(57)【要約】【課題】伝送路の周波数特性の影響を受けた場合であっても受信性能を低下させないことが可能な情報処理装置を提供する。【解決手段】受信信号の中からプリアンブル部を検出してサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出部と、シンク部の候補を複数検出するシンク検出部と、受信信号を記憶する記憶部と、受信信号に対し遅延を与える遅延時間付与部と、遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、シンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化部と、トレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定部と、適応等化された受信信号を２値判定して復号する２値判定部と、を備える、情報処理装置が提供される。【選択図】図１１
2011254157.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の中から、連続波形からなるプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリングタイミングを基に前記受信信号の中から、所定の条件を満たす特定パターンからなるシンク部の候補を複数検出して該シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
前記受信信号を記憶する記憶部と、
前記記憶部への前記受信信号の記憶及び前記記憶部からの前記受信信号の読み出しを制御する記憶制御部と、
前記記憶制御部が前記記憶部から読み出す前記受信信号に対し、前記シンク検出部においてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記遅延時間付与部で遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記傾き演算部で傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化部と、
前記適応等化部でトレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定部と、
前記適応等化部で適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスタ符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を備え、
前記記憶制御部は、前記等化性能判定部が確定した最も誤差の小さい候補位置の情報に基づいて前記記憶部から前記受信信号を読み出す、情報処理装置。
【請求項２】
前記適応等化部は、前記等化性能判定部が確定した最も誤差の小さい候補位置の情報に基づいて、前記受信信号に含まれる特定パターンからなるデータ部の適応等化を行う、請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項３】
前記シンク検出部は、シンク部の候補として、隣接するサンプル位置を複数抽出する、請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項４】
前記シンク検出部は、シンク部の候補として、偶数個離れたサンプル位置を複数抽出する、請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項５】
前記適応等化部は、ＦＩＲフィルタのタップ係数をトレーニングするトレーニング等化を実行する、請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項６】
受信信号の中から、連続波形からなるプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出ステップと、
前記サンプリングタイミングを基に前記受信信号の中から、特定パターンからなるシンク部の候補を複数検出して該シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出ステップと、
前記受信信号を記憶する記憶ステップと、
前記受信信号に対し、前記シンク検出部においてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与ステップと、
前記遅延時間付与ステップで遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算ステップと、
前記傾き演算ステップで傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリングステップと、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化ステップと、
前記適応等化ステップでトレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定ステップと、
前記等化性能判定ステップで確定した最も誤差の小さい候補位置に基づいて前記記憶ステップで記憶した受信信号を読み出す読み出しステップと、
前記読み出しステップで読み出され、適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスタ符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定ステップと、
を備える、通信方法。
【請求項７】
リーダライタと、
前記リーダライタと所定の周波数の搬送波により非接触通信する情報処理装置と、
を備え、
前記リーダライタまたは前記情報処理装置の少なくともいずれか一方は、
受信信号の中から、連続波形からなるプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリングタイミングを基に前記受信信号の中から、所定の条件を満たす特定パターンからなるシンク部の候補を複数検出して該シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
前記受信信号を記憶する記憶部と、
前記記憶部への前記受信信号の記憶及び前記記憶部からの前記受信信号の読み出しを制御する記憶制御部と、
前記記憶制御部が前記記憶部から読み出す前記受信信号に対し、前記シンク検出部においてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記遅延時間付与部で遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記傾き演算部で傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化部と、
前記適応等化部でトレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定部と、
前記適応等化部で適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスタ符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を含み、
前記記憶制御部は、前記等化性能判定部が確定した最も誤差の小さい候補位置の情報に基づいて前記記憶部から前記受信信号を読み出す、無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、情報処理装置、受信方法及び無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触通信は、０〜数十ｃｍ程度の伝送距離でデータ伝送を行う無線技術であり、例えば非接触ＩＣカードとリーダライタからなるＲＦＩＤシステムに適用される。その通信方向によって、リーダライタからカードへの通信と、カードからリーダライタへの通信の２種類に分けることができる。本明細書では、前者を「ダウンリンク」と呼び、後者を「アップリンク」と呼ぶことにする。どちらの通信方向においても、リーダライタは常にキャリア周波数を発振し、カードはこのキャリア周波数から得られる電力を基に送信処理並びに受信処理を行なう。
【０００３】
