(57)【要約】【課題】スイッチング動作に応じて生じるサージ電圧を抑制することができる多出力スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】一次側巻線Ｌｐと複数個の二次側巻線Ｌｓとを有する高周波トランス１と、直流電源３からの直流電力をオンオフするスイッチ２と、スイッチ２を駆動制御する制御ＩＣ１０とを備える。そして、制御ＩＣ１０でスイッチ２をオンオフ制御することで、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力を供給する。このとき、制御ＩＣ１０の電力は、直流電源３から降圧手段１１を介して供給する。【選択図】      図１
2011061953.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、
前記制御回路の電力を、前記直流電源から供給することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
【請求項２】
一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、
前記制御回路の電力を、前記負荷を接続した二次側巻線から供給することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
【請求項３】
一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、
前記制御回路の電力を、漏れインダクタンスが他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きい二次側巻線から供給することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路に電力を供給する前記二次側巻線と直列に、リアクトルが接続されていることを特徴とする請求項３に記載の多出力スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング動作に応じて生じるサージ電圧を抑制する機能を持ち、複数の負荷へ電力を供給する多出力スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、従来の多出力スイッチング電源装置の回路構成である。
この図５に示すように、従来の多出力スイッチング電源装置は、多出力の高周波トランス１０１の一次側巻線Ｌｐにスイッチ１０２を直列に接続し、その直列接続回路に直流電源１０３により直流電圧を印加する。なお、直流電圧を印加する直流電源の代わりに、交流電源と整流器とを組み合わせて使用する場合もある。
【０００３】
高周波トランス１０１の一次側巻線Ｌｐには、スナバ抵抗１０４、スナバコンデンサ１０５及びスナバダイオード１０６からなるスナバ回路を並列に接続する。ここでスナバ回路は、スイッチ１０２がオン（導通状態）の間に一次側巻線Ｌｐの漏れインダクタンスに蓄えたエネルギーを、スイッチ１０２がオフ（遮断状態）の瞬間にスナバダイオード１０６で還流させ、スイッチ１０２に大きな電圧サージが加わることを防止するものである。スナバダイオード１０６で還流した電流はスナバコンデンサ１０５を充電し、そのコンデンサ１０５の電荷をスナバ抵抗１０４で放電する。
【０００４】
高周波トランス１０１の複数の二次側巻線Ｌｓには、それぞれ還流ダイオード１０７と平滑コンデンサ１０８を直列接続し、スイッチ１０２がオフの間に平滑コンデンサ１０８を充電する。そして、この平滑コンデンサ１０８から負荷１０９に電力を供給する。
多出力フライバック式電源装置では、二次側の出力電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチ１０２のデューティー比を制御する制御ＩＣ１１０を設ける。この制御ＩＣ１１０の電力は、二次側出力の１つから供給するのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
すなわち、図５に示すように、高周波トランス１０１の二次側巻線の１つをドライバ巻線Ｌｓｄとし、このドライバ巻線Ｌｓｄの一端を、還流ダイオード１０７ｄを介して制御ＩＣ１１０の正極側電源端子に接続し、他端を制御ＩＣ１１０の負極側電源端子に直接接続する。このとき、ドライバ巻線Ｌｓｄのダイオード接続側とは反対側は、高周波トランス１０１の一次側巻線Ｌｐと共通のラインに接続している。そして、還流ダイオード１０７のカソード側とドライバ巻線Ｌｓｄの他端との間に平滑コンデンサ１０８ｄを介挿する。これにより、ドライバ巻線Ｌｓｄを制御ＩＣ１１０専用の出力とし、制御ＩＣ１１０に電力を供給する。
【０００６】
なお、特に図示しないが、制御ＩＣ１１０への電力供給は通常以下の手順で行う。
