(57)【要約】【課題】本発明は高調波規制に対応できる低コスト三相コンバータ装置を提供する。【解決手段】本発明では三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ装置において、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを実現する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、
三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ装置において、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載のコンバータ装置において、
前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御は、
前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記平滑コンデンサのマイナス端子の間の電圧を検出する電圧検出手段で検出された電圧信号を用いて、
電源位相，電源相順，電源周波数，電源電圧の少なくとも一つの情報を推定し、推定した情報より、
前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１、又は請求項２のコンバータ装置において、
前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御は、
前記電圧検出手段で検出された電圧信号を用いて、電源位相を推定して、推定した位相から、あらかじめ設定された変調波テーブルを用いて変調波を作成し、キャリア波との比較により、
前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を生成することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のうちの１つのコンバータ装置において、
前記変調波テーブルは、
交流電源の電圧もしくは電流のゼロクロス時点の直後に、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号が長いパルスを出力し、その後徐々に狭くなるように調整され、
電源電流の断続期間を短縮することにより電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項５】
請求項１から請求項３のうちの１つのコンバータ装置において、
電源位相を推定する方法は、
前記電圧検出手段で検出された電圧信号と電圧所定値との比較により、電源位相を推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項６】
請求項５のコンバータ装置において、
前記電圧所定値は、
前記電圧検出手段で検出された電圧信号の振幅値もしくは平均値を用いて、前記電圧信号の振幅値の約１／４〜１／３に調整されることを特徴とするコンバータ装置。
【請求項７】
請求項１から請求項３のうちの１つのコンバータ装置において、
前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御は、
直流負荷の負荷情報もしくは、直流母線から検出された電流信号を用いて、前記変調波の大きさと前後位置を調整し、
直流負荷変動に従って前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項８】
請求項１のコンバータ装置において、
各相の電源電圧もしくは電流のゼロクロス時点前後に、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号の休止区間を設けることにより、電源電流をゼロに戻すことを確保することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項９】
請求項１のコンバータ装置において、
直流出力側に、分圧抵抗など電圧検出手段を用いて直流電圧信号を検出し、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号の幅を調整することより、直流電圧が所定値になるように制御することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１０】
請求項１のコンバータ装置において、
前記双方向通電スイッチは、
単相ダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの直流側に接続する半導体パワー素子から構成され、
前記ダイオードブリッジの直流側の直流電圧から、抵抗分圧回路とコンデンサもしくはＤＣ−ＤＣ変換回路を用いて、前記半導体パワー素子の駆動回路用直流電源を提供することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１１】
請求項１、又は請求項７のコンバータ装置において、
直流負荷の負荷情報、もしくは直流母線から検出された電流信号を用いて、負荷が所定値以上と判断した場合、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を出力し、負荷が所定値以下と判断した場合、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を停止することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１２】
