(57)【要約】【課題】電源のスイッチをスイッチングする装置および方法を開示する。【解決手段】本発明の態様によれば、方法は、スイッチング・サイクル内でオンおよびオフをスイッチングするために、スイッチング電源のスイッチを制御することを含む。スイッチング・サイクルは、実質的に固定された周期を有する。連続するスイッチング・サイクルの１つのグループは、スイッチングの無い時間によって連続するスイッチング・サイクルの次のグループから分離される。連続するスイッチング・サイクルの各グループは、２つ以上のスイッチング・サイクルの少なくとも所定の最小値を有する。スイッチングの無い時間は、スイッチング電源の出力を調節するために閉ループで調整される。【選択図】図２
2011109913.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源レギュレータにおいて用いるためのコントローラであって、
前記電源レギュレータの出力からのセンス信号に応答してピークスイッチング電流に対応するフィードバック信号を発生するように結合されるフィードバック回路、
前記フィードバック信号を基準電圧と比較するように結合される比較器、
前記フィードバック回路に結合され、前記フィードバック信号および前記基準電圧に応答して固定されたスイッチング周波数のパルス幅変調スイッチング信号を発生するための変調回路、および
前記比較器の出力に結合されるとともに、前記電源レギュレータのスイッチに結合されるべき前記コントローラからのスイッチ信号をイネーブルまたはディスエーブルするように結合されるマルチサイクル変調回路を備え、
２以上の連続するスイッチングサイクルのグループが次の２以上のスイッチングサイクルを有するグループからスイッチングのない時間により分離され、
前記スイッチングのない時間は、閉ループで調整されて前記電源レギュレータの入力から前記電源レギュレータの出力へのエネルギの伝達を調節する、コントローラ。
【請求項２】
前記マルチサイクル変調回路は、
前記比較器の出力に結合されるラッチと、
前記ラッチの出力に結合されるエッジ検出器と、
前記エッジ検出器から出力される信号を受けるように結合され、前記コントローラからの前記スイッチ信号のスイッチングサイクルのグループ間のスイッチングのない無スイッチングの持続期間を生成するワンショットタイマとを備える、請求項１記載のコントローラ。
【請求項３】
前記スイッチは、１スイッチングサイクル内においてオンおよびオフするように結合され、前記１スイッチングサイクルは、実質的に固定された期間を有する、請求項１記載のコントローラ。
【請求項４】
前記電源レギュレータの入力から前記電源レギュレータ出力へのエネルギの伝達は、２以上のスイッチングサイクルの予め定められた最小数以上に１グループ内のスイッチングサイクル数をさらに調整することにより閉ループで調整される、請求項１記載のコントローラ。
【請求項５】
前記２以上のスイッチングサイクルの予め定められた最小数は、４である、請求項４記載のコントローラ。
【請求項６】
前記２以上のスイッチングサイクルのグループの連続するスイッチングサイクルの数は、４に固定される、請求項１記載のコントローラ。
【請求項７】
前記スイッチングのない時間は、前記スイッチングサイクルの実質的に固定された期間の整数倍である、請求項３記載のコントローラ。
【請求項８】
前記コントローラは第２の動作モードで動作して、固定された周波数のパルス幅変調を用いて前記スイッチを１スイッチングサイクル内で導通させるるように制御することにより前記電源レギュレータ出力を調節する、請求項１記載のコントローラ。
【請求項９】
前記コントローラは、第１の動作モードで動作して低出力電力を出力し、かつ第２の動作モードで動作して高出力電力を出力する、請求項８記載のコントローラ。
【請求項１０】
前記固定されたパルス幅変調は、固定された周波数の電流モード制御を備える、請求項８記載のコントローラ。
【請求項１１】
前記固定されたパルス幅変調は、固定された周波数の電圧モード制御を備える、請求項８記載のコントローラ。
【請求項１２】
電源レギュレータにおいて用いるためのコントローラであって、
電源レギュレータ出力からのセンス信号に応答して、同等スイッチング周波数信号を発生するように結合されるフィードバック回路、
前記同等スイッチング周波数信号を基準信号と比較するように結合される比較器、
前記フィードバック回路に結合され、前記同等スイッチング周波数信号に応答して期間変調スイッチング信号を発生する期間変調回路、および
前記比較器の出力に結合されるとともに、前記コントローラからの前記電源レギュレータのスイッチに結合されるべきスイッチ信号をイネーブルまたはディスエーブルするように結合されるマルチサイクル変調回路を備え、
２以上の連続するスイッチングサイクルのグループは、スイッチングのない無スイッチング時間により次の２以上のスイッチングサイクルを有するグループから分離され、
前記無スイッチング時間は閉ループで調整されて電源レギュレータ入力から前記電源レギュレータ出力へのエネルギの伝達を調節する、コントローラ。
【請求項１３】
前記マルチサイクル変調回路は、
前記比較器の出力に結合されるラッチと、
前記ラッチの出力に結合されるエッジ検出回路と、
前記エッジ検出回路から出力される信号を受けるように結合され前記コントローラからの前記スイチング信号のスイッチングサイクルのグループ間の無スイッチング時間期間を生成するワンショットタイマとを備える、請求項１２記載のコントローラ。
【請求項１４】
前記スイッチは、１スイッチングサイクル内でオンおよびオフするように結合され、前記１スイッチングサイクルは実質的に固定された期間を有する、請求項１２記載のコントローラ。
【請求項１５】
前記無スイッチング時間は、前記スイッチングサイクルの実質的に固定された期間の整数倍である、請求項１４記載のコントローラ。
【請求項１６】
前記電源レギュレータ入力から前記電源レギュレータ出力へのエネルギの伝達は、グルプ内のスイッチングサイクル数を２以上のスイッチングサイクルの予め定められた最小数以上にさらに調整することにより閉ループで調整される、請求項１２記載のコントローラ。
【請求項１７】
前記２以上のスイッチングサイクルの予め定められた最小数は、４である、請求項１６記載のコントローラ。
【請求項１８】
前記２以上のスイッチングサイクルのグループ内の連続するスイッチングサイクルの数は４に固定される、請求項１２記載のコントローラ。
【請求項１９】
