(57)【要約】【課題】小型・軽量・低コストかつ、信頼性の高い電力変換装置を提供する。【解決手段】交流電源１からの交流電力を双方向スイッチ３を用いて所望の周波数および所望の電圧を持つ交流電力に変換しモータ４に供給する電力変換装置において、モータ４の各相に流れる電流を検出するモータ電流検出手段（５ａ、５ｂ）と、前記双方向スイッチ３をＰＷＭ制御するための信号を出力する制御部６を設け、モータ電流検出手段（５ａ、５ｂ）で得られる検出値の時系列変化から各相におけるモータ電流のゼロクロスタイミングを予測し、予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングが一致するように、キャリア周波数を一周期分のみ変化させるようにしたものであり、出力端の開放を回避し、過大なサージ電圧によるスイッチング素子の破壊が起きないようになる。【選択図】図１
2011155719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電力を、双方向スイッチを用いて所望の周波数および所望の電圧を持つ交流電力に変換しモータに供給する電力変換装置において、
前記モータの各相に流れる電流を検出するモータ電流検出手段と、
前記双方向スイッチをＰＷＭ制御するための信号を出力する制御部と、を設け、
前記制御部は、前記モータ電流検出手段で得られる検出値の時系列変化に基づいて各相におけるモータ電流のゼロクロスタイミングを予測演算し、予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングが一致するように、キャリア周波数を一周期分のみ変化させることを特徴とした電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記モータ電流検出手段で得られる各相に流れる電流検出値の絶対値が、所定の値以下の期間にのみ前記ゼロクロスタイミングの予測演算を行うことを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
冷媒を圧縮する圧縮機と、
前記圧縮機を駆動するためのモータと、
交流電源からの交流電力を所望の周波数および所望の電圧を持つ交流電力に変換して前記モータに供給する請求項１または２記載の電力変換装置と
を備えたことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動用の電力変換装置およびそれを用いた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、三相電源を入力とした電力変換装置によるモータドライブに関しては、数多くの研究がなされている。
【０００３】
その主回路例を図１０に示す。
【０００４】
同図は、三相／三相変換の電力変換装置であり、交流電源１の入力電力を三相モータ４の可変速運転が可能となる電力に変換する双方向スイッチ群３で構成されている。
【０００５】
双方向スイッチ群３内の個々の双方向スイッチとは、双方向に電流を流すことができるスイッチングデバイスのことであり、現時点ではこの条件を満足する適当なデバイスが市販されていないため、具体的には図１１に示すようなＩＧＢＴ３１、３２とダイオード３３、３４を並列接続したものを直列にして使用するなどの工夫がなされている。
【０００６】
この種の電力変換装置は直流段を必要とせず、大容量のリアクトルやコンデンサなどのエネルギー蓄積要素が不要のため、小型、軽量、安価にすることが可能である。
【０００７】
また、図１２に示すように、近年開発が進んでいる逆阻止ＩＧＢＴ３５、３６を逆並列接続し双方向スイッチを実現すれば、１つのスイッチにおいて電流が通過するデバイスが１個のみとなり、導通損失が小さくなることから、電力損失をさらに低減できるなど多くの特徴を有するものである。
【０００８】
図１３は、マトリクスコンバータのモータ側一相分の回路図である。三相交流電圧の入力端子をＲ、Ｓ、Ｔ、出力端子をＵ、Ｖ、Ｗとすると、図１３に示すモータ側Ｕ相分の回路において、オン時にＲ相からＵ相へ電流を流す方向に接続されているスイッチング素子をＲＵとし、以下同様に、各スイッチング素子をＵＲ、ＳＵ、ＵＳ、ＴＵ、ＵＴとする。
