(57)【要約】【課題】ＱＰＳＫ信号を復調する復調回路において、ＦＩＲフィルタを用いることなく簡素な回路構成で復調処理を行えるようにする。【解決手段】ＱＰＳＫ信号を準同期検波して得られるＩ信号及びＱ信号の振幅（最大値・最小値）と極座標位置情報（第１象限〜第４象限の位置情報）とに基づいて復調側の位相補正を行って、変調側と復調側との同期をとる。このような処理により、Ｉ信号及びＱ信号にキャリア信号の２倍の周波数成分が含まれていても、ＱＰＳＫ信号の復調を行うことができる。これによって、ローパスフィルタとして、キャリア信号の２倍の周波数成分を除去するＦＩＲフィルタを用いる必要がなくなり、簡素なローパスフィルタ（例えば移動平均フィルタ）を用いることが可能になるので、復調回路の簡素化・小型化を図ることができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調回路においてＱＰＳＫ変調された信号を復調する復調回路であって、
ＱＰＳＫ信号に所定の位相差を有するキャリア信号を乗算する乗算手段と、前記キャリア信号を乗算した後のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の最大値及び最小値を求める最大値・最小値演算手段と、前記キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号の極座標位置の情報を求める極座標位置取得手段とを備え、前記キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号の振幅の最大値・最小値と前記極座標位置情報とに基づいて、当該復調回路の位相補正を行うように構成されていることを特徴とする復調回路。
【請求項２】
請求項１記載の復調回路において、
前記Ｉ信号の振幅の最大絶対値及び前記Ｑ信号の振幅の最大絶対値と前記極座標位置との関係が、
「極座標位置が第１象限・第３象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値」、または、「極座標位置が第２象限・第４象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は当該復調回路の位相を遅らせ、
「極座標位置が第１象限・第３象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値」、または、「極座標位置が第２象限・第４象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は当該復調回路の位相を進めることにより位相補正を行うことを特徴とする復調回路。
【請求項３】
請求項１または２記載の復調回路において、
前記キャリア信号乗算後の信号の振幅の最大値・最小値の演算処理と、極座標位置情報の取得処置とは、それぞれ、キャリア信号の半周期分の期間で行うことを特徴する復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可視光通信などの無線通信に用いられる復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
可視光通信などの無線通信において、高速の伝送速度（例えば１０Ｍｂｐｓ）を実現する方式としてＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）方式などの直交変復調方式が知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。
【０００３】
ＱＰＳＫ方式で変調されたＱＰＳＫ信号は、振幅が一定で所定の位相（例えば、ｎ×π／４（ｎ：整数）位相）をもった信号であって、図７に示すように、ＩＱ座標（極座標）上の４ポイントの（１，１）、（０，１）、（０，０）、（１，０）のうちのいずれか１つのポイントにあるので、１シンボルで２ビットの信号を送信することができる。
【０００４】
ＱＰＳＫ方式を採用した送信装置に適用される直交変調回路（以下、単に「変調回路」ともいう）の一例を図８に示す。この例の変調回路３００は、ＳＰ変換器（シリアル→パラレル変換器）３０１、ＮＣＯ（数値制御発振器）３０２、２つの乗算器３３１，３３２、及び、加算器３０４などを備えており、ＮＣＯ３０２は、例えば５ＭＨｚのｓｉｎ信号・ｃｏｓ信号（ｓｉｎ（２πｆｔ））・ｃｏｓ（２πｆｔ））を生成する。
【０００５】
この例の変調回路３００においては、送信データをＳＰ変換器３０１にてＳＰ変換（シリアル→パラレル変換）し、そのＳＰ変換した信号がそれぞれ乗算器３３１，３３２に入力される。これら乗算器のうち、一方の乗算器３３１では、ＳＰ変換後の信号（Ｉ信号）に、ＮＣＯ３０２からのｓｉｎ（２πｆｔ）を乗算（直交変調）する。また、他方の乗算器３３２では、ＳＰ変換後の信号（Ｑ信号）に、ＮＣＯ３０２からのｃｏｓ（２πｆｔ）を乗算（直交変調）する。
【０００６】
そして、それら乗算後の２つの信号を加算器３０４にて加算し、この加算後の信号（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）  Ａ：振幅  θ：位相（図７参照））がＬＥＤ駆動回路に入力される。ＬＥＤ駆動回路（定電流回路）は入力信号（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））に応じてＬＥＤ（発光ダイオード）を高速点滅する。これによって位相変調された可視光信号（変調光信号）が出力される。
