(57)【要約】【課題】省エネ化と省コスト化に充分に応えることができるようにした定電流電源装置を提供すること。【解決手段】トランジスタ３からレーザダイオード１に流れる電流を電流検出器４で検出し、電流検出値ＩX をオペアンプ５の−入力に印加し、＋入力に印加されている電流設定信号ＩS と比較して差信号ΔＩを取り出し、ドライブ回路６に入力してトランジスタ３のベースに制御電圧ＶC を供給してトランジスタの導通状態を制御する方式の定電流電源装置において、第１の直流電源２Ａと第２の直流電源２Ｂを直列にして電源とし、第１の直流電源２Ａと第２の直流電源２Ｂの接続点Ｐからダイオード２３を、トランジスタ３のエミッタＥに向かって順方向になるように接続し、トランジスタ３のエミッタＥが第１の直流電源２Ａの電圧が最低でも４５〔Ｖ〕に保持されるようにし、トランジスタ３で制御する電圧が第２の直流電源２Ｂの電圧１０〔Ｖ〕で済むようにした。【選択図】図１
2011048772.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と負荷の間に直列に接続したトランジスタを備え、前記直流電源から前記負荷に流れる電流に応じて前記トランジスタの導通状態を制御する方式の定電流電源装置において、
前記直流電源が、直列接続された第１の直流電源と第２の直流電源で構成され、
前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の接続点から前記トランジスタの出力電極に向かって順方向に接続されたダイオードが設けられていることを特徴とする定電流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の定電流電源装置において、
前記トランジスタは、シリーズレギュレータ方式において、可変抵抗素子として機能する素子であることを特徴とする定電流電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載の定電流電源装置において、
前記トランジスタは、チョッパーレギュレータ方式において、電源電圧をオンオフするチョッパーとして機能する素子であることを特徴とする定電流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流の定電流電源装置に係り、特に、レーザダイオードやマグネトロンなどの電源として好適な定電流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、レーザダイオードやマグネトロンなどの電子デバイスは、端子電圧が定格値に立ち上がるまでは極めて高い抵抗特性を保ち、定格値近傍では極めて低い抵抗特性を示す負荷として知られている。
そこで、以下、このような負荷のことを定電圧負荷ということにすると、ここで図７は、このような定電圧負荷の一例であるレーザダイオードについて、その電流−電圧特性を示したもので、ここで対象となっているレーザダイオードは、定格動作電圧が５０〔Ｖ〕で定格動作電流は１００〔Ａ〕のものである。
【０００３】
そして、この場合、図示されているように、端子電圧Ｅが０〔Ｖ〕から定格値５０〔Ｖ〕の下側近傍にある動作電圧下限ＥD に立ち上がるまでは、電流Ｉが電圧Ｅに対してほとんど増加しない、つまり極めて高い抵抗特性を示し、定格電圧５０〔Ｖ〕を中心とした狭い電圧範囲では、電流Ｉが電圧Ｅに対して急激に変化している特性、つまり極めて低い抵抗特性(０．０２Ω＝２Ｖ／１００Ａ)を示している。
【０００４】
そうすると、このレーザダイオードの場合、電源としては、出力電圧が５０〔Ｖ〕を中心として、動作電圧下限値ＥD と動作電圧上限値ＥU の間になるように制御されている定電流電源装置を必要とすることが判り、このことは、レーザダイオードに限らず、マグネトロンやその他の定電圧負荷の場合でも同じである。
このときの動作電圧上限値ＥU としては、当該レーザダイオードの定格最大電流に応じて決められ、これに対して余裕をもつように、かつできるだけ低い値に設定することになる。
【０００５】
