(57)【要約】【課題】コンバータを流れる電流の平均値を精度よく取得する。【解決手段】制御装置３０は、制御演算部１０１と、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３と、タイミング回路１０４と、Ｓ／Ｈ回路１０５と、デッドタイム生成部１０６とを含む。制御演算部１０１は、Ｓ／Ｈ回路１０５がサンプリングした電流値に基づいて指令値ｄを生成する。駆動信号生成部１０２は、指令値ｄをキャリア信号ＣＲと大小比較してゲート信号を生成する。デッドタイム生成部１０６は、ゲート信号に対してデッドタイムＴｄを設定してコンバータのスイッチング素子に出力する。タイミング回路１０４は、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点で、サンプリング信号Ｓｓｍｐを出力する。Ｓ／Ｈ回路１０５は、サンプリング信号Ｓｓｍｐの出力時点で電流ＩＬのサンプリングを実施する。【選択図】図２
2011109884.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電流値を取得する装置であって、
前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含み、
前記第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御され、
前記制御信号には、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられ、
前記取得する装置は、
前記搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断する判断部と、
前記第１の時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点の前記リアクトルの電流値に基づいて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を取得する取得部とを含む、コンバータの電流値を取得する装置。
【請求項２】
前記取得部は、前記搬送波が極大と極小との間で変化することに応じて前記リアクトルを流れる電流の向きが変化するか否かを判断し、前記電流の向きが変化しないと判断した場合、前記第２の時点の前記リアクトルの電流値を前記平均値として取得し、前記電流の向きが変化すると判断した場合は、前記第１の時点の前記リアクトルの電流値を前記平均値として取得する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項３】
前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられ、
前記取得部は、前記電流センサによる検出値を前記第２の時点でサンプリングすることによって、前記第２の時点の前記リアクトルの電流値を検出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項４】
前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられ、
前記取得部は、前記電流センサによる検出値を前記第１の時点でサンプリングした結果に基づいて、前記第２の時点の前記リアクトルの電流値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項５】
前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられ、
前記取得部は、
前記第１の時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングするサンプリング部と、
前記第１の時点の前記リアクトルの電流値をパラメータとして、前記第１の時点の前記リアクトルの電流値に対する前記第２の時点の前記リアクトルの電流値の偏差を予め定めたテーブルを記憶する記憶部と、
前記第１の時点のサンプリング値に対応する前記偏差を前記テーブルを用いて算出し、算出した前記偏差を前記第１の時点のサンプリング値に加えた値を前記第２の時点の前記リアクトルの電流値として算出する算出部とを含む、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項６】
前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられ、
前記取得部は、前記搬送波が極大となる時点、前記極大となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点、前記搬送波が極小となる時点、前記極小となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点、のそれぞれの時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングした４つのサンプリング値を用いて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項７】
前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられ、
前記取得部は、前記搬送波が極大となる時点、前記搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を用いて、前記極大となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点の前記リアクトルの電流値、前記極小となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点の前記リアクトルの電流値、をそれぞれ算出し、前記２つのサンプリング値および前記２つの算出値を用いて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項８】
前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられ、
前記取得部は、前記搬送波が極大となる時点、前記搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を平均した値を、前記リアクトルを流れる電流の平均値として算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項９】
前記指令値は、前記取得部が取得した前記リアクトルを流れる電流の平均値と目標電流とに基づいて生成される、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。
【請求項１０】
直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電流値を取得する方法であって、
前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含み、
前記第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御され、
前記制御信号には、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられ、
前記取得する方法は、
前記搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断するステップと、
前記第１の時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点の前記リアクトルの電流値に基づいて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を取得するステップとを含む、コンバータの電流値を取得する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータを流れる電流値を取得（検出あるいは算出）する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モータを１つの駆動源とする電動車両が広く普及しつつある。通常、電動車両は、電池を備え、その電池から供給される電力によってモータを回転させることによって駆動力を得ている。通常、電動車両は、電池の電圧を昇圧するコンバータと、コンバータで昇圧された直流電力を交流電力に変換してモータに出力するインバータとを備える。コンバータおよびインバータは、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）」と称する。）法を用いて算出されたスイッチング周波数で駆動される。
【０００３】
このようなパルス幅変調法を用いて制御されるインバータの出力電流をサンプリングする方法が、たとえば特開平１１−１３９６５０号公報（特許文献１）に開示されている。特許文献１に開示されたインバータは、キャリア信号が頂点（極大あるいは極小）となる時点から所定の時間経過した時点でサンプル指令をインバータに出力するタイミング回路と、このサンプル指令に基づき電流センサを介してインバータの出力電流をサンプリングするサンプリング回路とを備える。上述のような構成により、インバータの出力電流をサンプリングするタイミングを、インバータのスイッチング素子をスイッチングすることに起因するノイズが頂上していないタイミングとすることができる、と特許文献１には記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−１３９６５０号公報
【特許文献２】特開２００９−７７５１３号公報
【特許文献３】特開２００３−２５０２７６号公報
【特許文献４】特開２００６−３３３６０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、２つのスイッチング素子とリアクトルとから成る、いわゆるチョッパ型のコンバータにおいては、リアクトルを流れる電流の波形は２つのスイッチング素子のスイッチングに起因してリプル波形となる。そのため、たとえばリアクトルを流れる電流値を目標電流値に近づけるためのフィードバック制御を行なう場合においては、リアクトルを流れる電流値の平均値を用いることが望ましい。
【０００６】
従来においては、キャリア信号が頂点となる時点でサンプリングした電流値を、リアクトルを流れる電流値の平均値として検出する手法が用いられていた。しかしながら、実際には、一般的に、２つのスイッチング素子が同時にオン状態（導通状態）になるのを防止するために、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムが設けられ、このデッドタイムの影響により、キャリア信号が頂点となる時点でサンプリングした電流値は、実際には、平均値からずれた値となってしまう。
【０００７】
上述の特許文献１には、キャリア信号が頂点となる時点から所定時間が経過した時点でサンプリングすることによって、スイッチングに起因するノイズが重畳していない電流値を検出することができる点が開示されている。しかしながら、特許文献１の「所定時間」は、あくまでインバータのスイッチング素子をスイッチングすることに起因するノイズの影響を回避することを考慮したものであり、デッドタイムの影響をなくすことを考慮したものではない。したがって、「所定時間」をデッドタイムとの関係でどのような値に設定するかについての具体的な説明は何ら示されていない。
