(57)【要約】【課題】  高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を実現できる圧電発振回路を提供する。【解決手段】  第１のトランジスタＱ１のベースに水晶振動子Ｘ１が接続され、第１のトランジスタＱ１のコレクタに第２のトランジスタＱ２のエミッタを接続してカスケード接続を構成し、更に第２のトランジスタＱ２のコレクタから第１のトランジスタＱ１のエミッタにコンデンサＣ３又は抵抗Ｒ７を介して帰還接続し、第２のトランジスタＱ２のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが負荷抵抗Ｒ６を介して印加される圧電発振回路である。【選択図】        図１
2011015268.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電発振回路において、
水晶振動子と、第１のトランジスタと、第２のトランジスタとを備え、
前記水晶振動子の一端が前記第１のトランジスタのベースに接続され、他端が接地され、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのエミッタがカスケード接続され、
前記第１のトランジスタのベースに一端が接続され、他端が接地される第１の抵抗を設け、当該ベースに第１のコンデンサと第２のコンデンサが直列に接続されて他端が接地され、前記第１のトランジスタのエミッタは第２の抵抗を介して接地され、
前記第２のトランジスタのベースには第３のコンデンサと第３の抵抗が並列に接続して他端が接地され、前記第２のトランジスタのコレクタと前記第１のトランジスタのエミッタとが第４のコンデンサを介して帰還接続され、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを動作させるために各ベースにバイアス抵抗が接続され、
前記第２のトランジスタのコレクタには負荷抵抗を介して電源電圧が印加されることを特徴とする圧電発振回路。
【請求項２】
第２のトランジスタのコレクタと第１のトランジスタのエミッタとを帰還接続する途中に設けられた第４のコンデンサの代わりに、第４の抵抗を介して帰還接続されることを特徴とする請求項１記載の圧電発振回路。
【請求項３】
第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間の点が前記第１のトランジスタのエミッタに接続し、第２のトランジスタのコレクタ出力に第５のコンデンサを介してバッファアンプを設けたことを特徴とする請求項１又は２記載の圧電発振回路。
【請求項４】
第２のコンデンサの接地側の端子に直流阻止用の第６のコンデンサの一端が接続され、他端が接地され、第１のトランジスタのエミッタにはコイルを介して第２の抵抗が接続され、前記第２のコンデンサと前記第６のコンデンサの間の点が前記コイルと前記第２の抵抗との間の点に接続されていることを特徴とする請求項３記載の圧電発振回路。
【請求項５】
第１のトランジスタのコレクタに第５の抵抗を介して電源電圧が印加されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか記載の圧電発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電発振回路に係り、特に、高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を可能にする圧電発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
［従来の技術］
圧電発振回路として、最も多く使用されるコルピッツ発振回路は、高速光通信などのクロック供給源の高周波発振回路として使用されている。
【０００３】
［従来のコルピッツ発振回路：図９］
ここで、従来のコルピッツ発振回路について図９を参照しながら説明する。図９は、従来のコルピッツ発振回路の回路図である。
従来のコルピッツ発振回路は、図９に示すように、水晶振動子Ｘａと、トランジスタＱａとを備え、水晶振動子Ｘａの一端がトランジスタＱａのベースに接続され、その他端が接地されており、電源電圧端子ＶＣＣが抵抗Ｒａを介してトランジスタＱａのベースに、電源電圧端子ＶＣＣが抵抗Ｒｃを介してトランジスタＱａのコレクタに接続し、当該コレクタにはコンデンサＣｃを介して出力端子ＯＵＴＰＵＴが設けられている。
【０００４】
また、トランジスタＱａのベースには、抵抗Ｒｂの一端が接続され、他端が接地し、当該ベースに直列接続のコンデンサＣａとコンデンサＣｂが接続され、コンデンサＣｂの他端が接地している。
