(57)【要約】【課題】簡単な構成で送信系の干渉を有効に防止でき、送信電力の損失を低減可能な送信機および検波回路共用方法を提供する。【解決手段】使用周波数帯が異なる複数の送信回路（１０１，１０４）の間で検波回路（１０７）を共用する送信機であって、複数の送信回路の出力信号をそれぞれ入力し、それぞれ対応する分岐出力端子に分岐信号を出力する複数の結合器（１０３，１０６）と、複数の結合器のそれぞれの分岐出力端子と検波回路の入力端子との間に接続され、それぞれの分岐信号レベルを減衰させる複数の抵抗器（Ｒ１、Ｒ２）と、を有する。【選択図】図１
2011097320.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
使用周波数帯が異なる複数の送信回路の間で検波回路を共用する送信機であって、
前記複数の送信回路の出力信号をそれぞれ入力し、それぞれ対応する分岐出力端子に分岐信号を出力する複数の結合器と、
前記複数の結合器のそれぞれの分岐出力端子と前記検波回路の入力端子との間に接続され、それぞれの分岐信号レベルを減衰させる複数の抵抗器と、
を有することを特徴とする送信機。
【請求項２】
前記複数の抵抗器の各抵抗値は、対応する送信回路の出力から前記検波回路の入力までの電力ロスが同等となるように予め設定されることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記複数の抵抗器の各々が可変抵抗器であることを特徴とする請求項１または２に記載の送信機。
【請求項４】
前記複数の送信回路が排他的に送信動作を実行し、一の送信回路が動作して他の送信回路が動作していない場合、前記一の送信回路に対応する可変抵抗器を所定の抵抗値に、前記他の送信回路に対応する可変抵抗器を最大の抵抗値に、それぞれ設定する制御手段をさらに有することを特徴とする請求項３に記載の送信機。
【請求項５】
前記制御手段は、前記検波回路の出力電圧が所定範囲に収まるように前記所定の抵抗値を予め調整して決定することを特徴とする請求項４に記載の送信機。
【請求項６】
前記制御手段は、送信電力が第１切替値を下回ると、対応する可変抵抗器を高ゲイン検波モード抵抗値に設定し、前記送信電力が前記第１切替値より高い第２切替値を上回ると、前記可変抵抗器を低ゲイン検波モード抵抗値に設定するように制御することを特徴とする請求項４または５に記載の送信機。
【請求項７】
前記制御手段は、前記可変抵抗器の送信電力の応じた抵抗値の切替動作にヒステリシスを持たせることを特徴とする請求項６に記載の送信機。
【請求項８】
使用周波数帯が異なる複数の送信回路の間で検波回路を共用する送信機における検波回路共用方法であって、
分岐出力端子をそれぞれ有する複数の結合器に前記複数の送信回路の出力信号をそれぞれ入力させて分岐出力端子から分岐信号を出力し、
前記複数の結合器のそれぞれの分岐出力端子と前記検波回路の入力端子との間に接続した複数の抵抗器が前記分岐信号のレベルをそれぞれ減衰させる、
ことを特徴とする検波回路共用方法。
【請求項９】
前記複数の抵抗器の各抵抗値は、対応する送信回路の出力から前記検波回路の入力までの電力ロスが同等となるように予め設定されることを特徴とする請求項８に記載の検波回路共用方法。
【請求項１０】
前記複数の抵抗器の各々が可変抵抗器であることを特徴とする請求項８または９に記載の検波回路共用方法。
【請求項１１】
前記複数の送信回路が排他的に送信動作を実行し、一の送信回路が動作して他の送信回路が動作していない場合、前記一の送信回路に対応する可変抵抗器を所定の抵抗値に、前記他の送信回路に対応する可変抵抗器を最大の抵抗値に、それぞれ設定する、ことを特徴とする請求項１０に記載の検波回路共用方法。
【請求項１２】
前記検波回路の出力電圧が所定範囲に収まるように前記所定の抵抗値を予め調整して決定することを特徴とする請求項１１に記載の検波回路共用方法。
