(57)【要約】【課題】組み合わせノイズ試験と同等のノイズ試験を、電力変換装置における最終製品の電力変換器を用いずに行なうことができるとともに、試験用の電力変換器のインバータアームの半導体スイッチング素子を、該インバータアームを流れる短絡電流から保護し、該短絡電流消滅後は自動復帰することを可能とした電力変換装置の試験装置を提供することである。【解決手段】提案する電力変換装置の試験装置では、試験用電力変換器のインバータアームの各半導体スイッチング素子がスイッチング動作を行なってインバータアームを流れる電流が一定値を超えたときに、コンデンサ１４と試験用電力変換器のインバータアームの半導体スイッチング素子との間に設けられ、コンデンサ１４のインバータアームによる短絡を防止する短絡保護用スイッチ６２をオフにする制御信号を生成し、短絡保護用スイッチ６２に与えている。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１以上の半導体スイッチング素子を有し、直流電圧を印加する直流回路部に接続されるインバータアームを備え、該インバータアームの半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行なう最終製品の電力変換器と、
前記インバータアームの半導体スイッチング素子に流れる主電流を制御する制御信号を生成して、該半導体スイッチング素子に与える制御回路と、を具備した電力変換装置を試験する装置であって、
この電力変換装置の試験装置は、前記最終製品の電力変換器に換えて用いられて、この最終製品の電力変換器より出力容量が小さい試験用電力変換器と、
前記制御回路の信号の基準となる電位部と、前記試験用電力変換器の接地電位部との間にノイズ電圧を印加する高周波電圧印加装置と、を備え、
前記試験用電力変換器は、
直流電圧を印加する試験用直流回路部と、
前記試験用直流回路部から印加された直流電圧を平滑するコンデンサと、
前記コンデンサと、この試験用電力変換器のインバータアームの半導体スイッチング素子との間に設けられ、前記コンデンサのインバータアームによる短絡を防止する短絡保護用スイッチと、
この試験用電力変換器のインバータアームの各半導体スイッチング素子がスイッチング動作を行なって前記インバータアームを流れる電流が一定値を超えたときに、前記短絡保護用スイッチをオフにする制御信号を生成し、該短絡保護用スイッチに与える短絡保護回路と、を備えることを特徴とする電力変換装置の試験装置。
【請求項２】
前記短絡保護回路は、前記試験用電力変換器のインバータアームに流れる電流を測定する電流測定部と、測定した電流を前記一定値と比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果を保持し、一定時間後にリセットする自動復帰部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の試験装置。
【請求項３】
複数のインバータアームがある場合において、
前記短絡保護回路は、
インバータアーム毎に、前記試験用電力変換器のインバータアームに流れる電流を測定する電流測定部と、測定した電流を前記一定値と比較する比較回路と、をそれぞれ備えるとともに、
この複数の比較回路の比較結果の論理和をとる論理回路と、
前記論理回路の出力を保持し、一定時間後にリセットする自動復帰部と、をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の試験装置。
【請求項４】
前記各判別回路の判別結果をそれぞれ記憶する記憶装置をさらに備えることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置の試験装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の試験技術に関し、特に、電力変換器と制御回路を備え、半導体スイッチング素子を使用した電力変換装置に好適な電力変換装置の試験装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器と制御回路により構成される半導体電力変換装置では、浮遊容量に起因して制御回路から金属製の筐体に流れる電流等により、制御回路が誤動作することがある。
制御回路の誤動作を回避するために、半導体電力変換装置の制御回路に対し、製造工程において電磁ノイズ耐量試験が行われ、ノイズ耐量を所定のレベルに改善する対策がなされる。
【０００３】
図７は、従来の電力変換装置の試験方法を示す図である。
図７に示す、従来の電力変換装置１００は、電力変換器（以下、“主回路”ということがある）１０１と、その電力変換器１０１を制御する制御回路１０２によって構成される。
【０００４】
電力変換器１０１は、与えられた交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ（整流回路）１０３と、この直流電圧を平滑するコンデンサ１０４と、複数の半導体スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）１０５−１、１０５−２、１０５−３、１０５−４、１０５−５、１０５−６およびそれら半導体スイッチング素子に逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１０６−１、１０６−２、１０６−３、１０６−４、１０６−５、１０６−６により構成されて、平滑された直流電圧を交流電圧に変換する三相インバータ回路１０８とを備え、負荷（モータ等、図７では不図示）に交流電圧を出力する。電流センサ１０９−１、１０９−２は、三相インバータ回路１０８のｕ相の出力端とｗ相の出力端に流れる交流電流をその大きさに応じた検出電圧（交流電圧）に変換し、電流検出信号として制御回路１０２に出力する。
