(57)【要約】【課題】監視空間を広げることで死角を少なくした移動物体検出装置を提供する。【解決手段】送受波器２は、発振回路１から出力される送波信号Ｅ０２により超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する。この送受波器２は、送波と受波の両方を行う一つの超音波振動子２０と、送波信号Ｅ０２を反転させた信号により超音波振動子２０を駆動するインバータからなるゲートＩＣ２２と、ゲートＩＣ２２の出力端と超音波振動子２０の間に接続された直流カット用のコンデンサ２３と、ゲートＩＣ２２と同じ電源で駆動され、ゲートＩＣ２２の出力を反転させた信号を発生するインバータ２６と、送波信号の周波数においてコンデンサ２３及び超音波振動子２０の直列回路と同じインピーダンスを有し、超音波振動子２０における受波信号の出力端とインバータ２６の出力端との間に接続された抵抗２５とを備える。【選択図】図１
2011127927.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段から出力される送波信号により超音波を監視空間に送波するとともに、前記超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する送受波手段と、送波信号と同周波数で互いに位相の異なる基準信号と受波信号とを混合することで、基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備え、
前記送受波手段が、送波と受波の両方を行う一つの超音波振動子と、発振手段からの送波信号が入力され当該送波信号とスレショルドレベルとの高低に応じて出力がハイ又はローに反転するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力端と超音波振動子の間に接続された直流カット用のコンデンサと、ゲートＩＣと同じ電源で駆動され、ゲートＩＣの出力を反転させた信号を発生するインバータと、送波信号の周波数においてコンデンサ及び超音波振動子の直列回路と同じインピーダンスを有し、超音波振動子における受波信号の出力端とインバータの出力端との間に接続されたインピーダンス要素とを具備することを特徴とする移動物体検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を監視空間に送波するとともに監視空間内に存在する物体で反射された反射波の周波数偏移を検出することにより、監視空間内において移動する物体の存在を検出する移動物体検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車の盗難並びに車上盗難などが増加しており、駐車中の自動車の車内に不審者が侵入した場合に警報音を鳴動する車載用盗難警報装置が普及してきている。このような車載用盗難警報装置には、監視空間である車内において移動物体（人）の存否を検出するための移動物体検出装置を搭載したものがある（特許文献１参照）。
【０００３】
図４に特許文献１に開示されている従来の移動体検出装置の一例を示す。この移動体検出装置は、送波と受波を１つの超音波振動子で兼用する送受波器１０２を備えている。送受波器１０２は、超音波振動子と、発振回路１０１が発振する所定周波数の送波信号により超音波振動子をドライブするインバータを備えている。発振回路１０１からの送波信号によりインバータが超音波振動子を駆動して、発振回路１０１の発振周波数と同周波数の超音波が監視空間に送波されると、監視空間内に存在する物体Ｏに超音波が反射して生じる反射波を送受波器１０２で受波する。送受波器１０２では受波した反射波を受波信号Ｅｉｎに変換し、この受波信号Ｅｉｎを第１及び第２のミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂにそれぞれ入力して発振回路１０１の発振周波数と同周波数の基準信号Ｅ０１，Ｅ０２と混合（ミキシング）する。
【０００４】
ここで、一方の基準信号Ｅ０１は移相回路１１０の出力であって、両基準信号Ｅ０１，Ｅ０２の位相が互いに異なるように設定される。したがって、第１及び第２のミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２は、それぞれ、第１及び第２の増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂで増幅された後に信号処理部１０８に取り込まれる。
【０００５】
信号処理部１０８では、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をサンプリング回路１８５において所定のサンプリング周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値からディジタル値に変換し、さらに変換したディジタル値を不揮発性のメモリ１８１に順次格納する。ここで、一方のドップラー信号Ｅ１をサンプリング回路１８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＸｎ、他方のドップラー信号Ｅ２をサンプリング回路１８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＹｎ（ｎは正の整数）とし、二次元直交座標系の原点を始点とし且つ（Ｘｎ，Ｙｎ）を終点とするベクトルＲｎを定義する。なお、ベクトルＲｎの大きさはドップラー信号Ｅ１，Ｅ２の振幅に対応する。
【０００６】
そして、信号処理部１０８のベクトル回転角演算回路１８６が、前回のサンプリングで得られてメモリ１８１に格納されているベクトルＲｎ−１と、今回のサンプリングで得られたベクトルＲｎとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φｎを演算する。なお、ベクトル回転角演算回路１８６では下記式により回転角φｎを演算する。
