
２つの系統の何れか一方の系統で同期符号領域が正常に検出できなかったならば、上記位相差データに基づく系統選択判定を行う必要なく、同期符号領域が正常に検出できなかった系統が選択されることはない。２つの系統の両方で同期符号領域が正常に検出できた場合でも、上記の通りデータ部等においてビットエラー等が生じる可能性があるが、上記のように位相差データに基づく選択判定を行うことで、より良好な状態の系統を選択することができ、データ部等においてビットエラー等が生じる可能性を非常に低くすることが
でき、通信エラーの発生頻度を低減することができる。
【発明の効果】
【００３４】
本発明の非接触ＩＣカードリーダライタ装置、その受信制御装置等によれば、リーダライタ装置−ＩＣカード間の非接触近距離無線通信におけるリーダライタ装置側の受信処理の際に、ヌル状態が生じても極力通信エラーが生じないように制御し、通信エラーの発生頻度を低減することができる。特に、復調信号のレベル変化情報と受信クロック生成部の制御発振器との位相差データを利用して、復号する復調信号を選択することで、２つの復調信号からDuty歪みやノイズ成分の少ない方を選択して復号処理を行うことが可能となり、通信エラーの発生頻度を低減する効果が高いものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態に係るリーダライタ装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係る受信信号の差電圧と通信距離との関係を示す特性図である。
【図３】通信パケットのフォーマット例を示す図である。
【図４】図１に示したリーダライタ装置内に含まれる復号制御部の詳細な構成を示す図である。
【図５】受信クロック生成部の動作シーケンス図である。
【図６】（ａ）は復調信号が正常に受信可能な場合、（ｂ）はヌル点で受信エラーが発生する場合の位相比較器の出力例を示す図である。
【図７】（ａ）は復調信号が正常に受信可能な場合、（ｂ）はヌル点で受信エラーが発生する場合の位相比較器出力の積算データ例を示す図である。
【図８】実施例２における受信選択制御処理フローを示す図である。
【図９】実施例４における受信選択制御処理フローを示す図である。
【図１０】従来のリーダライタ装置の構成を示す図である。
【図１１】ヌル発生時の通信成功率と通信距離との関係を示す特性図である。
【図１２】リーダライタ搬送波およびリーダライタ受信波のそれぞれの波形を示す波形図（ＩＣカード負荷変調ON時に、負電圧となる場合）である。
【図１３】リーダライタ搬送波およびリーダライタ受信波のそれぞれの波形を示す波形図（ＩＣカード負荷変調ON時に、正電圧となる場合）である。
【図１４】リーダライタ搬送波およびリーダライタ受信波のそれぞれの波形を示す波形図（ヌル点：ＩＣカード応答が振幅に現れない場合）である。
【図１５】従来の受信信号の差電圧と通信距離との関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るリーダライタシステムの構成を示す図である。これは、実施例１〜実施例４に共通の構成図である。
【００３７】
図示の非接触ＩＣカードシステムは、リーダライタ装置１とＩＣカード２とを有する。また、通常、不図示の上位装置も存在する。
リーダライタ装置１、ＩＣカード２は、上述した非接触ＩＣカードリーダライタ装置、非接触ＩＣカードであり、近距離無線通信によって相互にデータ送受信を行う。また、それ故に、上述したヌル点問題が発生し得る。
【００３８】
リーダライタ装置１は、不図示の上位装置（ホスト）との通信機能を有し、上位装置からの指示に応じて、ＩＣカード２との近距離無線通信を行う。
リーダライタ装置１は、制御部１０、ＲＦ送信制御部２０、アンテナ部３０、ＲＦ受信制御部４０を有する。また、ＲＦ送信制御部２０−アンテナ部３０間に、インダクタンス
素子Ｌ２１を設けている。
【００３９】
制御部１０、ＲＦ送信制御部２０、アンテナ部３０は、上記従来のリーダライタ装置１００における制御部１１０、ＲＦ送信制御部１２０、アンテナ回路１３０と略同様であってよく、以下、簡単に説明する。
【００４０】
制御部１０は、送信時の符号化処理、および受信時のフレーム生成、データチェック等を行う集積回路（通信制御ＬＳＩ）で構成されるものであり、ＲＦ送信制御部２０、ＲＦ受信制御部４０を介してアンテナ部３０に接続される。制御部１０は、上記制御部１１０と略同様に、ＲＦ送信制御部２０に任意の送信データを送出し、あるいはＲＦ受信制御部４０から任意の受信データを受け取る。
【００４１】
ＲＦ送信制御部２０は、変調部２１、キャリア発振器２２、増幅部２３を備える。データ送信の際には、変調部２１は、キャリア発振器２２が発生させる所定周波数（例えば、13.56MHz）の搬送波を、制御部１０からの送信データで振幅変調する。この振幅変調波を次段の増幅部２３で増幅して所定の送信出力とする処理を行い、アンテナ部３０に供給する。
【００４２】
また、ＩＣカード２からのデータ受信の際には、上記搬送波を振幅変調せずにアンテナ部３０に供給する。
アンテナ部３０は、送受信を兼用しており、ＲＦ送信制御部２０と共にＲＦ受信制御部４０が接続されており、ＲＦ送信制御部２０から出力される上記振幅変調波または搬送波に応じた電磁波を、周辺空間上に送出するものである。また、ＩＣカード２からのデータ受信の際には、ＩＣカード２００からの負荷変調信号を受信するものである。
【００４３】
アンテナ部３０は、少なくともコンデンサC11，C12，および自己インダクタンスL11を有するループアンテナで構成されている。自己インダクタンスL11を有するループアンテナは、配線もしくは基板の銅箔パターンで渦巻き状に複数回巻いた形態とする。
【００４４】
アンテナ部３０は、搬送波周波数に同調させる調整を行っており、ループアンテナの自己インダクタンスL11、およびコンデンサC11により、その同調周波数ｆoは、以下に示す（１）式で定義される。
【００４５】
ｆo = 1 / 2π√(L11×C11)・・・(１)式
また、本構成では、ＲＦ送信制御部２０−アンテナ部３０間に、インダクタンス素子Ｌ２１を設けている。そして、ＲＦ受信制御部４０は、アンテナ部３０による受信信号をインピーダンスが異なる２点（インダクタンス素子Ｌ２１の両端）から入力して、この２つの入力それぞれに対して検波・増幅・２値化して復調信号Ｑ１，Ｑ２を生成する。つまり、２系統の復調信号生成回路を有する。
【００４６】
すなわち、一方の受信系統は、インダクタンス素子Ｌ２１の１端（ＲＦ送信制御部２０側）からの受信信号Ｓ１を、復調処理部４１で検波・増幅し、これを２値化部４３で２値化することで、復調信号Ｑ１を生成する。同様に、他方の受信系統は、インダクタンス素子Ｌ２１の他端（アンテナ部３０側）からの受信信号Ｓ２を、復調処理部４２で検波・増幅し、これを２値化部４４で２値化することで、復調信号Ｑ２を生成する。
【００４７】
尚、復調処理部４１、４２、及び２値化部４３、４４は、その処理機能自体は、上記従来の復調処理部１４１及び２値化部１４２と同じであってよく、相違点は従来では１系統であったのが本例では２系統となっている点であるので、ここでは特に説明しない。
