(57)【要約】【課題】  搬送波周波数が非常に高い場合でも、高精度に位相同期した局部発振光を生成できる光ホモダイン受信機の同期回路を提供する。【解決手段】  本発明は、入力された光ＢＰＳＫ信号に局部発振光を同期させる光ホモダイン受信機の同期回路に関する。そして、光ＢＰＳＫ信号の復調信号となり得る電気的な位相同期用信号を得る位相同期用信号形成手段と、位相同期用信号を変調信号とした光強度変調信号を得る強度変調光形成手段と、光強度変調信号を光電変換して２乗検波する２乗検波手段と、２乗検波信号を位相誤差信号として用いて、生成する局部発振光の位相若しくは周波数を変更する局部発振光生成手段とを有することを特徴とする。【選択図】      図１
2011035895.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された光ＢＰＳＫ信号に局部発振光を同期させる光ホモダイン受信機の同期回路において、
上記光ＢＰＳＫ信号の復調信号となり得る電気的な位相同期用信号を得る位相同期用信号形成手段と、
上記位相同期用信号を変調信号とした光強度変調信号を得る強度変調光形成手段と、
光強度変調信号を光電変換して２乗検波する２乗検波手段と、
２乗検波信号を位相誤差信号として用いて、生成する上記局部発振光の位相若しくは周波数を変更する局部発振光生成手段と
を有することを特徴とする光ホモダイン受信機の同期回路。
【請求項２】
上記位相同期用信号形成手段は、上記光ＢＰＳＫ信号及び上記局部発振光が入力される３ｄＢカプラと、上記３ｄＢカプラの２つの出力信号が入力されるバランスドフォトディテクタとを有し、
上記バランスドフォトディテクタの出力信号を上記位相同期用信号として用いる
ことを特徴とする請求項１に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
【請求項３】
上記位相同期用信号形成手段は、上記光ＢＰＳＫ信号及び上記局部発振光が入力される９０°ハイブリッドカプラと、上記９０°ハイブリッドカプラの出力信号から、Ｉ軸成分又はＱ軸成分の少なくとも一方を形成する直交成分形成部とを有し、
上記Ｉ軸成分又はＱ軸成分を上記位相同期用信号として用いる
ことを特徴とする請求項１に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
【請求項４】
上記Ｉ軸成分を上記位相同期用信号として用いると共に、上記Ｑ軸成分を復調信号として取り出すことを特徴とする請求項３に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
【請求項５】
上記位相同期用信号形成手段は、
第１及び第２のビームコンバイナと、９０°移相器とを備え、第１のビームコンバイナが入力された光ＢＰＳＫ信号と局部発振光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得ると共に、第２のビームコンバイナが光ＢＰＳＫ信号と上記９０°移相器によってπ／２だけ移相された局部発振光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得る９０°ハイブリッドカプラと、
上記第１のビームコンバイナからの差の成分と、上記第２のビームコンバイナからの差の成分とが入力され、これらの２乗検波の差の成分を得るバランスドフォトディテクタとを備え、
上記第１のビームコンバイナからの和の成分を上記位相同期用信号として用いると共に、上記バランスドフォトディテクタの出力信号を復調信号として取り出す
ことを特徴とする請求項１に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
【請求項６】
上記位相同期用信号形成手段は、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°移相器とを備え、第１のビームコンバイナが入力された光ＢＰＳＫ信号と局部発振光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得ると共に、第２のビームコンバイナが光ＢＰＳＫ信号と上記９０°移相器によってπ／２だけ移相された局部発振光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得る９０°ハイブリッドカプラを備え、
上記９０°ハイブリッドカプラへ入力される光ＢＰＳＫ信号と局部発振光とのパワーを揃えるパワー調整手段をさらに有し、
上記第１のビームコンバイナからの和の成分を上記位相同期用信号として用いると共に、上記第２のビームコンバイナからの和の成分を、入力された上記光ＢＰＳＫ信号を、全光学処理で変換した光ＯＯＫ信号として出力する
ことを特徴とする請求項１に記載の光ホモダイン受信機の同期回路。
【請求項７】
入力された光ＢＰＳＫ信号に局部発振光を同期させる同期回路として、請求項１〜６のいずれかに記載の同期回路を適用したことを特徴とする光ホモダイン受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機に関し、例えば、２値位相変調方式（ＮＲＺ−ＢＰＳＫ方式）に従って変調された変調光（光変調信号）を受信するものに適用し得るものである。
【背景技術】
【０００２】
昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調方式に比較してＳ／Ｎ比が良好な位相変調方式（ＮＲＺ−ＢＰＳＫ方式など）が盛んに研究されている。これらは、従来の強度変調方式のような光を直接強度変調するものとは異なり、光のコヒーレンス性に着目して、位相に送るべき情報を重畳して送信するものである。
【０００３】
コヒーレント通信方式による受信方法として、へテロダイン検波、ホモダイン検波などの方法が提案されている。ヘテロダイン検波やホモダイン検波は、入力された受信信号（被変調信号）と厳密に位相同期した搬送波を受信端に用意し、それぞれの干渉作用により復調する方式である。ヘテロダイン検波方式は、周波数が若干異なる局部発振光（以下、「局部発振」を「局発」と呼ぶ）と搬送波との干渉により生成されたビート信号を検出することにより、復調に必要な受信信号の位相状態を取り出す方式である。ホモダイン検波方式は、受信信号に対して周波数、位相共に厳密に一致した搬送波を受信端で生成し、同様に干渉作用により復調に必要な受信信号の位相状態を取り出す方式である。これらは、入力された受信信号光と局発光の位相同期を用いて実現可能となる。ヘテロダイン検波方式では、入力された受信信号光と局発光の厳密な位相同期が必要とされていないため、実現性が高いとされているが、ホモダイン検波方式に比較すると３ｄＢ程度劣化する（非特許文献１参照）。
【０００４】
これまで、ホモダイン検波方式及びヘテロダイン検波方式に基づくコヒーレント通信方式が多数報告されており、受信信号及び受信端側に配置された局発光源の周波数同期及び位相同期に対して光位相同期ループ技術が用いられてきた（例えば、非特許文献２参照）。
【０００５】
このような光位相同期ループを用いて、例えば、変調度１００％のＢＰＳＫ信号を復調する場合、ＢＰＳＫ信号自体に搬送波のスペクトル成分が含まれていないため、何らかの手段を用いて局発光と搬送波の位相差を抽出するための工夫が必要である。このような局発光と搬送波の位相差の抽出を可能にする手法として、無線通信の分野では古くから逓倍法やコスタスループが用いられてきた。
【０００６】
例えば、ＢＰＳＫ方式では、搬送波に対し、位相がπだけずれるように２値に応じて位相変調を施すため、搬送波を単純に逓倍する逓倍法を適用した場合（ここでは２逓倍とする）、変調信号における搬送波の２値の開始位相０若しくはπ（又は、−π／２若しくはπ／２）が２倍されて、２値のそれぞれのタイムスロットの位相差は２πとなる。よって、三角関数の周期性により、２逓倍後の信号における２値の位相は同形になり、結果的に、搬送波の２逓倍の周波数を持つ安定な信号が、逓倍法の手続きで抽出可能となる。
【０００７】