【請求項１３】
送信電力が第１切替値を下回ると、対応する可変抵抗器を高ゲイン検波モード抵抗値に設定し、前記送信電力が前記第１切替値より高い第２切替値を上回ると、前記可変抵抗器を低ゲイン検波モード抵抗値に設定する、ことを特徴とする請求項１１または１２に記載の検波回路共用方法。
【請求項１４】
前記可変抵抗器の送信電力の応じた抵抗値の切替動作にヒステリシスを持たせることを特徴とする請求項１３に記載の検波回路共用方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は使用周波数が異なる複数の送信系を有する送信機に係り、特に複数の送信系の間で検波回路を共用する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
使用周波数が異なる複数の送信系を有する無線通信機において、送信波を検波する回路を複数の送信系で共用する回路構成が種々提案されている。
【０００３】
たとえば、特許文献１に開示されたＡＧＣ回路は、自動利得制御（ＡＧＣ）のための制御信号を生成する１つの検波回路を２つの送信系のいずれかに選択的に接続する切替スイッチを設け、送信系のどちらが動作しているかによって接続を切り換える。
【０００４】
特許文献２には、複数の周波数帯域の送信電力を切替制御するマルチバンド方式の移動体通信端末において、それぞれの送信電力が分波されて１つの検波回路により検波される回路構成が開示されている（特許文献２の図１参照）。ここで分波回路は方向性結合器として機能する回路であり、具体例としてはコンデンサのみからなる構成が記載されている（特許文献２の段落００２１参照）。特許文献３には、１つ検波回路を複数の送信回路で共用する送信機が開示されており、コンデンサからなるＲＦ結合器と検波回路の入力端との間にコイルが挿入されている（特許文献３の図１（ｂ）、図５参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−０８０８１０号公報
【特許文献２】特願２００７−１５８９７３号公報
【特許文献３】国際公開第ＷＯ２００８／０１５８９８号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に開示されたように切換スイッチを設けることは、２つの送信系を完全に分離できるという利点はあるが、切換スイッチを別個に制御する必要があり、回路構成が複雑化するというデメリットがある。
【０００７】
他方、特許文献２には、方向性結合器により送信電力を分波して検波回路に接続された構成が開示されているものの、方向性結合器の具体例はコンデンサのみからなる回路が記載されているだけである。しかしながら、コンデンサのみからなる結合器に検波回路を接続した構成では、２つの送信系が互いに干渉して検波電圧に周波数特性を発生させ、それを防止するために結合容量を大きくすると送信電力の損失が増大する（後述する比較例１参照）。また、特許文献３に開示された送信機は、コンデンサとコイルとがノッチ型の共振回路を形成するため、周波数に依存した損失の変動が発生する（後述する比較例２参照）。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、簡単な構成で送信系の干渉を有効に防止でき、周波数に依存することなく送信電力の損失を低減可能な送信機および検波回路共用方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明による送信機は、使用周波数帯が異なる複数の送信回路の間で検波回路を共用する送信機であって、前記複数の送信回路の出力信号をそれぞれ入力し、それぞれ対応する分岐出力端子に分岐信号を出力する複数の結合器と、前記複数の結合器のそれぞれの分岐出力端子と前記検波回路の入力端子との間に接続され、それぞれの分岐信号レベルを減衰させる複数の抵抗器と、を有することを特徴とする。
