(57)【要約】【課題】出力電圧の変動を抑制すること。【解決手段】制御回路３の参照電圧生成回路１２は、コンバータ部２に含まれるメイン側のトランジスタＴ１のオフ期間に出力電圧Ｖｏに応じた傾斜にて変化するスロープ電圧と、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに応じた電圧値のオフセット電圧とを基準電圧に付加して参照電圧ＶＲ１を生成する。制御回路３の比較器１０は、出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果に応じた信号Ｓｅを出力する。制御回路３は、この信号Ｓｅのタイミングで、コンバータ部２のトランジスタＴ１を所定時間オンする。【選択図】図１
2011182533.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧が供給されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路と出力電圧を出力する出力端との間に接続されたコイルとを含むコンバータ部と、
前記出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路を所定時間オン又はオフする制御回路と、を有し、
前記制御回路は、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する電圧生成回路を含むことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記フィードバック電圧と前記参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路を所定時間オンし、
前記電圧生成回路は、前記スイッチ回路のオフ期間における前記スロープ電圧の変化分に等しい電圧値となるように前記オフセット電圧を生成することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオン期間において前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた傾斜にて変化させた電圧を前記オフセット電圧として生成するオフセット電圧生成回路と、
前記スイッチ回路のオフ期間に、前記出力電圧及び前記入力電圧の少なくとも一方に応じた傾斜にて変化するスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオフ期間に、前記出力電圧及び前記入力電圧の少なくとも一方に応じた電流によりコンデンサを充電する一方、前記スイッチ回路のオン期間に、前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた電流により前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することで、前記スイッチ回路のオフ期間における前記コンデンサの端子電圧を前記スロープ電圧として生成し、前記スイッチ回路のオン期間における前記コンデンサの端子電圧を前記オフセット電圧として生成することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオン期間において前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた傾斜にて変化させた電圧を前記オフセット電圧として生成するオフセット電圧生成回路と、
前記スイッチ回路のオフ期間における前記コイルに流れるコイル電流の傾斜に応じたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項６】
入力電圧の供給されるスイッチ回路を、出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで所定時間オン又はオフする制御回路であって、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する電圧生成回路を含むことを特徴とする制御回路。
【請求項７】
入力電圧の供給されるスイッチ回路を、出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで所定時間オン又はオフする電源装置の制御方法であって、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成することを特徴とする電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、制御回路及び電源装置の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源装置として、コンパレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。例えば、入力電圧より低い出力電圧を生成する、所謂降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧が供給されるスイッチ回路に接続されたコイルに流れる電流を、平滑用コンデンサにより平滑化して出力電圧を生成する。このようにして生成される出力電圧は、コイル電流と平滑用コンデンサの等価直列抵抗（Equivalent Series Resistance：ＥＳＲ）に起因するリップル電圧（リップル成分）を含む。したがって、このＤＣ−ＤＣコンバータは、コンパレータにて出力電圧と一定の基準電圧とを比較し、リップル成分により出力電圧が基準電圧を横切る場合にスイッチ回路をスイッチングすることで、出力電圧を制御する。
【０００３】
上述のようにスイッチ回路をスイッチングして出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータに対して、出力電圧の安定化、すなわちリップル成分の少ない出力電圧の生成が望まれている。この要求に対して、等価直列抵抗の小さな平滑用コンデンサを用いたＤＣ−ＤＣコンバータが検討されている（例えば、特許文献１参照）。このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えばコンパレータに入力される基準電圧を、所定の傾斜にて変化するスロープ電圧とすることにより、リップルが小さな出力電圧であっても安定してスイッチ回路をスイッチング制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００５／０２８６２６９号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記コンパレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧、出力電圧又は出力電流が変動すると、スイッチ回路のスイッチングのデューティが変動する。例えば入力電圧が高くなった場合には、コイル電流が増加し、そのコイル電流を平滑化した出力電圧が高くなる。このとき、上記スロープ電圧の傾斜が固定であるため、基準電圧と出力電圧が交差する電圧が高くなる。この結果、出力電圧が所望の電圧（目標電圧）よりも高い電圧で安定することになる。逆に、入力電圧が低くなった場合には、出力電圧が所望の電圧よりも低い電圧で安定することになる。すなわち、入力電圧の変動に応じたデューティの変化に対応することができず、ラインレギュレーションが悪化する場合がある。
【０００６】
電源装置で、出力電圧の変動を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
開示の電源装置は、入力電圧が供給されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路と出力電圧を出力する出力端との間に接続されたコイルとを含むコンバータ部と、前記出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路を所定時間オン又はオフする制御回路と、を有し、前記制御回路は、前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する電圧生成回路を含む。
【発明の効果】
【０００８】
開示の電源装置によれば、出力電圧の変動を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロック回路図。
【図２】タイマ回路を示す回路図。
【図３】第１実施形態の参照電圧生成回路を示す回路図。
【図４】電流源の内部構成例を示す回路図。
【図５】リセット信号生成回路の一例を示す回路図。
【図６】電流源の内部構成例を示す回路図。
【図７】参照電圧生成回路の動作を示す波形図。
【図８】（ａ）〜（ｄ）は、参照電圧生成回路の動作を示す波形図。
【図９】変形例の参照電圧生成回路を示す回路図。
【図１０】変形例の参照電圧生成回路を示す回路図。
【図１１】変形例の参照電圧生成回路の動作を示す波形図。
【図１２】変形例の参照電圧生成回路を示す回路図。
【図１３】電圧源の内部構成例を示す回路図。
【図１４】第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロック回路図。
【図１５】第２実施形態の参照電圧生成回路を示すブロック回路図。
【図１６】電流傾斜検出回路の内部構成例を示す回路図。
【図１７】第２実施形態の参照電圧生成回路の動作を示す波形図。
【図１８】第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロック回路図。
【図１９】第３実施形態の参照電圧生成回路を示すブロック回路図。
【図２０】第３実施形態の参照電圧生成回路の動作を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態を図１〜図８に従って説明する。
図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入力電圧Ｖｉに基づいて出力電圧Ｖｏを生成するコンバータ部２と、コンバータ部２を制御する制御回路３とを含む。
【００１１】
コンバータ部２は、メイン側のトランジスタＴ１と、同期側のトランジスタＴ２と、コイルＬ１と、コンデンサＣ１とを含む。
メイン側のトランジスタＴ１及び同期側のトランジスタＴ２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴ１は、その第１端子（ドレイン）が入力電圧Ｖｉの供給される入力端子Ｐｉに接続されるとともに、第２端子（ソース）がトランジスタＴ２の第１端子（ドレイン）に接続されている。このトランジスタＴ２の第２端子（ソース）は、入力電圧Ｖｉよりも低い電位の電源線（ここでは、グランド）に接続されている。このように、入力端子Ｐｉとグランドとの間には、トランジスタＴ１とトランジスタＴ２とが直列に接続されている。
【００１２】
また、トランジスタＴ１の制御端子（ゲート）には制御回路３から制御信号ＤＨが供給されるのに対し、トランジスタＴ２の制御端子（ゲート）には制御回路３から制御信号ＤＬが供給される。これらトランジスタＴ１，Ｔ２は、制御信号ＤＨ，ＤＬに応答してオンオフする。制御回路３は、トランジスタＴ１，Ｔ２を相補的にオンオフするように制御信号ＤＨ，ＤＬを生成する。すなわち、トランジスタＴ１，Ｔ２はスイッチ回路の一例として挙げられる。
【００１３】
両トランジスタＴ１，Ｔ２間のノードＮ１は、コイルＬ１の第１端子（入力側端子）に接続されている。このコイルＬ１の第２端子（出力側端子）は、出力電圧Ｖｏを出力する出力端子Ｐｏに接続されている。このように、入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏとの間には、メイン側のトランジスタＴ１とコイルＬ１とが直列に接続されている。また、上記コイルＬ１の第２端子は平滑用コンデンサＣ１の第１端子に接続されるとともに、そのコンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続されている。なお、このコンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏを平滑化する平滑回路に含まれる。
【００１４】
このようなコンバータ部２では、メイン側のトランジスタＴ１がオンし同期側のトランジスタＴ２がオフした場合に、コイルＬ１に入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差に応じたコイル電流ＩＬが流れる。これにより、コイルＬ１にはエネルギー（電力）が蓄積される。一方、メイン側のトランジスタＴ１がオフし同期側のトランジスタＴ２がオンすると、コイルＬ１が蓄えたエネルギーを放出するため、そのコイルＬ１に誘導電流（コイル電流ＩＬ）が流れる。
【００１５】
制御回路３は、コンバータ部２から帰還される出力電圧Ｖｏに基づいて、制御信号ＤＨ，ＤＬのパルス幅を調整する。この制御回路３は、比較器（コンパレータ）１０と、ＲＳ−フリップフロップ回路（ＲＳ−ＦＦ回路）１１と、参照電圧生成回路１２と、タイマ回路１３と、駆動回路１４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒｔ１とを含む。
【００１６】
比較器１０の反転入力端子には、出力電圧Ｖｏに基づく電圧が供給される。本実施形態では、比較器１０の反転入力端子に、抵抗Ｒ１，Ｒ２により生成された電圧が供給される。具体的には、抵抗Ｒ１の第１端子には、出力端子Ｐｏが接続されることにより、出力電圧Ｖｏが帰還される。また、抵抗Ｒ１の第２端子が抵抗Ｒ２の第１端子に接続されるとともに、その抵抗Ｒ２の第２端子がグランドに接続されている。これら抵抗Ｒ１，Ｒ２間の接続点は比較器１０の反転入力端子に接続されている。ここで、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、それぞれの抵抗値に応じて、出力電圧Ｖｏを分圧した分圧電圧（フィードバック電圧）ＶＦＢを生成する。このフィードバック電圧ＶＦＢの値は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の比と、出力電圧Ｖｏとグランドの電位差とに対応する。このため、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、出力電圧Ｖｏに比例したフィードバック電圧ＶＦＢを生成することになる。
