(57)【要約】【課題】  液体の濃度を測定するにあたり、検知電極の間に生じるリーク抵抗の影響を排除可能な液体用濃度測定装置を提供する。【解決手段】  第１発振部２０および第２発振部２５を備える構成とし、２つの異なるデューティ比ｄ１、ｄ２のパルス波でスイッチｓｗ１、ｓｗ２を切り換える。一方のスイッチｓｗ１がオンとなり他方のスイッチｓｗ２がオフとなった場合、オペアンプ４３は、非反転入力端子および反転入力端子の電位を同じにするように動作し、検知電極４１は充電される。反対に、一方のスイッチｓｗ１がオフとなり他方のスイッチｓｗ２がオンとなった場合、検知電極４１のプラス側が接地されるため、充電されていた検知電極４１は、放電する。このような充放電によって得られるオペアンプ４３の出力電圧Ｖ（ｄ１）、Ｖ（ｄ２）に基づく差を取る。【選択図】      図１
2011133253.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電極が対向して配置されてなる検知電極と、
前記検知電極の充電および放電を切り換えるためのスイッチ手段と、
前記スイッチ手段の切り換えを所定周期で行うために、前記スイッチ手段を動作させる動作信号を出力する動作信号出力手段と、
前記スイッチ手段の動作に応じて前記検知電極を充電するための電圧を発生させると共に、前記検知電極の静電容量に応じた電圧を測定値として出力可能な測定値出力手段と、
前記測定値出力手段にて出力された前記測定値に基づく演算を行う演算手段と、
を備えた液体用濃度測定装置であって、
前記動作信号出力手段は、第１のデューティ比で前記スイッチ手段を切り換えるための第１デューティ比の動作信号、および、第２のデューティ比で前記スイッチ手段を切り換えるための第２デューティ比の動作信号を出力し、
前記測定値出力手段は、第１デューティ比による第１測定値および第２デューティによる第２測定値を出力し、
前記演算手段は、前記第１測定値に前記第２デューティ比を乗じたものと、前記第２測定値に前記第１デューティ比を乗じたものとの差分を、測定結果として出力すること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項２】
請求項１に記載の液体用濃度測定装置において、
基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
前記基準電圧生成手段にて生成された基準電圧に対して前記第１測定値および前記第２測定値をＡＣ結合するＡＣ結合手段と、
前記ＡＣ結合手段にて基準電圧に対してＡＣ結合された前記第１測定値および前記第２測定値を増幅する増幅手段と、
を備えていることを特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項３】
請求項２に記載の液体用濃度測定装置において、
前記ＡＣ結合手段を構成するコンデンサの電荷量の調整に要する時間を切替可能な電荷量調整時間切替手段を備えていること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項４】
請求項３に記載の液体用濃度測定装置において、
前記電荷量調整時間切替手段は、定期的に、前記コンデンサの電荷量の調整に要する時間を切り替えること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の液体用濃度測定装置において、
エンジンに搭載され用いられることを前提とし、
前記電荷量調整時間切替手段は、前記エンジン始動前のイグニッションスイッチがオンされた際に、前記コンデンサの電荷量の調整に要する時間を切り替えること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項６】
請求項３〜５のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記動作信号出力手段は、前記電荷量調整時間切替手段によって切り替えられる調整期間に合わせて、前記第１デューティ比の動作信号および前記第２デューティ比の中間のデューティ比である第３デューティ比の動作信号を出力すること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記測定値出力手段は、前記第１測定値および前記第２測定値を平滑化する平滑化手段を有していること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記検知電極は、そのプラス側端子にカップリングコンデンサが接続されて構成されていること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記検知電極は、そのマイナス側端子が直接接地されていること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記測定値出力手段は、前記検知電極に対し、クロール型にて回路構成されていること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記動作信号出力手段は、前記第１デューティ比の動作信号と前記第２デューティ比の動作信号とを、所定期間ごとに切り換えて出力すること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記動作信号出力手段は、マイクロコンピュータの機能として実現されていること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記第１測定値および前記第２測定値のうち少なくとも一方に基づき、前記検知電極の導電率を計測する導電率計測手段と、
