(57)【要約】      （修正有）【課題】補聴器におけるホイッスリング検出のための、計算が効率的であり信頼性の高い方法を提供する。【解決手段】ホイッスリングの検出のための新たな方法は、（１）音響システムの入力信号の平均周波数を特定するステップと、（２）前記平均周波数の安定性を評価することによって、前記音響システムの前記入力信号にホイッスリングに関連するフィードバックが存在するか否かを特定するステップを備える。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響システムにおけるホイッスリングの検出方法であって、
前記音響システムの入力信号の平均周波数を特定するステップと、
少なくとも１つのサンプルの連続する（重なり合っていてもよい）ブロックで前記入力信号をサンプリングするステップと、
前記平均周波数の安定性を評価することによって、前記音響システムの前記入力信号にホイッスリングに関連するフィードバックが存在するか否かを特定するステップを備えており、
前記平均周波数はブロックに関して特定され、
前記平均周波数の安定性の評価が、２つの（好ましくは連続する）ブロックについての前記特定された平均周波数の差分を特定するステップと、前記特定された差分を第１しきい値と比較するステップを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記差分の関数を特定するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】
前記関数が絶対値関数を備えることを特徴とする請求項２の方法。
【請求項４】
前記関数が前記差分の絶対値が第２しきい値よりも小さい場合に０に等しいことを特徴とする請求項２または３の方法。
【請求項５】
前記関数が前記差分の絶対値が前記第２しきい値以上の場合に当該絶対値に等しいことを特徴とする請求項４の方法。
【請求項６】
複数のブロックに亘る前記差分の絶対値の平均値を特定するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１から５の何れか一項の方法。
【請求項７】
前記平均値を特定するステップが移動平均の特定を含む請求項６の方法。
【請求項８】
前記入力信号を周波数領域に変換するステップをさらに備える請求項１から７の何れか一項の方法。
【請求項９】
前記入力信号のパワーまたはエネルギー量を第３のしきい値と比較するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１から８の何れか一項の方法。
【請求項１０】
前記入力信号の前記平均周波数の特定が、前記入力信号のセントロイドを特定するステップを備える請求項１から９の何れか一項の方法。
【請求項１１】
前記音響システムが、補聴器、ヘッドセット、または電話システムから選択されたコミュニケーションシステムであることを特徴とする請求項１から１０の何れか一項の方法。
【請求項１２】
補聴器であって、
入力信号の提供のためのマイクロホンと、
信号処理ユニットと、
前記補聴器におけるホイッスリングを検出するように構成されているホイッスリング検出器ユニットと、
前記補聴器のユーザに提示される出力音声信号の提供のためのレシーバを備えており、
前記ホイッスリング検出器ユニットが、請求項１から１１の何れか一項の方法を実行するように構成されている補聴器。
【請求項１３】
フィードバックキャンセルフィルタをさらに備えており、
ホイッスリングの検出に応じて前記フィードバックキャンセルフィルタの少なくとも１つのパラメータを調整するように構成されていることを特徴とする請求項１２の補聴器。
【請求項１４】
ホイッスリングの検出に依存して前記補聴器の利得を調整するように構成されている増幅制御器をさらに備えることを特徴とする請求項１２または１３の補聴器。
【請求項１５】
前記増幅制御器の応答時間がホイッスリングの検出の有無に依存することを特徴とする請求項１４の補聴器。
【請求項１６】
前記応答時間が、アタックタイムとリリースタイムを備えており、
前記アタックタイムまたは前記リリースタイム、あるいは前記アタックタイムと前記リリースタイムの両方が、所定期間についてのホイッスリングの検出に応じて適応的に調整されることを特徴とする請求項１５の補聴器。
【請求項１７】
前記増幅制御器が利得修正値を連続的に特定し、何れの利得修正値もそれ以前の利得修正値の少なくとも１つに依存することを特徴とする請求項１４，１５または１６の補聴器。
【請求項１８】
所定期間において減衰のレベルが減衰の最大レベルに実質的に等しい場合に、前記増幅制御器が減衰をなくすように構成されていることを特徴とする請求項１２から１７の何れか一項の補聴器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して音響システム、具体的には補聴器におけるホイッスリングの検出のための新たな方法に関する。さらに、本発明はその方法を実施する補聴器に関する。
【背景技術】
【０００２】
補聴器においては、その補聴器のレシーバから発せられた音の何分の一かが漏れてマイクロホンへ戻ることがある。この補聴器のマイクロホンへ漏れて戻った音はマイクロホン信号に加えられて、再び増幅されるであろう。これによって、このプロセスは、補聴器の利得が高い場合には、自己永続的となり、ホイッスリングにつながるであろう。このホイッスリングの問題は、長年にわたって知られており、補聴器の標準的な文献では、一般的に、フィードバック、リンギング、ハウリングまたは発振などと呼ばれている。
【０００３】
通常は、ホイッスリングの発生は利得に依存しており、利得が高いほどホイッスリングは発生しやすくなる。したがって、殆どの補聴器において、ホイッスリングは実現可能な最大利得に制限を与える。
【０００４】
ホイッスリングの問題に対する従来の解決手法としては、ユーザがホイッスリングを経験すると、例えば、ボリュームコントロールを調整することにより、手動で利得を低減していた。しかしながら、ホイッスリングの問題に対しては、この解決手法では不十分である。なぜなら、ホイッスリングは補聴器のユーザを不快にさせ、ホイッスリングを経験することは、通常、苦痛であり、さらにそれを経験する人に直接害を及ぼすかもしれないからである。したがって、補聴器のユーザの聴力低下を補償するために必要とされるだけの利得を補聴器のユーザに提供し、かつホイッスリングが発生する前、あるいはホイッスリングが発生するまでに、自動的にホイッスリングを検出する方法を開発することは、非常に重要であった。
【０００５】
高い利得を達成し、かつホイッスリングを排除するために、幾つかの自動的なフィードバック抑制、およびホイッスリング検出の技術が従来用いられている。そのうちの一つが、米国特許第６，６５０，１２４号明細書に開示されている。
【０００６】
