(57)【要約】      （修正有）【課題】電力の大きなレイヤの参照信号の、電力の小さなレイヤの参照信号への与干渉を小さくする。【解決手段】ＭＩＭＯ伝送を行なう移動端末の伝搬路変動はほとんどないと考えると、３つのレイヤの内、第１レイヤとその他のレイヤの分離にＯＣＣを用い、第２および第３レイヤはサイクリックシフトによって分離させる。ＤＭＲＳ生成部に入力されたＣＡＺＡＣ系列は、＃０−ＯＣＣ部および＃１−ＯＣＣ部に入力される。＃０−ＯＣＣ部では入力されたｒ（ｎ）に対し、行ベクトルｃ０＝[＋１、＋１]が乗算される。一方、＃１−ＯＣＣ部では、ｃ１＝[＋１、−１]が乗算される。例えば＃１−ＯＣＣ部の出力は、2011155583.tif 000017となる。＃０−ＯＣＣ部の出力は、第１＃０−サイクリックシフト部に入力される。＃１−ＯＣＣ部の出力は、第２＃０−サイクリックシフト部、＃１−サイクリックシフト部に入力される。【選択図】図３
2011155583.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける送信装置であって、
送信用信号に付加する参照信号を生成するＤＭＲＳ生成部を具備することを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記ＤＭＲＳ生成部は、
レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記ＤＭＲＳ生成部は、
入力された系列に複数種類の直交符号を割り当てることを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
【請求項４】
前記直交符号は、
少なくとも伝搬路周波数選択性に耐性を持つ第１の符号と、伝搬路の時間選択性に耐性を持つ第２の符号と、から構成されることを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
【請求項５】
前記ＤＭＲＳ生成部は、
平均受信電力の高いレイヤの第１の参照信号と、前記レイヤよりも低い平均受信電力で受信されるレイヤの第２の参照信号とを、前記伝搬路の周波数選択に耐性を持つ符号によって直交させることを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
【請求項６】
前記ＤＭＲＳ生成部は、
移動装置の速度情報を取得する速度情報取得部と、
速度情報取得部から通知される速度情報によって、前記複数のアンテナから送信されるレイヤの参照信号と前記複数のアンテナよりも少ない送信アンテナから送信されるレイヤの参照信号への、前記第１の符号と前記第２の符号との割当を選択するＤＭＲＳ選択部と、を有することを特徴とする請求項５記載の送信装置。
【請求項７】
受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムであって、
前記送信装置は、
受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信用信号に付加する参照信号を生成するＤＭＲＳ生成部を具備し、前記ＤＭＲＳ生成部は、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成することを特徴とするＭＩＭＯシステム。
【請求項８】
受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける受信装置であって、
受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信用信号にレイヤ間の与干渉電力が小さくなるように参照信号が付加された信号を受信し、
高い平均電力で受信されるレイヤ用の参照信号と、その他のレイヤ用の参照信号と、を分離する伝搬路推定部を有することを特徴とする受信装置。
【請求項９】
受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける通信方法であって、
受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信装置側において、送信用信号に付加する参照信号を生成するステップであって、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成するステップを有することを特徴とする通信方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の通信方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１１】
受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける送信装置用プロセッサであって、
受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信用信号に付加する参照信号を生成するＤＭＲＳ生成部を具備し、
前記ＤＭＲＳ生成部は、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成することを特徴とする送信装置用プロセッサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