請求項１のコンバータ装置において、
起動時の過電流・過電圧を避けるために、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を徐々に広げることを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１３】
三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側とインバータの間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、
三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ回路と、
直流を交流に変換するインバータを有するモータ駆動用モジュールにおいて、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た電圧信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするモータ駆動用モジュール。
【請求項１４】
三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側とインバータの間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、
三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ回路と、
直流を交流に変換するインバータを有するモータ駆動用モジュールを用いて、圧縮機に内蔵されたモータを駆動し、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た電圧信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とする冷凍装置。
【請求項１５】
三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相交流リアクトルの出力側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、
三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された高調波低減装置を三相ダイオードブリッジ（全波整流回路）に取り付けて、
前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た電圧信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とする高調波低減装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流を直流に変換するコンバータ装置，モータ駆動用モジュール，冷凍装置、及び高調波低減装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相交流電動機駆動用インバータ装置が、産業分野や冷凍装置へ普及している。これらの装置には、三相交流電源受電の場合、三相交流電源から直流に変換するための整流回路が必要である。三相ダイオード整流器を用いる場合、多くの電源電流高調波が発生してしまい、電力システムへの影響が社会問題になっている。近年、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の高調波規制（ＩＥＣ６１０００−３−２（相電流＜１６Ａ）とＩＥＣ６１０００−３−１２（１６Ａ＜相電流＜７５Ａ））をはじめ、欧州，中国や日本国内の高調波規制が制定された。今後、これらの装置の電源高調波対策が必要になる見込みがある。
【０００３】
一方、６個の半導体パワー素子から構成される三相ＰＷＭコンバータを用いて、入力電流の高調波低減と出力直流電圧の安定化制御ができるが、多くの半導体パワー素子と複雑な制御手段が必要なので、装置のコストが大幅に増加してしまう。
【０００４】
特に、エアコンや汎用インバータ及び電気自動車用充電装置など民生や産業用装置は、製品コストを重視するので、安価な高調波対策が望まれている。
【０００５】
従来、三相コンバータ装置の安価な高調波対策として、例えば、〔特許文献１〕と〔特許文献２〕に記載しているように、三相ダイオード整流器の入力側に交流リアクトルと三つの両方通電タイプスイッチを設けて、各相電源電圧のゼロクロス付近のみ、両方通電タイプスイッチをオンにさせ、入力電流を改善する方法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−１６６３５９号公報
【特許文献２】特開２００７−１０４８５９号公報
【特許文献３】特許第３４２２２１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
〔特許文献１〕に記載の技術は、高調波規制をクリアするために、大きな交流リアクトルが必要となり、装置の大型化やコストアップを避けられない。特に、交流リアクトルの抵抗の熱損失が入力電流と二乗関係があるため、高負荷運転時に、リアクトルの発熱や装置の効率低下が懸念される。
【０００８】
また、〔特許文献２〕には、電源電圧及び位相を検出するために、電圧センサや変圧器が必要である。更に、各素子をオン・オフ駆動するために、駆動回路の独立絶縁電源が必要である。装置部品の増加や信頼性の劣化など実用上の課題が残っている。
