(57)【要約】【課題】精度の良い１／２分周と小型化の実現。【解決手段】アナログ分周器の出力を、ミキサ回路の入力端に帰還させることにより、入力信号の周波数を１／２周波数に分周するアナログ分周器である。ミキサ回路１０の出力に接続され、出力をミキサ回路に帰還し、入力信号の周波数以上の周波数帯域における出力インピーダンスは、１／２周波数における出力インピーダンスよりも大きく、入力信号の周波数以上の周波数帯域における電流利得は、１／２周波数における電流利得よりも小さいエミッタホロワ増幅器２０と、エミッタホロワ増幅器の出力に接続されたフィルタ回路３０と、フィルタ回路に接続されたエミッタホロワの差動増幅器４０とを有する。【選択図】図２
2011019056.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を入力するミキサ回路の入力端に、分周信号を帰還させることにより、入力信号の周波数を１／２周波数に分周するアナログ分周器において、
前記ミキサ回路の出力に接続され、出力を前記ミキサ回路に帰還し、入力信号の周波数以上の周波数帯域における出力インピーダンスは、１／２周波数における出力インピーダンスよりも大きく、入力信号の周波数以上の周波数帯域における電流利得は、１／２周波数における電流利得よりも小さいエミッタホロワ増幅器と、
前記エミッタホロワ増幅器の出力に接続されたフィルタ回路と、
前記フィルタ回路に接続され、入力信号の周波数以上の周波数帯域における入力インピーダンスは、１／２周波数における入力インピーダンスよりも小さい差動増幅器と、
を有することを特徴とするアナログ分周器。
【請求項２】
前記フィルタ回路は、信号線路と接地間に接続されたインダクタと容量との直列接続回路であることを特徴とする請求項１に記載のアナログ分周器。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、前記直列接続回路に並列に、信号線路と接地間に接続された容量を有することを特徴とする請求項２に記載のアナログ分周器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波帯の局部発振器に用いるのに最適なマイクロ波用アナログ分周器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、マイクロ波帯の局部発振器においては、局部発振周波数を安定化させるために、マイクロ波用アナログ分周器が用いられている。図９は、一般的なマイクロ波用アナログ分周器を示すブロック図である。このマイクロ波用アナログ分周器は、ミキサ１０１，フィルタ１０２及び増幅器１０３を備え、増幅器１０３の出力端をミキサ１０１の入力端に帰還させている。ミキサ１０１は、２入力を混合して、その２入力信号の差周波数の信号を出力する周波数変換機能を有するものである。また、フィルタ１０２は入力信号の周波数を遮断するものであり、例えば不要な高周波成分を遮断するためのローパスフィルタにより構成されている。さらに、増幅器１０３は分周周波数で所望の利得を有するものであり、回路の閉ループ長は、例えば被分周周波数の１／２で正帰還がかかるように設定されている。
【０００３】
入力信号の周波数をｆｉｎ、出力信号の周波数をｆｏｕｔ  とするとき、ミキサ１０１の出力の周波数は、ｆｉｎ−ｆｏｕｔ  となり、この周波数の信号がミキサ１０１に帰還していることから、その帰還信号の周波数は、ｆｏｕｔ  となる。したがって、ｆｉｎ−ｆｏｕｔ  ＝ｆｏｕｔ  の関係式が成立し、ｆｏｕｔ  ＝ｆｉｎ／２となる。すなわち、入力信号の周波数は、１／２に分周されることになる。入力信号に高調波が存在すれば、その高調波の周波数も、１／２に分周される。
【０００４】
このような構成により、上述のマイクロ波用アナログ分周器においては、周波数がｆｉｎの入力信号は２分周され、ｆｏｕｔ  ＝ｆｉｎ／２の周波数成分を有する出力信号が出力される。しかしながら、一般的に、分周波の出力は閉ループ長に大きく依存するので、上述のマイクロ波用アナログ分周器を集積回路等のマイクロストリップラインを用いて作成する場合はループ長が固定されてしまう。このため、分周周波数帯が狭帯域となり、最適のループ長に設定できない場合はパターンを加工するなど煩雑な調整が必要であるという課題があった。
