(57)【要約】【課題】無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを用いることなく、高速なデータ通信を可能にする。【解決手段】デジタル変調器であって、第１無変調信号を飽和増幅して出力する第１増幅器と、前記第１無変調信号又はその逆相の信号を飽和増幅して出力する第２増幅器と、前記第１無変調信号に直交する第２無変調信号を飽和増幅して出力する第３増幅器と、前記第２無変調信号又はその逆相の信号を飽和増幅して出力する第４増幅器と、第１ベースバンド信号に応じた電圧を、前記第１及び第２増幅器にその電源電圧として供給する第１及び第２電圧制御器と、第２ベースバンド信号に応じた電圧を、前記第３及び第４増幅器にその電源電圧として供給する第３及び第４電圧制御器と、前記第１〜第４増幅器の出力の間で加算を行うことによって、前記第１及び第２ベースバンド信号により変調された変調信号を生成して出力する加算部とを有する。【選択図】図２
2011254245.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
連続波を生成する発振器と、
前記連続波に基づく第１無変調信号、及び前記第１無変調信号に直交する第２無変調信号を出力する移相器と、
前記第１無変調信号を飽和増幅して出力する第１増幅器と、
前記第１無変調信号又は前記第１無変調信号の逆相の信号を飽和増幅して出力する第２増幅器と、
前記第２無変調信号を飽和増幅して出力する第３増幅器と、
前記第２無変調信号又は前記第２無変調信号の逆相の信号を飽和増幅して出力する第４増幅器と、
第１オフセットに第１ベースバンド信号が加算された値に応じた電圧を、前記第１増幅器にその電源電圧として供給する第１電圧制御器と、
前記第１オフセットから前記第１ベースバンド信号が減算された値に応じた電圧を、前記第２増幅器にその電源電圧として供給する第２電圧制御器と、
第２オフセットに第２ベースバンド信号が加算された値に応じた電圧を、前記第３増幅器にその電源電圧として供給する第３電圧制御器と、
前記第２オフセットから前記第２ベースバンド信号が減算された値に応じた電圧を、前記第４増幅器にその電源電圧として供給する第４電圧制御器と、
前記第１〜第４増幅器の出力の間で加算を行うことによって、前記第１及び第２ベースバンド信号により変調された第１変調信号を生成して出力する加算部とを備える
デジタル変調器。
【請求項２】
請求項１に記載のデジタル変調器において、
前記第２増幅器は前記第１無変調信号の逆相の信号を飽和増幅して出力し、
前記第４増幅器は前記第２無変調信号の逆相の信号を飽和増幅して出力し、
前記加算部は、前記第１〜第４増幅器の出力の和に比例する信号を、前記第１変調信号として生成する
デジタル変調器。
【請求項３】
請求項１に記載のデジタル変調器において、
前記第２増幅器は前記第１無変調信号を飽和増幅して出力し、
前記第４増幅器は前記第２無変調信号を飽和増幅して出力し、
前記加算部は、前記第１及び第３増幅器の出力の和と、前記第２及び第４増幅器の出力の和との間の差に比例する信号を、前記第１変調信号として生成する
デジタル変調器。
【請求項４】
請求項１に記載のデジタル変調器において、
前記第１オフセットに前記第１ベースバンド信号が加算された値に前記第１無変調信号を乗算して第１の積を求め、前記第２オフセットに前記第２ベースバンド信号が加算された値に前記第２無変調信号を乗算して第２の積を求め、前記第１の積と前記第２の積との和に比例する信号を第２変調信号として出力する直交変調部と、
前記第１変調信号及び前記第２変調信号のうちの１つを選択して出力するスイッチとを更に備える
デジタル変調器。
【請求項５】
請求項４に記載のデジタル変調器において、
外部から入力された制御信号に従って、前記スイッチ、及び前記第１変調信号又は前記第２変調信号のレベルを制御する制御部を更に備える
デジタル変調器。
【請求項６】
請求項１のデジタル変調器と、
入力データ列をシンボルにマッピングし、前記シンボルに対応する前記第１ベースバンド信号及び前記第２ベースバンド信号を生成して前記デジタル変調器に出力するベースバンド信号生成部と、
前記デジタル変調器から出力された前記第１変調信号を増幅して出力する電力増幅器とを備える
