(57)【要約】【課題】ハーフブリッジ型のスイッチング素子を共有して、力率改善部と電流共振コンバータ部を組み合わせたスイッチング電源装置において、ＰＦＣ電圧と出力電圧を制御して、力率改善動作を確実に行うスイッチング電源装置及びその制御方法を提供する。【解決手段】ハーフブリッジ型の第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共有して、力率改善部２と電流共振コンバータ部３を組み合わせたスイッチング電源装置１において、ＰＦＣ電圧検出部４と、第１基準電圧発生部５と、第１誤差増幅器６と、スイッチング制御部７とを含み、第１基準電圧発生部５からの出力信号を交流入力電圧の実効値（Ｖac-in）の少なくとも２√２倍に相当する電圧値に設定して、ＰＦＣ電圧と交流入力電圧の実効値が、ＶＰＦＣ＞２√２Ｖac-in  の関係を満足するように、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する。【選択図】図１
2011239539.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２スイッチング素子の直列回路に対して、第１、第２ダイオードが順方向に接続された直列回路が並列に接続され、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタと交流電源が直列に接続され、第１平滑コンデンサの正極側が前記第１、第２ダイオードの直列回路のカソード側に、負極側がアノード側にそれぞれ接続され、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作により、前記昇圧インダクタを介して、前記交流電源からの交流入力電圧を、力率を改善しつつ昇圧して前記第１平滑コンデンサに直流のＰＦＣ電圧（ＶＰＦＣ）を出力する力率改善（ＰＦＣ）部と、
前記第１、第２スイッチング素子を共通としたハーフブリッジ回路と、高周波トランスと、前記ハーフブリッジ回路と前記高周波トランスの一次巻線との間に備えられた共振インダクタと共振コンデンサとを含む共振回路と、前記高周波トランスの二次巻線と負荷部の間に備えられた整流ダイオードと第２平滑コンデンサを含む整流平滑回路とを含み、前記共振回路と前記高周波トランスとによる共振動作によって前記第１、第２スイッチング素子のソフトスイッチング動作を行うとともに、前記ＰＦＣ電圧を入力電圧として、前記高周波トランスを介して、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作によって得られる一次側の高周波電圧を二次側の前記整流平滑回路で整流平滑して得られる直流の出力電圧を前記負荷部に供給する電流共振コンバータ部と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記ＰＦＣ電圧を検出するＰＦＣ電圧検出部と、第１基準電圧を発生する第１基準電圧発生部と、前記ＰＦＣ電圧と前記第１基準電圧との差を増幅して出力する第１誤差増幅器と、前記第１誤差増幅器からの出力信号に基づき、前記第１、第２スイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を出力するスイッチング制御部とを含み、前記第１基準電圧を前記交流入力電圧の実効値（Ｖac-in）の少なくとも２√２倍に相当する電圧値に設定して、前記ＰＦＣ電圧と前記交流入力電圧の実効値が、
ＶＰＦＣ＞２√２Ｖac-in
の関係を満足するように、前記第１、第２スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記整流平滑回路から出力される前記出力電圧を検出する出力電圧検出部と、第２基準電圧を発生する第２基準電圧発生部と、前記出力電圧と前記第２基準電圧との差を増幅して出力する第２誤差増幅器とをさらに含み、
前記スイッチング制御部は、前記第１誤差増幅器と第２誤差増幅器からのそれぞれの出力信号に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子を制御して前記出力電圧を定電圧制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は前記高周波トランスの二次側に設置されるとともに、前記第１誤差増幅器の出力信号を第１絶縁手段を介して二次側の前記スイッチング制御部に伝達するとともに、前記スイッチング制御部から出力される前記駆動信号を、第２絶縁手段を介して前記第１、第２スイッチング素子に伝達することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング制御部は前記高周波トランスの一次側に設置されるとともに、前記第２誤差増幅器の出力信号を、第３絶縁手段を介して一次側の前記スイッチング制御部に伝達することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１、第２、第３絶縁手段は、フォトカプラまたは絶縁トランスであることを特徴とする請求項３または４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記共振インダクタを、前記高周波トランスの漏れインダクタンスで代替することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
第１、第２スイッチング素子の直列回路に対して第１、第２ダイオードが順方向に接続された直列回路が並列に接続され、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタと交流電源が直列に接続され、第１平滑コンデンサの正極側が前記第１、第２ダイオードの直列回路のカソード側に、負極側がアノード側にそれぞれ接続され、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作により、前記昇圧インダクタを介して、前記交流電源からの交流入力電圧を、力率を改善しつつ昇圧して前記第１平滑コンデンサに直流のＰＦＣ電圧（ＶＰＦＣ）を出力する力率改善（ＰＦＣ）部と、
