(57)【要約】【課題】ＳＮ比を維持しながらも、処理速度の高速化を図ることができるアレイセンサ装置を提供する。【解決手段】アレイセンサ装置１は、読出処理ごとに、電圧電流変換器４における第１の入力端Ｉｎ＋に接続されるセンサ要素Ｐｎと第２の入力端Ｉｎ−に接続されるセンサ要素Ｐｎとを交互に順次変化させながら、電圧電流変換器４から出力される両センサ出力の差分信号を第１読出回路１１と第２読出回路１２に交互に読み出す。そして、第１読出回路１１に読み出した差分信号と、第２読出回路１２に読み出した差分信号との差分を、差分回路１３から検出回路３の出力電圧Ｖｏとして出力することにより、回路固有のパターンノイズを除去しながら、処理時間の短縮を図る。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ物理量あるいは化学量を電圧値に変換する電圧検出型のセンサ要素を複数有したセンサ部の出力を読み出して増幅する検出回路を備え、検出回路は、第１および第２の入力端を有し両入力端に印加された電圧の差分に相当する電流を出力する電圧電流変換器と、それぞれ電圧電流変換器の出力電流によって充電されるコンデンサおよびコンデンサのリセット用のスイッチを具備し、電圧電流変換器の出力をコンデンサに読み出す第１読出回路および第２読出回路と、第１読出回路および第２読出回路の各出力端に接続され第１読出回路および第２読出回路の両コンデンサの両端電圧の差分をとる差分回路とを有し、電圧電流変換器の各入力端にセンサ要素を択一的に接続することで両センサ要素間の出力の差分値に相当する電流でコンデンサを充電する読出処理を繰り返し実行し、読出処理ごとに、電圧電流変換器における第１あるいは第２の入力端に接続されたセンサ要素の出力と前回の読出処理で同一の入力端に接続されたセンサ要素の出力との差分が差分回路で得られるように、電圧電流変換器の一方の入力端に接続されるセンサ要素と他方の入力端に接続されるセンサ要素とを交互に順次変化させ、且つ、電圧電流変換器の出力を第１読出回路に読み出す状態と第２読出回路に読み出す状態とを切り替えることを特徴とするアレイセンサ装置。
【請求項２】
前記センサ部は物理量あるいは化学量の変化を受けない参照用のセンサ要素を有し、前記検出回路の後段には、前記差分回路の出力をデジタル値に変換するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータから出力されるデジタル値を用いて演算を行うデジタル回路とが設けられ、デジタル回路は、異なる前記読出処理で得られたデジタル値を用いて、各センサ要素の出力から参照用のセンサ要素の出力を減算した値を求めることを特徴とする請求項１記載のアレイセンサ装置。
【請求項３】
前記第１読出回路および前記第２読出回路は、それぞれ前記コンデンサと各出力端との間に挿入され入出力間の信号を電気的に分離するバッファ回路を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアレイセンサ装置。
【請求項４】
前記センサ要素は赤外線検出素子であることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のアレイセンサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のセンサ要素を有するセンサ部を備えたアレイセンサ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部と、センサ部の出力を検出する検出回路とを備えたセンサ装置が知られている。
【０００３】
この種のアレイセンサ装置に用いられるセンサ部としては、前記電気量の変化に応じた電流値の変化を出力する所謂電流検出型のものと、前記電気量の変化に応じた電圧値の変化を出力する所謂電圧検出型のものとがある。
【０００４】
電流検出型のセンサ部と共に用いられる検出回路は、センサ部から出力される電荷を蓄積するコンデンサを具備し、所定の信号読出期間に充電される前記コンデンサの両端電圧を出力電圧として出力するものが一般的である。
【０００５】
一方、電圧検出型のセンサ部と共に用いられる検出回路においても、電流検出型の場合と同様の構成の検出回路を用いることが考えられる。ただし、実際には電圧検出型のセンサ部は内部抵抗を有しているため、コンデンサと内部抵抗とで決まる時定数が影響し、信号読出期間においてセンサ出力の変化をコンデンサの両端電圧が追従できない場合がある。この場合、信号読出期間の終了時点でのコンデンサの両端電圧の大きさはセンサ部の内部抵抗の抵抗値に依存するため、内部抵抗の抵抗値のばらつきに起因して、センサ出力とセンサ装置から取り出される出力電圧との間に誤差を生じ、センサ出力の検出精度が低下する可能性がある。
【０００６】
