(57)【要約】【課題】ＤＰＳＫ方式にて変調されたＯＦＤＭ信号の受信エラー率を低減する。【解決手段】各キャリアが時間的に隣接するシンボル間においてＤＰＳＫ方式により変調されているＯＦＤＭ信号が、受信装置の軟判定部１５ａに入力される。位相差算出部３２は、キャリアごとに、時間的に隣接するシンボル間におけるＯＦＤＭ信号の位相差を求める。シンボル番号ｋ及びキャリア番号ｑにおけるキャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］とシンボル番号（ｋ−１）及びキャリア番号ｑにおけるキャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］が位相差算出部３２に与えられた時には、ｙ［ｋ，ｑ］及びｙ［ｋ−１，ｑ］間の位相差が求められる。位相差分散情報生成部３３は、対象キャリアの位相差と近傍キャリアの位相差から成る複数の位相差の分散情報を生成し、軟判定値算出部３４は、その分散情報に応じた重み付けを行って対象キャリアに対する軟判定値を生成する。【選択図】図４
2011166330.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なる周波数を有するＱ個のキャリアを多重化する方式を用いて伝送された信号であって且つ各キャリアがＰＳＫ方式を用いて変調されている信号を入力信号として受ける信号処理装置において（Ｑは２以上の整数）、
前記入力信号が表すデジタルデータを軟判定する軟判定部を備え、
前記軟判定部は、
互いに異なるシンボル間における前記入力信号の位相差をキャリアごとに求める位相差導出部を備え、
前記Ｑ個のキャリアに含まれる対象キャリアに対する軟判定を行う際、前記Ｑ個のキャリアから複数の参照キャリアを抽出し、前記複数の参照キャリアに対して求められた複数の位相差に応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成する
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記軟判定部は、前記対象キャリアに対する軟判定を行う際、前記複数の位相差のばらつきに応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を変化させる
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記軟判定部は、
前記Ｑ個のキャリアにおける第ｉ番目のキャリアに対し、二次元座標面上の位置（ＲO・ｃｏｓ（ｎP（θB［ｉ］−θA［ｉ］−θO）），ＲO・ｓｉｎ（ｎP（θB［ｉ］−θA［ｉ］−θO）））に配置された点を出力点として求める第１演算部と（ｉはＱ以下の自然数）、
前記複数の参照キャリアに対する前記第１演算部の出力点の重心点を求める第２演算部と、を備え、
前記二次元座標面の原点と前記重心点との距離に応じて、又は、前記二次元座標面上の所定軸に対する前記原点及び前記重心点を結ぶ直線の角度に応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成し、
θA［ｉ］は、第１シンボル中の第ｉ番目のキャリアにおける前記入力信号の位相であり、
θB［ｉ］は、第２シンボル中の第ｉ番目のキャリアにおける前記入力信号の位相であり、
第２シンボルは第１シンボルよりも時間的に後のシンボルであり、
θOは、所定のオフセットであり、
ｎPは、前記ＰＳＫ方式にて使用される変調の位相数に応じた値であり、
ＲOは、定数である
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記軟判定部は、
前記入力信号又は前記入力信号に基づく信号を前記角度及び前記位相数に応じた角度にて回転させる回転部を更に備え、
前記対象キャリアについての前記回転部の出力に基づいて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成する
ことを特徴とする請求項３に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記軟判定部は、
前記距離又は前記角度に応じて前記対象キャリアに対する軟判定結果を変化させる処理を実行可能に形成され、
前記軟判定部には更に、前記処理の実行可否を前記距離又は前記角度に基づいて制御する制御部が備えられている
ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の信号処理装置。
【請求項６】
請求項１〜請求項５の何れかに記載の信号処理装置と、
前記信号処理装置に対する入力信号を受信する受信部と、を備えた
ことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理装置及び該信号処理装置を有する受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
［ＯＦＤＭについて］
互いに直交する多数のキャリアを多重化する直交周波数多重分割（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤＭともいう）方式が、様々な通信システムにおいて利用されている。ＯＦＤＭ方式にて伝送されるＯＦＤＭ信号は、図１３（ａ）に示す如く、時間方向に連続する複数のシンボルから形成される。ＯＦＤＭ信号を形成する各シンボルは、互いに直交する複数のサブキャリア（以下、単にキャリアとも言う）より形成されている。送信装置では、夫々のキャリアに対してＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式等による変調を行う。
【０００３】
［ＩＳＤＢ−Ｔ、ＤＡＢについて］
ＯＦＤＭ方式を利用した通信システムの一種では、日本の地上波デジタル放送の採用規格：ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）のように、既知信号がＯＦＤＭ信号に挿入されることがある。この既知信号は、一般にパイロット信号とも呼ばれ、受信装置にとって既知の固定パターンを有する。ＩＳＤＢ−Ｔでは、各々のシンボルに既知信号が挿入される。
【０００４】
一方で、欧州等のＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting；デジタルラジオ放送）のように、各々のシンボルに既知信号が設けられないシステムも存在する。ＤＡＢにおいては、図１３（ｂ）に示す如く、複数のシンボルが伝送フレームを単位としてまとめられている。図１３（ｂ）は、ＤＡＢの或る伝送モードにおける伝送フレームの構成を表している。ＤＡＢにおける１つの伝送フレームにおいて、１番目のシンボルはデータが割り当てられないNullシンボルであり、２番目のシンボルはシンボル内の全てが既知信号である位相基準シンボル（Phase Reference Symbol；以下、ＰＲＳともいう）であり、３番目以降の各シンボルはデータを含み且つ既知信号を含まないシンボルである。ＰＲＳにおける各キャリアはＱＰＳＫ方式により変調される。ＰＲＳ以降の各シンボルに対しては、π／４−ｓｈｉｆｔ  ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying；差動四相位相偏移変調）方式により変調が成される。
【０００５】
［ＱＰＳＫについて］
ＰＳＫ（Phase Shift Keying；位相偏移変調）方式は、信号の位相を変化させることで変調を実現する方式である。ＰＳＫ方式の一種であるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying；四相位相偏移変調）方式では、４つの位相が使用される。
【０００６】
離散的な時刻ｋにおける２つの情報データをａ［ｋ］及びｂ［ｋ］にて表すと、ＱＰＳＫ方式では、情報データａ［ｋ］及びｂ［ｋ］に対し、４種類の位相状態の何れかを有するＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］が割り当てられる。ａ［ｋ］及びｂ［ｋ］の夫々は、０又は１をとる１ビットデータである。ｋは整数である。ａ［ｋ］、ｂ［ｋ］及びｖ［ｋ］は、夫々、時刻ｋにおける第１の情報データ、第２の情報データ及びＱＰＳＫ信号を表している。時刻（ｋ−１）から単位時間が経過した時刻は時刻ｋであり、時刻ｋから単位時間が経過した時刻は時刻（ｋ＋１）である。
【０００７】
複素信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］の信号点は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２）  、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
の何れかとなる。この４つの信号点の夫々を、以下、ＱＰＳＫの基準点或いは単に基準点とも呼ぶ。
【０００８】
ＤＡＢにおけるＱＰＳＫ方式では、２ビットの情報データに対して、図１４に示すような４つの位相状態が割り当てられる（図１４は、ＱＰＳＫ方式のコンスタレーションを示す図である）。即ち、ＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］は、
ｖ［ｋ］＝（（１−２ａ［ｋ］）＋ｊ（１−２ｂ［ｋ］））／√２
によって表される。本明細書において、ｊは虚数単位を表し、√２は２の正の平方根を表す。尚、図１４及び後述の図１７において、表記「００」、「１０」、「１１」及び「０１」の夫々は、２ビットの情報データを表し、それらの各表記において、左側の数値は上位ビットの値を示し、右側の数値は下位ビットの値を示している（後述の表記「００」等においても同様）。
【０００９】
本明細書では、任意の複素信号の実部及び虚部が夫々Ｒｅ及びＩｍで表される場合、その複素信号を“Ｒｅ＋ｊ・Ｉｍ”又は（Ｒｅ，Ｉｍ）によって表すことがある。複素信号において、実部を同相成分と呼ぶと共に虚部を直交成分と呼ぶ。更に、一般的なデジタル変復調の考察において採用されるように、同相成分及び直交成分に夫々Ｉ軸及びＱ軸を割り当てて、複素平面をＩＱ平面と呼ぶ。Ｑ軸は、Ｉ軸を反時計回り方向（位相の進み方向）に９０°だけ回転したものであり、Ｉ軸とＱ軸は、ＩＱ平面の原点で交差する。“Ｒｅ＋ｊ・Ｉｍ”によって表される複素信号がＩＱ平面上に配置されるべき点を信号点（Ｒｅ，Ｉｍ）と表記する。特に記述なき限り、以下の説明文において、信号点とはＩＱ平面上の信号点を指し、原点とはＩＱ平面の原点を指す。
【００１０】
［ＤＱＰＳＫについて］
ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying；差動位相偏移変調）方式では、送信信号の位相の変化によって情報データを送信する。ＤＰＳＫの一種であるπ／４−ｓｈｉｆｔ  ＤＱＰＳＫ（以下、単にＤＱＰＳＫという）方式では、次式（Ａ１）に示すように、キャリアを情報データに基づきＱＰＳＫ方式にて変調した信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］を、前回送信した信号ｘ［ｋ−１］に対して乗算することにより、今回送信すべき信号ｘ［ｋ］を求める。つまり、前回送信した信号と今回送信する信号の位相差に情報を割り当てた変調を行う。
ｘ［ｋ］＝ｘ［ｋ−１］・ｖ［ｋ］                  ・・・（Ａ１）
【００１１】
ｘ［ｋ］及びｘ［ｋ−１］は、ＤＱＰＳＫ方式によって変調された信号であり、それらをＤＱＰＳＫ変調信号と呼ぶ。ｘ［ｋ−１］は、時刻（ｋ−１）におけるＤＱＰＳＫ変調信号であり、ｘ［ｋ］は、時刻ｋにおけるＤＱＰＳＫ変調信号である。尚、１番目のＤＱＰＳＫ信号ｘ［１］は、ｘ［１］＝ｖ［１］とされる（即ち、ＱＰＳＫ信号とされる）。
【００１２】