【０００９】
そこで、本発明は、高調波規制対応に適した三相交流を直流に変換するコンバータ装置，モータ駆動用モジュール，冷凍装置、及び高調波低減装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するため、本発明は三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ装置において、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするものである。
【００１１】
更に、本発明はコンバータ装置において、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御は、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記平滑コンデンサのマイナス端子の間の電圧を検出する電圧検出手段で検出された電圧信号を用いて、電源位相，電源相順，電源周波数，電源電圧の少なくとも一つの情報を推定し、推定した情報より、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするものである。
【００１２】
更に、本発明はコンバータ装置において、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御は、前記電圧検出手段で検出された電圧信号を用いて、電源位相を推定して、推定した位相から、あらかじめ設定された変調波テーブルを用いて変調波を作成し、キャリア波との比較により、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を生成することを特徴とするものである。
【００１３】
更に、本発明はコンバータ装置において、前記変調波テーブルは、交流電源の電圧もしくは電流のゼロクロス時点の直後に、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号が長いパルスを出力し、その後徐々に狭くなるように調整され、電源電流の断続期間を短縮することにより電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするものである。
【００１４】
更に、本発明はコンバータ装置において、電源位相を推定する方法は、前記電圧検出手段で検出された電圧信号と電圧所定値との比較により、電源位相を推定することを特徴とするものである。
【００１５】
更に、本発明はコンバータ装置において、前記電圧所定値は、前記電圧検出手段で検出された電圧信号の振幅値もしくは平均値を用いて、前記電圧信号の振幅値の約１／４〜１／３に調整されることを特徴とするものである。
【００１６】
更に、本発明はコンバータ装置において、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御は、直流負荷の負荷情報もしくは、直流母線から検出された電流信号を用いて、前記変調波の大きさと前後位置を調整し、直流負荷変動に従って前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするものである。
【００１７】
更に、本発明はコンバータ装置において、各相の電源電圧もしくは電流のゼロクロス時点前後に、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号の休止区間を設けることにより、電源電流をゼロに戻すことを確保することを特徴とするものである。
【００１８】
更に、本発明はコンバータ装置において、直流出力側に、分圧抵抗など電圧検出手段を用いて直流電圧信号を検出し、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号の幅を調整することより、直流電圧が所定値になるように制御することを特徴とするものである。
【００１９】
更に、本発明はコンバータ装置において、前記双方向通電スイッチは、単相ダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの直流側に接続する半導体パワー素子から構成され、前記ダイオードブリッジの直流側の直流電圧から、抵抗分圧回路とコンデンサもしくはＤＣ−ＤＣ変換回路を用いて、前記半導体パワー素子の駆動回路用直流電源を提供することを特徴とするものである。
【００２０】
更に、本発明はコンバータ装置において、直流負荷の負荷情報、もしくは直流母線から検出された電流信号を用いて、負荷が所定値以上と判断した場合、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を出力し、負荷が所定値以下と判断した場合、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を停止することを特徴とするものである。
【００２１】
更に、本発明はコンバータ装置において、起動時の過電流・過電圧を避けるために、前記双方向通電スイッチのオン・オフ制御信号を徐々に広けることを特徴とするものである。
【００２２】
また、前記課題を解決するため、本発明は三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側とインバータの間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ回路と、直流を交流に変換するインバータを有するモータ駆動用モジュールにおいて、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た電圧信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするものである。
