(57)【要約】      （修正有）【課題】ＭＯＳ技術を使ったパワー素子を用いなくても、正確な負荷電流を供給しうる電流源を提供する。【解決手段】電流源１０が、制御端子および制御パスを有するバイポーラトランジスタ１と、バイポーラトランジスタ１の制御パス上にあって、電気負荷Ｄ１と接続される第１の端子と、抵抗器４経由で基準電源端子と接続される第２の端子と、バイポーラトランジスタ１の制御端子に接続され、この制御端子に送られる制御電流を測定する測定装置２と、バイポーラトランジスタ１の制御電流が制御パス上に位置する第１の端子において補償されるように、測定装置２およびバイポーラトランジスタ１に接続された補償電流源３とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御端子および制御パスを有するバイポーラトランジスタ（１）と、
前記バイポーラトランジスタ（１）の制御パス上にあって、電気負荷（Ｄ１）と接続される第１の端子と、
抵抗器（４）経由で基準電源端子と接続される第２の端子と、
前記バイポーラトランジスタ（１）の制御端子に接続され、この接続端子に送られる制御電流を測定する測定装置（２）と、
前記バイポーラトランジスタ（１）の制御電流が前記制御パス上に位置する第１の端子において補償されるように、前記測定装置（２）およびバイポーラトランジスタ（１）に接続された補償電流源（３）とを備える電流源（１０）。
【請求項２】
基準電圧（ＶＩ）が印加される第１の入力端子と、前記制御パスの第２の端子に接続された第２の入力端子と、前記バイポーラトランジスタ（１）の制御端子と接続された出力端子とを有するコンパレータ（６）をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電流源。
【請求項３】
前記コンパレータ（６）の第１の入力端子および基準電源（５）の間に位置し、かつ前記測定装置（２）に接続された補償装置（７，８）をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載の電流源。
【請求項４】
前記補償装置（７，８）は、補償電流源として働くことを特徴とする請求項１または２に記載の電流源。
【請求項５】
前記抵抗器（４）は、前記補償電流源（３）と並列に接続されることを特徴とする請求項４に記載の電流源。
【請求項６】
前記測定装置（２）と補償電流源（３）は、互いに接続されたカレントミラー（Ｑ１，Ｑ２；Ｑ３，Ｑ４）をなすことを特徴とする請求項４または５に記載の電流源。
【請求項７】
前記測定装置（２）は、互いに構成が異なるカレントミラー（Ｑ１，Ｑ２；Ｑ５，Ｑ６）からなることを特徴とする請求項６に記載の電流源。
【請求項８】
前記測定装置（２）は、測定すべき電流を測定電圧へ変換する直列抵抗器（ＲＳＮＳ）からなることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電流源。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかに記載の電流源を複数個備える電流源回路であって、
帰還電圧（ＵＶ）が与えられる共通の帰還入力端子、および前記帰還電圧（ＵＶ）の関数として電源電圧（ＶＤＤ）を出力する出力端子を有する電圧レギュレータ（５００）と、
前記制御パス上に位置する第１の端子が、電気負荷（Ｄ１，Ｄ２）を経由して前記電圧レギュレータ（５００）の出力端子と接続されるようになっている電流源（１０）と、
前記制御パス上に位置する第１の端子が、追加の電気負荷（Ｄ１，Ｄ２）を経由して前記電圧レギュレータ（５００）の出力端子と接続されるようになっている少なくとも１つの追加電流源（１０）とを備え、
前記バイポーラトランジスタの制御パス上における電流源および各追加電流源（１０）の第１の端子は、前記電圧レギュレータ（５００）の共通の帰還入力端子と接続されるようになっている電流源回路。
【請求項１０】
前記電流源および各追加電流源は、前記バイポーラトランジスタ（１）における制御パス上に位置する第１の端子と接続された第１の入力端子および基準閾値電圧（ＶＣ）が印加される第２の端子を有するコンパレータ（１５）と、前記コンパレータ（１５）の出力端子に接続された制御端子および前記電圧レギュレータ（５００）の共通の帰還入力と接続された端子を含む制御パスを有するトランジスタ（１０）とを備えるようになっている請求項９に記載の電流源回路。
【請求項１１】
前記電流源および各追加電流源は、前記バイポーラトランジスタ（１）における制御端子と接続された第１の入力端子および基準閾値電圧（ＶＢ）が印加される第２の端子を有するコンパレータ（１５）と、前記コンパレータ（１５）の出力端子に接続された制御端子および前記電圧レギュレータ（５００）の共通の帰還入力と接続された端子を含む制御パスを有するトランジスタ（１６）とを備えるようになっている請求項９に記載の電流源回路。
【請求項１２】
前記電気負荷（Ｄ１，Ｄ２）は、少なくとも１つの発光ダイオード、または直列に接続した複数の発光ダイオードからなる請求項９〜１１のいずれかに記載の電流源回路。
【請求項１３】
ディスプレー装置のバックグラウンド照明用発光ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）に対して給電するための請求項９〜１２のいずれかに記載の一または複数の電流源回路の使用。
【請求項１４】
テレビ受像機のバックグラウンド照明用の発光ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）に対して給電するための請求項９〜１２のいずれかに記載の一または複数の電流源回路の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流源、この電流源を複数個用いる回路、およびこの回路の使用に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流源は、電子技術の分野において多くの用途があるが、その一つは電気負荷の駆動である。このような電流源は、例えば、電気負荷と直列に接続される。そして、この電流源は、もう一方では電圧レギュレータと接続される。この際、電流源は、電気負荷のために、電流レベルを正確に調整する役割を果たす。
【０００３】
このような電流源は、例えば照明器（特に発光ダイオード（ＬＥＤ））を駆動するために用いられる。このため、電圧レギュレータに接続されることとなる負荷回路内に設けられる電気負荷（照明器）は、トランジスタの制御パス(Controlled Path)および抵抗器（トランジスタと抵抗器は電流源に含める）と直列に接続される。
【０００４】
このような電流源は、多くの場合、集積回路内に設置することが求められる。従来、電流源を含むパワー素子には、所望の正確さで電力を供給するため、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)）のようなユニポーラトランジスタが用いられていた。ユニポーラトランジスタは、ゲート端子に電圧を印加する（これは正確に行うことができる）ことによって、制御パスにおける負荷電流のレベルを調整することができる。ドレーン電流とソース電流は、理論的には等しい。
【０００５】
バイポーラトランジスタは、エミッタ端子が他の素子と接続されていると、ベース電流が存在するために、コレクタ端子を流れる電流を正確に調整することができない。したがって、パワー素子には用いられていない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、ＭＯＳ技術を使ったパワー素子を用いなくても、正確な負荷電流を供給しうる電流源を提供することである。また、本発明は、このような電流源を複数個用いる回路、およびこの回路の使用態様を提供することも目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電流源は、まず制御端子および制御パスを有するバイポーラトランジスタを備える。つぎに、この電流源は、前記バイポーラトランジスタの制御パス上に、電気負荷と接続された第１の端子を有する。一方、この電流源は、抵抗器に接続された第２の端子も有する。この抵抗器は、基準電源と接続する。さらに、この電流源は、前記バイポーラトランジスタの制御端子と接続されかつこの制御端子を流れる制御電流を測定する測定装置を有する。他方、この測定装置には、補償装置を接続する。この補償装置は、前記制御パス上に位置する第１の端子を流れる制御電流を補償しうるように、バイポーラトランジスタに接続する。
【０００８】
本発明の電流源によれば、バイポーラトランジスタの電気負荷側における制御電流が補償され、バイポーラトランジスタから正確性の高い制御電流を得ることができる。
【０００９】
本発明の一態様によれば、電流源に設けられる補償装置は、バイポーラトランジスタの制御パス上における第１および第２の端子に制御電流を供給する。
【００１０】
本発明の他の態様においては、補償電流によって、制御電流に変更を加える。この目的は、好ましくは、バイポーラトランジスタの制御パス上に位置する第２の端子を流れる電流である負荷電流を供給することにある。この負荷電流とは、本発明の電流源に接続される電気負荷を駆動する電流であり、バイポーラトランジスタのベース電流とは別のものである。
【００１１】
