(57)【要約】【課題】交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制できる電力変換装置を得る。【解決手段】コンバータ１１は、入力側のフィルタ２を介して交流電源に接続され交流を直流に変換し、インバータ１２は直流母線１５を介してコンバータ１１に接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタ３を介して負荷に供給する。入力側及び出力側のコンデンサ２２，３２の中性点同士を接続線１６にて接続し、接続線１６をコンデンサ５にて接地し、浮遊容量による漏洩電流の低減を図る。ブリッジ回路１００は、入力側を直流母線１５に接続し、出力側をリアクトル１０１とコンデンサ１０２との直列回路により接地し、制御回路２００にてコンデンサ５に発生するコモンモード電圧ＶＣＥＮ及び直流母線１５に発生するコモンモード電圧Ｖｃを打ち消す電圧をコンデンサ１０２に発生させ、変換器１から交流電源や負荷へ還流する漏洩電流を抑制する。【選択図】図１
2011147251.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、バイパスコンデンサと、補償回路と、補償制御装置とを有する電力変換装置であって、
上記入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、上記コンデンサが一方の端子が上記リアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
上記変換器は、コンバータとインバータとを有し、
上記コンバータは、上記入力側のフィルタを介して交流電源に接続され上記交流を直流に変換するものであり、
上記インバータは、上記コンバータの直流出力側に接続され上記直流を交流に変換して上記出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
上記入力側及び出力側のフィルタの上記コンデンサの上記他方の端子同士が接続線によって接続されるとともに上記バイパスコンデンサを介して接地されたものであり、
上記補償回路は、ブリッジ回路と循環コンデンサとを有し、上記ブリッジ回路の入力側が上記コンバータの直流出力側に接続され、出力側が上記循環コンデンサを介して接地されたものであり、
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として上記循環コンデンサに発生させるものである
電力変換装置。
【請求項２】
上記補償制御装置は、上記補償コモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記コンバータの直流出力側に発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサの電圧に基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサを流れる電流に基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記バイパスコンデンサの静電容量と上記循環コンデンサの静電容量との容量比に応じて、上記補償コモンモード電圧を上記容量比倍するものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記補償制御装置は、上記コンバータの直流出力側に発生するコモンモード電圧を、上記コンバータの直流出力側とアースとの間の電圧を検出することにより得るものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記補償制御装置は、上記コンバータの直流出力側に発生するコモンモード電圧を、上記出力側のフィルタの上記コンデンサの電圧と上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記インバータが発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記補償制御装置は、上記出力側のフィルタの上記コンデンサの電圧を、上記出力側のフィルタの上記コンデンサを流れる電流に基づいて求めるものであることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記補償制御装置は、上記コンバータの直流出力側に発生するコモンモード電圧として上記コンバータの制御指令から取得したコモンモード電圧を用いるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電源を受電して任意の周波数の交流電圧を出力する電力変換装置に係り、特には交流電圧を直流電圧に、もしくは直流電圧を交流電圧に変換する変換器の動作により交流電源側に発生する漏洩電流を低減することのできる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、交流電源を受電して任意の周波数をもつ交流電圧を出力する電力変換装置においては、コンバータとインバータとからなる変換器を備え、コンバータで交流電源の交流電圧を直流電圧に一旦変換し、得られた直流電圧をインバータで安定した交流電圧に変換して負荷に供給する。
