(57)【要約】      （修正有）【課題】センシング回路の出力端子で高い電圧低下を生成する静電容量型タッチパネル用のセンシング回路を提供する。【解決手段】センシング回路は、オペレーションアンプ、第１から第６からなる６つのスイッチおよび第１と第２のフィードバックコンデンサーを有している。オペレーションアンプは正側入力端子、負側入力端子および出力端子を有し、基準電圧は正側入力端子に入力される。第１のスイッチは受信電極と負側入力端子の間で接続され、第２のスイッチは負側入力端子と出力端子の間で接続される。第３のスイッチは負側入力端子および第１のフィードバックコンデンサーに接続され、第４のスイッチは第１のフィードバックコンデンサーおよび出力端子に接続される。第５のスイッチは負側入力端子および第２のフィードバックコンデンサーに接続され、第６のスイッチは第２のフィードバックコンデンサーおよび出力端子に接続される。【選択図】図４Ａ
2011086297.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
静電容量型タッチパネルの受信電極と、該静電容量型タッチパネルの駆動電極と前記受信電極と間に存在する相互のキャパシタンスと、および、駆動信号を受け取る前記駆動電極とを備えた使用のためのセンシング回路であって、
正側入力端子、負側入力端子および出力端子を有し、基準電圧が当該オペレーションアンプの前記正側入力端子に入力されるオペレーションアンプと、
前記受信電極と前記オペレーションアンプの前記負側入力端子の間で接続される第１のスイッチと、
前記オペレーションアンプの前記負側入力端子と前記出力端子の間で接続している第２のスイッチと、
第１のフィードバックコンデンサーと、
第２のフィードバックコンデンサーと、
前記オペレーションアンプの前記負側入力端子に接続された第１の端子、および前記第１のフィードバックコンデンサーの第１の端子に接続された第２の端子を有する第３のスイッチと、
前記第１のフィードバックコンデンサーの第２の端子に接続された第１の端子、および前記オペレーションアンプの前記出力端子に接続された第２の端子を有する第４のスイッチと、
前記オペレーションアンプの前記負側入力端子に接続された第１の端子、および前記第２のフィードバックコンデンサーの第１の端子に接続された第２の端子を有する第５のスイッチと、
前記第２のフィードバックコンデンサーの第２の端子に接続された第１の端子、および前記オペレーションアンプの前記出力端子に接続された第２の端子を有する第６のスイッチと、
前記駆動信号は、駆動サイクル中に少なくとも1つのパルスを生成し、該パルスの立ち上がりエッジに応じて前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは制御され、前記第１のフィードバックコンデンサーが第１の充電方向に充電され、前記パルスの立ち下がりエッジに応じて、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは制御され、前記第２のフィードバックコンデンサーは第２の充電方向に充電されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項２】
請求項１記載のセンシング回路であって、第１のフィードバックコンデンサーは第１のフィードバックコンデンサーの第１の端子から第２の端子へ第１の充電方向に充電され、第２のフィードバックコンデンサーは、第２のフィードバック・コンデンサーの第２の端子から第１の端子へ第２の充電方向に充電されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項３】
請求項１記載のセンシング回路であって、各パルスがそれぞれ第１の時間間隔および第２の時間間隔を有し、低レベル状態から高レベル状態まで切り替えられたパルスの立ち上がりエッジは前記第１の時間間隔内であり、前記高レベル状態から前記低レベル状態まで切り替えられたパルスの立ち下がりエッジは前記第２の時間間隔内にあり、前記第１の時間間隔内では、前記第１のスイッチ、前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチは閉じた状態とされるように制御されると共に前記第２のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは開いた状態とされるように制御され、前記第２の時間間隔では、前記第１のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは閉じた状態とされるように制御されると共に前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチは開いた状態とされるように制御されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項４】
請求項１記載のセンシング回路であって、前記駆動信号のプレチャージサイクル中では、前記第１のフィードバックコンデンサーおよび前記第２のフィードバックコンデンサーに格納される電荷量がゼロとなるように、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは閉じた状態となるように制御されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項５】
請求項１記載のセンシング回路であって、前記駆動信号が前記駆動サイクル中に１つのパルスを生成する場合、電圧降下は第１の電圧値と等しくされ、前記駆動信号が前記駆動サイクル中にNパルスを生成する場合、電圧降下は前記第１の電圧値のN倍と等しくされ、前記駆動信号の出力サイクル中に、前記第１のフィードバックコンデンサーおよび前記第２のフィードバックコンデンサーは直列に接続され、第１の電圧値の2N倍の電圧降下がオペレーションアンプの出力端子で生成されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項６】
請求項５記載のセンシング回路であって、前記第３のスイッチの前記第２の端子と前記オペレーションアンプの前記出力端子の間で接続している第７のスイッチと、前記第１のフィードバックコンデンサーの第２の端子と前記第２のフィードバックコンデンサーの第２の端子の間で接続している第８のスイッチとを有し、前記駆動信号の出力サイクル中に、前記第７のスイッチおよび前記第８のスイッチは閉じた状態とされるように制御されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項７】
請求項１記載のセンシング回路であって、前記駆動信号が前記駆動サイクル中に1つのパルスを生成する場合、電圧降下は第２の電圧値と等しくされ、前記駆動信号が前記駆動サイクル中にNパルスを生成する場合、電圧降下は第２の電圧値のN倍と等しくされ、前記駆動信号の出力サイクル中に、第１のフィードバックコンデンサーおよび第２のフィードバックコンデンサーは互いに平行に接続されて、第２の電圧値のN倍の電圧降下がオペレーションアンプの出力端子で生成されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項８】
請求項７記載のセンシング回路であって、前記第３のスイッチの前記第２の端子と前記オペレーションアンプの前記出力端子の間で接続している第９のスイッチと、そして前記第１のフィードバックコンデンサーの前記第２の端子と前記オペレーションアンプの前記負側入力端子の間で接続している第１０のスイッチとを有し、前記駆動信号の出力サイクル中に、前記第９のスイッチおよび前記第１０のスイッチは閉じた状態とされるように制御されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項９】
静電容量型タッチパネルの受信電極と、該静電容量型タッチパネルの駆動電極と前記受信電極と間に存在する相互のキャパシタンスと、および、駆動信号を受け取る前記駆動電極とを備えた使用のためのセンシング回路であって、
正側入力端子、負側入力端子および出力端子を有し、基準電圧が当該オペレーションアンプの前記正側入力端子に入力されるオペレーションアンプと、
前記受信電極と前記オペレーションアンプの前記負側入力端子の間で接続される第１のスイッチと、
前記オペレーションアンプの前記負側入力端子と前記出力端子の間で接続している第２のスイッチと、
フィードバックコンデンサーと、
前記オペレーションアンプの前記負側入力端子に接続された第１の端子、および前記フィードバックコンデンサーの第１の端子に接続された第２の端子を有する第３のスイッチと、
前記フィードバックコンデンサーの第２の端子に接続された第１の端子、および前記オペレーションアンプの前記出力端子に接続された第２の端子を有する第４のスイッチと、
前記フィードバックコンデンサーの前記第２の端子と前記オペレーションアンプの前記負側入力端子の間で接続された第５のスイッチと、
前記フィードバック・コンデンサーの前記第１の端子と前記オペレーションアンプの前記出力端子の間で接続された第６のスイッチと、
前記駆動信号は、パルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジに応じて前記駆動サイクル中に少なくとも１つのパルスを生成し、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチが制御されて、前記フィードバックコンデンサーは第１の充電方向に充電されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項１０】
請求項９記載のセンシング回路であって、前記フィードバックコンデンサーは、当該フィードバックコンデンサーの前記第１の端子から前記第２の端子へ前記第１の充電方向に充電され、各パルスはそれぞれ第１の時間間隔および第２の時間間隔を有し、低レベル状態から高レベル状態まで切り替えられたパルスの立ち上がりエッジは前記第１の時間間隔内であり、前記高レベル状態から前記低レベル状態まで切り替えられたパルスの立ち下がりエッジは前記第２の時間間隔内にあり、前記第１の時間間隔内では、前記第１のスイッチ、前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチは閉じた状態とされるように制御されると共に前記第２のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは開いた状態とされるように制御され、前記第２の時間間隔では、前記第１のスイッチ、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチは閉じた状態とされるように制御されると共に前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチは開いた状態とされるように制御されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項１１】
請求項９記載のセンシング回路であって、前記駆動信号のプレチャージサイクル中では、前記フィードバックコンデンサーに格納される電荷量がゼロとなるように、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、および前記第４のスイッチは閉じた状態となるように制御されることを特徴とするセンシング回路。
【請求項１２】
請求項９記載のセンシング回路であって、前記駆動信号の出力サイクル中では、前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチが閉じた状態となるように制御され、且つ前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチは開いた状態となるように制御され、前記駆動信号が前記駆動サイクル中に１つのパルスを生成する場合、電圧降下は第３の電圧値と等しくされ、前記駆動信号が前記駆動サイクル中にNパルスを生成する場合、電圧降下は前記第３の電圧値のN倍と等しくされ、前記駆動信号の出力サイクル中に前記フィードバック・コンデンサーによって第３の電圧値のN倍の電圧降下がオペレーションアンプの出力端子で生成されることを特徴とするセンシング回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、タッチパネル用のセンシング回路に関し、特に静電容量型タッチパネル用のセンシング回路に関する。この出願は２００９年１０月１９日に出願された台湾出願第９８１３５２９５号の利益を要求するものであって、その主題は参照によってここに組込まれるものとする。
【背景技術】
【０００２】
図１は従来技術に従う静電容量型タッチパネルシステムを示す概略回路図である。図１に示すように、静電容量型タッチパネルシステムは駆動ユニットu1〜u6、センシング回路s1〜s6、及びタッチパネルを含む。タッチパネルは駆動電極d1〜d6と受信電極r1〜r6を含んでおり、それらは直接互いには接続されていない。駆動電極d1〜d6はそれぞれの駆動ユニットu1〜u6の出力端子に接続される。受信電極r1〜r6はそれぞれのセンシング回路s1〜s6の入力端子に接続される。等価なキャパシタンスCd1〜Cd6が駆動電極d1〜d6と接地の間に存在する。等価なキャパシタンスCr1〜Cr6は受信電極r1〜r6と接地の間に存在する。さらに、相互キャパシタンスCm11〜Cm66は駆動電極d1〜d6とそれぞれの受信電極r1〜r6の間に存在する。明確化のため、６つの駆動電極d1〜d6および６つの受信電極r1〜r6すなわち、タッチパネルが図１に示される。より多くの駆動電極および受信電極を備えた静電容量型タッチパネルは、同様の配置を有しているものとすることができ、余分にはここに記述されない。
【０００３】
