(57)【要約】【課題】制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータの異常を正確に検出する。【解決手段】オフセットＦ／Ｂ処理部３００は、各相モータ電流から算出したオフセット補正値に基づいて各相電圧指令値を補正する。制御モード判定部２６０は、交流モータＭ１の運転条件に応じてＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードの間の切換を行なう。異常検出部４００は、オフセットＦ／Ｂ処理部３００でのＰＩ演算で算出されたオフセットＦ／Ｂ積分項が閾値を上回る状態が所定時間継続したか否かを判断し、当該閾値を上回る状態が所定時間継続したと判断した場合にインバータ１４が異常であることを検出する。異常検出部４００は、交流モータＭ１に所定値以上のトルク変化または回転数変化の発生が検出されたときであって、制御モードの切換が必要と判定された場合には、当該閾値を増加方向に補正する。【選択図】図５
2011019302.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源が出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
前記交流モータの運転条件に応じて、前記交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御モードおよびパルス幅変調制御に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御モードの間の切換の要否を判定する制御モード判定部と、
前記交流モータの各相を流れるモータ電流のオフセット量を補正するためのフィードバック制御を行なうオフセット補正部と、
前記オフセット補正部によって前記オフセット量に基づいて算出されたオフセットフィードバック量を監視することにより、前記インバータが異常であることを検出する異常検出部とを備え、
前記異常検出部は、
前記オフセットフィードバック量が閾値を上回る状態が所定時間継続したか否かを判断し、前記閾値を上回る状態が前記所定時間継続したと判断した場合に、前記インバータが異常であることを検出する異常検出手段と、
前記交流モータに所定値以上のトルク変化または回転数変化が発生したことを検出する変化検出手段と、
前記変化検出手段によって前記所定値以上のトルク変化または回転数変化の発生が検出されたときであって、前記制御モード判定部によって前記第１および第２の制御モードの間の切換が必要であると判定された場合には、前記閾値を増加させるように前記閾値を補正する補正手段とを含む、モータ駆動システムの制御装置。
【請求項２】
前記インバータは、前記交流モータの各相にそれぞれ対応する複数のアームを備え、前記複数のアームの各々は、直列接続された２つのスイッチング素子を含み、
前記異常検出手段は、前記閾値を上回る状態が前記所定時間継続したと判断した場合に、前記複数のアームのうちのいずれか１つのアームに含まれる一方のスイッチング素子が常時オフ状態となるオープン故障であることを検出する、請求項１に記載のモータ駆動システムの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータの異常を検出する技術に関し、特に、インバータの各相アームのうちの一相がオープン故障したことを検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両を走行させるために電動モータを使用する車両が増えつつある。このようなモータを駆動させるために、一般に、インバータが用いられる。
【０００３】
特開２００６−３２０１７６号公報（特許文献１）には、直流電源と、２つの半導体スイッチング素子を直列接続して各相の上下アームを形成し、直流電源の電力を可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータと、このインバータの直流端子間に接続された平滑コンデンサと、インバータの出力交流を供給され車両駆動力を発生する交流電動機と、インバータを制御する制御手段とを備えた電気車制御装置の診断装置において、インバータの直流端子間に２つの抵抗の直列接続体を接続し、この直列接続点をインバータのいずれかの相の上下アームの接続点と接続して診断点を形成するとともに、この診断点の電位を予定の基準値と比較することにより、ショート故障およびオープン故障の診断を実行する構成が開示される。
【０００４】
また、特開２００９−０１７６６５号公報（特許文献２）には、第１から第ｎ（ｎは自然数）のスイッチング回路を含むインバータの異常を検出するための異常検出装置において、第ｉ（ｉはｎ以下の自然数）のスイッチング回路の第１のスイッチング素子を第１の所定時間オンさせたときに第１の所定時間内に所定の閾値を超える過電流が検出された場合に、第ｉのスイッチング回路の第２のスイッチング素子が短絡故障していると判定する構成が開示される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３２０１７６号公報
【特許文献２】特開２００９−０１７６６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、従来より、交流モータの制御方式を、交流モータの運転領域に応じてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式と矩形波電圧制御方式との間で切換える構成が知られている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくＰＷＭに従ってモータ電流が制御されるが、ＰＷＭ制御では線間基本波電圧の確保に限界があるため、ＰＷＭデューティを最大値に固定した矩形波電圧をモータに印加して、当該矩形波電圧の位相制御によって出力トルクを制御する方式（矩形波電圧制御方式）と、通常のＰＷＭ制御方式とを状況に応じて切換えて適用する構成が提案されている。
【０００７】
