(57)【要約】      （修正有）【課題】同期ＰＷＭ方式により同期電動機を駆動する場合であっても、位相遅れを補償し、電動機効率およびトルク低下を防止することができる同期電動機の制御装置を得る。【解決手段】トルク指令、同期電動機２の固定子に流れる電流および回転子の位相に基づいて、同期電動機２に対する交流電圧指令を算出する電圧指令演算手段１５と、交流電圧指令に基づいて、非同期ＰＷＭ方式または同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する交流電圧を生成するＰＷＭインバータ２０と、同期電動機２の運転状態に基づいて、非同期ＰＷＭ方式と同期ＰＷＭ方式とを切り替える切替手段１７と、非同期ＰＷＭ方式および同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合の各々において、演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れによる回転子の位相遅れを補償する位相補償手段１８とを備え、電圧指令演算手段１５は、位相補償手段１８で位相補償された回転子の位相を用いて交流電圧指令を算出する。【選択図】図１
2011234452.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機の駆動を制御する同期電動機の制御装置であって、
トルク指令、前記同期電動機の固定子に流れる電流および前記同期電動機の回転子の位相に基づいて、前記同期電動機に対する交流電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記交流電圧指令に基づいて、非同期ＰＷＭ方式または同期ＰＷＭ方式で前記同期電動機を駆動する交流電圧を生成するＰＷＭインバータと、
前記同期電動機の運転状態に基づいて、前記非同期ＰＷＭ方式と前記同期ＰＷＭ方式とを切り替える切替手段と、
前記非同期ＰＷＭ方式で前記同期電動機を駆動する場合、および前記同期ＰＷＭ方式で前記同期電動機を駆動する場合の各々において、前記電圧指令演算手段および前記ＰＷＭインバータでそれぞれ発生する演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れによる前記同期電動機の回転子の位相遅れを補償する位相補償手段と、を備え、
前記電圧指令演算手段は、前記位相補償手段で位相補償された前記回転子の位相を用いて、前記交流電圧指令を算出する
ことを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項２】
前記同期電動機の運転状態は、前記同期電動機の回転速度であることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の制御装置。
【請求項３】
前記位相補償手段は、前記同期ＰＷＭ方式で前記同期電動機を駆動する場合に、前記演算遅れ分の位相を現在の交流電圧位相に加算し、加算後の交流電圧位相とＰＷＭ演算開始位相群とを比較し、前記加算後の交流電圧位相の次にくるＰＷＭ演算開始位相に前記ＰＷＭ応答遅れ分の位相を加算した位相を、位相補償後の交流電圧位相とする
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の同期電動機の制御装置。
【請求項４】
前記同期電動機の固定子に流れる電流をｄｑ電流に座標変換する第１座標変換手段と、
前記トルク指令、前記ｄｑ電流および前記回転子の位相に基づいて、前記同期電動機に対するｄｑ電圧指令を算出するｄｑ電圧指令演算手段と、
前記ｄｑ電圧指令を前記交流電圧指令に座標変換する第２座標変換手段と、をさらに備え、
前記位相補償手段は、前記同期ＰＷＭ方式で前記同期電動機を駆動する場合に、前記演算遅れ分の位相と、前記ｄｑ電圧指令を前記交流電圧指令に座標変換する際に発生する位相変化分とを現在の交流電圧位相に加算し、加算後の交流電圧位相とＰＷＭ演算開始位相群とを比較し、前記加算後の交流電圧位相の次にくるＰＷＭ演算開始位相に前記ＰＷＭ応答遅れ分の位相を加算した位相を、位相補償後の交流電圧位相とする
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の同期電動機の制御装置。
【請求項５】
前記切替手段は、前記非同期ＰＷＭ方式と前記同期ＰＷＭ方式との切り替えに際して、ヒステリシス手段およびタイマ手段の少なくとも一方を有する
ことを特徴とする請求項１から請求項４までの何れか１項に記載の同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば電気自動車の駆動装置や電動パワーステアリング装置等に用いられる同期電動機の駆動を制御する同期電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機の駆動方法として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）方式を用いた交流電圧駆動が知られている。ＰＷＭ方式には、非同期ＰＷＭ方式と同期ＰＷＭ方式とがある。非同期ＰＷＭ方式は、時間カウンタにより生成される搬送波の周期が固定であり、この搬送波の周期と演算装置で算出される指令交流波の周期とが同期していない方式である。
