(57)【要約】【課題】簡単な構成でかつ低コストを実現する双方向ＤＣＤＣコンバータを提供する。【解決手段】本発明のＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側に接続された上アームのスイッチング素子と、上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、二次側に接続された上アームのスイッチング素子と、二次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、一次側のスイッチング素子とダイオードの中点と二次側のスイッチング素子とダイオードの中点とを結合する結合リアクトルと一次側の高電位側の電圧情報を取得する一次側電圧検出器と、二次側の高電位側の電圧情報を取得する二次側電圧検出器と、一次側電圧検出器と二次側電圧検出器によって取得された電圧情報により、一次側の上アームのスイッチング素子及び二次側の上アームのスイッチング素子により電力変換動作を制御する制御部を含む。【選択図】図４
2011091909.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側に接続された上アームのスイッチング素子と、
前記一次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、
二次側に接続された上アームのスイッチング素子と、
前記二次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、
一次側のスイッチング素子とダイオードの中点と二次側のスイッチング素子とダイオードの中点とを結合する結合リアクトルと
一次側の高電位側の電圧情報を取得する一次側電圧検出器と、
二次側の高電位側の電圧情報を取得する二次側電圧検出器と、
前記一次側電圧検出器と前記二次側電圧検出器によって取得された電圧情報により、前記一次側の上アームのスイッチング素子及び前記二次側の上アームのスイッチング素子により電力変換動作を制御する制御部と、
を有する双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
前記制御部は、一次側から二次側へ流れる直流電力または電流が、二次側から一次側へと方向が変化する一定の期間において、前記一次側の上アームのスイッチング素子と前記二次側の上アームのスイッチング素子を常時オン状態とする、請求項１に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
前記制御部は、二次側から一次側へ流れる直流電力または電流が、一次側から二次側へと方向が変化する一定の期間において、前記一次側の上アームのスイッチング素子と前記二次側の上アームのスイッチング素子を常時オン状態とする、請求項１または２のいずれかに記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記一次側電圧検出器により得られた電圧情報と、前記二次側電圧検出器により得られた電圧情報により、直流電力または電流の流れる方向を判別する、請求項２または３のいずれかに記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
前記制御部は、直流電力または電流方向判別を、前記一次側電圧検出器により得られた電圧情報と、前記二次側電圧検出器により得られた電圧情報を比較し、
一次側電圧値より二次側電圧値が任意の設定値以上大きい場合、一次側から二次側に直流電力または電流が流れると判別し、
二次側電圧値より一次側電圧値が任意の設定値以上大きい場合、二次側から一次側に直流電力または電流が流れると判別する、請求項４に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
前記制御部は、直流電力が一次側から二次側へ流れる力行降圧モードにおいて、一次側電圧に対する二次側電圧が任意に設定した閾値以下では、二次側スイッチング素子をオンまたはオフ状態とし、閾値以上となると、二次側スイッチング素子をオン状態とする、請求項１から５のいずれか1項に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
前記制御部は、直流電力が二次から側一次側へ流れる回生降圧モードにおいて、二次側電圧に対する一次側電圧が任意に設定した閾値以下では、一次側スイッチング素子をオンまたはオフ状態とし、閾値以上となると、一次側スイッチング素子をオン状態とする、請求項１から５のいずれか1項に記載の双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
