(57)【要約】【課題】磁気飽和が起こりにくく、さらに１次電流と２次出力の位相誤差の増加を防ぐ変流器を提供することを目的とする。【解決手段】第１の環状鉄心に巻かれる１次巻線および２次巻線の巻数比に対応して前記１次巻線に流れる１次電流を前記２次巻線に流れる２次電流に変流する変流器において、前記環状鉄心に設けられた切断部または切れ込み部に磁性部材が固定されることを特徴とする変流器によって解決される。つまり本発明による鉄心は、巻鉄心にスリットを入れ、その後スリット部を密着状態にすることで実現する。これによって、単にスリットを入れるだけの鉄心と比較し磁気抵抗の増加を抑えて、励磁インピーダンスの極端な減少を抑えるとともに、角形比も小さくすることができ、上記課題を解決できる。【選択図】  図８
2011029465.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の環状鉄心と、
前記第１の環状鉄心に巻かれる１次巻線および２次巻線とを有し、
前記１次巻線および前記２次巻線の巻数比に対応して前記１次巻線に流れる１次電流を前記２次巻線に流れる２次電流に変換する変流器において、
前記第１の環状鉄心に設けられた切断部または切れ込み部に磁性部材が固定されることを特徴とする変流器。
【請求項２】
請求項１において、
さらに前記第１の環状鉄心の外周を覆うように成型された第２の環状鉄心を有し、
前記１次巻線および前記２次巻線は、前記第１の環状鉄心と前記第２の環状鉄心が一体となった一体型環状鉄心に巻かれることを特徴とする変流器。
【請求項３】
請求項１または請求項２において、
前記切断部は前記第１の環状鉄心を分断するように設けられ、
複数の板状部材から構成される前記磁性部材が前記第１の環状鉄心の復元力によって固定されることを特徴とする変流器。
【請求項４】
環状鉄心と、
前記環状鉄心に巻かれる１次巻線および２次巻線とを有し、
前記１次巻線および前記２次巻線の巻数比に対応して前記１次巻線に流れる１次電流を前記２次巻線に流れる２次電流に変換する変流器において、
前記環状鉄心は、複数の部位に切断された第１の環状鉄心と前記第１の環状鉄心の外周を覆うように成型された第２の環状鉄心から成ることを特徴とする変流器。
【請求項５】
請求項２または請求項４において、
前記第１の環状鉄心は方向性珪素鋼板で構成され、
前記第２の環状鉄心は高透磁率材料で構成されることを特徴とする変流器。
【請求項６】
電力系統から取り込まれた系統電流情報を鉄心に巻かれる巻線を介して電力系統の保護制御装置へ取り込む変流器において、
前記鉄心は、環状鉄心を分断するように設けられた切断部を有する第一の環状鉄心と、前記第一の環状鉄心の外周を覆うように高磁性材料で成型された第２の環状鉄心から構成されることを特徴とする変流器。
【請求項７】
請求項６において、
前記第一の環状鉄心に設けられた切断部に磁性部材が固定されることを特徴とする変流器。
【請求項８】
変流器に用いられる環状鉄心を切断し、
切断された前記環状鉄心の切断部に磁性部材を挿入し、
前記磁性部材が挿入された前記環状鉄心の外周を高透磁率材料で巻きつけて形成する変流器用鉄心の製造方法。
【請求項９】
変流器に用いられる環状鉄心を複数部分に切断し、
前記切断された環状鉄心の切断面を研磨し、
研磨された前記切断面同士を合わせた前記環状鉄心の外周を高透磁率材料で巻きつけて形成する変流器用鉄心の製造方法。
【請求項１０】
１次巻線と２次巻線の巻数比に対応して前記１次巻線に流れる前記１次電流を前記２次巻線に流れる２次電流に変換する環状の変流器用鉄心であって、
前記鉄心の一部に設けられた隙間に挿入される磁性部材と、
前記鉄心の外周に巻きつけられた高透磁率部材とを有することを特徴とする変流器用鉄心。
【請求項１１】