また、トランジスタＱａのエミッタには、コンデンサＣａとコンデンサＣｂの間の点が接続され、当該エミッタには抵抗Ｒｅの一端が接続され、他端が接地されている。
【０００５】
［図９の等価回路：図１０］
図９の発振回路について図１０を参照しながら説明する。図１０は、図９の等価回路である。
図１０に示すように、図９の発振回路は、トランジスタＱａのベースに水晶振動子Ｘａの一端が接続され、その他端が接地され、また、ベースには直列接続のコンデンサＣａとコンデンサＣｂが接続され、コンデンサＣｂの他端が接地している。
【０００６】
そして、コンデンサＣａとコンデンサＣｂとの間の点がトランジスタＱａのエミッタに接続し、トランジスタＱａのコレクタが抵抗Ｒｃを介して接地される。
更に、コレクタとベースとの間には、容量Ｃｂｃが形成され、ベースとエミッタとの間には、容量Ｃｂｅが形成されている。
【０００７】
［関連技術］
尚、関連する先行技術として、特開２０００−２５２７４９号公報「圧電発振器」（東洋通信機株式会社：特許文献１）、特開２００３−６０４３８号公報「圧電発振器」（東洋通信機株式会社：特許文献２）、特開２００５−７２８２８号公報「水晶発振回路」（東洋通信機株式会社：特許文献３）、特開２００６−１８６９４９号公報「ピアース型発振回路」（日本電波工業株式会社：特許文献４）がある。
また、「負性抵抗増大回路を付加した１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚ帯コルピッツ発振回路の動作解析」Ｈ１６  電気学会研究会資料  電子回路研究会  ECT-04-84（非特許文献１）がある。
【０００８】
特許文献１には、圧電発振器において、圧電振動子と発振用トランジスタとを含むコルピッツ型発振器と、その出力を増幅する増幅手段と、その出力を整流する整流手段を備え、整流手段の出力を発振用トランジスタのベースに帰還することが示されている。
【０００９】
特許文献２には、圧電発振器において、圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、発振用トランジスタのエミッタは抵抗と容量の並列接続回路を介して接地し、発振用トランジスタのコレクタとエミッタとの間に容量を挿入接続した構成が示されている。
【００１０】
特許文献３には、水晶発振回路において、水晶振動子とシリコントランジスタで構成されるコルピッツ型水晶発振回路を構成し、トランジスタＱ２によるコレクタ接地型増幅回路で増幅された発振信号をトランジスタＱ２のエミッタからトランジスタＱ１のコレクタに電流帰還させることが示されている。
【００１１】
特許文献４には、ピアース型発振回路において、反転増幅回路の出力回路と入力回路の間に圧電素子を設け、当該反転増幅回路が、水晶振動子を通した入力を反転増幅するエミッタ接地のトランジスタと、そのトランジスタのコレクタと出力回路との間でカスケード接続され、そのコレクタから見て低入力インピーダンスで、出力回路から見て高出力インピーダンスとなるベース接地型のトランジスタで構成されることが示されている。
【００１２】
非特許文献１では、コルピッツ発振回路の後段に設けた増幅回路の出力をコルピッツ発振回路のコレクタ又はベース端子に正相で帰還させることで、負性抵抗の増大を図ったものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０００−２５２７４９号公報
【特許文献２】特開２００３−６０４３８号公報
【特許文献３】特開２００５−７２８２８号公報
【特許文献４】特開２００６−１８６９４９号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】「負性抵抗増大回路を付加した１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚ帯コルピッツ発振回路の動作解析」Ｈ１６  電気学会研究会資料  電子回路研究会  ECT-04-84
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
近年、加工技術の進歩により水晶デバイス等の更なる高周波化が進んでいるが、上記従来のコルピッツ発振回路では、励振電流を低く抑えられる設計が可能である反面、高周波になる程、回路損失が大きくなり、安定動作が困難になるという問題点があった。
【００１６】
具体的には、図９のコルピッツ発振回路において、入力インピーダンスは、負性抵抗とリアクタンスから成り、これらの特性を高周波でも得るようにするためには、コンデンサＣａ及びＣｂを小さくしなければならない。
