(57)【要約】【課題】インバータ等に適用される半導体デバイスは、寄生ダイオードにより誘導負荷からの還流電流を通流する場合、ダイオードの順方向電圧による損失が大きくなることが懸念され、また双方向デバイスを適用した場合には、２つのゲート端子を駆動する必要があり、制御の複雑化、かつ高コストになるという課題があった。【解決手段】第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、第一ソース端子４、第二ソース端子５を備え、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を各オンオフすることで４つの動作モードを有する双方向スイッチ１に適用する駆動方法であり、第一ゲート端子２あるいは第二ゲート端子３の何れか一方を常時オン状態となるように制御し、還流電流を流す経路を確保しつつ、ダイオード損失を低減し、かつ２つのゲート信号数を減らし、簡易な回路構成、かつ低コストに電源変換回路を実現することができる。【選択図】図１
2011109761.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続した直列回路を少なくとも２対以上並列に接続して備えた単相インバータあるいは三相インバータに使用する電力変換モジュールであって、前記第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を制御する信号を外部から入力する信号入力端子を備えたことを特徴とする電力変換モジュール。
【請求項２】
双方向スイッチの第一あるいは第二ゲート端子を駆動する駆動回路を内蔵させたことを特徴とする請求項１記載の電力変換モジュール。
【請求項３】
駆動回路の電源を生成する電源生成回路を内蔵したことを特徴とする請求項２記載の電力変換モジュール。
【請求項４】
内部の異常を出力する異常出力回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換モジュール。
【請求項５】
許容電流を超える電流の通流を検出する過電流検出回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換モジュール。
【請求項６】
許容電流を設定する過電流設定回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換モジュール。
【請求項７】
請求項１から６何れかに記載の電力変換モジュールを使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１から６何れかに記載の電力変換モジュールを使用したことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項１から６何れかに記載の電力変換モジュールを使用したことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゲート信号に制御により４つの状態を有する双方向スイッチを複数個配置した電力変換モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子機器の普及がさらに拡大傾向にあるが、同時に電子機器の消費電力増加、引いては地球温暖化などが発生しており、社会的な問題と認識されている。このような社会的背景から、電子機器の低消費電力化の要求も高くなっており、根幹となる電源回路、あるいは電子機器の主たる機能を実現するためのアクチュエータなど待機電力、運転のための電力の何れの電力消費についても技術革新による消費削減が期待されている。
【０００３】
従来、この種の低消費電力化のための技術としては、使用する電圧に応じて、適宜半導体デバイスをＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴの使い分ける、あるいは新しい半導体デバイスとして、双方向性スイッチを利用した電力変換回路が提案されており、その中でも、より小型軽量化と周辺回路内蔵による低価格化を図るために、半導体デバイスを複数個と周辺回路を内蔵したモジュールが採用されている。
【０００４】
以下、そのモジュールについて、特許文献１を一例として説明する。
【０００５】
図９に示すのは、モジュール１０１の構成を示す回路図である。このモジュール１０１は三相インバータとして構成されている。モジュール１０１は、パワースイッチング素子としてのＩＧＢＴ１０２〜１０７が備えられており、第１〜第３の直列回路が構成されており、直列回路の両端には直流電源が接続されている。また、第１の直列回路を構成する２個のＩＧＢＴの接続点、すなわちＩＧＢＴ１０２のエミッタ電極とＩＧＢＴ１０５のコレクタ電極との接続点は、出力端子Ｕへ接続されている。同様に、第２および第３の直列回路を構成する各２個のＩＧＢＴの接続点は、それぞれ、出力端子Ｖ，Ｗへと接続されている。すなわち、第１〜第３の直列回路は、三相の中の一相に対応しており、パワー電源端子Ｐ，Ｎに供給される直流電源を個別にスイッチングして、それぞれ出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗへと出力する役割を果たしている。出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、例えば三相モータなどの外部の三相負荷が接続される。三相負荷が誘導性負荷の場合、ＩＧＢＴ１０２〜１０７に各並列に配置されたフリーホイールダイオード１０８〜１１３を経由して通流することとなる。また、直列回路の上段のＩＧＢＴ１０２〜１０４には電源１１４〜１１６が接続され、浮遊電源ピンが個々外部端子として設置されているため、前述出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの共用により配線パターンが節減され、モジュール１０１の小型化を図るものである。