前記コントローラは第２の動作モードで動作して、前記スイッチを１スイッチングサイクル内で導通するように制御することにより前記電源レギュレータ出力を調節し、前記スイッチングサイクルの期間は前記出力を調節するように調整される、請求項１２記載のコントローラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は全体的に電源に関し、より詳細には、本発明はスイッチング・レギュレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電子デバイスは、動作するために電力を使用する。スイッチング・モード電源は、それらの高い効率や良好な出力調節のために、多くの今日の電子デバイスを給電するために一般に使用されている。知られているスイッチング電源においては、低周波数（例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの主周波数）の高電圧交流電流（ＡＣ）が、スイッチング・モード電源制御回路を使用して、高周波数（例えば、３０ｋＨｚから３００ｋＨｚ）に変換される。この高周波数の高電圧ＡＣは、電圧を通常低電圧に変圧しかつ安全に絶縁するために変圧器に印加される。変圧器の出力は、調節されたＤＣ出力とするために整流され、その出力が電子デバイスを給電するために使用される。通常、スイッチング・モード電源制御回路は、出力を検知しかつ閉ループでそれを制御することによって出力を調節する。
【０００３】
スイッチング電源の設計は、効率、サイズ、重量、コストの競合する要件の中での妥協である。定格出力電力を送る最適な解決方法では、通常、スイッチング周波数を人間が聞く範囲外の２０ｋＨｚよりかなり高く設定する。
【０００４】
調節要件は、スタンバイ負荷などの低い負荷時に高い効率で動作し、かつ無負荷時に非常に低い電力を消費する電源を必要とする。電源が、その定格電力より非常に低い電力を送るとき、電源内でのエネルギー損失は、スイッチング動作による損失が支配的である。したがって、その支配的な損失を低減するために出力電力が低いときは、電源が、より低いスイッチング周波数で動作することが必要である。スイッチング周波数は、負荷が高効率を維持するために低減するにつれ、線形的に低減される。低電力での最適なスイッチング周波数は、しばしば、２０ｋＨｚ未満の可聴周波数の帯域に入る。可聴周波数の帯域内のスイッチングは、機械的な共振のために、変圧器やセラミック・コンデンサなどの電源構成部品に望ましくない可聴雑音を生成することがある。
【０００５】
スイッチング損失を低減しかつ軽い負荷時に効率を改善するための良く知られている技術は、軽い負荷時のバースト・モードで電源を動作することである。バースト・モード動作は、出力を調節するために閉ループで調整されるスイッチングの無い期間に続いて、高スイッチング周波数で連続する制御されない数のスイッチング・サイクルに電源を切り換える。したがって、平均スイッチング周波数は、軽い負荷時に効率を高く維持するために低減される。バースト・モード・スイッチングの望ましくない特性は、バーストにおける連続する高周波数スイッチング・サイクルの数も、バースト間のスイッチングの無い連続するサイクルの数も、所定の組の動作条件に対して決定されないことである。バースト・モード動作の不確定な性質は、制御されない可聴雑音の危険性を作る。実際、スイッチングの無い期間が続く連続するスイッチング・サイクルの繰り返しレートが、可聴周波数であるなら、可聴雑音は、より高い可聴エネルギー量のために、前述されたようなまさに線形の周波数の低減より悪くなることがある。可聴雑音は、軽い負荷効率を改善しかつ無負荷消費を低減するためにバースト・モード動作を使用することの主な欠点である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
スイッチング電源における雑音の最も問題のある源の１つは、変圧器である。スイッチング電源において一般に使用されるフェライト・コア変圧器は、８ｋＨｚから１５ｋＨｚの範囲の機械的共振周波数を有する傾向がある。あるセラミック・コンデンサ、特に、フライバック電源における変圧器の一次巻線へ接続されたクランプ回路に使用されるセラミック・コンデンサも、そのような可聴周波数で共振する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の非限定かつ非排他的実施形態は、同様の参照符号が、他の方法で特定されなければ様々な図面を通して同様の部品を参照する以下の図面を参照して記載される。
【０００８】
スイッチング電源における可聴周波数を低減しながら、高効率を維持するための装置が開示される。以下の記載において、多数の特定の詳細が、本発明の完全な理解を提供するために示される。しかしながら、特定の詳細が、本発明を実施するために必ずしも用いられる必要がないことは、当業者には明らかである。他の例において、良く知られている材料または方法が、本発明をあいまいにすることを避けるために詳細には記載されない。
【０００９】
本明細書を通して「一実施形態」、「ある実施形態」、「一例」、「ある例」などの参照は、実施形態または例に関連して記載される特定の特徴、構造、または特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態または例に含まれることを意味する。したがって、本明細書を通して様々な箇所で句「一実施形態において」、「ある実施形態において」、「一例」、または「ある例」の出現は全てが、同一の実施形態または例を必ずしも参照しているわけではない。さらに特定の特徴、構造、または特性が、任意の適切な組合せおよび／または１つ以上の実施形態または例の副組合せで組み合わされることができる。さらに、本明細書に添付された図面は、当業者に対する例示目的のためであり、かつ図面が、必ずしも同一縮尺で描かれていないことは理解される。
【００１０】
議論されるように、同等の可聴周波数でのスイッチングの利点を維持しながら、可聴周波数での電源構成部品の機械的な励振を大きく低減する電源のスイッチのスイッチングの例が開示される。様々な例に従って、短い周期を有するスイッチング・サイクルが、スイッチングの無い間隔によって分離されるグループに集められる。スイッチング電源の出力の調節は、本発明の教示に従って、スイッチのスイッチング・サイクルのグループの期間と、スイッチのスイッチング・サイクルのグループの間のスイッチングの無い期間とを制御することによって達成される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１Ａ】負荷に電力を提供する例示的なスイッチング電源を全体的に示すブロック図である。
【図１Ｂ】図１Ａの例示的なスイッチング電源のスイッチング電流波形の例を全体的に示す図である。
【図２】本発明の教示による負荷に電力を提供する例示的なスイッチング電源の動作の例示的な流れを全体的に示す例示的な流れ図である。
【図３Ａ】本発明の教示による負荷に電力を提供する例示的なスイッチング電源の例示的なコントローラを全体的に示す例示的な図である。
【図３Ｂ】固定周波数ピーク電流ＰＷＭ変調器、および本発明の教示による動作のモードを選択する選択器比較器回路を全体的に示す例示的な図である。