【０００３】
これに対して、同期ＰＷＭ方式は、搬送波の周期と指令交流波の周期とが同期する方式である。そのため、同期ＰＷＭ方式では、１つの指令交流波に含まれる搬送波の数が一定であり、位相カウンタにより生成される搬送波の周期は、非同期ＰＷＭ方式における搬送波の固定周期と異なり、同期電動機の回転速度に応じて可変となる。
【０００４】
同期電動機を非同期ＰＷＭ方式で駆動する場合、同期電動機の回転速度が上がるにつれて、搬送波の周期と交流電圧周期とが近くなり、搬送波の周期と指令交流波の周期とが同期していないことに起因する著しい波形崩れが発生する恐れがあった。そのため、高調波成分が増大して電動機効率が低下するという問題があった。
【０００５】
そこで、上記の問題を解決するために、同期電動機を高速回転で制御する場合に、同期ＰＷＭ方式を用いて搬送波の周期と指令交流波の周期とを同期させることにより、高調波成分を抑制して、電動機効率の低下を抑制する方法が提案されている。
【０００６】
ところで、ＰＷＭ方式を用いて同期電動機を交流電圧駆動する場合において、サンプル値制御を実行するとき、ＰＷＭ演算に用いられる交流電圧指令値の更新は、連続的な指令交流波の電圧に対して離散的となる。なお、交流電圧指令値の更新は、更新間隔を等間隔とするために、搬送波の山および谷で実行するのが一般的である。更新された交流電圧指令値に対してＰＷＭ演算を実行し、ＰＷＭ電圧を生成することで、ＲＬ負荷である同期電動機に、このＰＷＭ電圧の平均電圧に応じた電流が流れることとなる。
【０００７】
ここで、上記ＰＷＭ電圧の平均電圧は、搬送波の半周期（以後、「搬送波半周期）と称する）に相当するＰＷＭ演算期間内における連続的な指令交流波の電圧の平均値と等しい値にする必要があり、その値は、ＰＷＭ演算期間の中央における指令交流波の電圧値に等しい。そのため、サンプル値制御において設定する交流電圧指令値を、ＰＷＭ演算開始時の指令交流波の電圧値とすると、搬送波半周期の０．５倍の時間遅れに相当するＰＷＭ応答遅れが発生する。
【０００８】
また、サンプル値制御を実行するにあたっては、演算装置で交流電圧指令値が算出されるまでに、一定時間の演算遅れが発生する。すなわち、ＰＷＭ応答遅れによる０．５搬送波半周期に相当する時間と、演算遅れによる一定時間とを合計した遅延時間が発生することとなる。
【０００９】
このようなＰＷＭ応答遅れおよび演算遅れを含む遅延時間内においても、同期電動機の回転子は回転し、位相が変化するので、適切な位相で同期電動機に交流電圧を印加することができず、電動機効率およびトルクが低下するという問題があった。
【００１０】
そこで、上記の問題を解決するために、演算遅れが搬送波半周期に等しい（すなわち、遅延時間が１．５搬送波半周期である）同期電動機の制御装置において、ＰＷＭ応答遅れおよび演算遅れによる位相遅れを補償する方法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１１】
すなわち、非特許文献１には、同期電動機の回転子の位相に、１．５搬送波半周期分の位相を遅延補償量として加算し、演算装置で交流電圧指令値を算出する際の位相としてこの加算後の値を用いることにより、位相遅れを補償する方法が示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】織田健志、他３名著、「磁極位置センサレスＰＭモータの推定誤差要因とその対策」、平成２０年電気学会産業応用部門大会講演論文集巻２００８号、ｐｐ．Ｉ−２７３〜Ｉ−２７６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
非特許文献１の同期電動機の制御装置では、時間カウンタにより生成される搬送波の周期が固定であり、この搬送波の周期と交流電圧指令値の演算周期とが同期すること、すなわち同期電動機を非同期ＰＷＭ方式で駆動することを前提として位相遅れを補償している。
【００１４】
ここで、上述したように、同期ＰＷＭ方式では、搬送波の周期と指令交流波の周期とが同期しており、１つの指令交流波に含まれる搬送波の数が一定である。したがって、交流電圧周期に応じて搬送波の周期が変化するので、搬送波の周期と演算周期との同期をとることができない。
【００１５】
そのため、非特許文献１に示された位相遅れの補償方法を、同期電動機を同期ＰＷＭ方式で駆動する場合に適用することができない。したがって、同期電動機の高速回転時には、位相遅れを補償することができず、適切な位相で同期電動機に交流電圧を印加することができないので、電動機効率およびトルクが低下するという問題がある。
【００１６】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、同期ＰＷＭ方式による同期電動機の駆動により、搬送波の周期が可変となり、演算周期との同期をとれなくなった場合であっても、適切な位相で同期電動機に交流電圧を印加することにより、電動機効率およびトルクの低下を防止することができる同期電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
