(57)【要約】【課題】ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいてターボ符号を採用する場合に、符号化利得を大きくして符号化率を制御できる移動端末装置、無線基地局装置及び無線通信方法を提供すること。【解決手段】本発明によれば、移動端末装置において、送信データをターボ符号化し、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理し、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングしてＳＣ−ＦＤＭＡで無線基地局装置に対して信号送信する。【選択図】図４
2011259242.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＳＣ−ＦＤＭＡで無線基地局装置に対して信号送信する移動端末装置であって、送信データをターボ符号化するターボ符号化手段と、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段と、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理する第１パンクチャ手段と、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングするサブキャリアマッピング手段と、を具備することを特徴とする移動端末装置。
【請求項２】
ターボ符号化後の信号を時間領域パンクチャ処理する第２パンクチャ手段を具備することを特徴とする請求項１記載の移動端末装置。
【請求項３】
受信信号をサブキャリアからデマッピングするサブキャリアデマッピング手段と、サブキャリアデマッピング後の信号を周波数デパンクチャ処理する第１デパンクチャ手段と、周波数デパンクチャ処理後の信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換手段と、逆離散フーリエ変換後の信号をターボ復号して受信データを得るターボ復号手段と、を具備することを特徴とする無線基地局装置。
【請求項４】
逆離散フーリエ変換後の信号を時間領域デパンクチャ処理する第２デパンクチャ手段を具備することを特徴とする請求項３記載の無線基地局装置。
【請求項５】
ターボ復号後の信号を等化処理する等化手段を具備することを特徴とする請求項３又は請求項４記載の無線基地局装置。
【請求項６】
ＳＣ−ＦＤＭＡで移動端末装置から無線基地局装置に対して信号送信する無線通信方法であって、前記移動端末装置において、送信データをターボ符号化する工程と、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換する工程と、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理する第１パンクチャ工程と、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングする工程と、前記無線基地局装置において、受信信号をサブキャリアからデマッピングする工程と、サブキャリアデマッピング後の信号を周波数デパンクチャ処理する第１デパンクチャ工程と、周波数デパンクチャ処理後の信号を逆離散フーリエ変換する工程と、逆離散フーリエ変換後の信号をターボ復号して受信データを得る工程と、を具備することを特徴とする無線通信方法。
【請求項７】
前記移動端末装置においてターボ符号化後の信号を時間領域パンクチャ処理する第２パンクチャ工程と、前記無線基地局装置において逆離散フーリエ変換後の信号を時間領域デパンクチャ処理する第２デパンクチャ工程と、具備することを特徴とする請求項６記載の無線通信方法。
【請求項８】
前記無線基地局装置においてターボ復号後の信号を等化処理する工程を具備することを特徴とする請求項６又は請求項７記載の無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、次世代移動通信システムにおける移動端末装置、無線基地局装置及び無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年，シングルキャリア伝送の伝送特性を改善する様々な周波数領域信号処理が提案されている。例えば、周波数領域においてシングルキャリア送信信号を生成する離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete  Fourier  Transform）拡散直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）（非特許文献１〜非特許文献３）は、送信周波数と周波数帯域幅の柔軟な制御を可能にし、チャネル状態に応じた動的なスケジューリングの実現を容易にする。また、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭでは、ＯＦＤＭ信号と同様にサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic  Prefix）を適用するため、周波数領域での低演算量のチャネル等化を実現でき（非特許文献４）、周波数選択性フェージングチャネルにおける受信品質を改善できる。また、非特許文献５では、シングルキャリア伝送における周波数領域のダイナミックスペクトラム制御が提案されている。ダイナミックスペクトラムアクセスは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭを前提として、ＤＦＴ出力の周波数領域送信信号を必ずしも連続しないチャネル状態の良好な周波数へマッピングする。
【０００３】
一方、ターボ符号（非特許文献６）は、その強力な誤り訂正能力のため、近年様々な無線通信システムにおけるチャネル符号化方式に採用されている（例えば、非特許文献３）。言うまでもなく、チャネル符号化率を小さくするほど、高い符号化利得が得られる。しかしながら、このとき同時に周波数利用効率は減少することになる。そのため、非特許文献３に記載された無線通信システムでは、ターボ符号化器の構成は変更せず（原符号化率は一定のままで）、周波数利用効率を向上するためにチャネル符号化率を増大させるときは、ターボ符号化器出力の符号化ビットのいくつか（主にパリティビット）を間引く時間領域パンクチャリングが用いられている（非特許文献７）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】D.  Galda  and  H.  Rohling,  “A  low  complexity  transmitter  structure  for  OFDM-FDMA  uplink  system,”  in  Proc.  IEEE  VTC2000-Spring,  May  2002.
【非特許文献２】R.  Dinis,  D.  Falconer,  C.T.  Lam,  and  M.  Sabbaghian,  “A  multiple  access  scheme  for  the  uplink  of  broadband  wireless  access,”  in  Proc.  IEEE  Globecom2004,  Dec.  2004.
【非特許文献３】3GPP  TS36.300,  Evolved  Universal  Terrestrial  Radio  Access  (E-UTRA)  and  Evolved  Universal  Terrestrial  Radio  Access  Network  (E-UTRAN);  Overall  description.
【非特許文献４】D.  Falconer,  S.L.  Ariyavisitakul,  A.  Benyamin-Seeyar,  and  B.  Edison,  “Frequency  domain  equalization  for  single-carrier  broadband  wireless  systems,”  IEEE  Commun.  Mag.,  vol.  40,  no.  4,  pp.  58-66,  April  2002.
