(57)【要約】【課題】確実に満充電近くまで充電可能な充電回路及び充電方法を提供する。【解決手段】入力端子に印加された直流電圧を制御して出力端子に接続される二次電池を定電流―定電圧充電で充電する充電回路において、入出力端子間に出力トランジスタを介挿し、分圧抵抗を二次電池に並列に接続し、第１基準電圧と二次電池の他方の電極の電位とが印加される第１演算増幅回路と、第２基準電圧と二次電池の分圧とが印加される第２演算増幅回路と、を備え、第２基準電圧の負極を二次電池の負極に接続し、両演算増幅回路により出力トランジスタを制御する。【選択図】図１
2011176930.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に印加された直流電圧を制御して出力端子に接続される二次電池を定電流―定電圧充電で充電する充電回路において、
前記入力端子及び前記出力端子に制御端子を除く端子が接続された第１のトランジスタと、
前記二次電池の他方の電極と接地端子ＧＮＤとの間に介挿された充電電流検出抵抗の電圧降下と、一端が接地端子ＧＮＤに接続された第１基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電流が一定の電流値になるように前記第１のトランジスタの制御端子の入力電圧を制御する第１演算増幅回路と、
２つ以上の抵抗を直列接続して、前記二次電池の両電極に接続し、前記二次電池の電圧を分圧した分圧電圧と、一端が前記二次電池の他方の電極と前記充電電流検出抵抗の接続ノードとに接続された第２基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電圧が一定の電圧値になるように前記第１のトランジスタの制御入力電圧を制御する第２演算増幅回路と、を備えたことを特徴とする充電回路。
【請求項２】
制御端子が前記第１演算増幅回路の出力端子に接続され、一端が接地端子ＧＮＤに接続された第２のトランジスタと、制御端子が前記第２演算増幅回路の出力端子に接続され、一端が前記第２のトランジスタの他端に接続され、他端が前記第１のトランジスタの制御端子に接続された第３のトランジスタと、を備えたことを特徴とする請求項１記載の充電回路。
【請求項３】
前記二次電池がリチウムイオン電池であり、前記第１演算増幅回路及び前記第２演算増幅回路がオペアンプであり、前記トランジスタがＭＯＳトランジスタもしくはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１または２記載の充電回路。
【請求項４】
入力端子に印加された直流電圧を制御して出力端子に接続される二次電池を定電流―定電圧充電で充電する充電方法において、
前記入力端子及び前記出力端子に出力トランジスタの制御端子を除く端子を接続し、
前記二次電池の他方の電極と接地端子ＧＮＤとの間に介挿された充電電流検出抵抗の電圧降下と、一端が接地端子ＧＮＤに接続された第１基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電流が一定の電流値になるように前記出力トランジスタの制御端子の入力電圧を制御し、
２つ以上の抵抗を直列接続して、前記二次電池の両電極に接続し、前記二次電池の電圧を分圧した分圧電圧と、一端が前記二次電池の他方の電極と前記充電電流検出抵抗の接続ノードとに接続された第２基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電圧が一定の電圧値になるように前記出力トランジスタの制御入力電圧を制御することを特徴とする充電方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、二次電池の充電を行う充電回路及び充電方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は、一般的な充電回路である。
充電回路１０は、出力トランジスタＭ１、第１演算増幅回路１１、第２演算増幅回路１２、ＮＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ３、第１基準電圧Ｖr1、第２基準電圧Ｖr2、充電電流検出抵抗Ｒ１、分圧抵抗Ｒ２、Ｒ３、および抵抗Ｒ４で構成されている。
また、入力端子Ｖin、出力端子Ｖout、接地端子ＧＮＤ、および二次電池ＢＡＴの一端を接続するための端子Ｔ１を備えている。
【０００３】
入力端子Ｖinと接地端子ＧＮＤとの間には図示しない直流電圧が接続されている。出力端子Ｖoutには二次電池ＢＡＴの正極が接続され、端子Ｔ１には二次電池ＢＡＴの負極が接続されている。
【０００４】
出力トランジスタＭ１はＰＭＯＳ(Positive type Metal Oxide Semiconductor)トランジスタであり、入力端子Ｖinと出力端子Ｖoutとの間に接続されている。出力トランジスタＭ１のゲートはＮＭＯＳ(Negative type MOS)トランジスタＭ３のドレインに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のソースはＮＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２のソースは接地端子ＧＮＤに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲートは第１演算増幅回路１１の出力に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲートは第２演算増幅回路１２の出力に接続されている。