第３．９世代の携帯電話の無線通信システムであるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムでは、最大２０ＭＨｚの帯域を利用して通信を行うことが可能である。ＬＴＥの下りリンク（基地局から移動局への通信）における伝送方式としては、周波数選択フェージングに強い耐性を持つことと、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送と親和性が高いこと、等の理由からＯＦＤＭ（直交周波数分割多重、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が採用されている。一方、ＬＴＥの上りリンク（端末から基地局への通信）では、端末のコストや規模が重要であり、ＯＦＤＭはＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が高く、線形領域の広い電力増幅器が必要となるため、上りリンクの伝送に向かない。そこで、ＰＡＰＲの低いＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）が採用されている。
【０００３】
ＬＴＥの次の世代の規格として、ＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ）の標準化が行われている。ＬＴＥの上りリンクではＭＩＭＯ伝送が仕様化されなかったが、ＬＴＥ−Ａでは仕様化されることになっている。基地局が移動局にＰＭＩ（Precoding Matrix Indicator）を通知し、移動局は通知されたＰＭＩに基づいてプリコーディングを行なう。
【０００４】
また、ＬＴＥ下りリンクのコードブックとしては、非特許文献１のようにＨｏｕｓｅ  Ｈｏｌｄｅｒ行列が用いられている。Ｈｏｕｓｅ  Ｈｏｌｄｅｒ行列を適用すると、独立な信号の加算を行なったものを各アンテナから送信することになるため、ＰＡＰＲ特性が劣化してしまう。そこで非特許文献２に示すコードブックが適用される。
４送信アンテナ時のランク（同時に送信を行なうレイヤ数）が３の場合、文献３のようなコードブックが考えられる。表１に、非特許文献３記載のコードブックを示す。
【表１】
2011155583.tif 000003
【０００５】
ここでｊは虚数単位である。表１において、行要素は送信アンテナの番号を、列要素はレイヤの番号を表している。上記表１のいずれの行列においても、行ベクトルの要素の数がそれぞれ１つしかないため、他の信号を互いに加算する処理がない。そのため、各送信アンテナにおいてＰＡＰＲを維持することができる。
【０００６】
ここで、第２および第３のレイヤは、それぞれ１アンテナ送信であるのに対し、第１のレイヤは、同じ信号が２アンテナから送信されることになる。この結果、第１のレイヤに関しては、プリコーディングによって受信機での同相合成による平均受信電力の向上が見込める。
【０００７】
表１のようなコードブックでは、第１レイヤの送信電力は他のレイヤの２倍となる。そこで、非特許文献３では、各レイヤの送信電力を一定にするコードブックが明記されている。次式（２）にその一例を示す。
【数１】
2011155583.tif 000004
【０００８】
表１のようなコードブックはＣＭＰ−ＬＰＵ（Cubic Metric Preserving Layer Power Unbalanced）と呼ばれ、（２）式のようなコードブックは、ＣＭＰ−ＬＰＢ（Layer Power Balanced）と呼ばれる。これらの違いは、各レイヤの送信電力が同じになるよう制御するか否かの違いであり、（２）式の１／√２が、２本の送信アンテナから同じ信号を送信する場合に、受信電力を１本で送信した場合と同じにするための規格化定数となっている。
【０００９】
またレイヤ毎の伝搬路推定を行なうため、各アンテナから送信されるＤＭＲＳ（DeModulation Reference Signal）は受信機で分離できるように構成される必要がある。そのための手法としてサイクリックシフト（Cyclic Shift、 CS）がある。サイクリックシフトとは、各アンテナにおいてＤＭＲＳに対し時間軸上で異なる循環遅延を与えた信号を送信する技術であり、各レイヤの先頭の時刻がＤＦＴの区間内でサイクリックシフトすることになる。この結果、受信機において遅延時間領域で各送信アンテナのインパルス応答を分離することが可能となる。さらに、例えば２送信アンテナにおいて、第２アンテナから送信されるＤＭＲＳにＦＦＴポイント数の半分の循環遅延量を与えることは、周波数領域で｛＋１、−１、＋１、−１、…｝を各サブキャリアに乗算することと等価である。したがって、受信機において隣接サブキャリアで逆拡散処理を行なうことによって、各送信アンテナとの伝搬路特性を取得することができる。
【００１０】
またＬＴＥのフレーム構成は、例えば図１に示すようになっている。１サブフレームは２スロットから構成され、各スロットにはＤＭＲＳが１シンボル含まれている。そこでスロット間で｛＋１、＋１｝または｛＋１、−１｝をＤＭＲＳシンボル全体に乗算して送信し、受信機ではスロットにまたがって逆拡散を行なうことで、各送信アンテナとの伝搬路推定を行なうことができる。この符号は直交カバーコード（ＯＣＣ：Orthogonal Cover Code）と呼ばれている。
【００１１】
また、非特許文献４にはランク４のＭＩＭＯ伝送にサイクリックシフトとＯＣＣを組み合わせることが開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】３ＧＰＰ  ＴＳ  ３６．２１３
【非特許文献２】３ＧＰＰ、ＴＲ３６．８１４、ｖ１．５．１
【非特許文献３】3GPP, R1-093257, LG Electronics, “Consideration on rank 3 codebook design for UL SU-MIMO in LTE-A”, 3GPP RAN WG1 #58
【非特許文献４】3GPP, R1-094870, Qualcomm, “DM-RS in Support of UL MIMO and Tx Diversity”, 3GPP RAN WG1 #59
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ランク３のプリコーディングでは、ＣＭＰ−ＬＰＵ（あるいはＣＭＰ−ＬＰＢ）のコードブックをデータ信号に乗算するが、伝搬路推定を行なうための参照信号であるＤＭＲＳに対しても同じプリコーディングを行ない送信する。