【０００３】
このような電力変換装置においては、コンバータを構成するスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が交流電源側に伝わらないように、コンバータの入力側にフィルタを設け、また、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が負荷側に伝わらないように、インバータの出力側にフィルタを設けて、これらの各フィルタによってキャリア周波数の影響を低減するようにしている。
【０００４】
しかし、このように、コンバータの入力側とインバータの出力側にそれぞれフィルタを設置した場合には、キャリア周波数成分を除去することが可能であるものの、アースから見た直流電圧にはキャリア周波数成分に起因した電圧変動が発生する。このような状況に鑑みて、従来の電力変換装置において、コンバータの入力側のフィルタを構成するＹ結線されたコンデンサの中性点とインバータの出力側のフィルタを構成するＹ結線されたコンデンサの中性点とを互いに電気的に接続する電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０９−２９４３８１号公報（段落番号０００７及び図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の電力変換装置は以上のように構成され、入力側及び出力側のフィルタのコンデンサの中性点が互いに接続されているが、変換器を構成するコンバータやインバータとアースとの間には浮遊容量が必然的に存在するので、コンバータのスイッチングに伴って生じる高周波電流が浮遊容量を介してアースに漏洩し、当該高周波電流が交流電源側の接地点から入力側のフィルタを経由して再びコンバータに流入して循環したり、あるいは、浮遊容量を介してアースに漏洩した高周波電流が負荷側の接地点から出力側のフィルタを経由して再びインバータに流入して循環したりする。このように変換器から浮遊容量を介して漏洩する高周波電流は、コンバータやインバータのキャリア周波数成分の電流よりも周波数が高いために、変換器の入力側および出力側にそれぞれ設けられたフィルタのコンデンサによっては循環するのを十分に阻止することができない。
【０００７】
そして、このように循環する高周波電流が放射ノイズ源となり、電源系統である交流電源側に接続される他の機器へ誘導障害を与えたり、ラジオ周波数帯に影響を及ぼすなどの問題点がある。
【０００８】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置と接続される交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置においては、
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、バイパスコンデンサと、補償回路と、補償制御装置とを有する電力変換装置であって、
入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、コンデンサが一方の端子がリアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
変換器は、コンバータとインバータとを有し、
コンバータは、入力側のフィルタを介して交流電源に接続され交流を直流に変換するものであり、
インバータは、コンバータの直流出力側に接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
入力側及び出力側のフィルタのコンデンサの他方の端子同士が接続線によって接続されるとともにバイパスコンデンサを介して接地されたものであり、
補償回路は、ブリッジ回路と循環コンデンサとを有し、ブリッジ回路の入力側がコンバータの直流出力側に接続され、出力側が循環コンデンサを介して接地されたものであり、
補償制御装置は、バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として循環コンデンサに発生させるものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係る電力変換装置においては、
