(57)【要約】【課題】  光信号の時分割多重ＢＰＳＫ信号のチャネル分離、復調を、データクロック周波数より狭帯域の部品を用いて行うことができるようにする。【解決手段】  本発明は、複数チャネルのＢＰＳＫ信号が時分割多重された時分割多重ＢＰＳＫ信号を受信する装置に関する。入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と局部発振光とを干渉させてＩ軸信号及びＱ軸信号を得る干渉信号形成部と、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から位相誤差信号を形成する位相誤差信号形成部と、位相誤差信号に応じて位相制御された局部発振光を生成する局部発振光生成部とを含むコスタスループ型光位相同期受信器を基本構成とする。そして、局部発振光の包絡線形状を多重分離対象チャネルのスロット期間に同期させたパルス状に操作して干渉信号形成部に入力させると共に、Ｉ軸信号から多重分離対象チャネルの信号を得ることを特徴とする。【選択図】      図１
2011146906.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重数分のチャネルのＢＰＳＫ信号が時分割多重された、光信号でなる時分割多重ＢＰＳＫ信号を受信するコヒーレント時分割多重信号受信装置において、
入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と局部発振光とを干渉させてＩ軸信号及びＱ軸信号を得る干渉信号形成部と、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から位相誤差信号を形成する位相誤差信号形成部と、位相誤差信号に応じて位相制御された上記局部発振光を生成する局部発振光生成部とを含むコスタスループ型光位相同期受信器と、
上記局部発振光及び上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の少なくとも一方の包絡線形状を、少なくとも多重分離対象チャネルを含む一部又は全てのチャネルのスロット期間に同期させた、しかも、スロット期間以下のパルス幅を有するパルス状に操作し、上記干渉信号形成部に入力させるパルス生成手段と、
上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号から、多重分離対象チャネルの信号を得る分離信号取得手段と
を有することを特徴とするコヒーレント時分割多重信号受信装置。
【請求項２】
多重分離対象チャネルが１つであり、
上記コスタスループ型光位相同期受信器は、上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号と上記局部発振光との位相差が０となるように位相同期を行い、
上記パルス生成手段が、多重分離対象チャネルのスロット期間にだけ同期して包絡線がパルス状であって、他のチャネルのスロット期間では包絡線が基準値をとる上記局部発振光又は上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号を形成するものであり、
上記分離信号取得手段が、上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号をそのまま多重分離対象チャネルの復調信号として取得する
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント時分割多重信号受信装置。
【請求項３】
多重分離対象チャネルが多重数の半分であり、
上記分離信号取得手段は、
上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号を、多重分離対象チャネルの数だけ分岐する分岐部と、
上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号から、データクロックの周波数を分周したと同様なクロックを形成してタイミング信号と出力するタイミング形成部と、
分岐されたそれぞれの上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号から、上記タイミング信号に基づいて、各多重分離対象チャネルの信号を抽出する各チャネル用のチャネル信号抽出部とを有する
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント時分割多重信号受信装置。
【請求項４】
上記コスタスループ型光位相同期受信器は、上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数と異なる周波数を有する上記局部発振光であって、位相同期時の、上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号と上記局部発振光とのビート信号が、上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロック周波数を多重数分で分周した周波数となる上記局部発振光を生成するものであり、
上記チャネル信号抽出部は、分岐された上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号におけるビート信号の成分が極値をとるタイミングで、担当する分離対象チャネルの信号を分離する
ことを特徴とする請求項３に記載のコヒーレント時分割多重信号受信装置。
【請求項５】
分岐された上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号におけるビート信号の成分が極小値をとるタイミングで、担当する分離対象チャネルの信号を分離する上記チャネル信号抽出部は、分離する際に、分離元の上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号におけるパルス形状を反転して復調信号として出力することを特徴とする請求項４に記載のコヒーレント時分割多重信号受信装置。
【請求項６】
上記位相誤差信号形成部は、Ｉ軸信号及びＱ軸信号を乗算した乗算信号と、上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロックを分周して得た、上記乗算信号の周波数と同一周波数を有する分周クロックとを更に乗算した結果を位相誤差信号とすることを特徴とする請求項４に記載のコヒーレント時分割多重信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はコヒーレント時分割多重信号受信装置に関し、例えば、時分割多重されているコヒーレントな超高速２値位相変調信号（ＢＰＳＫ信号）からのチャネル選択やそのチャネル信号の復調に適用し得るものである。
【背景技術】
【０００２】
