(57)【要約】      （修正有）【課題】観測空間に希望の信号の音量その他の変数を制御すべく、雑音条件に対する調整を行う装置および方法を提供する。【解決手段】調整は、観測点において生じている観測信号を取り込み、希望信号成分と雑音信号成分とに分離することによって行う。これら２つの成分は、のちに上記調整を行ううえでの基本となる。また、一実施形態として、歪み適応フィルタを提供する。この歪み適応フィルタは、のちに上記調整のための基本の一部をなすものとして用いられる、雑音に係る信号を抽出するために用いられる。ある実施形態では、抽出された雑音信号を補正して、音量調整を行う動的制御器の制御に用いる。【選択図】図１
2011048385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
適応デジタルフィルタであって、
前記適応デジタルフィルタは、
複数の遅延素子および前記複数の遅延素子に結合された係数回路網を含むフィルタ部であって、フィルタリングを介して入力信号から出力信号を生成するフィルタ部と、
基準信号に対して前記出力信号が最適化されるように前記係数回路網を制御する制御部と
を備え、
前記複数の遅延素子は、歪んだ周波数分解能を提供するように選択される可変の位相応答を有するフィルタ素子を含む、適応デジタルフィルタ。
【請求項２】
前記複数の遅延素子は、直列に接続されており、
前記複数の遅延素子に関連付けられたそれぞれのタップの下流側に接続され、一の係数での評価のための係数リンクと、
前記係数回路網の下流側に接続されたアナログ加算器であって、前記アナログ加算器の出力は前記出力信号を提供する、アナログ加算器と
をさらに備える、請求項１に記載の適応デジタルフィルタ。
【請求項３】
前記出力信号は、最小二乗平均法および遅延最小二乗平均法のいずれかを用いて最適化される請求項１に記載の適応デジタルフィルタ。
【請求項４】
前記複数の遅延素子は、可変の周波数応答を有する全通過フィルタを含む、請求項１に記載の適応デジタルフィルタ。
【請求項５】
入力信号の適応デジタルフィルタリングのための方法であって、前記フィルタリングの間に、制御可能なフィルタリング特性に対応して出力信号が生成され、前記フィルタリングは、遅延処理および計算処理を用いて生じ、前記フィルタリング特性は、前記出力信号が基準信号に対して最適化されるように、制御され、
前記方法は、
可変な遅延応答を用いて、位相シフト処理により前記遅延処理を生成するステップと、
歪みがかかった周波数分解能によって前記位相応答を設定するステップと
を含む、方法。
【請求項６】
前記入力信号を多重に遅延させることにより、多重の遅延入力信号を生成するステップと、
各遅延入力信号を、それぞれの係数を用いて調整するステップと、
前記調整された遅延入力信号の累積出力として、前記出力信号を生成するステップと
をさらに含む、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
最小二乗平均法および遅延最小二乗平均法のいずれかを用いて前記出力信号を最適化するステップをさらに含む、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
全通過フィルタリングによって位相シフト処理を行うステップをさらに含む、請求項５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、観測点に放射された希望の音響信号を雑音に依存して調整する装置および方法に関するとともに、それに用いられる歪み適応（adaptive  warped）デジタルフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
音楽や音声が、雑音に満ちた環境内で電気音響システムを通じて提供されるとき、通常、背後の雑音のために快適な聴取が困難である。雑音に満ちた中で音楽や音声が聴かれるような空間は、たとえば、自動車の車内である。背後の雑音は、エンジン、タイヤ、送風機などのモータや、風騒音や自動車内の他の機器から発生し、速度、路面状態および自動車の運転状態の関数となる。自動車の乗員は、この時間変化する背後の雑音に対して、音量調節器を回して、音楽や音声として提供される希望の信号を調整する。
【０００３】
音響を動的に最適化する方法および装置は、「動的音響最適化方法および装置（Method  and  Apparatus  for  Dynamic  Sound  Optimization）」（米国特許第５，４３４，９２２号明細書および同第５，６１５，２７０号明細書）として公知である。上記の明細書には、希望信号の音量を背後の雑音の関数として自動的に調整する方法および装置が開示されている。これによると、観測空間の全体音がマイクロフォンによって評価され、その全体音と一致する信号が抽出器に与えられる。そして、抽出器によってその信号から雑音信号成分が抽出される。続く増幅評価段において、この抽出雑音信号成分と音源からの原信号とが比較され、この比較の結果が、希望音響信号の音量設定に用いられる。
【０００４】
上記の雑音信号成分を抽出する方法における問題点は、希望信号の成分が抽出雑音信号成分に含まれているという点である。したがって、抽出雑音信号のレベルは実際の雑音レベルよりも高く、抽出雑音信号のみで音量を調節した場合には、高めの音量が設定されてしまい音量が増大してしまう。そして、高めの音量が設定されることによって、抽出雑音信号成分中に残存する希望信号成分が増大し、いわゆるゲイン・チェイス（gain  chase）によって、音量レベルが最大限に達してしまう。このため、車内の聴取者が手動で介入するか、または、―米国特許第５，４３４，９２２号明細書および同第５，６１５，２７０号明細書に記載されているように―ゲイン・チェイスを抑制するために比較的高価なシステムを実現する必要がある。
【０００５】
一方、適応デジタルフィルタなどの適応型の回路網（networks）は、時間離散信号処理の分野、特に、システム解析、データ伝送系のエコー抑制、音声処理および電気音響学の分野において重要である。適応型回路網は、固定型の回路網と比較して、伝送特性を実現する回路網パラメータが、明確に示された特性関数に応じて最適に設定されることにその特徴がある。そのような特性関数の１つとして、たとえば、基準信号に対する適応型回路網の出力信号の平均二乗誤差（ＭＳＥ：mean  squared  error）を最小化するものが挙げられる。
【０００６】
適応デジタルフィルタは、たとえば、延長方向に所定量の重み付きタップを備えた遅延線から構成される。全タップによって重み付けされた出力信号は加算されて一の出力信号となる。したがって、個々のタップによる信号の重み付けは、誤差信号を最小化するために連続的に調整される。ここで、誤差信号は、たとえば、フィルタの出力信号から基準信号を減算したときに生成されるようなものである。このようないわゆる最小二乗平均（ＬＭＳ：least  mean  square）法の他にも基準信号に対して出力信号を最適化する方法として、逐次最小二乗（Recursive  Least  Squares）、ＱＲ分解最小二乗（QR  Decomposition  Least  Squares）、最小二乗格子（Least  Squares  Lattice）、ＱＲ分解格子（QR  Decomposition  Lattice）または勾配適応格子（Gradient  Adaptive  Lattice）、ゼロフォーシング（Zero  Forcing）、確率勾配（Stochastic  Gradient）などがある。これら方法については、たとえば、ヘイキン(Haykin)著、「適応フィルタ理論(Adaptive  Filter  Theory)」、第２版、１９９１年、プレンチィスホール(Prentice  Hall)社や、Ｊ．Ｇ．プロアキス(Proakis)著、「デジタル通信(Digital  Communication)」、１９９５年、マグローヒル(McGraw  Hill)社、６３４ページ〜６７６ページや、Ｄ．Ａ．ピエール(Pierre)著、「最適化理論と応用  (Optimization  Theory  with  Applications)」、１９６９年、ニューヨーク、ウィリーアンドサンズ(Wiley  and  Sons)社などに記載されている。
【０００７】
適応フィルタの重要な応用範囲として、音響的に好ましくない環境下に設置された音響再生装置の動的音響最適化についての分野がある。自動車内は、そもそもボディーの特性が好ましくないうえに、時間変化する背後の雑音が加わるため、特に好ましくない環境となっている。米国特許第５，４３４，９２２号明細書および第５，６１５，２７０号明細書には、適応フィルタを用いて自動車内の音質を改善させる方法および構造が示されている。車内の音響特性がより複雑で雑音成分がより多くなるにつれて、音響を最適化するための適応フィルタまたは適応フィルタ群として、より複雑で高価なものが必要となる。しかし、特に自動車の場合、装備されるアプリケーション、特に適応フィルタにあてられる予算はごくわずかである。したがって、アプリケーションにあてる予算を増やすかまたは音響の品質低下を我慢するかのどちらかとなる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（発明の概要）
本発明の実施形態に係る、ある環境内で音響放射器から放射された音響出力を雑音に依存して調整する装置は、希望の電気信号を供給する信号源と、この希望の電気信号が与えられ、当該希望電気信号から、加工された希望電気信号を生成する調節装置を備えたものである。加工希望電気信号は、これから、上記音響出力を生成する音響放射器に与えられる。さらに、本装置は、音響放射器の音響出力に係る成分と音響雑音成分とが含まれる上記環境内の音響を取り込む収音器を備えている。収音器は、上記環境内の音響の音響出力成分に該当する成分と音響雑音成分に該当する成分とを含む観測信号を供給する。本装置は、観測信号が与えられ、少なくとも、観測信号の音響雑音成分を表す抽出雑音信号を生成する抽出器と抽出雑音信号および観測信号から得られる少なくとも一つの付加信号が供給される制御器とをさらに備えている。調節装置は、制御器が生成する制御信号が与えられ、この制御信号に応じて、上記加工された希望電気信号を変化させる。
【０００９】
本発明の一実施形態では、上記制御器に状態信号が与えられている。これによると、付加情報、たとえば、（音量調節器などによる）音量設定からだけではなく、自動車内に設置されている場合には、車速およびエンジン速度などからの付加情報によって、希望信号の音量および／またはその他の変数に影響を及ぼすことができる。
【００１０】
好ましくは、上記抽出器は、少なくとも一つの適応フィルタを有するものとする。これは、たとえば、最小二乗平均法に従って機能することができるものである。
【００１１】
観測信号から雑音信号成分の抽出については、上記抽出器を、希望信号の送信元である信号源に接続してもよいし、また、加工希望信号の送信元である信号処理装置に接続してもよい。
【００１２】
一方、本発明に係る方法は、希望の電気信号の生成し、それを制御信号の関数として加工し、およびその加工された希望電気信号から希望の音響信号を生成するといった処理を適宜提供するものである。これによると、音響雑音信号が重畳された希望の音響信号に基づいて生成される電気観測信号が観測点で聴取される。その後、観測信号に含まれる雑音信号成分が抽出される。そして、観測信号に含まれる雑音信号成分と観測信号から得られる信号とが一体化されて、制御信号が生成される。
【００１３】
視点を変えると、観測信号から得られる信号は、観測信号中の希望信号成分とスプリアス信号成分との和に該当する、かつ／または観測信号から得られる信号、すなわち希望信号成分に該当するものと言える。
【００１４】
また、本発明の一実施形態として、遅延素子のそれぞれの位相応答を設定することによって、周波数分解能に歪みがかけられる適応デジタルフィルタを提供する。これにより、非常に重要でより高い分解能が必要な周波数範囲と、低い分解能でもよい周波数範囲とが区別される。その結果、より低コストで、所望の音響品質を達成する適応デジタルフィルタを実現することができる。
【００１５】
