(57)【要約】【課題】電動車両の電動機駆動システムにおいて、必要な運転性を確保しつつ、システムの電力損失抑制による燃費改善を図る。【解決手段】直流電圧変換のためのコンバータおよびコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータを含んで構成される電動車両の電動機駆動システムにおいて、制御装置は、電動車両がトルク高応答を必要とする車両状態であるかどうかのトルク応答要求判定を実行する（Ｓ１００）。さらに、制御装置は、トルク高応答が必要であるドライバビリティ優先モードでは（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、正弦波ＰＷＭ制御が適用される範囲に、コンバータの電圧指令値を設定する（Ｓ２００）。一方、トルク高応答が必要な状態ではない燃費優先モードでは、交流電動機の運転状態に基づいて、電動機駆動システム全体での電力損失が最小となるように、コンバータの電圧指令値を設定する（Ｓ１５０）。【選択図】図７
2011061921.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両駆動力を発生するための交流電動機を搭載した電動車両の電動機駆動システムであって、
直流電源と、
前記直流電源からの第１の直流電圧を電圧指令値に従って可変制御することによって、前記第１の直流電圧と同等あるいはそれよりも高い第２の直流電圧を直流電源配線に出力するように構成されたコンバータと、
前記交流電動機が動作指令に従って作動するように、複数のスイッチング素子により前記直流電源配線上の直流電力と前記交流電動機を駆動する交流電力との間で電力変換を行なうように構成されたインバータと、
前記第２の直流電圧に対する前記交流電動機の線間電圧の振幅の基本波成分の比で示される前記電力変換の変調率が所定値以下のときに適用される第１の制御モードと、前記第１の制御モードよりも高い変調率で前記交流電動機を制御するための第２の制御モードとの一方に従って前記インバータを制御するための制御モード選択手段と、
前記コンバータの前記電圧指令値を設定するための電圧指令値設定手段とを備え、
前記電圧指令値設定手段は、
前記電動車両の状態に応じて、前記交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定するためのトルク応答要求判定手段と、
要求されるトルク応答性が高いと判定されたときに、前記交流電動機の運転状態に応じて、前記第１の制御モードを適用できる前記第２の直流電圧の範囲内に限定して前記電圧指令値を設定するための第１の設定手段と、
要求されるトルク応答性が高くないと判定されたときに、前記交流電動機の運転状態に応じて、前記第２の制御モードの適用を許容して前記電圧指令値を設定するための第２の設定手段とを含む、電動車両の電動機駆動システム。
【請求項２】
前記第２の設定手段によって設定された前記電圧指令値に対応する前記第２の直流電圧における前記電動機駆動システム全体の損失電力は、前記第１の設定手段によって設定された前記電圧指令値に対応する前記第２の直流電圧における前記損失電力よりも低い、請求項１記載の電動車両の電動機駆動システム。
【請求項３】
前記第２の設定手段は、予め求められた、前記交流電動機の動作点と前記第２の直流電圧と前記損失電力との関係に従って、現在の前記運転状態に対応する前記動作点での前記損失電力が最小となる前記第２の直流電圧に対応させて前記電圧指令値を設定する、請求項１記載の電動車両の電動機駆動システム。
【請求項４】
前記第１の設定手段は、
前記交流電動機の現在の前記運転状態に対応する、回転速度およびトルクで決まる動作点における、前記第１の制御モードを適用するための前記第２の直流電圧の基本値に相当する第１の目標電圧を設定するための基本設定手段と、
前記変調率が前記第１の制御モードを適用可能な範囲内での最高値となるように、前記第１の目標電圧を補正することによって前記電圧指令値を設定するための補正手段とを含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電動車両の電動機駆動システム。
【請求項５】
前記第１の設定手段は、
前記交流電動機のトルク制御状態に基づいて、前記電動車両が定常走行状態であるか否かを判定するための判定手段と、
前記定常走行状態であると判定されたときに前記補正手段によって補正された前記第１の目標電圧を前記電圧指令値に設定する一方で、前記定常走行状態ではないと判定されたときには、前記基本設定手段からの前記第１の目標電圧を補正することなく前記電圧指令値に設定するための選択手段とをさらに含む、請求項４記載の電動車両の電動機駆動システム。
【請求項６】
前記補正手段は、
前記インバータの出力電圧指令値と前記第２の直流電圧とに基づいて、前記変調率を演算するための第１の演算手段と、
前記最高値に対する演算された前記変調率の偏差に応じて補正電圧を演算するための第２の演算手段と、
前記基本設定手段によって設定された前記第１の目標電圧から前記補正電圧を減算するための第３の演算手段とを有する、請求項４または５記載の電動車両の電動機駆動システム。
【請求項７】
前記判定手段は、前記交流電動機のトルク指令値に対する実トルクの偏差が所定の判定値より小さい状態が所定期間継続したときに、前記定常走行状態であると判定する、請求項５記載の電動車両の電動機駆動システム。
【請求項８】
前記第１の制御モードにおいて、前記交流電動機のトルクは、正弦波パルス幅変調制御によって制御され、
前記第２の制御モードにおいて、前記交流電動機のトルクは、過変調パルス幅変調制御または矩形波電圧制御によって制御される、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電動車両の電動機駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電動車両の電動機駆動システムに関し、より特定的には、コンバータによって可変制御された直流電圧をインバータによって交流電圧に変換することによって交流電動機を駆動制御するシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して三相交流モータを駆動制御するシステムが一般的に用いられている。このような電動機駆動システムでは、一般的には、電動機を高効率で駆動するために、ベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御に従ってモータ電流が制御される。この際に、直流電圧変換のためのコンバータを配置することによって、蓄電装置（代表的には二次電池）の出力電圧を可変制御してインバータの直流側電圧とする構成が、たとえば、特開２００６−３１１７６８号公報（特許文献１）および特開２００７−３２５３５１号公報（特許文献２）に記載されている。
