(57)【要約】      （修正有）【課題】回路素子の温度特性による周波数変化を抑制した恒温型電圧制御発振器の提供。【解決手段】第１温度センサを有する温度制御回路及び水晶振動子１を有する発振回路を回路基板に配設し、温度制御回路によって水晶振動子１の動作温度を一定にし、回路素子の温度特性によってppbオーダで直線的に変化する周波数温度特性とし、発振回路は発振閉ループ内の水晶振動子１に直列に接続して入力端からの制御電圧Ｖｃが印加される電圧可変容量素子２ｄを有し、制御電圧Ｖｃは入力端とアースの間の第１及び第２抵抗Ｒａ、Ｒｂによって分圧され、電圧可変容量素子２ｄのアノードに印加される恒温型電圧制御水晶発振器において、電圧可変容量素子２ｄのカソードには、第１及び第２抵抗Ｒａ、Ｒｂによって分圧される制御電圧とは別個に、電源Ｖｃｃとアース間の第２温度センサｔに基づく補償電圧を印加し、直線的な周波数温度特性を相殺する補償電圧を印加した構成。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも第１温度センサを有する温度制御回路及び水晶振動子を有する発振回路を回路基板に配設して、前記温度制御回路によって少なくとも前記水晶振動子の動作温度を一定にし、前記水晶振動子を除く回路素子の温度特性によってｐｐｂオーダで直線的に変化する周波数温度特性とし、
前記発振回路は発振閉ループ内の前記水晶振動子に直列に接続して入力端からの制御電圧が印加される電圧可変容量素子を有し、前記制御電圧は前記入力端とアースとの間に設けられた第１及び第２抵抗によって分圧され、前記電圧可変容量素子の前記水晶振動子側としたアノードに印加される恒温型とした電圧制御水晶発振器において、
前記電圧可変容量素子のアース側としたカソードには、前記第１及び第２抵抗によって分圧される制御電圧とは別個として、電源とアースとの間に設けられて前記回路基板に配設された第２温度センサに基づく補償電圧を印加し、前記直線的な周波数温度特性を相殺する補償電圧を印加したことを特徴とする恒温型とした電圧制御水晶発振器。
【請求項２】
請求項１において、前記第１及び第２抵抗の接続点とアースとの間にはローパスフィルタを形成するコンデンサを接続した恒温型とした電圧制御水晶発振器。
【請求項３】
請求項１において、前記電圧可変容量素子はカソードを前記水晶振動子にアノードをアースに接続し、前記制御電圧は前記カソードに印加し、前記補償電圧は前記アノードに印加された恒温型とした電圧制御水晶発振器。
【請求項４】
請求項３において、前記第２温度センサは温度上昇ともに抵抗値が増加するリニア抵抗とした恒温型とした電圧制御水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は水晶振動子の動作温度を一定として恒温型とした電圧制御水晶発振器（以下、電圧制御発振器とする）を技術分野とし、特に水晶振動子以外の回路素子の温度特性による発振周波数への影響を排除した電圧制御発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
水晶発振器は周波数安定度が高いことから、各種の電子機器に周波数や時間の基準源として内蔵される。その中でも、例えばｐｐｂ（１／１００億）オーダでの周波数安定度が求められる場合には、特に水晶振動子の動作温度を一定にする恒温型が適用される。これらの場合、水晶発振器を恒温型としても、水晶振動子等のエージング（経時変化）特性によって長期的には発振周波数が変化する。そこで、一般には、電圧制御型として発振周波数を外部からの制御電圧によって調整する。
【０００３】
（従来技術の一例）
第４図は一従来例を説明する図で、同図（ａ）は恒温型とした電圧制御発振器の概略的（模式的）な回路素子の平面配置図、同図（ｂ）電圧制御発振器の回路図である。