【０００９】
いま、各相の入力電圧Ｖｒ、Ｖｓ、ＶｔがＶｒ＞Ｖｓ＞Ｖｔの関係にある場合を考える。このとき、スイッチング素子ＵＲ、ＵＳ、または同ＲＵ、ＵＴ、または同ＳＵ、ＵＴが同時にオンすると、それぞれＲ相とＳ相、Ｒ相とＴ相、Ｓ相とＴ相の間に入力端の短絡電流が流れてしまう。更に、モータ電流Ｉｕが図１３の矢印方向に流れている場合、スイッチング素子ＵＲ、ＳＵ、ＴＵが何れもオフして出力端が開放されると電流Ｉｕの通流経路がなくなるので、各スイッチング素子に過大なサージ電圧が印加されてスイッチング素子の破壊を引き起こす。
【００１０】
この課題を解消するために、モータ電流Ｉｕの極性に応じてスイッチングの順序を決定する方法がある。
【００１１】
図１３において、モータ電流Ｉｕが矢印の方向に流れているものとし、Ｒ相とＵ相との間で電流が流れている状態から、Ｓ相とＵ相との間で電流を流すように転流させる場合について説明する。
【００１２】
初期状態としてはスイッチング素子ＲＵがオン、ＵＲがオン、ＳＵがオフ、ＵＳがオフであり、以後の転流シーケンスは以下のようになる。（図中丸囲いのスイッチング素子が
オン状態を示す）  （１）ＵＲオフ→（２）ＳＵオン→（３）ＲＵオフ→（４）ＵＳオン
ここで、スイッチング素子ＳＵは、ＵＲをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＳＵ、ＵＲの同時オンを防止し、また、ＵＳはＲＵをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＵＳ、ＲＵの同時オンを防止しており、これらによってＲ相とＳ相との間の短絡を防止している。更に、スイッチング素子ＲＵはＳＵをオンさせてから時間差を設けてオフすることでＲＵ、ＳＵの同時オフを防止しており、これによってモータ電流Ｉｕの経路を確保している。
【００１３】
次に、図１４に示すようにモータ電流Ｉｕが矢印の方向に流れているものとし、Ｒ相とＵ相との間で電流が流れている状態から、Ｓ相とＵ相との間で電流を流すように転流させる場合について説明する。
【００１４】
初期状態としてはスイッチング素子ＲＵがオン、ＵＲがオン、ＳＵがオフ、ＵＳがオフであり、以後の転流シーケンスは以下のようになる。
【００１５】
（１）ＲＵオフ→（２）ＵＳオン→（３）ＵＲオフ→（４）ＳＵオン
ここで、スイッチング素子ＵＳは、ＲＵをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＵＳ、ＲＵの同時オンを防止し、また、ＳＵはＵＲをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＳＵ、ＵＲの同時オンを防止しており、これらによってＲ相とＳ相との間の短絡を防止している。更に、スイッチング素子ＵＲはＵＳをオンさせてから時間差を設けてオフすることでＵＲ、ＵＳの同時オフを防止しており、これによってモータ電流Ｉｕの経路を確保している。
【００１６】
この転流シーケンスは、モータ電流Ｉｕの極性に基づいてスイッチングの順序を決定しているため、電流転流と呼ばれ、先行技術文献において説明されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−３０９９７５号公報
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】「マトリックスコンバータの制御方式と解析技術」、平成１９年電気学会産業応用部門大会論文Ｎｏ．１−Ｓ２−３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかしながら、上述した特許文献１に記載された従来型電力変換装置では、モータ電流の極性に応じてスイッチング順序を決定しているので、モータ電流の極性の検出と実際の状態に誤差が生じると出力端の開放が発生する。
【００２０】
例えば、図１３において、Ｉｕが矢印の向きに流れているものと検出して転流を行う際に図１４のようにＩｕの向きが変わると、スイッチング素子ＵＲをオフした瞬間に電流経路が絶たれるので、出力端が開放する。
【００２１】
従って、電流転流では、モータ電流の極性が変化する時点（モータ電流のゼロクロス付近）において、検出遅れや精度に起因して出力端が開放状態になる転流失敗を発生させてしまう可能性がある。
