(57)【要約】【課題】制御性能に優れたベクトル制御を行う。【解決手段】モータ２００の各相を流れるモータ電流を取得し、Ａ／Ｄ変換された第１のモータ電流を出力するＡ／Ｄ変換器３０と、  第１のモータ電流から第２のモータ電流を生成し、この第２のモータ電流、モータパラメータ及び所望の回転角速度に基づいて第１のモータ電圧を求め、この第１のモータ電圧から第２のモータ電圧を生成する演算ユニット１０と、  第２のモータ電圧に基づいてモータ２００を駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器２０と、を備え、  演算ユニット１０は、直流励磁制御状態における第２のモータ電流の最大ピーク値及び最小ピーク値に基づいてモータ抵抗とモータインダクタンスを算出し、かつ、強制転流制御状態における第２のモータ電流と、算出されたモータ抵抗及びモータインダクタンスとに基づいてモータ誘起電圧定数を算出する、パラメータ推定器１４を備える。【選択図】図１
2011041343.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータのベクトル制御を行うモータ駆動装置であって、
前記モータの各相を流れるモータ電流を取得し、前記モータ電流をＡ／Ｄ変換して得られる第１のモータ電流を出力する、Ａ／Ｄ変換器と、
前記第１のモータ電流に第１の座標変換を施して第２のモータ電流を生成し、前記第２のモータ電流、モータパラメータ及び前記モータの回転子の所望の回転角速度に基づいて第１のモータ電圧を求め、前記第１のモータ電圧に第２の座標変換を施して前記モータの各相に印加すべき第２のモータ電圧を生成する、演算ユニットと、
前記演算ユニットにより求められた前記第２のモータ電圧に基づいて、前記モータを駆動するためのＰＷＭ信号を生成する、ＰＷＭ生成器と、
を備え、
前記演算ユニットは、
直流励磁制御状態における前記第２のモータ電流の最大ピーク値及び最小ピーク値に基づいて、前記モータパラメータのうちモータ抵抗とモータインダクタンスを算出し、かつ、強制転流制御状態における前記第２のモータ電流と、前記モータ抵抗と、前記モータインダクタンスとに基づいて、前記モータパラメータのうちモータ誘起電圧定数を算出する、パラメータ推定器を備えるものとして構成されている、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記第１のモータ電圧の立ち下がりエッジのタイミングで前記モータの各相を流れるモータ電流を取り込むことで、前記最大ピーク値を取得し、かつ、前記第１のモータ電圧のモータ電圧の立ち上がりエッジのタイミングで前記モータの各相を流れるモータ電流を取り込むことで、前記最小ピーク値を取得する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
前記モータの各相を流れるモータ電流に前記第１の座標変換を施して第３のモータ電流を生成する、座標変換回路と、
前記第３のモータ電流の最大値を保持する、トップ・ピークホールド回路と、
前記第３のモータ電流の最小値を保持する、ボトム・ピークホールド回路と、
前記第３のモータ電流の前記最大値及び前記最小値をＡ／Ｄ変換して、それぞれ前記最大ピーク値及び前記最小ピーク値として前記パラメータ推定器に出力する、Ａ／Ｄ変換器と、
を有する、ピーク値出力回路をさらに備えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項４】
請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
前記モータの各相を流れるモータ電流に前記第１の変換を施して第３のモータ電流を生成する、座標変換回路と、
前記第３のモータ電流の時間平均値を出力する、ローパスフィルタと、
を有する、平均値出力回路をさらに備え、
前記パラメータ推定器は、前記モータ抵抗を算出する際、前記最大ピーク値及び前記最小ピーク値に替えて前記時間平均値を用いる、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
前記モータを流れるモータ電流と所定のオフセットとの差を所定のゲインで増幅することにより、前記モータ電流の脈動振幅を大きくして前記Ａ／Ｄ変換器に出力するアンプをさらに備える、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項６】
モータの回転子の位置決めを行う直流励磁制御を行い、前記直流励磁制御の間に取得されたモータ電流の最大値及び最小値に基づいて、モータ抵抗及びモータインダクタンスを算出し、
前記回転子を所定の角速度で回転させる強制転流制御を行い、前記強制転流制御の間に取得されたモータ電流、前記モータ抵抗及び前記モータインダクタンスに基づいて、モータ誘起電圧定数を算出し、
前記モータ抵抗、前記モータインダクタンス及び前記モータ誘起電圧定数を用いて、前記モータのベクトル制御を行う、
ことを特徴とするモータ駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置及びモータ駆動方法、さらに詳しくは、位置センサレスベクトル制御を行うモータ駆動装置、及びモータ駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、二酸化炭素排出削減などの要求が高まるにつれて、例えば家電製品に対して省エネ化が強く求められている。家電製品の中でもエアコン、冷蔵庫、洗濯機の消費電力量に占める割合は大きい。このため、これらの製品に搭載されるモータの消費電力を削減することは重要である。
【０００３】
そうした状況の中、消費電力を低減することが可能なベクトル制御に、回転子（ロータ）の回転速度および回転位置を推定して駆動する位置センサレス制御を組み合わせた、位置センサレスベクトル制御方式が注目されている。この制御方式は、ホールセンサなどの位置センサを必要としないため、小型化が可能であり、コンプレッサ内部などの高温高圧のために位置センサを取り付けることが困難な用途にも用いることができるという利点がある。
【０００４】
しかし、従来、位置センサレスベクトル制御モータにおいては、モータパラメータ（モータコイルの抵抗、モータコイルのインダクタンス、及びモータ誘起電圧定数）として、製造時に設定された値を用いていた。そのため、製造バラつき、温度や経年変化などによるパラメータの変動の影響を受けることが避けられなかった。  
なお、モータ速度及びモータ位置を推定するモータ速度・位置推定装置が開示されているが（特許文献１）、これは位置センサレスベクトル制御モータを対象としておらず、また、この装置ではモータインダクタンスを推定することができない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平７−８７７７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は制御性能に優れたベクトル制御を行うことができるモータ駆動装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によれば、モータのベクトル制御を行うモータ駆動装置であって、前記モータの各相を流れるモータ電流を取得し、前記モータ電流をＡ／Ｄ変換して得られる第１のモータ電流を出力する、Ａ／Ｄ変換器と、前記第１のモータ電流に第１の座標変換を施して第２のモータ電流を生成し、前記第２のモータ電流、モータパラメータ及び前記モータの回転子の所望の回転角速度に基づいて第１のモータ電圧を求め、前記第１のモータ電圧に第２の座標変換を施して前記モータの各相に印加すべき第２のモータ電圧を生成する、演算ユニットと、前記演算ユニットにより求められた前記第２のモータ電圧に基づいて、前記モータを駆動するためのＰＷＭ信号を生成する、ＰＷＭ生成器と、を備え、前記演算ユニットは、直流励磁制御状態における前記第２のモータ電流の最大ピーク値及び最小ピーク値に基づいて、前記モータパラメータのうちモータ抵抗とモータインダクタンスを算出し、かつ、強制転流制御状態における前記第２のモータ電流と、前記モータ抵抗と、前記モータインダクタンスとに基づいて、前記モータパラメータのうちモータ誘起電圧定数を算出する、パラメータ推定器を備えるものとして構成されている、ことを特徴とするモータ駆動装置が提供される。
