(57)【要約】【課題】簡易な構成によって、異常をユーザが認識しやすくすることが可能な、電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源１００の過電流保護時において、主スイッチング素子９の発振周波数が可聴周波数域まで低下するように過電流レベルが設定される。過電流レベルを設定するために、抵抗素子６の抵抗値が予め調整される。これにより、スイッチング電源１００の過電流保護時に通知音が発生する。スイッチング電源１００の過電流保護時においてスイッチング電源１００の出力電圧が所定値まで低下した場合（たとえば短絡時）には、主スイッチング素子９が間欠発振する。主スイッチング素子９の発振周波数は可聴周波数域内にあるので、スイッチング電源１００から間欠音を発生させることができる。【選択図】図１
2011239611.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源装置であって、
１次巻線と補助巻線と２次巻線とを有するトランスと、
前記１次巻線に接続された第１の電極と、第２の電極と、前記補助巻線に生じた電圧を受ける制御電極とを有する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子の前記第１および第２の電極に接続された第１のコンデンサーと、
前記補助巻線に生じた電圧を遅延させて前記主スイッチング素子の前記制御電極に与える遅延回路と、
前記トランスの前記２次巻線に生じた電圧を整流して負荷に供給される直流電圧を生成する整流回路と、
前記整流回路から前記負荷への出力電流が増大するほど前記主スイッチング素子の発振周波数を低下させる周波数制御回路と、
前記主スイッチング素子の前記第２の電極と基準電圧ノードとの間に接続されて、前記出力電流の過電流レベルを、その抵抗値によって設定する第１の抵抗素子とを備え、
前記出力電流が前記過電流レベルに達した場合には、前記電源装置を過電流から保護するために、前記周波数制御回路は、前記整流回路の出力電圧が低下するように前記発振周波数を低下させ、
前記電源装置の過電流保護時に通知音を発生させるために、前記電源装置の過電流保護時において前記周波数制御回路が前記発振周波数を可聴周波数域まで低下させるように、前記過電流レベルを設定するための前記第１の抵抗素子の抵抗値が予め設定される、電源装置。
【請求項２】
前記電源装置の過電流保護時において前記整流回路の前記出力電圧が所定値まで低下した場合に、前記主スイッチング素子の前記制御電極に与えられる電圧が前記主スイッチング素子のしきい値電圧以下となるように、前記２次巻線と前記補助巻線との巻線比を含む回路定数が設定され、それによって前記主スイッチング素子を間欠的に発振させる、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記電源装置は、
前記主スイッチング素子の前記制御電極と前記基準電圧ノードとの間に接続された第２の抵抗素子をさらに備え、
前記回路定数は、
前記第２の抵抗素子の抵抗値をさらに含む、請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記遅延回路は、
前記主スイッチング素子の前記制御電極と前記主スイッチング素子の前記第２の電極とに電気的に接続された第２のコンデンサーを含み、
前記電源装置は、
前記補助巻線と前記主スイッチング素子の前記制御電極とに電気的に接続された第３のコンデンサーをさらに備え、
前記回路定数は、
前記第２および第３のコンデンサーの容量値をさらに含む、請求項２または３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記電源装置は、
前記第３のコンデンサーとともに前記補助巻線と前記主スイッチング素子の前記制御電極との間に直列接続された第３の抵抗素子をさらに備え、
前記回路定数は、
前記第３の抵抗素子の抵抗値をさらに含む、請求項４に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、過負荷時等の異常時に通知音を発生させる電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
数十Ｗ程度以下の小電力の電源装置には、ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式と呼ばれる自励式のフライバックコンバーターが多く用いられる。その理由として、汎用部品によって電源装置を構成することが可能であること、回路構成が簡単であること、安価に製造可能であることなどが挙げられる。
【０００３】
図１１は、従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の要部を示す回路図である。図１１において、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源は、１次巻線５１と２次巻線５２と補助巻線５３とを有するトランス５０と、１次巻線５１に直列接続された主スイッチング素子６２と、主スイッチング素子６２に並列接続されたコンデンサー６３とを備える。補助巻線５３の一方端子と主スイッチング素子６２のゲートとの間には、遅延回路５４、抵抗素子６０およびコンデンサー６１が直列接続されている。遅延回路５４は、バイポーラトランジスタ５５、抵抗素子５６，５７、コンデンサー５８、およびダイオード５９を含む。
【０００４】
主スイッチング素子６２のオン期間にトランス５０にエネルギーが蓄積され、主スイッチング素子６２のオフ期間にトランス５０のエネルギーが放出される。トランス５０のエネルギーの放出が終了すると、コンデンサー６３と１次巻線５１で共振回路が形成され、主スイッチング素子６２のドレイン−ソース間電圧が減衰振動する。トランス５０のエネルギーの放出が終了すると、主スイッチング素子６２に電流が流れ始め、補助巻線５３に正電圧が発生する。遅延回路５４は、補助巻線５３に発生した正電圧を、主スイッチング素子６２のドレイン−ソース間電圧の谷点まで遅延させて主スイッチング素子６２のゲートに与える。これにより、主スイッチング素子６２のターンオン時のスイッチング損失が低減される（たとえば、非特許文献１参照）。