ところで、このような定電流電源装置としては、従来からシリーズレギュレータ方式による定電流電源装置とチョッパーレギュレータ方式による定電流電源装置の２種があることは、それらの基本的な構成も含め、当該技術分野では従来から良く知られているところであるが、ここで、一応説明すると、まず、図５がシリーズレギュレータ方式による定電流電源装置の一例で、図６はチョッパーレギュレータ方式による定電流電源装置の一例であり、何れも定電圧負荷としてレーザダイオード１を対象としている。
そして、このレーザダイオード１は、定格動作電圧が５０〔Ｖ〕で、定格動作電流は１００〔Ａ〕である。
【０００６】
そこで、まず、図５のシリーズレギュレータ方式による定電流電源装置について説明する。
この場合、レーザダイオード１に対応して、電圧５５〔Ｖ〕の直流電源２を用い、トランジスタ３により電圧を制御し、レーザダイオード１に供給される電流(負荷電流)Ｉが１００〔Ａ〕になるように制御する。
そうすると、図７から明らかなように、レーザダイオード１の端子電圧ＶO は５０〔Ｖ〕になり、レーザダイオード１を安定して動作させることができる。
このときトランジスタ３は、そのベースの電圧に応じてコレクタ−エミッタ間の抵抗値が変化する可変抵抗素子として機能する能動素子であり、従って、これをシリーズレギュレータ部という。
【０００７】
そこで、電流検出器４により負荷電流Ｉを検出し、電流検出値ＩX をオペアンプ５の−入力に印加し、＋入力に印加されている電流設定信号ＩS との差信号ΔＩを増幅して取り出し、ドライブ回路６に入力してトランジスタ３のベースに所望の制御電圧ＶC が供給されるように構成するのである。
ここで、抵抗１０は負帰還用であり、ゲインはできるだけ高くするのが好ましい。
そして、この場合、シリーズレギュレータ部の最大負荷ＬS 、即ちレーザダイオード１が無くなり、出力端子が短絡された場合の負荷は、図５の下に計算式で示されている通り、次のようになる。
ＬS＝５５〔Ｖ〕×１００〔Ａ〕＝５５００〔Ｗ〕
この短絡時の最大負荷に対しての動作保証がレギュレータの設計において重要である。
【０００８】
次に、図６のチョッパーレギュレータ方式の定電流電源装置について説明すると、この場合、図示のように、定格動作電圧５０〔Ｖ〕で定格動作電流１００〔Ａ〕のレーザダイオード１に対して電圧６７〔Ｖ〕の直流電源２０を用い、ドライブ回路６０によりトランジスタ３０をスイッチング動作させ、これにより電源電圧をオンオフして平均値を制御する。そして直流リアクタ７により電圧の変化を平滑化してレーザダイオード１に供給される電流(負荷電流)Ｉが１００〔Ａ〕になるように制御する。
このとき、ダイオード８は、トランジスタ３０がオフした期間に直流リアクタ７から電流が流れるのを可能にする働きをするもので、フライホィールダイオード又はフリーホィールダイオードと呼ばれ、抵抗９はオペアンプ５の正帰還回路を構成し、オペアンプ５の動作にコンパレータとしてのヒステリシス特性を与える働きをする。
【０００９】
従って、このチョッパーレギュレータ方式の場合、ドライブ回路６０は、制御電圧ＶC として、オペアンプの出力が高(Ｈ)か低(Ｌ)かのオンオフする信号を発生し、トランジスタ３０のベースに供給し、図６の下の波形図に示されているように、例えば５μ〔Ｓ〕のオフ期間をもって２６μ〔Ｓ〕の周期でトランジスタ３０をオンオフ制御し、中心電流１００〔Ａ〕に対して変化幅が抵抗９で決定されるヒステリシス幅の±１〔Ａ〕の直流電流がレーザダイオード１に供給され、レーザダイオード１が安定して動作できるようにする。
このとき、トランジスタ３０は、電源電圧をオンオフするチョッパーとして機能する能動素子なので、これをチョッパーレギュレータ部という。
この場合、チョッパーレギュレータ部の最大負荷ＬC は、図６の下の計算式に示す通りで、以下のようになる。
ＬC＝６７〔Ｖ〕×１００〔Ａ〕＝６７００〔Ｗ〕
そして、この場合に必要な直流リアクタ７のインダクタンス値Ｌ1 は、図示されているように、１２５μ〔Ｈ〕もの大きな値となる。
【００１０】