車両走行用モータと、
前記車両走行用モータに電力を供給する電動機駆動用インバータと、
前記駆動用インバータに接続され電力を充放電することができる電力貯蔵システムと、
前記電力貯蔵システムを一次側として接続され直流電圧を変換する双方向ＤＣＤＣコンバータ装置と、
タービンの出力軸に直結または結合された電動発電機と、
前記双方向ＤＣＤＣコンバータ装置の二次側と前記電動発電機の間に介挿され発電機電力を回生する発電機駆動用コンバータと、を備え、
前記双方向ＤＣＤＣコンバータ装置は、
一次側に接続された上アームのスイッチング素子と、
前記一次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、
二次側に接続された上アームのスイッチング素子と、
前記二次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、
一次側のスイッチング素子とダイオードの中点と二次側のスイッチング素子とダイオードの中点とを結合する結合リアクトルと
一次側の高電位側の電圧情報を取得する一次側電圧検出器と、
二次側の高電位側の電圧情報を取得する二次側電圧検出器と、
前記一次側電圧検出器と前記二次側電圧検出器によって取得された電圧情報により、前記一次側の上アームのスイッチング素子及び前記二次側の上アームのスイッチング素子により電力変換動作を制御する制御部と、
を有する双方向ＤＣＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向ＤＣＤＣコンバータ装置に関し、特に、電力変換のための回路構成とそのためのスイッチング制御法に関するものである。さらに、本発明は双方向ＤＣＤＣコンバータ装置を用いた車両制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ハイブリッド自動車における駆動方式として、走行用モータ／ジェネレータと発電用ジェネレータをそれぞれ搭載した方式が開発され、実用化されている。この方式では、走行用モータ／ジェネレータに電力を供給するインバータの入力側である直流ラインと発電用ジェネレータからの出力を回生するコンバータの出力側である直流ラインは共通化されているため、発電用ジェネレータで回生された電力を、直流ラインを介して直接走行用モータ／ジェネレータに供給できる構成となっていた（例えば構成としては、特許文献１）。また、同文献によると、２つのモータを駆動するために、２つのインバータの直流ラインのＤＣ電圧値を、任意の設定値になるように双方向昇圧コンバータ、および双方向昇降圧コンバータを直流電源であるバッテリと上記直流ラインの間に介挿する構成となっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３７９７３６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の技術は、２つのインバータの直流ラインを共通とすることで、ＤＣ電圧値の設定値を、バッテリ電圧を下限とした２つのモータ電圧の最大値に設定する必要がある。その際、低電圧側のモータに流れる電流波形にインバータのスイッチングに起因するリプルが大きく重畳されるため、効率が著しく低下するといった課題があった。さらに、ＤＣ電圧可変システムとして、双方向昇圧コンバータ、および双方向昇降圧コンバータの構成に関しての記載はあるが、回生モードを含めた電力フローに関しての具体的な制御方法についての明確な説明はなく、力行モードと回生モードの連続的な遷移には従来制御方法を用いることが想定できるが、本発明で提案する回路方式において、従来制御は利用できないといった課題があった。
【０００５】
上記問題に鑑み、本発明は、主にジェネレータとして用いるコンバータの出力側のＤＣ電圧を常に最適なＤＣ電圧値に設定するために、本発明で提案する双方向ＤＣＤＣコンバータを設けることで、効率の低下を低減でき、さらに、最適なＤＣ電圧値に設定することで、位置センサレスなどの制御性能も向上し、安定性、信頼性の高い双方向ＤＣＤＣコンバータ装置、及びそれを用いた車両制御システムを低コストで提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側に接続された上アームのスイッチング素子と、前記一次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、二次側に接続された上アームのスイッチング素子と、前記二次側の上アームのスイッチング素子とカソード側に直列接続される下アームのダイオードと、一次側のスイッチング素子とダイオードの中点と二次側のスイッチング素子とダイオードの中点とを結合する結合リアクトルと一次側の高電位側の