コスタスループの場合、搬送波と局発光の位相差の２倍を抽出することが可能である。コスタスループの手法を光通信に応用した場合の回路構成として、非特許文献３の図１に示す構成を挙げられる。非特許文献３の手法では、変調信号における搬送波の２値の開始位相は−π／２若しくはπ／２となっており、非特許文献３の手法の場合、Ｉ軸においてｓｉｎ（θ＋ｄ）、Ｑ軸において−ｃｏｓ（θ＋ｄ）が導通する。ここで、θは位相差を表し、ｄはデータ列を表し、信号周期毎にπ／２或いは−π／２をとる。これらを乗算することにより、この信号変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θ（＝−ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）、２ｄはπ或いは−π）が出力されるため、これを位相同期ループの制御信号とみなすことができる。なお、搬送波の２値の開始位相が０若しくはπである変調信号をコスタスループに入力することも可能であり、この場合、Ｉ成分はｃｏｓ（θ＋ｄ）、Ｑ成分はｓｉｎ（θ＋ｄ）となる。ここでも、θは位相差を表し、ｄはデータ列を表し、信号周期毎に０或いはπをとる。これらを乗算することにより、この信号変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θ（＝ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）、２ｄは０又は２π）が出力されるため、これを位相同期ループの制御信号とすることができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】大越考敬、菊池和朗共著、「コヒーレン光通信工学」、ｐ１５８、オーム社、１９８９年発行
【非特許文献２】Ｓｔｅｆａｎｏ  Ｃａｍａｄｅｌ  ｅｔ  ａｌ．，“１０  ＧＢＩＴ／Ｓ  ２−ＰＳＫ  ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ  ＡＮＤ  ＨＯＭＯＤＹＮＥ  ＣＯＨＥＲＥＮＴ  ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ  ＵＳＩＮＧ  ＣＯＭＭＥＲＣＩＡＬ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳ，”ＥＣＯＣ２００３，Ｖｏｌ．３，Ｗｅ．Ｐ．１２２，ｐｐ．８００―８０１
【非特許文献３】Ｙ．Ｃｈｉｏｕ  ａｎｄ  Ｌ．Ｗａｎｇ，“Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  ｏｐｔｉｃａｌ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ｎｏｉｓｅ  ｏｎ  ｌａｓｅｒ  ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ  ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ｉｎ  ｌｏｎｇ  ｈａｕｌ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｆｉｂｅｒ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｃｏｓｔａｓ  ＰＬＬ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、搬送波周波数が光通信に比較して極めて低い低周波を用いる無線通信ではこれらの手法は有効であるが、数百ＴＨｚの搬送波周波数を用いる光通信では、これらの手法をそのまま用いることは困難である。
【００１０】
逓倍法の場合、数百ＴＨｚの搬送波に情報が重畳されたＢＰＳＫ信号を文字通り逓倍する必要があるが、これらの処理を、現存の電気デバイスを用いて行うことは回路を構成する素子の物性限界上困難である。また、非線形光学効果により高調波を発生させることは可能であるが、波長領域と変換効率の点などで研究すべき項目が多々ある点、また、絶対位相に直接情報を重畳するＢＰＳＫ方式では非線形効果など位相変調効果により光信号を加工する手法を用いると、受信信号光自体の位相情報が変化してしまう可能性がある点などにより、実際に用いることは困難である。
【００１１】
コスタスループの場合は、回路の構成上ボトルネックとなるのは、Ｉ軸及びＱ軸の信号成分を乗算する乗算器である。π／２位相のずれたＩ軸及びＱ軸の信号成分を厳密に乗算する必要がある。この乗算結果が位相差となるためである。現在、低周波領域を高精度で乗算可能な乗算器や、数十ＧＨｚの比較的高周波領域で動作可能な乗算器は存在する。
【００１２】
上記の乗算過程において、被復調信号のベースバンド帯域が乗算器の動作帯域に完全に含まれない場合には、実際の位相誤差と乗算結果に差分が生ずる。このため、位相同期の安定性は劣化することになる。しかしながら、無線通信の場合、ビットレートが光通信における基幹回線に比較して極めて小さいため、ベースバンド帯域を完全に満たす乗算器を入手することは容易である。
【００１３】
ところが、光通信の場合、基幹回線級の伝送路で用いられている伝送速度は年々上昇しており、現在４０Ｇｂｐｓクラスのビットレートが一般的となってきている。さらに、１００Ｇｂｐｓクラスの信号を収容可能な通信規格の標準化が現在進められている。また、これらのビットレートの増加に伴い伝送距離に対する波形劣化やＳ／Ｎ劣化が顕在化している。この状況を打破するために、光通信での変調方式にも波形劣化やＳ／Ｎ劣化に対する耐性が従来のＯＯＫ方式に比較して良好なＰＳＫ方式が検討され始めている。上述したコスタスループをこのような光通信で用いる場合、上記と同様に、ベースバンド帯域が乗算器の動作帯域に完全に含まれていない場合、位相同期の実現は困難となる。上述したように、光通信では、数十ＧＢｐｓの高速信号を使用するため、この乗算器に求められる入力帯域の上限もそれに応じて大きくなる。これは、上述したｃｏｓ（θ＋ｄ）、ｓｉｎ（θ＋ｄ）がベースバンド成分ｄを含んでいるためである。このベースバンド帯域が広く、ベースバンド成分に含まれる最大周波数が乗算器の動作上限帯域を超えてしまう場合がある。この場合、信号のＩ成分及びＱ成分は、乗算器中で動作帯域を超越する分の周波数成分はカットされるため、信号自体が平滑化されてしまい、乗算された結果がこの平滑化された信号同士の乗算結果となることにより、忠実に位相誤差を反映したものとはならない。これは、位相同期を実現を難しくする大きな要因となる。
【００１４】
以上から、数十Ｇｂｐｓの大容量を持つ光通信でコスタスループを用いる場合には、被復調信号のベースバンド成分に含まれる最小周波数を満たすために、なるべく直流成分に近い周波数からベースバンド成分に含まれる最大周波数となる数十ＧＨｚまでの超広帯域の信号を高精度で乗算可能な乗算器が必要になる。しかしながら、現状の電気デバイス技術により、このような乗算器を構成することは困難であり、容易に入手することは簡単ではない。従来の光通信の研究でも、古くからコスタスループを用いた研究例があるが、数十Ｇｂｐｓ以上の高ビットレートのＢＰＳＫ信号に対して安定的に動作する光ＰＬＬ（位相同期ループ）の報告例は皆無に等しい。よって、何らかの手段で電気デバイスに負担をかけず、又は、乗算器を介さないループ構成を用いる必要がある。
【００１５】
さらに、コスタスループの場合は、信号のＩ成分及びＱ成分の位相が厳密に等しくならない場合、乗算結果は位相誤差を反映しなくなるため、この部分の長さを厳密に揃える必要があると同時に、この部分に挿入する増幅器等の群遅延特性も悪影響を及ぼすため、この回避も必要となってくる。よって、このような対称な回路の出力結果を乗算する手法は、実際の設計をより困難にしており、光コヒーレント通信において最も高性能を持つホモダイン方式の普及を妨げてきた。
【００１６】
本発明は、以上の点に鑑みなされたものであり、搬送波周波数が非常に高い（例えば、数百ＴＨｚ）場合であっても、高精度に位相同期した局発光を生成し、高品質な復調を可能ならしめる光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