【００４８】
上記２系統の検波・増幅・２値化構成によって生成された上記２つの復調信号Ｑ１、Ｑ２は、復号制御部４５に入力される。復号制御部４５は、この２つの復調信号Ｑ１、Ｑ２の何れか一方を選択して、選択した復調信号ＱをNRZ符号化データに復号処理して受信データを生成する。そして、この受信データ（ＮＲＺ符号）を制御部１０に渡す。
【００４９】
図２は、通信距離を変化させた時のインダクタンス素子Ｌ２１の両端におけるリーダライタ受信信号（但し、ここでは、受信信号を検波・増幅した信号）の差電圧Ｖ１，Ｖ２と通信距離との関係を示す特性図である。
【００５０】
ここでは仮に、インダクタンス素子Ｌ２１の一端（送信制御部２０側）に係る受信信号の差電圧ΔＶをＶ１、インダクタンス素子Ｌ２１の他端（ループアンテナ側）に係る受信信号の差電圧ΔＶをＶ２として示す。尚、差電圧ΔＶとは、上記図１４で説明した通り、電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの電圧差であり、換言すれば負荷変調ＯＮ時の電圧とＯＦＦ時の電圧との電圧差である。
【００５１】
図２に示されるように、差電圧Ｖ１に係る受信信号は、通信距離d1においてヌル点が発生するが、同通信距離d1において差電圧Ｖ２に係る受信信号は十分な電圧差を有した受信信号となる。このようにインダクタンス素子Ｌ２１を介した２点の受信信号を検波することで、受信特性が異なる（ヌルの発生位置が異なる）２種類の受信信号を得ることが可能となる。尚、図２には、差電圧Ｖ２に係る受信信号においてヌル点が発生する状態は示していないが、当然、ヌル点は発生し得る。しかし、１つの受信信号の両方で、同じ通信距離においてヌル点が発生することはない。
【００５２】
このような構成のリーダライタ装置１と近接したＩＣカード２は、リーダライタ装置1１から無線送信される13．56MHzの搬送波(電磁波)から電源を生成し、リーダライタ装置１と無線通信できる。尚、ＩＣカード２の構成は、従来のＩＣカード２００と同じであってよく（従来公知のものを使用する）、それ故に同一符号を付してあり、その説明は省略する。
【００５３】
また本実施例では、変調／復調信号は212kbpsの伝送速度でやりとりされるマンチェスタ符号とし、通信パケットのフォーマットは図３に示す形態とする。
すなわち図３に示すように通信パケットフォーマットは、少なくとも48ビット長の論理0のプリアンブル領域（Preamble）、２バイト長の同期符号領域（SYNC）、１バイト長のデータ長領域（Length）、最大254バイト長のペイロード領域（Payload）、及び巡回冗長検査領域（CRC）の各領域を持つように形成される。同期符号領域のデータは、固定値（本例では、B2_4D(hex)）を使用するものとする。
【００５４】
また、データ長領域（Length）、ペイロード領域（Payload）、及び巡回冗長検査領域（CRC）の３つの領域から成る部分を、データ部というものとする。後述するデータ復号部６４では、このデータ部を復号することで、受信データ（ＮＲＺ符号）を生成する。
【００５５】
図４は、図１に示す復号制御部４５の詳細な構成例を示す図である。
図４に示す復号制御部４５には、図１に示した２系統の復調信号生成回路により生成された２つの復調信号(復調信号Ｑ１,復調信号Ｑ２)、およびリーダライタ装置１の制御部１０で使用する基準クロック（例えば13.56MHz）が入力される。
【００５６】
復号制御部４５は、復調信号Ｑの入力、及び入力した復調信号Ｑに基づいて受信クロック生成及び受信開始位置を検出するための構成（受信系統）を、上記各復調信号Ｑ１、Ｑ２に応じて２系統備える。すなわち、復調信号Ｑ１に応じて、受信クロック信号Ｐ１を生成する受信クロック生成部５０ａと受信開始位置等を検出するための同期符号検出部６１
ａとから成る受信系統Ａと、復調信号Ｑ２に応じて、受信クロック信号Ｐ２を生成する受信クロック生成部５０ｂと受信開始位置等を検出するための同期符号検出部６１ｂとから成る受信系統Ｂとの、２系統を備える。
【００５７】
尚、上記２系統の受信系統Ａ，Ｂは、広義には、上記２系統の検波・増幅・２値化構成（復調処理部４１、４２、及び２値化部４３、４４）も含まれると考えてもよい。つまり、この場合、復調処理部４１及び２値化部４３は受信系統Ａに含まれ、復調処理部４２及び２値化部４４は受信系統Ｂに含まることになる。
【００５８】
受信クロック生成部５０ａは、レベル変化検出部５１ａ、位相比較器５２ａ、制御発振器５３ａ、及びクロック生成部５４ａを有する。受信クロック生成部５０ｂも、その構成自体は受信クロック生成部５０ａと同じであり、レベル変化検出部５１ｂ、位相比較器５２ｂ、制御発振器５３ｂ、及びクロック生成部５４ｂを有する。
【００５９】
尚、受信開始位置とは、上記データ部の先頭位置すなわちデータ長領域（Length）の先頭位置を意味するが、同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出することで、この最後尾の次のビットが受信開始位置であることが分かるので、ここでは同期符号領域（SYNC）の最後尾の検出が、受信開始位置を意味するものとして説明する。
【００６０】
尚、同期符号検出部６１ａ、６１ｂの出力は、図示の通り同期符号検出信号Ｒ１，Ｒ２とする。これら同期符号検出信号Ｒ１，Ｒ２は、同じ信号であり且つ２種類の信号より成る。つまり、同期符号検出信号Ｒ１，Ｒ２は、それぞれ、同期符号領域（SYNC）の先頭の検出信号と最後尾の検出信号とから成る。尚、同期符号領域（SYNC）の最後尾の検出信号は、上記の通り、受信開始位置を示すものである。
【００６１】
尚、上記の様に、受信クロック生成部５０ａと５０ｂは同じ構成なので、両者を区別して説明する必要が無い場合は、受信クロック生成部５０、レベル変化検出部５１、位相比較器５２、制御発振器５３、クロック生成部５４と記して説明する場合がある。これは、各種信号についても同様であり、上記復調信号Ｑ１、Ｑ２を特に区別せずに復調信号Ｑと記す場合もあるし、受信クロック信号Ｐ１、Ｐ２を特に区別せずに受信クロック信号Ｐと記す場合もある。同期符号検出信号Ｒ１，Ｒ２も、特に区別せずに同期符号検出信号Ｒと記す場合もある。
【００６２】
復号制御部４５は、更に、受信系統選択判定部６２、受信系統切換え部６３、データ復号部６４を備える。
受信系統切換え部６３には、上記２系統の受信系統の両方からの入力がある。すなわち、上記受信系統Ａからは、上記復調信号Ｑ１と受信クロック信号Ｐ１、及び同期符号検出部６１ａの出力が、受信系統切換え部６３に入力される。尚、同期符号検出部６１ａの出力は、受信系統選択判定部６２にも入力される。
【００６３】
同様に、上記受信系統Ｂからは、上記復調信号Ｑ２と受信クロック信号Ｐ２、及び同期符号検出部６１ｂの出力が、受信系統切換え部６３に入力される。尚、同期符号検出部６１ｂの出力は、受信系統選択判定部６２にも入力される。
【００６４】
尚、上記の通り、同期符号検出部６１ａ、６１ｂの出力は、同期符号領域の先頭と最後尾の２種類の検出信号であり、このうちの最後尾の検出信号は上記の通り受信開始位置検出を意味するものである。この点は従来と同様であるが、本例では更に同期符号領域の先頭も検出しており、これによって同期符号領域の範囲（先頭と最後尾）を検出するようにしている。