前記第１、第２スイッチング素子を共通としたハーフブリッジ回路と、高周波トランスと、前記ハーフブリッジ回路と前記高周波トランスの一次巻線との間に備えられた共振インダクタと共振コンデンサとを含む共振回路と、前記高周波トランスの二次巻線と負荷部の間に備えられた整流ダイオードと第２平滑コンデンサを含む整流平滑回路とを含み、前記共振回路と前記高周波トランスとによる共振動作によって前記第１、第２スイッチング素子のソフトスイッチング動作を行うとともに、前記ＰＦＣ電圧を入力電圧として、前記高周波トランスを介して、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作によって得られる一次側の高周波電圧を二次側の前記整流平滑回路で整流平滑して得られる直流の出力電圧を前記負荷部に供給する電流共振コンバータ部と、
を備えたスイッチング電源装置の前記ＰＦＣ電圧の制御方法であって、
前記ＰＦＣ電圧と前記交流入力電圧の実効値（Ｖac-in）が、
ＶＰＦＣ＞２√２Ｖac-in 
の関係を満足するように制御されることを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項８】
前記ＰＦＣ電圧を検出する工程と、前記交流入力電圧の実効値の少なくとも２√２倍に相当する第１基準電圧を発生する工程と、前記ＰＦＣ電圧と前記第１基準電圧を比較して両者の差を増幅した第１誤差増幅信号を出力する工程と、前記第１誤差増幅信号に基づいて、前記第１、第２スイッチング素子をオン／オフ制御する工程とを含んでいることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項９】
前記整流平滑回路から出力される前記出力電圧を検出する工程と、所定の第２基準電圧を発生する工程と、前記出力電圧と前記第２基準電圧を比較して両者の差を増幅した第２誤差増幅信号を出力する工程と、前記第１、第２誤差増幅信号に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子をオン／オフ制御する工程とを含んでいることを特徴とする請求項８に記載の制御方法。
【請求項１０】
前記第１誤差増幅出力の出力結果に応じて、前記第１、第２スイッチング素子のスイッチング休止期間を設けて前記ＰＦＣ電圧を制御し、かつ前記第２誤差増幅出力の出力結果に応じて前記第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることによって前記電流共振コンバータ部の前記出力電圧を制御することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項１１】
前記第１、第２スイッチング素子の一方のスイッチング休止期間直後のオンデューティを所定のオンデューティの略２分の１のハーフパルスとし、かつ前記第１、第２スイッチング素子の他方のスイッチング休止期間直前のオンデューティを所定のオンデューティの略２分の１のハーフパルスとすることを特徴とする請求項１０記載のスイッチング電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハーフブリッジ型のスイッチング素子を共有した力率改善（ＰＦＣ）部と電流共振（ＬＬＣ）コンバータ部を備えるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、力率改善部の力率改善動作を確実に行いつつＰＦＣ電圧を制御する方式のスイッチング電源装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ノートパソコン、液晶テレビ、プラズマテレビ、ゲーム機等のデジタル機器や家庭用娯楽機器用として、力率を改善するためのＡＣ／ＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置が利用されている。この力率改善機能つきＡＣ／ＤＣコンバータは、一般に全波整流ブリッジ、昇圧型の力率改善部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部で構成される。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部としては、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、電流共振（ＬＬＣ）コンバータなどが挙げられるが、高効率が要求される電源では電流共振コンバータが広く採用されている。
【０００４】
図９は、特許文献１の中で開示された、力率改善機能つきスイッチング電源装置を示すもので、全波整流ブリッジ１８、力率改善部２０、及びハーフブリッジ型の電流共振コンバータ部３０で構成されている。
【０００５】
この装置の回路構成において、力率改善部２０は、全波整流ブリッジ１８と電流共振コンバータ部３０の入力側に設けた２つのスイッチング素子３１，３２との間に、インダクタ２１、ダイオード２２、スイッチング素子２３を含むアクティブフィルタと平滑コンデンサ２６とを有する。
【０００６】
また、電流共振コンバータ部３０は、スイッチング素子３１，３２の直列回路の中間点とトランスＴの一次巻線との間に直列共振回路（共振コンデンサ３３及び共振インダクタ３４）が接続され、トランスＴの二次巻線に流れる電流を整流ダイオード３５，３６とコンデンサ３７にて、整流かつ平滑することによって所定の出力電圧を得る。
【０００７】
このスイッチング電源装置は、電流共振コンバータ部３０の変換効率は高いものの、全波整流ブリッジ１８、力率改善部２０、及び電流共振コンバータ部３０からなる３つの多段回路構成であるため、一般的に総合効率が８５〜９０％程度に低下する。
【０００８】
このような状況の中、本出願人は、図１０に示すように、全波整流ブリッジを無くし、かつ力率改善部と電流共振コンバータ部のスイッチング素子を共通化して変換効率を向上させたハーフブリッジ型のスイッチング電源回路を開発した。
【０００９】
このスイッチング電源装置は、力率改善（ＰＦＣ）部２と電流共振コンバータ（ＬＬＣ）部３から構成されるＡＣ／ＤＣコンバータ回路を有するものである。
力率改善部２は、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に対して第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２を順方向に接続した直列回路を並列接続し、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタＬ１と交流電源Ｖａｃが直列に接続されている。また、第１平滑コンデンサＣｉの正極側が第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路のカソード側に、負極側がアノード側にそれぞれ接続されている。
【００１０】