【０００４】
恒温型とした電圧制御発振器「第４図（ａ）」は例えば表面実装用とした水晶振動子１や、これを除いた発振回路及び温度制御回路等の回路素子２を回路基板３に配設する。具体的には、水晶振動子１の周囲に温度制御回路中の加熱源となるチップ抵抗２ａやパワートランジスタ２ｂを配置し、図示しない温度制御回路によって点線枠で示す温度一定領域Ｐを形成する。これにより、水晶振動子１の動作温度を基本的に一定にする。そして、温度一定領域Ｐの外側にこれら以外の発振回路や温度制御回路の回路素子２を配設する。
【０００５】
なお、温度一定領域Ｐ内には、水晶振動子１のみならず、水晶振動子１の動作温度を検出するサーミスタ等の温度センサ２ｃや温度に対して特性変化が大きい電圧制御型とする電圧可変容量素子２ｄ等を配置する。そして、図示しない例えば金属ベースに立設したリード線によって回路基板３を保持し、カバーを被せて封入される。これらにより、例えば第５図に示した低温及び高温側に極値を有して３次曲線となる水晶振動子１の周波数温度特性（曲線Ａ）に基づいた、電圧制御発振器の温度に対する周波数変化を排除して平坦にする（曲線イ）。
【０００６】
第５図中の縦軸は周波数偏差Δｆ／ｆで、ｆは常温２５℃での発振周波数（公称周波数）、Δｆは公称周波数ｆと各温度時における発振周波数ｆ′との差周波数（ｆ′−ｆ）である。この場合、恒温型とする温度制御回路による水晶振動子１の動作温度は、高温側の極大値となる温度例えば８０℃に設定される。このような恒温型とすることによって、周囲温度に対する発振周波数の変化を排除して例えばｐｐｂオーダでの高安定とする。
【０００７】
電圧制御発振器「第４図（ｂ）」は水晶振動子１をインダクタ成分として分圧コンデンサＣ（ａｂ）と共振回路を形成し、共振回路の特に水晶振動子１に依存した発振周波数を発振用増幅器４によって帰還増幅する所謂コルピッツ型とする。この例では、発振用増幅器４はトランジスタＴｒとして電源Ｖccを高周波的なアースとしたコレクタ接地とする。そして、電圧可変容量素子（可変容量ダイオード）２ｄを発振閉ループ内に直列に接続し、例えば電圧可変容量素子２ｄのアノードを水晶振動子１にカソードをアースに接続する。
【０００８】
電圧可変容量素子２ｄの端子間（カソード、アノード間）には、入力端Ａに供給される制御電圧Ｖcの分圧制御電圧Ｖc′（印加電圧Ｖa）が印加される。電圧可変容量素子２ｄは、第６図に示したように、端子間の印加電圧Ｖa（＝Ｖc′）に対して指数関数的に容量が変化（減少）する。通常では、印加電圧Ｖaに対する容量変化が直線的になる部分を選択し、発振周波数の周波数変化特性を良好にする。一方、入力端Ａに供給される制御電圧Ｖcはユーザによる装置側の規格によって電圧値が異なる。したがって、通常では入力端Ａとアース間の第１抵抗Ｒａ及び第２抵抗Ｒｂによって分圧し、電圧容量特性のうちの直線的部分での動作となる印加電圧Ｖa（＝分圧制御電圧Ｖc′）とする。
【０００９】
なお、分圧用の第１及び第２抵抗Ｒa、Ｒbの接続点と電圧可変容量素子２ｄのアノード（水晶振動子の一端）との間には、発振周波数を遮断する高周波阻止用の第３抵抗Ｒcが接続し、第１〜第３抵抗はＴ字型に接続する。図中の符号Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3はバイアス抵抗、Ｃtは周波数調整コンデンサ、Ｖccは電源、Ｖoutは出力である。また、水晶振動子１を囲む点線枠は恒温型の意味である。
【００１０】
