(57)【要約】【課題】増幅器出力端子間の高アイソレーションを確保し、高効率な高周波電力増幅器を提供する。【解決手段】本発明に係る高周波電力増幅器は、高周波電力増幅素子１００と、高周波電力増幅素子１００から出力された第１高周波信号を伝送する第１伝送パスに挿入された第１のスイッチ１０９と、高周波電力増幅素子１００から出力された第１高周波信号よりも周波数が高い第２高周波信号を伝送する第２伝送部と、出力端子１１８に接続された第２の二次高調波トラップ回路１０６とを備え、第２伝送部は、接地容量１０７と、第２伝送パスと、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３と、第２伝送パスに直列に接続された第２のスイッチ１１０とを有し、第２のスイッチ１１０は、第１高周波信号が増幅された場合に第２伝送パスを接地容量１０７に接続し、第２高周波信号が増幅された場合に第２伝送パスをＢａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３に接続する。【選択図】図１
2011015242.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電力増幅器であって、
第１高周波信号及び前記第１高周波信号よりも周波数が高い第２高周波信号を増幅する増幅素子と、
前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号を伝送する第１伝送部と、
前記増幅素子から出力された前記第２高周波信号を伝送する第２伝送部と、
前記増幅素子の出力端子に接続され、前記増幅素子で増幅された第２高周波信号の高調波信号を抑制する第２高周波信号用トラップ回路とを備え、
前記第１伝送部は、
前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号を伝送する第１伝送パスと、
前記第１伝送パスに挿入され、前記増幅素子で前記第１高周波信号が増幅された場合に導通し、前記増幅素子で前記第２高周波信号が増幅された場合に非導通となるスイッチ素子とを有し、
前記第２伝送部は、
前記第１高周波信号の高調波信号を抑制するためのインピーダンス回路と、
前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号を伝送する第２伝送パスと、
前記第２高周波信号を前記第２伝送部の出力端子に伝送する第３伝送パスと、
前記増幅素子で前記第１高周波信号が増幅された場合に、前記第２伝送パスと前記インピーダンス回路とを直列に接続し、前記増幅素子で前記第２高周波信号が増幅された場合に、前記第２伝送パスと前記第３伝送パスとを直列に接続するスイッチ回路とを有する
高周波電力増幅器。
【請求項２】
前記第２伝送パス及び前記インピーダンス回路は、前記スイッチ回路により前記第２伝送パスと前記インピーダンス回路とが接続された場合、前記スイッチ回路を介して、前記第１高周波信号の高調波信号を抑制する第１高周波信号用トラップ回路として機能する
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
前記第２伝送パスは、
一端が前記増幅素子の出力端子に接続され、他端が前記スイッチ回路に電気的に接続された第２高周波用伝送線路を有し、
前記第２伝送部はさらに、
一端が前記第２高周波用伝送線路に電気的に接続され、他端が接地された容量素子を有する
請求項２記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
前記第１伝送パスは、
一端が前記増幅素子の出力端子に接続され、他端が前記スイッチ素子に電気的に接続された第１高周波用伝送線路を有し、
前記第１伝送パスのインダクタンス成分は、前記第２伝送パス及び前記容量素子のインダクタンス成分より大きい
請求項３記載の高周波電力増幅器。
【請求項５】
前記第１高周波信号用トラップ回路の共振周波数は、前記第１高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であり、
前記第２高周波信号用トラップ回路の共振周波数は、前記第２高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内である
請求項２記載の高周波電力増幅器。
【請求項６】
前記インピーダンス回路の共振周波数は、前記第１高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であり、
前記第２高周波信号用トラップ回路の共振周波数は、前記第２高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内である
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項７】
前記第１高周波信号の周波数帯域及び前記第２高周波信号の周波数帯域にはそれぞれ、少なくとも１つの通信方式の周波数帯域が含まれる
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信機器等に用いられる高周波電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の移動体通信システムの発展にともなって、移動体通信機器には使用周波数帯域や変調方式の異なる複数の移動体通信システムに対応するマルチバンド化、マルチモード化が要求されている。
【０００３】
従来、移動体通信機器の送信部分に用いられる高周波電力増幅器においては、このようなマルチバンド化、マルチモード化に対応するための手段として、使用する周波数帯域や変調方式ごとに高周波電力増幅器を配置する方法や、複数の高周波電力増幅素子と整合回路を１つのパッケージに集積したモジュールを配置する方法が用いられてきた。
【０００４】
しかしながら、これらの方法は使用する電力増幅器の個数分だけ実装面積が大きくなるため、多数のバンドやモードに対応するのが難しいという課題があった。
【０００５】
この課題を解決するため、１つの高周波電力増幅素子に対して複数の出力整合回路を用意し、スイッチによって出力整合回路を切り替える方法や、さらに出力整合回路を小型化するための構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
図１０は、特許文献１で開示された従来例を示している。
【０００７】
同図において、高周波電力増幅素子１の出力端４から第１の出力ポート５に至る経路を第１出力経路、出力端４から第２の出力ポート１０に至る経路を第２出力経路とする。
【０００８】
図１０に示す高周波電力増幅器は、第２出力経路内に、第一の周波数信号の出力経路となる第１出力経路とグランド間に接続され、第一の周波数信号の高調波成分を抑制するストリップライン７を備える。また、第１の経路内に第１のスイッチング素子を設け、第２出力経路とグランド間に第２のスイッチング素子１２を設け、これらのスイッチング素子の導通及び非導通を切り換えることで、第一の周波数信号と第二の周波数信号との切り換えを行う。これにより、第一の周波数信号の高調波成分を抑制するストリップライン７を用いて第二の周波数信号を分波できるので回路素子の増加が抑制でき、マルチバンド対応の高周波電力増幅器における小型化を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−２１０５８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図１０に示す従来の構成では、第一の周波数信号で動作する際に、第２のスイッチング素子の寄生インダクタンス成分により、第２の出力ポートにもれる電力を十分に抑圧できないという問題があった。
【００１１】
また、図１０に示す従来の構成において、第二の周波数信号の二次高調波トラップ回路はストリップライン７とストリップライン１１と容量１６とを有する。しかしながら、実際にはストリップライン７が第一の周波数信号の二次高調波信号と共振するように作られており、第一の信号周波数の二次高調波に相当する第二の信号周波数の二次高調波と共振させるためにはストリップライン７とストリップライン１１の長さの和はストリップライン７の長さの１／２程度の長さとする必要がある。よって、実際にはストリップライン７とストリップライン１１と容量１６による共振回路によって第二の信号周波数の二次高調波トラップ回路を作成することは不可能である。
【００１２】
また、従来の構成では、第二の周波数信号の二次高調波トラップ回路にスイッチング素子１２が含まれるため、第二の周波数信号で動作する際に、出力端４から第１の出力ポート５及び第２の出力ポート１０までの回路である負荷整合回路における電力損失が大きい。これにより電力増幅器の効率が低下するという問題がある。
【００１３】