この発明に係る同期電動機の制御装置は、同期電動機の駆動を制御する同期電動機の制御装置であって、トルク指令、同期電動機の固定子に流れる電流および同期電動機の回転子の位相に基づいて、同期電動機に対する交流電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、交流電圧指令に基づいて、非同期ＰＷＭ方式または同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する交流電圧を生成するＰＷＭインバータと、同期電動機の運転状態に基づいて、非同期ＰＷＭ方式と同期ＰＷＭ方式とを切り替える切替手段と、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合、および同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合の各々において、電圧指令演算手段およびＰＷＭインバータでそれぞれ発生する演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れによる同期電動機の回転子の位相遅れを補償する位相補償手段とを備え、電圧指令演算手段は、位相補償手段で位相補償された回転子の位相を用いて、交流電圧指令を算出するものである。
【発明の効果】
【００１８】
この発明に係る同期電動機の制御装置によれば、位相補償手段は、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合、および同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合の各々において、電圧指令演算手段およびＰＷＭインバータでそれぞれ発生する演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れによる同期電動機の回転子の位相遅れを補償し、電圧指令演算手段は、位相補償手段で位相補償された回転子の位相を用いて、交流電圧指令を算出する。
そのため、同期ＰＷＭ方式による同期電動機の駆動により、搬送波の周期が可変となり、演算周期との同期をとれなくなった場合であっても、適切な位相で同期電動機に交流電圧を印加することにより、電動機効率およびトルクの低下を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る同期電動機の制御装置を同期電動機とともに示すブロック構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る同期電動機の制御装置において、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合の位相補償処理を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る同期電動機の制御装置において、同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合の位相補償処理を示す説明図である。
【図４】（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係る位相補償処理による効果を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、この発明の同期電動機の制御装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
なお、以下の各実施の形態では、この同期電動機の制御装置が、磁極位置センサレス制御装置である場合について説明する。
【００２１】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る同期電動機の制御装置１を同期電動機２とともに示すブロック構成図である。図１において、同期電動機の制御装置１は、同期電動機２の駆動を制御する。同期電動機２は、固定子３および回転子４を有している。
【００２２】
また、同期電動機の制御装置１は、界磁電流制御手段１１、減算器１２、ＰＩ補償器１３、減算器１４、ｄｑ電圧指令演算手段１５（電圧指令演算手段、ｄｑ電圧指令演算手段）、積分器１６、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７、位相補償手段１８、ｄｑ−３相座標変換手段１９（電圧指令演算手段、第２座標変換手段）、ＰＷＭインバータ２０、３相−ｄｑ座標変換手段２１（第１座標変換手段）、全電流演算手段２２および周波数補償手段２３を備えている。
【００２３】
この同期電動機の制御装置１は、上述したように、磁極位置センサレス制御装置なので、ｄ−ｑ軸を知ることができない。そこで、制御側で設定した仮想ｄ−ｑ軸を用いて同期電動機２に通電し、回転子磁束と電機子反作用磁束との合計磁束を一定値に維持するとともに、この合計磁束を仮想ｄ軸と合わせる磁束ベクトル制御を用いる。これにより、磁極位置を見失うことなく、電圧を制御することができる。
