(57)【要約】【課題】シャント抵抗を用いて電動機の駆動制御を行う際、幅広い回転数に対応し、過電流の検出も支障無く行うことができ、回生から力行への移行も円滑に行う。【解決手段】電動機６が発電機として作動する際に発生する電力をバッテリー４に回生するか否かを制御するリレー１６を有し、制御装置１１は、リレー１６を閉じて回生を行う場合は、母線電流用のシャント抵抗２が検出する電流値を用いて電動機６のロータ位置を推定し、リレー１６を開いて回生を行わない場合には、相電流用のシャント抵抗１２、１３が検出する電流値を用いてロータ位置を推定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、
該インバータ主回路の母線と直列に前記直流電源に接続された母線電流用シャント抵抗と、
前記インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に前記直流電源に接続された相電流用シャント抵抗と、
前記電動機の力行時に、所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流値に基づいて前記電動機のロータ位置を推定して、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、
該制御手段は、前記電動機が発電機として作動する際に発生する電力を前記直流電源に回生するか否かを制御する回生制御手段を有し、
該回生制御手段により回生を行う場合は、前記母線電流用シャント抵抗が検出する電流値を用いて前記ロータ位置を推定し、回生を行わない場合には、前記相電流用シャント抵抗が検出する電流値を用いて前記ロータ位置を推定することを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ホールＩＣ（磁極位置センサ）を用いない、センサレスベクトル方式により電動機を制御するインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より電動アシスト自転車やコミューターを駆動するブラシレスモータ（電動機）においては、そのロータ位置をホールＩＣを用いて検出し、運転していたが、このような磁極位置センサは高信頼性を要求されるため、高価である。そこで、係る磁極位置センサを用いずにロータ位置を推定して電動機を運転するセンサレズベクトル制御が開発されている。
【０００３】
このセンサレスベクトル制御では、インバータ主回路を流れる相電流や母線電流からロータ位置を推定し、電圧指令値、回転速度（角周波数）、及び、位相を算出するものであるが、この相電流を検出する装置として小型で安価なシャント抵抗が用いられる。このシャント抵抗を用いる方式は基本的に二種類あり、一つはインバータ装置の母線電流を一つのシャント抵抗で検出する方式（１シャント方式）で（例えば、特許文献１参照）、もう一つはインバータ主回路の三つのアームのうちの二つ若しくは三つの相に流れる電流をシャント抵抗で検出する方式（２シャント方式、又は、３シャント方式）である（例えば、特許文献２、又は、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−３１２５１１号公報
【特許文献２】特開２０００−２６２０８８号公報
【特許文献３】特許第３６７４５７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献２に示される２シャント方式では、回路に流れる過電流を検出できないという問題がある。また、２シャント方式、及び、特許文献３に示される３シャント方式の何れにおいても電動機の回転数の高い高回転及び高負荷時（ＰＷＭデューティが１００％に近い状態）にはロータ位置の推定ができなくなるため、幅広い回転数に対応できなくなる問題がある。
【０００６】
一方、特許文献１に示される１シャント方式では、電動機が発電機として作動する際、直流電源（バッテリー）が過電圧状態（満充電）となっていて回生できない状況では母線電流が流れないため、ロータ位置検出ができなくなり、回生から力行に移行する際の制御に問題が発生する。
【０００７】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、シャント抵抗を用いて電動機の駆動制御を行うインバータ装置において、幅広い回転数に対応し、且つ、過電流の検出も支障無く行うことができ、更に、回生から力行への移行も円滑に行うことができるようにすることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、このインバータ主回路の母線と直列に直流電源に接続された母線電流用シャント抵抗と、インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に直流電源に接続された相電流用シャント抵抗と、電動機の力行時に、所定の周期でシャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流値に基づいて電動機のロータ位置を推定して、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、この制御手段は、電動機が発電機として作動する際に発生する電力を直流電源に回生するか否かを制御する回生制御手段を有し、この回生制御手段により回生を行う場合は、母線電流用シャント抵抗が検出する電流値を用いてロータ位置を推定し、回生を行わない場合には、相電流用シャント抵抗が検出する電流値を用いてロータ位置を推定することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、直流電源に回生を行う場合は、母線電流用シャント抵抗が検出する電流値を用いてロータ位置を推定し、回生を行わない場合には、相電流用シャント抵抗が検出する電流値を用いてロータ位置を推定するので、母線電流が流れない非回生時にもロータ位置を推定し、回生から力行への移行する際にも電動機の運転制御を円滑に行うことができるようになる。
【００１０】
また、回路に流れる過電流は母線電流用シャント抵抗にて検出することができると共に、電動機の高回転数にも母線電流用シャント抵抗で対応することができるので、過電流の保護を支障無く行い、電動機の幅広い回転数も実現することが可能となるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明を適用した一実施例のインバータ装置の回路構成図（力行時）である。
