(57)【要約】【課題】パルス・インバージョン・ハーモニック法による超音波画像の精度を向上させた超音波診断装置を提供することを目的とする。【解決手段】超音波を対象物に送信し、反射された超音波を受信する超音波振動子と、超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、パルス発生回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴを含むプッシュ・プル回路を有し、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインが超音波振動子に接続され、プッシュ・プル回路が駆動信号を生成する。２種類の駆動信号におけるそれぞれ最初の半波を比較して立ち上がりの遅延時間を検出する時間差モニタ回路と、時間差モニタ回路による比較結果に応じてＰチャネルＭＯＳＦＥＴまたは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをスイッチング制御するタイミングを調整するタイミング調整部を備える。【選択図】図１
2011019757.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、
前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、
前記パルス発生回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインと、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインが前記超音波振動子に接続され、前記プッシュ・プル回路が前記駆動信号を生成する超音波診断装置において、
前記２種類の駆動信号におけるそれぞれ最初の半波を比較して立ち上がりの遅延時間を検出する時間差モニタ回路と、
前記時間差モニタ回路により検出された前記遅延時間に応じて前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴまたは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをスイッチング制御するタイミングを調整するタイミング調整部を備えたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
前記時間差モニタ回路は、駆動信号の電圧値を積分する積分回路と、前記積分回路の積分値の最大値を保持するピークホールド部と、前記ピークホールド部により保持された値を保存するメモリを有し、前記メモリに保存された値、および前記ピークホールド部に保持された値を比較して、立ち上がりの遅延時間を検出する請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記タイミング調整部は、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートまたは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに配置された遅延素子を有し、前記２種類の駆動信号の立ち上がりの遅延時間が等しくなるように前記遅延素子を調整する請求項１または２記載の超音波診断装置。
【請求項４】
前記タイミング調整部は、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートまたは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに配置された可変抵抗を有し、前記２種類の駆動信号の立ち上がりの遅延時間が等しくなるように前記可変抵抗を調整する請求項１または２記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記可変抵抗は、複数の抵抗と、マルチプレクサとを有し、
前記タイミング調整部は、前記マルチプレクサにより前記複数の抵抗を切り替え可能である請求項４記載の超音波診断装置。
【請求項６】
前記可変抵抗は、ＪＦＥＴを有し、
前記タイミング調整部は、前記ＪＦＥＴのゲートに印加する電圧を可変可能である請求項４記載の超音波診断装置。
【請求項７】
前記可変抵抗は、スイッチト・キャパシタを有し、前記タイミング調整部は、前記スイッチト・キャパシタのスイッチング制御を行う請求項４記載の超音波診断装置。
【請求項８】
超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、
前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、
前記パルス発生回路は、ＰＮＰバイポーラトランジスタおよびＮＰＮバイポーラトランジスタを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタと、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタが前記超音波振動子に接続され、前記プッシュ・プル回路が前記駆動信号を生成する超音波診断装置において、
前記２種類の駆動信号におけるそれぞれ最初の半波を比較して立ち上がりの遅延時間を検出する時間差モニタ回路と、
前記時間差モニタ回路により検出された前記遅延時間に応じて前記ＰＮＰバイポーラトランジスまたは、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタをスイッチング制御するタイミングを調整するタイミング調整部を備えたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項９】
前記時間差モニタ回路は、駆動信号の電圧値を積分する積分回路と、前記積分回路の積分値の最大値を保持するピークホールド部と、前記ピークホールド部により保持された値を保存するメモリを有し、前記メモリに保存された値、および前記ピークホールド部に保持された値を比較して、立ち上がりの遅延時間を検出する請求項８記載の超音波診断装置。
【請求項１０】
前記タイミング調整部は、前記ＰＮＰバイポーラトランジスのベースまたは、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに配置された遅延素子を有し、前記２種類の駆動信号の立ち上がりの遅延時間が等しくなるように前記遅延素子を調整する請求項８または９記載の超音波診断装置。
【請求項１１】
超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、
前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、
前記パルス発生回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインと、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインが前記超音波振動子に接続され、前記プッシュ・プル回路が前記駆動信号を生成する超音波診断装置において、
前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソースに接続された正電源と、
前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソースに接続された負電源と、
