(57)【要約】【課題】異なる無線伝搬路を経て受信された信号を周波数領域の信号に変換する場合でも、また周波数−振幅特性の変動が激しい場合でも、高精度の伝送路推定を可能にする。【解決手段】受信されたサブキャリア信号から伝搬路推定をする際に、それに先立ち位相差検出回路１７により、上記受信サブキャリア信号のタイルごとにその複数のパイロット・シンボル間の位相差θを検出して、この位相差θをもとに位相回転補償量推定回路１８により上記サブキャリア信号の位相回転量φを推定し、この推定された位相回転量φをもとに位相回転補償回路１９により上記受信サブキャリア信号の位相回転を補償する。そして、この位相回転が補償された受信サブキャリア信号を、伝搬路推定回路１３に入力して伝搬路推定を行わせるようにしたものである。【選択図】図２
2011055436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の無線送信機から送信された伝送信号がＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式により予め割り当てられたサブキャリア位置に多重化されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信して復調するＯＦＤＭ受信機であって、
前記受信されたＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号に変換する周波数領域変換部と、
前記変換された周波数領域のサブキャリア信号から、前記複数の無線送信機のうち特定の無線送信機に割り当てられたサブキャリア信号を抽出する多重分離部と、
前記抽出されたサブキャリア信号に含まれる複数のパイロット・シンボル間の位相差をもとに、前記抽出されたサブキャリア信号の位相回転量を推定する位相回転量推定部と、
前記推定された位相回転量に基づいて、前記抽出されたサブキャリア信号の位相回転を補償する位相回転補償部と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、無線伝送方式として直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）方式を採用した無線伝送システムで使用されるＯＦＤＭ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ方式は、ディジタル変調した情報信号を一定の周波数間隔で並ぶ複数のサブキャリアを用いて送信するマルチキャリア伝送方式である。図４は、一般的なＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。  
同図において、無線伝送路を介して伝送されたＯＦＤＭ信号は、アンテナ６により受信された後受信ＲＦ部１で増幅及び周波数変換され、ＤＦＴ回路２に入力される。ＤＦＴ回路２では、適切な窓位置を決定した後、時間領域のＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ）により周波数領域のサブキャリア信号に変換する処理が行われ、この変換されたサブキャリア信号は伝搬路推定回路３及び波形等化回路４に入力される。
【０００３】
伝搬路推定回路３では、無線伝搬路の特性を推定する処理が行われる。この伝搬路推定処理は、上記ＯＦＤＭ信号が伝搬された無線伝搬路の周波数特性や時間特性、さらには受信装置内の回路で発生する雑音等に起因する振幅誤差や位相歪みを補償するために行われる。一般的なＯＦＤＭ方式では、伝搬路変動の補償のために、送信装置側において一部のサブキャリアに既知のパイロット信号を挿入して送信し、受信装置側において上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア（パイロット・サブキャリア）の情報をもとに伝搬路推定を行う。
【０００４】
波形等化回路４では、上記ＤＦＴ回路２から出力された周波数領域のサブキャリア信号を、上記伝搬路推定回路３による伝搬路の推定結果をもとに波形等化する処理が行われる。この等化処理後のサブキャリア信号は復調回路５に入力される。復調回路５では、等化処理後のサブキャリア信号を復調する処理が行われ、これにより受信データが取り出される。
【０００５】
ところで、いま複数のＯＦＤＭシンボルを並べたものを無線フレームとし、この無線フレームを周波数軸と時間軸により表される二次元で考えると、パイロット・シンボルの配置方式としては、例えば以下の３つの方式が知られている。  
