(57)【要約】【課題】マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的な受信性能が従来より良好なＯＦＤＭ復調装置を実現する。【解決手段】ＯＦＤＭ復調装置１は、ダイバシティ合成を行って高速フーリエ変換する第１のＦＦＴ処理、およびダイバシティ合成を行わずに高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行可能なＦＦＴ窓生成部１０３ｂ、演算処理部１０５と、第１のＦＦＴ処理および第２のＦＦＴ処理をそれぞれ実行させるＦＦＴ窓制御部１０４ｂと、伝送シンボルに対する第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出するＭＥＲ検出部１０２と、を備えている。ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、各ＭＥＲ値の算出後には、ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理をＦＦＴ窓生成部１０３ｂ、演算処理部１０５が実行するよう制御する。【選択図】図１
2011146872.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有効シンボルと、該有効シンボルの一部分を複写してなるガードインターバルと、を含む伝送シンボルで構成され、受信部が受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記受信部において受信した上記伝送シンボルに含まれる有効シンボル長より長い期間のデータのうち上記有効シンボル長のデータの前または後ろのデータを用いて上記有効シンボル長のデータの末尾または先頭のデータを平均化するとともに、平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する第１のＦＦＴ処理、および上記有効シンボル長のデータを上記平均化を行わずに抽出して高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行可能なＦＦＴ手段と、
上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段にそれぞれ実行させるＦＦＴ制御手段と、
上記伝送シンボルに対する上記第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値（変調誤差比）と、上記伝送シンボルに対する上記第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出するＭＥＲ値算出手段と、を備え、
上記ＦＦＴ制御手段は、上記ＭＥＲ値算出手段の各ＭＥＲ値の算出後には、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち該ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段が実行するよう制御することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
上記受信部において受信した上記ＯＦＤＭ信号が規定の複数の受信状態のうちいずれの受信状態で受信されたかを繰り返し特定する受信状態特定手段をさらに備え、
上記受信状態特定手段が特定した受信状態が前回特定した受信状態と異なる場合に、上記ＦＦＴ制御手段は、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段に実行させ、上記ＭＥＲ値算出手段は、該第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、該第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出し、上記ＦＦＴ制御手段は、上記ＭＥＲ値算出手段が該ＭＥＲ値を各々算出した後には、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち該ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段が実行するよう制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
上記ＦＦＴ制御手段は、複数の伝送シンボルについて上記第１のＦＦＴ処理を施すとともに上記複数の伝送シンボルと同数の伝送シンボルについて上記第２のＦＦＴ処理を実行するよう上記ＦＦＴ手段を制御し、
上記ＭＥＲ値算出手段は、上記第１のＦＦＴ処理により得た複数のデータについて算出した各ＭＥＲ値を上記第２のＦＦＴ処理により得た複数のデータについて算出した各ＭＥＲ値と比較し、
上記ＦＦＴ制御手段は、上記ＭＥＲ値算出手段の全ＭＥＲ値の算出後には、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち上記比較の結果ＭＥＲ値が大きいデータの数が上記複数のデータの数の過半数を占めるほうのＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段が実行するよう制御することを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
上記ＦＦＴ制御手段は、上記ＦＦＴ手段が上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理を上記伝送シンボル毎に交互に実行するように制御し、
上記ＭＥＲ値算出手段は、上記第１のＦＦＴ処理により得た複数のデータの各々について、該データについて算出したＭＥＲ値と、該データを得るために実行した上記第１のＦＦＴ処理の直前または直後の第２のＦＦＴ処理により得たデータについて算出したＭＥＲ値と、を比較することを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
有効シンボルと、該有効シンボルの一部分を複写してなるガードインターバルと、を含む伝送シンボルで構成され、受信部が受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記受信部において受信した上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたか否かを判定する判定手段と、
上記判定手段が否と判定した場合には、上記伝送シンボルに含まれる有効シンボル長より長いデータのうち上記有効シンボル長のデータの前または後ろのデータを用いて上記有効シンボル長のデータの末尾または先頭のデータを平均化するとともに、平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する第１のＦＦＴ処理を実行し、上記判定手段がマルチパスの状態で上記ＯＦＤＭ信号が受信されたと判定した場合には、上記有効シンボル長のデータを上記平均化を行わずに抽出して高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ手段と、を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたと上記判定手段が判定した場合には、上記ＦＦＴ手段は、上記有効シンボル長より長いデータの中から、上記ＯＦＤＭ信号の平均電力が最も大きくなるような期間のデータを上記有効シンボル長のデータとして選択することにより、上記第１のＦＦＴ処理を実行することを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたと上記判定手段が判定した場合に、マルチパス波を形成する先行波の信号強度が遅延波の信号強度よりも強いか否かを判定する信号強度判定手段をさらに備え、
上記ＦＦＴ手段は、上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたと上記判定手段が判定した場合であっても、上記信号強度判定手段が強いと判定した場合には、上記有効シンボル長のデータについて上記平均化の処理を施すとともに平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換することを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項８】
上記ＦＦＴ手段は、上記伝送シンボルのうち先頭の上記有効シンボル長のデータを記憶部に記録した後、上記記憶部に記録したデータのうちの上記ガードインターバルに対して、上記ガードインターバルの複写元となる上記有効シンボルの一部分を用いて上記平均化の処理を施すことにより、上記第１のＦＦＴ処理を実行することを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項９】
有効シンボルと、該有効シンボルの一部分を複写してなるガードインターバルと、を含む伝送シンボルで構成され、受信部が受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を復調するために高速フーリエ変換するＦＦＴ手段を備えたＯＦＤＭ復調装置の復調方法において、
上記ＦＦＴ手段が、上記受信部において受信した上記伝送シンボルに含まれる有効シンボル長より長いデータのうち上記有効シンボル長のデータの前または後ろのデータを用いて上記有効シンボル長のデータの末尾または先頭のデータを平均化するとともに、平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する第１のＦＦＴ処理、および上記有効シンボル長のデータを上記平均化を行わずに抽出して高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ工程と、
上記ＦＦＴ手段に上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のいずれを実行させるかを制御するＦＦＴ制御工程と、
上記伝送シンボルに対する上記第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、上記伝送シンボルに対する上記第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出するＭＥＲ値算出工程と、を含み、
上記ＭＥＲ値算出工程における各ＭＥＲ値の算出後の上記ＦＦＴ制御工程では、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち該ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理を実行するよう上記ＦＦＴ手段を制御することを特徴とする復調方法。
【請求項１０】
請求項１から８のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置を動作させるための復調プログラムであって、前記各手段としてコンピュータを機能させるための復調プログラム。
【請求項１１】
請求項１０に記載の復調プログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）により変調されたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置、復調方法、ＯＦＤＭ復調プログラムに関する。また、そのようなＯＦＤＭ復調プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、地上波を用いる地上デジタル音声放送（デジタルラジオ）や地上デジタルテレビジョン放送（デジタルテレビ）では、音声および映像のデジタル信号を効率よく伝送できる、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）と呼ばれる変調方式が用いられている。
【０００３】
この「ＯＦＤＭ」では、デジタル放送を送信する送信側（デジタル放送の放送局）が、ＱＰＳＫ方式、１６ＱＡＭ方式、または６４ＱＡＭ方式による変調方式を用いて、送信するデジタル放送の放送波のデジタル信号列を数ビットにまとめて複素信号にマッピングする。そして、送信側は、このマッピングされたＮ個の複素信号に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を行い、ベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。
【０００４】
ところで、現在、日本では地上デジタルテレビ放送の伝送方式として、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial Television Broadcasting）を採用している。このＩＳＤＢ−Ｔは、地上デジタルテレビジョン放送に関する伝送方式の標準規格である、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ‐Ｂ３１により規定されている。
【０００５】
ＯＦＭＤ変調によって得られるＯＦＤＭ信号について、図１４（ａ）を参照しながら、もう少し詳しく説明する。
【０００６】
ＯＦＤＭ信号は、逐次伝送される複数（１００個程度）の伝送シンボルからなる伝送フレームを単位として伝送される。非特許文献１では、１伝送フレームあたりの伝送シンボル数を２０４個と定義している。情報伝送用の伝送シンボルの他に、フレーム同期用やサービス識別用の伝送シンボルなども、伝送フレーム内に含めることができる。
【０００７】
図１４（ａ）は、各伝送フレームを構成する伝送シンボルの構造を示す図である。伝送シンボル５００は、通常、逆高速フーリエ変換の処理窓に相当する有効シンボル５１０に、有効シンボル５１０の終端部５１１の信号波形を複写したガードインターバル（ＧＩ）５２０を付加することによって構成される。したがって、伝送シンボル期間長Ｔsは、有効シンボル期間長Ｔuと、ガードインターバル期間長Ｔgとの和（Ｔu＋Ｔｇ）になる。