【００２４】
界磁電流制御手段１１は、入力される界磁電流指令および界磁電流検出値に基づいて回転子４の界磁電流を制御し、回転子４から界磁磁束を発生させる。
減算器１２は、入力されるトルク指令から、全電流演算手段２２で算出された全電流を減算し、トルク偏差を出力する。すなわち、同期電動機の制御装置１は、トルク偏差を制御の操作量とすることでトルク制御を実行するトルクフィードバックの構成となっている。全電流演算手段２２の機能については後述する。
【００２５】
ＰＩ補償器１３は、減算器１２からのトルク偏差に基づいて、回転速度指令値ω＊を算出し、この回転速度指令値ω＊を出力する。
減算器１４は、ＰＩ補償器１３からの回転速度指令値ω＊から、周波数補償手段２３で算出された周波数補償量ｆｃを減算し、周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊を出力する。周波数補償手段２３の機能については後述する。
【００２６】
ｄｑ電圧指令演算手段１５は、入力される界磁磁束と、減算器１４からの周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊と、３相−ｄｑ座標変換手段２１からのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*を算出して出力する。この実施の形態１では、センサレス制御の１つである磁束ベクトル制御のアルゴリズムに基づいてｄｑ電圧指令値（ｄ軸電圧指令Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*）を算出するが、他のアルゴリズムに基づいてｄｑ電圧指令値を算出してもよい。
【００２７】
積分器１６は、減算器１４からの周波数補償後の回転速度指令値ωｃ*に基づいて、回転子４の位相θを算出し、この回転子４の位相θを出力する。すなわち、積分器１６は、回転子４の位相θを算出するための磁極位置算出手段である。具体的には、積分器１６は、前回の回転子４の位相に、演算周期分の位相進みを加算して回転子４の位相θを算出する。なお、この位相進みは、演算周期に周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊を乗算することによって得られる。
【００２８】
非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７は、減算器１４からの周波数補償後の回転速度指令値ωｃ*（運転状態）に基づいて、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動するか、同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動するかを切り替える。具体的には、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７は、周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊が、例えば１０万ｒｐｍ以下である場合には、非同期ＰＷＭ方式を選択し、１０万ｒｐｍよりも高い場合には、同期ＰＷＭ方式を選択するといったように、ＰＷＭ方式を切り替える。
【００２９】
なお、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７でのＰＷＭ方式の切り替えにおいて、周波数補償後の回転速度指令値ωｃ*が上記１０万ｒｐｍ前後で変動する場合、ＰＷＭ方式の切り替えが複数回行われて制御が不安定になる恐れがある。そこで、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７は、設定された回転速度に対してヒステリシス（ヒステリシス手段）を有するか、または周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊が設定された回転速度に到達した後、一定時間経過後にＰＷＭ方式を切り替えるタイマ手段を有している。
【００３０】
ここで、ヒステリシスとしては、設定された回転速度に対して数％（例えば、±２％）程度のヒステリシスを有することが考えられる。また、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７は、ヒステリシスおよびタイマ手段をともに有していてもよい。
これにより、周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊が設定された回転速度の前後で変動した場合であっても、ＰＷＭ方式の切り替えが連続して実行されることを防止し、制御の安定性を向上させることができる。
【００３１】