しかしながら、このような構成では、制御方式の切換点において制御動作が不安定化することによってモータ電流が大きく乱れてしまう可能性がある。その結果、上述したような、診断点の電位やインバータを流れる電流に基づいてインバータの異常を検出する構成においては、この制御方式の切換え時に発生する電位や電流の変動を検出することにより、誤ってインバータの異常と判断してしまうおそれがある。
【０００８】
それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータの異常を正確に検出可能な制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明によるモータ駆動システムの制御装置は、直流電源と、直流電源が出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置である。制御装置は、交流モータの運転条件に応じて、交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御モードおよびパルス幅変調制御に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御モードの間の切換の要否を判定する制御モード判定部と、交流モータの各相を流れるモータ電流のオフセット量を補正するためのフィードバック制御を行なうオフセット補正部と、オフセット補正部によってオフセット量に基づいて算出されたオフセットフィードバック量を監視することにより、インバータが異常であることを検出する異常検出部とを備える。異常検出部は、オフセットフィードバック量が閾値を上回る状態が所定時間継続したか否かを判断し、閾値を上回る状態が所定時間継続したと判断した場合に、インバータが異常であることを検出する異常検出手段と、交流モータに所定値以上のトルク変化または回転数変化が発生したことを検出する変化検出手段と、変化検出手段によって所定値以上のトルク変化または回転数変化の発生が検出されたときであって、制御モード判定部によって第１および第２の制御モードの間の切換が必要であると判定された場合には、閾値を増加させるように閾値を補正する補正手段とを含む。
【００１０】
好ましくは、インバータは、交流モータの各相にそれぞれ対応する複数のアームを備え、複数のアームの各々は、直列接続された２つのスイッチング素子を含む。異常検出手段は、閾値を上回る状態が所定時間継続したと判断した場合に、複数のアームのうちのいずれか１つのアームに含まれる一方のスイッチング素子が常時オフ状態となるオープン故障であることを検出する。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータに発生した異常を正確に検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流モータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。
【図３】制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。
【図４】交流モータの動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態によるモータ駆動システムによるモータ制御構成を説明するブロック図である。
【図６】異常検出部における異常検出手法を説明するタイミングチャートである。
【図７】異常検出部における異常検出手法を説明するフローチャートである。
【図８】モータ回転数が急変した場合における異常検出部による異常検出手法を説明するタイミングチャートである。
【図９】異常検出部における異常検出のための閾値の設定手法を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１４】
（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【００１５】
図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１と、制御装置３０とを備える。
【００１６】
交流モータＭ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１７】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。
【００１８】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。
【００１９】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００２０】
昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００２１】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００２２】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２３】
代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００２４】
昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。
【００２５】
また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００２６】
平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２７】
インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００２８】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００２９】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３０】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）Ｎｍｔおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００３１】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。