ＩＱ平面上の任意の信号点に対してＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］を乗算する処理は、該信号点の位置を３１５°、４５°、１３５°又は２２５°だけ回転させる処理に等しい。従って、式（Ａ１）からも分かるように、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点は、図１５（ａ）に示す４つの第１信号点の何れか又は図１５（ｂ）に示す４つの第２信号点の何れかとなり、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第１信号点になる状態とＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第２信号点になる状態が交互に発生する。
第１信号点群は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２）  、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
から成り、
第２信号点群は、４つの信号点
（１，０）  、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）
から成る。
【００１３】
ＤＡＢのような、ＯＦＤＭ信号を利用する通信システムにおいてＤＱＰＳＫ方式が用いられる場合には、キャリアごとにＤＱＰＳＫ方式による変調が行われる。即ち例えば、ｋ番目のシンボルにおけるｑ番目のキャリアと（ｋ−１）番目のシンボルにおけるｑ番目のキャリアとの間の位相差に情報を割り当てた変調が行われる（ｋ及びｑは整数）。
【００１４】
［ビタビ復号について］
情報の復号方式としてビタビ復号が広く用いられている。ビタビ復号では、受信信号の１ビット情報を０又は１の２値で判定して復号する硬判定を利用可能であるほか、軟判定も利用可能である。軟判定では、受信信号の１ビット情報が０であることの確からしさ又は１であることの確からしさを多値表現した軟判定値が使用される。軟判定値を正しく求めることで、受信エラーの発生率を低下させることができる。
【００１５】
［伝達関数について］
送信装置から送信された信号をＸで表すと共に受信装置で受信された信号をＹで表すとすると、これらは、次式（Ａ２）の関係を満たす。ここで、Ｈは伝達関数である。伝達関数Ｈは、マルチパスの影響などによって変化し、伝達関数Ｈに応じて送信信号の位相回転や振幅増減が生じる。尚、式（Ａ２）では、ノイズの影響を無視している。
Ｙ＝Ｈ・Ｘ                                ・・・（Ａ２）
【００１６】
伝達関数は、周波数に依存すると共に、受信装置の移動などにより時間経過で関数値が変化する。図１６（ａ）は、或る時刻における伝送路上の信号の振幅に対する、伝達関数による増幅量のイメージ図である。図１６（ｂ）は、図１６（ａ）の増幅量に対応する受信信号の信号レベルのイメージ図である。伝達関数による増幅量が比較的低く、信号レベルが比較的小さくなっている周波数帯域においては、相対的にＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）が低くなる。ノイズの影響により、受信装置にて観測される位相に誤差が生じると共に、この誤差によって間違った復調が行われることもある。間違った復調を行う確率は、ＣＮ比が低いほど高くなる。
【００１７】
［遅延検波について］
ＤＱＰＳＫ方式にて変調された信号の復調方法の１つとして、遅延検波がある。前回受信した信号をｙ［ｋ−１］とし、今回受信した信号をｙ［ｋ］とした場合、遅延検波では、復調後の信号ｚ［ｋ］を次式（Ａ３）により求める。ｙ*［ｋ−１］は、ｙ［ｋ−１］の共役複素数を表している。
ｚ［ｋ］＝ｙ［ｋ］・ｙ*［ｋ−１］            ・・・（Ａ３）
【００１８】
硬判定を行う場合には、復調後の信号ｚ［ｋ］の信号点に最も近い基準点を、ＱＰＳＫの基準点の中から選ぶことで復号を行う。例えば、図１７の点９２０が信号ｚ［ｋ］の信号点である場合、４つの基準点の内、基準点（１／√２，１／√２）が信号点９２０に最も近いため、基準点（１／√２，１／√２）に対応する「００」の情報データが送信されたと判断する（即ち、ａ［ｋ］＝０且つｂ［ｋ］＝０であると判断する）。
【００１９】
軟判定を行う場合には、情報データ（ａ［ｋ］、ｂ［ｋ］）に対してビットごとに軟判定値を算出する。図１４及び図１７の例においては、変調された２ビットの情報データａ［ｋ］及びｂ［ｋ］の内、上位ビットであるａ［ｋ］にＩ軸方向が割り当てられ、下位ビットであるｂ［ｋ］にＱ軸方向が割り当てられている。
【００２０】
従って例えば、信号ｚ［ｋ］の信号点のＩ軸座標値である信号ｚ［ｋ］の同相成分をそのままａ［ｋ］に対する軟判定値として算出し、信号ｚ［ｋ］の信号点のＱ軸座標値である信号ｚ［ｋ］の直交成分をそのままｂ［ｋ］に対する軟判定値として算出することができる。この場合、図１８に示す如く、信号ｚ［ｋ］の信号点のＩ軸座標値が正であればａ［ｋ］は０であると判断する一方で該Ｉ軸座標値が負であればａ［ｋ］は１であると判断し、この際、そのＩ軸座標値の絶対値が大きいほど、それらの判断の信頼性は高いと判定する（換言すれば、ａ［ｋ］を搬送するためのキャリアによって実際に搬送された情報の信頼性は高いと判定する）。尚、ａ［ｋ］に対する軟判定値（信号ｚ［ｋ］の信号点のＩ軸座標値）がゼロである場合、ａ［ｋ］が「０」又は「１」であると判断することの信頼性は極小となり、ａ［ｋ］が「０」であるとも「１」であるとも判断できないことを示している。ｂ［ｋ］に対する軟判定値も同様である。
【００２１】
ここで、軟判定値算出における重み付けについて考察する。例えば、式（Ａ３）に従う遅延検波において上述のような軟判定値を求めた場合、受信信号の振幅が上記信頼性の高低に影響を与える信頼性情報の１つとして機能し、受信信号の振幅が大きければ軟判定値における信頼性が高くなり、該振幅が小さければ軟判定値における信頼性が低くなる。つまり、受信信号の振幅が、軟判定値を算出する際の「重み」として機能することとなる。
【００２２】
仮に、信頼性情報が受信信号の振幅以外にも存在していたならば、その信頼性情報（受信信号の振幅以外の信頼性情報）に基づき重み係数ｗ（ｗ＞０）を設定し、式（Ａ３）の代わりに式（Ａ４）に従って復調後の信号ｚ［ｋ］を求めることも可能となる。
ｚ［ｋ］＝ｗ・ｙ［ｋ］・ｙ*［ｋ−１］            ・・・（Ａ４）
【００２３】
信頼性情報に基づき、重み係数ｗの値を適切に増減させれば、軟判定結果（即ち、軟判定値）は望ましい方向に変化する。また、受信信号に何らかの信号補正（位相の回転補正等）を行うことでも、軟判定結果（即ち、軟判定値）は望ましい方向に変化する。従って、何らかの信頼性情報に基づいて軟判定結果を生成することは有益である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開平１１−１９６１４１号公報
【特許文献２】特許第４２９９１４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
一般的に、式（Ａ３）を単純に用いただけの遅延検波及び軟判定では受信性能が高くないため、追加的な工夫が要求される。特許文献１の方法では、隣接シンボルについての同一キャリアの振幅情報や位相情報等を利用することで受信性能の向上を図っているが、その向上効果は十分ではない。また、ＩＳＤＢ−Ｔの如く各々のシンボルに既知信号が挿入されている場合には、特許文献２に記載の方法を用いて軟判定値に対する重み付けを行うこともできるが、パイロット信号に依存する方法では、ＤＡＢの如く各々のシンボルに既知信号が含まれていないケースに対応できない。
【００２６】
そこで本発明は、各シンボルに既知信号が含まれていなくとも良好な軟判定結果を生成可能な信号処理装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明に係る信号処理装置は、互いに異なる周波数を有するＱ個のキャリアを多重化する方式を用いて伝送された信号であって且つ各キャリアがＰＳＫ方式を用いて変調されている信号を入力信号として受ける信号処理装置において（Ｑは２以上の整数）、前記入力信号が表すデジタルデータを軟判定する軟判定部を備え、前記軟判定部は、互いに異なるシンボル間における前記入力信号の位相差をキャリアごとに求める位相差導出部を備え、前記Ｑ個のキャリアに含まれる対象キャリアに対する軟判定を行う際、前記Ｑ個のキャリアから複数の参照キャリアを抽出し、前記複数の参照キャリアに対して求められた複数の位相差に応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成することを特徴とする。
【００２８】
対象キャリアの情報だけを利用するのではなく、複数の参照キャリアの情報としての複数の位相差に基づき、対象キャリアに対する軟判定結果を生成するようにすれば、良好な軟判定結果を得ることが可能となる。
【００２９】
具体的には例えば、前記軟判定部は、前記対象キャリアに対する軟判定を行う際、前記複数の位相差のばらつきに応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を変化させる。
【００３０】
入力信号に含まれるノイズ等の大きさは、位相差のばらつきの大きさに反映される。従って、位相差のばらつきに応じて対象キャリアの軟判定結果を変化させるようにすれば、正確な軟判定結果を生成することが可能となり、軟判定結果に基づく復号処理の正確性が増す。
【００３１】
より具体的には例えば、前記軟判定部は、前記Ｑ個のキャリアにおける第ｉ番目のキャリアに対し、二次元座標面上の位置（ＲO・ｃｏｓ（ｎP（θB［ｉ］−θA［ｉ］−θO）），ＲO・ｓｉｎ（ｎP（θB［ｉ］−θA［ｉ］−θO）））に配置された点を出力点として求める第１演算部と（ｉはＱ以下の自然数）、前記複数の参照キャリアに対する前記第１演算部の出力点の重心点を求める第２演算部と、を備え、前記二次元座標面の原点と前記重心点との距離に応じて、又は、前記二次元座標面上の所定軸に対する前記原点及び前記重心点を結ぶ直線の角度に応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成し、θA［ｉ］は、第１シンボル中の第ｉ番目のキャリアにおける前記入力信号の位相であり、θB［ｉ］は、第２シンボル中の第ｉ番目のキャリアにおける前記入力信号の位相であり、第２シンボルは第１シンボルよりも時間的に後のシンボルであり、θOは、所定のオフセットであり、ｎPは、前記ＰＳＫ方式にて使用される変調の位相数に応じた値であり、ＲOは、定数である。
【００３２】
更に具体的に例えば、前記複数の参照キャリアは第１〜第Ｍの参照キャリアから成り（Ｍは２以上の整数）、前記第２演算部は、前記Ｑ個のキャリアから第ｍの参照キャリアを含む複数のキャリアを第ｍの演算対象キャリア群として抽出し（ｍは整数であって、１≦ｍ≦Ｍ）、第１〜第Ｍの演算対象キャリア群の夫々に対し、演算対象キャリア群を形成する複数のキャリアに対する前記第１演算部の出力点の重心点を求め、前記軟判定部は、第１〜第Ｍの演算対象キャリア群に対して求められた第１〜第Ｍの重心点と前記原点との距離である第１〜第Ｍの距離に応じて、又は、前記所定軸に対する、前記原点及び前記第１〜第Ｍの重心点を結ぶ第１〜第Ｍの直線の角度に応じて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成する。
【００３３】
また例えば、前記軟判定部は、前記入力信号又は前記入力信号に基づく信号を前記角度及び前記位相数に応じた角度にて回転させる回転部を更に備え、前記対象キャリアについての前記回転部の出力に基づいて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成する。    
【００３４】
第２演算部にて求められる重心点についての角度情報には、入力信号における回転歪み情報が反映されている。このため、その角度情報を用いて入力信号又は入力信号に基づく信号を回転させることにより、入力信号における回転歪みを低減させることが可能となり、結果、良好な軟判定結果を生成することが可能となる。
【００３５】