位相補償手段１８は、減算器１４からの周波数補償後の回転速度指令値ωｃ＊、積分器１６からの回転子４の位相θおよび非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７で切り替えられたＰＷＭ方式に基づいて、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合、および同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合の各々において、ｄｑ電圧指令演算手段１５、ｄｑ−３相座標変換手段１９およびＰＷＭインバータ２０でそれぞれ発生する演算遅れ、位相変化遅れおよびＰＷＭ応答遅れによる回転子４の位相遅れを補償し、位相補償後の回転子位相θｃを出力する。位相補償手段１８の詳細な機能については後述する。
【００３２】
ｄｑ−３相座標変換手段１９は、ｄｑ電圧指令演算手段１５からのｄ軸電圧指令Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*と、位相補償手段１８からの位相補償後の回転子位相θｃとに基づいて、Ｕ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*およびＷ相電圧指令Ｖｗ*を算出して出力する。Ｕ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*およびＷ相電圧指令Ｖｗ*は、それぞれ次式（１）〜（３）で表される。
【００３３】
Ｖｕ*＝Ｖｄ*・ｃｏｓθｃ−Ｖｑ*・ｓｉｎθｃ・・・（１）
【００３４】
Ｖｖ*＝Ｖｄ*・ｃｏｓ（θｃ＋２４０°）−Ｖｑ*・ｓｉｎ（θｃ＋２４０°）・・・（２）
【００３５】
Ｖｗ*＝−（Ｖｕ*＋Ｖｖ*）・・・（３）
【００３６】
ＰＷＭインバータ２０は、ｄｑ−３相座標変換手段１９からのＵ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*およびＷ相電圧指令Ｖｗ*と、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７で切り替えられたＰＷＭ方式とに基づいて、非同期ＰＷＭ方式または同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する交流電圧を生成する。
【００３７】
具体的には、ＰＷＭインバータ２０は、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合には、時間カウンタに基づく一定周期の搬送波と３相交流電圧指令値とを用いてＰＷＭパルスを生成する。また、ＰＷＭインバータ２０は、同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合には、３相交流電圧位相をカウントする位相カウンタに基づく搬送波と３相交流電圧指令値とを用いてＰＷＭパルスを生成する。
【００３８】
ここで、時間カウンタは、まず、搬送波半周期と時間カウント幅とに基づいて設定されたカウント上限値を用意する。続いて、カウント値を０からカウント時間幅毎にインクリメントさせていき、カウント値がカウント上限値に達した後、カウント値を０までデクリメントさせていく。この処理を繰り返すことにより、所望の周期の搬送波を生成することができる。
【００３９】
また、位相カウンタは、まず、搬送波半周期に進む移相量と位相カウント幅とに基づいて設定されたカウント上限値を用意する。続いて、カウント値を０からインクリメントさせていくが、このとき、交流電圧位相を参照しながら、その電圧位相が進む毎にインクリメントさせる。次に、カウント値がカウント上限値に達した後、カウント値を０までデクリメントさせていく。また、ｄｑ電圧指令値が更新されて位相の変化があった場合には、参照している交流電圧位相にｄｑ電圧指令値の更新による位相変化量を加算した値に基づいて、カウント値を変更する。
【００４０】
３相−ｄｑ座標変換手段２１は、積分器１６からの回転子４の位相θに基づいて、同期電動機２の固定子３に流れる３相電流からｄｑ電流値（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ）を算出して出力する。なお、この実施の形態１では、３相電流のうち、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを検出し、これらの検出電流に基づいてｄｑ電流値を算出しているが、これに限定されず、検出する相電流は、３相のうちどの２相であってもよい。３相−ｄｑ座標変換手段２１で算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、下記の他、トルク指令の演算に用いられる。
【００４１】
全電流演算手段２２は、３相−ｄｑ座標変換手段２１からのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの二乗和の平方根を算出し、全電流を出力する。
周波数補償手段２３は、３相−ｄｑ座標変換手段２１からのｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ＰＩ補償器１３からの回転速度指令値ω＊の周波数を補償する周波数補償量ｆｃを算出して出力する。周波数補償量ｆｃは、次式（４）で表される。