また、本発明に係るある実施形態では、適応フィルタは、複数の遅延素子および当該複数の遅延素子に接続された係数回路網を有し、入力信号のフィルタリングを行って出力信号を生成するフィルタ部を備えたものとする。係数回路網は、出力信号が基準信号に応じて最適化されるよう、制御信号によって制御される。また、この適応フィルタは、位相応答が可変であり、周波数分解能に歪みがかかるように当該位相応答が選択されるフィルタ素子である遅延素子を複数有するものとする。
【００１６】
また、本発明の一実施形態に係る適応フィルタとして、複数の遅延素子および当該複数の遅延素子に接続された係数回路網を有するフィルタ部を備えたものとする。この適応デジタルフィルタは、入力信号のフィルタリングを行って出力信号を生成する。係数回路網は、出力信号が基準信号に応じて最適化されるように、制御装置によって制御される。さらに、位相応答が可変の複数のフィルタ部が設けられる。ここで、これら位相応答は、適応デジタルフィルタの周波数分解能に歪みがかかるように設定される。すべての公知のフィルタタイプ、たとえば、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）、無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）、または波長デジタルフィルタといった具体的なフィルタ構造と具体的な伝達特性を呈するものが、フィルタ部として使用可能である。係数回路網の係数を制御する制御部は、逐次最小二乗、ＱＲ分解最小二乗、最小二乗格子、ＱＲ分解格子または勾配適応格子、ゼロフォーシング、確率勾配など上述したどのような最適化方法でも用いることができる。さらに、上述した、ヘイキン著、「適応フィルタ理論」第２版、１９９１年、プレンチィスホール社、Ｊ．Ｇ．プロアキス著、「デジタル通信」１９９５年、マグローヒル社、６３４ページ〜６７６ページや、Ｄ．Ａ．ピエール著、「最適化理論と応用」１９６９年、ニューヨーク、ウィリーアンドサンズ社に記載された内容も参考にすることができる。
【００１７】
好ましくは、上記フィルタ部は、前記複数の遅延素子が直列に接続され、前記複数の遅延素子上および／または前記複数の遅延素子間に設けられた各タップのうち対応するものの下流側に接続され、一の係数で評価を行うための係数リンクと、当該係数リンクの下流側に接続されたアナログ加算器とを備え、出力端から出力信号を供給するものとする。出力に全体的なアナログ加算器を有するこの有限インパルス応答フィルタは、高い安定性と実行能力という特徴を持つ。なお、個々の係数は制御部の手前で修正される。
【００１８】
好ましい品質機能として、最小二乗平均法（ＬＭＳ）、特に遅延最小二乗平均法を用いるものとする。これら方法は、比較的少ない出費で高精度を実現するという特徴を持つ。
【００１９】
また、本発明に係る適応フィルタの一実施形態では、全通過フィルタ、特に一次の全通過フィルタが、位相応答が可変のフィルタ素子として最良のものとして用いている。これにより、４つの実施形態が、基本的な全通過型のフィルタとして構成することができる。
【００２０】
一方、本発明に係る、入力信号の適応デジタルフィルタリング方法は、特に、信号プロセッサなどのソフトウェアによって実現するのに適している。本発明に係る適応デジタルフィルタリング方法によると、入力信号は制御可能なフィルタリング特性に応じてフィルタリングされ、そのフィルタリングは遅延処理および計算処理によって実現される。フィルタリング特性は、出力信号が基準信号に応じて最適化されるように制御される。これによると、位相応答を変化させて位相をシフトさせて遅延処理が行われ、その位相応答を調整することによって周波数分解能に歪みがかかる。フィルタリングは、選択された品質機能（上述したようなもの）によってフィルタリング特性を制御できるのと同様に、選択可能なフィルタタイプ、フィルタ構造および伝達特性に応じて、実行することができる。本発明では、さらに別の実施形態において、遅延を発生させるべく、有限インパルス応答フィルタリング、品質機能としての最小二乗平均法または遅延最小二乗平均法、および／または全通過フィルタリングを用いる。
【００２１】
本発明に係る適応デジタルフィルタは、雑音に依存して希望の音響信号が放射される装置に好適であり、特に、自動車内での使用に適している。これによると、心理音響学的特性を考慮して、低周波における周波数分解能が、高周波数におけるものよりも高くなるように、周波数分解能に歪みがかけられる。これにより、人間の聴覚特性により適した最適化が達成される。
【００２２】
好ましくは、本発明に係る適応デジタルフィルタは、希望の電気信号を発生させる信号源と、当該信号源の下流側に位置し、加工された希望電気信号を生成する可変の信号処理装置とを備えた装置において用いられるものとする。この装置には、さらに、上記信号処理装置の下流側に設けられ、加工された希望電気信号から希望の音響信号を生成する音響調節装置（an  acoustic  baffle）と、当該希望の音響信号およびこれに観測位置における音響雑音信号が重畳された信号から電気観測信号を生成する音響レシーバとが備えられる。そして、音響レシーバの下流側には、観測信号に含まれる雑音信号成分を抽出する抽出器があり、その下流側には、観測信号から得られる少なくとも一つの信号を受け、雑音信号および観測信号の両方から上記信号処理装置用の制御信号を生成する制御装置がある。
【００２３】
好ましくは、観測信号から得られる少なくとも一つの信号は、希望信号成分と雑音信号成分との和、および／または観測信号の希望信号成分に該当するものとする。これにより、観測信号から得られる信号もまた、抽出器によって生成することができる。さらに、状態信号が、信号処理要素を制御する要素として与えられるものとする。これにより、生成された希望信号の音量および／またはその他のパラメータに、（たとえば、増幅器の）音量調節などの付加的な情報、自動車の車速およびエンジン速度などによる影響を及ぼすことができる。好ましくは、本発明に係る適応デジタルフィルタは、マイクロフォン信号から希望信号および／または雑音信号の抽出に用いられるものとする。
【００２４】
上記係数回路網の係数を制御する制御部は、逐次最小二乗、ＱＲ分解最小二乗、最小二乗格子、ＱＲ分解格子または勾配適応格子、ゼロフォーシング、確率勾配など上述のどのような最適化方法をも用いることが可能である。さらに、上述した、ヘイキン著、「適応フィルタ理論」、第２版、１９９１年、プレンチィスホール社、Ｊ．Ｇ．プロアキス著、「デジタル通信」１９９５年、マグローヒル社、６３４ページ〜６７６ページ、またはＤ．Ａ．ピエール著、「最適化理論と応用」、１９６９年、ニューヨーク、ウィリーアンドサンズ社に記載された内容も参考にすることができる。
【００２５】
そして、本発明の実施形態では、動的音響最適化装置および方法によって、周囲の雑音に基づいて音量が制御される。動的制御器（dynamic  controller）として圧縮器（compressor）を用い、周囲の雑音を用いて圧縮器の比率を制御し、この圧縮器の出力を制御信号として、可変増幅器の利得の制御に用いることが好ましい。また、好ましくは、マイクロフォンによって供給される観測信号から抽出された抽出雑音信号を、上記周囲の雑音の信号として用いるものとする。抽出雑音信号を用いて圧縮器を直接制御する場合に抽出雑音信号の誤差に起因するゲイン・チェイスの局面を回避すべく、補正係数によって抽出雑音信号を補正するものとする。補正係数は、音源信号または加工された音源信号（可変利得増幅器の出力）のレベルの関数として、圧縮器曲線の最小傾斜（最大圧縮器比率）に制限をかけるものである。
【００２６】
本発明のさらなる適用可能分野は、以下の詳細な説明から明らかになる。詳細な説明および具体例は、本発明の好ましい実施形態を示す例示的なものに過ぎず、本発明の範囲を限定するものではないことに留意すべきである。
【００２７】
（項目１）  ある環境内で音響変換器によって放射される音響出力を雑音に依存して調整する装置であって、
希望の電気信号を供給する信号源と、
前記希望の電気信号が与えられ、これから、加工された希望信号を生成し、当該加工希望信号を、これから、前記音響出力を生成する前記音響変換器に与える調節装置と、
前記音響出力に係る音響出力成分と音響雑音成分とを含む前記環境内の音響を検出し、当該音響出力成分に該当する観測音響出力成分と当該音響雑音成分に該当する観測雑音成分とを含む観測信号を供給する収音器と、
前記観測信号が与えられ、少なくとも、前記観測信号の前記観測雑音成分を表す抽出雑音信号を生成する抽出器と、
前記抽出雑音信号と前記観測信号から得られる少なくとも一つの付加信号とが与えられ、前記調節装置に与えられる制御信号を生成する制御器とを備え、
前記音響の調節装置は、前記制御信号に応じて、前記加工された希望の電気信号を変化させる
ことを特徴とする装置。
（項目２）  前記観測信号から得られる前記少なくとも一つの付加信号は、前記抽出器によって抽出され、かつ、前記観測音響出力成分を表す抽出音響出力成分信号を含む
ことを特徴とする項目１記載の装置。
（項目３）  前記制御器は、前記抽出音響出力成分信号の前記抽出雑音信号に対する比として定義される信号対雑音比に基づいて前記制御信号を生成する
ことを特徴とする項目２記載の装置。
（項目４）  前記制御器は、前記抽出雑音信号が前記抽出音響出力成分信号よりも大きいとき、前記抽出音響出力成分信号の前記抽出雑音信号に対する前記信号対雑音比に基づいて前記制御信号を生成する
ことを特徴とする項目３記載の装置。
（項目５）  前記観測信号から得られる前記少なくとも一つの付加信号は、前記観測信号を含む
ことを特徴とする項目１記載の装置。
（項目６）  音量設定、エンジンＲＰＭおよび車速のうちの少なくとも一つに該当する少なくとも一つの状態信号が、前記制御器に与えられ、前記制御器による前記制御信号の生成に用いられる
ことを特徴とする項目１記載の装置。
（項目７）  前記加工希望信号は、前記抽出器の入力に与えられる
ことを特徴とする項目１記載の装置。
（項目８）  前記希望の電気信号は、前記抽出器の入力に与えられる
ことを特徴とする項目１記載の装置。
（項目９）  前記抽出器は、少なくとも一つの適応フィルタをさらに備えている
ことを特徴とする項目１記載の装置。
（項目１０）  ある環境内で音響変換器によって放射される音響出力を雑音に依存して調整する方法であって、
希望の電気信号を生成する工程と、
前記希望の電気信号から、加工された希望電気信号を生成する工程と、
前記音響変換器が、前記加工された希望電気信号から前記音響出力を生成する工程と、
前記環境内の音響を観測し、これから、前記音響出力に係る音響出力成分と音響雑音成分とを含む観測信号を生成する工程と、
前記観測信号から、少なくとも、前記音響雑音成分に係る抽出雑音信号を抽出する工程と、
前記抽出雑音信号と前記観測信号から得られる少なくとも一つの付加信号との両方から制御信号を生成する工程と、
前記制御信号に応じて、前記加工された希望電気信号を変化させる工程とを有する
ことを特徴とする方法。
（項目１１）  前記観測信号から得られる前記少なくとも一つの付加信号は、前記観測信号を含む
ことを特徴とする項目１０記載の方法。
（項目１２）  前記観測信号から得られる前記少なくとも一つの付加信号は、前記音響出力成分に係る信号を含む
ことを特徴とする項目１０記載の方法。
（項目１３）  前記観測信号から前記音響出力成分に係る抽出音響出力成分信号を抽出する工程をさらに有し、
前記制御信号を生成する工程は、前記抽出音響出力成分信号と前記抽出雑音信号との比として定義される信号対雑音比に基づいて前記制御信号を生成する
ことを特徴とする項目１０記載の方法。
（項目１４）  前記制御器は、前記抽出雑音信号が前記抽出音響出力成分信号よりも大きいとき、前記抽出音響出力成分信号の前記抽出雑音信号に対する信号対雑音比に基づいて前記制御信号を生成する
ことを特徴とする項目１３記載の方法。
（項目１５）  動的に音響を最適化するオーディオシステムであって、
希望の電気信号を供給する信号源と、
前記希望の電気信号が与えられ、これから、加工された希望電気信号を生成する調節装置と、
前記加工された希望電気信号が与えられ、これから、ある環境内で放射される音響出力を生成する音響変換器と、