前記導電率計測手段にて計測された導電率とあらかじめ設定される前記スイッチ手段の動作時に発生するスイッチオン抵抗とにより、前記第１測定値と前記第２測定値とに基づく差分である測定結果を補正すること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の液体用濃度測定装置において、
前記スイッチオン抵抗を測定するスイッチオン抵抗測定手段を備え、
前記スイッチオン抵抗測定手段にて測定される前記スイッチオン抵抗に基づいて、前記測定結果を補正すること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか一項に記載の液体用濃度測定装置において、
前記第１測定値および前記第２測定値のうち少なくとも一方に基づき、前記検知電極の導電率を計測する導電率計測手段と、
前記導電率計測手段にて計測された導電率が所定の閾値を上回ると、異常信号を出力する異常信号出力手段とを備えていること
を特徴とする液体用濃度測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アルコール濃度などを測定する液体用濃度測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
内燃機関の燃料として、低公害なアルコール混合ガソリンが注目されている。このアルコール混合ガソリンが最適な空燃比となるように制御するため、混合ガソリン中のアルコールの含有量、すなわちアルコール濃度を測定することが重要となってくる。
【０００３】
このようなアルコール濃度を精度よく測定するためには、変化比率の比較的高い物理定数を用いることが望ましい。そのため、従来、比誘電率の変化を検出する方法が開示されている。例えば、比誘電率は静電容量の変化から求められるため、一対の電極を対向配置して静電容量を測定する液体用濃度計が提案されている（例えば、特許文献１参照）。ここに開示される液体用濃度計は、制御回路により一定周期で切り換えられる切換スイッチを介して濃度センサの充放電を繰り返し、測定対象となる流体の濃度に比例した出力電圧を得るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平６−３３１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、一対の電極を対向配置して静電容量を求める場合、不純物が多いと、すなわちガソリンが粗悪であると、当該電極間の抵抗（以下「リーク抵抗」という）が比較的小さくなってしまうという問題がある。すなわち、不純物の含まれないガソリンであれば絶縁状態（リーク抵抗が無限大）となって電極間の導電率はほぼ「０」となるのであるが、不純物が多くなると、導電率が比較的大きくなってしまう。
【０００６】
そのため、精度よくアルコール濃度を測定するためには、リーク抵抗の影響を排除する測定装置が必要になってくる。この点、上記特許文献１に記載の液体用濃度計では、リーク抵抗の影響を受けてしまい、アルコール濃度を精度よく測定することが困難となるおそれがある。
【０００７】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、液体の濃度を測定するにあたり、検知電極の間に生じるリーク抵抗の影響を排除可能な液体用濃度測定装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の発明では、スイッチ手段にて、検知電極の充電および放電を切り換える。このスイッチ手段は、動作信号出力手段により、所定周期で切り換えられる。このスイッチ手段の動作に応じて、検知電極を充電するための電圧が発生する。これにより、検知電極は、所定周期で充放電を繰り返すことになる。このとき、測定値出力手段によって、検知電極の静電容量に応じた電圧が測定値として出力される。
【０００９】
ここで特に、本発明では、第１のデューティ比でスイッチ手段を切り換えるための第１デューティ比の動作信号、および、第２のデューティ比でスイッチ手段を切り換えるための第２デューティ比の動作信号を出力するようにした。そして、測定値出力手段によって第１デューティ比による第１測定値および第２デューティ比による第２測定値が出力されると、演算手段によって、第１測定値に第２デューティ比を乗じたものと、第２測定値に第１デューティ比を乗じたものとの差分が演算される。
【００１０】
リーク抵抗をＲｐとした場合、測定値としての電圧の計算式には、（１／Ｒｐ）を含む定数項が表れる。そのため、リーク抵抗Ｒｐが小さくなると、その影響が比較的大きくなって、測定値がばらつくことになる。
【００１１】
これに対し、本発明では、第１デューティ比による第１測定値および第２デューティ比による第２測定値を出力する。第１デューティ比をｄ１とし、第２デューティ比をｄ２とすると、第１測定値にはｄ１（１／Ｒｐ）の項が含まれ、第２測定値にはｄ２（１／Ｒｐ）の項が含まれる。そこで本発明では、第１測定値に第２デューティ比（ｄ２）を乗じたものと、第２測定値に第１デューティ比（ｄ１）を乗じたものとの差分をとる。これにより、（１／Ｒｐ）を含む定数項を消去することができ、リーク抵抗の影響を排除することができる。
【００１２】
請求項２では、基準電圧生成手段が基準電圧を生成する。この基準電圧に対し、第１測定値および第２測定値が、ＡＣ結合手段によって、ＡＣ結合される。ＡＣ結合自体は、交流結合とも呼ばれ、当業者にとっては周知の技術である。また、基準電圧に対してＡＣ結合された第１測定値および第２測定値が、増幅手段によって、増幅される。このようにすれば、測定値の変動が基準電圧を中心とするものとなり、測定可能範囲での測定値の増幅に寄与する。
【００１３】
