(57)【要約】【課題】電圧レベルが変動する増幅信号が負荷に供給されても、負荷の低インピーダンス状態に起因する過電流を検出できる過電流検出回路及び信号増幅装置を提供する。【解決手段】信号増幅装置１Ａの中の過電流検出回路３Ａは、比較回路３０と判定回路４０Ａとを有する。比較回路３０は、入力信号の電圧ＶＩＮと反転増幅回路１０の出力電圧Ｖ２とを比較し、その比較結果に応じた信号を出力する。判定回路４０Ａは、その比較結果に基づいて過電流を検出する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する第１の反転増幅回路の出力端子に接続された第１の入力端子と、前記第１の反転増幅回路の出力を増幅する第２の反転増幅回路の出力端子に接続された第２の入力端子とを有する負荷における前記第１及び第２の入力端子間のインピーダンス状態の変化に起因する過電流を検出する過電流検出回路であって、
前記入力信号の電圧と前記第２の反転増幅回路の出力電圧とを比較し、その比較結果に応じた信号を出力する比較回路と、
前記比較回路の出力に基づいて前記過電流を検出する判定回路と
を備えることを特徴とする過電流検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の過電流検出回路であって、
前記比較回路は、前記電圧差が第１の閾値以上に変化した場合、または前記電圧差が第２の閾値以下に変化した場合に自己の出力の電圧レベルを切り換えるコンパレータであり、
前記判定回路は、前記コンパレータの出力をサンプリングし、そのサンプリング結果に基づいて前記過電流を検出する
ことを特徴とする過電流検出回路。
【請求項３】
請求項１に記載の過電流検出回路であって、
前記比較回路は、
前記入力信号と前記第２の反転増幅回路の出力との電圧差を増幅する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力を平滑化するフィルタ回路とを含み、
前記判定回路は、
前記フィルタ回路の出力電圧に対応する周波数を持つ発振信号を出力する電圧−周波数変換器と、
前記発振信号の周波数に基づいて前記過電流を検出する判定部とを含む
ことを特徴とする過電流検出回路。
【請求項４】
請求項１に記載の過電流検出回路であって、
前記比較回路は、
前記入力信号と前記第２の反転増幅回路の出力との電圧差を増幅する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力を平滑化するフィルタ回路とを含み、
前記判定回路は、
前記フィルタ回路のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号に基づいて前記過電流を検出する判定部とを含む
ことを特徴とする過電流検出回路。
【請求項５】
請求項１から４のうちのいずれか１項に記載の過電流検出回路であって、前記入力信号は、外部音源から供給された音響信号であり、前記負荷はスピーカであることを特徴とする過電流検出回路。
【請求項６】
前記第１の反転増幅回路及び前記第２の反転増幅回路を含む信号増幅部と、
請求項１から５のうちのいずれか１項に記載の過電流検出回路と
を備えることを特徴とする信号増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気信号が供給される負荷のインピーダンス状態の変化に起因する過電流を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
音響機器などの負荷（たとえば、スピーカ）に電気的短絡が発生すると、この負荷に接続されている信号増幅回路などの信号供給回路に過電流が流れることにより、信号供給回路がダメージを受けるという問題がある。この問題を回避するために過電流を検出する技術が、たとえば、特開２００１−４６７４号公報（特許文献１）や特開２００８−５００９号公報（特許文献２）に開示されている。