電流共振コンバータ部３は、力率改善部２の第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共有したハーフブリッジ回路と、このハーフブリッジ回路の後段に、高周波トランスＴを挟んで、高周波トランスＴの一次側に共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒを含む直列共振回路６と、高周波トランスＴの二次側に整流ダイオードＤ３、Ｄ４と第２平滑コンデンサＣｏを含む整流回路とを有している。
【００１１】
力率改善部２は、交流入力電圧の正の半周期（以後、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中間点側が正電圧のときを正の半周期と定義する）では、第２スイッチング素子Ｑ２のオン時に昇圧インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ時に第１平滑コンデンサＣｉに移送する昇圧回路として動作する。また、交流入力電圧の負の半周期では、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時に昇圧インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを、第１スイッチング素子Ｑ１のオフ時に第１平滑コンデンサＣｉに移送する昇圧回路として動作する。
【００１２】
電流共振コンバータ部３は、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ駆動により、第１平滑コンデンサＣｉに蓄えられたエネルギーを、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および高周波トランスＴで構成される共振回路を介して負荷に供給する。
【００１３】
このスイッチング電源回路では、全波整流ブリッジが無いため、図９で示された特許文献１によるスイッチング電源回路よりも高効率であり、かつ部品点数が少ないため、安価に回路を構成できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００８−２８３８１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本出願人が開発した、図１０に示すハーフブリッジ型のスイッチング電源装置では、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティが略５０％で固定であるため、スイッチング素子を共有している力率改善部２の制御が難しいという課題があった。
【００１６】
例えば、交流入力電圧の瞬時値とＰＦＣ電圧の値が近くなると、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間中に昇圧インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーを第１スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に全て第１平滑コンデンサＣｉに放出することができなくなり、昇圧インダクタＬ１が電流連続モードに移行し、過大な電流が流れ、高力率を維持することが難しくなる。
【００１７】
さらに、軽負荷時でもスイッチング素子のオンデューティを狭くできないため、力率改善部２のＰＦＣ電圧が過剰に上昇し、電解コンデンサやスイッチング素子が破壊する恐れがある。
【００１８】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、オンデューティが固定のハーフブリッジ回路において力率改善部のＰＦＣ電圧を制御しつつ、確実かつ安定した力率改善動作を行えるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を解決するために、本発明は、第１、第２スイッチング素子の直列回路に対して第１、第２ダイオードが順方向に接続された直列回路が並列に接続され、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタと交流電源が直列に接続され、第１平滑コンデンサの正極側が前記第１、第２ダイオードの直列回路のカソード側に、負極側がアノード側にそれぞれ接続され、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作により、昇圧インダクタを介して、前記交流電源からの交流入力電圧を、力率を改善しつつ昇圧して前記第１平滑コンデンサに直流のＰＦＣ電圧（ＶＰＦＣ）を出力する力率改善（ＰＦＣ）部と、前記第１、第２スイッチング素子を共通としたハーフブリッジ回路と、高周波トランスと、前記ハーフブリッジ回路と前記高周波トランスの一次巻線との間に備えられた共振インダクタと共振コンデンサとを含む共振回路と、前記高周波トランスの二次巻線と負荷部の間に備えられた整流ダイオードと第２平滑コンデンサを含む整流平滑回路とを含み、前記共振回路と前記高周波トランスとによる共振動作によって前記第１、第２スイッチング素子のソフトスイッチング動作を行うとともに、前記ＰＦＣ電圧を入力電圧として、前記高周波トランスを介して、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作によって得られる一次側の高周波電圧を二次側の前記整流平滑回路で整流平滑して得られる直流の出力電圧を前記負荷部に供給する電流共振コンバータ部と、を備えたスイッチング電源装置において、前記ＰＦＣ電圧を検出するＰＦＣ電圧検出部と、第１基準電圧を発生する第１基準電圧発生部と、前記ＰＦＣ電圧と前記第１基準電圧との差を増幅して出力する第１誤差増幅器と、前記第１誤差増幅器からの出力信号に基づき、前記第１、第２スイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を出力するスイッチング制御部とを含み、前記第１基準電圧発生部からの出力信号を前記交流入力電圧の実効値の少なくとも２√２倍に相当する電圧値に設定して、前記ＰＦＣ電圧と前記交流入力電圧の実効値（Ｖac-in）が、
ＶＰＦＣ＞２√２Ｖac-in
の関係を満足するように、前記第１、第２スイッチング素子を制御することを特徴としている。
【００２０】