【０００５】
一方、電源装置の異常を検出するための回路が従来から提案されている。たとえば特開平９−６５５６９号公報（特許文献１）は、直流電源からの電力により作動するセンサ等の負荷回路の過負荷による異常状態を検出する回路を開示する。また、たとえば、特開２００８−９０４４８号公報（特許文献２）は、電源供給経路に負荷装置が接続されている場合において、正常に電源が供給されているのかあるいは異常な状態で電源が供給されているのかをユーザが把握するための電源装置およびプログラムを開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平９−６５５６９公報
【特許文献２】特開２００８−９０４４８号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】「トランジスタ技術」（ＣＱ出版社発行）２００９年１月号１８７〜２０１頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
電源装置の異常には、たとえば、負荷（装置）側の異常による過電流状態、負荷側の短絡状態、あるいは電源回路内の二次側短絡状態などが挙げられる。しかしながら、図１１に開示されるような従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源は、上記のような電源装置の異常を通知するための手段を有していない。したがって従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の異常をユーザが把握することは容易ではない。
【０００９】
一方、特許文献１あるいは特許文献２に開示された構成によれば、ユーザが電源装置の異常を把握することは可能である。しかし、電源装置の異常を検出するために、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ等の制御回路が用いられる。
【００１０】
電源装置の異常を監視するための回路（制御回路）を従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の構成に追加することによって、電源装置の部品点数が増える。また、回路構成が複雑化する可能性がある。このため、図１１に開示されたＲＣＣ方式スイッチング電源の構成に、特許文献１あるいは特許文献２に開示された構成を組み合わせた場合には、回路構成が簡単であることなどといった、ＲＣＣ方式の電源装置でのメリットを十分に享受できなくなる可能性がある。
【００１１】
また、特許文献２に開示された構成では、電源装置が正常および異常のいずれであるかがランプによってユーザに通知される。しかしながらユーザの目の届きにくい場所に電源装置が配置された場合には、電源装置が異常であることにユーザが気付きにくくなる。したがって電源装置が異常になった際におけるユーザへの通知方法に改善の余地がある。
【００１２】
それゆえに、この発明の主たる目的は、簡易な構成によって、異常をユーザが認識しやすくすることが可能な、電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は要約すれば、通知音を発生させる電源装置であって、１次巻線と補助巻線と２次巻線とを有するトランスと、１次巻線に接続された第１の電極と、第２の電極と、補助巻線に生じた電圧を受ける制御電極とを有する主スイッチング素子と、主スイッチング素子の第１および第２の電極に接続された第１のコンデンサーと、補助巻線に生じた電圧を遅延させて主スイッチング素子の制御電極に与える遅延回路と、トランスの２次巻線に生じた電圧を整流して負荷に供給される直流電圧を生成する整流回路と、整流回路から負荷への出力電流が増大するほど主スイッチング素子の発振周波数を低下させる周波数制御回路と、主スイッチング素子の第２の電極と基準電圧ノードとの間に接続されて、出力電流の過電流レベルを、その抵抗値によって設定する第１の抵抗素子とを備える。出力電流が過電流レベルに達した場合には、電源装置を過電流から保護するために、周波数制御回路は、整流回路の出力電圧が低下するように発振周波数を低下させる。電源装置の過電流保護時に通知音を発生させるために、電源装置の過電流保護時において周波数制御回路が発振周波数を可聴周波数域まで低下させるように、過電流レベルを設定するための第１の抵抗素子の抵抗値が予め設定される。
【００１４】
好ましくは、電源装置の過電流保護時において整流回路の出力電圧が所定値まで低下した場合に、主スイッチング素子の制御電極に与えられる電圧が主スイッチング素子のしきい値電圧以下となるように、２次巻線と補助巻線との巻線比を含む回路定数が設定され、それによって主スイッチング素子を間欠的に発振させる。
【００１５】
好ましくは、電源装置は、主スイッチング素子の制御電極と基準電圧ノードとの間に接続された第２の抵抗素子をさらに備える。回路定数は、第２の抵抗素子の抵抗値をさらに含む。
【００１６】
好ましくは、遅延回路は、主スイッチング素子の制御電極と主スイッチング素子の第２の電極とに電気的に接続された第２のコンデンサーを含む。電源装置は、補助巻線と主スイッチング素子の制御電極とに電気的に接続された第３のコンデンサーをさらに備える。回路定数は、第２および第３のコンデンサーの容量値をさらに含む。
【００１７】
好ましくは、電源装置は、第３のコンデンサーとともに補助巻線と主スイッチング素子の制御電極との間に直列接続された第３の抵抗素子をさらに備える。回路定数は、第３の抵抗素子の抵抗値をさらに含む。
【発明の効果】
【００１８】
この発明によれば、簡易な構成によって、異常をユーザが認識しやすくすることが可能な電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】この発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】主スイッチング素子９のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、およびゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを示すタイムチャートである。
