(57)【要約】【課題】高次共振周波数におけるスプリアス成分を抑圧すると共に、基本次共振周波数における主信号の損失増加を抑制する分布定数共振器を得る。【解決手段】短絡端側に設けられた高インピーダンスのマイクロストリップ線路導体と開放端側に設けられた低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体とを有するマイクロストリップ型の分布定数共振器において、低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体の中に開口部を設け、開口部の内部に抵抗と前記分布定数共振器の高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを備える。【選択図】図１
2011119841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
短絡端側に設けられた高インピーダンスのマイクロストリップ線路導体と、開放端側に設けられた低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体とを有するマイクロストリップ型の分布定数共振器において、
前記低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体に開口部を設け、前記開口部の内部に抵抗及び前記分布定数共振器の高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを備えたことを特徴とする分布定数共振器。
【請求項２】
前記先端開放スタブは、前記抵抗を介して前記低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体の前記開放端側で前記開口部と接続されていることを特徴とする請求項１に記載の分布定数共振器。
【請求項３】
短絡端側に設けられた高インピーダンスのマイクロストリップ線路導体と開放端側に設けられた低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体とを有するマイクロストリップ型の分布定数共振器と、前記分布定数共振器に入力される信号の入力端と、前記分布定数共振器から出力される前記信号の出力端とを備えた分布定数帯域通過フィルタにおいて、
前記低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体に開口部を設け、前記開口部の内部に抵抗及び前記分布定数共振器の高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを備えたことを特徴とする分布定数帯域通過フィルタ。
【請求項４】
前記先端開放スタブは、前記抵抗を介して前記低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体の前記開放端側で前記開口部と接続されていることを特徴とする請求項３に記載の分布定数帯域通過フィルタ。
【請求項５】
前記分布定数共振器を２つ以上有し、前記開放端が互いに近接配置されていることを特徴とする請求項３または請求項４のいずれか一項に記載の分布定数帯域通過フィルタ。
【請求項６】
前記分布定数共振器を２つ以上有し、前記分布定数共振器が互いに並列に近接配置されていることを特徴とする請求項３または請求項４のいずれか一項に記載の分布定数帯域通過フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波、ミリ波、サブミリ波等の高周波帯で用いられる分布定数共振器およびこれを用いた分布定数帯域通過フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
主信号をロスさせずに高次共振周波数におけるスプリアス成分を抑圧するため、従来、高インピーダンスのマイクロストリップ線路と、低インピーダンスのマイクロストリップ線路とを備え、これらのインピーダンスの比により所望の高次共振周波数におけるスプリアス成分を抑圧するＳＩＲ（Ｓｔｅｐｐｅｄ−Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）がある（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】“Ａ  Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ  λ／４  ＳＩＲ  Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ  Ｂａｎｄｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｅｘｔｅｎｄｅｄ  Ｓｔｏｐｂａｎｄ”、２００４  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  Ｄｉｇｅｓｔ、ｐｐ．１６２１−１６２４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、このようなＳＩＲにおいては、高次共振周波数のみならず基本次共振周波数の成分まで抑圧するため、主信号の損失が増加しまうという問題があった。