前記音響出力に係る成分と音響雑音成分とを含む前記環境内の音響を検出し、前記音響出力の成分に該当する観測音響出力成分と前記音響雑音成分に該当する観測雑音成分とを含む観測信号を供給する収音器と、
前記観測信号が与えられ、少なくとも、前記観測信号の前記観測雑音成分を表す抽出雑音信号を生成する抽出器と、
前記抽出雑音信号と前記観測信号から得られる少なくとも一つの付加信号とが与えられ、前記抽出雑音信号と前記観測信号から得られる前記少なくとも一つの付加信号とに応じて、前記調節装置に与えられる制御信号を生成する制御器とを
備え、
前記音響の調節装置は、前記制御信号に応じて、前記加工された希望電気信号を変化させる
ことを特徴とするオーディオシステム。
（項目１６）  前記観測信号から得られる前記少なくとも一つの付加信号は、前記抽出器によって抽出され、かつ、前記観測音響出力成分を表す抽出音響出力信号を含む
ことを特徴とする項目１５記載のオーディオシステム。
（項目１７）  前記制御器は、前記抽出音響出力信号の前記抽出雑音信号に対する比として定義される信号対雑音比に基づいて前記制御信号を生成する
ことを特徴とする項目１６記載のオーディオシステム。
（項目１８）  前記制御器は、前記抽出雑音信号が前記抽出音響出力信号よりも大きいとき、前記抽出音響出力信号の前記抽出雑音信号に対する信号対雑音比に基づいて前記制御信号を生成する
ことを特徴とする項目１７記載のオーディオシステム。
（項目１９）  前記制御器によって前記抽出雑音信号を用いて前記制御信号が生成される前に、前記抽出雑音信号から前記環境内の音声の影響を、少なくとも部分的に、除去する音声活動検出器をさらに備えている
ことを特徴とする項目１５記載のオーディオシステム。
（項目２０）  複数の遅延素子および当該複数の遅延素子に接続された係数回路網を有し、入力信号のフィルタリングを行って出力信号を生成するフィルタ部と、
基準信号に応じて前記出力信号が最適化されるように前記係数回路網を制御する制御部とを備え、
前記複数の遅延素子は、位相応答が可変であり、周波数分解能に歪みがかかるように当該位相応答が選択されるフィルタ素子を含む
ことを特徴とする適応デジタルフィルタ。
（項目２１）  前記複数の遅延素子は、直列に接続されたものであり、
前記複数の遅延素子に設けられた各タップのうち対応するものの下流側に接続され、一の係数で評価を行うための係数リンクと、
前記係数回路網の下流側に接続され、前記出力信号を出力するアナログ加算器とをさらに備えている
ことを特徴とする項目２０記載の適応デジタルフィルタ。
（項目２２）  前記出力信号は、最小二乗平均法および遅延最小二乗平均法のいずれかを用いて最適化される
ことを特徴とする項目２０記載の適応デジタルフィルタ。
（項目２３）  前記複数の遅延素子は、周波数応答が可変の全通過フィルタを含む
ことを特徴とする項目２０記載の適応デジタルフィルタ。
（項目２４）  遅延処理および計算処理によって入力信号のフィルタリングを行い、出力信号が基準信号に応じて最適化されるように、制御可能なフィルタリング特性を制御し、当該フィルタリング特性に応じて前記出力信号を生成する適応デジタルフィルタリング方法であって、
位相応答を変化させ、位相をシフトさせて前記遅延処理を行う工程と、
歪みがかかった周波数分解能によって前記位相応答を設定する工程とを有する
ことを特徴とする方法。
（項目２５）  前記入力信号を多重に遅延させて多重の遅延入力信号を生成する工程と、
前記各遅延入力信号を、それぞれの係数を用いて調整する工程と、
前記調整された遅延入力信号を累積した出力として、前記出力信号を生成する工程とをさらに有する
ことを特徴とする項目２４記載の方法。
（項目２６）  最小二乗平均法および遅延最小二乗平均法のいずれかを用いて前記出力信号を最適化する工程をさらに有する
ことを特徴とする項目２４記載の方法。
（項目２７）  全通過のフィルタリングによって位相シフト処理を行う工程をさらに有する
ことを特徴とする項目２４記載の方法。
（項目２８）  ある環境内で放射された希望の音響信号を雑音に依存して調整する装置であって、
希望の信号を供給する信号源と、
前記希望の信号が与えられ、当該希望信号から、加工された希望信号を生成する調節部と、
前記加工された希望信号が与えられ、当該加工希望信号から前記希望の音響信号を生成する音響変換器と、
前記環境内の音響を検出し、これから、前記希望の音響信号に該当する観測音響成分と音響雑音成分とを含む観測信号を生成する収音器と、
前記観測信号と前記希望信号および前記加工希望信号のいずれか一方とが与えられ、前記観測雑音成分に係る抽出雑音信号および前記観測音響成分に係る抽出希望音響信号のうちの少なくとも一方を生成する歪み適応デジタルフィルタを有する抽出器と、
前記抽出器によって生成された信号と前記観測信号から得られる少なくとも一つの付加信号とが与えられ、制御信号を生成する制御器とを備え、
前記制御信号は、前記調節部に与えられ、当該調節部は、これに応じて前記加工された希望信号を変化させる
ことを特徴とする装置。
（項目２９）  前記抽出器は、
複数の遅延素子および当該複数の遅延素子に接続された係数回路網を有し、前記観測信号と前記希望信号および前記加工希望信号のいずれかと一方とについてフィルタリングを行って前記抽出雑音信号を生成するフィルタ部と、
基準信号に応じて前記抽出雑音信号が最適化されるように前記係数回路網を制御する制御部とを備えたものであり、
位相応答が可変のフィルタ素子が、前記複数の遅延素子として用いられ、かつ、
前記位相応答は、歪みがかかった周波数分解能によって設定されるものである
ことを特徴とする項目２８記載の装置。
（項目３０）  前記周波数分解能は、高周波よりも低周波の分解能の方がより高くなるように歪みがかけられる
ことを特徴とする項目２９記載の装置。
（項目３１）  前記抽出器は、第１および第２の抽出雑音信号を生成する第１および第２の歪み適応フィルタを有するものであり、
前記第１および第２の歪み適応フィルタの一方は、第１の周波数範囲において前記第１の抽出雑音成分を生成するように構成されたものであり、
前記第１および第２の歪み適応フィルタの他方は、第２の周波数範囲において前記第２の抽出雑音成分を生成するように構成されたものである
ことを特徴とする項目２９記載の装置。
（項目３２）  前記第１の歪み適応フィルタの歪みパラメータは０．９であり、
前記第２の歪み適応フィルタの歪みパラメータは０．９９である
ことを特徴とする項目３１記載の装置。
（項目３３）  前記抽出器は、前記制御器に与えられる前記少なくとも一つの付加信号を生成する
ことを特徴とする項目２９記載の装置。
（項目３４）  前記抽出器は、前記抽出雑音信号および前記抽出希望音響信号の両方を生成し、当該抽出雑音信号および当該抽出希望音響信号の両方を前記制御器に与えるものであり、
前記抽出希望音響信号は、前記制御器に与えられる前記少なくとも一つの付加信号を含むものである
ことを特徴とする項目２９記載の装置。
（項目３５）  前記制御部は、少なくとも一つの状態信号が与えられる
ことを特徴とする項目２９記載の装置。
（項目３６）  前記少なくとも一つの状態信号は、音量設定、エンジンＲＰＭおよび車速のうちの少なくとも一つに該当する
ことを特徴とする項目３５記載の装置。
（項目３７）  動的に音響を最適化するオーディオシステムであって、
希望の信号を出力とする信号源と、
前記希望の信号が与えられ、当該希望信号から、加工された希望信号を生成する調節部と、
前記加工された希望信号が与えられ、これから、ある環境内で放射される音響出力を生成する音響変換器と、
前記環境内で音響を検出し、前記音響出力に係る観測音響成分と、前記環境内の音響雑音に係る観測雑音成分とを含む観測信号を生成する収音器と、
前記観測雑音成分に係る抽出雑音信号を少なくとも抽出する歪み適応デジタルフィルタを有し、前記観測信号が与えられる抽出器と、
前記抽出雑音信号が与えられ、少なくとも部分的に、前記抽出雑音信号に基づいて制御信号を生成する制御器とを備え、
前記制御信号は、前記調節部に与えられ、かつ、当該調節部は、それに応じて前記加工希望信号を変化させる
ことを特徴とするオーディオシステム。
（項目３８）  前記抽出器は、第１および第２の抽出雑音信号を生成する第１および第２の歪み適応フィルタを有するものであり、
前記第１および第２の歪み適応フィルタの一方は、第１の周波数範囲において前記第１の抽出雑音成分を生成するように構成されたものであり、
前記第１および第２の歪み適応フィルタの他方は、第２の周波数範囲において前記第２の抽出雑音成分を生成するように構成されたものである
ことを特徴とする項目３７記載の装置。
（項目３９）  前記第１の歪み適応フィルタの歪みパラメータは０．９であり、
前記第２の歪み適応フィルタの歪みパラメータは０．９９である
ことを特徴とする項目３８記載の装置。
（項目４０）  動的に音響を最適化するオーディオシステムであって、
希望の信号を生成する信号源と、
前記希望の信号が与えられ、当該希望信号から、加工された希望信号を生成する調節部と、
前記加工された希望信号が与えられ、ある環境内で放射される音響出力を生成する音響変換器と、
前記環境内の音響を検出し、前記音響出力に係る観測音響成分と前記環境内の音響雑音に係る観測雑音成分とを含む観測信号を生成する収音器と、
前記観測雑音成分に係る抽出雑音成分を抽出する適応フィルタを有し、前記観測信号が与えられ、補正係数で前記観測雑音成分を補正して補正抽出雑音信号を生成する抽出器と、
前記希望信号から得られる信号が入力として与えられるとともに、前記観測雑音成分に係る前記補正抽出雑音信号が制御入力として与えられ、入力端に与えられた前記希望信号を前記補正抽出雑音信号に応じて変化させ、前記調節部に与えられる制御信号を生成する動的制御器とを備え、
前記調節部は、前記制御信号に応じて、前記加工された希望信号を変化させる
ことを特徴とするオーディオシステム。
（項目４１）  前記動的制御器は、圧縮器を含むものであり、
前記補正抽出雑音信号は、前記圧縮器の比率を設定する制御信号を含むものである
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
（項目４２）  前記希望信号および前記加工された希望信号のいずれか一方の関数として、前記補正係数を生成する関数プロセッサをさらに備えている
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
（項目４３）  前記関数プロセッサは、前記補正係数を１から０まで変化させるものであり、
前記補正係数は、前記希望信号および前記加工された希望信号の前記いずれか一方が最小レベルよりも低いときは１であり、前記希望信号および前記加工された希望信号の前記いずれか一方が前記最小レベルと最大レベルとの間にあるときは１と０との間であり、前記希望信号および前記加工された希望信号の前記いずれか一方が前記最大レベルよりも高いときは０である
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
（項目４４）  前記希望信号から得られ、前記動的制御器の入力信号として与えられる信号は、前記希望信号を含む
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
（項目４５）  前記観測信号および前記希望信号が与えられ、前記動的制御器に入力信号として与えられる前記希望信号から得られる前記信号を得る第２の適応フィルタをさらに備え、
前記第２の適応フィルタによって得られた前記信号は、少なくとも部分的に、風騒音を補正する
ことを特徴とする項目４１記載のオーディオシステム。
（項目４６）  前記第２の適応フィルタは、系統インバータを含む
ことを特徴とする項目４５記載のオーディオシステム。
（項目４７）  前記希望信号は、前記第２の適応フィルタに与えられる複数の希望信号を含むものであり、
前記第２の適応フィルタは、前記複数の希望信号のそれぞれから、前記動的制御器の最大値検出器に与えられる信号を得るものであり、
前記最大値検出器は、前記動的制御器への前記入力信号として、前記複数の希望信号から前記第２の適応フィルタによって得られる信号のうち最大レベルのものを供給するものである