【０００８】
非特許文献１では、有効シンボル期間長Ｔuを、「モード」と呼ばれるパラメータに応じて、表１のように定義している。
【０００９】
【表１】
2011146872.tif 000003
【００１０】
また、非特許文献１では、有効シンボル期間長Ｔuに対するガードインターバル期間Ｔｇの比（ＧＩ比ｇ）が１／４、１／８、１／１６、１／３２の何れかになるよう、ガードインターバル期間Ｔｇを、モードに応じて表２のように定義している。
【００１１】
【表２】
2011146872.tif 000004
【００１２】
また、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ‐Ｂ３１で規定されるＯＦＤＭ放送波に含まれる各伝送シンボルは、複数のセグメントに分割されている。そして、各セグメントには、データキャリア、ＳＰ（Scattered Pilot）キャリア、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）キャリア、ＡＣ（Auxiliary Channel）１キャリア、および、ＡＣ２キャリアが含まれている。
【００１３】
ＳＰキャリアは、ＯＦＤＭ信号に対する波形等化の基準として用いられるパイロット信号を伝送するためのキャリアであり、各伝送フレームに周期的に挿入される。このＳＰキャリアが配置される周期は予め定められており、具体的に、当該ＳＰキャリアは、ＯＦＤＭ信号のセグメント構成におけるキャリア方向について１２キャリアに１つ、シンボル方向について４シンボルに１つの周期で挿入される。
【００１４】
ＴＭＣＣキャリアは、同期ワードおよび伝送パラメータを含む、ＴＭＣＣ信号を伝送するためのキャリアである。
【００１５】
ＡＣ１キャリアまたはＡＣ２キャリアは、付加情報を伝送するための、ＡＣ１信号またはＡＣ２信号を伝送するためのキャリアである。ＴＭＣＣキャリア、ＡＣ１キャリア、およびＡＣ２キャリアは、ＳＰキャリアと異なり、キャリア方向では各伝送フレームに非周期的に挿入される。
【００１６】
以上のようなＯＦＤＭ信号を復号する復号装置が特許文献１に開示されている。特許文献１の復号装置は、変調された有効シンボル長以上の時間長のＯＦＤＭ信号に対し、拡張されたＦＦＴ窓を用いて、ＦＦＴ処理によりＯＦＤＭ信号を復調するものである。この拡張されたＦＦＴ窓は、伝送シンボル中の有効シンボル長のデータの前又は後ろの部分を、有効シンボル長のデータに合成して生成するものである。
【００１７】
特許文献１の復号装置について、図１４（ｂ）を参照してより具体的に説明する。
【００１８】
図１４（ｂ）は、ＦＦＴ窓（FFTwin1）を用いて、伝送シンボル中の有効シンボル長のデータの前の部分を、有効シンボル長のデータの末尾に合成することを示した図である。
【００１９】
図１４（ｂ）に示すように、特許文献１の復号装置は、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）期間の先頭から有効シンボル期間長にわたる期間５３１と、有効シンボル先頭から有効シンボル期間長にわたる期間５３２を考える。期間５３０は、期間５３１と期間５３２の共通部分である。ＧＩ期間に相当する期間５２０とＧＩの複写元期間に相当する期間５１１とは、ＯＦＤＭ波としては、同一内容である。しかし、実際に大気中等の通信路を経由した際に付加された雑音の影響は、期間５１１と期間５２０とで異なる。
【００２０】
特許文献１の復号装置は、雑音の影響が異なる期間５１１のデータと期間５２０のデータとをダイバシティ合成することにより、すなわち、ダイバシティ効果を利用することにより、雑音を低減することを特徴としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２１】
【特許文献１】特開２００８−１０９１７３号公報（平成２０年５月８日公開）
【非特許文献】
【００２２】
【非特許文献１】社団法人電波産業界、「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式  ＡＲＩＢ  ＳＴＤ‐Ｂ３１  １．７版」、２００１年５月３１日初版策定、２００７年９月２６日１．７版改定 http://www.arib.or.jp/english/html/overview/doc/2-STD-B31v1_7.pdf
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
しかしながら、上記特許文献１の構成では、マルチパス波を受信する場合には、受信性能・受信率が悪化するという課題がある。
【００２４】
このことについて、図１８を参照してより具体的に説明する。図１８は、Ｄ波（直接波）と時間τだけ遅延したＵ波（反射波）によるマルチパス波を受信した場合における、特許文献１の復調装置のダイバシティ合成を示した図である。なお、図１８において、期間５２０の先頭から期間５１１の末尾までは、Ｄ波における１つの伝送シンボルのシンボル期間を示している。
【００２５】
図１８に示すように、期間５３１の中のＵ波成分には、１つ前の伝送シンボルのシンボル成分５３３が挿入されてしまう。したがって、期間５３１中の期間５２０のデータと、期間５３２中の期間５１１のデータとを合成すると、シンボル間干渉が発生するので、受信性能が悪化してしまう。このことは、以下のような数値シミュレーションによっても示されている。
【００２６】
すなわち、ＦＦＴ窓生成時にデータを抽出するだけでダイバシティ合成を行わないＦＦＴ窓生成処理１の場合と、期間５１１のデータと期間５２０のデータとをダイバシティ合成する（すなわち、ダイバシティ効果を利用する）ＦＦＴ窓生成処理２の場合と、での復調装置の受信性能の違いをコンピュータによる数値シミュレーションにより検討した。変調方式が「ＱＰＳＫ」、モードが「モード３」、ガードインターバル長が有効シンボル長さの１／４、マルチパス状態におけるＤＵ比（Ｄ波とＵ波との信号強度の比）が１ｄＢであると仮定し、Ｄ波に対するＵ波の遅延時間τを変えながら、波形等化部６４の出力信号における信号成分と雑音成分の電力比であるＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を測定した。図１９は、その結果を示す図である。
【００２７】
図１９に示すように、τ＝０の場合（マルチパス状態でない場合）は、ダイバシティ合成を行うＦＦＴ窓生成処理２のＳＮＲの方が良い。しかし、τ≠０の場合（マルチパス状態の場合）は、ＦＦＴ窓生成処理１のＳＮＲの方が良い。そして、ＳＮＲが良い方が、受信性能が良く受信率が高いことは明らかである。
【００２８】
以上、特許文献１の構成ではマルチパス波を受信した場合に期間５１１のデータと期間５２２のデータとをダイバシティ合成すると復調装置の受信性能・受信率が悪化するという課題を示した。本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的なＯＦＤＭ復号装置の受信性能を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分を複写してなるガードインターバルと、を含む伝送シンボルで構成され、受信部が受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、上記受信部において受信した上記伝送シンボルに含まれる有効シンボル長より長い期間のデータのうち上記有効シンボル長のデータの前または後ろのデータを用いて上記有効シンボル長のデータの末尾または先頭のデータを平均化するとともに、平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する第１のＦＦＴ処理、および上記有効シンボル長のデータを上記平均化を行わずに抽出して高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行可能なＦＦＴ手段と、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段にそれぞれ実行させるＦＦＴ制御手段と、上記伝送シンボルに対する上記第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、上記伝送シンボルに対する上記第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出するＭＥＲ値算出手段と、を備え、上記ＦＦＴ制御手段は、上記ＭＥＲ値算出手段の各ＭＥＲ値の算出後には、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち該ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段が実行するよう制御することを特徴としている。
【００３０】
上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置は、第１のＦＦＴ処理を施して得られるデータのＭＥＲ値と、第２のＦＦＴ処理を施して得られるデータのＭＥＲ値とを比較し、その後は、ＭＥＲ値の大きいほうのＦＦＴ処理を施すようになる。すなわち、ＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ信号がマルチパス状態で受信されたか否かに関わらず、ＯＦＤＭ信号に対し常に受信性能が改善するほうのＦＦＴ処理を施すようになる。
【００３１】
従って、ＯＦＤＭ復号装置は、マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的な受信性能が向上する。
【００３２】
本発明に係る復調方法は、上記課題を解決するために、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分を複写してなるガードインターバルと、を含む伝送シンボルで構成され、受信部が受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を復調するために高速フーリエ変換するＦＦＴ手段を備えたＯＦＤＭ復調装置の復調方法において、上記ＦＦＴ手段が、上記受信部において受信した上記伝送シンボルに含まれる有効シンボル長より長いデータのうち上記有効シンボル長のデータの前または後ろのデータを用いて上記有効シンボル長のデータの末尾または先頭のデータを平均化するとともに、平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する第１のＦＦＴ処理、および上記有効シンボル長のデータを上記平均化を行わずに抽出して高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ工程と、上記ＦＦＴ手段に上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のいずれを実行させるかを制御するＦＦＴ制御工程と、上記伝送シンボルに対する上記第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、上記伝送シンボルに対する上記第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出するＭＥＲ値算出工程と、を含み、上記ＭＥＲ値算出工程における各ＭＥＲ値の算出後の上記ＦＦＴ制御工程では、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち該ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理を実行するよう上記ＦＦＴ手段を制御することを特徴としている。
【００３３】
上記の構成によれば、本発明に係る復調方法は、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置と同様の作用効果を奏する。
【００３４】
上記ＯＦＤＭ復調装置は、上記受信部において受信した上記ＯＦＤＭ信号が規定の複数の受信状態のうちいずれの受信状態で受信されたかを繰り返し特定する受信状態特定手段をさらに備え、上記受信状態特定手段が特定した受信状態が前回特定した受信状態と異なる場合に、上記ＦＦＴ制御手段は、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段に実行させ、上記ＭＥＲ値算出手段は、該第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、該第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出し、上記ＦＦＴ制御手段は、上記ＭＥＲ値算出手段が該ＭＥＲ値を各々算出した後には、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち該ＭＥＲ値が大きいほうのＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段が実行するよう制御することが望ましい。
【００３５】
上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置は、受信状態が変わるたびに、上記第１のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、上記伝送シンボルに対する上記第２のＦＦＴ処理により得たデータのＭＥＲ値と、を算出し、両者を比較する。例えば、ＯＦＤＭ復調装置は、受信状態がレイリー波状態からマルチパス状態に変わったときに各ＭＥＲ値の算出およびＭＥＲ値の比較を行う。
【００３６】
したがって、ＯＦＤＭ復調装置は、受信状態が時間とともに変化するような環境であっても、受信性能を最適に維持することができるというさらなる効果を奏する。