【００２３】
また、前記課題を解決するため、本発明は冷凍装置において、三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側とインバータの間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された、三相交流を直流に変換するコンバータ回路と、直流を交流に変換するインバータを有するモータ駆動用モジュールを用いて、圧縮機に内蔵されたモータを駆動し、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た電圧信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするものである。
【００２４】
また、前記課題を解決するため、本発明は高調波低減装置において、三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相交流リアクトルの出力側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段と、三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された高調波低減装置を三相ダイオードブリッジ（全波整流回路）に取り付けて、前記三相交流電源の電圧を検出する検出手段から得た電圧信号を用いて、前記双方向通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、高調波規制に対応した低コストコンバータ装置，モータ駆動モジュール及び冷凍装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の一実施形態であるコンバータ装置の構成図である。
【図２】本発明の一実施形態であるコンバータ装置の双方向通電スイッチ及び駆動回路の構成図である。
【図３】本発明の一実施形態であるコンバータ装置の制御部の機能ブロック構成図である。
【図４】電源位相と検出電圧信号波形図である。
【図５】電源位相と検出電圧信号波形図である。
【図６】本発明の一実施形態であるコンバータ装置の制御部の電源位相演算器の機能ブロック構成図である。
【図７】本発明の一実施形態であるコンバータ装置の制御部の電源位相演算器の機能ブロック構成図である。
【図８】電源電圧と各相の変調波形図である。
【図９】電源電圧，Ｕ相変調波，キャリア波，Ｕ相ＰＷＭ制御信号，電源電流の波形図である。
【図１０】制御部の変調波調整器の機能ブロック構成図である。
【図１１】電源電圧，Ｕ相の双方向通電スイッチに印加する電圧，Ｕ相の双方向通電スイッチに流す電流，Ｕ相電源電流の波形図である。
【図１２】コンバータ装置が起動時のシミュレーション波形図である。
【図１３】コンバータ装置が定格負荷時のシミュレーション波形と電流高調波分析図である。
【図１４】コンバータ装置が軽負荷時のシミュレーション波形と電流高調波分析図である。
【図１５】本発明の一実施形態であるモータ駆動装置の構成図である。
【図１６】本発明の一実施形態であるモータ駆動装置の構成図である。
【図１７】本発明の一実施形態であるモータ駆動モジュールの外観図である。
【図１８】本発明の一実施形態である冷凍装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
【００２８】
〔第１実施形態〕
（装置構成について）
図１は、本発明の第１実施形態のコンバータ装置の構成図である。
【００２９】
このコンバータ装置は、三相交流電源１に接続される三相交流リアクトル２と、三相ダイオードブリッジ３と、直流側に設ける直列接続される複数の平滑コンデンサ４と、直流電圧検出用分圧抵抗６と、三相ダイオードブリッジ３の入力側に接続する三つの双方向通電スイッチ１０及び分圧抵抗９と、出力直流母線に設ける電流検出用シャント抵抗７と増幅器８と、制御器１１とを備える。
【００３０】
直流側の複数の平滑コンデンサ４は、同容量のコンデンサを直列に接続し、直流電圧の中性点を作成する。三つの双方向通電スイッチ１０は、三相ダイオードブリッジの入力側と平滑コンデンサの中性点の間に接続する。これらの双方向通電スイッチは、後述の図２に示すように、単相ダイオードブリッジ１２と１個の半導体パワー素子１３（ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ素子）から構成できる。
【００３１】
（駆動回路について）
図２に、両方通電パワー素子１０の詳細構成を示す。これらの半導体パワー素子の駆動は、図２に示すように、制御器１１との電気絶縁を図るために、フォトカプラや変圧器など絶縁手段１４を介して、駆動回路１５に接続する。また、半導体パワー素子がＭＯＳＦＥＴもしくはＩＧＢＴ素子を使用する場合、駆動回路の消費電力が少ないため、駆動回路の電源は、単相ダイオードブリッジの直流側から、図２に示すような簡単な降圧回路を用いて直流電源を提供すれば、駆動回路のコスト低減を図れる。分圧抵抗の損失を避けるために、ＤＣ−ＤＣ変換器など手段を使用して駆動回路の電源を提供してもよい。
【００３２】
（制御構成について）