【０００５】
充電電流検出抵抗Ｒ１は端子Ｔ１と接地端子ＧＮＤとの間に接続されている。端子Ｔ１は第１演算増幅回路１１の反転入力に接続されている。第１演算増幅回路１１の非反転入力には第１基準電圧Ｖr1の正極が接続されている。
【０００６】
分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３とは直列接続され、出力端子Ｖoutと接地端子ＧＮＤとの間に接続されている。分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との接続ノードからは分圧電圧Ｖbが出力され、第２演算増幅回路１２の反転入力に接続されている。第２演算増幅回路１２の非反転入力と接地端子ＧＮＤとの間には第２基準電圧Ｖr2が接続されている。
【０００７】
抵抗Ｒ４は入力端子Ｖinと出力トランジスタＭ１のゲートとの間に接続されている。
【０００８】
図４は、図３に示す充電回路１０による充電電流Ｉcと二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖbat、および充電回路１０の出力電圧Ｖoの変化を示す図である。縦軸は電圧、および電流値であり、横軸は時間である。時刻ｔ１以前が定電流充電領域であり、時刻ｔ１以降は定電圧充電領域である。このグラフを参照して図３の充電回路１０の動作を説明する。
【０００９】
時刻ｔ１以前で電池電圧Ｖbatが低い場合は、分圧電圧Ｖbは第２基準電圧Ｖr2未満となっているので、第２演算増幅回路１２の出力はハイレベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ３はオン状態となる。このＮＭＯＳトランジスタＭ３のオン状態では第２演算増幅回路１２は定電圧動作を行なうことができない。
【００１０】
また、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が第１基準電圧Ｖr1未満の場合は、第１演算増幅回路１１の出力はハイレベルとなるので、ＮＭＯＳトランジスタＭ２はオンとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ３とＮＭＯＳトランジスタＭ２とが両方オンとなるため、出力トランジスタＭ１のゲート電圧が大きく低下する。すると、出力トランジスタＭ１のインピーダンスが小さくなるので充電電流Ｉcが増加する。充電電流Ｉcが増加して充電電流検出抵抗Ｒ１での電圧降下が第１基準電圧Ｖr1に近づくにつれ、第１演算増幅回路１１の出力電圧は低下する。充電電流検出抵抗Ｒ１での電圧降下が第１基準電圧Ｖr1を超えると第１演算増幅回路１１の出力電圧はローレベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２をオフしてしまうので、結局、第１演算増幅回路１１の出力は、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が第１基準電圧Ｖr1に等しくなるようにＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することになる。すなわち、充電電流Ｉcは第１基準電圧Ｖr1を充電電流検出抵抗Ｒ１で除した定電流となる。
【００１１】
上記のように、時刻ｔ１以前では充電回路１０は定電流充電を行なう。そして、出力電圧Ｖoは電池電圧Ｖbatより第１基準電圧Ｖr1だけ高い電圧になっている。
【００１２】
充電が進んで二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖbatが高くなると、分圧電圧Ｖbも上昇する。分圧電圧Ｖbが第２基準電圧Ｖr2に近づくと、第２演算増幅回路１２の出力が低下し始めるので、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のインピーダンスが大きくなり、出力トランジスタＭ１のゲート電圧が上昇する。すると出力トランジスタＭ１のインピーダンスが大きくなるため充電電流Ｉcが減少を始める。充電電流Ｉcが減少すると、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が小さくなり、第１基準電圧Ｖr1未満になる。すると第１演算増幅回路１１の出力はハイレベルとなるので、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンとなり、第１演算増幅回路１１は定電流動作を行なえなくなる。このときの時刻がｔ１である。
【００１３】
時刻ｔ１では出力電圧Ｖoがほぼ満充電電圧に達する。このとき分圧電圧Ｖbは第２基準電圧Ｖr2に等しくなる。分圧電圧Ｖbは第２基準電圧Ｖr2を超えると第２演算増幅回路１２の出力はローレベルとなり、出力トランジスタＭ１をオフしてしまうので、結局、第２演算増幅回路１２は分圧電圧Ｖbが第２基準電圧Ｖr2と等しい電圧になるようにＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲート電圧を制御するので、出力電圧Ｖoは第２基準電圧Ｖr2と分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との比で決まる定電圧となる。
