(57)【要約】【課題】大きな増幅率を有する送信機を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルすることができる回り込みキャンセラを提供する。【解決手段】受信信号に対して受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数を乗算する複数のウェイト乗算器と、ウェイト乗算器の出力を加算する加算器と、加算器の出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する減算器と、誤差信号を白色化する白色化フィルタと、誤差信号に遅延を与え、送信機への出力信号とする遅延線路と、送信機への出力信号を帰還信号として減算器へ出力する適応フィルタと、白色化フィルタの出力に基づき、干渉信号が最小となるように適応フィルタを制御する制御手段と、アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように各素子に対応する複数の重み係数を制御するウェイト可変制御装置とを備えている。【選択図】図１
2011091502.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、
前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数の受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数をそれぞれ乗算する複数のウェイト乗算器と、
前記複数のウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号として出力する加算器と、
前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する減算器と、
前記誤差信号を白色化する白色化フィルタと、
前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする遅延線路と、
前記送信機への出力信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、
前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する制御手段と、
前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数を制御するウェイト可変制御装置と
を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項２】
前記ウェイト可変制御装置が、前記複数の重み係数の制御に最小二乗誤差法を用いることを特徴とする請求項１に記載の回り込みキャンセラ。
【請求項３】
前記ウェイト可変制御装置が、前記複数の重み係数の制御に最小分散無歪み応答を用いることを特徴とする請求項１に記載の回り込みキャンセラ。
【請求項４】
前記ウェイト可変制御装置によって、前記複数の重み係数が、前記送信機から前記受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値と、基地局から前記受信機へのインパルス応答の推定値とに基づいて制御される
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の回り込みキャンセラ。
【請求項５】
同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセル方法であって、
複数のウェイト乗算器によって、前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数の受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数をそれぞれ乗算する過程と、
加算器によって、前記複数のウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号として出力する過程と、
減算器によって、前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する過程と、
白色化フィルタによって、前記誤差信号を白色化する過程と、
遅延線路によって、前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする過程と、
適応フィルタによって、前記送信機への出力信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する過程と、
制御手段によって、前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する過程と、
ウェイト可変制御装置によって、前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数を制御する過程と
を含むことを特徴とする回り込みキャンセル方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、中継局を用いた同時送受信方式において送信機から受信機への回り込み干渉信号を除去又は補償する際に用いて好適な回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線中継器（以下、中継局と称する）を用いた伝送方式に関する研究が盛んに行われている。中でも、無線通信路のもつブロードキャスト性を積極的に利用してリレーノードから転送された信号と、送信ノードから宛先ノードに直接届いた信号を合成して復号することでより信頼性の高い信号伝送を行う協調通信と、中継局を利用した双方向通信においてリレーノードがそれぞれの送信ノードからの信号を合成して転送することで周波数利用効率を改善する無線ネットワークコーディングは、従来の無線伝送方式に比べてその特性を大きく改善できる可能性があることから大変注目されている。協調通信とネットワークコーディングに関する手法は様々なものが数多く提案されているが、いずれの場合でも中継局が受信する信号と送信する信号の間での直交性が仮定されている。これは直接伝送をする場合に比べて２倍の無線資源を使用することを意味する。
