(57)【要約】【課題】低周波におけるＢＰＦを適切な回路規模で実現でき、ミクサの１／ｆ雑音の影響による感度劣化を回避できる受信機を得る。【解決手段】複数の局部発振波に基づき、複数の通信システムの受信信号のうち、信号帯域の広い通信システムの受信信号を直交する２つのベースバンド信号に周波数変換するとともに、信号帯域の狭い通信システムの受信信号を直交する２つのＩＦ信号に変換して出力する直交ミクサ４と、前記２つのベースバンド信号から不要信号を除去するＬＰＦ６ａ、６ｂと、前記２つのＩＦ信号から不要信号を除去するＢＰＦ７ａ、７ｂと、ＢＰＦ７ａ、７ｂから出力された２つのＩＦ信号のうち、一方の位相を９０度変える９０度移相器８と、ＬＰＦ６ａ、６ｂから出力された２つのベースバンド信号を復調するとともに、ＢＰＦ７ｂ及び９０度移相器８からそれぞれ出力され合成された２つのＩＦ信号を復調する復調器１１とを設けた。【選択図】図１
2011015008.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の局部発振波を供給する局部発振器と、
前記複数の局部発振波に基づき、複数の通信システムの受信信号のうち、信号帯域の広い通信システムの受信信号を直交する２つのベースバンド信号に周波数変換するとともに、信号帯域の狭い通信システムの受信信号を直交する２つのＩＦ信号に変換して出力する直交ミクサと、
前記２つのベースバンド信号から不要信号を除去する低域通過フィルタと、
前記２つのＩＦ信号から不要信号を除去する帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタから出力された２つのＩＦ信号のうち、一方の位相を９０度変える９０度移相器と、
前記低域通過フィルタから出力された２つのベースバンド信号を復調するとともに、前記帯域通過フィルタ及び前記９０度移相器からそれぞれ出力され合成された２つのＩＦ信号を復調する復調器と
を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記９０度移相器の代わりに、位相が９０度異なる２つの局部発振波に基づき、前記帯域通過フィルタから出力された２つのＩＦ信号をそれぞれ周波数変換する周波数変換手段を備え、
前記復調器は、前記低域通過フィルタから出力された２つのベースバンド信号を復調するとともに、前記周波数変換手段から出力され合成された２つのＩＦ信号を復調する
ことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記局部発振器は、前記複数の通信システムに対応した複数の局部発振波を同時に供給する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の受信機。
【請求項４】
前記局部発振器は、前記複数の通信システムに対応した複数の局部発振波を切り替えて供給する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の受信機。
【請求項５】
前記直交ミクサから出力される全ての信号の強度が一定となるように、前記直交ミクサに供給する局部発振波の振幅を制御する可変利得増幅器をさらに備えた
ことを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれかに記載の受信機。
【請求項６】
拡散符号を生成する拡散符号生成回路と、
信号帯域の広い通信システムに対応する局部発振波及び前記拡散符号を混合する混合器とをさらに備えた
ことを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれかに記載の受信機。
【請求項７】
局部発振波を入力し、複数の通信システムの受信信号のうち、信号帯域の広い通信システムの受信信号を直交する２つのベースバンド信号に周波数変換するとともに、信号帯域の狭い通信システムの受信信号を直交する２つのＩＦ信号に変換して出力する直交ミクサ
を備えたことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数の異なる帯域の通信システムの信号を受信するマルチモードの受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のマルチモードの受信機について図１４から図１７までを参照しながら説明する（例えば、特許文献１参照）。図１４は、従来のマルチモードの受信機の構成を示す図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【０００３】