米国特許第６，６５０，１２４号明細書に開示された発明は、補聴器におけるホイッスリングを低減する方法に関しており、その方法は、信号成分の分散を計算しそれをしきい値と比較することによって、入力信号の周波数成分がホイッスリングしているか否かを評価するステップを備えている。従って、このホイッスリング検出方法は分散基準に基づいている。その周波数成分がホイッスリングに関連すると判断される場合、スイッチが特定の周波数を除去するノッチフィルタを有効化する。
【０００７】
しかしながら、この方法によるホイッスリング検出およびホイッスリング抑制には、幾つかの欠点がある。第一に、米国特許第６，６５０，１２４号明細書では、補聴器の入力信号のどの周波数成分について分散基準を用いた分析を行う必要があるか、その判断を行うための有効な手法が開示されていない（実際に、米国特許第６，６５０，１２４号明細書には、信号をどのように評価するのか記載がされておらず、明らかでない）。第二に、分散基準の適用には二乗演算を含んでいるが、この二乗演算は多大な処理能力と、非常に広いダイナミックレンジ（例えば、１６ビットの数の二乗は３２ビットの数になる）を必要とする、面倒な算術演算である。特に、現在の補聴器において利用可能な限られた処理能力を考慮に入れれば、なおさらである。第三に、提案されているノッチフィルタを用いたホイッスリング抑制の方法は融通が利かないものであり、ノッチフィルタは単に与えられた周波数または与えられた周波数の近傍の非常に狭い周波数範囲を除去するものであるから、ホイッスリング抑制のためのノッチフィルタの適用は音響の変化または信号の歪みにつながり、ユーザに聞こえたり気づかせたりして不快感を与えるであろう。さらに、ノッチフィルタの予め与えられた幅は、ある状況では広すぎるものとなり、ある状況では狭すぎるものとなり、ホイッスリングを誤検出した場合には、ノッチフィルタの適用は信号電力の知覚可能な損失につながるであろう。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００８】
従って、本発明は、補聴器におけるホイッスリング検出のための、計算が効率的であり信頼性の高い方法を提供することを目的とする。
【０００９】
さらに、本発明は、ホイッスリングの検出および除去に適した補聴器を提供することを目的とする。
【００１０】
さらに、本発明は、ホイッスリング検出器とフィードバックキャンセルフィルタを備えており、ホイッスリング検出器がフィードバックキャンセルフィルタに操作可能に接続された補聴器を提供することを目的とする。
【００１１】
本発明によれば、音響システムにおけるホイッスリング検出の方法によって、上記した目的および他の目的を果たすことができる。その方法は、前記音響システムの入力信号の平均周波数を特定するステップと、前記平均周波数の安定性を評価することによって、前記音響システムの前記入力信号にホイッスリングに関連するフィードバックが存在するか否かを特定するステップを備えている。
【００１２】
通常、ホイッスリングは実質的に純音であり、典型的には純粋な正弦波形である。従って、通常の環境下では、前記入力信号の信号パワーは全て前記入力信号の周辺に集中する。従って、入力信号の平均周波数はホイッスリングに関連する周波数の有力な候補である。しかしながら、そのような平均周波数が全てホイッスリングに関連している訳ではないので、候補となる周波数の安定性が特定される。なぜなら、もしそれが安定であれば、それはホイッスリングに関連する可能性が高いと結論付けられるからである。
【００１３】
好ましい実施形態では、上記の方法はさらに、少なくとも１つのサンプルの連続する（重なり合っていてもよい）ブロックで前記入力信号をサンプリングするステップを備えており、前記平均周波数がブロックに関して特定される。このようにするのは、信号処理をブロックに関して行うことで大きく処理の効率化を図ることができるからである。ブロックが重なり合わっていると、入力信号の特徴がより良く保存される。この利点は、重なり合いがないデジタル実装の事例として、高速フーリエ変換を用いて信号を周波数領域に変換するものを考えることで、おそらくより良く理解されるであろう。この場合、例えばスペクトル漏れ（spectral leakage）を排除するために窓関数が用いられるとすると、この窓関数の使用がブロックの境界における信号の減衰を招き、それゆえ信号の特徴の損失を招くことになるであろう。この特徴の損失は、ブロックを重なり合わせることによって、考慮に入れることができる。
【００１４】
本発明の一実施形態において、平均周波数の安定性の評価は、２つの（好ましくは連続する）ブロックについての前記特定された平均周波数の差分を特定するステップと、前記特定された差分を第１しきい値と比較するステップを備えている。これによって、平均周波数の安定性を特定する非常に容易な方法を実現することができる。
【００１５】
本発明の別の実施形態において、上記の方法は、（２つの（好ましくは連続する）ブロックについての前記特定された平均周波数の）前記差分の関数を特定するステップをさらに備えることが好ましい。これによって、安定性の基準をその関数により規定される任意の適切な手法で調整可能とすることができる。特に、関数は可能な限りシンプルであり、かつ機能するものを選択することが重要である。例えば、関数としては、低い音圧レベルを有する入力信号よりも高い音圧レベルを有する入力信号により重きを置くものが選択されるであろう。他の実施形態では、その関数はある周波数（例えば高い周波数）に対してその他の周波数よりもより重きを置くものであってもよい。
【００１６】
本発明の好ましい実施形態では、前記関数は絶対値関数を備えている。これは、異なる平均周波数をお互いにどれだけ区別することができるかのみに関心があるからである。平均周波数の安定性を特定するという目的のためには、それらのうちのどれが他のものよりも大きいかについては、関係がないからである。
【００１７】
一実施形態において、前記関数は、前記差分の絶対値が第２しきい値よりも小さい場合に０に等しい。これによって、平均周波数のわずかな変動を抑制または廃棄する、算術的に簡単な方法を実現することができる。
【００１８】
さらに、一実施形態においては、前記関数は、前記差分の絶対値が前記第２しきい値以上の場合に当該絶対値に等しい。これによって、平均周波数の大きな変動を強調する、算術的に簡単な方法を実現することができる。この手法における第２しきい値は、安定性の基準についての望ましい感度に応じて調整または選択される。なぜなら、大きな第２しきい値は、より感度の低い安定性の基準をもたらし、低い第２しきい値はより感度の良い安定性の基準に対応する。
【００１９】
例えば、固定小数点演算を用いる場合には、しきい値を実装する手法は、バイナリの「ＡＮＤ」操作を用いることで効率よく計算することができる。
【００２０】
