(57)【要約】【課題】駆動周波数の固定に対応可能であり、かつ、ランプを確実に点灯可能なインバータを備える点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置を提供する。【解決手段】熱陰極蛍光ランプ（１０１）と第一の共振用コンデンサ（１０９）とを備える共振負荷回路と、二つのスイッチング素子の直列体である上下アームを少なくとも一つ備え、共振負荷回路に交流電流を供給するインバータと、インバータを制御する制御装置とを備える点灯装置であって、インバータは第二の共振用コンデンサ（１１９）と補助スイッチング素子（１２０，１２１）の直列体とを備え、制御装置は、熱陰極蛍光ランプの点灯において、熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御することを特徴とする点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置。【選択図】  図１
2011082077.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
熱陰極蛍光ランプと第一の共振用コンデンサとを備える共振負荷回路と、
二つのスイッチング素子の直列体である上下アームを少なくとも一つ備え、前記共振負荷回路に交流電流を供給するインバータと、
前記インバータを制御する制御装置とを備える点灯装置であって、
前記インバータは第二の共振用コンデンサと補助スイッチング素子との直列体とを備え、
前記制御装置は、前記熱陰極蛍光ランプの点灯において、前記熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御することを特徴とする点灯装置。
【請求項２】
請求項１に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より低くなるように前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御する第一の期間と、
前記熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御する第二の期間を設けることを特徴とする点灯装置。
【請求項３】
請求項２に記載の点灯装置において、
前記共振負荷回路は、前記第一の期間では前記共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が前記上下アームをスイッチング動作させる周波数の（自然数＋１）倍となるような共振周波数を持つことを特徴とする点灯装置。
【請求項４】
請求項２または３に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記第二の期間における前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを徐々に減少させることを特徴とする点灯装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記インバータは第一の上下アームと第二の上下アームとを備え、
前記第二の上下アームは上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを備え、
前記第一の期間及び前記第二の期間において、前記制御装置は前記上側スイッチング素子をオフに固定し、前記下側スイッチング素子をオンに固定することを特徴とする点灯装置。
【請求項６】
請求項５に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記第二の期間の後に第三の期間を設け、
前記第三の期間において、前記制御装置は前記補助スイッチング素子をオフに固定し、前記第一の上下アーム及び前記第二の上下アームをともにスイッチング動作させることを特徴とする点灯装置。
【請求項７】
請求項５または６に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、入力される前記熱陰極蛍光ランプの電流検出信号から前記熱陰極蛍光ランプの点灯を検出する点灯検出回路を備え、
前記点灯検出回路が前記熱陰極蛍光ランプの点灯を検出した時点において、前記第二の期間から前記第三の期間に移ることを特徴とする点灯装置。
【請求項８】
請求項５乃至７のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記補助スイッチング素子のオン時間デューティの制御において、直流電源のプラス端子から前記第二の共振用コンデンサに電流が流れるときに前記補助スイッチング素子をオフ状態にすることを特徴とする点灯装置。
【請求項９】
請求項１乃至４のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記インバータは、一つの上下アームを備え、
前記上下アームは、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記第一の期間では、前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチング素子とを互いに異なるオン時間デューティで駆動することを特徴とする点灯装置。
【請求項１１】
請求項９または１０に記載の点灯装置において、
前記インバータは、前記第一の期間では前記共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が前記上下アームをスイッチング動作させる周波数の（自然数＋１）倍となるような共振周波数を持つ前記共振負荷回路を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項１２】
請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記補助スイッチング素子は、直流電源のマイナス端子に接続されることを特徴とする点灯装置。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記補助スイッチング素子は、電流を向きによらずに遮断する双方向スイッチであることを特徴とする点灯装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記上下アームを固定周波数で駆動することを特徴とする点灯装置。
【請求項１５】
請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の点灯装置を備える液晶表示装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発名は、点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
液晶ディスプレイでは、液晶パネルを背面から照らすバックライトが必要である。従来では、バックライトとして冷陰極蛍光ランプを用いることが一般的であったが、冷陰極蛍光ランプに比べて強度が高く、また高効率点灯が可能であるという利点から、熱陰極蛍光ランプを用いることもある。
【０００３】
熱陰極蛍光ランプの一般的な点灯手法として、電流共振型インバータによってランプ電流を安定化する手法がある。共振型インバータでは、その駆動周波数を変化させ、共振負荷回路のインピーダンスを管理することによって出力を制御する。熱陰極蛍光ランプ用のインバータにおいても、後記するランプの始動時、またはランプの調光時に、駆動周波数を変化させる。
【０００４】
