(57)【要約】【課題】５０％程度の比帯域幅を有する帯域通過フィルタを実用的なサイズで実現する。【解決手段】絶縁体の内部又は表面において誘電体シート層に対して平行に配置された平面グランド導体層と、平面グランド導体層に対して対向しかつ平行に配置された線路導体層を含む低インピーダンス線路と、低インピーダンス線路の特性インピーダンスより高い特性インピーダンスを有する第一及び第二の高インピーダンス線路と絶縁体の側面に配置され平面グランド導体に電気的に接続された側面グランド導体を備え、第一の高インピーダンス線路の一端と第二の高インピーダンス線路の一端は線路導体層の両端に電気的に接続され、第一の高インピーダンス線路の他端と第二の高インピーダンス線路の他端には一対の入出力端子導体が電気的に結合され、第一の高インピーダンス線路と第二の高インピーダンス線路は絶縁体の面に対し垂直に設けられたビア導体によって構成する。【選択図】図１
2011109449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁体の内部又は表面において前記絶縁体の面に対して実質的に平行に配置された平面グランド導体層と、
前記平面グランド導体層に対して対向しかつ実質的に平行に配置された線路導体層を含む低インピーダンス線路と、
前記低インピーダンス線路の特性インピーダンスより高い特性インピーダンスを有する第一及び第二の高インピーダンス線路と、
前記絶縁体の側面に配置され前記平面グランド導体に電気的に接続された側面グランド導体とを備え、
前記第一の高インピーダンス線路の一端と前記第二の高インピーダンス線路の一端は、それぞれ前記線路導体層の両端に電気的に接続され、
前記第一の高インピーダンス線路の他端と前記第二の高インピーダンス線路の他端には、それぞれ一対の入出力端子導体が電気的に結合され、
前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路は前記絶縁体の面に対して実質的に垂直に設けられたビア導体によって構成されたことを特徴とする帯域通過フィルタ。
【請求項２】
前記平面グランド導体層は一対の平面グランド導体層部分から構成されたことを特徴とする請求項１記載の帯域通過フィルタ。
【請求項３】
前記絶縁体は複数の誘電体シート層を積層して構成されたことを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項４】
前記第一の高インピーダンス線路及び前記第二の高インピーダンス線路はそれぞれ、
前記絶縁体の面に対し実質的に垂直に設けられた複数のビア導体と、
前記複数のビア導体を互いに接続する、前記絶縁体の面に対し実質的に平行に配置された接続線路導体とを含み、
前記絶縁体内でループ回路形状に形成された回路部分を有することを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項５】
前記ループ回路形状に形成された回路部分は二周以上のループ回路を有し、互いに隣り合う各ループ回路を通過する電流の向きが逆になるように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項６】
前記低インピーダンス線路は、複数の分割低インピーダンス線路を直列に接続して構成され、それぞれの前記分割低インピーダンス線路は前記絶縁体の面と平行な方向に積層され、前記各分割低インピーダンス線路が互いに接続ビア導体によって接続されてなることを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項７】
前記低インピーダンス線路は、前記低インピーダンス線路の中間点を通り、かつ線路の長さ方向に垂直な面に関して対称となるように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項８】
前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路の全体の電気長が実質的に同等になるように、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路がそれぞれ有する前記ループ回路形状に形成された各回路部分の電気長を調整することにより調整したことを特徴とする請求項４に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項９】
前記分割低インピーダンス線路を接続する各接続ビア導体は、互いに並列接続された複数のビアによって構成されたことを特徴とする請求項６に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１０】
前記第一の高インピーダンス線路、前記第二の高インピーダンス線路、及び前記低インピーダンス線路の少なくとも一つには、前記第一の高インピーダンス線路、前記第二の高インピーダンス線路、及び前記低インピーダンス線路と前記側面グランド導体との間に付加容量が設けられたことを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１１】
前記付加容量は、
前記側面グランド導体に接続され前記側面グランド導体から垂直に伸びる付加容量導体と、
前記付加容量導体と対向して設けられ、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路と前記低インピーダンス線路のいずれかに接続される付加容量導体と、
から構成されることを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１２】
前記付加容量は前記側面グランド導体から等距離でかつ前記側面グランド導体の面に対して平行な面に関して対称に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１３】
前記第一の高インピーダンス線路の他端と前記第二の高インピーダンス線路の他端には、それぞれ一対の入出力端子導体がキャパシタを介して結合され、
前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路は、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路の電気長は前記低インピーダンス線路の電気長の１／２よりも短くなるように構成したことを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のうちのいずれか１つに記載の前記帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタに接続された信号処理回路を備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の絶縁体層を積層してなる帯域通過フィルタと、これを備えた電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ストリップ線路あるいはマイクロストリップ線路を用いた帯域通過フィルタが種々提案されている。
