(57)【要約】【課題】高周波数帯域の周波数信号の処理に適したインダクタンス素子を備えた電子部品を提供する。【解決手段】電子部品は、周波数信号供給部と、この周波数信号供給部から供給される周波数信号の周波数よりも高い予め設定したモードのカットオフ周波数を有する導波管からなるインダクタンス素子と、を備える。【選択図】図２
2011146939.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数信号供給部と、
この周波数信号供給部から供給される周波数信号の周波数よりも高い、予め設定したモードのカットオフ周波数を有する導波管からなるインダクタンス素子と、を備えたことを特徴とする電子部品。
【請求項２】
前記予め設定したモードはＴＥモードであることを特徴とする請求項１に記載の電子部品。
【請求項３】
前記導波管は、矩形導波管または円形導波管であることを特徴とする請求項１または２に記載の電子部品。
【請求項４】
前記導波管の内部は、空洞、水晶または高誘電体であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一つに記載の電子部品。
【請求項５】
前記導波管は、電子部品内の導波路と接続されると共に、この導波路と当該導波管とを接続する導波路変換器を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一つに記載の電子部品。
【請求項６】
前記周波数信号の周波数が５ＧＨｚ以上であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一つに記載の電子部品。
【請求項７】
周波数信号供給部である増幅回路と、この増幅回路から供給される周波数信号を当該増幅回路に帰還させると共に、前記インダクタンス素子を備えた帰還回路と、を備えた発振器であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一つに記載の電子部品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば数ＧＨｚ以上といった高周波数帯域の周波数信号を処理する電子部品に関する。
【背景技術】
【０００２】
本件出願人は、例えば数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚと高周波数帯域の周波数信号を発振可能であり、且つ小型の電圧制御発振器（ＶＣＯ（Voltage Control Oscillator））の開発を行っており、これを実現するための要素技術の具体化を進めている。本発明者は、帰還回路と増幅回路とを含む帰還型のＶＣＯにおいて、例えばコルピッツ回路やクラップ回路のように、共振系内にインダクタンス素子やコンデンサを含む発振器の各素子に要求される性能を検討した。その結果、幅広い周波数範囲で位相雑音が少なく、ＣＮ比の高い周波数信号を発振可能なＶＣＯを構成するためには、インダクタンス素子においては、そのインダクタンス値を例えば数ｎＨ〜サブｎＨと非常に小さな値に抑え、且つ、素子単体のＱ値を高くすることが必要となることを見出した。
【０００３】
ここで特許文献１や特許文献２には、誘電体に電極膜をパターニングしてマイロストリップラインと呼ばれる導波路を形成し、この導波路をインダクタンス素子としたＶＣＯが記載されている。しかしながら特許文献１、２のいずれにも数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚの共振周波数を持つＶＣＯに適したインダクタンス素子の備えるべき特性や、そのような特性を発揮可能なインダクタンス素子の具体的な構成については明らかにされていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１６７３４６号公報：段落００３２、図２
【特許文献２】特開２００１−１０２８６４号公報：段落００１３、図１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、高周波数帯域の周波数信号の処理に適したインダクタンス素子を備えた電子部品を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る電子部品は、周波数信号供給部と、