昨今の光通信容量の大容量化に伴い、従来の強度変調方式に比較してＳ／Ｎ比が良好な位相変調方式（ＢＰＳＫ方式）が盛んに研究されている。位相変調方式は、強度変調方式のような光を直接強度変調するものと異なり、光のコヒーレンス性に着目して、位相に送るべき情報を重畳して送信するものである。このようなコヒーレント通信方式におけるコヒーレント検波方法として、主に２つの方法（ヘテロダイン検波、ホモダイン検波）が提案されている。このうち、ホモダイン検波は、入力された受信信号と厳密に位相同期した搬送波を受信端に用意し、それぞれの干渉作用により復調する方式である。ヘテロダイン検波方式は、周波数が若干異なる局部発振光（以下、局発光と呼ぶ）と搬送波との干渉により生成されたビート信号を検出することにより、復調に必要な受信信号の位相状態を取り出す方式である。ホモダイン検波方式は、受信信号と周波数、位相ともに厳密に一致した搬送波を受信端で生成する必要があり、ヘテロダイン検波方式は、同様に干渉作用により生成されるビート信号に重畳された受信信号に位相同期した信号を生成する必要がある。これらの検波方式は、一般には位相同期技術を用いて実現可能となる。
【０００３】
これまで、ヘテロダイン検波若しくはホモダイン検波方式を適用した光コヒーレント通信方式が多数報告されている。ホモダイン検波方式に関し、受信信号と受信端に配置された局発レーザ光に関する周波数同期及び位相同期に対して光位相同期ループ技術の使用例が報告されている（非特許文献１）。光位相同期ループの動作原理は、電気回路の分野で用いられている位相同期ループと同一である。また、ヘテロダイン検波に関し、受信信号と受信端に配置された局発レーザ光の干渉により生成されたビート信号を光電変換して、電気的にこの信号に位相同期技術を適用して復調する方法が提案されている（非特許文献２）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】大越考敬、菊池和朗共著、「コヒーレン光通信工学」、ｐ１２８、オーム社、１９８９年発行
【非特許文献２】Ｓｔｅｆａｎｏ  Ｃａｍａｄｅｌ  ｅｔ  ａｌ．，“１０  ＧＢＩＴ／Ｓ  ２−ＰＳＫ  ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ  ＡＮＤ  ＨＯＭＯＤＹＮＥ  ＣＯＨＥＲＥＮＴ  ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ  ＵＳＩＮＧ  ＣＯＭＭＥＲＣＩＡＬ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳ，”ＥＣＯＣ２００３，Ｖｏｌ．３，Ｗｅ．Ｐ．１２２，ｐｐ．８００−８０１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
これまでの強度変調方式での大容量化に向けた研究トレンドと同様に、コヒーレント通信でも大容量化が盛んに研究されている。例えば、強度変調方式で時分割多重による１００［Ｇｂｉｔ／ｓ］以上の信号に対する伝送実験例が既に報告されているが、コヒーレント変調方式であるＰＳＫ方式に対しても、この時分割多重方式を応用して高速化を試みる研究も行われている。強度変調方式に対する超高速時分割多重方式では、多重された１００［Ｇｂｉｔ／ｓ］より高速な高速信号を直接受光できるフォトダイオードが存在しないため、時分割多重光信号を分離して復調することが必要となる。例えば、４０×４［Ｇｂｉｔ／ｓ］の時分割多重光信号は、４０［Ｇｂｉｔ／ｓ］の各チャネルに時分割分離して、それぞれに対して復調が行われる。この事情は、時分割多重されたＰＳＫ信号に対しても同様である。時分割多重されたＰＳＫ信号を検波（復調）することは、強度変調信号に変換することに等しいため、復調後にチャネル分離を行うか、或いはチャネル分離後に復調を行う必要がある。
【０００６】
前者の場合、強度変調に変換するための検波機能がまず必要である。しかしながら、検波を行う際に、ホモダイン検波、ヘテロダイン検波のいずれを用いる場合にも、入力信号と参照信号とのビート信号を抽出する必要がある。この過程で、ビート信号にはビート周波数を搬送波として、入力信号の位相変調成分が強度変化となって重畳されているため、検出する際に必要となる光電変換ではほぼ信号帯域と同様の帯域が要求される。しかしながら、上述したように、１００［Ｇｂｉｔ／ｓ］を超える超高速信号を直接光電変換可能な受光素子は現状で得られていない。結果として、超高速信号に対してこの手法を直接用いることはできない。
【０００７】
後者では、まず、入力信号から抽出された信号タイミングに基づいて時分割分離を行い、その後、分離された各信号に対して検波を行う必要がある。しかし、この場合、まず、時分割多重された各チャネルを、ゲートを用いて分離する必要があるため、受信機としては、クロック抽出部、時分割分離部及び検波部の３つの構成が必要となる。すなわち、受信機自体の規模が大きくなる可能性が高く、さらに、高速信号を取り扱うことができる高価なゲートを必要とする。
【０００８】
本発明は、以上の点に鑑みなされたものであり、コヒーレント時分割多重信号のチャネル分離若しくは復調を、データクロック周波数より狭帯域の部品を用いて行うことができるコヒーレント時分割多重信号受信装置を提供しようとしたものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、多重数分のチャネルのＢＰＳＫ信号が時分割多重された、光信号でなる時分割多重ＢＰＳＫ信号を受信するコヒーレント時分割多重信号受信装置において、（１）入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と局部発振光とを干渉させてＩ軸信号及びＱ軸信号を得る干渉信号形成部と、Ｉ軸信号及びＱ軸信号から位相誤差信号を形成する位相誤差信号形成部と、位相誤差信号に応じて位相制御された上記局部発振光を生成する局部発振光生成部とを含むコスタスループ型光位相同期受信器と、（２）上記局部発振光及び上記入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の少なくとも一方の包絡線形状を、少なくとも多重分離対象チャネルを含む一部又は全てのチャネルのスロット期間に同期させた、しかも、スロット期間以下のパルス幅を有するパルス状に操作し、上記干渉信号形成部に入力させるパルス生成手段と、（３）上記Ｉ軸信号又は上記Ｑ軸信号から、多重分離対象チャネルの信号を得る分離信号取得手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、コヒーレント時分割多重信号のチャネル分離若しくは復調を、データクロック周波数より狭帯域の部品を用いて行うことができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係るコヒーレント時分割多重信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】コスタスループ型光位相同期受信器の基本的な構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態における光ＶＣＯの内部構成例を示すブロック図である。