【００３７】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、上記ＦＦＴ制御手段が、複数の伝送シンボルについて上記第１のＦＦＴ処理を施すとともに上記複数の伝送シンボルと同数の伝送シンボルについて上記第２のＦＦＴ処理を実行するよう上記ＦＦＴ手段を制御し、上記ＭＥＲ値算出手段が、上記第１のＦＦＴ処理により得た複数のデータについて算出した各ＭＥＲ値を上記第２のＦＦＴ処理により得た複数のデータについて算出した各ＭＥＲ値と比較し、上記ＦＦＴ制御手段が、上記ＭＥＲ値算出手段の全ＭＥＲ値の算出後には、上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理のうち上記比較の結果ＭＥＲ値が大きいデータの数が上記複数のデータの数の過半数を占めるほうのＦＦＴ処理を上記ＦＦＴ手段が実行するよう制御することが望ましい。
【００３８】
さらに、上記ＯＦＤＭ復調装置では、上記ＦＦＴ制御手段が、上記ＦＦＴ手段が上記第１のＦＦＴ処理および上記第２のＦＦＴ処理を上記伝送シンボル毎に交互に実行するように制御し、上記ＭＥＲ値算出手段が、上記第１のＦＦＴ処理により得た複数のデータの各々について、該データについて算出したＭＥＲ値と、該データを得るために実行した上記第１のＦＦＴ処理の直前または直後の第２のＦＦＴ処理により得たデータについて算出したＭＥＲ値と、を比較することが望ましい。
【００３９】
上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置では、同じような受信状態で受信した２つのシンボルのＭＥＲ値を比較できる可能性が、ＭＥＲ値を比較する２つの伝送シンボルを受信した複数のシンボルの中から任意に選択する場合よりも高くなる。したがって、受信状態が短い時間の間に急に変化するような環境であっても、受信性能を最適に維持することができるというさらなる効果を奏する。
【００４０】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分を複写してなるガードインターバルと、を含む伝送シンボルで構成され、受信部が受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、上記受信部において受信した上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたか否かを判定する判定手段と、上記判定手段が否と判定した場合には、上記伝送シンボルに含まれる有効シンボル長より長いデータのうち上記有効シンボル長のデータの前または後ろのデータを用いて上記有効シンボル長のデータの末尾または先頭のデータを平均化するとともに、平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する第１のＦＦＴ処理を実行し、上記判定手段がマルチパスの状態で上記ＯＦＤＭ信号が受信されたと判定した場合には、上記有効シンボル長のデータを上記平均化を行わずに抽出して高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ手段と、を備えていることを特徴としている。
【００４１】
上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シングルパスの状態でＯＦＤＭ信号を受信した場合に第１のＦＦＴ処理を実行し、マルチパスの状態でＯＦＤＭ信号を受信した場合に第２のＦＦＴ処理を実行する。また、一般に、マルチパスの状態でＯＦＤＭ信号を受信した場合には第１のＦＦＴ処理を実行するほうが第２のＦＦＴ処理を実行するよりもＳＮＲが向上し、シングルパスの状態でＯＦＤＭ信号を受信した場合には第２のＦＦＴ処理を実行するほうが第１のＦＦＴ処理を実行するよりもＳＮＲが向上する。
【００４２】
従って、ＯＦＤＭ復調装置は、常に第１のＦＦＴ処理を実行したり第２のＦＦＴ処理を実行したりするよりも、マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的な受信性能が向上する。
【００４３】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたと上記判定手段が判定した場合には、上記ＦＦＴ手段は、上記有効シンボル長より長いデータの中から、上記ＯＦＤＭ信号の平均電力が最も大きくなるような期間のデータを上記有効シンボル長のデータとして選択することにより、上記第１のＦＦＴ処理を実行することが望ましい。
【００４４】
また、上記ＯＦＤＭ復調装置では、上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたと上記判定手段が判定した場合に、マルチパス波を形成する先行波の信号強度が遅延波の信号強度よりも強いか否かを判定する信号強度判定手段をさらに備え、上記ＦＦＴ手段は、上記ＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたと上記判定手段が判定した場合であっても、上記信号強度判定手段が強いと判定した場合には、上記有効シンボル長のデータについて上記平均化の処理を施すとともに平均化後の該有効シンボル長のデータを高速フーリエ変換することを特徴とすることが望ましい。
【００４５】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、上記ＦＦＴ手段が、上記伝送シンボルのうち先頭の上記有効シンボル長のデータを記憶部に記録した後、上記記憶部に記録したデータのうちの上記ガードインターバルに対して、上記ガードインターバルの複写元となる上記有効シンボルの一部分を用いて上記平均化の処理を施すことにより、上記第１のＦＦＴ処理を実行することが望ましい。
【００４６】
上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置は、伝送シンボルを記録する記憶部の記憶容量を有効シンボル長のデータを記録するのに必要十分な記憶容量とすることができる。これにより、ＯＦＤＭ復調装置の回路面積が小さくなり、ＬＳＩの小型化、低消費電力化が可能となる。
【００４７】
また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置を動作させるためのプログラムであって、コンピュータを上記の各手段として機能させることを特徴とするプログラムおよびそれらのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も本発明の範疇に含まれる。
【発明の効果】
【００４８】
以上説明したように、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的な受信性能が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。
【図２】各実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のチューナ部の詳細を示すブロック図である。
【図３】各実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のＦＥＣ（前方誤り訂正：Forward Error Correction）部の詳細を示すブロック図である。
【図４】実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置のＢＢ（ベースバンド信号処理）部の詳細を示すブロック図である。
【図５】各実施形態を示すものであり、（ａ）は、ＦＦＴ部が備える演算処理部によるバタフライ演算処理の流れを模式的に示した図であり、（ｂ）は演算処理部が備えるバタフライ処理部の回路構成を示す図である。
【図６】実施形態１〜３を示すものであり、（ａ）は、ＦＦＴ部が備える演算処理部の構成を示す図であり、（ｂ）は、２つのＲＡＭに記録されるデータの内容を時間軸上で示した図である。
【図７】実施形態４を示すものであり、演算処理部がシンボルデータを記憶部に記録する記録動作を模式的に示したものである。
【図８】実施形態４を示すものであり、シンボル中のデータをＲＡＭに記録する記録動作を模式的に示したものであり、（ａ）および（ｂ）は、シンボルデータに含まれるシンボル期間中の各時点の信号値と、信号値が記録される第１記憶部１３８ａ中の領域との関係を示した図である。
【図９】マルチパス波を受信する場合において、ダイバシティ合成を行わない場合とダイバシティ合成を行う場合とでのＳＮ比を比較したグラフを示す図である。
【図１０】シングルパス波を受信する場合において、ダイバシティ合成を行わない場合とダイバシティ合成を行う場合とでのＳＮ比を比較したグラフを示す図である。
【図１１】シングルパス波を受信する場合において、ダイバシティ合成を行わない場合とダイバシティ合成を行う場合とでのＳＮ比を比較したグラフを示す別の図である。
【図１２】実施形態３を示すものであり、ＭＥＲ検出部の計算処理方法を模式的に示す図である。
【図１３】実施形態３を示すものであり、ＦＦＴ窓生成部のＦＦＴ窓生成方法を模式的に示す図である。
【図１４】（ａ）は送信側においてＯＦＤＭシンボルを生成する処理を模式的に示す図であり、（ｂ）は各実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置が受信したＯＦＤＭシンボルを復調する際のＦＦＴ窓の生成処理を模式的に示す図である。
【図１５】実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置のＢＢ部の詳細を示すブロック図である。
【図１６】実施形態３に係るＯＦＤＭ復調装置のＢＢ部の詳細を示すブロック図である。
【図１７】実施形態４に係るＯＦＤＭ復調装置のＢＢ部の詳細を示すブロック図である。
【図１８】直接波（Ｄ波）および反射波（Ｕ波）からなるマルチパス波を受信した場合に、シンボル間干渉が発生することを示す図である。
【図１９】図１８のようなマルチパス波を受信する場合において、ダイバシティ合成を行わない場合とダイバシティ合成を行う場合とでのＳＮ比を比較したグラフを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置について図１〜図１４、図１８、図１９を参照しつつ以下に説明する。
【００５１】
以下、本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成および動作について説明するが、ＯＦＤＭ復調装置の動作は、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）で規定された直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）によって変調されたデジタル放送波を受信する場合の動作であることを予め述べておく。
【００５２】
＜ＯＦＤＭ復調装置の構成＞
本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１の構成について、図１を参照しつつ以下に説明する。
【００５３】
図１に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１は、デジタル放送波を受信するアンテナ２、チューナ部３、および復調部４を備えている。
【００５４】
以下、チューナ部３および復調部４の構成について説明するが、最初に図２を参照してチューナ部３の構成について説明する。図２はＯＦＤＭ復調装置１が備えるチューナ部３の要部構成を示すブロック図である。
【００５５】
（チューナ部３）
チューナ部３は、アンテナ２で受信したデジタル放送波のＲＦ（高周波）信号から特定のチャンネルの周波数成分を抽出することにより当該チャンネルの選局処理を行うものである。図２に示すようにチューナ部３は、フィルタ３１、可変利得増幅部３２、周波数変換部３３、フィルタ３４、および可変利得増幅部３５を備えた構成である。
【００５６】
フィルタ３１は、所望の周波数成分を抽出する、すなわち、所望のデジタル放送の放送波以外のＲＦ信号を取り除くために設けられたバンドパスフィルタである。フィルタ３１は、この抽出した周波数成分を有するＲＦ信号を、可変利得増幅部３２に供給する。
【００５７】
可変利得増幅部３２は、後述する自動利得制御部（以下、「ＡＧＣ」と称する）６６から供給された利得調整信号に基づいて、フィルタ３１からのＲＦ信号を、増幅または減衰させるために設けられた低雑音増幅器（ローノイズアンプ）である。可変利得増幅部３２は、フィルタ３１からのＲＦ信号を増幅または減衰させるとともに周波数変換部３３に供給する。
【００５８】
周波数変換部３３は、可変利得増幅部３２からのＲＦ信号に対して、周波数変換を実施するものである。周波数変換部３３は、周波数変換によりＲＦ信号をＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波）信号に変換する。そして、周波数変換部３３は、変換後のＩＦ信号をフィルタ３４に供給する。
【００５９】
フィルタ３４は、周波数変換部３３から供給されたＩＦ信号のうち一定の周波数成分を抽出するために設けられたローパスフィルタである。フィルタ３４により、再び不要なチャンネルの信号が取り除かれる。すなわち、フィルタ３４は、ユーザーが選択するチャンネルに応じた特定のチャンネルの周波数成分を抽出するためのフィルタであるといえる。フィルタ３４は、抽出した周波数成分を有するＩＦ信号を、可変利得増幅部３５に供給する。
【００６０】
可変利得増幅部３５は、後述するＡＧＣ６６から供給された利得調整信号に基づいて、フィルタ３４からのＩＦ信号を、後段の復調部４に入力可能な電圧まで増幅させるものである。可変利得増幅部３５は、増幅したＩＦ信号を後段の復調部４に送信する。
【００６１】
