(57)【要約】【課題】交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、半導体素子の導通損を低減することができるとともに、製造コストの増加を軽減することができる電力変換装置を得る。【解決手段】リアクトル１０２を介して単相交流電源１０１に接続された単相全波整流回路１０３と、単相全波整流回路１０３の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサ１０５，１０６と、単相全波整流回路１０３の各入力端子と２つのコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に各々接続された２つの双方向スイッチ１５，１６とを備え、単相全波整流回路１０１は、ワイドバンドギャップ半導体で形成された複数のダイオード１〜４によって構成する。【選択図】図１
2011078271.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルを介して交流電源に接続された全波整流回路と、前記全波整流回路の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、前記全波整流回路の各入力端子と前記２つのコンデンサ同士の接続点との間に各々接続された２つの双方向スイッチとを備えた電力変換装置であって、
前記全波整流回路は、ワイドバンドギャップ半導体で形成された複数のダイオードによって構成されたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
リアクトルを介して交流電源に接続された全波整流回路と、前記全波整流回路の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、前記全波整流回路の各入力端子と前記２つのコンデンサ同士の接続点との間に各々接続された２つの双方向スイッチとを備えた電力変換装置であって、
前記２つの双方向スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子によって構成されたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記２つの双方向スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子によって構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記双方向スイッチは、対称に直列接続された２つのＭＯＳＦＥＴによって構成され、前記２つのＭＯＳＦＥＴは、オン・オフのタイミングが同期するように制御されることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記双方向スイッチは、対称に直列接続された２つのＭＯＳＦＥＴによって構成され、前記交流電源から出力される交流電圧の極性に応じて前記２つのＭＯＳＦＥＴのうちのいずれか一方がオン状態を保持し、他方がオン・オフするように制御されることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置として、単相交流電源の各出力端子と４つのダイオードからなる整流回路とを、力率改善用の交流リアクトルを介して接続し、出力電圧を平滑化するための平滑用コンデンサを並列接続した単相ブリッジ整流回路がある。この回路は、回路構成が簡素であり、少ない素子数で構成できる等の利点がある。その反面、大型の交流リアクトルを必要とすること、交流側入力波形に高調波成分を含むこと等の課題がある。
【０００３】
一方、三相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置として、三相交流電源の各出力端子と６つのダイオードからなる三相ブリッジ整流回路の各入力端子とを、各相に設けた交流リアクトルを介して接続し、三相ブリッジ整流回路の出力端子間に一対の平滑用コンデンサを直列接続し、三相ブリッジ整流回路の各入力端子と平滑用コンデンサ同士の接続点との間に、各々双方向スイッチを接続した回路構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１では、三相について示されているが、単相の場合でも同様に構成することができると考えられる。このような構成の交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であれば、例えば、周知のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御で双方向スイッチを制御することによって、入力電流を正弦波に近づけ、電力変換装置の入力力率の改善および高調波成分の抑制が可能となる。さらに、交流リアクトルの小型化が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】国際公開公報ＷＯ０１／４７０９４（第１１−１３頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電力変換装置では、入力力率の改善および高調波成分の抑制には有効であるものの、双方向スイッチを追加する構成であるため、双方向スイッチに用いるスイッチング素子の導通損失のために効率が低下し、電力変換効率が高効率である電力変換装置が実現できないという問題があった。
【０００６】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、双方向スイッチを設けた場合でも、電力変換効率が高効率である電力変換装置を得るとともに、電力変換装置の製造コストの増加を軽減するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、リアクトルを介して交流電源に接続された全波整流回路と、全波整流回路の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、全波整流回路の各入力端子と２つのコンデンサ同士の接続点との間に各々接続された２つの双方向スイッチとを備えた電力変換装置であって、全波整流回路は、ワイドバンドギャップ半導体で形成された複数のダイオードによって構成されたものである。