【０００３】
このような電動機駆動システムでは、制御可能なコンバータの出力電圧、すなわちインバータの入力側電圧をどのように設定するかが問題となる。たとえば、特許文献１では、ＰＷＭ制御における変調率を、システム損失を考慮して設定された変調率目標値に一致させるように、電圧指令値を設定することが記載されている。また、特許文献２には、そのときのモータ状態に応じて、バッテリ、コンバータ、インバータおよびモータジェネレータの全体システムで電力損失を最小とするような電圧指令値を設定することが記載されている。
【０００４】
また、同様にコンバータを備えた構成の電動機駆動システムにおいて、正弦波ＰＷＭ制御以外の制御モードを用いることが、特許文献１，２および特開２００９−９５１４４号公報（特許文献３）に記載されている。特許文献１〜３には、低速領域ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御を用いる一方で、中速領域では過変調ＰＷＭ制御モード、高速領域では矩形波電圧制御が適用されることが記載されている。また、正弦波ＰＷＭ制御において、高調波を重畳することによって適用可能な変調率範囲を拡大することが、たとえば、再公表特許公報ＷＯ２００５／０８８８２２号（特許文献４）に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３１１７６８号公報
【特許文献２】特開２００７−３２５３５１号公報
【特許文献３】特開２００９−９５１４４号公報
【特許文献４】国際公開第２００５／０８８８２２号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１のように、変調率目標値と実際の変調率とを一致させるように、頻繁にコンバータ出力電圧を変化させる制御構成とすれば、電動機の出力トルクの制御性が低下することによって、当該電動機の出力により走行する電動車両の運転性が低下する虞がある。あるいは、コンバータの電圧変換動作が頻繁に変化することによって、却って電力損失が増加する可能性もある。
【０００７】
一方で、特許文献２のように全体損失のみに着目してシステム電圧を設定することとすれば、インバータでのスイッチング回数が相対的に少ない矩形波電圧制御の適用が有利である。しかしながら、矩形波電圧制御は、正弦波ＰＷＭ制御と比較して電動機のトルク制御性が低下するので、システム損失すなわち燃費のみを優先すると、トルク応答性の低下により電動車両の運転性が低下する虞がある。
【０００８】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、直流電圧変換のためのコンバータおよびコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータを含んで構成される電動車両の電動機駆動システムにおいて、車両状態に応じて、トルク制御性の確保によって電動車両の運転性を確保しつつ、システムの電力損失抑制による燃費改善を図ることができるように、コンバータの出力電圧を適切に設定することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明による電動車両の電動機駆動システムは、車両駆動力を発生するための交流電動機を搭載した電動車両の電動機駆動システムであって、直流電源と、コンバータと、インバータと、制御モード選択手段と、コンバータの電圧指令値を設定するための制御モード選択手段とを備える。コンバータは、直流電源からの第１の直流電圧を電圧指令値に従って可変制御することによって、第１の直流電圧と同等あるいはそれよりも高い第２の直流電圧を直流電源配線に出力するように構成される。インバータは、交流電動機が動作指令に従って作動するように、複数のスイッチング素子により直流電源配線上の直流電力と交流電動機を駆動する交流電力との間で電力変換を行なうように構成される。制御モード選択手段は、第２の直流電圧に対する交流電動機の線間電圧の振幅の基本波成分の比で示される電力変換の変調率が所定値以下のときに適用される第１の制御モードと、第１の制御モードよりも高い変調率で交流電動機を制御するための第２の制御モードとの一方に従ってインバータを制御する。目標電圧設定手段は、電動車両の状態に応じて、交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定するためのトルク応答要求判定手段と、要求されるトルク応答性が高いと判定されたときに、交流電動機の運転状態に応じて、第１の制御モードを適用できる第２の直流電圧の範囲内に限定して電圧指令値を設定するための第１の設定手段と、要求されるトルク応答性が高くないと判定されたときに、交流電動機の運転状態に応じて、第２の制御モードの適用を許容して電圧指令値を設定するための第２の設定手段とを含む。
【００１０】
好ましくは、第２の設定手段によって設定された電圧指令値に対応する第２の直流電圧における電動機駆動システム全体の損失電力は、第１の設定手段によって設定された電圧指令値に対応する第２の直流電圧における損失電力よりも低い。
【００１１】
また好ましくは、第２の設定手段は、予め求められた、交流電動機の動作点と第２の直流電圧と損失電力との関係に従って、現在の運転状態に対応する動作点での損失電力が最小となる第２の直流電圧に対応させて電圧指令値を設定する。
【００１２】
また好ましくは、第１の設定手段は、基本設定手段と、補正手段とを含む。基本設定手段は、交流電動機の現在の運転状態に対応する、回転速度およびトルクの組み合わせで決まる動作点における、第１の制御モードを適用するための第２の直流電圧の基本値に相当する第１の目標電圧を設定する。補正手段は、変調率が第１の制御モードを適用可能な範囲内での最高値となるように、第１の目標電圧を補正することによって電圧指令値を設定する。
【００１３】
さらに好ましくは、第１の設定手段は、交流電動機のトルク制御状態に基づいて電動車両が定常走行状態であるか否かを判定するための判定手段と、選択手段とをさらに含む。選択手段は、定常走行状態であると判定されたときに補正手段によって補正された第１の目標電圧を電圧指令値に設定する一方で、定常走行状態ではないと判定されたときには、基本設定手段からの第１の目標電圧を補正することなく電圧指令値に設定する。
【００１４】
また、さらに好ましくは、補正手段は、第１から第３の演算手段を有する。第１の演算手段は、インバータの出力電圧指令値と第２の直流電圧とに基づいて、変調率を演算する。第２の演算手段は、最高値に対する演算された変調率の偏差に応じて補正電圧を演算する。第３の演算手段は、基本設定手段によって設定された第１の目標電圧から補正電圧を減算する。