【０００３】
特許文献１には、電源部から負荷に電流を供給する電流供給回路が開示されている。この電流供給回路は、負荷に供給される負荷電流に比例する電流を生成し、この電流を積分することで得た電圧レベルを所定の基準電圧と比較することで過電流を検出している。
【０００４】
一方、特許文献２には、負荷であるスピーカの電気的短絡を検出する信号増幅装置が開示されている。この信号増幅装置は、スピーカに増幅信号を供給する信号増幅器と、この信号増幅器とスピーカとの間を接続または切断する開閉回路と、この開閉回路とスピーカとの間に抵抗器を介して所定の電圧を印加する内部電源と、マイコンとを備えている。この信号増幅装置は、スピーカへの増幅信号の供給に先立ち、電気的短絡の有無を検査する。このとき、開閉回路により信号増幅器と抵抗器との間は切断される。この状態で、マイコンは、スピーカと抵抗器との間の電圧レベルを監視し、スピーカのインピーダンスと抵抗器の電気抵抗とによって定まる分圧比を検出電圧として検出する。マイコンは、検出電圧が所定の閾値を超えている場合は、信号増幅器と抵抗器との間を開閉回路に接続させる（開閉回路の状態をオフからオンに切り換える）が、検出電圧が所定の閾値以下である場合は電気的短絡が生じたと判定して信号増幅器と抵抗器との間を接続させない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−００４６７４号公報（図１、請求項１）
【特許文献２】特開２００８−００５００９号公報（図１、段落００２６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記特許文献１に開示されている技術は、上述したように、負荷電流から生成された電圧レベルを基準電圧と比較することで過電流の発生を検出する。しかしながら、負荷電流が不規則に変動する場合には、過電流を検出するための基準電圧を設定することが難しく、過電流を正確に検出することができないという問題がある。一方、特許文献２に開示されている技術では、マイコンは、電気的短絡が生じていないと判定したときにのみ、信号増幅器をスピーカに接続させる。よって、電気的短絡の有無を検査している最中には音響信号を増幅してスピーカに供給することができない。言い換えれば、音響信号が増幅されてスピーカに供給されている通常動作時には、電気的短絡を検出することができないという問題がある。
【０００７】
上記に鑑みて本発明の目的は、変動する電圧レベルを有する増幅信号が負荷に供給されている最中でも、負荷のインピーダンス状態の変化に起因する過電流を検出することができる過電流検出回路及び信号増幅装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による過電流検出回路は、入力信号を増幅する第１の反転増幅回路の出力端子に接続された第１の入力端子と、前記第１の反転増幅回路の出力を増幅する第２の反転増幅回路の出力端子に接続された第２の入力端子とを有する負荷における前記第１及び第２の入力端子間のインピーダンス状態の変化に起因する過電流を検出する過電流検出回路であって、前記入力信号と前記第２の反転増幅回路の出力との間の電圧差に応じた比較結果を出力する比較回路と、前記比較結果に基づいて前記過電流を検出する判定回路とを備えることを特徴とする。
【０００９】
本発明による信号増幅回路は、前記第１の反転増幅回路及び前記第２の反転増幅回路を含む信号増幅部と、前記過電流検出回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、不規則に変動する電圧レベルを有する増幅信号が負荷に供給されている最中でも、過電流を正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係る信号増幅装置の構成の一例を概略的に示す図である。