１次巻線と２次巻線の巻数比に対応して前記１次巻線に流れる前記１次電流を前記２次巻線に流れる２次電流に変換する環状の変流器用鉄心であって、
前記鉄心は径方向に切断され、前記鉄心の外周に高透磁率部材が巻きつけられることを特徴とする変流器用鉄心。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は変流器，変流器用鉄心および変流器用鉄心の製造方法に係り、特に電力系統の保護制御装置への入力変換用変流器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力系統の保護制御を行う保護リレーでは、保護区間における系統事故を検出し、事故の波及を防いでいる。この保護リレーは、電力系統の主回路に直接接続される主変流器（主ＣＴ）によって系統の電流情報を取り込み、さらに保護リレーに搭載される補助変流器（補助ＣＴ）によって電子回路レベルの電圧へ変圧し、リレー演算を行う。そして、本リレー演算により、保護区間内の事故と判定したときは、遮断器を作動し該事故の波及による影響を最小限に抑えている。
【０００３】
一方、電力系統で短絡・地絡等の事故が発生すると過渡直流分と称される指数関数的に減少する直流電流が発生する。ここで保護リレーの保護区間外の事故において、この過渡直流分が取り込まれる交流電流に重畳すると、前記主ＣＴおよび保護リレー内の補助ＣＴは直流偏磁を起こし、主ＣＴおよび補助ＣＴの鉄心が磁気飽和に至ることがある。鉄心が磁気飽和を起こすと主ＣＴおよび補助ＣＴの２次側出力は歪んでしまい、保護区間内の電流に差が出たと判定して、保護区間外事故にも関わらず保護リレーを誤動作させてしまう。
【０００４】
このように鉄心が過渡直流分によって磁気飽和を起こす要因としては、鉄心の残留磁束による影響が挙げられる。鉄心に大きな残留磁束があるときは、その分、該鉄心の最大磁束まで達しやすくなり、系統事故時に過渡直流分が重畳すると容易に磁気飽和に至る。従来技術では、鉄心の残留磁束を小さく抑える手法として、例えば非特許文献１に記載の手法がある。非特許文献１には、トロイダル形鉄心にスリットを入れた「カットコア」、或いはスリットを部分的に入れた「スプリットコア」によって磁気抵抗を増加させ残留磁束を減少させる技術が記されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】電気学会技術報告第８９８号  ５項「計器用変成器と保護リレー」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来のカットコアのように巻鉄心にスリットを入れると、スリットの部分の磁気抵抗が鉄心部分の磁気抵抗に比較して数百倍となる。その結果、スリット部分の磁気抵抗が支配的となり、励磁インピーダンスは磁気抵抗に反比例して、数百分の一に減少する。このように励磁インピーダンスが減少すると、励磁電流がその分増加し、変流器の１次入力電流に対する２次出力の位相誤差が大きくなるとともに精度が悪化してしまうという課題があった。
【０００７】
また、スプリットコアについては、鉄心の断面積を部分的に小さくすることにより、磁気抵抗が増大して、励磁インピーダンスをある程度、小さくできるが角形比（最大残留磁束密度（Ｂｒ）と最大磁束密度（Ｂｍ）の比）の減少分が少なく、従って、残留磁束が大きいことから、過渡直流分による直流偏磁に対し、耐性はあまり改善しないと言う欠点があった。
【０００８】
本発明は上記課題に鑑み、磁気飽和が起こりにくく、さらに１次電流と２次出力の位相誤差の増加を防ぐ変流器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題は、第１の環状（トロイダル形）鉄心に巻かれる１次巻線および２次巻線の巻数比に対応して前記１次巻線に流れる１次電流を前記２次巻線に流れる２次電流に変流する変流器において、前記環状（トロイダル形）鉄心に設けられた切断部または切れ込み部に磁性部材が固定されることを特徴とする変流器によって解決される。