【図４】第１の実施形態におけるクロック抽出部の内部構成例を示すブロック図である。
【図５】第１の実施形態におけるパルス生成部の内部構成例を示すブロック図である。
【図６】第１の実施形態におけるパルス生成部の各部スペクトルを示すスペクトラム図である。
【図７】第１の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置における各部信号の特性を示す説明図である。
【図８】第１の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置における位相同期動作を示す説明図である。
【図９】第２の実施形態に係るコヒーレント時分割多重信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】第２の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置における各部信号の特性を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明によるコヒーレント時分割多重信号受信装置の第１の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。
【００１３】
（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、第１の実施形態に係るコヒーレント時分割多重信号受信装置１００の構成を示すブロック図である。
【００１４】
図１において、第１の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置１００は、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ１０２、２つのバランスドフォトディテクタ１０３、１０４、２つのＲＦアンプ１０５、１０６、乗算器１０７、ループフィルタ１０８、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１０９、パルス生成部１１０、クロック抽出部１１１及び増幅器１１２を有する。
【００１５】
第１の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置１００には、各チャネルの光ＢＰＳＫ信号が時分割多重された、復調対象のコヒーレントな時分割多重ＢＰＳＫ信号が入力される。
【００１６】
ここで、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ１０２、２つのバランスドフォトディテクタ１０３、１０４、２つのＲＦアンプ１０５、１０６、乗算器１０７、ループフィルタ１０８及び光ＶＣＯ１０９は、参照文献１に記載されているような、また、図２に示すよな、光ＢＰＳＫ信号を受信可能にするコスタスループ型光位相同期受信器の基本的な構成要素と同様なものである。
【００１７】
参照文献１：Ｙ．Ｃｈｉｏｕ  ａｎｄ  Ｌ．Ｗａｎｇ，“Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  ｏｐｔｉｃａｌ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ｎｏｉｓｅ  ｏｎ  ｌａｓｅｒ  ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ  ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ｉｎ  ｌｏｎｇ  ｈａｕｌ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｆｉｂｅｒ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｃｏｓｔａｓ  ＰＬＬ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６）
そこで、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ１０２、２つのバランスドフォトディテクタ１０３、１０４、２つのＲＦアンプ１０５、１０６、乗算器１０７、ループフィルタ１０８及び光ＶＣＯ１０９については、パルス生成部１１０、クロック抽出器１１１及び増幅器１１２が存在しないと仮定し、しかも、入力信が時分割多重信号になっていないと仮定して、その機能説明を行う。
【００１８】
偏波面コントローラ１０１は、入力された復調対象のＢＰＳＫ信号の偏波面を、光ＶＣＯ１０９に内在する局発光光源からの局発光の偏波面に一致させるためのものである。
【００１９】
９０°ハイブリッドカプラ１０２は、図示は省略するが、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°移相器とを備え、第１のビームコンバイナがＢＰＳＫ信号と局発光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得ると共に、第２のビームコンバイナがＢＰＳＫ信号と局発光をπ／２（＝９０°）だけ移相した光信号とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得るものである。
【００２０】
第１のバランスドフォトディテクタ１０３は、内部に２つのフォトディテクタを備え、第１のビームコンバイナからの和成分及び差成分をそれぞれ、光電変換した後、和成分の光電変換信号から、差成分の光電変換信号を減算した信号を、Ｉ軸の信号成分として出力するものである。
【００２１】
第２のバランスドフォトディテクタ１０４は、内部に２つのフォトディテクタを備え、第２のビームコンバイナからの和成分及び差成分をそれぞれ、光電変換した後、差成分の光電変換信号から、和成分の光電変換信号を減算した信号を、Ｑ軸の信号成分として出力するものである。
【００２２】
ＲＦアンプ１０５、１０６はそれぞれ、入力されたＩ軸信号、Ｑ軸信号の直流成分をカットすると共に、その他の広帯域成分を増幅するものである。ＲＦアンプ１０５から出力されたＩ軸信号は２分岐され、一方は、入力された復調対象のＢＰＳＫ信号と局発光との位相同期時には復調信号として出力される。
【００２３】
乗算器１０７には、ＲＦアンプ１０５及び１０６から出力されたＱ軸信号及びＩ軸信号が与えられる。乗算器１０７は、これらＱ軸信号及びＩ軸信号を乗算して、位相誤差信号として出力するものである。
【００２４】
ループフィルタ１０８は、乗算器１０７の出力信号を平滑化するものである。ループフィルタ１０８の平滑特性は、当該コスタスループ型光位相同期受信器における追従速度を主として定めるものである。
