(57)【要約】【課題】監視空間を広げることで死角を少なくした移動物体検出装置を提供する。【解決手段】第１及び第２のミキサ信号発生回路４，５は、送波信号発生回路３から出力される送波信号Ｅ０２と同周波数で、互いに位相が異なる基準信号Ｅａ，Ｅｂを出力する。位相検波回路６は、送受波器２から出力される受波信号Ｅｉｎを基準信号Ｅａ，Ｅｂと混合することで、基準信号Ｅａ，Ｅｂとの位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を出力する。送波信号発生回路３と第１及び第２のミキサ信号発生回路４，５は、送波信号Ｅ０２により送受波器２に駆動電源が供給される期間と、位相検波回路６により基準信号Ｅａ，Ｅｂと受波信号Ｅｉｎとが混合されて受波信号Ｅｉｎが出力される期間とが時間軸上で重ならないように、送波信号Ｅ０２と基準信号Ｅａ，Ｅｂとの位相をずらして生成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段の発振出力から送波信号を生成する送波信号発生手段と、送波信号の入力期間に駆動電源が供給されて超音波を監視空間に送波するとともに、前記超音波が監視空間内の物体で反射されて生じる反射波を受波して電気信号に変換する送受波手段と、送波信号と同周波数で互いに位相が異なる一対の基準信号を生成するミキサ信号発生手段と、ミキサ信号発生手段により生成された一対の基準信号と受波信号とを混合することで、基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備え、
送波信号発生手段およびミキサ信号発生手段は、送波信号により送受波手段に駆動電源が供給される期間と、位相検波手段により基準信号と受波信号とが混合されて受波信号が出力される期間とが時間軸上で重ならないように、送波信号と基準信号との位相をずらして生成したことを特徴とする移動物体検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を監視空間に送波するとともに監視空間内に存在する物体で反射された反射波の周波数偏移を検出することにより、監視空間内において移動する物体の存在を検出する移動物体検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車の盗難並びに車上盗難などが増加しており、駐車中の自動車の車内に不審者が侵入した場合に警報音を鳴動する車載用盗難警報装置が普及してきている。このような車載用盗難警報装置には、監視空間である車内において移動物体（人）の存否を検出するための移動物体検出装置を搭載したものがある（特許文献１参照）。
【０００３】
図６に特許文献１に開示されている従来の移動体検出装置の一例を示す。この移動体検出装置は、送波と受波を１つの超音波振動子で兼用する送受波器１０２を備えている。送受波器１０２は、超音波振動子と、発振回路１０１が発振する所定周波数の送波信号により超音波振動子をドライブするインバータを備えている。発振回路１０１からの送波信号によりインバータが超音波振動子を駆動して、発振回路１０１の発振周波数と同周波数の超音波が監視空間に送波されると、監視空間内に存在する物体Ｏに超音波が反射して生じる反射波を送受波器１０２で受波する。送受波器１０２では受波した反射波を受波信号Ｅｉｎに変換し、この受波信号Ｅｉｎを第１及び第２のミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂにそれぞれ入力して発振回路１０１の発振周波数と同周波数の基準信号Ｅ０３，Ｅ０４と混合（ミキシング）する。
【０００４】
ここで、図７（ａ）〜（ｃ）は送波信号Ｅ０１、基準信号（ミキサ信号）Ｅ０３，Ｅ０４の波形図をそれぞれ示し、一方の基準信号Ｅ０４は送波信号Ｅ０１そのものであるので、基準信号Ｅ０４と送波信号Ｅ０１は同位相である。また、他方の基準信号Ｅ０３は移相回路１１０により送波信号Ｅ０１の位相を９０度（π／２）遅らせた信号となっているので、両基準信号Ｅ０３，Ｅ０４の位相が互いに異なるように設定される。したがって、第１及び第２のミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２は、それぞれ、第１及び第２の増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂで増幅された後に信号処理部１０８に取り込まれる。
【０００５】
信号処理部１０８では、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をサンプリング回路１８５において所定のサンプリング周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値からディジタル値に変換し、さらに変換したディジタル値を不揮発性のメモリ１８１に順次格納する。ここで、一方のドップラー信号Ｅ１をサンプリング回路１８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＸｎ、他方のドップラー信号Ｅ２をサンプリング回路１８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＹｎ（ｎは正の整数）とし、二次元直交座標系の原点を始点とし且つ（Ｘｎ，Ｙｎ）を終点とするベクトルＲｎを定義する。なお、ベクトルＲｎの大きさはドップラー信号Ｅ１，Ｅ２の振幅に対応する。