先ず、電圧レギュレータを介して、直流電源１０３から起動用の電力を供給する。次に、制御ＩＣ１１０により、フライバックコンバータを起動する。そして、フライバックコンバータ起動後は、専用の制御ＩＣ１１０への電力供給用出力から制御ＩＣ１１０へ電力を供給する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００４−３５０３７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、制御ＩＣ１１０の消費電力は、通常、他の二次側出力が電力を供給する負荷に比べて１／１０程度と非常に小さい。そのため、上記従来の構成の多出力スイッチング電源装置にあっては、制御ＩＣ１１０につながる還流ダイオード１０７ｄでサージ電圧が生じ、高周波の伝導ノイズや放射ノイズが発生する可能性がある。以下、その理由について説明する。
【０００９】
多出力スイッチング電源装置では、励磁インダクタンスの電流が、スイッチ１０２のターンオフの瞬間に各出力に分流する。ターンオフの瞬間に分流する電流の値は、各出力の漏れインダクタンスが小さいほど多くなる。また、ターンオフの期間にその電流はそれぞれの出力電圧に応じて減少し、減少の傾きは電圧が高い出力ほど大きくなる（一次側に巻き数比換算した値で比較した場合）。
【００１０】
図６は、二次側の出力を二つ持つフライバックコンバータにおけるターンオフ時の等価回路である。ただし、一次側の漏れインダクタンスは無く、ターンオフ直後に電流が二次側に転流するものとする。ここで、Ｌ1，Ｌ2は出力側の漏れインダクタンス、Ｖ1，Ｖ2は出力電圧で、いずれも巻き数比で一次側に換算した値とする。
この等価回路では、ターンオフの直前に励磁インダクタンスＬmに電流Ｉmが流れていたとすると、各出力に流れる電流ｉD1，ｉD2のターンオフ直後の値ＩD1，ＩD2は次式となる。
【００１１】
ＩD1＝Ｉm・Ｌ2／（Ｌ1＋Ｌ2）  ………（１）
ＩD2＝Ｉm・Ｌ1／（Ｌ1＋Ｌ2）  ………（２）
これより、ターンオフ直後は、漏れインダクタンスの小さい出力へ多くの電流が転流することが分かる。
【００１２】
また、ターンオフ時の二次側の電流ｉD1，ｉD2の傾きｄｉD1／ｄｔ，ｄｉD2／ｄｔは次式となる。
ｄｉD1／ｄｔ＝｛Ｖ1／Ｌ1＋Ｌm／Ｌ1・（Ｖ1−Ｖ2）／Ｌ2｝／｛Ｌm（１／Ｌm＋１／Ｌ1＋１／Ｌ2）｝  ………（３）
ｄｉD2／ｄｔ＝｛Ｖ2／Ｌ2＋Ｌm／Ｌ2・（Ｖ2−Ｖ1）／Ｌ1｝／｛Ｌm（１／Ｌm＋１／Ｌ1＋１／Ｌ2）｝  ………（４）
これより、二次側の出力電圧Ｖ1とＶ2とが等しい場合は漏れインダクタンスが小さい方の出力の電流の傾きが大きくなり、漏れインダクタンスＬ1とＬ2とが等しい場合は出力電圧の大きい出力の方が電流の傾きが大きくなることが分かる。
【００１３】
ここで、各出力の電圧は、平滑コンデンサの充電と放電の割合で決まるため、消費電力の小さい制御ＩＣ１１０用の平滑コンデンサ１０８ｄでは放電が少なく、他の平滑コンデンサに比べて電圧が高くなる。
つまり、制御ＩＣ１１０の電源につながる出力はスイッチ１０２がオフすると急速に電流が減衰してゼロになる。電流が急速にゼロに向かって変化すると、還流ダイオードが逆回復動作時に流れる逆向きの電流が多くなり、それに伴って還流ダイオード１０７ｄには大きなサージ電圧が生じる。
【００１４】
よって、図５に示すような従来の構成では、消費電力の小さい制御ＩＣ１１０につながる還流ダイオード１０７ｄでサージ電圧が生じ、これが高周波の伝導ノイズや放射ノイズの原因となって、所定の規格値を満足できなくなる可能性がある。
なお、他の出力においても消費電力が極端に小さい場合には、同様の動作になるものの、電圧レギュレーションも大幅に悪化することになる。このため、抵抗負荷を追加し消費電力を増やすことで電圧レギュレーションを改善される処置が取られ、結果的に消費電力が極端に小さい出力は構成されにくい。
【００１５】
しかしながら、制御ＩＣは一般的に幅広い電圧範囲で動作することから、電圧レギュレーションの精度は求められていない。この結果として制御ＩＣ用電源の消費電力が極端に小さくなることが多いことが、他の出力に比べて大きな放射ノイズを発生する原因となる。
そこで、本発明は、スイッチング動作に応じて生じるサージ電圧を抑制することができる多出力スイッチング電源装置を提供することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために、請求項１に係る多出力スイッチング電源装置は、一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、前記制御回路の電力を、前記直流電源から供給することを特徴としている。
【００１７】
また、請求項２に係る多出力スイッチング電源装置は、一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、前記制御回路の電力を、前記負荷を接続した前記二次側巻線から供給することを特徴としている。
【００１８】
