(57)【要約】【課題】  １次コイルのコイル端電圧の振幅検出を利用して、受電装置から負荷変調により送信される信号の高精度の復調を実現し、好ましくは、受電装置を含む受電装置の取り去りや着地の検出も共通の振幅検出回路を用いて実現する。【解決手段】  無接点電力電送システムの送電装置に設けられ、受電装置が負荷変調によって送信した信号を復調する復調回路ＤＭは、１次コイルＬ１に接続される共振コンデンサーＣＰ１の一端からの第１信号ＣＳＧと、共振コンデンサーＣＰ１の他端からの第２信号ＤＲＶとの差分信号Ａｏｕｔ（例えば正弦波）を出力する差動回路ＳＡＭＰと、差動回路ＳＡＭＰから出力される差分信号Ａｏｕｔの振幅レベルを検出する振幅検出回路ＡＭＴと、を有する。【選択図】      図２
2011019373.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する無接点電力電送システムの前記送電装置に設けられ、前記受電装置が負荷変調によって送信した信号を復調する復調回路であって、
前記１次コイルに接続される共振コンデンサーの一端からの第１信号と、前記共振コンデンサーの他端からの第２信号との差分信号を出力する差動回路と、
前記差動回路から出力される前記差分信号の振幅レベルを検出する振幅検出回路と、
を含む復調回路。
【請求項２】
請求項１記載の復調回路であって、
前記振幅検出回路はピークホールド回路を有し、
前記ピークホールド回路は、前記受電装置の取り去りおよび着地の少なくとも一方の検出にも使用されることを特徴とする復調回路。
【請求項３】
請求項１記載の復調回路であって、
前記振幅検出回路は、
ピークホールド回路と、
前記ピークホールド回路の出力電圧と判定閾値とを比較して、前記差分信号の振幅検出信号を出力する復調用判定回路と、
を有することを特徴とする復調回路。
【請求項４】
請求項１記載の復調回路であって、
前記振幅検出回路は、
少なくとも一つの抵抗とピークホールドコンデンサーとを含む積分回路と、
前記差動回路から出力される前記差分信号と前記ピークホールドコンデンサーの電圧とを比較する比較回路と、
前記積分回路の出力信号を前記比較回路に帰還させる帰還経路と、
前記比較回路の出力ノードと前記積分回路の入力ノードとの間に設けられるスイッチと、を有するピークホールド回路を含み、
前記スイッチがオフのときは、前記ピークホールドコンデンサーおよび前記比較回路は、前記差分信号の振幅検出信号を出力する復調用判定回路として動作することを特徴とする復調回路。
【請求項５】
請求項４記載の復調回路であって、
前記受電装置が前記負荷変調を行わない期間である準備期間において、前記スイッチがオン状態とされ、前記ピークホールドコンデンサーにピークホールド電圧が発生し、
前記受電装置が送信した信号を復調する期間である復調期間において、前記スイッチがオフ状態とされ、前記復調用判定回路に含まれる前記比較回路によって、判定閾値としての前記ピークホールド電圧と前記差分信号とが比較され、前記比較回路から前記差分信号の振幅検出信号が出力されることを特徴とする復調回路。
【請求項６】
請求項４または請求項５記載の復調回路であって、
前記積分回路に含まれる前記少なくとも一つの抵抗として、
前記ピークホールドコンデンサーと共に充電時定数回路を構成する第１抵抗と、
前記ピークホールドコンデンサーと共に放電時定数回路を構成し、かつ前記第１抵抗の抵抗値よりも高い抵抗値の第２抵抗と、
が設けられることを特徴とする復調回路。
【請求項７】
請求項１記載の復調回路であって、
前記振幅検出回路は、
一つの抵抗と第１ピークホールドコンデンサーとを含む積分回路と、
前記第１ピークホールドコンデンサーの出力ノードに接続されたバッファ回路と、
前記バッファ路の出力によって充電され、あるいは放電される第２ピークホールドコンデンサーと、
前記差動回路から出力される前記差分信号と前記第２ピークホールドコンデンサーの電圧とを比較すると共に、その出力ノードが前記積分回路の入力ノードに接続される比較回路と、
前記バッファ回路の出力ノードと前記第２ピークホールドコンデンサーとの間に設けられるスイッチと、を有するピークホールド回路を含み、
前記スイッチがオフのときは、前記第２ピークホールドコンデンサーおよび前記比較回路は、前記差分信号の振幅検出信号を出力する復調用判定回路として動作することを特徴とする復調回路。
【請求項８】
請求項７記載の復調回路であって、
前記受電装置が前記負荷変調を行わない期間である準備期間において、前記スイッチがオン状態とされ、前記第２ピークホールドコンデンサーにピークホールド電圧が発生し、
前記受電装置が送信した信号を復調する期間であるデータ復調期間において、前記スイッチがオフ状態とされ、これによって、前記第１ピークホールドコンデンサーと前記第２ピークホールドコンデンサーとが切り離され、前記復調用判定回路を構成する前記比較回路によって、前記第２ピークホールドコンデンサーの前記ピークホールド電圧と前記差分信号とが比較され、前記比較回路から前記差分信号の振幅検出信号が出力されることを特徴とする復調回路。
【請求項９】
請求項１記載の復調回路であって、
前記振幅検出回路は、
ピークホールドコンデンサーと、
前記ピークホールドコンデンサーの出力ノードの電圧と前記差分信号とを比較する比較回路と、
前記比較回路と前記ピークホールドコンデンサーとの間に設けられ、前記比較回路の出力信号に基づいて前記ピークホールドコンデンサーを充電する充電回路と、
前記ピークホールドコンデンサーの出力ノードと基準電位との間に設けられ、前記ピークホールドコンデンサーの電荷を前記基準電位に放電させ、かつ、前記放電が、前記比較回路に入力される前記差分信号のピーク電圧に依存しない放電回路と、を有するピークホールド回路を有し、
前記比較回路の出力信号が、前記差分信号の振幅検出信号として取り出されることを特徴とする復調回路。
【請求項１０】
請求項９記載の復調回路であって、
前記充電回路は、直列に接続された整流素子および充電抵抗を有し、
前記放電回路は、
前記ピークホールドコンデンサーの出力ノードに一端が接続され、周期的にオン状態となって前記ピークホールドコンデンサーの電荷を放電させる放電スイッチと、
前記放電スイッチの他端と前記基準電位との間に接続される放電抵抗と、を有することを特徴とする復調回路。
【請求項１１】
請求項９または請求項１０に記載の復調回路であって、
前記受電装置側から送信される１ビットのデータの継続期間は、前記１次コイルの交流駆動信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に相当する期間であり、
また、前記受電装置が負荷変調よって２値データを送信するときに、ｍビット（ｍは２以上の整数）の同一値の連続が許容され、
また、前記ピークホールドコンデンサーに発生する、前記２値データのうちの一方の値に対応するピーク電圧を第１ピークホールド電圧とし、前記２値データのうちの他方の値に対応し、かつ、前記第１ピークホールド電圧よりも高い電圧のピーク電圧を第２ピークホールド電圧とし、前記第１ピークホールド電圧と前記第２ピークホールド電圧との電位差をΔＶｐｅａｋとした場合に、
前記ピークホールドコンデンサーの電圧が、前記ΔＶｐｅａｋだけ遷移するのに要する時間が、前記１次コイルの交流駆動信号の（ｍ・ｎ）周期に相当する時間以上になるように、前記充電回路の特性および前記放電回路の特性が設定される、ことを特徴とする復調回路。
【請求項１２】
請求項９または請求項１０に記載の復調回路であって、
前記受電装置側から送信される１ビットのデータの継続期間は、前記１次コイルの交流駆動信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に相当する期間であり、
また、前記受電装置が負荷変調よって２値データを送信するときに、ｍビット（ｍは２以上の整数）の同一値の連続が許容され、
また、前記ピークホールドコンデンサーに発生する、前記２値データのうちの一方の値に対応するピーク電圧を第１ピークホールド電圧とし、前記２値データのうちの他方の値に対応し、かつ、前記第１ピークホールド電圧よりも高い電圧のピーク電圧を第２ピークホールド電圧とし、前記第１ピークホールド電圧と前記第２ピークホールド電圧との電位差をΔＶｐｅａｋとし、
また、復調開始時点における前記ピークホールドコンデンサーの電圧と前記第１ピークホールド電圧との電位差と、前記復調開始時点における前記ピークホールドコンデンサーの電圧と前記第２ピークホールド電圧との電位差のうち、いずれか小さい方の電位差を（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）（但し、ｐは２より大きな実数）とした場合に、
前記ピークホールドコンデンサーの電圧が、前記（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）だけ遷移するのに要する時間が、前記１次コイルの交流駆動信号の（ｍ・ｎ）周期に相当する時間以上になるように、
かつ、前記ピークホールドコンデンサーの電圧が、前記２値データのうちの一方の値の１ビットの受信時に、前記１次コイルのｎ周期に相当する期間において降下する電圧降下量と、前記２値データのうちの他方の値の１ビットの受信時に、前記１次コイルのｎ周期に相当する期間において上昇する電圧上昇量とがバランスするように、前記充電回路の特性および前記放電回路の特性が設定されることを特徴とする復調回路。
【請求項１３】
請求項１１または請求項１２に記載の復調回路であって、
前記ピークホールド回路は、前記受電装置を含む受電装置の取り去りおよび着地の少なくとも一方の検出にも使用され、前記取り去りおよび前記着地の少なくとも一方の検出のときに、前記ピークホールド回路に要求されるピーク追従特性を満足するように、前記
充電回路の特性および前記放電回路の特性が設定されることを特徴とする復調回路。
【請求項１４】
請求項４〜請求項１３のいずれかに記載の復調回路であって、
前記比較回路から出力される前記差分信号の振幅検出信号の相関を検出する相関検出器を含む出力回路を、さらに有することを特徴とする復調回路。
【請求項１５】
１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する無接点電力電送システムの前記送電装置に設けられる、前記送電装置の動作を制御する送電制御装置であって、
請求項１〜請求項１４のいずれかに記載の復調回路と、
前記送電装置の動作を制御すると共に、前記復調回路の出力信号が入力される送電側制御部と、
を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１６】
１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する無接点電力電送システムの前記送電装置であって、
前記１次コイルを交流駆動する駆動部を有する送電部と、
請求項１５記載の送電制御装置と、
を有することを特徴とする送電装置。
【請求項１７】
請求項１６記載の送電装置と、前記送電装置により駆動される１次コイルと、を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項１８】
１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送し、前記受電装置が給電対象の負荷に前記電力を供給する無接点電力電送システムの、前記受電装置から負荷変調によって送信されるデータを前記送電装置が復調するデータ復調方法であって、
前記受電装置における負荷変調は、前記給電対象の負荷への給電を停止することなく実行され、かつ、前記負荷変調は、前記１次コイルの交流駆動信号に同期して実行され、また、前記受電装置側から送信される１ビットのデータの継続期間は、前記１次コイルの交流駆動信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に相当する期間である場合に、
前記１次コイルに接続される共振コンデンサーの一端からの第１信号と、前記共振コンデンサーの他端からの第２信号との差分信号を生成し、
前記差分信号の振幅を、前記１次コイルの交流駆動信号の１周期毎に検出して、前記差分信号の振幅検出信号を取得し、
前記差分信号の振幅検出信号の、前記交流駆動信号のｎ周期に相当する期間における相関を検出し、前記交流駆動信号のｎ周期毎に１ビットのデータを復調することを特徴とするデータ復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、復調回路、送電制御装置、送電装置、電子機器およびデータ復調方法等に関する。
【背景技術】
【０００２】
無接点電力伝送システムにおいて、例えば、送電装置から受電装置へのデータ通信には周波数変調が用いられ、受電装置から送電装置へのデータ通信には負荷変調が用いられる（例えば、特許文献１〜特許文献３参照）。
【０００３】
特許文献１には、受電装置が負荷変調によって送信したデータを、ピーク検出回路を用いて復調する技術が示されている（特許文献１の図１）。受電装置に含まれる負荷変調トランジスターのオン／オフに応じて、１次コイルのコイル端電圧の電圧レベルが変動するため、ピーク検出によってデータの復調が可能である（特許文献１の（００２２）段落、（００２３）段落、（００５４）段落）。特許文献１では、１次コイルに接続される共振コンデンサーの一端から得られるコイル端電圧の電圧レベルがピーク検出回路によって検出される。また、特許文献１では、受電装置は、給電ラインと給電対象の負荷（電池等）との間に設けられているトランジスターをオフして、給電対象の負荷への給電を一時的に停止し（つまり無負荷期間を設け）、その無負荷期間において負荷変調によるデータ送信を実行する（特許文献１の（００５４）段落）。
【０００４】
特許文献２では、受電装置が負荷変調によって送信したデータの復調のために、ピーク検出回路に代えてパルス幅検出回路が使用される。パルス幅検出回路は、１次コイルの駆動周波数（交流周波数）を規定する駆動クロックに基づいて、１次コイルのコイル端電圧のパルス幅情報を検出する。負荷変調スイッチのオン／オフに応じてパルス幅が変化するため、パルス幅情報の検出によってデータを復調することができる。
【０００５】
特許文献３に記載される無接点電力伝送システムでは、送電装置（１次側）は、受電装置（２次側）の負荷状態を検出するために、１次異物検出用の第１波形検出回路（パルス幅の立ち上がり検出方式を採用）と、２次異物検出およびデータ検出用の第２波形検出回路（パルス幅の立ち下がり検出方式を採用）と、受電装置の取り去り検出用の第３波形検出回路（ピーク検出方式を採用）と、を併用して、より高精度な負荷状態検出を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−６０９０９号公報（（００２２）段落、（００２３）段落、（００５４）段落、図１）
【特許文献２】特開２００８−２３７００７号公報（例えば（０００７）段落、（０００８）段落および図５）
【特許文献３】特開２００９−３３９５５号公報（例えば、（０１０７）段落、（０１０９）段落、（０１７６）段落、（０１８４段落）、（０１８７段落）、図１１および図２４）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
（１）ピーク検出方式についての検討
受電装置（２次側）が負荷変調によってデータを送信すると、１次コイルのコイル端電圧の電圧レベルが変化し、送電装置に設けられているピーク検出回路によるピーク値検出と比較判定によって通信データを復調できることは、上述のとおり、特許文献１に記載されている。但し、特許文献１は復調の原理を示したものであり、実際の復調精度には限界があるのは否めず、そこで、特許文献２では、ピーク検出方式に代えて、パルス幅検出方式の通信データの復調方法を採用している。
【０００８】
特許文献１に記載されたピーク検出方式の復調方法の精度に限界があることの一つの原因としては、特許文献２の背景技術の欄に記載されるとおり、「電源電圧やコイルインダクタンス等のバラツキによってコイル端電圧にもバラツキが生じることから、比較判定のための基準電圧の最適調整がむずかしいこと」があげられる。
【０００９】
また、他の原因としては、２次側の負荷変調によって、１次コイルのコイル端電圧の振幅のみならず、１次コイルのコイル端電圧の波形自体が変化する（換言すると、波形の歪みの程度に差が生じる）ことがあげられる。具体的には、１次コイルのコイル端電圧の波形は、共振回路の共振波形（例えば正弦波）と１次コイルの交流駆動信号（駆動クロック）とが合成された波形であり、そして、２次側の負荷変調トランジスターによって、共振波形の振幅（および若干の位相）が変化し、その共振波形に駆動クロック（負荷変調に関係なく一定）が合成されるため、２次側の負荷変調に応じて、コイル端電圧の波形の変形が生じる。例えば、２次側の負荷変調によって、１次コイルのコイル端から得られる正弦波の振幅のみが変化する（波形自体は正弦波のまま維持される）のであれば、１次側のピーク検出電圧の電圧レベルの変化は、２次側の負荷状態のみに依存すると考えられる。しかし、負荷変調によって、コイル端電圧の振幅のみならず、コイル端電圧の波形自体も変動する場合、コイル端電圧を平滑して得られる直流電圧レベルの変動が、コイル端電圧の振幅の変化によるものなのか、コイル端電圧の波形の変化によるものなのかを判別できない。つまり、コイル端電圧の波形の変化によるＤＣ電圧の変動分は、ピーク検出時のノイズ成分となる。
【００１０】
また、コイル端電圧には、１次コイルの駆動に伴うノイズも重畳しており、この点も、ピーク検出方式の判定精度に限界が生じる一因である。
【００１１】
（２）パルス幅検出方式についての検討
そこで、特許文献２では、ピーク検出方法に代えて、パルス幅検出方法を採用する。パルス幅検出方法の概要は以下のとおりである。すなわち、１次コイルのコイル端電圧の波形には、１次コイルの交流駆動波形（方形波）ＤＲＣＫおよび共振回路の共振波形（正弦波）ＳＷＶが重畳している。具体的には、無負荷のときは、共振コンデンサーＣと、１次側漏れインダクタンスＬ１と、結合インダクタンスＭによって直列共振回路が構成され、有負荷のときは、さらに２次側の漏れインダクタンスＬ２や２次側の負荷のレジスタンスＲＬ等も共振回路の構成要素に加わる。そして、有負荷時において、低負荷から高負荷になるにつれて正弦波ＳＷＶの共振周波数が高くなり、１次コイルの交流駆動波形ＤＲＣＫの周波数に近づいていく。
【００１２】
共振回路の共振周波数が低いときは、交流駆動波形ＤＲＣＫが支配的であるが、共振周波数が高くなるにつれて共振波形（正弦波）ＳＷＶの影響度が増大し、やがて共振波形（正弦波）ＳＷＶの方が支配的となる。この結果、交流駆動波形（方形波）ＤＲＣＫと共振回路の共振波形（正弦波）ＳＷＶが重畳した波形は、２次側の負荷が重くなるほど、特に波形の先端部分の幅が細くなるという変化を示す。したがって、この波形の幅の変化をパルス幅検出回路によって検出することによって、２次側の負荷状態の変化を高精度に検出することができる。
【００１３】
（３）ピーク検出方式とパルス幅検出方式の併用についての検討
特許文献３では、３つの波形検出回路を、用途別に使い分けている。つまり、１次異物検出用の第１波形検出回路（パルス幅の立ち上がり検出方式を採用）と、２次異物検出およびデータ検出用の第２波形検出回路（パルス幅の立ち下がり検出方式を採用）と、受電装置の取り去り検出用の第３波形検出回路（ピーク検出方式を採用）と、を併用して、高精度の負荷状態検出を実現している。
【００１４】
すなわち、特許文献３では、負荷変調による通信データの検出には、高精度のデータ復調が可能なパルス幅検出方式を採用している。また、ピーク検出方式は、データの復調精度には限界があるものの、２次側機器が存在する／存在しないという２つの状態の判定には十分に使用可能であり、ピーク検出回路は回路構成が簡単であるという利点があることから、受電装置の取り去り検出にはピーク検出方式を採用している（つまり、受電装置の取り去り検出は、２次側機器の有無の判定（２つの状態の判定）であり、データ復調に比べて精度が低くてもよく、検出時間も長くとれるため、ピーク検出方式でも対応が可能である）。
【００１５】
特許文献３に記載されるように、ピーク検出方式とパルス幅検出方式を併用し、検出用途に応じて使い分ければ（つまり、ピーク検出方式は受電装置の取り去り検出や着地検出に使用し、パルス幅検出方式はデータの復調に使用すれば）、高機能かつ高精度の負荷状態検出が可能であるが、複数の回路を併用する分、回路構成が複雑化し、回路の専有面積や消費電力が増大することは否めない。
【００１６】
（マルチ送電に関する検討）
また、例えば、一台の送電装置で、電力定格の異なる複数の２次側機器への給電を可能とするマルチ送電を実現しようとすると、送電装置の少なくとも一部には、高電力レベルに耐えることができるパワー系の回路要素（パワー系トランジスター、高耐圧のコンデンサー、かなり大きな抵抗値の抵抗等）を採用する必要があり、回路の専有面積や消費電力が増大する傾向が生じる。したがって、例えばマルチ送電を考慮すると、１次側の検出回路の簡素化によって、回路の専有面積の増大を抑制することが好ましい。
【００１７】
したがって、ピーク検出による判定精度を向上させて通信データの復調にも利用可能とし、ピーク検出回路を、データ復調および受電装置の取り去り検出(あるいは着地検出、あるいは異物検出等、あるいはこれらの全部)に共通に使用できれば、異なる種類の回路の併用が不要となり、小型かつ低消費電力のクレードル（一次側充電器）等を実現する上で有利である。
【００１８】
（常時通信についての検討）
一方、受電装置からの信号の復調に関しては、近年、受電装置から送電装置への通信に関して、給電対象の負荷への給電を止めることなく負荷変調を実行する技術、つまり、負荷への給電と送信とを同時に実行する技術が検討されていることを考慮する必要がある。給電を停止することなく負荷変調によって信号を送信する技術は、給電期間中ならいつでも（時期的な制限なく）、負荷変調による送信が可能であるため、出願人は「常時通信（給電不停止通信）」と呼んでいる。
【００１９】
特許文献１のように、給電が停止される無負荷期間においてのみ負荷変調を行う場合、間欠的な給電停止によって負荷への給電効率が低下するのは否めないが、常時通信によれば、給電は断続的に行われるため、給電効率の低下が生じない。しかし、常時通信を行う場合、給電対象の負荷（電池等）の負荷状態の経時的な変動が、負荷変調によるデータ送信にも直接的に影響を及ぼすため、送電装置側でのデータ復調の精度を確保することがより困難となることは否めない。特許文献１に記載される従来技術（ピーク検出を用いて受電装置からの信号を復調する技術）は、上述のとおり検出精度に限界があり、例えば、上述のような高精度の検出が求められる信号復調には利用することができない。
【００２０】