【０００５】
この課題を解決するために、特許文献１に開示された技術が知られている。この技術によると、図１０に示すように、帰還経路中にバラクタダイオード１０４を設けて、バイアス電圧により容量値を変化させ、閉ループの遅延時間を可変させて、仮想的に、最適なループ長に相当する遅延時間を生成することにより、分周器の動作周波数を調整するようになっている。しかし、この構成では遅延時間を可変にはできない。そこで、入力信号の周波数に応じて、遅延時間を可変設定する技術に、特許文献２の技術が知られている。
【０００６】
また、非特許文献１に開示された技術は、図１１に示すように、アクティブミキサが利得を持ち、その利得の周波数特性が、ｆｉｎ  ／２では高く  ｆｉｎ  以上では低くすることで、図９、図１０  の従来例のループ内にあるフィルタとアンプを不要にしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開昭６２−８６０２号
【特許文献２】特開平７−３３６１４４号
【非特許文献１】Ｈｅｒｂｅｒｔ  Ｋｎａｐｐ，他５  名，  ”Ａ  ７９ＧＨｚ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｙ  Ｄｉｖｉｄｅｒ  ｉｎＳｉＧｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，”  ｐｐ．２０８−２０９，  ＩＥＥＥ  ＩＳＳＣＣ，２０００
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非特許文献１の技術においては、７９ＧＨｚ  を分周する用途に、ｆｔ＝８０ＧＨｚ，  ｆｍａｘ＝９７  ＧＨｚ  のＴｒを用いているため、入力７９ＧＨｚ  は事実上増幅できない。これがフィルタ特性として働く。しかし、例えば、４８ＧＨｚ  を分周して２４ＧＨｚ  を得る場合にｆｔ＝１５０ＧＨｚ  を超えるトランジスタを利用するとなると、２４ＧＨｚ  のアンプを作製するにはこの程度の特性が必要である。４８ＧＨｚ  （さらに３／２  ｆｉｎ  である７２ＧＨｚ  ）で十分な減衰がえられず、発振を妨害することになる。従って、この記述のままでは、一般的に利用できない。
【０００９】
そこで、図１２に示すように、ミキサの負荷にｆｉｎ／２  の周波数でλ／４のショートスタブを取り付けることが考えられる。この場合、スタブはｆｉｎ／２  でオープン、ｆｉｎ  でショートになるため、歪により発生するｆｉｎ  を除去できる。つまり、フィルタを取り付けたことになる。このようにすると、高いｆｔのＴｒを使っても動作できるように改良できる。しかしながら、例えばｆｉｎ／２＝２４ＧＨｚ  の場合、スタブの長さは１７７５μｎとなる。これはＩＣ内で実現するには長すぎる。別の対策が必要となった。
【００１０】
本発明の目的は、このような課題に鑑み創案されたもので、小型のフィルタを帰還ループに用いない、アナログ分周器を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
第１の発明は、入力信号を入力するミキサ回路の入力端に、分周信号を帰還させることにより、入力信号の周波数を１／２周波数に分周するアナログ分周器において、ミキサ回路の出力に接続され、出力をミキサ回路に帰還し、入力信号の周波数以上の周波数帯域における出力インピーダンスは、１／２周波数における出力インピーダンスよりも大きく、入力信号の周波数以上の周波数帯域における電流利得は、１／２周波数における電流利得よりも小さいエミッタホロワ増幅器と、エミッタホロワ増幅器の出力に接続されたフィルタ回路と、フィルタ回路に接続され、入力信号の周波数以上の周波数帯域における入力インピーダンスは、１／２周波数における入力インピーダンスよりも小さい差動増幅器とを有することを特徴とするアナログ分周器である。