【非特許文献５】S.  Sampei  and  S.  Ibi,  “Flexible  spectrum  control  and  receiver  performance  improvement  technologies  for  B3G  wireless  systems,”  in  Proc.  IEEE  PIMRC’06,  Sept.  2006.
【非特許文献６】C.  Berrou,  A.  Glavieux,  and  P.  Thitimajshima,  “Near  Shannon  limit  error-correcting  coding  and  decoding:  turbo-codes,”  in  Proc.  IEEE  ICC’93,  May  1993.
【非特許文献７】D.  N.  Rowitch,  and  L.  B.  Milstein,  “On  the  performance  of  hybrid  FEC/ARQ  systems  using  rate  compatible  punctured  turbo  (RCPT)  codes,”  IEEE  Trans.  Commun.,  vol.  48,  no.  6,  pp.  948-959,  June  2000.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記時間領域パンクチャリングを行うと、パリティビットをパンクチャリングすることになり、符号化利得が減少するという問題がある。
【０００６】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいてターボ符号を採用する場合に、符号化利得を大きくして符号化率を制御できる移動端末装置、無線基地局装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の移動端末装置は、ＳＣ−ＦＤＭＡで無線基地局装置に対して信号送信する移動端末装置であって、送信データをターボ符号化するターボ符号化手段と、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段と、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理する第１パンクチャ手段と、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングするサブキャリアマッピング手段と、を具備することを特徴とする。
【０００８】
本発明の無線基地局装置は、受信信号をサブキャリアからデマッピングするサブキャリアデマッピング手段と、サブキャリアデマッピング後の信号を周波数デパンクチャ処理する第１デパンクチャ手段と、周波数デパンクチャ処理後の信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換手段と、逆離散フーリエ変換後の信号をターボ復号して受信データを得るターボ復号手段と、を具備することを特徴とする。
【０００９】
本発明の無線通信方法は、ＳＣ−ＦＤＭＡで移動端末装置から無線基地局装置に対して信号送信する無線通信方法であって、前記移動端末装置において、送信データをターボ符号化する工程と、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換する工程と、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理する第１パンクチャ工程と、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングする工程と、前記無線基地局装置において、受信信号をサブキャリアからデマッピングする工程と、サブキャリアデマッピング後の信号を周波数デパンクチャ処理する第１デパンクチャ工程と、周波数デパンクチャ処理後の信号を逆離散フーリエ変換する工程と、逆離散フーリエ変換後の信号をターボ復号して受信データを得る工程と、を具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、移動端末装置において、送信データをターボ符号化し、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理し、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングしてＳＣ−ＦＤＭＡで無線基地局装置に対して信号送信するので、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいてターボ符号を採用する場合に、符号化利得を大きくして符号化率を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来のターボ符号における時間領域パンクチャ処理を説明するための図である。
【図２】本発明の無線通信方法を行う無線通信システムを示す図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る移動端末装置の概略構成を示すブロック図である。
【図４】図３に示す移動端末装置のベースバンド処理部を含む処理部を説明するためのブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る無線基地局装置の概略構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の無線基地局装置のベースバンド処理部を含む処理部を説明するためのブロック図である。
【図７】本発明におけるターボ符号での周波数領域パンクチャ処理を説明するための図である。
【図８】時間領域パンクチャリングと周波数領域パンクチャリングとの関係を説明するための図である。
【図９】（ａ），（ｂ）は、情報１ビット当たりの平均受信信号エネルギー対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するビット誤り率（ＢＥＲ：Bit  Error  Rate）の関係を示す図である。