送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、送信機等に用いられるデジタル変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話サービスにおいては、音声通話に加えてデータ通信に対する需要が増大している。このため、主に欧州及びアジア地域で普及しているＧＳＭ（global system for mobile communications）方式では、８ＰＳＫ（phase shift keying）変調方式を用いてデータ通信速度を３倍にしたＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）方式が採用されている。８ＰＳＫ変調信号は振幅変調成分を持つので、オフセットＰＬＬ（phase locked loop）変調方式によって変調信号を生成することはできない。そこで、ポーラーループ送信機が提案されている（非特許文献１を参照）。
【０００３】
ポーラーループ送信機は、位相変調ループと振幅変調ループの２つのフィードバックループを有し、送信される信号が基準信号と等しくなるように、振幅及び位相を制御する。ポーラーループ送信機では、同相信号と直交信号との和である変調信号について処理を行うが、これに対し、直交する２つの無変調波を、ベースバンド信号Ｉに従ってその電源電圧が制御される飽和電力増幅器と、ベースバンド信号Ｑに従ってその電源電圧が制御される飽和電力増幅器とによって振幅変調し、これらの飽和電力増幅器の出力信号を加算して送信信号を生成する電力ＩＱ変調システムも提案されている（特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】国際公開第００／４１３７１号
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】伊藤雅広、他３名，「ＥＤＧＥ向けポーラーループ変調送信機用可変利得増幅器」，電子情報通信学会技術研究報告，社団法人電子情報通信学会，平成１７年１２月，ＩＣＤ２００５−２０４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
データ通信速度の更なる高速化への要望に対し、第３世代移動通信方式と呼ばれるカテゴリに属するＷ−ＣＤＭＡ（wideband code division multiple access）が普及し始めている。また、次世代移動通信方式への橋渡しとして、第３．９世代方式と呼ばれる３Ｇ−ＬＴＥ（3rd generation - long term evolution）システムもサービス開始が予定されている。
【０００７】
また、Ｗ−ＣＤＭＡは当初２ＧＨｚ帯でサービスが開始されたが、それだけでは増加を続ける通信量に対して容量が十分ではないので、既存の携帯電話で使われていた８００ＭＨｚ帯や１．７ＧＨｚ帯、更に３Ｇ−ＬＴＥシステムの導入を見込んで２．５ＧＨｚ帯や７００ＭＨｚ帯等の周波数帯域も使われるようになってきている。
【０００８】
これらの方式では、より高いデータ通信速度を実現するために、１チャネルの帯域幅がＧＳＭ方式に比べて広くなっている（ＧＳＭ方式では２００ｋＨｚ、Ｗ−ＣＤＭＡでは５ＭＨｚ、３Ｇ−ＬＴＥでは１．４ＭＨｚ〜２０ＭＨｚ）。また、シンボルあたりの伝送ビット数も増大しており、変調信号のＰＡＲ（peak-to-average ratio）も大きくなる。
【０００９】
ポーラーループ送信機では、変調信号の振幅成分と位相成分とを分けて処理する。このため、振幅と位相との間に時間的ズレが発生すると生成される信号の品質（一般にＥＶＭ（error vector magnitude）で規定される）が劣化する。信号帯域幅が広がるほどシンボル長が短くなるので、同じ長さのズレであっても、信号帯域幅が広いほどシンボル長に対する相対的なズレが増大し、生成される信号の品質が劣化するという問題がある。
【００１０】
また、変調信号を振幅成分と位相成分とに分離すると占有周波数帯域幅が広がるので、ループ内の信号通過帯域を広げる必要がある。しかし、ループ内の低域通過フィルタを広帯域化すると、直交変調器が発生する雑音も通過してしまい、帯域外雑音が増大する。このため、ポーラーループ送信機がＷ−ＣＤＭＡ用のシステムに採用された例はない。
【００１１】
