(57)【要約】【課題】回路における電力損失を抑えつつ交流電源の力率を改善することができる直流電源回路を備えた誘導加熱調理器を提供する。【解決手段】直流電源回路３２において力率改善動作が行われる際、スイッチング素子３８がオフのときにダイオードＤ１、Ｄ４を介して電流が流れ、スイッチング素子３９がオフのときにダイオードＤ３、Ｄ２を介して電流が流れる。また、第１の駆動回路４４は、スイッチング素子３８のエミッタの電位を基準電位として生成される直流電圧Ｖd1の供給を受けて動作し、第２の駆動回路４５は、スイッチング素子３９のエミッタの電位を基準電位として生成される直流電圧Ｖd2の供給を受けて動作する。【選択図】図１
2011119057.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源より供給される交流電圧を整流および平滑し、一対の直流電源線を介して直流電圧を出力する直流電源回路と、
被加熱物を誘導加熱するための誘導加熱コイルおよび共振コンデンサからなる共振回路と、
前記直流電源回路から出力される直流電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、
前記インバータのスイッチング動作を制御するインバータ制御手段とを備え、
前記直流電源回路は、
４つのダイオードをブリッジ接続して構成される全波整流回路と、
前記全波整流回路の出力端子間に接続された平滑用のコンデンサと、
前記交流電源から前記全波整流回路に至る電源供給経路に直列に介在するリアクトルと、
前記全波整流回路の一方の入力端子と低電位側の出力端子との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記全波整流回路の他方の入力端子と低電位側の出力端子との間に接続された第２のスイッチング素子と、
前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段と、
前記入力電流検出手段の検出値に基づいて前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するための第１および第２の駆動信号をそれぞれ出力するスイッチング制御手段と、
前記低電位側の出力端子に接続される前記第１のスイッチング素子の主端子の電位を基準電位とした第１の直流電圧の供給を受けて動作するものであって、前記第１の駆動信号に従って前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動回路と、
前記低電位側の出力端子に接続される前記第２のスイッチング素子の主端子の電位を基準電位とした第２の直流電圧の供給を受けて動作するものであって、前記第２の駆動信号に従って前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動回路とを備えていることを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
請求項１記載の誘導加熱調理器において、
前記第１のスイッチング素子と前記交流電源の一方の入力端子にカソードが接続されるダイオードとは、共通のパッケージ内に１つのＩＧＢＴとして構成されており、
前記第２のスイッチング素子と前記交流電源の他方の入力端子にカソードが接続されるダイオードとは、共通のパッケージ内に１つのＩＧＢＴとして構成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項３】
請求項１または２記載に誘導加熱調理器において、
前記交流電源の高電位側の出力端子にカソードが接続される２つのダイオードは、互いのカソードが共通に接続された状態で共通のパッケージ内に設けられていることを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の誘導加熱調理器において、
前記入力電流検出手段は、前記交流電源から前記全波整流回路の一方の入力端子に至る電源供給経路に流れる電流を検出する第１の電流検出手段と、前記交流電源から前記全波整流回路の他方の入力端子に至る電源供給経路に流れる電流を検出する第２の電流検出手段とを備え、
前記スイッチング制御手段は、前記第１の電流検出手段の検出値に基づいて前記第１の駆動信号を出力し、前記第２の電流検出手段の検出値に基づいて前記第２の駆動信号を出力することを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれかに記載の誘導加熱調理器において、