一実施形態においては、上記の方法は、複数のブロックに亘る前記差分の絶対値の平均値を特定するステップをさらに備えている。本発明の好ましい実施形態において、前記平均値を特定するステップが移動平均の特定を含んでいる。良好な実施例では、９つのブロックの移動平均が用いられる。この移動平均の長さは実験に基づいて選択される。この移動平均の長さは、タイムリーに信号の変動に反応することができることとの間のトレードオフとなる。例えば、９つのブロックよりも短い移動平均は、入力信号の過渡的な変動に反応する結果を招き、より長い移動平均は非常に遅い反応を招くであろう。さらに、９つを超えるブロックの移動平均を用いることは、より多くのメモリの使用を必要とするであろう。従って、移動平均のブロック長さの選定は、本発明に係る方法の実装のためにどれだけ多くのメモリが利用可能であるかも考慮して選択されるであろう。
【００２１】
上記の方法は、前記入力信号を周波数領域に変換するステップをさらに備えることが好ましい。これによって、入力信号の簡単な周波数解析を実現することができる。周波数変換は好ましくはフーリエ変換であり、入力信号はサンプリングされた信号であって、すなわち本来的に離散的な数列であるから、フーリエ変換は好ましくは、例えば所定の長さＮの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）といった離散型フーリエ変換である。好ましくは基底２が用いられ、それによってＦＦＴは算術的にシンプルなバタフライと呼ばれる構造となる。しかしながら、任意の適切な基底および任意の適切な周波数変換が利用可能であることが理解されるであろう。シミュレーションでは、例えば長さＮ＝６４のＦＦＴが非常に良好に動作することが示されている。
【００２２】
本発明の別の好ましい実施形態では、上記の方法は、前記入力信号のパワーまたはエネルギー量を第３のしきい値と比較するステップをさらに備えている。これによって、ロバスト性の基準を実現することができる。なぜなら、安定な（すなわちホイッスリングを示している）周波数のパワーまたはエネルギー量が第３しきい値を下回る場合、ホイッスリングは聞き取ることができず、音響システムのユーザに不快感をもたらすおそれがないからである。しかしながら、低いレベルの信号がホイッスリングであることはほとんど無いが、依然として聞き取ることはできる。従って、本発明の別の実施形態では、上記のパワーレベルは実質的に聴覚損失が無い標準的な人間と比較して、聞き取ることが出来るレベルを超えるように設定されるであろう。あるいは、本発明の方法のユーザの具体的な聴覚損失に応じて選択される、聞き取ることが出来るレベルを超える値に設定されるであろう。
【００２３】
さらに、本発明の別の実施形態では、入力信号のパワーまたはエネルギー量が第３しきい値に満たない場合に、平均周波数の安定性を特定するステップが省略され、上記の方法またはホイッスリング検出アルゴリズムは、入力信号にホイッスリングが存在しないことを示す出力を与えることが検討されるであろう。これによって、平均周波数の安定性の計算に関連する処理能力が節約される。
【００２４】
入力信号の平均周波数は、任意の従来から知られた方法によって計算され、平均値は加重平均または非加重平均であることが想定される。加重平均を用いることの利点は、フーリエ変換の使用に対して容易に適用することができることにある。上記の方法の好ましい実施形態では、前記入力信号の前記周波数平均の特定が、前記入力信号のセントロイドを特定するステップを備えている。好ましくは、平均周波数は入力信号のセントロイドとして計算される。本発明の好ましい実施形態では、入力信号のセントロイドは、スペクトル密度関数の中心点である、入力信号のスペクトルセントロイドである。別の実施形態では、入力信号のセントロイドは、パワースペクトル密度関数またはエネルギースペクトル密度関数の中心点である。
【００２５】
上記の方法の好ましい実施形態では、入力信号のセントロイドは、振幅の大きさを重みとした入力信号の周波数の加重平均値として計算される。
【００２６】
セントロイドは、信号、例えばデジタル信号に対して、物質における重心と同様の役割を果たす。従って、セントロイドは、信号のパワーまたはエネルギー量の大部分が集中している周波数を推定するための、信頼性のある、（処理能力の面で）費用効率の高い優れた手法をもたらすであろう。通常、ホイッスリングは純粋な正弦波形の音信号であるから、ホイッスリング信号のパワーは１つの周波数に集中するであろう。従って、信号のセントロイドの計算は、安定性をさらに検証する有力な候補となる周波数を与えるであろう。
【００２７】
本発明の一実施形態において、音響システムは、例えば補聴器、ヘッドセットまたは電話システムから選択されるコミュニケーションシステムである。ここで電話システムは、電話、テレビ会議システムまたは単なる電話会議システムであってもよい。
【００２８】
本発明の目的は、さらに以下のような補聴器を実現することである。その補聴器は、入力信号の提供のためのマイクロホンと、信号処理ユニットと、前記補聴器におけるホイッスリングを検出するように構成されているホイッスリング検出器ユニットと、前記補聴器のユーザに提示される出力音声信号の提供のためのレシーバを備えている。ホイッスリング検出器ユニットは、上記した本発明の方法の各ステップを実行するように構成されている。これによって、補聴器にホイッスリングが存在する場合でも、効率よくかつ高い信頼性でそのホイッスリングを検出するように構成された補聴器を実現することができる。このような、上記した方法を実行するように構成されたホイッスリング検出器を備える補聴器は、特に開放的にフィットする、または大きな通気口を有する、小型の補聴器に適用可能である。なぜなら、このような種類の補聴器においては、フィードバック経路が短く、ある状況では、適応型のフィードバックキャンセルフィルタが、ホイッスリングを十分効果的に抑制することが出来ないからである。
【００２９】
しかしながら、本発明の補聴器は、カナル型（in-the-canal）、耳あな型（in-the-ear）、耳かけ型（behind-the-ear）またはほかの搭載型の補聴器であってもよいことが理解されるであろう。
【００３０】
好ましい実施形態では、上記の補聴器は、フィードバックキャンセルフィルタをさらに備えている。好ましくは、フィードバックキャンセルフィルタはホイッスリング検出器に操作可能に接続されている。これによって、ホイッスリングを検出し、そのホイッスリングを、フィードバックキャンセルフィルタを用いて抑制または消滅させることができる補聴器が実現される。さらに、フィードバックキャンセルフィルタから得られる情報によって、より速やかに反応するホイッスリング検出器が実現される。他方、ホイッスリング検出器とフィードバックキャンセルフィルタの間の操作可能な接続は、フィルタ係数の更新に用いることができ、これによってホイッスリングの速やかな抑制をすることができる。適応型のフィードバックキャンセルフィルタを用いる場合、ホイッスリング検出器からの情報を用いてフィルタ係数を更新することができ、これによって速やかな適応を実現することができる。一般的には、別の実施形態において、上記の補聴器は静的なフィードバックキャンセルフィルタを備えている。フィードバックキャンセルフィルタはデジタルフィードバックキャンセルフィルタであってもよい。また、フィードバックキャンセルフィルタは、フィードバック経路の中に、あるいは補聴器の前段の信号経路に配置することができる。
