(57)【要約】      （修正有）【課題】エネルギーの蓄積を最小限にすることでキャパシターの容量を小さくして、電解コンデンサーを必ずしも要せずに、交流周期の全期間に亘って零電圧ならない直流電圧を供給することができるＡＣ−ＤＣコンバーター及びそれを用いた電源装置並びに負荷駆動装置等を提供する。【解決手段】ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｃは、単相交流波形を全波整流する第１の整流器１０２と、第１の整流器に接続された補助コンバーター１３０Ａと、第１の整流器からの出力電圧が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以下の低電圧になったことを検出する低電圧検出回路１０６と、を有し、低電圧期間Ｔでは、第１の整流器の出力、または補助コンバーターの出力を出力線１０８に供給し、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の整流器の出力を出力線１０８に供給する。補助コンバーターは、キャパシターＣ１と、インダクターＬ１と、低電圧期間Ｔにキャパシターを充電する充電回路１３２とを含む。【選択図】図５
2011078259.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流波形を全波整流する第１の整流器と、
前記第１の整流器に接続された補助コンバーターと、
前記第１の整流器からの出力電圧が第１の参照電圧以下の低電圧になったことを検出する低電圧検出回路と、
前記第１の整流器の出力及び前記補助コンバーターの出力の少なくとも一方が供給される出力線と、
を有し、
前記補助コンバーターは、
前記第１の整流器の出力電圧により充電されるキャパシターと、
前記キャパシターの上流側にて順方向接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードよりも上流側にて前記第１のダイオードと接続されたインダクターと、
前記低電圧期間に前記インダクターに流れる電流を制御して、前記キャパシターを充電する充電回路と、
を含み、
前記低電圧検出回路により前記低電圧が検出されている低電圧期間では、前記第１の整流器の出力と共に、または前記第１の整流器の出力に代えて、前記補助コンバーターの出力を前記出力線に供給し、前記低電圧期間以外の期間では前記第１の整流器の出力を前記出力線に供給することを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項２】
請求項１において、
前記第１のダイオード及び前記インダクターは前記出力線に挿入接続されていることを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項３】
請求項１において、
一端が前記第１の整流器に共通接続され、他端が前記出力線に択一的に導通される第１，第２の出力線と、
前記第１，第２の出力線を切り替えて前記出力線に導通させる切り替えスイッチと、
をさらに有し、
前記第１の出力線には、前記低電圧検出回路に接続される電圧検出ノードが設けられ、
前記第２の出力線には、前記補助コンバーターが接続され、
前記切り替えスイッチは、前記低電圧検出回路の出力に基づいて、前記低電圧期間では前記第２の出力線を前記出力線と導通させ、前記低電圧期間以外の期間では前記第１の出力線を前記出力線と導通させることを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項４】
請求項３において、
前記切り替えスイッチは、
前記低電圧期間にオンされて、前記電圧検出ノードよりも下流の接続ノードにて前記第２の出力線を前記出力線と導通させ、前記低電圧期間以外の期間ではオフされる第１のスイッチング素子と、
前記第１の出力線上にて前記電圧検出ノードと前記接続ノードとの間に順方向接続された第２のダイオードと、
を含むことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記低電圧検出回路は、
前記第１の整流器からの出力電圧と前記第１の参照電圧とを比較する第１の比較器と、
前記比較器の出力に基づいて、前記低電圧期間に前記切り替えスイッチへの制御信号を出力する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項６】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記低電圧検出回路は、
全波整流される前または後の単相交流波形のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、
前記ゼロクロス検出部からの出力によりリセットされるカウンターと、
前記カウンターがリセットされる前後のカウント出力に基づいて、前記低電圧期間に前記切り替えスイッチへの制御信号を出力する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて、
前記補助コンバーターの前記充電回路は、
前記インダクターに接続された第２のスイッチング素子と、
前記低電圧検出回路の出力により、前記キャパシターの一端電圧が第２の参照電圧と等しくなるように前記第２のスイッチング素子をオン・オフさせる充電制御回路と、
を含むことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項８】
請求項１において、
前記インダクターの一端が前記出力線に接続され、
前記補助コンバーターの前記充電回路は、
前記インダクターの他端に接続された第２のスイッチング素子と、
前記インダクターの他端と、前記出力線上にて前記第１のダイオードよりも下流側の接続ノードとの間に順方向接続された第３のダイオードと、
前記低電圧検出回路の出力により、前記第２のスイッチング素子をオン・オフさせる充電制御回路と、
を含むことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項９】
請求項７または８において、
前記充電制御回路は、前記キャパシターの端子電圧と前記第２の参照電圧との差に基づいて、前記第２のスイッチング素子に供給される制御信号のパルス幅を制御するパルス幅変調器を含むことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項１０】
請求項９において、
前記充電制御回路は、前記キャパシターの端子電圧と前記第２の参照電圧とを比較する第２の比較器を含み、前記第２の参照電圧は、前記第１の参照電圧よりも前記単相交流波形の最大電圧に近付けた電圧に設定されていることを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記低電圧期間以外の期間では、前記第２の参照電圧が前記第１の参照電圧よりも低い値に設定されることを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項１２】
単相交流波形を全波整流する第１の整流器と、
前記第１の整流器の出力電圧により充電されるキャパシターと、前記キャパシターの上流側にて順方向接続された第１のダイオードとを含む第２の整流器と、
前記第１の整流器からの出力電圧が第１の参照電圧以下の低電圧になったことを検出する低電圧検出回路と、
前記第１の整流器の出力及び前記第２の整流器の出力の少なくとも一方が供給される出力線と、
を有し、
前記低電圧検出回路により前記低電圧が検出されている低電圧期間では、前記第１の整流器の出力に代えて、前記第２の整流器の出力を前記出力線に供給し、前記低電圧期間以外の期間では前記第１の整流器の出力を前記出力線に供給することを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバーター。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれか記載のＡＣ／ＤＣコンバーターと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバーターからの出力電圧の振幅よりも広い入力電圧ダイナミックレンジを有し、前記ＡＣ／ＤＣコンバーターからの出力電圧を一定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバーターと、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の電源装置と、
前記電源装置により前記直流電圧が供給されて駆動される負荷と、
を有することを特徴とする負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバーター及びそれを用いた電源装置並びに負荷駆動装置等に関する。
【背景技術】
【０００２】
発光素子例えばＬＥＤ(Light Emitting Diode)の点灯制御として、パルス点灯制御方式と直流（ＤＣ）点灯制御方式とが知られている。比較的小さな電流で必要輝度を確保できる点で、直流点灯制御方式が優れている。
【０００３】