【００１７】
比較器１０の非反転端子には、参照電圧生成回路１２から出力される参照電圧ＶＲ１が供給される。ここで、参照電圧ＶＲ１は、出力電圧Ｖｏに応じて設定される基準電圧ＶＲ０（図３参照）に対して、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存させたオフセット電圧Ｖｏｆｆと所定の傾斜にて変化するスロープ電圧Ｖｓを付加した電圧である（図７参照）。比較器１０は、フィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１との比較結果に応じた信号Ｓｅを生成する。本実施形態において、比較器１０は、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１よりも高いときにＬレベルの信号Ｓｅを生成する一方、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１よりも低いときにＨレベルの信号Ｓｅを生成する。そして、比較器１０は、この信号ＳｅをＲＳ−ＦＦ回路１１に出力する。
【００１８】
ＲＳ−ＦＦ回路１１のセット端子には、信号Ｓｅが供給される。また、ＲＳ−ＦＦ回路１１のリセット端子には、タイマ回路１３から出力される信号Ｓ２が供給される。このＲＳ−ＦＦ回路１１は、Ｈレベルの信号Ｓｅに応答してＨレベルの信号Ｓ１を出力する一方、Ｈレベルの信号Ｓ２に応答してＬレベルの信号Ｓ１を出力する。すなわち、ＲＳ−ＦＦ回路１１に対して、Ｈレベルの信号Ｓｅはセット信号であるとともに、Ｈレベルの信号Ｓ２はリセット信号である。そして、ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１は、参照電圧生成回路１２とタイマ回路１３と駆動回路１４とに供給される。
【００１９】
参照電圧生成回路１２には、入力電圧Ｖｉと、出力電圧Ｖｏと、ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１とが供給される。この参照電圧生成回路１２は、フィードバック電圧ＶＦＢが一定電圧である基準電圧ＶＲ０と等しくなるように、その基準電圧ＶＲ０に対して、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存させたオフセット電圧Ｖｏｆｆと所定の傾斜にて変化するスロープ電圧Ｖｓとを付加して参照電圧ＶＲ１を生成する。そして、参照電圧生成回路１２は、その参照電圧ＶＲ１を上記比較器１０に出力する。
【００２０】
タイマ回路１３は、Ｈレベルの信号Ｓ１に応答して、その信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから所定時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力する。ここで、所定時間は、オン時間設定用の抵抗Ｒｔ１の抵抗値に対応する。すなわち、タイマ回路１３は、信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから、抵抗Ｒｔ１の抵抗値に応じた時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力する。
【００２１】
駆動回路１４は、信号Ｓ１に基づいて、コンバータ部２のトランジスタＴ１，Ｔ２を相補的にオンオフさせる制御信号ＤＨ，ＤＬを生成する。なお、駆動回路１４において、両トランジスタＴ１，Ｔ２が同時にオンしないように、制御信号ＤＨ，ＤＬにデッドタイムを設定してもよい。
【００２２】
本実施形態において、駆動回路１４は、Ｈレベルの信号Ｓ１に応答してＨレベルの制御信号ＤＨとＬレベルの制御信号ＤＬを出力する。一方、駆動回路１４は、Ｌレベルの信号Ｓ１に応答してＬレベルの制御信号ＤＨとＨレベルの制御信号ＤＬを出力する。メイン側のトランジスタＴ１は、Ｈレベルの制御信号ＤＨに応答してオンする一方、Ｌレベルの制御信号ＤＬに応答してオフする。同様に、同期側のトランジスタＴ２は、Ｈレベルの制御信号ＤＬに応答してオンする一方、Ｌレベルの制御信号ＤＬに応答してオフする。
【００２３】
ここで、上記比較器１０は、出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１より低いときにＨレベルの信号Ｓｅを出力する。このＨレベルの信号Ｓｅに応答して、ＲＳ−ＦＦ回路１１は、Ｈレベルの信号Ｓ１を出力する。そして、駆動回路１４は、そのＨレベルの信号Ｓ１に応答してＨレベルの制御信号ＤＨとＬレベルの制御信号ＤＬを生成する。したがって、制御回路３は、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１よりも低くなると（参照電圧ＶＲ１がフィードバック電圧ＶＦＢを横切ると）、メイン側のトランジスタＴ１をオンするとともに、同期側のトランジスタＴ２をオフする。
【００２４】
一方、上記Ｈレベルの信号Ｓ１に応答して、タイマ回路１３は、信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから所定時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力する。すると、ＲＳ−ＦＦ回路１１は、そのＨレベルの信号Ｓ２に応答してＬレベルの信号Ｓ１を出力する。そして、駆動回路１４は、Ｌレベルの信号Ｓ１に応答してＬレベルの制御信号ＤＨとＨレベルの制御信号ＤＬを生成する。したがって、制御回路３は、メイン側のトランジスタＴ１をオンしてから所定時間経過後に、メイン側のトランジスタＴ１をオフするとともに、同期側のトランジスタＴ２をオンする。なお、再びフィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１より低くなると、制御回路３は、メイン側のトランジスタＴ１をオンするとともに、同期側のトランジスタＴ２をオフする。
【００２５】
換言すると、制御回路３は、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１より低くなると、所定期間だけメイン側のトランジスタＴ１をオンする。ここで、メイン側のトランジスタＴ１をオンする期間を「オン期間」、トランジスタＴ１をオフする期間を「オフ期間」とする。なお、同期側のトランジスタＴ２は、トランジスタＴ１に対して相補的に制御されるため、「オン期間」にオフし、「オフ期間」にオンする。
【００２６】
次に、上記タイマ回路１３について詳述する。
上述したように、タイマ回路１３は、信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから、抵抗Ｒｔ１の抵抗値に応じた時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力する。すると、ＲＳ−ＦＦ回路１１は、Ｈレベルの信号Ｓ２に応答してＬレベルの信号Ｓ１を出力する。この結果、ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１は、抵抗Ｒｔ１の抵抗値に応じた期間だけＨレベルとなる。すなわち、タイマ回路１３は、ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１のパルス幅、つまり「オン期間」を決定する。
【００２７】
ところで、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏが安定している場合、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉと、メイン側のトランジスタＴ１のオンデューティとに応じた電圧になる。トランジスタＴ１のオンデューティは、トランジスタＴ１をオンする周期、すなわちスイッチング周期Ｔと、トランジスタＴ１をオンしている時間（オン時間Ｔｏｎ）との比で表わされる。したがって、出力電圧Ｖｏは、
【００２８】
【数１】
2011182533.tif 000003
となる。
【００２９】
スイッチング周期Ｔは、オン時間Ｔｏｎと、トランジスタＴ１をオフしている時間（オフ時間Ｔｏｆｆ）との合計値である。また、スイッチング周期Ｔは、スイッチングサイクルｆｓｗの逆数である。したがって、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆはそれぞれ、
【００３０】
【数２】
2011182533.tif 000004
と表わされる。
【００３１】
上述したように、タイマ回路１３は、抵抗Ｒｔ１の抵抗値に応じて信号Ｓ１のパルス幅、すなわちトランジスタＴ１のオン時間Ｔｏｎを決定する。ここで、上記式より、トランジスタＴ１のオフ時間Ｔｏｆｆは、オン時間Ｔｏｎと、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに応じた値となる。したがって、タイマ回路１３の抵抗Ｒｔ１の抵抗値は、オフ時間Ｔｏｆｆをも決定する。すなわち、スイッチング周期Ｔ（スイッチング周波数ｆｓｗ）は、抵抗Ｒｔ１の抵抗値に応じて決定される。この抵抗Ｒｔ１の抵抗値を、同じ符号を用いて表わし、抵抗Ｒｔ１以外の値をαとすると、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆはそれぞれ、
【００３２】
【数３】
2011182533.tif 000005
と表わすことができる。
【００３３】
さらに、タイマ回路１３は、Ｈレベルのパルス信号Ｓ２を出力するタイミング、すなわちＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１のパルス幅を、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに応じて調整する。
【００３４】
このようなタイマ回路１３の一例を図２に従って説明する。
図２に示すように、タイマ回路１３は、オペアンプ１５，１６と、インバータ回路１７と、コンデンサＣ１１と、上記抵抗Ｒｔ１と、トランジスタＴ１１〜Ｔ１４とを含む。
【００３５】
抵抗Ｒｔ１は、その第１端子がオペアンプ１５の反転入力端子とＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ１１のソースに接続されるとともに、第２端子がグランドに接続されている。オペアンプ１５の非反転入力端子には、入力電圧Ｖｉが供給される。このオペアンプ１５の出力端子がトランジスタＴ１１のゲートに接続されるとともに、そのトランジスタＴ１１のドレインがＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ１２のドレインに接続されている。
【００３６】
上記抵抗Ｒｔ１の両端子間には、この抵抗Ｒｔ１に流れる電流と抵抗値に応じた電位差が生じる。オペアンプ１５は、抵抗Ｒｔ１とトランジスタＴ１１の間のノードの電位を、入力電圧Ｖｉと等しくするように、トランジスタＴ１１のゲート電圧を生成する。したがって、トランジスタＴ１１には、入力電圧Ｖｉに応じた電流が流れる。
【００３７】
上記トランジスタＴ１２のソースにはバイアス電圧ＶＢが供給される。また、トランジスタＴ１２のゲートは、同トランジスタＴ１２のドレインとＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ１３のゲートとに接続されている。なお、バイアス電圧ＶＢは、入力電圧Ｖｉ、または図示しない電源回路により生成された電圧である。上記トランジスタＴ１３のソースには、そのバイアス電圧が供給される。したがって、トランジスタＴ１２とトランジスタＴ１３とはカレントミラー回路に含まれる。このカレントミラー回路は、両トランジスタＴ１２，Ｔ１３の電気的特性に応じて、トランジスタＴ１１に流れる電流に比例した電流（入力電圧Ｖｉに依存した電流）をトランジスタＴ１３に流す。
【００３８】
トランジスタＴ１３のドレインは、コンデンサＣ１１の第１端子とＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ１４のドレインとに接続されている。これらコンデンサＣ１１の第２端子及びトランジスタＴ１４のソースはグランドに接続されている。このようにトランジスタＴ１４はコンデンサＣ１１に並列接続されている。なお、コンデンサＣ１１には、トランジスタＴ１３から入力電圧Ｖｉに依存した電流が供給される。
【００３９】
トランジスタＴ１４のゲートには、上記ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１をインバータ回路１７によって論理反転させた信号Ｓ１ｘが供給される。ここで、信号Ｓ１がＨレベルであるときにメイン側のトランジスタＴ１（図１参照）がオンする一方、信号Ｓ１がＬレベルであるときにトランジスタＴ１がオフする。これに対し、トランジスタＴ１４は、信号Ｓ１ｘがＨレベルであるとき、つまり信号Ｓ１がＬレベルであるときに（トランジスタＴ１がオフするときに）オンする。このようにトランジスタＴ１４がオンすると、コンデンサＣ１１の両端子が互いに接続されるため、コンデンサＣ１１の第１端子（ノードＮ１１）の電圧Ｖｎ１１はグランドレベルになる。一方、トランジスタＴ１４は、信号Ｓ１ｘがＬレベルであるとき、つまり信号Ｓ１がＨレベルであるときに（トランジスタＴ１がオンするときに）オフする。このようにトランジスタＴ１４がオフすると、コンデンサＣ１１は、トランジスタＴ１３から供給される電流（入力電圧Ｖｉに依存した電流）により充電される。この結果、ノードＮ１１の電圧Ｖｎ１１は、グランドレベルから入力電圧Ｖｉに応じて上昇する。すなわち、タイマ回路１３は、メイン側のトランジスタＴ１がオフしているときにコンデンサＣ１１の両端子間を短絡することにより、ノードＮ１１の電圧Ｖｎ１１をグランドレベルにリセットする。そして、タイマ回路１３は、トランジスタＴ１がオンすると、コンデンサＣ１１の充電を開始する。その結果、ノードＮ１１の電圧Ｖｎ１１が入力電圧Ｖｉに応じて上昇する。
【００４０】