なお、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１のチューナ部３は、フィルタ３１および３４を備えた構成であるが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、チューナ部３は、フィルタ３１を省いてフィルタ３４だけを備えた構成であってもよい。
【００６２】
（復調部４）
次に、復調部４の構成について説明する。
【００６３】
復調部４は、チューナ部３から受信したＩＦ信号を復調するものである。すなわち、復調部４は、チューナ部３が抽出した周波数成分を有する受信信号に対して復調処理を行うものである。
【００６４】
復調部４は、図１に示すように、アナログデジタル変換部（以下、「ＡＤＣ部」と称する）５、ベースバンド信号処理部（以下、「ＢＢ部」と称する）６、および誤り訂正処理部（以下、「ＦＥＣ部」と称する）７、を備えている。
【００６５】
以下、復調部４が備えるＡＤＣ部５、ＢＢ部６、およびＦＥＣ部７について、それぞれ詳細に説明する。
【００６６】
（ＡＤＣ部５）
ＡＤＣ部５は、チューナ部３の可変利得増幅部３５から入力されたＩＦ信号をサンプリングすることにより、ＩＦ信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するものである。
【００６７】
（ＢＢ部６）
ＢＢ部６は、ＡＤＣ部５から供給されたデジタル信号のＩＦ信号を、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換して、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して復調処理を実施する。そして、ＢＢ部６は、復調処理によって得られたデータ信号群およびＴＭＣＣ情報を、ＦＥＣ部７に供給する。すなわち、ＢＢ部６は、デジタル放送の受信信号を、ベースバンド信号に変換して復調処理を行うものであるといえる。
【００６８】
図１に示すように、ＢＢ部６は、直交検波部６１、狭帯域キャリア周波数誤差補正部（図１では狭帯域誤差補正部と省略して表記）６２、高速フーリエ変換部（以下、「ＦＦＴ部」と称する）６３、波形等化部６４、シンボル同期部６５、ＡＧＣ６６、広帯域キャリア周波数誤差検出部（図１では広帯域誤差検出部と省略して表記）６７、ＴＭＣＣ復号部６８、伝搬路モニタ１０１、およびＭＥＲ検出部１０２を備えている。
【００６９】
直交検波部６１は、ＡＤＣ部５から供給されたＩＦ信号に対して、予め設定されたキャリア周波数のキャリア信号を用いて直交検波を行う。これにより、直交検波部６１は、実軸成分（いわゆる、Ｉチャネル信号）および虚軸成分（いわゆる、Ｑチャネル信号）からなる複素信号であるベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。そして、直交検波部６１は、生成したベースバンドＯＦＤＭ信号を狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２に供給する。
【００７０】
狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、直交検波部６１から供給されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、狭帯域キャリア周波数誤差を検出することによって、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を補正するものである。狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、例えば、ベースバンドＯＦＤＭ信号と、不図示の数値制御発振器から供給されるキャリア周波数誤差補正信号とを複素乗算することによって、このベースバンドＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正する。
【００７１】
なお、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２によるベースバンドＯＦＤＭ信号のキャリア周波数の補正方法はこれに限定されるものではない。例えば、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、ＣＯＲＤＩＣ（Coordinate Rotation Digital Computer）回路に代表される、位相回転回路を用いて補正を行う構成であってもよい。このように構成される場合、位相回転回路には、狭帯域キャリア周波数誤差から各サンプリング点の位相補正量が計算されて入力される。そして、ベースバンドＯＦＤＭ信号の位相を位相補正量だけ回転することで、狭帯域キャリア周波数誤差を補正する。狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、キャリア周波数を補正したベースバンドＯＦＤＭ信号を、ＦＦＴ部６３、シンボル同期部６５、および、ＡＧＣ６６に供給する。
【００７２】
ＦＦＴ部６３は、シンボル同期部６５によって特定された各有効シンボルの先頭タイミングを参照することによって、ベースバンドＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間分の信号を抽出する。そして、ＦＦＴ６３は、抽出したベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換を行う。すなわち、ＦＦＴ６３は、ＦＦＴ処理を行うことにより、送信側においてＯＦＤＭ変調により周波数多重された信号から各キャリア情報を抽出する。
【００７３】
ＦＦＴ部６３は、例えば、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるガードインターバル期間内の任意の点を、高速フーリエ変換を行う対象として抽出するベースバンドＯＦＤＭ信号の開始点としてもよい。ＦＦＴ部６３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換を行うことによって、このベースバンドＯＦＤＭ信号から、データ信号、ＳＰ信号、ＴＭＣＣ信号等、送信側において各キャリアに変調されたＮ個の複素信号を得る。ＦＦＴ部６３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号から得たＮ個の複素信号を、波形等化部６４、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７、およびＴＭＣＣ復号部６８に供給する。
【００７４】
広帯域キャリア周波数誤差検出部６７は、ＦＦＴ部６３から複素信号が供給されると、広帯域キャリア周波数誤差を検出する。波形等化部６４は、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７が検出した広帯域キャリア周波数誤差に基づいて、所望の周波数帯域のキャリアの複素信号のみをＦＥＣ部７に供給する。なお、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１００のＢＢ部６では、ＦＦＴ部６３から出力されるＮ個の複素信号が波形等化部６４に直接供給される構成になっているが、本発明のＯＦＤＭ復調装置が備えるＢＢ部はこの構成に限定されるものではない。例えば、ＢＢ部は、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７で検出した広帯域キャリア周波数誤差を補正してから波形等化部６４に供給するように構成されていてもよい。
【００７５】
波形等化部６４は、ＴＭＣＣ復号部６８から供給される同期確立信号の示すタイミングと、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７が示す補正すべきキャリアとに基づいて、ＦＦＴ部６３から供給されたＮ個の複素信号に対して波形等化処理を行うものである。なお、波形等化処理とは、Ｎ個の複素信号の振幅および位相を等しくする処理を意味する。具体的には、波形等化部６４は、ＦＦＴ部６３から供給されたＳＰ信号群の期待値に基づいて、通信路の伝達関数（通信路で生じた振動変動および位相回転に対応する関数）を推定する。そして、波形等化部６４は、この推定により得られた伝達関数で各データ信号を複素除算することによって、波形等化されたデータ信号群を得る。波形等化部６４は、波形等化したデータ信号群をＦＥＣ部７に供給する。
【００７６】
シンボル同期部６５は、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２から供給されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、伝送モードおよびガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出する。これにより、シンボル同期部６５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる、各有効シンボルの先頭タイミングを特定する。
【００７７】
ＡＧＣ６６は、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２から供給されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、チューナ部３が復調部４に入力するＩＦ信号の最適な強度を算出し、この算出結果を利得調整信号としてチューナ部３の可変利得増幅部３２・３５のそれぞれに供給する。
【００７８】
ＴＭＣＣ復号部６８は、各伝送フレームの先頭タイミングを特定するものである。ＴＭＣＣ復号部６８は、ＦＦＴ部６３が出力する複素信号から、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７が検出した広帯域キャリア周波数誤差に基づいてＴＭＣＣキャリアを抽出する。そして、ＴＭＣＣキャリアに対しＤＢＰＳＫ復調を行う。さらに、ＤＢＰＳＫ復調を行った結果に含まれる同期ワードを検出することによって、各伝送フレームの先頭タイミングを特定する。
【００７９】
また、ＴＭＣＣ復号部６８は、ＴＭＣＣ信号に対して誤り訂正復号（具体的には差集合巡回復号）を行うことによって、伝送パラメータ等を規定するＴＭＣＣ情報を得る。ＴＭＣＣ復号部６８は、特定した各伝送フレームの先頭タイミングを示す同期確立信号を、波形等化部６４とＦＥＣ部７とに供給し、ＴＭＣＣ情報をＦＥＣ部７に供給する。
【００８０】
伝搬路モニタ１０１は、直交検波部６１もしくは狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２の出力ベースバンド信号の複素相関、もしくは、波形等化部６４で推定した伝搬路伝達関数から、伝搬路の状態をモニタするモニタ手段である。
【００８１】
なお、ＦＦＴ部６３および伝搬路モニタ１０１は、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１が備える特徴的な構成であるので、これらについては後に詳細に説明することとする。
【００８２】
（ＦＥＣ部７）
次いで、ＦＥＣ部７の詳細について図３を参照して説明する。図３は、本発明の実施形態を示すものであり、ＦＥＣ部７の要部構成を示すブロック図である。
【００８３】
ＦＥＣ部７は、ＴＭＣＣ復号部６８によって特定されたフレーム先頭タイミング、および、ＴＭＣＣ復号部６８によって抽出されたＴＭＣＣ情報を参照して、波形等化されたデータ信号に対する誤り訂正復号を行い、ＴＳＰ（トランスポートストリームパケット）を生成するものである。生成したＴＳＰは、例えばＨ．２６４方式またはＭＰＥＧ‐２方式等の画像圧縮方式、あるいは音声圧縮方式のデコーダ（図示しない）に入力され復調される。このデコーダにはモニタやアンプ等（図示しない）が接続されており、モニタは、デコーダから受け付けた画像信号が表わす映像を表示する。また、アンプはデコーダから受け付けた音声信号が増幅し、アンプに接続されたスピーカー（図示しない）は増幅された音声信号が表わす音声が出力する。
【００８４】
図３に示すように、ＦＥＣ部７は、周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、デマッピング部７２、ビットデインターリーブ部７３、デパンクチャー部７４、ビタビ復号部７５、バイトデインターリーブ部７６、エネルギー逆拡散部７７、ＴＳＰ生成部７８、およびＲＳ（リードソロモン）復号部７９を備えている。
【００８５】
このうち、周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、ビットデインターリーブ部７３、バイトデインターリーブ部７６は、誤り訂正復号を施す対象となる入力信号に含まれる誤りを分散させるために送信側で行われた各種インターリーブ処理を解除するものであり、上述したＩＳＤＢ−Ｔにて規定される規則性に準じた順番並べ替えを行うものである。
【００８６】
周波数デインターリーブ部７０は、波形等化部６４によって波形等化されたデータ信号群の、周波数インターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、各キャリアの順番を並べ替えるものである。周波数デインターリーブ部７０は、周波数インターリーブの解除処理を行ったデータ信号群を、時間デインターリーブ部７１に送信する。
【００８７】
時間デインターリーブ部７１は、周波数デインターリーブ部７０からのデータ信号群の、時間インターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、復調されたデータ信号１０１の順番を並べ替えるものである。時間デインターリーブ部７１は、時間インターリーブの解除処理を行ったデータ信号群をデマッピング部７２に送信する。
【００８８】