【０００８】
本発明の別態様によれば、モータの回転子の位置決めを行う直流励磁制御を行い、前記直流励磁制御の間に取得されたモータ電流の最大値及び最小値に基づいて、モータ抵抗及びモータインダクタンスを算出し、前記回転子を所定の角速度で回転させる強制転流制御を行い、前記強制転流制御の間に取得されたモータ電流、前記モータ抵抗及び前記モータインダクタンスに基づいて、モータ誘起電圧定数を算出し、前記モータ抵抗、前記モータインダクタンス及び前記モータ誘起電圧定数を用いて、前記モータのベクトル制御を行うことを特徴とするモータ駆動方法が提供される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、制御性能に優れたベクトル制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第1の実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係るモータ駆動方法を示すフローチャートである。
【図３】ｄ軸モータ電圧Ｖｄとｄ軸モータ電流Ｉｄの時間波形を示す図である。
【図４】変形例２に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図５】ロータ角度０°の場合におけるピーク値出力回路の構成を示す図である。
【図６】ロータ角度θの場合におけるピーク値出力回路の構成を示す図である。
【図７】変形例３に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図８】ロータ角度０°の場合における平均値出力回路の構成を示す図である。
【図９】ロータ角度θの場合における平均値出力回路の構成を示す図である。
【図１０】変形例４に係るアンプ回路の構成を示す図である。
【図１１】変形例４に係るモータ電流の時間波形を示す図である。（ａ）は変形例４に係るアンプ回路がない場合のモータ電流の時間波形を示す。（ｂ）は変形例４に係るアンプ回路がある場合のモータ電流の時間波形を示す。
【図１２】変形例５に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図１３】変形例５に係るモータ駆動方法を示すフローチャートである。
【図１４】変形例６に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図１５】変形例６に係るモータ駆動方法を示すフローチャートである。
【図１６】変形例７を説明するための図である。（ａ）は、モータインダクタンス値のロータ角度依存性の一例を示す図である。（ｂ）はＰＷＭ信号のデューティ比の組み合わせとロータ角度との関係を示す図である。
【図１７】変形例７に係るモータ駆動方法を示すフローチャートである。
【図１８】（ａ）はｕｖｗ座標とｄｑ座標の関係を示す図である。（ｂ）は永久磁石（回転子）とｄｑ軸との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明に係る実施形態を説明する前に、本発明者が本発明をなすに至った経緯について説明する。
【００１２】
本発明の比較例に係る、位置センサレスベクトル制御を行うモータ駆動装置について説明する。なお、以降の説明においては、図１８（ａ）に示すように、ｕ相、ｖ相及びｗ相のモータコイルの方向に沿って、それぞれｕ軸、ｖ軸及びｗ軸をとる。また、図１８（ｂ）に示すように、モータの回転子に固定された永久磁石のＳ極からＮ極に向かう方向にd軸をとり、このｄ軸に直交するようにｑ軸をとる。ｄ軸のｕ軸からの角度をモータ回転角度（ロータ角度）θとする。
【００１３】
モータ駆動装置は、式（１）を用いて、ｕｖｗ座標系のモータ電流（巻線電流）Iu、Iv、Iw をｄｑ座標系に座標変換（絶対変換）することによって、ｄ軸のモータ電流Id及びｑ軸のモータ電流 Iqを求める。
【数１】
2011041343.tif 000003
ここで、θはモータ回転角度であり、公知の位置センサレス技術を用いて推定される。
【００１４】
次に、式（２）のモータの電圧方程式を用いて、所望の回転角速度ωmを満たすモータ電圧Ｖd、Ｖq を求める。
【数２】
2011041343.tif 000004
ここで、Id : d軸モータ電流、Ｖd : d軸モータ電圧、Ｌd : d軸モータコイルインダクタンス（ｄ軸モータインダクタンス）、Iq : q軸モータ電流、Ｖq : q軸モータ電圧、Ｌq : q軸モータコイルインダクタンス（ｑ軸モータインダクタンス）、Ｒ : モータコイル抵抗（モータ抵抗）、ωm : 回転角速度、Ｋe : モータ誘起電圧定数である。
【００１５】
その後、式（３）を用いて、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に座標変換（絶対変換）を行い、モータ電圧Ｖd、Ｖq からモータ電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを得る。
【数３】
2011041343.tif 000005
【００１６】
モータ駆動装置は、上記のようにして求められたモータ電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを実現するためにデューティ比Ｄu、Ｄv、Ｄwの３つのＰＷＭ信号を生成し、これらのＰＷＭ信号に基づいてモータの各相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）を駆動する。
【００１７】
このように、ベクトル制御では、モータパラメータ（Ｒ,Ｌｄ,Ｌｑ,Ｋｅ）、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、所望の回転角速度（ωｍ）をモータ電圧方程式に代入してモータ電圧（Ｖｄ，Ｖｑ）を求める。そして、このモータ電圧（Ｖｄ，Ｖｑ）に基づいてモータを制御し、所望の角速度で駆動する。
【００１８】
さて、上述したところからわかるように、ベクトル制御においては、式（１）のモータ電圧方程式を用いてモータ電圧を求めるために、モータパラメータを予めモータ駆動装置に設定しておく必要がある。
【００１９】
しかしながら、実際のモータには製造バラつきによるパラメータの誤差がある。その他、温度や電源電圧などの変動に伴って、パラメータの変動が発生する可能性がある。このような要因によって設定したパラメータと実際のパラメータとの間に乖離が発生すると、モータを正しく制御が行うことができない。即ち、制御性能が低下してしまう。
【００２０】