【０００３】
このような場合でも協調通信やネットワークコーディングによる周波数利用効率の改善可能であることが示されているが、親局（あるいは基地局）から中継局と中継局から端末への通信路で同じ無線資源を使用することができれば、大幅なシステム特性の改善が期待される。
【０００４】
そのような同時送受信を行う中継局は、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）によるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた地上ディジタルテレビ放送システムにおいて検討されてきた。同一周波数を用いて中継局が同時に送受信を行う場合、送信アンテナからの中継送信信号が受信アンテナに回り込み、発振が生じて特性が劣化することが大きな問題となる。そのため、中継局を用いた同時送受信方式において送信機から受信機への回り込み干渉信号を除去又は補償するための回り込みキャンセラの研究が行われている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Ｒ．Ｈｅａｔｈ  ａｎｄ  Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，“Ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ  ｉｎｐｕｔ  ｃｙｃｌｏｓｔａｔｉｏｎａｒｙ  ｆｏｒ  ｂｌｉｎｄ  ｉｄｅｎｔｉｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，  ｖｏｌ．４７，  ｎｏ．３，  ｐｐ．８４８−８５６，１９９９
【非特許文献２】孫連名、佐野昭、「回り込み干渉をもつＯＦＤＭ系ＳＦＮ中継伝達特性の同定」、電子情報通信学会論文誌Ａ、ｖｏｌ．Ｊ８８Ａ、ｎｏ．９，ｐｐ．１０４５−１０５３，２００５年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１０に回り込みキャンセラのブロック線図（構成１）を示す。この図において、実線と破線はそれぞれ中継局内と空気中におけるデータの伝送を表す。また、これ以降に示すブロック線図も全て同様である。
【０００７】
図１０において、加算器１０１は、基地局から送信されたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）と伝達関数Ｃ（ｚ）のフィードバックパス１０２を介して回り込む干渉信号とを加算する。減算器１０３は、加算器１０１の出力から適応フィルタ１０４の出力を減算する。この減算器１０３から出力された誤差信号ｓ（ｎ）は、適応フィルタ１０４と、適応フィルタ１０４を制御する制御手段１０５へ入力されるとともに、伝達関数Ｇ（ｚ）のフォワードパス１０６を介して送信信号ｕ（ｎ）として送信される。この適応フィルタ１０４は、例えばＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；有限インパルス応答）フィルタからなり、各タップ係数（すなわち各タップの重み）が制御手段１０５によって制御される。
【０００８】
ここで、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）は平均０の周期定常過程であり（非特許文献１）、Ｃ（ｚ）、Ｇ（ｚ）はそれぞれ回り込み経路と増幅器の伝達関数を表している。ただし、ｎは時間のインデックスである。Ｇ（ｚ）は既知であるが、Ｃ（ｚ）は未知であり、また時変の場合もあるため、回り込み経路の推定に制御手段１０５によるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ；最小二乗平均）アルゴリズムを用いた適応フィルタ（Ｗ（ｚ））１０４を使用する。
【０００９】
図１０より、誤差信号ｓ（ｎ）は
【００１０】
【数１】
2011091502.tif 000003
【００１１】
と表せる。ここで、
【００１２】
【数２】
2011091502.tif 000004
【００１３】
を用いると
【００１４】
【数３】
2011091502.tif 000005
【００１５】
と書ける。ここで、Ｗ（ｚ）は定常状態における適応フィルタ１０４の伝達関数を、ｚ−１は遅延作用素をそれぞれ表し、Ｑ（ｚ）は安定であるとする。すなわち、１−（Ｃ（ｚ）Ｇ（ｚ）−Ｗ（ｚ））の零点は全て単位円内に存在すると仮定する。一般的に用いられている適応フィルタ１０４のＬＭＳアルゴリズムは
【００１６】
【数４】
2011091502.tif 000006
【００１７】
のように書ける。ただし、
【００１８】
【数５】
2011091502.tif 000007
【００１９】
であり、ｗｉ（ｎ）は適応フィルタ１０４のｉ番目のタップ係数を、μは正のステップサイズを表しており、上付の“＊”は複素共役を意味する。Ｎはタップ数を表す。また、式（４）の左辺の「ｗ」のような太字の文字はベクトルを表している。なお、本文中では、ベクトルを表す文字を、「文字（ベクトル）」の形式で表記する。式（４）では誤差信号ｓ（ｎ）を適応フィルタ１０４の入力信号として用いている。平均化法より、式（４）の停留点は