【００１５】
あるいは、さらに好ましくは、判定手段は、交流電動機のトルク指令値に対する実トルクの偏差が所定の判定値より小さい状態が所定期間継続したときに、定常走行状態であると判定する。
【００１６】
好ましくは、第１の制御モードにおいて、交流電動機のトルクは、正弦波パルス幅変調制御によって制御され、第２の制御モードにおいて、交流電動機のトルクは、過変調パルス幅変調制御または矩形波電圧制御によって制御される。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、直流電圧変換のためのコンバータおよびコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータを含んで構成される電動車両の電動機駆動システムにおいて、車両状態に応じてコンバータの出力電圧を適切に設定することによって、トルク制御性の確保によって電動車両の運転性を確保しつつ、システムの電力損失抑制による燃費改善を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に従う電動機駆動システムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態による電動機駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。
【図３】図１に示した電圧指令値設定部を詳細に説明する機能ブロック図である。
【図４】図３に示したＰＷＭ適用部を詳細に説明する機能ブロック図である。
【図５】変調率目標値の設定を説明する概念図である。
【図６】高応答モードにおける燃費をさらに改善するための制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態による電動機駆動システムにおけるコンバータ電圧指令値の設定処理手順を説明するフローチャートである。
【図８】ドライバビリティ優先モード時のコンバータ電圧指令値の設定処理手順を詳細に説明するフローチャートである。
【図９】昇圧中におけるコンバータ電圧指令値の設定処理手順を詳細に説明するフローチャートである。
【図１０】図９に示した定常走行判定の処理手順を詳細に説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。
【００２０】
（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う電動機駆動システムの全体構成図である。
【００２１】
図１を参照して、電動機駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。
【００２２】
交流電動機Ｍ１は、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２３】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２４】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂの入出力電流（電池電流）Ｉｂおよび出力電圧Ｖｂは、電流センサ９および電圧センサ１０およびによってそれぞれ検知される。
【００２５】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。コンデンサＣ１は、アース線５および電力線６の間に接続される。電圧センサ１１は、平滑コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、コンバータ１２の入力側電圧ＶＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２６】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００２７】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００２８】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２９】
代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３０】
コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３１】
あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。このようなコンバータ１２の動作を「昇圧停止モード」とも称する。昇圧停止モードでは、スイッチング素子のオンオフに伴う電力損失が発生しないので、コンバータ１２の効率が向上する。
【００３２】
また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３３】
このように、コンバータ１２は、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＬを電圧指令値に従って可変制御して、直流電圧ＶＬと同等あるいはそれよりも高い直流電圧ＶＨを、インバータ２４の直流リンク側と接続される電力線７へ出力するように構成される。すなわち、電力線７は、「直流電源配線」に対応する。
【００３４】
平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３５】
インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制
御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が０の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが０になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された０または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３６】
さらに、電動機駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３７】
このように、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１が動作指令（トルク指令値）に従って作動するように、スイッチング素子Ｑ３−Ｑ８により電力線７上の直流電力と交流電動機Ｍ１を駆動する交流電力との間で電力変換を行なうように構成される。
【００３８】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は０であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。あるいは、各相に電流センサ２４を配置することも可能である。