本発明によれば、電流源となるトランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを用いる場合と同様の正確さを実現することができる。本発明によれば、特に高い負荷電流を与えるバイポーラトランジスタを、電界効果トランジスタに比べて低コストで製造することができる。
【００１２】
本発明によるコスト面の効果は、電流源を製造するために高電圧プロセスが必要となる場合に特に顕著である。本発明によれば、高電圧プロセスを必要とするバイポーラトランジスタを、同様の電界効果トランジスタに比べて、はるかに低コストで製造することができる。ここで、「高電圧」とは、集積回路技術において、標準的なプロセスにおいて用いられる公称電圧（一般に、１ないし数ボルトのオーダー）よりも高い電圧すべてを意味する。
【００１３】
本発明の一態様によれば、コンパレータに、基準電圧が印加される第１の入力端子、および制御パス上に位置する第２の端子と接続される第２の入力端子を設ける。一方、コンパレータの出力端子は、バイポーラトランジスタの制御端子に連結する。このような回路構成にすると、コンパレータと基準電源は、基準電圧の関数として正確に調整された負荷電流を与える。この負荷電流の値は、制御パス上の第２の端子に接続される抵抗器の抵抗値によって決まる。
【００１４】
本発明の他の態様においては、コンパレータに基準電圧を与える基準電源と、コンパレータの第１の入力端子との間に補償装置を挿入し、この補償装置を測定装置に接続する。この回路設計は、コンパレータの第１の入力端子に、測定装置の信号の関数として基準電圧を与え、バイポーラトランジスタの電気負荷側において、ベース電流によって生じた誤差を正確に補償する点で、前述の態様とは若干異なる。この態様においては、複数の電流源を設ける必要はない。
【００１５】
上記のコンパレータは、オペアンプであるのが好ましい。
【００１６】
本発明のさらに他の態様においては、電流源の第２の端子に対して抵抗値と制御電流値との積として与えられる電圧を、基準電圧に加算し、加算された電圧をコンパレータの第１の入力端子に印加する。
【００１７】
このようにしてベース端子における制御電流（バイポーラトランジスタのエミッタ−コレクタ間に電流が流れる場合は、「ベース電流」とも呼ばれる）を補償する場合には、「負荷ブランチ」において電流（枝電流）に直接的な干渉が生ずることはない。ここで、「負荷ブランチ」という語は、電気負荷、バイポーラトランジスタの制御パス、および第２の端子に接続された抵抗器を一まとめにした概念である。この負荷ブランチは、電源および基準電源の間に挿入される。この電源に係る電源電圧は、例えばＤＣ電圧レギュレータによって与えることができる。
【００１８】
エミッタとコレクタを用いる場合には、バイポーラトランジスタの制御パスは、エミッタとコレクタの間に形成される。
【００１９】
本発明の好ましい態様においては、補償装置を補償電流源とする。この場合、補償電流源は、バイポーラトランジスタの制御パスの２つの端子の一方と接続する。この結果、例えば、エミッタ電流が補償電流に重畳される。
【００２０】
また、他の態様においては、補償電流源をバイポーラトランジスタの制御パス上における第２の端子と接続する。
【００２１】
この補償電流源は、抵抗器と並列に接続する。したがって、本発明の一態様によれば、補償電流源は、制御パスの第２の端子と基準電源の端子との間に位置する。
【００２２】
この外、補償電流源をバイポーラトランジスタの制御パス上における第１の端子と接続することもできる。電気負荷が１つまたは複数のＬＥＤである場合には、補償電流源を、ＬＥＤ（複数のＬＥＤがある場合には、最もトランジスタ側のＬＥＤ）の正極と接続する。
【００２３】
補償電流源がない場合、バイポーラトランジスタの制御パス上に位置する第２の端子における負荷電流は、次式により計算される。
ＩＬＡＳＴ  ＝  ＶＩ／ＲＩ  −  ＩＢＡＳＩＳ
ここで、ＩＬＡＳＴは、バイポーラトランジスタの制御パス上における第２の端子における負荷電流、ＶＩは基準電源、ＲＩは抵抗器における抵抗値、およびＩＢＡＳＩＳはバイポーラトランジスタの制御電流を、それぞれ意味する。
【００２４】
補償電流ＩＳＵＢ（この態様によれば、制御電流ＩＢＡＳＩＳに等しい）をバイポーラトランジスタの制御パス上における第２の端子を流れる電流に加えると、負荷電流は、正確に、ＩＬＡＳＴ  ＝  ＶＩ／ＲＩとなる。
【００２５】
上記の説明から、負荷電流は、バイポーラトランジスタの制御電流から完全に独立していることが分かるはずである。
【００２６】
本発明の一態様によれば、バイポーラトランジスタの制御端子はベース端子であり、制御パスの第１の端子および第２の端子は、それぞれ、コレクタ端子およびエミッタ端子である。
【００２７】
基準電圧ＶＩおよび抵抗器の抵抗値ＲＩを正確に定めると、負荷電流をきわめて正確に調整することができる。
【００２８】
補償電流源が、ベース電流と正確に等しい値をもつ補償電流を与えるようにするため、または補償電流源を、事前に定義された割合で、ベース電流に正確に対応させるため、例えばカレントミラーを用いる。
【００２９】
本発明の一態様によれば、第１のカレントミラーは測定装置からなり、第２のカレントミラーは補償電流源からなる。これらのカレントミラーは互いに接続するのが好ましい。
【００３０】
上記の態様とは別に、差動オペアンプのような出力ステージをもつコンパレータを用い、かつカレントミラーの入力ステージを測定装置にする場合には、この測定装置は、前述のものとは異なる構成にするのが有利である。バイポーラトランジスタの制御電流は、対応するコンパレータの出力ステージとともに、正確に複製される。ついで、この複製された制御電流は、もう一つのカレントミラーの補償電流源として複製される。
【００３１】
本発明の一態様においては、両カレントミラーは、互いに反比例の伝達比を有する。すなわち、第１のカレントミラーの伝達比が１：ｎであるならば、第１のカレントミラーの伝達比がｎ：１となる。
【００３２】
これにより、負荷電流の正確さを犠牲にすることなく、消費電力とチップの表面積の節減を図ることができる。
【００３３】
本発明の他の態様においては、カレントミラーの代わりに、直列抵抗器を測定装置として用いる。計測する電流が、直列抵抗器の両端における電位差に変換され、計測電圧となる。ついで、測定電流から変換された測定電圧が、補償電流源（好ましい態様においては、補償抵抗器が直列に接続されたトランジスタ）の制御入力端子に印加される。好ましい態様の場合、測定装置を構成する直列抵抗器と、補償電流源の直列抵抗器は、同一の抵抗率を有する。
【００３４】
本発明の一態様においては、上記の電流源を複数個含む電流源回路が提供される。この電流源回路は、電源から電圧を供給するための出力端子と、帰還電圧が与えられる共通の帰還入力端子を有する電圧レギュレータを備えている。前記出力端子は、前記帰還電圧の関数として電源電圧（電源から与えられる）を出力する。
【００３５】
上記電流源回路に含まれる第１の電流源は、バイポーラトランジスタの制御パス上に第１の端子を有する。この第１の端子は、電気負荷を経由して、前記電圧レギュレータの出力端子と接続している。また、さらに少なくとも１つの追加電流源が、同様に、それぞれの電気負荷を経由して前記電圧レギュレータの出力端子と接続する第１の端子を有する。
【００３６】
電気負荷は、本発明に係る電流源回路（好ましくは集積回路として実現される）に含めることも、そうしないこともできる。後者の場合、電気負荷は、外部から各電流源に接続する。
【００３７】
いずれの場合も、各電流源の制御パスにおける第１の端子は、電圧レギュレータの共通の帰還入力端子と接続する。このように、共通の帰還入力端子と連絡する共通の帰還ラインを用いることにより、単純な回路構成により、複数の電気負荷に対して、効率的に給電することができる。
【００３８】
電流源と追加電流源のいずれか１つでも、電圧降下が小さすぎる場合には、共通の帰還入力端子における帰還電圧は引き下げられる。その結果、ＤＣ電圧レギュレータに対する共通の帰還入力も引き下げられる。電圧レギュレータは、帰還入力端子において再び適正な帰還電圧が得られるよう、その出力電圧が増加することによって、この低下した帰還電圧を補償する。
【００３９】
電流源回路が、数個の電流源を含む場合には、共通の帰還ラインに接続された複数の電流源のいずれかにおいて、電圧降下が小さすぎる場合には、共通の帰還ラインにおける電圧が引き下げられる。この結果、電圧レギュレータの共通の帰還入力電圧も引き下げられる。この帰還入力電圧の低下は、ＤＣ電圧レギュレータにおいて、帰還入力電圧が再び所望の設定値に戻るまで、その出力端子における電源電圧を増大させることによって補償される。
【００４０】
本発明の電流源回路は、簡単に、かつ小型で実現することができる。さらに、この電流源回路は、カスケード式に容易に拡張することができ、かつ全体としてどのような構造にすることもできる。
【００４１】
本発明による電流源回路は、電流回路を追加することなく、電流源を何個でも追加することができる。電流源の追加は、複数の半導体チップにわたってもよい。数個の追加電流源を用いる場合も、ただ１本の信号ライン（上記の共通の帰還ライン（帰還電圧が印加される））で足りる。
【００４２】