【０００５】
また、半導体スイッチング素子１０５−１、１０５−２と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１０６−１、１０６−２とにより１つのインバータアームが構成され、半導体スイッチング素子１０５−３、１０５−４と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１０６−３、１０６−４とにより１つのインバータアームが構成され、半導体スイッチング素子１０５−５、１０５−６と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１０６−５、１０６−６とにより１つのインバータアームが構成される。
【０００６】
制御回路１０２は、整流回路１０３により整流された直流電圧と、電力変換器１０１が出力する交流電流に対応した検出電圧との入力に対して、上記各半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御するゲート駆動信号を生成し、各ゲート駆動回路（図７では、半導体スイッチング素子１０５−１、１０５−２に対応するゲート駆動回路１１１−１、１１１−２だけが図示され、後は省略されている）に出力する。
【０００７】
そして、図８に示すように、高周波電圧印加装置１１２により、制御回路１０２の信号の基準となる電位部と、電力変換器１０１の接地電位部（図８では、筺体等金属１１４をグランドとしている）との間に数ｋＶのノイズ電圧を印加して、制御回路１０２が誤動作しないことを確認する電磁ノイズ耐量試験（以下、“イミュニティ試験”ということもある）を実施する。
【０００８】
電磁ノイズ耐量試験は、開発時に制御回路１０２のみで実施する場合もあれば、出荷時
に制御回路１０２を図７に示すように電力変換装置１００に組み込んだ状態で行う場合もある。
【０００９】
制御回路１０２のみで電磁ノイズ耐量試験を実施する場合は、制御回路のプリント基板、これに結合されるケーブル類の実装状態、半導体変換装置の電力変換器１０１の動作によって生じる制御回路１０２の電位変動、磁界・電界の発生状況が、電力変換装置１００に組み込んだ場合と異なる。よって、これらの要因の影響を評価することができない、という問題がある。
【００１０】
一方、電力変換装置１００に組み込んだ状態で電磁ノイズ耐量試験（組み合わせノイズ試験）を行う場合は、装置がすべて完成した後でなければ試験を行えない。例えば、制御回路１０２が電力変換器（主回路）１０１に先行して完成した場合、組み合わせノイズ試験の実施時期が遅れる。このような場合に、誤動作の問題が発生した場合、納期の都合上、十分な対策期間が取れなくなる、という問題がある。
【００１１】
この問題を回避するために、最終製品の主回路に組み込む前に、制御回路（プリント基板）１０２単体でイミュニティ試験を実施している。プリント基板のノイズイミュニティ試験は、プリント基板を動作させながら、ノイズシミュレータから出力される方形波インパルスノイズまたは電気的ファストトランジェントバーストを所定時間印加して誤動作するかどうかを確認する試験である。
【００１２】
しかしながら、上記方法により、試験を通過した制御回路（プリント基板）１０２であっても、主回路や盤に組み込んだ状態で組み合わせノイズ試験をさらに実施した場合、誤動作を起こすことがある。
【００１３】
このような課題に対して、先に提案した特許文献１に記載の試験技術では、最終製品の電力変換器より小さい出力容量の試験用電力変換器を用いることで、広い試験用エリアを確保する必要がなく、省スペースでありながら、接続された制御回路の配線類に発生する電位変動を、最終製品の電力変換器に接続した場合と同様にして（近似して）、組み合わせノイズ試験と同等のノイズ耐量試験を制御回路に対して行なうことを可能としている。これにより、制御回路（プリント基板）１０２のイミュニティ問題を詳細に評価し、プリント基板の品質向上を図ることが可能になった。
【００１４】
特許文献１の試験用電力変換器において、制御回路がノイズ等の影響で誤動作し、直流電圧を印加する直流回路に接続された、この試験用電力変換器のいずれかのインバータアームにおいて、そのアームの備える２つの半導体スイッチング素子の双方がターンオンする状態になった場合、その直流回路とその試験用電力変換器の間に設けられた、その直流回路の出力を平滑化するためのコンデンサが短絡されて、過大な電流がアームの備える２つの半導体スイッチング素子に流れ、それらの半導体スイッチング素子が破壊されることがある。
【００１５】
このような現象をアーム短絡と呼ぶが、このアーム短絡保護のための技術として、特許文献２では、特許文献２の図１に示すように、直流電源（特許文献２の図１の符号１）とインバータアームの間に短絡電流遮断用ＧＴＯサイリスタ（特許文献２の図１の符号１４）や還流ダイオード（特許文献２の図１の符号２）を設けることが提案されている。また、特許文献３では、特許文献３の図１に示すように、各アームに短絡電流遮断用スイッチ（特許文献３の図１の符号２ａ，２ｄ）や還流ダイオード（特許文献３の図１の符号３ａ，３ｄ）を設け、短絡電流を遮断する方法が提案されている。
