(57)【要約】【課題】単相交流電源を入力し、任意の振幅および周波数の三相交流電源を得る電力変換器である電力変換装置において、電源投入時に生じる過大な電流および電力変換装置の入力と出力の電圧サージを抑制する。【解決手段】電力変換装置において、入力側および出力側に発生する電圧サージを吸収する第一及び第二の充電回路（コンデンサ）５３１、５１２をそれぞれに備え、所定の電圧閾値を超えると、これらの充電回路の電荷を放電させるための放電回路５８３、５８５を具備する電圧クランプ型スナバ回路を搭載することにより、双方向スイッチング群に過電圧が印加されるのを防止することができるとともに、小型で安価に構成できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源と、単相交流電源を入力とする入力ＬＣフィルタと、負荷と、入力ＬＣフィルタと負荷の間に挿入された自己消弧能力を持つ６つの双方向スイッチ群と、入力ＬＣフィルタの出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群と、双方向スイッチ群の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群と、第一全波整流ダイオード群に並列に接続された第一充電回路と、第二全波整流ダイオード群に並列に接続されてその正極は第一充電回路の正極と接続されず、その負極が第一充電回路の負極と接続されている第二充電回路と、第一充電回路および第二充電回路の充電電圧を検出する電圧検出回路と、第一充電回路に並列に接続されて前記電圧検出回路の検出結果により放電を行う第一放電回路と、第二充電回路に並列に接続されて前記電圧検出回路の検出結果により放電を行う第二放電回路を具備することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
第一充電回路の充電容量は第二充電回路の充電容量より小さく、単相交流電源による入力ＬＣフィルタの共振により双方向スイッチ群に印加される最大電圧値および単相交流電源による充電電流の最大値が所定の値未満となるように設定され、第二充電回路の充電容量は負荷からの充電電圧が所定の値未満となるように設定されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第一放電回路と前記第二放電回路を共用にするとともに、該放電回路と、第一充電回路及び第二充電回路の間に設け、前記電圧検出回路の検出結果によりオンオフする第一のスイッチ及び第二のスイッチとを具備することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
単相交流電源と、単相交流電源を入力とする入力ＬＣフィルタと、負荷と、入力ＬＣフィルタと負荷の間に挿入された自己消弧能力を持つ６つの双方向スイッチ群と、入力ＬＣフィルタの出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群と、双方向スイッチ群の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群と、第一全波整流ダイオード群に並列に接続された第一コンデンサと、第二全波整流ダイオード群に並列に接続されてその負極が第一コンデンサの負極と接続されている第二コンデンサと、
第一コンデンサの正極と第二コンデンサの正極とを接続する抵抗と、アノードを第一コンデンサの正極に接続した第一ダイオードと、アノードを第二コンデンサの正極に接続し、カソードを第一ダイオードのカソードに接続した第二ダイオードと、カソードを第二コンデンサの正極に接続した第三ダイオードと、第一ダイオードのカソードと第三ダイオード）のアノードとに接続した充電兼放電抵抗と、第一コンデンサの電圧と第二コンデンサの電圧の大きい方が所定電圧を超えた場合にオン信号を出力する過電圧検出回路と、過電圧検出回路の出力がオンの時に第三ダイオードのアノードと第二コンデンサの負極とを短絡するスイッチを具備することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
負荷として３相交流電流により駆動させるモータを接続した請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
双方向スイッチ群は、ＧａＮで構成される半導体スイッチにより構成される請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
