(57)【要約】【課題】符号系列が巡回拡張された特定の既知パターンが周期的に挿入されたフレーム構成を有する信号に対して、少ない消費電力で伝送路応答を推定可能とする。【解決手段】受信信号の遅延時間を推定する遅延時間推定部１０５と、推定された遅延時間に応じてＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部１０６と、決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部１０１と、決定されたＦＦＴサイズで既知パターン信号を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部１０２と、第１のＦＦＴ部のＦＦＴ出力を第２のＦＦＴ部のＦＦＴ出力で割り算処理を行う伝送路応答算出部１０３と、伝送路応答算出部の出力に対して、決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部１０４とを備え、遅延時間推定部１０５はＩＦＦＴ部の出力に基づいて遅延時間を推定する。【選択図】図３
2011035790.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
特定の符号系列が巡回拡張された既知パターン信号が周期的に挿入された構成のフレームが連続的あるいは断続的に配置された信号を受信する無線システムの受信機に使用される伝送路応答推定器であって、
受信信号の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
前記遅延時間推定部で推定された遅延時間に応じてＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて前記受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズで前記既知パターン信号を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部と、
前記第１のＦＦＴ部のＦＦＴ出力を前記第２のＦＦＴ部のＦＦＴ出力で割り算処理を行う伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答算出部の出力に対して、前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部
とを備え、
前記遅延時間推定部は前記ＩＦＦＴ部の出力に基づいて遅延時間を推定することを特徴とする伝送路応答推定器。
【請求項２】
特定の符号系列が巡回拡張された既知パターン信号が周期的に挿入された構成のフレームが連続的あるいは断続的に配置された信号を受信する無線システムの受信機に使用される伝送路応答推定器であって、
受信信号の先行波の位置を検出する先行波位置検出部と、
前記受信信号の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
前記先行波位置検出部で検出した先行波位置かあるいは前記遅延時間推定部で推定した遅延時間のうち一方を選択する切替部と、
前記切替部の出力によってＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて前記受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズで前記既知パターン信号を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部と、
前記第１のＦＦＴ部のＦＦＴ出力を前記第２のＦＦＴ部のＦＦＴ出力で割り算処理を行う伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答算出部の出力に対して、前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部
とを備え、
前記遅延時間推定部は前記ＩＦＦＴ部の出力に基づいて遅延時間を推定することを特徴とする伝送路応答推定器。
【請求項３】
前記伝送路応答算出部は、
最小二乗誤差アルゴリズムによって伝送路応答を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の伝送路応答推定器。
【請求項４】
前記ＦＦＴパラメータ決定部は、
前記遅延時間推定部で推定した遅延時間に応じて、予め定められた所定のＦＦＴサイズと、前記ＦＦＴサイズより小さいＦＦＴサイズを切り替えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１つに記載の伝送路応答推定器。
【請求項５】
前記第１，第２のＦＦＴ部及び前記ＩＦＦＴ部のＦＦＴサイズは、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズに応じて可変されることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１つに記載の伝送路応答推定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数領域での伝送路応答を推定する伝送路応答推定器に係り、特に符号系列が巡回拡張された特定の既知パターン信号が周期的に挿入されたフレーム構成を有する無線システムの受信機に使用される伝送路応答推定器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、無線を使った通信／放送システムでは、送信局／放送局から送信された無線信号は、受信機に到達する間に、地形や地物などによって反射・散乱・回折され、これらの複数のパスを経た複数の電波が互いに合成されることにより、信号波形が歪むことがある。この現象は、一般的にマルチパスと呼ばれている。なお、このマルチパスが発生した際に、送信信号が辿った経路をマルチパス伝送路という。
【０００３】
そこで、受信機では、波形が歪んでしまった受信信号から、送信局／放送局から送信された無線信号の原波形を抽出する処理（等化処理）が行なわれる。等化処理は、デジタル信号処理によって行なわれることが多く、マルチパス伝送路から受けた歪み成分を精度よく推定することが重要となる。
【０００４】
一般に、マルチパス伝送路で発生する歪み成分は、インパルスを入力信号としたときのフィルタ応答となり、時間領域で各パスの伝播遅延、強度減衰、位相回転を表現した、伝送路インパルス応答（遅延プロファイル）や、周波数領域で強度、位相の周波数特性を表現した、伝送路周波数応答を用いて表現することができる。従って、受信機における信号歪みの等化処理の精度は、これらの伝送路応答の推定精度に大きく依存している。
【０００５】
従来、無線システムの受信機における伝送路応答推定器としては、受信信号と既知信号系列である参照信号との複素時間相関を求め、これを時系列に並べたものを遅延プロファイルとして算出するものが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００６】
しかしながら、従来の伝送路応答推定器では、ＰＮ系列を巡回拡張したユニークワードが参照信号(既知パターン信号)として挿入されたフレーム構成を有する受信信号については、遅延プロファイルに擬似ピーク(イメージパスと呼ばれる)が生じるために実際に到来するパスのみを識別することができず、伝送路応答の推定精度が著しく劣化してしまうという問題があった。  
イメージパスが検出されてしまうことを回避するために、時間領域で相関を求めるのではなく、周波数領域で伝送路応答を推定する伝送路応答推定器が提案されている（例えば、特許文献１および２、非特許文献２および３参照）。
【０００７】
なお、特許文献１は、送信信号の中に電力が小さい周波数成分が含まれることによって生じる伝送路推定値への悪影響を軽減して、伝送路特性の推定精度の向上を図る技術を開示している。  
特許文献２は、時間領域においては電力一定の系列であっても、周波数特性が一定でないパイロット信号を使用する無線通信システムにおける伝送路特性推定装置において、伝送路特性推定値の精度向上を図る技術を開示している。
【０００８】
上述の周波数領域の伝送路応答推定器では、イメージパスの存在を意識せずに周波数領域での等化を実現できる。しかし、ユニークワードの系列長が長い場合や、マルチパスによる遅延時間が長い場合、先行波のユニークワード先頭から最大遅延波のユニークワードの末尾までを含むようにＦＦＴ窓を設定するため、ＦＦＴサイズの大きなＦＦＴ及びＩＦＦＴが必要となり、回路規模および処理遅延量が非常に大きくなるという問題があった。例えば、非特許文献２および３では、最大９４５シンボルのユニークワードに対して、２０４８ポイントのＦＦＴとＩＦＦＴを採用している。
【０００９】
また、このようにＦＦＴサイズが大きいと、ＦＦＴ窓の中にユニークワード前後のデータ信号が混入して干渉するため、伝送路応答の推定精度が劣化するという問題があった。そして、その対策のため、非特許文献２および３では、干渉レプリカ生成とそれを差し引くための繰り返しキャンセル処理を導入しており、さらなる回路規模の増大を招くものであった。さらに、ＦＦＴサイズをあらかじめ大きく設定すると、実際にはマルチパスの遅延時間が短いときでも、回路の消費電力が大きいという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００５−５１４０４号公報
【特許文献２】特開２００５−２２３６９８号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】佐藤拓朗、「CDMA技術の基礎から応用まで」、株式会社リアライズ社（例えば第１章、1.11節）
【非特許文献２】J. Wang, etc., “Iterative padding subtraction of the PN sequence for the TDS-OFDM over broadcast channel,” IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.51, no.4, pp.1148-1152, November 2005.