図１の静電容量型タッチパネルは、複数の指用のタッチパネルである。伝導性の指示オブジェクト(例えば指)が静電容量型タッチパネルに触れるとき、相互の容量値が変更される。相互の容量値の変更に従って触れられた位置が認識される。一般に、一旦ユーザの指が静電容量型タッチパネルのタッチポイントに置かれれば、タッチポイントの相互の容量値が変更される。その間に、駆動信号は、対応する相互容量に送られる。その駆動信号に応じて、相互容量に格納された電気量は相応して変更される。その電気量の変更はセンシング回路によって検知される。前記センシング回路に接続された後段の回路(図示せず)は、電気量の変更によるタッチポイントの位置を認識することができる。さらに、電気量(Q)と電圧(V)および容量値(C)の関係は、方程式Q=CxVに従うので、センシング回路は後段の回路にさらに電圧変化を提供し得る。後段の回路は、電圧変化によるタッチポイントの位置を認識する。
【０００４】
再び図１を参照する。６つの駆動信号P1〜P6は、駆動ユニットu1〜u6を介し駆動電極d1〜d6にそれぞれのパルスを連続して供給する。相互のキャパシタンスCm11〜Cm66が駆動電極d1〜d6とそれぞれの受信電極r1〜r6の間で接続されているので、相互のキャパシタンスCm11〜Cm66の結合電荷は受信電極r1〜r6を介してセンシング回路s1〜s6に送られる。そのため、出力電圧Vo1〜Vo6はセンシング回路s1〜s6によってそれぞれ生成される。
【０００５】
例えば、駆動サイクルTで生成された第１の駆動信号P1のパルスは、第１の駆動電極d1に接続される相互のキャパシタンスCm11〜Cm16を充電する。相互のキャパシタンスCm11〜Cm16の結合電荷は受信電極r1〜r6を通してセンシング回路s1〜s6に送られる。相応して、出力電圧Vo1〜Vo6は、センシング回路s1〜s6によってそれぞれ生成される。
【０００６】
タッチポイントが相互のキャパシタンスCm11に近いものと仮定して、第１のセンシング回路s1によって生成された出力電圧Vo1は、センシング回路s2〜s6からそれぞれ出力される出力電圧Vo2〜Vo6とは異なるものとなる。２つのタッチポイントがそれぞれ相互のキャパシタンスCm11およびCm16と近いものであると仮定して、第１のセンシング回路s1および第６のセンシング回路s6によって生成された出力電圧Vo1、Vo6は、センシング回路s2〜s5からそれぞれ出力される出力電圧Vo2〜Vo5とは異なったものとなる。
【０００７】
次の駆動サイクルでは、駆動信号P2〜P6は、駆動電極d1〜d6に連続してパルスを供給する。相応して、出力電圧Vo1〜Vo6はセンシング回路s1〜s6によってそれぞれ生成される。
【０００８】
これらの６つの駆動サイクルT1は、走査サイクルτを構成すると考えられる。換言すれば、走査サイクルτの後は静電容量型タッチパネルのエリアはすべて一度走査されたものとなる。そういうものとして、タッチパネル上の少なくとも１つのタッチポイントの位置は認識することができる。
【０００９】
図２は、先行技術による静電容量型タッチパネルシステムのセンシング回路を例示する概略回路図である。図２に示すように、センシング回路sは積分回路によって構成される。センシング回路sはオペレーションアンプ200およびフィードバックコンデンサーCiを含む。基準電圧Vrefはオペレーションアンプ200の正側入力端子(+)に入力される。フィードバックコンデンサーCiの両端子は、負側入力端子(-)およびオペレーションアンプ200の出力端子Voにそれぞれ接続される。さらに、オペレーションアンプ200の負側入力端子(-)も受信電極rに接続される。相互のキャパシタンスCmは受信電極rと駆動電極dの間に接続される。等価なキャパシタンスCrは受信電極rと接地端子GNDの間に接続される。
【００１０】
オペレーションアンプ200の通常動作中において、オペレーションアンプ200の正側入力端子(+)および負側入力端子(-)に入力した電圧は、基準電圧Vrefと等しい。すなわち、キャパシタンスCrの両側の電圧は基準電圧Vrefと等しい。駆動電極dを通り抜けるパルスの振幅がVyであるという場合では、出力端子Voは電圧降下ΔVoを有する。
【００１１】
電圧降下ΔVoは次の方程式(I)、ΔVo=-Vy(Cm/Ci)によって計算される。図１の中で示される第１の駆動信号P1をとってみると、タッチポイントが作成されないという場合では、相互のキャパシタンスCm11〜Cm16の相互の容量値は不変である。したがって、センシング回路s1〜s6の出力端子Vo1〜Vo6の電圧降下は同一である。他方、もしタッチポイントが相互のキャパシタンスCm11に近い場合、相互のキャパシタンスCm11の相互の容量値は変更され、したがって、第１のセンシング回路s1の出力端子Vo1の電圧降下は、センシング回路s2〜s6の出力端子Vo2〜Vo6の電圧降下とは異なるものとなる。センシング回路s1〜s6の出力端子Vo1〜Vo6の電圧降下によれば、後段の回路は、タッチポイントの位置を認識することができる。
【００１２】
タッチポイントの相互のキャパシタンスCmの相互の容量値の変化が非常に小さい場合、相互のキャパシタンスCmの結合電荷は他の相互のキャパシタンスの結合電荷とはわずかに異なる。そのため、タッチポイントに対応するセンシング回路によって生成された電圧降下は、他のセンシング回路によって生成された電圧降下とはわずかに異なることになる。この場合において、後段の回路は、電圧降下の変化によるタッチポイントの位置を認識できない。
【００１３】
図３は、先行技術による他の１つの静電容量型タッチパネルシステムを例示する概略回路図である。図３に示すように、駆動信号P1〜P6の各々は、駆動サイクルTで、２つのパルスt1、t2を生成する。換言すれば、相互のキャパシタンスの結合電荷は、数回生成される。センシング回路s1〜s6は、相互のキャパシタンスの結合電荷を数回蓄積するように設計されている。そのため、センシング回路s1〜s6からの出力電圧Vo1〜Vo6は識別可能である。
【００１４】
図３に示すように、走査サイクルτは６つの駆動サイクルTを含んでおり、２つのパルスt1、t2が、各駆動サイクルTで生成される。すなわち、駆動信号P1〜P6の各々が各駆動サイクルTで、２つのパルスt1、t2を生成するので、相互のキャパシタンスの結合電荷は数回生成される。センシング回路s1〜s6、相互のキャパシタンスの結合電荷を数回蓄積するように設計され、タッチポイントの位置を決定するためのより高い電圧降下を生成する。換言すれば、走査サイクルτの後、静電容量型タッチパネルのすべてのエリアは一度に走査される。このようにタッチパネル上の少なくとも１つのタッチポイントの位置は認識される。
【００１５】
明確にするため、各駆動サイクルTで生成された２つのパルスt1、t2が、図３の中で示される。なお、２つより多いパルスを各駆動サイクルTで生成してもよい。そういうものとして、センシング回路s1〜s6はより高い電圧降下を生成する。相互のキャパシタンスの結合電荷を蓄積する多数のパルスの使用は、例えば「静電容量型センサーおよび配列」を名称とする米国特許第6,452,514号に示される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明は当該センシング回路の出力端子で高い電圧低下を生成する静電容量型タッチパネルで使用するセンシング回路を提供する。タッチポイントからの電圧降下と、触っていないポインからの電圧降下は区別されることから、後段の回路は、容易に電圧降下の変化によるタッチポイントの実際の位置を認識することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の一態様に従って、静電容量型タッチパネルの受信電極で使用するセンシング回路が提供される。相互のキャパシタンスは、静電容量型タッチパネルおよび受信電極の駆動電極間で接続される。駆動電極は駆動信号を受け取る。センシング回路は、オペレーションアンプ、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第１のフィードバックコンデンサー、第２のフィードバックコンデンサー、第３のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチおよび第６のスイッチを有する。オペレーションアンプには正側入力端子、負側入力端子および出力端子を有する。基準電圧はオペレーションアンプの正側入力端子に入力される。第１のスイッチは、受信電極とオペレーションアンプの負側入力端子の間で接続される。第２のスイッチは、負側入力端子とオペレーションアンプの出力端子の間で接続される。第３のスイッチは、オペレーションアンプの負側入力端子に第１の端子が接続され、第１のフィードバックコンデンサーの第１の端子に第２の端子が接続される。第４のスイッチは、第１のフィードバックコンデンサーの第２の端子に接続される第１の端子と、オペレーションアンプの出力端子に接続される第２の端子を有する。第５のスイッチは、オペレーションアンプの負側入力端子に接続される第１の端子と、第２のフィードバックコンデンサーの第１の端子に接続される第２の端子を有する。第６のスイッチは、第２のフィードバックコンデンサーの第２の端子に接続する第１の端子と、およびオペレーションアンプの出力端子に接続される第２の端子を有する。駆動信号は駆動サイクル中に少なくとも１つのパルスを生成する。パルスの立ち上がりエッジに応じて、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第３のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチおよび第６のスイッチは制御され、その結果、第１のフィードバックコンデンサーは第１の充電方向に充電される。パルスの立ち下がりエッジに応じて、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第３のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチおよび第６のスイッチは制御され、その結果、第２のフィードバックコンデンサーは第２の充電方向に充電される。
【００１８】
本発明の上述の内容は、詳細な説明および次に示す添付図面を考慮した後、当該技術の当業者により容易に明白とされるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】従来の技術の静電容量型タッチパネルシステムを例示する概略回路図である。
【図２】従来の技術による静電容量型タッチパネルシステムのセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図３】従来の技術による他の静電容量型タッチパネルシステムを例示する概略回路図である。
【図４Ａ】本発明の第１の実施形態によるセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図４Ｂ】図４Ａに示すセンシング回路の関連する信号処理を例示する概略タイミング波形図である。
【図５Ａ】プレチャージサイクル中の図４のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図５Ｂ】駆動サイクルTの第１のパルスt1の先の時間間隔t1aの間の図４のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図５Ｃ】駆動サイクルTの第１のパルスt1の後の時間間隔t1bの間の図４のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図５Ｄ】出力サイクルOの間の図４のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図６Ａ】本発明の第２の実施形態によるセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図６Ｂ】図６Ａに示されるセンシング回路の関連する信号処理を例示する概略タイミング波形図である。
【図７Ａ】プレチャージサイクル中の図６のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図７Ｂ】駆動サイクルTの第１のパルスt1の先の時間間隔t1aの間の図６のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図７Ｃ】駆動サイクルTの第１のパルスt1の後の時間間隔t1bの間の図６のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図７Ｄ】出力サイクルOの間の図6のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図８Ａ】本発明の第３の実施形態によるセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図８Ｂ】図８Ａに示すセンシング回路の関連する信号処理を例示する概略タイミング波形図である。
【図９Ａ】プレチャージサイクル中の図８のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図９Ｂ】駆動サイクルTの第１のパルスt1の先の時間間隔t1aの間の図８のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図９Ｃ】駆動サイクルTの第１のパルスt1の後の時間間隔t1bの間の図８のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【図９Ｄ】出力サイクルOの間の図８のセンシング回路を例示する概略回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明はここで次の実施形態を参照しながらより明確に記述される。なお、本発明の好適な実施形態の次の記述は、説明と解説だけの目的のためでここに示される。また、網羅するものあるいは開示されたところから正確さに制限されたものとなるように意図したものではない。
【００２１】
図４Ａは、本発明の第１の実施形態に従いセンシング回路を例示する概略回路図である。図４Ｂは、図４Ａに示すセンシング回路の関連する信号処理を例示する概略タイミング波形図である。センシング回路sはオペレーションアンプ400、第１のフィードバックコンデンサーCi1、第２のフィードバックコンデンサーCi2および８個のスイッチsw1〜sw8を有する。
【００２２】