【００６５】
ここで、同期符号検出部６１ａ、６１ｂの出力は、上記の通り、２種類の信号であるが、例えば出力信号線を２本とし、そのうちの１本のみ（最後尾の検出信号の出力線）が受信系統切換え部６３に入力されるようにしてもよい。これによって、データ復号部６４には、従来と同様、受信開始位置検出信号のみが入力されることになる。尚、この場合でも、受信系統選択判定部６２には２本とも入力されることになる。
【００６６】
これより、以下の説明では、受信系統選択判定部６２と受信系統切換え部６３への入力に関して、何れも同期符号検出信号Ｒ（Ｒ１，Ｒ２）が入力されるものとして説明するが、上記の通り受信系統切換え部６３に関しては同期符号検出信号Ｒの一部（受信開始位置検出信号のみ）が入力される構成も有り得る。
【００６７】
尚、受信系統切換え部６３において、入力に関しては図示のIN1a等の入力端子に入力され、出力に関しては図示のOut1等の出力端子から出力されるが、詳しい説明は省略する。
受信系統選択判定部６２は、位相比較器５２ａ、５２ｂの出力、及び同期符号検出信号Ｒ１，Ｒ２を入力して、受信系統切換え部６３に上記２系統からの入力の何れか一方を選択・出力させる為の選択信号を、生成する。そして、この選択信号を受信系統切換え部６３に出力する。
【００６８】
受信系統切換え部６３は、この選択信号に従って、上記２系統からの入力の何れか一方を選択・出力する。すなわち、何れか一方の系統の復調信号Ｑ、受信クロック信号Ｐ、及び同期符号検出信号Ｒを、データ復号部６４へ出力する。
【００６９】
データ復号部６４は、これら復調信号Ｑ、受信クロック信号Ｐ、及び同期符号検出信号Ｒに基づいて、復調信号Ｑの復号処理を行って、NRZ符号に復号した受信データを生成・出力する。すなわち、データ復号部６４は、復調信号Ｑを、受信クロック信号Ｐによってサンプリングし、また同期符号検出信号Ｒによって受信開始位置（データ部先頭）を認識して、復調信号Ｑのデータ部をNRZ符号に復号した受信データ（復号データ）を生成して、制御部１０へ出力する
この受信データは、上記データ長領域（Length）及びペイロード領域（Payload）を復号したものである。尚、巡回冗長検査領域（CRC）も復号して、これを用いてＣＲＣチェック（復号誤りチェック）を行ったうえで、問題なければ上記受信データを出力するようにしてもよい。
【００７０】
以下、図４に示した各構成ブロックの動作について説明する。
まず、受信クロック生成部５０は、ディジタルＰＬＬ回路にて構成され、復調信号（マンチェスタ符号化信号、212kbps）のレベル変化タイミングからビットレートの２倍の周波数（本例では424kHz）のパルス信号を生成し、復調信号１bit長の中で概ね1/4，3/4の位置で出力する（つまり、受信クロック信号Ｐを生成・出力する）。
【００７１】
この受信クロック信号Ｐは、後段の同期符号検出部６１、データ復号部６４で復調信号Ｑをサンプリングするタイミングとして使用する。
以下、受信クロック生成部５０内の各構成について説明する。
【００７２】
尚、受信クロック生成部５０自体は従来から存在するものであり、図示の受信クロック生成部５０内の各構成は既存の構成の一例であるので、以下、簡単に説明するものとする。
【００７３】
まず、レベル変化検出部５１は、復調信号Ｑを基準クロックでサンプリングして前回値との排他的論理和をとることで、復調信号Ｑのレベル変化を検出する。すなわち、図５に示すように、復調信号Ｑの‘１’→‘０’または‘０’→‘１’の変化点で、レベル変化
点検出信号を出力する。
【００７４】
制御発振器５３は、基準クロックで動作するカウンタ（例えば17bitダウンカウンタ）で構成され、そのカウンタ減算値（１クロックパルス毎の減算値）は、固定的ではなく、後述の位相比較器５２から得られる位相差データによって変更制御される。また、そのカウンタ値データは、MSBを±符号データとし、00000→1FFFF〜10000→0FFFF〜00000(hex)の範囲で繰返し動作する。
【００７５】
尚、図５に示すカウンタデータにおける（＋）、（−）、‘０’は、それぞれ、カウンタ値の最大値、最小値、‘０’値を意味する。上記カウンタ値データにおいて、（＋）は0FFFF、（−）は10000、‘０’は00000であることになる。
【００７６】
クロック生成部５４は、制御発振器５３のカウンタ値データが10000→0FFFF (hex)に変化するタイミングで基準クロック１周期分のパルスを出力する。これは、上記の通り（そして図５に示す通り）、復調信号１bit長の中で概ね1/4，3/4の位置でパルス出力することになる。
【００７７】
図５は、本発明の実施例に係る受信クロック生成部５０の動作シーケンスを示す図である。
図５に示されるように、受信クロック生成部５０においては、復調信号Ｑとして212kbpsのマンチェスタ符号が入力されると、制御発振器５３が、データレートの２倍にあたる概ね424kHzでカウントアップするように制御され、復調信号１bit長の中で1/4長，3/4長の位置で図示の受信クロック生成パルスが出力され、これが受信クロック信号Ｐとなる。
【００７８】
ここで、図５に示すカウンタデータにおける斜めの部分（上記1FFFF〜10000等の徐々に減算していく部分等）の傾きは、上記カウンタ減算値によって決まるものであり、上記のように位相差データによってカウンタ減算値が変わることで、この傾きが変わることになる。つまり、受信クロックＰの周期（周波数）が変わることになる。これは、図５に示すように、上記レベル変化検出部５１によるレベル変化検出のときに、上記カウンタ値データが上記‘０’となっているように、カウンタ減算値が、位相比較器５２によって変更制御されるようになっている。
【００７９】
すなわち、位相比較器５２は、レベル変化検出部５１から得られる復調信号のレベル変化情報と、制御発振器５３のカウンタ値データとから、上記位相差データを生成し、これを制御発振器５３のカウンタ減算値にフィードバックする。
【００８０】
すなわち、復調信号Ｑのレベル変化発生時に、制御発振器５３のカウンタ値をラッチして、そのときのカウンタ値データ（正負・カウンタ値）により制御発振器５３のカウンタ減算値を増減する。当然、そのときのカウンタ値データ値が上記‘０’（00000）であったならば、カウンタ減算値は増減することなく現状維持となり、‘０’以外の場合にはカウント値自体が‘０’との差を示すものとなり、カウント値を用いてカウンタ減算値を増減することで、レベル変化発生時にカウント値が‘０’の状態となるように制御することができる。これにより、復調信号が一定の転送レートで入力されている時は、復調信号Ｑのレベル変化は位相差データが00000(hex)付近で発生するように制御される。
【００８１】
尚、図５においては、位相差データは、＋Δφ、−Δφ、０等として示しており、このΔφが上記カウント値に相当し、カウント値が正の値（（＋）側）であれば＋Δφ、負の値（（−）側）であれば−Δφが、位相差データとして出力されることになる。また、上記の通り、カウント値が（00000）であれば０が出力されることになり、この場合はカウンタ減算値は増減されないことになる。