ことを特徴とする項目４６記載のオーディオシステム。
（項目４８）  前記第２の適応フィルタは、当該第２の適応フィルタを含む複数の適応フィルタを含み、前記複数の希望信号のいずれか一つが、当該複数の適応フィルタにおいて対応するいずれか一つに与えられるものであり、
前記第２の適応フィルタを含む前記複数の適応フィルタの各出力は、前記動的制御器の前記最大値検出器に接続されている
ことを特徴とする項目４６記載のオーディオシステム。
（項目４９）  前記希望信号は、複数の希望信号を含むものであり、
前記動的制御器は、前記複数の希望信号が与えられる最大値検出器を有するものであり、
前記最大値検出器は、前記動的制御器への前記入力信号として、前記複数の希望信号のうち最大レベルのものを供給するものである
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
（項目５０）  前記適応フィルタは、歪み適応フィルタを含む
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
（項目５１）  前記抽出器と前記動的制御器との間に接続され、少なくとも部分的に、前記補正抽出雑音信号から、前記環境内の音声活動の影響を消去する音声活動検出器をさらに備えた
ことを特徴とする項目４０記載のオーディオシステム。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明に係る装置の第１の実施形態を示す図である。
【図２】本発明に係る装置の第２の実施形態を示す図である。
【図３】図１に示した本発明の第１の実施形態に係る装置に用いられる適応フィルタを示す図である。
【図４】適応フィルタの基本構造を示す図である。
【図５】本発明に係る適応デジタルフィルタのフィルタ部の好ましい実施形態を示す図である。
【図６】本発明に係る適応デジタルフィルタのフィルタ素子の位相応答すなわち周波数歪み関数を示すグラフである。
【図７】さまざまな位相応答に対する本発明に係る適応デジタルフィルタの周波数分解能を示すグラフである。
【図８】希望信号を音響に依存して整合する装置の実施形態を示す図である。
【図９】希望信号を音響に依存して整合する装置の実施形態を示す図である。
【図１０】希望信号を音響に依存して整合する装置において本発明に係る適応デジタルフィルタを備えた抽出器の実施形態を示す図である。
【図１１】本発明に係る適応デジタルフィルタに適用される全通過フィルタの実施形態を示す図である。
【図１２】本発明に係る適応デジタルフィルタに適用される全通過フィルタの実施形態を示す図である。
【図１３】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図１４】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図１５】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図１６】音声認識装置の実施形態を示す図である。
【図１７】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図１８】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図１９】図１７および図１８の装置の性能を示すグラフである。
【図２０】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図２１】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図２２】図２１の装置の性能を示すグラフである。
【図２３】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図２４】希望信号を音響に依存して整合する装置における制御装置の実施形態を示す図である。
【図２５】図２４の装置の性能を示すグラフである。
【図２６】動的音響最適化装置の実施形態を示す図である。
【図２７】図２６の装置の処理ブロックの実施形態を示す図である。
【図２８】動的音響最適化装置の実施形態を示す図である。
【図２９】図２８の装置の処理ブロックの実施形態を示す図である。
【図３０】図２６および図２８の装置の実施形態において用いられる複数の入力信号（ＳC）の決定を示す図である。
【図３１】図２９の処理ブロックの実施形態における伝達関数ブロックの代表的な伝達関数を示すグラフである。
【図３２】図２８の装置の動的制御器の実施形態を示す図である。
【図３３】図２８の装置の動的制御器の実施形態を示す図である。
【図３４】図３３の装置の性能を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
本発明は、詳細な説明および添付の図面からより深く理解できるであろう。
【００３０】
以下に説明する好ましい実施形態は、単に本発明の本質を例示するものであり、本発明、その適用範囲や用途を限定するものではない。
【００３１】
図１は、本発明に係る装置の第１の実施形態を示す。本装置は、ＣＤプレーヤ、ＭＰ３プレーヤ、ラジオ受信機、オーディオカセットプレーヤ、その他音響伝達／再生装置などの信号源１を備えている。信号原１からは、希望の、つまり原信号Ｓが出力される。希望信号Ｓは、信号源１の出力端に直列に接続された調節装置２に与えられる。調節装置２は、制御信号Ｃによって、音量、および／または圧縮の程度、音響などの他の信号特性を変化させ、希望信号Ｓから、加工された希望信号ＳLを生成する。そして、加工希望信号ＳLは、音響放射装置、つまり音響変換器３に与えられる。音響変換器３は、加工希望信号ＳLから希望音響信号ＳAを生成する。音響放射装置は、一または複数のスピーカに加えて、それに関連する出力段、そしてデジタル制御される場合には適当なデジタル‐アナログ変換器を有する。
【００３２】
収音器として動作するマイクロフォン４は、希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAを受ける。自動車内の場合、音響雑音信号ＮAは、路面騒音、エンジン騒音および／または車内のその他の騒音からなる。マイクロフォン４では音響雑音信号ＮAが希望電気信号ＳAに重畳されており、マイクロフォン４は、希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAから電気観測信号Ｍを生成する。希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAはマイクロフォンを通じて変換されることによって、スプリアスつまり雑音信号ＮMと希望信号ＳMとの和に等しい電気観測信号Ｍとなる。観測信号Ｍは抽出器５に与えられ、抽出器５は、観測信号Ｍから抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mを生成する。そして、制御装置６は、抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mから制御信号Ｃを生成する。
【００３３】
再生信号の経路は、信号源１から音響放射装置３まで延びている。音量、音色、圧縮などの音響効果は、調節装置２によって調整することが可能である。
【００３４】
調節装置２は、制御信号Ｃによって制御される。制御信号Ｃは、抽出器５に与えられた加工希望信号ＳLおよび観測信号Ｍから生成される。希望電気信号ＳMおよび雑音信号ＮMは、マイクロフォン４によって収音される希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAにそれぞれ該当する。そして、抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mは、抽出器５によって生成される。抽出希望信号Ｓ´Mは、基本的には、希望音響信号ＳAと一致する。希望音響信号ＳAは、観測点を囲む空間からのパルス応答を混ぜ合わせたものである。また、抽出雑音信号Ｎ´Mは、充満する周辺雑音に該当する。
【００３５】
抽出雑音信号Ｎ´Mに含まれる誤差を最小化するために、抽出希望信号Ｓ´Mもまた制御装置６に与えられる。抽出希望信号Ｓ´Mは、希望信号成分、すなわち観測信号Ｍに含まれる信号ＳMを模擬的に表したものである。抽出器５は、抽出器５内で模擬的に表された空間的なパルス応答が混ぜ合わされた加工希望信号ＳLから、抽出希望信号Ｓ´Mを生成する。したがって、抽出希望信号Ｓ´Mは、希望音響信号ＳAに極めて近いものである。
【００３６】
図２に、本発明の第２の実施形態を示す。図２に示した第２の実施形態は、図１に示した実施形態と同様であるが、抽出器５に代えて抽出器７を設けている。抽出器７は、加工希望信号ＳLではなく、信号源１の出力から希望信号Ｓを受ける。制御装置８は、図１の制御装置６を置き換えたものである。制御装置８は、抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mによって作動する以外に、観測信号Ｍならびに状態信号Ｒ、ＶおよびＰによっても作動する。状態信号Ｒは現在のエンジン速度を示し、状態信号Ｖは車速を示し、状態信号Ｐは音量調節器の設定を示す。本発明の主たる内容は、抽出希望信号Ｓ´Mが、制御信号Ｃを生成する制御装置６または８の内部において比較されることにある。
【００３７】
信号源１から出力された希望信号Ｓまたは加工希望信号ＳLと比較して、抽出希望信号Ｓ´Mを用いることについての特に有利な点は、観測空間に充満する原信号がマイクロフォン４に収音されるため、抽出希望信号Ｓ´Mがこの原信号に一致することにある。すなわち、抽出希望信号Ｓ´Mは、観測空間の真の状態を最もよく表している。また、概して、信号源１からの希望信号Ｓではなく、加工希望信号ＳLを用いる利点は、抽出器５が、調節装置２において希望信号Ｓに施される加工と同じ処理を行う必要がないということにある。
【００３８】
抽出器５および７は、多くの公知の適応フィルタのうちのいずれか一つを備えている。公知の適応フィルタとして、ＬＭＳフィルタ、ＲＬＳフィルタ、ＱＲ分解ＬＳフィルタ、ＬＳ格子フィルタ、ＱＲ分解格子フィルタ、勾配適応格子フィルタなどがある。好ましくは、最小二乗平均（ＬＭＳ：least  mean  square）による方法または遅延最小二乗平均（ＤＬＭＳ：delayed  least  mean  square）による方法といった、デジタル信号プロセッサによって極めて効果的かつ効率的に利用できるような方法に従って機能する適応フィルタを選択するものとする。
【００３９】
図３は、図１の抽出器５において用いられる適応フィルタの実施形態を示す。一般的に、好ましくは、空間内に置かれた音響再生装置ごとに、加工希望信号ＳLによって作動する特定の適応フィルタが必要とされる。しかし、利用可能なコンピュータの処理能力に制限があるため、そのような構成は実際的ではない。システム全体における音響再生装置と同数の適応フィルタを用いるのが好ましいが、そうではなく、わずか１個または２個の適応フィルタによって抽出雑音信号Ｓ´Mを算出する場合には誤差が生じてしまう。この誤差は抽出雑音信号Ｎ´Mに顕著に現れる。しかし、加工された増幅出力信号の合計信号またはスピーカ作動信号を用いて抽出希望信号Ｓ´Mを抽出することによって、誤差を最小化することができる。
【００４０】
さらに、適応フィルタのフィルタコアは、有限インパルス応答（ＦＩＲ：finite  impulse  response）フィルタや無限インパルス応答（ＩＩＲ：infinite  impulse  response）フィルタといった従来のフィルタである。このため、抽出雑音信号Ｎ´Mにおいて顕著になる誤差が再び生じる。本実施形態では、図１の抽出器５における適応フィルタのフィルタコアとして、従来のＦＩＲフィルタを用いている。抽出器５は、ＬＭＳ法（勾配減少法（gradient  decrease  method））を用いて、高速かつ容易に係数を算出することができる。
【００４１】