これに対し、本出願人は、電圧検出型のセンサ部と共に用いられる検出回路の入力段に、入力電圧の大きさに相当する電流を出力する電圧電流変換器を用いることで、上記問題を解決することを提案している。すなわち、センサ部の出力する電圧を電圧電流変換器の入力とし、電圧電流変換器から出力される電流によってコンデンサを充電する構成とすることにより、コンデンサの両端間に、センサ部の出力に応じた出力電圧を生じさせることができる。この構成では、電圧電流変換器は、電圧を入力とするものであって高い入力インピーダンスを有しているから、センサ部の出力でコンデンサを直接充電する場合のようにセンサ装置から取り出される出力電圧の大きさがセンサ部の内部抵抗の抵抗値に依存することはなく、センサ出力を精度よく検出することが可能である。
【０００７】
また、検出回路に固有のパターンノイズ（回路オフセットおよびフリッカ雑音）を除去してＳＮ比を向上させる目的で、相関２重サンプリング（Ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  Ｄｏｕｂｌｅ  Ｓａｍｐｌｉｎｇ：以下、ＣＤＳという）を行うことも考えられている。ＣＤＳとは、連続してサンプリングしたデータが低周波成分に対して高い相関を持っていることを利用し、パターンノイズと信号成分とをそれぞれサンプリングして双方の差分を取ることでパターンノイズを除去する手法である。
【０００８】
具体的には、電圧電流変換器の後段に択一的に接続可能な一対のコンデンサを設け、オフセット検出期間において、電圧電流変換器の入力からセンサ部を切り離した状態で、電圧電流変換器から出力されるオフセット成分を一方のコンデンサに蓄積する。その後の信号検出期間においては、電圧電流変換器の入力をセンサ部に接続し、センサ出力を他方のコンデンサに蓄積する。そして、両コンデンサの出力電圧の差を検出回路の出力電圧として出力することで、パターンノイズが除去された信号成分のみを取り出すことができる。
【０００９】
ところで、センサ装置のうち、センサ部が複数のセンサ要素からなるアレイセンサ装置においては、たとえば複数のセンサ要素を２次元配置してセンサ部を構成し、各センサ要素の出力を画素値とする画像が得られるものがある。この種のアレイセンサ装置としては、各センサ要素の出力を読み出すための検出回路を、各センサ要素ごとに有するものが知られている（たとえば特許文献１参照）。
【００１０】
ただし、上述したような電圧電流変換器を用いて複数のセンサ要素の出力の読み出しを行う場合、回路の特性ばらつきにより発生する固定パターンノイズを低減するためには、各センサ要素ごとに検出回路を設けるよりも複数のセンサ要素に対して共通の検出回路を１つ設けることが望ましい。そして、複数のセンサ要素の出力を１つの検出回路で読み出す場合、１センサ要素当たりの読み出しにかかる処理時間の短縮が要求される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平７−２１２６５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、１センサ要素当たりの処理時間を短くすると、コンデンサへの信号蓄積の時間が短くなるためＳＮ比の低下が懸念される。また、オフセット成分を除去する場合には、上述のＣＤＳを行うために、図５に示すように一方のコンデンサにパターンノイズを読み出す読出処理（時刻ｔ０〜ｔ１）と、他方のコンデンサにセンサ出力を読み出す読出処理（時刻ｔ１〜ｔ２）と、両コンデンサの差をとる差分処理（時刻ｔ２〜）との３段階のステップが必要になる。
【００１３】
結果的に、ＳＮ比を維持しながら１センサ要素当たりの読み出しにかかる処理時間を短くすることは困難であり、複数のセンサ要素の出力を１つの検出回路で読み出す場合、処理速度が遅くなることが問題となる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであって、高いＳＮ比を維持しながらも、処理速度の高速化を図ることができるアレイセンサ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１の発明では、それぞれ物理量あるいは化学量を電圧値に変換する電圧検出型のセンサ要素を複数有したセンサ部の出力を読み出して増幅する検出回路を備え、検出回路は、第１および第２の入力端を有し両入力端に印加された電圧の差分に相当する電流を出力する電圧電流変換器と、それぞれ電圧電流変換器の出力電流によって充電されるコンデンサおよびコンデンサのリセット用のスイッチを具備し、電圧電流変換器の出力をコンデンサに読み出す第１読出回路および第２読出回路と、第１読出回路および第２読出回路の各出力端に接続され第１読出回路および第２読出回路の両コンデンサの両端電圧の差分をとる差分回路とを有し、電圧電流変換器の各入力端にセンサ要素を択一的に接続することで両センサ要素間の出力の差分値に相当する電流でコンデンサを充電する読出処理を繰り返し実行し、読出処理ごとに、電圧電流変換器における第１あるいは第２の入力端に接続されたセンサ要素の出力と前回の読出処理で同一の入力端に接続されたセンサ要素の出力との差分が差分回路で得られるように、電圧電流変換器の一方の入力端に接続されるセンサ要素と他方の入力端に接続されるセンサ要素とを交互に順次変化させ、且つ、電圧電流変換器の出力を第１読出回路に読み出す状態と第２読出回路に読み出す状態とを切り替えることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、検出回路は、読出処理ごとに、電圧電流変換器の一方の入力端に接続されるセンサ要素と他方の入力端に接続されるセンサ要素とを交互に順次変化させ、且つ、電圧電流変換器の出力を第１読出回路に読み出す状態と第２読出回路に読み出す状態とを切り替えるので、差分回路の第１読出回路および第２読出回路の両コンデンサの両端電圧の差分をとることにより高いＳＮ比を維持できる。