前記した熱陰極蛍光ランプの始動時においては、点灯装置がランプを確実に点灯させることが重要であり、これを実現するためには、例えば特許文献１に記載の要領でインバータの駆動周波数を変化させればよい。まず、共振負荷回路の共振周波数よりも十分に高い周波数でインバータを駆動することで、ランプが放電しない程度にランプ電圧を制限しておき、ランプ陰極部のフィラメントに電力を供給して予熱する。このようにフィラメントの予熱期間を設けることで、ランプの放電電圧を下げることができ、また、ランプを長寿命化できる。予熱期間の後に続く放電期間では、インバータの駆動周波数を前記の共振周波数に近づけるように徐々に変化させる。これにより、ランプ電圧は徐々に増大し、ランプの放電電圧に達したところでランプが点灯する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−２５９５３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、ランプを確実に点灯可能な固定周波数駆動のインバータを備える点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するための本発明の特徴は、熱陰極蛍光ランプと第一の共振用コンデンサとを備える共振負荷回路と、二つのスイッチング素子の直列体である上下アームを少なくとも一つ備え、共振負荷回路に交流電流を供給するインバータと、インバータを制御する制御装置とを備える点灯装置であって、インバータは第二の共振用コンデンサと補助スイッチング素子の直列体とを備え、制御装置は、熱陰極蛍光ランプの点灯において、熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御することを特徴とする点灯装置である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置によれば、インバータの駆動周波数が固定であってもランプを確実に点灯可能である。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施例における点灯装置の構成である。
【図２】第１の実施例における始動時の動作波形である。
【図３】第１の実施例における、熱陰極蛍光ランプ消灯時のランプ電圧の周波数特性である。
【図４】第１の実施例における予熱期間中の動作波形である。
【図５】第１の実施例において予熱期間中に２倍共振を発生させる場合の動作波形である。
【図６】図１の点灯装置における制御装置の具体的な構成である。
【図７】第１の実施例における点灯装置の別構成である。
【図８】図７の点灯装置における制御装置の具体的な構成である。
【図９】第１の実施例の別形態における始動時の動作波形である。
【図１０】第１の実施例の別形態における、熱陰極蛍光ランプ消灯時のランプ電圧の周波数特性である。
【図１１】第２の実施例における始動時の動作波形である。
【図１２】第２の実施例における、熱陰極蛍光ランプ消灯時のランプ電圧の周波数特性である。
【図１３】第２の実施例における放電期間中の動作波形である。
【図１４】第２の実施例の別形態における始動時の動作波形である。
【図１５】第３の実施例における点灯装置の構成である。
【図１６】第３の実施例における始動時の動作波形である。
【図１７】第３の実施例の別形態における始動時の動作波形である。
【図１８】本発明の点灯装置による液晶ディスプレイのバックライトの構成である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明について図面等を用いて説明する。
【００１１】
液晶ディスプレイのバックライトでは、インバータの駆動周波数が、液晶パネルの動作周波数と干渉することで、画面のちらつき、または干渉縞の発生といった問題が起こり得る。この問題を避けるために、バックライト用インバータでは、駆動周波数の固定を要求されることがある。さらに、点灯装置より上位の制御装置から与えられる固定周波数の信号に同期して、インバータを駆動することを要求される場合もある。よって、インバータの駆動周波数の固定に対応可能であり、かつ、前記の方式に代わるようなランプの始動方式が必要となる。
【００１２】
以下の説明では、インバータの駆動周波数を固定とするが、駆動周波数を決める発振器の精度によってわずかに変動する可能性がある。
【実施例１】
【００１３】
＜点灯装置の構成＞
図１は、本発明の第１の実施例において用いる点灯装置であり、主回路とその制御装置から構成される。
【００１４】
図１の主回路は、４個のパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜パワーＭＯＳＦＥＴ１０７を備える電流共振型フルブリッジインバータである。なお、図１を含む以下全ての主回路図では、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いている。トランジスタやＩＧＢＴスイッチング素子をパワーＭＯＳＦＥＴの代わりに用いてもよい。
【００１５】
図１の主回路では、直流電源１００に対して、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５との直列体である第一の上下アーム及びパワーＭＯＳＦＥＴ１０６とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７との直列体である第二の上下アームが並列に接続される。これら２組の直列体が、フルブリッジインバータの上下アームとして動作する。パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０６は上側スイッチング素子に相当し、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７は下側スイッチング素子に相当する。
【００１６】
パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間、すなわち、フルブリッジインバータの出力端子間には、以下に述べる構成の共振負荷回路が接続される。まず、共振用チョークコイル１０８と第一の共振用コンデンサ１０９との直列体が、フルブリッジインバータの出力端子間に接続される。ここで、チョークコイル１０８のインダクタンスをＬ１、コンデンサ１０９の静電容量をＣ１と定義する。コンデンサ１０９の端子間には、トランス１１２の１次巻線１１３及びトランス１１２の１次巻線１１３に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１０の直列体が接続される。トランス１１２の２次巻線１１４の端子間には、蛍光ランプ１０１及び蛍光ランプ１０１に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１１の直列体が接続される。共振用チョークコイル１０８には２個の２次巻線１１５，２次巻線１１６が施されている。２次巻線１１５の端子間には、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２及びフィラメント１０２に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１７が直列に接続され、また、２次巻線１１６の端子間には、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０３及びフィラメント１０３に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１８が直列に接続される。
【００１７】
コンデンサ１０９とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７との直列体には、第二の共振用コンデンサ１１９とパワーＭＯＳＦＥＴ１２０との直列体が並列に接続される。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のソースは直流電源１００のマイナス側に接続される。ここで、コンデンサ１１９の静電容量をＣ２と定義する。コンデンサ１１９とパワーＭＯＳＦＥＴ１２０はそれぞれ共振負荷回路の共振周波数を変化させるための共振用コンデンサと補助スイッチング素子として動作する。なお、トランジスタやＩＧＢＴといったスイッチング素子をパワーＭＯＳＦＥＴ１２０の代わりに用いてもよい。
【００１８】
図１の制御装置２００は、主回路に含まれる５つのパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０にゲート信号を出力する。ゲート信号の出力パターンには大きく３つあり、制御装置２００は点灯装置の起動後からの経過時間に従って出力パターンを順に切り替える。
【００１９】
＜始動方式＞