ところで、ＡＣ結合手段は、コンデンサと抵抗器とを用いて構成されるのが一般的である。このとき、コンデンサの電荷量が調整されると、測定値の変動が基準電圧を中心とするものとなる。しかしながら、ＡＣ結合手段を構成する抵抗器の抵抗値の大きさによっては電荷のチャージに要する時間が長くなり、測定値の変動が基準電圧を中心とするものとなるまでに、数秒から数十秒かかる場合がある。
【００１４】
そこで、請求項３に示すように、ＡＣ結合手段を構成するコンデンサの電荷量の調整に要する時間を切替可能な電荷量調整時間切替手段を備えていることが好ましい。具体的には、ＡＣ結合手段の抵抗器と並列に、スイッチング素子および抵抗値の小さな抵抗器を配置することが考えられる。なお、スイッチング素子のオン／オフは例えばマイコンにて制御することが例示される。この意味で「電荷量調整時間切替手段」には、マイコン等の制御部が含まれることとしてもよい。ここで、スイッチング素子をオンとすれば、抵抗値の小さな抵抗器を介し、コンデンサへの短時間のチャージ（電荷量調整）が可能となる。その結果、測定値の変動が即座に基準電圧を中心とするものとなる。実際、抵抗器の選択などにもよるが、１００ｍｓ以下の期間（例えば１０ｍｓ、２０ｍｓの期間）で、測定値を基準電圧中心のものにすることができる。
【００１５】
このとき、請求項４に示すように、定期的に、コンデンサの電荷量の調整に要する時間を切り替えることが例示される。上述したように本発明では、第１測定値および第２測定値に基づく差分を取ることを特徴にしている。ここで、第１デューティ比の動作信号が出力された時点から、第２デューティ比の動作信号が出力され、再び第１デューティ比の動作信号が出力される時点までを、１サイクルとする。この場合、例えば４サイクルの期間に得られる第１および第２測定値の平均を用いて差分を取ることが考えられる。とすると、「定期的に」を、ここでいう４サイクル毎に、とすることが考えられる。また、１サイクル毎に、としてもよい。あるいは、第１および第２動作信号の切り換えタイミング毎に（０．５サイクル毎に）、としてもよい。このようにすれば、タンクの形状等から途中で燃料中の導電率が変化するという事態が起きたとしても、適切に濃度を測定することができる。
【００１６】
また、エンジン始動時には、なるべく早い段階で、燃料中のアルコール濃度を知りたいという要望がある。エンジン始動時の空燃比等を適切に制御するためである。そこで、請求項５に示すように、エンジン始動前のイグニッションスイッチがオンされた時に、コンデンサの電荷量の調整に要する時間を切り替えることが例示される。このようにすれば、エンジン始動後の早い段階で（例えば始動から１０ｍｓ、２０ｍｓのうちに）、測定を開始することができる。
【００１７】
ところで、測定値の変動が基準電圧を中心とするものになるまでは、測定値が測定可能範囲を越えてしまう虞がある。そこで、請求項６に示すように、動作信号出力手段が、上述の電荷量調整時間切替手段によって切り替えられる調整期間に合わせて、第１デューティ比および第２デューティ比の中間のデューティ比である第３デューティ比の動作信号を出力するようにしてもよい。第１デューティ比および第２デューティ比では、所定電圧を基準として上下に測定値が現れるため、中間のデューティ比である第３デューティ比を用いれば、測定値の変動をほぼ「０」とすることができる。このようにすれば、測定値が測定可能範囲を越えることにより、フェイルセーフの異常信号が出力されることもない。
【００１８】
請求項７では、測定値出力手段が第１測定値および第２測定値を平滑化する平滑化手段を有している。このようにすれば、出力電圧がなまされるため、その後の測定値の処理が比較的簡単になる。
【００１９】
ところで、上述したように第１測定値および第２測定値に基づく差分をとることによりリーク抵抗の影響を排除することができるが、各測定値自体は、リーク抵抗の影響があると、比較的大きくなってしまう。測定値としての電圧の計算式には、（１／Ｒｐ）を含む定数項が表れるためである。したがって、リーク抵抗の影響が大きくなると、測定可能範囲を越えてしまい、測定不可となってしまうことが懸念される。
【００２０】
この点、請求項８によれば、検知電極のプラス側端子にカップリングコンデンサが接続されているため、検知電極に流れるリーク電流をより小さくすることが可能となる。これによって、各測定値に現れるリーク抵抗の影響をより小さくすることができる。その結果、測定可能範囲を越えてしまうことが抑制され、測定不可となってしまう事態を回避できる可能性が高くなる。また、カップリングコンデンサを接続することによって、検知電極の両方の電極に交互に電荷が溜まるため、電食（検知電極の電気分解）の抑制に寄与する。
【００２１】
請求項９によれば、検知電極のマイナス側端子が直接接地されているため、静電気による影響を受けにくくなるという点で有利である。例えば、スイッチ手段を構成するスイッチが静電気によって損傷を受けることを抑制できる。また例えば、電磁波によってスイッチが誤作動したりすることを抑制できる。さらに、このようにすれば、スイッチ手段の構成が比較的簡単になる。
【００２２】
請求項１０では、測定値出力手段は、クロール型にて回路構成されている。「クロール型」は、スイッチドキャパシタ回路におけるスイッチ切替方式の一つである。このようにすれば、スイッチ手段の構成が若干複雑になるものの、第１測定値および第２測定値を相対的に小さくすることができる。その結果、測定可能範囲を比較的大きくすることができる。
【００２３】
請求項１１では、第１デューティ比の動作信号と第２デューティ比の動作信号とが、所定期間ごとに切り換えられて出力される。例えば、出力電圧の収束期間を見越して、あるいは、出力電圧の収束を検知して、動作信号を切り換えるという具合である。このようにすれば、並行して２つのデューティ比で動作する回路と比べ、回路構成が簡単になるという点で有利である。