さらに、請求項３に係る多出力スイッチング電源装置は、一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、前記制御回路の電力を、漏れインダクタンスが他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きい二次側巻線から供給することを特徴としている。
【００１９】
さらに、請求項４に係る多出力スイッチング電源装置は、請求項３に係る発明において、前記制御回路に電力を供給する前記二次側巻線と直列に、リアクトルが接続されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の請求項１に係る発明によれば、消費電力の小さい制御回路に、一次側の直流電源から電力を供給するので、制御回路専用の二次側巻線から電力を供給する場合と比較して、還流ダイオードの逆回復サージ電圧が発生するのを防止することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
また、請求項２に係る発明によれば、制御回路に、他の負荷に電力を供給している平滑コンデンサから電力を供給するので、消費電力が小さいことで発生していた還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。またこのとき、上記負荷を、単純に損失を発生させるためだけの負荷抵抗として、二次側巻線の一つを制御回路専用の出力とすれば、他の出力との絶縁性能を損ねることがない。
【００２１】
さらに、上記において、制御回路の電力をシリーズレギュレータ等の降圧手段を介して供給すれば、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を無くしてノイズを抑制することができると共に、所望の電力を制御回路に供給することができる。このとき、制御回路の駆動電圧に近い出力電圧を選択すれば、降圧手段の損失を低減することができる。
また、請求項３に係る発明によれば、制御回路に電力を供給する二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができるので、平滑コンデンサを充電する際の電流変化を遅くし、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
【００２２】
さらに、請求項４に係る発明によれば、制御回路に電力を供給する二次側巻線に直列にリアクトルを接続するので、簡易な構成で当該二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができる。また、リアクトル自体では損失が無いため、シリーズレギュレータや負荷抵抗等を用いる場合と比べて高効率化を望める。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】第２の実施形態の変形例を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【図６】従来例の課題を説明するための等価回路である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（第１の実施形態）
（構成）
図１は、本発明をフライバックコンバータに適用した場合の一実施形態を示す回路図である。
【００２５】
図中、符号１は多出力の高周波トランスである。高周波トランス１は、一次側巻線Ｌｐと、複数の二次側巻線Ｌｓとを有する。一次側巻線Ｌｐにはスイッチ２を直列に接続し、この直列接続回路に直流電源３より直流電圧を印加する。
直流電源３は、入力直流電源３ａと、入力直流電源３ａに接続された正極側ライン及び負極側ライン間に接続した平滑コンデンサ３ｂとから構成する。
【００２６】
そして、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐの一端は、直接正極側ラインに接続し、他端は、スイッチ２を介して負極側ラインに接続している。ここで、スイッチ２は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を適用する。スイッチ２には、これと逆並列にフリーホイリングダイオード２ａを接続する。また、スイッチ２は、そのゲートに後述する制御回路としての制御ＩＣ１０を接続し、この制御ＩＣ１０によってスイッチ２をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。このようにして、制御ＩＣ１０は、スイッチ２をスイッチング制御（オンオフ制御）する。
【００２７】
さらに、正極側ラインにおける平滑コンデンサ３ｂと一次側巻線Ｌｐとの間と、一次側巻線Ｌｐとスイッチ２との間とに、サージ電圧の発生を抑制するＲＣＤスナバ回路を介挿する。このＲＣＤスナバ回路は、それぞれ一端が正極側ラインに接続されたスナバ抵抗４及びスナバコンデンサ５の並列回路と、これらスナバ抵抗４及びスナバコンデンサ５の他端にカソードが接続され、一次側巻線Ｌｐ及びスイッチ２間にアノードが接続されたスナバダイオード６とで構成する。
【００２８】