【０００７】
φｎ＝arctan｛（Ｘｎ−１Ｙｎ−Ｙｎ−１Ｘｎ）／（Ｘｎ−１Ｘｎ＋Ｙｎ−１Ｙｎ）｝  …（１）
従って、物体Ｏが近付く場合はベクトルＲｎが反時計回りに回転するから回転角φｎの極性は正となり、物体Ｏが遠ざかる場合はベクトルＲｎが時計回りに回転するから回転角φｎの極性は負となる。
【０００８】
そして、ベクトル回転角演算回路１８６で求めた回転角φｎを累積加算手段１８７で積算すれば、その積算値（＝φ１＋φ２＋…＋φｎ＋…）が物体Ｏの移動距離に比例することになる。したがって、信号処理部１０８では、累積加算手段１８７で積算した積算値を比較手段１８８で所定の閾値と比較し、積算値が閾値を越えたときに比較手段１８８が検出信号を出力する。この検出信号は報知器駆動回路１１１に入力され、移動物体Ｏの存在が適宜報知器（図示せず）により報知される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１５１５０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した従来の移動物体検出装置では、超音波振動子をドライブするインバータの電源にノイズ成分が含まれていると、超音波振動子が受波手段も兼用しているため、電源に含まれるノイズ成分が受波信号に重畳されてしまう。受波信号に重畳されたノイズ成分は、ミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂを通して増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂにも入力されるので、第１及び第２の増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂの増幅率を高めに設定することができず、監視空間を広くとることができないという問題があった。
【００１１】
本願発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、監視空間を広げることで死角を少なくした移動物体検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１の発明は、所定の周波数でを発振する発振手段と、発振手段から出力される送波信号により超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する送受波手段と、送波信号と同周波数で互いに位相の異なる基準信号と受波信号とを混合することで、基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備え、送受波手段が、送波と受波の両方を行う一つの超音波振動子と、発振手段からの送波信号が入力され当該送波信号とスレショルドレベルとの高低に応じて出力がハイ又はローに反転するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力端と超音波振動子の間に接続された直流カット用のコンデンサと、ゲートＩＣと同じ電源で駆動され、ゲートＩＣの出力を反転させた信号を発生するインバータと、送波信号の周波数においてコンデンサ及び超音波振動子の直列回路と同じインピーダンスを有し、超音波振動子における受波信号の出力端とインバータの出力端との間に接続されたインピーダンス要素とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、ゲートＩＣの出力がハイ、インバータの出力がローの期間では、電源のノイズ成分が重畳された送波信号が、コンデンサ及び超音波振動子の直列回路とインピーダンス要素とで分圧されて超音波振動子の出力端に発生し、ゲートＩＣの出力がロー、インバータの出力がハイの期間では、送波信号を反転した信号に電源のノイズ成分を重畳した信号が、インピーダンス要素とコンデンサ及び超音波振動子の直列回路とで分圧されて超音波振動子の出力端に発生することになる。ここで、送波信号の周波数においてコンデンサ及び超音波振動子からなる直列回路とインピーダンス要素とはインピーダンスが同じ値に設定されているので、超音波振動子の出力端では、送波信号を打ち消すことができ、さらにノイズ成分を分圧した電圧は、送波信号の周波数で極性が正負に反転するので、人の移動によって発生する百Ｈｚ程度のドップラー周波数を検出する場合には、ノイズ成分を分圧した電圧も打ち消されたと見なすことができ、したがって、位相検波手段の出力を増幅する場合に増幅率をより高い値に設定することができるから、監視空間を広くとることで、死角を減らした移動物体検出装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本実施形態の要部を示すブロック回路図である。
【図２】同上の全体構成を示すブロック図である。
【図３】同上の要部を示す回路図である。
【図４】従来例の移動物体検出装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明の実施の形態を図１乃至図３に基づいて説明する。
【００１６】
本実施形態の移動物体検出装置は、例えば自動車の車内に設置されて、車内への侵入者の有無を検出し、侵入者を検出すると警報音を鳴動する車載用盗難警報装置に用いられるものである。
【００１７】
本実施形態のブロック図を図２に示す。但し、送受波器２以外の基本的な構成及び動作は、背景技術で説明した図４の移動体検出装置と同様であるので、共通する部分については詳細な説明は省略する。
【００１８】