いくつかの異なるタイプの電気負荷（例えば、互いに異なるタイプのＬＥＤ（ＲＧＢ方式の色彩表現に必要な赤色、緑色、青色のＬＥＤ等））を駆動する場合には、上記のような共通の信号ラインが、各タイプの電気負荷にそれぞれ与えられるように、複数の電流源をグループ分けする。
【００４３】
本発明の一態様においては、コンパレータの第１の入力端子を、電流源における制御パスの第１の端子と接続する。また、コンパレータの第２の入力端子は、基準閾値電源と接続する。各電流源には、コンパレータの出力端子と接続された制御端子を有するトランジスタを１個設ける。このトランジスタにおける制御パスの端子は、前述の電圧レギュレータの共通帰還入力端子と接続する。各電流源は、同一の基準閾値電源に接続することも、互いに異なる基準閾値電源に接続することもできる。
【００４４】
コンパレータには、オペアンプを用いることができる。
【００４５】
上記の電気負荷は、１つまたは複数の発光ダイオードを直列に接続したものとすることができる。
【００４６】
本発明に係る電流源を含みうる電流源回路のいくつかの態様は、ドイツ国特許出願公開第１０２００５０２８４０３号（２００５年６月２０日出願）明細書に記載されている。本明細書においては、このドイツ国特許出願公開第１０２００５０２８４０３号明細書の全内容を引用する。
【００４７】
本発明に係る電流源回路は、発光ダイオードの電源回路、または白色またはＲＧＢ発光ダイオードを使うディスプレー装置のバックグラウンド照明用として用いるのが好ましい。
【００４８】
本発明の電流源に応用される原理は、上記のような用途において、特に有用である。すなわち、これまでに説明した、共通の帰還電圧ライン、高い正確性をもつ制御電流、補償電流と制御電流の正確な一致等の技術思想を用いれば、複数のＬＥＤを用いるディスプレー装置のバックグラウンド照明（いわゆるＬＥＤバックライト）において、多数の電気負荷を同時に作動させることができる。本発明に係る電流源回路は、好ましくは、テレビ受像機、モニタ装置、モバイル機器のディスプレー装置等に用いられる。
【００４９】
本発明に係る１つまたは複数の電流源回路は、上記以外にも、テレビ受像機のバックグラウンド照明（「テレビバックライト」とも呼ばれる）用発光ダイオードの電源装置に用いることができる。
【００５０】
本発明に係る原理の応用先は、上記のものに限られない。他の用途においても、十分な技術的効果を発揮することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る、補償電流源を含む電流源を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る、補償電流源を含む電流源を示す回路図である。
【図３】カレントミラーを用いた、図１に示す電流源の変形例に係る電流源を示す回路図である。
【図４】コンパレータが差動出力ステージをもつ、図３に示す電流源の変形例に係る電流源を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る、直列に挿入された抵抗器を含む電流源を示す回路図である。
【図６】本発明の第４の実施形態に係る、複数の電流源を含む電流源回路を示す回路図である。
【図７】本発明の第５の実施形態に係る、ただ１つの補償電流源を含む電流源回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００５２】
以下、添付の図面といくつかの実施形態を基に、本発明を詳細に説明する。
【００５３】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る、バイポーラトランジスタ１，測定装置２，補償装置（補償電流源）３、および抵抗器４を含む電流源１０を示す回路図である。この電流源１０は、基準電源５およびコンパレータ６も含んでいる。コンパレータ６は、オペアンプである。
【００５４】
バイポーラトランジスタ１は、ベース端子Ｂで表される制御端子、制御パスの第１の端子（コレクタ端子Ｃで表される）、および制御パスの第２の端子（エミッタ端子Ｅで表される）を有している。１つまたは複数のダイオードが直列に接続された電気負荷（ＬＥＤ（発光ダイオード））Ｄ１，Ｄ２は、コレクタ端子Ｃに接続されている。したがって、電気負荷Ｄ１，Ｄ２は、電源電圧（ＶＤＤ）端子とコレクタ端子Ｃの間に位置する。抵抗器４（抵抗値ＲＩをもつ）は、エミッタ端子Ｅおよび基準電源端子Ｇに接続されている。
【００５５】
図１は、電流源１０の外に、すでに説明した電気負荷Ｄ１，Ｄ２および電圧レギュレータ６０も示している。コレクタ端子Ｃは、電圧レギュレータ６０の帰還入力端子に接続されている。電圧レギュレータ６０は、電源電圧（ＶＤＤ）端子に対して、電気負荷のための電源電圧を印加する。なお、電圧レギュレータ６０に電力を供給する電源は、図示していない。
【００５６】
測定装置２は、バイポーラトランジスタ１のベース端子Ｂとコンパレータ６の間に位置している。また、測定装置２は、補償電流源３の制御入力端子にも接続されている。なお、測定装置２は、電気負荷側においては、抵抗器４（バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子Ｅと基準電源端子Ｇの間に位置する）と並列に接続されている。一方、コンパレータ６は、基準電源５に接続された第１の（非反転）入力端子を備えている。基準電源５は、基準電圧ＶＩを与える。コンパレータ６の第２の（反転）入力端子は、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子Ｅに接続されている。
【００５７】
本実施形態によれば、コレクタ端子Ｃと接続している電気負荷Ｄ１，Ｄ２に正確な負荷電流を供給することができる。電流源１０の負荷電流レベルは、基準電圧ＶＩにより調整することができる。
【００５８】
従来、ベース電流は、電気負荷に向かう出力電流（負荷電流）の波形を歪める原因となってきた。この場合、出力電流（ＩＬＡＳＴ）は、ＩＬＡＳＴ＝ＶＩ／ＲＩ−ＩＢＡＳＩＳと定義される。
【００５９】
しかし、本実施形態の場合、エミッタ端子側に、補償電流ＩＳＵＢが加えられるため、コレクタ端子側における負荷電流は、正確にＩＬＡＳＴ＝ＶＩ／ＲＩとなる。この結果、本実施形態におけるバイポーラトランジスタを含む電流源回路は、従来、電圧制御型の電界効果トランジスタによってしか実現できなかったのと同一の正確さで電流を供給することができる。
【００６０】
さらに、バイポーラトランジスタは、大きさが同一の電界効果トランジスタよりも安価なプロセスにより製造することができる。バイポーラトランジスタは、特に高電圧下での使用、および集積回路や離散トランジスタの製造に関連する高電圧プロセスに用いるのに適している。
【００６１】
図２に示す本発明の第２の実施形態に係る回路は、電気負荷側に接続される補償電流源３を用いる代わりに、コンパレータ６の基準入力を補償する。この回路のうち、図１に示す回路と共通する部分については、説明の繰り返しを避ける。
【００６２】
補償電流源３は、この実施形態には用いられていない。その代わりに、測定装置２の出力端子が、乗算器７を経由して、加算ノード８に接続されている。加算ノード８は、コンパレータ６の第１の入力端子と基準電源５の間に設けられている。乗算器７は、抵抗値ＲＩと基準電流とを乗じた電圧を与える。この電圧は、基準電圧に重畳され、コンパレータ６の設定値として事前に設定される。したがって、オペアンプであるコンパレータ６からつくり出される正の基準電圧は、図１に示す実施形態のそれとはわずかに異なる。乗算器７において得られる電圧（基準電圧に加算される電圧）の値は、制御電流によって誘起されるずれが、コレクタ端子Ｃの電気負荷側で正確に補償されるように計算される。
【００６３】
図２に示す実施形態は、図１に示すそれと比較して、電流を補償するために、補償電流源（パワー素子）を新たに設ける必要がないという利点を有する。
【００６４】
図３は、図１に示す電流源の変形例に係る電流源を示す回路図である。この変形例においては、回路の構成要素と有利な効果は、大部分同じである。したがって、これらについての説明は繰り返さない。
【００６５】
図３に示す実施形態が図１に示すそれと異なるのは、２つのカレントミラーＱ１，Ｑ２（第１のカレントミラー）およびＱ３，Ｑ４（第２のカレントミラー）を備えていることである。測定装置２および補償電流源３は、これらのカレントミラーから構成されている。特に、第１のカレントミラーＱ１，Ｑ２の一部であるカレントミラートランジスタＱ２は、コンパレータ６の出力側とバイポーラトランジスタ１のベース端子Ｂとの間に挿入されているが、このトランジスタＱ２が電界効果トランジスタである場合には、ゲート端子をコンパレータ６の出力側に接続する。同じくカレントミラートランジスタＱ２のドレーン端子はバイポーラトランジスタ１のベース端子Ｂと接続し、ソース端子は電源と接続する。このトランジスタＱ２は、カレントミラーの入力側にあると見なし、コンパレータ６の出力ステージと捉えることもできる。トランジスタＱ２のゲート端子には、もう１つのカレントミラートランジスタＱ１を接続する。一方、このトランジスタＱ１は、トランジスタＱ２と共通の電源に接続される制御パスを有しており、他方、測定装置２の出力にもなっている。トランジスタＱ１は、トランジスタＱ１，Ｑ２を併せたチャネル幅対チャネル長の比Ｗ／Ｌが１：ｎとなるように、トランジスタＱ２に合わせて寸法を調整する。