高周波トランス１の二次側には、ｎ個（ｎは２以上の整数）の二次側巻線Ｌｓを設ける。そして、各二次側巻線Ｌｓの一端に、それぞれ還流ダイオード７のアノードを接続し、この還流ダイオード７のカソードと二次側巻線Ｌｓの他端との間に平滑コンデンサ８を接続する。また、平滑コンデンサ８と並列に負荷９を接続する。すなわち、二次側巻線Ｌｓから出力される電圧を、平滑コンデンサ８で平滑して二次側出力電圧を出力し、これを負荷９に供給する。
【００２９】
制御ＩＣ１０は、一対の直流電源入力端子ｔｄｐ及びｔｄｎと、パルス幅変調信号出力端子ｔｐとを備える。パルス幅変調信号出力端子ｔｐは、スイッチ２のゲートに接続する。そして、直流電源入力端子ｔｄｐは降圧手段１１を介して正極側ラインに接続し、直流電源入力端子ｔｄｎは負極側ラインに接続する。また、制御ＩＣ１０と並列に平滑コンデンサ８ａを接続する。
【００３０】
つまり、本実施形態では、制御ＩＣ１０の電力を、一次側の直流電源３から降圧手段１１を介して供給することで、図５に示す従来装置のような制御ＩＣ専用の二次側出力を削除する。これは、制御ＩＣ１０へ電力を供給する二次側巻線は、他の負荷９へ電力を供給する二次側巻線Ｌｓとは異なり、一次側と絶縁する必要が無いために適用可能となるものである。
【００３１】
ここで、降圧手段１１としては、例えば、シリーズレギュレータを適用する。シリーズレギュレータでは内部抵抗がリニアに変化して所望の電圧を作り出すため、図５に示す従来装置のように還流ダイオード１０７ｄによる逆回復サージ電圧は無く、ノイズの発生を抑制することができる。
【００３２】
（動作）
次に、第１の実施形態の動作について説明する。
直流電源３から出力される直流電圧は、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐ及びスイッチ２の直列接続回路に入力される。
この状態で、スイッチ２のゲートに制御ＩＣ１０からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給することにより、高周波トランス１でエネルギーの蓄積及び放出を繰り返す。すなわち、スイッチ２がオン状態（導通状態）となると、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐに直流電源電圧が印加する。そして、スイッチ２がオン状態を継続する間、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐに流れる一次側電流が増加し、高周波トランス１にエネルギーが蓄積される。
【００３３】
次に、スイッチ２をオフ状態（遮断状態）とすると、高周波トランス１の二次側に起電力が発生し、還流ダイオード７及び平滑コンデンサ８を介して二次側電流が流れる。そして、還流ダイオード７の導通によって平滑コンデンサ８の端子電圧が上記起電力と略等しくなり、この電圧は高周波トランス１の二次側電流を減少させる方向に作用する。このため、スイッチ２のオフ状態を継続している間に、高周波トランス１に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ８に放出され、最終的に負荷９に供給される。
【００３４】
以上のスイッチ２のオンオフ制御を繰り返すことにより、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力が供給される。
ところで、制御ＩＣ１０の消費電力は、各負荷９に比べて１／１０程度と非常に小さい。そのため、図５に示すように、制御ＩＣ１１０の電力を二次側出力の１つから供給する構成では、消費電力の小さい制御ＩＣ１１０につながる還流ダイオード１０７ｄでサージ電圧が生じ、高周波の伝導ノイズや放射ノイズが発生する。
【００３５】
これに対して、本実施形態では、ノイズ源となる制御ＩＣ１０専用の二次側出力を削除し、代わりに、制御ＩＣ１０の電力を一次側の直流電源３から降圧手段１１を介して供給する。そのため、スイッチング動作に応じて生じる逆回復サージ電圧を無くすことができ、上記ノイズの発生を低減することができる。したがって、ノイズ対策部品を付加する必要がなくなり、小型化及び低コスト化を実現することができる。
【００３６】
（効果）
このように、上記第１の実施形態では、消費電力の小さい制御ＩＣ用に、一次側の直流電源から電力を供給する。そのため、制御ＩＣ専用の二次側巻線から電力を供給する場合と比較して、還流ダイオードの逆回復サージ電圧が発生するのを防止することができ、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
また、このとき、制御ＩＣの電力をシリーズレギュレータ等の降圧手段を介して供給するので、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を無くしてノイズを抑制することができると共に、所望の電力を制御ＩＣに供給することができる。