【図１０】（ａ），（ｂ）は、受信Ｅｂ／Ｎ０に対するフレーム誤り率（ＦＥＲ：Frame  Error  Rate）の関係を示す図である。
【図１１】（ａ），（ｂ）は、平均受信Ｅｂ／Ｎ０に対する平均ＦＥＲの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
まず、ターボ符号におけるパンクチャ処理について説明する。従来のターボ符号におけるパンクチャ処理は、時間領域パンクチャ処理である。すなわち、情報系列をターボ符号化した後に、ターボ符号化後の符号化系列に対してパンクチャ処理を施す。まず、図１に示すように、情報系列（システマティックビット（情報ビット））をターボ符号化する。図１では、２つの符号化器を用い、それぞれパリティビット１、パリティビット２を生成することにより符号化率１／３とする場合を示している。そして、このようなターボ符号化後の符号化系列に対して時間領域パンクチャ処理を施す。このパンクチャするパターンは送信機・受信機で既知のパターンである。これにより、符号化率を１／３より高いレートに制御することができる。
【００１３】
このような時間領域パンクチャリングにおいては、すべての符号化系列を送信することができないため、符号化利得が小さくなる。本発明者はこの点に着目し、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭのターボ符号において周波数パンクチャリングを採用することにより、符号化利得の減少をできるだけ少なくしつつ符号化率を制御できることを見出し本発明をするに至った。
【００１４】
すなわち、本発明の骨子は、移動端末装置において、送信データをターボ符号化し、ターボ符号化後の信号を離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換後の信号を周波数領域パンクチャ処理し、周波数領域パンクチャ処理後の信号をサブキャリアにマッピングしてＳＣ−ＦＤＭＡで無線基地局装置に対して信号送信することにより、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいてターボ符号を採用する場合に、符号化利得を大きくして符号化率を制御することである。
【００１５】
この周波数領域パンクチャリングでは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいて、ターボ符号化後の符号化シンボルに離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete  Fourier  Transform）を施し、符号化率を増やすためにいくつかの周波数成分（スペクトラム）をパンクチャリングする。従来の時間領域パンクチャリングと違い、周波数領域パンクチャリングは、すべての符号化ビットを送信することができる。そのため、時間領域パンクチャリングに比べて、符号化利得を大きくすることができる。
【００１６】
図２は、本発明の実施の形態に係る移動端末装置及び無線基地局装置を有する無線通信システムを示す図である。
【００１７】
無線通信システムは、例えばＥ−ＵＴＲＡ（Evolved  UTRA  and  UTRAN）が適用されるシステムである。無線通信システムは、無線基地局装置（ｅＮＢ：ｅＮｏｄｅＢ）２（２１，２２・・・２ｌ、ｌはｌ＞０の整数）と、無線基地局装置２と通信する複数の移動端末装置（ＵＥ）１ｎ（１１，１２，１３，・・・１ｎ、ｎはｎ＞０の整数）とを備える。無線基地局装置２は、上位局、例えばアクセスゲートウェイ装置３と接続され、アクセスゲートウェイ装置３は、コアネットワーク４と接続される。移動端末装置１ｎはセル５（５１，５２）において無線基地局装置２とＥ−ＵＴＲＡにより通信を行っている。本実施の形態では、２個のセルについて示しているが、本発明は３個以上のセルについても同様に適用することができる。なお、各移動端末装置（１１，１２，１３，・・・１ｎ）は、同一の構成、機能、状態を有するので、以下では特段の断りがない限り移動端末装置１ｎとして説明を進める。
【００１８】
無線通信システムでは、無線アクセス方式として、下りリンクについてはＯＦＤＭ（直交周波数分割多元接続）が適用され、上りリンクについてはＳＣ−ＦＤＭＡ（シングルキャリア−周波数分割多元接続）が適用される。ＯＦＤＭは、周波数帯域を複数の狭い周波数帯域（サブキャリア）に分割し、各サブキャリアにデータをマッピングして通信を行うマルチキャリア伝送方式である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、周波数帯域を端末毎に分割し、複数の移動端末装置が互いに異なる周波数帯域を用いることで、移動端末装置間の干渉を低減するシングルキャリア伝送方式である。
【００１９】
ここで、Ｅ−ＵＴＲＡにおける通信チャネルについて説明する。
下りリンクについては、各移動端末装置１ｎで共有される物理下り共有チャネル（ＰＤＳＣＨ：Physical  Downlink  Shared  Channel）と、物理下り共有チャネルとが用いられる。物理下り共有チャネルは下りＬ１／Ｌ２制御チャネルとも呼ばれる。上記物理下り共有チャネルにより、ユーザデータ、すなわち、通常のデータ信号が伝送される。また、物理下り制御チャネルにより、下りスケジューリング情報（DL  Scheduling  Information）、送達確認情報（ＡＣＫ／ＮＡＣＫ）、アップリンクグラント（UL  Grant）、ＴＰＣコマンド（Transmission  Power  Control  Command）などが伝送される。下りスケジューリング情報には、例えば、物理下り共有チャネルを用いて通信を行うユーザのＩＤや、そのユーザデータのトランスポートフォーマットの情報、すなわち、データサイズ、変調方式、再送制御（ＨＡＲＱ）に関する情報や、下りリンクのリソースブロックの割り当て情報などが含まれる。
【００２０】