【図３】図１に示したスイッチング電源１００の出力電圧−出力電流特性を模式的に示した図である。
【図４】通常動作時における主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示した波形図である。
【図５】過電流保護時における主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示した波形図である。
【図６】間欠発振時における主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示した波形図である。
【図７】図１に示した抵抗素子５の抵抗値と発振波形との関係の一例を示した図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る電源装置の適用例を示した図である。
【図９】図８に示した電源装置１５０の外観を示した模式図である。
【図１０】図９に示したラベルに記載された文言の一例を説明するための図である。
【図１１】従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の要部を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２１】
図１は、この発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。図１を参照して、この発明の一実施の形態に係る擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源１００（以下、単に「スイッチング電源１００」と称する）は、入力端子Ｔ１，Ｔ２、全波整流回路１、コンデンサー２，７，１０、副スイッチング素子（ＮＰＮバイポーラトランジスタ）３、抵抗素子４〜６、インダクタ８、主スイッチング素子（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）９、およびトランス１１を備える。トランス１１は、１次巻線１２、２次巻線１３、および補助巻線１４を含む。２次巻線１３には１次巻線１２と逆極性の電圧が発生し、補助巻線１４には１次巻線１２と同極性の電圧が発生する。
【００２２】
入力端子Ｔ１，Ｔ２間には、商用交流電圧ＶＡＣが印加される。全波整流回路１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して与えられた商用交流電圧ＶＡＣを全波整流する。コンデンサー２は、全波整流回路１の出力端子１ａおよび基準電圧端子１ｂ間に接続され、全波整流回路１の出力電圧を平滑化して直流電圧ＶＤＣ１を生成する。すなわち全波整流回路１およびコンデンサー２は、直流電源を構成する。また、基準電圧端子１ｂは、基準電圧ノードに相当する。
【００２３】
抵抗素子４，５は、端子１ａ，１ｂ間に直列接続される。副スイッチング素子３のコレクタは抵抗素子４，５間のノードＮ４に接続され、そのエミッタは基準電圧端子１ｂに接続される。１次巻線１２の一方端子は全波整流回路１の出力端子１ａに接続され、１次巻線１２の他方端子は主スイッチング素子９および抵抗素子６を介して基準電圧端子１ｂに接続される。コンデンサー７は、ノードＮ４と主スイッチング素子９のソースとの間に接続される。インダクタ８は、ノードＮ４と主スイッチング素子９のゲートとの間に接続される。主スイッチング素子９のドレインは、１次巻線１２に接続される。コンデンサー１０は、主スイッチング素子９のソースおよびドレイン間に接続される。
【００２４】
コンデンサー７およびインダクタ８は、補助巻線１４に生じた電圧を遅延させて主スイッチング素子９のゲートに与える遅延回路を構成する。遅延回路は、主スイッチング素子９のターンオンおよびターンオフのタイミングを調整してスイッチング損失を低減させる。遅延回路をコンデンサー７とインダクタ８で構成したので、非特許文献１の場合に比べて、部品点数が少なくなり、低コスト化を図ることができる。
【００２５】
スイッチング電源１００は、さらに、コンデンサー１５，１９、抵抗素子１６，１８，２０、ツェナーダイオード１７、ダイオード２１、フォトカプラー２２を備える。フォトカプラー２２は、フォトダイオード２３およびフォトトランジスタ２４を含む。
【００２６】
コンデンサー１５および抵抗素子１６は、補助巻線１４の一方端子と主スイッチング素子９のノードＮ４との間に直列接続される。すなわちコンデンサー１５および抵抗素子１６は補助巻線１４と主スイッチング素子９のゲートとに電気的に接続される。
【００２７】
ツェナーダイオード１７のカソードは補助巻線１４の一方端子に接続され、そのアノードは抵抗素子１８を介して副スイッチング素子３のベースに接続される。コンデンサー１９は、副スイッチング素子３のベースと主スイッチング素子９のソースとの間に接続される。抵抗素子２０は、コンデンサー１９に並列接続される。ダイオード２１のアノードは補助巻線１４の一方端子に接続され、そのカソードはフォトトランジスタ２４を介して副スイッチング素子３のベースに接続される。補助巻線１４の他方端子は、基準電圧端子１ｂに接続される。
【００２８】
副スイッチング素子３、コンデンサー１９およびフォトカプラー２２は、トランス１１の２次側の整流回路から負荷４０への出力電流が増大するほど主スイッチング素子９の発振周波数（スイッチング周波数）を低下させる周波数制御回路を構成する。
【００２９】
スイッチング電源１００は、さらに、ダイオード２５、コンデンサー２６，２９，３２、抵抗素子２７，３０，３１、インダクタ２８、シャントレギュレータ３４、出力端子Ｔ３、および基準電圧端子Ｔ４を備える。ダイオード２５、コンデンサー２６，２９、およびインダクタ２８は、トランス１１の２次巻線１３に生じた電圧を整流する整流回路を構成する。
【００３０】