一般に、コルピッツ発振回路は、高周波を発振させようとする時に、コンデンサＣａ，Ｃｂを小さくする必要があるが、それにより回路損失を増大し、十分な負性抵抗が得られなくなる。
【００１７】
また、図８に示す発振回路の等価回路では、高周波になるに従って負性抵抗が小さくなるため、コンデンサＣａ，Ｃｂを小さくしたり、トランジスタＱａのバイアスを調整してコレクタ電流Ｉｃを増やして高周波領域へ負性抵抗をシフトする必要がある。
【００１８】
一方、コルピッツ発振回路は、その構成から、高周波になるとトランジスタ自身が持っている内部（寄生）容量だけで発振可能であるが、これは逆に言えば、高周波領域ではこれらの内部容量が発振周波数に大きく影響していることを示している。
【００１９】
例えば、高周波になると、外部に取り付けたコンデンサＣａがなくても、トランジスタＱａが持っているベースとエミッタ間の容量Ｃｂｅによって負性抵抗が生成され、十分に発振が可能となる。
【００２０】
他方、ベースとコレクタの間の容量Ｃｂｃ、つまり、ミラー容量は、トランジスタの高周波特性を劣化させる要因であることは既知であるが、発振回路においても同様であり、負性抵抗を減少させる要因となる。
【００２１】
また、従来の発振回路において、特許文献４及び非特許文献１に示すように、負性抵抗を増大させる回路等を付加する方法も検討されているが、部品点数が大幅に増え、回路規模が大きくなるという問題点があった。
【００２２】
尚、特許文献２の図２，３，４にバッファアンプ用トランジスタのコレクタが発振用トランジスタのエミッタに容量７を介して接続している構成が示されているが、本願図７のＣａ，Ｃｂに相当する容量で、発振動作を起こすために必要な構成であり、発振周波数を決定する役割を果たし、バッファアンプ用トランジスタの出力をフィードバックする役割は果たしていないものである。
【００２３】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を実現できる圧電発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、圧電発振回路において、水晶振動子と、第１のトランジスタと、第２のトランジスタとを備え、水晶振動子の一端が第１のトランジスタのベースに接続され、他端が接地され、第１のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのエミッタがカスケード接続され、第１のトランジスタのベースに一端が接続され、他端が接地される第１の抵抗を設け、当該ベースに第１のコンデンサと第２のコンデンサが直列に接続されて他端が接地され、第１のトランジスタのエミッタは第２の抵抗を介して接地され、第２のトランジスタのベースには第３のコンデンサと第３の抵抗が並列に接続して他端が接地され、第２のトランジスタのコレクタと第１のトランジスタのエミッタとが第４のコンデンサを介して帰還接続され、第１のトランジスタと第２のトランジスタを動作させるために各ベースにバイアス抵抗が接続され、第２のトランジスタのコレクタには負荷抵抗を介して電源電圧が印加されることを特徴とする。
【００２５】
本発明は、上記圧電発振回路において、第２のトランジスタのコレクタと第１のトランジスタのエミッタとを帰還接続する途中に設けられた第４のコンデンサの代わりに、第４の抵抗を介して帰還接続されることを特徴とする。
【００２６】
本発明は、上記圧電発振回路において、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間の点が第１のトランジスタのエミッタに接続し、第２のトランジスタのコレクタ出力に第５のコンデンサを介してバッファアンプを設けたことを特徴とする。
【００２７】
本発明は、上記圧電発振回路において、第２のコンデンサの接地側の端子に直流阻止用の第６のコンデンサの一端が接続され、他端が接地され、第１のトランジスタのエミッタにはコイルを介して第２の抵抗が接続され、第２のコンデンサと第６のコンデンサの間の点がコイルと第２の抵抗との間の点に接続されていることを特徴とする。
【００２８】