また、上りスケジューリンググラントには、例えば、物理上り共有チャネルを用いて通信を行うユーザのＩＤや、そのユーザデータのトランスポートフォーマットの情報、すなわち、データサイズ、変調方式に関する情報や、上りリンクのリソースブロックの割り当て情報、上りリンクの共有チャネルの送信電力に関する情報などが含まれる。ここで、上りリンクのリソースブロックとは、周波数リソースに相当し、リソースユニットとも呼ばれる。
【００２１】
また、送達確認情報（ＡＣＫ／ＮＡＣＫ）とは、上りリンクの共有チャネルに関する送達確認情報のことである。送達確認情報の内容は、送信信号が適切に受信されたことを示す肯定応答（ＡＣＫ:Acknowledgement）又はそれが適切に受信されなかったことを示す否定応答（ＮＡＣＫ：Negative  Acknowledgement）の何れかで表現される。
【００２２】
上りリンクについては、各移動端末装置１ｎで共有して使用される物理上り共有チャネル（ＰＵＳＣＨ）と、物理上り制御チャネル(ＰＵＣＣＨ)とが用いられる。上記物理上り共有チャネルにより、ユーザデータ、すなわち、通常のデータ信号が伝送される。また、物理上り制御チャネルにより、下りリンクにおける共有物理チャネルのスケジューリング処理や適応変復調及び符号化処理（ＡＭＣ：Adaptive  Modulation  and  Coding  scheme）に用いるための下りリンクのチャネル品質情報（ＣＱＩ：Channel  Quality  Indicator）、及び物理下り共有チャネルの送達確認情報が伝送される。
【００２３】
物理上り制御チャネルでは、ＣＱＩや送達確認情報に加えて、上りリンクの共有チャネルのリソース割り当てを要求するスケジューリング要求（Scheduling  Request）や、パーシステントスケジューリング（Persistent  Scheduling）におけるリリース要求（Release  Request）などが送信されてもよい。ここで、上りリンクの共有チャネルのリソース割り当てとは、あるサブフレームの物理下り制御チャネルを用いて、後続のサブフレームにおいて上りリンクの共有チャネルを用いて通信を行ってよいことを無線基地局装置が移動端末装置に通知することを意味する。
【００２４】
図３は、本発明の実施の形態に係る移動端末装置の概略構成を示すブロック図である。図３に示す移動端末装置１ｎは、アンテナ１１と、アンプ部１２と、送受信部１３と、ベースバンド信号処理部１４と、呼処理部１５と、アプリケーション部１６とから主に構成されている。
【００２５】
このような構成の移動端末装置１ｎにおいて、下りリンク信号については、アンテナ１１で受信された無線周波数信号がアンプ部１２で、ＡＧＣ（Auto  Gain  Control）の下で受信電力が一定電力に補正されるように増幅される。増幅された無線周波数信号は、送受信部１３においてベースバンド信号へ周波数変換される。このベースバンド信号は、ベースバンド信号処理部１４で所定の処理（誤り訂正、復号など）がなされた後、呼処理部１５及びアプリケーション部１６に送られる。呼処理部１５は、無線基地局装置２との通信の管理などを行い、アプリケーション部１６は、物理レイヤやＭＡＣレイヤより上位のレイヤに関する処理などを行う。本発明の移動端末装置１ｎにおいては、少なくとも下りＣｏＭＰに関わる複数の無線基地局装置から参照信号を含む下りリンク信号をそれぞれ受信する。
【００２６】
上りリンク信号については、アプリケーション部１６からベースバンド信号処理部１４に入力される。ベースバンド信号処理部１４では、再送制御の処理、スケジューリング、伝送フォーマット選択、チャネル符号化などがなされて送受信部１３に転送される。送受信部１３では、ベースバンド信号処理部１４から出力されたベースバンド信号を無線周波数信号へ周波数変換する。周波数変換された信号は、その後、アンプ部１２で増幅されてアンテナ１１から送信される。本発明の移動端末装置１ｎにおいては、チャネル品質の測定結果を含むフィードバック情報を複数の無線基地局装置にそれぞれ送信する。
【００２７】
図４は、図３に示す移動端末装置におけるベースバンド信号処理部を含む処理部の構成を示すブロック図である。図４に示す移動端末装置は、送信部と、受信部とを備えているが、図４においては、説明を簡単にするために送信部のみを記載している。送信部は、ターボ符号器１４１と、時間領域パンクチャ部１４２と、データ変調部１４３と、ＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transform）部１４４と、周波数領域パンクチャ部１４５と、サブキャリアマッピング部１４６と、ＩＦＦＴ（Inverse  Fast  Fourier  Transform）部１４７と、ＣＰ（Cyclic  Prefix）付加部１４８とを備えている。
【００２８】
ターボ符号器１４１は、情報系列であるシステマティックビットをターボ符号化して符号化系列とする。この符号化系列は、図１に示すようにシステマティックビット及びパリティビットを含む。ターボ符号器１４１は、ターボ符号化後の符号化系列を時間領域パンクチャ部１４２に出力する。
【００２９】
時間領域パンクチャ部１４２は、図１に示すように、時間領域において、ターボ符号化後の符号化系列をパンクチャ処理する。このパンクチャ処理において、パンクチャするパターンは受信側（無線基地局装置）との間で既知である。時間領域パンクチャ部１４２は、パンクチャ処理後の符号化系列をデータ変調部１４３に出力する。
【００３０】
データ変調部１４３は、ＭＣＳ（Modulation  and  Coding  Scheme）情報に対応するデータ変調方式で、パンクチャ処理後の符号化系列をデータ変調する。データ変調部１４３は、データ変調後の符号化系列をＤＦＴ部１４４に出力する。ＤＦＴ部１４４は、時間領域のデータ信号を周波数領域の信号に変換する。ＤＦＴ部１４４においては、図４に示すように、データ変調後のシンボル（１ブロック＝Ｂシンボル）をブロック毎にＤＦＴ処理して、Ｂサブキャリアの信号を出力する。このように、Ｂシンボルの信号をＤＦＴ処理してＢサブキャリアの信号にするので直交性が維持される。ＤＦＴ部１４４は、ＤＦＴ後の信号を周波数領域パンクチャ部１４５に出力する。
【００３１】
