(57)【要約】【課題】三相交流モータの各相電流のいずれかを検出する複数の相電流センサにそれぞれ対応する監視用の相電流センサを設けることなく、各相電流センサの異常を判定する。【解決手段】駆動制御システムは、２つのインバータ、２つの交流モータ、各交流モータの各相電流をそれぞれ検出する４つの相電流センサ、各インバータを流れる直流電流の合計値を１箇所で検出する直流電流センサ、および、制御装置を備える。制御装置は、各インバータのスイッチング状態に基づいて各インバータを流れる直流電流に含まれる相電流成分を特定し、特定した相電流成分の合計値を相電流センサの検出値に基づいて算出し、直流電流算出値とする。制御装置は、直流電流の算出値と直流電流センサの検出値とが一致しない場合、直流電流の算出に用いられた相電流値を検出した電流センサの少なくともいずれかが異常であると判定する。【選択図】図６
2011091962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相の交流モータと前記交流モータを駆動するためのインバータとを備えたシステムに設けられる複数の電流センサの異常判定装置であって、前記インバータは、複数のスイッチング素子を備え、前記複数のスイッチング素子の動作によって直流電流を複数の相電流に変換して前記交流モータに供給し、前記複数の電流センサの各々は、前記複数の相電流のうちのいずれかを検出する相電流センサであり、
前記異常判定装置は、
前記インバータを流れる直流電流を検出する直流電流センサと、
前記複数のスイッチング素子の状態に基づいて前記複数の相電流のうちから前記インバータを流れる直流電流に含まれる相電流を特定し、特定された相電流に対応する相電流センサの検出値の合計値を算出する算出部と、
前記算出部が算出した合計値と前記直流電流センサによる検出値とを比較した結果に基づいて、前記特定された相電流に対応する相電流センサの少なくともいずれかが異常であるか否かを判定する異常判定処理を行なう異常判定部とを含む、電流センサの異常判定装置。
【請求項２】
前記異常判定部は、前記算出部が算出した合計値と前記直流電流センサによる検出値とが一致する場合、前記特定された相電流に対応する相電流センサのいずれもが正常であると判定し、前記算出部が算出した合計値と前記直流電流センサによる検出値とが一致しない場合、前記特定された相電流に対応する相電流センサの少なくともいずれかが異常であると判定する、請求項１に記載の電流センサの異常判定装置。
【請求項３】
前記異常判定部は、前記異常判定処理として、あるいは、前記異常判定処理に加えて、前記算出部が算出した合計値と前記直流電流センサによる検出値とが一致するか否かの比較結果が変化したか否かを判断し、前記比較結果が変化した場合、前記比較結果の変化直前に前記合計値の算出に用いられるようになった相電流を検出した相電流センサ、あるいは、前記比較結果の変化直前に前記合計値の算出に用いられなくなった相電流を検出した相電流センサを、異常な相電流センサであると特定する、請求項１または２に記載の電流センサの異常判定装置。
【請求項４】
前記異常判定部は、前記複数のスイッチング素子のいずれかの状態が変化する毎に前記異常判定処理を行なう、請求項１に記載の電流センサの異常判定装置。
【請求項５】
前記システムは、搬送波と前記交流モータの各相にそれぞれ対応する複数の変調率指令値とを比較した結果で前記インバータを制御するパルス幅変調制御部を備え、
前記異常判定部は、前記搬送波の周期の４分の１あるいは４分の３に応じたタイミングで、前記異常判定処理を行なう、請求項１に記載の電流センサの異常判定装置。
【請求項６】
前記システムは、前記交流モータおよび前記インバータを複数備え、
前記直流電流センサは、複数の前記インバータを流れる直流電流の合計値を１箇所で検出する、請求項１に記載の電流センサの異常判定装置。
【請求項７】
前記システムは、前記交流モータと、前記インバータと、搬送波を用いて前記インバータを制御するパルス幅変調制御部とを、それぞれ複数備え、
複数の前記パルス幅変調制御部でそれぞれ用いられる複数の前記搬送波の位相は、互いに同期し、
前記異常判定部は、前記異常判定処理に加えて、複数の前記搬送波が極大あるいは極小となる時の前記直流電流センサによる検出値が零であるか否かに基づいて、前記直流電流センサが異常であるか否かを判定する、請求項１に記載の電流センサの異常判定装置。
【請求項８】
多相の交流モータと前記交流モータを駆動するためのインバータとを備えたシステムに設けられる複数の電流センサの異常判定装置が行う異常判定方法であって、前記インバータは、複数のスイッチング素子を備え、前記複数のスイッチング素子の動作によって直流電流を複数の相電流に変換して前記交流モータに供給し、前記複数の電流センサの各々は、前記複数の相電流のうちのいずれかを検出する相電流センサであり、前記システムは、前記インバータを流れる直流電流を検出する直流電流センサをさらに備え、
前記異常判定方法は、
前記複数のスイッチング素子の状態に基づいて前記複数の相電流のうちから前記インバータを流れる直流電流に含まれる相電流を特定し、特定された相電流に対応する相電流センサの検出値の合計値を算出するステップと、
前記合計値と前記直流電流センサによる検出値とを比較した結果に基づいて、前記特定された相電流に対応する相電流センサの少なくともいずれかが異常であるか否かを判定するステップとを含む、電流センサの異常判定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流センサの異常を判定する技術に関し、特に、多相の交流モータの相電流を検出する相電流センサの異常を判定する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車）は、従来のエンジンに代えてあるいは加えて、直流電源とインバータとインバータによって駆動される多相の交流モータとを動力源とする自動車である。つまり、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。
【０００３】
一般に、電動車両においては、インバータからモータに実際に供給される各相電流を複数の電流センサを用いて検出し、それらの電流センサの出力する電流検出値と要求されるトルクから算出した電流指令値とが一致するようにフィードバック制御が行なわれる。この相電流センサに異常が生じると、フィードバック制御が正常に機能せず、インバータに過度の負荷がかかるなどの問題が生じ得る。このような問題を回避するために、相電流センサの異常を判定するさまざまな技術が開発されている。
【０００４】