また、本発明の好ましい実施形態では、前記整流平滑回路から出力される前記出力電圧を検出する出力電圧検出部と、第２基準電圧を発生する第２基準電圧発生部と、前記出力電圧と前記第２基準電圧との差を増幅して出力する第２誤差増幅器とをさらに含み、前記スイッチング制御部は、前記第１誤差増幅器と第２誤差増幅器からのそれぞれの出力信号に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子を制御して前記出力電圧を定電圧制御することを特徴とする。
【００２１】
また、前記スイッチング制御部は前記高周波トランスの二次側に設置されるとともに、前記第１誤差増幅器の出力信号を、第１絶縁手段を介して、二次側の前記スイッチング制御部に伝達するとともに、前記スイッチング制御部から出力される前記駆動信号を、第２絶縁手段を介して、前記第１、第２スイッチング素子に伝達することを特徴とする。
【００２２】
また、前記スイッチング制御部は前記高周波トランスの一次側に設置されるとともに、前記第２誤差増幅器の出力信号を、第３絶縁手段を介して一次側の前記スイッチング制御部に伝達することを特徴としている。また、前記第１、第２、第３絶縁手段は、フォトカプラまたは絶縁トランスであることを特徴とする。
【００２３】
また、前記共振インダクタを、前記高周波トランスの漏れインダクタンスで代替することを特徴とする。
【００２４】
さらに、本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、第１、第２スイッチング素子の直列回路に対して、第１、第２ダイオードが順方向に接続された直列回路が並列に接続され、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタと交流電源が直列に接続され、第１平滑コンデンサの正極側が前記第１、第２ダイオードの直列回路のカソード側に、負極側がアノード側にそれぞれ接続され、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作により、前記昇圧インダクタを介して、前記交流電源からの交流入力電圧を、力率を改善しつつ昇圧して前記第１平滑コンデンサに直流のＰＦＣ電圧（ＶＰＦＣ）を出力する力率改善（ＰＦＣ）部と、前記第１、第２スイッチング素子を共通としたハーフブリッジ回路と、高周波トランスと、前記ハーフブリッジ回路と前記高周波トランスの一次巻線との間に備えられた共振インダクタと共振コンデンサとを含む共振回路と、前記高周波トランスの二次巻線と負荷部の間に備えられた整流ダイオードと第２平滑コンデンサを含む整流平滑回路とを含み、前記共振回路と前記高周波トランスとによる共振動作によって前記第１、第２スイッチング素子のソフトスイッチング動作を行うとともに、前記ＰＦＣ電圧を入力電圧として、前記高周波トランスを介して、前記第１、第２スイッチング素子のオン／オフ動作によって得られる一次側の高周波電圧を二次側の前記整流平滑回路で整流平滑して得られる直流の出力電圧を前記負荷部に供給する電流共振コンバータ部と、を備えたスイッチング電源装置の前記ＰＦＣ電圧の制御方法であって、前記ＰＦＣ電圧と前記交流入力電圧の実効値（Ｖac-in）が、
ＶＰＦＣ＞２√２Ｖac-in 
の関係を満足するように制御されることを特徴としている。
【００２５】
また、本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、前記ＰＦＣ電圧を検出する工程と、前記交流入力電圧の実効値の少なくとも２√２倍に相当する第１基準電圧を発生する工程と、前記ＰＦＣ電圧と前記第１基準電圧を比較して両者の差を増幅した第１誤差増幅信号を出力する工程と、前記第１誤差増幅信号に基づいて、前記第１、第２スイッチング素子をオン／オフ制御する工程とを含んでいることを特徴とする。
【００２６】
さらに、好ましい実施形態では、前記整流平滑回路から出力される前記出力電圧を検出する工程と、所定の第２基準電圧を発生する工程と、前記出力電圧と前記第２基準電圧を比較して両者の差を増幅した第２誤差増幅信号を出力する工程と、前記第１、第２誤差増幅信号に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子をオン／オフ制御する工程とを含んでいることを特徴とする。
【００２７】
そして、前記第１誤差増幅信号の出力結果に応じて、前記第１、第２スイッチング素子のスイッチング休止期間を設けて前記ＰＦＣ電圧を制御し、かつ前記第２誤差増幅信号の出力結果に応じて前記第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることによって前記電流共振コンバータ部の前記出力電圧を制御することを特徴とする。
【００２８】
また、本発明のスイッチング電源装置の上記制御方法において、第１、第２スイッチング素子の一方のスイッチング休止期間直後のオンデューティを所定のオンデューティの略２分の１のハーフパルスとし、かつ第１、第２スイッチング素子の他方のスイッチング休止期間直前のオンデューティを所定のオンデューティの略２分の１のハーフパルスとすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
本発明に係るスイッチング電源装置は、ハーフブリッジ型のスイッチング素子を共有して力率改善部と電流共振コンバータ部とを組み合わせたスイッチング電源装置において、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを２√２Ｖac-in（ここで、Ｖac-inは、交流入力電圧の実効値）以上に制御している。これにより、スイッチング電源装置の力率改善動作を確実に行い、高力率を維持できる。
【００３０】
また、本発明では、力率改善部のＰＦＣ電圧はスイッチングの休止期間を変えることにより、電流共振コンバータ部からの出力電圧はスイッチング周波数を変化させることにより、両者を独立に制御している。これにより、高力率を維持しつつ、負荷部に所定の出力電圧を確実に供給することができる。
【００３１】
さらに、本発明におけるスイッチング素子の制御方法によれば、高周波トランスの寸法を小さく抑えることができ、安価なスイッチング電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】本発明の力率改善部の昇圧動作を説明する図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図５】本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図６】図３における本発明の実施形態において、(a)は、制御ブロック図を示し、(b)は、その制御方法におけるスイッチング素子の動作波形を示す図である。