本発明は、上記圧電発振回路において、第１のトランジスタのコレクタに第５の抵抗を介して電源電圧が印加されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、水晶振動子と、第１のトランジスタと、第２のトランジスタとを備え、水晶振動子の一端が第１のトランジスタのベースに接続され、他端が接地され、第１のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのエミッタがカスケード接続され、第１のトランジスタのベースに一端が接続され、他端が接地される第１の抵抗を設け、当該ベースに第１のコンデンサと第２のコンデンサが直列に接続されて他端が接地され、第１のトランジスタのエミッタは第２の抵抗を介して接地され、第２のトランジスタのベースには第３のコンデンサと第３の抵抗が並列に接続して他端が接地され、第２のトランジスタのコレクタと第１のトランジスタのエミッタとが第４のコンデンサを介して帰還接続され、第１のトランジスタと第２のトランジスタを動作させるために各ベースにバイアス抵抗が接続され、第２のトランジスタのコレクタには負荷抵抗を介して電源電圧が印加される圧電発振回路としているので、高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を実現できる効果がある。
【００３０】
本発明によれば、第２のトランジスタのコレクタと第１のトランジスタのエミッタとを帰還接続する途中に設けられた第４のコンデンサの代わりに、第４の抵抗を介して帰還接続される上記圧電発振回路としているので、帰還量を大きくでき、微妙な調整を可能にできる効果がある。
【００３１】
本発明によれば、第２のコンデンサの接地側の端子に直流阻止用の第６のコンデンサの一端が接続され、他端が接地され、第１のトランジスタのエミッタにはコイルを介して第２の抵抗が接続され、第２のコンデンサと第６のコンデンサの間の点がコイルと第２の抵抗との間の点に接続されている上記圧電発振回路としているので、第２のコンデンサ、第６のコンデンサとコイルによって共振回路を備えることができ、発振周波数の調整を容易にできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】第１の圧電発振回路の回路図である。
【図２】第２の圧電発振回路の回路図である。
【図３】第３の圧電発振回路の回路図である。
【図４】負性抵抗特性を示す図である。
【図５】出力スペクトラムの観測結果を示す図である。
【図６】周波数可変特性を示す図である。
【図７】第４の圧電発振回路の回路図である。
【図８】第５の圧電発振回路の回路図である。
【図９】従来のコルピッツ発振回路の回路図である。
【図１０】図９の等価回路である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る圧電発振回路は、第１のトランジスタのベースに水晶振動子が接続され、第１のトランジスタのコレクタに第２のトランジスタのエミッタを接続してカスケード接続を構成し、更に第２のトランジスタのコレクタから第１のトランジスタのエミッタへコンデンサ又は抵抗を介して帰還接続したものであり、高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を実現できるものである。
【００３４】
尚、請求項における、第１の抵抗は図１では抵抗Ｒ３に、図２，３では抵抗Ｒ２に相当し、第１のコンデンサはコンデンサＣ１に相当し、第２のコンデンサはコンデンサＣ２に相当し、第２の抵抗は図１では抵抗Ｒ４に、図２，３では抵抗Ｒ３に相当し、第３のコンデンサはコンデンサＣ４に相当し、第３の抵抗は抵抗Ｒ５に相当し、第４のコンデンサはコンデンサＣ３に相当し、第４の抵抗は抵抗Ｒ７に相当し、第５のコンデンサはコンデンサＣ５に相当し、第６のコンデンサはコンデンサＣ６に相当し、第５の抵抗は抵抗Ｒ８に相当している。
【００３５】
［第１の実施の形態：図１］
本発明の第１の実施の形態に係る圧電発振回路（第１の圧電発振回路）について図１を参照しながら説明する。図１は、第１の圧電発振回路の回路図である。
第１の圧電発振回路は、第１のトランジスタＱ１のコレクタに第２のトランジスタＱ２のエミッタを接続したカスケード接続を構成し、更に第２のトランジスタＱ２のコレクタから第１のトランジスタＱ１のエミッタへコンデンサＣ３を介して帰還接続している。
【００３６】
水晶振動子（圧電振動子）Ｘ１の一端は、第１のトランジスタＱ１のベースに接続され、水晶振動子Ｘ１の他端は、接地（ＧＮＤ接続）している。抵抗Ｒ１〜Ｒ５は、それぞれのトランジスタを動作させるための直流バイアス用の抵抗であり、抵抗Ｒ６は、負荷抵抗である。
【００３７】
具体的には、電源電圧Ｖｃｃが電源端子１０から印加され、抵抗Ｒ１を介して第２のトランジスタＱ２のベースに接続し、また、抵抗Ｒ６を介して第２のトランジスタのコレクタに接続している。
【００３８】
抵抗Ｒ１と第２のトランジスタＱ２のベースとの間の点が、抵抗Ｒ１を介して第１のトランジスタＱ１のベースに接続し、当該ベースには抵抗Ｒ３を介して接地され、更に当該ベースには直列接続のコンデンサＣ１とコンデンサＣ２が接続され、コンデンサＣ２の他端が接地されている。
