(57)【要約】【課題】コンプレッサ用電動機を所謂センサレスベクトル制御にて制御する場合に、配管の折損を防止し、省エネルギーにも寄与できるインバータ装置を安価に提供する。【解決手段】インバータ装置１は、冷媒回路を構成するコンプレッサ用電動機６を制御する。三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路３と、電動機に流れる電流を電圧に変換するためのシャント抵抗２と、シャント抵抗の端子電圧を増幅するＯＰアンプ３１と、ＯＰアンプの出力から電動機に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて電動機のロータ位置を推定し、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御装置１１を備える。シャント抵抗の端子電圧が入力されるＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となる状況において、制御装置は、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷媒回路を構成するコンプレッサ用電動機を制御するインバータ装置において、
相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を前記電動機に印加するインバータ主回路と、
前記電動機に流れる電流を電圧に変換するためのシャント抵抗と、
該シャント抵抗の端子電圧を増幅するＯＰアンプと、
該ＯＰアンプの出力から前記電動機に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて前記電動機のロータ位置を推定し、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、
前記シャント抵抗の端子電圧が入力される前記ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となる状況において、前記制御手段は、前記電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となった場合、前記電動機に流れる電流の変化を段階的に小さくするよう前記制御係数を変更することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態に近づいた場合、前記電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で前記制御係数を変更することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記電動機に流れる電流の変化を段階的に小さくするよう前記制御係数を変更することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で前記制御係数を変更した後、前記電動機に流れる電流が所定の値に低下した場合、変更前の値に前記制御係数を戻すことを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記制御係数を段階的に戻すことを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁極位置センサを用いない、センサレスベクトル方式によりコンプレッサ用電動機を制御するインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、例えば業務用冷蔵庫の冷媒回路を構成するコンプレッサを駆動するためのブラシレスモータ（電動機）をセンサレスベクトル制御で運転する場合、インバータ主回路を流れる相電流から電圧指令値、回転速度（角周波数）、及び、位相を算出するものであるが、この相電流を検出する装置として小型で安価なシャント抵抗が用いられる。
【０００３】
係るシャント抵抗方式（１シャント方式、特許文献１参照）のインバータ装置は、三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路を備えており、直流電源部から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（モータ例えば、同期電動機）に供給する。インバータ主回路は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子を直流電源部に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成される。
【０００４】
即ち、インバータ主回路は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子を備えて構成される。
【０００５】
各スイッチング素子は、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。そして、シャント抵抗は直流母線に接続され、このシャント抵抗には直流母線電流Ｉｄｃ（電動機に流れる電流）が流れる構成とされる。
【０００６】
この場合、シャント抵抗の端子電圧がＯＰアンプ（増幅器）を介して制御装置に入力される。即ち、直流母線電流Ｉｄｃはシャント抵抗にて電圧に変換され、ＯＰアンプで増幅された後、制御装置に取り込まれることになる。
【０００７】
マイクロコンピュータにて構成される制御装置は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗に流れる直流母線電流Ｉｄｃ（電圧に変換され、ＯＰアンプで増幅された値）を取り込んで検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃより電動機に流れる三相電流、即ち、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを推定する。
【０００８】