第一充電回路もしくは第二充電回路の少なくとも一方の充電電圧を電源として用いることを特徴とする請求項１〜６記載のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の制御技術に関するもので、特に入力および出力電圧のサージ抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置の回路図を図５に示す。電力変換装置は三相交流電源１００を入力とし、例えば図６（ａ）、（ｂ）に示すような入力ＬＣフィルタ２を介して三相交流電源１００を双方向スイッチ群３に入力する。双方向スイッチ群３は例えば図７（ａ）や（ｂ）のような構成となっており、出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗには負荷４が接続される。このような構成にすることにより、電力変換装置は、任意の振幅および周波数の三相交流電圧を負荷４に供給することができる（例えば非特許文献１参照）。
【０００３】
電力変換装置の運転中に、例えばなんらかの事故が生じた場合は、速やかに双方向スイッチ群３のすべての双方向スイッチＳｘｙ（ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）（ｙ＝ｕ，ｖ，ｗ）をオフにして負荷４への電源供給を止めなければならない。しかし、電力変換装置を運転中に即座にすべての双方向スイッチＳｘｙをオフにした場合、例えば負荷４が誘導性負荷だったならば負荷４のインダクタンスに蓄積されたエネルギを消費する電流経路を確保しないと、双方向スイッチ群３の出力にサージ電圧が生じて双方向スイッチ群３は破壊されてしまう恐れがある。
【０００４】
また、電力変換装置には電源電流を濾波するために入力ＬＣフィルタ２が三相交流電源１００と双方向スイッチ群３との間に取り付けられており、三相交流電源１００が投入された時に入力ＬＣフィルタ２の共振により入力ＬＣフィルタ２を構成するコンデンサ２２の電圧が最大電源電圧の２倍まで上昇する。これによって双方向スイッチ群３は破壊される恐れがある。
【０００５】
上記の問題を解決するために電力変換装置には、例えば従来技術の電圧クランプ型スナバ回路６のような構成の回路が設けられている。双方向スイッチ群３の入力電圧を、例えば図８のような構成の第一全波整流ダイオード群５１に入力して全波整流し、充電抵抗６２を介してスナバコンデンサ６１が充電される。同様に、スナバコンデンサ６１に並列に、第一全波整流ダイオード群５１と同様の構成の第二全波整流ダイオード群５２を接続する。双方向スイッチ群３の出力に生じたサージ電圧は、第二全波整流ダイオード群５２によって全波整流され、スナバコンデンサ６１に充電される。ここで、コンタクタ６３は充電抵抗６２に並列に接続される。また、過電圧検出回路５５１は第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続される。さらに、放電抵抗５８１とスイッチ５９の直列回路は、スナバコンデンサ６１に並列に接続される。ここで、スイッチ５９は過電圧検出回路５５１の出力信号によって開閉する。
【０００６】
上記のような回路構成にすることで、例えば運転中に双方向スイッチ群３の全てがオフしても負荷４のインダクタンスに蓄えられたエネルギは第二全波整流ダイオード群５２を介してスナバコンデンサ６１に蓄積されるので、双方向スイッチ群３の出力端の電圧の上昇を抑制することができる。またスナバコンデンサ６１の電圧が高くなると過電圧検出回路５５１によってスナバコンデンサ６１の電圧上昇を検出し、スイッチ５９を短絡させ、スナバコンデンサ６１に蓄積されたエネルギを放電抵抗５８１によって消費させることにより、スナバコンデンサ６１の電圧上昇を制限することもできる。
【０００７】
三相交流電源１００投入時において、充電抵抗６２がない場合は、スナバコンデンサ６
１の静電容量とコンデンサ２２の静電容量の和の平方根に比例した過大な電流が流れるので電流容量の大きな電源を必要とする。そこで、電源投入時にはコンタクタ６３は開放とし、充電抵抗６２を介してスナバコンデンサ６１を充電することにより、三相交流電源１００投入時の過大な電流を抑制している。電源投入から所定時間経過後にコンタクタ６３を短絡し、双方向スイッチ群３の全てがオフした際の電源側サージ電圧をスナバコンデンサ６１で抑制できるようにしている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００６−１０９５８２号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】中小路元、小林広介、佐藤之彦  他著：「マトリックスコンバータの入出力電流を正弦波化するＰＷＭ制御方式の提案」、電気学会半導体電力変換研究会論文Ｎｏ．ＳＰＣ−０３−３６、６１〜６６頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来技術の電圧クランプ型スナバ回路６を搭載した電力変換装置では、スナバコンデンサ６１の静電容量を大きくしなければ、双方向スイッチ群３の入力および出力に生じたサージ電圧をスナバコンデンサ６１によって吸収しきれない。しかし、スナバコンデンサ６１の静電容量を大きくすると、三相交流電源１００を投入した際に、スナバコンデンサ６１に流れる突入電流が大きくなってしまい、これを抑制するための充電抵抗６２の消費電力容量を大きなものにしなければならない。また、電源投入後にある程度の時間が経ったら、充電抵抗６２を短絡するためのコンタクタ６３が必要である。しかしながら、充電抵抗６２およびコンタクタ６３は、比較的大型で高価であるといった問題があった。