【００１０】
つまり本発明による鉄心は、巻鉄心にスリットを入れ、その後スリット部を密着状態にすることで実現する。これによって、単にスリットを入れるだけの鉄心と比較し磁気抵抗の増加を抑えて、励磁インピーダンスの極端な減少を抑えるとともに、角形比も小さくすることができ、上記課題を解決できる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、磁気飽和の起こりやすさに起因する鉄心の角形比（最大残留磁束密度／最大磁束密度）を小さく抑えるとともに、励磁インピーダンスの大きさをある程度の大きさに維持できるため、過渡直流分が重畳しても磁気飽和を起こしにくく、さらに精度悪化の問題も改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明になる補助ＣＴを適用する発電機保護リレーと保護対象の電力系統の例。
【図２】本発明になる補助ＣＴを適用する変圧器保護リレーと保護対象の電力系統の例。
【図３】本発明になる補助ＣＴを適用する母線保護リレーと保護対象の電力系統の例。
【図４】（ａ）は一般的なＣＴの回路図、（ｂ）はその２次換算等価回路、（ｃ）はそのベクトル関係図。
【図５】角形比を説明するためのヒステリシス環の図。
【図６】過渡直流分による直流偏磁を説明するための図。
【図７】直流偏磁により、２次出力波形が歪むメカニズムを説明するための図。
【図８】鉄心を加工して、カットコア方式、または密接スリット方式にする時の鉄心の図。
【図９】本発明になるハイブリッド鉄心の構成図。
【図１０】ハイブリッド鉄心に使用している磁気材料の磁気特性例と合成後の磁気特性を表す図。
【図１１】ハイブリッド鉄心およびその構成要素単独によるコイルの励磁インピーダンスを表す図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施例について、その適用例を含め、図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１４】
図１〜図３は本発明の適用例であり、適用する保護リレーと保護の対象となる電力系統との関連を示した図である。
【００１５】
図１は発電機保護用リレーで、発電機１の両側（中性点側２と負荷側３）に設置した主ＣＴ４，５より、保護リレー１０に発電機の両側の電流を取り込むものである。保護リレー１０では、入力変換器６に電流を取り込み、補助ＣＴ７，８で電子回路レベルの電圧に変換して、リレー演算回路９に渡す。リレー演算回路では、変換された電圧の関係を演算，判定している。この適用例においては、例えば、主ＣＴ５の右側で地絡事故が発生した場合、保護リレーにとっては保護区間外事故であるため、保護リレーは動作してはならない。しかし従来の補助ＣＴでは、主ＣＴ４，５より、忠実に電流が保護リレーに取り込まれ、その電流に過渡直流分が重畳している場合、入力変換器内の補助ＣＴ７，８は直流偏磁して、最悪、鉄心の磁気飽和に至り、その２次側出力は歪む。このため、リレー演算回路では、発電機両側の電流に差が出たと判定して、主ＣＴ４，５に対し、発電機側で地絡事故があったと誤判定する。つまり、保護区間外事故にも関わらず、保護区間内事故とみなし、保護リレーは誤動作する。
【００１６】
