(57)【要約】【課題】伝送路応答推定結果の推定精度を向上させる。【解決手段】伝送路応答推定器１００は、受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部１０１と、伝送路応答推定部の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部１０３と、伝送路応答推定部の出力から雑音電力を測定するノイズフロア算出部１０２と、前記パス電力算出部から出力されたパス電力とノイズフロア算出部から出力された雑音電力を用いて残留させるパスを決定するパス決定部１０４と、伝送路応答推定部の出力からパス決定部で決定されたパス以外の時間領域の値を除去する雑音除去部１０５と、を備える。【選択図】図１
2011176742.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記伝送路応答推定部の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部と、
前記伝送路応答推定部の出力から雑音電力を測定するノイズフロア算出部と、
前記パス電力算出部から出力されたパス電力と前記ノイズフロア算出部から出力された雑音電力を用いて残留させるパスを決定するパス決定部と、
前記伝送路応答推定部の出力から前記パス決定部で決定されたパス以外の時間領域の値を除去する雑音除去部と、
を備えたことを特徴とする伝送路応答推定器。
【請求項２】
前記パス決定部は、前記ノイズフロア算出部から出力された雑音電力に従って決定される第１のしきい値を上回るピークをパスとして決定することを特徴とする請求項１に記載の伝送路応答推定器。
【請求項３】
受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記伝送路応答推定部の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部と、
前記伝送路応答推定部の出力から雑音電力を測定するノイズフロア算出部と、
前記パス電力算出部から出力されたパス電力と前記ノイズフロア算出部から出力された雑音電力を用いて残留させるパス群をパス残留窓として決定するパス残留窓決定部と、
前記伝送路応答推定部の出力から前記パス残留窓決定部で決定されたパス残留窓以外の時間領域の値を除去する雑音除去部と、
を備えたことを特徴とする伝送路応答推定器。
【請求項４】
前記パス残留窓決定部は、所定の第２のしきい値を上回る少なくとも１つ以上のパスが時間的に連続する区間をパス残留窓候補として決定し、前記パス残留窓候補の内、前記ノイズフロア算出部から出力された雑音電力に従って決定される第３のしきい値を上回るパス区間をパス残留窓として設定することを特徴とする請求項３に記載の伝送路応答推定器。
【請求項５】
前記雑音除去部は、前記パス残留窓の内側とその外側領域において所定の窓関数をかけることを特徴とする請求項３又は４に記載の伝送路応答推定器。
【請求項６】
前記受信信号のシンボルタイミング同期をとるシンボルタイミング同期部をさらに備え、
前記シンボルタイミング同期部は前記パス決定部の出力に基づいてタイミング補正を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の伝送路応答推定器。
【請求項７】
前記受信信号のシンボルタイミング同期をとるシンボルタイミング同期部をさらに備え、
前記シンボルタイミング同期部は前記パス残留窓決定部の出力に基づいてタイミング補正を行うことを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１つに記載の伝送路応答推定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送路応答の推定精度を改善することを可能にした伝送路応答推定器に関する。
【背景技術】
【０００２】
広帯域な無線通信や地上放送システムでは、送信局／放送局から送出された無線信号がマルチパスによって歪むため、受信機での等化処理によって復調誤りを低減することが多い。一般に、マルチパス伝送路で発生する歪み成分は、インパルスを入力信号としたときのフィルタ応答となり、時間領域で各パスの伝播遅延、強度減衰、位相回転を表現した伝送路インパルス応答（遅延プロファイル）や、周波数領域で強度、位相の周波数特性を表現した伝送路周波数応答を用いて表現することができる。したがって、受信機では、この伝送路応答をいかに精度よく推定できるかで、信号歪みを十分に等化できるかが決まる。