【００１２】
上記の発明において、フィルタ回路は、信号線路と接地間に接続されたインダクタと容量との直列接続回路であることが望ましい。
また、フィルタ回路は、直列接続回路に並列に、信号線路と接地間に接続された容量を、さらに、有することをが望ましい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明のように、エミッタホロワ増幅器の回路定数の設計によって、その電流増幅率と出力インピーダンスの周波数特性を構成することにより、実質的にローパスフィルタを構成することができる。従来例のように、帰還ループの中にフィルタを設けたものではないために、安定した分周信号がえられる。また、フィルタをエミッタホロワ増幅器と差動増幅器との段間に設けることにより、エミッタホロワ増幅器の出力インピーダンスの周波数特性において、入力信号の周波数以上の周波数の信号に対して、出力インピーダンスをより大きくすることができる。この結果、入力信号の周波数以上の信号成分を減衰させることができ、精度良く、１／２分周を実行することができる。また、本発明では、ＩＣ回路だけで構成できるので、装置が極めて小型となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の具体的な一実施例に係るアナログ分周器を示すブロック図。
【図２】同実施例に係るアナログ分周器の詳細な構成を示す回路図。
【図３】同実施例のエミッタ増幅器回路の詳細な回路図。
【図４】同実施例のフィルタの構成を示した回路図。
【図５】同実施例のフィルタの構成を示した回路図。
【図６】−Ａは図４のフィルタの入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート。−Ｂは図４のフィルタの出力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート。
【図７】−Ａは図５のフィルタの入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート。−Ｂは図５のフィルタの出力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート。
【図８】−Ａは図４のフィルタを用いた場合の入力信号の波形と、１／２分周した出力信号の波形を示した波形図。−Ｂは図５のフィルタを用いた場合の入力信号の波形と、１／２分周した出力信号の波形を示した波形図。
【図９】従来例のアナログ分周器の回路図。
【図１０】他の従来例のアナログ分周器の回路図。
【図１１】その従来例を改良した場合のアナログ分周器の回路図。
【図１２】その従来例の他の改良をした場合のアナログ分周器の回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
【実施例】
【００１６】
図１は、本発明の具体的な一実施例にかかるアナログ分周器の構成図である。構成を示している。差動増幅器から成るアクティブミキサ１０と、そのアクティブミキサ１０の差動出力端に接続されたエミッタホロア２０を有している。そのエミッタホロア２０の出力は、アクティブミキサ１０に帰還している。また、そのエミッタホロア２０の出力端は、フィルタ３０に接続されており、フィルタ３０の出力端は、差動増幅器であるエミッタ接地増幅器４０に接続されている。
【００１７】
図２は、図１の回路の詳細な構成を示した回路図である。アクティブミキサ１０は、ギルバートセルで構成されている。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が、差動増幅器であり、トランジスタＴｒ３が一定電流を流す電流源である。トランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ回路には、負荷抵抗Ｒ１が挿入されており、トランジスタＴｒ５とＴｒ７のコレクタ回路には、負荷抵抗Ｒ２が挿入されている。
【００１８】
トランジスタＴｒ４、Ｔｒ５の一対が差動入力のトランジスタである。トランジスタＴ