ダイオード２５のアノードは２次巻線１３の一方端子に接続され、そのカソードはインダクタ２８を介して出力端子Ｔ３に接続される。コンデンサー２６の一方電極はダイオード２５のカソードに接続され、その他方電極は２次巻線１３の他方端子および基準電圧端子Ｔ４に接続される。コンデンサー２９は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続される。抵抗素子３０，３１は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に直列接続される。抵抗素子３０，３１間のノードＮ３０は、シャントレギュレータ３４の参照電圧端子３４ａに接続される。
【００３１】
抵抗素子２７の一方電極はダイオード２５のカソードに接続され、その他方電極はフォトダイオード２３を介してシャントレギュレータ３４のカソードに接続される。コンデンサー３２は、抵抗素子２７の他方電極とノードＮ３０との間に接続される。抵抗素子３３は、出力端子Ｔ３とシャントレギュレータ３４のカソードとの間に接続される。シャントレギュレータ３４のアノードは、基準電圧端子Ｔ４に接続される。負荷４０は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続される。
【００３２】
なお、本発明における主スイッチング素子の第１の電極、第２の電極および制御電極は、主スイッチング素子９のドレイン電極、ソース電極、およびゲート電極とそれぞれ対応する。
【００３３】
また、本発明における第１の抵抗素子は、抵抗素子６と対応する。本発明における第２の抵抗素子は、抵抗素子５と対応する。本発明における第３の抵抗素子は、抵抗素子１６と対応する。
【００３４】
また、本発明における第１のコンデンサーは、コンデンサー１０と対応する。本発明における第２のコンデンサーは、コンデンサー７に対応する。本発明における第３のコンデンサーは、コンデンサー１５に対応する。
【００３５】
次に、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の動作について説明する。商用交流電圧ＶＡＣが入力端子Ｔ１，Ｔ２に印加されると、商用交流電圧ＶＡＣは全波整流回路１で全波整流され、コンデンサー２で平滑化されて直流電圧ＶＤＣ１となる。直流電圧ＶＤＣ１は、トランス１１の１次巻線１２の一方端子に与えられる。また、出力端子１ａから抵抗素子４を介してノードＮ４に電流が流れ、ノードＮ４の電圧が上昇する。ノードＮ４の電圧は、インダクタ８を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。これにより、主スイッチング素子９および１次巻線１２に電流が流れ始める。
【００３６】
１次巻線１２に電流が流れると、２次巻線１３の一方端子には負電圧が発生し、ダイオード２５に電流が流れず、トランス１１にエネルギーが蓄積される。また、補助巻線１４の一方端子には正電圧が発生し、この正電圧はコンデンサー１５および抵抗素子１６と、コンデンサー７およびインダクタ８からなる遅延回路を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。これにより、主スイッチング素子９がターンオンする。
【００３７】
直流電圧ＶＤＣ２が高くなるほど、補助巻線１４からダイオード２１およびフォトカプラー２２に含まれるフォトトランジスタ２４を通じて流れる電流が増大するので、コンデンサー１９に流れる電流が大きくなる。このため副スイッチング素子３のベース電圧の上昇速度は速くなる。逆に、直流電圧ＶＤＣ２が低くなるほど、補助巻線１４からダイオード２１およびフォトトランジスタ２４を通じて流れる電流が減少するので、コンデンサー１９に流れる電流が小さくなる。このため副スイッチング素子３のベース電圧の上昇速度が遅くなる。すなわちフォトカプラー２２は、コンデンサー１９の充電電流を直流電圧ＶＤＣ２に応じて設定する。
【００３８】
ノードＮ３０の電圧が予め定められた参照電圧に等しい場合は、シャントレギュレータ３４のカソードからアノードに所定値の電流が流れる。ノードＮ３０の電圧が参照電圧よりも高くなると、シャントレギュレータ３４に流れる電流は、ノードＮ３０の電圧と参照電圧との差電圧に応じて増大する。一方、ノードＮ３０の電圧が参照電圧よりも低くなると、シャントレギュレータ３４に流れる電流は、参照電圧とノードＮ３０の電圧との差電圧に応じて減少する。
【００３９】
したがって、直流電圧ＶＤＣ２が所定値よりも上昇すると、シャントレギュレータ３４に流れる電流が増大し、フォトダイオード２３およびフォトトランジスタ２４に流れる電流が増大する。これにより、副スイッチング素子３のオフ時間が短くなり、主スイッチング素子９のオン時間が短くなって直流電圧ＶＤＣ２が低下する。
【００４０】
逆に、直流電圧ＶＤＣ２が所定値よりも低下すると、シャントレギュレータ３４に流れる電流が減少し、フォトダイオード２３およびフォトトランジスタ２４に流れる電流が減少する。これにより、副スイッチング素子３のオフ時間が長くなり、主スイッチング素子９のオン時間が長くなって直流電圧ＶＤＣ２が上昇する。したがって直流電圧ＶＤＣ２を一定に保つことが可能となる。
【００４１】
ツェナーダイオード１７および抵抗１８は、高入力時の過電流保護開始ポイントの補正用回路として機能する。過電流保護動作は、低入力時（たとえばＡＣ８５Ｖが入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力した時）と、高入力時（たとえばＡＣ１３２Ｖが入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力した時）とでは、二次側出力で同じ大きさの電力が消費される場合には、一次回路に流れる電流（主スイッチング素子９のドレイン電流）が変化する。具体的には、低入力時には電流のピーク値が大きくなる一方で、高入力時には電流のピーク値が低下する。このため、過電流保護動作開始ポイントを設定するための抵抗６のみでは、入力電圧の変化によって過電流保護動作開始ポイントが変化する。高入力時にはピーク電流値が小さいために、過電流保護動作にいたるまでには二次側の電流を増やす必要がある。その結果、低入力時とは過電流保護動作開始ポイントが変化する。