ノードＮ１１はオペアンプ１６の非反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ１６の反転入力端子には、出力電圧Ｖｏが供給される。このオペアンプ１６は、ノードＮ１１の電圧Ｖｎ１１と出力電圧Ｖｏとの比較結果に応じた信号Ｓ２を出力する。具体的には、オペアンプ１６は、電圧Ｖｎ１１が出力電圧Ｖｏよりも低いときにＬレベルの信号Ｓ２を出力する一方、電圧Ｖｎ１１が出力電圧Ｖｏよりも高くなるとＨレベルの信号Ｓ２を出力する。ここで、上述のように、ノードＮ１１の電圧Ｖｎ１１は、メイン側のトランジスタＴ１がオンしたとき、入力電圧Ｖｉに応じて上昇する。したがって、トランジスタＴ１がオンしてからＨレベルの信号Ｓ２が出力されるまでの期間は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存する。
【００４１】
なお、コンデンサＣ１１を充電するための電流、すなわちトランジスタＴ１１に流れる電流は、入力電圧Ｖｉに比例する。このため、トランジスタＴ１がオンしてからＨレベルの信号Ｓ２が出力されるまでの期間は、入力電圧Ｖｉに比例する。そして、オペアンプ１６は電圧Ｖｎ１１と出力電圧Ｖｏを比較するため、トランジスタＴ１がオンしてからＨレベルの信号Ｓ２が出力されるまでの期間は、出力電圧Ｖｏに比例する。すなわち、トランジスタＴ１のオン期間は、入力電圧Ｖｉに反比例するとともに、出力電圧Ｖｏに比例する。一方、トランジスタＴ１のオフ期間は、出力電圧Ｖｏに反比例する。
【００４２】
次に、上記参照電圧生成回路１２の一例を図３〜図６に従って説明する。
図３に示すように、参照電圧生成回路１２は、オフセット電圧生成回路２０と、スロープ電圧生成回路３０と、付加回路４０とを含む。
【００４３】
オフセット電圧生成回路２０は、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏにフィードフォワード制御で依存させたオフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する。スロープ電圧生成回路３０は、出力電圧Ｖｏにフィードフォワード制御で依存させたスロープ電圧Ｖｓを生成する。付加回路４０は、基準電圧ＶＲ０に対して、オフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓを付加して参照電圧ＶＲ１を生成する。なお、基準電圧ＶＲ０は、出力電圧Ｖｏを制御する目標の電圧に応じて設定されている。
【００４４】
オフセット電圧生成回路２０は、電流源２１と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、コンデンサＣ２１とを含む。電流源２１は、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存した電流Ｉ１（＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ａ）を流す。この電流源２１は、その第１端子にバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、第２端子にスイッチＳＷ１が接続されている。本実施形態では、スイッチＳＷ１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。このスイッチＳＷ１は、そのドレインが電流源２１の第２端子に接続されるとともに、ソースがコンデンサＣ２１の第１端子に接続されている。そのコンデンサＣ２１の第２端子はグランドに接続されている。
【００４５】
また、スイッチＳＷ１のゲートには、ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１が供給される。このスイッチＳＷ１は、Ｈレベルの信号Ｓ１に応答してオンする一方、Ｌレベルの信号Ｓ１に応答してオフする。すなわち、スイッチＳＷ１は、メイン側のトランジスタＴ１のオン期間にオンする一方、トランジスタＴ１のオフ期間にオフする。このようにスイッチＳＷ１は、トランジスタＴ１と同期してオンオフする。このスイッチＳＷ１がオンすると、上記コンデンサＣ２１には、電流源２１から入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存した電流Ｉ１が供給される。ここで、電流源２１の一例を図４に従って説明する。
【００４６】
図４に示すように、電流源２１は、オペアンプ２２，２３と、トランジスタＴ２１，Ｔ２２，Ｔ２３と、抵抗Ｒ２１とを含む。オペアンプ２２は、その非反転入力端子に入力電圧Ｖｉが供給されるとともに、反転入力端子に出力電圧Ｖｏが供給される。このオペアンプ２２は、図示しない付加素子により所定の電圧ゲインに設定された差動増幅器である。すなわち、オペアンプ２２は、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを減算した結果を、電圧ゲインにより増幅して電圧Ｖ１を生成する。この電圧Ｖ１は、オペアンプ２２の電圧ゲインをＡ１とすると、
【００４７】
【数４】
2011182533.tif 000006
となる。
【００４８】
この電圧Ｖ１はオペアンプ２３の反転入力端子に供給される。このオペアンプ２３の出力端子はＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ２１のゲートに接続されている。トランジスタＴ２１は、そのドレインがＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ２２のドレインに接続されるとともに、ソースがオペアンプ２３の非反転入力端子と抵抗Ｒ２１の第１端子とに接続されている。その抵抗Ｒ２１の第２端子はグランドに接続されている。
【００４９】
上記オペアンプ２３は、非反転入力端子の電圧を上記電圧Ｖ１と等しくするように、トランジスタＴ２１を制御する。すなわち、抵抗Ｒ２１の第１端子の電圧が電圧Ｖ１になるように制御される。したがって、抵抗Ｒ２１の両端子間には、この抵抗Ｒ２１の抵抗値と、両端子間の電位差（電圧Ｖ１）とに応じた電流Ｉ１ａが流れる。このため、電流Ｉ１ａは、
【００５０】
【数５】
2011182533.tif 000007
と表わすことができる。
【００５１】
上記トランジスタＴ２２は、そのソースにバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、ゲートが同トランジスタＴ２２のドレインとＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ２３のゲートに接続されている。そのトランジスタＴ２３のソースにはバイアス電圧ＶＢが供給される。このため、トランジスタＴ２２とトランジスタＴ２３とは、カレントミラー回路に含まれる。このカレントミラー回路は、両トランジスタＴ２２，Ｔ２３の電気的特性に応じて、抵抗Ｒ２１に流れる電流Ｉ１ａに比例した上記電流Ｉ１をトランジスタＴ２３に流す。本実施形態では、トランジスタＴ２２とトランジスタＴ２３の電気的特性の比が１：ｍ１に設定されている。したがって、トランジスタＴ２３に流れる電流Ｉ１は、
【００５２】
【数６】
2011182533.tif 000008
となる。なお、このトランジスタＴ２３のドレインが図３に示すスイッチＳＷ１のドレインに接続されることになる。
【００５３】
図３に示すように、スイッチＳＷ１とコンデンサＣ２１の間のノードＮ２１は加減算回路４１とスイッチＳＷ２とに接続されている。本実施形態では、スイッチＳＷ２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。このスイッチＳＷ２は、そのドレインがノードＮ２１に接続されるとともに、ソースがグランドに接続されている。また、スイッチＳＷ２のゲートには、信号Ｓ１に基づいて生成されるリセット信号Ｓｒが供給される。このスイッチＳＷ２は、信号ＳｒがＨレベルであるときにオンする一方、信号ＳｒがＬレベルであるときにオフする。なお、上記リセット信号Ｓｒは、信号Ｓ１の立ち上がりから一定時間だけＨレベルとなるパルス信号である。このため、スイッチＳＷ２は、信号Ｓ１の立ち上がりから一定時間だけオンする。このスイッチＳＷ２がオンすると、コンデンサＣ２１の両端子が互いに接続されるため、上記コンデンサＣ２１に蓄えられた電荷が放電されてコンデンサＣ２１の第１端子（ノードＮ２１）の電圧がグランドレベルにリセットされる。なお、このノードＮ２１の電圧がオフセット電圧Ｖｏｆｆとして加減算回路４１に供給される。
【００５４】
ここで、上記リセット信号Ｓｒを生成するリセット信号生成回路の一例を図５に従って説明する。
図５に示すように、直列に接続された奇数段（図５では３段）のインバータ回路２５ａ〜２５ｃと、アンド回路２６とを含む。１段目のインバータ回路２５ａにはＲＳ−ＦＦ回路１１からの信号Ｓ１が入力される。３段目のインバータ回路２５ｃの出力端子はアンド回路２６の入力端子に接続されている。また、このアンド回路２６には信号Ｓ１が直接入力される。
【００５５】
このように構成されたリセット信号生成回路では、信号Ｓ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がると、インバータ回路２５ａ〜２５ｃの動作遅延時間に相当するパルス幅でＨレベルとなるワンショットパルス（リセット信号Ｓｒ）が生成される。そして、このリセット信号Ｓｒが図３に示すスイッチＳＷ２のゲートに供給される。
【００５６】
次に、上述のように構成されたオフセット電圧生成回路２０の作用について図３及び図７に従って説明する。なお、図７は、参照電圧生成回路１２の動作を示す波形図であるが、同図において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。
【００５７】
オフセット電圧生成回路２０では、信号Ｓ１がＨレベルのとき（トランジスタＴ１のオン期間）にスイッチＳＷ１がオンされる。すると、コンデンサＣ２１が入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）に比例した電流Ｉ１により充電される。このため、ノードＮ２１の電圧、つまりオフセット電圧Ｖｏｆｆは、
【００５８】
【数７】
2011182533.tif 000009
となる。すなわち、オフセット電圧生成回路２０は、図７に示すように、トランジスタＴ１のオン期間において、電流Ｉ１に応じて増加するオフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する。
【００５９】
ここで、電流源２１が流す電流Ｉ１は、上記式５に示されるように、入力電圧Ｖｉが高くなると増加し、入力電圧Ｖｉが低くなると減少する。また、電流Ｉ１は、出力電圧Ｖｏが高くなると減少し、出力電圧Ｖｏが低くなると増加する。すなわち、電流Ｉ１は、入力電圧Ｖｉに対して比例的に変化する一方で、出力電圧Ｖｏに対して反比例的に変化する。また、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、その電流Ｉ１によってコンデンサＣ２１に蓄積される電荷に応じて変化する。すなわち、オフセット電圧Ｖｏｆｆの波形は、電流Ｉ１に応じた傾きとなる。したがって、オフセット電圧Ｖｏｆｆの傾きは、入力電圧Ｖｉが高くなると傾斜が急（変化量が大）になるのに対し、入力電圧Ｖｉが低くなると傾斜が緩やか（変化量が小）になる。また、オフセット電圧Ｖｏｆｆの傾きは、出力電圧Ｖｏが高くなると傾斜が緩やかになるのに対し、出力電圧Ｖｏが低くなると急になる。すなわち、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、入力電圧Ｖｉに対して比例的に変化する一方で、出力電圧Ｖｏに対して反比例的に変化する。
【００６０】
一方、オフセット電圧生成回路２０では、信号Ｓ１がＬレベルのとき（トランジスタＴ１のオフ期間）に、スイッチＳＷ１がオフされる。なお、このときのスイッチＳＷ２は、Ｌレベルの信号Ｓｒに応答してオフされている。このため、このときのオフセット電圧Ｖｏｆｆは、図７に示すように、上記式６の電圧（スイッチＳＷ１がオフされる直前の電圧）に保持される。
【００６１】
続いて、信号Ｓ１がＨレベルになると（トランジスタＴ１がオンされると）、その立ち上がりから一定期間だけリセット信号ＳｒがＨレベルになるため、そのＨレベルの信号Ｓｒに応答してスイッチＳＷ２がオンされる。すると、コンデンサＣ２１の第１端子（ノードＮ２１）がグランドに接続されるため、コンデンサＣ２１の両端子間が短絡されることになる。これにより、図７に示すように、ノードＮ２１の電圧（オフセット電圧Ｖｏｆｆ）がグランドレベルにリセットされる。その後、リセット信号ＳｒがＬレベルに立ち下がると、スイッチＳＷ２がオフされる。このとき、上記Ｈレベルの信号Ｓ１に応答してスイッチＳＷ１がオンされているため、スイッチＳＷ２がオフされると、電流Ｉ１によるコンデンサＣ２１の充電が再び開始される。
【００６２】
このように、オフセット電圧生成回路２０は、コンデンサＣ２１に接続されたスイッチＳＷ１を、メイン側のトランジスタＴ１と同期してオンオフするとともに、トランジスタＴ１がオンしたときに一定期間だけスイッチＳＷ２をオンする。これにより、トランジスタＴ１のオン期間とオフ期間とに応じたオフセット電圧Ｖｏｆｆが生成される。このオフセット電圧Ｖｏｆｆは、図７に示すように、トランジスタＴ１がオンした時に０（ゼロ）となった後、そのオン期間に入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏ（上記電流Ｉ１）に応じて増加する。さらに、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、オフ期間では、そのオフ期間に切り替わる直前のノードＮ２１の電圧を保持する。
【００６３】
次に、上記スロープ電圧生成回路３０について図３及び図６に従って説明する。