【０００６】
そして、信号処理部１０８のベクトル回転角演算回路１８６が、前回のサンプリングで得られてメモリ１８１に格納されているベクトルＲｎ−１と、今回のサンプリングで得られたベクトルＲｎとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φｎを演算する。なお、ベクトル回転角演算回路１８６では下記式により回転角φｎを演算する。
【０００７】
φｎ＝arctan｛（Ｘｎ−１Ｙｎ−Ｙｎ−１Ｘｎ）／（Ｘｎ−１Ｘｎ＋Ｙｎ−１Ｙｎ）｝  …（１）
従って、物体Ｏが近付く場合はベクトルＲｎが反時計回りに回転するから回転角φｎの極性は正となり、物体Ｏが遠ざかる場合はベクトルＲｎが時計回りに回転するから回転角φｎの極性は負となる。
【０００８】
そして、ベクトル回転角演算回路１８６で求めた回転角φｎを累積加算手段１８７で積算すれば、その積算値（＝φ１＋φ２＋…＋φｎ＋…）が物体Ｏの移動距離に比例することになる。したがって、信号処理部１０８では、累積加算手段１８７で積算した積算値を比較手段１８８で所定の閾値と比較し、積算値が閾値を越えたときに比較手段１８８が検出信号を出力する。この検出信号は報知器駆動回路１１１に入力され、移動物体Ｏの存在が適宜報知器（図示せず）により報知される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１５１５０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した従来の移動物体検出装置では、送波信号Ｅ０１のデューティ比が５０％となっているので、超音波振動子には１周期Ｔ０の半分の期間Ｔ１に駆動電源が供給されることになる。基準信号Ｅ０３は送波信号Ｅ０１の位相を９０度遅らせた信号となり、基準信号Ｅ０４は送波信号Ｅ０１と同位相の信号となっているので、第１のミキサ回路１０６Ａから受波信号が出力される期間ＴＡは、超音波振動子に駆動電源が供給される期間Ｔ１と１／４周期（９０度の位相角）に相当する期間ＴＣだけ重なり、第２のミキサ回路１０６Ａから受波信号が出力される期間ＴＢは、超音波振動子に駆動電源が供給される期間Ｔ１と同じ期間となっている。
【００１１】
ここで、超音波振動子をドライブするインバータの電源にノイズ成分が含まれていると、超音波振動子に駆動電源が供給される期間Ｔ１には、ノイズ成分が重畳した送波信号が加わることになり、超音波振動子が送波と受波を兼用していることから、期間Ｔ１においてはノイズ成分が重畳した送波信号に受波信号が加わった信号が超音波振動子から出力されることになる。
【００１２】
したがって、期間ＴＣにおいて第１のミキサ回路１０６Ａを通して出力される信号や、期間ＴＢ（＝Ｔ１）において第２のミキサ回路１０６Ｂを通して出力される信号には、電源のノイズ成分が重畳した送波信号が含まれることになり、ミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂの出力を増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂで増幅すると、ノイズ成分も一緒に増幅されるため、第１及び第２の増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂの増幅率を高めに設定することができず、監視空間を広くとることができないという問題があった。
【００１３】
本願発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、監視空間を広げることで死角を少なくした移動物体検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１の発明は、所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段の発振出力から送波信号を生成する送波信号発生手段と、送波信号の入力期間に駆動電源が供給されて超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間内の物体で反射されて生じる反射波を受波して電気信号に変換する送受波手段と、送波信号と同周波数で互いに位相が異なる一対の基準信号を生成するミキサ信号発生手段と、ミキサ信号発生手段により生成された一対の基準信号と受波信号とを混合することで、基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備え、送波信号発生手段およびミキサ信号発生手段は、送波信号により送受波手段に駆動電源が供給される期間と、位相検波手段により基準信号と受波信号とが混合されて受波信号が出力される期間とが時間軸上で重ならないように、送波信号と基準信号との位相をずらして生成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、送波信号により送受波手段に駆動電源が供給される期間と、位相検波手段により基準信号と受波信号とが混合されて受波信号が出力される期間とが時間軸上で重ならないように、送波信号発生手段およびミキサ信号発生手段が、送波信号と基準信号との位相をずらして生成しているので、位相検波手段が、一対の基準信号と受波信号とを混合することによって、一対のドップラー信号を出力する期間に、送受波手段に対して駆動電源が供給されることがない。