【図７】本発明におけるハーフパルス制御の一形態とその効果を説明するための図である。
【図８】本発明におけるハーフパルス制御のより好適な形態とその効果を説明するための図である。
【図９】従来例のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１０】本発明における基本構成である力率改善部と電流共振コンバータ部を組み合わせたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下に、図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置１の基本構成を示している。
なお、図１および以下の説明において、上記従来技術で説明した構成と共通する構成要素には、同一符号を付している。
【００３４】
力率改善部２は、第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路と第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とが並列接続され、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタＬ１と交流電源Ｖacが直列に接続されており、さらに、第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路の両端に第１平滑コンデンサＣiが並列接続されている。  
【００３５】
電流共振コンバータ部３は、力率改善部２の第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共有したハーフブリッジ回路と、このハーフブリッジ回路の中間点と高周波トランスＴの一次巻線の一端の間に接続される共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrの直列共振回路とを有し、高周波トランスＴの他端は第１平滑コンデンサＣiの負極側に接続されている。また、高周波トランスＴの二次側に整流ダイオードＤ３，Ｄ４と第２平滑コンデンサＣｏを含む整流回路を有している。
【００３６】
力率改善部２は、交流電源Ｖａｃの第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２との中間点側が正の半周期の場合、第２スイッチング素子Ｑ２がオンのときに昇圧インダクタＬ１にエネルギーを蓄え、第１スイッチング素子Ｑ１がオンのときに昇圧インダクタＬ１にたまったエネルギーを第１平滑コンデンサＣｉに昇圧しつつ蓄積する。同様に、交流電源Ｖａｃが負の半周期の場合、第１スイッチング素子Ｑ１がオンのときに昇圧インダクタＬ１にエネルギーを蓄え、第２スイッチング素子Ｑ２がオンのときに昇圧インダクタＬ１にたまったエネルギーを第１平滑コンデンサＣｉに昇圧しつつ蓄積する。
【００３７】
また、電流共振コンバータ部３は、ハーフブリッジ型の第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、高周波トランスＴの一次側の共振コンデンサＣrと共振インダクタＬrとの共振動作によってソフトスイッチング動作を行っている。第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はスイッチング制御部７により制御され、交互にオン／オフ動作する。このオン／オフ動作に基づいて発生する交流の高周波電圧が高周波トランスＴの一次巻線の両端に印加され、高周波トランスＴの二次巻線に流れる電流を整流ダイオードＤ３、Ｄ４と第２平滑コンデンサＣｏにて、整流かつ平滑することによって所定の出力電圧を得ることができる。
【００３８】
なお、図１で、高周波トランスＴの他端は第１平滑コンデンサＣiの負極側に接続されているが、正極側への接続に変更することもできる。
また、共振コンデンサをコンデンサＣr１とコンデンサＣr２の直列回路とし、この直列回路を第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列接続し、両直列回路の中間点間に共振インダクタＬrと高周波トランスＴの一次巻線を直列に接続する構成に変更することもできる。
その他、同様のハーフブリッジ回路の変形回路に対しても本発明は適用可能である。
【００３９】
本発明では、図１に示すように、第１，第２スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２を制御するために、第１平滑コンデンサＣiに蓄えられた力率改善部２のＰＦＣ電圧(ＶＰＦＣ)を検出するＰＦＣ電圧検出部４と、ＰＦＣ電圧を所定の電圧値に制御するための基準電圧を発生する第１基準電圧発生部５と、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣと第１基準電圧との差を増幅して出力する第１誤差増幅器６とをさらに含み、スイッチング制御部７は、この第１誤差増幅器６の出力信号に基づいて第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフ制御する。
【００４０】
ここで、交流電源Ｖacからの交流入力電圧の実効値をＶac-inとするとき、第１基準電圧発生部５は、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを２√２Ｖac-in以上とするために、少なくとも２√２Ｖac-in以上に相当する基準電圧値に設定される。尚、ここで、「相当する」とは、検出されるＰＦＣ電圧値が実際のＰＦＣ電圧の分圧値として検出される場合も含んでおり、この場合、実際の基準電圧値は２√２Ｖac-inに分圧比を乗算した値となる。
【００４１】
上述のように、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを２√２Ｖac-in以上に制御することの効果を、以下により詳細に説明する。
【００４２】
このスイッチング電源装置１では、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は電流共振コンバータ部３のハーフブリッジ回路を構成している。従って、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティは略５０％で固定になる。一方、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は力率改善部２のスイッチング素子としての役割も兼ねているため、これに伴って力率改善部２のスイッチング素子のオンデューティも略５０％で固定になる。