【００２４】
請求項１２では、マイクロコンピュータの機能として、動作信号出力手段が実現されている。このようにすれば、発振回路を備える構成と比べ、回路構成が簡単になるという点で有利である。
【００２５】
請求項１３では導電率計測手段によって、第１測定値および第２測定値のうち少なくとも一方に基づき、検知電極の導電率が計測され、その導電率とあらかじめ設定されるスイッチオン抵抗とにより、測定結果が補正される。このようにすれば、リーク抵抗が極端に小さくなっている場合であっても、測定の精度を向上させることができる。
【００２６】
請求項１４では、スイッチオン抵抗測定手段が、スイッチ手段の動作時に発生するスイッチオン抵抗を測定する。そして、測定されるスイッチオン抵抗に基づき、測定結果を補正する。このようにすれば、リーク抵抗のバラツキ、温度特性があっても、測定の精度をさらに向上させることができる。
【００２７】
請求項１５では、導電率計測手段によって、第１測定値および第２測定値のうち少なくとも一方に基づき、検知電極の導電率が計測される。また、異常信号出力手段によって、計測された導電率が所定の閾値を上回ると、異常信号が出力される。このようにすれば、フェイルセーフを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】第１実施形態のアルコール濃度センサの構成を示す回路図である。
【図２】アルコール濃度センサの基本動作を説明するための回路図である。
【図３】検知電極およびリーク抵抗に発生する電流を示す説明図である。
【図４】出力電圧に基づく差分を示す説明図である。
【図５】カップリングコンデンサを設けた場合の基本構成を示す回路図である。
【図６】カップリングコンデンサを設けた場合の検知電極およびリーク抵抗に発生する電流を示す回路図である。
【図７】カップリングコンデンサを設けた場合の出力電圧に基づく差分を示す説明図である。
【図８】第２実施形態のアルコール濃度センサの構成を示す回路図である。
【図９】第３実施形態のアルコール濃度センサの構成を示す回路図である。
【図１０】第４実施形態のアルコール濃度センサの構成を示す回路図である。
【図１１】スイッチオン抵抗を考慮する場合の基本構成を示す回路図である。
【図１２】第５実施形態のアルコール濃度センサの構成を示す回路図である。
【図１３】測定値の変動の中心となる中心電圧の推移を模式的に示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１は、本形態のアルコール濃度センサ１の回路構成を示す回路図である。
本形態のアルコール濃度センサ１は、エタノールの濃度を測定するセンサであり、具体的には車両に搭載されて使用される。アルコール濃度センサ１は、図１中の左端に示すバッテリ１０を電源電圧Ｖｃｃ（本形態では５Ｖ）とし、図１中の右端に示す端子１１に測定結果を出力する。電源電圧Ｖｃｃは、図１中左上の定電圧ＩＣ（三端子レギュレータ）１２によって安定的に供給される。
【００３０】
アルコール濃度センサ１は、第１発振部２０と、第２発振部２５と、検知部４０と、基準電圧生成部５０と、ＡＣ結合部６０と、増幅部７０と、マイコン８０とを備えている。
第１発振部２０は、判定動作にヒステリシスを設けたシュミットトリガ２１、シュミットトリガ２１に並列に接続された抵抗器２２、および、シュミットトリガ２１の入力側と接地電位との間に接続されたコンデンサ２３で構成されている。かかる構成により、第１発振部２０は、デューティ比ｄ１のパルス波（動作クロック）を出力する。同様に、第２発振部２５は、シュミットトリガ２６、抵抗器２７、および、コンデンサ２８で構成されている。かかる構成により、第２発振部２５は、デューティ比ｄ２のパルス波（動作クロック）を出力する。なお、本形態では、シュミットトリガ２１、２６を採用して回路構成しているが、同様の出力を得られるのであれば他の構成を採用してもよい。
【００３１】
ここで、第１発振部２０および第２発振部２５からの出力端子はそれぞれ、デューティ切換スイッチ３１、３２に接続されている。これら２つのデューティ切換スイッチ３１、３２は、交互にオンとなるように、マイコン８０によって制御される。つまり、これらデューティ切換スイッチ３１、３２がマイコン８０によって制御されることにより、後述する回路がデューティ比ｄ１またはデューティ比ｄ２のパルス波で動作することになる。
【００３２】
第1発振部２０および第２発振部２５からのパルス波は、２つのスイッチｓｗ１およびスイッチｓｗ２を切り換える。ここで一方のスイッチｓｗ１とデューティ切換スイッチ３１、３２との間には、インバータ３３が接続されている。かかる構成により、デューティ切換スイッチ３１がオンの状態では、第１発振部２０によって出力されるデューティ比ｄ１のパルス波によって、スイッチｓｗ１、ｓｗ２が互い違いにオン／オフを繰り返すことになる。同様に、デューティ切換スイッチ３２がオンの状態では、第２発振部２５によって出力されるデューティ比ｄ２のパルス波によって、スイッチｓｗ１、ｓｗ２が互い違いにオン／オフを繰り返すことになる。
【００３３】
検知部４０は、検知電極４１を備えている。この検知電極４１が車両の燃料経路に設置される。検知電極４１は、対向して配置されることでいわゆるコンデンサを構成している。本形態では、検知電極４１の静電容量を測定することにより、エタノール濃度を測定する。このとき、測定を阻害する要因として、リーク抵抗Ｒｐが存在する。すなわち、検知部４０に示す抵抗Ｒｐは、不純物の混入によって変わってくるものである。このリーク抵抗Ｒｐは、検知電極４１と並列に接続されるものとして考えることができる。本形態の特徴の一つは、このリーク抵抗Ｒｐの影響を受けることなくエタノール濃度を測定可能な点にある。
