(57)【要約】【課題】電圧制御発振器２を用いてチャープ信号を生成するレーダシステムで、例えば、ＦＭＣＷレーダにおいて、電圧制御発振器の周波数非線形性や周波数偏差を補正する。【解決手段】ミキシング手段３、１１、１２が電圧制御発振器により生成されたチャープ信号を所定の単一周波数の信号でミキシングして、電圧制御発振器の中心周波数をキャンセルする。Ａ／Ｄ変換手段１３がミキシング手段により得られた信号に対してアナログ−デジタル変換を行って、デジタルサンプル値を生成する。誤差検出手段１４〜１８が生成されたデジタルサンプル値について理想的なチャープ信号との誤差を検出する。制御手段１９〜２２が、誤差検出手段により検出される誤差が０に近づくように、電圧制御発振器に対する周波数制御信号を制御する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御発振器を用いてチャープ信号を生成するレーダシステムにおいて、
前記電圧制御発振器により生成されたチャープ信号を所定の単一周波数の信号でミキシングして前記電圧制御発振器の中心周波数をキャンセルするミキシング手段と、
前記ミキシング手段により得られた信号に対してアナログ−デジタル変換を行ってデジタルサンプル値を生成するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段により生成されたデジタルサンプル値について理想的なチャープ信号との誤差を検出する誤差検出手段と、
前記誤差検出手段により検出される誤差が０に近づくように前記電圧制御発振器に対する周波数制御信号を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とするレーダシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダシステムに関し、例えば、ＦＭＣＷレーダにおいて、チャープ信号の生成に用いる電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数非線形性や周波数偏差を補正するレーダシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、ＦＭＣＷレーダは、自動車レーダや侵入検知レーダとして広く用いられている。
図５には、従来技術に係るＦＭＣＷレーダの構成例を示してある。
本例のＦＭＣＷレーダは、三角波発生器１０１、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｏ  Ａｎａｌｏｇ）変換器１０２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０３、逓倍器１０４、分配器１０５、増幅器（アンプ）１０６、送信アンテナ１０７、受信アンテナ１１１、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１２、ミキサ１１３、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１１４、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１５を備えている。
【０００３】
本例のＦＭＣＷレーダにおける動作の一例を示す。
三角波発生器１０１にて発生した三角波が、Ｄ／Ａ変換器１０２でアナログ信号に変換され、ＶＣＯ１０３の周波数制御端子に入力されることで、チャープ信号が生成される。
図６（ａ）には、このようなチャープ信号に関して、送信信号及び受信信号の一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。
チャープ信号は、逓倍器１０４により周波数変換されて分配器１０５にて２分配される。その後、一方の分配信号は、アンプ１０６で増幅され、送信アンテナ１０７から送出される。
【０００４】
対象物から反射した信号は、受信アンテナ１１１で受信され、ＬＮＡ１１２で増幅された後、ミキサ１１３に入力される。ミキサ１１３のもう一方の入力端子には分配器１０５からの他方の分配信号（チャープ信号）が接続され、ミキサ１１３では、これら２つの入力信号をミキシングすることにより、送信信号と受信信号のビート信号が出力される。
図６（ｂ）には、ビート信号の一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。図６（ｂ）に示されるように、ビート信号の周波数は、送信信号と受信信号の遅延時間、即ち対象物の距離に比例する。
【０００５】
そして、Ａ／Ｄ変換器１１４でビート信号をサンプリングし、図６（ｂ）に示されるＦＦＴ観測期間内の信号に対してＦＦＴ部１１５にて周波数成分を解析することにより、図６（ｃ）に示されるように、対象物の距離を算出することが可能となる。
図６（ｃ）には、ビート信号の一例を示してあり、横軸は周波数（距離）を示し、縦軸はレベルを示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第４２０９３１２号公報