【０００６】
また、この種のモジュールに採用されている半導体デバイスはＳｉを基材としたものであり、電流密度がＳｉＣやＧａＮに比べて小さいため、チップサイズが比較的大きくなる。
【０００７】
また、特許文献１以外では、双方向スイッチ単体をプリント配線板上で結線して、インバータを構成することもある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３３９４３７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
このような従来の電力変換装置に使用する電力変換モジュールでは、単方向スイッチをモジュール化していることから、接続した負荷からの還流電流がフリーホイールダイオードを通流するため、ダイオードの順方向電圧に応じた損失が発生し、発熱が大きくなるという課題があった。
【００１０】
また、より高い電流密度を可能としたＳｉＣやＧａＮデバイスを使用してプリント配線板上で結線した場合、配線長が長くなることからインダクタンス成分増大や部品内外の寄生容量増加による電圧の跳ね上がりやターンオン、ターンオフ特性が悪化するという課題があった。また、モジュール化されていないため、プリント配線板への実装面積が増加し、高コストになると同時に、チップサイズが小さいという特徴を活かした実装面積の縮小化が困難になるという課題があった。
【００１１】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、接続した負荷からの還流電流をフリーホイールダイオードを介さずに通流させると同時に、チップサイズが小さいという特徴を活かして、実装面積の縮小化を図ることを可能とした双方向デバイスを用いた電力変換モジュールを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の電力変換モジュールは、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続した直列回路を少なくとも１対あるいは２対以上並列に接続して備え、前記第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を制御する信号を外部から入力する信号入力端子と、双方向スイッチの第一あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を外部端子としてもっている構成としたものである。
【００１３】
この手段により、第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子は外部から駆動制御を可能としたため用途に応じた変調を行なうことができ、列接続する相互の双方向スイッチの低オン抵抗特性を活かすことができることとなる。
【００１４】
また、双方向スイッチの第一あるいは第二ゲート端子を駆動する駆動回路を部分的あるいは全て内蔵させる構成としたものである。
【００１５】
この手段により、双方向スイッチの各第一あるいは第二ゲート端子と駆動回路を近接させることができ、配線のインダクタンス成分や寄生容量、更には外来ノイズによる誤動作を抑制することができ、モジュールに内蔵することで省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができることとなる。
【００１６】
また、駆動回路の電源を生成する電源生成回路を内蔵する構成としたものである。
【００１７】
この手段により、基準電位の異なる駆動回路の電源をモジュール外部で生成する必要がなく、省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができることとなる。
【００１８】
また、内部の異常を出力する異常出力回路を備える構成としたものである。
【００１９】
この手段により、モジュール内部に上下アームを短絡する事象などを認識、フィードバック制御することで、より安定した駆動が可能になると同時に、モジュール外部に特別な異常検出回路を設ける必要がないため、回路構成の簡略化と低コスト化を図ることができることとなる。
【００２０】
さらに、許容電流を超える電流の通流を検出する過電流検出回路を備える構成としたものである。
【００２１】
この手段により、双方向スイッチに流れる電流値を検出して、最大定格電流を超えないように制御することができ、故障率を低下することができることとなる。
【００２２】
また、許容電流を設定する過電流設定回路を備える構成としたものである。
【００２３】
この手段により、双方向スイッチの安全領域内における電流リミッタを任意に設定することができ、汎用性の高いモジュールとすることができることとなる。
【００２４】