【００１１】
本発明は、充電抵抗６２およびコンタクタ６３を用いない新たな電圧クランプ型スナバ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記従来の課題を解決するために、単相交流電源と、単相交流電源を入力とする入力ＬＣフィルタと、負荷と、入力ＬＣフィルタと負荷の間に挿入された自己消弧能力を持つ６つの双方向スイッチ群と、入力ＬＣフィルタの出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群と、双方向スイッチ群の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群と、第一全波整流ダイオード群に並列に接続された第一充電回路と、第二全波整流ダイオード群に並列に接続されてその正極は第一充電回路の正極と接続されず、その負極が第一充電回路の負極と接続されている第二充電回路と、第一充電回路および第二充電回路の充電電圧を検出する電圧検出回路と、電圧検出回路の検出結果により第一充電回路および第二充電回路の充電電圧を放電する放電回路を具備したものである。
【００１３】
これにより、双方向スイッチング群に過電圧が印加されるのを防止することができるとともに、小型で安価に構成できる。
【００１４】
また、第一充電回路の充電容量は第二充電回路の充電容量より小さく、単相交流電源による入力ＬＣフィルタの共振により双方向スイッチ群に印加される最大電圧値および単相交流電源による充電電流の最大値が所定の値未満となるように設定し、第二充電回路の充電容量は負荷からの充電電圧が所定の値未満となるように設定することで、充電抵抗とコンタクタを搭載しない電力変換装置で、交流電源投入時のスナバコンデンサへの突入電流抑制を実現する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の電力変換装置は、充電抵抗とコンタクタを搭載する必要がなくなり、小型で安価な電圧クランプ型スナバ回路を備えた電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置を示す図
【図２】本発明の実施の形態２における電力変換装置を示す図
【図３】（ａ）（ｂ）本発明の電力変換装置における充電回路および放電回路をそれぞれ示す図
【図４】本発明の実施の形態３における電力変換装置を示す図
【図５】従来の電力変換装置を示す図
【図６】本発明及び従来の発明の入力ＬＣフィルタを示す図
【図７】本発明及び従来の発明の双方向スイッチ群を示す図
【図８】本発明及び従来の発明の全波整流ダイオード群を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
第１の発明は、単相交流電源と、単相交流電源を入力とする入力ＬＣフィルタと、負荷と、入力ＬＣフィルタと負荷の間に挿入された自己消弧能力を持つ６つの双方向スイッチ群と、入力ＬＣフィルタの出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群と、双方向スイッチ群の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群と、第一全波整流ダイオード群に並列に接続された第一充電回路と、第二全波整流ダイオード群に並列に接続されてその正極は第一充電回路の正極と接続されず、その負極が第一充電回路の負極と接続されている第二充電回路と、第一充電回路および第二充電回路の充電電圧を検出する電圧検出回路と、第一充電回路に並列に接続されて前記電圧検出回路の検出結果により放電を行う第一放電回路と、第二充電回路に並列に接続されて前記電圧検出回路の検出結果により放電を行う第二放電回路を具備することにより、双方向スイッチング群に過電圧が印加されるのを防止することができるとともに、小型で安価に構成できる。
【００１８】
第２の発明は、特に第１の発明において、第一充電回路の充電容量は第二充電回路の充電容量より小さく、単相交流電源による入力ＬＣフィルタの共振により双方向スイッチ群に印加される最大電圧値および単相交流電源による充電電流の最大値が所定の値未満となるように設定され、第二充電回路の充電容量は負荷からの充電電圧が所定の値未満となるように設定することで、充電抵抗およびコンタクタを用いることなく突入電流を防止することができ、双方向スイッチ群への過電圧印加も防止できる。
【００１９】
第３の発明は、特に第１または第２の発明において、第一放電回路と第二放電回路を共用にするとともに、該放電回路と、第一充電回路及び第二充電回路の間に設け、電圧検出回路の検出結果によりオンオフする第一のスイッチ及び第二のスイッチとを具備することにより、入力側と出力側の放電回路を共用することができる。