図１４において、従来のマルチモードの受信機は、アンテナ１と、高周波増幅器２と、通信システムに応じた３つの局部発振源３ａ、３ｂ、３ｃと、周波数変換用のミクサ４Ａと、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）９と、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）１０と、通信システムに応じた帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２１ａ、２１ｂ、２１ｃと、通信システム内のチャネル選択用の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２２ａ、２２ｂ、２２ｃと、復調器１１とが設けられている。
【０００４】
つぎに、従来のマルチモードの受信機の動作について図面を参照しながら説明する。
【０００５】
図１５は、従来のマルチモードの受信機の受信信号のスペクトラムを示す図である。また、図１６は、従来のマルチモードの受信機のミクサ４Ａの出力信号のスペクトラムを示す図である。図１７は、従来のマルチモードの受信機のミクサ４Ａから出力される雑音のスペクトラムを示す図である。
【０００６】
アンテナ１で受信した複数の通信システムの信号は高周波増幅器２で増幅され、ミクサ４Ａに入力する。このミクサ４Ａには、通信システムに応じた複数の局部発振源３ａ〜３ｃより局部発振波が供給される。ミクサ４Ａにおける受信信号と局部発振波の周波数関係を図１５に、ミクサ４Ａから出力されるＩＦ信号の周波数関係を図１６にそれぞれ示す。
【０００７】
図１５において、第１、第２、第３の通信システムの受信信号１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃが描かれており、それぞれ１ないしはそれ以上の複数のチャネルが存在する。
【０００８】
図１６において、図１５に示す第１、第２、第３の通信システムの受信信号１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃが局部発振源３ａ〜３ｂからの局部発振波によって周波数変換されたＩＦ信号１０１ａ'、１０１ｂ'、１０１ｃ'が描かれている。
【０００９】
図１５中の、周波数ｆｒｆ１を中心に帯域ＢＷ１を有し、３つのチャネルからなる第１の通信システムの受信信号１０１ａは、第１の通信システムに対応した局部発振源３ａより出力され、第１の通信システムが占有する周波数帯域（ＢＷ１）内の最高周波数よりΔｆ１だけ低い周波数ｆｌｏ１の局部発振波（図中、ＬＯ１と記載）により、ミクサ４Ａにおいて周波数変換されて、図１６中の第１の通信システムに対応したＩＦ信号１０１ａ'として出力される。ここで、Δｆ１はＢＷ１よりもわずかに大きい周波数として設定される。
【００１０】
同様に、図１５において、周波数ｆｒｆ２を中心に帯域ＢＷ２を有し、３つのチャネルからなる第２の通信システムの受信信号１０１ｂは、第２の通信システムに対応した局部発振源３ｂより出力され、第２の通信システムが占有する周波数帯域（ＢＷ２）内の最高周波数よりΔｆ１＋Δｆ２だけ低い周波数ｆｌｏ２の局部発振波（図中、ＬＯ２と記載）により、ミクサ４Ａにおいて周波数変換されて、図１６中の第２の通信システムに対応したＩＦ信号１０１ｂ'として出力される。ここで、Δｆ２はＢＷ２よりもわずかに大きい周波数として設定される。
【００１１】
同様に、図１５において、周波数ｆｒｆ３を中心に帯域ＢＷ３を有し、１つのチャネルからなる第３の通信システムの受信信号１０１ｃは、第３の通信システムに対応した局部発振源３ｃより出力され、第３の通信システムが占有する周波数帯域（ＢＷ３）内の最高周波数よりΔｆ１＋Δｆ２＋Δｆ３だけ低い周波数ｆｌｏ３の局部発振波（図中、ＬＯ３と記載）により、ミクサ４Ａにおいて周波数変換されて、図１６中の第３の通信システムに対応したＩＦ信号１０１ｃ'として出力される。ここで、Δｆ３はＢＷ３よりもわずかに大きい周波数として設定される。
【００１２】