【図４】本発明の教示による負荷に電力を提供する例示的なスイッチング電源の動作の例示的な流れを全体的に示す他の例示的な流れ図である。
【図５】本発明の教示による負荷に電力を提供する例示的なスイッチング電源の例示的なコントローラを全体的に示す他の例示的な図である。
【図６Ａ】本発明の教示による変調モード周期で動作するスイッチング電源のエネルギー移送要素の磁束密度の例を全体的に示す図である。
【図６Ｂ】本発明の教示による高周波数で動作するスイッチング電源のエネルギー移送要素の部分的な周波数スペクトルの例を全体的に示す図である。
【図６Ｃ】本発明の教示によるマルチサイクル変調無しの低周波数で動作するスイッチング電源のエネルギー移送要素の部分的な周波数スペクトルの例を全体的に示す図である。
【図７Ａ】本発明の教示によるマルチサイクル変調モードで動作するスイッチング電源のエネルギー移送要素の磁束密度の例を全体的に示す図である。
【図７Ｂ】本発明の教示によるマルチサイクル変調モードで動作するスイッチング電源のエネルギー移送要素の部分的な周波数スペクトルの例を全体的に示す図である。
【図８Ａ】本発明の教示によるスイッチング電源のエネルギー移送要素の変調されない磁束密度信号の例を全体的に示す図である。
【図８Ｂ】本発明の教示によるスイッチング電源のマルチサイクル変調器信号の例を全体的に示す図である。
【図８Ｃ】本発明の教示によるマルチサイクル変調器信号を表す複合フーリエ級数における例示的な正および負の周波数の係数の相対強度を全体的に示す図である。
【図９】どのように変調されていないスイッチング信号およびマルチサイクル変調器信号の例示的なスペクトルが、本発明の教示によるマルチサイクル変調された信号の例示的なスペクトルを生成するために組み合わされるかを全体的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
例示のために、図１Ａは、スイッチング電源レギュレータ１００の例の全体的な機能ブロック図を示す。図１Ａに示されるスイッチング電源レギュレータ１００の例は、フライバック・レギュレータであり、本発明の教示から利益を得ることができるスイッチング電源トポロジーの一例であることに留意されたい。しかしながら、スイッチング電源レギュレータの他の知られているトポロジーと構成も、本発明の教示から利益を得ることができることは理解できるであろ。
【００１３】
図１Ａにおけるスイッチング電源レギュレータ１００の例は、調節されていない入力電圧ＶIN１０５から負荷１６５へ出力電力を与える。入力電圧ＶIN１０５は、エネルギー移送要素Ｔ１ １２５とスイッチＳ１ １２０に結合される。図１Ａの例において、エネルギー移送要素Ｔ１ １２５は、２つの巻線を有する変圧器である。クランプ回路１１０は、スイッチＳ１ １２０の最大電圧を制御するために、エネルギー移送要素Ｔ１ １２５の一次巻線に結合される。スイッチＳ１ １２０は、コントローラ回路またはコントローラ１４５から受信するスイッチ信号１１２に応答して開閉される。図示される例において、スイッチＳ１ １２０は、トランジスタであり、コントローラ１４５は、集積回路および／または個別の電子構成部品を含む。動作において、スイッチＳ１ １２０のスイッチングは、整流器Ｄ１ １３０にパルス電流を生成し、パルス電流は、負荷１６５での実質的に一定の出力電圧ＶOまたは出力電流ＩOを生成するためにコンデンサＣ１ １３５によってフィルタリングされる。
【００１４】
一般に出力電圧ＶO、出力電流ＩO、または２つの組合せである、調節されるべき出力量はＵO１５０である。フィードバック回路１６０は、コントローラ１４５への入力であるフィードバック信号ＵFB１５５を生成するために、電源の出力から出力量ＵO１５０を検知するように結合される。コントローラ１４５への他の入力は、スイッチＳ１ １２０内の電流ＩD１１５を検知する電流検知信号１４０である。例えば電流変圧器、または例えば個別の抵抗器の両端間の電圧、または例えばトランジスタが導通しているときのトランジスタ両端間の電圧などの、スイッチングされた電流を測定するための任意の多くの知られている方法を、電流ＩD １１５を測定するために使用することができる。
【００１５】
図１Ａの例において、コントローラ１４５は、その所望の値に出力量ＵO １５０を実質的に調節するために、システム入力に応答してスイッチＳ１ １２０を動作させる。電源の出力は、したがって閉ループで調節される。コントローラ１４５は、典型的に周期ＴSを有するスイッチング・サイクルを決める発振器を含む。調節は、電源レギュレータ１００の入力から出力へ移送されるエネルギー量を決定する１つ以上のスイッチング・パラメータの制御によって達成される。
【００１６】
図１Ｂは、時間の関数として電流ＩD １１５を全体的に示すグラフである。一例において、スイッチＳ１ １２０は、各スイッチング・サイクルの始まりでオンになる。スイッチＳ１ １２０は、電流ＩD １１５が閾値ＩMAXに到達するまで導通する。一例において、一定のスイッチング・サイクル周期ＴS（一定スイッチング周波数）での最大電流ＩMAXの制御は、電流ＩD １１５の平均を、出力量ＵO１５０を調節するために必要な値に維持する。調節は、したがって、固定周波数ピーク電流パルス幅変調（ＰＷＭ）として、または固定周波数電流モード制御として知られている固定周波数パルス幅変調技術によって達成できる。他の例において、調節は、固定周波数でスイッチのオン時間を変更することによっても達成することができる。制御のこのモードは、固定周波数電圧モード制御または固定周波数電圧モードＰＷＭとして知られている。電圧モードへの関連は、電源の出力電圧を調節するためのその使用から生じるが、この用語は、調節された出力が、電流、または電圧と電流との組合せであるときでも、同一の制御モードを表すために使用され続ける。用語、固定周波数ＰＷＭは、固定周波数で動作する電流モードと電圧モード制御の両方を含む。他の例において、調節は、周期変調またはスイッチング周波数変調として知られているＰＷＭの他の形態で達成されることができ、スイッチにおける電流は、スイッチング・サイクル毎に固定ピーク値に到達し、周期ＴSが調整される。電流ＩDの低い平均値に対応する軽い負荷時に、電源におけるスイッチング損失を低減させるために、低いスイッチング周波数で、通常可聴周波数の範囲内で動作することが望ましい。上記変調技術の３つ全ては、デューティ・サイクルの変調を含み、したがって一般的な用語「デューティ・サイクル変調」と呼ばれる。
【００１７】
実際の応用において、出力量ＵO １５０を調節するために必要な電流ＩD １１５の平均値は、単一のスイッチング・サイクルではなく、多くのスイッチング・サイクルを含む時間にわたる平均である。多くのスイッチング・サイクルは、必ずしも同一の周期値を有する必要はない。所定の異なる周期値を含むスイッチング・サイクルの多くの異なるシーケンスは、出力量ＵO １５０をその特定の制限内に調節する平均電流ＩD １１５を生成することができる。