【００３１】
本発明の一実施形態において、ホイッスリング検出器とフィードバックキャンセルフィルタの間の通信は、双方向通信であってもよい。ここで、ホイッスリング検出器からの情報はフィードバックキャンセルフィルタの内部で用いられ、フィードバックキャンセルフィルタからの情報はホイッスリング検出器の内部で用いられる。
【００３２】
本発明の別の実施形態において、ホイッスリング検出器とフィードバックキャンセルフィルタの間の通信は、ホイッスリング検出器からフィードバックキャンセルフィルタへの一方向通信であってもよいし、フィードバックキャンセルフィルタからホイッスリング検出器への一方向通信であってもよい。
【００３３】
上記の補聴器は、ホイッスリングの検出に応じて前記フィードバックキャンセルフィルタの少なくとも１つのパラメータを調整するように構成されていると有益である。これによって、ホイッスリングの検出に応じてフィルタが適応するので、補聴器のフィードバックキャンセルを改善することができる。この実施形態の更なる利点は、フィードバックフィルタが防ぎ損ねたホイッスリング音を捕捉可能な補聴器を提供することである。本実施形態のさらなる利点は、例えばフルートの演奏会のように、ホイッスリングが外部の音源から来るものである場合に、ホイッスリング検出に反応してしまうことを防ぐ手段を提供することである。
【００３４】
本発明の好ましい実施形態では、上記の補聴器は、ホイッスリングの検出に応じて前記補聴器の利得を調整するように構成されている増幅制御器をさらに備えている。ホイッスリングの可能性は、補聴器における増幅、すなわち利得に大きく依存しているから、これによって増幅制御器がホイッスリングの検出に応じて補聴器の利得を低減するように構成された補聴器を実現することができる。増幅制御器は好ましくは信号処理ユニットまたはホイッスリング検出器に操作可能に接続されたＡＧＣ（自動利得制御）ユニットである。あるいは、増幅制御器は信号処理ユニットおよびホイッスリング検出器の両方に操作可能に接続されている。これによって、ホイッスリング検出に応じて利得の低減を自動的に制御することが出来る。
【００３５】
別の利点としては、フィードバックキャンセルフィルタが補聴器におけるホイッスリングのキャンセルまたは抑制をし損ねた場合に、ホイッスリング検出と増幅制御、例えばＡＧＣユニットの協働は、緊急遮断として機能することできる。
【００３６】
補聴器にホイッスリングが存在する場合、ホイッスリング音に不必要に曝されることを防ぐために、利得は比較的速やかに低減されなければならないが、その後は頻繁で不快な利得の変動を防ぐために、利得はゆっくりと増大させなければならない。従って、好ましい実施形態において、増幅制御器の応答時間は、ホイッスリングが検出されたか否かによって決定される。これらの応答時間は一定であってもよい。これらの応答時間から、実際の利得の変動が計算される。一実施形態において、この利得変動は、ユーザの聴力障害を補償するために使用される利得の計算に応じてＡＧＣユニットが特定する利得係数から差し引かれる。
【００３７】
本発明の一実施形態において、前記応答時間は、アタックタイムとリリースタイムを備えている。前記アタックタイムまたは前記リリースタイムは、所定期間についてのホイッスリングの検出に応じて適応的に調整される。好ましくは、前記アタックタイムまたは前記リリースタイムは、所定期間について実質的に一定のレベルのホイッスリングの検出に応じて適応的に調整される。別の実施形態において、前記アタックタイムと前記リリースタイムの両方が、所定期間についてのホイッスリングの検出、好ましくは実質的に一定のレベルのホイッスリングの検出に応じて適応的に調整される。ここで、ホイッスリングのレベルが、どの利得レベルでホイッスリングが発生し得るかを意味していることが理解されるであろう。この実施形態は、実質的に一定のレベルのホイッスリングが検出されるような状況において、特に有益である。このような状況としては、例えば本発明の補聴器のユーザが壁に近接して立っている場合がある。このような状況で、一定のアタックタイムまたはリリースタイムが用いられる場合には、代わりに増幅制御器が補聴器の利得を減衰または増幅させるであろう。これはユーザに不快感を与えるおそれがあり、さらにユーザによる言語の認識を悪化させることになるであろう。従って、所定の期間に亘って実質的に一定のレベルのホイッスリングが検出された場合には、例えばリリースタイムを所定値（この値は定数でもよいし変数でもよい）だけ増加させる。本発明の一実施形態において、このようなリリースタイムの増加は、ホイッスリングのレベルが実質的に一定である間は、繰り返し行われてもよい。しかしながら、本発明の好ましい実施形態においては、リリースタイムの適応は所定の回数の繰り返し（この所定の回数は、０または１であってもよいが、好ましくは２より大きく３０より小さい数である）の後に終了し、補聴器の利得はホイッスリングが検出されたレベルよりも低い所定のレベルに調整されるであろう。利得は、例えばこの一定のレベルが所定の期間、例えば１分間に亘って維持され、その後にリリースされるように調整することができる。この所定期間は、一定であってもよいし、実質的に一定のレベルのホイッスリングに応じて変更してもよいし（例えばホイッスリングのレベルについての所定の関数としてもよい）、あるいは実質的に一定のレベルのホイッスリングが検出された時間の長さに応じて変更してもよいし、適応を行っている間にホイッスリングの発生のレベルが増加しているか減少しているかに応じて変更してもよい。同様にして、アタックタイムも適応がなされる。
【００３８】
本発明の補聴器の有益な実施形態では、前記増幅制御器が利得修正値を連続的に特定し、何れの利得修正値もそれ以前の利得修正値の少なくとも１つに依存している。好ましくは、任意の時刻での利得修正値は、再帰的にそれ以前の値に応じて決定される。これによって、利得の変化率がなだらかになり、散発的なホイッスリングの発生ではごくわずかな減衰となるものの、幾つかの連続するブロックで肯定的なホイッスリング検出がされた後は利得修正値が著しく大きくなることになる。これによって、ホイッスリング検出が長く連続して起こった場合に、利得は十分に増加するまでに長い時間を必要とするレベルまで低減される。
【００３９】