【０００３】
例えば、帯域制限されたシングルキャリア通信方式では、データ信号に加えてユニークワードやパイロット信号等と呼ばれる既知系列が時間多重されていることが多く、受信機ではこの既知系列を使ったスライディング相関器やマッチドフィルタによって伝送路インパルス応答を推定する。以降、時間領域の伝送路インパルス応答のことを単に伝送路応答と略す。
【０００４】
ところで、このような伝送路応答推定を行った場合、受信機の熱雑音や、既知系列の自己相関特性やデータ系列との相互相関特性によって生じる擬似雑音、帯域制限の影響等によって、真の伝送路応答との誤差が大きいことがしばしばある。  
このような問題に関して伝送路応答の推定精度を向上させる従来技術がある(例えば、非特許文献１参照)。
【０００５】
しかしながら、従来の伝送路応答推定器では推定精度を改善するために、様々な方法でしきい値を決定して雑音除去を行っているが、パスレベルやレベル差に依存したしきい値の決定方法では、受信信号のＳ／Ｎが良好な場合にサイドローブを十分に拾いきれなかったり、また、Ｓ／Ｎが劣悪な場合に不必要にノイズ成分まで残してしまい、伝送路応答の推定精度が劣化するという問題があった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】電子情報通信学会2005年総合大会B-5-120、「HSDPA端末用MMSEチップ等化器における高精度チャネル分離法の検討」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上記の問題に鑑み、伝送路応答の推定精度を改善することができる伝送路応答推定器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様の伝送路応答推定器は、受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、前記伝送路応答推定部の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部と、前記伝送路応答推定部の出力から雑音電力を測定するノイズフロア算出部と、前記パス電力算出部から出力されたパス電力と前記ノイズフロア算出部から出力された雑音電力を用いて残留させるパスを決定するパス決定部と、前記伝送路応答推定部の出力から前記パス決定部で決定されたパス以外の時間領域の値を除去する雑音除去部と、を備えたものである。
【０００９】
本発明の他の態様の伝送路応答推定器は、受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、前記伝送路応答推定部の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部と、前記伝送路応答推定部の出力から雑音電力を測定するノイズフロア算出部と、前記パス電力算出部から出力されたパス電力と前記ノイズフロア算出部から出力された雑音電力を用いて残留させるパス群をパス残留窓として決定するパス残留窓決定部と、前記伝送路応答推定部の出力から前記パス残留窓決定部で決定されたパス残留窓以外の時間領域の値を除去する雑音除去部と、を備えたものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、伝送路応答の推定精度を改善することができる伝送路応答推定器を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明するためのブロック図。
【図２】本発明の第１の実施形態に係わる伝送路応答推定器におけるパス決定の概念を説明するための図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明するためのブロック図。
【図４】本発明の第２の実施形態に係わる伝送路応答推定器におけるパス群決定の概念を説明するための図。
【図５】本発明の第３の実施形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明するためのブロック図。
【図６】本発明の第３の実施形態に係わる伝送路応答推定器の制御を説明するためのフローチャート。
【図７】シンボル同期タイミングの変更前後の伝送路応答を表す図。
【図８】本発明の第３の実施形態の背景となる技術を説明する図。
【図９】本発明の第３の実施形態の背景となる技術を説明するブロック図。
【図１０】従来の伝送路応答推定器におけるパス残留窓の概念を説明するための図。
【図１１】一般的な受信機の構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。  