【００４３】
一方、一般的な力率改善回路である連続モードＰＦＣや臨界モードＰＦＣでは、いずれの場合もオンデューティを交流電源Ｖａｃの位相角に応じて変化させることによって（前者ではオン幅の変化により、後者ではスイッチング周波数の変化により）、力率改善動作を実現している。例えば連続モードＰＦＣでは、交流電源Ｖａｃの位相角が０°付近のとき（交流入力電圧の瞬時値が小さいとき）にはオン幅を大きく、位相角が９０°付近（交流入力電圧の瞬時値が大きいとき）ではオン幅が小さくなるように制御して、交流電源Ｖａｃからの電流が交流入力電圧の瞬時値に略比例するようにして、力率改善動作を実現している。
【００４４】
しかし、本発明では、上述のとおりオンデューティが略５０％固定であるため、昇圧インダクタＬ１を連続モードで動作させた場合、上記連続モードＰＦＣのようにオン幅を変化させることによる力率改善動作ができない。従って、本発明のような力率改善部２と電流共振コンバータ部３のスイッチング素子を共有したスイッチング電源装置１では、常に昇圧インダクタＬ１を不連続モードで動作させる必要がある。もし、連続モードでの動作を行うと、急激に昇圧インダクタＬ１に流れるチョーク電流が増加し、力率の悪化やチョークコアの飽和につながるため、好ましくない。
従って、本発明では、この不具合を生じないように不連続モードで制御を行う必要がある。
【００４５】
さらに、本発明のスイッチング電源装置１において、昇圧インダクタＬ１を不連続モードで動作させるための条件を説明する。図２に、本発明のスイッチング電源装置１における第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作を簡略化して説明する。
図２の昇圧コンバータは、入力電圧Ｖｉｎ（交流入力電圧の瞬時値に相当）で、昇圧インダクタＬ１に流れるインダクタ電流iは、昇圧インダクタＬ１に印加される電圧をＶＬ、電圧が印加されている時間をｔとすると、
i  ＝（ＶＬ／Ｌ１）・ｔ
である。従って、第２スイッチング素子Ｑ２がオン動作時のインダクタのピーク電流iｐ は、第２スイッチング素子Ｑ２のオン時間をＴｏｎとすると、
iｐ  ＝（Ｖｉｎ／Ｌ１）・Ｔｏｎ
となり、また、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ時間をＴｏｆｆとすると、
iｐ  ＝[（ＶＰＦＣ―Ｖｉｎ）／Ｌ１]・Ｔｏｆｆ
となる。
そして、不連続モードで動作させるためには、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ期間中にインダクタ電流iが０Ａまで低下する必要がある。
【００４６】
即ち、この条件は、
（ＶＰＦＣ―Ｖｉｎ）・Ｔｏｆｆ＞Ｖｉｎ・Ｔｏｎ
であり、オンデューティは略５０％で固定であるため、Ｔｏｆｆ＝Ｔｏｎであることから、
（ＶＰＦＣ―Ｖｉｎ）＞Ｖｉｎ
となる。従って、常にＶＰＦＣ＞２Ｖｉｎ とすれば、不連続モードでの動作が可能になる。
【００４７】
この条件が一番厳しい所は、交流入力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大のときであり、交流入力電圧の実効値をＶac_inとすれば、√２Ｖac_inになる。従って、
ＶＰＦＣ＞２√２Ｖac_in
の関係式を満たすＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを設定すれば、不連続モードでの動作が可能になる。
【００４８】
以上のように、本発明によってＶＰＦＣ＞２√２Ｖac_inを満たすようにＰＦＣ電圧を制御することによって、力率改善部２と電流共振コンバータ部３でスイッチング素子を共有したスイッチング電源装置１において、昇圧インダクタＬ１を不連続モードで動作させることが可能になる。このことにより、交流電源Ｖａｃから出力される電流を、交流入力電圧に略比例した電流値にすることができ、高力率での力率改善動作を実現できる。
【００４９】
また、図３は、本発明の第２実施形態に係わるスイッチング電源装置１ａの構成を示しており、図１で示したスイッチング電源装置１に加え、電流共振コンバータ部３の整流平滑回路を介して負荷部に出力される出力電圧を検出する出力電圧検出部８と、出力電圧を所定の電圧値に設定するための第２基準電圧発生部９と、この両者からの出力信号の差を増幅して出力する第２誤差増幅器１０とで構成され、スイッチング制御部７は、第１誤差増幅器６および第２誤差増幅器１０からの出力信号に基づき、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ制御を行う。
【００５０】
以上の構成にしたことにより、力率改善部２のＰＦＣ電圧と、電流共振コンバータ部３の出力電圧を同時に制御することが可能となり、高力率を維持しつつ、負荷部に所定の出力電圧を供給することができる。
【００５１】
また、図４は、本発明の第３実施形態に係わるスイッチング電源装置１ｂの構成を示している。
パソコン用およびＴＶ用などのスイッチング電源装置では、一般に安全のために一次側回路と二次側回路の間に絶縁手段が設けられる。従って、図４のようにスイッチング制御部７が高周波トランスＴを挟んで二次側に配置されている場合には、一次側の第１誤差増幅器６からの出力信号は第１絶縁手段１１を介して二次側のスイッチング制御部７に伝達される。さらに、スイッチング制御部７から出力されるスイッチング素子の駆動信号は、第２絶縁手段１２を介して一次側の第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に伝達される。
【００５２】
また、図５は、本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置１ｃの構成を示している。この場合、スイッチング制御部７が一次側に配置されており、二次側の第２誤差増幅器１０からの出力信号は、第３絶縁手段１３を介して一次側のスイッチング制御部７に伝達される。
【００５３】
なお、上述の第１、第２、第３絶縁手段は、フォトカプラまたは絶縁トランスで構成されるのが好適である。
【００５４】
以上、第３実施形態、第４実施形態のように、絶縁手段（第１、第２、第３絶縁手段）を設けることにより、安全なスイッチング電源装置を提供できる。
【００５５】