ここで、シリーズレギュレータ方式の定電流電源装置は、電流制御に高い応答性が要求される高機能のものが要求される場合に主として使用され、次にチョッパーレギュレータ方式の定電流電源装置は、それほど高い応答性を必要としない汎用の場合に多く使用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平０９−１７９６４０号公報
【特許文献２】特開平０９−０７４７６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、近年、レーザダイオードやマグネトロンの用途が広がり、大出力が要求されるようになり、これにつれ電源装置も大型化が避けられなくなっているが、一方、省エネ化と省コスト化についての要求も厳しくなっている。
しかしながら、従来技術として上記した定電流電源装置には以下の(1)、(2)に示した事情があり、従って、従来技術によっては、省エネ化と省コスト化に充分に応えられないという問題があった。
【００１３】
(1) シリーズレギュレータ方式の場合、出力を増加するにつれ、可変抵抗
素子として機能するトランジスタが大型化し、この結果、コスト高にな
る上、大型化により応答性に限界が現れてしまう。
(2) チョッパーレギュレータ方式の場合、出力を増加するにつれ、直流リ
アクタの大型化が極度になり、この結果、コスト高になる上、直流リア
クタの大型化が応答性の大きな低下を引き起こしてしまうので、本来の
性能が相殺されてしまう。
【００１４】
本発明の目的は、従来技術の問題に対処でき、省エネ化と省コスト化に充分に応えることができるようにした定電流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的は、直流電源と負荷の間に直列に接続したトランジスタを備え、前記直流電源から前記負荷に流れる電流に応じて前記トランジスタの導通状態を制御する方式の定電流電源装置において、前記直流電源が、直列接続された第１の直流電源と第２の直流電源で構成され、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の接続点から前記トランジスタの出力電極に向かって順方向に接続されたダイオードが設けられていることにより達成される。
【００１６】
このとき前記トランジスタは、シリーズレギュレータ方式において、可変抵抗素子として機能する素子であってもよく、チョッパーレギュレータ方式において、電源電圧をオンオフするチョッパーとして機能する素子であってもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、レギュレータ部で制御の対象としなければならない電圧を電源電圧の一部に限定できるので、レギュレータ部で扱う電力が少なくて済み、この結果、電源装置の規模が抑制され、省エネ化と省コスト化を充分に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る定電流電源装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を等価的に示すブロック図である。
【図３】本発明に係る定電流電源装置の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施形態を等価的に示すブロック図である。
【図５】従来技術によるシリーズレギュレータ方式の電源装置の一例を示す概略ブロック図である。
【図６】従来技術によるチョッパーレギュレータ方式の電源装置の一例を示す概略ブロック図である。
【図７】定電圧負荷の一例であるレーザダイオードの電流−電圧特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る定電流電源装置について、実施の形態により詳細に説明する。
【実施例１】
【００２０】
始めに、シリーズレギュレータ方式の定電流電源装置に本発明の原理を適用した場合の実施例１について、図１の等価回路により説明する。
