(57)【要約】【課題】交流電動機における過電流や過大なトルク脈動の発生を抑止すること。【解決手段】第二の制御部１００は、トルク指令Ｔ＊に基づいて電動機６の電流指令を生成する電流指令生成部１０と、電流指令に基づいて電動機６へ印加すべき電圧振幅指標（変調率ＰＭＦ）を演算する電圧振幅指標演算部１５０と、変調率ＰＭＦと電動機６の周波数ＦＩＮＶとに基づいて電流指令を調整するための電流指令調整量ｄＶを生成する電流指令調整部８０と、直流電圧ＥＦＣに基づいて電源２ｆ成分の脈動成分を抑制するための脈動抑制信号を生成する脈動抑制信号生成部を含み、インバータ２へのゲート信号（ＰＷＭ信号）を生成する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０と、を備え、電流指令調整量ｄＶにより調整された電流指令と脈動抑制信号とを含む制御信号によりＰＷＭ信号を生成する。【選択図】図１
2011239680.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、
前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、
前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、
前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、
前記第二の制御部は、
前記交流電動機の電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、
前記電圧振幅指標に基づいて前記第二の電力変換部の出力電圧半周期中のパルス数が１である同期１パルスモードと、当該出力電圧半周期中のパルス数が１よりも大きい同期パルスモードとを選択可能に構成されたパルスモード切替処理部と、
前記交流電動機の周波数に基づき、前記交流電動機の周波数が所定の値にあるときに、前記パルスモード切替処理部が選択するパルスモードが、前記同期パルスモードとなるように調整された電流指令調整量を生成する電流指令調整部と、
を有し、
前記電流指令調整量により調整された前記電流指令に基づいて前記第二の電力変換部へのＰＷＭ信号を生成して出力することを特徴とする電動機駆動用電力変換装置。
【請求項２】
交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、
前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、
前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、
前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、
前記第二の制御部は、
前記交流電動機の電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、
前記電圧振幅指標に基づいて前記第二の電力変換部の出力電圧半周期中のパルス数が１である同期１パルスモードと、当該出力電圧半周期中のパルス数が１よりも大きい同期パルスモードとを選択可能に構成されたパルスモード切替処理部と、
前記直流電圧に基づいて脈動抑制信号を演算する脈動抑制信号演算部と、
を有してなり、
前記第一の制御部は、
前記直流電圧と前記直流電圧指令とが一致するように制御信号を生成する電圧制御部と、
前記交流電動機の周波数が所定の値にあるときに、前記パルスモード切替処理部が選択するパルスモードが、前記同期パルスモードとなるように調整された前記直流電圧の目標値である直流電圧指令を生成する直流電圧指令生成部と、を有し、
前記電流指令と前記脈動抑制信号とを含む制御信号に基づいて前記第二の電力変換部へのＰＷＭ信号を生成して出力する
ことを特徴とする電動機駆動用電力変換装置。
【請求項３】
交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、
前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、
前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、
前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、
前記第二の制御部は、
前記交流電動機の電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、
前記電圧振幅指標に基づいて前記第二の電力変換部の出力電圧半周期中のパルス数が１である同期１パルスモードと、当該出力電圧半周期中のパルス数が１よりも大きい同期パルスモードとを選択可能に構成されたパルスモード切替処理部と、
変調率が電圧振幅目標指令である変調率指令を超過したときに、前記パルスモード切替処理部が選択するパルスモードが、前記同期パルスモードとなるように調整された電流指令調整量を生成する電流指令調整部と、
を有し、
前記電流指令調整量により調整された前記電流指令に基づいて前記第二の電力変換部へのＰＷＭ信号を生成して出力することを特徴とする電動機駆動用電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御に好適な電動機駆動用電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、産業機器や家電分野、自動車や電気車等の交通分野の動力用に交流電動機が応用されている。交流電動機を駆動するためには直流電源もしくは交流電源が必要となる。直流電源を入力電源とする電動機駆動用電力変換装置においては、直流電源から供給される直流電圧を入力として、インバータ回路により任意周波数の交流電圧を生成して交流電動機を駆動する構成が一般的である。また、交流電源を入力電源とする電動機駆動用電力変換装置においては、入力側にコンバータ回路を有し、このコンバータ回路により受電した交流電圧を一旦直流電圧に変換して、この直流電圧をインバータ回路に供給して交流電動機を駆動する構成が一般的である。
【０００３】
ここで、電動機駆動用電力変換装置の構成等について、交流電気鉄道に使用される電動機駆動用電力変換装置を一例として説明する。交流電源である架線電圧は、２０ｋＶ〜２５ｋＶの単相交流電圧である。この単相交流電圧を変圧器で１ＫＶ〜２ｋＶ程度に降圧してから電動機駆動用電力変換装置内のコンバータ回路に入力する。コンバータ回路は、１ＫＶ〜２ＫＶの単相交流電圧を入力として１５００Ｖ〜３０００Ｖ程度の直流電圧に変換してインバータ回路に出力する。
【０００４】
このとき、コンバータ回路の出力である直流電圧には、交流電源周波数の２倍の周波数成分（以下「電源２ｆ成分」と称する）の脈動が含まれることが知られている。交流電動機の周波数がこの電源２ｆ成分に接近すると、交流電動機の電流が過電流となったり、交流電動機のトルクに大きな脈動が発生したりして、安定な運転に支障を来す虞がある。
【０００５】
なお、下記特許文献１には、このような直流電圧に含まれる電源２ｆ成分を抽出し、この影響を打ち消すようにインバータ回路のＰＷＭパルスの幅を調整することが示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開昭５６−４９６９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に示されたような電源２ｆ成分を打ち消す制御は、全ての応用例に適用できるものではない。例えば、交流電動機への印加電圧を最大とするために、インバータ回路のスイッチング状態として、所謂１パルスモードを選択して使用する電気車等への適用は困難である。
【０００８】
ここで、１パルスモードとは、インバータの出力線間電圧半周期に含まれるパルス数が１となるスイッチング状態を使用することであるが、この１パルスモードでの動作領域においては、パルス幅を調整することは不可能である。仮に、１パルスモードを選択して使用する電気車等に特許文献１の技術を適用した場合には、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする問題が発生する。したがって、インバータ回路に対するＰＷＭパルス幅の調整を要旨とする特許文献１の技術は、１パルスモードを選択して使用する電気車等に適用することは困難である。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ回路のスイッチング状態として１パルスモードを選択して使用する応用例において、交流電動機における過電流や過大なトルク脈動の発生を抑止しつつ、電源２ｆ成分の打ち消し制御を可能とする電動機駆動用電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置は、交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、前記第二の制御部は、少なくともトルク指令に基づいて前記交流電動機の電流指令を生成する電流指令生成部と、前記電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、少なくとも前記電圧振幅指標と前記交流電動機の周波数とに基づいて前記電流指令を調整するための電流指令調整量を生成する電流指令調整部と、前記直流電圧に基づいて脈動抑制信号を生成する脈動抑制信号生成部と、前記電流指令調整量により調整された前記電流指令と前記脈動抑制信号とを含む制御信号により前記第二の電力変換部へのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置によれば、電流指令を調整するための電流指令調整量により調整された電流指令と、電源２ｆ成分の脈動成分を抑制するための脈動抑制信号とを含む制御信号によって第二の電力変換部ＰＷＭ信号を生成することとしているので、インバータ回路のスイッチング状態として１パルスモードを選択して使用する応用例において、交流電動機における過電流や過大なトルク脈動の発生を抑止しつつ、電源２ｆ成分の打ち消し制御が可能になるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本発明の実施の形態１における電動機駆動用電力変換装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、図１に示した電流指令生成部の詳細な構成例を示す図である。