デマッピング部７２は、時間デインターリーブ部７１によって並べ替えられたデータ信号群に対して、マッピングの復調処理を行うものである。すなわち、デマッピング部７２は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭのいずれかによって複素信号にマッピングされたデータ信号群の送信ビット列を復元する。
【００８９】
例えば、上述したＡＲＩＢ  ＳＴＤ‐Ｂ３１等により規定されるデジタル放送では、放送データの変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭ）の情報をＴＭＣＣキャリアで伝送する。
【００９０】
デマッピング部７２は、ＴＭＣＣ復号部６８で抽出したＴＭＣＣ情報に含まれるキャリア変調方式の情報に応じたデマッピングを行う。デマッピング部７２は、復元した送信ビット列を有するデータ信号群を、ビットデインターリーブ部７３に供給する。
【００９１】
ビットデインターリーブ部７３は、デマッピング部７２からのデータ信号群の、ビットインターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、ビットデインターリーブ部７３は、データ信号群の有する送信ビット列の順番を、ビット単位で並べ替えるものである。ビットデインターリーブ部７３は、ビットインターリーブの解除処理を行ったデータ信号群をデパンクチャー部７４に供給する。
【００９２】
デパンクチャー部７４は、ビットデインターリーブ部７３からのデータ信号群が有している、復元された送信ビット列に含まれる誤り訂正符号の内符号がパンクチャーされた畳み込み符号である場合に、当該畳み込み符号に対してデパンクチャー処理を行うものである。ここで、デパンクチャーとは、送信側にて予め間引かれた冗長性のある信号領域に暫定値（ダミービット）を挿入するものである。なお、送信側での間引き方法についてはＩＳＤＢ−Ｔにて規定されている。デパンクチャー部７４は、デパンクチャー処理が施されたデータ信号群を、ビタビ復号部７５に供給する。
【００９３】
ビタビ復号部７５は、デパンクチャー部７４からのデータ信号群が有している、復元された送信ビット列に含まれる誤り訂正符号の内符号が畳み込み符号化されている場合に、当該畳み込み符号化された符号化データの復号および誤り訂正を行うものである。ビタビ復号部７５は、符号化データの復号および誤り訂正が行われたデータ信号群を、バイトデインターリーブ部７６に供給する。
【００９４】
バイトデインターリーブ部７６は、ビタビ復号部７５からのデータ信号群の、バイトインターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、データ信号群の有する送信ビット列の順番をバイト単位で並べ替えるものである。バイトデインターリーブ部７６は、バイトインターリーブの解除処理を行ったデータ信号群を、エネルギー逆拡散部７７に送信する。
【００９５】
エネルギー逆拡散部７７は、バイトデインターリーブ部７６からのデータ信号群に対して、エネルギー逆拡散処理を行うものである。ここで、エネルギー逆拡散処理とは、データ信号群に対して、信号極性の偏りをなくすことによってランダム性を持たせるもので、送信側にて掛け合わされた擬似雑音系列を逆に掛け合わせることを意味する。エネルギー逆拡散部７７は、エネルギー逆拡散処理を行ったデータ信号群を、ＴＳＰ生成部７８に送信する。
【００９６】
ＴＳＰ生成部７８は、エネルギー逆拡散部７７からのデータ信号群から、所定サイズ（例えば、２０４バイト）のＴＳＰを生成する。ＴＳＰ生成部７８は、生成したＴＳＰをＲＳ復号部７９に送信する。
【００９７】
ＲＳ復号部７９は、ＴＳＰ生成部７８からＴＳＰを受信すると、受信したＴＳＰを解析する。そして、ＲＳ復号部７９は、ＴＳＰの送信ビット列に含まれるリードソロモン符号化された符号化データの復号および誤り訂正を行う。ＲＳ復号部７９は、符号化データの復号および誤り訂正が行われたＴＳＰを、Ｈ．２６４方式またはＭＰＥＧ‐２方式等の画像圧縮方式あるいは音声圧縮方式にて圧縮されたデジタルの画像・音声信号から、もとのアナログの画像・音声信号を取り出すためのデコーダ（図示しない）に入力し、復調する。これにより、ＴＳＰを受信するモニタにおいて映像表示を行うことができる。また、ＴＳＰを受信するアンプにおいて自身に接続されたスピーカーを介して音声出力することができる。
【００９８】
以上のように、ＦＥＣ部７は、デジタルの映像・音声信号を、アナログの映像・音声信号に変換する為に後段の、例えばＭＰＥＧ２復調部、またはＨ．２６４復調部に供給するものである。すなわち、ＦＥＣ部７は、ＢＢ部６にて復調処理されたベースバンド信号に対して誤り訂正処理を行うものと言える。
【００９９】
（伝搬路モニタ１０１のモニタリングの詳細）
伝搬路モニタ１０１が伝搬路の状態をモニタする手段として直交検波部６１もしくは狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２の出力ベースバンド信号の複素相関を参照する例を説明する。伝搬路モニタ１０１は複素相関演算部を備えており、複素相関演算部は、入力信号に有効シンボル期間長Ｔｕだけ遅延を与える先入れ先出しによって格納し出力するメモリＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ）と、入力信号およびＦＩＦＯの出力信号の複素共役の複素乗算を行う複素乗算器と、で構成される。
【０１００】
複素相関演算部は、複素乗算の結果を示すデータに対し、ガードインターバル期間内の区間平均をとる処理を施すことにより、複素相関を計算する。なお、計算した複素相関を表わす波形（複素相関波形）はシンボル期間長Ｔｓ周期で以下のように変化する。
【０１０１】
すなわち、シングルパス受信時には複素相関波形は三角形となり、マルチパス受信時には複数相関波形は複数の三角形を合成した形状となる。したがって、複素相関波形の形状を判定することにより、伝搬路がマルチパス状態であるのか否かを検出可能である。また、シンボル期間Ｔｓの間で複素相関波形に変動がある場合には、シングルパス受信時でも伝搬路の状態が時間軸上で変化するレイリー波状態であることも検出可能である。
【０１０２】
次に、伝搬路モニタ１０１が伝搬路の状態をモニタする手段として波形等化部６４で推定した伝搬路伝達関数を参照する例を説明する。
【０１０３】
最初に、波形等化部６４が推定する伝搬路伝達関数の性質について説明する。
【０１０４】
一般に、デジタル放送・通信の規格では、波形等化をするための基準としてパイロット信号が規定されている。たとえば、ＩＳＤＢ−Ｔでは、パイロット信号として、ＳＰ信号が、同一シンボル内で１２キャリアごとに、かつ、前のシンボルで配置された各ＳＰ信号と３キャリアずれるように配置されている。波形等化部６４は、ＦＦＴ部６３の出力信号からＳＰ信号を抽出し、規格で規定されている基準値で複素除算することで、伝搬路の伝達関数を検出する。伝搬路がマルチパス状態である場合には、マルチパス状態でない場合と比較して伝達関数がキャリア周波数方向に変化する。また、伝搬路がレイリー波状態である場合には、レイリー波状態でない場合と比較して伝達関数が時間方向に変化する。
【０１０５】
この例では、伝搬路モニタ１０１は、伝搬路伝達関数の上記性質を利用して、伝搬路の状態を判定する。すなわち、伝搬路モニタ１０１は、波形等化部６４が推定した伝達関数がキャリア周波数方向に変動する場合にはマルチパス状態であると判定し、伝達関数が時間方向に変動する場合にはレイリー波状態であると判定する。以上のように、推定した伝達関数の変化を調べることで、マルチパス状態・レイリー波状態にあるか否かが検出可能である。
【０１０６】
（ＦＦＴ部６３の詳細構成）
ＦＦＴ部６３の詳細構成について図４および図５を参照しつつ以下に説明する。
【０１０７】
図４は、ＢＢ部６が備える伝搬路モニタ１０１およびＦＦＴ部６３の構成をより詳細に示したブロック図である。
【０１０８】
図４に示すように、ＦＦＴ部６３は、ＦＦＴ窓生成部１０３、ＦＦＴ窓制御部１０４、および演算処理部１０５を備えている。
【０１０９】
（演算処理部１０５）
最初に、演算処理部１０５の具体的な構成及び処理について図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて説明する。図５（ａ）は演算処理部１０５によるバタフライ演算処理の流れを模式的に示した図であり、図５（ｂ）は演算処理部１０５が備えるバタフライ処理部１３０の回路構成を示す図である。
【０１１０】
演算処理部１０５は、以下の式（１）、式（２）を用いて時間軸上のデータ列ｘ（ｎ）の各周波数成分Ｘ（ｋ）を計算することにより、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサンプリング点で離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）処理を行う。ここで、ＤＦＴとは、離散群上のフーリエ変換であり、一般に信号処理などで離散化されたデジタル信号の周波数解析を行ったり、偏微分方程式又は畳み込み積分を効率的に計算するために用いられたりするものである。
【０１１１】
【数１】
2011146872.tif 000005
【０１１２】
【数２】
2011146872.tif 000006
【０１１３】
式（１）におけるＮは、ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる全キャリア数である。また、式（１）の右辺に規格化因子が乗じたものをＸ（ｋ）とするようにしてもよい。なお、式（２）に示したように、演算処理部１０５は、位相回転因子の対称性を利用して複素乗算の処理数を減らすことによって、ＤＦＴ処理の高速処理（以下、ＦＦＴ処理と称す）を実現している。
【０１１４】
ＦＦＴ処理を行うために、図５（ａ）に示すように、演算処理部１０５は、バタフライ処理部１３０、位相回転因子乗算部１３１及びビットリバース処理部１３２を備えてなる構成となっている。なお、図５（ａ）は、キャリア数Ｎ＝８の周波数間引き型のＦＦＴ処理の一例を示すものである。図５（ａ）に示すように、３段（Ｓｔａｇｅ０〜２）のバタフライ演算処理をバタフライ処理部１３０および位相回転因子乗算部１３１が実行することにより、キャリア数Ｎ＝８のＦＦＴ処理が実現されるようになっている。
【０１１５】
バタフライ処理部１３０は、図５（ｂ）に示すように、２入力成分（入力される２つの信号）の和と差とを出力するものである。なお、バタフライ処理部１３０としては、図５（ｂ）に示されている様な２データ入出力のＲａｄｉｘ−２型のほか、４データ入出力のＲａｄｉｘ−４型、あるいは８データ入出力のＲａｄｉｘ−８型を用いてもよい。
【０１１６】
位相回転因子乗算部１３１は、バタフライ処理部１３０から出力される信号に対して、位相回転因子ＷＮｍを乗じることによって、当該信号の位相を−２πｍ／Ｎだけシフトさせるものである。なお、図５（ａ）には位相回転因子乗算部１３１が、各ステージで所定の入力信号に対し位相回転因子乗算を行うことが図示されているが、位相回転因子乗算に用いる位相回転因子ＷＮｍの値は、どのステージでどの入力信号に対して位相回転因子乗算を行うかに応じて異なっている。
【０１１７】
また、全ステージのバタフライ演算処理を完了すると、時間軸上のデータは周波数軸上のデータになる。その際に、周波数軸上のデータの並びを示す指標と時間軸上のデータの並びを示す指標とは、ビットリバースの関係になる。ビットリバースとは、ビット順序の反転である。例えば、演算処理部１０５に入力される入力信号（図５（ａ）の左側の０〜７に入力される信号）のうち上から５番目の信号は、時刻ｔ＝４(２進表示の指標は「１００」)で入力された信号であるが、３段のバタフライ演算処理終了後の出力信号（ビットリバース処理部１３２に入力される信号）では、キャリア番号ｋ＝１（２進表示で００１）の信号となる。ビットリバース処理部１３２は、全ステージでバタフライ演算処理が完了したデータに対し、データの並びの指標をビットリバースにすることで、キャリア番号順にデータを並びかえる。データの並びの指標とは、例えばＲＡＭを利用する構成の場合には、ＲＡＭのアドレスに相当する。
【０１１８】
ここで、ＦＦＴの回路実装方式としては、パイプライン方式および共有ＲＡＭ方式の２種類が存在するが、本実施形態では、ＦＦＴ部６３の回路を共有ＲＡＭ方式で実装している。以下では、共有ＲＡＭ方式で回路実装されたＦＦＴ部６３の演算処理部１０５について図６を用いて説明する。
【０１１９】
図６（ａ）は、演算処理部１０５の構成を示す図であり、図６（ｂ）は、２つのＲＡＭ（第１記憶部（ＲＡＭ１）１３８ａ、第２記憶部（ＲＡＭ２）１３８ｂ）に記録されるデータの内容を時間軸上で示した図である。
【０１２０】
図６（ａ）に示すように、Ｒａｄｉｘ−２型共有ＲＡＭ方式ＦＦＴは、１個のバタフライ処理部１３０（バタフライ回路）と、各段でのバタフライ処理部１３０におけるバタフライ演算処理のデータを記憶する２つのＲＡＭ（第１記憶部１３８ａ、第２記憶部１３８ｂ）と、位相回転因子乗算部１３１と、位相回転因子ＷＮｍを記憶するルックアップテーブル（ＬＵＴ：Look Up Table）１３９と、で構成される。
【０１２１】
図６（ｂ）に示すように、ＦＦＴ部６３は、２つのＲＡＭ（第１記憶部１３８ａ、第２記憶部１３８ｂ）の一方に入出力処理されるデータ（ＦＦＴ部６３の外部から入力されるデータ、およびビットリバース処理部１３２によりビットリバースされ、ＦＦＴ部６３の外部に出力するデータ）を記録し、他方にバタフライ演算処理中の中間データを記録するようになっており、各データの記録先はシンボル期間ごとに２つのＲＡＭの間で入れ替わるようになっている。演算処理部１０５は、前のシンボル期間におけるＦＦＴの処理結果（すなわち、ビットリバース後のデータ）を第１記憶部１３８ａから読み出し、出力信号としてＦＦＴ部６３の外部に出力する。この直後に、読み出しを行った同じアドレスに対し、演算処理部１０５は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号を第１記憶部１３８ａに書き込む。この入出力処理は基準サンプリング周波数で処理される。
