(57)【要約】【課題】フルブリッジ構成の極性反転型降圧チョッパ回路により高圧放電灯ＤＬを点灯させる点灯装置において、放電が不安定な高圧放電灯ＤＬが接続された場合でも、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２に流れる大電流を抑制可能とする。【解決手段】第１の出力極性では高周波動作のスイッチング素子Ｑ５がオフした後、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２に応じて、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２をオフさせる制御、第２の出力極性では高周波動作のスイッチング素子Ｑ４がオフした後、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２に応じて、スイッチング素子Ｑ３をオフさせる制御を実施する。例えば、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２が所定値Ｉｐ２以上となった時、あるいはインダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の傾きが所定値以上となった時に、フルブリッジ回路３を全オフ状態とする。【選択図】図１
2011134496.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧が印加されるフルブリッジ回路を構成する第１乃至第４の制御可能なスイッチング素子と、各スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、第１のスイッチング素子は第２のスイッチング素子と直列接続され、第３のスイッチング素子は第４のスイッチング素子と直列接続され、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子は直流電源の一端に接続され、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子は直流電源の他端に接続され、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の接続点及び第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の接続点の間に、高圧放電灯が接続可能な出力端子とインダクタが直列接続され、前記高圧放電灯が接続可能な端子と並列にコンデンサが接続される高圧放電灯点灯装置であって、前記制御回路は、第１状態と第２状態とを第１周波数で交互に切り替える制御動作を有し、
第１状態の間は、第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がオフ状態であり、第４のスイッチング素子は第１周波数よりも高い第２周波数でオン／オフされ、第１のスイッチング素子は少なくとも第４のスイッチング素子がオン状態である時はオン状態であり、
第２状態の間は、第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子がオフ状態であり、第３のスイッチング素子は第１周波数よりも高い第２周波数でオン／オフされ、第２のスイッチング素子は少なくとも第３のスイッチング素子がオン状態である時はオン状態である制御動作を有する点灯装置において、
第１状態では第４のスイッチング素子がオフした後、インダクタに流れる電流に応じて、第１のスイッチング素子をオフさせる制御、
第２状態では第３のスイッチング素子がオフした後、インダクタに流れる電流に応じて、第２のスイッチング素子をオフさせる制御を有することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、前記インダクタに流れる電流に応じて、第１状態で第１のスイッチング素子を、第２状態で第２のスイッチング素子をオフさせる制御は、前記インダクタに流れる電流が所定値以上となった時に実施されることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項２において、前記所定値とは、前記インダクタの飽和電流以下であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項３において、前記インダクタに流れる電流もしくはその相当値を検出する検出手段を有することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項４において、前記検出手段とは、電流検出抵抗であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項４において、前記検出手段とは、第１状態では第１のスイッチング素子の両端電圧検出であり、第２状態では第２のスイッチング素子の両端電圧検出であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項７】
請求項４において、前記検出手段とは、第１状態では第３のスイッチング素子の両端電圧検出であり、第２状態では第４のスイッチング素子の両端電圧検出であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項８】
請求項１において、前記インダクタに流れる電流に応じて、第１状態で第１のスイッチング素子を、第２状態で第２のスイッチング素子をオフさせる制御は、前記インダクタに流れる電流傾きが所定値以上となった時に実施されることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項９】
請求項８において、前記インダクタに流れる電流傾きもしくはその相当値を検出する検出手段を有することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項１０】
請求項９において、前記検出手段とは、前記インダクタの両端電圧検出であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項１１】
請求項９において、前記検出手段とは、前記高圧放電灯が接続可能な出力端子に並列に接続されたコンデンサの両端電圧検出であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高圧放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電子式の高圧放電灯点灯装置の一例を、図１５に示す。この高圧放電灯点灯装置は、商用交流電源１に接続され、その交流電圧を整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢで整流された脈流電圧を入力として直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源回路２と、直流電圧Ｖｄｃを矩形波交流電圧に変換して高圧放電灯ＤＬに印加するフルブリッジ回路３と、高圧放電灯ＤＬの始動・再始動のための高電圧を発生する始動回路５と、フルブリッジ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御する制御回路６と、直流電源回路２のスイッチング素子Ｑ１を制御する制御回路７とから構成されている。制御回路７は、直流電源回路２の出力電圧Ｖｄｃを検出するＶｄｃ検出回路７ａと、Ｖｄｃ検出回路７ａの検出結果に応じて、スイッチング素子Ｑ１を制御するＱ１制御回路７ｂとから構成されている。