図３に示すように、抽出器５はサンプリングレート低減装置９を備えている。サンプリングレート低減装置９は、観測信号Ｍが与えられ、等化器などのフィルタ１０の入力に直列に接続されている。加工希望信号ＳLの第２の信号経路には、等化器などのフィルタ１２への入力を出力するサンプリングレート低減装置１１が含まれている。フィルタ１２は、遅延装置１３に直列に接続されている。遅延装置１３の出力は、フィルタコア１４に入力される。フィルタコア１４は、適応フィルタとして設けられたものである。フィルタコア１４の出力信号は、減算器１５によってフィルタ１０の出力信号から減算される。そして、抽出雑音信号Ｎ´Mは、減算器１５から出力される。また、抽出希望信号Ｓ´Mは、フィルタコア１４から出力される。
【００４２】
フィルタコア１４は、基本的に非再帰形フィルタ構成をしており、直列に接続された複数の遅延素子１６を有する。遅延素子１６の入力タップは、遅延素子１６間に配置された係数素子１７を通じてアナログ加算器１８に入力される。アナログ加算器１８の出力は、フィルタコア１４の出力であり、したがって、抽出希望信号Ｓ´Mを表す。係数素子１７は、最小二乗平均（ＬＭＳ）法に従って機能する係数算出装置１９によって同時に制御される。係数算出装置１９は、抽出雑音信号Ｎ´Mを基準として係数素子１７を調整する。
【００４３】
ＦＩＲフィルタ構造をしたフィルタコア１４について、周波数分解能ｄｆは、フィルタ長ｌから次式のように算出することができる。
ｄｆ＝ｆa/ｌ
ここで、ｆaはヘルツ単位のサンプリング周波数、ｌはタップ数単位のフィルタ長、そしてｄｆはヘルツ単位の周波数分解能である。同式から、フィルタ長ｌおよびサンプリング周波数ｆaが、周波数分解能ｄｆおよび適応フィルタの特性にどのように影響を及ぼすかがわかる。フィルタ長ｌが長い、またはサンプリング周波数ｆaが低いほど、周波数分解能ｄｆは向上する。すなわち、個々のスペクトル線間の相互影響が改善される。適応フィルタから出力される抽出雑音信号Ｎ´Mにおいて、品質や誤差は、それぞれ増加させることもできるし、また減少させることもできる。解析される周波数帯を約１ｋHzの上側遮断周波数に限定しても、自動車内などの多くの場合には許容し得る。したがって、抽出器５または７のいずれかに供給されるすべての信号は、たとえば、ｆa＝２ｋHzの新たなサンプリング周波数で二次サンプリングをすることができる。これは、原サンプリング周波数ｆaと比較するに、演算時間について有利なだけではなく、一定のフィルタ長による周波数分解能を大幅に向上させることができる。結果として、実施に必要な費用を大幅に削減することができる。
【００４４】
適応フィルタについて、図１に示した実施例に基づいて説明したが、適応フィルタは、図２に示した実施形態についても同様に適用することができる。
【００４５】
次に、図４を参照しながら説明する。フィルタ部１０１は、入力信号１０２を受け、この入力信号をフィルタリングして出力信号１０３を生成する。フィルタ部１０１の伝達特性は制御信号１０４によって変更可能である。制御部１０５は、フィルタ部１０１の出力信号および基準信号１０６に応じて制御信号１０４を生成する。制御部１０５は、最小二乗平均（ＬＭＳ）法に従って機能する。制御部１０５は、基準信号１０６から出力信号１０３を減算する減算器１０７と、減算器１０７の出力を受けてそれを増幅する増幅器１０８とを備えている。増幅器１０８は、所定の増幅作用を呈する。最小二乗平均法を用いる場合、増幅器１０８の出力を遅延させるべく、遅延素子１０９を増幅器１０８の下流側に挿入することも可能である。係数が可変であるフィルタであればどのようなものでも、フィルタ部１０１として用いることができ、フィルタ部１０１の伝達特性は調整可能となる。
【００４６】
図５は、本発明の実施形態に係る歪み適応フィルタ（warped  adaptive  filter）を示す。図５によると、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは、その出力側に全体を加算するアナログ加算器１１０を備えている。アナログ加算器１１０の入力は、制御可能な係数素子１１２を通じて、遅延素子１１１によって構成された遅延線のタップに接続されている。遅延素子１１１は、タップと制御可能な係数素子１１２との間に挿入されている。係数素子１１２は制御信号１０４によって制御される。好ましくは、位相応答が可変のフィルタ素子を用いて、一次の全通過フィルタとして、次式の伝達関数Ｄ（ｚ）を呈する遅延素子１１１を実現するものとする。
Ｄ(ｚ)＝(ｚ-1-λ)/(1-λｚ-1)
【００４７】
フィルタ素子１１１の位相応答φは、フィルタ素子１１１のフィルタ係数λを用いて設定することができる。図５のフィルタ部１０１の周波数歪み関数は、全通過フィルタ素子１１１のフィルタ係数である歪みパラメータ（warping  parameters）λによって設定することができる。線形の周波数軸は、全通過フィルタ素子１１１の位相応答を用いて、新たな歪み周波数軸に変換される。この位相応答は係数λにのみ左右される。図６は、周波数分解能が、周波数および係数、つまり歪みパラメータλに応じて変化する様子を示す。図７は、周波数分解能が、係数、つまり歪みパラメータλに左右されることをより明確に示す。
【００４８】
図７において、周波数分解能Δfは周波数ｆを用いて示されており、さまざまな値のフィルタ係数λに基づいている。転回点の周波数（λ＝０）は、周波数分解能が１に等しい周波数である。したがって、周波数分解能は次式のように算出される。
Δｆw(ｆ,λ)＝ｆwarp(ｆ,λ)・(1-λ2)/(1+λ2+2λ・cos(2πｆwarp(ｆ,λ)/ｆ
s))
ただし、ｆwarp(ｆ,λ)＝ｆ+(ｆs/π)・arctan(λ・sin(2πｆ/ｆs)/(1-λ・cos(2πｆ/ｆs)))
ここで、ｆsはサンプリング周波数、ｆw（ｆ，λ）は周波数に基づいて変化する適応フィルタの周波数分解能、およびｆwarp（ｆ，λ）は全通過の周波数応答に対応する新たな周波数を示す。
【００４９】
したがって、転回点の周波数ｆTPは、歪み適応フィルタが従来のフィルタと等しい周波数分解能を有するような周波数である。これは次式のように算出される。
ｆTP＝(ｆs/2π)・arccos(λ)
なお、フィルタ係数λが正値の場合、周波数範囲が低いほど周波数分解能が向上する。また、転回点の周波数ｆTPよりも高い周波数範囲においては、従来のフィルタと比べて周波数分解能が低下する。
【００５０】
本発明の歪み適応フィルタは、観測位置に放射された希望の音響信号を、音響に依存して調整する装置に好適である。図８は、放射された希望音響信号を音響に依存して調整する装置を示す。ＣＤプレーヤ、ＭＰ３プレーヤ、ラジオ受信機、オーディオカセットプレーヤ、その他音響再生装置などの信号源１１３は、希望信号Ｓを出力する。希望信号Ｓは、制御信号Ｃに応じて希望信号Ｓを加工して加工された希望信号ＳLを出力する調節部１１４に与えられる。この加工希望信号ＳLは、音量および／または圧縮の程度、音色などの他の信号特性について加工が施されたものである。加工希望信号ＳLは、音響変換器１１５に入力される。音響変換器１１５は、加工希望信号ＳLから希望音響信号ＳAを生成する。音響変換器１１５は、一または数個の拡声器を備えるとともに、場合によってデジタル制御を行う場合には、デジタル‐アナログ変換器に相当する出力段を備えている。
【００５１】
希望音響信号ＳAは、音響レシーバとして機能するマイクロフォン１１６によって受け取られる。このとき、希望音響信号ＳAに重畳された音響雑音信号ＮAが受け取られる。この重畳される信号は、車両騒音、エンジン騒音およびその他騒音が同時に生じる自動車内においてみられるものである。マイクロフォン１１６は、希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAに基づいて電気観測信号を生成する。すなわち、電気観測信号は、希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAをマイクロフォン１１６によって変換した後の雑音信号ＮMと希望信号ＳMとの和に等しい。観測された信号つまりマイクロフォン信号Ｍ、および加工希望信号ＳLは、抽出器１１７に入力される。抽出器１１７は、マイクロフォン信号Ｍから抽出された抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mを生成する。制御装置１１８は、抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mから制御信号Ｃを生成する。
【００５２】
再生信号の経路は、信号源１１３から音響変換器１１５まで延びている。音量、音色、圧縮などの音響再生は、調節部１１４によって行われる。調整部１１４は、加工希望信号ＳLおよび観測信号Ｍから得られる制御信号Ｃによって制御される。マイクロフォン１１６に取り込まれた希望信号ＳMおよび雑音信号ＮMは、それぞれ希望音響信号ＳAおよび音響雑音信号ＮAに対応している。抽出希望信号Ｓ´Mは、抽出器１１７によって、加工希望信号ＳLを用いてマイクロフォン信号Ｍからフィルタリングすることによって抽出される。抽出希望信号Ｓ´Mは、抽出雑音信号Ｎ´Mを生成するために、減算器１１９によってマイクロフォン信号Ｍから除去される。減算器１１９に代えて、図４に示した適応フィルタＡＦにおける減算器１０７の出力信号を、抽出雑音信号として制御部１１８に与えてもよい。同様に、マイクロフォン信号Ｍを制御部１１８に与えてもよい。当業者であれば、任意の付加的なフィルタおよび／またはサンプリング低減手段を図８中に取り入れてもよいことがわかるであろう。残余誤差を別にすれば、抽出希望信号Ｓ´Mは、基本的に、希望音響信号ＳAと一致するものであり、それは、観測空間内のインパルス応答と混ぜ合わされたものである。また、抽出雑音信号Ｎ´Mは、残余誤差を別にすれば、充満する環境音と一致する。
【００５３】
抽出雑音信号Ｎ´Mに含まれる誤差を最小化するために、抽出希望信号Ｓ´Mが制御部１１８に入力される。抽出希望信号Ｓ´Mは、観測信号Ｍの希望信号成分ＳMを模擬的に表したものである。つまり、抽出希望信号Ｓ´Mは、抽出器１１７によって、周囲のインパルス応答を模擬的に表したものと混ぜ合わされた加工希望信号ＳLから生成される。したがって、抽出希望信号Ｓ´Mは、希望音響信号ＳAに極めて近いものとなる。
【００５４】
図９に示した実施形態は、図８に示した実施形態と同様に動作するが、減算器１１９が省かれている。抽出雑音信号Ｎ´Mは、抽出器１２０によって直接生成される。加工希望信号ＳLを受ける抽出器１１７を用いることなく、抽出器１２０は、信号源１１３の出力から希望信号Ｓを直接受ける。さらに、制御部１１８を置き換えたものである制御部１２１は、観測信号Ｍ、状態信号Ｒ，Ｖ，Ｐならびに抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mを入力とする。状態信号Ｒは現在のエンジン速度に関するものであり、状態信号Ｖは車速に関するものであり、状態信号Ｐは音量増幅器の設定に関するものである。
【００５５】
図８および図９に示した実施形態では、制御信号Ｃを生成するために、抽出雑音信号Ｎ´Mに加えて抽出希望信号Ｓ´Mが制御部１１８および１２１に入力される。希望信号Ｓや加工希望信号ＳLよりもむしろ抽出希望信号Ｓ´Mを用いることについての特に有利な点は、観測環境内に放射された音源信号が録音手段によって録音されるため、抽出器１１７または１２０によってマイクロフォン信号（ＮM＋ＳM）から抽出された抽出希望信号Ｓ´Mがこの音源信号と一致することにある。すなわち、抽出希望信号Ｓ´Mは、観測環境の実際の状態を反映している。また、加工希望信号ＳLを用いる方が、調整部１１４によって希望信号Ｓに施された加工処理を抽出器１１７または１２０によって追従しなくてもよくなるため、希望信号Ｓを用いる場合よりも概して有利である。
【００５６】
抽出器１１７および抽出器１２０では、本発明に係る歪み適応フィルタを使用する。適応フィルタは、上述したような品質機能を実現するなど、さまざまな制御機能に用いられることが知られている。適応フィルタは、最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムや方法、または遅延最小二乗平均（ＤＬＭＳ）アルゴリズムや方法の応用分野に好んで用いられる。適応フィルタは、デジタル信号プロセッサを用いることによって非常に効果的かつ効率的に機能する。図８および図９に示した実施形態では、図５に示した歪み適応フィルタは、信号源１１３からの希望信号Ｓまたは調節部１１４が出力する加工希望信号ＳLを、入力信号１０２として受ける。このとき、マイクロフォン信号Ｍは、図４に示した基準信号１０６のような基準信号となる。