直流点灯制御方式では、商用交流電圧から直流電圧に変換する必要がある。従来のブリッジ整流型ＡＣ／ＤＣコンバーターを用いた負荷駆動装置を図２２に示す。図２２において、交流電源１０に接続されたブリッジ整流回路１２はダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。このブリッジ整流回路１２よりＤＣ／ＤＣコンバーター１４に接続される出力線１６には充電または平滑コンデンサー１８が接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバーター１４の出力が負荷であるＬＥＤ２０に接続される。
【０００４】
特許文献１は、図２２の全波整流とは異なるが、半波整流回路の出力を平滑化するために平滑化コンデンサーを設けている点で共通している。この平滑コンデンサーの容量を、負荷である発光素子の個数と、該発光素子１個当たりの順方向電圧との積よりも大きく設定した電源回路を開示している（特許文献１の請求項１）。
【０００５】
特許文献２は、交流のゼロクロスを含む期間とそれ以外の期間とで、該特許文献２の図７（ａ）（ｂ）に示す各変圧特性を有する２つの変圧器を使い分け、いずれか一方の変圧器のみを用いた場合と比較して、発光器の順方向電圧を越える電圧の期間を拡大している（特許文献２の図７（ｃ）参照）。
【０００６】
特許文献３は、全波整流された電圧を、交流の全期間に亘って半導体スイッチをオン・オフさせることによってコンデンサーに昇圧電圧を発生させ、コンデンサーの端子電圧を交流の全期間に亘って零まで低下させないようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−７３６３７号公報
【特許文献２】特許第４０６８６５７号公報
【特許文献３】特開２００２−２８０１６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図２３に、ブリッジ整流の波形を示す。ブリッジ整流は、入力電源Ｖａｃの正弦波電圧の最大値及び最小値で一瞬だけ交流電流Ｉａｃが流れ、平滑コンデンサー１８を充電する。このように、一般的なブリッジ整流は交流入力正弦波電圧の最大値、最小値で間歇的に電流が流れるため、力率が悪化する。平滑コンデンサー１８は、交流電流Ｉａｃが流れない間は、ＤＣ／ＤＣコンバーター１４への入力エネルギーを供給し続け、整流された整流電圧ＶｃをＤＣ／ＤＣコンバーター１４に供給する。
【０００９】
このように、平滑コンデンサー１８は、間欠な整流電流動作でエネルギーを蓄え、連続なエナルギー供給源としてのバッファー機能である。このため、平滑コンデンサー１８の静電容量は大きな値が必要となり、電解コンデンサーが使用される。特許文献１に用いられる平滑コンデンサーも同様に大容量が必要であり、電解コンデンサーを用いる必要がある。
【００１０】
ここで、この電解コンデンサーは、経年変化で静電容量が大幅に減少し、整流エネルギー分を蓄えることが困難となり、交流−直流変換性能が維持できなくなる。従って、平滑化コンデンサーは、１０万時間程度と言われる長寿命のＬＥＤのための電源装置としては不向きであり、特許文献２でもその不具合が指摘されている（特許文献２の段落００１２−００１４）。
【００１１】
一方、特許文献２によれば、変圧器を用いることで電解コンデンサーを不要としているが、発光器の順方向電圧を越える電圧の期間を拡大しているに過ぎず、全期間に亘って直流電圧をＬＥＤに供給することができない。
【００１２】
また、特許文献３によれば、交流のゼロクロスを含む低電圧期間でも電圧が零となることを防止するためには、絶えず充放電が繰り返されるコンデンサーの容量値を相当大きくしなければならない。よって、特許文献３では電解コンデンサーが不可欠である。
【００１３】
なお、整流用電解コンデンサー無しの電源としてトライアックで構成したものがあるが、電流はパルス駆動となって力率が悪化し、電源周期の２倍の電流パルス駆動のため輝度フリッカーが発生してしまう。
【００１４】
そこで、本発明の幾つかの態様では、エネルギーの蓄積を最小限にすることでキャパシターの容量を小さくして、電解コンデンサーを必ずしも要せずに、交流周期の全期間に亘って直流電圧を供給することができるＡＣ−ＤＣコンバーター及びそれを用いた電源装置並びに負荷駆動装置等を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の一態様に係るＡＣ／ＤＣコンバーターは、
単相交流波形を全波整流する第１の整流器と、
前記第１の整流器に接続された補助コンバーターと、
前記第１の整流器からの出力電圧が第１の参照電圧以下の低電圧になったことを検出する低電圧検出回路と、
前記第１の整流器の出力及び前記補助コンバーターの出力の少なくとも一方が供給される出力線と、
を有し、
前記補助コンバーターは、
前記第１の整流器の出力電圧により充電されるキャパシターと、
前記キャパシターの上流側にて順方向接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードよりも上流側にて前記第１のダイオードと接続されたインダクターと、
前記低電圧期間に前記インダクターに流れる電流を制御して、前記キャパシターを充電する充電回路と、
を含み、
前記低電圧検出回路により前記低電圧が検出されている低電圧期間では、前記第１の整流器の出力と共に、または前記第１の整流器の出力に代えて、前記補助コンバーターの出力を前記出力線に供給し、前記低電圧期間以外の期間では前記第１の整流器の出力を前記出力線に供給することを特徴とする。
【００１６】
本発明の他の態様に係るＡＣ／ＤＣコンバーターは、
単相交流波形を全波整流する第１の整流器と、
前記第１の整流器の出力電圧により充電されるキャパシターと、前記キャパシターの上流側にて順方向接続された第１のダイオードとを含む第２の整流器と、
前記第１の整流器からの出力電圧が第１の参照電圧以下の低電圧になったことを検出する低電圧検出回路と、
前記第１の整流器の出力及び前記第２の整流器の出力の少なくとも一方が供給される出力線と、
を有し、
前記低電圧検出回路により前記低電圧が検出されている低電圧期間には、前記第１の整流器の出力に代えて、前記第２の整流器の出力を前記出力線に供給し、前記低電圧期間以外の期間では前記第１の整流器の出力を前記出力線に供給することを特徴とする。
【００１７】
ここで、本発明の一態様では、本発明の他の態様に係る第２の整流器を補助コンバーター内に含んでいる。本発明の一態様及び他の態様によれば、第１の整流器からの出力電圧が第１の参照電圧以下の低電圧となる低電圧期間以外の期間では第１の整流器の出力である全波整流波形の電圧が出力線に供給される。例えば全波整流波形の最大電圧が１４０Ｖであれば、その例えば１／４以下の電圧である１５〜３０Ｖ程度に第１の参照電圧を設定すれば、交流周期の大半の期間では第１の整流器の出力が出力線に供給される。この全波整流波形では、電圧がゼロ（ゼロクロス）の部分ではエネルギーがないので、ゼロクロスとその前後を含む極めて短時間の期間にエネルギーを維持する必要がある。
【００１８】
そこで、ゼロクロス及びその前後の期間にて、全波整流波形とは位相をずらして整流された電圧を供給する手段を設けている。ゼロクロス及びその前後の期間である低電圧期間では、第１の整流器の出力と共に、または第１の整流器の出力に代えて、第２の整流器または補助コンバーターの出力が出力線に供給される。第２の整流器または補助コンバーターでは、低電圧期間以外の期間に、第１の整流器の出力である全波整流波形の電圧によりキャパシターが充電されている。よって、交流のゼロクロスを含む低電圧期間に第２の整流器または補助コンバーターの出力を用いることで、特許文献２のように交流のゼロクロスで直流電圧が途絶えることがない。
【００１９】
また、本発明の一態様及び他の態様によれば、キャパシターの容量値を小さくできる。このキャパシターを含む第２の整流器は、低電圧期間にのみ出力線と導通されて、低電圧期間でのみキャパシターは放電され、低電圧期間以外の期間ではキャパシターからはリークを除いて放電されない。つまり、低電圧期間のみがキャパシターの放電期間であり、それ以外の期間はキャパシターの充電期間である。なお、第１の整流器の出力電圧がキャパシターの端子電圧より低くなると、第１のダイオードが逆バイアスとなるので、キャパシターの端子電圧を維持できる。従って、図２２や特許文献１に示す平滑コンデンサーのように、整流電流が流れない間は入力エネルギーを供給し続けるに比べれば、エネルギーの蓄積は最小限で済み、キャパシターの容量は充分小さくて済む。よって、キャパシターの容量は従来よりも例えば１／１０以下にすることができ、キャパシターとして電解コンデンサーを用いる必要が必ずしもなく、例えばフィルムコンデンサー等の小容量で小型のキャパシターを採用できる。また、電解コンデンサーを用いる必要が必ずしもないので、ＡＣ／ＤＣコンバーターを高温度の環境化で使用することが可能となる。
【００２０】