【０００３】
フルブリッジ回路３は、始動時には共振型の始動回路５の共振周波数付近またはその整数分の１の周波数付近となる数十〜数百ｋＨｚの高周波でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互にオンされることで、高圧放電灯ＤＬに始動用の高電圧を供給する。共振型の始動回路５は、高圧放電灯ＤＬの一端とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の間に接続されたトランスＬ３と、このトランスＬ３の中間タップとグランド間に挿入されたコンデンサＣ３からなる共振昇圧回路で構成されている。
【０００４】
制御回路６は、図示しない検出部により高圧放電灯ＤＬのランプ電圧Ｖｌａ、ランプ電流Ｉｌａを検出し、安定点灯時には、これらの検出結果に応じて、所望の電流または電力を高圧放電灯ＤＬに供給するようにフルブリッジ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御する。この制御回路６は、例えばマイクロコンピュータを含んで構成されている。放電灯ＤＬはメタルハライドランプや高圧水銀ランプのような高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。
【０００５】
商用交流電源１が投入されると、直流電源回路２は、制御回路７がスイッチング素子Ｑ１を数十ｋＨｚ程度でＯＮ／ＯＦＦさせ、直流電圧Ｖｄｃに応じてパルス幅を適正に制御することにより、高圧放電灯ＤＬが点灯していない非点灯時、ならびに高圧放電灯ＤＬが点灯している点灯時ともに、直流電圧Ｖｄｃを所定値に一定化している。また、直流電源回路２は、商用交流電源１からの入力力率を高め、入力電流歪を抑制する機能をも有している。
【０００６】
直流電圧Ｖｄｃが所定値に達すると、フルブリッジ回路３が動作を開始する。この時点で、高圧放電灯ＤＬは点灯していない非点灯状態であり、高圧放電灯ＤＬは開放状態と同一で、等価インピーダンスは無限大に近い、高インピーダンス状態である。このとき、フルブリッジ回路３は、高圧放電灯ＤＬを始動するための始動モードで動作を開始し、スイッチング素子Ｑ２とＱ５がオンの状態と、スイッチング素子Ｑ３とＱ４がオンの状態とを、所定の周波数ｆ０（数百ｋＨｚ程度の高周波）で交互に繰り返す。この周波数ｆ０は、トランスＬ３の１次巻線Ｎ１とコンデンサＣ３からなる直列共振回路の共振周波数ｆｒ（またはその整数分の１）に近い周波数であり、正弦波状の高電圧が１次巻線Ｎ１に発生する。１次巻線Ｎ１に発生した正弦波状の高電圧は、トランスＬ３の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の巻数比によって昇圧され、コンデンサＣ２を介して高圧放電灯ＤＬに印加される。これによって、高圧放電灯ＤＬは絶縁破壊し、始動する。
【０００７】
高圧放電灯ＤＬが始動すると、高圧放電灯ＤＬは短絡に近い低インピーダンス状態になり、高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｌａは略０Ｖに低下する。高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｌａが点灯判別電圧しきい値を下回ると、制御回路６は、高圧放電灯ＤＬが点灯したと判別し、フルブリッジ回路３の動作を、高圧放電灯ＤＬを安定に点灯するための点灯モードに切り替える。
【０００８】
フルブリッジ回路３は、点灯モードでは、スイッチング素子Ｑ２とＱ３が第１周波数ｆａ（数百Ｈｚ程度の低周波）で交互にオン／オフし、その際、スイッチング素子Ｑ４およびＱ５は、スイッチング素子Ｑ２がオンの期間では、スイッチング素子Ｑ５が第２周波数ｆｂ（数十ｋＨｚ程度の高周波）でオン／オフし、スイッチング素子Ｑ３がオンの期間では、スイッチング素子Ｑ４が第２周波数ｆｂ（数十ｋＨｚ程度の高周波）でオン／オフする動作を繰り返す。
【０００９】
この極性反転型降圧チョッパ動作により、高圧放電灯ＤＬには、第１周波数ｆａの矩形波交流電圧が印加される。このとき、コンデンサＣ２とインダクタＬ２は降圧チョッパ回路４のフィルタ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５に内蔵された逆並列ダイオードは降圧チョッパ回路４の回生電流通電用ダイオードとして機能する。高圧放電灯ＤＬは、始動直後はランプ両端電圧が低く、ランプ内部が高温・高圧になるにつれてランプ両端電圧が上昇し、定格値に至り、安定点灯状態になる。
【００１０】
このような点灯装置において、図１６に示すように、降圧チョッパ回路４を構成するスイッチング素子Ｑ５がオフした後に、インダクタＬ２に流れる電流がゼロまで降下しないときは、所定時間が経過した後に、スイッチング素子Ｑ５のペアとなるスイッチング素子Ｑ２をオフする制御が知られている（特許文献１（米国特許第６，４２６，５９７号）の請求項３参照）。この制御動作、つまり、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２に流れる電流がゼロに達していない場合に、スイッチング素子Ｑ５がオフされた後、所定時間の経過後にスイッチング素子Ｑ２をオフさせる全オフ状態（以降、全スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５がオフの状態を全オフ状態と呼ぶ）は、ランプ点灯初期のランプ電圧Ｖｌａが低い状態において有効である。
【００１１】
すなわち、特許文献１に記載されているように、高圧放電灯ＤＬの点灯初期におけるランプ電圧Ｖｌａが低い状態において、通常の安定点灯状態と同じ制御動作（ゼロクロス動作）を行った場合、スイッチング素子Ｑ５がオフされた後、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２に流れる電流がゼロに達するまでには相当の時間が必要となる。そのような状態でもゼロクロス動作を行うと、図１６の破線で示すようなオフ時間の長い動作となり、平均的なランプ電流が減少してしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】米国特許第６，４２６，５９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図１５の回路構成において、例えば、寿命末期ランプ等のように、放電状態が不安定な高圧放電灯が接続された場合、点灯／消灯を不定期に繰り返してしまうことがある。このような不安定な放電を繰り返した場合に、高圧放電灯ＤＬに実質並列に接続されたコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２がコンデンサＣ２と高圧放電灯ＤＬおよびトランスＬ３のループ、もしくはコンデンサＣ２と降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ４のボディダイオード、およびスイッチング素子Ｑ２のループで振動してしまうことがある。この場合、図１７に示すように、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２の極性によっては、高周波スイッチング素子Ｑ５がオフした後、通常動作であれば減少するはずの降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２の電流が逆に上昇してしまうという現象が発生する。図１７において、条件１は図６の状態、条件２は図８の状態であり、コンデンサＣ２の電圧極性が逆極性となっている。