【非特許文献３】F. Yang, etc., “Novel channel estimation method based on PN sequence reconstruction for Chinese DTTB system,” IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.54, no.4, pp.1583-1589, November 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明は、以上の点に鑑みてなされたもので、符号系列が巡回拡張された特定の既知パターンが周期的に挿入されたフレーム構成を有する信号に対して、少ない消費電力で伝送路応答を推定することができる伝送路応答推定器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一形態は、特定の符号系列が巡回拡張された既知パターン信号が周期的に挿入された構成のフレームが連続的あるいは断続的に配置された信号を受信する無線システムの受信機に使用される伝送路応答推定器であって、
受信信号の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
前記遅延時間推定部で推定された遅延時間に応じてＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて前記受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズで前記既知パターン信号を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部と、
前記第１のＦＦＴ部のＦＦＴ出力を第２のＦＦＴ部のＦＦＴ出力で割り算処理を行う伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答算出部の出力に対して、前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部
とを備え、
前記遅延時間推定部は前記ＩＦＦＴ部の出力に基づいて遅延時間を推定することを特徴とする伝送路応答推定器を提供するものである。
【００１４】
本発明の他の形態は、特定の符号系列が巡回拡張された既知パターン信号が周期的に挿入された構成のフレームが連続的あるいは断続的に配置された信号を受信する無線システムの受信機に使用される伝送路応答推定器であって、
受信信号の先行波の位置を検出する先行波位置検出部と、
前記受信信号の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
前記先行波位置検出部で検出した先行波位置かあるいは前記遅延時間推定部で推定した遅延時間のうち一方を選択する切替部と、
前記切替部の出力によってＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて前記受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズで前記既知パターン信号を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部と、
前記第１のＦＦＴ部のＦＦＴ出力を第２のＦＦＴ部のＦＦＴ出力で割り算処理を行う伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答算出部の出力に対して、前記ＦＦＴパラメータ決定部で決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部
とを備え、
前記遅延時間推定部は前記ＩＦＦＴ部の出力に基づいて遅延時間を推定することを特徴とする伝送路応答推定器を提供するものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、符号系列が巡回拡張された特定の既知パターンが周期的に挿入されたフレーム構成を有する信号に対して、少ない消費電力で伝送路応答を推定することができる伝送路応答推定器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施形態で用いられる周波数領域での伝送路応答を、時間領域での伝送路応答と対比して説明する図。
【図２】時間領域での伝送路応答の推定時に、マルチパス合成波に対して既知パターンとの相関検出を行った結果を示す図。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明する概略ブロック図。
【図４】中華人民共和国の地上デジタル放送で使われている伝送路応答推定方式を説明する図。
【図５】図５及び図６は本発明の第１の実施形態でのＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズを、従来例と対比して説明する図であって、図５は(７)式のτ≦(M-N)Tの場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図。
【図６】図６は(８)式のτ＞(M-N)Tの場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図。
【図７】図７及び図８は本発明の第１の実施形態でのＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズにおけるＦＦＴ窓位置設定の他の例を、従来例と対比して説明する図であって、図７は(９)式のτ≦(M-N)Tの場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図。
【図８】図８は(１０)式のτ＞(M-N)Tの場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明する概略ブロック図。
【図１０】先行波位置と最大遅延時間を遅延プロファイル上に示した図。
【図１１】先行波と主波との関係を遅延プロファイル上に示した図。
【図１２】従来の伝送路応答推定器の構成を説明するブロック図。
【図１３】従来の伝送路応答推定器の相関器の構成を説明するブロック図。