周波数領域パンクチャ部１４５は、周波数領域においてＤＦＴ後のサブキャリアをパンクチャする。例えば、周波数領域パンクチャ部１４５は、図４に示すように、Ｂサブキャリアの信号をＷサブキャリア（Ｗ＜Ｂ）にパンクチャする。パンクチャされたサブキャリアではデータが送信されない。なお、パンクチャするサブキャリアのパターンは、受信側（無線基地局装置）との間で既知である。図４においては、ブロックにおける後ろ側のサブキャリアをパンクチャしている。周波数領域パンクチャ部１４５は、周波数領域パンクチャ後の信号をサブキャリアマッピング部１４６に出力する。ただし、前側のサブキャリアをパンクチャしても良く、周期的にパンクチャしても良い。また、受信品質に応じて適応的にパンクチャパターンを変更しても良い。適応的にパンクチャパターンを変更する際には、これを通知する必要がある。
【００３２】
サブキャリアマッピング部１４６は、周波数領域パンクチャ後の信号を、スケジューリング情報に基づいてサブキャリアにマッピングする。サブキャリアマッピング部１４６は、サブキャリアマッピングされた信号をＩＦＦＴ部１４７に出力する。ＩＦＦＴ部１４７は、サブキャリアマッピング後の信号をＩＦＦＴして時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部１４７は、ＩＦＦＴ後の信号をＣＰ付加部１４８に出力する。ＣＰ付加部１４８は、ＩＦＦＴ後の信号にＣＰを付加する。このようにして送信信号が生成される。
【００３３】
図５は、本発明の実施の形態に係る無線基地局装置の概略構成を示すブロック図である。図５に示す無線基地局装置２ｎは、アンテナ２１と、アンプ部２２と、送受信部２３と、ベースバンド信号処理部２４と、呼処理部２５と、伝送路インタフェース２６とから主に構成されている。
【００３４】
このような構成の無線基地局装置２ｎにおいて、上りリンク信号については、アンテナ２１で受信された無線周波数信号がアンプ部２２で、ＡＧＣの下で受信電力が一定電力に補正されるように増幅される。増幅された無線周波数信号は、送受信部２３においてベースバンド信号へ周波数変換される。このベースバンド信号は、ベースバンド信号処理部２４で所定の処理（誤り訂正、復号など）がなされた後、伝送路インタフェース２６を介して図示しないアクセスゲートウェイ装置に転送される。アクセスゲートウェイ装置は、コアネットワークに接続されており、各移動端末装置を管理している。また、上りリンクに関しては、上りリンクのベースバンド信号に基づいて、無線基地局装置２で受信された無線周波数信号の受信ＳＩＮＲ及び干渉レベルが測定される。呼処理部２５は、上位装置の無線制御局との間で呼処理制御信号を送受信し、無線基地局装置２の状態管理やリソース割り当てをする。
【００３５】
下りリンク信号については、上位装置から伝送路インタフェース２６を介してベースバンド信号処理部２４に入力される。ベースバンド信号処理部２４では、再送制御の処理、スケジューリング、伝送フォーマット選択、チャネル符号化などがなされて送受信部２３に転送される。送受信部２３では、ベースバンド信号処理部２４から出力されたベースバンド信号を無線周波数信号へ周波数変換する。周波数変換された信号は、その後、アンプ部２２で増幅されてアンテナ２１から送信される。
【００３６】
図６は、図５に示す無線基地局装置におけるベースバンド信号処理部を含む処理部の構成を示すブロック図である。図６に示す無線基地局装置は、送信部と、受信部とを備えているが、図６においては、説明を簡単にするために受信部のみを記載している。受信部は、ＣＰ除去部２４１と、ＦＦＴ（Fast  Fourier  Transform）部２４２と、サブキャリアデマッピング部２４３と、周波数領域等化部２４４と、周波数領域デパンクチャ部２４５と、ＩＤＦＴ（Inverse  Discrete  Fourier  Transform）部２４６と、データ復調部２４７と、時間領域デパンクチャ部２４８と、ターボ復号器２４９と、レプリカ生成部２５０とを備えている。
【００３７】
ＣＰ除去部２４１は、受信信号からＣＰを除去して有効な信号部分を抽出する。ＣＰ除去部２４１は、ＣＰ除去後の受信信号をＦＦＴ部２４２に出力する。ＦＦＴ部２４２は、ＣＰ除去後の受信信号をＦＦＴして、周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部２４２は、ＦＦＴ後の信号をそれぞれサブキャリアデマッピング部２４３に出力する。サブキャリアデマッピング部２４３は、ＦＦＴ後の信号に対してリソースマッピング情報を用いて周波数領域の信号を抽出する。サブキャリアデマッピング部２４３は、サブキャリアデマッピング後の信号を周波数領域等化部２４４に出力する。
【００３８】
周波数領域等化部２４４は、周波数領域においてサブキャリアデマッピング後の信号に対して周波数領域の等化を行う。また、初回以降、周波数領域等化部２４４は、レプリカ生成部２５０で生成された干渉レプリカを用いて、後述する周波数領域ターボ等化処理を行う。周波数領域等化部２４４は、等化された信号を周波数領域デパンクチャ部２４５に出力する。
【００３９】
周波数領域デパンクチャ部２４５は、周波数領域において等化された信号をデパンクチャする。例えば、周波数領域デパンクチャ部２４５は、図４に示す場合において、Ｗサブキャリアの信号をＢサブキャリアの信号にデパンクチャする。なお、デパンクチャするサブキャリアのパターンは、送信側（移動端末装置）との間で既知である。図４においては、ブロックにおける後ろ側のサブキャリアをデパンクチャする。周波数領域デパンクチャ部２４５は、周波数領域デパンクチャ後の信号をＩＤＦＴ部２４６に出力する。ＩＤＦＴ部２４６は、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。ＩＤＦＴ部２４６は、ＩＤＦＴ後の信号をデータ復調部２４７に出力する。
【００４０】