図２は、第１の実施例における始動時の動作波形である。図２において、ランプ電圧及びランプ電流の波形はそれぞれ単純な正弦波であるが、このことはランプ電圧及びランプ電流が交流電圧及び交流電流であることを表すものである。実際のランプ電圧及びランプ電流の波形は、単純な正弦波であるとは限らない。（以下に説明する図９，図１１，図１４，図１６，図１７についても同様である。）
【００２０】
図２に示すように、点灯装置の起動から蛍光ランプ１０１に安定したランプ電流が流れ続ける状態までを、予熱期間，放電期間及び点灯期間の３つの期間に分けて、第１の実施例における始動方式を説明する。
【００２１】
＜予熱期間＞
点灯装置の起動直後から、蛍光ランプ１０１を放電させる前にそのフィラメント１０２とフィラメント１０３を予熱するための第１の期間が始まる。本発明では、第一の期間を予熱期間と記している。第一の期間では、蛍光ランプ１０１のランプ電圧が放電電圧より低くなるようにパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティが制御されている。予熱期間において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５から構成される第１の上下アームをスイッチング動作させ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６を常にオフ（オン時間デューティ０％）に固定、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７を常にオン（オン時間デューティ１００％）に固定、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオフ（オン時間デューティ０％）に固定するように、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート信号を出力する。ここで、第１の上下アームをスイッチング動作させる周波数、すなわち、インバータの駆動周波数は、あらかじめ決められた固定値ｆｓである。このとき、図１の主回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５を上下アームとするＳＥＰＰ（Single-Ended Push-Pull）インバータとして動作する。直流電源１００の電圧をＶｉｎとすれば、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間に発生する電圧、すなわち、インバータ出力電圧は、＋Ｖｉｎとゼロをインバータの駆動周波数ｆｓで繰り返す矩形波電圧となる。インバータ出力電圧の振幅は、図１の主回路を後記のようにフルブリッジインバータとして動作させる場合と比べて１／２になる。よって、フルブリッジインバータをあえてＳＥＰＰインバータとして動作させれば、その出力電圧を蛍光ランプ１０１が放電しない程度に抑えることが容易となる。
【００２２】
インバータ出力電圧が共振負荷回路に印加されることで、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９との直列体には交流の共振電流が流れ、コンデンサ１０９の両端には交流の共振電圧が発生する。この共振電圧がトランス１１２によって昇圧され、蛍光ランプ１０１の電極間にランプ電圧として印加される。しかし、このときのランプ電圧は蛍光ランプ１０１を放電させるには不十分であるため、ランプ電流は流れない。また、チョークコイル１０８に共振電流が流れることによって、チョークコイル１０８の２次巻線１１５と２次巻線１１６とに交流電圧が発生する。この交流電圧によって、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２とフィラメント１０３とにそれぞれ交流のフィラメント電流が流れ、フィラメント１０２及びフィラメント１０３は予熱される。
【００２３】
予熱期間において、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０はオフであるため、コンデンサ１１９には交流電流が流れず、コンデンサ１１９はパワーＭＯＳＦＥＴ１２０との接続点の方を高電位として充電された状態となる。そのため、コンデンサ１１９は共振に影響せず、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９のみに起因する共振が発生する。このときの共振周波数ｆｒは、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１とを用いてｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）と書ける。図３に実線で示した曲線は、蛍光ランプ１０１が消灯しており、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０がオフである場合に発生するランプ電圧の周波数特性である。ただし、図３の周波数特性を描画する際に、インバータの出力電圧は実際の矩形波ではなく正弦波であると仮定している。ランプ電圧の大きさは共振周波数ｆｒにおいてピークとなり、インバータの駆動周波数ｆｓとｆｒの差が小さいほど得られるランプ電圧は高くなる。
【００２４】
予熱期間では、インバータの駆動周波数ｆｓ，共振周波数ｆｒ、及び蛍光ランプ１０１の放電に必要な放電電圧が、図３に示す関係となるようにチョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１を設定する。すなわち、駆動周波数ｆｓにおけるランプ電圧が、放電電圧に比べて十分小さくなるように、駆動周波数ｆｓと共振周波数ｆｒの差を大きく設定する。
【００２５】
さらに、条件「２ｆｓ≦ｆｒ＜３ｆｓ」を満たすようにｆｒを設定すれば、以下に説明するように、駆動周波数の３倍の周波数（３ｆｓ）を持つ交流電流が共振負荷回路に流れる。まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，コンデンサ１０９の経路に環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギーが放出される。チョークコイル１０８のエネルギーが放出されると、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギーが蓄えられる。なお、この共振電流の周波数は、共振周波数ｆｒとほぼ一致する。次第に、チョークコイル１０８のエネルギーがコンデンサ１０９に移動し、コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流の極性が再び反転する。このとき、コンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れ、コンデンサ１０９のエネルギーがチョークコイル１０８に移動する。その後、チョークコイル１０８のエネルギーが放出されると、チョークコイル１０８電流の極性が三度反転し、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになる前に、共振動作の２周期目に移行する。駆動周波数ｆｓに比べて共振周波数ｆｒが２倍以上高いために、このような動作が発生し得る。
【００２６】
前記の条件「２ｆｓ≦ｆｒ＜３ｆｓ」が成り立つとき、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになる。初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９が充電されることで、チョークコイル１０８のエネルギーがコンデンサ１０９に移動する。コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、環流電流の経路はコンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７となる。以後、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン期間中に、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９でエネルギーのやりとりが繰り返され、チョークコイル１０８電流の極性も繰り返し反転する。環流電流が２周期目に移行し、その経路がコンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７である状態で、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフとなり、再びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンになる。