【図１４】巡回拡張したユニークワードをもつフレームの構成を説明する概略図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。  
図１２は従来例の伝送路応答推定器のブロック図を示している。時間領域での伝送路応答推定器を示している。図１３は図１２における相関器を示している。
【００１８】
図１２において、伝送路応答推定器９００は、受信信号と既知の参照信号との相関を検出する相関器９０１と、相関器９０１の出力に基づいて遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定器９０２とを備えている。
【００１９】
非特許文献１に示すような従来の伝送路応答推定器は、受信信号をｒ(ｔ)、参照信号をｃ(ｔ)、τを遅延時間とすると、次に示す(１)式の結果をメモリに蓄積し、時系列に並べて遅延プロファイルとして出力する。
［数１］
2011035790.tif 000003
【００２０】
なお、(１)式において、Ｔｓは参照信号ｃ(ｔ)の系列長を示している。(１)式の積分は、離散時間デジタル信号領域では、次に示す(２)式に変形することができる。
［数２］
2011035790.tif 000004
【００２１】
なお、(２)式において、Δｔはサンプル間隔を示している。従って、(２)式は、図１３に示すように、Ｎタップのトランスバーサルフィルタによりハードウェア実現することができる。
【００２２】
図１３において、相関器９０１は、受信信号がシフトレジスタ１００１１〜１００１（Ｎ−１）に入力され、各タップ出力と参照信号系列｛Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，…，ＣＮ｝との複素乗算がそれぞれ乗算器１００２１〜１００２Ｎで行なわれた後、加算器１００３１〜１００３（Ｎ−１）で加算される。  
一般的に、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access、符号分割多元接続）方式や、特定の既知パターンを含む無線システムでは、スライディング相関器や、マッチドフィルタによって(２)式をハードウェアで実現する。
【００２３】
一方、無線システムによっては、特定の符号系列（例えばＰＮ（Pseudo random noise）系列など）の前後に巡回拡張して前置符号（cyclic prefix）と後置符号（cyclic postfix）とが挿入された特定の既知パターンが周期的に挿入される場合がある。（以下において、このような既知パターンをユニークワードとして示す。）すなわち、ユニークワードにおいては、前置符号とＰＮ系列の末尾領域に同じ符号列が含まれ、後置符号とＰＮ系列の先頭領域に同じ符号列が含まれている。
【００２４】
図１４は巡回拡張したユニークワードをもつフレームの構成を説明する概略図である。
【００２５】
図１４に示すように、ユニークワード１１００は、前置符号１１０１（例えば８２シンボル）と、特定の符号系列であるＰＮ系列１１０２（例えば２５５シンボル）と、後置符号１１０３（例えば８３シンボル）とから構成されている。ユニークワードの長さはこれらの符号の長さの和として表すことができるので、例えば８２＋２５５＋８３＝４２０シンボルとなる。ここで、前置符号１１０１はＰＮ系列の末尾領域１１０２ｃ（例えば８２シンボル）と同じ符号列、後置符号１１０３はＰＮ系列の先頭領域１１０２ａ（例えば８３シンボル）と同じ符号列で構成されている。
【００２６】
ここで、信号フレーム(以下、単にフレームという)はフレームヘッダとしてのユニークワードとデータ部としてのフレームボディとから成り、前後に同じ構成のフレームが連続的または断続的に配置されているとする。そして、前述した非特許文献１や図１２に示すような従来の伝送路応答推定器を用いて受信信号と参照信号（ユニークワード）との相関を求めて遅延プロファイルを算出すると、真の遅延パスが存在する時刻以外の時刻に、これらの信号間での部分相関によって擬似ピーク（イメージパス）が発生してしまう。すなわち、受信信号と参照信号とにおいて、前置符号１１０１とＰＮ系列の末尾領域１１０２ｃとが重なった時刻、及び、ＰＮ系列の先頭領域１１０２ａと後置符号１１０３とが重なった時刻において、図１３に示した相関器内の乗算器の乗算処理に基づき、部分相関が生じてイメージパスが生成される。
【００２７】
このように、従来の伝送路応答推定器では、ユニークワードが挿入されたフレーム構成を有する受信信号については、伝送路応答推定器内の相関器による演算結果に基づき、遅延プロファイルにイメージパスが生じるために実際に到来するパスのみを識別することができず、伝送路応答の推定精度が著しく劣化してしまうという問題があった。  
イメージパスが検出されてしまうことを回避するために、時間領域で相関を求めるのではなく、周波数領域で伝送路応答を推定する伝送路応答推定器が提案されている。
【００２８】
このような周波数領域で伝送路応答を推定する伝送路応答推定器においては、受信信号がユニークワードと伝送路インパルス応答との畳み込みであることから、周波数領域に変換した受信信号を既知のユニークワードで除算して再び時間領域に変換することで、伝送路インパルス応答ｈを得ることができる（次に示す(３)式参照）。
［数３］
2011035790.tif 000005
【００２９】
上述の伝送路応答推定器では、イメージパスの存在を意識せずに周波数領域での等化を実現できる。しかし、ユニークワードの系列長が長い場合や、マルチパスによる遅延時間が長い場合、先行波のユニークワード先頭から最大遅延波のユニークワードの末尾まで含むようにＦＦＴ窓を設定するため、ＦＦＴサイズの大きなＦＦＴ及びＩＦＦＴが必要となり、回路規模および処理遅延量が非常に大きくなってしまうという問題があった。例えば、非特許文献２および３では、最大９４５シンボルのユニークワードに対して、２０４８ポイントのＦＦＴとＩＦＦＴを採用していることは、前述した通りである。
【００３０】
また、このようにＦＦＴサイズが大きいと、ＦＦＴ窓の中にユニークワード前後のデータ信号が混入して干渉するため、伝送路応答の推定精度が劣化するという問題があった。そして、その対策のため、非特許文献２および３では、干渉レプリカ生成とそれを差し引くための繰り返しキャンセル処理を導入しており、さらなる回路規模の増大を招く。  