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、バイパスコンデンサと、補償回路と、補償制御装置とを有する電力変換装置であって、
入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、コンデンサが一方の端子がリアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
変換器は、コンバータとインバータとを有し、
コンバータは、入力側のフィルタを介して交流電源に接続され交流を直流に変換するものであり、
インバータは、コンバータの直流出力側に接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
入力側及び出力側のフィルタのコンデンサの他方の端子同士が接続線によって接続されるとともにバイパスコンデンサを介して接地されたものであり、
補償回路は、ブリッジ回路と循環コンデンサとを有し、ブリッジ回路の入力側がコンバータの直流出力側に接続され、出力側が循環コンデンサを介して接地されたものであり、
補償制御装置は、バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として循環コンデンサに発生させるものであるので、
変換器から交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１である電力変換装置の回路図である。
【図２】図１の電力変換装置の動作を説明するための説明図である。
【図３】図１のブリッジ回路を制御するための制御回路の詳細回路図である。
【図４】実施の形態２である電力変換装置の回路図である。
【図５】図４の制御回路の詳細回路図である。
【図６】実施の形態４である電力変換装置の回路図である。
【図７】実施の形態５である電力変換装置の回路図である。
【図８】実施の形態５の変形例を示す電力変換装置の回路図である。
【図９】実施の形態６である制御回路の詳細回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１〜図３は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は電力変換装置の回路図、図２は図１の電力変換装置の動作を説明するための説明図、図３は図１のブリッジ回路を制御するための制御回路の詳細回路図である。図１において、変換器１は、図示しない商用周波数の三相交流の交流電源から受電した交流電圧を直流電圧に変換し、得られた直流電圧を安定した交流電圧に変換する。変換器１の入力側にフィルタ２が設けられ、変換器１の出力側にフィルタ３が設けられている。なお、変換器１とアースとの間に存在する浮遊容量を浮遊容量４として表している。
【００１３】
変換器１は、交流電源から受電してこれを直流電圧に一旦変換するコンバータ１１と、コンバータ１１で得られた直流電圧を安定した交流電圧に変換して図示しない負荷に供給するインバータ１２とを備え、コンバータ１１の直流出力側とインバータ１２の直流入力側とは直流母線１５にて接続され、直流母線１５にコンデンサＣ０を有する電圧平滑回路１３が接続されている。
【００１４】
コンバータ１１は、開閉手段としてスイッチング素子Ｔｒ１とダイオードＤ１とを有する３相フルブリッジ回路にて構成され、また、インバータ１２は、開閉手段としてスイッチング素子Ｔｒ２とダイオードＤ２とを有する３相フルブリッジ回路で構成されている。そして、各スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２が図示しない制御手段によってスイッチング制御される。
【００１５】
また、上記の入力側のフィルタ２は、コンバータ１１を構成するスイッチング素子Ｔｒ１のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が交流電源側に伝わらないように、また、出力側のフィルタ３は、インバータ１２を構成するスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が負荷側に伝わらないように、それぞれのキャリア周波数の影響を低減するためのものであって、入力側のフィルタ２は、リアクトル２１とコンデンサ２２とから構成され、同様に、出力側のフィルタ３もリアクトル３１とコンデンサ３２とから構成されている。
【００１６】