【００２０】
【数６】
2011091502.tif 000008
【００２１】
により与えられる。ここで、Ｅ［・］は期待値を表す。ただし、ｓ（ｎ）＝０となるため式（８）においてｉ＝０に対する条件は除外する。つまり、式（５）、（７）において、
【００２２】
【数７】
2011091502.tif 000009
【００２３】
とする。また、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）は周期定常過程であり、その統計量は時変であるため、式（８）の平均は集合平均および時間平均とする。これより、ｘ（ｎ）を、サイクル周波数０のサイクリックスペクトルと等しい、スペクトル密度Ｐ（ｅｊω）を持った定常過程として扱うことが出来る（非特許文献１）。式（３）より、式（８）は
【００２４】
【数８】
2011091502.tif 000010
【００２５】
と表せる。ｚ＝ｅ−ｊωと置くと式（１０）は
【００２６】
【数９】
2011091502.tif 000011
【００２７】
と書ける。ただし、
【００２８】
【数１０】
2011091502.tif 000012
【００２９】
である。ここで〜は推定値を表す。〜Ｃ（ｚ）、〜Ｇ（ｚ）（ただし本文中の上付の〜は文字の真上に付けられた記号を表すこととする。）も同様である。式（１１）が全てのｉ≧１に対して成り立つには、式（１０）のｚｉ−１以下の被積分関数がｚの正の冪で展開されていなければならないので、すなわち式（１１）は
【００３０】
【数１１】
2011091502.tif 000013
【００３１】
と書くことが出来る。ここで、演算［Ｘ（ｚ）］＋は
【００３２】
【数１２】
2011091502.tif 000014
【００３３】
に対して
【００３４】
【数１３】
2011091502.tif 000015
【００３５】
と因果性のある部分、つまり、定数項とｚの負の冪の抽出を表している。また、スペクトル密度Ｐ（ｚ）のスペクトル因数分解はスペクトル因数Ｒ（ｚ）を用いて
【００３６】
【数１４】
2011091502.tif 000016
【００３７】
と書ける。ここで、Ｒ（ｚ）は最小位相系であり、その定数項を１とする。式（２）から１／Ｑ（ｚ）は安定多項式であるので、１／（Ｒ（ｚ−１）Ｑ（ｚ−１））はｚの非負の冪で展開できる。ゆえに、式（１２）の両辺に掛けることで式（１２）は
【００３８】
【数１５】
2011091502.tif 000017
【００３９】
と書ける。式（１４）のＲ（ｚ）を得るため、ｘ（ｎ）がデータ長Ｍ、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）長ＬＣＰ、ブロック長Ｔ＝Ｍ＋ＬＣＰのＯＦＤＭ信号とし、スペクトル密度Ｐ（ｚ）を求める。１ブロック長内のｋ番目の標本ｘｋ（ｎ）＝ｘ（ｎＴ＋ｋ）とすると
【００４０】
【数１６】
2011091502.tif 000018
【００４１】
と書け、入力シンボルｓｉ（ｎ）は平均０、分散σ２で互いに無相関であるので
【００４２】
【数１７】
2011091502.tif 000019
【００４３】
である。ここで、δ（ｒ）はｒ≠０、ｒ＝０に対してそれぞれδ（ｒ）＝０、１を意味する（非特許文献１）。サイクル周波数０のサイクリック相関関数ｐ（０；τ）は式（１６）の各ｋに対する０からＴ−１までの平均であり、
【００４４】
【数１８】
2011091502.tif 000020
【００４５】
であるので、
【００４６】
【数１９】
2011091502.tif 000021
【００４７】
であり、また、
【００４８】
【数２０】
2011091502.tif 000022
【００４９】
より、スペクトル因数は、
【００５０】
【数２１】
2011091502.tif 000023
【００５１】
となる。ここで、αは正の実数である。ただし、式（１３）のγは
【００５２】
【数２２】
2011091502.tif 000024
【００５３】
で与えられる。ここで、
【００５４】
【数２３】
2011091502.tif 000025
【００５５】
であり、一般的にＴ／ＬＣＰ＞２なので、０＜α＜１である。これより、式（１４）の解が陽に得られる。〜Ｒ（ｚ）〜Ｑ（ｚ）は因果的であるので、式（１４）からその値は定数β＊であり、それゆえ、停留点Ｗ０（ｚ）は
【００５６】
【数２４】
2011091502.tif 000026
【００５７】
を満たす。式（７）、（９）、（１９）より、Ｇ（ｚ）にｚ−１が含まれている時、つまり
【００５８】
【数２５】
2011091502.tif 000027
【００５９】
ならばβ＝１であり、
【００６０】
【数２６】
2011091502.tif 000028
【００６１】
となる。
【００６２】
すなわち、停留点においてバイアス項αｚ−Ｍが生じてしまう。式（２３）のバイアス項を除去する方法について述べる。
【００６３】
式（４）において誤差信号ｓ（ｎ）の代わりに以下の信号
【００６４】
【数２７】
2011091502.tif 000029
【００６５】
を用いる。つまり、
【００６６】
【数２８】
2011091502.tif 000030
【００６７】
であるが、これは、誤差信号ｓ（ｎ）がＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に等しい場合は白色化の操作となる。これより、式（１２）は
【００６８】
【数２９】
2011091502.tif 000031