【００２２】
出力端の開放の転流失敗が起きると、過大なサージ電圧がスイッチング素子に印加され、装置の故障等を引き起こし、問題となる。
【００２３】
また、これらの対策として大容量のスナバ回路等を取り付けることは、体積増加やコストアップの要因となり、好ましくない。
【００２４】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、小型・軽量・低コストを実現しつつ、出力端の開放によって過大なサージ電圧がスイッチング素子に印加され、破壊に至る事象を回避できる信頼性の高い電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電力を、双方向スイッチを用いて所望の周波数および所望の電圧を持つ交流電力に変換しモータに供給するもので、前記モータの各相に流れる電流を検出するモータ電流検出手段と、前記双方向スイッチをＰＷＭ制御するための信号を出力する制御部と、を設け、前記制御部は、前記モータ電流検出手段で得られる検出値の時系列変化から各相におけるモータ電流のゼロクロスタイミングを予測演算し、予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングが一致するように、キャリア周波数を一周期分のみ変化させることを特徴とするものである。
【００２６】
上記の構成によって、ＰＷＭ制御のキャリア周期期間の途中でモータに流れる電流の極性が変化して、極性変化のタイミング以降、本来あるべきスイッチング素子の転流シーケンスとは異なるＰＷＭ出力となってしまう期間が発生してしまうという現象を回避することが可能となる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、出力端の開放を回避し、過大なサージ電圧によるスイッチング素子の破壊が起きないようにすることで信頼性の高い電力変換装置を実現するとともに、大容量の保護回路を設けない安価なシステム構成にすることが可能であったり、キャリア周波数の選択可能範囲が広げられることでシステム効率や音といった観点において最適条件での駆動が可能になるといった効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すモータ駆動装置のシステム構成図
【図２】本発明の第１の実施形態を示すモータ駆動装置のモータ電流波形図
【図３】電力変換装置における一般的な動作タイミングを示す図
【図４】本発明の第１の実施形態における動作タイミングを示す図
【図５】本発明の第１の実施形態における動作フローを示す図
【図６】本発明の第１の実施形態における動作タイミングを示す図
【図７】本発明の第１の実施形態における動作フローを示す図
【図８】本発明の第２の実施形態を示すモータ駆動装置のモータ電流波形図
【図９】本発明の空気調和機の一実施形態を示す構成のブロック図
【図１０】一般的な三相／三相変換の電力変換装置回路図
【図１１】双方向スイッチを実現する回路の一例を示す図
【図１２】双方向スイッチを実現する回路の一例を示す図
【図１３】電力変換装置における一般的な転流動作を示す図
【図１４】電力変換装置における一般的な転流動作を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２９】
第１の発明は、交流電源からの交流電力を、双方向スイッチを用いて所望の周波数および所望の電圧を持つ交流電力に変換しモータに供給する電力変換装置において、前記モータの各相に流れる電流を検出するモータ電流検出手段と、前記双方向スイッチをＰＷＭ制
御するための信号を出力する制御部と、を設け、前記制御部は、前記モータ電流検出手段で得られる検出値の時系列変化に基づいて各相におけるモータ電流のゼロクロスタイミングを予測演算し、予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングが一致するように、キャリア周波数を一周期分のみ変化させるようにしたものである。
【００３０】