本発明はこのような問題を解決し、出力端子間の高アイソレーションを確保し、高効率な高周波電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る高周波電力増幅器は、第１高周波信号及び前記第１高周波信号よりも周波数が高い第２高周波信号を増幅する増幅素子と、前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号を伝送する第１伝送部と、前記増幅素子から出力された前記第２高周波信号を伝送する第２伝送部と、前記増幅素子の出力端子に接続され、前記増幅素子で増幅された第２高周波信号の高調波信号を抑制する第２高周波信号用トラップ回路とを備え、前記第１伝送部は、前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号を伝送する第１伝送パスと、前記第１伝送パスに挿入され、前記増幅素子で前記第１高周波信号が増幅された場合に導通し、前記増幅素子で前記第２高周波信号が増幅された場合に非導通となるスイッチ素子とを有し、前記第２伝送部は、前記第１高周波信号の高調波信号を抑制するためのインピーダンス回路と、前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号を伝送する第２伝送パスと、前記第２高周波信号を前記第２伝送部の出力端子に伝送する第３伝送パスと、前記増幅素子で前記第１高周波信号が増幅された場合に、前記第２伝送パスと前記インピーダンス回路とを直列に接続し、前記増幅素子で前記第２高周波信号が増幅された場合に、前記第２伝送パスと前記第３伝送パスとを直列に接続するスイッチ回路とを有する。
【００１５】
これにより、増幅素子が第２高周波信号を増幅する場合、インピーダンス回路及び第３伝送パスのうち第３伝送パスへのみ第２高周波信号が伝送され、第１伝送パスの出力側である第１伝送部の出力端子へは第２高周波信号が伝送されない。一方、増幅素子が第１高周波信号を増幅する場合、第２伝送部の出力端子へは第１高周波信号が伝送されず、第１伝送部の出力端子へは第１高周波信号が伝送される。よって、第１伝送部の出力端子と第２伝送部の出力端子との間のアイソレーションを十分に確保できる。
【００１６】
また、第２高周波信号用トラップ回路が増幅素子の出力端子に接続されていることにより、増幅素子が第２高周波信号を増幅する場合において、増幅素子の負荷整合回路における損失を低減できる。その結果、高周波電力増幅器の効率が向上する。
【００１７】
また、前記第２伝送パス及び前記インピーダンス回路は、前記スイッチ回路により前記第２伝送パスと前記インピーダンス回路とが接続された場合、前記スイッチ回路を介して、前記第１高周波信号の高調波信号を抑制する第１高周波信号用トラップ回路として機能してもよい。
【００１８】
これにより、第１伝送パスを第１高周波信号の高調波が伝送することを抑圧できる。その結果、高周波電力増幅器からの不要輻射を抑圧できる。
【００１９】
また、前記第２伝送パスは、一端が前記増幅素子の出力端子に接続され、他端が前記スイッチ回路に電気的に接続された第２高周波用伝送線路を有し、前記第２伝送部はさらに、一端が前記第２高周波用伝送線路に電気的に接続され、他端が接地された容量素子を有してもよい。
【００２０】
これにより、容量素子は、増幅素子の出力端子に対してスイッチ回路よりも手前に位置するので、第１高周波信号用トラップ回路の合成容量の一部が、スイッチ回路を介さずに接地しているとみなせる。よって、容量素子がない場合と比較して、第１高周波信号用トラップ回路で発生するロスを低減できる。
【００２１】
また、第１高周波信号用トラップ回路の容量値は、容量素子とインピーダンス回路との合成容量値によって決定されるため、このような構成とすることにより、インピーダンス回路の容量値を低減できる。よって、インピーダンス回路を小型化できる。
【００２２】
また、前記第１伝送パスは、一端が前記増幅素子の出力端子に接続され、他端が前記スイッチ素子に電気的に接続された第１高周波用伝送線路を有し、前記第１伝送パスのインダクタンス成分は、前記第２伝送パス及び前記容量素子のインダクタンス成分より大きくてもよい。
【００２３】
これにより、第１高周波信号用トラップ回路の一部と第２伝送パス及び第３伝送パスである第２高周波信号の伝送部を共用化することが可能になり、負荷整合回路を小型化できる。
【００２４】
また、前記第１高周波信号用トラップ回路の共振周波数は、前記第１高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であり、前記第２高周波信号用トラップ回路の共振周波数は、前記第２高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であってもよい。
【００２５】
これにより、第１高周波信号及び第２高周波信号の高調波を効果的に抑圧できる。
【００２６】
また、前記インピーダンス回路の共振周波数は、前記第１高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であり、前記第２高周波信号用トラップ回路の共振周波数は、前記第２高周波信号の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であってもよい。
【００２７】
また、前記第１高周波信号の周波数帯域及び前記第２高周波信号の周波数帯域にはそれぞれ、少なくとも１つの通信方式の周波数帯域が含まれてもよい。
【００２８】
これにより、マルチバンド化及びマルチモード化に対応可能となる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、出力端子間の高アイソレーションを確保し、高効率な高周波電力増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】第１の実施形態における高周波電力増幅器の回路構成を模式的に示す図である。
【図２】一般的な高周波電力増幅器の出力端子からアンテナまでの構成の一例を示すブロック図である。
【図３】多バンド、多モードに拡張した場合の回路構成を模式的に示す図である。
【図４】第２の実施形態における高周波電力増幅器の回路構成を模式的に示す図である。
【図５Ａ】シミュレーションに用いた具体的な回路構成を示す図である。
【図５Ｂ】シミュレーション条件を示す図である。
【図６Ａ】Ｂａｎｄ−Ｖで動作する場合の負荷整合回路の挿入損失を示すグラフである。
【図６Ｂ】Ｂａｎｄ−Ｉで動作する場合の負荷整合回路の挿入損失を示すグラフである。
【図６Ｃ】Ｂａｎｄ−ＩＸで動作する場合の負荷整合回路の挿入損失を示すグラフである。
【図７Ａ】Ｂａｎｄ−Ｖで動作する場合の各増幅器出力端子における利得を示すグラフである。
【図７Ｂ】Ｂａｎｄ−Ｉで動作する場合の各増幅器出力端子における利得を示すグラフである。
【図７Ｃ】Ｂａｎｄ−ＩＸで動作する場合の各増幅器出力端子における利得を示すグラフである。
【図８】従来技術に相当する回路の各出力端子における利得を示すグラフである。
【図９Ａ】各通信規格の使用周波数帯域を示す一例である。
【図９Ｂ】各通信規格の使用周波数帯域を示す他の一例である。
【図１０】特許文献１で開示された従来例を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明を実施するための形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数値は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数値に制限されない。さらに、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。
【００３２】
（第１の実施形態）
本実施形態に係る高周波電力増幅器は、第１高周波信号及び前記第１高周波信号よりも周波数が高い第２高周波信号を増幅する増幅素子と、前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号を伝送する第１伝送部と、前記増幅素子から出力された前記第２高周波信号を伝送する第２伝送部と、前記増幅素子の出力端子に接続され、前記増幅素子で増幅された第２高周波信号の高調波信号を抑制する第２高周波信号用トラップ回路とを備え、前記第１伝送部は、前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号を伝送する第１伝送パスと、前記第１伝送パスに挿入され、前記増幅素子で前記第１高周波信号が増幅された場合に導通し、前記増幅素子で前記第２高周波信号が増幅された場合に非導通となるスイッチ素子とを有し、前記第２伝送部は、前記第１高周波信号の高調波信号を抑制するためのインピーダンス回路と、前記増幅素子から出力された前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号を伝送する第２伝送パスと、前記第２高周波信号を前記第２伝送部の出力端子に伝送する第３伝送パスと、前記増幅素子で前記第１高周波信号が増幅された場合に、前記第２伝送パスと前記インピーダンス回路とを直列に接続し、前記増幅素子で前記第２高周波信号が増幅された場合に、前記第２伝送パスと前記第３伝送パスとを直列に接続するスイッチ回路とを有する高周波電力増幅器である。