【００４２】
上記のような過電流保護動作開始ポイントの変化幅をできるだけ小さくするために、ツェナーダイオード１７および抵抗１８が用いられる。高入力時にはトランス１１の主巻線１２の両端に発生する電圧が上昇する。このため補助巻線１４に発生する電圧も上昇する。また、二次側で電流を増やすと主スイッチング素子９のオンデューティが大きくなる（広がる）ので、補助巻線１４に発生する電圧もオンデューティが大きくなった分だけ上昇する。このような特性を利用することで過電流保護動作開始ポイントを補正することができる。
【００４３】
過電流保護開始ポイントの設定は、たとえば以下の順番で行なわれる。まず低入力（たとえば上記のようにＡＣ８５Ｖ）時における過電流保護動作開始ポイントを抵抗６によって設定する。次に一次側（電源側）の入力を高入力（たとえば上記のようにＡＣ１３２Ｖ）に設定して、低入力時の過電流保護動作開始ポイントまで二次側の電流を増加させる。この際に、補助巻線１４に発生する電圧をオシロスコープ等でモニターして、補助巻線１４の発生電圧レベルを確認する。この値に応じてツェナーダイオード１７の値（ツェナー電圧）を決定し、その後、抵抗１８の値を調整することで過電流保護開始ポイントを微調整する。
【００４４】
続いてスイッチング電源１００の過電流保護動作について以下に説明する。まず低入力時には、二次側電流（負荷電流）の増大によって、主スイッチング素子９のドレイン電流が定格時より増える。このときの抵抗６の電位差によって、抵抗２０を介して副スイッチング素子３をオンして急速に主スイッチング素子９をオフさせる。
【００４５】
一方、高入力時には、二次側電流（負荷電流）の増大によって主スイッチング素子のドレイン電流が増加するが、低入力時における過電流動作開始ポイントでは、抵抗６に発生している電位差は定格時よりも大きくなっているものの、副スイッチング素子３をオンさせるだけの電位差は発生していない。その代わりに、補助巻線１４に発生している電圧が高くなるとともに、二次側電流（負荷電流）の増大によって定格時のオンデューティよりもデューティが広がっていることで、補助巻線１４に発生する電圧がさらに上昇する。
【００４６】
その結果、ツェナーダイオード１７の電圧が、上記手法によって決定された電圧値（ツェナー電圧）を超えることで、ツェナーダイオード１７に電流が流れる。これによって、抵抗１８を介して副スイッチング素子３のベースに電流が流れ込み副スイッチング素子３をオンし、主スイッチング素子９が急速にオフされて過電流保護動作が開始される。
【００４７】
図２は、主スイッチング素子９のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、およびゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを示すタイムチャートである。図２において、主スイッチング素子９のオフ期間とオン期間が交互に現れる。主スイッチング素子９がオフすると（時刻ｔ０，ｔ２，ｔ４）、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓはオーバーシュートして振動した後に直流電圧ＶＤＣ１になる。
【００４８】
オフ期間において、トランス１１のエネルギーが放出されてゼロになると（時刻ｔＡ）、コンデンサー１０と１次巻線１２によって共振回路が形成され、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓはコンデンサー１０のキャパシタンスと１次巻線１２のインダクタンスで決まる共振周波数で減衰振動する。このとき、トランス１１の補助巻線１４の一方端子に正電圧が発生し、この正電圧がコンデンサー１５および抵抗素子１６と、コンデンサー７およびインダクタ８からなる遅延回路によって所定の時間Ｔｄ１だけ遅延されて主スイッチング素子９のゲートに与えられる。
【００４９】
すなわち、補助巻線１４の一方端子の電圧が急峻に立ち上げられると、インダクタ８が高インピーダンス状態になり、補助巻線１４からコンデンサー１５および抵抗素子１６を介してコンデンサー７に電流が流れる。その後、補助巻線１４の一方端子の電圧の時間変化（ｄＶ／ｄｔ）が小さくなるに従ってインダクタ８のインピーダンスが減少し、補助巻線１４からコンデンサー１５、抵抗素子１６およびインダクタ８を介して主スイッチング素子９のゲートに電流が流れ、主スイッチング素子９のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇する。
【００５０】
このようにして、主スイッチング素子９がオンするタイミングをドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの谷点まで遅延させることにより、主スイッチング素子９のターンオン時のスイッチング損失を低減できる。また、コンデンサー１０の電荷は、１次巻線１２を介して平滑用のコンデンサー２に回生される。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが主スイッチング素子９のしきい値電圧を越えると、主スイッチング素子９がオンし、ドレイン電流Ｉｄが上昇する（時刻ｔ１，ｔ３）。
【００５１】
ドレイン電流Ｉｄが上昇すると、補助巻線１４に発生する正電圧も上昇し、コンデンサー１９が充電されて副スイッチング素子３のベース電圧が上昇する。ベース電圧が副スイッチング素子３のしきい値電圧を越えると、副スイッチング素子３がオンし、ノードＮ４の電圧が急峻に低下する。このとき、インダクタ８が高インピーダンス状態になり、コンデンサー７の電荷が副スイッチング素子３を介して放電される。その後、ノードＮ４の電圧の時間変化（ｄＶ／ｄｔ）が小さくなるに従ってインダクタ８のインピーダンスが減少し、主スイッチング素子９のゲートの電荷がインダクタ８および副スイッチング素子３を介して放電され、主スイッチング素子９がターンオフする。これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが滑らかに変化し、主スイッチング素子９のターンオフ時に発生するノイズが低減される。