特許文献１に記載のシステムにおいても、伝送される信号の振幅と位相（０°又は１８０°）とに従って信号を生成するので、ポーラーループ送信機と同様に、振幅と位相との間の時間的ズレにより、生成される信号の品質が劣化する。また、伝送される信号の振幅は、Ｉ信号又はＱ信号の絶対値であるので、元の信号に比べて信号の占有周波数帯域幅が広がり、帯域外雑音が増大する。一般に飽和電力増幅器は、電源電圧が０Ｖに近づくと、出力信号の振幅及び位相の電源電圧に対する線形性を確保できなくなる。特許文献１に記載のシステムでは、飽和電力増幅器の出力を０から最大パワーに対応するレベルまで変化させる必要があるので、電源電圧０Ｖ付近での出力信号の振幅及び位相の線形性を補償するためのテーブルを用意しておく必要があり、所要メモリ及び調整のための工数が大きい。
【００１２】
したがって、Ｗ−ＣＤＭＡでは、直交変調器により変調信号を生成し、直交変調器内のミキサで発生した帯域外雑音を帯域通過フィルタで除去した後に、変調信号を線形電力増幅器で増幅するという回路が、送信回路として一般的に用いられている。Ｗ−ＣＤＭＡと共存して運用される３Ｇ−ＬＴＥシステムでも同じ構成が採用されると予想される。
【００１３】
しかし、これらの通信システムでは複数の周波数帯域に対応する必要があるので、送信機は、使用する帯域のそれぞれのために、無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを有する必要があり、コストが高く、回路に要する面積が大きいという問題がある。
【００１４】
本発明は、送信機に無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを用いることなく、高速なデータ通信を可能にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の実施形態によるデジタル変調器は、連続波を生成する発振器と、前記連続波に基づく第１無変調信号、及び前記第１無変調信号に直交する第２無変調信号を出力する移相器と、前記第１無変調信号を飽和増幅して出力する第１増幅器と、前記第１無変調信号又は前記第１無変調信号の逆相の信号を飽和増幅して出力する第２増幅器と、前記第２無変調信号を飽和増幅して出力する第３増幅器と、前記第２無変調信号又は前記第２無変調信号の逆相の信号を飽和増幅して出力する第４増幅器と、第１オフセットに第１ベースバンド信号が加算された値に応じた電圧を、前記第１増幅器にその電源電圧として供給する第１電圧制御器と、前記第１オフセットから前記第１ベースバンド信号が減算された値に応じた電圧を、前記第２増幅器にその電源電圧として供給する第２電圧制御器と、第２オフセットに第２ベースバンド信号が加算された値に応じた電圧を、前記第３増幅器にその電源電圧として供給する第３電圧制御器と、前記第２オフセットから前記第２ベースバンド信号が減算された値に応じた電圧を、前記第４増幅器にその電源電圧として供給する第４電圧制御器と、前記第１〜第４増幅器の出力の間で加算を行うことによって、前記第１及び第２ベースバンド信号により変調された第１変調信号を生成して出力する加算部とを有する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の実施形態によれば、帯域外の雑音を抑えることができるので、高速なデータ通信を行う場合であっても、送信機に無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを用いる必要がない。したがって、複数の周波数帯域を用いる場合であっても、コストや回路に要する面積を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１の変調器の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る他の送信機の構成例を示すブロック図である。
【図４】図３の変調器の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態に係る更に他の送信機の構成例を示すブロック図である。
【図６】図５の変調器の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図面において同じ参照番号で示された構成要素は、同一の又は類似の構成要素である。
【００１９】
図１は、本発明の実施形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。図１の送信機は、ベースバンド信号生成部１５２と、デジタル変調器１００と、線形電力増幅器１５４とを有している。
【００２０】