【図２】スピーカが正常動作状態にある場合の実施の形態１に係る信号増幅装置における各種信号電圧の波形を概略的に示すタイミングチャートである。
【図３】スピーカが異常動作状態にある場合の実施の形態１に係る信号増幅装置における各種信号電圧の波形を概略的に示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施の形態２に係る信号増幅装置の構成を概略的に示す図である。
【図５】本発明の実施の形態３に係る信号増幅装置の構成を概略的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る信号増幅装置１Ａの構成の一例を概略的に示す図である。この信号増幅装置１Ａは、反転増幅回路１０，２０からなる信号増幅部２、過電流検出回路３Ａ、コントローラ５０及びスピーカ（負荷）４を備える。
【００１４】
入力端子ＩＮには、外部音源（図示せず）から供給された音響信号が入力される。反転増幅器２０は、入力端子ＩＮに入力された音響信号を増幅する。反転増幅器２０の出力電圧の位相は、入力端子ＩＮにおける入力電圧ＶＩＮの位相に対して反転している。反転増幅器２０の出力端子はスピーカ４のプラス端子（＋）に接続されている。
【００１５】
図１に示されるように、反転増幅器２０は、オペアンプ（演算増幅器）２１を有しており、このオペアンプ２１の反転入力端子（−）は、抵抗値Ｒ２２を持つ入力抵抗素子２２を介して入力端子ＩＮと接続され、オペアンプ２１の非反転入力端子（＋）には基準電圧ＳＧが印加されている。本実施の形態では、基準電圧ＳＧが電源電圧ＶＤＤの約１／２に設定されている。また、オペアンプ２１の出力端子は、抵抗値Ｒ２３を持つ帰還抵抗素子２３を介してオペアンプ２１の反転入力端子（−）と接続されることにより、負帰還ループが構成されている。このような反転増幅器２０の電圧増幅率は１倍となるように入力抵抗素子２２及び帰還抵抗素子２３の抵抗値Ｒ２２，Ｒ２３が調整されている。
【００１６】
一方、反転増幅回路１０は、反転増幅器２０の出力を増幅する。この反転増幅回路１０の出力端子はスピーカ４のマイナス端子（−）に接続されている。反転増幅回路１０の構成は反転増幅器２０の構成と略同じである。すなわち、図１に示されるように、反転増幅器１０は、オペアンプ１１を有しており、このオペアンプ１１の反転入力端子（−）は、抵抗値Ｒ１２を持つ入力抵抗素子１２を介して反転増幅器２０の出力端子と接続されている。また、オペアンプ１１の非反転入力端子（＋）には基準電圧ＳＧが印加されている。さらに、オペアンプ１１の出力端子は、抵抗値Ｒ１３を持つ帰還抵抗素子１３を介してオペアンプ１１の反転入力端子（−）と接続されることにより、負帰還ループが構成されている。反転増幅器１０の電圧増幅率は１倍となるように入力抵抗素子１２及び帰還抵抗素子１３の抵抗値Ｒ１２，Ｒ１３が調整されている。
【００１７】
スピーカ４は、スピーカ４のプラス端子（＋）とマイナス端子（−）との電位差ΔＶ（＝Ｖ１−Ｖ２）に応じて動作する。スピーカ４の内部抵抗などの回路が正常な場合は、スピーカ４におけるプラス端子（＋）とマイナス端子（−）間の状態は正常動作状態（高インピーダンス状態）にあるので、これらプラス端子（＋）とマイナス端子（−）間に電気的短絡は発生しない。また、反転増幅器１０の出力電圧の位相は、反転増幅器２０の出力電圧の位相に対して反転しているので、スピーカ４のマイナス端子（−）の電圧Ｖ２と入力電圧ＶＩＮとは互いに同じ位相を有する。このとき、電圧Ｖ２と入力電圧ＶＩＮとの差がほとんどゼロに等しくなるように反転増幅回路１０，２０の特性が定められている。
【００１８】