【００５２】
再び図１を参照してスイッチング電源１００の動作をさらに説明する。直流電圧ＶＤＣ２が高くなるほどコンデンサー１９に流れる電流が大きくなるので、副スイッチング素子３のベース電圧の上昇速度は速くなる。したがって、副スイッチング素子３がオンするタイミングが早くなる。言い換えると主スイッチング素子９がオフするタイミングが早くなる。この結果、主スイッチング素子９のオン期間が短くなる。
【００５３】
逆に、直流電圧ＶＤＣ２が低くなるほどコンデンサー１９に流れる電流が小さくなるので、副スイッチング素子３のベース電圧の上昇速度は遅くなる。したがって、副スイッチング素子３がオンするタイミングが遅くなる。言い換えると主スイッチング素子９がオフするタイミングが遅くなる。この結果、主スイッチング素子９のオン期間が長くなる。
【００５４】
スイッチング電源１００からの出力電流（２次側の整流回路からの出力電流）が小さい、すなわち負荷が小さいほど、トランス１１にエネルギーを蓄えるための時間が短くなるので、主スイッチング素子９のスイッチング周波数（発振周波数）が高くなる。逆に、負荷が大きくなるほどトランス１１にエネルギーを蓄えるための時間を長くしなければならないため主スイッチング素子９の発振周波数が低下する。
【００５５】
トランス１１の２次側の出力が過電流となった場合（たとえば負荷の増大、端子Ｔ３，Ｔ４の短絡、あるいは負荷４０の短絡など）、トランス１１の２次側の出力電流が増大することで抵抗素子６の電圧降下が大きくなり、抵抗２０を介して副スイッチング素子３をオンさせることによって主スイッチング素子９のゲート−ソース間電圧が低下して主スイッチング素子９のドレイン電流が減少する。このため、トランス１１に蓄積されるエネルギーが減少する。しかしトランス１１の２次側の出力電流が限界（過電流レベル）に達しているため直流電圧ＶＤＣ２が低下する。これにより過電流保護機能が動作する。抵抗素子６の抵抗値によって、直流電圧ＶＤＣ２の低下が開始される出力電流値（過電流レベル）を設定することができる。
【００５６】
直流電圧ＶＤＣ２が低下すると、主スイッチング素子９のオフ期間に補助巻線１４に発生する電圧も低下するため、コンデンサー１９に逆方向に蓄積される電荷が減少する。このため副スイッチング素子３がオフしにくくなる。このため主スイッチング素子９のオン期間がさらに短くなる。したがって、出力電流、出力電圧がともに低下する。主スイッチング素子９のオン期間が短くなることで主スイッチング素子９の発振周波数がさらに低下する。
【００５７】
トランス１１は、２次巻線１３によってスイッチング電源１００の出力電圧（トランス１１の２次側電圧）を生成するだけでなく、補助巻線１４によって主スイッチング素子９のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ（駆動電圧）も生成している。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの波高値は、補助巻線１４と２次巻線１３との巻数比によって定められる。トランス１１の２次側電圧が低下することでゲート−ソース間電圧Ｖｇｓも低下する。
【００５８】
主スイッチング素子９のオン期間は、負荷あるいはスイッチング電源１００の出力端子Ｔ３，Ｔ４が短絡するまで短くなり続ける。スイッチング電源１００の過電流保護時に負荷がある一定の状態に達した場合、スイッチング電源１００の出力電圧は所定値まで低下する。たとえば負荷が短絡状態になったときのスイッチング電源１００の出力電圧は、ある最低値まで低下する。このときの主スイッチング素子９のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが主スイッチング素子９のしきい値電圧以下となるように、補助巻線１４と２次巻線１３との巻数比が予め定められる。これによって、主スイッチング素子９は、オン状態を維持できなくなり、間欠発振する。
【００５９】
なお間欠発振は、主スイッチング素子９が発振状態と停止状態とを繰り返す場合を含むが、これに限定されるものではない。主スイッチング素子９に流れる電流が周期的に大小を繰り返す場合も間欠発振に含みうる。
【００６０】
図３は、図１に示したスイッチング電源１００の出力電圧−出力電流特性を模式的に示した図である。図３を参照して、スイッチング電源１００の出力電圧−出力電流特性は「フの字特性」を有する。すなわち、出力電流ＩがＩ１に達するまでは出力電圧Ｖは略一定値（Ｖ１）であるが出力電流ＩがＩ１に達すると、過電流保護が開始される。過電流保護機能によって出力電圧Ｖが低下するとともに出力電流Ｉが低下する。出力電圧Ｖが所定値Ｖ２（たとえば最低値）まで低下すると、主スイッチング素子９が間欠発振する。
【００６１】
ＲＣＣ方式など自励発振を基本動作とするスイッチング電源においては、負荷状態に応じて発振周波数が変化しながら、制御が実行される。通常動作時にスイッチング電源の発振周波数（主スイッチング素子の発振周波数）が可聴周波数域に入った場合には、トランス等から音が発生する。この音がユーザに異音として聞こえる可能性がある。
【００６２】
一方で、近年では機器の小型化が求められている。スイッチング電源においても発振周波数を上げることによって、トランスの小型化が実現されている。しかしながら、ＲＣＣ方式の電源の場合、負荷が軽くなるほど発振周波数が高くなるため、軽負荷時の効率が大幅に低下する可能性がある。また、定格負荷動作時においても発振周波数を高くすることによって効率が低下する可能性がある。
【００６３】
したがって、本発明の実施の形態では、通常の動作時における発振周波数は、可聴周波数域よりも高い周波数領域内に設定される。通常の動作時における発振周波数は、主スイッチング素子９、ダイオード２５およびトランス１１の特性等を考慮して設定されるが、一例を示すと、発振周波数は４０〜６０ｋＨｚの範囲に設定される。これによって、スイッチング電源１００の通常時におけるスイッチング電源１００の効率を高めることができる。