より具体的には例えば、前記軟判定部は、前記入力信号を１シンボル分だけ遅延させる遅延部と、前記遅延部による遅延の成されていない入力信号、又は、前記遅延部による遅延後の入力信号、又は、前記遅延部による遅延後の入力信号の複素共役信号、又は、前記遅延部による遅延の成されていない入力信号と前記複素共役信号に基づく信号を、前記角度及び前記位相数に応じた角度にて回転させる回転部と、を備え、前記対象キャリアについての前記回転部の出力に基づいて、前記対象キャリアに対する軟判定結果を生成する。
【００３６】
また例えば、前記軟判定部は、前記距離又は前記角度に応じて前記対象キャリアに対する軟判定結果を変化させる処理を実行可能に形成され、前記軟判定部には更に、前記処理の実行可否を前記距離又は前記角度に基づいて制御する制御部が備えられている。
【００３７】
これにより、前記処理の実行が有益と判断される場合にのみ前記処理を実行するといった制御が可能となる。
【００３８】
また例えば、前記入力信号は、ＯＦＤＭを用いて伝送されたＯＦＤＭ信号である。
【００３９】
本発明の係る受信装置は、前記信号処理装置と、前記信号処理装置に対する入力信号を受信する受信部と、を備えている。
【発明の効果】
【００４０】
本発明によれば、各シンボルに既知信号が含まれていなくとも良好な軟判定結果を生成可能な信号処理装置及び受信装置を提供することが可能となる。
【００４１】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施形態に係る通信システムの構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係る受信装置の概略ブロック図である。
【図３】図２のＦＦＴ部から出力されるＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１実施例に係る軟判定部の内部ブロック図である。
【図５】信号又はＩＱ平面上の点に関する位相又は位相差の意義を説明するための図である。
【図６】位相差を算出するための構成例を示す図である。
【図７】図４の位相差算出部にて算出される位相差の分散状況を例示する図である。
【図８】図４の位相差分散情報生成部の内部ブロック図である。
【図９】図８の円周点算出部にて算出される円周点の分散状況を例示する図である。
【図１０】重心点の距離及び角度の意義を説明するための図である。
【図１１】本発明の第２実施例に係る軟判定部の内部ブロック図である。
【図１２】本発明の第３実施例に係る軟判定部の内部ブロック図である。
【図１３】従来技術に係り、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル列を示す図（ａ）と、ＤＡＢにおける伝送フレームの構成を示す図（ｂ）である。
【図１４】従来技術に係り、ＱＰＳＫ方式のコンスタレーションを示す図である。
【図１５】従来技術に係り、ＤＱＰＳＫ方式のコンスタレーションを示す図である。
【図１６】従来技術に係り、伝送路上の信号の振幅に対する、伝達関数による増幅量のイメージ図（ａ）と、図１６（ａ）の増幅量に対応する受信信号の信号レベルのイメージ図である。
【図１７】従来技術に係り、ＱＰＳＫ方式のコンスタレーションに、復調信号の信号点を重畳した図である。
【図１８】従来技術に係り、軟判定値の意義を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。背景技術の説明の欄において上述した事項は、矛盾なき限り、本実施形態にも適用される。仮に、背景技術の説明の欄において上述した事項と本実施形態に記載の事項が矛盾する場合、本実施形態に記載の事項が優先される。
【００４４】
図１に、本発明の実施形態に係る通信システムの構成図を示す。図１の通信システムは、送信装置１及び受信装置２を備える。図２に、受信装置２の概略ブロック図を示す。受信装置２は、例えば、デジタル放送を受信するデジタル放送受信装置である。
【００４５】
図１の通信システムでは、伝送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内にＱ個のサブキャリア（上述したように、サブキャリアを単にキャリアとも言う）を多重化する方式である。Ｑは２以上の整数である。Ｑ個のキャリアの周波数は互いに異なると共に、ＯＦＤＭ方式の規定に従ってＱ個のキャリアは互いに直交している。
【００４６】
送信装置１では、キャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号に応じてキャリアを変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号に基づく無線信号が送信装置１から受信装置２に対して送信される。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含み、第１の情報データａの列及び第２の情報データｂの列の元となる。変調方式として、ＱＰＳＫ方式やＤＱＰＳＫ方式を用いることができる。
【００４７】
受信装置２は、受信アンテナ１１と、ＲＦ部１２と、同期処理部１３と、ＦＦＴ部１４と、軟判定部１５と、復号処理部１６と、を備える。
【００４８】
受信アンテナ１１は、送信装置１からの上記無線信号を受信する。ＲＦ部１２は、受信アンテナ１１の受信信号から希望の周波数帯域の信号だけを抽出して、抽出信号の周波数をベースバンド周波数に変換すると共に抽出した信号に対してヒルベルト変換を行い、これらの変換後の抽出信号を同期処理部１３に出力する。
【００４９】
ＲＦ部１２の出力信号は、時間方向に連続する複数のシンボルから形成されたＯＦＤＭ信号である。同期処理部１３は、ＲＦ部１２の出力信号から各シンボルについての信号を抜き出す同期処理を行うと共に必要な周波数補正等の処理も行い、それらの処理後のＯＦＤＭ信号をＦＦＴ部１４に出力する。
【００５０】
ＦＦＴ部１４は、同期処理部１３から出力される時間領域上のＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を用いて周波数領域上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数領域上のＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ部１４から軟判定部１５に出力される。軟判定部１５は、周波数領域上のＯＦＤＭ信号であるＦＦＴ部１４の出力信号に基づき、各シンボルにおける各キャリアの情報データを軟判定し、その軟判定の結果を表す軟判定値を復号処理部１６に出力する。復号処理部１６は、軟判定部１５からの軟判定値に基づきビタビ復号を行うことにより、変調に用いた第１の情報データａ及び第２の情報データｂの値が「０」であるのか或いは「１」であるのかを最終的に判断する。
【００５１】
情報データａ及びｂは、例えば、映像信号や音声信号を符号化したＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化データである。復号処理部１６にて復元されたＭＰＥＧ符号化データは、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置２は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。
【００５２】
尚、ＦＦＴ部１４と軟判定部１５の間に、ＦＦＴ部１４の出力信号に含まれる歪みを除去するための等化処理を実行する等化処理部（不図示）を設け、等化処理後の信号を軟判定部１５に出力するようにしても良い。また、復号処理部１６によるビタビ復号の前に、デインタリーブ処理部（不図示）でデインタリーブ処理を行うようにしても良い。或いは、該デインタリーブ処理部を軟判定部１５の前段に設けるようにしても良い。また、復号処理部１６の出力をリードソロモン復号部（不図示）に与え、リードソロモン符号の復号を行うようにしても良い。
【００５３】
ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、図３に示す如く、周波数方向及び時間方向に二次元配列された信号（以下、二次元配列された各信号をキャリア信号という）から成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。尚、周波数方向及び時間方向は夫々キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。一般的な通信システムにおけるＯＦＤＭシンボル列には、固定パターンの既知信号がパイロット信号として挿入されていることもあるが、本実施形態におけるＯＦＤＭシンボル列には、パイロット信号が挿入されていないものとする（但し、パイロット信号が挿入されていても構わない）。
【００５４】
時間方向に対応するシンボル番号（時間番号）を変数ｋで表し、周波数方向に対応するキャリア番号を変数ｑで表す。ｋは１以上の整数をとり、ｑは１以上且つＱ以下の整数をとるものとする。Ｑは、ＯＦＤＭ信号を形成するキャリアの総本数である。上述したように、ＯＦＤＭ信号を形成するＱ本のキャリアの周波数は互いに異なり且つ該Ｑ本のキャリアは互いに直交する。ｑが増大するほど、対応するキャリアの周波数は増大するものとする。ｋは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位として考えた離散的な時刻を表す。ＯＦＤＭ信号のシンボル長分の時間を単位時間とし、時刻ｋから単位時間が経過した時刻が時刻（ｋ＋１）である。ｋとｑを一意に定めることによって一意に定まる、ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、それを記号［ｋ，ｑ］にて表す。また、この記号は、キャリアそのものを表す記号としても用いられることがある。即ち、シンボル番号ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリアをキャリア［ｋ，ｑ］と表記することがある。
【００５５】
更に、キャリア位置［ｋ，ｑ］に配置されたキャリア信号をｙ［ｋ，ｑ］にて表す。シンボル番号ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリアによる信号を、ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号より抽出したものが、キャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］である。従って、ＯＦＤＭシンボル列を形成する各シンボルは、Ｑ個のキャリア信号から成る。即ち例えば、ＯＦＤＭシンボル列の内、時刻ｋにおけるシンボルは、Ｑ個のキャリア信号ｙ［ｋ，１］〜ｙ［ｋ，Ｑ］から成る。
【００５６】
送信装置１では、各シンボルにおいて、各キャリアを２つの情報データにて変調することでＱＰＳＫ信号を生成する。シンボル番号ｋ及びキャリア番号ｑにおけるＱＰＳＫ信号をｖ［ｋ，ｑ］にて表し、シンボル番号ｋ及びキャリア番号ｑにおける情報データａ及びｂをａ［ｋ，ｑ］及びｂ［ｋ，ｑ］にて表す。ａ［ｋ，ｑ］及びｂ［ｋ，ｑ］の夫々は、０又は１をとる１ビットデジタルデータである。ａ［ｋ，ｑ］は上位ビットに対応し、ｂ［ｋ，ｑ］は下位ビットに対応する。
【００５７】
上述したＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］と同様、複素信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ，ｑ］の信号点は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２）  、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
の何れかとなる。上述したように、この４つの信号点の夫々を、ＱＰＳＫの基準点或いは単に基準点とも呼ぶ。更に、これらの基準点が配置される位置を、基準位置と呼ぶ。
【００５８】
送信装置１は、図１４に示す如く、
ｖ［ｋ，ｑ］＝（（１−２ａ［ｋ，ｑ］）＋ｊ（１−２ｂ［ｋ，ｑ］））／√２
