(57)【要約】【課題】奇数次、偶数次高調波をリアルタイムに発生させる信号処理装置を提供する。【解決手段】高調波発生部１３の解析信号変換部５１は、入力信号をヒルベルト変換し、解析信号化する。解析信号の実部Ｒｅは、乗算器５２で自乗され、虚部Ｉｍは、乗算器５３で自乗される。加算器５４は、これら自乗後の信号の差分を取り、周波数が２倍に変換された信号Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）を出力する。さらに、この出力信号Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）を解析信号変換部５５で解析信号化する。解析信号変換部５５の出力解析信号の実部Ｒｅと、解析信号変換部５１の出力解析信号の実部Ｒｅを乗算し、乗算器５９で解析信号変換部５５の出力解析信号の虚部Ｉｍと、解析信号変換部５１の出力解析信号の虚部Ｉｍを乗算し、加算器６０で差分を取ると、Ａ３ｃｏｓ（３ωｔ）が生成される。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ信号を入力する入力部と、
前記入力部に入力したオーディオ信号を取得する取得部と、
前記取得部で取得したオーディオ信号にヒルベルト変換を行って解析信号化し、当該解析信号の乗算を行うことにより高調波を発生する演算部と、
前記演算部の演算後の信号を前記入力部に入力したオーディオ信号に加算して出力する加算部と、
を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記演算部は、前記解析信号から瞬時振幅値を検出し、検出した瞬時振幅値で前記乗算後の信号の振幅値を変換することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記演算部は、前記取得部で取得したオーディオ信号を正規化してから演算を行うことを特徴とする請求項２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記演算部の後段にイコライザを備え、
前記イコライザは、前記乗算により変化する振幅値を補正する特性が設定されたことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記演算部の前段にバンドパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力された信号に種々の演算を行う信号処理装置に関し、特に低域成分を拡張する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
口径の小さいスピーカは、物理的に低域成分を出力することができない場合がある。そこで、低域成分の高調波を発生させて元の信号に加算することにより、ミッシングファンダメンタルと言われる現象を利用して、物理的には出力されていない低域成分が出力されているように聴取させる技術が用いられている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表平１１−５０９７１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
高調波は、入力信号をクリップさせるあるいは整流を行う、等の手法で発生させることができるが、これらの２手法は単独では、奇数次あるいは偶数次の成分しか発生しないという課題がある。一方、積分演算であれば奇数次、偶数次の成分ともに発生させることもできるが、応答性が悪いという課題がある。
【０００５】
そこで、この発明は、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させることができる信号処理装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明の信号処理装置は、オーディオ信号を入力する入力部と、入力部からオーディオ信号を取得する取得部と、演算部と、演算部の出力信号を入力部のオーディオ信号に加算して出力する加算部と、を備えている。演算部は、取得部で取得したオーディオ信号にヒルベルト変換を行って解析信号化し、この解析信号の乗算を行う。例えば、入力信号Ａｃｏｓ（ωｔ）の解析信号Ａｃｏｓ（ωｔ）＋ｊＡｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）を自乗演算することで、２倍音を生成することができる。