また、入力側のフィルタ２を構成するコンデンサ２２は一方の端子がリアクトル２１に接続され他方の端子が中性点である共通接続点にて共通に接続されてＹ結線とされ、出力側のフィルタ３を構成するコンデンサ３２は一方の端子がリアクトル３１に接続され他方の端子が中性点である共通接続点にて共通に接続されてＹ結線とされている。そして、両者の共通接続点が互いに接続線１６によって電気的に接続されると共に、バイパス用のコンデンサ５を介して接地されている。また、電圧検出器２０１がコンデンサ５の端子に接続され、その端子電圧を測定する。コンバータ１１とインバータ１２を接続する直流母線１５のマイナス側の対地電圧を測定する電圧検出器２０２が設けられている。
【００１７】
また、電力変換装置は、補償回路としてのブリッジ回路１００、リアクトル１０１、循環用のコンデンサ１０２を有し、コンバータ１１の直流出力側である直流母線１５に接続されている。ブリッジ回路１００はスイッチング素子Ｔｒ３とダイオードＤ３とを有する単相ハーフブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の出力側はリアクトル１０１及びコンデンサ１０２の直列回路を介して接地されている。ブリッジ回路１００を制御する補償制御装置としての制御回路２００は、図３に示すように、バンドパスフィルタ１０８及び１０９、加算器１１０、極性反転器１１１、キャリア信号発生器１１２、比較器１１３を有する。なお、この実施の形態における電力変換装置の特徴は、バイパス用のコンデンサ５、補償回路としてのブリッジ回路１００、リアクトル１０１、コンデンサ１０２、補償制御装置としての制御回路２００を有することである。
【００１８】
全体の動作の説明に先立ち、バイパス用のコンデンサ５を設けた場合の作用と問題点について説明する。コンデンサ５を設けることにより、変換器１の開閉手段のスイッチングに伴って生じた高周波電流が、変換器１とアースとの間に存在する浮遊容量４を介して流れたとしても、その高周波電流は直ちにコンデンサ５を経由して入力側のフィルタ２あるいは出力側のフィルタ３から変換器１に向けて流れる。このため、従来のように、浮遊容量４を介して変換器１からアースに漏洩した高周波電流が交流電源側の接地点から入力側のフィルタ２を経由して再び変換器１に流入して循環したり、あるいは、浮遊容量４を介して変換器１からアースに漏洩した高周波電流が負荷側の接地点から出力側のフィルタ３を経由して再び変換器１に流入して循環するといった現象が生じるのが抑制される。
【００１９】
しかし、循環用のコンデンサ１０２を設けず、コンデンサ５を単独で設けた場合は、次のような問題点がある。すなわち、コンデンサ２２とコンデンサ３２の中性点が互いに接続され、さらにコンデンサ５により接地されている。このとき、変換器１の動作としてはコンバータ１１の出力電圧指令とインバータ１２の出力電圧指令が互いに異なるとき、例えば互いの出力周波数は同じでも互いの位相が異なるときは、互いの発生するコモンモード電圧の位相も同様に異なるため、コンデンサ５を介して交流電源側に漏洩電流として流れ込むという問題がある。特に、コモンモード電圧が変換器１の出力電圧の周波数の３倍成分であるような低周波である場合には、交流電源側に設置する図示しない漏電ブレーカの誤動作を誘発する可能性がある。この発明においては、コンデンサ５を設けて浮遊容量を介してアースに漏洩する漏洩電流を抑制するとともに、コンデンサ５を単独で設けた場合の上記のような問題点を解決することができる。
【００２０】
次に、ブリッジ回路１００を含む全体の動作を説明する。図２において、ブリッジ回路１００はリアクトル１０１を介してコンデンサ１０２に所望の電圧ＶＣＥＮ２を発生させる（詳細後述）。このとき、コンデンサ５の静電容量とコンデンサ１０２の静電容量とが等しいとすると、例えばＶＣＥＮ＝ＶＣＥＮ２の関係となるようにブリッジ回路１００を制御したとすると、コンデンサ５を流れる例えば低周波の漏洩電流ｉＣＥＮは、コンデンサ１０２の両端に発生する電圧ＶＣＥＮ２により流れるｉＣＥＮ２としてブリッジ回路１００を介して変換器１に帰還する。換言すると、コンデンサ５を流れる電流ｉＣＥＮがそのままコンデンサ１０２を介してｉＣＥＮ２として流れるため、交流電源側の接地線を介して流れる漏洩電流をゼロとすることができる。なお、リアクトル１０１は、ブリッジ回路１００のスイッチング動作により発生するスイッチングリプルを抑制するためのものである。
【００２１】