【００６９】
と書ける。式（１３）より停留点は
【００７０】
【数３０】
2011091502.tif 000032
【００７１】
で与えられる。ｚ〜Ｑ（ｚ）の因果性部分が０すなわち、〜Ｑ（ｚ）＝１でなければならないので、
【００７２】
【数３１】
2011091502.tif 000033
【００７３】
である。これより、適応フィルタ１０４の停留点は
【００７４】
【数３２】
2011091502.tif 000034
【００７５】
となる。式（２３）と比べ、バイアス項が消去されているのが分かる。
【００７６】
図１１にマルチパスとバイアスを考慮した回り込みキャンセラのブロック線図を記す。図１１に示す構成は、図１０に示す構成と比較して、減算器１０３と制御手段１０５の間に白色化フィルタ１０７が挿入されている点と、減算器１０３とフォワードパス１０６の間に遅延線路１０８が挿入されている点と、適応フィルタ１０４に遅延線路１０８の出力信号が入力される点とが異なっている。図１１に示す構成において、図１０に示す構成に対応するものには同一の符号を用いている。遅延線路１０８は、入出力信号間に所定の時間遅延を与える。白色化フィルタ１０７は、スペクトル因数Ｒ（ｚ）の逆数を伝達関数とするフィルタであり、信号ｓ’（ｎ）を出力する。適応フィルタ１０４の平均二乗誤差は
【００７７】
【数３３】
2011091502.tif 000035
【００７８】
と書ける。ここで、停留点Ｗ０（ｚ）に対応する適応フィルタ１０４のタップ係数ベクトルをｗ０（ベクトル）とすると
【００７９】
【数３４】
2011091502.tif 000036
【００８０】
となる。ただし、μＹ（ベクトル）は停留点付近のタップ係数の誤差共分散行列を近似したものであり、Ｌｙａｐｕｎｏｖ方程式を解くことで、Ｙ（ベクトル）＝γ２（ベクトル）／２・Ｉ（ベクトル）を得る。これより停留点での平均二乗誤差は
【００８１】
【数３５】
2011091502.tif 000037
【００８２】
と書ける。
【００８３】
上記で示した回り込みキャンセラについての議論では、初期状態が安定であることが大前提となっている。
【００８４】
【数３６】
2011091502.tif 000038
【００８５】
であるが、適応フィルタ１０４の初期状態として各係数の初期値を全て０とすると、これに対応するＱ（ｚ）は
【００８６】
【数３７】
2011091502.tif 000039
【００８７】
となる。このとき、Ｑ（ｚ）が安定であるためには、全てのωに対して｜Ｃ（ｅｊω）Ｇ（ｅｊω）｜＜１でなければならず、この条件を満たさない場合には発散してしまう。Ｃ（ｚ）は回り込み通信路の伝達関数であるため、この条件を満足するためにはフォワードポス（増幅器）１０６の伝達関数Ｇ（ｚ）を十分小さく設定する必要があることを意味する。つまり無線中継局における増幅率に対して非常に厳しい制限を課すこととなる。
【００８８】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、大きな増幅率を有する送信機（増幅器）を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルすることができる回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００８９】
請求項１記載の発明は、同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数の受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａをそれぞれ乗算する複数のウェイト乗算器と、前記複数のウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号ｙ（ｎ）として出力する加算器と、前記アレー出力信号ｙ（ｎ）から帰還信号を減算し、誤差信号ｓ（ｎ）として出力する減算器と、前記誤差信号ｓ（ｎ）を白色化する白色化フィルタと、前記誤差信号ｓ（ｎ）に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする遅延線路と、前記送信機への出力信号を可変の伝達関数Ｗ（ｚ）に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）を制御する制御手段と、前記アレー出力信号ｙ（ｎ）を入力し、該アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａを制御するウェイト可変制御装置とを備えることを特徴とする回り込みキャンセラである。
【００９０】
請求項２記載の発明は、前記ウェイト可変制御装置が、前記複数の重み係数ｗａの制御に最小二乗誤差法を用いることを特徴とする。
【００９１】
請求項３記載の発明は、前記ウェイト可変制御装置が、前記複数の重み係数ｗａの制御に最小分散無歪み応答を用いることを特徴とする。
【００９２】
請求項４記載の発明は、前記ウェイト可変制御装置によって、前記複数の重み係数ｗａが、前記送信機から前記受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値と、基地局から前記受信機へのインパルス応答の推定値とに基づいて制御されることを特徴とする。
【００９３】