なお、制御器１１はマイコン（マイクロコンピュータ）もしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、前記分圧抵抗６，９及びシャント抵抗７の検出信号を処理して、各半導体パワー素子のオン・オフ制御信号を発生する。
【００３３】
（制御ブロックについて）
図３は、制御器１１の機能ブロック構成図であり、各機能はマイコンのプログラムにより実現される。
【００３４】
分圧抵抗９から得た電圧信号Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎを用いて、電源位相演算器２１での処理により、電源位相θｓを算出する。次に、算出した電源位相θｓから、マイコンにあらかじめ設定されたテーブルを用いて、三相変調波を作成する。
【００３５】
また、シャント抵抗７と増幅器８から検出したシャント電流信号と、分圧抵抗６から検出した直流電圧を用いて、変調波の振幅と前後位置を調整する。
【００３６】
最後に、ＰＷＭ制御器２４で、調整された変調波Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗとキャリア波（三角波もしくはのこぎり波）との比較により、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を出力し、前記半導体パワー素子１３のオン・オフを制御する。
【００３７】
（位相検出処理について）
図４と図５に、ＰＷＭ動作前（ダイオード整流モード）と動作後の分圧抵抗９から得た電圧信号４１，４２，４３と電源位相４０を示す。これらの波形から、ＰＷＭ動作に関わらず、分圧抵抗９から得た電圧信号が電圧振幅値の約１／４〜１／３の電圧レベル値と比較し、得た信号の立ち上がりエッジが、電源位相の０°，１２０°，２４０°とほぼ一致していることが分った。従って、これらの電圧信号から電源位相を推定することができる。また、相隣立ち上がりエッジの時間差から、電源周波数の計算もできる。更に、上記立ち上がりエッジの順番から、相順の判断ができる。
【００３８】
また、上記電圧信号の振幅値もしくは平均値を演算して、電源電圧の大きさを推定することが可能である。
【００３９】
以下は、分圧抵抗９から得た電圧信号４１，４２，４３を用いて、電源位相を演算する処理を説明する。
【００４０】
実際に、位相検出精度を更に向上するため、ＰＬＬ（Phase-locked Loop）処理を用いて、電源周波数の誤差Δｆｓを演算し、マイコン内部の電源周波数ｆｓ０の誤差を自動補正する。図６は、電源位相演算器２１の詳細処理を示す。
【００４１】
図６に示すように、各電圧検出値と電圧レベル値との比較より、立ち上がりエッジを作成し、立ち上がりエッジの検出時点の電源位相対応値（Ｕ相：０°，Ｖ相：１２０°，Ｗ相：２４０°）とマイコン内部演算した電源位相との誤差を求め、ＰＩ制御器を用いて、周波数誤差Δｆｓを算出する。この周波数誤差は電源周波数初期設定値ｆｓ０と加算し、積分処理により内部電源位相を算出する。ただし、電源の相順と周波数の情報を事前に設定しない場合、位相検出処理前に、各相に対応する立ち上がりエッジの時間差と順番から判定する必要がある。
【００４２】
ここでの電圧レベル値は、事前に電源電圧に従って固定値（約相間電圧振幅値の１／４〜１／３）に設定しても良いが、電源電圧変動の影響を低減するために、前記分圧抵抗９から得た電圧信号から推定した電源電圧の大きさに従って、オンラインで調整すれば、位相検出精度を更に向上できる。
【００４３】
上述したように、ＰＬＬ処理で電源周波数の誤差を自動調整されるので、電源周波数の変動やマイコン発振器の誤差があっても、電源位相検出誤差が少ない。
【００４４】
また、マイコンのＡ／Ｄ変換器が足りない場合、２相分もしくは１相分の電圧信号を使っても同様な処理で電源位相を算出できる。ただし、１相電圧信号を使用する場合、三相電源の相順検出ができない。
【００４５】
このような手段，構成によると、分圧抵抗のみで、制御で必要な電源情報を検出できるので、回路コストの低減と制御性能の向上を図れる。また、本発明をグローバル製品に適用する場合、各地域の電源情報（電源周波数，相順，電源電圧など）の事前設定をしなくてもよいので、装置の汎用性と信頼性が向上する。
【００４６】
図７に、マイコン内部Ａ／Ｄの代わりに、外部のアナログ比較器（コンパレータ）を用いて、分圧抵抗９から検出した電圧信号が分圧抵抗３６の分圧値との比較により位相検出処理の構成図を示す。この構成は、Ａ／Ｄ変換器を使用せず、且つマイコン内部でのデータ処理が簡単であるため、安価な低機能マイコンの使用が可能である。
【００４７】
（ＰＷＭ制御について）
図８に、電源電圧波形５０，５１，５２と、マイコン内部メモリにあらかじめ設定された三相変調波テーブル波形５３，５４，５５の一例を示す。この変調波テーブルは、事前に所定条件でシミュレーションや実機実験で作成するものである。各相に対応する変調波は、各相電源電流のゼロクロス付近の区間に設ける。また、各相の電源電流を必ず０に戻すために、予想した電源電流のゼロクロス時点前後に、ＰＷＭ休止時間（変調波が０になる区間）を設けている。この区間は、約５°〜１０°にすれば良い。
【００４８】
図９に、電源電圧波形５０，５１，５２と、Ｕ相に対応する変調波５３とキャリア波形５６、Ｕ相に対応するＰＷＭ制御信号５７と、電源電流波形５８，５９，６０を示す。リアクトルの小型化と電流リップルの抑制をするために、キャリア波の周波数が高く（数〜数十千Ｈｚ）設定している。
【００４９】