【００８２】
ここで、一般的に、復調信号のDuty歪み量が大きくなるにつれて、位相差データの絶対値も大きくなる。また、復調信号にノイズパルスが重畳した場合も、絶対値の大きな位相差データとなる。これより、本手法は、位相差データを用いて選択判定を行うことで、より正常な方の復調信号Ｑ等を用いて復号データを生成・出力することができ、通信エラーの発生頻度を低減することができる。
【００８３】
特に２系統の復調回路による２つの復調信号Ｑ１，Ｑ２の何れか一方が、ヌル状態またはヌル状態に近い状態であり、絶対値の大きな位相差データとなっていても、同期符号領域等においてはビットエラーが発生していないケースであって、データ部においてビットエラーが発生するようなケースに対して、より正常な方の系統を選択してそのデータを用いて復号データを生成できるので、データ部においてビットエラーが発生する可能性を低くでき、通信エラーの発生頻度を低減することができる。
【００８４】
ここで、位相比較器５２の出力例を図６（ａ）、図６（ｂ）に示す。
図６（ａ）は、復調信号ＱのDutyが概ね50％でノイズパルスも無く、正常に受信可能な場合の位相比較器５２の出力の様子を示している。これに対して、図６（ｂ）は、復調信号ＱのDuty歪みが大きく間欠的にノイズパルスも重畳されている状態（例えばヌル状態やそれに近い状態）での位相比較器５２の出力の様子を示している。
【００８５】
尚、リーダライタ装置の基準クロックと、ＩＣカードの基準クロックが異なる場合は、双方のクロック周波数の差異で位相差データにオフセットが生じる。このオフセット成分のキャンセル処理については後述する。
【００８６】
同期符号検出部６１は、復調信号Ｑと受信クロック信号Ｐが入力されて、受信クロック信号Ｐに基づいて復調信号Ｑをサンプリングし、上記２バイト長の同期符号領域（SYNC）の先頭部、および最後尾のタイミングを検出する。
【００８７】
尚、従来では、同期符号領域（SYNC）の最後尾のタイミングを検出する同期符号検出部は存在したが、本例の同期符号検出部６１は上記の通り、最後尾だけでなく先頭部も検出する。
【００８８】
検出方法は、最後尾については従来と同様である。すなわち、同期符号領域（SYNC）のデータ値は予め決まっている固定値（例えば、Ｂ２４Ｄ（１６進）等）なので、上記復調信号Ｑのサンプリング結果として得られるデータ値が、この固定値と一致したタイミングで、最後尾の検出信号を出力する（例えば、１パルス出力する）。尚、これは、受信開始位置を検出するものと言える。
【００８９】
尚、上記のことから、この最後尾の検出信号は、単に同期符号領域（SYNC）の最後尾のタイミングを示すというだけでなく、同期符号領域（SYNC）が正常受信されたことを示すことを意味する。つまり、受信した復調信号Ｑにおける同期符号領域（SYNC）のデータが、上記固定値（例えば、Ｂ２４Ｄ（１６進）等）となっていない場合、すなわち何らかの異常（ヌル状態等）によって同期符号領域（SYNC）中の一部にエラービットがあった場合等には、上記最後尾の検出信号出力は行われないことになる。
【００９０】
この様に、同期符号検出部６１は、最後尾の検出に関しては、同期符号領域（SYNC）が正常受信できたこと及び受信開始位置を、検出するものと言える。
一方、先頭部の検出に関しては、ＳＹＮＣコードの１ビット目を検出するものであり、これは例えば１ビット目が‘１’であり、また上記の通りプリアンブル領域（Preamble）は全て‘０’であるので、上記復調信号Ｑのサンプリング結果として得られるデータ値が
例えば‘０００１（１６進）’となったときに、先頭部の検出信号を出力する（例えば、１パルス出力する）。
【００９１】
受信系統選択判定部６２には、上記の通り、位相比較器５２ａ、５２ｂの出力、及び同期符号検出部６１ａ、６１ｂの出力が入力される。すなわち、２つの復調信号Ｑ１，Ｑ２それぞれに対応した位相差データ、及び同期符号領域（SYNC）の先頭部／最後尾のタイミング情報が入力される。そして、これらの入力に基づいて、同期符号領域（SYNC）の期間のDuty歪みやノイズ成分が比較的少ない方の受信系統のデータ（復調信号等）を選択する判定を行う。
【００９２】
この選択判定方法として、本手法では様々な方法を提案する。ここでは例えば以下に説明する方法を提案し、これを実施例１とするが、他の方法は後に実施例２，３，４として説明する。
【００９３】
実施例１における選択判定方法は、位相差データと比較・判定する為の判定閾値（図６に示す判定閾値（上限）、判定閾値（下限）等）を予め設定しておき、同期符号領域（SYNC）の期間内の各位相差データ値がこの判定閾値を越えた回数をカウントする機能を備え、カウント回数の少ない方の受信系統（復調信号）を選択する。例えば一例としては、上記カウント機能として２系統それぞれに対応して、位相差データの絶対値と判定閾値を入力して位相差データの絶対値の方が大きい場合に１パルス出力するコンパレータと、このコンパレータ出力を入力して１パルス毎にカウントアップする閾値超過回数カウンタ（何れも図示せず）とから成る構成を設ける。尚、各閾値超過回数カウンタは、上記同期符号領域（SYNC）の先頭部／最後尾の検出信号によって、同期符号領域（SYNC）の先頭部で０リセットされ、同期符号領域（SYNC）の最後尾でカウント機能を停止する。その後、両系統のカウンタ値を比較して少ない方の受信系統を選択する。
【００９４】
このような判定・選択を行ったパケットを受信中は、この選択判定結果を保持する。これより、選択された方の復調信号Ｑにおける同期符号領域（SYNC）の後のデータ部の各領域、すなわち上記データ長領域（Length）、ペイロード領域（Payload）、及び巡回冗長検査領域（CRC）が、データ復号部６４に渡されて復号されることになる。
【００９５】
また、入力された位相差データとその前回値との差分をとり（微分データ）、上記閾値判定処理を行うことで、リーダライタ装置とＩＣカードの基準クロック周波数の差異（同じ周波数に設定されているが、実際には微妙が違いが生じる場合がある）によるオフセット成分をキャンセルでき、復調信号のDuty歪み、ノイズ有無の判断精度を向上させることができる。
【００９６】
例えば、上記リーダライタ装置１の基準クロック周波数とＩＣカード２の基準クロック周波数との多少の差異によって、位相差データが、例えば、図６（ａ）に示す信号と同様に変動が小さいものであるが、図６（ａ）に示す信号では０付近を中心としたものであるのに対して、上下（±）何れかの任意の値（判定閾値を越える場合も有り得る）を中心とした信号となる場合が考えられる。このような上記‘０’と上記任意の値との差が、オフセット成分である。この様なケースに対して、上記のように、入力された位相差データとその前回値との差分（微分データ）をとることで、オフセット成分をキャンセルすることができる。
【００９７】
受信系統切換え部６３には、上記の通り、２系統の復調信号Ｑ、受信クロックＰ、同期符号検出信号Ｒ（但し、上記の通り、受信開始位置検出信号のみとする場合もありえる）、及び受信系統選択判定部６２からの選択信号が入力され、この選択信号に応じて何れか一方の受信系統の復調信号Ｑ、受信クロックＰ、同期符号検出信号Ｒを出力する。この受
