(57)【要約】【課題】直流／直流変換を行う電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化し、かつ装置構成の小型軽量化を図る。【解決手段】直流電源１の後段に、複数の単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、３０ｄを直列接続し、その後段に、整流ダイオード５を介して接続された平滑コンデンサ６と、平滑コンデンサ６をバイパスさせる短絡用スイッチ４とを備える。各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、３０ｄの出力は直流電源１の電圧に応じて制御モードが切り替えられ、この制御モードのうち単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力がゼロとなる場合は、単相インバータの半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４を全てオン状態にして、インバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチ素子と直流電圧源とをそれぞれ有する複数の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力端子間に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳して出力するインバータ回路と、上記インバータ回路の後段に整流素子を介して接続され、該インバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備え、一定の周期内で切り替わる上記単相インバータの出力制御と上記短絡スイッチのオンオフ制御の組み合わせからなる出力制御モードのうち、上記単相インバータの出力がゼロとなる期間において、該出力がゼロとなる単相インバータの半導体スイッチ素子を全てオン状態にし、上記インバータ回路における上記直流電圧源の充放電を利用して直流／直流変換を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記単相インバータは、上記直流電圧源の電圧を検出する電圧検出器を備え、該電圧検出器の出力が設定電圧よりも小さい条件を満たすときに、上記半導体スイッチ素子を全てオン状態にすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記直流電圧源と並列に放電用の抵抗を備え、上記単相インバータの出力がゼロとなる期間において、通常は単相インバータが有する半導体スイッチ素子のうちＬｏ（低電位）側のみをオン状態とし、上記電圧検出器の出力が設定電圧よりも小さくなった時にＨｉ（高電位）側もオン状態にすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記単相インバータが具備する上下一対の半導体スイッチ素子の、一定周期内における各々の導通時間比率を制御して、上記直流電圧源の充放電を制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記直流電源は、太陽電池であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば太陽電池のような直流電源の直流電力を電圧の異なる直流電力に変換する、直流／直流変換を行う電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置としての昇圧回路は、スイッチ素子、インダクタ、ダイオード及び出力側の平滑用電解コンデンサを有して構成され、入力側の平滑用電解コンデンサで平滑化された直流電源としての太陽電池からの入力電圧は、この昇圧回路のスイッチ素子をオンオフすることにより昇圧されて、あるいは昇圧回路で昇圧されることなくスルーして、後段のインバータ回路に与えられるよう構成されている。（例えば、特許文献１参照。）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３９４１３４６号公報（第２−３頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来の電力変換装置では、出力する電力容量の増加とともに大容量のリアクトルが必要となり、装置の大型化や重量増加という問題点があった。
また、この問題を回避するためにスイッチ素子を高周波でスイッチングすると、多大な損失およびノイズが発生するといった問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流／直流変換を行う電力変換装置において、スイッチ素子のスイッチングによる電力損失およびノイズを低減化し、かつ装置構成の小型軽量化を促進して、変換効率の高い電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチ素子と直流電圧源とをそれぞれ有する複数の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力端子間に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳して出力するインバータ回路と、上記インバータ回路の後段に整流素子を介して接続され、該インバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備え、一定の周期内で切り替わる上記単相インバータの出力制御と上記短絡スイッチのオンオフ制御の組み合わせからなる出力制御モードのうち、上記単相インバータの出力がゼロとなる期間において、該出力がゼロとなる単相インバータの半導体スイッチ素子を全てオン状態にし、上記インバータ回路における上記直流電圧源の充放電を利用して直流／直流変換を行うものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明の電力変換装置によれば、インバータ回路における直流電圧源であるコンデンサの充放電を利用して直流／直流変換を行うように構成したので、大容量のリアクトルを必要とせず、また、短絡用スイッチおよびインバータ回路内の半導体スイッチ素子は、高周波スイッチングが不要である。