所定の状況では、本発明の補聴器のユーザにとってアラームや警報が重要となる。このような状況は、道路を行き来している場合や船に乗っている場合などであって、これらの状況ではユーザが警報を聞き取れることが極めて重要である。多くの場合、このような警報はある種のハウリング音である。警報は所定の期間に亘って実質的に一定であるか、所定の長さの周期的な破裂音であろう。増幅制御器はこのような状況では、利得を最大の減衰レベルまで減衰させる。従って、本発明の有益な実施形態は、所定期間において減衰のレベルが減衰の最大レベルに実質的に等しい場合に、減衰をなくすように構成された増幅制御器を備えている。この事は、所定期間に亘って減衰が最大限であり続けた場合に、利得が開放されることを意味している。本発明の一実施形態では、この利得の開放はホイッスリングが検出された所定の周波数範囲のみについて適用される。好ましくは、第２の所定期間についてのみ、利得を開放してより高いレベルまで増大する。
【００４０】
以下では、本発明の好ましい実施形態が図面を参照してより詳細に説明される。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明に係る補聴器の簡略化されたブロック線図を示す。
【図２】ホイッスリング検出器の入力信号のブロックのサンプルの循環を説明するブロック図である。
【図３】本発明に係る別の補聴器の簡略化されたブロック線図を示す。
【図４】本発明の一実施形態に係るホイッスリング検出方法を説明する簡略化されたブロック線図である。
【図５】本発明の別の実施形態に係るホイッスリング検出方法を説明する簡略化されたブロック線図である。
【図６】図４または図５に示すアルゴリズムを含むホイッスリング検出ブロックと、ローパスフィルタと、利得関数を模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
以下では、本発明の例示的な実施形態を示す添付の図面を参照しながら、本発明をより詳細に説明する。しかしながら、本発明は異なる形態で具体化されてもよく、ここに示す実施形態に限定されるものと解釈されてはならない。むしろ、これらの実施形態は、本開示を完璧で完全なものとし、且つ本発明の範囲を当業者に完全に伝えるために提供される。全体と通して、同様の構成要素には同様の参照符号を付す。従って、各図の説明に関して、同様の構成要素は詳細には説明しない。
【００４３】
図１は、本発明に係る補聴器２の簡略化されたブロック線図を示す。補聴器２は、入力信号ｓを提供するマイクロホン４と、信号処理ユニット６と、補聴器２におけるホイッスリングを検出するように構成されたホイッスリング検出器８と、補聴器２のユーザに提示される出力音声信号ｘoutputを提供するレシーバ１０を備えている。信号ｘは補聴器２のマイクロホン４に到達する音声を示している。レシーバ１０に送り込まれた処理済みの信号の一部は、伝達関数Ｈ（ｚ）で規定されるフィードバック経路に沿ってマイクロホン４に戻り、新たな入力ｘに加算されるフィードバック信号ｙとなる。加算した結果が信号ｓである。好ましくは、ホイッスリング検出器８は信号処理ユニット６に一体化されている。
【００４４】
補聴器２は好ましくはデジタル補聴器であり、入力信号ｓのデジタル化は、例えばマイクロホン４より後の信号経路に挿入されたＡ／Ｄ変換器（図示しない）、またはマイクロホン４に一体化されているＡ／Ｄ変換器によって提供することができる。ここで、マイクロホンという言葉は、ある種のトランスデューサ、すなわちある種類のエネルギーを別の種類のエネルギーに変換可能なユニットというように、広い意味に理解されるべきである。この場合、トランスデューサ／マイクロホン４は音波に含まれるエネルギー量を電気信号（それ自体が本来的にエネルギーを搬送する）に変換する。
【００４５】
このようなデジタル式の補聴器２では、信号処理ユニット６の入力は信号ｓの所定数のサンプルであって、ここではＢ個のサンプルとする。信号ｓは信号処理ユニット６の内部で一度にＢ個のサンプルのブロックで処理される。
【００４６】
図１に示す利得関数ＧWDについては、図６の記載において詳細に説明する。
【００４７】
図２に示されるブロック図は、ホイッスリング検出器８に対する入力信号ｓのブロックのサンプルの循環を示している。ホイッスリング検出器８への入力は、入力信号ｓのＮ個のサンプルのブロックであり、ここでＮ＞Ｂである。この長い信号ブロックは、（Ｎ−Ｂ）の大きさのブロックに、ｓのブロックのＢ個のサンプルを付け加えることで形成される。ここで、最初のＢ個のサンプルは取り除かれて、その後に（Ｎ−Ｂ）個の大きさのブロックに新たなＢ個のサンプルが付け加えられる。これにより、図２に示すように、先入れ先出し（First In First Out）方式に対応する循環型のデータ・フローが生成される。入力ブロックはＮポイント高速フーリエ変換によって、周波数領域に変換される。
【００４８】
図３は、さらにフィードバック抑制フィルタ１２を備える、本発明に係る補聴器２の代替実施形態を示している。フィードバック抑制フィルタ１２は、好ましくは両矢印１６で示されているように、ホイッスリング検出器８に操作可能に接続された適応型デジタル・フィードバック抑制フィルタである。フィードバック抑制フィルタ１２は、加算器１４において入力信号ｓから差し引かれる信号ｆを生成し、それによってフィードバック、すなわちホイッスリングが排除される。フィードバック抑制フィルタ１２が適切に動作してフィードバックを抑制することができる理想的な状況下では、理想的には加算器１４より後方において信号にホイッスリングは存在しない。しかしながら、フィードバック抑制フィルタ１２が機能せず、ホイッスリングが発生した場合、ホイッスリング検出器８がなすべき事は、このホイッスリングを捕捉してそれに対する反応を初期化することである。さらに、フィードバック抑制フィルタ１２がホイッスリングを抑制するのに十分な速さで反応できない場合は、そのホイッスリングはホイッスリング検出器８によって捕捉される。さらに、矢印１６で示すように、ホイッスリング検出器８によるホイッスリングに対する反応は、より速くそのホイッスリングに適応できるように、フィードバック抑制フィルタ１２を更新するために用いられる。さらに、フィードバック抑制フィルタ１２がホイッスリングに反応する場合、そのホイッスリングに対してより速く反応できるように、この情報はホイッスリング検出器８によって用いられる。
【００４９】
一実施形態において、矢印１６は、フィードバック抑制フィルタ１２からホイッスリング検出器８への一方向の矢印であってもよいし、ホイッスリング検出器８からフィードバック抑制フィルタ１２への一方向の矢印であってもよい。
【００５０】
図４は本発明の一実施形態に係るホイッスリング検出方法を示す簡略化されたブロック線図である。その実施形態は、入力信号の平均周波数を特定するステップ１８と、その平均周波数の安定性を特定するステップ２０を備えている。その方法の出力は、その入力信号においてホイッスリングが存在しないことを示す「０」か、またはその入力信号においてホイッスリングが存在することを示す「１」の何れかである。
【００５１】