【００２５】
光ＶＣＯ１０９は、局発光光源としてＣＷ光源（連続光光源）を内蔵し、ＣＷ光源から出力されたＣＷ光に対して、ループフィルタ１０８から出力された、フィードバックされた位相誤差信号に基づき周波数変調を施す仕組みを有する。光ＶＣＯ１０９からの出力光が局発光として、９０°ハイブリッドカプラ１０２に与えられる。
【００２６】
図３は、光ＶＣＯ１０９の内部構成例を示すブロック図である。光ＶＣＯの構成例は、上述した非特許文献２に記載されているが、図３に示すものは、適用している光変調器が非特許文献２に記載されているものと異なっている。
【００２７】
図２において、光ＶＣＯ１０９は、電気的ＶＣＯ１５０、ＣＷ光源１５１及び周波数変調器１５２を有する。
【００２８】
電気的ＶＣＯ１５０は、ループフィルタ１０８から出力された位相誤差信号（電圧信号）に応じて、自己での発振周波数を変更するものである。
【００２９】
ＣＷ光源１５１は、復調対象の光ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数を有する連続光（ＣＷ光）を生成して、周波数変調器１５２に入射するものである。
【００３０】
周波数変調器１５２は、ＣＷ光源１５１からの連続光を、電気的ＶＣＯ１５０からの発振信号に応じて周波数変調し、位相誤差が反映された局発光を形成するものである。
【００３１】
上述した要素を含むコスタスループにより、入力された復調対象の光ＢＰＳＫ信号と局発光とが位相比較され、この位相比較結果に基づき、局発光（光参照信号）の周波数が両者の位相差が０となるように制御される。
【００３２】
上述したように、第１の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置１００は、以上のようなコスタスループ型光位相同期受信器の基本的構成に、パルス生成部１１０、クロック抽出部１１１及び増幅器１１２を追加したものである。
【００３３】
クロック抽出部１１１は、入力された復調対象のコヒーレントな時分割多重ＢＰＳＫ信号から、所望するチャネルデータのタイミングを規定するクロック信号を抽出するものである。図４は、クロック抽出部１１１の内部構成例を示すブロック図である。
【００３４】
図４において、クロック抽出部１１１は、光分波器２００、１ビット遅延器２０１、光合波器２０２、分周クロック抽出器２０３、遅延器２０４及びＲＦアンプ２０５を有する。
【００３５】
光分波器２００、１ビット遅延器２０１及び光合波器２０２は、原信号と１ビット遅延信号との干渉結果を得るものである。光分波器２００によって２分岐された一方の入力光信号（コヒーレントな時分割多重ＢＰＳＫ信号）を光合波器２０２に入力させると共に、他方の入力光信号を１ビット遅延器２０１において１ビット分だけ遅延させた後、光合波器２０２に入力させて、遅延されていない入力光信号と１ビット分だけ遅延された入力光信号とを合波させる。この合波により、両光信号は干渉し合う。例えば、両者の位相差が０の場合には強め合い、位相差がπの場合には弱め合う。光デジタル変調信号の変調方式は異なるが、上述の干渉の結果、物理的には光強度変調信号と同様の信号が生成される。
【００３６】
分周クロック抽出器２０３は、干渉結果の光信号から分周クロックを抽出するものである。超高速のビットレートの場合、光信号を市販されているような受光器で受信することが困難であるが、クロック抽出方法に関しては、既に公知となっている多くの手法が提案されている（例えば、特開２００７−１２４０２６号公報、特開２００３−１４３０７３号公報、特開平０９−５５６９９号公報などに記載されている）。分周クロック抽出器２０３は、このような公知の手法を単独で又は組み合わせて適用してクロック抽出を行う。分周クロック抽出器２０３によっては、このような手法により、入力光信号に同期したクロック成分の分周成分（分周クロック）が抽出される。分周クロックは、位相変調のタイミングを規定していると共に、各チャネルのスロットを規定しているものである。例えば、時分割多重された入力光信号が４系統の４０×４［Ｇｂｐｓ］の時分割ＢＰＳＫ信号から構成されているとした場合、そのクロック信号の４分周クロック信号、すなわち、４０［ＧＨｚ］の成分が抽出される。一般に、２ｎ系統のＢＰＳＫ信号が時分割多重されている場合には、入力光信号のクロックに対して１／２ｎに相当する分周クロックが抽出される。以下では、分周比が１／４の例を用いて各部の機能を説明する。
【００３７】
遅延器２０４は、分周クロック抽出器２０３から出力された分周クロックを、後述する所定時間だけ遅延させるものである。
【００３８】
ＲＦアンプ２０５は、遅延器２０４から出力された分周クロックを、所望する振幅が得られるように増幅するものである。
【００３９】
パルス生成部１１０は、光ＶＣＯ１０９から出力された振幅がほぼ一定の局発光（連続光）から、クロック抽出器１１１から出力された分周クロックのタイミングに基づいて、光パルス列を生成するものである。図５は、パルス生成部１１０の内部構成例を示すブロック図である。
【００４０】
図５において、パルス生成部１１０は、位相変調器２５０及び光バンドパスフィルタ２５１を有する。
【００４１】
位相変調器２５０は、クロック抽出部１１１から出力された４分周クロック（但し、当該コヒーレント時分割多重信号受信装置１００への入力信号のクロック周波数はｆ／４［Ｈｚ］である）により、光ＶＣＯ１０９から出力された参照光（局発光）を位相変調する。この際、位相変調を受けた参照光は、その搬送波を中心にして分周クロックの周波数ｆ／４［Ｈｚ］間隔にベッセル関数に従ってスペクトルラインが発生することになる。
【００４２】
光バンドパスフィルタ２５１は、その通過特性がガウシアンでほぼ近似できるものであり、当該光バンドパスフィルタ２５１を導通した後のスペクトルラインがガウシアンパルス列のフーリエ変換に近くなるようにして余分な成分を除去する。
【００４３】
位相変調器２５０及び光バンドパスフィルタ２５１による操作を順次施された局発光は、搬送波周波数として参照光の周波数、すなわち、時分割多重ＢＰＳＫ信号と同一の搬送波周波数の搬送波を持ち、入力信号の４分周クロック周波数の逆数を周期に持つパルス列となる。これは、ガウシアンパルスのフーリエ変換がガウシアン状のスペクトルを持つこと、及び、繰り返しパルス列の周波数成分は、パルス列１周期当たりの時間波形のフーリエ変換とその繰り返し周波数の分の間隔が開いた周波数領域でのデルタ関数の列との積として表現できるという事実に基づいている。パルス列は、４分周クロック周波数の逆数を周期に持ち、かつ、クロック抽出部１１１内の遅延器２０４によってタイミングを調整できるので、４多重されている時分割多重ＢＰＳＫ信号のいずれかのチャネルのスロットに同期したものとすることができる。
【００４４】
増幅器１１２は、パルス生成部１１０から出力された光パルス列を所望のパワーまで増幅してハイブリッドカプラ１０２へ入力するものである。