また、単相インバータの出力がゼロとなる制御モードにおいて、該単相インバータの全てのスイッチ素子をオン状態にすることにより、主回路に流れる電流経路が分散される。
このため、電力損失およびノイズの低減化と、装置構成の小型軽量化とが促進された変換効率の高い電力変換装置が実現できる。
【０００８】
上述した、またその他の、この発明の目的、特徴、効果は、以下の実施の形態における詳細な説明および図面の記載からより明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の主回路構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を説明するための回路図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係る制御動作を示すフローチャートである。
【図６】この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成図である。
【図７】この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の動作を説明するための回路図である。
【図８】この発明の実施の形態４に係る電力変換装置の動作を説明するための回路図である。
【図９】この発明の実施の形態４に係る電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。尚、各図中、同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の主回路構成図である。
図１において、太陽電池等から成る直流電源１の出力端子間に、インバータ回路２０の交流側が直列接続される。インバータ回路２０は、第１の単相インバータ２０ａ、第２の単相インバータ２０ｂ、第３の単相インバータ２０ｃ、第４の単相インバータ３０ｄの交流側を直列接続して構成され、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、３０ｄの出力の総和を、インバータ回路２０の出力として直流電源１からの直流電圧に重畳する。
インバータ回路２０を構成する第１、第２、第３、第４の単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、３０ｄは、半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４、５２と、ダイオード５６、および直流電圧源としての第１のコンデンサ２５、第２のコンデンサ３５、第３のコンデンサ４５、第４のコンデンサ５５から構成される。ここで、半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４、５２は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）や、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）などを用いる。
【００１１】
またインバータ回路２０の後段には短絡用スイッチ４と、導通／非道通を決定する半導体素子としての整流ダイオード５とが接続され、整流ダイオード５のアノード側がインバータ回路２０の後段の交流出力線に、カソード側が出力段の平滑コンデンサ６の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ４の一端は、インバータ回路２０を構成する単相インバータの内、最後段に接続された単相インバータ３０ｄにおける第４のコンデンサの負極に接続され、他端は平滑コンデンサ６の負極に接続される。
また、短絡用スイッチ４は、IGBTやMOSFET等の半導体スイッチ素子、あるいは機械式のスイッチなどでも良い。
【００１２】
このように構成される実施の形態１の電力変換装置の動作について、図２、図３に基づいて説明する。なお、ここでは、直流電源１の電圧Ｖｉｎに対し出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏを２倍昇圧する動作を示した。
また、第１〜第４の単相インバータを各々ｂｉｔ１、ｂｉｔ２、ｂｉｔ３、ｂｉｔ４とも称し、各単相インバータの出力電圧をＶｂｉｔ１、Ｖｂｉｔ２、Ｖｂｉｔ３、Ｖｂｉｔ４、と称す。Ｓは、短絡スイッチ４のオンオフ状態を示す信号である。
【００１３】
図２に示すように、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、３０ｄの出力制御と短絡スイッチ４のオンオフ制御の組み合わせ動作は、予め設定された複数の制御モードから、直流電源１の電圧に応じて選定される制御モードに基づいて、一定の周期で繰り返されており、各単相インバータｂｉｔ１〜ｂｉｔ４は出力電圧が正となる期間と負となる期間を有するか、もしくはいずれの期間においても出力を発生しないか、のどちらかであり、上記正となる期間の総和と負となる期間の総和は等しい。
【００１４】
このような一連の制御周期の中で、図３に示すように、単相インバータの出力がゼロとなる期間において単相インバータｂｉｔ１、ｂｉｔ２、ｂｉｔ３の全てのスイッチ素子２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４をオン状態にすることができる。
従って、この実施の形態１の電力変換装置によれば、主回路に流れる電流経路が分散されるため主回路の損失を低減でき、変換効率の高いものが得られる。
【００１５】
実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２による電力変換装置を示す回路構成図である。