【特許文献２】特表２００８−５３７５９０号公報
【特許文献３】特開２００７−２１２２４６号公報
【特許文献４】特開２００２−９０４４７号公報
【特許文献５】特開２００１−１７４５４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ここで、ＦＭＣＷレーダで得られる距離分解能は送出する周波数帯域に比例する。しかしながら、これはチャープ信号の周波数線形性が良好な場合であり、図７に示されるように現実的なＶＣＯでは周波数線形性が悪く、この特性は温度や経年で変化してしまう。
図７には、理想的なＶＣＯの特性例と現実的なＶＣＯの特性例を示してあり、横軸は電圧を示し、縦軸は周波数を示している。
【０００８】
図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）には、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に相当する波形として、現実的なＶＣＯを用いたときにおける波形の例を示してある。
図８（ｂ）に示されるビート信号では、ＦＦＴ観測期間内に複数の周波数成分が存在する。図６（ｃ）では、ある単一の距離からの反射信号は単一の周波数成分として観測できるため、距離の分解能が良いが、図８（ｃ）においては、単一の距離からの反射信号にもかかわらず周波数成分に拡がりを持っているため、距離分解能が劣化するという問題点がある。
このように、ＦＭＣＷレーダでは、チャープ信号の生成に用いるＶＣＯの周波数非線形性により、距離分解能が劣化してしまう。
【０００９】
また、絶対的な周波数偏差も生じるため、与えられた周波数帯域を逸脱してしまうことや、帯域外へ漏洩しないように周波数帯域幅を制限することもあり、これも上記で述べた距離分解能を劣化させてしまうという問題点もある。
【００１０】
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば、ＦＭＣＷレーダにおいて、チャープ信号の生成に用いるＶＣＯの周波数非線形性や周波数偏差を補正することができるレーダシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明では、電圧制御発振器を用いてチャープ信号を生成するレーダシステムにおいて、次のような構成とした。
すなわち、ミキシング手段が、前記電圧制御発振器により生成されたチャープ信号を所定の単一周波数の信号でミキシングして、前記電圧制御発振器の中心周波数をキャンセルする。Ａ／Ｄ変換手段が、前記ミキシング手段により得られた信号に対してアナログ−デジタル変換を行って、デジタルサンプル値を生成する。誤差検出手段が、前記Ａ／Ｄ変換手段により生成されたデジタルサンプル値について理想的なチャープ信号との誤差を検出する。制御手段が、前記誤差検出手段により検出される誤差が０に近づくように、前記電圧制御発振器に対する周波数制御信号を制御する。
従って、例えば、ＦＭＣＷレーダにおいて、チャープ信号の生成に用いる電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数非線形性や周波数偏差を補正することができる。
【００１２】
ここで、Ａ／Ｄ変換手段により生成されたデジタルサンプル値について理想的なチャープ信号との誤差を検出する態様としては、例えば、位相の誤差（位相差）を検出する態様を用いることができ、更に、例えば、検出された位相差について不連続点を連続化させる手段を備えて、アナログ−デジタル変換のサンプリング周波数としてチャープ信号の周波数帯域幅よりも低い周波数を用いることができる。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように、本発明に係るレーダシステムによると、例えば、ＦＭＣＷレーダにおいて、チャープ信号の生成に用いる電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数非線形性や周波数偏差を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一実施例に係るレーダシステムの構成例を示す図である。
【図２】（ａ）はビート周波数の波形の一例を示す図であり、（ｂ）はＡ／Ｄ変換後の周波数の波形の一例を示す図であり、（ｃ）は直交変換後の周波数の波形の一例を示す図であり、（ｄ）は乗算処理後の周波数の波形の一例を示す図である。
【図３】（ａ）は位相成分算出器の出力波形（位相角の波形）の一例を示す図であり、（ｂ）は位相連続化器の出力波形（連続化位相の波形）の一例を示す図である。
【図４】三角波発生器の出力波形と積分器の出力波形と減算器の出力波形の例を示す図である。
【図５】従来技術に係るＦＭＣＷレーダの構成例を示す図である。
【図６】理想的なＦＭＣＷレーダの波形の一例を示す図であり、（ａ）は送信信号及び受信信号を示す図であり、（ｂ）、（ｃ）はビート信号を示す図である。
【図７】理想的なＶＣＯと現実的なＶＣＯとの比較の一例を示す図である。