【００１８】
可聴雑音を生成する周波数を避けるために、スイッチング・サイクルの周期値とシーケンスを制御することが望ましい。本開示において以降に示されるように、可聴雑音を生成する周波数の強度は、スイッチング・サイクルを、本発明の教示による出力を調節するように変調される複数サイクルのグループにまとめることによって実質的に低減される。
【００１９】
図２は、本発明の教示による電源を制御する方法を全体的に記載する例示的な流れ図である。ブロック２０５で始まり、電源出力の検知はブロック２１０で生じる。
【００２０】
次に、ブロック２１５において、固定スイッチング・サイクル周期ＴSで出力を調節するために必要なピーク電流ＩPKを推定するために、電源出力から検知された情報を使用する。次に、ピーク電流ＩPKの推定は、決定ブロック２２０で最小ピーク電流ＩPKMINと比較する。一例において、最小ピーク電流ＩPKMINは、スイッチング損失を低減させるために平均スイッチング周波数における低減を必要とする軽い負荷に対応する。
【００２１】
ピーク電流ＩPKの推定と最小ピーク電流ＩPKMINとの比較は、正確である必要はなく、また数値計算の結果も必要としない。一例において、ピーク電流ＩPKは、フィードバック信号の強度から推定される。一例における推定の前提において、大きなフィードバック信号は、高い効率の要件を満たすために、可聴雑音の好ましくないレベルを生じることがある可聴周波数の範囲内のスイッチング周波数を必要とする軽い負荷を意味する。これらの条件下で、決定ブロック２２０は、ＩPKMIN＞ＩPKを見出し、流れは、ブロック２３０へ向けられる。ピーク電流ＩPKは、値ＩPKMINで固定され、スイッチング・サイクルの周期ＴSは、ブロック２３０で値ＴSGに固定される。調節は、次にブロック２３５においてマルチサイクル変調で達成される。
【００２２】
ブロック２３５に示されるように、マルチサイクル変調は、スイッチ信号内のスイッチングのＮ周期を集めることによって出力の調節を達成する。そのスイッチングは、それぞれ周期ＴSGを有し、ＴSGのＭ周期の間のスイッチングが無いのに続く。一例において、ＮとＭは、それぞれ最小値ＮMINとＭMINに変調されかつ限定される。スイッチ信号におけるスイッチングとスイッチングの無い結果として生じるパターンは、図１Ａにおける同一の平均電流ＩD １１５を与え、より大きなスイッチング損失と低減された効率を生成するより高いスイッチング周波数に対応する、固定されたスイッチング・サイクルの周期でとぎれないスイッチングを有する。一例において、本発明の教示によるマルチサイクル変調を有するスイッチングのパターンは、通常のピーク電流パルス幅変調を有するグループ化されていないパターンより実質的に少ない可聴雑音を生成する。
【００２３】
決定ブロック２２０が、ＩPKMIN≦ＩPKを見出すと、調節が、マルチサイクル変調の代わりに固定されたスイッチング周波数でのピーク電流ＰＷＭで達成されるように、流れはブロック２２５へ向けられる。一例において、ＩPKMINは、電源の最大出力電力でピーク電流のほぼ２５％に設定される。一例において、固定されたスイッチング周波数は３０ｋＨｚである。一例において、マルチサイクル変調は、低出力電力の送出を調節するために使用され、固定周波数ピーク電流モード制御としても知られている固定周波数ピーク電流ＰＷＭが、本発明の教示に従って高出力電力の送出を調節するために使用されてもよい。
【００２４】
したがって、一例において、ピーク・スイッチ電流ＩPKと最小ピーク・スイッチ電流ＩPKMINとの間の関係に応じて、スイッチを、第１または第２の動作モードに従って導通するように制御することができる。第１の動作モードにおいて、スイッチは、スイッチング・サイクルの固定された周期内で導電するように制御され、スイッチング・サイクルの固定された周期内のピーク・スイッチ電流が、電源の出力を調節するために調整される。代わりに、第２の動作モードにおいて、スイッチは、固定された周期を有するスイッチング・サイクル内で導電するように制御され、連続するスイッチング・サイクルの１つのグループは、スイッチングの無い時間によって連続するスイッチング・サイクルの次のグループから分離され、スイッチングの無い時間は、電源の出力を調節するために調整される。一例において、スイッチングの無い時間は、スイッチング・サイクルの周波数が、可聴周波数範囲外になるように調整される。一例において、スイッチング・サイクルのグループは、少なくとも２つの連続するスイッチング・サイクルを含む。
【００２５】
一例において、固定周波数電圧モードＰＷＭが、本発明の教示に従って高電力の送出を調節するためにピーク電流モードＰＷＭの代わりに使用され。この例において、マルチサイクル変調に対してＰＷＭを使用する決定は、調節において出力を維持するために必要であるピーク電流よりむしろ、スイッチングのオン時間に基づく。例えば、オン時間が、フィードバック信号に応答して低減し、かつ軽い負荷を示す閾値を超えるとき、動作は、固定周波数電圧モードＰＷＭからマルチサイクル変調に変更される。
【００２６】
図３Ａは、図２に示される方法を使用する電源のコントローラに含まれるマルチサイクル変調器３４０の例示的な概略３４５を全体的に示す。一例において、フィードバック制御ブロック３０２は、電源の出力に関連する検知信号３５０を受信するように結合される。検知信号３５０は、所定時間内で生じる、出力電圧、出力電流、スイッチ内の電流、スイッチのタイミング、電源入力電圧、イネーブル信号、抑制信号などの１つ以上のパラメータの組合せを表している。検知信号３５０は、アナログでもデジタルでもよい。検知信号３５０に応答して、フィードバック制御ブロック３０２は、調節された出力を維持するために必要なピーク・スイッチング電流に対応するフィードバック電流ＩFB３５６を生成する。電流ＩFBは、抵抗器Ｒ１ ３５８によって電圧ＶFB３５２に変換される。最小ピーク・スイッチ電流ＩPKMINに比例する固定電流は、同様に抵抗器Ｒ２ ３６０によって固定基準電圧ＶIPKMIN３５４に変換される。電圧ＶFB３５２および固定基準電圧ＶIPKMIN３５４は、ＡＮＤゲート３１０への第１の入力で固定されたスイッチング・サイクルの周期ＴSに対応する固定されたスイッチング周波数を有するパルス幅変調されたスイッチング信号３０８を生成するために、変調ブロック３０６によって受信される。一例において、ブロック３０６は、電源のスイッチＳ１ １２０におけるピーク電流ＩPKを調整することに