電圧情報を取得する一次側電圧検出器と、二次側の高電位側の電圧情報を取得する二次側電圧検出器と、前記一次側電圧検出器と前記二次側電圧検出器によって取得された電圧情報により、前記一次側の上アームのスイッチング素子及び前記二次側の上アームのスイッチング素子により電力変換動作を制御する制御部と、を有する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、安定性、信頼性の高いＤＣＤＣコンバータ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明による第１実施形態の双方向ＤＣＤＣコンバータを含む発電機の制御装置の構成図
【図２】本発明による第１実施形態のモード１における双方向ＤＣＤＣコンバータを含む発電機の制御装置の構成図
【図３】スイッチング６ａによるＤＣＤＣコンバータ１の電流電圧基本動作波形図
【図４】本発明による第１実施形態のモード２における双方向ＤＣＤＣコンバータを含む発電機の制御装置の構成図
【図５】スイッチング６ｂによるＤＣＤＣコンバータ１の電流電圧基本動作波形図
【図６】本発明による第１実施形態の力行→回生モードへの切り替え動作を表すＤＣＤＣコンバータの制御フロー図
【図７】本発明による第１実施形態の回生→力行モードへの切り替え動作を表すＤＣＤＣコンバータの制御フロー図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１０】
（第１実施形態）
図１は、本実施形態にかかる双方向ＤＣＤＣコンバータを含む発電機の制御装置の構成図である。図１に示すように、双方向ＤＣＤＣコンバータを含む発電機の制御装置１００は、バッテリ３、２個の電圧センサ４ａ，４ｂ、平滑コンデンサ５ａ，５ｂ、双方向ＤＣＤＣコンバータ１、発電機用コンバータ２、２個の電流センサ１２ａ，１２ｂ、発電機１３、２個のゲートドライバ１４ａ，１４ｂおよび制御部１５を備え、回生時には、発電機用コンバータ２によって発電機１３の動力を電気的に回収した電力を、双方向ＤＣＤＣコンバータ１により降圧制御した後、バッテリ３に充電できる構成となっている。逆に力行時には、バッテリ３から供給される電力を、双方向ＤＣＤＣコンバータ１により降圧制御した後、発電機用コンバータ２により発電機３に給電できる構成となっている。双方向ＤＣＤＣコンバータ１と発電機用コンバータ２では、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のような半導体スイッチング素子を用いた回路でありうる。制御部１５は、ＤＳＰ（Distal Signal Processor）またはマイクロコンピュータにおいて実行される制御アプリケーションによって提供されうる。ＤＳＰまたはマイクロコンピュータは、コア、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路および通信ポートのような周辺装置を含んでいてもよい。もちろん、上述した制御部１５の一部が論理回路によって構成されていてもよい。
【００１１】
次に、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の構成について詳しく説明する。バッテリ３に接続される一次側において、正極側にスイッチング素子６ａのコレクタを接続し、エミッタと負極側に接続されたダイオード８ａのカソードが接続された構成となっている。さらに、スイッチング素子６ａにはエミッタ側からコレクタ側に電流を流す還流ダイオード７ａが配置される。また、発電機用コンバータ２に接続される二次側についても同様の構成であり、直流高圧ラインにスイッチング素子６ｂのコレクタを接続し、エミッタと低圧側に接続されたダイオード８ｂのカソードが接続された構成となっている。さらに、スイッチング素子６ｂにはエミッタ側からコレクタ側に電流を流す還流ダイオード７ｂが配置される。リアクトル９は一次側のスイッチング素子６ａとダイオード８ａの中間点であるノードＮ１と、同様に構成された二次側のスイッチング素子６ｂとダイオード８ｂの中間点であるノードＮ２との間に接続している。
【００１２】
発電機用コンバータ２は、スイッチング素子１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ，１０ｅ，１０ｆおよび還流ダイオード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆが対になった変換回路からなる。発電機１３によって発電された電力は、スイッチング素子１０ａ〜１０ｆと還流ダイオード１１ａ〜１１ｆを介して、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の二次側である直流高圧ラインへ回生される。また、発電機３に流れるＵ相、Ｗ相の電流値は電流センサ１２ａ、１２ｂによって検出され、これらの検出値が制御部１５に供給される。