【０００３】
図１９は従来技術に係るマイクロストリップ線路を用いた帯域通過フィルタ（以下、従来例という。）の構成を示す斜視図である。図１９において、１００１は裏面全面にグランド導体（図示せず。）が形成されなる誘電体セラミック基板であり、１０１１ａ，１０１１ｂ，１０１１ｃはマイクロストリップ線路である。これらのマイクロストリップ線路１０１１ａ，１０１１ｂ，１０１１ｃは直列に接続されて一本のステップインピーダンスマイクロストリップ線路を構成する。これらのマイクロストリップ線路のうち、１０１１ａ，１０１１ｂは線路幅が狭い高インピーダンス部を構成し、１０１１ｃは線路１０１１ａ，１０１１ｂよりも広い線路幅を有して低インピーダンス部を構成する。また、１０１２，１０１３は入出力マイクロストリップ線路であり、マイクロストリップ線路１０１１ａ，１０１１ｂとそれぞれ平行に所定の間隔をあけて配置されている。前記ステップインピーダンスマイクロストリップ線路の両端は解放になっており、入出力マイクロストリップ線路１０１２と１０１３は片端が入出力端子１０１４，１０１５に接続され他端は解放されている。
【０００４】
ここで、高インピーダンス部を構成するマイクロストリップ線路１０１１ａと１０１１ｂは１／４波長の電気長を有し、低インピーダンス部を構成するマイクロストリップ線路１０１１ｃは１／２波長の電気長を有し、その結果、前記ステップインピーダンスマイクロストリップ線路の全電気長は１波長分の長さとなる。
【０００５】
誘電体セラミック基板１００１の誘電率を７．５とし、その誘電損失（ｔａｎδ）を０．００１、その厚みを０．５ｍｍとした。また、マイクロストリップ線路１０１１ａ，１０１１ｂ，１０１１ｃ及び入出力マイクロストリップ線路１０１２，１０１３の導体材料については導電率が４×１０７Ｓ／ｍとなる銀を用いた。
【０００６】
さらに、マイクロストリップ線路１０１１ａと１０１１ｂの幅を８０μｍとし、その長さを８．６５ｍｍとし、マイクロストリップ線路１０１１ｃの幅を７００μｍとし、その長さを１６ｍｍとし、入出力マイクロストリップ線路１０１２，１０１３はマイクロストリップ線路１０１１ａ，１０１１ｂと同じ幅と長さでそれぞれ８０μｍ、８．６５ｍｍとした。そして、マイクロストリップ線路１０１１ａと入出力マイクロストリップ線路１０１２との間隔、及びマイクロストリップ線路１０１１ｂと入出力マイクロストリップ線路１０１３との間隔を、どちらも４５μｍに設定した。以上のように設定された帯域通過フィルタについてのシミュレーション結果を以下に示す。
【０００７】
図２０は図１９の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【０００８】
図２０から明らかなように、帯域通過フィルタの中心周波数は約４ＧＨｚとなるが、ステップインピーダンスマイクロストリップ線路の全長は約３３ｍｍである。また、マイクロストリップ線路１０１１ａと入出力マイクロストリップ線路１０１２とで形成される結合線路の偶モードインピーダンスは約１４０Ωであり、奇モードインピーダンスは約３０Ωであり平均値が約８５Ωである。一方でマイクロストリップ線路１０１１ｃのインピーダンスは約４５Ωなので、高インピーダンス部と低インピーダンス部のインピーダンス比は約１．９倍となる。その結果、通過帯域幅は１．９ＧＨｚ〜６．２ＧＨｚとなり、これは比帯域幅（通過帯域幅と帯域の中心周波数との比）としては１０６％に相当する。
【０００９】
なお、本出願に関連する先行技術文献として、下記の文献が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】国際公開第２００６／１０９４６５号。
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】Sheng Sun et al., "Capacitive-Ended Interdigital Coupled Lines for UWB Bandpass Filters with Improved Out-of-Band Performances", IEEE Microwave and Wireless Components Letters, August 2006, Vol. 16, No. 8, pp. 440-442.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
前記従来例では、比帯域幅が１００％程度のフィルタを実現可能であるが、比帯域幅が４０〜６０％程度のフィルタは困難となる。比帯域幅４０〜６０％程度にするためには、高インピーダンス部と低インピーダンス部のインピーダンス比を高くしなければならないが、基板の誘電率が固定されているので、高インピーダンス部のマイクロストリップ線路１０１１ａのインピーダンスが高くなりすぎるか、低インピーダンス部のマイクロストリップ線路１０１１ｂのインピーダンスが低くなりすぎるか、いずれかになってしまうので実現が難しい。
【００１３】
また、前記従来例の帯域通過フィルタの長さは、実際に求められるフィルタデバイスのサイズ２ｍｍ程度と比較して約１７倍も大きい。中心周波数が８ＧＨｚであれば、約１／２の長さですむが、それでも全長は約１７ｍｍとなり、比較的大きいという問題点があった。
【００１４】
誘電体セラミクス基板１００１の誘電率を大きくすれば、誘電率の平方根に反比例して短くなる。例えば、誘電率が５５であるような材料を使えば、中心周波数が８ＭＨｚなら長さを約６ｍｍにできる。このサイズでも依然として実用的な大きさではない。しかも、このような高い誘電率の基板を用いた場合、得られるストリップ線路のインピーダンスが低くなってしまい、特に高インピーダンス線路については、いくら線路の幅を狭くしても所定のインピーダンスを得られなくなってしまう。
【００１５】
そして、目標の比帯域幅としての４０〜６０％といった値は１００％という前記従来例の比帯域幅よりは狭いが、広く普及している数％以下の帯域幅のフィルタと比較して、十分に広いので、実現は難しい。特に高インピーダンス部１０１１ａ（１０１１ｂ）と入出力ストリップ線路１０１２との間隔が非常に狭くなることが理由である。この間隔は帯域幅やインピーダンス整合といったフィルタ特性に大きな影響を与えるので、所望のフィルタ特性を得ることは困難なものとなっていた。
【００１６】