ミクサ４Ａの出力を、ＬＰＦ６によりろ波し、ＶＧＡ９で増幅し、ＡＤ変換器１０によってディジタル信号に変換して、第１〜第３の通信システムに対応したＢＰＦ２１ａ〜２１ｃにより、各通信システムごとに分離し、さらにチャネル選択用のＢＰＦ２２ａ〜２２ｃによってチャネルごとに分離して復調器１１により復調する。本構成により、マルチモードの通信システムを同時に受信可能な受信機を実現できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００４−３５７０２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。従来のマルチモードの受信機は、上記のように構成されているため、ミクサ４Ａによる周波数変換後にシステム選択及びチャネル選択に帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）が必要である。ＢＰＦの中心周波数に対する帯域幅の割合、すなわち比帯域については、その値が極端に大きかったり、小さかったりすると、回路規模が大きくなる場合がある。特に、ＡＤ変換するような低い周波数において広帯域な変調波をろ波する場合は、回路規模が大きくなる可能性がある。これは、従来の受信機のように、ＡＤ変換後にディジタルフィルタを用いる場合でなく、ＡＤ変換前にアナログフィルタを用いてシステム選択及びチャネル選択を行う場合でも同様である。
【００１５】
さらに、周波数変換用ミクサやＩＦ帯の回路においては、一般に１／ｆ雑音の問題が発生する。１／ｆ雑音はフリッカ雑音とも呼ばれ、デバイスを構成する半導体に依存する雑音で、周波数が低いＤＣ近傍に近づくほど、そのレベルが高くなる。半導体デバイスが発する雑音のスペクトラムを図１７に示す。雑音において１／ｆ雑音が支配的な周波数領域から、熱雑音が支配的な周波数領域へと変化するコーナー周波数は、受信機のＩＣ化に有効なＳｉ系のデバイスでは、数十ｋＨｚから数百ｋＨｚ以上となる場合があり、ミクサから出力される信号が数ＭＨｚ以下の場合は１／ｆ雑音の影響を受けて、感度が劣化する。
【００１６】
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、低周波におけるＢＰＦを適切な回路規模で実現することができ、ミクサの１／ｆ雑音の影響による感度劣化を回避することができる受信機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明に係る受信機は、複数の局部発振波を供給する局部発振器と、前記複数の局部発振波に基づき、複数の通信システムの受信信号のうち、信号帯域の広い通信システムの受信信号を直交する２つのベースバンド信号に周波数変換するとともに、信号帯域の狭い通信システムの受信信号を直交する２つのＩＦ信号に変換して出力する直交ミクサと、前記２つのベースバンド信号から不要信号を除去する低域通過フィルタと、前記２つのＩＦ信号から不要信号を除去する帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタから出力された２つのＩＦ信号のうち、一方の位相を９０度変える９０度移相器と、前記低域通過フィルタから出力された２つのベースバンド信号を復調するとともに、前記帯域通過フィルタ及び前記９０度移相器からそれぞれ出力され合成された２つのＩＦ信号を復調する復調器とを備えるものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る受信機によれば、広帯域な変調信号に対してはダイレクトコンバージョン方式によりベースバンド信号に変換するので、ベースバンドのフィルタを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）とすることができる。このＬＰＦはＢＰＦと同様、通過特性の急峻性によっては回路規模が変わるものの、通過帯域幅による回路規模の変化はほとんどなく、広帯域な通過特性はＢＰＦに比べて比較的容易に実現できるので、受信機の低周波におけるフィルタの回路規模を小さくできる効果がある。また、狭帯域な変調信号を使用する通信システムの受信信号に対しては低ＩＦ方式によって低いＩＦ信号に変換するので、その周波数を、ミクサやＩＦ回路の１／ｆ雑音のコーナー周波数よりも高く設定することで、１／ｆ雑音の影響を回避して感度劣化を抑制できる効果がある。