【００１４】
上記のように、この充電回路１０では充電初期は定電流充電を行い、二次電池ＢＡＴの電圧Ｖbatが上昇すると定電圧充電に切換わる。
【００１５】
定電圧充電中にも電池電圧Ｖbatは上昇し、充電電流Ｉcは減少する。充電電流Ｉcが充電終了電流未満になったところで充電を終了する。
【００１６】
このような回路構成を備えた特許文献としては特許文献１、および特許文献２が挙げられる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、前述した一般的な充電回路では、定電圧充電中に二次電池ＢＡＴに印加されている電圧Ｖbatは、出力端子Ｖoutの電圧Ｖoから充電電流検出抵抗Ｒ１での電圧降下を引いた電圧である。そのため、充電終了した時点の電池電圧Ｖbatは満充電電圧より低い電圧である。
【００１８】
二次電池ＢＡＴとしてリチウムイオン電池を使用した場合、充電停止時における電池電圧は非常に重要である。
すなわち、リチウムイオン電池は最大充電電圧をわずかでも超えて充電すると、電池内部で金属リチウムが析出し、内部ショートを発生させる恐れがあるため、最大充電電圧を超えない電圧で充電をする必要がある。
【００１９】
ところで、最大充電電圧より低い電圧で充電を停止してしまうと満充電にならない。最大充電電圧より０．１Ｖ低い電圧で充電を停止した場合は、満充電の９０％程度の容量になるといわれている。そのため、充電停止時における充電電圧はできるだけ最大充電電圧に近づける必要がある。
【００２０】
しかし、定電圧充電時における出力電圧Ｖoの電圧精度は±５０ｍＶ程度であるため、出力電圧Ｖoが最大にばらついても満充電電圧を超えないようにするために、出力電圧Ｖoの定格電圧は満充電電圧より電圧精度分の５０ｍＶ低い電圧にしている。このため、最悪、０．１Ｖ低い電圧で充電されてしまう場合がある。
【００２１】
一般的な充電回路では、上述した充電電圧より充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下分さらに低くなるため、充電停止時における二次電池の容量はさらに少なくなってしまう。充電終了時に、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が０．１Ｖあると、最悪満充電の８０％程度しか充電できない場合が発生する。このように少ない容量で充電停止した場合は、この二次電池を用いた携帯電子機器の動作時間も短くなるため問題となる。
【００２２】
本発明は、上述した実情を考慮してなされたものであって、確実に満充電近くまで充電可能な充電回路及び充電方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、入力端子に印加された直流電圧を制御して出力端子に接続される二次電池を定電流―定電圧充電で充電する充電回路において、前記入力端子及び前記出力端子に制御端子を除く端子が接続された第１のトランジスタと、前記二次電池の他方の電極と接地端子ＧＮＤとの間に介挿された充電電流検出抵抗の電圧降下と、一端が接地端子ＧＮＤに接続された第１基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電流が一定の電流値になるように前記第１のトランジスタの制御端子の入力電圧を制御する第１演算増幅回路と、２つ以上の抵抗を直列接続して、前記二次電池の両電極に接続し、前記二次電池の電圧を分圧した分圧電圧と、一端が前記二次電池の他方の電極と前記充電電流検出抵抗の接続ノードとに接続された第２基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電圧が一定の電圧値になるように前記第１のトランジスタの制御入力電圧を制御する第２演算増幅回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、制御端子が前記第１演算増幅回路の出力端子に接続され、一端が接地端子ＧＮＤに接続された第２のトランジスタと、制御端子が前記第２演算増幅回路の出力端子に接続され、一端が前記第２のトランジスタの他端に接続され、他端が前記第１のトランジスタの制御端子に接続された第３のトランジスタと、を備えたことを特徴とする。
【００２５】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記二次電池がリチウムイオン電池であり、前記第１演算増幅回路及び前記第２演算増幅回路がオペアンプであり、前記トランジスタがＭＯＳトランジスタもしくはバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
【００２６】