【００３９】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）Ｎｍｔおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００４０】
制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵
した電子制御ユニットにより構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、ＥＣＵ８０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００４１】
制御モード選択部３５は、制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御機能の一部を概念的に示す機能ブロックである。制御モード選択部３５は、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、以下に詳細に説明する制御モードの選択を実行する。
【００４２】
（制御モードの説明）
図２は、本発明の実施の形態による電動機駆動システム１００における交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。
【００４３】
図２に示すように、本発明の実施の形態による電動機駆動システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替え使用する。
【００４４】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧であるシステム電圧ＶＨに対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。
【００４５】
正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式が提案されている。この制御方式により、正弦波ＰＷＭ制御を適用可能な変調率の上限値を０．６１から０．７０程度まで高めることが可能となる。
【００４６】
なお、高調波を重畳することによって、正弦波ＰＷＭ制御であっても電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含み得るものとする。
【００４７】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４８】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。過変調ＰＷＭ制御においても正弦波成分に３ｎ次高調波成分を重畳することが可能である。
【００４９】
交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００５０】
したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御のいずれかの制御モードが選択的に適用される。ＰＷＭ制御では、モータ電流のフィードバックに基づいて、交流電動機Ｍ１への印加電圧（モータ印加電圧）の振幅および位相が制御される。一方で、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。概略的には、特許文献１〜３にも記載されるように、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、低速域では正弦波ＰＷＭ制御、中速域では過変調ＰＷＭ制御、高速域では矩形波電圧制御がそれぞれ適用される。
【００５１】
ただし、制御モードは、実現可能な変調率の範囲内で決定する必要がある。具体的には、ＰＷＭ制御によるモータ印加電圧の指令値と、システム電圧とによって求められる変調率が０．７８以上となると、矩形波電圧制御を選択することが必要となる。また、ＰＷＭ制御では、基本的には、変調率が所定の上限値（たとえば、高調波の重畳なしのときは０．６１、高調波の重畳ありのときは０．７０）以下のときには正弦波ＰＷＭ制御が適用され、そうでないときには過変調ＰＷＭ制御が適用される。
【００５２】
すなわち、正弦波ＰＷＭ制御は、インバータ１４による電力変換の変調率が所定値以下のときに適用される「第１の制御モード」に対応し、「過変調ＰＷＭ制御」および「矩形波電圧制御」は、正弦波ＰＷＭ制御よりも高い変調率で交流電動機Ｍ１を制御するための「第２の制御モード」に対応する。
【００５３】
このように、システム電圧ＶＨの設定が制御モードの選択に影響を及ぼすことが理解される。たとえば、正弦波ＰＷＭ制御を適用するためには、変調率が上記所定値以下となるように、システム電圧ＶＨを高める必要が生じる。その一方で、矩形波電圧制御の適用時には、システム電圧ＶＨを相対的に低くすることができる。たとえば、直流電源１０の出力電圧を昇圧することなくコンバータ１２が高効率の昇圧停止モードで動作可能となる、交流電動機Ｍ１の運転領域を拡大することができる。
【００５４】
なお、矩形波電圧制御ではインバータ１４におけるスイッチング回数が減少することにより、スイッチング損失が低下するので、電動車両の燃費向上に有利である。このため、ＰＷＭ制御モードを適用可能な低速・中速域において、矩形波電圧制御を選択することも可能である。
【００５５】
制御モード選択部３５は、上述のように、交流電動機Ｍ１の運転状態に応じて、ＰＷＭ制御演算に基づく変調率を考慮した上で制御モードを選択する。
【００５６】
上記を踏まえて、コンバータ１２の電圧指令値（システム電圧ＶＨの目標値）ＶＨｒの設定について詳細に説明する。制御装置３０は、コンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒを設定するための電圧指令値設定部３６をさらに含む。
【００５７】
図３は、電圧指令値設定部３６を詳細に説明するための機能ブロック図である。なお、各図に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）を制御装置３０内に構成することによって実現してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。
【００５８】
図３を参照して、電圧指令値設定部３６は、ＰＷＭ適用部２００と、低損失適用部３００と、トルク応答要求判定部３１０と、目標電圧選択部３２０とを含む。
【００５９】
ＰＷＭ適用部２００は、交流電動機Ｍ１の運転状態（代表的には、トルクおよび回転速度）に基づいて、交流電動機Ｍ１の制御モードが正弦波ＰＷＭ制御となる範囲内に限定された目標電圧ＶＨ１を設定する。ＰＷＭ適用部２００の詳細な構成については後ほど説明する。