第１の本発明は、入力された光ＢＰＳＫ信号に局部発振光を同期させる光ホモダイン受信機の同期回路において、（１）上記光ＢＰＳＫ信号の復調信号となり得る電気的な位相同期用信号を得る位相同期用信号形成手段と、（２）上記位相同期用信号を変調信号とした光強度変調信号を得る強度変調光形成手段と、（３）光強度変調信号を光電変換して２乗検波する２乗検波手段と、（４）２乗検波信号を位相誤差信号として用いて、生成する上記局部発振光の位相若しくは周波数を変更する局部発振光生成手段とを有することを特徴とする。
【００１８】
第２の本発明の光ホモダイン受信機は、入力された光ＢＰＳＫ信号に局部発振光を同期させる同期回路として、第１の本発明の同期回路を適用したことを特徴とする
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、得られた復調信号若しくは復調信号と同様な信号を変調信号とした光強度変調信号を形成し、その光強度変調信号を光電変換することで２乗検波して位相誤差信号を形成するようにしたので、電気的な乗算器を用いることなく、位相誤差信号を得ることができる。その結果、電気的乗算器では応じられない非常に広いベースバンド帯域を持つ変調信号であっても、高精度に局部発振光を同期させることが可能となり、高品質な復調を実現することができる。また、コスタスループでは、厳密に対称な回路からの出力を乗算する必要があり、Ｉ軸及びＱ軸のスキュー調整を行う必要があるが、厳密な調整が必要な個所を不要、又は、極力少なくできる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態における光ＶＣＯの内部構成例を示すブロック図である。
【図３】第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。
【図４】第２の実施形態における９０°ハイブリッドカプラの内部構成例を示すブロック図である。
【図５】第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機の変形実施形態の要部構成を示すブロック図である。
【図６】第３の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。
【図７】第３の実施形態に係る光ホモダイン受信機の変形実施形態の要部構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機の第１の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機は、光ＢＰＳＫ信号を受信、復調するものである。
【００２２】
（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図である。第１の実施形態の光ホモダイン受信機１００には、受信された復調対象の光ＢＰＳＫ信号（以下、被復調ＢＰＳＫ信号と呼ぶ）が入力され、それを復調して送信側が送信しようとした情報を得るものであるが、図１には、主として、被復調ＢＰＳＫ信号の搬送波成分に局発光の位相を合わせる同期構成を示している。
【００２３】
ここで、被復調ＢＰＳＫ信号は、搬送波の２値の開始位相が０若しくはπとなっているものであっても良く、また、搬送波の２値の開始位相が−π／２若しくはπ／２となっているものであっても良い。以下では、前者であるとして説明するが、適宜、後者である場合にも言及する。但し、被復調ＢＰＳＫ信号が前者の信号（第１の被復調ＢＰＳＫ信号と呼ぶことがある）であろうと、後者の信号（第２の被復調ＢＰＳＫ信号と呼ぶことがある）であろうと、第１の実施形態における技術的思想を同様に適用することができる。
【００２４】
図１において、第１の実施形態の光ホモダイン受信機１００は、偏波面コントローラ１０１、３ｄＢカプラ１０２、バランスドフォトディテクタ１０３、ドライバ増幅器１０４、変調器駆動回路１０５、ＣＷ光源（連続光光源）１０６、強度変調器１０７、光増幅器１０８、光電変換器１０９、ループフィルタ１１０、バイアス加算回路１１１、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１２及び光増幅器１１３を有する。
【００２５】
偏波面コントローラ１０１は、受信された被復調ＢＰＳＫ信号の偏波面を、光ＶＣＯ１１２が内在する局発光源から出力された局発光の偏波面に一致させるためのものである。
【００２６】
３ｄＢカプラ１０２は、被復調ＢＰＳＫ信号と局発光を合波し、２つの合波光を出力するものである。振幅の変化を省略していうと、３ｄＢカプラ１０２の一方の出力端Ｓ１からは、被復調ＢＰＳＫ信号と、局発光にπ／２の位相シフトを付与したものとの合波光（第１の合波光）が出力され、３ｄＢカプラ１０２の他方の出力端Ｓ２からは、被復調ＢＰＳＫ信号にπ／２の位相シフトを付与したものと、局発光との合波光（第２の合波光）が出力される。
【００２７】
バランスドフォトディテクタ１０３は、第１の合波光を２乗した信号から、第２の合波光を２乗した信号を減算した電気信号を出力する。ここで、被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とが同期しているときには、バランスドフォトディテクタ１０３からの出力信号は、被復調ＢＰＳＫ信号に挿入されている情報（０又はπ（符号「０」又は「１」））に応じた振幅を有するものとなる。このような信号（概略の復調信号）は、例えば、図示しない後段の符号同定回路によって、アイパターンの中間のタイミングで符号識別用の閾値と比較されて、最終的な復調データとなる。
【００２８】
なお、被復調ＢＰＳＫ信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号である場合には、バランスドフォトディテクタ１０３からの出力信号は、その位相情報−π／２若しくはπ／２（符号「０」又は「１」）に応じた振幅を有するものとなる。
【００２９】
ドライバ増幅器（ＲＦ増幅器）１０４は、被受信信号のベースバンド帯域を増幅するものである。
【００３０】
ＣＷ光源１０６は、所定波長の連続光を生成し、強度変調器１０７に入射させるものである。ＣＷ光源１０６が生成する連続光は、強度変調器１０７への搬送波として機能するものであるので、強度変調器１０７に入力される信号より、十分に周波数が高いものである。ＣＷ光源１０６が生成する連続光は、受信された被復調ＢＰＳＫ信号や、局発光と非同期なものである（同期化は実行されていない）。
【００３１】
強度変調器１０７は、ＣＷ光源１０６からの連続光の強度を、変調器駆動回路１０５からの信号の振幅に応じて変調するものである。強度変調器１０７として、例えば、マッハツェンダー型強度変調器などを用いることができる。
【００３２】
変調器駆動回路１０５は、ドライバ増幅器１０４からの信号のバイアスを変更した後、強度変調器１０７を駆動するものである。バイアスの変更は、強度変調器１０７でＣＷ光源１０６からの連続光を強度変調するために適するようにするためである。具体的には、強度変調が線形的に行われるようにバイアス値を最適化する。例えば、マッハツェンダー型強度変調器で、ＤＣ入力端子を有し、直接バイアス電圧を可変可能なものが市販されている。このようなマッハツェンダー型強度変調器を強度変調器１０７に用いる場合には、変調器駆動回路１０５を用いる必要はない。
【００３３】
光増幅器１０８は、強度変調器１０７から出力された光強度変調信号を増幅するものである。
【００３４】
光電変換器１０９は、増幅された光強度変調信号を光電変換するものであり、この際、増幅された光強度変調信号を２乗検波する。パワー損失や増幅などを無視して言えば、光電変換器１０９からの出力信号は、ドライバ増幅器１０４からの出力信号を２乗したものと同様である。動作の項で詳述するように、２乗検波により、光電変換器１０９からの出力信号には、被復調ＢＰＳＫ信号における情報の要素は存在しなくなる。
【００３５】
ループフィルタ１１０は、低域通過特性を有するフィルタであって、光電変換器１０９からの出力信号における高周波成分を除去し、位相誤差信号を形成するものである。ループフィルタ１１０の低域通過特性は、第１の実施形態における位相同期ループの追従速度を規定するものとなっている。