【００５７】
小型のフィルタによって、ある特定の周波数範囲内で、高いサンプリング周波数で高い周波数分解能を達成しなければならない局面において、歪み適応フィルタを使用することによる効果は特に大きい。たとえば、約１ｋHzまでの低周波数範囲においてサンプリング周波数を４４．１ｋHzおよびフィルタ長を４０タップとした場合において、従来の適応フィルタと歪み適応フィルタと比較すると、１ｋHzにおける周波数分解能が、従来のフィルタを用いると１１００Hzとなるのに対して、歪み適応フィルタを用いると１７０Hzとなる。この場合、サンプリング周波数が４４．１ｋHzでありかつ限界周波数が１ｋHzであるように変数を特定すると、歪み適応フィルタのフィルタ係数すなわち歪みパラメータはλ＝０．９となる。
【００５８】
実際には、音響に依存して希望の音響信号を調整する装置においては、特に、２個の歪み適応フィルタを実装するものとする。ここで、２重フィルタシステムの一方のフィルタは上述の特性を示し、他方のフィルタは約１５０Hzまでの低周波数範囲を扱うものとする。これにより、広範な周波数範囲を通常のサンプリング周波数で分割することができる。持続期間が４０タップおよびサンプリング周波数が４４．１ｋHzのとき、遮断周波数を１５０Hzとするこのようなフィルタのフィルタ係数すなわち歪みパラメータはλ＝０．９９となる。
【００５９】
図１０に、このような分離された歪み適応フィルタの構造を示す。図１０には、図５に示したタイプの歪み適応フィルタが２個示されている。ここで、歪み適応フィルタＡＦ１の歪みパラメータはλ＝０．９であり、歪み適応フィルタＡＦ２の歪みパラメータはλ＝０．９９である。両フィルタともマイクロフォン信号Ｍを入力として制御される。また、調節部１１４の出力から得た加工希望信号ＳLを基準信号とする。最も低い周波数範囲における高分解能の抽出雑音信号Ｎ´M（ｌｏｗ）および低周波数範囲における高分解能の抽出雑音信号Ｎ´M（ｈｉｇｈ）が、信号１０３として出力される。歪み適応フィルタＡＦ１，ＡＦ２は、さらに出力信号１０３´を生成する。出力信号１０３´として、最も低い周波数での高分解能の抽出希望信号Ｓ´M（ｌｏｗ）および低周波数での高分解能の抽出希望信号Ｓ´M（ｈｉｇｈ）が供給される。それぞれの機能範囲は、歪み適応フィルタＡＦ１，ＡＦ２の下流側の低域通過フィルタ１２２，１２３によって最適に決定される。低域通過フィルタ１２３の遮断周波数ｆg2は１５０Hzといった値であり、低域通過フィルタ１２２の遮断周波数ｆg1はこれよりも高く１ｋHzといった値である。各信号Ｎ´M（ｌｏｗ），Ｓ´M（ｌｏｗ），Ｎ´M（ｈｉｇｈ）およびＳ´M（ｈｉｇｈ）は、制御部１１８または１２１によってそれぞれ処理されて合計される、または、始めに合計されてからまとめて処理される。
【００６０】
図１０に示したような歪み適応フィルタを２重化した実施形態によると、４０タップの持続期間および１７０Hzのサンプリングレートによって、１ｋHzの分解能周波数が達成される。従来のフィルタの場合、１７０Hzのサンプリングレートでは２００タップのフィルタ持続期間が必要となる。本発明では、抽出器１１７および１２０は、雑音信号成分Ｎ´Mに加えて、信号成分Ｓ´Mを供給する。これは、抽出器１１７および１２０内部で図１０に示したような周波数分割が行われた場合に発生する。雑音信号Ｎ´Mの誤差は確実には除外することができないからである。誤差は、特に、観測領域内の音響再生メディアに見られるように、複数の適応フィルタが用いられる場合に、生じやすい。
【００６１】
全通過フィルタであればどのようなタイプのものでも使用可能である。図１１および図１２は、一次の全通過フィルタの典型的な実施形態を示す。これらのフィルタを用いることによって、通常、実施コストを低減することができる。図１１に示した全通過フィルタの場合、入力信号ｉ（ｎ）が、係数がλ1である係数素子１２４および伝達関数がｚ-1である遅延素子１２５に与えられる。係数素子１２４および遅延素子１２５の出力は、アナログ加算器１２６の入力に接続されている。アナログ加算器１２６の出力は、全通過フィルタの出力信号ｏ（ｎ）である。出力信号o(n)は、伝達関数がｚ-1である遅延素子１２７を通り、係数がλ1である係数素子１２８に入力される。係数素子１２８の出力はアナログ加算器１２６に入力される。
【００６２】
図１２に示した全通過フィルタの場合、入力信号ｉ（ｎ）が、アナログ加算器１２９およびアナログ加算器１３０に入力される。アナログ加算器１２９の出力は、係数がλ2である係数素子１３１を通じてアナログ加算器１３０に入力される。アナログ加算器１３０の出力は、インバータ１３２によって反転され、遅延素子１３３に入力される。遅延素子１３３の出力は、アナログ加算器１２９およびアナログ加算器１３４に入力される。出力信号ｏ（ｎ）は、アナログ加算器１３４の出力側のタップから出力される。
【００６３】
図１２に示した全通過フィルタは、インバータ１３２の代わりに、同様の構成をした段を追加挿入してカスケード接続することによって、より高次の全通過フィルタとすることができる。図示した全通過フィルタ以外にも、他のどのような形態の全通過フィルタ、およびラゲールフィルタ（Laguere  filters）などの他のフィルタ素子をも使用することができる。
【００６４】
図１３は、図９に示した制御装置１２１の好ましい実施形態を示す。図１３の制御装置１２１は、２つの補正段１３５および１３６を備えている。これら補正段１３５および１３６には、抽出信号成分Ｎ´M（ｈｉｇｈ）およびＮ´M（ｌｏｗ）のそれぞれと、抽出希望信号成分Ｓ´M（ｈｉｇｈ）およびＳ´M（ｌｏｗ）のそれぞれとが与えられる。なお、雑音信号ＮMと希望信号ＳMとの合成信号を、補正段１３５および１３６に入力してもよい。補正段１３６からの出力信号は、低周波数用に補正された希望信号ＫＮ（ｌｏｗ）であり、これは信号生成器１３８に入力される。補正段１３５からの出力信号は、選択的に活性化されて高周波成分用に補正された雑音信号ＫＮ（ｈｉｇｈ）を出力する音声認識部１３７を通り、信号生成器１３８に入力される。制御信号Ｃは、上記の各入力から生成される。補正段１３５および１３６は、抽出雑音信号成分Ｎ´Mに含まれる残余誤差に制限をかける。さらに、音声認識部１３７は、補正段１３５の出力信号を処理して、制御信号Ｃにおける音声エネルギーの影響を取り除く。なお、補正段１３５および１３６によって、増幅器の音量設定Ｐを調整するようにしてもよい。また、図８に示した制御信号生成器１１８は、車速Ｖ、増幅器の音量設定Ｐ、エンジン速度（ＲＰＭ）などに関するデータを受けるようにしてもよい。
【００６５】
図１４は、図８に示した制御装置１１８の好ましい実施形態を示す。制御装置１１８は、抽出希望信号成分Ｓ´Mおよび抽出雑音信号成分Ｎ´Mを受ける乗算器１３９を備えている。また、抽出希望信号成分Ｓ´Mは平方要素１４０に入力され、抽出雑音信号成分Ｎ´Mは平方要素１４１に入力される。全通過フィルタで実現可能な平均値生成器１４２，１４３，１４４は、乗算器１３９および両平方要素１４０および１４１からの信号を入力とする。平均値生成器１４２および１４４の出力は、入力信号の平方根を算出する要素１４６に信号を出力する乗算器１４５に入力される。要素１４６の出力、および平均値生成器１４３からの出力を受ける絶対値要素１４７の出力は、除算器１４８に入力される。抽出雑音信号成分Ｎ´Mによって制御される制御可能係数素子１４９は、除算器１４８からの出力を受ける。こうして、係数素子１４９から補正雑音信号ＫＮが出力される。
【００６６】
ところで、２つの信号ＸおよびＹの相互相関係数ＣＣＣについては、次式のように算出される。
ＣＣＣ＝|Σ(ｘ-mean(ｘ))・(ｙ-mean(ｙ))|/√Σ(ｘ-mean(ｘ))2・(ｙ-mean(ｙ))2
【００６７】
図１５に、図１４の実施形態に対する別の実施形態を示す。マイクロフォン信号Ｍ、抽出雑音信号Ｎ´Mおよび抽出希望信号Ｓ´Mは、平均値生成器１５０、１５１および１５２にそれぞれ与えられる。平均値生成器１５０および１５１の出力信号は、減算器１５３に入力される。減算器１５３は、これら入力した信号を互いに減じて、信号σ12を生成する。平均値生成器１５２の出力信号は、減算器１５４に入力される。減算器１５４は、この入力した信号から信号閾値ＴＨを減じて、信号σ22を生成する。下流側の比較段１５５では、信号σ12と信号σ22とが比較される。そして、σ12≦σ22のとき、平均値生成器１５１の出力信号σN2は、遅延段１５６において１ステップだけ遅延される。遅延された信号σN2は、デクリメント段１５７で低減され、信号σD2として識別器段１５８に入力される。識別器段１５８は、信号σD2と増幅器の音量設定を表す信号Ｐとを比較する。そして、信号σD2が信号Ｐ以上のとき、信号σD2が出力され、これ以外のとき、信号σD2は信号Ｐと等しくなるように設定される。
【００６８】
信号σN2が主として環境内の音響によって定まるとき、判別子１５５においてｙｅｓ枝Ｙが選択されることはない。つまり、抽出雑音信号Ｎ´Mに含まれる誤差はごくわずかであり、抽出雑音信号Ｎ´Mは制御信号Ｃの生成に用いることができる。問題は、信号σN2が、主として、適応フィルタでは算出不可能な、加工希望信号ＳLの成分によって定まる場合である。この場合、識別子１５５においてｙｅｓ枝Ｙが選択される。
【００６９】
ｙｅｓ岐Ｙが選択された場合、平均値生成器には、最後に検出された音響レベルが入力されている。そして、平均値生成器は、係数を低減しながら時定数τで徐々に下方調節され、増幅器の音量が操作者の設定した最小の値Ｐに到達する、または、識別子１５５においてｎｏ枝ｎに進むように、信号σN2中の雑音のレベルが増加される。
【００７０】
音声活動の検出は、さまざまな手段で行うことが可能である。音声活動検出の実現に、最も単純かつ非常に有効であろうと考えられる手法は、短期間と長期間のエネルギーとを比較することである。この概念は、Ｌ．Ｒ．ラビナー(Rabiner)およびＲ．Ｗ．シェイファー(Schafer)著、「音声信号のデジタル信号処理(Digital  Signal  Processing  of  Speech  Signals)」、プレンティスホール(Prentice  Hall)社（１９７８）に記載されており、音声認識部１３７などの音声活動検出部を実現する際の実例として用いることができる。この概念によると、音声とは、短期間では高レベルのエネルギーを含むが長期間に亘ると少量のエネルギーしか有さないようなパルス信号であると説明されている。
【００７１】
これについて、図１６に示すように、音声によって濁ったおそれのある雑音信号ｎが車内で捕らえられ、この雑音信号ｎから、平均ブロック２００において短期持続エネルギーレベルＸが生成されるとともに、平均ブロック２０２において長期持続エネルギーレベルが生成される。ブロック２００および２０２は、たとえば、値平均器によって構成可能である。そして、長期持続エネルギーレベルは、安全余裕（safety  margin）を設けるべく、ブロック２０４において閾値分だけ上昇され、上昇長期エネルギーレベルＹとなる。そして、短期エネルギーレベルＸおよび上昇長期エネルギーレベルＹは、ブロック２０６において互いに比較される。ブロック２０６では、時定数を適当に選択することによって、音声が存在するか否かを判定することができる。そして、短期エネルギーレベルＸが上昇長期エネルギーレベルＹよりも大きいとき、ブロック２０８においてカウンタがリセットされ、ブロック２１０においてデクリメントされる。一方、短期エネルギーレベルＸが上昇長期エネルギーレベルＹよりも大きくないとき、ブロック２１０においてカウンタがデクリメントされる。ブロック２１２では、カウンタがゼロであるか否かを調べるための検査が行われる。そして、カウンタがゼロのとき、ブロック２１４において雑音信号ｎは雑音信号ｎ−１と等しくなるように設定される。一方、カウンタがゼロでないとき、ブロック２１６においてカウンタがインクリメントされ、ブロック２１８において雑音信号ｎは長期エネルギーレベルｎ−１と等しくなるように設定される。これに関して、音声が検出された場合、最近の最新の長期持続レベルは、音声エネルギーによってまだ影響を受けておらず（または、少なくとも強い影響は受けておらず）、一定期間、出力値ｎとして送られることになる。当該期間は外部から設定することができ、カウンタが既に動作してしまったかまたは動作中であるにかかわらず、音声が検出されるとすぐに自動的にリセットされる。