【００２７】
以上の動作過程において、前記の説明の通り、チョークコイル１０８の２次巻線１１５と及び２次巻線１１６にそれぞれ交流電圧が発生し、２次巻線１１５，コンデンサ１１７，蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２から成る閉路、及び２次巻線１１６，コンデンサ１１８，蛍光ランプ１０１のフィラメント１０３から成る閉路にそれぞれ交流のフィラメント電流が流れる。
【００２８】
チョークコイル１０８電流，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４電流及びフィラメント１０２電流の波形は図４のようになる。図４における電流の正負として、図１の主回路の各素子を左から右に、または上から下に流れる向きを正としている。共振型インバータでは、通常、チョークコイル１０８電流の周波数とインバータの駆動周波数が一致する。しかし、本動作ではチョークコイル１０８電流の周波数がインバータの駆動周波数の３倍になっており、以下ではこの現象を３倍共振と呼ぶ。３倍共振によって、インバータの駆動周波数を固定したまま、回路の動作周波数を３倍高くできる。このとき、フィラメントに予熱電流を供給する回路におけるコンデンサ１１７とコンデンサ１１８のインピーダンスが１／３に減少し、フィラメントに電流が流れ易くなる。これによって、図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させ、その出力電圧を抑えた状態においても、十分なフィラメント電流の供給が可能となる。
【００２９】
なお、共振周波数ｆｒの設定によっては、回路の動作周波数を、インバータの駆動周波数ｆｓの５倍，７倍にすることもできる。また、図５の動作波形に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５とのオン時間デューティをそれぞれ約２５％と約７５％に互いに異なるように設定し、共振周波数ｆｒをインバータの駆動周波数ｆｓの約２倍とすれば、回路の動作周波数を、インバータの駆動周波数ｆｓの２倍にすることもできる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティと共振周波数ｆｒの設定によっては、回路の動作周波数をインバータの駆動周波数ｆｓの４倍、６倍にすることもできる。以上のようにして、共振負荷回路は、第一の期間では共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が上下アームをスイッチング動作させる周波数の（自然数＋１）倍となるような共振周波数を持つ。
【００３０】
＜放電期間＞
予熱期間が始まってから一定時間が経過すると、ランプ電圧を増大させ、蛍光ランプ１０１を放電させるための第二の期間となる。本発明では、この期間を放電期間と記している。第二の期間では、蛍光ランプ１０１のランプ電圧が放電電圧より高くなるようにパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティが制御されている。放電期間において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオン（オン時間デューティ１００％）にするように、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７に対しては予熱期間と同様にゲート信号を出力する。図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させる点及びインバータの駆動周波数をｆｓのままとする点は予熱期間と変わらない。
【００３１】
予熱期間と違ってパワーＭＯＳＦＥＴ１２０はオンであるため、インバータ出力電圧によってコンデンサ１１９にも交流電流が流れるようにる。これにより、コンデンサ１１９はチョークコイル１０８及びコンデンサ１０９と共に共振に影響する。コンデンサ１１９はコンデンサ１０９と並列に接続された状態となるため、共振コンデンサの静電容量は、予熱期間と比べてコンデンサ１１９の静電容量Ｃ２分だけ増大することになる。よって、共振周波数も予熱期間のｆｒからｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝へと低くなり、ランプ電圧の周波数特性も図３の実線から破線のように変化する。図３のように、共振周波数を変化させることで、ランプ電圧も変化する。
【００３２】
放電期間では、インバータの駆動周波数ｆｓ，共振周波数ｆｒ′及び放電電圧が、図３に示す関係となるように、コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定する。放電電圧を上回るランプ電圧が蛍光ランプ１０１の電極間に印加されることによって、蛍光ランプ１０１は放電し、図２のようにランプ電流が流れ始める。このように、共振周波数をｆｒからｆｒ′に変化させ、共振周波数ｆｒ′近傍の周波数において得られる高いランプ電圧を利用することによって、確実にランプを点灯させることができる。
【００３３】
図３のように、放電期間においてインバータの駆動周波数ｆｓが共振周波数ｆｒ′よりも高い場合、チョークコイル１０８電流は以下の要領で流れる。まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，コンデンサ１０９の経路、及び、チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０，コンデンサ１１９の経路にそれぞれ環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギーが放出される。チョークコイル１０８のエネルギーが放出されると、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路、及び、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の経路にそれぞれ共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギーが蓄えられる。
【００３４】
ここで、図３のように、共振周波数ｆｒ′をインバータの駆動周波数ｆｓより低く設定すると、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになる。初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路、及び、チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路にそれぞれ環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９とコンデンサ１１９が充電されることで、チョークコイル１０８のエネルギーがコンデンサ１０９及びコンデンサ１１９に移動する。コンデンサ１０９及びコンデンサ１１９に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、環流電流の経路はコンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７、及び、コンデンサ１１９，チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０となる。この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフとなり、再びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンになる。以上の動作過程において、前記の説明と同様の要領で、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２とフィラメント１０３に交流のフィラメント電流が流れる。
