(57)【要約】      （修正有）【課題】電源オン、オフ時のポップノイズの発生を防止する。【解決手段】差動増幅回路５０の一方の入力に基準電圧を、他方にオーディオ信号ＩＮを入力するオーディオアンプのオン時およびオフ時に逆Ｖ字型の電圧を発生する三角電圧発生回路１０と、定電圧回路６０と、三角電圧発生回路１０の出力電圧または定電圧回路６０の出力電圧が入力され、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路２０と、電圧電流変換回路２０の出力電流により充放電されるコンデンサＣ２を備え、起動時に電圧電流変換回路２０の出力電流によりコンデンサＣ２を充電し、この充電電圧を基準電圧として用い、三角電圧発生回路１０の出力である逆Ｖ字型の電圧波形の終わりの部分で、コンデンサＣ２に充電される電圧値が基準電圧Ｖｒｅｆまで上がっていない場合は、定電圧回路６０の出力電圧を電圧電流変換回路２０の入力に接続することでコンデンサＣ２の充電電圧値を上昇させる。【選択図】図１
2011029683.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動増幅回路の一方の入力に基準電圧Ｖｒｅｆを入力し、上記差動増幅回路の他方の入力にオーディオ信号を入力して該入力したオーディオ信号を増幅して出力するオーディオアンプの起動時および動作停止時に発生するポップ音を低減させるポップ音低減回路であって、
上記基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧回路と、
上記パワーアンプ回路の起動時および動作停止時に、逆Ｖ字型の電圧ＶＴ１を発生させて出力する三角電圧発生回路と、
該三角電圧発生回路の出力電圧ＶＴ１を入力して該電圧に比例した電流を生成して出力する電圧電流変換回路と、
上記パワーアンプ回路の起動時に上記電圧電流変換回路から出力される電流を充電して上記差動増幅回路の上記一方の入力に入力する電圧ＶＴ２を生成するコンデンサと、
予め定められた一定の電圧を発生する定電圧回路と、
上記パワーアンプ回路の起動時に、上記三角電圧発生回路の出力電圧ＶＴ１と上記コンデンサで生成される電圧ＶＴ２を測定し、上記三角電圧発生回路の出力電圧ＶＴ１が逆Ｖ字型で減少して予め定められた値ＶＴ１Ａ以下になった時点で、上記コンデンサで生成される電圧ＶＴ２が上記基準電圧Ｖｒｅｆまで上がっていない場合、上記電圧電流変換回路への入力を、上記三角電圧発生回路の出力電圧ＶＴ１から上記定電圧回路の出力電圧に切り替えて、上記コンデンサで生成される電圧ＶＴ２を上昇させる制御回路と
を設けたことを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。
【請求項２】
請求項１に記載のオーディオアンプのポップ音低減回路であって、
上記制御回路は、
オーディオアンプの停止時に、上記電圧電流変換回路の出力電流により上記コンデンサを放電させ、かつ、該コンデンサの電圧ＶＴ２を上記差動増幅回路の上記一方の入力に入力させると共に、
上記三角電圧発生回路の出力電圧ＶＴ１が逆Ｖ字型で減少して上記ＶＴ１Ａ以下になった時点で、上記コンデンサの電圧ＶＴ２が接地電位まで下がっていない場合、上記電圧電流変換回路への入力を、上記三角電圧発生回路の出力電圧ＶＴ１から上記定電圧回路の出力電圧に切り替えて、上記コンデンサの電圧ＶＴ２を下げることを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。
【請求項３】
請求項１もしくは請求項２のいずれかに記載のオーディオアンプのポップ音低減回路であって、
上記制御回路は、
上記オーディオアンプの起動時に、上記コンデンサの電圧ＶＴ２が上記基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなった時点で、上記コンデンサに抵抗を介して上記基準電圧回路からの出力を接続することを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載のオーディオアンプのポップ音低減回路であって、
上記制御回路は、
上記オーディオアンプの停止時に、上記コンデンサの電圧が接地電圧に等しくなった時点で、上記コンデンサに抵抗を介して上記接地電圧を接続することを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。
【請求項５】