第１の方式は、ある時刻におけるＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアをパイロット・シンボルとする方式である。この方式は、例えば図５に示すようにフレーム内の挿入位置が時間的に前方に配置する場合はプリアンブル、中間に配置する場合はミッドアンブル、後方に配置する場合はポストアンブルとも呼ばれる。第２の方式は、例えば図６に示すように時刻を問わず同じ周波数のサブキャリアをパイロット・サブキャリアとして使用するもので、連続パイロット（ＣＰ：Continuous Pilot）方式と呼ばれる。第３の方式は、例えば図７に示すように時間的にも周波数的にも連続ではない飛び飛びの位置にパイロット・サブキャリアを配置するもので、分散パイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）方式と呼ばれる。
【０００６】
上記いずれの方式であっても、パイロット・サブキャリア以外のデータ・サブキャリアにおける伝送歪みは、パイロット・サブキャリア位置においてサンプリングされた伝搬路特性を補間することで得られる。補間処理として最も理想的な処理はsinc関数による内挿であるが、sinc関数は無限の時間長に渡って値を持つため、適当な有限時間長で打ち切って近似する必要がある。したがって、精度の劣化を抑えようとすれば必要なサンプル点数の増大は避けられないため、処理遅延やパイロット配置上の制約等により適用困難なケースが多い。
【０００７】
次に、パイロット・シンボルによる伝搬路変動補償を、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式を採用したシステムにおいて行うことを考える。ＯＦＤＭＡ方式では、各ユーザに割り当てる無線リソースを周波数／時間方向に細分化されたブロック単位とする場合が多い。例えば、Mobile WiMAXのサブチャネル配置法の一つであるＰＵＳＣ（Partial Usage of Sub Channels）では、下りリンクは１４サブキャリア×２シンボル単位（クラスタと称する）、上りリンクでは４サブキャリア×３シンボル単位（タイルと称する）といったブロック単位でユーザに領域を割り当て、これらのブロックを帯域内に分散して配置することで、周波数ダイバーシチ効果を得ている。
【０００８】
下りリンクの場合であれば、リソースはクラスタに分かれているとはいえ、ユーザ端末側における受信信号は１つの無線機（基地局）から送信された無線信号であり、他のユーザの領域は復調しなければよいため、従来のＯＦＤＭ受信が可能である。これに対し、上りリンクのように複数の送信機（ユーザ端末）からの信号が合成されて受信される場合には、タイル単位で伝搬路の推定を行わざるを得ない。このため、数少ないパイロット・サブキャリアから補間を行える零（０）次ホールド補間や線形補間等が使用される。なお、一般的な移動通信環境であるマルチパスフェージング環境下では、より高い伝搬路推定精度が得られるように、２点間を結ぶ線形補間を採用する場合が多い。  
以上述べたパイロットキャリアを用いた伝搬路推定（補間）技術は、例えば特許文献１に述べられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００３−２７３８２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、ＯＦＤＭＡ方式を採用したシステムにおいて伝搬路推定に線形補間を用いると、２点間を直線で結ぶ方式であることに起因する以下のような問題が発生する。  
すなわち、ＯＦＤＭＡ方式では、複数のユーザ端末の送信データが直交する複数のサブキャリアにより伝送されるため、時間領域においては１つのＯＦＤＭシンボル内でユーザごとのデータを分離することができない。したがって、ＯＦＤＭ受信信号をＤＦＴにより時間領域から周波数領域に変換する場合には、各ユーザのＯＦＤＭシンボルがすべて単一のＤＦＴ窓内に収まるように制御するのが一般的である。
【００１１】
しかしながら、複数のユーザ端末からの信号の受信タイミングを完全に一致させることは不可能である。このため、受信側（基地局）において、全てのユーザ端末からの受信信号に対して最適なタイミングでＤＦＴ処理を行うことは不可能であり、ユーザごとに最適タイミングからのずれが残留してしまう。タイミングがずれた状態でＤＦＴ処理を行うと、タイミング・オフセット量に応じた位相回転がＤＦＴ出力に現れる。その結果、周波数方向に配置されたパイロット・シンボル間に位相差が生まれる。このため、同一タイル内に配置されたパイロット・シンボルを用いて線形補間を行おうとしても、誤差が発生する要因となる。