図５はホイッスリング検出アルゴリズムの一実施形態を図示するブロック線図を示す。ホイッスリング検出アルゴリズムの入力は、図２に示す先入れ先出し方式によって、２４個の新たなサンプルを６４個のサンプルの入力バッファに付け加えて、２４個の古いサンプルを廃棄することによってサンプリングされた信号である。このサンプリングはブロック２２によって示される。次のステップ２４では、このサンプリングされた入力信号が、６４ポイントの窓関数を使用した高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって、周波数領域に変換される。
【００５２】
【数１】
2011147127.tif 000003
【００５３】
ここでｗkは窓関数であり、ｘkはサンプリングされた入力信号である。高速フーリエ変換は、スペクトル漏れ（spectral leakage）を考慮するために窓関数が用いられている。使用される窓関数としては、例えばハミング窓やハニング窓であってもよい。次に、ステップ２６に示すように、サンプリングされた信号のパワーを算出する。
【００５４】
【数２】
2011147127.tif 000004
【００５５】
好ましくは、振幅スペクトルのみが用いられる。従って、全ての位相情報が廃棄される。これによって、計算上の問題が軽減される。そして、ステップ２８でサンプリングされた信号の平均周波数が計算される。本発明に係る方法の実施形態においては、平均周波数は、サンプリングされた信号のパワースペクトルのセントロイドを計算することによって特定される。
【００５６】
【数３】
2011147127.tif 000005
【００５７】
ここでＰkはビン番号ｋにおけるパワー振幅値であり、Ｆkはそのビンの中心周波数であり、Ｐbはｂ番目のブロックにおける合計信号パワーである。積算はｋについてｋ＝１から３１まで実施され、高速フーリエ変換の対称性から、ＤＣ成分とナイキスト周波数成分は無視される（この例では、インデックス０はＤＣビンに対応しており、上行するビンは正の周波数方向において増加していく）。
【００５８】
上述したパワースペクトルのセントロイドは、平均周波数を計算する最もシンプルで直接的な方法である。この方法により計算された平均値は、算術平均とも呼ばれる。本発明において適用することができる平均周波数を計算する別の方法は、調和平均、幾何平均、二乗平均、最大値、および／またはそれらの組み合わせの計算を含む。二乗平均は、二乗平均平方根（Root Mean Square）としても知られており、特にエレクトロニクスで用いられ、数の組が正の数と負の数を含む場合に有益であって、本実施形態でも用いることができる。調和平均は通常は変化率や比率の組の平均を計算する場合に有益であって、本実施形態では周波数平均を計算するために用いることができる。さらに、幾何平均は倍数や対数で判断する場合に用いることができ、本発明においても有用である。これらの平均は、ホイッスリング音が存在するか否かについての指標を提供する。別の存在する周波数に比べてホイッスリング音が提供するピークが大きいほど、計算された平均値はホイッスリング音の周波数に近いであろう。最大値を用いる場合、振幅が最大となる周波数のみが提供される。この周波数がホイッスリング音の周波数の場合、正確なホイッスリング音の周波数が提供される。しかしそうでない場合には、平均値を計算する別の方法の方が好ましいであろう。従って、通常は、この方法は別の方法と組み合わせられるであろう。本発明の方法は、さらにステップ３０を備える。ステップ３０では、９つの連続したブロック（この例では入力バッファサイズとして９が選択されている）についての特定されたセントロイドの差分関数を特定する。数学的には、これは以下の数の計算によって表現される。
【００５９】
【数４】
2011147127.tif 000006
【００６０】
好ましくは、関数ｆは、２つの連続するセントロイドの値の間の差分の絶対値が第２のしきい値δより小さい場合にゼロに等しくなり、２つの連続するセントロイドの値の間の差分の絶対値が第２のしきい値δ以上の場合にはその絶対値に等しくなるように選択される。従って、数学的には関数ｆは次式で定義される。
【００６１】
【数５】
2011147127.tif 000007
【００６２】
これによって、δよりも小さなセントロイドの変動を廃棄し、δ以上の変動は数ｓbに寄与することが実現される。絶対値関数を用いる理由は、δを超える全ての変動が数ｓbに寄与することが重要だからである。我々はいわば、どのセントロイド値が他のものよりも大きいのかに関心があるのではなく、それらが相互にどの程度の影響を受けているのかについてのみ関心があるのである。一実施形態において、δは０．０００１から０．０１までの間隔で適切な値に選択される。好ましい実施形態においては、δは０．００１から０．０１の間の適切な値、例えば０．００１、０．００３、０．００４、０．００５、０．００６、０．００７、０．００８または０．００９に選択される
【００６３】
そして、ステップ３２で数ｓbを第１のしきい値ｓthresholdと比較することで、セントロイドの安定性がチェックされる。より具体的には、以下の不等式が真であるか偽であるかがチェックされる。
【００６４】
【数６】
2011147127.tif 000008
【００６５】
上記の不等式が真である場合は、ブロック３２からの出力Ｔによって示すように、入力信号のセントロイドは安定であり、従って入力信号にホイッスリングに関するフィードバックが存在していることを示している。この場合、この方法またはアルゴリズムはホイッスリングが検出されたことを示すバイナリ出力「１」を与えるであろう（ブロック３４参照）。他方、上記の不等式が偽であることが分かった場合には、ブロック３２からの出力Ｆによって示すように、セントロイドは不安定であり、入力信号にホイッスリングに関するフィードバックが存在しないことを示している。この場合、この方法またはアルゴリズムはホイッスリングが検出されなかったことを示すバイナリ出力「０」を与えるであろう（ブロック３６参照）。一実施形態において、ｓthresholdは０．０００１と０．０１の間、好ましくは０．００１から０．０１の間の適切な値、例えば０．００２、０．００３、０．００４、０．００５、０．００６、０．００７、０．００８または０．００９に選択される
【００６６】
δとｓthresholdの選択された値は、本発明の方法がどのように実装されるかによって決まることが理解されるであろう。
【００６７】
さらに、本発明の実施形態は付加的にステップ３８を備えていてもよい。ステップ３８は入力信号のパワーが第３のしきい値Ｐthresholdを超えるか否かをチェックする。数学的には、これは以下の数式が真であるか否かによって表現される。
【００６８】
【数７】
2011147127.tif 000009
【００６９】