【００４５】
（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、第１の実施形態に係るコヒーレント時分割多重信号受信装置１００の動作を説明する。
【００４６】
入力された復調対象のコヒーレントな時分割多重ＢＰＳＫ信号は、偏波面コントローラ１０１及びクロック抽出部１１１に与えられる。
【００４７】
クロック抽出部１１１において、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号は、光分波器２００によって２分岐され、一方の分岐信号が光合波器２０２に直接入力されると共に、他方の分岐信号を１ビット遅延器２０１において１ビット分だけ遅延された後、光合波器２０２に入力され、光合波器２０２によって、遅延されていない入力信号と１ビット分だけ遅延された入力信号とが合波され、両入力信号は干渉し合う。この干渉結果の信号は、分周クロック抽出器２０３に与えられ、公知の方法によって、クロック成分が抽出される。この抽出の際には、入力信号が有するクロック周波数を有するものではなく、入力信号が有するクロック周波数を、入力信号における時分割数分の１を分周比として分周したと同様な周波数を有する分周クロックが抽出される。この分周クロックは、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号における、復調対象のチャネルのスロット位置に応じた分だけ遅延され、さらに、ＲＦアンプ２０５によって所望する振幅が得られるように増幅されてパルス生成部１１０に与えられる。
【００４８】
また、パルス生成部１１０には、光ＶＣＯ１０９から出力された参照光（局発光）も与えられる。パルス生成部１１０内の位相変調器２５０において、光ＶＣＯ１０９から出力された参照光（局発光）が、４分周クロックにより位相変調され、その後、光バンドパスフィルタ１５１において、導通後のスペクトルラインがガウシアンパルス列のフーリエ変換に近くなるようにして余分な成分が除去される。
【００４９】
図６は、パルス生成部１１０における各部での光信号のスペクトルを示すスペクトラム図である。
【００５０】
パルス生成部１１０に光ＶＣＯ１０９から与えられる参照光（局発光）は、図６（Ａ）に示すように、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数と同様な周波数だけを有する。位相変調器２５０による位相変調を受けた参照光は、図６（Ｂ）に示すように、搬送波周波数を中心にして分周クロックのｆ／４［Ｈｚ］間隔にベッセル関数に従ってスペクトルラインが発生する。次に、ガウシアンでほぼ近似できる光バンドパスフィルタ２５１で濾波されることにより、光バンドパスフィルタ２５１を導通した後の参照光は、図６（Ｃ）に示すように、上述したスペクトルラインがガウシアンパルス列のフーリエ変換に近くなるように余分な成分が除去される。パルス生成部１１０から出力された参照光は、入力される時分割多重ＢＰＳＫ信号と同一の搬送波周波数を持ち、４分周クロック周波数の逆数を周期に持つパルス列となる。
【００５１】
このような参照光が、増幅器１１２において、所望のパワーまで増幅されて９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される。
【００５２】
一方、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号は、偏波面コントローラ１０１において、干渉させるため、増幅器１１２から９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される参照光と同一の偏波面に設定された後、９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される。
【００５３】
上述したように、参照光に重畳されたパルスの位置と、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号における復調対象チャネルのスロットのタイミングとが一致するようにクロック抽出部１１１の遅延器２０４の遅延量が調整されている。
【００５４】
図７は、当該コヒーレント時分割多重信号受信装置１００における各部信号の特性を示す説明図である。図７は、多重数が４で、第１チャネルＣＨ１が復調対象の場合を示している。
【００５５】
図７（Ａ）は、９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される時分割多重ＢＰＳＫ信号を示しており、データ「０」、「１」に応じて位相が「０」、「π」に制御（変調）されている、第１〜第４チャネルのＢＰＳＫ信号が時分割多重されている。なお、図７（Ａ）や（Ｂ）では、説明を簡単にするため、実際とは異なって、１個のチャネルスロットが搬送波周期の３倍であるように示している。
【００５６】
図７（Ｂ）及び（Ｃ）は、９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される参照光を示しており、図７（Ｂ）は参照光の位相状態を示し、図７（Ｃ）は参照光の包絡線を示している。図７（Ｂ）では、上側及び下側包絡線が一定値をとるように描いているが、参照光の実際の包絡線は、図７（Ｃ）に示すように、第１チャネルＣＨ１のスロットでパルス状を有し、第２〜第４チャネルのスロットでは包絡線成分は存在しない。なお、図７（Ｂ）は、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号と参照光（局発光）との位相同期が確立している状態を示している。
【００５７】
９０°ハイブリッドカプラ１０２内にはビームコンバイナが設けられており、時分割多重ＢＰＳＫ信号（光信号）と参照光とを合波するので、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４には、両者の干渉光が入射される。上述したように、参照光は、第２〜第４チャネルＣＨ２〜ＣＨ４のスロットでは包絡線成分は存在しないため、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４は、パルスが存在する第１チャネルＣＨ１のスロット部分以外では受光できない。すなわち、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４の電気信号である出力信号は、復調対象の第１チャネルのスロットだけで有効なものとなる。時分割多重ＢＰＳＫ信号（光信号）と参照光とが同相のときに、９０°ハイブリッドカプラ１０２内での干渉結果が強め合い、時分割多重ＢＰＳＫ信号（光信号）と参照光とが逆相のときに、９０°ハイブリッドカプラ１０２内での干渉結果が弱め合うので、第１のバランスドフォトディテクタ１０３の出力信号は、時分割多重ＢＰＳＫ信号（光信号）の位相が参照光の位相と同相か否かに応じたものとなる。時分割多重ＢＰＳＫ信号（光信号）の位相は、データの「０」、「１」に応じているので、第１のバランスドフォトディテクタ１０３の出力信号、言い換えると、ＲＦアンプ１０５の出力信号は復調信号となっている。