【００３７】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、前述した第１の実施形態において、制御ＩＣ１０の電力を、一次側の直流電源３から供給しているのに対し、二次側の消費電力の多い負荷９に電力を供給する平滑コンデンサ８から供給するようにしたものである。
【００３８】
（構成）
図２は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
この図２に示す多出力スイッチング電源装置は、制御ＩＣ１０の電力を、消費電力の多い負荷が接続された二次側出力から供給するようにしたことを除いては、図１に示す多出力スイッチング電源装置と同様の構成を有する。そのため、ここでは構成の異なる部分を中心に説明する。
図２に示すように、高周波トランス１は、複数の二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎを有する。ここで、二次側巻線Ｌｓｎの負極側ライン（二次側巻線Ｌｓｎのダイオード接続側とは反対側のライン）は、一次側の負極側ラインに接続されており、この二次側出力は一次側との絶縁が不要な構成となっている。また、二次側の各負荷のうち負荷９ｎの消費電力が最も大きいものとする。
【００３９】
そこで、制御ＩＣ１０の直流電源入力端子ｔｄｐを、降圧手段１１を介して負荷９ｎに電力を供給する平滑コンデンサ８ｎの一端に接続し、直流電源入力端子ｔｄｎを平滑コンデンサ８ｎの他端に接続する。また、制御ＩＣ１０と並列に平滑コンデンサ８ａを接続する。
つまり、本実施形態では、制御ＩＣ１０の電力を、負荷９ｎを接続した二次側巻線Ｌｓｎから降圧手段１１を介して供給する。換言すると、消費電力の多い負荷９ｎへの電力供給と制御ＩＣ１０への電力供給とを、共通の平滑コンデンサ８ｎから行う。
【００４０】
ただし、このとき、制御ＩＣ１０と兼用とする二次側出力には、一次側との絶縁が不要な出力でなければならない制約がある。
なお、制御ＩＣ１０の駆動電圧と二次側出力電圧とがほぼ等しい場合には、降圧手段１１としてシリーズレギュレータを適用する代わりに、ダイオードを適用することもできる。
【００４１】
（動作）
次に、第２の実施形態の動作について説明する。
スイッチ２のオンオフ制御を繰り返すことにより、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力を供給する基本動作については、上述した第１の実施形態と同様である。
本実施形態では、制御ＩＣ１０に電力を、従来装置のように制御ＩＣ１０専用の二次側出力（平滑コンデンサ８ｄ）から供給する代わりに、消費電力の多い負荷９ｎに電力を供給する二次側出力（平滑コンデンサ８ｎ）から降圧手段１１を介して供給する。
【００４２】
このように、消費電力の多い負荷９ｎと制御ＩＣ１０とに、共通の平滑コンデンサ８ｎから電力を供給することで、制御ＩＣ１０の消費電力が小さいことで生じる還流ダイオード７ｎの逆回復サージ電圧を抑制することができる。
また、降圧手段１１として、シリーズレギュレータを用いる場合であっても、上述した第１の実施形態に比べると降圧比を大幅に小さくできることから、シリーズレギュレータの損失を減らすことができる。これは、シリーズレギュレータの変換ロスは、シリーズレギュレータの入力電圧と出力電圧との差に比例するためである。
【００４３】
（効果）
このように、上記第２の実施形態では、制御ＩＣ用に、他の負荷に電力を供給している平滑コンデンサから電力を供給するため、制御ＩＣの消費電力が小さいことで発生する還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
また、制御ＩＣの電力をシリーズレギュレータ等の降圧手段を介して供給するので、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を無くしてノイズを抑制することができると共に、所望の電力を制御ＩＣに供給することができる。このとき、制御ＩＣの駆動電圧に近い二次側出力電圧を選択すれば、シリーズレギュレータの損失をより低減することができる。
【００４４】
（変形例）
なお、上記第２の実施形態においては、一次側との絶縁が不要な出力が存在しない場合には、図２の負荷９ｎを、単純に損失を発生させるためだけの負荷抵抗とし、制御ＩＣ１０専用の出力としてもよい。
【００４５】
すなわち、図３に示すように、制御ＩＣ１０の直流電源入力端子ｔｄｐを、平滑コンデンサ８ｎの一端に接続し、直流電源入力端子ｔｄｎを平滑コンデンサ８ｎの他端に接続する。そして、図２における負荷９ｎの代わりに、平滑コンデンサ８ｎと並列に負荷抵抗１２を接続する。ここで、負荷抵抗１２の大きさは、制御ＩＣ１０の消費電力の１０倍程度を目安として決定する。なお、図２における降圧手段１１及び平滑コンデンサ８ａは削除する。
【００４６】
このように、負荷９ｎを負荷抵抗１２として、二次側巻線の一つであるＬｓｎを制御ＩＣ専用の出力とすることで、他の出力との絶縁性能を損ねることが無い。