図２は保護対象が２巻線変圧器の場合の変圧器保護リレー２０への適用例である。変圧器１１の１次側１２と２次側１３の電流は異なり、それに応じたＣＴ１４，１５が設置されている。この場合も図１の発電機保護リレーと考え方は同じで、入力変換器１６に搭載されている補助ＣＴ１７，１８の２次出力をリレー演算部に取り込み、変圧器１１の巻数比を補正した上で、変圧器１１の１次側，２次側の差電流の大きさで、保護区間外事故か保護区間内事故か演算，判定している。図１の発電機保護リレーと同様に従来の補助ＣＴでは、保護区間外事故であっても、事故電流によって補助ＣＴ１７，１８が磁気飽和を起こし、その２次出力が歪むと、２次出力間に差が発生して、保護リレーは誤動作する。
【００１７】
以上の様に、電力系統の２箇所以上（図１，図２は２箇所に適用した場合の説明）の電流の差電流（キルヒホッフの第一法則で言う“代数和”）に応動する”電流差動方式”では電力系統の電流を変換する複数の主ＣＴ、補助ＣＴの何れかが磁気飽和を起こした場合、電流の変換が忠実に行われなくなり、リレー演算部が「系統に差電流があった、即ち、保護区間内事故」と誤認識して、誤動作する。本実施例におけるＣＴは補助ＣＴ７，８に適用し、電力系統で発生する過渡直流分に対し、直流偏磁による磁気飽和が起こりにくくすることにより、該ＣＴの１次側電流を２次側電圧に変流比に従って忠実に変換するものである。
【００１８】
図３は保護対象が母線の場合の母線保護リレー２６への適用例である。図１，図２と異なるのは保護リレーへ取り込む電流量の数が数十点と多いところにある。保護リレーとしては原理的に図１，図２の発電機保護リレーおよび変圧器保護リレーと同じで、取り込む電流量の代数和である差電流に対して応動する差動方式である。母線２１に接続されている送電線等（以後、回線と称する）より、主ＣＴ２２−１，２２−２・・・２２−ｎを介して、電流情報を取り込み、保護リレー２６の入力変換器２３に搭載されている補助ＣＴ２４−１，２４−２・・・２４−ｎにより、電圧に変換して、リレー演算回路２５に渡すものである。この方式でも電力系統、ここでは、母線，回線の事故時に発生する過渡直流分により、補助ＣＴが磁気飽和を起こし難いようにする必要がある。このことは、前述の図１，図２の発電機保護リレー，変圧器保護リレーでの説明と同じである。
【００１９】
上記した保護リレーは電力系統の電流量を取り込み、キルヒホッフの第一法則を応用した「取り込んだ電流量の代数和が０の時は保護区間外事故、０でない場合（差電流がある時）は保護区間内事故」と判定して応動する方式であり、保護リレーにとっては、補助ＣＴでの変換の忠実度が重要となる。
【００２０】
ここで保護リレー１０，２０，２６内に設けられる補助ＣＴ７，８，１７，１８，２４−１・・・２４−ｎについて説明する。図４は補助ＣＴを電気回路で表し、その入出力のベクトル関係を示した図である。図４−（ａ）はＣＴの一般的な回路図であり、鉄心２７に巻かれた１次巻線２８より、１次電流３１を取り込み、２次巻線２９より、電流を取出し、２次負荷抵抗（ＲL）３０で２次出力電圧（Ｅｏ）３２に変換するものである。図４−（ｂ）はその等価回路であり、１次巻線と２次巻線の巻数比１：ｎにより、２次入力電流（Ｉ／ｎ）は３３である。２次入力電流（Ｉ／ｎ）は２次換算１次巻線抵抗（ｒ１′）３４を通って、励磁インピーダンス（ＸL）３７と２次巻線抵抗（ｒ２）３５側へ分流する。励磁電流（ＩL）は３８、２次負荷側電流（ＩR）は３６である。図４−（ｃ）は等価回路の電流，電圧を表したものである。２次出力電圧ベクトル（Ｅｏ）３９を基準にしたもので負荷側電流（ＩR）ベクトルは同相、励磁電流（ＩL）ベクトルは９０°遅れとなっている。２次入力電流（Ｉ／ｎ）ベクトル４１は負荷側電流（ＩR）ベクトルと励磁電流（ＩL）ベクトルの合成であるため、出力電圧ベクトル（Ｅｏ）より、位相（θ）４３だけ遅れる。このθが入出力の位相誤差であり、θ＝tan−１｛（ｒ２＋ＲL）／ＸL｝で表される通り、負荷側抵抗（ｒ２＋ＲL）が一定であれば、励磁インピーダンス（ＸL）が大きい程、小さくなる。