【００３９】
第１のトランジスタＱ１のエミッタには、抵抗Ｒ４を介して接地され、更に当該エミッタは、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間の点に接続している。
また、第２のトランジスタＱ２のベースには、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５が並列に接続され、それぞれの他端が接地されている。
また、第２のトランジスタＱ２のコレクタには、コンデンサＣ５を介して出力端子（ＯＵＴＰＵＴ）２０に接続している。
【００４０】
上記課題で説明したように、高周波領域では、トランジスタの内部容量を用いて発振動作が可能である。
そこで、第１の圧電発振回路では、コルピッツ発振回路を構成する第１のトランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２をカスケード接続によってミラー容量を抑圧し、高周波領域での負性抵抗の減少を抑えるものである。
【００４１】
更に、第２のトランジスタによって増幅された出力を発振回路（第１のトランジスタのベース）に帰還することで、負性抵抗を増大するものである。
また、トランジスタＱ１，Ｑ２をカスケード接続するため、部品点数を少なくし、小型化に寄与できる。
【００４２】
［第２の圧電発振回路：図２］
次に、本発明の第２の実施の形態に係る圧電発振回路（第２の圧電発振回路）について図２を参照しながら説明する。図２は、第２の圧電発振回路の回路図である。
第２の圧電発振回路は、図２に示すように、第１の圧電発振回路を利用した構成であり、第１のトランジスタＱ１によりコルピッツ発振回路を形成し、電源電圧Ｖｃｃが電源端子１０に印加され、抵抗Ｒ１を介して第１のトランジスタＱ１のベースに接続し、当該ベースには抵抗Ｒ２を介して接地されている。
この抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２は、発振回路に直流バイアスを供給する。
尚、コンデンサＣ１〜Ｃ５は、第１の圧電発振回路と同様である。
【００４３】
また、第１のトランジスタＱ１のエミッタには、抵抗Ｒ３が接続され、他端が接地し、第２のトランジスタＱ２のベースには、電源端子１０が抵抗Ｒ４を介して接続し、更に、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５が並列に接続し、それぞれの他端が接地されている。
【００４４】
また、第２のトランジスタＱ２のコレクタには、電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ６を介して接続し、当該コレクタと第１のトランジスタＱ１のエミッタとがコンデンサＣ３を介して帰還接続し、更に当該コレクタは、コンデンサＣ５とバッファアンプ３０を介して出力端子２０に接続する。
【００４５】
尚、コンデンサＣ３の代わりに抵抗Ｒ７を用いてもよい。
抵抗Ｒ７の場合、コンデンサＣ３に比べて、帰還量を大きくでき、微妙な調整が可能となる。
【００４６】
ここで、コンデンサＣ４は、第２のトランジスタＱ２のベースを接地するためのコンデンサであり、抵抗Ｒ６は、第２のトランジスタＱ２の負荷抵抗である。即ち、抵抗Ｒ６は、発振回路の負荷抵抗である。
【００４７】
第２の圧電発振回路では、第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子から発振出力を取り出し、その発振出力の一部をコンデンサＣ３を介して第１のトランジスタＱ１のエミッタに帰還させている。
【００４８】
更に、第２のトランジスタＱ２のコレクタから出力された発振出力は、コンデンサＣ５を介して、次段のバッファアンプ３０に入力され、発振モジュールとして必要な出力を得るための増幅を行う。
また、バッファアンプ３０は、発振出力を供給する負荷の影響によって発振周波数が変動しないように備えたものである。
【００４９】
［第３の圧電発振回路：図３］
次に、本発明の第３の実施の形態に係る圧電発振回路（第３の圧電発振回路）について図３を参照しながら説明する。図３は、第３の圧電発振回路の回路図である。
第３の圧電発振回路は、図３に示すように、図２において発振回路を構成するコンデンサＣ２に代えて、直流阻止用の大容量コンデンサＣ６、コンデンサＣ２、コイルＬ１によって構成されるタンク回路（共振回路）を備えるものである。
共振回路を備えることにより、発振周波数を容易に調整できる。
尚、図３においても、コンデンサＣ３の代わりに抵抗Ｒ７を用いてもよい。
【００５０】