【００１４】
特許文献１（米国特許第６，４２６，５９７号公報）では、ランプ電流の減少についてのみ着目し、スイッチング素子Ｑ５をオフした後、スイッチング素子Ｑ２をオフするまでの所定時間を決定している。この場合、通常使用される降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２は、定常動作状態で飽和特性の設計がなされていることが多いため、仮に降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２の電流が増加してしまうと、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２が飽和状態に至り、図８に示すように、コンデンサＣ２と降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ４のボディダイオード、およびスイッチング素子Ｑ２のループで大電流が流れてしまうことになる。その結果、スイッチング素子の故障や、インダクタの断線等、高圧放電灯点灯装置の故障を引き起こす原因となる。
【００１５】
図１８は、実機で確認された、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２に大電流が流れた時の各部波形である。図中、Ｖｃ２はコンデンサＣ２の電圧（１００Ｖ／ｄｉｖ）、Ｈｏ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２の制御信号電圧（５Ｖ／ｄｉｖ）、ＩＬ２はインダクタＬ２の電流（１０Ａ／ｄｉｖ）である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５は、Ａのタイミングで共にオンとなり、Ｂのタイミングでスイッチング素子Ｑ５がオフとなる。ＣのタイミングでコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２がゼロになり、その後、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は負極性に振動するので、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２の電流ＩＬ２が上昇する。ＤのタイミングでコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が負極性から正極性に戻り、この時点で降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２の電流ＩＬ２はピークに達する。Ｅのタイミングで所定時間が経過し、スイッチング素子Ｑ２がオフとなり、全オフ状態となる。この波形図からも分かるように、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２が所定値（図１７に示す飽和電流）を超えると、電流ＩＬ２は急激に上昇し、大きなストレスとなる。
【００１６】
本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、放電が不安定な高圧放電灯が接続された場合でも、降圧チョッパ回路のインダクタに流れる大電流を抑制することが可能な高圧放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｖｄｃの電圧が印加されるフルブリッジ回路３を構成する第１乃至第４の制御可能なスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５と、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御する制御回路６とを備え、第１のスイッチング素子Ｑ２は第２のスイッチング素子Ｑ３と直列接続され、第３のスイッチング素子Ｑ４は第４のスイッチング素子Ｑ５と直列接続され、第１のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ４は直流電源Ｖｄｃの一端（正極）に接続され、第２のスイッチング素子Ｑ３と第４のスイッチング素子Ｑ５は直流電源Ｖｄｃの他端（負極）に接続され、第１のスイッチング素子Ｑ２と第２のスイッチング素子Ｑ３の接続点及び第３のスイッチング素子Ｑ４と第４のスイッチング素子Ｑ５の接続点の間に、高圧放電灯ＤＬが接続可能な出力端子とインダクタＬ２が直列接続され、前記高圧放電灯ＤＬが接続可能な端子と並列にコンデンサＣ２が接続される高圧放電灯点灯装置であって、前記制御回路６は、第１状態と第２状態とを第１周波数ｆａ（数百Ｈｚの低周波）で交互に切り替える制御動作を有し、第１状態の間は、第２のスイッチング素子Ｑ３と第３のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態であり、第４のスイッチング素子Ｑ５は第１周波数ｆａよりも高い第２周波数ｆｂ（数十ｋＨｚの高周波）でオン／オフされ、第１のスイッチング素子Ｑ２は少なくとも第４のスイッチング素子Ｑ５がオン状態である時はオン状態であり、第２状態の間は、第１のスイッチング素子Ｑ２と第４のスイッチング素子Ｑ５がオフ状態であり、第３のスイッチング素子Ｑ４は第１周波数ｆａよりも高い第２周波数ｆｂでオン／オフされ、第２のスイッチング素子Ｑ３は少なくとも第３のスイッチング素子Ｑ４がオン状態である時はオン状態である制御動作を有する点灯装置において、第１状態では第４のスイッチング素子Ｑ５がオフした後、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２に応じて、第１のスイッチング素子Ｑ２をオフさせる制御、第２状態では第３のスイッチング素子Ｑ４がオフした後、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２に応じて、第２のスイッチング素子Ｑ３をオフさせる制御を有することを特徴とするものである。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２に応じて、第１状態で第１のスイッチング素子Ｑ２を、第２状態で第２のスイッチング素子Ｑ３をオフさせる制御は、図４に示すように、前記インダクタＬ２に流れる電流が所定値Ｉｐ２以上となった時に実施されることを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項２に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記所定値Ｉｐ２とは、前記インダクタＬ２の飽和電流（図１７参照）以下であることを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明は、請求項３に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２もしくはその相当値を検出する検出手段を有することを特徴とする（図１、図９、図１０）。