【００６４】
なおＲＣＣ方式のスイッチング電源の場合、発振周波数ｆは、暫定的にある値に設定しておき、後から求められた不連続時間によって実際の値を計算することができる（たとえば「トランジスタ技術」（ＣＱ出版社発行）２００９年１月号１９３〜１９５頁参照）。
【００６５】
発振周波数を定めるスイッチングの周期は、主スイッチング素子９の最大オン時間ｔｏｎ（ｍａｘ）と、２次側ダイオード（ダイオード２５）の最小オン時間ｔｏｆｆ’（ｍｉｎ）と、不連続時間ｔｄｅｌａｙとに分けて考えることができる。入力直流電圧（端子１ａ，１ｂ間の電圧）が最小のときの各時間の比率（デューティ）を仮に決定し、暫定的に決定された発振周波数の逆数と、その比率との積によって、各時間を算出できる。
【００６６】
次にトランス１１を選定する（設計する）ことによって、トランス１１の１次巻線のインダクタンスＬｐを算出することができる。不連続時間ｔｄｅｌａｙは、共振用コンデンサーであるコンデンサー１０の静電容量Ｃと、トランス１１の１次巻線１２のインダクタンスＬｐを用いて以下の式（１）に従って表わされる。
【００６７】
ｔｄｅｌａｙ＝π×（Ｌｐ×Ｃ）1/2  ・・・（１）
スイッチング電源１００の実際の発振周波数は、上記の式（１）に従って求められた不連続時間ｔｄｅｌａｙと、予め算出された時間ｔｏｎ（ｍａｘ）およびｔｏｆｆ’（ｍｉｎ）とを用いて以下の式（２）に従って定めることができる。
【００６８】
ｆ＝１／Ｔ＝１／｛ｔｏｎ（ｍａｘ）＋ｔｏｆｆ’（ｍｉｎ）＋ｔｄｅｌａｙ｝  ・・・（２）
さらに本発明の実施の形態によれば、スイッチング電源１００の過電流保護時において、主スイッチング素子９の発振周波数が可聴周波数域まで低下するように過電流レベルが設定される。過電流レベルを設定するために、抵抗素子６の抵抗値が予め調整される。これにより、スイッチング電源１００の過電流保護時に通知音が発生する。抵抗素子６の抵抗値を定めるための方法は特に限定されず、たとえば計算によって算出されてもよいし、実験によって決定されてもよい。
【００６９】
スイッチング電源１００の通常動作時における主スイッチング素子の発振周波数が可聴周波数域よりも高いため、ユーザが聞こえる音は発生していない。すなわちスイッチング電源１００の異常時にのみ通知音が発生するので、ユーザにスイッチング電源１００の異常を通知することができる。
【００７０】
さらに本発明の実施の形態によれば、スイッチング電源１００の過電流保護時においてスイッチング電源１００の出力電圧が所定値まで低下した場合（たとえば短絡時のように、２次側の整流回路の出力電圧が最低値まで低下した場合）には、主スイッチング素子９のゲートに与えられる電圧が主スイッチング素子９のしきい値電圧以下となる。このような電圧の関係が満たされるように、２次巻線１３と補助巻線１４との巻線比を含む回路定数が設定される。これにより主スイッチング素子９を間欠的に発振させることができる。主スイッチング素子９の発振周波数は可聴周波数域内にあるので、スイッチング電源１００から間欠音を発生させることができる。
【００７１】
なお、過電流保護が機能しているが間欠発振していない場合、スイッチング電源１００からは連続音が発生する。このようにスイッチング電源１００の異常の種類に応じて、音の発生態様を変えることができる。したがってユーザがスイッチング電源１００の異常の種類を判別することができる。
【００７２】
間欠発振は、補助巻線１４と２次巻線１３との巻数比を調整することで実現可能である。ただし、間欠発振を実現するための回路定数は、巻数比だけでなく、コンデンサー７、１５の容量値および／または抵抗素子５，１６の抵抗値を含んでもよい。
【００７３】
たとえば主スイッチング素子９のゲート側に接続されるコンデンサー７，１５の容量値を大きくする事で過電流保護動作時の電圧降下が急峻に変化する。具体的には電圧−電流特性が垂下型からフの字型へと変化する。また、副スイッチング素子３のコレクタに接続される抵抗素子５の抵抗値を小さくし、かつ、主スイッチング素子９のゲート側に接続される抵抗素子１６の抵抗値を大きくすることでも同様の結果が得られる。上記のいずれの方法であっても、過電流保護時における補助巻線１４の電圧を大きく低下させることができる。したがってスイッチング電源１００を間欠発振させることができる。
【００７４】
なお、一例では、抵抗素子５の抵抗値が補助巻線１４の電圧の低下にとって最も支配的であり、次にコンデンサー７、１５の容量値、最後に抵抗素子１６の抵抗値となる。ただし調整が行なわれる定数は電源の容量などに応じて異ならせてもよい。
【００７５】
図４は、通常動作時における主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示した波形図である。なお、コンデンサー１５の容量値を９５０００ｐＦ、抵抗素子５の抵抗値を１５ｋΩとした。図４を参照して、ドレイン−ソース間電圧の波形の時間間隔は約１８．４μｓである。したがって、通常動作時における発振周波数は約５４．４ｋＨｚである。
【００７６】
図５は、過電流保護時における主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示した波形図である。ただしスイッチング電源は、間欠発振していない。図５を参照して、ドレイン−ソース間電圧の波形の時間間隔は約５４０．６μｓである。したがって、過電流保護時における発振周波数は約１．８５ｋＨｚである。すなわち、過電流保護時における発振周波数は可聴周波数域（たとえば２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）に入っている。このときには、スイッチング電源は通知音として連続音を発生させる。
【００７７】
図６は、間欠発振時における主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示した波形図である。図６（Ａ）は、波形全体を示した図である。図６（Ｂ）は、図６（Ａ）における丸囲みの部分の拡大図である。
【００７８】