基準電圧Vrefは、オペレーションアンプ400の正側入力端子(+)に入力される。第１のスイッチsw1は第１の制御信号ctr1によって制御され、受信電極rとオペレーションアンプ400の負側入力端子(-)の間に接続される。第２のスイッチsw2は第２の制御信号ctr2によって制御され、オペレーションアンプ400の負側入力端子(-)と出力端子Voの間に接続される。第３のスイッチsw3は第３の制御信号ctr3によって制御される。第３のスイッチsw3の第１の端子は、オペレーションアンプ400の負側入力端子(-)に接続される。第３のスイッチsw3の第２の端子は第１のフィードバックコンデンサーCi1の第１の端子に接続される。第４のスイッチsw4は第４の制御信号ctr4によって制御される。第４のスイッチsw4の第１の端子は第１のフィードバックコンデンサーCi1の第２の端子に接続される。第４のスイッチsw4の第２の端子はオペレーションアンプ400の出力端子Voに接続される。第５のスイッチsw5は第５の制御信号ctr5によって制御される。第５のスイッチsw5の第１の端子は、オペレーションアンプ400の負側入力端子(-)に接続される。第５のスイッチsw5の第２の端子は第２のフィードバックコンデンサーCi2の第１の端子に接続される。第６のスイッチsw6は第６の制御信号ctr6によって制御される。第６のスイッチsw6の第１の端子は第２のフィードバックコンデンサーCi2の第２の端子に接続される。第６のスイッチsw6の第２の端子はオペレーションアンプ400の出力端子Voに接続される。第７のスイッチsw7は第７の制御信号ctr7によって制御され、第３のスイッチsw3の第２の端子とオペレーションアンプ400の出力端子Voの間に接続される。第８のスイッチsw8は第８の制御信号ctr8によって制御され、第１のフィードバックコンデンサーCi1の第２の端子と第２のフィードバックコンデンサーCi2の第２の端子の間に接続される。
【００２３】
この実施形態では、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーCi2は、同じ容量値を持っており、それはCi/2と等しい。
【００２４】
図４Ｂに示すように、駆動信号Pの走査サイクルτは、プレチャージサイクル、駆動サイクルT、および出力サイクルOを有する。各駆動サイクルTで、駆動信号Pは３つのパルスt1、t2、t3を生成する。出力サイクルOは駆動サイクルTに続く。残りの時間はプレチャージサイクルである。８つの制御信号ctr1〜ctr8の高レベルの状態に応じて、スイッチsw1〜sw8は閉じた状態とされる。しかし、８つの制御信号ctr1〜ctr8の低レベルの状態に応じて、スイッチsw1〜sw8は開いた状態とされる。以下に、センシング回路sの動作について図４、５を参照しながら、より詳しく説明する。
【００２５】
図５Ａはプレチャージサイクル中の図４Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。プレチャージサイクル中では、スイッチsw1〜sw6は全て閉じた状態とされるが、第７のスイッチsw7および第８のスイッチsw8は開いた状態とされる。プレチャージサイクル期間ではパルスが生成されず、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端子は短絡しているため、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーCi2に蓄積された電荷量はゼロとなる。
【００２６】
図５Ｂは駆動サイクルTの第１のパルスt1の先の時間間隔t1aの間の図４Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図４Ｂ、５Ｂを参照する。第１のパルスt1の先の時間間隔t1aでは、第１のパルスt1は低レベルの状態から高レベルの状態まで切り替えられる。すなわち、第１のパルスt1の立ち上がりエッジは先の時間間隔t1aの内にある。その間に、第１のスイッチsw1、第３のスイッチsw3および第４のスイッチsw4は閉じた状態とされるが、第２のスイッチsw2およびスイッチsw5〜sw8は開いた状態とされる。
【００２７】
そのため、相互のキャパシタンスCmは第１のパルスt1の立ち上がりエッジで結合電荷を生成する。さらに、相互のキャパシタンスCmの正側端子(+)が駆動電極dに接続され、相互のキャパシタンスCmの負側端子(-)が受信電極rに接続されるので、第１のフィードバックコンデンサーCi1の第１の端子は正側端子(+)であり、第１のフィードバックコンデンサーCi1の第２の端子は負側端子(-)である。方程式(I)によれば、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧降下は次式ΔVo=2(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００２８】
図５Ｃは駆動サイクルTの第１のパルスt1の後の時間間隔t1bの間の図４Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図４Ｂ、５Ｃを参照する。第１のパルスt1の後の時間間隔t1bでは、第１のパルスt1は高レベルの状態から低レベルの状態まで切り替えられる。すなわち、第１のパルスt1の立ち下がりエッジは後の時間間隔t1bの内にある。その間に、第１のスイッチsw1、第５のスイッチsw5および第６のスイッチsw6は閉じた状態であるが、第２のスイッチsw2、第３のスイッチsw3、第４のスイッチsw4、第７のスイッチsw7および第８のスイッチsw8は、開いた状態である。
【００２９】
そのため、相互のキャパシタンスCmは第１のパルスt1の立ち下がりエッジで結合電荷を生成する。さらに、相互のキャパシタンスCmの負側端子(-)が駆動電極dに接続され、相互のキャパシタンスCmの正側端子(+)が受信電極rに接続されるので、第２のフィードバックコンデンサーCi2の第１の端子は負側端子(-)であり、第２のフィードバックコンデンサーCi2の第２の端子は正側端子(+)である。方程式(I)によれば、第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧降下は次式ΔVo=2(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００３０】
図５Ｂ、５Ｃから理解されるように、第１のフィードバックコンデンサーCi1は、駆動信号の第１のパルスt1の立ち上がりエッジに応じて第１の端子から第２の端子へ第１の充電方向に充電される。また、第２のフィードバックコンデンサーCi2は、駆動信号の第１のパルスt1の立ち下がりエッジに応じて第２の端子から第１の端子への第２の充電方向に充電される。
【００３１】
同様に、第２のパルスt2の先の時間間隔t2aの間、センシング回路sの動作状況は図５Ｂに述べたものと似ている。さらに、第１のフィードバックコンデンサーCi1は第１の端子から第２の端子へ充電され、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧降下は次式ΔVo=４(Vy(Cm/Ci))のように得られる。同様に、第２のパルスt2の後の時間間隔t2bの間、センシング回路sの動作状況は図５Ｃに述べたものと似ている。さらに、第２のフィードバックコンデンサーCi2は第２の端子から第１の端子へ充電され、第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧降下は次式ΔVo=４(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００３２】
同様に、第３のパルスt3の先の時間間隔t3aの間、センシング回路sの動作状況は図５Ｂに述べたものと似ている。さらに、第１のフィードバックコンデンサーCi1は第１の端子から第２の端子へ充電され、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧降下は次式ΔVo=６(Vy(Cm/Ci))のように得られる。同様に、第３のパルスt3の後の時間間隔t3bの間に、センシング回路sの動作状況は図５Ｃに述べたものと似ている。さらに第２のフィードバックコンデンサーCi2は第２の端子から第１の端子へ充電され、第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧降下は次式ΔVo=６(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００３３】
図５Ｄは出力されたサイクルOの間の図４Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図４Ｂ、５Ｄを参照する。出力サイクルOの期間では、第５のスイッチsw5、第７のスイッチsw7および第８のスイッチsw8は、閉じた状態であるが、スイッチsw1〜sw4および第６のスイッチsw6は開いた状態である。
【００３４】
明らかに、出力サイクルOの間に、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧は第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧によって増加する。そのため、出力端子Voの電圧降下は次式ΔVo=１２(Vy(Cm/Ci))のように得られる。換言すれば、Nパルスが駆動サイクルTに生成されるという場合では、出力端子Voの電圧降下は次式ΔVo=4N(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００３５】
第１の実施形態では、センシング回路sの出力端子での電圧降下は、出力サイクル中に増加する。よって、タッチポイントからの電圧降下と、触っていないポインからの電圧降下は区別されることから、後段の回路は、容易に電圧降下の変化によるタッチポイントの実際の位置を認識することができる。
【００３６】
図６Ａは、本発明の第２の実施形態に従ってセンシング回路を例示する概略回路図である。図６Ｂは、図６Ａに示すセンシング回路の関連する信号処理を例示する概略タイミング波形図である。センシング回路sはオペレーションアンプ600、第１のフィードバックコンデンサーCi1、第２のフィードバックコンデンサーCi2および８つのスイッチsw1〜sw8を有する。
【００３７】
基準電圧Vrefは、オペレーションアンプ600の正側入力端子(+)に入力される。第１のスイッチsw1は第１の制御信号ctr1によって制御され、受信電極rとオペレーションアンプ600の負側入力端子(-)の間に接続される。第２のスイッチsw2は第２の制御信号ctr2によって制御され、負側入力端子(-)とオペレーションアンプ600の出力端子Voの間に接続される。第３のスイッチsw3は第３の制御信号ctr3によって制御される。第３のスイッチsw3の第１の端子は、オペレーションアンプ600の負側入力端子(-)に接続される。第３のスイッチsw3の第２の端子は第１のフィードバックコンデンサーCi1の第１の端子に接続される。第４のスイッチsw4は第４の制御信号ctr4によって制御される。第４のスイッチsw4の第１の端子は第１のフィードバックコンデンサーCi1の第２の端子に接続される。第４のスイッチsw4の第２の端子はオペレーションアンプ600の出力端子Voに接続される。第５のスイッチsw5は第５の制御信号ctr5によって制御される。第５のスイッチsw5の第１の端子は、オペレーションアンプ600の負側入力端子(-)に接続される。第５のスイッチsw5の第２の端子は第２のフィードバックコンデンサーCi2の第１の端子に接続される。第６のスイッチsw6は第６の制御信号ctr6によって制御される。第６のスイッチsw6の第１の端子は第２のフィードバックコンデンサーCi2の第２の端子に接続される。第６のスイッチsw6の第２の端子はオペレーションアンプ600の出力端子Voに接続される。第７のスイッチsw7は第７の制御信号ctr7によって制御され、第３のスイッチsw3の第２の端子とオペレーションアンプ600の出力端子Voの間に接続される。第８のスイッチsw8は第８の制御信号ctr8によって制御され、第１のフィードバックコンデンサーCi1の第２の端子とオペレーションアンプ600の負側入力端子(-)の間に接続される。この実施形態では、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーCi2は、同じ容量値を持っており、それはCi/2と等しい。
【００３８】
図６Ｂに示すように、駆動信号のPの走査サイクルτは、プレチャージサイクル、駆動サイクルTおよび出力サイクルOを有する。各駆動サイクルTで、駆動信号のPは3のパルスt1、t2およびt3を生成する。出力サイクルOは駆動サイクルTに続く。残った時間はプレチャージサイクルである。８つの制御信号ctr1〜ctr8の高レベルの状態に応じて、スイッチsw1〜sw8は閉じた状態とされる。しかし、８つの制御信号ctr1〜ctr8の低レベルの状態に応じて、スイッチsw1〜sw8は開いた状態とされる。以下に、センシング回路sの動作については、図６、７を参照しながらより詳しく例示される。
【００３９】
図７Ａはプレチャージサイクル中の図６Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。プレチャージサイクル中にすべてスイッチsw1〜sw6は閉じた状態とされるが、第７のスイッチsw7および第８のスイッチsw8は開いた状態とされる。プレチャージサイクル中にはパルスが生成されず、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端子は短絡していることから、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーにCi2に充電される電荷量はゼロとなる。
【００４０】
図７Ｂは駆動サイクルＴの第１のパルスｔ１の先の時間間隔ｔ１ａの間の図６Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図７Ｂの中の回路の接続は図５Ｂの中のそれで同じであり、余分にここに記述はしない。すなわち、方程式(I)によれば、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧降下は次式ΔVo=2(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００４１】