【００１６】
しかし、電力変換装置の試験装置としては、アーム短絡がノイズ等による一過性の現象
であった場合には、自動復帰することが求められている。また、その試験装置の試験用電力変換器がインバータアームを複数有する場合は、アーム短絡がどのインバータアームで発生したのかを特定する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特願２００８−１２５４５８号
【特許文献２】特開平４−２９５２２７号公報
【特許文献３】特開２０００−２９５８６３号公報
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】佐々木、玉手、鳥羽：「多重共振点を持つ受動素子の広帯域モデル化法」、平成１９年電気学会全国大会講演論文集、４−０４１（２００７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
以上の問題を鑑みて、本発明は、組み合わせノイズ試験と同等のノイズ試験を、電力変換装置における最終製品の電力変換器を用いずに行なうことができるとともに、試験用の電力変換器のインバータアームの半導体スイッチング素子を、該インバータアームを流れる短絡電流から保護し、該短絡電流消滅後は自動復帰することを可能とした電力変換装置の試験装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
提案する第１の電力変換装置の試験装置は、１以上の半導体スイッチング素子を有し、直流電圧を印加する直流回路部に接続されるインバータアームを備え、該インバータアームの半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行なう最終製品の電力変換器と、前記インバータアームの半導体スイッチング素子に流れる主電流を制御する制御信号を生成して、該半導体スイッチング素子に与える制御回路と、を具備した電力変換装置を試験する装置である。
【００２１】
この電力変換装置の試験装置は、前記最終製品の電力変換器に換えて用いられて、この最終製品の電力変換器より出力容量が小さい試験用電力変換器と、前記制御回路の信号の基準となる電位部と、前記試験用電力変換器の接地電位部との間にノイズ電圧を印加する高周波電圧印加装置と、を備える。
【００２２】
また、前記試験用電力変換器は、直流電圧を印加する試験用直流回路部と、前記試験用直流回路部から印加された直流電圧を平滑化するコンデンサと、前記コンデンサと、この試験用電力変換器のインバータアームの半導体スイッチング素子との間に設けられ、前記コンデンサのインバータアームによる短絡を防止する短絡保護用スイッチと、この試験用電力変換器のインバータアームの各半導体スイッチング素子がスイッチング動作を行なって前記インバータアームを流れる電流が一定値を超えたときに、前記短絡保護用スイッチをオフにする制御信号を生成し、該短絡保護用スイッチに与える短絡保護回路と、を備える。
【００２３】
提案する第２の電力変換装置の試験装置は、前記第１の電力変換装置の試験装置において、前記短絡保護回路は、前記試験用電力変換器のインバータアームに流れる電流を測定する電流測定部と、測定した電流を前記一定値と比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果を保持し、一定時間後にリセットする自動復帰部と、を備える。
【００２４】
提案する第３の電力変換装置の試験装置は、前記第１の電力変換装置の試験装置におい
て、複数のインバータアームがある場合において、前記短絡保護回路は、インバータアーム毎に、前記試験用電力変換器のインバータアームに流れる電流を測定する電流測定部と、測定した電流を前記一定値と比較する比較回路と、をそれぞれ備えるとともに、この複数の比較回路の比較結果の論理和をとる論理回路と、前記論理回路の出力を保持し、一定時間後にリセットする自動復帰部と、をさらに備える。
【発明の効果】
【００２５】
提案する第１の電力変換装置の試験装置では、最終製品の電力変換器より小さい出力容量の試験用電力変換器を用いることで、広い試験用エリアを確保する必要がなく、省スペースでありながら、接続された制御回路の配線類に発生する電位変動を、最終製品の電力変換器に接続した場合と同様にして（近似して）、組み合わせノイズ試験と同等のノイズ耐量試験を制御回路に対して行なうことを可能としている。また、この第１の電力変換装置の試験装置では、試験用電力変換器のインバータアームの各半導体スイッチング素子がスイッチング動作を行なってインバータアームを流れる電流が一定値を超えて、試験用直流回路部が短絡したときに、コンデンサと試験用電力変換器のインバータアームの半導体スイッチング素子との間に設けられた短絡保護用スイッチをオフにする制御信号を生成し、短絡保護用スイッチに与えているので、インバータアームを短絡するようなゲート信号が被試験体から出力されても、試験用電力変換器のインバータアームが備える半導体スイッチング素子を保護することができる。
【００２６】
提案する第２の電力変換装置の試験装置では、第１の電力変換装置の試験装置の効果に加え、比較回路により、測定した電流を一定値と比較し、自動復帰部により、比較回路の比較結果を保持し、一定時間後にリセットすることで、例えば、自動復帰部において、現在の比較回路の比較結果が、一定時間前の比較回路の比較結果と異なっている場合に、現在の比較回路の比較結果を自動復帰部の出力とすることで、アーム短絡電流が消滅した後の自動復帰を実現できる。