よってスイッチング信号３０８のパルス幅を変更する。スイッチＳ１ １２０における電流は、電流検知抵抗器ＲS３７０によって電流検知電圧ＶIS1３７２に変換される。電流検知電圧ＶIS1３７２は、ブロック３０６に受信される。一例において、ピーク電流ＩPKは、フィードバック電流ＩFB３５６が、最小基準ピーク・スイッチ電流ＩPKMINより大きいときフィードバック電流ＩFB３５６に比例し、ピーク電流ＩPKは、フィードバック電流が、ＩPKMINより小さいとき値ＩPKMINに固定される。ブロック３０６の機能を実行する回路の一例が、図３Ｂに示され、本開示で後述される。比較器３１４は、電圧ＶFB３５２を基準電圧ＶIPKMIN３５４と比較する。図３Ａの例において、比較器３１４の出力は、マルチサイクル変調器回路３４０によって、信号３１６として、インバータ３２０の入力におよびＮＡＮＤゲート３２４の第１の入力に受信される。例で示されるように、マルチサイクル変調器回路３４０は、比較器３１４からの信号３１６に応答してＡＮＤゲート３１０の出力に、スイッチ信号３１２をイネーブルまたはディスエーブルする信号３３２を生成する。比較器３１４からの信号３１６は、電圧ＶFB３５２が、基準電圧ＶIPKMIN３５４より大きいときにハイである。比較器３１４からの信号３１６は、電圧ＶFB３５２が、基準電圧ＶIPKMIN３５４より小さいときにローである。信号３１６がハイであるとき、マルチサイクル変調器回路３４０は、ＡＮＤゲート３１０に対する第２の入力で信号３３２をハイに設定し、それによって、示される例において、スイッチＳ１ １２０に結合されるスイッチ信号３１２でもあるブロック３０６からのパルス幅変調されたスイッチング信号３０８が、ＡＮＤゲート３１０の出力でとぎれないように出現することを可能にしまたは許容する。一例において、スイッチＳ１ １２０は、パワー金属酸化物電界トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。信号３３２が、ＡＮＤゲート３１０に対する第２の入力でローであるとき、パルス幅変調されたスイッチング信号３０８が、ＡＮＤゲート３１０の出力に表れることをディスエーブルされ、または許容されない。
【００２７】
信号３１６がローであるとき、周期ＴSが値ＴSGに固定される。また、信号３１６がローであるとき、マルチサイクル変調器回路３４０は、それぞれ周期ＴSGを有するスイッチング・サイクルの最小数ＮMINの間スイッチ信号３０８をスイッチ信号３１２として出させ、かつ、それぞれ周期ＴSGを有するスイッチング・サイクルの最小数ＭMINの間スイッチ信号３１２をディスエーブルする。一例において、マルチサイクル変調器回路３４０は、比較器３１４の出力から信号３１６を受信するために結合されたラッチを含む。例に示されるように、ラッチは、ＮＡＮＤゲート３２６、３２８とインバータ３２０、３３０で形成され、ワンショット・タイマ３３８に結合されるエッジ検出器３４８に結合される。エッジ検出器３４８は、示されるように、ＸＯＲゲート３４２、インバータ３４４、遅延３４６を含む。
【００２８】
一例において、エッジ検出器３４８は、ラッチのインバータ３３０の出力から信号３３２が、ハイからローへおよびローからハイへ変更するとき、ほぼ３０ナノ秒の間ライン３３６に論理ローを生成する。ライン３３６がローになるとき、ワンショット・タイマ３３８は、ＮMINＴSGまたはＭMINＴSGのいずれかの期間にわたってライン３３４に論理ローをを生成する。ライン３３４の論理ローの期間は、ライン３３２がハイであるときＮMINＴSGである。ライン３３４が論理ローの期間は、ライン３３２がローであるときＭMINＴSGである。一例において、ＮMINは、ほぼ４サイクルであるように選択され、ＭMINは、ゼロ・サイクルであるように選択される。一例において、固定された周期ＴSGに対応する周波数は３０ｋＨｚである。
【００２９】
図３Ｂは、固定周波数ピーク電流変調器とモード選択器比較器を含む、図３Ａにおけるブロック３０６の機能を実行する回路の一例を示す。モード選択比較器３６８は、電圧ＶFB３５２、ＶIPKMIN３５４、ＶIS1３７２を受信する。モード選択比較器３６８は、ラッチ３６２の一入力によって受信される出力３７４を生成する。ラッチ３６２の他の入力は、発振器３６６からのタイミング信号３６４を受信する。ラッチ３６２の出力は、パルス幅変調されたスイッチ信号３０８である。
【００３０】
図４は、本発明の教示による電源を制御するための他の方法を全体的に記載する他の例示的な流れ図である。ブロック４０５で始まり、電源出力の検知は、ブロック４１０で生じる。
【００３１】
次に、ブロック４１５において、コントローラは、周期変調を有する出力を調節するために必要な同等のスイッチング周波数ｆEQを推定するために、電源出力から検知された情報を使用する。次に、スイッチング周波数ｆEQの推定は、決定ブロック４２０で基準周波数ｆREFと比較される。一例において、基準周波数ｆREFは、対象の最高の可聴周波数より高いか等しい。一例において、基準周波数は、ほぼ３０ｋＨｚである。
【００３２】
スイッチング周波数ｆEQの推定と基準周波数ｆREFとの比較は、正確であることまたは数値計算の結果を必要としない。一例において、スイッチング周波数ｆEQは、フィードバック信号に基づいて基準周波数ｆREFより高いまたは低いと推定される。ｆREFより低いｆEQの推定は、可聴周波数内のスイッチング周波数を要求する軽い負荷を意味する。これらの条件下で、決定ブロック４２０がｆREF＞ｆEQを見つけ、流れは、ブロック４３０へ向けられる。周期ＴSは、ブロック４３０で値ＴSGに固定される。調節は、次にブロック４３５においてマルチサイクル変調で達成される。
【００３３】
ブロック４３５で示されるように、周期ＴSGのＭサイクルの間スイッチングが無いことに続いて、スイッチ信号内の、それぞれ周期ＴSGを有するスイッチングのＮサイクルを集めることによって出力の調節を達成する。一例において、ＮおよびＭは、それぞれ最小値ＮMINおよびＭMINに変調されかつ限定される。スイッチ信号内でスイッチングがあることとスイッチングが無いことの結果として生じるパターンは、固定されたスイッチング周期を有するスイッチング周波数ｆEQでとぎれないスイッチングとして、図１Ａにおける同一の平均電流ＩD１１５を与える。一例において、グループ変調を有するスイッチングのパターンは、本発明の教示による通常の周期変調を有するグループ化されていないパターンより実質的に少ない可聴雑音を生成する。
【００３４】
決定ブロック４２０が、ｆREF≦ｆEQを見出すと、調節は、マルチサイクル変調の代わりに周期変調で達成されるように、流れがブロック４２５へ向けられる。一例において、周期変調の周波数範囲は、３０ｋＨｚから６６ｋＨｚである。他の例において、周期変調の周波数範囲は、３０ｋＨｚから１３２ｋＨｚである。一例においては、マルチサイクル変調は、低出力電力の送出を調節するために使用され、周期変調は、本発明の教示に従って高出力電力の送出を調節するために使用される。
【００３５】