前記駆動信号の正負の振幅が等しくなるように前記正電源または前記負電源の電圧を調整する電圧値調整部とを備えたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１２】
超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、
前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、
前記パルス発生回路は、ＰＮＰバイポーラトランジスタおよびＮＰＮバイポーラトランジスタを含むプッシュ・プル回路を有し、
前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタと、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタには、前記超音波振動子が接続された超音波診断装置において、
前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのソースに接続された正電源と、
前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのソースに接続された負電源と、
前記駆動信号の正負の振幅が等しくなるように前記正電源または前記負電源の電圧を調整する電圧値調整部とを備えたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１３】
電圧値調整部は、前記２種類の駆動信号のそれぞれ最初の半波の振幅を比較して、前記駆動信号の正負の振幅が等しくなるように前記正電源または前記負電源の電圧を調整する請求項１１または１２に記載の超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を利用した超音波診断装置に関するものである。特に、互いに正負の振幅が反転した２種類の超音波を照射し、それぞれ反射された超音波信号を加算することで基本波成分を相殺し、ハーモニック成分のみを抽出して診断画像を生成するパルス・インバージョン・ハーモニック法を実現する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス・インバージョン・ハーモニック法は、受信信号のハーモニック成分を画像化する手段として、近年さかんに用いられている（例えば、特許文献１参照）。パルス・インバージョン・ハーモニック法を用いることにより、コントラスト分解能の高い画像が得られる。また、受信信号を加算することでハーモニック成分は２倍になり、造影剤に対する感度が向上する。ここでは、ハーモニック成分の抽出方法について説明する。
【０００３】
図１２は、上記従来のパルス・インバージョン・ハーモニック法を用いた超音波診断装置の構成を示すブロック図である。制御回路１０２は、パルス発生回路１０４が発生する駆動信号のパルス波形を制御する。パルス発生回路１０４は、超音波振動子１０６を駆動する駆動信号を生成する。超音波振動子１０６は、駆動信号により駆動されて超音波を照射し、被検体の体内から反射された超音波信号を受信して電気信号の受信信号に変換する。受信回路１０７は、受信信号に対して増幅などの処理を施す。Ａ−Ｄ変換器１０８は、処理が施された受信信号をデジタル値に変換し、デジタル値をメモリ１０９に保存させる。加算器１１０は保存されたデジタル値を加算し、検波器１１１は加算された信号を輝度値データに変換する。走査変換器１１２は輝度値データを走査変換し、表示部１１３は変換された輝度値データを画像として表示する。
【０００４】
パルス・インバージョン・ハーモニック法は、正負が反転した２種類の超音波を送信して、得られた２種類の信号を加算することにより行われる。図１３は、パルス・インバージョン・ハーモニック法における（ａ）は１回目の超音波送信であり、（ｂ）は２回目の超音波送信である。制御信号１３１と、制御信号１３２とが正負が反転した信号であるため、互いに正負が反転した超音波の波形１３２、１３３が超音波振動子１０６から体内にそれぞれ照射される。
【０００５】
体内で反射された超音波（信号）は、図１２に示すように、超音波振動子１０６によって受信されて受信信号に変換される。受信信号は、受信回路１０７において増幅され、Ａ−Ｄ変換器１０８においてデジタル信号に変換され、メモリ１０９に格納される。これらの動作は、１回目の超音波送信と２回目の超音波送信における超音波信号に対してそれぞれ行なわれる。
【０００６】
２回の超音波送受信において得られた受信信号は、加算器１１０により１回目の超音波送受信において得られた受信信号に加算される。受信信号の基本波成分は互いに位相が１８０度ずれているので、加算されると、信号の基本波成分が相殺され、同相である２次の高調波のみが加算された信号として出力される。すなわち、表示部１１３では、２次の高調波のみの信号で構成された画像が表示される。
【０００７】
次に、パルス発生回路１０４について説明する。パルス発生回路１０４にはさまざまな構成があるが、一般的には図１４の回路図に示すように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３とを組み合わせたプッシュ・プル・スイッチング回路１２１によって最終段が構成されている。
【０００８】
プッシュ・プル・スイッチング回路１２１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２のソース側に電圧値が＋ＨＶの正電源１２４が接続され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３のソース側に電圧値が−ＨＶの負電源１２５が接続されて構成されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３のドレイン側には、ダイオード・ブリッジ１２８を介して超音波振動子１０６が接続されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３は、ゲートドライバ１２６、１２７によって駆動される。ダイオード・ブリッジ１２８は、受信信号がパルス発生回路１０４の影響を受けないようにするために接続されている。
【０００９】
次に、図１４に示すパルス発生回路１０４における駆動信号のタイミングについて図１５と図１６を参照しながら説明する。図１５は、（ａ）がＰチャネルゲートドライバ１２６から出力されるゲート信号１４１、（ｂ）がＮチャネルゲートドライバ１２７から出力されるゲート信号１４２、（ｃ）が超音波振動子１０６の駆動信号（以下、１回目の送信電圧と称する）１４３を示す図である。図１６は、（ａ）が図１５（ａ）に示したゲート信号１４１の位相が１８０度ずれたゲート信号１４４、（ｂ）が図１５（ｂ）に示したゲート信号１４２の位相が１８０度ずれたゲート信号１４５、（ｃ）が超音波振動子１０６の駆動信号（以下、２回目の送信電圧と称する）１４６を示す図である。
【００１０】
図１５に示すゲート信号１４１、ゲート信号１４２が切り替わることにより、超音波振動子１０６に正負の電圧（１回目の送信電圧）が印加される。また、図１６に示すゲート信号１４４、ゲート信号１４５が切り替わることにより、超音波振動子１０６に正負の電圧（２回目の送信電圧）が印加される。
【００１１】