これにより、出力端の開放を回避し、過大なサージ電圧によるスイッチング素子の破壊が起きないようにすることで信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
【００３１】
第２の発明は特に第１の発明において、前記制御部は、モータ電流検出手段で得られる各相に流れる電流検出値の絶対値が、所定の値以下の期間にのみ前記ゼロクロスタイミングの予測演算が行うとしたものである。
【００３２】
これにより、制御部の演算処理の負荷を軽減することが可能となり、システム設計における余裕度を確保することができる。
【００３３】
第３の発明は、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記圧縮機を駆動するためのモータと、交流電源からの交流電力を所望の周波数および所望の電圧を持つ交流電力に変換して前記モータに供給する請求項１または２記載の電力変換装置とを備えて空気調和機を構成したものである。
【００３４】
これにより、信頼性の高い空気調和機を実現することができる。
【００３５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００３６】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態に係る電力変換装置を用いたモータ駆動装置の基本構成を示す図である。
【００３７】
図１に示すように、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置は、交流電源１を入力電源とし、出力として三相モータ４が接続された電力変換装置２によって構成されている。
【００３８】
電力変換装置２は、交流電源１の入力電力を三相モータ４の可変速運転が可能となる電力に変換する双方向スイッチ群３と、三相モータ４に流れる電流を検出するモータ電流検出手段５ａ、５ｂと、交流電源１のからの入力線を接続する入力端子７ａ、７ｂ、７ｃと、三相モータ４の各相に繋がる配線を接続する出力端子８ａ、８ｂ、８ｃと、制御部６を有している。
【００３９】
制御部６では、モータ電流検出手段５ａ、５ｂからの信号を入力し、コントローラ９で演算処理が行われ、双方向スイッチ群３へのＰＷＭ信号を出力するなど、三相モータ４を駆動するための一連の制御が行われる。
【００４０】
図１に示した基本構成においては、交流電源１は三相電源であり、交流電源１のからの入力線を接続する入力端子７ａ、７ｂ、７ｃには、それぞれ交流電源１のＲ相、Ｓ相、Ｔ相が接続されている。
【００４１】
コントローラ９は、三相モータ４を駆動するためのｕ相、ｖ相、ｗ相に対する三つの電圧指令通りの出力電圧を実現しつつ、交流電源１からの入力側電流の高調波を少なくするＰＷＭ信号を双方向スイッチ群３の１８個全てのスイッチング素子に出力するための演算
を行う。
【００４２】
なお、本発明の実施の形態では、背景技術で記載したように入力端の短絡と出力端の開放を回避した、図１３と図１４に示す電流転流が行われるようなＰＷＭ信号が生成、出力されるものとする。
【００４３】
図２は、図１３と図１４に示す電流転流が行われる期間とモータ電流の位相との関係を示した図である。
【００４４】
モータ電流が電力変換装置からモータに流れ込む方向を正とし、この期間（図中［Ａ］期間）では、図１３に示した転流を行う。
【００４５】
逆に、モータ電流がモータから電力変換装置に流れ込む方向を負とし、この期間（図中［Ｂ］期間）では、図１４に示した転流を行う。
【００４６】
ここで、モータ電流が正から負に変わるゼロクロス付近（図中［Ｚ］期間）の動作について図３と図４を用いて説明する。
【００４７】
図３はＰＷＭ信号のキャリア周期が一定である時の状態を示した図である。
【００４８】
キャリア周期タイミング＜１＞〜＜６＞毎に三相モータ４に流れる電流を検出し、その検出値の正負によって図１３、もしくは、図１４に示される転流が行われるようなキャリア１周期分のＰＷＭ出力が繰り返される。
【００４９】
すなわち、キャリア周期タイミング＜１＞、＜２＞、＜３＞における電流検出値は正であることから、キャリア周期タイミング＜４＞までの期間（図中［Ａ］期間）においては図１３に示した転流が行われ、キャリア周期タイミング＜４＞、＜５＞、＜６＞における電流検出値は負であることから、キャリア周期タイミング＜４＞以降の期間（図中［Ｂ］期間）においては図１４に示した転流が行われることになる。