本発明は、上記の本発明者独自の技術的認識に基づきなされたものであり、以下の実施形態において述べるように、モータ駆動装置に設定されたモータパラメータと実際のモータパラメータとの間に乖離が発生した場合、モータを正しく制御できなくなるおそれがあるという問題を解決するものである。
【００２１】
より具体的には、位置センサレスベクトル制御を行うモータ駆動装置において、起動時に直流励磁制御を行うことでモータの回転子の位置決めを行い、その間におけるモータ電流の最大ピーク値および最小ピーク値に基づいてモータパラメータの一部（Ｒ,Ｌｄ,Ｌｑ）を推定する。次いで、強制転流制御を行うことで回転子を所定の角速度で回転させ、その間におけるモータ電流、モータ電圧及び前に求めたモータパラメータの一部などを用いて、残りのモータパラメータ（Ｋｅ）を推定する。その後、推定されたモータパラメータを用いてベクトル制御を行う。これにより、最新のモータパラメータを用いてモータをベクトル制御することができる。
【００２２】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、同等の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００２３】
（第１の実施形態）
第１の実施形態について説明する。
【００２４】
図１は本実施形態に係るモータ駆動装置１００と、モータ２００を示している。このモータ駆動装置１００は、ベクトル制御ユニット１と、インバータ回路２と、モータ電流検出回路３とを備える。
【００２５】
モータ２００は、図１及び図１８からわかるように、ｕ相コイル２０１ａ、ｖ相コイル２０１ｂ、ｗ相コイル２０１ｃ及び永久磁石を含む回転子を有する、三相の永久磁石同期モータ（ＰＭモータ：Permanent Magnet Motor）モータである。
【００２６】
ベクトル制御ユニット１は、演算ユニット１０と、ＰＷＭ生成器２０と、Ａ／Ｄ変換器３０とを有する。このベクトル制御ユニット１は、好ましくは、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）又はマイコンに実装される。
【００２７】
インバータ回路２は、モータ２００のｕ相、ｖ相及びｗ相をそれぞれ駆動するためのインバータ２ａ、インバータ２ｂ及びインバータ２ｃを有する。各インバータ２ａ，２ｂ,２ｃは、図１からわかるように、２つのスイッチが直列接続されたものとして構成されている。このスイッチとして、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが用いられる。
【００２８】
モータ電流検出回路３は、抵抗３ａ、抵抗３ｂ及び抵抗３ｃを有する。これらの抵抗３ａ,３ｂ，３ｃは、モータ電流を検出するための抵抗である。なお、抵抗３ａ,３ｂ，３ｃの抵抗値は、モータパラメータの推定に影響を与えないように、モータコイル抵抗Ｒ（例えば２０〜３０Ω）に比べて十分に小さな値（例えば０．５〜１Ω）とすることが好ましい。また、モータ電流検出回路３の構成は図１に示すものに限られない。例えば、ホールＣＴ（Current Transformer）を用いてモータ電流を検出してもよい。
【００２９】
図１からわかるように、インバータ回路２とモータ電流検出回路３は直列に接続されている。インバータ２ａ，２ｂ,２ｃの片端は直流電圧Ｖdc（例えば３００Ｖ）と接続されており、抵抗３ａ,３ｂ，３ｃの片端はグランドに接続されている。
【００３０】
図１からわかるように、ベクトル制御ユニット１のＰＷＭ生成器２０とインバータ回路２のインバータ２ａ，２ｂ，２ｃの制御端子は、電気的に接続されている。信号Ｕ，／Ｕによってインバータ２ａが制御される。同様に、信号Ｖ，／Ｖによってインバータ２ｂが制御され、信号Ｗ，／Ｗによってインバータ２ｃが制御される。ここで、信号／Ｕ、／Ｖ、／Ｗは、それぞれ信号Ｕ、Ｖ、Ｗの反転信号である。
【００３１】
図１からわかるように、Ａ／Ｄ変換器３０はモータ電流検出回路３の抵抗３ａ、３ｂ及び３ｃと電気的に接続されており、モータ電流検出回路３により検出された各相のモータ電流（モータ電流に比例した電圧でもよい）はＡ／Ｄ変換器３０に入力される。
【００３２】
次に、ベクトル制御ユニット１について詳細に説明する。
【００３３】
演算ユニット１０は、座標変換器１１，１２と、制御器１３と、パラメータ推定器１４とを有する。この演算ユニット１０は、好ましくは、ＤＳＰやマイコンの一機能としてファームウェアで実現される。
【００３４】
座標変換器１１は、式（１）と制御器１３から得たモータ回転角度θを用いて、Ａ／Ｄ変換器３０から出力されたｕｖｗ座標系のモータ電流Iu、Iv、Iw をｄｑ座標系に座標変換し、ｄ軸モータ電流Idとｑ軸モータ電流 Iqを生成する。この座標変換器１１は、生成されたｄ軸モータ電流Idとｑ軸モータ電流 Iqを制御器１３およびパラメータ推定器１４に出力する。
【００３５】
座標変換器１２は、式（３）と制御器１３から得たモータ回転角度θを用いて、制御器１３から入力されたｄｑ座標系のモータ電圧Ｖd、Ｖqをｕｖｗ座標系に座標変換し、モータ電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを生成する。この座標変換器１２は、生成されたモータ電圧Ｖu、Ｖv、ＶwをＰＷＭ生成器２０に出力する。
【００３６】
制御器１３はモータ２００に対してベクトル制御を行う。即ち、この制御器１３は、座標変換器１１から受信したモータ電流Ｉｄ，Ｉｑと、モータ電圧方程式と、パラメータ推定器１４から設定されたモータパラメータと、所望の角速度とを用いて、モータ電圧Ｖｄ，Ｖｑを求める。そして、このモータ電圧Ｖｄ,Ｖｑを座標変換器１２に出力する。また、この制御器１３は、公知の位置センサレス技術（例えば、特開２００１−３３９９９９号公報、特開２００２−２８１７８２号公報を参照）により、モータ回転角度θを推定し、この推定されたモータ回転角度θを座標変換器１１，１２に出力する。
【００３７】
パラメータ推定器１４は、座標変換器１１からモータ電流Ｉｄ，Ｉｑを受信する。このモータ電流Ｉｄ，Ｉｑを用いて、後述の方法でモータパラメータを推定する。また、このパラメータ推定器１４は、ＰＷＭ生成器２０にデューティ比制御信号を送信し、ＰＷＭ生成器２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を任意の値（０≦Ｄ≦１）に制御する。
【００３８】
ＰＷＭ生成器２０は、座標変換器１２から入力されたモータ電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいてＰＷＭ信号を生成する。例えば、ＰＷＭ生成器２０から信号ＵとしてＨｉ信号（‘１’信号）が出力されると、インバータ２ａから電圧Ｖｄｃがモータ２００のｕ相に供給される。一方、このＰＷＭ生成器２０から信号ＵとしてＬｏ信号（‘０’信号）が出力されると、モータ２００のｕ相に電圧は供給されない。信号Ｖ，Ｗについても同様である。
【００３９】
Ａ／Ｄ変換器３０は、モータ電流検出回路３により検出されたアナログのモータ電流をＡ／Ｄ変換し、デジタルのモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標変換器１１に出力する。
【００４０】
次に、図２に示すフローチャートを用いて、本実施形態に係るモータ駆動装置１００の動作フローを説明する。
【００４１】