【００３４】
検知電極４１のプラス側端子は、カップリングコンデンサ４２およびスイッチｓｗ１を順に経由してオペアンプ（演算増幅器）４３の反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ４３の出力端子と反転入力端子との間には、コンデンサ４４とゲイン抵抗Ｒｇとが並列に接続されている。さらにまた、電源電圧Ｖｃｃと接地電位との間には抵抗器４５、４６が順次接続されており、抵抗器４５、４６同士の接続点がオペアンプ４３の非反転入力端子に接続されている。また、検知電極４１のプラス側端子はスイッチｓｗ２を経由して接地されており、マイナス側端子は直接接地されている。
【００３５】
オペアンプ４３の出力端子は、抵抗器４７を経由してオペアンプ４８の非反転入力端子に接続されている。また、この非反転入力端子は、コンデンサ４９を経由して接地されている。かかる構成により、オペアンプ４３の出力電圧は、平滑化された出力電圧Ｖａとしてオペアンプ４８の非反転入力端子へ入力されることになる。オペアンプ４８の出力端子と反転入力端子とは、共通接続されている。オペアンプ４８の出力は、ＡＣ結合部６０への入力となっている。
【００３６】
基準電圧生成部５０は、基準電圧Ｖｒを生成するものであり、抵抗器５１、５２、５３と、オペアンプ５４とから構成されている。
抵抗器５１、５２は、電源電圧Ｖｃｃ（本形態では５Ｖ）と接地電位（＝０Ｖ）との間に順次接続されて、電源電圧Ｖｃｃを分圧することにより基準電圧Ｖｒ（本形態では２．５Ｖ）を生成する。この抵抗器５１、５２同士の接続点には、オペアンプ５４の非反転入力端子が接続されている。オペアンプ５４の反転入力端子と出力端子とは共通接続されており、出力端子は、抵抗器５３を介して接地されている。かかる構成により、オペアンプ５４は、上記基準電圧Ｖｒを出力するバッファとして機能する。
【００３７】
ＡＣ結合部６０は、カップリングコンデンサ６１および抵抗器６２によって、ＡＣ結合を構成している。オペアンプ４８の出力端子は、コンデンサ６１を経由してオペアンプ７１の非反転入力端子に接続されている。また、コンデンサ６１とオペアンプ７１の非反転入力端子との接続点が抵抗器６２を経由して、上記オペアンプ５４の出力端子に接続されている。
【００３８】
増幅部７０は、オペアンプ７１および抵抗器７２、７３から構成されている。オペアンプ７１の出力端子は、抵抗器７２を経由して反転入力端子に接続されている。また、反転入力端子には、抵抗器７３を経由して、上記オペアンプ５４の出力端子が接続されている。かかる構成により、増幅部７０は、基準電圧Ｖｒを基準として電圧Ｖｂを増幅し、電圧Ｖｃをマイコン８０へ出力する。
【００３９】
マイコン８０は、その端子ＶＣＣに、電源電圧Ｖｃｃが接続されている。マイコン８０の端子Ａ／Ｄ２には、増幅部７０からの出力電圧Ｖｃが入力される。マイコン８０は、この出力電圧ＶｃをＡＤ変換するとともに所定の差分演算を行って、端子１１に出力する。この端子１１は、図示しないＥＣＵに接続される。マイコン８０の端子ＡＤ１には、オペアンプ４８の出力端子が接続されており、出力電圧の異常を検知可能となっている。例えば、１つのデューティ比（たとえばデューティ比ｄ１）で回路を動作させ、測定可能範囲を上回る電圧が検知された場合に警告処理を行うことが例示される。この意味で、マイコン８０が「導電率計測手段」及び「異常信号出力手段」を構成する。
【００４０】
次に、アルコール濃度センサ１の基本部分の動作を説明する。
第１発振部２０および第２発振部２５からのパルス波（動作クロック）によって、スイッチｓｗ１、ｓｗ２が互い違いにオン／オフを繰り返すことは既に述べた（図１参照）。ここでは、最初に図２に基づき、デューティ比ｄのパルス波が入力されてスイッチｓｗ１、ｓｗ２がオン／オフされる場合の電流の流れを説明する。また、この電流の変化を、図３に基づき説明する。なお、図２は、図１の回路の一部を示すものである。
【００４１】
パルス波がｌｏｗレベルの場合、図２（ａ）に示すように、一方のスイッチｓｗ１がオンとなり、他方のスイッチｓｗ２がオフとなる。この場合、オペアンプ４３は、非反転入力端子および反転入力端子の電位を同じにするように動作し、結果的に、電源電圧Ｅによって、ゲイン抵抗Ｒｇに電流が発生する。ここでは、検知電極４１に発生する電流をｉ１とし、リーク抵抗Ｒｐに発生する電流をｉ２として示した。
【００４２】
このときは、図３中に期間Ｔ１、Ｔ３で示すごとく、検知電極４１に発生する電流ｉ１は、最初に立ち上がり、検知電極４１が充電されると「０」になる。一方、検知電極４１と並列に接続されたものとされるリーク抵抗Ｒｐに発生する電流ｉ２は一定値となる。なお、厳密には、電流ｉ１、ｉ２が同時に立ち上がることはないが（電流ｉ２の立ち上がりが遅れるが）、ここでは便宜上、電流ｉ２を一定値として説明している。
【００４３】
パルス波がｈｉｇｈレベルの場合、図２（ｂ）に示すように、一方のスイッチｓｗ１がオフとなり、他方のスイッチｓｗ２がオンとなる。この場合、検知電極４１のプラス側が接地されるため、充電されていた検知電極４１は、放電する。そのため、検知電極４１には、パルス波がｌｏｗレベルの場合と反対方向の電流ｉ１が発生する。
【００４４】
このときは、図３中に期間Ｔ２、Ｔ４で示すごとく、検知電極４１に流れる電流ｉ１は、反対方向へ立ち上がり、検知電極４１の放電が終了すると「０」になる。一方、検知電極４１と並列に接続されたものとされるリーク抵抗Ｒｐに流れる電流ｉ２は、「０」になる。
【００４５】