【図２】図１のインバータ装置のもう一つの回路構成図（回生時）である。
【図３】図１のインバータ装置の更にもう一つの回路構成図（非回生時）である。
【図４】図１の制御装置の機能ブロックと、インバータ主回路及び電動機を示す図である。
【図５】図１の制御装置の動作を説明するフローチャートである。
【図６】本発明のもう一つの実施例のインバータ装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は本発明を適用した例えば電動アシスト自転車や電動コミューター用のインバータ装置１の電気回路図である。この図において、３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路である。インバータ主回路３は、直流電源としてのバッテリー４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（この場合は、電動アシスト自転車のアシスト用モータ、或いは、電動コミューターの走行用モータ。例えば、同期電動機）６に供給する。
【００１４】
インバータ主回路３は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子（７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ）をバッテリー４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成されている。即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。
【００１５】
ここで、実施例のスイッチング素子７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗには、ＭＯＳ−ＦＥＴが使用されている（以降も同様である。）。スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。そして、ＭＯＳ−ＦＥＴはＯＮのときに双方向で電流を流すことができるものである。
【００１６】
そして、図中２は母線電流用（過電流保護用）のシャント抵抗である。この母線電流用のシャント抵抗２は、インバータ主回路３の下側の直流母線とバッテリー４のマイナス（−）側に直列に接続されており、このシャント抵抗２には直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）が流れる構成とされている。
【００１７】
また、図中１２、１３は相電流用のシャント抵抗である。この相電流用のシャント抵抗１２、１３はそれぞれＶ相用の下アームとＷ相用の下アームとバッテリー４のマイナス（−）側に直列に接続されており、シャント抵抗１２にはＶ相の相電流Ｉｖ、シャント抵抗１３にはＷ相の相電流Ｉｗ（２シャント電流）が流れる構成とされている。
【００１８】
尚、二つのシャント抵抗１２、１３をＶ相用の下アームとＷ相用の下アームに接続する２シャント方式では、Ｕ相を流れる電流を直接検出できないため、過電流の保護ができなくなるが、母線電流用のシャント抵抗２を接続しているので、過電流はこのシャント抵抗２で検出することができ、問題は無い。
【００１９】
また、１６は回生制御手段としてのリレーである。このリレー１６は、インバータ主回路３の上側の直流母線とバッテリー４のプラス（＋）側に直列に接続されている。このリレー１６は制御装置（制御手段）１１により開閉制御される。制御装置１１は、電動機６の力行時（駆動時、図１）はリレー１６を閉じる（ＯＮ）と共に、電動機６が発電機として作動する際に発生する電力をバッテリー４に回生する場合（図２）も閉じられる（ＯＮ）。
【００２０】
一方、制御装置１１はバッテリー４の充電状態を常時監視しており、回生中にバッテリー４が過電圧（過充電）となる場合には、リレー１６を開き（ＯＦＦ）、それ以上の充電を禁止する（図３）。
【００２１】
（力行時の制御）
電動機６の力行時（駆動時）、制御装置１１はリレー１６を閉じる。そして、制御装置１１は、この電動機６の力行時（駆動時）のロータ位置を推定する方式として、母線電流用のシャント抵抗２を用いた１シャント方式と、相電流用のシャント抵抗１２、１３を用いた２シャント方式の何れか、又は、双方を実行する。
【００２２】
上記１シャント方式では、制御装置１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗２に流れる直流母線電流Ｉｄｃを検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃを各相に分配することによって電動機６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相の相電流Ｉｕ、Ｖ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗを推定する。
【００２３】
図４は係る制御装置１１の機能ブロックを示している。シャント抵抗２に流れる母線電流Ｉｄｃは電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。この場合、図１に示すようにＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるときは、Ｕ相の相電流Ｉｕ（符号は負）が検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
【００２４】
また、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるときは、Ｗ相の相電流Ｉｗ（符号は負）が検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
【００２５】
また、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗとの和が零となることからＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）でＶ相の相電流Ｉｖも推定される。このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。
【００２６】