【００２１】
請求項５の発明は、請求項４に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記検出手段とは、電流検出抵抗Ｒ１であることを特徴とする（図１）。
【００２２】
請求項６の発明は、請求項４に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記検出手段とは、第１状態では第１のスイッチング素子Ｑ２の両端電圧検出であり、第２状態では第２のスイッチング素子Ｑ３の両端電圧検出であることを特徴とする（図９）。
【００２３】
請求項７の発明は、請求項４に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記検出手段とは、第１状態では第３のスイッチング素子Ｑ４の両端電圧検出であり、第２状態では第４のスイッチング素子Ｑ５の両端電圧検出であることを特徴とする（図１０）。
【００２４】
請求項８の発明は、請求項１に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２に応じて、第１状態で第１のスイッチング素子Ｑ２を、第２状態で第２のスイッチング素子Ｑ３をオフさせる制御は、前記インダクタＬ２に流れる電流傾きが所定値以上となった時に実施されることを特徴とする。
【００２５】
請求項９の発明は、請求項８に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記インダクタＬ２に流れる電流傾きもしくはその相当値を検出する検出手段を有することを特徴とする（図１１）。
【００２６】
請求項１０の発明は、請求項９に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記検出手段とは、前記インダクタＬ２の両端電圧検出であることを特徴とする（図１１）。
【００２７】
請求項１１の発明は、請求項９に記載の高圧放電灯点灯装置において、前記検出手段とは、前記高圧放電灯ＤＬが接続可能な出力端子に並列に接続されたコンデンサＣ２の両端電圧検出であることを特徴とする。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項１〜１１のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具である（図１４）。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、フルブリッジ構成の極性反転型降圧チョッパ回路により高圧放電灯を点灯させる点灯装置において、高周波動作のスイッチング素子がオフした後、インダクタに流れる電流に応じて、低周波動作のスイッチング素子をオフさせる制御を有するので、負荷として放電状態が不安定な高圧放電灯が接続された場合においても、降圧チョッパ回路のインダクタに流れる電流を抑制し、高圧放電灯点灯装置の破壊を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施形態１の回路構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の通常のゼロクロス動作時の動作波形図である。
【図３】本発明の実施形態１の負荷電圧が低い場合の動作波形図である。
【図４】本発明の実施形態１の不良ランプ接続時の動作波形図である。
【図５】本発明の実施形態１の第１状態における電源から負荷への電流経路を説明するための回路図である。
【図６】本発明の実施形態１の第１状態における通常の回生電流の経路を説明するための回路図である。
【図７】本発明の実施形態１の第１状態における電源への回生電流の経路を説明するための回路図である。
【図８】本発明の実施形態１の第１状態における大電流モードの電流経路を説明するための回路図である。
【図９】本発明の実施形態２の回路構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施形態３の回路構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態４の回路構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態４の不良ランプ接続時の動作波形図である。
【図１３】本発明の実施形態４の回路シミュレーションの結果を示す波形図である。
【図１４】本発明の実施形態５の照明器具の外観を示す斜視図である。
【図１５】従来の高圧放電灯点灯装置の回路図である。
【図１６】従来例の負荷電圧が低い始動時の動作波形図である。
【図１７】従来例の不良ランプ接続時の動作波形図である。
【図１８】従来例の不良ランプ接続時の動作波形を実機で計測した波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。直流電源Ｖｄｃの正極には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のドレイン電極が接続されており、負極には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５のソース電極が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソース電極とスイッチング素子Ｑ３のドレイン電極は、コンデンサＣ２の一端と、トランスＬ３の１次巻線Ｎ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のソース電極とスイッチング素子Ｑ５のドレイン電極は、電流検出抵抗Ｒ１を介してインダクタＬ２の一端に接続されている。インダクタＬ２の他端とコンデンサＣ２の他端は、高圧放電灯ＤＬの一端に接続されている。高圧放電灯ＤＬの他端はトランスＬ３の２次巻線Ｎ２の一端に接続されている。トランスＬ３の１次巻線Ｎ１の他端と２次巻線Ｎ２の他端は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列回路を介して直流電源Ｖｄｃの負極に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧は、制御回路６により検出されている。