本発明の少なくとも一つの態様によれば、例えば、１次コイルのコイル端電圧の振幅検出を利用して、受電装置から負荷変調により送信される信号の高精度の復調を実現することができる。また、例えば、受電装置を含む受電装置の取り去りや着地の検出も共通の振幅検出回路を用いて実現することができる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
（１）本発明の復調回路の一態様は、１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する無接点電力電送システムの前記送電装置に設けられ、前記受電装置が負荷変調によって送信した信号を復調する復調回路であって、前記１次コイルに接続される共振コンデンサーの一端からの第１信号と、前記共振コンデンサーの他端からの第２信号との差分信号を出力する差動回路と、前記差動回路から出力される前記差分信号の振幅レベルを検出する振幅検出回路と、を含む。
【００２２】
本態様では、１次コイルに接続される共振コンデンサーの両端から２つのコイル端信号（第１信号および第２信号）を取り出し、差動回路（差動増幅器等）によって、差分信号を生成する。その差分信号の振幅レベル（電圧レベル等）を検出することによって、受電装置が負荷変調によって送信した信号を復調する。
【００２３】
ここで、差動回路の一端に入力される第１信号は、例えば、共振コンデンサーの送電ドライバー側の第１ノードから得られる第１コイル端信号に基づく信号（第１コイル端信号そのものでもよく、第１コイル端信号の電圧レベルを低下させる等して得られる信号であってもよい）であり、同様に、差動回路の他端に入力される第２信号は、共振コンデンサーの１次コイル側の第２ノードから得られる第２コイル端信号に基づく信号である。この場合、第２ノードからは、送電ドライバーから出力される１次コイルの交流駆動信号（方形波）が、ほぼそのままの形で得られ、その信号が第２信号となる。一方、第１ノードからは、共振コンデンサー、１次コイルと２次コイルの漏れインダクタンスや２次コイルのインピーダンス等によって構成される共振回路の共振波形（例えば正弦波）に、１次コイルの駆動信号（方形波）が重畳した波形が得られる。つまり、駆動信号は交流信号であるため、共振コンデンサーを通過して共振波形に重畳されるのであり、共振波形と駆動信号（方形波）との合成波形が第１信号となる。
【００２４】
第１信号と第２信号との差をとると、第１信号と第２信号に共通に含まれる駆動信号（方形波）の成分（同相成分）は相殺されるため、第１信号に含まれる共振波形（例えば正弦波）のみが得られる。この正弦波が差分信号である。この差分信号の振幅は、２次側の負荷変調トランジスターのオン／オフに応じて変動する。その差分信号は、２次側の負荷トランジスターのオン／オフに応じて振幅が変化する振幅変調されたキャリア（通信キャリア）として機能し、その波形自体は、負荷変調トランジスターのオン／オフに影響されない（厳密には、共振波形（正弦波）の位相も、２次側の負荷変調トランジスターのオン／オフに対応して若干変動するが、従来技術のように波形の合成が行われないため、波形の変形は生じないといえる）。
【００２５】
また、従来問題とされていた、「電源電圧やコイルインダクタンス等のバラツキによってコイル端電圧のレベルにもバラツキが生じることから、比較判定のための基準電圧の最適調整がむずかしい」という問題も、第１信号と第２信号の差の成分（相対成分）のみを取り出す方式では何ら問題とならない。具体的には、例えば、差動回路の前段に直流カットコンデンサーを設けると共に、直流バイアス回路によって、差動回路の入力ノードおよび出力ノードの直流バイアスを独自に設定できるため、１次コイルのコイル端電圧のＤＣレベルの変動自体は何ら問題とならない。
【００２６】
また、１次コイルの駆動クロックやコイルの逆起電力に起因するノイズが発生したとしても、そのノイズは第１信号および第２信号の双方に重畳されるため、差動回路がもつ同相成分の相殺作用によって、差動回路から出力される差分信号には影響が生じない。
【００２７】
したがって、本態様によれば、従来問題となっていた問題はすべて解消され、差分信号の振幅のみに着目して確実にＨ，Ｌの判定を行えるため、高精度の信号復調が実現される。つまり、振幅検出方式（ピーク検出方式）によって、高精度の信号復調も行えるのであり、本態様の信号復調方式は、上述した常時通信（給電不停止通信）が行われる無接点電力システムにも適用することができる。
【００２８】
また、振幅検出方式は、上述のとおり、受電装置の取り去りや着地の検出にも利用することができ、よって、本態様によれば、一つの復調回路（検出回路）によって、２次側が負荷変調により送信する信号の高精度の復調と、受電装置（あるいは受電装置を含む２次側機器）の取り去りや着地の検出と、の双方を実現することもでき、この場合には、１次側の検出回路の簡素化、回路の占有面積の削減や低消費電力化を実現することができる。また、本態様の復調技術は、一台の１次側機器で電力定格が異なる複数の２次側機器への送電を行うマルチ送電に対応した無接点電力伝送システムの実現に寄与する。
【００２９】
（２）本発明の復調回路の他の態様は、前記振幅検出回路はピークホールド回路を有し、前記ピークホールド回路は、前記受電装置の取り去りおよび着地の少なくとも一方の検出にも使用される。
【００３０】
本態様では、振幅検出回路として、構成が簡単なピークホールド回路を利用する。そして、そのピークホールド回路を、信号の復調と、受電装置（あるいは受電装置を含む２次側機器）の取り去りおよび着地検の少なくとも一方の検出の双方に利用する。よって、１次側の検出回路の簡素化を図ることができる。
【００３１】
（３）本発明の復調回路の他の態様は、前記振幅検出回路は、ピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力電圧と判定閾値とを比較して、前記差分信号の振幅検出信号を出力する復調用判定回路と、を有する。
【００３２】
本態様では、振幅検出回路の構成要素として、ピークホールド回路および復調用判定回路があげられる点が明確化される。すなわち、ピークホールド回路によって、差動回路から出力される差分信号のピーク電圧（振幅値）が検出され、復調用判定回路において、検出されたピーク電圧と判定閾値との比較によって信号が復調される。この信号の復調は、例えば、１次コイルの交流駆動信号（駆動クロック）の１周期毎に実行される。すなわち、本態様における「信号の復調」は、例えば、１次コイルの交流駆動クロック（駆動クロック）に同期したＨ，Ｌの２値信号の復調（第１復調処理）である。２次側から送信された１ビットのデータ（“１”または“０”）の復調のためには、さらに、第１復調処理によって得られる、時間軸上で連続する複数の２値信号（Ｈ，Ｌ）の相関検出（連続性および周期性の検出）を含む第２復調処理が必要である。振幅検出回路は、第１復調処理および第２復調処理の双方を実行することができ、また、第１復調処理だけを実行し、得られた２値信号を、例えば送電側制御部（例えばＣＰＵを含む制御回路）に供給して、“１”または“０”の判定は、送電制御部に委ねることもできる。
【００３３】
一例をあげると、例えば、１次コイルのコイル端電圧が２次側の負荷状態に追従して変化するためには所定の期間が必要であることから、２次側が１ビットの通信パケットデータ“１”を送信するときは、例えば、駆動クロックの３２周期（３２クロック）に相当する期間だけ、負荷変調トランジスターが継続的にオンされる。これによって、駆動クロックと同じ周期をもつ通信キャリア（共振波形である正弦波）の振幅が３２周期にわたって増大する。つまり、例えば、１ビットの“１”が２次側から１次側に送信されることは、すなわち、駆動クロックの周期に同期して３２個のＨが２次側から１次側に送信されることを意味する。
【００３４】
本態様の復調回路は、復調用判定回路を用いて駆動クロックの１周期毎にＨ，Ｌを判定して、Ｈ，Ｌの２値信号を復調する（第１復調処理）。復調回路が、１ビットのデータも復調する場合には、復調用判定回路の後段に、さらに、相関検出器（例えば、アナログ検出方式が採用される場合にはローパスフィルタであり、デジタル検出方式が採用される場合には、同じ値が所定数連続して出現するかを判定し、かつ同じ値が連続して出現する周期を判定する判定回路等である）を含む出力回路を設ける必要がある（なお、復調回路が、さらに出力回路を含む点は、請求項１４（下記の（１４））にて明確化される）。
【００３５】
例えば、本態様の復調用判定回路から出力されるＨ，Ｌの２値の復調信号（駆動クロックの周期毎）が、所定数（例えば７回）連続してＨとなった場合に、２次側の送信データが“０”から“１”に変化したと判定し、そのＨが駆動クロックの３２周期を単位として出現する場合には、受信されたデータは通信パケットデータの“１”であると判定され、そのＨが駆動クロックの１６周期を単位として出現する場合には、通信データは、定期認証用パターン（１次コイルと２次コイルとの間に異物が挿入されたか否かを検出するために定期的に２次側から送信されるパターン信号）の“１”であると判定される。
【００３６】
このように、本態様における「復調用判定回路」は、例えば、「駆動クロックの１周期毎」に差分信号の振幅を検出する。その後段に「出力回路」が設けられる場合は、その出力回路は、差分信号の振幅を「１ビットの継続期間単位」で検出していることになり、いずれも「差分信号の振幅を検出する点」で共通していることから、第１復調信号（Ｈ，Ｌの２値信号）および第２復調信号（２値データ）は共に、入力信号である「差分信号の振幅検出信号」ということができ（したがって、上記の「出力回路」が振幅検出回路の構成要素ともなり得ることも明かである）、但し、その振幅検出の単位時間が、第１復調処理と第２復調処理とで異なっていることになる。
【００３７】
（４）本発明の復調回路の他の態様は、前記振幅検出回路は、少なくとも一つの抵抗とピークホールドコンデンサーとを含む積分回路と、前記差動回路から出力される前記差分信号と前記ピークホールドコンデンサーの電圧とを比較する比較回路と、前記積分回路の出力信号を前記比較回路に帰還させる帰還経路と、前記比較回路の出力ノードと前記積分回路の入力ノードとの間に設けられるスイッチと、を有するピークホールド回路を含み、前記スイッチがオフのときは、前記ピークホールドコンデンサーおよび前記比較回路は、前記差分信号の振幅検出信号を出力する復調用判定回路として動作する。
【００３８】
本態様では、ピークホールド回路に含まれる比較回路（およびピークホールドコンデンサー）を、２値データ（Ｈ，Ｌ）の復調にも利用する。これにより、復調用判定回路を、ピークホールド回路とは別個に設ける必要がなくなり、復調回路のさらなる簡素化が実現される。
【００３９】
ピークホールド回路は、基本的には例えば、比較回路の負帰還ループ内にピークホールドコンデンサーを含む時定数回路を設け、負帰還制御によってピークホールドコンデンサーの電圧を比較回路に入力される入力信号のピーク電圧と一致させ、そのピーク電圧を保持する回路であり、必然的に比較回路を含んでいる。そして本態様では、上記のとおり、ピークホールド回路に含まれる比較回路を２値信号の復調にも利用する。そこで、本態様では、ピークホールド回路から復調用判定回路に切り換えるために、スイッチが設けられる。このスイッチは、比較回路の負帰還ループに設けられる。そのスイッチがオフすると、比較回路の負帰還ループがオープンとなって、ピークホールドコンデンサーの電圧を入力信号のピーク電圧に追従させる機能がオフとなり、ピークホールドコンデンサーの電圧が比較回路に供給される回路構成のみが有効となる。このとき、ピークホールドコンデンサーに保持されている電圧を復調用の判定閾値として利用することができれば、その比較回路は、入力される差分信号と判定閾値とを比較して、復調された２値信号（Ｈ，Ｌ）を出力する復調用判定回路としても利用できることになる。
【００４０】
（５）本発明の復調回路の他の態様は、前記受電装置が前記負荷変調を行わない期間である準備期間において、前記スイッチがオン状態とされ、前記ピークホールドコンデンサーにピークホールド電圧が発生し、前記受電装置が送信した信号を復調する期間である復調期間において、前記スイッチがオフ状態とされ、前記復調用判定回路に含まれる前記比較回路によって、判定閾値としての前記ピークホールド電圧と前記差分信号とが比較され、前記比較回路から前記差分信号の振幅検出信号が出力される。
【００４１】
上記（４）の復調回路の動作は、判定閾値を取得する準備期間と、準備期間に続く復調期間とに区別される。準備期間は、例えば、２次側が負荷変調による通信を行う前の期間であって、かつ、２次側による負荷変調が行われないことが明かである期間である。例えば、１次側から２次側に通信準備を指示する信号を周波数変調により送信し、その指示を受けた受電装置は、その指示を受けたタイミングから所定期間が経過するまでは負荷変調を行わず、その所定期間が経過した後に負荷変調によるデータ通信を開始する。この場合、送電装置が通信準備を指示したタイミングから所定期間が経過するまでの期間は、（送電装置および受電装置の双方にとって）２次側の負荷変調が実行されないことが明かである期間であり、この期間が準備期間となる。
【００４２】
準備期間においては、スイッチがオンされており、ピークホールド回路は、負帰還制御によるピーク追従動作を実行して、ピークホールドコンデンサーに、入力される差分信号のピーク電圧が保持される。上述のとおり、準備期間においては、２次側の負荷変調が行われない。このことは、２次側の負荷変調スイッチがオフした状態が継続していることを意味する。２次側がデータ“１”を送信するときに２次側の負荷変調スイッチがオンし、データ“０”を送信するときに２次側の負荷変調スイッチがオフされるとものとする。この場合、準備期間においては、差動回路から出力される差分信号（正弦波）の振幅は、データ“０”が送信されているときの振幅と同じであり、この振幅値（ピーク値）がピークホールドコンデンサーに保持されたことになる。
【００４３】
上記の所定期間が経過すると、２次側は通信パケットデータの送信を開始する。一方、１次側の復調回路に設けられるピークホールド回路のスイッチは、上記の所定期間の経過時点でオフされて、ピークホールド回路は、復調用判定回路に切り換えられる。比較回路には、上述のとおり、準備期間において取得された、データ“０”に対応する差分信号のピーク電圧が保持されており、そのピーク電圧が、復調用判定閾値として比較回路に供給されている。復調期間が開始されると、２次側から１次側に“０”および“１”が混在したデータが送信される。
【００４４】
比較回路に、データ“０”に対応する振幅をもつ差分信号が入力されるときは、そのピーク電圧は、判定閾値（ピークホールドコンデンサーの電圧）に一致し、よって、比較回路からはＬ（例えば、比較回路がＶＤＤとＧＮＤとの間で動作する場合、Ｌレベルは、例えば中点バイアス電圧（ＶＤＤ／２）である）が出力される。一方、比較回路に、データ“１”に対応する振幅をもつ差分信号が入力されるときは、そのピーク電圧は、判定閾値（ピークホールドコンデンサーの電圧）よりも高い電圧レベルであり、よって、比較回路からはＨ（例えば、ＶＤＤ）が出力される。すなわち、比較回路からは、判定結果を示す２値の復調信号（Ｈ，Ｌ）が得られる。
【００４５】
このように、ピークホールド回路に含まれる比較回路（およびピークホールドコンデンサー）を、２値データ（Ｈ，Ｌ）の復調にも利用することによって、独立した復調用判定回路を、ピークホールド回路の後段に設ける必要がなくなり、復調回路のさらなる簡素化が実現される。
【００４６】
（６）本発明の復調回路の他の態様は、前記積分回路に含まれる前記少なくとも一つの抵抗として、前記ピークホールドコンデンサーと共に充電時定数回路を構成する第１抵抗と、前記ピークホールドコンデンサーと共に放電時定数回路を構成し、かつ前記第１抵抗の抵抗値よりも高い抵抗値の第２抵抗と、が設けられる。
【００４７】
本態様では、上記（４）または（５）の回路構成が採用される場合において、充電抵抗（第１抵抗）と放電抵抗（第２抵抗）を別個に設け、放電抵抗の抵抗値を充電抵抗の抵抗値に比べて十分に高く設定して、スイッチがオフされた後のピークホールドコンデンサーの保持電圧の経時変動（時間経過と共にピークホールドコンデンサーの蓄積電荷が放電抵抗を経由して放電されること）を防止し、復調期間における判定閾値電圧の変動を抑制する。本態様の回路構成は、上記の（４）および（５）に記載される、「ピークホールド回路が負帰還経路の遮断スイッチを有する復調回路」の第１変形例（第１応用例）に相当する。
【００４８】
すなわち、上記（４）および（５）に示される復調回路は、上述のとおり、ピークホールド回路に含まれる比較回路（およびピークホールドコンデンサー）を２値データ（Ｈ，Ｌ）の復調にも利用する。準備期間においては、ピークホールドコンデンサーの電圧は入力信号のピーク電圧に追従して変化することが要求され（つまり、積分回路の抵抗には、ある程度の充電電流を流す能力が要求され）、その一方、復調期間においては、ピークホールドコンデンサーの電圧は判定閾値として使用されることから、時間経過に関係なく一定に保たれること（つまり、スイッチがオフした後も、ピークホールドコンデンサーには積分回路を構成する抵抗が接続されたままであり、その抵抗およびスイッチを経由してオフリーク電流が流れることになり、そのオフリーク電流を最小化するために、その抵抗の抵抗値をできるだけ大きく設定すること）が要求される。この２つの要求は相反する要求であるため、一つの抵抗を用いた回路設計では、妥協を強いられるのは否めない。
【００４９】
そこで、本態様では、積分回路において、充電時定数回路用の抵抗（第１抵抗）と放電時定数回路用の抵抗（第２抵抗）を分離し、第１抵抗（充電抵抗）および第２抵抗（放電抵抗）の各々の抵抗値を最適化し、充電特性と放電特性の各々の最適設計を可能とした。
【００５０】
なお、具体的には、第１抵抗（充電抵抗）および第２抵抗（放電抵抗）は、例えば、比較回路とピークホールドコンデンサーとの間に並列に設けられ、第１抵抗（充電抵抗）には、例えば、比較回路からピークホールド回路に向かう方向を順方向とする整流素子（ＰＮ接合ダイオード等）が設けられる。整流素子は、ピークホールドコンデンサーの蓄積電荷の逆流を阻止するため、第１抵抗は、充電電流のみを流す充電抵抗として機能することになる。
【００５１】
上記（４）および（５）に示される復調回路では、復調用判定閾値は、データ“０”送信時の差分信号（正弦波）のピーク電圧と同じであることから（つまり、入力電圧＝判定閾値となり）、データ“０”の送信期間に対応する２値データ“Ｌ”の復調（駆動クロック毎の復調）においては、ノイズマージンがほとんどない。したがって、正確な２値判定を担保するためには、準備期間においてピークホールドコンデンサーに保持された判定閾値電圧の電圧レベルを、復調期間においてそのまま維持することが重要である。つまり、放電によって判定閾値の電圧レベルが許容範囲を超えて低下すると、データ“０”に対応する差分信号（正弦波）が入力されたときに、本来なら、比較回路からＬ（例えば、ＶＤＤ／２）が出力されるところ、Ｈ（例えばＶＤＤ）が出力されてしまい、比較回路による誤判定が生じる。誤判定が生じると、Ｈ，Ｌの２値信号の相関検出による１ビットのデータの復調精度が低下する結果となる。
【００５２】
本態様によれば、第２抵抗（放電抵抗）の抵抗値を、第１抵抗（充電抵抗）の抵抗値に比べて十分に大きく設定することによって、放電電流を可能な限り小さくすることができる（つまり、実質的に放電を無視できるようになる）ため、復調期間における判定閾値電圧のレベルをほぼ一定に保つことができる。よって、本態様の回路構成は、データの高精度の復調の実現に貢献する。
【００５３】
（７）本発明の復調回路の他の態様は、前記振幅検出回路は、一つの抵抗と第１ピークホールドコンデンサーとを含む積分回路と、前記第１ピークホールドコンデンサーの出力ノードに接続されたバッファ回路と、前記バッファ回路の出力によって充電され、あるいは放電される第２ピークホールドコンデンサーと、前記差動回路から出力される前記差分信号と前記第２ピークホールドコンデンサーの電圧とを比較すると共に、その出力ノードが前記積分回路の入力ノードに接続される比較回路と、前記バッファ回路の出力ノードと前記第２ピークホールドコンデンサーとの間に設けられるスイッチと、を有するピークホールド回路を含み、前記スイッチがオフのときは、前記第２ピークホールドコンデンサーおよび前記比較回路は、前記差分信号の振幅検出信号を出力する復調用判定回路として動作する。
【００５４】
本態様の回路構成は、上記の（４）および（５）に記載される、「ピークホールド回路が負帰還経路の遮断スイッチを有する復調回路」の第２変形例（第２応用例）に相当する。本態様も、上記（６）の復調回路と同様に、準備期間における所望のピーク検出の実現と、復調期間における判定閾値電圧の変動防止とを両立させることを目的とする回路である。
【００５５】
但し、本態様の回路では、ピークホールドコンデンサーを２個使用する。つまり、準備期間において、入力信号のピーク電圧に相当するピーク検出電圧を、第１ピークホールドコンデンサーおよび第２ピークホールドコンデンサーの各々に発生させる。具体的には、第１ピークホールドコンデンサーにピーク検出電圧（第１ピーク検出電圧）が発生すると、その第１ピークホールドコンデンサーに接続されているバッファ回路（増幅回路）の出力ノードから、そのピーク検出電圧の電圧レベルに対応する（比例する）出力電圧が得られ、そのバッファ回路（増幅回路）の出力電圧によって、第２ピークホールドコンデンサーが充電され、第２ピークホールドコンデンサーにも、入力信号のピーク電圧に相当するピーク検出電圧（第２ピーク検出電圧）が発生する。例えば、第１ピーク検出電圧と第２ピーク検出電圧の各電圧レベルが一致するように、比較回路やバッファ回路（増幅回路）のゲイン、第１および第２のピークホールドコンデンサーの各容量が決定される（但し、これに限定されるものではない）。
【００５６】
また、第２ピークホールドコンデンサーは比較回路の入力ノードの一方に接続されている。増幅回路の出力ノードと第２ピークホールドコンデンサーとを結ぶ負帰還経路には、スイッチが設けられている。ピーク検出の時定数を決める積分回路の抵抗は第１ピークホールドコンデンサーにのみ接続される。復調期間においては、第２ピークホールドコンデンサーの保持電圧が、復調用の判定閾値電圧として、比較回路の一方の入力ノードに供給される。
【００５７】
本態様の復調回路は、復調期間においてスイッチがオフとなると、第２ピークホールドコンデンサーには抵抗が接続されず、放電経路が完全に遮断され、判定閾値の電圧レベルの経時変動が十分に抑制され、復調用の判定閾値がきわめて安定化するため、十分なデータの復調（検出）感度を実現することができるという利点がある。
【００５８】
（８）本発明の復調回路の他の態様は、前記受電装置が前記負荷変調を行わない期間である準備期間において、前記スイッチがオン状態とされ、前記第２ピークホールドコンデンサーにピークホールド電圧が発生し、前記受電装置が送信した信号を復調する期間であるデータ復調期間において、前記スイッチがオフ状態とされ、これによって、前記第１ピークホールドコンデンサーと前記第２ピークホールドコンデンサーとが切り離され、前記復調用判定回路を構成する前記比較回路によって、前記第２ピークホールドコンデンサーの前記ピークホールド電圧と前記差分信号とが比較され、前記比較回路から前記差分信号の振幅検出信号が出力される。