【００３２】
代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流Ｉｖ，Ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００３３】
昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００３４】
また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。
【００３５】
さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００３６】
（制御モードの説明）
制御装置３０による交流モータＭ１の制御についてさらに詳細に説明する。
【００３７】
図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００における交流モータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。
【００３８】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、交流モータＭ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。
【００３９】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流モータＭ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。
【００４０】
正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流モータＭ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。
【００４１】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１へ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４２】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流モータＭ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
【００４３】
交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００４４】
したがって、交流モータＭ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。
【００４５】
図３は、制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。
図３のフローチャートに示されるように、図示しない上位ＥＣＵによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧ととシステム電圧ＶＨの最大値（ＶＨ最大値）との関係に従って、矩形波電圧制御モードおよびＰＷＭ制御モードのいずれを適用してモータ制御を行なうか否かを決定する（ステップＳ１２０）。ＰＷＭ制御モードの適用時に、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御モードのうちから適正な制御モードが適用される。
【００４６】
図４には、交流モータＭ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図４を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００４７】
図５は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムによるモータ制御構成を説明するブロック図である。図５に示されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現することができる。
【００４８】
図５を参照して、ＰＷＭ制御部２００およびオフセットＦ／Ｂ（フィードバック）処理部３００は、ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってインバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。なお、図示は省略するが、制御装置３０は、矩形波電圧制御モードの選択時に、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御を実行するための矩形波電圧制御部をさらに備えている。
【００４９】
具体的には、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２４０と、ＰＩ演算部２３０と、ＰＷＭ信号生成部２５０と、制御モード判定部２６０とを含む。
【００５０】
電流指令生成部２１０は、予め定められたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００５１】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００５２】
ＰＩ演算部２３０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２３０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００５３】