制御回路６は図示しない検出回路により高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｌａを検出している。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は制御回路６から出力される制御信号によりオン・オフ制御される。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は直流電源Ｖｄｃの直流電圧を極性反転して、交流電圧に変換するフルブリッジ回路３を構成している。スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５とインダクタＬ２、コンデンサＣ２は降圧チョッパ回路４を構成している。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とトランスＬ３、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３は共振型の始動回路５を構成している。高圧放電灯ＤＬの両端は、図示しないランプソケットなどの接続端子を介して点灯装置と接続される。
【００３３】
以下、図１の点灯装置の動作について説明する。まず、高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊する前の始動モードでは、スイッチング素子Ｑ２とＱ５がオンの状態と、スイッチング素子Ｑ３とＱ４がオンの状態とを、所定の周波数ｆ０（数百ｋＨｚ程度）で交互に繰り返す。この周波数ｆ０は、トランスＬ３の１次巻線Ｎ１とコンデンサＣ３からなる直列共振回路の共振周波数ｆｒ（またはその整数分の１）に近い周波数であり、正弦波状の高電圧が１次巻線Ｎ１に発生する。１次巻線Ｎ１に発生した正弦波状の高電圧は、トランスＬ３の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の巻数比によって昇圧され、コンデンサＣ２を介して高圧放電灯ＤＬに印加される。これによって、高圧放電灯ＤＬは絶縁破壊し、始動する。
【００３４】
高圧放電灯ＤＬが始動すると、高圧放電灯ＤＬは短絡に近い低インピーダンス状態になり、高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｌａは略０Ｖに低下する。高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｌａが点灯判別電圧しきい値を下回ると、制御回路６は、高圧放電灯ＤＬが点灯したと判別し、フルブリッジ回路３の動作を、高圧放電灯ＤＬを安定に点灯するための点灯モードに切り替える。
【００３５】
フルブリッジ回路３は、点灯モードでは、スイッチング素子Ｑ２とＱ３が第１周波数ｆａ（数百Ｈｚ程度の低周波）で交互にオン／オフし、その際、スイッチング素子Ｑ４およびＱ５は、スイッチング素子Ｑ２がオンの期間では、スイッチング素子Ｑ５が第２周波数ｆｂ（数十ｋＨｚ程度の高周波）でオン／オフし、スイッチング素子Ｑ３がオンの期間では、スイッチング素子Ｑ４が第２周波数ｆｂ（数十ｋＨｚ程度の高周波）でオン／オフする動作を繰り返す。この極性反転型降圧チョッパ動作により、高圧放電灯ＤＬには、第１周波数ｆａの矩形波交流電圧が印加される。
【００３６】
このとき、コンデンサＣ２とインダクタＬ２は降圧チョッパ回路４のフィルタ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５に内蔵された逆並列ダイオードは降圧チョッパ回路４の回生電流通電用ダイオードとして機能する。高圧放電灯ＤＬは、始動直後はランプ両端電圧Ｖｌａが低く、ランプ内部が高温・高圧になるにつれてランプ両端電圧Ｖｌａが上昇し、やがて定格値に至り、安定点灯状態になる。
【００３７】
図２は安定点灯状態において、スイッチング素子Ｑ２がオン状態である期間のスイッチング素子Ｑ５のオン／オフ状態と、降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の変化を示している。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が共にオンの状態では、図５に示すように、直流電源Ｖｄｃの正極からスイッチング素子Ｑ２、トランスＬ３、高圧放電灯ＤＬ、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ５を通る経路で電流が流れて、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は略直線的に上昇する。この電流は電流検出抵抗Ｒ１により検出される。検出された電流ＩＬ２が所定のピーク電流Ｉｐに達すると、制御回路６はスイッチング素子Ｑ５をオフ状態とする。
【００３８】
すると、インダクタＬ２に蓄積された電磁エネルギーにより、インダクタＬ２に電流を流し続ける方向に起電力が発生し、図６に示すように、インダクタＬ２からスイッチング素子Ｑ４のボディダイオード（ドレイン・ソース間に内蔵された逆方向ダイオード）、スイッチング素子Ｑ２、トランスＬ３、高圧放電灯ＤＬの経路で電流が流れて、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は略直線的に降下する。この電流は電流検出抵抗Ｒ１により検出される。検出された電流ＩＬ２がゼロになると、制御回路６はスイッチング素子Ｑ５をオン状態とする。以下、上述の動作を繰り返す。
【００３９】
降圧チョッパ回路４のインダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は、コンデンサＣ１によってリップル成分が取り除かれて、その平均電流が高圧放電灯ＤＬに流れる負荷電流Ｉｌａとなる。制御回路６は、高圧放電灯ＤＬに適正な負荷電流Ｉｌａが流れるよう、ランプ両端電圧Ｖｌａに応じて、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の目標値Ｉｐを決定し、降圧チョッパ回路４の高周波動作のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５に制御信号を出力する。これにより、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が増加する期間Ｔａと減少する期間Ｔｂの長さが決まる。
【００４０】
図２に示すように、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２がゼロに戻った時点でチョッパ回路４の高周波動作のスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ２がオン時のスイッチング素子Ｑ５、スイッチング素子Ｑ３がオン時のスイッチング素子Ｑ４）をオン制御するゼロクロス動作においては、スイッチング損失が小さいという利点がある。
【００４１】