【０００７】
ヒルベルト変換を用いて入力信号ｃｏｓ（ωｔ）を角周波数ω０で周波数変換する場合、ｅｘｐ（ｊωｔ）→ｅｘｐ［ｊ（（ω＋ω０）ｔ）］の実部を取出すものであるから、Ｒｅ（ｅｘｐ［ｊ（（ω＋ω０）ｔ）］＝ｃｏｓ［（ω＋ω０）ｔ］＝ｃｏｓ（ωｔ）・ｃｏｓ（ω０ｔ）−ｓｉｎ（ωｔ）・ｓｉｎ（ω０ｔ）＝Ｒｅ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］・Ｒｅ［ｅｘｐ（ｊω０ｔ）］−Ｉｍ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］・Ｉｍ［ｅｘｐ（ｊω０ｔ）］となる。このとき、ω＝ω０とすれば、ｃｏｓ（２ωｔ）＝（Ｒｅ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２−（Ｉｍ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２となる。したがって、解析信号の実部、虚部をそれぞれ自乗し、差分を取ることで入力信号の周波数を２倍に変換することになる。また、この信号Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）をさらに解析信号化し、実部Ｒｅ、虚部Ｉｍをそれぞれ自乗して差分を取ると、Ａ４ｃｏｓ（４ωｔ）が生成される。また、Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）の解析信号と、Ａｃｏｓ（ωｔ）の解析信号の実部、および虚部をそれぞれ乗算し、差分を取るとＡ３ｃｏｓ（３ωｔ）が生成される。したがって、これらの信号を加算することにより、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させることができる。
【０００８】
ミッシングファンダメンタルの効果は、倍音成分の差周波数（実際には存在しない低音）を感知するというものであるため、偶数次成分（または奇数次成分）のみを単独で元の信号に加えたとしても、差周波数は元の周波数の２倍となり、ファンダメンタル（基音）の感知は劣ることになる。しかし、本発明では、奇数次および偶数次両方の高調波を発生させるため、差周波数が基音と一致し、低音の量感を強く感知させることが可能となる。
【０００９】
なお、上述の様に、乗算によって振幅値もべき乗されて大きくなるため、振幅値を検出し、乗算後の信号の振幅変換を行うことが望ましい。ヒルベルト変換では、１周期を経ずとも、実部と虚部の自乗和を取ることで瞬時に振幅値の自乗が検出されるため、この検出した瞬時振幅値を用いることで、乗算によって増大した振幅値を元通りの振幅値に変換することができる。
【００１０】
また、入力信号を正規化（振幅値を１と）しておけば、乗算しても振幅値は変化しないため、乗算前に入力信号を正規化し、乗算後の信号の振幅値を瞬時振幅値に変換すれば計算量も少なくて済む。
【００１１】
さらに、べき乗で変化する振幅値と逆特性を有するイコライザを用い、乗算後の信号の高域側を減衰させることでも、振幅変換を用いずに振幅値を保つことができる。ただし、基音となる信号の周波数の違いにより、補正後の信号の振幅値が異なってしまうため、演算部の前段側でもイコライジングしておく（低い周波数のレベルを下げる）ものとする。
【００１２】
また、入力信号に複数の周波数成分が含まれる場合、うなりによる振幅の揺らぎや不要な中間音が発生するおそれがあるため、バンドパスフィルタを用いて入力信号の帯域制限を行うことが望ましい。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】スピーカ装置の構成を示したブロック図である。
【図２】信号処理部の構成を示したブロック図である。
【図３】高調波発生部および振幅検出部の構成を示したブロック図である。
【図４】さらに高次倍音を生成する場合の高調波発生部の構成を示したブロック図である。
【図５】振幅調整の他の態様を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の信号処理装置に係る実施形態について説明する。図１は、本発明の信号処理装置を内蔵したスピーカ装置の構成を示すブロック図である。スピーカ装置は、入力部１、信号処理部２、および放音部３を備えている。