【００１２】
図７は、このように位相差があるパイロット間を線形補間で結んだ場合に補間結果に現れる誤差を説明するための図である。例えば、図７（ａ）に示すように周波数軸方向にパイロットが配置されており、パイロットＡ，Ｄからその間の伝達係数であるＢ，Ｃを求めることを考える。この場合、受信タイミングがずれていたときのＤＦＴ処理後の信号に含まれる位相回転分を含む周波数伝達関数は、振幅が同一で位相だけがずれているため、図７（ｂ）の理想特性に示すように円を描く。このときＢ，Ｃのサブキャリア位置における本来の伝達係数は、振幅をａ、タイミング遅延をτ、サブキャリア間隔をｆ0 とすると、次式のようになる。  
【数１】
2011055436.tif 000003
ただし、上式はパイロットＡがセンタキャリア（ＤＣキャリア）からｎキャリア分、パイロットＤがｎ＋３キャリア分、それぞれ離れている事を前提としている。
【００１３】
しかし、線形補間結果には図７（ｂ）の斜線部のように誤差が発生する。線形補間した結果を式で表すと、
【数２】
2011055436.tif 000004
となる。
【００１４】
したがって、式（１）と式（２）の比をとれば、
【数３】
2011055436.tif 000005
となり、これが誤差となる。  
このように、単にＤＦＴ窓に対して受信タイミングがずれた（τ≠０）だけで、シンボル間干渉がないにもかかわらず推定精度の劣化を招くことがわかる。
【００１５】
一方、このような伝搬路推定誤差の影響を取り除くために、直交座標系から極座標系に変換して補間を行う方法も考えられている。極座標系であれば、振幅と位相をそれぞれ線形補間することができ、前述のようにパイロット・シンボル間の位相に変動がある場合でも、振幅が小さくなってしまうことはない。しかし、極座標系で線形補間を行うと、図７（ｂ）に示すような伝達関数を持つ単純な受信タイミングのずれに対しては効果があるものの、より一般的な移動通信環境であるマルチパス環境下においては、直交座標系で線形補間を行った場合よりも大きな推定精度の劣化を起こす場合がある。
【００１６】
図８は、マルチパスによる周波数選択性伝送路の周波数−振幅特性の一例を示したものである。同図から明らかなように振幅だけを見た場合、特性の変化が激しくなってしまう帯域と、緩やかな帯域が発生してしまう。極座標系での線形補間に適しているのはそれほど特性変動が激しくない場合であり、特性変動が激しい場合、特にパイロットの間にディップが入っている場合等においては、極座標系での線形補間は適さない。すなわち、マルチパス環境下においては、全帯域を極座標系で補間することは適当ではない。
【００１７】
この発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、複数の無線送信機から異なる無線伝搬路を経て受信された信号を周波数領域の信号に変換する場合でも、また周波数−振幅特性の変動が激しい場合でも、高精度の伝送路推定を行えるようにしたＯＦＤＭ受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的を達成するためにこの発明の一観点は、複数の無線送信機から送信された伝送信号がＯＦＤＭＡ方式により予め割り当てられたサブキャリア位置に多重化されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機にあって、上記受信されたＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号に変換したのち、この変換された周波数領域のサブキャリア信号から特定の無線送信機に割り当てられたサブキャリア信号を抽出する。そして、この抽出されたサブキャリア信号に含まれる複数のパイロット・シンボル間の位相差をもとに上記抽出されたサブキャリア信号の位相回転量を推定し、この推定された位相回転量に基づいて上記抽出されたサブキャリア信号の位相回転を補償するように構成したものである。
【００１９】
上記位相回転量を推定する回路として、以下のような各種具体的な構成が考えられる。  
第１の構成は、特定の無線送信機に割り当てられたサブキャリア信号に含まれるパイロット・シンボルの複数の組の中から、パイロット・シンボルの平均振幅レベルが最大となるパイロット・シンボルの一組を選択し、この選択されたパイロット・シンボルの一組を用いてパイロット・シンボル間の位相差を算出し、この算出された位相差に基づいて位相回転量を推定するものである。
【００２０】