【００４２】
ｆｃ＝（ｋｈｐｆ×ωｈｐｆ）×ｓ／（ｓ＋ωｈｐｆ）×Ｉｑ・・・（４）
【００４３】
また、変数の定義は、ｋｈｐｆは周波数補償ゲイン、ωｈｐｆはハイパスフィルタ通過周波数、ｓはラプラス演算子を示している。
【００４４】
続いて、位相補償手段１８の詳細な機能について説明する。
まず、図２を参照しながら、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合における位相補償手段１８の位相補償処理について説明する。
【００４５】
この実施の形態１では、上述した非特許文献１のものと同様に、時間カウンタにより生成される搬送波の周期が固定であり、この搬送波の周期と交流電圧指令値の演算周期とを同期させている。
図２に示されるように、３相交流電圧指令値の演算時間が搬送波半周期Ｔｈｃであり、搬送波の山および谷で３相交流電圧指令値を更新する場合、この３相交流電圧指令値の演算遅れに伴い、ωｃ*・Ｔｈｃの位相遅れが発生する。
【００４６】
また、ＰＷＭ電圧の平均電圧は、搬送波半周期に相当するＰＷＭ演算期間内における連続的な指令交流波の電圧の平均値と等しい値にする必要があり、その値は、ＰＷＭ演算期間の中央における指令交流波の電圧値に等しい。そのため、サンプル値制御において設定する交流電圧指令値を、ＰＷＭ演算開始時の指令交流波の電圧値とすると、搬送波半周期の０．５倍の時間遅れに相当するＰＷＭ応答遅れが発生する。そこで、このＰＷＭ応答遅れを補償するために、０．５ωｃ*・Ｔｈｃの位相加算が必要となる。
【００４７】
したがって、位相補償手段１８は、上記演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れの位相和である１．５ωｃ*・Ｔｈｃを、積分器１６からの回転子４の位相θに加算した位相補償後の回転子位相θｃを算出し、ｄｑ−３相座標変換手段１９における座標変換のための位相として出力する。
【００４８】
続いて、図３を参照しながら、同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合における位相補償手段１８の位相補償処理について説明する。
【００４９】
図３において、位相補償手段１８は、まず、ｄｑ電圧指令値の更新時に、現在の３相交流電圧位相φを位相カウンタから参照し、その位相に３相交流電圧指令値の演算時間Ｔｃａｌ分の位相遅れと、ｄｑ電圧指令値を前回値Ｖｄ*、Ｖｑ*からそれぞれＶｄ＿ｎ*、Ｖｑ＿ｎ*に更新する際に発生する位相変化分δとを加算する。位相変化分δは、次式（５）で表される。
【００５０】
δ＝ａｒｃｔａｎ（−Ｖｄ＿ｎ*／Ｖｑ＿ｎ*）−ａｒｃｔａｎ（−Ｖｄ*／Ｖｑ*）・・・（５）
【００５１】
また、加算後の３相交流電圧位相φ＿ｎは、次式（６）で表される。これにより、交流電圧指令値生成時の位相を算出することができる。
φ＿ｎ＝φ＋ω＊・Ｔｃａｌ＋δ・・・（６）
【００５２】
続いて、位相補償手段１８は、加算後の３相交流電圧位相φ＿ｎとＰＷＭ演算開始位相群とを比較する。ここで、ＰＷＭ演算開始位相群は、図２に示されるように、例えば搬送波の山から谷、または谷から山に向かって搬送波半周期分の時間をかけてＰＷＭパルスを生成する場合、その搬送波の山および谷であり、交流電圧１周期中に入る搬送波の数によってその位相が決まる。交流電圧１周期中に入る搬送波の数をＮとすると、ＰＷＭ演算開始位相群φｉは、０〜２Ｎ−１の整数値ｉを用いて、次式（７）で表される。
【００５３】
φｉ＝１８０ｉ／Ｎ＋９０／Ｎ［ｄｅｇ］・・・（７）
【００５４】
なお、ＰＷＭ演算開始位相群は、搬送波の山および谷に限定する必要はなく、山および谷からずれた位相であってもよい。
また、上述したＰＷＭ応答遅れ分の位相は、同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合には、ＰＷＭ演算開始位相群によらず搬送波半周期の０．５倍分の位相となる。すなわち、交流電圧１周期中に入る搬送波の数をＮとすると、ＰＷＭ応答遅れ分の位相は、９０／Ｎ［ｄｅｇ］と表され、同期電動機２の回転速度に依存しないことが分かる。
【００５５】
位相補償手段１８は、加算後の３相交流電圧位相φ＿ｎとＰＷＭ演算開始位相群とを比較し、次にくるＰＷＭ演算開始位相を選択して、その位相にＰＷＭ応答遅れ分の位相９０／Ｎを加算した位相を、３相交流電圧指令値の位相とする。したがって、位相補償後の回転子位相θｃは、選択されたＰＷＭ演算開始位相φｉ（ｉ＝０，１，・・・，２Ｎ）を用いて、次式（８）で表される。
【００５６】
θｃ＝φｉ＋９０／Ｎ−ａｒｃｔａｎ（−Ｖｄ＿ｎ*／Ｖｑ＿ｎ*）・・・（８）
【００５７】
図３においては、φ３がＰＷＭ演算開始位相となり、φ３〜φ４の間でＰＷＭ演算が実行される。なお、図３では、位相変化分δが負の値である場合を示しているが、位相変化分δは、０および正の値であっても、同様の方法によって位相補償を実行することができる。
【００５８】