【００３３】
これにより、増幅素子が第２高周波信号を増幅する場合、インピーダンス回路及び第３伝送パスのうち第３伝送パスへのみ第２高周波信号が伝送され、第１伝送パスの出力側である第１伝送部の出力端子へは第２高周波信号が伝送されない。一方、増幅素子が第１高周波信号を増幅する場合、第２伝送部の出力端子へは第１高周波信号が伝送されず、第１伝送部の出力端子へは第１高周波信号が伝送される。よって、第１伝送部の出力端子と第２伝送部の出力端子との間のアイソレーションを十分に確保できる。
【００３４】
また、第２高周波信号用トラップ回路が増幅素子の出力端子に接続されていることにより、増幅素子が第２高周波信号を増幅する場合において、増幅素子の負荷整合回路における損失を低減できる。その結果、高周波電力増幅器の効率が向上する。
【００３５】
図１は第１の実施形態における高周波電力増幅器の回路構成を模式的に示す図である。なお、本実施形態では第一の周波数帯域としてＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System：第３世代移動体通信システム）方式のＢａｎｄ−Ｖ（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）の信号、第二の周波数帯域としてＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ−Ｉ（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）およびＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ−ＩＸ（１７４９．９ＭＨｚ〜１７８４．９ＭＨｚ）の信号を使用する３バンド対応の高周波電力増幅器の構成を用いて説明を行う。
【００３６】
図１に示す高周波電力増幅器Ａは、高周波電力増幅素子１００、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２、Ｂａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３、伝送線路１０４および伝送線路１０５、第２の二次高調波トラップ回路１０６、接地容量１０７、第１のスイッチ１０９、第２のスイッチ１１０、ＤＣカット用コンデンサ１１１ａ〜ｅ、Ｂａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３、Ｂａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４を備える。ここで、第２のスイッチ１１０により接地容量１０７と伝送線路１０５とが電気的に接続された場合、伝送線路１０５及び接地容量１０７は、第２のスイッチ１１０を介して、第１高周波信号を基本波とする二次高調波を抑制する第１高周波信号用トラップ回路である第１の二次高調波トラップ回路１０８として機能する。
【００３７】
なお、伝送線路１０５は必ずしも必要としない。また、以下の説明では高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から各バンドの増幅器出力端子（Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３）までを負荷整合回路と記載する。また、ＤＣカット用コンデンサ１１１ａ〜ｅを特に区別しない場合は、単にＤＣカット用コンデンサ１１１と記載する。また、伝送線路１０４と、ＤＣカット用コンデンサ１１１ａと、Ｂａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２とは、第１伝送パスとして機能する。また、伝送線路１０４と、第１のスイッチ１０９と、ＤＣカット用コンデンサ１１１ａ及び１１１ｃと、Ｂａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２とは、第１伝送部として機能する。また、伝送線路１０５及びＤＣカット用コンデンサ１１１ｂは、第２伝送パスとして機能する。また、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３及びＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４はそれぞれ、第３伝送パスとして機能する。また、接地容量１０７はインピーダンス回路として機能する。また、伝送線路１０５と、ＤＣカット用コンデンサ１１１ｂと、第２のスイッチ１１０と、接地容量１０７と、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３と、Ｂａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４とは、第２伝送部として機能する。
【００３８】
高周波電力増幅素子１００は、増幅素子であって、入力された第一の高周波帯域の信号である第１高周波信号及び第二の高周波帯域の信号である第２高周波信号を、供給される電圧に応じて増幅する、例えばトランジスタである。さらに、高周波電力増幅素子１００は、増幅した第１高周波信号及び第２高周波信号を、出力端子１１８を介して、伝送線路１０４、伝送線路１０５及び第２の二次高調波トラップ回路１０６へ出力する。この高周波電力増幅素子１００へは、バイアス用の伝送線路１１５を介して電源端子から供給された電源電圧が印加される。なお、伝送線路１１５は、バイパス用の接地容量１１６と接続されている。
【００３９】
伝送線路１０４は、一端が高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８に接続され、他端がＤＣカット用コンデンサ１１１ａの一端に接続されている、例えばマイクロストリップ線路である。
【００４０】
伝送線路１０５は、第２高周波用伝送線路であって、一端が高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８に接続され、他端がＤＣカット用コンデンサ１１１ｂの一端に接続されている、例えばマイクロストリップ線路である。この伝送線路１０５及びＤＣカット用コンデンサ１１１ｂは、第１の二次高調波トラップ回路１０８の一部として機能する。
【００４１】
第２の二次高調波トラップ回路１０６は、第２高周波信号用トラップ回路であって、第２高周波信号を基本波とする二次高調波を抑制し、具体的には、高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８に一端が接続された伝送線路１６１と、一端が伝送線路１６１の他端に接続され、他端が接地された接地容量１６２とを有する。この第２の二次高調波トラップ回路１０６の共振周波数は、高周波電力増幅器Ａが使用される第二の周波数帯域の二次高調波の信号を十分に抑圧可能な値に設定される。本実施形態ではＢａｎｄ−Ｉの二次高調波周波数（３８４０ＭＨｚ〜３９６０ＭＨｚ）およびＢａｎｄ−ＩＸの二次高調波周波数（３４９９．８ＭＨｚ〜３４９９．８ＭＨｚ）の信号を十分に抑圧可能な値に設定されている。
【００４２】
接地容量１０７は、第１の二次高調波トラップ回路１０８の他の一部として機能する。具体的には、接地容量１０７は、一端が第２のスイッチ１１０のスイッチ出力端子のうちの１つに接続され、他端が接地されている。この接地容量１０７の容量に応じて、インピーダンス回路のインピーダンスを設定できる。
【００４３】
第１の二次高調波トラップ回路１０８は、高周波電力増幅素子１００で増幅された第１高周波信号の二次高調波を抑制する。具体的には、第１の二次高調波トラップ回路１０８の共振周波数は、使用される第一の周波数帯域の二次高調波の信号を十分に抑圧可能な値に設定される。本実施形態ではＢａｎｄ−Ｖの二次高調波周波数（１６４８ＭＨｚ〜１６９８ＭＨｚ）の信号を十分に抑圧可能な値に設定されている。
【００４４】
第１のスイッチ１０９は、スイッチ素子であって、高周波電力増幅素子１００で第１高周波信号が増幅された場合に導通することで伝送線路１０４とＢａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２とを電気的に直列に接続し、高周波電力増幅素子１００で第２高周波信号が増幅された場合に非導通となる。具体的には、第１のスイッチ１０９は、スイッチ入力端子がＤＣカット用コンデンサ１１１ａの他端に接続され、スイッチ出力端子がＤＣカット用コンデンサ１１１ｃの一端に接続されている。
【００４５】
第２のスイッチ１１０は、スイッチ回路であって、１つのスイッチ入力端子と３つのスイッチ出力端子を有し、スイッチ入力端子がＤＣカット用コンデンサ１１１ｂの他端に接続され、３つのスイッチ出力端子のいずれかに接地容量１０７の一端が接続され、３つのスイッチ出力端子の他のいずれかにＢａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３が接続され、のこる１つのスイッチ出力端子にＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４が接続されている。この第２のスイッチ１１０は、高周波電力増幅素子１００で増幅されている周波数に応じて、スイッチ入力端子と３つのスイッチ出力端子のいずれかとを選択的に接続する。