この図１の例は、図５に示した従来技術に本発明を適用した場合に相当し、従って、レーザダイオード１とトランジスタ３、電流検出器４、オペアンプ５、それにドライブ回路６は、何れも従来技術の場合と同じであり、異なっているのは、直流電源２に代え、第１の直流電源２Ａと第２の直流電源２Ｂが設けられ、更にダイオード２３が設けられている点だけである。
【００２１】
そして、まず、第１の直流電源２Ａは電圧が４５〔Ｖ〕で、第２の直流電源２Ｂは電圧が１０〔Ｖ〕であり、これらを直列に接続することにより電圧５５〔Ｖ〕の直流がトランジスタ３のコレクタＣに印加されるようになっている。
次に、ダイオード２３は、これら第１の直流電源２Ａと第２の直流電源２Ｂの接続点Ｐとトランジスタ３のエミッタＥの間に、接続点ＰからエミッタＥに向かって順方向になるようにして接続されている。
このときトランジスタ３はＮＰＮ型なので、そのコレクタＣから電流が入力され、エミッタＥから出力されるようにして使用されており、従って、ダイオード２３は、トランジスタ３の出力電極に接続されていることになる。
【００２２】
次に、この図１の実施例１の動作について説明する。
まず、ここでシリーズレギュレータ方式としての動作は、基本的には図５の従来技術の場合と同じで、負荷電流Ｉが電流検出器４により検出され、電流検出値ＩX がオペアンプ５の−入力に印加されて、＋入力に印加されている電流設定信号ＩS と比較された結果、差信号ΔＩが取り出されてドライブ回路６に供給される。
そして、これによりトランジスタ３のベースに所望の制御電圧ＶC が供給され、この結果、レーザダイオード１に供給される電圧ＶO がトランジスタ３により５０〔Ｖ〕になるように制御され、これによりレーザダイオード１は１００〔Ａ〕の電流のもとで安定して動作されるようになる。
【００２３】
このとき、この図１の実施例１では、ダイオード２３が設けられていて、これに第１の直流電源２Ａから４５〔Ｖ〕の電圧が順方向に印加されており、このため、トランジスタ３のエミッタＥは、４５〔Ｖ〕の電圧によりバイアスされた状態に保たれている。
この結果、ダイオード２４は、第２の直流電源２Ｂとトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間をバイパスし、トランジスタ３のエミッタＥを第１の直流電源２Ａによる４５〔Ｖ〕の電圧に保持するバイアス用ダイオードとして機能し、従って、トランジスタ３のエミッタＥの電圧は、トランジスタ３０のオンオフ制御状態の如何に関わらず、常に最低でも４５〔Ｖ〕に保持され、これ以下の電圧にはならない。
【００２４】
つまり、この場合、ダイオード２３は、バイアス用のダイオードとして機能し、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間に印加されている電圧は、第２の直流電源２Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧だけになる。
そして、この結果、負荷であるレーザダイオード１に印加される電圧が、全体としては第１の直流電源２Ａによる４５〔Ｖ〕の電圧に第２の直流電源２Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧が加算された５５〔Ｖ〕の電圧から作り出されているにも関わらず、実際にトランジスタ３が制御しなければならない電圧は、５５〔Ｖ〕の電圧の内の１０〔Ｖ〕分の電圧、つまり第１の直流電源２Ａの４５〔Ｖ〕の電圧に上乗せされた第２の直流電源２Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧だけで済んでいることになる。
【００２５】
そうすると、このときのシリーズレギュレータ部、つまりトランジスタ３の最大負荷ＬS は、図１の下に計算式で示されている通り、すなわち、
ＬS＝１０〔Ｖ〕×１００〔Ａ〕＝１０００〔Ｗ〕
となる。
一方、図５の従来技術の場合は、上記したように、
ＬS＝５５〔Ｖ〕×１００〔Ａ〕＝５５００〔Ｗ〕
となり、従って、この図１の実施例１によれば、図５の従来技術の場合に比較して、５分の１の負荷で済み、この結果、可変抵抗素子として機能するトランジスタ３が小容量のもので済み、この結果、応答性の低下を伴う虞なく省エネと省コストに大きく寄与できる。