【００２０】
第４の発明は、単相交流電源と、単相交流電源を入力とする入力ＬＣフィルタと、負荷と、入力ＬＣフィルタと負荷の間に挿入された自己消弧能力を持つ６つの双方向スイッチ群と、入力ＬＣフィルタの出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群と、双方向スイッチ群の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群と、第一全波整流ダイオード群に並列に接続された第一コンデンサと、第二全波整流ダイオード群に並列に接続されてその負極が第一コンデンサの負極と接続されている第二コンデンサと、第一コンデンサの正極と第二コンデンサの正極とを接続する抵抗と、アノードを第一コンデンサの正極に接続した第一ダイオードと、アノードを第二コンデンサの正極に接続し、カソードを第一ダイオードのカソードに接続した第二ダイオードと、カソードを第二コンデンサの正極
に接続した第三ダイオードと、第一ダイオードのカソードと第三ダイオード）のアノードとに接続した充電兼放電抵抗と、第一コンデンサの電圧と第二コンデンサの電圧の大きい方が所定電圧を超えた場合にオン信号を出力する過電圧検出回路と、過電圧検出回路の出力がオンの時に第三ダイオードのアノードと第二コンデンサの負極とを短絡するスイッチを具備することにより、充電抵抗およびコンタクタを用いることなく交流電源投入時の突入電流抑制と、サージ電圧による双方向スイッチ群の破壊を防止する。
【００２１】
第５の発明は、特に第１〜第４の発明の電力変換装置において、負荷として３相交流電流により駆動させるモータを接続することにより、双方向スイッチ群をオフした場合の、モータ巻線のインダクタンスに蓄積されたエネルギによる双方向スイッチ群のサージ電圧による破壊を防止することができる。
【００２２】
第６の発明は、特に第１〜第５の発明の電力変換装置において、双方向スイッチ群にＧａＮで構成される半導体スイッチを用いることで導通損失およびスイッチング損失の削減によるシステム全体の高効率化を実現することができる。
【００２３】
第７の発明は、特に第１〜第６の発明の電力変換装置において、第一充電回路もしくは第二充電回路の少なくとも一方の充電電圧を電源として用いることで放電回路での放電により無駄に消費される電力を有効に利用することでシステム全体の高効率化を実現することができる。
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２５】
（実施の形態１）
図１は本発明における第１の実施の形態における電力変換装置を示す。なお、従来と同様の構成の部分については説明を省略する。
【００２６】
図１に示すように、単相交流電源１は、入力ＬＣフィルタ２を介して双方向スイッチ群３へ入力される。双方向スイッチ群３は、入力ＬＣフィルタ２とモータ等の負荷４の間に接続される。双方向スイッチ群３の入力電圧は第一全波整流ダイオード群５１によって整流される。第一充電回路５３１および第一放電回路５８３は第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続される。双方向スイッチ群３の出力電圧は第二全波整流ダイオード群５２によって整流される。第二充電回路５１２および第二放電回路５８５は第二全波整流ダイオード群５２に並列に接続され、第二充電回路５１２および第二放電回路５８５の正極は第一充電回路５３１および第一放電回路５８３の正極とは接続されない。第二充電回路５１２および第二放電回路５８５の負極は第一充電回路５３１および第一放電回路５８３の負極に接続される。
【００２７】
ここで一般的に第一充電回路５３１および第二充電回路５１２は図３（ａ）に示すようにそれぞれコンデンサ５３２、５１３で構成され、第一放電回路５８３、第二放電回路５８５は図３（ｂ）に示すように、それぞれスイッチ５９１、５９２と抵抗５８４、５８６で構成される。
【００２８】
また、第一充電回路５３１の充電容量は第二充電回路５１２の充電容量より小さく、単相交流電源１による入力ＬＣフィルタ２の共振により双方向スイッチ群３に印加される最大電圧値および単相交流電源１による充電電流の最大値が所定の値未満となるように設定され、第二充電回路５１２の充電容量は負荷４からの充電電圧が所定の値未満となるように設定する。
【００２９】
電圧検出回路５５３は第一充電回路５３１および第二充電回路５１２の充電電圧を検出し、第一充電回路５３１の電圧値が所定の電圧閾値を超過した場合は第一放電回路５８３のスイッチ５９１をオンすることにより充電電圧が所定の電圧閾値を下回るまで放電を行う。第二充電回路５１２の電圧値が所定の電圧閾値を超過した場合は第二放電回路５８５のスイッチ５９２をオンすることにより充電電圧が所定の電圧閾値を下回るまで放電を行う。