【００４６】
具体的には、第２のスイッチ１１０は、高周波電力増幅素子１００で第１高周波信号が増幅されている場合、接地容量１０７に接続されたスイッチ出力端子を選択してスイッチ入力端子と接続することで、伝送線路１０５と接地容量１０７とを電気的に直列に接続する。また、第２のスイッチ１１０は、高周波電力増幅素子１００で第２高周波信号が増幅されている場合、使用する周波数帯域に応じてＢａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３に接続されたスイッチ出力端子及びＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４に接続されたスイッチ出力端子のいずれかを選択してスイッチ入力端子と接続する。具体的には、第２のスイッチ１１０は、使用する周波数帯域がＢａｎｄ−Ｉの場合、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３が接続されたスイッチ出力端子を選択してスイッチ入力端子と接続することで、伝送線路１０５とＢａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３とを電気的に直列に接続する。一方、使用する周波数帯域がＢａｎｄ−ＩＸの場合、Ｂａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４が接続されたスイッチ出力端子を選択して接続することで、伝送線路１０５とＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４とを電気的に直列に接続する。
【００４７】
ＤＣカット用コンデンサ１１１ａ〜ｅはそれぞれ、挿入されたパスを伝送する高周波信号の伝送方向において、当該ＤＣカット用コンデンサ１１１ａ〜ｅが挿入された点以降のＤＣ（直流）成分を除去する。
【００４８】
Ｂａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２は、一端が第１のスイッチ１０９のスイッチ出力端子に接続され、他端がＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１に接続されたＤＣカット用コンデンサ１１１ｃと、一端がＤＣカット用コンデンサ１１１ｃの他端に接続され、他端が接地された接地容量とを有する。これにより、高周波電力増幅器Ａは、Ｂａｎｄ−Ｖにおいて、高周波電力増幅素子１００から出力された高周波信号を、例えば５０Ωに整合してＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１へと出力する。なお、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３及びＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４もそれぞれ、同様の構成を有し、第２のスイッチ１１０の互いに異なるスイッチ出力端子に接続される。
【００４９】
以下、このように構成された高周波電力増幅器Ａの各バンドにおける動作について説明する。
【００５０】
まず、高周波電力増幅器Ａが第二の周波数帯域であるＢａｎｄ−Ｉで動作する場合について説明する。
【００５１】
高周波電力増幅器Ａが第二の周波数帯域であるＢａｎｄ−Ｉで動作する場合、第１のスイッチ１０９はオフとなり、スイッチ入力端子とスイッチ出力端子とは非接続の状態となる。一方、第２のスイッチ１１０はスイッチ入力端子と、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３が接続されたスイッチ出力端子とが接続される。
【００５２】
高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から出力された高周波信号は、第２の二次高調波トラップ回路１０６により第二の周波数帯域の二次高調波が十分に抑圧された状態で伝送線路１０５、第２のスイッチ１１０およびＢａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３を伝送してＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２から出力される。このとき、Ｂａｎｄ−Ｉの基本波周波数における高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８のインピーダンスは数Ω程度である。しかし、主に伝送線路１０５およびＢａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３によってＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２の負荷インピーダンス（高周波無線の伝送系では一般に５０Ωが用いられる）に整合される。この際ＤＣカット用コンデンサ１１１ｄの容量値を適切な値に設定しインピーダンス整合の調整を行っても良い。
【００５３】
高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８は伝送線路１０４とも接続されているが、第１のスイッチ１０９がオフであるため、伝送線路１０４はオープンスタブになる。このオープンスタブの共振周波数は、Ｂａｎｄ−Ｉの基本波周波数の整合に影響を与えないようにＢａｎｄ−Ｉの周波数帯域よりも十分に高く設定される必要がある。
【００５４】
このように、高周波電力増幅器ＡがＢａｎｄ−Ｉで動作する場合、第１のスイッチ１０９がオフであるため、スイッチ入力端子とスイッチ出力端子が非接続の状態となり、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１に漏れ込む高周波信号は十分に抑圧される。
【００５５】
また、第２のスイッチ１１０はスイッチ入力端子と、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３が接続されたスイッチ出力端子とを接続しているので、Ｂａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４が接続されたスイッチ出力端子はスイッチ入力端子と非接続の状態となり、Ｂａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３に漏れ込む高周波信号も十分に抑圧される。
【００５６】
次に、高周波電力増幅器ＡがＢａｎｄ−ＩＸで動作する場合について説明する。
【００５７】
高周波電力増幅器Ａが第二の周波数帯域であるＢａｎｄ−ＩＸで動作する場合、第１のスイッチ１０９はオフとなり、スイッチ入力端子とスイッチ出力端子とは非接続の状態となる。第２のスイッチ１１０はスイッチ入力端子とＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４が接続されたスイッチ出力端子とが接続される。
【００５８】
高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から出力された高周波信号は、第２の二次高調波トラップ回路１０６により第二の周波数帯域の二次高調波が十分に抑圧された状態で、伝送線路１０５、第２のスイッチ１１０およびＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４を伝送してＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３から出力される。Ｂａｎｄ−ＩＸの基本波周波数における高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８のインピーダンスは数Ω程度であるが、主に伝送線路１０５およびＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４によってＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３の負荷インピーダンス（高周波無線の伝送系では一般に５０Ωが用いられる）に整合される。この際ＤＣカット用コンデンサ１１１ｅの容量値を適切な値に設定しインピーダンス整合の調整を行っても良い。
【００５９】
また、伝送線路１０４は、高周波電力増幅器ＡがＢａｎｄ−Ｉで動作する場合と同様に、Ｂａｎｄ−ＩＸの基本波周波数の整合に影響を与えない。
【００６０】
このように、高周波電力増幅器ＡがＢａｎｄ−ＩＸで動作する場合も第１のスイッチ１０９がオフであるため、Ｂａｎｄ−Ｉで動作する場合と同様に、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１に漏れ込む高周波信号は十分に抑圧される。
【００６１】