【図３】図３は、図１に示した電圧指令／ＰＷＭ信号生成部の詳細な構成例を示す図である。
【図４】図４は、図３に示した脈動抑制信号演算部の詳細な構成例を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態１における脈動抑制信号演算部の内部状態例を示す図である。
【図６】図６は、図１に示した電流指令調整部の詳細な構成例を示す図である。
【図７】図７は、図６に示した変調率指令生成部を拡大して示した図である。
【図８】図８は、実施の形態１におけるインバータ出力周波数ＦＩＮＶと、変調率ＰＭＦ、パルスモードの遷移、および選択スイッチ（図３参照）の動作の遷移との関係を説明する図である。
【図９】図９は、本発明の実施の形態１と従来例における永久磁石同期電動機の一般的な制御特性を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施の形態１における制御状態を説明する図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施の形態２における電動機駆動用電力変換装置の構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、図１１に示した実施の形態２における直流電圧指令生成部の第一の構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、図１１に示した実施の形態２における直流電圧指令生成部の第二の構成例を示す図である。
【図１４】図１４は、従来例における動作状態を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に添付図面参照して、本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電動機駆動用電力変換装置の構成例を示す図である。なお、図１は、交流電動機として永久磁石同期電動機を制御する場合の構成を一例として示している。
【００１５】
図１において、実施の形態１における電動機駆動用電力変換装置３００は、主回路として、交流電源２３０から単相交流電圧を受電して直流電圧に変換する第一の電力変換部であるコンバータ２２０、直流電源となるコンデンサ１、コンデンサ１の直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換する第二の電力変換部であるインバータ２、および交流電動機（以下「単に電動機」と記す）６を備えて構成されている。なお、コンバータ２２０は、単相２レベルＰＷＭコンバータあるいは単相３レベルＰＷＭコンバータ等が好適であり、インバータ２は、三相２レベルＰＷＭインバータ、三相３レベルＰＷＭインバータ等の電圧形インバータが好適である。いずれも、その主回路構成は公知であるため、ここでの詳細な説明は行わない。
【００１６】
交流電源２３０は、例えば１ＫＶ〜２ＫＶの単相交流電圧を出力する電源であり、コンバータ２２０は、当該単相交流電圧を入力とし、例えば１５００Ｖ〜３０００Ｖ程度の直流電圧に変換してコンデンサ１に出力する電圧変換部である。なお、コンバータ２２０の出力である直流電圧（コンデンサ１の電圧）には、交流電源２３０の電源周波数の２倍の周波数成分（以下「電源２ｆ成分」と称する）の脈動が５％程度含まれる。
【００１７】
第一の電力変換部であるコンバータ２２０は、交流電源２３０からの単相交流電圧を受けて、これを直流電圧に変換してコンデンサ１に出力する。コンバータ２２０は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示せず）を使用して交流−直流変換を行ういわゆるＰＷＭコンバータが好適であり、その主回路構成は公知であるので、ここでの詳しい説明は割愛する。
【００１８】
なお、電動機駆動用電力変換装置３００には、交流電源２３０からの入力電流を検出する電流検出器２１４が配置され、電流検出器２１４によって検出された入力電流ＩＳは、第一の制御部２００に入力される。また、コンバータ２２０のスイッチング素子を制御するための制御信号ＣＧは、第一の制御部２００で生成され、コンバータ２２０に出力される。
【００１９】
また、電動機駆動用電力変換装置３００には、コンデンサ１の電圧（以下「コンデンサ電圧」と称する）ＥＦＣを検出する電圧検出器８が配置され、インバータ２と電動機６とを結ぶ出力線には、この出力線に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出器３，４，５が配置され、電動機６には、ロータの回転状態を表す信号（ロータ機械角θｍ）を検出する回転検出器７が配置されており、それぞれの検出信号は第二の制御部１００に入力される。
【００２０】
なお、回転検出器７から得られる信号（位置信号）の代わりに、検出または推定した電動機６の電圧値、電流値等から位置信号を演算して求める回転センサレス方式を使用してもよい。この場合、回転検出器７は不要となる。つまり、回転状態の信号の取得は、回転検出器７を使用することに限定されることはない。
【００２１】
電流検出器３，４，５は、少なくとも２相に設置してあればよい。この場合、残りの１相の電流は、設置した２相の電流検出器の出力に基づき、演算によって求めることができる。また、インバータ２の直流側電流を用いて、インバータ２の出力電流を再現して取得するようにしてもよい。
【００２２】
インバータ２には、第二の制御部１００により生成されるゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚが入力され、インバータ２に内蔵されるスイッチング素子がＰＷＭ制御される。インバータ２は、電圧型ＰＷＭインバータが好適であり、その構成は公知であるので詳細な説明は割愛する。
【００２３】
つぎに、第二の制御部１００の構成について説明する。図１に示すように、第二の制御部１００には、図示しない外部の制御装置から、トルク指令Ｔ＊が入力される構成となっている。この第二の制御部１００は、入力されたトルク指令Ｔ＊に電動機６の発生トルクＴが一致するようにインバータ２を制御する機能を有した構成部であり、電流指令生成部１０、電圧振幅指標演算部１５０、制御位相角演算部４０、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０、電流指令調整部８０、インバータ角周波数演算部６９、基準位相角演算部９５、および三相−ｄｑ軸座標変換部９０を備えて構成される。また、電圧振幅指標演算部１５０は、ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸非干渉演算部２１、ｄ軸非干渉演算部２２、ｑ軸電流制御部２３、および変調率演算部３０を備えて構成される。
【００２４】
基準位相角演算部９５は、ロータ機械角θｍから基準位相角θｅを算出する。三相−ｄｑ軸座標変換部９０は、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する。インバータ角周波数演算部６９は、基準位相角θｅからインバータ出力角周波数ωを算出する。電流指令生成部１０は、外部より入力されたトルク指令Ｔ*と電流指令調整値ｄＶとからｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。
【００２５】
ｄ軸電流制御部２０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差ｄｉｄを比例積分制御し、ｄ軸電流誤差ｐｄｅを生成する。ｑ軸非干渉演算部２１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とインバータ出力角周波数ωとからｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算する。ｄ軸非干渉演算部２２は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とインバータ出力角周波数ωとからｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦを演算する。ｑ軸電流制御部２３は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差ｄｉｑを比例積分制御し、ｑ軸電流誤差ｐｑｅを生成する。そして、変調率演算部３０は、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、コンデンサ電圧ＥＦＣとから変調率ＰＭＦを演算する。
【００２６】
制御位相角演算部４０は、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅとから、制御位相角θを演算する。電流指令調整部８０は、変調率ＰＭＦとインバータ出力周波数ＦＩＮＶとから電流指令調整値ｄＶを生成する。電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０は、変調率ＰＭＦと制御位相角θとインバータ出力周波数ＦＩＮＶとからインバータ２へのゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成する。
【００２７】
上記のように構成された各構成部の機能により、電圧振幅指標演算部１５０は、電流偏差ｄｉｄ、ｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦ、ｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦ、電流偏差ｄｉｑ、コンデンサ電圧ＥＦＣ、および基準位相角θｅを用いて変調率ＰＭＦ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊、およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成するとともに、変調率ＰＭＦを電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０に出力し、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を制御位相角演算部４０に出力する。