本発明の目的は上述の問題を解決して、比帯域幅が４０〜６０％程度で小型な帯域通過フィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記目的を達成するために、本発明の帯域通過フィルタは、
絶縁体の内部又は表面において前記絶縁体の面に対して実質的に平行に配置された平面グランド導体層と、
前記平面グランド導体層に対して対向しかつ実質的に平行に配置された線路導体層を含む低インピーダンス線路と、
前記低インピーダンス線路の特性インピーダンスより高い特性インピーダンスを有する第一及び第二の高インピーダンス線路と、
前記絶縁体の側面に配置され前記平面グランド導体に電気的に接続された側面グランド導体とを備え、
前記第一の高インピーダンス線路の一端と前記第二の高インピーダンス線路の一端は、それぞれ前記線路導体層の両端に電気的に接続され、
前記第一の高インピーダンス線路の他端と前記第二の高インピーダンス線路の他端には、それぞれ一対の入出力端子導体が電気的に結合され、
前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路は前記絶縁体の面に対して実質的に垂直に設けられたビア導体によって構成されたことを特徴とする。
【００１８】
上記帯域通過フィルタにおいて、前記平面グランド導体層は一対の平面グランド導体層部分から構成されたことを特徴とする。
【００１９】
前記帯域通過フィルタにおいて、前記絶縁体は複数の誘電体シート層を積層して構成されたことを特徴とする。
【００２０】
また、前記帯域通過フィルタにおいて、前記第一の高インピーダンス線路及び前記第二の高インピーダンス線路はそれぞれ、
前記絶縁体の面に対し実質的に垂直に設けられた複数のビア導体と、
前記複数のビア導体を互いに接続する、前記絶縁体の面に対し実質的に平行に配置された接続線路導体とを含み、
前記絶縁体内でループ回路形状に形成された回路部分を有することを特徴とする。
【００２１】
さらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記ループ回路形状に形成された回路部分は二周以上のループ回路を有し、互いに隣り合う各ループ回路を通過する電流の向きが逆になるように構成されたことを特徴とする。
【００２２】
またさらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記低インピーダンス線路は、複数の分割低インピーダンス線路を直列に接続して構成され、それぞれの前記分割低インピーダンス線路は前記絶縁体の面と平行な方向に積層され、前記各分割低インピーダンス線路が互いに接続ビア導体によって接続されてなることを特徴とする。
【００２３】
また、前記帯域通過フィルタにおいて、前記低インピーダンス線路は、前記低インピーダンス線路の中間点を通り、かつ線路の長さ方向に垂直な面に関して対称となるように構成されていることを特徴とする。
【００２４】
さらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路の全体の電気長が実質的に同等になるように、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路がそれぞれ有する前記ループ回路形状に形成された各回路部分の電気長を調整することにより調整したことを特徴とする。
【００２５】
またさらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記分割低インピーダンス線路を接続する各接続ビア導体は、互いに並列接続された複数のビアによって構成されたことを特徴とする。
【００２６】
また、前記帯域通過フィルタにおいて、前記第一の高インピーダンス線路、前記第二の高インピーダンス線路、及び前記低インピーダンス線路の少なくとも一つには、前記第一の高インピーダンス線路、前記第二の高インピーダンス線路、及び前記低インピーダンス線路とグランド導体との間に付加容量が設けられたことを特徴とする。
【００２７】
さらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記付加容量は、
前記側面グランド導体に接続され前記側面グランド導体から垂直に伸びる付加容量導体と、
前記付加容量導体と対向して設けられ、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路と前記低インピーダンス線路のいずれかに接続される付加容量導体と、
から構成されることを特徴とする。
【００２８】
またさらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記付加容量は前記側面グランド導体から等距離でかつ前記側面グランド導体の面に対して平行な面に関して対称に設けられていることを特徴とする。
【００２９】
またさらに、前記帯域通過フィルタにおいて、前記第一の高インピーダンス線路の他端と前記第二の高インピーダンス線路の他端には、それぞれ一対の入出力端子導体がキャパシタを介して結合され、
前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路は、前記第一の高インピーダンス線路と前記第二の高インピーダンス線路の電気長は前記低インピーダンス線路の電気長の１／２よりも短くなるように構成したことを特徴とする。
【００３０】
また、本発明に係る電子機器は、前記帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタに接続された信号処理回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
本発明に係る帯域通過フィルタによれば、前記第一と第二の高インピーダンス線路が前記絶縁体の面又は前記誘電体シート層に対して実質的に垂直に設けられたビア導体によって構成されていることによって、低インピーダンス線路とのインピーダンス比を高くとることができ、比帯域幅が４０〜６０％程度で小型な帯域通過フィルタを提供することができる。また、前記帯域通過フィルタに対して信号処理回路等を接続することで、無線通信装置などの電子機器を小型低背化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２】図１の帯域通過フィルタにおいて側面グランド導体６５を形成しないときの模式透視側面図である。
【図３】図１の帯域通過フィルタの斜視図である。