となるように、ＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ，ｑ］を生成する。上述したように、本明細書において、ｊは虚数単位を表し、√２は２の正の平方根を表す。
【００５９】
送信装置１は、次式（Ｂ１）に従い、前回送信した信号ｘ［ｋ−１，ｑ］に対し、キャリアを情報データａ［ｋ，ｑ］及びａ［ｂ，ｑ］に基づきＱＰＳＫ方式にて変調した信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ，ｑ］を乗算することにより、今回送信すべき信号ｘ［ｋ，ｑ］を求める。つまり、前回送信した信号と今回送信する信号の位相差に情報を割り当てた変調を行う。
ｘ［ｋ，ｑ］＝ｘ［ｋ−１，ｑ］・ｖ［ｋ，ｑ］                  ・・・（Ｂ１）
【００６０】
ｘ［ｋ，ｑ］及びｘ［ｋ−１，ｑ］は、送信装置１においてＤＱＰＳＫ方式によって変調された信号であり、それらをＤＱＰＳＫ変調信号と呼ぶ。ｘ［ｋ−１，ｑ］は、時刻（ｋ−１）におけるキャリア番号ｑのキャリアによるＤＱＰＳＫ変調信号であり、ｘ［ｋ］は、時刻ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリアによるＤＱＰＳＫ変調信号である。尚、１番目のＤＱＰＳＫ信号ｘ［１，ｑ］は、ｘ［１，ｑ］＝ｖ［１，ｑ］とされる（即ち、ＱＰＳＫ信号とされる）。背景技術の説明でも述べたように、送信装置１において、単位時間が経過するごとに、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第１信号点になる状態と第２信号点になる状態が交互に発生する（図１５（ａ）及び（ｂ）参照）。
【００６１】
このように、送信装置１では、キャリアごとにＤＱＰＳＫ方式による変調を行う。つまり、式（Ｂ１）から理解されるように、時刻ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリアと時刻（ｋ−１）におけるキャリア番号ｑのキャリアとの間の位相差に情報データａ［ｋ，ｑ］及びｂ［ｋ，ｑ］を割り当てた変調が行われる。
【００６２】
軟判定部１５は、シンボルごとに且つキャリアごとに軟判定値を算出する。即ち、キャリア信号ごとに、２ビットの情報データ分の軟判定値を算出する。
【００６３】
軟判定部１５は特徴的な機能を有し、以下に、軟判定部１５の構成及び動作例を第１〜第３実施例として示す。本実施形態において上述した事項が、以下の各実施例に適用される。尚、矛盾なき限り、或る実施例に記載した事項を他の実施例に適用することも可能である。
【００６４】
＜＜第１実施例＞＞
第１実施例を説明する。図４は、第１実施例に係る軟判定部１５ａの内部ブロック図である。第１実施例では、軟判定部１５ａが図２の軟判定部１５として用いられる。軟判定部１５ａは、符号３１〜３４によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、遅延部３１、位相差算出部３２及び軟判定値算出部３４に入力される。
【００６５】
遅延部３１は、ＦＦＴ部１４から与えられるＯＦＤＭ信号を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させ、遅延後のＯＦＤＭ信号を位相差算出部３２及び軟判定値算出部３４に出力する。従って、キャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］がＦＦＴ部１４から位相差算出部３２に入力されているタイミングにおいては、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］が遅延部３１から位相差算出部３２及び軟判定値算出部３４に入力されている。
【００６６】
［位相差算出部］
位相差算出部３２は、ＦＦＴ部１４から直接与えられるＯＦＤＭ信号と遅延部３１から与えられるＯＦＤＭ信号とに基づき、キャリアごとに、時間的に隣接するシンボル間におけるＯＦＤＭ信号の位相差を求める。時間的に隣接するシンボルとは、シンボル番号が１だけ違う２つのシンボルを指す。従って、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差が位相差算出部３２において求められる。キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差とは、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］の位相とキャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］の位相との差を表す。
【００６７】
信号の位相とは、その信号の信号点の位相と同義であり、また、ＩＱ平面上の任意の点の位相は、Ｉ軸からの角度によって表される。即ち、図５（ａ）に示す如く、ＩＱ平面上の任意の点３０１に関し、ＩＱ平面の原点と点３０１を両端点とする線分とＩ軸との成す角度が、点３０１の位相を表している。但し、この角度は、Ｉ軸から該線分を反時計周り方向（位相の進み方向）に見た角度であるとする。点３０１は、例えば、キャリア信号の信号点、又は後述の円周点若しくは重心点である。
【００６８】
キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］の位相をθA［ｑ］にて表し、キャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］の位相をθB［ｑ］にて表す。そうすると、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差は（θA［ｑ］−θB［ｑ］）又は（θB［ｑ］−θA［ｑ］）である。説明の煩雑化防止のため、以下の説明では、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差は（θB［ｑ］−θA［ｑ］）を指すものとする。キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ−ｉ］及びｙ［ｋ，ｑ−ｉ］の位相は夫々θA［ｑ−ｉ］とθB［ｑ−ｉ］にて表されるが（ｉは整数）、以下の説明ではキャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］が各動作説明に頻繁に参照されるため、記述の簡略化上、θA［ｑ］及びθB［ｑ］を単に夫々θA及びθBにて表すことがある。更に、位相差（θB−θA）をθBAと記すことがある（図５（ｂ）参照）。また、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］の複素共役をｙ*［ｋ−１，ｑ］にて表し、信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］又は複素共役信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］と呼ぶ。
【００６９】
位相差算出部３２は、キャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］と、遅延部３１からのキャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］に基づく複素共役信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］との乗算し、信号ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］の位相を求めることで位相差θBAを求めることができる。信号ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］の位相は位相差θBAと等しいからである。また、信号ｙ［ｋ−１，ｑ］の位相θAと信号ｙ［ｋ，ｑ］の位相θBを個別に求めてそれらの差を求めることで位相差θBAを算出するようにしても良い。或いは、図６に示す如く、ＦＦＴ部１４から直接与えられる各キャリア信号の位相を算出して出力する位相算出部４１と、位相算出部４１から出力される位相を単位時間分だけ遅延させて出力する遅延部４２と、位相算出部４１から出力される位相と遅延部４２から出力される位相との差を求める減算部４３とを位相差算出部３２に設けることで、時間的に隣接するシンボル間におけるキャリア信号の位相差を求めるようにしても良い。
【００７０】
ここで、キャリアごとに算出された位相差のばらつきについて考察する。仮に、ＦＦＴ部１４の出力信号にノイズ及び伝送路歪みが含まれておらず、送信装置１の送信信号をそのまま受信できていたならば、位相差算出部３２にてキャリアごとに算出される位相差は−３π／４、−π／４、π／４、３π／４の何れかになる。これらの位相差をＩＱ平面に設定された円３１０の円周上の点として示せば、図７（ａ）が得られる。図７（ａ）及び後述の他の図において、円３１０は、ＩＱ平面の原点を中心とする、半径ＲOの円である。ＲOは、正の所定値とされる。ＲOは、通常は１とされるが、ＲOは１以外であっても良い。ＲO＝１の時、円３１０は単位円である。尚、本明細書において、“π”は円周率を表す。
【００７１】
位相又は角度を表す情報を円３１０の円周上の点に変換する処理を、便宜上、円周上点算出処理と呼び、この変換によって得られる、ＩＱ平面上の点を、特に円周点と呼ぶ（尚、当然ではあるが、位相差は角度を表す情報である）。θにて表される位相又は角度は円周上点算出処理によって円周点Ｐ［θ］に変換される。円周点Ｐ［θ］は、θの位相を有する、円３１０の円周上の点である。尚、以下の説明において単に円周といった場合、それは円３１０の円周を指すものとする。
【００７２】
ノイズや歪みを含まない状態で信号が受信された場合には、図７（ａ）に示す如く、各円周点はＱＰＳＫの基準点の位置である基準位置に配置される（ここにおける基準位置は、ＲO＝１の時の基準位置であるとする）。しかしながら、ノイズを含んだ状態で信号が受信された場合には、算出される位相差がばらつき、結果、図７（ｂ）及び（ｃ）に示す如く、円周点は基準位置を中心にしてばらつく。図７（ｂ）は、受信信号に含まれるノイズが比較的小さい場合における円周点の分布状況を示しており、図７（ｃ）は、それが比較的大きい場合における円周点の分布状況を示している。ノイズが比較的小さい場合、基準位置の近くに円周点が多く集まり、位相差の分散とも言うべき円周点のばらつきは小さくなる。一方、ノイズが比較的大きい場合、基準位置から遠く離れたところにも円周点が多く存在するため、位相差の分散とも言うべき円周点のばらつきは大きくなる。
【００７３】
［位相差分散情報生成部］
図４の位相差分散情報生成部３３は、位相差算出部３２にて算出された位相差に基づき、位相差の分散状況を表す分散情報を生成する。尚、以下の説明では、分散情報を生成するに当たり、円周上点算出処理を実行しているが、円周上点算出処理を実行するときと同じ分散情報を得られるのならば、円周上点算出処理の実行は必須ではない。
【００７４】
図８は、位相差分散情報生成部３３の内部ブロック図である。位相差分散情報生成部３３は、符号５１〜５４によって参照される各部位を備える。加算部５１及び乗算部５２は、位相差算出部３２にて算出された位相差θBA（＝θB−θA）から所定のオフセット角θOを減算した後、減算結果に所定値ｎPを乗ずることで、角度ｎP（θB−θA−θO）を求める。オフセット角θOは、変調方式によって規定される、時間的に隣接するシンボル間における位相の相違角である。ｎPは、変調に用いられる位相数である。本実施形態では、変調方式としてＤＱＰＳＫ方式が用いられ、ＤＱＰＳＫ方式において該相違角（第１信号点群の位相と第２信号点群の位相との差）はπ／４であるのでθO＝π／４であり、ＤＱＰＳＫ方式において用いられる位相の数は４であるのでｎP＝４である。尚、変調方式によって規定される、時間的に隣接するシンボル間における位相の相違角以外の、所定の角度値をθOに代入するようにしても良い。
【００７５】
図９（ａ）等を参照した後述の説明により明らかとなるが、角度ｎP（θB−θA−θO）は、実際の受信信号による位相差θBA（＝θB−θA）と、ＤＱＰＳＫ方式にて規定される理想的な位相差（−３π／４、−π／４、π／４又は３π／４）との誤差を表している。