【００２８】
上記のように構成された各構成部の機能により、第二の制御部１００は、ロータ機械角θｍ、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、トルク指令Ｔ＊、およびコンデンサ電圧ＥＦＣ用いてゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成し、インバータ２に出力する。
【００２９】
つぎに、上記に説明した各制御ブロックの詳細構成および動作について説明する。まず、基準位相角演算部９５は、次式に基づき、ロータ機械角θｍから電気角である基準位相角θｅを算出する。
【００３０】
θｅ＝θｍ・ＰＰ      …（１）
ここで、ＰＰは電動機６の極対数である。
【００３１】
三相−ｄｑ軸座標変換部９０は、次式に基づいて、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する。
【００３２】
【数１】
2011239680.tif 000003
【００３３】
インバータ角周波数演算部６９は、次式に基づき、基準位相角θｅを微分することでインバータ出力角周波数ωを算出する。
ω＝ｄθｅ/ｄｔ…（３）
この際、インバータ出力角周波数ωを２πで除算したインバータ出力周波数ＦＩＮＶも併せて算出される。
【００３４】
つぎに、電流指令生成部１０の詳細な構成および動作について図２を参照して説明する。図２は、図１に示した電流指令生成部１０の詳細な構成例を示す図である。
【００３５】
電流指令生成部１０は、外部より入力されたトルク指令Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する機能を有する構成部であり、ｄ軸基本電流指令生成部１１、ｑ軸電流指令生成部１５、および加算器１４を備えて構成される。ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する手法としては、例えば、ある電流で最大のトルクを発生させる最大トルク／電流制御法や、電動機の効率を最大に維持する最大効率制御法等が挙げられる。これらの最適制御手法は、電動機の回転速度、出力トルクの大きさ等をパラメータとして、所定の演算式、あるいは予めテーブルに記憶させて得た最適なトルク分電流指令（ｑ軸電流指令ｉｑ＊）、磁束分電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊）に電動機６の実電流が一致するように制御を行う手法である。
【００３６】
本実施の形態にかかる電流指令生成部１０では、図２に示すように、トルク指令Ｔ＊がｄ軸基本電流指令生成部１１に入力され、第一のｄ軸電流指令であるｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊が生成される。なお、ｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊の生成手法としては、電動機６が所望のトルクを最小の電流で発生することのできる最大トルク制御法が知られており、例えば、トルク指令Ｔ＊に基づいてマップを参照して最適なｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊を得たり、演算式により最適なｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊を得たりする手法がある。いずれにしても、ｄ軸基本電流指令生成部１１については、種々の公知技術を用いて構成することができるため、ここでの更に詳細な説明は割愛する。
【００３７】
ｄ軸基本電流指令生成部１１により生成されたｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊は、加算器１４に入力され、電流指令調整値ｄＶと加算されることにより、第二のｄ軸電流指令であるｄ軸電流指令ｉｄ＊が生成される。電流指令調整値ｄＶは、主として負の値をとり、ｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊に負方向の補正を与える。より詳細に説明すると、電流指令調整値ｄＶは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を負方向に大きくし、電動機６に内蔵された永久磁石により発生する磁束に対し、これを打ち消す方向の磁束を発生させて電動機６の鎖交磁束を弱めて電動機６の電圧を低下させる所謂弱め磁束制御を行う制御出力として作用する。なお、電流指令調整値ｄＶは、電流指令調整部８０にて生成される制御出力であり、電流指令調整部８０の詳細な構成は後述する。
【００３８】
ｄ軸電流指令ｉｄ＊は、電流指令生成部１０の出力として電圧振幅指標演算部１５０に出力される一方、ｑ軸電流指令生成部１５に入力される。ｑ軸電流指令生成部１５では、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とトルク指令Ｔ＊とから第一のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令ｉｑ＊が生成される。なお、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の生成手法としては、ｄ軸基本電流指令ｉｄ１＊と同様に、マップを参照することで最適なｑ軸電流指令ｉｑ＊を得たり、演算式により最適なｑ軸電流指令ｉｑ＊を得たりする手法がある。いずれにしても、ｑ軸電流指令生成部１５については、種々の公知技術を用いて構成することができるため、ここでの更に詳細な説明は割愛する。
【００３９】
つぎに、電圧振幅指標演算部１５０の動作について説明する。図１に戻り、ｑ軸電流制御部２３は、（４）式に基づいてｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの差を比例積分増幅したｑ軸電流誤差ｐｑｅを生成する。また、ｄ軸電流制御部２０は、（５）式に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの差を比例積分増幅したｄ軸電流誤差ｐｄｅを生成する。
【００４０】
ｐｑｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（ｉｑ＊−ｉｑ）  …（４）
ｐｄｅ＝（Ｋ３＋Ｋ４／ｓ）・（ｉｄ＊−ｉｄ）  …（５）
上式において、Ｋ１，Ｋ３は比例ゲイン、Ｋ２，Ｋ４は積分ゲインである。
なお、ｐｑｅ，ｐｄｅは必要に応じて、制御に使用するか否か（つまりｐｑｅ，ｐｄｅの値をゼロとするか否か）を選択可能な制御系としてもよい。
【００４１】
ｄ軸非干渉演算部２２は、（６）式に基づいてｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦを演算する。ｑ軸非干渉演算部２１は、（７）式に基づいてｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算する。
【００４２】
ｖｄＦＦ＝（Ｒ1＋ｓ・Ｌｄ）・ｉｄ*−ω・Ｌｑ・ｉｑ*  …（６）
ｖｑＦＦ＝（Ｒ1＋ｓ・Ｌｑ）・ｉｑ＊＋ω・（Ｌｄ・ｉｄ*＋φａ）  …（７）
上式において、Ｒ１は電動機６の一次巻線抵抗（Ω）、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、φａは永久磁石磁束（Ｗｂ）、ｓは微分演算子である。
【００４３】
変調率演算部３０は、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、コンデンサ電圧ＥＦＣとから、次式に基づいて電圧振幅指標である変調率ＰＭＦを演算する。
【００４４】
ＰＭＦ＝ＶＭ＊／ＶＭｍａｘ…（８）
【００４５】
ここで、上記（８）式におけるＶＭｍａｘ，ＶＭ＊は、次式で表される。
ＶＭｍａｘ＝（√６／π）・ＥＦＣ…（９）
ＶＭ＊＝ｓｑｒｔ（ｖｄ＊２＋ｖｑ＊２）…（１０）
【００４６】
なお、変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさＶＭ＊を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘ（（９）式で定義）に対する割合で示したものである。例えば、ＰＭＦ＝１．０の場合、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさＶＭ＊は、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘと等しくなる。
【００４７】
また、（２）式〜（１０）式から理解できるように、変調率ＰＭＦは、電流指令生成部１０により生成されるｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊により変化する性質を有している。
【００４８】
制御位相角演算部４０は、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅとから、次式（１１）に基づいて制御位相角θを演算する。
【００４９】
θ＝θｅ＋π＋ＴＨＶ…（１１）
【００５０】
ここで、上記（１１）式におけるＴＨＶは、次式で表される。
ＴＨＶ＝ｔａｎ−１（ｖｄ＊／ｖｑ＊）…（１２）
【００５１】
つぎに、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成および動作について図３を参照して説明する。図３は、図１に示した電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の詳細な構成例を示す図である。
【００５２】
電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０は、図３に示すとおり、コンデンサ電圧ＥＦＣを入力として脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰを生成する脈動抑制信号演算部７１を有し、変調率ＰＭＦに脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰを乗算して電圧指令振幅指令信号であるＰＭＦＭを生成する。なお、脈動抑制信号演算部７１の構成については後述する。