【００１６】
入力部１には、オーディオ信号が入力される。なお、本実施形態では、説明を容易にするために単一チャンネルについて説明するが、７．１ｃｈ等、さらに複数チャンネルのオーディオ信号が入力される態様であってもよい。
【００１７】
信号処理部２は、本発明の信号処理装置に相当し、入力部１から入力されたオーディオ信号Ｓｉｎに低域拡張処理を施し、放音部３にオーディオ信号Ｓｏｕｔとして出力する。放音部３は、信号処理部２から入力されたオーディオ信号Ｓｏｕｔに音場付与処理等を施し、増幅した後にスピーカ（不図示）から音声を放音する。スピーカは、各チャンネルに対応して独立して設けられたものであってもよいし、多数の小口径スピーカユニットを配列したスピーカアレイであってもよい。スピーカアレイである場合、各チャンネルのオーディオ信号をすべて（または一部）のスピーカユニットに分配してディレイ制御することにより、放音した音声をビーム化して聴取者に直接、または壁面を反射して到達させるものであってもよい。
【００１８】
図２は、信号処理部２の構成を示すブロック図である。図中左側に示す「Ｓ  ｉｎ」の表記は、入力部１から入力されるオーディオ信号を示す。図中右側に示す「Ｓｏｕｔ」の表記は、放音部３に出力されるオーディオ信号を示す。
【００１９】
取得部１１は、入力部１から入力されるオーディオ信号を取得し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２に出力する。複数チャンネルのオーディオ信号を取得する場合は、これらオーディオ信号を加算して出力する。チャンネル間の加算レベルは同一であってもよく、一部のチャンネルのレベルを上昇させてから加算し、一部のチャンネルを強調するようにしてもよい。また、すべてのチャンネルのオーディオ信号を加算する例に限らず、一部のチャンネルのオーディオ信号を加算する例であってもよい。
【００２０】
ＢＰＦ１２は、取得部１１から出力されたオーディオ信号の一部帯域のみ通過させて高調波発生部１３および振幅検出部１４に出力する。なお、実際には、バンドパスフィルタは、複数段の２次のＩＩＲフィルタ（ローパスフィルタとハイパスフィルタ）等により実現される。
【００２１】
ＢＰＦ１２の通過帯域は、拡張すべき低音の帯域や聴感特性（臨界帯域幅）に応じて設定する。例えば、スピーカの出力可能最低周波数が１００Ｈｚであるとき、高域側の遮断周波数を１００Ｈｚとする。低域側の遮断周波数は、不要な周波数成分を聴感上認識しないように、例えば６０Ｈｚとする。詳細は後述する。
【００２２】
高調波発生部１３は、ＢＰＦ１２から出力されたオーディオ信号の高調波を生成する。例えば、同図に示すようにＡｃｏｓ（ωｔ）を入力した場合、ΣＡｃｏｓ（ｎωｔ）（ただし、ｎは任意の2以上の連続する整数）として後段の補正処理部（ＢＰＦ＋ＥＱ）１５に出力する。
【００２３】
図３（Ａ）および同図（Ｂ）に示すように、高調波発生部１３は、ヒルベルト変換・倍音生成ブロック、および振幅変換ブロックからなる。ヒルベルト変換・倍音生成ブロックにおいて、解析信号変換部５１には、入力信号Ａｃｏｓ（ωｔ）が入力される。解析信号変換部５１は、入力信号Ａｃｏｓ（ωｔ）を実部とし、π／２遅れた信号Ａｃｏｓ（ωｔ−２／π）＝Ａｓｉｎ（ωｔ）を虚部とする複素信号Ａｃｏｓ（ωｔ）＋ｊＡｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）で表される解析信号を生成する。
【００２４】
具体的には、解析信号変換部５１は、Ｍ次数のＦＩＲフィルタにより実現され、Ｍ／２個の遅延器の出力を実部（Ｒｅ）、ＦＩＲフィルタの出力を虚部（Ｉｍ）として解析信号化する。そして、解析信号の実部Ｒｅは、乗算器５２で自乗され、虚部Ｉｍは、乗算器５３で自乗される。加算器５４は、これら自乗後の信号の差分を取り、周波数が２倍に変換された信号Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）を出力する。
【００２５】