すなわち、１回の読出処理にて２つのセンサ要素の出力を含む差分信号を一度に読み出しており、さらに後段の差分回路にて差分信号同士の差をとることで、検出回路の出力からパターンノイズの影響を除去することができる。しかも、連続する読出処理では、いずれか一方の入力端に接続されているセンサ要素が共通であることから、差分信号同士の差をとることで、前記共通のセンサ要素のセンサ出力が検出回路の出力から除去されることになる。そのため、検出回路の出力は、同一の入力端に接続される２つのセンサ要素の出力の差分で表され、一方のセンサ要素のセンサ出力が求まれば、他方のセンサ出力も求めることができる。この処理を繰り返すことで各センサ要素の出力をそれぞれ求めることができるから、結局、各センサ要素のセンサ出力を求めるために必要な出力を１回の読出処理で読み出すことができ、処理速度の高速化を図ることができる。
【００１７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記センサ部が物理量あるいは化学量の変化を受けない参照用のセンサ要素を有し、前記検出回路の後段には、前記差分回路の出力をデジタル値に変換するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータから出力されるデジタル値を用いて演算を行うデジタル回路とが設けられ、デジタル回路が、異なる前記読出処理で得られたデジタル値を用いて、各センサ要素の出力から参照用のセンサ要素の出力を減算した値を求めることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、参照用のセンサ要素の出力を基準とした各センサ要素の出力を求めることができるので、センサ要素の温度特性やセンサ要素の経年劣化等によるオフセット成分を除去して、各センサ要素で検知される物理量あるいは化学量の絶対値を求めることができる。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記第１読出回路および前記第２読出回路が、それぞれ前記コンデンサと各出力端との間に挿入され入出力間の信号を電気的に分離するバッファ回路を有することを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、コンデンサの両端電圧を維持したまま、差分回路にて第１読出回路および第２読出回路の両コンデンサの両端電圧の差分をとることができる。その結果、ある読出処理でコンデンサに読み出された値を次の読出処理で利用できるという利点がある。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかの発明において、前記センサ要素が赤外線検出素子であることを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、センサ要素での赤外線受光量が小さく、各センサ要素から取り出される電気量の変化が小さい場合でも、検出回路の出力においては高いＳＮ比が維持されていることから、検出回路の利得を高くして十分な感度を確保することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明は、読出処理ごとに、電圧電流変換器の一方の入力端に接続されるセンサ要素と他方の入力端に接続されるセンサ要素とを交互に順次変化させ、且つ、電圧電流変換器の出力を第１読出回路に読み出す状態と第２読出回路に読み出す状態とを切り替えるので、高いＳＮ比を維持しながらも、処理速度の高速化を図ることができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す概略回路図である。
【図２】同上の電圧電流変換器の構成を示す概略回路図である。
【図３】同上の検出回路の利得の周波数特性を示す説明図である。
【図４】同上の動作を示すタイムチャートである。
【図５】従来例の動作を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
（実施形態１）
本実施形態のアレイセンサ装置１は、図１に示すように、物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部２と、センサ部２の出力を所定のサンプリング周波数ｆｓで読出して増幅し出力する検出回路３とを具備している。