【００５３】
電圧指令演算部５５は、信号ＰＭＦＭと制御位相角θとから、次式に基づいて三相電圧指令であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*、およびＷ相電圧指令Ｖｗ*を生成する。
【００５４】
Ｖｕ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎθ                    …（１３）
Ｖｖ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（２・π／３））…（１４）
Ｖｗ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（４・π／３））…（１５）
【００５５】
電圧指令演算部５５にて生成されたＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器６１〜６３でキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、ゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ、および反転回路６４〜６６を介した反転ゲート信号Ｘ，Ｙ，Ｚが生成される。
【００５６】
キャリア信号ＣＡＲは、パルスモード切替部として機能するパルスモード切替処理部６０により、選択スイッチ５９にて選択された信号の一つであり、非同期多パルスキャリア信号生成部５７にて生成される非同期多パルス（一般には１ｋＨｚ前後）キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア生成部５８にて生成される同期３パルスキャリア信号Ｂ、または同期１パルスモードにて選択されるゼロ値Ｃのうちの何れか一つが選択スイッチ５９を介して選択される。なお、非同期多パルスキャリア信号Ａおよび同期３パルスキャリア信号Ｂは、ゼロを中心として−１〜１までの値をとる。
【００５７】
パルスモード切替処理部６０は、変調率ＰＭＦおよび制御位相角θの値に応じて、選択スイッチ５９を切り替える。具体的に、選択スイッチ５９は、変調率ＰＭＦが低い領域（０．７８５以下）では非同期多パルスモードを選択する非同期多パルスキャリア信号Ａ側に切り替えられ、変調率ＰＭＦが０．７８５〜１．０未満では同期パルスモードを選択する同期３パルスキャリア信号Ｂ側に切り替えられ、変調率ＰＭＦが略１．０に達すると（ちょうど１．０でなくとも０．９９等でも構わない）ゼロ値Ｃ側に切り替えられる。このような構成により、変調率ＰＭＦが略１．０に等しくなるタイミングで、パルスモードを同期１パルスモードに自動的に切り替えることが可能となり、逆に変調率ＰＭＦが略１．０より小さくなると、パルスモードを同期３パルスモードに自動的に切り替えることが可能となる。すなわち、インバータ２の出力電圧を最小から最大まで、容易に遷移させることが可能となる。
【００５８】
なお、パルスモードの切り替えに際し、パルスモード切替処理部６０が参照する信号は、後述する脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰが反映される前の信号である変調率ＰＭＦとするのが好ましい。変調率ＰＭＦを参照する構成とすることにより、パルスモード切替処理部６０によるパルスモード切替動作が不安定となることを回避できる。
【００５９】
ここで、同期３パルスモードは、非同期多パルスモードでは出力することが不可能な、変調率ＰＭＦが０．７８５以上の電圧を出力させるに必要なパルスモードである。なお、非同期多パルスモード、同期５パルスモード、同期９パルスモード等において過変調とする手法を用いれば、同期３パルスモードに相当する電圧の出力が可能となる。ただし、この手法を用いた場合には、変調率ＰＭＦおよびインバータ２の出力電圧が著しい非線形となるので、これを補正する必要が生じ、構成が複雑化するというデメリットがある。
【００６０】
なお、上記では、非同期多パルスキャリア信号と同期３パルスキャリア信号とを切り替える変調率ＰＭＦの閾値を０．７８５としているが、これ以外の閾値を用いても構わない。
【００６１】
また、後述するように、上記の各電圧指令と比較するキャリア信号ＣＡＲは、少なくとも非同期多パルスキャリア信号、同期キャリア信号を有し、パルスモード制御部であるパルスモード切替処理部６０で選択されたパルスモードに応じて選択可能に構成される。
【００６２】
なお、非同期多パルスキャリア信号は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと無関係に決められた周波数のキャリア信号であり、その周波数は１０００Ｈｚ程度である。
【００６３】
また、同期３パルスキャリア信号等の同期キャリア信号は、インバータ出力電圧を構成するパルス数とその位置がインバータ出力電圧の正側半周期と負側半周期で同じになるよう、キャリア信号の周波数をインバータ出力周波数ＦＩＮＶの関数として決定したものである。本実施の形態においては、同期キャリア信号として同期３パルスキャリア信号のみを使用した例で説明するが、これ以外の例えば同期５パルスキャリア信号等でも構わないし、複数の同期キャリア信号を準備しておき必要に応じて切り替えることでも構わない。
【００６４】
ところで、非同期多パルスモードが選択された状態において、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが非同期多パルスキャリア信号の周波数に近接すると、インバータ出力電圧の半周期中に含まれるパルス数が少なくなる。また、非同期多パルスキャリア信号の周波数は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと無関係に決められた値である。したがって、このような状態で電動機６を駆動すると、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置がアンバランスとなったり時間的に変動したりして、電動機６に印加される電圧の正負対称性が崩れ、電動機６に電流振動やトルク脈動が発生し騒音や振動の原因となる。
【００６５】
一方、同期キャリア信号を用いるようにすれば、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期とにそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置が等しくなり、電動機６に印加される電圧の正負対称性が確保されるので、電動機６に電流振動やトルク脈動が発生するのを防止でき、安定に駆動することが可能となる。
【００６６】
なお、同期１パルスモードに関しても、インバータ出力電圧半周期中に含まれるパルス数は常に１であり時間的に変化なく一定である。したがって、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期とでパルス数とパルス位置が同一となり、電動機６に印加される電圧の正負対称性が確保できるので、電動機６に電流振動やトルク脈動が発生する懸念は生じない。
【００６７】
なお、制御位相角θにより、パルスモードの切り替えタイミングを微調整する構成を付加してもよく、パルスモード切り替え時の電動機電流のリプルを抑制できるという効果が得られる。
【００６８】
つぎに、脈動抑制信号生成部として機能する脈動抑制信号演算部７１の構成および動作について図４を参照して説明する。図４は、図３に示した脈動抑制信号演算部７１の詳細な構成例を示す図である。
【００６９】
脈動抑制信号演算部７１では、図４に示すように、コンデンサ電圧ＥＦＣがバンドパスフィルタ（以下「ＢＰＦ」と記す）７２に入力される。コンデンサ電圧ＥＦＣは、ＢＰＦ７２にてフィルタリングされ、信号ＥＦＣＢＰ１が生成される。なお、ＢＰＦ７２は、交流電源２３０の電源周波数の２ｆ成分を効率よく抽出できるように設定されている。
【００７０】
加算器７３では、上記生成した信号ＥＦＣＢＰ１と、コンデンサ１に対する電圧指令であるコンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊との和である信号ＥＦＣＢＰ２が生成される。なお、コンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊は、コンバータ２２０が交流電源２３０の交流電圧を直流電圧（＝コンデンサ電圧ＥＦＣ）に変換制御する際のコンデンサ電圧ＥＦＣの目標値であり、通常１５００Ｖ〜３０００Ｖ程度の値をとる。
【００７１】
なお、コンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊の代わりに、コンデンサ電圧ＥＦＣをＬＰＦ（図示せず）を通し、交流成分を除去して直流成分のみとした信号を生成して、この信号を加算器７３により信号ＥＦＣＢＰ１に加算して信号ＥＦＣＢＰ２を生成する構成としてもよい。
【００７２】
コンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊および加算器７３の出力である信号ＥＦＣＢＰ２は割算器７４に入力される。割算器７４では、コンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊が信号ＥＦＣＢＰ２で除算され、除算結果は脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰとして出力される。
【００７３】
なお、信号ＥＦＣＢＰ２と同様に、コンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊の代わりに、コンデンサ電圧ＥＦＣをＬＰＦ（図示せず）を通し、交流成分を除去して直流成分のみとした信号を生成して、この信号を割算器７４により信号ＥＦＣＢＰ２で除算して脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰを生成する構成としてもよい。
【００７４】