【００３６】
バイアス加算回路１１１は、ＤＣ成分を含んだ位相誤差信号のバイアス値を変更し、光ＶＣＯ１１２が内部に有する電気的ＶＣＯの発振周波数レンジを変更するものである。
【００３７】
光ＶＣＯ１１２は、バイアス値が変更された位相誤差信号に応じて、位相が制御された局発光を形成して出力するものである。
【００３８】
光増幅器１１３は、位相誤差が反映された局発光を増幅し、３ｄＢカプラ１０２における局発光の入力端子に入力するものである。光増幅器１１３は、局波光の強度が十分な場合には用いる必要はない。
【００３９】
図２は、光ＶＣＯ１１２の内部構成例を示すブロック図である。光ＶＣＯの構成例は、非特許文献２に記載されているが、図２に示すものは、適用している光変調器などが非特許文献２に記載されているものと異なっている。
【００４０】
図２において、光ＶＣＯ１１２は、電気的ＶＣＯ１５０、ＣＷ光源（連続光光源）１５１及びＲＦハイブリッド１５２、移相器１５３及び１５４、ドライバ増幅器１５５及び１５６、並びに、光ＳＳＢ変調器１５７を有する。
【００４１】
電気的ＶＣＯ１５０は、バイアス加算回路１１１から出力されたバイアス値が変更された位相誤差信号（電圧信号）に応じて、自己での発振周波数を変更するものである。
【００４２】
ＣＷ光源１５１は、被復調ＢＰＳＫ信号の搬送波周波数を有する連続光を生成して、光ＳＳＢ変調器１５７に入射するものである。ＲＦハイブリッド１５２は、電気的ＶＣＯ１５０からの出力に対して位相差π／２を与えた２つの成分を出力するものである。移相器１５３及び１５４はそれぞれ、この位相差π／２を保ったまま光ＳＳＢ変調器１５７へ入力するための調整用である。ドライバ増幅器１５５及び１５６はそれぞれ、ＲＦハイブリッド１５２からの出力を光ＳＳＢ変調器１５７を駆動するために必要となる振幅まで増幅するものである。
【００４３】
光ＳＳＢ変調器１５７は、ＣＷ光源１５１からの連続光を、電気的ＶＣＯ１５０からの発振信号に応じて位相変調し、位相誤差が反映された局発光を形成するものである。具体的には、光ＳＳＢ変調器１５７は、電気的ＶＣＯ１５０からのＲＦ信号の周波数分だけＣＷ光源１５１からの連続光の周波数をシフトすることが可能となる。例えば、ＢＰＳＫ信号の中心周波数をｆ（Ｈｚ）とし、ＣＷ光源１５１の中心周波数をｆ−Δｆ（Ｈｚ）、Δｆ（Ｈｚ）とすると、光ＳＳＢ変調器１５７からの出力はΔｆ（Ｈｚ）だけシフトされ、ｆ（Ｈｚ）となる。これにより、ＢＰＳＫ信号と局発光のホモダイン干渉が可能となる。光ＳＳＢ変調器１５７は、同様に周波数シフト成分を有するスペクトルを出力する位相変調器、マッハツェンダー型強度変調器を用いることも可能である。位相変調器を用いた場合、その出力スペクトルは周波数変調スペクトル成分となり、ｆ−Δｆ（Ｈｚ）を中心に高周波及び低周波側にΔｆ（Ｈｚ）間隔に複数のスペクトルが出現する。このため、ＢＰＳＫ信号のベースバンド帯域とｆ（Ｈｚ）以外のスペクトル列が共通部分を持ち、クロストークを生ずる場合がある。しかるに、場合によっては、位相変調器出力の直後に、光バンドパスフィルタを用い、ｆ（Ｈｚ）のみを抽出する必要がある。マッハツェンダー型強度変調器を用いた場合、バイアス点の最適化により、入力光の周波数ｆ−Δｆ（Ｈｚ）を完全に抑圧し、出力にはサイドバンド成分となるｆ（Ｈｚ）及びｆ−２Δｆ（Ｈｚ）のみが出現する。この場合も、ＢＰＳＫ信号のベースバンド帯域とｆ−２Δｆ（Ｈｚ）が共通部分を持ち、クロストークを生ずる場合がある。この場合も、マッハツェンダー型強度変調器の直後に、光バンドパスフィルタを用い、ｆ（Ｈｚ）のみを抽出する必要がある。よって、望ましくは上述した状況が発生せず、ＣＷ光源１５１の出力から、接合部分などで生ずる損失を除く全光強度を局発光に変換可能な光ＳＳＢ変調器１５７を用いることが望ましい。
【００４４】
（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、第１の実施形態に係る光ホモダイン受信機における復調動作及び同期動作を説明する。
【００４５】
受信された被復調ＢＰＳＫ信号は、偏波面コントローラ１０１を介して、偏波面が、局発光の偏波面に一致された後、３ｄＢカプラ１０２に入力される。光ＶＣＯ１１２から出力された局発光も、光増幅器１１３を介して増幅された後、３ｄＢカプラ１０２に入力される。これにより、被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とが３ｄＢカプラ１０２において合波され、３ｄＢカプラ１０２の一方の出力端Ｓ１からは、被復調ＢＰＳＫ信号と、局発光にπ／２の位相シフトを付与したものとの合波光（第１の合波光）が出力され、３ｄＢカプラ１０２の他方の出力端Ｓ２からは、被復調ＢＰＳＫ信号にπ／２の位相シフトを付与したものと、局発光との合波光（第２の合波光）が出力される。
【００４６】
そして、第１の合波光を２乗した信号から、第２の合波光を２乗した信号を減算した電気信号が、バランスドフォトディテクタ１０３から出力される。
【００４７】
ここで、被復調ＢＰＳＫ信号ｅ１は（１）式で表すことができ、局発光ｅ２は（２）式で表すことができる。角周波数成分は両者で同一となるため記載は省略している。θｓ及びθＬＯは、光源の不安定性等により生じる揺らぎを表している。Ｅｓ及びＥＬＯは、それぞれの振幅成分を表すパラメータである。ｄは、被復調ＢＰＳＫ信号に挿入されている情報の要素、すなわち０或いはπからなるデータ列（受信信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には、−π／２若しくはπ／２からなるデータ列）である。
【数１】
2011035895.tif 000003
【００４８】
３ｄＢカプラ１０２から出力される第１及び第２の合波光Ｓ１、Ｓ２はそれぞれ、（３）式及び（４）式で表すことができ、バランスドフォトディテクタ１０３から出力される信号ＥＯＵＴは、（５）式で表すことができる。（３）式又は（４）式において、ｅ１（π／２）は信号ｅ１をπ／２だけ位相シフトしたものを表し、ｅ２（π／２）は信号ｅ２をπ／２だけ位相シフトしたものを表している。
【数２】
2011035895.tif 000004
【００４９】
バランスドフォトディテクタ１０３から出力される信号ＥＯＵＴは、位相同期が確立した状態では、被復調ＢＰＳＫ信号に挿入されている情報の要素に応じた振幅変調信号となっており、この振幅変調信号が概略の復調信号として、例えば、図示しない後段の符号同定回路に与えられ、送信側が送信しようとした符号列（最終的な復調データ）が得られる。
【００５０】
また、バランスドフォトディテクタ１０３から出力された信号ＥＯＵＴは、ドライバ増幅器（ＲＦ増幅器）を介して、ＤＣ成分がカットされ、他の帯域の成分が増幅されて、変調器駆動回路１０５に与えられ、変調器駆動回路１０５において、入力信号のバイアスが変更された後、強度変調器１０７が駆動される。これにより、強度変調器１０７において、ＣＷ光源１０６からの連続光の強度が、変調器駆動回路１０５からの信号の振幅に応じて変調される。
【００５１】
強度変調器１０７から出力された光強度変調信号は、光増幅器１０８を介して増幅された後、光電変換器１０９によって、光電変換されながら２乗検波される。２乗検波信号ＥＯ／Ｅは、（６）式で表される。２乗検波信号ＥＯ／Ｅの振幅は、光増幅器１０８を介することなどで変化するが、第１の実施形態の手法の一般性が損なわれないため、（６）式では、パワー損失及び増幅などを無視して記述している。
【数３】
2011035895.tif 000005
【００５２】
ｄは０或いはπからなるデータ列であるため、２ｄは０或いは２πとなり、三角関数上の性質から２ｄの要素はないに等しく、（６）式のような被復調ＢＰＳＫ信号に挿入されている情報の要素ｄを含まない信号ＥＯ／Ｅが得られ、この信号ＥＯ／Ｅは、被復調ＢＰＳＫ信号と局発光との角周波数の相違（搬送波周波数が等しいとすると位相の相違）を表すものとなっている。
【００５３】