前記インバータ制御手段は、前記入力電流検出手段の検出値に基づいて前記インバータを制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から供給される交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する直流電源回路を備えた誘導加熱調理器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、誘導加熱調理器では、誘導加熱を行う際にその被加熱物である調理器より異常な騒音（電磁音）が発生する現象があり、使用者に対し違和感を与えていた。この原因は、商用電源から与えられる交流電圧を全波整流し、その全波整流後の脈流電圧の供給を受けてインバータが駆動される構成であったためである。このような構成のため、インバータから誘導加熱コイルに供給される高周波電流が商用電源の周波数成分を有してしまい、これに起因して上記電磁音が発生していた。そこで、この対策のため、上記脈流電圧をコンデンサを用いて平滑化して直流電圧を生成し、その直流電圧をインバータに供給する構成とした。すなわち、誘導加熱調理器の直流電源回路として、全波整流のコンデンサ・インプット型の回路を用いる構成とした。これにより、インバータから誘導加熱コイルに供給される高周波電流は脈動の無いものとなり、上記電磁音の発生を防止できる。
【０００３】
しかし、上記コンデンサ・インプット型の直流電源回路では、平滑用のコンデンサにパルス状の電流が流れる。このパルス状の電流は、電圧波形を歪ませて高調波を発生し、力率を低下させてしまう。このため、上記直流電源回路には、力率を改善するための力率改善（ＰＦＣ；Power Factor Correction）回路が設けられる（例えば、特許文献１、２参照）。図５は、このＰＦＣ回路を備えた直流電源回路を用いた誘導加熱調理器の一構成例を示している。
【０００４】
図５に示す誘導加熱調理器１は、商用電源である交流電源２から与えられる交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する直流電源回路３と、被加熱物４を誘導加熱するための誘導加熱コイル５および共振コンデンサ６からなる共振回路７と、直流電源回路３から出力される直流電圧を高周波電圧に変換して共振回路７に供給するインバータ８と、交流電源２からの入力電圧および入力電流をそれぞれ検出するための入力電圧検出回路９および入力電流検出回路１０と、インバータ８から共振回路７に供給される高周波電流を検出するインバータ電流検出回路１１と、入力電圧、入力電流およびインバータ電流の各検出値に基づいてインバータ８のスイッチング動作を制御するインバータ制御回路１２とを備えている。
【０００５】
直流電源回路３は、４つのダイオードをブリッジ接続して構成された全波整流回路１３、全波整流回路１３の出力端子間に接続されたコンデンサ１４、ＰＦＣ回路１５および平滑用のコンデンサ１６から構成されている。ＰＦＣ回路１５は、リアクトル１７、スイッチング素子１８、ダイオード１９およびＰＦＣ制御回路２０などを備えて図示形態で構成されている。ＰＦＣ制御回路２０には、抵抗２１の端子電圧（ＰＦＣ回路１５に流れる電流に相当）およびコンデンサ１６の端子電圧が与えられている。ＰＦＣ制御回路２０は、各電圧値に基づいて次のようにスイッチング素子１８を高周波数でスイッチング制御する。
【０００６】
すなわち、ＰＦＣ制御回路２０は、入力電流のピーク値を下げるとともに導通角を左右に広げるようにスイッチング素子１８のスイッチング動作を制御する。これにより、入力電流の波形が、入力電圧の波形に相似した正弦波状の波形となり、力率が改善される。また、ＰＦＣ制御回路２０は、コンデンサ１６の端子電圧（直流電源回路３の出力電圧）が一定値となるようにスイッチング素子１８のスイッチング動作を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−０９５４５４号公報
【特許文献２】特開２００７−２３４２７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記した従来技術の直流電源回路３では、電流が流れる経路に介在する全波整流回路１３の各ダイオード、ＰＦＣ回路１５のスイッチング素子１８およびダイオード１９において電力の損失が生じ、これら各素子が発熱する。このため、各素子に放熱板を取り付けて放熱したり、各素子を冷却するための冷却風を流通させるなどの対策を施していた。従来技術の直流電源回路３では、このような点において改善の余地があった。