さらに、ＦＦＴサイズをあらかじめ大きく設定しているため、実際にはマルチパスの遅延時間が短いときでも、ＦＦＴ処理が重くなり、回路の消費電力が大きいという問題があった。
【００３１】
そこで、本発明の実施形態では、符号系列が巡回拡張された特定の既知パターンが周期的に挿入されたフレーム構成を有する信号に対して、遅延時間が短いときに、ＦＦＴサイズを小さくして回路の消費電力を小さくすることができ、余分な干渉シンボルを少なくして、伝送路応答の推定精度の劣化を防ぐことができる伝送路応答推定器を提供することを目的とするものである。
【００３２】
［第１の実施形態］
以下に、図１乃至図８を参照して、本発明の第１の実施の形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明する。  
始めに、図１及び図２を参照して、本発明の実施形態で用いられる、周波数領域での伝送路応答について説明する。ここでは、時間領域での伝送路応答と対比して説明する。
【００３３】
図１は、特定の符号系列としてＰＮ系列が巡回拡張された既知パターン信号が、フレームヘッダとして周期的に挿入された構成のフレームが連続的あるいは断続的に配置された信号を受信する無線システムの受信機における、時間領域での受信信号、及び周波数領域での受信信号を説明するものである。
【００３４】
送信局／放送局から送信され無線伝送路を経て受信機で受信される受信信号は、図１に示すように、直接波である受信レベルの高い主波のほかに、建物や山などで反射して受信される時間遅延したマルチパス波である複数の遅延波１，２，…がある。受信信号の１フレームは、既知パターンとそれに続くデータとで構成されている。受信機では、このフレーム単位の信号が連続的あるいは断続的に受信されることになる。
【００３５】
時間領域での伝送路応答を推定する際には、受信信号であるマルチパス合成波に対して、時間軸上に既知パターンを移動(掃引)することによって既知パターンとの相関(類似性)をフレーム単位で検出すると、図２に示すように、既知パターンとマルチパス合成波中のパターンが合致した時(遅延時間０とする)に１つのピークＰ0が検出され、暫く不一致を示す０が続いた後、既知パターンが再び同合成波中のパターンと合致した時(遅延時間τ1)に１つのピークＰ1が検出され、さらに同様に０が続いて再び同じパターンと既知パターンが合致した時(遅延時間τ2)に１つのピークＰ2が検出され、… というように順次に遅延波として検出されていく。従って、時間軸ｔに沿ってピークＰ0，Ｐ1，Ｐ2，…が並んだ状態に表される。
【００３６】
図２ではピークＰ0，Ｐ1，Ｐ2，… それぞれの伝送路係数をＣ0，Ｃ1，Ｃ2，…とし、主波及び各遅延波の信号をＳ(t)，Ｓ(ｔ-τ1)，Ｓ(ｔ-τ2)，…とすると、時間領域での受信信号Ｒ(t)は、(４)式のように畳み込みの形で表される。
［数４］
2011035790.tif 000006
【００３７】
Ｃiは伝送路係数、Ｓ(ｔ-τi)(但しｉ＝０〜Ｎ)は主波及びその各遅延波の信号を示している。
【００３８】
(４)式で伝送路係数Ｃiは、無線信号が何処で反射するか何処で吸収されるかによって値が変わってくる。(４)式の加算式(畳み込み演算)の各項は、直接到来した直接波とこれより遅延した遅延波とが同相で足し合わされるわけではなく色々な位相に回りながら足し合わされ、またレベルが小さくなったり大きくなったりの変化を受けて足し合わされる。
【００３９】
そして、(４)式で表される時間領域の受信信号Ｒ(t)を、ＦＦＴ部にて高速フーリエ変換(ＦＦＴ)して周波数領域の信号へ変換すると、周波数領域の受信信号Ｒ(f)は(５)式のように表される。
［数５］
2011035790.tif 000007
【００４０】
Ｃ(f)は周波数領域での伝送路係数のスペクトル、Ｓ(f)は周波数領域での既知信号のスペクトルを示している。
【００４１】
伝送路を通す前の周波数スペクトルが図１のＳ(f)のような送信信号は、伝送路を通過することで複数の遅延波が重なり合ったものとなり、その結果、受信信号の周波数スペクトルは図１のＲ(f)のように波打つような特性となる。
【００４２】
ところで、周波数領域での受信信号Ｒ(f)は、(５)式のように、受信信号Ｒ(f)＝〔周波数領域での伝送路係数Ｃ(f)〕×〔周波数領域での既知信号Ｓ(f)〕と表されるので、周波数領域での既知信号Ｓ(f)が分かっていれば、〔周波数領域での受信信号Ｒ(f)〕÷〔周波数領域での既知信号Ｓ(f)〕を計算すれば、伝送路応答として〔周波数領域での伝送路係数Ｃ(f)〕を算出することができる。
【００４３】
この周波数領域での伝送路係数Ｃ(f)を逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)すると、伝送路インパルス応答即ち遅延プロファイルを求めることができる。従って、得られた遅延プロファイルから最大遅延時間τを推定し、この最大遅延時間τに応じてＦＦＴサイズとＦＦＴ窓位置を決定し、この決定したＦＦＴサイズによって周波数領域での伝送路応答推定器内のＦＦＴ部及びＩＦＦＴ部を動作させれば、ＦＦＴサイズを小さくしてＦＦＴ及びＩＦＦＴ処理を行え、ＦＦＴ及びＩＦＦＴ処理演算量、及び回路規模を少なくでき、回路の無駄な消費電力を抑えることが可能となる。
【００４４】
図３は本発明の第１の実施の形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明する概略ブロック図である。なお、本発明の第１の実施形態で対象としている伝送路応答推定を行うためには、事前にフレーム同期が完了している必要がある。そこで、別途フレーム同期検出回路などで先行波位置Ｐが既知である場合について記述する。
【００４５】