【００７６】
円周点算出部５３は、角度ｎP（θB−θA−θO）に対して上述の円周上点算出処理を適用することにより、角度ｎP（θB−θA−θO）に対応する円周点を求める。角度ｎP（θB−θA−θO）に対応する円周点のＩ軸座標値及びＱ軸座標値は、夫々、
ＲO・ｃｏｓ（ｎP（θB−θA−θO））及びＲO・ｓｉｎ（ｎP（θB−θA−θO））、である。即ち、角度ｎP（θB−θA−θO）に対応する円周点の位置を二次元座標面としてのＩＱ平面上の座標位置として示せば、該円周点の位置は、
（ＲO・ｃｏｓ（ｎP（θB−θA−θO）），ＲO・ｓｉｎ（ｎP（θB−θA−θO）））、にて表される。
【００７７】
加算部５１及び乗算部５２による減算処理及び乗算処理はキャリアごとに実行される。従って、キャリア信号ｙ［ｋ−１，１］〜ｙ［ｋ−１，Ｑ］及びｙ［ｋ，１］〜ｙ［ｋ，Ｑ］に基づくＱ個の位相差（θB［１］−θA［１］）〜（θB［Ｑ］−θA［Ｑ］）より、Ｑ個の角度ｎP（θB［１］−θA［１］−θO）〜ｎP（θB［Ｑ］−θA［Ｑ］−θO）を求めることができ、円周点算出部５３において、そのＱ個の角度に対応するＱ個の円周点を算出することができる。シンボル番号（ｋ−１）及びｋのシンボルについて、円周点算出部５３にて算出された、キャリア番号１〜Ｑに対する円周点を、夫々ＰＰ1〜ＰＰQにて表す。ｉを整数とした場合、円周点ＰＰiの座標位置は、（ＲO・ｃｏｓ（ｎP（θB［ｉ］−θA［ｉ］−θO）），ＲO・ｓｉｎ（ｎP（θB［ｉ］−θA［ｉ］−θO）））である。
【００７８】
このようにして求められた円周点（ＰＰ1〜ＰＰQ）は、信号情報に依存せず、ノイズ成分のみを表すこととなる。ＤＱＰＳＫ方式による信号をノイズや歪みを含まない状態で受信した場合、位相差は−３π／４、−π／４、π／４、３π／４の何れかになるので、算出位相差からπ／４を減算して減算結果を４倍すれば、結果として得られる角度は全て２πの倍数となる。これらの角度を、円３１０の円周上の点として示せば図９（ａ）のようになる。
【００７９】
ノイズを含んだ状態で信号が受信された場合には、図９（ｂ）及び（ｃ）に示す如く、円周点算出部５３にて算出される円周点は、Ｉ軸と円３１０との交点の１つである点（ＲO，０）を基準にしてばらつく。図９（ｂ）は、受信信号に含まれるノイズが比較的小さい場合における円周点（ＰＰ1〜ＰＰQの全部又は一部）の分布状況を示しており、図９（ｃ）は、それが比較的大きい場合における円周点（ＰＰ1〜ＰＰQの全部又は一部）の分布状況を示している。図９（ｂ）における符号３２１は、図９（ｂ）に示される円周点の重心点（重心に配置されて点）であり、図９（ｃ）における符号３２２は、図９（ｃ）に示される円周点の重心点である。
【００８０】
図７（ａ）〜（ｃ）及び図９（ａ）〜（ｃ）からも理解されるように、“−π〜−π／２”、“−π／２〜０”、“０〜π／２”及び“π／２〜π”の各区間における位相差の分散状況が、加算部５１及び乗算部５２によって、“−π〜π”の区間に重ね合わせて射影されることになる。
【００８１】
ノイズが比較的小さい場合、位相差の分散とも言うべき位相差のばらつきが比較的小さいため（図７（ｂ）参照）、位相がゼロの点（ＲO，０）の近くに円周点ＰＰiが多く分布し、結果、円周点の重心点は円周の近くに位置する。一方、ノイズが比較的大きい場合、位相差の分散とも言うべき位相差のばらつきが比較的大きいため（図７（ｃ）参照）、円周点ＰＰiが広範囲に分布し、結果、円周点の重心点は円周から離れて原点に近づく。尚、本実施形態では、変調に用いられる位相数そのものをｎPに代入しているが、変調に用いられる位相数に０よりも大きな所定値ｋnPを乗じて得た値をｎPの値として用いても良い。この場合、ＤＱＰＳＫ方式において用いられる位相の数は４であるので、ｋnP＝２ならばｎP＝８となる。図７（ａ）〜（ｃ）及び図９（ａ）〜（ｃ）に示す如く、“−π〜−π／２”、“−π／２〜０”、“０〜π／２”及び“π／２〜π”の各区間における位相差の分散状況を正しく“−π〜π”の区間に重ね合わせて射影するためには、ｋnP＝１であることが最も望ましいが、ｋnPを２以上の整数とすることも可能であるし、ｋnPを整数以外の値（例えば、０．５や１．５）とすることも可能である。
【００８２】
図８の重心点算出部５４は、円周点算出部５３にて求められた複数の円周点の重心点（重心に位置する点）を算出する。重心点算出部５４は、キャリアごとに１つの重心点を求めることができる。今、シンボル番号ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリア、即ちキャリア［ｋ，ｑ］を対象キャリアと呼び、対象キャリアに対する重心点の導出方法を説明する。以下、キャリア［ｋ，ｑ］に対する重心点を記号ＧＰ［ｋ，ｑ］によって表すことがある。
【００８３】
重心点算出部５４は、対象キャリアの周波数に比較的近い周波数を有するキャリアを近傍キャリアとして取り扱い、円周点算出部５３にて求められた、対象キャリア及び近傍キャリアの円周点を、円周点算出部５３の算出結果から抽出する。今、シンボル番号ｋにおけるキャリア番号（ｑ−９）〜（ｑ−１）及び（ｑ＋１）〜（ｑ＋９）のキャリア、即ち、キャリア［ｋ，ｑ−９］〜［ｋ，ｑ−１］及び［ｋ，ｑ＋１］〜［ｋ，ｑ＋９］が対象キャリアの近傍キャリアとして設定されたものとする。そうすると、対象キャリア［ｋ，ｑ］の重心点ＧＰ［ｋ，ｑ］を算出する際、キャリア番号（ｑ−９）〜（ｑ＋９）の円周点ＰＰq-9〜ＰＰq+9が円周点算出部５３の算出結果から抽出される。
【００８４】
重心点算出部５４は、円周点ＰＰq-9〜ＰＰq+9の重心に位置する点を、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する重心点ＧＰ［ｋ，ｑ］として求める。尚、基本的にＲOの値は一定であるが、対象キャリアに対する重心点を求めるに当たり、円周点ＰＰq-9〜ＰＰq+9に対するＲOの値を、対象キャリアから周波数が離れた近傍キャリアに対してほど小さくするようにしても良い。これにより、対象キャリアの重心点に対する近傍キャリアの位相差の寄与度合いが、近傍キャリア及び対象キャリア間の周波数差に応じて変化する。この場合例えば、円周点ＰＰq-2及びＰＰq+2に対するＲOは円周点ＰＰq-1及びＰＰq+1のそれよりも小さくされる。
【００８５】
また、ｙ［ｋ，ｑ］及びｙ［ｋ−１，ｑ］を用いた遅延検波による復調後の信号をｚ［ｋ，ｑ］で表す。即ち、ｚ［ｋ，ｑ］は、次式（Ｂ２）にて表される。｜ｙ［ｋ，ｑ］｜は信号ｙ［ｋ，ｑ］の振幅を表し、｜ｙ*［ｋ−１，ｑ］｜は信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］の振幅を表す。
ｚ［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］
＝｜ｙ［ｋ，ｑ］｜・｜ｙ*［ｋ−１，ｑ］｜・ｅｘｐ（ｊ（θB−θA））
・・・（Ｂ２）
【００８６】
信号ｚ［ｋ，ｑ］の位相は、位相差（θB−θA）に対応している。また、信号ｚ［ｋ，ｑ］にｅｘｐ（−ｊ・θO）を乗ずれば、信号ｚ［ｋ，ｑ］の位相がθOだけ減少するため、位相（θB−θA−θO）を有する信号点の座標位置が得られる。この座標位置は、減算部５１の出力と等化なものである。更に、信号ｚ［ｋ，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊ・θO）を二乗等することにより、角度ｎP（θB−θA−θO）を有する信号点の座標位置が得られるため、その座標位置から円周点算出部５３において円周点ＰＰqを求めることが可能である。このように、角度の情報を用いて円周点ＰＰ1〜ＰＰQを求めるのではなく、座標位置の情報を用いて円周点ＰＰ1〜ＰＰQを求めるようにしても良い。また、角度の情報又は座標位置の情報から円周点ＰＰ1〜ＰＰQを算出する際、周知のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いるようにしても良い。
【００８７】
上記の如くして求められた重心点は、位相差の分散状況を表す分散情報として機能する。位相差の分散が大きい状態は受信信号に含まれるノイズが大きい状態を表しており、対象キャリアについての分散が大きければ、対象キャリアに関する信頼性が低いと言える。上記分散情報は、単一のキャリアではなく、対象キャリア及び近傍キャリアから成る複数のキャリアを参照した上で算出されるため、より正確に信頼性を評価することが可能となる。
【００８８】
尚、図１６に示すように、伝達関数による信号振幅の増減量は周波数の近いキャリア間で略同じであるため、ＣＮ比も周波数の近いキャリア間で略同じ値を持つ。また、伝達関数による位相回転量も周波数の近いキャリア間で略同じ値を持つため、伝達関数による位相回転の影響の差は周波数の近いキャリア間で少ない。これらの性質に鑑み、重心点算出部５４は、対象キャリアに対する重心点の算出に対象キャリアの近傍キャリアを利用し、非近傍キャリア（対象キャリアの周波数と大きく異なる周波数のキャリア）の利用を制限している。
【００８９】
また、図８の構成では、減算部５１にてθOの減算が成されているが、この減算自体を省略するようにしても良い或いはθOをゼロとしても良い。この場合、図９（ａ）〜（ｃ）に示される各円周点が（ｎP×π／４）＝πだけ回転することになるが、重心点算出部５４及び／又は軟判定値算出部３４（図４参照）において、このπの回転の存在を必要に応じて考慮すれば足る（後述の如く、原点と重心点との距離を求める場合にはπの回転の存在を考慮する必要はなく、重心点の角度を求める場合には、求めた角度を（−π）だけ回転してから利用すれば足る）。
【００９０】
［軟判定値算出部］
図４の軟判定値算出部３４は、ＦＦＴ部１４から直接与えられるＯＦＤＭ信号と、遅延部３１から与えられるＯＦＤＭ信号と、位相差分散情報生成部３３から与えられる分散情報としての重心点とに基づき、キャリアごとに、２ビットの情報データ分の軟判定値を算出する。軟判定値算出部３４にて算出された軟判定値は、軟判定部１５ａにて算出されるべき軟判定値として図２の復号処理部１６に出力される。
【００９１】
対象キャリアに対して求められる軟判定値をＶａ及びＶｂにて表し、軟判定値Ｖａ及びＶｂの導出方法を説明する。軟判定値Ｖａ及びＶｂは、夫々、対象キャリアであるキャリア［ｋ，ｑ］にて搬送されるべき情報データａ［ｋ，ｑ］及びｂ［ｋ，ｑ］に対する軟判定値である。
【００９２】
軟判定値Ｖａ及びＶｂは、その値によって、次のような意味を有するものとする。
軟判定値Ｖａが正であればａ［ｋ，ｑ］は０であると判断され、軟判定値Ｖａが負であればａ［ｋ，ｑ］は１であると判断される。この際、軟判定値Ｖａの絶対値が大きいほど、ａ［ｋ，ｑ］についての、それらの判断の信頼性は高いと判定される。即ち例えば、Ｖａ＞０である場合において、軟判定値Ｖａの絶対値が大きくなるほど、ａ［ｋ，ｑ］が０であることの確からしさは大きいと判断される。
軟判定値Ｖｂが正であればｂ［ｋ，ｑ］は０であると判断され、軟判定値Ｖｂが負であればｂ［ｋ，ｑ］は１であると判断される。この際、軟判定値Ｖｂの絶対値が大きいほど、ｂ［ｋ，ｑ］についての、それらの判断の信頼性は高いと判定される。即ち例えば、Ｖｂ＞０である場合において、軟判定値Ｖｂの絶対値が大きくなるほど、ｂ［ｋ，ｑ］が０であることの確からしさは大きいと判断される。
尚、軟判定値Ｖａがゼロである場合、ａ［ｋ，ｑ］が「０」又は「１」であると判断することの信頼性は極小となり、ゼロの軟判定値Ｖａは、ａ［ｋ，ｑ］は「０」であるとも「１」であるとも判断できない状態を表している。
【００９３】
軟判定値算出部３４は、位相差の分散（ばらつき）が大きくなるにつれて値が大きくなる重み係数ｗを設定し、下記式（Ｂ３）に従い、ｙ［ｋ，ｑ］及びｙ［ｋ−１，ｑ］に基づく復調後の信号ｚ［ｋ，ｑ］’を、重み係数ｗを用いて求める。重み係数ｗは、非負の値（即ち、ゼロ又は正の値）を有するように設定される。尚、後述の説明からも明らかとなるが、重み係数ｗの値はｑの値に応じて変化しうるため、ｗをｗ［ｑ］と表現することもできる。