データ復調部２４７は、伝送フォーマット（符号化率・復調方式）に対応するデータ変調方式で、ＩＤＦＴ後の信号をデータ復調する。データ復調部２４７は、データ復調後の信号を時間領域デパンクチャ部２４８に出力する。時間領域デパンクチャ部２４８は、図１に示す場合において、データ復調後の信号に対してデパンクチャ処理する。このデパンクチャ処理において、デパンクチャするパターンは送信側（移動端末装置）との間で既知である。ここでは、図１に示すパターンでデパンクチャする。時間領域デパンクチャ部２４８は、デパンクチャ処理後の符号化系列をターボ復号器２４９に出力する。
【００４１】
ターボ復号器２４９は、デパンクチャ処理後の符号化系列をターボ復号して受信データとして出力する。ターボ復号器２４９は、ターボ復号後の受信データをレプリカ生成部２５０に出力する。ただし、所定の繰り返し回数後は、ターボ復号後の受信データを取り出し、送信データの再生処理を完了する。
【００４２】
レプリカ生成部２５０は、受信データを用いて周波数領域等化用の周波数領域パンクチャにより発生する干渉のレプリカを生成し、この干渉レプリカを周波数領域等化部２４４に出力する。周波数領域等化部２４４は、サブキャリアデマッピング後の信号から干渉レプリカを減算（キャンセル）し、干渉キャンセル後の信号に対して周波数領域等化処理を行う。周波数領域等化処理とは、ソフト干渉キャンセラ（ＳＣ：Soft  Canceller）後に平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum  Mean  Squared  Error  filter）規範の線形フィルタリングを行うＳＣ／ＭＭＳＥ周波数領域ターボ等化処理である。このようなＳＣ／ＭＭＳＥ周波数領域ターボ等化処理を行うことにより、送信側で周波数領域パンクチャ処理を施した際に生じる符号間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol  Interference）を緩和することができる。
【００４３】
上記構成を有する移動端末装置と無線基地局装置との間で無線通信を行う場合について説明する。送信機である移動端末装置では、まず、ターボ符号器１４１で送信データがターボ符号化され、時間領域パンクチャ部１４２で時間領域パンクチャリングを行う。時間領域パンクチャリング後の符号化ビット系列は、データ変調部１４３でデータ変調された後、データシンボル系列となる。ここでは、シンボル電力Ｐｘ＝２のＱＰＳＫ変調を使用する。データシンボル系列は、ＤＦＴ部１４４に入力するために、Ｂシンボル毎にブロック化（以後、ＤＦＴブロックと呼ぶ）される。ＤＦＴブロックデータシンボルをＢ×１次元のシンボルベクトルｘで表し、ｘのｂ番目（１≦ｂ≦Ｂ）のシンボルをｘbで表す。Ｂ×Ｂ次元行列のＤＦＴ行列Ｄとｘを乗算することによって、Ｂ×１次元の周波数領域送信信号ｘfが下記式（１）のように得られる。
【数１】
2011259242.tif 000003
【００４４】
周波数領域パンクチャ部１４５では、ｘfのいくつかの成分をパンクチャリングする。周波数領域パンクチャリング後の周波数成分の数（＝ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭのサブキャリア数）をＷ（１≦Ｗ≦Ｂ）とする。ここでは、以下の最も簡単なＷ×Ｂ次元のパンクチャリング行列Ｐを使用する（式（２））。
【数２】
2011259242.tif 000004
ここで、ＩWは、Ｗ×Ｗ次元の単位行列であり、０は零行列である。周波数領域でパンクチャリングされた周波数領域の送信信号ベクトルｘf,puncは、下記式（３）のように表される。
【数３】
2011259242.tif 000005
ここで、Ｃ＝ＰＤとおいた。Ｗ≦Ｂであれば、Ｃはユニタリ行列ではなくなるため、ＩＳＩが発生する。時間領域送信信号ベクトルはＤH［ｘTf,punc０］Tにより得られ、この信号が送信される。
【００４５】
受信機である無線基地局装置の受信アンテナ数をＮrxとする。ＣＰの長さがマルチパスの遅延広がりを十分にカバーできるほど長いと仮定すると、着目するＤＦＴブロックにおけるＮrx個の周波数領域受信信号ベクトルを全て並べたＮrxＷ×１次元の受信信号ベクトルｙは下記式（４）のように表せる。
【数４】
2011259242.tif 000006
ここで、Ｈrは、ｒ番目（１≦ｒ≦Ｎrx）の受信アンテナにおける周波数領域チャネル行列であり、ｈr,i（１≦ｉ≦Ｗ）は、ｒ番目の受信アンテナのｉ番目のサブキャリアでの複素チャネル係数である。行列diag｛ｈr,i｝は、Ｗ×Ｗ次元の対角行列であり、（ｉ,ｉ）番目の成分がｈr,iである。ベクトルｚは、白色ガウス雑音成分（ＡＷＧＮ：Additive  White  Gaussian  Noise）を表す。
【００４６】
ここでは、周波数領域パンクチャリングによって生じるＩＳＩを緩和するために、ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器２４５を適用する。以下、ｎ（１≦ｎ≦Ｎitr；Ｎitrはターボ等化の最大繰り返し回数）は、ターボ等化の繰り返し番号を表すものとする。ｎ回目の繰り返し回数におけるチャネル復号器出力のｊ番目の符号化ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Log  Likelihood  Ratio）をλ(n)j,decとする（λ(0)j,decは、全て０とする）。ｊ番目の符号化ビットのソフトビットレプリカｂj〜(n)は、λ(n-1)j,decから下記式（５）のように得られる。
【数５】
2011259242.tif 000007
ｂj〜（ｎ）から、着目するＤＦＴブロックのソフト送信ＱＰＳＫシンボルレプリカｘ〜（ｎ）が得られる。ソフト干渉キャンセルは下記式（６）のように表せる。
【数６】
2011259242.tif 000008
ここで、ｙ〜(n)は、ソフト干渉キャンセル後の残留受信信号ベクトルである。
【００４７】
ソフトシンボルレプリカ電力が着目するＤＦＴブロック内で一定と見なす近似を用いることによって、ＭＭＳＥ規範のウェイト行列の演算量を減少できる。このとき、ＭＭＳＥフィルタ出力は、下記式（７）のように表現できる。
【数７】
2011259242.tif 000009