この移動物体検出装置は、図２に示すように所定の周波数のパルス信号を発振する発振回路１（発振手段）と、発振回路１から出力される送波信号Ｅ０２により超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する送受波器２（送受波手段）と、送波信号Ｅ０２の位相をずらした基準信号Ｅ０１を発生する移相回路１０と、送波信号Ｅ０２と同周波数で互いに位相の異なる基準信号Ｅ０１，Ｅ０２と、送受波器２から出力された受波信号Ｅｉｎとを混合することで、基準信号Ｅ０１，Ｅ０２との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を得る位相検波回路６と、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂと、増幅回路１３Ａ，１３Ｂによって増幅されたドップラー信号Ｅ１，Ｅ２に基づいて、移動物体の存否を判定する信号処理部８とを備えている。
【００１９】
位相検波回路６は、送波信号Ｅ０２と同周波数で送波信号Ｅ０２と位相をずらした基準信号Ｅ０１と受波信号Ｅｉｎとを混合（ミキシング）する第１のミキサ回路６Ａと、送波信号Ｅ０２からなる基準信号と受波信号Ｅｉｎとを混合する第２のミキサ回路６Ｂとを備えている。ここで、一方の基準信号Ｅ０１は移相回路１０の出力であり、両基準信号Ｅ０１，Ｅ０２の位相が所定角度（例えば９０度）ずれるように設定されている。したがって、第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２は各々増幅回路１３Ａ，１３Ｂで増幅された後に信号処理部８に取り込まれる。
【００２０】
図３は第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂの具体回路図であり、ミキサ回路６Ａ，６Ｂは、受波信号Ｅｉｎが入力される入力端子６０と、ドップラー信号Ｅ１又はＥ２を出力する出力端子６１と、基準信号Ｅ０１又はＥ０２が入力される基準信号入力端子６２と、入力端子６０と出力端子６１を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子６２がゲートに接続された電界効果トランジスタＱ１とを有している。また、入力端子６０及び基準信号入力端子６２には直流カット用のコンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ接続され、電界効果トランジスタＱ１のゲートとグランドの間には放電用の抵抗Ｒ３が接続され、電界効果トランジスタＱ１のドレインには抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、電界効果トランジスタＱ１と出力端子６１の間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の積分回路からなるローパスフィルタが接続されている。基準信号入力端子６２に入力する基準信号Ｅ０１又はＥ０２がグランドに対して正極性の期間（正の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオンし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されるために出力端子６１にドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力されず、基準信号Ｅ０１又はＥ０２がグランドに対して負極性の期間（負の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオフし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されないために出力端子６１にドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力される。
【００２１】
その動作は、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と受波信号Ｅｉｎの位相差がπ（＝１８０度）の時、受波信号Ｅｉｎがグランドに対して正極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、受波信号Ｅｉｎの振幅をＡとすると、出力端子６１にはＡ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。一方、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と受波信号Ｅｉｎの位相差が０又は２ｎπ（ｎ＝１，２，…）の時、受波信号Ｅｉｎがグランドに対して負極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、受波信号Ｅｉｎの振幅をＡとすると、出力端子６１には−Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。また、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と受波信号Ｅｉｎの位相差がπ若しくは２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）以外の場合、出力端子６１には−Ａ／π〜Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。つまり、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と受波信号Ｅｉｎの周波数が異なれば、その周波数差の周波数で位相差が０〜２πの範囲で変化するドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力端子６１から出力されることになる。