【００７２】
図１、図２、図８および図９にそれぞれ示した制御装置６、８、１１８および１２１は多くの異なる方法で実現可能であり、上述した内容はそのうちの一部である。
【００７３】
制御装置６、８、１１８および１２１は、主として、制御すべきもの、およびこれと同時に、確実に定められるべき制御信号Ｃによって、その実施形態が決まる。すなわち、ゲイン・チェイスの局面、つまり正帰還が回避されこととなる。信号対雑音比（ＳＮＲ）から制御信号Ｃを決定するのが、安定した制御信号を生成するための最も単純な方法である。この場合、この決定が、線形領域、対数領域あるいはその他の領域で行われるか否かは、重要ではない。
【００７４】
図１７は、信号対雑音比を線形領域において求める単純方法を示したブロック図である。ここで、信号対雑音比は制御信号Ｃとして用いられる。抽出器５（図１）、抽出器７（図２）、抽出器１１７（図８）または抽出器１２０（図９）のいずれかによって生成された抽出希望信号Ｓ´Mおよび抽出雑音信号Ｎ´Mは、重み係数がそれぞれＶ１およびＶ２であるスケーラ３００および３０２によってそれぞれスケーリングが行われる。スケーラ３００および３０２の出力は、レベルメータ３０４および３０６を通って処理され、信号ＬS（これは、希望の信号Ｓ´Mのレベルを表す）および信号ＬN（これは、抽出雑音信号Ｎ´Mのレベルを表す）が生成される。そして、ブロック３０８においてレベルＬNとレベルＬSとが比較される。そして、レベルＬNがレベルＬSよりも大きいときにのみ、ブロック３１０において信号対雑音比が算出され、ブロック３１２において１から信号対雑音比を減算することによって制御信号Ｃが決定されるといった制御が行われる。一方、レベルＬSがレベルＬNよりも大きいときは、雑音を無視することができるため、信号対雑音比に従って制御信号Ｃを調整する必要はない。
【００７５】
重み係数Ｖ１およびＶ２は、調節の最大ダイナミクスを決定付けるスケーリングに影響を及ぼす。この場合、係数Ｖ１またはＶ２を領域に応じて修正しなければならない。もちろん両方を修正することも可能である。この点に関して、ブロック３０８においてＮｏ枝側が正しく機能し、ブロック３１４において正確な制御信号Ｃが算出されるためにも、デシベル（ｄＢ）単位で修正を行わなければならない。これと同時に、利得値は、線形の制御が行われるように、すなわち、制御動作が影響を及ぼさないように選択されるべきである。
【００７６】
図１８は、図１７に示されたのと同じ単純方法の実施例を示す。ただし、ここでは、線形領域ではなく対数領域を用いるものとする。同様の構成要素は同様の符号で参照する。生成されたＬSおよびＬNが比較ブロック３０８において比較され、ＬNがＬSよりも大きいとき、ＸはＬNと等しい値に設定される。これ以外のとき、ＸはＬSと等しい値に設定される。そして、ブロック３１３において、ＬsのＬｏｇ2がとられ、ブロック３１５において、ＸのＬｏｇ2がとられる。加算器３１４では、ＬsのＬｏｇ2値からＸのＬｏｇ2値が減算され、この結果について、ブロック３１６においてａｎｔｉｌｏｇ2がとられる。そして、ブロック３１８から信号対雑音比が出力され、ブロック３２０において最小値と比較される。信号対雑音比が最小値よりも小さいとき、利得（制御信号Ｃ）は最小値と等しい値に設定される。これ以外のとき、利得（制御信号Ｃ）は信号対雑音比と等しい値に設定される。
【００７７】
図１９は、最大制御範囲を２４ｄＢとしたときの入力レベルおよび雑音の関数としての利得を示すグラフである。図１９からわかるように、制御曲線の形状は一定であり、雑音の大きさＬNによって上下に変位するのみである。この場合、曲線形状は、入力レベル（ＬS）の上昇とともに出力レベル（利得）が連続的に縮小していき、信号対雑音比の値によって特定される点に自動的に到達するような形状となる。この点から先は、出力レベル（利得）は、線形領域で実現される場合にはＮｏ枝の処理、また対数領域で実現される場合にはＭｉｎＶａｌによって決定され、線形的に変化して最大音量となる。出力レベル（利得）を連続的に縮小させることは、ゲイン・チェイスの局面、すなわち正帰還を回避するうえで不可欠である。これにより、音量が大きい（高入力レベル）ときに、音量が勝手に急上昇（出力レベルが上昇）するといった現象を防止することができる。
【００７８】
図１７および図１８の単純方法にはいくつかの欠点もある。たとえば、制御範囲から線形範囲への比較的急な遷移、すなわち過度の圧縮比がそうである。これは、不正な音量追従（volume  follow-up）という悪影響を及ぼす。また、信号対雑音比によって定められる圧縮比は、調整することができない。さらに、制御範囲から線形範囲への遷移、すなわち制御曲線における折れ目は、背後の雑音のみによって決まる。これもまた、好まざる音量追従を引き起こす要因となる。さらに、ＳＮＲ値を直接用いることは理想的ではなく、調節に過度の変動を生じさせることとなる。これらの欠点は、制御信号Ｃの決定に用いられるアルゴリズムに、選択的に手を加えることによって解消することができる。たとえば、図１７に示した線形領域での実現の場合、圧縮比、すなわち制御範囲から線形範囲への遷移は、信号の流れの中における後段部分に数学関数（たとえば、指数関数）を選択的に挿入することによって、緩和したり制御したりすることができる。
【００７９】
図２０に、図１７に示した線形領域の方法に上記の数学関数を応用した修正例を示す。同様の要素は同様の参照符号で参照し、図２０の実施形態と図１７の実施形態との相違点のみを説明する。図２０に示したように、利得は、ブロック３１２によって決定された後、ブロック３２２における関数によって修正される。
【００８０】
図２１は、図１８に示した対数領域の方法についての修正例を示す。同様の要素は同様の参照符号で参照し、図２１の実施形態と図１８の実施形態との相違点のみを説明する。対数領域の方法が線形領域の方法よりも優れている点は、対数領域の方法の方が、非常に圧縮比を制御し易いという点である。図１８および図２１の実施形態では、１回の乗算によってこれを実現することができる。図２１の実施形態では、制御ブロック３２６によって制御される比率（ｒａｔｉｏ）ブロック３２４が、加算器３１４とａｎｔｉｌｏｇ2ブロック３１６との間に挿入されている。
【００８１】
図２２は、図２１の実施形態の動的関係について、最大制御範囲を２４ｄＢとしたときの入力レベルおよび雑音の関数としての利得を示すグラフである。ここで、乗算係数ｒａｔｉｏは、入力レベルの関数として外部から制御される。なお、乗算係数ｒａｔｉｏは、最終的な圧縮比を定めるものであり、入力レベルなどの特定の関数に基づいて制御される。雑音レベルまたは雑音レベルと入力レベルとの合成を用いて関数による処理を行って、希望のｒａｔｉｏ値を生成することも可能である。また、音量や速度などの異なるパラメータの関数として、外部からｒａｔｉｏ値を修正することも可能である。これは、場合に応じて決定すればよい。
【００８２】
図１７および図１８の実施形態を図２０および図２１の実施形態に修正することによって、図１７および図１８の実施形態における上記欠点がいくつか解消される。さらに修正を行うことにより、これら欠点をさらに多く解消することができる。たとえば、入力レベルに応じて音量の範囲を設定することによって、効果的な動的関係を得ることができる。
【００８３】
図２３は、制御範囲の制御を付加した、図２１の実施形態に対する修正例を示す。同様の要素は同様の参照符号で参照する。これによると、図２３の実施形態は、スケーラ３００および３０２に接続された制御ブロック３２８を追加した点のみが、図２１の実施形態と異なっている。この実施形態では、スケーラＶ１およびＶ２の変更が可能である。
【００８４】
図２４は、制御範囲の制御を付加した、図２０の実施形態に対する修正例を示す。同様の要素は同様の参照符号で参照する。図２４の実施形態もまた、スケーラ３００および３０２に接続された制御ブロック３２８を備えている。比較ブロック３０８において、ＬNがＬSよりも大きいとき、ＸはＬNと等しい値に設定される。これ以外のとき、ＸはＬSと等しい値に設定される。ブロック３３０において、信号対雑音比はＬS／Ｘによって算出される。ブロック３２２において、利得が関数によって処理された後、比較ブロック３３２において、その結果の値と最小値との比較が行われる。結果値が最小値よりも大きいとき、利得、つまり制御信号Ｃは結果値と等しい値に設定される。これ以外のとき、利得は最小値と等しい値に設定される。
【００８５】
図２３および図２４の実施形態において、制御範囲は、たとえば、音量や速度など、またはこれらの組合せなどのさまざまな要素の関数によって制御することができる。しかし、制御範囲は入力レベルの関数として制御することが好ましい。この理由は、低入力レベルは低雑音レベルによってマスクされるため、制御範囲の要件は、高入力レベルに対するものよりも低入力レベルに対するものの方がより重要となるからである。
【００８６】
図２５は、図２３の実施形態の動的関係のグラフである。ここでは、制御範囲は、入力レベルなどの関数として外部から制御される。さらに、雑音や出力レベルなどで制御して非線形に音量追従を行うなどの修正が可能である。しかし、そのようなさらなる修正によって、コスト増という問題が生じる。このことから、対数領域での実現の方がより容易である。また、音量調節の安定化を最重要視する場合には、信号対雑音比を用いて、利得、すなわち制御信号Ｃを制御することが望ましい。
【００８７】
図１７〜２５の実施形態は、調節によってシステムの動的関係にどの程度の効果がもたらされるのかを示している。これに関して、制御信号Ｃを生成するこれらの実施形態、すなわち制御装置６（図１）、制御装置８（図２）、制御装置１１８（図８）および制御装置１２１（図９）を具現化したものは、制御される動的制御器（dynamic  controller）、すなわち制御される圧縮器により近いものとなっている。当業者であればわかるように、圧縮器とは、信号の微弱成分を増幅し、強大成分を減衰させる装置である。そのような動的制御器は、好ましくは、適当な一の制御信号によって安定して制御されるべきであるが、一以上の制御信号による制御も可能である。また、そのような動的制御器は、動的制御器のすべての機能性を発揮するものでなければならない。したがって、圧縮器を用いてそのような動的制御器を実現することが好ましいことである。なぜなら、圧縮器には既に、弱い入力信号を上昇させる、すなわち音量を制御可能にするために必要とされる基本的な機能が備わっているからである。理想的には、純粋な雑音信号を用いて圧縮器を制御すべきであるが、既に述べたように、安価に生成できる雑音信号は純粋な雑音信号とは異なったものであり、したがって、ゲイン・チェイスが生じてしまう。
【００８８】
図２６は、本発明に係る、動的制御器を用いた動的音響最適化装置４００の実施形態を簡略化したブロック図である。装置４００は、ＣＤプレーヤ、ＭＰ３プレーヤ、ラジオ受信機、オーディオカセットプレーヤなどの信号源４０２を備えている。信号源４０２は、電気音響信号Ｓを可変利得増幅器４０４に出力する。制御信号Ｃは、可変利得増幅器４０４の利得を変更して、スピーカ４０６を駆動する加工音源信号ＳLを生成する。
【００８９】
マイクロフォン４０８は、聴取環境内の音響を観測し、周囲の雑音信号Ｎおよびオーディオ音響信号ＳMを含む電気観測信号ＳM＋Ｎを生成する。オーディオ音響信号ＳMは、空間的なインパルス応答が複雑に絡み合った、スピーカ４０６から出力された信号と一致する。すなわち、信号ＳMは、スピーカ４０６から聴取環境に放射された出力を表す。観測信号、すなわちマイクロフォン信号ＳM＋Ｎ、および電気音響信号Ｓは、処理ブロック４１０に与えられる。処理ブロック４１０は、入力信号ＳCおよび制御信号ＲCを生成し、動的制御器４１２に与える。動的制御器４１２は、制御信号Ｃを生成するものであり、好ましくは圧縮器で実現するものとする。処理ブロック４１０が観測信号ＳM＋Ｎおよび音源信号Ｓから生成する、破線で示したような抽出雑音信号Ｎ´M、および音量や速度などの付加的な制御パラメータなどを、動的制御器４１２に任意に与えてもよい。しかし、処理ブロック４１０から動的制御器４１２に任意に与えられる抽出雑音信号Ｎ´Mは、動的制御器４１２の制御ではなく、雑音レベルに合わせたイコライジング（equalizing）などの他の用途に用いられるものとする。可変利得増幅器４０４、処理ブロック４１０および動的制御器４１２は、一または複数の信号プロセッサまたはマイクロプロセッサにおけるソフトウェアなどのように、デジタル的に実現することができる。