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路における電力損失を抑えつつ交流電源の力率を改善することができる直流電源回路を備えた誘導加熱調理器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記した目的を達成するために、本発明の誘導加熱調理器は、交流電源より供給される交流電圧を整流および平滑し、一対の直流電源線を介して直流電圧を出力する直流電源回路と、被加熱物を誘導加熱するための誘導加熱コイルおよび共振コンデンサからなる共振回路と、前記直流電源回路から出力される直流電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、前記インバータのスイッチング動作を制御するインバータ制御手段とを備え、前記直流電源回路は、４つのダイオードをブリッジ接続して構成される全波整流回路と、前記全波整流回路の出力端子間に接続された平滑用のコンデンサと、前記交流電源から前記全波整流回路に至る電源供給経路に直列に介在するリアクトルと、前記全波整流回路の一方の入力端子と低電位側の出力端子との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記全波整流回路の他方の入力端子と低電位側の出力端子との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段の検出値に基づいて前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するための第１および第２の駆動信号をそれぞれ出力するスイッチング制御手段と、前記低電位側の出力端子に接続される前記第１のスイッチング素子の主端子の電位を基準電位とした第１の直流電圧の供給を受けて動作するものであって、前記第１の駆動信号に従って前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動回路と、前記低電位側の出力端子に接続される前記第２のスイッチング素子の主端子の電位を基準電位とした第２の直流電圧の供給を受けて動作するものであって、前記第２の駆動信号に従って前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動回路とを備えていることを特徴とする。
【００１１】
上記構成によれば、直流電源回路では、電流が流れる経路に介在する全波整流回路の各ダイオード、第１および第２のスイッチング素子において電力の損失が生じることになる。すなわち、従来技術の構成に比べるとダイオード１個分の電力損失を低減することができる。また、第１および第２のスイッチング素子がスイッチング動作する際、これらの主端子が接続される全波整流回路の低電位側の出力端子の電位（一対の直流電源線の低電位側電位）が変動する可能性がある。この電位が変動してしまうと、第１および第２のスイッチング素子を正確にスイッチングできないおそれがある。
【００１２】
上記構成では、第１のスイッチング素子は、その一方の主端子の電位を基準とした第１の直流電圧の供給を受けて動作する第１の駆動回路により駆動される。また、第２のスイッチング素子は、その一方の主端子の電位を基準とした第２の直流電圧の供給を受けて動作する第２の駆動回路により駆動される。これにより、上記したように第１、第２のスイッチング素子の一方の主端子の電位が変動すると、この変動と同様に第１、第２の駆動回路の基準電位が変動する。従って、上記電位の変動分が相殺され、第１および第２のスイッチング素子を正確にスイッチング動作させることが可能となる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作が正確に制御されるので交流電源の力率を確実に改善することができる。また、従来技術の構成と比較して直流電源回路における電力損失を低減することができるので、その発熱対策などの構成を簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す誘導加熱調理器の電気的構成図
【図２】力率改善を行った場合の入力電圧および入力電流の波形図
【図３】力率改善を行わない場合の図２相当図
【図４】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図５】従来技術を示す図１相当図
【発明を実施するための形態】
【００１５】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図３を参照しながら説明する。
図１は、本実施形態の誘導加熱調理器の電気構成を概略的に示しており、図５と同一のまたは相当する部分には同一符号を付している。図１に示す誘導加熱調理器３１は、直流電源回路３２、共振回路７、インバータ８およびインバータ制御回路１２（インバータ制御手段に相当）などから構成されている。
【００１６】
直流電源回路３２は、例えば単相２００Ｖの交流電源２から与えられる交流電圧を整流および平滑して所定の電圧値を持つ直流電圧を出力する。直流電源回路３２は、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続して構成された全波整流回路３３、全波整流回路３３の出力端子Ｎａ、Ｎｂ間に接続された平滑用のコンデンサ１６、力率を改善するためのＰＦＣ回路３４（スイッチング制御手段に相当）などから構成されている。