請求項５記載の発明は、同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセル方法であって、複数のウェイト乗算器によって、前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数の受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａをそれぞれ乗算する過程と、加算器によって、前記複数のウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号ｙ（ｎ）として出力する過程と、減算器によって、前記アレー出力信号ｙ（ｎ）から帰還信号を減算し、誤差信号ｓ（ｎ）として出力する過程と、白色化フィルタによって、前記誤差信号ｓ（ｎ）を白色化する過程と、遅延線路によって、前記誤差信号ｓ（ｎ）に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする過程と、適応フィルタによって、前記送信機への出力信号を可変の伝達関数Ｗ（ｚ）に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する過程と、制御手段によって、前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）を制御する過程と、ウェイト可変制御装置によって、前記アレー出力信号ｙ（ｎ）を入力し、該アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａを制御する過程とを含むことを特徴とする回り込みキャンセル方法である。
【発明の効果】
【００９４】
本発明によれば、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）との誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａを制御するようにしたので、大きな増幅率（例えば１００倍以上）を有する送信機を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号を安定してキャンセルすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】本発明の一実施形態のブロック線図である。
【図２】特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。
【図３】特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。
【図４】特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。
【図５】特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。
【図６】本発明（１，ＭＭＳＥ基準）を用いた場合の二乗誤差（Ｈｐ（ｚ）＝１）を示す図である。
【図７】本発明（１，ＭＭＳＥ基準）を用いた場合の二乗誤差（マルチパス通信路）を示す図である。
【図８】本発明（１，ＭＶＤＲ基準）を用いた場合の二乗誤差（Ｈｐ（ｚ）＝１）を示す図である。
【図９】本発明（２，ＭＶＤＲ基準）を用いた場合の二乗誤差（マルチパス通信路）を示す図である。
【図１０】従来の回り込みキャンセラのブロック線図（１）である。
【図１１】マルチパスを考慮した回り込みキャンセラのブロック線図である。
【発明を実施するための形態】
【００９６】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。本発明の一つの特徴は、上記の問題を解決するため、回り込みキャンセラ（干渉キャンセラ）の前段にアレーアンテナを用いるとともに、各アレーアンテナの各素子の受信信号に対する重み（係数）を制御することでこの回り込みキャンセラを効率的に動作させる点である。図１は、本発明の一実施形態としての回り込みキャンセラの構成例を示すブロック線図である。
【００９７】
図１は、本発明の一実施形態としての回り込みキャンセラ１を含む中継局内外の信号間の関係を表すブロック線図である。この場合、回り込みキャンセラ１と、フォワードパス１０６と、出力点１０９とが中継局内の構成である。他方、図示していない基地局とこの中継局との間の伝達要素であるｍ個のフォワードパス１１０−１〜１１０−ｍが中継局外の構成である。また、中継局内の送信機（出力点１０９内の１要素）から受信機（入力点１０１−１〜１０１−ｍ内の１要素）への回り込み経路を表すｍ個のフィードバックパス１０２−１〜１０２−ｍとが中継局内と外のいずれかに位置する構成である。
【００９８】
図１の中継局は、同一周波数の無線信号を送受信することで無線中継を行う装置である。すなわち、図１の中継局は、図示していない基地局から送信された無線信号を、複数素子（この場合はｍ素子）からなる受信用アレーアンテナを用いて中継局内の受信機で受信する。そして受信した無線信号を中継局内の増幅器によって増幅し、中継局内の送信機によって受信信号と同一周波数の無線信号を用いて送信する。図１では、ｍ個の入力点１０１−１〜１０１−ｍが、受信用アレーアンテナの各素子、各素子で受信した信号を受信するｍ個の受信機等の要素に対応する構成である。また、出力点１０９が、送信機、送信用アンテナ（複数素子からなるアレーアンテナ、１素子のアンテナ等）等の要素に対応する構成である。
【００９９】
図１に示す例では、回り込みキャンセラ１が、ｍ個の入出力点１０１−１〜１０１−ｍ、ｍ個のウェイト乗算器１１−１〜１１−ｍ、加算器１２、ウェイト可変制御装置１３、減算器１０３、適応フィルタ１０４、制御手段１０５、白色化フィルタ１０７および遅延線路１０８によって構成されている。ただし、これと異なり、ｍ個の入出力点１０１−１〜１０１−ｍを除いた構成や、フォワードパス１０６や出力点１０９を含んだ構成を、本発明の回り込みキャンセラの構成としてとらえることもできる。また、フォワードパス１０６が表す増幅器は、その一部又は全部が、送信機内に含まれていてもよい。すなわち出力点１０９内に増幅器に対応する要素が含まれていてもよい。なお、図１において、図１０、図１１に示すものと同一の（または対応する）構成には同一の符号を用いている。