【００２１】
しかし、従来のように補助ＣＴ内の鉄心が磁気飽和を起こし難くするために、鉄心の一部にスリットを設けて最大残留磁束密度（Ｂｒ）を低くした場合、スリット部分の磁気抵抗が支配的となり、励磁インピーダンスは磁気抵抗に反比例して、数百分の一に減少する。このように励磁インピーダンスが減少すると励磁電流（ＩL）が増大し、位相誤差である位相差（θ）４３が大きくなってしまう。本発明では、励磁インピーダンス（ＸL）の大きさをある程度の大きさに維持しつつ、角形比（最大残留磁束密度（Ｂｒ）／最大磁束密度（Ｂｍ））を小さくする手段を提供する。即ち、励磁インピーダンス（ＸL）と角形比は相反する関係にあり、両者を実用するに適切な値に止めるものである。
【００２２】
次に、過渡直流分による直流偏磁のメカニズムについて図６を用いて説明する。尚本説明での直流偏磁は過渡直流分のみによるものとする。図６−（ａ）は過渡直流分による直流偏磁を説明するための等価回路図である。等価回路に指数関数的に減衰する過渡直流分４７が入力された場合、励磁インピーダンス（ＸL）には、過渡直流分による励磁電流（ｉL）４８が山なりになって流れる。この山なりの電流が作る磁束により、磁束密度が一方向に増加する現象が直流偏磁である。図６−（ａ）の負荷側には、入力の過渡直流分から、山なりの励磁電流を差し引いた過渡直流分による負荷電流（ｉ2）４９が流れる。図６−（ｂ）は図６−（ａ）の各部の電流分布を同一平面に表したものである。５０は過渡直流分１００％重畳の場合の過渡直流分入力、５２−１は過渡直流分による励磁電流、５１は負荷側への過渡直流分の分流電流である。図６−（ｃ）は実際の電力系統で、交流分に過渡直流分が重畳した場合の鉄心の磁束密度の変化を示したものである。交流分磁束（ＢA）５３は山なりの直流分磁束（ＢD）５２−２に重畳した状態で５４の様になる。従って、山なりの過渡直流分による直流分磁束５２−２が最大磁束密度に達すれば、当然、重畳している交流分磁束５４は磁気飽和に至る。この現象が直流偏磁による磁気飽和である。
【００２３】
図７は直流偏磁により、磁気飽和を起こした時の波形図である。図７−（ａ）は山なりの過渡直流分磁束５７に交流磁束５９が重畳して、６０になった場合、最大磁束密度（Ｂｍ）を超えた部分において、負荷側電流（ＩR）波形が５５のように正弦波の状態から鉄心の磁気飽和により、飽和部分５６で波形が欠ける（歪む）状態を示している。ここで、最悪の状態として前記した様に、最大残留磁束密度（Ｂｒ）が存在すると、図７−（ａ）５８の様に最大残留磁束密度（Ｂｒ）を起点に磁束が増大していくため、早く最大磁束密度に達し、磁気飽和に至る。図７−（ｂ）６１は磁気飽和によって発生した波形の例である。保護リレーの演算回路内では当然、正弦波が欠けた影響で入力電流は見掛け上、小さくなる。その結果、系統電流を忠実に再現できず保護区間外の事故にも関わらず、保護区間内の事故と判定し誤動作を起こす可能性がある。
【００２４】
次に最大残留磁束密度（Ｂｒ）と最大磁束密度（Ｂｍ）との関係を示す角形比について、図５のヒステリシス環を用いて説明する。図５−（ａ）は巻鉄心にスリットを入れて加工する前のヒステリシス環であり、そのループ（環）は４４のようになる。このループは傾きが大きいため、磁束密度軸（Ｂ）との交点（Ｂｒ）が大きい。従って、角形比（Ｂｒ／Ｂｍ）も大きい。この状態では、仮に、過去の履歴により、（Ｂｒ）の位置に残留磁束があった場合、ヒステリシス環のスタート点がこの位置になり、正方向に磁化された場合（図の横軸Ｈの右方向）、短時間でＢｍに達し、磁気飽和に至る。特に、過渡直流分に対しては、その大きさ、極性によっては、交流分が小さくても、直流偏磁して、磁気飽和に至る。