なお、以上の説明における共振インダクタＬｒは、高周波トランスＴの漏れインダクタンスで代替することも可能である。
【００５６】
また、以上の説明における第１、第２基準電圧発生部、第１、第２誤差増幅器、スイッチング制御部は、これらの機能の全てまたは一部をマイコン内部に取り込み、これらの機能をマイコン内部での演算によって代替することも可能である。
【００５７】
次に、本発明の上記制御方法について、そのステップを以下で説明する。
本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の制御方法は、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ回路に並列接続された第１平滑コンデンサＣｉに蓄えられた力率改善部２のＰＦＣ電圧を検出する工程と、交流入力電圧の実効値Ｖac-inの少なくとも２√２倍に相当する第１基準電圧を発生する工程と、検出されたＰＦＣ電圧値と第１基準電圧とを比較して両者の差を増幅した第１誤差増幅信号を出力する工程と、この出力信号に基づいて、スイッチング制御部７から制御信号を出力して、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフを制御する工程とを含んでいる。
【００５８】
これらの各工程を順次行うことにより、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣが交流入力電圧の実効値の２√２倍以上の電圧値になるようにオン／オフ制御されるため、力率改善部２の昇圧インダクタＬ１を常に電流不連続モードで動作させることができる。
もし、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣが２√２Ｖac-inよりも低く設定されていると、昇圧インダクタＬ１が電流連続モードに移行し、交流入力電流波形がひずむため、力率が悪化する。しかし、本発明によって、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを２√２Ｖac-in以上に保持できるので、高力率を実現できる。
【００５９】
さらに、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の制御方法では、電流共振コンバータ部３の出力電圧を検出する工程と、所定の第２基準電圧を発生する工程と、検出された出力電圧値と第２基準電圧を比較して両者の差を増幅した第２誤差増幅信号を出力する工程と、スイッチング制御部が、第１、第２誤差増幅器からの出力信号に基づいて第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する工程とを含んでいる。
【００６０】
これらの各工程を順次行うことにより、力率改善部２のＰＦＣ電圧ＶＰＦＣおよび電流共振コンバータ部３の出力電圧Ｖｏをそれぞれ独立に制御することができる。
【００６１】
以上の制御方法は、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共有して、力率改善部２と電流共振コンバータ部３を組み合わせたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置１，１ａ及び絶縁手段（第１、第２、第３絶縁手段）を設けたスイッチング電源装置１ｂ，１ｃにおいて、実施されるものである。
【００６２】
さらに、力率改善部２のＰＦＣ電圧ＶＰＦＣおよび電流共振コンバータ部３の出力電圧Ｖｏをそれぞれ独立に制御するための、より好適な工程を、図６を用いて以下に説明する。
【００６３】
図６（ａ）は、力率改善部２のＰＦＣ電圧ＶＰＦＣおよび電流共振コンバータ部３の出力電圧Ｖｏを制御するための制御ブロック図を示している。ただし、説明上、図６では力率改善部２と電流共振コンバータ部３を分離したブロック図で記述しているが、実際は第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は両者で共通である。
【００６４】
即ち、交流電源Ｖａｃからの交流入力電圧が力率改善部２に入力され、力率改善部２から出力されるＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを電流共振コンバータ部３に供給すると共に、ＰＦＣ電圧と第１基準電圧との差を増幅して出力し、その出力信号に基づいて、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを休止する期間を変化させる。さらに、電流共振コンバータ部３の出力電圧Ｖｏと第２基準電圧の差を増幅して出力し、その出力信号に基づいて第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変化させる。
【００６５】
次に、上記の制御方法の効果を説明する。まず、電流共振コンバータ部３の出力電圧Ｖｏの制御については、一般的な電流共振コンバータと同じく、スイッチング周波数を変化させることによって、出力電圧Ｖｏを変化させることができる。従って、図６のように、所定の第２基準電圧と出力電圧Ｖｏとの誤差増幅信号（第２誤差増幅信号）に基づいてスイッチング周波数を変調すれば、出力電圧Ｖｏを第２基準電圧値で決まる所定の電圧値に制御できる。
【００６６】
一方、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣの制御に関しては、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティが略５０％で固定のため、オンデューティの変化によって制御することができない。そこで、図６（ｂ）に示すように、スイッチングの休止期間を設けることによって、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを制御する。
【００６７】
例えば、図６（ｂ）に示すように、（１）全負荷の場合、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティは、略５０％で一定であり、休止期間はなく、常にオン／オフ動作を維持している。
【００６８】
しかし、（２）負荷が軽くなった場合、スイッチングの休止期間がないとＰＦＣ電圧ＶＰＦＣは上昇する。この電圧上昇によって第１誤差増幅器６の出力信号が変化するため、この誤差増幅信号（第１誤差増幅信号）に基づいてスイッチングの休止期間の割合を、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣが一定になるように変化させる。