【図４】図１の帯域通過フィルタの第１のシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【図５】図１の帯域通過フィルタの第２のシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【図６】図１の帯域通過フィルタの第３のシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の形態２に係る帯域通過フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図８】図７の帯域通過フィルタの構成要素のうち高インピーダンス線路４１，４２を示す透視斜視図である。
【図９】図７の帯域通過フィルタにおいて側面グランド導体６６を形成しないときの模式透視側面図である。
【図１０】図７の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【図１１】本発明の実施の形態３に係る帯域通過フィルタにおいて側面グランド導体６６を形成しないときの模式透視側面図である。
【図１２】図１１の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【図１３Ａ】図１１の帯域通過フィルタの変形例に係る線路導体層３１の裏面から下方を見たときの横断面図である。
【図１３Ｂ】図１１の帯域通過フィルタの変形例に係る線路導体層３２，３３のおもて面から上方を見たときの横断面図である。
【図１３Ｃ】図１１の帯域通過フィルタの変形例に係る線路導体層３４，３５の裏面から下方を見たときの横断面図である。
【図１４】本発明の実施の形態４に係る帯域通過フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図１５Ａ】図１４の線路導体層３１の裏面から下方を見たときの横断面図である。
【図１５Ｂ】図１４の線路導体層３２，３３のおもて面から上方を見たときの横断面図である。
【図１５Ｃ】図１４の線路導体層３４，３５の裏面から下方を見たときの横断面図である。
【図１６】図１４の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【図１７】本発明の実施の形態４の変形例に係る帯域通過フィルタのうちの高インピーダンス線路４１Ａ，４２Ａの構成を示す透視斜視図である。
【図１８】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図１９】従来技術に係る帯域通過フィルタの構成を示す斜視図である。
【図２０】図１０の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明に係る各実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００３４】
（実施の形態１）
以下、実施の形態１の帯域通過フィルタについて図１、図２及び図３を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの構成を示す分解斜視図であり、図２は図１の帯域通過フィルタにおいて側面グランド導体６５を形成しないときの模式透視側面図であり、図３は図１の帯域通過フィルタの斜視図である。
【００３５】
図１〜図３において、実施の形態１に係る帯域通過フィルタは、複数の誘電体シート層１，２，３，４を積層して構成された絶縁体５０１と、誘電体シート層１，２の外側の面に配置された一対の平面グランド導体層２１，２２と、誘電体シート層１，２の境界に配置されたストリップ形状の第一の線路導体層３１と、第一及び第二の高インピーダンス線路４１，４２と、結合キャパシタ導体５１，５２と、前記絶縁体５０１の側面に配置され前記平面グランド導体２１，２２を互いに接続する側面グランド導体６５，６６と、入出力端子導体６１，６２と、グランド端子導体６３とを備えて構成される。なお、図１において、４１ａと４１ｂは誘電体シート層２，３にそれぞれ形成されたビア導体であり、一直線に接続されて、側面グランド導体６５，６６と電磁的に結合するように対向するように形成されて第一の高インピーダンス線路４１を構成する。また、４２ａと４２ｂは誘電体シート層２，３にそれぞれ形成されたビア導体であり、一直線に接続されて、側面グランド導体６５，６６と電磁的に結合するように対向するように形成されて第二の高インピーダンス線路４２を構成する。ここで、第一及び第二の高インピーダンス線路４１，４２の一端はそれぞれ線路導体層３１の両端に接続され、他端は結合キャパシタ導体５１，５２にそれぞれ接続される。結合キャパシタ導体５１，５２はそれぞれ、誘電体シート層４を挟んで入出力端子導体６１，６２と電磁的に結合するように対向し、インピーダンスマッチングに必要な結合キャパシタＣ１，Ｃ２を構成する。ここで、入出力端子導体６１は結合用キャパシタＣ１を介して結合キャパシタ導体５１に高周波的に電気的に接続され、入出力端子導体６２は結合用キャパシタＣ２を介して結合キャパシタ導体５２に高周波的に電気的に接続される。また、側面グランド導体６５，６６は、平面グランド導体２１，２２を互いに接続し、グランド端子導体６３と接続されている。なお、側面グランド導体６５，６６のうち少なくとも１つが形成されてもよい。
【００３６】
誘電体シート１〜４は厚みの均一なシートを用いて形成され、誘電体シート１〜４のうちの誘電体シート１，２は実質的に同じ厚みのものを使うので、線路導体層３１は一対の平面グランド導体層２１，２２の中間に実質的に平行にかつ一対の平面グランド導体層２１，２２と電磁的に結合するように対向して配置され、これにより、低インピーダンス線路３０を構成できる。なお、一対の平面グランド導体層２１，２２はいずれか１つの平面グランド導体層であってもよく、すなわち、低インピーダンス線路３０をマイクロストリップ線路で構成してもよい。また、第一と第二の高インピーダンス線路４１，４２の電気長は実質的に１／４波長を有し、低インピーダンス線路３０の電気長は実質的に１／２波長を有し、従って、高インピーダンス線路４１，４２の電気長は低インピーダンス線路３０の略１／２の長さとなる。さらに、第一と第二の高インピーダンス線路４１，４２はそれぞれ誘電体シート層１〜４に対して実質的に垂直に設けられたビア導体４１ａ，４１ｂ；４２ａ，４２ｂによって構成されている。
【００３７】
以上のように構成された帯域通過フィルタにおいて、絶縁体５０１の誘電率を５５とし、ビア導体４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂの直径を０．１ｍｍ、絶縁体５０１の幅を１ｍｍとすれば、高インピーダンス線路４１，４２において１８Ω程度の特性インピーダンスが得ることができる。一方、低インピーダンス線路３０においては、平面グランド導体層２１，２２の距離が０．１５ｍｍとなるように誘電体シート１，２を形成し、線路導体層３１の幅を０．５ｍｍとすれば３Ω程度の特性インピーダンスが得られる。従って、高インピーダンス線路４１，４２のインピーダンスと、低インピーダンス線路３０のインピーダンス比を６程度と高くすることができ、これによって帯域幅５０％程度の帯域通過フィルタとすることができる。