したがって、一例において、スイッチング周波数ｆEQと基準周波数ｆREFとの間の関係に応じて、スイッチは、第１または第２の動作モードに従って導通するように制御される。１つの動作モードにおいて、スイッチは、スイッチング・サイクル内で導電するように制御され、スイッチング・サイクルの周期が電源の出力を調節するように調整される。代わりに、第２の動作モードにおいて、スイッチは、固定された周期を有するスイッチング・サイクル内で導電するように制御され、連続するスイッチング・サイクルの１つのグループは、スイッチングの無い時間によって、連続するスイッチング・サイクルの次のグループから分離され、スイッチングの無い時間が電源の出力を調節するように調整される。一例において、スイッチングの無い時間は、スイッチング・サイクルの周期に対応する周波数が、可聴周波数範囲外になるように調整される。一例において、スイッチング・サイクルのグループは、少なくとも４つの連続するスイッチング・サイクルを含む。
【００３６】
図５は、図４に示される方法を使用する電源に関するコントローラ５４５の例示的な概略を全体的に示す。一例において、フィードバック制御ブロック３０２は、電源の出力に関連する検知信号３５０を受信するように結合される。議論されたように、検知信号３５０は、所定時間内で生じる、出力電圧、出力電流、出力電力、スイッチ内の電流、スイッチのタイミング、電源入力電圧、イネーブル信号、抑制信号などの１つ以上のパラメータの組合せを表してい。検知信号３５０は、アナログでもデジタルでもよい。検知信号３５０に応答して、フィードバック制御ブロック３０２は、調節された出力を維持するために必要なスイッチング周波数に対応する同等のスイッチング周波数信号ｆEQ５０４を生成する。信号ｆEQ５０４は、ＡＮＤゲート３１０への第１の入力に、周期ＴSを有する周期変調スイッチング信号５０８を生成するために、周期変調ブロック５０６によって受信される。比較器５１４は、一例において、信号ｆEQ５０４を、周期変調されたスイッチングとして望ましい最小スイッチング周波数に対応する基準信号ｆREF５１８と比較する。図５の例において、比較器５１４の出力は、マルチサイクル変調器回路３４０によって、信号５１６としてインバータ３２０の入力とＮＡＮＤゲート３２４の第１の入力に受信される。例で示されるように、マルチサイクル変調器回路３４０は、比較器５１４からの信号５１６に応答してＡＮＤゲート３１０の出力に、スイッチ信号５１２をイネーブルまたはディスエーブルする信号３３２を生成する。比較器５１４からの信号５１６は、信号ｆEQ５０４が、基準信号ｆREF５１８より大きいときにハイである。比較器５１４からの信号５１６は、信号ｆEQ５０４が、基準信号ｆREF５１８より小さいときにローである。信号５１６がハイであるとき、マルチサイクル変調器回路３４０は、ＡＮＤゲート３１０の第２入力の信号３３２をハイに設定し、それによって、示される例において、スイッチ信号５１２でもある周期変調ブロック５０６からの周期変調スイッチング信号５０８が、ＡＮＤゲート３１０の出力でとぎれないように出現することを可能にし、または許容する。信号３３２が、ＡＮＤゲート３１０に対する第２の入力でローであるとき、周期変調スイッチング信号５０８は、ＡＮＤゲート３１０の出力に表れるのをディスエーブルされ、または許容されない。
【００３７】
信号５１６がローであるとき、マルチサイクル変調器回路３４０は、スイッチング信号５０８が、周期ＴSGを有するグループ・スイッチング・サイクルの最小数ＮMINの間スイッチ信号５１２として表れることを可能にし、周期ＴSGを有するグループ・スイッチング・サイクルの最小数ＭMINの間スイッチ信号５１２をディスエーブルする。一例において、マルチサイクル変調器回路３４０は、比較器５１４の出力から信号５１６を受信するために結合されたラッチを含む。例に示されるように、ラッチは、ＮＡＮＤゲート３２６、３２８とインバータ３２０、３３０で形成され、ワンショット・タイマ３３８に結合されるエッジ検出器３４８に結合される。エッジ検出器３４８は、示されるように、ＸＯＲゲート３４２、インバータ３４４、遅延３４６を含む。
【００３８】
一例において、エッジ検出器３４８は、ラッチのインバータ３３０の出力から信号３３２が、ハイからローへおよびローからハイへ変更するとき、ほぼ３０ナノ秒の間ライン３３６に論理ローを生成する。ライン３３６がローになるとき、ワンショット・タイマ３３８は、ＮMINＴSGまたはＭMINＴSGのいずれかの期間にわたってライン３３４に論理ローを生成する。ライン３３４が論理ローの期間は、ライン３３２がハイであるときＮMINＴSGである。ライン３３４が論理ローの期間は、ライン３３２がローであるときＭMINＴSGである。
【００３９】
さらに他の例において、ピーク・スイッチ電流ＩPKまたは同等のスイッチング周波数信号ｆEQ以外のパラメータは、マルチサイクル変調と代替の制御のモードとの間を選択するための基準として取られる。例えば、制御の代替モードは、固定されたスイッチング周波数電圧モードＰＷＭである。このモードにおいて、スイッチのオン時間は、オン時間が、フィードバック信号に応答して、所定の閾値上である限り変調される。フィードバック信号は、軽い負荷条件を表す最小閾値より低いオン時間を要求するとき、オン時間が、この値に固定され、制御のモードがマルチサイクル変調にスイッチングされる。制御のモードのさらに他の代替モードは、マルチサイクル変調に関する指示として最小スイッチング周波数を使用する、固定されたオン時間または固定されたオフ時間を有する可変周波数である。
【００４０】
したがって、一例において、コントローラは、スイッチング・サイクル内でオンおよびオフをスイッチングするためにスイッチを制御するように、電源内のスイッチに結合される。例において、スイッチは、電源のエネルギー移送要素Ｔ１ １２５などのエネルギー移送要素に結合される。スイッチング・サイクルのグループは、スイッチングの無い時間によってスイッチング・サイクルの次のグループから分離され、スイッチングの無い時間は、電源の入力から電源の出力へエネルギーの移送を調節するために調整される。一例において、スイッチング・サイクルのグループ内の連続するグループの最小数は固定される。さらに、コントローラは、スイッチを、スイッチング・サイクル内で導通するために制御し、かつ出力を調節するためにサイクルの周期を調整することによって、電力の高出力を調節する追加の動作モードの下で動作する。説明のため、図６、図７、図８、図９は、本発明の教示によるマルチサイクル変調のためのパラメータに関する値の選択を可能にするために、可聴雑音を生成することになる、スイッチング・サイクルのパターンと周波数の生成との間の関係を示す。
【００４１】
電流ＩD １１５は、エネルギー移送要素Ｔ１ １２５における磁束密度Ｂを生成する（図１を参照）。図６Ａは、時間の関数として磁束密度Ｂの典型的な波形の一例を示すグラフである。ピーク磁束密度Ｂpは、電流ＩD １１５のピーク電流ＩMAXで生じる。磁束密度Ｂは、周期ＴS内の時間ＴAの間活性である。
【００４２】