【００２７】
提案する第３の電力変換装置の試験装置では、第１の電力変換装置の試験装置の効果に加え、複数のインバータアームがある場合において、インバータアーム毎に設けられた比較回路により、測定した電流を一定値と比較して、インバータアームで短絡が発生したかどうかを判別し、論理回路により、この複数の比較回路の比較結果の論理和をとることで、少なくとも１つのインバータアームにおいてアーム短絡が発生しているかどうかを判別し、自動復帰部により、論理回路の出力を保持し、一定時間後にリセットすることで、例えば、自動復帰部において、現在の比較回路の比較結果の論理和を示す現在の論理回路の出力が、一定時間前の論理回路の出力と異なっている場合に、現在の論理回路の出力を自動復帰部の出力とすることで、アーム短絡電流が消滅した後の自動復帰を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換装置の試験装置の構成図である。
【図２】図１の電力変換装置の試験装置において、インバータ回路の出力端と放熱フィンとの間にコンデンサを設けた図である。
【図３】図１の電力変換装置の試験装置において、インバータ回路の出力端とグランドとの間に対地インピーダンス素子を設けた図である。
【図４】図１の電力変換装置の試験装置において、整流回路の出力端とグランドとの間にインピーダンス素子を設けた図である。
【図５】図１の電力変換装置の試験装置の変形例を示す図である。
【図６】図５のＲＳフリップフロップの入力および出力波形例を示す図である。
【図７】従来の電力変換装置の試験方法を示す図（その１）である。
【図８】従来の電力変換装置の試験方法を示す図（その２）である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。なお、本願は、上記特許文献１を利用する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の試験装置の構成図である。
【００３０】
図１に示す、本実施形態の電力変換装置１０は、最終製品の電力変換器より小さい出力容量を有する試験用電力変換器１１と、その試験用電力変換器１１を制御する制御回路１２によって構成される。この図１に示す制御回路１２は、図７のように、最終製品の電力変換器に接続されるのではなく、最終製品の電力変換器より小さい出力容量の試験用電力変換器１１に接続される。
【００３１】
試験用電力変換器１１は、与えられた交流電圧をダイオードブリッジにより構成した整流回路１３により整流し、コンデンサ１４により平滑化された直流電圧を、複数の半導体スイッチング素子１５−１、１５−２、１５−３、１５−４、１５−５、１５−６およびそれら半導体スイッチング素子に逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１６−１、１６−２、１６−３、１６−４、１６−５、１６−６により構成される三相インバータ回路１８により交流電圧に変換して、負荷（モータ等）２３に出力する。なお、図１において、負荷２３が破線で示されているのは、後述するように、負荷を接続しない場合もあるからである。電流センサ１９−１、１９−２は、三相インバータ回路１８のｕ相の出力端とｗ相の出力端に流れる交流電流をその大きさに応じた検出電圧（交流電圧）に変換し、電流検出信号として制御回路１２に出力する。
【００３２】
また、半導体スイッチング素子１５−１、１５−２と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１６−１、１６−２とにより１つのインバータアームが構成され、半導体スイッチング素子１５−３、１５−４と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１６−３、１６−４とにより１つのインバータアームが構成され、半導体スイッチング素子１５−５、１５−６と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード１６−５、１６−６とにより１つのインバータアームが構成される。
【００３３】
制御回路１２は、整流回路１３により整流された直流電圧と、試験用電力変換器１１が出力する交流電流の大きさに対応した検出電圧とにより、各半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御するゲート駆動信号を生成し、各ゲート駆動回路（図１では、半導体スイッチング素子１５−１、１５−２に対応するゲート駆動回路２１−１、２１−２だけが図示され、後は省略されている）に出力する。
【００３４】
そして、図１に示すように、高周波電圧印加装置２２により、制御回路１２の信号の基準となる電位部と、試験用電力変換器１１の接地電位部（図１では、筺体等金属２４をグランドとしている）との間に数ｋＶのノイズ電圧を印加して、制御回路１２が誤動作しないことを確認する電磁ノイズ耐量試験を実施する。なお、以上の説明では、試験用電力変換器１１は、交流電圧を入力し、整流する構成であったが、整流回路１３を廃し、交流電圧の代わりに直流電圧を入力する構成をとることも可能である。
【００３５】