図１７は、図１５に示す１回目の送信電圧１４３と、図１６に示す２回目の送信電圧１４６を反転したものとを重ねて表示した図である。図１７に示すように、１回目の送信電圧の立ち上がり時間と２回目の送信電圧１４６の立ち上がり時間とが一致しないことがわかる。特に、初めてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２をオンした時と、初めてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３をオンした時、および、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２をオンした後に初めてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３をオンした時と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３をオンした後に初めてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２をオンした時に立ち上がり時間の違いが大きい。この原因は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１２２のゲートの入力インピーダンスと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１２３のゲートの入力インピーダンスとが異なるためである。
【００１２】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（ドレイン−ソース間）と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗とが等しくなるように形成する（特性の絶対値が同じとみなせることをコンプリメンタリ（相補性）と呼ぶ）ことは可能である。このようにＭＯＳＦＥＴを形成すると、それぞれのゲート入力のオン抵抗による電圧降下が等しくなり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで駆動した場合の振幅と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで駆動した場合の振幅を等しくすることができ、上記問題を解消することができる。
【００１３】
しかし、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴとはもともと構造が異なるため、オン抵抗を等しくすることで内部電荷量の差が大きくなってしまう。この内部電荷量の違いが最初の立ち上がり時と立ち下がり時の違いとして現れる。さらに、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（ドレイン−ソース間）とＮチャネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗とを等しくするように形成しても、構造が異なるため、温度変化も含めて全く同一にすることは難しく、このわずかな差が振幅差として現れる場合もある。
【００１４】
パルス・インバージョン・ハーモニック法では、１回目の送信で受信した信号と２回目の送信で受信した信号とを加算することで基本波成分を除去することにより２次高調波成分を画像化している。したがって、１回目の送信と２回目の送信において、最初の立ち上がり時と立ち下がり時とが異なるあるいは振幅の大きさが異なると、加算しても基本波成分を完全には除去できないことになる。
【００１５】
このようなタイミングのずれを解決する方法として、タイミングのずれを前もって調整する方法がある（例えば、特許文献２参照）。図１８は、上記タイミングのずれを前もって調整するパルス発生器の構成を示す回路図である。トランスの１次側コイル１５２、１５４と、トランスの２次側コイル１６３とを介して、電源ＴＸＶ１５１の電圧が超音波探触子１６４に印加される。１次側コイル１５２は、電源ＴＸＶ１５１と、もう片側が接地されたトランジスタスイッチ１５３に接続されている。同様に、１次側コイル１５４は、電源ＴＸＶ１５１と、もう片側が接地されたトランジスタスイッチ１５５に接続されている。トランジスタスイッチ１５３、１５５は、それぞれゲート電極がタイミング調整部１６５に接続されている。
【００１６】
また、ゲート電極がタイミング調整部１６５からの共通の線に接続され、一方が接地されたトランジスタスイッチ１５８、１６１の間に、抵抗１５７、一次側コイル１５６、１５９、抵抗１６０が直列に接続された回路を有する。２次側コイル１６３には、受信回路ＲＸ１６２と、超音波振動子１６４とが接続され、超音波振動子１６４のもう片方の接点は接地されている。
【００１７】
トランジスタスイッチ１５３をオンすることで、電源ＴＸＶ１５１の電圧値に１次側コイル１５２と２次側コイル１６３の巻き数比を乗じた電圧を超音波振動子１６４に与えることができる。また、トランジスタスイッチ１５５をオンすることで上記電圧値の−１倍の電圧を与えることができる。これによって、超音波振動子１６４は正負の電圧で駆動される。トランジスタスイッチ１５８とトランジスタスイッチ１６１は同時にオンオフされ、トランジスタスイッチ１５８とトランジスタスイッチ１６１がオンすることで超音波振動子１６４の振動する電圧を減衰させることができる。
【００１８】
ここでのトランジスタスイッチ１５３、１５５、１５８および１６１のオンオフは、タイミングジェネレータ１６６によって制御される。このとき各トランジスタスイッチがオンまたはオフしてからの遷移時間の差を補償するタイミング調整部１６５を設け、オンまたはオフする時間が同じになるように制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】米国特許第５７０６８１９号公報
【特許文献２】特開２００６−２６１５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、たとえ図１２に示す超音波診断装置に、図１８に示す構成を適用してＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性差を改善させても、次のような問題がある。
【００２１】
ここで用いられるＭＯＳＦＥＴは１００Ｖ程度の高電圧でスイッチングされるため、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による内部損失により温度が上昇する。ＭＯＳＦＥＴはバイポーラトランジスタと比較して温度に対する特性変化が少ないが、ゼロではない。また、オン抵抗については正の温度係数をもっており、それも直線的ではない。特にパルス・インバージョン・ハーモニック法では数ｎｓｅｃ以下の立ち上がり時間差でも大きく影響するため、温度が変化してしまうとＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性差が変化してしまうことになる。
【００２２】
また、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗や浮遊容量は、ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続された電源の電位に依存する。超音波診断装置では、上記電源の電位を任意に可変して使用するため、これによってＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性差が変化してしまう。つまり、固定されたタイミング調整では補償することができないという問題を有している。