図３に示すように、本発明の第１の実施の形態に係わる伝送路応答推定器１００は、受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部１０１と、既知パターン信号あるいはユニークワードの部分系列を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部１０２と、第１のＦＦＴ部１０１の出力と第２のＦＦＴ部１０２の出力を用いて伝送路応答を算出する伝送路応答算出部１０３と、伝送路応答算出部１０３の出力信号を時間領域に変換するＩＦＦＴ部１０４と、ＩＦＦＴ部１０４の出力から遅延時間(例えば最大遅延時間τ)を推定する遅延時間推定部１０５と、遅延時間推定部１０５で推定された遅延時間に応じてＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部１０６とを備えている。第１及び第２のＦＦＴ部１０１、１０２およびＩＦＦＴ部１０４はＦＦＴパラメータ決定部１０６で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて処理が行われる。なお、ＦＦＴパラメータ決定部１０６は、例えば、遅延時間推定部１０５で推定した遅延時間に応じて、予め定められた所定のＦＦＴサイズと、そのＦＦＴサイズより小さいＦＦＴサイズを切り替えるものであってもよい。
【００４６】
第１のＦＦＴ部１０１は、ＦＦＴパラメータ決定部１０６で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて受信信号を周波数領域に変換している。第２のＦＦＴ部１０２は、ＦＦＴパラメータ決定部１０６で決定されたＦＦＴサイズで既知パターン信号を周波数領域に変換している。伝送路応答算出部１０３は、第１のＦＦＴ部１０１のＦＦＴ出力を第２のＦＦＴ部１０２のＦＦＴ出力で割り算処理を行うことによって、伝送路応答を算出している。ＩＦＦＴ部１０４は、伝送路応答算出部１０３の出力に対して、ＦＦＴパラメータ決定部１０６で決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行っている。
【００４７】
伝送路応答算出部１０３は、(３)式のように、受信信号のＦＦＴ出力を既知パターン信号のＦＦＴ出力で除算する。これはゼロフォーシング（ＺＦ: Zero-forcing）アルゴリズムの推定方法である。しかし、ＺＦアルゴリズムは、既知パターン信号のＦＦＴ出力のうち特定のサブキャリア（周波数成分）の振幅が小さい場合、その周波数成分での除算の分母が０に近くなると計算精度不足のために除算結果が非常に大きな値になる。このため、受信信号に含まれる雑音成分を極端に強調することになって伝送路応答に基づく等化結果が正しくならないという問題がある。これは、既知パターン信号の周波数応答の振幅変化が大きい場合や、受信信号の特定のサブキャリアがマルチパスによって極端に振幅が小さくなるような場合に生じる。そこで、(６)式に示すように、最小二乗誤差（MMSE: Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いて伝送路応答を推定することによって、上記の雑音強調の問題を解決できる。ここで、ｈは伝送路インパルス応答、Ｒは受信信号の周波数応答、Ｃは既知パターン信号の周波数応答、σ2は雑音電力を表し、* は複素共役を示す。
［数６］
2011035790.tif 000008
【００４８】
雑音電力は、等化後に信号判定した復調信号と参照信号とのユークリッド距離の２乗値を用いて推定する。あるいは、伝送路応答の時間波形（遅延プロファイル）において、パス電力が所定のしきい値以下となる時刻の波形電力を遅延プロファイルで表現できる区間だけ積分した値を雑音電力推定値としてもよい。
【００４９】
遅延時間推定部１０５では、ＩＦＦＴ部１０４の出力として得られた時間領域伝送路応答（遅延プロファイル）から各遅延波の遅延時間τを求める。例えば、遅延プロファイルの中で最大電力を有するパスをサーチし、そのパスの電力に対して相対的に所定の減衰レベル以上のレベルとなるパスを遅延波として認識し、その遅延時間を測定する。
【００５０】
ＦＦＴパラメータ決定部１０６では、遅延時間推定部１０５で推定された遅延時間(例えば最大遅延時間)に応じたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定する。これは非特許文献２および３の従来例同様、周波数領域で伝送路応答を推定する方法では必須の処理である。
【００５１】
図４は中華人民共和国(以下、中国と略記する)の地上デジタル放送で使われる伝送路応答推定方式を説明する図である。図４に示す方式の１フレームは、既知パターンとデータで構成され、既知パターンは図１４及び後述の図５に示したユニークワードと同様に前置符号，ＰＮ系列，後置符号を備えて構成されている。中国の地上デジタル放送では、１フレームあたりのシンボル数は３種類用意されており、図４は、例えば１フレーム長が４２００シンボルの場合を示している。
【００５２】
従来技術の周波数領域の伝送路応答推定は、既知パターン或いはユニークワードの最大遅延時間を全て含むように大きいＦＦＴサイズ(例えば２０４８ポイント)を固定的に使っていた。
【００５３】
図５及び図６は非特許文献２および３の従来例と本発明の第１の実施形態のＦＦＴ窓位置およびＦＦＴサイズの違いを示している。図５及び図６は図４の既知パターン付近を拡大したものに相当している。図５は(７)式の最大遅延時間τが所定値以下(τ≦(M-N)T)の場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図であり、図６は(８)式の最大遅延時間τが所定値より大きい(τ＞(M-N)T)の場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図である。なお、図５及び図６に示す先行波は通常は信号レベルの最も高い主波と同等であるが、受信機の位置が放送局アンテナに対して見通しが悪い場合には反射してくる遅延波が最も信号レベルが高くなり主波となることがある。いずれの場合であっても、図５及び図６に示す遅延波は、先行波に対して生じる遅延波として認められる複数の遅延波のうちの最も遅延時間の大きい遅延波を意味している。
【００５４】