また、電力変換モジュールを電力変換装置に使用する構成としたものである。
【００２５】
この手段により、電力変換モジュールを制御するマイクロプロセッサの処理の負担を軽減することができるため、より安価で、かつより小型の電力変換装置を実現することができることとなる。
【００２６】
また、電力変換モジュールをモータ駆動装置に使用する構成としたものである。
【００２７】
この手段により、電力変換モジュールを制御するマイクロプロセッサの処理の負担を軽減することができるため、より安価で、かつより小型のモータ駆動装置を実現することができることとなる。
【００２８】
さらに、電力変換モジュールを空気調和機に使用する構成としたものである。
【００２９】
この手段により、電力変換モジュールを制御するマイクロプロセッサの処理の負担を軽減することができるため、より安価で、かつより小型の空気調和機を実現することができることとなる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続した直列回路を少なくとも２対以上並列に接続して備えた単相インバータあるいは三相インバータに使用する電力変換モジュールであって、前記第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を制御する信号を外部から入力する信号入力端子を設置することで用途に応じた変調を行なうことができる電力変換モジュールを提供できる。
【００３１】
また、双方向スイッチの第一あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を駆動する駆動回路を内蔵させる構成とすることで、直列接続する相互の双方向スイッチはモジュール内に配置して近接させることで、配線のインダクタンス成分や寄生容量を低減することができ、双方向スイッチの低オン抵抗の特性を活かすことができると共に、第一ゲート端子、第二ゲート端子をオンオフした際のドレイン〜ソース間電圧の急峻な変化を緩和、さらにモジュール内に半導体を集積化することで省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができる電力変換モジュールを提供できる。
【００３２】
また、駆動回路の電源を生成する電源生成回路を内蔵する構成とすることで、基準電位の異なる駆動回路の電源をモジュール外部で生成する必要がなく、省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができる電力変換モジュールを提供できる。
【００３３】
さらに、内部の異常を出力する異常出力回路を備える構成とすることで、モジュール内部に上下アームを短絡する事象などを認識、フィードバック制御することで、より安定した駆動が可能になると同時に、モジュール外部に特別な異常検出回路を設ける必要がないため、回路構成の簡略化と低コスト化を図ることができる電力変換モジュールを提供できる。
【００３４】
また、許容電流を超える電流の通流を検出する過電流検出回路を備える構成とすることで、双方向スイッチに流れる電流値を検出して、最大定格電流を超えないように制御することができ、故障率を低下することができる電力変換モジュールを提供できる。
【００３５】
さらに、許容電流を設定する過電流設定回路を備える構成とすることで、双方向スイッチの安全領域内における電流リミッタを任意に設定することができ、汎用性の高いモジュールとすることができる電力変換モジュールを提供できる。
【００３６】
また、電力変換装置に電力変換モジュールを使用する構成とすることで、電力変換の主たる回路部の占有面積あるいは容積を軽減することができるため、より安価で、かつより小型化を図ることができる電力変換装置を提供できる。
【００３７】
さらに、モータ駆動装置に電力変換モジュールを使用する構成とすることで、電力変換の主たる回路部の占有面積あるいは容積を軽減することができるため、より安価で、かつより小型化を図ることができるモータ駆動装置を提供できる。
【００３８】
また、空気調和機に電力変換モジュールを使用する構成とすることで、電力変換の主たる回路部の占有面積あるいは容積を軽減することができるため、より安価で、かつより小型化を図ることができる空気調和機を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の実施の形態１の双方向スイッチのモジュール図
【図２】同双方向スイッチの構成図
【図３】同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図）
【図４】同双方向スイッチのＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係を示す図（（ａ）Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示す図、（ｂ）Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０ＶとしＶｇ１を変化させた場合を示す図、（ｃ）Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示す図）