ｚ’［ｋ，ｑ］＝ｗ・ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］      ・・・（Ｂ３）
【００９４】
式（Ｂ３）による復調方法は、遅延検波をベースにした復調方法であるが、式（Ｂ３）の代わりに下記式（Ｂ４）を用いて、信号ｚ［ｋ，ｑ］’を求めるようにしても良い。ここで、ＡＭＰは√（｜ｙ［ｋ，ｑ］｜・｜ｙ*［ｋ−１，ｑ］｜）である。式（Ｂ４）を用いれば、受信信号の振幅変動の影響を少なくすることができるため、受信性能の向上が期待される。
ｚ’［ｋ，ｑ］＝ｗ・ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］／ＡＭＰ    ・・・（Ｂ４）
【００９５】
軟判定値算出部３４は、式（Ｂ３）又は（Ｂ４）を利用する場合、ｚ’［ｋ，ｑ］のＩ軸座標値（即ち、信号ｚ’［ｋ，ｑ］の同相成分）を軟判定値Ｖａとして求め、ｚ’［ｋ，ｑ］のＱ軸座標値（即ち、信号ｚ’［ｋ，ｑ］の直交成分）を軟判定値Ｖｂとして求めることができる。
【００９６】
軟判定値算出部３４は、重心点算出部５４にて求められた重心点の位置に基づき、式（Ｂ３）又は（Ｂ４）における重み係数ｗを設定することができる。重み係数ｗの設定方法を以下に例示する。軟判定値算出部３４は、以下に示す何れかの設定方法を用いて重み係数ｗの設定することができる。
【００９７】
――重み係数の第１設定方法――
重み係数ｗの第１設定方法を説明する。対象キャリアの重心点の位置が円周に近いほど位相差の分散が小さく、対象キャリアの信頼性（対象キャリアによって搬送された情報の信頼性）は高いと考えられる。故に、第１設定方法では、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対して求められた重心点ＧＰ［ｋ，ｑ］と原点との距離ｄ［ｑ］を算出し、距離ｄ［ｑ］に応じた値を重み係数ｗの値に代入する。例えば、ｄ［ｑ］、ｄ［ｑ］2又は√ｄ［ｑ］を、重み係数ｗに代入することができる。図１０の点３３０が対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する重心点ＧＰ［ｋ，ｑ］であるならば、点３３０と原点との距離がｄ［ｑ］である。
【００９８】
――重み係数の第２設定方法――
重み係数ｗの第２設定方法を説明する。第２設定方法では、上記距離ｄ［ｑ］に加えて、近傍キャリアに対して求められた重心点と原点との距離をも用いて、重み係数ｗの値を設定する。例えば、距離ｄ［ｑ−９］〜ｄ［ｑ＋９］に基づく距離ｄ’を算出し、距離ｄ’に応じた値を重み係数ｗの値に代入するようにしても良い。例えば、ｄ’、ｄ’2又は√ｄ’を、重み係数ｗに代入することができる。距離ｄ’は例えば距離ｄ［ｑ−９］〜ｄ［ｑ＋９］の平均距離とされる。
【００９９】
ｉをゼロ以外の整数とした場合、距離ｄ［ｑ＋ｉ］は、近傍キャリア［ｋ，ｑ＋ｉ］に対して求められた重心点ＧＰ［ｋ，ｑ＋ｉ］と原点との距離である。上述したように、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する重心点ＧＰ［ｋ，ｑ］は、円周点ＰＰq-9〜ＰＰq+9の重心に位置する点である。故に、近傍キャリア［ｋ，ｑ＋ｉ］に対する重心点ＧＰ［ｋ，ｑ＋ｉ］は、円周点ＰＰq-9+i〜ＰＰq+9+iの重心に位置する点である。重心点算出部５４において、各キャリアを次々と対象キャリアと見立てて重心点算出が行われるため、キャリア［ｋ，ｑ＋ｉ］についての重心点ＧＰ［ｋ，ｑ＋ｉ］も求められている。第２設定方法の如く、近傍キャリアの重心点情報をも利用することで、より妥当な値を重み係数ｗに持たせることが可能となる。
【０１００】
――重み係数の第３設定方法――
重み係数ｗの第３設定方法を説明する。対象キャリアの重心点の位相を表す角度を−π〜πの区間で表現した場合において、その角度がゼロから大きく離れている場合には、対象キャリアの信頼性は低いと考えられる。故に、第３設定方法では、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する重心点の角度φ［ｑ］を算出し、角度φ［ｑ］に応じた値を重み係数ｗの値に代入する。ここで、角度φ［ｑ］は、キャリア［ｋ，ｑ］に対する重心点ＧＰ［ｋ，ｑ］と原点とを両端点とする線分と、原点からＩ軸の正側に向かって伸びる線分との成す角度であって、且つ、−π＜φ［ｑ］≦π、を満たす角度である（図１０参照）。
【０１０１】
例えば、｜φ［ｑ］｜がゼロに近づくにつれて重み係数ｗが大きくなるように、重み係数ｗを設定すると良い。より具体的には例えば、ｗ＝ｃｏｓ（φ［ｑ］／ｈREAL）、に従って重み係数ｗを設定しても良い。ここで、ｈREALは所定の実数値である。ｈREALは２や４であっても良いし、ｈREAL＝ｎPであっても良い。尚、φ［ｑ］＝πのとき、φ［ｑ］が−πであると考えるようにしても良い。
【０１０２】
――重み係数の第４設定方法――
重み係数ｗの第４設定方法を説明する。第４設定方法では、上記角度φ［ｑ］に加えて、近傍キャリアに対して求められた重心点の角度をも用いて、重み係数ｗの値を設定する。例えば、角度φ［ｑ−９］〜φ［ｑ＋９］に基づく角度φ’を算出し、角度φ’に応じた値を重み係数ｗの値に代入するようにしても良い。角度φ’は、例えば角度φ［ｑ−９］〜φ［ｑ＋９］の平均角度とされる。
【０１０３】
ｉをゼロ以外の整数とした場合、角度φ［ｑ＋ｉ］は、近傍キャリア［ｋ，ｑ＋ｉ］に対して求められた重心点ＧＰ［ｋ，ｑ＋ｉ］の角度である。重心点の角度の意義は、上述した通りである。即ち、角度φ［ｑ＋ｉ］は、キャリア［ｋ，ｑ＋ｉ］に対する重心点ＧＰ［ｋ，ｑ＋ｉ］と原点とを両端点とする線分と、原点からＩ軸の正側に向かって伸びる線分との成す角度であって、且つ、−π＜φ［ｑ＋ｉ］≦π、を満たす角度である。
【０１０４】
例えば、｜φ’｜がゼロに近づくにつれて重み係数ｗが大きくなるように、重み係数ｗを設定すると良い。より具体的には例えば、ｗ＝ｃｏｓ（φ’／ｈREAL）、に従って重み係数ｗを設定しても良い。このように、近傍キャリアの重心点情報をも利用することで、より妥当な値を重み係数ｗに持たせることが可能となる。
【０１０５】
上述の第１及び第２設定方法では、対象キャリアの軟判定に用いられる重み係数ｗが、対象キャリアに対する重心点の距離に応じて決定され、上述の第３及び第４設定方法では、対象キャリアの軟判定に用いられる重み係数ｗが、対象キャリアに対する重心点の角度に応じて決定されている。重み係数ｗが変化すれば軟判定結果である軟判定値も変化するため、軟判定値算出部３４は対象キャリアに対する重心点の距離又は角度に応じて対象キャリアに対する軟判定結果を変化させている、と言える。
【０１０６】
特に第２又は第４設定方法では、以下のような処理が成されていると考えることができる。対象キャリア［ｋ，ｑ］を含む１９個のキャリア［ｋ，ｑ−９］〜［ｋ，ｑ＋９］の夫々を参照キャリアとして注目し、第ｍの参照キャリアを含む複数のキャリアを第ｍの演算対象キャリア群としてＱ個のキャリアから抽出する。ここで、ｍは１以上１９以下の整数である。第１〜第１９の参照キャリアは、夫々、キャリア［ｋ，ｑ−９］〜［ｋ，ｑ＋９］であり、第ｍの演算対象キャリア群は、キャリア［ｋ，ｑ−１９＋ｍ］〜［ｋ，ｑ−１＋ｍ］から成る。重心点算出部５４は、演算対象キャリア群ごとに、演算対象キャリア群を形成する１９個のキャリアの円周点（ＰＰi）の重心点を求め、軟判定値算出部３４は、第１〜第１９の演算対象キャリア群に対して求められた１９個の重心点と原点との距離ｄ［ｑ−９］〜ｄ［ｑ＋９］に応じて、又は、第１〜第１９の演算対象キャリア群に対して求められた１９個の重心点の角度φ［ｑ−９］〜φ［ｑ＋９］に応じて、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する軟判定値Ｖａ及びＶｂを算出する。
【０１０７】
尚、上述の説明では、上記式（Ｂ３）又は（Ｂ４）に従って、復号処理部１６に与えられるべき軟判定値Ｖａ及びＶｂが一気に算出されているが、一旦、上記式（Ｂ２）に従う遅延検波で復調後の信号ｚ［ｋ，ｑ］（＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］）を生成し、信号ｚ［ｋ，ｑ］のＩ軸座標値及びＱ軸座標値から２ビット分の軟判定値を算出した後、算出した軟判定値を重み係数ｗを用いて修正し、修正後の軟判定値を、復号処理部１６に与えるようにしても良い。この修正後の軟判定値は、上記式（Ｂ３）又は（Ｂ４）を用いた場合に得られる軟判定値Ｖａ及びＶｂと等価なものである。
【０１０８】
以上のような軟判定部１５ａの動作は、各キャリアを対象キャリアとして捉えた上でシンボルごとに且つキャリアごとに実行される。
【０１０９】
上述の如く、第１実施例では、対象キャリアとその近傍キャリアに対して求められた位相差に応じ、対象キャリアの軟判定値を生成する。この際、その位相差のばらつきを信頼性情報として用い、そのばらつきに応じて対象キャリアの軟判定結果を変化させている。これにより、近傍キャリアの情報に基づく正確な信頼性情報を用いて軟判定結果を生成することができるようになり、受信エラーの発生率低下及び受信性能の向上が図られる。
【０１１０】
＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。図１１は、第２実施例に係る軟判定部１５ｂの内部ブロック図である。第２実施例では、軟判定部１５ｂが図２の軟判定部１５として用いられる。軟判定部１５ｂは、符号１０１〜１０９によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、遅延部１０１、位相差算出部１０２及び乗算部１０５に入力される。
【０１１１】
遅延部１０１、位相差算出部１０２及び位相差分散情報生成部１０３は、夫々、図４の遅延部３１、位相差算出部３２及び位相差分散情報生成部３３と同じものである。従って、遅延部１０１は、ＦＦＴ部１４から与えられるＯＦＤＭ信号を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させて遅延後のＯＦＤＭ信号を出力する。位相差算出部１０２は、ＦＦＴ部１４から直接与えられるＯＦＤＭ信号と遅延部１０１から与えられるＯＦＤＭ信号とに基づき、キャリアごとに、時間的に隣接するシンボル間におけるキャリア信号の位相差を求める。位相差分散情報生成部１０３は、位相差算出部１０２にて算出された位相差に基づき、位相差の分散状況を表す分散情報として、各キャリアに対する重心点を求める。
【０１１２】
複素共役部１０４は、遅延部１０１からのＯＦＤＭ信号の複素共役信号を生成し、乗算部１０５は、ＦＦＴ部１４から直接与えられるＯＦＤＭ信号と複素共役部１０４にて生成された複素共役信号を掛け合わせる。従って、ＦＦＴ部１４からのキャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］と複素共役部１０４からの複素共役信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］とが掛け合わされた信号ｚ［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］が、乗算部１０５より出力される。
【０１１３】
重心点角度算出部１０６は、位相差分散情報生成部１０３にて算出された重心点の角度を算出する。重心点角度算出部１０６は、キャリアごとに重心点の角度を算出することができる。重心点の角度の意義及び重心点の角度の算出方法は、第１実施例で述べたものと同じである（後述の第３実施例においても同様）。説明の具体化のため、第１実施例と同様、キャリア［ｋ，ｑ］を対象キャリアとして捉えると共にキャリア［ｋ，ｑ−９］〜［ｋ，ｑ＋９］をキャリア［ｋ，ｑ］の近傍キャリアとして捉えた上で、第２実施例における以下の説明を行う。
【０１１４】