磁束密度は、エネルギー移送要素Ｔ１ １２５の形状を変更する機械力を生成するので、磁束密度Ｂのスペクトル内容を考慮することは重要である。磁束密度Ｂは、エネルギー移送要素Ｔ１ １２５を共振させる可聴周波数の範囲内の周波数成分を含むなら、望ましくない高い可聴雑音を生成する。
【００４３】
図６Ｂと図６Ｃは、図６Ａに示される波形の部分的な周波数スペクトルを示す。高スイッチング周波数からのスペクトルは、図６Ｂに示され、一方、低スイッチング周波数からのスペクトルは、同一の周波数スケールで図６Ｃに示される。
【００４４】
周波数軸上の垂直ラインは、図６Ａにおける波形の複素フーリエ級数表現における係数の相対強度を示す。当業者は、周期Ｔ0を有する周期関数ｆ（ｔ）が、以下として表されることができることを思い起こすであろう。
【００４５】
【数１】
2011109913.tif 000003
【００４６】
係数ｃnは、一般に、実数部と虚数部を有する複素数である。実数と虚数部は正しい計算をするために使用されなければならないが、本発明を説明しかつ理解するためには、係数ｃnの大きさだけを考慮するだけでよい。
【００４７】
図６Ｂと図６Ｃにおいて、負の周波数での大きさは、正の周波数での大きさと同一であるので、ｎ＜０について係数ｃnの相対強度を示す必要は無い。
【００４８】
｜ｃn｜＝｜ｃ-n｜  ｎ＝１、２、・・・
図６Ａにおける磁束密度Ｂの平均は、係数ｃ0であり、図６Ｂと図６Ｃにおけるゼロ周波数でのラインによって表される。周期ＴSに対応する基本周波数ｆsの係数は、図６Ｂと図６Ｃの周波数ｆSにおけるラインによって表される。基本周波数の高調波の強度は、基本周波数の整数倍におけるラインとして示される。
【００４９】
可聴雑音を生成させるフェライト・コア変圧器などの典型的なエネルギー移送要素における機械的ひずみを生成する力は、磁束密度の二乗に比例する。各周波数での電力は、また大きさの二乗によって表されるので、係数の大きさを表示することは有用である。したがって、可聴周波数内の全ての係数の大きさを低減することが望ましい。
【００５０】
説明のため、図６Ｂ、図６Ｃは、図６Ａにおける磁束密度からの全ての励起を低減するまたは除外することが望ましい、低境界ｆXMINと高境界ｆXMAXとの間の周波数の範囲を示す。一例において、ｆXMINおよびｆXMAXは、それぞれ可聴周波数の範囲の低境界と高境界であり、スイッチング電源で一般に使用される変圧器やセラミック・コンデンサなどの構成部品の共振周波数の範囲に対応する。一例において、ｆXMINの典型的な値は８ｋＨｚであり、ｆXMAXの典型的な値は１５ｋＨｚである。
【００５１】
図６Ｂのスペクトルを生成する高スイッチング周波数で、ｆXMINとｆXMAXとの間の領域にスペクトル成分は存在しない。出力を調節するために、周期ＴSが増大し、かつスイッチング周波数がより低くなると、基本周波数ｆSでの基本成分と、基本周波数ｆSの全ての調和倍数とが、周波数軸上でゼロにより近く移動する。図６Ｃの例において、スイッチング周波数の基本成分が、ｆXMAXより大きな値から、例えば変圧器を共振させることがあるｆXMINとｆXMAXとの間の除外領域内へ移動した。
【００５２】
出力を調節するために必要な同一の平均値を維持しながら、ｆXMINとｆXMAXとの間の領域に含まれる電力を低減するために、図６Ａの磁束密度の波形の活性時間ＴAを再構成することが可能である。適切な再構成の一例は、図７Ｂの周波数スペクトルを有する図７Ａで示される。
【００５３】
図７Ａは、スイッチングの無い時間が続く、対応する周期ＴSGを有するスイッチング周波数ｆSGにおける、Ｎスイッチング・サイクル周期またはＮ周期のグループを示す。スイッチングの無い時間は、周期ＴSGの倍数Ｍである。乗算係数Ｍは、同等のスイッチング周波数ｆEQで得られる、図６Ａの波形と同じ平均磁束密度を維持するように調整される。グループ周期ＴGは、Ｎ個の周期ＴSGとスイッチングの無い時間との合計である。したがって、出力を調節するために、周期ＴSGは変更されず、一方、グループ周期ＴGが調整される。
【００５４】
本開示において、周期変調として図６Ａにおけるスイッチング・サイクルの周期ＴSの調整に言及する。マルチサイクル変調として図７Ａにおけるグループ周期ＴGの調整に言及する。
【００５５】
図７Ｂは、Ｎ＝Ｍ＝１１およびＴSG＝２ＴAの条件に対して、図７Ａのグループ変調された磁束密度のスケールで示された例示的なスペクトルを示す。図６Ｃは、グループ変調された磁束密度を有する図７Ｂにおけるスペクトルと同一の出力電力を生成する周期変調された磁束密度を有するスペクトルを示す。図６Ｃにおけるスイッチング周波数または周波数ｆSは、図７Ｂにおける同等の周波数ｆEQである。図６Ｃと図７Ｂにおけるスペクトルの比較は、マルチサイクル変調が、ｆXMINとｆXMAXとの間の除外領域内の電力が著しく低減することを示す。周波数の範囲内の全電力は、範囲内の強度の二乗の合計によって表される。
【００５６】
さらに説明するために、図７Ａのマルチサイクル変調された磁束密度は、図８Ｂのマルチサイクル変調器信号で乗算された図８Ａにおける変調されていない信号と見ることができる。マルチサイクル変調に関する設計パラメータは、２つの信号のスペクトルの実験によって決定できる。
【００５７】
図８Ｃは、図８Ｂのマルチサイクル変調器信号の複素フーリエ級数表現における正および負の周波数に関する係数の相対強度を示す。Ｎ＝Ｍの場合、等しい番号の高調波はゼロであるので、説明が容易である。当業者は、任意の値のＮとＭに関する係数を容易に決定することができる。
【００５８】
図９は、どのように図８Ａの変調されていないスイッチング信号のスペクトルと図８Ｂのマルチサイクル変調された信号のスペクトルが、図７Ａのマルチサイクル変調された信号のスペクトルを生成するために組み合わされるかを示す。当業者は、時間領域における２つの信号の乗算が、周波数領域における２つの信号のスペクトルの畳み込みに等しいことを思い起こすであろう。すなわち、変調されていない磁束密度信号Ｂ（ｔ）とグループ変調器信号Ｇ（ｔ）との乗算は、以下のスペクトルｃ（ｆ）を有するグループ変調された信号Ｃ（ｔ）を生成する。
【００５９】
【数２】
2011109913.tif 000004
【００６０】
ここで、ｂ（ｆ）、ｇ（ｆ）、ｃ（ｆ）は、それぞれＢ（ｔ）、Ｇ（ｔ）、Ｃ（ｔ）のスペクトルであり、ｘは、周波数軸に沿った積分の無効変数である。
【００６１】
畳み込み動作は、特にスペクトルが、不連続周波数だけでゼロではないときに、容易に解釈されかつ図式的に実行される。図式的に畳み込みを実行するために、周波数が、第１に、左に対してより正になり右に対してより負になるように、ゼロ周波数軸に周囲でグループ変調器のスペクトルを変更しまたは反転する。対称性のために、強度の反転されたスペクトルは、元のスペクトルと同等であるが、反転は、係数における適正な符号を必要とする正しい数値計算に必要である。
【００６２】