このようにして得られた脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰは、コンデンサ電圧ＥＦＣの直流成分に対する、電源２ｆ成分の脈動成分を含むコンデンサ電圧ＥＦＣＢＰ２の割合の逆数を示すことになる。
【００７５】
図５は、実施の形態１における脈動抑制信号演算部７１の内部状態例を示す図である。なお、図５は、コンデンサ電圧ＥＦＣの中心値が３０００Ｖである場合を一例として示している。
【００７６】
図５に示すように、コンデンサ電圧ＥＦＣには電源２ｆ成分とともに、コンバータ２２０のスイッチング動作により発生する電源２ｆ成分より周波数の高いリプル分が含まれる（同図上段部の波形参照）。
【００７７】
信号ＥＦＣＢＰ１は、ＢＰＦ７２の働きによりリプル分が除去され、電源２ｆ成分のみが含まれた信号となる（同図中上段部の波形参照）。
【００７８】
信号ＥＦＣＢＰ２は、上記信号ＥＦＣＢＰ１にコンデンサ電圧指令であるＥＦＣ＊が加算された値であり、変動分としては電源２ｆ成分のみが含まれる信号である（同図中下段部の波形参照）。
【００７９】
そして、脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰは、コンデンサ電圧ＥＦＣの直流成分に対する、電源２ｆ成分の脈動成分を含むコンデンサ電圧ＥＦＣＢＰ２の割合の逆数を示すことがわかる（同図中下段部の波形参照）。
【００８０】
脈動抑制信号演算部７１の出力である脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰは、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の掛算器７０に入力され、変調率ＰＭＦと乗算される（図３参照）。脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰを変調率ＰＭＦにて乗算することにより、コンデンサ電圧ＥＦＣの電源２ｆ成分による脈動成分を打ち消すような電圧指令振幅指令信号ＰＭＦＭを生成することが可能となる。
【００８１】
また、図３に示すように、電圧指令振幅指令信号ＰＭＦＭに基づいて、インバータ２に対する出力電圧指令が生成される。このようにして電源２ｆ成分を打ち消すようにインバータ２が出力する電圧のパルス幅の調整が可能となり、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと電源２ｆ成分の周波数が近接する領域において、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする問題を解消することができる。
【００８２】
つぎに、電流指令調整部８０の構成および動作について図６を参照して説明する。図６は、図１に示した電流指令調整部８０の詳細な構成例を示す図である。
【００８３】
電流指令調整部８０では、図６に示すように、インバータ出力周波数ＦＩＮＶに基づき、上述した電流指令調整値ｄＶ生成する機能を有する構成部であり、変調率指令生成部８５、引算器８４、リミッタ８１、および増幅器８２（ゲインＫとする）を備えて構成される。
【００８４】
変調率指令生成部８５は、電圧振幅目標指令生成部として動作し、インバータ出力周波数ＦＩＮＶに基づいて電圧振幅目標指令である変調率指令ＰＭＦ＊を生成する。引算器８４は、変調率指令ＰＭＦ＊から変調率ＰＭＦを引いた値を出力する。リミッタ８１は、引算器８４の出力を入力信号とし、入力信号の符号が正の場合は出力をゼロとし、入力信号の符号が負の場合は入力信号をそのまま出力する。増幅器８２（ゲインＫとする）は、リミッタ８１の出力信号を増幅し、増幅した信号を電流指令調整値ｄＶとして出力する。なお、この電流指令調整値ｄＶは、次式のように表される。
【００８５】
ｄＶ＝ＬＩＭ（ＰＭＦ＊−ＰＭＦ）・Ｋ…（１６）
ここで、ＬＩＭ（  ）は、（  ）内の値の上下限をそれぞれ、上記した手法に従って制限する関数を表現している。
【００８６】
つぎに、変調率指令生成部８５の構成および動作について図７を参照して説明する。図７は、図６に示した変調率指令生成部８５を拡大して示した図である。
【００８７】
上述したように、変調率指令生成部８５は、入力されたインバータ出力周波数ＦＩＮＶに基づいて変調率指令ＰＭＦ＊を生成する。ここで、図７に示すように、変調率指令ＰＭＦ＊は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが１２０Ｈｚ前後（１２０Ｈｚ±３０Ｈｚ）の領域では例えば０．９５に設定され、それ以外の領域では１．０となるように設定されている。
【００８８】
このように構成することで、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが１２０Ｈｚ前後（１２０Ｈｚ±３０Ｈｚ）の領域にある場合において、変調率ＰＭＦが０．９５となるように電流指令調整値ｄＶを生成して制御することができる。
【００８９】
なお、上記では変調率ＰＭＦを０．９５に設定する領域として、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの１２０Ｈｚ前後（１２０Ｈｚ±３０Ｈｚ）と説明したが、これは交流電源２３０の周波数が６０Ｈｚの場合を一例とした場合である。１２０Ｈｚは、６０Ｈｚの２ｆ成分に相当するからである。一方、交流電源２３０の周波数が５０Ｈｚの場合、２ｆ成分は１００Ｈｚとなるので、変調率ＰＭＦを０．９５に設定する領域は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの１００Ｈｚ前後（１００Ｈｚ±３０Ｈｚ）となる。
【００９０】
これらの図６、図７に基づく構成により、変調率ＰＭＦが所定の変調率指令ＰＭＦ＊を超過した時点でリミッタ８１への入力がゼロ以下となり、負の電流指令調整値ｄＶを発生させることができるので、インバータ２の出力電圧を変調率指令ＰＭＦ＊で設定した値に一致させる弱め磁束制御を行うことができる。
【００９１】
すなわち、電圧指令が、インバータ２の最大出力電圧に対して余裕がある場合は電流指令調整値ｄＶは出力されず、変調率ＰＭＦが変調率指令ＰＭＦ＊を超過した時点（電圧指令が変調率指令ＰＭＦ＊で設定した最大電圧を超過した時点）でリミッタ８１の出力に負の値が生じ、電流指令調整値ｄＶが出力されるため、無駄なｄ軸電流ｉｄを流すことがなくなり電動機６の電流を最小化することができる。
【００９２】
図８は、実施の形態１におけるインバータ出力周波数ＦＩＮＶと、変調率ＰＭＦ、パルスモードの遷移、および選択スイッチ５９（図３参照）の動作の遷移との関係を説明する図であり、電気車が停止状態から力行加速する場合を一例として示している。
【００９３】
図８に示すように、電気車が低速時、すなわちインバータ出力周波数ＦＩＮＶが低いとき、変調率ＰＭＦは小さく、パルスモードは非同期多パルスモードであり、選択スイッチ５９はＡが選択される。一方、電気車の速度が増加し、変調率ＰＭＦが０．７８５以上となると、非同期多パルスモードではインバータ２の出力電圧が飽和するので、選択スイッチ５９をＢに切り替え、パルスモードを同期３パルスモードとする。さらに電気車の速度が増加し、変調率ＰＭＦが１．０に到達すると、選択スイッチ５９をＣに切り替えてパルスモードを同期１パルスモードに切り替える。
【００９４】
なお、電気車が回生ブレーキを掛けて減速する場合については図示しないが、上記と逆の順序により、パルスモードが同期１パルスモードから同期３パルスモード、非同期多パルスモードへと遷移し、選択スイッチ５９がＣ，Ｂ，Ａの順に切り替わる。
【００９５】
つぎに、本実施の形態にかかる電動機駆動用電力変換装置が有する効果について、上記した各構成要素の制御動作に関係づけて説明する。
【００９６】
図９は、本発明の実施の形態１と従来例における永久磁石同期電動機の一般的な制御特性を示す図である。ここで、図９に示した制御特性は、電気車用に設計した永久磁石同期電動機に関するものであり、最大出力トルクが１５００Ｎｍ、インバータに対する入力電圧ＥＦＣが３０００Ｖを想定している。なお、これ以外のパラメータで運転される永久磁石同期電動機であっても、類似の特性を呈することに変わりはない。
【００９７】
図９において、横軸はｄ軸電流ｉｄ、縦軸はｑ軸電流ｉｑを表している。図中の右上から左下へ複数本存在する曲線（実線）は、トルク一定曲線であり、図左端に記載しているそれぞれのトルクＴにおけるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとの関係（電流ベクトルの関係）を示す曲線である。また、図中の左上から右下への曲線（破線）は、最小電流条件を示す曲線であり、あるトルクＴを出力する場合に電動機電流が最小となる曲線である。言い換えると、最小の電流で最大のトルクを発生する、所謂最大トルク／電流制御が可能な条件を示す曲線である。
【００９８】
上記最小電流条件を示す曲線と、トルク一定曲線の交点に電流ベクトルを制御すれば、当該トルクＴを最小の電流で得ることができる。このように制御することで、あるトルクＴを得る場合の電動機６の銅損、インバータ損失を最小とすることができ、電動機６、インバータ２を小型軽量に構成できるというメリットがある。例えば、１０００ＮｍのトルクＴを出力したい場合、ｄ軸電流ｉｄ＝−１２５Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２２５Ａ付近（図示Ｐ１点）となるようにインバータ２にて電流制御すれば、最小の電流で１０００Ｎｍを発生できる。
【００９９】
また、図中、山状に描画した曲線（一点鎖線）は誘起電圧一定曲線である電圧制限曲線であり、あるインバータ出力周波数ＦＩＮＶにおいて電動機６の端子電圧が最大となるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとの関係（電流ベクトルの関係）を示した曲線である。なお、図中には、インバータ２の入力電圧ＥＦＣを３０００Ｖとした条件で、インバータ出力周波数ＦＩＮＶをパラメータにとって５ケース（６０Ｈｚ、９０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１５０Ｈｚ、１８０Ｈｚ）における電圧制限曲線を示している。
【０１００】