図６（Ａ）を参照して、波形の時間間隔は、約４．２２ｍｓであるので、周波数は約２３７．２Ｈｚである。図６（Ｂ）を参照して、発振時における波形の時間間隔は、２６４．０μｓ、１９２．０μｓ、１６８．０μｓである。したがって周波数は、それぞれ、３．７８ｋＨｚ、５．２１ｋＨｚ、５．９５ｋＨｚとなる。すなわちスイッチング電源１００は、間欠的に通知音を発生させる。
【００７９】
また、抵抗素子５の抵抗値を小さくすることによって間欠発振の開始を早めることも可能である。
【００８０】
図７は、図１に示した抵抗素子５の抵抗値と発振波形との関係の一例を示した図である。図７（Ａ）は、抵抗素子５の抵抗値を４７ｋΩに設定したときの発振波形（出力電圧−出力電流曲線）を示す。図７（Ｂ）は、抵抗素子５の抵抗値を２７ｋΩに設定したときの発振波形（出力電圧−負荷電流曲線）を示す。
【００８１】
図７（Ａ）に示された発振波形では、発振周波数は約１．８ｋＨｚ〜３．６ｋＨｚの可聴周波数であるものの、間欠発振は生じていない。これに対して図７（Ｂ）に示された発振波形において丸囲みの部分が間欠発振を示す。なお、図７（Ｂ）に示された発振波形において、発振周波数は、約４６４Ｈｚ〜２．６ｋＨｚの範囲であり、可聴周波数域内である。
【００８２】
［スイッチング電源の適用例］
本発明の実施の形態に係る電源装置の用途は特に限定されるものではない。以下に、１つの適用例を示す。
【００８３】
図８は、本発明の実施の形態に係る電源装置の適用例を示した図である。図８を参照して、スイッチング電源１００は、増幅部１５１と電源装置１５０とが分離されたブースターの電源装置１５０に搭載される。電源装置１５０は増幅部１５１を動作させるための電源電圧（たとえばＤＣ１５Ｖ）を増幅部１５１に供給する。スイッチング電源１００は、入力された交流電圧（たとえば日本国内では周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流１００Ｖ）をＤＣ１５Ｖに変換して出力する。
【００８４】
電源装置１５０から増幅部１５１に電源電圧が供給されることによって、増幅部１５１は、アンテナ１５２からの入力信号を増幅する。増幅部１５１から電源装置１５０への入力信号は、電源装置１５０を通して図示しない受信装置（たとえばチューナーを内蔵したテレビジョン受像機）に送られる。
【００８５】
電源装置１５０は、たとえばテレビジョン受像機のそばに配置される。増幅部１５１の電源電圧は電源装置１５０から同軸ケーブルを通して増幅部１５１に供給される。増幅部１５１の設置場所は特に限定されるものでなく、屋外および屋内のいずれに設置されてもよい。
【００８６】
電源装置１５０は、ユーザの目の届きにくい場所（たとえばテレビジョン受像機と壁面端子との間の場所）に設置されることがある。電源装置１５０の異常が発生したときの通知方法としてランプ等の表示手段による通知方法を用いることが考えられる。しかし、ユーザの目の届きにくい場所に電源装置１５０が配置された場合、ユーザがその異常に気付きにくい可能性がある。
【００８７】
これに対して、本発明の実施の形態によれば、電源装置１５０の異常時に電源装置１５０から通知音が発生する。したがって、ユーザの目の届きにくい場所に電源装置１５０が配置されていても、ユーザが電源装置１５０の異常に気付きやすくすることができる。
【００８８】
さらに、本発明の実施の形態によれば、電源装置１５０の異常状態に応じて、発生させる音を連続音から間欠音に切換えることができる。これにより電源装置１５０の異常の種類が異なることにユーザが気付くことができる。
【００８９】
図９は、図８に示した電源装置１５０の外観を示した模式図である。図９を参照して、電源装置１５０は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源１００を収納した筐体１６１を有する。筐体１６１の表面には、電源装置１５０の異常の種類と電源装置１５０の通知音との関係を説明したラベル１６２が貼付される。
【００９０】
図１０は、図９に示したラベルに記載された文言の一例を説明するための図である。図９および図１０を参照して、ラベル１６２には、「ピー」という連続音の発生時の異常について「ブースターの故障が考えられます」いうメッセージ、「ピッピッピッ」という間欠音の発生時の異常について「電源装置の故障が考えられます」とのメッセージが記載される。
【００９１】
ブースターの故障とは、図８に示した増幅部１５１の故障に相当する。増幅部１５１の故障によって電源装置の出力電流が過電流レベルに達すると、「ピー」という連続音が発生する。これに対して、電源装置１５０の内部での故障（たとえば２次側の短絡）が発生した場合、電源装置１５０が間欠発振する。これにより「ピッピッピッ」という間欠音が発生する。ユーザはラベル１６２に記載のメッセージを確認することで、異常の原因を把握することができる。
【００９２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９３】
１  全波整流回路、２，７，１０，１５，１９，２６，２９，３２，６１  コンデンサー、３  副スイッチング素子（ＮＰＮバイポーラトランジスタ）、４〜６，１６，１８，２０，２７，３０，３１，３３，６０  抵抗素子、８，２８  インダクタ、９，６２  主スイッチング素子（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）、１１，５０  トランス、１２，５１  １次巻線、１２，５２  ２次巻線、１４，５３  補助巻線、１７  ツェナーダイオード、２１，２５，５９  ダイオード、２２  フォトカプラー、２３  フォトダイオード、２４  フォトトランジスタ、３４  シャントレギュレータ、４０  負荷、５４  遅延回路、５５  バイポーラトランジスタ，１００  スイッチング電源、１５０  電源装置、１５１  増幅部、１５２  アンテナ、１６１  筐体、１６２  ラベル、Ｎ４，Ｎ３０  ノード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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