【０００７】
次に、ＱＰＳＫ方式を採用した受信装置に適用される一般的な直交復調回路（以下、単に「復調回路」ともいう）の例について図９を参照して説明する。
【０００８】
この例の復調回路５００は、キャリア信号（例えば、５ＭＨｚのｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号）を生成するＮＣＯ（数値制御発振器）５０１と、Ｉチャンネルの乗算器５２１及びローパスフィルタ（ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ）５３１と、Ｑチャンネルの乗算器５２２及びローパスフィルタ（ＦＩＲフィルタ）５３２と、演算回路５０４とを備えており、受信装置で受信した受信データ（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））が入力される。この受信データは、ＡＤ変換された後に、Ｉチャンネルの乗算器５２１及びＱチャンネルの乗算器５２２にそれぞれ入力される。
【０００９】
Ｉチャンネルの乗算器５２１では、受信データ（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））に、ＮＣＯ５０１からのキャリア信号（ｓｉｎ（２πｆｔ））を乗算（準同期検波）して、Ｉ信号（（−Ａ／２）［ｃｏｓ（４πｆｔ＋θ）−ｃｏｓ（θ）］）を生成する。また、Ｑチャンネルの乗算器５２２では、受信データ（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））に、ＮＣＯ５０１からのキャリア信号（ｃｏｓ（２πｆｔ））を乗算（準同期検波）して、Ｑ信号（（Ａ／２）［ｓｉｎ（４πｆｔ＋θ）＋ｓｉｎ（θ）］）を生成する。これらキャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号は、それぞれ、ローパスフィルタ（ＦＩＲフィルタ）５３１，５３２に入力され、キャリア信号の２倍の周波数成分が除去される。
【００１０】
そして、その各ローパスフィルタ５３１，５３２を通過したＩ信号（ｃｏｓ（θ））及びＱ信号（ｓｉｎ（θ））が演算回路５０４に入力され、この演算回路５０４において２値化処理及びＰＳ変換（パラレル→シリアル変換）処理などの復調処理が施されて復調データが生成される。
【００１１】
このような回路構成の復調回路は、一般に、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）などの集積回路を用いて実現される。
【００１２】
なお、以上のような回路構成の復調回路（準同期検波回路）では、位相と周波数のずれの補正が必要となる。位相のずれについては、プリアンブルを使用する方法（データ転送に先立って特定パターンを送信する方法）がある。この方法では送信装置側と受信装置側との取り決めによって位相ずれを補正することができる。
【００１３】
また、上記周波数のずれを補正する方法としては、ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）処理回路によって周波数のずれを補正する方法がある（例えば、特許文献３及び４参照）。ＡＦＣ処理回路は、例えば、周波数のずれ量を検出する検出部と、その検出した周波数のずれ量をフィードバックする補正部とを備え、受信信号の周波数（変調側）と、復調側発振器の周波数（数値制御発振器（ＮＣＯ）が生成するキャリア信号の周波数）とを合わせ込むことによって、送信装置側（変調側）と受信装置側（復調側）との周波数のずれをキャンセルするようになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００３−０６９６６０号公報
【特許文献２】特開２００１−３５８７８８号公報
【特許文献３】特開２００７−１８９６５４号公報
【特許文献４】特開２００１−０１６２８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
ところで、ＱＰＳＫ信号を復調する復調回路においては、図９に示すように、キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号のフィルタ処理に、通常、キャリア信号の２倍の周波数成分を除去するＦＩＲフィルタを用いている。しかしながら、ＦＩＲフィルタは多くのゲート数を必要とするため、例えば、復調回路を構成するＦＰＧＡにＦＩＲフィルタを組み込むには、ＦＰＧＡのゲート数を多くする必要があって、回路構成が複雑になるとともに、回路が大型化するという問題がある。
【００１６】
本発明はそのような実情を考慮してなされたもので、ＱＰＳＫ信号を復調する復調回路において、Ｉ信号及びＱ信号を処理するローパスフィルタにＦＩＲフィルタを用いることなく、簡素な回路構成で復調処理を行うことが可能な技術の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、変調回路においてＱＰＳＫ変調された信号を復調する復調回路を前提としており、このような復調回路において、ＱＰＳＫ信号に所定の位相差（例えばπ／２の位相差）を有するキャリア信号（ｓｉｎ信号・ｃｏｓ信号）をそれぞれ乗算する乗算手段と、前記キャリア信号を乗算した後のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の最大値及び最小値を求める最大値・最小値演算手段と、前記キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号の極座標位置の情報を求める極座標位置取得手段とを備え、前記キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号の振幅の最大値・最小値と前記極座標位置情報とに基づいて、当該復調回路の位相補正を行うように構成されていることを技術的特徴としている。