また、第２のスイッチ１１０はスイッチ入力端子とＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４に接続されたスイッチ出力端子とを接続している。つまり、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３が接続されたスイッチ出力端子はスイッチ入力端子と非接続の状態となるので、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２に漏れ込む高周波信号も十分に抑圧される。
【００６２】
次に、高周波電力増幅器ＡがＢａｎｄ−Ｖで動作する場合について説明する。
【００６３】
高周波電力増幅器Ａが第一の周波数帯域であるＢａｎｄ−Ｖで動作する場合、第１のスイッチ１０９はオンとなり、スイッチ入力端子とスイッチ出力端子とが接続される。
【００６４】
また、第２のスイッチ１１０は、スイッチ入力端子と接地容量１０７が接続されたスイッチ出力端子とが接続される。よって、伝送線路１０５と接地容量１０７とが第２のスイッチ１１０により電気的に接続される。このように伝送線路１０５と接地容量１０７とが第２のスイッチ１１０により電気的に接続された場合、伝送線路１０５及び接地容量１０７は、第２のスイッチ１１０を介して、第一の周波数帯域の二次高調波を抑圧する第１の二次高調波トラップ回路１０８として機能する。
【００６５】
高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から出力された高周波信号は、第１の二次高調波トラップ回路１０８により第一の周波数帯域の二次高調波が十分に抑圧された状態で伝送線路１０４、第１のスイッチ１０９及びＢａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２を伝送して、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１から出力される。Ｂａｎｄ−Ｖの基本波周波数における高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８のインピーダンスは数Ω程度であるが、主に伝送線路１０４およびＢａｎｄ−Ｖの整合調整回路１１２によってＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１の負荷インピーダンスに整合される。この際ＤＣカット用コンデンサ１１１ｃの容量値を適切な値に設定しインピーダンス整合の調整を行っても良い。
【００６６】
また、高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８は、第２の二次高調波トラップ回路１０６とも接続されているが、第２の二次高調波トラップ回路１０６の共振周波数は３ＧＨｚ以上になるため、Ｂａｎｄ−Ｖの基本波周波数の整合に影響を与えない。
【００６７】
このように、高周波電力増幅器ＡがＢａｎｄ−Ｖで動作する場合、第２のスイッチ１１０はスイッチ入力端子と接地容量１０７が接続されたスイッチ出力端子とが接続されているため、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２およびＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３に漏れ込む高周波信号は十分に抑圧される。
【００６８】
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器Ａは、第一の周波数帯域であるＢａｎｄ−Ｖで動作する場合は、第１のスイッチをオン、第２のスイッチ１１０のスイッチ入力端子と接地容量１０７に接続されたスイッチ出力端子とを接続することにより、高周波電力増幅素子１００で増幅された高周波信号がＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３へ伝送されて漏れることを防止する。
【００６９】
一方、第二の周波数帯域であるＢａｎｄ−Ｉで動作する場合は、第１のスイッチをオフ、第２のスイッチ１１０のスイッチ入力端子と、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３に接続されたスイッチ出力端子とを接続する。これにより、高周波電力増幅素子１００で増幅された高周波信号がＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３へ伝送されて漏れることを防止する。同様に、第二の周波数帯域であるＢａｎｄ−ＩＸで動作する場合は、第１のスイッチをオフ、第２のスイッチ１１０のスイッチ入力端子と、Ｂａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４に接続されたスイッチ出力端子とを接続する。これにより、高周波電力増幅素子１００で増幅された高周波信号がＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１及びＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２へ伝送されて漏れることを防止する。
【００７０】
よって、本実施形態に係る高周波電力増幅器Ａは、各増幅器出力端子（Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３）間のアイソレーションを十分に確保することができる。
【００７１】
また、高周波電力増幅素子１００と第２の二次高調波トラップ回路１０６とが、スイッチ素子を介さずに接続され、かつ、第２の二次高調波トラップ回路１０６がスイッチ素子を含まないので、高周波電力増幅器Ａが第二の周波数帯域で動作する場合、負荷整合回路における損失を低減できる。その結果、高周波電力増幅器Ａの効率が向上する。
【００７２】
また、高周波電力増幅器Ａは、第一の周波数帯域で動作する場合、第２のスイッチ１１０を介して、伝送線路１０５及びＤＣカット用コンデンサ１１１ｂと接地容量１０７とで第１の二次高調波トラップ回路１０８として機能するので、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１へ第一の周波数帯域の二次高調波が伝送されることによる不要輻射を抑圧できる。
【００７３】
また、第１の二次高調波トラップ回路１０８の共振周波数は、第一の周波数帯域の２倍の周波数帯域内であり、第２の二次高調波トラップ回路１０６の共振周波数は、第二の周波数帯域の２倍の周波数帯域内である。これにより、第一の周波数帯域で動作する場合に第一の周波数帯域の高調波を、第二の周波数帯域で動作する場合に第二の周波数帯域の高調波を効果的に抑圧できる。
【００７４】
また、高周波電力増幅器Ａは、動作するバンドに応じて、３つの増幅器出力端子（Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３）の出力を切り替えられるので、３バンドに対応できる。さらに、第１のスイッチ１０９のスイッチ出力端子と第２のスイッチ１１０のスイッチ出力端子とを増やすことによって、一層マルチバンド化及びマルチモード化に対応することが可能である。
【００７５】
例えばＵＭＴＳなど一部の通信方式では、バンド毎に電力増幅器の出力端子に接続する素子が異なる場合があり、電力増幅器の出力端子を複数設ける必要がある。図２は、ＧＳＭ８５０、Ｅ−ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＵＭＴＳ  Ｂａｎｄ−Ｖ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−Ｉ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＩＸの７バンドに対応した無線端末の送信部分における高周波電力増幅器の出力端子からアンテナまでの構成の一例を示すブロック図である。ＵＭＴＳはバンド毎に送受共用器（Duplexer：ＤＵＰ）が必要であり、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳは周波数帯域ごとにローパスフィルタ（ＬＰＦ）が必要であるため、上記の７バンドに対応するためには高周波電力増幅器の出力端子は５つ必要になる。図１２に示す従来の構成では３経路以上の切り替えが実現できないので、マルチバンド化、マルチモード化に対応することができないが、高周波電力増幅器Ａは、第１のスイッチ１０９のスイッチ出力端子と第２のスイッチ１１０のスイッチ出力端子とを増やすことによって、マルチバンド化及びマルチモード化を可能にする。
【００７６】
なお、上記説明では、高周波電力増幅器Ａは、第一の周波数帯域のバンドが１つ、第二の周波数帯域のバンドが２つの場合について説明したが、第一の周波数帯域及び第二の周波数帯域それぞれにおいて少なくとも１つ以上のバンド、言い換えると通信方式の周波数帯域が含まれていればよい。例えば、第一の周波数帯域及び第二の周波数帯域それぞれにおいて、より多くのバンドおよびモードに対応してもよい。
【００７７】
（第１の実施形態の変形例）