ところが、高圧放電灯ＤＬの点灯初期等のランプ両端電圧Ｖｌａが低い期間では、図３、図１６に示すように、スイッチング素子Ｑ５のオフ時のインダクタＬ２の電流ＩＬ２の減少に非常に時間が掛かる。そこで、所定の最大オフ時間Ｔｍａｘ（例えば２５μｓ）を設定しておき、スイッチング素子Ｑ５がオフしてから、所定時間Ｔｍａｘが経過した後は、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。これにより、スイッチング素子Ｑ２とＱ５の両方がオフしている期間（全オフ期間Ｔｃ）が生まれる。この全オフ期間Ｔｃにおいては、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のボディダイオードを介して直流電源ＶｄｃにインダクタＬ２の蓄積エネルギーを回生することで、インダクタＬ２の電流ＩＬ２は急激に減少する。なぜなら、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の傾きは、インダクタＬ２に印加される電圧の大きさに比例するからである。
【００４２】
全オフ期間Ｔｃに流れる直流電源Ｖｄｃへの回生電流（図７参照）により、インダクタＬ２の電流ＩＬ２がゼロとなった後に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５を共にオンし、再びインダクタＬ２の電流ＩＬ２を増加させる（図５参照）。以上の動作を繰り返すことで、降圧チョッパ回路３は高圧放電灯ＤＬに安定した電流を供給する。
【００４３】
スイッチング素子Ｑ５によるチョッピング動作が一定時間続くと、今度は、高周波動作のスイッチング素子Ｑ４によるチョッピング動作に切り替える。この極性では、スイッチング素子Ｑ３が低周波動作のスイッチング素子となる。このような極性反転の繰り返しにより、高圧放電灯ＤＬに適正な矩形波電流を供給する。極性反転の周波数（第１周波数ｆａ）は、例えば１６０Ｈｚ程度である。
【００４４】
なお、最大オフ時間Ｔｍａｘは、スイッチング素子Ｑ５がオフしてから全オフ動作までの時間として設定しているが、スイッチング素子Ｑ５がオンしてから全オフ動作までの時間として設定しても良い。
【００４５】
以上は正常なランプが接続された場合の動作である。ところが、寿命末期ランプなど、不安定なランプの点灯時などには、ランプの点灯／消灯が不定期に繰り返され、高圧放電灯ＤＬとこれに実質並列に接続されたコンデンサＣ２とを含むループで振動を起こし、コンデンサＣ２の電位が、通常時と逆極性に振れることがある。この場合、図４に示すように、降圧チョッパ回路４の高周波動作のスイッチング素子Ｑ５がオフした後に、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２が増加してゆき、インダクタＬ２が飽和すると、さらに電流が流れる現象（大電流モード）が発生する。この大電流モードでは、図８に示すように、コンデンサＣ２の通常とは逆極性の振動電圧による電流が加算されて、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４やインダクタＬ２等に大きな電流が流れることになり、回路部品のストレスとなる。
【００４６】
このような課題を解決するため、本実施形態においては、図４に示すように、降圧チョッパ回路４の高周波動作のスイッチング素子Ｑ５がオフした後、最大オフ時間Ｔｍａｘが経過する前であっても、インダクタＬ２の電流が所定値Ｉｐ２以上となった場合は、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２をオフさせて、全オフ状態とし、図７に示すように、直流電源Ｖｄｃに回生電流を流すことで、インダクタＬ２の電流ＩＬ２を急速に減少させる。所定値Ｉｐ２を、インダクタＬ２の飽和電流以下の値に設定しておくことで、インダクタＬ２の飽和による電流増加を防ぐことができる。
【００４７】
本実施形態においては、インダクタＬ２の電流ＩＬ２の検出抵抗として、インダクタＬ２と直列に電流検出抵抗Ｒ１を挿入しているが、高周波動作するスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の電流ループ内であれば、例えば、コンデンサＣ２と直列に検出抵抗を挿入するなど、どこに設置しても良い。
【００４８】
以上のように、本実施形態では、降圧チョッパ回路４の高周波動作のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフした後、最大オフ時間Ｔｍａｘが経過する前であっても、インダクタＬ２の電流が所定値Ｉｐ２以上となった場合は、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフさせてフルブリッジ回路３を全オフ状態とし、直流電源Ｖｄｃに回生電流を流すことで、インダクタＬ２に大電流が流れるのを防ぐことができる。
【００４９】
（実施形態２）
図９は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の検出手段が実施形態１のものとは異なっている。実施形態２では、図９に示すように、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２もしくはＱ３のドレイン・ソース間電圧を検出することで、インダクタＬ２の電流ＩＬ２を検出している。すなわち、高周波動作のスイッチング素子Ｑ５のチョッピング動作時に、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２がオンしている状態においては、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に流れる電流Ｉｄｓ（Ｑ２）はインダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２と略等しい。スイッチング素子Ｑ２がオンしている時、そのドレイン・ソース間には僅かなオン抵抗（数十〜数百Ω）を持つため、流れる電流に比例した電圧が発生する。これを利用して、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ２）を検出し、検出値からインダクタＬ２の電流を算出する。
【００５０】
具体的には、図３の期間Ｔａでは、図５に示す経路で電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ２）を検出し、検出値からインダクタＬ２の電流を算出する。検出値がピーク値Ｉｐに達すると、制御回路６はスイッチング素子Ｑ５をオフとする。
【００５１】
また、図３の期間Ｔｂでは、図６（または図８）に示す経路で電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ２）を検出し、検出値からインダクタＬ２の電流を算出する。検出値が図４に示す第２のピーク値Ｉｐ２に達すると、制御回路６はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５を共にオフとする。
【００５２】
さらに、図３の期間Ｔｃでは、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードに電流が流れるので、その電流がゼロとなった時点でゼロクロスと判定し、制御回路６はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５を共にオンとする。