【０００８】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、コンバータを流れる電流の平均値を精度よく取得することができる装置および方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る装置は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電流値を取得する装置である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含む。第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御される。制御信号には、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。取得する装置は、搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断する判断部と、第１の時点からデッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点のリアクトルの電流値に基づいて、リアクトルを流れる電流の平均値を取得する取得部とを含む。
【００１０】
好ましくは、取得部は、搬送波が極大と極小との間で変化することに応じてリアクトルを流れる電流の向きが変化するか否かを判断し、電流の向きが変化しないと判断した場合、第２の時点のリアクトルの電流値を平均値として取得し、電流の向きが変化すると判断した場合は、第１の時点のリアクトルの電流値を平均値として取得する。
【００１１】
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、電流センサによる検出値を第２の時点でサンプリングすることによって、第２の時点のリアクトルの電流値を検出する。
【００１２】
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、電流センサによる検出値を第１の時点でサンプリングした結果に基づいて、第２の時点のリアクトルの電流値を算出する。
【００１３】
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、第１の時点で電流センサによる検出値をサンプリングするサンプリング部と、第１の時点のリアクトルの電流値をパラメータとして、第１の時点のリアクトルの電流値に対する第２の時点のリアクトルの電流値の偏差を予め定めたテーブルを記憶する記憶部と、第１の時点のサンプリング値に対応する偏差をテーブルを用いて算出し、算出した偏差を第１の時点のサンプリング値に加えた値を第２の時点のリアクトルの電流値として算出する算出部とを含む。
【００１４】
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、搬送波が極大となる時点、極大となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点、搬送波が極小となる時点、極小となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点、のそれぞれの時点で電流センサによる検出値をサンプリングした４つのサンプリング値を用いて、リアクトルを流れる電流の平均値を算出する。
【００１５】
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、搬送波が極大となる時点、搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を用いて、極大となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点のリアクトルの電流値、極小となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点のリアクトルの電流値、をそれぞれ算出し、２つのサンプリング値および２つの算出値を用いて、リアクトルを流れる電流の平均値を算出する。
【００１６】
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、搬送波が極大となる時点、搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を平均した値を、リアクトルを流れる電流の平均値として算出する。
【００１７】
好ましくは、指令値は、取得部が取得したリアクトルを流れる電流の平均値と目標電流とに基づいて生成される。
【００１８】
この発明の別の局面に係る方法は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電流値を取得する方法である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含む。第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御される。制御信号には、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。取得する方法は、搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断するステップと、第１の時点からデッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点のリアクトルの電流値に基づいて、リアクトルを流れる電流の平均値を取得するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、コンバータ（リアクトル）を流れる電流の平均値を精度よく取得することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。
【図２】制御装置の機能ブロック図（その１）である。
【図３】キャリア信号、デューティー指令値、ゲート信号、デッドタイムの関係を示す図である。
【図４】電圧Ｖｍと電流ＩＬの波形との関係を示す図である。
【図５】電流ＩＬが正でダイオードＤ１を流れる状態を示す図である。
【図６】電流ＩＬが負でスイッチング素子Ｑ１を流れる状態を示す図である。
【図７】電流ＩＬが正でスイッチング素子Ｑ２を流れる状態を示す図である。
【図８】電流ＩＬが負でダイオードＤ２を流れる状態を示す図である。
【図９】デッドタイムがない場合のキャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を示す図である。
【図１０】デッドタイムがある場合のキャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を示す図（その１）である。
【図１１】デッドタイムがある場合のキャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を示す図（その２）である。
【図１２】電流ＩＬが正の場合におけるキャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す図である。
【図１３】電流ＩＬが負の場合におけるキャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す図である。
【図１４】制御装置の機能ブロック図（その２）である。
【図１５】制御装置の制御処理手順を示すフローチャート（その１）である。
【図１６】制御装置の動作図（その１）である。
【図１７】制御装置の制御処理手順を示すフローチャート（その２）である。
【図１８】電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合におけるキャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す図である。
【図１９】制御装置の機能ブロック図（その３）である。
【図２０】キャリア信号が谷の場合に用いられる補正テーブルを示す図である。
【図２１】キャリア信号が山の場合に用いられる補正テーブルを示す図である。
【図２２】制御装置の制御処理手順を示すフローチャート（その３）である。
【図２３】制御装置の動作図（その２）である。
【図２４】制御装置の機能ブロック図（その４）である。
【図２５】電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図（その１）である。
【図２６】制御装置の制御処理手順を示すフローチャート（その４）である。
【図２７】制御装置の機能ブロック図（その５）である。
【図２８】電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図（その２）である。
【図２９】制御装置の制御処理手順を示すフローチャート（その５）である。
【図３０】制御装置の機能ブロック図（その６）である。
【図３１】電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図（その３）である。
【図３２】制御装置の制御処理手順を示すフローチャート（その６）である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２２】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。
【００２３】
このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭ１は、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２４】
直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。
【００２５】
コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と（以下、Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２を合わせて「ＩＰＭ（Intelligent Power Module）」とも記載する）を含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。
【００２６】
なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。
【００２７】
コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。信号ＰＷＣには、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを制御するためのゲート信号Ｓｑ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを制御するためのゲート信号Ｓｑ２とが含まれる。ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。
【００２８】
電流センサ５２は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、電流センサ５２は、直流電源ＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ流れる電流を負値として検出する。
【００２９】
フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３０】
平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。
【００３１】