さらに、信号帯域が狭いので低周波におけるフィルタの回路規模も小さくすることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る受信機の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る受信機の受信信号のスペクトラムを示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る受信機の直交ミクサの出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態２に係る受信機の構成を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態３に係る受信機の構成を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態４に係る受信機の構成を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態４に係る受信機の直交ミクサの出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態５に係る受信機の構成を示す図である。
【図１４】従来のマルチモードの受信機の構成を示す図である。
【図１５】従来のマルチモードの受信機の受信信号のスペクトラムを示す図である。
【図１６】従来のマルチモードの受信機のミクサの出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図１７】従来のマルチモードの受信機のミクサから出力される雑音のスペクトラムを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の受信機の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
【００２１】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る受信機について図１から図８までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る受信機の構成を示す図である。
【００２２】
図１において、この発明の実施の形態１に係る受信機は、アンテナ１と、高周波増幅器２と、通信システムに応じた局部発振源３ａ、３ｂと、直交ミクサ４と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６ａ、６ｂと、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）７ａ、７ｂと、ＩＦ帯の９０度移相器８と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）９ａ、９ｂ、９ｃと、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）１０ａ、１０ｂ、１０ｃと、復調器１１とが設けられている。
【００２３】
また、直交ミクサ４は、単位ミクサ４ａ、４ｂと、局部発振波用の９０度移相器５とが設けられている。
【００２４】
つぎに、この実施の形態１に係る受信機の動作について図面を参照しながら説明する。
【００２５】
図２は、この発明の実施の形態１に係る受信機の受信信号のスペクトラムを示す図である。また、図３は、この発明の実施の形態１に係る受信機の直交ミクサの出力信号のスペクトラムを示す図である。
【００２６】
図２において、広帯域な変調信号を使う第１の通信システムの受信信号１０１ａ（周波数帯域はＢＷ１）と、狭帯域な変調信号を使う第２の通信システムの受信信号１０１ｂ（周波数帯域はＢＷ２）と、第２の通信システムの受信信号１０１ｂを周波数変換する際のミクサ４ａ、４ｂにおけるイメージ信号に相当する帯域の雑音１０２とが描かれている。
【００２７】