【０００５】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、高次共振周波数におけるスプリアス成分を抑圧すると共に、基本次共振周波数における主信号の損失増加を抑制する分布定数共振器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る分布定数共振器は、短絡端側に設けられた高インピーダンスのマイクロストリップ線路導体と開放端側に設けられた低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体とを有するマイクロストリップ型の分布定数共振器において、低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体に開口部を設け、開口部の内部に抵抗と前記分布定数共振器の高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを備えたものである。
また、本発明に係る分布定数帯域通過フィルタは、短絡端側に設けられた高インピーダンスのマイクロストリップ線路導体と開放端側に設けられた低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体とを有するマイクロストリップ型の分布定数共振器と、分布定数共振器に入力される信号の入力端と、分布定数共振器から出力される信号の出力端とを備えた分布定数帯域通過フィルタにおいて、低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体に開口部を設け、開口部の内部に抵抗及び分布定数共振器の高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを備えたものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、低インピーダンス線路導体に設けた開口部の内部に抵抗と高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを備えたことにより、高次共振周波数におけるスプリアス成分を抑圧すると共に、基本次共振周波数における主信号の損失増加を抑制できる分布定数共振器を得ることができる。
また、本発明によれば、低インピーダンス線路導体に設けた開口部の内部に抵抗と高次共振周波数に対する波長の１／４の長さを有する先端開放スタブとを有する分布定数共振器を備えたことにより、高域周波数帯の高次共振周波数におけるスプリアス応答を抑圧すると共に、基本次共振周波数における主信号の損失増加を抑制できる分布定数帯域通過フィルタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＳＩＲの構成を示す図である。
【図２】図１のＳＩＲの近似的等価回路を示す図である。
【図３】一般的な３結合線路を有する分布定数共振器の等価回路を示す図である。
【図４】図２のＳＩＲに用いられる３結合線路の等価回路を示す図である。
【図５】図２のＳＩＲの等価回路を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る分布定数帯域通過フィルタの構成を示す図である。
【図７】図６に記載の分布定数帯域通過フィルタの通過特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
本発明を実施するための実施の形態１におけるＳＩＲ１すなわち分布定数共振器を図１ないし図５を用いて説明する。ＳＩＲ１は例えば裏面に電気的短絡面を有する誘電体基板（図示しない）の表面に形成され、図１に示すように、短絡端８側に設けられた高インピーダンス部２すなわち高インピーダンスのマイクロストリップ線路導体と、高インピーダンス部２よりも大きな線路幅を有し、開放端９側に設けられた低インピーダンス部３すなわち低インピーダンスのマイクロストリップ線路導体とを備えたマイクロストリップ型の分布定数共振器で、基本次周波数ｆ０に対する波長のおよそ１／４の長さに相当する共振器長を有する。
【００１０】
低インピーダンス部３の中央付近にはマイクロストリップ線路導体の一部切削により開口部４が形成されており、開口部４の内部には薄膜抵抗素子５すなわち抵抗とＳＩＲ１の高次共振周波数ｆＳに対する波長のおよそ１／４の長さを有する先端開放スタブ６が設けられている。先端開放スタブ６は薄膜抵抗素子５と共に抵抗性回路７を構成し、先端開放スタブ６は薄膜抵抗素子５を介して開口部４と低インピーダンス部３の開放端９側で接続されている。
なお、ここでは開口部４により分離された低インピーダンス部３ａ、３ｂの線路幅が同じ場合について説明するが、各線路幅はそれぞれ異なっても良い。
【００１１】