図７Ｃは駆動サイクルTの第１のパルスt1の後の時間間隔t1bの間の図６Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図７Ｃの中の回路の接続は図５Ｃの中のそれで同じであり、余分にここに記述はしない。すなわち方程式(I)によれば、第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧降下は次式ΔVo=2(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００４２】
図７Ｂ，７Ｃから理解されるように、第１のフィードバック・コンデンサーCi1は、駆動信号の第１のパルスt1の立ち上がりエッジに応じて第１の端子から第２の端子へ第１の充電方向に充電される。また、第２のフィードバック・コンデンサーCi2は、駆動信号の第１のパルスt1の立ち下がりエッジに応じて第２の端子から第１の端子への第２の充電方向に充電される。
【００４３】
同様に、第２のパルスt2の先の時間間隔t2aの間、センシング回路sの動作状況は図７Ｂに述べたものと似ている。さらに、第１のフィードバックコンデンサーCi1は第１の端子から第２の端子へ充電され、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧降下は次式ΔVo=４(Vy(Cm/Ci))のように得られる。同様に、第２のパルスt2の後の時間間隔t2bの間、センシング回路sの動作状況は図７Ｃに述べたものと似ている。さらに、第２のフィードバックコンデンサーCi2は第２の端子から第１の端子へ充電され、第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧降下は次式ΔVo=４(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００４４】
同様に、第３のパルスt3の先の時間間隔t3aの間、センシング回路sの動作状況は図７Ｂに述べたものと似ている。さらに、第１のフィードバックコンデンサーCi1は第１の端子から第２の端子へ充電され、第１のフィードバックコンデンサーCi1の両端の電圧降下は次式ΔVo=６(Vy(Cm/Ci))のように得られる。同様に、第３のパルスt3の後の時間間隔t3bの間、センシング回路sの動作状況は図７Ｃに述べたものと似ている。さらに、第２のフィードバックコンデンサーCi2は第２の端子から第１の端子へ充電され、第２のフィードバックコンデンサーCi2の両端の電圧降下は次式ΔVo=６(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００４５】
図７Ｄは出力されたサイクルOの間の図６Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図６Ｂ、７Ｄを参照する。出力サイクルOの間、スイッチsw5〜sw8は閉じた状態とされ、しかしスイッチsw1〜sw4は開いた状態とされる。
【００４６】
明らかに、出力サイクルOの間に、第１のフィードバックコンデンサーCi1および第２のフィードバックコンデンサーCi2は、互いに平行に接続される。そのため、出力端子Voの電圧降下は次式ΔVo=６(Vy(Cm/Ci))のように得られる。換言すれば、Nパルスが駆動サイクルTに生成されるという場合では、出力端子Voの電圧降下は次式ΔVo=２N(Vy(Cm/Ci))のように得られる。
【００４７】
第２の実施形態では、センシング回路sの出力端子での電圧降下は、出力サイクル中に増加する。よって、タッチポイントからの電圧降下と、触っていないポインからの電圧降下は区別されることから、後段の回路は、容易に電圧降下の変化によるタッチポイントの実際の位置を認識することができる。
【００４８】
図８Ａは、本発明の第３の実施形態に従うセンシング回路を例示する概略回路図である。図８Ｂは、図８Ａの中で示されるセンシング回路における関連する信号処理を例示する概略タイミング波形図である。センシング回路sは、オペレーションアンプ800、フィードバック・コンデンサーCiおよび６つのスイッチsw1〜sw6を有する。
【００４９】
基準電圧Vrefは、オペレーションアンプ800の正側入力端子(+)に入力される。第１のスイッチsw1は第１の制御信号ctr1によって制御され、受信電極rとオペレーションアンプ800の負側入力端子(-)の間に接続する。第２のスイッチsw2は第２の制御信号ctr2によって制御され、負側入力端子(-)とオペレーションアンプ800の出力端子Voの間に接続する。第３のスイッチsw3は第３の制御信号ctr3によって制御される。第３のスイッチsw3の第１の端子は、オペレーションアンプ800の負側入力端子(-)に接続される。第３のスイッチsw3の第２の端子はフィードバックコンデンサーCiの第１の端子に接続される。第４のスイッチsw4は第４の制御信号ctr4によって制御される。第４のスイッチsw4の第１の端子はフィードバックコンデンサーCiの第２の端子に接続される。第４のスイッチsw4の第２の端子はオペレーションアンプ800の出力端子Voに接続される。第５のスイッチsw5は第５の制御信号ctr5によって制御され、オペレーションアンプ800の負側入力端子(-)とフィードバック・コンデンサーCiの第２の端子の間に接続される。 第６のスイッチsw6は第６の制御信号ctr6によって制御され、オペレーションアンプ800の出力端子Voとフィードバック・コンデンサーCiの第１の端子の間に接続される。
【００５０】
図８Ｂに示すように、駆動信号Pの走査サイクルτはプレチャージサイクル、駆動サイクルTおよび出力サイクルOを有する。各駆動サイクルTで、駆動信号のPは3のパルスt1、t2およびt3を生成する。出力サイクルOは駆動サイクルTに続く。残る時間はプレチャージサイクルである。６つの制御信号ctr1〜ctr6の高レベルの状態に応じて、スイッチsw1〜sw6は閉じた状態とされる。しかし、８つの制御信号ctr1〜ctr6の低レベルの状態に応じて、スイッチsw1〜sw6は開いた状態とされる。以下に、図８、９を参照して、センシング回路sのオペレーションはより詳しく説明される。
【００５１】
図９Ａはプレチャージサイクル中の図８Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。プレチャージサイクル中に、スイッチsw1〜sw6は閉じた状態とされる。プレチャージサイクル中にはパルスが生成されず、フィードバックコンデンサーCiの両端子は短絡していることから、フィードバックコンデンサーCiに充電される電荷量はゼロとなる。
【００５２】
図９Ｂは駆動サイクルTの第１のパルスt1の先の時間間隔t1aの間の図８Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図８Ｂ、９Ｂを参照する。第１のパルスt1の先の時間間隔t1aでは、第１のパルスt1は低レベルの状態から高レベルの状態まで切り替えられる。その間に、第１のスイッチsw1、第３のスイッチsw3および第４のスイッチsw4は、閉じた状態とされるが、第２のスイッチsw2、第５のスイッチsw5および第６のスイッチsw6は、開いた状態とされる。
【００５３】
そのため、相互のキャパシタンスCmは第１のパルスt1の立ち上がりエッジで結合電荷を生成する。
【００５４】
さらに、相互のキャパシタンスCmの正側端子(+)が駆動電極dに接続され、相互のキャパシタンスCmの負側端子(-)が受信電極rに接続されるので、フィードバックコンデンサーCiの第１の端子は正側端子(+)である。また、フィードバックコンデンサーCiの第２の端子は負側端子(-)である。方程式(I)によれば、フィードバックコンデンサーCiの両端の電圧降下は次式ΔVo=Vy(Cm/Ci)のように得られる。
【００５５】
図９Ｃは駆動サイクルTの第１のパルスt1の後の時間間隔t1bの間の図８Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。図８Ｂ、９Ｃを参照する。第１のパルスt1の後の時間間隔t1bでは、第１のパルスt1は高レベルの状態から低レベルの状態まで切り替えられる。その間に、第１のスイッチsw1、第５のスイッチsw5および第６のスイッチsw6は、閉じた状態とされ、第２のスイッチsw2、第３のスイッチsw3および第４のスイッチsw4は、開いた状態とされる。
【００５６】
そのため、相互のキャパシタンスCmは第１のパルスt1の立ち下がりエッジで結合電荷を生成する。さらに、相互のキャパシタンスCmの負側端子(-)が駆動電極dに接続され、相互のキャパシタンスCmの正側端子(+)が受信電極rに接続されるので、フィードバックコンデンサーCiの第２の端子は負側端子(-)である。また、フィードバックコンデンサーCiの第１の端子は正側端子(+)である。方程式(I)によれば、フィードバックコンデンサーCiの両端の電圧降下は次式ΔVo=Vy(Cm/Ci)のように蓄積される。
【００５７】
同様に、第２のパルスt2の先の時間間隔t2aでのセンシング回路sの動作状況は図９Ｂに述べたものと似ている。さらに、フィードバックコンデンサーCiの両端の電圧降下は次式ΔVo=３Vy(Cm/Ci)のように得られる。同様に、第２のパルスt2の後の時間間隔t2bでのセンシング回路sの動作状況は図９Ｃに述べたものと似ている。さらに、フィードバックコンデンサーCiの両端の電圧降下は次式ΔVo=４Vy(Cm/Ci)のように得られる。
【００５８】
同様に、第３のパルスt3の先の時間間隔t3aでのセンシング回路sの動作状況は図９Ｂに述べたものと似ている。さらに、フィードバックコンデンサーCiの両端の電圧降下は次式ΔVo=５Vy(Cm/Ci)のように得られる。同様に、第３のパルスt3の後の時間間隔t3bでのセンシング回路sの動作状況は図９Ｃに述べたものと似ている。さらに、フィードバックコンデンサーCiの両端の電圧降下は次式ΔVo=６Vy(Cm/Ci)のように得られる。
【００５９】
図９Ｄは出力されたサイクルOの間の図８Ａのセンシング回路を例示する概略回路図である。 図８Ｂ、９Ｄを参照する。出力サイクルOの間に、第５のスイッチsw5および第６のスイッチsw6は閉じた状態とされ、しかしスイッチsw1〜sw4は開いた状態とされる。
【００６０】
明らかに、出力サイクルOの間に、出力端子Voの電圧降下は次式ΔVo=６Vy(Cm/Ci)のように得られる。換言すれば、Nパルスが駆動サイクルTに生成されるという場合では、出力端子Voの電圧降下は次式ΔVo=２N（Vy(Cm/Ci)）のように得られる。
【００６１】
第３の実施形態では、センシング回路sの出力端子での電圧降下は、出力サイクル中に増加する。よって、タッチポイントからの電圧降下と、触っていないポインからの電圧降下は区別されることから、後段の回路は、容易に電圧降下の変化によるタッチポイントの実際の位置を認識することができる。
【００６２】
第１及び第２の実施形態では、静電容量型タッチパネルのセンシング回路は少なくとも２つのフィードバックコンデンサーを有する。駆動サイクル中のパルスの立ち上がりエッジに応じて、第１のフィードバックコンデンサーは第１の充電方向に充電される。その結果、相互のキャパシタンスによって生成された結合電荷は、第１のフィードバックコンデンサーに格納される。駆動サイクル中のパルスの立ち下がりエッジに応じて、第２のフィードバックコンデンサーは第２の充電方向に充電される。その結果、相互のキャパシタンスによって生成された結合電荷は、第２のフィードバックコンデンサーに格納される。出力サイクル中に、第１のフィードバックコンデンサーおよび第２のフィードバックコンデンサーは平行、あるいは直列に接続される。その結果、電圧降下は出力端子で生成される。
【００６３】
第３の実施形態では、静電容量型タッチパネルのセンシング回路はフィードバックコンデンサーを含む。立ち上がりエッジあるいは駆動サイクル中のパルスの立ち下がりエッジに応じて、フィードバックコンデンサーは同じ充電方向に充電される。その結果、相互のキャパシタンスによって生成された結合電荷は、フィードバックコンデンサーに格納される。出力サイクル中に、フィードバックコンデンサーの両端の電圧に従って電圧降下は出力端子で生成される。
【００６４】
上記の記述から、本発明の静電容量型タッチパネルのセンシング回路は、出力端子で高い電圧低下を生成することができる。結果として、信号対雑音比(SNR)は増加される。さらに、センシング回路のオペレーションアンプの負側入力端子(-)が、基準電圧Vrefで安定して維持されるので、受信電極rとアース端子GNDの間で接続される等価な容量Crは、電圧降下に影響がない。この状況においては、寄生容量効果は除かれる。
【００６５】
本発明が最も実際的で好ましい実施形態と考えられるものの点から記述されているが、本発明は開示された実施形態に制限される必要がないことが理解される。一方、このような変形例および同様の構造をすべて包含するように最も広い解釈で与えられる追加されたクレームの精神および範囲内に含まれた様々な変形例および同様の構造を範疇とするように、これは意図されたものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図５Ｄ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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【外国語明細書】
Title of Invention
SENSING CIRCUIT FOR USE WITH CAPACITIVE TOUCH PANEL
FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensing circuit for use with a touch panel, and more particularly to a sensing circuit for use with a capacitive touch panel. 