電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ１０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３２】
回転角センサ５８は、交流モータＭ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３３】
インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。
【００３４】
インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭ１へ出力し、交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。
【００３５】
制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。
【００３６】
また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵ（Electronic  Control  Unit）から受ける交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭ１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。
【００３７】
図２は、図１に示した制御装置３０の、コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。なお、図２に示した各機能ブロックについては、当該機能を有するハードウェア（電子回路等）を制御装置３０に設けることによって実現してもよいし、当該機能に相当するソフトウェア処理（プログラムの実行等）を制御装置３０に行なわせることよって実現してもよい。
【００３８】
図２を参照して、制御装置３０は、制御演算部１０１と、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３と、タイミング回路１０４と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１０５と、デッドタイム生成部１０６とを含む。
【００３９】
制御演算部１０１は、電圧ＶＨの目標値である電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、Ｓ／Ｈ回路１０５によってサンプリングされた電流ＩＬの値ＩＬｓｍｐ（以下、単に「サンプリング電流値ＩＬｓｍｐ」という）に基づいて、デューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
【００４０】
たとえば、制御演算部１０１は、電圧ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨｃｏｍとを一致させるためのフィードバック制御演算（以下、「電圧フィードバック制御」ともいう）を行なって電流指令値ＩＲを生成し、生成した電流指令値ＩＲとサンプリング電流値ＩＬｓｍｐとを一致させるためのフィードバック制御（以下、「電流フィードバック制御」ともいう）行なって算出された制御量をデューティー指令値ｄとして駆動信号生成部１０２へ出力する。このように、電圧フィードバック制御に加えて、電流フィードバック制御を行なうことによって、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｃｏｍに追従する速度が向上し、コンバータ１０の高い制御応答性が実現される。
【００４１】
キャリア生成部１０３は、後述の駆動信号生成部１０２においてＰＷＭ信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２およびタイミング回路１０４へ出力する。
【００４２】
駆動信号生成部１０２は、制御演算部１０１から受けるデューティー指令値ｄを、キャリア生成部１０３から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じてゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２を生成する。たとえば、駆動信号生成部１０２は、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１をオン（かつゲート信号Ｓｑ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２をオン（かつゲート信号Ｓｑ１をオフ）とする。
【００４３】
デッドタイム生成部１０６は、駆動信号生成部１０２が生成したゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２に対してデッドタイムＴｄを設定し、デッドタイム設定後のゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力する。デッドタイムＴｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオフにする期間である。デッドタイムＴｄの設定によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンとなる瞬間が生じて短絡してしまうことが防止される。
【００４４】
たとえば、デッドタイム生成部１０６は、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２のいずれか一方のゲート信号のオフを優先し、一方のゲート信号をオフするタイミングに対して他方のゲート信号をオンするタイミングをデッドタイムＴｄだけ遅らせる。
【００４５】
図３に、キャリア信号ＣＲ、デューティー指令値ｄ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、デッドタイムＴｄの関係を示す。上述したように、駆動信号生成部１０２は、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１をオン（かつゲート信号Ｓｑ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２をオン（かつゲート信号Ｓｑ１をオフ）とする。したがって、デッドタイムＴｄが設定されていない状態では、キャリア信号ＣＲとデューティー指令値ｄとの大小関係が変化する時点で、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２の状態も変化する（図３の一点鎖線参照）。
【００４６】
一方、デッドタイム生成部１０６がデッドタイムＴｄを設定した後では、図３の実線に示すように、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２がオンからオフに変化する時点はキャリア信号ＣＲとデューティー指令値ｄとの大小関係が変化する時点のままであるが、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２がオフからオンに変化する時点は、キャリア信号ＣＲとデューティー指令値ｄとの大小関係が変化する時点からデッドタイムＴｄだけ経過した時点となる。
【００４７】
図２に戻って、タイミング回路１０４は、Ｓ／Ｈ回路１０５に電流ＩＬをサンプリングさせるためのサンプリング信号Ｓｓｍｐを生成してＳ／Ｈ回路１０５に出力する。
【００４８】
タイミング回路１０４は、キャリア信号ＣＲが頂点（山あるいは谷）となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点で、サンプリング信号ＳｓｍｐをＳ／Ｈ回路１０５に出力する。Ｓ／Ｈ回路１０５は、タイミング回路１０４からサンプリング信号Ｓｓｍｐを受けた時点で電流ＩＬをサンプリングし、その結果をサンプリング電流値ＩＬｓｍｐとして制御演算部１０１に出力する。
【００４９】
このように、タイミング回路１０４は、電流ＩＬのサンプリングタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点とする機能を有する。この点が本実施の形態の特徴点である。なお、タイミング回路１０４の機能は、基本的には電子回路等によるハードウェアによって実現されるが、ソフトウェア処理によって実現されるようにしてもよい。
【００５０】
以下においては、まず、コンバータ１０の動作と電流ＩＬの波形との関係、電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係について説明した上で、本実施の形態の特徴点である、電流ＩＬのサンプリングタイミングについて説明する。
【００５１】
＜コンバータ１０の動作と電流ＩＬの波形との関係＞
コンバータ１０の動作と電流ＩＬの波形との関係について説明する。コンバータ１０の動作中は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングによって、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１に電流ＩＬが流れる状態と、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２に電流ＩＬが流れる状態との２つの状態が交互に起こる。この影響で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２同士の接続点と負極線ＮＬとの間の電圧をＶｍとすると、電流ＩＬは、図４に示すように、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間Ｔ１で傾きｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、電圧Ｖｍ＝０となる期間Ｔ２で傾きｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌで増加するリプル波形となる。この点を以下に原理的に説明する。
【００５２】
まず、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１に電流ＩＬが流れる場合について説明する。図５は、電流ＩＬが正でダイオードＤ１を流れる状態を示す。図６は、電流ＩＬが負でスイッチング素子Ｑ１を流れる状態を示す。図５、６のいずれの状態においても、電圧方程式は、下記の式（１ａ）となる。
【００５３】
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０  ・・・（１ａ）
電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１を流れている間は、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなるため、これを式（１ａ）に代入して変形すると下記の式（１ｂ）となり、さらに式（１ｂ）を変形すると式（１ｃ）となる。
【００５４】
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０  ・・・（１ｂ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ    ・・・（１ｃ）
この式（１ｃ）より、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間Ｔ１では電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔが（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＜ＶＨであるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは負である。