【００１４】
したがって、ＤＭＲＳに関してもＣＭＰ−ＬＰＵの場合に、第１レイヤのＤＭＲＳの送信電力は、他のレイヤのＤＭＲＳの送信電力の２倍以上となる。
【００１５】
各ＤＭＲＳは、サイクリックシフトやＯＣＣ等によって分離されることになるが、サイクリックシフトは周波数選択性が強い場合に隣接サブキャリアとの逆拡散を行なうと、直交性の崩れから干渉が生じてしまう。またＯＣＣの場合は、高速移動時に干渉が生じる。このように、直交性の崩れから干渉が生じる場合、第１レイヤのＤＭＲＳの受信電力は他のＤＭＲＳと比較して大きいため、他のレイヤへの与干渉も大きくなる。この結果、他のレイヤの伝搬路推定精度が著しく劣化してしまうという問題があった。
【００１６】
本発明は、電力の大きなレイヤの参照信号の、電力の小さなレイヤの参照信号への与干渉を小さくすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の一観点によれば、受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける送信装置であって、送信用信号に付加する参照信号を生成するＤＭＲＳ生成部を具備することを特徴とする送信装置が提供される。これにより、ＤＭＲＳ生成部により生成された参照信号により、受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるようすることができる。
【００１８】
すなわち、電力の大きなレイヤの参照信号に直交性の高い符号を割り当てる。前記ＤＭＲＳ生成部は、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成することが好ましい。前記ＤＭＲＳ生成部は、入力された系列に複数種類の直交符号を乗算することが好ましい。レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように参照信号を生成するには、例えば直交符号を割り当てる。直交性の高い直交符号を割り当てることが与干渉を小さくすることになると考えられる。しかしながら、受信機の構成によっては（例えば繰り返し処理が行える受信機など）、まったく直交性が保たれないであろう符号の方が、直交符号を割り当てるよりも最終的な伝搬路推定精度がよくなる可能性もある。
【００１９】
前記直交符号は、少なくとも伝搬路周波数選択性に耐性を持つ第１の符号と、伝搬路の時間選択性に耐性を持つ第２の符号と、から構成されることが好ましい。また、前記ＤＭＲＳ生成部は、平均受信電力の高いレイヤの第１の参照信号と、前記レイヤよりも低い平均受信電力で受信されるレイヤの第２の参照信号とを、前記伝搬路の時間選択性に耐性を持つ符号によって直交させることにより前記第１の符号と前記第２の符号とを生成することが好ましい。前記ＤＭＲＳ生成部は、入力された系列に複数種類の直交符号を乗算し、直交符号は時間選択性に強い符号と、周波数選択性に強い符号と、から構成され、前記直交符号は、少なくとも伝搬路周波数選択性に耐性を持つ第１の符号と、伝搬路の時間選択性に耐性を持つ第２の符号と、から構成され、平均受信電力の高いレイヤの第１の参照信号と、前記レイヤよりも低い平均受信電力で受信されるレイヤの前記第２の参照信号とを、前記伝搬路の時間選択性に耐性を持つ符号によって直交させることにより前記第１の符号と前記第２の符号とを生成し、移動装置の速度情報を取得する速度情報取得部と、速度情報取得部から通知される速度情報によって、前記複数のアンテナから送信されるレイヤの参照信号と前記複数のアンテナよりも少ない送信アンテナから送信されるレイヤの参照信号の直交法を選択するＤＭＲＳ選択部と、を有することが好ましい。
【００２０】
また、本発明は、受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムであって、前記送信装置は、受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信用信号に付加する参照信号を生成するＤＭＲＳ生成部を具備し、前記ＤＭＲＳ生成部は、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成することを特徴とするＭＩＭＯシステムである。
【００２１】
また、本発明は、受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける受信装置であって、受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信用信号にレイヤ間の与干渉電力が小さくなるように参照信号が付加された信号を受信し、同じ信号が複数アンテナから送信されるため高い平均電力で受信されるレイヤ用の参照信号と、その他のレイヤ用の参照信号と、を分離するＭＩＭＯ分離部を有することを特徴とする受信装置である。
【００２２】
本発明の他の観点によれば、受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける通信方法であって、受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信装置側において、送信用信号に付加する参照信号を生成するステップであって、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成するステップを有することを特徴とする通信方法が提供される。本発明は、上記に記載の通信方法をコンピュータに実行させるためのプログラムであっても良く、該プログラムを記録する記録媒体であっても良い。該プログラムは、インターネットなどの伝送媒体によって取得されるものであっても良い。