【図５】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図６】同双方向スイッチのモジュールを使用したインバータ動作図（（ａ）ｔ１の時間におけるハイサイドスイッチ１ａとローサイドスイッチ１ｄの状態とそのときに流れる電流を示す図、（ｂ）ローサイドスイッチ１ｄのオン、オフタイミングの反転動作を示す図）
【図７】本発明の実施の形態２におけるゲート駆動回路構成図
【図８】本発明の実施の形態２におけるゲート駆動回路の電源構成図
【図９】従来の特許文献１におけるインバータのモジュール図
【発明を実施するための形態】
【００４０】
本発明の請求項１記載の発明は、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続した直列回路を少なくとも２対以上並列に接続して備えた単相インバータあるいは三相インバータに使用する電力変換モジュールであって、前記第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を制御する信号を外部から入力する信号入力端子と、双方向スイッチの第一あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を駆動する駆動回路を内蔵させる構成としたものであり、直列接続する相互の双方向スイッチはモジュール内に配置して近接させることで、配線のインダクタンス成分や寄生容量を低減することができ、双方向スイッチの低オン抵抗の特性を活かすことができると共に、第一ゲート端子、第二ゲート端子をオンオフした際のドレイン〜ソース間電圧の急峻な変化を緩和、さらにモジュール内に半導体を集積化することで省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができ、また、第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子は外部から駆動制御を可能としたため、用途に応じた変調を行なうことができるという作用を有する。
【００４１】
また、双方向スイッチのゲート端子を駆動する駆動回路を内蔵させる構成としたものであり、双方向スイッチのゲート端子と駆動回路を近接させることができ、配線のインダクタンス成分や寄生容量、更には外来ノイズによる誤動作を抑制することができ、モジュールに内蔵することで省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができるという作用を有する。
【００４２】
また、駆動回路の電源を生成する電源生成回路を内蔵する構成としたものであり、基準電位の異なる駆動回路の電源をモジュール外部で生成する必要がなく、省スペース化が図れ、装置全体の小型・軽量化を図ることができるという作用を有する。
【００４３】
また、内部の異常を出力する異常出力回路を備える構成としたものであり、モジュール内部に上下アームを短絡する事象などを認識、フィードバック制御し、より安定した駆動が可能になると同時に、モジュール外部に特別な異常検出回路を設ける必要がないため、回路構成の簡略化と低コスト化を図ることができるという作用を有する。
【００４４】
また、許容電流を超える電流の通流を検出する過電流検出回路を備える構成としたものであり、双方向スイッチに流れる電流値を検出して、最大定格電流を超えないように制御することができ、故障率を低下することができるという作用を有する。
【００４５】
さらに、許容電流を設定する過電流設定回路を備える構成としたものであり、双方向スイッチの安全領域内における電流リミッタを任意に設定することができ、汎用性の高いモジュールとすることができるという作用を有する。
【００４６】
また、電力変換装置に電力変換モジュールを使用する構成としたものであり、電力変換の主たる回路部の占有面積あるいは容積を軽減することができるため、より安価で、かつより小型化を図ることができるという作用を有する。
【００４７】
また、モータ駆動装置に電力変換モジュールを使用する構成としたものであり、電力変換の主たる回路部の占有面積あるいは容積を軽減することができるため、より安価で、かつより小型化を図ることができるという作用を有する。
【００４８】
また、空気調和機に電力変換モジュールを使用する構成としたものであり、電力変換の主たる回路部の占有面積あるいは容積を軽減することができるため、より安価で、かつより小型化を図ることができるという作用を有する。
【００４９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００５０】
（実施の形態１）
双方向スイッチ１を複数個使用し、モジュール構成１ｐとした一例について、図１を参照しながら説明する。図に示すように、双方向スイッチ１を直列に接続し上アームのハイサイドスイッチを１ａ、下アームのローサイドスイッチを１ｂとした直列回路１ｕとし、その中点が外部端子Ｕとして出力されている。前記同様に上アームのハイサイドスイッチ１ｃ、下アームのローサイドスイッチ１ｄおよび上アームのハイサイドスイッチ１ｅ、下アームのローサイドスイッチ１ｆも同様に直列回路１ｖ、直列回路１ｗとして、これらを並列に接続し、各々の中点が外部端子Ｖ、Ｗとして出力されている。直列回路１ｕ、直列回路１ｖ、直列回路１ｗの３相の並列回路の上アーム側および下アームにおいては直流電圧を印加するための外部端子Ｐ，Ｎを設置している。
【００５１】
直列回路１ｕについて説明する。
【００５２】