次に、このようにデューティ比ｄのパルス波でスイッチｓｗ１、ｓｗ２が切り換えられた場合のオペアンプ４３の出力電圧について説明する。
まず図３から、電流ｉ２の平均は、次の式１で示すごとくとなる。
【００４６】
【数１】
2011133253.tif 000003
また、検知電極に溜まる電荷は、検知電極４１の静電容量をＣｐとすると、電源電圧Ｅであるため、次の式２で示すごとくとなる。
【００４７】
【数２】
2011133253.tif 000004
電流ｉ１の平均は、電荷の時間微分であるため、式２を用いて、次の式３で示すごとくとなる。ここでは、周期Ｔ０（＝１／ｆ）とした（図３参照）。
【００４８】
【数３】
2011133253.tif 000005
したがって、出力電圧Ｖは、式１、式３を用いて、次の式４で示すごとくとなる。
【００４９】
【数４】
2011133253.tif 000006
この式４によれば、リーク抵抗Ｒｐが無限大に近い場合、出力電圧Ｖにばらつきは生じない。つまり、精度よくエタノール濃度が測定できることになる。しかしながら、リーク抵抗Ｒｐが小さくなった場合、すなわち不純物が多く含まれているような場合には、測定誤差が大きくなってしまう。
【００５０】
そこで、本形態では、図１に示したように、第１発振部２０および第２発振部２５を備える構成とし、２つの異なるデューティ比ｄ１、ｄ２のパルス波でスイッチｓｗ１、ｓｗ２を切り換え、このときのオペアンプ４３の出力電圧Ｖ（ｄ１）、Ｖ（ｄ２）に基づく差を取ることにした。具体的には、出力電圧Ｖ（ｄ１）にデューティ比ｄ２を乗じたものと出力電圧Ｖ（ｄ２）にデューティ比ｄ１を乗じたものとの差分を取る。この演算は、マイコン８０にて行われる。すなわち、次の式５に示すごとくである。
【００５１】
【数５】
2011133253.tif 000007
このようにすれば、リーク抵抗Ｒｐの影響を受けず、検知電極４１の静電容量Ｃｐを出力電圧Ｖに基づく差分として測定することができる。
【００５２】
図４は、出力電圧Ｖａに基づく差分を示す説明図である。
オペアンプ４３からの出力電圧Ｖは、図１および図２に示した抵抗器４７およびコンデンサ４９によって平滑化される。図４では最初にデューティ比ｄ２のパルス波でスイッチｓｗ１、ｓｗ２の切り換えを行っているが、時刻ｔ１までにほぼ収束している。また、時刻ｔ１からデューティ比ｄ１のパルス波でスイッチｓｗ１、ｓｗ２の切り換えを行っているが、時刻ｔ２までにほぼ収束している。したがって、デューティ比ｄ１、ｄ２の切り換えタイミングは、マイコン８０によって、このような電圧Ｖａの変化に基づいて、制御すればよい。
【００５３】
ところで、電圧Ｖａは、上記式４から分かるように、リーク抵抗Ｒｐが小さくなると、大きな値となる。図４中には、リーク抵抗Ｒｐが無限大の場合と、１ｋオームの場合とを比較して示した。つまり、出力電圧ｄ２・Ｖ（ｄ１）、ｄ１・Ｖ（ｄ２）の差分はリーク抵抗Ｒｐに影響を受けないものとなるが、出力電圧Ｖａ自体は、リーク抵抗Ｒｐの影響で大きくなってしまうのである。そして、極端な場合、出力電圧Ｖａが測定可能範囲を越えてしまうおそれがある。
【００５４】
そこで、本形態では、図５に示したように、検知電極４１のプラス側端子が、カップリングコンデンサ４２によってＡＣ結合されるようにした。この場合、基本的な動作は、図２で説明したものと同様になる。そして、このときは、図６に示すように、電流ｉ２の平均が、ｄ（１―ｄ）・Ｅ／Ｒｐとなり、カップリングコンデンサ４２を挿入しない場合と比較して、小さくなる。詳細には、記号Ａで示す面積と記号Ｂで示す面積が同一となる。これによって、上記式４から分かるように、リーク抵抗Ｒｐの影響をｄ（１−ｄ）とすることができる。すなわち、図７に示すように、カップリングコンデンサ４２を挿入しない場合は二点鎖線で示すような出力電圧となるが、カップリングコンデンサ４２を設けることによって、リーク抵抗Ｒｐが同じ１ｋオームの場合でも、出力電圧を小さくすることができる。また、このようにすることで、検知電極４１の片方の電極だけに電荷が溜まることを抑制できるため、検知電極４１の電食を抑制することができる。
【００５５】
上述したような出力電圧Ｖａは、オペアンプ４８、基準電圧生成部５０、および、ＡＣ結合部６０により、基準電圧Ｖｒ（本形態では２．５Ｖ）を基準とする出力電圧Ｖｂとなる（図１参照）。さらに、出力電圧Ｖｂは、増幅部７０によって増幅されて、出力電圧Ｖｃとなる。これによって、測定結果を好適に取り出すことができる。
【００５６】
なお、本形態におけるスイッチｓｗ１、ｓｗ２が「スイッチ手段」を構成し、第１発振部２０、第２発振部２５、デューティ切換スイッチ３１、３２およびマイコン８０が「動作信号出力手段」を構成する。オペアンプ４３、ゲイン抵抗Ｒｇ、コンデンサ４４、抵抗器４５、４６、４７、およびコンデンサ４９が「測定値出力手段」を構成し、ここで抵抗器４７およびコンデンサ４９が「平滑化手段」を構成する。また、基準電圧生成部５０が「基準電圧生成手段」を構成し、ＡＣ結合部６０が「ＡＣ結合手段」を構成し、増幅部７０が「増幅手段」を構成し、マイコン８０が「演算手段」を構成する。
【００５７】
以上詳述したように、本形態のアルコール濃度センサ１によれば、リーク抵抗Ｒｐに影響されることなく、エタノール濃度を精度よく測定することができる。
また、カップリングコンデンサ４２を設けることにより、出力電圧Ｖａを小さくすることができるため、測定可能範囲を比較的大きくすることができる。しかも、検知電極４１の両方の電極に電荷が交互に溜まるため、検知電極４１の電食を抑制することができる。
さらにまた、検知電極４１のマイナス側端子を直接接地していることによって、２つのスイッチｓｗ１、ｓｗ２で回路を構成することができ、その回路構成が比較的簡単になる。加えて、静電気によりスイッチｓｗ１、ｓｗ２が損傷を受けることを抑制でき、また、電磁波によるスイッチｓｗ１、ｓｗ２の誤作動を抑制することができる。