【００５９】
本態様は、上記（７）の復調回路の、準備期間および復調期間における動作を明かとしたものである。すなわち、準備期間においてはスイッチがオンされ、上述のとおり、入力信号（差分信号）のピーク電圧に相当するピーク検出電圧が、第１ピークホールドコンデンサーおよび第２ピークホールドコンデンサーの各々に発生する。つまり、スイッチがオンされてから、ある程度の時間が経過すると、第１ピークホールドコンデンサーおよび第２ピークホールドコンデンサーの各々には、ピーク検出電圧（つまり、データ“０”に対応する振幅をもつ差分信号のピーク電圧）が保持される。
【００６０】
次に、復調期間においてスイッチがオフされ、これによって負帰還経路が遮断される。すると、ピークホールド回路はピーク検出機能を失い、第１ピークホールドコンデンサーおよび第２ピークホールドコンデンサーの各々に発生している電圧（つまり、データ“０”に対応する振幅をもつ差分信号のピーク電圧）が固定され、かつ、第２ピークホールドコンデンサーの蓄積電荷の放電経路が完全に遮断される。つまり、第２ピークホールドコンデンサーには積分抵抗が接続されないことから、増幅回路の出力ノードとの接続が遮断されれば、第２ピークホールドコンデンサーの放電経路は完全に遮断されたことになる。よって、第２ピークホールドコンデンサーに発生しているピーク電圧（データ“０”に対応する振幅をもつ差分信号のピーク電圧）は、経時変動がほとんどない、きわめて安定した復調用の判定閾値電圧となり、その判定閾値電圧が比較回路に供給される。
【００６１】
よって、復調期間において、比較回路による高精度の比較判定が実行され、２次側から送信された、１次コイルの交流駆動信号（駆動クロック）毎に送信した複数のＨ，Ｌの２値信号（パケット通信データの場合、３２個の２値信号）が正確に復調される。よって、得られた２値信号に基づく相関検出も正確に実行され、２次側から送信されたデータ（“１”，“０”）の高精度の復調が実現する。
【００６２】
（９）本発明の復調回路の他の態様は、前記振幅検出回路は、ピークホールドコンデンサーと、前記ピークホールドコンデンサーの出力ノードの電圧と前記差分信号とを比較する比較回路と、前記比較回路と前記ピークホールドコンデンサーとの間に設けられ、前記比較回路の出力信号に基づいて前記ピークホールドコンデンサーを充電する充電回路と、前記ピークホールドコンデンサーの出力ノードと基準電位との間に設けられ、前記ピークホールドコンデンサーの電荷を前記基準電位に放電させ、かつ、前記放電が、前記比較回路に入力される前記差分信号のピーク電圧に依存しない放電回路と、を有するピークホールド回路を含み、前記比較回路の出力信号が、前記差分信号の振幅検出信号として取り出される。
【００６３】
本態様の復調回路は、ピークホールド回路を有しており、そのピークホールド回路は、復調用判定回路を兼用し、この点では、上記（４）〜（８）の復調回路と共通する。但し、本態様の復調回路におけるピークホールド回路は、準備期間および復調期間の各々に対応してオン／オフが切り換えられるスイッチを有さず、したがって、ピークホールドコンデンサーの電圧は、常に入力信号のピーク電圧に追従して変動する。但し、本態様では、ピーク追従時定数を大きく設定して、ピーク追従能力を意図的に弱め、ピークホールド回路に発生する「ピーク追従電圧（ピークホールドに至るまでのピーク追従過程で発生する変動する電圧）」を、復調用の判定閾値として使用する。
【００６４】
比較回路を用いた振幅検出に用いられる判定閾値は固定されているというのが一般的であるが、本態様では判定閾値の変動を許容する。つまり、復調用の判定閾値（つまり、ピークホールドコンデンサーに発生するピーク追従電圧）が、入力信号（差分信号）の低い方の第１ピーク電圧（Ｖｐｅａｋ１とする）と、高い方の第２ピーク電圧（Ｖｐｅａｋ２とする）との間の電圧範囲にとどまっている限り、そのピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧を復調用の判定閾値として用いて、入力信号（差分信号）のＨ，Ｌを正確に判定することが可能である（仮に、判定閾値が、第２ピーク電圧Ｖｐｅａｋ２と同じであると、比較回路の比較の結果、本来なら、例えばＨ（例えばＶＤＤ）が出力されるところ、ＶＤＤ／２（ミドル電圧）が出力されてしまい、誤判定となってしまう）。
【００６５】
このような観点から、本態様では、ピーク追従の時定数を遅く設定し、入力信号のピーク電圧が変化しても、信号の復調が行われる期間では、ピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧がピーク値に到達しないように、ピークホールド回路の追従時定数を設計する。具体的には、例えば、充電時における、単位時間あたりのピークホールドコンデンサーの電圧上昇量（電圧上昇率）が所望の値に設定され、同様に、放電時における単位時間あたりのピークホールドコンデンサーの電圧下降量（電圧下降率）が所望の値に設定され、また、ピークホードコンデンサーの電圧上昇量と電圧下降量とが、ほぼバランスしている（略同一である）という条件が満足されることが好ましい。
【００６６】
本態様では、ピークホールド回路のピーク追従時定数の精密な設定が必要であり、そこで、ピークホールドコンデンサーを充電する充電回路と、ピークホールドコンデンサーを放電する放電回路と、を別個に設け、充電回路と放電回路の各々の特性を最適に設計する。このとき、放電回路の放電が、比較回路に入力される差分信号のピーク電圧（Ｈ，Ｌ）に依存する場合には（つまり、Ｌのときに放電され、Ｈのときに放電が止まる場合に）は、入力信号のＨ，Ｌの出現確率に応じて放電の有無が決定され、単位時間あたりの放電量を正確に設計することができないことから、本態様では、放電が、比較回路に入力される差分信号のピーク電圧に依存しない放電回路とする。
【００６７】
つまり、ピークホールドコンデンサーの電圧Ｖを固定した場合に、そのピークホールドコンデンサーから単位時間あたり（例えば、受信データの１ビットが継続する期間である、１次クロックのｎ周期に相当する時間あたり）の総放電電荷量（Ｉｋとする）が、比較回路に入力される信号のピークレベルに関係なく、一意に特定されるようにするのが好ましい。
【００６８】
例えば、１ビットのデータ“０”が受信される期間では、充電回路による充電が止まるようにしておけば、上記の総放電電荷量（Ｉｋ）が、１ビットの“０”が受信される期間における総放電電荷量となる。この、１ビットの“０”が受信される期間における総放電電荷量（Ｉｋ）を考慮して、放電時定数（例えば、放電抵抗の抵抗値とピークホールドコンデンサーの容量）を適切な値に決定すれば、１ビットの“０”が受信される期間におけるピークホールドコンデンサーの電圧下降率を所望の範囲内に設定することができる。
【００６９】
同様に、１ビットの“１”が受信される期間における充電回路によるピークホールドコンデンサーの総充電電荷量をＩｂとすると、（Ｉｂ−Ｉｋ）が、１ビットの“１”が受信される期間におけるピークホールドコンデンサーの電圧上昇に寄与する電荷量となり、この電荷量を考慮して、充電時定数（例えば、充電抵抗の抵抗値とピークホールドコンデンサーの容量）を適切な値に決定すれば、１ビットの“１”が受信される期間におけるピークホールドコンデンサーの電圧上昇率を所望の範囲内に設定することができ、かつ、その電圧上昇率と、１ビットの“０”が受信される期間における電圧下降率と、をほぼ同じに設定することによって、充電と放電とのバランスをとることができる。
【００７０】
本態様の復調回路では、上記（４）〜（８）の復調回路のように、スイッチをオンする準備期間と、スイッチをオンする復調期間とを区別する必要がない。つまり、上記（４）〜（８）の復調回路では、受電装置が、準備期間（負荷変調スイッチをオンしない期間）と変調期間（負荷変調スイッチをオン／オフさせる期間）とを認識する必要があり、同様に、送電装置も準備期間（ピークホールド回路のスイッチをオンする期間）と復調期間（ピークホールド回路のスイッチをオフする期間）とを認識する必要があり、したがって、送電装置と受電装置との間で同期をとる必要があり、このために、例えば、送電装置から受電装置に準備期間指示信号を送信するといった通信が必要となる場合もあった。
【００７１】
これに対して、本態様の復調回路は、準備期間と復調期間との区別が不要であることから、送電装置と受電装置との同期が不要となり、通信手続きが簡単化されるという利点がある。例えば、通信開始時におけるピークホールドコンデンサーの電圧を所望の範囲に収まるようにしたいような場合には、２次側が、本来の通信データの送信の前に、所定の値をもつ所定ビットのダミーデータを送信するなどして、１次側のピークホールドコンデンサーの電位を調整し、その後に通信データを送信すればよい。通信が開始されると、入力信号である差分信号のＨ，Ｌに応じて、１次コイルの駆動クロックの１周期毎に判定閾値が上昇、下降を繰り返し、入力信号のピークに（緩やかに）追従し、同時に、比較回路は、そのピーク追従電圧を判定閾値として用いた比較判定を実行し、そして、比較回路から、振幅判定信号（駆動クロック毎の、Ｈ，Ｌの２値信号：第１復調信号）が取り出されることになる。
【００７２】
また、本態様のピークホールド回路は、入力信号（差分信号）のピークをホールドするという本来の用途にも使用することができる。２次側機器の有無によって、共振回路の共振特性が変化して１次コイルのコイル端電圧のレベル（振幅）が変化する。よって、上述のとおり、ピーク電圧の変化を検出することによって、受電装置の着地や取り去りを検出することができるが、その検出が、例えば、数秒程度、遅れたとしてもほとんど問題はない（２次側機器のバッテリー充電には例えば数十分必要であるとき、数秒着地検出が遅れても、バッテリー充電の充電期間には何ら影響を与えず、同様に、受電装置の取り去り検出が数秒程度遅れたとしても、その間に送電される電力量はわずかであり消費電力の増大の問題はほとんど生じない）。したがって、本態様において、ピークホールド回路のピーク追従時定数を、復調回路の復調性能に適合するように、従来のピークホールド回路に比べて大きく設定したとしても、受電装置（あるいは受電装置を含む２次側機器）の着地検出や取り去り検出における最大許容期間内に各事象の検出ができるのであれば、特に問題は生じない。
【００７３】
（１０）本発明の復調回路の他の態様は、前記充電回路は、直列に接続された整流素子および充電抵抗を有し、前記放電回路は、前記ピークホールドコンデンサーの出力ノードに一端が接続され、周期的にオン状態となって前記ピークホールドコンデンサーの電荷を放電させる放電スイッチと、前記放電スイッチの他端と前記基準電位との間に接続される放電抵抗と、を有する。
【００７４】
本態様では、放電回路が、放電スイッチと放電抵抗とを含み、放電スイッチが、周期的（つまり、周期性をもって間欠的に）オンされる点を明かとした。上述のとおり、放電回路は、比較回路に入力される差分信号のＨ，Ｌには関係なく、ピークホールドコンデンサーの蓄積電荷を放電し、ピークホールドコンデンサーの初期電圧Ｖが定まれば、単位時間あたりの総放電電荷量が一意に定まる。ここで、放電回路が、常時、ピークホールドコンデンサーの蓄積電荷を放電する場合、無駄に多くの電荷を捨てる傾向が生じて、ピークホールド回路の消費電力が増大する場合もあり得る。
【００７５】
そこで、本態様では、放電スイッチを設け、その放電スイッチを間欠的にオン／オフさせることにした。オン／オフの周期およびオン時間を適切に設計することによって、放電電荷量を適切な値にすることができ、無駄のない放電が実現する。放電スイッチを周期的にオン／オフさせるためのオン／オフ制御信号は、例えば、差分信号を適切な分周比をもつ分周回路によって分周して得ることができ、本態様の復調回路の設計は容易である。
【００７６】
（１１）本発明の復調回路の他の態様は、前記受電装置側から送信される１ビットのデータの継続期間は、前記１次コイルの交流駆動信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に相当する期間であり、また、前記受電装置が負荷変調よって２値データを送信するときに、ｍビット（ｍは２以上の整数）の同一値の連続が許容され、また、前記ピークホールドコンデンサーに発生する、前記２値データのうちの一方の値に対応するピーク電圧を第１ピークホールド電圧とし、前記２値データのうちの他方の値に対応し、かつ、前記第１ピークホールド電圧よりも高い電圧のピーク電圧を第２ピークホールド電圧とし、前記第１ピークホールド電圧と前記第２ピークホールド電圧との電位差をΔＶｐｅａｋとした場合に、前記ピークホールドコンデンサーの電圧が、前記ΔＶｐｅａｋだけ遷移するのに要する時間が、前記１次コイルの交流駆動信号の（ｍ・ｎ）周期に相当する時間以上になるように、前記充電回路の特性および前記放電回路の特性が設定される。
【００７７】
本態様では、上記の（１０），（１１）の復調回路におけるピーク追従時定数の設計の一例について規定する。本態様では、例えば、データ復調が開始される時点で、ピークホールドコンデンサーの電圧が、データ“０”に対応する差分信号のピーク値であるＶｐｅａｋ１に維持されており、その状態で、ｍビット（ｍは１以上の整数）連続するデータ“１”が受信されて、復調回路によって、ｍビット連続するデータ“１”を復調する場合を想定する。データ“１”に対応する差分信号のピーク電圧値をＶｐｅａｋ２とし、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２との電位差をΔＶｐｅａｋとする。この場合、復調回路に含まれるピークホールド回路のピーク追従機能によって、ピークホールドコンデンサーの電圧は、時間経過と共に、Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に遷移する。
【００７８】
上述のとおり、２次側からの１ビットの送信データが継続する期間は、１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間である。２次側から１次側への通信において、ｍビットの同一値のデータの連続送信が認められている場合、ｍビットの同一値の連続データが継続する時間は、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期に相当する期間である。したがって、ピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）が、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期に相当する期間内にＶｐｅａｋ２に到達してしまうと、判定閾値が入力されるＨ信号と同じ電圧レベルになってしまい、ｍビット連続するデータ“１”の受信期間が終了していないにもかかわらず、それ以降、正確な“１”の復調ができなくなるため、受信エラーが生じる。
【００７９】
したがって、この例では、ピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）が、Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に遷移するために要するピーク追従時間（つまりΔＶｐｅａｋの遷移に要する時間）が、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上に長くなるように設定すれば、ｍビット連続する“１”を復調している期間内では、ピークホールドコンデンサーの電圧がＶｐｅａｋ２に到達せず、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２との間に滞留することから、比較回路は、そのピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧を判定閾値として用いて、入力信号のＨ，Ｌを正確に判定することができ、したがって、２次側から送信された、ｍビット連続する“１”を確実に復調できる。
【００８０】
上記の例では、ピークホールドコンデンサーの電圧がＶｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に向かって追従する場合について説明したが、ピークホールドコンデンサーの電圧がＶｐｅａｋ２からＶｐｅａｋ１に向かって追従する場合も同様である。つまり、データ復調が開始される時点で、ピークホールドコンデンサーの電圧が、データ“１”に対応する差分信号のピーク値であるＶｐｅａｋ２に維持されており、その状態で、ｍビット（ｍは１以上の整数）連続するデータ“０”が受信されて、復調回路によって、ｍビット連続するデータ“０”を復調する場合も同様である。つまり、この場合も、ピークホールドコンデンサーの電圧がΔＶｐｅａｋだけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上になるように、充電回路の特性および放電回路の各々の特性を設定すればよい。
【００８１】
（１２）本発明の復調回路の他の態様は、前記受電装置側から送信される１ビットのデータの継続期間は、前記１次コイルの交流駆動信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に相当する期間であり、また、前記受電装置が負荷変調よって２値データを送信するときに、ｍビット（ｍは２以上の整数）の同一値の連続が許容され、また、前記ピークホールドコンデンサーに発生する、前記２値データのうちの一方の値に対応するピーク電圧を第１ピークホールド電圧とし、前記２値データのうちの他方の値に対応し、かつ、前記第１ピークホールド電圧よりも高い電圧のピーク電圧を第２ピークホールド電圧とし、また、前記第１ピークホールド電圧と前記第２ピークホールド電圧との電位差をΔＶＰｅａｋとし、また、復調開始時点における前記ピークホールドコンデンサーの電圧と前記第１ピークホールド電圧との電位差と、前記復調開始時点における前記ピークホールドコンデンサーの電圧と前記第２ピークホールド電圧との電位差のうち、いずれか小さい方の電位差を（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）（但し、ｐは２より大きな実数）とした場合に、前記ピークホールドコンデンサーの電圧が、前記（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）だけ遷移するのに要する時間が、前記１次コイルの交流駆動信号の（ｍ・ｎ）周期に相当する時間以上になるように、かつ、前記ピークホールドコンデンサーの電圧が、前記２値データのうちの一方の値の１ビットの受信時に、前記１次コイルのｎ周期に相当する期間において降下する電圧降下量と、前記２値データのうちの他方の値の１ビットの受信時に、前記１次コイルのｎ周期に相当する期間において上昇する電圧上昇量とがバランスするように、前記充電回路の特性および前記放電回路の特性が設定される。
【００８２】
上記（１１）の態様では、ｍビット連続するデータ“１”（または“０”）を受信することを前提したが、実際には、復調期間において、ｍビット連続するデータ“１”およびｍビット連続するデータ“０”の双方を検出できることが望ましく、したがって、例えば、復調開始時点においては、ピークホールドコンデンサーの電圧（判定閾値）は、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の中点電圧（つまり、（Ｖｐｅａｋ１＋Ｖｐｅａｋ２）／２）付近に設定される場合が多い。Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の電位差をΔＶｐｅａｋとし、ピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）が中点電圧（Ｖｐｅａｋ１＋Ｖｐｅａｋ２）／２）に設定される場合、判定閾値の、Ｖｐｅａｋ１に対する変動マージン（変動許容範囲）およびＶｐｅａｋ２に対する変動マージン（変動許容範囲）は、共に（ΔＶｐｅａｋ／２）である。上記（１１）の態様では、判定閾値の変動マージン（変動許容範囲）がΔＶｐｅａｋに設定されていた。したがって、本態様の上記例では、判定閾値の変動マージン（変動許容範囲）は、上記（１１）の場合の１／２になったことになる。
【００８３】
つまり、この例では、ピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）が、（ΔＶｐｅａｋ／２）だけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上に長くなるように設定すれば、ｍビット連続する“１”およびｍビット連続する“０”のいずれも、適正に受信することができる。
【００８４】
上記の例では、ピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）の初期設定電圧を中点電圧に設定したが、これに限定されるものではない。より一般化すると、復調開始時点におけるピークホールドコンデンサーの電圧とＶｐｅａｋ１との電位差と、復調開始時点におけるピークホールドコンデンサーの電圧とＶｐｅａｋ２との電位差のうち、いずれか小さい方の電位差を（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）（但し、ｐは２より大きな実数）とした場合には、（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）が、ピークホールドコンデンサーの電圧の最小の変動許容範囲となる。よって、ピークホールドコンデンサーの電圧が（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）だけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上になるようにすればよいことになる。
【００８５】
これによって、ピークホールドコンデンサーの充電時の電圧上昇率を示す直線の傾き、または放電時の電圧下降率を示す直線の傾きが決まる。つまり、１ビットのデータが継続する期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）あたりの、ピークホールドコンデンサー電圧の電圧上昇量または電圧降下量が決定される。
【００８６】