ｒ６、Ｔｒ７の一対も、差動入力のトランジスタであり、エミッタホロワである。トランジスタＴｒ４の出力端子１１、トランジスタＴｒ７の出力端子１２が、エミッタホロワ増幅器２０の入力端に接続されている。トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２、Ｔｒ１３、Ｔｒ１４が、エミッタホロワのトランジスタである。トランジスタＴｒ１５、Ｔｒ１６、Ｔｒ１７、Ｔｒ１８は電流源である。トランジスタＴｒ１１のエミッタは、トランジスタＴｒ１３のベースに接続されており、トランジスタＴｒ１２のエミッタは、トランジスタＴｒ１４のベースに接続されている。これらのトランジスタＴｒ１１とＴｒ１３、トランジスタＴｒ１２、Ｔｒ１４の接続回路により、それぞれ、２段増幅器が構成されている。そして、トランジスタＴｒ１３のエミッタがトランジスタＴｒ１のベースに、帰還して接続されており、トランジスタＴｒ１４のエミッタがトランジスタＴｒ２のベースに、帰還して接続されている。トランジスタＴｒ１９、Ｔｒ２０、Ｔｒ２１、Ｔｒ２２は、トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２、Ｔｒ１３、Ｔｒ１４のコレクタ回路に挿入された負荷を構成するダイオードである。
【００１９】
フィルタ３０は、信号線路と接地間に接続されたインダクタＬ１と容量Ｃ１との直列接続回路と、インダクタＬ２と共通する容量Ｃ１との直列接続回路で、構成されている。トランジスタＴｒ１４のエミッタが接続された出力端子１３はインダクタＬ１の一端に接続され、トランジスタＴｒ１３のエミッタが接続された出力端子１４はインダクタＬ２の一端に接続されている。
【００２０】
差動増幅器４０は、差動増幅器を構成するトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２と電流源トランジスタＴｒ４３とを有している。トランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２のコレクタ回路には、それぞれ、抵抗Ｒ３、Ｒ４が挿入されている。また、差動増幅器４０は、エミッターホロワのトランジスタＴｒ４４、Ｔｒ４５、Ｔｒ４６、Ｔｒ４７と、それぞれのエミッタに接続された、電流源トランジスタＴｒ４８、Ｔｒ４９、Ｔｒ５０、Ｔｒ５１を有している。トランジスタＴｒ４４のエッミッタは、トランジスタＴｒ４６のベースに接続されており、トランジスタＴｒ４５のエミッタは、トランジスタＴｒ４７のベースに接続されている。これにより、トランジスタＴｒ４４とトランジスタＴｒ４６の接続により２段増幅器を構成される。また、トランジスタＴｒ４５とトランジスタＴｒ４７の接続により２段増幅器を構成される。トランジスタＴｒ４６のエミッタと、トランジスタＴｒ４７のエミッタとが、出力端子１４、１６に、それぞれ、接続されている。
【００２１】
トランジスタＴｒ４４、Ｔｒ４５、Ｔｒ４６、Ｔｒ４７のコレクタ回路には、負荷であるダイオードを構成するトランジスタＴｒ５２、Ｔｒ５３、Ｔｒ５４、Ｔｒ５５が挿入されている。トランジスタＴｒ４１のコレクタは、トランジスタＴｒ４４のベースに接続されており、トランジスタＴｒ４２のコレクタは、トランジスタＴｒ４５のベースに接続されている。
【００２２】
また、トランジスタＴｒ０は、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ１５、Ｔｒ１６、Ｔｒ１７、Ｔｒ１８に対して、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＴｒ０のコレクタ回路には負荷であるダイオードＴｒ８、Ｔｒ９が配設されている。トランジスタＴｒ０を流れる電流により、これらのカレントミラー回路の電流が同一値に制御される。トランジスタＴｒ４のベースは、入力端子１７に接続され、トランジスタＴｒ５、Ｔｒ６のベースは、入力端子１８に接続されている。同様に、トランジスタＴｒ４０は、トランジスタＴｒ４３、Ｔｒ４８、Ｔｒ４９、Ｔｒ５０、Ｔｒ５１に対して、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＴｒ４０のコレクタ回路には負荷であるダイオードＴｒ５６、Ｔｒ５７が配設されている。トランジスタＴｒ４０を流れる電流により、これらのカレントミラー回路の電流が同一値に制御される。