【０００８】
また、この発明に係る電力変換装置は、リアクトルを介して交流電源に接続された全波整流回路と、全波整流回路の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、全波整流回路の各入力端子と２つのコンデンサ同士の接続点との間に各々接続された２つの双方向スイッチとを備えた電力変換装置であって、２つの双方向スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子によって構成されたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明は、全波整流回路のダイオードおよび双方向スイッチのスイッチング素子のうち少なくともいずれか一方をワイドバンドギャップ半導体で形成するようにしたので、半導体素子の導通損を低減することができ、電力変換効率が高効率である電力変換装置を得ることができるとともに、電力変換装置の製造コストの増加を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態３における電力変換装置の回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態４における電力変換装置の回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態４におけるＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングチャートの一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態４におけるＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングチャートの別の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置の回路構成図である。図１において、電力変換装置１００は、交流リアクトル１０２、全波整流回路である整流回路１０３、双方向スイッチ１５，１６、および一対（２つ）のコンデンサ１０５，１０６によって構成されている。交流リアクトル１０２は入力力率改善のために設けられ、一対のコンデンサ１０５，１０６は出力電圧を平滑化するために設けられている。
【００１２】
整流回路１０３は、交流リアクトル１０２を介して交流電源である単相交流電源１０１に接続されており、４つのダイオード１〜４によって構成されている。整流回路１０３の出力端子間に一対のコンデンサ１０５，１０６が直列接続されている。整流回路１０３の各入力端子とコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に、各々双方向スイッチ１５，１６が接続されている。双方向スイッチ１５，１６は図示しない制御回路によってオン・オフの制御がされている。双方向スイッチ１５，１６を用いてＰＷＭ制御をすることによって、単相交流電源１０１からの入力電流を正弦波に近づけることができ、電力変換装置１００の入力力率の改善および高調波成分の抑制が可能となる。このため、大型の交流リアクトル１０２を用いる必要がない。
【００１３】
本実施の形態では、ダイオード１〜４にワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオードを適用し、双方向スイッチ１５，１６にシリコン半導体によって形成されたスイッチング素子を適用する。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きい半導体である。例えば、３−５族半導体、特に窒化物半導体は大きなバンドギャップを有する。ワイドバンドギャップ半導体の具体例としては、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。また、シリコンのバンドギャップ１．１２ｅＶの２倍程度以上のバンドギャップを有する半導体でもよい。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオードを使用することによってダイオード１〜４の導通損を低減できる。また、逆回復電流の発生も抑制できるため、逆回復電流による損失も低減でき、電力変換装置の電力変換効率の向上を実現できる。さらに、ダイオード１〜４のみをワイドバンドギャップ半導体によって形成するので、電力変換装置の製造コストの増加を軽減することができる。
【００１４】
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオードは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、ダイオードの小型化が可能であり、これら小型化されたダイオードを用いることにより、ダイオードを組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。さらに、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
【００１５】
以上のように、整流回路１０３を構成するダイオード１〜４がワイドバンドギャップ半導体で形成されているので、ダイオード１〜４の導通損や逆回復電流による損失を低減することができ、電力変換効率が高効率である電力変換装置１００を得ることができるとともに、電力変換装置１００の製造コストの増加を軽減することができる。
【００１６】
実施の形態２．