【００６０】
低損失適用部３００は、交流電動機Ｍ１の運転状態（代表的には、トルクおよび回転速度）に対応して、電動機駆動システム１００全体での電力損失が最小となるようなシステム電圧ＶＨに対応した目標電圧ＶＨ２を生成する。低損失適用部３００は、たとえば、交流電動機Ｍ１の運転状態に対応させて、直流電源（バッテリ）Ｂ、コンバータ１２、インバータ１４および交流電動機Ｍ１での電力損失の合計、すなわち、電動機駆動システム１００全体での電力損失が最小値となるように予め設定されたマップの参照に従って、交流電動機Ｍ１の現在の回転速度およびトルクに応じて、目標電圧ＶＨ２を出力する。すなわち、ＶＨ＝ＶＨ２としたときのシステム全体の電力損失は、ＶＨ＝ＶＨ１としたときのシステム全体の電力損失よりも低くなる。
【００６１】
上述のように、低電力損失のためには、制御モードとして矩形波電圧制御を適用することが好ましい。したがって、低損失適用部３００によれば、優先的に矩形波電圧制御モードを適用するような、システム電圧ＶＨの設定が行なわれる。すなわち、ＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１に従ってシステム電圧ＶＨが設定されたときには、トルク制御性の高い正弦波ＰＷＭ制御モードが確実に選択される一方で、低損失適用部３００による目標電圧ＶＨ２に従ってシステム電圧ＶＨが設定されたときには、正弦波ＰＷＭ制御モードが選択されない可能性がある。概略的には、低損失適用部３００によれば、システム電圧ＶＨが矩形波電圧制御の適用下での最小電圧となるように、目標電圧ＶＨ２が設定される動作点（トルクおよび回転速度の組み合わせで決まる）が多くなる。
【００６２】
トルク応答要求判定部３１０は、電動車両の車両状態に応じて、交流電動機Ｍ１に要求されるトルク応答性の度合いを判定する。具体的には、トルク応答要求判定部３１０は、現在の車両状態が、要求されるトルク応答性が高度である車両状態であるか否かを判定する。この判定は、電動車両の車速、あるいは、ユーザのアクセル操作等に基づいて算出される交流電動機Ｍ１への要求パワーやトルク指令値に応じて実行することができる。たとえば、低車速時には、交流電動機Ｍ１のトルク変動による車両振動がユーザに感知され易くなるため、トルク高応答が必要な状態と判定される。また、アクセル踏込みに応じて交流電動機Ｍ１への要求パワーやトルク指令値が所定値より大きいとき、あるいは、増加・減少中であるとき（単位時間での変化量が所定値より大きいとき）には、トルクを速やかに発生することによって車両運転性を確保する必要があるので、トルク高応答が必要な状態と判定される。
【００６３】
一方で、ユーザ操作によって燃費優先モードを選択できるようにスイッチ等を設けた構成では、当該スイッチのオン期間中においては、トルク応答性よりも燃費向上が優先されるように、一律にトルク高応答が不要な車両状態であると判定することもできる。
【００６４】
このように、トルク応答要求判定部３１０は、ユーザ操作を含む車両状態に基づいて、トルク高応答が必要な状態（ドライバビリティ優先モード）およびトルク高応答が不要な状態（燃費優先モード）のいずれであるかを判定する。そして、トルク応答要求判定部３１０は、ドライバビリティ優先モードではフラグＪＤ１をオンする一方で、燃費優先モードではフラグＪＤ１をオフする。
【００６５】
目標電圧選択部３２０は、フラグＪＤ１に応じて、ＰＷＭ適用部２００からの目標電圧ＶＨ１と、低損失適用部３００からの目標電圧ＶＨ２との一方を選択的にコンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒに設定する。すなわち、目標電圧選択部３２０は、フラグＪＤ１がオンされるドライバビリティ優先モードでは、ＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１をコンバータ１２の電圧指令値に設定する（ＶＨｒ＝ＶＨ１）一方で、フラグＪＤ１がオフされる燃費優先モードでは、低損失適用部３００による目標電圧ＶＨ２をコンバータ１２の電圧指令値に設定する（ＶＨｒ＝ＶＨ２）。
【００６６】
コンバータ制御部３５０は、電圧センサ１１，１３によってそれぞれ検出された、コンバータ１２の入力電圧および出力電圧にそれぞれ相当する直流電圧ＶＬ，ＶＨと、電圧指令値設定部３６によって設定された電圧指令値ＶＨｒに従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図１）のデューティを制御する。そして、コンバータ制御部３５０は、このデューティ制御値に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。
【００６７】
このような構成とすることにより、トルク高応答モードでは、トルク制御性の高い正弦波ＰＷＭ制御が確実に適用されるように電圧指令値ＶＨｒを設定することができる。一方、燃費優先モードでは、正弦波ＰＷＭ制御の適用に拘ることなく、電動機駆動システム１００全体での電力損失を抑制できるように電圧指令値ＶＨｒが設定される。
【００６８】
トルク高応答モードにおける電圧指令値の設定について、さらに詳細に説明する。
図４は、図３に示したＰＷＭ適用部を詳細に説明するための機能ブロック図である。
【００６９】
図４を参照して、ＰＷＭ適用部２００は、ＰＷＭ基本マップ２１０と、補正部２２０と、選択部２３０と、定常走行判定部２４０とを含む。
【００７０】
ＰＷＭ基本マップ２１０は、交流電動機Ｍ１の運転状態（代表的には、トルクおよび回転速度）に基づいて、目標電圧ＶＨ１ａを出力する。ＰＷＭ基本マップ２１０は、交流電動機Ｍ１のトルクおよび回転速度に基づいて、現在の運転状態において確実に正弦波ＰＷＭが適用されるシステム電圧ＶＨを、目標電圧ＶＨ１ａとして設定するための、予め作成されたマップである。
【００７１】
補正部２２０は、変調率演算部２２２と、偏差演算部２２４と、制御演算部２２６と、加算部２２８とを含む。
【００７２】
変調率演算部２２２は、システム電圧ＶＨと、ＰＷＭ制御によるモータ印加電圧（電圧指令値）とに基づいて、変調率ＭＦを演算する。たとえば、ｄ−ｑ軸変換を伴うＰＷＭ制御では、変調率ＭＦを下記（１）式に従って算出することができる。なお、（１）式中において、Ｖｄ♯およびＶｑ♯は、それぞれｄ軸電圧およびｑ軸電圧の電圧指令値である。
【００７３】
ＭＦ＝（Ｖｄ♯2＋Ｖｑ♯2）1/2／ＶＨ    ・・・（１）
偏差演算部２２４は、変調率目標値ＭＦｒに対する、変調率演算部２２２によって演算された変調率ＭＦの偏差ΔＭＦ（ΔＭＦ＝ＭＦｒ−ＭＦ）を演算する。制御演算部２２６は、偏差演算部２２４によって求められた変調率偏差ΔＭＦに基づいて、変調率ＭＦを変調率目標値ＭＦｒに向けて変化させるための補正電圧ΔＶＨ１を演算する。加算部２２８は、ＰＷＭ基本マップ２１０によって設定された目標電圧ＶＨ１ａから補正電圧ΔＶＨ１を減算するように補正することによって、目標電圧ＶＨ１ｂを生成する。