対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する軟判定が行われる際、重心点角度算出部１０６は、角度φ［ｑ］を算出して出力し、乗算部１０７は、角度φ［ｑ］を（−１／ｎP）倍して角度（−φ［ｑ］／ｎP）を算出し、回転部１０８は、乗算部１０５の出力信号ｚ［ｋ，ｑ］をＩＱ平面上で角度（−φ［ｑ］／ｎP）だけ回転させる。この回転後の信号、即ち回転部１０８の出力信号をｚA［ｋ，ｑ］にて表すと、ｚA［ｋ，ｑ］は次式（Ｃ１）にて表される。
ｚA［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ［ｑ］／ｎP）
・・・（Ｃ１）
【０１１５】
図９（ｂ）に示すように、位相差分散情報生成部１０３にて算出される円周点（ＰＰi；図８参照）の角度は重心点の角度を中心にして分布している。従って、遅延検波後の信号ｚ［ｋ，ｑ］を角度（−φ［ｑ］／ｎP）だけ回転させることで、位相差の分散の中心が基準位置に移動することが期待され、これによって受信信号に含まれる回転歪みを取り除くことができる。このため、上述のような信号回転を行っている。
【０１１６】
軟判定値算出部１０９は、回転部１０８から出力される信号ｚA［ｋ，ｑ］を復調後の信号であるとみなして、信号ｚA［ｋ，ｑ］から対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する軟判定値Ｖａ及びＶｂを算出する。軟判定値Ｖａ及びＶｂの意義は、第１実施例で述べた通りである。軟判定値算出部１０９は、ｚA［ｋ，ｑ］のＩ軸座標値（即ち、信号ｚA［ｋ，ｑ］の同相成分）を軟判定値Ｖａとして求め、ｚA［ｋ，ｑ］のＱ軸座標値（即ち、信号ｚA［ｋ，ｑ］の直交成分）を軟判定値Ｖｂとして求めることができる。軟判定値算出部１０９にて求められた軟判定値は、復号処理部１６に与えられる。
【０１１７】
図１１に示す構成では、回転部１０８を乗算部１０５の後段に設け、遅延検波後の信号ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］を角度（−φ［ｑ］／ｎP）だけ回転させて信号ｚA［ｋ，ｑ］を生成している。
しかしながら、ＦＦＴ部１４から直接与えられる信号ｙ［ｋ，ｑ］を角度（−φ［ｑ］／ｎP）だけ回転させる第１回転部（不図示）を、回転部１０８の代わりに設けるようにしても良い。この場合、第１回転部から信号“ｙ［ｋ，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ［ｑ］／ｎP）”が出力され、その信号“ｙ［ｋ，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ［ｑ］／ｎP）”と複素共役部１０４からの信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］を乗算部１０５で掛け合わせて得た信号ｚA［ｋ，ｑ］が、軟判定値算出部１０９に与えられる。
或いは、遅延部１０１から出力される信号ｙ［ｋ−１，ｑ］を角度（φ［ｑ］／ｎP）だけ回転させる第２回転部（不図示）を、回転部１０８の代わりに設けるようにしても良い。この場合、第２回転部からの出力信号“ｙ［ｋ−１，ｑ］・ｅｘｐ（ｊφ［ｑ］／ｎP）”の複素共役信号が複素共役部１０４にて生成され、その複素共役信号“ｙ*［ｋ−１，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ［ｑ］／ｎP）”と信号ｙ［ｋ，ｑ］を乗算部１０５で掛け合わせて得た信号ｚA［ｋ，ｑ］が、軟判定値算出部１０９に与えられる。
更に或いは、複素共役部１０４から出力される信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］を角度（−φ［ｑ］／ｎP）だけ回転させる第３回転部（不図示）を、回転部１０８の代わりに設けるようにしても良い。この場合、信号ｙ［ｋ，ｑ］と第３回転部の出力信号“ｙ*［ｋ−１，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ［ｑ］／ｎP）”を乗算部１０５で掛け合わせて得た信号ｚA［ｋ，ｑ］が、軟判定値算出部１０９に与えられる。
【０１１８】
また、式（Ｃ１）の代わりに下記式（Ｃ２）を用いて、信号ｚA［ｋ，ｑ］を求めるようにしても良い。上述したように、ＡＭＰは√（｜ｙ［ｋ，ｑ］｜・｜ｙ*［ｋ−１，ｑ］｜）である。式（Ｃ２）を用いれば、受信信号の振幅変動の影響を少なくすることができるため、受信性能の向上が期待される。
ｚA［ｋ，ｑ］
＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ［ｑ］／ｎP）／ＡＭＰ
・・・（Ｃ２）
【０１１９】
また、上述の説明では、対象キャリア［ｋ，ｑ］の軟判定に角度φ［ｑ］を用いているが、角度φ［ｑ］の代わりに第１実施例で述べたφ’を用いるようにしても良い。即ち、第２実施例の上述の説明文（式（Ｃ１）及び（Ｃ２）を含む）中におけるφ［ｑ］を、φ’に置き換えてもよい。これにより、回転歪みの量をより正確に求めることができる。
【０１２０】
以上のような軟判定部１５ｂの動作は、各キャリアを対象キャリアとして捉えた上でシンボルごとに且つキャリアごとに実行される。
【０１２１】
第２実施例では、対象キャリアとその近傍キャリアに対して求められた複数の位相差のばらつきに依存する重心点を用いて受信信号を回転補正し、回転補正の結果を用いて対象キャリアの軟判定値を生成している。従って、第１実施例と同様、第２実施例においても、上記ばらつきに応じて対象キャリアの軟判定結果が望ましい方向に変化するようになる。上記ばらつきに基づく回転量にて受信信号に含まれる回転歪みを良好に補正することができるため、受信エラーの発生率低下及び受信性能の向上が図られる。
【０１２２】
＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。図１２は、第３実施例に係る軟判定部１５ｃの内部ブロック図である。第３実施例では、軟判定部１５ｃが図２の軟判定部１５として用いられる。軟判定部１５ｃは、符号１５１〜１６３によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、遅延部１５１、位相差算出部１５２及び乗算部１５５に入力される。
【０１２３】
遅延部１５１、位相差算出部１５２及び位相差分散情報生成部１５３は、夫々、図４の遅延部３１、位相差算出部３２及び位相差分散情報生成部３３と同じものであり、複素共役部１５４及び乗算部１５５は、夫々、図１１の複素共役部１０４及び乗算部１０５と同じものである。
【０１２４】
従って、遅延部１５１は、ＦＦＴ部１４から与えられるＯＦＤＭ信号を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させて遅延後のＯＦＤＭ信号を出力する。位相差算出部１５２は、ＦＦＴ部１４から直接与えられるＯＦＤＭ信号と遅延部１５１から与えられるＯＦＤＭ信号とに基づき、キャリアごとに、時間的に隣接するシンボル間におけるキャリア信号の位相差を求める。位相差分散情報生成部１５３は、位相差算出部１５２にて算出された位相差に基づき、位相差の分散状況を表す分散情報として、各キャリアに対する重心点を求める。
【０１２５】
複素共役部１５４は、遅延部１５１からのＯＦＤＭ信号の複素共役信号を生成し、乗算部１５５は、ＦＦＴ部１４から直接与えられるＯＦＤＭ信号と複素共役部１５４にて生成された複素共役信号を掛け合わせる。従って、ＦＦＴ部１４からのキャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］と複素共役部１５４からの複素共役信号ｙ*［ｋ−１，ｑ］とが掛け合わされた信号ｚ［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］が、乗算部１５５より出力される。
【０１２６】
重心点角度算出部１５６は、位相差分散情報生成部１５３にて算出された重心点の角度を算出する。重心点角度算出部１５６は、キャリアごとに重心点の角度を算出することができる。重心点距離算出部１５７は、位相差分散情報生成部１５３にて算出された重心点の距離を算出する。重心点距離算出部１５７は、キャリアごとに重心点の距離を算出することができる。説明の具体化のため、第１実施例と同様、キャリア［ｋ，ｑ］を対象キャリアとして捉えると共にキャリア［ｋ，ｑ−９］〜［ｋ，ｑ＋９］をキャリア［ｋ，ｑ］の近傍キャリアとして捉えた上で、第３実施例における以下の説明を行う。
【０１２７】
対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する軟判定が行われる際、重心点角度算出部１５６は、対象キャリア及び近傍キャリアの重心点の角度に基づく角度φ’を算出して選択部１５８に与え、重心点距離算出部１５７は、対象キャリア及び近傍キャリアの重心点の距離に基づく距離ｄ’を算出して選択部１５９に与える。角度φ’及び距離ｄ’の意義は、第１実施例で述べたものと同じである。
【０１２８】
選択部１５８は、制御部１６０の制御の下、角度φ’又は角度０を択一的に選択して選択した角度を乗算部１６１に出力する。乗算部１６１は選択部１５８にて選択された角度を（−１／ｎP）倍し、回転部１６２は、乗算部１６１にて得られた角度にて乗算部１５５の出力信号ｚ［ｋ，ｑ］をＩＱ平面上で回転させる。
【０１２９】
従って、選択部１５８にて角度φ’が選択された場合には、回転部１６２において、乗算部１５５の出力信号ｚ［ｋ，ｑ］がＩＱ平面上で角度（−φ’／ｎP）だけ回転せしめられ、その回転後の信号が回転部１６２から軟判定値算出部１６３へ出力される。一方、選択部１５８にて角度０が選択された場合には、回転部１６２における回転処理は成されず、乗算部１５５の出力信号ｚ［ｋ，ｑ］がそのまま回転部１６２の出力信号として軟判定値算出部１６３へ出力される。対象キャリア［ｋ，ｑ］についての回転部１６２の出力信号をｚB［ｋ，ｑ］にて表す。選択部１５８にて角度φ’が選択された場合、ｚB［ｋ，ｑ］は次式（Ｄ１）にて示され、選択部１５８にて角度０が選択された場合、ｚB［ｋ，ｑ］は次式（Ｄ２）にて示される。
ｚB［ｋ，ｑ］  ＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］・ｅｘｐ（−ｊφ’／ｎP）
・・・（Ｄ１）
ｚB［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｙ*［ｋ−１，ｑ］                  ・・・（Ｄ２）
【０１３０】
また、選択部１５８にて角度φ’が選択された場合、式（Ｄ１）の右辺を値ＡＭＰで割ったものをｚB［ｋ，ｑ］として求め、選択部１５８にて角度０が選択された場合、式（Ｄ２）の右辺を値ＡＭＰで割ったものをｚB［ｋ，ｑ］として求めるようにしても良い。上述したように、ＡＭＰは√（｜ｙ［ｋ，ｑ］｜・｜ｙ*［ｋ−１，ｑ］｜）である。
【０１３１】
選択部１５９は、制御部１６０の制御の下、距離ｄ’又は円３１０の半径である距離ＲOを択一的に選択して、選択した距離を軟判定値算出部１６３に出力する。
【０１３２】
軟判定値算出部１６３は、選択部１５９にて選択された距離を重み係数ｗの値に代入した上で、復調後の信号ｚC［ｋ，ｑ］を次式（Ｄ３）に従って求め、信号ｚC［ｋ，ｑ］から対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する軟判定値Ｖａ及びＶｂを算出する。軟判定値Ｖａ及びＶｂの意義は、第１実施例で述べた通りである。軟判定値算出部１６３は、ｚC［ｋ，ｑ］のＩ軸座標値（即ち、信号ｚC［ｋ，ｑ］の同相成分）を軟判定値Ｖａとして求め、ｚC［ｋ，ｑ］のＱ軸座標値（即ち、信号ｚC［ｋ，ｑ］の直交成分）を軟判定値Ｖｂとして求めることができる。軟判定値算出部１６３にて求められた軟判定値は、復号処理部１６に与えられる。
ｚC［ｋ，ｑ］＝ｗ・ｚB［ｋ，ｑ］                                ・・・（Ｄ３）
【０１３３】
選択部１５８にて角度φ’が選択された場合、第２実施例にて述べた回転歪みの補正が成され、選択部１５９にて距離ｄ’が選択された場合、軟判定値の算出時に位相差のばらつきに基づく重み付けが成される。制御部１６０は、角度φ’及び距離ｄ’に基づき選択部１５８及び１５９の選択動作を制御することによって、回転歪みの補正及び重み付けの実行可否を制御する。