差動増幅回路の一方の入力に基準電圧Ｖｒｅｆを入力し、上記差動増幅回路の他方の入力にオーディオ信号を入力して該入力したオーディオ信号を増幅して出力するパワーアンプ回路と、該パワーアンプ回路の起動時および動作停止時に発生するポップ音を低減させるポップ音低減回路とを備えたオーディオ回路であって、
上記ポップ音低減回路として、
請求項１から請求項４のいずれかに記載のオーディオアンプのポップ音低減回路における当該ポップ音低減回路を用いることを特徴とするオーディオ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオアンプの起動時や停止時に発生するポップ音を低減するポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路に係り、特に、より安定したポップ音低減動作を行うのに好適な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
オーディオパワーアンプにおいて、電源オンまたはオフ時、あるいは待機モード解除時に、オーディオパワーアンプ回路の各部の電圧が立ち上がるまでの過渡期に、スピーカ等から衝撃性の異音が発生する。この異音は「ポップ音」もしくは「ボツ音」と呼ばれており、聴き手にとって非常に耳障りであり、大きな不快感をもたらす音である。更には、このポップ音がスピーカ等を破損させる場合もある。
【０００３】
ポップ音を低減するための技術として、例えば、特許文献１に記載のように、起動時および停止時にオーディオアンプの基準電圧をライズドコサイン波形で立ち上げることによって低減できることが知られている。
【０００４】
図４は、このような従来のポップ音低減回路の例を示した回路図であり（例えば、特許文献１参照。）、図５は、図４の回路の動作例を示したタイミングチャートである。図５では、図４のＡ４〜Ｃ４点の各電圧及びＮＭＯＳトランジスタＭ４０３，Ｍ４０４のドレイン電流ｉ４０１，ｉ４０２の各波形を示している。
【０００５】
図４では、電源がオンして電源電圧Ｖｄｄが入力されると、抵抗Ｒ４０１を介してコンデンサＣ４０１が充電されるため、Ａ４点の電圧は対数曲線で上昇する。Ａ４点の電圧はＮＭＯＳトランジスタＭ４０１とＰＭＯＳトランジスタＭ４０２の各ゲートに入力されるため、ドレイン電流ｉ４０１はＡ４点の電圧によって変化する。
【０００６】
すなわち、Ａ４点の電圧が低い場合は、ＰＭＯＳトランジスタＭ４０２はオンしているが、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０１はオフしているので、ドレイン電流ｉ４０１はほとんど流れない。
【０００７】
Ａ４点の電圧が上昇して、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０１がオンし始めると、ドレイン電流ｉ４０１が流れ出し、Ａ４点の電圧の上昇と共に増えていく。Ａ４点の電圧が電源電圧Ｖｄｄの１／２近辺でＮＭＯＳトランジスタＭ４０１とＰＭＯＳトランジスタＭ４０２の合成抵抗が最も小さくなりドレイン電流ｉ４０１が最大になる。
【０００８】
Ａ４点の電圧が更に上昇すると、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０１のオン抵抗は更に低下するが、ＰＭＯＳトランジスタＭ４０２のオン抵抗の増加がＮＭＯＳトランジスタＭ４０１のオン抵抗の低下を上回り、ドレイン電流ｉ４０１は減少し始める。
【０００９】
Ａ４点の電圧が更に上昇して電源電圧Ｖｄｄ近くになると、ＰＭＯＳトランジスタＭ４０２はオフするため、ドレイン電流ｉ４０１は流れなくなる。
【００１０】
ドレイン電流ｉ４０１は、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０３のドレイン電流になっており、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０３とＭ４０４はカレントミラー回路を構成していることから、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０４のドレイン電流ｉ４０２もドレイン電流ｉ４０１と同様の変化をする。
【００１１】
コンデンサＣ４０２はドレイン電流ｉ４０２で充電されるため、コンデンサＣ４０２の電圧は上昇する。なお、音声再生回路４０１からの出力電圧が一定（例えば接地電圧）である場合、演算増幅器４０２の出力電圧とコンデンサＣ４０２の端子電圧は比例関係になっているため、Ｂ４点の電圧はコンデンサＣ４０２の端子電圧と同様の変化で上昇する。