このようなものでは、制御電圧Ｖcを分圧した印加電圧Ｖaによって、電圧可変容量素子２ｄの端子間容量が変化し、水晶振動子１から見た直列等価容量も変化する。したがって、インダクタ成分としての水晶振動子１と直列等価容量とによる共振周波数（発振周波数）も変化するので、例えばエージング特性による発振周波数を可変できる。これらの場合、印加電圧Ｖa（制御分圧電圧Ｖc′）に対して容量が指数関数的に減少するので、制御電圧Ｖcが高くなるほど発振周波数は低くなる。
【００１１】
また、調整用コンデンサＣtによって、制御電圧Ｖc（直流電圧）の発振回路への流入は遮断されるが、直流電圧に重畳した例えば４ＫＨz以下の低周波成分は通過する。このため、発振回路による発振周波数に重畳して位相雑音特性を悪化させる。このことから、通常では、第１抵抗Ｒaとローパスフィルタを形成するコンデンサＣfを挿入し、低周波成分をカットする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】実用新案登録公報  第２５９８０７２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
（従来技術の問題点）
しかしながら、上記構成の電圧制御発振器では、特に水晶振動子１の動作温度を一定にする恒温型とした場合でも、これ以外の回路素子２の特に温度特性によって、発振周波数が変化する問題があった。すなわち、水晶振動子１は温度センサ２ｃとともに例えば加熱抵抗（チップ抵抗２ａ）や温度制御回路のパワートランジスタ２ｂの熱源体に接近して熱的に結合して制御されるものの、これら以外のコンデンサやインダクタ等の回路素子２は熱源から離間して周囲温度の影響を受けやすい。したがって、水晶振動子１等以外の回路素子２の温度特性によって発振周波数が変化する。
【００１４】
これらの場合、特にインダクタの温度に対する変化（増加）が大きく、恒温型とした電圧制御発振振器の発振周波数（但し、制御電圧Ｖcが一定値のとき）は、第７図に示したように、理想的な周波数温度特性（第４図の曲線イと同じ）に対し、温度上昇とともにｐｐｂオーダで低下する傾向にある（同曲線ロ）。なお、図中での縦軸（Δｆ／ｆ）の公称周波数ｆは、常温２５℃での基準電圧Ｖaoを印加した時での発振周波数である。また、電圧制御発振器中でのインダクタは、干渉段等を含む発振回路中でも例えばオーバトーン振動（周波数）を選択したり、不要モード（周波数）を抑圧したりする直列あるいは並列の共振回路等に使用される。但し、回路素子の配置によってはコンデンサが周囲温度の影響を受けやすくなる場合もある。
【００１５】
（着目技術に基づく発想及びその課題）
そこで、本発明では例えば特許文献１に示される技術に着目した。すなわち、周囲温度に対して抵抗値の変化する温度センサ例えば負特性となるサーミスタを第２抵抗Ｒbに適用する。そして、サーミスタの抵抗値によって変化する分圧電圧（印加電圧Ｖa）を電圧可変容量素子２ｄに印加し、温度上昇とともに容量が増加する電圧可変容量素子２ｄの温度特性を補償する技術に着目した。なお、特許文献１では電圧可変容量素子２ｄの温度特性を補償するとしているが、本発明では回路素子２全体の温度特性による周波数変化を補償する。
【００１６】
これらのことから、本発明では後述する実施形態「第１図（ａ）」で述べるように、外気温度（周囲温度）に応答して抵抗値の変化する第２温度センサを回路基板３に配置し、第２温度センサの検出温度（抵抗値）に対応した発振周波数の変化分を予め把握する。すなわち、周囲温度に応答した回路素子２全体の温度特性による発振周波数の変化を予め把握する。そして、発振周波数の変化分を相殺する補償電圧を電圧可変容量素子２ｄに印加することを想定した。
【００１７】