【００２５】
図５−（ｂ）は巻鉄心にスリットを設けた場合である。図５−（ｂ）では、ヒステリシス環４５の傾きが小さくなり、Ｂｒも小さくなる。従って、角形比も小さく、最大残留磁束密度（Ｂｒ）が小さいため、最大磁束密度Ｂｍには達しにくく、従って、磁気飽和し難い。この傾きは、巻鉄心に設けるスリットの幅が広い程小さくなる。この場合、磁気飽和し難くはなるが、その分、磁気抵抗は大きくなり、励磁インピーダンスが極端に小さくなる。
【００２６】
図５−（ｃ）は、本発明による鉄心のヒステリシス環である。本発明による鉄心は、巻鉄心にスリットを入れ、その後スリット部を密着状態にすることで実現する。これによって、単にスリットを入れるだけの鉄心と比較し磁気抵抗の増加を抑えて、励磁インピーダンスの極端な減少を抑えるとともに、角形比も小さくすることができる。つまり、図５−（ｃ）のヒステリシス環４６の様に、図５−（ａ）と図５−（ｂ）の中間的なものを実現できる。
【００２７】
図８は本発明の鉄心を説明するための具体例である。図８−（ａ）はスリットなしの巻鉄心６２で図５−（ａ）のヒステリシス環に相当するものである。この巻鉄心では、角形比が大きいため、残留磁束があった場合に容易に磁気飽和に至ってしまう。
【００２８】
図８−（ｂ）は、本発明による巻鉄心の一例を示したもので、スリットを一部に設けるのではなく鉄心が直径方向に２つに切断された非特許文献１に記載のものとは別種のカットコアである。本発明では、切断された半円形の鉄心６３を、切断面６４で接着することで断面を密接させている。このとき、切断面６４に研磨加工を施すことでより密接させることができる。これによって、磁気抵抗の増加を抑え、図５−（ｃ）のようなヒステリシス環が実現できる。
【００２９】
図８−（ｃ）は、本発明による巻鉄心のもう一例である。この例は、鉄心６５の一箇所にスリット６６を入れ、そこに、スリット部が密接する様に、磁気材料の挿入用切片６７を挿入するものである。このように、スリット幅以上の厚みある磁気材料の挿入用切片６７を挿入することでスリット部分を密着させることができる。挿入する切片はスリットの幅，作業性等、考えて、枚数を決定する。なお、スリット幅を極力狭くすることにより、巻鉄心の復元力によるバネアクション分だけでスリットが密接可能な場合は磁気材料切片を挿入しなくても良い。本巻鉄心においても磁気抵抗の増加を適度に抑え、図５−（ｃ）のようなヒステリシス環が実現できる。
【００３０】
また、本発明による巻鉄心は、従来用いられている無方向性珪素鋼板製ＥＩ鉄心より、最大磁束密度がほぼ２倍の方向性珪素鋼板に変更する。これにより、従来のアナログ形リレーに使用してきた体格の大きい鉄心と比較し、補助ＣＴ自体の体格・重量が従来の数分の一となり、電圧入力用の補助変圧器（補助ＶＴ）等も加え、１装置分の補助ＣＴ・補助ＶＴを同一基板上に実装できるため、保護制御装置の実装効率を向上できる。
【００３１】
このように、本実施例では巻鉄心に設けられたスリットを密接させることによって、スリットを設けない巻鉄心よりも磁気抵抗を大きくし、また単にスリットを設けただけの巻鉄心よりは磁気抵抗を低く抑えることが可能となり、角形比と励磁インピーダンスをバランス良く定めることができる。これによって、過渡直流分が重畳しても磁気飽和を起こし難く、位相誤差による精度の悪化も抑えるＣＴを提供できる。
【実施例２】
【００３２】