図４は、この発明の実施の形態１に係る位相補償処理による効果を示す説明図である。図４は、ｄ軸電流Ｉｄ＝０として、ｑ軸電流Ｉｑに比例するトルクを制御する場合における位相補償の効果を示している。また、回転子４の位相に同期するｄ−ｑ座標が、演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れに相当する位相φｄだけ進んだときの座標がｄ‘−ｑ’座標である。
【００５９】
この発明の実施の形態１に係る同期電動機の制御装置１により、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合のみならず、同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する場合であっても、位相補償効果を得ることができる。すなわち、図４（ａ）のように、位相補償を実行しない場合には、ｑ軸電流Ｉｑｃｏｍの方向のｑ’軸からのずれ、つまり交流位相のずれが発生するので、ｑ’軸電流が減少しトルクが低下する。これに対して、図４（ｂ）のように、位相補償を実行した場合には、ｑ’軸電流としてＩｑｃｏｍが得られるので、トルクの低下を抑制することができる。
【００６０】
以上のように、実施の形態１によれば、位相補償手段は、非同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合、および同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合の各々において、電圧指令演算手段およびＰＷＭインバータでそれぞれ発生する演算遅れおよびＰＷＭ応答遅れによる同期電動機の回転子の位相遅れを補償し、電圧指令演算手段は、位相補償手段で位相補償された回転子の位相を用いて、交流電圧指令を算出する。
また、位相補償手段は、同期ＰＷＭ方式で同期電動機を駆動する場合に、演算遅れ分の位相と、ｄｑ電圧指令を交流電圧指令に座標変換する際に発生する位相変化分とを現在の交流電圧位相に加算し、加算後の交流電圧位相とＰＷＭ演算開始位相群とを比較し、加算後の交流電圧位相の次にくるＰＷＭ演算開始位相にＰＷＭ応答遅れ分の位相を加算した位相を、位相補償後の交流電圧位相とする。
そのため、同期ＰＷＭ方式による同期電動機の駆動により、搬送波の周期が可変となり、演算周期との同期をとれなくなった場合であっても、適切な位相で同期電動機に交流電圧を印加することにより、電動機効率およびトルクの低下を防止することができる。
【００６１】
なお、上記実施の形態１では、同期電動機の制御装置１が、磁極位置センサレス制御装置である場合について説明したが、磁極位置検出センサを用いる制御装置であってもよい。磁極位置を検出する磁極位置検出センサを用いることにより、図１に示した積分器１６が不要となり、微分器を用いることにより、同期電動機２の実回転速度を算出することができる。また、この実回転速度をフィードバックさせることにより、電動機回転速度の閉ループ制御を実行することができる。
【００６２】
また、上記実施の形態１では、ｄ−ｑ座標系によるベクトル制御を実行する構成を示したが、ｄ−ｑ座標系を用いずに、交流電圧そのものを制御する構成であってもよい。この場合には、ｄｑ電圧指令値の更新における位相変化分を考慮する必要がなくなるので、同期ＰＷＭ方式で同期電動機２を駆動する際の位相補償の処理が簡便となる。
【００６３】
また、上記実施の形態１では、交流の相数を３としたが、交流の相数はこれに限定されない。
また、上記実施の形態１では、界磁電流制御により界磁磁束を発生させる構成を示したが、永久磁石を用いた回転子により界磁磁束を発生させてもよい。回転子に永久磁石を用いることで、界磁電流が不要になるので、電動機効率を向上させることができる。
【００６４】
また、上記実施の形態１では、非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段１７での切り替え回転速度を１０万ｒｐｍとし、ヒステリシスを±２％としたが、これらの数値は、マイコンの性能や同期電動機の性能に基づく数値なので、適用されるシステム毎に異なる値が設定される。
【００６５】
また、上記実施の形態１では、図４において、ｄ軸電流Ｉｄ＝０とする制御における位相補償処理の効果について説明したが、この発明の実施の形態１に係る同期電動機の制御装置１は、特定の制御アルゴリズムに限定されることはなく、他の様々な制御アルゴリズムに適用可能である。
【符号の説明】
【００６６】
１  同期電動機の制御装置、２  同期電動機、３  固定子、４  回転子、１１  界磁電流制御手段、１２  減算器、１３  ＰＩ補償器、１４  減算器、１５  ｄｑ電圧指令演算手段、１６  積分器、１７  非同期ＰＷＭ／同期ＰＷＭ切替手段、１８  位相補償手段、１９  ｄｑ−３相座標変換手段、２０  ＰＷＭインバータ、２１  ３相−ｄｑ座標変換手段、２２  全電流演算手段、２３  周波数補償手段。
【図１】
2011234452.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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