【００５５】
次に、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２に電流ＩＬが流れる場合について説明する。図７は、電流ＩＬが正でスイッチング素子Ｑ２を流れる状態を示す。図８は、電流ＩＬが負でダイオードＤ２を流れる状態を示す。図７、８のいずれの状態においても、電圧方程式は、下記の式（２ａ）となる。
【００５６】
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０  ・・・（２ａ）
式（２ａ）そのものは上記の式（１ａ）と同じであるが、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２を流れている間は、電圧Ｖｍは、ＶＨではなく０となるため、これを式（２ａ）に代入して変形すると下記の式（２ｂ）となり、さらに式（２ｂ）を変形すると式（２ｃ）となる。
【００５７】
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−０＝０  ・・・（２ｂ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ            ・・・（２ｃ）
この式（２ｃ）より、電圧Ｖｍ＝０となる期間Ｔ２では電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＞０であるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは正である。
【００５８】
このように、電流ＩＬは、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間Ｔ１で傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、電圧Ｖｍ＝０となる期間で傾きＶＬ／Ｌで増加する。
【００５９】
＜電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係＞
電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係について説明する。電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係は、デッドタイムの有無によって異なる。すなわち、デッドタイムがない場合に成り立っていた電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係は、デッドタイムによってくずれてしまう。この影響で、たとえばキャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬをサンプリングしても、その値はデッドタイムの有無によって異なる値となる。この相違を説明するため、以下では、まずデッドタイムがない場合の電流ＩＬの波形を説明した上で、次にデッドタイムがある場合の電流ＩＬの波形について説明する。
【００６０】
まず、デッドタイムがない場合の電流ＩＬの波形について説明する。なお、本実施の形態では、デッドタイム生成部１０６によってデッドタイムＴｄが設定されるため、この場合には該当しない。
【００６１】
電流ＩＬは、上述のようにリプル波形となるが、デッドタイムがない場合は、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でちょうど平均値となる。この点につて、電流ＩＬが正の時と負の時との分けて説明する。
【００６２】
電流ＩＬが正の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間は電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる状態（図５に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる状態（図７に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を、図９に示す。図９に示すように、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間はキャリア信号ＣＲの谷で線対称となり、この期間の電流ＩＬの傾きは（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで一定のため、キャリア信号ＣＲが谷となる時点で電流ＩＬが平均値となることが分かる。同様に、電圧Ｖｍ＝０となる期間はキャリア信号ＣＲの山で線対称となり、この期間の電流ＩＬの傾きはＶＬ／Ｌで一定のため、キャリア信号ＣＲが山となる時点で電流ＩＬが平均値となることが分かる。
【００６３】
電流ＩＬが負の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ１を流れる状態（図６に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがダイオードＤ２を流れる状態（図８に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係も、上述の図９に示す状態となる。
【００６４】
このように、デッドタイムがない場合は、電流ＩＬは、キャリア信号ＣＲが頂点（山あるいは谷）となる時点でちょうど平均値となる。以上がデッドタイムがない場合の電流ＩＬの波形についての説明である。
【００６５】
次に、デッドタイムがある場合の電流ＩＬの波形について説明する。なお、本実施の形態では、デッドタイム生成部１０６によってデッドタイムＴｄが設定されるため、この場合に該当する。
【００６６】
デッドタイムがある場合、電流ＩＬはキャリア信号ＣＲが頂点となる時点では平均値とならない。この点について電流ＩＬが正の時と負の時とに分けて説明する。
【００６７】
電流ＩＬが正の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間およびデッドタイム期間中は電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる状態（図５に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる状態（図７に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を図１０に示す。
【００６８】
図１０に示すように、電流ＩＬが正の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間だけでなくデッドタイム期間中も電流ＩＬがダイオードＤ１を流れ、電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少する。この影響で、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間がキャリア信号ＣＲの谷に対して非対称となり、また、電圧Ｖｍ＝０となる期間もキャリア信号ＣＲの山に対して非対称となる。このため、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点では電流ＩＬが平均値とならない。
【００６９】
電流ＩＬが負の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ１を流れる状態（図６に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがダイオードＤ２を流れる状態（図８に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を図１１に示す。
【００７０】
図１１に示すように、電流ＩＬが負の場合、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間だけでなくデッドタイム期間中も電流ＩＬがダイオードＤ２を流れ、電流ＩＬは傾きＶＬ／Ｌで増加する。この影響で、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間がキャリア信号ＣＲの谷に対して非対称となり、電圧Ｖｍ＝０となる期間もキャリア信号ＣＲの山に対して非対称となる。このため、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点では電流ＩＬが平均値とならない。
【００７１】
このように、デッドタイムがある場合は、電流ＩＬは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点では平均値とならない。以上がデッドタイムがある場合の電流ＩＬの波形についての説明である。
【００７２】
以上のように、電流ＩＬは、デッドタイムがない場合はキャリア信号ＣＲが頂点となる時点でちょうど平均値となるが、デッドタイムがある場合（本実施の形態の場合）はキャリア信号ＣＲが頂点となる時点では平均値とならない。従来においては、デッドタイムがあるにも関わらず、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬをサンプリングしていたため、電流ＩＬの平均値からずれた値をサンプリングすることになってしまっていた。
【００７３】
＜本実施の形態における電流ＩＬのサンプリングタイミング＞
上述のような問題に鑑み、本実施の形態においては、デッドタイムを考慮した上で電流ＩＬの平均値を精度よく取得するために、Ｓ／Ｈ回路１０５が電流ＩＬをサンプリングするタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点とするタイミング回路１０４が設けられている。
【００７４】
図１２は、電流ＩＬが正の場合におけるキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、本実施の形態における電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す。
【００７５】
図１２に示すように、電流ＩＬが正の場合、デッドタイム期間中は電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少する。この影響で、ＣＲ＜ｄの期間を２α、ＣＲ＞ｄの期間を２βとすると、電流ＩＬの増加期間（電圧Ｖｍ＝０となる期間）は２β−Ｔｄとなり、電流ＩＬの減少期間（電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間）は２α＋Ｔｄとなる。
【００７６】
図１２の時刻ｔ１（電圧ＶｍがＶＨから０に変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ１から電流ＩＬの増加期間の半分の時間（＝β−Ｔｄ／２）が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが山となる時点は、時刻ｔ１から（β−Ｔｄ）だけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが山となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（β−Ｔｄ／２）−（β−Ｔｄ）＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。