次に、１ビットのデータ継続する期間あたりの電圧上昇量と電圧降下量とがバランスする（同じとなる）ように、充電回路と放電回路の各々の回路特性を決定すればよい。つまり、ピークホールドコンデンサーの電圧は、入力信号のピークに追従して変動するため、データ“１”が受信されているときは、ピークホールドコンデンサーの電圧は上昇し、データ“０”が受信されているときは、ピークホールドコンデンサーの電圧は下降する。データ“１”とデータ“０”が交互に受信される場合を想定すると、ピークホールドコンデンサーの電圧は、上昇、下降を繰り返すが、１ビットのデータ期間における電圧上昇量と電圧下降量とが同じならば、ピークホールドコンデンサーの電圧レベルは、それらの１連のデータを受信する前後で変化しない。
【００８７】
受信データに含まれる“１”と“０”の出現の割合は、ある程度の長い期間でみれば、ほぼ同じである場合が多く（あるいは、２次側の送信データを意図的に、そのように作成することも可能であり）、したがって、上記のように、１ビットのデータ期間における電圧上昇量と電圧下降量とが同じに設定されているならば、ピークホールドコンデンサーの電圧レベルは、復調期間において、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の中間の電圧範囲にとどまっている確率が極めて高く、よって、復調された２値信号の信頼性を確保することができる。仮に、電圧上昇量と電圧降下量のバランスがとれていないときは、データ“１”と“０”が交互に受信された場合でも、判定閾値（つまりピークホールドコンデンサーの電圧）が、時間経過と共にＶｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２のいずれかの側にシフトしていき、その分だけ変動マージンが減少していき、やがて、ピーク値に到達することになってしまい、その時点で、ピークホールドコンデンサーの電圧を復調用の判定閾値として用いることができなくなる。
【００８８】
したがって、上述のとおり、データ“１”を受信する場合の、データ“１”の継続期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）におけるピークホールドコンデンサーの電圧上昇量と、データ“０”を受信する場合の、データ“０”の継続期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）におけるピークホールドコンデンサーの電圧降下量と、がバランスする（ほぼ同じになる）ように、充電回路の特性および放電回路の特性を設定するのが好ましい。
【００８９】
このように、上記の２つの条件を共に満足するように、充電回路の特性および放電回路の特性を設定するのが好ましいということになる。つまり、ピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）が、（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）を遷移するために必要なピーク追従時間を、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上とし、かつ、１ビットの継続期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）におけるピークホールドコンデンサーの電圧（＝判定閾値）の電圧上昇量と電圧下降量とがバランスするように（つまり、ほぼ同じ、略同一、あるいは同じとなるように）、充電回路および放電回路の各特性が設定（決定）される。
【００９０】
（１３）本発明の復調回路の他の態様は、前記ピークホールド回路は、前記受電装置を含む受電装置の取り去りおよび着地の少なくとも一方の検出にも使用され、前記取り去りおよび前記着地の少なくとも一方の検出のときに、前記ピークホールド回路に要求されるピーク追従特性を満足するように、前記充電回路の特性および前記放電回路の特性が設定される。
【００９１】
上記（１１）および（１２）の態様では、信号の復調の観点から、許容される「ピーク追従の遅さ」について検討した。本態様では、（１１）および（１２）の態様の復調回路が、受電装置（あるいは受電装置を含む２次側機器）の取り去りおよび着地の少なくとも一方の検出にも使用される場合には、
受電装置（受電装置を含む２次側機器）の取り去り検出または着地検出に対応できるような、「ピーク追従の速さ」が必要な点を明記した。つまり、本態様では、受電装置（受電装置を含む２次側機器）の取り去り検出または着地検出に対応できる「ピーク追従の速さ」と、信頼性の高い信号の復調のための「ピーク追従の遅さ」の双方を満足するように、充電回路の特性および放電回路の各特性が決定されることになる。
【００９２】
（１４）本発明の復調回路の他の態様は、前記比較回路から出力される前記差分信号の振幅検出信号の相関を検出する相関検出器を含む出力回路を、さらに有する。
【００９３】
上記（３）の態様にて説明したように、「信号の復調」には、１次コイルの交流駆動クロック（駆動クロック）に同期したＨ，Ｌの２値信号の復調（第１復調処理）と、第１復調処理によって得られる、時間軸上で連続する複数の２値信号（Ｈ，Ｌ）の相関検出（例えば、連続性の検出、あるいは、連続性および周期性の双方の検出）による“１”，“０”のデータ復調（第２復調処理）とがある。本発明の復調回路は、第１復調処理のみを行って駆動クロックの１周期毎の振幅検出信号を出力してもよく、また、続いて第２復調処理を実行して、２値信号の相関検出を行って、１ビットのデータが継続する期間（駆動クロックのｎ周期に相当する期間）毎の振幅検出信号（つまり、復調されたデータ）を出力してもよい。
【００９４】
本態様では、復調回路が、第１復調処理によって得られたＨ，Ｌの２値信号の相関を検出する相関検出器（第２復調処理回路に相当する）を、さらに有することもできる点を明確化した。
【００９５】
（１５）本発明の送電制御装置の一態様は、１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する無接点電力電送システムの前記送電装置に設けられる、前記送電装置の動作を制御する送電制御装置であって、上記の復調回路と、前記送電装置の動作を制御すると共に、前記復調回路の出力信号が入力される送電側制御部と、を含む。
【００９６】
上述のとおり、本発明の復調回路は、１次コイルに接続されているコンデンサーの両端から得られるコイル端信号の差分を検出するという新規な方式を採用し、同相成分の相殺作用を活用することによって、例えば、受電装置（２次側）が常時通信（給電不停止送信）を実行した場合でも、２次側から送られてくる信号を高精度に復調することができる。また、例えば、ピークホールド回路のような構成が簡単な回路を用いて、２次側から送られてくる信号を高精度に復調することができ、回路規模を抑制することができる。また、例えば、ピークホールド回路の比較回路を復調用判定回路としても利用することによって、回路の専有面積がさらに縮小され、消費電力も削減される。また、例えば、ピークホールド回路を、信号の復調の他、受電装置の取り去り検出や着地検出にも利用することによって、検出回路の統合が促進され、回路の専有面積のさらなる削減、ならびに消費電力のさらなる低減が可能である。
【００９７】
したがって、このような復調回路が送電制御装置（例えばＩＣ）に搭載されると、送電制御装置の小型化や低消費電力化が実現される。
【００９８】
（１６）本発明の送電装置の一態様は、１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する無接点電力電送システムの前記送電装置であって、前記１次コイルを交流駆動する駆動部を有する送電部と、上記の送電制御装置と、を有する。
【００９９】
本発明の送電制御装置が搭載される送電装置は、上述した、送電制御装置と同様の効果（省電力および省スペースといった効果）を得ることができる。また、一台の送電装置で、電力定格が異なる複数の２次側機器に送電することができるマルチ送電を実現する場合、送電装置の、特に１次コイルに近い箇所に配置される回路は、ある程度の高い電圧に対する耐性を備えた高耐圧回路（あるいは中耐圧回路）とする必要が生じる場合があり、この場合には、１次コイルから得られる高電圧を、適正なレベルに変換するレベルシフター等も必要となり、回路が大型化する傾向がある。これに対して、本発明の送電装置は、内部回路（特に復調回路を含む通信系回路）が簡素化されており、省電力性および省スペース性に優れている。したがって、マルチ送電に対応した送電装置を実現することも容易となる。
【０１００】
（１７）本発明の電子機器の一態様は、上記の送電装置と、前記送電装置により駆動される１次コイルと、を含む。
【０１０１】
本発明の送電装置は小型かつ省電力であるため、１次側の電子機器（例えば、充電台（クレードル））に無理なく搭載することができる。本発明の電子機器も同様に、小型かつ省電力という効果を享受する。また、上述のとおり、マルチ送電に対応した、多機能な１次側電子機器を実現することもできる。
【０１０２】
（１８）本発明のデータ復調方法の一態様は、１次コイルと２次コイルとを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送し、前記受電装置が給電対象の負荷に前記電力を供給する無接点電力電送システムの、前記受電装置から負荷変調によって送信されるデータを前記送電装置が復調する復調方法であって、前記受電装置における負荷変調は、前記給電対象の負荷への給電を停止することなく実行され、かつ、前記負荷変調は、前記１次コイルの交流駆動信号に同期して実行され、また、前記受電装置側から送信される１ビットのデータの継続期間は、前記１次コイルの交流駆動信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に相当する期間である場合に、前記１次コイルに接続される共振コンデンサーの一端からの第１信号と、前記共振コンデンサーの他端からの第２信号との差分信号を生成し、前記差分信号の振幅を、前記１次コイルの交流駆動信号の１周期毎に検出して、前記差分信号の振幅検出信号を取得し、前記差分信号の振幅検出信号の、前記交流駆動信号のｎ周期に相当する期間における相関を検出し、前記交流駆動信号のｎ周期毎に１ビットのデータを復調する。
【０１０３】
本態様では、受電装置が負荷変調により送信したデータが、送電装置において復調されるまでの手順の一例を明確化した。すなわち、２次側からのデータ送信は、給電対象の負荷への給電を停止することなく実行される（常時通信）。送電装置は、１次コイルに接続されているコンデンサーの両端から得られるコイル端信号の差分を検出するという新規な方式を採用し、同相成分の相殺作用を活用することによって、簡単な回路による高精度の復調を実行する。
【０１０４】
まず、第１復調処理によって、１次コイルの駆動クロックの１周期毎に、差動回路から出力される差分信号の振幅情報を検出して、２値（Ｈ，Ｌ）の振幅検出信号を得る。次に、その２値（Ｈ，Ｌ）の振幅検出信号に基づく相関検出（第２復調処理）によって、１次コイルの駆動クロックのｎ周期（１ビットのデータが継続する期間）単位で、差分信号の振幅情報を検出して、復調された１ビットのデータを得る。これによって、受電装置が負荷変調によって送信したデータを、送電装置側で、効率的に、かつ確実に復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】図１（Ａ）〜図１（Ｃ）は、１次コイルのコイル端電圧を共振コンデンサーの一端から取り出す技術（従来技術）を説明するための図
【図２】図２（Ａ）〜図２（Ｃ）は、１次コイルのコイル端電圧を共振コンデンサーの両端から取り出す技術を用いた、本発明の復調回路の第１実施例の構成および回路動作を説明するための図
【図３】図３（Ａ），図３（Ｂ）は、図２（Ａ）に示される復調回路の復調方法の一例を示す図
【図４】図４（Ａ），図４（Ｂ）は、無接点電力伝送システムの全体構成例および送電装置と受電装置との間の通信の概要を説明するための図
【図５】送電装置の具体的な構成の一例を示す図
【図６】図６（Ａ）〜図６（Ｃ）は、本発明の復調回路の第２実施例（ピークホールド回路内にスイッチを設けて、ピークホールド回路を復調用判定回路に切り換える例）の概要を説明するための図
【図７】図７（Ａ）〜図７（Ｃ）は、本発明の復調回路の第２実施例の具体的な回路構成および回路動作を説明するための図
【図８】本発明の復調回路の第３実施例（第２実施例についての第１変形例（充電抵抗と放電抵抗とを分離する例））の構成を示す図
【図９】図９（Ａ）および図９（Ｂ）は、本発明の復調回路の第４実施例（第２実施例についての第２変形例（２つのピークホールドコンデンサーを使用する例））の構成を示す図
【図１０】図９に示される復調回路の動作を示す信号波形図
【図１１】図１１（Ａ），図１１（Ｂ）は、本発明の復調回路の第５実施例（ピーク追従電圧を復調用判定閾値として使用する例）の構成および動作原理を説明するための図
【図１２】図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）は、図１１に示されるピークホールド回路のピーク追従特性の設計例について説明するための図
【図１３】図１１に示される第５実施例におけるピークホールド回路の具体的な動作を説明するための信号波形図
【図１４】図１１に示される第５実施例の復調回路の具体的な動作を説明するための信号波形図
【図１５】図１５（Ａ）および図１５（Ｂ）は、第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第１設計例について説明するための図
【図１６】図１６（Ａ）および図１６（Ｂ）は、第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第２設計例について説明するための図
【図１７】第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第３設計例について説明するための図
【図１８】第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第４設計例について説明するための図
【図１９】本発明の復調回路を含む送電装置を搭載する１次側の電子機器（クレードル）および無接点電力電送システムの動作の一例を説明するための図
【発明を実施するための形態】
【０１０６】
次に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成のすべてが、本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【０１０７】
（第１の実施形態）
図１（Ａ）〜図１（Ｃ）は、１次コイルのコイル端電圧を共振コンデンサーの一端から取り出す技術（従来技術）を説明するための図である。図１（Ａ）に示されるように、送電部１２は、交流駆動信号（駆動クロック）ＤＲＣＫに基づいて1次コイルＬ１を交流駆動する。１次コイルＬ１には共振コンデンサーＣＰ１が接続されている。共振コンデンサーＣＰ１の１次コイルＬ１側のノードＮ１からコイル端信号ＣＳＧが取り出される。コイル端信号ＣＳＧには、送電部１２に含まれる送電ドライバー（図１（Ａ）では不図示）から出力される駆動信号ＤＲＶと、共振回路の共振波形（例えば正弦波）とが合成された波形が得られる（図１（Ｂ），図１（Ｃ）参照）。共振回路は、１次コイルと２次コイルとが結合している状態では、共振コンデンサーＣＰ１と、１次コイルＬ１および２次コイルＬ２の漏れインダクタンスや２次コイルＬ１に接続されるインピーダンス等によって構成される。
【０１０８】
低負荷時と高負荷時とでは、共振回路の共振特性が変化して共振波形の振幅（および若干の位相）が変化する。したがって、２次側の負荷状態が低負荷状態のときは、コイル端信号ＣＳＧは例えば、図１（Ｂ）に示されるような波形となり、一方、２次側の負荷状態が高負荷状態となると、端信号ＣＳＧは例えば、図１（Ｃ）に示されるような波形となる。図１（Ｂ）と図１（Ｃ）からわかるように、信号振幅（ピーク値）も変化するが、波形自体も変化している。この波形自体の変化は、ピーク検出時のノイズとなり、また、１次コイルＬ１の交流駆動に伴って発生するノイズも、ピーク検出のＳ／Ｎを低下させる要因となる。また、１次コイルや共振コンデンサーＣＰ１は外付け部品であり、それらの外付け部品の特性バラツキや電源電圧のバラツキ等によって、コイル端信号ＣＳＧのＤＣバイアス点が変動し、このことは、ピーク検出用の判定閾値の最適化をむずかしくする。また、２次側が常時通信（給電対象の負荷への給電を止めずに信号を通信すること）を行う場合、給電対象の負荷の状態変動が、通信信号の電圧レベル等に直接的に影響を与える。
【０１０９】
よって、２次側が、給電対象の負荷への給電を間欠的に停止し、その停止期間に通信を行う場合に比べて、常時通信によって送信される信号のＳ／Ｎが低下する傾向があり、常時通信による信号の復調を、ピーク検出によって高精度に行うことは、従来技術では難しい。
【０１１０】
（復調回路の回路構成例）
そこで、本実施形態では、差動回路を用いて、２つのコイル端信号の差に基づく差分信号を生成し、その差分信号の振幅を検出するという新規な復調方式（振幅検出方式）を採用する。図２（Ａ）〜図２（Ｃ）は、１次コイルのコイル端電圧を共振コンデンサーの両端から取り出す技術を用いた、本発明の復調回路の第１実施例の構成および回路動作を説明するための図である。
【０１１１】
図２（Ａ）に示されるように、本実施形態の復調回路ＤＭは、受電装置（２次側）が負荷変調によって送信した信号を復調する。復調回路ＤＭは、差動回路（ここでは差動増幅回路とする）ＳＡＭＰと、振幅検出回路ＡＭＴと、を有する。振幅検出回路ＡＭＴは、ピークホールド回路ＰＨと、復調用判定回路ＤＥＴと、出力回路ＱＴＣと、を有する。出力回路ＱＴＣは、相関検出器としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ）３と、レベルシフト回路（ＬＳ）５と、を有する。
【０１１２】
また、受電装置（２次側）には、負荷変調部４６が設けられている。負荷変調部４６は、負荷変調トランジスターＴＢ３と、負荷抵抗ＲＢ３と、を有する。負荷抵抗ＲＢ３の一端は、２次コイルＬ２の両端間に接続された抵抗ＲＢ１および抵抗ＲＢ２の共通接続ノードＮ３に接続されている。負荷変調トランジスターＴＢ３は、負荷変調制御信号Ｑｍｏｄによって、オン／オフが制御される。１ビットの通信パケットデータ“１”または“０”を送信する期間（１ビットのデータ長）は、例えば、１次コイルの交流駆動信号（駆動クロック）ＤＲＣＫの３２周期に相当する期間（つまり、駆動クロックＤＲＣＫの周期をＴｄｒとするとき、３２Ｔｄｒに相当する期間）であり、２ビット分の時間が変調周期Ｔｍｏｄとなる。
【０１１３】
１ビットのデータを送信する期間を長くとるのは、負荷変調が開始されてから、１次コイルＬ１のコイル端電圧の信号レベルが所定レベルだけ変化するまでに、ある程度の遅延時間があることを考慮したからである。また、２次側から送られるデータとしては、通信パケット（通信データ：例えば満充電通知用のセーブフレーム）の他に、異物挿入検出のための定期認証用パターンがある。定期認証とは、２次側から、定期的に所定パターンの信号を送信し、そのパターンを１次側で定期的に受信して検出する処理のことであり、１次側で、定期的に検出されるはずのパターンが検出されないときには、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との間に異物が挿入されたと判定することができる。「通信パケットデータ」と「定期認証用パターンデータ」とを区別できるようにするため、定期認証用パターンを構成する１ビットのデータ長は、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの周期をＴｄｒとするとき、１６周期（１６Ｔｄｒ）に相当する長さに設定される。
【０１１４】
また、１次コイルＬ１に接続される共振コンデンサーＣＰ１の、１次コイルＬ１側のノードをＮ１とし、送電ドライバーＤｒ２側のノードをＮ２としたとき、ノードＮ１から第１コイル端信号が取り出され、ノードＮ２から第２コイル端信号が取り出される。第１コイル端信号および第２コイル端信号の各々は、通常かなり高い電圧レベルとなっているため、波形モニター回路（図２（Ａ）では不図示）等に含まれる分圧抵抗等によって電圧レベルが低下され、また、例えば、直流カットコンデンサー（図２（Ａ）では不図示）によってＤＣ成分が除去された後、差動回路（差動増幅回路）ＳＡＭＰの、非反転端子および反転端子に入力される。差動増幅回路ＳＡＭＰの非反転端子に入力される信号は、１次コイルＬ１のノードＮ１からの「第１信号ＣＳＧ」であり、差動増幅回路ＳＡＭＰの反転端子に入力される信号は、１次コイルＬ１のノードＮ２からの「第２信号ＤＲＶ」である。
【０１１５】
第１信号ＣＳＧは、上述のとおり、共振波形と駆動信号（方形波）との合成波形であり、第２信号ＤＲＶは、送電ドライバーＤｒ２から出力される駆動信号（方形波）そのものである。
【０１１６】
第１信号ＣＳＧ（正弦波＋ＤＲＶ）と第２信号（ＤＲＶ）との差をとると、第１信号と第２信号に共通に含まれる駆動信号ＤＲＶ（方形波）の成分は、同相成分であることから相殺され、よって、第１信号に含まれていた共振波形（正弦波）のみが取り出される。これが差分信号Ａｏｕｔである。この差分信号Ａｏｕｔの振幅は、２次側の負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフに応じて変動する。その差分信号Ａｏｕｔは、２次側の負荷トランジスターＴＢ３のオン／オフに応じて振幅が変化する振幅変調されたキャリア（通信キャリア）として機能し、その波形自体は、負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフに影響されない（厳密には、共振波形（正弦波）の位相も、２次側の負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフに対応して若干変動するが、従来技術のように波形の合成が行われないため、図１（Ｂ），図１（Ｃ）にみられるような波形の変形は生じないといえる）。
【０１１７】
また、差動増幅は、２つの入力信号の差の成分（相対的な変化のみ）を取り出す方式であり、２つの入力信号の各々のＤＣレベルがシフトしたとしても、２つの入力信号の各々のシフト量が同じならば、その変動は問題とならない。したがって、従来問題とされていた、「電源電圧やコイルインダクタンス等のバラツキによってコイル端電圧のレベルにもバラツキが生じることから、比較判定のための基準電圧の最適調整がむずかしい」という問題が解消される。具体的には、例えば、差動増幅回路ＳＡＭＰの前段に直流カットコンデンサーを設けると共に、直流バイアス回路によって、差動増幅回路ＳＡＭＰの入力ノードおよび出力ノードの直流バイアスを独自に設定する等すれば、１次コイルＬ１のコイル端電圧のＤＣレベルを最適化することができる。
【０１１８】
また、１次コイルＬ１の駆動信号やコイルの逆起電力に起因するノイズが発生したとしても、そのノイズは第１信号ＣＳＧおよび第２信号ＤＲＶの双方に重畳されるため、差動増幅回路ＳＡＭＰがもつ同相成分の相殺作用によって相殺され、差動増幅回路ＳＡＭＰから出力される差分信号Ａｏｕｔには影響が生じない。