具体的には、常温２５℃を中心とした外気温度（周囲温度）−４０〜＋８５℃の変化に対して、例えば回路基板３の外周に配設した第２温度センサの検出温度は約＋２０〜＋９０℃（検出中心温度５５℃）となる（前第６図）。この場合、検出温度範囲内（＋２０〜＋９０℃）では温度上昇とともに２０ｐｐｂの低下となり、検出中心温度５５℃に対して約±１０ｐｐｂの変化となる（但し、発振周波数を１０ＭＨｚとしたときの実験値）。これは、検出温度範囲内（＋２０〜＋９０℃）での変化率は０．２８ｐｐｂ／℃となる。
【００１８】
なお、実際の周囲温度−４０〜＋８５℃での変化率は０．２ｐｐｂ／℃となるが、検出温度は＋２０〜＋９０℃となって温度範囲が約１／２に狭くなるので変化率（０．２８６ｐｐｂ／℃）は高くなる。これらの発振周波数の変化は、厳格には、発振回路を構成する水晶振動子１の等価定数や回路素子２の素子値によって異なるが、恒温型ではｐｐｂオーダでの変化となる。
【００１９】
そして、発振周波数の変化分±１０ｐｐｂ（計２０ｐｐｂ）を補償する場合には、電圧可変容量素子２ｄに印加する制御電圧Ｖmin、Ｖmaxは、一般的な電圧容量特性とすると、常温２５℃の基準印加電圧Ｖao（例えば１．２５Ｖ）から±４０ｍＶの計約８０ｍＶの変化を要する（前第５図及び第６図）。このとき、入力端Ａの基準制御電圧Ｖcoを２．５Ｖとし、第１及び第２抵抗Ｒa、Ｒbの分圧抵抗を例えばいずれも１００ｋΩとして基準印加電圧Ｖao（制御分圧電圧Ｖco′）を１．２５Ｖにすると、±４０ｍＶ（計８０ｍＶ）の変化には第２抵抗Ｒbを概ねで６．６％変化（低下）させる必要がある。
【００２０】
この場合、第２抵抗Ｒbを第２温度センサとして検出温度（＋２０〜＋９０℃）の範囲で抵抗値を６．６％変化させるには、約１９００ｐｐｍ以上とした高い値の抵抗温度係数が要求される。これは、検出温度が狭くなって変化率（０．２８６ｐｐｂ）が大きくなることに起因する。しかし、現状においては、約１９００ｐｐｍの抵抗温度係数を有する表面実装用とした温度センサの常温抵抗値は最大でも１０ｋΩ程度である。したがって、第２抵抗Ｒbに常温抵抗値を１０ｋΩとした第２温度センサを適用すると、制御電圧Ｖcを分圧する第１抵抗Ｒaもこれに準じた抵抗値例えば６〜１４ｋΩ程度の値となる。
【００２１】
一方、電圧制御発振器の直流的な入力インピーダンスは、特にユーザ仕様によって高インピーダンス（一般には１００ｋΩ以上）となる。したがって、常温抵抗値を１０ｋΩ程度とする第２温度センサを第２抵抗Ｒbには適用できない。また、第２抵抗Ｒbを温度に対する抵抗値の変化が６．６％程度とすると、第１抵抗ＲaとコンデンサＣfとによるローパスフィルタの通過域特性への影響も大きくなり、この点からも採用できない問題があった。
【００２２】
（発明の目的）
本発明は回路素子の温度特性による周波数変化を抑制した、恒温型の電圧制御発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、特許請求の範囲（請求項１）に示したように、少なくとも第１温度センサを有する温度制御回路及び水晶振動子を有する発振回路を回路基板に配設して、前記温度制御回路によって少なくとも前記水晶振動子の動作温度を一定にし、前記水晶振動子を除く回路素子の温度特性によってｐｐｂオーダで直線的に変化する周波数温度特性とし、
前記発振回路は発振閉ループ内の前記水晶振動子に直列に接続して入力端からの制御電圧が印加される電圧可変容量素子を有し、前記制御電圧は前記入力端とアースとの間に設けられた第１及び第２抵抗によって分圧され、前記電圧可変容量素子の前記水晶振動子側としたアノードに印加される恒温型とした電圧制御水晶発振器において、
前記電圧可変容量素子のアース側としたカソードには、前記第１及び第２抵抗によって分圧される制御電圧とは別個として、電源とアースとの間に設けられて前記回路基板に配設された第２温度センサに基づく補償電圧を印加し、前記直線的な周波数温度特性を相殺する補償電圧を印加した構成とする。