この周波数信号供給部から供給される周波数信号の周波数よりも高い、予め設定したモードのカットオフ周波数を有する導波管からなるインダクタンス素子と、を備えたことを特徴とする。
【０００７】
前記電子部品は、以下の特徴を備えていてもよい。
（ａ）前記予め設定したモードはＴＥモードであること。
（ｂ）前記導波管は、矩形導波管または円形導波管であること。
（ｃ）前記導波管の内部は、空洞、水晶または高誘電体であること。
（ｄ）前記導波管は、電子部品内の導波路と接続されると共に、この導波路と当該導波管とを接続する導波路変換器を備えたこと。
（ｅ）前記周波数信号の周波数が５ＧＨｚ以上であること。
（ｆ）周波数信号供給部である増幅回路と、この増幅回路から供給される周波数信号を当該増幅回路に帰還させると共に、前記インダクタンス素子を備えた帰還回路と、を備えた発振器であること。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、導波管によりインダクタンス素子を構成し、この導波管の予め設定したモードのカットオフ周波数が、周波数信号供給部から供給される周波数信号よりも高くなっていることにより、Ｑ値が高く、インダクタンス値の小さな特性を発揮させることができる。この結果、当該インダクタンス素子を発振器などの電子部品に適用した場合に、高品位な周波数信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態に係るＶＣＯの一例を示す回路図である。
【図２】矩形導波管からなるインダクタンス素子の一例を示す説明図である。
【図３】矩形導波管からなるインダクタンス素子の他の例を示す説明図である。
【図４】円形導波管からなるインダクタンス素子の一例を示す説明図である。
【図５】帰還回路と増幅回路とを備えた発振器の概略構成図である。
【図６】前記インダクタンス素子の特性を評価するためのモデル用の帰還回路の回路図である。
【図７】前記モデル用の帰還回路の回路特性を示す特性図である。
【図８】前記モデル用の帰還回路の負荷Ｑの変化を示す特性図である。
【図９】前記モデル用の帰還回路を備えた発振器から出力される周波数信号の位相雑音の変化を示す特性図である。
【図１０】一般的なインダクタンス素子の応答特性を示す特性図である。
【図１１】実施例に係るインダクタンス素子の特性を示す第１の説明図である。
【図１２】実施例に係るインダクタンス素子の特性を示す第２の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
はじめに、実施の形態に係る電子部品であるＶＣＯの回路構成について図１を参照しながら述べておく。ＶＣＯはインダクタンス素子１１と容量素子であるコンデンサ１２との直列共振用の直列回路を備えており、当該インダクタンス素子１１には、第１のバリキャップダイオード１３、第２のバリキャップダイオード１４及び容量素子であるコンデンサ１５からなる直列回路が並列に接続されていて、並列共振用の並列回路を構成している。即ち、これら直列回路及び並列回路からなる共振系は、直列回路の直列共振周波数（共振点）と前記並列回路の並列共振周波数（反共振点）とを有しており、共振点の周波数により共振周波数が決まる。この例では、共振点が反共振点よりも大きくなるように各回路要素の定数が設定されており、このように反共振点を持たせることにより共振点付近の周波数特性が急峻になる。
【００１１】
また図１中、１６は制御電圧用の入力端子であり、この入力端子１６に供給される制御電圧により第１のバリキャップダイオード１３及び第２のバリキャップダイオード１４の容量値が調整され、これにより前記並列回路の反共振点が移動し、その結果共振点も移動して共振周波数が調整される。第１のバリキャップダイオード１３に加えて第２のバリキャップダイオード１４を用いた理由は、周波数の調整幅を大きくとるためである。１７は電圧安定化用のコンデンサ、１８、１９はバイアス用のインダクタである。
【００１２】