【００２３】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、パルス・インバージョン・ハーモニック法による超音波画像の精度を向上させた超音波診断装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の第１の超音波診断装置は、超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、前記パルス発生回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインと、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインが前記超音波振動子に接続され、前記プッシュ・プル回路が前記駆動信号を生成する。上記課題を解決するために、前記２種類の駆動信号におけるそれぞれ最初の半波を比較して立ち上がりの遅延時間を検出する時間差モニタ回路と、前記時間差モニタ回路により検出された前記遅延時間に応じて前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴまたは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをスイッチング制御するタイミングを調整するタイミング調整部を備えたことを特徴とする。
【００２５】
本発明の第２の超音波診断装置は、超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、前記パルス発生回路は、ＰＮＰバイポーラトランジスタおよびＮＰＮバイポーラトランジスタを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタと、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタが前記超音波振動子に接続され、前記プッシュ・プル回路が前記駆動信号を生成する。上記課題を解決するために、前記２種類の駆動信号におけるそれぞれ最初の半波を比較して立ち上がりの遅延時間を検出する時間差モニタ回路と、前記時間差モニタ回路により検出された前記遅延時間に応じて前記ＰＮＰバイポーラトランジスまたは、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタをスイッチング制御するタイミングを調整するタイミング調整部を備えたことを特徴とする。
【００２６】
本発明の第３の超音波診断装置は、超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、前記パルス発生回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインと、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインが前記超音波振動子に接続され、前記プッシュ・プル回路が前記駆動信号を生成する。上記課題を解決するために、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソースに接続された正電源と、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソースに接続された負電源と、前記駆動信号の正負の振幅が等しくなるように前記正電源または前記負電源の電圧を調整する電圧値調整部とを備えたことを特徴とする。
【００２７】
本発明の第４の超音波診断装置は、超音波を対象物に送信し、前記対象物から反射された超音波を受信する超音波振動子と、前記超音波振動子に位相が１８０度異なる正負に振動する２種類の駆動信号を印加するパルス発生回路とを備え、前記パルス発生回路は、ＰＮＰバイポーラトランジスタおよびＮＰＮバイポーラトランジスタを含むプッシュ・プル回路を有し、前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタと、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタには、前記超音波振動子が接続される。上記課題を解決するために、前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのソースに接続された正電源と、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのソースに接続された負電源と、前記駆動信号の正負の振幅が等しくなるように前記正電源または前記負電源の電圧を調整する電圧値調整部とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性差を常にモニタし、これによってＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性差の違いによる波形の立ち上がり時間差あるいは振幅差を低減させることにより、パルス・インバージョン・ハーモニック法による超音波画像の精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態１における超音波診断装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】同上超音波診断装置のパルス発生回路および時間差モニタ回路の一構成例を示すブロック図
【図３】（ａ）、（ｃ）は同上超音波診断装置の積分部に印加される電圧値を示すグラフ、（ｂ）は（ａ）の電圧値を積分した値を示すグラフ、（ｄ）は（ｃ）の電圧値を積分した値を示すグラフ
【図４】同上超音波診断装置インピーダンス変換部および積分部の一構成を示す回路図
【図５】同上超音波診断装置のパルス発生回路の別の構成を示す回路図
【図６】同上超音波診断装置のパルス発生回路の別の構成を示す回路図
【図７】同上超音波診断装置のパルス発生回路の別の構成を示す回路図
【図８】本発明の実施の形態２における超音波診断装置の構成を示す機能ブロック図
【図９】同上超音波診断装置のパルス発生回路の一構成例を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態２における超音波診断装置の別の構成を示す機能ブロック図
【図１１】同上超音波診断装置のパルス発生回路および時間差モニタ回路の構成を示すブロック図
【図１２】従来の超音波診断装置の構成を示すブロック図
【図１３】パルス発生回路が生成する駆動信号と、超音波振動子が送信する超音波の波形を示す図
【図１４】従来の超音波診断装置のパルス発生回路の構成を示すブロック図
【図１５】１回目の送信におけるゲート信号と駆動信号を示すグラフ
【図１６】２回目の送信におけるゲート信号と駆動信号を示すグラフ
【図１７】１回目の送信における駆動信号と反転させた２回目の送信における駆動信号を示すグラフ