【００６６】
第２のカレントミラーＱ３，Ｑ４は、追加のトランジスタＱ４、およびこれとダイオード接続されたトランジスタＱ３からなっている。トランジスタＱ４とＱ３の各ゲート端子は、互いに接続される。また、両トランジスタのソース端子は、基準電源に接続する。トランジスタＱ１とＱ３の各ドレーン端子は互いに接続し、他方、トランジスタＱ４のドレーン端子は、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子Ｅに接続する。第２のカレントミラーＱ３，Ｑ４は、第１のカレントミラーＱ１，Ｑ２と同一の伝達速度を有する。すなわち、トランジスタＱ３およびＱ４間のチャネル幅対チャネル長の比Ｗ／Ｌも１：ｎである。このため、トランジスタＱ４のドレーン端子を流れる補償電流ＩＳＵＢは、バイポーラトランジスタ１のベース電流（すなわち、バイポーラトランジスタ１の制御電流）に正確に一致する。すなわち、２つのカレントミラーの伝達比が同一であるため、補償電流とベース電流が非常によく整合するとともに、半導体チップの面積が縮小され、かつ電力消費も節減される。
【００６７】
図４は、図３に示す電流源をさらに変形させた電流源を示す回路図である。この電流源においては、コンパレータの出力ステージが図３に示すものとは異なっている。すなわち、出力ステージであるトランジスタＱ２およびＱ６は、それぞれ、ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタであり、相補型トランジスタの対をなしている。両トランジスタのドレーン端子は、バイポーラトランジスタ１のベース端子に接続されている。また、トランジスタＱ２およびＱ６のソース端子は、それぞれ、電源および基準電源に接続されている。コンパレータの出力ステージである２つのトランジスタＱ２，Ｑ６と同様にして、トランジスタＱ１，Ｑ５によって、デカップリングステージが形成される。測定電流は、トランジスタＱ１，Ｑ５のドレーン端子においてデカップリングされる。差動モード時における機能は別にして、図４に示す回路は、図３のそれに対応している。第２のカレントミラーＱ３，Ｑ４による電流の補償は、図３のそれと同様である。
【００６８】
図５は、本発明の第３の実施形態に係る電流源（第１の実施形態に係る電流源に変更を加えたもの）を示す回路図である。本実施形態においては、図１に示す測定装置に相当するものは、直列に挿入された抵抗器（直列抵抗器（ＲＳＮＳ））９である。すなわち、抵抗器９は、コンパレータ６の出力端子と、バイポーラトランジスタ１のベース端子Ｂとの間に挿入されている。抵抗器９の両端子間における電位差は、減算器１１によって測定され、差動増幅器１２の非反転入力端子に送られる。差動増幅器１２は、補償電流源である電界効果トランジスタ（補償トランジスタ）１３のゲート端子に印加される電圧を制御する。一方、電界効果トランジスタ１３は、電気負荷側においては、バイポーラトランジスタ１のエミッタＥに接続され、他方、補償抵抗器１４を介して基準電源端子Ｇにも接続されている。なお、補償トランジスタ１３と補償抵抗器１４の間の回路ノードは、差動増幅器１２の負の入力端子と接続している。
【００６９】
この結果、特に補償抵抗器１４が、直列抵抗器９と同一の抵抗率を有する場合には、高い正確性をもつ電流補償を実現することができる。
【００７０】
図６は、本発明の第４の実施形態に係る、例えば図１〜図５に示すような電流源を複数個含む電流源回路を示す回路図である。本実施形態に係る電流源回路は、制御された電源電圧ＶＤＤを供給する電圧レギュレータ５００を備えている。さらに、各負荷チャネルに共通の帰還入力（帰還電圧ＵＶ）も与えられる。電圧レギュレータ５００は電源（図示せず）と接続される。電圧レギュレータ５００では、帰還電圧ＵＶの関数として電源電圧ＶＤＤが生成され、出力される。
【００７１】
電気負荷のチャネルは、いくつも存在する。負荷チャネル１００，２００，３００，４００は、いずれも電気負荷Ｄ１，Ｄ２を有している。電気負荷Ｄ１，Ｄ２の一方の端子には、それぞれ、電源電圧ＶＤＤが印加される。もう一方の端子は、各負荷チャネルの電流源１０の要素であるバイポーラトランジスタ１のコレクタ端子Ｃに接続される。負荷チャネル１００，２００，３００，４００における各電流源１０の構成は、図１に説明したものと同一であるため、説明は繰り返さない。いずれの負荷チャネルにおいても、コレクタ端子Ｃは、コンパレータ１５の反転入力端子と接続される。コンパレータ１５の非反転入力端子には、基準閾値電圧ＶＣが与えられる。基準閾値電圧ＶＣのレベルは、電気負荷のタイプとその電気特性に応じて予め定められる。コンパレータ１５の出力は、電界効果トランジスタ１６の制御端子に与えられる。一方、４つの負荷チャネルのそれぞれにおける電界効果トランジスタ１６は、基準電源と、共通の帰還入力のための端子との間に位置している。
【００７２】
各負荷チャネルに共通の帰還電圧ＵＶは、電源電圧ＶＤＤを制御する。４つの電流源１０のいずれか１つでも電圧が低すぎる（すなわち、対応する負荷チャネルの基準閾値電圧ＶＣを下回る）場合には、帰還入力の電圧はわずかに低下する。しかし、この電圧の低下は、共通の帰還入力として本来の帰還電圧ＵＶが印加されるようになるまで電源電圧ＶＤＤが増大するよう、電圧レギュレータ５００によって補償される。
【００７３】
電圧レギュレータ５００は、例えば、バック型、ブースタ型もしくはバック／ブースタ型コントローラ、またはチャージポンプとすることができる。通常のシリーズレギュレータも用いることができる。
【００７４】
本実施形態に係る電流源回路は、簡単な回路構成でありながる、負荷チャネルをカスケード式に追加して連結することができる。すなわち、電流源は、特別に電流回路を設けることなく、いくつでも追加することができる。本実施形態の有利な効果は、各電流源ブランチを互いにカップリングするのに、ただ１本の共通の信号ラインで足りるということである。
【００７５】
図７は、図１に示す電流源の代替回路である。図１と図７に示す２つの回路は、多くの点で同一であるため、これらについては説明を繰り返さない。図１と比較すると、図７に示す電圧レギュレータ６０の入力端子は、バイポーラトランジスタ１のコレクタ端子Ｃではなく、ベース端子Ｂに接続している。
【００７６】
電圧レギュレータ６０の第１の入力端子はコンパレータと接続しており、第２の入力端子には、基準閾値電圧ＶＢが与えられる。コンパレータの出力は、トランジスタを経由して、図６に示すような共通の信号ラインへ送られる。本実施形態の回路構成によれば、例えばＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電源電圧ＶＤＤを生成することができる。
【符号の説明】
【００７７】
１    バイポーラトランジスタ
２    測定装置
３    補償電流源
４    抵抗器
５    基準電源
６    コンパレータ
７    乗算器
８    加算ノード
９    直列抵抗器
１０    電流源
１０’  電流源
１１    減算器
１２    コンパレータ
１３    補償トランジスタ
１４    補償抵抗器
１５    コンパレータ
１６    電界効果トランジスタ
６０    電圧レギュレータ
１００    負荷チャネル
２００    負荷チャネル
３００    負荷チャネル
４００    負荷チャネル
５００    電圧レギュレータ
Ｂ    ベース端子
Ｃ    コレクタ端子
Ｄ１  電気負荷（ＬＥＤ）
Ｄ２  電気負荷（ＬＥＤ）
Ｅ    エミッタ端子
Ｇ    基準電源端子
ＩＢＡＳＩＳ  制御電流
ＩＳＵＢ  補償電流
ＲＩ    抵抗値
ＲＳＮＳ  直列抵抗器
ＶＢ    基準閾値電圧
ＶＣ    基準閾値電圧
ＶＩ    基準電圧
ＶＤＤ  電源電圧
【図１】
2011176804.tif 000003
【図２】
2011176804.tif 000004
【図３】
2011176804.tif 000005
【図４】
2011176804.tif 000006
【図５】
2011176804.tif 000007
【図６】
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【図７】
2011176804.tif 000009
【外国語明細書】
[Title of the Invention]
Current source, current source arrangement and their use
[BACKGROUND OF THE INVENTION]
The present invention relates to a current source, a current source arrangement comprising a plurality of current sources of this type and to the use of the current source arrangement. 