【００３０】
このような回路構成にすることにより、入力側と出力側で目的に応じて充電回路の充電容量を設定することができるため、単相交流電源１を投入時の突入電流が小さく抑制され、更に、双方向スイッチ群３の出力に生じたサージ電圧抑制することができる。
【００３１】
このように本発明では、従来例で説明した図５の充電抵抗短絡用コンタクタ６３を用いる必要は無い。また、突入電流を抑制するように第一充電回路５３１の充電容量を設定するため、同様に図５のような充電用抵抗６２を用意する必要がない。なお、スイッチ５９１、５９２はトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、等の半導体スイッチや、高速リレー等の機械スイッチでも良い。
【００３２】
（実施の形態２）
図２は本発明の第２の実施の形態における電力変換装置を示す。単相交流電源１は、入力ＬＣフィルタ２を介して双方向スイッチ群３へ入力される。双方向スイッチ群３は、入力ＬＣフィルタ２とモータ等の負荷４の間に接続される。双方向スイッチ群３の入力電圧は第一全波整流ダイオード群５１によって整流される。第一充電回路５３１は第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続される。双方向スイッチ群３の出力電圧は第二全波整流ダイオード群５２によって整流される。第二充電回路５１２は第二全波整流ダイオード群５２に並列に接続され、第二充電回路５１２の正極は第一充電回路５３１の正極とは接続されない。第二充電回路５１２の負極は第一充電回路５３１の負極に接続される。
【００３３】
さらに、第一充電回路５３１および第二充電回路５１２の正極はそれぞれ第一スイッチ５９４および第二スイッチ５９５により共通の第三放電回路５８７の正極に接続され、第三放電回路５８７の負極は第一充電回路５３１および第二充電回路５１２の負極に接続される。
【００３４】
ここで一般的に第一充電回路５３１および第二充電回路５１２は図３（ａ）に示すようにそれぞれコンデンサ５３２、５１３で構成され、第三放電回路５８７は図３（ｂ）に示すようにスイッチ５９３と抵抗５８８で構成される。
【００３５】
また、第一充電回路５３１の充電容量は第二充電回路５１２の充電容量より小さく、単相交流電源１による入力ＬＣフィルタ２の共振により双方向スイッチ群３に印加される最大電圧値および単相交流電源１による充電電流の最大値が所定の値未満となるように設定され、第二充電回路５１２の充電容量は負荷４からの充電電圧が所定の値未満となるように設定する。
【００３６】
単相交流電源１の投入時、第一スイッチ５９４はオフまたはオン、第二スイッチ５９５はオフする。電圧検出回路５５３による第二充電回路５１２の充電電圧が所定値以上で第一スイッチ５９４および第二スイッチ５９５をオンする。これによりサージ電圧吸収のための充電合成容量を増加させ抑制効果を向上させることができる。電圧検出回路５５３による検出結果が所定の電圧閾値を超える場合、第三放電回路５８７のスイッチ５９３をオンすることにより充電電圧が所定の電圧閾値を下回るまで放電を行う。
【００３７】
このような回路構成にすることにより、入力側と出力側で目的に応じて充電回路の充電
容量を設定することができるため、単相交流電源１を投入時の突入電流が小さく抑制され、更に、双方向スイッチ群３の出力に生じたサージ電圧抑制することができる。また、入力側と出力側で共通の放電回路を用いることができる。
【００３８】
このように本発明では、図５のように充電抵抗短絡用コンタクタ６３を用いる必要は無い。また、突入電流を抑制するように第一充電回路５３１の充電容量を設定するため、充電用抵抗６２を用意する必要がない。なお、スイッチ５９３、５９４、５９５はトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、等の半導体スイッチや、高速リレー等の機械スイッチでも良い。
【００３９】
（実施の形態３）
図４は本発明における第３の実施の形態における電力変換装置を示す。単相交流電源１は、入力ＬＣフィルタ２を介して双方向スイッチ群３へ入力される。双方向スイッチ群３は、入力ＬＣフィルタ２とモータ等の負荷４の間に接続される。双方向スイッチ群３の入力電圧は第一全波整流ダイオード群５１によって整流される。
【００４０】
第一コンデンサ５３は第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続される。双方向スイッチ群３の出力電圧は第二全波整流ダイオード群５２によって整流される。第二コンデンサ５１１は第二全波整流ダイオード群５２に並列に接続され、第二コンデンサ５１１の負極は第一コンデンサ５３の負極に接続される。第一コンデンサ５３の正極と第二コンデンサ５１１の正極の間には、抵抗５６が接続される。第二コンデンサ５１１の電圧が第一コンデンサ５３の電圧より大きい場合、抵抗５６を介して両者のコンデンサの電圧が徐々に均一となる。第二コンデンサ５１１の電圧が第一コンデンサ５３の電圧より小さい場合、第一ダイオード５７１と第三ダイオード５１０を介して充電兼放電抵抗５８２と抵抗５６との並列抵抗で両者のコンデンサの電圧が徐々に均一となる。