【００２３】
また、本発明は、受信装置と送信装置とを有し、レイヤ毎に平均受信電力が異なる複数のレイヤを同時送信可能なＭＩＭＯシステムにおける送信装置用プロセッサであって、受信装置側で各レイヤの伝搬路を推定できるように、送信用信号に付加する参照信号を生成するＤＭＲＳ生成部を具備し、前記ＤＭＲＳ生成部は、レイヤ間の与干渉電力が小さくなるように前記参照信号を生成することを特徴とする送信装置用プロセッサでも良い。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、ＭＩＭＯ伝送において、環境を考慮した参照信号を送信することで、良好な伝送を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】ＬＴＥのフレーム構成例を示す図である。
【図２】第１の実施の形態による移動局における４送信アンテナ時のレイヤ数が３の送信機構成例を示す機能ブロック図である。
【図３】ＤＭＲＳ生成部の構成例を示す機能ブロック図である。
【図４】本実施の形態による受信機の一構成例を示す機能ブロックである。
【図５】伝搬路推定部の一構成例を示す図である。
【図６】第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍの構成例を示す図である。
【図７】本発明の一実施の形態によるＤＭＲＳ生成部の一構成例を示す図である。
【図８ａ】ＯＣＣ優先ＤＭＲＳ生成部の一構成例を示す図である。
【図８ｂ】ＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部の一構成例を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本明細書において、参照信号とは、伝搬路の状態を推定するために用いる、送受信で既知の信号であり、W-CDMA(第3世代携帯電話)では、パイロット信号(パイロットシンボル)と呼ばれていたものである。
【００２７】
ＬＴＥシステムでは、上りリンクの参照信号として、SRS(Sounding Reference Signal)とDMRS(DeModulation Reference Signal)の２種類が存在する。SRSは、各端末にとってシステム帯域のうちどのあたりの帯域が良好な伝搬路であるかを基地局が知るために、端末が全帯域にわたって送信する参照信号である。基地局は、送信されたSRSによって、その端末が実際のデータ通信に用いる周波数を割り当てる。端末は、割り当てられた周波数帯域でデータを送信するが、データが伝搬路で受ける伝搬路を補償するため、伝搬路推定を行なう必要があり、その際にデータと同じ帯域のみに送信されるのがDMRSとなる。
【００２８】
上記参照信号は、送受信で既知である必要がある。その際、どのような系列（たとえば1,0,0,1,1,…に固定）を用いてもよいが、伝搬路推定を行なうには周波数領域で一定の振幅であることが望ましく、また端末の増幅器への負担を考えると、周波数領域で作った信号を時間領域に変換した際にも一定の振幅になることが望ましい。さらに、自己相関が低い方がよいため、CAZAC(Constant Average Zero Auto-Correlation)系列が良いとされる。LTEでは、Zadoff-Chu系列という系列を用いている。
【００２９】
基地局が、複数ユーザに同一周波数を割り当てた場合、基地局はMMSEフィルタ等を用いて受信信号から各端末のデータ分離を行なう。MMSEフィルタを生成するには伝搬路情報が必要であるが、DMRSも各端末で同時送信するため、DMRSも分離する必要がある。その際に、サイクリックシフトを用いる。
【００３０】
サイクリックシフトとは、時間領域で信号を巡回的にシフト(並び替える)ことを指す。例えば、時間領域で半分時間的にシフトを行なうことは、周波数領域で見ると、サイクリックシフトしなかった場合に対して周波数領域で｛+1,-1,+1,-1,...｝を乗算することになっており、周波数領域の逆拡散によってDMRSの分離が可能である。なお、サイクリックシフトの分離は時間領域でも分離可能である。
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態について説明する。
【００３１】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の第１の実施の形態について説明する。第１の実施の形態として、移動局が低速移動である場合の送受信機構成を説明する。図２は４送信アンテナ時のレイヤ数が３の送信機構成を示している。尚、どの程度の速度まで耐性を持つかは、受信機性能にも依存するが、３ＧＰＰでは、低速移動として一般に３ｋｍ／ｈで評価することが多く、静止状態や歩行時を想定している。
【００３２】
図２に示す送信機Ａにおいて、送信ビット系列は、符号化部１において誤り訂正符号化が適用される。符号化部１の出力はＳ／Ｐ変換部３において、シリアル−パラレル変換が施され、３つの変調部５−１〜３へ入力される。各変調部５−１〜３ではビット系列をＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等のシンボルへの変調が行われる。変調部５−１〜３の出力はＤＦＴ部７−１〜３において離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform、ＤＦＴ)が適用され、時間領域信号から周波数領域信号に変換される。ＤＦＴ部７−１〜３の出力はプリコーディング部１１に入力される。
【００３３】