【図８】現実的なＦＭＣＷレーダの波形の一例を示す図であり、（ａ）は送信信号及び受信信号を示す図であり、（ｂ）、（ｃ）はビート信号を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係るＦＭＣＷレーダを用いたレーダシステムの構成例を示してある。
本例のレーダシステムは、Ｄ／Ａ変換器１、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２、分配器３、逓倍器４、分配器５、増幅器（アンプ）６、送信アンテナ７、発振器１１、ミキサ１２、Ａ／Ｄ変換器１３、直交検波器１４、チャープ信号発生器１５、乗算器１６、位相成分算出器１７、位相連続化器１８、乗算器１９、積分器２０、三角波発生器２１、減算器２２、受信アンテナ３１、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２、ミキサ３３、Ａ／Ｄ変換器３４、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部３５を備えている。
ここで、本例のレーダシステムは、概略的には、図５に示されるＦＭＣＷレーダの構成にＶＣＯの周波数非線形特性や周波数偏差の補正機能を追加した構成となっている。
【００１６】
本例のレーダシステムにおける動作の一例を示す。
まず、ＶＣＯ２でチャープ信号を生成するための三角波を三角波発生器２１から発生する。生成した三角波信号は減算器２２に接続される。減算器２２には積分器２０からの信号も接続され、減算器２２では、積分器２０からの信号を三角波信号から減算した値を出力する。
ここで、積分器２０は初期値として０を出力する。なお、積分器２０の説明は、更に後述する。
【００１７】
減算器２２からの信号は、Ｄ／Ａ変換器１でデジタル信号からアナログ信号に変換され、ＶＣＯ２の周波数制御端子に制御信号として入力される。ＶＣＯ２は与えられた制御信号に基づいてチャープ信号を出力する。このチャープ信号の周波数ｆｃｈａｒｐは、（式１）により表される。
【００１８】
【数１】
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【００１９】
（式１）において、Ｋは単位時間当たりの周波数変化［Ｈｚ／ｓｅｃ］を表し、Δ（ｔ）はＶＣＯ２の非線形成分を表し、ｔは時間を表している。なお、Δ（ｔ）は実際には電圧の関数であるが、理想的なチャープ信号は時間に比例した周波数であるため、ここでは説明を容易にするため時間の関数で表わしている。また、ｆ０はＶＣＯ２の目標中心周波数を表し、ｆεは中心周波数ｆ０からの周波数偏差を表している。
【００２０】
分配器３では、ＶＣＯ２からのチャープ信号を２分配する。分配器３の一方の分配信号は、逓倍器４に接続され、分配器５、アンプ６、送信アンテナ７を経由して送信信号が送出され、そして、受信アンテナ３１、ＬＮＡ３２、ミキサ３３、Ａ／Ｄ変換器３４、ＦＦＴ部３５により、対象物の距離に比例した周波数を得ることができる。
ここで、これらの処理部４〜７、３１〜３５は、図５に示される対応する処理部１０４〜１０７、１１１〜１１５と同様な動作を行い、これらによる本例のレーダ処理は図５で示した方式と同様であり、本例では、詳しい説明を省略する。
【００２１】
分配器３からのもう一方の出力である他方の分配信号（送信チャープ信号）はミキサ１２に接続される。ミキサ１２のもう一方の入力端子には発振器１１が接続される。発振器１１は単一周波数を出力し、その周波数をｆＲＥＦとすると、ｆＲＥＦは（式２）により表される。
【００２２】
【数２】
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【００２３】
（式２）において、ｆＤは直流動作を避けたアナログ回路の実現性、或いは、直交検波器１４で生じる周波数シフトを考慮した値に設定する。なお、直交検波器１４で生じる周波数シフトの詳細は後述する。
また、発振器１１では、ＶＣＯ２の中心周波数を所定の周波数に制御するために、高精度の周波数精度が必要となる。このため、発振器１１としては、周波数偏差が少ない発振器を用いて実現することも可能であるが、更に追加する低い周波数の発振器を用いて位相ロックループ（ＰＬＬ）を構成することにより、安価に周波数精度を高めることも可能である。
【００２４】
ミキサ１２からは送信チャープ信号と単一周波数との周波数差分となるビート信号が出力され、そのビート信号の周波数ｆｂｅａｔは（式３）により表される。
このミキシング処理は、中心周波数ｆ０をキャンセルすることを目的としている。
図２（ａ）には、ビート信号の周波数ｆｂｅａｔの一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。また、このときの時間範囲は、−Ｔ／2〜Ｔ／２としている。
【００２５】
【数３】
2011127923.tif 000005
【００２６】
ミキサ１２からのビート信号はＡ／Ｄ変換器１３でサンプリングされ、デジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数をｆｓとすると、サンプリング定理よりサンプリング周波数ｆｓはチャープ信号の帯域幅の２倍以上とすることが望ましい。しかしながら、広い帯域幅を有するレーダシステムでは、広帯域のＡ／Ｄ変換器が必要となり、高価なデバイスが必要となってしまう。