【０１００】
回り込みキャンセラ１は、上記の構成で、出力点１０９に含まれる送信機から入力点１０１−１〜１０１−ｍに含まれるｍ個の受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラとして機能する。入力点１０１−１〜１０１−ｍは、フォワードパス１１０−１〜１１０−ｍを介して送信されてきたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）を受信用アレーアンテナのｍ個の素子それぞれで受信するとともに、フィードバックパス１０２−１〜１０２−−ｍを介して回り込んできたｍ個の回り込み干渉信号を受信用アレーアンテナのｍ個の素子それぞれで受信する。ここで、フォワードパス１１０−１〜１１０−ｍの伝達関数は、Ｈ１（ｚ）〜Ｈｍ（ｚ）である。
【０１０１】
ｍ個のウェイト乗算器１１−１〜１１−ｍは、入力点１０１−１〜１０１−ｍにおいてｍ個の受信機によって受信用アレーアンテナのｍ個の素子を用いて受信されたｍ個の受信信号に対して受信用アレーアンテナの各素子に対応するｍ個の重み係数ｗａ１〜ｗａｍをそれぞれ乗算する。ウェイト乗算器１１−１〜１１−ｍの出力信号はｒ１（ｎ）〜ｒｍ（ｎ）と表すこととする。加算器１２は、複数のウェイト乗算器１１−１〜１１−ｍの出力を加算し、アレー出力信号ｙ（ｎ）として出力する。減算器１０３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）から、適応フィルタ１０４から出力された帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号ｓ（ｎ）として出力する。白色化フィルタ１０７は、誤差信号ｓ（ｎ）を白色化する。遅延線路１０８は、誤差信号ｓ（ｎ）に遅延を与え、出力点１０９に含まれる送信機への出力信号とする。適応フィルタ１０４は、遅延線路１０８から送信機への出力信号を可変の伝達関数Ｗ（ｚ）に基づきフィルタリングし、帰還信号として減算器１０３へ出力する。制御手段は、白色化フィルタ１０７の出力ｓ’（ｎ）に基づき、フィードバックパス１０２−１〜１０２−ｍを介してｍ個の受信機に回り込む干渉信号が最小となるように適応フィルタ１０４の伝達関数Ｗ（ｚ）を制御する。ウェイト可変制御装置１３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）を入力し、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）（すなわちＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に含まれる所定のパイロット信号）との誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍを制御する。
【０１０２】
ここでは、回り込み経路の伝達関数を構成するＧ（ｚ）とＣ（ｚ）のうち、Ｃ（ｚ）を制御する手法について考える。具体的には、中継局の受信側にアダプティブアレーアンテナを導入し、そのウェイトをうまく制御することで回り込み波を抑圧し、アダプティブアレーも含んだ回り込み通信路の伝達関数Ｃ（ｚ）を小さくすることを考える。ＯＦＤＭ信号に対するアダプティブアレーは、時間領域で合成を行うプリＦＦＴ（ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）型アレーと周波数領域で合成を行うポストＦＦＴ型アレーの２つに大きく分けられるが、ポストＦＦＴ型では１ＯＦＤＭシンボル以上の遅延が中継局で発生してしまうこと、及び後段の回り込みキャンセラが時間領域で動作するフィルタであることからここではプリＦＦＴ型アレーを採用することとする。時間領域のアレーでは、一般に遅延波は全て干渉信号として取り扱われるため、最大電力のパスのみを捕捉するような合成法となるが、中継局を親局（基地局）からの見通し内に設置することで遅延波の損失による特性の劣化は小さくできると考えられる。最大電力のパスのみを捕捉することは、むしろ、親局中継局間の実効的な遅延広がりを小さくでき、回り込みキャンセラ内に必要な遅延時間を短縮できるため、大変望ましい考えられる。一方、中継局の送信アンテナに対してもアレーを導入することが考えられるが、送信ビームフォーミングはウェイトの制御が難しいこと、及び本対象とする中継局はカバレッジの拡大をひとつの目的としているため全方向に信号を送信したいことなどから送信アンテナは１素子とする。
【０１０３】
図１に示す本実施形態のシステムのブロック線図では、ＢＳとＲＳがそれぞれ基地局（親局）と中継局を表し、遅延線路１０８は遅延作用素ｚ−ａを意味する。基地局の送信アンテナは１素子としているため、回り込み経路および基地局から中継局への経路はいずれも１×ｍのＳＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）となる。ここで、ｍはアンテナの本数である。
【０１０４】
また、アレーアンテナへの入力は
【０１０５】
【数３８】
2011091502.tif 000040
【０１０６】
である（上付の“Ｔ”は転置を意味する。）。さらに、回り込み経路と基地局から中継局への伝達関数を、それぞれＣｐ（ｚ）、Ｈｐ（ｚ）（ｐ＝１、２、…、ｍ）とおいている。Ｃｐ（ｚ）およびＨｐ（ｚ）はそれぞれ
【０１０７】
【数３９】