座標変換部２４０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯への変換には、システム電圧ＶＨも反映される。
【００５４】
座標変換部２４０によって変換された各相電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯には、さらに、オフセットＦ／Ｂ処理部３００によって生成されたオフセット補正値ΔＶｕ♯，ΔＶｖ♯，ΔＶｗ♯が加算される。そして、各相電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯にオフセット補正値ΔＶｕ♯，ΔＶｖ♯，ΔＶｗ♯を加算した値が、最終的な各相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊としてＰＷＭ信号生成部２５０に与えられる。
【００５５】
詳細には、オフセットＦ／Ｂ処理部３００は、交流モータＭ１に流れるモータ電流からオフセット補正値を算出し、その算出したオフセット補正値に基づいて各相電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を補正する。具体的には、オフセットＦ／Ｂ処理部３００は、オフセット演算部３１０と、ＰＩ演算部３２０と、リミッタ３３０とを含む。
【００５６】
オフセット演算部３１０は、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに含まれるオフセット量を算出する。具体的には、オフセット演算部３１０は、そのときの目標モータ電流（ｄ軸，ｑ軸電流指令値に対応する各相モータ電流の目標値）の平均値を、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの平均値から減算し、この偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗをオフセット量としてＰＩ演算部３２０に供給する。
【００５７】
ＰＩ演算部３２０は、オフセット量Δｉｕ，Δｉｖ，ΔｉｗにＰゲインを乗算してＰフィードバック値を算出するとともに、オフセット量Δｉｕ，Δｉｖ，ΔｉｗにＩゲインを乗算してＩフォードバック値を算出し、これらを加算して各相電圧指令値のオフセット補正値ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを算出する。なお、以下では、ＰＩ演算部３２０によって算出されるＰフィードバック値を、「オフセットＦ／Ｂ用積分項」とも称する。
【００５８】
リミッタ３３０は、オフセットＦ／Ｂ処理によって補正可能な範囲を制限する。具体的には、リミッタ３３０は、ＰＩ演算部３２０から供給されるオフセット補正値ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを、予め定められた補正範囲の上限値（以下、「制御リミッタ」とも称する）を超えないように制限する。
【００５９】
なお、このようにオフセット補正値を制限する構成としたのは、例えば電流センサ２４に異常があってセンサ誤差が大きくなる場合には、オフセット量も増大するため、当該オフセット量に従って電圧指令値を補正することによって、却って正常な制御ができなくなるためである。
【００６０】
したがって、リミッタ３３０は、制御リミッタを用いてＰＩ演算部３２０からのオフセット補正値ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗに制限をかけることにより、最終的なオフセット補正値ΔＶｕ♯，ΔＶｖ♯，ΔＶｗ♯として出力する。そして、このオフセット補正値ΔＶｕ♯，ΔＶｖ♯，ΔＶｗ♯がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯にそれぞれ加算されることによって、最終的な各相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が生成される。
【００６１】
ＰＷＭ信号生成部２５０は、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と所定の搬送波との比較に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４がＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。
【００６２】
このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成されることにより、交流モータＭ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って制御される。
【００６３】
制御モード判定部２６０は、図３に示したフローチャートに従ってＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御／過変調ＰＷＭ制御）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭの一方を選択する。
【００６４】
制御モード判定部２６０は、ＰＩ演算部２３０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。
【００６５】
Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ  …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯  …（２）
さらに、制御モード判定部２６０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。
【００６６】
Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２６０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部２６０による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２５０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御時には、ＰＷＭ信号生成部２５０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御時の一般的なものから切換えられる。
【００６７】
あるいは、式（３）により求められた変調率ＫｍｄがＰＷＭ制御モードにより実現可能な範囲を超えている場合には、制御モード判定部２６０は、矩形波電圧制御モードへの変更を促す出力を上位ＥＣＵ（図示せず）に対して送出する。なお、このような制御モード判定部２６０における制御モードの切換の判定結果については、以下に述べる異常検出部４００に対しても送出される。
【００６８】
（インバータの異常検出）
ここで、ＰＷＭ制御モードまたは矩形波電圧制御の実行中に、インバータ１４の各相アーム１５〜１７のうちの一相がオープン故障（スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のいずれかが常時オフとなる故障）をした場合には、故障した相のモータ電流の半波が流れなくなり、平均的にはオフセット電流が交流モータＭ１に流れることとなる。このオフセット電流の影響で交流モータＭ１のロータに過電流が発生してロータが発熱するため、ロータの磁力が減少し交流モータＭ１の出力が低下するという二次的な故障が生じる。
【００６９】
そのため、本実施の形態に従うモータ駆動システム１００では、制御装置３０は、インバータ１４のオープン故障を検出するための異常検出部４００をさらに備えている。
【００７０】
異常検出部４００は、図５に示すように、オフセットＦ／Ｂ処理部３００におけるオフセットＦ／Ｂ用積分項を監視することによってインバータ１４のオープン故障を検出する。
【００７１】
図６は、異常検出部４００における異常検出手法を説明するタイミングチャートである。図６には、ＰＷＭ制御中にインバータ１４のＵ相の上アーム（スイッチング素子Ｑ３）がオープン故障した場合のＵ相電流ｉｕ，Ｕ相電流ｉｕに含まれるオフセット量および当該オフセット量に基づいてオフセットＦ／Ｂ処理部３００において算出されるオフセットＦ／Ｂ用積分項の時間的な変化が示されている。
【００７２】
図６を参照して、Ｕ相の上アームがオープン故障する時刻ｔ１までの正常状態では、Ｕ相電流ｉｕが正常に流れているので、Ｕ相電流のオフセット量Δｉｕは略零となっている。したがって、オフセットＦ／Ｂ処理部３００（図５）において算出されるオフセットＦ／Ｂ用積分項も略零を示している。
【００７３】
時刻ｔ１においてＵ相の上アームがオープン故障すると、図６に示すようにＵ相電流ｉｕの上側半分が流れなくなり、平均的にオフセット電流が交流モータＭ１に流れることになる。この時刻ｔ１以降において、Ｕ相電流のオフセット量Δｉｕは、Ｕ相電流ｉｕの波形を反映して電流を減少させる方向に増加する。
【００７４】
そして、オフセット量Δｉｕが増加すると、オフセットＦ／Ｂ処理部３００では、電圧指令値に対するオフセット補正値を生成するための処理が行なわれる。その結果、オフセットＦ／Ｂ処理部３００にて算出されるオフセットＦ／Ｂ用積分項（＝オフセット量×Ｐゲイン）も増大する。
【００７５】
異常検出部４００は、このオフセットＦ／Ｂ用積分項を監視しており、時刻ｔ３においてオフセットＦ／Ｂ積分項が閾値を超えると、異常カウントの加算処理を実行する。この閾値は、たとえば制御リミッタに設定されている。そして、時刻ｔ４において異常カウントが予め設定された異常確定時間に達すると、異常検出部４００は、オープン故障が生じている異常状態と判断し、異常確定フラグをセットする。
【００７６】
図７は、異常検出部４００における異常検出手法を説明するフローチャートである。
図７を参照して、異常検出部４００は、ＰＩ演算部３２０からオフセットＦ／Ｂ積分項を受け、リミッタ３３０から制御リミッタを受けると、オフセットＦ／Ｂ積分項が制御リミッタを上回っているか否かを判断する（ステップＳ０１）。オフセットＦ／Ｂ積分項が制御リミッタを上回っている場合（ステップＳ０１にてＹＥＳ）には、異常カウントを加算し（ステップＳ０２）、異常カウントが予め定められた異常確定時間以上であると（ステップＳ０３にてＹＥＳ）、オープン故障が生じている異常状態と判断する（ステップＳ０４）。なお、異常カウンタが異常確定時間に達していない場合（ステップＳ０３にてＮＯ）には、処理が再びＳ０１に戻される。
【００７７】
一方、異常検出部４００は、オフセットＦ／Ｂ積分項が制御リミッタ以下である場合（ステップＳ０１にてＮＯ）には、オープン故障が生じていない正常状態と判断する（ステップＳ０５）。なお、この際、異常カウントはリセットされる。
【００７８】
このように、異常検出部４００は、オフセットＦ／Ｂ処理部３００におけるオフセットＦ／Ｂ用積分項を監視することによってインバータ１４のオープン故障を検出する。
【００７９】
しかしながら、図６に示すような電流オフセットは、オープン故障が発生した場合だけでなく、上述した交流モータＭ１の制御モードをＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとの間で切換える際にも発生する。制御モードの違いによるインバータ１４のスイッチングタイミングのずれや交流モータＭ１に印加される波形の違いが生じるためである。したがって、交流モータＭ１の制御モードの切換え時においても、オフセットＦ／Ｂ積分項が増加する。その結果、オフセットＦ／Ｂ積分項が制御リミッタを超えた場合には、異常検出部４００が誤ってオープン故障が生じている異常状態であると判断してしまう可能性があった。
【００８０】
そこで、このような誤った異常検出を防止するために、本実施の形態に従う異常検出部４００では、交流モータＭ１の運転条件（トルクおよび回転数）および制御モードの切換状態に関する情報に応じて、異常判定のための閾値を可変に設定する構成とする。
【００８１】
図８は、モータ回転数が急変した場合における異常検出部４００による異常検出手法を説明するタイミングチャートである。