一方、スピーカ４の内部回路に異常が発生した場合、すなわち、スピーカ４におけるプラス端子（＋）とマイナス端子（−）との間の状態が高インピーダンス状態から低インピーダンス状態（電気的短絡などによる異常動作状態）に変化した場合（たとえば、プラス端子（＋）とマイナス端子（−）との間の内部抵抗値が小さくなった場合）は、たとえば、スピーカ４のマイナス端子（−）とプラス端子（＋）との間に電気的短絡が生じて、一方の反転増幅回路１０からスピーカ４の内部回路を介して反転増幅器２０に至る過電流の電流経路が形成され得る。あるいは、スピーカ４の低インピーダンス状態に起因してこのスピーカ４のプラス端子（＋）またはマイナス端子（−）の電位が低下することにより、プラス端子（＋）に接続される反転増幅器２０内またはマイナス端子（−）に接続される反転増幅回路１０内で過電流が発生する場合もある。
【００１９】
スピーカ４の状態が低インピーダンス状態に変化すると、スピーカ４のマイナス端子（−）とプラス端子（＋）との電圧差ΔＶｉの絶対値（＝｜ＶＩＮ−Ｖ２｜）が小さくなる。過電流検出回路３Ａは、この電圧差ΔＶｉの変化に基づいて過電流を検出するために、コンパレータ（ＣＭＰ１）３０と判定回路４０Ａとを有する。コンパレータ（比較回路）３０は、入力電圧ＶＩＮと電圧Ｖ２とを比較し、その比較結果に応じて、Ｈ（Ｈｉｇｈ）レベル及びＬ（Ｌｏｗ）レベルのうちいずれか一方の電圧レベルの信号を出力する。判定回路４０Ａは、コンパレータ３０の出力に基づいて過電流を検出する。図１に示されるように、コンパレータ３０の一方の入力端子（−）には電圧Ｖ２が印加され、その他方の入力端子（＋）には入力電圧ＶＩＮが印加されている。コンパレータ３０は、電圧差ΔＶｉに応じた比較結果を出力する機能を有する。本実施の形態では、コンパレータ３０は、ヒステリシス特性（互いに異なる２つの閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２）を有するシュミットトリガ型のヒステリシス・コンパレータである。
【００２０】
スピーカ４が高インピーダンス状態にあり、コンパレータ３０の出力電圧ＶＣＲがＬレベルにある場合は、電圧差ΔＶｉに揺らぎが生じたとしても、コンパレータ３０のヒステリシス特性により出力電圧ＶＣＲはＬレベルを維持し続ける。その後、スピーカ４が高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に変化したことにより電圧差ΔＶｉが上昇して閾値Ｖｔｈ１以上に遷移すると、コンパレータ３０は、自己の出力電圧ＶＣＲをＬレベルからＨレベルに切り換える。その後、電圧差ΔＶｉが閾値Ｖｔｈ１以上の値から閾値Ｖｔｈ２以下の値に遷移すると、コンパレータ３０は、自己の出力電圧ＶＣＲをＨレベルからＬレベルに切り換える。
【００２１】
図２（Ａ）〜（Ｄ）は、スピーカ４が正常動作状態（高インピーダンス状態）にある場合の信号増幅装置１Ａにおける各種信号電圧の波形を概略的に示すタイミングチャートである。図２（Ａ）は、音響信号の電圧ＶＩＮの波形を、図２（Ｂ）は、スピーカ４のプラス端子（＋）の電圧Ｖ１の波形を、図２（Ｃ）は、スピーカ４のマイナス端子（−）の電圧Ｖ２の波形を、図２（Ｄ）は、コンパレータ３０の出力電圧ＶＣＲのパルス波形をそれぞれ示している。説明の便宜上、図２（Ａ）に示す電圧ＶＩＮの波形を正弦波としたが、実際の音響信号の電圧波形は不規則に変動し得るものである。図２（Ｄ）に示されるようにコンパレータ３０の出力電圧ＶＣＲはＬレベルである。
【００２２】
図３（Ａ）〜（Ｅ）は、スピーカ４が正常動作状態から異常動作状態（低インピーダンス状態）に変化した場合の信号増幅装置１Ａにおける各種信号電圧の波形を概略的に示すタイミングチャートである。図３（Ａ）は、音響信号の電圧ＶＩＮの波形を、図３（Ｂ）は、スピーカ４のプラス端子（＋）の電圧Ｖ１の波形を、図３（Ｃ）は、スピーカ４のマイナス端子（−）の電圧Ｖ２の波形を、図３（Ｄ）は、電圧差ΔＶｉ（＝ＶＩＮ−Ｖ２）の波形を、図３（Ｅ）は、コンパレータ３０の出力電圧ＶＣＲのパルス波形をそれぞれ実線で示している。