【００３８】
すなわち、本実施の形態によれば、低インピーダンス線路３０の平面グランド導体層２１，２２の間隔ｄ１と、高インピーダンス線路４１，４２の側面グランド導体６５，６６の間隔ｄ２との関係をｄ１≪ｄ２に設定できかつ、低インピーダンス線路３０の線路幅を高インピーダンス線路の線路幅に比較して広くなるように設定できる構造により、従来技術の問題点を解決して帯域幅５０％程度の帯域通過フィルタを実現できる。このことは、詳細後述する実施の形態２乃至４についても同様である。
【００３９】
ところで、入出力のインピーダンスを標準的な５０Ωに合わせるために、結合キャパシタＣ１，Ｃ２は０．１〜３ｐＦ程度の値が必要である。この際、高インピーダンス線路４１，４２の電気長を１／４波長よりも短くすることが望ましい。これを示すために、損失ゼロの理想的な線路を用いてシミュレーションを行った結果を以下に示す。
【００４０】
図４は図１の帯域通過フィルタの第１のシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。ここで、図４は高インピーダンス線路４１，４２のインピーダンスを１８Ωとし、その電気長を１／２波長とし、低インピーダンス線路４１，４２のインピーダンスを３．２Ω、その電気長を１／４波長とし、キャパシタ容量を１．４ｐＦにした場合のシミュレーション結果である。図４から明らかなように、通過帯域における反射係数Ｓ１１の高周波側部分１００で反射損失が大きくなっていることがわかる。また、反射係数Ｓ１１で示す反射損失が１０ｄＢ以上である帯域が５．９６ＧＨｚ〜９．６０ＧＨｚとなっており、４６．８％の帯域幅となっている。
【００４１】
次いで、高インピーダンス線路４１，４２の電気長を０．２２９波長（度数表示で８２．５度）とした。この場合、結合キャパシタＣ１，Ｃ２の容量を０．８ｐＦまで減らすことができる。この場合のシミュレーション結果を以下に示す。
【００４２】
図５は図１の帯域通過フィルタの第２のシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。図５から明らかなように、通過帯域における反射係数Ｓ１１の高周波側部分１００において、その反射係数Ｓ１１は図４に比較して小さくなって反射特性は向上し、通過帯域全体にバランスのとれたインピーダンス整合ができていることがわかる。ここで、同じ帯域幅である５．９６ＧＨｚ〜９．６０ＧＨｚにおいて、反射損失は１２．５ｄＢ以上確保できている。また、結合キャパシタＣ１，Ｃ２の容量を減らしたことによって、帯域外の減衰量が改善され、図４では通過帯域である２ＧＨｚにおける減衰量が２１ｄＢであるのに対して、図５の場合では２８ｄＢ確保できている。
【００４３】
そこで、中心周波数を８ＧＨｚとし、通過帯域を６ＧＨｚ〜９．６ＧＨｚとし、通過帯域内の反射損失を最大１２ｄＢになるように、３次元電磁界シミュレータで設計してシミュレーションにより特性を確認した結果を以下に示す。
【００４４】
図６は図１の帯域通過フィルタの第３のシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。このとき、誘電体シート１〜４の材料については、特許文献１に記載の材料を用いた。その材料とは、ｘＢａＯ−ｙＮｄ２Ｏ３−ｚＴｉＯ２−ｗＢｉ２Ｏ３系の誘電体フィラーとガラス粉末を混合し、９００°Ｃ程度の低温で焼結した低温焼結セラミクス材料であり、誘電率は５５であり、誘電損失（ｔａｎδ）は１０００である。導体材料は例えば銀である。各導体は、銀粉末を樹脂中に分散させたペーストを用い、それぞれの誘電体シート上に印刷し、積層することにより形成させる。各ビアについてはレーザ又は機械加工で誘電体シートにスルーホールをあけ、銀ペーストを充填して形成させる。
【００４５】
前記誘電体シート１〜４を積層した後、同時に焼成することで図３に示すような外観の一体の帯域通過フィルタが得られるのである。前記セラミクス材料を用いた場合、焼成温度は９２０°Ｃ程度であり銀の焼結を十分確保できるので４．７×１０７Ｓ／ｍといった高い導電率を得ることができる。またこの温度は銀の融点よりも低いため、寸法精度の高い安定した形状を得ることができる。
【００４６】
本実施の形態に係る帯域通過フィルタの場合、外形サイズは３．０ｍｍ×１．６ｍｍ×１．２ｍｍとなっており、前記従来例に係る帯域通過フィルタの中心周波数が８ＧＨｚの場合の外形サイズと比較して十分に小さいものとなっている。また、高インピーダンス線路４１，４２となるビア導体４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂの長さは１０８０μｍとなっており、低インピーダンス線路３０の線路導体層３１の長さ２４８０ｕｍと比較して４３．５％の長さであり、上述のように長さを１／２以下にすることで周波数特性をより良好なものとしている。さらに、当該帯域通過フィルタの帯域幅は６．０ＧＨｚ〜９．６ＧＨｚであり、比帯域幅で４６．２％となった。帯域内の挿入損失は０．９８ｄＢ、反射損失は１２ｄＢ以上と非常に良好な特性が得られている。
【００４７】
（実施の形態２）
以下、実施の形態２の帯域通過フィルタについて図７、図８及び図９を参照して説明する。図７は本発明の実施の形態２に係る帯域通過フィルタの構成を示す分解斜視図であり、図８は図７の帯域通過フィルタの構成要素のうち高インピーダンス線路４１，４２を示す透視斜視図であり、図９は図７の帯域通過フィルタにおいて側面グランド導体６６を形成しないときの模式透視側面図である。
【００４８】
図７〜図９において、実施の形態２に係る帯域通過フィルタは、複数の誘電体シート層１〜１３を積層して構成された絶縁体５０１を備えるとともに、以下の低インピーダンス線路１０１〜１０５を備える。
（ａ）誘電体シート層１の上面側に配置された第一の平面グランド導体層２１と、誘電体シート層２の下面側に配置された第二の平面グランド層２２と、誘電体シート層１，２の境界に配置された第一の線路導体層３１とにより、第一の低インピーダンス線路１０１を構成する。
（ｂ）また、第二の平面グランド導体層２２と、誘電体シート層４の下面側に配置された第三の平面グランド導体層２３と、誘電体シート層３，４の境界に配置されたストリップ形状の第二の線路導体層３２とにより、第二の低インピーダンス線路１０２を構成する。
（ｃ）さらに、同様に、第二の平面グランド導体層２２と、誘電体シート層４の下面側に配置された第四の平面グランド導体層２４と、誘電体シート層３，４の境界に配置されたストリップ形状の第三の線路導体層３３とにより、第三の低インピーダンス線路１０３を構成する。