この共振系の後段側には、増幅用の例えばＮＰＮ型のトランジスタ２１が設けられ、このトランジスタ２１のベースには、既述の共振系内のコンデンサ１２が接続されている。さらにトランジスタ２１のベースには、帰還用の容量素子をなす２つのコンデンサ２２、２３からなる直列回路が、共振系側のコンデンサ１２と並列に接続され、当該直列回路の他端側（コンデンサ２３）は接地されている。
【００１３】
トランジスタ２１のエミッタはコンデンサ２２、２３の接続点に接続され、この接続点は、インダクタンス２４及び抵抗２５を介して接地されている。トランジスタ２１は点線で示すＩＣ回路部（ＬＳＩ）３のチップ内に設けられており、当該チップの端子部（電極）Ｔ１、Ｔ２を介してトランジスタ２１のベース及びエミッタが夫々コンデンサ２２の両端に接続されることになる。
【００１４】
本例に係るＶＣＯでは、外部から制御電圧が入力端子１６に入力されると、共振系（インダクタンス素子１１、コンデンサ１２、第１のバリキャップダイオード１３、第２のバリキャップダイオード１４、コンデンサ１５）、帰還用のコンデンサ２２、２３、並びに増幅用のトランジスタ２１からなる発振ループが前記共振点の周波数、例えば１０ＧＨｚの共振周波数にて発振する。
【００１５】
ＩＣ回路部３内には、例えばトランジスタ２１のコレクタに互に並列に接続された２つのバッファアンプ３１、３２が設けられ、一方のバッファアンプ３１からは共振周波数を持つ周波数信号が端子部Ｔ３を介して取り出され、また他方のバッファアンプ３２からは周波数信号が分周回路３３及び端子部Ｔ４を介して取り出されるように構成されている。図１中３４は、トランジスタ２１のバイアス電圧の供給のためのバイアス回路である。  
なお、共振系は、バリキャップダイオードとインダクタンス素子１１とを直列に接続してこの直列回路の直列共振周波数により共振周波数が決まる回路構成であってもよい。
【００１６】
以上に説明した本実施の形態に係るＶＣＯにおいて、例えば共振系内のインダクタンス素子１１は導波管によって構成されている。導波管内には電界や磁界の方向、波数が異なる種々の伝播モードが形成され得るが、本例のインダクタンス素子１１を構成する導波管は、そのＴＥ（Transverse Electric mode）モードのカットオフ周波数が、ＶＣＯの共振周波数の設定範囲よりも高くなっている。
【００１７】
このように導波管のカットオフ周波数がＶＣＯの共振周波数よりも高いと、ＶＣＯ内で発振した周波数信号は当該導波管内を伝播していくことができないが、その代わりに当該導波管がインダクタンス成分を持つインダクタンス素子として作用し、周波数信号の発振に寄与する。特に導波管からなるこのインダクタンス素子は、インピーダンス値が小さく、Ｑ値（無負荷Ｑ値）が高いといった、ＶＣＯなどの発振器を構成するのに適した特性を備えているが、その詳細については後で説明する。
【００１８】
図２（ａ）、図２（ｂ）には、上述のインダクタンス素子１１に用いられる導波管の一例として矩形導波管４ａを示してある。以下、図２〜図４の各図においては、図面に向かって左手を手前側として説明する。  
矩形導波管４ａは、例えば銅板などの導体（以下、外部導体４１という）により、手前側から見て例えば横幅ａ［ｍｍ］、高さｂ［ｍｍ］、奥行きＬ［ｍｍ］に形成されたの直方体形状の筐体であり、カットオフ周波数以上の周波数を持つ電波を外部導体４１内の空間に伝播させることができる。
【００１９】
外部導体４１の筐体の内部は空洞（例えば内部に空気が満たされた状態）であってもよいし、例えばセラミックなどの高誘電体材料や静電正接（ｔａｎδ）の小さな水晶などを格納した状態であってもよい。これら外部導体４１内の物質が媒質となって外部導体４１内を電波が伝播することになる。図２（ａ）、図２（ｂ）には、外部導体４１内に水晶やセラミクスなどの固体媒質４２を格納した例を示してある。
【００２０】
図中、４３はアンテナであり、ＶＣＯの回路の導波路に相当する信号線４４と、矩形導波管４ａといった種類の異なる導波路を接続する導波路変換器としての役割を果たしている。図２（ａ）、図２（ｂ）に示したアンテナ４３は、モノポールアンテナとして構成されており、例えば矩形導波管４ａの手前側から奥手側へ向けて図中のＺ方向にＴＥモードの電波を伝播させる場合には、アンテナ４３は電波の進行方向と直交する方向に向けて外部導体４１の内側に挿入される。