【００６９】
（３）更に負荷が軽くなったとき、更にスイッチング休止期間の割合を増やして、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣを一定に保つようにする。
【００７０】
以上のように、ＰＦＣ電圧ＶＰＦＣと第１基準電圧との誤差増幅信号（第１誤差増幅信号）に基づいて第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング休止期間を設けることによって、ＰＦＣ電圧を制御し、一方、出力電圧Ｖｏと第２基準電圧との誤差増幅信号（第２誤差増幅信号）に基づいて第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変化させることで出力電圧を制御することができる。
【００７１】
なお、上述ではスイッチング素子の休止期間を説明するために図６（ｂ）を用いたが、スイッチング素子の休止期間の形態はこれに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲での変更が可能である。
【００７２】
次に、図７を用いて、より好適なスイッチング素子の休止期間による制御方法の形態を説明する。図７（ａ）は、スイッチング素子の休止期間が終わり、再びスイッチングが始まるとき、最初から略５０％のオンデューティでスイッチングを始める場合（ハーフパルス制御無し）の各部波形を示している。
【００７３】
この場合、図７（ａ）のように、スイッチングが開始された直後では高周波トランスＴの励磁電流は略０Ａ（アンペア）になっており（Ａ点）、スイッチング開始直後からオンデューティ５０％でオンすると、励磁電流が大きくなるため（Ｂ点）、巻数を多くして高周波トランスＴの寸法を大きくしなければならず、スイッチング電源装置が高価になる。
【００７４】
一方、図７（ｂ）のように、スイッチング開始直後の最初のスイッチングのみ、オンデューティを所定のオンデューティ（略５０％）の２分の１のハーフパルス（略２５％）にした場合、高周波トランスの励磁電流の増加を抑制できる（Ｄ点）。
【００７５】
なお、図７では、第２スイッチング素子Ｑ２からスイッチングを始めているため、第２スイッチング素子Ｑ２の最初のオンデューティのみハーフパルスとしたが、第１スイッチング素子Ｑ１からスイッチングが開始される場合は、第１スイッチング素子Ｑ１の最初のオンデューティのみハーフパルスとする。
【００７６】
以上のようなハーフパルス制御を行うことにより、高周波トランスＴの励磁電流を抑制できるため、高周波トランスＴの寸法を小型にすることができ、スイッチング電源装置を低価格にすることができる。
【００７７】
さらに、図８を用いて、より好適なハーフパルス制御の形態を説明する。図８（ａ）は、スイッチング開始時のみハーフパルス制御する場合の各部波形を示している。
【００７８】
この場合、第２スイッチング素子Ｑ２をハーフパルスにしているため、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間の和と第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間の和は第２スイッチング素子Ｑ２の方が大きくなる。このとき、両者のスイッチング素子は力率改善部２のスイッチング素子も兼ねているため、図８（ａ）のように、交流電源Ｖａｃからの電流波形は正負非対称になり、力率が悪化するという問題がある。
【００７９】
一方、図８（ｂ）のように、一方のスイッチング素子（Ｑ２）のスイッチング休止期間直後のオンデューティをハーフパルスとし、かつ他方のスイッチング素子（Ｑ１）の休止期間直前のオンデューティもハーフパルスとすれば、両者のスイッチング素子のオン期間の和が等しくなるため、図８（ｂ）のように、交流電源Ｖａｃからの電流波形は正負対称になり、高力率を維持することができる。
【００８０】
なお、図８では、第２スイッチング素子Ｑ２からスイッチングを始めているため、第２スイッチング素子Ｑ２の最初のオンデューティをハーフパルスとし、第１スイッチング素子Ｑ１の終わりをハーフパルスとしたが、第１スイッチング素子Ｑ１からスイッチングが開始される場合は、第１スイッチング素子Ｑ１の最初のオンデューティをハーフパルスとし、第２スイッチング素子Ｑ２の終わりをハーフパルスとする。
【００８１】
以上、図８で説明したハーフパルス制御を行うことにより、高周波トランスＴの励磁電流を抑制しつつ、高力率を維持できる。
【００８２】
以上で説明したように、本発明のスイッチング電源装置は、ＰＦＣ電圧を２√２Ｖac-in（Ｖac-inは交流入力電圧の実効値）以上に制御することより、力率改善動作を確実に行い、高力率を維持できる。
また、ＰＦＣ電圧はスイッチング休止期間を変えることにより、そして、出力電圧はスイッチング周波数を変えることにより、これらを独立に制御できるため、高力率を維持しつつ、負荷部に所定の出力電圧を確実に供給することができる。
さらに、本発明におけるスイッチング素子の制御方法によれば、高周波トランスの寸法を小さく抑えることができ、安価なスイッチング電源装置を提供できる。
【符号の説明】
【００８３】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ：スイッチング電源装置、  ２：力率改善部、  ３：電流共振コンバータ部、  ４：ＰＦＣ電圧検出部、  ５：第１基準電圧発生部、  ６：第１誤差増幅器、  ７：スイッチング制御部、  ８：出力電圧検出部、  ９：第２基準電圧発生部  １０：第２誤差増幅器、１１：第１絶縁手段、１２：第２絶縁手段、１３：第３絶縁手段、  Ｑ１：第１スイッチング素子、  Ｑ２：第２スイッチング素子、  Ｄ１：第１ダイオード、  Ｄ２：第２ダイオード、  Ｄ３，Ｄ４：整流ダイオード、  Ｃｉ：第１平滑コンデンサ、Ｃｏ：第２平滑コンデンサ、Ｌ１：昇圧インダクタ、  Ｌｒ：共振インダクタ、Ｃｒ：共振コンデンサ、  Ｔ：高周波トランス、  Ｖａｃ：交流電源、  ＶＰＦＣ：ＰＦＣ電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2011239539.tif 000009
【図８】
2011239539.tif 000010
【図９】
2011239539.tif 000011
【図１０】
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