【００２６】
ここで、センサ部２は、それぞれ物理量あるいは化学量を電圧値に変換する電圧検出型のセンサ要素Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２・・・（以下、それぞれを特に区別しないときにはセンサ要素Ｐｎという）を複数有したアレイセンサからなる。センサ要素Ｐｎは２次元配置されており、センサ部２の出力は各センサ要素Ｐｎの出力を画素値とする画像を構成する。そこで、以下では各センサ要素Ｐｎに画素番号（１，２・・・）が割り当てられているものとして、当該画素番号（１，２・・・）によって各センサ要素Ｐｎを区別する。なお、センサ要素Ｐｎの一例として、ここでは赤外線を吸収することによる温度上昇に応じて電気量を変化させ、前記電気量の変化に応じた電圧値の変化を出力する焦電素子やサーモパイルを想定している。
【００２７】
検出回路３は、図１に示すようにセンサ部２の出力電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換器４と、電圧電流変換器４の出力の後段に設けられた、コンデンサＣＳおよびバッファ回路Ｂ１を具備する第１読出回路１１と、コンデンサＣＲおよびバッファ回路Ｂ２を具備する第２読出回路１２とを有する。ここで、第１読出回路１１、第２読出回路１２は、それぞれ電流電圧変換器４の出力とコンデンサＣＳ，ＣＲとの間に挿入されセット信号によって駆動されるスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２と、コンデンサＣＳ，ＣＲに並列接続されリセット信号によって駆動されるスイッチＳＷ１３，ＳＷ１４とを具備している。コンデンサＣＳ，ＣＲは、それぞれ電流電圧変換器４の出力と基準電位点Ｖｒｅｆとの間に挿入され、バッファ回路Ｂ１，Ｂ２は、それぞれコンデンサＣＳ，ＣＲと第１読出回路１１および第２読出回路１２の出力端との間に挿入されている。
【００２８】
第１読出回路１１および第２読出回路１２の後段には差分回路１３が設けられており、検出回路３の出力電圧Ｖｏは、第１読出回路１１のコンデンサＣＳの両端電圧ＶＳから第２読出回路１２のコンデンサＣＲの両端電圧ＶＲを差し引いたものとなる。差分回路１３の後段には、検出回路３の出力電圧Ｖｏをデジタル値Ｖｄｏに変換するＡＤコンバータ５と、デジタル値Ｖｄｏの演算を行うデジタル回路６とが設けられている。バッファ回路Ｂ１，Ｂ２は、高入力インピーダンス、低出力インピーダンスの特性により、入力側の信号と出力側の信号とを電気的に分離するものであって、その結果、検出回路３の出力電圧ＶｏがＡＤコンバータ５に出力されてもコンデンサＣＳ，ＣＲの両端電圧ＶＳ，ＶＲには影響しない。
【００２９】
電圧電流変換器４としては、一般的にｇｍ素子あるいはＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ  Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）と呼ばれるものを用いる。
【００３０】
電圧電流変換器４は、センサ部２の出力に接続された第１の入力端Ｉｎ＋と第２の入力端Ｉｎ−とを具備し、第１および第２の両入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−間に生じた電圧差に相当する大きさの電流を出力端Ｔｏから出力する。
【００３１】
具体的には、図２に示すように第１入力端Ｉｎ＋と第２入力端Ｉｎ−には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲートがそれぞれ接続される。両トランジスタＱ１，Ｑ２には直流電圧ＶＤＤが印加されており、両トランジスタＱ１，Ｑ２はソース電位が等しくなるようにそれぞれのソースを共通のバイアス用トランジスタＱ０に接続している。バイアス用トランジスタＱ０は、ゲートに印加されるバイアス電圧Ｖｂの大きさに従ってバイアス電流を流すバイアス電流源として機能する。これにより、各トランジスタＱ１，Ｑ２に流れるドレイン電流は、それぞれのゲート電圧の大きさ、つまりセンサ部２から入力端Ｉｎ＋への入力の大きさ、入力端Ｉｎ−への入力の大きさに従って決定され、バイアス用トランジスタＱ０を通して供給される電流が第１および第２の入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−への入力の比に応じて各トランジスタＱ１，Ｑ２に分配されることになる。
【００３２】
トランジスタＱ１のドレインは、第１のカレントミラーＭ１の入力側となるトランジスタＱ３を通して接地され、トランジスタＱ２のドレインは、第２のカレントミラーＭ２の入力側となるトランジスタＱ４を通して接地される。具体的には、各トランジスタＱ３，Ｑ４はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインおよびゲートを各トランジスタＱ１，Ｑ２のドレインにそれぞれ接続する形で、トランジスタＱ１，Ｑ２のソース−ドレインと直列にドレイン−ソースを接続している。これにより、各トランジスタＱ１，Ｑ２に流れるドレイン電流はそれぞれ各トランジスタＱ３，Ｑ４のドレイン電流となる。