【００１８】
本発明では、ＱＰＳＫ信号を復調するに際に、復調側において４象限（第１象限〜第４象限）のうちのいずれかの象限で位相が合っているときには、「Ｉ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさとは同じである」ことに着目し、そのＩ信号（Ｉチャンネルの信号）の振幅及びＱ信号（Ｑチャンネルの信号）の各信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）と極座標位置情報（４象限（第１象限〜第４象限）の位置情報）とに基づいて変調回路と復調回路との位相調整（位相遅れ・位相進みの補正）を行う。
【００１９】
具体的には、最大値・最小値演算手段にてＩ信号及びＱ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）を求めるとともに、極座標位置取得手段（例えば、加算平均処理を行う極座標演算部（位相演算処理部も含む））によってＩ信号及びＱ信号の極座標位置情報（第１象限〜第４象限）を求め、これらＩ信号及びＱ信号の振幅の最大値・最小値と極座量位置情報とから、下記の要領で位相調整を行う。
【００２０】
（１）極座標位置が第１象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最大値とＱ信号の振幅の最大値とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００２１】
（２）極座標位置が第２象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最小値（負の最大値）とＱ信号の振幅の最大値とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００２２】
（３）極座標位置が第３象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最小値（負の最大値）とＱ信号の振幅の最小値（負の最大値）とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００２３】
（４）極座標位置が第４象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最大値とＱ信号の振幅の最小値（負の最大値）とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００２４】
このように本発明の復調回路によれば、ＱＰＳＫ信号を準同期検波して得られるＩ信号及びＱ信号の振幅と極座標位置情報とに基づいて復調側の位相補正を行うので、それらＩ信号及びＱ信号にキャリア信号の２倍の周波数成分が含まれていても、ＱＰＳＫ信号を感度良く復調することができる。これにより、キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号を処理するローパスフィルタとして、キャリア信号の２倍の周波数成分を除去するＦＩＲフィルタを用いる必要がなくなり、簡素なフィルタ（例えば、Ｉ信号及びＱ信号に含まれる高周波ノイズ成分のみを除去する移動平均フィルタ）を用いることが可能になるので、回路の簡素化を図ることができる。これによって、例えば、復調回路をＦＰＧＡで構成する場合、そのＦＰＧＡのゲート数を大幅に削減することが可能となり、回路構成の簡素化及び回路の小型化を達成することができる。
【００２５】
ここで、上記したＩ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさとを同じにする手法としては、例えば、上記Ｉ信号の振幅の最大絶対値（振幅の最大値または最小値の絶対値のうちの大きい方の値）と、上記Ｑ信号の振幅の最大絶対値（振幅の最大値または最小値の絶対値のうちの大きい方の値）とを用い、それらＩ信号の振幅の最大絶対値及びＱ信号の振幅の最大絶対値と極座標位置との関係が、「第１象限・第３象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値」、または、「第２象限・第４象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は、復調回路の位相を遅らせてＩ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさとが同じになるように調整する。また、「第１象限・第３象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値」、または、「第２象限・第４象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は、復調回路の位相を進めることでＩ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさとが同じになるように調整する、という方法を挙げることができる。