たとえば、特開２００６−２５８７３８号公報（特許文献１）には、相電流センサに生じた異常を短期間に、かつ精度良く検出可能な技術が開示されている。この技術は、インバータによって駆動される３相交流モータを動力源とする車両において、交流モータに流れる相電流を検出する相電流センサとして、各相ごとに、制御用と監視用との２つの電流センサを二重に設け、制御用センサの検出値と監視用センサの検出値との電流差がしきい値を越えた場合に、制御用センサが異常であると判定する。この技術によれば、電流指令値と実電流との偏差に基づいて異常を検出する従来の異常検出手法に対して、電流センサに生じた異常を短期間に、かつ精度良く検出することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２５８７３８号公報
【特許文献２】特開平６−２５３５８５号公報
【特許文献３】特開２００５−１５１７５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１の技術では、交流モータの各相ごとに制御用と監視用との２つの電流センサを二重に設けているため、部品コストが増加するという問題が生じる。特に、複数の交流モータを備えるシステムでは、さらに交流モータの個数に応じて部品コストが増加することになる。
【０００７】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、多相の交流モータの各相電流のいずれかを検出する複数の相電流センサにそれぞれ対応する監視用の相電流センサを設けることなく、各相電流センサの異常を判定することができる、電流センサの異常判定装置および異常判定方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る異常判定装置は、多相の交流モータと交流モータを駆動するためのインバータとを備えたシステムに設けられる複数の電流センサの異常を判定する。インバータは、複数のスイッチング素子を備え、複数のスイッチング素子の動作によって直流電流を複数の相電流に変換して交流モータに供給する。複数の電流センサの各々は、複数の相電流のうちのいずれかを検出する相電流センサである。異常判定装置は、インバータを流れる直流電流を検出する直流電流センサと、複数のスイッチング素子の状態に基づいて複数の相電流のうちからインバータを流れる直流電流に含まれる相電流を特定し、特定された相電流に対応する相電流センサの検出値の合計値を算出する算出部と、算出部が算出した合計値と直流電流センサによる検出値とを比較した結果に基づいて、特定された相電流に対応する相電流センサの少なくともいずれかが異常であるか否かを判定する異常判定処理を行なう異常判定部とを含む。
【０００９】
好ましくは、異常判定部は、算出部が算出した合計値と直流電流センサによる検出値とが一致する場合、特定された相電流に対応する相電流センサのいずれもが正常であると判定し、算出部が算出した合計値と直流電流センサによる検出値とが一致しない場合、特定された相電流に対応する相電流センサの少なくともいずれかが異常であると判定する。
【００１０】
好ましくは、異常判定部は、異常判定処理として、あるいは、異常判定処理に加えて、算出部が算出した合計値と直流電流センサによる検出値とが一致するか否かの比較結果が変化したか否かを判断し、比較結果が変化した場合、比較結果の変化直前に合計値の算出に用いられるようになった相電流を検出した相電流センサ、あるいは、比較結果の変化直前に合計値の算出に用いられなくなった相電流を検出した相電流センサを、異常な相電流センサであると特定する。
【００１１】
好ましくは、異常判定部は、複数のスイッチング素子のいずれかの状態が変化する毎に異常判定処理を行なう。
【００１２】
好ましくは、システムは、搬送波と交流モータの各相にそれぞれ対応する複数の変調率指令値とを比較した結果でインバータを制御するパルス幅変調制御部を備える。異常判定部は、搬送波の周期の４分の１あるいは４分の３に応じたタイミングで、異常判定処理を行なう。
【００１３】
好ましくは、システムは、交流モータおよびインバータを複数備える。直流電流センサは、複数のインバータを流れる直流電流の合計値を１箇所で検出する。
【００１４】
好ましくは、システムは、交流モータと、インバータと、搬送波を用いてインバータを制御するパルス幅変調制御部とを、それぞれ複数備える。複数のパルス幅変調制御部でそれぞれ用いられる複数の搬送波の位相は、互いに同期する。異常判定部は、異常判定処理に加えて、複数の搬送波が極大あるいは極小となる時の直流電流センサによる検出値が零であるか否かに基づいて、直流電流センサが異常であるか否かを判定する。
【００１５】
好ましくは、多相の交流モータと交流モータを駆動するためのインバータとを備えたシステムに設けられる複数の電流センサの異常判定装置が行う異常判定方法である。インバータは、複数のスイッチング素子を備え、複数のスイッチング素子の動作によって直流電流を複数の相電流に変換して交流モータに供給する。複数の電流センサの各々は、複数の相電流のうちのいずれかを検出する相電流センサである。システムは、インバータを流れる直流電流を検出する直流電流センサをさらに備える。
【００１６】
異常判定方法は、複数のスイッチング素子の状態に基づいて複数の相電流のうちからインバータを流れる直流電流に含まれる相電流を特定し、特定された相電流に対応する相電流センサの検出値の合計値を算出するステップと、合計値と直流電流センサによる検出値とを比較した結果に基づいて、特定された相電流に対応する相電流センサの少なくともいずれかが異常であるか否かを判定するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、多相の交流モータの各相電流のいずれかを検出する複数の相電流センサにそれぞれ対応する監視用の相電流センサを設けることなく、各相電流センサの異常を判定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に従う電流センサの異常判定装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
【図２】制御装置の機能ブロック図である。
【図３】ＥＣＵの制御構造を示すフローチャートである。
【図４】各相変調率指令値およびキャリア信号と、スイッチング制御信号との関係を例示的に示した図である。
【図５】各インバータのスイッチング状態および直流電流算出値Ｉｃａｌの時間変化の一例を示した図である。
【図６】本発明の実施の形態による電流センサの異常判定処理の手順を説明するフローチャートである。
【図７】異常な相電流センサの特定手法を説明するための図である。
【図８】電流センサの異常判定処理を行なうタイミングを示した図である。
【図９】キャリア周期の４分の１あるいは４分の３のタイミングで異常判定を行なった場合の異常判定可能な相電流の時間変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さない。