【００２３】
次に、本アナログ分周器の動作に関する説明を行う。各入力端子１７、１８から周波数
ｆの信号が入力される。この信号は、アクティブミキサ１０で増幅されて、増幅された信号は、エミッタホロア増幅器２０のトランジスタＴｒ１３のエミッタ端子からのエミッタ信号がトランジスタＴｒ１のベースに帰還する。また、エミッタホロア増幅器２０のトランジスタＴｒ１４のエミッタ端子からのエミッタ信号がトランジスタＴｒ２のベースに帰還する。このとき、アクティブミキサ１０では、入力信号と帰還入力信号の積信号が生成される。すなわち、入力信号の周波数と、帰還入力信号の周波数の和と、差の周波数の信号が生成される。入力信号に基本周波数ｆの周波数以外に、周波数ｎｆの高調波成分の信号が存在する場合には、これらの基本周波数ｆ、高調波周波数ｎｆにおける全ての任意の２つの信号の周波数の和と差の信号が生成される。差周波数に注目すると、周波数ｆの信号に対して、周波数ｎｆの信号が帰還して、生成される信号の周波数はｎｆとなる。したがって、ｆ−ｎｆ＝ｎｆとなり、ｎ＝１／２となる。すなわち、周波数ｆの信号は、１／２に分周されることになる。
【００２４】
図３はエミッタホロア増幅器２０の高周波における不完全動作を説明するものである。周波数ｆを越える高周波では電流利得ｈｆｅ  が低下するので、エミッタホロアの性質である電圧利得が１、出力インピーダンスが低いという性質が満たせなくなる。つまり、高周波になると、電圧利得が１以下、したがって、電流利得も低下して、出力インピーダンスは増大する。この結果、次段のフィルタ３０及び差動増幅器４０の入力インピーダンスの影響を強く受けるようになる。
【００２５】
図２において、エミッタホロワ増幅器３０内の信号は、高調波を考慮して、周波数がｎｆ／２（ただし、ｎは自然数）の成分が含まれる。ｆ／２の周波数に対して本来のエミッタホロアの性質を満たすように動作しても、より高周波であるｆ、３ｆ／２、…の周波数に対しては、利得が低下して、出力インピーダンスは増大する。一方、次段の差動増幅器４０は、一般的には、低周波ではインピーダンスが高く高周波になるほど低下する。これは、トランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２のベースエミッタ間の容量成分によるインピーダンスが高周波になるほど、差動増幅器４０の入力インピーダンスに大きく寄与するようになるからである。
【００２６】
ｆ／２の周波数では、エミッタホロア増幅器３０のトランジスタＴｒ１３、Ｔｒ１４の出力インピーダンスが低く、次段の差動増幅器４０の入力インピーダンスは高い状態となり、エミッタホロワ増幅器３０からの電力の取り出し効率が高い状態となる。しかし、３ｆ／２以上の入力信号の基本周波数ｆ以上の周波数となると、エミッタホロア増幅器３０の電流増幅率が低下し、その出力インピーダンスが高くなり、次段の差動増幅器４０の入力インピーダンスは低下することになる。すなわち、この状態となると、エミッタホロア増幅器３０からの電力の取り出し効率が低下することになり、エミッタホロワ増幅器３０の出力、差動増幅器４０の出力は、共に、低下することになる。
【００２７】
したがって、エミッタホロワ増幅器３０の回路特性を本発明のように設定することで、周波数ｆ、３ｆ／２、２ｆ、…の帰還する信号成分の振幅は小さく、ｆ／２の周波数の信号の振幅のみが大きくなる。すなわち、エミッタホロワ増幅器３０の本発明の特性により、フィルタ効果が生じる。本発明ではこの効果を助長するため、段間に、フィルタ３０を挿入している。フィルタ３０は、信号線と接地との間に、インダクタＬ１と容量Ｃ１との直列接続回路、インダクタＬ２と容量Ｃ１との直列接続回路が、挿入されている。
【００２８】