（ｄ）またさらに、同様に、第三の平面グランド導体層の２３と、誘電体シート層６の下面側に配置された第五の平面グランド導体層２５と、誘電体シート層５，６の境界に配置されたストリップ形状の第四の線路導体層３４とにより、第四の低インピーダンス線路１０４を構成する。
（ｅ）またさらに、同様に、第四の平面グランド導体層の２４と、第五の平面グランド導体層２５と、誘電体シート層５，６の境界に配置されたストリップ形状の第五の線路導体層３５とにより、第五の低インピーダンス線路１０５を構成する。
【００４９】
以上のように構成された低インピーダンス線路１０１〜１０５は、第四の低インピーダンス線路１０４、第二の低インピーダンス線路１０２、第一の低インピーダンス線路１０１、第三の低インピーダンス線路１０３、第五の低インピーダンス線路１０５の順番に接続され、それぞれ順番に接続ビア導体３６，３７，３８，３９によって互いにつづら折れになるように接続される。低インピーダンス線路１０１〜１０５と接続ビア導体３６〜３９とにより構成される低インピーダンス線路群１０６は全体で１／２波長の電気長を有する。
【００５０】
このように、実施の形態１に係る低インピーダンス線路３０を低インピーダンス線路１０１〜１０５に五分割し、誘電体シート１〜１３の積層方向に積み重ねることで小型化を図ることができる。また、低インピーダンス線路群１０６を五分割することで、当該低インピーダンス線路群１０６を、低インピーダンス線路群１０６の中心線２００（誘電体シート１〜１３の各平面の中心点でありかつ各重心を通過する直線である。）を通りかつ低インピーダンス線路１０１〜１０５の平面と垂直な対称面（以下、対称面という。）に対して面対称に構成することができる。これによって、二本の高インピーダンス線路４１，４２を互いに同じ長さにでき、それぞれが接続される結合キャパシタＣ１，Ｃ２の容量値も同じ値にすることもできるので、設計が容易となる。
【００５１】
ところで、接続ビア導体３６〜３９のインピーダンスは１８Ω程度であり、低インピーダンス線路１０１〜１０５が３Ω程度と、大きなインピーダンス差を有する部分が発生するために見かけ上、波長短縮効果が発生する。従って、このような構成にすることにより、単純に分割した以上に物理長を短くすることができる効果もある。
【００５２】
さて、第一の高インピーダンス線路４１は、誘電体シート層１〜１３に対して実質的に垂直に設けられたビア導体４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ，４１ｅ，４１ｆ，４１ｇ，４１ｈと、これらのビア導体４１ａ〜４１ｈを接続しかつ誘電体シート層１〜１３に対して実質的に平行に設けられたストリップ形状の接続線路導体７１ａ，７１ｂ，７１ｃ，７１ｄ，７１ｅ，７１ｆ，７１ｇとを備えて構成される。ここで、第一の高インピーダンス線路４１は、ビア導体４１ａ、接続線路導体７１ａ、ビア導体４１ｂ、接続線路導体７１ｂ、ビア導体４１ｃ、接続線路導体７１ｃ、ビア導体４１ｄ、接続線路導体７１ｄ、ビア導体４１ｅ、接続線路導体７１ｅ、ビア導体４１ｆ、接続線路導体７１ｆ、ビア導体４１ｇ、接続線路導体７１ｇ、接続線路導体４１ｈの順序で接続されるように構成される。これらビア導体４１ａ〜４１ｈと接続線路導体７１ａ〜７１ｇからなる高インピーダンス線路４１の電気長は全体で実質的に１／４波長となる。ここで、ビア導体４１ｂ、接続線路導体７１ｂ、ビア導体４１ｃ、接続線路導体７１ｃ、及びビア導体４１ｄが第一のループ回路２０１を形成し、ビア導体４１ｅ、接続線路導体７１ｅ、ビア導体４１ｆ、接続線路導体７１ｆ、及びビア導体４１ｇが第二のループ回路２０２を形成する。
【００５３】
また、第二の高インピーダンス線路４２は、第一の高インピーダンス線路４１と同様に、誘電体シート層１〜１３に対して実質的に垂直に設けられたビア導体４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄ，４２ｅ，４２ｆ，４２ｇ，４２ｈと、これらのビア導体４２ａ〜４２ｈを接続しかつ誘電体シート層１〜１３に対して実質的に平行に設けられたストリップ形状の接続線路導体７２ａ，７２ｂ，７２ｃ，７２ｄ，７２ｅ，７２ｆ，７２ｇとを備えて構成される。ここで、第二の高インピーダンス線路４２は、ビア導体４２ａ、接続線路導体７２ａ、ビア導体４２ｂ、接続線路導体７２ｂ、ビア導体４２ｃ、接続線路導体７２ｃ、ビア導体４２ｄ、接続線路導体７２ｄ、ビア導体４２ｅ、接続線路導体７２ｅ、ビア導体４２ｆ、接続線路導体７２ｆ、ビア導体４２ｇ、接続線路導体７２ｇ、接続線路導体４２ｈの順序で接続されるように構成される。これらビア導体４２ａ〜４２ｈと接続線路導体７２ａ〜７２ｇからなる高インピーダンス線路４２の電気長は全体で実質的に１／４波長となる。ここで、ビア導体４２ｂ、接続線路導体７２ｂ、ビア導体４２ｃ、接続線路導体７２ｃ、及びビア導体４２ｄが第三のループ回路２０３を形成し、ビア導体４２ｅ、接続線路導体７２ｅ、ビア導体４２ｆ、接続線路導体７２ｆ、及びビア導体４２ｇが第四のループ回路２０４を形成する。
【００５４】
図８において、第一の高インピーダンス線路４１と第二の高インピーダンス線路４２とは中心線２００を回転中心として回転対称に形成されているが、本発明はこれに限らず、第一の高インピーダンス線路４１と第二の高インピーダンス線路４２とは前記対称面に対して鏡面対称に形成されてもよい。
【００５５】
以上のように構成された一本の高インピーダンス線路４１又は４２の一部は絶縁体５０１内に２つのループ回路２０１，２０２又は２０３，２０４を構成し、これらのループ回路２０１，２０２又は２０３，２０４はお互いに電流の向きが逆になるように構成されている。これによって、２つのループ回路２０１，２０２又は２０３，２０４の磁界結合を避けることができ、全体として良好な高周波伝送線路として機能する。
【００５６】
実施の形態１と同様に、本実施の形態においても、高インピーンダンス線路４１，４２の各一端はそれぞれ線路導体層３５，３４に接続され、それらの各他端はそれぞれ結合キャパシタ導体５１，５２に接続される。ここで、結合キャパシタＣ１，Ｃ２の容量値が適当になるように入出力端子導体６１，６２と電磁的に結合した場合に、高インピーダンス線路４１，４２の電気長を短くすることは実施の形態１の場合と同様である。また、このように物理的な形状の対称性が高いと設計パラメータが減るために設計そのものが容易であり、また設計の最適化も高速に行える。
【００５７】