非接触通信方法には、静電結合方式、電磁誘導方式、電波通信方式などが挙げられる。このうち電磁誘導方式は、リーダライタ側の１次コイルとカード側の２次コイル間のコイルの磁気的な結合（すなわち、２つのコイルのＬＣ共振回路としての動作）によってデータ通信が行なわれる。リーダライタは、１次コイルで発生する磁界すなわちキャリアを振幅変調することによって、ダウンリンクのデータ送信を行ない、トランスポンダ側ではこれを検波する。一方、アップリンクには負荷変調が用いられ、カード内の送信情報に基づいて２次コイルの負荷抵抗が切り替えられる。リーダライタ側では、電磁結合している２次コイルの負荷が変化すると、電磁結合の入力インピーダンスが変化するので、結果として、キャリア周波数の出力レベルが変化する。したがって、このレベル変動をみることによって、カードからの送信情報を読み取ることができる。
【０００４】
例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ  ＩＳ  １８０９２（ＮＦＣ  ＩＰ−１）は、２００３年１２月に国際標準となった、リーダライタの仕様を規定した非接触通信規格である。同規格は、元々、非接触式ＩＣカードとして広く普及しているソニーの「ＦｅｌｉＣａ（フェリカ、登録商標）」やＰｈｉｌｉｐｓ社の「Ｍｉｆａｒｅ」を継承している。このうち、フェリカ・フォーマットでは、マンチェスタ（Ｍａｎｃｈｅｓｔｅｒ）符号が用いられ、ダウンリンクとアップリンクでは同一のパケット構造を使用する。図１７には、フェリカ・フォーマットのパケット構造を示している。図示のパケットは、「プリアンブル」、「シンク」、「データ」の３つのパートで構成される。プリアンブルは、６バイト長の“０”の系列からなり、シンクは、２バイトの既知系列“０ｘＢ２４Ｄ”からなる。また、データは、パケット長を示す１バイトのＬＥＮと、（ＬＥＮ−１）バイト長のデータ本体（ペイロード）と、２バイトのＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ：巡回冗長検査）コードからなる。これら３つのパートはすべてマンチェスタ符号化される。
【０００５】
ここで、マンチェスタ符号は、例えば、２進値“０”を送るときはビット区間の中央でロー・レベルからハイ・レベルに変化させ（入力０を「０１」に）、一方、２進値“１”を送るときは逆にビット区間の中央でハイ・レベルからロー・レベルに変化させる（入力１を「１０」に）。言い換えれば、１つのビット区間を中央で前部セルと後部セルに分割し、前部セルがロー・レベルで且つ後部セルがハイ・レベルの場合は論理値「０」とし、前部セルがハイ・レベルで且つ後部セルがロー・レベルの場合は論理値「１」とする符号形式である。マンチェスタ符号は、入力１ビットを２ビットに変換する（若しくは、２パルス（２Ｔ）で１ビットを伝送する）、と言うこともでき、２倍の帯域に広げることで、通信レートは半分になるが、伝送信号のＤＣ成分を無くしている。
【０００６】
プリアンブル部は６バイトの０がマンチェスタ符号化される。そのため「０１」が４８回続く連続波形になる。また、シンク部は、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスタ符号化したパターンからなる。データ部は送信情報とＬｅｎｇｔｈ情報（ＬＥＮ）、ＣＲＣがまとめられてマンチェスタ符号化される。
【０００７】
パケットの受信側では、連続波形であるプリアンブル部を基にクロック（サンプリング・タイミング）の抽出が行なわれる。本明細書では、この動作を「タイミング同期」と呼ぶ。続いて、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスタ符号化したパターンからなるシンク部を検出して、後続のデータ部の開始位置を推定する。本明細書では、この動作を「フレーム同期」と呼ぶ。そして、この開始位置を基にデータ部の復号が行なわれる。
【０００８】
マンチェスタ符号をＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）符号に復号する受信回路については、幾つかの提案がなされている（例えば、特許文献１〜３を参照のこと）。
【０００９】
ところで、フェリカ・フォーマットでは、通信レートとして、２１２ｋｂｐｓの倍数である、４２４ｋｂｐｓ、８４８ｋｂｐｓ、１．７Ｍｂｐｓ、３．４Ｍｂｐｓなどが規定されている。通信レートが高くなると、それに比例して送信信号の周波数帯域が広くなる。信号の周波数帯域が広くなると、伝送路や送信ＲＦアナログ回路や受信ＲＦアナログ回路の周波数特性の影響が増えてくる。一般に、これらの周波数特性は高い周波数になるほど減衰が大きくなる。また、高い周波数になるほど位相特性の乱れも大きくなる。このため、高い通信レートの信号ほど、受信波形の乱れが大きくなる。
【００１０】
高速通信などにおける受信信号の乱れを補償する１つの方法として、適応等化処理を挙げることができる（例えば、特許文献４〜６を参照のこと）。適応等化回路は、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタと学習回路で構成される。図１８は、ＦＩＲフィルタの構成を模式的に示す説明図である。ＦＩＲフィルタは、複数個の遅延素子を直列接続したディレイ・ラインを備え、配列された遅延素子の個数分だけの時系列的な入力データを、それぞれ乗算器でフィルタの特性に応じたタップ係数で重み付けを行なった後、これらを累積加算して平均化処理することによって等化信号を得ることができる。送信側からは、受信側にとって既知の学習信号を送信する。学習信号には、通常、ランダム・パターンが用いられる。受信側の学習回路は、伝送路を通って乱れた学習信号を受信すると、ＦＩＲフィルタから出力される等化信号をその所望信号に近づけるようにフィルタのタップ係数を調整する。
【００１１】
適応等化を行なうには、ＦＩＲフィルタのタップ係数を学習するのに十分な長さのランダム・パターン系列の送信が必要となる。一方、パケット内のデータ部を先頭からデコードするためには、それよりも前の段階でＦＩＲフィルタの学習を完了させておく必要がある。
【００１２】
データ部が到来するよりも前にＦＩＲフィルタの学習を完了させるため、シンク部とデータ部の間に学習用に十分長いランダム・パターンを挿入する方法や、学習のための専用パケットを通常のパケットに先立って送信する方法などが考えられる。しかしながら、これらの方法を実現するには、ＮＦＣ  ＩＰ−１規格で規定されているフェリカ・フォーマットとは異なるパケット・フォーマットを使用することになるため、互換性において問題を招来する可能性がある。また、既知信号である学習用のランダム・パターンを送信する時間のために、情報を送信するための時間が削減されるため、通信レートの低下にもつながってしまう。
【００１３】
そこで、適応等化の性能を向上させるために、フェリカ・フォーマットのパケット・フォーマットをそのまま利用して適応等化を行う方法も提案されている。具体的には、この方法は受信側にとって既知の信号系列であるパケットのシンク部を適応等化の学習に用いるものである。しかし、フェリカ・フォーマットのパケット・フォーマットでは、シンク部はマンチェスタ符号化されたビット数で高々３２ビットであり、学習回数が十分であるとは言い難い。
【００１４】
フェリカ・フォーマットのパケット・フォーマットをそのまま利用して適応等化を行う方法では、高速で収束誤差の少ない適応等化の学習を実現するため、例えばシンク部前半で高速な学習を行い、後半で低速な学習を行う方法が提案されている。
【００１５】
しかし、データ部の先頭までに好適な学習結果を得るためには、ＦＩＲフィルタのタップを数タップに制限する必要がでてくる。一方で、ＦＩＲフィルタのタップ数が少ないと、きめ細かな周波数特性を表現することが困難なため、伝送路によって受けた周波数特性の影響次第では、適応等化を行っても受信特性の十分な改善を得られない場合があるという問題があった。
【００１６】
例えば、通信レートが３．４Ｍｂｐｓである場合、マンチェスタ符号化されたチャネルレートは６．８Ｍｂｐｓとなり、ベースバンド信号の帯域幅は６．８ＭＨｚとなる。また、マンチェスタ符号化された信号の最短波（１Ｔ）は３．４ＭＨｚ、最長波（２Ｔ）は１．７ＭＨｚとなるため、信号のスペクトラムは３．４ＭＨｚ、１．７ＭＨｚを中心に分布する。ここで、ＦＩＲフィルタのタップ数が５であるとき、図３に示すように、ベースバンド帯域幅が６．８ＭＨｚ内の５つの周波数ポジションを表現することが可能である。しかしながら、１Ｔと２Ｔの間で制御可能な周波数ポジションは１つしか存在しない。そのため、伝送路の周波数特性が１Ｔと２Ｔとの間で複雑になっている場合、その周波数特性の逆特性を表現することが難しく、良好な等化をすることが困難であった。
【００１７】
このように、電磁結合を利用する非接触通信システムにおいて、フェリカ・フォーマットに準拠しつつより高速な伝送レートに対応させるためには、少ないＦＩＲフィルタのタップ数で、より複雑な周波数特性を改善する適応等化が必要であった。