【００１２】
すなわちＢ４点の電圧は電源オン直後はゆっくりと上昇し、途中で速く上昇し、最後にまたゆっくり上昇するような電圧波形になる。この結果、Ｃ４点の電圧波形の波高値を低く抑えることができ、ポップ音を低減させることができる。
【００１３】
また、図４のコンデンサＣ４０２に相当するコンデンサを充電するための電流源を複数備え、電源の立ち上がりにあわせてコンデンサＣ４０２を充電する電流源を切り換えて、図５のＢ４電圧に示すような電圧波形を生成するようにしたものもあった（例えば、特許文献２参照。）。
【００１４】
しかし、図４の場合は、Ａ４点の電圧が対数曲線で上昇するため、電源オンの直後は急速に上昇し、時間と共に上昇速度が遅くなってしまうため、ＰＭＯＳトランジスタＭ４０２のオン時間は短く、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０１のオン時間が長くなるため、ドレイン電流ｉ４０１の波形が図５で示したような左右対称にはならなかった。
【００１５】
更に、ドレイン電流ｉ４０１の値は、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０１とＰＭＯＳトランジスタＭ４０２のしきい値電圧に大きく左右されるため、ドレイン電流ｉ４０１はトランジスタの製造条件で大きくばらついていた。
【００１６】
また、カレントミラー回路を構成しているＮＭＯＳトランジスタＭ４０３とＭ４０４では、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０４のソースと接地電圧Ｖｓｓとの間にコンデンサＣ４０２が接続されているため、コンデンサＣ４０２の電圧が高くなるに連れ、ＮＭＯＳトランジスタＭ４０４のドレイン電流が減少し、正確なミラー効果が得られなかった。
【００１７】
このため、ドレイン電流ｉ４０２は、時間の経過にしたがってドレイン電流ｉ４０１よりもかなり小さい電流となり、図５で示したようなドレイン電流ｉ４０２の波形の対称性はドレイン電流ｉ４０１以上に変化してしまう。
【００１８】
その結果、Ｂ４点の電圧の変化は後半で非常に緩やかとなり、基準電圧の設定に時間がかかり、しかも、Ｂ４点の電圧には高調波が多く発生してポップ音の低減効果を阻んでしまうという問題があった。
【００１９】
また、図４のコンデンサＣ４０２に相当するコンデンサを充電するための電流源を複数備えた場合は、図４の回路の不具合を改善させることができるが、時間の経過に伴ってコンデンサＣ４０２を充電する電流源を切り換えるため、該切り換え時に高調波が多く発生し、ポップ音の発生原因になってしまうという問題があった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
解決しようとする問題点は、従来の技術では、電源オン後半に差動増幅回路の出力端（Ｂ点）の電圧の変化が非常に緩やかになり基準電圧の設定に時間がかかってしまう点と、Ｂ点の電圧に高周波が多く発生してポップ音の低減効果を阻んでしまう点である。
【００２１】
本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、より安定したポップ音低減動作を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記目的を達成するため、本発明は、差動増幅回路の一方の入力に基準電圧を入力し、差動増幅回路の他方の入力にオーディオ信号を入力し、入力したオーディオ信号を増幅して出力するパワーアンプの起動時および動作停止時に発生するポップ音を低減させるポップ音低減回路に、基準電圧を発生する基準電圧回路と、パワーアンプ回路の起動時および動作停止時に、逆Ｖ字型の電圧を発生させて出力する三角電圧発生回路と、この三角電圧発生回路の出力電圧を入力して、この電圧に比例した電流を生成して出力する電圧電流変換回路と、パワーアンプ回路の起動時に電圧電流変換回路からの出力される電流を充電して、差動増幅回路に入力する基準電圧を生成するコンデンサと、一定の電圧を発生する定電圧回路と、コンデンサで生成される基準電圧の電圧値と基準電圧回路の出力電圧を測定し、三角電圧発生回路の出力電圧である逆Ｖ字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサで生成される基準電圧の電圧値が基準電圧回路の出力電圧付近まで上がっていない場合に、電圧電流変換回路の入力を、三角電圧発生回路の出力電圧から定電圧回路の出力電圧に切り替える制御回路とを設けた構成とすることで、コンデンサの充電期間の終わりの部分において電圧電流変換回路の出力電流を一定とすることができ、安定した回路でコンデンサへの充電を行うことができる。