【００４１】
第一ダイオード５７１のアノードは第一コンデンサ５３の正極に接続される。第三ダイオード５１０のカソードは第二コンデンサ５１１の正極へ接続される。第二ダイオード５７２のアノードは第二コンデンサ５１１の正極に接続され、第二ダイオード５７２のカソードは第一ダイオード５７１のカソードに接続される。充電兼放電抵抗５８２は、第一ダイオード５７１のカソードとスイッチ５９の間に接続される。ここで、過電圧検出器５５２はスイッチ５９を開閉するための信号を出力するものとし、第一コンデンサ５３の電圧と第二コンデンサ５１１の電圧の大きい方が閾値を超えたら、スイッチ５９オンして第三ダイオード５１０のアノードと第二コンデンサ５１１の負極を短絡する。
【００４２】
第一コンデンサ５３の静電容量は、第二コンデンサ５１１の静電容量と比較して十分小さいものとする。
【００４３】
このような回路構成にすることにより、第一コンデンサ５３の静電容量が比較的小さいことから、単相交流電源１を投入時の突入電流が小さく抑制される。また、充電兼放電抵抗５８２を介して第二コンデンサ５１１を充電することにより、第一コンデンサ５３及び入力ＬＣフィルタ２を構成するコンデンサ２２の電源投入時の電圧上昇を抑えることができる。
【００４４】
また、第一コンデンサ５３の電圧上昇を過電圧検出器５５２が検出し、スイッチ５９がオンして、第一コンデンサ５３の電荷を充電兼放電抵抗５８２で消費するので、第一コンデンサ５３の電圧上昇が抑制される。
【００４５】
さらに、第二コンデンサ５１１は比較的静電容量が大きいので、双方向スイッチ群３の出力に生じたサージ電圧を、第二コンデンサ５１１によって吸収でき、それにより第二コ
ンデンサ５１１の電圧が上昇した場合は、スイッチ５９をオンして第二コンデンサ５１１の電荷を充電兼放電抵抗５８２で消費することにより、双方向スイッチ群３の出力サージ電圧抑制できる。
【００４６】
このように本発明では、充電抵抗短絡用コンタクタを用いる必要は無い。また、充電兼放電抵抗５８２は、第二コンデンサ５１１の充電抵抗と第一コンデンサ５３および第二コンデンサ５１１の放電抵抗を兼ねているため、充電用抵抗を別に用意する必要がない。なお、スイッチ５９はトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、等の半導体スイッチや、高速リレー等の機械スイッチでも良い。
【００４７】
また、本発明の電力変換装置を負荷としてモータが接続されるようなシステムに適用した場合、充電回路（コンデンサ）に蓄えられたエネルギーによりモータ駆動用の制御電源等、他の機器を動作させることで、放電回路により無駄に消費させる電力を有効に使用することができシステム効率向上につながる。
【００４８】
更に、双方向スイッチ群３をＧａＮで構成される双方向スイッチで構成することで導通損失低減、スイッチング損失低減を図ることができシステム効率向上につながる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
以上のように、本発明は従来の電力変換装置と比較して、電圧クランプ型スナバ回路にコンタクタを用いずに構成されており、エアコン、昇降機、エレベータ、エスカレータ、遠心分離機、ビルおよび研究所の電源設備に応用が可能である。
【符号の説明】
【００５０】
１  単相交流電源
１００  三相交流電源
２  入力ＬＣフィルタ
２１  インダクタンス
２２、５３２、５１３  コンデンサ
３  双方向スイッチ群
４  負荷
５  スナバ回路
５１  第一の全波整流ダイオード群
５２  第二の全波整流ダイオード群
５３  第一のコンデンサ
５３１  第一充電回路
５５１、５５２  過電圧検出回路
５５３  電圧検出回路
５６、５８４、５８６、５８８  抵抗
５７１  第一のダイオード
５７２  第二のダイオード
５８１  放電抵抗
５８２  充電兼放電抵抗
５８３  第一放電回路
５８５  第二放電回路
５８７  第三放電回路
５９、５９１、５９２、５９３  スイッチ
５９４  第一スイッチ
５９５  第二スイッチ
５１０  第三のダイオード
５１１  第二のコンデンサ
５１２  第二充電回路
６  スナバ回路（従来）
６１  スナバコンデンサ
６２  充電コンデンサ
６３  コンタクタ
【図１】
2011109790.tif 000003
【図２】
2011109790.tif 000004
【図３】
2011109790.tif 000005
【図４】
2011109790.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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