【００１８】
そこで、受信信号の傾き演算を行い、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行うことで、従来と同じＦＩＲフィルタのタップ数でありながら受信性能を向上させる方法も提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開平１１−１４６０２２号公報
【特許文献２】特開平１１−２５１９１６号公報
【特許文献３】特開２００５−１６００４２号公報
【特許文献４】特開２００４−６４６８１号公報
【特許文献５】特開２００８−２２４２２号公報
【特許文献６】特開２００８−２７２７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかし、受信信号の傾き演算を行い、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行う方法では、伝送路の周波数特性の影響を受け、同期検出位置がずれてしまうと等化性能が悪化してしまう場合があり、受信性能が低下してしまう問題があった。
【００２１】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、受信信号の傾き演算を行い、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行う場合に、伝送路の周波数特性の影響を受けた場合であっても受信性能を低下させないことが可能な、新規かつ改良された情報処理装置、受信方法及び無線通信システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、受信信号の中から、連続波形からなるプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出部と、前記サンプリングタイミングを基に前記受信信号の中から、所定の条件を満たす、特定パターンからなるシンク部の候補を複数検出して該シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、前記受信信号を記憶する記憶部と、前記記憶部への前記受信信号の記憶及び前記記憶部からの前記受信信号の読み出しを制御する記憶制御部と、前記記憶制御部が前記記憶部から読み出す前記受信信号に対し、前記シンク検出部においてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、前記遅延時間付与部で遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、前記傾き演算部で傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化部と、前記適応等化部でトレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定部と、前記適応等化部で適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスタ符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、を備え、前記記憶制御部は、前記等化性能判定部が確定した最も誤差の小さい候補位置の情報に基づいて前記記憶部から前記受信信号を読み出す、情報処理装置が提供される。
【００２３】
前記適応等化部は、前記等化性能判定部が確定した最も誤差の小さい候補位置の情報に基づいて、前記受信信号に含まれる特定パターンからなるデータ部の適応等化を行ってもよい。
【００２４】
前記シンク検出部は、シンク部の候補として、隣接するサンプル位置を複数抽出するようにしてもよい。
【００２５】
前記シンク検出部は、シンク部の候補として、偶数個離れたサンプル位置を複数抽出するようにしてもよい。
【００２６】
前記適応等化部は、ＦＩＲフィルタのタップ係数をトレーニングするトレーニング等化を実行するようにしてもよい。
【００２７】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、受信信号の中から、連続波形からなるプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出ステップと、前記サンプリングタイミングを基に前記受信信号の中から、所定の条件を満たす、特定パターンからなるシンク部の候補を複数検出して該シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出ステップと、前記受信信号を記憶する記憶ステップと、前記受信信号に対し、前記シンク検出部においてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与ステップと、前記遅延時間付与ステップで遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算ステップと、前記傾き演算ステップで傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリングステップと、前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化ステップと、前記適応等化ステップでトレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定ステップと、前記等化性能判定ステップで確定した最も誤差の小さい候補位置に基づいて前記記憶ステップで記憶した受信信号を読み出す読み出しステップと、前記読み出しステップで読み出され、適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスタ符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定ステップと、を備える、通信方法が提供される。
【００２８】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、リーダライタと、前記リーダライタと所定の周波数の搬送波により非接触通信する情報処理装置と、を備え、前記リーダライタまたは前記情報処理装置の少なくともいずれか一方は、受信信号の中から、連続波形からなるプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリングタイミングを抽出するプリアンブル検出部と、前記サンプリングタイミングを基に前記受信信号の中から、特定パターンからなるシンク部の候補を複数検出して該シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、前記受信信号を記憶する記憶部と、前記記憶部への前記受信信号の記憶及び前記記憶部からの前記受信信号の読み出しを制御する記憶制御部と、前記記憶制御部が前記記憶部から読み出す前記受信信号に対し、前記シンク検出部においてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、前記遅延時間付与部で遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスタ符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、前記傾き演算部で傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスタ符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部の各候補を用いてトレーニング等化を行う適応等化部と、前記適応等化部でトレーニング等化されたシンク部の各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の小さい候補位置を確定する等化性能判定部と、前記適応等化部で適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスタ符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、を含み、前記記憶制御部は、前記等化性能判定部が確定した最も誤差の小さい候補位置の情報に基づいて前記記憶部から前記受信信号を読み出す、無線通信システムが提供される。
【発明の効果】
【００２９】