したがって、一対のドップラー信号には駆動電源に含まれるノイズ成分が重畳されることがなく、位相検波手段からは受波信号のみが出力されるから、位相検波手段の出力を増幅する場合でも増幅率をより高い値に設定することができ、監視空間を広くとることで、死角を減らした移動物体検出装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本実施形態の要部を示す回路図である。
【図２】同上の全体構成を示すブロック図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【図４】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【図５】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【図６】従来例の移動物体検出装置のブロック図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に、本発明の実施の形態を図１乃至図６に基づいて説明する。
【００１８】
本実施形態の移動物体検出装置は、例えば自動車の車内に設置されて、車内への侵入者の有無を検出し、侵入者を検出すると警報音を鳴動する車載用盗難警報装置に用いられるものである。
【００１９】
本実施形態のブロック図を図２に示す。但し、移動物体検出装置の基本的な構成及び動作は、背景技術で説明した図６の移動体検出装置と同様であるので、共通する部分については詳細な説明は省略する。
【００２０】
この移動物体検出装置の要部の回路図を図１に、全体構成を示すブロック図を図２に示す。この移動物体検出装置は、図２に示すように所定の周波数のパルス信号を発振する発振回路１（発振手段）と、例えば発振回路１から出力される発振信号Ｅ０１を分周することによって、発振信号Ｅ０１から送波信号Ｅ０２を生成する送波信号発生回路３と、送波信号Ｅ０２の入力期間に駆動電源が供給されて超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間内の物体で反射されて生じる反射波を受波して電気信号に変換する送受波器２（送受波手段）と、例えば発振回路１から出力される発振信号Ｅ０１を分周することによって、送波信号Ｅ０２と同周波数で送波信号Ｅ０２と位相が異なる基準信号（ミキサ信号）Ｅａを生成する第１のミキサ信号発生回路４と、例えば発振回路１から出力される発振信号Ｅ０１を分周することによって、送波信号Ｅ０２と同周波数で送波信号Ｅ０２及び基準信号Ｅａとそれぞれ位相が異なる基準信号（ミキサ信号）Ｅｂを生成する第２のミキサ信号発生回路５と、送受波器２から出力される受波信号Ｅｉｎを基準信号Ｅａ，Ｅｂとそれぞれ混合することで、基準信号Ｅａ，Ｅｂとの位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を得る位相検波回路６と、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂと、増幅回路１３Ａ，１３Ｂによって増幅されたドップラー信号Ｅ１，Ｅ２に基づいて、移動物体の存否を判定する信号処理部８とを備えている。尚、本回路では２個のミキサ信号発生回路４，５によって、送波信号Ｅ０２と同周波数で互いに位相が異なる一対の基準信号Ｅａ，Ｅｂを生成するミキサ信号発生手段が構成されており、基準信号Ｅａと基準信号Ｅｂの位相はπ／２だけ異ならせてある。
【００２１】
送受波器２は、図１に示すように、例えば圧電素子を用いて構成され送波と受波の両方を行う一つの超音波振動子２０と、超音波の送波方向および受波方向を規制するホーン２１と、送波信号発生回路３から出力される送波信号Ｅ０２のハイ／ローを反転させた信号を出力するインバータ２２と、インバータ２２の出力端と超音波振動子２０の間に接続された直流カット用のコンデンサ２３と、超音波振動子２０における受波信号の出力端とグランドとの間に接続された抵抗２５とを備えている。
【００２２】
位相検波回路６は２つのミキサ回路６Ａ，６Ｂで構成される。第１のミキサ回路６Ａは、送波信号Ｅ０２と同周波数で送波信号Ｅ０２と位相をずらした基準信号Ｅａと、受波信号Ｅｉｎとを混合（ミキシング）することで、基準信号Ｅａとの位相差に応じた振幅を有するドップラー信号Ｅ１を出力する。第２のミキサ回路６Ｂは、送波信号Ｅ０２と同周波数で送波信号Ｅ０２及び基準信号Ｅａとそれぞれ位相が異なる基準信号Ｅｂと、受波信号Ｅｉｎとを混合（ミキシング）することで、基準信号Ｅｂとの位相差に応じた振幅を有するドップラー信号Ｅ２を出力する。第１及び第２のミキサ信号発生回路４，５は、位相が９０度異なる基準信号Ｅａ，Ｅｂを発生しているので、第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２は各々増幅回路１３Ａ，１３Ｂで増幅された後に信号処理部８に取り込まれる。