本発明の第２の実施例を図面を用いて説明する。実施例１の図８−（ｂ）では、切断された半円形のカットコア６３を、切断面６４で接着することで断面を密接させている。しかし、磁気エネルギーは磁気抵抗の大きい接着部に集中するため、発生する熱で接着剤が溶けることが予想される。接着部の接触圧力を保持するため、あるいは、剥れないように２つの半円の鉄心を外部から固定する方法も考えられるが、巻鉄心が小さい場合、固定機構が難しい上、小形化の妨げになる。特に、主ＣＴのように、大電力を扱うものは体格も大きく、固定するための手段（例えばネジ等）を設けることができるが、保護制御装置の入力変換器のように小スペースに実装するためには、補助ＣＴそのものを小形化する必要があり、外部に固定手段を設けるのは好ましくない。
【００３３】
本実施例では、実施例１の図８（ｂ）のカットコアの密接手段として巻鉄心の外周を巻きつけるように第二の鉄心を設け、二つの鉄心を一体とさせたハイブリッドＣＴを提供する。これによって、小スペースで２つの半円の密着させることができる。また、図８−（ｃ）の密接スリットの巻鉄心においても、外周を第二の鉄心で巻くことでスリット部をより密接させることができる。さらには、第二の鉄心は断面や密接スリット部分からの漏れ磁束を軽減し、また、外部への電磁誘導障害の防止の役目も果たす。
【００３４】
ところで、鉄心を使った変成器の宿命として、小入力域では磁気材料の透磁率が低く、必然的に励磁インピーダンスが小さくなり、従って、励磁電流が大きくなるため、精度が悪く、また、位相誤差も大きくなる問題がある。このため、図３に示す母線保護リレーのように、１つの母線に数十回線が接続されている場合、分流により、一回線当りの電流が非常に小さくなり、益々、精度が悪くなる傾向にあった。従来の技術では補助ＣＴの２次側にコンデンサを入れて、励磁インピーダンスと並列共振して、見掛け上の励磁インピーダンスを大きくしていたが、入力の増加とともに、共振状態からの外れが大きくなり、ダイナミックレンジが狭くなると言う欠点があった。また、別の技術では電流入力域を分割して、２次側負荷抵抗を入力の大きさに応じて変えることにより、小電流入力域で２次誘起電圧を大きくして、励磁インピーダンスを増大する方法があるが、入力電流の領域が分割されるため、やはり、ダイナミックレンジが狭くなる欠点があった。
【００３５】
本実施例によるハイブリッドＣＴは、外周に配する第二の鉄心に高透磁率材料を用いることで、上記のＣＴの小電流域での精度悪化に対応できる。図９は本発明のハイブリッドＣＴを図８（ｃ）の密接スリットに適用した構成を示したものである。スリット入り鉄心を第一の鉄心６８とし、７０なる密接スリットを設けた状態のものに、その外周に６９なる第二の鉄心６９を配した構成としている。
【００３６】
図１０は第二の鉄心に高透磁率材料を適用したハイブリッド鉄心の磁気特性を表したものである。図のように第一の鉄心、例えば、方向性珪素鋼板の磁気特性７１と第二の鉄心、例えばパーマロイの磁気特性７２を合成すれば、磁化力Ｈが小さい領域では７２の特性により、第一の鉄心の磁気特性７１を補正し、磁化力Ｈが大きい領域では第一の鉄心の磁気特性７１が支配的となり、結果として、ハイブリッドＣＴの磁気特性７３が得られる。磁気特性７１のように本ハイブリッドＣＴでは、方向性珪素鋼板のみで構成される磁気特性７１と比較し、小電流域での透磁率を高くでき、精度を向上できる。
【００３７】
図１１は励磁インピーダンスの特性を示したもので、第一の鉄心の励磁インピーダンス７４に対し、入力が小さい領域では第二の鉄心の励磁インピーダンス７５で補正し、両者の合成で７６の励磁インピーダンスが得られる。なお、角形比、即ち、残留磁束が問題になるのは入力が比較的大きな点であるため、第一の鉄心のみに、密接スリットを設けることで角形比は小さくできる。
【００３８】
以上、本発明では、巻鉄心の断面またはスリット部を密接させることにより、角形比を小さくできるとともに、断面またはスリット部の磁気抵抗のばらつきを小さくして、安定で適切な大きさの励磁インピーダンスを得ることができる。
【００３９】