【００３３】
トランジスタＱ３を入力側とした第１のカレントミラーＭ１の出力側のトランジスタＱ５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートおよびソースがトランジスタＱ３のゲートおよびソースにそれぞれ接続され、トランジスタＱ４を入力側とした第２のカレントミラーＭ２の出力側のトランジスタＱ６は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートおよびソースがトランジスタＱ４のゲートおよびソースにそれぞれ接続されている。これにより、各トランジスタＱ３，Ｑ４のドレイン電流と同じ大きさのドレイン電流がそれぞれ対応する各トランジスタＱ５，Ｑ６に流れることになる。
【００３４】
トランジスタＱ５のドレインはトランジスタＱ７に接続されている。また、トランジスタＱ６のドレインはトランジスタＱ８に接続されている。トランジスタＱ７，Ｑ８はそれぞれＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、トランジスタＱ７を入力側、トランジスタＱ８を出力側とする第３のカレントミラーＭ３を形成している。すなわち、トランジスタＱ７のゲートおよびソースはトランジスタＱ８のゲートおよびソースにそれぞれ接続されている。各トランジスタＱ７，Ｑ８は、ドレインがそれぞれトランジスタＱ５，Ｑ６のドレインに接続される。ここで、トランジスタＱ７は、ドレインおよびゲートをトランジスタＱ５のドレインに接続しており、トランジスタＱ７のソース−ドレインとトランジスタＱ５のドレイン−ソースとの直列回路、およびトランジスタＱ８のソース−ドレインとトランジスタＱ６のドレイン−ソースとの直列回路には、それぞれ直流電圧ＶＤＤが印加される。
【００３５】
そして、上記構成の電圧電流変換器４は、トランジスタＱ８とトランジスタＱ６との間に、第１読出回路１１および第２読出回路１２に接続される出力端Ｔｏを設定している。
【００３６】
上述した構成によれば、トランジスタＱ１のドレイン電流は、第１および第３のカレントミラーＭ１，Ｍ３によって、トランジスタＱ８のドレイン電流の大きさを決定し、トランジスタＱ２のドレイン電流は、第２のカレントミラーＭ２によってトランジスタＱ６のドレイン電流の大きさを決定する。これにより、トランジスタＱ８は、第１の入力端Ｉｎ＋への入力電圧（つまりセンサ部２のセンサ出力）に応じた大きさの電流を出力端Ｔｏに流し、トランジスタＱ６は、第２の入力端Ｉｎ−への入力電圧に応じた大きさの電流を出力端Ｔｏから引き抜くように機能する。すなわち、電圧電流変換器４は、第１の入力端Ｉｎ＋への入力電圧と第２の入力端Ｉｎ−への入力電圧との差分を電流に変換し、この電流を出力端Ｔｏから出力する。
【００３７】
しかして、電圧電流変換器４においてセンサ部２の出力電圧に応じて発生した電流は、スイッチＳＷ１１がオン、スイッチＳＷ１２がオフの期間には、出力端ＴｏからコンデンサＣＳに流入してコンデンサＣＳを充電し、第１読出回路１１の出力電圧（コンデンサＣＳの両端電圧ＶＳ）を決定する。一方、スイッチＳＷ１１がオフ、スイッチＳＷ１２がオンの期間には、電圧電流変換器４の出力電流は、出力端ＴｏからコンデンサＣＲに流入してコンデンサＣＲを充電し、第２読出回路１２の出力電圧（コンデンサＣＲの両端電圧ＶＲ）を決定する。
【００３８】
ここに、リセット信号によってオンオフされるスイッチＳＷ１３，ＳＷ１４は、それぞれオン時にコンデンサＣＳ，ＣＲの両端電圧をリセットするための放電経路を形成する。ここでは、第１読出回路１１あるいは第２読出回路１２へセンサ部２のセンサ出力を読み出すサンプリング期間Ｔｓの開始直後にのみスイッチＳＷ１３，ＳＷ１４をオンし、コンデンサＣＳ，ＣＲの両端電圧をリセットするものとする。リセット後のサンプリング期間Ｔｓにおいては、スイッチＳＷ１１あるいはスイッチＳＷ１２をオンして、第１読出回路１１あるいは第２読出回路１２にてセンサ部２のセンサ出力の読み出しを行う。
【００３９】
ここで、電圧電流変換器４は、オープンループ制御を採用している。すなわち、センサ出力をトランジスタＱ１のゲートだけで受けるため、非常に高い入力インピーダンスを確保できる。したがって、検出回路３は、センサ部２の各センサ要素Ｐｎにおける内部抵抗Ｒｐのばらつきによる出力電圧Ｖｏのばらつきを生じることがなく、安定した検出を行うことが可能となる。しかも、帰還容量が不要になる分、回路規模を小さくすることができる。
【００４０】
また、本実施形態では、検出回路３は所定のサンプリング周波数ｆｓでセンサ出力を読み出しており、このサンプリング周波数ｆｓは、上述したサンプリング期間Ｔｓの逆数で表すことができる（つまり、ｆｓ＝１／Ｔｓ）。一方、検出回路３においては、所定のカットオフ周波数ｆｃが存在し、当該カットオフ周波数ｆｃを超える領域では、周波数が高くなるほど利得が低下する。本実施形態では、このカットオフ周波数ｆｃをサンプリング周波数ｆｓよりも低く設定してある。