【発明の効果】
【００２４】
このような構成であれば、特に水晶振動子の動作温度を一定として恒温型とした場合の回路素子全体によるｐｐｂオーダでの直線的な周波数変化を補償できる。そして、第１及び第２抵抗によって分圧される制御電圧とは別個として、電源とアースとの間に設けた第２温度センサによって補償電圧を電圧可変容量素子に印加する。したがって、第１及び第２抵抗はそのままの抵抗値とし得るので、直流的な入力インピーダンスを高インピーダンスに維持できる。そして、第２温度センサは入力インピーダンスとは無関係に選択できるので、常温抵抗値に拘らずに、抵抗温度係数が大きい例えば３０００ｐｐｍ以上のものを選択できる。
【００２５】
（実施態様項）
本発明の請求項２では、請求項１において、前記第１及び第２抵抗の接続点とアースとの間にはローパスフィルタを形成するコンデンサを接続する。これにより、入力端にからの制御電圧に含まれる低周波成分をカットして、発振周波数の位相雑音への影響を軽減する。この場合、請求項１の構成によって、第１及び第２抵抗を高インピーダンスとする従来例同様の抵抗値に維持するので、ローパスフィルタの通過域特性を良好に維持する。
【００２６】
同請求項３では、請求項１において、前記電圧可変容量素子はカソードを前記水晶振動子にアノードをアースに接続し、前記制御電圧は前記カソードに印加し、前記補償電圧は前記アノードに印加される。これにより、制御電圧と補償電圧とのいずれにも電圧可変容量素子が応答して容量値が変化するので、これに応じて発振周波数が変化する。なお、制御電圧及び補償電圧のいずれも電圧可変容量素子２ｄに対して逆バイアスの電圧（逆電圧）とする。
【００２７】
同請求項４では、請求項３において、前記第２温度センサは温度上昇ともに抵抗値が増加するリニア抵抗とする。これにより、温度上昇によって抵抗値が増加して分圧抵抗との間の補償電圧（負電圧）は低下するので、電圧可変容量素子は端子間電圧が増加して容量は小さくなる。したがって、発振周波数は上昇するので、特に回路全体特にインダクタに依存した温度上昇とともに低下する発振周波数の変化を相殺（補償）できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施形態を説明する恒温型とした電圧制御発振器の概略的（模式的）な平面配置図、同図（ｂ）同電圧制御発振器の回路図である。
【図２】本発明の一実施形態の他の例を示す恒温型とした電圧制御発振器の回路図である。
【図３】本発明の一実施形態のさらに他の例を示す恒温型とした電圧制御発振器の回路図である。
【図４】一従来例を説明する図で、同図（ａ）は恒温型とした電圧制御発振器の概略的（模式的）な回路素子の平面配置図、同図（ｂ）電圧制御発振器の回路図である。
【図５】一従来例を説明する水晶振動子をＡＴカットとしたときの周波数温度特性である。
【図６】一従来例を説明する電圧可変容量素子の電圧容量特性である。
【図７】一従来例及び本発明の一実施形態を説明する恒温型とした水晶発振器の周波数温度特性である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、恒温型とした電圧制御発振器に関する本発明の一実施形態を第１図（平面配置図及び発振回路の一部図）によって説明する。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。
【００３０】
電圧制御発振器（恒温型）は、前述したように、水晶振動子１の周囲に温度制御回路中の加熱源となるチップ抵抗２ａやパワートランジスタ２ｂを配置する。そして、図示しない温度制御回路によって、水晶振動子１の動作温度を基本的に一定にする点線枠で示す温度一定領域Ｐを形成する。但し、温度一定領域Ｐ内には水晶振動子１以外に、水晶振動子１の動作温度を検出するサーミスタ等の温度センサ２ｃや、温度依存性の高い電圧可変容量素子２ｄ等が配設される。温度一定領域Ｐの外側にこれら以外の発振回路や温度制御回路の回路素子２を配設する。