ベースバンド信号生成部１５２は、入力データ列ＴＤを、変調に用いられる変調方式のシンボルにマッピングする。例えば変調方式としてＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）が用いられる場合には、ベースバンド信号生成部１５２は、入力データ列ＴＤを２ビット毎に１つのシンボルにマッピングする。このシンボルは、ＩＱ平面上の点として表すことができ、ベースバンド信号生成部１５２は、このシンボルに対応するベースバンド信号Ｉ及びベースバンド信号Ｑを生成し、これらのベースバンド信号Ｉ，Ｑを、必要に応じてフィルタを通過させてから変調器１００に出力する。ベースバンド信号生成部１５２は、複数のシンボルに関してＩＦＦＴ（inverse fast Fourier transform）等の処理を行って、ベースバンド信号Ｉ，Ｑを生成してもよい。
【００２１】
変調器１００は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいて変調信号ＭＤを生成して電力増幅器１５４に出力する。電力増幅器１５４は、変調信号ＭＤを増幅して、送信信号ＴＡとしてアンテナ（図示せず）に出力する。
【００２２】
図２は、図１の変調器１００の構成例を示すブロック図である。変調器１００は、発振器１０２と、移相器１０４と、増幅器１１２，１１４，１１６，１１８と、ＤＡ（digital-to-analog）コンバータ１２２，１３２と、電圧制御器１２４，１２６，１３４，１３６と、低域通過フィルタ（以下ではＬＰＦと称する）１２５，１２７，１３５，１３７と、加算部１４０とを有している。加算部１４０は、加算器１４２，１４４，１４６を有している。増幅器１１２，１１４，１１６，１１８は、飽和増幅器である。
【００２３】
発振器１０２は、無変調連続波を生成し、移相器１０４に出力する。移相器１０４は、この無変調連続波に基づいて、無変調信号cosωt、無変調信号cosωtに直交する無変調信号-sinωt、無変調信号cosωtの逆相の信号である無変調信号-cosωt、及び無変調信号-sinωtの逆相の信号である無変調信号sinωtを生成して出力する。
【００２４】
ＤＡコンバータ１２２は、ベースバンド信号Ｉをアナログ差動信号Io+I，Io-Iに変換して出力する。言い換えると、ＤＡコンバータ１２２は、そのオフセットIoにベースバンド信号Ｉに対応する電圧が加算された信号と、オフセットIoからベースバンド信号Ｉに対応する電圧が減算された信号とを出力する。
【００２５】
電圧制御器１２４は、信号Io+Iに比例した電圧を生成して出力する。ＬＰＦ１２５は、電圧制御器１２４の出力を平滑化して、言い換えると電圧制御器１２４の出力から帯域外雑音を除去して、得られた電圧を増幅器１１２にその電源電圧として供給する。電圧制御器１２６は、信号Io-Iに比例した電圧を生成して出力する。ＬＰＦ１２７は、電圧制御器１２６の出力を平滑化して、言い換えると電圧制御器１２６の出力から帯域外雑音を除去して、得られた電圧を増幅器１１４にその電源電圧として供給する。
【００２６】
ＤＡコンバータ１３２は、ベースバンド信号Ｑを差動アナログ信号Qo+Q，Qo-Qに変換して出力する。言い換えると、ＤＡコンバータ１３２は、そのオフセットQoにベースバンド信号Ｑに対応する電圧が加算された信号と、オフセットQoからベースバンド信号Ｑに対応する電圧が減算された信号とを出力する。
【００２７】
電圧制御器１３４は、信号Qo+Qに比例した電圧を生成して出力する。ＬＰＦ１３５は、電圧制御器１３４の出力を平滑化して、言い換えると電圧制御器１３４の出力から帯域外雑音を除去して、得られた電圧を増幅器１１６にその電源電圧として供給する。電圧制御器１３６は、信号Qo-Qに比例した電圧を生成して出力する。ＬＰＦ１３７は、電圧制御器１３６の出力を平滑化して、言い換えると電圧制御器１３６の出力から帯域外雑音を除去して、得られた電圧を増幅器１１８にその電源電圧として供給する。
【００２８】
ベースバンド信号Ｉの値の範囲が-Im以上Im以下、ベースバンド信号Ｑの値の範囲が-Qm以上Qm以下であるとすると、増幅器１１２，１１４に供給される電源電圧の範囲はIo-Im以上Io+Im以下、増幅器１１６，１１８に供給される電源電圧の範囲はQo-Qm以上Qo+Qm以下である。ここで、増幅器１１２及び１１４において、電源電圧に対する出力信号の振幅及び位相の線形性が確保できるような電源電圧の上限を電圧VHI、下限を電圧VLIと表記し、増幅器１１６及び１１８において、電源電圧に対する出力信号の振幅及び位相の線形性が確保できるような電源電圧の上限を電圧VHQ、下限を電圧VLQと表記する。VLI≦Io-ImかつIo+Im≦VHIとなるようにIo及びImを設定し、VLQ≦Qo-QmかつQo+Qm≦VHQとなるようにQo及びQmを設定しておく。これにより、ゲインや位相を補償するためのテーブルを用いたり、補償のための処理を行う必要がなくなる。