以上説明したように本発明によれば、受信信号の傾き演算を行い、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行う場合に、同期位置を複数選出してそれぞれの同期位置についてシンク部のトレーニング等化を行うことで、伝送路の周波数特性の影響を受けた場合であっても受信性能を低下させないことが可能な、新規かつ改良された受信装置、非接触ＩＣカード、リーダライタ及び受信方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施形態に係る非接触通信システム１の構成を示す説明図である。
【図２】図１に示した非接触通信システム１におけるデータ送受信処理を示す流れ図である。
【図３】図１に示した非接触通信システム１におけるデータ送受信処理を示す流れ図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の別の構成を示す説明図である。
【図６】伝送路の周波数特性の影響を受けた受信信号波形の一例を示す説明図である。
【図７】受信信号と、プリアンブル部（４ビット）及びシンク部（１６ビット）との相互相関値の一例を示す説明図である。
【図８】マンチェスタ符号化されたデータを復号する手順を示す説明図である。
【図９】図７の位置Ａを同期位置とした場合の等化後信号点分布を示す説明図である。
【図１０】図７の位置Ｂを同期位置とした場合の等化後信号点分布を示す説明図である。
【図１１】本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成を示す説明図である。
【図１２】ＲＡＭ制御部１１１により読み出されるシンク部の例を示す説明図である。
【図１３】平均二乗誤差により求めた、第１候補と第２候補の等化誤差値の一例を示す説明図である。
【図１４】本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の動作を示す流れ図である。
【図１５】本発明の一実施形態に係る受信回路１３による、等化後信号点分布の一例を示す説明図である。
【図１６】シンク部繰り返し回数を２とした場合のＲＡＭ制御部５１から後段の回路へ出力されるデータ列を示す説明図である。
【図１７】フェリカ・フォーマットのパケット構造を示す説明図である。
【図１８】ＦＩＲフィルタの構成を模式的に示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００３２】
なお、説明は以下の順序で行うものとする。
＜１．本発明の一実施形態＞
［１−１．非接触通信システムの構成例］
［１−２．非接触通信システムにおけるデータ送受信処理］
［１−３．受信回路の構成］
［１−４．受信回路の動作］
＜２．まとめ＞
【００３３】
＜１．本発明の一実施形態＞
［１−１．非接触通信システムの構成例］
まず、本発明の一実施形態に係る非接触通信システムの構成について説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る非接触通信システム１の構成を示す説明図である。以下、図１を用いて本発明の一実施形態に係る非接触通信システム１の構成について説明する。
【００３４】
図１に示したように本発明の一実施形態に係る非接触通信システム１は、リーダライタ１０と、非接触ＩＣカード３０と、を含んで構成される。リーダライタ１０と、非接触ＩＣカード３０との間では、例えばフェリカ・フォーマット（前述）のパケットが所定の通信手順で交換されるものとする。
【００３５】
リーダライタ１０は、制御部１１と、送信回路１２と、受信回路１３と、アンテナ共振回路部１４で構成される。一方、非接触ＩＣカード３０は、制御部３１と、アンテナ共振回路部３２と、負荷切り替え変調回路部３３で構成される。図示の例では、制御部３４は、送信回路と受信回路、ロジック回路、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  Ｅｒａｓａｂｌｅ  ａｎｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｍｅｍｏｒｙ）などの不揮発メモリーを含んだ構成とする。
【００３６】
制御部１１は、リーダライタ１０内の各部を制御し、データを送受信する処理を行なわせる。ダウンリンクのデータ送信時には、送信回路１２は、キャリア発振器（図示しない）を備え、送信データをマンチェスタ符号化した後、キャリアを例えば振幅変調してデータを送信する。また、アップリンクのデータ受信時においても、送信回路１２からキャリアを送信し続ける。
【００３７】
リーダライタ１０側のアンテナ共振回路部１４は、コイルＬ１０とコンデンサＣ１０からなる並列共振回路で構成され、１次コイルとして作用する。その共振周波数は、送信回路１２で生成するキャリア周波数付近に設定される。
【００３８】
一方、非接触ＩＣカード３０側のアンテナ共振回路部３２は、コイルＬ３０とコンデンサＣ３０でと構成され、２次コイルとして作用する。アンテナ共振回路部３２の共振周波数は、コンデンサＣ３０のキャパシタンス及びコイルＬ３０のインダクタンスにより所定の値に設定される。通常、アンテナ共振回路部３２をキャリア周波数周辺に設定することで、リーダライタ１０側のアンテナ共振回路部１４と電磁結合する。コイルＬ１０とコイルＬ３０は、結合係数Ｋ１３で磁気的に結合しており、その値は両者の位置が近づくほど大きくなっていく。
【００３９】
アンテナ共振回路部３２には、負荷切り替え変調回路部３３が並列的に接続されている。負荷切り替え変調回路部３３は、直列接続される抵抗Ｒ３１と、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるトランジスタ・スイッチＱ３１で構成され、トランジスタ・スイッチＱ３１をオン／オフ操作することによって、アンテナ共振回路部３２の負荷変調を行なう。
【００４０】
ダウンリンクのデータ受信時には、アンテナ共振回路部３２は、リーダライタ１０のアンテナ共振回路部１４からの受信信号を制御部３４に供給する。制御部３４内では、受信信号を復調した後、マンチェスタ復号処理して、元の送信データを再現する。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスタ復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述する。
【００４１】
また、アップリンクのデータ送信時には、制御部３４は送信データをマンチェスタ符号化する。リーダライタ１０側からはキャリアが送信し続けられており、アンテナ共振回路部１２のコイルＬ３０には磁界が発生している。負荷切り替え変調回路部３３は、制御部３４から供給された１並びに０からなるマンチェスタ符号化されたビット系列に応じてＭＯＳスイッチＱ３１のオン／オフをスイッチングすることにより送信データに応じて磁界を負荷変調し、これによって、リーダライタ１０のアンテナ共振回路部１２にデータ送信する。
【００４２】
リーダライタ１０側では、電磁結合している２次コイルＬ３０の負荷が変化すると、電磁結合の入力インピーダンスが変化するので、結果として、キャリア周波数の出力レベルが変化する。したがって、受信回路１３は、このレベル変動をみることによって、非接触ＩＣカード３０からの送信データを読み取ることができ、マンチェスタ復号処理して元の送信データを再現すると、制御部１１に渡す。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスタ復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述する。
【００４３】
以上、続いて、図１を用いて本発明の一実施形態に係る非接触通信システム１の構成について説明した。次に、図１に示した非接触通信システム１におけるデータ送受信処理について説明する。
【００４４】
［１−２．非接触通信システムにおけるデータ送受信処理］
図２及び図３は、図１に示した非接触通信システム１におけるデータ送受信処理を示す流れ図である。以下、図２及び図３を用いて、図１に示した非接触通信システム１におけるデータ送受信処理について説明する。なお、図２のフローチャートはリーダライタ１０が実行する処理手順を示し、図３のフローチャートは非接触ＩＣカード３０が実行する処理手順を示している。
【００４５】
リーダライタ１０の送信回路１２は、キャリア周波数を生成する（ステップＳ１）。
【００４６】
送信回路１２は、制御部１１より取得した送信データを、マンチェスタ符号に符号化する（ステップＳ２）。
【００４７】
次いで、送信回路１２は、符号化データに基づいて、ステップＳ１で生成されたキャリアを振幅変調する（ステップＳ３）。
【００４８】
ステップＳ３で振幅変調された変調信号は、アンテナ共振回路部１４に供給される（ステップＳ４）。そして、アンテナ共振回路部１４は、供給された変調信号に応じた磁界を発生させる。