【００２７】
そこで、本例では、チャープ信号の周波数帯域幅より低いサンプリング周波数ｆｓでＡ／Ｄ変換を行うことにより、安価なシステムを実現する。周波数帯域幅より低いサンプリング周波数ｆｓでサンプリングを行うと、サンプリングの際に周波数の折り返しが生じる。従って、Ａ／Ｄ変換器１３の出力信号の周波数成分ｆＡＤは（式４）により表される。
図２（ｂ）には、Ａ／Ｄ変換後の周波数ｆＡＤの一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。
【００２８】
【数４】
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【００２９】
Ａ／Ｄ変換後の信号は直交検波器１４に接続される。直交検波器１４では、入力信号について、実数部と虚数部の複素信号に変換するとともに、−ｆｓ／４の周波数シフトが行われることが多い（本例においても、そうであるとする）。これは、Ａ／Ｄ変換後の信号に対して、＋１、０、−１、０の繰り返し信号（ｃｏｓ信号）を乗算した信号を実数成分とし、０、−１、０、＋１の繰り返し信号（ｓｉｎ信号）を乗算した信号を虚数成分とすることにより、複素数信号に変換するとともに、−ｆｓ／４の周波数シフトを行ったことになる。
ここで、（式２）で設定した周波数オフセットｆＤをｆＤ＝ｆｓ／４とすれば、この直交変換処理により、周波数オフセット成分ｆＤがキャンセルされる（本例では、そうする）。この直交検波後の周波数ｆＤＭＯＤは（式５）により表される。
図２（ｃ）には、直交変換後の周波数ｆＤＭＯＤの一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。
【００３０】
【数５】
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【００３１】
直交検波器１４の出力信号は乗算器１６に入力され、乗算器１６のもう一方の入力端子にはチャープ信号発生器１５からの出力信号を接続する。
チャープ信号発生器１５は、予め算出しておいた理想的なチャープ信号を発生して出力する。この理想的なチャープ信号は、図２（ｃ）に点線で示した波形となる。この信号は、周波数誤差ｆεが０であり、周波数線形性が理想的（Δ（ｔ）＝０）な波形であり、（式５）の形式で表現すると、周波数ｆＩＤＥＡＬは（式６）のように表される。
【００３２】
【数６】
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【００３３】
乗算器１６において、理想的なチャープ信号の波形の複素共役信号と直交検波出力信号を乗算すると、（式５）から（Ｋ×ｔ）の成分が減算され、その結果の周波数ｆＭＵＬは（式７）により表される。
図２（ｄ）には、乗算処理後の波形の周波数ｆＭＵＬの一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。
【００３４】
【数７】
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【００３５】
（式７）に示されるように、乗算器１６の出力信号は非線形成分Δ（ｔ）と周波数偏差ｆεで構成されている。また、この信号は複素数信号であり、振幅成分と位相成分を有している。
そこで、位相成分算出器１７により、位相角θ（ｔ）を算出する。位相角θ（ｔ）の算出方法としては、例えば、ｔａｎ−1（虚数成分／実数成分）で算出するが、近似的な手法で算出することも可能である。しかしながら、図３（ａ）に示されるように位相角θ（ｔ）は−πから＋πで表現されるため、位相連続化器１８により、−πと＋πの不連続点を連続化させ、図３（ｂ）に示されるような連続化位相θｃｏｎｔ（ｔ）を算出する。この信号は、理想的なチャープ信号との位相差を示しているため、連続化位相θｃｏｎｔ（ｔ）が０になるようにフィードバック制御を行うことで、（式７）に示される周波数誤差成分であるｆＭＵＬ成分を０にすることができる。
図３（ａ）には、位相角θ（ｔ）の一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は位相［ｒａｄ］を示している。
図３（ｂ）には、連続化位相θｃｏｎｔ（ｔ）の一例を示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は位相［ｒａｄ］を示している。
【００３６】
減衰器１９は、フィードバック制御を安定的に処理するために、連続化位相θｃｏｎｔ（ｔ）に所定のゲインを乗算する。その後、積分器２０にてチャープ波形の周期毎に位相誤差成分（減衰器１９からの出力）を積分し、これにより、制御が収束すると積分器２０には理想値との位相誤差成分が蓄積されている。その後、減算器２２にて三角波発生器２１から出力される信号から誤差成分である積分器２０からの出力信号を減算し、減算器２２の出力信号がＶＣＯ２の制御信号として更新される。