【００２３】
図１には、第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂの具体回路の一例が示されており、両ミキサ回路６Ａ，６Ｂは同様の回路構成を有しているので、一方のミキサ回路６Ａについて説明を行い、ミキサ回路６Ｂについては説明を省略する。
【００２４】
ミキサ回路６Ａは、超音波振動子２０の受波信号Ｅｉｎが入力される入力端子６０と、ドップラー信号Ｅ１を出力する出力端子６１と、第１のミキサ信号発生回路４から基準信号Ｅａが入力される基準信号入力端子６２と、入力端子６０と出力端子６１を接続する信号線とグランドの間にドレイン−ソース間が挿入され、基準信号入力端子６２がゲートに接続された電界効果トランジスタＱ１とを有している。また、入力端子６０及び基準信号入力端子６２には直流カット用のコンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ接続され、電界効果トランジスタＱ１のゲートとグランドの間には放電用の抵抗Ｒ３が接続され、電界効果トランジスタＱ１のドレインには抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、電界効果トランジスタＱ１と出力端子６１の間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の積分回路からなるローパスフィルタが接続されている。基準信号入力端子６２に入力する基準信号Ｅａが所定のしきい値を上回る期間では電界効果トランジスタＱ１がターンオンし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されるために出力端子６１にドップラー信号Ｅ１が出力されず、基準信号Ｅａが所定のしきい値以下となる期間には電界効果トランジスタＱ１がターンオフし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されないために出力端子６１にドップラー信号Ｅ１が出力される。
【００２５】
これらミキサ回路６Ａ，６Ｂの動作は、基準信号Ｅａ又はＥｂと受波信号Ｅｉｎの位相差がπ（＝１８０度）の時、受波信号Ｅｉｎがグランドに対して正極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、受波信号Ｅｉｎの振幅をＡとすると、出力端子６１にはＡ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。一方、基準信号Ｅａ又はＥｂと受波信号Ｅｉｎの位相差が０又は２ｎπ（ｎ＝１，２，…）の時、受波信号Ｅｉｎがグランドに対して負極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、受波信号Ｅｉｎの振幅をＡとすると、出力端子６１には−Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。また、基準信号Ｅａ又はＥｂと受波信号Ｅｉｎの位相差がπ若しくは２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）以外の場合、出力端子６１には−Ａ／π〜Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。つまり、基準信号Ｅａ又はＥｂと受波信号Ｅｉｎの周波数が異なれば、その周波数差の周波数で位相差が０〜２πの範囲で変化するドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力端子６１から出力されることになる。
【００２６】
また信号処理部８は、第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂによって増幅された第１、第２のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を所定の周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれディジタル値に変換した値Ｘｎ，Ｙｎ（ｎは正の整数）を得るサンプリング回路８５と、サンプリング回路８５により変換されたディジタル値Ｘ，Ｙを順次記憶する不揮発性のメモリ８１と、二次元直交座標系において原点を始点とし且つ点（Ｘｎ，Ｙｎ）を終点とするベクトルＲｎを求めてメモリ８１に逐次記憶させるとともに、前回のサンプリングで得られてメモリ８１に格納してあるベクトルＲｎ−１と今回のサンプリングで得られたベクトルＲｎとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φｎを上述の式（１）を用いて演算するベクトル回転角演算手段８６と、ベクトル回転角演算手段８６で演算されたベクトル回転角φｎを累積加算する回転角積算手段８７（積算手段）と、回転角積算手段８７により算出された累積加算値Σφｎを所定の閾値と比較する比較手段８８とを備えている。尚、信号処理部８は例えばマイクロコンピュータを用いて構成され、マイクロコンピュータが制御プログラムを実行することによって、ベクトル回転角演算手段８６、回転角積算手段８７、比較手段８８が実現される。