【００３５】
予熱期間と違って、チョークコイル１０８電流，フィラメント１０２（及びフィラメント１０３）電流の周波数は、インバータの駆動周波数ｆｓと一致する。なお、この動作は共振型インバータの一般的な動作であるため、前記の予熱期間のようにチョークコイル１０８電流などの波形を図示することは省略する。
【００３６】
＜点灯期間＞
放電期間が始まってから一定時間が経過すると、ランプ電流を定格値に安定させるための第３の期間となる。本発明では、第３の期間を点灯期間と記している。点灯期間において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５とから構成される上下アームと、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７とから構成される上下アームを共にスイッチング動作させ、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオフ（オン時間デューティ０％）にするように、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート信号を出力する。いずれの上下アームについても、スイッチング動作させる周波数はｆｓのままである。このとき、図１の主回路は、フルブリッジインバータとしての通常動作をする。直流電源１００の電圧をＶｉｎとすれば、インバータ出力電圧は、＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎをスイッチング周波数で繰り返す矩形波電圧となる。このとき、矩形波電圧の振幅は、図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させる場合と比べて２倍になる。これによって、一度放電した蛍光ランプ１０１の安定状態を得易くなる。
【００３７】
パワーＭＯＳＦＥＴ１２０は再びオフとなるため、コンデンサ１１９には交流電流が流れなくなり、コンデンサ１１９はパワーＭＯＳＦＥＴ１２０との接続点の方を高電位として充電された状態に戻る。そのため、コンデンサ１１９は共振に影響しなくなり、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９のみに起因する共振状態に戻る。ただし、予熱期間とは違って、蛍光ランプ１０１が点灯状態であり、その抵抗値が共振に影響するようになる。そのため、ランプ電圧の周波数特性は、図３に実線で示した予熱期間の特性とは異なる。また、ランプ電圧の周波数特性は、ランプ電圧がピークとなる周波数も予熱期間の共振周波数ｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）とは異なる。
【００３８】
チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１の設定方法としては、予熱期間の説明において述べた条件を満たした上で、点灯期間において図１の主回路をフルブリッジインバータとして動作させたときに、インバータの駆動周波数ｆｓにおいてランプ放電後に流れるランプ電流が定格値となるように設定する。
【００３９】
なお、点灯状態における主回路の動作は、熱陰極蛍光ランプ用共振型インバータの一般的な動作であるため、電流経路、及び詳細な動作波形については省略する。
【００４０】
以上の始動方式によって、まずは蛍光ランプ１０１を放電させずにフィラメント１０２とフィラメント１０３を十分予熱し、その後で共振負荷回路の共振周波数付近を利用した高電圧を蛍光ランプ１０１に印加することができる。その結果として、ランプを確実に点灯させることができる。
【００４１】
また、放電期間において共振周波数を変化させるためのパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のソースを直流電源１００のマイナス側と接続しているため、制御装置２００においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０にゲート信号を出力する回路は簡素な構成で済む。
【００４２】
以上の始動方式を実現するための制御装置２００の具体的な構成例としては、図６に示すように、制御装置用の電源２０１，起動スイッチ２０２，タイミング信号発生回路２０３及びゲート信号発生回路２０４を備える構成が考えられる。起動スイッチ２０２は点灯装置の起動と同時に後段回路を動作させる。タイミング信号発生回路２０３は起動スイッチ２０２のオン動作をトリガとして、ゲート信号の出力パターンを切り替える時点でレベル変化するタイミング信号を出力する。ゲート信号の出力パターンを切り替えるタイミングには、予熱期間から放電期間への移行時、放電期間から点灯期間への移行時の２つあるため、図６では、タイミング信号発生回路２０３は各タイミングに対応する２つのタイミング信号を出力している。ゲート信号発生回路２０４は入力される前記のタイミング信号に従ってパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７，１２０のゲート信号を出力する。
【００４３】
また、図７に示す点灯装置のように、主回路からフィードバックされるランプ電流検出信号に基づいてパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のゲート信号を出力する制御装置２０５を利用する構成が考えられる。この場合、放電期間の長さは予め決められた固定時間では無く、放電期間が始まってから実際にランプが点灯するまでの時間となる。これによって、蛍光ランプ１０１に高いランプ電圧が印加される放電期間を必要最小限の長さとすることができる。制御装置２０５の構成としては、図８に示すように、前記の電源２０１，起動スイッチ２０２，タイミング信号発生回路２０３，ゲート信号発生回路２０４に加えて、点灯検出回路２０６を備える構成が考えられる。ここで、タイミング信号発生回路２０３は、予熱期間から放電期間への移行時にレベル変化する１つのタイミング信号を出力すればよい。また、点灯検出回路２０６は、入力される蛍光ランプ１０１のランプ電流検出信号から蛍光ランプ１０１の点灯を検出し、放電期間から点灯期間に移る際のタイミング信号を出力する。
【００４４】
次に、第１の実施例の別形態について説明する。図９は、第１の実施例の別形態における始動時の動作波形である。図９に示す動作波形のように、予熱期間において補助スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオンとし、放電期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオフとする。すなわち、予熱期間と放電期間とで、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン／オフ状態を逆にする。このとき、予熱期間の共振周波数はｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝となり、放電期間の共振周波数はｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）となるため、放電期間の共振周波数が予熱期間に比べて高くなる。また、予熱期間、放電期間におけるランプ電圧の周波数特性は、それぞれ図１０の実線、破線で示した曲線となる。ここで、予熱期間の共振周波数ｆｒ′，放電期間の共振周波数ｆｒ，インバータの駆動周波数ｆｓの関係が図１０のようになり、予熱期間のランプ電圧は放電電圧より小さく、放電期間のランプ電圧は放電電圧より大きくなるように、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１，コンデンサ１０９の静電容量Ｃ１，コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定すれば、蛍光ランプ１０１を確実に点灯できる。なお、図１０では、インバータの駆動周波数ｆｓが予熱期間の共振周波数ｆｒ′よりも高いため、前記の３倍共振が発生するための条件「２ｆｓ≦ｆｒ′＜３ｆｓ」を満たさない。よって、予熱期間において３倍共振は発生せず、共振負荷回路に発生する電圧及び電流の周波数は、インバータの駆動周波数ｆｓと一致する。図９の動作波形では、予熱期間におけるランプ電圧の周波数がインバータの駆動周波数するようにした。