【００７４】
ただし、上記のような変調率フィードバックによる目標電圧の補正は、目標電圧ＶＨ１ｂが、システム電圧ＶＨの制御上限電圧よりも低くなる範囲に限定して実行される。すなわち、目標電圧ＶＨ１ｂが制御上限電圧より高く設定されることはない。この制御上限電圧は、基本的には、部品耐圧等を考慮して定められる固定値でるが、車両状態に応じて制御上限電圧を変化させてもよい。
【００７５】
ここで、変調率目標値ＭＦｒは、正弦波ＰＷＭ制御で実現可能な変調率の最高値に設定される。図５（ａ）に示されるように、高調波を重畳しない通常の正弦波ＰＷＭ制御では、変調率が０．６１よりも高くなると、正弦波ＰＷＭ制御が適用できなくなるために、過変調ＰＷＭ制御が適用される。したがって、基本的には、ＭＦｒ＝０．６１に設定される。
【００７６】
ただし、図５（ａ）に示すように、変調率の僅かな変化に対して制御モードが頻繁に変化することを防止するために、過変調モードから正弦波ＰＷＭ制御への切替にヒステリシス（Ｈ１）が設けられる場合には、変調率目標値ＭＦｒについても、ヒステリシスに対応させて、ＭＦｒ＝０．６１−Ｈ１とすることが好ましい。
【００７７】
また、図５（ｂ）に示されるように、高調波を重畳する正弦波ＰＷＭ制御では、変調率上限値が０．７０まで高められるため、基本的には、ＭＦｒ＝０．７０に設定される。そして、過変調モードから正弦波ＰＷＭ制御への切換にヒステリシス（Ｈ２）が設けられる場合には、変調率目標値ＭＦｒについても、ヒステリシスに対応させて、ＭＦｒ＝０．７０−Ｈ２とすることが好ましい。
【００７８】
再び図３を参照して、定常走行判定部２４０は、現在のトルク制御状態に基づいて、定常走行であるか否かを判定し、判定結果に応じてフラグＪＤ２を設定する。たとえば、定常走行判定部２４０は、トルク制御が安定しているとき、たとえば、要求トルク（トルク指令値）に対する現在の交流電動機Ｍ１の出力トルクの偏差（絶対値）が所定の判定値より小さいときに、定常走行であると判定してフラグＪＤ２をオンする。一方で、出力トルクの偏差（絶対値）が判定値より大きいと、非定常走行であると判定してフラグＪＤ２をオフする。なお、定常走行判定のための判定値については、車両状態（車速等）において変化させてもよい。
【００７９】
選択部２３０は、定常走行時（フラグＪＤ２のオン時）には、補正部２２０によって演算された目標電圧ＶＨ１ｂを、ＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１として、図３に示した目標電圧選択部３２０に出力する。一方で、選択部２３０は、非定常走行時（フラグＪＤ２のオフ時）には、ＰＷＭ基本マップ２１０によって設定された目標電圧ＶＨ１ａを、ＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１として、目標電圧選択部３２０（図３）へ出力する。
【００８０】
このようにすると、正弦波ＰＷＭ制御を確実に適用する際にも、当該領域内での最高変調率での電力変換とするように、補正部２２０による変調率フィードバックによって目標電圧ＶＨ１ｂを補正できるので、電力損失の低減により燃費の向上を図ることができる。
【００８１】
一方で、頻繁にシステム電圧ＶＨを変化させることにより、コンバータ１２の動作（昇圧、降圧）が頻繁に変化して却って電力損失が増加したり、トルク制御性が低下することが懸念される。
【００８２】
したがって、制御挙動が大きく変化する可能性が低い定常走行時（トルク制御安定時）に限定して、補正部２２０による変調率フィードバックを目標電圧ＶＨ１に反映することにより、上記懸念の解消が図られる。すなわち、非定常走行時（トルク制御非安定時）には、補正部２２０による変調率フィードバックを非実行として、ＰＷＭ基本マップ２１０によって設定された目標電圧ＶＨ１ａを、そのままＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１とする。
【００８３】
このようにして、燃費よりもトルク高応答を優先して正弦波ＰＷＭ制御を確実に適用する高応答モードにおいても、電力損失の低減による燃費改善が図られる。
【００８４】
なお、図３の構成において、ＰＷＭ適用部２００および低損失設定部３００は、「第１の設定手段」および「第２の設定手段」にそれぞれ対応し、トルク応答要求判定部３１０は、「トルク応答要求判定手段」に対応する。また、図４の構成において、ＰＷＭ基本マップ２１０は「基本設定手段」に対応し、補正部２２０は「補正手段」に対応し、選択部２３０は「選択手段」に対応し、定常走行判定部２４０は「判定手段」に対応する。さらに、変調率演算部２２２は「第１の演算手段」に対応し、偏差演算部２２４および制御演算部２２６は「第２の演算手段」に対応し、加算部２２８は「第３の演算手段」に対応する。
【００８５】
ここで、コンバータ１２は、上アーム素子（Ｑ１）および下アーム素子（Ｑ２）をオンおよびオフにそれぞれ固定する「昇圧停止モード」で動作することにより、電力損失を大幅に低減することができる。したがって、高応答モードにおいても、「昇圧停止モード」できる変調率の範囲内で、コンバータ１２については可能な限り「昇圧停止モード」で動作させることが燃費の観点からは好ましい。
【００８６】
ＰＷＭ適用部２００については、図４の制御構成に、図６の制御構成をさらに加えることによって、高応答モードにおける電動車両の燃費をさらに向上することができる。
【００８７】
図６を参照して、図４に示した構成に加えて、昇圧要求判定部２５０および選択部２３５をさらに含む。
【００８８】
変調率演算部２２２は、コンバータ１２が昇圧停止モードで動作しているとき（昇圧要求フラグＵＡＦのオフ時）には、システム電圧ＶＨ＝ＶＬとして変調率ＭＦを演算する。そして、昇圧要求判定部２５０は、昇圧要求フラグＵＡＦのオフ時に、この変調率ＭＦに基づいて、コンバータ１２による昇圧要否を判定する。演算された変調率ＭＦが、正弦波ＰＷＭ制御を適用できる範囲内であるときには、昇圧要求判定部２５０は、コンバータ１２による昇圧不要と判定して、昇圧要求フラグＵＡＦをオフに維持する。
【００８９】
昇圧要求フラグＵＡＦのオフ時には、選択部２３５は、コンバータ１２を昇圧停止モードで動作させるべく、ＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１＝ＶＬに設定する。これにより、コンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒ＝ＶＬに設定される。あるいは、昇圧要求フラグＵＡＦのオフ時には、電圧指令値ＶＨｒに拘らず、コンバータ１２を昇圧停止モードで動作させるように、コンバータ制御部３５０（図３）を構成してもよい。