【００７７】
同様に、図１２の時刻ｔ２（電圧Ｖｍが０からＶＨに変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ２から電流ＩＬの減少期間の半分の時間（＝α＋Ｔｄ／２）の時間が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時点は時刻ｔ２からαだけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが谷となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（α＋Ｔｄ／２）−α＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。
【００７８】
図１３は、電流ＩＬが負の場合におけるキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、本実施の形態における電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す。
【００７９】
図１３に示すように、電流ＩＬが負の場合、デッドタイム期間中は電流ＩＬは傾きＶＬ／Ｌで増加する。この影響で、ＣＲ＜ｄの期間を２α、ＣＲ＞ｄの期間を２βとすると、電流ＩＬの増加期間（電圧Ｖｍ＝０となる期間）は２β＋Ｔｄとなり、電流ＩＬの減少期間（電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間）は２α−Ｔｄとなる。
【００８０】
図１３の時刻ｔ１（電圧ＶｍがＶＨから０に変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ１から電流ＩＬの増加期間の半分の時間（＝β＋Ｔｄ／２）の時間が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが山となる時点は時刻ｔ１からβだけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが山となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（β＋Ｔｄ／２）−β＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。
【００８１】
同様に、図１３の時刻ｔ２（電圧Ｖｍが０からＶＨに変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ２から電流ＩＬの減少期間の半分の時間（＝α−Ｔｄ／２）の時間が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時点は時刻ｔ２から（α−Ｔｄ）だけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが谷となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（α−Ｔｄ／２）−（α−Ｔｄ）＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。
【００８２】
このように、電流ＩＬは、電流ＩＬが正の場合も負の場合も、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間（＝Ｔｄ／２）が経過した時点で平均値となる。
【００８３】
そこで、本実施の形態においては、図１２、１３に示すように、電流ＩＬをサンプリングするタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムの半分の時間Ｔｄ／２が経過した時点とする。これにより、電流ＩＬの平均値を精度よく取得することができる。
【００８４】
［実施の形態２］
上述の実施の形態１においては、電流ＩＬのサンプリングタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムの半分の時間Ｔｄ／２が経過した時点とした。
【００８５】
これに対し、実施の形態２では、電流ＩＬのサンプリングタイミングそのものはキャリア信号ＣＲが頂点となる時点としつつ、サンプリングした値を用いてＴｄ／２経過後の電流ＩＬの値を予測し、予測した値を電流ＩＬの平均値とする点を特徴とする。
【００８６】
図１４に、実施の形態２に係る制御装置３０Ａの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ａは、制御演算部１０１Ａと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ａと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａと、デッドタイム生成部１０６と、平均値演算部１０７とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【００８７】
制御演算部１０１Ａは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７によって演算された電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅ（以下、単に「電流平均値ＩＬａｖｅ」という）に基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
【００８８】
キャリア生成部１０３Ａは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａ、平均値演算部１０７へ出力する。
【００８９】
Ｓ／Ｈ回路１０５Ａは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＬ、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングして、平均値演算部１０７へ出力する。
【００９０】
平均値演算部１０７は、キャリア生成部１０３からのキャリア信号ＣＲ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａからの電圧ＶＬ，ＶＨ、電流ＩＬの各サンプリング値、および、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌに基づいて電流平均値ＩＬａｖｅを算出し、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１に出力する。
【００９１】
図１５は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａおよび平均値演算部１０７の機能を実現するための制御装置３０Ａの制御処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、基本的にはソフトウェア処理によって実現されるが、電子回路等によるハードウェアによって実現されてもよい。
【００９２】
Ｓ１にて、制御装置３０Ａは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＬ、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングする。
【００９３】
Ｓ２にて、制御装置３０Ａは、キャリア信号ＣＲの頂点が山（極大点）であるのか否かを判断する。山であると（Ｓ２にてＹＥＳ）、電流ＩＬが増加中であるとして処理はＳ３に移される。そうでないと（Ｓ２にてＮＯ）、電流ＩＬが減少中であるとして処理はＳ５に移される。
【００９４】
Ｓ３にて、制御装置３０Ａは、電圧ＶＬをインタクタンス値Ｌで除算した値（＞０）を、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔとして算出する。なお、インタクタンス値Ｌは、既知の値として予め記憶してもよいし、電流ＩＬとインダクタンス値Ｌとの関係を設定したマップを予め記憶しておき、このマップから電流ＩＬに対応するインダクタンス値Ｌを算出するようにしてもよい。
【００９５】
Ｓ４にて、制御装置３０Ａは、電圧ＶＬから電圧ＶＨを減じた値をインタクタンス値Ｌで除算した値（＜０）を、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔとして算出する。なお、上述したように、インタクタンス値Ｌは、既知の値として予め記憶してもよいし、マップから算出するようにしてもよい。
【００９６】
Ｓ５にて、制御装置３０Ａは、Ｓ３あるいはＳ４で算出された傾きｄＩＬ／ｄｔ、電流ＩＬ、デッドタイムＴｄを下記の式（３）に代入して電流平均値ＩＬａｖｅを算出する。
【００９７】
ＩＬａｖｅ＝ＩＬ＋（ｄＩＬ／ｄｔ）×（Ｔｄ／２）  ・・・（３）
Ｓ６にて、制御装置３０Ａは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１に出力する。
【００９８】
図１６は、電流平均値ＩＬａｖｅを算出する際の制御装置３０Ａの動作図である。なお、図１６では、電流ＩＬは正である。
【００９９】
図１６に示すように、実施の形態２では、制御装置３０Ａは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬをサンプリングする（Ｓ１）とともに、キャリア信号ＣＲの頂点が山か否かに応じて電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔを算出し（Ｓ３、Ｓ４）、Ｔｄ／２が経過する間の電流ＩＬの変化量（ｄＩＬ／ｄｔ）×（Ｔｄ／２）をキャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬに加えた値を、電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する（Ｓ５）。
【０１００】
このようにすれば、実施の形態１と同様、電流ＩＬの平均値を取得できる。また、電流ＩＬのサンプリングタイミングをキャリア信号ＣＲが頂点となる従来のタイミングとしつつソフトウェア処理によって電流平均値ＩＬａｖｅを算出するため、比較的簡単に実現することができる。
【０１０１】
［実施の形態３］
電流ＩＬの絶対値が比較的大きくリプル成分の増減によっても正負が入れ替わらない場合（電流ＩＬが０アンペアを跨がない場合）には、上述の実施の形態１、２で説明した手法で電流ＩＬの平均値を取得することができる。
【０１０２】
しかしながら、電流ＩＬの絶対値が比較的小さくリプル成分の増減によって正負が入れ替わる場合（電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合）には、上述の実施の形態１、２で説明した手法では電流ＩＬの平均値を取得することができない。
【０１０３】
そこで、実施の形態３では、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かを判断し、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断した場合には、上述の実施の形態１、２で説明した手法を用いずに、従来どおり、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬを電流ＩＬの平均値として用いる点を特徴とする。
【０１０４】
図１７は、実施の形態３に従う制御装置３０の制御処理手順を示すフローチャートである。
【０１０５】