（１）電源投入（起動）後、パラメータ推定器１４は、直流励磁制御を行い、その間にモータ抵抗Ｒ及びモータインダクタンスＬｄ,Ｌｑを推定する（ステップＳ１１）。以下、モータパラメータ（Ｒ，Ｌｄ,Ｌｑ）の推定方法の詳細を説明する。
【００４２】
まず、直流励磁制御について説明する。この直流励磁制御により、モータ２００の所定相の巻線への通電を行い、回転子の位置決めを行う。
【００４３】
この直流励磁制御では、パラメータ推定器１４がＰＷＭ生成器２０を制御することにより、ＰＷＭ生成器２０が出力するｕ、ｖ、ｗ各相のＰＷＭ信号のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗをそれぞれ所定の値に固定する。例えば、ｕ相のＰＷＭ信号のデューティ比をＤ (０＜Ｄ＜１)とし、ｖ相及びｗ相のＰＷＭ信号のデューティ比を０とする。即ち、（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ,０,０）とする。より具体的には、ＰＷＭ生成器２０は、信号Ｕとしてデューティ比ＤのＰＷＭ信号、信号／Ｕとして信号Ｕの反転信号、信号／Ｖ，／ＷとしてＨｉ信号、信号Ｖ，ＷとしてＬｏ信号を、それぞれ出力する。
【００４４】
この直流励磁制御の状態で十分に時間が経過すると、回転角速度ωmはほぼゼロとみなせるようになる（ωm≒０）。このとき、式（２）のモータ電圧方程式は、式（４）のように近似することができる。
【数４】
2011041343.tif 000006
【００４５】
式（４）からわかるように、d軸とq軸に関して同じ関係が成り立つため、ここではｄ軸について説明する。
【００４６】
上記の直流励磁制御（即ち、（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ,０,０））の状態においては、モータ回転角度（ロータ角度）θは０°となる。このとき、ｄ軸モータ電圧Ｖdは、振幅
【数５】
2011041343.tif 000007
、デューティ比ＤのＰＷＭ信号である。一方、ｑ軸モータ電圧Ｖｑは０である。
【００４７】
次に、直流励磁制御状態における、ｄ軸モータ電圧Ｖｄとｄ軸モータ電流Ｉｄの時間波形について説明する。
【００４８】
図３は、ｄ軸モータ電圧Ｖｄの時間波形（実線）とｄ軸モータ電流Ｉｄの時間波形（破線）を示している。ｄ軸モータ電圧Ｖdは、振幅２Ａ（Ｈｉｇｈレベル：２Ａ，Ｌｏｗレベル：０）、周期Ｔ、デューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）のパルスである。図３からわかるように、ｄ軸モータ電圧Ｖｄが印加されているとき、ｄ軸モータ電流Id はノコギリ状の波形となる。
【００４９】
次に、ノコギリ状のｄ軸モータ電流Idのピーク値について説明する。図３からわかるように、ｄ軸モータ電流Idのピーク値には、トップ側のピーク値（最大ピーク値）Idtと、ボトム側のピーク値（最小ピーク値）Idbとがある。
【００５０】
ｄ軸モータ電圧ＶdがＬｏｗレベルの期間、即ち、時刻（ｎ＋Ｄ）Ｔ〜（ｎ＋１）Ｔ（ｎ＝０，１，２，・・・）の期間に注目すると、時間（１−Ｄ）Ｔの間にｄ軸モータ電流Idは、IdtからIdbへ指数関数的に減少するため、式（５）が成り立つ。
【数６】
2011041343.tif 000008
これをｄ軸モータインダクタンスＬdについて解くと、式（６）が得られる。
【数７】
2011041343.tif 000009
【００５１】
一方、ｄ軸モータ電圧ＶdがＨｉｇｈレベルの期間、即ち、時刻ｎＴ〜ｎＴ＋ＤＴ（ｎ＝０，１，２，・・・）の期間に注目すると、時刻ｎＴにおいてモータ電流は最小ピーク値Idb になる。また、仮にｄ軸モータ電圧ＶｄがＨｉレベル（２Ａ）のまま無限大の時間印加された場合、ｄ軸モータ電流Ｉｄは２Ａ／Ｒに収束する。即ち、Ｉd (∞)=２Ａ／Ｒである。この関係は、式（４）と
【数８】
2011041343.tif 000010
から導かれる。
【００５２】
よって、Ｈｉｇｈレベルの期間におけるｄ軸モータ電流Ｉｄは、式（７）で与えられる。
【数９】
2011041343.tif 000011
ｔ＝ＤＴの時、ｄ軸モータ電流Ｉｄは最大ピーク値Idtとなるから、式（８）が成り立つ。
【数１０】
2011041343.tif 000012
ここで、式（５）の両辺を（１−Ｄ）／Ｄ乗すると、
【数１１】
2011041343.tif 000013
この式（９）を式（８）に代入すると、式（１０）が得られる。
【数１２】
2011041343.tif 000014
式（１０）を整理すると、モータ抵抗を求めるための式（１１）が得られる。
【数１３】
2011041343.tif 000015
【００５３】
過電流を防止するためにデューティ比Ｄは十分小さい値とすることが一般的であるため（Ｄ＜＜１）、式（１１）は式（１２）のように近似できる。
【数１４】
2011041343.tif 000016
【００５４】
さらに、以下の近似式を用いることにより、指数計算を簡略化するこができる。
【数１５】
2011041343.tif 000017
なお、この式（１３）の導出には、
【数１６】
2011041343.tif 000018
の関係を用いている。
【００５５】
式（１３）は、ｄ軸モータ電圧の実効値２ＡＤ（振幅×デューティ比）を、近似されたｄ軸モータ電流の平均値(Idt + Idb）／２で割ることにより、モータ抵抗の値が推定されることを意味している。
【００５６】
さらに、式（１１）、式（１２）又は式（１３）を用いて得られたモータ抵抗Ｒを、式（６）に代入することにより、ｄ軸モータインダクタンスＬｄを推定することが可能となる。
【００５７】
なお、式（６）によりｄ軸モータインダクタンスＬｄを計算する際、log関数やtanh-1関数の値は、これらの関数をテーラー展開した多項式を用いて近似値を求めてもよいし、引数と関数値を対応付けたテーブルを使って求めてもよい。
【００５８】
また、デューティ比が５０％（Ｄ＝０．５）の場合、式(６)、式(１１)はそれぞれ式（１４）、式（１５）のように簡略化することができる。
【数１７】
2011041343.tif 000019
【数１８】
2011041343.tif 000020
となる。
【００５９】
また、上記の説明では、各相のデューティ比を（Ｄｕ,Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ,０,０）としたが、これに限るものではない。即ち、一般的には、１つ以上の相のデューティ比が零であり、且つ、１つ以上のデューティ比が非零であればよい（但し、２つの相が非零の場合、その２つの相デューティ比は一致している必要がある）。つまり、各相のデューティ比の組み合わせとして、（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（０,Ｄ,０）、（０,０,Ｄ）、（Ｄ,Ｄ,０）、（Ｄ,０,Ｄ）、（０,Ｄ,Ｄ）のいずれかであってもよい。これらの場合であっても、上記と同様にしてモータ抵抗Ｒ及びモータインダクタンスＬｄを推定することができる。
【００６０】
上述のように、モータ抵抗ＲとモータインダクタンスＬｄの推定において、モータ電圧（パルス信号）に同期したモータ電流の最大ピーク値及び最小ピーク値を用いるため、モータ電流の最大ピーク値Idｔと最小ピーク値Idｂを、短時間のうちに十分な回数測定することができる。よって、測定値の平均値を用いることで、モータ抵抗とモータインダクタンスをロバストに推定することができる。