タンク回路を具体的に説明すると、第１のトランジスタＱ１のベースにコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ６が直列に接続され、コンデンサＣ６の他端が接地されている。
そして、第１のトランジスタＱ１のエミッタには、コイルＬ１と抵抗Ｒ３が直列に接続され、抵抗Ｒ３の他端が接地されている。
更に、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間の点が第１のトランジスタＱ１のエミッタに接続し、コンデンサＣ２とコンデンサＣ３との間の点がコイルＬ１と抵抗Ｒ３の間の点に接続している。
【００５１】
［負性抵抗特性：図４］
第１〜３の圧電回路を用いた負性抵抗特性について図４を参照しながら説明する。図４は、負性抵抗特性を示す図である。
図４において、第１〜３の圧電発振回路について、入力インピーダンスをシミュレーションにより計算処理して得られた負性抵抗の特性を示しており、縦軸が負性抵抗の値で、横軸が周波数の値である。
実際の回路では、プリント基板などによる寄生容量等の影響を受けるため、損失が増えることが予想されるが、６２２ＭＨｚで−１４３Ωと、ほぼ目標の値を実現している。
【００５２】
［出力スペクトラム：図５］
次に、第２の圧電発振回路における出力スペクトラムの観測結果について図５を参照しながら説明する。図５は、出力スペクトラムの観測結果を示す図である。
第２の圧電発振回路を用いて電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ：Voltage Controlled Crystal Oscillator）を試作し、出力スペクトラムを観測したのが図５であり、縦軸が出力レベルであり、横軸が周波数ｆを示している。
６２２ＭＨｚを直接励振していることから、不要波が発生していないことを確認できる。出力レベルは、０ｄＢｍ（負荷インピーダンス５０Ω）である。
【００５３】
［周波数可変特性：図６］
次に、周波数可変特性について図６を参照しながら説明する。図６は、周波数可変特性を示す図である。
第１〜３の圧電発振回路において、外部入力電圧に対する周波数可変幅を表したのが図６であり、縦軸が周波数偏差（ｐｐｍ）で、横軸が外部入力電圧（入力制御電圧）である。
±１５０ｐｐｍの可変が得られていることを確認できる。
【００５４】
［第４の圧電発振回路：図７］
次に、本発明の第４の実施の形態に係る圧電発振回路（第４の圧電発振回路）について図７を参照しながら説明する。図７は、第４の圧電発振回路の回路図である。
第４の圧電発振回路は、図７に示すように、図２において、第１のトランジスタＱ１のコレクタに電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ８を介して接続している。
この抵抗Ｒ８を追加することで、動作の更なる安定化を図ることができる。
尚、コンデンサＣ３の代わりに抵抗Ｒ７を用いてもよい。
【００５５】
［第５の圧電発振回路：図８］
次に、本発明の第５の実施の形態に係る圧電発振回路（第５の圧電発振回路）について図８を参照しながら説明する。図８は、第５の圧電発振回路の回路図である。
第５の圧電発振回路は、図８に示すように、図３において、第１のトランジスタＱ１のコレクタに電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ８を介して接続している。
この抵抗Ｒ８を追加することで、動作の更なる安定化を図ることができる。
尚、コンデンサＣ３の代わりに抵抗Ｒ７を用いてもよい。
【００５６】
［実施の形態の効果］
第１〜３の圧電発振回路によれば、第１のトランジスタＱ１のコレクタと第２のトランジスタＱ２のエミッタをカスケード接続し、第２のトランジスタＱ２のコレクタと第１のトランジスタＱ１のエミッタをコンデンサＣ３又は抵抗Ｒ７を介して帰還接続するようにしているので、高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を実現できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
本発明は、高周波領域で少ない部品数で大きな負性抵抗が得られ、安定した発振を実現できる圧電発振回路に好適である。
【符号の説明】
【００５８】
１０…電源端子、  ２０…出力端子、  ３０…バッファアンプ
【図１】
2011015268.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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