【図１８】従来の超音波診断装置の別の構成を示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明の超音波診断装置は、上記構成を基本として種々の態様をとることができる。すなわち、第１の超音波診断装置において、前記時間差モニタ回路は、駆動信号の電圧値を積分する積分回路と、前記積分回路の積分値の最大値を保持するピークホールド部と、前記ピークホールド部により保持された値を保存するメモリを有し、前記メモリに保存された値、および前記ピークホールド部に保持された値を比較して、立ち上がりの遅延時間を検出する構成にすることができる。
【００３１】
また、前記タイミング調整部は、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートまたは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに配置された遅延素子を有し、前記２種類の駆動信号の立ち上がりの遅延時間が等しくなるように前記遅延素子を調整する構成にすることができる。
【００３２】
また、前記タイミング調整部は、前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートまたは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに配置された可変抵抗を有し、前記２種類の駆動信号の立ち上がりの遅延時間が等しくなるように前記可変抵抗を調整する構成にすることができる。
【００３３】
また、前記可変抵抗は、複数の抵抗と、マルチプレクサとを有し、前記タイミング調整部は、前記マルチプレクサにより前記複数の抵抗を切り替え可能である構成にすることができる。また、前記可変抵抗は、ＪＦＥＴを有し、前記タイミング調整部は、前記ＪＦＥＴのゲートに印加する電圧を可変可能である構成にすることもできる。また、前記可変抵抗は、スイッチト・キャパシタを有し、前記タイミング調整部は、前記スイッチト・キャパシタのスイッチング制御を行う構成にすることもできる。
【００３４】
また、第２の超音波診断装置において、前記時間差モニタ回路は、駆動信号の電圧値を積分する積分回路と、前記積分回路の積分値の最大値を保持するピークホールド部と、前記ピークホールド部により保持された値を保存するメモリを有し、前記メモリに保存された値、および前記ピークホールド部に保持された値を比較して、立ち上がりの遅延時間を検出する構成にすることができる。
【００３５】
また、前記タイミング調整部は、前記ＰＮＰバイポーラトランジスのベースまたは、前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに配置された遅延素子を有し、前記２種類の駆動信号の立ち上がり時間が等しくなるように前記遅延素子を調整する構成されることができる。
【００３６】
また、第３および第４の超音波診断装置において、電圧値調整部は、前記２種類の駆動信号のそれぞれ最初の半波の振幅を比較して、前記駆動信号の正負の振幅が等しくなるように前記正電源または前記負電源の電圧を調整する構成にすることができる。
【００３７】
以下、本発明の超音波診断装置に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３８】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるパルス・インバージョン・ハーモニック法を用いる超音波診断装置１ａの構成を示す機能ブロック図である。制御回路２は、送信するパルス波形を生成するための制御信号をタイミング調整回路３へ供給する。時間差モニタ回路５は、超音波振動子６の両端に印加された電圧をモニタし、パルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間に起因する特徴量（詳細は後述する）を検出し記憶し、タイミング調整回路３に供給する。タイミング調整回路３は、制御回路２からの制御信号を、時間差モニタ回路５に記憶された特徴量に対応する遅延時間分だけ遅延する。パルス発生回路４ａは、遅延された制御信号に基づいて駆動信号を生成する。
【００３９】
超音波振動子６は、駆動信号により駆動されて超音波を照射し、被検体の体内から反射された超音波信号を電気信号である受信信号に変換する。受信回路７は、受信信号に対して増幅などの処理を施す。Ａ−Ｄ変換器８は、処理が施された受信信号をデジタル信号に変換し、メモリ９に保存する。加算器１０は、第１の超音波送信と第２の超音波送信で得られたそれぞれのデジタル信号を加算する。検波器１１は、加算されたデジタル信号を輝度値データに変換する。走査変換器１２は輝度値データを走査変換し、表示部１３は変換された輝度値データを画像として表示する。
【００４０】
次に、図２と図３を参照しながら、パルス発生回路４ａおよび時間差モニタ回路５の詳細な構成と、特徴量について説明する。図２は、パルス発生回路４ａおよび時間差モニタ回路５の一構成例を示すブロック図である。
【００４１】
パルス発生回路４ａとしてさまざまな構成を用いることができるが、図２に示す回路のように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３とを組み合わせたプッシュ・プル・スイッチング回路２１によって最終段が構成されている。パルス発生回路４ａの最終段の構成は、図１４に示した従来の構成と同様である。
【００４２】
すなわち、プッシュ・プル・スイッチング回路２１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２のソース側に電圧値が＋ＨＶの正電源２４が接続され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のソース側に電圧値が−ＨＶの負電源２５が接続されて構成されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン側には、ダイオード・ブリッジ２８を介して超音波振動子６が接続されている。ダイオード・ブリッジ２８は、受信信号がパルス発生回路４ａの影響を受けないようにするために接続されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３は、Ｐチャネル用ゲートドライバ２６、Ｎチャネル用ゲートドライバ２７によって駆動される。
【００４３】
したがって、本実施の形態に係る超音波診断装置においても、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３とにおける電圧の立ち上がり、立ち下がり特性に差が生じる。この特性差による超音波画像の画質低下を抑制するために、時間差モニタ回路５は、駆動信号の立ち上がり、立ち下がりの遅延量を検出し、タイミング調整回路３が制御信号に遅延量を加算する。
【００４４】
時間差モニタ回路５において、インピーダンス変換部３１は、高入力インピーダンス、低出力インピーダンスとなるように構成されている。また、インピーダンス変換部３１は、パルス発生回路４ａからの駆動信号を例えば１００：１に分圧する。積分部３２は、分圧された駆動信号を積分する。リセット制御部３３は、図１に示す制御回路２からの信号に基づいて、積分部３２に積分された駆動信号をリセットする。ピークホールド部３４は、積分部３２に積分された駆動信号のピークの値（特徴量）を検出し、保持する。電圧測定部３５は、ピークホールド部３４に保持された値を測定し、測定した値をメモリ３６に保存する。
【００４５】