【００５３】
次に、スイッチング素子Ｑ４がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性においては、低周波動作のスイッチング素子Ｑ３のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ３）を検出し、インダクタＬ２の電流ＩＬ２を算出する。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が共にオンの期間では、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が負のピーク値（−Ｉｐ）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオフ制御する。また、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフの期間では、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が第２の負のピーク値（−Ｉｐ２）に達した時点でスイッチング素子Ｑ３をオフ制御する。また、全オフ期間が生じた場合には、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードに流れる電流がゼロとなった時点でゼロクロスと判定し、制御回路６はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を共にオンとする。
【００５４】
本実施形態では、実施形態１のように、インダクタＬ２と直列に電流検出抵抗Ｒ１を追加する必要が無いため、実施形態１に比べると、回路での損失を小さくすることができる。
【００５５】
（実施形態３）
図１０は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の検出手段が実施形態１、２のものとは異なっている。実施形態３では、図１０に示すように、高周波動作のスイッチング素子Ｑ４もしくはＱ５のドレイン・ソース間電圧を検出することで、インダクタＬ２の電流ＩＬ２を検出している。
【００５６】
まず、スイッチング素子Ｑ５がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が共にオンしている期間Ｔａでは、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ５のドレイン・ソース間に流れる電流Ｉｄｓ（Ｑ５）はインダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２と略等しい。スイッチング素子Ｑ５がオンしている時、そのドレイン・ソース間には僅かなオン抵抗（数十〜数百Ω）を持つため、流れる電流に比例した電圧が発生する。これを利用して、スイッチング素子Ｑ５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ５）を検出し、検出値からインダクタＬ２の電流ＩＬ２を算出する。算出されたインダクタＬ２の電流ＩＬ２がピーク値Ｉｐに達すると、制御回路６はスイッチング素子Ｑ５をオフ状態とする。
【００５７】
スイッチング素子Ｑ５のオフ時に、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は、図６に示すように、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間のボディダイオードに流れる電流と略等しい。このとき、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間には、流れる電流に応じた電圧が発生する。これを利用して、スイッチング素子Ｑ５のオフ時には、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ４）を検出し、その検出値からインダクタＬ２の電流ＩＬ２を算出する。図４、図８に示すように、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が逆極性に振動することで大電流モードが発生した場合、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が第２のピーク値Ｉｐ２に達した時点で、制御回路６はスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５を共にオフ状態とする。これによりインダクタＬ２の磁気飽和を防止する。
【００５８】
全オフ期間では、図７に示すように、直流電源Ｖｄｃに回生電流が流れる。制御回路６は、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間電圧を監視することにより、回生電流がゼロに戻ったことを検出した時点でスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５を共にオン状態とし、図５の動作に戻る。これにより、インダクタＬ２の電流が過大となることなく、ゼロクロス動作を実現できる。
【００５９】
同様に、スイッチング素子Ｑ４がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性においては、スイッチング素子Ｑ４のオン時にはスイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ４）を検出することでインダクタＬ２の電流ＩＬ２を算出し、スイッチング素子Ｑ４のオフ時には、スイッチング素子Ｑ５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ５）を検出することでインダクタＬ２の電流ＩＬ２を算出する。
【００６０】
実施形態３では、実施形態１のように、インダクタＬ２と直列に電流検出抵抗Ｒ１を挿入する必要が無いため、実施形態１に比べると、回路での損失を小さくすることができる。
【００６１】
（実施形態４）
図１１は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、制御回路６がインダクタＬ２の両端電圧を検出している点において実施形態１の回路構成と異なる。本実施形態では、高周波動作のスイッチング素子Ｑ４またはＱ５がオフした後、最大オフ時間Ｔｍａｘが経過する前であっても、インダクタＬ２の電流の傾きが所定値以上となった場合は、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２またはＱ３をオフさせて全オフ状態とし、直流電源Ｖｄｃに回生電流を流すことで、インダクタＬ２に大電流が流れるのを防ぐ。
【００６２】
図２、図３の期間Ｔｂに示すように、通常動作時において、チョッピング動作（高周波動作）のスイッチング素子Ｑ５がオフした後は、インダクタＬ２の電流ＩＬ２は減少傾向にあり、その傾きｄｉ／ｄｔは、ｄｉ／ｄｔ＜０である。