上記実施の形態１では、単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力がゼロとなる期間において全てのスイッチ素子２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４をオン状態にする方式を述べたが、実施の形態２の電力変換装置においては、図４に示すように、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、３０ｄの直流電圧源である各コンデンサＣ１〜Ｃ４のコンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４を検出する電圧検出器１１、１２、１３、１４と、インバータ回路２０の入力電圧、即ち直流電源１の電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器１０、および、平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏを検出する出力電圧検出器１５を設けており、これら電圧検出器の各出力信号を入力として、インバータ回路２０内のスイッチング素子および短絡用スイッチ４を制御する。なお、制御手段は、例えばマイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサなどで構成される。
【００１６】
制御の動作を、図５に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
直流電源１から得られた入力電圧Ｖｉｎを監視し（ステップＳ１）、入力電圧Ｖｉｎが所定の入力電圧設定値Ｖ１を超えたかどうかを判断する（ステップＳ２）。
入力電圧Ｖｉｎが設定電圧Ｖ１を超えると主回路を起動する。
このとき、入力電圧Ｖｉｎに応じて、予め設定された昇圧比が異なるいくつかの運転モード（制御モード）の中から制御モードを１つ選択する（ステップＳ３）。
【００１７】
次に、インバータ回路２０内のコンデンサ電圧Ｖｃを監視する（ステップＳ４）。
なお、コンデンサ電圧Ｖｃは、第１、第２、第３のコンデンサ２５、３５、４５の各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３である。ここで、先に選択した運転モードの中に単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力がゼロとなる期間が存在するか判断し（ステップＳ５）、ゼロとなる期間が存在すればコンデンサ電圧Ｖｃが第１の電圧設定値Ｖ２よりも小さいかどうかを判断する（ステップＳ６）。
【００１８】
そして、コンデンサ電圧Ｖｃと第１の電圧設定値Ｖ２とを比較し、該当するコンデンサ電圧Ｖｃが第１の電圧設定値Ｖ２を下回るまで、放電モードと判定し（ステップＳ７）、インバータ回路２０内の各スイッチ素子に駆動信号を出力して、インバータ回路２０にお
ける直流電力（直流電圧源）を放電する（ステップＳ８）。
【００１９】
ステップＳ５にて、先に選択した運転モードの中に単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力がゼロとなる期間が存在しなければ、コンデンサ電圧Ｖｃが第２の電圧設定値Ｖ３よりも大きいかどうかを判断する（ステップＳ９）。
ここで、コンデンサ電圧Ｖｃは、第１、第２、第３のコンデンサ２５、３５、４５の各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３であり、第２の電圧設定値Ｖ３も第１、第２、第３のコンデンサ２５、３５、４５に対してそれぞれ設定される３つの電圧値Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３３である。
【００２０】
そして、各コンデンサ電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３とそれぞれの電圧設定値Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３３とを比較して、各コンデンサ電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３が各電圧設定値Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３３を超えるまで、充電モードと判定し（ステップＳ１０）、短絡用スイッチ４をオンさせる駆動信号を出力すると共に、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに応じて、インバータ回路２０内の各スイッチ素子に駆動信号を出力してインバータ回路２０における直流電力（直流電圧源）を充電する（ステップＳ１１）。
【００２１】
次に、ステップＳ６にて、コンデンサ電圧Ｖｃと第１の電圧設定値Ｖ２とを比較して、コンデンサ電圧Ｖｃが第１の電圧設定値Ｖ２よりも小さい時、即ち、コンデンサ電圧Ｖｃの放電が完了している場合、あるいは、ステップＳ９にて、第１、第２、第３のコンデンサ２５、３５、４５の各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３とそれぞれの電圧設定値Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３３とを比較して、各コンデンサ電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３が各電圧設定値Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３３を超えている時、即ち、第１、第２、第３のコンデンサ２５、３５、４５の充電が完了している場合、インバータ回路２０内の第４のコンデンサＣ４のコンデンサ電圧Ｖｃ４を監視し（ステップＳ１２）、第４のコンデンサ電圧Ｖｃ４が第３の電圧設定値Ｖ４を超えたかどうかを判断する（ステップＳ１３）。
【００２２】
そして、第４のコンデンサ電圧Ｖｃ４と第３の電圧設定値Ｖ４とを比較して、コンデンサ電圧Ｖｃ４が第３の電圧設定値Ｖ４を超えるまで、充電モードと判定し（ステップＳ１０）、インバータ回路２０内の各スイッチ素子に駆動信号を出力してインバータ回路２０における直流電力（直流電圧源）を充電する（ステップＳ１１）。