【実施例２】
【００４５】
＜点灯装置の構成＞
本発明の第２の実施例では、図１または図７の点灯装置を利用する。ただし、第１の実施例と比べて、制御装置２００または制御装置２０５は、放電期間において異なるパターンでパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のゲート信号を出力する。第１の実施例と同様に、図１の点灯装置を用いる場合の制御装置２００の具体的な構成例としては図６の構成がある。また、図７の点灯装置を用いる場合の制御装置２０５の具体的な構成例としては図８の構成がある。
【００４６】
＜始動方式＞
図１１は、第２の実施例における始動時の動作波形である。予熱期間と点灯期間の波形は、第１の実施例と同様であるが、放電期間の波形は第１の実施例と異なる。具体的には、第１の実施例のように、放電期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオン（オン時間デューティ１００％）、または常にオフ（オン時間デューティ０％）とするわけではない。以下では、第２の実施例における放電期間の動作のみを説明し、予熱期間と点灯期間の説明については第１の実施例と同様であるため省略する。
【００４７】
＜放電期間＞
図１１のように、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５との上下アームがスイッチングする１周期に対して、オン時間のデューティを徐々に減少させるようにゲート信号を出力する。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７については、第１の実施例と同様にゲート信号を出力し、図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させる。
【００４８】
パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティの制御について具体的に説明する。第１の実施例で説明したように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路、及び、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の経路にそれぞれ共振電流が流れる期間がある。このように、直流電源１００のプラス端子から共振用コンデンサ１１９に電流が流れる期間において、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を一時的にオフにすると、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の経路に流れていた共振電流は流れなくなる。チョークコイル１０８電流はその分減少しようとするが、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流は急には減少しない。そのため、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路に流れる共振電流が一時的に増大し、コンデンサ１０９が急激に充電される。その結果、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオン（オン時間デューティ１００％）とする場合と比較して、コンデンサ１０９にはスパイク的に高電圧が発生し、共振電圧のピーク値が増大する。なお、この現象は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになった以後であっても、直流電源１００のプラス端子から共振用コンデンサ１１９に電流が流れる期間であれば発生可能である。
【００４９】
パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティの制御によって、コンデンサ１１９への充電期間を変化させることは、共振コンデンサの静電容量をＣ１から（Ｃ１＋Ｃ２）の間で変化させる、すなわち、共振負荷回路の共振周波数を前記したｆｒからｆｒ′の間で変化させることを意味する。図１２は、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを減少させた場合におけるランプ電圧の周波数特性を図３に点線として追加した図である。図１２のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを減少させることで、コンデンサ１０９に前記のスパイク電圧を発生させるだけでなく、ランプ電圧の振幅自体を増大させることもできる。
【００５０】
図１３は、前記の要領でパワーＭＯＳＦＥＴ１２０を一時的にオフさせ、また、そのオン時間デューティを徐々に減少させたときのチョークコイル１０８電流，ランプ電圧の波形である。図１３における電流の正負として、図１の主回路の各素子を左から右に、または上から下に流れる向きを正としている。図１３では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンからオフへ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフからオンへ遷移する時点をまたぐ期間において、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を一時的にオフさせている。図１３のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオフにした期間においてランプ電圧がスパイク的に増大しており、また、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティが減少するにつれてランプ電圧の振幅自体が増大する。これによって、周囲温度が低くなるなどして放電電圧が高くなった場合においても、ランプ電圧が徐々に増大する過程において蛍光ランプ１０１を確実に点灯させることができる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオンにした場合に発生するランプ電圧を、あえて放電電圧より低く設定しておき、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを徐々に減少させる過程でランプ電圧が放電電圧を上回るように制御することもできる。このような制御には、第１の実施例のように放電電圧より高いランプ電圧を急に印加する場合と比べて、ランプ電流のオーバーシュート、及びそれによって発生するノイズや音を抑える効果がある。
【００５１】
パワーＭＯＳＦＥＴ１２０は寄生ダイオードを持つため、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオフにしても、直流電源１００のマイナス端子からパワーＭＯＳＦＥＴ１２０の寄生ダイオードを経由して共振用コンデンサ１１９に電流が流れる。ここで、寄生ダイオードのアノードまたはカソードが互いに向き合うように２個のパワーＭＯＳＦＥＴを直列接続するなどして、電流をその向きによらずに遮断できるスイッチを構成して、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の代わりに補助スイッチング素子として用いる。このとき、直流電源１００のマイナス端子から共振用コンデンサ１１９に電流が流れる場合であっても、補助スイッチング素子を一時的にオフにする期間については電流を遮断でき、前記のようにランプ電圧をスパイク的に増大させたり、ランプ電圧の振幅自体を増大させたりできる。