ホイッスリングに関するフィードバックは通常は高いパワーに関連しており、さらにホイッスリングに関するフィードバックは、そのホイッスリングのパワーが高い場合にのみユーザにとって問題となる。従って、ブロック３８の出力Ｔによって示されるように、上記の不等式が真であるか、あるいはブロック３８の出力Ｆで示されるように、上記の不等式が偽であるかをチェックすることによって、多くの場合に適切なものとなる、ホイッスリングを除外するシンプルな基準を実現することができる。これは、上記の不等式が偽である場合には、信号の合計パワーがしきい値Ｐthresholdを下回っており、信号がホイッスリングをし得ない（あるいは、少なくともホイッスリングをしていない可能性が高い）ことを示しているからである。従って、ブロック３８の出力がＦの場合、ブロック３６に示すように、アルゴリズムは入力信号においてホイッスリングが検出されないことを示すバイナリ出力「０」を与えるであろう。他方、上記の不等式が真である場合、すなわちブロック３８の出力がＴの場合には、入力信号にホイッスリングに関するフィードバックが存在しているであろう。そして、後に続く上記したステップ３０および３２において、この場合分けが判断される。上記の数式では、インデックスとして（ｂ−４）が用いられている。これは、本発明の実施形態ではステップ３８においてパワーのチェックをする際に、群遅延を考慮する必要があるからである。従って、パワーについてインデックス（ｂ−４）を用いているのは意図的であって、本発明に係る方法の実施形態によって処理される異なる信号の位相合わせを保証するために実行される。ここで４という数は９個のブロックがパワーのインデックス（ｂ−（Ｎ−１）／２）をもたらすことに関連しており、このＮはこの実施形態では９である。従って、ステップ３８でのパワーのチェックにおいて偽の出力Ｆが生成される場合には、上記の方法のステップ３０および３２に関連する信号処理は全て省略される。これによって、信号処理能力が節約され、その結果としてバッテリ負荷も同様に軽減される。このことは、例えば非常にわずかな処理能力と低電力のバッテリのみが利用可能な補聴器において決定的に重要である。一実施形態では、Ｐthresholdは４０ｄＢと９０ｄＢの間で選択されており、別の実施形態では５０ｄＢと７５ｄＢの間で選択されており、好ましい実施形態では５０ｄＢと７０ｄＢの間、例えば５５ｄＢ、６０ｄＢまたは６５ｄＢに選択されている。本実施形態における科学的な調査、例えばコンピュータシミュレーションは、Ｐthresholdが５５ｄＢと６５ｄＢの間で選択されている場合に良好な結果を示している。
【００７０】
さらに、ホイッスリングに関するフィードバックは、おそらく特定の周波数範囲において、通常は高い周波数で発生しているから、本実施形態における上記の方法は付加的にステップ４０を備えていても良い。ステップ４０はホイッスリングが発生しそうな周波数領域内にセントロイドが存在しているか否かをチェックする。数学的には、この事は以下の数学的命題が真であるか否かで表現される。
【００７１】
【数８】
2011147127.tif 000010
【００７２】
ここでもインデックス（ｂ−４）は群遅延を考慮するために用いられている。従って上記の命題が偽の場合、ブロック４０出力Ｆによって示されるように、入力信号のセントロイドがωminより小さいか、あるいはωmaxより大きく、ホイッスリングに関するフィードバックがおそらく発生しない周波数範囲内にセントロイドが存在することを意味しており、方法またはアルゴリズムの出力は、入力信号にホイッスリングに関するフィードバックが存在しないことを示すバイナリ「０」となるであろう。他方、入力信号のセントロイドがωminより大きくωmaxより小さい場合には、ブロック４０の出力Ｔによって示すように、セントロイドはホイッスリングが発生し得る周波数範囲内に存在することを示している。この場合には、セントロイドの安定性はステップ３０および３２において、おそらくはその前に入力信号のパワーがしきい値と比較される付加的なステップ３８がなされてから、特定されるべきである。上記の方法の一実施形態において、ωminの値は１ｋＨｚに等しく、別の実施形態においては２ｋＨｚであるが、一般的にはこれらの間の任意の数値が選択され得る。本発明の好ましい実施形態では、ωmaxの値は４ｋＨｚから８ｋＨｚの間、好ましくは４．５ｋＨｚから７．５ｋＨｚの間、さらに好ましくは４．５ｋＨｚから７ｋＨｚの間の任意の適切な値、例えば５ｋＨｚ、５．５ｋＨｚ、６ｋＨｚまたは６．５ｋＨｚが選択されるであろう。あるいは、ωmaxは８ｋＨｚを超える値、例えば９ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１１ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、１３ｋＨｚ、１４ｋＨｚ、１５ｋＨｚ、１６ｋＨｚ、１７ｋＨｚ、１８ｋＨｚ、１９ｋＨｚまたは２０ｋＨｚに選択されるであろう。
【００７３】
本質的に、ホイッスリング検出方法の実施形態は、特徴抽出部分４１と特定部分４３の２つの部分を備えている。この実施形態において、特徴抽出部分４１は入力信号のセントロイドを特定するステップ２２、２４、２６および２８を備えている。本実施形態においてセントロイドは周波数領域において特定されているが、代替実施形態ではセントロイドは時間領域において特定することもできることが理解されるであろう。本実施形態では、特定部分４３はステップ３０、３２，３８および４０を備えている。代替実施形態では特定部分４３はステップ３０および３２のみを備えており、別の代替実施形態では特定部分４３はステップ３０および３２と、ステップ３８および４０のうちの一方を備えていることもできる。
【００７４】
図６は、例えば図４または図５を参照しながら説明したホイッスリング検出アルゴリズムを実行するように構成されたホイッスリング検出器８の概略を示している。まず、本発明に係るホイッスリング検出アルゴリズムは、ホイッスリングが検出されたか否かに応じてバイナリ値「０」または「１」（図６において０／１で示されている）を出力する。
【００７５】
この値は、本発明の一実施形態において、信号処理ユニット６によって独自に特定されたものからの最終的な利得の差を特定する。ホイッスリング検出アルゴリズムの２つの例については既に説明したので、それに続く利得の計算の例について以下に説明する。
【００７６】
ホイッスリング検出器８の最終的な出力は、ホイッスリングが検出されなかったことを示す「０」か、ホイッスリングが検出されたことを示す「１」の何れかである。本発明の一実施形態において、後者の場合に取られる動作は、安定した利得に戻してホイッスリングを除去するために、利得を低減することである。ホイッスリング音に不必要に曝されることを避けるために、利得は比較的速やかに低減させる必要があるが、その後は急激で不快感を与える利得の変動を避けるために、ゆっくりと増加させる必要がある。従って、ホイッスリング検出アルゴリズムの出力には、続いてアタックタイムとリリースタイムの２つの時定数で定義されるローパスフィルタ４２がかけられる。時定数の選択は、本発明の方法に係るホイッスリング検出アルゴリズムの出力に応じて決まり、例えば「１」に対してはアタックタイムとなり、「０」に対してはリリースタイムとなる。
【００７７】