【００５８】
以下では、このことを数式的に説明する。ＲＦアンプ１０５からの出力信号（Ｉ軸信号）をＰＩとすると、Ｉ軸信号ＰＩは、（１）式に示すような比例関係が存在する。なお（１）式において、ＵＳ（ｔ）、ＵＬＯ（ｔ）はそれぞれ、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号、参照光の包絡線情報、ｄ（ｔ）はデータの「０」、「１」に応じた位相（０又はπ）、θ（ｔ）は入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号と参照光との位相差である。
【数１】
2011146906.tif 000003
【００５９】
時分割多重ＢＰＳＫ信号の包絡線情報ＵＳ（ｔ）は、ＮＲＺ−ＰＳＫの場合には一定値となり、ＲＺ−ＰＳＫの場合にはパルス状の関数となる。参照光の包絡線情報ＵＬＯ（ｔ）は、上述したパルス形状となる。入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号と参照光とが位相同期しているときは、位相差θ（ｔ）は０であるので、（１）式は（２）式のように書き直すことができ、Ｉ軸信号ＰＩは、図７（Ｄ）に示すように、位相ｄ（ｔ）に応じて正又は負をとり、このＩ軸信号ＰＩは復調信号に他ならない。
【数２】
2011146906.tif 000004
【００６０】
上述したように、第１の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置１００は、コスタスループ型光位相同期受信器の基本的構成をそのまま適用しているので、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の位相に、参照光（局発光）の位相を同期させる動作は、従来のコスタスループ型光位相同期受信器の位相同期動作とほぼ同様である。但し、以下の点が異なっている。図８は、この相違点の説明図である。
【００６１】
入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号も、光ＶＣＯ１０９から出力された参照光（局発光）も、図８（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、連続的な信号であって、これらの間の位相差（参照光の位相誤差）も、図８（Ｃ）に示すように、連続的なものである。しかしながら、参照光はパルス生成部１１０によってパルス化されて９０°ハイブリッドカプラ１０２に入力されるため、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ１０３及び１０４からのＩ軸信号及びＱ軸信号は、第１チャネルＣＨ１のスロット部分だけに存在する。そのため、乗算器１０７からの位相誤差信号も、図８（Ｄ）に示すように、第１チャネルＣＨ１のスロット部分だけに存在する。このように４スロット毎に検出される位相誤差信号がループフィルタ１０８で平滑化されて、光ＶＣＯ１０９にフィードバックされる。位相同期動作におけるその他の動作部分は、通常の位相同期動作と同様である。
【００６２】
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
第１の実施形態によれば、パルス生成部によって、参照光を、多重の単位区間の多重数分の１の期間だけに存在するパルス状の信号に変換して９０°ハイブリッドカプラ１０２に入力して、復調信号を得るようにしたので、処理可能帯域が狭帯域の部品を用いて復調信号を得ることができる。例えば、入力された時分割ＢＰＳＫ信号が、４系統のＢＰＳＫ信号を多重した４０×４［Ｇｂｐｓ］の信号であっても、４０［Ｇｂｐｓ］程度の信号を処理可能な光学部品や電気部品を用いて、復調信号を得ることができる。
【００６３】
また、第１の実施形態によれば、復調動作の中心的機能を担っている９０°ハイブリッドカプラ１０２に対し、パルス状の参照光を入力してチャネルの抽出機能（分離機能）をも担当させるようにしたので、チャネルの分離と復調とで多くの部品を共用でき、全体構成を簡易、小形なものとすることもできる。なお、搬送波の成分を残したままチャネルを分離し、その後、改めてコヒーレント検波することも考えられるが、このようにした場合、チャネル分離と復調とが独立して実行されるため、構成が複雑、大型化してしまうが、第１の実施形態によればこのような不都合は発生しない。
【００６４】
（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明によるコヒーレント時分割多重信号受信装置の第２の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。
【００６５】
図９は、第２の実施形態に係るコヒーレント時分割多重信号受信装置１００Ａの構成を示すブロック図である。なお、第２の実施形態において、時分割多重ＢＰＳＫ信号は４多重の信号である。
【００６６】
図９において、第２の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置１００Ａも、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ１０２、２つのバランスドフォトディテクタ１０３、１０４、２つのＲＦアンプ１０５、１０６、乗算器１０７、ループフィルタ１０８、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１０９、パルス生成部１１０、クロック抽出部１１１及び増幅器１１２を有し、さらに、乗算器１１３、逓倍器１１４、第１チャネル用遅延器１１５、第１チャネル用識別回路１１６、第２チャネル用遅延器１１７、及び、第２チャネル用識別回路１１８を有する。
【００６７】
また、第１の実施形態と同様に設けられているループフィルタ１０８、光ＶＣＯ１０９、及び、パルス生成部１１０も、第１の実施形態のものと多少異なっている。
【００６８】
第２の実施形態の場合、光ＶＣＯ１０９は、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数と同じ周波数を有する参照光（局発光）を出力するのではなく、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号と参照光とを干渉させた際に定周波数のビート信号が生じるような、周波数を有する参照光を出力するものである。参照光の周波数は、時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数に対して若干オフセットされた周波数を有し、同期ループの同期時には、参照光はオフセット周波数分だけ搬送波周波数と異なる状態で同期される。このオフセット周波数は、時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロックの周波数を４分周した周波数に設定されている。