In numerous applications in the electronic domain, current sources are required to drive electrical loads. For example, such current sources may be connectable in series with an electrical load, this series connection in turn being supplied by a voltage regulator. Here, the current source serves for precisely adjusting the current level for the electrical load. 
Such precise current sources are used, for example, for driving lighting means, in particular light-emitting diodes (LEDs). For this purpose, the electrical load in the load branch to be connected to the voltage regulator may be connected in series with the controlled path of a transistor and with a resistor. In this arrangement, the transistor and the resistor are included in the current source. 
Realizing the current source in integrated circuit technology is desired in many cases. Conventionally, a unipolar transistor such as a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) is required for the power element to achieve the desired accuracy. The unipolar transistor is distinguished in that the level of the load current in the controlled path is adjusted by means of the potential on the gate electrode, which is thus possible in exact fashion. The drain and source currents are equal by definition.
This is why a bipolar transistor cannot be used there, because the base current does not allow an exact adjustment of the current on the collector, i.e. of the load current, when the transistor is interconnected in emitter configuration.
[SUMMARY OF THE INVENTION]
It is the object of the invention to make available a current source which allows providing an exact load current and can do without a power element in MOS technology. Further, it is the object of the invention to provide a current source arrangement comprising a plurality of current sources as well as a use of the current source arrangement.
The object is achieved with the subject-matters of the independent claims. Further developments and advantageous designs are indicated in the dependent sub-claims.
In one embodiment, a current source comprises a bipolar transistor including a control terminal and a controlled path. An electrical load may be connected to a first terminal of the controlled path. A resistor may be connected to a second terminal of the controlled path and coupled to a reference potential. Further, a measuring device is provided which is coupled to the control terminal of the bipolar transistor for measuring a control current flowing through the control terminal of the bipolar transistor. A compensation device is coupled to the measuring device. The compensation device is further coupled to the bipolar transistor in such a manner that the control current on the first terminal of the controlled path is compensated for.
Due to the compensation of the control current on the load side of the bipolar transistor, it is possible to provide a current source comprising a bipolar transistor which offers high accuracy. 
In one embodiment, the compensation device feeds the compensation current to the first or second terminal of the controlled path of the bipolar transistor.
Alternatively, it is also possible to alter the control current by means of the compensation current. The aim is to provide a load current, which preferably is the current on the second terminal of the controlled path, by which an electrical load to be connected may be driven and which is independent of the base current. 
The suggested principle is capable of achieving the same accuracy as in case of using a MOSFET for the transistor of the current source. The proposed bipolar transistor, however, in particular with high load currents, is distinguished by considerable cost advantages compared to field effect transistors. 
The cost advantage is noticeable with particular benefit where high-voltage processes are required for manufacturing the current source. A high-voltage bipolar transistor may be produced in a much more cost-efficient manner than a high-voltage field effect transistor. Here, a high-voltage technology is to be understood as any kind of technology which in integrated circuit technology allows higher nominal voltages than a standard process, the latter usually being designed for rated voltages of one or few Volt.