【００２９】
増幅器１１２は、無変調信号cosωtを飽和増幅して出力する。すなわち、増幅器１１２は、無変調信号cosωtをその電源電圧で変調して、信号(Io+I)cosωt（又はこれに比例する信号、増幅器１１４，１１６，１１８についても同様）を生成し、出力する。増幅器１１４は、無変調信号-cosωtを飽和増幅して出力する。すなわち、増幅器１１４は、無変調信号-cosωtをその電源電圧で変調して、信号-(Io-I)cosωtを生成し、出力する。増幅器１１６は、無変調信号-sinωtを飽和増幅して出力する。すなわち、増幅器１１６は、無変調信号-sinωtをその電源電圧で変調して、信号-(Qo+Q)sinωtを生成し、出力する。増幅器１１８は、無変調信号sinωtを飽和増幅して出力する。すなわち、増幅器１１８は、無変調信号sinωtをその電源電圧で変調して、信号(Qo-Q)sinωtを生成し、出力する。
【００３０】
加算器１４２は、増幅器１１２の出力と増幅器１１４の出力と加算し、得られた和２Icosωtを出力する。この時、オフセットIoによる影響が除去され、残された成分の振幅は２倍（＋６dB)になる。増幅器１１２及び１１４の出力に含まれる白色雑音に起因する成分は、両増幅器の雑音には相関がないので、√２倍（＋３dB)にしかならない。このため、Ｓ／Ｎ比が３dB改善される。
【００３１】
加算器１４４は、増幅器１１６の出力と増幅器１１８の出力と加算し、得られた和-２Qsinωtを出力する。この時、オフセットQoによる影響が除去され、残された成分の振幅は２倍（＋６dB)になる。増幅器１１６及び１１８の出力に含まれる白色雑音に起因する成分は、両増幅器の雑音には相関がないので、√２倍（＋３dB)にしかならない。このため、Ｓ／Ｎ比が３dB改善される。加算器１４６は、加算器１４２の出力と加算器１４４の出力とを加算し、得られた和２Icosωt-２Qsinωtを変調信号ＭＤとして電力増幅器１５４に出力する。加算器１４６は、加算器１４２の出力と加算器１４４の出力との和に比例する信号を変調信号ＭＤとして出力してもよい。
【００３２】
変調器１００の帯域外雑音は、ＬＰＦ１２５，１２７，１３５，及び１３７によって抑圧され、加算器１４２及び１４４によっても抑圧される。このため、変調器１００の出力と電力増幅器１５４との間に帯域通過フィルタを挿入する必要がない。
【００３３】
このように、帯域外の雑音を抑えることができるので、高速なデータ通信を行う場合（言い換えると、広帯域変調信号を生成する場合）であっても、送信機に無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを用いる必要がない。したがって、低コストであり、かつ複数の周波数帯域に対応可能な送信機を実現することができる。このため、複数の周波数帯域を用いる場合であっても、コストや回路に要する面積を抑えることができる。
【００３４】
なお、発振器１０２は、変調器１００の外部にあってもよい。以下で説明する他の変調器についても同様である。
【００３５】
図３は、本発明の実施形態に係る他の送信機の構成例を示すブロック図である。図３の送信機は、ベースバンド信号生成部１５２と、デジタル変調器２００と、線形電力増幅器２５４とを有している。ベースバンド信号生成部１５２は、図１を参照して説明したように、入力データ列ＴＤに基づいてベースバンド信号Ｉ及びベースバンド信号Ｑを生成して、変調器２００に出力する。変調器２００は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいて変調信号ＭＤ１及びＭＤ２を生成して電力増幅器２５４に出力する。変調信号ＭＤ１，ＭＤ２は差動信号を構成する。電力増幅器２５４は、この差動信号を増幅して、送信信号ＴＡ１及びＴＡ２としてアンテナ（図示せず）に出力する。
【００３６】