ここで、ブリッジ回路１００の目的は、図２に示すコンデンサ１０２に所望のＶＣＥＮ２として−（ＶＣＥＮ＋ＶＣ）を発生させることにある（後述）。ブリッジ回路１００は、直流母線１５を介してコンデンサＣＯに接続されている（図１）ことから、既にコンバータ１１が発生するコモンモード電圧ＶＣが存在しており、これはアースとの間の電圧である。そこでブリッジ回路１００への電圧指令としては、まずコンバータ１１の直流出力側である直流母線１５のコモンモード電圧ＶＣと逆の電圧（−ＶＣ）（波高値が同じで逆位相の電圧）を発生させ、接地点電位を確保する。併せて、コンデンサ１０２の両端にコンデンサ５に発生するコモンモード電圧ＶＣＥＮと逆位相の電圧（−ＶＣＥＮ）を重畳させる。これにより、ブリッジ回路１００は、接地点電位に対してすなわちコンデンサ１０２の両端にコンデンサ５に発生するコモンモード電圧ＶＣＥＮと逆位相の電圧（−ＶＣＥＮ）とコモンモード電圧ＶＣと逆位相の電圧（−ＶＣ）の和の電圧ＶＣＥＮ２（＝−（ＶＣＥＮ１＋ＶＣ））を発生させる。
【００２２】
この動作を図３によりさらに詳細に説明する。制御装置２００にはバンドパスフィルタ１０８及び１０９を介して図１に示す電圧検出器２０１，２０２により検出されたコンデンサ５の両端電圧であるＶＣＥＮ、及びコンバータ１１が発生するコモンモード電圧ＶＣが入力電圧信号として入力される。なお、ＶＣＥＮやＶＣは、図１において矢印で示す電圧である。
【００２３】
検出された信号はそれぞれバンドパスフィルタ１０８及び１０９を介して低減対象とする周波数成分（例えばコンバータ１１の基本出力周波数ｆの３倍成分）が抽出される。次に加算器１１０においてこれらの電圧が加算されると共に、極性反転器１１１で加算された信号が反転されて、ブリッジ回路１００への電圧指令Ｖｄ＊が生成される。次にキャリア信号発生器１１２と比較器１１３によりＰＷＭ信号Ｖｐｗｍが得られ、周知の方法によりブリッジ回路１００を構成するスイッチング素子Ｔｒ３のオンオフ制御を行う。これにより、コンデンサ１０２の両端に補償コモンモード電圧としての所望の電圧ＶＣＥＮ２＝−（ＶＣＥＮ１＋ＶＣ）が発生し、変換器１からの漏洩電流が抑制される。
【００２４】
以上のように、この実施の形態によれば、変換器１のスイッチングに伴う高周波電流が変換器１の浮遊容量を介して交流電源側の接地点や負荷側の接地点を経由するノイズ電流として流れるのを抑制すると共に、変換器１が発生するコモンモード電圧により入力側のノイズ抑制用のコンデンサ２２を介して交流電源側へ漏洩する漏洩電流を低減することができるので、交流電源側に接続される他の機器へ誘導障害を与えたり、ラジオ周波数帯に影響を及ぼすなどの不具合発生を防止することができると共に、交流電源側に設置される漏電ブレーカの誤動作を防止することができる。
【００２５】
なお、図１の電力変換装置においては、コンデンサ２２の中性点とコンデンサ３２の中性点とが互いに接続され、さらにコンデンサ５により接地することにより、変換器１の対地との間の浮遊容量による漏洩電流を抑制している。しかし、コンデンサ５を設けると、コンバータ１１の電圧指令とインバータ１２の電圧指令とが異なる場合、例えば互いの出力周波数は同じでも、位相が異なる場合は、コンバータ１１が発生するコモンモード電圧とインバータ１２が発生するコモンモード電圧の位相も、同期して異なるため、コンデンサ５を経由してコモンモードノイズ電流が発生するという問題が生じる。特に、第３高調波の電圧Ｖ３ｆがコンバータ１１の制御信号が重畳された場合などのように低周波のコモンモード電圧が発生すると、漏電遮断器の誤動作を誘発する可能性がある。この現象の発生を、循環用のコンデンサ１０２を設け、コンバータ１１の直流出力側である直流母線に発生するコモンモード電圧ＶＣＥＮに相当する端子電圧が逆方向に発生するようにして交流電源１側に還流する漏洩電流や負荷側を還流する漏洩電流を低減することにより防止している。なお、以下の実施の形態においても同様である。
【００２６】
実施の形態２．
図４、図５は実施の形態２を示すものであり、図４は電力変換装置の回路図、図５は制御回路の詳細回路図である。図４において、出力側のフィルタ３を構成するコンデンサ３２のうちの一相例えばＵ相のコンデンサの端子電圧を検出する電圧検出器３０１が設けられている。なお、Ｖ相またはＷ相のコンデンサの端子電圧を検出する構成としてもよい。また、補償制御装置としての制御回路３００が設けられている。制御回路３００は、図５に示すように、バンドパスフィルタ１２０，１２１，１２２、加算器１２３、減算器１２４、加算器１２５、極性反転器１１１、キャリア信号発生器１１２、比較器１１３を有する。この実施の形態における電力変換装置の特徴は、ＶＣを直接検出する代わりに、コンデンサ３２のうちの一相の端子電圧ＶＩＮＶを電圧検出器３０１で検出することである。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
【００２７】