Ｕ相電流がゼロクロス付近、Ｕ相に対応する両方通電素子をＰＷＭ動作させるため、従来のダイオード整流電流の断続区間を減少し、電流ひずみの改善が図れる。また、前記変調波を用いてＰＷＭ制御信号の幅を調整することにより、小型のリアクトルを使用しても、高調波の低減と力率の向上ができる。
【００５０】
更に、運転中の負荷状況に従って、各相の変調波の大きさと位置を微調整すれば、全領域での電流高調波改善が可能である。
【００５１】
図１０には、シャント抵抗から検出された母線電流を用いて、前記変調波の大きさと前後位置を調整する一つの手法を示す。まずは、母線電流信号を平均処理やフィルタ処理して、電流の平均成分を算出する。次に、算出した電流平均成分から、あらかじめ設定された変調波調整ゲインテーブル７２と位相調整量テーブル７５を用いて、変調波調整ゲインＫｍと位相調整量θs_adjを算出する。最後に、図３に示すように、変調波調整ゲインＫｍと、変調波テーブルからの各相変調波との乗算処理より、変調波の大きさを調整する。変調波の前後位置の調整は、算出したマイコン内部電源位相値に位相調整量θs_adjを加算すれば、簡単に実現できる。
【００５２】
（直流電圧制御について）
また、図１０に示すように、分圧抵抗を用いて検出した直流電圧信号と直流電圧指令値との差を算出し、直流電圧制御器（Ｐ制御器もしくはＰＩ制御器）を用いて、変調波調整ゲインを再調整すれば、直流電圧をダイオード整流した直流電圧より大きく制御することができる（約＋２０％範囲）。特別な応用の場合、例えば、電源電圧の低下が大きい場合やインバータ駆動モータの回転速度が高い場合、このような制御で直流電圧を維持できるので、製品の信頼性向上とモータ回転範囲の拡大ができる。
【００５３】
（半導体素子の電圧電流について）
図１１に、電源電圧波形５０，５１，５２と、前記両方通電素子を構成する半導体パワー素子に印加する電圧６１と、半導体パワー素子に流れる電流６２及び電源電流波形５８を示す。この波形から、電源電圧が２００Ｖに対して、半導体パワー素子に印加する直流電圧値は１５０Ｖ以下であり、両方通電素子に流れる電流は電源電流ピーク値の約２／３以下であることが分かる。よって、定格電圧と定格電流が小さい半導体パワー素子の使用が可能になる。また、各半導体パワー素子の動作時間は１／３以下であるので、スイッチング損失も少ない。
【００５４】
以上説明したように、本発明を用いると、小型リアクトルと定格容量が小さい半導体パワー素子を採用しても、電源電流高調波を低減するコンバータ装置を実現できるので、製品コストと体積の削減、及び効率向上が図れる。
【００５５】
（ソフトスタートについて）
コンバータ装置の起動は、過電流や過電圧を避けるために、前記変調波は０から徐々に大きくするようにしている。
【００５６】
具体的な処理は、起動時に、変調波調整ゲインＫｍを０から徐々に大きくすれば良い。これにより、起動時の直流電圧の変動が緩やかになるので、直流負荷（モータ駆動インバータなど）への影響を低減できる。
【００５７】
（起動判定について）
直流負荷が軽い場合、本発明のコンバータ装置がＰＷＭ動作しなくても、電源電流の高調波成分が小さいので、高調波規制をクリアできる。実際に、コンバータ装置のＰＷＭ動作要否の判断は、前記シャント抵抗７と増幅器８により、ダイオード整流動作時の直流側電流を検出し、前記コンバータ制御部１１内の演算処理（図示はしていない）によるローパスフィルタ、もしくは一定時間の平均処理することにより直流成分を取り出す。この直流成分が設定値より大きい場合、コンバータのＰＷＭ動作を開始させる。逆に、コンバータがＰＷＭ動作中に、検出した直流側電流の直流成分が設定値以下になる場合、コンバータのＰＷＭ動作を停止させる。
【００５８】
以上が、本発明の三相コンバータ装置の構成と制御の実施例である。
【００５９】
本実施例では、コストを削減するため、シャント抵抗や分圧抵抗を用いて、電流，電圧情報を検出する方式を採用するが、代わりに電流センサや電圧センサを使用しても構わない。
【００６０】
また、既存の三相ダイオード整流器に、図１に示す三相ダイオードブリッジ３以外の部分を取り付ければ、電源電流高調波の改善も可能である。
【００６１】
（シミュレーション結果説明について）
図１２〜図１４に、上記三相コンバータ装置の性能を確認するためのシミュレーション結果を示す。
【００６２】
図１２に、本発明のコンバータ装置の起動時の電源電圧５０〜５２，直流電圧６３，電源電流５８〜６０を示す。ＰＷＭ制御が動作開始後（時間軸０.１ｓから）、電源電流のひずみが少なくなり、直流電圧が約１５％昇圧していることを確認できた。また、起動後の変調波を徐々に大きくさせるため、直流電圧及び電源電流の急変動が少ない。
【００６３】
図１３に、直流負荷が５ｋＷ時の電源電圧電流波形と、電流高調波の分析結果及びＩＥＣ６１０００−３−２規制値を示す。２次〜４０次までの電流高調波成分が規制値以下であることを確認できる。
【００６４】
図１４に、直流負荷が２.５ｋＷ時の電流と高調波分析結果を示す。変調波の調整により、負荷が大きく変動しても電流高調波成分が規制値以下にできることも確認した。
【００６５】
以上の結果から、本発明の効果を確認できる。
【００６６】
〔第２実施形態〕
（装置の構成について）
図１５は、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置の構成である。
【００６７】
三相交流から直流を変換するコンバータ部分は、図１に示すものと同じである。コンバータ回路の直流出力側に、三相インバータ１００を用いて、モータ１０１を駆動する。
【００６８】