【００１３】
平滑コンデンサ５ａは、バッテリ３と双方向ＤＣＤＣコンバータ１の一次側と並列に接続され、双方向ＤＣＤＣコンバータ１から発生するスイッチングなどによる電圧変動を抑制するために配置される。さらに、電圧センサ４ａは、平滑コンデンサ５ａの両端に設けられ、バッテリ３と双方向ＤＣＤＣコンバータ１間の正極側の電圧ＶＢを取得することができ、その電圧情報を制御部１５へ出力する。同様に、平滑コンデンサ５ｂは、双方向ＤＣＤＣコンバータ１の二次側と発電機用コンバータ２と並列に接続され、双方向ＤＣＤＣコンバータ１や発電機用コンバータ２から発生するスイッチングなどによる電圧変動を抑制するために配置される。さらに、電圧センサ４ｂは、平滑コンデンサ５ｂの両端に設けられ、双方向ＤＣＤＣコンバータ１と発電機用コンバータ２間の直流高圧ラインの電圧Ｖ２を取得することができ、その電圧情報を制御部１５に供給される。
【００１４】
制御部１５は、電圧センサ４ａ、４ｂにより得られた電圧情報を、下記に示す、ＤＣＤＣコンバータの制御方法により、スイッチング素子６ａ、６ｂのデューティ比を決定し、スイッチングパターンを作成する。作成されたスイッチングパターン信号は、ゲート駆動回路１４ａによってスイッチング素子６ａ、６ｂを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され、これらのドライブ信号にしたがって各スイッチング素子６ａ、６ｂが動作する。また、電流センサ１２ａ、１２ｂによって得られた電流情報と、電圧センサ４ｂにより得られた電圧情報により、発電機電圧と発電機電流が最適な状態（例えば最高効率運転）になるようにスイッチング素子１０ａ〜１０ｆのデューティ比を決定し、スイッチングパターンを作成する。作成されたスイッチングパターン信号は、ゲート駆動回路１４ｂによってスイッチング素子１０ａ〜１０ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され、これらのドライブ信号にしたがって各スイッチング素子１０ａ〜１０ｆが動作する。
【００１５】
バッテリ３は、直流電源であり、電力を充放電することができる二次電池である。一例としては、ニッケル水素やリチウムイオン等が考えられる。また、バッテリ３は、二次電池に限定するものではなく、充放電が可能な蓄電装置であってもよく、一例としては、大容量キャパシタであってもよい。
【００１６】
発電機１３は、例えば、永久磁石同期発電機である。本実施形態では、特に、埋込磁石同期発電機（ＩＰＭＳＧ：Interior Permanent Magnet Synchronous Generator）を想定している。埋込磁石同期モータは、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが相違する突極性（一般には、Ｌｑ＞Ｌｄの逆突極性）を有し、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクも利用できるので、極めて高い発電効率を達成できる。
【００１７】
ここで、本発明において重要な双方向ＤＣＤＣコンバータ１におけるパワーフローと制御方法について詳しく説明する。図１に示したような双方向ＤＣＤＣコンバータ１を用いた制御装置では、４つの制御モードを用いることを特徴とするため、これらの制御方法を分けて説明する。
【００１８】
（モード１：力行降圧モード：ＶＢ＞Ｖ２、０＜α１＜１）
図２に本モードにおける電流の流れを矢印で表す。バッテリ３が接続された一次側から発電機用コンバータ２が接続された二次側に電力を供給し、発電機１３を電動機として動作させる。このとき、出力側である直流高圧ラインに供給する電圧Ｖ２はバッテリ電圧ＶＢよりも低くなるように制御する。スイッチング素子６ａを図３のように所定のスイッチング周期Ｔにおいて所定のデューティファクタα１でオンオフを繰り返すとき、二次側の出力電圧Ｖ２は以下の式により得ることができる。
【００１９】
Ｖ２＝α１×ＶＢ
ここで、α１＝ｔｏｎ／Ｔ  （ｔｏｎ＜Ｔ）
スイッチング素子６ａがオン期間では、リアクトル９は電圧を吸収し、バッテリ３からスイッチング素子６ａ、リアクトル９、還流ダイオード７ｂの順に電流が流れ、ｉ３＝ｉ１となる。スイッチング素子６ａがオフ期間では、リアクトル９はスイッチオン期間で吸収した電圧を、ダイオード８ａ、リアクトル９、還流ダイオード７ｂの順に循環電流を流すために放出し、ｉ３＝ｉ２となる。
【００２０】
したがって、上記に記載した動作を繰り返すことで、バッテリ電圧ＶＢより小さい（降圧された）電圧範囲に直流高圧ラインの電圧Ｖ２を得ることができる。