In one embodiment, a comparator is provided which comprises a first input which may be fed with a reference voltage, and a second input connected to the second terminal of the controlled path. An output of the comparator is coupled to the control terminal of the bipolar transistor. With the proposed interconnection, the comparator and the reference voltage allow providing a load current which may be exactly adjusted as a function of the reference voltage. In addition, the load current depends on the size of the resistor on the second terminal. 
In one embodiment, the compensation device is inserted between a reference voltage source providing the reference voltage for the comparator and the first input of the comparator and connected to the measuring device. This design slightly alters the reference voltage on the first input of the comparator as a function of a signal provided by the measuring device in such a way that exactly the error induced by the base current on the load side of the bipolar transistor is compensated for. To this end, an additional current source is not required. 
The comparator is preferably implemented as an operation amplifier. 
In one embodiment, a voltage is provided which corresponds to the product of the resistance across the second terminal and the control current. This voltage is added to the reference voltage and fed to the first input of the comparator. 
In this alternative of the compensation of the control currents on the base, which also may be referred to as base current if the bipolar transistor is interconnected in emitter or collector configuration, there is no direct intervention on the current in the load branch. The term "load branch" is to be understood as a current branch which comprises the electrical load, the controlled path of the bipolar transistor, and the resistance on the second terminal. This load branch may be inserted between a supply voltage and a reference potential terminal. The supply voltage may be provided by a DC voltage regulator, for instance. 
In emitter or collector configuration, the controlled path of the bipolar transistor is formed between the emitter and the collector of the transistor. 
In a preferred embodiment, the compensation device is implemented as a compensation current source. In this case, the compensation current source is coupled to one of the two terminals of the controlled path of the bipolar transistor. The emitter current is superimposed by a compensation current, for example. 
In one embodiment, the compensation current source is coupled to the second terminal of the controlled path of the bipolar transistor. 
The compensation current source may be connected in parallel to the resistor, thus in one embodiment between the second terminal of the controlled path and a reference potential terminal. 
Alternatively, the compensation current source may also be connected to the first terminal of the controlled path of the bipolar transistor. In case of an electrical load in the form of one or a plurality of LEDs, this means that the compensation current source is connected to the cathode terminal of the transistor-side LED. 
Without the compensation current source, the load current on the first terminal of the controlled path is calculated according to: 
ILAST = VI/RI - IBASIS,
wherein ILAST is the load current on the second terminal of the controlled path, VI is the reference voltage, RI is the value of the resistor and IBASIS is the control current of the bipolar transistor. 
If the compensation current ISUB, which in this embodiment is equal to the control current IBASIS, is added to the second terminal of the controlled path of the bipolar transistor, the load current exactly results in 
ILAST = VI/RI.
It can be seen that the load current is completely independent of the control current of the bipolar transistor. 
In one embodiment, the control terminal of the bipolar transistor is a base terminal, the first terminal of the controlled path is the collector terminal and the second terminal of the controlled path is the emitter terminal of the transistor. 
The definition of the reference voltage VI and of the resistor RI permits a highly precise adjustment of the load current.
In order to ensure that the compensation current source provides a compensation current which is exactly equal to the base current or corresponds to it in an exact, pre-definable ratio, a current mirror may be used, for example. 
In one embodiment, a first current mirror is provided which comprises the measuring device, and an additional current mirror which comprises the compensation current source. It is preferred that these current mirrors are coupled to each other. 
In the case of a comparator having an output stage designed in differential construction, e.g. in the context of a differential operation amplifier, it may be useful to design the input stage of that current mirror which comprises the measuring device likewise in differential construction, too. Thus, the control current of the bipolar transistor may be exactly mirrored out with a correspondingly mirrored output stage of the comparator. Then again, the current may be mirrored into the compensation current source with an additional current mirror. 
In one embodiment, both current mirrors have an inversely proportional transmission ratio, the first current mirror 1:N and the second current mirror 1:N, for example. 
This allows to achieve savings in terms of current and surface area without renouncing accuracy. 
In a further embodiment, the measuring device is implemented with a series resistor instead of a current mirror. Tapping the voltage difference across the resistor results in a conversion of the current to be measured into a measuring voltage. This measuring voltage in turn is supplied to the control input of a compensation current source which, in an advantageous embodiment, comprises a transistor having a compensation resistor connected in series thereto. In an advantageous embodiment, the series resistor of the measuring device and the resistor of the compensation current source exhibit the same resistivity. 
In one embodiment, a current source arrangement is provided which comprises a plurality of the current sources described above. The current source arrangement includes a voltage regulator comprising an input for supplying a voltage from a voltage source and further has a common return input for supplying a return voltage. One output delivers a supply voltage which is provided as a function of the return voltage and supplied by the voltage source. 
A first one of the described current sources has its first terminal of the controlled path of the bipolar transistor connected to the output of the voltage regulator via an electrical load. At least one further current source, likewise at its first terminal of its controlled path, is connected to the output of the voltage regulator via an additional electrical load. 
Optionally, the electrical load is comprised in the current source arrangement (preferably realized in integrated design) or not; in the latter case, the electrical load may be connected to the respective current source from outside.
The first terminal of the controlled path of the current source is coupled to the common return input of the voltage regulator in each case. The common return line allows a simple circuit structure while offering good efficiency of the power supply for a plurality of electrical loads. 
In the event that a voltage drop across one of the current sources is too small, the return voltage on the common return input is pulled down. Consequently, the common return input of the DC voltage regulator is also pulled down. The voltage regulator compensates that by an increase of its output voltage in order to obtain the correct return voltage on the return input again. 
As there are several current sources, the common return line will be pulled down if any of the connected current sources exhibits a voltage drop which is too small. Thus, the common return input of the voltage regulator is also pulled down, which is compensated for by the DC voltage regulator by increasing the supply voltage at its output until the voltage on the return input again corresponds to the desired set value. 
The proposed current source arrangement may be realized in a simple manner and so as to be of small structural shape. Moreover, it may be expanded in easy way, cascaded and also configured in almost any fashion. 
Any number of current sources may be added without the need of additional current circuits, even across different semiconductor chips. Only a single line is required between several current sources, namely the signal line which is referred to as common return line here and carries the return voltage. 
In the event that several different load types are to be driven, e.g. LEDs of different types (required in RGB applications, for instance), for example red, green and blue LEDs, the current sources preferably may be arranged in groups in such a manner that a common signal line as described above is provided for each of the load types. 
In one embodiment, a first input of a comparator is connected to the first terminal of the controlled path of the current source in each case, and the comparator's second input may be fed with a reference threshold. One transistor each is provided which has a control terminal connected to an output of the comparator and in which a terminal of the controlled path is connected to the common return input of the voltage regulator. The reference thresholds may be identical or different. 
The comparator may be implemented as an operation amplifier.
The electrical loads each may comprise at least one light-emitting diode or a series connection of light-emitting diodes. 
Further embodiments of current source arrangements, which may be combined with the present current sources, are described in DE 10 2005 028 403 A1, filed on June 20, 2005. In this respect, reference is made to DE 10 2005 028 403 A1 in the present application to its full extent. 
The current source arrangement may be preferably used for the power supply of light-emitting diodes or for background lighting in a display device by means of white or RGB light-emitting diodes. 
The suggested principle shows its advantages exactly in applications of this type. The common return line as well as the high accuracy and the good matching allow operating a multitude of electrical loads in concurrent manner, as it is required, for instance, in background lighting of display devices comprising LEDs, so-called LED backlights. These are preferably used in TV sets and monitors as well as in displays of mobile devices. 
In another application, one or a plurality of current source arrange-ments are provided for the power supply of light-emitting diodes for background lighting in a TV set. This is also referred to as TV backlight.