【００１０】
本発明による検波回路共用方法は、使用周波数帯が異なる複数の送信回路の間で検波回路を共用する送信機における検波回路共用方法であって、分岐出力端子をそれぞれ有する複数の結合器に前記複数の送信回路の出力信号をそれぞれ入力させて分岐出力端子から分岐信号を出力し、前記複数の結合器のそれぞれの分岐出力端子と前記検波回路の入力端子との間に接続した複数の抵抗器が前記分岐信号のレベルをそれぞれ減衰させる、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明により、簡単な構成で送信系の干渉を有効に防止でき、周波数に依存することなく送信電力の損失を低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１実施形態による送信機の一例を示す回路図である。
【図２】図１に示す回路におけるパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図３】図１に示す回路における抵抗の定数偏差が−５％となった場合のパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図４】図１に示す回路における抵抗の定数偏差が＋５％となった場合のパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図５】図１に示す回路との第１比較例として、抵抗器を介することなくコンデンサのみを介して検波回路が共用される送信機の一例を示す回路図である。
【図６】図５に示す比較例におけるパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図７】図１に示す回路との第２比較例として、コンデンサとコイルを介して検波回路が共用される送信機の一例を示す回路図である。
【図８】図７に示す比較例におけるパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図９】図７に示す回路におけるコイルの定数偏差が−５％となった場合のパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図１０】図７に示す回路におけるコイルの定数偏差が＋５％となった場合のパワーアンプから検波回路までの損失の周波数特性を示すグラフである。
【図１１】本発明の第２実施形態による送信機の一例を示す回路図である。
【図１２】図１１に示す回路の可変抵抗値の初期調整手順を示すフローチャートである。
【図１３】図１１に示す回路の送信動作時の可変抵抗制御手順を示すフローチャートである。
【図１４】図１１に示す回路のダイナミックレンジ拡大制御手順を示すフローチャートである。
【図１５】図１１に示す回路のダイナミックレンジ拡大を説明するためのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、一例として、使用周波数帯が８００ＭＨｚと２ＧＨｚの２つの送信系が１つの検波回路を共用する場合を説明する。本発明は３以上の送信系で検波回路を共用する場合にも同様に適用できる。
【００１４】
１．第１実施形態
１．１）回路構成
図１に示すように、第１の送信系は送信波生成回路１０１、パワーアンプ１０２および結合器１０３を有し、第２の送信系は送信波生成回路１０４、パワーアンプ１０５および結合器１０６を有する。ここでは、図示しない制御系の制御に従って、２つの送信系が排他的に送信動作を行い、送信波生成回路１０１および１０４は、異なるタイミングで異なる周波数帯の送信波を生成する。
【００１５】