【０１１９】
したがって、図２（Ａ）に示される送電装置側の復調回路ＤＭによれば、従来問題となっていた問題はすべて解消され、差分信号Ａｏｕｔの振幅のみに着目して確実にＨ，Ｌの判定を行える。よって、差分信号Ａｏｕｔの振幅（ピーク値）に基づいて、高精度の信号復調が実現される。つまり、図２（Ａ）に示される復調回路ＤＭを使用すれば、振幅検出方式（ピーク検出方式）によって高精度の信号復調を行える。よって、図２（Ａ）に示される復調回路ＤＭは、上述した常時通信（給電不停止通信）が行われる無接点電力システムにも適用することができる。
【０１２０】
差動増幅回路ＳＡＭＰの後段には、振幅検出回路ＡＭＴが設けられている。振幅検出回路ＡＭＴは、ピークホールド回路ＰＨと、ピークホールド回路ＰＨの出力信号と判定閾値Ｖｔｈとを比較して、Ｈ，Ｌの２値の検出信号（第１復調信号ＤＸｄｍｏｄ）を出力する復調用判定回路ＤＥＴと、出力回路ＱＴＣと、を有する。出力回路ＱＴＣは、第１復調信号ＤＸｄｍｏｄの時間軸上での相関を検出する相関検出器として機能するローパスフィルタ（ＬＰＦ）３と、レベルシフト回路（ＬＳ）５とを有する。出力回路ＱＴＣから、第２復調信号ＤＱｄｍｏｄが得られる。この第２復調信号ＤＱｄｍｏｄが、復調されたデータ（“１”または“０”）である。
【０１２１】
すなわち、復調用判定回路ＤＥＴは、差分信号Ａｏｕｔ（その周期は、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの周期Ｔｄｒに一致する）のピーク値（振幅値）を１周期毎に検出し、復調用判定回路ＤＥＴは、差分信号Ａｏｕｔの１周期毎に、その振幅の大小を、判定閾値Ｖｔｈを用いて検出して、２値（Ｈ，Ｌ）の検出信号ＤＸｄｍｏｄ（第１復調信号）を出力する（図２（Ｂ）参照）。図２（Ｂ）に示すように、受信したデータが“１”，“０”，“１”，“０”と変化する場合であって、その受信したデータが通信パケットデータである場合には、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの３２周期毎に、ＨとＬが交互に出現し、その受信したデータが定期認証データである場合には、１６周期毎に、ＨとＬが交互に出現する。この段階では、受信されたデータが“１”か“０”かの検出はなされていない。
【０１２２】
出力回路ＱＴＣに含まれる相関検出器としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ）３は、２値（Ｈ，Ｌ）の検出信号ＤＸｄｍｏｄ（第１復調信号）の時間相関を検出する。つまり、検出信号ＤＸｄｍｏｄ（第１復調信号）のＬからＨへの変化が、２次側の負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフに依拠しているのであれば、ＨまたはＬは、単発的ではなく、複数個連続して出現するはずであり（連続性）、その出現の周期は、駆動クロックの３２周期あるいは１６周期を単位とするはずである（周期性）。検出信号ＤＸｄｍｏｄ（第１復調信号）をローパスフィルタ（ＬＰＦ）３で積分することによって、例えば、図２（Ｃ）に示されるような電圧波形（積分波形）が得られる。図２（Ｃ）に示されるように、Ｈが連続していれば、ＬＰＦ３の出力電圧レベル（時間平均値）は所定値を超え、Ｌが連続していれば、ＬＰＦ３の出力電圧レベル（時間平均値）は所定値を超えることがなく、したがって、データ“１”と“０”の判別が可能である。また、１ビットの“１”あるいは“０”が継続する期間が３２クロック相当の時間であるとき、その１ビットは通信パケットデータであり、１６クロック相当であるときは、その１ビットが定期認証用パターンデータであると判定することができる。ＬＰＦ３の出力信号は、レベルシフト回路（ＬＳ）５によってレベルダウンされて、ロジック回路に適した電圧レベルに調整された後、出力される。この出力信号が第２復調信号（ＤＱｄｍｏｄ）であり、この第２復調信号ＤＱｄｍｏｄが、復調されたデータ（“１”または“０”）である。
【０１２３】
なお、図２（Ａ）では、相関検出回路（アナログ相関検出器）としてローパスフィルタ（ＬＰＦ）３を使用しているが、デジタル相関検出器を使用することもできる。デジタル相関検出器は、例えば、２値（Ｈ，Ｌ）検出信号を一時的に格納するレジスタと、そのレジスタ値を読み出してデータ判定を行う判定回路と、とによって構成することができる。判定回路は、ｊ回（ｊは２以上の整数、例えばｊ＝７）連続で同じ値が検出されたときにその値を確定し、次に、１ビットの継続時間が、駆動クロックＤＲＣＫの３２クロックに相当する時間であれば通信パケットデータと判定し、１６クロックに相当する時間であれば定期認証用データであると判定する。
【０１２４】
また、図２（Ａ）において、復調されたデータ（“１”、“０”）を出力する出力回路ＱＴＣは、必ず設けられるものではない。つまり、復調用判定回路ＤＥＴから出力される２値（Ｈ，Ｌ）検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄを、例えば、送電側制御部（例えばＣＰＵ）に直接的に供給して、受信データ自体の復調は、送電側制御部が実行するようにしてもよい。
【０１２５】
以上を総括すると、図２（Ａ）の復調用判定回路ＤＥＴは、駆動クロックの１周期毎に差分信号Ａｏｕｔの振幅を検出し、その後段に出力回路ＱＴＣが設けられる場合には、その出力回路ＱＴＣは、差分信号Ａｏｕｔの振幅を、１ビットの継続期間単位で検出していることになり、いずれも、差分信号の振幅を検出する点で共通している。第１復調信号（Ｈ，Ｌの２値信号）ＤＸｄｍｏｄおよび第２復調信号（復調データ）ＤＱｄｍｏｄは共に、復調回路ＤＭの入力信号である差分信号Ａｏｕｔの振幅検出信号ということができ（したがって、出力回路ＱＴＣが、振幅検出回路ＡＭＴの構成要素ともなり得ることも明かである）、但し、振幅検出の単位時間が、第１復調処理と第２復調処理とで異なっている、ということになる。
【０１２６】
また、図２（Ａ）の復調回路ＤＭでは、ピークホールド回路ＰＨと、復調用判定回路ＤＥＴとが、別個の回路として描かれているが、これは一例（最も基本的な回路構成例）を示すものであり、この例に限定されるものではない。例えば、ピークホールド回路ＰＨ内の比較回路を、復調用判定回路としても利用することもできる（この例については後述する）。
【０１２７】
また、図２（Ａ）に示される振幅検出回路ＤＭは、受電装置（受電装置を備える２次側機器）の取り去りや着地の検出にも利用することができる（１次コイルと２次コイルとの結合の有無によって共振回路の共振特性が変化し、１次コイルのコイル端電圧の電圧レベルが変動するため）。よって、図２（Ａ）に示される回路構成を採用することによって、一つの復調回路（検出回路）ＤＭによって、２次側が負荷変調により送信する信号の高精度の復調と、受電装置（受電装置が取り付けられた２次側機器）の取り去りや着地の検出と、の双方を実現することもでき、この場合には、１次側の検出回路のさらなる簡素化、さらなる回路の占有面積の削減や低消費電力化を実現することができる。また、図２（Ａ）に示される復調回路ＤＭは、一台の１次側機器で電力定格が異なる複数の受電装置（２次側機器）への送電を行うマルチ送電に対応した無接点電力伝送システムの実現に寄与する。
【０１２８】
（基本的な復調方法）
図３（Ａ）および図３（Ｂ）は、図２（Ａ）に示される復調回路の復調方法の一例を示す図である。図３（Ａ）に示されるように、復調用判定回路ＤＥＴで使用される判定閾値は、復調の用途によって使い分けされる。第１閾値（Ｖｔｈ１）は、データ判定用閾値であり、第２閾値（Ｖｔｈ２）は、取り去り検出用閾値であり、第３閾値（Ｖｔｈ３）は、着地検出用閾値である。信号の復調時には、振幅検出回路ＡＭＴからは、復調されたデータＤＱｄｍｏｄが出力され、受電装置（２次側機器）の取り去り検出時には、取り去り検出信号が出力され、受電装置の着地検出時には、着地検出信号が出力される。
【０１２９】
図３（Ｂ）に示されるように、差動増幅回路ＳＡＭＰから出力される差分信号Ａｏｕｔの、データ“０”受信時（小振幅時）のピーク電圧をＶｐｅａｋ１とし、データ“１”受信時（大振幅時）のピーク電圧をＶｐｅａｋ２としたとき、復調用判定回路ＤＥＴにて使用される判定閾値Ｖｔｈ１（Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３）は、Ｖｐｅａｋ１＜Ｖｔｈ１（Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３）＜Ｖｐｅａｋ２の関係を満たすように設定される。
【０１３０】
（復調方法のバリエーション）
なお、以上の復調方法は一例であり、本発明で使用される復調方法には種々のバリエーションがある。例えば、ピーク検出回路ＰＨに含まれる比較回路を復調用判定回路ＤＥＴとしても利用し、ピークホールド回路ＰＨの内部に設けられるスイッチのオフによって、ピークホールド回路ＰＨを、復調用判定回路ＤＥＴに切り換えて信号を復調する方法（第２実施形態）、第２実施形態の変形・応用例（第３実施形態（充電抵抗と放電抵抗とを別個に設ける例）、第４実施形態（ピークホールドコンデンサーを２個設ける例）、ならびに、ピークホールド回路ＰＨにおけるピーク追従電圧ＶＣ１の時定数を最適化した上で、ピーク追従電圧をそのまま復調用の判定閾値として使用する（第５実施形態）等のバリエーションがある。
【０１３１】
（無接点電力伝送システムの構成と動作）
次に、図４および図５を用いて、無接点電力伝送システムの構成と通信方式について説明する。図４（Ａ），図４（Ｂ）は、無接点電力伝送システムの全体構成例および送電装置と受電装置との間の通信の概要を説明するための図である。図４（Ａ）に示されるように、送電装置１０から受電装置４０へのデータ通信には周波数変調が用いられ、受電装置４０から送電装置１０へのデータ通信には負荷変調が使用される。送電装置１０において、共振コンデンサーＣＰ１の両端から取り出された第１信号ＣＳＧおよび第２信号ＤＲＶは、波形モニター回路１４を経由して差動回路（差動増幅回路）ＳＡＭＰに入力される。また、受電装置４０は、負荷変調部４６の他に、整流部４３と、平滑コンデンサーＣＢ１と、給電対象の負荷（例えば２次電池：バッテリー）９０への給電（給電電流ＩＬの供給）を制御する給電制御部４８と、周波数検出回路６０（ＤＲＣＫ再生部６１を有する）と、受電側制御部５２と、を有する。周波数検出回路６０内のＤＲＣＫ再生部６１は、２次コイルＬ２の両端間に直列に接続されている抵抗ＲＢ１と抵抗ＲＢ２の共通接続点に含まれる共振成分（正弦波）に基づいて、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫを再生する。図４（Ａ）において、再生された駆動クロックは、ＤＲＣＫ（ＲＥ）と表記される。受電側制御部５２は、再生された駆動クロックＤＲＣＫ（ＲＥ）を基準クロックとして用いて１ビットの継続時間を測定し、その１ビットの継続時間（通信パケット送信の場合には３２クロックに相当する時間であり、定期認証パターンデータである場合には１６クロックに相当する時間）を単位として、負荷変調トランジスターＴＢ３をオン／オフさせる。上述のとおり、負荷変調トランジスターＴＢ３がオンしている期間にデータ“１”が送信され、オフしている期間にデータ“０”が送信される。なお、“１”と“０”は、負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフによって変化する１次コイルＬ１のコイル端電圧に対する意味付けであり、上記の“１”と“０”を入れ替えることもできる。
【０１３２】
図４（Ｂ）に、通信パケットデータの送信例および受信例が示される。負荷変調の周期Ｔｍｏｄは、２ビットの送信期間（２ビットの継続期間）に相当する。負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフは、駆動クロックの３２個分に相当する時間（これが１ビットの継続期間となる）毎に切り換えられ、これによって、受電装置４０から“０”と“１”が交互に送信される。送電装置１０内に設けられる差動増幅回路ＳＡＭＰから出力される差分信号（正弦波）Ａｏｕｔは、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫに同期して出力される。つまり、１ビットの継続期間中に、３２周期分の差分信号Ａｏｕｔが出力される。差分信号Ａｏｕｔの振幅は、負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフに対応して増減する。つまり、差分信号Ａｏｕｔは、振幅変調された通信キャリアとしての役割を果たす。
【０１３３】
（送電装置の構成）
図５は、送電装置の具体的な構成の一例を示す図である。送電部１２は、電源回路１０１（電源部１０３と平滑コンデンサー１０５とを有する）と、送電ドライバーＤＲ１（ＮＭＯＳトランジスターＭ１，Ｍ２により構成される）と、送電ドライバーＤＲ２（ＮＭＯＳトランジスターＭ３，Ｍ４により構成される）と、を有する。ＣＺ１〜ＣＺ４は、スイッチング効率を上げるためのゼロボルトスイッチコンデンサーである。ＮＭＯＳトランジスターＭ１〜Ｍ４の各々は、駆動制御回路１０７から出力されるオン／オフ駆動制御信号ＴＧ１〜ＴＧ４によって制御される。駆動制御回路１０７の動作は、送電側制御部（送電側制御回路）２２によって制御される。
【０１３４】
波形モニター回路１４は、直流カットコンデンサー１１１ａおよび１１１ｂと、抵抗ＲＸａおよびＲＸｂとを有する。送電制御装置２０は、例えば、一つのＩＣ（集積回路装置）によって構成される。送電制御装置２０は、本発明の復調回路ＤＭと、送電装置１０の全体の動作を制御する送電側制御部２２と、を有する。
【０１３５】
復調回路ＤＭに含まれる差動回路（差動増幅回路）ＳＡＭＰ（参照符号１５）は、オペアンプＡＭＰ１と、帰還抵抗ＲＹａと、出力抵抗Ｒｙｂと、ハイパスフィルターを構成するコンデンサー１１３ａ，１１３ｂと抵抗Ｒｙｃと、差動増幅回路ＳＡＭＰ（１５）の直流バイアス電圧を設定する電圧源Ｖｒｅｆと、を有する。差動増幅回路ＳＡＭＰ（１５）の出力にハイパスフィルターを設けるのは、オペアンプＡＭＰ１の出力信号に重畳されるノイズを、反転端子にも帰還させるためである。例えば、オペアンプＡＭＰ１の内部回路の動作によって瞬時的なノイズが発生し、そのノイズがオペアンプＡＭＰ１の出力信号に重畳された場合、そのノイズは，帰還抵抗Ｒｙａを経由して非反転端子に帰還され、同様に、ハイパスフィルターを経由して反転端子にも帰還される。よって、差動増幅回路ＳＡＭＰ（１５）がもつ同相ノイズ相殺作用によって、ノイズが除去される。よって、差動増幅回路ＳＡＭＰ（１５）からは、負荷変調トランジスターＴＢ３のオン／オフに対応する振幅をもつ、Ｓ／Ｎが良好な差分信号Ａｏｕｔが出力される。
【０１３６】
復調回路ＤＭに含まれる振幅検出回路ＡＭＴには、上述のとおり、ピークホールド回路ＰＨと、復調用判定回路ＤＥＴと、が含まれる。例えば、ピークホールド回路ＰＨのピーク追従電圧（あるいはピークホールド電圧）Ｖｐｅａｋ、および、第２復調信号（復調されたデータ）ＤＱｄｍｏｄ等は、送電側制御部２２に供給される。送電側制御部２２は、受信されたデータ等を解釈し、その解釈に基づいて送電装置１０の動作を制御する。
【０１３７】
（第２実施形態）
本実施形態では、ピークホールド回路ＰＨに含まれる比較回路（およびピークホールドコンデンサー）を、２値検出信号（Ｈ，Ｌ）の復調にも利用する。これによって、復調用判定回路ＤＥＴを、ピークホールド回路ＰＨとは別個に設ける必要がなくなり、復調回路ＤＭのさらなる簡素化が実現される。
【０１３８】
図６（Ａ）〜図６（Ｃ）は、本発明の復調回路の第２実施例（ピークホールド回路内にスイッチを設けて、ピークホールド回路を復調用判定回路に切り換える例）の概要を説明するための図である。図６（Ａ）は、準備期間における振幅検出回路ＤＭの動作を説明するための図であり、図６（Ｂ）は、復調期間における振幅検出回路ＤＭの動作を説明するための図であり、図６（Ｃ）は、差分信号Ａｏｕｔの２つのピーク値（Ｖｐｅａｋ１およびＶｐｅａｋ２）と、復調用判定閾値（Ｖｔｈ１）との関係を説明するための図である。
【０１３９】
ピークホールド回路ＰＨは、基本的には例えば、図６（Ａ）に示されるように、比較回路ＣＯＭの負帰還ループ内に、ピークホールドコンデンサーＣ１と抵抗（積分抵抗）Ｒ１を含む積分回路（時定数回路）２を設け、負帰還制御によってピークホールドコンデンサーＣ１の電圧を比較回路ＣＯＭに入力される差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧（Ｖｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２）と一致させ、そのピーク電圧（Ｖｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２）を保持する回路であり、必然的に比較回路ＣＯＭを含んでいる。
【０１４０】
ここで、比較回路ＣＯＭを２値信号の復調にも利用すれば回路の簡素化が図れる。そこで、図６（Ａ）に示されるように、ピークホールド回路ＰＨから復調用判定回路ＤＥＴに切り換えるために、スイッチＳＷ１が設けられている。このスイッチＳＷ１は、比較回路ＣＯＭの負帰還ループ内に設けられる。スイッチＳＷ１がオフすると、比較回路ＣＯＭの負帰還ループがオープンとなって、入力信号である差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧の検出機能がオフとなり、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧が比較回路ＣＯＭに供給される回路構成のみが有効となる。このとき、ピークホールドコンデンサーＣ１に保持されているピークホールド電圧を復調用の判定閾値Ｖｔｈ１として利用することができれば、その比較回路ＣＯＭは、入力される差分信号Ａｏｕｔと判定閾値Ｖｔｈ１とを比較して、復調された２値検出信号（Ｈ，Ｌ）（第１復調信号ＤＸｄｍｏｄ）を出力する復調用判定回路ＤＥＴとしても利用できることになる。
【０１４１】
そこで、本実施形態では、図６（Ａ）に示される準備期間において、スイッチＳＷ１をオンとして、差分信号Ａｏｕｔの低い方のピーク値Ｖｐｅａｋ１を取得する。そして、図６（Ｂ）に示される復調期間において、スイッチＳＷ１をオフしてピークホールド回路ＰＨのピーク追従機能をオフし、取得されたＶｐｅａｋ１を復調用判定閾値Ｖｔｈ１として用いて、差分信号Ａｏｕｔの振幅の大小判定を実行する。
【０１４２】
つまり、図６（Ｂ）に示される復調期間において、入力される差分信号Ａｏｕｔのピーク値がＶｐｅａｋ１である場合、判定閾値Ｖｔｈ１（＝Ｖｐｅａｋ１）と同じ電圧レベルであるため、例えば比較回路ＣＯＭが、第１電源電位ＶＤＤと第２電源電位ＧＮＤ（接地）との間で動作する場合、比較回路ＣＯＭからは、中点バイアス電位（ＶＤＤ／２＝Ｌ）が出力される。一方、入力される差分信号Ａｏｕｔのピーク値がＶｐｅａｋ２である場合、判定閾値Ｖｔｈ１（＝Ｖｐｅａｋ１）よりも入力信号Ａｏｕｔのピーク電圧が高いことから、比較回路ＣＯＭからはＶＤＤ（＝Ｈ）が出力される。よって、２値（Ｈ，Ｌ）の検出信号（第１復調信号ＤＸｄｍｏｄ）が得られる。
【０１４３】
但し、このような復調を実現するためには、例えば、準備期間および復調期間を、送電装置１０および受電装置１０の双方が認識して、双方の間で同期がとれた動作が実行される必要がある（つまり、準備期間においては、受電装置による負荷変調が実行されないことが保証される必要があり、かつ、スイッチＳＷ１がオフされて復調期間が開始されると、適切なタイミングで受電装置４０の負荷変調による通信が開始されることが必要となる）。つまり、準備期間は、例えば、受電装置４０が負荷変調による通信を行う前の期間であって、かつ、受電装置４０による負荷変調が行われないことが明かである期間である。例えば、送電装置１０から受電装置４０に通信準備を指示する信号を周波数変調により送信し、その指示を受けた受電装置４０は、その指示を受けたタイミングから所定期間が経過するまでは負荷変調を行わず、その所定期間が経過した後に負荷変調によるデータ通信を開始する。この場合、送電装置１０が通信準備を指示したタイミングから所定期間が経過するまでの期間は、（送電装置１０および受電装置４０の双方にとって）２次側の負荷変調が実行されないことが明かである期間であり、この期間を準備期間とすることができる（この例は一例であり、これに限定されるものではない。例えば、受電装置の着地が検出された時点から所定期間を準備期間とすると決めてもよい）。
【０１４４】
図６（Ａ）に示されるように、準備期間では、制御信号ＥＨＯＬＤがアクティブレベルとなってスイッチＳＷ１がオンされる。入力される差分信号Ａｏｕｔの振幅は、負荷変調のない状態の振幅（つまり、データ“０”に対応する振幅値となっている。積分抵抗Ｒ１とピークホールドコンデンサーＣ１によって積分回路（ローパスフィルタＬＰＦ）が構成され、積分回路の時定数が、ピークホールド回路ＰＨのピーク追従時定数を決定する。ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧は、所定時間経過後にピーク電圧Ｖｐｅａｋ１となる。ピークホールド回路ＰＨには、出力回路ＱＴＣが接続されている。出力回路ＱＴＣは相関検出器として機能するローパスフィルタ（ＬＰＦ）３と、レベルシフト回路ＬＳ５と、を有する。なお、準備期間においては、出力回路ＱＴＣから出力される第２復調信号ＤＱｄｍｏｄは無効である。
【０１４５】
次に、図６（Ｂ）に示されるように、復調期間では、制御信号ＥＨＯＬＤが非アクティブレベルとなってスイッチＳＷ１がオフされる。ピークホールドコンデンサーＣ１と比較回路ＣＯＭは、復調用判定回路ＤＥＴを構成する。比較回路ＣＯＭは、判定閾値（Ｖｐｅａｋ１）と、入力される差分信号Ａｏｕｔのピーク値（Ｖｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２）とを比較する。差分信号Ａｏｕｔのピーク値がＶｐｅａｋ１であれば、判定閾値Ｖｔｈ１と差分信号Ａｏｕｔのピーク値とが等しくなるため、比較回路ＣＯＭの出力はＬレベル（例えば、比較回路ＣＯＭがＶＤＤとＧＮＤとの間で動作している場合、例えばＶＤＤ／２）となり、差分信号Ａｏｕｔのピーク値がＶｐｅａｋ２であれば、比較回路ＣＯＭの出力はＨレベル（例えば、ＶＤＤ）となる。このようにして、Ｈ，Ｌの２値検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが得られる。出力回路ＱＴＣは、２値検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄに基づいて相関検出を実行し、必要に応じてさらにレベルシフトを実行する。これによって、第２復調信号ＤＱｄｍｏｄ（つまり、復調されたデータ“１”または“０”）が得られる。
【０１４６】