請求項４記載の発明は、入力端子に印加された直流電圧を制御して出力端子に接続される二次電池を定電流―定電圧充電で充電する充電方法において、前記入力端子及び前記出力端子に出力トランジスタの制御端子を除く端子を接続し、前記二次電池の他方の電極と接地端子ＧＮＤとの間に介挿された充電電流検出抵抗の電圧降下と、一端が接地端子ＧＮＤに接続された第１基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電流が一定の電流値になるように前記出力トランジスタの制御端子の入力電圧を制御し、２つ以上の抵抗を直列接続して、前記二次電池の両電極に接続し、前記二次電池の電圧を分圧した分圧電圧と、一端が前記二次電池の他方の電極と前記充電電流検出抵抗の接続ノードとに接続された第２基準電圧の他端の電圧とを入力して、前記二次電池の充電電圧が一定の電圧値になるように前記出力トランジスタの制御入力電圧を制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、分圧抵抗を二次電池に並列に接続し、第２基準電圧の負極を二次電池の負極に接続したため、定電圧充電中は正確に電池電圧を満充電電圧に制御することができる。このため、従来のように充電終了時の電池電圧が満充電電圧より充電電流検出抵抗における電圧降下分だけ低くなることがなくなり、より満充電に近い電圧まで充電することができ、充電完了後の機器の使用時間を伸ばすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施の形態を示す充電回路の回路図である。
【図２】図１に示す充電回路による充電電流と二次電池の電圧、および充電回路の出力電圧の変化を示す図である。
【図３】一般的な充電回路である。
【図４】図３に示す充電回路による充電電流と電池電圧、および充電回路の出力電圧の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施の形態を示す充電回路の回路図である。
充電回路１０は、第１のトランジスタとしての出力トランジスタＭ１、第１演算増幅回路１１、第２演算増幅回路１２、ＮＭＯＳトランジスタＭ２とＮＭＯＳトランジスタＭ３、第１基準電圧Ｖr1、第２基準電圧Ｖr2、充電電流検出抵抗Ｒ１、分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３、および抵抗Ｒ４で構成されている。
また、入力端子Ｖin、出力端子Ｖout、接地端子ＧＮＤ、および二次電池ＢＡＴの一端（正極）を接続するための端子Ｔ１を備えている。
【００３０】
入力端子Ｖinと接地端子ＧＮＤとの間には図示しない直流電圧が接続されている。出力端子Ｖoutには二次電池ＢＡＴの正極が接続され、端子Ｔ１には二次電池ＢＡＴの負極が接続されている。
【００３１】
図１に示した充電回路の図２に示した充電回路との違いは、分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３とが出力端子Ｖoutと端子Ｔ１との間に接続され、第２基準電圧Ｖr2の負側の電極が端子Ｔ１に接続された点である。
【００３２】
その他の接続は図２と同様のため回路接続に関する説明は省略する。なお、図２と同様の部品には同一の符号を付してある。
【００３３】
図２は、図１に示す充電回路１０による充電電流Ｉcと二次電池ＢＡＴの電圧Ｖbat、および充電回路１０の出力電圧Ｖoの変化を示す図である。縦軸は電圧、および電流値であり、横軸は時間である。時刻ｔ１以前が定電流充電領域であり、時刻ｔ１以降は定電圧充電領域である。このグラフを参照して図１の充電回路１０の動作を説明する。
【００３４】
時刻ｔ１以前で電池電圧Ｖbatが低い場合は、分圧電圧Ｖbは第２基準電圧Ｖr2未満となっているので、第２演算増幅回路１２の出力はハイレベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ３はオン状態となる。このＮＭＯＳトランジスタＭ３のオン状態では第２演算増幅回路１２は定電圧動作を行なうことができない。
【００３５】
また、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が第１基準電圧Ｖr1未満の場合は、第１演算増幅回路１１の出力はハイレベルとなるので、ＮＭＯＳトランジスタＭ２はオンとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ３とＭ２が両方オンとなるため、出力トランジスタＭ１のゲート電圧が大きく低下する。すると出力トランジスタＭ１のインピーダンスが小さくなるので充電電流Ｉcが増加する。充電電流Ｉcが増加して充電電流検出抵抗Ｒ１での電圧降下が第１基準電圧Ｖr1に近づくにつれ、第１演算増幅回路１１の出力電圧は低下する。充電電流検出抵抗Ｒ１での電圧降下が第１基準電圧Ｖr1を超えると第１演算増幅回路１１の出力電圧はローレベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２をオフしてしまうので、結局、第１演算増幅回路１１の出力は、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が第１基準電圧Ｖr1に等しくなるようにＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することになる。
【００３６】
充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が第１基準電圧Ｖr1に等しくなる場合の充電電流をＩc0とするとＩc0は、
Ｉc0＝Ｖr1／Ｒ１  ・・・・・(１)