例えば、最終製品の電力変換器が、入力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この整流回路から出力される直流電圧を平滑するコンデンサとを有するコンバータ回路を備え、このコンバータ回路から出力される直流電圧をその最終製品の電力変換器のインバータ回路に直流電圧として与える場合、試験用電力変換器１１も、図１に示すように、入力された交流電圧を直流回路に変換する整流回路１３と、この整流回路１３から出力される直流電圧を平滑するコンデンサ１４とを有する試験用コンバータ回路を備え、この試験用コンバータ回路から出力される直流電圧を試験用の三相インバータ回路１８に直流電圧として与えることが好ましい。
【００３６】
なお、上記した制御回路１２の信号の基準となる電位部とは、制御回路１２内のＣＰＵ（Central Processing Unit）のシグナルグランド、制御回路１２内の絶縁部分（すなわち、他の回路部分とは絶縁した箇所にある導電部）のシグナルグランド、等である。最終製品の電力変換器が数百Ｖの電圧で動作するのに対して、制御回路１２内のこれらの部位は、数Ｖの電圧で動作するため、誤動作が発生しやすくなっている。なお、シグナルグランド以外にも試験対象の電力変換装置における回路上の任意の点を基準電位部と定めて試験してもかまわない。
【００３７】
電力変換器の出力容量は、負荷容量に応じて決まる。すなわち、負荷に印加すべき電圧、通流すべき電流が電力変換器にも課せられる。これにより、電力変換器の主要な構成部品（半導体スイッチング素子等の能動部品や、リアクトル等の受動部品）の定格容量、これら部品の冷却のための冷却フィンの大きさ、通風のためのファンの大きさ、等の仕様が決まる。これら電力変換器の構成部品は一般に定格容量が大きいほど、発生する損失（すなわち熱量）が大きくなり、その損失に耐えることを主な理由として寸法が増大する。
【００３８】
例えば、半導体スイッチング素子について述べると、通電すべき電流にほぼ比例して、半導体スイッチング素子の半導体部分の面積は増大する。また、半導体スイッチング素子に電流が通電することによって発生する熱量は、半導体スイッチング素子の外に逃がして半導体スイッチング素子の温度が高温にならないようにする必要があるが、その熱量は、半導体スイッチング素子の印加電圧と通電電流とに比例する。このため、半導体スイッチング素子で発生した熱を放熱するための冷却用部品も、半導体スイッチング素子の面積の増加に伴い、大型化する。
【００３９】
例えば、モータ駆動用の汎用インバータの場合、５．５ｋＷのものの体積が約１０，０００ｃｍ３であるのに対し、５５ｋＷのものの体積は約７０，０００ｃｍ３である。
このことを逆の方向から見ると、精度が高いノイズ耐量試験を行なうために、最終製品と同等の大きな出力容量を有する電力変換器と制御回路１２とを接続するには、試験用に広いエリアを確保しなければならない、ということである。これは、コスト面、試験装置作成の手間などから困難である。
【００４０】
また、図１の構成では、最終製品の電力変換器と同様の構成を有し、より小さい出力容量を有する試験用電力変換器１１を用いることで、試験用の広いエリアを確保する必要がなく、省スペースで、接続された制御回路１２の配線類に発生する電位変動（ノイズ）を、最終製品の電力変換器に接続した場合と同様にする（近くする）ことが可能になる。
【００４１】
なお、図１の試験用電力変換器１１の回路構成は、最終製品の電力変換器と同じでもよいが、半導体スイッチング素子をオン、オフすることによって、接続された制御回路１２の配線類に発生するノイズが最終製品の電力変換器に接続した場合と同等になる範囲で異なる回路方式としてもよい。このような構成であれば、少なくともノイズを模擬したノイズ耐量試験を行なうことができる。
【００４２】
一方、制御回路については、電力変換器の所定の性能、機能を実現するためのロジックに基づいて構成され、電力変換器の出力容量とはあまり関係ない。したがって、制御回路の寸法は、電力変換器の出力容量にほとんど依存しない。例えば、上述の例の５．５ｋＷの汎用インバータと、５５ｋＷの汎用インバータとを同一の制御回路によって動作させることは可能である。
【００４３】
すなわち、図１の制御回路１２は、最終製品に使用予定のものである。上述の高周波電圧印加装置２２により、制御回路１２の基準となる電位部と、試験用電力変換器１１の接地電位部との間に数ｋＶのノイズ電圧を印加して、制御回路１２が誤動作した場合（例えば、制御回路１２内のＣＰＵが暴走し、安全装置により装置が停止した場合）、制御回路１２の改良が行われる。
【００４４】
なお、電力変換器が制御回路に及ぼす電磁ノイズの影響の主要なものの１つに、電力変換器の電圧変化すなわち電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフすることによって発生する電圧の変動がある。
【００４５】
この電圧変動は、電力変換器が負荷電流を通電しなくても、通電した場合と同様に発生する。このことを利用して、図１の試験用電力変換器１１によるノイズ耐量試験において、試験用電力変換器１１に負荷を接続せず、試験用電力変換器１１の三相インバータ回路１８の出力信号が通る導体の先端を開放したり、または、試験用電力変換器１１の出力容量より小さい出力容量を有する負荷を接続して、試験用電力変換器１１の三相インバータ回路１８に流れる電流を小さくしたりする。
【００４６】