【００２３】
図３（Ｂ）及び図３（Ｃ）に示されるように、スピーカ４の低インピーダンス状態により電圧Ｖ１，Ｖ２の波形は歪む。このとき、図３（Ｄ）に示されるように電圧差ΔＶｉが上昇してコンパレータ３０の第１の閾値Ｖｔｈ１に達したとき、コンパレータ３０は、電圧差ΔＶｉの正の部分Ｐｗを検出し、出力電圧ＶＣＲをＬレベルからＨレベルに切り換える（時刻ｔ１またはｔ３）。その後、電圧差ΔＶｉが下降してコンパレータ３０の第２の閾値Ｖｔｈ２（Ｖｔｈ２＜Ｖｔｈ１）に達したときに、コンパレータ３０は出力電圧ＶＣＲをＨレベルからＬレベルに切り換える（時刻ｔ２またはｔ４）。
【００２４】
なお、図３（Ｄ）及び図３（Ｅ）の例では、第１及び第２の閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２は共に正の値であるが、これに限定されるものではない。第１及び第２の閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を共に負の値に設定して（Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２）、電圧差ΔＶｉの負の部分Ｎｗを検出してもよい。
【００２５】
判定回路４０Ａにおいては、サンプリング部４１は、コンパレータ３０の出力を連続的にサンプリングし、そのサンプリング結果として出力電圧ＶＣＲのレベルを示すデータを判定部４２に与える。判定部４２は、一定個数以上の連続するサンプリング結果に基づいて、スピーカ４の低インピーダンス状態に起因する過電流が生じたと判定することができる。
【００２６】
判定部４２は、コンパレータ３０の出力電圧ＶＣＲのサンプリング結果に基づいて過電流の発生を検出したとき、その検出結果をコントローラ５０に通知する。コントローラ５０は、その検出結果に応じて、制御信号Ｓｃを反転増幅回路１０と反転増幅器２０とに供給して反転増幅回路１０及び反転増幅器２０の動作を一時的に停止させる。具体的には、オペアンプ１１とオペアンプ２１をそれぞれ構成するスイッチング・トランジスタ（たとえば、Ｐ型ＭＯＳトランジスタやＮ型ＭＯＳトランジスタ）を非導通状態（オフ状態）にする制御信号Ｓｃが供給される。これにより、信号増幅部２が過電流の影響を受けて動作不良となることを防止することができる。
【００２７】
上記したように、実施の形態１の過電流検出回路３Ａは、互いに同じ位相を有する入力信号電圧ＶＩＮと電圧Ｖ２との電圧差を用いて過電流を検出するので、電圧レベルが不規則に変動する増幅信号電圧Ｖ１，Ｖ２がスピーカ４に供給されている最中でも、過電流の有無を監視することができる。
【００２８】
実施の形態２．
次に、実施の形態２について説明する。図４は、実施の形態２に係る信号増幅装置１Ｂの構成を概略的に示す図である。この信号増幅装置１Ｂは、信号増幅部２、過電流検出回路３Ｂ、コントローラ５０及びスピーカ（負荷）４を備える。この信号増幅装置１Ｂの信号増幅部２，スピーカ４及びコントローラ５０の構成は、実施の形態１に係る信号増幅部２，スピーカ４及びコントローラ５０の構成と同じである。
【００２９】
過電流検出回路３Ｂは、差動増幅回路３１，フィルタ回路３８及び判定回路４０Ｂを有する。差動増幅回路３１は、入力電圧ＶＩＮとスピーカ４のマイナス端子（−）の電圧Ｖ２との電圧差ΔＶｉ（＝ＶＩＮ−Ｖ２）を増幅する機能を有する。フィルタ回路３８は、差動増幅回路３１の出力電圧を平滑化（フィルタリング）する機能を有している。これら差動増幅回路３１とフィルタ回路３８とにより、入力電圧ＶＩＮと電圧Ｖ２とを比較し、その比較結果に応じた信号を出力する比較回路を構成することができる。
【００３０】