図５及び図６に示すように、従来例では、先行波の既知パターンとしてのユニークワードの先頭位置からＦＦＴ窓を開始し、遅延波のユニークワードの末尾までを含むように比較的大きいＦＦＴサイズを選定する。例えば、ユニークワード１１００に含まれるＰＮ系列長をＮ、ＰＮ系列１１０２及び巡回拡張部分１１０１及び１１０３を含むユニークワード長をＭとすると、中国の地上デジタル放送の１パラメータとしてＮ＝２５５シンボル、Ｍ＝４２０シンボルを使う場合でも、ＦＦＴサイズは２０４８ポイントを採用している。このＦＦＴサイズの場合、実際に伝送路応答を推定するために必要な先行波および遅延波のＰＮ系列１１０２(及び巡回拡張部分１１０１及び１１０３)以外に、数多くの前後データシンボルが干渉信号(図示斜線部分)としてＦＦＴの中に含まれているため、伝送路応答の推定誤差が大きくなるという欠点がある。そのため、非特許文献２および３では、推定誤差を小さくするために干渉キャンセラを導入し、性能改善を図っているが、その性能改善と引き換えに回路規模の増大を招いている。
【００５５】
一方、本発明の実施形態では、遅延時間(例えば最大遅延時間)に応じて、ＦＦＴサイズと窓位置を適応的に切り替えることが可能となっている。第１及び第２のＦＦＴ部１０１，１０２及びＩＦＦＴ部１０４は複数の基数のバタフライ演算回路を複数ステージ有する構成となっていて、それらの組み合わせ分だけＦＦＴサイズの自由度をもつ。
【００５６】
最大遅延時間τが巡回拡張部分１１０１及び１１０３に相当する時間以下の場合は、ＦＦＴサイズは、先行波及び全ての遅延波のＰＮ系列あるいはＰＮ系列を巡回拡張させた信号系列を含むようにＦＦＴ窓位置と長さ（ＰＮ系列長のＮポイント以上でユニークワード長のＭポイント以下）を適宜選択する。
【００５７】
或いは、最大遅延時間τが巡回拡張部分１１０１及び１１０３に相当する時間より大きい場合は、ＦＦＴサイズは、巡回拡張部分１１０１及び１１０３に相当するポイント数よりも大きいサイズ(巡回拡張部分１１０１及び１１０３より大きいサイズ)を適宜選択する。
【００５８】
つまり、例えば、最大遅延時間をτ、１シンボル時間をTとすると、ポイント数はサンプル数、及びシンボル数と同等であるとして、
［数７］
τ≦(M-N)Tの場合、
ＦＦＴサイズK＝ N〜Mの任意の値               ……(７)
ＦＦＴ窓位置 ＝ 先行波位置P + M - K
［数８］
τ＞(M-N)Tの場合、
ＦＦＴサイズKはτ<KTを満たす任意の値           ……(８)
ＦＦＴ窓位置 ＝ 先行波位置P + M - K
と表すことができる。
【００５９】
ここで、Ｍ−Ｎは巡回拡張部分(＝前置符号＋後置符号)の長さに相当している。また、ＦＦＴ窓位置のＰ＋Ｍ−Ｋの意味について説明すると、Ｐ＋Ｍは先行波の位置Ｐにユニークワード長Ｍを加えたものであり、ユニークワードの末尾の位置を表している。従って、Ｐ＋Ｍ−Ｋは、ユニークワードの末尾位置からＦＦＴサイズＫだけ戻った位置を表し、この位置をＦＦＴ窓位置とするものである。
【００６０】
図５に示すτ≦(M-N)Tの場合、即ち最大遅延時間τが１６５シンボルに相当する時間以下の場合は、ユニークワード長Ｍが４２０シンボル、ＰＮ系列長が２５５シンボル、ＦＦＴサイズは２５６ポイント程度で十分となる。遅延波として認識される複数の遅延波のうちの最も遅い遅延波の最大遅延時間τが(７)式の条件を満たしている場合は、ＦＦＴサイズを２５６ポイント程度に設定しておけば、先行波及び全ての遅延波のＰＮ系列あるいはＰＮ系列を巡回拡張させた信号系列を含むようにＦＦＴ窓位置が設定され、かつＦＦＴサイズの範囲に干渉成分を殆ど含まない状態とすることが可能となる。なお、ＦＦＴサイズは(７)式によれば正確には２５５以上４２０以下であるが２５６ポイントを上回ると、ＦＦＴ窓位置が遅延波の干渉領域(図示斜線部分)内の位置に設定される可能性が出てくるため、ＦＦＴサイズ内に干渉成分が入り、伝送路応答に劣化を生じる虞が出てくることになる。
【００６１】
また、図６に示すτ＞(M-N)Tの場合、即ち最大遅延時間τが１６５シンボルに相当する時間より大きい場合は、ＦＦＴサイズKはその最大遅延時間τより大きい時間に相当するポイント数(＝シンボル数)となる。遅延波として認識される複数の遅延波のうちの最も遅い遅延波の最大遅延時間τが(８)式の条件を満たしている場合は、ＦＦＴサイズは１６７ポイント以上であればよい。なお、ＦＦＴサイズは(８)式によれば正確には１６７ポイント以上であるが１６７ポイント以上になると、ＦＦＴ窓位置が遅延波の干渉領域(図示斜線部分)内の位置に設定される可能性が出てくるため、ＦＦＴサイズ内に遅延波の干渉成分が入り、伝送路応答に劣化を生じる虞が出てくることになる。従って、ＦＦＴサイズが１６７ポイントを少し上回るサイズ(即ち、最大遅延時間τが１６５ポイントに相当する時間を少し上回る時間)では、ＰＮ系列長(２５５ポイント)より小さいサイズであるためＦＦＴの処理を行うと、先行波及び遅延波の有効領域内でＦＦＴが行われ先行波及び遅延波における干渉成分が入る虞が少ない代わりに十分な周波数情報が得られにくくなり、最大遅延時間τが例えば２００ポイントに相当する時間を上回る(特に２５５ポイントを上回る)と、先行波の有効領域内でＦＦＴが行われる可能性もあるが、遅延波による干渉成分の領域が増えることになる。
【００６２】
図６は図５の場合と同様にＦＦＴサイズが２５６ポイントの場合を図示してある。図５の場合のように最大遅延時間τが短いときにはＦＦＴサイズが２５６ポイントであれば干渉成分の影響を殆ど受けなかったが、図６の場合のように最大遅延時間τが長いときにはＦＦＴサイズが２５６ポイントであると、ＦＦＴサイズ内に遅延波の干渉成分(斜線部分)が入り、伝送路応答に劣化を生じることになる。
【００６３】
ただし、初期状態のときは遅延プロファイルが得られておらず最大遅延時間τが未知であるため、まず第１ステップとして、ＦＦＴおよびＩＦＦＴのサイズをマルチパス遅延時間として想定できる最大のサイズ（例えば２０４８ポイント）で固定し、そのＦＦＴサイズでＦＦＴ及びＩＦＦＴを行い、得られた伝送路応答から遅延時間推定部１０５で最大遅延時間τを求め、ＦＦＴパラメータ決定部１０６にて最大遅延時間τとＰＮ系列長Ｎ及びユニークワード長Ｍの関係を示す(７)式から、第２ステップで最大遅延時間τに応じて第１及び第２のＦＦＴ部１０１，１０２及びＩＦＦＴ部１０４のＦＦＴサイズを可変にして正確な伝送路応答を推定する。
【００６４】
これにより、遅延時間推定部１０５で求められた最大遅延時間τが短いときに、ＦＦＴサイズを小さくすることで回路の消費電力を小さくすることができる効果とともに、余分な干渉シンボルを限りなく少なくすることができ、伝送路応答の推定精度の劣化を防ぐ効果も得られる。
【００６５】