【００２６】
本発明の復調回路において、上記ＱＰＳＫ信号を準同期検波して得られるＩ信号及びＱ信号の振幅の最大値・最小値の演算処理と、上記極座標位置情報の取得処理とは、それぞれ、キャリア信号の半周期分の期間で行うようにすれば、データ処理を高速に行うことができる。
【００２７】
具体的には、ＱＰＳＫ信号にキャリア信号を乗算した後のＩ信号及びＱ信号には、キャリア信号の２倍の周波数成分が含まれているので、そのキャリア信号の半周期（キャリア信号の１周期（変調側１周期に相当）の前半）で振幅の最大値・最小値の演算を行い、キャリア信号の後半の半周期（残りの半周期）でデータ（最大値・最小値データ）の出力を行う。また、極座標位置の取得処理についても同様に、キャリア信号の半周期（キャリア信号の１周期（変調側１周期に相当）の前半）で極座標位置の演算（取得）を行い、後半の半周期（残りの半周期）でデータ（極座標位置データ）の出力を行う。このような作業分担（データ演算とデータ出力とを時分割した処理）により、高速処理で振幅の最大値・最小値データと極座標位置データとを得ることができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明の復調回路によれば、ＱＰＳＫ信号を準同期検波して得られるＩ信号及びＱ信号の振幅と極座標位置情報とに基づいて復調側の位相補正を行うので、Ｉ信号及びＱ信号を処理するローパスフィルタとして、キャリア信号の２倍の周波数成分を除去するＦＩＲフィルタを用いる必要がなくなる。これによって回路の簡素化及び小型化を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の復調回路の一例を示すブロック図である。
【図２】キャリア信号乗算後信号の振幅データ・極座標位置データの取り込みタイミングと、それらデータの出力タイミングとを説明する図である。
【図３】キャリア信号乗算後のＩ信号の信号波形と、Ｉ信号の復調データ（２値データ）とを併記して示す図である。
【図４】変調側と復調側との同期が取れている場合の信号波形の例を示す図である。
【図５】変調側と復調側との同期が取れていない場合の信号波形の例を示す図である。
【図６】位相補正処理の一例の説明図である。
【図７】ＩＱ座標上での信号点及び位相θを示す図である。
【図８】一般的な変調回路の一例を示すブロック図である。
【図９】一般的な復調回路の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００３１】
図１は本発明の復調回路の一例を示すブロック図である。
【００３２】
この例の復調回路１００には、例えば、図８に示す送信装置（変調回路３００）から送信され、受信装置側のフォトダイオード２０１で受信した受信データ（可視光信号：例えば５ＭＨｚ）であって、アナログ回路（増幅回路を含む）２０２において信号処理を行ったデータ（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））が入力される。
【００３３】
復調回路１００は、Ｉチャンネルの回路系１、Ｑチャンネルの回路系２、入力データをＡＤ変換するＡＤコンバータ３、キャリア信号（例えば、５ＭＨｚのｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号）を発生するＮＣＯ（数値制御発振器）４、位相演算処理部５、及び、ＰＳ変換器６などを備えている。
【００３４】
Ｉチャンネルの回路系１は、乗算器１１、ローパスフィルタ（例えば移動平均フィルタ）１２、最大値・最小値演算部１３、極座標位置演算部１４、及び、２値化処理部１５を備えている。また、Ｑチャンネルの回路系２も同様に、乗算器２１、ローパスフィルタ（例えば移動平均フィルタ）２２、最大値・最小値演算部２３、極座標位置演算部２４、及び、２値化処理部２５を備えている。
【００３５】
この例の復調回路１００においては、ＡＤコンバータ３にてＡＤ変換されたデジタル信号（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））が、Ｉチャンネルの乗算器１１及びＱチャンネルの乗算器２１のそれぞれに入力される。
【００３６】
Ｉチャンネルの乗算器１１では、ＡＤ変換後のデジタル信号（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））に、ＮＣＯ４からのキャリア信号（ｓｉｎ（２πｆｔ））を乗算（準同期検波）する。このような乗算処理にて得られるＩチャンネルの信号（Ｉ信号）は、受信信号の周波数（変調周波数）と復調キャリアの周波数とが同一である場合、三角関数の積和公式から、
Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）×ｓｉｎ（２πｆｔ）＝（Ａ／２）［−ｃｏｓ（４πｆｔ＋θ）＋ｃｏｓ（θ）］＝（−Ａ／２）［ｃｏｓ（４πｆｔ＋θ）−ｃｏｓ（θ）］
θ：位相  Ａ：振幅（Ａ＝√（Ｉ2＋Ｑ2））
となる。
【００３７】