【００５８】
（第２実施形態）
本形態のアルコール濃度センサ２は、上記形態と検知部４０の検知電極４１の接続が異なるものである。したがって、上記形態との相違部分のみを説明することとし、上記形態と同様の部分についての説明は割愛する。また、上記形態と同様の構成部分には、同一の符号を付すこととする。
【００５９】
図８に示すように、アルコール濃度センサ２では、電源電圧Ｖｃｃと接地電位との間に抵抗器９１、９２が順次接続されている。抵抗器９１、９２同士の接続点は、オペアンプ９０の非反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ９０の出力端子と反転入力端子とは、共通接続されている。さらにまた、オペアンプ９０の出力端子は、４つのスイッチｓｗ３、ｓｗ４、ｓｗ２、ｓｗ１を順に経由してオペアンプ４３の反転入力端子に接続されている。ここでスイッチｓｗ２、ｓｗ４同士の接続点が、接地されると共に、オペアンプ４３の非反転入力端子に接続され、図８のごとくスイッチｓｗ１、ｓｗ４がＯＮのときスイッチｓｗ２、ｓｗ３がＯＦＦ、反対にスイッチｓｗ１、ｓｗ４がＯＦＦのときスイッチｓｗ２、ｓｗ３がＯＮとなる。
【００６０】
このような構成（クロール型）を採用することにより、４つのスイッチｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ３、ｓｗ４が必要になるものの、さらに、測定可能範囲を大きくすることができる。
【００６１】
（第３実施形態）
本形態のアルコール濃度センサ３は、上記形態と第１発振部２０および第２発振部２５の構成が異なるものである。ここでは、上記形態との相違部分のみを説明することとし、上記形態と同様の部分についての説明は割愛する。また、上記形態と同様の構成部分には、同一の符号を付すこととする。
【００６２】
図９に示すように、本形態のアルコール濃度センサ３では、デューティ比ｄ１のパルス波およびデューティ比ｄ２のパルス波をともに、マイコン８０から出力するように構成した。この意味で、マイコン８０が「動作信号出力手段」としての機能を実現する。このようにすれば、第１発振部２０および第２発振部２５の構成、さらに、デューティ切換スイッチ３１、３２が不要となるため、アルコール濃度センサ３の構成が比較的簡単になる。また、部品点数が削減されるため、コスト低減に寄与する。
【００６３】
（第４実施形態）
本形態のアルコール濃度センサ４は、上記形態のアルコール濃度センサ３に対し、スイッチｓｗ１、ｓｗ２のスイッチオン抵抗を測定可能とするものである。ここでは、上記形態との相違部分のみを説明することとし、上記形態と同様の部分についての説明は割愛する。また、上記形態と同様の構成部分には、同一の符号を付すこととする。
【００６４】
図１０中の右側下部に示すように、マイコン８０によって制御されるスイッチｓｗ３がさらに設けられており、電源電圧Ｖｃｃと接地電位との間に抵抗器９３、スイッチｓｗ３が順次接続されている。また、抵抗器９３とスイッチｓｗ３との接続点は、マイコン８０の端子ＡＤ３に接続されている。このスイッチｓｗ３は、例えば他の２つのスイッチｓｗ１、ｓｗ２と同一パッケージに含まれるものとするのが好ましい。この場合、マイコン８０はスイッチｓｗ３をオンにすることで発生するスイッチオン抵抗を、端子ＡＤ３からの入力電圧に基づいて測定する。これを、他のスイッチｓｗ１、ｓｗ２のスイッチオン抵抗とみなして、出力電圧を補正する。この意味で、マイコン８０が「スイッチオン抵抗測定手段」を構成する。
【００６５】
ここでスイッチオン抵抗を測定することにより、スイッチオン抵抗の影響を補正する方法について説明する。
図１１に示すように、一方のスイッチｓｗ１のスイッチオン抵抗Ｒｓｗ１は、当該スイッチｓｗ１に直列に接続されているものと考えることができる。同様に、他方のスイッチｓｗ２のスイッチオン抵抗Ｒｓｗ２は、当該スイッチｓｗ２に直列に接続されているものと考えることができる。なお、スイッチオン抵抗Ｒｓｗ１（＝Ｒｓｗ２）として、以下説明を続ける。
【００６６】
出力電圧Ｖは、次の式６で示すごとくとなる。
【００６７】
【数６】
2011133253.tif 000008
そして、デューティ比ｄ１のときの出力電圧Ｖ（ｄ１）とデューティ比ｄ２のときの出力電圧Ｖ（ｄ２）とに基づく差分は、式６を用いて、次の式７で示すごとくである。
【００６８】
【数７】
2011133253.tif 000009
この式７から検知電極４１の静電容量Ｃｐを求め、次に出力電圧Ｖ（ｄ１）（あるいは出力電圧Ｖ（ｄ２））からＲｐを求めることができる。したがって、補正係数は、
Ｒｐ／（Ｒｐ＋Ｒｓｗ１）      ・・・式８
として求めることができる。
【００６９】
本形態は、スイッチオン抵抗Ｒｓｗ１、Ｒｓｗ２の影響をも補正することができるため、極端に小さなリーク抵抗Ｒｐに対して有効となる。
【００７０】
（第５実施形態）
本形態のアルコール濃度センサ５は、上記形態のアルコール濃度センサ１に対し、ＡＣ結合部６０に、コンデンサの電荷量を短時間で調整するための回路を付加したものである。ここでは、上記形態との相違部分のみを説明することとし、上記形態と同様の部分についての説明は割愛する。また、上記形態と同様の構成部分には、同一の符号を付すこととする。
【００７１】
上記形態と同様、出力電圧Ｖａは、オペアンプ４８、基準電圧生成部５０、および、ＡＣ結合部６０により、基準電圧Ｖｒ（本形態では２．５Ｖ）を基準とする出力電圧Ｖｂとなる（図１２参照）。さらに、出力電圧Ｖｂは、増幅部７０によって増幅されて、出力電圧Ｖｃとなる。つまり、ＡＣ増幅が行われており、測定結果を好適に取り出すことができる。