結合器１０３の分岐出力端子は抵抗器Ｒ１を介して検波回路１０７の入力端子に接続され、結合器１０６の分岐出力端子は抵抗器Ｒ２を介して検波回路１０７の入力端子に接続されている。結合器１０３は結合容量としてのコンデンサＣ１がパワーアンプ１０２の出力ラインと分岐出力端子との間に接続されている。同様に、結合器１０６は結合容量としてのコンデンサＣ２がパワーアンプ１０５の出力ラインと分岐出力端子との間に接続されている。検波回路１０７からの検波出力電圧は演算部１０８へ出力され、ＡＧＣ制御等に利用される。
【００１６】
１．２）動作
送信波生成回路１０１は送信波を生成し、生成された送信波はパワーアンプ１０２にて増幅されて送信波出力として出力される。また、増幅された送信波は結合器１０３のコンデンサＣ１にて容量結合した分岐出力端子にも出力され、抵抗器Ｒ１を通って検波回路１０７に入力する。同様に、送信波生成回路１０４は送信波を生成し、生成された送信波はパワーアンプ１０５にて増幅されて送信波出力として出力される。また、増幅された送信波は結合器１０６のコンデンサＣ２にて容量結合した分岐出力端子にも出力され、抵抗器Ｒ２を通って検波回路１０７に入力する。
【００１７】
上述したように、送信波生成回路１０１と送信波生成回路１０４とは異なるタイミングで排他的に送信波を生成するので、２つの周波数帯の送信波が同時に検波回路１０７に入力することはない。以下、使用周波数帯が８００ＭＨｚと２ＧＨｚの場合の本実施形態の具体的な特性について説明する。
【００１８】
抵抗器Ｒ１、Ｒ２のそれぞれの抵抗値は、パワーアンプ１０２、１０５の出力端子から検波回路１０７の入力端子までのロスがそれぞれ同等となるように容易に調整され得る。本実施形態によれば、図２に示すように、周波数帯が８００ＭＨｚと２ＧＨｚとで減衰量はいずれも−２８．２ｄＢである。
【００１９】
本実施形態によれば、抵抗器Ｒ１、Ｒ２のそれぞれの抵抗値の偏差に対してロスの変動が小さくなる。図３および図４に示すように、抵抗の定数偏差が−５％になった場合と＋５％になった場合とでシミュレーションを行うと、２ＧＨzの場合のロスが約±０．４ｄＢという小さい変動を結果するだけであり、素子の定数偏差に対するロス変動は十分小さく抑えられることがわかる。
【００２０】
また、検波電圧レベルを上げるためには系統器のコンデンサ容量を大きくする必要があるが、抵抗値を大きくすることで結合器のインピーダンスが上がるので、結合器から出力される送信波出力のロス増加を最小限に抑えることができる。すなわち、本実施形態によれば、送信系ごとに検波回路を別個に設けた場合と同等のロスで検波回路１０７を共通化することが可能となる。
【００２１】
１．３）比較例１
図５に示す比較例１は、図１に示す回路から抵抗器Ｒ１、Ｒ２を除去した回路構成を有するので、その他の回路要素は図１と同様の参照番号を付して説明は省略する。なお、図５に示す回路は上述した特許文献２の記載に基づく構成に対応する。
【００２２】
しかしながら、この比較例１の回路構成では、送信波出力間に干渉が発生し、共振によって周波数に依存した検出感度変動が生じる。したがって、検波回路を共有しない回路構成と同レベルの最低検波電圧を得るために、コンデンサＣ１およびＣ２の容量をそれぞれ周波数特性に応じて調整し、検波回路１０７へ入力する高周波信号レベルを大きくする。しかし、これによって結合器１０３および１０６の送信波出力が減衰するので、それを補償するために、送信波生成回路１０１および１０４の出力を増大させる、および／または、パワーアンプ１０２および１０５の利得を増加させる、ことが必要であり、送信機の消費電流が増大するという問題が生じる。
【００２３】
また、比較例１のコンデンサＣ１およびＣ２の容量を同じにすると、図６に示すように、パワーアンプ１０２、１０５の出力から検波回路１０７の入力までのロスが変化する。この例では２ＧＨｚと８００ＭＨｚにおいて検波回路１０７に入力される電力レベルに３ｄＢの差が発生するため、同等の検波電圧とするためには、たとえば８００ＭＨｚ帯の送信波生成回路から分岐出力を取り出す結合器のコンデンサＣを増やす必要がある。