2011091502.tif 000041
【０１０８】
と書ける。ここで、Ｋ、Ｌはそれぞれ回り込み経路のチャネル長と基地局から中継局への経路のチャネル長である。そして、これらのインパルス応答の推定値を用いて
【０１０９】
【数４０】
2011091502.tif 000042
【０１１０】
とおくと、
【０１１１】
【数４１】
2011091502.tif 000043
【０１１２】
と表せる。なお、ｕ（ｎ）は中継局から送信される信号、ｎ（ｎ）（ベクトル）は観測雑音である。式（３８）より、アレーアンテナの出力ｙ（ｎ）は
【０１１３】
【数４２】
2011091502.tif 000044
【０１１４】
となる。ここで、
【０１１５】
【数４３】
2011091502.tif 000045
【０１１６】
はアレーアンテナのウェイトである。上付の“Ｈ”はエルミート共役を意味する。また、ｊは最大電力のパスの遅延時間を表し、
【０１１７】
【数４４】
2011091502.tif 000046
【０１１８】
とする。ここで、ａｒｇｍａｘｉ｜｜ｈｉ（ベクトル）｜｜２は、｜｜ｈｉ（ベクトル）｜｜２を最大とするｉを表す。また、｜｜・｜｜２はプロベニウムノルムを表す。また、基地局から中継局までの通信路が周波数選択性でなければ、基地局から中継局までのチャネル長Ｌ＝１となるのでｊ＝０である。
【０１１９】
次に、ウェイト可変制御装置１３において、受信用アレーアンテナの各素子に対応するｍ個の重み係数ｗａ１〜ｗａｍを算出する手法について説明する。以下では、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ；最小二乗誤差法）規範とＭＶＤＲ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｖａｒｉａｎｃｅ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｌｅｓｓ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；最小分散無歪み応答）規範の２種類の手法について説明する。
【０１２０】
（規範１）ＭＭＳＥ規範
【０１２１】
ＭＭＳＥ基準のウェイト制御では、評価関数
【０１２２】
【数４５】
2011091502.tif 000047
【０１２３】
を最小にするウェイトが最適ウェイトとなる。ここで、
【０１２４】
【数４６】
2011091502.tif 000048
【０１２５】
とすると（Ｉ（ベクトル）は単位行列）、評価関数は、
【０１２６】
【数４７】
2011091502.tif 000049
【０１２７】
となる。これより、
【０１２８】
【数４８】
2011091502.tif 000050
【０１２９】
を得る。さらに
【０１３０】
【数４９】
2011091502.tif 000051
【０１３１】
を解くことで、ＭＭＳＥ基準最適アレーウェイト
【０１３２】
【数５０】
2011091502.tif 000052
【０１３３】
を得る。
【０１３４】
（規範２）ＭＶＤＲ規範
【０１３５】
ＭＭＳＥ基準のウェイト制御法ではアンテナ素子数が少ない場合に、希望信号（基地局からの最大電力のパス）に対するゲインが小さくなることがある。これは回り込みの干渉信号電力が非常に大きいときには、希望信号の電力を低減してでも干渉信号を抑圧したほうが２乗誤差の意味では望ましいことがあるからである。しかしながら、本実施形態の中継局ではアダプティブアレーの後段に回り込みキャンセラを備えているため、アダプティブアレーの役割としては回り込み波を完全に抑圧することよりも、希望信号をより確実に受信することのほうが重要であると考えられる。そこで、
【０１３６】
【数５１】
2011091502.tif 000053
【０１３７】
なる拘束条件の下で評価関数（４０）を最小にするようなアレーウェイトｗａ（ベクトル）を導出する。このようなアダプティブアレーはＭＶＤＲビームフォーマーと呼ばれる。Ｌａｇｒａｎｇｅの未定乗数法を用いると、評価関数は
【０１３８】
【数５２】
2011091502.tif 000054
【０１３９】
とかける。ここで、λはＬａｇｒａｎｇｅ乗数である。これより
【０１４０】
【数５３】
2011091502.tif 000055
【０１４１】
となり、したがって、ＭＶＤＲ最適ウェイト〜ｗａｏｐｔ（ベクトル）は
【０１４２】
【数５４】
2011091502.tif 000056
【０１４３】
とかける。ここで、拘束条件（４８）は
【０１４４】
【数５５】
2011091502.tif 000057
【０１４５】
と同値であるから、式（５１）より、
【０１４６】
【数５６】
2011091502.tif 000058
【０１４７】
なる関係式が成立する。これより、
【０１４８】
【数５７】
2011091502.tif 000059
【０１４９】
を得る。このＬａｇｒａｎｇｅ乗数を式（５１）に代入することにより、〜ｗａｏｐｔ（ベクトル）得る。
【０１５０】
なお、アレーアンテナのウェイト制御はアナログでもディジタルでも制御可能であるが、アナログで制御した場合は、Ａ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換機のダイナミックレンジを大きく取らなくてもよいという利点がある。
【０１５１】