図１乃至図９で本発明の実施形態を説明する前に、図１０を参照して非特許文献１について説明する。
【００１３】
非特許文献１では、前述したように、パスが近接して存在する環境において、帯域制限されていることによるインパルス応答の広がりのためにそのサイドローブ成分が近接パスの伝送路応答推定値に干渉を与えることを問題視しており、その対策として、図１０に示すように、検出パスタイミングとその前後複数タイミングにおけるNsp個(図では例えばNsp＝７の場合を示している)の伝送路応答推定値もベクトル要素として並べて伝送路応答ベクトルとする、「複数パスサンプル法」が提案されている。
【００１４】
しかし、Nspはすべての検出パスに対して常に同じ数となっているため、つまり固定した所定の幅の窓をかけているため、Nspの値によっては、電力の大きい非整数倍シンボル遅延波のサイドローブを十分に拾いきれないことによる推定精度の劣化や、逆に認識されるパス群として不必要に雑音部分までパス(符号ａにて示す)として拾うことで推定精度の改善が不十分になるという問題がある。窓以外の区間におけるパス又はノイズ(符号ｂにて示す)はゼロ置換によってＳ／Ｎの改善が図られる。
【００１５】
そこで、以下の本発明の実施形態では、伝送路応答に対して必要なパスまたはパス残留窓を適応的に制御することで、伝送路応答の推定精度を改善できる伝送路応答推定器を提供することを目的としている。
【００１６】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態に係わる伝送路応答推定器の構成を示すブロック図である。  
本発明の第１の実施形態の伝送路応答推定器１００は、受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部１０１と、伝送路応答推定部１０１から出力された伝送路応答から雑音電力を測定するノイズフロア算出部１０２と、伝送路応答推定部１０１の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部１０３と、パス電力算出部１０３から出力されたパス電力とノイズフロア算出部１０２から出力された雑音電力を用いて残留させるパスを決定するパス決定部１０４と、伝送路応答推定部１０１の出力からパス決定部１０４で決定された残留パス以外の時間領域の値を除去する雑音除去部１０５と、を備えている。パス電力とは、マルチパス環境において検出される複数個のパスのパス毎の電力をいう。
【００１７】
伝送路応答推定部１０１は、例えば、時間領域の受信信号と既知信号系列との複素相関を計算することで伝送路応答を求める。一般に伝送路応答推定器は、受信信号r(t)と既知信号系列（参照信号）c(t)との複素時間相関列
【数１】
2011176742.tif 000003
【００１８】
（ただし、Tsは既知信号系列c(t)の系列長を表す）
を計算した結果をメモリに蓄え、時系列に並べることで伝送路応答として得られる。式（１）の積分は、離散時間デジタル信号領域では、
【数２】
2011176742.tif 000004
【００１９】
（ただし、Δtはサンプル間隔を表す）
と変形でき、Nタップの遅延線付き（TDL：Tapped Delay Line）のFIRフィルタで実現できる。
【００２０】
また、別の方法として、周波数領域で受信信号と既知信号系列のそれぞれのスペクトルを複素除算することで伝送路周波数応答を算出し、それを逆フーリエ変換して求めてもよい。受信信号はPN系列と伝送路インパルス応答との畳み込みであるから、周波数領域に変換した受信信号を既知PNで割り算をし、再び時間領域に変換することで伝送路応答ｈを得ることができる。
【数３】
2011176742.tif 000005
【００２１】
ここで、伝送路応答とは、所定の離散時間おきに、伝送路の複素係数あるいは振幅・位相情報をマルチパスの遅延時間毎に並べたベクトルである。
【００２２】
ノイズフロア算出部１０２では、伝送路応答波形に含まれるノイズフロアを測定する。具体的な方法として、例えば、伝送路応答推定部１０１で得られた伝送路応答波形の全電力を計算し、伝送路応答波形の遅延時間の早い順にパス電力を累積していく。そして、累積値が全電力のXパーセントに達したときの遅延パスを最後尾パスとして決定し、最後尾パスの遅延時間よりもさらに後ろの時間領域には雑音のみが存在すると判断して、この時間領域の波形電力を雑音電力として測定する。
【００２３】