本発明の一態様ではさらに、補助コンバーターは、第１の整流器と接続されたインダクターを有する。このため、このインダクターにも第１の整流器からの全波整流波形によりエネルギーが蓄えられ、インダクターを介してキャパシターにエネルギーが蓄えられる。さらに、低電圧期間では充電回路によってインダクターに流れる電流が制御されることで、低電圧期間にキャパシターを充電することができる。この低電圧期間ではキャパシターから放電されるが、その放電量の一部または全部をインダクターのエネルギーにより補充できる。よって、インダクターがない本発明の他の態様と比べれば、本発明の一態様ではインダクターにより充電可能なキャパシターの容量はさらに小さくて済む。
【００２１】
なお、このＡＣ／ＤＣコンバーターの出力は脈動となるが、ＡＣ／ＤＣコンバーターの出力振幅以上の入力電圧ダイナミックレンジを有するＤＣ／ＤＣコンバーター、例えば応答速度の速い電流モード制御型のＤＣ／ＤＣコンバーター等を接続して電源装置を構成することができる。この電源装置により一定の直流電圧を生成でき、これにより負荷、例えばＬＥＤ等の照明素子やモーターを安定して駆動することができる。この際、ＡＣ／ＤＣコンバーターは電解コンデンサーを必ずしも必要としないので、照明素子やモーター等の負荷の寿命よりも電源装置の寿命の方が短くなるという不具合も解消できる。
【００２２】
本発明の一態様では、補助コンバーターのインダクター及び弟１のダイオードは、前記出力に挿入接続することができる。こうすると、低電圧期間では、第１の整流器の出力と共に、補助コンバーターの出力を出力線に供給することができる。
【００２３】
本発明の一態様及び他の態様では、一端が前記第１の整流器に共通接続され、他端が前記出力線に択一的に導通される第１，第２の出力線と、前記第１，第２の出力線を切り替えて前記出力線に導通させる切り替えスイッチと、をさらに有し、前記第１の出力線には、前記低電圧検出回路に接続される電圧検出ノードが設けられ、前記第２の出力線には、前記補助コンバーターが接続され、前記切り替えスイッチは、前記低電圧検出回路の出力に基づいて、前記低電圧期間では前記第２の出力線を前記出力線と導通させ、前記低電圧期間以外の期間では前記第１の出力線を前記出力線に導通させることができる。
【００２４】
このように切り替えスイッチによって、低電圧期間には、第１の整流器の出力に代えて第２の整流器または補助コンバーターの出力を出力線に供給し、低電圧期間以外の期間では第１の整流器の出力を出力線に供給することができる。
【００２５】
このとき、前記切り替えスイッチは、前記低電圧期間にオンされて、前記電圧検出ノードよりも下流の接続ノードにて前記第２の出力線を前記出力線と導通させ、前記低電圧期間以外の期間ではオフされる第１のスイッチング素子と、前記第１の出力線上にて前記電圧検出ノードと前記接続ノードとの間に順方向接続された第２のダイオードと、を含むことができる。
【００２６】
このように、第１，第２の出力線は低電圧検出回路により制御される第１のスイッチング素子により択一的に選択されると共に、第１の出力線が低電圧になったときには第２のダイオードは逆バイアスとなるので、第２のダイオードにより第１の出力線の出力を遮断することができる。
【００２７】
本発明の一態様及び他の態様では、前記低電圧検出回路は、前記第１の整流器からの出力電圧と前記第１の参照電圧とを比較する第１の比較器と、前記比較器の出力に基づいて、前記低電圧期間に前記切り替えスイッチへの制御信号を出力する制御信号生成回路と、を含むことができる。この第１の比較器により、第１の整流器からの出力電圧と第１の参照電圧との差が求められるので、例えば比較器の出力の符号によって低電圧期間であるか否かを判別できる。
【００２８】
上記の比較器に代えて、前記低電圧検出回路は、全波整流される前または後の単相交流波形のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部からの出力によりリセットされるカウンターと、前記カウンターがリセットされる前後のカウント出力に基づいて、前記低電圧期間に前記切り替えスイッチへの制御信号を出力する制御信号生成回路と、を含むことができる。この場合、カウンターがリセットされる前後のカウント出力を、第１の整流器の出力電圧が第１の参照電圧と例えば等しくなる時期に設定しておけば良い。
【００２９】
本発明の一態様では、前記補助コンバーターの前記充電回路は、前記インダクターに接続された第２のスイッチング素子と、前記低電圧検出回路の出力によりイネーブル状態に設定されて、前記キャパシターの一端電圧が第２の参照電圧と等しくなるように前記第２のスイッチング素子をオン・オフさせる充電制御回路と、を含むことができる。
【００３０】
こうすると、低電圧期間では充電制御回路により第２のスイッチング素子をオン・オフさせることで、インダクターでのエネルギーの蓄積と放出が繰り返され、インタグターよりエネルギーが放出されることでキャパシターを充電することができる。この結果、低電圧期間に放電されるキャパシターの端子電圧を、第２の参照電圧と等しくするように充電することができる。
【００３１】
なお、第２のスイッチング素子としては、高周波でオン・オフ駆動されるパワーＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)スイッチを好適に用いることができる。
【００３２】
本発明の一態様では、前記インダクターの一端が前記出力線に接続され、前記補助コンバーターの前記充電回路は、前記インダクターの他端に接続された第２のスイッチング素子と、前記インダクターの他端と、前記出力線上にて前記第１のダイオードよりも下流側の接続ノードとの間に順方向接続された第３のダイオードと、前記低電圧検出回路の出力によりイネーブル状態に設定されて、前記第２のスイッチング素子をオン・オフさせる充電制御回路と、を含むことができる。
【００３３】
こうすると、第１の整流器の出力が低電圧となる時に、第２のスイッチング素子をオン・オフさせて、第１の整流器の出力電圧に相当するエネルギーよりも大きなエネルギーを蓄えたインダクターから第３のダイオードを介して出力線にエネルギーを供給でき、キャパシターを充電できる。このとき、第１のダイオードは逆バイアスとなるので、第１の整流器の出力は供給されない。
【００３４】
本発明の一態様では、前記充電制御回路は、前記キャパシターの端子電圧と前記第２の参照電圧との差に基づいて、前記第２のスイッチング素子に供給される制御信号のパルス幅を制御するパルス幅変調器を含むことができる。
【００３５】
第２のスイッチング素子に供給される制御信号のパルス幅制御により、低電圧期間に放電されるキャパシターの端子電圧を、参照電圧と等しくすることができる。
【００３６】
本発明の一態様では、前記充電制御回路は、前記キャパシターの端子電圧と前記第２の参照電圧とを比較する第２の比較器を含み、前記第２の参照電圧は、前記第１の参照電圧よりも前記単相交流波形の最大電圧に近付けた電圧に設定することができる。
【００３７】
こうすると、交流のゼロクロスを含む低電圧期間でも、元々の低電圧以下の電圧に代えて、単相交流波形の最大電圧に近い第２の参照電圧に等しい電圧を、キャパシターの一端電圧として供給することができる。ここで、キャパシターが蓄積するエネルギーＥは、キャパシターの容量をＣとし、キャパシターへの印加電圧をＶとすると、Ｅ＝ＣＶ２／２となる。容量Ｃを小さくしても、印加電圧Ｖの二乗に比例してキャパシターが蓄積するエネルギーＥを大きくできる。なお、第２の参照電圧は、全波整流波形の最大電圧よりも低くも高くても良い。
【００３８】
本発明の一態様では、前記低電圧期間以外の期間では、前記第２の参照電圧を前記第１の参照電圧よりも低い値に設定しても良い。こうすると、例えば比較器（または加算器）のマイナス端子にキャパシターの一端電圧を供給し、プラス端子に第２の参照電圧を供給すると、低電圧期間以外の期間では、比較器（または加算器）の出力は常にマイナスとなり、補助コンバーターの充電機能は停止又は最小稼動状態となる。つまり、低電圧検出回路からの出力によって２種の参照電圧を切り替えることで、パルス幅変調器をイネーブル制御しなく済む。
【００３９】
本発明の他の態様に係る電源装置は、上述したＡＣ／ＤＣコンバーターと、前記ＡＣ／ＤＣコンバーターからの出力電圧の振幅よりも広い入力電圧ダイナミックレンジを有し、前記ＡＣ／ＤＣコンバーターからの出力電圧を一定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバーターと、を含むことを定義している。
【００４０】
本発明のさらに他の態様に係る負荷駆動装置は、上述した電源装置と、前記電源装置により前記直流電圧が供給されて駆動される負荷と、を含むことを定義している。
【００４１】
これらの電源装置や負荷駆動装置は、ＡＣ／ＤＣコンバーターのキャパシターとして電解コンデンサーを用いる必要が無いので、少なくとも負荷の寿命まで十分に作動させることができ、しかも小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１実施形態に係る負荷駆動装置のブロック図である。
【図２】図１に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図３】図１中の低電圧検出回路を他の形態に置き換えた負荷駆動装置の変形例を示すブロック図である。
【図４】図３に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係る負荷駆動装置のブロック図である。