そして、制御装置の３相２相座標変換部が、推定された三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用い、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換し、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流Ｉｄを算出する。次に、制御装置の位置・速度推定器が、３相２相座標変換部で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、同じく制御装置のｑ軸電流制御部及びｄ軸電流制御部で算出されるｑ軸電圧Ｖｑ及びｄ軸電圧Ｖｄを用いて電動機の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置を推定する。
【０００９】
次に、制御装置の速度制御部が、位置・速度推定器で推定された回転速度及び目標回転速度から、ＰＩ制御により目標ｑ軸電流（ｑ軸電流はトルクに比例）を算出する。次に、ｑ軸電流制御部が、この速度制御部で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、ＰＩ制御によりｑ軸電圧Ｖｑを算出する。
【００１０】
一方、制御装置の弱め磁束制御部が、位置・速度推定器で推定された回転速度（推定値）と速度制御部で算出された目標ｑ軸電流から目標ｄ軸電流を求める。次に、ｄ軸電流制御部が、この弱め磁束制御部で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部で算出された実際のｄ軸電流Ｉｄから、ＰＩ制御によりｄ軸電圧Ｖｄを算出する。
【００１１】
そして、制御装置の２相３相座標変換部が、ｑ軸電流制御部及びｄ軸電流制御部で算出されたｑ軸電圧Ｖｑとｄ軸電圧Ｖｄを２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗを算出する。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路の各アームのスイッチング素子をそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成され、出力されるものであった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００７−３１２５１１号公報
【特許文献２】特開２０００−２６２０８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ここで、上記目標回転速度は業務用冷蔵庫の貯蔵室内の温度に基づいて決定される。そして、制御装置の速度制御部は、位置・速度推定器で推定された回転速度と目標回転速度との偏差ｅに基づき、この偏差ｅを減少（無くす）方向で、所定の制御係数（ゲイン）を用い、ＰＩ（比例積分。尚、Ｐ（比例）のみ、Ｉ（積分）のみ、Ｄ（微分）のみ、ＰＤ、ＰＩＤの何れでも可。以下、同じ。）制御により目標ｑ軸電流を算出する。また、ｑ軸電流制御部も、速度制御部で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、同様に所定の制御係数を用いたＰＩ制御によりｑ軸電圧Ｖｑを算出するものであるが、制御対象である電動機が冷媒回路を構成するコンプレッサ（例えばロータリコンプレッサ）用の電動機である場合、冷媒の吐出工程においてロータリ圧縮部の吐出弁が開く直前が最も高圧となって負荷（電動機に加わる負荷）が大きくなり、冷媒の吸入工程においては逆に負荷は著しく低下する。
【００１４】
そのため、回転速度を目標回転速度に制御するために速度制御部にて算出される目標ｑ軸電流に応じて結果的に流れることになるｑ軸電流Ｉｑやｑ軸電圧Ｖｑは、吐出工程で大きくなり、吸入工程では小さくなる変化を示す。この様子が図３及び図４に示される。
【００１５】
このとき、上記速度制御部におけるＰＩ制御の制御係数により、図３及び図４中の（ｂ）に示すようにｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電圧Ｖｑの変化は小さくなったり図３及び図４中の（ａ）に示すようにｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電圧Ｖｑの変化は大きくなったりする。即ち、制御係数により、図３及び図４中の（ｂ）のようにコンプレッサの吸入工程において過剰なトルクが発生することになり、そのため、コンプレッサにて発生する振動が大きくなり、コンプレッサに接続されている配管が折損する等の不都合が生じる。また、余分なトルクを発生するための電力が消費される問題もある。
【００１６】
そこで、制御係数の変更により、図３及び図４中の（ａ）のようにコンプレッサの吸入工程においてｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑを急激に低下させることができるため、係る過剰なトルクによる問題を解消することができるため、従来では（ｂ）の場合の制御係数ではなく（ａ）の制御係数を用いた制御を行っていた。
【００１７】
しかしながら、係る制御係数の（ａ）の制御を行った場合、ｑ軸電流Ｉｑを軽負荷時に急激に低下させることができる反面、重負荷（例えば過負荷時における吐出工程）時にｑ軸電流Ｉｑが急激に増大し、電動機に流れる電流が急激に上昇することになる。そのため、シャント抵抗の端子電圧も上昇し、ＯＰアンプの出力電圧が飽和領域（図２にＯＰアンプの入出力電圧を示す）に達してしまって、制御装置がロータ位置の検出するための直流母線電流Ｉｄｃ（電動機に流れる電流）を正確に検出できなくなる。
【００１８】
この状態を解消するためには、ＯＰアンプのゲイン（増幅度）を下げることも考えられるが、それでは分解能が低下してしまい、制御装置におけるロータ位置検出の精度が低下してしまう。また、ＯＰアンプとしてフルスケール対応（直流電源電圧のフルスケール）のものを用いても良いが、高価となる問題があった。