Ｓ１１にて、制御装置３０は、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬをサンプリングする。
【０１０６】
Ｓ１２にて、制御装置３０は、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを推定する。ピーク値ＩＬｐｅａｋの推定手法としてはさまざまな手法が考えられるが、たとえば、キャリア信号ＣＲが山のときはＩＬｐｅａｋ＝ＩＬ＋（ＶＬ／ＨＶ）×β、谷のときはＩＬｐｅａｋ＝ＩＬ＋（ＶＬ−ＨＶ）／Ｌ×αと推定すればよい。
【０１０７】
Ｓ１３にて、制御装置３０は、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かを判断する。たとえば、制御装置３０は、前回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号と今回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号とが異なる場合に、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断する。また、制御装置３０は、前回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号と今回のサイクルでサンプリングされた電流ＩＬの符号が異なるか、または今回のサイクルでサンプリングされた電流ＩＬの符号と今回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号が異なる場合に、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断するようにしてもよい。電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断すると（Ｓ１３にてＹＥＳ）、処理はＳ１４に移される。そうでないと（Ｓ１３にてＮＯ）、処理はＳ１５に移される。
【０１０８】
Ｓ１４にて、制御装置３０は、上述の実施の形態１、２で説明した手法を用いずに、従来どおり、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬを電流ＩＬの平均値として用いる。
【０１０９】
Ｓ１５にて、制御装置３０は、上述の実施の形態１、２で説明した手法を用いて電流ＩＬの平均値を取得する。
【０１１０】
図１８は、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合におけるキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、本実施の形態３における電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す。
【０１１１】
図１８に示すように、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合、電流ＩＬが負のときはデッドタイム期間中の電流ＩＬは増加するが、電流ＩＬが正になるとデッドタイム期間中の電流ＩＬは減少する。たとえば、図１８の時刻ｔ１で開始されるデッドタイム期間中は、電流ＩＬが負であり電流ＩＬは増加するが、図１８の時刻ｔ２で開始されるデッドタイム期間中は、電流ＩＬが正であり電流ＩＬは減少する。そのため、電流ＩＬの増加期間は２β、電流ＩＬの減少期間は２αとなり、キャリア信号ＣＲと電流ＩＬの波形との関係は、デッドタイムがない場合と同じになる。すなわち、デッドタイムがある場合であっても、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合には、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬが平均値となる。
【０１１２】
そこで、実施の形態３では、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かを判断し、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合には、図１８に示すように、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬを電流ＩＬの平均値として用いる。そのため、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合であっても、電流ＩＬの平均値を適切に取得することができる。
【０１１３】
［実施の形態４］
上述の実施の形態３では、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かに応じて電流ＩＬの平均値を取得する手法を切り換えていた。
【０１１４】
これに対し、実施の形態４では、電圧ＶＨ、電流ＩＬをパラメータしてキャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬに対する実際の電流ＩＬの平均値の偏差を事前に測定した結果を補正テーブルとして予め保持しておき、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬに補正テーブルを用いて求めた偏差を補正量として加算した値を電流平均値ＩＬａｖｅとすることで、電流ＩＬの平均値を取得する手法の切り換えを不要とする点を特徴とする。
【０１１５】
図１９に、実施の形態４に係る制御装置３０Ｂの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｂは、制御演算部１０１Ｂと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｂと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂと、デッドタイム生成部１０６と、偏差演算部１０８と、平均値演算部１０７Ｂとを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【０１１６】
制御演算部１０１Ｂは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｂによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
【０１１７】
キャリア生成部１０３Ｂは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂ、偏差演算部１０８へ出力する。
【０１１８】
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＬ、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングし、サンプリングした電流ＩＬ、電圧ＶＨを偏差演算部１０８、平均値演算部１０７Ｂへ出力する。
【０１１９】
偏差演算部１０８は、キャリア生成部１０３Ｂからのキャリア信号ＣＲ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂからの電圧ＶＨ、電流ＩＬの各サンプリング値、および、予め保持しておいた補正テーブルを用いて、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬと実際の平均値との偏差ΔＩＬを算出する。
【０１２０】
図２０、２１に、補正テーブルを概略的に示す。補正テーブルは、キャリア信号ＣＲの頂点が谷の場合に用いられる補正テーブル１０９Ａ（図２０参照）と、キャリア信号ＣＲの頂点が山の場合に用いられる補正テーブル１０９Ｂ（図２０参照）とに分類されている。
【０１２１】
補正テーブル１０９Ａには、電流ＩＬ、電圧ＶＨをパラメータとして事前に測定した偏差ΔＩＬが設定されている。補正テーブル１０９Ｂには、電流ＩＬをパラメータとして事前に測定した偏差ΔＩＬが設定されている。
【０１２２】
キャリア信号ＣＲが谷の時の電流ＩＬの傾きは（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌであり偏差ΔＩＬが電圧ＶＨによって変化する。そのため、補正テーブル１０９Ａでは電圧ＶＨがパラメータに含まれている。これに対し、キャリア信号ＣＲが山の時の電流ＩＬの傾きはＶＬ／Ｌであり偏差ΔＩＬが電圧ＶＨによっては変化しない。そのため、補正テーブル１０９Ｂでは電圧ＶＨがパラメータには含まれていない。なお、通常は電圧ＶＬ、インダクタンスＬはほぼ一定の値であることを考慮して、補正テーブル１０９Ａ，１０９Ｂは、演算処理負荷の低減などのため電圧ＶＬ、インダクタンスＬはパラメータに含んでいないが、これらをパラメータとして含むものであってもよい。
【０１２３】
また、補正テーブル１０９Ａ，１０９Ｂのいずれにおいても、電流ＩＬがパラメータに含まれており、０アンペアを跨ぐ程度の小さい絶対値の電流ＩＬに対しては偏差ΔＩＬが「０」に設定される。
【０１２４】
図１９に戻って、偏差演算部１０８は、キャリア信号ＣＲが谷の場合は補正テーブル１０９Ａを用いて電圧ＶＨ、電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを求め、キャリア信号ＣＲが山の場合は補正テーブル１０９Ｂを用いて電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを求める。偏差演算部１０８は、求めた偏差ΔＩＬを平均値演算部１０７Ｂに出力する。
【０１２５】
平均値演算部１０７Ｂは、Ｓ／Ｈ回路１０５からの電流ＩＬを偏差演算部１０８からの偏差ΔＩＬで補正して電流平均値ＩＬａｖｅを求める。すなわち、平均値演算部１０７Ｂは、電流平均値ＩＬａｖｅ＝ＩＬ＋ΔＩＬとして求める。平均値演算部１０７Ｂは、求めた電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｂに出力する。
【０１２６】
図２２は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂ、偏差演算部１０８および平均値演算部１０７Ｂの機能を実現するための制御装置３０Ｂの制御処理手順を示すフローチャートである。
【０１２７】
Ｓ２１にて、制御装置３０Ｂは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングする。
【０１２８】
Ｓ２２にて、制御装置３０Ｂは、キャリア信号ＣＲの頂点が山（極大点）であるのか否かを判断する。山であると（Ｓ２２にてＹＥＳ）、処理はＳ２３に移される。そうでないと（Ｓ２２にてＮＯ）、処理はＳ２４に移される。
【０１２９】
Ｓ２３にて、制御装置３０Ｂは、補正テーブル１０９Ａ（図２０参照）を用いて、電圧ＶＨ、電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを算出する。
【０１３０】
Ｓ２４にて、制御装置３０Ｂは、補正テーブル１０９Ｂ（図２１参照）を用いて、電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを算出する。
【０１３１】
Ｓ２５にて、制御装置３０Ｂは、電流ＩＬのサンプリング値に偏差ΔＩＬを加えて補正した値を、電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する。
【０１３２】
Ｓ２６にて、制御装置３０Ｂは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｂに出力する。
【０１３３】
図２３は、電流平均値ＩＬａｖｅを算出する際の制御装置３０Ｂの動作図である。なお、図２３では、電流ＩＬは正である。