また、Ｑチャンネルの乗算器２１においても、同様に、ＡＤ変換後のデジタル信号（Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ））に、ＮＣＯ４からのキャリア信号（ｃｏｓ（２πｆｔ））を乗算（準同期検波）する。このような乗算処理にて得られるＱチャンネルの信号（Ｑ信号）は、受信信号の周波数（変調周波数）と復調キャリアの周波数とが同一である場合、三角関数の積和公式から、
Ａ・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）×ｃｏｓ（２πｆｔ）＝（Ａ／２）［ｓｉｎ（４πｆｔ＋θ）＋ｓｉｎ（θ）］
となる。
【００３８】
ここで、Ｉチャンネルの信号（Ｉ信号）及びＱチャンネルの信号（Ｑ信号）を、Ｉチャンネルの信号成分：ｃｏｓ（４πｆｔ＋θ）、及び、Ｑチャンネルの信号成分：ｓｉｎ（４πｆｔ＋θ）を除去するＦＩＲフィルタ（図９参照）を通すと、Ｉチャンネルには、ｃｏｓ（θ）が残り、また、Ｑチャンネルには、ｓｉｎ（θ）が残る。しかしながら、上述したように、ＦＩＲフィルタを用いると、例えば復調回路１００を構成するＦＰＧＡのゲート数が多くなるという課題が残されている。
【００３９】
このような点を考慮し、この例では、復調回路１００の回路構成を簡素化するために、キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号を処理するフィルタとして、移動平均法（例えば５点単純移動平均法）のローパスフィルタ１２，２２を用いて、Ｉ信号及びＱ信号の高周波成分のみを除去する構成とする。ただし、この例の復調回路１００では、同期信号を使わないため、受信信号（データ）と、復調側のＮＣＯ（数値制御発振器）４が生成するキャリア信号とは非同期となり、周波数も位相も受信信号とは異なってしまう。このため、各ローパスフィルタ１２，２２の出力信号には、（ｃ１）送信装置の変調信号（受信装置の受信信号）と受信装置のキャリア信号（数値制御発振器（ＮＣＯ）の位相）との位相ずれθｒ、及び、（ｃ２）送信装置（変調側）と受信装置（復調側）との周波数ずれによる位相ずれθｆの成分が含まれてしまうので、その位相ずれを補正する必要がある。
【００４０】
そこで、この例では、キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号の振幅と極座標位置に注目して位相補正を行う。その技術的思想について以下に説明する。
【００４１】
まず、この例においては、図１に示すように、キャリア信号乗算後のＩ信号に含まれる高周波成分のみをＩチャンネルのローパスフィルタ１２で除去し、そのローパスフィルタ１２を通過したＩ信号（（−Ａ／２）［ｃｏｓ（４πｆｔ＋θ）−ｃｏｓ（θ）］）が、Ｉチャンネルの最大値・最小値演算部１３及び極座標位置演算部１４に入力される。なお、ローパスフィルタ１２を通過した信号つまり図１のポイントａでのＩ信号は、例えば図４（ａ）及び（ｂ）の実線で示すような波形となる。
【００４２】
また、同様に、キャリア信号乗算後のＱ信号に含まれる高周波成分のみをＱチャンネルのローパスフィルタ２２で除去し、そのローパスフィルタ２２を通過したＱ信号（（Ａ／２）［ｓｉｎ（４πｆｔ＋θ）＋ｓｉｎ（θ）］）が、Ｑチャンネルの最大値・最小値演算部２３及び極座標位置演算部２４に入力される。なお、ローパスフィルタ２２を通過した信号つまり図１のポイントｂでのＱ信号は、例えば図４（ａ）及び（ｂ）の破線で示すような波形となる。
【００４３】
Ｉチャンネルの最大値・最小値演算部１３は、ローパスフィル１２を通過したＩ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）を演算し、その演算したデータを出力する。具体的には、キャリア信号を乗算した後のＩ信号には、キャリア信号の２倍の周波数成分が含まれているので、図２に示すように、キャリア信号ｓｉｎ（２πｆｔ）の１周期（変調側１周期に相当）の前半の半周期Ｆｔ１でＩ信号の最大値・最小値（負の最大値）を演算し、キャリア信号後半の半周期（残りの半周期）Ｆｔ２でデータ（振幅の最大値・最小値データ）を出力する。このＩ信号の振幅の最大値・最小値データは位相演算処理部５に入力される。なお、このＩ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）、及び、下記のＱ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）は、例えば、それぞれの信号の時間変化率から公知の手法（ピーク算出法等）によって演算（検出）することができる。
【００４４】
また、Ｑチャンネルの最大値・最小値演算部２３においても同様に、図２に示すように、キャリア信号ｓｉｎ（２πｆｔ）の１周期（変調側１周期に相当）の前半の半周期Ｆｔ１でＱ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）を演算し、キャリア信号後半の半周期（残りの半周期）Ｆｔ２でデータ（振幅の最大値・最小値データ）を出力する。このＱ信号の振幅の最大値・最小値データは位相演算処理部５に入力される。
【００４５】
Ｉチャンネルの極座標位置演算部１４は、ローパスフィル１２を通過したＩ信号の極座標位置を演算して出力する。具体的には、図２に示すキャリア信号ｓｉｎ（２πｆｔ）１周期（変調側１周期に相当）の前半の半周期Ｆｔ１の期間におけるＩ信号の加算平均処理を行う。その加算平均処理された信号値（極座標位置データ）は正（＋）の値または負（−）の値のいずれかの値になる。この極座標位置データはキャリア信号後半の半周期（残りの半周期）Ｆｔ２で出力される。このようにして出力された極座標位置データはＩチャンネルの２値化処理部１５及び後述する位相演算処理部５に入力される。