プリコーディング部１１では、基地局から通知されるＰＭＩによって、（２）式に示すプリコーディング行列の中から１つを選択し、ＤＦＴ部７−１〜３に対して乗算する。プリコーディング部１１の出力は、それぞれＤＭＲＳ多重部１５−１〜４に入力される。ＤＭＲＳ多重部１５−１〜４では、ＬＴＥのフレームを構成するようにプリコーディング部１１が出力するデータ信号とＤＭＲＳ生成部２３が出力するＤＭＲＳを多重化する。ＤＭＲＳ生成部２３については後述する。ＬＴＥのフレーム構成は図１に示すように、１フレームは１０個のサブフレームから成り、１サブフレームは１２個のデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと２つのＤＭＲＳシンボルの計１４個のシンボルからサブフレームが構成される。ここでＤＭＲＳシンボルは１４シンボル中の４番目と１１番目に挿入される。
【００３４】
ＤＭＲＳ多重部１５−１〜４の出力はマッピング部１７−１〜４に入力される。マッピング部１７−１〜４では基地局から通知される割り当て情報によって、任意の周波数へのマッピングが行われる。マッピング部１７−１〜４の出力はＯＦＤＭ信号生成部２１−１〜４に入力される。各ＯＦＤＭ信号生成部２１−１〜４では、マッピング部１７−１〜４からの入力に対して逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform、ＩＦＦＴ）を適用し、周波数領域信号から時間領域信号への変換を行なった後、各ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＣＰ（Cyclic Prefix）が挿入される。ＣＰ挿入後のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＤ／Ａ（ディジタル−アナログ）変換、アナログフィルタリング、搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、各アンテナＡＴ１〜４から送信される。
【００３５】
ここで、ＤＭＲＳの生成について説明を行なう。ＣＡＺＡＣ系列生成部２７では、割り当て周波数帯域幅（利用するＲＢ（Resource Block）数、ただしＲＢは１２サブキャリアから構成される）と基地局からの通知情報によって決定されるインデックスｑによって系列を生成する。ＬＴＥにおいて使用するＲＢ数が３以上の場合、長さＭＲＳｓｃのＣＡＺＡＣ系列ｒ（ｎ）は次式で表わされる。
【数２】
2011155583.tif 000005
【００３６】
ここでインデックスｑのＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列ｘｑ（ｎ’）は次式で表わされる。
【数３】
2011155583.tif 000006
【００３７】
ＮＲＳＺＣは、ＭＲＳｓｃを超えない最大の素数であり、ｑは隣接セルからの干渉のランダム化を考慮し、基地局から通知される情報によって移動端末が生成するインデックスである。なお，本実施の形態では、ＬＴＥで用いられているＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を用いて説明を行なうが、Ｆｒａｎｋ系列などのその他のＣＡＺＡＣ系列、ＰＮ（Pseudorandom noise）系列やＧｏｌｄ符号の擬似ランダム系列、その他の系列でも当然適用可能である。
【００３８】
ＣＡＺＡＣ系列生成部２７から出力された信号は、ＤＭＲＳ生成部２３に入力される。ここでＤＭＲＳ生成部２３について説明を行なう。
【００３９】
ＤＭＲＳ生成部２３では、受信機で３つのレイヤに関する伝搬路推定を行なえるように、入力されたＣＡＺＡＣ信号に処理を施し送信を行なう。つまり、受信側で直交分離できるように送信を行なう必要がある。ここではＯＣＣとサイクリックシフト（Cyclic Shift: ＣＳ）を適用する場合について説明を行なう。
【００４０】
サイクリックシフトが施された信号は、受信機で周波数領域の逆拡散処理によって分離しようとする場合に、周波数選択フェージング環境下では干渉が生じる。そのため、例えば、第１レイヤとその他のレイヤ（第２および第３）をサイクリックシフトによって分離しようとすると、第１レイヤのＤＭＲＳの電力がその他のレイヤのＤＭＲＳの電力より高いため、その他のレイヤに大きな干渉を与えてしまい、その他のレイヤのチャネル推定精度を著しく劣化させてしまうことになる。
【００４１】
ここで、ＭＩＭＯ伝送を行なう移動端末は静止あるいは低速移動状態であり、サブフレーム内の第４および第１１番目のＤＭＲＳ間で伝搬路変動はほとんどないと考えることができる。そこで、３つのレイヤの内、第１レイヤとその他のレイヤの分離にＯＣＣを用い、第２および第３レイヤはサイクリックシフトによって分離させることを考える。
ＤＭＲＳ生成部の構成例を図３を参照しながら説明する。ＤＭＲＳ生成部２３に入力されたＣＡＺＡＣ系列は、＃０−ＯＣＣ部３１―１および＃１−ＯＣＣ部３１―２に入力される。＃０−ＯＣＣ部３１―１では入力されたｒ（ｎ）に対し、行ベクトルｃ０＝[＋１、＋１]が乗算される。
【００４２】
一方、＃１−ＯＣＣ部３１―２では、ｃ１＝[＋１、−１]が乗算される。例えば＃１−ＯＣＣ部３１―２の出力は、
【数４】
2011155583.tif 000007
となる。＃０−ＯＣＣ部３１―１の出力は、第１＃０−サイクリックシフト部３３―１に入力される。＃１−ＯＣＣ部３１―２の出力は、第２＃０−サイクリックシフト部３３―２、＃１−サイクリックシフト部３３―３に入力される。
【００４３】
第１＃０−サイクリックシフト部３３―１と第２＃０−サイクリックシフト部３３―２では、入力されたベクトルに対してサイクリックシフトが適用される。サイクリックシフト量ｅｘｐ（−ｊαｎ）のサイクリックシフトが適用された場合、第１＃０−サイクリックシフト部３３―１の出力は次式となる。
【００４４】
【数５】
2011155583.tif 000008
ここで、αは基地局から通知されるサイクリックシフト量であり、０≦α＜２πである。
【００４５】