【００２１】
ここでＴＥモードの電波は、進行方向と直交する面内のみ電界成分を持ち、矩形導波管４ａが「横幅ａ＞高さｂ」となっている場合には、この電界成分の方向は矩形導波管４ａの高さ方向（Ｙ方向）と一致する。本例に係るアンテナ４３は、その挿入方向がＴＥモードの電界成分の方向と一致するように外部導体４１内の空間へ向けて例えば鉛直下向きに挿入されており、アンテナ４３から放射された電波が、前後方向へと進行することによりＴＥモードが形成されるようになっている。手前側へと進行する電波は外部導体４１からなる短絡面４１１にて反射されるので、この短絡面４１１からアンテナ４３までの距離を適当に設定し、アンテナ４３から放射され奥手方向へ進行する電波と、短絡面４１１にて反射され、奥手方向へ進行する電波とが打ち消しあわないようにすることにより、アンテナ４３から見た矩形導波管４ａのインピーダンス整合が図られる。但し、本例のように、矩形導波管４ａにカットオフ周波数よりも高い周波数信号を入力して、当該矩形導波管４ａをインダクタンス素子１１として利用する場合には、インピーダンス整合は必ずしも必要ではなく、アンテナ４３は、カットオフ周波数よりも低い周波数信号を入力したときにＴＥモードの電波を形成し得る機能を備えていればよい。
【００２２】
以上に説明した構成を備えた矩形導波管４ａにおいて、矩形導波管４ａ内に形成される伝播モードの中で最も低いカットオフ周波数を持つモードは、ＴＥモードで最も次数の低いＴＥ１０モードと呼ばれるモードである。従って、このＴＥ１０モードのカットオフ周波数がＶＣＯの共振周波数よりも高くなるよう矩形導波管４ａを構成すれば、いかなるモードも矩形導波管４ａ内を伝播することができない。そこで例えば本実施の形態に係る矩形導波管４ａは、ＴＥ１０モードのカットオフ周波数がＶＣＯの共振周波数の調整範囲における最高周波数よりも高くなるように構成されている。
【００２３】
矩形導波管４ａが「横幅ａ＞高さｂ」となっている場合には、ＴＥ１０モードのカットオフ周波数は以下の（１）式で表される。  
ｆｃ＝（ｖ０×１０−９）／｛（２ａ×１０−３）×（εｒμｒ）０．５｝…（１）  
ここでｆｃ：カットオフ周波数［ＧＨｚ］、  
ｖ０：真空中の光速（３．０×１０８［ｍ／ｓ］）、  
εｒ：外部導体４１内部の媒質の比誘電率、  
μｒ：外部導体４１内部の媒質の比透磁率
【００２４】
そこで（１）式に基づいて計算されたカットオフ周波数が「最高周波数＜ｆｃ」の条件を満たし、且つ、矩形導波管４ａが「横幅ａ＞高さｂ」となるように外部導体４１の各辺のサイズを設計することにより、ＶＣＯの回路内の素子として用いても伝播モードが形成されず、インダクタンス素子１１として良好な特性を発揮する矩形導波管４ａを得ることができる。
【００２５】
図２（ａ）、図２（ｂ）に示した矩形導波管４ａの製造方法として、例えば固体媒質４２を用いる場合には、矩形導波管４ａの設計サイズよりもひと回り小さく加工された固体媒質４２の表面に例えば予め設定された膜厚の導体膜をメッキすることによって外部導体４１を形成する方法などが考えられる。しかる後、外部導体４１及びその内側の固体媒質４２にアンテナ４３の挿入孔を穿設して当該挿入孔内にアンテナ４３を固定することにより、矩形導波管４ａが製造される。
【００２６】
また他の製造方法として、まず導体製の薄板を加工して、予め設計されたサイズの外部導体４１を例えば一面側が開放された状態で製作する一方、水晶やセラミックなどの固体媒質材料をこの外部導体４１の内部空間のサイズに適合するように加工する。そしてこの固体媒質４２を外部導体４１内に格納し、開放された一面を導体板で閉じた後、既述のめっきによる方法と同様にアンテナ４３の挿入孔を穿設し、アンテナ４３を固定する方法も考えられる。固体媒質４２を用いない場合には内部が空洞のまま外部導体４１の開放面を閉じ、外部導体４１に挿入孔を穿設してアンテナ４３を挿入、固定すればよい。  
矩形導波管４ａは、例えば図２（ｂ）に示すように、アンテナ４３をＶＣＯの信号線４４と接続し、後端部の短絡面を接地することにより、図１に示すようにインダクタンス素子１１としてＶＣＯの回路内に搭載される。
【００２７】