電圧差測定部３７は、メモリ３６に保存された値と、次の測定により電圧測定部３５で測定された値との差分を算出する。遅延値ＬＵＴ３９には、差分値および正電源２４、負電源２５の電圧値と、あらかじめ設定された遅延補正時間データとが関連付けられ、保存されている。遅延値ＬＵＴ参照部３８は、遅延値ＬＵＴ３９を参照して、差分値と正電源２４、負電源２５の電圧値とから、遅延補正時間データを検出し、タイミング調整回路３に遅延補正時間データを供給する。
【００４６】
次に、本実施の形態に係る超音波探触子の時間差モニタ回路５の遅延量測定動作について図３を参照しながら説明する。遅延量測定動作は、遅延量を測定するため、通常の動作に先立って行われる。遅延量測定動作では、パルス・インバージョン・ハーモニック法と同様に、２回の超音波送信（第１モニタ送信、第２モニタ送信）を行う。なお、第１モニタ送信および第２モニタ送信においては、タイミング調整回路３の遅延量を０とする。
【００４７】
図３（ａ）は第１モニタ送信における積分部３２に印加される電圧値４１ａを示す図であり、図３（ｂ）は電圧値４１ａを積分した値４３ａを示す図である。図３（ｃ）は第２モニタ送信における積分部３２に印加される電圧値４１ｂを示す図であり、図３（ｄ）は電圧値４１ｂを積分した値４３ｂを示す図である。なお、図３（ｂ）および（ｄ）では、後の回路図（図４参照）に示す回路に合わせて、面積値４２ａ、４２ｂと頂点４４ａ、４４ｂの正負を逆に示している。
【００４８】
まず、リセット制御部３３は、制御部２からの指示に基づいて積分部３２をリセットする。次に、第１モニタ送信として、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２をオン状態とすると、超音波探触子６に電圧が印加され、積分部３２に分圧された駆動信号が積分される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２がオン状態では、図３（ｂ）の積分された値４３ａは減少する。
【００４９】
次に、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２をオフ状態とし、その後ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３をオン状態とすると、電圧値４１ａが負となる。ここで、電圧値４１ａと０Ｖとで囲まれた領域（図３（ａ）のドットハッチングで示す領域）４２ａの面積に対応する値（図３（ｂ）の頂点）４４ａがピークホールド部３４で保持される。このピークホールド部３４で保持された値が上記特徴量である。電圧測定部３５は、保持された値を測定し、メモリ３６に保存する。
【００５０】
次に、リセット制御部３３は、制御部２からの指示に基づいて積分部３２をリセットする。次に、第２モニタ送信として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３をオン状態とすると、超音波振動子６に負電圧が印加され、積分部３２に分圧された駆動信号が積分される。
【００５１】
次に、図２に示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３をオフ状態とし、その後ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２をオン状態とすると、図３（ｃ）に示す電圧値４１ｂが正となる。ここで、電圧値４１ｂと０Ｖとで囲まれた領域４２ｂの面積に対応する値がピークホールド部３４で検出する図３（ｄ）に示す頂点４４ｂの値となる。ピークホールド部３４で保持された値は、電圧測定部３５により測定される。
【００５２】
ここで、上記従来技術と同様に、ＭＯＳＦＥＴの接合容量の差からＰチャネルＭＯＳＦＥＴをオンしたときの立ち上がり時間は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをオンしたときの立ち上がり時間に比べて遅くなる。よって、図３（ａ）の領域４２ａの面積と（ｂ）の領域４２ｂの面積とでは、領域４２ａの面積の方が大きくなる。なお、上述したように、ピークホールド部３４で保持し、電圧測定部３５で測定された第１モニタ送信におけるピーク値（電圧測定部３５で測定された電圧値）と、第２モニタ送信におけるピーク値（電圧測定部３５で測定された電圧値）とを比較することは、領域４２ａの面積と領域４２ｂの面積とを比較することに相当する。
【００５３】
そこで、電圧差測定部３７は、第１モニタ送信により得られメモリ３６に保存された値と、第２モニタ送信により得られた値とを比較し、差分値を求める。遅延値ＬＵＴ参照部３８は、この差分値と、電源電圧ＨＶの値から、遅延値ＬＵＴ３９を参照することにより、適切な遅延補正時間データを選択する。選択された遅延値補正時間データは、タイミング調整回路３に供給される。
【００５４】
なお、遅延値補正時間データは、例えば、第１モニタ送信のピークホールド部３４に保持される値と、第２モニタ送信のピークホールド部３４に保持される値とが、等しくなるように決められる。これにより、最適なタイミングで駆動パルスを生成することができる。
【００５５】
図４は、図２におけるインピーダンス変換部３１と積分部３２の具体的な回路構成例を示す回路図である。インピーダンス変換部３１は、オペアンプ３１ａを用いて、高入力インピーダンス、低出力インピーダンスを実現している。積分部３２は、オペアンプ３２ａを用いて積分回路で構成され、キャパシタ３２ｂに対して並列に、直列に接続されたスイッチ３３ｄと抵抗３３ｃが接続されている。スイッチは、リセット制御部３３からの信号に基づいてオン、オフされ、オン状態では積分回路のキャパシタに蓄えられた電圧が放電される。
【００５６】
図１に示すタイミング調整回路３によるタイミング調整方法は、いくつかの実現方法が考えられる。例えば、Ｐチャネル用ゲートドライバ２６とＮチャネル用ゲートドライバ２７との入力信号がＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）で生成されるとすると、タイミング調整回路３がＦＰＧＡに搭載された絶対遅延ラインのタップ数を変更することで実現することができる。
【００５７】
他の方法として、Ｎチャネル用ゲートドライバ２７の出力抵抗を可変とすることで、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの接合容量と、Ｎチャネル用ゲートドライバ２６の出力抵抗で決まる時定数によって、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの立ち上がりの遅延時間を変更することができる。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴについても同様に遅延時間を変更できるが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの立ち上がり時間の方が遅いので、以下ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートドライバの出力抵抗を大きくすることで遅延時間を調整する場合についての具体例を示す。
【００５８】
図５は、パルス発生回路４ａのＮチャネル用ゲートドライバ２７の出力側に可変抵抗５１ａが配置されたパルス発生回路４ｂの構成を示す回路図である。可変抵抗５１ａは、複数の抵抗５３がマルチプレクサ５２により切り替え可能に構成されている。ダイオード５４は、立ち下がり時間に影響与えないためのものである。この場合のタイミング調整回路３ｂは、マルチプレクサ５２のスイッチング制御を行うコントロール信号を出力する。このようにして、遅延時間を調整することができる。すなわち、タイミング調整回路３ｂと可変抵抗５１ａとで、実質的なタイミング調整回路となる。