なお、ＦＦＴ窓位置の設定基準は、(７)式及び(８)式に示されるもの以外にも、例えば、所定のしきい値以上の電力を有する最も遅い遅延波の遅延時刻としてもよい。最も遅い遅延波として認識するための所定のしきい値は、あらかじめ定めた一定値でも良いし、あるいは遅延波電力が最大となる遅延波の電力値に対して相対的に所定のレベルだけ減衰させた値でもよい。
【００６６】
図７及び図８は本発明の第１の実施形態でのＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズにおけるＦＦＴ窓位置設定の他の例を、従来例と対比して説明する図であって、図７は(９)式のτ≦(M-N)Tの場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図であり、図８は(１０)式のτ＞(M-N)Tの場合のＦＦＴ窓位置及びＦＦＴサイズの設定方法を説明する図である。図７及び図８は、そのＦＦＴ窓位置の決め方のみが(７)式及び(８)式とは異なり、ＦＦＴサイズの決め方については(７)式及び(８)式と同様である。
［数９］
τ≦(M-N)Tの場合、
ＦＦＴサイズK＝ N〜Mの任意の値                   ……(９)
ＦＦＴ窓位置 ＝ 最も遅い遅延波の遅延時刻
［数１０］
τ＞(M-N)Tの場合、
ＦＦＴサイズKはτ<KTを満たす任意の値               ……(１０)
ＦＦＴ窓位置 ＝ 最も遅い遅延波の遅延時刻
と表すことができる。
【００６７】
第１の実施形態によれば、最初のステップで、ＦＦＴ及びＩＦＦＴのサイズを遅延時間として想定できる最大のサイズ（例えば２０４８ポイント）で固定した後、得られた伝送路応答から最大遅延時間τを求め、最大遅延時間τとＰＮ系列長Ｎ及びユニークワード長Ｍの関係を示す(７)及び(８)式、或いは、(９)及び(１０)式から、次のステップで最大遅延時間τに応じてＦＦＴ及びＩＦＦＴのサイズを可変にして正確な伝送路応答を推定することにより、遅延時間推定部１０５で求められた最大遅延時間τが短いときに、ＦＦＴサイズを小さくして回路の消費電力を小さくすることができ、かつ余分な干渉シンボルを少なくして、伝送路応答の推定精度の劣化を防ぐことができる。
【００６８】
［第２の実施形態］
図９は本発明の第２の実施の形態に係わる伝送路応答推定器の構成を説明する概略ブロック図である。  
第２の実施形態では、先行波位置が未知の場合を想定する。この場合、ＦＦＴパラメータ決定部２０６でＦＦＴサイズや窓位置を設定するために、遅延波の遅延時間(例えば最大遅延時間τ)や先行波位置Ｐを知る必要がある。
【００６９】
図９に示す伝送路応答推定器２００は、受信信号を周波数領域に変換する第１のＦＦＴ部２０１と、既知パターン信号あるいはユニークワードのような部分系列を周波数領域に変換する第２のＦＦＴ部２０２と、第１のＦＦＴ部２０１の出力を第２のＦＦＴ部２０２の出力を用いて伝送路応答を算出する伝送路応答算出部２０３と、伝送路応答算出部２０３の出力信号を時間領域に変換するＩＦＦＴ部２０４と、ＩＦＦＴ部２０４の出力から遅延時間(例えば最大遅延時間τ)を推定する遅延時間推定部２０５と、受信信号を入力し、先行波位置Ｐを検出する先行波位置検出部２０７と、遅延時間推定部２０５の出力と先行波位置検出部２０７の出力を入力し、いずれか一方の回路出力に切り替えて出力する切替部２０８と、遅延時間推定部２０５で推定された最大遅延時間τ又は先行波位置検出部２０７で検出された先行波位置Ｐに応じて第１及び第２のＦＦＴ部２０１，２０２並びにＩＦＦＴ部２０４のＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズを決定するＦＦＴパラメータ決定部２０６と、を備えている。符号２０１〜２０６の各部はそれぞれ、図３に示した符号１０１〜１０６の各部に対応し、図３と同様な機能を有している。
【００７０】
第１のＦＦＴ部２０１は、ＦＦＴパラメータ決定部２０６で決定されたＦＦＴ窓位置とＦＦＴサイズに基づいて受信信号を周波数領域に変換している。第２のＦＦＴ部２０２は、ＦＦＴパラメータ決定部２０６で決定されたＦＦＴサイズで既知パターン信号を周波数領域に変換している。伝送路応答算出部２０３は、第１のＦＦＴ部２０１のＦＦＴ出力を第２のＦＦＴ部２０２のＦＦＴ出力で割り算処理を行うことによって、伝送路応答を算出している。ＩＦＦＴ部２０４は、伝送路応答算出部２０３の出力に対して、ＦＦＴパラメータ決定部２０６で決定されたＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行っている。
【００７１】
本発明の第１の実施形態における図３の構成との大きな違いは、先行波の位置を検出する先行波位置検出部２０７と、ＦＦＴパラメータ決定部２０６への入力を切り替える切替部２０８とが追加されている点である。
【００７２】
先行波位置検出部２０７では、以下に示す先行波位置検出を行うことによって実現する。先行波位置検出部の先行波位置検出方法の一例として、時間領域でユニークワード等の既知信号と受信信号との複素相関処理を行い続け、相関値のピークが立つ位置を先行波位置Ｐとして定める。また、フレーム毎にＰの位置がゆらぐ場合には、既知信号と複数フレームとの間の相関結果を平均してもよいし、所定の条件を設けてピーク検出位置Ｐをフレーム間で同期させる同期保護を行ってもよい。あるいは、既知信号と受信信号とで巡回拡張している部分のペア（図１４の符号１１０１と１１０２ｃのペア、あるいは符号１１０３と１１０２ａのペア）の相関をとり続け相関値が最大となる位置をＰとして定めることもできる。いずれにせよ、既知信号と受信信号との相関処理を行って、先行波位置Ｐと各遅延波の遅延時間を仮判定できればよいため、ピーク値の絶対値の精度は高い必要はなく、ピークが識別できる程度の推定精度があればよい。
【００７３】
先行波位置検出部２０７も、少なくともＰＮ系列長Ｎを含む既知パターン信号としてのユニークワードと受信信号との相関をとり、その相関値の電力値に対して閾値判定をする。その閾値を下回っているものは先行波と見なさない。そのようにして行われた先行波位置検出によって同期をとっている。
【００７４】