このようにしても、電圧変動については、規定の負荷を接続した場合とほぼ同様なノイズ耐量試験を行なうことができる。
なお、負荷を接続する場合は、負荷の設置場所の確保が必要となるだけでなく、負荷の消費電力を熱に変換したり、電源に回生させたりする必要がある。そして、このことに伴って、冷却装置が大規模化したり、電源に回生させるための専用の装置が必要になったりし、煩雑である。提案する手法を用いることで、これらの問題が解決する。
【００４７】
半導体電力変換器では、一般に、半導体スイッチング素子に放熱フィンを取り付けて用いる。放熱フィンは一般に接地される。ここで、放熱フィンと半導体スイッチング素子との間には浮遊容量が存在し、この浮遊容量を介して半導体スイッチング素子をオン、オフした場合に電流が流れる。これが所謂、コモンモード電流であり、電磁ノイズの要因である。そこで、図１の試験用電力変換器１１として、最終製品の電力変換器より出力容量が小さい半導体スイッチング素子を用いる場合、出力容量の違いに起因する浮遊容量の違いを考慮する必要がある。
【００４８】
一般に、出力容量の大きなスイッチング素子のチップは面積が大きく、したがって浮遊容量も大きい。浮遊容量の値は、代表的なスイッチング素子であるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）において、６００Ｖ、１２０Ａのもので数百ｐＦである。コモンモード電流の大きさは、印加電圧の振幅、時間変化率、および、浮遊容量の大きさにより決まる。よって、前二者（印加電圧の振幅、時間変化率）を回路設計や調整で最終製品の電力変換器と合わせても、浮遊容量の大きさについては、スイッチング素子の出力容量が異なりチップの面積も異なるため、そのままでは最終製品の電力変換器と合わせることはできない。出力容量が試験用より大きい最終製品の電力変換器の方が、コモンモード電流が大きくなり電磁ノイズの条件として厳しくなる。すなわち、試験用電力変換器１１の方が電磁ノイズの条件として緩くなり、最終製品の電力変換器においてノイズ耐量を満たしているかどうかが評価できない恐れがある。
【００４９】
この問題は、図１の試験用電力変換器１１において、図２に示すように、三相インバータ回路１８のブリッジの出力端（各相の上アームと下アームとの間）と放熱フィン２５との間に、最終製品の電力変換器と試験用電力変換器１１との電気的特性の差分（ここでは浮遊容量）を調整する差分調整部を構成するコンデンサ２６、２７、２８を付加することにより解決できる。
【００５０】
すなわち、最終製品の電力変換器における三相インバータ回路の各相の半導体スイッチング素子と放熱フィンとの間の浮遊容量Ｃ１と、試験用電力変換器１１における三相インバータ回路１８の各相の半導体スイッチング素子と放熱フィン２５との間の浮遊容量Ｃ２と、の差分の静電容量Ｃ３（＝Ｃ１−Ｃ２）を持つコンデンサ２６、２７、２８を浮遊容量と並列に接続する。
【００５１】
これにより、試験用電力変換器１１における三相インバータ回路１８の出力端と三相インバータ回路１８を構成する半導体スイッチング素子が取り付けられた放熱（冷却）フィン（第２の放熱フィン）２５との間の静電容量を、最終製品の電力変換器における三相インバータ回路の出力端と放熱フィン（第１の放熱フィン）との間の静電容量に一致または略一致させることができ、最終製品の電力変換器の三相インバータ回路と放熱フィンとの間の浮遊容量を考慮したノイズ試験を実施できる。
【００５２】
なお、コンデンサのインピーダンスは周波数特性を有し、高周波帯域では、寄生インダクタンスの影響でコンデンサとして作用しなくなるため、問題となる周波数帯域におけるインピーダンス特性が、最終製品の電力変換器を接続した場合の浮遊容量に近くなるようなコンデンサを選定する必要がある。
【００５３】
半導体電力変換器に接続される負荷（モータ等）は、対地インピーダンス（浮遊インピーダンス）を有することが多い。このため負荷の筺体やフレームが接地されている場合には、負荷の電流通電部と筺体やフレームとの間の浮遊容量を介して、負荷の対地電圧の変化に応じた電流が流れる。この電流は、コモンモード電流に相当し、電磁ノイズの一因となる。したがって、この部分を最終製品の電力変換器を接続した条件に合わせることが、ノイズ耐量のより高精度の評価にとっては望ましい。
【００５４】
この問題は、図３に示すように、負荷の対地インピーダンスと等価なインピーダンス素子３１、３２、３３を、試験用電力変換器１１における三相インバータ回路（ブリッジ回路）１８の各相の出力端と接地電位部との間に接続し、差分調整部とすることにより解決できる。負荷の対地インピーダンスは、一般に負荷インピーダンスと比較して十分に大きいため、消費電力が問題にならない小容量のインピーダンス素子を用いれば足りる。
【００５５】
なお、負荷の対地インピーダンスとしては、一般にある周波数までは浮遊容量の容量成分が現れ、その周波数以上では寄生インピーダンスの誘導成分が現れる。さらに周波数が高まると、様々な部位の容量成分、誘導成分が現れ、複雑なインピーダンス特性を示す。提案する試験においては、少なくとも静電容量と寄生インピーダンスに相当する部分の模擬が必要である。それ以上の周波数におけるインピーダンスについては、電磁ノイズへの影響を考慮して模擬する。
【００５６】