インダクタＬ１、Ｌ２は、比較的小さい値（０．３ｎＨ）であるために、周波数ｆ／２の信号に対しては、インピーダンスは低くなるが、エミッタホロア増幅器２０の動作により、電圧利得１が保持される。この結果、フィルタ３０からエミッタホロワ増幅器２０の出力側を見た周波数ｆ／２のインピーダンスは、フィルタ３０のこの周波数特性により、より低下する。したがって、差動増幅器４０から見ると、入力信号の信号源インピーダン
スがより低くなったことに相当し、入力インピーダンスの差動増幅器４０への電力の取り出し効率が向上する。この結果、周波数ｆ／２の信号が、より効率良く伝搬し、差動増幅器４０の出力信号の振幅が大きくなる。逆に、周波数ｆ以上の信号成分に対しては、フィルタ３０のインピーダンスは高くなる。この結果、もともと、周波数ｆ以上の周波数に対して出力インピーダンスが大きくなるエミッタホロワ増幅器２０の出力インピーダンスが、このフィルタ３０の周波数特性により、さらに、大きくなる。したがって、差動増幅器４０から見ると、入力信号の信号源インピーダンスがより高くなったことに相当し、入力インピーダンスの差動増幅器４０への電力の取り出し効率が低下する。この結果、周波数ｆ以上の周波数成分の信号の伝搬は阻止され、差動増幅器４０の出力信号の振幅は小さくなる。
【００２９】
また、フィルタ３０に、図５に示す回路を用いても良い。上記で説明した図４の回路の他、信号線と接地との間に容量Ｃ２、Ｃ３を設けた回路でも良い。並列の容量Ｃ２、Ｃ３を設けることにより、フィルタ３０の入力端から、次段の差動増幅器４０を見たインピーダンスＺｂは高周波になるほど低下する。したがって、フィルタ３０の存在しない場合において、差動増幅器４０の入力インピーダンスを、周波数ｆ以上において、増大させたことと、等価となり、周波数ｆ以上の周波数成分の信号の伝達が抑制され、差動増幅器４０の出力信号の振幅が小さくなる。
【００３０】
図６−Ａは、図４のフィルタ３０の入力インピーダンスＺａ及び反射係数の２０ＧＨｚ〜７５ＧＨｚの周波数範囲の周波数特性を示している。図６−Ｂは、図４のフィルタ３０の出力インピーダンスＺｂの周波数特性及び反射係数の２０ＧＨｚ〜７５ＧＨｚの周波数範囲の周波数特性を示している。周波数が大きくなる程、入力インピーダンスＺａが増加し、周波数が小さくなるほど、入力インピーダンスＺａが減少していることが理解される。また、図７−Ａは、図５のフィルタ３０の入力インピーダンスＺａ及び反射係数の２０ＧＨｚ〜７２ＧＨｚの周波数範囲の周波数特性を示している。図７−Ｂは、図５のフィルタ３０の出力インピーダンスＺｂの周波数特性及び反射係数の２０ＧＨｚ〜７２ＧＨｚの周波数範囲の周波数特性を示している。周波数が大きくなる程、入力インピーダンスＺａが増加し、周波数が小さくなるほど、入力インピーダンスＺａが減少していることが理解される。
【００３１】
図８−Ａは、図４に示すフィルタ３０を用いた場合のアクティブミキサ１０への入力信号の信号と、差動増幅器４０の出力信号の波形を示している。図８−Ｂは、図５に示すフィルタ３０を用いた場合のアクティブミキサ１０への入力信号の信号と、差動増幅器４０の出力信号の波形を示している。いずれの場合も、４８ＧＨｚの周波数が、１／２である２４ＧＨｚの周波数に、分周されていることが分かる。
【００３２】
段間のフィルタ３０に用いたインダクタＬ１、Ｌ２は、インダクタンス０．３ｎＨのスパイラルインダクタであり、線路長として約４４０μｍの長さですむ。図１２の場合の１７７５μｍと比較して小型化することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
本発明は、マイクロ波領域の周波数分周に用いることができる。
【符号の説明】
【００３４】
１０・・・アクティブミキサ
２０・・・エミッタホロア増幅器
３０・・・フィルタ
４０・・・差動増幅器  
【図１】
2011019056.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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