または、伝送路応答推定部１０１で得られた伝送路応答波形のうち最大電力をもつパスを探索し、その最大電力パスの電力に対して相対的にYdB減衰させた電力レベルをしきい値として、そのしきい値を下回る部分をすべて雑音と判断して、この時間領域の波形電力を雑音電力として測定することもできる。または、しきい値を上回るパスのうち最も遅延時間が長いパスを最後尾パスとして決定し、最後尾パスの遅延時間よりもさらに後ろの時間領域には雑音のみが存在すると判断して、この時間領域の波形電力を雑音電力として測定してもよい。
【００２４】
あるいは、受信機には通常ＡＧＣ（自動ゲイン制御）機能が実装されており、受信した電波を増幅または減衰させてディジタル信号処理に適する信号振幅に変換するが、無信号入力時のＡＧＣゲインから逆算して雑音電力を測定することもできる。  
パス電力算出部１０３は伝送路応答推定部１０１の出力波形の各サンプルの電力を計算する。
【００２５】
パス決定部１０４は、ノイズフロア算出部から出力された雑音電力に基づいて、しきい値Tnを決定し、パス電力算出部１０３の出力のうち、しきい値Tnを上回るパスをパスとして決定する。しきい値Tnは雑音電力値、あるいは、雑音電力値に所定のオフセット量を加えた値とする。
【００２６】
雑音除去部１０５は、決定した残留パス以外の部分の値をゼロに置き換える。  
図２はこのような一連の処理によって完成した新たな伝送路応答を示している。しきい値Tnを上回るパスが残留させるパスとして決定され、残留パス以外の時間領域の値は除去されている。従来技術による図１０に比べて不要なノイズが含まれない分、Ｓ／Ｎが改善されており、伝送路応答の推定精度を向上させることができる。
【００２７】
第１の実施形態によれば、伝送路応答に対してパス電力と雑音電力を用いて残留させるパスを決定することで、伝送路応答の推定精度を向上することができる。
【００２８】
［第２の実施形態］
図３は本発明の第２の実施形態に係わる伝送路応答推定器の構成を示すブロック図である。  
本発明の第２の実施形態の伝送路応答推定器１００Ａは、受信信号と既知パターン信号との相関処理によって伝送路応答を推定する伝送路応答推定部１０１と、伝送路応答推定部１０１の出力の各パスの電力を測定するパス電力算出部１０３と、伝送路応答推定部１０１の出力から雑音電力を測定するノイズフロア算出部１０２と、パス電力算出部１０３から出力されたパス電力と前記ノイズフロア算出部１０２から出力された雑音電力を用いて残留させるパス群をパス残留窓として決定するパス残留窓決定部１０６と、伝送路応答推定部１０１の出力からパス残留窓決定部１０６で決定されたパス残留窓以外の時間領域の値を除去する雑音除去部１０５と、を備えている。
【００２９】
以降、第１の実施形態と同じ機能を有する部分に関しては同じ番号を付し、説明を省略する。  
パス残留窓決定部１０６では、まず伝送路応答推定部１０１の出力波形において、パス群を探索する。パス群とは、しきい値Tを上回る電力をもつパスが時間的に連続している区間に存在する少なくとも１つ以上のパスの集まりと定義する。しきい値Tは、ノイズフロア算出部１０２で測定した雑音電力値あるいは、それに所定のオフセット量を加えた値とする。または、しきい値Tは、伝送路応答の最大パス電力から相対的に定めた所定のしきい値を用いてもよい。
【００３０】
次に、あるパス群Ａに着目すると、パス群Ａの中で最大電力をもつパスをパス残留窓の中心と判定する。そして、その窓中心パスから前後合わせてNsp個のパスを残し、新たなパス群Ａ’とする。残したNsp個のパスのうち先に求めたノイズフロアのしきい値Ｔｎを下回るNdown個のパスを削除する。このようにして決定した連続するNresi（＝Nsp−Ndown）個の区間をパス残留窓幅とする。
【００３１】
図４はこのような一連の処理によって完成した新たな伝送路応答を示している。従来技術による図１０に比べてＳ／Ｎが改善されており、伝送路応答の推定精度を向上させることができる。  
以上のような構成により、受信信号のＳ／Ｎが良好な場合にサイドローブを十分に残して伝送路の推定精度を改善し、また、Ｓ／Ｎが劣悪な場合には不要な雑音成分を除去することで、最大パスレベルからの電力減衰相対値を用いるしきい値判定する従来の方法に比べて、伝送路応答の推定精度を高めることができる。
【００３２】
上述した第１及び第２の実施形態では、従来技術同様、パス残留窓の外を「ゼロ置換」することで雑音除去を行い、Ｓ／Ｎを改善しているが、この部分において、パス残留窓以外を滑らかに減衰するような窓をかけてもよい。ゼロ置換はパス残留窓の内と外で急激に矩形窓をかけることと等価であるため、人工的に伝送路応答波形に不連続性を生じさせてしまい、その結果周波数領域応答に歪が生じてしまう。  