ここで、高インピーダンス部２の特性アドミタンスをｙ３３、低インピーダンス部３ａ、３ｂの特性アドミタンスをｙ１１、薄膜抵抗素子５の抵抗をＲ、先端開放スタブ６の特性アドミタンスをｙ２２とすると、低インピーダンス部３ａと先端開放スタブ６の間、及び低インピーダンス部３ｂと先端開放スタブ６の間にはそれぞれ相互アドミタンスｙ１２が生じることから、ＳＩＲ１は図２のように３結合線路を内包する近似的等価回路として表すことができる。
【００１２】
一般に、図３（ａ）のように両端が開放された３結合線路は図３（ｂ）の等価回路で置換できることが知られている（例えば、Ｒ．Ｓａｔｏほか、“Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｃｏｕｐｌｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ−Ｌｉｎｅ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ、”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．  ｏｎ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｓｃｈｎｉｑｕｅｓ、Ｖｏｌ．ＭＴＴ−１８、Ｎｏ．３、Ｍａｒｃｈ  １９７０参照）。
【００１３】
この等価回路をＳＩＲ１に適用すると、抵抗Ｒは摂動的な要素として取り扱うことができるため、図４（ａ）に示すＲ＝０の３結合線路は図４（ｂ）の等価回路で置換され、ＳＩＲ１は図５で表すことができる。特性アドミタンスｙ３３は特性アドミタンス２（ｙ１１−ｙ１２）に接続され、その先に抵抗Ｒを介して特性アドミタンス（ｙ２２−２ｙ１２）が接続されている。また、特性アドミタンスｙ３３と特性アドミタンス２（ｙ１１−ｙ１２）の間には特性アドミタンス２ｙ１２の直列の先端短絡スタブが接続されている。
【００１４】
図内点線で囲まれた抵抗Ｒと特性アドミタンス（ｙ２２−２ｙ１２）の直列接続からなる回路は抵抗性回路７の等価回路に相当する。先端開放スタブ６の特性アドミタンスはｙ２２であるのに対し、抵抗性回路７の特性アドミタンスはｙ２２から低インピーダンス部３ａ、３ｂと先端開放スタブ６の線路間結合度に相当する相互アドミタンス２ｙ１２を減じた値となることが分かる。
【００１５】
次に動作について説明する。
図１において、高周波の主信号が高インピーダンス部２の線路側面から入力されると線路導体を伝搬し、高インピーダンス部２と低インピーダンス部３の間で反射を繰り返して所定エネルギー以上に励振されると高インピーダンス部２の反対側の線路側面から出力される。
このとき、高周波の主信号は線路の両側部を伝搬する特性を有するため、低インピーダンス部３に入力された信号は線路両側の低インピーダンス部３ａ、３ｂを伝搬する。
【００１６】
先端開放スタブ６を接続していないＳＩＲは、基本次周波数ｆ０の他に高次共振周波数ｆＳにおいても信号を共振する。一方、本実施の形態にかかるＳＩＲ１のように薄膜抵抗素子５を介して先端開放スタブ６が接続されている場合、高次共振周波数ｆｓにおいて先端開放スタブ６が電気的短絡点を形成するため、薄膜抵抗素子５に流れる電流量が最大となり、共振状態における共振エネルギーを薄膜抵抗素子５に効果的に吸収させることができる。すなわち、高次共振周波数ｆｓにおける信号の通過量レベルが低くなり、不要な信号成分であるスプリアス成分を抑圧できる。
【００１７】
ところで、ＳＩＲ１が抑圧する信号帯域が高次共振周波数ｆｓ周辺の広帯域に渡ると、通過すべき基本次周波数ｆ０の信号成分まで抑圧して主信号の通過損失を増加させることがある。一般に、先端開放スタブ６は特性アドミタンスが小さいほど動作帯域幅が狭くなるため、本実施の形態にかかるＳＩＲ１のように、先端開放スタブ６単体よりも特性アドミタンスが小さい抵抗性回路７を用いると、より狭帯域での動作が可能となる。すなわち、ＳＩＲ１は高次共振周波数ｆｓ周辺の狭帯域で動作するため、基本次共振周波数ｆ０における主信号を抑圧することはなく、主信号の損失増加を抑制できる。
【００１８】
この実施の形態によれば、ＳＩＲ１は低インピーダンス部３の中央付近に設けた開口部４の内部に薄膜抵抗素子５と高次共振周波数ｆｓに対する波長のおよそ１／４の長さを有する先端開放スタブ６とを備えたことにより、先端開放スタブ６が高次共振周波数ｆｓにおいて電気的短絡点を形成し、薄膜抵抗素子５が共振エネルギーを効果的に吸収するため、高次共振周波数ｆｓにおける信号の通過量レベルが低くなり、不要な信号成分であるスプリアス成分を抑圧できる。また同時に、薄膜抵抗素子５と先端開放スタブ６とで構成される抵抗性回路７の特性アドミタンスが先端開放スタブ６単体の特性アドミタンスよりも小さくなるため、ＳＩＲ１は高次共振周波数ｆｓ周辺の狭帯域で動作し、基本次共振周波数ｆ０における主信号を抑圧せず、主信号の損失増加を抑制できる。
【００１９】
実施の形態２．
上記実施の形態１におけるＳＩＲ１を用いた分布定数帯域通過フィルタ１０を図６および図７を用いて説明する。分布定数帯域通過フィルタ１０は、図６に示すように、裏面に電気的短絡面（図示しない）を有する誘電体基板１１と、この誘電体基板１１の表面に設けられた４つのＳＩＲ１ａ〜１ｄと、最外端のＳＩＲ１ａの高インピーダンス部２側面にマイクロストリップ線路導体で形成された主信号の入力端子１３と、他の最外端のＳＩＲ１ｄの高インピーダンス部２側面に同じくマイクロストリップ線路導体で形成された主信号の出力端子１４と、各ＳＩＲ１ａ〜１ｄの高インピーダンス部２端部に設けられ、高インピーダンス部２と誘電体基板１１の裏面とを電気的に接続するスルーホール１２とから構成されている。