【０１３４】
制御装置３０Ｂは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬをサンプリングする（Ｓ２１）とともに、キャリア信号ＣＲの頂点が山か否かに応じて選択した補正テーブルを用いて電流ＩＬに対応する偏差ΔＩＬを求める（Ｓ２２〜Ｓ２４）。
【０１３５】
そして、図２３に示すように、偏差ΔＩＬを補正量として、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬに加えた値を、電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する（Ｓ２５）。
【０１３６】
このようにすれば、実施の形態３と同様、電流ＩＬの平均値を取得できる。また、補正テーブル１０９Ａ，１０９Ｂでは０アンペアを跨ぐ程度の小さい絶対値の電流ＩＬに対しては偏差ΔＩＬが「０」に設定されているため、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐような小さい値であったとしても、実施の形態３のような平均値取得手法の切り換えを行なうことなく、電流ＩＬの適切な平均値を取得することができる。
【０１３７】
［実施の形態５］
実施の形態５は、キャリア信号ＣＲの山と谷とでそれぞれサンプリングした電流ＩＬと、キャリア信号ＣＲの山と谷とからそれぞれＴｄ／２経過した時点でサンプリングした電流ＩＬとの、合計４つの電流ＩＬのサンプリング値から電流平均値ＩＬを算出する点を特徴とする。
【０１３８】
図２４に、実施の形態５に係る制御装置３０Ｃの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｃは、制御演算部１０１Ｃと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｃと、タイミング回路１０４Ｃと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃと、記憶部１１０と、平均値演算部１０７Ｃと、デッドタイム生成部１０６とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【０１３９】
制御演算部１０１Ｃは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｃによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
【０１４０】
キャリア生成部１０３Ｃは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２、タイミング回路１０４Ｃ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃへ出力する。
【０１４１】
タイミング回路１０４Ｃは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点で、サンプリング信号ＳｓｍｐをＳ／Ｈ回路１０５Ｃに出力する。
【０１４２】
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃは、キャリア生成部１０３Ｃからのキャリア信号ＣＲ、タイミング回路１０４Ｃからのサンプリング信号Ｓｓｍｐに基づいて、（ｉ）キャリア信号ＣＲが山となる時点、（ｉｉ）キャリア信号ＣＲが山となる時点からＴｄ／２が経過した時点、（ｉｉｉ）キャリア信号ＣＲが谷となる時点、（ｉｖ）キャリア信号ＣＲが谷となる時点からＴｄ／２が経過した時点、の合計４つの時点で電流ＩＬをサンプリングする。
【０１４３】
記憶部１１０は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃが電流ＩＬをサンプリングする毎にその電流ＩＬを順次記憶する。
【０１４４】
平均値演算部１０７Ｃは、記憶部１１０に記憶された複数の電流値ＩＬのうちから上記の４つの時点の電流値ＩＬを選択し、選択した４つの電流値ＩＬを用いて電流平均値ＩＬａｖｅを求めて制御演算部１０１Ｃに出力する。
【０１４５】
図２５は、平均値演算部１０７Ｃによる電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図である。図２５においては、キャリア信号ＣＲが頂点の谷となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）と、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ２を点Ｂ（ｔｎ−１＋Ｔｄ／２，ＩＬ２）と、次にキャリア信号ＣＲが頂点の山となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３を点Ｃ（ｔｎ，ＩＬ３）と、時刻ｔｎからＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ４を点Ｄ（ｔｎ＋Ｔｄ／２，ＩＬ４）と、次にキャリア信号ＣＲが頂点の谷となる時刻ｔｎ＋１の電流値ＩＬ５を点Ｅ（ｔｎ＋１，ＩＬ５）と、時刻ｔｎ＋１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ６を点Ｄ（ｔｎ＋１＋Ｔｄ／２，ＩＬ６）とする。
【０１４６】
図２５に示すように、直線ＡＣと直線ＢＤとの交点、直線ＣＥと直線ＤＦとの交点は、いずれも電流値ＩＬの平均値と一致する。この点を利用して、平均値演算部１０７Ｃは、電流平均値ＩＬａｖｅを求める。すなわち、平均値演算部１０７Ｃは、点Ｄがサンプリングされた時点で点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４点を用いて直線ＡＣと直線ＢＤとの交点を求め、求めた交点の電流値を電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とする。また、平均値演算部１０７Ｃは、点Ｆがサンプリングされた時点で点Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆの４点を用いて、直線ＣＥと直線ＤＦとの交点を求め、求めた交点の電流値を電流平均値ＩＬａｖｅ（Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）とする。
【０１４７】
なお、図２５に示す点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を求める具体的な方法を説明すると以下のようになる。
【０１４８】
図２５において、時間軸をｘ、電流値をｙとすると、直線ＡＣの方程式は下記の式（４ａ）となり、直線ＢＤの方程式は下記の式（４ｂ）となる。
【０１４９】
（ＩＬ３−ＩＬ１）・ｘ−（Ｔｃ／２）・ｙ＋（Ｔｃ／２）・ＩＬ３
−（ＩＬ３−ＩＬ１）・ｔｎ＝０  ・・・（４ａ）
（ＩＬ４−ＩＬ２）・ｘ−（Ｔｃ／２）・ｙ＋（Ｔｃ／２）・ＩＬ４
−（ＩＬ４−ＩＬ２）・（ｔｎ＋Ｔｄ／２）＝０  ・・・（４ｂ）
式（４ａ），（４ｂ）の連立方程式を解き、交点のｙ座標ＩＬ＊を求めると、交点のｙ座標ＩＬ＊は、下記の式（４ｃ）で表わされる。
【０１５０】
ＩＬ＊＝{（ＩＬ１・ＩＬ４−ＩＬ２・ＩＬ３）・Ｔｃ−（ＩＬ４−ＩＬ２）（ＩＬ３−ＩＬ１）・Ｔｄ}／{（ＩＬ１−ＩＬ２−ＩＬ３−ＩＬ４）・Ｔｃ}    ・・・（４ｃ）
ここで、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合はＩＬ１とＩＬ３とが平均値となり、電流ＩＬが正または負の場合にはＩＬ２とＩＬ４とが平均値となるが、式（４ｃ）によれば、どちらの状態であっても、交点のｙ座標ＩＬ＊は電流ＩＬの平均値となる。そこで、平均値演算部１０７Ｃは、交点のｙ座標ＩＬ＊を、電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とする。
【０１５１】
図２６は、タイミング回路１０４Ｃ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃ、記憶部１１０、および、平均値演算部１０７Ｃの機能を実現するための制御装置３０Ｃの制御処理手順を示すフローチャートである。なお、図２６に示すフローチャートは、図２５に示す点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから電流平均値ＩＬａｖｅを求める際の処理手順を例示的に示したものである。
【０１５２】
Ｓ３１にて、制御装置３０Ｃは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１をサンプリングする。
【０１５３】
Ｓ３２にて、制御装置３０Ｃは、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ２をサンプリングする。
【０１５４】
Ｓ３３にて、制御装置３０Ｃは、次にキャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３をサンプリングする。
【０１５５】
Ｓ３４にて、制御装置３０Ｃは、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ４をサンプリングする。
【０１５６】
Ｓ３５にて、制御装置３０Ｃは、電流値ＩＬ１〜ＩＬ４の合計４つの電流値に基づいて、電流平均値ＩＬａｖｅを算出する。具体的には、上述したように、点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）、点Ｂ（ｔｎ−１＋Ｔｄ／２，ＩＬ２）、点Ｃ（ｔｎ，ＩＬ３）、点Ｄ（ｔｎ＋Ｔｄ／２，ＩＬ４）とした場合に、直線ＡＣと直線ＢＤとの交点のｙ座標ＩＬ＊を表わす式（４）の右辺に、電流値ＩＬ１〜ＩＬ４を代入して得られた値を、電流平均値ＩＬａｖｅとする。
【０１５７】
Ｓ３６にて、制御装置３０Ｃは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｃに出力する。
【０１５８】
このようにすれば、電流ＩＬの平均値を適切に取得できる。また、実施の形態４と同様、実施の形態３のような平均値取得手法の切り換えが不要である。
【０１５９】
［実施の形態６］
実施の形態５では、キャリア信号ＣＲが山の時点、山からＴｄ／２経過した時点、谷の時点、谷からＴｄ／２経過した時点、の合計４つの時点でサンプリングした電流ＩＬから電流平均値ＩＬを算出した。
【０１６０】
これに対し、実施の形態６は、キャリア信号ＣＲの山と谷との２点でサンプリングした電流ＩＬから電流平均値ＩＬを推定する点を特徴とする。
【０１６１】
図２７に、実施の形態６に係る制御装置３０Ｄの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｄは、制御演算部１０１Ｄと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｄと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄと、記憶部１１０Ｄと、平均値演算部１０７Ｄと、デッドタイム生成部１０６とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【０１６２】
制御演算部１０１Ｄは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｄによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
【０１６３】