なお、受信信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には、２乗検波信号ＥＯ／Ｅは、（６）式ではなく、（７）式で表される。受信信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号の場合、ｄは−π／２或いはπ／２からなるデータ列であるため、２ｄは−π或いはπとなり、三角関数（ｃｏｓ）上の性質から、２ｄの要素による影響は符号の反転を起こすに止まり、（７）式のような被復調ＢＰＳＫ信号に挿入されている情報の要素ｄを含まない信号ＥＯ／Ｅが得られ、この信号ＥＯ／Ｅは、被復調ＢＰＳＫ信号と局発光との角周波数の相違（搬送波周波数が等しいとすると位相の相違）を表すものとなっている。
【００５４】
（６）式又は（７）式の最終行の右辺において、第１項目は一定値を取る直流分となっており、第２項目は位相誤差を反映した交流分となっている。低域通過特性を持つループフィルタ１１０を通過させることにより、第２項目は積分され、交流分が直流化される。第１項目はループフィルタ１１０を変化なく通過する。一般的なＰＬＬと同様に、光ＶＣＯ１１２へ入力される位相誤差信号のバイアス電圧を最適化し、光ＶＣＯ１１２の最適発振範囲に信号を入力するため、バイアス加算回路１１１においてＤＣ電圧の加減算を行うことにより、第１項目をキャンセルする。
【００５５】
すなわち、位相同期動作を行う際に支配的となるのは、第２項目となり、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には、光ＶＣＯ１１２へ入力される位相誤差信号ＥＶＣＯは（８）式で表すことができ、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には、光ＶＣＯ１１２へ入力される位相誤差信号ＥＶＣＯは（９）式で表すことができる。
【数４】
2011035895.tif 000006
【００５６】
光ＶＣＯ１１２において、バイアス値が変更された位相誤差信号ＥＶＣＯに応じて、位相が制御された局発光が形成され、光増幅器１１３を介して、３ｄＢカプラ１０２における局発光の入力端子に入力される。
【００５７】
以上のような位相同期ループの動作によって、被復調ＢＰＳＫ信号と局発光との位相が同期する。
【００５８】
上述した（５）式で表わされるバランスドフォトディテクタ１０３から出力された信号ＥＯＵＴは、（８）式又は（９）式で表わされる光ＶＣＯ１１２からの位相誤差信号ＥＶＣＯの影響を受けて、従来のコスタスループ（非特許文献３参照）に比較し、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には位相がπ／４だけオフセットし、受信信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には位相が−π／４だけオフセットすることが分かる。すなわち、位相同期ループを動作させた場合には、一般的には、位相誤差が０になるように制御されるが、第１の実施形態の場合には、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には位相誤差がπ／４になるように制御され、受信信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には位相誤差が−π／４になるように制御されることになる。
【００５９】
従って、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には、位相同期のロック確立時のバランスドフォトディテクタ１０３から出力される信号ＥＯＵＴは、上述した（５）式から、（１０）式で表すことができることが分かる。（１０）式におけるｄに、ｄが取り得る０又はπを代入することにより、（１１）式及び（１２）式が得られる。また、受信信号が第２の被復調ＢＰＳＫ信号の場合には、位相同期のロック確立時のバランスドフォトディテクタ１０３から出力される信号ＥＯＵＴは、上述した（５）式から、（１３）式で表すことができることが分かる。（１３）式におけるｄに、ｄが取り得るπ／２又は−π／２を代入することにより、（１４）式及び（１５）式が得られる。
【数５】
2011035895.tif 000007
【００６０】
（１１）式及び（１２）式から、また、（１４）式及び（１５）式から、受信信号が第１及び第２の被復調ＢＰＳＫ信号のいずれであろうと、位相同期が確立した状態（ロック状態）におけるバランスドフォトディテクタ１０３から出力される信号ＥＯＵＴは、送信側が送信しようとした符号「０」、「１」に応じて正負をとる復調信号として扱うことができることが分かる。
【００６１】
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
第１の実施形態によれば、得られた復調信号によって連続光を強度変調し、その光強度変調信号を光電変換することで２乗検波して位相誤差信号を形成するようにしたので、電気的な乗算器を用いることなく、位相誤差信号を得ることができる。
【００６２】
その結果、電気的乗算器では応じられない非常に広いベースバンド帯域（例えば、数十ＧＨｚ）を持つ変調信号であっても、高精度に局部発振光を同期させることが可能となり、復調精度を高めることができる。
【００６３】
また、コスタスループなどでは、厳密に対称な回路からの出力を乗算する必要があって、Ｉ軸及びＱ軸の長さ調整などを行う必要があるが、第１の実施形態によれば、２系統の信号の乗算が不要であるので、厳密な調整が必要な個所を不要、又は、極力少なくできる。
【００６４】
さらに、第１の実施形態によれば、受信信号が第１及び第２の被復調ＢＰＳＫ信号のいずれであろうと、同一構成で対応することができる。
【００６５】
（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明による光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機の第２の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機も、光ＢＰＳＫ信号を受信、復調するものである。第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機は、受信信号として、搬送波の２値の開始位相が０若しくはπとなっている上述した第１の被復調ＢＰＳＫ信号が入力されるものである。
【００６６】
図３は、第２の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００６７】
図３において、第２の実施形態の光ホモダイン受信機２００は、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ２０１、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ２０２及び２０３、ドライバ増幅器２０４、ドライバ増幅器１０４、変調器駆動回路１０５、ＣＷ光源（連続光光源）１０６、強度変調器１０７、光増幅器１０８、光電変換器１０９、ループフィルタ１１０、バイアス加算回路１１１、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１２並びに光増幅器１１３を有する。
【００６８】
偏波面コントローラ１０１、ドライバ増幅器１０４、変調器駆動回路１０５、ＣＷ光源（連続光光源）１０６、強度変調器１０７、光増幅器１０８、光電変換器１０９、ループフィルタ１１０、バイアス加算回路１１１、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１２及び光増幅器１１３は、第１の実施形態と同様な機能を担っているものであり、その機能説明は省略する。
【００６９】
９０°ハイブリッドカプラ２０１、第１及び第２のバランスドフォトディテクタ２０２及び２０３は、非特許文献３の図１に記載のものと同様なものである。
【００７０】