この復調方法は、ピークホールド回路ＰＨ内の比較回路を復調用判定回路としても使用することができるため、回路のコンパクト化を図ることができる。但し、準備期間と復調期間を、送電装置１０および受電装置４０の双方が認識する必要があることから、送電装置１０と受電装置４０との間の同期が必要となる。また、この復調方法では、比較回路ＣＯＭによるＬ判定の際には、比較対象の信号（差分信号のＡｏｕｔの振幅であるＶｐｅａｋ１）と判定閾値Ｖｔｈ１（＝Ｖｐｅａｋ１）とが同じレベルになることから、Ｌ判定に関しては、ノイズマージンがほとんどない。よって、復調期間において、判定閾値Ｖｔｈ１の電圧レベルの経時的な変動を可能な限り抑制して誤判定を防止し、相関検出の際の検出精度の低下を抑制するのが好ましい。
【０１４７】
図７（Ａ）〜図７（Ｃ）は、本発明の復調回路の第２実施例の具体的な回路構成および回路動作を説明するための図である。図７（Ａ）に示すように、スイッチＳＷ１は、例えば、トライステートバッファ（あるいはトランスファースイッチ等）で構成することができる。また、出力回路ＱＴＣに含まれる、相関検出器としてのローパスフィルタＬＰＦ２は、抵抗Ｒ２とコンデンサーＣ２とで構成される。また、レベルシフト回路（ＬＳ）５は、例えば、電圧制御電流源を用いた可変ゲインアンプｇｍと、出力安定化容量Ｃ３と、を含む。
【０１４８】
図７（Ｂ）に示されるように、時刻ｔ１〜ｔ２が準備期間（Ｖｐｅａｋ１の取得期間）であり、時刻ｔ２〜ｔ３が復調期間（判定閾値Ｖｔｈ１としてのＶｐｅａｋ１と差分信号Ａｏｕｔとの比較期間）である。この結果、図７（Ｃ）に示されるように、所定時間毎（ここでは、１次コイルの駆動クロック３２周期に相当する時間毎）に、“０”または“１”のデータが復調される（つまり、第２復調信号ＤＱｄｍｏｄが出力される）。
【０１４９】
（第３実施形態）
第２実施形態の復調方式（図７の復調回路）では、準備期間においては、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧は入力信号Ａｏｕｔのピーク電圧を検出することが要求され、復調期間においては、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧（Ｖｐｅａｋ１）は判定閾値Ｖｔｈ１として使用されることから、時間経過に関係なく一定に保たれることが要求される。
【０１５０】
これらの２つの要求は相反する要求であり、実際には、一つの抵抗Ｒ１を用いた積分回路の設計では、妥協を強いられるのは否めない。つまり、図７の復調回路ＤＭでは、スイッチＳＷ１がオフした後も、ピークホールドコンデンサーＣ１には積分回路（ＬＰＦ）２を構成する抵抗Ｒ１が接続されたままであり、その抵抗Ｒ１およびスイッチＳＷ１を経由してオフリーク電流が流れることになり、そのオフリーク電流を最小化するために、抵抗Ｒ１の抵抗値をできるだけ大きく設定することが要求され、この要求は、所望のピーク追従性能を確保しようとする要求とは相反する要求である。
【０１５１】
そこで、本実施形態では、充電抵抗と放電抵抗とを分離し、放電抵抗の抵抗値を十分に高い値に設定する。図８を参照して説明する。図８は、本発明の復調回路の第３実施例（第２実施例についての第１変形例（充電抵抗と放電抵抗とを分離する例））の構成を示す図である。
【０１５２】
図８に示すように、積分回路（ＬＰＦ）２において、充電抵抗（第１抵抗）Ｒ１０と放電抵抗（第２抵抗）Ｒ２０とが別個に設けられ、放電抵抗Ｒ２０の抵抗値は、充電抵抗Ｒ１０の抵抗値に比べて十分に高く設定される。スイッチＳＷ１と充電抵抗（第１抵抗）Ｒ１０との間には、整流素子であるダイオードＤ１が接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチＳＷ１から充電抵抗（第１抵抗）Ｒ１０に向かう方向を順方向とする整流素子であり、よって、ピークホールドコンデンサーＣ１からの放電電流は、ダイオードＤ１によって阻止される。よって、充電抵抗（第１抵抗）Ｒ１０には、ピークホールドコンデンサーＣ１を充電する充電電流Ｉｘａのみが流れる。
【０１５３】
比較回路ＣＯＭのＨ出力がＶＤＤレベルであり、ダイオードＤ１の順方向電圧をＶＦとし、充電抵抗（第１抵抗）Ｒ１０の抵抗値をＲ１０と表記する場合、充電電流Ｉｘａは、（ＶＤＤ−ＶＦ）／Ｒ１０によって決定される。また、準備期間においては、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧は、データ“０”に対応する差分信号Ａｏｕｔのピーク値Ｖｐｅａｋ１となる。復調期間において、放電抵抗Ｒ２０を経由して流れる放電電流Ｉｘｂは、放電抵抗Ｒ２０の抵抗値をＲ２０と表記する場合、Ｖｐｅａｋ１／Ｒ２０で決定される。放電抵抗Ｒ２０の抵抗値を十分に高く設定すれば、放電電流Ｉｘｂを抑制することができる（但し、ピーク追従に必要な放電電流量は確保される必要がある）。
【０１５４】
このように、本実施形態では、スイッチＳＷ１がオフされた後のピークホールドコンデンサーＣ１の保持電圧の経時変動（時間経過と共にピークホールドコンデンサーＣ１の蓄積電荷が放電抵抗Ｒ２０を経由して放電されること）を抑制することによって、復調期間における判定閾値電圧（Ｖｔｈ１＝Ｖｐｅａｋ１）の変動を低減することができる。よって、比較回路ＣＯＭによる誤判定が減少し、この結果、出力回路ＱＴＣに含まれる相関検出器としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ）３の相関検出の精度の低下が抑制される。
【０１５５】
（第４の実施形態）
本実施形態でも、前掲の第２実施形態および第３実施形態の復調回路と同様に、準備期間における所望のピーク検出の実現と、復調期間における判定閾値電圧の変動防止とを両立させる。但し、本実施形態の復調回路では、ピークホールドコンデンサーを２個使用する。つまり、準備期間において、入力信号のピーク電圧に追従する電圧を、第１ピークホールドコンデンサーおよび第２ピークホールドコンデンサーの各々に発生させる。図９（Ａ）および図９（Ｂ）は、本発明の復調回路の第４実施例（第２実施例についての第２変形例（２つのピークホールドコンデンサーを使用する例））の構成を示す図である。
【０１５６】
（回路構成）
振幅検出回路ＡＭＴに含まれるピークホールド回路ＰＨは、一つの抵抗Ｒ１と第１ピークホールドコンデンサーＣ１とを含む積分回路（ＬＰＦ）２と、第１ピークホールドコンデンサーＣ１の出力ノードに接続されたバッファ回路９（具体的には、差動増幅回路やボルテージフォロワ等で構成することができ、ここでは差動増幅回路とする）と、バッファ回路９の出力によって充電され、あるいは放電される第２ピークホールドコンデンサーＣ４と、差動増幅回路（ＳＡＭＰ）１５から出力される差分信号Ａｏｕｔと第２ピークホールドコンデンサーＣ４の電圧とを比較すると共に、その出力ノードＮ１０が積分回路（ＬＰＦ）２の入力ノードＮ１１に接続される比較回路ＣＯＭと、バッファ回路９の出力ノードＮ１２と第２ピークホールドコンデンサーＣ４との間に設けられるスイッチＳＷ２と、を有する。スイッチＳＷ２がオフのときは、第２ピークホールドコンデンサーＣ４および比較回路ＣＯＭは、差分信号Ａｏｕｔの振幅検出信号を出力する、復調用判定回路ＤＥＴとして動作する。ピーク追従の時定数を決める積分回路２の抵抗Ｒ１は第１ピークホールドコンデンサーＣ１にのみ接続される。
【０１５７】
（基本的な動作）
【０１５８】
図９（Ｂ）に示されるように、準備期間（時刻ｔ１〜ｔ２）においてはスイッチＳＷ２がオンされ、ピークホールド回路ＰＨのピーク検出動作（ピーク保持動作）が実行されて、第１ピークホールドコンデンサーＣ１および第２ピークホールドコンデンサーＣ４が共に充電され、時刻ｔ１から所定時間が経過すると、第１ピークコンデンサーＣ１に第１ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ａが発生し、第２ピークホールドコンデンサーＣ４に第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂが発生する。これによって、負荷変調がない場合の差分信号Ａｏｕｔの振幅のピーク電圧値（つまり、データ“０”に対応した差分信号Ａｏｕｔの振幅のピーク電圧値）が取得されたことになる。
【０１５９】
次に、復調期間（時刻ｔ２〜ｔ３）において、スイッチＳＷ２がオフされ、第１ピークホールドコンデンサーＣ１と第２ピークホールドコンデンサーＣ４とが切り離される。第２ピークホールドコンデンサーＣ４の第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂが復調用判定閾値Ｖｔｈ１となる。比較回路ＣＯＭは、復調用判定閾値Ｖｔｈ１（第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂ）と、入力信号である差分信号Ａｏｕｔとを比較し、２値（Ｈ，Ｌ）の振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄを出力する。
【０１６０】
（具体的な動作）
準備期間においては、送電側制御部２２から出力される制御信号（オン／オフ制御信号）ＥＨＯＬＤによってスイッチＳＷ２がオンされる。第１ピークホールドコンデンサーＣ１に第１ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ａが発生すると、その第１ピークホールドコンデンサーＣ１に接続されているバッファ回路（増幅回路）９の出力ノードＮ１２から、そのピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ａに対応する（比例する）出力電圧が得られ、そのバッファ回路（増幅回路）９の出力電圧によって、第２ピークホールドコンデンサーＣ４が充電され、第２ピークホールドコンデンサーＣ４にも、入力信号である差分信号Ａｏｕｔのピークに対応した第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂが発生する。例えば、第１ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ａと第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂの各電圧レベルが一致するように、比較回路ＣＯＭやバッファ回路（増幅回路）のゲイン、第１および第２のピークホールドコンデンサー（Ｃ１，Ｃ４）の各容量が決定される（但し、これに限定されるものではない）。例えば、第１および第２のピークホールドコンデンサー（Ｃ１，Ｃ４）の容量値を同じに設定し、かつ比較回路ＣＯＭおよびバッファ回路（増幅回路）９のゲインを同じに設定すると、第１ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ａと第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ２の電圧レベルを同じにすることができる。
【０１６１】
復調期間では、スイッチＳＷ２がオフされ、負帰還経路が遮断される。これに伴って、第１ピークホールドコンデンサーＣ１と第２ピークホールドコンデンサーＣ４とが分離される。ピークホールド回路ＰＨはピーク検出機能を失い、第１ピークホールドコンデンサーＣ１および第２ピークホールドコンデンサーＣ４の各々に発生している第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂ（つまり、データ“０”に対応する振幅をもつ差分信号のピーク電圧）が固定される。
【０１６２】
比較回路ＣＯＭは、第２ピークホールドコンデンサーＣ４の第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂを判定閾値（Ｖｔｈ１）として用いて、差分信号Ａｏｕｔの振幅の大小判定を実行する。この結果、２値（Ｈ，Ｌ）の振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが得られる。
【０１６３】
（効果）
本実施形態の復調回路ＤＭでは、ピークホールド回路ＰＨにおいて、ピーク検出の時定数を決める積分回路２の抵抗Ｒ１は、第１ピークホールドコンデンサーＣ１にのみ接続される。よって、復調期間においてスイッチＳＷ２がオフとなると、第２ピークホールドコンデンサーＣ４に関しては放電経路が完全に遮断される。よって、第２ピークホールドコンデンサーＣ４に保持されている第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂ（＝復調用判定閾値Ｖｔｈ１）の電圧レベルの経時変動が十分に抑制される。したがって、復調用の判定閾値Ｖｔｈ１がきわめて安定し、したがって、高いデータ復調（検出）感度（例えば、第３実施形態の回路の２倍以上の感度）を実現することもできる。
【０１６４】
（復調動作を示す波形図）
図１０は、図９に示される復調回路の動作を示す信号波形図である。図１０の最上段に示されるように、比較回路ＣＯＭによって、第２ピークホールドコンデンサーＣ４の第２ピークホールド電圧Ｖｐｅａｋ１ｂを判定閾値（Ｖｔｈ１）として用いた、差分信号Ａｏｕｔの振幅の大小判定が実行される。この結果、図１０の上から２番目の段に示されるように、２値（Ｈ，Ｌ）の振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが得られる。
【０１６５】
次に、図１０の上から３番目の段に示されるように、出力回路ＱＴＣに含まれる、相関検出器としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ）３から、相関検出信号が出力される。そして、図１０の最下段に示されるように、出力回路ＱＴＣから、復調されたデータ“１”，“０”（第２復調信号ＤＱｄｍｏｄ）が出力される。このようにして、２次側から送信されたデータが正確に復調される。
【０１６６】
（第５の実施形態）
第２実施形態〜第４実施形態の復調回路では、復調期間では判定閾値（Ｖｔｈ１）を固定する、ということが前提となっていたが、本実施形態の復調回路ｄｍでは、信号の復調時における判定閾値（Ｖｔｈ１）の電圧レベルが変動することを許容する。その代わりに、その判定閾値（Ｖｔｈ１）の変動が所望の範囲に収まるように、ピークホールド回路ＰＨのピーク追従能力を、通常の回路設計に比べてかなり弱く設定する。こうしておけば、ピーク追従によって、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が変動しても、（同じ値のデータが許容回数を超えて連続的に入力されない限り）、そのピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）は、差分信号Ａｏｕｔの小さい方のピーク値Ｖｐｅａｋ１と、大きい方のピーク値Ｖｐｅａｋ２との間にとどまっていることになり、よって、差分信号Ａｏｕｔの大小判定が可能となる。
【０１６７】
（回路構成と原理）
図１１（Ａ），図１１（Ｂ）は、本発明の復調回路の第５実施例（ピーク追従電圧を復調用判定閾値として使用する例）の構成および動作原理を説明するための図である。図１１（Ａ）に示される復調回路ＤＭに含まれる振幅検出回路ＡＭＴは、ピークホールドコンデンサーＣ１と、ピークホールドコンデンサーＣ１の出力ノードＮ１３の電圧と差分信号Ａｏｕｔとを比較する比較回路ＣＯＭと、比較回路ＣＯＭとピークホールドコンデンサーＣ１との間に設けられ、比較回路ＣＯＭの出力信号に基づいてピークホールドコンデンサーＣ１を充電する充電回路ＣＣＨ（整流素子としてのダイオードＤＳと抵抗Ｒ１とを含む）と、ピークホールドコンデンサーＣ１の出力ノードＮ１３と基準電位（ＧＮＤ等）との間に設けられ、ピークホールドコンデンサーＣ１の電荷を基準電位（ＧＮＤ等）に放電させ、かつ、その放電が、比較回路ＣＯＭに入力される差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧に依存しない放電回路ＤＣＨ（放電スイッチＳＷＰと放電抵抗Ｒ９とを含む）と、放電スイッチＳＷＰのオン／オフ制御信号ＶＡＳＷを、差分信号Ａｏｕｔを分周して生成する分周回路１９と、を有する。比較回路ＣＯＭの出力ノードＮ１０から、差分信号Ａｏｕｔの振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが取り出される。
【０１６８】
充電回路ＣＣＨ（ダイオードＤＳと充電抵抗Ｒ１を含む）は、ピークホールドコンデンサーＣ１を充電するための回路であり、その充電時定数は、充電時定数回路ＣＨＴ（充電抵抗Ｒ１とピークホールドコンデンサーＣ１とで構成される）によって決定される（すなわち、充電抵抗Ｒ１の抵抗値によって充電電流量が決まり、その充電電流量とピークホールドコンデンサーＣ１の容量値とによって、充電時における電圧上昇率が決まる）。また、放電回路ＤＣＨ（放電スイッチＳＷＰと放電抵抗Ｒ９とを含む）の放電時定数は、放電時定数回路（放電スイッチＳＷＰ、放電抵抗Ｒ９およびピークホールドコンデンサーＣ１により構成される）によって決定される（すなわち、放電スイッチＳＷＰがオンされる周期、オン時間、放電抵抗Ｒ９の抵抗値によって単位時間あたりの放電電流量が決まり、その放電電流量とピークホールドコンデンサーＣ１の容量値から、放電時における単位時間あたりの電圧下降率が決まる）。
【０１６９】
本実施形態のピークホールド回路ＰＨは復調用判定回路（ＤＥＴ）を兼用しており、この点では、第２実施形態〜第４実施形態の復調回路と共通するが、本実施形態におけるピークホールド回路ＰＨは、準備期間および復調期間の各々に対応してオン／オフが切り換えられるスイッチを有さず、したがって、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧は、常に入力信号Ａｏｕｔのピーク電圧（Ｖｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２）に追従して変動する。但し、本実施形態では、ピーク追従時定数を大きく設定して、ピーク追従能力を意図的に弱めておき、図１１（Ｂ）に記載されるように、ピークホールド回路ＰＨに発生する「ピーク追従電圧（ピークホールドに至るまでのピーク追従過程で発生する変動する電圧）ＶＣ１」を、復調用の判定閾値Ｖｔｈ１として使用する。
【０１７０】
比較回路ＣＯＭを用いた振幅検出に用いられる判定閾値Ｖｔｈ１は固定されているというのが一般的であるが、本実施形態では、判定閾値の変動を許容する。つまり、復調用の判定閾値Ｖｔｈ１（ピークホールドコンデンサーに発生するピーク追従電圧ＶＣ１）が、入力信号である差分信号Ａｏｕｔの低い方の第１ピーク電圧（Ｖｐｅａｋ１）と、高い方の第２ピーク電圧（Ｖｐｅａｋ２）との間の電圧範囲にとどまっている限り、そのピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１を復調用の判定閾値として用いて、入力信号（差分信号）ＡｏｕｔのＨ，Ｌを正確に判定することが可能である（仮に、判定閾値ＶＣ１が、第２ピーク電圧Ｖｐｅａｋ２と同じであると、比較回路ＣＯＭによる比較の結果、本来なら、例えばＨ（例えばＶＤＤ）が出力されるところ、ＶＤＤ／２（ミドル電圧）が出力されてしまい、誤判定となってしまう）。
【０１７１】
このような観点から、本実施形態では、ピーク追従特性を遅く設定し、入力信号Ａｏｕｔのピーク電圧が変化しても、「信号の復調が行われる期間内」では、ピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧がピーク値に到達しないように、ピークホールド回路ＰＨのピーク追従時定数を設計する。
【０１７２】
本実施形態の復調回路ＤＭでは、第２実施形態〜第４実施形態の復調回路のように、スイッチをオンする準備期間と、スイッチをオンする復調期間とを区別する必要がない。つまり、前掲の実施形態における復調回路では、受電装置４０が、準備期間（負荷変調スイッチをオンしない期間）と変調期間（負荷変調スイッチをオン／オフさせる期間）とを認識する必要があり、同様に、送電装置１０も準備期間（ピークホールド回路のスイッチをオンする期間）と復調期間（ピークホールド回路のスイッチをオフする期間）とを認識する必要があり、したがって、送電装置と受電装置との間で同期をとる必要があり、このために、例えば、上述のとおり、送電装置から受電装置に準備期間指示信号を送信するといった通信が必要となる場合もあった。
【０１７３】
これに対して、本実施形態の復調回路ＤＭは、準備期間と復調期間との区別が不要であることから、送電装置と受電装置との同期が不要となり、通信手続きが簡単化されるという利点がある。例えば、通信開始時におけるピークホールドコンデンサーＣ１の電圧を所望の範囲に収まるようにしたいような場合には、２次側が、本来の通信データの送信の前に、所定の値をもつ所定ビットのダミーデータを送信するなどして、１次側のピークホールドコンデンサーＣ１の初期電位を調整し、その後に通信データを送信すればよい。通信が開始されると、入力信号である差分信号ＡｏｕｔのＨ，Ｌに応じて、１次コイルの駆動クロックの１周期毎に判定閾値が上昇、下降を繰り返し、入力信号のピークに（緩やかに）追従し、同時に、比較回路ＣＯＭは、そのピーク追従電圧ＶＣ１を判定閾値Ｖｔｈ１として用いた比較判定を実行し、そして、比較回路ＣＯＭから、振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが取り出されることになる。
【０１７４】
また、本実施形態のピークホールド回路ＰＨは、入力信号（差分信号）Ａｏｕｔのピークをホールドするという本来の用途にも使用することができる。２次側機器の有無によって、共振回路の共振特性が変化して１次コイルのコイル端電圧のレベル（振幅）が変化する。よって、上述のとおり、ピーク電圧の変化を検出することによって、受電装置の着地や取り去りを検出することができるが、その検出が、例えば、数秒程度、遅れたとしてもほとんど問題はない（２次側機器のバッテリー充電には例えば数十分必要であるとき、数秒程度、着地検出が遅れても、バッテリー充電の充電期間には何ら影響を与えず、同様に、受電装置の取り去り検出が数秒程度遅れたとしても、その間に送電される電力量はわずかであり消費電力の増大の問題はほとんど生じない）。したがって、本実施形態において、ピークホールド回路ＰＨのピーク追従時定数を、復調回路ＤＭの復調性能に適合するように、従来のピークホールド回路に比べて大きく設定したとしても、受電装置の着地検出や取り去り検出における最大許容期間内に各事象の検出ができるのであれば、特に問題は生じない。
【０１７５】
（充電回路と放電回路のバランスについての説明）