図１０は図７の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。図１０は実施の形態２に係る帯域通過フィルタを３次元電磁界シミュレータで設計し、当該周波数特性を確認したシミュレーション結果である。ここで、実施の形態１と同じ誘電体シート材料及び導体材料を用いた。図１０から明らかなように、中心周波数は約４ＧＨｚであり、通過帯域は３．１５ＧＨｚ〜４．９８ＧＨｚとなり、比帯域幅は４５．０％であった。通過帯域内の反射損失は最大１２ｄＢで、挿入損失は１．８ｄＢと非常に良好な結果が得られた。
【００５８】
この場合の帯域通過フィルタの外形サイズは１．６ｍｍ×０．８ｍｍ×０．８５ｍｍとなり、４ＧＨｚと低い中心周波数にも関わらず、上述の従来例に係る帯域通過フィルタの外形サイズと比較して十分に小さいものとなっている。
【００５９】
（実施の形態３）
実施の形態３の帯域通過フィルタについて、図１１を参照して説明する。図１１は本発明の実施の形態３に係る帯域通過フィルタにおいて側面グランド導体６６を形成しないときの模式透視側面図である。図１１において、図７〜図９に図示された実施の形態２と同じ構成要素に関しては同じ記号で表し、説明を省略する。実施の形態３に係る帯域通過フィルタが、実施の形態２に係る帯域通過フィルタと異なる点は以下の通りである。
（ａ）低インピーダンス線路群１０６を５分割ではなく、低インピーダンス線路１０１〜１０３に３分割していること。
（ｂ）低インピーダンス線路群１０６は、低インピーダンス線路１０３、低インピーダンス線路１０２及び低インピーダンス線路１０１の順序で接続されるように構成されたこと。
（ｃ）高インピーダンス線路４１は線路導体層３１の一端に接続され、高インピーダンス線路４２が線路導体層３３の一端に接続されていること。
【００６０】
ところで、図９と図１１との比較から明らかなように、低インピーダンス線路群１０６の５分割の場合には低インピーダンス線路群１０６の中心線２００を通り垂直な面に関して面対称に構成することができたが、３分割の場合は面対称にならない。従って、高インピーダンス線路４１と高インピーダンス線路４２の低インピーダンス線路群１０６との接続点の高さ方向の位置がずれるが、特性を良好に保つために高インピーダンス線路４１，４２のループ回路２０１〜２０４の各導体の電気長を調整すればよい。
【００６１】
実施の形態３に係る帯域通過フィルタの場合、実施の形態２に係る帯域通過フィルタと比較して、物理的な形状の対称性が失われるため、設計は若干複雑になるが、以下のメリットがある。
（ａ）接続ビア導体の数を４個から２個に減少させ、接続ビア導体との接続部におけるインピーダンスの不連続による損失を減らすことができる。
（ｂ）また、このインピーダンスの不連続によって、本来８ＧＨｚ付近にある不要共振が図１０で示したように７ＧＨｚよりも低い周波数になる。すなわち、接続ビア導体を減らすことによって不要共振が低周波側に移動しにくくなる。
【００６２】
図１２は図１１の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。すなわち、図１２は３次元電磁界シミュレータで設計し、特性を確認した結果である。このとき、実施の形態１と同じ誘電体シート及び導体材料を用いた。図１２から明らかなように、中心周波数は約４ＧＨｚ、通過帯域は、３．１１ＧＨｚ〜４．９０ＧＨｚとなり、比帯域幅は４４．７％であった。通過帯域内の反射損失は最大１１ｄＢ、挿入損失は２．１ｄＢと非常に良好な結果が得られた。この場合、外形サイズは１．８５ｍｍ×０．８ｍｍ×０．９５ｍｍとなっており、４ＧＨｚと低い中心周波数にも関わらず、上述の従来例に係る帯域通過フィルタの外形サイズと比較して十分に小さいものとなっている。また、実施の形態２と比較して、高周波側に現れる不要共振が７ＧＨｚ近辺から８ＧＨｚ近辺へと、遠くになり、周波数特性が改善できていることがわかる。
【００６３】
なお、実施の形態２、実施の形態３においては、各２つのループ回路２０１，２０２；２０３，２０４を構成したが、本発明はこれに限らず、ループ回路は１つであっても、２つ以上であっても、スペースが許すのであればかまわない。なお、水平部分の割合が全体の中で増える場合は水平部分の導体厚みを厚くすれば、挿入損失の劣化を抑えることができる。
【００６４】
（実施の形態３の変形例）
図１３Ａは図１１の帯域通過フィルタの変形例に係る線路導体層３１の裏面から下方を見たときの横断面図であり、図１３Ｂは図１１の帯域通過フィルタの変形例に係る線路導体層３２，３３のおもて面から上方を見たときの横断面図であり、図１３Ｃは図１１の帯域通過フィルタの変形例に係る線路導体層３４，３５の裏面から下方を見たときの横断面図である。上述の実施の形態３において、分割された低インピーダンス回路１０１〜１０５を接続するビア導体３６，３７は、本実施の形態においては一本ずつ中央に配置したが、複数のビア導体を使用することにより伝送損失を低減するように構成してもよい。例えば図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃに示すように、線路導体層３１，３２，３３，３４，３５の中心線に対して対称に２本のビア導体３６ｃ，３６ｄ，３７ｃ，３７ｄ，３８ｃ，３８ｄ，３９ｃ，３９ｄを形成する。線路導体層３１，３２，３３，３４，３５により構成されるストリップ線路の電流は縁のほうで密度が高くなる傾向があるので、電流の流れがスムーズになるために挿入損失が低減できる。
【００６５】
（実施の形態４）
図１４は本発明の実施の形態４に係る帯域通過フィルタの構成を示す分解斜視図である。実施の形態４に係る帯域通過フィルタは、各高インピーダンス線路４１，４２、並びに低インピーダンス線路の線路導体層３１〜３４には少なくとも一箇所、グランド導体６５，６６との間に付加容量導体層９１ａ〜９１ｄ，９２ａ〜９２ｄ，９３ａ〜９３ｄ，９４ａ〜９４ｄを設けることにより物理長をさらに短くできることを特徴としている。
【００６６】
図１５Ａは図１４の線路導体層３１の裏面から下方を見たときの横断面図であり、図１５Ｂは図１４の線路導体層３２，３３のおもて面から上方を見たときの横断面図であり、図１５Ｃは図１４の線路導体層３４，３５の裏面から下方を見たときの横断面図である。図１５Ａ〜図１５Ｃにおいて、１ａ，１ｂは誘電体シート層であり、図７における誘電体シート層１を分割したものであり、２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂ，４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂはそれぞれ分割された誘電体シート層である。
【００６７】