図４は、９０°ハイブリッドカプラ２０１の内部構成例を示すブロック図である。９０°ハイブリッドカプラ２０１は、例えば、３ｄＢカプラでなる第１及び第２のビームコンバイナ２５０及び２５１と、９０°移相器２５２とを備え、第１のビームコンバイナ２５０が被復調ＢＰＳＫ信号（第１の被復調ＢＰＳＫ信号）と局発光とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得ると共に、第２のビームコンバイナ２５１が被復調ＢＰＳＫ信号と局発光を９０°移相器２５２がπ／２（＝９０°）だけ移相した光信号とを合波して、それらの和の成分と差の成分とを得るものである。
【００７１】
第１のバランスドフォトディテクタ２０２は、内部に２つのフォトディテクタを備え、第１のビームコンバイナ２５０からの和成分及び差成分をそれぞれ、光電変換した後、和成分の光電変換信号から、差成分の光電変換信号を減算した信号を出力するものである。
【００７２】
第２のバランスドフォトディテクタ２０３は、内部に２つのフォトディテクタを備え、第２のビームコンバイナ２５１からの和成分及び差成分をそれぞれ、光電変換した後、差成分の光電変換信号から、和成分の光電変換信号を減算した信号を出力するものである。
【００７３】
ここで、第１の実施形態の場合と同様に、被復調ＢＰＳＫ信号（第１の被復調ＢＰＳＫ信号）ｅ１を（１）式で表すと共に、局発光ｅ２を（２）式で表すと、復調信号及び変調器駆動回路１０５への入力信号はそれぞれ、（１６）式及び（１７）式で表すことができる。
【数６】
2011035895.tif 000008
【００７４】
第１の実施形態の説明で使用した（５）式と、（１７）式とを比較すれば明らかなように、変調器駆動回路１０５へ入力されるフィードバック信号は、第１の実施形態での復調信号と同一の位相成分を持っている。このため、第１の実施形態と同様の位相同期過程をたどる。この際、（１６）式に示す復調信号は、ｄ＝０に対して（１１）式に示す値をとると共に、ｄ＝πに対して（１２）式に示す値をとり、２値が識別可能となる。すなわち、第２のバランスドフォトディテクタ２０３の出力信号を光増幅器２０４を介して増幅して、復調信号として出力することができる。
【００７５】
復調信号及び変調器駆動回路１０５へのフィードバック信号は、（１６）式及び（１７）式の比較から明らかなように、位相が常時π／２だけ異なっている。すなわち、フィードバック信号も復調信号と見ることができ、この第２の実施形態においては、位相同期ループで利用する復調信号として、変調器駆動回路１０５へのフィードバック信号を適用することとした。
【００７６】
このようにした場合、上述した（１０）式における−π／４の部分が、π／４に変更になるが、ｄが取り得る０又はπを代入することにより、送信側が送信しようとした符号「１」、「０」に応じて正負をとる復調信号を得ることができることには変わりはない。
【００７７】
第２の実施形態によっても、電気的な乗算器を用いることなく、位相誤差信号を得ることができる。また、対称な回路からの出力を乗算する必要なく、厳密な調整が必要な個所を不要、又は、極力少なくできる。
【００７８】
さらに、第１の実施形態では、位相同期ループ上の信号から分岐して復調信号を抽出していたが、第２の実施形態では、復調信号を位相同期ループと無関係な個所から得ることができる。
【００７９】
以上では、搬送波の２値の開始位相が０若しくはπとなっている第１の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される第２の実施形態の光ホモダイン受信機を説明したが、第２の実施形態の技術的思想は、搬送波の２値の開始位相がπ／２若しくは−π／２となっている第２の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される場合にも同様に適用することができる。
【００８０】
第２の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される光ホモダイン受信機の全体構成は、図５で表わすことができる。図５において、上述した図３との同一、対応部分には同一、対応符号を付して示している。第２の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される光ホモダイン受信機２００Ａは、第１の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される光ホモダイン受信機２００（図３参照）と同様な構成要素でなっているが、図５に示すように、復調信号や位相同期ループへの信号を取り出すハイブリッドカプラ２０１のポートが第１の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される光ホモダイン受信機２００と異なっている。
【００８１】
ここでも、被復調ＢＰＳＫ信号（第２の被復調ＢＰＳＫ信号）ｅ１を（１）式で表すと共に、局発光ｅ２を（２）式で表すと、復調信号及び変調器駆動回路１０５への入力信号はそれぞれ、上述した（１６）式及び（１７）式で表すことができ、変調器駆動回路１０５へ入力されるフィードバック信号は、第１の実施形態での復調信号と同一の位相成分を持っているため、第１の実施形態と同様の位相同期過程をたどる。この際、（１６）式に示す復調信号は、ｄ＝π／２に対して（１４）式に示す値をとると共に、ｄ＝−π／２に対して（１５）式に示す値をとり、２値が識別可能となる。すなわち、第１のバランスドフォトディテクタ２０２の出力信号を光増幅器１０４を介して増幅して、復調信号として出力することができる。
【００８２】
このようにした場合、上述した（８）式における−π／４の部分が、π／４に変更になるが、ｄが取り得るπ／２又は−π／２を代入することにより、送信側が送信しようとした符号「１」、「０」に応じて正負をとる復調信号を得ることができることには変わりはない。
【００８３】
以上のように、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号であろうが、第２の被復調ＢＰＳＫ信号であろうが、第２の実施形態の技術的思想を適用することができる。
【００８４】
（Ｃ）第３の実施形態
次に、本発明による光ホモダイン受信機の同期回路及び光ホモダイン受信機の第３の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。第３の実施形態に係る光ホモダイン受信機も、光ＢＰＳＫ信号を受信、復調するものである。第３の実施形態に係る光ホモダイン受信機は、受信信号として、搬送波の２値の開始位相が０若しくはπとなっている上述した第１の被復調ＢＰＳＫ信号が入力されるものである。
【００８５】
（Ｃ−１）第３の実施形態の構成
図６は、第３の実施形態に係る光ホモダイン受信機の要部構成を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態に係る図１や第２の実施形態に係る図３との同一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００８６】
図６において、第２の実施形態の光ホモダイン受信機３００は、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ２０１、光電変換器３０１、バランスドフォトディテクタ３０２、ドライバ増幅器３０３、ドライバ増幅器１０４、変調器駆動回路１０５、ＣＷ光源（連続光光源）１０６、強度変調器１０７、光増幅器１０８、光電変換器１０９、ループフィルタ１１０、バイアス加算回路１１１、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１２並びに光増幅器１１３を有する。
【００８７】
光電変換器３０１、バランスドフォトディテクタ３０２及びドライバ増幅器３０３以外の構成要素は、第１の実施形態や第２の実施形態の対応要素と同様な機能を担っているものであり、その機能説明は省略する。
【００８８】
第３の実施形態においても、９０°ハイブリッドカプラ２０１は、図４に示す内部構成を有する。図４では、第１のビームコンバイナ２５０からの和の成分の出力ポートをａポート、第１のビームコンバイナ２５０からの差の成分の出力ポートをｂポート、第２のビームコンバイナ２５１からの和の成分の出力ポートをｃポート、第２のビームコンバイナ２５１からの差の成分の出力ポートをｄポートと記載している。