【００２０】
各ＳＩＲ１ａ〜１ｄは実施の形態１に記載のとおり、低インピーダンス部３の中央付近にマイクロストリップ線路導体の一部切削により形成された開口部４を有し、開口部４の内部には薄膜抵抗素子５とＳＩＲ１の高次共振周波数ｆＳに対する波長のおよそ１／４の長さを有する先端開放スタブ６が設けられ、この先端開放スタブ６は薄膜抵抗素子５を介して開口部４と低インピーダンス部３の開放端９側で接続されている。
【００２１】
ＳＩＲ１ａとＳＩＲ１ｂ、及びＳＩＲ１ｃとＳＩＲ１ｄの開放端９はそれぞれ電界結合を生じる程度に互いに近接して対向配置され、ＳＩＲ１ｂとＳＩＲ１ｃはそれぞれ高インピーダンス部２間で磁界結合を生じる程度に互いに近接して平行に並列配置されている。また、分布定数帯域通過フィルタ１０の通過帯域幅および反射係数は電界結合および磁界結合等の結合度Ｑによって決まるため、各ＳＩＲ１ａ〜１ｄは所望の特性が得られるように適切に配置されている。
なお、ここではＳＩＲ１が４つの場合を示しているが、１つ以上であればいくつでも良い。ＳＩＲ１が１つの場合は入力端子１３及び出力端子１４は同一のＳＩＲ１に設けられる。
【００２２】
次に動作について説明する。
図６において、ＳＩＲ１ａに設けられた入力端子１３から高周波の主信号が入力されると線路導体を伝搬して高インピーダンス部２と低インピーダンス部３の間で反射を繰り返し、所定エネルギー以上に励振された共振周波数の信号はＳＩＲ１ａと電界結合されたＳＩＲ１ｂに伝達される。ＳＩＲ１ｂに伝達された信号は高インピーダンス部２と低インピーダンス部３の間で反射を繰り返しながら共振し、所定エネルギー以上に励振された共振周波数の信号はＳＩＲ１ｂと磁界結合されたＳＩＲ１ｃに伝達される。ＳＩＲ１ｃで共振された信号はＳＩＲ１ｃと電界結合されたＳＩＲ１ｄに伝達され、出力端子１４から出力される。
【００２３】
先端開放スタブ６を設けていない分布定数帯域通過フィルタの通過特性は、図７（ａ）に示すように、基本次共振周波数ｆ０の他に高次共振周波数ｆＳ（ただし、高次共振周波数ｆＳはＳＩＲ１のインピーダンス比により抑圧するよう設定した高次共振周波数以外の値）においても高い通過量レベルを有する。
【００２４】
これに対し、本実施の形態にかかる分布定数帯域通過フィルタ１０は、図７（ｂ）に示すように、ＳＩＲ１ａ〜１ｄにて高次共振周波数ｆｓの共振エネルギーをそれぞれ吸収するため高次共振周波数ｆｓにおける信号の通過量レベルが低くなり、信号がスプリアス成分に応答することで生じるスプリアス応答を抑圧できる。
【００２５】
また、分布定数帯域通過フィルタ１０で用いられるＳＩＲ１ａ〜１ｄは上記実施の形態１に記載のとおり抵抗性回路７の特性アドミタンスが先端開放スタブ６単体よりも小さいため、高次共振周波数ｆｓ周辺の狭帯域で動作して基本次共振周波数ｆ０の主信号を抑圧しないため、分布定数帯域通過フィルタ１０を通過する主信号の損失増加を抑制できる。
【００２６】
この実施の形態によれば、分布定数帯域通過フィルタ１０は実施の形態１に記載のＳＩＲ１を用いることにより、高次共振周波数ｆｓにおけるスプリアス応答を抑圧できると共に、分布定数帯域通過フィルタ１０を通過する基本次共振周波数ｆ０の主信号の損失増加を抑制できる。
【００２７】
また、分布定数帯域通過フィルタ１０がＳＩＲ１を２つ以上有する場合に、各ＳＩＲ１の開放端９を互いに近接して対向配置することにより、２つのＳＩＲ１間に電界結合を生じて所望のフィルタ特性を得ることができる。
【００２８】
また、分布定数帯域通過フィルタ１０がＳＩＲ１を２つ以上有する場合に、各ＳＩＲ１を互いに近接して配置することにより、２つのＳＩＲ１間に磁界結合を生じて所望のフィルタ特性を得ることができる。
【００２９】
また、分布定数帯域通過フィルタ１０をマイクロ波、ミリ波、サブミリ波を用いて通信を行う通信装置等に用いることにより、高次共振周波数ｆｓにおけるスプリアス応答を抑圧すると共に主信号の通過損失の増加を抑制して雑音の少ない良好な通信が可能となる。
【符号の説明】
【００３０】
１、１ａ〜１ｄ  ＳＩＲ（Ｓｔｅｐｐｅｄ−Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）
２  高インピーダンス部
３、３ａ、３ｂ  低インピーダンス部
４  開口部
５  薄膜抵抗素子
６  先端開放スタブ
７  抵抗性回路
８  短絡端
９  開放端
１０  分布定数帯域通過フィルタ
１３  入力端子
１４  出力端子
【図１】
2011119841.tif 000003
【図２】
2011119841.tif 000004
【図３】
2011119841.tif 000005
【図４】
2011119841.tif 000006
【図５】
2011119841.tif 000007
【図６】
2011119841.tif 000008
【図７】
2011119841.tif 000009