【００４６】
２値化処理部１５は、上記平均加算処理された信号値が正の値（＋）である場合は「１」のデータを出力し、平均加算処理された信号値（極座標位置データ）が負の値（−）である場合は「０」のデータを出力する。２値化処理部１５の出力データはＰＳ変換器６に入力される。
【００４７】
また、Ｑチャンネルの極座標位置演算部２４においても同様に、図２に示すキャリア信号ｓｉｎ（２πｆｔ）１周期（変調側１周期に相当）の前半の半周期Ｆｔ１の期間におけるＱ信号の加算平均処理を行う。その加算平均処理された信号値（極座標位置データ）は正（＋）の値または負（−）の値のいずれかの値になる。この極座標位置データはキャリア信号後半の半周期（残りの半周期）Ｆｔ２で出力される。このようにして出力された極座標位置データはＱチャンネルの２値化処理部２５及び後述する位相演算処理部５に入力される。
【００４８】
２値化処理部２５は、上記平均加算処理された信号値（極座標位置データ）が正の値（＋）である場合は「１」のデータを出力し、平均加算処理された信号値（極座標位置データ）が負の値（−）である場合は「０」のデータを出力する。２値化処理部２５の出力データはＰＳ変換器６に入力される。
【００４９】
そして、ＰＳ変換器６において、Ｉチャンネルの２値化処理部１５の出力データ（２値データ）とＱチャンネルの２値化処理部２５の出力データ（２値データ）とをＰＳ変換（パラレル→シリアル変換）して復調データとして出力する。なお、Ｉ信号の復調データの一例を図３に示す。図３には、図１のポイントａのＩ信号（キャリア信号乗算後でローパスフィルタ１２を通過した信号）の波形を併記している。
【００５０】
次に、位相演算処理部５等で実行する位相補正処理の一例について説明する。
【００５１】
まず、位相演算処理部５は、Ｉチャンネルの極座標位置演算部１４が出力する信号値（正の値または負の値）及びＱチャンネルの極座標位置演算部２４の出力データ（正の値または負の値）に基づいて、図６に示す第１象限〜第４象限のいずれか１つの象限を下記の要領（ｉ）〜（ｉｖ）で判定する。
【００５２】
（ｉ）Ｉ信号に基づく極座標位置データが「正の値」であり、Ｑ信号に基づく極座標位置データが「正の値」である場合は「第１象限」と判定する。
（ｉｉ）Ｉ信号に基づく極座標位置データが「負の値」であり、Ｑ信号に基づく極座標位置データが「正の値」である場合は「第２象限」と判定する。
（ｉｉｉ）Ｉ信号に基づく極座標位置データが「負の値」であり、Ｑ信号に基づく極座標位置データが「負の値」である場合は「第３象限」と判定する。
（ｉｖ）Ｉ信号に基づく極座標位置データが「正の値」であり、Ｑ信号に基づく極座標位置データが「負の値」である場合は「第４象限」と判定する。
【００５３】
なお、極座標位置（第１象限〜第４象限）は、Ｉチャンネルの２値化処理部１５の出力データ（Ｉ信号の２値データ（「１」または「０」））と、Ｑチャンネルの２値化処理部２５の出力データ（Ｑ信号の２値データ（「１」または「０」））とに基づいて判定するようにしてもよい。
【００５４】
そして、このような判定で得られる極座標位置データ（第１象限〜第４象限）と、Ｉ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）データ及びＱ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）データとに基づいて位相補正を行う。その位相補正処理について以下に説明する。
【００５５】
まず、ＱＰＳＫ信号を復調する際に、復調側において第１象限〜第４象限のいずれかの象限で位相が合っているときには、Ｉ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさとは同じである。このことを利用して、Ｉ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）データ及びＱ信号の振幅の最大値・最小値（負の最大値）データと、Ｉ信号及びＱ信号の極座標位置データ（４つのポイント（第１象限〜第４象限）の位置データ）とに基づいて下記の要領（１）〜（４）で位相調整を行う。
【００５６】
（１）極座標位置が第１象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最大値とＱ信号の振幅の最大値とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００５７】
（２）極座標位置が第２象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最小値（絶対値）とＱ信号の振幅の最大値とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００５８】
（３）極座標位置が第３象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最小値（絶対値）とＱ信号の振幅の最小値（絶対値）とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００５９】