【００２３】
次に、ステップＳ１３にて、第４のコンデンサ電圧Ｖｃ４と第３の電圧設定値Ｖ４とを比較して、第４のコンデンサ電圧Ｖｃ４が第３の電圧設定値Ｖ４を超えている時、即ち、第４のコンデンサ５５の充電が完了している場合、短絡用スイッチ４をオンオフさせる駆動信号を出力すると共に、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに応じて、インバータ回路２０内の各スイッチ素子に駆動信号を出力してインバータ回路２０における直流電力を充放電する（ステップＳ１４）。
【００２４】
通常、コンデンサに電圧が残っている場合、単相インバータの半導体スイッチ素子を全てオン状態にすると、コンデンサの電荷がなくなるまで半導体素子に短絡電流が流れる。半導体素子の抵抗値は数ｍΩと小さいため、短絡電流の値は大きくなり発熱による素子の破壊を招く恐れがある。
この実施の形態２では、インバータ回路２０内の第１、第２、第３のコンデンサ電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３が設定電圧値Ｖ２よりも小さい条件を満たすときに、各単相インバータの半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４を全てオン状態にするようにしたので、直流電圧源としての第１、第２、第３のコンデンサ２５、３５、４５から流れ出る短絡電流を最小限に抑えることができ、半導体素子の破壊を防ぐことができる。
【００２５】
実施の形態３．
図６は、この発明の実施の形態３による電力変換装置を示す回路構成図である。
上記実施の形態２では、各コンデンサ電圧を検出することによりインバータ回路２０内の第１、第２、第３のコンデンサ電圧を設定値以下に制御する場合について述べたが、実施の形態３では、図６に示すように、単相インバータの直流電圧源である各コンデンサと並列に放電用の抵抗２６、３６、４６を設けたものである。
単相インバータの充放電を利用した運転モードでは、出力電圧が正となる期間の総和と負となる期間の総和を等しく設定し、かつ一定の周期で繰り返すためコンデンサの電圧は保持される。一方、単相インバータの充放電を利用しない運転モードでは、コンデンサへの充電期間がないため、放電用の抵抗２６、３６、４６の値Ｒとコンデンサ容量Ｃとの値で決まる時定数Ｔ＝ＣＲで放電されコンデンサの電圧は低下する。
【００２６】
そして、この実施の形態３では、図７に示すように、単相インバータの出力がゼロとなる期間において、通常（コンデンサの放電が未完の場合）は単相インバータが有する半導体スイッチ素子のうちＬｏ（低電位）側のみをオン状態とし（図７（ａ）参照）、実施の形態２で述べた電圧検出器（図示せず）の出力が、設定電圧よりも小さくなったと同時（コンデンサの放電が完了した場合）に、Ｈｉ（高電位）側もオン状態に制御する（図７（ｂ）参照）ようにしたので、コンデンサの放電に要する制御操作を簡単に行うことができると共に、インバータ回路２０内の第１、第２、第３のコンデンサ電圧が設定値以下になるまでの期間も継続して出力側へ電力を供給し続けられるため、システムの運用面でも優れた装置を得ることができる。
【００２７】
実施の形態４．
図８は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。
上記実施の形態３では、各コンデンサと並列に放電用の抵抗２６、３６、４６を設ける場合について述べたが、図８に示すように、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃにコンデンサの充電経路（図８（ａ））と放電経路（図８（ｂ））を設定してもよい。
【００２８】
すなわち、図９に示すように、放電経路を形成する半導体スイッチ２２、２３のオン時間を、充電経路を形成する半導体スイッチ２１、２４のそれよりも短く設定することにより、コンデンサの電圧を充電できる。また、放電経路を形成する半導体スイッチ２２、２３のオン時間を、充電経路を形成する半導体スイッチ２１、２４のそれよりも長く設定することにより、コンデンサの電圧を放電できる。
従って、この実施の形態４によれば、単相インバータが具備する上下一対の半導体スイッチ素子を、一定周期内において各々の導通時間比率を変化させることにより、コンデンサ電圧の充放電を制御することができる。
その結果、放電抵抗などの追加部品が不要のため装置の小型・低コスト化が図れる。
また、放電抵抗などで消費される電力が軽減されるため、電力変換効率の高い装置が実現できる。
【００２９】
なお、上述した実施の形態１〜４では直流電源に太陽電池を用いた場合について説明したが、この発明はこれに限られることはなく、蓄電池や定電圧電源であってもよく、本発明の範囲内にある限り、別な構成、動作へ変更を加えて実施してもよいことはいうまでもない。
【符号の説明】
【００３０】
１  直流電源、４  短絡用スイッチ、５  整流ダイオード、６  平滑コンデンサ、
１０  入力電圧検出器、  １１  第１の電圧検出器、  １２  第２の電圧検出器、
１３  第３の電圧検出器、  １４  第４の電圧検出器、  １５  出力電圧検出器、
２０  インバータ回路、２０ａ  第１の単相インバータ、２０ｂ  第２の単相インバータ
、
２０ｃ  第３の単相インバータ、３０ｄ  第４の単相インバータ、
２１〜２４、３１〜３４、４１〜４４、５２  半導体スイッチ素子、
２５  第１のコンデンサ、３５  第２のコンデンサ、４５  第３のコンデンサ、
５５  第４のコンデンサ、５６  整流ダイオード、２６、３６、４６  放電用抵抗、
Ｖｉｎ  直流電源電圧（入力電圧）、Ｖｂｉｔ１  第１の単相インバータ出力、
Ｖｂｉｔ２  第２の単相インバータ出力、Ｖｂｉｔ３  第３の単相インバータ出力、
Ｖｂｉｔ４  第４の単相インバータ出力、
Ｖｃ１〜Ｖｃ４  第１〜第４のコンデンサ電圧、Ｖｏ  出力電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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