【００１７】
全波整流回路３３の一方の入力端子Ｎｃは、入力電流検出用のカレントトランスＣＴ１およびリアクトル１７を介して交流電源２の一方の出力端子に接続されている。また、全波整流回路３３の他方の入力端子Ｎｄは、入力電流検出用のカレントトランスＣＴ２を介して交流電源２の他方の出力端子に接続されている。交流電源２の出力端子間にはコンデンサ３５が接続されている。
【００１８】
一方、コンデンサ１６の両端子には、直流電源線３６、３７が接続されている。全波整流回路３３の入力端子Ｎｃと出力端子Ｎｂとの間には第１のスイッチング素子３８のコレクタ・エミッタ間が接続されている。全波整流回路３３の入力端子Ｎｄと出力端子Ｎｂとの間には第２のスイッチング素子３９のコレクタ・エミッタ間が接続されている。
【００１９】
第１のスイッチング素子３８とダイオードＤ２とは、共通のパッケージ内に１つのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）として構成されており、互いに逆並列に接続されている。第２のスイッチング素子３９とダイオードＤ４とは、共通のパッケージ内に１つのＩＧＢＴとして構成されており、互いに逆並列に接続されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ３とは、互いのカソードが共通に接続された状態で共通のパッケージ内に設けられている。すなわち、ダイオードＤ１、Ｄ３は、カソードコモンの２素子入りダイオードとして構成されている。
【００２０】
入力電圧検出回路９は、交流電源２の出力端子間の交流電圧（入力電圧）を全波整流するとともに平滑し、その平滑出力を分圧した入力電圧検出信号Ｓｖを入力電圧の検出値として出力する。第１の電流検出回路４０（第１の電流検出手段および入力電流検出手段に相当）は、交流電源２からリアクトル１７を介して全波整流回路３３の入力端子Ｎｃへと流れる電流Ｉ１（入力電流）をカレントトランスＣＴ１を介して電圧として検出し、その検出電圧を分圧した第１の入力電流検出信号Ｓi1を入力電流Ｉ１の検出値として出力する。
【００２１】
第２の電流検出回路４１（第２の電流検出手段および入力電流検出手段に相当）は、交流電源２から全波整流回路３３の入力端子Ｎｄへと流れる電流Ｉ２（入力電流）をカレントトランスＣＴ２を介して電圧として検出し、その検出電圧を分圧した第２の入力電流検出信号Ｓi2を入力電流の検出値として出力する。入力電圧検出信号Ｓｖは、インバータ制御回路１２に与えられている。第１の入力電流検出信号Ｓi1および第２の入力電流検出信号Ｓi2は、ＰＦＣ制御回路４２および選択回路４３に与えられている。
【００２２】
選択回路４３は、ダイオードＤ５、Ｄ６から構成されている。ダイオードＤ５のアノードには第１の入力電流検出信号Ｓi1が与えられ、ダイオードＤ６のアノードには第２の入力電流検出信号Ｓi2が与えられている。ダイオードＤ５、Ｄ６のカソードは共通に接続されるとともに入力電流検出信号Ｓｉの出力端子とされている。このような構成により、選択回路４３は、第１の入力電流検出信号Ｓi1および第２の入力電流検出信号Ｓi2の正の電圧である部分を足し合わせた信号を入力電流検出信号Ｓｉとして出力する。すなわち、選択回路４３は、交流電源２から直流電源回路３２に入力される電流に応じた電圧を全波整流したものに相当する入力電流検出信号Ｓｉを出力する。
【００２３】
スイッチング素子３８、３９は、次のように駆動される。すなわち、交流電源２から正電圧が出力される期間（入力端子Ｎｃの電圧が入力端子Ｎｄの電圧よりも高い期間）には、スイッチング素子３８がスイッチング動作されるとともに、スイッチング素子３９がオフに固定される。一方、交流電源２から負電圧が出力される期間（入力端子Ｎｃの電圧が入力端子Ｎｄの電圧よりも低い期間）には、スイッチング素子３８がオフに固定されるとともに、スイッチング素子３９がスイッチング動作される。これらスイッチング素子３８、３９の駆動は、ＰＦＣ制御回路４２により、それぞれ第１の駆動回路４４、第２の駆動回路４５を介して制御される。
【００２４】
ＰＦＣ制御回路４２は、入力電流のピーク値を下げるとともに導通角を左右に広げるようにスイッチング素子３８、３９のスイッチング動作を制御する。また、ＰＦＣ制御回路４２は、コンデンサ１６の端子電圧（直流電源回路３２の出力電圧）が所定値となるようにスイッチング素子３８、３９のスイッチング動作を制御する。本実施形態では、ＰＦＣ制御回路４２は、上記スイッチング動作の制御を電流連続モードで行うようにしている。
【００２５】