ここでＶＣＯの信号線４４と導波管とを接続する導波路変換器の具体的構成は、既述のアンテナ４３に限られるものではなく、例えば図３（ａ）、図３（ｂ）の矩形導波管４ｂに示すように信号線４４との接続部にリッジ部４５を設け、このリッジ部４５が設けられた導波管部分を導波路変換器としてもよい。リッジ部４５は、矩形導波管４ｂの手前側から見て幅方向（Ｘ方向）の中央位置に、上下に対向する外部導体４１の一面側から他面側へ向けて伸びだすように設けられた例えば導体製の部材であり、その上端部が他面側へと到達しない程度の高さに構成されている。リッジ部４５を設けた導波管部分においては、当該導波管部分のインピーダンスは、リッジ部４５の幅を広くするほど小さくなり、またリッジ部４５の先端から外部導体４１の他面までの距離を短くするほど小さくなる。従って、これらのサイズを適当に設計することによりリッジ部４５を設けた導波管部とリッジ部４５に接続される信号線４４とのインピーダンス整合を図ることができる。但し、この場合もリッジ部４５と信号線４４とのインピーダンス整合は必ずしも必要ではなく、リッジ部４５は、カットオフ周波数よりも低い周波数信号を入力したときにＴＥモードの電波を形成し得る機能を備えていればよい。
【００２８】
またリッジ部４５は、信号線４４との接続部位から導波方向（Ｙ方向）へ向けて、その高さがテーパ状に低くなるように構成されており、これによりリッジ部４５を備えた導波管部と、リッジ部４５のない後方側の導波管部とのインピーダンス整合が図られる。  
本例では、ＶＣＯ回路の信号線４４と、矩形導波管４ａ、４ｂとを接続する導波管変換器としてアンテナ４３やリッジ部４５を設けた例を示したが、他の種類の導波管変換器を用いてこれら４４、４ａ、４ｂを接続してもよいことは勿論である。
【００２９】
さらにインダクタンス素子１１として利用可能な導波管は、矩形導波管４ａ、４ｂに限定されるものではなく、例えば図４（ａ）、図４（ｂ）に示す円形導波管４ｃを用いてもよい。円形導波管４ｃは、半径ａ’［ｍｍ］、奥行きＬ［ｍｍ］の円筒形状に形成された外部導体４１の内部を空洞とするか、あるいはセラミックや水晶などの固体媒質４２を格納した構造となっている。
【００３０】
円形導波管４ｃの場合には、伝播モードの中で最も低いカットオフ周波数を持つモードは、ＴＥ１１モードと呼ばれる最低次数のＴＥモードである。従って、このＴＥ１１モードのカットオフ周波数がＶＣＯの共振周波数よりも高くなるよう円形導波管４ｃを構成すれば、いかなるモードも円形導波管４ｃ内を伝播することができない。そこで例えば本実施の形態に係る円形導波管４ｃは、ＴＥ１１モードのカットオフ周波数がＶＣＯの共振周波数の調整範囲における最高周波数よりも高くなるように構成されている。
【００３１】
円形導波管４ｃのＴＥ１１モードのカットオフ周波数は以下の（２）式で表される。  
ｆｃ＝（ｖ０×１０−９）／｛（３．１４２ａ’×１０−３）×（εｒμｒ）０．５｝…（２）  
ここでｆｃ：カットオフ周波数［ＧＨｚ］、  
ｖ０：真空中の光速（３．０×１０８［ｍ／ｓ］）、  
εｒ：外部導体４１内部の媒質の比誘電率、  
μｒ：外部導体４１内部の媒質の比透磁率
【００３２】
そこで（２）式に基づいて計算されたカットオフ周波数が「最高周波数＜ｆｃ」の条件を満たすように外部導体４１の両短絡面を構成する円板のサイズを設計することにより、ＶＣＯの回路内の素子として用いても伝播モードが形成されず、インダクタンス素子１１として良好な特性を発揮する円形導波管４ｃを得ることができる。当該円形導波管４ｃについても図中に示したアンテナ４３に限らず、他の種類の導波路変換器を設けて信号線４４との接続を行ってもよい。
【００３３】
以上に例示した構成を備えた導波管４ａ〜４ｃをＶＣＯの回路内のインダクタンス素子１１として利用することにより、良好な特性を発揮することができる理由について説明する。説明を簡単にするため、図５に示す帰還回路２０と増幅回路３０とからなる帰還型の発振器１について考える。ここで帰還回路２０及び増幅回路３０の一方側、例えば増幅回路３０を帰還回路２０に周波数信号を供給する周波数信号供給部と見ると、帰還回路２０は増幅回路３０から供給された周波数信号を当該増幅回路３０に帰還させる役割を果たしている。増幅回路３０から帰還回路２０に供給された周波数信号と、帰還回路２０から増幅回路３０に帰還された信号とが同位相となったときに共振が発生し定常的な周波数信号が得られる。図１に示したＶＣＯも帰還型の発振器１として構成されており、例えばインダクタンス素子１１、コンデンサ１２、２２、２３が帰還回路２０に相当し、トランジスタ２１は増幅回路３０に相当している。