それぞれ帯域内が複数のチャネルに分割され、それぞれのチャネルに信号が存在する。チャネル帯域はそれぞれ、ｂｗ１、ｂｗ２である。第１の通信システムにおける所望のチャネルの信号の中心周波数をｆｒｆ１とし、第２の通信システムにおける所望のチャネルの信号の中心周波数をｆｒｆ２とした場合、本実施の形態１では直交ミクサ４により、第１の通信システムの所望のチャネルの信号を、図１中の局部発振源３ａから出力され、中心周波数ｆｒｆ１と同じ周波数ｆｌｏ１を有する局部発振波（図中、ＬＯ１と記載）を用いてダイレクトコンバージョン方式によりベースバンド信号に変換するとともに、第２の通信システムの所望のチャネルの信号を、局部発振源３ｂから出力され、周波数ｆｌｏ２を有する局部発振波（図中、ＬＯ２と記載）により低ＩＦ方式で、ＡＤ変換できるような周波数の低いＩＦ信号に周波数変換する。
【００２８】
周波数変換された後のミクサ４ａ、４ｂの出力信号のスペクトラムを図３に示す。ダイレクトコンバージョン方式によりベースバンド信号に変換された第１の通信システムの信号１０１ａ'は、ＤＣからＢＷ１の１／２の周波数まで存在し、所望の信号はチャネル帯域ｂｗ１の１／２の帯域幅を有する。また、低ＩＦ方式により周波数の低いＩＦ信号に変換された第２の通信システムの信号１０１ｂ'は、ダイレクトコンバージョン方式により変換されたベースバンド信号よりも高い周波数に変換される。第２の通信システムの信号を周波数変換する際に、ミクサ４ａ、４ｂによって同一の周波数に変換されたイメージ信号帯域の雑音１０２'が図示されている。
【００２９】
ミクサ４ａ、４ｂから出力された第１の通信システムの信号１０１ａ'は、通過帯域をチャネル帯域ｂｗ１の１／２に設定されたＬＰＦ６ａ、６ｂにより不要信号を除去され、後段のＶＧＡ９ａ、９ｂにより適切なレベルまで増幅されてＡＤ変換器１０ａ、１０ｂによりディジタル信号に変換されて復調される。
【００３０】
一方、ミクサ４ａ、４ｂから出力された第２の通信システムの信号１０１ｂ'は、通過帯域をチャネル帯域ｂｗ２と等しく設定されたＢＰＦ７ａ、７ｂにより不要信号を除去され、ＢＰＦ７ａの出力のみ、９０度移相器８により、９０度の移相変化を受けた後、ＢＰＦ７ｂの出力と合成される。これにより、図２中の第２の通信システムの信号を周波数変換する際に、同時に周波数変換されたイメージ信号帯域の雑音１０２'が抑制され、所望のチャネルの信号のみが得られる。その後、ＶＧＡ９ｃにより適切なレベルまで増幅されてＡＤ変換器１０ｃによりディジタル信号に変換されて復調される。
【００３１】
本実施の形態１では、広帯域の変調信号はダイレクトコンバージョン方式により、狭帯域の変調信号は低ＩＦ方式により、それぞれベースバンド信号と周波数の低いＩＦ信号に変換している。前者はろ波にＬＰＦを用いるので、変調信号の帯域に合わせて通過帯域を広くしなくてはならない場合でも容易に実現できる。後者は帯域が狭いので、これをろ波するためのＢＰＦの比帯域はそれほど大きくならず、比較的容易にフィルタを実現できる。これにより、受信機のフィルタを実現しやすくする効果を得ることができる。さらに、ミクサやその後段の回路において１／ｆ雑音が高いレベルとなるＤＣ近傍には、広帯域の変調信号が存在するので、狭帯域の変調信号に比べて１／ｆ雑音の影響を受けにくく、感度劣化が生じにくい。すなわち、受信機の受信感度を高くし易い効果を得ることができる。
【００３２】
図４は、この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【００３３】
本実施の形態１では、直交ミクサ４を構成する９０度移相器５は複数の通信システムにおいて共用しているが、本実施の形態１はこれに限らず、図４に示すように、局部発振源３ａ、３ｂが出力する局部発振波の周波数に合わせて９０度移相器５ａ、５ｂを用いてもよい。この場合には、局部発振源３ａ、３ｂが出力する局部発振波の周波数に合わせて９０度移相器５ａ、５ｂの周波数帯域を実現すればよいので、９０度移相器を容易に実現できる。このように構成した場合においても、ベースバンド及びＩＦ帯で使うフィルタの実現性を高めるとともに、ミクサやその後段の回路の１／ｆ雑音の影響を受けにくく感度劣化を生じにくくするという効果を得ることができる。
【００３４】
図５は、この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【００３５】
また、本実施の形態１では、低ＩＦ方式によって受信する狭帯域の通信システムは１つであるとしたが、本実施の形態１はこれに限らず、３つ以上の無線通信システムの同時受信にも適用できる。図５はそのような実施の形態で、図５において、図１の構成に加えて、局部発振源３ｃと、ＢＰＦ７ｃ、７ｄと、９０度移相器８ｂと、可変振幅増幅器９ｄと、ＡＤ変換器１０ｄとが設けられている。