図４は、図３の変調器２００の構成例を示すブロック図である。変調器２００は、移相器１０４に代えて移相器２０４を有し、加算部１４０に代えて加算部２４０を有する点の他は、図２の変調器１００と同様の構成要素を有している。加算部２４０は、加算器１４２，１４４と、差動増幅器２４８とを有している。ＤＡコンバータ１２２，１３２、電圧制御器１２４，１２６，１３４，１３６、ＬＰＦ１２５，１２７，１３５，１３７については、図２で説明したものと同様であるので、説明を省略する。
【００３７】
発振器１０２は、無変調連続波を生成し、移相器２０４に出力する。移相器２０４は、この無変調連続波に基づいて、無変調信号cosωt、及び無変調信号cosωtに直交する無変調信号-sinωtを生成して出力する。
【００３８】
増幅器１１２及び１１６については、図２で説明したものと同様であるので、説明を省略する。増幅器１１４は、無変調信号cosωtを飽和増幅して出力する。すなわち、増幅器１１４は、無変調信号cosωtをその電源電圧で変調して、信号(Io-I)cosωtを生成し、出力する。増幅器１１８は、無変調信号-sinωtを飽和増幅して出力する。すなわち、増幅器１１８は、無変調信号-sinωtをその電源電圧で変調して、信号-(Qo-Q)sinωtを生成し、出力する。
【００３９】
加算器１４２は、増幅器１１２の出力と増幅器１１６の出力と加算し、得られた和Icosωt-Qsinωt+Iocosωt-Qosinωtを出力する。加算器１４４は、増幅器１１４の出力と増幅器１１８の出力と加算し、得られた和-Icosωt+Qsinωt+Iocosωt-Qosinωtを出力する。
【００４０】
差動増幅器２４８は、加算器１４２の出力と加算器１４４の出力との差に対応する信号Icosωt-Qsinωtを、変調信号ＭＤ１として電力増幅器２５４に出力する。差動増幅器２４８は、変調信号ＭＤ１の逆相の信号-(Icosωt-Qsinωt)を、変調信号ＭＤ２として電力増幅器２５４に出力する。このように、差動増幅器２４８では、オフセットIo及びQoによる影響が除去される。差動増幅器２４８は、加算器１４２の出力と加算器１４４の出力との差に比例する他の信号を、変調信号ＭＤ１として出力してもよい。なお、変調器２００の出力を受ける回路やアンテナが同相成分除去機能を持つ場合には、差動増幅器２４８は必ずしも必要ではない。
【００４１】
変調器２００の帯域外雑音は、ＬＰＦ１２５，１２７，１３５，及び１３７によって抑圧される。このため、変調器２００の出力と電力増幅器２５４との間に帯域通過フィルタを挿入する必要がない。
【００４２】
このように、帯域外の雑音を抑えることができるので、高速なデータ通信を行う場合であっても、送信機に無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを用いる必要がない。したがって、低コストであり、かつ複数の周波数帯域に対応可能な送信機を実現することができる。
【００４３】
変調器２００は差動信号を出力するので、変調器２００と差動電力増幅器２５４とを、例えば同一のチップ上に形成することにより、１つのＩＣとして実現することが容易である。また、変調器２００が出力する差動信号を、差動アンテナにバランス・アンバランス変換回路を介さずに直接出力することができる。
【００４４】
図５は、本発明の実施形態に係る更に他の送信機の構成例を示すブロック図である。図５の送信機は、ベースバンド信号生成部１５２と、デジタル変調器３００と、線形電力増幅器３５４とを有している。ベースバンド信号生成部１５２は、図１を参照して説明したように、入力データ列ＴＤに基づいてベースバンド信号Ｉ及びベースバンド信号Ｑを生成して、変調器３００に出力する。変調器３００は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいて変調信号ＭＤＳを生成して電力増幅器３５４に出力する。電力増幅器３５４は、変調信号ＭＤＳを増幅して、送信信号ＴＡＳとしてアンテナ（図示せず）に出力する。
【００４５】
図６は、図５の変調器３００の構成例を示すブロック図である。変調器３００は、可変利得増幅器３６２，３６４と、直交変調部３７０と、制御部３８２と、スイッチ３８４とを更に有する点の他は、図２の変調器１００と同様に構成されている。直交変調部３７０は、ミキサ３７２，３７４と、加算器３７６と、ＬＰＦ３７７，３７８と、可変利得増幅器３６６とを有している。
【００４６】