【００２４】
１．４）比較例２
図７に示す比較例２では、図１に示す回路の抵抗器Ｒ１、Ｒ２の代わりにコイルＬ１、Ｌ２を接続することでローパスフィルタ（ＬＰＦ）を構成する。その他の回路要素は図１と同様の参照番号を付して説明は省略する。
【００２５】
この比較例２の回路構成では、コイルＬ１およびコンデンサＣ１とコイルＬ２およびコンデンサＣ２とがノッチ型の共振回路を形成するため、周波数に依存したロスの変動が発生する。図８は、コイルＬ１およびＬ２の定数を調整することで、パワーアンプ１０２、１０５から検波回路１０７までのロスを同等にしてシミュレーションした結果を示す。それぞれ２ＧＨｚ帯域に共振によるロスの変動が発生しているのがわかる。
【００２６】
このように共振によるロスの周波数依存が発生するので、使用しているコイルおよびコンデンサ、プリント基板の配線容量等のばらつきにより共振周波数が変動し、それにより検波電圧のばらつきが発生する。この検波電圧のばらつきを抑えるには狭偏差のコイルおよびコンデンサを使用することとなるが、このようなコイルおよびコンデンサは高価でありコスト高になる。
【００２７】
比較例２によれば、図９に示すように、コイルの定数偏差が−５％となった場合、同じく図１０に示すように、コイルの定数偏差が＋５％となった場合、２ＧＨzのロスが約３ｄＢと大きく変動しており、素子の定数偏差による共振周波数変動によるロス変動が大きいことがわかる。
【００２８】
１．５）効果
上記比較例１および２で述べた、周波数に依存した検波電圧変動、共振によるロス変動やそれらを回避する際の消費電力の増大及びコストの上昇という問題は、本実施形態により解消する。
【００２９】
すなわち、本実施形態によれば、結合器と検波回路との間に抵抗を挿入することで、結合器のカップリング後の電圧振幅を全周波数帯で一律に下げる。これにより、共振を解消することができると同時に、２つの送信系で共用される検波回路の入力レベルのバランスを取ることが可能となる。また、検波電圧レベルを上げる為にはコンデンサＣの容量を大きくする必要があるが、抵抗の値を大きくすることで結合器のインピーダンスが上がるので、結合器からの送信波出力のロス増加を最小限に抑えることができる。
【００３０】
２．第２実施形態
上述した第１実施形態では、抵抗器Ｒ１、Ｒ２が固定抵抗値である場合を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を可変抵抗器にすることで、さらに送信系のロスをさらに抑えることが可能となり、さらに検波回路のダイナミックレンジを広げることも可能となる。以下、詳述する。
【００３１】
２．１）回路構成
図１１に示すように、第１の送信系は送信波生成回路１０１、パワーアンプ１０２および結合器１０３を有し、第２の送信系は送信波生成回路１０４、パワーアンプ１０５および結合器１０６を有する。ここでは、図示しない制御系の制御に従って、２つの送信系が排他的に送信動作を行い、送信波生成回路１０１および１０４は、異なるタイミングで異なる周波数帯の送信波を生成する。
【００３２】
結合器１０３の分岐出力端子は可変抵抗器Ｒ１を介して検波回路１０７の入力端子に接続され、結合器１０６の分岐出力端子は可変抵抗器Ｒ２を介して検波回路１０７の入力端子に接続されている。結合器１０３は結合容量としてのコンデンサＣ１がパワーアンプ１０２の出力ラインと分岐出力端子との間に接続されている。同様に、結合器１０６は結合容量としてのコンデンサＣ２がパワーアンプ１０５の出力ラインと分岐出力端子との間に接続されている。検波回路１０７からの検波出力電圧Ｖdetは制御部２０１へ出力され、たとえばＡＧＣ制御等に利用される。