ＰＦＣ制御回路４２は、コンデンサ１６の端子電圧および第１の入力電流検出信号Ｓi1に基づいてスイッチング素子３８のスイッチング動作を制御するための第１の駆動信号Ｓd1を生成する。ＰＦＣ制御回路４２は、コンデンサ１６の端子電圧および第２の入力電流検出信号Ｓi2に基づいてスイッチング素子３９のスイッチング動作を制御するための第２の駆動信号Ｓd2を生成する。
【００２６】
第１の駆動回路４４は、第１の駆動信号Ｓd1に従ってスイッチング素子３８を駆動する。この第１の駆動回路４４は、スイッチング素子３８のエミッタの電位を基準電位として生成される第１の直流電圧Ｖd1の供給を受けて動作する。すなわち、第１の駆動回路４４は、第１の駆動信号Ｓd1の電圧レベルを直流電圧Ｖd1の電圧レベルに変換した駆動信号をゲートに与えることで、スイッチング素子３８を駆動する。
【００２７】
第２の駆動回路４５は、第２の駆動信号Ｓd2に従ってスイッチング素子３９を駆動する。この第２の駆動回路４５は、スイッチング素子３９のエミッタの電位を基準電位として生成される第２の直流電圧Ｖd2の供給を受けて動作する。すなわち、第２の駆動回路４５は、第２の駆動信号Ｓd2の電圧レベルを直流電圧Ｖd2の電圧レベルに変換した駆動信号をゲートに与えることで、スイッチング素子３９を駆動する。
【００２８】
上記構成の第１の駆動回路４４および第２の駆動回路４５によれば、スイッチング素子３８、３９のエミッタ電位が変動した場合でも、それらのゲートに与えられる駆動信号は、その変動した各エミッタ電位を基準としたものであるため、スイッチング素子３８、３９のオンまたはオフを確実に行い得るようになる。
【００２９】
インバータ８は、そのスイッチング動作により直流電源回路３２から出力される直流電圧を高周波電圧に変換し、共振回路７に供給する。インバータ８は、直流電源線３６、３７間にトランジスタ４６、４７を直列接続した第１のハーフブリッジ回路と、同じくトランジスタ４８、４９を直列接続した第２のハーフブリッジ回路とからなるフルブリッジ型のインバータ回路である。各トランジスタ４６〜４９は、例えばＩＧＢＴであり、それぞれコレクタ・エミッタ間にフリーホイールダイオード４６ａ〜４９ａが接続されている。
【００３０】
トランジスタ４６、４７の相互接続点をノードＮｅとし、トランジスタ４８、４９の相互接続点をノードＮｆとすると、ノードＮｅおよびノードＮｆ間には、共振回路７が接続されており、この共振回路７に流れる電流を検出するためのカレントトランスＣＴ３が設けられている。共振回路７は、被加熱物４を誘導加熱するための誘導加熱コイル５と、この誘導加熱コイル５に直列接続された共振コンデンサ６とから構成されている。
【００３１】
トランジスタ４６、４７は、一方がオン状態のときには他方がオフ状態となるようにして交互に動作させられる。トランジスタ４８、４９も、一方がオン状態のときには他方がオフ状態となるようにして交互に動作させられる。各トランジスタ４６〜４９のオンオフ動作（スイッチング動作）は、インバータ制御回路１２により制御される。
【００３２】
インバータ電流検出回路１１は、インバータ８から出力される電流をカレントトランスＣＴ３を介して電圧として検出し、その検出電圧を全波整流するとともに平滑し、その平滑出力を分圧したインバータ電流検出信号Ｓｈをインバータ電流の検出値として出力する。このインバータ電流検出信号Ｓｈはインバータ制御回路１２に与えられている。
【００３３】
インバータ制御回路１２は、誘導加熱コイル５で消費させる電力（加熱電力）が外部から指示された目標電力値に一致するように制御する。ただし、誘導加熱コイル５に流れる電流は高周波電流であるため上記加熱電力を検出することは簡単ではない。そこで、本実施形態では、誘導加熱コイル５で消費させる電力を直接的に制御する代わりに、直流電源回路３２の入力電力を目標電力値に基づいて算出される入力電力目標値に一致させる制御を行う。そして、その制御の結果として誘導加熱コイル５の消費電力（加熱電力）を目標電力値に一致させるようにしている。すなわち、インバータ制御回路１２は、入力電圧検出信号Ｓｖおよび入力電流検出信号Ｓｉとから入力電力を演算する。そして、演算した入力電力が入力電力目標値と等しくなるように、加熱周波数（インバータ電流の周波数）を制御する。また、インバータ制御回路１２は、入力電流検出信号Ｓｉとインバータ電流検出信号Ｓｈとから被加熱物４の材質を判定する機能を備えている。
【００３４】
次に、本実施形態の作用について説明する。
上記構成によれば、交流電源２から直流電源回路３２に供給される電流は、以下のような経路で流れることになる。
（１）交流電源２から正電圧が出力される期間
この期間では、全波整流回路３３の入力端子Ｎｃの電圧が入力端子Ｎｄの電圧よりも高くなっている。このため、スイッチング素子３８がオンのとき、交流電源２、リアクトル１７、カレントトランスＣＴ１、スイッチング素子３８、ダイオードＤ４、カレントトランスＣＴ２、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。この際、リアクトル１７にエネルギーが蓄えられる。また、スイッチング素子３８およびダイオードＤ４において電力損失が生じる。