【００８９】
光電変換器３０１は、９０°ハイブリッドカプラ２０１のａポートから出力された光信号を光電変換することを通じて２乗検波するものであり、２乗検波信号を、位相同期ループへの信号として、ドライバ増幅器１０４へ出力するものである。
【００９０】
バランスドフォトディテクタ３０２は、ハイブリッドカプラ２０１のｂポートから出力された光信号を光電変換することを通じて２乗検波すると共に、ハイブリッドカプラ２０１のｄポートから出力された光信号を光電変換することを通じて２乗検波し、前者の２乗検波信号から後者の２乗検波信号を減算した信号を、ドライバ増幅器３０３を介して増幅させて、復調信号として出力するものである。
【００９１】
９０°ハイブリッドカプラ２０１のｃポートから出力された光信号は、復調光信号（光学的処理によりＰＳＫ／ＯＯＫ変換された光信号）として出力されるようになされている。
【００９２】
（Ｃ−２）第３の実施形態の動作
次に、第３の実施形態に係る光ホモダイン受信機における復調動作及び同期動作を説明する。
【００９３】
第１の実施形態の場合と同様に、被復調ＢＰＳＫ信号（第１の被復調ＢＰＳＫ信号）ｅ１を（１）式で表すと共に、局発光ｅ２を（２）式で表すとすると、９０°ハイブリッドカプラ２０１のａポート〜ｄポートからの光信号を２乗検波した信号Ｅａ〜Ｅｄはそれぞれ、（１８）式〜（２１）式で表すことができる。
【数７】
2011035895.tif 000009
【００９４】
（１８）式に示す信号Ｅａは、上述したように、光電変換器３０１からの出力信号となっている。信号Ｅａは（（１８）式の右辺は）、角周波数θｓ及びθＬＯや、被復調ＢＰＳＫ信号（第１の被復調ＢＰＳＫ信号）に挿入されている情報の要素ｄが影響する支配項と、それ以外の項とでなっている。ドライバ増幅器１０４でＤＣ成分がカットされることを考慮すると（但し、振幅の相違は考慮しない）、信号Ｅａは、（５）式に示した第１の実施形態における位相同期ループへの信号や、（１７）式に示した第２の実施形態における位相同期ループへの信号と同様に取り扱っても良いものである。すなわち、信号Ｅａをドライバ増幅器１０４に入力させたときに、バイアス加算回路１１１から出力される位相誤差信号ＥＶＣＯも、（２３）式に示すように表すことができる。なお、（２３）式においては、（２２）式に定義したパラメータφを用いて表記している。
【数８】
2011035895.tif 000010
【００９５】
上述したように、バランスドフォトディテクタ３０２は、ハイブリッドカプラ２０１のｂポートから出力された光信号の２乗検波信号から、ハイブリッドカプラ２０１のｄポートから出力された光信号の２乗検波信号を減算した信号を出力するものであり、この信号がドライバ増幅器３０３を介して増幅されて復調信号として出力される。減算に供する前者は、（１９）式に示す信号Ｅｂであり、後者は、（２１）式に示す信号Ｅｄであるので、バランスドフォトディテクタ３０２からの出力信号ＥＯＵＴは、（２４−１）式〜（２４−３）式で表すことができる。なお、（２４−１）式における余弦部分をπ／２を用いて正弦での表現に変更した後、２つの正弦の和を、正弦及び余弦の積に変換する公式を適用し、正弦及び余弦の積における余弦部分が変数を含まないため、数値に置き換えを行うことで、（２４−２）式が得られた。（２４−２）式において、（２２）式に定義したパラメータφを適用して（２４−３）式が得られた。
【数９】
2011035895.tif 000011
【００９６】
バランスドフォトディテクタ３０２から出力される復調信号ＥＯＵＴは、（２４−３）式に示すように、従来のコスタスループでの復調に用いるＩ軸成分と同じｃｏｓ（φ＋ｄ）成分を持ち、一方、位相誤差信号ＥＶＣＯは、（２３）式に示すように、従来のコスタスループで用いるｓｉｎ（２φ）成分を持っている。すなわち、第３の実施形態における位相同期ループの動作は、復調動作をも含めて、コスタスループと全く同一の動作を行うことになる。
【００９７】
すなわち、パラメータφが０に収束する位相制御がなされ、この際の復調信号は、ｄ＝０及びπに対してそれぞれ、（２５）式及び（２６）式に示すようになる。
【数１０】
2011035895.tif 000012
【００９８】
この第３の実施形態は、第１の実施形態で位相誤差信号に反映されたπ／４の位相オフセットを、ｂポート及びｄポートからの出力をバランス検波することにより現れる復調信号のπ／４の位相オフセットにより、完全に相殺していることを１つの特徴としている。
【００９９】
次に、９０°ハイブリッドカプラ２０１に入力された被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とが同一パワーである場合を考える。９０°ハイブリッドカプラ２０１のｃポートからの出力信号（光信号）を２乗検波したものは、上述した（２０）式に従うので、これにｄ＝０又はｄ＝πを代入したものはそれぞれ、（２７）式及び（２８）式に示すようになる。
【数１１】
2011035895.tif 000013
【０１００】
９０°ハイブリッドカプラ２０１のｃポートからの出力信号（光信号）は、仮に、光電変換器で２乗検波された際には、ｄ＝０又はｄ＝πに応じて、ＥＣ０又はＥＣπをとるものであるので、ＯＯＫ信号と言って良いものである。すなわち、９０°ハイブリッドカプラ２０１のｃポートからの出力信号（光信号）は、電気信号に変換することなく、ＢＰＳＫ信号をＯＯＫ信号に変換したものとなっており、これも、第３の実施形態の１つの特徴となっている。
【０１０１】
例えば、光増幅器１１３として増幅率を制御可能なものを適用し、９０°ハイブリッドカプラ２０１へ入力される被復調ＢＰＳＫ信号を分岐してパワーをモニタすると共に、光ＶＣＯ１１２からの局発光を分岐してパワーをモニタし、両パワーが一致するように、光増幅器１１３の増幅率を制御することにより、９０°ハイブリッドカプラ２０１に入力された被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とを同一パワーにすることができる。
【０１０２】
（Ｃ−３）第３の実施形態の効果
第３の実施形態によれば、得られた復調信号と同様な信号によって連続光を強度変調し、その光強度変調信号を光電変換することで２乗検波して位相誤差信号を形成するようにしたので、電気的な乗算器を用いることなく、位相誤差信号を得ることができ、その結果、電気的乗算器では応じられない非常に広いベースバンド帯域（例えば、数十ＧＨｚ）を持つ変調信号であっても、高精度に局部発振光を同期させることが可能となり、復調精度を高めることができる。また、コスタスループなどでは、厳密に対称な回路からの出力を乗算する必要があって、Ｉ軸及びＱ軸の長さ調整などを行う必要があるが、厳密な調整が必要な個所を不要、又は、極力少なくできる。
【０１０３】
以上のような第１の実施形態と同様な機能に加え、第３の実施形態では、入力された被復調ＢＰＳＫ信号に対する復調信号と位相同期信号との関係が従来と同様なものを得ることができるという効果を奏することができる。また、入力された被復調ＢＰＳＫ信号に対し、電気的な復調信号及び光復調信号を得ることができ、復調ＢＰＳＫ信号と局発光とが同一パワーの場合には、光復調信号が、光学的処理によりＢＰＳＫ／ＯＯＫ変換されたものになっているという効果を奏することができる。
【０１０４】
（Ｃ−４）第２の被復調ＢＰＳＫ信号を入力する第３の実施形態の光ホモダイン受信機
以上では、搬送波の２値の開始位相が０若しくはπとなっている第１の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される第３の実施形態の光ホモダイン受信機を説明したが、第３の実施形態の技術的思想は、搬送波の２値の開始位相がπ／２若しくは−π／２となっている第２の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される場合にも同様に適用することができる。
【０１０５】