【００５０】
ここで、キャリア周期タイミング＜３＞〜＜４＞に注目すると、モータ電流が正から負に変わる真のゼロクロスポイントがこの期間に存在し、図中［Ｘ］の期間においては、実際のモータ電流は負の状態にあり、本来図１４に示す転流でなければならないにもかかわらず、図１３に示す転流を行っていることになる。
【００５１】
特にモータの可変速運転を行うようなシステムにおいては、モータ回転数（モータ電流周波数）とキャリア周波数とは非同期となることから、［Ｘ］の期間に示されるような実際とのズレが生じてしまう。
【００５２】
この図中［Ｘ］の期間においては、双方向スイッチ群３のオンオフ状態から、モータ電流の流通経路が遮断される出力端開放状態が発生することになる。
【００５３】
出力端開放状態は、背景技術でも述べたように、各スイッチング素子に過大なサージ電圧が印加され、この状態が頻繁に起こるようであると、スイッチング素子の破壊を引き起こすことになってしまう。
【００５４】
そこで、モータ電流の方向が変わるゼロクロスタイミングをモータ電流検出手段５ａ、５ｂで得られる検出値の時系列変化から予測し、予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングが一致するように、キャリア周波数を一周期分のみ変化させるようにした。
【００５５】
これを、図４を用いて説明する。
【００５６】
図３に示した時と同様にキャリア周期タイミング＜１＞〜＜７＞毎に三相モータ４に流れる電流を検出し、その検出値の正負によって図１３、もしくは、図１４に示される転流が行われるのであるが、本実施の形態においては、キャリア周期タイミング＜４＞をそれ以前のモータ電流検出値から予測し、キャリア周期タイミング＜３＞〜＜４＞においてキャリア周波数を一周期分変化させ、キャリア周期タイミング＜４＞以降は図１４に示される転流となるようなＰＷＭ信号の出力が行われるようにした。
【００５７】
モータ電流の方向が変わるゼロクロスタイミングであるキャリア周期タイミング＜４＞の予測演算に関して説明する。
【００５８】
まず、各キャリア周期の開始タイミングで三相モータ４に流れる電流が検出されるが、同時に次のキャリア周期の開始タイミングにおける電流値を予測演算する。
【００５９】
例えば、キャリア周期タイミング＜２＞において、キャリア周期タイミング＜１＞の電流検出値が１２Ａでキャリア周期タイミング＜２＞の電流検出値が７Ａであったとすると、キャリア周期タイミング＜３＞での電流予測値は、
電流予測値  ＝  今回の電流検出値×２  −  前回の電流検出値    （式１）
の式に当てはめ、２Ａと想定される。
【００６０】
次に、キャリア周期タイミング＜２＞の電流検出値が７Ａでキャリア周期タイミング＜３＞の電流検出値が２Ａであったとすると、次のキャリア周期の開始タイミングでの電流予測値は式１から−３Ａと想定される。
【００６１】
ここで、キャリア周期タイミング＜３＞から次のキャリア周期の開始タイミングにおいて、モータ電流の符号が変化するモータ電流ゼロクロスタイミングが存在すると予想される。
【００６２】
次のキャリア周期の開始タイミングまでに、モータ電流ゼロクロスタイミングが存在すると予想されれば、そのモータ電流ゼロクロスタイミングを演算する。
【００６３】
今、キャリア周波数が１０ｋＨｚでＰＷＭ制御されているとすれば、キャリア周期の開始タイミング間隔は１００μｓｅｃである。
【００６４】
キャリア周期タイミング＜２＞の電流検出値が７Ａでキャリア周期タイミング＜３＞の電流検出値が２Ａであったとしたならば、１００μｓｅｃの間に５Ａの電流が減少しているため１Ａ減少するのに２０μｓｅｃかかる計算になる。よってキャリア周期タイミング＜３＞での電流値２Ａがゼロになるのに４０μｓｅｃかかることになり、キャリア周期タイミング＜３＞から４０μｓｅｃ経過したタイミングがモータ電流ゼロクロスタイミングになるといえる。
【００６５】
上述したモータ電流ゼロクロスタイミングまでの時間Ｔｚは、