【００４１】
図３に検出回路３の利得の周波数特性とサンプリング周波数ｆｓとの関係を示す。図３では、本実施形態の検出回路３の利得を実線で表し、一般的な離散系の検出回路の利得を２点鎖線で表す。
【００４２】
すなわち、一般的な離散系の検出回路（増幅器）の場合、センサ出力を収束させ、収束後の安定した電圧を用いて信号処理を行うので、センサ出力を収束させるために、通常、検出回路のカットオフ周波数ｆｃ’をサンプリング周波数ｆｓの３〜４倍以上に設定している。これに対し、本実施形態では、検出回路３のカットオフ周波数ｆｃをサンプリング周波数ｆｓよりも低く設定している。そのため、出力電圧Ｖｏが完全に収束しない過渡的な状態でサンプリング期間Ｔｓを終了する。以下、上述のように過渡的な状態で信号を読み出すことを「非収束読出し」という。
【００４３】
非収束読出しを採用することによる利点は、図３から分かるように、検出回路３の利得の周波数帯域が狭いので、帯域内の熱雑音やフリッカ雑音が少なく、出力を収束させる一般的な離散系の検出回路に比較して、低雑音な検出回路３を実現できる点にある。なお、センサ出力はカットオフ周波数ｆｃよりも十分に低い周波数帯域（図３の破線領域）を使用するため、検出回路３ではセンサ出力に関して十分な利得を確保できる。
【００４４】
ところで、本実施形態のアレイセンサ装置１は、電圧電流変換器４の各入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に対して、センサ部２における各センサ要素Ｐｎの出力を択一的に接続するように構成されている。ここでは、画素番号が奇数（１，３，５・・・）のセンサ要素Ｐ１，Ｐ３，Ｐ５・・・は、それぞれスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５・・・（以下、それぞれを特に区別しないときにはスイッチ要素ＳＷｎという）を介して第１の入力端Ｉｎ＋に接続される。一方で、画素番号が偶数（２，４，６・・・）のセンサ要素Ｐ２，Ｐ４，Ｐ６・・・は、それぞれスイッチ要素ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６・・・を介して第２の入力端Ｉｎ−に接続される。しかして、任意のスイッチ要素ＳＷｎをオンすることで、対応するセンサ要素Ｐｎの出力を電圧電流変換器４に入力することができる。
【００４５】
ここにおいて、本実施形態では、センサ部２にセンサ要素Ｐｎとして赤外線の変化を受けない（つまり赤外線感度を持たない）参照用のセンサ要素Ｐ０を設けてある。参照用のセンサ要素Ｐ０とその他のセンサ要素Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…とは、出力の整合をとるため同一基板上に同一の加工プロセスにより形成されるものとする。参照用のセンサ要素Ｐ０の出力は、第１の入力端Ｉｎ＋に対してスイッチ要素ＳＷ０＋を介して接続されるとともに、第２の入力端Ｉｎ−に対してスイッチ要素ＳＷ０−を介して接続される。図１において、参照用のセンサ要素Ｐ０のみセンサ出力Ｖｓおよび内部抵抗Ｒｐを図示しているが、その他のセンサ要素Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…も同様の構成を有するものとする。
【００４６】
以下、本実施形態のアレイセンサ装置１の動作について表１を参照して説明する。なお、表１では、各サンプリング期間Ｔｓにおける、電圧電流変換器４の各入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に接続されるセンサ要素Ｐｎ、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオンオフの別、コンデンサＣＳ，ＣＲの両端電圧ＶＳ，ＶＲ、検出回路３の出力電圧Ｖｏおよびそのデジタル値Ｖｄｏ、さらにデジタル回路６での演算結果を示している。ここに、表１中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２・・・は、センサ要素Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２・・・の出力電圧（センサ出力）を示し、Ｖｎは検出回路３に固有のパターンノイズ（オフセット成分）を示す。
【００４７】
【表１】
2011013037.tif 000003
【００４８】
まず、最初のサンプリング期間Ｔｓ＝１においては、スイッチ要素ＳＷ０＋，ＳＷ０−をオンして、第１および第２の両入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に参照用センサ要素Ｐ０を接続する。そして、第２読出回路１２側のスイッチＳＷ１２をオンすることで、センサ出力をコンデンサＣＲに読み出す。このとき、電圧電流変換器４の第１および第２の両入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−間は短絡させられるので、コンデンサＣＲの両端電圧ＶＲは、参照用センサ要素Ｐ０のセンサ出力に相当する成分が反映されずに「Ｖｎ」となる。