【００７２】
ただし、基準電圧Ｖｒを基準とする出力電圧Ｖｂを得るためには、ＡＣ結合部６０を構成するコンデンサ６１の電荷量が基準電圧Ｖｒによって調整されなければならない。ところが、通常、抵抗器６２を介して電極がチャージされるまでには、数秒から数十秒といった時間を要する。
【００７３】
そこで、本形態では、ＡＣ結合部６０を構成する抵抗器６２に並列に、抵抗器６３及びスイッチング素子６４を配設した。ここで、抵抗器６３は、抵抗器６２に比べて十分に抵抗値の小さいものを用いる。また、スイッチング素子６４は、ＦＥＴなどで構成することが例示され、マイコン８０にて制御される。
【００７４】
このような構成の下、本形態では、例えば測定タイミングに合わせて定期的に、マイコン８０によって、スイッチング素子６４をオンとする。スイッチング素子６４がオンとなるのは、上述したコンデンサ６１のチャージに必要な期間であり、例えば１００ｍｓ以下の期間（１０ｍｓ、２０ｍｓ等）である。この間に、基準電圧Ｖｒによってコンデンサ６１がチャージされるため、ＡＣ結合部６０からの出力Ｖｂは、即座に（遅くとも１００ｍｓの間に）、基準電圧Ｖｒを中心とするものとなる。
【００７５】
ここで、上記構成についての理解を容易にするため、図面を用いた説明を加える。
図１３は、デューティ比ｄ１とデューティ比ｄ２とを交互に出力する場合に、測定値Ｖｂの中心電圧の推移を模式的に示す説明図である。なお、「中心電圧」とは、測定値の変動の中心となる電圧をいう。以下でも同様である。
図１３に示すように、最初はリーク抵抗Ｒｐの影響により、電圧Ｖｅが中心電圧となっており、最終的に、基準電圧Ｖｒが中心電圧となっている。
【００７６】
このとき、通常であれば、抵抗器６２を介して電極がチャージされるため、記号Ｊで示すように中心電圧は徐々に基準電圧Ｖｒに近づくことになり、数秒から数十秒といった時間（記号Ｔ０で示す時間）を要する。
【００７７】
これに対し、本形態では、ＡＣ結合部６０を構成する抵抗器６２に並列に、抵抗器６３及びスイッチング素子６４を配設した（図１２参照）。抵抗器６３は抵抗器６２に比べて十分に抵抗値の小さいものを用いたため、記号Ｋで示すように中心電圧が１００ｍｓ以内（１０ｍｓ、２０ｍｓのうち）に基準電圧Ｖｒとなる。記号Ｔ１で示すごとくである。
【００７８】
これにより、たとえリーク抵抗Ｒｐの影響が大きい場合であっても、即座に基準電圧Ｖｒを中心とする測定値Ｖｂを得ることができる。
【００７９】
本形態における抵抗器６３、スイッチング素子６４、および、マイコン８０が「電荷量調整時間切替手段」を構成する。
【００８０】
なお、本形態では例えば測定タイミングに合わせて定期的にスイッチング素子６４をオンすることとしたが、例えばエンジン始動前のイグニッションスイッチがオンされた時にスイッチング素子６４をオンするようにしてもよい。このようにすれば、たとえリーク抵抗Ｒｐの影響が大きい場合であっても、エンジン始動前に測定を開始することができる。
【００８１】
また、測定値Ｖｂの変動が基準電圧Ｖｒを中心とするものになるまでは、測定値Ｖｂが測定可能範囲を越えてしまう虞がある。そこで、スイッチング素子６４がオンされる期間（図１３中の期間Ｔ１）では、デューティ比ｄ１とデューティ比ｄ２の中間のデューティ比ｄ３を出力するようにしてもよい。デューティ比ｄ１およびデューティ比ｄ２では、中心電圧を基準として上下に測定値Ｖｂが現れるため、中間のデューティ比ｄ３を用いれば、測定値Ｖｂの変動をほぼ「０」とすることができる。このようにすれば、電荷量の調整中に、測定値Ｖｂが測定可能範囲を越えることがない。
【００８２】
ところで、抵抗器６３、スイッチング素子６４およびマイコン８０によるコンデンサ６１の電荷量の調整は、上記形態のいずれの形態にも採用することができる。
（他の実施形態）
上記形態はエタノール濃度を測定するセンサとして説明してきたが、メタノール濃度などのアルコール濃度を同様の方法で測定することができる。
以上、本発明は上記形態に何ら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々なる形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００８３】
１〜４：アルコール濃度センサ、１０：バッテリ、１１：端子、２０：第１発振部、２５：第２発振部、３１、３２：デューティ切換スイッチ、４０：検知部、４１：検知電極、４２：カップリングコンデンサ、４３：オペアンプ、４４：コンデンサ、４５：抵抗器、４７：抵抗器、４９：コンデンサ、５０：基準電圧生成部、６０：ＡＣ結合部、６１：カップリングコンデンサ、６２：抵抗器、６３：抵抗器、６４：スイッチング素子、７０：増幅部、８０：マイコン、９０：オペアンプ、９１〜９３：抵抗器、Ｒｇ：ゲイン抵抗、Ｒｐ：リーク抵抗、Ｒｓｗ１、Ｒｓｗ２：スイッチオン抵抗、ｓｗ１〜ｓｗ４：スイッチ
【図１】
2011133253.tif 000010
【図２】
2011133253.tif 000011
【図３】
2011133253.tif 000012
【図４】
2011133253.tif 000013
【図５】
2011133253.tif 000014
【図６】
2011133253.tif 000015
【図７】
2011133253.tif 000016
【図８】
2011133253.tif 000017
【図９】
2011133253.tif 000018
【図１０】
2011133253.tif 000019
【図１１】
2011133253.tif 000020
【図１２】
2011133253.tif 000021
【図１３】
2011133253.tif 000022