【００４９】
ステップＳ４で発生された磁界による磁気結合の結果、非接触ＩＣカード３０側のアンテナ共振回路部３２に起電力が誘起される（ステップＳ２１）。
【００５０】
非接触ＩＣカード３０は、ＩＣ用電源生成回路（図示しない）を備えており、ステップＳ２１で誘起された起電力を基に電源回路を形成し、各部に必要な電力を供給する（ステップＳ２２）。また非接触ＩＣカード３０は、ステップＳ２１で誘起された起電力からクロック成分を抽出する（ステップＳ２３）。
【００５１】
制御部３４内の受信回路は、ステップＳ２１で誘起された起電力の電圧振幅変化を基に、振幅変調されている変調信号を復調処理する（ステップＳ２４）。
【００５２】
ステップＳ２４で復調された信号はマンチェスタ符号へ符号化されている。制御部３４内の受信回路は、この復調信号をマンチェスタ復号する（ステップＳ２５）。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスタ復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後に詳述する。
【００５３】
制御部３４内のロジック回路（図示しない）は、あらかじめ設定された所定のプログラムに従って、復号されたデータをＥＥＰＲＯＭ（図示しない）などに不揮発的に記憶させたり、不揮発的に記憶されているデータを読み出したり、あるいは削除する。また、このロジック回路で、リーダライタ１０への送信データを作成する（ステップＳ２６）。
【００５４】
符号化／復号化回路３９は、ステップＳ２６で作成された送信用情報をマンチェスタ符号に符号化し、負荷切り替え変調回路部３３に供給する（ステップＳ２７）。
【００５５】
リーダライタ１０側からはキャリアが送信し続けられており、アンテナ共振回路部１２のコイルＬ３０には磁界が発生している。負荷切り替え変調回路部３３は、マンチェスタ符号化されたデータのビット系列に従ってＭＯＳスイッチＱ３１のオン／オフをスイッチングすることにより、アンテナ共振回路部３２のインピーダンスを変化させて、磁界を負荷変調する（ステップＳ２８）。これによって、マンチェスタ符号化されたデータがリーダライタ１０のアンテナ共振回路部１２に送信される（ステップＳ２９）。
【００５６】
リーダライタ１０のアンテナ共振回路部１４には無変調のキャリアが流れており、キャリアに、ステップＳ２９で発生したインピーダンス変化に応じた電圧振幅変化が誘起される。アンテナ共振回路部１４は、この変化を検出することで非接触ＩＣカード３０からの信号を受信する（ステップＳ５）。
【００５７】
受信回路１３は、ステップＳ５で誘起された電圧振幅変化を基に、負荷変調された信号を復調する（ステップＳ６）。復調された信号はマンチェスタ符号へ符号化されているので、受信回路１３では復調信号をさらにマンチェスタ復号して（ステップＳ７）、送信データを再現して、制御部１１に供給する。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスタ復号する前に適応等化処理が必要である（同上）。
【００５８】
既に述べたように、フェリカではマンチェスタ符号が用いられ、また、ダウンリンクとアップリンクでは同一のパケット・フォーマット（図１７を参照のこと）を使用する。
【００５９】
また、リーダライタ１０と非接触ＩＣカード３０間の通信レートを、２１２ｋｂｐｓの倍数である、４２４ｋｂｐｓ、８４８ｋｂｐｓ、１．７Ｍｂｐｓ、３．４Ｍｂｐｓへと高速化すると、それに比例して送信信号の周波数帯域が広くなり、伝送路や送信回路並びに受信回路内のＲＦアナログ回路の周波数特性の影響が増え、受信波形の乱れが大きくなっていく。すなわち、電磁結合を利用した非接触通信において高速な通信を実現しようとすると、周波数特性の劣化を補償するために、受信側での適応等化が必要となる。
【００６０】
そこで、本実施形態では、例えばリーダライタ１０又は非接触ＩＣカード３０の少なくとも一方の受信回路において、適応等化を採用して、受信信号の乱れを補償するようになっている。
【００６１】
また、適応等化を行なうには学習用に十分長い信号系列が必要であるが、このような信号系列を送信すると、ＮＦＣ  ＩＰ−１規格で規定されているフェリカ・フォーマット（図１７）との互換性の問題や、オーバーヘッドの増加による通信レートの低下を招来する可能性がある。
【００６２】
そこで、本実施形態では、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して、パケットのシンク部を学習ビットとして用いて適応等化を行なうようにしている。これにより、互換性の問題やオーバーヘッドの増加を避けることができる。実際には、受信回路内に遅延バッファを設けることで、シンク部を用いたフレーム同期と、同じシンク部を用いた適応等化の両方を実現するようにしている。
【００６３】
さらに、本実施形態では、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行う場合に、同期位置を複数選出してそれぞれの同期位置についてシンク部のトレーニング等化を行い、最も誤差が小さい同期位置に対してデータ部のトラッキング等化を行う。これにより、伝送路の周波数特性の影響を受けた場合であっても受信性能の低下を防ぎ、受信性能を向上させることができる。
【００６４】
［１−３．受信回路の構成］
まず、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行う場合の受信回路の構成について説明する。図４は、本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成を示す説明図である。以下、図４を用いて本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成について説明する。
【００６５】
図４に示したように、受信回路１３は、プリアンブル検出部４１と、シンク検出部４２と、遅延バッファ４３と、遅延素子４４と、加算器４５と、１／２サンプリング部４６と、適応等化部４７と、２値判定部４８と、を含んで構成される。
【００６６】
プリアンブル検出部４１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出するものである。また、プリアンブル検出部４１は、連続波形を基にサンプリングタイミングの抽出を行い、タイミング同期を取る。
【００６７】
シンク検出部４２は、受信信号と、プリアンブル検出部４１で抽出されたサンプリングタイミングをもとに、特定パターンであるシンク部の検出を行い、フレーム同期をとるものである。このシンク部の検出には、一般に、パターンマッチングや相互相関などの方法が用いられる。どちらの方法も、既知であるシンク部パターンとの同一性を求めるもので、通常はノイズ耐性を高めるためにシンク部のほぼ全体を使って同一性の確認が行われる。尚、プリアンブル部も既知な特定パターンであるので、プリアンブル部の後半の数サンプルを同一性の確認に含めることができる。そしてシンク検出部４２は、最も同一性が高いと判断された位置をシンク部の開始位置を示すタイミング信号として出力する。
【００６８】
遅延バッファ４３は、シンク検出部４２がシンク部の検出を確定したタイミングで、出力する受信信号がシンク部の先頭データとなるように遅延を与えるものである。具体的には、遅延バッファ４３は、シンク検出部４２がシンク部の検出を確定するまで、シンク部の先頭が出力されないような遅延を与えるものである。
【００６９】
遅延素子４４は、１サンプルデータ分だけ受信信号を遅延させるものである。加算器４５は、遅延バッファ４３から出力される受信信号を、遅延素子４４で１サンプルデータ分だけ遅延させた受信信号から減算する処理を実行するものである。この処理は受信信号の傾きを求めることに相当し、高域の周波数を強調する特性となり、遅延素子４４と加算器４５とで微分フィルタとして作用する。
【００７０】
１／２サンプリング部４６は、２サンプリングデータ毎に１回、データを間引いて出力するものである。具体的には、１／２サンプリング部４６は、シンク検出部４２によるシンク部検出のタイミングを起点に、偶数番目の受信信号を破棄する。１／２サンプリング部４６によりデータが間引かれた受信信号は適応等化部４７に送られる。
【００７１】