Ｔｚ＝今回の電流検出値×キャリア周期間隔／（前回の電流検出値−今回の電流検出値）                                                                    （式２）
によって演算される。
【００６６】
キャリア周期タイミング＜３＞において式２によってモータ電流ゼロクロスタイミングまでの時間Ｔｚが演算されたならば、キャリア周期タイミング＜３＞ではキャリア周波数
（１／Ｔｚ）Ｈｚ、今回４０μｓｅｃであったので２５ｋＨｚのキャリア周波数のＰＷＭ信号を一周期分だけ出力する。
【００６７】
そうすることによって、キャリア周期タイミング＜４＞とモータ電流ゼロクロスタイミングが一致し、キャリア周期タイミング＜４＞以降は図１４に示される転流となるようなＰＷＭ信号の出力が行われ、転流パターンの切り替えにおいて、実際のモータ電流方向に合致したタイミングズレのない制御とすることができる。
【００６８】
図５は、上述した制御のフローである。
【００６９】
キャリア周期の開始タイミング毎に、ＳＴＥＰ１としてモータ電流検出手段５ａ、、５ｂによってモータ電流値が検出される。
【００７０】
次に、ＳＴＥＰ２として次のキャリア周期の開始タイミングにおける電流値を予測演算し、ＳＴＥＰ３でその電流予測値の符号が反転するのかどうかを判断する。
【００７１】
もし、電流予測値の符号が反転しないのならば、ＳＴＥＰ６に進み、通常のキャリア周波数でのＰＷＭ制御が行われるように設定され、電流予測値の符号が反転するならば、ＳＴＥＰ４でモータ電流ゼロクロスタイミングまでの時間を演算した後、ＳＴＥＰ５で次のキャリア周期の開始タイミングがモータ電流ゼロクロスタイミングと一致するキャリア周波数でのＰＷＭ制御が行われるように設定され、最終ＳＴＥＰ７にてＰＷＭ信号出力される。
【００７２】
図６は図４に示したものとは異なる方法で予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングを一致させた動作タイミング図である。
【００７３】
図６に示す方法においては、キャリア周期タイミング＜３＞をそれ以前のモータ電流検出値から予測し、キャリア周期タイミング＜２＞〜＜３＞においてキャリア周波数を一周期分変化させ、キャリア周期タイミング＜３＞以降は図１４に示される転流となるようなＰＷＭ信号の出力が行われるようにした。
【００７４】
例えば、キャリア周波数が１０ｋＨｚでＰＷＭ制御されていて、キャリア周期タイミング＜１＞の電流検出値が１２Ａでキャリア周期タイミング＜２＞の電流検出値が７Ａであったとしたならば、モータ電流ゼロクロスタイミングまでの時間Ｔｚは式２よりキャリア周期タイミング＜２＞から１４０μｓｅｃ経過した時点であると予測される。
【００７５】
これは、次々キャリア周期の開始タイミング以前であることから、キャリア周期タイミング＜２＞においてキャリア周期１４０μｓｅｃ、すなわち、キャリア周波数７．１４３ｋＨｚのＰＷＭ信号を一周期分出力すれば転流パターンの切り替えにおいて、実際のモータ電流方向に合致したタイミングズレのない制御とすることができる。
【００７６】
図７は、上述した制御のフローである。
【００７７】
キャリア周期の開始タイミング毎に、ＳＴＥＰ１としてモータ電流検出手段５ａ、、５ｂによってモータ電流値が検出され、ＳＴＥＰ２でモータ電流ゼロクロスタイミングまでの時間が演算される。
【００７８】
次にＳＴＥＰ３として、モータ電流ゼロクロスタイミングまでの時間がキャリア周期の２倍の時間よりも長いか短いかを判断し、もし、長いのであればＳＴＥＰ５に進み、通常のキャリア周波数でのＰＷＭ制御が行われるように設定され、逆に短いのであれば、ＳＴ
ＥＰ４で次のキャリア周期の開始タイミングがモータ電流ゼロクロスタイミングと一致するキャリア周波数でのＰＷＭ制御が行われるように設定され、最終ＳＴＥＰ６にてＰＷＭ信号出力される。
【００７９】
以上のように、モータ電流の方向が変わるゼロクロスタイミングをモータ電流検出手段で得られる検出値の時系列変化から予測し、予測されたモータ電流ゼロクロスタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期の開始タイミングが一致するように、キャリア周波数を一周期分のみ変化させることによって、実際のモータ電流の方向に則した転流を実現し、電力変換装置の出力端開放状態を回避し、各スイッチング素子に過大なサージ電圧が印加されるのを防止できる。