【００３６】
追加した回路は、第３の通信システムに対応して動作する回路であり、局部発振源３ｃから供給する局部発振波により、ミクサ４ａ、４ｂにおいて周波数変換を行い、その出力をＢＰＦ７ｃ、７ｄによりろ波し、ＢＰＦ７ｃの出力を９０度移相器８ｂにより移相して、ＢＰＦ７ｄの出力と合成し、振幅可変増幅器９ｄにより増幅して、ＡＤ変換器１０ｄによりディジタル信号に変換する。即ち、第３の通信システムに対しても低ＩＦ方式の受信機を構成することで、３つの通信システムを同時に受信することができる。このように構成した場合においても、ベースバンド及びＩＦ帯で使うフィルタの実現性を高めるとともに、ミクサやその後段の回路の１／ｆ雑音の影響を受けにくく感度劣化を生じにくくするという効果を得ることができる。
【００３７】
もちろん、図５に示す構成においても、直交ミクサ４を構成する９０度移相器５は、図４と同様、局部発振源３ａ、３ｂ、３ｃそれぞれの出力に設けても同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００３８】
図６は、この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【００３９】
また、本実施の形態１の別の構成として、図６に示すように、直交ミクサ４の出力を、ＡＤ変換器１０ａ、１０ｂを用いてディジタル信号に変換した後に、第１の通信システムの所望信号に対してはＬＰＦ６ａ、６ｂを用いて、第２の通信システムの所望信号に対してはＢＰＦ７ａ、７ｂを用いて不要波を除去し、９０度移相器８による移相後に合成して、それぞれ、可変利得増幅器９ａ、９ｂ及び９ｃにより所望の強度まで増幅してから復調器１１により復調してもよい。この場合は、フィルタはディジタル回路により構成することになるため、アナログ回路により構成した場合に比べて中心周波数や通過帯域幅などを変更しやすく、あらかじめ定めた通信システムとは異なる他の通信システムを受信することも容易となる。
【００４０】
また、図１に示す構成と図６に示す構成を組み合わせることで、ダイレクトコンバージョン方式と低ＩＦ方式のどちらか一方においてのみ、直交ミクサ４の出力をＡＤ変換してから所望の信号のろ波を行い、他方は図１に示す構成と同じく、所望の信号のろ波を行った後にＡＤ変換してディジタル信号に変換することも可能である。このように構成した場合においても、ベースバンド及びＩＦ帯で使うフィルタの実現性を高めるとともに、ミクサやその後段の回路の１／ｆ雑音の影響を受けにくく感度劣化を生じにくくするという効果を得ることができる。
【００４１】
図７は、この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【００４２】
また、本実施の形態１の別の構成として、ダイレクトコンバージョン方式と低ＩＦ方式においてＡＤ変換器を共用することも可能である。図７はこのような受信機の構成を示す図であり、図中、低ＩＦ方式の受信機を構成するＩＦ帯の可変利得増幅器９ｃの出力を、ダイレクトコンバージョン方式の受信機を構成する可変利得増幅器９ａの出力と合成してＡＤ変換器１０ａに入力している。
【００４３】
可変利得増幅器９ｃから出力されるＩＦ信号と、可変利得増幅器９ａから出力されるベースバンド信号は、図３に示すように周波数が異なるため、これらを合成して同一のＡＤ変換器１０ａにおいてディジタル信号に変換することが可能である。これによりＡＤ変換器の数を削減することができる効果が得られる。
【００４４】
図８は、この発明の実施の形態１に係る受信機の別の構成を示す図である。
【００４５】
また、本実施の形態１の別の構成として、低ＩＦ方式において周波数変換後の２つのＩＦ信号を９０度位相差で合成した後に帯域通過フィルタでろ波することも可能である。図８はこのような受信機の構成を示す図であり、図中、直交ミクサ４から出力される２つのＩＦ信号の一方は、９０度移相器８で位相を９０度変化させた後、他方のＩＦ信号と合成され、その後、帯域通過フィルタ７ａによりろ波される。
【００４６】
帯域通過フィルタ７ａによる所望のチャネルの信号のろ波と、一方のＩＦ信号のみ位相を９０度変化させて合成し、所望のチャネルの信号と同一のＩＦ周波数に変換されたイメージ帯域の雑音を抑制することは、どちらを先に行ってもよい。従って、この構成によりＩＦ帯の帯域通過フィルタの数を削減することができる効果が得られる。なお、この構成は本実施の形態にかかわらず、以下に示す他の実施の形態においても同様に実現でき、これにより、ＩＦ帯の帯域通過フィルタの数を削減することができる効果が得られる。