Ｂ×ＮrxＷ次元行列Ｗ(n)は、ｎ回目の繰り返し回数でのＭＭＳＥウェイト行列である。ＭＭＳＥ規範に基づいて、Ｗ(n)，α(n)，β(n)は下記式（８）のように計算される。
【数８】
2011259242.tif 000010
ここで、ｘb〜(n)は、ｂ番目（１≦ｂ≦Ｂ）のソフトシンボルレプリカであり、σ２は、雑音電力である。ＭＭＳＥフィルタ出力ｘ＾(n)が、ｘを入力とするＡＷＧＮチャネルと等価であると近似すると、ｘ＾(n)のｂ番目のシンボル要素ｘb＾(n)は下記式（９）のように書ける。
【数９】
2011259242.tif 000011
μ(n)とη(n)は、それぞれＭＭＳＥフィルタ出力の等価チャネル利得と雑音成分である。μ(n)とη(n)の分散であるν(n)の値が、すべてのｘb（１≦ｂ≦Ｂ）に共通であるとすると、μ(n)及びν(n)は下記式（１０）のように計算される。
【数１０】
2011259242.tif 000012
式（９）と式（１０）から、信号検出器出力であるＬＬＲλ(n)j,decは、ｘ＾(n)を用いて計算される。λ(n)j,decは、ターボ復号器２４９に入力される。上記の工程がＮitr回繰り返し行われ、λ(Nitr)j,decがデータ判定に使用される。
【００４８】
このような無線通信方法においては、図７に示すように、時間領域ターボ符号化により、Ｎビットの情報系列を符号化率ＲTD（時間領域パンクチャリング後の符号化率）で符号化するので、Ｎ／ＲTDビットとなる。さらに、周波数領域パンクチャリングにより、Ｂシンボルに対してＷシンボルとなるので、ＮＢ／ＷＲTDビットとなる。したがって、周波数領域パンクチャリング後の符号化率Ｒは、ＲTD×（Ｂ／Ｗ）（下記式（１１））になる。このように、周波数領域パンクチャリングでは、時間領域パンクチャリングよりも符号化率を高くすることができる。したがって、時間領域パンクチャリングと周波数領域パンクチャリングとを組み合わせることにより、符号化利得を調整しながら、符号化率の制御を行うことができる。
【００４９】
図８は、時間領域パンクチャリングと周波数領域パンクチャリングとを組み合わせた際の符号化率の関係を示す図である。図８に示すように、周波数領域パンクチャリングを相対的に高い符号化率で行い、時間領域パンクチャリングを相対的に低い符号化率で行うことができる。このように組み合わせることにより、同じ符号化率を達成する場合に、より高い符号化利得を得ることができる。例えば、図８において、符号化率１／２に制御する際に、時間領域パンクチャリングの符号化率を１／２より低くし（例えば、４／１０）、周波数領域パンクチャリングの符号化率を１／２より高くする（例えば、８０／６４）。これにより、周波数領域パンクチャリングに起因して符号化利得を高くすることが可能となる。なお、時間領域パンクチャリングと周波数領域パンクチャリングとをどのように組み合わせるかについては特に制限はない。
【００５０】
次いで、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいてターボ符号を採用する際に、周波数領域パンクチャリングを使用した場合のＩＳＩ抑制効果のシミュレーション結果について説明する。
【００５１】
このシミュレーションにおいては、周波数領域パンクチャリング後の周波数成分の数（ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭのサブキャリア数）Ｗを６４とし、サブキャリア間隔を１５ｋＨｚとし、送信帯域幅を９６０ｋＨｚとした。また、データ変調としてＱＰＳＫ変調を用いた。また、１フレームは１４ＤＦＴブロックとし、チャネル符号化には、符号化率１／３、拘束長４のターボ符号を用いた（生成多項式は８進表記で１３，１５，１５）。ターボ符号化器の内部インターリーバには、ランダムインタリーバを使用し、チャネルインターリーバには、深さ１４のブロックインタリーバを使用した。そして、スタティックチャネル、フラットレイリーフェージングチャネル、及び遅延スプレッドが１μｓの６パスレイリーフェージングチャネルの３つのチャネルモデルにおける誤り率を評価した。この場合において、６パスレイリーフェージングの場合のみ、２ブランチの受信アンテナダイバシティを適用した。時間／周波数の同期、チャネル推定、雑音電力推定は理想的と仮定した。また、チャネル復号には、繰り返し数８のMax-Log  MAP復号を用い、ターボ等化の最大繰り返し回数Ｎitrは８とした。
【００５２】
時間領域パンクチャリング及び周波数領域パンクチャリング後の符号化率Ｒは下記式（１１）のように表される。
【数１１】
2011259242.tif 000013
ここでは、Ｒ＝１／２、Ｒ＝３／４の符号化率について評価した。各Ｒに対して、時間領域パンクチャリングのみの場合、周波数領域パンクチャリングのみの場合、及び時間領域と周波数領域両方でパンクチャリングする場合（以下ＴＦ領域パンクチャリングと表記）を行った場合を比較評価した。Ｒ＝１／２では、ＴＦ領域パンクチャリングについて、時間領域パンクチャリングと周波数領域パンクチャリングの配分を変えた２つの条件で評価した。また、各ＲTDに対する時間領域パンクチャリング行列としては、下記式（１２）のものを用いた。
【数１２】
2011259242.tif 000014
ここで、パンクチャリング行列の１，２，３行目は、それぞれシステマティックビット、第１パリティビット、第２パリティビットのパンクチャリングパターンを表す。“０”で示されている位置の符号化ビットがパンクチャリングされる。
【００５３】
図９（ａ），（ｂ）に、スタティックチャネルにおいて、それぞれＲ＝１／２、Ｒ＝３／４としたときの、情報１ビット当たりの平均受信信号エネルギー対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するビット誤り率（ＢＥＲ：Bit  Error  Rate）を示す。図２（ａ）のＴＦ領域パンクチャリング（２）と、図２（ｂ）のＴＦ領域パンクチャリングにおいてのみＮitr＝１〜８のＢＥＲを示す。他の場合はＮitr＝８のＢＥＲのみを示した。
【００５４】