【００３３】
制御部２０１は、後述するように、検波出力電圧Ｖdetと、送信波生成回路１０１および１０４からの送信電力情報ＴＰ１およびＴＰ２と、調整値メモリ２０２に格納された調整値とをそれぞれ入力し、制御信号Ｓ１およびＳ２を生成して可変抵抗器Ｒ１およびＲ２の抵抗値をそれぞれ制御する。調整値メモリ２０２は例えば不揮発性メモリである。
【００３４】
なお、制御部２０１と同等の機能は、中央処理装置（ＣＰＵ）等のプログラム制御プロセッサ上でメモリに格納されたプログラムを実行することにより実現することも可能である。
【００３５】
２．２）動作
送信波生成回路１０１は送信波を生成し、生成された送信波はパワーアンプ１０２にて増幅されて送信波出力として出力される。また、増幅された送信波は結合器１０３のコンデンサＣ１にて容量結合した分岐出力端子にも出力され、可変抵抗器Ｒ１を通って検波回路１０７に入力する。同様に、送信波生成回路１０４は送信波を生成し、生成された送信波はパワーアンプ１０５にて増幅されて送信波出力として出力される。また、増幅された送信波は結合器１０６のコンデンサＣ２にて容量結合した分岐出力端子にも出力され、可変抵抗器Ｒ２を通って検波回路１０７に入力する。
【００３６】
上述したように、送信波生成回路１０１と送信波生成回路１０４とは異なるタイミングで排他的に送信波を生成するので、２つの周波数帯の送信波が同時に検波回路１０７に入力することはない。以下、本実施形態の具体的な動作について詳述する。
【００３７】
２．３）初期調整
図１２に可変抵抗器Ｒｉ（ｉ＝１，２）の調整アルゴリズムを示す。可変抵抗器Ｒｉは製品出荷前に検査調整ライン等で調整されるのが望ましい。この調整を行うことにより、コンデンサＣ１、Ｃ２のばらつきや検波回路１０７のばらつき、基板の付加容量のばらつき等も吸収することができる。以下、送信波生成回路１０１側の可変抵抗器Ｒ１の制御について説明するが、可変抵抗器Ｒ２の場合も同様である。
【００３８】
図１２において、制御部２０１は、送信波生成回路１０１を調整のために駆動して所定送信電力Ｐ０の送信波を生成させる（ステップ３０１）。制御部２０１は、送信波生成回路１０１が生成した送信波の送信電力情報ＴＰ１を入力するとともに（ステップ３０２）、調整対象の可変抵抗器Ｒ１の抵抗値を調整時の初期値Ｒ０に、他方の可変抵抗器Ｒ２の抵抗値を最大値に、それぞれ設定する（ステップ３０３）。
【００３９】
続いて、制御部２０１は、送信電力Ｐ０の送信波に対する検波回路１０７の検波出力電圧Ｖdetを入力すると、検波出力電圧Ｖdetが調整時の検波電圧上限値Ｖ１を超えているか否かを判定し（ステップ３０４）、Ｖdet＞Ｖ１であれば（ステップ３０４：ＹＥＳ）、制御信号Ｓ１により可変抵抗器Ｒ１の抵抗値を所定のステップ幅ｄＲで上昇させる（ステップ３０５）。可変抵抗器Ｒ１の抵抗値の上昇ステップ３０５は検波出力電圧Ｖdetが検波電圧上限値Ｖ１以下になるまで繰り返される。
【００４０】
検波出力電圧Ｖdetが検波電圧上限値Ｖ１以下になると（ステップ３０４：ＮＯ）、制御部は検波出力電圧Ｖdetが調整時の検波電圧下限値Ｖ２を下回っているか否かを判定し（ステップ３０６）、Ｖdet＜Ｖ２であれば（ステップ３０６：ＹＥＳ）、制御信号Ｓ１により可変抵抗器Ｒ１の抵抗値を所定のステップ幅ｄＲで下降させる（ステップ３０７）。可変抵抗器Ｒ１の抵抗値の下降ステップ３０７は検波出力電圧Ｖdetが検波電圧下限値Ｖ１以上になるまで繰り返される。
【００４１】
こうして検波出力電圧Ｖdetが調整時の上限値Ｖ１と下限値Ｖ２との間に収まると（ステップ３０６：ＮＯ）、制御部２０１は、その時の制御信号Ｓ１の値を送信波生成回路１０１の調整値Ｓ１_adjとして調整値メモリ２０２に格納する。同様に送信波生成回路１０４の調整値Ｓ２_adjも調整値メモリ２０２に格納して調整アルゴリズムを終了する。  このように調整値を予め決定しておくことで、回路要素のばらつきに起因する動作のアンバランスを解消することができる。