【００４９】
次のサンプリング期間Ｔｓ＝２においては、スイッチ要素ＳＷ０−，ＳＷ１をオンして、第１の入力端Ｉｎ＋にセンサ要素Ｐ１を接続し、第２の入力端Ｉｎ−に参照用センサ要素Ｐ０を接続する。そして、第１読出回路１１側のスイッチＳＷ１１をオンすることで、センサ出力をコンデンサＣＳに読み出す。このとき、コンデンサＣＳの両端電圧ＶＳは、センサ要素Ｐ１の出力Ｓ１とセンサ要素Ｐ０の出力Ｓ０との差分にパターンノイズＶｎを加えた「Ｓ１−Ｓ０＋Ｖｎ」となる。ここで、第２読出回路１２のコンデンサＣＲの両端電圧ＶＲは、バッファ回路Ｂ２により１つ前のサンプリング期間Ｔｓ＝１の値「Ｖｎ」に保持されているため、差分回路１３の出力である検出回路３の出力電圧Ｖｏは「Ｓ１−Ｓ０」となる。
【００５０】
その次のサンプリング期間Ｔｓ＝３においては、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をオンして、第１の入力端Ｉｎ＋にセンサ要素Ｐ１を接続し、第２の入力端Ｉｎ−にセンサ要素Ｐ２を接続する。そして、第２読出回路１２側のスイッチＳＷ１２をオンすることで、センサ出力をコンデンサＣＲに読み出す。このとき、コンデンサＣＲの両端電圧ＶＲは、センサ要素Ｐ１の出力Ｓ１とセンサ要素Ｐ２の出力Ｓ２との差分にパターンノイズＶｎを加えた「Ｓ１−Ｓ２＋Ｖｎ」となる。ここで、第１読出回路１１のコンデンサＣＳの両端電圧ＶＳは、バッファ回路Ｂ１により１つ前のサンプリング期間Ｔｓ＝２の値「Ｓ１−Ｓ０＋Ｖｎ」に保持されているため、差分回路１３の出力である検出回路３の出力電圧Ｖｏは「Ｓ２−Ｓ０」となる。
【００５１】
その次のサンプリング期間Ｔｓ＝４においては、スイッチ要素ＳＷ２，ＳＷ３をオンして、第１の入力端Ｉｎ＋にセンサ要素Ｐ３を接続し、第２の入力端Ｉｎ−にセンサ要素Ｐ２を接続する。そして、第１読出回路１１側のスイッチＳＷ１１をオンすることで、センサ出力をコンデンサＣＳに読み出す。このとき、コンデンサＣＳの両端電圧ＶＳは、センサ要素Ｐ３の出力Ｓ３とセンサ要素Ｐ２の出力Ｓ２との差分にパターンノイズＶｎを加えた「Ｓ３−Ｓ２＋Ｖｎ」となる。ここで、第２読出回路１２のコンデンサＣＲの両端電圧ＶＲは、バッファ回路Ｂ２により１つ前のサンプリング期間Ｔｓ＝３の値「Ｓ１−Ｓ２＋Ｖｎ」に保持されているため、差分回路１３の出力である検出回路３の出力電圧Ｖｏは「Ｓ３−Ｓ１」となる。
【００５２】
以降のサンプリング期間（Ｔｓ＝５，６，７・・・）においては、第２の入力端Ｉｎ−に接続されるセンサ要素Ｐ２，Ｐ４，Ｐ６・・・と、第１の入力端Ｉｎ＋に接続されるセンサ要素Ｐ１，Ｐ３，Ｐ５・・・とを交互に順次変化させることで、上述したサンプリング期間Ｔｓ＝３，４と同様の処理を繰り返す。ここに、各入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−への接続対象となるセンサ要素Ｐｎは、画素番号が順次大きくなるように切り替えられるものとする。その結果、各入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に接続されるセンサ要素Ｐｎの組み合わせは、各サンプリング期間Ｔｓ＝１，２，３，４，５，６，７，８・・・に応じて、「Ｉｎ＋，Ｉｎ−」＝「Ｐ０，Ｐ０」，「Ｐ１，Ｐ０」，「Ｐ１，Ｐ２」，「Ｐ３，Ｐ２」，「Ｐ３，Ｐ４」，「Ｐ５，Ｐ４」，「Ｐ５，Ｐ６」，「Ｐ７，Ｐ６」・・・と変化する。
【００５３】
なお、電圧電流変換器４の出力を第１読出回路１１に読み出すサンプリング期間Ｔｓ（＝２，４，６・・・）においては、期間の開始直後の数μｓｅｃの間にスイッチＳＷ１３をオンしてコンデンサＣＳを初期化する。また、電圧電流変換器４の出力を第２読出回路１２に読み出すサンプリング期間Ｔｓ（＝１，３，５・・・）においては、期間の開始直後の数μｓｅｃの間にスイッチＳＷ１４をオンしてコンデンサＣＲを初期化する。スイッチＳＷ１３をオンする時間と、スイッチＳＷ１４をオンする時間とは同一とする。
【００５４】
以上説明したようにアレイセンサ装置１が動作することにより、結局、読出対象となるセンサ要素Ｐｎの組み合わせを順次変化させながら、第１および第２の入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に入力される両センサ出力の差分信号を第１読出回路１１と第２読出回路１２に交互に読み出すことができる。そして、第１読出回路１１に読み出した差分信号と、第２読出回路１２に読み出した差分信号との差分を、差分回路１３から検出回路３の出力電圧Ｖｏとして出力することにより、回路固有のパターンノイズ（回路オフセット等）を除去しながらも、処理時間の短縮を図ることができる。
【００５５】