信系統の選択切換えは、同期符号領域（SYNC）の最後尾検出のタイミングとし、選択された受信系統の通信パケットのデータ長領域（Length）、ペイロード領域（Payload）、および巡回冗長検査領域（CRC）を出力する。
【００９８】
データ復号部６４では、上記の通り、受信系統切換え部６３から出力される復調信号Ｑ、受信クロックＰ、同期符号検出信号Ｒを受けて、復号処理を行って受信データ（NRZ符号）を生成・出力する。
【００９９】
尚、データ部（データ長領域（Length）以降）の前の段階で受信系統の選択切換えを行う必要があるが、それ故に、プリアンブル領域を用いて選択判定を行うことも考えられる。しかしながら、プリアンブル領域は、その先頭の何ビット分かが、アナログ処理の段階で欠落する場合が有り得る為、選択判定精度が落ちる（実用的ではない）。この為、本手法では、プリアンブル領域ではなく、同期符号領域（SYNC）の信号を用いて、受信系統の選択切換えの為の判定を行うようにしている。
【０１００】
以上、本手法の一例について説明した。
上記説明における受信系統選択判定部６２における受信系統の判定処理は、上記の通り、実施例１の処理である。これは、上記の通り、２系統の位相差データそれぞれについて判定閾値を越えた回数をカウントし、カウント値が小さい方の受信系統を選択するものである。
【０１０１】
但し、これは一例であり、この例に限らない。例えば以下に説明する実施例２では、位相差データの積算値を用いて判定する。尚、実施例２は、受信系統選択判定部６２における受信系統の判定処理に関しては実施例１と異なるが、それ以外は実施例１と略同様であってよい。これは、後述する他の実施例３，４についても同様である。よって、以下、実施例１と略同様の点については、特に説明しない。
【０１０２】
実施例２は、上述した実施例１と略同一の構成を備えつつ、受信系統選択判定部６２の受信系統判定処理において、各復調信号Ｑ１，Ｑ２に対応した２つの位相差データの積算機能を備え、積算値の小さい方の受信系統を選択し、その復調信号Ｑを復号させる。これは、位相差データの絶対値を積算していくものである。これより、以下の実施例２の説明において、積算する「位相差データ」とは、「位相差データの絶対値」を意味するものとする。
【０１０３】
図７（ａ）、図７（ｂ）は、位相差データの積算結果の推移を示す図である。
図７（ａ）、図７（ｂ）において、横軸は時間軸であり、縦軸は位相差データの積算値を示す。これは、同期符号領域（SYNC）における位相差データの積算値であり、時間経過と共に、同期符号領域の先頭から最後尾までの位相差データを順次積算していくことで、当然、積算値は増大していく（上記の通り、絶対値であるので）。
【０１０４】
そして、図７（ａ）は、復調信号ＱのDutyが概ね50％でノイズパルスも無く、正常に受信可能な場合の位相差データ積算値の時間的推移を示している。これは例えば図６（ａ）の位相差データの積算値を示すものである。これに対して、図７（ｂ）は、復調信号のDuty歪みが大きく間欠的にノイズパルスも重畳されている状態（ヌル点またはヌル点に近い状態）における位相差データ積算値の時間的推移を示している。これは例えば図６（ｂ）の位相差データの積算値を示すものである）。
【０１０５】
そして、図７（ａ）、（ｂ）何れの場合も、同期符号領域の最後尾における積算値（図上、最も右側）を積算結果として、比較判定に用いることになる。尚、上記積算処理の開始／終了のタイミングは、上記同期符号領域（SYNC）の先頭部／最後尾の検出タイミング
である。また、尚、図７には“受信系統切換え判定閾値”を示しているが、これは後述する実施例４で用いるものであり、本実施例２では関係のないものである。
【０１０６】
受信系統選択判定部６２では、２系統の復調信号Ｑ（その同期符号領域）の各位相差データの積算結果を大小比較し（相互に比較し）、積算結果値が小さい方の受信系統を選択して受信系統切換え部６３に選択信号を出力する。例えば、受信系統Ａは図７（ａ）、受信系統Ｂは図７（ｂ）であったとしたならば、受信系統Ａの選択信号を出力することになる。
【０１０７】
受信系統切換え部６３の動作は、上記実施例１と同じであり、受信系統選択判定部６２からの選択信号に応じて、何れか一方の受信系統からの各種データ（復調信号Ｑ、受信クロックＰ、同期符号検出信号Ｒ）を、選択・出力する。また、データ復号部６４に関しても上記実施例１と同じであり、受信系統切換え部６３から選択・出力される復調信号Ｑ、受信クロックＰ、同期符号検出信号Ｒを受けて、NRZ符号の受信データに復号する処理を行う。
【０１０８】
尚、実施例２に関しても、実施例１と同様に、微分処理を行うようにしてもよい。すなわち、積算処理前に、今回の受信パケットに係わる位相差データと前回の受信パケットに係わる位相差データ（保持しておく）との差分をとり（微分）、この差分値を用いて上記積算処理を行うことで、つまり位相差データ積算の代わりに差分値の積算を行い、２系統に応じた２つの差分値積算結果を相互に比較することで、差分値積算結果が小さい方の受信系統を選択して受信系統切換え部６３に選択信号を出力するようにしてもよい。
【０１０９】
この様な微分処理を行うことで、既に述べた通り、オフセット成分をキャンセルすることができ、復調信号のDuty歪み、ノイズ有無の判断精度を向上できる。
また、積算期間に関しても、同期符号検出部６１からの２バイトの同期符号領域（SYNC）の先頭部、および最後尾のタイミング情報を受けて、その間の積算処理を行う。
【０１１０】
尚、何れか一方の受信系統に係わる同期符号検出部６１において、上記同期符号領域（SYNC）の先頭部／最後尾が検出されない場合も有り得る。この場合には、当然、先頭部と最後尾が検出された受信系統が選択されることになる。
【０１１１】
図８は、実施例２における受信系統選択判定部６２の処理フローチャート図である。
但し、この処理は、ソフトウェアによって行ってよいが、この処理を実現する専用ハードウェアにより実現してもよい。この専用ハードウェアは、既存の構成要素を用いて容易に実現できるので、特に図示・説明はしない。尚、実施例２に限らず、実施例１，３，４に関しても、受信系統選択判定部６２は、専用ハードウェアにより実現してもよい。例えば実施例１の場合、既に述べたように、位相差データを判定閾値と比較するコンパレータと当該コンパレータ出力に基づいて閾値を越えた回数をカウントするカウンタとを２つの系統に応じてそれぞれ設けて、更にこれら２つのカウンタによる最終的なカウント値を大小比較するコンパレータ等を設けることにより実現できる。
【０１１２】
図８の処理は、任意のパケットを受信する毎に実行される。
図８に示す処理例では、まず、各同期符号検出部６１ａ、６１ｂからの出力に基づいて、受信系統Ａ，Ｂのいずれか一方のみ同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出したのか（どちらの受信系統が検出したのか）、または受信系統Ａ，Ｂの両方とも同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出したのかを判定し、この判定結果に応じて処理を分岐させる（ステップＳ１１）。