BACKGROUND OF THE INVENTION
FIG. 1 is a schematic circuit diagram illustrating a capacitive touch panel system according to the prior art.  As shown in FIG. 1, the capacitive touch panel system comprises driving units u1~u6, sensing circuits s1~s6 and a touch panel.  The touch panel comprises driving electrodes d1~d6 and receiving electrodes r1~r6, which are not directly connected with each other.  The driving electrodes d1~d6 are connected to output terminals of respective driving units u1~u6.  The receiving electrodes r1~r6 are connected to input terminals of respective sensing circuits s1~s6.  The equivalent capacitances Cd1~Cd6 exist between driving electrodes d1~d6 and the ground.  The equivalent capacitances Cr1~Cr6 exist between receiving electrodes r1~r6 and the ground.  In addition, mutual capacitances Cm11~Cm66 exist between the driving electrodes d1~d6 and respective receiving electrodes r1~r6.  For clarification, six driving electrodes d1~d6 and six receiving electrodes r1~r6 or the touch panel are shown in FIG. 1.  The capacitive touch panel with more driving electrodes and more receiving electrodes may have the similar configurations, and is not redundantly described herein. 
The capacitive touch panel of FIG. 1 is a multi-finger touch panel.  When a conductive pointed object (e.g. a finger) touches the capacitive touch panel, the mutual capacitance value is changed.  According to the change of the mutual capacitance value, a touched position is realized.  Generally, once the finger of a user is placed on a touch point of the capacitive touch panel, the mutual capacitance value at the touch point is changed.  Meanwhile, a driving signal is sent to the corresponding mutual capacitance.  In response to the driving signal, the electric quantity stored in the mutual capacitance is correspondingly changed.  The change of the electric quantity is detected by the sensing circuit.  A backend circuit (not shown) connected to the sensing circuit may realize the position of the touch point according to the change of the electric quantity.  Moreover, since the relationship between electric quantity (Q), voltage (V) and capacitance value (C) complies with the equation Q=C?V, the sensing circuit may also provide a voltage change to the backend circuit.  The backend circuit may realize the position of the touch point according to the voltage change.
Please refer to FIG. 1 again.  The six driving signals P1~P6 will sequentially provide respective pulses to the driving electrodes d1~d6 through the driving units u1~u6.  Since the mutual capacitances Cm11~Cm66 are connected between the driving electrodes d1~d6 and respective receiving electrodes r1~r6, the coupling charge of the mutual capacitances Cm11~Cm66 will be transmitted to the sensing circuits s1~s6 through the receiving electrodes r1~r6.  As such, output voltages Vo1~Vo6 are respectively generated by the sensing circuits s1~s6.                  
For example, the pulse of the first driving signal P1 generated in a driving cycle T will charge the mutual capacitances Cm11~Cm16, which are connected to the first driving electrode d1.  The coupling charge of the mutual capacitances Cm11~Cm16 will be transmitted to the sensing circuits s1~s6 through the receiving electrodes r1~r6.  Correspondingly, output voltages Vo1~Vo6 are respectively generated by the sensing circuits s1~s6.
Assuming that the touch point is near the mutual capacitance Cm11, the output voltage Vo1 generated by the first sensing circuit s1 is different from the output voltages Vo2~Vo6, which are respectively outputted from the sensing circuits s2~s6.  Whereas, assuming that two touch points are respectively near the mutual capacitances Cm11 and Cm16, the output voltages Vo1 generated by the first sensing circuit s1 and the sixth sensing circuit s6 are different from the output voltages Vo2~Vo5, which are respectively outputted from the sensing circuits s2~s5.  
In the next driving cycles, the driving signals P2~P6 sequentially provide pulses to the driving electrodes d1~d6.  Correspondingly, output voltages Vo1~Vo6 are respectively generated by the sensing circuits s1~s6. 
These six driving cycles T are considered to constitute a scanning cycle ?.  In other words, after the scanning cycle ?, all areas of the capacitive touch panel have been scanned once.   As such, the position of the at least one touch point on the touch panel can be realized. 
FIG. 2 is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit of the capacitive touch panel system according to the prior art.  As shown in FIG. 2, the sensing circuit s is implemented by an integrator.  The sensing circuit s comprises an operation amplifier 200 and a feedback capacitor Ci.  A reference voltage Vref is inputted into the positive input terminal (+) of the operation amplifier 200.  Both terminals of the feedback capacitor Ci are respectively connected to the negative input terminal (-) and the output terminal Vo of the operation amplifier 200.  In addition, the negative input terminal (-) of the operation amplifier 200 is also connected to the receiving electrode r.  A mutual capacitance Cm is connected between the receiving electrode r and a driving electrode d.  An equivalent capacitance Cr is connected between the receiving electrode r and the ground terminal GND.   
During normal operation of the operation amplifier 200, the voltages inputted into the positive input terminal (+) and the negative input terminal (-) of the operation amplifier 200 are equal to the reference voltage Vref.  That is, the voltage across the capacitance Cr is equal to the reference voltage Vref.  In a case that the amplitude of the pulse passing through the driving electrode d is Vy, the output terminal Vo has a voltage drop ?Vo.
The voltage drop ?Vo is calculated by the equation (I): ?Vo=-Vy?Cm/Ci.  Take the first driving signal P1 shown in FIG. 1 for example.  In a case that no touch point is created, the mutual capacitance values of the mutual capacitances Cm11~Cm16 are unchanged, and thus the voltage drops at the output terminals Vo1~Vo6 of the sensing circuits s1~s6 are identical.  On the other hand, if the touch point is near the mutual capacitance Cm11, the mutual capacitance value of the mutual capacitance Cm11 is changed, and thus the voltage drop at the output terminal Vo1 of the first sensing circuit s1 is different from the voltage drops at the output terminals Vo2〜Vo6 of the sensing circuit s2〜s6.  According to the voltage drops at the output terminals Vo1〜Vo6 of the sensing circuit s1〜s6, the backend circuit may realize the position of the touch point. 
If the change of the mutual capacitance value of the mutual capacitance Cm at the touch point is very small, the coupling charge of the mutual capacitance Cm is slightly different from the coupling charge of other mutual capacitances.  As such, the voltage drop generated by the sensing circuit corresponding to the touch point is slightly different from the voltage drops generated by other sensing circuits.  In this situation, the backend circuit fails to realize the position of the touch point according to the change of the voltage drop. 
FIG. 3 is a schematic circuit diagram illustrating another capacitive touch panel system according to the prior art.  As shown in FIG. 3, each of the driving signals P1~P6 generates two pulses t1 and t2 in a driving cycle T.  In other words, the coupling charge of the mutual capacitances will be generated in several times.  The sensing circuits s1~s6 are designed to accumulate the coupling charge of the mutual capacitances in several times.  As such, the output voltages Vo1~Vo6 from the sensing circuits s1~s6 are distinguishable. 
As shown in FIG. 3, a scanning cycle ? includes six driving cycles T, and two pulses t1 and t2 are generated in each driving cycle T.  That is, since each of the driving signals P1~P6 generates two pulses t1 and t2 in each driving cycle T, the coupling charge of the mutual capacitances will be generated in several times.  The sensing circuits s1~s6 are designed to accumulate the coupling charge of the mutual capacitances in several times and generate a higher voltage drop for determining the position of the touch point.  In other words, after the scanning cycle ?, all areas of the capacitive touch panel have been scanned once.   As such, the position of the at least one touch point on the touch panel can be realized.
For clarification, two pulses t1 and t2 generated in each driving cycle T are shown in FIG. 3.  It is noted that more than two pulses may be generated in each driving cycle T.  As such, the sensing circuits s1~s6 generate a higher voltage drop.  The use of multiple pulses to accumulate the coupling charge of the mutual capacitances is disclosed in for example US Patent No. 6,452,514, which is entitled "Capacitive sensor and array".
SUMMARY OF THE INVENTION
The present invention provides a sensing circuit for use with a capacitive touch panel in order to generate a high voltage drop at the output terminal of the sensing circuit.  Since the voltage drop resulted from the touch point and the voltage drop resulted from the untouched point are distinguished, the backend circuit can easily realize the actual position of the touch point according to the change of the voltage drop.