また、制御回路は、オーディオアンプの停止時に、電圧電流変換回路の出力電流によりコンデンサを放電する際、三角電圧発生回路の出力電圧である逆Ｖ字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサに充電されている電圧値が接地電位付近まで下がっていない場合は、定電圧回路の出力電圧を、電圧電流変換回路の入力に接続することで、コンデンサの放電期間の終わりの部分において電圧電流変換回路の出力電流を一定とすることができ、安定した回路でコンデンサの放電を行うことができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、より安定したポップ音低減動作を提供することができ、ポップ音低減回路を具備したオーディオ回路の性能の向上を図ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係るポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１のオーディオ回路における各信号と電圧の波形例を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明に係るポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の基となるオーディオ回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】従来のポップ音低減回路を具備したオーディオ回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】図４におけるオーディオ回路の動作例を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図を用いて本発明を実施するための最良の形態例を説明する。まず、図３を用いて、本発明に係るポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の基となる技術について説明する。
【００２６】
図３に示す構成のポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路は、特許文献１，２に記載の技術における問題点を解決するものであり、本願発明の出願人が特願２００８−１８０１７５号として発明したものである。尚、この回路の構成と動作の詳細な説明に関しては、図１において説明する本例のポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の説明において行う。
【００２７】
この図３における回路は、差動増幅回路５０の一方の入力に基準電圧を、他方の入力にオーディオ信号を入力するようにしたオーディオアンプ３１において、オーディオアンプ３１の起動および停止時に、逆Ｖ字型の電圧を発生する三角電圧発生回路１０の出力電圧を、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路２０の入力に接続し、その出力電流によりコンデンサＣ２を充放電し、コンデンサＣ２の充電電圧を、差動増幅回路５０の一方に入力する基準電圧として用いるようにした回路である。
【００２８】
コンデンサＣ２を充放電する電圧電流変換回路２０の出力電流は、入力の逆Ｖ字型電圧に比例して刻々と変化するものであり、逆Ｖ字型電圧の電圧値が０Ｖ付近においては出力電流がほぼ０Ａとなるものである。
【００２９】
すなわち、オーディオアンプ３１の起動時または停止時において、差動増幅回路５０の基準電圧とするコンデンサＣ２の充電電圧が、ライズドコサイン波形に近い遷移を示し、ポップ音を低減するものである。
【００３０】
また、ライズドコサイン波形に沿ってコンデンサＣ２が充放電された後、コンデンサＣ２には抵抗Ｒ２を介して基準電圧回路４０に、または抵抗Ｒ３を介して接地電圧に接続されることで、定常時の安定を計っている。
【００３１】
しかし、このような構成のポップ音低減回路３２では、電圧電流変換回路２０の出力であるコンデンサＣ２への充電電流が、ほぼ０Ａに近く微弱になる状態が発生する。この状態はすなわち、電圧電流変換回路２０の出力抵抗が高インピーダンスとなっている状態であり、回路として不安定である。