制御部３８２には、図５の送信機の外部から電力制御信号ＰＣが入力される。可変利得増幅器３６２は、制御部３８２の指示に従ってベースバンド信号Ｉの値を増減してＤＡコンバータ１２２に出力する。可変利得増幅器３６４は、制御部３８２の指示に従ってベースバンド信号Ｑの値を増減してＤＡコンバータ１３２に出力する。
【００４７】
ＬＰＦ３７７は、ＤＡコンバータ１２２から出力された差動信号Io+I，Io-Iを平滑化して、言い換えると、この差動信号から帯域外雑音を除去して出力する。ミキサ３７２は、移相器１０４で生成された無変調信号cosωt，-cosωtで構成される差動信号を、ＬＰＦ３７７の出力で変調（乗算）し、得られた変調信号を出力する。ＬＰＦ３７８は、ＤＡコンバータ１３２から出力された差動信号Qo+Q，Qo-Qを平滑化して、言い換えると、この差動信号から帯域外雑音を除去して出力する。ミキサ３７４は、移相器１０４で生成された無変調信号-sinωt，sinωtで構成される差動信号を、ＬＰＦ３７８の出力で変調（乗算）し、得られた変調信号を出力する。
【００４８】
加算器３７６は、ミキサ３７２の出力とミキサ３７４の出力とを加算し、得られた変調信号Icosωt-Qsinωtを出力する。可変利得増幅器３６６は、制御部３８２の指示に従って加算器３７６の出力を増幅して出力する。すなわち、可変利得増幅器３６６は、加算器３７６の出力に比例する信号を出力する。スイッチ３８４は、加算器１４６から出力された変調信号ＭＤと、可変利得増幅器３６６から出力された変調信号ＭＤＤとのうちの１つを、制御部３８２の指示に従って選択し、変調信号ＭＤＳとして電力増幅器３５４に出力する。
【００４９】
制御部３８２は、電力制御信号ＰＣの値が予め設定された閾値以上である場合には、加算器１４６から出力された変調信号ＭＤを選択するように、スイッチ３８４を制御する。この場合、制御部３８２は、変調信号ＭＤのレベルを、可変利得増幅器３６２，３６４によって制御する。制御部３８２は、電力制御信号ＰＣの値が予め設定された閾値より小さい場合には、可変利得増幅器３６６から出力された変調信号ＭＤＤを選択するように、スイッチ３８４を制御する。この場合、制御部３８２は、変調信号ＭＤＤのレベルを、可変利得増幅器３６６によって制御する。
【００５０】
制御部３８２の閾値は、送信電力を上げる方向に制御する場合と、送信電力を下げる方向に制御する場合とで、異なる値にしてもよい。すなわち、電力制御信号ＰＣの値に対する制御部３８２の動作に、ヒステリシス特性を持たせてもよい。
【００５１】
電力制御信号ＰＣの値は、例えば変調器３００に要求される出力電力に応じた値である。要求される出力電力が予め設定された閾値以上である場合には、変調器３００の帯域外雑音は、ＬＰＦ１２５，１２７，１３５，及び１３７により抑圧され、加算器１４２及び１４４によっても抑圧される。要求される出力電力が予め設定された閾値より小さい場合には、ＤＡコンバータ１２２及び１３２で発生する雑音はＬＰＦ３７７及び３７８で抑圧できるのに対して、ミキサ３７２及び３７４で発生する雑音は抑圧されない。しかし、要求される帯域外雑音レベルは、通常は絶対値で規定されるので、可変利得増幅器３６６によって変調信号とともに帯域外雑音を減衰させればよい。これにより、要求される帯域外雑音レベルの規定を満たすことができる。このため、変調器３００の出力と電力増幅器３５４との間に帯域通過フィルタを挿入する必要がない。
【００５２】
このように、帯域外の雑音を抑えることができるので、高速なデータ通信を行う場合であっても、送信機に無線周波数帯域で動作する帯域通過フィルタを用いる必要がない。したがって、低コストであり、複数の周波数帯域に対応可能であり、かつ出力電力範囲が広い送信機を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、高速なデータ通信を行う場合であっても、コストを抑えることができるので、本発明は、デジタル変調器及び送信機等について有用である。
【符号の説明】
【００５４】
１００，２００，３００  変調器
１０２  発振器
１０４，２０４  移相器
１１２，１１４，１１６，１１８  増幅器
１２４，１２６，１３４，１３６  電圧制御器
１４０，２４０  加算部
１５２  ベースバンド信号生成部
１５４，２５４，３５４  線形電力増幅器
３８２  制御部
３８４  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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