図４に示されるように、差動増幅回路３１は、オペアンプ（演算増幅器）３２を有しており、このオペアンプ３２の反転入力端子（−）は、抵抗値Ｒ２を持つ入力抵抗素子３３を介してスピーカ４のマイナス端子（−）に接続されている。オペアンプ３２の非反転入力端子（＋）は、抵抗値Ｒ４を持つ入力抵抗素子３４を介して入力端子ＩＮと接続されている。また、非反転入力端子（＋）は抵抗値Ｒ５を持つ抵抗素子３５と接続されており、抵抗素子３５には基準電圧ＳＧが供給されている。さらに、オペアンプ３２の出力端子は、抵抗値Ｒ３を持つ帰還抵抗素子３６を介して反転入力端子（−）に接続されている。
【００３１】
たとえば、抵抗値Ｒ４が抵抗値Ｒ２と同じ値に設定され、かつ抵抗値Ｒ５が抵抗値Ｒ３と同じ値に設定されたとき、差動増幅回路３１の出力電圧ＶＤは、ＶＤ＝（Ｒ３／Ｒ２）×（ＶＩＮ−Ｖ２）＋ＳＧ、で与えられる。よって、入力端子ＩＮに図４（Ａ）に示すような正弦波の音響信号が入力されたとき、差動増幅回路３１は、図４（Ｄ）に示した電圧差ΔＶｉ（＝ＶＩＮ−Ｖ２）を増幅して出力することとなる。
【００３２】
フィルタ回路３８は、差動増幅回路３１と並列に接続されたキャパシタＣ１を含む。図４に示されるようにキャパシタＣ１の一端は差動増幅回路３１の出力端子と接続され、キャパシタＣ１の他端は接地されている。なお、差動増幅回路３１にオフセット電圧を与えてフィルタ回路３８の出力電圧レベルを調整することができる。このオフセット電圧は、たとえば、抵抗値Ｒ４，Ｒ５の比率（＝Ｒ４／Ｒ５）を調整することで所望の値に設定できる。あるいは、オペアンプ３２内の差動入力段において、非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）とにそれぞれ接続されたトランジスタを流れるドレイン電流量の差を制御することでオフセット電圧を与えてもよい。
【００３３】
判定回路４０Ｂは、電圧−周波数変換器である電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）４３と判定部４４とを含む。電圧制御発振器４３は、フィルタ回路３８の出力電圧に対応する周波数を持つ発振信号を出力する。判定部４４は、発振信号を一連のパルスに変換し、単位時間当たりのパルスの個数を計数し、その計数結果を発振信号の周波数を示すデータとして取得する。そして、判定部４４は、ルックアップテーブル（ＴＢＬ）４４Ｔを参照して、周波数に対応する過電流の大きさを把握することができる。このルックアップテーブル４４Ｔは、周波数と過電流の大きさとの対応関係が予め記録されたものである。ルックアップテーブル４４Ｔに代えて、周波数の値を入力としたときに過電流の大きさを算出するための判定式が使用されてもよい。
【００３４】
判定部４４は、過電流の発生を検出したとき、その検出結果をコントローラ５０に通知する。実施の形態１の場合と同様に、コントローラ５０は、その検出結果に応じて、制御信号Ｓｃを反転増幅回路１０と反転増幅器２０とに供給して反転増幅回路１０及び反転増幅器２０の動作を一時的に停止させる。
【００３５】
上記したように、実施の形態２の過電流検出回路３Ｂは、上記実施の形態１と同様に、電圧レベルが不規則に変動する増幅信号電圧Ｖ１，Ｖ２がスピーカ４に供給されている最中でも、過電流の有無を監視することができる。実施の形態２の過電流検出回路３Ｂは、さらに電圧差ΔＶｉ（＝ＶＩＮ−Ｖ２）に相当する周波数情報を取得し、この周波数情報に基づいて過電流の大きさを把握することができるので、実施の形態１と比べると、過電流の検出精度を向上させることができる。
【００３６】
実施の形態３．
次に、実施の形態３について説明する。図５は、実施の形態３に係る信号増幅装置１Ｃの構成を概略的に示す図である。信号増幅装置１Ｃは、信号増幅部２、過電流検出回路３Ｃ、コントローラ５０及びスピーカ（負荷）４を備える。この信号増幅装置１Ｃの信号増幅部２，スピーカ４及びコントローラ５０の構成は、実施の形態１に係る信号増幅部２，スピーカ４及びコントローラ５０の構成と同じである。また、過電流検出回路３Ｃの構成は、判定回路４０Ｃを除いて実施の形態２の過電流検出回路３Ｂの構成と同じである。