【００９０】
図２７は、処理ブロック４１０を詳細に示す。処理ブロック４１０は、制御信号ＲCを作成する。制御信号ＲCは、音源信号Ｓおよびマイクロフォン信号ＳM＋Ｎを歪み適応フィルタ４１４（たとえば、上述したようなもの）に与えて抽出雑音信号Ｎ´Mを抽出し、音源信号Ｓから補正係数ＣＯＲＲを決定し、そして抽出雑音信号Ｎ´Mに補正係数ＣＯＲＲを反映させるべく乗算器４１６で抽出雑音信号Ｎ´Mに補正係数ＣＯＲＲを乗算することによって得られる。歪み適応フィルタ４１４のタップの重みは、抽出雑音信号Ｎ´Mに応じて、最小二乗平均（ＬＭＳ）法に従って設定される。音源信号Ｓおよびマイクロフォン信号ＳM＋Ｎは、歪み適応フィルタ４１４に与えられる前にダウンサンプリングされる。すなわち、音源信号Ｓおよびマイクロフォン信号ＳM＋Ｎは、間引き（decimation）フィルタ４１８および４２０（これらは、アンチエイリアシング（anti-aliasing）フィルタである）にそれぞれ入力され、間引きフィルタ４１８および４２０の出力は、間引き段４２２および４２４にそれぞれ入力される。乗算器４１６において補正係数ＣＯＲＲを抽出雑音信号Ｎ´Mに反映させて制御信号ＲCを生成する前に、抽出雑音信号Ｎ´Mは、スケーラ４２６、高域通過フィルタ４２８、音声活動検出ブロック（ＶＡＤ：Voice  Activity  Detection）４３０および平均ブロック４３２によって処理される。
【００９１】
処理ブロック４１０は、音源信号Ｓを伝達関数ブロック４３４への入力として、補正係数ＣＯＲＲを生成する。音源信号Ｓは、伝達関数ブロック４３４に入力される前に、スケーラ４３６、高域通過フィルタ４３８および平均ブロック４４０によって処理される。
【００９２】
音源信号Ｓおよび抽出雑音信号Ｎ´Mは、スケーラ４２６および４３６を用いて、振幅およびエネルギーについて同じスケールで正規化される。高域通過フィルタ４２８は、車内の雑音が与える心理的な音響の側面を考慮したものである。車内では、高めの可聴周波数よりも可聴下の低い周波数の方がより強く重み付けされており（つまり、高いエネルギー量を有している）、よりよい制御特性を得るには、可聴下の低い周波数を減衰またはフィルタリングする必要がある。高域通過フィルタ４３８は、処理された音源信号Ｓをアナログ的にフィルタリングする。音声活動検出ブロック４３０は、システムが、音声ではなく、送風機、風、路面、エンジンの騒音などの真の干渉雑音に反応するように、抽出雑音信号Ｎ´Mに紛れ込んだ音声信号を消去する。
【００９３】
処理ブロック４１０は、好ましくは圧縮器である動的制御器４１２への入力信号ＳCを生成するが、その前に、間引きフィルタ４４２および間引き段４４４によって音源信号Ｓをダウンサンプリングし、また、ダウンサンプリングされたマイクロフォン信号ＳM＋Ｎを適応フィルタ４４６に与える。適応フィルタ４４６は、出力信号ＳCに応じて、ＬＭＳ法に従って設定されたタップの重みを有する短有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであることが好ましい。これに関して、適応フィルタ４４６は、聴取環境に紛れ込む音響成分を除去する系統インバータ（system  inverter）として機能する。特に、適応フィルタ４４６は、少なくともある程度の風騒音を補正する。
【００９４】
好ましくは、間引きフィルタ４１８、４２０および４４２ならびに間引き段４２２、４２４および４４４を実装する方がよいが、省略してもよい。また、好ましくは、スケーラ４２６および４３６、フィルタ４２８および４３８、ならびに音声活動検出ブロック４３０を実装する方がよいが、省略してもよい。
【００９５】
この点に関して、ダウンサンプリングを行わない、または、ごくわずかしかダウンサンプリングを行わない場合、図２７に示した破線の経路（１）、（２）および（３）の信号を用いることができる。これにより、間引きされた信号Ｓと同様に、各信号Ｓ´MおよびＳCに、元の音源信号Ｓの信号成分のすべてまたは大部分を確実に含ませることができる。これは、制御信号ＲCを正確に生成するうえで重要である。ある程度の誤差が許容できる場合には、破線の経路（１）、（２）および（３）で示した上記の信号は、大きく間引きをする場合についても用いることもできるが、これはあまり好ましくない。好ましくは、純粋な信号を用いるものとする。
【００９６】
図２６および図２７に示した装置４００の実施形態における欠点は、一時的に出力され、調節される音楽信号のエネルギーを考慮していない点である。しかし、加工音源信号ＳLは、この情報を含んでおり、制御信号ＲCを生成するうえでうまく用いることができる。
【００９７】
図２８は、加工された希望音源信号ＳLを用いて制御信号ＲCを生成するようにした、装置４００の修正例を示す。同様の要素は同様の参照符号で参照し、図２８の装置４５０と図２６の装置４００との相違点のみを説明する。処理ブロック４１０は、装置４５０において、加工音源信号ＳLを入力する処理ブロック４５２に置き換えられている。
【００９８】
図２９は、図２８に示した処理ブロック４５２の実施形態を示す。なお、上と同様に、選択的な信号経路を破線で示している。処理ブロック４５２は、図２７に示した処理ブロック４１０と多くの点で類似している。同様の要素を同様の参照符号で参照し、装置４５２と装置４１０との相違点のみを説明する。装置４５２と装置４１０との主たる相違点は、間引きフィルタ４２０および間引き段４２４を通って歪み適応フィルタ４１４に入力される信号が、音源信号Ｓではなく、加工音源信号ＳLであるという点である。加工音源信号ＳLには、調整された音源信号Ｓ中の瞬間的なエネルギー量に関する情報が含まれており、これは、制御信号ＲCを正確に生成するうえで重要である。
【００９９】
一般には、複数の音源信号（たとえば、ステレオ信号の左右のステレオチャンネル）が存在する（ＳC１〜ＳCｎ）ため、入力信号（ＳC１〜ＳCｎ）は、音源信号ＳCごとに同様の方法で生成される。これに関して、図３０に示すように、各入力信号ＳCは、破線で示すように一の適応フィルタ４４６によって、または複数の適応フィルタ４４６、すなわち入力信号ＳCごとに一の適応フィルタによって生成することができる。適応フィルタ４４６を複数ではなく１個だけ使用することによって、ある程度の誤差は生じるが、実装すべき適応フィルタ４４６が１個でよいため、より低コストでシステムを実現することができる。
【０１００】
装置４００および装置４５０に係る音量制御のための基本的なアプローチは、周囲の雑音に基づいて音量を制御すると言うものである。これら装置は、動的制御器４１２として、可変利得増幅器４０４の利得を制御する制御信号Ｃする圧縮器を用い、周囲の雑音を用いて圧縮比を制御して、音量の制御をすることが好ましい。しかし、既に説明したように、抽出雑音信号Ｎ´Mには、それを生成する歪み適応フィルタ４１４が有限長であるため、誤差が含まれる。したがって、抽出雑音信号Ｎ´Mは、マイクロフォン信号ＳM＋Ｎの雑音成分のみからなる真の周囲の雑音ではない。さらに、抽出雑音信号Ｎ´Mは、マイクロフォン信号ＳM＋Ｎのオーディオ音響信号成分ＳMの一部をも含んでいる。したがって、もし抽出雑音信号Ｎ´Mのみを用いて圧縮比ＲCを制御するならば、スピーカ４０６からの出力音が増大して抽出雑音信号Ｎ´Mが増大し、結果としてゲイン・チェイスの局面に至ることとなるであろう。このため、装置４００および４５０は、補正係数ＣＯＲＲを用いて抽出雑音信号Ｎ´Mを補正するものとする。補正係数ＣＯＲＲによって、圧縮器曲線の最小勾配（最大圧縮器比率）は、音源信号Ｓのレベルの関数として、制限がかけられる。
【０１０１】
図３１は、加工音源信号ＳLから補正係数ＣＯＲＲを決定する図２９の伝達関数ブロック４３４における伝達関数ｆ（ｘ）の代表例を示す。同様の伝達関数を、図２７の伝達関数ブロック４３４における伝達関数に用いることができる。図３１からわかるように、補正係数ＣＯＲＲは、加工音源信号ＳLのレベルが最小レベルよりも低いときに１であり、それから、加工音源信号ＳLのレベルが最大レベルを超えて０となるまで変化する。補正係数ＣＯＲＲを抽出雑音信号Ｎ´Mに反映させることにより、加工音源信号ＳLのレベルが最大レベルを超えたとき、装置４５０は非活性（動的音量制御が行われないという意味）となり、加工音源信号ＳLのレベルが最小レベルよりも低いとき、装置４５０は抽出雑音信号Ｎ´Mに基づいて音量を制御し、そして、加工音源信号ＳLのレベルが最小レベルと最大レベルとの間にあるとき、装置４５０は、低減された抽出雑音信号Ｎ´M、すなわち補正係数ＣＯＲＲで乗算されたＮ´Mに基づいて音量を制御するというように作用する。
【０１０２】
図３２は、動的制御器４１２として使用可能な圧縮器を簡略化したものを示す。入力信号（ＳC１〜ＳCｎ）は、最大値ブロック４６０によって処理される。最大値ブロック４６０は、これら入力信号ＳCのうち最大値のものを決定し、その入力信号ＳCを平均ブロック４６２に出力する。平均ブロック４６２は、この入力信号ＳCの平均を求め、それに対応する対数信号がｌｏｇ2ブロック４６４によって生成される。ここで、図３２において、乗算器４６６をＲａｔｉｏと示すこととする。これは、ｌｏｇ2ブロック４６４によって生成された信号を制御信号ＲCで乗算することによって、動的制御器４１２である圧縮器の比率が設定されることになるからである。乗算器４６６の出力は、ａｎｔｉｌｏｇ2ブロック４６８によって線形信号に変換される。この線形信号は、可変利得増幅器４０４の利得を制御する制御信号Ｃである。
【０１０３】
図３３は、図３２の圧縮器の修正例を示す。ここでは、速度に関する制御信号（Ｓｐｅｅｄ）やユーザが音量調節をすることによって与えられる音量制御信号（Ｖｏｌｕｍｅ）などの任意の制御パラメータが用いられる。たとえば、動的制御器４１２として用いることが好ましい圧縮器を用いて音量感を増大させたい場合には、音量制御信号を用いて、雑音に連動した圧縮器の制御が、加工音源信号ＳLの限定された範囲内でのみ行われるようにして、ゲイン・チェイスを回避しなければならない。この場合、圧縮器を、実際の目盛に接近した場合にのみ適当な方法で活性化するものとする。図３２および図３３の実施形態において同様の要素は同様の参照符号で参照し、図３２および図３３の実施形態間の相違点のみを説明する。ｌｏｇ2ブロック４６４の出力は乗算器４７０に与えられ、音量制御装置４７２によって生成された音量制御信号で乗算される。乗算器４６６の出力および乗算器４７０の出力は、加算器４７２および４７４によってそれぞれ処理されて信号ａおよびｂがそれぞれ生成された後、比較ブロック４７６において比較される。信号ａが信号ｂよりも小さいとき、信号ｂがａｎｔｉｌｏｇ2ブロック４７８によって処理され、制御信号Ｃとしての線形信号が生成される。これ以外のとき、信号ａがａｎｔｉｌｏｇ2ブロック４７８によって処理され、制御信号Ｃが生成される。
【０１０４】
図３４は、図３３に示した実施形態の動的制御器を用いた装置４５０の性能を示す。図３４から、音量制御信号を変更することによる効果がわかる。雑音に連動した制御信号ＲCおよび音量制御信号を用いる場合、これら２つの信号のいずれか大きい方を用いて、可変利得増幅器４０４の音量を制御する制御信号Ｃを生成すればよいことがわかるであろう。
【０１０５】
本発明の説明は本質的に例示的なものに過ぎない。したがって、本発明の主旨から逸脱しない変形も本発明の範囲内にあるものと意図される。そのような変形は、本発明の真意および範囲から逸脱したものとみなすべきではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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