ここで、インバータ１２が発生するコモンモード電圧指令がＶｉであるとき、次の（１）式によりＶＣを算出する。コモンモード電圧指令Ｖｉは制御の上では既知であるため、ＶＣＥＮとＶＩＮＶを検出することによりＶＣが得られる。なお、リアクトル３１の両端にもコモンモード電流による電圧が発生するがその値は小さいので、対象とするコモンモードが低周波の場合は無視できる。また、ＶＩＮＶはコンデンサ３２のうちいずれの相のコンデンサの端子電圧であってもよい。これは、後述のバンドパスフィルタによりコモンモード成分のみを検出することを目的としており、どの相の電圧を検出するかは無関係であるためである。
ＶＣ  ＝  ＶＣＥＮ  ＋  ＶＩＮＶ  −  Ｖｉ                  （１）
【００２８】
制御回路３００（図５）の入力電圧信号は、電圧検出器２０１にて検出されたコンデンサ５の両端電圧であるＶＣＥＮ、電圧検出器３０１にて検出されたコンデンサ３２に発生するコモンモード電圧ＶＩＮＶ、図示しないインバータ１２の制御装置から出力されるコモンモード電圧指令Ｖｉである。なお、ＶＣＥＮやＶＩＮＶは、図４における矢印に示す電圧であり、上記電圧検出器２０１，３０１により検出する。
【００２９】
検出された電圧信号であるＶＣＥＮ及びＶＩＮＶ並びに電圧指令Ｖｉはそれぞれバンドパスフィルタ１２０〜１２２を介して低減対象とする周波数成分（例えば変換器の基本出力周波数ｆの３倍成分）が抽出される。次に加算器１２３及び減算器１２４により上記（１）式に相当する演算を行いＶＣを求め、電圧ＶＣＥＮを加算した後、極性反転器１１１で反転して、ブリッジ回路１００への電圧指令Ｖｄ＊が生成される。次にキャリア信号発生器１１２と比較器１１３によりＰＷＭ信号Ｖｐｗｍが得られ、周知の方法によりブリッジ回路１００を構成するスイッチング素子Ｔｒ３のオンオフ制御を行う。これにより、コンデンサ１０２の両端に補償コモンモード電圧としての所望の電圧ＶＣＥＮ２＝−（ＶＣＥＮ＋ＶＣ）が発生する。
【００３０】
なお、出力側のフィルタ３のコンデンサ３２のうちの一相の端子電圧ＶＩＮＶ及びインバータ１２が発生するコモンモード電圧指令電圧指令Ｖｉを検出する代わりに、入力側のフィルタ２のコンデンサ２２のうちの一相の端子電圧ＶＣＯＮ及びコンバータ１１が発生するコモンモード電圧指令電圧指令Ｖ２を検出し、コンデンサ５の両端電圧ＶＣＥＮと合わせて、上記（１）と同様の方法で、直流母線１５のコモンモード電圧ＶＣを求めることもできる。
【００３１】
以上のように、この実施の形態によれば、変換器１のスイッチングに伴う高周波電流が変換器１の浮遊容量を介して交流電源側の接地点や負荷側の接地点を経由するノイズ電流として流れるのを抑制すると共に、変換器１が発生するコモンモード電圧により入力側のノイズ抑制用のコンデンサ２２を介して交流電源側へ漏洩する漏洩電流を低減することができるので、交流電源側に接続される他の機器へ誘導障害を与えたり、ラジオ周波数帯に影響を及ぼすなどの不具合発生を防止することができると共に、交流電源側に設置される漏電ブレーカの誤動作を防止することができる。
【００３２】
また電圧検出としてＶＩＮＶを検出するが、例えば電力変換装置ではＶＩＮＶを検出する電圧検出器が既存であるため、上記電圧検出器をＶＩＮＶ検出用に兼用することにより、別途新たに電圧検出器を設ける必要がなくなるため、部品点数を低減することができる。
【００３３】
実施の形態３．
実施の形態１では、コモンモード電圧ＶＣを直接、電圧検出器２０１（図１）にて検出し、実施の形態２においては、コンデンサ３２の端子電圧を電流検出器３０１にて検出することにより間接的に求めたが、コンバータ１１が発生するコモンモード電圧の指令値をＶＣとして用いてもよい。これにより電圧検出箇所はＶＣＥＮのみとなり、検出回路や演算回路の簡素化を図ることができる。
【００３４】
実施の形態４．
図６は、実施の形態４である電力変換装置の回路図である。図６において、バイパス用のコンデンサ５を流れる電流を検出する電流検出器４０１が設けられ、検出された電流信号は補償制御装置としての制御回路４００へ入力される。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。実施の形態１〜３では、コンデンサ５の両端電圧を直接検出しているが、図６に示すようにコンデンサ５に流れる電流ｉＣＥＮを電流検出器４０１で検出し、次の（２）式に従ってコンデンサ５の端子電圧を間接的に検出してもよい。ここで、Ｃ５はコンデンサ５の静電容量である。
ＶＣＥＮ  ＝  １／Ｃ５  ×  ∫（ｉＣＥＮ）ｄｔ            （２）
これにより、電圧検出器２０１（図１）の代替として電流検出器４０１を適用することができる。電流検出器は電圧検出器と比較して一般的に安価であり、耐ノイズ性が高く、コンデンサ５と絶縁ができるといった利点もある。
【００３５】
実施の形態５．