図３に示すように、スロープ電圧生成回路３０は、電流源３１と、コンデンサＣ２２と、スイッチＳＷ３とを含む。電流源３１は、出力電圧Ｖｏに依存した電流Ｉ２（＝Ｖｏ×Ｂ）を流す。この電流源３１は、その第１端子にバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、第２端子にコンデンサＣ２２の第１端子が接続されている。このコンデンサＣ２２の第２端子はグランドに接続されている。なお、コンデンサＣ２２には、電流源３１から出力電圧Ｖｏに依存した電流Ｉ２が供給される。
【００６４】
また、電流源３１とコンデンサＣ２２の間のノードＮ２２は、上記加減算回路４１とスイッチＳＷ３に接続されている。本実施形態では、スイッチＳＷ３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。このスイッチＳＷ３は、そのドレインがノードＮ２２に接続されるとともに、ソースがグランドに接続されている。
【００６５】
スイッチＳＷ３のゲートには、上記ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１が供給される。このスイッチＳＷ３は、信号Ｓ１がＨレベルであるときにオンする一方、信号Ｓ１がＬレベルであるときにオフする。すなわち、スイッチＳＷ３は、メイン側のトランジスタＴ１のオン期間にオンする一方、トランジスタＴ１のオフ期間にオフする。このようにスイッチＳＷ３は、メイン側のトランジスタＴ１と同期してオンオフする。このスイッチＳＷ３がオフすると、上記コンデンサＣ２２は、電流源３１から供給される電流Ｉ２（出力電圧Ｖｏに依存した電流）により充電される。これにより、ノードＮ２２の電圧が出力電圧Ｖｏに応じて上昇する。一方、スイッチＳＷ３がオンすると、コンデンサＣ２２の第１端子（ノードＮ２２）がグランドに接続されるため、コンデンサＣ２２の両端子間が短絡されることになる。これにより、コンデンサＣ２２に蓄えられた電荷が放電されてコンデンサＣ２２の第１端子（ノードＮ２２）の電圧がグランドレベルにリセットされる。なお、このノードＮ２２の電圧がスロープ電圧Ｖｓとして加減算回路４１に供給される。
【００６６】
ここで、電流源３１の一例を図６に従って説明する。
図６に示すように、電流源３１は、オペアンプ３２と、トランジスタＴ３１，Ｔ３２，Ｔ３３と、抵抗Ｒ３１とを含む。オペアンプ３２の反転入力端子には出力電圧Ｖｏが供給される。このオペアンプ３２の出力端子はＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ３１のゲートに接続されている。トランジスタＴ３１は、そのドレインがＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ３２のドレインに接続されるとともに、ソースがオペアンプ３２の非反転入力端子と抵抗Ｒ３１の第１端子とに接続されている。その抵抗Ｒ３１の第２端子はグランドに接続されている。
【００６７】
上記オペアンプ３２は、非反転入力端子の電圧を出力電圧Ｖｏと等しくするように、トランジスタＴ３１を制御する。すなわち、抵抗Ｒ３１の第１端子の電圧が出力電圧Ｖｏになるように制御される。したがって、抵抗Ｒ３１の両端子間には、この抵抗Ｒ３１の抵抗値と、両端子間の電位差（出力電圧Ｖｏ）とに応じた電流Ｉ２ａが流れる。すなわち、電流Ｉ２ａは、
【００６８】
【数８】
2011182533.tif 000010
と表わすことができる。
【００６９】
上記トランジスタＴ３２は、そのソースにバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、ゲートが同トランジスタＴ３２のドレインとＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ３３のゲートに接続されている。そのトランジスタＴ３３のソースにはバイアス電圧ＶＢが供給される。したがって、トランジスタＴ３２とトランジスタＴ３３とは、カレントミラー回路に含まれる。このカレントミラー回路は、両トランジスタＴ３２，Ｔ３３の電気的特性に応じて、抵抗Ｒ３１に流れる電流Ｉ２ａに比例した電流Ｉ２をトランジスタＴ３３に流す。本実施形態では、トランジスタＴ３２とトランジスタＴ３３の電気的特性の比が１：ｍ２に設定されている。したがって、トランジスタＴ３３に流れる電流Ｉ２は、
【００７０】
【数９】
2011182533.tif 000011
となる。なお、上記トランジスタＴ３３のドレインが図３に示すコンデンサＣ２２の第１端子に接続されることになる。
【００７１】
次に、このように構成されたスロープ電圧生成回路３０の作用について図３及び図７に従って説明する。
スロープ電圧生成回路３０では、信号Ｓ１がＬレベルのとき（トランジスタＴ１のオフ期間）にスイッチＳＷ３がオフされる。すると、コンデンサＣ２２が出力電圧Ｖｏに比例した電流Ｉ２により充電される。このため、ノードＮ２２の電圧、すなわちスロープ電圧Ｖｓは、
【００７２】
【数１０】
2011182533.tif 000012
となる。すなわち、スロープ電圧生成回路３０は、図７に示すように、トランジスタＴ１のオフ期間において、電流Ｉ２に応じて増加するスロープ電圧Ｖｓを生成する。
【００７３】
ここで、電流源３１が流す電流Ｉ２は、上記式７に示されるように、出力電圧Ｖｏが高くなると増加し、出力電圧が低くなると減少する。すなわち、電流Ｉ２は、出力電圧Ｖｏに対して比例的に変化する。また、スロープ電圧Ｖｓは、その電流Ｉ２によってコンデンサＣ２２に蓄積される電荷に応じて変化する。すなわち、スロープ電圧Ｖｓの波形は、電流Ｉ２に応じた傾きとなる。したがって、スロープ電圧Ｖｓの傾きは、出力電圧Ｖｏが高くなると傾斜が急（変化量が大）になるのに対し、出力電圧Ｖｏが低くなると傾斜が緩やか（変化量が小）になる。すなわち、スロープ電圧Ｖｓは、出力電圧Ｖｏに対して比例的に変化する。
【００７４】
一方、スロープ電圧生成回路３０では、信号Ｓ１がＨレベルのとき（トランジスタＴ１のオン期間）にスイッチＳＷ３がオンされる。すると、コンデンサＣ２２の第１端子（ノードＮ２２）がグランドに接続されるため、コンデンサＣ２２の両端子間が短絡されることになる。これにより、図７に示すように、ノードＮ２２の電圧（スロープ電圧Ｖｓ）がグランドレベルにリセットされる。
【００７５】
このように、スロープ電圧生成回路３０は、コンデンサＣ２２に並列接続されたスイッチＳＷ３を、メイン側のトランジスタＴ１と同期してオンオフすることにより、トランジスタＴ１のオン期間とオフ期間とに応じたスロープ電圧Ｖｓを生成する。このスロープ電圧Ｖｓは、図７に示すように、トランジスタＴ１のオン期間に０（ゼロ）となり、トランジスタＴ１のオフ期間に、出力電圧Ｖｏ（電流Ｉ２）に応じて増加する。
【００７６】
次に、上記付加回路４０について図３に従って説明する。
図３に示すように、付加回路４０は、基準電源Ｅ１と、加減算回路４１とを含む。加減算回路４１には、基準電源Ｅ１と、上記ノードＮ２１，Ｎ２２とが接続されている。このため、加減算回路４１には、基準電源Ｅ１によって生成される基準電圧ＶＲ０と、オフセット電圧Ｖｏｆｆと、スロープ電圧Ｖｓとが供給される。この加減算回路４１は、基準電圧ＶＲ０に対して、オフセット電圧Ｖｏｆｆを減算するとともに、スロープ電圧Ｖｓを加算することにより、上記参照電圧ＶＲ１を生成する。したがって、この参照電圧ＶＲ１は、
【００７７】
【数１１】
2011182533.tif 000013
となる。そして、この参照電圧ＶＲ１が、図１に示す比較器１０の非反転入力端子に供給される。
【００７８】
ここで、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、上述したように、トランジスタＴ１のオン期間において、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに応じて上昇するとともに、トランジスタＴ１のオフ期間において、上記オン期間で上昇した電圧が保持される電圧である。また、スロープ電圧Ｖｓは、トランジスタＴ１のオン期間に０（ゼロ）となり、トランジスタＴ１のオフ期間に、出力電圧Ｖｏに応じて増加する電圧である。このため、図７に示すように、参照電圧ＶＲ１は、トランジスタＴ１のオン期間において、基準電圧ＶＲ０からオフセット電圧Ｖｏｆｆに従って減少する。また、参照電圧ＶＲ１は、トランジスタＴ１のオフ期間において、基準電圧ＶＲ０に対してオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算した電圧からスロープ電圧Ｖｓに従って上昇する。このため、参照電圧ＶＲ１の波形は三角波形状になる。
【００７９】
次に、従来例と対比しつつＤＣ−ＤＣコンバータ１（とくに、参照電圧生成回路１２）の動作を図８に従って説明する。なお、図８は、参照電圧生成回路１２の動作を示す波形図であるが、同図において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。
【００８０】
図１に示す比較器１０は、フィードバック電圧ＶＦＢよりも参照電圧ＶＲ１が高くなるとＨレベルの信号Ｓｅを出力する。そして、その信号Ｓｅに従ってトランジスタＴ１がオンされる。すなわち、フィードバック電圧ＶＦＢの波形と、参照電圧ＶＲ１の波形との交点において、トランジスタＴ１がオンされる。このため、トランジスタＴ１がオフされてからこの交点までの時間がオフ時間Ｔｏｆｆになる。このとき、入力電圧Ｖｉが減少すると、上記式１及び式２に示されるように、トランジスタＴ１のオン時間Ｔｏｎが長くなり、オフ時間Ｔｏｆｆが短くなる（図８（ｃ）の破線→実線参照）。ここで、まず、従来例のように、基準電圧ＶＲ０に対してオフセット電圧が付加されずに、傾斜が固定されたスロープ電圧のみが付加される参照電圧ＶＲ２の場合について説明する。図８（ｃ）に示すように、入力電圧Ｖｉが減少してオフ時間Ｔｏｆｆが短くなる場合には（破線→実線参照）、上記参照電圧ＶＲ２のスロープが固定であるため、オフ時間Ｔｏｆｆが短くなる分だけ、参照電圧ＶＲ２と交差するフィードバック電圧ＶＦＢの電圧値が低くなる（一点鎖線参照）。すなわち、従来例の場合には、図８（ｄ）に示すように、入力電圧Ｖｉの変動（オフ時間Ｔｏｆｆの変動）に応じて、フィードバック電圧ＶＦＢが変動する。
【００８１】
これに対し、本実施形態の参照電圧ＶＲ１は、基準電圧ＶＲ０に対して、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存したオフセット電圧Ｖｏｆｆ及び出力電圧Ｖｏに依存したスロープ電圧Ｖｓが付加されて生成されている。ここで、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、入力電圧Ｖｉが減少すると、変化量が小さくなり、波形の傾斜が緩やかになる。このため、図８（ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉの減少に伴ってオン時間Ｔｏｎが長くなるものの、それと同時にオフセット電圧Ｖｏｆｆの波形の傾斜が緩やかになる。これにより、入力電圧Ｖｉが高くオン時間Ｔｏｎが短い場合（破線参照）よりも、入力電圧Ｖｉが低くオン時間Ｔｏｎが長い場合（実線参照）の方が、オン期間からオフ期間への切り替わり時のオフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧値が低くなる。このオフセット電圧Ｖｏｆｆの変化に伴って、入力電圧Ｖｉが高くオン時間Ｔｏｎが短い場合（破線参照）よりも、入力電圧Ｖｉが低くオン時間Ｔｏｎが長い場合（実線参照）の方が、オン期間からオフ期間への切り替わり時の参照電圧ＶＲ１の電圧値が高くなる。
【００８２】
また、スロープ電圧Ｖｓの傾斜は、入力電圧Ｖｉの変動によっては変動しない。このため、入力電圧Ｖｉの減少に伴ってオフ時間Ｔｏｆｆが短くなっても、上述のようにオン期間におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆの低下分だけ（参照電圧ＶＲ１の上昇分だけ）、参照電圧ＶＲ１を横切るフィードバック電圧ＶＦＢの電圧値の低下を抑制することができる。換言すると、トランジスタＴ１のオン期間において、入力電圧Ｖｉの減少に伴ってオフ時間Ｔｏｆｆが短くなる分だけ電圧値を低下させるようにオフセット電圧Ｖｏｆｆが生成される。具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示すように、トランジスタＴ１のオン期間において、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化分（上昇分）に等しい電圧値となるように入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存させたオフセット電圧Ｖｏｆｆが生成される。すなわち、参照電圧生成回路１２では、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量とオン期間におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆの変化量とが等しくなるように、それらスロープ電圧Ｖｓ及びオフセット電圧Ｖｏｆｆが生成される。これにより、図８（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉが変動しても、その変動に伴うフィードバック電圧ＶＦＢの変動を抑制することができる。なお、ここでは詳細な説明を省略するが、入力電圧Ｖｉが増加した場合も同様に、その変動に伴うフィードバック電圧ＶＦＢの変動を抑制することができる（例えば図８（ａ）の実線→破線参照）。
【００８３】
さらに、上記参照電圧ＶＲ１とフィードバック電圧ＶＦＢとの関係をより具体的に説明する。上述したように、フィードバック電圧ＶＦＢの波形と参照電圧ＶＲ１の波形との交点において、トランジスタＴ１がオンされる。このため、トランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、参照電圧ＶＲ１と等しくなることから、
【００８４】
【数１２】
2011182533.tif 000014
と表わすことができる。この式に、上記式６及び式８を代入すると、
【００８５】
【数１３】
2011182533.tif 000015
となる。さらに、この式に、上記式１及び式２を代入すると、
【００８６】
【数１４】
2011182533.tif 000016