次に、２シャント方式では、制御装置１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗１２及び１３に流れるＶ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗを検出する。シャント抵抗１２、１３に流れるＶ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗは、図４の電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。
【００２７】
この場合、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮである期間で、シャント抵抗１２によりＶ相の相電流Ｉｖ（符号は負）が検出され、シャント抵抗１３によりＷ相の相電流Ｉｗ（符号は負）が検出される。また、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗとの和が零となることからＩｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）でＵ相の相電流Ｉｕも求められる。このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。
【００２８】
制御装置１１は、このような１シャント方式及び２シャント方式の何れか、又は、双方を実行して各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。ここで、１シャント方式を実行する場合には、電動機６の高回転及び高負荷時にも対応できる。また、２シャント方式を実行する場合には、１シャント方式に比べて騒音や振動の少ない制御が可能となる。その理由は、２相の電圧指令値が略同じになるときが周期的にあるが、そのとき１シャント方式では、１相の相電流のみしか検出できない。そのために、係る期間に電圧指令値を上下にずらす補正を行うが、電圧指令値が本来の正弦波からずれてしまい、これが電動機６の騒音・振動の原因となるからである。
【００２９】
そして、両方式の双方を実行する場合には、例えば、電圧指令値に基づいて電動機６の負荷を判断し、高回転及び高負荷時には１シャント方式を実行し、低負荷時には２シャント抵抗を実行することにより、低負荷時に相電流を検出できなくなる１シャント方式の欠点と、高負荷時に検出できなくなる２シャント方式の欠点を解消して、幅広い回転範囲で、且つ、騒音・振動の少ない電動機６を運転制御することが可能となる。
【００３０】
制御装置１１の電流検出部２１では、このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。次に、３相２相座標変換部２２において、電流検出部２１で求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換し、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流Ｉｄが算出される。次に、位置・速度推定器２３において、３相２相座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用いて電動機６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置（ロータ位置）が推定される。
【００３１】
次に、速度制御部２７において、位置・速度推定器２２で推定された回転速度及び目標回転速度（例えば、電動アシスト自転車や電動コミューターの走行状態に基づいて算出される）から、ＰＩ制御により目標ｑ軸電流（ｑ軸電流はトルクに比例）が算出される。次に、ｑ軸電流制御部２４において、この速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部２２で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、ＰＩ制御によりｑ軸電圧が算出される。
【００３２】
一方、弱め磁束制御部２８（弱め磁束制御とは誘起電圧を減らす制御）において、位置・速度推定器２３で推定された回転速度（推定値）と速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流から目標ｄ軸電流が求められる。次に、ｄ軸電流制御部２６において、この弱め磁束制御部２８で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部２２で算出された実際のｄ軸電流Ｉｄから、ＰＩ制御によりｄ軸電圧が算出される。
【００３３】
そして、２相３相座標変換部２９において、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されたｑ軸電圧とｄ軸電圧を２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗが算出される。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路３の各アームのスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成される。
【００３４】
インバータ主回路３ではこのパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarにより各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗがＯＮ／ＯＦＦ制御され、電動機６を駆動制御（トルク（＋）制御）するものである。このようにして、制御装置１１は電動機６のセンサレスベクトル制御を実行する。
【００３５】
次に、制御装置１１による上述した力行と回生に関する制御について、図５のフローチャートを参照しながら説明する。制御装置１１はステップＳ１で電動機６を現在駆動（力行）しているか否か判断し、力行している場合にはステップＳ８に進み、上述したスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗのトルク（＋）制御を実行すると共に、ステップＳ９で電動機６のロータ位置の推定は上述した１シャント方式及び／又は２シャント方式で行う。
【００３６】
（回生有り時）
次に、電動アシスト自転車や電動コミューターが下り坂を走行する際など、電動機６による駆動力が必要無くなり、逆に重力によって電動機６が回転される場合、電動機６は発電機として作動する。制御装置１１はこのような場合、ステップＳ１からステップＳ２に進んで、電動機６で発生する電力をバッテリー４に充電する回生を実行する。