理論的に選択可能なｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの組み合わせ（電流ベクトル）は、この電圧制限曲線の内側（曲線の下側）である。電圧制限曲線の線上に存在する電流ベクトルにて電動機６を運転した場合、電動機６の線間電圧は最大（つまり、インバータ２の変調率ＰＭＦは１.０で最大電圧を出力している状態）となり、このとき出力可能なトルクＴは電圧制限曲線とトルク一定曲線との交点にあたるトルクＴとなる。
【０１０１】
電圧制限曲線の内側（下側）に存在する電流ベクトルにて電動機６を運転した場合、電動機６の線間電圧はゼロ以上で最大値未満の値（つまり、インバータ２の変調率ＰＭＦは１.０未満）をとる。
【０１０２】
なお、電圧制限曲線の外側（曲線の上側）に存在する電流ベクトルは、インバータ２の最大出力電圧を越えた領域となるので選択することはできない。
【０１０３】
図９に示した５ケースのインバータ出力周波数ＦＩＮＶ（６０Ｈｚ、９０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１５０Ｈｚ、１８０Ｈｚ）における電圧制限曲線から理解できるように、電動機６の速度が増加してインバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きくなるに従い、電圧制限曲線は図の下方側に移動し、選択可能な電流ベクトルは制限され、出力可能なトルクＴの最大値は小さくなる。また、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きくなるに従い、最小電流条件を示す曲線上にて発生しうるトルクＴも小さくなる。
【０１０４】
コンデンサ電圧ＥＦＣが高くなると同一インバータ出力周波数ＦＩＮＶにおける電圧制限曲線は、図中の上方側に移動し、コンデンサ電圧ＥＦＣが低くなると同一インバータ出力周波数ＦＩＮＶにおける電圧制限曲線は、図中の下方側に移動する。
【０１０５】
例えば、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが６０Ｈｚの場合、最大トルク１５００Ｎｍで最小電流条件を満たす動作点（ｄ軸電流ｉｄ＝−１７５Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２９５Ａ付近、図中Ａ点）は、電圧制限曲線から十分に下方側に離れた点となる。
【０１０６】
一方、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが１５０Ｈｚの場合、発生しうる最大トルクは、電圧制限曲線上となるｄ軸電流ｉｄ＝−２４５Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２００Ａ付近のおおよそ１２００Ｎｍ（図中Ｐ２点）であり、最小電流条件にて発生することのできる最大トルクは、同じく電圧制限曲線上のｄ軸電流ｉｄ＝−１２０Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２１０Ａ付近の９３０Ｎｍ程度（図中Ｐ３点）となる。なお、９３０Ｎｍ〜１２００Ｎｍの間は最小電流条件での運転は不可能であり、ｄ軸電流ｉｄを負に増加させる弱め磁束制御を行うことで運転が可能な領域である。
【０１０７】
ただし、弱め磁束制御を深く実施するほど（ｄ軸電流ｉｄを負に大きくするほど）、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとからなる電流ベクトルは大きくなり、電動機６の電流は増加する。
【０１０８】
つまり、電動機６の銅損、インバータ２の損失を最小とするために、極力、最小電流条件曲線上に電流ベクトル（ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの組み合わせ）を選択して電動機６に所望のトルクを発生させるように、インバータ２を制御するのが望ましい。また、電動機６の回転速度の増加に伴ってインバータ出力周波数ＦＩＮＶが増加した場合において、電圧制限曲線の制約を受けて最小電流条件曲線上では所望のトルクが出力できない領域となると、ｄ軸電流ｉｄを負に増加して弱め磁束制御を行うことが一般的である。
【０１０９】
なお、これまでに述べた最小電流条件上での制御（最大トルク／電流制御）の他、電動機６の鉄損を含めた電動機６の損失が最小となる最大効率曲線（図示せず）上に電流ベクトルを制御して電動機６を運転する最大効率制御を適用することも可能である。
【０１１０】
つぎに、本発明の特徴的部分である、同期１パルスモードへの切り替え制御を行う領域周辺（つまり変調率ＰＭＦが１．０に近い値をとる領域）、あるいは同期１パルスモードでの運転中にインバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分に近接した場合の動作を説明する。
【０１１１】
ここではまず、従来例における制御動作を説明することで課題の詳細部分を明確化し、その後、本発明の実施の形態１における課題解決手段について図１４を参照して説明する。図１４は、従来例における動作状態を説明する図であり、電動機６が停止している状態から電動機６を起動し力行加速させた場合の制御例を示している。なお、図１４中の動作点Ａ、Ｂ、Ｃ１、Ｄ、Ｅは、図９中に示す動作点Ａ、Ｂ、Ｃ１、Ｄ、Ｅは、それぞれに対応している。
【０１１２】
図１４において、まず、時刻ゼロでインバータ２を起動し、トルクＴの指令を１５００Ｎｍとして電動機６に電圧を印加して加速を開始する。このとき、変調率ＰＭＦはゼロからインバータ出力周波数ＦＩＮＶに比例して増加して行く。ここで、時刻ゼロから変調率ＰＭＦが０．７８５に達するまではインバータ２のパルスモードは非同期多パルスモードが選択され、トルクＴは１５００Ｎｍ一定となっているので、電動機６は直線状に加速しインバータ出力周波数ＦＩＮＶは直線状に増加して行く。
【０１１３】
変調率が０．７８５に達した時点でパルスモードを同期３パルスモードに切り替える。Ａ点とＢ点との間にて、変調率ＰＭＦは最大である１．０に到達するので、パルスモードは同期３パルスモードから同期１パルスモードに切り替えられる。また、Ａ点（インバータ出力周波数ＦＩＮＶ＝６０Ｈｚ）とＢ点（インバータ出力周波数ＦＩＮＶ＝９０Ｈｚ）との間にて、トルクＴの指令を１５００Ｎｍからインバータ出力周波数ＦＩＮＶに反比例して減少させている。変調率ＰＭＦが１．０に到達した後は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが増加するに従って生成される電流指令調整量ｄＶは負側に大きくなり、これによりｄ軸電流指令ｉｄ＊は負に大きくなることで弱め磁束制御が行われる。これにより、変調率ＰＭＦは変調率指令ＰＭＦ＊（＝１．０）に一致するよう、ｄ軸電流指令ｉｄ＊が調整される。
【０１１４】
以上に説明した制御状態における電流ベクトルの軌跡を図９にて説明する。図９において、前述したように、動作点Ａは電圧制限曲線の下側に位置して電圧制限曲線から離れているため、変調率ＰＭＦは１．０未満であり、インバータ２の出力電圧は出力可能な最大電圧よりも小さい値となっている。
【０１１５】
動作点Ｂでは、トルクＴの指令は１４００Ｎｍであり、ｄ軸電流指令ｉｄ＊＝−１７０Ａ程度、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝２７７Ａ程度のポイントに電流ベクトルは制御されている。また、この動作点Ｂでは、電流ベクトルはＦＩＮＶ＝９０Ｈｚにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率ＰＭＦ＝１．０となるように、電流指令調整量ｄＶが生成されて、制御されている。
【０１１６】
動作点Ｃ１では、トルクＴの指令は１２００Ｎｍであり、ｄ軸電流指令ｉｄ＊＝−１６３Ａ程度、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝２４３Ａ程度のポイントに電流ベクトルは制御されている。また、この動作点Ｃ１では、電流ベクトルはＦＩＮＶ＝１２０Ｈｚにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率ＰＭＦ＝１．０となるように、電流指令調整量ｄＶが生成されて、制御されている。
【０１１７】
動作点Ｄでは、トルクＴの指令は１１００Ｎｍであり、ｄ軸電流指令ｉｄ＊＝−１７７Ａ程度、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝２２０Ａ程度のポイントに電流ベクトルは制御されている。また、この動作点Ｄでは、電流ベクトルはＦＩＮＶ＝１５０Ｈｚにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率ＰＭＦ＝１．０となるように、電流指令調整量ｄＶが生成されて、制御されている。
【０１１８】
動作点Ｅでは、トルクＴの指令は１０００Ｎｍであり、ｄ軸電流指令ｉｄ＊＝−１８０Ａ程度、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝１９５Ａ程度のポイントに電流ベクトルは制御されているまた、この動作点Ｅでは、電流ベクトルはＦＩＮＶ＝１８０Ｈｚにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率ＰＭＦ＝１．０となるように、電流指令調整量ｄＶが生成されて、制御されている。
【０１１９】
このように、従来の制御例では、動作点Ａ→Ｂ→Ｃ１→Ｄ→Ｅと制御動作点は遷移して行く。また、変調率ＰＭＦが１．０に達した後は、トルクＴを出力しながらインバータ２の出力電圧を出力可能な最大値に維持するように（変調率ＰＭＦ＝１．０を維持するように）電流指令調整量ｄＶが生成されて、電流指令調整量ｄＶを含むｄ軸電流指令ｉｄ＊により弱め磁束制御が行われる。
【０１２０】
上記制御により、従来の制御例では、変調率が１．０に達した後は変調率ＰＭＦを１．０に維持して交流電動機への印加電圧を最大のまま維持するために、インバータ回路のスイッチング状態は同期１パルスモードが選択されることになる。この同期１パルスモードでの動作領域においては前述のとおり、パルス幅の調整ができないので、特にインバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分と近接する領域において、電源２ｆ成分を打ち消す制御ができなくなるため、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりするという問題点（課題）が生起することになる。