すなわち、本実施形態では、１回の読出処理にて２つのセンサ要素Ｐｎの出力を含む差分信号を一度に読み出しており、さらに後段の差分回路１３にて差分信号同士の差をとることで、出力電圧ＶｏからパターンノイズＶｎの影響を除去している。しかも、連続するサンプリング期間Ｔｓでは、いずれか一方の入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に接続されているセンサ要素Ｐｎが共通であることから、差分信号同士の差をとることで、前記共通のセンサ要素Ｐｎのセンサ出力が出力電圧Ｖｏから除去されることになる。そのため、出力電圧Ｖｏは、同一の入力端Ｉｎ＋，Ｉｎ−に接続される一のセンサ要素Ｐｎのセンサ出力と他のセンサ要素Ｐｎのセンサ出力との差分で表され、一方のセンサ要素Ｐｎのセンサ出力が求まれば、他方のセンサ出力も求めることができる。
【００５６】
たとえば、表１の例では、参照用センサ要素Ｐ０のセンサ出力Ｓ０が既知であれば、サンプリング期間Ｔｓ＝２，３のときの出力電圧Ｖｏ＝「Ｓ１−Ｓ０」，「Ｓ２−Ｓ０」より、センサ要素Ｐ１，Ｐ２のセンサ出力Ｓ１，Ｓ２が求まる。さらに、この値Ｓ１，Ｓ２を用いれば、サンプリング期間Ｔｓ＝４，５のときの出力電圧Ｖｏ＝「Ｓ３−Ｓ１」，「Ｓ４−Ｓ２」より、センサ要素Ｐ３，Ｐ４のセンサ出力Ｓ３，Ｓ４が求まる。同様に、サンプリング期間Ｔｓ＝６，７，８・・・のときの出力電圧Ｖｏよりセンサ要素Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７・・・のセンサ出力も求まる。
【００５７】
このように各センサ要素Ｐｎのセンサ出力を求めるために必要な出力電圧Ｖｏは、図４に示すように１回の読出処理（時刻ｔ０〜ｔ１）と、差分回路１３の出力を取り出す差分処理（時刻ｔ１〜ｔ２）との２段階のステップで求めることができる。これに対し、各センサ要素Ｐｎについて、パターンノイズと信号成分とをそれぞれ別の読出処理にてサンプリングして双方の差分をとる場合、電圧電流変換器４の出力を読み出す読出処理が１センサ要素Ｐｎ当たり２回必要である（図５参照）。結局、本実施形態では図５の処理を行う場合に比べて、処理時間を２／３程度に短縮（読出処理１回分の時間短縮）することができる。
【００５８】
また、電圧電流変換器４の出力は、センサ部２からの２入力信号の差分であり、比較的小さな値となるため、電圧電流変換器４の利得を非常に高くすることができ、電圧電流変換器４のＳＮ比の向上を図ることができる。さらに、電圧電流変換器４の利得を高く設定しながらも、電圧電流変換器４の出力にて充電されるコンデンサＣＳ，ＣＲが飽和し難いから、広ダイナミックレンジの出力特性を実現することができる。
【００５９】
ここにおいて、本実施形態のアレイセンサ装置１では、各サンプリング期間Ｔｓに得られた出力電圧Ｖｏは、ＡＤコンバータ５にてデジタル値Ｖｄｏに変換され、順次、後段のデジタル回路６のメモリ（図示せず）に保存される。デジタル回路６では、メモリに保存したデジタル値Ｖｄｏを用い、所定の演算式に従って演算を行うことで表１の演算結果を得る。ここでは演算式を「Ｖｄｏ＋（２つ前のサンプリング期間Ｔｓの演算結果）」と定義しており、これによりサンプリング期間Ｔｓ＝２以降は、「Ｓ１−Ｓ０」，「Ｓ２−Ｓ０」，「Ｓ３−Ｓ０」，「Ｓ４−Ｓ０」，「Ｓ５−Ｓ０」，「Ｓ６−Ｓ０」，「Ｓ７−Ｓ０」・・・という演算結果を得る。なお、サンプリング期間Ｔｓ＝１，２においては、２つ前のサンプリング期間が存在しないので、演算結果＝Ｖｄｏとなる。
【００６０】
このようにして得られた演算結果は、各センサ要素Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３・・・のセンサ出力Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３・・・から参照用センサ要素Ｐ０のセンサ出力Ｓ０を減算した値であって、言い換えれば、参照用センサ要素Ｐ０を基準とした各センサ要素Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３・・・の相対的なセンサ出力に相当する。そのため、各センサ要素Ｐｎにおける赤外線の受光量の絶対値に相当する値が演算結果として得られることになる。この構成では結果的に、センサ要素Ｐｎの実装された基板温度等に依存したパターンノイズを取り除いた演算結果を得ることができる。
【符号の説明】
【００６１】
１  アレイセンサ装置
３  検出回路
４  電圧電流変換器
５  ＡＤコンバータ
６  デジタル回路
１１  第１読出回路
１２  第２読出回路
１３  差分回路
Ｂ１，Ｂ２  バッファ回路
ＣＳ，ＣＲ  コンデンサ
Ｉｎ＋  第１の入力端
Ｉｎ−  第２の入力端
Ｐｎ  センサ要素
Ｖｏ  出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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