【００２０】
図１は、本発明の実施の形態に従う電流センサの異常判定装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
【００２１】
図１を参照して、モータ駆動制御システム１は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣＮ０と、駆動力発生部２０＃と、制御装置３０とを備える。
【００２２】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣＮ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２３】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置である。直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂおよび直流電流Ｉｂは、それぞれ、電圧センサ１０および電流センサ１１によって検出される。
【００２４】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続される。システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００２５】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、「電力用半導体スイッチング素子」を単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の中間点と電力線６の間に接続される。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。コンバータ１２の作動時、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、周期的かつ相補的に（交互に）オンされる。
【００２７】
昇圧動作時には、コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。
【００２８】
一方、降圧動作時には、コンバータ１２は、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００２９】
この発明の実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。
【００３０】
平滑コンデンサＣＮ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。平滑コンデンサＣＮ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４Ａ，１４Ｂへ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣＮ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３１】
駆動力発生部２０＃は、インバータ１４Ａ，１４Ｂと、交流モータＭ１，Ｍ２とを備える。
【００３２】
インバータ１４Ａ，１４Ｂの入力側は、それぞれ電力線７およびアース線５の間に、直流電圧発生部１０♯に対して互いに並列に接続される。インバータ１４Ａ，１４Ｂの出力側は、それぞれ交流モータＭ１，Ｍ２に接続される。なお、インバータ１４Ａ，１４Ｂは基本的に同じ構造を有するため、以下の説明では主にインバータ１４Ａについて説明し、インバータ１４Ｂについての説明は原則として繰り返さない。
【００３３】
インバータ１４Ａは、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８から構成される。
【００３４】
たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。なお、以下においては、各相上下アームにおいて、電力線７の側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７を「上アーム」とも記載し、アース線５の側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８を「下アーム」とも記載する。
【００３５】
スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６によって制御される。インバータ１４Ａの作動時、各Ｕ相の上アームおよび下アームは、周期的かつ相補的に（交互に）オンされる。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００３７】
交流モータＭ１，Ｍ２は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための電動機である。
【００３８】
交流モータＭ１，Ｍ２は、どちらも、多相（本実施の形態では３相）の永久磁石型同期電動機である。交流モータＭ１の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の３つのコイルの一端は、中性点に共通接続される。さらに、交流モータＭ１の各相コイルの他端は、それぞれインバータ１４Ａの各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。同様に、交流モータＭ２の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の３つのコイルの一端は、中性点に共通接続される。交流モータＭ２の各相コイルの他端は、それぞれインバータ１４Ｂの各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３９】
なお、交流モータＭ１，Ｍ２は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つものでもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つものでもよい。さらに、交流モータＭ１，Ｍ２は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流モータ」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００４０】