【００９０】
一方で、昇圧停止時のシステム電圧ＶＨ＝ＶＬによっては正弦波ＰＷＭ制御を適用できる変調率を超えてしまうときには、昇圧要求判定部２５０は、コンバータ１２による昇圧要と判定して、昇圧要求フラグＵＡＦをオンする。選択部２３５は、昇圧要求フラグＵＡＦのオン時には、図４の構成によって設定された、選択部２３０からの目標電圧ＶＨ１を、ＰＷＭ適用部２００による目標電圧ＶＨ１に設定する。
【００９１】
なお、昇圧要求フラグＵＡＦが一旦オンされた場合には、ＰＷＭ基本マップ２１０による目標電圧ＶＨ１ａが、昇圧不要な電圧レベル（ＶＨ１ａ＝Ｖｂ，ＶＬレベル）に設定されたときに、再び、コンバータ１２による昇圧が不要となるため、コンバータ１２が昇圧停止モードで動作するとともに、昇圧要求フラグＵＡＦが再びオフされる。
【００９２】
このように、図４および図６の構成を組み合わせてＰＷＭ適用部２００を構成することによって、コンバータ１２の昇圧動作を最低限とすることができるので、電力損失をさらに削減して、電動車両の燃費改善を図ることができる。
【００９３】
次に、図３〜図６で説明した、本発明の実施の形態による電動機駆動システムにおけるコンバータ１２の電圧指令値の設定を実現するための制御処理手順について説明する。すなわち、図７〜図１０のフローチャートに示す各ステップは、制御装置３０によるソフトウェア処理またはハードウェア処理によって実現されるものとする。
【００９４】
図７は、本発明の実施の形態による電動機駆動システムにおけるコンバータ電圧指令値の設定処理手順を説明するフローチャートである。図７に示したフローチャートに従う一連の処理は、制御装置３０によって、所定の制御周期毎に実行される。
【００９５】
図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、電動車両がトルク高応答が必要な車両状態であるかどうかのトルク応答要求判定を実行する。ステップＳ１００によるトルク応答要求判定は、図３に示したトルク応答要求判定部３１０のフラグＪＤ２の設定と同様に実行できる。
【００９６】
そして、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、ステップＳ１００での判定結果に従って、トルク高応答が必要な状態であるか否かを判断し、トルク高応答が必要であるドライバビリティ優先モードでは（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２００により、正弦波ＰＷＭ制御が適用される範囲に電圧指令値ＶＨｒを設定する。すなわち、図３に示したＰＷＭ適用部２００からの目標電圧ＶＨ１に従って、電圧指令値ＶＨｒが設定される（ＶＨｒ＝ＶＨ１）。
【００９７】
一方、制御装置３０は、トルク高応答が必要な状態ではない燃費優先モードでは（Ｓ１１０のＮＯ）、ステップＳ１５０により、交流電動機Ｍ１の運転状態（トルクおよび回転速度）に基づいて、電動機駆動システム１００全体での電力損失が最小となるように、電圧指令値ＶＨｒを設定する。すなわち、図３に示した低損失適用部３００からの目標電圧ＶＨ２に従って、電圧指令値ＶＨｒが設定される（ＶＨｒ＝ＶＨ２）。
【００９８】
次に図８を用いて、図７のステップＳ２００による制御処理を詳細に説明する。
図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２１０では、ＰＷＭ制御演算による電圧指令値に基づいて現在の変調率ＭＦを演算する。ステップＳ２１０による処理は、変調率演算部２２２（図４）の機能に対応する。
【００９９】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２０により、コンバータ１２が昇圧停止中であるか否かを判断する。ステップＳ２２０による判断は、昇圧要求フラグＵＡＦ（図６）に基づいて実行することができる。そして、制御装置３０は、コンバータ１２が昇圧停止モードで動作しているとき（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２３０に処理を進めて、システム電圧ＶＨ＝ＶＬとして演算された現在の変調率ＭＦが所定の判定値より高いか否かを判定する。そして、変調率ＭＦが判定値以下のとき（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２４０により、コンバータ１２に昇圧を要求することなく、昇圧停止モードを維持する。これにより、コンバータ１２は、上アーム素子（Ｑ１）をオンに固定した状態で動作する。
【０１００】
一方、変調率ＭＦが判定値を超えたとき（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、正弦波ＰＷＭ制御を適用するためにはシステム電圧ＶＨをＶＬよりも高くする必要があるため、ステップＳ２５０により昇圧要求を発生する。一旦昇圧要求が発生されると、次の制御周期からは、ステップＳ２２０がＹＥＳ判定とされる。
【０１０１】
制御装置３０は、コンバータ１２が昇圧モードで動作しているとき（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３００により、電圧指令値ＶＨｒを設定する。
【０１０２】
次に、図９および図１０を用いて、図８のステップＳ３００での詳細な制御処理を説明する。
【０１０３】
図９を参照して、ステップＳ３００（図８）は、ステップＳ３１０〜Ｓ３４０を含む。すなわち、制御装置３０は、ステップＳ２２０のＮＯ判定時には、ステップＳ３１０により、現在のトルク制御状態に着目した定常走行判定を実行する。
【０１０４】
図１０には、ステップＳ３１０による定常走行判定の詳細が示される。
図１０を参照して、ステップＳ３１０（図９）は、ステップＳ３１１〜Ｓ３１７を含む。制御装置３０は、ステップＳ３１０の定常走行判定では、まずステップＳ３１１により、要求トルク（トルク指令値）に対する交流電動機Ｍ１の実トルクの偏差ΔＴｑを演算するとともに、ステップＳ３１２により、トルク偏差｜ΔＴｑ｜が所定値εよりも小さいかどうかを判定する。
【０１０５】
そして、制御装置３０は、トルク偏差｜ΔＴｑ｜が所定値（ε）より小さいとき（Ｓ３１２のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３１３に処理を進めて、判定カウンタをカウントアップする。すなわち、カウンタ値が現在値より１つ増加される。一方で、トルク偏差｜ΔＴｑ｜が所定値（ε）以上のとき（Ｓ３１２のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３１４により、判定カウンタをクリアする。すなわち、カウンタ値＝０とされる。