In accordance with an aspect of the present invention, there is provided a sensing circuit for use with a receiving electrode of a capacitive touch panel.  A mutual capacitance is connected between a driving electrode of the capacitive touch panel and the receiving electrode.  The driving electrode receives a driving signal.  The sensing circuit includes an operation amplifier, a first switch, a second switch, a first feedback capacitor, a second feedback capacitor, a third switch, a fourth switch, a fifth switch and a sixth switch.  The operation amplifier has a positive input terminal, a negative input terminal and an output terminal.  A reference voltage is inputted into the positive input terminal of the operation amplifier.  The first switch is connected between the receiving electrode and the negative input terminal of the operation amplifier.  The second switch is connected between the negative input terminal and the output terminal of the operation amplifier.  The third switch has a first terminal connected to the negative input terminal of the operation amplifier and a second terminal connected to a first terminal of the first feedback capacitor.  The fourth switch has a first terminal connected to a second terminal of the first feedback capacitor and a second terminal connected to the output terminal of the operation amplifier.  The fifth switch has a first terminal connected to the negative input terminal of the operation amplifier and a second terminal connected to a first terminal of the second feedback capacitor.  The sixth switch has a first terminal connected to a second terminal of the second feedback capacitor and a second terminal connected to the output terminal of the operation amplifier.  The driving signal generates at least one pulse during a driving cycle.  In response to a rising edge of the pulse, the first switch, the second switch, the third switch, the fourth switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled, so that the first feedback capacitor is charged in a first charging direction.  In response to a falling edge of the pulse, the first switch, the second switch, the third switch, the fourth switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled, so that the second feedback capacitor is charged in a second charging direction.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
The above contents of the present invention will become more readily apparent to those ordinarily skilled in the art after reviewing the following detailed description and accompanying drawings, in which:
FIG. 1 is a schematic circuit diagram illustrating a capacitive touch panel system according to the prior art;
FIG. 2 is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit of the capacitive touch panel system according to the prior art;
FIG. 3 is a schematic circuit diagram illustrating another capacitive touch panel system according to the prior art;
FIG. 4A is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 4B is a schematic timing waveform diagram illustrating associated signal processing in the sensing circuit shown in FIG. 4A;
FIG. 5A is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4 during the pre-charge cycle;
FIG. 5B is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4 during the former time interval t1a of the first pulse t1 of the driving cycle T;
FIG. 5C is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4 during the latter time interval t1b of the first pulse t1 of the driving cycle T;
FIG. 5D is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4 during the output cycle O;
FIG. 6A is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 6B is a schematic timing waveform diagram illustrating associated signal processing in the sensing circuit shown in FIG. 6A;
FIG. 7A is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6 during the pre-charge cycle;
FIG. 7B is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6 during the former time interval t1a of the first pulse t1 of the driving cycle T;
FIG. 7C is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6 during the latter time interval t1b of the first pulse t1 of the driving cycle T;
FIG. 7D is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6 during the output cycle O;
FIG. 8A is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit according to a third embodiment of the present invention;
FIG. 8B is a schematic timing waveform diagram illustrating associated signal processing in the sensing circuit shown in FIG. 8A;
FIG. 9A is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 8 during the pre-charge cycle;
FIG. 9B is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 8 during the former time interval t1a of the first pulse t1 of the driving cycle T;
FIG. 9C is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 9 during the latter time interval t1b of the first pulse t1 of the driving cycle T; and
FIG. 9D is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 9 during the output cycle O.
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT
The present invention will now be described more specifically with reference to the following embodiments.  It is to be noted that the following descriptions of preferred embodiments of this invention are presented herein for purpose of illustration and description only.  It is not intended to be exhaustive or to be limited to the precise form disclosed.  
FIG. 4A is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit according to a first embodiment of the present invention.  FIG. 4B is a schematic timing waveform diagram illustrating associated signal processing in the sensing circuit shown in FIG. 4A.  The sensing circuit s comprises an operation amplifier 400, a first feedback capacitor Ci1, a second feedback capacitor Ci2 and eight switches sw1~sw8.  
A reference voltage Vref is inputted into the positive input terminal (+) of the operation amplifier 400.  The first switch sw1 is controlled by a first control signal ctr1, and connected between the receiving electrode r and the negative input terminal (-) of the operation amplifier 400.  The second switch sw2 is controlled by a second control signal ctr2, and connected between the negative input terminal (-) and the output terminal Vo of the operation amplifier 400.  The third switch sw3 is controlled by a third control signal ctr3.  A first terminal of the third switch sw3 is connected to the negative input terminal (-) of the operation amplifier 400.  A second terminal of the third switch sw3 is connected to a first terminal of the first feedback capacitor Ci1.  The fourth switch sw4 is controlled by a fourth control signal ctr4.  A first terminal of the fourth switch sw4 is connected to a second terminal of the first feedback capacitor Ci1.  A second terminal of the fourth switch sw4 is connected to the output terminal Vo of the operation amplifier 400.  The fifth switch sw5 is controlled by a fifth control signal ctr5.  A first terminal of the fifth switch sw5 is connected to the negative input terminal (-) of the operation amplifier 400.  A second terminal of the fifth switch sw5 is connected to a first terminal of the second feedback capacitor Ci2.   The sixth switch sw6 is controlled by a sixth control signal ctr6.  A first terminal of the sixth switch sw6 is connected to a second terminal of the second feedback capacitor Ci2.  A second terminal of the sixth switch sw6 is connected to the output terminal Vo of the operation amplifier 400.  The seventh switch sw7 is controlled by a seventh control signal ctr7, and connected between the second terminal of the third switch sw3 and the output terminal Vo of the operation amplifier 400.  The eighth switch sw8 is controlled by an eighth control signal ctr8, and connected between the second terminal of the first feedback capacitor Ci1 and the second terminal of the second feedback capacitor Ci2.     
In this embodiment, the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 has the same capacitance value, which is equal to Ci/2. 
As shown in FIG. 4B, a scanning cycle ? of the driving signal P includes a pre-charge cycle, a driving cycle T and an output cycle O.  In each driving cycle T, the driving signal P generates three pulses t1, t2 and t3.  The driving cycle T is followed by the output cycle O.  The remaindering time is the pre-charge cycle.  In response to the high-level states of the eight control signals ctr1~ctr8, the switches sw1~sw8 are in the close states.  Whereas, in response to the low-level states of the eight control signals ctr1~ctr8, the switches sw1~sw8 are in the open states.  Hereinafter, the operations of the sensing circuit s will be illustrated in more details with reference to FIGS. 4 and 5.        
FIG. 5A is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4A during the pre-charge cycle.  During the pre-charge cycle, the switches sw1~sw6 are all in the close state, but the seventh switch sw7 and the eighth switch sw8 are in the open state.  Since no pulse is generated during the pre-charge cycle and the both terminals of the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 are short-circuited, the charge quantity stored in the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 will be zero. 
FIG. 5B is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4A during the former time interval t1a of the first pulse t1 of the driving cycle T.  Please refer to FIGS. 4B and 5B.  In the former time interval t1a of the first pulse t1, the first pulse t1 is switched from the low-level state to the high-level state.  That is, the rising edge of the first pulse t1 is within the former time interval t1a.  Meanwhile, the first switch sw1, the third switch sw3 and the fourth switch sw4 are in the close state, but the second switch sw2 and the switches sw5~sw8 are in the open state.    
As such, the mutual capacitance Cm generates coupling charge at the rising edge of the first pulse t1.  Moreover, since the positive terminal (+) of the mutual capacitance Cm is connected to the driving electrode d and the negative terminal (-) of the mutual capacitance Cm is connected to the receiving electrode r, the first terminal of the first feedback capacitor Ci1 is a positive terminal (+) and the second terminal of the first feedback capacitor Ci1 is a negative terminal (-).  According to the equation (I), the voltage drop across the first feedback capacitor Ci1 is obtained as: ?Vo=2?Vy?Cm/Ci.       
FIG. 5C is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4A during the latter time interval t1b of the first pulse t1 of the driving cycle T.  Please refer to FIGS. 4B and 5C.  In the latter time interval t1b of the first pulse t1, the first pulse t1 is switched from the high-level state to the low-level state.  That is, the falling edge of the first pulse t1 is within the latter time interval t1b.  Meanwhile, the first switch sw1, the fifth switch sw5 and the sixth switch sw6 are in the close state, but the second switch sw2, the third switch sw3, the fourth switch sw4, the seventh switch sw7 and the eighth switch sw8 are in the open state. 
As such, the mutual capacitance Cm generates coupling charge at the falling edge of the first pulse t1.  Moreover, since the negative terminal (-) of the mutual capacitance Cm is connected to the driving electrode d and the positive terminal (+) of the mutual capacitance Cm is connected to the receiving electrode r, the first terminal of the second feedback capacitor Ci2 is a negative terminal (-) and the second terminal of the second feedback capacitor Ci2 is a positive terminal (+). According to the equation (I), the voltage drop across the second feedback capacitor Ci2 is obtained as: ?Vo=2?Vy?Cm/Ci.
As is understood from FIGS. 5B and 5C, the first feedback capacitor Ci1 is charged in a first charging direction from the first terminal to the second terminal in response to the rising edge of the first pulse t1 of the driving signal; and the second feedback capacitor Ci2 is charged in a second charging direction from the second terminal to the first terminal in response to the falling edge of the first pulse t1 of the driving signal.
Similarly, during the former time interval t2a of the second pulse t2, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 5B.  In addition, the first feedback capacitor Ci1 is charged from the first terminal to the second terminal, and the voltage drop across the first feedback capacitor Ci1 is obtained as: ?Vo=4?Vy?Cm/Ci.  Similarly, during the latter time interval t2b of the second pulse t2, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 5C.  In addition, the second feedback capacitor Ci2 is charged from the second terminal to the first terminal, and the voltage drop across the second feedback capacitor Ci2 is obtained as: ?Vo=4?Vy?Cm/Ci.
Similarly, during the former time interval t3a of the third pulse t3, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 5B.  In addition, the first feedback capacitor Ci1 is charged from the first terminal to the second terminal, and the voltage drop across the first feedback capacitor Ci1 is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci.  Similarly, during the latter time interval t3b of the third pulse t3, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 5C.  In addition, the second feedback capacitor Ci2 is charged from the second terminal to the first terminal, and the voltage drop across the second feedback capacitor Ci2 is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci.
FIG. 5D is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 4A during the output cycle O.  Please refer to FIGS. 4B and 5D.  During the output cycle O, the fifth switch sw5, the seventh switch sw7 and the eighth switch sw8 are in the close state, but the switches sw1~sw4 and the sixth switch sw6 are in the open state.
Obviously, during the output cycle O, the voltage across the first feedback capacitor Ci1 is added by the voltage across the second feedback capacitor Ci2.  As such, the voltage drop at the output terminal Vo is obtained as: ?Vo=12?Vy?Cm/Ci.  In other words, in a case that N pulses are generated during the driving cycle T, the voltage drop at the output terminal Vo is obtained as: ?Vo=4N?Vy?Cm/Ci.      
In the first embodiment, the voltage drop at the output terminal of the sensing circuit s increases during the output cycle.  As such, since the voltage drop resulted from the touch point and the voltage drop resulted from the untouched point are distinguished, the backend circuit can easily realize the actual position of the touch point according to the change of the voltage drop. 