【０１２２】
ＦＦＴ部６３が第1記憶部１３８ｂで入出力処理をしている間、バタフライ処理部１３０が、第２記憶部１３８ｂに記憶されているデータを２個読み出してバタフライ処理を行う。そして、位相回転因子乗算部１３１が、バタフライ処理が施されたデータに対して位相回転因子乗算を行うとともに、これにより得られた中間データを第２記憶部１３８ｂの同じアドレスに記憶する。なお、具体的には、位相回転因子乗算部１３１は、ＬＵＴ１３９に記憶されている位相回転因子を参照して位相回転因子乗算を行う。バタフライ処理時の入出力処理は基準サンプリング周波数よりも高速のクロックで処理される。
【０１２３】
演算処理部１０５は、シンボルに対するバタフライ演算処理および入出力処理が終了したら次のシンボルに対してバタフライ演算処理および入出力処理を行う。なお、上述したように、演算処理部１０５は、入出力処理される次のシンボルのデータを第２記憶部１３８ｂに記録し、バタフライ演算処理中の中間データを第１記憶部１３８ａに記録するようになる。
【０１２４】
この様にＦＦＴ部６３は、２個の第１記憶部（１３８ａ）、第２記憶部（１３８ｂ）を交互に利用して、図６（ｂ）に示す様に、データ入出力処理とバタフライ処理とをシンボル毎に交互に行う。
【０１２５】
なお、上記した共有ＲＡＭ方式ＦＦＴでは、バタフライ処理部１３０は１個であるが、２個以上であっても良い。また、上記ではＲａｄｉｘ−２型のＦＦＴについて説明したが、Ｒａｄｉｘ−４，Ｒａｄｉｘ−８型のＦＦＴであっても良い。バタフライ処理部１３０の数やＲａｄｉｘを大きくすると回路規模および面積は大きくなるが、その反面、バタフライ処理の動作クロック周波数を低減させることが可能となる。したがって、プロセス等に起因して回路実装で動作クロックに制約がある場合などでは、バタフライ処理部１３０の個数やＲａｄｉｘを大きくすることは有効な手法となる。
【０１２６】
（ＦＦＴ窓生成部１０３）
次に、ＦＦＴ窓生成部１０３について、図１４を用いて説明する。ＦＦＴ処理を行う演算処理部１０５は、図１４（ａ）の期間５１０で示した有効シンボル期間長（Ｔu）単位でベースバンドＯＦＤＭ信号に演算処理を施すが、ＯＦＤＭ信号のシンボル期間は、図１４（ａ）の期間５００で示したシンボル期間長（Ｔs＝Ｔu＋Ｔg）となっている。ＦＦＴ窓生成部１０３は、シンボル期間（Ｔs）中の全データから有効シンボル期間長（Ｔu）分のデータをＦＦＴ窓データとして抽出し、演算処理部１０５に出力する。
【０１２７】
ＦＦＴ窓生成部１０３のＦＦＴ窓データを抽出する処理は、ＦＦＴ窓生成処理１およびＦＦＴ窓生成処理２の２つが存在する。
【０１２８】
ＦＦＴ窓生成処理２は、受信したＯＦＤＭ信号のシンボル期間５００のうちの有効シンボル期間長（Ｔu）のデータをそのまま抽出するものである。なお、ＦＦＴ窓データを抽出する有効シンボル期間の開始時点がＧＩ期間５２０内のいずれであっても、抽出するＦＦＴ窓データは並びが巡回的に異なるだけで同じ内容である。したがって、ＦＦＴ窓生成部１０３は、ＦＦＴ窓生成処理１を行う際にＧＩ期間５２０内のどの開始時点からＦＦＴ窓データを抽出してもよい。
【０１２９】
ＦＦＴ窓生成処理１では、受信したＯＦＤＭ波のシンボル期間５００のうち、図１４（ｂ）で示した期間５２０のうちのｔで表わされる期間のデータと、期間５１１のうちのｔで表わされる期間のデータと、を抽出する。そして、期間５２０中のｔで表わされる期間のデータを、期間５１１中のｔで表わされる期間のデータに合成して、合成後の期間５３２のデータを抽出する。ここで、合成とは、各期間のデータに１／２を乗じて加算する平均化処理である。
【０１３０】
図１４（ｂ）において、期間５２０の受信データと期間５１１の受信データとは、各受信データに含まれるＯＦＤＭ波の成分は同一であるが、雑音成分は通常異なっている。したがって、期間５２０のデータおよび期間５１１のデータを合成すると、ＯＦＤＭ波の電力はそのままであるが、雑音成分の電力は平均効果（ダイバシティ効果）により１／２となる。したがって、ＧＩ比をｇとすると、ＳＮＲの変化量δＳＮＲは、
【０１３１】
【数３】
2011146872.tif 000007
【０１３２】
となる。なお、期間５３０のデータとＯＦＤＭ波の成分が同一であるような期間はシンボル期間内に存在しない。したがって、ダイバシティ効果を用いて期間５３０のデータに含まれる雑音成分を1／２にすることはできない。
【０１３３】
（ＦＦＴ窓制御部１０４）
ＦＦＴ部６３が備えるＦＦＴ窓生成部１０３、演算処理部１０５についてはすでに説明したが、最後にＦＦＴ窓制御部１０４について以下に説明する。
【０１３４】
ＦＦＴ窓制御部１０４は、ＦＦＴ窓生成部１０３の処理を、伝搬路モニタ１０１がマルチパス状態を検出したらＦＦＴ窓生成処理２、それ以外はＦＦＴ窓生成処理１を制御する。これにより、マルチパス時にダイバシティ合成を行うことによる受信性能の悪化（ＳＮＲの低下）を回避し、シングルパス時にはダイバシティ合成による受信性能の改善（ＳＮＲの向上）を享受する。つまり、伝搬路の状況に応じて、ＦＦＴ窓の生成方法を最適化することが可能となり、受信状態・受信率も最適となる。
【０１３５】
なお、シングルパス時にダイバシティ合成を行うとＳＮＲが向上し、マルチパス時にダイバシティ合成を行うとＳＮＲが低下することを以下に数値シミュレーションに示しておく。
【０１３６】
（ダイバシティ効果の数値シミュレーション結果）
ＦＦＴされたデータのＳＮＲを以下の設定の下にコンピュータで数値シミュレーションすることにより、ダイバシティ効果の程度を確認した。すなわち、送信側では、乱数データを生成し、ＱＰＳＫのマッピング処理を行い、ＩＳＤＢ−Ｔのｍｏｄｅ３でＩＦＦＴ処理を行い、ＧＩ挿入を行い、ＯＦＤＭ波の生成を行う設定とした。また、通信路では付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｎｏｉｓｅ）のみが付加され、通信路はシングルパスであるものと設定した。この場合に、ＦＦＴ窓生成部１０３がＦＦＴ窓をＦＦＴ窓生成処理１により生成した場合およびＦＦＴ窓生成処理２により生成した場合のそれぞれについて波形等化出力のＳＮＲを計算した。図１０は、上記数値シミュレーションの結果を示すグラフである。
【０１３７】
図１０に示すように、ＦＦＴ窓生成処理１のＳＮＲは、ＦＦＴ窓生成処理２よりも大きい。したがって、ＦＦＴ窓生成処理２を行う（ダイバシティ合成を行わない）よりもＦＦＴ窓生成処理１を行う（ダイバシティ合成を行う）ほうが受信性能・受信率が良いということになる。なお、図１０に示すように、ダイバシティ合成を行う場合および行わない場合におけるＳＮＲの差δＳＮＲは、ｇ＝１／２の時に１．２５ｄＢ、ｇ＝１／４の時に０．５ｄＢ、ｇ＝１／８の時に０．２７ｄＢ、ｇ＝１／１６の時に０．１３ｄＢとなっており、これらの値は式３で算出した値と一致する。
【０１３８】
さらに、ＡＷＧＮのキャリア対雑音比（ＣＮＲ）を少しずつ変えながら波形等化出力のＳＮＲを数値シミュレーションで計算した。図１１は、当該数値シミュレーションの結果を示すグラフである。図１１に示すように、ＣＮＲを変えても、ＦＦＴ窓生成処理１のＳＮＲの方が、常に値が大きい。
【０１３９】
しかし、マルチパス等のフェージングが付加されると数値シミュレーションの結果が変わる。ここでは、ＦＦＴされたデータのＳＮＲを以下の設定の下にコンピュータで数値シミュレーションすることにより、ダイバシティ効果の程度を確認した。すなわち、送信側では、乱数データを生成し、ＱＰＳＫのマッピング処理を行い、ＩＳＤＢ−Ｔのｍｏｄｅ３でＩＦＦＴ処理を行い、ＧＩ（ｇ＝１／４）挿入を行い、ＯＦＤＭ波の生成を行う設定とした。また、通信路はシングルパスに限定せずマルチパスにもなるものとした。具体的には、通信路がマルチパスである場合のＤＵ比（直接波と反射波との強度比）を１ｄＢとし、Ｄ波に対するＵ波の遅延時間τを少しずつ変えながらＳＮＲを算出した。
【０１４０】
図１９は、上記設定のもとで行った数値シミュレーションの結果を示すグラフである。図１９に示すように、τ＝０の場合（通信路がシングルパスである場合）は、ダイバシティ合成を行うＦＦＴ窓生成処理１のＳＮＲの方が良い。しかし、τ≠０の場合（通信路がマルチパスである場合）には、ＦＦＴ窓生成処理２のＳＮＲの方が良い。
【０１４１】
つまり、図１８に示すように、通信路がシングルパスであるかマルチパスであるかに関わらず常にダイバシティ合成（ＦＦＴ窓生成処理１）を行う場合には、マルチパス時にダイバシティ合成を行う分、受信性能が悪化することになる。
【０１４２】
（ＯＦＤＭ復調装置１の利点）
以上のように、ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ２においてＯＦＤＭ信号がマルチパスの状態で受信されたか否かを判定する伝搬路モニタ１０１と、伝搬路モニタ１０１がシングルパスの状態で受信したと判定した場合には、シンボル期間長（Ｔs）のデータに含まれる有効シンボル長より長いデータのうち、期間５３２の前の「ｔ」で表わされる期間のデータを期間５３２のデータの末尾に合成することにより、有効シンボル長（Ｔu）のデータを生成してＦＦＴし（すなわち、窓関数FFTWin1でＦＦＴし）、伝搬路モニタ１０１がマルチパスの状態で受信したと判定した場合には、合成を行わずに期間５３１の有効シンボル長（Ｔu）のデータを抽出してＦＦＴする（すなわち、窓関数FFTWin2でＦＦＴする）ＦＦＴ部６３と、を備えている。
【０１４３】
従って、ＯＦＤＭ復調装置１は、マルチパス時にダイバシティ合成を行うことによる受信性能の悪化（ＳＮＲの低下）を回避し、シングルパス時にはダイバシティ合成による受信性能の改善（ＳＮＲの向上）を享受するので、マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的な受信性能が向上するという効果を奏する。
【０１４４】
（実施形態２）
ＯＦＤＭ復調装置の受信性能を向上させる本発明の別の実施形態について図９、図１５、図１８を用いて以下に説明する。図１５は、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１ａが備える構成のうち、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１と相違するＢＢ部６ａを示したブロック図である。
【０１４５】
図１５に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１ａは、伝搬路モニタ１０１ａの判定処理、ＦＦＴ窓制御部１０４ａの制御処理、およびＦＦＴ窓生成部１０３ａのＦＦＴ窓生成処理がＯＦＤＭ復調装置１の伝搬路モニタ１０１、ＦＦＴ窓制御部１０４、およびＦＦＴ窓生成部１０３と異なっている。したがって、これらの処理についてのみ、図９、図１８を用いて以下に説明し、その他の部材については説明を省略することにする。
【０１４６】
伝搬路モニタ１０１ａは、マルチパス状態であるかレイリー波状態であるかを判定するだけでなく、マルチパス状態と判定した場合において、先行波の強度が遅延波の強度より強いか弱いか（すなわち強度の強いＤ波を強度の弱いＵ波より先に受信したか否か）を判定する。
【０１４７】
ＦＦＴ窓制御部１０４ａは、実施形態１の場合と同様に、伝搬路モニタ１０１ａがマルチパス状態でないと判定した場合には、ＦＦＴ窓生成部１０３ａが、ダイバシティ合成を行うようなＦＦＴ窓を生成するように制御する。一方、ＦＦＴ窓制御部１０４ａは、伝搬路モニタ１０１ａがマルチパス状態であると判定した場合であっても、必ずしもＦＦＴ窓生成部１０３ａがＦＦＴ窓生成処理１を実行するように制御するとは限らない。
【０１４８】
すなわち、ＦＦＴ窓制御部１０４ａは、伝搬路モニタ１０１ａが先行波の強度が遅延波の強度より弱いと判定した場合には、ＦＦＴ窓生成部１０３ａが、ダイバシティ合成を行うようなＦＦＴ窓を生成するように制御する。そして、伝搬路モニタ１０１ａが先行波の強度が遅延波の強度より強いと判定した場合には、ＦＦＴ窓生成部１０３ａがＦＦＴ窓生成処理１を実行するように制御する。
【０１４９】
ＦＦＴ窓生成部１０３ａは、ダイバシティ合成を行うようなＦＦＴ窓を生成する処理が実施形態１の場合と異なっている。すなわち、ＦＦＴ窓生成部１０３ａは、当該処理をＦＦＴ窓生成処理２でなく、マルチパスのうち先行波（先に受信した素波）を時間の基準として、先行波（先に受信した素波）の図１８の期間５２０のデータと期間５１１のデータとを対象としてダイバシティ合成を行うようなＦＦＴ窓生成処理１を実行するようになっている。このようにダイバシティ合成を行うと、遅延波の方も一緒にダイバシティ合成するので、遅延波ではシンボル間干渉が発生してＳＮＲが悪化するが、この場合の遅延波は信号強度が弱いので、先行波のダイバシティ合成によるＳＮＲの改善の方が大きい。
【０１５０】
（ダイバシティ効果の数値シミュレーション結果）
このようにしても、ＯＦＤＭ復調装置の総合的な受信性能を向上させることができるが、このことについて、図９の数値シミュレーションの結果を参照して以下に説明する。
【０１５１】
図９は、図１９と同様にＱＰＳＫ、mode3、gi=1/4でのマルチパス受信波であると設定した場合の数値シミュレーションの結果を示すグラフである。ＦＦＴ窓生成処理１を行った場合、図９からわかるように、τ＜０のとき（すなわち、強度の小さいＵ波が強度の大きいＤ波の先行波である場合）には常に、ＦＦＴ窓生成処理１を行った場合のＳＮＲがＦＦＴ窓生成処理２を行った場合のＳＮＲよりも高くなる。
【０１５２】
なお、図９の数値シミュレーション結果からわかるように、τ≧０のときは、ＦＦＴ窓生成処理１を行った場合のＳＮＲがＦＦＴ窓生成処理２を行った場合のＳＮＲ以下になるが、このときのＳＮＲの差は、τ＜０のときのＳＮＲの差よりも小さい。
【０１５３】
したがって、ＯＦＤＭ復調装置１ａは、伝搬路の状況に関わらず常に、ＦＦＴ窓生成部１０３ａにＦＦＴ窓生成処理１を実行させることによって受信性能を向上させることができる。