尚、第１＃０−サイクリックシフト部３３―１と第２＃０−サイクリックシフト部３３―２とのサイクリックシフト量αは同じであってもよいし、異なってもよい。以降は同じαを用いたとして説明を行なう。一方、＃１−サイクリックシフト部３３―３では、第２＃０−サイクリックシフト部３３―２でのサイクリックシフト量αとは異なるサイクリックシフト量β（０≦β＜２π）によってサイクリックシフトが行われる。
【００４６】
第１＃０−サイクリックシフト部３３―１、第２＃０−サイクリックシフト部３３―２および＃１−サイクリックシフト部３３―３からの３つの出力は次式の行列で表わすことができる。
【００４７】
【数６】
2011155583.tif 000009
【００４８】
行列の行は、ランクに対応し、列はＤＭＲＳシンボルに対応する。つまり１列目は図１の３番目のシンボルに挿入されるＤＭＲＳシンボルであり、２列目は１１番目のシンボルに挿入されるＤＭＲＳシンボルである。上式（６）がプリコーディング部３５に入力され、図２のプリコーディング部１１と同一のプリコーディングが適用される。プリコーディング行列Ｗが、
【数７】
2011155583.tif 000010
であるとき、プリコーディング部３５の出力するＤＭＲＳ行列ＳＲＳは次式（８）で表わされる。
【００４９】
【数８】
2011155583.tif 000011
【００５０】
ここで、行は送信アンテナ１〜４をそれぞれ表わし、列は式と同様、サブフレーム中の２つのＤＭＲＳシンボルを表す。
【００５１】
図４は、本実施の形態による受信機の一構成例を示す機能ブロックである。送信アンテナ１〜４から送信された信号は、無線伝搬路を経由し、図４に示す受信機ＢのＮｒ本のアンテナＡＴ２−１〜Ｎｒで受信される。各アンテナＡＴ２−１〜Ｎｒで受信された信号は、ＤＭＲＳ分離部５１−１〜Ｎｒまでに入力され、図１の４番目と１１番目のシンボルであるＤＭＲＳ受信信号は伝搬路推定部７１に入力される。伝搬路推定部７１の構成を図５に示す。第ｍ受信アンテナのＤＭＲＳ分離部５１−ｍ（１≦ｍ≦Ｎｒ）からのＤＲＭＳ受信信号Ｒｍは第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍに入力される。第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍでは、３つのレイヤそれぞれに対する伝搬路推定値ベクトル（１×３）
【数９】
2011155583.tif 000012
を算出し、伝搬路推定値結合部７５へ入力する。尚、（１×３）はベクトルのサイズが１×３の行列であることを意味している。第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍについては後述する。伝搬路推定値結合部７５は、第１〜Ｎｒ受信アンテナ伝搬路推定部７３−１〜Ｎｒから入力された伝搬路推定値ベクトル（１×３）を結合し、伝搬路推定値行列、
【数１０】
2011155583.tif 000013
（Ｎｒ×３）を生成し出力する。
【００５２】
ここで第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍについて説明する。第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍに入力されるＤＭＲＳの受信信号ベクトルＲｍ（１×２）は次式（１１）で表わされる。
【００５３】
【数１１】
2011155583.tif 000014
【００５４】
ここで、Ｈｍは各送信アンテナと第ｍ受信アンテナの間の伝搬路ベクトル（１×４）[ｈｍ１、ｈｍ２、ｈｍ３、ｈｍ４]であり、ｈｍｎは第ｍ受信アンテナと第ｎ送信アンテナとの間の伝搬路を表しており、上式において雑音は、説明を簡単にするため無視している。
【００５５】
第ｍ受信アンテナ伝搬路推定部７３−ｍの構成を図６に示す。受信信号ベクトルＲｍ（１×２）は、＃０−シンボル逆拡散部７７−０および＃１−シンボル逆拡散部７７−１に入力される。始めに＃０−シンボル逆拡散部７７−０について説明を行なう。＃０−シンボル逆拡散部７７−０では、入力された信号ベクトルＲｍの転置にＯＣＣベクトルｃ０＝[＋１、＋１]を乗算する。＃０−シンボル逆拡散部の出力は、次式で表わされる。
【００５６】
【数１２】
2011155583.tif 000015
【００５７】
＃０−シンボル逆拡散部７７−０の出力は、第１＃０−サイクリックシフト補償部８１−１に入力される。第１＃０−サイクリックシフト補償部８１−１では、図２の送信機の第１＃０−サイクリックシフト部３３−１で与えられた位相回転αを戻す処理が行われ、第１レイヤに対する伝搬路推定値を得る。
【００５８】
一方、＃１−シンボル逆拡散部７７−１では、入力された信号ベクトルＲｍの転置にＯＣＣベクトルｃ１＝[＋１、−１]を乗算する。＃１−シンボル逆拡散部７７−１の出力は、次式で表わされる。
【００５９】
【数１３】
2011155583.tif 000016
【００６０】
＃１−シンボル逆拡散部７７−１の出力は、第２＃０−サイクリックシフト補償部８１−２および＃１−サイクリックシフト補償部８１−３に入力される。第２＃０−サイクリックシフト補償部８１−２では、位相回転量αが与えられた第２レイヤの参照信号による伝搬路推定が行われる。また、＃１−サイクリックシフト補償部８１−３では、位相回転量βが与えられた第３レイヤの参照信号による伝搬路推定が行われる。
【００６１】
第２＃０−サイクリックシフト補償部８１−２および＃１−サイクリックシフト補償部８１−３において、所望の伝搬路推定値を得るための方法は、周波数領域での逆拡散する方法や、遅延時間領域で所望のインパルス応答のみを抽出する方法等、どのような方法であってもよい。
【００６２】