インバータ１４Ａは、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１が正の場合には、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧発生部１０♯から供給された直流電力を交流電力に変換して交流モータＭ１に供給する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００４１】
一方、モータ駆動制御システム１が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１は負に設定される。この場合には、インバータ１４Ａは、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣＮ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００４２】
インバータ１４Ｂも、インバータ１４Ａと同様である。すなわち、インバータ１４Ｂは、交流モータＭ２のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ２が正の場合には、スイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧発生部１０♯から供給された直流電力を交流電力に変換して交流モータＭ２に供給する。一方、回生制動時には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサＣＮ０を介してコンバータ１２へ供給する。
【００４３】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータの回転角θ１（交流モータＭ２側のレゾルバ２５においては回転角θ２）を検出し、検出結果を制御装置３０へ出力する。制御装置３０は、回転角θ１、θ２に基づき交流モータＭ１，Ｍ２の回転速度および回転周波数を算出できる。
【００４４】
電流センサ１８は、インバータ１４ＡのＵ相から交流モータＭ１に流れる電流（Ｕ相電流）Ｉｕ１の値を検出し、検出結果をＵ相電流値（検出値）ｉｕ１として制御装置３０へ出力する。電流センサ１９は、インバータ１４ＡのＶ相から交流モータＭ１に流れる電流（Ｖ相電流）Ｉｖ１の値を検出し、検出結果をＶ相電流値（検出値）ｉｕ１として制御装置３０へ出力する。なお、３相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１の瞬時値の和は零であるので、Ｗ相電流Ｉｗ１の値は、Ｕ相電流値ｉｕ１およびＶ相電流値ｉｖ１から検出できる。すなわち、ｉｗ１＝−（ｉｕ１＋ｉｗ１）である。
【００４５】
電流センサ２８は、インバータ１４ＢのＵ相から交流モータＭ２に流れる電流（Ｕ相電流）Ｉｕ２の値を検出し、検出結果をＵ相電流値（検出値）ｉｕ２として制御装置３０へ出力する。電流センサ２９は、インバータ１４ＢのＶ相から交流モータＭ２に流れる電流（Ｖ相電流）Ｉｖ２の値を検出し、検出結果をＶ相電流値ｉｖ２として制御装置３０へ出力する。なお、３相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２の瞬時値の和は零であるので、Ｗ相電流Ｉｗ２の値（Ｗ相電流ｉｗ２）は、Ｕ相電流値ｉｕ２およびＶ相電流ｉｖ２から算出できる。
【００４６】
ところで、従来における電流センサには、制御用の電流を検出する制御用センサに加えて、制御用センサが異常であるか否かを判定するために用いられる電流を検出する異常判定用センサが含まれていた。そのため、たとえば、本実施の形態のように、２つの３相交流モータＭ１，Ｍ２を使用する際には、異常判定用センサが２（モータ数）×２（Ｕ相、Ｖ相）＝４個も必要となり、コスト増大の要因となっていた。
【００４７】
これに対し、本実施の形態においては、異常判定用センサが大幅に削減されている。すなわち、本実施の形態では、電流センサ１８，１９，２８，２９には、いずれにも、制御用センサのみが設けられており、異常判定用センサは設けられていない。そして、新たな異常判定用センサとして、直流電圧発生部１０♯と駆動力発生部２０＃との間を流れる直流電流Ｉの値を検出する電流センサ２１が１つだけ設けられている。
【００４８】
電流センサ２１は、アース線５における直流電圧発生部１０♯と駆動力発生部２０＃との間の部分を流れる直流電流Ｉの値を検出し、その検出結果を直流電流値（検出値）ｉとして制御装置３０へ出力する。この直流電流Ｉは、インバータ１４Ａから直流電圧発生部１０♯へ流れる電流Ｉ１と、インバータ１４Ｂから直流電圧発生部１０♯へ流れる電流Ｉ２とを合わせた値となる。
【００４９】
このように、本実施の形態では、４つの電流センサ１８，１９，２８，２９のすべてにおいて異常判定用センサの設置を廃止し、代わりに１つの電流センサ２１を設けている。したがって、全体として３個の異常判定用センサの削減が図られている。この点が本発明の特徴点の１つである。なお、電流センサの異常判定手法については後に詳述する。
【００５０】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）であり、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１の動作を制御する。
【００５１】
代表的な機能として、制御装置３０は、他のＥＣＵから入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１，Ｔｒｑｃｏｍ２、直流電圧Ｖｂ、直流電流Ｉｂ、システム電圧ＶＨ、相電流値ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｕ２，ｉｖ２、回転角θ１，θ２等に基づいて、後述する制御方式により交流モータＭ１，Ｍ２がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１，Ｔｒｑｃｏｍ２に従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４Ａ，１４Ｂの動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４Ａ，１４Ｂを上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１〜Ｓ１６、Ｓ２１〜Ｓ２６を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４Ａ，１４Ｂへ出力する。
【００５２】
制御装置３０は、ＰＷＭ制御によってインバータ１４Ａ，１４Ｂを制御する。ＰＷＭ制御では、電圧指令値（相変調率指令値）と搬送波（キャリア信号）との電圧比較に基づき、インバータ１４Ａ，１４Ｂの各相のスイッチング素子のオン・オフを制御する。これにより、交流モータＭ１，Ｍ２の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧が印加される。キャリア信号は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。