最大遅延時間τに関しては、はじめは未知であるため、まず第１ステップとして、ＦＦＴおよびＩＦＦＴのサイズをマルチパス遅延時間として想定できる最大のサイズ（例えば２０４８ポイント）で固定し、先行波位置検出部２０７で検出した先行波位置ＰをＦＦＴ窓位置の先頭として、一旦伝送路応答を推定する。伝送路応答を得るための回路はＦＦＴ部２０１および２０２、伝送路応答算出部２０３、ＩＦＦＴ部２０４から構成され、各回路の動作は、第１の実施形態のＦＦＴ部１０１，１０２，伝送路応答算出部１０３，ＩＦＦＴ部１０４と同様である。そして、得られた伝送路応答を用いて遅延時間推定部２０５で遅延時間を求め、最大遅延時間τとＰＮ系列長Ｎ及びユニークワード長Ｍの関係から、第２ステップで最大遅延時間τに応じてＦＦＴ及びＩＦＦＴのサイズを可変にして正確な伝送路応答を推定する。切替部２０８は第１ステップから第２ステップに移行するときに先行波位置検出部２０７から遅延時間推定部２０５へ回路出力を切り替えて、ＦＦＴパラメータ決定部２０６へ供給する。
【００７５】
なお、切替部２０８は、例えば、先行波位置検出部２０７の出力と遅延時間推定部２０５の出力を切り替えるスイッチと、第１ステップから第２ステップに移行するときのタイミングでそのスイッチを切り替える制御を行う制御部とを備えており、第１ステップから第２ステップに移行するときに先行波位置検出部２０７から遅延時間推定部２０５へ回路出力を切り替える。或いは、切替部２０８としては、切替スイッチのみで構成し、先行波位置検出部２０７の出力と遅延時間推定部２０５の出力を図示しない別の制御部で監視し、この制御部が第１ステップから第２ステップに移行するときのタイミングを検出又は生成して切替スイッチを切り替えるように構成してもよい。この別の制御部は、伝送路応答推定器を搭載した受信機の全体又は一部を制御するＣＰＵ又はＭＰＵ等の制御要素であってもよい。
【００７６】
ここで、図１０は遅延時間推定部２０５で求められる最大遅延時間τ、及び先行波位置検出部２０７で求められる先行波位置Ｐを遅延プロファイルの複数のピークに対応させて示したものである。  
図１１は先行波と主波との関係を遅延プロファイル上に示したものであり、(a)は先行波と主波が異なっている場合を、(b)は主波が先行波である場合を示している。これは、受信機のアンテナが放送局アンテナに対して見通しのよい位置にあれば、先行波がレベルが最も強く主波となっていて、図１１(b)の遅延プロファイルが得られ、また、受信機のアンテナが放送局アンテナに対して見通しが悪くて先行波のレベルが低い場合は、時間的に遅れてくるレベルの最も強い反射波(遅延波)が主波となり、図１１(a)の遅延プロファイルが得られることを示している。
【００７７】
第２の実施の形態によれば、フレーム同期検出回路などが別途用意されていない場合でも、第１ステップで先行波位置検出を行い、先行波位置をＦＦＴ窓位置としＦＦＴサイズを最大にした状態で伝送路応答を仮推定し、その推定結果から得られる最大遅延時間に基づいてＦＦＴパラメータ(窓位置，サイズ)を再度決定し、得られた最大遅延時間に応じた最小のＦＦＴサイズで伝送路応答を行うことができる。これにより、フレーム同期に依存せずに正確な伝送路応答推定を少ない消費電力で行うことができる。
【００７８】
なお、本発明のすべての実施形態の伝送路応答推定器に関し、伝送路の遅延広がりが大きい環境では、前のフレームの信号が、続くフレームのユニークワード部分に遅延して漏れこむ量が大きいため、相関検出を行う相関器の出力のピーク精度が幾分弱まる場合がある。この場合、本発明の伝送路応答推定器を用いて前フレームの遅延プロファイルを推定した結果と、前フレームのフレームボディ（データ部）の復調結果を再変調した信号とを用いて、次フレームに漏れこむ遅延信号のレプリカを生成し、次フレームにおいて遅延プロファイル推定の前に該遅延信号のレプリカを差し引くことで、伝送路応答推定の精度劣化を防止することができる。
【００７９】
上述した実施の形態においては、ユニークワードのフレーム構成として、特定の符号系列(例えばＰＮ系列)の前後に巡回拡張した前置符号と後置符号とが含まれている場合について説明したが、特定の符号系列とその前に巡回拡張した前置符号だけが含まれている構成のユニークワードの場合にも本発明の伝送路応答推定器を適用することができる。また、同様に、特定の符号系列とその後に巡回拡張した後置符号だけが含まれている構成のユニークワードの場合にも本発明の伝送路応答推定器を適用することができる。  
更に、特定の符号系列としてＰＮ系列を用いて説明したが、符号の性質として高い自己相関特性を有する任意の符号列を用いてもよい。
【００８０】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を変えない範囲において、種々の変更、改変等が可能である。また、上記実施の形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせて種々の構成を形成することができる。例えば、上述の実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施の形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００８１】
１００，２００…伝送路応答推定器
１０１，２０１…第１のＦＦＴ部
１０２，２０２…第２のＦＦＴ部
１０３，２０３…伝送路応答算出部
１０４，２０４…ＩＦＦＴ部
１０５，２０５…遅延時間推定部
１０６，２０６…ＦＦＴパラメータ決定部
２０７…先行波位置検出部
２０８…切替部
【図１】
2011035790.tif 000009
【図２】
2011035790.tif 000010
【図３】
2011035790.tif 000011
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2011035790.tif 000016
【図９】
2011035790.tif 000017
【図１０】
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【図１１】
2011035790.tif 000019
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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