【００６９】
上述したビート信号の周波数（すなわち、オフセット周波数）による位相変化をθ（ｔ）で表すこととする。この場合、第１のバランスドフォトディテクタ１０３の出力信号、言い換えると、ＲＦアンプ１０５の出力信号であるＩ軸信号ＰＩには、（３）式に示すような比例関係が存在し、第２のバランスドフォトディテクタ１０４の出力信号、言い換えると、ＲＦアンプ１０６の出力信号であるＱ軸信号ＰＱには、（４）式に示すような比例関係が存在する。その結果、これらＩ軸信号ＰＩ及びＱ軸信号ＰＱを乗算した結果である乗算器１０７からの出力信号には、（５）式に示すような比例関係が存在する。（４）式はｃｏｓ（α＋π／２）＝ｓｉｎαを適用して整理している。また、（５）式は、データの「０」、「１」に応じた位相ｄ（ｔ）（＝０又はπ）の２倍である２ｄ（ｔ）が０又は２πの値をとること、ｓｉｎα＝ｓｉｎ（α＋２π）が成り立つことを適用して整理している。
【数３】
2011146906.tif 000005
【００７０】
（５）式からは、同期ループでフィードバックされる乗算器１０７からの出力信号は、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と参照光の位相差の時間関数を表し、これは両者のビート周波数の２倍となっている。この周波数は、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロック周波数から見ると、２分周した周波数に相当する。
【００７１】
クロック抽出部１１１は、第１の実施形態と同様なものであり、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロック周波数を４分周した４分周クロックを出力する。逓倍器１１４は、この４分周クロックの周波数を２逓倍し、入力された時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロック周波数を２分周したと同様なクロックを出力する。
【００７２】
乗算器１１３には、乗算器１０７から出力された入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と参照光を干渉させたことにより生じるビート信号の２逓倍の周波数を持ったビート信号と、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロック周波数の２分周周波数を持つクロックとが入力される。つまり、乗算器１１３には、同一周波数が意図された２つの信号が入力され、乗算器１１３は、これら信号を乗算し、その乗算出力を位相比較結果としてループフィルタ１０８に出力する。
【００７３】
上述した位相比較結果を得る一連の動作により、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロックに同期したタイミングと、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と参照光の干渉によるビート信号との位相差を抽出することができる。この位相差をループフィルタ１０８で平滑化して光ＶＣＯ１０９へ入力し、参照光の周波数を位相差が０になるように制御することにより、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号のデータクロックと、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の搬送波と参照光の干渉によるビート信号は位相同期することになる。
【００７４】
第２の実施形態の場合、パルス生成部１１０は、クロック抽出部１１１からのクロックの情報に基づいて、全てのチャネル（ＣＨ１〜ＣＨ４）のスロット期間で参照光の包絡線がパルス状になるように操作する。なお、クロック抽出部１１１若しくは逓倍器１１４からのクロックの情報に基づいて、復調対象のチャネル（ＣＨ１及びＣＨ３）のスロット期間で参照光の包絡線がパルス状になるように操作するようにしても良い。
【００７５】
上述したように、ＲＦアンプ１０５からのＩ軸信号ＰＩには（３）式に示すような比例関係が存在するが、（３）式を変形することにより（６）式を得ることができる。（６）式は、データの「０」、「１」に応じた位相ｄ（ｔ）は０又はπをとるためｓｉｎ｛ｄ（ｔ）｝が０であることを適用して整理している。（６）式において、ｃｏｓ｛θ（ｔ）｝はビート成分を表しており、その他の部分は、第１の実施形態で説明した（２）式の値と同様であって復調成分となっている。
【数４】
2011146906.tif 000006
【００７６】
図１０は、第２の実施形態のコヒーレント時分割多重信号受信装置１００Ａにおける各部での光信号の特性を示す説明図である。図１０は、多重数が４で、第１チャネルＣＨ１及び第３チャネルが復調対象の場合を示している。
【００７７】
図１０（Ａ）は、９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される時分割多重ＢＰＳＫ信号を示しており、データ「０」、「１」に応じて位相が「０」、「π」に制御（変調）されている、第１〜第４チャネルのＢＰＳＫ信号が時分割多重されている。ここで、ＢＰＳＫ信号はＲＺ−ＢＰＳＫ信号である。なお、図１０（Ａ）では、説明を簡単にするため、実際とは異なって、１個のチャネルスロットが搬送波周期の３倍であるように示している。
【００７８】
図１０（Ｂ）はＩ軸信号ＰＩのビート成分を示している。上述した位相同期ループにより、ビート成分の極大値近傍の期間が復調対象の第１チャネルＣＨ１のスロット期間と合致し、ビート成分の極小値近傍の期間が復調対象の第３チャネルＣＨ３のスロット期間と合致し、ビート成分の０値近傍の期間が復調対象外の第２チャネルＣＨ２及び第４チャネルＣＨ４のスロット期間と合致している。
【００７９】
図１０（Ｃ）は、９０°ハイブリッドカプラ１０２へ入力される参照光の包絡線を示している。参照光の包絡線は、第１チャネルＣＨ１〜第４チャネルＣＨ４の全てのスロットはパルス状成分が存在する。参照光の包絡線は、（６）式におけるＵＬＯ（ｔ）に対応するものである。
【００８０】
図１０（Ｄ）はＩ軸信号ＰＩを示しており、Ｉ軸信号ＰＩのビート成分も併せて示している。上述した第１の実施形態の場合であれば、Ｉ軸信号ＰＩは、データの「０」、「１」に応じた位相「０」、「π」に応じた正又は負の値をとる。第２の実施形態の場合、第１チャネルＣＨ１のスロット期間は、ビート成分の極大値近傍の期間であってビート成分が正であるので、Ｉ軸信号ＰＩは、データの「０」、「１」に応じた位相「０」、「π」に応じて正、負のパルスとなり、第３チャネルＣＨ３のスロット期間は、ビート成分の極小値近傍の期間であってビート成分が負であるので、Ｉ軸信号ＰＩは、データの「０」、「１」に応じた位相「０」、「π」に応じて負、正のパルスとなる。なお、第２チャネルＣＨ２及び第４チャネルＣＨ４のスロット期間では、Ｉ軸信号ＰＩは０近傍の値をとる。