【００６３】
しかし、課題で述べたとおり、寿命末期ランプなどの不安定なランプを点灯する場合などには、ランプの点灯／消灯が不定期に繰り返され、高圧放電灯ＤＬと、これに実質並列に接続されたコンデンサＣ２と、直列に接続されたインダクタＬ２とで振動を起こし、図４、図８に示すように、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が通常時とは逆極性に振れることがある。その場合、スイッチング素子Ｑ５のオフ時であっても、図４に示すように、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２が増加することがあり、その傾きｄｉ／ｄｔ＞０となり、インダクタＬ２が磁気飽和する電流を越えると、大電流へと繋がる。
【００６４】
本実施形態では、降圧チョッパ回路４の高周波動作のスイッチング素子Ｑ４またはＱ５がオフした時、インダクタＬ２の電流ＩＬ２の傾きｄｉ／ｄｔを検出し、検出された電流の傾きｄｉ／ｄｔが所定の閾値以上となった場合には、所定時間Ｔｍａｘが経過する前であっても、低周波動作のスイッチング素子Ｑ２またはＱ３をオフさせて全オフ状態とし、インダクタＬ２に大電流が流れるのを未然に防止する。
【００６５】
インダクタＬ２の電流の傾きｄｉ／ｄｔの検出は、インダクタＬ２の両端電圧ＶＬ２を検出し、その検出値とインダクタンス値Ｌ２より制御回路６によって算出する。演算式は、ＶＬ２＝Ｌ２×（ｄｉ／ｄｔ）より、ｄｉ／ｄｔ＝ＶＬ２／Ｌ２となる。
【００６６】
本実施形態では、検出された電流の傾きｄｉ／ｄｔと比較される所定の閾値を０に設定し、図１２に示すように、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が減少から増加に転じた時点で全オフ状態へと移行させる。つまり、スイッチング素子Ｑ５がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性においては、インダクタＬ２の両端電圧ＶＬ２が略０以上となる時、また、スイッチング素子Ｑ４がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性においては、インダクタＬ２の両端電圧が略０以下となる時に、全オフ状態へ移行させることで、インダクタＬ２に大電流が流れ始める前に、かつ電流が許容範囲内である時点で直流電源Ｖｄｃへの回生を開始する。
【００６７】
また、例えば、図４に示すように、高周波動作のスイッチング素子Ｑ５（またはＱ４）がオフした直後において、既にインダクタＬ２の電流の傾きｄｉ／ｄｔが所定の閾値を越えている場合には、第２のピーク値Ｉｐ２に上昇するまで待つことなく、即座に低周波動作のスイッチング素子Ｑ２（またはＱ３）をオフさせると良い。
【００６８】
図１３に、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング動作時において、インダクタＬ２に大電流が流れる現象を、回路シミュレーションで再現した結果を示す。シミュレーション開始時は高圧放電灯ＤＬは不点状態であり、高圧放電灯ＤＬに並列に接続されたコンデンサＣ２は直流電源Ｖｄｃとほぼ同電圧まで充電されている。１０μｓ経過時、高圧放電灯ＤＬは不点灯（無負荷）から点灯（短絡）状態に切り換わり、コンデンサＣ２の電圧が振動を始める。４０μｓ経過時、スイッチング素子Ｑ２とＱ５をオンさせ、インダクタＬ２に電流ＩＬ２が流れ始める。４３μｓ経過時、スイッチング素子Ｑ５をオフさせる。６８μｓ経過時、スイッチング素子Ｑ２をオフさせる。
【００６９】
このシミュレーション結果より、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が増加へ転ずる（傾き＝０となる）時点ｔｘにおいて、インダクタＬ２の電圧ＶＬ２＝０となっていることが分かる。また、同時点で、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２も０になっている。その後、６７μｓ付近にピークのある大電流がインダクタＬ２に流れる。したがって、本実施形態のように、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が増加へ転ずる（傾き＝０となる）時点ｔｘでスイッチング素子Ｑ２をオフにすれば、その後、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が増大する動作を回避できる。
【００７０】
本実施形態では、インダクタＬ２の電流傾きを検出する手段として、インダクタＬ２の両端電圧ＶＬ２を検出しているが、高圧放電灯ＤＬに実質並列に接続されたコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を検出しても良い。スイッチング素子Ｑ５がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性においては、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が略０以下となる時に、また、スイッチング素子Ｑ４がチョッピング動作（高周波動作）を行う極性においては、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が略０以上となる時に、全オフ状態へと移行させれば良い。
【００７１】
このように、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が減少から増加に転ずる（電流傾き＝０）時に、全オフ状態へ移行させることで、インダクタＬ２に大電流が流れ始める前に、電流ＩＬ２が許容範囲内である時点で直流電源Ｖｄｃへの回生を行い、大電流を事前に回避し、スイッチング素子やインダクタへのストレスを最小限としたスイッチング動作が実現できる。
【００７２】
（実施形態５）
図１４は本発明の高圧放電灯点灯装置を用いた照明器具の構成例を示す。（ａ）、（ｂ）はそれぞれスポットライトにＨＩＤランプを用いた例、（ｃ）はダウンライトにＨＩＤランプを用いた例であり、図中、ＤＬは高圧放電灯、８１は高圧放電灯を装着した灯体、８２は配線、８３は点灯装置の回路を格納した安定器である。
【００７３】
これらの点灯装置として前述の高圧放電灯点灯装置を搭載することで、負荷として放電状態が不安定な高圧放電灯が接続された場合においても、降圧チョッパ回路のインダクタに流れる電流を抑制し、高圧放電灯点灯装置の破壊を回避することができる照明装置、照明器具、照明システムを構築することが可能となる。
【符号の説明】
【００７４】
３  フルブリッジ回路
４  降圧チョッパ回路
６  制御回路
Ｃ２  コンデンサ
Ｌ２  インダクタ
ＤＬ  高圧放電灯
Ｑ２〜Ｑ５  スイッチング素子
【図１】
2011134496.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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