適応等化部４７は、ＦＩＲフィルタと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、シンク検出部４２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を基に、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行なう。そして適応等化部４７は、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルタのタップ係数を調整する。適応等化部４７は、タップ係数を調整するための学習アルゴリズムとして、例えばＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ  Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムなどを用いても良い。適応等化部４７により等化された受信信号は２値判定部４８に送られる。
【００７２】
２値判定部４８は、適応等化部４７により等化された受信信号の符号の正負判定を行い、ＮＲＺ符号に変換するものである。
【００７３】
このように受信回路１３を構成することで、ＦＩＲフィルタのタップ数を増やさずに、より複雑な周波数特性を改善する適応等化を可能とすることができる。
【００７４】
以上、図４を用いて本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成について説明した。次に、本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の別の構成について説明する。
【００７５】
図５は、本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の別の構成を示す説明図である。以下、図５を用いて本発明の一実施形態に係るリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の別の構成について説明する。
【００７６】
図４に示した受信回路１３では、適応等化前に１／２サンプリングを行っている。すると、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数が半減する。そのため、タップ係数の収束性能が落ちてしまう場合がある。図５に示した受信回路１３はタップ係数の収束性能を落とさないための構成を有している。
【００７７】
図５に示したように、受信回路１３は、プリアンブル検出部４１と、シンク検出部４２と、遅延素子４４と、加算器４５と、１／２サンプリング部４６と、適応等化部４７と、２値判定部４８と、ＲＡＭ制御部５１と、ＲＡＭ５２と、を含んで構成される。
【００７８】
図４に示した構成と異なるのは、遅延バッファ４３の替わりにＲＡＭ制御部５１と、ＲＡＭ５２とが設けられている点である。
【００７９】
ＲＡＭ制御部５１は、シンク検出部４２から送られる受信信号をＲＡＭ５２へ書き込んだり、ＲＡＭ５２に書き込まれた受信信号を所定のタイミングで読み出し、後段の回路へ出力したりするものである。
【００８０】
ＲＡＭ制御部５１は、シンク検出部４２が確定したシンク部の検出タイミングを起点にして、シンク部の先頭データが格納されるアドレスを記憶する。そして、シンク部の最終データが出力されると、ＲＡＭ制御部５１は読み出しアドレスを再度シンク部の先頭データの格納アドレスに設定し、シンク部の読み出しを行なう。事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出しを終えると、ＲＡＭ制御部５１はデータ部の読み出しを行う。図１６は、シンク部繰り返し回数を２とした場合のＲＡＭ制御部５１から後段の回路へ出力されるデータ列を示す説明図である。
【００８１】
このように、シンク部をＲＡＭ５２へ記憶するとともに事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出し、繰り返し回数分のタップ係数の学習を行なうように構成することで、１／２サンプリングに伴うシンク部のビット数半減にも拘らず、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【００８２】
しかし、このようにＲＡＭ制御部５１及びＲＡＭ５２を受信回路１３に設けた場合であっても、伝送路の周波数特性の影響等により、シンク検出部４２において同期検出位置がずれてしまうと、受信性能が悪化してしまう場合がある。以下において、シンク検出部４２において同期検出位置がずれた場合と、その場合の受信性能について説明する。
【００８３】
図６は、伝送路の周波数特性の影響を受けた受信信号波形の一例を示す説明図であり、図７は、受信信号と、プリアンブル部（４ビット）及びシンク部（１６ビット）との相互相関値の一例を示す説明図である。
【００８４】
図７に示した相互相関値の結果から、最も相関値の高い位置Ａと、位置Ａの１サンプル前に、次いで相関値の高い位置Ｂが存在していることがわかる。このケースでは、本来、位置Ｂが正しい同期位置であるが、位置Ａのほうが高い相関値となっている。伝送路の周波数特性がフラットである場合、相互相関結果から同期位置を一意に決定することが可能であるが、周波数特性によって振幅や位相が影響を受けると、図７のように１サンプルずれた位置でも高い相関値を示し、ひいては、本来の位置より相関値が高くなる場合がある。
【００８５】
上述したように、受信回路１３では、受信信号の傾き演算を行い、同期位置を起点に１／２サンプリングを行う。図８は、マンチェスタ符号化されたデータを復号する手順を示す説明図である。
【００８６】
ＮＲＺ符号である送信データＮＲＺ「１，０，１，１，０，０，１，０，０，１，０，０，１，１，０，１」は、マンチェスタ符号化され、送信信号ＭＡＮ「１，−１，−１，１，１，−１，１，−１，−１，１，−１，１，１，−１，−１，１，−１，１，１，−１，−１，１，−１，１，１，−１，１，−１，−１，１，１，−１」として送信される。
【００８７】
受信信号は、伝送路の周波数特性の影響を受けて受信され、Ａ／Ｄコンバータを経て量子化された値となるが、ここでは簡単化のために特性変化のない、「１」「−１」の２値で処理の行程を説明する。すなわち、送信信号ＭＡＮ＝受信信号ＭＡＮとなる。受信信号ＭＡＮと、受信信号ＭＡＮを１クロック遅延させた遅延信号Ｄを減算すると、信号Ｄ−ＭＡＮ「−１，２，０，−２，０，２，−２，０，−２，２，−２，０，２，０，−２，２，−２，０，２，０，−２，２，−２，０，２，−２，２，０，−２，０，２」を得る。
【００８８】
次に、同期位置を起点に１／２サンプリングを行い「２，−２，２，２，−２，−２，２，−２，−２，２，−２，−２，２，２，−２，２」となる。次に、本来は適応等化により波形を等化するが、ここでは伝送路の周波数特性の影響を考慮していないので等化なしでも復号が可能である。次に、信号の正負からＮＲＺ−Ｄｅｃ「１，０，１，１，０，０，１，０，０，１，０，０，１，１，０，１」に復号される。復号データＮＲＺ−Ｄｅｃは送信データＮＲＺと等しくなり、正しく受信できたことがわかる。
【００８９】
一方、１サンプル遅れた位置を同期位置とした場合を考える。本来、マンチェスタ符号はＮＲＺデータ「０」を「０１」に、「１」を「１０」に符号化するため、必ず傾きが存在することになるが、１サンプル遅れた場合、後続のデータとの境の傾きを評価することになる。後続のデータが０であるか１であるかは不定であり、傾きは正か負のみならず、０となる状態も存在し、３値となる。こうして、１サンプル同期位置がずれた場合の１／２サンプリング結果は、図８に示すように「０，０，−２，０，２，０，０，２，０，０，２，０，−２，０，０」となる。後段の適応等化は、受信信号を＋１と−１の二値へ等化する方式であるため、上述の同期ずれで生じた３値信号を良好に等化することは困難になる。同様の理由で、１サンプル早い位置を同期位置とした場合も、良好に等化することは困難になる。
【００９０】
図９は、図７の位置Ａを同期位置とした場合の等化後信号点分布を示す説明図であり、図１０は、図７の位置Ｂを同期位置とした場合の等化後信号点分布を示す説明図である。図９及び図１０に示した信号点分布より、図７の位置Ａのほうが相関値は高いが、正しい同期位置でないために等化誤差が大きくなることが分かる。
【００９１】
このように、電磁結合を利用する非接触通信システムにおいて、伝送路の周波数特性の影響により同期検出位置がずれる場合があり、同期検出位置のずれが等化性能の悪化をもたらす要因となっていた。
【００９２】
そこで、本実施形態では、受信回路において相関値が高い同期位置を複数選出し、それぞれの同期位置候補に対してシンク部のトレーニング等化を行い、各候補の等化後信号点の誤差を比較し、最も誤差が小さいと判定された同期位置候補に対してデータ部のトラッキング等化を行う。これにより、電磁結合を利用する非接触通信システムにおいて、最も相関の高い位置が正しい同期検出でない場合でも、複数の同期位置候補の中から好適な同期位置を判定し、等化を行うことが可能になる。