【００５２】
次に、第２の実施例の別形態について説明する。図１４は、第２の実施例の別形態における始動時の動作波形である。第２の実施例の別形態では、第１の実施例の別形態と同様に、予熱期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオンにする。図１４のように、放電期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを徐々に減少させると、ランプ電圧を徐々に増大させることができる。なお、このときのチョークコイル１０８電流、ランプ電圧の詳細な波形は、図１３とほぼ同様であるため省略する。
【００５３】
以上に説明した第２の実施例では、放電期間にてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを徐々に変化させたが、予熱期間に比べてランプ電圧が増大し、ランプ電圧が蛍光ランプ１０１の放電電圧を上回るのであれば、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを０％〜１００％における任意の値に固定してもよい。
【実施例３】
【００５４】
第１及び第２の実施例は、４個のスイッチング素子を用いるフルブリッジインバータを対象としている。２個のスイッチング素子を用いるハーフブリッジインバータまたはＳＥＰＰインバータは、フルブリッジインバータに比べて出力電圧が１／２であるものの、トランス昇圧比の増大または直流電源電圧の増大などで補うことによって、熱陰極蛍光ランプを点灯させることができる。部品数の点から言えば、スイッチング素子が少なく済むハーフブリッジインバータやＳＥＰＰインバータの方が良い。第３の実施例は、ハーフブリッジインバータまたはＳＥＰＰインバータを対象としており、以下では、ＳＥＰＰインバータに適用する場合を例として説明する。
【００５５】
＜点灯装置の構成＞
図１５は、本発明の第３の実施例において用いる点灯装置であり、主回路とその制御装置２０７から構成される。
【００５６】
図１５の主回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５を備える電流共振型ＳＥＰＰインバータである。直流電源１００に接続されるパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５との直列体がＳＥＰＰインバータの上下アームを構成し、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がそれぞれ上側スイッチング素子，下側スイッチング素子に相当する。パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のドレイン−ソース間、すなわち、ＳＥＰＰインバータの出力端子間に接続される共振負荷回路は、図１の主回路における共振負荷回路と同じ構成である。また、図１の主回路と同様に、第二の共振用コンデンサ１１９と補助スイッチング素子を備える。図１５の主回路における補助スイッチング素子は、電流をその向きによらず導通／遮断できる必要がある。図１５では、寄生ダイオードのカソードが互いに向き合うようにパワーＭＯＳＦＥＴ１２２とパワーＭＯＳＦＥＴ１２３を直列接続し、これらのゲートを共通化した双方向スイッチ１２１を補助スイッチング素子としている。双方向スイッチ１２１は電流を向きによらずに遮断できる。図１５の制御装置２０７は、主回路に含まれるパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，双方向スイッチ１２１にゲート信号を出力する。なお、双方向スイッチ１２１のゲート信号は、直流電源１００のマイナス端子ではなく、パワーＭＯＳＦＥＴ１２２とパワーＭＯＳＦＥＴ１２３の接続点を基準電位として出力される必要がある。第１及び第２の実施例と同様に、ゲート信号の出力パターンには大きく３つあり、制御装置２０７は点灯装置の起動後からの経過時間に従って出力パターンを順に切り替える。
【００５７】
＜始動方式＞
図１６は、第３の実施例における始動時の動作波形である。
【００５８】
＜予熱期間＞
予熱期間において、制御装置２０７は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５から構成される上下アームをスイッチング動作させ、双方向スイッチ１２１を常にオフ（オン時間デューティ０％）にするように、各スイッチング素子のゲート信号を出力する。上下アームをスイッチング動作させる周波数、すなわち、インバータの駆動周波数は、第１及び第２の実施例と同様に固定値ｆｓである。また、双方向スイッチ１２１をオフにしているため、コンデンサ１１９は共振には影響せず、共振負荷回路の共振周波数はチョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１によって決まるｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）となる。
【００５９】
ここで、図１６のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティが互いに異なるように、具体的には、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ約２５％と約７５％に設定する。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のドレイン−ソース電圧、すなわち、インバータ出力電圧の実効値は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とする場合と比べて減少する。これによって、第１及び第２の実施例の予熱期間においてフルブリッジインバータをＳＥＰＰインバータとして動作させた場合のように、インバータ出力電圧を蛍光ランプ１０１が放電しない程度に抑えることが容易となる。蛍光ランプ１０１は消灯状態であるが、インバータを動作させているため、第１の実施例にて説明した要領でフィラメント１０２とフィラメント１０３にはそれぞれ交流電流が流れる。
【００６０】
共振周波数ｆｒがインバータの駆動周波数ｆｓの約２倍となるようにチョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１を設定すれば、第１の実施例にて説明した２倍共振を発生させることができ、このときのチョークコイル１０８電流，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４電流及びフィラメント１０２電流の詳細な波形は図５のようになる。２倍共振によって、インバータの駆動周波数を固定したまま、回路の動作周波数を２倍高くできる。このとき、フィラメントに予熱電流を供給する回路におけるコンデンサ１１７とコンデンサ１１８のインピーダンスが１／２に減少し、フィラメントに電流が流れ易くなる。これによって、前記説明の要領でＳＥＰＰインバータの出力電圧を減少させた状態においても、十分なフィラメント電流の供給が可能となる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティと共振周波数ｆｒの設定によっては、回路の動作周波数をインバータの駆動周波数ｆｓの３倍，４倍にすることもできる。以上をまとめると、（自然数＋１）倍共振を発生できることになる。
【００６１】
＜放電期間＞
放電期間において、制御装置２０７は、双方向スイッチ１２１が常にオン（オン時間デューティ１００％）となるようにゲート信号を出力する。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とする。インバータの駆動周波数をｆｓのままとする点は予熱期間と変わらない。双方向スイッチ１２１がオンであるため、コンデンサ１１９が共振に影響するようになり、共振負荷回路の共振周波数は予熱期間のｆｒからｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝へと変化する。第１の実施例にて説明したように、共振周波数が変化すると、インバータの駆動周波数ｆｓにおけるランプ電圧も変化する。共振周波数がｆｒ′であるときにランプ電圧が放電電圧を上回るようにコンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定すれば、蛍光ランプ１０１を確実に点灯させることができる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とすることで、予熱期間と比べてインバータ出力電圧自体が増大し、蛍光ランプ１０１の点灯はより確実となる。