【００２２】
また信号処理部８は、第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂによって増幅された第１、第２のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を所定の周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれディジタル値に変換した値Ｘｎ，Ｙｎ（ｎは正の整数）を得るサンプリング回路８５と、サンプリング回路８５により変換されたディジタル値Ｘ，Ｙを順次記憶する不揮発性のメモリ８１と、二次元直交座標系において原点を始点とし且つ点（Ｘｎ，Ｙｎ）を終点とするベクトルＲｎを求めてメモリ８１に逐次記憶させるとともに、前回のサンプリングで得られてメモリ８１に格納してあるベクトルＲｎ−１と今回のサンプリングで得られたベクトルＲｎとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φｎを上述の式（１）を用いて演算するベクトル回転角演算手段８６と、ベクトル回転角演算手段８６で演算されたベクトル回転角φｎを累積加算する累積加算手段８７と、累積加算手段８７により算出された累積加算値Σφｎを所定の閾値と比較する比較手段８８とを備えている。尚、信号処理部８は例えばマイクロコンピュータを用いて構成され、マイクロコンピュータが制御プログラムを実行することによって、ベクトル回転角演算手段８６、累積加算手段８７、比較手段８８が実現される。
【００２３】
ここにおいて、移動物体が近付く場合はベクトルＲｎが反時計回りに回転するから、ベクトル回転角φｎの極性は正になり、移動物体が遠ざかる場合はベクトルＲｎが時計回りに回転するから、ベクトル回転角φｎの極性は負になる。そして、このベクトル回転角φｎを累積加算手段８７で積算すれば、その積算値（＝φ１＋φ２＋…＋φｎ＋…）は移動物体の移動距離に比例することになるので、この累積加算値Σφｎが閾値を越えた時に比較手段８８が物体検知信号を出力する。この物体検知信号は報知器駆動回路１１に入力され、報知器駆動回路１１が例えばランプやブザーからなる報知器（図示せず）を駆動することによって、移動物体の存在を報知する。
【００２４】
送受波器２は、図１に示すように、例えば圧電素子を用いて構成され送波と受波の両方を行う一つの超音波振動子２０と、超音波の送波方向および受波方向を規制するホーン２１と、発振回路１から出力される送波信号Ｅ０２のハイ／ローを反転させた信号を出力するインバータからなるゲートＩＣ２２と、ゲートＩＣ２２の出力端と超音波振動子２０の間に接続された直流カット用のコンデンサ２３と、ゲートＩＣ２２と同じ電源で駆動され、ゲートＩＣ２２の出力を反転させた信号を発生するインバータ（反転回路）２６と、送波信号Ｅ０２の周波数においてコンデンサ２３及び超音波振動子２０の直列回路と同じインピーダンスを有し、超音波振動子２０における受波信号の出力端とインバータ２６の出力端との間に接続されたインピーダンス要素たる抵抗２５とを備えている。尚、本実施形態では超音波振動子２０をドライブするためにインバータからなるゲートＩＣ２２を用いているが、発振回路１からの送波信号Ｅ０２とスレショルドレベルとの高低に応じて出力がハイ又はローに反転し且つ超音波振動子２０に駆動電流を供給できるものであれば、バッファなどのゲートＩＣを使用してもよい。
【００２５】
送受波器２は上記のような回路構成を有し、ゲートＩＣ２２の出力がハイの期間では、インバータ２６の出力がローになり、電源のノイズ成分が重畳された送波信号Ｅ０２’（送波信号Ｅ０２を反転させた信号）がコンデンサ２３及び超音波振動子２０の直列回路と抵抗２５とで分圧されて超音波振動子２０の出力端に発生し、ゲートＩＣ２２の出力がローの期間では、インバータ２６の出力がハイになり、送波信号Ｅ０２’を反転させた信号（送波信号Ｅ０２）に電源のノイズ成分が重畳した信号が、抵抗２５とコンデンサ２３及び超音波振動子２０の直列回路とで分圧されて超音波振動子２０の出力端に発生することになる。ここで、送波信号Ｅ０２の周波数においてコンデンサ２３及び超音波振動子２０からなる直列回路と抵抗２５とはインピーダンスが同じ値に設定されているので、超音波振動子２０の出力端では、送波信号Ｅ０２を打ち消すことができる。また、超音波振動子２０の出力端に発生するノイズ成分の分圧電圧は、送波信号Ｅ０２の周波数（約４０ｋＨｚ）で極性が正負に反転するので、人の移動によって発生する百Ｈｚ程度のドップラー周波数を検出する場合には、ノイズ成分を分圧した電圧も打ち消されたと見なすことができる。したがって、位相検波回路６から出力される一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２に含まれる電源のノイズ成分を低減することができ、これらのドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂの増幅率をより高い値に設定することができるから、監視空間を広くとることができ、その結果、移動体検出装置の死角を減らすことができる。
【符号の説明】
【００２６】
１  発振回路（発振手段）
２  送受波器（送受波手段）
６  位相検波回路（位相検波手段）
８６  ベクトル回転角演算手段
８７  累積加算手段（積分手段）
８８  比較手段
２０  超音波振動子
２２  ゲートＩＣ
２３  コンデンサ
２５  抵抗（インピーダンス要素）
２６  インバータ
Ｅ０２  送波信号
【図１】
2011127927.tif 000003
【図２】
2011127927.tif 000004
【図３】
2011127927.tif 000005
【図４】
2011127927.tif 000006