【０１２１】
つぎに、上記課題を解消する実施の形態１における制御動作について図１０を参照して説明する。図１０は、本発明の実施の形態１における制御状態を説明する図であり、電動機６が停止している状態から電動機６を起動し力行加速させた場合の制御例を示している。なお、図１０中の動作点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅは、図９中に示す動作点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅにそれぞれ対応している。
【０１２２】
図１０において、まず、時刻ゼロにおいてインバータ２を起動し、トルクＴの指令を１５００Ｎｍとして電動機６へ電圧を印加して加速を開始する。変調率ＰＭＦはゼロからインバータ出力周波数ＦＩＮＶに比例して増加して行く。時刻ゼロから変調率ＰＭＦが０．７８５に達するまではインバータ２のパルスモードは非同期多パルスモードが選択され、トルクＴは１５００Ｎｍ一定となっているので、電動機６は直線状に加速しインバータ出力周波数ＦＩＮＶは直線状に増加して行く。
【０１２３】
変調率が０．７８５に達した時点でパルスモードを同期３パルスモードに切り替える。Ａ点とＢ点との間にて、変調率ＰＭＦは最大である１．０に到達するので、パルスモードは同期３パルスモードから同期１パルスモードに切り替えられる。また、Ａ点（インバータ出力周波数ＦＩＮＶ＝６０Ｈｚ）とＢ点（インバータ出力周波数ＦＩＮＶ＝９０Ｈｚ）との間にて、トルクＴの指令を１５００Ｎｍからインバータ出力周波数ＦＩＮＶに反比例して減少させている。変調率ＰＭＦが１．０に到達した後は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが増加するに従って生成される電流指令調整量ｄＶは負に大きくなり、これによりｄ軸電流指令ｉｄ＊は負に大きくなることで弱め磁束制御が行われる。これにより、変調率ＰＭＦは変調率指令ＰＭＦ＊（＝１．０）に一致するようｄ軸電流指令ｉｄ＊が調整される。ここまでの制御動作は、従来例と同等である。
【０１２４】
一方、動作点Ｂから動作点Ｄの間は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと電源２ｆ成分が近接する領域である。動作点Ｃは、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが１２０Ｈｚとなる動作点であり、交流電源２３０の周波数が６０Ｈｚである場合の電源２ｆ成分の周波数とインバータ出力周波数ＦＩＮＶとが丁度一致する点である。
【０１２５】
このため本実施の形態では、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと電源２ｆ成分が近接あるいは一致する範囲となる動作点Ｂから動作点Ｄまでの範囲において、変調率指令ＰＭＦ＊を１．０から０．９５まで減少させる。この制御に伴い、変調率ＰＭＦと変調率指令ＰＭＦ＊との偏差が生じるので、この偏差に基づいて電流指令調整量ｄＶが生成され、電流指令調整量ｄＶに基づいて生成されたｄ軸電流指令ｉｄ＊が負方向により大きくなるように操作される。これにより、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊とは、トルクＴの指令に応じた一定トルク曲線上で尚且つＦＩＮＶ＝１２０Ｈｚ付近における電圧制限曲線の内側（下側）に位置する電流ベクトルとして生成される。このようにして生成されたｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊により、電動機６に対する弱め磁束制御はより深いものとなり、電動機６の誘起電圧がさらに低下するので変調率ＰＭＦも低下し、変調率ＰＭＦが変調率指令ＰＭＦ＊と一致するように制御される。
【０１２６】
この領域において、本実施の形態の電動機駆動用電力変換装置では、変調率ＰＭＦを通常よりも低下させることで、パルスモードを同期パルスモードである同期３パルスモードに切り替える。このため、脈動抑制信号演算部７１の出力である脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＰによってインバータ２が出力する出力電圧のパルス幅調整が可能となり、電源２ｆ成分を打ち消す制御が可能となる。この制御により、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりするという問題点を解消することができる。
【０１２７】
また、パルスモードとして同期パルスモードである同期３パルスモードが選択されため、インバータ２の出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置が等しくなり、電動機６に印加される電圧の正負対称性が確保されるので、電動機６に電流振動やトルク脈動が発生するのを防止することができるととともに、電流振動やトルク脈動に起因する騒音や振動の発生を回避することができ、電動機６の安定駆動が可能となる。なお、動作点Ｄ以降は、先に説明した従来例の場合と同等である。
【０１２８】
このように、本実施の形態による制御では、動作点Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ｅの順に動作点は遷移して行く。なお、動作点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、ＥにおけるトルクＴの指令は、それぞれ１５００Ｎｍ、１４００Ｎｍ、１２００Ｎｍ、１１００Ｎｍ、１０００Ｎｍであり、従来例の動作点Ａ、Ｂ、Ｃ１、Ｄ、Ｅの場合と同じである。つまり、本実施の形態では、電源２ｆ成分を打ち消す制御を行っている間において、動作点Ｃを含めて、トルクＴの出力特性には影響を与えない。
【０１２９】
一方、従来例の動作点Ｃ１と、本実施の形態の動作点Ｃとは、所定のトルク指令値に応じた同一のトルク一定曲線上（１２００Ｎｍ）に位置するため、電動機６が出力するトルクは両者で同じとなる。つまり、本実施の形態では、電動機６の出力トルクを同一に維持しながら電動機６の誘起電圧を低下させ、インバータ２の出力電圧を低下させることで、変調率ＰＭＦを例えば０．９５に減少させることができ、変調率ＰＭＦを通常よりも低下させて、且つパルスモードを同期パルスモードである同期３パルスモードに切り替えるので、脈動抑制信号演算部７１の出力によりインバータ２の出力する電圧のパルス幅の調整が可能となり、電源２ｆ成分を打ち消す制御が可能となる。このことから、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする従来の問題点が解消される。
【０１３０】
また、変調率ＰＭＦが変調率指令ＰＭＦ＊に一致するような電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊）を生成する構成としているので、電動機６の出力トルクを所定値に維持しながら電動機６の誘起電圧を低下させ、インバータ２の出力電圧を低下させることで、変調率ＰＭＦを例えば０．９５に減少させることができる。
【０１３１】
なお、以上の説明では電動機６を停止状態から力行加速させる場合を例として説明したが、高速回転中に電動機６を回生運転して停止させる場合についても、本実施の形態に示した構成を適用できる。
【０１３２】
実施の形態２．
実施の形態１では、電動機駆動用電力変換装置に対する電流指令を調整するための電流指令調整量を好適に制御し、あるいはパルスモードの切り替えを好適に制御することにより、インバータ２の出力する電圧のパルス幅の調整を可能とし、インバータ２の出力電圧に含まれる電源２ｆ成分を打ち消す制御を効果的に行うことができる構成について開示した。実施の形態２では、さらに、コンバータ２２０を制御するためのコンバータ電圧指令を好適に生成することで、電動機６に流す電流を効果的に小さくすることができる構成について開示する。
【０１３３】
図１１は、本発明の実施の形態２における電動機駆動用電力変換装置の構成例を示す図であり、図１に示した電動機駆動用電力変換装置の構成において、第一の電力変換部であるコンバータ２２０のより詳細な構成について示している。なお、図１１の構成のうち、図１と同一の構成部については、既に説明しているので、ここでは、実施の形態２に関連する構成部を中心とする説明を行う。
【０１３４】
図１１に示すように、第一の制御部２００には、第二の制御部１００が生成した変調率ＰＭＦ、インバータ出力周波数ＦＩＮＶ、電圧検出器８が検出したコンデンサ電圧ＥＦＣ、電流検出器２１４が検出した入力電流ＩＳが入力される構成となっている。この第一の制御部２００は、コンバータ２２０の出力電圧（直流電圧）を制御する機能を有した構成部であり、直流電圧指令生成部２１０および直流電圧制御部２８０を備えて構成される。
【０１３５】
直流電圧指令生成部２１０は、コンデンサ電圧の目標値であり、コンデンサ電圧指令ＥＦＣ＊でもある直流電圧指令ＥＦＣ＊を生成する。電圧制御部２１１は、直流電圧指令ＥＦＣ＊とコンデンサ電圧ＥＦＣとが入力され、両者の偏差に基づいて電流指令ＩＳ＊を生成出力する。電流制御部２１２は、電流指令ＩＳ＊と電流検出器２１４が検出した入力電流ＩＳとが入力され、両者の偏差とに基づいてコンバータ電圧指令ＶＣ＊を生成する。ＰＷＭ信号生成部２１３は、コンバータ電圧指令ＶＣ＊が入力され、コンバータ２２０の入力側（交流電源側）の電圧をコンバータ電圧指令ＶＣ＊と一致させるコンバータ２２０のスイッチング素子（図示せず）へのオンオフ信号（ＰＷＭ信号）ＣＧを生成する。
【０１３６】
上記のように構成された電圧制御部２１１、電流制御部２１２およびＰＷＭ信号生成部２１３の機能により、直流電圧制御部２８０は、直流電圧指令ＥＦＣ＊、コンデンサ電圧ＥＦＣおよび入力電流ＩＳを用いて、ＰＷＭ信号ＣＧを生成してコンバータ２２０に出力する。
【０１３７】