（４）極座標位置が第４象限である場合は、Ｉ信号の振幅の最大値とＱ信号の振幅の最小値（絶対値）とが同じになるように復調側の位相を調整する。
【００６０】
このような位相調整（補正）を行うことにより、送信装置側（変調側）と復調回路１００側（復調側）との同期を取ることができる。
【００６１】
次に、上記した（１）〜（４）の位相補正処理（Ｉ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさとを同じにする処理）の具体的な手法について説明する。
【００６２】
まず、位相演算処理部５において、Ｉ信号（図１のポイントａの信号）の振幅の最大値または最小値の絶対値のうちの大きい方の値（Ｉ信号の振幅の最大絶対値）及びＱ信号（図１のポイントｂの信号）の振幅の最大値または最小値のうちの大きい方の値（Ｑ信号の振幅の最大絶対値）と極座標位置（第１象限〜第４象限）との関係より、下記のように調整（この例に適用するＮＣＯ４の位相分解能は、１／６５５３６°であり、微調整（５／６５５３６°）で調整）する。
【００６３】
・第１象限：Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合は、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°遅らせる。Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合には、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°進める。
【００６４】
・第２象限：Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合は、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°遅らせる。Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合には、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°進める。
【００６５】
・第３象限：Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合は、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°遅らせる。Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合には、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°進める。
【００６６】
・第４象限：Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合は、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°遅らせる。Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値の場合には、ＮＣＯ４の位相を例えば約（５／６５５３６）°進める。
【００６７】
なお、「Ｉ信号の振幅の最大絶対値＝Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は、送信装置側（変調側）と復調回路１００側（復調側）との同期が取れていると判定する。その同期が取れている場合の波形を図４（ａ）及び（ｂ）に示す。図４（ａ）及び（ｂ）の波形はそれぞれ図１のポイントａ及びポイントｂの信号波形を示している。
【００６８】
これに対して、Ｉ信号の振幅の最大絶対値とＱ信号の振幅の最大絶対値とが等しくない場合は、送信装置側（変調側）と復調回路１００側（復調側）との同期が取れていないと判定する。その同期がとれていない場合の波形を図５（ａ）及び（ｂ）に示す。図５（ａ）及び（ｂ）の各波形のように、同期が取れていなくてＩ信号の振幅とＱ信号の振幅とに差が生じると、通信データにエラーが発生する。
【００６９】
図５（ａ）の例は、復調側の位相が進んでいる場合の波形の例であって、このような場合つまり「第１象限・第３象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値、または、第２象限・第４象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は復調側の位相を遅らす。
【００７０】
具体的には、例えば、図６（ａ）の破線丸印で示すように第１象限で位相が進んでいる場合は、位相演算処理部５において「Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値」の関係にあることが演算され、例えば約（５／６５５３６）°の位相を遅らせる位相補正信号がＮＣＯ４に出力される。ＮＣＯ４は上記位相補正信号に応じてキャリア信号（ｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号）の位相を調整（位相を遅らせる）する動作を繰り返して行うことにより補正をする。このようにして復調回路１００の位相補正を行うことにより、送信装置側（変調側）と復調回路１００（復調側）との同期を取ることができる。
【００７１】