【００５９】
図６は、図５と異なる構成の可変抵抗器５１ｂを用いたパルス発生回路４ｃの構成を示す回路図である。可変抵抗器５１ｂは、ＪＦＥＴ（接合型電解効果トランジスタ）５５を用いて形成されている。この構成において、タイミング調整回路３ｃは、ＪＦＥＴ５５のゲートに印加する電圧をコントロールする信号を出力することにより、可変抵抗器５１ｂの抵抗値を可変する。このようにして、遅延時間を調整することができる。すなわち、タイミング調整回路３ｃと可変抵抗５１ｂとで、実質的なタイミング調整回路となる。
【００６０】
図７は、図５と異なる構成の可変抵抗器５１ｃを用いたパルス発生回路４ｄの構成を示す回路図である。可変抵抗器５１ｃは、スイッチ５６とキャパシタ５７で構成されたスイッチト・キャパシタで構成されている。タイミング調整回路３ｄは、スイッチ５６のスイッチングを制御して、可変抵抗器５１ｃの抵抗値を設定する。すなわち、タイミング調整回路３ｄと可変抵抗５１ｃとで、実質的なタイミング調整回路となる。
【００６１】
以上のように、第１モニタ送信と第２モニタ送信とが終了し、タイミング調整回路３、３ｂ〜３ｄによって制御信号に遅延情報が加えられることにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性差による立ち上がり時間の違いを補正することができる。
【００６２】
次に、本実施の形態に係る超音波診断装置１ｂの通常動作について図１を参照して説明する。超音波診断装置１ａの通常動作は、遅延量測定動作で求めた遅延量を用いるため、遅延量測定動作の終了後に行われる。本実施の形態に係る超音波診断装置１ａでは、パルス・インバージョン・ハーモニック法を用いるため、位相が１８０度異なる超音波をそれぞれ送信する。まず、１回目の送信について説明する。
【００６３】
制御回路２は、送信するパルス波形を生成するための制御信号をタイミング調整回路３へ供給する。制御信号は、第１モニタ送信時の制御信号と同様の信号であり、それぞれ超音波振動子６を正側に振動させるためのタイミング信号と、負側に振動させるためのタイミング信号との２種類の信号が含まれる。タイミング調整回路３では、制御回路２からの制御信号が遅延量分だけ補正されてパルス発生回路４ａに供給される。パルス発生回路４ａは、補正された制御信号から駆動信号を生成し、超音波振動子６に供給する。
【００６４】
超音波振動子６は、駆動信号を超音波に変換して、超音波を被検体の体内に照射する。また、超音波振動子６は、体内から反射した超音波を受信して受信信号を出力する。受信回路７は、受信信号を増幅し、Ａ−Ｄ変換器８は、増幅された受信信号をデジタル信号（第１デジタル信号）に変換して、第１デジタル信号をメモリ９に保存する。
【００６５】
次に、制御回路２は、第２モニタ送信時の制御信号と同様の制御信号をタイミング調整回路３に供給する。タイミング調整回路３は、遅延量分だけ補正されてパルス発生回路４ａに供給される。パルス発生回路４ａは、補正された制御信号から駆動信号を生成し、超音波振動子６に供給する。
【００６６】
超音波振動子６は、駆動信号を超音波に変換して、超音波を被検体の体内に照射する。また、超音波振動子６は、体内から反射した超音波を受信して受信信号を出力する。受信回路７は、受信信号を増幅し、Ａ−Ｄ変換器８は、増幅された受信信号をデジタル信号（第２デジタル信号）に変換して、第２デジタル信号をメモリ９に保存する。
【００６７】
次に、加算器１０は、第１デジタル信号と、第２デジタル信号とを加算する。第１デジタル信号と、第２デジタル信号とは、それぞれ基本波成分の位相が１８０度ずれているので、加算器１０により加算されると、基本波成分が相殺されて、同相である２次の高調波成分のみの高調波信号となる。検波器１１は、高調波信号を検波して、輝度値データを生成する。走査変換器１２は、輝度値データの走査変換を行い、表示部１０９に超音波画像として表示する。
【００６８】
以上の処理により、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性が異なる場合でも、２つの立ち上がり時間差をモニタすることで、最適な立ち上がり時間差の補正を行うことができ、パルス・インバージョン・ハーモニック法を最適な状態で実施することができる。
【００６９】
なお、タイミング調整回路３による遅延時間補正は、パルス・インバージョン・ハーモニック法を行うたびに実施してもよいが、パルス・インバージョン・ハーモニック法を複数回実施した後に行ってもよい。また、電源電圧ＨＶが変更された場合に行ってもよい。
【００７０】
なお、プッシュ・プル・スイッチング回路２１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成したが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりにＰＮＰパワートランジスタ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりにＮＰＮパワートランジスタを用いてもよい。
【００７１】
（実施の形態２）
実施の形態１では、Ｎチャネルゲートドライバからの出力信号を遅延又は、Ｎチャネルゲートドライバの出力抵抗を可変することにより、振動子に印加される電圧の立ち上がりタイミングを調整する場合について説明した。本実施の形態では、図２に示す負電源２５の出力電圧を調整することにより、超音波振動子６に印加される正負電圧の絶対値を等しくする場合について説明する。
【００７２】
図８は、本発明の実施の形態２に係る超音波診断装置１ｂの構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態に係る超音波診断装置１ｂは、図１２に示した従来の超音波診断装置のパルス発生回路１０４に、ＨＶ設定回路により制御される電圧値調整回路が接続された構成である。なお、超音波診断装置１ｂは、実施の形態１で説明した超音波診断装置１ａと同様の構成要素を含む。超音波診断装置１ｂにおいて、超音波診断装置１ａと同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００７３】
図８に示すＨＶ設定回路１４は、超音波振動子６に印加される駆動信号の絶対値を設定し、電圧値調整回路１５に、設定した値を出力する。一般的には、超音波振動子６に印加される正負の駆動電圧値は等しいので、駆動電圧値の絶対値が指定される。
【００７４】
図９は、実施の形態２における超音波診断装置１ｂのパルス発生回路４ｅの回路構成および電圧値調整回路１５を示す回路図である。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３とは、構成が異なるので、それぞれのオン抵抗が異なる。したがって、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン−ソース間にかかる電圧の絶対値が等しい場合には、駆動信号の振幅の絶対値が異なる。電圧値調整回路１５は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のオン抵抗による電圧降下の差を考慮して、超音波振動子６に印加される駆動信号の絶対値が等しくなるように、負電源２５の電圧値を調整する。