【００２６】
次に、図２は、図１の等価回路で説明した実施例１を、具体的な形の実施形態として構成したもので、図１における第１の直流電源２Ａと第２の直流電源２Ｂを、商用の３相交流電源ＡＣから給電され、４５〔Ｖ〕の直流電圧を出力する第１の直流電源３Ａとし、同じく交流電源ＡＣから給電され、１０〔Ｖ〕の直流電圧を出力する第２の直流電源３Ｂとして具体化したもので、このとき、このような機器に必要な構成として、出力端子３１、３２を設けたものであり、その他の構成は、図１と同じである。
【００２７】
ここで、第１の直流電源３Ａと第２の直流電源３Ｂは、それぞれ変圧器と整流器を備え、これにより各々４５〔Ｖ〕の第１の直流電圧と１０〔Ｖ〕の第２の直流電圧を出力するようになっている。
従って、この図２の実施形態によっても、図１の実施例１と同じく、可変抵抗素子として機能するトランジスタ３が小容量のもので済み、この結果、応答性の低下を伴う虞なく省エネと省コストに大きく寄与できることになる。
【実施例２】
【００２８】
次に、チョッパーレギュレータ方式の定電流電源装置に本発明の原理を適用した場合の一例について、実施例２として図３により説明する。
この図３の例は、図６に示した従来技術に本発明を適用した場合に相当し、従って、レーザダイオード１とトランジスタ３０、電流検出器４、オペアンプ５、ドライブ回路６０、直流リアクタ７は、何れも従来技術の場合と同じであり、異なっているのは、直流電源２０に代え、第１の直流電源２０Ａと第２の直流電源２０Ｂが設けられ、ダイオード８に代え、ダイオード２４が設けられている点だけである。
【００２９】
次に、この図３の実施例２の動作について説明する。
まず、ここでチョッパーレギュレータ方式としての動作は、基本的には図６の従来技術の場合と同じで、負荷電流Ｉが電流検出器４により検出され、電流検出値ＩX がオペアンプ５の−入力に印加されて、＋入力に印加されている電流設定信号ＩS と比較された結果、ＨまたはＬ信号が取り出されてドライブ回路６０に供給される。
そこで、ドライブ回路６０は、ＨまたはＬ信号に対応してオンオフする信号を発生し、トランジスタ３０のベースに供給してオンオフさせ、この結果、直流リアクタ７を介してレーザダイオード１に供給される電圧ＶO がトランジスタ３０により５０〔Ｖ〕になるように制御され、これによりレーザダイオード１は１００〔Ａ〕の電流のもとで安定して動作される。
【００３０】
このとき、この図３の実施例２では、ダイオード２４が設けられていて、これに第１の直流電源２０Ａから４５〔Ｖ〕の電圧が順方向に印加されており、このため、トランジスタ３０のエミッタＥは、４５〔Ｖ〕の電圧によりバイアスされた状態に保たれている。
この結果、ダイオード２４は、第２の直流電源２０Ｂとトランジスタ３０のコレクタ−エミッタ間をバイパスし、トランジスタ３０のエミッタＥを第１の直流電源２Ａによる４５〔Ｖ〕の電圧に保持するバイアス用ダイオードとして機能し、従って、トランジスタ３０のエミッタＥの電圧は、トランジスタ３０のオンオフ制御状態の如何に関わらず、常に最低でも４５〔Ｖ〕に保持され、これ以下の電圧にはならない。
【００３１】
そこで、この場合、トランジスタ３０のコレクタ−エミッタ間に印加されている電圧は、第２の直流電源２０Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧だけになり、トランジスタ３０がオンオフすべき電圧は、第２の直流電源２０Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧だけとなる。
このとき、ダイオード２４は、トランジスタ３０がオフした期間に直流リアクタ７から電流が流れるのを可能にするというフライホィールダイオードとしての働きも得ることができる。
【００３２】