ハイサイドスイッチ１ａはハイサイド第一ゲート端子２ａとハイサイド第二ゲート端子３ａからなり、外部入力端子２ａ−ｉ，３ａ−ｉ（なお外部入力端子の符号は対応するゲート端子の符号にーｉを付している）もっており、前記ハイサイド第一ゲート端子２ａとハイサイド第二ゲート端子３ａに閾値電圧を印加することで通電制御できる。
【００５３】
また、ローサイドスイッチ１ｂのローサイド第一ゲート端子２ｂとローサイド第二ゲート端子３ｂも同様に外部端子をもち、これらローサイド第一ゲート端子２ｂとローサイド第二ゲート端子３ｂに閾値電圧を印加することで通電制御できる。
【００５４】
同様にして、直列回路１ｖ、直列回路１ｗのハイサイド第一ゲート端子２ｃ、２ｅとハイサイド第二ゲート端子３ｃ、３ｅおよびローサイド第一ゲート端子２ｄ、２ｆとローサイド第二ゲート端子３ｄ、３ｆにも同様に、外部入力端子２ｃ−ｉ、２ｅ−ｉ、３ｃ−ｉ、３ｅ−ｉ、２ｄ−ｉ、２ｆ−ｉ、３ｄ−ｉ、３ｆ−ｉを設置し、直列回路１ｕ、直列回路１ｖ、直列回路１ｗにて総計１２本の端子を構成してモジュール構成１ｐが構成されている。前述１２本のゲート端子はゲート駆動回路２６と外部で接続される。前述１２本のゲート端子はゲート駆動回路２６と外部で接続される。
【００５５】
図２に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３と第一ソース端子４と第二ソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―２以上で且つ移動度が１０００ｃｍ２Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より第１の閾値電圧より高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より第２の閾値電圧より高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。Ｖ１は第１のオーミック電極１１Ａの電位としているが、端子および端子接続部の電圧降下はないものとし、ドレイン端子である第一ソース端子４の電圧と同位とする。前記同様にＶ２、Ｖ３、Ｖ４も前記同様に第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子である第二ソース端子５の電位と同位とする。
【００５６】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。ここで、第１のゲート電極１３Ａの第１の閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂの第２の閾値電圧は共に２Ｖとする。Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００５７】
次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００５８】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図３（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図３（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。さらに、図３（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図３（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図３（ｃ）に示すような等価回路となる。図３（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１の第一ソース端子４の電位が第二ソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００５９】
図４は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図４（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図４（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図４（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図４において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図４（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図４（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧２Ｖ以上となるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図４（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となり、図４（ｂ）に対して流れる電流が逆になる。