いずれにしても、事前に、その出力端に導体を介して接続される負荷（モータ等）の浮遊インピーダンスの周波数特性を最終製品の電力変換器におけるインバータ回路の出力端と接地電位部とから見た周波数特性として計測しておき、その計測データに適合した試験装置を構成するような値が設定された、コンデンサ、コイル、抵抗、等を用いたネットワーク回路によって、図３に示す各インピーダンス素子を構成し、差分調整部とすればよい。このような技術については、上記非特許文献１に述べられている。
【００５７】
上述の負荷の対地インピーダンスと同様に、電源側のインピーダンスもノイズ特性に大きな影響を及ぼす。したがって、試験用電力変換器１１において電源側のインピーダンスを最終製品の電力変換器を接続した場合と合わせることが望ましい。
【００５８】
このことは、電源側に相当するインピーダンス素子を接続することで達成できる。すなわち、図４に示すように、電源側については、対地インピーダンス３５と、電源３９のインピーダンス３６、３７、３８とを加えた差分調整部を設けて模擬することが望ましい。
【００５９】
以上に示した、半導体スイッチング素子と放熱フィン間の浮遊容量、負荷および電源のインピーダンスを模擬する手法のうち、複数の手法を組み合わせてノイズ耐量試験を行なうことも可能である。これらの手法は、それぞれの要因の影響度を考慮し、必要なものを用いればよい。これにより、最終製品の電力変換器を接続した場合に近い条件で制御回路１２のノイズ耐量を評価することができる。
【００６０】
このように、試験用電力変換器１１を用いることによって、最終製品の電力変換器の電位変動を模擬してノイズ耐量試験を行なうことができる。しかし、図１の制御回路１２がノイズ等の影響で誤動作し、整流回路１３に接続された、試験用電力変換器１１のいずれかのインバータアームにおいて、そのアームの備える２つの半導体スイッチング素子の双方（例えば、図１の半導体スイッチング素子１５−１および１５−２）がターンオンする状態になった場合、整流回路１３と試験用電力変換器１１の間に設けられた、整流回路１３の出力を平滑化するためのコンデンサ１４が短絡されて、過大な電流がアームの備える２つの半導体スイッチング素子１５−１および１５−２に流れ、それらの半導体スイッチング素子１５−１および１５−２が破壊されるという問題、すなわちアーム短絡により半導体スイッチング素子が破壊されるという問題については、図１の回路構成では解決されない。
【００６１】
この問題の解決方法について図５を参照して説明する。
図５は、図１の電力変換装置の試験装置の変形例を示す図である。
図５の説明を行なう前に、図５と図１の各部の対応関係について説明する。
【００６２】
図１の整流回路１３を図５では直流電源４１としているが、技術的には同義である。また、図１の負荷２３は、図５では、各インバータアームのインピーダンス素子４７、４８として記載されているが、技術的には同義である。また、図１の各インバータアームの各半導体スイッチング素子に対するゲート駆動回路２１−１、２１−２、・・・は、図５では、ゲートドライブ回路（ＧＤＵ、Gate Drive Unit）４２として一体化して示されている。
【００６３】
なお、図１の電流センサ１９−１、１９−２と、高周波電圧印加回路２２とは、図５で行おうとするアーム短絡の発生検知と関係ないことから、図５では省略されている。また、図１では、電力変換器が有するインバータアームの数が３つであったのに対し、図５では、電力変換器が有するインバータアームの数が２つになっているが、本質的な違いではない。
【００６４】
電流センサ４５、４６と、比較器（Ｃｏｍｐ）５１、５２と、ＯＲ回路５３と、記憶装置５４と、タイマー（Ｔｉｍｅｒ）５５と、ＲＳフリップフロップ５７と、反転回路５９と、ゲートドライブ回路（ＧＤＵ）６１と、短絡保護用スイッチ（短絡保護用ＳＷ）６２と、還流用ダイオード６３とは図５で追加されたユニットである。
【００６５】
また、図５では、半導体スイッチング素子４３−１、４３−２と、それらに逆並列にそ
れぞれ接続されるダイオード４４−１、４４−２とにより１つのインバータアームが構成され、半導体スイッチング素子４３−３、４３−４と、それらに逆並列にそれぞれ接続されるダイオード４４−３、４４−４とにより１つのインバータアームが構成される。
【００６６】
図５では、各インバータアームに短絡電流が流れているかどうかを判定するため、各インバータアームに電流を検知するための電流センサ４５、４６をそれぞれ設け、電流センサ４５、４６の出力を、比較器５１、５２にそれぞれ出力する。
【００６７】
比較器５１、５２は、電流センサ４５、４６の出力を１つの入力としてそれぞれ受け取る他に、アーム短絡電流基準値をもう１つの入力としてそれぞれ受け取り、それらの比較結果をＯＲ回路５３および記憶装置５４に出力する。アーム短絡電流基準値は、アーム短絡が発生しているかどうかの判定に使用する電流の基準値であり、インピーダンス素子４７、４８を介して流れるコモンモード電流の電流値よりは十分に大きく、かつ、半導体スイッチング素子の短絡電流耐量レベルよりは小さい範囲の中から適切な値を設定する。図５では、インバータアームの数が２つであるが、それ以上のアーム数の場合でも同様に、各アームに電流センサと比較器を設ける。
【００６８】
図５では、比較器５１、５２は、電流センサ４５、４６の出力がアーム短絡電流基準値を超えたときに、“Ｈ”レベルを出力する。この比較器５１、５２の比較結果を、記憶装置５４の比較器（インバータアーム）毎の予め定められたアドレスに記憶することで、どのインバータアームでアーム短絡が発生したかが記憶でき、不具合が発生するアームを特定できる。