となる。このとき、参照電圧生成回路１２では、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量とオン期間におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆの変化量とが等しくなるように、
【００８７】
【数１５】
2011182533.tif 000017
に設定される。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、
【００８８】
【数１６】
2011182533.tif 000018
となる。すなわち、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの項がキャンセルされ、トランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、常に基準電圧ＶＲ０（一定電圧）と等しくなる。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存しない一定値となる。したがって、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図８（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉが変動しても、安定した出力電圧Ｖｏを出力することができる。
【００８９】
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）参照電圧生成回路１２は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存した電圧値のオフセット電圧Ｖｏｆｆと、トランジスタＴ１のオフ期間に出力電圧Ｖｏに依存した傾斜にて変化するスロープ電圧Ｖｓとを基準電圧ＶＲ０に付加して参照電圧ＶＲ１を生成する。制御回路３の比較器１０は、出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果に応じた信号Ｓｅを出力する。制御回路３は、この信号Ｓｅの出力タイミングで、コンバータ部２のトランジスタＴ１を所定時間オンするようにした。また、トランジスタＴ１のオフ期間は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの差に応じて変動する。このため、参照電圧生成回路１２が入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに応じてオフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧値を変更するとともに、出力電圧Ｖｏに応じてスロープ電圧Ｖｓの傾斜を変更することにより、その参照電圧ＶＲ１を横切る時のフィードバック電圧ＶＦＢの電圧値の変動を抑制することができる。このため、出力電圧Ｖｏの安定化を図ることができる。
【００９０】
（２）参照電圧生成回路１２は、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化分に等しい電圧値となるようにオフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する。これにより、参照電圧ＶＲ１を横切る時のフィードバック電圧ＶＦＢを基準電圧ＶＲ０と等しくすることができる。したがって、フィードバック電圧ＶＦＢを入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存しない一定値とすることができ、入力電圧Ｖｉの変動に伴う出力電圧Ｖｏの変動を好適に抑制することができる。さらに、フィードバック電圧ＶＦＢが出力電圧Ｖｏの目標電圧に応じて設定される基準電圧と等しくなるため、出力電圧Ｖｏの目標電圧の設定を容易に行うことができる。
【００９１】
（３）参照電圧生成回路１２では、回路規模の大幅な増大を招く複雑な回路（例えば、除算回路等）を設ける必要がないため、簡便な回路構成によって参照電圧ＶＲ１を生成することができるとともに、回路規模の増大を抑制することができる。また、除算回路では、除算するために、非線形に変化するＭＯＳトランジスタのオン抵抗を利用するため精度が悪い。これに対し、本実施形態の参照電圧生成回路１２では、そのような除算回路を必要としないため、所望の参照電圧ＶＲ１（オフセット電圧Ｖｏｆｆ、スロープ電圧）を精度良く生成することができる。
【００９２】
（４）制御回路３は、フィードバック電圧ＶＦＢを安定化する、すなわち出力電圧Ｖｏを安定化することができる。したがって、出力電圧Ｖｏのリップル成分を必要としないため、等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値が小さいコンデンサ（例えば積層セラミックコンデンサ）を平滑用コンデンサＣ１として用いることができる。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００９３】
なお、上記第１実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第１実施形態における参照電圧生成回路１２を、図９に示される参照電圧生成回路１２ａに変更してもよい。
【００９４】
図９に示すように、参照電圧生成回路１２ａは、電流源５１，５２と、スイッチＳＷ４，ＳＷ５と、コンデンサＣ３１と、インバータ回路５３と、加算回路５４と、基準電源Ｅ１とを含む。なお、スイッチＳＷ４，ＳＷ５は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。
【００９５】
電流源５１は、電流源３１と同様に、電流Ｉ２（＝Ｖｏ×Ｂ）を流す。この電流源５１は、その第１端子にバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、第２端子がスイッチＳＷ４のドレインに接続されている。このスイッチＳＷ４のソースは、スイッチＳＷ５のドレインに接続されている。また、スイッチＳＷ４のゲートには、ＲＳ−ＦＦ回路１１（図１参照）から出力される信号Ｓ１をインバータ回路５３によって論理反転させた信号Ｓ１ｘが供給される。
【００９６】
上記スイッチＳＷ５は、そのソースが電流源５２の第１端子に接続されるとともに、ゲートにＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１が供給される。上記電流源５２の第２端子はグランドに接続されている。なお、この電流源５２は、電流源２１と同様に、電流Ｉ１（＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ａ）を流す。
【００９７】
また、スイッチＳＷ４，ＳＷ５の間のノードＮ３１は、コンデンサＣ３１の第１端子と加算回路５４に接続されている。コンデンサＣ３１の第２端子はグランドに接続されている。
【００９８】
また、上記加算回路５４には、基準電源Ｅ１が接続されている。この加算回路５４は、基準電源Ｅ１によって生成される基準電圧ＶＲ０に対しノードＮ３１の電圧Ｖｎ３１を付加して参照電圧ＶＲ１を生成する。そして、加算回路５４は、その参照電圧ＶＲ１を図１に示す比較器１０に出力する。
【００９９】
このように構成された参照電圧生成回路１２ａでは、メイン側のトランジスタＴ１のオフ期間に、Ｌレベルの信号Ｓ１（Ｈレベルの信号Ｓ１ｘ）に応答して、スイッチＳＷ４がオンされるとともにスイッチＳＷ５がオフされる。これにより、コンデンサＣ３１は、電流Ｉ２（＝Ｖｏ×Ｂ）により充電される。この結果、ノードＮ３１の電圧Ｖｎ３１は、出力電圧Ｖｏに応じた傾斜にて上昇する。このときのノードＮ３１の電圧Ｖｎ３１がスロープ電圧Ｖｓに相当する。
【０１００】
一方、トランジスタＴ１のオン期間では、Ｈレベルの信号Ｓ１（Ｌレベルの信号Ｓ１ｘ）に応答して、スイッチＳＷ４がオフされるとともにスイッチＳＷ５がオンされる。これにより、電流Ｉ１（＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ａ）に応じてコンデンサＣ３１に蓄えられた電荷が放電される。この結果、ノードＮ３１の電圧Ｖｎ３１は、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに応じた傾斜にて低下する。このときのノードＮ３１の電圧Ｖｎ３１がオフセット電圧Ｖｏｆｆに相当する。
【０１０１】
そして、加算回路５４において、これらスロープ電圧Ｖｓ及びオフセット電圧Ｖｏｆｆに相当する電圧Ｖｎ３１を基準電圧ＶＲ０に付加して参照電圧ＶＲ１が生成される。このため、参照電圧ＶＲ１の波形は、図７に示した波形と同様に、三角波形状になる。この参照電圧ＶＲ１は、
【０１０２】
【数１７】
2011182533.tif 000019
と表わすことができる。
【０１０３】
ここで、上述したように、トランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、参照電圧ＶＲ１と等しくなるため、
【０１０４】
【数１８】
2011182533.tif 000020
となる。この式に、上記式１及び式２を代入すると、
【０１０５】
【数１９】
2011182533.tif 000021
となる。このとき、参照電圧生成回路１２ａでは、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量とオン期間におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆの変化量とが等しくなるように、
【０１０６】
【数２０】
2011182533.tif 000022
に設定される。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、
【０１０７】
【数２１】
2011182533.tif 000023
となる。したがって、図９に示されるように参照電圧生成回路１２ａを変更した場合であっても、上記第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０１０８】
なお、上記参照電圧生成回路１２ａにおいて、電流源５１と、スイッチＳＷ４と、コンデンサＣ３１とがスロープ電圧生成回路として機能するとともに、電流源５２と、スイッチＳＷ５と、コンデンサＣ３１とがオフセット電圧生成回路として機能する。このように、コンデンサＣ３１がスロープ電圧生成回路とオフセット電圧生成回路とで共用されるため、上記第１実施形態に比べて回路規模を小さくすることができる。また、基準電源Ｅ１と、加算回路５４とが付加回路として機能する。
【０１０９】
・上記第１実施形態における参照電圧生成回路１２を、図１０に示される参照電圧生成回路１２ｂに変更してもよい。具体的には、オフセット電圧生成回路２０の内部構成を変更するとともに、スロープ電圧生成回路３０内の電流源３１が流す電流値を変更するようにしてもよい。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお、図１１は、参照電圧生成回路１２ｂの動作を示す波形図であるが、同図において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。
【０１１０】
図１０に示すように、参照電圧生成回路１２ｂは、オフセット電圧生成回路２０ｂと、スロープ電圧生成回路３０ｂと、付加回路４０ｂとを含む。
オフセット電圧生成回路２０ｂ内のオペアンプ２７は、その非反転入力端子に入力電圧Ｖｉが供給されるとともに、反転入力端子に出力電圧Ｖｏが供給される。また、オペアンプ２７の出力端子は加減算回路４１に接続されている。このオペアンプ２７は、図示しない付加素子により所定の電圧ゲインに設定された差動増幅器である。すなわち、オペアンプ２７は、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを減算し、その結果を電圧ゲインにより増幅したオフセット電圧Ｖｏｆｆを出力する。オペアンプ２７の電圧ゲインをＤとすると、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、
【０１１１】
【数２２】
2011182533.tif 000024
となる。このオフセット電圧Ｖｏｆｆは、上記式９及び図１１に示されるように、入力電圧Ｖｉが高くなると増加し、入力電圧Ｖｉが低くなると減少する。また、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、上記式９に示されるように、出力電圧Ｖｏが高くなると減少し、出力電圧Ｖｏが低くなると増加する。すなわち、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、入力電圧Ｖｉに対して比例的に変化するとともに、出力電圧Ｖｏに対して反比例的に変化する。なお、このオフセット電圧Ｖｏｆｆは、上記第１実施形態のオフセット電圧とは異なり、時間と共に変化する電圧ではない。そして、このオフセット電圧Ｖｏｆｆが加減算回路４１に供給される。
【０１１２】
また、スロープ電圧生成回路３０ｂ内の電流源３３は、入力電圧Ｖｉに依存した電流Ｉ３（＝Ｖｉ×Ｆ）を流す。なお、スロープ電圧生成回路３０ｂは、この電流源３３が流す電流Ｉ３の電流値が異なるだけで、その他の構成は上記第１実施形態のスロープ電圧生成回路３０と同様である。このため、メイン側のトランジスタＴ１のオフ期間にスイッチＳＷ３がオフされる。すると、コンデンサＣ２２が入力電圧Ｖｉに比例した電流Ｉ３により充電されるため、図１１に示すように、ノードＮ２２の電圧（スロープ電圧Ｖｓ）が入力電圧Ｖｉに依存した傾斜にて上昇する。したがって、このときのスロープ電圧Ｖｓは、
【０１１３】
【数２３】
2011182533.tif 000025
となる。このスロープ電圧Ｖｓの傾きは、上記式１０及び図１１に示されるように、入力電圧Ｖｉが高くなると傾斜が急になるのに対し、入力電圧Ｖｉが低くなると傾斜が緩やかになる。すなわち、スロープ電圧Ｖｓは、入力電圧Ｖｉに対して比例的に変化する。
【０１１４】