【００６０】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図５に示す４つの動作モードで動作することができる。すなわち、前記第一ゲート端子２のみをオンすると、前記第２の第二ソース端子５から前記第一ソース端子４間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子３のみをオンすると、前記第一ソース端子４から前記第二ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンすると、前記第一ソース端子４から前記第二ソース端子５間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有するものである。
【００６１】
次に、モジュール１ｐをインバータ構成として通電制御する駆動変調方法の一例について、図１および図６を参照しながら説明する。図に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗの出力端子にはモータが接続されている。モジュール１ｐの外部端子Ｐ、Ｎに直流電圧が印加され、双方向スイッチ１を通電制御することで直流電圧入力をＵ，Ｖ，Ｗの３相の交流電圧に変換している。なお図６では、ハイサイドスイッチ１ａ，１ｃ，１ｅおよびローサイドスイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆは動作モードを示すために前述第１〜第４モードの等価回路で示している。ここで双方向スイッチ１の第２モードを通電制御するためにハイサイド第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅおよびローサイド第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆの変調方法は、共にＰＷＭ制御を行ない入力電流の力率を制御する場合や、負荷側の電圧を一定に制御する場合が考えられるが、各方法は公知技術のため、詳細な説明は省略するものとし、ここでは１２０度通電での双方向スイッチ１の動作による特徴的な部分のみ説明する。このハイサイド第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅとローサイド第一ゲート端子２ｂ，２ｄ，２ｆを常時オン状態とし、ハイサイド第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅとローサイド第二ゲート端子３ｂ，３ｄ，３ｆを逐次オンオフ制御することで、４つの動作モードのうち、運転中は第一モードと第三モードのみによる制御となる。
【００６２】
次に、前述のハイサイド第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅと、ローサイド第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆを常時オンする場合ではなく、三相インバータの動作タイミングにおいてオン、オフする場合の説明を行う。図６の（ｂ）に示す１回転周期ｔ３での双方向スイッチ１ａ〜１ｆの動作を示している。ここでｔ１の時間において、ハイサイドスイッチ１ａとローサイドスイッチ１ｄがオンしており、図６（ａ）に示すように、Ｐ点からハイサイドスイッチ１ａ〜Ｕ端子〜Ｖ端子〜ローサイドスイッチ１ｄを通じてＮ点に電流Ｉａが流れている。（図中の実線の太線に示す経路）ここで、ハイサイドスイッチ１ａの第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａおよびローサイドスイッチ１ｄの第一ゲート端子２ｄと第二ゲート端子３ｄをオンすることにより、スイッチ１ａおよび１ｄが第３モードでオンしている状態となる。次に、ローサイドスイッチ１ｄをオフする状態のｔ２に移行した状態においてはローサイドスイッチ第二ゲート端子３ｄをオフすることにより、ローサイドスイッチ１ｄの状態がオフ状態となる。ここで、ローサイドスイッチ１ｄの第一ゲート端子２ｄは主目的である第１モードあるいは第４モードを達成するためにオンまたはオフのどちらであっても良い。ここでローサイドスイッチ第二ゲート端子３ｄをオフして第３モードから第１モードとなるとハイサイドスイッチ１ｃとローサイドスイッチ１ｄの中間接続点である外部端子Ｖの電位が上昇し、ハイサイドスイッチ１ｃからハイサイドスイッチ１ａ〜Ｕ端子〜Ｖ端子〜ハイサイドスイッチ１ｃに戻る還流電流ループＩｂが形成される（図中の破線に示す経路）。この時にハイサイドスイッチ１ｃのハイサイド第一ゲート端子２ｃをオンすることでハイサイドスイッチ１ｃが第１モードから第３モードに推移し第３モードのトランジスタ動作で電流を通流することができる。すなわち、三相用インバータにおいて切り換える瞬間の状態を除き、第三モードで動作しているため、ダイオードによる損失は発生しないこととなる。ここで前述したハイサイドスイッチ１ｃの第２ゲートの動作は、図６（ｂ）に示す、ローサイドスイッチ１ｄのオン、オフタイミングの反転動作となる。
【００６３】
以上のように、双方向スイッチ１の第一ゲート端子２あるいは第二ゲート端子３の少なくとも何れか一方を制御する信号を外部から入力する外部入力端子を設けることにより、第一ゲート端子２を適切に制御することが可能となる。また、第二ゲート端子３は、或る相のオン、オフ論理の反転動作、つまり図６（ｂ）でのｔ１およびｔ２とすれば良い。このため、還流電流が流れる状態においてダイオードを経由せずして出力することが可能となり、ダイオードによる順方向電圧が発生しないため、より低損失な回路を構成することができ、さらに双方向スイッチ１の使用個数の２倍に相当するゲート信号を生成する必要がないため、より簡易な回路およびマイクロプロセッサの処理を実現することができることとなる。