すなわち、ヒルベルト変換を用いて入力信号ｃｏｓ（ωｔ）を角周波数ω０で周波数変換する場合、ｅｘｐ（ｊωｔ）→ｅｘｐ［ｊ（（ω＋ω０）ｔ）］の実部を取出すものであるから、Ｒｅ（ｅｘｐ［ｊ（（ω＋ω０）ｔ）］＝ｃｏｓ［（ω＋ω０）ｔ］＝ｃｏｓ（ωｔ）・ｃｏｓ（ω０ｔ）−ｓｉｎ（ωｔ）・ｓｉｎ（ω０ｔ）＝Ｒｅ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］・Ｒｅ［ｅｘｐ（ｊω０ｔ）］−Ｉｍ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］・Ｉｍ［ｅｘｐ（ｊω０ｔ）］となる。ここで、ω＝ω０とすれば、ｃｏｓ（２ωｔ）＝（Ｒｅ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２−（Ｉｍ［ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２となる。したがって、加算器５４の出力信号（Ｒｅ［Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２−（Ｉｍ［Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２は、Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）を表すことになり、解析信号の実部、虚部をそれぞれ自乗し、差分を取ることで２倍音を生成することになる。
【００２６】
さらに、高調波発生部１３は、この出力信号Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）を解析信号変換部５５で解析信号化する。この解析信号の実部Ｒｅを乗算器６１で自乗、虚部Ｉｍを乗算器６２で自乗し、加算器６３で差分を取ると、Ａ４ｃｏｓ（４ωｔ）が生成される。
【００２７】
また、乗算器５７で解析信号変換部５５の出力解析信号の実部Ｒｅと、解析信号変換部５１の出力解析信号の実部Ｒｅを乗算し、乗算器５９で解析信号変換部５５の出力解析信号の虚部Ｉｍと、解析信号変換部５１の出力解析信号の虚部Ｉｍを乗算し、加算器６０で差分を取ると、Ａ３ｃｏｓ（３ωｔ）が生成される。すなわち、加算器６０の出力信号Ｒｅ［Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）］・Ｒｅ［Ａ２・ｅｘｐ（ｊ２ωｔ）］−Ｉｍ［Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）］・Ｉｍ［Ａ２・ｅｘｐ（ｊ２ωｔ）］は、Ａｃｏｓ（ωｔ）・Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）−Ａｓｉｎ（ωｔ）・Ａ２ｓｉｎ（２ωｔ）＝Ａ３ｃｏｓ（３ωｔ）と表されることになる。
【００２８】
なお、ディレイ５６およびディレイ５８は、それぞれ、解析信号変換部５１の出力解析信号の実部Ｒｅおよび解析信号変換部５１の出力解析信号の虚部Ｉｍの信号を遅延するものである。ディレイ５６およびディレイ５８は、解析信号変換部５５の処理時間を考慮した遅延量が設定され、解析信号変換部５５の出力解析信号と、解析信号変換部５１の出力解析信号の時間的整合を取るためのものである。
【００２９】
以上のようにして、高調波発生部１３は、２倍音から４倍音までの連続した高調波成分を生成することができる。ただし、出力される信号は、各演算器の乗算によって振幅値がべき乗されているため、高調波発生部１３は、図３（Ｂ）に示す振幅変換ブロックを備えている。
【００３０】
まず、振幅変換を行うために、振幅検出部１４にて振幅の瞬時値を検出する。振幅検出部１４は、解析信号変換部１４１を備えており、解析信号変換部１４１には、入力信号Ａｃｏｓ（ωｔ）が入力される。解析信号変換部１４１は、上述の解析信号変換部５１と同様に、解析信号を生成する。この解析信号の実部Ｒｅを乗算器１４２で自乗、虚部Ｉｍを乗算器１４３で自乗し、加算器１４４で加算すると、瞬時振幅値の２乗Ａ２が検出される。
【００３１】
すなわち、解析信号変換部１４１、乗算器１４２、乗算器１４３、および加算器１４４を用いて生成される信号（Ｒｅ［Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２＋（Ｉｍ［Ａ・ｅｘｐ（ｊωｔ）］）２は、Ａ２ｃｏｓ２（ωｔ）＋Ａ２ｓｉｎ２（ωｔ）＝Ａ２と表されることになるからである。１／２乗演算器１４５は、この瞬時振幅値の２乗Ａ２の平方根を取る。これにより、振幅検出部１４は、瞬時振幅値Ａを検出することができる。なお、図３において、解析信号変換部１４１は、解析信号変換部５１とは別途設けられている態様を示しているが、実際には別途設ける必要はなく、乗算器５２と乗算器５３の出力信号を加算すれば瞬時振幅値を検出することができる。