【００６１】
次に、ｑ軸のモータインダクタンスＬqの推定方法について説明する。式（２）のモータ電圧方程式からわかるように、ｑ軸モータインダクタンスＬqを推定する際、Ｉq ≠０となる状態が必要である。このため、ｄ軸モータインダクタンスＬdを推定した直後に、Ｌdの推定時とは別の相にＰＷＭ信号を出力する。Ｌdの推定の際に（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ,０,０）とした場合には、ｑ軸モータインダクタンスＬqの推定の際は、例えば（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（０,Ｄ,０）とする。そうして、上記のｄ軸モータインダクタンスＬｄの場合と同様にして、ｑ軸モータインダクタンスＬqの推定を行う。但し、このＬqの推定は、回転子の位置変化が無視できるほどの短時間の内（例えば、数十ミリ秒以内）に行う必要がある。これは、回転角速度に応じて発生する逆起電力によって、ｑ軸モータインダクタンスＬqの推定誤差が生じることを避けるためである。
【００６２】
なお、モータ２００が例えば非凸極形の場合、Ｌq≒Ｌdとみなせるため、Ｌq の推定を省略してもよい。
【００６３】
（２）次に、パラメータ推定器１４は、強制転流制御を行い、その間にモータ誘起電圧定数Ｋｅを推定する（ステップＳ１２）。
【００６４】
強制転流制御は以下のようにして行う。即ち、パラメータ推定器１４がＰＷＭ生成器２０を制御し、ｕ, ｖ, ｗ相の平均電圧／Ｖｕ，／Ｖｖ，／Ｖｗの比が式（１６）の関係を満たすようにする。これにより、角速度ωmの回転磁界が得られる。この回転磁界を十分な時間、モータ２００の回転子に与えて、回転子の回転角速度を強制的に所定の値（ωm）にする。
【数１９】
2011041343.tif 000021
【００６５】
このような状態において、モータ誘起電圧定数Ｋｅは、式（２）を用いて式（１７）で与えられる。
【数２０】
2011041343.tif 000022
【００６６】
式（１７）からわかるように、モータ誘起電圧定数Ｋｅは、ステップＳ１１において推定されたモータパラメータＲ，Ｌd，Ｌqと、座標変換器１１から出力されたモータ電流Ｉｄ，Ｉqと、ｑ軸モータ電圧Ｖｑと、ｑ軸モータ電流Ｉｑの時間微分の値とから求められる。
【００６７】
ここで、ＰＷＭ信号のＡＣ（交流）成分には注目しないため、ｑ軸モータ電圧Ｖqは、式（１）とモータ電圧の平均／Ｖｕ，／Ｖｖ，／Ｖｗから求める。モータ電流Id，Iqについても、平均値をそれぞれ求め（例えば、
【数２１】
2011041343.tif 000023
）、その平均値を式（１７）に代入する。
【００６８】
なお、ｑ軸モータ電流Ｉｑの時間微分
【数２２】
2011041343.tif 000024
は、一般的に、ｑ軸モータ電流Ｉｄの測定値の差分から求められる。しかし、ノイズによる誤差を低減するために、Ｉｄを複数回測定して平均値を求め、その平均値の差分からｑ軸モータ電流Ｉｑの時間微分
【数２３】
2011041343.tif 000025
を求めることが好ましい。
【００６９】
（３）次に、パラメータ推定器１４は、ステップＳ１１及びステップＳ１２において推定されたモータパラメータを、制御器１３に設定（ロード）する（ステップＳ１３）。
【００７０】
（４）制御器１３は、設定されたモータパラメータを用いてベクトル制御を行う（ステップＳ１４）。
【００７１】
以上説明したように、本実施形態では、起動時に直流励磁制御を行うことにより、モータの回転子を所定の位置に固定し、その状態におけるモータ電流の最大ピーク値及び最小ピーク値を測定する。そして、測定されたモータ電流の最大ピーク値及び最小ピーク値を用いて、モータ抵抗及びモータインダクタンスを推定する。その後、強制転流制御を行うことにより、モータの回転子を所定の回転角速度ωｍで回転させる。この状態において測定されたモータ電流及びモータ電圧、及び推定済みのモータパラメータなどを用いて、モータ誘起電圧定数を推定する。このようにして推定されたモータパラメータ（Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｋｅ）を用いてモータをベクトル制御する。
【００７２】
これにより、本実施形態によれば、モータの製造誤差、温度特性、経年変化などによるモータパラメータの変動の影響を受けることなく、制御性能に優れたベクトル制御を行うことができる。なお、本実施形態では、パルス信号（モータ電圧）に同期したモータ電流を用いてモータパラメータを推定するため、短時間に多くの測定値を取得することができる。このため、測定値の平均値をパラメータの推定に用いることでノイズによる推定誤差が抑制される結果、モータパラメータをロバストに推定することができる。
【００７３】
さらに、上述した推定方法から明らかなように、本実施形態によれば、モータパラメータが全く未知の場合であっても、モータパラメータを推定してベクトル制御を行うことができる。
【００７４】
さらに、本実施形態では、正弦波ではなくパルス信号（モータ電圧）に同期したモータ電流を用いて、モータパラメータを推定する。これにより、Ｄ／Ａ変換器が不要となるため、一般的なマイコンを用いて本実施形態に係るモータ駆動装置を実現することができる。
【００７５】
以下、本実施形態の変形例について説明する。
【００７６】
（変形例１）
変形例１では、直流励磁制御状態において（ステップＳ１１において）、Ａ／Ｄ変換器３０はモータ電流検出回路３からのモータ電流値を取り込むタイミングを制御する。即ち、図３からわかるように、Ａ／Ｄ変換器３０はｄ軸モータ電圧Ｖｄの立下りエッジのタイミングでモータ電流値を取り込むことにより、d軸モータ電流の最大ピーク値Idtを取得する。同様に、ｑ軸モータ電圧Ｖｑの立ち下がりエッジのタイミングでモータ電流値を取り込むことにより、q軸モータ電流の最大ピーク値Iqtを取得する。
【００７７】
最小ピーク値についても、ｄ軸モータ電圧Ｖｄ及びｑ軸モータ電圧Ｖｑの立ち上がりエッジのタイミングでモータ電流値を取り込むことにより、d軸モータ電流の最小ピーク値Idb及びq軸モータ電流の最小ピーク値Iqbをそれぞれ取得する。
【００７８】
上記のように本変形例では、Ａ／Ｄ変換器３０は、モータ電圧の立ち下がりエッジ及び立ち上がりエッジでモータ電流値を取り込むことで、最大ピーク値及び最小ピーク値をそれぞれ取得する。これにより、モータ電流のピーク値を検出するための特別なハードウェアが不要とすることができる。
【００７９】
（変形例２）
変形例２に係るモータ駆動装置１００ａの構成を図４に示す。図４からわかるように、ベクトル制御ユニット１ａは、ベクトル制御ユニット１の構成に加えてピーク値出力回路４０をさらに備えている。
【００８０】
図５はピーク値出力回路４０の構成を示している。この図５からわかるように、ピーク値出力回路４０は、座標変換回路４１と、トップ・ピークホールド回路４２ａと、ボトム・ピークホールド回路４２ｂと、Ａ／Ｄ変換器４３とを有する。この座標変換回路４１は、ロータ角度０°におけるｕｖｗ座標系からｄｑ座標系への座標変換を行う回路である。即ち、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖをモータ電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。
【００８１】