第２の構成は、特定の無線送信機に割り当てられたサブキャリア信号に含まれるパイロット・シンボルの複数の組についてそれぞれパイロット・シンボル間の位相差を算出し、この算出された各位相差の平均値を求めて、この位相差の平均値に基づいて位相回転量を推定するものである。
【００２１】
第３の構成は、特定の無線送信機に割り当てられたサブキャリア信号に含まれるパイロット・シンボルの組についてパイロット・シンボル間の位相差を算出し、この算出された位相差に対して当該位相差を算出するときに使用した２つのパイロット・シンボルの平均電力を乗じて加重平均を求め、この求められた加重平均値を位相回転量の推定値とするものである。
【００２２】
また、パイロット・シンボル間の位相差を計算する回路としては、以下の具体的な構成が考えられる。  
特定の無線送信機に割り当てられたサブキャリア信号に含まれるパイロット・シンボルの複数の組についてそれぞれ、一方のパイロット・シンボルの複素振幅に対し他方のパイロット・シンボルの共役複素振幅を乗じた複素乗算値を算出し、この算出された各複素乗算値をベクトル加算して、そのベクトル加算値の位相角を位相差とするものである。
【発明の効果】
【００２３】
したがって、各ユーザの無線送信機から送信された信号の受信タイミングにずれがあり、その影響により変換後の周波数領域のサブキャリア信号に位相回転が発生しても、この周波数領域のサブキャリア信号に発生した位相回転は、伝搬路推定回路での線形補間に適した伝搬路特性となるように補償される。このため、伝搬路推定回路では上記位相回転が補償されたサブキャリア信号をもとに線形補間を用いた伝搬路推定が行われることになる。
【００２４】
すなわち、異なる無線伝搬路を経て受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換する場合でも、ユーザごとのサブキャリア信号に発生する位相回転をユーザごとに補償することができ、これにより高精度の伝搬路推定を行うことが可能となる。したがって、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する処理において位相回転が発生しても、その影響を除去して誤差の少ない伝搬路推定が可能となる。また、上記位相回転が補償されたサブキャリア信号をもとに伝搬路推定が行われるので、極座標系による線形補間を用いずに直交座標系による線形補間を使用することができ、これにより周波数−振幅特性の変化が激しいマルチパス環境下においても、精度の良い伝搬路推定が可能となる。  
すなわち、この発明の一観点によれば、複数の無線送信機から送信された信号の受信タイミングにずれがある場合でも、また周波数−振幅特性の変動が激しい場合でも、高精度の伝送路推定が可能なＯＦＤＭ受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】この発明の一実施形態に係わるＯＦＤＭＡシステムで使用される無線フレームのフォーマットを示す図である。
【図２】この発明の一実施形態に係わるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】一般的なＯＦＤＭ無線伝送システムで使用される受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】一般的なＯＦＤＭ無線伝送システムで使用される無線フレームのシンボルマッピングの一例を示す図である。
【図５】一般的なＯＦＤＭ無線伝送システムで使用される無線フレームのシンボルマッピングの他の例を示す図である。
【図６】一般的なＯＦＤＭ無線伝送システムで使用される無線フレームのシンボルマッピングの別の例を示す図である。
【図７】この発明が解決しようとする課題を説明するための図である。
【図８】この発明が解決しようとする課題を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、図面を参照してこの発明に係わる実施形態を説明する。  
図１は、この発明に係わるＯＦＤＭＡシステムで使用される無線フレームのフォーマットを示す図である。無線フレームは、４キャリア×３シンボルにより構成される複数（同図では１２個）のサブキャリア領域（ブロック）に分割される。そして、この分割された１２個のサブキャリア領域が各ユーザの無線送信機に対し無線リソースの単位（タイル）として割り当てられる。
【００２７】
図２は、この発明の一実施形態に係わるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ受信機は、受信アンテナ１０と、受信ＲＦ部１１と、ＤＦＴ回路１２と、伝搬路推定回路１３と、波形等化回路１４と、復調回路１５と、多重分離制御回路１６を備え、さらにこの発明を実施する上での特徴的構成要素である位相回転補償ユニット２０を備えている。