図３は、本実施形態を多バンド、多モードに拡張した場合の回路構成を模式的に示す図である。同図に示す高周波電力増幅器Ａ’は、図１に示した高周波電力増幅器Ａと比較して、第一の周波数帯域及び第二の周波数帯域それぞれにおいて、複数のバンドが含まれる。そのため、第一の周波数帯域の各バンドに対応した増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍ（ｍは２以上の整数）と、第二の周波数帯域の各バンドに対応した増幅器出力端子Ｂ１〜Ｂｎ（ｎは２以上の整数）と、第一の周波数帯域の各バンドに対応した整合調整回路ＭＡ１〜ＭＡｍと、第二の周波数帯域の各バンドに対応した整合調整回路ＭＢ１〜ＭＢｎとを備える。また、高周波電力増幅器Ａ’は、第１のスイッチ１０９に代わり、各整合調整回路ＭＡ１〜ＭＡｍに対応するスイッチ出力端子を有する第１のスイッチ１２１を備える。また、第２のスイッチ１１０に代わり、各整合調整回路ＭＢ１〜ＭＢｎに対応するスイッチ出力端子を有する第２のスイッチ１２２を備える。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００７８】
第１の二次高調波トラップ回路１０８は、第２のスイッチ１２２においてスイッチ入力端子と接地容量１０７が接続されたスイッチ出力端子とが接続された場合に、第２のスイッチ１２２を介して、伝送線路１０５及び接地容量１０７とが電気的に接続されることにより実現される。この第１の二次高調波トラップ回路１０８の共振周波数は、使用される第一の周波数帯域の二次高調波の信号を十分に抑圧可能な値に設定される。
【００７９】
第２の二次高調波トラップ回路１０６の共振周波数は使用される第二の周波数帯域の二次高調波の信号を十分に抑圧可能な値に設定される。
【００８０】
第１のスイッチ１２１は、一つのスイッチ入力端子とｍ個のスイッチ出力端子とを備えるスイッチであり、スイッチ入力端子とｍ個のスイッチ出力端子のいずれかとを選択的に接続する、もしくはｍ個のスイッチ出力端子のいずれとも接続しない。このスイッチ入力端子は伝送線路１０４と電気的に接続され、各スイッチ出力端子は整合調整回路ＭＡ１〜ＭＡｍのいずれかを介して、対応する増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍと接続される。
【００８１】
第２のスイッチ１２２は、一つのスイッチ入力端子とｎ＋１個のスイッチ出力端子を備えるスイッチであり、スイッチ入力端子とｎ＋１個のスイッチ出力端子のいずれかとを選択的に接続する。このスイッチ入力端子は伝送線路１０５と電気的に接続され、ｎ＋１個のスイッチ出力端子それぞれは、接地容量１０７または整合調整回路ＭＢ１〜ＭＢｎのいずれかを介して、対応する増幅器出力端子Ｂ１〜Ｂｎと接続される。なお、整合調整回路ＭＡ１〜ＭＡｍ及びＭＢ１〜ＭＢｎはそれぞれ、対応して接続されたスイッチ出力端子と対応して接続された増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍ及びＢ１〜Ｂｎとの間に、ＤＣカット用コンデンサ１１１を有する。
【００８２】
以下、このように構成された高周波電力増幅器Ａ’の動作について説明する。
【００８３】
高周波電力増幅器Ａ’が第二の周波数帯域のいずれかのバンドで動作する場合、第１のスイッチ１２１のスイッチ入力端子はオフとなる。すなわちスイッチ入力端子は全てのスイッチ出力端子に対して非接続の状態となる。また、第２のスイッチ１２２は、スイッチ入力端子と、動作するバンドに対応する整合調整回路ＭＢ１〜ＭＢｎに接続されたスイッチ出力端子とを接続する。
【００８４】
よって、高周波電力増幅器Ａ’が第二の周波数帯域のいずれかのバンドで動作する場合、高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から出力された高周波信号は、第２の二次高調波トラップ回路１０６により二次高調波が十分に抑圧された状態で伝送線路１０５および第２のスイッチ１２２を伝送する。そして、第２のスイッチ１２２によって接続された動作するバンドに対応する整合調整回路ＭＢ１〜ＭＢｎのいずれかを介して、対応する増幅器出力端子Ｂ１〜Ｂｎに出力される。
【００８５】
一方、高周波電力増幅器Ａ’が第一の周波数帯域のいずれかのバンドで動作する場合、第１のスイッチ１２１は、スイッチ入力端子と、動作するバンドに対応する整合調整回路ＭＢ１〜ＭＢｎに接続されたスイッチ出力端子と接続する。第２のスイッチ１２２はスイッチ入力端子を接地容量１０７が接続されたスイッチ出力端子と接続する。
【００８６】
よって、高周波電力増幅器Ａ’が第一の周波数帯域のいずれかのバンドで動作する場合、高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から出力された高周波信号は、第１の二次高調波トラップ回路１０８により二次高調波が十分に抑圧された状態で伝送線路１０４および第１のスイッチ１２１を伝送する。そして、第１のスイッチ１２１によって接続された動作するバンドに対応する整合調整回路ＭＡ１〜ＭＡｍのいずれかを介して、対応する増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍに出力される。つまり、動作するバンドに対応した増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍ及びＢ１〜Ｂｎ以外の増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍ及びＢ１〜Ｂｎと電気的に接続されたスイッチ出力端子は全て、スイッチ入力端子と非接続の状態となるので、動作するバンドに対応した増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍ及びＢ１〜Ｂｎのいずれか以外の増幅器出力端子Ａ１〜Ａｍ及びＢ１〜Ｂｎから出力される信号は十分に抑圧されている。
【００８７】
以上のように、本変形例に係る高周波電力増幅器Ａ’は、さらなるマルチバンド化、マルチモード化に対応できる。
【００８８】
（第２の実施形態）
第２の実施形態に係る高周波電力増幅器は、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器Ａと比較して、さらに、一端が第２高周波用伝送線路に電気的に接続され、他端が接地された容量を備える点が異なる。これにより、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器Ａよりも、さらに小型で高効率となる。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に述べる。
【００８９】
図４は、第２の実施形態における高周波電力増幅器の回路構成を模式的に示す図である。同図に示す高周波電力増幅器Ｂは、図１に示した高周波電力増幅器Ａと比較して、一端がＤＣカット用コンデンサ１１１ｂを介して伝送線路１０５に接続され、他端が接地された接地容量２０１を備える。また、第１の二次高調波トラップ回路１０８はこの接地容量２０１を含む。
【００９０】
これにより、高周波電力増幅器Ｂが第一の周波数帯域で動作する場合、第１の二次高調波トラップ回路１０８を構成するために必要な容量値は接地容量２０１と接地容量１０７との合成容量で実現される。そのため、本実施形態において、接地容量１０７の容量値は第１の実施形態よりも小さくできる。さらに、本実施形態における第１の二次高調波トラップ回路１０８は、合成容量の一部として機能する接地容量２０１が第２のスイッチ１１０を介さずに接地されるため、当該第１の二次高調波トラップ回路１０８のロスを第１の実施形態よりも低減することができる。
【００９１】
また、高周波電力増幅器Ｂが第二の周波数帯域で動作する場合、接地容量２０１が整合回路の一部となるため、Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路１１３およびＢａｎｄ−ＩＸの整合調整回路１１４の小型化が可能である。
【００９２】
以上のように、本実施形態においては、第１の実施形態よりもさらに小型で高効率な高周波電力増幅器Ｂを提供することができる。
【００９３】
次にシミュレーション結果を用いて本発明の効果を示す。図５Ａはシミュレーションに用いた具体的な回路構成を示す図であり、図５Ｂは当該回路構成におけるシミュレーション条件を示す図である。
【００９４】
図５Ａに示すように、高周波電力増幅素子１００は、ＧａＡｓを用いたヘテロバイポーラトランジスタを使用した３段増幅器であり、入力整合回路、各段間の段間整合回路及び出力整合回路を含む。前段、中段及び後段の各段のトランジスタはベースにベースバイアス回路、コレクタにバイアス電圧印加用のコレクタ電源が接続され、エミッタは接地されている。各段のトランジスタのコレクタとコレクタ電源との間には不要信号除去用のバイパス容量およびバイアスラインもしくはインダクタが接続されている。
【００９５】