以上のように、ウェイト可変制御装置１３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）とを入力として、それらの誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍを制御する際に、複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍの制御に最小二乗誤差法を用いたり、最小分散無歪み応答を用いたりすることができる。その際、ウェイト可変制御装置１３は、式（４７）や式（５１）に示すように、複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍを、送信機から受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値（式（３６））と、基地局から受信機へのインパルス応答の推定値（式（３７））とに基づいて制御することができる。
【０１５２】
次に、本発明の有効性を確認するため、計算機実験により評価を行った結果を示す。ＯＦＤＭ信号は振幅１のＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）データより生成し、データ長Ｍ＝６４、ＣＰ長ＬＣＰ＝１６（ブロック長Ｔ＝８０）とした。このとき、式（２３）のバイアス項のα＝０．２０８７である。
【０１５３】
提案方式の特性として、図２〜図５に特性評価に用いた回り込み経路の瞬時の遅延プロファイルを示す。図中、横軸は時間遅延、縦軸はインパルス応答の瞬時電力を表している。図２〜図５は、アンテナ１、２、３、４のチャネル応答値、アンテナ５、６、７、８のチャネル応答値、アンテナ９、１０、１１、１２のチャネル応答値、および、アンテナ１３、１４、１５、１６のチャネル応答値をそれぞれ表している。
【０１５４】
まず、（規範１）のＭＭＳＥ基準アダプティブアレーを用いたときの回り込みキャンセラの特性について評価する。基地局から中継局への通信路の伝達関数がＨｐ（ｚ）＝１のとき、すなわち、Ｌ＝１かつｈ０（ベクトル）＝１（ベクトル）＝［１  …  １］Ｔのときの二乗キャンセル誤差を図６に示す。ここで、フォワードパス１０６における増幅器のゲインＧ＝２０ｄＢであり、アレーを用いない場合には収束しないような環境である。これよりアンテナ本数が、４、８、１２、１６本のいずれの場合においても二乗誤差が収束していることが分かる。なお、図６〜図９における各グラフの横軸の値は、ウェイトを更新する繰り返し数を表している。また、縦軸の値は、二乗平均誤差をｄＢの単位で表しており、負の値でかつ絶対値が大きくなるほど誤差が小さく良好な特性であることを示す。
【０１５５】
次に、基地局から中継局への通信路が周波数選択性マルチパス通信路である場合の二乗誤差特性を図７に示す。ここで、二乗誤差として｜ｓ（ｎ）−Ｉ（ｚ）ｘ（ｎ）｜２を用いた。ただし、
【０１５６】
【数５８】
2011091502.tif 000060
【０１５７】
である。また、基地局−中継局間の通信路もインパルス応答の係数の２乗和が１に正規化されているため、増幅比はＨｐ（ｚ）＝１の場合と同様に評価した。これより、基地局から中継局への通信路が周波数選択性マルチパス通信路の場合も二乗誤差はいずれのアンテナ素子数でも収束していることが分かる。
【０１５８】
次に、（規範２）における、ＭＶＤＲ原理に基づくアダプティブアレーウェイトを用いたときの特性を示す。基地局から中継局への通信路がＬ＝１かつｈ０（ベクトル）＝１（ベクトル）のときの二乗キャンセル誤差を図８に示す。アンテナ素子数は４、８、１２、１６とし、増幅率はＧ＝２０ｄＢとしている。これらより、ＭＶＤＲアレーウェイトを用いた場合には、アンテナが４本のときに二乗誤差が収束しないことが分かるが、アンテナ素子数を増加させることで収束に到達する。
【０１５９】
次に、基地局から中継局への通信路が周波数選択性マルチパス通信路である場合の二乗誤差特性及び増幅比の特性を図９に示す。ここで、二乗誤差として｜ｓ（ｎ）−Ｉ（ｚ）ｘ（ｎ）｜２を用いた。Ｈｐ（ｚ）＝１の場合と同様にアンテナ素子数が４の場合には二乗誤差が発散している。一方アンテナ素子数が８の場合、ＭＭＳＥ基準アダプティブアレーでは中継器での実効的な増幅比が減少していたのに対し、ＭＶＤＲアレーではほぼ増幅器の増幅率と同じゲインを達成できていることが分かる。これはＭＶＤＲビームフォーマーが干渉波の抑圧よりも、希望信号の捕捉を重視したウェイト制御法になっているからである。
【０１６０】
計算結果より、本発明を用いることで、従来の手法では適応フィルタが収束しないよう大きな増幅率（１００倍以上）に対しても回り込みキャンセラを正常に動作させることに成功した。また、十分な素子数を持つアダプティブアレーの導入により、従来手法ではすぐに発散するような環境においても特性を改善できることが確認できた。
【符号の説明】
【０１６１】
１  回り込みキャンセラ
１１−１〜１１−ｍ  乗算器
１２  加算器
１３  ウェイト可変制御装置
１０１−１〜１０１−ｍ  フォワードパス
１０２−１〜１０２−ｍ  フィードバックパス
１０３  減算器
１０４  適応フィルタ
１０５  制御手段
１０６  フォワードパス
１０７  白色化フィルタ
１０８  遅延線路
１０９  出力点
【図１】
2011091502.tif 000061
【図２】
2011091502.tif 000062
【図３】
2011091502.tif 000063
【図４】
2011091502.tif 000064
【図５】
2011091502.tif 000065
【図６】
2011091502.tif 000066
【図７】
2011091502.tif 000067
【図８】
2011091502.tif 000068
【図９】
2011091502.tif 000069
【図１０】
2011091502.tif 000070
【図１１】
2011091502.tif 000071