【００３７】
但し、制御装置１１は前述した如くバッテリー４の電圧を監視しており、ステップＳ２でバッテリー４が満充電であり、充電によって過電圧となっているか否か判断する。そして、バッテリー４が過電圧では無い正常な状態である場合には、ステップＳ６に進み、リレー１６を閉じ（ＯＮ）、インバータ主回路３のトルク（−）制御を実行すると共に、ステップＳ７でシャント抵抗２が検出する電流値を用いて電動機６のロータ位置を推定する。
【００３８】
図２はこのような回生有り時の回路の状態を示している。制御装置１１はインバータ主回路３のスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをＯＮ／ＯＦＦすることにより、電動機６で発生した三相電力を整流して効率的にバッテリー４への充電を行うトルク（−）制御を実行する。図２はＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮである状態を示している。この状態ではスイッチング素子８ｖ、８ｗには力行時とは逆方向に電流が流れることになるが、ＭＯＳ−ＦＥＴは双方向に電流が流れるので、逆並列接続されたダイオードに流れるよりもロスが少なくなる。
【００３９】
この期間ではバッテリー４を介して下側の直流母線に母線電流Ｉｄｃが流れるため、制御装置１１はステップＳ７において母線電流用のシャント抵抗２に流れる電流値に基づき、上述した１シャント方式と同様の方法で各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。そして、求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、前述した位置・速度推定器２３において、３相２相座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用い、電動機６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置を推定する。
【００４０】
一方、ステップＳ２でバッテリー４が過電圧である場合、ステップＳ３に進んでリレー１６を開き（ＯＦＦ）、バッテリー４への充電を禁止する。次に、ステップＳ４でインバータ主回路３の上アームのスイッチング素子７ｕ、７ｖ、７ｗをＯＦＦとし、下アームのスイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗをＯＮとする。この場合、スイッチングロスを無くすために、このＯＮ／ＯＦＦの状態を制御装置１１は維持する。そして、ステップＳ５で相電流用のシャント抵抗１２及び１３が検出する電流値を用いて電動機６のロータ位置を推定する。
【００４１】
図３はこのような回生無し時の回路の状態を示している。制御装置１１はインバータ主回路３のスイッチング素子７ｕ、７ｖ、７ｗをＯＦＦとし、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗをＯＮにする。リレー１６が開いた（ＯＦＦ）状態では、直流母線には母線電流Ｉｄｃは流れないが、Ｕ相の下アームからＶ相の下アーム及びＷ相の下アームのシャント抵抗１２、１３に分流して電流が流れることになる。このシャント抵抗１２、１３で検出したＶ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗの値に基づき、上述した２シャント方式と同様の方法で各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。
【００４２】
そして、求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、前述した位置・速度推定器２３において、３相２相座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用い、電動機６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置を推定する。
【００４３】
以上のようにして制御装置１１は、電動機６が発電機として作動している間にも回生、非回生にかかわらず、電動機６のロータ位置を推定しておき、力行に移行した際には、そのロータ位置を用いてセンサレスベクトル制御を開始する。
【００４４】
このように本発明によれば、バッテリー４に回生を行う場合は、母線電流用のシャント抵抗２が検出する電流値を用いて電動機６のロータ位置を推定し、回生を行わない場合には、相電流用のシャント抵抗１２、１３が検出する電流値を用いてロータ位置を推定するので、母線電流が流れない回生無し時にもロータ位置を推定し、回生から力行への移行する際にも電動機６の運転制御を円滑に行うことができるようになる。
【００４５】
また、回路に流れる過電流は母線電流用のシャント抵抗２にて検出することができると共に、電動機６の高回転数にも母線電流用のシャント抵抗２で対応することができるので、過電流の保護を支障無く行い、電動機６の幅広い回転数も実現することが可能となる。
【実施例２】
【００４６】
尚、上記実施例ではインバータ装置のＶ相の下アームとＷ相の下アームのみにシャント抵抗１２、１３を接続した２シャント方式で説明したが、それに限らず、図６に示す如く相電流用のシャント抵抗１４、１２、１３をそれぞれＵ相用の下アームとＶ相用の下アームとＷ相用の下アームとバッテリー４に直列に接続し、シャント抵抗１４にＵ相の相電流Ｉｕ、シャント抵抗１２にＶ相の相電流Ｉｖ、シャント抵抗１３にＷ相の相電流Ｉｗ（３シャント電流）が流れる構成としてもよい。
【００４７】
その場合、制御装置１１は各シャント抵抗１４、１２、１３が検出する実際の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて前記力行時と、回生無し時のロータ位置推定を行うことになる。
【符号の説明】
【００４８】
１  インバータ装置
２、１２、１３、１４  シャント抵抗
３  インバータ主回路
４  バッテリー
６  電動機
７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ  スイッチング素子
１１  制御装置（制御手段）
１６  リレー（回生制御手段）
２１  電流検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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