【図６】図５に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図７】図５に示すキャパシターの充放電を説明するための動作波形図である。
【図８】図５中の充電制御回路を他の形態に置き換えた負荷駆動装置の変形例を示すブロック図である。
【図９】図８に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図１０】本発明の第３実施形態に係る負荷駆動装置のブロック図である。
【図１１】図１０に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図１２】図１０に示すキャパシターの充放電を説明するための動作波形図である。
【図１３】本発明の第３実施形態の変形例に係る負荷駆動装置のブロック図である。
【図１４】図１３に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図１５】第１の比較例に係る負荷駆動装置のブロック図である。
【図１６】図１５に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図１７】第２の比較例に係る負荷駆動装置のブロック図である。
【図１８】図１７に示すＡＣ／ＤＣコンバーターの動作波形図である。
【図１９】バックブーストＤＣ／ＤＣコンバーターを示すブロック図である。
【図２０】図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバーターのスイッチング素子のＯＮ時の電流を示す動作説明図である。
【図２１】図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバーターのスイッチング素子のＯＦＦ時の電流を示す動作説明図である。
【図２２】従来のブリッジ整流型ＡＣ／ＤＣコンバーターを用いた負荷駆動装置を示すブロック図である。
【図２３】図２２に示す装置の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００４４】
１．第１実施形態
１．１．負荷駆動装置
図１は、交流電源１０より供給される５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数の交流電圧により、例えばＬＥＤ等の負荷２０を駆動する負荷駆動装置３０Ａを示している。負荷駆動装置３０Ａは、交流電源１０に接続された電源装置４０と、この電源装置４０により駆動される負荷２０とを含んでいる。負荷２０がＬＥＤであれば、負荷駆動装置３０ＡはＬＥＤ照明装置となる。
【００４５】
電源装置４０は、交流電源１０に接続されて、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａと、ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａからの直流電圧を一定値に制御された直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバーター２００とを含んでいる。なお、本実施形態ではＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａについて説明する。ＤＣ／ＤＣコンバーター２００は、好適には電流モード制御型ＤＣ／ＤＣコンバーターを用いることができるが、その詳細については後述する。
【００４６】
１．２．ＡＣ／ＤＣコンバーター
第１実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａは、図１に示すように、交流電源１０からの単相交流波形を全波整流する第１の整流器１０２と、全波整流波形の電圧により充電されるキャパシターＣ１を含む第２の整流器１０４と、第１の整流器１０２からの出力電圧が所定値以下の低電圧になったことを検出する低電圧検出回路１０６とを含んでいる。
【００４７】
図２はＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａの動作波形図であり、ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａの構成について図２も参照して説明する。第１の整流器１０２は、図１に示すように、例えば４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４をリング接続して構成されるブリッジ整流器である。この第１の整流器１０２は、図２に示す単相交流波形の交流電圧Ｖａｃを全波整流して整流電圧Ｖｄｅｔを出力する。第２の整流器１０４は、キャパシターＣ１と、その上流にて順方向接続されて、逆バイアス時には逆流を防止するスイッチダイオードとして機能するダイオード（第１のダイオード）Ｄ５を含んでいる。低電圧検出回路１０６は、第１の整流器１０２からの出力電圧が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ（図２参照）以下の低電圧になったことを検出する。なお、第１の参照電圧Ｖｌｏｗは、整流電圧Ｖｄｅｔの最大電圧＋ＶｍａｃとＤＣ／ＤＣコンバーター２００の入力電圧ダイナミックレンジとを考慮して決定でき、本実施形態では最大電圧＋Ｖｍａｃを１４０Ｖとした時、第１の参照電圧Ｖｌｏｗは１５Ｖ〜３０Ｖ程度に設定される。
【００４８】
本実施形態では、低電圧検出回路１０６により低電圧が検出されている低電圧期間Ｔ（図２参照）には、第１の整流器の出力１０２に代えて第２の整流器１０４の出力を出力線１０８に供給し、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の整流器１０２の出力を出力線１０８に供給している。このために、切り替えスイッチ１１０が設けられている。
【００４９】
ここで、本実施形態では、一端が第１の整流器１０２に共通接続され、他端が出力線１０８に択一的に導通される第１，第２の出力線１１２，１１４を有し、切り替えスイッチ１１０は、第１，第２の出力線１１２，１１４を切り替えて出力線１０８と導通させている。第１の出力線１１２には、低電圧検出回路１０６に接続される電圧検出ノードＮＤ１が設けられ、第２の出力線１１４には第２の整流器１０４が接続される。そして、切り替えスイッチ１１０は、低電圧検出回路１０６の出力に基づいて、低電圧期間Ｔでは第２の出力線１１４を出力線１０８と導通させ、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の出力線１１２を出力線１０８に導通させている。このように切り替えスイッチ１１０によって、低電圧期間Ｔには、第１の整流器１０２の出力に代えて第２の整流器１０４の出力を出力線１０８に供給し、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の整流器１０２の出力を出力線１０８に供給することができる。
【００５０】
切り替えスイッチ１１０は、低電圧期間Ｔにオンされて、電圧検出ノードＮＤ１よりも下流の接続ノードＮＤ２にて第２の出力線１１４を出力線１０８と導通させ、低電圧期間Ｔ以外の期間ではオフされる第１のスイッチング素子Ｑ１を含んでいる。第１のスイッチング素子Ｑ１は、図２に示すように、低電圧期間Ｔでオンされ、それ以外の期間ではオフされる。切り替えスイッチ１１０は、第１の出力線１１２上にて電圧検出ノードＮＤ１と接続ノードＮＤ２との間に順方向接続されて、逆バイアス時には逆流を防止するスイッチダイオードとして機能するダイオード（第２のダイオード）Ｄ６をさらに含むことができる。
【００５１】
このように、第２の出力線１１４は低電圧検出回路１０６により制御される第１のスイッチング素子Ｑ１により低電圧期間Ｔの時にのみ選択的に出力線１０８と導通されると共に、第１の出力線１１２が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以下の低電圧になったときにはダイオードＤ６は逆バイアスとなるので、低電圧期間ＴではダイオードＤ６により第１の出力線１１２の出力を遮断することができる。逆に、低電圧期間Ｔ以外の期間ではダイオードＤ６は正バイアスとなるので、第１の出力線１１２の出力はダイオードＤ６を介して出力線１０８に供給される。
【００５２】
本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１はＰＮＰ型トランジスタであり、低電圧検出回路１０６の出力がノンアクティブＨＩＧＨであるとベース−エミッタ間が零バイアスとなって第１のスイッチング素子Ｑ１はオフされ、低電圧検出回路１０６の出力がアクティブＬＯＷであるとベース−エミッタ間が順バイアスとなって第１のスイッチング素子Ｑ１はオンされる。
【００５３】