【００６４】
（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図１および図７〜図８を参照しながら説明する。また、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００６５】
ゲート駆動回路２６の出力端子２ａ−ｏからハイサイド第一ゲート端子２ａには第一の閾値電圧を超える電圧が出力される。また、ハイサイド第二ゲート端子３ａへは、外部端子である端子３ａ−ｉから入力されたＨｉ／Ｌｏ信号をゲート信号生成回路１９を介して変換して出力端子３ａ−ｏから信号が出力される。ここでゲート信号生成回路１９の信号とハイサイド第二ゲート端子３ａとの浮遊電位を整合させるために電圧をシフトするレベルシフタを介している。ローサイド第一ゲート端子２ｂには第一の閾値電圧を超える電圧が出力端子２ｂ−ｏから出力される。ローサイド第二ゲート端子３ｂは、前述ハイサイド第二ゲート端子３ａの信号に対して遅延回路を通じた反転信号が出力端子３ｂ−ｏから出力される。ここで遅延回路は切り換えに生じる時間遅れにより、ハイサイドスイッチ１ａとローサイドスイッチ１ｂの同時通電を避けるものである。これによりハイサイドスイッチ１ａ、ローサイドスイッチ１ｂは第１モードと第３モードと第４モードで動作することとなる。なお、論理回路２５には端子３ａ−ｉ〜３ｆ−ｉが接続され、前記ゲート信号生成回路１９のＯＮ／ＯＦＦの駆動パターンが外部のマイコン等（図示せず）から入力される。また、浮遊電圧となるゲート端子はチャージポンプを通じた電源回路１７から電源が供給される。同様にしてＶ相、Ｗ相に接続されるハイサイド第一ゲート端子２ｃ、２ｅ、ハイサイド第二ゲート端子３ｃ、３ｅ、ローサイド第一ゲート端子２ｄ、２ｆ、ローサイド第二ゲート端子３ｄ、３ｆも前記同様に出力端子２ｃ−ｏ、２ｅ−ｏ、３ｃ−ｏ、３ｅ−ｏ、２ｄ−ｏ、２ｆ−ｏから信号が出力される。また、ゲート信号生成回路１９には出力周波数を設定する設定回路１８が接続され、出力周波数の設定値に応じて論理回路２５がＯＮ／ＯＦＦすることになる。また、動作周波数およびキャリア周波数を設定するための動作周波数設定回路２１とキャリア周波数設定回路２２を外部に備えている。また、上アームと下アームの同時通電で貫通電流が流れた場合などの異常を検出する異常検出手段２０が接続され、異常検出手段２０によりハイサイド第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅとローサイド第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆの全ての出力をＯＦＦすることになる。また、３相モータの電流を計測し閾値を超えた場合に前記と同様に出力をＯＦＦする過電流検出手段２３を備え、過電流検出の電流値を設定する過電流設定手段２４を設けている。
【００６６】
また、図８に示すように、ゲート駆動回路２６−３を絶縁型で構成することにより、ゲート駆動回路２６には浮遊電位に対して分離することができるため、浮遊電位となる上アーム部ゲートと下アーム部のゲートが絶縁されるため、図７でのチャージポンプのコンデンサやレベルシフトをする構成が簡素化されるため、装置全体の小型・軽量化を図ってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明にかかる電力変換モジュールは、第一ゲート端子あるいは第二ゲート端子の少なくとも何れか一方を制御する信号を外部から入力する信号入力端子を備えていることにより、還流電流を低損失なモードで駆動することを可能とするものであるので、モータ駆動装置や空気調和機に使用される低損失の電力変換装置等として有用である。
【符号の説明】
【００６８】
１      双方向スイッチ
１ａ、１ｃ、１ｅ  ハイサイドスイッチ
１ｂ、１ｄ、１ｆ  ローサイドスイッチ
２      第一ゲート端子
２ａ、２ｃ、２ｅ  ハイサイド第一ゲート端子
２ｂ、２ｄ、２ｆ  ローサイド第一ゲート端子
３      第二ゲート端子
３ａ、３ｃ、３ｅ  ハイサイド第二ゲート端子
３ｂ、３ｄ、３ｆ  ローサイド第二ゲート端子
４      第一ソース端子
５      第二ソース端子
６      基板
７      バッファ層
８      半導体層積層体
９      ＧａＮ層
１０    ＡｌＧａＮ層
１１Ａ  第１のオーミック電極
１１Ｂ  第２のオーミック電極
１２Ａ  第１のｐ型半導体層
１２Ｂ  第２のｐ型半導体層
１３Ａ  第１のゲート電極
１３Ｂ  第２のゲート電極
１４    保護膜
１５    第１のトランジスタ
１６    第２のトランジスタ
１７    電源回路
１９    ゲート信号生成回路
２５    論理回路
２６    ゲート駆動回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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