【００２８】
受信ＲＦ部１１は、受信アンテナ１０により受信されたＯＦＤＭ信号を、低雑音増幅器により高周波増幅し、さらにダウンコンバートした後、ＤＦＴ回路１２に入力する。ＤＦＴ回路１２は、上記受信されたＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、この変換後の受信サブキャリア信号を多重分離制御回路１６に入力する。
【００２９】
多重分離制御回路１６は、上記入力された受信サブキャリア信号の中から、注目するユーザに対して割り当てられているタイル（以後注目ユーザのタイルと称する）を順に抽出し、この抽出した各タイルを位相回転補償ユニット２０へ出力する。また、位相回転補償ユニット２０から上記注目ユーザの位相回転補償後のタイルが帰還された場合に、この帰還された各タイルを、無線フレーム内の元の位置に戻す。そして、すべてのタイルが上記位相回転補償後のタイルに置き換えられた受信サブキャリア信号を、伝搬路推定回路１３及び波形等化回路１４にそれぞれ入力する。
【００３０】
伝搬路推定回路１３は以下の処理機能を有する。すなわち、多重分離制御回路１６から入力された受信サブキャリア信号のタイルごとにパイロット・シンボルを抜き出し、このパイロット・シンボルをもとに直交座標系の線形補間処理を行う。そして、この直交座標系の線形補間処理を行って得られた伝搬路推定値を波形等化回路１４に与える。
【００３１】
波形等化回路１４は、多重分離制御回路１６から入力された周波数領域の受信サブキャリア信号を、上記伝搬路推定回路１３から与えられた伝搬路推定値に基づいて等化する。この等化は、例えば受信サブキャリア信号の変調シンボルに対し上記伝搬路推定値を乗算することで行われる。そして、この等化処理後のサブキャリア信号のうち、データ・サブキャリアを復調回路１５に入力する。
【００３２】
復調回路１５は、上記入力されたデータ・サブキャリアを、各ユーザの無線送信機との間でそれぞれ事前に決定された変調方式に対応する復調方式により復調する。そして、この復調処理により得られたデータは、受信データとして図示しないデータ処理部へ出力される。
【００３３】
ところで、位相回転補償ユニット２０は、位相差検出回路１７と、位相回転補償量推定回路１８と、位相回転補償回路１９とを備えている。  
位相差検出回路１７は、上記多重分離制御回路１６から注目ユーザのタイルが入力されるごとに、当該タイルから伝搬路推定用の２個のパイロット・シンボルを抜き出し、この抜き出した２個のパイロット・シンボル間の位相差θを計算する。そして、この計算されたタイルの位相差θを位相回転補償量推定回路１８に供給する。
【００３４】
位相回転補償量推定回路１８は、上記位相差検出回路１７から１個のタイルの位相差θが供給されるごとに、タイル間の受信タイミングのずれによって生じた隣接サブキャリア間の位相差φを、上記位相差θをもとに推定する。そして、この隣接サブキャリア間の位相差φの推定値を位相回転補償回路１９に供給する。
【００３５】
位相回転補償回路１９は、上記位相回転補償量推定回路１８から１個のタイルについて求められた位相差φの推定値が入力されるごとに、この位相差φの推定値に基づいて、注目ユーザのタイルを構成するサブキャリアに対し、そのサブキャリア位置に応じた位相回転を施す。すなわち、センタキャリアとしてのＤＣキャリアからｎキャリア離れたサブキャリアに対し、−ｎφの位相回転を施す。そして、このサブキャリアに対し位相回転が施された後のタイル、つまり位相回転が補償された後のタイルを多重分離制御回路６に帰還する。
【００３６】
次に、以上のように構成されたＯＦＤＭ受信機の動作を説明する。  
無線フレームは、図１に示したように４キャリア×３シンボルからなる１２個のタイルに分割され、複数のユーザの無線送信機はそれぞれ自己に割り当てられたタイルを使用してデータを送信する。その際、各タイルにおいては、４キャリア×３シンボルのうち四隅の位置にパイロット・シンボルがマッピングされ、他の位置にデータ・シンボルがマッピングされる。
【００３７】
上記複数のユーザの無線送信機から送信された各タイルのＯＦＤＭ信号は、それぞれ異なる無線伝搬路を介して伝送されたのち、ＯＦＤＭ受信機のアンテナ１０で受信される。このため、ＯＦＤＭ受信機における各タイルの受信タイミングは必ずしも同一とはならない。上記アンテナ１０により受信されたＯＦＤＭ信号は、受信ＲＦ部１１において高周波増幅され、さらに周波数変換（ダウンコンバート）されたのち、ＤＦＴ回路１２により時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号に変換される。この周波数領域の受信サブキャリア信号は、多重分離制御回路１６に入力される。