【００８１】
第１チャネル用遅延器１１５及び第１チャネル用識別回路１１６は、Ｉ軸信号ＰＩから、第１チャネルＣＨ１の復調信号を得るためのものである。第１チャネル用遅延器１１５には、クロック抽出器１１１から４分周クロックが与えられており、この分周クロックを遅延させることにより、第１チャネルＣＨ１のスロット期間を規定するタイミング信号を形成する（例えば、４分周クロックの極大値近傍が第１チャネルＣＨ１のスロット期間に位置するような遅延動作を行う）。第１チャネル用識別回路１１６は、第１チャネル用遅延器１１５からのタイミング信号に基づいて、第１チャネルＣＨ１のスロット期間に、正のパルスが存在するか負のパルスが存在するかに基づいて、データ「０」、「１」を識別し、復調信号を出力するものである。図１０（Ｅ）は第１チャネルＣＨ１の復調信号を示している。
【００８２】
第３チャネル用遅延器１１７及び第３チャネル用識別回路１１８は、Ｉ軸信号ＰＩから、第３チャネルＣＨ１の復調信号を得るためのものである。第３チャネル用遅延器１１７には、クロック抽出器１１１から４分周クロックが与えられており、この分周クロックを遅延させることにより、第３チャネルＣＨ３のスロット期間を規定するタイミング信号を形成する（例えば、４分周クロックの極大値近傍が第３チャネルＣＨ３のスロット期間に位置するような遅延動作を行う）。第３チャネル用識別回路１１８は、第３チャネル用遅延器１１７からのタイミング信号に基づいて、第３チャネルＣＨ３のスロット期間に、正のパルスが存在するか負のパルスが存在するかに基づいて、データ「１」、「０」を識別し、復調信号を出力するものである。図１０（Ｆ）は第３チャネルＣＨ３の復調信号を示している。
【００８３】
第２の実施形態によれば、位相同期時に、入力された時分割ＢＰＳＫ信号の搬送波と参照光との間に所定周波数のビート信号を発生させるようにしたことを利用し、位相誤差信号の形成に利用する信号が時分割ＢＰＳＫ信号の搬送波の周波数を２分周した周波数を有するようにしたので、処理可能帯域が狭帯域の部品を用いて復調信号を得ることができる。例えば、入力された時分割ＢＰＳＫ信号が、４系統のＢＰＳＫ信号を多重した４０×４［Ｇｂｐｓ］の信号であっても、８０［Ｇｂｐｓ］程度の信号を処理可能な光学部品や電気部品を用いて、位相同期させて復調信号を得ることができる。
【００８４】
また、第２の実施形態によれば、９０°ハイブリッドカプラ１０２からのＩ軸信号にビート成分を重畳させ、そのビート成分の極値にチャネルの表示機能を持たせてチャネルの分離と復調とを行うようにしたので、チャネルの分離と復調とで多くの部品を共用でき、全体構成を簡易、小形なものとすることもできる。なお、搬送波の成分を残したままチャネルを分離し、その後、改めてコヒーレント検波することも考えられるが、このようにした場合、チャネル分離と復調とが独立して実行されるため、構成が複雑、大型化してしまうが、第２の実施形態によれば、コヒーレント検波は既に実行されており、チャネル分離時にはコヒーレント検波は不要となっており、単にチャネル分離だけを実行すれば良い。
【００８５】
さらに、第２の実施形態によれば、Ｉ軸信号のビート成分の極値にチャネルの表示機能を持たせてチャネルの分離、復調を行うので、２つのチャネルを正しく分別して復調を行うことができる。例えば、第１の実施形態の変形例として、第１チャネルと第３チャネルのスロット期間に合わせて参照光をパルス状にし、第１チャネル用遅延器及び第１チャネル用識別回路によってＩ軸信号から第１チャネルの復調信号を得ると共に、第３チャネル用遅延器及び第３チャネル用識別回路によってＩ軸信号から第３チャネルの復調信号を得るようにすることも考えられるが（これも本発明の１つの実施形態である）、誤って、第１チャネルの復調信号として第３チャネルの復調信号が出力され、第３チャネルの復調信号として第１チャネルの復調信号が出力されることを完全には防止できないが、第２の実施形態によれば、このような誤った出力を未然に防止することができる。
【００８６】
（Ｃ）他の実施形態
上記各実施形態では、復調信号の取り出しにＩ軸信号を利用するものを示したが、Ｑ軸信号から復調信号を取り出すようにしても良い。
【００８７】
また、上記各実施形態では、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の偏波面を調整するものを示したが、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の偏波面を操作せず、参照光の偏波面を操作して両偏波面を合致させるようにしても良く、さらには、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号及び参照光の偏波面を操作して両偏波面を合致させるようにしても良い。
【００８８】
さらに、上記各実施形態では、参照光の包絡線をパルス状に操作するものを示したが、これに代え、又は、これに加え、入力時分割多重ＢＰＳＫ信号の包絡線をパルス状に操作するようにしても良い。
【００８９】
第２の実施形態では、クロック抽出部１１１から出力された４分周クロックの周波数を２逓倍することにより２分周クロックを得るものを示したが、クロック抽出部として２分周クロックを出力するものを適用し、必要な４分周クロックは２分周クロックをさらに２分周することを得るようにしても良い。
【符号の説明】
【００９０】
１００、１００Ａ…コヒーレント時分割多重信号受信装置、１０２…９０°ハイブリッドカプラ、１０３、１０４…バランスドフォトディテクタ、１０７…乗算器、１０８…ループフィルタ、１０９…光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）、１１０…パルス生成部、１１１…クロック抽出部、１１３…乗算器、１１４…逓倍器、１１５…第１チャネル用遅延器、１１６…第１チャネル用識別回路、１１７…第２チャネル用遅延器、１１８…第２チャネル用識別回路。
【図１】
2011146906.tif 000007
【図２】
2011146906.tif 000008
【図３】
2011146906.tif 000009
【図４】
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【図５】
2011146906.tif 000011
【図６】
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【図７】
2011146906.tif 000013
【図８】
2011146906.tif 000014
【図９】
2011146906.tif 000015
【図１０】
2011146906.tif 000016