【０１３４】
例えば、不等式「φTH＜｜φ’｜」が成立する場合、制御部１６０は、角度φ’による回転歪み補正の信頼性が低いと判断して（角度φ’は回転歪み量を正しく示していないと判断して）選択部１５８に角度０を選択させ、逆に不等式「φTH＜｜φ’｜」が成立しない場合には該信頼性が高いと判断して選択部１５８に角度φ’を選択させる。φTHは所定の正の角度であり、例えば、π／２である。
【０１３５】
また例えば、不等式「ＲTH≦｜ｄ’｜」が成立する場合、制御部１６０は、受信信号の信頼性が十分に高いと判断して選択部１５９に距離ＲOを選択させる。逆に、不等式「ＲTH≦｜ｄ’｜」が成立しない場合には該信頼性が低いと判断して選択部１５９に距離ｄ’を選択させ、距離ｄ’による重み付けを軟判定に適用することで該信頼性の低さの補償を図る。ＲTHは所定の正の距離であり、例えば、ＲTH＝０．７５×ＲOとされる。
【０１３６】
尚、不等式「ＲTH≦｜ｄ’｜」が成立しない場合、第１実施例で述べた任意の重み付けを軟判定値算出部１６３にて行うようにしても良い。即ち例えば、不等式「ＲTH≦｜ｄ’｜」が成立しない場合、第１実施例で述べた何れかの設定方法にて重み係数ｗを設定し、その設定によって得られた重み係数ｗを用いて、式（Ｄ３）のｚC［ｋ，ｑ］を求めるようにしても良い。
【０１３７】
また、上述の説明では、対象キャリア［ｋ，ｑ］の軟判定を行うために、φ’及びｄ’を用いているが、φ’及びｄ’の代わりにφ［ｑ］及びｄ［ｑ］を用いるようにしても良い。即ち、即ち、第３実施例の上述の説明文（式（Ｄ１）を含む）中におけるφ’及びｄ’を、夫々φ［ｑ］及びｄ［ｑ］に置き換えてもよい。
【０１３８】
また、上述の説明において、制御部１６０は、φ’及びｄ’のみに基づいて選択１５８及び１５９の選択動作を制御しているが、φ［ｑ］及びｄ［ｑ］のみに基づいて、又は、φ’、ｄ’、φ［ｑ］及びｄ［ｑ］に基づいて選択１５８及び１５９の選択動作を制御するようにしても良いし、これらに加えて或いはこれらに代えて、受信信号の振幅情報等を用いて選択１５８及び１５９の選択動作を制御するようにしても良い。
【０１３９】
また、重心点角度算出部１５６（以下、算出部１５６と略記することがある）にて算出されるφ’及び重心点距離算出部１５７（以下、算出部１５７と略記することがある）にて算出されるｄ’が、第１実施例におけるそれらと同じものであると上述した。第１実施例では、対象キャリアの重心点の角度φ［ｑ］とその近傍キャリアの重心点の角度φ［ｑ＋ｉ］から角度φ’を求め、且つ、対象キャリアの重心点の距離ｄ［ｑ］とその近傍キャリアの重心点の距離ｄ［ｑ＋ｉ］から距離ｄ’を求めている（ここでｉ≠０）。しかしながら、算出部１５６では、非近傍キャリアの重心点の角度をも考慮してφ’を求めるようにしても良く、算出部１５７では、非近傍キャリアの重心点の距離をも考慮してｄ’を求めるようにしても良い。典型的には例えば、全キャリアに対して重心点の角度をキャリアごとに求め、求められた全キャリアに対する角度の平均角度φ’’を算出部１５６にて算出されるべきφ’としても良い。同様に、全キャリアに対して重心点の距離をキャリアごとに求め、求められた全キャリアに対する距離の平均距離ｄ’’を算出部１５７にて算出されるべきｄ’としても良い。
【０１４０】
或いは、選択部１５８及び１５９における選択の制御にのみ、非近傍キャリアの情報を用いるようにしても良い。即ち、以下のようにしても良い。
算出部１５６において、非近傍キャリアの重心点の角度を考慮することなく第１実施例と同様にして角度φ’を求める共に非近傍キャリアの重心点の角度をも考慮して角度φ’’を求め、算出部１５７において、非近傍キャリアの重心点の距離を考慮することなく第１実施例と同様にして距離ｄ’を求めると共に非近傍キャリアの重心点の距離をも考慮して距離ｄ’’を求める。選択部１５８は、角度φ’又は角度０を択一的に選択して選択した角度を乗算部１６１に出力するが、制御部１６０は、角度φ’’に基づき（即ち、φ’’をφ’の代わりに用いて）、選択部１５８に角度φ’及び角度０の何れかを選択させる。同様に、選択部１５９は、距離ｄ’又は距離ＲOを択一的に選択して選択した距離を軟判定値算出部１６３に出力するが、制御部１６０は、距離ｄ’’に基づき（即ち、ｄ’’をｄ’の代わりに用いて）、選択部１５９に距離ｄ’又は距離ＲOの何れかを選択させる。これらに代えて、制御部１６０は、距離ｄ’’に基づき（即ち、ｄ’’をφ’の代わりに用いて）選択部１５８に角度φ’及び角度０の何れかを選択させ、角度φ’’に基づき（即ち、φ’’をｄ’の代わりに用いて）選択部１５９に距離ｄ’又は距離ＲOの何れかを選択させても良い。更に或いは、制御部１６０は、距離ｄ’’及び角度φ’’の双方に基づき選択部１５８に角度φ’及び角度０の何れかを選択させ、距離ｄ’’及び角度φ’’の双方に基づき選択部１５９に距離ｄ’又は距離ＲOの何れかを選択させても良い。
【０１４１】
以上のような軟判定部１５ｃの動作は、各キャリアを対象キャリアとして捉えた上でシンボルごとに且つキャリアごとに実行される。
【０１４２】
軟判定部１５ｃは、第１実施例に係る軟判定部１５ａの機能と第２実施例に係る軟判定部１５ｂの機能とを併せもつ。即ち、対象キャリアとその近傍キャリアに対して求められた複数の位相差のばらつきに依存する重心点情報を重み係数ｗに反映させることで軟判定値算出の重み付けを行う第１機能と、その重心点情報を用いて受信信号を回転補正し、回転補正の結果を用いて対象キャリアの軟判定値を生成する第２機能とが、軟判定部１５ｃには備えられている。第１又は第２機能が実現されれば、第１又は第２実施例と同様、上記ばらつきに応じて対象キャリアの軟判定結果が望ましい方向に変化するようになり、第１及び第２実施例と同様の効果が得られる。
【０１４３】
軟判定部１５ｃには、更に、第１機能を担う処理の実行可否及び第２機能を担う処理の実行可否を重心点の距離情報や角度情報に基づいて制御する第３機能が備えられている。このため、重み付けが有益に働くと判断される場合にのみ第１機能の処理を実行し、回転補正が有益に働くと判断される場合にのみ第２機能の処理を実行するといったことが可能となり、不必要な重み付けや回転補正の実行が回避される。
【０１４４】
尚、軟判定部１５ｃから、選択部１５９を省くようにしても良い。この場合、例えば、式（Ｄ３）における重み係数ｗには常にＲOが設定される。或いは、軟判定部１５ｃから、選択部１５８、乗算部１６１及び回転部１６２を省くようにしても良い。この場合、乗算部１５５の出力信号ｚ［ｋ，ｑ］がそのまま、或いは、信号ｚ［ｋ，ｑ］／ＡＭＰが信号ｚB［ｋ，ｑ］として軟判定値算出部１６３に入力される。
【０１４５】
＜＜変形等＞＞
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈７を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１４６】
［注釈１］
上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。例えば、説明の具体化のため、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する近傍キャリアが１８個のキャリア［ｋ，ｑ−９］〜［ｋ，ｑ−１］及び［ｋ，ｑ＋１］〜［ｋ，ｑ＋９］であると考えたが、当然、対象キャリア［ｋ，ｑ］に対する近傍キャリアの個数は１８以外であっても良い。
【０１４７】
［注釈２］
上述の実施形態において、図４の位相差算出部３２は、キャリアごとに時間的に隣接するシンボル間におけるＯＦＤＭ信号の位相差を求めている、即ちキャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差を求めている。しかしながら、位相差算出部３２にて求められるべき位相差は、時間的に隣接しあわないシンボル間のそれであっても良い。図１１の位相差算出部１０２及び図１２の位相差算出部１５２についても同様である。即ち、位相差算出部３２、１０２及び１５２において、キャリア信号ｙ［ｋ−１，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差の代わりに、キャリア信号ｙ［ｋ−ｋA，ｑ］及びｙ［ｋ，ｑ］間の位相差を求めるようにしても良い。ここで、ｋAは２以上の整数である。
【０１４８】
［注釈３］
上述の説明では、説明の具体化のため、ＤＱＰＳＫ方式による変調が送信装置１にて成され、これに伴ってＤＱＰＳＫ方式に応じた復調が受信装置２にて成されていることを考えたが、送信装置１及び受信装置２にて採用される変調及び復調方式は、ＤＰＳＫ方式に属するものであれば何でも良い。例えば、送信装置１及び受信装置２において、ＤＱＰＳＫ方式の代わりにＤ８ＰＳＫ（Differential 8 Phase Shift Keying）方式を用いても良い。ＯＦＤＭ伝送方式を採用した送信装置１及び受信装置２において、任意のＤＰＳＫ方式を利用した場合、各キャリアが時間的に隣接するシンボル間でＤＰＳＫ方式により変調される。
【０１４９】
更に、送信装置１及び受信装置２において、ＤＰＳＫ方式の代わりに、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式などのＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式を用いることも可能である。当然ではあるが、ＤＰＳＫ方式はＰＳＫ方式の一種である。
【０１５０】
また、ＤＰＳＫ方式又はＰＳＫ方式による変調は、信号の振幅に変化を与えない変調であっても良いが、信号の位相に加えて信号の振幅にも変化を与える変調であっても良い。即ち、本明細書において、ＤＰＳＫ方式又はＰＳＫ方式による変調は、信号の振幅に変化を与えない変調を含み、信号の振幅にも変化を与えうる変調をも更に含む概念である、と解釈されるべきである。
【０１５１】
［注釈４］
図２の復号処理部１６は、ビタビ復号以外の、軟判定値に基づく復号方法（例えば、ターボ復号）を用いて情報データの復号を行うこともできる。
【０１５２】
［注釈５］
本発明に係る受信装置は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。
【０１５３】
［注釈６］
本発明に係る受信装置を、様々な通信機器（又は通信機器を含む電子機器）に搭載することが可能である。例えば、本発明に係る受信装置を、携帯電話機や放送受信機（特に例えば車載用放送受信機）に搭載することができる。
【０１５４】
［注釈７］
例えば、以下のように考えることができる。受信装置２には、受信部及び信号処理装置が内在している。この受信部は、少なくとも受信アンテナ１１を備える。受信部に、ＲＦ部１２が更に備えられていると考えることも可能であるし、ＲＦ部１２及び同期処理部１３が更に備えられていると考えることも可能であるし、ＲＦ部１２、同期処理部１３及びＦＦＴ部１４が更に備えられていると考えることも可能である。上記信号処理装置は、少なくとも軟判定部１５を備え、更に、ＦＦＴ部１４及び／又は復号処理部１６を構成要素として含みうる。図８の円周点算出部５３は、キャリアごとに円周点（ＰＰi）を出力点として求める第１演算部として機能し、図８の重心点算出部５４は、複数のキャリアに対する出力点の重心点を求める第２演算部として機能する。尚、送信装置１及び受信装置２間の伝送路は、有線であっても構わない。即ち、送信装置１と受信装置２とを接続する配線（不図示）を用いて、送信装置１から受信装置２への信号の伝送を行っても構わない。
【符号の説明】
【０１５５】
１  送信装置
２  受信装置
１５、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ  軟判定部
３１  遅延部
３２  位相差算出部
３３  位相差分散情報生成部
３４  軟判定値算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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