【００３２】
そして、高調波発生部１３の振幅変換部６６は、１／２乗演算器１４５から瞬時振幅値Ａを取得し、Ａ２ｃｏｓ（２ωｔ）、Ａ３ｃｏｓ（３ωｔ）、Ａ４ｃｏｓ（４ωｔ）の信号の振幅値を全てＡに変換する。振幅変換された信号Ａｃｏｓ（２ωｔ）、Ａｃｏｓ（３ωｔ）、Ａｃｏｓ（４ωｔ）は、それぞれ加算器６７で加算され、ΣＡｃｏｓ（ｎωｔ）として出力される。ただし、各加算器や各乗算器の出力側で都度、振幅Ａを除し、振幅変換を行うようにしてもよい。また、検出した振幅値が可聴レベル以下の場合、ノイズ音として知覚されるおそれがあるため、高調波生成処理を停止するようにしてもよい。
【００３３】
なお、入力信号がＡｃｏｓω１ｔ、Ｂｃｏｓω２ｔの２波入力されるとすると、瞬時振幅値は（Ｒｅ［Ａ・ｅｘｐ（ｊω１ｔ）］＋Ｒｅ［Ｂ・ｅｘｐ（ｊω２ｔ）］）２＋（Ｉｍ［Ａ・ｅｘｐ（ｊω１ｔ）］＋Ｉｍ［Ｂ・ｅｘｐ（ｊω２ｔ）］）２となり、Ａ２ｃｏｓ２（ω１ｔ）＋Ｂ２ｃｏｓ２（ω２ｔ）＋２Ａｃｏｓ（ω１ｔ）・Ｂｃｏｓ（ω２ｔ）＋Ａ２ｓｉｎ２（ωｔ）Ｂ２ｓｉｎ２（ω２ｔ）＋２Ａｓｉｎ（ω１ｔ）・Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＝Ａ２＋Ｂ２＋２ＡＢｃｏｓ［（ω１−ω２）ｔ］と表されることになる。つまり、うなりによる振幅の揺らぎ２ＡＢｃｏｓ［（ω１−ω２）ｔ］が検出されることになる。この揺らぎは、臨界帯域幅（例えば中心周波数を１００Ｈｚとすると約４０Ｈｚ程度の帯域幅）を境にして知覚されるようになる。したがって、上記ＢＰＦ１２の帯域幅は、臨界帯域幅と同程度（例えば６０〜１００Ｈｚ）とすることが望ましい。特に、入力信号Ｓｉｎに非整数倍の成分が入力される場合（ｎ・ω１≠ω２である場合）、高調波発生部１３において不要な中間音（例えばｃｏｓ（（ω１＋ω２）ｔ）が発生するおそれがあり、ＢＰＦ１２はこの様な混変調成分を除去するための機能を有する。また、より低域側の処理を行う場合、臨界帯域幅や混変調を考慮して、狭い帯域幅に分けて並列して高調波生成処理を行うことが望ましい（例えば３０〜６０Ｈｚ、６０〜１００Ｈｚの２つに分け、並列して高調波生成処理を行う）。複数の帯域に分けて高調波生成処理を行う場合、帯域毎に振幅値を検出し、帯域毎に検出した振幅値に応じて高調波生成処理のオン、オフを制御するようにし、演算効率を高めることが可能である。
【００３４】
なお、上記の手法では、５倍音以上の成分を算出していないが、無論、５倍音の成分を算出することも可能である。５倍音以上の成分を算出するには、図４に示す様なブロックにて行う。すなわち、３倍音の出力信号Ａ３ｃｏｓ（３ωｔ）を解析信号変換部７１でさらに解析信号化する。この解析信号の実部Ｒｅを乗算器７７で自乗、虚部Ｉｍを乗算器７８で自乗し、加算器７９で差分を取ると、６倍音Ａ６ｃｏｓ（６ωｔ）が生成される。また、乗算器７３で解析信号変換部７１の出力解析信号の実部Ｒｅと、解析信号変換部５５の出力解析信号の実部Ｒｅを乗算し、乗算器７５で解析信号変換部７１の出力解析信号の虚部Ｉｍと、解析信号変換部５５の出力解析信号の虚部Ｉｍを乗算し、加算器７６で差分を取ると、５倍音Ａ５ｃｏｓ（５ωｔ）が生成される。ただし、上記と同様に、ディレイ７２およびディレイ７４は、それぞれ、解析信号変換部５５の出力解析信号の実部Ｒｅおよび解析信号変換部５５の出力解析信号の虚部Ｉｍの信号を遅延するものである。同様の処理で、７倍音以上の成分を生成することも可能である。
【００３５】
ただし、本実施形態の高調波発生部１３では、４倍音の生成までに抑え、かつ補正処理部１５にて高域側（３倍音および４倍音）のレベルをイコライザで抑えることで、高調波成分が歪み音として聴覚されることを防止しながらも、ミッシングファンダメンタルとしての低域拡張を目立たせるようにしている。
【００３６】
また、補正処理部１５は、上記高調波生成時に発生する不要な高次倍音成分（例えば４００Ｈｚ以上の成分）を除去するためのバンドパスフィルタとしても機能する。この場合、補正処理部１５は、複数の２次のＩＩＲフィルタ（ローパスフィルタとハイパスフィルタ）等により実現される。
【００３７】