【００３７】
これらの一連の処理を繰り返すことにより、減算器２２からの出力信号が、ＶＣＯ２の非線形性成分Δ（ｔ）と周波数偏差ｆεを除去するように補正した信号になる。
図４には、三角波発生器２１からの出力波形と、積分器２０からの出力波形と、減算器２２からの出力波形を例示してあり、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示している。
【００３８】
以上のように、本例では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２を用いてチャープ信号を生成するレーダシステムにおいて、ＶＣＯ２から出力されるチャープ信号を所定の単一周波数でミキシングすることにより中心周波数成分を除去する機能部３、１１、１２と、ミキシングされた信号に対してアナログ−デジタル変換を行ってデジタルサンプル値を生成する機能部１３と、生成されたデジタルサンプル値に対して理想チャープ信号の複素共役値との乗算を行って理想チャープ信号との誤差を算出する（本例では、位相差を抽出する）機能部１４〜１８と、算出された位相差の信号に基づいてその位相差が０に近づくようにＶＣＯ２の周波数制御信号（電圧）をフィードバック制御する（例えば、位相差が０になるようにＰＬＬフィードバックループを形成する）ことにより周波数非線形性及び周波数偏差を補正（除去）する機能部１９〜２２を備えた。
また、本例のレーダシステムでは、アナログ−デジタル変換のサンプリング周波数として、チャープ信号の周波数帯域幅よりも低い周波数を用いている。
【００３９】
このように、本例では、ＶＣＯ２からの出力をデジタル直交復調し、理想的なチャープ信号との位相差を算出し、それを積分し、その結果をＶＣＯ電圧に加えて補正する。また、本例では、チャープ信号発生器１５を備え、位相検出時の連続性を確保することで、サンプリング周波数ｆｓを掃引周波数幅より下げられるようにした。
【００４０】
従って、本例のレーダシステムでは、例えば、安価なＶＣＯ２を用いても、そのＶＣＯ２に内在する周波数非線形性を補正することが可能となり、ＦＭＣＷレーダの時間分解能劣化の問題を解決することができる。また、本例のレーダシステムでは、所定の周波数にロックさせることが可能であるため、限られた周波数帯域を有効に利用することが可能となる。
【００４１】
ここで、図２〜図４では、説明を分かり易くするために、開ループ制御時のような波形の例を示したが、本例では、制御ループが理想的に働くと、周波数の誤差はほとんどなくなり、例えば、図２（ｄ）の曲線は直線になる。
また、サンプリング周波数ｆｓとしては、原理的には最大の周波数偏差以下であればよいが、現実的には、周波数偏差の変動や、クロックのジッタ等を考慮したマージンが必要である。
【００４２】
なお、本例のレーダシステムでは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２により生成されたチャープ信号を所定の単一周波数の信号でミキシングして電圧制御発振器２の中心周波数をキャンセルする分配器３、発振器１１、ミキサ１２の機能によりミキシング手段が構成されており、ミキシング手段により得られた信号に対してアナログ−デジタル変換を行ってデジタルサンプル値を生成するＡ／Ｄ変換器１３の機能によりＡ／Ｄ変換手段が構成されており、Ａ／Ｄ変換手段により生成されたデジタルサンプル値について理想的なチャープ信号との誤差を検出する直交検波器１４、チャープ信号発生器１５、乗算器１６、位相成分算出器１７、位相連続化器１８の機能により誤差検出手段が構成されており、誤差検出手段により検出される誤差が０に近づくように電圧制御発振器２に対する周波数制御信号を制御する減衰器１９、積分器２０、三角波発生器２１、減算器２２の機能により制御手段が構成されている。
【００４３】
ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【符号の説明】
【００４４】
１、１０２・・Ｄ／Ａ変換器、  ２、１０３・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）、  ３、５、１０５・・分配器、  ４、１０４・・逓倍器、  ６、１０６・・増幅器（アンプ）、  ７、１０７・・送信アンテナ、  １１・・発振器、  １２、３３、１１３・・ミキサ、  １３・・Ａ／Ｄ変換器、  １４・・直交検波器、  １５・・チャープ信号発生器、  １６・・乗算器、  １７・・位相成分算出器、  １８・・位相連続化器、  １９・・減衰器、  ２０・・積分器、  ２１、１０１・・三角波発生器、  ２２・・減算器、  ３１、１１１・・受信アンテナ、  ３２、１１２・・低雑音増幅器（ＬＮＡ）、  ３４、１１４・・Ａ／Ｄ変換器、  ３５、１１５・・ＦＦＴ部、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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