利得のレベルがホイッスリング検出器８の出力の一次関数のように急激に変化することは望ましくないので、上述の時定数をどのように用いて、ホイッスリング検出器８の出力ｘWDよりも広い範囲の値を扱うことができる新たな値を規定するか、以下の数式によって示す。
【００７８】
【数９】
2011147127.tif 000011
【００７９】
ここで利得修正値ｂWDiは信号サンプルの前回のブロックのフィルタ出力を用いて再帰的に更新される。
【００８０】
実際の利得低減は特定の間隔、例えば［−１２；０］の範囲内で計算され、（ホイッスリングが検出された場合は）ｄＢ単位の利得がこの間隔の範囲内に存在する値だけ低減される。この事は、次の数式で表現される。
【００８１】
【数１０】
2011147127.tif 000012
【００８２】
この利得の変化は図６のユニット４４によって図示されている。この利得の変化は、最小の利得低減は０ｄＢであり、最大の利得低減は−１２ｄＢとなるように、ユーザの聴覚障害を補償するための利得を特定する信号処理ユニット６によって特定されたｄＢ単位の利得係数から差し引かれる。最大の利得低減である−１２ｄＢは、多様な最大の利得低減値のうちの一つに過ぎない。最大の利得低減値は、例えば−２０ｄＢ、−６ｄＢ、または両者の間の任意の適切な値であってもよい。本発明の一実施形態では、最大の利得低減は、ユーザの聴力損失を補償するために補聴器においてどのようなプログラムが用いられているかに応じて選択される。ある場合には、最大の利得低減値は、ユーザの聴覚損失の類型およびその聴覚損失の程度に応じて選択される。
【００８３】
上記の数式で用いられている選択された時定数αは、好ましくはホイッスリングが検出されたか否かに応じて選択される。本発明の方法の一実施形態では、時定数αは以下で特定される。
【００８４】
【数１１】
2011147127.tif 000013
【００８５】
ここで、αwdaとαwdrは、それぞれ利得低減のアタックタイムおよびリリースタイムである。添字ｗｄは、これらの時定数がホイッスリング検出モジュールに関係していることを示しており、他の時定数との混同を避けている。アタックタイムの適切な値は０．０１から０．１の間の値であるが、好ましくは０．０２から０．０８の間の値であろう。本発明の好ましい実施形態では、リリースタイムはアタックタイムよりも小さな値である。リリースタイムの適切な値は０．００００１から０．００１の間の値であり、好ましくは０．０００１から０．０００９の間の値である。ここでの説明は現実的なものであるが、アタックタイムまたはリリースタイムとして上記した範囲の外に存在する値を取る状況も存在するであろう。
【００８６】
上記した直前の３つの数式で表現される３つのステップは、利得修正値ｂWDiがホイッスリング検出器の出力と、最大の利得変動係数に依存するだけでなく、ローパスフィルタのそれ以前の値（ｂWD）にも再帰的に依存することを明らかにしている。この事は利得の変化率をある程度平滑化しており、散発的なホイッスリングの発生ではわずかな減衰のみがもたらされるものの、幾つかの連続するブロックが肯定的な検出をもたらした後では、利得修正値が著しく大きくなることを意味している。この事は同様に、ホイッスリングの検出が長時間続く場合に、利得が再び著しく大きくなるまでに長い時間を必要とするレベルまで低減されることを保証している。
【００８７】
利得低減に用いられる時定数は以前の値に依存するローパスフィルタ４２に適用される。ローパスフィルタリングは、緩やかに利得を低減させる場合は小さな値でも許容されるものの、速やかに利得を低減させるには大きな値が必要とされるように、行われる。
【００８８】
あるいは、例えば図６に示すデジタル信号処理ユニット６の代わりに補聴器２の内部の利得を特定する自動利得制御（ＡＧＣ）ユニットのような、増幅制御ユニットであってもよい。その結果は同様であって、すなわち、最小の利得低減は０ｄＢであり、最大の利得低減は例えば−１２ｄＢである。増幅制御ユニットは、信号処理ユニット６に操作可能に接続することができる。
【００８９】
本発明の別の実施形態では、ホイッスリング検出器８、ローパスフィルタ４２および利得変更ユニット４４は、補聴器２の信号処理ユニット６の内部に組み込まれている。これによって、ホイッスリング検出および対応する利得低減は、補聴器２における信号処理の一部として統合される。
【００９０】
ホイッスリング検出の良好な基準の選択は、現実に実装する際には、確実な検出と真陽性率のトレードオフに基づくものとなるであろう。高度に確実な検出率は、数多くの不正確な検出をも含んでおり、その結果として低い真陽性率をもたらし、その逆もまた然りである。ある状況では、高度に確実な検出率を犠牲にして、真陽性率が優先されなければならない。これは、どのような利得低減方式が実装されたとしても、ホイッスリング音を検出し、従って最初のブロックに続いてホイッスリング音を抑制した後には、通常の利得にすぐには戻らないであろうから、行われる。さらに、高い真陽性率によって、不必要な利得低減が制限される。
【００９１】
本発明の別の実施形態は、フィードバックキャンセルフィルタと増幅制御ユニット、例えばＡＧＣユニットを備える補聴器を含む。
【００９２】
あるいは、利得低減のアタックタイムおよびリリースタイムは、補聴器２の圧縮比に依存して選択することも出来る。一実施形態では、圧縮比は線形、２：１または３：１の何れかに選択することができる。これは補聴器の内部の利得の設定がどのように計算されるかを反映している。
【００９３】
以上に説明したように、パワー基準に基づくホイッスリング検出は、補聴器において実現可能である。しかしながら、本発明がその精神と基本的な特徴から逸脱することなく、他の具体的な形態に具現化することができ、かつ様々な異なるアルゴリズムを利用することができることが、本技術分野に詳しい者には理解されるであろう。例えば、アルゴリズムの選択は、通常は応用に特有のものであって、その選択は予想される処理の複雑さや計算負荷などの様々な要因に依存している。さらに、本明細書における開示および記述は、添付の特許請求の範囲において規定される本発明の範囲を説明するためのものであって、本発明の範囲を制限するものではない。
【符号の説明】
【００９４】
２  補聴器
４  マイクロホン
６  デジタル信号処理ユニット
８  ホイッスリング検出器
１０  レシーバ
１２  フィードバック抑制フィルタ
１４  加算器
４１  特徴抽出部分
４２  ローパスフィルタ
４３  特定部分
４４  利得変更ユニット
【図１】
2011147127.tif 000014
【図２】
2011147127.tif 000015
【図３】
2011147127.tif 000016
【図４】
2011147127.tif 000017
【図５】
2011147127.tif 000018
【図６】
2011147127.tif 000019
【外国語明細書】
2011147127000001.pdf
2011147127000002.pdf
2011147127000003.pdf
2011147127000004.pdf