【００６２】
＜点灯期間＞
点灯期間において、制御装置２０７は、放電期間に引き続きパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５から構成される上下アームをスイッチング動作させる。第１及び第２の実施例と異なり、双方向スイッチ１２１は常にオフ（オン時間デューティ０％）でも常にオン（オン時間デューティ１００％）でもよい。ただし、双方向スイッチ１２１のオン・オフ状態によって、ランプ電流の大きさは異なるため、所望のランプ電流が得られるように双方向スイッチ１２１のオン・オフ状態を選択する必要はある。放電期間と同様にパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とすれば、予熱期間に比べてインバータ出力電圧は大きくなる。これによって、一度放電した蛍光ランプ１０１の安定状態を得られる。
【００６３】
以上の始動方式を実現するための制御装置２０７の具体的な構成として、第１の実施例において図６に示した構成を利用することができるが、ゲート信号発生回路２０４はパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５、及び双方向スイッチ１２１の３つのゲート信号を出力するように変更する必要がある。また、図７に示した点灯装置のように、主回路からフィードバックされるランプ電流検出信号に基づいて制御装置が動作する構成としてもよい。
【００６４】
次に、第３の実施例の別形態について説明する。図１７は、第３の実施例の別形態における始動時の動作波形である。図１７のように、予熱期間において補助スイッチング素子である双方向スイッチ１２１をオンとし、放電期間と点灯期間において双方向スイッチ１２１をオフとする。また、予熱期間においても、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とする。この場合、予熱期間の共振周波数はｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝となり、放電期間の共振周波数はｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）となるため、放電期間の共振周波数が予熱期間に比べて高くなる。予熱期間の共振周波数ｆｒ′，放電期間の共振周波数ｆｒ，インバータの駆動周波数ｆｓの関係が図１０のようになり、予熱期間のランプ電圧は放電電圧より小さく、放電期間のランプ電圧は放電電圧より大きくなるように、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１，コンデンサ１０９の静電容量Ｃ１，コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定する。これによって、図１６に示した動作波形のように、予熱期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティが互いに異なるようにせずとも、蛍光ランプ１０１を確実に点灯できる。なお、図１０では、インバータの駆動周波数ｆｓが予熱期間の共振周波数ｆｒ′よりも高いため、前記の２倍共振は発生せず、共振負荷回路に発生する電圧及び電流の周波数は、インバータの駆動周波数ｆｓと一致する。図１７の動作波形では、予熱期間におけるランプ電圧の周波数がインバータの駆動周波数するようにした。
【００６５】
図１７の動作波形では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ常に５０％としているため、予熱期間と点灯期間とでインバータ出力電圧の大きさは変わらない。しかし、予熱期間では双方向スイッチ１２１がオンであり、共振用コンデンサの静電容量が（Ｃ１＋Ｃ２）であるのに対して、点灯期間では双方向スイッチ１２１がオフであり、共振用コンデンサの静電容量はＣ１である。このように、点灯期間では、予熱期間に比べて共振用コンデンサの静電容量が小さいため、インバータ出力電圧が同じであっても、蛍光ランプ１０１の点灯状態を維持することができる。共振用コンデンサの静電容量がＣ１のときに所望のランプ電流が得られ、かつ、共振用コンデンサの静電容量が（Ｃ１＋Ｃ２）のときにインバータ駆動周波数ｆｓがｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝より十分高くなり、蛍光ランプ１０１が点灯維持できなくなるように、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１，コンデンサ１０９の静電容量Ｃ１，コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定すればよい。
【００６６】
以上で説明した第３の実施例においても、補助スイッチング素子である双方向スイッチ１２１のオン時間デューティを第２の実施例において説明した要領で制御することで、同様の効果を得ることができる。
【００６７】
最後に、本発明の全ての実施例について適用可能な応用について説明する。
【００６８】
点灯期間中に、点灯装置の動作を予熱期間における動作に戻すと、インバータ出力電圧は減少し、蛍光ランプ１０１は放電を維持できずに消灯する。このとき、動作波形は再び予熱期間における波形に戻る。この原理を利用した本発明おける始動方式の応用として、予熱期間，放電期間，点灯期間の動作を数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚの周波数で反復し、蛍光ランプ１０１を繰り返し点灯／消灯させることによる調光方式が考えられる。このとき、予熱期間と点灯期間の長さの比を変化させることで、蛍光ランプ１０１が点灯している時比率が変化し、調光レベルを変化させることができる。この調光方式を実現するための制御装置は、外部から入力されるＰＷＭ信号のレベル変化に従って、予熱期間と点灯期間を切り替え、予熱期間から点灯期間への以降時に一定の放電期間を挿入する機能を有していればよい。蛍光ランプ１０１が消灯状態から点灯状態へと移行する際に、蛍光ランプ１０１を確実に点灯させることができるため、安定した調光が可能である。
【００６９】
本発明の点灯装置を用いた液晶ディスプレイのバックライトの構成例を図１８に示す。液晶パネル側から、前面フレーム，光学シート及び拡散板，蛍光ランプ１０１，反射シート，背面フレームの順に配置され、主回路と制御装置から構成される点灯装置は背面フレームの裏面に配置される。なお、図１８には示していないが、蛍光ランプ１０１と点灯装置はケーブルによって接続される。図１８では、１本の蛍光ランプ１０１を用いているが、２本以上の蛍光ランプを用いてもよい。その場合、蛍光ランプの本数と同じ台数の点灯装置を用いるか、または、複数本の蛍光ランプを一括点灯可能な点灯装置を用いる。
【符号の説明】
【００７０】
１００  直流電源
１０１  蛍光ランプ
１０２，１０３  フィラメント
１０４，１０５，１０６，１０７，１２０，１２２，１２３  パワーＭＯＳＦＥＴ
１０８  チョークコイル
１０９，１１０，１１１，１１７，１１８，１１９  コンデンサ
１１２  トランス
１１３  トランスの１次巻線
１１４  トランスの２次巻線
１１５，１１６  ２次巻線
１２１  双方向スイッチ
２００，２０５，２０７  制御装置
２０１  電源
２０２  起動スイッチ
２０３  タイミング信号発生回路
２０４  ゲート信号発生回路
２０６  点灯検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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