【０１５４】
（実施形態３）
本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１ｂについて図１６を参照しつつ以下に説明する。図１６は、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１ｂが備える構成のうち、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１と相違するＢＢ部６ｂを示したブロック図である。
【０１５５】
ＯＦＤＭ復調装置１ｂの構成は、ＢＢ部６ｂの構成が実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１が備えるＢＢ部６の構成と異なっている点を除き同一である。従って、ここでは、ＢＢ部６ｂについてのみ詳細に説明し、その他の部材については説明を省略することとする。
【０１５６】
図１６に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１ｂは、ＢＢ部６ｂが伝搬路モニタ１０１、ＦＦＴ部６３ｂとともに、ＭＥＲ検出部１０２を備えていることを特徴としている。
（ＭＥＲ検出部１０２）
ＭＥＲ検出部１０２は、波形等化部６４によって波形等化されたデータ信号群に基づいて、変調誤差比（Modulation Error Rate：以下、「ＭＥＲ値」と称す）を算出することにより、当該データ信号群の受信品質を検出するものである。
【０１５７】
ここで、ＭＥＲ値とは、波形等化されたデータ信号（複素信号）ＸEQ(ｎ、ｋ)の電力換算値と、当該データ信号ＸEQ(ｎ、ｋ)の理想コンスタレーションポイントＸEQ’(ｎ、ｋ)からのずれを示すベクトル誤差δＸEQ(ｎ、ｋ)の電力換算値との比である。データ信号ＸEQ(ｎ、ｋ)に対するＭＥＲ値は、以下の式（４）〜式（７）によって定義される。
【０１５８】
【数４】
2011146872.tif 000008
【０１５９】
【数５】
2011146872.tif 000009
【０１６０】
【数６】
2011146872.tif 000010
【０１６１】
【数７】
2011146872.tif 000011
【０１６２】
なお、上記の各数式において使用されている添え字は、ｎがシンボル番号を表しており、ｋがキャリア番号を表している。また、式（４）のシグマ計算で求める和は、添え字ｎおよびｋについての和である。
【０１６３】
高精度のＭＥＲ値を得る場合には、上記ｎおよびｋの値を大きくして、これらについての和を求めればよい。一方、リアルタイム性が要求される場合には、１シンボル内の全キャリア、または、特定のキャリアについてのみ和を求めるようにすればよい。さらに、データ信号ＸEQ(ｎ、ｋ)に対する理想コンスタレーションポイントＸEQ’(ｎ、ｋ)とは、変調方式に応じて決まる、取り得る全てのコンスタレーションポイントＸm（０≦ｍ＜Ｍ）のうち、データ信号ＸEQ(ｎ、ｋ)との距離ｄm(ｎ、ｋ)＝｜ＸEQ(ｎ、ｋ)−Ｘm｜が最小となるコンスタレーションポイントＸmのことである。
【０１６４】
ここからは、変調方式がＱＰＳＫ方式である場合の、ＭＥＲ検出部１０２におけるＭＥＲ値の算出方法について説明する。図１２は、変調方式がＱＰＳＫ方式である場合の、ＭＥＲ検出部１０２におけるＭＥＲ値の算出方法を説明するためのグラフである。
【０１６５】
波形等化部６４によって波形等化されたデータ信号ＸEQ(ｎ、ｋ)が図１２に示す位置にある場合、上述したように、理想コンスタレーションポイントＸEQ’(ｎ、ｋ)は図１２に示すコンスタレーションポイントＸ1と決定される。ＭＥＲ検出部１０２は、図１２に示すＰSignal（データ信号ＸEQ（ｎ、ｋ）と原点との距離）と、ＰNoise（データ信号ＸEQ(ｎ、ｋ)とコンスタレーションポイントＸ1との距離）と、を算出し、それぞれ、上記式（４）に示す、常用対数の真数部分の分母および分子に代入することによって、ＭＥＲ値を算出する。
【０１６６】
ＭＥＲ値は、式（４）に示すように、図１２に示すＰSignalとＰNoiseとの電力比であるので、ＳＮＲに相当すると解釈することができる。
【０１６７】
以下、ＢＢ部６ｂ全体の動作の流れについて説明する。
【０１６８】
伝搬路モニタ１０１は、実施形態１と同様の方法で、伝搬路の状態をモニタリングする。
【０１６９】
伝搬路モニタ１０１がマルチパス状態やレイリー波状態を検出しない場合には、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、ＦＦＴ窓生成部１０３の処理を常にＦＦＴ窓生成処理２に制御する。
【０１７０】
一方、伝搬路モニタ１０１がマルチパス状態やレイリー波状態の少なくともいずれか一方を検出した場合のＦＦＴ窓制御部１０４ｂの動作は以下のようになる。
【０１７１】
最初に、マルチパス状態かレイリー波状態の少なくともいずれか一方を検出したタイミング（すなわち、直前の検出動作時にはマルチパス状態やレイリー波状態を検出しておらず、新たにマルチパス状態やレイリー波状態を検出したタイミング）でのＢＢ部６ｂの動作について図１３を参照しつつ以下に説明する。
【０１７２】
図１３は、ＦＦＴ部６３ｂと波形等化部６４とがシンボル単位で処理を行うことを模式的に表わした図である。なお、図１３は、２つのシンボルを処理する例を示している。
【０１７３】
図１３において、斜線が付された正方形は以下の処理の対象となるシンボルを表わしており、その平面上の各配置は次のことを表わしている。すなわち、配置の縦方向の位置は、シンボルに対して図中の（１）〜（６）のいずれの処理が行われるかを示している。また、配置の横方向の位置は、シンボルに対して上記処理が行われる時間を示している。
【０１７４】
なお、（１）は、ＦＦＴ部６３ｂがベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボルを受け付ける処理、（２）は、ＦＦＴ部６３ｂのバタフライ処理を主とした演算処理、（３）はＦＦＴ部６３がシンボルを出力する処理（波形等化部６４がシンボルを受け付ける処理）を示している。また、（４）は波形等化部６４の波形等化処理、（５）は波形等化部６４がシンボルを出力する（ＭＥＲ検出部１０２がシンボルを受け付ける）処理を示している。また、シンボル５４３、５４４は、それぞれ、シンボル５４１、５４２に対して（１）〜（４）の処理が施されたシンボルを示している。
【０１７５】
まず、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、ＦＦＴ窓生成部１０３に対し、シンボル５４１を入力としてＦＦＴ窓生成処理１を行う様に制御する。そして、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、ＭＥＲ検出部１０２に対し、（６）の処理がシンボル５４３に対して行われるタイミングでＭＥＲ１を計測する様に制御する。
【０１７６】
次に、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、ＦＦＴ窓生成部１０３に対し、シンボル５４２を入力としてＦＦＴ窓生成処理２を行う様に制御する。そして、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、ＭＥＲ検出部１０２に対し、（６）の処理がシンボル５４４に対して行われるタイミングでＭＥＲ２を計測する様に制御する。
【０１７７】
さらに、最初に受け付けた２つのシンボルのＭＥＲを比較する。すなわち、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、シンボル５４３のＭＥＲ１とシンボル５４４のＭＥＲ２とを比較する。
【０１７８】
ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、その後に受け付けたシンボルに対し、伝搬路モニタ１０１がマルチパス状態かレイリー波状態の少なくともいずれか一方を検出している限り、上記比較に応じたＦＦＴ窓生成処理を行うようＦＦＴ窓生成部１０３を制御する。すなわち、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、その後に受け付けたシンボルに対し、シンボル５４３、５４４のうちＭＥＲが大きい方のシンボルを入力としてＦＦＴ窓生成部１０３が行ったＦＦＴ窓生成処理を行うようＦＦＴ窓生成部１０３を制御する。
【０１７９】
以上のように、ＯＦＤＭ復調装置１ｂが備えるＢＢ部６ｂは、ダイバシティ合成を行うほうがＭＥＲが大きくなるのであればマルチパス状態やレイリー波状態を検出していてもダイバシティ合成を行うようになっている。
【０１８０】
なお、（２）のＦＦＴ処理の時間を１シンボル期間としたが、これに限定されるものではない。すなわち、ＦＦＴ部６３ｂの実装方法によっては、ＦＦＴ処理の時間は、1シンボルより短くなったり長くなったりする場合もある。また、（４）の波形等化処理の時間を４シンボルとしたが、これに限定されるものではない。波形等化部６４の実装方法によっては、波形等化処理の時間は、４シンボルより短くなったり長くなったりする場合もある。
【０１８１】
したがって、ＦＦＴ部６３ｂや波形等化部６４が、伝搬路モニタ１０１が検出した伝搬路の状態に応じて、ＦＦＴ処理や波形等化処理の時間を変化させるような構成であっても、受信状態・受信率を向上させることができる。
【０１８２】
また、本実施形態においては、ＯＦＤＭ復調装置１ｂがＭＥＲを比較することによりＦＦＴ窓生成処理を制御するタイミングを、「伝搬路モニタ１０１がマルチパス状態やレイリー波状態を検出しておらず、新たにマルチパス状態やレイリー波状態を検出した」タイミングとしたが、これに限定されない。すなわち、伝搬路モニタ１０１が何らかの電波状態の変化を検出した場合には常にＭＥＲを比較してＦＦＴ窓生成処理を制御してもよい。
【０１８３】
（実施形態３に係るＯＦＤＭ復調装置の利点）
以上説明したように、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１ｂは、マルチパス状態やレイリー波状態を検出した場合、実際にリアルタイムに受信したシンボルに基づいて、ダイバシティ合成を行う場合のＭＥＲとダイバシティ合成を行わない場合のＭＥＲとを比較する。そして、ＯＦＤＭ復調装置１ｂは、ＭＥＲの値に基づいてダイバシティ合成を行うか行わないかを決定する。
【０１８４】
なお、実施形態１の数値シミュレーションで示したように、一般に単純にマルチパス状態のみのときにはダイバシティ合成を行うとＳＮＲが低下し、受信性能が悪化するが、これはあくまで数値シミュレーションで示したものである。すなわち、マルチパス状態であっても、他の要因が重畳することによって、ダイバシティ合成を行うほうがＳＮＲが上昇し、受信性能が向上する場合もあると考えられる。逆に、マルチパス状態でなくてもダイバシティ合成を行うとＳＮＲが減少し、受信性能が悪化する場合もあると考えられる。
【０１８５】
したがって、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、マルチパス状態であれば常にダイバシティ合成を行わないようにし、マルチパス状態でなければ常にダイバシティ合成を行うようにするよりも受信性能を向上させることができる。
【０１８６】
（実施形態４）
本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１ｃは、演算処理部１０５ｃの構成が実施形態１のＯＦＤＭ復調装置１の演算処理部１０５と異なっており、その他の構成はＯＦＤＭ復調装置１と同様である。従って、ここでは、ＯＦＤＭ復調装置１ｃの演算処理部１０５ｃについてのみ図７および図８を参照して説明し、その他の部材については説明を省略することとする。
【０１８７】
図７は、演算処理部１０５ｃがシンボルデータを第１記憶部１３８ａおよび第２記憶部１３８ｂに記録する記録動作を模式的に示したものであり、図８（ａ）および図８（ｂ）は、シンボルデータに含まれるシンボル期間中の各時点の信号値と、各信号値が記録される第１記憶部１３８中の領域との関係を示した図である。なお、図７で示す記録動作は、ＲＡＭ１（第１記憶部１３８a）およびＲＡＭ２（第２記憶部１３８ｂ）における図６（ｂ）の「入力出力」期間の記録動作である。
【０１８８】
また、図７には示していないが、演算処理部１０５ｃは、実施形態１〜３と同様に２つのＲＡＭを備え、一方のＲＡＭには入出力処理されるデータを記録し、他方のＲＡＭにバタフライ演算処理中の中間データを記録するようになっており、各データの記録先はシンボル期間ごとに２つのＲＡＭの間で入れ替わるようになっている。ただし、２つのＲＡＭの記憶容量は、実施形態１〜３の第１の記憶部１３８ａ、第２の記憶部１３８ｂの記憶容量より少なく、有効シンボル期間（Ｔu）分のデータを一括して記憶可能であるが、シンボル期間（Ｔs）分のデータを一括して記憶するには不十分な記憶容量となっている。
【０１８９】
演算処理部１０５ｃは、２つのＲＡＭの他、該２つのＲＡＭと、バタフライ処理部１３０、位相回転因子乗算部１３１、ビットリバース処理部１３２、及びＬＵＴ１３９からなる回路と、の間に、セレクタ１４１〜１４４、除算器１４５、および加算器１４６からなる回路が備えられている。セレクタ１４１、１４４は、図中で示されている複数の出力先の中から信号を出力する出力先を選択するものである。同様に、セレクタ１４２、１４３は、図中で示されている複数の入力元のうちどの入力元から信号の入力を受け付けるかを選択するものである。
【０１９０】
以下、演算処理部１０５ｃの動作について説明するが、この動作はＦＦＴ窓生成部１０３がＦＦＴ窓生成処理２の動作を行った場合の動作であることを予め述べておく。
【０１９１】