【０１１３】
実施例１で説明したように、受信系統選択判定部６２には、受信系統Ａ，Ｂそれぞれの
同期符号検出部６１ａ，６１ｂによる同期符号領域（SYNC）の検出信号が入力している。すなわち、各受信系統の受信パケットにおける上記２バイト長の同期符号領域（SYNC）の先頭部および最後尾のタイミングの検出信号が入力している。上記ステップＳ１１や後述するステップＳ１７の判定は、この検出信号によって行う。
【０１１４】
受信系統Ａ，Ｂのいずれか一方の同期符号検出部６１のみが上記同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出したのであれば、選択の余地はなく、先頭部検出した受信系統が選択されることになる。すなわち、受信系統Ａの同期符号検出部６１ａのみが同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出した場合には、ステップＳ１２に移行し、受信系統Ａを選択する（ステップＳ１２）。同様に、受信系統Ｂの同期符号検出部６１ｂのみが同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出した場合には、ステップＳ１３に移行し、受信系統Ｂを選択する（ステップＳ１３）。
【０１１５】
尚、ステップＳ１２の処理では受信系統切換え部６３に対して受信系統Ａの選択信号を出力し、ステップＳ１３の処理では受信系統切換え部６３に対して受信系統Ｂの選択信号を出力する。
【０１１６】
これによって、受信系統切換え部６３は、この選択信号に応じて、選択された受信系統の復調信号Ｑ等を、データ復号部６４へ選択・出力することになる。これによって選択された受信系統に関するデータ復号処理が、データ復号部６４で実行されることになる（ステップＳ１４）。尚、この様に、ステップＳ１４の処理だけは、受信系統選択判定部６２の処理ではないが、説明の為に図には記してある。
【０１１７】
一方、受信系統Ａ，Ｂの両方とも受信パケットにおける同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出した場合には、ステップＳ１５へ移行して、受信系統Ａ，Ｂそれぞれについて上述した位相差データ（逐一述べないが、上記の通り、絶対値である）の積算処理を行う（ステップＳ１５）。すなわち、位相比較器５２ａ，５２ｂの出力（位相差データ）に基づいて、各受信系統Ａ，Ｂ毎に位相差データを積算していく。この位相差積算処理は、ステップＳ１６において上記同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出したと判定するまで（ステップＳ１６がＹＥＳとなるまで）続行する。
【０１１８】
すなわち、ステップＳ１６で同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出していないと判定された場合には（ステップＳ１６，ＮＯ）、ステップＳ１５に戻って位相差積算処理を続行し、そしてステップＳ１６において同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出するまでこのループを繰り返す。そして、同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出したら（ステップＳ１６，ＹＥＳ）、ステップＳ１７の処理へ移行する。
【０１１９】
尚、基本的には、ステップＳ１５，Ｓ１６のループ処理が完了した時点では、各受信系統Ａ，Ｂそれぞれについて、同期符号領域（SYNC）の期間における位相差データの積算値が得られていることになる。但し、何れか一方の受信系統において、同期符号領域（SYNC）の先頭部は検出されたが最後尾は検出されない、という事態も有り得る。これに応じて、例えば、何れか一方の受信系統に関してステップＳ１６がＹＥＳになった後、所定時間経過したら、たとえ他方の受信系統に関してはステップＳ１６がＹＥＳにならない場合でも、ステップＳ１７の処理に移行するようにしてもよい。
【０１２０】
そして、ステップＳ１７において、受信系統Ａ，Ｂのいずれか一方の系統のみが同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出したのか（どちらの受信系統が検出したのか）、または受信系統Ａ，Ｂの両方で同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出したのかによって、処理を分岐させる。
【０１２１】
上記先頭部の場合と同様に、受信系統Ａ，Ｂのいずれか一方しか最後尾が検出されなかったのであれば、積算結果に関係なく、最後尾検出した受信系統が選択されることになる。すなわち、受信系統Ａに関してのみ同期符号領域（SYNC）の最後尾が検出された場合には、ステップＳ１２に移行し、受信系統Ａを選択する（ステップＳ１２）。同様に、受信系統Ｂに関してのみ同期符号領域（SYNC）の最後尾が検出された場合には、ステップＳ１３に移行し、受信系統Ｂを選択する（ステップＳ１３）。
【０１２２】
一方、受信系統Ａ，Ｂの両方で同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出した場合には、ステップＳ１８へ移行して、系統Ａ，Ｂの上記積算結果を相互に比較して、積算結果が小さい方を選択する。すなわち、例えば「受信系統Ａの積算結果≦受信系統Ｂの積算結果」であるか否かを判定し（ステップＳ１８）、当該ステップＳ１８の判定がＹＥＳであるならば、すなわち受信系統Ａの積算結果が受信系統Ｂの積算結果以下ならば、上述したステップＳ１２の処理を行うことになる。つまり、受信系統Ａが選択されることになる。
【０１２３】
一方、ステップＳ１８の判定がＮＯであるならば、すなわち受信系統Ｂの積算結果が受信系統Ａの積算結果よりも小さいならば、上述したステップＳ１３の処理を行うことになる。つまり、受信系統Ｂが選択されることになる。
【０１２４】
尚、ステップＳ１４の処理後はステップＳ１１に戻り、次の受信パケットがあれば同様の処理を行う。
このように本実施例２の受信選択制御処理は、任意のパケットを受信する毎に、積算処理の開始／終了タイミングとして用いる同期符号領域の先頭部、最後尾のタイミング情報を受けて、同期符号領域（SYNC）における位相差の積算結果を比較することで受信系統の選択・切換え制御を行う。
【０１２５】
ここで、本手法の特徴は、特にステップＳ１１とＳ１７の判定で系統Ａ，Ｂの両方とも同期符号領域の先頭部、最後尾の検出があった場合にある。すなわち、従来の課題で説明した通り、ヌル状態またはヌル状態に近い状態において、復調信号Ｑ１，Ｑ２の何れか一方（又は両方）が不安定な信号状態となっているが、選択判定に用いるプリアンブル領域（Preamble）や同期符号領域（SYNC）においては不安定ながらもエラービットが生じなかった一方で、復号や復号誤りチェックに用いるデータ長領域（Length）、ペイロード領域（Payload）、巡回冗長検査領域（CRC）ではエラービットが生じた為に通信エラーとなるという場合が有り得る。
【０１２６】