ピーク追従電圧ＶＣ１は、復調用の判定閾値（Ｖｔｈ１）でもあるため、例えば、データ“１”と“０”が交互に連続して受信される場合に、所定の電位にとどまっているようにバランスのとれた回路を設計するのがよい。つまり、仮に、データ“１”と“０”が交互に連続して受信される場合にも、ピーク追従電圧ＶＣ１がＶｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２のいずれかの側にシフトしていくとすると、やがて、ピーク追従電圧ＶＣ１は、Ｖｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２に到達し、その時点で、ピーク追従電圧ＶＣ１は復調用の判定閾値（Ｖｔｈ１）としては使用できなくなる。よって、充電回路ＣＣＨと放電回路ＤＣＨの設計に際しては、例えば、充電時における、単位時間あたりのピークホールドコンデンサーＣ１の電圧上昇量（電圧上昇率）が所望の値に設定され、同様に、放電時における単位時間あたりのピークホールドコンデンサーＣ１の電圧下降量（電圧下降率）が所望の値に設定され、また、ピークホードコンデンサーの電圧上昇量と電圧下降量とがバランスしている（つまり、同一である（実質的に同一である、略同一であることを含む））という条件が満足されることが好ましい。
【０１７６】
したがって、ピークホールド回路ＰＨのピーク追従時定数の精密な設定が必要であり、そこで、ピークホールドコンデンサーＣ１を充電する充電回路ＣＣＨと、ピークホールドコンデンサーＣ１を放電する放電回路ＤＣＨと、を別個に設け、充電回路ＣＣＨと放電回路ＤＣＨの各々の特性を最適に設計する。また、放電回路ＤＣＨによる放電特性は、比較回路ＣＯＭに入力される差分信号のピーク電圧に依存しないように設計する。仮に、放電回路ＤＣＨの放電が、比較回路ＣＯＭに入力される差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧（Ｖｐｅａｋ１，Ｖｐｅａｋ２）に依存する場合（つまり、比較回路ＣＯＭの出力がＬのときに放電され、Ｈのときに放電が止まる場合）を想定すると、比較回路ＣＯＭの出力信号のＨ，Ｌの出現確率に応じて放電の有無が決定され、単位時間あたりの放電量を正確に設計することができない。したがって、本実施形態では、放電回路ＤＣＨによる放電特性が、比較回路ＣＯＭに入力される差分信号のピーク電圧に依存しないように設計する。
【０１７７】
図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）は、図１１に示されるピークホールド回路のピーク追従特性の設計例について説明するための図である。図１２（Ａ）では、総充電電荷量Ｉｂおよび総放電電荷量Ｉｋが定義されている。つまり、本実施形態で使用される放電回路ＤＣＨでは、例えば、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧（Ｖ）を固定した場合に、そのピークホールドコンデンサーＣ１から単位時間あたり（例えば、受信データの１ビットが継続する期間である、１次クロックのｎ周期（ここではｎ＝３２とする）に相当する時間あたり）の総放電電荷量をＩｋとする。この総放電電荷量Ｉｋは、比較回路ＣＯＭに入力される差分信号Ａｏｕｔのピークレベルに関係なく、一意に特定される。
【０１７８】
例えば、１ビットのデータ“０”が受信される期間（１次コイルの駆動クロックの３２クロックに相当する期間）では、比較回路ＣＯＭの出力がＬ（例えばＧＮＤ）となり、ダイオードＤＳが逆バイアスされることから、充電回路ＣＣＨによるピークホールドコンデンサーＣ１の充電が停止される。したがって、上述の総放電電荷量Ｉｋが、１ビットの“０”が受信される期間における総放電電荷量となる。
【０１７９】
１ビットの“０”が受信される期間における総放電電荷量Ｉｋを考慮して、放電時定数（放電抵抗Ｒ９の抵抗値とピークホールドコンデンサーＣ１の容量値Ｃ１）を適切な値に決定すれば、１ビットの“０”が受信される期間におけるピークホールドコンデンサーＣ１の電圧下降量ΔＶ２（図１２（Ｂ）参照）を所望の範囲内の値に設定することができ、例えば、Ｉｋ／Ｃ１＝ΔＶ２が成立する。
【０１８０】
同様に、１ビットの“１”が受信される期間における充電回路ＣＣＨによるピークホールドコンデンサーＣ１の総充電電荷量をＩｂとすると、（Ｉｂ−Ｉｋ）が、１ビットの“１”が受信される期間におけるピークホールドコンデンサーＣ１の電圧上昇に寄与する電荷量となり、この電荷量を考慮して、充電時定数（例えば、充電抵抗Ｒ１の抵抗値とピークホールドコンデンサーＣ１の容量Ｃ１）を適切な値に決定すれば、１ビットの“１”が受信される期間におけるピークホールドコンデンサーの電圧上昇量ΔＶ１（図１２（Ｂ）参照）を所望の範囲内の値に設定でき、例えば、（Ｉｂ−Ｉｋ）／Ｃ１＝ΔＶ２が成立する。そして、図１２（Ｂ）に示されるように、１ビットの“１”が受信される期間における１ビット継続期間あたりの電圧上昇量ΔＶ１と、１ビットの“０”が受信される期間における１ビット継続期間あたりの電圧下降量ΔＶ２と、をバランスさせる（例えば、ΔＶ１≒ΔＶ２とする）ことによって、充電と放電とのバランスをとることができる。このようにすれば、図１２（Ｂ）に示されるように、放電特性を示す線分Ｌ１の傾き（負）と、充電特性を示す線分Ｌ２の傾き（正）とをバランスさせる（ほぼ同じにする）ことができる。
【０１８１】
ここで、放電回路ＤＣＨに、常時、ピークホールドコンデンサーＣ１の蓄積電荷を放電させることもできるが、この場合には、無駄に多くの電荷を捨てる傾向が生じて、ピークホールド回路ＰＨの消費電力が増大する場合もあり得る。そこで、本実施形態では、放電回路ＤＣＨが、放電スイッチＳＷＰと放電抵抗Ｒ６とを含み、放電スイッチＳＷＰが、オン／オフ制御信号ＶＡＳＷによって、周期的（つまり、周期性をもって間欠的に）オンされる。上述のとおり、放電回路ＤＣＨは、比較回路ＣＯＭに入力される差分信号Ａｏｕｔの振幅には関係なく、ピークホールドコンデンサーＣ１の蓄積電荷を周期的に放電し、ピークホールドコンデンサーの初期電圧Ｖが定まれば、単位時間あたりの総放電電荷量Ｉｋが一意に定まる。放電スイッチＳＷＰのオン／オフの周期およびオン時間を適切に設計することによって、放電電荷量Ｉｋを適切な値に設定することができ、無駄のない放電が実現する。放電スイッチを周期的にオン／オフさせるためのオン／オフ制御信号ＶＡＳＷは、例えば、差分信号Ａｏｕｔを適切な分周比をもつ分周回路１９によって分周して得ることができ、オン／オフ制御信号ＶＡＳＷは簡単に生成することができる。
【０１８２】
図１２（Ｃ）に示されるように、データ“０”の受信時には、放電スイッチＳＷＰのオン／オフ制御信号ＶＡＳＷがごく短い期間だけアクティブとなるときだけ、ピークホールドコンデンサーＣ１の電荷が放電され、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１は、ステップ的に低下していく。この電圧下降を直線で近似して得られる線分がＬ１である。線分Ｌ１は、例えば、ｙ＝−ａｘ＋ｄの１次関数（変数ｘは時間）で表現することができ、その傾きは−ａである。
【０１８３】
一方、データ“１”の受信時には、充電回路ＣＣＨによって、ピークホールドコンデンサーＣ１が充電される。データ“１”の受信時に、比較回路ＣＯＭからＨ（＝ＶＤＤ）が出力されるとし、ダイオードＤＳの順方向電圧をＶＦとし、充電抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１とすると、単位時間（Δｔ）あたりの充電電荷（ここでは、Ｉｃｘとする）は、（ＶＤＤ−ＶＦ）／Ｒ１により決まる。この充電電荷Ｉｃｘによって、ピークホールドコンデンサーＣ１は充電され、ピーク追従電圧ＶＣ１の電圧レベルが上昇する。一方、放電スイッチＳＷＰのオン／オフ制御信号ＶＡＳＷの周期をΔｔとする。Δｔ毎に瞬時的に放電される放電電荷をＩｄｘとする。Ｉｃｘ＞Ｉｄｘに設定される。よって、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧は、Δｔ毎に、上昇と少しの下降を繰り返しながら、結果的には、時間経過と共に上昇していく。ピークホールドコンデンサーＣ１に電荷を蓄積させる場合、電荷を抜く場合とは異なり、直線的な電圧変動とはならないが、ここでは説明を簡単化するために、あえて電圧変動を直線近似して考察することにする。ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧の上昇を直線で近似して得られる線分がＬ２である。線分Ｌ２は、例えば、ｙ＝ａｘ＋ｂの１次関数（変数ｘは時間）で表現することができ、その傾きはａである。このようにすれば、ピーク追従電圧ＶＣ１の電圧下降率と電圧上昇率をバランスさせることができる。
【０１８４】
（復調動作の説明）
図１３は、図１１に示される第５実施例におけるピークホールド回路の復調動作（第１復調のみ）を説明するための信号波形図である。図１３に示される動作例では、時刻ｔ１における、ピークホールドコンデンサーＣ１に発生するピーク追従電圧ＶＣ１の電圧レベルは、Ｖｐｅａｋ１（データ“０”受信時の差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧）に一致している。時刻ｔ１〜時刻ｔ３において、３ビットのダミーデータ“１”が受信され、これによって、ピーク追従電圧ＶＣ１は、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２（データ“１”受信時の差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧）との中点の電圧（＝Ｖｐｅａｋ１＋（ΔＶｐｅａｋ／２）：但し、ΔＶｐｅａｋは、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２との電位差）まで上昇する。
【０１８５】
時刻ｔ４から正規のデータ通信が開始される。
【０１８６】
放電スイッチＳＷＰのオン／オフ制御信号ＶＡＳＷは、時刻ｔ４〜ｔ１４において、周期的かつ間欠的に、瞬時的にオンする。図１３では、データ“０”と“１”が連続して受信されている。ピーク追従時定数が大きく設定されているため、ピーク追従電圧ＶＣ１の変動範囲はΔＶ１であり、また、先に説明したように、電圧下降率と電圧上昇率とがバランスしているため、時刻ｔ４におけるピーク追従電圧ＶＣ１および時刻ｔ１４におけるピーク追従電圧ＶＣ１の電圧レベルは、ほぼ同じである。
【０１８７】
ピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）は、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の中点電位付近にとどまっているため、比較回路ＣＯＭは、入力される差分信号Ａｏｕｔの振幅の大小を正確に判定することができる。比較回路ＣＯＭから、２値（Ｈ，Ｌ）の振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが得られる。図１３の中段に記載されるように、時刻ｔ４〜時刻ｔ９までは、振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄはＧＮＤレベルであり、時刻ｔ９〜時刻ｔ１４までは、振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄはＶＤＤレベルである。よって、ＨとＬを明確に区別することができる。
【０１８８】
図１４は、図１１に示される第５実施例の復調回路の復調動作（第１復調および第２復調）を説明するための信号波形図である。図示されるように、時刻ｔ６〜時刻ｔ１１の期間、時刻ｔ１６〜時刻ｔ２０の期間において、Ｈレベルの振幅検出信号（第１復調信号）ＤＸｄｍｏｄが得られる。出力回路ＱＴＣに含まれる相関検出器としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ）３による相関検出（積分）によって“１”および“０”が判定され、レベルシフト回路（ＬＳ）５から、第２復調信号（復調されたデータ）ＤＱｄｍｏｄが出力される。
【０１８９】
（充電特性と放電特性の設計についての具体的な考察）
（考察１：ピーク追従電圧ＶＣ１の許容変動幅がΔＶｐｅａｋの場合）
図１５（Ａ）および図１５（Ｂ）は、第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第１設計例について説明するための図である。
【０１９０】
（１ビットのデータの復調）
まず、図１５（Ａ）を参照する。図１５（Ａ）は、ピーク追従電圧ＶＣ１の許容変動幅がΔＶｐｅａｋのときに、１ビットのデータ“１”を復調する場合の、ピーク追従特性の適合例および不適例を示す図である。
【０１９１】
図１５（Ａ）では、データ復調が開始される時刻ｔ０において、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１が、データ“０”に対応する差分信号Ａｏｕｔのピーク値であるＶｐｅａｋ１に維持されており、その状態で、１ビットのデータ“１”が受信されて、復調回路ＤＭによって、１ビットのデータ“１”を復調するものとする。
【０１９２】
データ“１”に対応する差分信号のピーク電圧値をＶｐｅａｋ２とし、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２との電位差をΔＶｐｅａｋとする。この場合、復調回路ＤＭに含まれるピークホールド回路ＰＨのピーク追従機能によって、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１は、時間経過と共に、Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に向かって、遷移する。
【０１９３】
図１５（Ａ）において、太い点線で示される特性線Ｌ１（ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧の経時的変化を直線で近似した特性線）は、１ビットのデータ“１”を検出する場合におけるピーク追従特性の不適例を示し、太い実線で示される特性線Ｌ２はピーク追従特性の適合例（但し、最低限の条件を示す例）を示す。同様に、太い点線で示される特性線Ｌ３は、１ビットのデータ“０”を検出する場合におけるピーク追従特性の不適例を示し、太い実線で示される特性線Ｌ４は、ピーク追従特性の適合例（但し、最低限の条件を示す例）を示す。
【０１９４】
上述のとおり、２次側からの１ビットの送信データが継続する期間は、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫのｎ周期に相当する期間である。したがって、図１５（Ａ）において、仮に、点線で示される特性線Ｌ１のように、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間内にＶｐｅａｋ２に到達してしまうと、判定閾値Ｖｔｈ１が、差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧と同じ電圧レベルになってしまい、１ビットのデータ“１”の受信期間が終了していないにもかかわらず、それ以降、正確な“１”の復調ができなくなるため、受信エラーが生じる。特性線Ｌ１で示されるピーク追従特性の不適例では、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、時刻ｔ１にＶｐｅａｋ２に到達してしまうため、時刻ｔ１〜時刻ｔ２において、正確な復調ができなくなる。
【０１９５】
したがって、図１５（Ａ）に太い実線で示される特性線Ｌ２（適合例）のように、ピークホールドコンデンサーＣ１のピークホールド電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に遷移するために要するピーク追従時間（つまりΔＶｐｅａｋの遷移に要する時間）が、１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する時間（時刻ｔ０〜ｔ２までの時間）以上に長くなるように、ピーク追従特性を設定すればよいことになる。つまり、特性線Ｌ２で示されるピーク追従特性の適合例では、１ビットの“１”を復調している期間（時刻ｔ０〜時刻ｔ２の期間）内では、ピークホールドコンデンサーＶＣ１のピークホールド電圧ＶＣ１がＶｐｅａｋ２に到達せずに、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２との間に滞留することから、比較回路ＣＯＭは、そのピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１を判定閾値Ｖｔｈ１として用いて、差分信号ＡｏｕｔのＨ，Ｌを正確に判定することができ、したがって、２次側から送信された、１ビットの“１”を確実に復調できる。但し、特性線Ｌ２で示される適合例では、厳密にいえば、時刻ｔ０におけるピーク追従電圧ＶＣ１はＶｐｅａｋ１であり、時刻ｔ２におけるピーク追従電圧ＶＣ１はＶｐｅａｋ２に到達するため、時刻ｔ０および時刻ｔ４における復調データは無効である。実際の充電回路および放電回路の設計に際しては、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１の経時的変化（例えば、経時的変化を近似した特性線の変化率）が、特性線Ｌ１の傾きよりも小さくなるように、充電回路ＣＣＨおよび放電回路ＤＣＨの特性を設計するのが好ましい（但し、この例に限定されるものではない）。
【０１９６】
以上の説明では、ピークホールドコンデンサーの電圧がＶｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に向かって追従する場合について説明したが、ピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧ＶＣ１がＶｐｅａｋ２からＶｐｅａｋ１に向かって追従する場合も同様である。つまり、データ復調が開始される時点で、ピークホールドコンデンサーの電圧が、データ“１”に対応する差分信号のピーク値であるＶｐｅａｋ２に維持されており、その状態で、１ビットのデータ“０”が受信されて、復調回路によって、１ビットのデータ“０”を復調する場合も同様である。つまり、図１５（Ａ）において、特性線Ｌ３は不適例を示し、特性線Ｌ４は適合例を示す。この場合も、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧がΔＶｐｅａｋだけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫのｎ周期以上になるように、充電回路ＣＣＨの特性および放電回路ＤＣＨの各々の特性を設定すればよい。
【０１９７】
（ｍビット、同じ値が連続するデータの復調）
図１５（Ａ）では、１ビットの“１”を復調する場合を想定したが、図１５（Ｂ）では、ｍ（ｍは２以上の整数）ビット連続する“１”を復調する場合を想定する（“０”を復調する場合も同様である）。例えば、受電装置４０が、同一の値のデータをｍビット連続して送信することが、通信規約によって許容される場合には、１次側で、ｍビット連続する“１”を復調する場合が生じ得る。なお、図１５（Ｂ）の例では、ｍ＝３に設定されている。
【０１９８】
ｍビットの“１”が受信される期間は、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの（ｍ・ｎ）周期に相当する時間である。図１５（Ｂ）において、太い点線で示される特性線Ｌ５（不適例）の場合、（ｍ・ｎ）周期に相当する期間（時刻ｔ０〜ｔ３）内において、ピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）がＶｐｅａｋ２に到達してしまい（時刻ｔ２）、それ以降（時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間）、データ“１”を正確に復調できない。
【０１９９】
したがって、図１５（Ｂ）において太い実線で示される特性線Ｌ６（適合例）のように、ピークホールドコンデンサーＣ１のピークホールド電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２に遷移するために要するピーク追従時間（つまりΔＶｐｅａｋの遷移に要する時間）が、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの（ｍ・ｎ）周期以上に長くなるようにピーク追従特性（つまり、充電回路ＣＣＨの充電時定数および放電回路ＤＣＨの放電時定数）を設定すればよい。この場合、ｍビットの“１”を復調している期間内では、ピークホールドコンデンサーの電圧がＶｐｅａｋ２に到達せず、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２との間に滞留することから、比較回路ＣＯＭは、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１を判定閾値Ｖｔｈ１として用いて、差分信号Ａｏｕｔの振幅の大小を正確に判定することができ、したがって、２次側から送信された、ｍビット連続する“１”を確実に復調できる（但し、特性線Ｌ６の例において、厳密には時刻ｔ０および時刻ｔ３における復調データは無効である）。なお、ピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧ＶＣ１が、Ｖｐｅａｋ２からＶｐｅａｋ１に向かって追従する場合におけるピーク追従特性の設定も、同様の考え方に基づいて行うことができる。
【０２００】
（考察２：ピーク追従電圧ＶＣ１の変動許容範囲がΔＶｐｅａｋ／２である場合）
図１６（Ａ）および図１６（Ｂ）は、第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第２設計例について説明するための図である。
【０２０１】
考察１では、ｍビット連続するデータ“１”（または“０”）のいずれか一方のみを受信することを前提としたが、実際には、復調期間において、ｍビット連続するデータ“１”およびｍビット連続するデータ“０”のいずれも検出できることが望ましい。したがって、例えば、復調開始時点においては、ピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）は、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の中点電圧ＶＢＳ（つまり、ＶＢＳ＝｛Ｖｐｅａｋ１＋（ΔＶｐｅａｋ／２）｝付近に設定される場合が多い（ΔＶｐｅａｋは、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の電位差である）。
【０２０２】
ピークホールドコンデンサーの電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が中点電圧ＶＢＳに設定される場合、Ｖｐｅａｋ１に対する変動マージン（変動許容範囲）、および、Ｖｐｅａｋ２に対する変動マージン（変動許容範囲）は、共に（ΔＶｐｅａｋ／２）である。上述の考察１では、判定閾値Ｖｔｈ１の変動マージン（変動許容範囲）がΔＶｐｅａｋに設定されていた。これに対して、考察２の例では、判定閾値Ｖｔｈ１の変動マージン（変動許容範囲）は、考察１の例の１／２になったことになる。