【００２１】
また、本モードでは、スイッチング素子６ｂにＩＧＢＴを用いているため、オン信号は与えず、デューティはゼロとしている。つまり、二次側の電流はすべて還流ダイオード７ｂを通過することで二次側に電力が供給されている。しかし、スイッチング素子６ｂに双方向に対応した半導体スイッチング素子を用い、還流ダイオード７ｂで発生する損失より半導体スイッチング素子で発生する損失が少なくなる場合、スイッチング素子６ｂに電流が流れるようにオン信号を与えてもよい。
【００２２】
（モード２：回生降圧モード：ＶＢ＜Ｖ２、０＜α２＜１）
図４に本モードにおける電流の流れを矢印で表す。発電機用コンバータ２が接続された二次側からバッテリ３が接続された一次側に電力を供給し、発電機３を発電機として動作させる。このとき、出力側であるバッテリ電圧ＶＢは直流高圧ラインに供給される電圧Ｖ２よりも低くなる。スイッチング素子６ｂを図５のように所定のスイッチング周期Ｔにおいて所定のデューティファクタα２でオンオフを繰り返すとき、二次側の出力電圧ＶＢは以下の式により得ることができる。
【００２３】
ＶＢ＝α２×Ｖ２
ここで、α２＝ｔｏｎ／Ｔ  （ｔｏｎ＜Ｔ）
スイッチング素子６ｂがオン期間では、リアクトル９は電圧を吸収し、直流高圧ラインからスイッチング素子６ｂ、リアクトル９、還流ダイオード７ａ、バッテリ３の順に電流が流れ、ｉ１＝ｉ３となる。スイッチング素子６ｂがオフ期間では、リアクトル９はスイッチオン期間で吸収した電圧を、ダイオード８ｂ、リアクトル９、還流ダイオード７ａの順に循環電流を流すために放出し、ｉ１＝ｉ４となる。
【００２４】
したがって、上記に記載した動作を繰り返すことで、直流高圧ラインＶ２より小さい（降圧された）電圧範囲にバッテリ電圧ＶＢを得ることができる。
【００２５】
また、本モードでは、スイッチング素子６ａにＩＧＢＴを用いているため、オン信号は与えず、デューティはゼロとしている。つまり、二次側の電流はすべて還流ダイオード７ａを通過することで一次側に電力が供給されている。しかし、スイッチング素子６ａに双方向に対応した半導体スイッチング素子を用い、還流ダイオード７ａで発生する損失より半導体スイッチング素子で発生する損失が少なくなる場合、スイッチング素子６ａに電流が流れるようにオン信号を与えてもよい。
【００２６】
次に、本発明で最も重要であるモード１⇔モード２の切り替え方法についてここでは、モード１⇒モード２に切り替わる際の詳細な説明を行う。前述したように、モード１は一次側から二次側への力行動作とし、モード２は二次側から一次側への回生動作としているため、モードの切り替えは電力フローの向きの切り替えと同義である。
【００２７】
（モード３：モード１→３への切り替え方法）
力行降圧動作であるモード１から回生降圧動作であるモード２に切り替える場合、スイッチング素子６ａのデューティα１、スイッチング素子６ｂのデューティα２を１に設定する。
【００２８】
まず、発電機１３が電動動作を行う場合、双方向ＤＣＤＣコンバータ１は力行動作として動作する。その際、電流は一次側から二次側へ流れるため、スイッチング素子６ａの電圧降下ＶＣＥ１と還流ダイオード７ｂの電圧降下Ｖｄ２により、平均的に以下の関係が成り立つ。
【００２９】
ＶＢ＝Ｖ２＋ΔＶ１
ここで、ΔＶ１＝ＶＣＥ１＋Ｖｄ２
つまり、力行動作を行う場合、バッテリ電圧ＶＢは直流高圧ラインの電圧Ｖ２よりも大きく以下の関係となる。
【００３０】
ＶＢ＞Ｖ２
本モードはモード３として分類しているが、モード１においてＶ２の指令値Ｖ２＊が以下のように設定された場合と、同義である。
【００３１】
Ｖ２＊≧ＶＢ―ΔＶ１
ただし、スイッチング素子６ｂのデューティは１のみに設定する必要がある。
【００３２】
（モード４：モード３→４への切り替え方法）
次に、発電機１３が電動動作から発電動作を始めると、双方向ＤＣＤＣコンバータ１は力行動作から回生動作に切り替わる。その際、電流は二次側から一次側へ流れるため、スイッチング素子６ｂの電圧降下ＶＣＥ２と還流ダイオード７ａの電圧降下Ｖｄ１により、平均的に以下の関係が成り立つ。
【００３３】
Ｖ２＝ＶＢ＋ΔＶ２
ただし、ΔＶ２＝ＶＣＥ２＋Ｖｄ１
つまり、スイッチング素子６ａのデューティα１、スイッチング素子６ｂのデューティα２を１に設定し、回生動作を行う場合、直流高圧ラインの電圧Ｖ２はバッテリ電圧ＶＢよりも大きく以下の関係となる。
【００３４】
Ｖ２＞ＶＢ
本モードはモード４として分類しているが、モード２においてＶ２の指令値Ｖ２＊が以下のように設定された場合と、同義である。
【００３５】
Ｖ２＊≧ＶＢ―ΔＶ１
ただし、スイッチング素子６ａのデューティは１のみに設定する必要がある。
【００３６】