【００３４】
このような構成を備えた発振器１において、帰還回路２０内のインダクタンス素子１１の特性が、当該発振器１より発振される周波数信号の特性に与える影響を評価するために、簡単なモデル回路からなる帰還回路２０を用いてシミュレーションを行った。図６（ａ）は、シミュレーションに用いた帰還回路２０の構成例を示している。
【００３５】
図６（ａ）に示した帰還回路２０は、２つの抵抗２０３、２０４に対して、インダクタ２０１（Ｌ［ｎＨ］）とコンデンサ２０２（Ｃ［ｐＦ］）とからなるＬＣ並列回路を並列に接続した構成となっている。帰還回路２０内に設けられたＬＣ並列回路は、共振周波数ｆ０（＝１／（２π（ＬＣ）０．５））においては、ＬＣ並列回路に流れ込む電流が最小となるフィルタ回路として作用し、２つの抵抗２０３、２０４間が導通された状態となって図６（ａ）に示した「点１、点２」間が導通される一方、共振周波数以外の周波数領域ではＬＣ並列回路側を電流が流れて短絡状態となり、「点１、点２」間に電流が流れにくくなる。この帰還回路２０の入力側（点１）を増幅回路３０の出力に接続し、帰還回路２０の出力側（点２）を増幅回路３０の入力側に接続すると、帰還回路２０の共振周波数にて帰還回路２０への入力信号が増幅回路３０に帰還されて発振器１が発振することになる。
【００３６】
図７は、フィルタ回路をなす上述の帰還回路２０において、インダクタ２０１のＬとコンデンサ２０２のＣとの積「ＬＣ」が一定値となるように（本例では、ＬＣ回路の共振周波数ｆ０が１０ＧＨｚで一定となるように）、Ｌ、Ｃの値を各々変化させて「点１、点２」間における周波数信号の通過特性（Ｓ（１，２）［ｄＢ］）を示した図である。図７に示した各通過特性Ｆ１〜Ｆ６におけるＬ、Ｃの設定値は、後述の（表１）に示してある。
【００３７】
図７から、共振周波数が一定であってもインダクタ２０１のインダクタンス値（Ｌ）の変化に応じて帰還回路２０の応答特性が変化し、Ｌの値が小さくなるほど急峻な通過特性を示し、フィルタ回路として作用する帰還回路２０全体のＱ値（以下、負荷Ｑという）が大きくなっていることが分かる。ここで図６（ａ）に示した帰還回路２０の２つの抵抗２０３、２０４を合成すると、帰還回路２０は、インダクタ２０１、コンデンサ２０２及び、合成抵抗２０５（Ｒ’＝２５Ω）が並列に接続されたＬＲＣ並列回路（図６（ｂ））と等価であり、この回路の負荷Ｑ（ＱＬ）は以下の（３）式で表される。  
ＱＬ＝２πｆ０ＣＲ’  …（３）  
【００３８】
インダクタ２０１、コンデンサ２０２のＬ、Ｃを変化させたとき、（３）式に基づいて計算した帰還回路２０の負荷Ｑを（表１）に示し、インダクタ２０１のインダクタンス値（Ｌ）に対して当該負荷Ｑをプロットした結果を図８に示す。（表１）及び図８によれば、インダクタ２０１のインダクタンス値が小さくなるほど帰還回路２０の負荷Ｑの値が大きくなることが分かる。
（表１）  
2011146939.tif 000003
【００３９】
そこで、図６（ａ）に示した帰還回路２０を含む発振器１のシミュレーションモデルを作成し、（表１）に示したＦ１〜Ｆ７の各ケースに基づきインダクタ２０１、コンデンサ２０２のインダクタンス値（Ｌ）、容量（Ｃ）を変化させ、発振器１から出力される周波数信号の特性を調べた。図９は、帰還回路２０の負荷Ｑに対して、周波数信号の品位を表す指標のひとつである位相雑音をプロットした図である。図中、「△、□、◇」の各プロットは、各々インダクタ２０１単体のＱ値（以下、無負荷Ｑという）が「１００、２００、３００」の場合に相当している。
【００４０】
図９によれば、帰還回路２０の負荷Ｑの値が大きくなるほど、発振器１より出力される周波数信号中の位相雑音が少なくなり、高品位の周波数信号が得られている。そして、例えば負荷Ｑが１０以上の領域においては、負荷Ｑが同じ場合には、インダクタ２０１の無負荷Ｑが大きいほど周波数信号に含まれる位相雑音が低レベルに抑えられていることが分かる。但し、インダクタ２０１の無負荷Ｑを「１００→２００→３００」と大きくしていったときの位相雑音の低減幅は次第に小さくなり、飽和する傾向が観察される。  