一方、スイッチＳＷ３は、トランジスタＴ１のオン期間にオンされる。すると、図１１に示すように、ノードＮ２２の電圧（スロープ電圧Ｖｓ）がグランドレベルにリセットされる。このように、スロープ電圧生成回路３０ｂは、オフ期間において入力電圧Ｖｉに依存した傾斜にて上昇し、オン期間においてグランドレベルにリセットするスロープ電圧Ｖｓを生成する。
【０１１５】
そして、付加回路４０ｂにおいて、これらオフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓが基準電圧ＶＲ０に付加されて参照電圧ＶＲ１が生成される。具体的には、参照電圧ＶＲ１は、
【０１１６】
【数２４】
2011182533.tif 000026
と表わすことができる。この参照電圧ＶＲ１の波形は、図１１に示すように、のこぎり波形状になる。
【０１１７】
ここで、上述のように、トランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、参照電圧ＶＲ１と等しくなるため、
【０１１８】
【数２５】
2011182533.tif 000027
となる。この式に、上記式３及び４を代入すると、
【０１１９】
【数２６】
2011182533.tif 000028
となる。このとき、参照電圧生成回路１２ｂでは、オフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧値とトランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量とが等しくなるように、
【０１２０】
【数２７】
2011182533.tif 000029
に設定される。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、
【０１２１】
【数２８】
2011182533.tif 000030
となる。したがって、図１０に示されるように参照電圧生成回路１２ｂを変更した場合であっても、上記第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０１２２】
・上記第１実施形態における参照電圧生成回路１２を、図１２に示される参照電圧生成回路１２ｃに変更してもよい。具体的には、スロープ電圧Ｖｓの傾斜を固定とし、オフセット電圧のみを入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存させるようにしてもよい。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。
【０１２３】
図１２に示すように、参照電圧生成回路１２ｃは、オフセット電圧生成回路２０ｃと、スロープ電圧生成回路３０ｃと、付加回路４０ｃとを含む。
オフセット電圧生成回路２０ｃ内の電圧源Ｅ２は、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存した下記式で表わされるオフセット電圧Ｖｏｆｆを加減算回路４１に供給する。
【０１２４】
【数２９】
2011182533.tif 000031
このような電圧源Ｅ２の一例を図１３に従って説明する。
【０１２５】
電圧源Ｅ２は、電流源６１と、オペアンプ６２，６３，６４と、トランジスタＴ６１〜Ｔ６５と、抵抗Ｒ６１とを含む。
電流源６１は、電流Ｉ５をトランジスタＴ６１に供給する。この電流源６１は、その第１端子にバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、第２端子がＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ６１のドレインに接続されている。トランジスタＴ６１は、そのソースがグランドに接続されるとともに、ゲートがオペアンプ６２の出力端子に接続されている。また、トランジスタＴ６１と電流源６１との間の接続点は、オペアンプ６２の非反転入力端子に接続されている。このオペアンプ６２の反転入力端子には、入力電圧Ｖｉが供給される。
【０１２６】
オペアンプ６２は、非反転入力端子の電圧を、反転入力端子に供給される入力電圧Ｖｉと等しくするように、トランジスタＴ６１を制御する。その結果、トランジスタＴ６１は、深い三極管領域で動作し、抵抗として機能する。そして、このトランジスタＴ６１には、上記電流源６１から供給される電流Ｉ５が流れる。したがって、このトランジスタＴ６１のオン抵抗Ｒｏ１は、電流Ｉ５と、ソース−ドレイン間の電位差、すなわち入力電圧Ｖｉとに応じて、
【０１２７】
【数３０】
2011182533.tif 000032
となる。
【０１２８】
上記オペアンプ６２の出力端子はトランジスタＴ６２に接続されている。トランジスタＴ６２は、トランジスタＴ６１と同型のＮチャネルＭＯＳトランジスタであるとともに、トランジスタＴ６１と同じ電気的特性を持つ。このトランジスタＴ６２のゲートはオペアンプの出力端子に接続されている。また、トランジスタＴ６２は、そのソースがグランドに接続されるとともに、ドレインがトランジスタＴ６３に接続されている。
【０１２９】
トランジスタＴ６３はｎｐｎトランジスタである。このトランジスタＴ６３のエミッタは、トランジスタＴ６２のドレインとオペアンプ６３の非反転入力端子に接続されている。また、トランジスタＴ６３は、そのベースがオペアンプ６３の出力端子に接続されるとともに、コレクタがＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ６４のドレインに接続されている。
【０１３０】
オペアンプ６３の反転入力端子は、オペアンプ６４の出力端子が接続されている。このオペアンプ６４は、非反転入力端子に入力電圧Ｖｉが供給されるとともに、反転入力端子に出力電圧Ｖｏが供給される。このオペアンプ６４は、図示しない付加素子により所定の電圧ゲインに設定された差動増幅器である。すなわち、オペアンプ６４は、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを減算し、その結果を電圧ゲインにより増幅した電圧Ｖ２を出力する。オペアンプ６４の電圧ゲインをＧ１とすると、電圧Ｖ２は、
【０１３１】
【数３１】
2011182533.tif 000033
となる。この電圧Ｖ２がオペアンプ６３の反転入力端子に供給される。
【０１３２】
オペアンプ６３は、トランジスタＴ６３のエミッタ電圧、すなわちトランジスタＴ６２のドレイン電圧を、電圧Ｖ２と等しくするようにトランジスタＴ６３を制御する。上述したように、トランジスタＴ６２は、トランジスタＴ６１と同じ電気的特性を有し、トランジスタＴ６１のゲート電圧と等しい電圧がゲートに供給されている。したがって、トランジスタＴ６２は、トランジスタＴ６１と同様に、深い三極管領域で動作するため、抵抗として機能する。このため、トランジスタＴ６２のオン抵抗Ｒｏ２は、トランジスタＴ６１のオン抵抗Ｒｏ１と等しくなる。したがって、トランジスタＴ６２には、ソース−ドレイン間の電位差（＝Ｖ２）とオン抵抗Ｒｏ２に応じた電流Ｉ６が流れる。この電流Ｉ６は、上記数式から、
【０１３３】
【数３２】
2011182533.tif 000034
となる。
【０１３４】
また、上記トランジスタＴ６４は、そのソースにバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、ゲートが同トランジスタＴ６４のドレインとＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ６５のゲートに接続されている。トランジスタＴ６５は、そのソースにバイアス電圧ＶＢが供給されるとともに、ドレインが抵抗Ｒ６１の第１端子に接続されている。したがって、トランジスタＴ６４とトランジスタＴ６５はカレントミラー回路に含まれる。このカレントミラー回路は、両トランジスタＴ６４，Ｔ６５の電気的特性に応じて、トランジスタＴ６４に流れる電流Ｉ６に比例した電流Ｉ７をトランジスタＴ６５に流す。本実施形態では、トランジスタＴ６４とトランジスタＴ６５の電気的特性の比が１：ｍ３に設定されている。このため、トランジスタＴ６５に流れる電流Ｉ７は、
【０１３５】
【数３３】
2011182533.tif 000035
となる。
【０１３６】
上記抵抗Ｒ６１の第２端子はグランドに接続されている。この抵抗Ｒ６１とトランジスタＴ６５の間の接続点は、図１２に示す加減算回路４１に接続されている。そして、加減算回路４１に供給される上記接続点の電圧、すなわちオフセット電圧Ｖｏｆｆは、
【０１３７】
【数３４】
2011182533.tif 000036
となる。
【０１３８】
また、図１２に示すように、スロープ電圧生成回路３０ｃ内の電流源３４は、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに依存しない一定電流Ｉｃを流す。なお、スロープ電圧生成回路３０ｃは、この電流源３４が流す電流Ｉｃの電流値が異なるだけで、その他の構成は上記第１実施形態のスロープ電圧生成回路３０と同様である。このため、メイン側のトランジスタＴ１のオフ期間にスイッチＳＷ３がオフされる。すると、コンデンサＣ２２が電流源３４から供給される一定電流Ｉｃにより充電される。このため、ノードＮ２２の電圧、すなわちスロープ電圧Ｖｓは、
【０１３９】
【数３５】
2011182533.tif 000037
となる。
【０１４０】
一方、スイッチＳＷ３は、トランジスタＴ１のオン期間にオンされる。このため、ノードＮ２２の電圧（スロープ電圧Ｖｓ）がグランドレベルにリセットされる。このように、スロープ電圧生成回路３０ｃは、オフ期間において固定の傾斜にて上昇し、オン期間においてグランドレベルにリセットするスロープ電圧Ｖｓを生成する。
【０１４１】
そして、付加回路４０ｃにおいて、これらオフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓが基準電圧ＶＲ０に付加されて参照電圧ＶＲ１が生成される。具体的には、参照電圧ＶＲ１は、
【０１４２】
【数３６】
2011182533.tif 000038
と表わすことができる。なお、この参照電圧ＶＲ１の波形は、図１１の波形と同様に、のこぎり波形状になる。
【０１４３】
ここで、上述のように、トランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、参照電圧ＶＲ１と等しくなるため、
【０１４４】
【数３７】
2011182533.tif 000039
となる。この式に、上記式３及び式４を代入すると、
【０１４５】
【数３８】
2011182533.tif 000040
となる。このとき、参照電圧生成回路１２ｃでは、オフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧値がトランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量と等しくなるように、
【０１４６】
【数３９】
2011182533.tif 000041
に設定される。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、
【０１４７】
【数４０】
2011182533.tif 000042
となる。したがって、図１２に示されるように参照電圧生成回路１２ｃを変更した場合であっても、上記第１実施形態の（１）、（２）及び（４）と同様の作用効果を得ることができる。
【０１４８】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、図１４〜図１７に従って説明する。この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、参照電圧生成回路１２ｄの内部構成が上記第１実施形態と異なっている。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお、図１７は、参照電圧生成回路１２ｄの動作を示す波形図であるが、同図において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。
【０１４９】
図１４に示すように、制御回路３ａ内の参照電圧生成回路１２ｄには、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ及びＲＳ−ＦＦ回路１１からの信号Ｓ１と併せて、同期側のトランジスタＴ２に流れるボトム電流ＩＬｂが供給される。なお、このボトム電流ＩＬｂは、メイン側のトランジスタＴ１のオフ期間におけるコイル電流ＩＬに相当する。
【０１５０】
次に、参照電圧生成回路１２ｄの内部構成例を図１５に従って説明する。
図１５に示すように、参照電圧生成回路１２ｄは、オフセット電圧生成回路２０ｄと、スロープ電圧生成回路３０ｄと、付加回路４０ｄとを含む。なお、オフセット電圧生成回路２０ｄ及び付加回路４０ｄは、上記第１実施形態のオフセット電圧生成回路２０及び付加回路４０の構成と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
【０１５１】
スロープ電圧生成回路３０ｄは、ボトム電流ＩＬｂが供給される電流／電圧変換器（Ｉ／Ｖ変換器）３５と、電流傾斜検出回路３６とを含む。Ｉ／Ｖ変換器３５は、上記ボトム電流ＩＬｂを電流電圧変換したボトム電圧ＶＬｂを電流傾斜検出回路３６に出力する。
【０１５２】
電流傾斜検出回路３６は、ボトム電圧ＶＬｂ（ボトム電流ＩＬｂ）に基づいて、コイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬの負の傾斜（図１７の枠参照）を検出するとともに、その検出した傾斜に応じたスロープ電圧Ｖｓを生成する。
【０１５３】
ところで、コイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬは、図１７に示すように、メイン側のトランジスタＴ１がオンされると、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）に依存した傾斜にて電流値ＩＬｍｉｎから電流値ＩＬｍａｘまで徐々に増加する。一方、コイル電流ＩＬは、トランジスタＴ１がオフすると、出力電圧Ｖｏに依存した傾斜にて電流値ＩＬｍａｘから電流値ＩＬｍｉｎまで徐々に減少する。すなわち、コイル電流ＩＬは、その波形において、オン期間は正の傾斜にて変化し、オフ期間は負の傾斜にて変化する。このようなコイル電流ＩＬの変化分は、コイル電流ＩＬにおけるリップル成分であり、このリップル成分はメイン側のトランジスタＴ１のオンオフに対応して変化する。ここで、上記コイル電流ＩＬの電流値ＩＬｍａｘ、電流値ＩＬｍｉｎはそれぞれ、