プリアンブル領域（Preamble）や同期符号領域（SYNC）を用いた選択判定のみでは、系統Ａ，Ｂの両方とも同期符号領域の検出があった場合には、どちらでもよいことになり、例えばどちらかの系統を任意に選択した場合、通信エラーとなる可能性がある。つまり、一方の系統は正常で他方の系統は不安定な場合に、不安定な系統の方を選択してしまう場合も有り得る。あるいは、両方とも不安定であるが、不安定さの程度が、一方は比較的大きくて他方は比較的小さい場合も考えられ、この場合も、比較的不安定さの程度が大きい方を選択して、通信エラーとなる可能性を高めてしまう可能性がある。
【０１２７】
これに対して、本手法では、上記ステップＳ１５，Ｓ１６，Ｓ１８の処理を行うことで、２つの受信系統の位相差データに基づいて、比較的信号状態が良好な系統を選択することができ、通信エラーとなる可能性を低減することができる。これは他の実施例に関しても同様である。実施例１〜４は、選択判定手法が異なるものの、何れも位相差データを用いて選択判定を行うことで、ヌル状態またはヌル状態に近い状態が生じても、極力通信エラーが生じないように制御でき、通信エラーの発生頻度を低減することができる。
【０１２８】
次に、以下、実施例３について説明する。
実施例３も、上記実施例２と同様に、受信系統選択判定部６２における受信系統の判定処理に関しては実施例１と異なるが、それ以外は実施例１と略同様であってよい。
【０１２９】
実施例３は、上述した実施例１，２と略同一の構成を備えつつ、図４に示す受信系統選択判定部６２の制御において、２系統それぞれについて、過去のパケット受信時の（過去の受信パケットに関する）位相差データの積算結果を保持しておき、これを今回受信したパケットに関する位相差データの積算結果に合算する。そして、２系統それぞれの合算結果を相互に大小比較して、合算結果の小さい方の受信系統を選択して、その復調信号Ｑを復号させる。
【０１３０】
尚、上記“過去の受信パケット”とは、前回受信したパケットのみとしてもよいし、直近の複数の受信パケットとしてもよい。これは、例えば、前回と前々回に受信したパケットとし、この２つのパケットに関する位相差データの積算値を、今回受信したパケットに関する位相差データの積算値に合算する。
【０１３１】
仮に、“過去のパケット”を前回受信したパケットのみとした場合、例えば受信系統Ａに関しては過去の積算結果をα１、今回の積算結果をα２とし、受信系統Ｂに関しては過去の積算結果をβ１、今回の積算結果をβ２とした場合、例えば「α１＋α２≦β１＋β２？」の判定を行うことになる。
【０１３２】
これにより、復調信号選択の精度を向上させることができる。また、ヌル点付近で復調信号のDuty歪みやノイズが間欠的に発生するような場合も、正常に受信可能な受信系統を選択できる。
【０１３３】
次に、以下、実施例４について説明する。
実施例４も、上記実施例２、３と同様に、受信系統選択判定部６２における受信系統の判定処理に関しては実施例１と異なるが、それ以外は実施例１と略同様であってよい。
【０１３４】
実施例４は、上述した実施例１等と略同一の構成を備えつつ、図４に示す受信系統選択判定部６２の制御において、上述した実施例２と同様に位相差データ（逐一述べないが、上記の通り絶対値である）の積算値を求めると共に、この積算値と予め設定される判定閾値とを用いて、受信系統の選択判定を行う。
【０１３５】
この判定閾値は、実施例２の説明中で述べた例えば図７に示すような“受信系統切換え判定閾値”である。実施例４では、現在選択されている受信系統の位相差データの積算値が、上記判定閾値を超えた場合に、受信系統の切換えを行う。
【０１３６】
図９は、実施例４における受信系統選択判定部６２の処理フローチャート図である。
図９に示す処理例では、リセット解除後、まず、予め決められている受信系統を選択する（ステップＳ２１）。本例では受信系統Ａを選択するものとするが受信系統Ｂを選択するものであってよい（開発者等が予めどちらか一方に決めて設定しておく）。
【０１３７】
尚、既に実施例１等で述べた通り、これら受信系統Ａ，Ｂの選択は、受信系統切換え部６３に対して、受信系統ＡまたはＢの選択信号を出力することを意味する。
その後、任意のパケットを受信したら、上記ステップＳ１１と略同様に、受信系統Ａ，Ｂそれぞれの同期符号検出部６１ａ，６１ｂの検出信号に基づいて、受信系統Ａにおいて受信パケットの同期符号領域（SYNC）の先頭部を検出したか否かを判定する（ステップＳ２２）。これは、受信系統Ａのみ先頭部を検出した場合に限らず、受信系統Ａ，Ｂの両方とも先頭部を検出した場合でも、ステップＳ２２の判定はＹＥＳとなり、ステップＳ２３へ移行することになる。
【０１３８】
一方、受信系統Ｂについてのみ受信パケットの同期符号領域（SYNC）の先頭部が検出された場合には（ステップＳ２２，ＮＯ）、ステップＳ２７へ移行する。すなわち、上記受信系統Ａ選択状態から受信系統Ｂ選択状態へと切り替える（ステップＳ２７）。これによって、データ復号部６４において受信系統Ｂに係わる各種信号（復調信号Ｑ２等）によってデータ復号処理が行われることになる。
【０１３９】
その後は、後述するステップＳ２８〜Ｓ３２の処理において再び受信系統Ａ選択へと切り替わるまでは、つまりステップＳ２８の判定がＮＯとなることでステップＳ２１に移行するまでは、受信系統Ｂ選択状態が続くことになる。よって、その間は、データ復号部６４は、受信系統Ｂに係わる各種信号（復調信号Ｑ２等）を入力してデータ復号処理を行うことになる。
【０１４０】
尚、図示していないが、受信系統Ａ，Ｂの両方とも先頭部を検出しなかった場合には、例えば何も処理せずに次のパケット受信待ちとしてもよいし、エラー出力するようにしてもよい。
【０１４１】
上記ステップＳ２２の判定がＹＥＳとなった場合の処理について説明する。
この場合は、まず、上記ステップＳ１５，Ｓ１６と同様の処理を行う。但し、処理対象は受信系統Ａのみである。すなわち、受信系統Ａについて上述した位相差データ積算処理を行う（ステップＳ２３）。すなわち、位相比較器５２ａから出力される位相差データ（逐一述べないが、上記の通り“絶対値”である）を積算していく。上記実施例２と同様に、この位相差データ積算処理は、ステップＳ２４において上記同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出したと判定するまで、すなわちステップＳ２４がＹＥＳとなるまで、続行する。つまり、ステップＳ２４で同期符号領域（SYNC）の最後尾を未だ検出していないと判定された場合には（ステップＳ２４，ＮＯ）、ステップＳ２３に戻って位相差データ積算処理を続行する。ステップＳ２４の判定がＹＥＳとなるまでこのループを繰り返す。
【０１４２】
そして、同期符号領域（SYNC）の最後尾を検出した場合には（ステップＳ２４，ＹＥＳ）、ステップＳ２５に進み、上記位相差データ積算処理によって得られた位相差データの積算結果値が、予め設定されている所定の閾値以下であるか否か（積算結果≦閾値？）を判定する（ステップＳ２５）。ここで、この閾値は、例えば上述した図７に示す「受信系統切換え判定閾値」であり、開発者等が予め任意に決めて設定しておくものである。
【０１４３】