また、上記の巻鉄心の外周に第二の鉄心を設けることにより、断面またはスリット部をより密着させ小スペースでの固定が可能となる。ここで、第二の巻鉄心には高透磁率材料を用いることにより、入力が小さい領域でも適切な励磁インピーダンスを確保でき、高精度のＣＴが実現できる。さらに、第二の鉄心は電磁誘導障害防止の役目を果たす。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
補助変成器ＶＴ・ＣＴは電力系統を保護制御する装置において、電力系統からの絶縁、装置内の電子回路へ伝達する際の適正信号レベルへ変換する役目を負うものであり、保護制御装置には欠かせない。特に、最近では変電所の立地条件等より、建設スペースが充分でないことから、装置として、実装密度をあげるとともに、小形化が要求されている。一方、電力系統においては、系統事故時の過渡直流分の時定数が大きい場合が出て来ており、過渡直流分による直流偏磁の問題がクローズアップされている。従来のアナログ形保護制御装置では、補助変成器は体格が充分大きく、それほど、直流偏磁の問題は顕在化していなかった。しかし、ディジタル化に伴う、補助変成器の小形化により、小入力域では精度、比較的大きな入力域では、直流偏磁の問題がクローズアップされて来ている。本発明になるハイブリッドＣＴ化は小形化を前提にした上で、前記、問題を解決できるものであり、今後、補助ＣＴについては、ハイブリッドＣＴに置き換えていく。
【符号の説明】
【００４１】
１  発電機
２  中性点側
３  負荷側
４，５，１４，１５，２２−１〜２２−ｎ  主ＣＴ
６，１６，２３  入力変換器
７，８，１７，１８，２４−１〜２４−ｎ  補助ＣＴ
９，１９，２５  リレー演算回路
１０，２０，２６  保護リレー
１１  変圧器
１２  １次側
１３  ２次側
２１  母線
２７  鉄心を表す記号
２８  １次巻線
２９  ２次巻線
３０  ２次負荷抵抗
３１  １次電流
３２  ２次出力電圧
３３  ２次入力電流
３４  ２次換算  １次巻線抵抗
３５  ２次巻線抵抗
３６  ２次負荷側電流
３７  励磁インピーダンス
３８  励磁電流
３９  ２次出力電圧ベクトル（基準）
４０  ２次側負荷電流ベクトル
４１  ２次入力電流ベクトル
４２  励磁電流ベクトル
４３  １次電流と２次出力電圧の位相差
４４  加工しない鉄心のヒステリシス環の例
４５  空隙付鉄心のヒステリシス環の例
４６  空隙密接形鉄心のヒステリシス環の例
４７  過渡直流分
４８，５２−１  過渡直流分による励磁電流
４９  過渡直流分による負荷電流
５０  過渡直流分入力
５１  負荷側への過渡直流分の分流電流
５２−２  過渡直流分による直流分磁束
５３，５４  交流分磁束
５５  非飽和時の電流波形
５６  飽和部分
５７  過渡直流分磁束
５８  最大残留磁束密度Ｂｒの時の過渡直流分磁束
５９  交流磁束
６０  直流偏磁の時の交流波形
６１  磁気飽和による出力歪波形
６２  スリットなしコア
６３  カットコア（半円形）
６４  切断面
６５  密接スリット付コア
６６  スリット
６７  挿入用切片
６８  密接スリット付コア（鉄心）
６９  高透磁率材料のコア（鉄心）
７０  密接スリット
７１  密接スリット付コアの磁気特性
７２  高透磁率材料の磁気特性
７３  ハイブリッドコアの合成磁気特性
７４  密接スリット付鉄心によるコイルの励磁インピーダンス
７５  高透磁率材料鉄心によるコイルの励磁インピーダンス
７６  ハイブリッド鉄心によるコイルの励磁インピーダンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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