具体的には、中段トランジスタのコレクタ電源とコレクタとの間には、インダクタンス値が５ｎＨと０．８ｎＨの２つのインダクタが直列接続され、この２つのインダクタの間には第３のスイッチを介して接地容量が接続され、インダクタと中段トランジスタのコレクタ電源との間にも接地容量が接続されている。
【００９６】
図５Ａ及び図５Ｂに示す高周波電力増幅素子１００は、第一の周波数帯域で動作する場合に第３のスイッチをオフ、第二の周波数帯域で動作する場合には第３のスイッチをオンとすることで、高周波電力増幅器Ｂの通過特性を切り替えている。具体的には、第一の周波数帯域で動作する場合には第３のスイッチがオフとなり、中段コレクタと接地容量の間のインダクタンス値が５．８ｎＨとなる。第二の周波数帯域で動作する場合には第３のスイッチがオンとなり、中段コレクタと接地容量の間のインダクタンス値が０．８ｎＨとなる。これにより、中段トランジスタのコレクタに接続されたインダクタと接地容量と中段トランジスタのコレクタ及び後段トランジスタのベースの間に接続された直列容量とが整合回路となり、後段のトランジスタに所望の動作周波数帯域の信号を伝達することができる。なお、今回のシミュレーション条件では上記の構成としたが、後段のトランジスタに所望の動作周波数帯域の信号を伝達することができる構成であればどのような構成でも良い。
【００９７】
第１のスイッチ１０９および第２のスイッチ１１０は、ＧａＡｓを用いた電界効果トランジスタを使用したスイッチであり、シミュレーションの際には等価回路としてオン経路には２．１Ωの直列抵抗、オフ経路には０．５ｐＦの直列容量を挿入した。
【００９８】
第２の二次高調波トラップ回路１０６は、Ｂａｎｄ−ＩＸ及びＢａｎｄ−Ｉの二次高調波を十分に抑圧するため、共振周波数が異なる２つの直列共振回路を接続する構成としている。この直列共振回路はそれぞれ、伝送線路と、一端が当該伝送線路に接続され他端が接地された接地容量とを含む。
【００９９】
以下、図５Ｂに示したシミュレーション条件で、高周波電力増幅器Ｂの挿入損失及び利得をバンドごとにシミュレーションした結果を示す。最初に挿入損失のシミュレーション結果を示す。
【０１００】
図６Ａは、本実施形態に係る高周波電力増幅器ＢがＢａｎｄ−Ｖで動作する場合の負荷整合回路の挿入損失（負の値が大きいほど損失が大きい）を示すグラフである。なお、以下において、挿入損失は絶対値で記載している。
【０１０１】
同図に示すシミュレーションの結果、Ｂａｎｄ−Ｖの使用周波数帯域である８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚにおける挿入損失は１．７５ｄＢ以下であり、Ｂａｎｄ−Ｖの二次高調波である１６４８ＭＨｚ〜１６９８ＭＨｚでは挿入損失が２０ｄＢ以上であった。よって、使用周波数帯域において小さい挿入損失であり、かつ十分に高調波を減衰させることが可能である。なお、Ｂａｎｄ−Ｖで動作する場合にも第２の二次高調波トラップ回路１０６が接続されているが、その共振周波数は３．５ＧＨｚ以上であり、使用周波数帯域における挿入損失は十分に小さい。
【０１０２】
図６Ｂは、本実施形態に係る高周波電力増幅器ＢがＢａｎｄ−Ｉで動作する場合の負荷整合回路の挿入損失を示すグラフである。なお、同図には、従来技術において二次高調波トラップ回路にスイッチが挿入された場合に相当する抵抗である２．１Ωの直列抵抗を、図５Ａに示す第２の二次高調波トラップ回路１０６と出力端子１１８との間に挿入した場合の挿入損失も示されている。
【０１０３】
同図に示すシミュレーションの結果、Ｂａｎｄ−Ｉの使用周波数帯域である１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚにおいて、高周波電力増幅器Ｂの挿入損失は０．８ｄＢ以下であり、従来技術に相当する直列抵抗がある場合の挿入損失は１．８ｄＢであった。よって、従来よりも挿入損失が１ｄＢ以上改善して（小さくなって）いる。また、Ｂａｎｄ−Ｉの二次高調波である３８４０ＭＨｚ〜３９６０ＭＨｚにおいて、高周波電力増幅器Ｂの挿入損失は３０ｄＢ以上となり、十分に高調波を減衰させることが可能である。なお二次高調波の周波数帯域において、挿入損失は、従来技術に相当する場合よりも約３ｄＢ改善して（大きくなって）いるので、より一層高調波を抑圧できる。
【０１０４】
図６Ｃは、本実施形態に係る高周波電力増幅器ＢがＢａｎｄ−ＩＸで動作する場合の負荷整合回路の挿入損失を示すグラフである。なお、同図も図６Ｂと同様に、従来技術において二次高調波トラップ回路にスイッチが挿入された場合に相当する抵抗である２．１Ωの直列抵抗を、図５Ａに示す第２の二次高調波トラップ回路１０６と出力端子１１８との間に挿入した場合の挿入損失も示されている。
【０１０５】
同図に示すシミュレーションの結果、Ｂａｎｄ−ＩＸの使用周波数帯域である１７４９．９ＭＨｚ〜１７８４．９ＭＨｚにおける挿入損失は０．８ｄＢ以下であり、従来技術に相当する直列抵抗がある場合の挿入損失は１．４ｄＢであった。よって、従来よりも挿入損失が０．６ｄＢ以上改善して（小さくなって）いる。また、Ｂａｎｄ−ＩＸの二次高調波である３４９９．８ＭＨｚ〜３５６９．８ＭＨｚにおいて、高周波電力増幅器Ｂの挿入損失は３０ｄＢ以上となり、十分に高調波を減衰させることが可能である。なお二次高調波の周波数帯域において、挿入損失は、従来技術に相当する場合よりも約３ｄＢ改善して（大きくなって）いるので、より一層高調波を抑圧できる。
【０１０６】
なお、高周波電力増幅器ＢがＢａｎｄ−ＩおよびＢａｎｄ−ＩＸで動作する場合には、高周波電力増幅素子１００と第１のスイッチ１０９との間に挿入された伝送線路がオープンスタブとなるが、その共振周波数は約３．３ＧＨｚであり、使用周波数帯域における挿入損失は十分に小さい。
【０１０７】
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器Ｂは、第２の二次高調波トラップ回路１０６にスイッチ素子が含まれないことにより、使用周波数帯域における挿入損失を抑圧できる。よって、使用周波数帯域において高効率となる。なお、このシミュレーションは第２の実施形態に係る高周波電力増幅器Ｂについて行ったものであるが、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器Ａでも第２の二次高調波トラップ回路を有するので、同様に、挿入損失を抑圧でき、高効率となる。
【０１０８】
次に、高周波電力増幅器Ｂの小信号利得のシミュレーション結果を示す。
【０１０９】
図７Ａは、高周波電力増幅器ＢがＢａｎｄ−Ｖで動作する場合の、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３それぞれから出力される電力の高周波電力増幅器Ｂの入力電力に対する利得を示すグラフである。高周波電力増幅器Ｂの入力電力とは、高周波電力増幅素子１００への入力電力である。同様に、図７ＢはＢａｎｄ−Ｉ動作時における利得を示すグラフであり、図７ＣはＢａｎｄ−ＩＸ動作時における利得を示すグラフである。
【０１１０】
図７Ａに示すＢａｎｄ−Ｖ動作時において、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２およびＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３それぞれに漏洩する電力はＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１に出力される電力よりも２０ｄＢ以上減衰しており、十分な増幅器出力端子間アイソレーションが確保されている。
【０１１１】
図７Ｂに示すＢａｎｄ−Ｉ動作時において、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１に漏洩する電力はＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２に出力される電力よりも２８ｄＢ以上減衰しており、十分な増幅器出力端子間アイソレーションが確保されている。また、Ｂａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３に漏洩する電力はＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２に出力される電力よりも１０ｄＢ以上減衰しており、十分な増幅器出力端子間アイソレーションが確保されている。
【０１１２】
図７Ｃに示すＢａｎｄ−ＩＸ動作時において、Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１に漏洩する電力はＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３に出力される電力よりも２８ｄＢ以上減衰しており、十分な増幅器出力端子間アイソレーションが確保されている。また、Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２に漏洩する電力はＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３に出力される電力よりも１０ｄＢ以上減衰しており、十分な増幅器出力端子間アイソレーションが確保されている。