図９において、変調されていないスイッチング波形のスペクトルの正の周波数部分は、ＴSG＝２ＴAの場合について示される。より高い調波は、対象の最高の周波数より多いので、ゼロ周波数の係数と基本周波数だけが示される。図式的な処置は、対象の任意の周波数でマルチサイクル変調されたスイッチング波形のスペクトルの強度を得るために使用される。マルチサイクル変調されたスイッチング波形のスペクトルに関する係数を図式的に得るために、マルチサイクル変調器スペクトルのゼロが、対象の周波数にあるように、周波数軸に沿ってマルチサイクル変調器の反転されたスペクトルを変更する。次に、マルチサイクル変調器スペクトルにおける各係数に、それに一致する変調されていないスペクトルの係数を乗算する。対象の周波数でのマルチサイクル・スイッチング・スペクトルに関する係数の値を得るために全ての積を合計する。
【００６３】
マルチサイクル変調器のスペクトルは、有限数の係数を含むが、最上位の係数だけが、マルチサイクル・スイッチング・スペクトルの良好な概算を得るために考慮される必要がある。最も実際的な場合において、第１の３または４を超える全ての係数は、無視することができる。図９の例は、マルチサイクル変調されたスイッチング・スペクトルにおける係数ｃ15の強度は、ほぼ、変調されていないスイッチング信号の係数ｂ1の強度とマルチサイクル変調器の係数ｇ7の強度の積である。値は、全てのより高い高調波の積が無視されるので、概算である。図９の例において、合計はゼロではないただ１つの項を含むので、等しく番号を付けられた周波数での係数は正確である。
【００６４】
図９の研究は、グループ変調に関するパラメータの選択を案内するための関係を生じる。ｆXMIN＜ｆXMAXである、ｆXMINとｆXMAXによって決定され除外された周波数の領域を用いて、グループ・スイッチング周波数ｆSGが選択され、
ｆSG≧ｆXMIN＋ｆXMAX
は、ｆGで乗算されたＷより大きな全ての周波数が、除外された周波数の領域内の係数を決定する畳み込みで無視可能であるように、基本周波数ｆGの乗算器Ｗとしてマルチサイクル変調器のスペクトルにおける最上位の周波数を決定する。典型的に、ｆGの第１の２または３の調波だけが、乗算器Ｗが通常２または３より大きくないように、任意の実際の重要性を有することになる。次に、
【００６５】
【数３】
2011109913.tif 000005
【００６６】
最適値は、除外された周波数の領域内に十分な低減に必要な最低値である。
周期変調を有する同一の出力電力マルチサイクル変調を生成する同等の周波数ｆEQに関して、変調乗算器Ｍは、マルチサイクル・グループ周波数
【００６７】
【数４】
2011109913.tif 000006
【００６８】
に対応する
【００６９】
【数５】
2011109913.tif 000007
【００７０】
であるべきである。グループの間の時間が、ＴSGの整数倍でなければならない例において、Ｍの正しい値は、異なる整数値Ｍを有するいくつかのグループ周期にわたる平均として満足される。一設計において、Ｍ≧ＮなどＭの最小整数値を設定することが望ましいことがある。ｆEQ＝ｆXMAXであるとき、Ｍは最小であるので、ｆSG＝２ｆXMAXを選択する。最小Ｍの制約により、Ｗ＝３の選択は、全てのＭに関して通常有効である。ある例として、変圧器が同様に機械的共振を有する場合に、８ｋＨｚのｆXMINと１５ｋＨｚのｆXMAXとの間の可聴範囲で周波数を低減させるための典型的な設計は、ｆSG＝３０ｋＨｚを使用することである。Ｗ＝３の選択は、Ｎ＝Ｍ＝６であるようにＮ≧５．６２５を与える。グループ変調を有する調節は、スイッチングの無い最小の６個の周期が続く、連続するスイッチングの最小の６個の周期とともにまとめる。
【００７１】
したがって、スイッチング電源におけるスイッチは、実質的に固定された周期のスイッチング・サイクルでオン、オフをスイッチングするように制御される。少なくとも１つのスイッチング・サイクルのグループは、スイッチングの無い時間によってスイッチング・サイクルの次のグループから分離され、スイッチングの無い時間は、スイッチング電源の出力を調節するために調整される。一例において、スイッチングの無い時間は、スイッチング・サイクルの実質的に固定された周期の整数倍である時間に調整されることができる。加えて、スイッチングの無い時間は、スイッチング・サイクルのグループと少なくとも同じ長さであることができる。
【００７２】
要約書に記載されるものを含む本発明の例示的な例の上記記載は、開示された正確な形態を排除することを意図するものではなく、または開示された正確な形態に制限されることを意図するものではない。本発明の特定の実施形態と例が、説明の目的で本明細書に記載されたが、様々な同等の修正が、当業者が認識するように可能である。実際に、特定の電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などは、説明目的のために提供され、他の値が、本発明の教示に従って他の実施形態および例で用いられることができることは理解されるであろう。
【００７３】
これら修正は、上記詳細な記載を鑑みて本発明の例に対して行われることができる。請求項で使用される用語は、明細書および請求項に記載される特定の実施形態に本発明を制限するものと解釈されるべきではない。むしろ、その範囲は、請求項解釈の確立された主義に従って考慮されるべきである請求項によって完全に決定されるべきである。
【符号の説明】
【００７４】
１００  スイッチング電源レギュレータ、１０５  入力電圧ＶIN、１１０  クランプ回路、１１２  スイッチ信号、１１５  電流ＩD、１２０  スイッチＳ１、１２５  エネルギー移送要素Ｔ１、１３０  整流器Ｄ１、１３５  コンデンサＣ１、１４０  電流検知信号、１４５  コントローラ、１５０  出力量ＵO、１５５  フィードバック信号ＵFB、１６０  フィードバック回路、１６５  負荷。
【図１Ａ】
2011109913.tif 000008
【図１Ｂ】
2011109913.tif 000009
【図２】
2011109913.tif 000010
【図３Ａ】
2011109913.tif 000011
【図３Ｂ】
2011109913.tif 000012
【図４】
2011109913.tif 000013
【図５】
2011109913.tif 000014
【図６Ａ】
2011109913.tif 000015
【図６Ｂ】
2011109913.tif 000016
【図６Ｃ】
2011109913.tif 000017
【図７Ａ】
2011109913.tif 000018
【図７Ｂ】
2011109913.tif 000019
【図８Ａ】
2011109913.tif 000020
【図８Ｂ】
2011109913.tif 000021
【図８Ｃ】
2011109913.tif 000022
【図９】
2011109913.tif 000023