コンバータ・インバータの制御器１０５は一つのマイコンを使用する。シャント抵抗１０３と増幅器１０４を用いて、インバータの出力電流を検出し、制御器１０５で処理して、モータを制御する。
【００６９】
このような構成は、制御用マイコンや基板が共有できるため、製品全体のコストと体積を低減できる。また、インバータの出力電流や電圧情報から、モータ負荷を推定できるので、コンバータの母線電流の検出を行わなくても実現できる。
【００７０】
〔第３実施形態〕
（装置の構成について）
図１６は、本発明の第３実施形態のモータ制御装置の構成である。
【００７１】
本発明の第２実施形態と異なるのは、コンバータ制御器とインバータ制御器を分離して設置することである。また、インバータのモータ負荷情報は、通信など手段を介して、コンバータ制御器へ伝送する。コンバータ制御器は、この負荷情報を用いて、変調波の大きさと位置を調整する。
【００７２】
このような構成は、コンバータ回路とインバータ回路の製造や設置が分離にしても良いので、製品の設計や製造の自由度が向上する。
【００７３】
〔第４実施形態〕
（モジュールの構成について）
図１７は、本発明の第４実施形態のモータ駆動用モジュール２００の外観図であり、最終製品の一形態を示す。
【００７４】
モジュール２００は、制御部基板２０１に半導体パワー素子２０２が搭載されたモータ駆動用モジュールであり、制御部基板２０１には、前述の図１５に記載の電圧電流検出回路や制御器が実装される。モジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。
【００７５】
この実施例によれば、製品全体コストの削減と体積の低減ができるので、本実施形態のモジュールを使用するモータ駆動装置の汎用性と便利性を向上できる。
【００７６】
〔第５実施形態〕
図１８は、本発明の第６実施形態の前記モータ駆動用モジュールを用いて、圧縮機モータを駆動した空気調和機や冷凍機などの冷凍装置の構成図である。
【００７７】
冷凍装置３００は、温度を調和する装置であり、熱交換器３０１と３０２と、ファン３０３と３０４と、圧縮機３０５と、配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。なお、圧縮機用モータ３０８は永久磁石同期モータもしくは三相誘導モータを用いて、圧縮機３０５の内部に配置されている。モータ駆動装置３０７は、交流電源を直流に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。
【００７８】
第３実施形態のコンバータ・インバータモジュールを使用することにより、電源電流の高調波の低減と力率の向上ができるので、高調波規制をクリアできる。また、ダイオード整流器に比べて、直流電圧が約１５％昇圧ができるため、高速側の駆動性能向上ができるので、空気調和機や冷凍機の出力範囲を拡大することが実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明は、三相交流を直流に変換するコンバータ装置，モータ駆動用モジュール，冷凍装置、及び高調波低減装置に適用することが可能である。
【符号の説明】
【００８０】
１  三相交流電源
２  三相交流リアクトル
３  三相ダイオードブリッジ
４  平滑コンデンサ
５  直流負荷
６  直流電圧検出用分圧抵抗
７，１０３  シャント抵抗
８，１０４  増幅器
９  分圧抵抗
１０  双方向通電スイッチ
１１  制御器
１２  単相ダイオードブリッジ
１３  半導体パワー素子
１４  絶縁手段
１５  駆動回路
２１  電源位相演算器
２２  変調波テーブル
２３  変調波乗算器
２４  ＰＷＭ制御器
２５  変調波調整器
２６  キャリア波発生器
３０  Ａ／Ｄ変換器
３１  比較器
３２  立ち上がりエッジ検出器
３３  位相誤差演算器
３４  ＰＩ制御器
３５  位相演算器
３６  分圧回路
４０  電源位相波形
４１  Ｕ相に対応する検出電圧波形
４２  Ｖ相に対応する検出電圧波形
４３  Ｗ相に対応する検出電圧波形
５０  Ｕ相電源電圧波形
５１  Ｖ相電源電圧波形
５２  Ｗ相電源電圧波形
５３  Ｕ相に対応する変調波形
５４  Ｖ相に対応する変調波形
５５  Ｗ相に対応する変調波形
５６  キャリア波形
５７  Ｕ相に対応するＰＷＭ制御信号波形
５８  Ｕ相電源電流波形
５９  Ｖ相電源電流波形
６０  Ｗ相電源電流波形
６２  起動時のｑｃ軸電流指令波形
６３  直流電圧波形
７１  平均処理器
７２  変調波調整ゲインテーブル
７３  乗算器
７４  直流電圧指令値
７５  位相調整量テーブル
７６  直流電圧制御器
１００  インバータ
１０１  モータ
１０５  コンバータ・インバータ制御器
１０６  インバータ制御器
２００  モジュール
２０１  制御部基板
２０２  半導体素子（パワーモジュール）
２０３  マイコン
３００  冷凍装置
３０１，３０２  熱交換器
３０３，３０４  ファン
３０５  圧縮機
３０６  配管
３０７  モータ駆動装置
３０８  圧縮機用モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2011055568.tif 000017
【図１６】
2011055568.tif 000018
【図１７】
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【図１８】
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