【００３７】
過電流検出回路３Ｃは、差動増幅回路３１，フィルタ回路３８及び判定回路４０Ｃを有する。判定回路４０Ｃは、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４６と判定部４７とを含む。Ａ／Ｄ変換器４６は、フィルタ回路３８の出力電圧（アナログ出力）をデジタル信号に変換する。具体的には、判定部４７は、ルックアップテーブル（ＴＢＬ）４７Ｔを参照して、デジタル信号の値に対応する過電流の大きさを把握することができる。このルックアップテーブル４７Ｔは、デジタル信号の値と過電流の大きさとの対応関係が予め記録されたものである。ルックアップテーブル４７Ｔに代えて、デジタル信号の値を入力としたときに過電流の大きさを算出するための判定式が使用されてもよい。
【００３８】
判定部４７は、過電流の発生を検出したとき、その検出結果をコントローラ５０に通知する。実施の形態１の場合と同様に、コントローラ５０は、その検出結果に応じて、制御信号Ｓｃを反転増幅回路１０と反転増幅器２０とに供給して反転増幅回路１０及び反転増幅器２０の動作を一時的に停止させる。
【００３９】
上記したように、実施の形態３の過電流検出回路３Ｃは、上記実施の形態１と同様に、電圧レベルが不規則に変動する増幅信号電圧Ｖ１，Ｖ２がスピーカ４に供給されている最中でも、過電流の有無を監視することができる。実施の形態３の過電流検出回路３Ｃは、さらに電圧差ΔＶｉ（＝ＶＩＮ−Ｖ２）に相当するデジタル信号の値を取得し、この値に基づいて過電流の大きさを把握することができるので、実施の形態１と比べると、過電流の検出精度を向上させることができる。また、実施の形態２の電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３の出力には入力に対する一定のバラツキがあるが、Ａ／Ｄ変換器４６の出力にはそのようなバラツキの幅が小さいので、過電流の検出精度が高いという利点がある。
【００４０】
実施の形態１〜３の変形例．
以上、図面を参照して本発明の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１〜３は、スピーカ４の低インピーダンス状態に起因する過電流を検出するものであったが、これに限定されるものではない。上記実施形態１〜３の構成をスピーカ４以外の負荷に適用することができる。
【符号の説明】
【００４１】
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ  信号増幅装置、  ２  信号増幅部、  ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ  過電流検出回路、  ４  スピーカ（負荷）、  １０  反転増幅回路、  １１，２１，３２  オペアンプ（演算増幅器）、  ２０  反転増幅器、  ３０  コンパレータ、  ３１  差動増幅回路、  ３８  フィルタ回路、  ４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ  判定回路、  ４１  サンプリング部、  ４２，４４，４７  判定部、  ４３  電圧制御発振器（ＶＣＯ）、  ４４Ｔ，４７Ｔ  ルックアップテーブル（ＴＢＬ）、  ４６  Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、  ５０  コントローラ。
【図１】
2011091642.tif 000003
【図２】
2011091642.tif 000004
【図３】
2011091642.tif 000005
【図４】
2011091642.tif 000006
【図５】
2011091642.tif 000007