付加容量導体層９１ａ〜９１ｄ，９２ａ〜９２ｄ，９３ａ〜９３ｄは側面導体６５，６６に接続され、絶縁体５０１の内側へ側面導体６５，６６の面から垂直に伸長するように形成されている。また、付加容量導体層８１ａ，８１ｂ，８１ｃは線路導体層３１に接続され、付加容量導体層９１ａとは誘電体シート１ｂを間に挟んで、付加容量導体層９１ｂとは誘電体シート２ａを間に挟んで、それぞれ対向するように設けられている。付加容量導体層８１ｄ，８１ｅ，８１ｆは線路導体層３１に接続され、付加容量導体層９１ｃとは誘電体シート１ｂを間に挟んで、付加容量導体層９１ｄとは誘電体シート２ａを間に挟んで、それぞれ対向するように設けられている。付加容量導体層８２ａ〜８２ｄ、８３ａ〜８３ｄに関しても同様にそれぞれが対応する付加容量導体層、９２ａ〜９２ｄ、９３ａ〜９３ｄに対向するように設けられている。
【００６８】
以上のように構成された実施の形態４に係る帯域通過フィルタによれば、高インピーダンス線路４１，４２並びに低インピーダンス線路の線路導体層３１〜３４を含む伝送線路を伝搬する電波の伝搬速度が見かけ上遅くなり、波長が短縮される。従って、物理長をさらに短くなる。
【００６９】
図１５Ａ〜図１５Ｃは当該帯域通過フィルタに適用した各線路導体層３１，３２，３３，３４等のパターン図を示している。図１５Ａ〜図１５Ｃから明らかなように、線路導体層３１，３２，３３，３４における７か所に対して、線路導体層の中心線に関して対称に２個ずつ、計１４個の付加容量導体層８１ａ〜８１ｆ，８２ａ〜８２ｄ，８３ａ〜８３ｄを形成した。これによって、当該帯域通過フィルタのサイズは１．４ｍｍ×０．８ｍｍ×０．８５ｍｍとなり、実施の形態１と比較して０．２ｍｍ短縮することができた。
【００７０】
図１６は図１４の帯域通過フィルタのシミュレーション結果を示す透過係数Ｓ２１及び反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。図１６から明らかなように、通過帯域は２．９７ＧＨｚ〜４．５８ＧＨｚ、比帯域幅は４２．３％となった。挿入損失は２．２ｄＢ、反射損失は１１ｄＢと良好な特性が得られた。
【００７１】
以上の実施の形態４において、上述のように付加容量導体層８１ａ〜８１ｆ，８２ａ〜８２ｄ，８３ａ〜８３ｄを形成しているが、本発明はこれに限らず、他に、例えば、低インピーダンス線路を構成するグランド導体層に対向するように容量導体を設け、線路導体層とビア導体で接続するように形成してもよい。
【００７２】
（実施の形態４の変形例）
図１７は本発明の実施の形態４の変形例に係る帯域通過フィルタのうちの高インピーダンス線路４１Ａ，４２Ａの構成を示す透視斜視図である。図１７において、高インピーダンス線路４１Ａ，４２Ａにも同様に付加容量導体層３４１ａｃ，３４１ｈｃ，３４２ａｃ，３４２ｈｃを形成し、それらに対向するようにグランド導体層６５，６６の面から垂直に伸長するグランド導体層３４１ａｇ，３４１ｈｇ，３４２ａｇ，３４２ｈｇを形成することで、高インピーダンス線路４１Ａ，４２Ａの電気長を実質的に短くすることができる。
【００７３】
（実施の形態５）
図１８は本発明の実施の形態４に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。実施の形態４に係る無線通信装置は、アンテナ３１０と、上述の実施の形態１〜４に係る帯域通過フィルタであって互いに異なる通過帯域を有する帯域通過フィルタ３０１，３０２と、無線通信回路３０３，３０４と、信号処理回路３０５と、コントローラ３２０とを備えて構成される。各無線通信回路３０３，３０４はそれぞれ、無線送信回路及び無線受信回路を含み、周波数変換、変調及び復調の信号処理を行う。また、信号処理回路３０５は変調すべきベースバンド信号を発生して無線通信回路３０３，３０４に出力する一方、無線通信回路３０３，３０４からの復調信号をベースバンド信号として受信して所定のデータ信号処理を実行する。さらに、コントローラ３２０は無線通信回路３０３，３０４及び信号処理回路３０５の動作を制御する。
【００７４】
以上説明したように、本実施の形態によれば、各帯域通過フィルタ３０１，３０２に対して無線通信回路３０３，３０４及び信号処理回路３０５等を接続することで、無線通信装置などの電子機器を小型低背化することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
以上詳述したように、本発明に係る帯域通過フィルタによれば、前記第一と第二の高インピーダンス線路が前記絶縁体の面又は前記誘電体シート層に対して実質的に垂直に設けられたビア導体によって構成されていることによって、低インピーダンス線路とのインピーダンス比を高くとることができ、比帯域幅が４０〜６０％程度で小型な帯域通過フィルタを提供することができる。また、前記帯域通過フィルタに対して信号処理回路等を接続することで、無線通信装置などの電子機器を小型低背化することができる。
【符号の説明】
【００７６】
１〜１３…誘電体シート層、
２１〜２５…平面グランド導体層、
３０…低インピーダンス線路、
３１〜３５…線路導体層、
３６〜３９，３６ｃ，３６ｄ，３７ｃ，３７ｄ，３８ｃ，３８ｄ，３９ｃ，３９ｄ…接続ビア導体、
４１，４２，４１Ａ，４２Ａ…高インピーダンス線路、
４１ａ〜４１ｈ，４２ａ〜４２ｈ…ビア導体、
５１，５２…結合キャパシタ導体、
６１，６２…入出力端子導体、
６３…グランド端子導体、
６５，６６…側面グランド導体、
７１ａ〜７１ｇ，７２ａ〜７２ｇ…接続線路導体、
８１ａ〜８１ｆ，８２ａ〜８２ｄ，８３ａ〜８３ｄ，９１ａ〜９１ｄ，９２ａ〜９２ｄ，９３ａ〜９３ｄ…付加容量導体層、
１０１〜１０５…低インピーダンス線路、
１０６…低インピーダンス線路群、
２００…中心線、
２０１〜２０４…ループ回路、
３０１，３０２…帯域通過フィルタ、
３０３，３０４…無線通信回路、
３０５…信号処理回路、
３１０…アンテナ、
３２０…コントローラ、
３４１ａｃ，３４１ａｇ，３４１ｈｃ，３４１ｈｇ，３４２ａｃ，３４２ａｇ，３４２ｈｃ，３４２ｈｇ…付加容量導体層、
５０１…絶縁体、
Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１３Ｃ】
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【図１４】
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【図１５Ａ】
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【図１５Ｂ】
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【図１５Ｃ】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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