【０１１３】
図８は、従来技術に相当する増幅器出力端子間アイソレーションの例として、第二の周波数帯域の経路に直列のスイッチ、すなわち第２のスイッチ１１０を含まない構成の場合について、Ｂａｎｄ−Ｖで動作した場合の小信号利得のシミュレーション結果を示すグラフである。なお、上記の条件は図５Ｂの構成においてＢａｎｄ−Ｖで動作した場合にオフ経路となる第２のスイッチ１１０のスイッチ入力端子とＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２との間の経路と、第２のスイッチ１１０のスイッチ入力端子とＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３との間の経路とに対する等価回路を、それぞれオフ容量の０．５ｐＦから０Ωの抵抗に変更することで実現した。
【０１１４】
図８のシミュレーション結果から、従来技術に相当する構成では第二の周波数帯域の出力経路の信号を遮断するスイッチが存在しないため、Ｂａｎｄ−Ｖ動作時にＢａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子１０２及びＢａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子１０３それぞれから出力される電力がＢａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子１０１から出力される電力と比較して４ｄＢ程度しか減衰されず、増幅器出力端子間のアイソレーションを十分に確保することができない。
【０１１５】
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器Ｂは、第二の周波数帯域の経路、すなわち第２伝送部に、高周波信号の伝送パスに対して直列に挿入された第２のスイッチ１１０を有することにより、増幅器出力端子間のアイソレーションを十分に確保できる。なお、このシミュレーションは第２の実施形態に係る高周波電力増幅器Ｂについて行ったものであるが、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器Ａでも第２のスイッチ１１０を有するので、同様に、増幅器出力端子間のアイソレーションを十分に確保できる。
【０１１６】
また、伝送線路１０４を伝送線路１０５よりも長くすることにより、高周波電力増幅素子１００の出力端子１１８から第１のスイッチの入力端子までのインダクタンス成分が、高周波電力増幅素子１００の出力端子から第２のスイッチ１１０のスイッチ入力端子までのインダクタンス成分より大きくなっている。これにより、第１の二次高調波トラップ回路１０８の一部と第二の周波数帯域の経路とを共用化することが可能になり、負荷整合回路を小型化できる。
【０１１７】
以上、本発明に係る高周波電力増幅器について、実施形態及び変形例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施形態および変形例に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施形態及び変形例に施したものや、異なる実施形態及び変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
【０１１８】
例えば、上記実施形態において、第一の周波数帯域をＵＭＴＳ  Ｂａｎｄ−Ｖ、第二の周波数帯域をＵＭＴＳ  Ｂａｎｄ−Ｉ及びＵＭＴＳ  Ｂａｎｄ−ＩＸとしたが、これに限らない。
【０１１９】
本発明が適用可能な代表的な例を以下に挙げる。第一の周波数帯域を８２４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚとし、第二の周波数帯域を１７１０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚとする場合は、第一の周波数帯域を使用する通信規格の例としてＧＳＭ８５０、Ｅ−ＧＳＭ９００、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−Ｖ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＶＩ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＶＩＩＩがあり、第二の周波数帯域を使用する通信規格の例としてＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−Ｉ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＩＩ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＩＩＩ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＩＶ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−ＩＸ、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−Ｘ、ＰＨＳ等がある。
【０１２０】
また、第一の周波数帯域を２．４ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚ帯とし第二の周波数帯域を５ＧＨｚ帯とした場合には第一の周波数帯域の周波数帯域を使用する通信規格の例としてＢｌｕｅｔｏｏｔｈ、２．４ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ、２００９年にサービスイン予定のモバイルＷｉ−ＭＡＸおよび次世代ＰＨＳなどがあり、第二の周波数帯域を使用する通信規格の例として５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮなどがある。上記の例以外にも第二の周波数帯域用の二次高調波トラップ回路が第一の周波数帯域の整合に影響を与えず、第一の周波数帯域用の伝送経路１５が第二の周波数帯域の整合に影響を与えない条件であれば本発明を適用することが可能である。各通信規格の使用周波数帯域を図９Ａ及び図９Ｂに示す。
【０１２１】
また、上述した全ての実施形態において、高周波電力増幅素子１００はＧａＡｓを用いたヘテロバイポーラトランジスタで構成されるが、バイポーラトランジスタ、シリコンゲルマニウムトランジスタ、電界効果トランジスタ、および絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など他のトランジスタで構成してもよい。さらに、各段に含まれるこれらのトランジスタは、１個で構成してもよいし、複数個により構成してもよい。さらに各段は多段構成であってもよい。これらのトランジスタを用いて高周波電力増幅器を構成する場合、代表的には、エミッタ接地またはソース接地が使用される。この場合、入力側はベース端子またはゲート端子であり、出力端子１１８はコレクタ端子またはドレイン端子であり、共通端子はエミッタ端子またはソース端子である。
【０１２２】
また、第１のスイッチ１０９および第２のスイッチ１１０はＧａＡｓを用いた電界効果トランジスタで構成されるが、ＧａＮやＣＭＯＳ等を用いた電界効果トランジスタ、ＰＩＮダイオードスイッチ、ＭＥＭＳスイッチ等を使用しても良い。
【０１２３】
また、第２の二次高調波トラップ回路１０６は、上記の示した構成でなくても、スイッチ素子または抵抗を含まない構成であればよい。
【０１２４】
以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１２５】
本発明は、移動体通信機器等に用いられるマルチバンドに対応した高周波電力増幅器に適応できる。
【符号の説明】
【０１２６】
１、１００  高周波電力増幅素子
４  出力端
５  第１の出力ポート
７、１１  ストリップライン
１２  スイッチング素子
１０  第２の出力ポート
１０１  Ｂａｎｄ−Ｖの増幅器出力端子
１０２  Ｂａｎｄ−Ｉの増幅器出力端子
１０３  Ｂａｎｄ−ＩＸの増幅器出力端子
１０４、１０５、１１５、１６１  伝送線路
１０６  第２の二次高調波トラップ回路
１０７、１１６、１６２、２０１  接地容量
１０８  第１の二次高調波トラップ回路
１０９、１２１  第１のスイッチ
１１０、１２２  第２のスイッチ
１１１、１１１ａ、１１１ｂ、１１１ｃ、１１１ｄ、１１１ｅ  ＤＣカット用コンデンサ
１１２  Ｂａｎｄ−Ｖの整合調整回路
１１３  Ｂａｎｄ−Ｉの整合調整回路
１１４  Ｂａｎｄ−ＩＸの整合調整回路
１１８  出力端子
Ａ、Ａ’、Ｂ  高周波電力増幅器
Ａ１〜Ａｍ、Ｂ１〜Ｂｎ  増幅器出力端子
ＭＡ１〜ＭＡｍ、ＭＢ１〜ＭＢｎ  整合調整回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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