【００５３】
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。図２に示すように、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部１００と、判定部２００とを含む。なお、図４に示された各機能ブロックは、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）を制御装置３０に設けることによって実現されてもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０にソフトウェア処理を実行させることによって実現してもよい。
【００５４】
ＰＷＭ制御部１００は、交流モータＭ１用のＰＷＭ制御部１００Ａと、交流モータＭ２用のＰＷＭ制御部１００Ｂとを含む。
【００５５】
ＰＷＭ制御部１００Ａは、回転角θ１、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１、Ｕ相電流値ｉｕ１、Ｖ相電流値ｉｖ１に基づいて、ＰＷＭ制御によって交流モータＭ１を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６を生成し、インバータ１４Ａに出力する。
【００５６】
具体的には、ＰＷＭ制御部１００Ａは、電圧指令部１１０Ａと、ＰＷＭ変調部１２０Ａと、回転周波数演算部１３０Ａと、搬送波制御部１４０Ａとを含む。
【００５７】
電圧指令部１１０Ａは、電圧指令部１１０Ａは、回転角θ１、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１、Ｕ相電流値ｉｕ１、Ｖ相電流値ｉｖ１に基づいて、各相に対する電圧指令値（変調率指令値）ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗを生成し、ＰＷＭ変調部１２０Ａに出力する。
【００５８】
たとえば、電圧指令部１１０Ａは、予め作成されたテーブル等に従ってトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ１に応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ１およびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍ１を生成するとともに、回転角θ１を用いた座標変換（３相→２相）によってＵ相電流値ｉｕ１、Ｖ相電流値ｉｖ１に応じたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを生成する。
【００５９】
そして、電圧指令部１１０Ａは、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ１（ΔＩｄ１＝Ｉｄｃｏｍ１−Ｉｄ１）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ１（ΔＩｑ１＝Ｉｑｃｏｍ１−Ｉｑ１）を求め、各偏差ΔＩｄ１，ΔＩｑ１のそれぞれについて所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求める。
【００６０】
さらに、電圧指令部１１０Ａは、求めた制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ１♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ１♯を生成し、回転角θ１を用いた座標変換（２相→３相）によってｄ軸電圧指令値Ｖｄ１♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ１♯に応じた各相電圧指令値（相変調率指令値）ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗを生成する。生成された各相変調率指令値ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗは、ＰＷＭ変調部１２０Ａに出力される。
【００６１】
回転周波数演算部１３０Ａは、交流モータＭ１の回転角θ１に基づいて、交流モータＭ１の回転周波数ωｅ１を演算し、搬送波制御部１４０Ａに出力する。
【００６２】
搬送波制御部１４０Ａは、回転周波数ωｅ１等に基づいて、搬送波周波数ｆｃ１を設定する。
【００６３】
ＰＷＭ変調部１２０Ａは、搬送波制御部１４０Ａによって設定された搬送波周波数ｆｃ１に従って搬送波（キャリア信号）Ｃ１を発生するとともに、電圧指令部１１０Ａからの各相変調率指令値ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗとキャリア信号Ｃ１との電圧比較に従って、インバータ１４Ａのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６を生成する。
【００６４】
図３に、各相変調率指令値ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗおよびキャリア信号Ｃ１と、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６との関係を例示的に示す。
【００６５】
ＰＷＭ変調部１２０Ａは、図３に示すように、各相変調率指令値がキャリア信号Ｃ１よりも大きい場合には、対応する相の上アームをオンさせかつ下アームをオフさせるスイッチング制御信号を生成し、そうでない場合には、対応する相の下アームをオンさせかつ上アームをオフさせるスイッチング制御信号を生成する。
【００６６】
たとえば、図３に示す時刻ｔ０では、Ｕ相変調率指令値ｍ１ｕだけがキャリア信号Ｃ１よりも大きいため、Ｕ相についは、上アームＱ３をオンさせかつ下側アームＱ４をオフさせるスイッチング制御信号Ｓ１１，Ｓ１２が生成され、他のＶ相、Ｗ相については、下側アームＱ６，Ｑ８をオンさせかつ上アームＱ５，Ｑ６をオフされるスイッチング制御信号Ｓ１４〜Ｓ１６が生成される。
【００６７】
なお、図３には、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６の組合せ（すなわちインバータ１４Ａのスイッチングの状態）と、インバータ１４Ａから直流電圧発生部１０♯へ流れる電流Ｉ１との関係も示している。この点については後述する。
【００６８】
スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６は、インバータ１４Ａに出力される。スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に従って、インバータ１４Ａのスイッチング状態（各相の上下アームのオン・オフ）が制御されることによって、交流モータＭ１の各相にパルス幅変調電圧が印加される。
【００６９】
図２に戻って、ＰＷＭ制御部１００Ｂは、回転角θ２、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ２、Ｕ相電流値ｉｕ２、Ｖ相電流値ｉｖ２に基づいて、ＰＷＭ制御によって交流モータＭ２を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６を生成し、インバータ１４Ｂに出力する。ＰＷＭ制御部１００Ｂは、電圧指令部１１０Ｂと、ＰＷＭ変調部１２０Ｂと、回転周波数演算部１３０Ｂと、搬送波制御部１４０Ｂとを含む。電圧指令部１１０Ｂ、ＰＷＭ変調部１２０Ｂ、回転周波数演算部１３０Ｂ、搬送波制御部１４０Ｂは、それぞれ、上述した電圧指令部１１０Ａ、ＰＷＭ変調部１２０Ａ、回転周波数演算部１３０Ａ、搬送波制御部１４０Ａと基本的に同じ機能を有するため、これらについての詳細な説明は繰り返さない。
【００７０】
判定部２００は、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６、電流センサ１８，１９，２８，２９でそれぞれ検出された各相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｕ２，ｉｖ２、電流センサ２１で検出された直流電流値ｉに基づいて、電流センサ１８，１９，２８，２９が異常であるか否かを判定する。この判定部２００の機能が、本発明の特徴点である。
【００７１】
判定部２００は、スイッチ状態認識部２１０と、相電流値検出部２２０と、直流電流値検出部２３０と、直流電流値算出部２４０と、比較部２５０と、異常判定部２６０とを含む。
【００７２】
スイッチ状態認識部２１０は、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６に基づいて、インバータ１４Ａ，１４Ｂのスイッチング状態を認識する（図３参照）。なお、上述の図３でも説明したように、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６は、各相変調率指令値ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗ，ｍ２ｕ，ｍ２ｖ，ｍ２ｗとキャリア信号Ｃ１，Ｃ２との比較結果で決定される。そのため、スイッチ状態認識部２１０は、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６に代えて、各相変調率指令値ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗ，ｍ２ｕ，ｍ２ｖ，ｍ２ｗとキャリア信号Ｃ１，Ｃ２とに基づいて、インバータ１４Ａ，１４Ｂのスイッチング状態を認識するようにしてもよい。
【００７３】
相電流値検出部２２０は、電流センサ１８，１９，２８，２９からの各相電流値ｉｕ１、ｉｖ１，ｉｕ２、ｉｖ２を取得（サンプリング）する。
【００７４】
直流電流値検出部２３０は、電流センサ２１からの直流電流値ｉを取得（サンプリング）する。
【００７５】
なお、スイッチ状態認識部２１０によるスイッチング状態の認識、相電流値検出部２２０による各相電流値ｉｕ１、ｉｖ１，ｉｕ２、ｉｖ２の取得、直流電流値検出部２３０による直流電流値ｉの取得は、いずれも同じタイミングで行われる。
【００７６】
直流電流値算出部２４０は、スイッチ状態認識部２１０が認識したスイッチング状態に基づいて、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２、Ｉｖ２，Ｉｗ２のうちから直流電流Ｉに含まれる相電流成分を特定する。そして、特定された相電流成分の合計値を相電流値ｉｕ１、ｉｖ１，ｉｕ２、ｉｖ２の少なくともいずれかを用いて算出し、その算出結果を直流電流算出値Ｉｃａｌとする。
【００７７】
たとえば、図４には、インバータ１４Ａ，１４Ｂのいずれにおいても、Ｕ相の上アームＱ３がオン（下アームがオフ）され、Ｖ相、Ｗ相の上アームがオフ（下アームがオン）されている状態が示されている。この場合、電流Ｉ１に含まれる相電流成分はＵ相電流Ｉｕ１であり、電流Ｉ２に含まれる相電流成分はＵ相電流Ｉｕ２である。直流電流Ｉが電流Ｉ１と電流Ｉ２との合計であるから、直流電流値算出部２４０は、直流電流Ｉに含まれる相電流成分を、Ｕ相電流Ｉｕ１およびＵ相電流Ｉｕ２と特定する。そして、直流電流値算出部２４０は、Ｕ相電流値ｉｕ１（電流センサ１８による検出値）と、Ｕ相電流値ｉｕ２（電流センサ２８による検出値）とを合計した値を、直流電流算出値Ｉｃａｌとする。
【００７８】
図５に、各インバータ１４Ａ，１４Ｂのスイッチング状態および直流電流算出値Ｉｃａｌの時間変化の一例を示する。なお、図５には、キャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２とを同期させている場合を示している。
【００７９】
図５に示す例では、時刻ｂ、時刻ｃ、時刻ｅでそれぞれインバータ１４ＡのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームがオフからオンに切り換えられる。この場合、電流Ｉ１に含まれる相電流成分は、時刻ｂ以前は「零」、時刻ｂ〜ｃの間は「Ｉｕ１」、時刻ｃ〜ｅの間は「−Ｉｗ１」となり、時刻ｅで再び「零」となる。
【００８０】
一方、時刻ａ、時刻ｄ、時刻ｆでそれぞれインバータ１４ＢのＶ相、Ｗ相、Ｕ相の上アームがオフからオンに切り換えられいる。この場合、電流Ｉ２に含まれる相電流成分は、時刻ａ以前は「零」、時刻ａ〜ｄの間は「Ｉｖ２」、時刻ｄ〜ｆの間は「−Ｉｕ２」となり、時刻ｆで再び「零」となる。
【００８１】
そのため、電流Ｉ１の値と電流Ｉ２の値との合計値である直流電流算出値Ｉｃａｌは、時刻ａ以前は「零」、時刻ａ〜ｂの間は「ｉｖ２」、時刻ｂ〜ｃの間は「ｉｕ１＋ｉｖ２」、時刻ｃ〜ｄの間は「−ｉｗ１＋ｉｖ２」、時刻ｄ〜ｅの間は「−ｉｗ１−ｉｕ２」、時刻ｅ〜ｆの間は「−ｉｕ２」、時刻ｆ以降は再び「零」となる。
【００８２】
図２に戻って、比較部２５０は、直流電流値算出部２４０で算出された直流電流算出値Ｉｃａｌと、直流電流値ｉ（電流センサ２１による検出値）とを比較し、比較結果を異常判定部２６０に出力する。
【００８３】
異常判定部２６０は、比較部２５０からの比較結果に基づいて、電流センサ１８，１９，２８，２９が異常であるか否かを判定する。
【００８４】