【０１５４】
【数４１】
2011182533.tif 000043
となる。
【０１５５】
また、上記ボトム電流ＩＬｂは、トランジスタＴ１のオン期間では、同期側のトランジスタＴ２がオフするため、図１７に示すように、０（ゼロ）になる。一方、ボトム電流ＩＬｂは、トランジスタＴ１のオフ期間では、電流値ＩＬｍａｘまで上昇した後、出力電圧Ｖｏに依存した傾斜にて減少する。具体的には、オフ期間におけるボトム電流ＩＬｂは、
【０１５６】
【数４２】
2011182533.tif 000044
と表わすことができる。さらに、そのボトム電流ＩＬｂを電流電圧変換したボトム電圧ＶＬｂは、電流電圧変換係数をβとすると、
【０１５７】
【数４３】
2011182533.tif 000045
となる。このように、ボトム電流ＩＬｂ（ボトム電圧ＶＬｂ）の変化分は、コイル電流ＩＬの負の傾斜に対応する。
【０１５８】
したがって、上記電流傾斜検出回路３６は、ボトム電圧ＶＬｂに基づいて、トランジスタＴ１のオフ期間におけるコイル電流ＩＬの負の傾斜（ボトム電流ＩＬｂの傾斜）を検出し、その傾斜成分に応じたスロープ電圧Ｖｓを生成する。具体的には、電流傾斜検出回路３６は、トランジスタＴ１のオフ期間において、ボトム電流ＩＬｂの傾斜成分に応じて徐々に増加するスロープ電圧Ｖｓを生成する。
【０１５９】
次に、電流傾斜検出回路３６の内部構成例を図１６に従って説明する。
図１６に示すように、電流傾斜検出回路３６は、オペアンプ７１と、遅延回路７２と、スイッチＳＷ６と、コンデンサＣ７１とを含む。
【０１６０】
オペアンプ７１の反転入力端子には、Ｉ／Ｖ変換器３５からボトム電圧ＶＬｂが供給される。また、Ｉ／Ｖ変換器３５から出力されるボトム電圧ＶＬｂは、スイッチＳＷ６の第１端子に供給される。このスイッチＳＷ６の第２端子は、オペアンプ７１の非反転入力端子とコンデンサＣ７１の第１端子に接続されている。また、コンデンサＣ７１の第２端子はグランドに接続されている。
【０１６１】
上記スイッチＳＷ６の制御端子は遅延回路７２に接続されている。この遅延回路７２には、メイン側のトランジスタＴ１をオンオフ制御するための制御信号ＤＨが供給される。遅延回路７２は、Ｈレベルの制御信号ＤＨに応答して直ちにＨレベルの信号ＣＳを出力する一方で、Ｌレベルの制御信号ＤＨに応答してそのＬレベルの信号ＤＨから所定時間遅延してＬレベルの信号ＣＳを出力する。上記スイッチＳＷ６は、Ｈレベルの信号ＣＳに応答してオンする一方、Ｌレベルの信号ＣＳに応答してオフする。
【０１６２】
スイッチＳＷ６がオンすると、オペアンプ７１の両入力端子にはボトム電圧ＶＬｂが供給される。また、このボトム電圧ＶＬｂは、コンデンサＣ７１の第１端子に供給される。このため、コンデンサＣ７１の第１端子の電圧は、オペアンプ７１の入力端子電圧と等しくなる。
【０１６３】
一方、スイッチＳＷ６がオフすると、オペアンプ７１の非反転入力端子とコンデンサＣ７１の第１端子にはボトム電圧ＶＬｂが供給されなくなる。すると、オペアンプ７１の非反転入力端子の電圧は、コンデンサＣ７１の第１端子の電圧、すなわち、スイッチＳＷ６をオフする直前の電圧をコンデンサＣ７１により保持した電圧となる。このとき、コンデンサＣ７１により保持された電圧は、ボトム電流ＩＬｂの電流値ＩＬｍａｘに相当する電圧ＶＬｍａｘとなる。ここでは、このコンデンサＣ７１に保持した電圧を保持電圧ＶＬｓとする。
【０１６４】
なお、上記遅延回路７２における遅延時間は、オペアンプ７１の非反転入力端子に入力される電圧が安定化するまでの待ち時間に相当する。すなわち、オペアンプ７１の非反転入力端子に入力されるボトム電圧ＶＬｂは、トランジスタＴ１がオンからオフに切り替わる時（トランジスタＴ２がオフからオンに切り替わる時）に、グランドレベルから上記電圧ＶＬｍａｘまで立ち上がる。但し、スイッチＳＷ６とコンデンサＣ７１とによる時定数等によって、オペアンプ７１の非反転入力端子の電圧は、上記トランジスタＴ１，Ｔ２の切り替わり後に直ちに電圧ＶＬｍａｘまで立ち上がらない場合がある。そこで、スイッチＳＷ６をオフするタイミングを上記トランジスタＴ１，Ｔ２の切り替えよりも所定時間遅らせることで、オペアンプ７１の非反転入力端子に入力される電圧が電圧ＶＬｍａｘになってから（安定してから）スイッチＳＷ６をオフするようにしている。これにより、コンデンサＣ７１により電圧ＶＬｍａｘを確実に保持することができる。なお、この遅延回路７２における遅延時間は、オフ時間Ｔｏｆｆに比べて十分に短い時間であるため、図１７ではこれを省略している。
【０１６５】
上記オペアンプ７１は、両入力端子における電位差を増幅した電圧をスロープ電圧Ｖｓとして出力する。このスロープ電圧Ｖｓは、ボトム電圧ＶＬｂと保持電圧ＶＬｓ（電圧ＶＬｍａｘ）の電位差に対応する、つまり、ボトム電流ＩＬｂの変化量（傾斜成分）に対応する。すなわち、スロープ電圧Ｖｓは、図１７に示すように、オン期間は０Ｖ（破線で示すレベル）となり、スイッチＳＷ６がオフされると、ボトム電圧ＶＬｂ（ボトム電流ＩＬｂ）の傾斜成分に応じて徐々に増加する。したがって、オフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓは、上記式１１及び式１２から
【０１６６】
【数４４】
2011182533.tif 000046
と表わすことができる。そして、このスロープ電圧Ｖｓが図１５に示す加減算回路４１に供給される。
【０１６７】
また、上記オフセット電圧生成回路２０ｄは、上記第１実施形態のオフセット電圧生成回路２０と同様のオフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する（図１７参照）。
そして、付加回路４０ｄにおいて、これらオフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓが基準電圧ＶＲ０に付加されて参照電圧ＶＲ１が生成される。具体的には、参照電圧ＶＲ１は、
【０１６８】
【数４５】
2011182533.tif 000047
と表わすことができる。なお、この参照電圧ＶＲ１の波形は、図１７に示すように、三角波形状になる。
【０１６９】
ここで、上述のように、メイン側のトランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、参照電圧ＶＲ１と等しくなるため、
【０１７０】
【数４６】
2011182533.tif 000048
となる。この式に、上記式１及び式２を代入すると、
【０１７１】
【数４７】
2011182533.tif 000049
となる。このとき、参照電圧生成回路１２ｄでは、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量とオン期間におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆの変化量とが等しくなるように、
【０１７２】
【数４８】
2011182533.tif 000050
に設定される。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、
【０１７３】
【数４９】
2011182533.tif 000051
となる。したがって、以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の（１）〜（４）と同様の効果を奏することができる。
【０１７４】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、図１８〜図２０に従って説明する。この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、参照電圧生成回路１２ｅの内部構成が上記第２実施形態と異なっている。以下、第２実施形態との相違点を中心に説明する。なお、図２０は、参照電圧生成回路１２ｅの動作を示す波形図であるが、同図において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。
【０１７５】
図１８に示すように、制御回路３ｂ内の参照電圧生成回路１２ｅには、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ及びＲＳ−ＦＦ回路１１からの信号Ｓ１と併せて、同期側のトランジスタＴ２に流れるボトム電流ＩＬｂとメイン側のトランジスタＴ１に流れるピーク電流ＩＬｐとが供給される。なお、ピーク電流ＩＬｐは、メイン側のトランジスタＴ１のオン期間におけるコイル電流ＩＬに相当する。
【０１７６】
次に、参照電圧生成回路１２ｅの内部構成例を図１９に従って説明する。
図１９に示すように、参照電圧生成回路１２ｅは、オフセット電圧生成回路２０ｅと、スロープ電圧生成回路３０ｅと、付加回路４０ｅとを含む。なお、スロープ電圧生成回路３０ｅは、上記第２実施形態のスロープ電圧生成回路３０ｄの構成と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
【０１７７】
オフセット電圧生成回路２０ｅは、上記ピーク電流ＩＬｐが供給される電流／電圧変換器（Ｉ／Ｖ変換器）８１と、電流傾斜検出回路８２と、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ回路）８３とを含む。Ｉ／Ｖ変換器８１は、上記ピーク電流ＩＬｐを電流電圧変換したピーク電圧ＶＬｐを電流傾斜検出回路８２に出力する。
【０１７８】
ここで、ピーク電流ＩＬｐは、図２０に示すように、トランジスタＴ１のオフ期間では、メイン側のトランジスタＴ１がオフするため、０（ゼロ）になる。一方、トランジスタＴ１のオン期間では、電流値ＩＬｍｉｎまで上昇した後、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）に依存した傾斜にて電流値ＩＬｍａｘまで増加する。具体的には、オン期間におけるピーク電流ＩＬｐは、
【０１７９】
【数５０】
2011182533.tif 000052
と表わすことができる。さらに、そのピーク電流ＩＬｐを電流電圧変換したピーク電圧ＶＬｐは、電流電圧変換係数をγとすると、
【０１８０】
【数５１】
2011182533.tif 000053
となる。このように、オン期間におけるピーク電流ＩＬｐ（ピーク電圧ＶＬｐ）の変化分は、コイル電流ＩＬの正の傾斜（図２０の枠参照）に対応する。
【０１８１】
そして、電流傾斜検出回路８２は、ピーク電圧ＶＬｐに基づいて、トランジスタＴ１のオン期間におけるコイル電流ＩＬの正の傾斜（ピーク電流ＩＬｐの傾斜）を検出するとともに、その検出成分に応じた電圧Ｖ３を生成する。具体的には、電流傾斜検出回路８２は、ピーク電流ＩＬｐの電流値ＩＬｍｉｎに相当する電圧を保持した保持電圧ＶＬｓ（図２０参照）とピーク電圧ＶＬｐとの電位差に対応する、つまり、ピーク電流ＩＬｐの変化量（傾斜成分）に対応する電圧Ｖ３を生成する。すなわち、この電圧Ｖ３は、オフ期間では０Ｖとなり、オン期間ではピーク電圧ＶＬｐの傾斜成分に応じて徐々に減少する。したがって、オン期間における電圧Ｖ３は、上記式１３及び式１４から、
【０１８２】
【数５２】
2011182533.tif 000054
と表わすことができる。そして、電流傾斜検出回路８２は、この電圧Ｖ３をＳ／Ｈ回路８３に出力する。なお、この電流傾斜検出回路８２は、図１６に示す電流傾斜検出回路３６の構成と略同様であるため、ここではその内部構成についての詳細な説明を省略する。
【０１８３】
Ｓ／Ｈ回路８３は、ＲＳ−ＦＦ回路１１から出力される信号Ｓ１に応答して、上記電圧Ｖ３をサンプルホールドしてオフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する。本実施形態では、Ｓ／Ｈ回路８３は、Ｌレベルの信号Ｓ１が入力されている期間に、その信号Ｓ１が立ち下がる直前に入力される電圧Ｖ３を保持し、その保持した電圧をオフセット電圧Ｖｏｆｆとして加算回路４３に出力する。また、Ｓ／Ｈ回路８３は、Ｈレベルの信号Ｓ１が入力されている期間に、電流傾斜検出回路８２から入力される電圧Ｖ３をそのままオフセット電圧Ｖｏｆｆとして加算回路４３に出力する。したがって、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、図２０に示すように、トランジスタＴ１のオン期間において、
【０１８４】
【数５３】
2011182533.tif 000055
となり、トランジスタＴ１のオフ期間において、上記式１５の電圧値を保持した電圧となる。
【０１８５】
また、スロープ電圧生成回路３０ｅは、上記第２実施形態のスロープ電圧生成回路３０ｄと同様のスロープ電圧Ｖｓを生成する（図２０参照）。
そして、付加回路４０ｅ内の加算回路４３において、これらオフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓが基準電圧ＶＲ０に加算されて参照電圧ＶＲ１が生成される。具体的には、参照電圧ＶＲ１は、
【０１８６】
【数５４】
2011182533.tif 000056
と表わすことができる。
【０１８７】
ここで、上述のように、トランジスタＴ１をオンするときのフィードバック電圧ＶＦＢは、参照電圧ＶＲ１と等しくなるため、
【０１８８】
【数５５】
2011182533.tif 000057
となる。この式に、上記式１及び式２を代入すると、
【０１８９】
【数５６】
2011182533.tif 000058
となる。このとき、参照電圧生成回路１２ｅでは、トランジスタＴ１のオフ期間におけるスロープ電圧Ｖｓの変化量とオン期間におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆの変化量とが等しくなるように、
【０１９０】
【数５７】
2011182533.tif 000059
に設定される。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、
【０１９１】
【数５８】