一方、低電圧検出回路１０６は、電圧検出ノードＮＤ１の電圧がマイナス端子に、第１の参照電圧Ｖｌｏｗがプラス端子に供給される比較器（加算器）１０６Ａを含んでいる。つまり、比較器１０６Ａにより、電圧検出ノードＮＤ１の電圧と第１の参照電圧Ｖｌｏｗとの差が求められる。比較器１０６Ａの出力がプラスあれば低電圧期間Ｔであると判明し、マイナスであれば低電圧期間Ｔ以外の期間であることが判明する。低電圧検出回路１０６はさらに、比較器１０６Ａの出力に基づいて、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御信号を生成する制御信号生成回路１０６Ｂを含むことができる。この制御信号生成回路１０６Ｂは、比較器１０６Ａのマイナス出力に基づいて、第１のスイッチング素子Ｑ１であるパワーＭＯＳＦＥＴスイッチをオンさせる制御信号を出力する。
【００５４】
１．３．ＡＣ／ＤＣコンバーターの動作
以上の構成を有する第１実施形態では、低電圧期間Ｔには、第１の整流器１０２の出力に代えて第２の整流器１０４の出力を出力線１０８に供給できる点に特徴がある。ここで、第２の整流器１０４のキャパシターＣ１の端子電圧は図２のように変化する。
【００５５】
先ず、キャパシターＣ１は、低電圧期間Ｔ以外の期間では放電されないので、第１の整流器１０２の全波整流波形の電圧により充電され、キャパシターＣ１の端子電圧は全波整流波形の最大電圧＋Ｖｍａｘと等しくなっている。なお、キャパシターＣ１の端子電圧が＋Ｖｍａｘになった後に第１の整流器１０２の出力電圧が＋Ｖｍａｘより低くなると、ダイオードＤ５は逆バイアスとなるので、キャパシターＣ１は第１整流器１０２から遮断されるので、最大電圧＋Ｖｍａｘを維持する。
【００５６】
図２の時刻Ａになると、低電圧検出回路１０６よりアクティブなゲート制御信号が生成され、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンされる。これにより、第２の出力線１１４が出力線１０８と導通される。この結果、キャパシターＣ１から放電され、キャパシターＣ１の端子電圧は図２に示すように急激に低下する。この放電は、図２の時刻Ｂとなって第１のスイッチング素子Ｑ１がオフされるまで継続される。
【００５７】
一方、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００に入力される出力線１０８の電圧は図２のように変化する脈動となる。つまり、出力線１０８の電圧は、低電圧期間ＴではキャパシターＣ１の端子電圧が反映され、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の整流器１０２の全波整流波形の電圧が反映される。
【００５８】
また、本実施形態によれば、キャパシターＣ１の容量値を小さくできる。このキャパシターＣ１を含む第２の整流器１０４は、低電圧期間Ｔにのみ出力線と導通されて、低電圧期間ＴでのみキャパシターＣ１は放電され、低電圧期間Ｔ以外の期間ではキャパシターＣ１からはリークを除いて放電されない。つまり、低電圧期間ＴのみがキャパシターＣ１の放電期間であり、それ以外の期間はキャパシターＣ１の充電期間である。従って、図２２や特許文献１に示す平滑コンデンサーのように、整流電流が流れない間は入力エネルギーを供給し続けるに比べれば、エネルギーの蓄積は最小限で済み、キャパシターＣ１の容量は充分小さくて済む。例えば、キャパシターＣ１は、図２２や特許文献１に示す平滑コンデンサーの容量の１／１０程度まで低容量化できる。キャパシターＣ１は、電解コンデンサーを用いる必要が必ずしもなく、例えばフィルムコンデンサー等の小容量で小型のコンデンサーを採用できる。
【００５９】
なお、図１において、第１の出力線１１２に全波整流波形の負の電圧が供給される場合には、ダイオードＤ５，Ｄ６は図１にて左向きとなる方向に順方向接続される。この点は、他の実施形態でも同様である。
【００６０】
１．４．低電圧検出回路の変形例
図３は、図１中の低電圧検出回路１０６をカウンター式スイッチパルス発振器に置き換えた負荷駆動装置３０Ｂを示すブロック図である。図３において、図１に示す部材と同一機能を有する部材については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。図３に示すＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｂは、カウンター式スイッチパルス発振器である低電圧検出回路１２０を有する点が図１とは異なり、他の点は図１と同一である。
【００６１】
図３に示す低電圧検出回路１２０は、全波整流される前または後の単相交流波形のゼロクロスを検出するゼロクロス（０点）検出部１２１と、ゼロクロス検出部１２１からの出力によりリセットされるカウンター１２２と、カウンター１２２がリセットされる前後のカウント出力に基づいて、低電圧期間Ｔにアクティブの制御信号を出力する制御信号生成回路１２７とを含んでいる。
【００６２】
ここで、ゼロクロス検出部１２１は、第１の出力線１１２の電圧検出ノードＮＤ１の電圧、つまり、全波整流された後の単相交流波形の電圧Ｖｄｅｔ（図４参照）のゼロクロス（０点）を検出しているが、全波整流される前の単相交流波形の電圧Ｖａｃのゼロクロスを検出してもよい。カウンター１２２は、図４に示すように、ゼロクロスが検出された時点でリセットされ、新たにカウントアップされる。なお、カウンター１２２はダウンカウンターでも良い。
【００６３】
制御信号生成回路１２７は、本実施形態では、セット比較器１２３、リセット比較器１２４、ＳＲ型フリップフロップ１２５及び制御信号生成部１２６を含んで構成される。ＳＲ型フリップフロップ１２５のセット端子（Ｓ）に接続されたセット比較器１２３は、カウンター１２２のカウント値が図４の時刻Ａに対応するセットカウント値に達したときにアクティブの信号（例えば論理の「１」）を出力する（図４参照）。ＳＲ型フリップフロップ１２５のリセット端子（Ｒ）に接続されたリセット比較器１２４は、カウンター１２２のカウント値が図４の時刻Ｂに対応するリセットカウント値に達したときにアクティブの信号（例えば論理の「１」）を出力する（図４参照）。ＳＲ型フリップフロップ１２５は、Ｓ端子及びＲ端子が共に論理の「０」である間は出力端子／Ｑは前の状態を維持し、Ｓ端子に論理の「１」、Ｒ端子に論理の［０］が入力されると出力端子Ｑは論理の「１」、出力端子／Ｑは論理の「０」となり、Ｓ端子に論理の「０」、Ｒ端子に論理の［１］が入力されると出力端子Ｑは論理の「０」、出力端子／Ｑは論理の「１」となる。
【００６４】
ＳＲ型フリップフロップ１２５の出力端子／Ｑに接続された制御信号生成部１２６は例えば増幅器（バッファー）で構成され、出力端子／Ｑの出力を増幅する。よって、制御信号生成部１２６の出力は、図４に示す低電圧期間ＴでアクティブＬＯＷとなり、第１のスイッチング素子Ｑ１が図４の通りオンされる。制御信号生成部１２６の出力は、図４に示す低電圧期間Ｔ以外の期間ではノンアクティブＨＩＧＨとなり、第１のスイッチング素子Ｑ１が図４の通りオフされる。本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１はＰＮＰ型トランジスタであり、制御信号生成部１２６の出力がノンアクティブＨＩＧＨであるとベース−エミッタ間が零バイアスとなって第１のスイッチング素子Ｑ１はオフされ、制御信号生成部１２６の出力がアクティブＬＯＷであるとベース−エミッタ間が順バイアスとなって第１のスイッチング素子Ｑ１はオンされる。
【００６５】
このように、図３及び図４に示す変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｂにおいても、図１のＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａと同様に機能させることができる。なお、第１の実施形態についての変形例は、図３の実施形態への変形例としても採用できる。
【００６６】
２．第２実施形態
２．１．補助コンバーターを有するＡＣ／ＤＣコンバーター
図５は、図１のＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａの第２の整流器１０４に代えて、この第２の整流器１０４を含んだ補助コンバーター１３０Ａを有するＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｃを設けた負荷駆動装置３０Ｃのブロック図である。図５において、図１に示す部材と同一機能を有する部材については図１と同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。また、図５に示す低電圧検出回路１０６を図３に示す低電圧検出回路１２０に変更しても良い。図６は、図５に示すＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｃの動作波形図である。
【００６７】
図５において、図１に示す第２の整流器１０４を含んだ補助コンバーター１３０Ａは、第１の整流器１０２とダイオードＤ５との間にて第２の出力線１１４に挿入接続されたインダクターＬ１と、低電圧期間ＴにインダクターＬ１に流れる電流を制御して、キャパシターを充電する充電回路１３２と、を含むことができる。この補助コンバーター１３０Ａはアップコンバータの機能を有し、切り替えスイッチ１１０での切り替え動作と同期して、充電動作とその停止を繰り返す。
【００６８】