なお、ロータ角度は０°は、直流励磁のデューティ比を（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ,０,０）とすることで実現される。
【００８２】
また、座標変換回路４１は、座標変換の式（１）とIw = −Iu−Ivの関係により得られる式（１８）に基づいて構成されている。
【数２４】
2011041343.tif 000026
【００８３】
トップ・ピークホールド回路４２ａは、座標変換回路４１から出力されたモータ電流の最大ピーク値を保持する。一方、ボトム・ピークホールド回路４２ｂは、座標変換回路４１から出力されたモータ電流の最小ピーク値を保持する。ホールドされたモータ電流のピーク値はＡ／Ｄ変換器４３に出力される。このＡ／Ｄ変換器４３は、入力されたモータ電流値をＡ／Ｄ変換し、パラメータ推定器１４に出力する。
【００８４】
上記のように本変形例では、ロータ角度を０°としておき、その後、座標変換回路４１により出力されたモータ電流Ｉｄ，Ｉｑのピーク値を、ピークホールド回路により取得する。これにより、モータ電流を取得するタイミングのずれによる測定誤差を回避することができるため、モータパラメータをより高精度に推定することができる。その結果、さらに制御性能に優れたベクトル制御を行うことができる。
【００８５】
なお、より一般的な場合として、ロータ角度θにおけるモータ電流のピーク値を求めたい場合は、ピーク値出力回路４０の代わりに、図６に示すピーク値出力回路５０を用いればよい。ピーク値出力回路５０は、座標変換回路５１と、トップ・ピークホールド回路４２ａと、ボトム・ピークホールド回路４２ｂと、Ａ／Ｄ変換器４３とを有する。この座標変換回路５１は、ロータ角度θにおけるｕｖｗ座標系からｄｑ座標系への座標変換を行う回路である。即ち、制御器１３より受信したロータ角度θ、又は直流励磁制御時のデューティ比に対応したロータ角度θを用いて、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖをモータ電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。
【００８６】
また、ピーク値出力回路４０，５０は、ベクトル制御ユニット１ａの外部に設けてもよい。
【００８７】
（変形例３）
変形例３に係るモータ駆動装置１００ｂの構成を図７に示す。この図７からわかるように、ベクトル制御ユニット１ｂは、ベクトル制御ユニット１の構成に加えて平均値出力回路６０をさらに備えている。
【００８８】
図８は平均値出力回路６０の構成を示している。この図８からわかるように、平均値出力回路６０は、座標変換回路６１と、ローパスフィルタ６２と、Ａ／Ｄ変換器６３とを有する。
【００８９】
座標変換回路６１は、入力信号を
【数２５】
2011041343.tif 000027
倍する増幅器である。式（１８）からわかるように、この座標変換回路６１は、ロータ角度０°におけるｕｖｗ座標系からｄｑ座標系への座標変換を行う回路であり、モータ電流Ｉｕをｄ軸モータ電流Ｉｄに変換する。
【００９０】
なお、ロータ角度は０°は、直流励磁のデューティ比を（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ,０,０）とすることで実現される。
【００９１】
ローパスフィルタ６２は、ｄ軸モータ電流Ｉｄの時間平均されたｄ軸平均電流／Ｉｄを出力する。
【００９２】
Ａ／Ｄ変換器６３は、ｄ軸平均電流／ＩｄをＡ／Ｄ変換して、パラメータ推定器１４に出力する。
【００９３】
パラメータ推定器１４は、ｄ軸平均電流／Ｉｄを用いてモータ抵抗を算出する。この算出に使用する式は以下のようにして導かれる。
【００９４】
図３及び式（７）より電流波形Id（ｔ）を時間積分した値を計算すると、式（１９）のようになる。
【数２６】
2011041343.tif 000028
この式（１９）を式（５）と式（８）を用いてさらに整理すると、式（２０）が得られる。
【数２７】
2011041343.tif 000029
【００９５】
したがって、d軸平均電流／Ｉｄは式（２１）で与えられる。
【数２８】
2011041343.tif 000030
【００９６】
式（２１）を変形して式（２２）が得られる。
【数２９】
2011041343.tif 000031
【００９７】
モータ抵抗Ｒは、式（２２）から求めることができる。
【００９８】
式（１９）〜式（２２）はq軸モータ電流についても同様に成り立つ。
【００９９】
上記のように本変形例では、ロータ角度を０°としておき、その後、平均値出力回路６０により得られるモータ電流の平均値を用いてモータ抵抗を推定する。これにより、モータ電流を取得するタイミングのずれによる測定誤差を回避することができるため、モータパラメータをより高精度に推定することができる。その結果、さらに制御性能に優れたベクトル制御を行うことができる。
【０１００】
さらに、本変形例におけるモータ抵抗の算出式（式（２２））を前述のモータ抵抗の算出式（式（１１）、式（１２）、式（１３））と比較すればわかるように、本変形例によれば、モータ抵抗を推定するための計算が容易になる。
【０１０１】
なお、平均値出力回路６０は、ベクトル制御ユニット１ｂの外部に設けてもよい。
【０１０２】
また、より一般的な場合として、ロータ角度θにおける、モータ電流の平均値を求めたい場合は、平均値出力回路６０の代わりに、図９に示す平均値出力回路７０を用いればよい。この図９からわかるように、この平均値出力回路７０は、座標変換回路７１と、ローパスフィルタ７２ａ，７２ｂと、Ａ／Ｄ変換器７３とを有する。
【０１０３】
座標変換回路７１は、式（１）からわかるように、ロータ角度θにおけるｕｖｗ座標系からｄｑ座標系への座標変換を行う回路である。即ち、制御器１３より受信したロータ角度θ、又は直流励磁制御時のデューティ比に対応したロータ角度θを用いて、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖをモータ電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。ローパスフィルタ７２ａ及びローパスフィルタ７２ｂは、ｄ軸平均電流／Ｉｄ及びｑ軸平均電流／Ｉｑをそれぞれ出力する。このｄ軸平均電流／Ｉｄ及びｑ軸平均電流／Ｉｑは、Ａ／Ｄ変換器７３によってデジタル値に変換された後、少なくともいずれか一方がパラメータ推定器１４に出力される。
【０１０４】
なお、図９に示す平均値出力回路７０は最小構成ではない。即ち、ｄ軸平均電流／Ｉｄからモータ抵抗を求める場合には、ローパスフィルタ７２ｂを省略してもよい。逆に、ｑ軸平均電流／Ｉｑからモータ抵抗を求める場合には、ローパスフィルタ７２ａを省略してもよい。
【０１０５】
（変形例４）
変形例４では、図１０に示すように、モータ電流検出回路３とＡ／Ｄ変換器３０との間に、アンプ回路８０が設けられる。このアンプ回路８０は、アンプ８１ａ、８１ｂ及び８１ｃを有する。アンプ８１ａ、８１ｂ及び８１ｃには、モータ電流検出回路３で検出されたｕ相、ｖ相及びｗ相のモータ電流がそれぞれ入力される。各アンプ８１ａ，８１ｂ，８１ｃは、入力電流と所定のオフセットとの差を所定のゲインで増幅し、Ａ／Ｄ変換器３０に出力する。各アンプ８１ａ，８１ｂ，８１ｃのオフセット及びゲインは任意に変更することができる。
【０１０６】
各アンプ８１ａ，８１ｂ，８１ｃについてオフセットとゲインをそれぞれ調整することで、モータ電流Iu、Iv、Iwの脈動振幅を大きくすることができる。