以上の検討から、帰還回路２０と増幅回路３０とからなる発振器１より、位相雑音の少ない高品位の周波数信号を得るには、インダクタンス値が小さく（即ち、帰還回路２０の負荷Ｑが高く）、無負荷Ｑの高い特性を備えたインダクタ２０１が有効であることが分かった。そして、低インダクタンス値、高無負荷Ｑのインダクタ２０１が位相雑音の少ない周波数信号の生成に寄与することは、図６（ａ）に例示したモデル用の帰還回路２０を備えた発振器１に限られず、例えばコルピッツ回路やクラップ回路、ハートレー回路など、帰還回路２０と増幅回路３０とを備えた各種の発振器１においても同様であることを本発明者は把握している。
【００４１】
以上の検討結果に基づき、本発明者は、インダクタンス値が大きく、無負荷Ｑが高いと共に、小さな基板上に搭載可能な小型のインダクタンス素子として、図２〜図５に例示した各種の導波管４ａ〜４ｃに着目した。図１０は一般的なマイクロ波導波路に周波数信号を入力した場合における、周波数信号の通過特性（Ｓ（１，２））及び反射特性（Ｓ（１，１））を示している。図１０の横軸は入力された周波数信号の周波数［ＧＨｚ］、縦軸は各信号の減衰量［ｄＢ］を示し、通過特性を実線、反射特性を破線で示してある。
【００４２】
図１０に示すように、一般的な導波路にはカットオフ周波数存在し、導波路は、このカットオフ周波数より低い周波数を持つ周波数信号を通過させることができず、周波数信号の振動エネルギーは殆ど反射されてしまう。従って、回路内に導波路を設ける場合には、当該回路の動作周波数よりも低いカットオフ周波数を持つ導波路を用いるのが通常である。
【００４３】
これに対して本発明者は、導波路である矩形導波管４ａ、４ｂや円形導波管４ｃにカットオフ周波数以下の周波数を持つ周波数信号を入力したときのインダクタンス特性や無負荷Ｑ値の特性に着目し、インダクタンス素子としての適用の可否を検討した。その結果、後述の実施例に示すように、矩形導波管４ａ、４ｂ、円形導波管４ｃなどの導波管に、カットオフ周波数以下の周波数を持つ周波数信号を入力すると、当該導波管は低インダクタンス値、高無負荷Ｑの良好な特性を持ったインダクタンス素子１１となることを見出した。
【００４４】
導波管内を伝播する電波には、ＴＥモードやＴＭモード（Transverse Magnetic mode）が存在し、これら各モードにも導波路の横断面内に形成される波数に対応した様々なモードが形成されうるが、既述のように矩形導波管４ａ、４ｂにおいてはＴＥ１０モード、円形導波管４ｃにおいてはＴＥ１１モードのカットオフ周波数が最も低い。そこで、これらのカットオフ周波数よりも低い周波数を持つ周波数信号を入力すれば、常にこれらの導波管４ａ〜４ｃをインダクタンス素子として作用させることができる。
【００４５】
但し、これらの導波管に入力される周波数信号は、最低カットオフ周波数以下の周波数を持つものに限定されるものではない。例えば矩形導波管において、ＴＥ１０モードのカットオフ周波数より高く、ＴＥ２０モードのカットオフ周波数より低い周波数を持つ周波数信号を入力することにより、当該導波管をインダクタンス素子として作用させてもよい。この場合には、矩形導波管内を伝播するＴＥ１０モードの波は、接地側へと流れてエネルギー損失となる。また、電波のモードの種類についてもＴＥモードに限定されるものではなく、予め設定したモードのカットオフ周波数、例えばＴＭモードの予め設定した次数のカットオフ周波数よりも低い周波数信号を入力して、当該導波管をインダクタンス素子として作用させてもよい。
【００４６】
本実施の形態によれば、以下の効果がある。ＴＥモード（矩形導波管４ａ、４ｂの場合は例えばＴＥ１０モード、円形導波管４ｃの場合は例えばＴＥ１１モード）のカットオフ周波数が、ＶＣＯの共振周波数における調整範囲の最高周波数よりも高い各種の導波管４ａ〜４ｃを当該ＶＣＯのインダクタンス素子１１として利用することにより、位相雑音の少ない周波数信号を発振させるのに適した特性（高負荷Ｑ、低インダクタンス値）を発揮することができる。
【００４７】