【００９３】
以下、本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成について説明する。
【００９４】
図１１は、本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成を示す説明図である。以下、図１１を用いて本発明の一実施形態に係る受信回路１３の構成について説明する。
【００９５】
図１１に示したように、本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３は、プリアンブル検出部１０１と、シンク検出部１０２と、遅延素子１０４と、加算器１０５と、１／２サンプリング部１０６と、適応等化部１０７と、２値判定部１０８と、ＲＡＭ制御部１１１と、ＲＡＭ１１２と、等化性能判定部１１３と、を含んで構成される。
【００９６】
プリアンブル検出部１０１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出するものである。また、プリアンブル検出部１０１は、連続波形を基にサンプリングタイミングの抽出を行い、タイミング同期を取る。
【００９７】
シンク検出部１０２は、受信信号と、プリアンブル検出部１０１で抽出されたサンプリングタイミングを基に、特定パターンであるシンク部の検出を行い、フレーム同期をとるものである。このシンク部の検出には、一般に、パターンマッチングや相互相関などの方法が用いられる。どちらの方法も、既知であるシンク部パターンとの同一性を求めるもので、通常はノイズ耐性を高めるためにシンク部のほぼ全体を使って同一性の確認が行われる。尚、プリアンブル部も既知な特定パターンであるので、プリアンブル部の後半の数サンプルを同一性の確認に含めることができる。そしてシンク検出部１０２は、最も同一性が高いと判断された位置をシンク部の開始位置を示すタイミング信号として出力する。
【００９８】
そして、シンク検出部１０２は、最も同一性が高いと判断された相関値のピーク位置を、シンク部の開始位置を示すタイミング信号として出力する。更に、２番目に高い相関値が、あるスレッショルド値以上であるならば、第２候補が存在することを表すフラグ信号と、その位置信号とを出力する。
【００９９】
ＲＡＭ制御部１１１は、シンク検出部１０２から送られる受信信号をＲＡＭ１１２へ書き込んだり、ＲＡＭ１１２に書き込まれた受信信号を所定のタイミングで読み出し、後段の回路へ出力したりするものである。
【０１００】
ＲＡＭ制御部１１１は、シンク検出部１０２が確定したシンク部の検出タイミングを起点にして、シンク部の先頭データが格納されるアドレスを記憶する。そして、シンク部の最終データが出力されると、ＲＡＭ制御部１１１は読み出しアドレスを再度シンク部の先頭データの格納アドレスに設定し、シンク部の読み出しを行なう。事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出しを終えると、ＲＡＭ制御部１１１はデータ部の読み出しを行う。
【０１０１】
そしてＲＡＭ制御部１１１は、シンク検出部１０２から同期位置の第２候補が存在することを表すフラグ信号が入力されている場合、第１候補位置に基づきＲＡＭ１１２に記憶されているシンク部の読み出しを行った後、引き続き第２候補位置に合わせて読み出しアドレスを変更し、ＲＡＭ１１２に記憶されているシンク部を読み出す。
【０１０２】
図１２は、ＲＡＭ制御部１１１により読み出されるシンク部の例を示す説明図である。図１２は、同期位置の候補が２つある場合に、ＲＡＭ制御部１１１が第１候補のシンク部及び第２候補のシンク部を読み出す場合について示したものである。
【０１０３】
遅延素子１０４は、１サンプルデータ分だけ受信信号を遅延させるものである。加算器１０５は、ＲＡＭ制御部１１１から出力される受信信号を、遅延素子１０４で１サンプルデータ分だけ遅延させた受信信号から減算する処理を実行するものである。この処理は受信信号の傾きを求めることに相当し、高域の周波数を強調する特性となり、遅延素子１０４と加算器１０５とで微分フィルタとして作用する。
【０１０４】
１／２サンプリング部１０６は、２サンプリングデータ毎に１回、データを間引いて出力するものである。具体的には、１／２サンプリング部１０６は、シンク検出部１０２によるシンク部検出のタイミングを起点に、偶数番目の受信信号を破棄する。１／２サンプリング部１０６によりデータが間引かれた受信信号は適応等化部１０７に送られる。
【０１０５】
なお、同期位置の第２候補が存在する場合には、１／２サンプリング部１０６は、ＲＡＭ制御部１１１から読み出された第１候補のシンク部の第１候補位置を起点に偶数番目の受信信号を破棄し、第２候補のシンク部の第２候補位置を起点に偶数番目の受信信号を破棄する。
【０１０６】
適応等化部１０７は、ＦＩＲフィルタと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、シンク検出部１０２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を基に、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行なう。そして適応等化部１０７は、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルタのタップ係数を調整する。適応等化部１０７は、タップ係数を調整するための学習アルゴリズムとして、例えばＮＬＭＳアルゴリズムなどを用いても良い。
【０１０７】
そして適応等化部１０７は、同期位置の第２候補が存在する場合には、第１候補のシンク部と内部に持つシンク・パターンを比較し、例えばＮＬＭＳアルゴリズムなどを用いてＦＩＲフィルタのタップ係数をトレーニングするトレーニング等化を実行する。また適応等化部１０７は、シンク部の等化後信号を等化性能判定部１１３へ出力する。第１候補に対してトレーニングされたタップ係数を、テンポラリのレジスタ（図示せず）へ保持し、続いて、タップ係数を初期化する。次に第２候補のシンク部と内部に持つシンク・パターンを比較し、再度ＦＩＲフィルタのタップ係数をトレーニングするトレーニング等化を実行する。第２候補に対しても、シンク部の等化後信号を等化性能判定部１１３へ出力する。このように、複数の同期位置の候補が存在する場合に、その複数の候補に対してＦＩＲフィルタのタップ係数をトレーニングするトレーニング等化を適応等化部１０７で実行することで、受信回路１３は、複数の同期位置の候補の中から最も適した同期位置を探し出すことができる。
【０１０８】
２値判定部１０８は、適応等化部１０７により等化された受信信号の符号の正負判定を行い、ＮＲＺ符号に変換するものである。
【０１０９】
等化性能判定部１１３は、シンク・パターンとシンク部の等化後信号点の誤差を求める。等化誤差を求める際には、一般的には、平均二乗誤差が用いられる。等化性能判定部１１３は、同期位置の第２候補が存在する場合、第１候補の等化誤差と第２候補の等化誤差とを求め、各候補のトレーニング終了時点での等化誤差値を比較する。そして、等化性能判定部１１３は、誤差値が少ない候補を最も適した同期位置として決定する。
【０１１０】
図１３は、平均二乗誤差により求めた、第１候補と第２候補の等化誤差値の一例を示す説明図である。図１３に示した例では、各候補のトレーニング終了時点の等化誤差値を比較すると、第２候補の誤差値のほうが小さい。よって、等化性能判定部１１３は、第２候補が最も確からしい同期位置であることを、ＲＡＭ制御部１１１と適応等化部１０７へ通知する。
【０１１１】
ＲＡＭ制御部１１１は第１候補と第２候補のシンク部読み出しを終えると、データ部の読み出しを開始するが、このとき、等化性能判定部１１３から通知されてくる情報に基づき、データ部を第１候補の同期位置を起点に読み出すか、第２候補の同期位置を起点に読み出すかを切り替える。
【０１１２】
また、適応等化部１０７は第１候補と第２候補のトレーニングを終えると、データ部のトラッキング等化を開始する。このとき、等化性能判定部１１３から通知されてくる情報に基づき、テンポラリのレジスタ（図示せず）に格納されている第１候補でトレーニングしたタップ係数を基にトラッキング等化を開始するか、第２候補でトレーニングしたタップ係数で引き続きトラッキング等化を行うかを切り替える。
【０１１３】
このように受信回路１３を構成することで、最も相関の高い位置が正しい同期検出でない場合でも、複数の同期位置候補の中から好適な同期位置を判定し、等化を行うことが可能になる。なお、上述した受信回路１３は、１／２サンプリング部１０６は、２サンプリングデータ毎に１回、データを間引いて出力する。従って、シンク検出部１０２は、シンク部の候補として、隣接する、または偶数個離れたサンプル位置を複数抽出してもよい。