であるから、時刻ｔ１以前では数式（１）に示すように第１基準電圧Ｖr1を充電電流検出抵抗Ｒ１で除した電流値Ｉc0による定電流充電となる。また、このときの充電回路１０の出力電圧Ｖoは電池電圧Ｖbatより第１基準電圧Ｖr1だけ高い電圧になっている。
【００３７】
二次電池ＢＡＴの充電が進んで電池電圧Ｖbatが高くなると、分圧電圧Ｖbも上昇する。分圧電圧Ｖbが第２基準電圧Ｖr2に近づくと、第２演算増幅回路１２の出力が低下し始めるので、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のインピーダンスが大きくなり、出力トランジスタＭ１のゲート電圧が上昇する。すると出力トランジスタＭ１のインピーダンスが大きくなるため充電電流Ｉcが減少を始める。充電電流Ｉcが減少すると、充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下が小さくなり、第１基準電圧Ｖr1未満になる。すると第１演算増幅回路１１の出力はハイレベルとなるので、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンとなり、演算増幅回路１１は定電流動作を行なえなくなる。この時刻がｔ１である。
【００３８】
時刻ｔ１になると、電池電圧Ｖbatが満充電電圧に達すると、このとき分圧電圧Ｖbは第２基準電圧Ｖr2に等しくなる。分圧電圧Ｖbは第２基準電圧Ｖr2を超えると第２演算増幅回路１２の出力はローレベルとなり、出力トランジスタＭ１をオフしてしまうので、結局、第２演算増幅回路１２は分圧電圧Ｖbが第２基準電圧Ｖr2と等しい電圧になるようにＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲート電圧を制御するので、電池電圧Ｖbatは満充電電圧に維持され定電圧充電が行なわれる。なお、満充電電圧は第２基準電圧Ｖr2と、分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との比で決まる電圧で満充電電圧をＶbat0とすると、
Ｖbat0＝Ｖr2＊(Ｒ２＋Ｒ３)／Ｒ３  ・・・・・(２)
となる。すなわち、時刻ｔ２以後は数式（２）で表される定電圧で二次電池ＢＡＴに充電が行なわれる。
【００３９】
また、時刻ｔ１では充電回路１０の出力電圧Ｖoは満充電電圧よりほぼ第１基準電圧Ｖr1だけ高い電圧になっている。
【００４０】
時刻ｔ１以降は、時間の経過と共に充電電流が減少するので、それに伴って充電電流検出抵抗Ｒ１での電圧降下も減少する。そのため、図２に示すように出力電圧Ｖoも次第に低下する。しかし、二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖbatは満充電を維持している。
【００４１】
充電電流Ｉcが減少して、充電終了電流未満になると充電を停止する。
【００４２】
上記のように、本発明によれば分圧抵抗を二次電池ＢＡＴに並列に接続し、第２基準電圧Ｖr2の負極を二次電池ＢＡＴの負極に接続したため、定電圧充電中は正確に電池電圧Ｖbatを満充電電圧Ｖbat0に制御することができるようになった。このため、従来のように充電終了時の電池電圧が満充電電圧より充電電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下分だけ低くなることがなくなり、より満充電に近い電圧まで充電することができ、充電完了後の機器の使用時間を伸ばすことができるようになった。
【００４３】
なお、上述した実施の形態は、本発明の好適な実施の形態の一例を示すものであり、本発明はそれに限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲内において、種々変形実施が可能である。
例えば、上述した実施の形態ではトランジスタにＭＯＳトランジスタを用いた場合で説明したが、本発明はこれに限定されるものでなく、バイポーラトランジスタで構成してもよい。この場合、出力トランジスタＭ１として例えばＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いた場合、入力端子Ｖin側がエミッタとなり、出力端子Ｖout側がコレクタとなり、ゲートがベースとなる。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ２とＮＭＯＳトランジスタＭ３としてＮＰＮ型トランジスタを用いた場合、各トランジスタの端子は上からコレクタ、ベース、エミッタ、コレクタ、ベース、エミッタとなる。
【符号の説明】
【００４４】
１０    充電回路
１１    第１演算増幅回路
１２    第２演算増幅回路
Ｍ１    出力トランジスタ
Ｖr1    第１基準電圧
Ｖr2    第２基準電圧
Ｒ１    充電電流検出抵抗
Ｒ２、Ｒ３    分圧抵抗
ＢＡＴ    二次電池
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４５】
【特許文献１】特開２００８−３１２４２６号公報
【特許文献２】特開平１１−２８５１６８号公報
【図１】
2011176930.tif 000003
【図２】
2011176930.tif 000004
【図３】
2011176930.tif 000005
【図４】
2011176930.tif 000006