【００１９】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、コンプレッサ用電動機を所謂センサレスベクトル制御にて制御する場合に、配管の折損を防止し、省エネルギーにも寄与できるインバータ装置を安価に提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、冷媒回路を構成するコンプレッサ用電動機を制御するものであって、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、電動機に流れる電流を電圧に変換するためのシャント抵抗と、このシャント抵抗の端子電圧を増幅するＯＰアンプと、このＯＰアンプの出力から電動機に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて電動機のロータ位置を推定し、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、シャント抵抗の端子電圧が入力されるＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となる状況において、制御手段は、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更することを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明のインバータ装置は、上記において制御手段は、ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となった場合、電動機に流れる電流の変化を段階的に小さくするよう制御係数を変更することを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明のインバータ装置は、請求項１において制御手段は、ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態に近づいた場合、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更することを特徴とする。
【００２３】
請求項４の発明のインバータ装置は、上記において制御手段は、電動機に流れる電流の変化を段階的に小さくするよう制御係数を変更することを特徴とする。
【００２４】
請求項５の発明のインバータ装置は、上記各発明において制御手段は、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更した後、電動機に流れる電流が所定の値に低下した場合、変更前の値に制御係数を戻すことを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明のインバータ装置は、上記において制御手段は、制御係数を段階的に戻すことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、冷媒回路を構成するコンプレッサ用電動機を制御するインバータ装置において、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、電動機に流れる電流を電圧に変換するためのシャント抵抗と、このシャント抵抗の端子電圧を増幅するＯＰアンプと、このＯＰアンプの出力から電動機に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて電動機のロータ位置を推定し、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、シャント抵抗の端子電圧が入力されるＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となる状況において、制御手段は、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更するようにしたので、通常は制御係数を変更してコンプレッサの振動を抑制し、且つ、省エネルギーに寄与しながら、電動機のロータ位置検出のためにシャント抵抗の端子電圧を増幅して制御手段に入力するＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となる不都合を効果的に解消し、コンプレッサ用電動機をセンサレスベクトル方式にて的確に運転制御することができるようになるものである。
【００２７】
この場合、請求項２の発明の如く制御手段が、ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となった場合、電動機に流れる電流の変化を段階的に小さくするよう制御係数を変更するようにすれば、コンプレッサ用電動機に加わる負荷の変動に応じて、より的確に制御係数を変更することができるようになるものである。
【００２８】
一方、請求項３の発明の如く制御手段が、ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態に近づいた場合、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更するようにすれば、コンプレッサ用電動機に加わる負荷が急激に増大した場合にも、ＯＰアンプの出力電圧が飽和状態となる不都合を未然に回避することができるようになるものである。
【００２９】
また、この場合も請求項４の発明の如く制御手段が、電動機に流れる電流の変化を段階的に小さくするよう制御係数を変更するようにすれば、コンプレッサ用電動機に加わる負荷の変動に応じて、より的確に制御係数を変更することができるようになるものである。
【００３０】
そして、請求項５の発明によれば、上記各発明に加えて制御手段は、電動機に流れる電流の変化を小さくする方向で制御係数を変更した後、電動機に流れる電流が所定の値に低下した場合、変更前の値に制御係数を戻すので、過剰トルクによって発生するコンプレッサの振動による不都合等も支障無く解消できるものである。
【００３１】
また、この場合にも請求項６の発明の如く制御手段が、制御係数を段階的に戻すようにすれば、コンプレッサ用電動機に加わる負荷の変動に応じて、より的確に制御係数を戻すことができるようになるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明を適用した一実施形態のインバータ装置の回路構成図である。
【図２】図１のＯＰアンプの入出力電圧を示す図である。
【図３】図１の電動機に流れる直流母線電流から算出されるｑ軸電流の変化を示す図である。
【図４】同じくｑ軸電圧の変化を示す図である。