たとえば、異常判定部２６０は、直流電流算出値Ｉｃａｌと直流電流値ｉとが異なる場合は、直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に用いられた電流値を検出した電流センサの少なくともいずれかが異常であると判定する。たとえば、上述の図４に示すスイッチング状態において直流電流算出値Ｉｃａｌ（＝ｉｕ１＋ｉｕ２）と直流電流値ｉとが異なる場合、異常判定部２６０は、直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に用いられた相電流値ｉｕ１，ｉｕ２を検出した電流センサ１８，２８の少なくともいずれかが異常であると判定する。
【００８５】
図６に、上述の判定部２００の機能を実現するための制御処理手順を示す。図６に示すフローチャートの各ステップは、基本的には制御装置３０によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御装置３０内に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。なお、図６の処理は、予め定められたサイクルタイムで繰り返し実行される。
【００８６】
ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）１００にて、制御装置３０は、電流センサの異常判定に用いる情報を取得（サンプリング）する。すなわち、制御装置３０は、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６（スイッチング状態を示す情報）、電流センサ１８，１９，２８，２９からの各相電流値ｉｕ１、ｉｖ１，ｉｕ２、ｉｖ２、電流センサ２１からの直流電流値ｉを同時に取得（サンプリング）する。
【００８７】
Ｓ１００にて、制御装置３０は、取得したスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６に基づいて、各インバータ１４Ａ，１４Ｂのスイッチング状態を認識する。
【００８８】
なお、Ｓ１００、Ｓ１１０の処理は、上述の図２に示したスイッチ状態認識部２１０、相電流値検出部２２０、直流電流値検出部２３０の機能に相当する。
【００８９】
続くＳ１２０にて、制御装置３０は、認識したスイッチング状態と取得した各相電流値ｉｕ１、ｉｖ１，ｉｕ２、ｉｖ２とに基づいて、直流電流算出値Ｉｃａｌを算出する。すなわち、制御装置３０は、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２、Ｉｖ２，Ｉｗ２のうちから直流電流Ｉに含まれる相電流成分を特定し、特定した相電流成分の合計値を相電流値ｉｕ１、ｉｖ１，ｉｕ２、ｉｖ２に基づいて算出し、直流電流算出値Ｉｃａｌとする。この処理は、上述の図２に示した直流電流値算出部２４０の機能に相当する。
【００９０】
Ｓ１３０にて、制御装置３０は、直流電流算出値Ｉｃａｌと取得した直流電流値ｉとが一致するか否かを判断する。直流電流算出値Ｉｃａｌと直流電流値ｉとが一致する場合（Ｓ１３０にてＹＥＳ）、処理はＳ１４０に移される。そうでないと（Ｓ１３０にてＮＯ）、処理はＳ１５０に移される。
【００９１】
Ｓ１４０にて、制御装置３０は、直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に用いられた相電流値を検出した電流センサの少なくともいずれかが異常であると判定する。Ｓ１５０にて、制御装置３０は、直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に用いられた相電流値を検出した電流センサのいずれもが正常であると判定する。
【００９２】
このように、本実施の形態においては、２つの交流モータにそれぞれ接続された２つのインバータのいずれかの相電流を検出する４つの相電流センサと、２つのインバータの合計電流を１箇所で検出する電流センサとを設け、２つのインバータのスイッチング状態と各相電流センサの出力結果とに基づいて２つのインバータの合計電流値を算出し、算出した合計電流値が合計電流のセンサによる検出値と一致しない場合に、合計電流値の算出に用いられた相電流値を検出した電流センサの少なくともいずれかが異常であることと判定する。これにより、４つの相電流センサのすべてにおいて異常判定用センサの設置を廃止することができ、全体として３個の異常判定用センサの削減が可能となる。
【００９３】
なお、本実施の形態は、２つの交流モータおよび２つのインバータを備えたモータ駆動制御システムに本発明を適用したが、交流モータおよびインバータの数量はこれに限らず１つであっても３つ以上であってもよい。特に、３つ以上の場合には、廃止可能な異常判定用センサの数量が増加することになるため、コスト削減効果がより大きくなる。
【００９４】
＜変形例１＞
上述の実施の形態においては、図６のＳ１３０〜Ｓ１５０の処理にて、直流電流算出値Ｉｃａｌと直流電流値ｉとが一致するか否かの判断結果に基づいて、直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に用いられた相電流を検出したセンサの少なくともいずれかが異常であるか否かを判定した。この場合、対象となるセンサが複数存在する場合には、いずれのセンサが異常であるのかを特定することはできない。
【００９５】
そこで、上述の実施の形態で示した図６のＳ１３０〜Ｓ１５０の処理に代えてあるいは加えて、以下に示すように、異常判定結果の時間変化のパターンに応じて、異常な相電流センサを特定するようにしてもよい。
【００９６】
図７を参照して、異常な相電流センサの特定手法について説明する。図７は、上述の図５に示した例において、スイッチング状態の時間変化に対する異常判定結果の時間変化のパターンと、異常と特定される相電流センサとの関係を示している。
【００９７】
上述したように、図５に示した例においては、図７にも示すように、直流電流算出値Ｉｃａｌは、時刻ａ以前は「零」であるが、時刻ａ〜ｂの間は「ｉｖ２」、時刻ｂ〜ｃの間は「ｉｕ１＋ｉｖ２」、時刻ｃ〜ｄの間は「−ｉｗ１＋ｉｖ２」、時刻ｄ〜ｅの間は「−ｉｗ１−ｉｕ２」、時刻ｅ〜ｆの間は「−ｉｕ２」、時刻ｆ以降は「零」となる。
【００９８】
このように、時間の変化（スイッチング状態の変化）に伴なって直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に用いられる相電流（相電流センサ）が変化する。この現象を利用して、制御装置３０は、異常判定結果の時間変化のパターン（スイッチング状態の変化に対する異常判定結果の変化のパターン）に基づいて、いずれの相電流センサが異常であるのかを特定する。
【００９９】
図７には、異常判定結果の時間変化のパターンとして、パターン１〜４を記載している。