図２は、この発明の実施の形態２における電力変換装置の構成図である。本実施の形態では、ダイオードに代わって双方向スイッチがワイドバンドギャップ半導体によって形成されている点が実施の形態１と異なる。図２において、電力変換装置１１０は、交流リアクトル１０２、整流回路１１３、双方向スイッチ５，６、および一対のコンデンサ１０５，１０６によって構成されている。整流回路１１３は、交流リアクトル１０２を介して単相交流電源１０１に接続されており、４つのダイオード１１〜１４によって構成されている。そして、整流回路１１３の各入力端子とコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に、各々双方向スイッチ５，６が接続されている。
【００１７】
本実施の形態では、双方向スイッチ５，６にワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子を適用し、ダイオード１１〜１４にシリコン半導体によって形成されたダイオードを適用する。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子を使用することによって双方向スイッチ５，６の導通損を低減できる。また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子はシリコン半導体によって形成されたスイッチング素子と比較して、高速スイッチング動作が可能であるため、双方向スイッチ５，６のスイッチング損失の低減や交流リアクトル１０２の小型化が可能となる。さらに、双方向スイッチ５，６のみをワイドバンドギャップ半導体によって形成することによって電力変換装置の製造コストの増加を軽減することができる。
【００１８】
以上のように、双方向スイッチ５，６がワイドバンドギャップ半導体で形成されているので、双方向スイッチ５，６の導通損を低減することができ、高速スイッチング動作が可能となるとともに、電力変換装置１１０の製造コストの増加を軽減することができる。
【００１９】
実施の形態３．
図３は、この発明の実施の形態３における電力変換装置の構成図である。本実施の形態では、双方向スイッチもワイドバンドギャップ半導体によって形成されている点が実施の形態１と異なる。図３において、電力変換装置１２０は、交流リアクトル１０２、整流回路１０３、双方向スイッチ５，６、および一対のコンデンサ１０５，１０６によって構成されている。整流回路１０３は、交流リアクトル１０２を介して単相交流電源１０１に接続されており、４つのダイオード１〜４によって構成されている。そして、整流回路１０３の各入力端子とコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に、各々双方向スイッチ５，６が接続されている。
【００２０】
本実施の形態では、ダイオード１〜４にワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオードを適用し、双方向スイッチ５，６にワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子を適用する。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオードおよびスイッチング素子を使用することによってダイオード１〜４および双方向スイッチ５，６の導通損を低減でき、電力変換装置１２０全体の導通損を低減できる。また、ダイオード１〜４における逆回復電流の発生も抑制できるため、逆回復電流による損失も低減でき、電力変換装置の電力変換効率の向上を実現できる。さらに、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子はシリコン半導体によって形成されたスイッチング素子と比較して、高速スイッチング動作が可能であるため、双方向スイッチ５，６のスイッチング損失の低減や交流リアクトル１０２の小型化が可能となる。
【００２１】
以上のように、ダイオード１〜４および双方向スイッチ５，６がワイドバンドギャップ半導体で形成されているので、ダイオード１〜４および双方向スイッチ５，６の導通損を低減することができる。
【００２２】
実施の形態４．
図４は、この発明の実施の形態４における電力変換装置の構成図である。図４において、電力変換装置２００は、交流リアクトル１０２、整流回路２０３、双方向スイッチ回路２０４、および一対のコンデンサ１０５，１０６によって構成されている。
【００２３】
整流回路２０３は、交流リアクトル１０２を介して単相交流電源１０１に接続されており、４つのダイオード２１〜２４によって構成されている。整流回路２０３の出力端子間に一対のコンデンサ１０５，１０６が直列接続されている。整流回路２０３の入力端子とコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に、双方向スイッチ回路２０４が接続されている。双方向スイッチ回路２０４は、後述するＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）７〜１０によって構成され、ＭＯＳＦＥＴ７〜１０は図示しない制御回路によってオン・オフの制御がされている。双方向スイッチ回路２０４を用いてＰＷＭ制御をすることによって、単相交流電源１０１からの入力電流を正弦波に近づけることができ、電力変換装置２００の入力力率の改善および高調波成分の抑制が可能となる。このため、大型の交流リアクトル１０２を用いる必要がない。
【００２４】
双方向スイッチ回路２０４は、２つの双方向スイッチによって構成されている。一方の双方向スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ７，８で構成され、交流リアクトル１０２を介して単相交流電源１０１に接続されている整流回路２０３の入力端子とコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に接続されている。他方の双方向スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ９，１０で構成され、単相交流電源１０１に直接接続されている整流回路２０３の入力端子とコンデンサ１０５，１０６同士の接続点との間に接続されている。各ＭＯＳＦＥＴ７〜１０は、各々寄生ダイオード７ｄ〜１０ｄを有している。また、ＭＯＳＦＥＴ７，８はソース端子同士が接続されるように対称に直列接続され、ＭＯＳＦＥＴ９，１０もソース端子同士が接続されるように対称に直列接続されている。なお、ＭＯＳＦＥＴ７，８、ＭＯＳＦＥＴ９，１０は、各々ドレイン端子同士が接続されるように直列接続されていてもよい。ＭＯＳＦＥＴ７，８を図示しない制御回路によって相補的にオン・オフすることによってＭＯＳＦＥＴ７，８は双方向スイッチとして動作する。同様に、ＭＯＳＦＥＴ９，１０も図示しない制御回路によって相補的にオン・オフすることによって双方向スイッチとして動作する。