まず、演算処理部１０５ｃは、狭帯域誤差補正部６２が出力したベースバンドＯＦＤＭ信号について、シンボル期間分のシンボルデータ全体のうち期間５３１に含まれる各時点の信号値を第１記憶部１３８ａに記録する。すなわち、図８（ａ）に示すように、ベースバンドＯＦＤＭ信号うち期間５３１中のサンプリングデータＮ点分を狭帯域誤差補正部６２から取得し、取得した順に第１記憶部１３８のアドレス０からアドレスＮ−１まで記憶させる。なお、図７に示すように、セレクタ１４１が信号をＩから出力することを選択し、セレクタ１４２が信号の入力をＩから受け付けることを選択し、セレクタ１４３が信号の入力をＩ０から受け付けることを選択し、セレクタ１４４が信号をＩ０から出力することを選択することにより上記動作が行われる。
【０１９２】
次に、演算処理部１０５ｃが、シンボル期間分のシンボルデータ全体のうち残りの期間５１１に含まれる各時点の信号値を第１記憶部１３８ａに記録する。すなわち、図８（ｂ）に示すように、ベースバンドＯＦＤＭ信号うち期間５１１中のサンプリングデータｇ点分を狭帯域誤差補正部６２から取得し、すでに第１記憶部１３８ａのアドレス０からアドレスｇ−１までに記録されている信号値との加重平均をとってアドレス０からアドレスｇ−１の値を更新する。
【０１９３】
より具体的には、演算処理部１０５ｃは、各サンプリングデータに対し以下の（ａ）（ｂ）の処理を行う。すなわち、（ａ）演算処理部１０５ｃは、期間５１１中のｉ番目（０≦ｉ≦ｇ）のサンプリングデータ（信号値）を取得するタイミングで、第１記憶部１３８のアドレスｉに記録されている信号値を読み出し、加算器１４６を通じて取得したｉ番目の信号値とアドレスｉから読み出した信号値とを加算する。そして、（ｂ）演算処理部１０５ｃは、加算器１４６を通じて加算された信号値を、除算器１４５を通じて２分の１にする。なお、図７に示すように、セレクタ１４１が信号をＩから出力することを選択し、セレクタ１４２が信号の入力をＩから受け付けることを選択し、セレクタ１４３が信号の入力をＩ１から受け付けることを選択し、セレクタ１４４が信号をＩ１から出力することを選択することにより上記動作は行われる。
【０１９４】
（実施形態４に係るＯＦＤＭ復調装置の利点）
以上説明したように、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１ｃには、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１の利点に加え、演算処理部１０５ｃの２つのＲＡＭが有効シンボル期間分のＮ点のサンプリングデータを一括して記憶可能な容量を備えていればよいというさらなる利点がある。すなわち、必要なＲＡＭの記憶容量が少ない分、回路面積を小さくすることができ、ＬＳＩの小型化、低消費電力化が可能となる。
【０１９５】
（付記事項）
なお、実施形態１において、期間５３２を有効シンボルの先頭から有効シンボル期間長にわたる期間としたが、期間５３２はこれに限られず、シンボル期間５００中の有効シンボル長の期間であれば任意である。ただし、期間５３２は、受信したＯＦＤＭ信号のうち当該期間中の信号値の平均が最も大きくなるような期間であることが望ましい。この場合、マルチパス波を受信した場合において、期間５３２のＯＦＤＭ信号にマルチパス波を形成する複数の素波のうち信号強度が最も強い素波のＯＦＤＭ信号が含まれることとなる。なお、シンボル期間５００中のどの期間を期間５３２とするかについては、狭帯域誤差補正部６２が出力したＯＦＤＭ信号に基づいてＦＦＴ窓制御部１０４が決定する。
【０１９６】
また、実施形態３に係るＯＦＤＭ復調装置１ｂは、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂが、電波状態に関わらず一定期間ごとにＭＥＲ検出部１０２にＭＥＲを比較させ、ＦＦＴ窓生成部１０３が比較の結果に応じたＦＦＴ窓生成処理を行うように制御してもよい。
【０１９７】
さらに、実施形態３では、ＭＥＲの比較するためにＦＦＴ窓生成処理１およびＦＦＴ窓生成処理２を施してＭＥＲを検出するシンボルの数をそれぞれ１つずつとしたが、シンボルの数はそれぞれ複数にすることが望ましい。このようにすることにより、実施形態３に係るＯＦＤＭ復調装置１ｂは、伝搬路の状態をより精度よく判定することができ、ひいては受信性能をさらに向上させることができる。このことを以下に説明する。
【０１９８】
ＭＥＲは雑音状態を表わす指標であるが、一般に雑音はランダムなプロセスであるので、一定期間内に同じ雑音状態が維持されても、当該期間内にＭＥＲ検出部１０２で検出するＭＥＲの値は変化することになる。すなわち、ＭＥＲ値の検出が１回ではＭＥＲが表わす雑音状態と検出時の実際の雑音状態とには誤差が生じることとなる。
【０１９９】
しかし、ＭＥＲ検出部１０２の処理に用いる式４における総和（Σ）のデータ点数を増やせば、検出したＭＥＲ値が表わす雑音状態の実際の雑音状態に対する誤差は抑制される。
【０２００】
すなわち、統計学によると、分散がσ２のランダム・データについてデータ点数Ｍ点で平均を計算すると、平均値の分散はσ２／Ｍに低減される。平均値の分散はデータ点数の逆数に比例する。仮に、データ点数を２倍にすると、平均値の分散はσ２／（２Ｍ）に更に低減される。数４における総和（Σ）のデータ点数についても同様のことが言え、２シンボルで計算したＭＥＲ値の上記誤差は、１シンボルで計算したＭＥＲ値の上記誤差よりも小さくなる。さらに、データ点数（ＭＥＲを算出するシンボル数）が多ければ多い程、ＭＥＲ値は安定化する。
【０２０１】
また、実施形態３において、ＦＦＴ窓生成処理１およびＦＦＴ窓生成処理２を施してＭＥＲを検出するシンボルの数をそれぞれ複数とする場合には、ＭＥＲを検出する複数のシンボルに対して、ＦＦＴ窓を生成する順にＦＦＴ窓生成処理１およびＦＦＴ窓生成処理２を交互に施すことが望ましい。そして、ＭＥＲの比較を複数回（Ｎ回）行い、各比較は、ＦＦＴ窓生成処理を連続して施した２つのシンボルのＭＥＲにより行われることが望ましい。この場合、ＦＦＴ窓制御部１０４ｂは、Ｎ回の比較の結果、ＦＦＴ窓生成処理１により生成されたデータのＭＥＲの値がＦＦＴ窓生成処理２により生成されたデータのＭＥＲの値より大きいと比較された回数がＮ／２以上である場合には、ＦＦＴ窓生成部１３０が以降ＦＦＴ窓生成処理１を行うよう制御し、その他の場合には、ＦＦＴ窓生成部１３０が以降ＦＦＴ窓生成処理２を行うよう制御する。
【０２０２】
このようにすることにより実施形態３に係るＯＦＤＭ復調装置１ｂは、電波状態（伝搬路の雑音状態）が時間とともに大きく変化する場合でも、略同じ電波状態で受信したシンボルのＭＥＲ値の比較を行うことが可能となる。したがって、電波状態の時間変動が大きい場合の受信状態が向上することになる。
【０２０３】
（プログラムおよび記録媒体）
最後に、ＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃが備える各部は、ハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにＣＰＵを用いてソフトウェアによって実現してもよい。
【０２０４】
すなわち、ＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃは、各機能を実現する制御プログラムの命令を実行するＣＰＵ、前記プログラムを格納したＲＯＭ（read only memory）、前記プログラムを展開するＲＡＭ（random access memory）、前記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）などを備えている。そして、本発明の目的は、上述した機能を実現するソフトウェアであるＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃの制御プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録した記録媒体を、前記ＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃに供給し、そのコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し実行することによっても、達成可能である。
【０２０５】
記録媒体としては、例えば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などを用いることができる。
【０２０６】
また、ＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃを通信ネットワークと接続可能に構成し、前記プログラムコードを、通信ネットワークを介して供給してもよい。この通信ネットワークとしては、特に限定されず、例えば、インターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（virtual private network）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等が利用可能である。また、通信ネットワークを構成する伝送媒体としては、特に限定されず、例えば、ＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、第３．９世代以降の携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお、本発明は、前記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。
【０２０７】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【０２０８】
なお、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃが受信するデジタル放送は地上波により配信されるものであってもよいし、衛星放送、ケーブルＴＶ等を介して配信されるものであってもよい。すなわち、ＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃは、デジタル変調方式としてＯＦＤＭを採用する全てのデジタル放送に対して適用可能である。
【０２０９】
ＯＦＤＭ復調装置１、１ａ〜１ｃは、デジタル放送を受信し復調する復調装置として特に有効であるが、ＯＦＤＭもしくはＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）を採用するデジタル通信の送受信装置の受信側装置としても有効である。具体的には、電力線搬送（ＰＬＣ：Ｐｏｗｅｒ  Ｌｉｎｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）回線等の有線通信、ＩＥＥＥ８０２．１１などの無線ＬＡＮ、第３．９世代以降の携帯電話等の無線通信等の送受信装置の受信側装置として適用可能である。
【０２１０】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０２１１】
本発明は、デジタル放送の復調装置において、マルチパス状態である場合とマルチパス状態でない場合とを通じた総合的な受信性能を向上させることができるので、デジタル放送を復調する復調装置や、そのような復調装置を備えた受信装置に適用することができる。特に、本発明に係る復調装置は、上記受信装置のうち、携帯型受信装置（例えば、携帯電話機、ＰＤＡ）に適用することができる。さらにまた、本発明に係る復調装置は、ＯＦＤＭ伝送方式に従って信号を受信して復調する復調装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送またはＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビ放送を受信するための復調装置としても適用できる。
【符号の説明】
【０２１２】
１、１ａ〜１ｃ  ＯＦＤＭ復調装置
２    アンテナ
３    チューナ
４    ＯＦＤＭ復調部
５      ＡＤＣ
６、６ａ〜６ｃ    ＢＢ部
７      ＦＥＣ部
６１      直交検波部
６２      狭帯域キャリア周波数誤差補正部
６３、６３ｂ    ＦＦＴ部
６４      波形等化部
６５      シンボル同期部
６６      ＡＧＣ
６７      広帯域キャリア周波数誤差検出部
６８      ＴＭＣＣ
１０１、１０１ａ    伝搬路モニタ（判定手段）
１０２    ＭＥＲ検出部（ＭＥＲ値算出手段）
１０３、１０３ａ                ＦＦＴ窓生成部（ＦＦＴ手段）
１０４、１０４ａ、１０４ｂ      ＦＦＴ窓制御部（ＦＦＴ制御手段、信号強度判定手段）
１０５、１０５ｃ                演算処理部（ＦＦＴ手段）
１４１〜１４４      セレクタ
１４５              除算器
１４６              加算器
【図１】
2011146872.tif 000012
【図２】
2011146872.tif 000013
【図３】
2011146872.tif 000014
【図４】
2011146872.tif 000015
【図５】
2011146872.tif 000016
【図６】
2011146872.tif 000017
【図７】
2011146872.tif 000018
【図８】
2011146872.tif 000019
【図９】
2011146872.tif 000020
【図１０】
2011146872.tif 000021
【図１１】
2011146872.tif 000022
【図１２】
2011146872.tif 000023
【図１３】
2011146872.tif 000024
【図１４】
2011146872.tif 000025
【図１５】
2011146872.tif 000026
【図１６】
2011146872.tif 000027
【図１７】
2011146872.tif 000028
【図１８】
2011146872.tif 000029
【図１９】
2011146872.tif 000030