図４の伝搬路推定部７１の出力は、ＭＩＭＯ分離部５７に入力される。また、伝搬路推定部７１では、上述のようなプリコーディングが適用されている参照信号の他に、プリコーディングが適用されていない参照信号を用いて、各送信アンテナとの伝搬路の推定も行なう。各送信アンテナの伝搬路推定値はＰＭＩ選択部７４に入力され、受信ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise power Ratio）が最大となるＰＭＩが選択され、移動局へ通知される。
【００６３】
一方、データ信号は、ＤＭＲＳ分離部５１からＯＦＤＭ信号受信部５３に入力される。ＯＦＤＭ信号受信部５３では、ベースバンドへのダウンコンバージョン、アナログフィルタリング、Ａ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換等が行われた後、送信機で付加したＣＰの除去および高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform、ＦＦＴ）が行われ、周波数領域信号をデマッピング部５５へ出力する。デマッピング部５５では、通信に用いられた周波数を抽出する処理が行われる。各デマッピング部５５−１〜Ｎｒの出力はＭＩＭＯ分離部５７に入力される。ＭＩＭＯ分離部５７では、各デマッピング部５５−１〜Ｎｒからの入力と伝搬路推定部７１からの入力を用いて、３つのレイヤの分離が行われる。
【００６４】
第１〜第３のレイヤの出力はそれぞれＩＤＦＴ部６１−１〜３に入力され、時間領域信号に変換される。得られた時間領域信号は、復調部６３−１〜３においてビットに変換され、Ｐ／Ｓ変換部６５においてパラレル−シリアル変換が行われる。その後、復号部６７において誤り訂正復号を適用することでビット系列を得る。
【００６５】
本実施の形態は、４送信アンテナのランク３のＭＩＭＯ伝送において、同じ信号が２つのアンテナから送信されるため高い平均電力で受信される第１レイヤと、１アンテナからのみ送信される第２のレイヤと第３のレイヤとが存在するようなプリコーディングが行われた場合に関する。この時、第１のレイヤと、その他のレイヤとは、ＯＣＣを用いて分離を行ない、その他のレイヤである第２のレイヤと第３のレイヤとは、異なるサイクリックシフトを与えることで分離を行なう。このようにＯＣＣとサイクリックシフトを割り当てることで、移動速度の遅い移動局は、特定のレイヤのチャネル推定精度を大幅に劣化させることなく、良好な伝送を行なうことができる。
【００６６】
また、本実施の形態は、４送信アンテナで３つのレイヤを送信する場合に、レイヤ間で平均受信電力が異なる場合について記載したが、各レイヤを送信するアンテナ本数が等しい場合でも、各アンテナの送信電力が異なるためにレイヤ間の平均受信電力が異なる場合にも有効である。さらに、レイヤ間で変調方式や符号化率が異なる場合や、ＱｏＳ(Quality of Service)が異なる場合等、レイヤ間で必要される伝搬路推定精度が異なる場合にも有効である。
【００６７】
例えば３送信アンテナで、３つのレイヤを送信する場合に、最も高い伝搬路推定精度が求められるレイヤ用の参照信号と、他の２つのレイヤ用の参照信号は、ＯＣＣを用いて分離を行なうように符号を割り当て、他の２つのレイヤは異なるサイクリックシフトを与えることで分離する。
【００６８】
尚、本実施の形態では、周波数選択性によって干渉が生じる技術としてサイクリックシフトを上げたが、サイクリックシフトの代わりにＩＦＤＭ（Interleaved Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる櫛の歯状の参照信号を用いることで、他アンテナの参照信号と周波数領域で直交させる方法を用いてもよい。また本実施の形態では、他のレイヤへの与干渉が少ない直交法としてＯＣＣを用いたが、ＩＦＤＭは周波数領域で直交させることができるため、第１のレイヤと他のレイヤを直交分離させるためにＯＣＣの代わりにＩＦＤＭ型の参照信号を用いてもよい。
【００６９】
また、本実施の形態では、４送信アンテナにおけるランク３について説明を行なったが、特定のレイヤのＤＭＲＳの電力が大きくなるシステムに適用可能である。例えば８送信アンテナにおいてレイヤ数が５、６、７の場合等にも当然適用可能である。
【００７０】
［第２の実施の形態］
第１の実施の形態では、ＭＩＭＯ伝送を行なう移動端末は、低速移動状態であることを仮定し、ＯＣＣとサイクリックシフトの割り当てを行なった。しかしながら、移動状態に置いてもＭＩＭＯ伝送を行なう場合も考えられる。本実施形態では高速移動時に４送信アンテナを用いてランク３の伝送を行なう場合に、良好な伝搬路推定精度を得る方法について開示する。尚、低速という用語に関する基準に関して、移動通信は、遅延波の影響による周波数選択性フェージングと、端末が移動することによる時間選択性フェージングの２重選択性フェージングという環境で通信を行う。第１の実施の形態では、２重選択性のうち時間選択性は弱いことを前提としている。第２の実施の形態では、端末の移動速度が上がり、時間選択性が周波数選択性を上回る場合のものである。
【００７１】
従って、「ある一定の基準」は、「参照信号が伝搬路で受ける時間選択性が周波数選択性よりも強くなった場合」と定義することができる。但し、時間選択性と同様に、周波数選択性に関しても、端末の所在(室内、都心、山間部等)によって異なるため、端末がその都度、周波数選択性に関する情報を取得し、速度情報(時間選択性)と比較を行なうか、周波数選択性の平均的な値を保持しておき、速度情報と比較することで決めることができる。
【００７２】
本実施の形態の送信機構成は、図２と同様であるが、図２中のＤＭＲＳ生成部２３の構成が異なる。本実施の形態によるＤＭＲＳ生成部２３ａの構成例を図７に示す。図２のＣＡＺＡＣ系列生成部２３が出力したＣＡＺＡＣ系列は、図７に示すＤＭＲＳ系列生成部２３ａの中のＤＭＲＳ選択部９１に入力される。ＤＭＲＳ選択部９１では、速度情報通知部９５から通知される移動局の速度情報によって入力されたＣＡＺＡＣ系列を第１ＯＣＣ優先ＤＭＲＳ生成部９３ａに入力するか、ＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部９３ｂに入力するかを選択する。