【図５】図１の制御装置の機能ブロックと、インバータ主回路及び電動機を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。実施例のインバータ装置１は、所謂１シャント方式のインバータ装置であり、３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路である。インバータ主回路３は、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、実施例では業務用冷蔵庫の冷媒回路を構成するコンプレッサ用の電動機（例えば、同期電動機）６に供給する。インバータ主回路３は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子（７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ）を直流電源部４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成されている。
【００３４】
即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。尚、前記のスイッチング素子には、ＭＯＳ−ＦＥＴが使用されている。このＭＯＳ−ＦＥＴはＯＮのときに双方向で電流を流すことができるものであるが、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴも使用可能である。
【００３５】
スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。そして、シャント抵抗２はインバータ主回路３の直流母線と直列に直流電源部４に接続され、このシャント抵抗２に直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）が流れる構成とされている。
【００３６】
このシャント抵抗２の端子電圧はＯＰアンプ３１にて増幅された後、制御装置（制御手段）１１に入力される。即ち、シャント抵抗２は電動機６に流れる電流である直流母線電流Ｉｄｃを電圧に変換する。そして、この変換された電圧がＯＰアンプ３１で増幅された後、制御装置１１に取り込まれることになる。
【００３７】
尚、３２は負帰還抵抗、３３、３４、３５は抵抗でありシャント抵抗２の端子電圧（スイッチング素子８ｗ側）はＯＰアンプ３１の非反転入力端子（＋）に入力され、シャント抵抗２のグランド（ＧＮＤ）側（直流電源部４のグランド側）は反転入力端子（−）に入力される。３６は弱め磁束制御のとき等に流れるマイナス電流に対応するために非反転入力（＋）に接続された電源である。このＯＰアンプ３１の入出力電圧は図２に示される。
【００３８】
マイクロコンピュータにて構成される制御装置１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でＯＰアンプ３１の出力電圧を取り込み、この出力電圧からシャント抵抗２に流れる直流母線電流Ｉｄｃ（電動機６に流れる電流）を検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃより電動機６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを推定する。
【００３９】
図５は係る制御装置１１の機能ブロックを示している。シャント抵抗２に流れる母線電流Ｉｄｃは電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。即ち、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるときは、Ｕ相の電流Ｉｕ（符号は負）は検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
【００４０】
また、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるときは、Ｗ相の電流Ｉｗ（符号は負）は検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
【００４１】
また、Ｕ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）でＶ相の電流Ｉｖも推定される。このようにして電流検出部２１はＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。
【００４２】
次に、３相２相座標変換部２２において、電流検出部２１で求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換し、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流Ｉｄが算出される。次に、位置・速度推定器２３において、３相２相座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧Ｖｑ及びｄ軸電圧Ｖｄを用いて電動機６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置が推定される。
【００４３】
次に、速度制御部２７において、位置・速度推定器２２で推定された回転速度及び目標回転速度（例えば、業務用冷蔵庫の貯蔵室内の温度に基づいて算出される）から、ＰＩ制御により目標ｑ軸電流（ｑ軸電流はトルクに比例）が算出される。この場合、速度制御部２７は、位置・速度推定器２２で推定された回転速度と目標回転速度との偏差ｅに基づき、この偏差ｅを減少（無くす）方向で、予め設定された制御係数（ＰＩＤ係数（ゲイン）。図３、図４中の（ａ）で示されるＩｑ、Ｖｑの変化を示すもの。）を用い、ＰＩ（比例積分。尚、Ｐ（比例）のみ、Ｉ（積分）のみ、Ｄ（微分）のみ、ＰＤ、ＰＩＤの何れでも可。以下、同じ。）制御により目標ｑ軸電流を算出する。
【００４４】
次に、ｑ軸電流制御部２４において、この速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部２２で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、所定の制御係数（ＰＩＤ係数）を用い、同じくＰＩ制御によりｑ軸電圧Ｖｑが算出される。
【００４５】