そして、この結果、負荷であるレーザダイオード１に印加される電圧が、第１の直流電源２０Ａによる４５〔Ｖ〕の電圧に第２の直流電源２０Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧が加算された５５〔Ｖ〕の電圧から作り出されたものとなっているにも関わらず、実際にトランジスタ３０がオンオフ制御しなければならない電圧は、図３の下に波形図で示されているように、５５〔Ｖ〕の電圧の内の１０〔Ｖ〕分の電圧、つまり第１の直流電源２０Ａの４５〔Ｖ〕の電圧に上乗せされた第２の直流電源２０Ｂによる１０〔Ｖ〕の電圧だけで済むことになる。
【００３３】
そうすると、このときのチョッパーレギュレータ部、つまりオンオフ制御されるトランジスタ３０の最大負荷ＬS は、図３の下に計算式で示されている通り、すなわち、
ＬS＝１０〔Ｖ〕×１００〔Ａ〕＝１０００〔Ｗ〕
となる。
このとき図６の従来技術の場合は、上記したように、
ＬS＝６７〔Ｖ〕×１００〔Ａ〕＝６７００〔Ｗ〕
であり、従って、この図３の実施例２によれば、図６の従来技術の場合に比較して、６.７分の１の負荷で済み、従ってトランジスタ３０の負荷を大幅に低減できることになる。
【００３４】
また、このとき直流リアクタ７に必要なインダクタンス値Ｌ2 についてみると、これも図３の下に示されている通り、２５μ〔Ｈ〕であるが、従来技術の場合、上記したように、そのインダクタンス値Ｌ1 は、１２５μ〔Ｈ〕であり、従って、この実施例２によれば、直流リアクタ７に必要なインダクタンス値についても、大幅な低減が得られることになり、従って、この実施例２によれば、チョッパー素子として機能するトランジスタが電力容量の小さいもので済み、しかも、このとき直流リアクタに必要なインダクタンス値についても大幅な低減が得られ、この結果、応答性の低下を伴う虞なく省エネ化と省コスト化に大きく寄与できることが判る。
【００３５】
次に、図４は、図３の等価回路で説明した実施例２を、具体的な形の実施形態として構成したもので、図３における第１の直流電源２０Ａと第２の直流電源２０Ｂを、商用の３相交流電源ＡＣから給電され、４５〔Ｖ〕の直流電圧を出力する第１の直流電源３０Ａとし、同じく交流電源ＡＣから給電され、１０〔Ｖ〕の直流電圧を出力する第２の直流電源３０Ｂとして具体化したもので、このとき、このような機器に必要な構成として、出力端子３１、３２を設けたものであり、その他の構成は、図３と同じである。
【００３６】
ここで、第１の直流電源３０Ａと第２の直流電源３０Ｂは、それぞれ変圧器と整流器を備え、これにより各々４５〔Ｖ〕の第１の直流電圧と１０〔Ｖ〕の第２の直流電圧を出力するようになっている。
従って、この図４の実施形態によっても、図３の実施例２と同じく、チョッパーとして機能するトランジスタが小容量のもので済むので、応答性の低下を伴う虞なく省エネ化と省コスト化に大きく寄与でき、且つ、直流リアクタに必要なインダクタンス値も少なくて済むので、直流リアクタに起因する応答性の低下やコスト増の虞がなく、より一層の省エネ化と省コスト化に寄与できるのである。
【００３７】
なお、以上の実施例では、レギュレータ部の半導体素子として、ＮＰＮトランジスタを使用した場合について説明したが、いわゆるパワー半導体素子として知られているデバイスなら特に種類は問わず実施可能で、例えばＰＮＰ型トランジスタやＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)を用いてもよいことはいうまでもない。
【符号の説明】
【００３８】
１  レーザダイオード
２、２０  直流電源
２Ａ、２０Ａ  第１の直流電源
２Ｂ、２０Ｂ  第２の直流電源
３、３０  トランジスタ
４  電流検出器
５  オペアンプ
６、６０  ドライブ回路
７  直流リアクタ
８  ダイオード(フライホィールダイオード)
９  抵抗(正帰還回路を構成する抵抗)
１０  抵抗(負帰還回路を構成する抵抗)
２３、２４  ダイオード(バイアス用のダイオード)
３Ａ、３０Ａ  第１の直流電源
３Ｂ、３０Ｂ、第２の直流電源
３１、３２  出力端子
【図１】
2011048772.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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