【００３５】
一方、スイッチング素子３８がオフのとき、交流電源２、リアクトル１７、カレントトランスＣＴ１、ダイオードＤ１、コンデンサ１６、ダイオードＤ４、カレントトランスＣＴ２、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。この際、リアクトル１７に蓄えられたエネルギーが放出されてコンデンサ１６が充電されるため、直流電源回路３２の出力電圧は昇圧されることになる。また、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４において電力損失が生じる。
【００３６】
（２）交流電源２から負電圧が出力される期間
この期間では、全波整流回路３３の入力端子Ｎｃの電圧が入力端子Ｎｄの電圧よりも低くなっている。このため、スイッチング素子３９がオンのとき、交流電源２、カレントトランスＣＴ２、スイッチング素子３９、ダイオードＤ２、カレントトランスＣＴ１、リアクトル１７、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。この際、リアクトル１７にエネルギーが蓄えられる。また、スイッチング素子３９およびダイオードＤ２において電力損失が生じる。
【００３７】
一方、スイッチング素子３９がオフのとき、交流電源２、カレントトランスＣＴ２、ダイオードＤ３、コンデンサ１６、ダイオードＤ２、カレントトランスＣＴ１、リアクトル１７、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。リアクトル１７に蓄えられたエネルギーが放出されてコンデンサ１６が充電されるため、直流電源回路３２の出力電圧は昇圧されることになる。また、ダイオードＤ３およびダイオードＤ２において電力損失が生じる。
【００３８】
上記した（１）、（２）の動作が繰り返し実行されることにより、交流電源２から供給される入力電圧および入力電流の波形は、図２に示すようなものとなる。なお、図３には、比較例として、力率改善を行わない場合の入力電圧および入力電流の波形を示している。この図３に示すように、力率改善を行わない場合には、入力電圧がコンデンサ１６の端子電圧を超えた期間にのみ入力電流が流れるため、その波形はパルス状となり、力率が悪化する。これに対し、本実施形態の直流電源回路３２では、図２に示すように、スイッチング素子３８、３９がオン、オフを繰り返す（スイッチングされる）ことにより、平均した入力電流の波形は、入力電圧の波形に相似した正弦波状の波形となっている。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果が得られる。
本実施形態の直流電源回路３２では、スイッチング素子３８がオフのときには、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４により電力損失が生じる状態となる。また、スイッチング素子３９がオフのときには、ダイオードＤ３およびダイオードＤ２により電力損失が生じる状態となる。これに対し、図５に示した従来技術の直流電源回路３では、スイッチング素子１８がオフのときには、全波整流回路１３の２つのダイオードおよびダイオード１９により電力損失が生じる状態となる。つまり、本実施形態の直流電源回路３２は、従来技術の構成に対し、直流電源回路３のダイオード１９における電力損失の分だけ電力損失を低減することができる。このように、直流電源回路３２における電力損失を低減することができるので、回路を構成する各素子の発熱対策などの構成を簡素化することができる。
【００４０】
スイッチング素子３８およびダイオードＤ２を１つのＩＧＢＴとして構成し、スイッチング素子３９およびダイオードＤ４を１つのＩＧＢＴとして構成し、ダイオードＤ１およびＤ３は、カソードコモンの２素子入りダイオードとして構成した。このように構成すれば、上記した電力損失により発熱する部品は３つとなる。つまり、上記各素子をそれぞれ１つの部品により構成した場合に比べると発熱する部品の数を３つ減らすことができる。従って、本実施形態の構成によれば、電力損失により発熱する部品を冷却するための放熱板の数または面積を低減したり、冷却風量を低減することで小型、低出力のファンモータを使用できるなど、発熱対策の構造を簡単化することができる。また、発熱部品の数が少なくなるので、効率よく発熱部品の冷却を行うことが可能になるとともに回路の小型化を図ることができる。
【００４１】