補助コンバーター１３０Ａは、第１の整流器１０２と接続されたインダクターＬ１を有するため、このインダクターＬ１にも第１の整流器１０２からの全波整流波形の電圧Ｖｄｅｔ（図６参照）によりエネルギーが蓄えられる。インダクターＬ１及びダイオードＤ５を介して、キャパシターＣ１にもエネルギーが蓄えられる。さらに、低電圧期間Ｔでは充電回路１３２によってインダクターＬ１に流れる電流が制御されることで、低電圧期間ＴにキャパシターＣ１を充電することができる。この低電圧期間ＴではキャパシターＣ１から放電されるが、その放電量の一部または全部をインダクターＬ１のエネルギーにより補充できる。よって、インダクターＬ１がないキャパシターＣ１と比べれば、インダクターＬ１により充電可能なキャパシターＣ１の容量はさらに小さくて済む。
【００６９】
ここで、補助コンバーター１３０Ａの充電回路１３２は、インダクターＬ１に一端が接続され他端が接地された第２のスイッチング素子Ｑ２と、低電圧検出回路１０６の出力によりイネーブル状態に設定されて、キャパシターＣ１の一端電圧が第２の参照電圧Ｅと等しくなるように第２のスイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせる充電制御回路１３４と、を含むことができる。
【００７０】
こうすると、低電圧期間Ｔでは充電制御回路１３４により第２のスイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせることで（図６のＱ２のオン・オフ状態参照）、インダクターＬ１でのエネルギーの蓄積と放出が繰り返され、インタグターＬ１よりエネルギーが放出されることでキャパシターＣ１を充電することができる。この結果、低電圧期間Ｔに放電されるキャパシターＣ１の端子電圧を、第２の参照電圧Ｅと等しくするように充電することができる（図６のＣ１電圧参照）。
【００７１】
なお、第２のスイッチング素子Ｑ２としては、高周波でオン・オフ駆動されるパワーＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)スイッチを好適に用いることができる。
【００７２】
本実施形態では、充電制御回路１３４は、キャパシターＣ１の端子電圧と第２の参照電圧Ｅとを比較する第２の比較器１３６を含み、第２の参照電圧Ｅは、図６に示すように、単相交流波形の最大電圧＋Ｖｍａｘよりも低く、かつ、第１の参照電圧Ｖｌｏｗよりも最大電圧＋Ｖｍａｘに近付けた電圧に設定することができる。なお、第２の参照電圧Ｅは、最大電圧＋Ｖｍａｘより高くても良い。さらに、充電制御回路１３４は、第２の比較器１３６の出力、つまりキャパシターＣ１の端子電圧と第２の参照電圧Ｅとの差に基づいて、第２のスイッチング素子Ｑ２に供給される制御信号のパルス幅を制御するパルス幅変調器（ＰＷＭ）１３８を含むことができる。こうして、第２のスイッチング素子Ｑ２に供給される制御信号のパルス幅制御により、低電圧期間Ｔに放電されるキャパシターＣ１の端子電圧を、参照電圧Ｅとほぼ等しくすることができる（図６参照）。
【００７３】
低電圧検出器１０６は、第１の整流器１０２の出力が、第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以上の場合は、図６に示す反転イネーブル信号／ＥＮがノンアクティブＨＩＧＨとなり、パルス幅変調器（ＰＷＭ）１３８の動作を無効とし、第２のスイッチング素子Ｑ２はオフ状態が維持される。
【００７４】
一方、低電圧検出器１０６は、第１の整流器１０２の出力が、第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以下の場合は、図６に示す反転イネーブル信号／ＥＮがアクティブＬＯＷとなり、パルス幅変調器（ＰＷＭ）１３８の動作を有効とし、補助コンバーター１３０Ａでのパルス幅変調動作が行われる。
【００７５】
この補助コンバーター動作は、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンにより、第１の整流器１０２の出力電圧によりインダクターＬ１に電流が流れ、インダクターＬ１には、インダクタンスをＬとし、電流値をＩとすると、（１／２）×Ｌ×Ｉ２のエネルギーが蓄えられる。第２のスイッチング素子Ｑ２のオフによりインダクターＬ１のエネルギーは整流ダイオードＤ５を通してキャパシターＣ１に充電される。キャパシターＣ１の充電電圧は、上述のパルス幅制御機能によりほぼ第２の参照電圧Ｅとなる。キャパシターＣ１には、容量値をＣとし、印加電圧をＶとすると、（１／２）×Ｃ×Ｖ２のエネルギーが蓄えられる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００が許容できる範囲で高電圧にてキャパシターＣ１の充電動作を行う方が、より多くのエネルギーがキャパシターＣ１に蓄えられため、キャパシターＣ１の静電容量値Ｃを小さくできる。
【００７６】
次に、図７を参照して、インダクターＬ１及びキャパシターＣ１の動作について説明する。図７には、低電圧検出器１０６からの反転イネーブル信号／ＥＮがアクティブＬＯＷとなる低電圧期間Ｔが示されている。第１の整流器１０２の電圧Ｖｄｅｔは、低電圧期間Ｔの開始時刻Ａ及び終了時刻Ｂからそれぞれ中間点（０Ｖ）に向かって直線的に変化している。この低電圧期間Ｔでは、第１の参照電圧Ｖｌｏｗよりもさらに低電圧の動作停止電圧をＶｌｌｏｗとしたとき、動作停止電圧Ｖｌｌｏｗよりも高い動作期間がＡ−Ｃ間とＤ−Ｂ間となり、動作停止期間がＣ−Ｄ間となる。Ａ−Ｃ間及びＤ−Ｂ間では補助コンバーター１３０Ａが動作し、キャパシターＣ１への充電がおこなわれる。Ｃ−Ｄ間は、補助コンバーター１３０Ａの充電動作は停止されるため、キャパシターＣ１からの放電のみとなる。低電圧期間Ｔでは、キャパシターＣ１からＤＣ／ＤＣコンバーター２００に放電されるが、Ａ−Ｃ間及びＤ−Ｂ間では補助コンバーター１３０Ａが動作してキャパシターＣ１は放電量を補うように充電されるので、放電のみが実施される比較的短期間のＣ−Ｄ間で、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００に供給できるエネルギーが蓄えられる程度の小さな静電容量で、キャパシターＣ１を構成することができる。よって、図１のキャパシターＣ１よりも、図５のキャパシターＣ１の静電容量を、例えば１／１０程度にさらに小さくすることができる。
【００７７】
図７の第２のスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ動作のパルス波形は模式的に示されており、実際は、数１００ｋＨｚ等の高周波で動作している。第２のスチッチング素子Ｑ２のオン／オフ動作のパルス波形は、第２の比較器１３６にて比較される第２の出力線１１４の電圧と第２の参照電圧Ｅとの差が大きいほどパルス幅が広く、小さいほどパルス幅は狭い。このパルス幅に比例して、インダクターＬ１を流れる電流も大きくなる（図７のＬ１電流参照）。従って、キャパシターＣ１での放電を無視した場合、キャパシターＣ１の充電累積電荷は、図７に示すように変化している。実際には、低電圧期間Ｔに亘ってキャパシターＣ１は放電されるので、キャパシターＣ１の端子電圧は図７のように変化しながら（図７のＣ１電圧参照）、第２の参照電圧Ｅにほぼ等しい電圧が維持される。なお、補助コンバーター１３０Ａは、低電圧動作に適したインダクタンスパラメータが設定されている。
【００７８】
このように、本発明の第２実施形態でも、低電圧期間Ｔでは第２の出力線１１４の電圧が出力線１０８に供給され、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の出力線１１２の電圧が出力線１０８に供給される。よって、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００に入力される出力線１０８の電圧は図６のように変化する脈動となる。つまり、出力線１０８の電圧は、低電圧期間ＴではキャパシターＣ１の端子電圧が反映され、低電圧期間Ｔ以外の期間では第１の整流器１０２の全波整流波形の電圧が反映される。なお、図１についての変形例は図５の実施形態にも有効である。
【００７９】
２．２．充電制御回路の変形例
図８は、図５中の充電制御回路１３４を他の態様に置き換えた負荷駆動装置３０Ｄを示すブロック図である。図８において、図５に示す部材と同一機能を有する部材については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。図８に示すＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｄは、充電制御回路１４０を有する点が図５とは異なり、他の点は図５と同一である。
【００８０】
図８に示す充電制御回路１４０は、図５に示す第２の比較器１３６とパルス幅変調器１３８とを有する点では図５と同様である。図５との相違点は、第２の比較器１３６のプラス端子供給される第２の参照電圧Ｅを切り替えるセレクター１４２を有する点である。このセレクター１４２は、低電圧検出回路１０６からの反転イネーブル信号／ＥＮに基づいて、低電圧期間Ｔ以外の期間では第２−１の参照電圧Ｅ０を選択し、低電圧期間Ｔでは第２−２の参照電圧Ｅ１を選択する。第２−２の参照電圧Ｅ１とは、図５の実施形態の第２の参照電圧Ｅと同じである。よって、充電制御回路１４０の低電圧期間Ｔでの動作は、図５に示す充電制御回路１３４と同じであり、図９に示す動作波形も図６と同じである。