【００３８】
多重分離制御回路１６では、入力された受信サブキャリア信号の中から、注目するユーザに対して割り当てられているタイルが１つ抽出され、位相差計算回路１７に入力される。位相差計算回路１７では、入力された注目ユーザのタイルから伝搬路推定用の２個のパイロット・シンボルが抜き出され、この２個のパイロット・シンボル間の位相差θが計算される。このとき、２個のパイロット・シンボルの複素振幅をそれぞれｐ1 、ｐ2 とすれば、パイロット・シンボル間の位相差θは、次式で表すことができる。  
【数４】
2011055436.tif 000006
但し、上式において* は複素共役を表す。
【００３９】
一般に、注目ユーザのタイルは複数個（例えばＭ個（図１の例ではＭ＝１２個））ある。そこで、多重分離制御回路１６では、受信サブキャリア信号から複数のタイルが順に抽出され、この抽出されたタイルのサブキャリア信号が順次位相差計算回路１７に入力される。この結果、位相差計算回路１７では、上記各タイルについてそれぞれ上記（４）式に従い位相差θ1 、θ2 、…、θm 、…、θM−1、θM を検出するための計算が行われ、このタイルごとに計算された位相差θ1 、θ2 、…、θm 、…、θM−1、θMがそれぞれ位相回転補償量推定回路１８に入力される。
【００４０】
位相回転補償量推定回路１８では、各タイルの位相差θ1 、θ2 、…、θm 、…、θM−1、θMが入力されるごとに、この位相差から、受信タイミングのずれによって生じた隣接サブキャリア間の位相回転量φが推定される。  
例えば、図１に例示した無線フレームフォーマットでは、各タイルにおいてパイロット・シンボルは２つのサブキャリアに挿入されている。このため、単一パス環境下の場合には、２個のパイロット・シンボル間の位相差は受信タイミングのずれ量に比例する。またこの位相差は、タイルが配置されている周波数位置によらず同一であるから、例えばあるパイロット・シンボルと、３キャリア離れた隣接パイロット・シンボルとの位相差がθm であるならば、各タイルの位相差θ1 、θ2 、…、θm 、…、θM−1、θMは、
θ1 ＝θ2 ＝…＝θm ＝…＝θM−1 ＝θM                     …（５）
となる。この場合、受信タイミングのずれによって生ずる隣接するサブキャリアとの位相差はθm ／３であるから、位相回転量φはφ＝θm ／３と推定される。
【００４１】
一方、単一パスではなくマルチパスが発生している場合には、マルチパス環境下に起因する位相回転が受信サブキャリア信号に発生する。このため、その影響を小さくするために、各タイルに含まれる２個のパイロット・シンボルの振幅の平均値が求められ、振幅平均値が最も大きなタイルについて計算された位相差θをもとに、位相回転量φはφ＝θ／３と推定される。ただし、このとき式（５）より単一パス環境下であっても適切な位相回転補償量を推定することができるため、伝搬路環境によらずこの推定方法を適用可能である。
【００４２】
なお、位相回転量φの計算方法としては、パイロット・シンボルが挿入されているＯＦＤＭシンボル（図１の例では１シンボル目と３シンボル目）から推定した位相回転量φを１つ或いは複数個用い、１シンボル目で計算した位相回転量φを使用する方法と、３シンボル目で計算した位相回転量φを使用する方法と、１シンボル目と３シンボル目でそれぞれ計算した位相回転量φの平均値を使用する方法を選択的に使用できる。
【００４３】
位相回転補償回路１９では、注目ユーザのタイルを構成するサブキャリアに対し、当該タイルについて推定された位相回転量φに基づいて、そのサブキャリア位置に応じた位相回転が施される。すなわち、センタキャリア（ＤＣキャリア）からｎキャリア離れたサブキャリアに対し、−ｎφの位相回転が施される。
【００４４】
多重分離制御回路１６では、上記位相回転補償回路１９により位相回転が施された後の注目ユーザのタイルが、無線フレーム内の元の位置に戻される。すなわち、位相回転補償ユニット２０により位相回転量が補償されたタイルが、無線フレーム内の元の補償前のタイルに置き換えられる。
【００４５】
以上述べた位相回転補償処理は全てのタイルについて繰り返し行われる。したがって、ＤＦＴ回路１２から出力された、タイル間の受信タイミングのずれに起因する位相回転を含む周波数領域の受信サブキャリア信号は、当該位相回転が補償された信号にタイルごとに置換される。そして、全タイルについて位相回転補償後の信号への置換処理が終了すると、この置換処理後の受信サブフレーム信号は多重分離制御回路１６から伝搬路推定回路１３及び波形等化回路１４へ出力される。