スイッチング素子３８、３９がスイッチング動作する際、これらのエミッタ電位（回路の基準電位）が変動する可能性がある。この電位が変動してしまうと、スイッチング素子３８、３９を正確にスイッチングできないおそれがある。そこで、本実施形態では、第１の駆動回路４４は、スイッチング素子３８のエミッタの電位を基準電位として生成される直流電圧Ｖd1の供給を受けて動作するようにし、第２の駆動回路４５は、スイッチング素子３９のエミッタの電位を基準電位として生成される直流電圧Ｖd2の供給を受けて動作するようにした。これにより、スイッチング素子３８、３９のエミッタ電位が変動した場合でも、それらのゲートに与えられる駆動信号は、その変動した各エミッタ電位を基準としたものであるため、電位変動の影響を受けることなく、スイッチング素子３８、３９のオンまたはオフを確実に行うことができるようになる。このように、スイッチング素子３８、３９のスイッチング動作が正確に制御されるので交流電源２の力率を確実に改善することができる。
【００４２】
交流電源２から全波整流回路３３の入力端子Ｎｃへと流れる入力電流Ｉ１を検出して第１の入力電流検出信号Ｓi1として出力する第１の電流検出回路４０と、交流電源２から全波整流回路３３の入力端子Ｎｄへと流れる入力電流Ｉ２を検出して第２の入力電流検出信号Ｓi2として出力する第２の電流検出回路４１とを設けた。そして、ＰＦＣ制御回路４２は、第１の入力電流検出信号Ｓi1に基づいてスイッチング素子３８のスイッチング動作を制御し、第２の入力電流検出信号Ｓi2に基づいてスイッチング素子３９のスイッチング動作を制御するようにした。
【００４３】
このように構成すれば、ＰＦＣ制御回路４２は、第１の入力電流検出信号Ｓi1が与えられる（０Ｖでない）場合には、これに基づいてスイッチング素子３８のスイッチングを制御し、第２の入力電流検出信号Ｓi2が与えられる場合には、これに基づいてスイッチング素子３９のスイッチングを制御すればよく、その制御内容を簡単化しつつ、各スイッチング素子３８、３９を制御すべき期間に確実にスイッチング制御することができる。
【００４４】
第１の入力電流検出信号Ｓi1および第２の入力電流検出信号Ｓi2に基づいて、交流電源２からの入力電流に応じた入力電流検出信号Ｓｉを出力する選択回路４３を設けた。そして、インバータ制御回路１２は、この入力電流検出信号Ｓｉなどに基づいて、加熱電力が外部から指示された目標電力値に一致するように加熱周波数（インバータ電流の周波数）を制御する。つまり、ＰＦＣ回路３４におけるスイッチング動作を制御するための入力電流Ｉ１、Ｉ２を検出するための構成（第１、第２の電流検出回路４０、４１）を、誘導加熱調理器３１において元来必要である加熱電力を制御するために用いる入力電流を検出する回路として併用する構成とした。このため、誘導加熱調理器３１全体としての構成部品を低減することができる。
【００４５】
ＰＦＣ制御回路４２、６４は、スイッチング動作の制御を電流連続モードで行うように構成したので、リアクトル１７には電流（入力電流）が連続的に流れる。このため、直流電源回路３２の動作に伴って回路内で発生するノイズが低減されるという効果が得られる。
【００４６】
（第２の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、直流電源回路の構成を一部変更した第２の実施形態について図４を参照しながら説明する。
図４は、本実施形態の誘導加熱調理器の電気構成を概略的に示しており、図１と同一のまたは相当する部分には同一符号を付している。図４に示す誘導加熱調理器６１は、図１に示した第１の実施形態の誘導加熱調理器３１に対し、直流電源回路３２に代えて直流電源回路６２を備えている点が異なっている。
【００４７】
直流電源回路６２は、図１に示した直流電源回路３２に対し、第１、第２の電流検出回路４０、４１、カレントトランスＣＴ１、ＣＴ２および選択回路４３に代えて、電流検出回路６３（入力電流検出手段に相当）およびカレントトランスＣＴ４を備えている点と、ＰＦＣ制御回路４２に代えてＰＦＣ制御回路６４（スイッチング制御手段に相当）を備えている点とが異なっている。カレントトランスＣＴ４は、ダイオードＤ２、Ｄ４の共通のアノードと、直流電源線３７との間に接続されている。電流検出回路６３は、交流電源２から供給される入力電流をカレントトランスＣＴ４を介して電圧として検出し、その検出電圧を全波整流したものを入力電流検出信号Ｓｉとして出力する。入力電流検出信号Ｓｉは、ＰＦＣ制御回路６４およびインバータ制御回路１２に与えられている。
【００４８】
上記構成によれば、交流電源２から直流電源回路６２に供給される電流は、以下のような経路で流れることになる。
（１）交流電源２から正電圧が出力される期間
スイッチング素子３８がオンのとき、交流電源２、リアクトル１７、スイッチング素子３８、カレントトランスＣＴ４、ダイオードＤ４、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。一方、スイッチング素子３８がオフのとき、交流電源２、リアクトル１７、ダイオードＤ１、コンデンサ１６、カレントトランスＣＴ４、ダイオードＤ４、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。