つぎに、直流電圧指令生成部２１０の詳細な構成および動作について図１２を参照して説明する。図１２は、図１１に示した実施の形態２における直流電圧指令生成部２１０の第一の構成例を示す図である。
【０１３８】
図１２に示すように、第一の構成例である直流電圧指令生成部２１０は、直流電圧指令テーブル２４０を備えている。直流電圧指令テーブル２４０は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶに基づいて直流電圧指令ＥＦＣ＊を生成して出力する。
【０１３９】
ここで、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分の周波数の近傍にない場合、直流電圧指令テーブル２４０は、直流電圧指令ＥＦＣ＊として通常時の電圧を出力する。一方、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分の周波数の近傍にある場合、直流電圧指令テーブル２４０は、直流電圧指令ＥＦＣ＊として通常時の電圧よりも高い電圧指令を出力する。
【０１４０】
例えば交流電源周波数が６０Ｈｚの場合、直流電圧指令テーブル２４０は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分の周波数である１２０Ｈｚを中心とする９０Ｈｚ〜１５０Ｈｚ程度の範囲にない場合には、直流電圧指令ＥＦＣ＊として例えば３０００Ｖを出力し、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが９０Ｈｚ〜１５０Ｈｚ程度の範囲にある場合には、直流電圧指令ＥＦＣ＊として通常時よりも５〜１０％程度増加させた、例えば３３００Ｖを出力する。
【０１４１】
このように構成することで、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分の周波数の近傍領域である、例えば９０Ｈｚ〜１５０Ｈｚの領域にある場合において、コンデンサ電圧ＥＦＣを高く制御することができ、その分インバータ２の出力可能な最大電圧を高くすることが可能となる。この制御により、必要な弱め磁束量を少なくすることができる。その結果、電流指令調整量ｄＶも少なくすることができ、ｄ軸電流指令ｉｄ＊の大きさを小さくすることができる。したがって、実施の形態２にかかる第一の制御部２００の構成を適用しない場合と比較して、電動機６の電流を小さくすることが可能となる。
【０１４２】
なお、直流電圧指令生成部２１０は、図１２の構成に限定されるものではなく、例えば図１３のように構成してもよい。なお、図１３は、図１１に示した実施の形態２における直流電圧指令生成部２１０の第二の構成例を示す図である。
【０１４３】
図１３に示す直流電圧指令生成部２１０は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶおよび、変調率（電圧振幅指標）ＰＭＦの目標値である変調率指令ＰＭＦ＊に基づいて直流電圧指令ＥＦＣ＊を生成する構成部として、変調率指令テーブル２５０、引算器２５１、リミッタ２５２、比例積分器２５３および加算器２５４を備えて構成される。
【０１４４】
変調率指令テーブル２５０は、入力されたインバータ出力周波数ＦＩＮＶに基づいて、変調率指令ＰＭＦ＊を生成する。引算器２５１は、変調率ＰＭＦおよび変調率指令ＰＭＦ＊が入力され、変調率ＰＭＦから変調率指令ＰＭＦ＊を引いた偏差信号を生成してリミッタ２５２に出力する。リミッタ２５２は、入力信号の符号が正の場合は入力信号をそのまま出力し、入力信号の符号が負の場合には入力信号の値にかかわらず出力をゼロとする。比例積分器２５３は、リミッタ２５２の出力を比例積分演算して得た値を出力する。加算器２５４は、比例積分器２５３の出力と、基本直流電圧指令ＥＦＣ０＊（例えば、３０００Ｖ）とを加算し、加算した信号を直流電圧指令ＥＦＣ＊として出力する。
【０１４５】
例えば交流電源周波数が６０Ｈｚの場合、変調率指令テーブル２５０は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分の周波数である１２０Ｈｚを中心とする９０Ｈｚ〜１５０Ｈｚ程度の範囲にない場合には、変調率指令ＰＭＦ＊として例えば１．０を出力する。一方、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが９０Ｈｚ〜１５０Ｈｚ程度の範囲にある場合には、変調率指令ＰＭＦ＊として例えば０．９５を出力する。
【０１４６】
このように構成することで、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが例えば９０Ｈｚ〜１５０Ｈｚの領域にある場合において、インバータ２の変調率ＰＭＦが例えば０．９５となるようにコンデンサ電圧ＥＦＣを高くすることができ、その分インバータ２の出力可能な最大電圧を高くすることが可能となる。この制御により、必要な弱め磁束量を少なくすることができる。その結果、電流指令調整量ｄＶも少なくすることができ、ｄ軸電流指令ｉｄ＊の大きさを小さくすることができる。したがって、実施の形態２にかかる第一の制御部２００の構成を適用しない場合と比較して、電動機６の電流を小さくすることが可能となる。
【０１４７】
以上に示した実施の形態１の構成によれば、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが電源２ｆ成分の周波数に近接する領域において、電動機６の出力トルクを所定の指令値に維持しながら電動機６の誘起電圧を低下させ、インバータ２の出力電圧を低下させることで、変調率ＰＭＦを例えば０．９５に減少させることができる。これにより、パルスモードを同期パルスモードである同期３パルスモードに切り替えるので、脈動抑制信号演算部７１の出力である脈動抑制信号ＢＴＰＭＦＣＭＤによりインバータ２の出力する電圧のパルス幅の調整が可能となり、電源２ｆ成分を打ち消す制御が可能となる。このことから、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする問題を解消できる。
【０１４８】
また、実施の形態１の構成によれば、変調率ＰＭＦが変調率指令ＰＭＦ＊に一致するような電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊）を生成する構成としているので、電動機６の出力トルクを所定の指令値に維持しながら電動機６の誘起電圧を低下させ、インバータ２の出力電圧を低下させることで、変調率ＰＭＦを例えば０．９５に減少させることができる。
【０１４９】
また、実施の形態１の構成によれば、パルスモードとして同期パルスモードである同期３パルスモードが選択されため、インバータ２の出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置が等しくなり、電動機６に印加される電圧の正負対称性が確保されるので、電動機６に電流振動やトルク脈動が発生するのを防止することができるととともに、電流振動やトルク脈動に起因する騒音や振動の発生を回避することができ、電動機６の安定駆動が可能となる。
【０１５０】
さらに、実施の形態２の構成によれば、実施の形態２を適用しない実施の形態１の構成と比較して、電動機６の電流を小さくする効果が大である。また、電動機６の電流をさらに小さくできるので、インバータ２や電動機６の損失を更に低減することが可能となる。
【０１５１】
なお、以上の実施の形態における説明では、永久磁石同期電動機を制御する電動機駆動用電力変換装置を対象として説明したが、他の種類の電動機を駆動制御する電動機駆動用電力変換装置に上述した制御手法を適用しても構わない。
【０１５２】
また、上記実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【０１５３】
さらに、本明細書では、電気車用の電動機駆動用電力変換装置への適用を中心とした説明としているが、適用分野はこれに限られるものではなく、その他の産業分野への応用が可能であることも言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１５４】
以上のように、本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置は、交流電動機における過電流や過大なトルク脈動の発生を抑止しつつ、電源２ｆ成分の打ち消し制御を可能とする発明として有用である。
【符号の説明】
【０１５５】
１  コンデンサ
２  第二の電力変換部（インバータ）
３，４，５  電流検出器
６  電動機
７  回転検出器
８  電圧検出器
１０  電流指令生成部
１１  ｄ軸基本電流指令生成部
１４  加算器
１５  ｑ軸電流指令生成部
２０  ｄ軸電流制御部
２１  ｑ軸非干渉演算部
２２  ｄ軸非干渉演算部
２３  ｑ軸電流制御部
３０  変調率演算部
４０  制御位相角演算部
５０  電圧指令／ＰＷＭ信号生成部
５５  電圧指令演算部
５７  非同期多パルスキャリア信号生成部
５８  同期３パルスキャリア生成部
５９  選択スイッチ
６０  パルスモード切替処理部
６１〜６３  比較器
６４〜６６  反転回路
６９  インバータ角周波数演算部
７０  掛算器
７１  脈動抑制信号演算部
７２  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
７３  加算器
７４  割算器
８０  電流指令調整部
８１  リミッタ
８２  増幅器
８４  引算器
８５  変調率指令生成部
９０  三相−ｄｑ軸座標変換部
９５  基準位相角演算部
１００  第二の制御部
１５０  電圧振幅指標演算部
２００  第一の制御部
２１０  直流電圧指令生成部
２１１  電圧制御部
２１２  電流制御部
２１３  ＰＷＭ信号生成部
２１４  電流検出器
２２０  第一の電力変換部（コンバータ）
２３０  交流電源
２４０  直流電圧指令テーブル
２５０  変調率指令テーブル
２５１  引算器
２５２  リミッタ
２５３  比例積分器
２５４  加算器
２８０  直流電圧制御部
３００  電動機駆動用電力変換装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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