図７は、第２の被復調ＢＰＳＫ信号が入力される光ホモダイン受信機（第３の実施形態の変形実施形態の光ホモダイン受信機（以下、変形実施形態の光ホモダイン受信機と呼ぶ））の要部構成を示すブロック図であり、第３の実施形態に係る図５との同一、対応部分には同一、対応符号を付して示している。
【０１０６】
図７において、変形実施形態の光ホモダイン受信機３００Ａも、第３の実施形態と同様に、偏波面コントローラ１０１、９０°ハイブリッドカプラ２０１、光電変換器３０１、バランスドフォトディテクタ３０２、ドライバ増幅器１０４、変調器駆動回路１０５、ＣＷ光源（連続光光源）１０６、強度変調器１０７、光増幅器１０８、光電変換器１０９、ループフィルタ１１０、バイアス加算回路１１１、光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）１１２並びに光増幅器１１３を有する。
【０１０７】
しかし、第１の被復調ＢＰＳＫ信号ではなく、第２の被復調ＢＰＳＫ信号が入力されることを考慮し、９０°ハイブリッドカプラ２０１のａポートから光復調信号を取り出すと共に、位相同期ループへのフィードバック信号を９０°ハイブリッドカプラ２０１のｃポートから取出す点が、第３の実施形態と異なっている。
【０１０８】
以下、このような構成により、入力された第２の被復調ＢＰＳＫ信号に同期した復調信号が得られることを説明する。
【０１０９】
第１の実施形態の場合と同様に、被復調ＢＰＳＫ信号（第２の被復調ＢＰＳＫ信号）ｅ１を（１）式で表すと共に、局発光ｅ２を（２）式で表すとすると、９０°ハイブリッドカプラ２０１のａポート〜ｄポートからの光信号を２乗検波した信号Ｅａ〜Ｅｄはそれぞれ、上述した（１８）式〜（２１）式で表すことができる。
【０１１０】
（２０）式に示す信号Ｅｃは、上述したように、光電変換器３０１からの出力信号となっている。信号Ｅｃは（（２０）式の右辺は）、角周波数θｓ及びθＬＯや、被復調ＢＰＳＫ信号（第２の被復調ＢＰＳＫ信号）に挿入されている情報の要素ｄが影響する支配項と、それ以外の項とでなっている。ドライバ増幅器１０４でＤＣ成分がカットされることを考慮すると（但し、振幅の相違は考慮しない）、信号Ｅｃは、（５）式に示した第１の実施形態における位相同期ループへの信号や、（１７）式に示した第２の実施形態における位相同期ループへの信号と同様に取り扱っても良いものである。すなわち、信号Ｅｃをドライバ増幅器１０４に入力させたときに、バイアス加算回路１１１から出力される位相誤差信号ＥＶＣＯも、（１８）式に示すように表すことができる。なお、（３０）式においては、（２９）式に定義したパラメータφを用いて表記している。
【数１２】
2011035895.tif 000014
【０１１１】
上述したように、バランスドフォトディテクタ３０２は、ハイブリッドカプラ２０１のｂポートから出力された光信号の２乗検波信号から、ハイブリッドカプラ２０１のｄポートから出力された光信号の２乗検波信号を減算した信号を出力するものであり、この信号がドライバ増幅器３０３を介して増幅されて復調信号として出力される。減算に供する前者は、（１９）式に示す信号Ｅｂであり、後者は、（２１）式に示す信号Ｅｄであるので、バランスドフォトディテクタ３０２からの出力信号ＥＯＵＴは、（３１−１）式〜（３１−３）式で表すことができる。なお、（３１−１）式における余弦部分をπ／２を用いて正弦での表現に変更した後、２つの正弦の和を、正弦及び余弦の積に変換する公式を適用し、正弦及び余弦の積における余弦部分が変数を含まないため、数値に置き換えを行うことで、（３１−２）式が得られた。（３１−２）式において、（２９）式に定義したパラメータφを適用して（３１−３）式が得られた。
【数１３】
2011035895.tif 000015
【０１１２】
バランスドフォトディテクタ３０２から出力される復調信号ＥＯＵＴは、（３１−３）式に示すように、従来のコスタスループでの復調に用いるＩ軸成分と同じｃｏｓ（φ＋ｄ）成分を持ち、一方、位相誤差信号ＥＶＣＯは、（３０）式に示すように、従来のコスタスループで用いるｓｉｎ（２φ）成分を持っている。すなわち、第３の実施形態の変形実施形態における位相同期ループの動作は、復調動作をも含めて、コスタスループと全く同一の動作を行うことになる。
【０１１３】
すなわち、パラメータφが０に収束する位相制御がなされ、この際の復調信号は、ｄ＝π／２及び−π／２に対してそれぞれ、（３２）式及び（３３）式に示すようになる。
【数１４】
2011035895.tif 000016
【０１１４】
この変形実施形態は、第１の実施形態で位相誤差信号に反映されたπ／４の位相オフセットを、ｂポート及びｄポートからの出力をバランス検波することにより現れる復調信号のπ／４の位相オフセットにより、完全に相殺していることを１つの特徴としている。
【０１１５】
次に、９０°ハイブリッドカプラ２０１に入力された被復調ＢＰＳＫ信号と局発光とが同一パワーである場合を考える。９０°ハイブリッドカプラ２０１のｃポートからの出力信号（光信号）を２乗検波したものは、上述した（２５）式に従うので、これにｄ＝π／２及び−π／２を代入したものはそれぞれ、（３４）式及び（３５）式に示すようになる。
【数１５】
2011035895.tif 000017
【０１１６】
９０°ハイブリッドカプラ２０１のａポートからの出力信号（光信号）は、仮に、光電変換器で２乗検波された際には、ｄ＝π／２及び−π／２に応じて、(３４)式或いは（３５）式の値をとるものであり、ＯＯＫ信号と言って良いものである。すなわち、９０°ハイブリッドカプラ２０１のａポートからの出力信号（光信号）は、電気信号に変換することなく、光ＢＰＳＫ信号をＯＯＫ信号に変換したものとなっており、これも、第３の実施形態の変形実施形態の１つの特徴となっている。
【０１１７】
以上のように、受信信号が第１の被復調ＢＰＳＫ信号であろうが、第２の被復調ＢＰＳＫ信号であろうが、第３の実施形態の技術的思想を適用することができる。
【０１１８】
（Ｄ）他の実施形態
上記各実施形態は、非常に高周波数（例えば、数百ＴＨｚ）の搬送波周波数が適用されたＢＰＳＫ信号の復調を意図したものであったが、それより低い搬送波周波数のＢＰＳＫ信号の復調に本発明を適用することができる。
【０１１９】
上記各実施形態においては、強度変調器１０７がＣＷ光源１０６からの連続光の強度を変調して光強度変調信号を得るものを示したが、他の方法によって、光強度変調信号を得るようにしても良い。例えば、半導体レーザは、ポンピングのための駆動電流を高周波信号やパルス信号で変調することにより発振光強度を直接に変調できるものであり、この半導体レーザの特徴を利用して、復調信号（若しくはそれと位相のみ異なる信号）に応じた光強度変調信号を得るようにしても良い。
【０１２０】
上記第２の実施形態では、Ｉ軸成分を位相同期ループに入力させると共に、Ｑ軸成分を復調信号として取り出すものを示したが、逆に、Ｑ軸成分を位相同期ループに入力させると共に、Ｉ軸成分を復調信号として取り出すようにしても良い。また、Ｉ軸成分を位相同期ループに入力させると共に復調信号として取り出すようにしても良く、Ｑ軸成分を位相同期ループに入力させると共に復調信号として取り出すようにしても良い。
【０１２１】
上記各実施形態の説明においては言及しなかったが、各実施形態に係る図面から明らかなように、上記各実施形態は、全ての要素として市販品を適用して構築することができる。
【符号の説明】
【０１２２】
１００…光ホモダイン受信機、１０２…３ｄＢカプラ、１０３…バランスドフォトディテクタ、１０５…変調器駆動回路、１０６…ＣＷ光源（連続波光源）、１０７…強度変調器、１０９…光電変換器、１１０…ループフィルタ、１１２…光ＶＣＯ（光電圧制御発振器）、２００、２００Ａ…光ホモダイン受信機、２０１…９０°ハイブリッドカプラ、２０２、２０３…バランスドフォトディテクタ、２５０、２５１…ビームコンバイナ、２５２…９０°移相器、３００、３００Ａ…光ホモダイン受信機、３０１…光電変換器、３０２…バランスドフォトディテクタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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