【００３１】
電圧制御発振器の発振回路は、基本的に前述した通りであり、発振閉ループ内の水晶振動子１に電圧可変容量素子２ｄを直列に接続し、入力端子からの制御電圧Ｖcによって発振周波数が制御される。電圧可変容量素子２ｄはカソードを水晶振動子１に、アノードをアースに接続する。そして、入力端とアースとの間に設けた分圧用の第１及び第２抵抗Ｒa、Ｒbさらには高周波阻止用の第３抵抗Ｒcを経て、制御電圧（分圧電圧）Ｖcを電圧可変容量素子２ｄのアノードに印加する。第１及び第２抵抗Ｒa、Ｒbの接続点とアース間にはコンデンサＣfを接続し、第１抵抗Ｒaとローパスフィルタを形成する。ローパスフィルタは制御電圧中の低周波成分をカットして、発振周波数の位相雑音を良好に維持する。
【００３２】
ここでは、着目技術（特許文献１）に基づいた発想で述べたように（段落００１４、１５）、周囲温度に応じて変化する回路基板３上の温度を検出する第２温度センサを一定温度領域外に配置する。すなわち、一定温度領域外に配置された回路素子２の概ねの動作温度を検出する第２温度センサを一定温度領域外に配置する。第２温度センサは例えば温度上昇とともに抵抗値が直線的に増加するリニア抵抗とする。第２温度センサは常温抵抗値を例えば１０ｋΩ程度とし、温度抵抗係数５０００ｐｐｍ以上とする。
【００３３】
リニア抵抗とした第２温度センサは、電源Ｖcとアースとの間に、直列接続の分圧抵抗Rxとともに挿入される。分圧抵抗Ｒxは例えば抵抗値を５２．６Ωとする。第２温度センサは電源側として分圧抵抗Rxはアース側とし、直列接続点にて分圧された補償電圧を電圧可変容量素子２ｄのアノードに例えば抵抗を経て印加する。直列接続点とアノードの接地されたアースとの間のコンデンサは直流電圧（補償電圧）の遮断用である。
【００３４】
このようなものでは、先の説明と重複部分も含め、温度制御回路を形成する加熱用のチップ抵抗２ａやパワートランジスタ２ｂ等によって、回路基板３上の中央領域に特に水晶振動子１の動作温度を一定にする温度一定領域Ｐ（例えば８５℃）を形成し、さらに熱伝導によって温度一定領域Ｐ外の温度も上昇させる。したがって、回路基板３を封入した容器外の外気温度（周囲温度）が例えば−４０〜＋８５℃の間で変化しても、特に水晶振動子１の動作温度は一定に保持される。
【００３５】
そして、回路基板３の外周となる特に温度一定領域Ｐ外では、温度一定領域Ｐとする加熱源（チップ抵抗２ａやパワートランジスタ２ｂ）と、容器外の周囲温度との影響を受けるので、概ね＋２０〜＋９０℃となる。すなわち、温度一定領域Ｐ外に配設された回路素子２の動作温度は、周囲温度の変化（−４０〜＋８５℃）によって＋２０〜＋９０℃となる。そして、この周囲温度の変化に応じた回路素子２全体の温度特性によって発振周波数は変化する。
【００３６】
この場合、本実施形態では、回路基板３の温度一定領域Ｐ外となる外周に配置した第２温度センサの検出温度（抵抗値）による発振周波数の変化を予め把握する。この例では、前述同様に、周囲温度（−４０〜＋８５℃）に応じた第２温度センサの検出温度（＋２０〜＋９０℃）に対して、干渉段等を含む発振回路中の回路素子２全体、特に図示しないインダクタによって、ｐｐｂオーダ（約０．２８６ｐｐｂ／℃）での発振周波数の低下となる。そして、検出中心温度５５℃（常温２５℃に対応）に対し、検出温度内（＋２０〜＋９０℃）では約±１０ｐｐｂ（計２０ｐｐｂ）の変化となる（前第  図参照）。この場合、発振周波数の変化±１０ｐｐｂを相殺する電圧可変容量素子２ｄの端子間電圧の変化は±４０ｍＶとなる。