The proposed principle, however, is not limited to such applications, but may also be applied with advantage in other applications depending on the use.
The invention will be explained below in more detail on the basis of several exemplary embodiments with the aid of drawings.
[BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS]
Figure 1 shows a first exemplary embodiment of a current source including a compensation current source,
Figure 2 shows another example of a current source with compensation of the reference voltage, 
Figure 3 shows a further development of the embodiment of Figure 3 by means of an example comprising current mirrors, 
Figure 4 shows a further development of the embodiment of Figure 3 by means of the example of a differential output stage of the comparator,
Figure 5 shows an additional exemplary embodiment including a series resistor for current measurement, 
Figure 6 shows an exemplary embodiment of a current source arrangement comprising a plurality of current sources according to the suggested principle and
Figure 7 shows an additional exemplary embodiment of a current source comprising a compensation current source.
[DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT]
Figure 1 shows a current source 10 comprising a bipolar transistor 1, a measuring device 2, a compensation device implemented as a compensation current source 3, as well as a resistor 4. A reference voltage source 5 and a comparator 6 are provided as well. The comparator may be implemented as an operation amplifier.
The bipolar transistor 1 comprises a control terminal implemented as base terminal B, a first terminal of the controlled path implemented as collector terminal C, and a second terminal of the controlled path implemented as emitter terminal E. An electrical load D1, D2 comprising a series connection of one or a plurality of diodes may be connected to the collector terminal C. The electrical load D1, D2 is inserted between a supply voltage terminal VDD and the collector terminal C. The resistor 4 with the resistivity value RI is connected to the emitter terminal E and pulled to reference potential G. 
Apart from the current source 10, Figure 1 shows the electrical load D1, D2 already mentioned as well as a voltage regulator 60. The collector terminal C is coupled to a return input of the voltage regulator 60, the latter providing a supply voltage for the electrical load on the supply voltage terminal VDD. A voltage source supplying the voltage regulator 60 is not shown.
The measuring device 2 is inserted between the output of the comparator 6 and the base terminal B of the bipolar transistor. The measuring device 2 is connected to a control input of the compensation current source 3 which for its part, at the load side, is connected in parallel to the resistor 4 between the emitter and the reference potential. Further, the comparator 6 comprises a first, non-inverting input connected to a reference voltage source 5. The reference voltage source 5 provides the reference voltage VI. The second input of the comparator 6, operating in an inverting manner, is connected to the emitter terminal of the bipolar transistor 1. 
The present embodiment allows providing an exact load current for the electrical load D1, D2 at the collector terminal C. The level of the load current of the current source 10 can be adjusted by the reference voltage VI. 
Conventionally, the base current would distort the output current on the load. In this case, the output current would be defined as ILAST = VI/RI - IBASIS. 
However, as the compensation current ISUB is added to the emitter side in the present case, the load current at the collector side exactly results in ILAST = VI/RI. Thus, the base current will be precisely eliminated on the load side. Accordingly, the proposed circuit comprising a bipolar transistor offers the same precision as conventionally achievable only with field effect transistors with controlled potential. 
Further, the bipolar transistor may be manufactured in a bipolar process in a less expensive way than a correspondingly dimensioned field effect transistor, which is of advantage in particular in high-voltage applications and the associated high-voltage processes in the production of integrated circuits or available discrete transistors.
Instead of the compensation current source 3 engaging the load side, a compensation on the reference input of the comparator 6 is provided in Figure 2. The exemplary embodiment of Figure 2 broadly corresponds to that of Figure 1 and will not be described again.
The compensation current source 3 is dispensed with in Figure 2. Instead, the output of the measuring device 2 is coupled to a summing node 8 via a multiplying element 7. The summing node 8 is inserted between the reference voltage source 5 and the first input of the comparator 6. The multiplying element 7 provides a voltage calculated from the control current multiplied with the value of the resistor RI. This voltage is superimposed to the reference voltage VI and hence preset for the comparator 6 as a set value. The positive reference voltage of the comparator 6 implemented as an operation amplifier is thus slightly altered compared to Figure 1. The additional voltage of the multiplying element 7 is calculated such that the slip induced by the control current is exactly compensated for on the load side on collector C. 
Compared to Figure 1, Figure 2 has the advantage that no additional compensation current source, i.e. no additional power component is needed for the purpose of compensation. 
Figure 3 shows a further development of the exemplary current source of Figure 1, which largely correspond regarding the components used and the advantageous function. In this respect, the description is not repeated here. 
In deviation from Figure 1, the embodiment according to Figure 3 provides for two current mirrors Q1, Q2; Q3, Q4 by means of which the measuring device 2 as well as the compensation current source 3 are realized. Specifically, a current mirror transistor Q2 is inserted between an output of the comparator 6 and the base terminal of the bipolar transistor in a first current mirror Q1, Q2, with the gate terminal being connected to the output of the comparator 6 when realized in field effect technology. A source-drain terminal of the current mirror transistors Q2 is connected to the base, the other one is pulled to a supply potential. This transistor Q2 of the current mirror, which may also be regarded as the input side of the current mirror, may be an output stage of the comparator 6 in one embodiment. On the gate side, a further current mirror transistor Q1 is connected to this transistor and has its controlled path likewise connected to a supply potential of the transistor Q2, on the one hand, and forms an output of the measuring device, on the other hand. The transistor Q1 may be implemented so as to be scaled down with respect to the transistor Q2, and the ratio width-to-length W/L between transistor Q1 and transistor Q2 may be 1:n, for example. 
A second current mirror Q3, Q4 is constituted by a transistor Q3 in diode interconnection and an additional transistor Q4. On their gate sides, the transistor Q4 and the transistor Q3 are connected to each other and pulled to reference potential by one source-drain terminal each. The drain terminals of the transistors Q1 and Q3 are connected to each other, while the drain terminal of the transistor Q4 is connected to the emitter E of the bipolar transistor 1. The current mirror Q3, Q4 may have the same transmission ratio as the first current mirror Q1, Q2, i.e. a ratio width-to-length W/L between the transistors Q3 and Q4 of 1:n. This will ensure that the compensation current ISUB on the drain terminal of the transistor Q4 exactly corresponds to the base current, i.e. the control current of the transistor 1. As a consequence, a particularly good match between the compensation current and the base current is ensured, with the additional fact that chip area may be saved and the power consumption is reduced due to the transmission ratio of the current mirrors. 
Figure 4 shows a further development of the embodiment of Figure 3, in which the output stage of the comparator 6 is implemented in a differential manner, including the transistors Q2 and Q6 constituting a complementary transistor pair of a PMOS and an NMOS transistor. These have their drain sides interconnected in the base terminal of the transistor 1 and their sources sides pulled to a supply potential and reference potential, respectively. In a manner identical to the two transistors Q2, Q6 of the output stage, a decoupling stage is formed with the transistors Q1, Q5, the measuring current being decoupled on the common drain terminal. Apart from the functioning in differential mode, the circuit of Figure 4 corresponds to that of Figure 3. The compensation by means of the second current mirror Q3, Q4 is configured as in Figure 3. 
Figure 5 shows another exemplary embodiment as a modification of the embodiment of Figure 1, in which the measuring device is realized with a series resistor 9. The series resistor 9 is inserted between the output of the comparator 6 and the base terminal B of the bipolar transistor 1. The voltage difference across the series resistor 9 is determined by means of a subtractor 11 and supplied to a differential amplifier 12 at a non-inverting input. The differential amplifier 12 controls the gate terminal of a transistor 13 of the compensation current source; on the load side, said transistor is connected between the emitter terminal E and, via a compensation resistor 14, a reference potential terminal G. The circuit node between the compensation transistor 13 and the compensation resistor 14 is returned to a negative input of the differential amplifier 12. 