【００４２】
２．４）送信時の可変抵抗制御
送信動作時には、上述したように、送信波生成回路１０１と送信波生成回路１０４とは異なるタイミングで排他的に送信波を生成するので、２つの周波数帯の送信波が同時に検波回路１０７に入力することはない。この排他的動作を利用して、送信波の有無を判定し、粗により可変抵抗器Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を最もロスが少なくなるように制御する。ここでは、上記初期調整により調整値メモリ２０２に送信波生成回路１０１および１０４の調整値Ｓ１_adjおよびＳ２_adjがそれぞれ記憶されているものとする。
【００４３】
図１３に示すように、制御部２０１は送信波生成回路１０１および１０４からそれぞれ送信電力情報ＴＰ１およびＴＰ２を入力する（ステップ４０１）。送信電力情報ＴＰ１が０[mW]より大きければ（ステップ４０２：ＹＥＳ）、送信波生成回路１０１が送信波を生成していると判断し、結合器１０３による分岐出力が最も効率よく、かつ、他方の送信系に影響されることなく検波回路１０７に入力するように可変抵抗器Ｒ１およびＲ２を制御する。すなわち、対応する可変抵抗器Ｒ１を調整値メモリ２０２に格納した調整値Ｓ１_adjの制御信号Ｓ１により制御し、他方の可変抵抗器Ｒ２をその抵抗値が最大となる制御信号Ｓ２により制御する（ステップ４０３）。このタイミングでの抵抗値設定が完了すると、制御部２０１は再びステップ４０１へ戻って送信波生成回路１０１および１０４からそれぞれ送信電力情報ＴＰ１およびＴＰ２を入力する。
【００４４】
送信電力情報ＴＰ１が０[mW]以下であれば（ステップ４０２：ＮＯ）、送信波生成回路１０１が送信波の生成を停止していると判断し、続いて送信電力情報ＴＰ２が０[mW]より大きいか否かを判定する（ステップ４０４）。送信電力情報ＴＰ２が０[mW]より大きければ（ステップ４０４：ＹＥＳ）、送信波生成回路１０４が送信波を生成していると判断し、結合器１０６による分岐出力が最も効率よく、かつ、他方の送信系に影響されることなく検波回路１０７に入力するように可変抵抗器Ｒ１およびＲ２を制御する。すなわち、対応する可変抵抗器Ｒ２を調整値メモリ２０２に格納した調整値Ｓ２_adjの制御信号Ｓ２により制御し、他方の可変抵抗器Ｒ１をその抵抗値が最大となる制御信号Ｓ１により制御する（ステップ４０５）。このタイミングでの抵抗値設定が完了すると、制御部２０１は再びステップ４０１へ戻って送信波生成回路１０１および１０４からそれぞれ送信電力情報ＴＰ１およびＴＰ２を入力する。
【００４５】
送信電力情報ＴＰ１およびＴＰ２のいずれも０[mW]以下であれば（ステップ４０４：ＮＯ）、いずれの送信系も送信していないと判断し、制御部２０１は可変抵抗器の抵抗値を変更することなく、ステップ４０１へ戻って送信波生成回路１０１および１０４からそれぞれ送信電力情報ＴＰ１およびＴＰ２を入力する。
【００４６】
このように、可変抵抗器Ｒ１、Ｒ２のそれぞれの抵抗値を送信タイミングに同期させて調整値と最大抵抗値の間で変化させることができ、送信している送信系のパワーアンプ１０２から検波回路１０７までのロスを、検波回路を送信系ごとに別個に設けた回路構成と同等レベルに低下させることができる。
【００４７】
２．５）ダイナミックレンジ拡大制御
本実施形態によれば、可変抵抗器Ｒ１、Ｒ２を制御することで、検波回路１０７のダイナミックレンジを増加させることも可能となる。以下、図１４および図１５を参照して説明する。
【００４８】