つまり、モード切替え時に、バッテリ電圧ＶＢと直流高圧ラインの電圧Ｖ２を検出することで、電流の向きを推定することができるため、力行と回生の切り替えタイミングが容易に検出できる。
【００３７】
上述した検出方法はモード３からモード４への切り替え方法であるが、モード４からモード３への切り替え方法も同様にバッテリ電圧ＶＢと直流高圧ラインの電圧Ｖ２を比較することで判定するため、説明は省略する。
【００３８】
本発明は力行と回生の切り替え時にスイッチング素子６ａのデューティα１、スイッチング素子６ｂのデューティα２を１に設定することが特徴であり、電流の向きを検出する方法は上記方法だけとは限らなく、電流センサなどを用いてもよい。
【００３９】
次に、ＤＣＤＣコンバータ１の動作について説明する。図６は、発電制御システム１００の直流高圧ラインの電圧Ｖ２を求めるためのアプリケーションとしてのＤＣＤＣコンバータ１が行う処理の流れを示すフローチャートである。まず、力行動作から回生動作への起動シーケンスについて説明する。
【００４０】
図６に示す処理を開始すると、発電機３は規定の回転数以下で駆動しているため、電動機として力行動作を行い（モード１）、ＤＣＤＣコンバータ１において、スイッチング素子６ｂのデューティα２を変化させることで、直流高圧ラインの電圧Ｖ２を任意の電圧に制御する（Ｓ１０１）。ここでは、発電機３の回転数に依存するように直流高圧ラインの電圧Ｖ２の指令値Ｖ２＊を与える。
【００４１】
発電機３が力行動作のまま徐々に回転数を上げ、規定の回転数に到達するとＤＣＤＣコンバータはモード３として動作し、スイッチング素子６ａのデューティα１、スイッチング素子６ｂのデューティα２を１に設定する。このとき、電圧センサＶ４ａにより検出されたバッテリ電圧ＶＢ、Ｖ４ｂにより検出された直流高圧ラインの電圧Ｖ２を比較するとＶＢ＞Ｖ２の関係が成立する（Ｓ１０２）。
【００４２】
その状態において、発電機３に直結された負荷に負のトルクを発生させることで力行動作から発電動作に移行する。前ステップと同様に、スイッチング素子６ａのデューティα１、スイッチング素子６ｂのデューティα２を１に設定し、バッテリ電圧ＶＢと直流高圧ラインの電圧Ｖ２を比較すると、Ｖ２＞ＶＢの関係が成立しモード４として動作する（Ｓ１０３）ため、モード３からモード４へ移行したと認識する。
【００４３】
次に、発電機３の回転数を上昇させるのと同時に、回転数に依存するようにスイッチング素子６ｂのデューティを変化させることで、直流高圧ラインの電圧Ｖ２を任意の電圧に制御することができる（Ｓ１０４）。つまり、ＤＣＤＣコンバータ１はモード２として動作させる。当ステップによって、発電機３は定格運転ポイントで駆動することができ、高速領域において発電機電圧が不足する場合においても、良好に駆動できる。
【００４４】
発電動作から電動動作への停止シーケンスについては、図６に示したように上記フローと逆の動作をすればよい（図７）。
【００４５】
以上、本実施形態についての詳細な説明から明らかなように、本発明は次の効果を奏する。本発明によれば、ＤＣＤＣコンバータ１のスイッチング素子６ａのデューティα１、スイッチング素子６ｂのデューティα２を１に設定することによって、力行／回生の切り替えが可能となり、発電機３を駆動する発電機用コンバータ２において位置センサレスなどの制御性能も向上し、安定性、信頼性が高く低コストなシステムを構築することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、力行回生動作をおこなう双方向ＤＣＤＣコンバータ装置にも採用しうる。また、本発明の適用対象は特に限定されないが、ハイブリッド車両制御システムに本発明が有用である。
【符号の説明】
【００４７】
１    双方向ＤＣＤＣコンバータ
２    発電機用コンバータ
３    バッテリ
４ａ，４ｂ    電圧センサ
５ａ，５ｂ    平滑コンデンサ
６ａ，６ｂ    スイッチング素子
７ａ，７ｂ    還流ダイオード
８ａ，８ｂ    ダイオード
９    リアクトル
１０ａ〜１０ｆ    スイッチング素子
１１ａ〜１１ｆ    還流ダイオード
１２ａ，１２ｂ    電流センサ
１３    永久磁石同期発電機
１４ａ，１４ｂ    ゲートトライバ
１５    制御部
２１    走行モータ用電力変換器
１００    発電制御システム
【図１】
2011091909.tif 000003
【図２】
2011091909.tif 000004
【図３】
2011091909.tif 000005
【図４】
2011091909.tif 000006
【図５】
2011091909.tif 000007
【図６】
2011091909.tif 000008
【図７】
2011091909.tif 000009