【００３７】
このことから、ここでは、前述の回路構成によって、検出中心温度５５℃に対して±１０ｐｐｂ変化する発振周波数を相殺する補償電圧Ｖxを電圧可変容量素子２ｄのアノードに印加する。補償電圧Ｖxは検出中心温度５５℃のときの補償基準電圧Ｖxoを±４０ｍＶ変化させ、検出温度＋２０〜＋９０℃内での周波数変化を補償する。具体的には、例えば電源電圧Ｖccを４Ｖとすると、第２温度センサの常温抵抗値１０ｋΩに対して、分圧抵抗Ｒxを５２．６Ωとし、検出中心常温５５℃のときの補償基準電圧を０．２Ｖとする。そして、第２温度センサの５０００ｐｐｍ／℃とした抵抗温度係数による抵抗値と分圧抵抗との分圧によって、検出温度＋２０〜＋９０℃のときの補償電圧を０．２Ｖ±４０ｍＶとする。
【００３８】
これにより、補償電圧Ｖxの最大電圧を０．２Ｖ＋４０ｍＶとし、カソードに印加される基準印加電圧を１．２５とした０．２５〜２．２５Ｖの最低電圧０．２５Ｖよりも低くする。これにより、電圧可変容量素子２ｄの両端端子間の電圧を逆電圧としてその機能を維持できる。そして、周囲温度に依存した回路素子２全体特にインダクタによる温度上昇とともにｐｐｂオーダで低下する発振周波数を相殺して平坦な周波数温度特性を得られる。
【００３９】
このような本実施形態の構成であれば、発明の効果の欄でも記載したように、第１及び第２抵抗によって分圧されてカソードに印加される制御電圧とは別個として、電源とアースとの間に設けた温度センサ２ｃによって電圧可変容量素子２ｄのアノードに補償電圧を印加する。したがって、第１及び第２抵抗Ｒa、Ｒbは従来例と同様に高抵抗値（例えば１００ｋΩ）のままにできるので、制御電圧の入力端から見た直流的な入力インピーダンスを高インピーダンスに維持する。
【００４０】
また、制御電圧Ｖcに重畳した低周波成分をカットするコンデンサＣfを付加したローパスフィルタの通過域特性も維持できる。そして、第２温度センサ５は入力インピーダンスには影響を与えないので、常温抵抗値に拘らず例えば１０ｋΩ以下であっても、例えば５０００ｐｐｍ／℃以上とした抵抗温度係数の表面実装用を選択できる。
【００４１】
（他の事項）
上記実施形態では周囲温度の変化に特にインダクタが応答して発振周波数が低下する場合を例として説明したが、回路基盤３に対する回路素子（インダクタやコンデンサ）の配置によってはインダクタは温度が一定となって、コンデンサが周囲温度に依存して変化する場合もある。この場合、コンデンサは温度上昇とともに容量値が低下するので、発振周波数は上昇する（前第７図の曲線ハに相当）。したがって、実施形態での第２温度センサ５と分圧抵抗Ｒxとの位置を逆にすることによって（第２図）、温度上昇とともに発振周波数を下降させる（前第７図の曲線ロ）。これにより、発振周波数の変化を相殺して平坦な周波数温度特性を得られる（前第７図の曲線イ）、
【００４２】
また、第２温度センサ５と分圧抵抗Ｒxのみによって分圧電圧を得たが、例えば第３図に示したように、第２温度センサ５に調整抵抗Ｒyを直列接続して常温時の抵抗値を調整することもできる。これにより、例えば第２温度センサ５を共通化して品揃えを少なくできる。また、第２温度センサ５と分圧抵抗Rxの直列接続点と電圧可変容量素子３のアノードとの間に抵抗Ｒzを接続し、両者間を高インピーダンス結合としてもよい。
【符号の説明】
【００４３】
１  水晶振動子、２  回路素子、３  回路基板、４  発振用増幅器、５  第２温度センサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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