【００４７】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る受信機について図９を参照しながら説明する。図９は、この発明の実施の形態２に係る受信機の構成を示す図である。
【００４８】
本実施の形態２では、図９に示すように、複数の通信システムに応じた局部発振波ｆｌｏ１、ｆｌｏ２を出力する局部発振源３ａを備え、出力する周波数を切り替えて直交ミクサ４に局部発振波を供給する。これにより、２つの通信システムを異なるタイミングにより受信することができる。このように構成した場合においても、低い周波数帯で使うフィルタの実現性を高めるとともに、ミクサやその後段の回路の１／ｆ雑音の影響を受けにくく感度劣化を生じにくくするという効果を得ることができる。なお、図９は、本実施の形態２を上記の実施の形態１に適用した場合を示しているが、他の実施の形態にも適用できることは言うまでもない。
【００４９】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る受信機について図１０を参照しながら説明する。図１０は、この発明の実施の形態３に係る受信機の構成を示す図である。
【００５０】
本実施の形態３では、狭帯域である第２の通信システムの信号を受信する低ＩＦ方式の受信部において、図１０に示すように、ミクサ４ａ、４ｂの出力をＢＰＦ７ａ、７ｂによりろ波した後、さらに局部発振源３ｃからの局部発振波を２分配後、一方はそのまま、他方は９０度移相器８で位相を９０度変えてからミクサ１２ａ、１２ｂに供給し、周波数変換を行ってから合成してもよい。なお、局部発振源３ｃ、９０度移相器８、及びミクサ１２ａ、１２ｂから周波数変換手段が構成される。
【００５１】
この構成では、これまでに説明した実施の形態におけるＩＦ信号に対する９０度移相器８が不要となる。ＩＦ信号に対する移相器はＩＦ信号帯域全域において９０度の移相量を得る必要があり、帯域の端での移相量誤差が問題となる場合があるが、図１０に示す構成ではあらかじめ定められた固定の局部発振周波数においてのみ９０度の移相量を得られればよく、実現が容易となる。
【００５２】
また、ミクサ１２ａ、１２ｂによる周波数変換において、後段の可変利得増幅器９ｃやＡＤ変換器１０ｃの構成が容易となる周波数を周波数変換後の周波数として選択することで、受信機の実現を容易にするという効果が得られる。
【００５３】
また、可変利得増幅器９ｃをミクサ１２ａ、１２ｂの前段に配置することも可能である。この場合、ミクサ１２ａ、１２ｂによって所望波と同一周波数のＩＦに変換されるイメージ信号のレベルが所望波のレベルに比べて小さくなくてはならず、またＩＦ可変利得増幅器は２つ必要となるが、ミクサ１２ａ、１２ｂの雑音指数の影響による感度劣化を抑制できるという効果が得られる。
【００５４】
実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係る受信機について図１１及び図１２を参照しながら説明する。図１１は、この発明の実施の形態４に係る受信機の構成を示す図である。また、図１２は、この発明の実施の形態４に係る受信機の直交ミクサの出力信号のスペクトラムを示す図である。
【００５５】
図１１において、直交ミクサ４に供給する局部発振波の振幅を制御する可変利得増幅器１３ａ、１３ｂが設けられている。
【００５６】
ミクサ４ａ、４ｂは、局部発振波の電力を低めると変換利得が低下する。したがって、通信システムの受信信号のレベルに応じて局部発振波の電力を変えると、ミクサ４ａ、４ｂの出力での各通信システムの電力レベルを一定とすることができる。
【００５７】