【０１０７】
図１１は、Ａ／Ｄ変換器３０に入力されるモータ電流の時間波形と、Ａ／Ｄ変換器３０の入力レンジとを示している。図１１（ａ）はアンプ回路８０がない場合におけるモータ電流の時間波形を示し、図１１（ｂ）はアンプ回路８０が設けられている場合におけるモータ電流の時間波形を示している。図１１（ａ）及び（ｂ）からわかるように、アンプ回路８０によってモータ電流の脈動振幅を、Ａ／Ｄ変換器３０の入力レンジを超えない範囲で増幅する。これにより、Ａ／Ｄ変換器３０の入力レンジを十分に使用することができる。よって、Ａ／Ｄ変換器３０の分解能が粗い場合であっても、Ａ／Ｄ変換器３０はモータ電流の最大ピークと最小ピークをＳ／Ｎ良く取得することができる。
【０１０８】
上記のように本変形例では、ゲイン及びオフセットを調整可能なアンプを用いてモータ電流の脈動振幅を大きくする。これにより、Ａ／Ｄ変換器３０がモータ電流の最大ピークと最小ピークをＳ／Ｎ良く取得することができる。このため、モータパラメータをより高精度に推定することができる。その結果、さらに制御性能に優れたベクトル制御を行うことができる。
【０１０９】
（変形例５）
変形例５に係るモータ駆動装置１００ｃの構成を図１２に示す。図１２からわかるように、ベクトル制御ユニット１ｃは、ベクトル制御ユニット１の構成に加えて不揮発性メモリ９０をさらに備えている。本変形例では、推定されたモータパラメータは、この不揮発性メモリ９０に記録される。そして、電源投入時（起動時）にモータパラメータが不揮発性メモリ９０に記録されていれば、推定シーケンスを省略し、記録された値を利用してベクトル制御を行う。一方、モータパラメータが記録されていない場合には、新たにモータパラメータを推定する。
【０１１０】
本変形例に係るモータ駆動装置１００ｃの動作フローを図１３に示す。以下、図１３に沿って動作フローを説明する。
【０１１１】
（１）電源投入（起動）後、パラメータ推定器１４は不揮発性メモリ９０を参照する（ステップＳ２１）。
【０１１２】
（２）パラメータ推定器１４は不揮発性メモリ９０にモータパラメータの推定値が記録されているかどうかを確認する（ステップＳ２２）。もしモータパラメータの推定値が記録されていればステップＳ２６に進み、そうでなければステップＳ２３に進む。
【０１１３】
（３）不揮発性メモリ９０にモータパラメータの推定値が記録されていない場合、パラメータ推定器１４は、直流励磁制御を行い、その間にモータ抵抗Ｒ及びモータインダクタンスＬｄ,Ｌｑを推定する（ステップＳ２３）。本ステップの詳細は前述のステップＳ１１と同様なので省略する。
【０１１４】
（４）パラメータ推定器１４は、強制転流制御を行い、その間にモータ誘起電圧定数Ｋｅを推定する（ステップＳ２４）。本ステップの詳細は前述のステップＳ１２と同様なので省略する。
【０１１５】
（５）パラメータ推定器１４は、ステップＳ２３及びステップＳ２４において推定されたモータパラメータを不揮発性メモリ９０に記録する（ステップＳ２５）。
【０１１６】
（６）パラメータ推定器１４は、不揮発性メモリ９０に記録されたモータパラメータを制御器１３に設定する（ステップＳ２６）。
【０１１７】
（７）制御器１３は、設定されたモータパラメータを用いてベクトル制御を行う（ステップＳ２７）。
【０１１８】
上記のように本変形例では、推定されたモータパラメータの値を不揮発性メモリに記録しておき、次回の起動時にその値を使用してベクトル制御を行う。これにより、２回目以降の起動時に推定シーケンス（ステップＳ２３〜ステップ２５）を省略することが可能になる。その結果、電源を投入してからベクトル制御を行うまでの起動時間を短縮することができる。
【０１１９】
なお、上記の説明では不揮発性メモリ９０をベクトル制御ユニット１ｃの内部に設けたが、これに限らず、ベクトル制御ユニット１ｃの外部に設けてもよい。
【０１２０】
（変形例６）
変形例６に係るモータ駆動装置１００ｄ及びモータ２００ｄの構成を図１４に示す。図１４からわかるように、ベクトル制御ユニット１ｄは、ベクトル制御ユニット１の構成に加えて不揮発性メモリ９０をさらに備えている。また、モータ２００ｄはモータの温度を測定するための温度センサ２０２を備えている。本変形例では、推定されたモータパラメータは、温度センサ２０２により測定された温度と対応付けられて不揮発性メモリ９０に記録される。そして、測定されたモータ温度に対応するモータパラメータが不揮発性メモリ９０に記録されていれば、推定シーケンスを省略し、その記録された値を利用してベクトル制御を行う。一方、モータ温度に対応したモータパラメータが記録されていない場合には、新たにモータパラメータを推定する。
【０１２１】
本変形例に係るモータ駆動装置１００ｄの動作フローを図１５に示す。以下、図１５に沿って動作フローを説明する。
【０１２２】
（１）電源投入（起動）後、パラメータ推定器１４は不揮発性メモリ９０を参照する（ステップＳ３１）。
【０１２３】
（２）パラメータ推定器１４は不揮発性メモリ９０にモータパラメータの推定値が記録されているかどうかを確認する（ステップＳ３２）。もしモータパラメータの推定値が記録されていればステップＳ３７に進み、そうでなければステップＳ３３に進む。
【０１２４】
（３）不揮発性メモリ９０にモータパラメータの推定値が記録されていない場合、パラメータ推定器１４は、直流励磁制御を行い、その間にモータ抵抗Ｒ及びモータインダクタンスＬｄ,Ｌｑを推定する（ステップＳ３３）。本ステップの詳細は前述のステップＳ１１と同様なので省略する。
【０１２５】
（４）パラメータ推定器１４は、強制転流制御を行い、その間にモータ誘起電圧定数Ｋｅを推定する（ステップＳ３４）。本ステップの詳細は前述のステップＳ１２と同様なので省略する。
【０１２６】
（５）パラメータ推定器１４は、温度センサ２０２により測定されたモータ２００ｄのモータ温度Ｔｍを取得する（ステップＳ３５）。
【０１２７】
（６）パラメータ推定器１４は、ステップＳ３３及びステップＳ３４において推定されたモータパラメータを不揮発性メモリ９０に記録するとともに、ステップＳ３５において取得したモータ温度Ｔｍをモータパラメータと対応付けて不揮発性メモリ９０に記録する（ステップＳ３６）。
【０１２８】
（７）不揮発性メモリ９０にモータパラメータの推定値が記録されている場合、パラメータ推定器１４は、温度センサ２０２により測定されたモータ２００ｄのモータ温度Ｔｍを取得する（ステップＳ３７）。
【０１２９】
（８）パラメータ推定器１４は、ステップＳ３７で取得されたモータ温度Ｔｍに対応するモータパラメータの推定値が不揮発性メモリ９０に記録されているかどうかを確認する（ステップＳ３８）。もしモータパラメータの推定値が記録されていればステップＳ３９に進み、そうでなければステップＳ３３に進む。
【０１３０】
（９）パラメータ推定器１４は、不揮発性メモリ９０に記録されたモータパラメータを制御器１３に設定する（ステップＳ３９）。
【０１３１】
（１０）制御器１３は、設定されたモータパラメータを用いてベクトル制御を行う（ステップＳ４０）。
【０１３２】
本変形例によれば、以前に同じモータ温度におけるモータパラメータを推定したことがあれば、それ以降の起動時にモータパラメータの推定を省略することが可能となる。そのため、電源を投入してからベクトル制御を行うまでの起動時間を短縮することができる。
【０１３３】
さらに、モータ温度に対応したモータパラメータを用いることで、ベクトル制御に用いるモータパラメータの値を実際のモータパラメータの値により近づけることができる。その結果、より制御性能に優れたモータ駆動装置を得ることができる。