キャリア生成部１０３Ｄは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲをＳ／Ｈ回路１０５Ｄへ出力する。
【０１６４】
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で電流ＩＬ、電圧ＶＨをサンプリングして記憶部１１０Ｄに出力する。
【０１６５】
記憶部１１０Ｄは、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄがサンプリングした電流ＩＬ、電圧ＶＨを記憶する。
【０１６６】
平均値演算部１０７Ｄは、キャリア信号ＣＲの山と谷との２点でサンプリングされた電流ＩＬを記憶部１１０Ｄから読み出し、電流平均値ＩＬを推定する。
【０１６７】
図２８は、平均値演算部１０７Ｄによる電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図である。図２８においては、キャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）と、次にキャリア信号ＣＲが山となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３を点Ｂ（ｔｎ，ＩＬ３）と、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ＋１の電流値ＩＬ５を点Ｃ（ｔｎ＋１，ＩＬ５）とする。
【０１６８】
図２８に示すように、平均値演算部１０７Ｄは、点Ａ，Ｂから電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ）を算出する場合、まず、実施の形態４で説明した手法で時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過した時点の電流値（＝ＩＬ１＋ΔＩＬ）を推定し、実施の形態４で説明した手法で時刻ｔｎからＴｄ／２経過した時点の電流値（＝ＩＬ３＋ΔＩＬ）を推定する。そして、平均値演算部１０７Ｄは、サンプリングした２点の電流値と、推定した２点の電流値との合計４点の電流値に基づいて電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ）を算出する。４点の電流値に基づいて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する手法については、実施の形態５で説明した手法を用いればよい。また、点Ｂ，Ｃから電流平均値ＩＬａｖｅ（Ｂ，Ｃ）を算出する場合も同様の手法を用いればよい。
【０１６９】
図２９は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄ、記憶部１１０Ｄおよび平均値演算部１０７Ｄの機能を実現するための制御装置３０Ｄの制御処理手順を示すフローチャートである。なお、図２９に示すフローチャートは、図２８に示す点Ａ，Ｂから電流平均値ＩＬａｖｅを求める際の処理手順を例示的に示したものである。
【０１７０】
Ｓ４１にて、制御装置３０Ｄは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１をサンプリングする。
【０１７１】
Ｓ４２にて、制御装置３０Ｄは、実施の形態４で説明した手法を用いて、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ２をＩＬ１＋ΔＩＬと推定する。
【０１７２】
Ｓ４３にて、制御装置３０Ｄは、次にキャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３をサンプリングする。
【０１７３】
Ｓ４４にて、制御装置３０Ｄは、実施の形態４で説明した手法を用いて、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ４をＩＬ３＋ΔＩＬと推定する。
【０１７４】
Ｓ４５にて、制御装置３０Ｄは、サンプリングした電流値ＩＬ１，ＩＬ３と、実施の形態４の手法を用いて推定した電流値ＩＬ２，ＩＬ４の合計４つの電流値に基づいて、実施の形態５の手法を用いて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する。
【０１７５】
Ｓ４６にて、制御装置３０Ｄは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｄに出力する。
【０１７６】
このようにすれば、電流ＩＬの平均値を適切に取得できる。また、実施の形態５と同様、実施の形態３のような平均値取得手法の切り換えが不要である。
【０１７７】
［実施の形態７］
実施の形態６では、電流ＩＬのサンプリングそのものはキャリア信号ＣＲの山および谷の２点でよいが、電流平均値ＩＬａｖｅを算出するには、実施の形態４の手法を用いて推定した２つの電流値を加えた合計４つの電流値が必要であった。
【０１７８】
これに対し、実施の形態７では、キャリア信号ＣＲの山と谷とでサンプリングした２点の電流値を平均した値を求め、求めた値を電流平均値ＩＬａｖｅとする点を特徴とする。
【０１７９】
図３０に、実施の形態７に係る制御装置３０Ｅの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｅは、制御演算部１０１Ｅと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｅと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｅと、記憶部１１０Ｅと、平均値演算部１０７Ｅと、デッドタイム生成部１０６とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【０１８０】
制御演算部１０１Ｅは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｅによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
【０１８１】
キャリア生成部１０３Ｅは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲをＳ／Ｈ回路１０５Ｅへ出力する。
【０１８２】
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｅは、キャリア信号ＣＲが頂点（山および谷）となった時点で電流ＩＬをサンプリングして記憶部１１０Ｅに出力する。記憶部１１０Ｅは、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄからの電流ＩＬを記憶する。
【０１８３】
平均値演算部１０７Ｅは、キャリア信号ＣＲの山と谷との２点でサンプリングされた電流ＩＬを記憶部１１０Ｅから読み出し、読み出した２点の電流値を平均した値を求め、求めた値を電流平均値ＩＬａｖｅとして制御演算部１０１Ｅに出力する。
【０１８４】
図３１は、平均値演算部１０７Ｅによる電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図である。図３１においては、キャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）と、次にキャリア信号ＣＲが山となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３を点Ｂ（ｔｎ，ＩＬ２）と、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ＋１の電流値ＩＬ５を点Ｃ（ｔｎ＋１，ＩＬ３）とする。
【０１８５】
図３１に示すように、点Ａ，Ｂの平均値である（ＩＬ１＋ＩＬ２）／２、点Ｂ，Ｃの平均値である（ＩＬ２＋ＩＬ３）／２は、いずれも、ほぼ電流ＩＬの平均値となる。そこで、平均値演算部１０７Ｅは、点Ａ，Ｂを用いて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する場合、（ＩＬ１＋ＩＬ２）／２を電流平均値ＩＬａｖｅとし、また、点Ｂ，Ｃを用いて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する場合、（ＩＬ２＋ＩＬ３）／２を電流平均値ＩＬａｖｅとする。
【０１８６】
図３２は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｅ、記憶部１１０Ｅおよび平均値演算部１０７Ｅの機能を実現するための制御装置３０Ｅの制御処理手順を示すフローチャートである。なお、図３２に示すフローチャートは、図３１に示す点Ａ，Ｂから電流平均値ＩＬａｖｅを求める際の処理手順を例示的に示したものである。
【０１８７】
Ｓ５１にて、制御装置３０Ｅは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ２をサンプリングする。
【０１８８】
Ｓ５２にて、制御装置３０Ｅは、前回キャリア信号ＣＲが頂点となった時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を読み出す。
【０１８９】
Ｓ５３にて、制御装置３０Ｅは、ＩＬ１とＩＫ２の平均値を電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する。
【０１９０】
Ｓ５４にて、制御装置３０Ｅは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｅに出力する。
【０１９１】
このようにすることで、本実施の形態７で求めた電流平均値ＩＬａｖｅは、従来技術のようにキャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬをそのまま平均値とする場合に比べて、実際の平均値からのずれが小さくなる。しかも、電圧ＶＨがＶＬの２倍の値となる場合（電流ＩＬの増加時と減少時の傾きが一致する場合）、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合には、本実施の形態７で求めた電流平均値ＩＬａｖｅは、実際の平均値と一致する。さらに、本実施の形態７では、キャリア信号ＣＲが山と谷との時点の２つの電流ＩＬを平均するという単純かつ簡易な手法を用いているため、本発明の他の実施の形態の手法と比べて処理負荷およびコスト増加を抑制できる。
【０１９２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１９３】
１０  コンバータ、２０  インバータ、３０，３０Ａ〜３０Ｅ  制御装置、５２  電流センサ、５４，５６  電圧センサ、５８  回転角センサ、１００  モータ駆動装置、１０１，１０１Ｂ，１０１Ｃ，１０１Ｄ，１０１Ｅ  制御演算部、１０２  駆動信号生成部、１０３，１０３Ｂ，１０３Ｃ，１０３Ｄ，１０３Ｅ  キャリア生成部、１０４，１０４Ｃ  タイミング回路、１０５，１０５Ａ〜１０５Ｅ  Ｓ・Ｈ回路、１０６  デッドタイム生成部、１０７，１０７Ｂ，１０７Ｃ，１０７Ｄ，１０７Ｅ  平均値演算部、１０８  偏差演算部、１０９Ａ，１０９Ｂ  補正テーブル、１１０，１１０Ｄ，１１０Ｅ  記憶部、Ｃ１  フィルタコンデンサ、Ｃ２  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子。
【図１】
2011109884.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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