This will result in a particularly high accuracy, in particular in case the compensation resistor 14 has the same resistivity as the series resistor 9. 
Figure 6 shows an embodiment of a current source arrangement comprising a plurality of current sources which may be implemented, for instance, as shown in one of the Figures 1 to 5. In this example, the current source arrangement comprises a voltage regulator 500 providing a regulated supply voltage VDD. Further, a common return input is provided, which may be supplied with a return voltage UV. The voltage regulator 500 is supplied by a voltage source (not shown). The supply voltage VDD is generated and output as a function of the return voltage UV. 
There are provided multiple load channels. The load channels 100, 200, 300, 400 each comprise an electrical load D1, D2. The electrical loads D1, D2 each have one terminal connected to the supply voltage terminal VDD. A further terminal of the electrical load D1, D2 is connected to the collector terminal C of the bipolar transistor 1 of the respective current source 10. In this example, the structure of the current sources 10 within the load channels 100 to 400 is implemented as described in Figure 1 and is not repeated here. One line extends from the collector terminal C to a comparator 15 in each case and is connected to an inverting input. A non-inverting input of the comparator 15 may be fed with a reference threshold VC whose level may be predefined depending on the type of the electrical load and its electrical characteristics. The output of the comparator 15 is pulled to a control terminal of a transistor 16. On the load side, the transistor 16 of each load channel of the four load channels shown is inserted between a reference potential terminal and the common return input of the voltage regulator. 
The common return voltage UV controls the supply voltage on the supply voltage terminal VDD. In case one of the current sources 10 has a voltage which is too low, i.e. a voltage below the respective reference threshold VC, the voltage on the return input is leveled down slightly. This is compensated for by the voltage regulator 500 in that the voltage on the supply voltage terminal VDD is increased until the correct voltage UV is applied to the common return input. 
The voltage regulator 500 may be, for instance, an inductive buck, boost, buck/boost controller or a capacitive charge pump. An ordinary series regulator is also possible. 
The simple circuit structure allows upgrading with additional load channels, and cascading as well. Any number of current sources may be added, for which no additional circuits are required. An advantageous specialty is that only one line is provided and required, namely the common signal line for mutually coupling the individual current source branches. 
Figure 7 shows an alternative embodiment of the circuit of Figure 1. The two embodiments according to Figures 1 and 7 are mostly identical and in this respect the description is not repeated here. In contrast to Figure 1, the input of the voltage regulator 60 in Figure 7 is not connected to the collector terminal C, but to the base terminal B of the bipolar transistor 1. 
The input of the voltage regulator 60 is coupled to a comparator at a first input, the second input thereof being fed with a reference threshold VB. The output of the comparator is coupled to a common return line via a transistor, as is shown in Figure 6. Depending on that, the supply voltage VDD is produced, for instance in a DC/DC converter.
[List of reference numerals]
1   bipolar transistor
2   measuring device
3   compensation current source
4   resistor
5   reference voltage source
6   comparator
7   multiplying element
8   summing node
9   series resistor
10  current source
10’ current source
11  subtractor
12  comparator
13  compensation transistor
14  compensation resistor
15  comparator
16  transistor
60  voltage regulator
100 load channel
200 load channel
300 load channel
400 load channel
500 voltage regulator
B   base terminal
C   collector terminal
D1  LED
D2  LED
E   emitter
G   reference potential terminal
IBASIS  control current
ISUB  compensation current
RI  resistivity
RSNS  series resistor
VB  reference threshold
VC  reference threshold
VI  reference voltage
VDD supply potential terminal
1. A current source (10), comprising
a bipolar transistor (1) including a control terminal and a controlled path,
a first terminal on the controlled path, to which first terminal an electrical load (D1) may be connected,
a second terminal on the controlled path, which second terminal may be connected to a reference potential via a resistor (4),
a measuring device (2) coupled to the control terminal for measuring a control current on the control terminal,
a compensation device (3) coupled to the measuring device (2) and the bipolar transistor (1) in such a manner that the control current of the bipolar transistor is compensated for at the first terminal of the controlled path.
2. The current source according to claim 1,
in which a comparator (6) is provided, comprising a first input which may be fed with a reference voltage (VI), a second input connected to the second terminal of the controlled path, and an output coupled to the control terminal of the bipolar transistor (1).
3. The current source according to claim 2,
in which the compensation device (7, 8) is inserted between a reference voltage source (5) and the first input of the comparator (6) and connected to the measuring device (2). 
4. The current source according to claim 1 or 2,
in which the compensation device is implemented as a compensation current source (3). 
5. The current source according to claim 4,
in which the resistor (4) is connected in parallel to the compensation current source (3).
6. The current source according to claim 4 or 5,
in which the measuring device (2) and the compensation current source (3) are each realized with a current mirror (Q1, Q2; Q3, Q4) which are coupled to each other.
7. The current source according to claim 6,
in which the measuring device comprises a current mirror (Q1, Q2, Q5, Q6) in differential construction.
8. The current source according to any of the claims 1 to 7,
in which the measuring device (2) comprises a series resistor (RSNS) for converting the current to be measured into a measuring voltage.
9. A current source arrangement comprising a plurality of current sources (10) according to any of the preceding claims, comprising
a voltage regulator (500) comprising a common return input for supplying a return voltage (UV) and an output for providing a supply voltage (VDD) as a function of the return voltage (UV), 
the current source (10) which, at the first terminal of its controlled path, may be connected to the output of the voltage regulator (500) via an electrical load (D1, D2),
at least one additional current source (10) which, at the first terminal of its controlled path, may be connected to the output of the voltage regulator (500) via an additional electrical load (D1, D2),
each of the first terminals of the controlled path of the current sources (10) being coupled to the common return input of the voltage regulator (500).
10. The current source arrangement according to claim 9,
in which a first input of a comparator (15) is connected to the first terminal of the controlled path of the bipolar transistor of the current source (10) in each case, the second input thereof may be fed with a reference threshold (VC) in each case, and in which one transistor (16) each is provided which has a control terminal connected to an output of the respective comparator (15) and in which a terminal of the controlled path is connected to the common return input of the voltage regulator (500).
11. The current source arrangement according to claim 9,
in which a first input of a comparator (15) is connected to the control terminal of the bipolar transistor of the current source (10) in each case, the second input thereof may be fed with a reference threshold (VB) in each case, and in which one transistor (16) each is provided which has a control terminal connected to an output of the respective comparator (15) and in which a terminal of the controlled path is connected to the common return input of the voltage regulator (500).
12. The current source arrangement according to any of the claims 9 to 11,
in which each of the electrical loads (D1, D2) comprises at least one light-emitting diode or a series connection of light-emitting diodes.
13. The use of one or a plurality of current source arrangements according to any of the claims 9 to 12,
for the power supply of light-emitting diodes (D1, D2) for background lighting in a display device.
14. The use of one or a plurality of current source arrangements according to any of the claims 9 to 12,
for the power supply of light-emitting diodes (D1, D2) for background lighting in a TV set.
1. Abstract
The invention relates to a current source (10), comprising a bipolar transistor (1) including a control terminal and a controlled path, a first terminal on the controlled path, to which first terminal an electrical load (D1, D2) may be connected, a second terminal on the controlled path, which second terminal may be connected to a reference potential via a resistor (4), a measuring device (2) coupled to the control terminal for measuring a control current on the control terminal, a compensation device (3) coupled to the measuring device (2) and the bipolar transistor (1) in such a manner that the control current of the bipolar transistor (1) is compensated for at the first terminal of the controlled path.
2. Representative Drawing   Figure 1
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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