【０１３４】
なお、測定されたモータ温度に対応するモータパラメータが不揮発性メモリに記録されていない場合であっても、ステップＳ３７で測定されたモータ温度Ｔｍを挟む２つのモータ温度Ｔｍ１，Ｔｍ２（Ｔｍ１＜Ｔｍ＜Ｔｍ２）に対応するモータパラメータが記録されているならば、この記録されたモータパラメータを用いて補間により、モータ温度Ｔｍにおけるモータパラメータを求めるようにしてもよい。
【０１３５】
（変形例７）
変形例７は、モータインダクタンスのロータ角度（θ）依存性を考慮して、ベクトル制御を行う。図１６（ａ）は、モータインダクタンスのロータ角度依存性の一例を示している。このようにモータパラメータがθ依存性を持つ場合に、本変形例は有効である。即ち、本変形例では、複数のロータ角度において直流励磁制御を行うことで、ロータ角度ごとのモータ抵抗及びモータインダクタンスを求めておく。そして、制御器１３がベクトル制御を行う際、位置推定されたロータ角度に応じて、モータ抵抗とモータインダクタンスを変更しつつ、ベクトル制御を行う。これにより、角速度ωｍの一定性などの制御性能をより向上させることができる。
【０１３６】
ここで、例えば３相の場合、直流励磁制御における３つのＰＷＭ信号のデューティ比Ｄu、Ｄv、Ｄwの組み合わせとロータ角度θの関係を説明する。図１６（ｂ）は、ＰＷＭ信号のデューティ比Ｄu、Ｄv、Ｄwの組み合わせとロータ角度θの関係を示している。この図１６（ｂ）からわかるように、ｕ相にのみＰＷＭ信号を印加した場合、即ち、（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ，０，０）の場合、ロータ角度は０°となる。同様に、ｖ相にのみＰＷＭ信号を印加した場合、ロータ角度は１２０°となり、ｗ相にのみＰＷＭ信号を印加した場合、ロータ角度は２４０°となる。また、ｕ相とｖ相に同じＰＷＭ信号を印加した場合、即ち、（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）＝（Ｄ，Ｄ，０）の場合、ロータ角度は６０°となる。ｖ相とｗ相に同じＰＷＭ信号を印加した場合、ロータ角度は１８０°となる。ｗ相とｕ相に同じＰＷＭ信号を印加した場合、ロータ角度は３００°となる。
【０１３７】
このようにデューティ比Ｄu、Ｄv、Ｄwの組み合わせを変えることで、回転子を所定の位置（ロータ角度）に固定させる。その後、上述した方法により、そのロータ角度におけるモータインダクタンスを求めることができる。
【０１３８】
本変形例に係るモータ駆動装置の動作フローを図１７に示す。以下、図１７に沿って動作フローを説明する。
【０１３９】
（１）まず、パラメータ推定器１４は、所定の全てのロータ角度についてモータ抵抗及びモータインダクタンスを推定したかどうかを確認し、全てのロータ角度において推定されていればステップＳ４３に進み、そうでなければステップＳ４２に進む（ステップＳ４１）。所定のロータ角度は、例えばθ＝０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°及び３００°である。
【０１４０】
（２）所定の全てのロータ角度についてモータ抵抗及びモータインダクタンスの推定がなされていない場合、パラメータ推定器１４は、直流励磁制御を行い、その間にモータ抵抗Ｒ及びモータインダクタンスＬｄ,Ｌｑを推定する（ステップＳ４２）。本ステップの詳細は前述のステップＳ１１と同様なので省略する。
【０１４１】
（３）所定の全てのロータ角度についてモータインダクタンスの推定がなされている場合、パラメータ推定器１４は、強制転流制御を行い、その間にモータ誘起電圧定数Ｋｅを推定する（ステップＳ４３）。本ステップの詳細は前述のステップＳ１２と同様なので省略する。
【０１４２】
（４）パラメータ推定器１４は、推定されたロータ角度ごとのモータ抵抗Ｒ及びモータインダクタンスＬｄ,Ｌｑと、モータ誘起電圧定数Ｋｅとを、制御器１３に設定する（ステップＳ４４）。
【０１４３】
（５）制御器１３は、設定されたモータパラメータを用いてベクトル制御を行う（ステップＳ４５）。この際、制御器１３は位置推定されたロータ角度に応じて、使用するモータインダクタンスの値を変更する。なお、制御器１３は、所定のロータ角度（θ＝０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°）以外の角度におけるモータインダクタンスの値を補間により求めてもよい。
【０１４４】
本変形例によれば、モータパラメータのモータ角度依存性を考慮してベクトル制御を行うため、角速度ωｍの一定性などの制御性能をさらに向上させることができる。
【０１４５】
なお、は、パラメータ推定器１４が補間により、上記の所定のロータ角度以外の角度におけるモータ抵抗及びモータインダクタンスの値を求めて、制御器１３に設定するようにしてもよい。
【０１４６】
また、ベクトル制御時にリアルタイムでモータインダクタンスを変更することが困難な場合は、複数の角度について求めたモータ抵抗及びモータインダクタンスの加算平均値をそれぞれ求めておき、それらの加算平均値を用いてベクトル制御するようにしてもよい。このようにするだけでも、単一のロータ角度におけるモータパラメータを使用する場合に比べて制御性能を向上させることができる。
【０１４７】
また、本変形例は、変形例５又は変形例６と組み合わせてもよい。即ち、不揮発性メモリ９０に、ロータ角度とともに推定されたモータパラメータを記録してもよい。これにより、２回目以降の起動時においてモータパラメータの推定を省略できるため、電源を投入してからベクトル制御を行うまでの起動時間を短縮することができる。
【０１４８】
以上、本発明に係る実施形態と変形例について説明した。上記の説明では、電源投入をトリガーとしてモータパラメータの推定を行ったが、これに限らず、作業者により入力された命令や、タイマーなどからの定期的な信号をトリガーとしてもよい。
【０１４９】
上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
【符号の説明】
【０１５０】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ  ベクトル制御ユニット
２  インバータ回路
２ａ，２ｂ，２ｃ  インバータ
３  モータ電流検出回路
３ａ，３ｂ，３ｃ  抵抗
１０  演算ユニット
１１，１２  座標変換器
１３  制御器
１４  パラメータ推定器
２０  ＰＷＭ生成器
３０，４３，６３，７３  Ａ／Ｄ変換器
４０，５０  ピーク値出力回路
４１，５１，６１，７１  座標変換回路
４２ａ  トップ・ピークホールド回路
４２ｂ  ボトム・ピークホールド回路
６０，７０  平均値出力回路
６２，７２ａ，７２ｂ  ローパスフィルタ
８０  アンプ回路
８１ａ，８１ｂ，８１ｃ  アンプ
９０  不揮発性メモリ
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ  モータ駆動装置
２００，２００ｄ  モータ
２０１ａ  ｕ相コイル
２０１ｂ  ｖ相コイル
２０１ｃ  ｗ相コイル
２０２  温度センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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