尚、同期符号領域（SYNC）の期間（先頭受信から最後尾受信までの期間）は、ある程度は分かっているので、図示していないが、上記先頭部検出時から上記の期間に相当する所定時間（＋α）経過しても最後尾が検出されなかった場合には、ステップＳ２７に移行して受信系統Ｂ選択状態へと切り換えるようにしてもよい。
【０１４４】
位相差データの積算結果が閾値以下である場合には（ステップＳ２５，ＹＥＳ）、上記受信系統Ａ選択状態を継続する（ステップＳ２６）。これより、受信系統切換え部６３によって受信系統Ａの各種信号（復調信号Ｑ１等）が選択・出力されて、データ復号部６４において受信系統Ａの復調信号Ｑ１等を用いてデータ復号処理が行われることになる。
【０１４５】
その後は、ステップＳ２２に戻り、次のパケット受信があったら再び上記判定等を行うことになる。そして、ステップＳ２２またはＳ２５の判定がＮＯとならない限りは、受信系統Ａ選択状態を継続することになる。よって、その間は、データ復号部６４は、受信系統Ａの受信パケットについてデータ復号処理を行うことになる。
【０１４６】
尚、実施例４では、上記の通り、受信系統Ａと受信系統Ｂとの比較は行わない。よって
、例えば、受信系統Ａ，Ｂの両方で同期符号領域を正常に検出でき、更に位相差データの積算結果が受信系統Ｂの方が少ない場合であっても（つまり、受信系統Ｂの復調信号Ｑの方が良好な状態であったとしても）、ステップＳ２５の判定がＮＯとならない限りは、受信系統Ａが選択されることになる。
【０１４７】
一方、位相差データ積算結果が閾値を越えた場合には（ステップＳ２５，ＮＯ）、上記ステップＳ２７へ移行する。ステップＳ２７については既に述べた通りであり、受信系統Ｂ選択へと切り替わることになる。
【０１４８】
そして、受信系統Ｂ選択状態において、ステップＳ２８〜Ｓ３２の処理が実行されることになる。これらステップＳ２８〜Ｓ３２の処理は、上記ステップＳ２２〜Ｓ２６と略同様の処理であり、処理対象が受信系統Ａではなく受信系統Ｂである点が異なるものである。よって、ステップＳ２８〜Ｓ３２の処理については、以下、簡単に説明するものとする。
【０１４９】
まず、受信系統Ｂに関して同期符号領域（SYNC）の先頭部が検出されたか否かを判定し（ステップＳ２８）、検出されなかった場合、すなわち受信系統Ａに関してのみ同期符号領域の先頭部が検出された場合には（ステップＳ２８，ＮＯ）、上記ステップＳ２１に戻る。すなわち、再び、受信系統Ａ選択状態へと切り替わる。
【０１５０】
一方、受信系統Ｂに関して同期符号領域（SYNC）の先頭部が検出された場合には（ステップＳ２８，ＹＥＳ）、同期符号領域（SYNC）の最後尾が検出されるまでの間、受信系統Ｂに係わる位相比較器５２ｂの出力値（位相差データ）を積算していく（ステップＳ２９，Ｓ３０）。そして、最後尾を検出したら（ステップＳ３０，ＹＥＳ）、「積算結果≦閾値？」か否かを判定する（ステップＳ３１）。尚、この閾値は、上記ステップＳ２５の判定で用いる閾値と同じであってよい。
【０１５１】
受信系統Ｂに係わる位相差データの積算結果が閾値以下である場合には（ステップＳ３１，ＹＥＳ）、上記受信系統Ｂ選択状態を継続する（ステップＳ３２）。これより、データ復号部６４において受信系統Ｂに係わる各種信号（復調信号Ｑ２等）を用いてデータ復号処理が行われることになる。そして、ステップＳ２８に戻る。
【０１５２】
一方、位相差データ積算結果が閾値を越えた場合には（ステップＳ３１，ＮＯ）、上記ステップＳ２１に戻る。すなわち、再び、受信系統Ａ選択状態へと切り替わることになる。
【０１５３】
このように本実施例４の受信選択制御処理は、受信系統Ａ，Ｂどちらかを選択している状態で、当該選択している受信系統に関して、パケット受信毎に、同期符号領域（SYNC）の先頭部、最後尾を検出でき、且つ同期符号領域の期間における位相差データの積算値が、予め設定される所定の閾値以下であるか否かを判定して、この条件を満たしている限りは、たとえ他方の（現在選択していない）受信系統の方が良好であったとしても、現在の選択状態を維持する。
【０１５４】
そして、上記条件を満たさなくなったら、すなわち同期符号領域（SYNC）の先頭部、最後尾を検出できないか、もしくは位相差データの積算値が所定の閾値を越えた場合には、他方の受信系統選択へと切り替える。
【０１５５】
この様に、現在選択している受信系統に関して「同期符号領域（SYNC）の先頭部等が検出され且つ位相差データ積算値が閾値以下である」という条件が満たされている限りは、現在の受信系統選択状態を継続し、この条件が満たされなくなったら他方の受信系統選択
へと切り替える。
【０１５６】
これにより、ヌル点付近で復調信号のDuty歪みやノイズが間欠的に発生するような場合も、正常に受信可能な受信系統が選択され、通信エラーが生じないようにできる。
以上説明したように、本例の非接触ＩＣカードリーダライタ装置１、そのＲＦ受信制御部４０等によれば、受信特性が異なる２つの復調回路を有し、２系統の復調信号の何れか一方を選択して復号（受信データ生成）する。そして、同期符号領域（SYNC）の先頭部／最後尾の検出の有無や、同期符号領域（SYNC）における位相差データの状態に基づいて、良好な受信状態の受信系統を選択することができ、どちらか一方の受信系統がヌル状態であったとしても、他方の正常な状態の受信系統の復調信号を用いて受信データ生成することができ、通信エラーの発生頻度を低減することができる。特に、位相差データに基づいて、上記のように閾値判定や相互の大小判定を行うことで、２つの復調信号からDuty歪みやノイズ成分の少ない方を選択して復号処理を行うことが可能となり、通信エラーの発生頻度を低減する効果が高いものとなる。
【符号の説明】
【０１５７】
１  リーダライタ装置
２  ＩＣカード
１０  制御部
２０  ＲＦ送信制御部
２１  変換部
２２  キャリア発振器
２３  増幅部
３０  アンテナ部
４０  ＲＦ受信制御部
４１、４２  復調処理部
４３、４４  ２値化部
４５  復号制御部
５０（５０ａ，５０ｂ）  受信クロック生成部
５１（５１ａ，５１ｂ）  レベル変化検出部
５２（５２ａ，５２ｂ）  位相比較器
５３（５３ａ，５３ｂ）  制御発振器
５４（５４ａ，５４ｂ）  クロック生成部
６１（６１ａ，６１ｂ）  同期符号検出部
６２  受信系統選択判定部
６３  受信系統切換え部
６４  データ復号部
【図１】
2011109532.tif 000003
【図２】
2011109532.tif 000004
【図３】
2011109532.tif 000005
【図４】
2011109532.tif 000006
【図５】
2011109532.tif 000007
【図８】
2011109532.tif 000008
【図９】
2011109532.tif 000009
【図１０】
2011109532.tif 000010
【図１１】
2011109532.tif 000011
【図１２】
2011109532.tif 000012
【図１３】
2011109532.tif 000013
【図１４】
2011109532.tif 000014
【図１５】
2011109532.tif 000015
【図６】
2011109532.tif 000016
【図７】
2011109532.tif 000017