【００８１】
一方、第２−１の参照電圧Ｅ０は、第１の参照電圧Ｖｌｏｗよりも低い値に設定される。低電圧期間Ｔ以外の期間に、第２の比較器１３６のマイナス端子にキャパシターＣ１の一端電圧を供給し、プラス端子に第２−１の参照電圧Ｅ０を供給すると、低電圧期間Ｔ以外の期間では第２の比較器１３６の出力は常にマイナスとなり、補助コンバーター１３０Ｂの充電機能は停止又は最小稼動状態となる。つまり、低電圧検出回路１０６からの反転イネーブル信号／ＥＮによって２種の参照電圧Ｅ０，Ｅ１を切り替えることで、パルス幅変調器１３８をイネーブル制御しなく済む。
【００８２】
このように、本実施形態は図５の実施形態と比べて、低電圧検出回路１０６からの反転イネーブル信号／ＥＮによって制御される対象が異なるだけで、補助コンバーター１４０の動作自体は変更が無く、図９の波形図は第２の参照電圧Ｅとして２種の参照電圧Ｅ０，Ｅ１が切り替えられる点のみが図６と異なるだけである。従って、図５の実施形態についての変形例は、図８の実施形態への変形例としても採用できる。
【００８３】
３．第３実施形態
３．１．切り替えスイッチを削除したＡＣ／ＤＣコンバーター
図１０は、切り替えスイッチ１１０を削除したＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｅを含む負荷駆動装置３０Ｅのブロック図である。図１０に示すように、第１の整流器１０２に接続された出力線１０８の上流側より順に、インダクターＬ１、第１のダイオードＤ５及びキャパシターＣ１が接続され、電圧検出ノードＮＤ１は出力線１０８上にてインダクターＬ１の上流側に設けられている。インダクターＬ１、第１のダイオードＤ５は、出力線１０８に挿入接続されている。つまり、図１０の実施形態では第１，第２の出力線１１２，１１４は存在せず、切り替えスイッチ１１０も不要となる。よって、図１０に示す実施形態は図５及び図８の実施形態よりも部品点数が少なく、コストダウンが可能である。
【００８４】
図１１に示すように、補助コンバーター１３０Ｃが動作停止となる低電圧期間Ｔ以外の期間では、第１の整流器１０２の出力により、インダクターＬ１及び第１のダイオードＤ５を介してキャパシターＣ１に充電され、キャパシターＣ１の端子電圧がＤＣ／ＤＣコンバーター２００に供給される。
【００８５】
一方、図１１に示すように、補助コンバーター１３０Ｃが動作状態となる低電圧期間Ｔでは、第２のスイッチング素子Ｑ２がオン・オフされる度に、インダクターＬ１に蓄えられていたエネルギーが第１のダイオードＤ５を介してキャパシターＣ１に供給されて、キャパシターＣ１を充電する。つまり、低電圧期間Ｔでは、第１の整流器１０２の出力と補助コンバーター１３０Ｃの出力とを出力線１０８に供給できる。
【００８６】
図１２は図７と同様に、低電圧期間Ｔでのスイッチング素子Ｑ２、インダクターＬ１及びキャパシターＣ１の動作波形を示している。
【００８７】
３．２．切り替えスイッチを削除したＡＣ／ＤＣコンバーターの変形例
図１３は、切り替えスイッチ１１０を削除した他の形態のＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ｆを含む負荷駆動装置３０Ｆのブロック図である。図１０では整流ダイオードＤ１，Ｄ３の接続ノード、第２のスイッチング素子Ｑ２の他端等は接地されているが、図１３では接地線または基準電圧線１０９が図示されている。図１３においても、図１０と同様に、第１の整流器１０２に接続された出力線１０８の上流側より順に、インダクターＬ１、第１のダイオードＤ５及びキャパシターＣ１が接続され、電圧検出ノードＮＤ１は出力線１０８上にてインダクターＬ１の上流側に設けられている。つまり、図１０の実施形態では第１，第２の出力線１１２，１１４は存在せず、切り替えスイッチ１１０も不要となる。よって、図１３に示す実施形態も、図５及び図８の実施形態よりも部品点数が少なく、コストダウンが可能である。
【００８８】
ここで、図１３では、インダクターＬ１は図１０とは異なり出力線１０８に挿入接続されずに、インダクターＬ１の一端のみが出力線１０８に接続されている。インダクターＬ１の他端が第２のスイッチング素子Ｑ２に接続される点は図１０と同じであるが、インダクターＬ１の他端と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続ノードＮＤ３は、第３のダイオードＤ７を介して、ダイオードＤ５の下流側の接続ノードＮＤ４にて出力線１０８に接続されている。
【００８９】
図１３でも、第２の整流器１０４はキャパシターＣ１と第１のダイオードＤ５で形成される点は、上述した各実施形態と同じである。本実施形態の補助コンバーター１３０Ｄは、インダクターＬ１、第２のスイッチング素子Ｑ２、第３のダイオードＤ７及び充電制御回路１５１で構成される。充電制御回路１５１は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１５２と、パルス幅変調器１５４とを含んで構成される。第２のスイッチング素子Ｑ２と充電制御回路１５１とで、充電回路１５０を構成している。
【００９０】
本実施形態では、図１４に示すように、第２のスイッチング素子Ｑ２は、第１の整流器１０２の出力が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以下になった時にオンして、インダクターＬ１にエネルギーを蓄積する。そして、本実施形態では、第１の整流器１０２の出力が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以下となる低電圧時に、第２のスイッチング素子Ｑ２をオフさせて、第１の整流器１０２の出力電圧に相当するエネルギーよりも大きなエネルギーを蓄えたインダクターＬ１から、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００へエネルギーを供給するものである。なお、スイッチング素子Ｑ２は、第１の整流器１０２の出力が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ＋αの電圧となった時にオンされ、第１の整流器１０２の出力が第１の参照電圧Ｖｌｏｗ以下になった時にオフされても良い。
【００９１】
低電圧検出回路１０６からアクティブのイネーブル信号ＥＮが出力されると、パルス幅変調器１５４は第２のスイッチング素子Ｑ２をオンさせる。それにより、インダクターＬ１に電流が流れ、エネルギーがインダクターＬ１に蓄積される。その後、ローパスフィルター１５２からの信号に基づいて、パルス幅変調器１５４により第２のスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。このとき、インダクターＬ１のエネルギーが上述の通り大きいので、第３のダイオードＤ７には順方向電圧が印加されて導通し、インダクターＬ１のエネルギーは、第３のダイオードＤ７を介してキャパシターＣ２及びＤＣ／ＤＣコンバーター２００に供給される。この際、第１のダイオードＤ５は逆バイアスとなるので、第１の整流器１０２の出力は遮断される。
【００９２】
なお、インダクターＬ１の蓄積エネルギーを、負荷２０を流れる電流に比例したエネルギーとすることが好ましく、この場合には、負荷２０に接続された電流検出抵抗Ｒ２の信号を、ローパスフィルター１５２を介してパルス幅変調器１５４に入力させて、パルス幅を調整している。なお、パルス幅変調器１５４にて設定されるパルス幅は、負荷２０に接続された電流検出抵抗Ｒ２の信号に基づくものに限らない。
【００９３】
４．比較例
４．１．第１の比較例
図１５は第１の比較例に係る負荷駆動装置のブロック図であり、図１６はＡＣ／ＤＣコンバーター３００Ａの動作波形図である。なお、図１５中、上述した実施形態と同一機能を有する部材については、実施形態と同一符号を付して説明を省略する。
【００９４】
図１５に示すＡＣ／ＤＣコンバーター３００Ａは、第１の整流器１０２と第２の整流器３０２とを有し、第１の整流器１０２への交流入力電圧より遅延した交流入力電圧を第２の整流器３０２へ入力するものである。第２の整流器３０２は、ダイオードＤ８〜Ｄ１１で構成される。第２の整流器３０２への入力遅延交流電圧は、補助コンバーター３０４から出力される。補助コンバーター３０４は、ダイオードＤ１２〜Ｄ１５にて形成される第３の整流器３０６と、交流スイッチＱ３と、キャパシターＣ２と、トランスＴ１と、ゼロクロス検出器１２１と、パルス発振器３０８とで構成される。
【００９５】
図１６に示す交流入力電圧Ｖａｃの半周期ごとに、キャパシターＣ２は＋Ｖａｃまたは−Ｖａｃの最大振幅電圧に充電され、第１の整流器１０２の出力の低電圧時に交流スイッチＱ３をオンすることにより、近時的に遅延した交流電圧がトランスＴ１の二次側に発生する。トランスＴ１の二次側に接続された第２の整流器３０２は、第１の整流器１０２の出力の低電圧時に、第１の整流器１０２に代わりＤＣ／ＤＣコンバーター２００へ出力する。
【００９６】
４．２．第２の比較例