【００２７】
ここにおいて、移動物体が近付く場合はベクトルＲｎが反時計回りに回転するから、ベクトル回転角φｎの極性は正になり、移動物体が遠ざかる場合はベクトルＲｎが時計回りに回転するから、ベクトル回転角φｎの極性は負になる。そして、このベクトル回転角φｎを回転角積算手段８７で積算すれば、その積算値（＝φ１＋φ２＋…＋φｎ＋…）は移動物体の移動距離に比例することになるので、この累積加算値Σφｎが閾値を越えた時に比較手段８８が物体検知信号を出力する。この物体検知信号は報知器駆動回路１１に入力され、報知器駆動回路１１が例えばランプやブザーからなる報知器（図示せず）を駆動することによって、移動物体の存在を報知する。
【００２８】
ところで、図３（ａ）は送波信号発生回路３から出力される送波信号Ｅ０２を、同図（ｂ）（ｃ）は第１及び第２のミキサ信号発生回路４，５から出力される基準信号Ｅａ，Ｅｂをそれぞれ示しており、送波信号発生回路３からは、超音波の１周期Ｔ０内で位相角が０からπ／２までの期間Ｔ１に送波信号Ｅ０２が出力される。また、ミキサ信号発生回路４から出力される基準信号Ｅａは、１周期内で位相角がπから２πまでの期間ＴＡでＬレベル（しきい値以下）となり、ミキサ信号発生回路５から出力される基準信号Ｅｂは、１周期内で位相角がπ／２から（３／２）πまでの期間ＴＢでＬレベル（しきい値以下）となっており、基準信号Ｅａ，Ｅｂの位相は互いに９０度（π／２）異なっている。このように、送波信号Ｅ０２と基準信号Ｅａ，Ｅｂが互いに位相をずらして生成されているので、送波信号Ｅ０２により送受波器２に駆動電源が供給される期間Ｔ１と、ミキサ回路６Ａ，６Ｂにより基準信号Ｅａ，Ｅｂと受波信号Ｅｉｎとがそれぞれ混合されて、受波信号Ｅｉｎがミキサ回路６Ａ，６Ｂから出力される期間ＴＡ，ＴＢとが時間軸上で重なることがない。
【００２９】
ところで、送波信号Ｅ０２により超音波振動子２０に駆動電源が供給される期間Ｔ１では、インバータ２２の出力に、インバータ２２を動作させる電源のノイズ成分Ｅｎが重畳していると、送波信号Ｅ０２にノイズ成分Ｅｎが重畳した信号が超音波振動子２０に入力されるため、この期間Ｔ１に超音波振動子２０から出力される受波信号Ｅｉｎにも電源のノイズ成分Ｅｎが重畳されることになる。一方、期間Ｔ１以外では超音波振動子２０に駆動電源が供給されていないので、超音波振動子２０から出力される受波信号Ｅｉｎに電源のノイズ成分Ｅｎが重畳されることはない。そして、本実施形態では、送波信号Ｅ０２により送受波器２に駆動電源が供給される期間Ｔ１と、受波信号Ｅｉｎがミキサ回路６Ａ，６Ｂから出力される期間ＴＡ，ＴＢとが時間軸上で重ならないように、送波信号Ｅ０２及び基準信号Ｅａ，Ｅｂの位相をずらしてあるので、ミキサ回路６Ａ，６Ｂから出力される第１及び第２のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２にノイズ成分Ｅｎが含まれることはない。したがって、第１及び第２のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂによってノイズ成分Ｅｎが増幅されることはないから、第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂの増幅率をより高い値に設定することができ、移動物体検出装置の監視空間を広くとれるとともに、移動体検出装置の死角を減らすことができる。
【００３０】
尚、図３に示す例では、送波信号Ｅ０２が出力される期間Ｔ１を１周期内で位相角が０からπ／２までの期間とし、位相角がπから２πまでの期間ＴＡで基準信号Ｅａの電圧レベルをＬレベル、位相角がπ／２から（３／２）πまでの期間ＴＢで基準信号Ｅｂの電圧レベルをＬレベルとしているが、送波信号Ｅ０２及び基準信号Ｅａ，Ｅｂは図３のパターンに限定されるものではない。例えば図４に示すように、超音波の１周期Ｔ０内で、送波信号Ｅ０２が出力される期間Ｔ１を位相角が０からπまでの期間とし、位相角が（３／２）πから２πまでの期間ＴＡで基準信号Ｅａの電圧レベルをＬレベル、位相角がπから（３／２）πまでの期間ＴＢで基準信号Ｅｂの電圧レベルをＬレベルとしてもよいし、図５に示すように、超音波の２周期内（２Ｔ０）で、送波信号Ｅ０２が出力される期間Ｔ１を位相角が０からπまでの期間とし、位相角が（５／２）πから（７／２）πまでの期間ＴＡで基準信号Ｅａの電圧レベルをＬレベル、位相角が２πから３πまでの期間ＴＢで基準信号Ｅｂの電圧レベルをＬレベルとしてもよい。
【符号の説明】
【００３１】
１  発振回路（発振手段）
２  送受波器（送受波手段）
３  送波信号発生回路（送受波信号発生手段）
４，５  第１及び第２のミキサ信号発生回路（ミキサ信号発生手段）
６  位相検波回路（位相検波手段）
８６  ベクトル回転角演算手段
８７  累積加算手段（積分手段）
８８  比較手段
Ｅ０２  送波信号
Ｅｉｎ  受波信号
Ｅａ，Ｅｂ  基準信号
Ｅ１，Ｅ２  ドップラー信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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