具体的には、ブラックマン窓やハニング窓に代表される窓関数をそのまま適用することができる。あるいは、パス残留窓の中は係数が１で、窓の外は窓境界位置から離れるにつれて段階的に減衰する窓係数としてもよい。このような窓係数によって雑音を滑らかに除去する。  
これにより、伝送路応答をひずませることなくＳ／Ｎを改善することができる。
【００３３】
第２の実施形態によれば、伝送路応答に対してパス電力と雑音電力を用いて残留させるパス群をパス残留窓として決定することで、伝送路応答の推定精度を向上することができる。
【００３４】
［第３の実施形態］
図５は本発明の第３の実施形態に係わる伝送路応答推定器の構成を示すブロック図である。第３の実施形態の伝送路応答推定器１００Ｂは、第２の実施形態との差異は、伝送路応答推定部１０１の前段にシンボルタイミング同期部１０７が設けられ、パス残留窓決定部１０６の出力がシンボルタイミング同期部１０７にフィードバックされる構成となっている。つまり、パス残留窓決定部１０６の出力によってシンボル同期タイミングを変更(調整)するようにシンボルタイミング同期部１０７へフィードバックが掛けられる。なお、シンボル同期タイミングについては、その背景となる技術を後に図８及び図９で述べる。
【００３５】
伝送路応答は、Ａ／Ｄ変換のサンプルタイミングによって検出パスがサイドローブを持つ場合と持たない場合がある。したがって、伝送路応答のうち主波と認識したパスがサイドローブを持たないようにシンボルタイミング同期を行うことによって、主波の最大電力値が安定し、それによってパス残留窓幅を決定するのが容易になる。特に第２の実施形態におけるしきい値Tを決定する際に重要である。  
第３の実施形態では、伝送路応答の推定結果に基づいてシンボル同期タイミングを調整し、その後再び伝送路応答を推定し、雑音除去を行うことを特徴とする。
【００３６】
なお、第３の実施形態では、第２の実施形態の構成(図３)に対してシンボルタイミング同期部１０７を追加した構成を示しているが、第１の実施形態の構成(図１)に対してシンボルタイミング同期部１０７を追加した構成としても良く、その場合は、パス決定部１０４の出力によってシンボル同期タイミングを変更(調整)するようにフィードバックが行われる。
【００３７】
本第３の実施形態の動作を、図６のフローチャートに基づき図７の説明図を参照しながら説明する。  
図７はシンボル同期タイミングの変更前後の伝送路応答を表す図である。図７(a)は変更前の伝送路応答を表し、図７(b)は変更後の伝送路応答を表している。  
あるシンボルタイミングで同期した受信信号を使って、伝送路応答を推定する(ステップＳ1、Ｓ2)。このとき例えば図７(a)のような伝送路応答が得られたとする。
【００３８】
次にステップＳ2で得られた伝送路応答のうち、最大電力を有するパスＰを探索する(ステップＳ3)。  
ステップＳ3で得られたパスＰのタイミング前後のサンプルにおいて、所定のしきい値TH1を上回る電力をもつパスが存在するかどうかを判定する（ステップＳ4）。しきい値TH1を上回る電力のパスが存在しない場合、シンボルタイミング同期はそのままで良い。
【００３９】
一方、図７(a)に示すように、ステップＳ4にて、パスＰのタイミング前後に所定のしきい値TH1を上回る電力をもつパスが存在する場合、そのパス群がしきい値TH1を上回る電力をもつパスがＰのみとなるようにシンボル同期タイミングを調整する（ステップＳ5）。その後、再び伝送路応答を推定する(ステップＳ2)。これによって伝送路応答は図７(b)のようになり、パスＰが主波としてサイドローブを生じないようになっている。
【００４０】
その後、パスＰを主波とみなして前述のパス残留窓幅を決定し、雑音除去を行う(ステップＳ6)。このとき、主波電力に対する相対的なレベル差で定義する別のしきい値TH2を決定し、TH2を上回る電力をもつパス群に対してパス残留窓を決定してもよい。TH2は、この定義以外にも、所定の固定値であってもよいし、ノイズフロアレベルあるいはノイズフロアレベルに所定のオフセットを加えた値でもよい。
【００４１】
ここで、以上述べた第３の実施形態の背景となる技術を説明する。例えば、中華人民共和国(以下、中国という)の地上デジタル放送を例として挙げて、図８及び図９を参照して説明する。  
中国の地上デジタル放送では、放送信号はフレーム単位で送信されてくる。図８(a)に示すように、１フレームは、時間的に短い単位であるシンボルが例えば４２００個並んで構成されている。１フレームは、フレームヘッダと、データ部で構成されている。フレームヘッダはシンボル数が例えば４２０個の既知パターン信号で形成され、データ部はシンボル数が例えば３７８０個のデータ信号で形成されている。