図１７は第２の比較例に係る負荷駆動装置のブロック図であり、図１８はＡＣ／ＤＣコンバーター３００Ｂの動作波形図である。なお、図１７中、図１５に示す部材と同一機能を有する部材については、図１５と同一符号を付して説明を省略する。
【００９７】
図１５に示す第１の比較例では第１の整流器１０２と第２の整流器３０２の整流出力は並列接続であるが、図１７に示す第２の比較例では第１の整流器１０２と第２の整流器３０２の整流出力が直列接続である。第１の整流器１０２の出力は常にＤＣ／ＤＣコンバーター２００へエネルギーを供給し続け、低電圧期間に第２の整流器３０２の出力を第１の整流器１０２の出力に加えている。これにより、第２の整流器３０２の出力エネルギーを減少させたもので、補助コンバーター３０４のキャパシターＣ２の静電容量を小さくできる。
【００９８】
４．３．本実施形態と第１，第２の比較例との対比
第１，第２の比較例でも、図１６及び図１８に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００への入力電圧は、本実施形態と同様に脈動となる。また、第１，第２の比較例でも、補助コンバーター３０４に設けられるキャパシターＣ２の静電容量は小さくなり、電解コンデンサーを用いずに小容量でかつ小型のフィルムコンデンサー等の使用が可能となる。
【００９９】
ただし、第１，第２の比較例では、本実施形態と比較して構成部品点数が増大するので、電源装置の小型化には不向きである。
【０１００】
５．ＤＣ／ＤＣコンバーター
各実施形態のＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆと対で使用されるＤＣ／ＤＣコンバーター２００の一例を図１９に示す。ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆの出力が図２、図４、図６、図９、図１１または図１４に示す脈動電圧であることから、入力電圧ダイナミックレンジが広く、かつ、応答性が良いことが求められる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバーター２００としては、図１９に示す電流モード制御ＤＣ／ＤＣコンバーターを好適に使用できる。図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバーター２００は、バックブーストＤＣ／ＤＣコンバーターである。
【０１０１】
図１９において、この電流モード制御ＤＣ／ＤＣコンバーター２００は、ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆからの脈動が入力電圧Ｖｉｎとなり、それに基づいて負荷２０を一定の直流電圧で駆動する。電流モード制御ＤＣ／ＤＣコンバーター２００は、入力段側に入力キャパシターＣｉｎを、出力段側に出力キャパシターＣｏｕｔを、それぞれ＋ＤＣ電圧線２０２と−ＤＣ電圧腺２０４との間に接続している。
【０１０２】
＋ＤＣ電圧線２０２には、入力キャパシターＣｉｎの接続ノードと、出力キャパシターＣｏｕｔの接続ノードとの間にて、入力段側から順に、スイッチング素子Ｑ４、インダクター（チョークコイル）Ｌ２、ダイオードＤ１７がそれぞれ接続されている。また、＋ＤＣ電圧線２０２と−ＤＣ電圧腺２０４との間に逆方向接続されたダイオードＤ１６は、スイッチング素子Ｑ４とインダクターＬ２との間の接続ノードにて＋ＤＣ電圧線に接続されている。さらに、＋ＤＣ電圧線２０２と−ＤＣ電圧腺２０４との間には、スイッチング素子Ｑ５とセンス抵抗Ｒｓｅｎが挿入接続され、スイッチング素子Ｑ５はインダクターＬ２とダイオードＤ１７の間の接続ノードにて＋ＤＣ電圧線２０２と接続され、センス抵抗Ｒｓｅｎが−ＤＣ電圧線２０４と接続されている。
【０１０３】
電流モードＰＭＷ制御回路２１０は、負荷２０の＋ＤＣ側の出力電圧と、センス抵抗ＲｓｅｎからインダクターＬ２を流れる電流とを取り込み、その双方によりオン・デューティが可変された出力が、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチで構成されたスイッチング素子Ｑ５のベースと、同じくパワーＭＯＳＦＥＴスイッチで構成されたスイッチング素子Ｑ４のゲートに接続されている。
【０１０４】
図２０に示すように電流モードＰＷＭ制御２１０により、スイッチンング素子Ｑ４、Ｑ５が同時にオンすると、入力電圧ＶｉｎよりインダクターＬ２に電流が流れ込み、インダクターＬ２はエネルギーを蓄える。このインダクターＬ２の電流は、電流検出抵抗Ｒsenの両端で検出され電流モードＰＷＭ制御２１０に入力される。
【０１０５】
図２１に示すように電流モードＰＷＭ制御２１０により、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５がオフされると、インダクターＬ２は電流を維持しようとする方向に起電力を発生させ、ダイオードＤ１６、Ｄ１７を介して電流が流れ、出力キャパシターＣｏｕｔと負荷２０にエネルギーを出力する。
【０１０６】
また、電流モード制御ＤＣ／ＤＣコンバーター２００の観点から言えば、出力電圧の一部を制御信号に帰還し、出力電圧を安定化させる電圧モード制御の帰還ループに加えて、インダクターＬ２に流れる電流を帰還させるループが追加されている。
【０１０７】
電流モード制御ＤＣ／ＤＣコンバーター２００は、電圧モード制御ＤＣ／ＤＣコンバーターと比べて、インダクター電流を管理することから入力電圧や負荷２０の変動に対する応答性が高速である。しかも、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の同時オン動作でＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆの出力である脈動の振幅よりも広い入力電圧ダイナミックレンジを有することができる。このように、高速応答性と広い入力電圧ダイナミックレンジを有するＤＣ−ＤＣコンバーター２００と、上述したＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆとを組み合わせて使用することで、ＬＥＤ等の負荷に最適な電源回路を構成できる。
【０１０８】
ここで、上述した電流モード制御バックブーストＤＣ／ＤＣコンバーター２００では、ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆの出力電圧を昇圧又は降圧して、負荷２０に一定電圧を供給することができる。ただし、ＡＣ／ＤＣコンバーター１００Ａ〜１００Ｆの出力電圧よりも負荷２０に供給される電圧が常に低い場合には、降圧動作のみ実施すれば足りる。この場合には、図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバーター２００からスイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ１７を除去した電流モード制御型のバックコンバーターを用いることができる。逆に、昇圧動作のみが必要な場合には、図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバーター２００からスイッチング素子Ｑ４とダイオードＤ１６を除去した電流モード制御型のブーストコンバーターを用いることができる。
【０１０９】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるものである。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。
【符号の説明】
【０１１０】
１０  交流電源、２０  負荷、３０Ａ〜３０Ｆ  負荷駆動装置、１００Ａ〜１００Ｆ  ＡＣ／ＤＣコンバーター、１０２  第１の整流器、１０４  第２の整流器、１０６  低電圧検出回路、１０６Ａ  比較器、１０６Ｂ  制御信号生成回路、１０８  出力線、１１０  切り替えスイッチ、１１２  第１の出力線、１１４  第２の出力線、１２０  低電圧検出回路、１２１  ゼロクロス検出部、１２２  カウンター、１２３  セット比較器、１２４  リセット比較器、１２５  ＳＲ型フリップフロップ、１２６  制御信号生成部、１２７  制御信号生成回路、１３０Ａ〜１３０Ｄ  補助コンバーター、１３２，１３３  充電回路、１３４  充電制御回路、１３６  第２の比較器、１３８  パルス幅変調器、１４０  充電制御回路、１４２  セレクター、１５０  充電回路、１５１  充電制御回路、１５２  ローパスフィルター（ＬＰＦ）、１５４  パルス幅変調器、２００  ＤＣ／ＤＣコンバーター、Ｃ１  キャパシター、Ｄ１〜Ｄ４  整流ダイオード、Ｄ５  第１のダイオード、Ｄ６  第２のダイオード、Ｄ７  第３のダイオード、Ｌ１  インダクター、ＮＤ１  電圧検出ノード、ＮＤ２  接続ノード、Ｑ１  第１のスイッチング素子、Ｑ２  第２のスイッチング素子、Ｒ１  抵抗、Ｒ２  電流検出抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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