ここでは、可変抵抗器Ｒ１、Ｒ２の高ゲイン検波モード抵抗値ＲHIGH-Gと低ゲイン検波モード抵抗値ＲLOW-Gとが、たとえば工場出荷前に、図１２で説明した初期調整アルゴリズムにより決定され調整値メモリ２０２に格納されているものとする。また、調整値メモリ２０２には、可変抵抗値を切り替える送信電力の上限値ＰHおよび下限値ＰLが格納されているものとする。
【００４９】
図１４において、制御部２０１は送信波生成回路１０１あるいは１０４から送信電力情報ＴＰｉ（ここでは送信電力Ｐｉであるとする。）を入力する（ステップ５０１）。送信電力Ｐｉが抵抗値切替電力下限値ＰLより小さい場合には（ステップ５０２：ＹＥＳ）、制御部２０１は制御信号Ｓｉにより可変抵抗器Ｒｉを所定の高ゲイン検波モード抵抗値ＲHIGH-Gに設定して検波回路１０７から入力する検波電圧ＶdetにオフセットＶoffsetが加算されたものと認識する（ステップ５０３）。Ｐｉ＜ＰLある限り、制御部２０１は高ゲイン検波モードでオフセット加算されたものとして検波電圧により処理を行う。
【００５０】
送信電力Ｐｉが抵抗値切替電力下限値ＰL以上になると（ステップ５０２：ＮＯ）、制御部２０１はさらに送信電力Ｐｉが抵抗値切替電力上限値ＰHより大きいか否かを判定する（ステップ５０４）。Ｐｉ＞ＰHであれば（ステップ５０４：ＹＥＳ）、制御部２０１は制御信号Ｓｉにより可変抵抗器Ｒｉを所定の低ゲイン検波モード抵抗値ＲLOW-Gに設定する（ステップ５０５）。送信電力Ｐｉが抵抗値切替電力上限値ＰH以下になっても（ステップ５０４：ＮＯ）、ＰｉがＰL以上である限り（ステップ５０２：ＮＯ）、制御部２０１は低ゲイン検波モードを変更せずにそのまま処理を続行する。そして、ＰｉがＰLより小さくなった時点で（ステップ５０２：ＹＥＳ）、可変抵抗器Ｒｉを高ゲイン検波モード抵抗値ＲHIGH-Gに切り換える（ステップ５０３）。
【００５１】
このように可変抵抗器Ｒ１、Ｒ２を制御することで、検波回路１０７が図１５に示すようにヒステリシスをもって動作し、結果的にダイナミックレンジを増加させることが可能となる。すなわち、図１５において、Ｐｉ＜ＰLであれば高ゲイン検波モード６０１で動作し、Ｐｉが更に上昇してＰHに到達すると低ゲイン検波モード６０２に切り替わる。逆にＰｉが低下してＰLに到達すると高ゲイン検波モード６０１に切り替わる。
【００５２】
このように、本実施形態によれば、送信電力に依存して検波モードが切り替わるので、図１５に示すように、本来の検波回路１０７のダイナミックレンジ６０３に対して、拡大されたダイナミックレンジ６０４を得ることができる。
【００５３】
さらに、送信電力に依存した検波モードの切替動作が図１５に示すようなヒステリシスを持っている。このヒステリシスを持っていることで、一時的な送信電力の変動に起因する検波モードの切り替わりを有効に防止でき、動作が安定する。また、送信電力が細かく上下したときでも、パワーアンプのロスや出力インピーダンスの変動を抑制することができる。
【００５４】
２．６）効果
上述したように、第２実施形態によれば、可変抵抗器を制御することで、回路要素のばらつきを極小化できると共に、検波回路のダイナミックレンジを拡大することができる。特に、送信電力に対する検波電圧値がヒステリシスを持って変化することで、パワーアンプのロスや出力インピーダンスの変動を抑制することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、複数の送信回路で検波回路を共用する送信機に適用可能である。
【符号の説明】
【００５６】
１０１、１０４  送信波生成回路
１０２、１０５  パワーアンプ
１０３、１０６  結合器
１０７  検波回路
１０８  演算部
２０１  制御部
２０２  調整値メモリ
Ｒ１、Ｒ２  抵抗器、可変抵抗器
Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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