【０２０３】
つまり、図１６（Ａ）および図１６（Ｂ）に示される例では、ｍビット連続する“１”または“０”を受信する場合に、ピークホールドコンデンサーのピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、（ΔＶｐｅａｋ／２）だけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの（ｍ・ｎ）周期以上に長くなるようにピーク追従特性を設定すれば、ｍビット連続する“１”およびｍビット連続する“０”のいずれも、適正に受信することができることになる。
【０２０４】
図１６（Ａ）は、ｍビット連続する“１”を受信する場合のピーク追従特性の適合例を示している。図１６（Ａ）において、太い実線で示される特性線Ｌ７ａが、ピーク追従特性の適合例（最低限の条件の例）を示している。なお、図１６（Ａ）において太い一点鎖線で示される特性性Ｌ７ｂは、判定閾値Ｖｔｈ１の許容変動幅がΔＶｐｅａｋであるとした場合の特性線を示している。つまり、特性線Ｌ７ｂは、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、ΔＶｐｅａｋだけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの２・（ｍ・ｎ）周期以上に長くなるように設定すればよいことを意味している。
【０２０５】
図１６（Ｂ）は、ｍビット連続する“０を受信する場合のピーク追従特性の適合例を示している。図１６（Ｂ）における特性線Ｌ８ａと特性線Ｌ８ｂの各々は、図１６（Ａ）における特性線Ｌ７ａおよびＬ７ｂの各々に対応する。
【０２０６】
（考察３：ピーク追従電圧ＶＣ１の変動許容範囲がΔＶｐｅａｋ／ｐである場合）
先の図１６（Ａ）および図１６（Ｂ）に示される例では、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）の初期設定電圧を中点電位ＶＢＳに設定していた。但し、これは一例であり、実際の回路設計においては、Ｈ判定およびＬ判定の各々のノイズマージン等を考慮して、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従特性（＝判定閾値Ｖｔｈ１）の初期バイアス点（初期電位点）を最適化することがある。
【０２０７】
図１７は、第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第３設計例について説明するための図である。図１７では、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従特性（＝判定閾値Ｖｔｈ１）の初期バイアス点（初期電位点）がＶＢＳＰ（＝Ｖｐｅａｋ２−ΔＶｐｅａｋ／Ｐ＝Ｖｐｅａｋ１＋｛（（ｐ−１）／ｐ）・ΔＶｐｅａｋ｝に設定されている（但し、Ｐは２より大きな実数）。
【０２０８】
復調開始時点におけるピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１とＶｐｅａｋ１との電位差は、Δ（（ｐ−１）／ｐ）・ΔＶｐｅａｋであり、復調開始時点におけるピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１とＶｐｅａｋ２との電位差は、（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）である。両者を比較すると、図１７では、明かに、（ΔＶｐｅａｋ／Ｐ）の方が小さいため、（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）が、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１の最小の変動許容範囲となる。よって、図１７の例では、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１が（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）だけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上になるように、ピーク追従特性を設定すればよいことになる。
【０２０９】
図１７において太い実線で示される特性性Ｌ９ａは、判定閾値Ｖｔｈ１の最小許容変動幅がΔＶｐｅａｋ／ｐであるとした場合の、データ“１”受信時のピーク追従特性の適合例（最小限の条件）を示す特性線である。また、太い一点鎖線で示される特性性Ｌ９ｂは、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、ΔＶｐｅａｋだけ遷移するのに要する時間が、１次コイルの駆動クロックＤＲＣＫの（ｐ・ｍ・ｎ）周期以上に長くなるように設定すればよいことを意味している。
【０２１０】
（考察４：着地あるいは取り去り検出を考慮した回路設計について）
考察１〜考察３では、復調回路ＤＭによる信号の復調に着目して、許容される「ピーク追従の遅さ」について検討した。ここでは、許容される「ピーク追従の速さ」について検討する。復調回路ＤＭが、受電装置の取り去りおよび着地の少なくとも一方の検出にも使用される場合には、受電装置の取り去り検出または着地検出に対応できるような、「ピーク追従の速さ」が、ピークホールド回路に求められる。
【０２１１】
つまり、第５実施例におけるピークホールド回路ＰＨのピーク追従特性は、受電装置の取り去り検出または着地検出に対応できる程度の「ピーク追従の速さ」を有し、かつ、信頼性の高い信号の復調が可能な程度の「ピーク追従の遅さ」を有すること、の２つを満足するように設計されることが好ましい。
【０２１２】
図１８は、第５実施例におけるピークホールド回路のピーク追従特性の好ましい第４設計例について説明するための図である。図１８において、時刻ｔ２０において、受電装置の取り去りが発生する。これに伴い、１次側の差動回路ＳＡＭＰから出力される差分信号Ａｏｕｔのピーク値が、例えば、Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ３に上昇する。ここで、Ｖｐｅａｋ３は、受電装置が取り去された状態に対応する差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧値である。この受電装置の取り去りの検出の最大許容時間をＴＸとする。
【０２１３】
つまり、１次側は、時刻ｔ２５までに受電装置の取り去りを検出しなければならない。図１８には、ピーク追従特性を示す３つの特性線（Ｌ１０ａ，Ｌ１０ｂ，Ｌ１１）が示されている。特性線１１（太い２点鎖線）で示されるピーク追従例は、ピークホールドコンデンサーＣ１のピークホールド電圧Ｖｐｅａｋが、Ｖｐｅａｋ３に到達する時点が、時刻ｔ２６である。つまり、この例では、受電装置の取り去りを検出し得る状態になるまでの期間が最大許容時間ＴＸを超えており、ゆえに不適である。
【０２１４】
特性線Ｌ１０ａ（太い実線）で示されるピーク追従例は、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１が、Ｖｐｅａｋ３に到達する時点が、時刻ｔ２５であり、この例では、受電装置の取り去りを検出し得る状態になるまでの期間がちょうど最大許容時間ＴＸである。よって、適合例ではあるが、検出遅延等を考慮したマージンを持たせることは、かなりむずかしい。
【０２１５】
特性線Ｌ１０ｂ（太い一点鎖線）で示されるピーク追従例は、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１が、Ｖｐｅａｋ３に到達する時点が、時刻ｔ２４であり、この例では、受電装置の取り去りを検出し得る状態になるまでの期間が最大許容時間ＴＸ内であることから、例えば、時刻ｔ２４〜時刻ｔ２５の期間において、受電装置の取り去りを確実に検出することができる。よって、この例は好ましい適合例である。
【０２１６】
以上の説明では受電装置の取り去り検出を例にしたが、着地検出の場合も、同様の考え方によって、ピーク追従特性の好ましい例を決定することができる。
【０２１７】
（充電回路および放電回路の設計方法の一例）
ここでは、充電回路および放電回路の各々の特性（時定数）の設計手順について考察する。例えば、以下の手順１および手順２によって設計する。
【０２１８】
（手順１：電圧上昇率および電圧下降率の好ましい範囲の設定）
上記考察１〜考察４に示される設計原理に基づいて、ピークホールドコンデンサーＣ１の充電時の電圧上昇率を示す直線（直線近似によって得られるピーク追従の特性線）の傾きの許容範囲、または放電時の電圧下降率を示す直線の傾きの許容範囲を決めることができる。例えば、１ビットのデータが継続する期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）あたりの、ピークホールドコンデンサー電圧の電圧上昇量および電圧降下量の好ましい範囲が決定される。
【０２１９】
（手順２：電圧上昇率と電圧下降率とのバランス設計）
そして、次に、１ビットのデータが継続する期間あたりの電圧上昇量と電圧降下量とがバランスする（同じとなる）ように、充電回路ＣＣＨと放電回路ＤＣＨの各々の回路特性を決定すればよい。
【０２２０】
つまり、ピークホールドコンデンサーＣ１の電圧は、入力信号Ａｏｕｔのピークに追従して変動するため、データ“１”が受信されているときは、ピークホールドコンデンサーの電圧は上昇し、データ“０”が受信されているときは、ピークホールドコンデンサーの電圧は下降する。データ“１”とデータ“０”が交互に受信される場合を想定すると、ピークホールドコンデンサーの電圧は、上昇、下降を繰り返すが、１ビットのデータ期間における電圧上昇量と電圧下降量とが同じならば、ピークホールドコンデンサーの電圧レベルは、それらの１連のデータを受信する前後で変化しない（所定のバイアス点付近にとどまる）。
【０２２１】
受信データに含まれる“１”と“０”の出現の割合は、ある程度の長い期間でみれば、ほぼ同じである場合が多く（あるいは、２次側の送信データを意図的に、そのように作成することも可能であり）、したがって、１ビットのデータ期間における電圧上昇量と電圧下降量とが同じに設定されているならば、ピークホールドコンデンサーの電圧レベルは、復調期間において、Ｖｐｅａｋ１とＶｐｅａｋ２の中間の電圧範囲にとどまっている確率が極めて高く、よって、復調された２値信号の信頼性を確保することができる。仮に、電圧上昇量と電圧降下量のバランスがとれていないときは、データ“１”と“０”が交互に受信された場合でも、判定閾値（つまりピークホールドコンデンサーの電圧）が、時間経過と共にＶｐｅａｋ１またはＶｐｅａｋ２のいずれかの側にシフトしていき、その分だけ変動マージンが減少していき、やがて、ピーク値に到達することになってしまい、その時点で、ピークホールドコンデンサーの電圧を復調用の判定閾値として用いることができなくなる。
【０２２２】
したがって、上述のとおり、データ“１”を受信する場合の、データ“１”の継続期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）におけるピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１の電圧上昇量と、データ“０”を受信する場合の、データ“０”の継続期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）におけるピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１の電圧降下量と、がバランスするように、充電回路ＣＣＨの特性（充電時定数）および放電回路ＤＣＨの特性（放電時定数）を設定するのが好ましいということになる。
【０２２３】
このように、上記の手順１および手順２を経て、充電回路ＣＣＨの特性および放電回路ＤＣＨの特性を、好ましい特性に設定することができる。例えば、ｍビットの連続した同一の値を受信する場合に、ピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）が、（ΔＶｐｅａｋ／ｐ）を遷移するために必要なピーク追従時間を、１次コイルの駆動クロックの（ｍ・ｎ）周期以上とし、かつ、１ビットの継続期間（１次コイルの駆動クロックのｎ周期に相当する期間）におけるピークホールドコンデンサーＣ１のピーク追従電圧ＶＣ１（＝判定閾値Ｖｔｈ１）の電圧上昇量と電圧下降量とがバランスするように（つまり、ほぼ同じ、略同一、あるいは同じとなるように）、充電回路および放電回路の各特性（例えば時定数）が設定（決定）される。
【０２２４】
（第６の実施形態）
図１９は、本発明の復調回路を含む送電装置を搭載する１次側の電子機器（クレードル）および無接点電力電送システムの動作の一例を説明するための図である。
【０２２５】
図１９中の第１の間欠送電期間ＴＡ１は、待機フェーズ（待機状態）に対応する期間である。待機フェーズにおいては、送電側の電子機器である充電器（クレードル）５００に内蔵される送電装置１０は間欠送電を実行し、受電側の電子機器（例えば携帯電話機）５１０の着地（セッティング）を、例えば、０．３秒に１回、検出する（ステップＳ１）。すなわち、上述のとおり、１次コイルＬ１が単独で存在する状態から、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２が電磁結合する状態に移行すると、共振回路の共振特性が変化して、１次コイルＬ１のコイル端信号の電圧レベルが低下する。この電圧レベルの低下を、例えば、本発明の復調回路ＤＭに含まれるピークホールド回路ＰＨを用いて検出する。例えば、ピークホールド回路ＰＨに含まれるピークホールドコンデンサーを、検出タイミングに合わせてリセットして初期化した後、ピーク電圧値を取得し、取得されたピーク電圧値を着地判定閾値と比較することによって、着地を検出することができる。これによって、受電側機器５１０の着地（セッティング）が検出される（ステップＳ２）。なお、送電装置２００に含まれる送電制御装置２０（図４参照）は、着地検出を可能とするために、送電部１２を制御して、１次コイルＬ１を間欠的に駆動させる。例えば、１次コイルＬ１は、０．３秒毎に５ｍ秒だけ駆動される。なお、同様に、ピークホールド回路ＰＨを用いて、受電装置の取り去りを検出することができる。
【０２２６】
受電側機器５１０の着地が検出されると、送電装置１０と受電装置４０との間で、種々の情報の交換（ネゴシエーションならびにセットアップ）が実行される（ステップＳ３）。上述したように、送電装置１０から受電装置４０への通信には周波数変調が利用され、受電装置４０から送電装置１０への通信には負荷変調が利用される。送電装置１０に含まれる本発明の復調回路ＤＭは、受電装置４０が負荷変調により送信した信号（データ）を、差分信号Ａｏｕｔの振幅検出によって復調する。
【０２２７】
ネゴシエーションフェーズでは、認証情報（ＩＤ情報を含む）の交換が実行され、例えば、受信したＩＤ情報等に基づいて、規格／コイル／システムの適合確認処理が実行される。また、ネゴシエーションフェーズでは、安全上の情報（例えば、異物検知用の検知パラメータ等の交換も実行される。この種々の情報の交換動作は、図１８中の仮送電期間ＴＢ（具体的には、認証期間および通常送電前の異物検出期間）において実行される。
【０２２８】
すなわち、仮送電期間ＴＢにおいては、送電装置１０は仮送電を実行する。仮送電は、通常送電前に、情報交換等を可能とするために一時的に実行される連続送電である。そして、送電側と受電側は、ＩＤ情報等の認証情報を交換し、受信した認証情報（ＩＤ情報等）に基づいて、規格／コイル／システム等がお互いに適合するか否かを確認する。また、例えば受電側が送電側に、異物検出等のための安全しきい値情報を送信し、安全上の情報交換を行う。このネゴシエーション処理では、送電側と受電側の間で情報の通信が可能か否かの確認や、通信した情報が妥当か否かの確認や、受電側の負荷状態の適否（異物の非検出）の確認等も行われる。ネゴシエーション処理において、認証情報（ＩＤ情報等）の交換の結果として、規格／コイル／システム等が不一致であると判定されたり、あるいは、タイムアウトエラーになったりすると、送電装置１０は、例えば、待機フェーズに移行する。
【０２２９】
ネゴシエーションフェーズの後、無接点電力伝送システムは、セットアップフェーズに移行する。このセットアップフェーズでは、対応機能の情報やアプリケーション別の設定情報などのセットアップ情報が転送されるセットアップ処理が実行される。例えばネゴシエーション処理の結果に基づいて伝送条件が特定される。具体的には、受電側が、コイルの駆動電圧や駆動周波数等の伝送条件情報を送電側に送信すると、送電側は、受信した伝送条件情報に基づいてコイルの駆動電圧や駆動周波数等の通常送電のための伝送条件を設定する。また、対応機能についての情報交換や、上位のアプリケーション毎に異なる設定情報の交換も、このセットアップ処理で行われる。具体的には、通常送電開始後の受電側の負荷状態検出用のしきい値情報（例えばデータ通信用・異物検出用のしきい値情報）や、通常送電後のコマンドフェーズにおいて、送電側、受電側が発行・実行可能なコマンドの種類や、通信機能、定期認証機能等の付加的な対応機能についての情報交換は、このセットアップ処理において実行される。これにより、電子機器の種類（携帯電話機、オーディオ機器等）や機種などのアプリケーションに応じて異なる設定情報の交換が可能になる。セットアップ処理において、２次側機器５１０の取り去りが検出されたり（ステップＳ８）、タイムアウトエラーになったりすると、例えば、待機フェーズに移行する。２次側機器５１０が取り去られると、１次コイルＬ１のコイル端信号の電圧レベルが上昇するため、その電圧レベルの上昇を、例えば、本発明の復調回路ＤＭに含まれるピークホールド回路ＰＨを用いて検出することによって、受電装置（受電装置を含む２次側機器）の取り去りが検出される。
【０２３０】
このように、ネゴシエーション処理ならびにセットアップ処理（これらの処理は、交換した情報に基づいて相手側の適応性の有無を確認する（つまり認証する）処理という意味をもち、したがって、これらの処理をまとめて、広義の認証処理ということができる）によって、受電装置４０が適切な送電対象であることが確認され、必要な情報が設定された後に、通常送電（ここでは、バッテリー等の、給電対象となる負荷への給電のための連続送電をいう）が開始される（ステップＳ４）。通常送電期間ＴＣ１（バッテリーの充電期間）においては、送電装置１０は、バッテリーの充電に必要な電力レベルの連続送電を実行する。通常送電が開始されると、受電側の電子機器（携帯電話機）５１０に設けられているＬＥＤが点灯する。
【０２３１】
通常送電期間ＴＣ１では、送電側からの通常送電と並行して、受電側からの定期認証用通信（異物挿入を検出するための所定パターンデータの通信）、ならびにパケットデータの通信（例えば、受電装置の動作状態やバッテリーの負荷状態等の情報を１次側に通知するためのデータ）が実行される。定期認証用通信は、周期的に設けられる定期認証期間ＴＣ２において実行される。但し、上述のとおり、受電側からの通信は、給電対象である負荷９０（バッテリー）への給電を止めずに行われる（常時通信（給電不停止給電））。１次側におけるデータ復調の精度が高いため、常時通信を行った場合でも、信頼性の高い通信が確保される。また、通常送電期間ＴＣ１においては、例えば間欠的に、受電装置の取り去り検出が実行され、取り去りが検出されると、初期待機フェーズに移行する（ステップＳ９）。
【０２３２】
また、通常送電期間ＴＣ１において、バッテリーの満充電が検出されると、満充電通知が受電装置４０から送電装置１０に送信され、これを受信した送電装置１０は、通常送電を停止する。通常送電が停止されると、受電側の電子機器（携帯電話機）５１０に設けられているＬＥＤが消灯する。そして、満充電検出後の待機フェーズ（第２の間欠送電期間ＴＡ３）に移行する（ステップＳ５）。
【０２３３】
第２の間欠送電期間ＴＡ３は、満充電検出後の待機状態に対応する期間である。第２の間欠送電期間ＴＡ３においては、例えば、５秒に１回の取り去り検出が実行され、また、１０分に１回、再充電の要否の確認が実行される。満充電後に受電側の電子機器（携帯電話機）５１０が取り去られると、初期の待機フェーズに戻る（ステップＳ６）。また、満充電後に再充電が必要と判定されると、ステップＳ３に復帰する（ステップＳ７）。
【０２３４】
なお、本実施形態について詳述したが、本発明の新規事項および効果から逸脱しない範囲で、多くの変形が可能であることは、当業者には容易に理解できるであろう。したがって、このような変形例は、すべて本発明に含まれるものとする。
【０２３５】
本発明は、１次側の通信回路の構成の簡素化を実現し、また、マルチ送電に対応した無接点電力伝送システムの実現に寄与する。本発明は、復調回路、送電装置、送電制御装置およびデータ復調方法等に利用することができる。
【符号の説明】
【０２３６】
１０  送電装置、１２  送電部、１４  波形モニター回路、２０  送電制御装置、
２２  送電側制御部（送電側制御回路）、４０  受電装置、４３  整流部、
４８  給電制御部、４６  負荷変調部、５２  受電側制御部、６０  周波数検出回路、
５００  １次側電子機器（クレードル）、
５１０  ２次側の電子機器（携帯電話端末）、
Ｌ１  １次コイル、ＣＰ１  共振コンデンサー、ＤＭ  復調回路、
Ａｏｕｔ  差分信号、ＳＡＭＰ  差動回路（差動増幅回路）、
ＡＭＴ  振幅検出回路、ＰＨ  ピークホールド回路、ＤＥＴ  復調用判定回路、
ＱＴＣ  出力回路（１ビットのデータを復調して出力する回路）、
３（ＬＰＦ）  相関検出器としてのローパスフィルタ、ＣＯＭ  比較回路、
５（ＬＳ）  レベルシフト回路、Ｃ１  ピークホールドコンデンサー、
Ｒ１  ピーク追従時定数を決定する抵抗（積分抵抗）、
ＤＳ  整流素子（ダイオード）、
Ｖｐｅａｋ１  データ“０”に対応する差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧値、
Ｖｐｅａｋ２  データ“１”に対応する差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧値、
Ｖｐｅａｋ３  受電装置が取り去された状態に対応する差分信号Ａｏｕｔのピーク電圧値、
ＳＷ１，ＳＷ２  ピークホールド回路を復調用判定回路に切り換えるスイッチ
ＣＣＨ  充電回路、ＤＣＨ  放電回路、ＳＷＰ  放電スイッチ、Ｒ９  放電抵抗、
ＶＣ１  ピーク追従電圧、ＤＸｄｍｏｄ  Ｈ，Ｌの２値検出信号（第１復調信号）、
ＤＱｄｍｏｄ  復調されたデータ（第２復調信号）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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