なお、補正処理部１５は、その他の処理として、ダイナミックレンジ圧縮を行ってもよい。すなわち、入力信号のレベルが低く、高調波成分を含む信号Ｓｃのレベルが低すぎる場合、低域拡張の効果が得られない（聴感上、ミッシングファンダメンタルの効果を感じない）、または入力信号のレベルが高すぎる場合、高調波成分を含む信号のレベルが高すぎて歪み音として認識されるおそれがあるため、補正処理部１５にてダイナミックレンジ圧縮された信号に変換し、低域の音圧感を好適に補うことができる。
【００３８】
以上のように処理された信号は、加算部１６に入力される。加算部１６は、補正処理部１５から入力された信号を元の信号Ｓｉｎに加算する。このとき、元の信号Ｓｉｎは、ディレイ１０にて遅延処理されている。ディレイ１０は、高調波生成処理にかかる時間を考慮した遅延量が設定されている。
【００３９】
なお、複数チャンネルの信号が入力されている場合、各チャンネルの信号が加算され、高調波成分が大きくなり過ぎる可能性があるため、加算部１６は、加算するチャンネル数で補正処理部１５の出力信号を除算しておくものとする。なお、この場合、チャンネル間の加算レベルは同一であってもよく、一部のチャンネルについてはレベルを上昇させてから加算し、一部のチャンネルを強調するようにしてもよい。また、すべてのチャンネルのオーディオ信号に加算する例に限らず、一部のチャンネルのオーディオ信号に加算する例であってもよい。
【００４０】
以上のように、本実施形態の高調波生成処理では、低次から連続した倍音成分を生成することができ、奇数次成分のみ、あるいは偶数次成分のみを生成する態様に比べ、ミッシングファンダメンタルとしての効果をより強調することができる。また、本実施形態の高調波生成処理によれば、低域の信号処理（１００Ｈｚの４倍音としても最高で４００Ｈｚ程度）であるため、ダウンサンプリングすれば解析信号変換部のフィルタ次数も少なくて済み、処理は非常に軽く済む。例えば、入力信号を１ｋＨｚのサンプリング周波数に落とし、基音となる周波数を３０Ｈｚとすれば、数百タップ程度のフィルタ処理を２回行うだけで済む。したがって、リアルタイムに奇数次および偶数次の高調波を生成することができる。
【００４１】
なお、上記高調波生成処理において、虚部の信号は、入力信号からπ／２位相だけ遅れた信号となるため、信号が入力されてからπ／２の時間が経過するまで虚部の出力は０となる。この場合、π／２経過するまで振幅値を補正（２倍音であれば１／２を補正、３倍音であれば１／４を補正、４倍音であれば１／８を補正）する。または、π／２経過するまで待機するとともに、元の信号を遅延させるものとする（ディレイ１０の時定数を変更する）。
【００４２】
次に、図５は、振幅調整の他の態様を示した図である。図２と共通する構成については同一の符号を付し、説明を省略する。
【００４３】
まず、同図（Ａ）は、入力信号を正規化する例を示した図である。この場合、高調波発生部１３の前段に正規化部１７を設け、入力信号を正規化（振幅値を１に変換）してから高調波生成処理を行う。そして、後段の振幅変換部１８にて、元の振幅値に変換し、補正処理部１５に出力する。この様に、入力信号を正規化しておけば、乗算しても振幅値は変化しないため、計算量も少なくて済む。
【００４４】
一方、同図（Ｂ）は、入力信号をイコライジングする例を示した図である。この場合、信号処理部２は、高調波発生部１３の前段および後段に、それぞれイコライザ（ＢＰＦ＋ＥＱ）２１およびイコライザ（ＢＰＦ＋ＥＱ）２２を備えている。後段のイコライザ２２は、乗算（倍数のべき乗）で変化する振幅値と逆特性を有するイコライザである。すなわち、高域ほどレベルが低下する特性とし、べき乗演算で増大した振幅値を抑制するものである。ただし、基音となる入力信号の周波数の違いによって、イコライザ２２の補正後の振幅値が異なったものとなるため、前段のイコライザ２１で入力信号の補正を行うものとする（低い周波数のレベルを下げる）。
【符号の説明】
【００４５】
１…入力部
２…信号処理部
３…放音部
１０…ディレイ
１１…取得部
１２…ＢＰＦ
１３…高調波発生部
１４…振幅検出部
１５…補正処理部
１６…加算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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