また、例えば５ＧＨｚ以上の周波数領域では、矩形導波管４ａ、４ｂの横幅ａ（ＴＥ１０モードの場合）や、円形導波管４ｃの半径ａ’（ＴＥ１１モードの場合）は数ｍｍ程度となり、インダクタンス素子１１としてのサイズも小型である。
【００４８】
また、本実施の形態に係る矩形導波管４ａ〜４ｃを搭載する電子部品は、既述のＶＣＯなどの発振器１に限定されない。例えばＶＣＯなどの発振器１を周波数信号供給部としたとき、この周波数信号供給部から供給された周波数信号を濾波する、例えばＬＣ直列回路やＬＣ並列回路などのフィルタ回路のインダクタンス素子１１として用いてもよい。導波管４ａ〜４ｃのカットオフ周波数が当該フィルタ回路の共振周波数よりも高い場合には、導波管４ａ〜４ｃはインダクタンス値が小さく、無負荷Ｑ値の高いインダクタンス素子１１として作用し、位相雑音の少ない濾波信号を得ることができる。
【実施例】
【００４９】
（シミュレーション）  
矩形導波管４ａのモデルを作成し、インダクタンス素子１１としての特性を調べた。  
（実施例１）  
図２、図３に記載の矩形導波管４ａモデルを以下の条件で作成し、１．０ＧＨｚ〜４０ＧＨｚの範囲での無負荷Ｑ値及びインダクタンス値をシミュレーションした。シミュレーション上、周波数信号は固体媒質４２中に直接入力されるものとし、アンテナ４３やリッジ部４５などの導波路変換器は設けなかった。  
外部導体４１：銅（導電率５．８×１０７（Ｓ／ｍ））  
固体媒質４２：水晶（比誘電率４．０（ｔａｎδ＝０．００１＠１０ＧＨｚ））  
矩形導波管４ａのサイズ：横幅ａ＝３ｍｍ、高さｂ＝１ｍｍ、奥行きＬ＝２０ｍｍ  
ＴＥ１０モードのカットオフ周波数：２５ＧＨｚ  
（実施例２）  
矩形導波管４ａのサイズを変更したこと以外は、（実施例１）と同様の条件で無負荷Ｑ値及びインダクタンス値をシミュレーションした。  
矩形導波管４ａのサイズ：横幅ａ＝１ｍｍ、高さｂ＝０．２ｍｍ、奥行きＬ＝２ｍｍ  
ＴＥ１０モードのカットオフ周波数：７５ＧＨｚ
【００５０】
（実施例１、２）に係る矩形導波管４ａについての無負荷Ｑのシミュレーション結果を各々図１１（ａ）、図１２（ａ）に示す。これらの図の横軸は矩形導波管４ａに入力された周波数信号の周波数、縦軸は矩形導波管４ａ単体の無負荷Ｑの値を示している。また、（実施例１、２）についてのインダクタンス値のシミュレーション結果を各々図１１（ｂ）、図１２（ｂ）に示す。これらの図の横軸は、図１１（ａ）、図１２（ａ）と同様であり、縦軸は矩形導波管４ａのインダクタンス値を示している。
【００５１】
（実施例１）によれば、図１１（ａ）、図１１（ｂ）に示したように、例えば１０ＧＨｚにおける矩形導波管４ａの無負荷Ｑ値は約１１００、インダクタンス値はサブｎＨのオーダーを示しており、無負荷Ｑが高く、インダクタンス値の小さなインダクタンス素子１１としての特性が発揮されている。また（実施例２）では図１２（ａ）、図１２（ｂ）に示すように１０ＧＨｚでの無負荷Ｑ値が約３００、インダクタンス値が０．１ｎＨであった。図９を用いて説明したように、インダクタンス素子１１の無負荷Ｑ値が大きいほど発振器１にて生成される周波数信号の位相雑音は少なくなるが、位相雑音の低減幅は次第に小さくなって飽和する傾向が見られるので、約３００程度の無負荷Ｑ値が得られれば、十分に高い品質のインダクタンス素子１１であるといえる。
【００５２】
矩形導波管４ａ、４ｂの結果のみを示したが、円形導波管４ｃにおいても高い無負荷Ｑ値、小さなインダクタンス値を示す、良好な特性を発揮するインダクタンス素子１１として作用可能な導波管を構成可能なことを確認している。
【符号の説明】
【００５３】
１          発振器
１１        インダクタンス素子
２０        帰還回路
３０        増幅回路
４ａ、４ｂ  矩形導波管
４ｃ        円形導波管
４１        外部導体
４１１      短絡面
４２        固体媒質
４３        アンテナ
４４        信号線
４５        リッジ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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