【００４６】
伝搬路推定回路１３では、上記全タイルについて位相回転が補償された受信サブフレーム信号からパイロット・シンボルが抽出され、これらのパイロット・シンボルをもとに直交座標系で線形補間処理が行われ、この直交座標系の線形補間処理により得られた伝搬路推定値が波形等化回路１４に与えられる。  
なお、図１において、タイル内のパイロット・シンボルが挿入されていない２シンボル目の伝搬路特性については、１シンボル目と３シンボル目の伝搬路推定結果を補間することにより求めることが可能である。
【００４７】
波形等化回路１４では、上記伝搬路推定回路１３により得られた伝搬路推定値に応じて、上記多重分離制御回路１６から出力された受信サブキャリア信号に対する波形等化処理が行われる。すなわち、マルチパス環境下のように、伝搬路特性の変動が激しくパイロットの間にディップが入っている場合でも、それに適した波形等化処理が行われる。
そして、上記波形等化後の受信サブキャリア信号は復調回路１５に入力され、この受信サブキャリア信号中のデータ・サブキャリア部分が復調回路１５において同期検波により復調され、この結果受信データが出力される。
【００４８】
以上詳述したようにこの実施形態では、受信されたサブキャリア信号から伝搬路推定をする際に、それに先立ち位相差検出回路１７により、上記受信サブキャリア信号のタイルごとにその複数のパイロット・シンボル間の位相差θを検出して、この位相差θをもとに位相回転補償量推定回路１８により上記サブキャリア信号の位相回転量φを推定し、この推定された位相回転量φをもとに位相回転補償回路１９により上記受信サブキャリア信号の位相回転を補償する。そして、この位相回転が補償された受信サブキャリア信号を、伝搬路推定回路１３に入力するようにしている。
【００４９】
したがって、各ユーザの無線送信機からタイルごとに送信されたサブキャリア信号の受信タイミングにずれがあり、その影響によりＤＦＴ回路１２で変換された周波数領域のサブキャリア信号に位相回転が発生しても、この周波数領域のサブキャリア信号に発生した位相回転は、伝搬路推定回路１３での線形補間に適した伝搬路特性となるように位相回転補償ユニット２０において補償される。このため、伝搬路推定回路１３では上記位相回転が補償された受信サブキャリア信号をもとに線形補間を用いた伝搬路推定が行われることになる。
【００５０】
すなわち、異なる無線伝搬路を経て受信されたＯＦＤＭ信号をＤＦＴ回路１２により周波数領域の信号に変換する場合でも、ユーザごとのサブキャリア信号に発生する位相回転をユーザごとに補償することができ、これにより高精度の伝搬路推定を行うことが可能となる。また、上記位相回転が補償された受信サブキャリア信号をもとに伝搬路推定が行われるので、極座標系による線形補間を用いずに直交座標系による線形補間を使用することができ、これにより周波数−振幅特性の変化が激しいマルチパス環境下においても、精度の良い伝搬路推定が可能となる。
【００５１】
なお、この発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では無条件にすべてのタイルについて位相回転補償ユニット２０により位相回転の補償処理を行うようにした。しかし、複数のタイルのうちユーザが使用していない空きのタイルを多重分離制御回路１６により位相回転の補償対象から除外し、ユーザが使用しているタイルのみを選択的に抽出して位相回転補償ユニット２０による位相回転補償処理に供するようにしてもよい。
【００５２】
その他、各タイルにおけるパイロット・シンボル間の位相差の算出方法や、位相回転量の推定方法、位相回転の補償方法等についても、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施可能である。  
要するにこの発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【符号の説明】
【００５３】
１０…受信アンテナ、１１…受信ＲＦ部、１２…ＤＦＴ回路、１３…伝搬路推定回路、１４…波形等化回路、１５…復調回路、１６…多重分離制御回路、１７…位相差検出回路、１８…位相回転補償量推定回路、１９…位相回転補償回路、２０…位相回転補償ユニット。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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