2011182533.tif 000060
となる。したがって、以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の（１）〜（４）と同様の効果を奏することができる。
【０１９２】
（他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記各実施形態におけるスロープ電圧Ｖｓを入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとに依存させた電圧としてもよい。例えば、第１実施形態におけるスロープ電圧Ｖｓが、
【０１９３】
【数５９】
2011182533.tif 000061
となるように、電流源３１が流す電流Ｉ２を、
【０１９４】
【数６０】
2011182533.tif 000062
となるように変更してもよい。なお、この場合には、オフセット電圧Ｖｏｆｆが、
【０１９５】
【数６１】
2011182533.tif 000063
となるように、電流源２１が流す電流Ｉ１を、
【０１９６】
【数６２】
2011182533.tif 000064
となるように変更するのが好ましい。このように変更しても上記第１実施形態と同様の作用効果を奏することができる。
【０１９７】
・上記各実施形態では、オフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓを基準電圧ＶＲ０に付加して参照電圧ＶＲ１を生成し、その参照電圧ＶＲ１と出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック電圧ＶＦＢを比較するようにした。すなわち、上記各実施形態では、出力電圧Ｖｏと基準電圧ＶＲ０において、基準電圧ＶＲ０側にオフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓを付加した。これに対し、オフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓを出力電圧Ｖｏ側に付加するようにしてもよい。このように構成したＤＣ−ＤＣコンバータは、上記各実施形態と同様に、出力電圧Ｖｏを安定化することができるという効果を奏する。なお、この場合、オフセット電圧Ｖｏｆｆ及びスロープ電圧Ｖｓを出力電圧Ｖｏに応じた電圧（例えば出力電圧Ｖｏの分圧電圧）に付加してフィードバック電圧ＶＦＢを生成する回路が電圧生成回路に相当する。
【０１９８】
・上記各実施形態において、タイマ回路１３を、信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存した時間経過後にＨレベルとなるパルス信号Ｓ２を出力するように構成した。このタイマ回路１３の構成を適宜変更してもよい。例えば、タイマ回路１３を固定された時間経過後にＨレベルの信号Ｓ２を出力するように構成してもよい。また、タイマ回路１３を、入力電圧Ｖｉのみ（もしくは出力電圧Ｖｏのみ）に依存したタイミングでＨレベルの信号Ｓ２を出力するように構成してもよい。
【０１９９】
・上記第２及び第３実施形態の電流傾斜検出回路３６では、図１６に示す遅延回路７２に制御信号ＤＨを供給するようにしたが、トランジスタＴ１のオン期間又はオフ期間に対応する信号であればよく、例えば図１４に示す信号Ｓ１を遅延回路７２に供給するようにしてもよい。また、この遅延回路７２を省略するようにしてもよい。この場合、制御信号ＤＨ等をスイッチＳＷ６の制御端子に直接供給する。
【０２００】
・上記各実施形態における基準電圧ＶＲ０を制御回路３，３ａ，３ｂの外部で生成するようにしてもよい。
・上記各実施形態において、バイポーラトランジスタをＭＯＳ型トランジスタに置き換えてもよい。また、カレントミラー回路に含まれるＭＯＳトランジスタをバイポーラトランジスタに置き換えてもよい。
【０２０１】
・上記各実施形態では、コンバータ部２に含まれるスイッチ回路の一例としてＮチャネルＭＯＳトランジスタを開示したが、例えばＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてもよい。また、スイッチ回路としてバイポーラトランジスタを用いてもよい。あるいは、複数のトランジスタを含むスイッチ回路を用いてもよい。
【０２０２】
・上記各実施形態では、同期側のトランジスタＴ２を制御信号ＤＬによりオンオフする構成を開示したが、例えばトランジスタＴ２に代えてダイオードを接続するようにしてもよい。
【０２０３】
・上記各実施形態では、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１，Ｒ２にて分圧した分圧電圧をフィードバック電圧ＶＦＢとしたが、これに限らず、例えば出力電圧Ｖｏそのものをフィードバック電圧ＶＦＢとしてもよい。
【０２０４】
・上記各実施形態におけるトランジスタＴ１，Ｔ２を各制御回路３，３ａ，３ｂに含めるようにしてもよい。また、コンバータ部２を各制御回路３，３ａ，３ｂに含めるようにしてもよい。
【０２０５】
・上記各実施形態では、フィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果に応じてメイン側のトランジスタＴ１のオンタイミングを設定するボトム検出型コンパレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化した。これに限らず、フィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果に応じてメイン側のトランジスタＴ１のオフタイミングを設定するトップ検出型コンパレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。
【０２０６】
以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
（付記１）
入力電圧が供給されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路と出力電圧を出力する出力端との間に接続されたコイルとを含むコンバータ部と、
前記出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路を所定時間オン又はオフする制御回路と、を有し、
前記制御回路は、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する電圧生成回路を含むことを特徴とする電源装置。
（付記２）
前記制御回路は、前記フィードバック電圧と前記参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路を所定時間オンし、
前記電圧生成回路は、前記スイッチ回路のオフ期間における前記スロープ電圧の変化分に等しい電圧値となるように前記オフセット電圧を生成することを特徴とする付記１に記載の電源装置。
（付記３）
前記制御回路は、前記フィードバック電圧と前記参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路を所定時間オフし、
前記電圧生成回路は、前記スイッチ回路のオン期間における前記スロープ電圧の変化分に等しい電圧値となるように前記オフセット電圧を生成することを特徴とする付記１に記載の電源装置。
（付記４）
前記電圧生成回路は、前記参照電圧を横切るときの前記フィードバック電圧が前記基準電圧と等しくなるように、前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を生成することを特徴とする付記１に記載の電源装置。
（付記５）
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオン期間において前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた傾斜にて変化させた電圧を前記オフセット電圧として生成するオフセット電圧生成回路と、
前記スイッチ回路のオフ期間に、前記出力電圧及び前記入力電圧の少なくとも一方に応じた傾斜にて変化するスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記６）
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオフ期間に、前記出力電圧及び前記入力電圧の少なくとも一方に応じた電流によりコンデンサを充電する一方、前記スイッチ回路のオン期間に、前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた電流により前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することで、前記スイッチ回路のオフ期間における前記コンデンサの端子電圧を前記スロープ電圧として生成し、前記スイッチ回路のオン期間における前記コンデンサの端子電圧を前記オフセット電圧として生成することを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記７）
前記電圧生成回路は、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた電圧値の前記オフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路と、
前記スイッチ回路のオフ期間に、前記出力電圧及び前記入力電圧の少なくとも一方に応じた傾斜にて変化するスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記８）
前記電圧生成回路は、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた電圧値の前記オフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路と、
固定の傾斜にて変化する前記スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記９）
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオン期間において前記出力電圧と前記入力電圧とに応じた傾斜にて変化させた電圧を前記オフセット電圧として生成するオフセット電圧生成回路と、
前記スイッチ回路のオフ期間における前記コイルに流れるコイル電流の傾斜に応じたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記１０）
前記電圧生成回路は、
前記スイッチ回路のオン期間における前記コイルに流れるコイル電流の傾斜に応じたオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路と、
前記スイッチ回路のオフ期間における前記コイル電流の傾斜に応じたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成回路とを含むことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記１１）
入力電圧の供給されるスイッチ回路を、出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで所定時間オン又はオフする制御回路であって、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する電圧生成回路を含むことを特徴とする制御回路。
（付記１２）
入力電圧の供給されるスイッチ回路を、出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧との比較結果に応じたタイミングで所定時間オン又はオフする電源装置の制御方法であって、
前記出力電圧と前記入力電圧とに応じたオフセット電圧及び所定の傾斜にて変化するスロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記オフセット電圧及び前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定される基準電圧に付加して前記参照電圧を生成することを特徴とする電源装置の制御方法。
【符号の説明】
【０２０７】
１，１ｂ，１ｃ  ＤＣ−ＤＣコンバータ（電源装置）
２  コンバータ部
３，３ａ，３ｂ  制御回路
１０  比較器
１２，１２ａ〜１２ｅ  参照電圧生成回路（電圧生成回路）
２０，２０ｂ〜２０ｅ  オフセット電圧生成回路
３０，３０ｂ〜３０ｅ  スロープ電圧生成回路
Ｔ１  メイン側のトランジスタ（スイッチ回路）
Ｌ１  コイル
Ｐｏ  出力端子（出力端）
Ｖｉ  入力電圧
Ｖｏ  出力電圧
ＶＦＢ  フィードバック電圧
ＶＲ１  参照電圧
ＶＲ０  基準電圧
Ｖｏｆｆ  オフセット電圧
Ｖｓ  スロープ電圧
ＩＬ  コイル電流
ＩＬｂ  ボトム電流
ＩＬｐ  ピーク電流
【図１】
2011182533.tif 000065
【図２】
2011182533.tif 000066
【図３】
2011182533.tif 000067
【図４】
2011182533.tif 000068
【図５】
2011182533.tif 000069
【図６】
2011182533.tif 000070
【図７】
2011182533.tif 000071
【図８】
2011182533.tif 000072
【図９】
2011182533.tif 000073
【図１０】
2011182533.tif 000074
【図１１】
2011182533.tif 000075
【図１２】
2011182533.tif 000076
【図１３】
2011182533.tif 000077
【図１４】
2011182533.tif 000078
【図１５】
2011182533.tif 000079
【図１６】
2011182533.tif 000080
【図１７】
2011182533.tif 000081
【図１８】
2011182533.tif 000082
【図１９】
2011182533.tif 000083
【図２０】
2011182533.tif 000084