【００７３】
例えば、移動速度がある一定の基準以下の場合、ＯＣＣ優先ＤＭＲＳ生成部９３ａを選択し、移動速度がある一定の基準を超える場合、ＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部９３ｂを選択する。
【００７４】
図８ａに示すＯＣＣ優先ＤＭＲＳ生成部９３ａの構成は、図３に示すＤＭＲＳ生成部２３の構成と同一であり、始めにＯＣＣを適用し、その後サイクリックシフトを適用することで、第１のレイヤとその他のレイヤはＯＣＣによって受信機で分離することができる。サイクリックシフト部１０３の出力はプリコーディング部１０５に入力され、各送信アンテナ用のＤＭＲＳが出力される。
【００７５】
また、図８ｂにＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部９３ｂの構成を示す。ＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部９３ｂでは、始めに、＃０−サイクリックシフト部１１１ａ、＃１−サイクリックシフト部１１１ｂでサイクリックシフト（Cyclic Shift: ＣＳ）を適用し、その後、＃１−ＯＣＣ部１１３ｃでＯＣＣを適用することで、第１のレイヤとその他のレイヤはサイクリックシフトによって受信機で分離することができる。ＯＣＣ部の出力はプリコーディング部１１５に入力され、各送信アンテナ用のＤＭＲＳが出力される。ＯＣＣ優先ＤＭＲＳ生成部９３ａあるいはＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部９３ｂの出力は図２に示すようにＤＭＲＳ多重部１５に入力される。受信機では、本実施の形態のＤＭＲＳに対応した伝搬路推定部７１が用意され、伝搬路推定を行なう。
【００７６】
このように、移動局の移動速度に応じて同じ信号が複数アンテナから送信される第１のレイヤとその他のレイヤの分離方法を切り替える。つまり、移動速度が速い場合はＯＣＣでは、時間方向の直交性の崩れが顕著になるため、電力が高い第１のレイヤの他のレイヤへの与干渉が増大する。そのため、第１のレイヤとその他のレイヤはサイクリックシフトによって分離する。この結果、第１のレイヤから他のレイヤへの与干渉を増大させることがなくなるため、良好な伝送特性を得ることができる。また移動速度は低く、時間選択性よりも周波数選択性による干渉が顕著な場合は、第１のレイヤとその他のレイヤはＯＣＣによって分離する。この結果、第１のレイヤから他のレイヤへの与干渉を増大させることがなくなるため、良好な伝送特性を得ることができる。
【００７７】
また、本実施の形態では伝搬路の時間選択性によって、サイクリックシフトとＯＣＣの優先度を変更する例を示したが、伝搬路の時間選択性が強い場合には、ＯＣＣからＩＦＤＭ型の参照信号を適用することで伝搬路の時間変動に耐性を持たせることができる。しかしながらＩＦＤＭは周波数で離散的に参照信号が配置されるため、周波数選択性が強くなると伝搬路推定精度が劣化するという問題がある。そこで伝搬路の時間選択性が弱い場合においては、ＩＦＤＭから周波数変動に耐性を持つＯＣＣに切り替えることで良好な伝搬路推定精度を得ることができる。
【００７８】
本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
【００７９】
また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず、専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。ハイブリッド、モノリシックのいずれでも良い。一部は、ハードウェアにより、一部はソフトウェアにより機能を実現させても良い。
【００８０】
また、半導体技術の進歩により、ＬＳＩに代替する集積回路化等の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
【００８１】
以上、この発明の実施の形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００８２】
本発明は、携帯電話装置を移動局装置とする移動体通信システムに用いることができる。
【符号の説明】
【００８３】
Ａ…送信装置、１…符号化部、３…Ｓ／Ｐ変換部、５…変調部、７…ＤＦＴ部、１１…プリコーディング部、１５…ＤＭＲＳ多重部、１７…マッピング部、２１…ＯＦＤＭ信号生成部、ＡＴ…アンテナ、２３…ＤＲＭＳ生成部、２７…ＣＡＺＡＣ系列生成部、３１…ＯＣＣ部、３３…サイクリックシフト部、３５…プリコーディング部、Ｂ…受信装置、５１…ＤＲＭＳ分離部、５３…ＯＦＤＭ受信部、５５…デマッピング部、５７…ＭＩＭＯ分離部、６１…ＩＤＦＴ部、６３…復調部、６５…Ｐ／Ｓ変換部、６７…復号部、７１…伝搬路推定部、７４…ＰＭＩ選択部、７５…伝搬路推定値統合部、７７…シンボル逆拡散部、８１…サイクリックシフト補償部、９１…ＤＲＭ選択部、９３ａ…ＯＣＣ優先ＤＭＲＳ生成部、９３ｂ…ＣＳ優先ＤＭＲＳ生成部、９５…速度情報通知部。
【図１】
2011155583.tif 000018
【図２】
2011155583.tif 000019
【図３】
2011155583.tif 000020
【図４】
2011155583.tif 000021
【図５】
2011155583.tif 000022
【図６】
2011155583.tif 000023
【図７】
2011155583.tif 000024
【図８ａ】
2011155583.tif 000025
【図８ｂ】
2011155583.tif 000026