図９（ａ）のＴＦ領域パンクチャリング（２）のＢＥＲ曲線から、Ｎitrが増えると、周波数領域パンクチャリングによって発生したＩＳＩの除去精度が改善するため、周波数領域パンクチャリングのＢＥＲは改善されていることがわかる。また、図９（ａ）から、ＴＦ領域パンクチャリング（２）は、時間領域パンクチャリングのみの場合と比較して、１０−３のＢＥＲを達成するのに必要なＥｂ／Ｎ０値が約０．２ｄＢ減少していることがわかる。これは、周波数領域パンクチャリングを用いることによって、時間領域パンクチャリング後の符号化率ＲTDを低減できるため、結果として、符号化利得が増大するためである。ＴＦ領域パンクチャリング（２）がＴＦ領域パンクチャリング（１）よりも低いＢＥＲを達成している理由は、ＴＦ領域パンクチャリング（２）は、ＴＦ領域パンクチャリング（１）に比較して、ＲTDが増大する代償としてＩＳＩが減少するためと考えられる。このことから、周波数領域パンクチャリングを適用してＢＥＲを低減するためには，適切なＲTDとＢの組み合わせの選択が重要であることがわかる。
【００５５】
Ｒ＝３／４のとき、ＴＦ領域パンクチャリングは、時間領域パンクチャリングのみに比べて、１０−３のＢＥＲを達成するのに必要なＥｂ／Ｎ０値が約０．４ｄＢ減少している。このため、周波数領域パンクチャリングの導入による利得は、時間領域パンクチャリングのみでは送信できるパリティビット数が大きく減少するＲが大きな条件でより顕著であると推測できる。このとき、周波数領域パンクチャリングを併用すれば、ＩＳＩの増加をある程度許容する代わりに、より小さいＲTDを使用することができる。
【００５６】
図１０（ａ），（ｂ）に、スタティックチャネルにおいて、それぞれＲ＝１／２、Ｒ＝３／４としたときの、受信Ｅｂ／Ｎ０に対するフレーム誤り率（ＦＥＲ：Frame  Error  Rate）を示す。基本的に、ＢＥＲで見られたのと同じ傾向がＦＥＲでも見られる。しかしながら、周波数領域パンクチャリングを導入することによる目標誤り率を達成するＥｂ／Ｎ０の低減量は、ＦＥＲではＢＥＲに比較してやや大きい。例えば、Ｒ＝３／４では、ＴＦ領域パンクチャリングは、時間領域パンクチャリングのみに比べて、１０−２のＦＥＲを達成するのに必要なＥｂ／Ｎ０値が約０．６ｄＢ減少している。これは、周波数領域パンクチャリングで発生するＩＳＩのためビット誤りがよりバースト的に起こるためと考えられる。
【００５７】
図１１（ａ），（ｂ）に、それぞれフラットフェージング及びマルチパスフェージング環境下における、平均受信Ｅｂ／Ｎ０に対する平均ＦＥＲを示す。ここでは、Ｒ＝３／４とした。スタティックチャネルでみられた周波数領域パンクチャリングによる利得は、非常に小さくなっている。これは、瞬間的にＥｂ／Ｎ０が非常に小さくなったときにＩＳＩキャンセルがうまく働かず、平均ＦＥＲがこのような誤りに支配されているためと考えられる。したがって、今後適応変調誤り訂正符号化（ＡＭＣ：Adaptive  Modulation  and  Channel  coding）を適用した場合の特性評価が必要と考えられる。この場合、瞬間Ｅｂ／Ｎ０に応じて適切なパンクチャリングパラメータを選択することで、周波数領域パンクチャリングの効果が増大すると考えられる。
【００５８】
上記シミュレーション結果から、周波数領域パンクチャリングを時間領域パンクチャリングに加えて用いることによって、ビット誤り率（ＢＥＲ）とフレーム誤り率（ＦＥＲ）を改善できることが分かった。これにより、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭにおいてターボ符号を採用する場合に、符号化利得を大きくして符号化率を制御することができる。
【００５９】
上記実施の形態においては、時間領域パンクチャリングと周波数領域パンクチャリングとを組み合わせた場合について説明しているが、本発明はこれに限定されず、周波数領域パンクチャリングのみを行う場合にも適用することができる。また、上記実施の形態においては、図４に示すように、ブロックにおける後ろ側のサブキャリアを周波数領域パンクチャしている。本発明における周波数領域パンクチャのパターンは、これに限定されず、種々のパターンを用いることができる。
【００６０】
本発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、上記説明における処理部の数、処理手順については適宜変更して実施することが可能である。また、図に示される要素の各々は機能を示しており、各機能ブロックがハードウエアで実現されても良く、ソフトウエアで実現されてもよい。その他、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
本発明は、ＬＴＥシステム及びその発展型システムであるＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄの移動端末装置、無線基地局装置及び無線通信方法に有用である。
【符号の説明】
【００６２】
１４１  ターボ符号器
１４２  時間領域パンクチャ部
１４３  データ変調部
１４４  ＤＦＴ部
１４５  周波数領域パンクチャ部
１４６  サブキャリアマッピング部
１４７  ＩＦＦＴ部
１４８  ＣＰ付加部
２４１  ＣＰ除去部
２４２  ＦＦＴ部
２４３  サブキャリアデマッピング部
２４４  周波数領域等化部
２４５  周波数領域デパンクチャ部
２４６  ＩＤＦＴ部
２４７  データ復調部
２４８  時間領域デパンクチャ部
２４９  ターボ復号器
２５０  レプリカ生成部
【図１】
2011259242.tif 000015
【図２】
2011259242.tif 000016
【図３】
2011259242.tif 000017
【図４】
2011259242.tif 000018
【図５】
2011259242.tif 000019
【図６】
2011259242.tif 000020
【図７】
2011259242.tif 000021
【図８】
2011259242.tif 000022
【図９】
2011259242.tif 000023
【図１０】
2011259242.tif 000024
【図１１】
2011259242.tif 000025