FIG. 6A is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit according to a second embodiment of the present invention.  FIG. 6B is a schematic timing waveform diagram illustrating associated signal processing in the sensing circuit shown in FIG. 6A.  The sensing circuit s comprises an operation amplifier 600, a first feedback capacitor Ci1, a second feedback capacitor Ci2 and eight switches sw1~sw8.
A reference voltage Vref is inputted into the positive input terminal (+) of the operation amplifier 600.  The first switch sw1 is controlled by a first control signal ctr1, and connected between the receiving electrode r and the negative input terminal (-) of the operation amplifier 600.  The second switch sw2 is controlled by a second control signal ctr2, and connected between the negative input terminal (-) and the output terminal Vo of the operation amplifier 600.  The third switch sw3 is controlled by a third control signal ctr3.  A first terminal of the third switch sw3 is connected to the negative input terminal (-) of the operation amplifier 600.  A second terminal of the third switch sw3 is connected to a first terminal of the first feedback capacitor Ci1.  The fourth switch sw4 is controlled by a fourth control signal ctr4.  A first terminal of the fourth switch sw4 is connected to a second terminal of the first feedback capacitor Ci1.  A second terminal of the fourth switch sw4 is connected to the output terminal Vo of the operation amplifier 600.  The fifth switch sw5 is controlled by a fifth control signal ctr5.  A first terminal of the fifth switch sw5 is connected to the negative input terminal (-) of the operation amplifier 600.  A second terminal of the fifth switch sw5 is connected to a first terminal of the second feedback capacitor Ci2.  The sixth switch sw6 is controlled by a sixth control signal ctr6.  A first terminal of the sixth switch sw6 is connected to a second terminal of the second feedback capacitor Ci2.  A second terminal of the sixth switch sw6 is connected to the output terminal Vo of the operation amplifier 600.  The seventh switch sw7 is controlled by a seventh control signal ctr7, and connected between the second terminal of the third switch sw3 and the output terminal Vo of the operation amplifier 600.  The eighth switch sw8 is controlled by an eighth control signal ctr8, and connected between the second terminal of the first feedback capacitor Ci1 and the negative input terminal (-) of the operation amplifier 600.  In this embodiment, the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 has the same capacitance value, which is equal to Ci/2.
As shown in FIG. 6B, a scanning cycle ? of the driving signal P includes a pre-charge cycle, a driving cycle T and an output cycle O.  In each driving cycle T, the driving signal P generates three pulses t1, t2 and t3.  The driving cycle T is followed by the output cycle O.  The remaindering time is the pre-charge cycle.  In response to the high-level states of the eight control signals ctr1~ctr8, the switches sw1~sw8 are in the close states.  Whereas, in response to the low-level states of the eight control signals ctr1~ctr8, the switches sw1~sw8 are in the open states.  Hereinafter, the operations of the sensing circuit s will be illustrated in more details with reference to FIGS. 6 and 7.
FIG. 7A is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6A during the pre-charge cycle.  During the pre-charge cycle, the switches sw1~sw6 are all in the close state, but the seventh switch sw7 and the eighth switch sw8 are in the open state.  Since no pulse is generated during the pre-charge cycle and the both terminals of the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 are short-circuited, the charge quantity stored in the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 will be zero.  
FIG. 7B is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6A during the former time interval t1a of the first pulse t1 of the driving cycle T. The connection of the circuit in FIG 7B is the same with that in FIG 5B, and is not redundantly described herein. That is to say, according to the equation (I), the voltage drop across the first feedback capacitor Ci1 is obtained as: ?Vo=2?Vy?Cm/Ci.
FIG. 7C is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6A during the latter time interval t1b of the first pulse t1 of the driving cycle T.  The same, the connection of the circuit in FIG 7C is the same with that in FIG 5C, and is not redundantly described herein. That is to say, according to the equation (I), the voltage drop across the second feedback capacitor Ci2 is obtained as: ?Vo=2?Vy?Cm/Ci.
As is understood from FIGS. 7B and 7C, the first feedback capacitor Ci1 is charged in a first charging direction from the first terminal to the second terminal in response to the rising edge of the first pulse t1 of the driving signal; and the second feedback capacitor Ci2 is charged in a second charging direction from the second terminal to the first terminal in response to the falling edge of the first pulse t1 of the driving signal.
Similarly, during the former time interval t2a of the second pulse t2, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 7B.  In addition, the first feedback capacitor Ci1 is charged from the first terminal to the second terminal, and the voltage drop across the first feedback capacitor Ci1 is obtained as: ?Vo=4?Vy?Cm/Ci.  Similarly, during the latter time interval t2b of the second pulse t2, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 7C.  In addition, the second feedback capacitor Ci2 is charged from the second terminal to the first terminal, and the voltage drop across the second feedback capacitor Ci2 is obtained as: ?Vo=4?Vy?Cm/Ci.
Similarly, during the former time interval t3a of the third pulse t3, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 7B.  In addition, the first feedback capacitor Ci1 is charged from the first terminal to the second terminal, and the voltage drop across the first feedback capacitor Ci1 is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci.  Similarly, during the latter time interval t3b of the third pulse t3, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 7C.  In addition, the second feedback capacitor Ci2 is charged from the second terminal to the first terminal, and the voltage drop across the second feedback capacitor Ci2 is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci. 
FIG. 7D is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 6A during the output cycle O.  Please refer to FIGS. 6B and 7D.  During the output cycle O, the switches sw5~sw8 are in the close state, but the switches sw1~sw4 are in the open state. 
Obviously, during the output cycle O, the first feedback capacitor Ci1 and the second feedback capacitor Ci2 are connected with each other in parallel.  As such, the voltage drop at the output terminal Vo is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci.  In other words, in a case that N pulses are generated during the driving cycle T, the voltage drop at the output terminal Vo is obtained as: ?Vo=2N?Vy?Cm/Ci. 
In the second embodiment, the voltage drop at the output terminal of the sensing circuit s increases during the output cycle.  As such, since the voltage drop resulted from the touch point and the voltage drop resulted from the untouched point are distinguished, the backend circuit can easily realize the actual position of the touch point according to the change of the voltage drop.
FIG. 8A is a schematic circuit diagram illustrating a sensing circuit according to a third embodiment of the present invention.  FIG. 8B is a schematic timing waveform diagram illustrating associated signal processing in the sensing circuit shown in FIG. 8A.  The sensing circuit s comprises an operation amplifier 800, a feedback capacitor Ci, and six switches sw1~sw6.
A reference voltage Vref is inputted into the positive input terminal (+) of the operation amplifier 800.  The first switch sw1 is controlled by a first control signal ctr1, and connected between the receiving electrode r and the negative input terminal (-) of the operation amplifier 800.  The second switch sw2 is controlled by a second control signal ctr2, and connected between the negative input terminal (-) and the output terminal Vo of the operation amplifier 800.  The third switch sw3 is controlled by a third control signal ctr3.  A first terminal of the third switch sw3 is connected to the negative input terminal (-) of the operation amplifier 800.  A second terminal of the third switch sw3 is connected to a first terminal of the feedback capacitor Ci.  The fourth switch sw4 is controlled by a fourth control signal ctr4.  A first terminal of the fourth switch sw4 is connected to a second terminal of the feedback capacitor Ci.  A second terminal of the fourth switch sw4 is connected to the output terminal Vo of the operation amplifier 800.  The fifth switch sw5 is controlled by a fifth control signal ctr5, and connected between the negative input terminal (-) of the operation amplifier 800 and the second terminal of the feedback capacitor Ci.   The sixth switch sw6 is controlled by a sixth control signal ctr6, and connected between the output terminal Vo of the operation amplifier 800 and the first terminal of the feedback capacitor Ci. 
As shown in FIG. 8B, a scanning cycle ? of the driving signal P includes a pre-charge cycle, a driving cycle T and an output cycle O.  In each driving cycle T, the driving signal P generates three pulses t1, t2 and t3.  The driving cycle T is followed by the output cycle O.  The remaindering time is the pre-charge cycle.   In response to the high-level states of the six control signals ctr1~ctr6, the switches sw1~sw6 are in the close states.  Whereas, in response to the low-level states of the eight control signals ctr1~ctr6, the switches sw1~sw6 are in the open states.  Hereinafter, the operations of the sensing circuit s will be illustrated in more details with reference to FIGS. 8 and 9.
FIG. 9A is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 8A during the pre-charge cycle.  During the pre-charge cycle, the switches sw1~sw6 are all in the close state.  Since no pulse is generated during the pre-charge cycle and the both terminals of the feedback capacitor Ci are short-circuited, the charge quantity stored in the feedback capacitor Ci will be zero.
FIG. 9B is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 8A during the former time interval t1a of the first pulse t1 of the driving cycle T.  Please refer to FIGS. 8B and 9B.  In the former time interval t1a of the first pulse t1, the first pulse t1 is switched from the low-level state to the high-level state.  Meanwhile, the first switch sw1, the third switch sw3 and the fourth switch sw4 are in the close state, but the second switch sw2, the fifth switch sw5 and the sixth switch sw6 are in the open state.
As such, the mutual capacitance Cm generates coupling charge at the rising edge of the first pulse t1.
Moreover, since the positive terminal (+) of the mutual capacitance Cm is connected to the driving electrode d and the negative terminal (-) of the mutual capacitance Cm is connected to the receiving electrode r, the first terminal of the feedback capacitor Ci is a positive terminal (+) and the second terminal of the feedback capacitor Ci is a negative terminal (-).  According to the equation (I), the voltage drop across the feedback capacitor Ci is obtained as: ?Vo=Vy?Cm/Ci.
FIG. 9C is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 8A during the latter time interval t1b of the first pulse t1 of the driving cycle T.  Please refer to FIGS. 8B and 9C.  In the latter time interval t1b of the first pulse t1, the first pulse t1 is switched from the high-level state to the low-level state.  Meanwhile, the first switch sw1, the fifth switch sw5 and the sixth switch sw6 are in the close state, but the second switch sw2, the third switch sw3 and the fourth switch sw4 are in the open state.
As such, the mutual capacitance Cm generates coupling charge at the falling edge of the first pulse t1.  Moreover, since the negative terminal (-) of the mutual capacitance Cm is connected to the driving electrode d and the positive terminal (+) of the mutual capacitance Cm is connected to the receiving electrode r, the second terminal of the feedback capacitor Ci is a negative terminal (-) and the first terminal of the feedback capacitor Ci is a positive terminal (+).  According to the equation (I), the voltage drop across the feedback capacitor Ci is accumulated as: ?Vo=2Vy?Cm/Ci.
Similarly, during the former time interval t2a of the second pulse t2, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 9B.  In addition, the voltage drop across the feedback capacitor Ci is obtained as: ?Vo=3?Vy?Cm/Ci.  Similarly, during the latter time interval t2b of the second pulse t2, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 9C.  In addition, the voltage drop across the feedback capacitor Ci is obtained as: ?Vo=4?Vy?Cm/Ci.