一方、弱め磁束制御部２８（弱め磁束制御とは誘起電圧を減らす制御）において、位置・速度推定器２３で推定された回転速度（推定値）と速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流から目標ｄ軸電流が求められる。次に、ｄ軸電流制御部２６において、この弱め磁束制御部２８で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部２２で算出された実際のｄ軸電流Ｉｄから、同じくＰＩ制御によりｄ軸電圧Ｖｄが算出される。
【００４６】
そして、２相３相座標変換部２９において、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されたｑ軸電圧Ｖｑとｄ軸電圧Ｖｄを２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗが算出される。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路３の各アームのスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成される。
【００４７】
インバータ主回路３ではこのパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarにより各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗがＯＮ／ＯＦＦ制御され、電動機６が運転制御されるものである。このようにして、制御装置１１は電動機６のセンサレスベクトル制御を実行する。
【００４８】
ここで、制御装置１１の速度制御部２７は前述した制御係数を使用してＰＩ制御しているため、図３及び図４中の（ａ）のように電動機６が軽負荷となるコンプレッサの吸入工程において、ｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑを急激に低下させることができる。これにより、過剰なトルクによる配管の折損や無駄な電力消費の問題を解消することができる。また、電動機６に加わる負荷が大きくなる吐出工程ではｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑを急激に増大させて負荷変動に迅速に対処することができるようになる。
【００４９】
しかしながら、係る制御係数による制御では、業務用冷蔵庫の外気温度が高くなる環境や、冷媒回路の凝縮器を空冷するための凝縮器用送風機がロックした場合等には、吐出工程において電動機６が過負荷状態となる。係る場合、ｑ軸電流Ｉｑが急激に増大し、電動機６に流れる直流母線電流Ｉｄｃも急激に上昇するため、シャント抵抗２の端子電圧も急激に上昇し、ＯＰアンプ３１の出力電圧が飽和領域（図２における４Ｖ以上）に達してしまうようになる。
【００５０】
ＯＰアンプ３１の出力電圧が飽和してしまうと、制御装置１１の電流検出部２１は直流母線電流Ｉｄｃを正確に検出できなくなり、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの推定も不可能となって制御装置１１はロータの磁極位置を推定できなくなってしまう。
【００５１】
そこで、実施例では制御装置１１はＯＰアンプ３１の出力電圧を監視し、出力電圧が飽和状態（実施例では４Ｖ以上）となった場合、速度制御部２７における制御係数を、図３、図４で（ｂ）で示すようなｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑの変化となる値に変更する。この変更の度合いは予め実験により定めておく。
【００５２】
これにより、変更後はｑ軸電流Ｉｑの変化が小さくなり、電動機６に流れる直流母線電流Ｉｄｃの変化も小さくなるので、コンプレッサの吐出工程においてもＯＰアンプ３１の出力電圧が飽和しなくなり、正確な直流母線電流Ｉｄｃの検出が可能となる。
【００５３】
ここで、制御係数の変更は、所定ステップ毎に段階的に変更してもよい。即ち、所定ステップ小さくした後、未だＯＰアンプ３１の出力が飽和するようであれば、更に所定ステップ小さくするという方式でもよい。このように段階的に低下させれば、より的確な飽和防止の制御が可能となる。
【００５４】
また、上記ではＯＰアンプ３１の出力が飽和した時点で制御係数を変更したが、それに限らず、飽和に近づく直前の値（例えば図２における３．８Ｖ等）まで出力電圧が上昇した場合に、制御係数を変更してもよい。係る制御によれば急激な負荷変動時にもＯＰアンプ３１の出力電圧の飽和を未然に回避できるようになる。更に、この場合にも直前の値から所定ステップ毎に段階的に変更するようにすれば、より的確な制御が可能となる。
【００５５】
そして、制御装置１１はシャント抵抗２により検出している直流母線電流Ｉｄｃの値（例えば、ピーク値）が所定の低い値（元の制御係数に戻してもＯＰアンプ３１の出力電圧が飽和しないであろう値）に低下した場合、速度制御部２７における制御係数を元の値（図３、図４に（ａ）の変化を示す値）まで変更する（復帰）。これによって、以後はコンプレッサの振動抑制と省エネ運転に復帰できる。また、この場合にも所定ステップ毎に段階的に変更する方式とすれば、より的確な復帰制御が可能となる。
【００５６】
尚、実施例では速度制御部２７の制御係数を変更したが、それに限らず、図５のｑ軸電流制御部２４やｄ軸電流制御部２６、その他の各制御部における制御係数を変更してもよい。また、実施例では１シャント抵抗方式のインバータ装置で説明したが、それに限らず、各相のアームにシャント抵抗を挿入した２シャント、３シャント方式にも本発明は有効である。
【符号の説明】
【００５７】
１  インバータ装置
２  シャント抵抗
３  インバータ主回路
４  直流電源部
６  電動機
７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ  スイッチング素子
１１  制御装置
２１  電流検出部
２７  速度制御部
３１  ＯＰアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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