【００６９】
さらに、比較器５１の出力と比較器５２の出力の論理和（ＯＲ）をＯＲ回路５３において求め、ＯＲ回路５３の出力を、ＯＲ回路５３の出力状態を保持するフリップフロップ５７に対して出力する。このＲＳフリップフロップ５７のＳ端子に、ＯＲ回路５３が出力する信号が入力される。また、Ｒ端子に、タイマー（Ｔｉｍｅｒ）５５により、所定時間前のＯＲ回路５３の出力する信号が、所定時間遅延して入力される。つまり、このＲＳフリップフロップ５７は、ＯＲ回路５３の出力信号のオフディレータイマー出力でリセットされる。
【００７０】
フリップフロップ５７の出力が“Ｈ”レベルのときは、反転回路５９により“Ｌ”レベルをＧＤＵ６１は入力し、短絡保護用ＳＷ６２をターンオフする（非導通にする）制御信号を生成し、短絡保護用ＳＷ６２のゲートに与える。一方、フリップフロップ５７の出力が“Ｌ”レベルのときは、反転回路５９により“Ｈ”レベルをＧＤＵ６１は入力し、短絡保護用ＳＷ６２をターンオンする（導通させる）制御信号を生成し、短絡保護用ＳＷ６２のゲートに与える。
【００７１】
アーム短絡が例えば半導体スイッチング素子４３−１と４３−２とがターンオンすることで発生すると、比較器５１において、電流センサ４５の検出した電流の方が、アーム短絡電流基準値より大きいと判定され、“Ｈ”レベルがＯＲ回路５３に出力される。
【００７２】
２つの入力のうちの１つが“Ｈ”レベルとなったので、ＯＲ回路５３の出力は“Ｈ”レベルになり、図６に示すように、フリップフロップ５７のＳ端子に時刻Ｔ１にＳｅｔ信号として入力される。アーム短絡が一定時間前に発生していなかったものとすると、フリップフロップ５７のＲ端子には“Ｌ”レベルが入力されているので、フリップフロップ５７の出力は“Ｈ”レベルになる。この場合、上記したように、短絡保護用ＳＷ６２がターンオフされて、半導体スイッチング素子４３−１と４３−２を保護することができる。
【００７３】
アーム短絡が一過性の現象で、アーム短絡発生から所定時間（図６では、（Ｔ２−Ｔ１
）時間）経過後の時刻Ｔ２に、アーム短絡が例えば半導体スイッチング素子４３−１と４３−２とを有するインバータアームにおいてなくなり、Ｓ端子にＳｅｔ信号として“Ｌ”レベルが入力されると、タイマー（Ｔｉｍｅｒ）５５が、そのアーム短絡がなくなった時点からカウントを開始し、カウント開始から一定時間（図６では、（Ｔ３−Ｔ２）時間）経過後の時刻Ｔ３において、Ｒ端子にＲｅｓｅｔ信号として時刻Ｔ２の時点のＳｅｔ信号の値すなわち“Ｈ”レベルが入力される。ＯＲ回路５３の出力（Ｓｅｔ信号）は時刻Ｔ２以降“Ｌ”レベルであるので、フリップフロップ５７の出力は時刻Ｔ３付近で“Ｌ”レベルになり、上記したように、短絡保護用ＳＷ６２がターンオンされて、アーム短絡が一過性の現象である場合の自動復帰が実現される。なお、短絡が一過性であることをここでは前提としている。
【００７４】
アーム短絡が発生していない状態で、コンデンサ１４が放電するモードのときは、短絡保護用ＳＷ６２に電流が流れ、コンデンサ１４が充電するモードのときは、還流ダイオード６３に電流が流れる。これにより、アーム短絡が発生していないときは、短絡保護用ＳＷ６２および還流ダイオード６３が試験装置のインバータ動作に影響を与えることはない。
【００７５】
以上説明したように、提案する電力変換装置の試験装置によれば、インバータアームを短絡するようなゲート信号が被試験体から出力されても、試験用電力変換器のインバータアームが備える半導体スイッチング素子を保護することができ、さらに、アーム短絡電流が消滅した後は、自動復帰することができる。また、試験用電力変換器が複数のインバータアームを有する場合には、どのインバータアームでアーム短絡が発生したかを記憶装置に記憶しているので、問題箇所を容易に特定できる。
【符号の説明】
【００７６】
１０、１００  電力変換装置
１１  試験用電力変換器
１２、１０２  制御回路
１３、１０３  整流回路
１４、１０４  コンデンサ
１５−１、１５−２、１５−３、１５−４、１５−５、１５−６、４３−１、４３−２、４３−３、４３−４、１０５−１、１０５−２、１０５−３、１０５−４、１０５−５、１０５−６  半導体スイッチング素子
１６−１、１６−２、１６−３、１６−４、１６−５、１６−６、４４−１、４４−２、４４−３、４４−４、１０６−１、１０６−２、１０６−３、１０６−４、１０６−５、１０６−６  ダイオード
１８、１０８  三相インバータ回路
１９−１、１９−２、４５、４６、１０９−１、１０９−２  電流センサ
２１−１、２１−２、１１１−１、１１１−２  ゲート駆動回路
２２、１１２  高周波電圧印加装置
２３  負荷
２４、１１４  筺体等金属
２５  放熱フィン
２６、２７、２８  コンデンサ
３１、３２、３３  インピーダンス素子
３５  対地インピーダンス
３６、３７、３８  電源のインピーダンス
３９  電源
４１  直流電源
４２、６１  ＧＤＵ
４７、４８  コモンモードインピーダンス素子
５１、５２  比較器
５３  ＯＲ回路
５４  記憶装置
５５  タイマー
５７  ＲＳフリップフロップ
５９  反転回路
６２  短絡保護用スイッチ
６３  還流用ダイオード
１０１  電力変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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