【００７５】
なお、ＨＶ設定回路１４は、電圧値を設定するために、あらかじめ測定されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン−ソース間のオン抵抗値と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン−ソース間のオン抵抗値とを用いる。図９では、電圧値調整回路１５によって負電源２５が調整されるようになっているが、正電源２４の方を調整してもよい。
【００７６】
本実施の形態に係る超音波診断装置の動作は、制御信号の遅延時間の補正を行わずに、パルス発生回路４ａの正負電源電圧の絶対値を異ならせること以外は、実施の形態１に係る超音波診断装置の通常動作と同様である。
【００７７】
以上の処理により、本実施の形態に係る超音波診断装置は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間のオン抵抗が異なる場合でも、正負の電圧差を補正することで、最適なパルス・インバージョン・ハーモニック法を実行することができる。
【００７８】
図１０は、本実施の形態に係る超音波診断装置の別の構成を示すブロック図である。図１０に示す超音波診断装置１ｃは、図８に示す超音波診断装置１ｂにＨＶモニタ回路１６が追加された構成である。ＨＶモニタ回路１６は、超音波振動子６の正負電圧振幅値をモニタして、正の振幅電圧値と負の振幅電圧値の絶対値を比較する。ＨＶモニタ回路１６は、正負の電圧値を比較した情報を電圧調整回路１５に供給する。
【００７９】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン−ソース間のオン抵抗および、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン−ソース間のオン抵抗による電圧降下の値は、超音波振動子６のインピーダンスによって変化する。上記の形態では、超音波振動子６のインピーダンスが既知として電圧値の調整を行っているが、温度等環境の影響で変化することが予想される。ＨＶモニタ回路１６を設けることによって、超音波振動子６の正負電圧振幅値をモニタして、正の振幅電圧値と負の振幅電圧値の絶対値を比較し、その差が減少するように電圧調整回路２５でパルス発生回路４ｅの電圧を制御することができる。
【００８０】
図１１は、ＨＶモニタ回路１６の構成を示す回路図である。インピーダンス変換部３１は、超音波振動子６に印加される電圧（駆動信号）をハイインピーダンスで１００：１程度に分圧する。電圧測定部３５は、分圧された電圧を計測し、計測値をメモリ３６に保存する。電圧差測定部３５は、メモリ３６に保存された計測値と、次に計測された計測値との絶対値の差を検出する。電圧値調整回路１５は、電圧差測定部３７により検出された差から、負電源２５の所望の電圧値を算出する。
【００８１】
なお、電圧の計測は、１回の超音波送信における正負のパルスから絶対値の振幅差を求めることができる。しかし、実施の形態１で示したように、第１モニタ送信と第２モニタ送信から、駆動信号の最初の半波の振幅値だけを用いて正負の絶対値の振幅差を求めた方がより正確である。この場合には、メモリ３６を用いて第１モニタ送信の測定結果を保存して、第２モニタ送信後に、第２モニタ送信の測定結果との差を求める。
【００８２】
負電源２５の電圧値が算出された後は、上述したように、パルス・インバージョン・ハーモニック法を実施することにより、温度環境に応じて精度良く超音波診断を行うことができる。また、負電源２５の電圧値は、定期的に算出し直すことにより温度環境の変化に対応することができる。
【００８３】
以上の処理により、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴの特性が異なる場合でも、２つの信号の振幅をモニタすることで、正負の電圧の絶対値を一致させることにより、パルス・インバージョン・ハーモニック法を最適な状態で実施することができる。
【００８４】
なお、プッシュ・プル・スイッチング回路２１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成したが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりにＰＮＰパワートランジスタ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりにＮＰＮパワートランジスタを用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明は、パルス発生回路の非対称性に起因する高調波ひずみの発生を抑制し、画質の劣化を防ぐことができ、パルス・インバージョン・ハーモニック法を用いた超音波診断に利用することができる。
【符号の説明】
【００８６】
１ａ〜１ｃ  超音波診断装置
２  制御回路
３、３ｂ〜３ｄ  タイミング調整回路
４ａ〜４ｅ  パルス発生回路
５  時間差モニタ回路
６  超音波振動子
７  受信回路
８  Ａ−Ｄ変換器
９  メモリ
１０  加算器
１１  検波器
１２  走査変換器
１３  表示部
１４  ＨＶ設定回路
１５  電圧値調整回路
２１  プッシュ・プル・スイッチング回路
２２  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
２３  ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
２４  正電源
２５  負電源
２６  Ｐチャネル用ゲートドライバゲートドライバ
２７  Ｎチャネル用ゲートドライバゲートドライバ
２８  ダイオード・ブリッジ
３１、６１  インピーダンス変換部
３１ａ、３２ａ  オペアンプ
３２  積分部
３２ｂ、５７  キャパシタ
３２ｃ、５３  抵抗
３３ｄ、５６  スイッチ
３３  リセット制御部
３４  ピークホールド部
３５、６２  電圧測定部
３６、６３  メモリ
３７、６４  電圧差測定部
３８  遅延値ＬＵＴ参照部
３９  遅延値ＬＵＴ
４１ａ、４１ｂ  電圧値
４２ａ、４２ｂ  領域
４３ａ、４３ｂ  電圧値を積分した値
４４ａ、４４ｂ  頂点
５１ａ〜５１ｃ  可変抵抗
５２  マルチプレクサ
５４  ダイオード
５５  ＪＦＥＴ
【図１】
2011019757.tif 000003
【図２】
2011019757.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2011019757.tif 000009
【図８】
2011019757.tif 000010
【図９】
2011019757.tif 000011
【図１０】
2011019757.tif 000012
【図１１】
2011019757.tif 000013
【図１２】
2011019757.tif 000014
【図１３】
2011019757.tif 000015
【図１４】
2011019757.tif 000016
【図１５】
2011019757.tif 000017
【図１６】
2011019757.tif 000018
【図１７】
2011019757.tif 000019
【図１８】
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