【０１０６】
制御装置３０は、ステップＳ３１５では、ステップＳ３１３またはＳ３１４により処理されたカウンタ値が判定値Ｍを超えたかどうかを判定する。そして、カウンタ値が判定値Ｍを超えたとき（Ｓ３１５のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３１６により定常判定フラグをオンする。一方で、カウンタ値が判定値Ｍ以下のとき（Ｓ３１５のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３１７により定常判定フラグをオフとする。
【０１０７】
この結果、定常走行判定（Ｓ３１０）では、交流電動機Ｍ１のトルク偏差｜ΔＴｑ｜が所定値（ε）以下である期間が、判定値Ｍに対応する所定期間を超えて継続した場合には、定常判定フラグがオンされ、そうでないときには定常判定フラグがオフされる。図4に示した定常走行判定部２４０についても、ステップＳ３１０と同様の判定結果に従って、フラグＪＤ２を設定する。
【０１０８】
再び図９を参照して、制御装置３０は、定常走行判定（Ｓ３１０）が終了すると、ステップＳ３２０に処理を進めて、定常走行判定結果に基づいて定常走行中であるかを判断する。そして、定常走行中（Ｓ３２０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３３０により、変調率フィードバックによる制御目標電圧の補正を伴って電圧指令値ＶＨｒを設定する。すなわち、図４で補正部２２０により求められた目標電圧ＶＨ１ｂが、電圧指令値ＶＨｒに設定される。
【０１０９】
一方で、非定常走行時（Ｓ３２０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３４０により、図４に示したＰＷＭ基本マップ２１０の参照値に従って電圧指令値ＶＨｒを設定する。すなわちＶＨｒ＝ＶＨ１ａに設定される。
【０１１０】
このようにして、図８のフローチャートに従えば、ドライバビリティ優先モードにおいて、正弦波ＰＷＭ制御が確実に適用されるように電圧指令値ＶＨｒを設定する際にも、図４および図６に示した構成と同様に、電力損失の低減による燃費改善が図られる。
【０１１１】
すなわち、図７から図１０に示したフローチャートによっても、本発明の実施の形態による電動機駆動システムによるコンバータ１２の制御目標電圧の設定を実現することができる。
【０１１２】
以上説明したように、本発明の実施の形態による電動機駆動システムでは、電動車両が高トルク応答が必要な車両状態であるか否かの判断に基づいて、高トルク応答が必要な場合には、トルク制御性が高い正弦波ＰＷＭ制御を適用できるように、コンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒを設定する。一方、高トルク応答が不要な車両状態のときには、正弦波ＰＷＭ制御に拘ることなく、電動機駆動システムでの電力損失を最小化するように、電圧指令値ＶＨｒを設定する。これにより、車両状態に応じて、トルク制御性の確保によって電動車両の運転性を確保しつつ、システムの電力損失抑制による燃費改善を図るように、コンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒを設定することができる。
【０１１３】
また、正弦波ＰＷＭ制御の適用時にも、変調率最高値での制御となるように電圧指令値ＶＨｒをフィードバック制御することによって、効率向上による燃費改善を図ることができる。さらに、変調率フィードバックによる電圧指令値の設定を、トルク制御状態が安定した定常走行状態に限定するので、トルク制御状態が不安定である際にシステム電圧を頻繁に変化させることにより不具合を防止できる。
【０１１４】
なお、本実施の形態で説明した電動機駆動システムが搭載された電動車両について、車両駆動力を発生する構成は任意とすることができる。すなわち、本発明は、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池自動車、および、エンジンを搭載したハイブリッド自動車を含めて、電力によって駆動される車輪駆動力発生用の電動機を搭載した電動車両に対して、共通に適用することができる。
【０１１５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１１６】
この発明は、コンバータによって可変制御された直流電圧をインバータによって交流電圧に変換することによって交流電動機を駆動制御するシステムに適用することができる。
【符号の説明】
【０１１７】
５  アース線、６，７  電力線、９  電流センサ、１０，１１，１３  電圧センサ、１０♯  直流電圧発生部、１２  コンバータ、１４  インバータ、１５，１６，１７  各相上下アーム、２４  電流センサ、２５  回転角センサ、３０  制御装置、３５  制御モード選択部、３６  電圧指令値設定部、１００  電動機駆動システム、２００  ＰＷＭ適用部、２１０  ＰＷＭ基本マップ、２２０  補正部、２２２  変調率演算部、２２４  偏差演算部、２２６  制御演算部、２２８  加算部、２３０，２３５  選択部、２４０  定常走行判定部、２５０  昇圧要求判定部、３００  低損失適用部、３１０  トルク応答要求判定部、３２０  目標電圧選択部、３５０  コンバータ制御部、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ  相電流、ＪＤ１，ＪＤ２  フラグ、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流電動機、ＭＦ  変調率、ＭＦｒ  変調率目標値、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８  スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ  トルク指令値、ＵＡＦ  昇圧要求フラグ、Ｖｂ  直流電圧、ＶＨ  直流電圧（コンバータ出力電圧、システム電圧）、ＶＨ１  目標電圧（正弦波ＰＷＭ制御適用時）、ＶＨ１ａ  目標電圧（基本マップ値）、ＶＨ１ｂ  目標電圧（変調率フィードバック値）、ＶＨ２  目標電圧（燃費優先時）、ＶＨｒ  電圧指令値（コンバータ）、ＶＬ  直流電圧（コンバータ入力側電圧）、ΔＭＦ  変調率偏差、ΔＴｑ  トルク偏差、ΔＶＨ１  補正電圧（変調率フィードバック）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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