【００４２】
受信機では、電波により無線で送られてくる送信信号を受信し、適当なタイミングで図９のブロック図に示すようにまず受信信号をＡ／Ｄ変換部１１にてＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換は、サンプリング周期に相当する１シンボル周期で行われる。図８(a)のデータ部における１シンボル期間の部分を図８(b)のように拡大すると、１シンボル期間のデータをＡ／Ｄ変換する際に１シンボル周期として、例えばｔ1，ｔ2，…のタイミングでサンプリングした場合と、ｔ1′，ｔ2′，…のタイミングでサンプリングした場合とでは、サンプリング振幅値(即ちＡ／Ｄ変換結果)に違いが生じ、また後段の伝送路応答推定部１４からのマルチパス特性として出力される遅延プロファイルにも違いを生じる。
【００４３】
その際、受信信号が１シンボル周期の中で一定の包落線と一定の位相を持っているのであれば、どのタイミングでサンプリングしても問題はないが、実際には受信される信号には変調がかかっているために、信号の同相成分(Ｉch)だけを見ると、図８(c)のように変動している。そのため、変調がかかっていることにより、Ａ／Ｄ変換時のサンプリングしたタイミングによっても適切な信号値(Ａ／Ｄ変換値)になるかどうか変わってくる。どのタイミングが正しいかはサンプリングした瞬間には分からないので、取り敢えずサンプリングしておいてその後、タイミング誤差検出部１３で予め想定した適切なタイミングになっているか否かを検出して、その検出結果に基づいてシンボルタイミング同期部１２でシンボルタイミング補正を行う。
【００４４】
タイミング誤差検出部としては、伝送路応答推定部から出力される遅延プロファイルを用いて例えばＳ／Ｎ比や電力値を検出し、その大きさを基準値と比較し、その比較結果(タイミング誤差)に応じてシンボルタイミング同期部でのシンボルタイミング補正を行えばよい。ここで、シンボルタイミング補正(或いはシンボル同期タイミング補正)とは、１シンボル周期でのサンプリング(Ａ／Ｄ変換)のタイミングを、タイミング誤差に応じて前にずらしたり或いは後ろにずらしたりする調整(補正)をいう。
【００４５】
図５では、伝送路応答のうち主波と認識したパスＰがサイドローブを持たないようにシンボルタイミング同期を調整することになる。  
第３の実施形態(図５)におけるノイズフロア算出部１０２、パス電力算出部１０３、およびパス残留窓決定部１０６は、雑音除去範囲を決める機能ほかに、上述のタイミング誤差検出部１３のシンボルタイミング補正を行うためのタイミング誤差検出機能も兼ねていることになる。
【００４６】
以上のような構成により、最大電力をもつ主波がサイドローブを持たないため、シンボル同期タイミングに依存せずに最大電力（主波電力）が安定し、つまり主波に対して相対的に決定するようなパス認識しきい値が安定して、残留パス窓の決定が容易になる。その結果、効果的な雑音除去ができ、伝送路応答の推定精度を高めることができる。  
第３の実施形態によれば、シンボル同期タイミングを調整することによって、伝送路応答の推定をより有利にすることができる。
【００４７】
図１１に一般的な受信機の構成のブロック図を示す。図１１に示す受信機は、受信信号を無線周波数帯からＩＦ(中間周波数)帯へ周波数変換するチューナ１と、アナログからデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２と、デジタル信号をベースバンド帯域に変換する直交検波器３と、本発明を実施する対象となる伝送路応答推定器４と、伝送路応答推定結果に基づいて受信信号を等化する等化器５と、等化データを復調し、ＴＳ(トランスポートストリーム)データを出力するデータ復調部６と、を備えている。
【００４８】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００４９】
１００，１００Ａ，１００Ｂ…伝送路応答推定器、１０１…伝送路応答推定部、１０２…ノイズフロア算出部、１０３…パス電力算出部、１０４…パス決定部、１０５…雑音除去部、１０６…パス残留窓決定部、１０７…シンボルタイミング同期部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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