【００２５】
本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴ７〜１０にワイドバンドギャップ半導体であるシリコンカーバイド製ＭＯＳＦＥＴを適用する。シリコンカーバイド製ＭＯＳＦＥＴは、従来のシリコン製ＭＯＳＦＥＴと比較して、低オン抵抗であり高速動作が可能である。その一方で、シリコンカーバイド製ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダイオードの順電圧効果がシリコン製ＭＯＳＦＥＴと比較して大きく、寄生ダイオードを還流ダイオードとして利用すると、双方向スイッチの寄生ダイオードの導通損が無視できなくなる。また、寄生ダイオードへの通電動作はシリコンカーバイド結晶の劣化を誘発し、シリコンカーバイド製ＭＯＳＦＥＴの素子破壊に至る可能性がある。なお、シリコンカーバイド製ＭＯＳＦＥＴの代わりに、窒化ガリウム系材料製やダイヤモンド製ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。また、４つのダイオード２１〜２４をシリコンカーバイド、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で形成してもよい。
【００２６】
そこで、本実施の形態では、同一レグであるＭＯＳＦＥＴ７，８のオン・オフのタイミングを同期させる。同様に、同一レグであるＭＯＳＦＥＴ９，１０のオン・オフのタイミングを同期させる。図５に、本実施の形態におけるＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングチャートの一例を示す。ＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングはＰＷＭ(パルス幅変調)法によって、入力電流を正弦波に近づけるように制御する。なお、このＰＷＭ波形は一例であり、このＰＷＭ波形に限定されるものではない。
【００２７】
同一レグのＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングを同期させることによって、ＭＯＳＦＥＴ内部の寄生ダイオードを経由せずに双方向スイッチの導通が可能になる。このため、双方向スイッチの寄生ダイオードの導通損の低減およびシリコンカーバイド製ＭＯＳＦＥＴの素子破壊を防止することができる。また、ＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングを高速で制御できるため、確実なスイッチングが可能となる。
【００２８】
また、単相交流電源１０１から出力される交流電圧の極性に応じて、一方のＭＯＳＦＥＴをオン状態に保持してもよい。図６に、本実施の形態におけるＭＯＳＦＥＴのオン・オフのタイミングチャートの別の一例を示す。単相交流電源１０１の極性が正の場合には、同一レグのＭＯＳＦＥＴ７，８のうちＰＷＭ制御を行うＭＯＳＦＥＴ７についてはオン・オフのスイッチングを行い、単に導通するためのＭＯＳＦＥＴ８についてはオン状態を保持する。そして、単相交流電源１０１の極性が負に反転した場合には、ＰＷＭ制御を行うＭＯＳＦＥＴ８についてはオン・オフのスイッチングを行い、単に導通するためのＭＯＳＦＥＴ７についてはオン状態を保持する。同様に、同一レグのＭＯＳＦＥＴ９，１０においても、単相交流電源１０１の極性が正の場合には、ＰＷＭ制御を行うＭＯＳＦＥＴ１０についてはオン・オフのスイッチングを行い、単に導通するためのＭＯＳＦＥＴ９についてはオン状態を保持する。そして、単相交流電源１０１の極性が負に反転した場合には、ＰＷＭ制御を行うＭＯＳＦＥＴ９についてはオン・オフのスイッチングを行い、単に導通するためのＭＯＳＦＥＴ１０についてはオン状態を保持する。このため、双方向スイッチの寄生ダイオードの導通損を低減することができると共に、少ないスイッチング回数での動作が可能となり、スイッチング損失を低減することができる。
【００２９】
以上のように、ワイドバンドギャップ半導体で形成される２つのＭＯＳＦＥＴ７，８（ＭＯＳＦＥＴ９，１０）を対称に直列接続させて双方向スイッチを構成し、２つのＭＯＳＦＥＴ７，８（ＭＯＳＦＥＴ９，１０）のオン・オフのタイミングを同期させることによって、双方向スイッチの寄生ダイオードの導通損を低減及び素子破壊を防止することができる。また、単相交流電源の極性に応じて、双方向スイッチを構成する一方のＭＯＳＦＥＴをオンすることによって、少ないスイッチング回数での動作が可能となり、スイッチング損失を低減することができ、ＭＯＳＦＥＴのゲートドライブ損失を低減することができる。
【００３０】
なお、実施の形態１〜４において、単相の電力変換装置の構成について説明したが、全波整流回路のダイオードおよび双方向スイッチのスイッチング素子のうち少なくともいずれか一方をワイドバンドギャップ半導体で形成する回路構成を３相などの多相の電力変換装置に適用してもよい。
【符号の説明】
【００３１】
１〜４，１１〜１４，２１〜２４  ダイオード、５，６，１５，１６  双方向スイッチ、７〜１０  ＭＯＳＦＥＴ、１００，１１０，１２０，２００  電力変換装置、１０１  単相交流電源、１０２  交流リアクトル、１０３，１１３，２０３  整流回路、１０５，１０６  コンデンサ、２０４  双方向スイッチ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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