一方、図５（ｂ）の例は、復調側の位相が遅れている場合の波形の例であって、このような場合つまり「第１象限・第３象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値、または、第２象限・第４象限において、Ｉ信号の振幅の最大絶対値＞Ｑ信号の振幅の最大絶対値」である場合は復調側の位相を進める。
【００７２】
具体的には、例えば、図６（ｂ）の破線丸印で示すように第１象限で位相が遅れている場合は、位相演算処理部５において、「Ｉ信号の振幅の最大絶対値＜Ｑ信号の振幅の最大絶対値」の関係にあることが演算され、例えば約（５／６５５３６）°の位相を進める位相補正信号がＮＣＯ４に出力される。ＮＣＯ４は上記位相補正信号に応じてキャリア信号（ｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号）の位相を調整（位相を進める）する動作を繰り返して行うことにより補正をする。このようにして復調回路１００の位相補正を行うことにより、送信装置側（変調側）と復調回路１００側（復調側）との同期を取ることができる。
【００７３】
なお、図６には、第１象限での位相補正の例を示しているが、他の象限（第２象限、第３象限、第４象限）においても同様な処理により、位相補正（位相遅れ・位相進みの補正）を行えばよい。
【００７４】
ここで、このような位相補正を行う際に、極座標位置（第１象限〜第４象限）が不明であると、位相を進めるのか、または、位相を遅らせるのかを特定できなくなる。こうした点を考慮して、この例では、上記したＩ信号の振幅の最大絶対値及びＱ信号の振幅の最大絶対値と極座標位置データとの関係から、送信装置側（変調側）と復調回路１００側（復調側）との同期を取るようにしている。
【００７５】
以上のように、この例によれば、ＱＰＳＫ信号を準同期検波して得られるＩ信号及びＱ信号の振幅と極座標位置情報とに基づいて復調側（復調回路１００側）の位相補正を行うので、それらＩ信号及びＱ信号にキャリア信号の２倍の周波数成分が含まれていても、ＱＰＳＫ信号を感度良く復調することができる。これによって、キャリア信号乗算後のＩ信号及びＱ信号を処理するローパスフィルタとして、キャリア信号の２倍の周波数成分を除去するＦＩＲフィルタを用いる必要がなくなり、簡素なフィルタ（Ｉ信号及びＱ信号に含まれる高周波ノイズ成分のみを除去する移動平均フィルタ）を用いることが可能になるので、復調回路の簡素化を図ることができる。
【００７６】
例えば、復調回路１００をＦＰＧＡで構成する場合、そのＦＰＧＡのゲート数を大幅に削減（例えば５０００ゲート以上削減）することが可能となり、回路構成の簡素化及び回路の小型化を達成することができる。しかも、最大値・最小値演算部１３，２３及び加算平均処理等を行う極座標位置演算部１４，２４はシンプルな回路構成であるので、高速処理でＱＰＳＫ信号を復調することができる。
【００７７】
さらに、この例では、図２に示すように、キャリア信号ｓｉｎ（２πｆｔ）１周期の前半の半周期で振幅の最大値・最小値の演算を行い、後半の半周期（残りの半周期）でデータ（最大値・最小値データ）の出力を行っており、また、キャリア信号ｓｉｎ（２πｆｔ）１周期の前半の半周期で極座標位置の演算を行い、後半の半周期（残りの半周期）でデータ（極座標位置データ）の出力を行っている。このようにしてデータ演算とデータ出力とを時分割処理することにより、高速処理で振幅の最大値・最小値データ及び極座標位置データを得ることができる。
【００７８】
なお、この例の復調回路１００は、準同期検波方式の復調回路であるので、変調側と復調側との「ずれ」を完全に補正することができない場合がある（図７に示す第１象限〜第４象限の位置情報についての同期は取ることは可能であるが、送信データと復調データとの関係が合わない場合がある）。このような点を考慮し、この例においても、従来手法と同様に、変調側と復調側との「ずれ」をより確実に補正するために、データ伝送に先立って位相調整用の特定パターン（プリアンブル）を送出するようにしておく。
【００７９】
−他の実施形態−
以上の例では、ＱＰＳＫ方式を採用した復調回路に本発明を適用した例を示したが、本発明はこれに限られることなく、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式を採用した復調回路にも適用可能である。
【００８０】
以上の例では、可視光通信に適用されるＱＰＳＫ方式の復調回路に本発明を適用した例を示したが、本発明はこれに限定されない。例えば、赤外線無線通信、マイクロ波無線通信、あるいは衛星通信などの他の方式の無線通信に用いられるＱＰＳＫ方式の復調回路にも本発明は適用できる。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、可視光通信などの無線通信に用いられる復調回路に利用可能であり、さらに詳しくは、変調回路においてＱＰＳＫ変調された信号を復調する復調回路に利用することができる。
【符号の説明】
【００８２】
１００  復調回路
３  ＡＤコンバータ
４  ＮＣＯ（数値制御発振器）
５  位相演算処理部
６  ＰＳ変換器
１１，２１  乗算器
１２，２２  ローパスフィルタ
１３，２３  最大値・最小値演算部
１４，２４  極座標位置演算部
１５，２５  ２値化処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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