Similarly, during the former time interval t3a of the third pulse t3, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 9B.  In addition, the voltage drop across the feedback capacitor Ci is obtained as: ?Vo=5?Vy?Cm/Ci.  Similarly, during the latter time interval t3b of the third pulse t3, the operating condition of the sensing circuit s is similar to that described in FIG. 9C.  In addition, the voltage drop across the feedback capacitor Ci is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci.
FIG. 9D is a schematic circuit diagram illustrating the sensing circuit of FIG. 8A during the output cycle O.  Please refer to FIGS. 8B and 9D.  During the output cycle O, the fifth switches sw5 and the sixth switch sw6 are in the close state, but the switches sw1~sw4 are in the open state.
Obviously, during the output cycle O, the voltage drop at the output terminal Vo is obtained as: ?Vo=6?Vy?Cm/Ci.  In other words, in a case that N pulses are generated during the driving cycle T, the voltage drop at the output terminal Vo is obtained as: ?Vo=2N?Vy?Cm/Ci.
In the third embodiment, the voltage drop at the output terminal of the sensing circuit s increases during the output cycle.  As such, since the voltage drop resulted from the touch point and the voltage drop resulted from the untouched point are distinguished, the backend circuit can easily realize the actual position of the touch point according to the change of the voltage drop.
In the first and second embodiments, the sensing circuit of the capacitive touch panel comprises at least two feedback capacitors.  In response to a rising edge of the pulse during the driving cycle, the first feedback capacitor is charged in a first charging direction, so that the coupling charge generated by the mutual capacitance is stored in the first feedback capacitor.  In response to a falling edge of the pulse during the driving cycle, the second feedback capacitor is charged in a second charging direction, so that the coupling charge generated by the mutual capacitance is stored in the second feedback capacitor.  During the output cycle, the first feedback capacitor and the second feedback capacitor are connected with each other in parallel or in series, so that a voltage drop is generated at the output terminal.
In the third embodiment, the sensing circuit of the capacitive touch panel comprises a feedback capacitor.  In response to a rising edge or a falling edge of the pulse during the driving cycle, the feedback capacitor is charged in the same charging direction, so that the coupling charge generated by the mutual capacitance is stored in the feedback capacitor.  During the output cycle, a voltage drop is generated at the output terminal according to a voltage across the feedback capacitor.  
From the above description, the sensing circuit of the capacitive touch panel of the present invention is capable of generating a high voltage drop at the output terminal.  As a consequence, the signal-to-noise ratio (SNR) is increased.  Moreover, since the negative input terminal (-) of the operation amplifier of the sensing circuit is stably maintained at the reference voltage Vref, the equivalent capacitance Cr that is connected between the receiving electrode r and the ground terminal GND has no influence on the voltage drop.  In this situation, the parasitic capacitance effect is eliminated.
While the invention has been described in terms of what is presently considered to be the most practical and preferred embodiments, it is to be understood that the invention needs not to be limited to the disclosed embodiment.  On the contrary, it is intended to cover various modifications and similar arrangements included within the spirit and scope of the appended claims which are to be accorded with the broadest interpretation so as to encompass all such modifications and similar structures.
1. A sensing circuit for use with a receiving electrode of a capacitive touch panel, a mutual capacitance existing between a driving electrode of the capacitive touch panel and the receiving electrode, the driving electrode receiving a driving signal, the sensing circuit comprising: 
an operation amplifier having a positive input terminal, a negative input terminal and an output terminal, wherein a reference voltage is inputted into the positive input terminal of the operation amplifier;
a first switch connected between the receiving electrode and the negative input terminal of the operation amplifier;
a second switch connected between the negative input terminal and the output terminal of the operation amplifier;
a first feedback capacitor;
a second feedback capacitor;
a third switch having a first terminal connected to the negative input terminal of the operation amplifier and a second terminal connected to a first terminal of the first feedback capacitor;
a fourth switch having a first terminal connected to a second terminal of the first feedback capacitor and a second terminal connected to the output terminal of the operation amplifier;
a fifth switch having a first terminal connected to the negative input terminal of the operation amplifier and a second terminal connected to a first terminal of the second feedback capacitor; and
a sixth switch having a first terminal connected to a second terminal of the second feedback capacitor and a second terminal connected to the output terminal of the operation amplifier,
wherein the driving signal generates at least one pulse during a driving cycle, wherein in response to a rising edge of the pulse, the first switch, the second switch, the third switch, the fourth switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled, so that the first feedback capacitor is charged in a first charging direction, wherein in response to a falling edge of the pulse, the first switch, the second switch, the third switch, the fourth switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled, so that the second feedback capacitor is charged in a second charging direction.
2. The sensing circuit according to claim 1 wherein the first feedback capacitor is charged in the first charging direction from the first terminal to the second terminal of the first feedback capacitor, and the second feedback capacitor is charged in the second charging direction from the second terminal to the first terminal of the second feedback capacitor. 
3. The sensing circuit according to claim 1 wherein each pulse includes a first time interval and a second time interval, the rising edge of the pulse switched from a low-level state to a high-level state is within the first time interval, and the falling edge of the pulse switched from the high-level state to the low-level state is within the second time interval, wherein in the first time interval, the first switch, the third switch and the fourth switch are controlled to be in a close state, but the second switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled to be in an open state; and in the second time interval, the first switch, the fifth switch and the six switch are controlled to be in a close state, but the second switch, the third switch and the fourth switch are controlled to be in an open state.
4. The sensing circuit according to claim 1 wherein during a pre-charge cycle of the driving signal, the first switch, the second switch, the third switch, the fourth switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled to be in a close state such that the charge quantity stored in the first feedback capacitor and the second feedback capacitor is zero. 
5. The sensing circuit according to claim 1 wherein if the driving signal generates one pulse during the driving cycle, a voltage drop is equal to a first voltage value; if the driving signal generates N pulses during the driving cycle, the voltage drop is equal to N times as large as the first voltage value; and during an output cycle of the driving signal, the first feedback capacitor and the second feedback capacitor are connected with each other in series, so that the voltage drop of 2N times as large as the first voltage value is generated at the output terminal of the operation amplifier. 
6. The sensing circuit according to claim 5 further comprising:
a seventh switch connected between the second terminal of the third switch and the output terminal of the operation amplifier; and
an eighth switch connected between the second terminal of the first feedback capacitor and the second terminal of the second feedback capacitor,
wherein during the output cycle of the driving signal, the seventh switch and the eighth switch are controlled to be in the close state. 
7. The sensing circuit according to claim 1 wherein if the driving signal generates one pulse during the driving cycle, a voltage drop is equal to a second voltage value; if the driving signal generates N pulses during the driving cycle, the voltage drop is equal to N times as large as the second voltage value, and during an output cycle of the driving signal, the first feedback capacitor and the second feedback capacitor are connected with each other in parallel, so that the voltage drop of N times as large as the second voltage value is generated at the output terminal of the operation amplifier.
8. The sensing circuit according to claim 7 further comprising:
a ninth switch connected between the second terminal of the third switch and the output terminal of the operation amplifier; and
a tenth switch connected between the second terminal of the first feedback capacitor and the negative input terminal of the operation amplifier,
wherein during the output cycle of the driving signal, the ninth switch and the tenth switch are controlled to be in the close state. 
9. A sensing circuit for use with a receiving electrode of a capacitive touch panel, a mutual capacitance generating between a driving electrode of the capacitive touch panel and the receiving electrode, the driving electrode receiving a driving signal, the sensing circuit comprising: 
an operation amplifier having a positive input terminal, a negative input terminal and an output terminal, wherein a reference voltage is inputted into the positive input terminal of the operation amplifier;
a first switch connected between the receiving electrode and the negative input terminal of the operation amplifier;
a second switch connected between the negative input terminal and the output terminal of the operation amplifier;
a feedback capacitor;
a third switch having a first terminal connected to the negative input terminal of the operation amplifier and a second terminal connected to a first terminal of the feedback capacitor;
a fourth switch having a first terminal connected to a second terminal of the feedback capacitor and a second terminal connected to the output terminal of the operation amplifier;
a fifth switch connected between the second terminal of the feedback capacitor and the negative input terminal of the operation amplifier; and
a sixth switch connected between the first terminal of the feedback capacitor and the output terminal of the operation amplifier,
wherein the driving signal generates at least one pulse during a driving cycle, in response to a rising edge and a falling edge of the pulse, the first switch, the second switch, the third switch, the fourth switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled, so that the feedback capacitor is charged in a first charging direction. 
10. The sensing circuit according to claim 9 wherein the feedback capacitor is charged in the first charging direction from the first terminal to the second terminal of the feedback capacitor; and each pulse includes a first time interval and a second time interval, the rising edge of the pulse switched from a low-level state to a high-level state is within the first time interval, and the falling edge of the pulse switched from the high-level state to the low-level state is within the second time interval, wherein in the first time interval, the first switch, the third switch and the fourth switch are controlled to be in a close state, but the second switch, the fifth switch and the sixth switch are controlled to be in an open state; andin the second time interval, the first switch, the fifth switch and the six switch are controlled to be in a close state, but the second switch, the third switch and the fourth switch are controlled to be in an open state. 
11. The sensing circuit according to claim 9 wherein during a pre-charge cycle of the driving signal, the first switch, the second switch, the third switch and the fourth switch are controlled to be in a close state, so that the charge quantity stored in the feedback capacitor is zero. 
12. The sensing circuit according to claim 9 wherein during an output cycle of the driving signal, the fifth switch and the sixth switch are controlled to be in the close state, but the first switch, the second switch, the third switch and the fourth switch are controlled to be in the open state; if the driving signal generates one pulse during the driving cycle, a voltage drop is equal to a third voltage value; if the driving signal generates N pulses during the driving cycle, the voltage drop is equal to N times as large as the third voltage value; and the voltage drop of N times as large as the third voltage value is generated at the output terminal of the operation amplifier by the feedback capacitor during the output cycle of the driving signal.
1 Abstract
A sensing circuit of a capacitive touch panel includes an operation amplifier, a first switch, a second switch, first and second feedback capacitors, a third switch, a fourth switch, a fifth switch and a sixth switch.  The operation amplifier includes a positive input terminal, a negative input terminal and an output terminal.  A reference voltage is inputted into the positive input terminal.  The first switch is connected between a receiving electrode and the negative input terminal.  The second switch is connected between the negative input terminal and the output terminal.  The third switch is connected to the negative input terminal and the first feedback capacitor.  The fourth switch is connected to the first feedback capacitor and the output terminal.  The fifth switch is connected to the negative input terminal and the second feedback capacitor.  The sixth switch is connected to the second feedback capacitor and the output terminal. 
2 Representative Drawing
Fig. 4A
【図１】
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【図２】
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【図３】
2011086297.tif 000026
【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
2011086297.tif 000029
【図５Ｂ】
2011086297.tif 000030
【図５Ｃ】
2011086297.tif 000031
【図５Ｄ】
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【図６Ａ】
2011086297.tif 000033
【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
2011086297.tif 000035
【図７Ｂ】
2011086297.tif 000036
【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図８Ａ】
2011086297.tif 000039
【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
2011086297.tif 000041
【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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