【００８２】
図８を参照して、時刻ｔ１１にて上アームがオープン故障すると、Ｕ相電流ｉｕの上側半分の電流が流れなくなり、平均的にオフセット電流が交流モータＭ１に流れる。そのため、時刻ｔ１１以降においては、Ｕ相電流のオフセット量ΔＩｕが増加し、これに伴なってオフセットＦ／Ｂ積分項も増加する。
【００８３】
ここで、時刻ｔ１１以降の時刻ｔ１３において、駆動輪のスリップが生じたことによって交流モータＭ１の回転数が急変したものとする。このとき、回転数が高回転数域（図４のＡ２に相当）に含まれる場合には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数に基づいて算出されるモータ必要電圧（誘起電圧）がＶＨ最大電圧に達してしまう。そのため、制御モード判定部２６０によって、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへ切換えられる。
【００８４】
そして、交流モータＭ１の制御モードの切換えが行なわれると、切換えの際において上述した電流オフセットが発生する。そのため、図８に示すように、Ｕ相電流ｉｕのオフセット量ΔＩｕがさらに増大する。
【００８５】
このとき、異常検出部４００においては、モータ回転数の急変および制御モードの切換えが検出されると、インバータ１４の異常を検出するための閾値を、制御リミッタよりも大きい値となるように補正する。
【００８６】
なお、この閾値は、電流センサ２４の誤差および制御モード切換時における電流オフセット量に基づいて設定される。例えばモータ回転数が急変していない運転条件では、閾値はリミッタ３３０における制御リミッタと等しい値に設定される。そして、モータ回転数が急変している運転条件においては、閾値は、制御モード切換時における電流オフセット量を上回る値に設定される。
【００８７】
このようにモータ回転数の急変に応じて異常検出のための閾値を増加方向に補正したことにより、異常検出部４００は、時刻ｔ１４にてオフセットＦ／Ｂ積分項が補正後の閾値を超えたときに、異常カウントの加算処理を実行する。そして、時刻ｔ１５において異常カウントが予め設定された異常確定時間に達すると、異常検出部４００は、オープン故障が生じている異常状態と判断し、異常確定フラグをセットする。
【００８８】
図９は、異常検出部４００における異常検出のための閾値の設定手法を説明するフローチャートである。
【００８９】
図９を参照して、異常検出部４００は、交流モータＭ１の回転数が急変したか否かを判断し（ステップＳ１１）、回転数が急変していると（ステップＳ１１にてＹＥＳ）、さらに制御モードの切換えが発生したか否かを判断する（ステップＳ１２）。なお、ステップＳ１１の判断は、一例として、一定期間において所定値以上の回転数変化が生じたか否かに基づいて行なわれる。
【００９０】
制御モードの切換えが発生しているとき（ステップＳ１２にてＹＥＳ）には、異常検出部４００は、異常検出のための閾値を上げる（ステップＳ１３）。一方、交流モータＭ１の回転数が急変していないとき（ステップＳ１１にてＮＯ）、あるいは回転数が急変していても制御モードの切換えが生じていないとき（ステップＳ１２にてＮＯ）には、異常検出部４００は、閾値を初期値（たとえば制御リミッタ）に設定する（ステップＳ１４）。
【００９１】
なお、図８および図９では、交流モータＭ１の運転条件として回転数が急変した場合について説明したが、交流モータＭ１のトルクが急変した場合においても、制御モードの切換えに応じて閾値が補正される。すなわち、異常検出部４００は、交流モータＭ１に所定値以上のトルク変化または回転数変化の発生が検出されたときであって、制御モードの切換が必要であると判定された場合には、異常検出のための閾値を増加させるように当該閾値を補正する。
【００９２】
以上のように、本実施の形態においては、各相モータ電流のオフセット量に基づくオフセットＦ／Ｂ積分項を監視することによって、インバータ１４のオープン故障を検出する。このとき、交流モータＭ１の運転条件および制御モードの切換え状態に関する情報に応じて当該閾値を可変に設定する。これにより、交流モータＭ１の回転数が急変したことによって制御モードの切換えが生じた場合には、切換え時の電流オフセット量に応じて当該閾値が増加方向に補正されるため、オフセットＦ／Ｂ積分項との関係から誤ってオープン故障と判断されるのを未然に防止することができる。その結果、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータの異常を正確に検出することができる。
【００９３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９４】
５  アース線、６，７  電力線、１０♯  直流電圧発生部、１０，１３  電圧センサ、１１，２４  電流センサ、１２  昇降圧コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２５  回転角センサ、３０  制御装置、１００  モータ駆動システム、２００  ＰＷＭ制御部、２１０  電流指令生成部、２２０，２４０  座標変換、２３０，３２０  ＰＩ演算部、２５０  ＰＷＭ信号生成部、２６０  制御モード判定部、３００  オフセットＦ／Ｂ処理部、３１０  オフセット演算部、３３０  リミッタ、４００  異常検出部、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー。
【図１】
2011019302.tif 000003
【図２】
2011019302.tif 000004
【図３】
2011019302.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2011019302.tif 000009
【図８】
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【図９】
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