【００４９】
（２）交流電源２から負電圧が出力される期間
スイッチング素子３９がオンのとき、交流電源２、スイッチング素子３９、カレントトランスＣＴ４、ダイオードＤ２、リアクトル１７、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。一方、スイッチング素子３９がオフのとき、交流電源２、ダイオードＤ３、コンデンサ１６、カレントトランスＣＴ４、ダイオードＤ２、リアクトル１７、交流電源２という経路にこの順で電流が流れる。
【００５０】
このように、いずれの状態においてもカレントトランスＣＴ４を介して電流が流れる。このため、ＰＦＣ制御回路６４は、入力電流検出信号Ｓｉに基づいてスイッチング素子３８、３９のスイッチング動作を制御することが可能となる。ただし、この場合、入力電流検出信号Ｓｉに基づいて上記（１）、（２）のいずれの期間であるかを判断することができない。そこで、例えば、交流電源２の入力電圧を検出し、その検出値に基づいて上記期間の判断を行う構成を設ければよい。
【００５１】
上記した本実施形態の構成によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。さらに、ＰＦＣ回路３４におけるスイッチング動作を制御するための入力電流が、カレントトランスＣＴ４および電流検出回路６３により検出される。従って、第１の実施形態に比べ、上記入力電流を検出するための回路構成を簡素化することができる。
【００５２】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
直流電源回路への入力電流を検出する回路を別途設け、インバータ制御回路１２は、その検出値などに基づいて加熱電力が外部から指示された目標電力値に一致するように制御するように構成してもよい。
カレントトランスＣＴ１、ＣＴ２は、必ずしも図１に示した位置に設ける必要はない。カレントトランスＣＴ１は、交流電源２から全波整流回路３３の入力端子Ｎｃに至る電源供給経路に流れる電流を検出可能に設ければよく、カレントトランスＣＴ２は、交流電源２から全波整流回路３３の入力端子Ｎｄに至る電源供給経路に流れる電流を検出可能に設ければよい。カレントトランスＣＴ４は、必ずしも図４に示した位置に設ける必要はない。カレントトランスＣＴ４は、交流電源２からの入力電流を検出可能に設ければよい。
【００５３】
ダイオードＤ１、Ｄ３は、それぞれを１つの部品として構成してもよい。第１のスイッチング素子３８とダイオードＤ２とは、１つのＩＧＢＴとして構成することなく、それぞれを１つの部品として構成してもよい。第２のスイッチング素子３９とダイオードＤ４とは、１つのＩＧＢＴとして構成することなく、それぞれを１つの部品として構成してもよい。第１、第２のスイッチング素子３８、３９は、ＩＧＢＴを構成するスイッチング素子に限らず、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなど、他の半導体スイッチング素子を用いてもよい。
リアクトルは、交流電源２の一方の出力端子と全波整流回路３３の入力端子Ｎｃとの間に直列に設けてもよいし、交流電源２の他方の出力端子と全波整流回路３３の入力端子Ｎｄとの間に直列に設けてもよいし、あるいは、これら両方に設けてもよい。すなわち、リアクトルは、交流電源２から全波整流回路３３に至る電源供給経路に直列に介在して設ければよい。
ＰＦＣ制御回路４２、６４は、スイッチング動作の制御を電流非連続モードで行うように構成してもよい。この場合、リアクトルとしてインダクタンスの小さいものを用いることができる。
【符号の説明】
【００５４】
図面中、５は誘導加熱コイル、６は共振コンデンサ、７は共振回路、８はインバータ、１２はインバータ制御回路（インバータ制御手段）、１６はコンデンサ、１７はリアクトル、３１、６１は誘導加熱調理器、３２、６２は直流電源回路、３３は全波整流回路、３６、３７は直流電源線、３８は第１のスイッチング素子、３９は第２のスイッチング素子、４０は第１の電流検出回路（第１の電流検出手段、入力電流検出手段）、４１は第２の電流検出回路（第２の電流検出手段、入力電流検出手段）、４２、６４はＰＦＣ制御回路（スイッチング制御手段）、４４は第１の駆動回路、４５は第２の駆動回路、６３は電流検出回路（入力電流検出手段）、Ｄ１〜Ｄ４はダイオードを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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