【０１１４】
以上、図１１を用いて本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成について説明した。なお、ここではリーダライタ１０に含まれる受信回路１３の構成について説明したが、非接触ＩＣカード３０にも、同様の構成を有する受信回路が含まれていても良い。次に、図１１に示した本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の動作について説明する。
【０１１５】
［１−４．受信回路の動作］
図１４は、本発明の一実施形態に係る、リーダライタ１０に含まれる受信回路１３の動作を示す流れ図である。以下、図１４を用いて本発明の一実施形態に係る受信回路１３の動作について説明する。
【０１１６】
まず、プリアンブル検出部１０１が、リーダライタ１０が受信した受信信号に対して、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出する処理を実行する（ステップＳ１０１）。
【０１１７】
上記ステップＳ１０１で、リーダライタ１０が受信した受信信号の中から、プリアンブル検出部１０１がプリアンブル部を検出すると、続いて、シンク検出部１０２が、受信信号と、プリアンブル検出部１０１で抽出されたサンプリングタイミングを基に、特定パターンであるシンク部の検出を行うが、ここで、相関値が、あるスレッショルド値以上であるならば、相関値が高い位置を同期位置として複数選出する（ステップＳ１０２）。同期位置を複数選出する際には、例えばシンク検出部１０２は、同期位置の候補が存在することを表すフラグ信号と、その位置信号とを出力する。
【０１１８】
上記ステップＳ１０２でシンク検出部１０２が相関値の高い位置を同期位置として複数選出すると、ＲＡＭ制御部１１１は、受信信号が格納されるＲＡＭ１１２から、それぞれの同期位置からシンク長分の長さの信号を読み出して出力する（ステップＳ１０３）。
【０１１９】
同期位置として選出された数だけ読み出されたシンク長分の長さの信号は、遅延素子１０４と加算器１０５とで傾きが求められ、１／２サンプリング部１０６で、２サンプリングデータ毎に１回データを出力する間引き処理が行われる。そして、適応等化部１０７は、１／２サンプリング部１０６で、２サンプリングデータ毎に１回データを出力する間引き処理が行われた各信号に対し、トレーニング等化する（ステップＳ１０４）。
【０１２０】
例えば、シンク検出部１０２が相関値の高い位置を同期位置として２つ選出した場合には、適応等化部１０７は、まず最も相関値の高い第１候補の同期位置に基づいてトレーニング等化を実行し、ＦＩＲフィルタのタップ係数をテンポラリのレジスタ（図示せず）へ保持する。続いて適応等化部１０７は、まずその次に相関値の高い第２候補の同期位置に基づいてトレーニング等化を実行する。
【０１２１】
上記ステップＳ１０４で、適応等化部１０７が１／２サンプリング部１０６で間引き処理が行われた各信号に対しトレーニング等化すると、続いて、等化性能判定部１１３が、各候補の等化誤差を比較し、最も誤差の少ない候補を同期位置に確定する（ステップＳ１０５）。等化性能判定部１１３が確定した同期位置の情報はＲＡＭ制御部１１１及び適応等化部１０７に送られる。
【０１２２】
ＲＡＭ制御部１１１は、等化性能判定部１１３が上記ステップＳ１０５で確定し、等化性能判定部１１３から送られる同期位置の情報に基づいて、ＲＡＭ１１２から受信信号を読み出してデータ部の信号を出力する（ステップＳ１０６）。
【０１２３】
上記ステップＳ１０６でＲＡＭ制御部１１１がＲＡＭ１１２から読み出したデータ部の信号は、遅延素子１０４と加算器１０５とで傾きが求められ、１／２サンプリング部１０６で間引き処理が行われる。そして、適応等化部１０７は、１／２サンプリング部１０６で間引き処理が行われたデータ部の信号を、等化性能判定部１１３が上記ステップＳ１０５で確定し、等化性能判定部１１３から送られる同期位置の情報に基づいてトラッキング等化する（ステップＳ１０７）。
【０１２４】
図１５は、本発明の一実施形態に係る受信回路１３による、等化後信号点分布の一例を示す説明図である。このように、第１候補と第２候補のトレーニング結果から正しい同期位置を判定した結果、データ部が良好に等化されたことがわかる。
【０１２５】
以上、図１４を用いて本発明の一実施形態に係る受信回路１３の動作について説明した。このように受信信号に対して受信回路１３が動作することによって、最も相関の高い位置が正しい同期検出でない場合でも、複数の同期位置候補の中から好適な同期位置を判定し、等化を行うことが可能になる。また、トレーニング等化によって複数の同期位置候補の中から好適な同期位置を判定することで、ＣＲＣチェックを繰り返す必要がなく、受信信号の判定に要する時間を短縮することが可能になり、ひいては非接触通信に要する時間を短縮することが可能になる。
【０１２６】
＜２．まとめ＞
以上説明したように本発明の一実施形態によれば、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して、パケットのシンク部を学習ビットとして用いて適応等化を行なうようにしている。これにより、互換性の問題やオーバーヘッドの増加を避けることができる。実際には、受信回路内に遅延バッファを設けることで、シンク部を用いたフレーム同期と、同じシンク部を用いた適応等化の両方を実現するようにしている。
【０１２７】
さらに、上述した本発明の一実施形態では、１／２サンプリングされた信号を適応等化して２値化判定を行う場合に、同期位置を複数選出してそれぞれの同期位置についてシンク部のトレーニング等化を行い、最も誤差が小さい同期位置に対してデータ部のトラッキング等化を行う。これにより、伝送路の周波数特性の影響を受けた場合であっても受信性能の低下を防ぎ、受信性能を向上させることができる。
【０１２８】
このように、電磁結合を利用する非接触通信システムにおいて、受信側で受信信号の傾き演算を行い、１／２サンプリングを行うことで受信信号の帯域が１／２に低減される。この信号を適応等化する場合、従来と同じＦＩＲフィルタのタップ数でありながら、より複雑な周波数特性を表すことが可能となる。また、同期位置がずれることによって起こる等化性能の低下に対し、複数の同期位置候補の中から好適な同期位置を判定し、等化を行うことを可能にしたため、等化が良好に行われ受信性能が向上する。
【０１２９】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０１３０】
例えば、上記実施形態では、ＮＦＣ  ＩＰ−１規格に従う非接触通信システムに本発明を適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。電気的負荷の変更方向の切り替えによる変調を利用して通信を行なう、さまざまな規格に準拠した通信システムに、同様に本発明を適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３１】
本発明は、受信装置、非接触ＩＣカード、リーダライタ及び受信方法に適用可能であり、特に電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスタ符号化された無線信号を受信処理する際に、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながらマンチェスタ符号化された無線信号を受信処理する受信装置、非接触ＩＣカード、リーダライタ及び受信方法に適用可能である。
【符号の説明】
【０１３２】
１    非接触通信システム
１０    リーダライタ
１１    制御部
１２    送信回路
１３    受信回路
１４    アンテナ共振回路部
３０    非接触ＩＣカード
３１    制御部
３２    アンテナ共振回路部
３３    負荷切り替え変調回路部
３４    制御部
１０１    プリアンブル検出部
１０２    シンク検出部
１０４    遅延素子
１０５    加算器
１０６    １／２サンプリング部
１０７    適応等化部
１０８    ２値判定部
１１１    ＲＡＭ制御部
１１２    ＲＡＭ
１１３    等化性能判定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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