【０１００】
パターン１では、時刻ａ〜ｄで「異常」と検出され、時刻ｄで「異常」から「正常」に変化している。一方、直流電流算出値Ｉｃａｌは、時刻ｄの前後で「−ｉｗ１＋ｉｖ２」から「−ｉｗ１−ｉｕ２」に変化している。したがって、時刻ｄで「異常」から「正常」に変化したのは、時刻ｄ直前でインバータ１４ＢのＷ相のスイッチング状態が変化して直流電流算出値Ｉｃａｌの算出に「ｉｖ２」（電流センサ２９の検出値）が用いられなくなったために生じたものである。この場合、「ｉｖ２」を検出した電流センサ２９が異常であると言える。そのため、制御装置３０は、異常判定結果の時間変化がパターン１に合致する場合に、ｉｖ２の異常、すなわち電流センサ２９が異常であると特定する。
【０１０１】
同様に、異常判定結果の時間変化がパターン２、３、４に合致する場合には、それぞれｉｕ１の異常（電流センサ１８の異常）、ｉｗ１の異常（電流センサ１９の異常）、ｉｕ２の異常（電流センサ２８の異常）と特定すればよい。
【０１０２】
このようにすれば、電流センサ１８，１９，２８，２９のうちから異常な相電流センサを特定することができる。
【０１０３】
＜変形例２＞
上述の実施の形態において、図６に示した異常判定処理を行なうタイミングを、インバータ１４Ａ，１４Ｂのいずれかのスイッチング素子のいずれかのスイッチング状態が変化した毎に行なうようにしてもよい。このようにすれば、キャリア信号の半周期ですべてのインバータの２相分の電流値の異常を判定することができる。
【０１０４】
上述の図５に示した例においては、キャリア信号Ｃ１，Ｃ２の半周期内に含まれる時刻ａ、時刻ｂ、時刻ｃ、時刻ｄ、時刻ｅ、時刻ｆでそれぞれスイッチング状態が変化するが、これらの６つのタイミングで異常判定を行なえば、キャリア信号Ｃ１，Ｃ２の半周期内にすべての相電流センサの異常判定を行なうことができる。
【０１０５】
＜変形例３＞
上述の実施の形態において、キャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２とを同期させるようにしてもよい。このようにすれば、キャリア信号Ｃ１，Ｃ２が山（極大）あるいは谷（極小）となった時に直流電流値ｉが零であるか否かを判断し、零でない場合には、電流センサ２１が異常であることを検出することができる。
【０１０６】
すなわち、図５にも示したように、キャリア信号Ｃ１の山あるいは谷付近では電流Ｉ１は零となる。また、キャリア信号Ｃ２の山あるいは谷付近で電流Ｉ２は零となる。したがって、キャリア信号Ｃ１，Ｃ２を同期させると、キャリア信号Ｃ１が山あるいは谷となるタイミング（電流Ｉ１が零となるタイミング）とキャリア信号Ｃ２が山あるいは谷となるタイミング（電流Ｉ２が零となるタイミング）とが一致するため、このタイミングでは、直流電流Ｉは零である。それに関わらず、直流電流値ｉが零でない場合には、電流センサ２１が異常であると言える。
【０１０７】
そこで、キャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２とを同期させた上で、制御装置３０は、キャリア信号Ｃ１，Ｃ２が山あるいは谷となった時に直流電流値ｉが零であるか否かを判断し、直流電流値ｉが零でない場合に電流センサ２１が異常であると判定する。
【０１０８】
これにより、電流センサ１８，１９，２８，２９だけでなく、電流センサ２１の異常判定も行なうことができる。
【０１０９】
＜変形例４＞
上述の実施の形態において、図６に示した異常判定処理を行なうタイミングを、キャリア信号Ｃ１（あるいはキャリア信号Ｃ２）の周期の４分の１付近あるいは４分の３付近としてもよい。このようなタイミングでは、変動率指令値ｍ１ｕ，ｍ１ｖ，ｍ１ｗ，ｍ２ｕ，ｍ２ｖ，ｍ２ｗのいずれかが５０パーセントで無い限り電流Ｉ１あるいは電流Ｉ２がいずれかの相電流と一致するため、必ずいずれかの相電流センサの異常判定を行なうことができる。
【０１１０】
たとえば、図８に示す状態では、キャリア信号Ｃ１，Ｃ２の周期の４分の１あるいは４分の３のタイミングで図６に示した異常判定処理を行なった場合、いずれのタイミングにおいても、電流Ｉ１はＵ相電流Ｉｕ１、電流Ｉ２はＶ相電流Ｉｖ２となるため、必ずＵ相電流Ｉｕ１を検出する電流センサ１８およびＶ相電流Ｉｖ２を検出する電流センサ２９の異常判定を行なうことができる。
【０１１１】
図９に、キャリア周期の４分の１あるいは４分の３のタイミングで異常判定を行なった場合の異常判定可能な相の時間変化の一例を示す。図９に示すように、キャリア周期の４分の１あるいは４分の３のタイミングで異常判定を行なうと、変調率が５０パーセントでない限り、時刻ｔ１〜時刻ｔ２までの間、すなわち各相電流の周期（交流モータの回転周期に相当）の３分の２の短い期間で、Ｕ相、Ｗ相の２相分の異常判定が可能である。２相分の異常判定ができれば、Ｕ相電流＋Ｖ相電流＋Ｗ相電流＝０より、すべての相電流センサの異常判定を完了させることができる。
【０１１２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１１３】
１  モータ駆動制御システム、５  アース線、６，７  電力線、１０＃  直流電圧発生部、１０  電圧センサ、１１  電流センサ、１２  コンバータ、１３  電圧センサ、１４Ａ，１４Ｂ  インバータ、１５  Ｕ相上下アーム、１６  Ｖ相上下アーム、１７  Ｗ相上下アーム、１８，１９，２１，２８，２９  電流センサ、２０＃  駆動力発生部、２５  レゾルバ、３０  制御装置、１００，１００Ａ，１００Ｂ  ＰＷＭ制御部、１１０Ａ，１１０Ｂ  電圧指令部、１２０Ａ，１２０Ｂ  ＰＷＭ変調部、１３０Ａ，１３０Ｂ  回転周波数演算部、１４０Ａ，１４０Ｂ  搬送波制御部、２００  判定部、２１０  スイッチ状態認識部、２２０  相電流値検出部、２３０  直流電流値検出部、２４０  直流電流値算出部、２５０  比較部、２６０  異常判定部、Ｂ  直流電源、ＣＮ０  平滑コンデンサ、ＣＮ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、Ｍ１，Ｍ２  交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー。
【図１】
2011091962.tif 000003
【図２】
2011091962.tif 000004
【図３】
2011091962.tif 000005
【図４】
2011091962.tif 000006
【図５】
2011091962.tif 000007
【図６】
2011091962.tif 000008
【図７】
2011091962.tif 000009
【図８】
2011091962.tif 000010
【図９】
2011091962.tif 000011