この様子を図１２に示す。それぞれの通信システムにおいて、最大の強度を有する信号に合わせてミクサ４ａ、４ｂの変換利得を決定することで、各通信システムによらずミクサ４ａ、４ｂから出力される信号の強度は一定となる。その後、ダイレクトコンバージョン方式により受信する第１の通信システムの信号はＬＰＦ６ａ、６ｂにおいて、低ＩＦ方式にて受信する第２の通信システムの信号はＢＰＦ７ａ、７ｂにおいて、所望の帯域のみがろ波される。上記の実施の形態１にあった可変利得増幅器９ａ、９ｂ、９ｃは、直交ミクサ４が利得可変の役割を果たしているので不要となり、ＬＰＦ６ａ、６ｂから出力されるダイレクトコンバージョン方式で受信される第１の通信システムのベースバンド信号と、９０度移相器８から出力される低ＩＦ方式で受信される第２の通信システムのＩＦ信号はそのまま、ＡＤ変換器１０ａ、１０ｂ、１０ｃに入力することができ、ディジタル信号に変換された後、復調器１１により復調される。したがって、ＩＦ帯の可変利得増幅器を削減するこができる。
【００５８】
なお、本実施の形態４は、通信システムの受信信号のレベルに応じて局部発振波の電力を変えて、ミクサ４ａ、４ｂの出力での各通信システムの電力レベルを一定としたが、本実施の形態４はこれに限らず、ＲＦ帯の高周波増幅器２の利得も合わせて可変するようにしてもよい。これにより、直交ミクサ４に供給する局部発振波の振幅を制御する可変利得増幅器１３ａ、１３ｂの可変範囲を狭くすることができ、その製作を容易にすることができる。
【００５９】
実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係る受信機について図１３を参照しながら説明する。図１３は、この発明の実施の形態５に係る受信機の構成を示す図である。
【００６０】
図１３において、拡散符号を生成する拡散符号生成回路１４ａ、１４ｂと、局部発振源３ａ、３ｃからの局部発振波と拡散符号生成回路１４ａ、１４ｂからの拡散符号を混合する混合器１５ａ、１５ｂとが設けられている。
【００６１】
広帯域な変調信号を有する第１の通信システム、狭帯域な変調信号を有する第２の通信システムの他に加えて、もうひとつの広帯域な変調信号を有する第３の通信システムを同時に受信する場合、図５に示すように、第３の通信システムに対応する低ＩＦ受信機を設ければよい。しかし、第３の通信システムが広帯域な変調信号を有する場合、低ＩＦ方式では対応できず、ダイレクトコンバージョン方式を適用しなければならない場合がある。しかし、ダイレクトコンバージョン方式を適用すると直交ミクサ４の出力であるベースバンドにおいて第１の通信システムの信号と重なり、分離できなくなってしまう。
【００６２】
本実施の形態５は、第１、第３の２つの広帯域な変調信号を有する通信システムの受信信号をダイレクトコンバージョン方式を適用して直交ミクサ４においてベースバンド信号に変換しても分離できるようにするためのもので、具体的には、直交ミクサ４に供給する局部発振波ｆｌｏ１、ｆｌｏ３を拡散符号で拡散し、これを遣って受信信号をベースバンド信号に変換する。
【００６３】
本実施の形態５では、異なる拡散符号により、広帯域な変調信号を有する、第１の通信システムの受信信号と第３の通信システムの受信信号とを、ベースバンド信号に変換するので、直交ミクサ４の出力で同一周波数に変換され、これをＬＰＦ６ａ、６ｂでろ波して可変利得増幅器９ａ、９ｂで適当な振幅まで増幅してＡＤ変換器１０ａ、１０ｂでディジタル信号に変換後、復調器１１において、逆拡散することで分離して元の２つの異なる信号に戻すことができる。これにより、複数の広帯域な変調信号を有する複数の通信システムの信号を同時に受信することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１  アンテナ、２  高周波増幅器、３ａ、３ｂ、３ｃ  局部発振源、４  直交ミクサ、４ａ、４ｂ  単位ミクサ、５、５ａ、５ｂ  ９０度移相器、６ａ、６ｂ  ＬＰＦ、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ  ＢＰＦ、８、８ａ、８ｂ  ９０度移相器、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ  可変利得増幅器、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ  ＡＤ変換器、１１  復調器、１２ａ、１２ｂ  ミクサ、１３ａ、１３ｂ  可変利得増幅器、１４ａ、１４ｂ  拡散符号生成回路、１５ａ、１５ｂ  混合器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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