【００８０】
本実施形態の電力変換装置のキャリア周波数については、制御性や電力損失といった観点からそれぞれのシステムに応じて最適な値を選択できるとともに、上述した出力端開放状態によって生じるスイッチング素子の破壊が起こるようなことのない信頼性の高い装置を実現することが可能となるのである。
【００８１】
なお、モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流値については、ノイズによる誤検出値での処理を回避するために、例えば、ｋをフィルタ係数、Ｉを電流検出値とした場合、
Ｉｆ（ｎ）＝ｋ×Ｉ  ＋  （１−ｋ）×Ｉｆ（ｎ−１）                  （式３）
で表されるローパスフィルタ演算を施したものを用いてもよい。
【００８２】
なお、本発明は、周知のベクトル制御やＶ／Ｆ制御といったモータ駆動のアルゴリズムに関して制約を受けるものではなく、三相モータであればあらゆる種類のものに適用可能である。
【００８３】
なお、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合や、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合のどちらにおいても本発明は適用可能である。
【００８４】
（実施の形態２）
本実施の形態においては、モータ電流のしきい値を設け、電流検出値の絶対値がこのしきい値以下にある場合にのみゼロクロスタイミングの予測演算が行われるようにした。
【００８５】
図８に示すように、三相モータの電流検出値（Ｉｕ、、Ｉｖ、、Ｉｗ）において、その絶対値がシステムによって任意に設定されるしきい値以下の期間（Ｐｚ：図中の矢印で示される期間）のみゼロクロスタイミングの予測演算が行われるようにすることで、コントローラ９で行われる演算処理の負荷を軽減することが可能となり、システム設計における余裕度を確保した信頼性の高い装置を実現できる。
【００８６】
（実施の形態３）
図９に、上記の電力変換装置を利用した空気調和機の構成例を示す。
【００８７】
同図に示すように、空気調和機は、上記のモータ駆動装置１００を用いており、さらに、電動圧縮機８２に加えて、室内ユニット９２、室外ユニット９５及び四方弁９１からなる冷凍サイクルを備えている。室内ユニット９２は室内送風機９３と室内熱交換器９４とから構成され、また室外ユニット９５は室外熱交換器９６、室外送風機９７及び膨張弁９８より構成される。
【００８８】
電動圧縮機８２は三相モータ４により駆動され、三相モータ４はモータ駆動装置１００
内に設けられる電力変換装置により駆動される。冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒は電動圧縮機８２により圧縮され、室外熱交換器９６にて室外送風機９７からの送風により室外の空気と熱交換され、また室内熱交換器９４にて室内送風機９３からの送風により室内の空気と熱交換される。
【００８９】
なお、上記各実施の形態および本実施の形態において、三相モータ４の種類についてインダクションモータやＤＣブラシレスモータなどあらゆる三相モータに適用可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
本発明は、出力端の開放を回避した信頼性の高い小型で安価な電力変換装置が実現できるため、家電製品のみならず、エレベータや電動車両、ロボットなどの産業用モータの制御装置としても有用である。
【符号の説明】
【００９１】
１  交流電源
２  電力変換装置
３  双方向スイッチ群
４  三相モータ
５ａ、５ｂ  モータ電流検出手段
６  制御部
７ａ〜７ｃ  入力端子
８ａ〜８ｃ  出力端子
９  コントローラ
３１、３２  ＩＧＢＴ
３３、３４  ダイオード
３５、３６  逆阻止ＩＧＢＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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