なお、先にも示したとおり、制御ＩＣ１０の起動時には直流電源３から電力を供給する必要があり、その場合、分圧抵抗により分圧させて、制御ＩＣ１０の駆動電圧を作るのが一般的である。負荷抵抗１２がある場合、分圧抵抗と負荷抵抗１２で分圧させるため、負荷抵抗１２の損失が増加すると分圧抵抗の損失も増加する。ただし、前記のシリーズレギュレータが不要になること（電圧を巻き数比で調節できるため）、及び分圧抵抗による損失は起動の瞬間だけであることから、第１の実施形態と比べると全体の損失を低減することができる。
【００４７】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、制御ＩＣ１０専用の二次側出力を設けると共に、その二次側巻線にリアクトルを接続するようにしたものである。
【００４８】
（構成）
図４は、本発明の第３の実施形態を示す回路図である。
この図４に示す多出力スイッチング電源装置は、負荷抵抗１２を削除しリアクトル１３を取り付けたことを除いては、図３に示す多出力スイッチング電源装置と同様の構成を有する。そのため、ここでは構成の異なる部分を中心に説明する。
すなわち、図４に示すように、制御ＩＣ１０専用の平滑コンデンサ８ｎから制御ＩＣ１０に電力を供給するものとする。このとき、二次側巻線Ｌｓｎと直列にリアクトル１３を接続する。これは、制御ＩＣ１０に電力を供給する二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加することと等価である。
したがって、ここでは二次側巻線Ｌｓｎと直列にリアクトル１３を接続しているが、二次側巻線Ｌｓｎを、漏れインダクタンスが大きくなるように設計することでも対応可能である。
【００４９】
（動作）
次に、第３の実施形態の動作について説明する。
スイッチ２のオンオフ制御を繰り返すことにより、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力を供給する基本動作については、上述した第１の実施形態と同様である。
本実施形態では、制御ＩＣ１０に電力を、従来装置と同様に制御ＩＣ１０専用の二次側出力（ここでは平滑コンデンサ８ｎ）から供給する。ただし、その際、二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加して他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きくするために、二次側巻線Ｌｓｎと直列にリアクトル１３を接続する。
【００５０】
上記（１）及び（２）式に示すように、ターンオフ直後の電流は、漏れインダクタンスの小さい出力へ多くの電流が転流する特性があることから、二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加することで、ターンオフ直後に二次側巻線Ｌｓｎに分流する電流を減少させることができる。
また、上記（３）及び（４）式に示すように、ターンオフ時の二次側の電流の傾きは、漏れインダクタンスが小さい方が大きくなる特性があることから、二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加することで、ターンオフ中に減少する二次側巻線Ｌｓｎの電流の傾きを小さくすることができる。
【００５１】
したがって、制御ＩＣ１０の電力を、漏れインダクタンスが他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きい二次側巻線から供給することにより、制御ＩＣ１０の消費電力が小さいことで発生する還流ダイオード７ｎの逆回復サージ電圧を抑制することができる。
【００５２】
（効果）
このように、上記第３の実施形態では、制御ＩＣに電力を供給する二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができるので、平滑コンデンサを充電する際の電流変化を遅くし、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
【００５３】
また、制御ＩＣに電力を供給する二次側巻線に直列にリアクトルを接続するので、簡易な構成で当該二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができる。また、リアクトル自体では損失が無いため、シリーズレギュレータや負荷抵抗等を用いる場合と比べて高効率化を望める。
【符号の説明】
【００５４】
１…高周波トランス、２…スイッチ、３…直流電源、４…スナバ抵抗、５…スナバコンデンサ、６…スナバダイオード、７…還流ダイオード、８…平滑コンデンサ、９…負荷、１０…制御ＩＣ（制御回路）、１１…降圧手段（シリーズレギュレータ）、１２…負荷抵抗、１３…リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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