図７、図８は実施の形態５を示すものである、図７は電力変換装置の回路図，図８は変形例を示す電力変換装置の回路図である。図７において、出力側のフィルタ３を構成するコンデンサ３２のうちの一相例えばＵ相のコンデンサの電流を検出する電流検出器５０１が設けられている。また、これら電流検出器５０１の検出結果が入力される補償制御装置としての制御回路５００が設けられている。上記の実施の形態２では、コンデンサ３２に発生する両端電圧を直接検出しているが、図７に示すようにコンデンサに流れる電流ｉＩＮＶを電流検出器５０１で検出し、次の（３）式に従ってコンデンサ３２の両端電圧を間接的に検出してもよい。ここでＣ３２はコンデンサ３２の静電容量である。
ＶＩＮＶ  ＝  １／Ｃ３２  ×  ∫（ｉＩＮＶ）ｄｔ          （３）
【００３６】
これにより、電圧検出器の代替として電流検出器を適用することができる。電流検出器は電圧検出器と比較して一般的に安価であり、耐ノイズ性が良く、主回路への配線が不要になるという効果がある。
【００３７】
また、図７に示したものにおいては、電流検出器５０１を用いたが、図８に示すようにコンデンサ３２の共通接続点とコンデンサ２２の共通接続点と接続する接続線１６を流れる電流を電流検出器６０１で検出してもよい。補償制御装置としての制御回路６００は、図７に示した制御回路５００と同様の動作をする。このときのコンデンサのトータル容量はＣ３２の容量を３倍して上記（３）式を適用する。
【００３８】
実施の形態６．
図９は、実施の形態６である制御回路の詳細回路図である。図９において、補償制御装置としての制御回路７００は、バンドパスフィルタ１０８及び１０９、加算器１１０、極性反転器兼倍率器１５０、キャリア信号発生器１１２、比較器１１３を有する。上記各実施の形態においては、コンデンサ５の静電容量とコンデンサ１０２の静電容量が等しいものについて示したが、これらの静電容量が互いに異なる場合は、静電容量の差異に応じてコンデンサ１０２に与える電圧指令を変更する。すなわちコンデンサ５の静電容量Ｃ５とコンデンサ１０２の静電容量Ｃ１０２の関係が次の（４）式で示されるものとする。
Ｃ５  ＝  Ｃ１０２×Ｋ                                      （４）
【００３９】
このとき、コンデンサ５に流れる電流ｉＣＥＮとコンデンサ１０２に流れる電流ｉＣＥＮ２の振幅を同一にするには、コンデンサ１０２に与える電圧指令をＫ倍する。このために、極性反転器兼倍率器１５０にて加算器１１０からの信号の極性を反転させるとともにＫ倍する。これによりコンデンサ５とコンデンサ１０２の静電容量が互いに異なるときでも、交流電源側へ流出する漏洩電流を低減することができるため、静電容量の値を選択する自由度が増える。
【００４０】
なお、本発明は、上記の実施の形態１〜６に示した構成に限定されるものではなく、その目的を損なわない範囲内において各種の変形を加えることが可能である。例えば、図１においてブリッジ回路１００は２レベルのハーフブリッジインバータとしたが、３値以上の電圧レベルを発生可能なマルチレベルインバータの場合であっても同様の効果を奏する。また、コンバータ１１及びインバータ１２を２レベルインバータとしたが、３値以上の電圧レベルを発生可能なマルチレベルインバータを適用する場合にも同様の効果を得ることができる。
【００４１】
さらに、上記の各実施の形態では、変換器１においてコンバータ１１やインバータ１２のスイッチング素子として、トランジスタ（Ｔｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの開閉素子を適宜用いることができる。
【符号の説明】
【００４２】
１  変換器、２，３  フィルタ、５  コンデンサ、１１  コンバータ、
１２  インバータ、１５  直流母線、１６  接続線、２２  コンデンサ、
３２  コンデンサ、１００  ブリッジ回路、１０２  コンデンサ、
１５０  極性反転器兼倍率器、２００  制御回路、２０１  電圧検出器、
２０２  電圧検出器、３００  制御回路、３０１  電圧検出器、４００  制御回路、
４０１  電流検出器、５００  制御回路、５０１  電流検出器、６００  制御回路、
６０１  電流検出器、７００  制御回路。
【図１】
2011147251.tif 000003
【図２】
2011147251.tif 000004
【図３】
2011147251.tif 000005
【図４】
2011147251.tif 000006
【図５】
2011147251.tif 000007
【図６】
2011147251.tif 000008
【図７】
2011147251.tif 000009
【図８】
2011147251.tif 000010
【図９】
2011147251.tif 000011