【００３２】
この不安定な状態のままコンデンサＣ２への充放電が行われるため、たとえば外部要因によるノイズの影響や漏れ電流により、コンデンサＣ２の充電電圧が所望の電圧値まで変化しないことが起こりうる。
【００３３】
コンデンサＣ２の充電電圧値が所望の電圧値である基準電圧や接地電圧から差がある状態で、コンデンサＣ２に抵抗を介して基準電圧回路４０や接地電圧を接続すると、電圧差からポップ音として現れてしまうという問題がある。
【００３４】
図１に示す本例のポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路では、図３に示す回路技術を用いつつ、さらに、より安定したポップ音低減動作を可能としたものである。
【００３５】
以下、図１に示す本発明に係るポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の構成と動作について詳細に説明する。
【００３６】
図１に示すポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路において、ポップ音低減回路は、三角電圧発生回路１０、電圧電流変換回路２０、制御回路３０、基準電圧回路４０、定電圧回路６０、コンデンサＣ２、スイッチＳ５〜Ｓ７、および抵抗Ｒ２〜Ｒ５で構成されている。そして、このようなオーディオ回路と、演算増幅回路５０と抵抗Ｒ６，Ｒ７、コンデンサＣ３およびスピーカＳＰからなるパワーアンプ部とにより、本例のオーディオ回路が構成されている。
【００３７】
三角電圧発生回路１０は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ３、ＮＭＯＳトランジスタＭ４，Ｍ５、電流源Ｉ１、スイッチＳ１，Ｓ２、およびコンデンサＣ１で構成されている。
【００３８】
ＰＭＯＳトランジスタＭ１のソースは電源端子Ｖddに接続され、ドレインは電流源Ｉ１を介して接地端子Ｖssに接続されている。またゲートはＰＭＯＳトランジスタＭ２とＭ３のゲートに接続されると共に、自身のドレインに接続されている。
【００３９】
ＰＭＯＳトランジスタＭ２のソースは電源端子Ｖddに接続され、ドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ４のドレインに接続されている。
【００４０】
ＮＭＯＳトランジスタＭ４のソースは接地端子Ｖssに接続され、ゲートはＮＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに接続されると共に、自身のドレインに接続されている。
【００４１】
ＮＭＯＳトランジスタＭ５のドレインはスイッチＳ２の一端に接続されている。スイッチＳ２の他端はスイッチＳ１の一端とコンデンサＣ１の一端および三角電圧発生回路１０の出力端子Ｔ１に接続されている。さらに、スイッチＳ２の制御端子には後述する制御回路３０の出力である制御信号Ｓ２Ｃが接続されている。
【００４２】
スイッチＳ１の他端はＰＭＯＳトランジスタＭ３のドレインに接続され、スイッチＳ１の制御端子には制御回路３０の出力である制御信号Ｓ１Ｃが接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＭ３のソースは電源端子Ｖddに接続されている。
【００４３】
上記の構成により、ＰＭＯＳトランジスタＭ１とＰＭＯＳトランジスタＭ２およびＰＭＯＳトランジスタＭ３はカレントミラー回路を構成し、ＮＭＯＳトランジスタＭ４とＮＭＯＳトランジスタＭ５もカレントミラー回路を構成している。
【００４４】
スイッチＳ７は入力端子Ａと入力端子Ｂおよび出力端子Ｃをもつ。入力端子Ａには定電圧回路６０の出力Ｖdcが接続され、入力端子Ｂには三角電圧発生回路１０の出力端子Ｔ１が接続される。また、出力端子Ｃには電圧電流変換回路２０の入力端子Ｔ３が接続される。さらに、スイッチＳ７の制御端子には制御回路３０の出力である制御信号Ｓ７Ｃが接続される。
【００４５】
電圧電流変換回路２０は、演算増幅回路２１、ＰＭＯＳトランジスタＭ６〜Ｍ９、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０〜Ｍ１２、スイッチＳ３，Ｓ４、および抵抗Ｒ１で構成されている。
【００４６】
演算増幅回路２１の反転入力は電圧電流変換回路２０の入力端子Ｔ３に接続され、非反転入力はＰＭＯＳトランジスタＭ６のソースに接続され、出力はＰＭＯＳトランジスタＭ６とＰＭＯＳトランジスタＭ７のそれぞれのゲートに接続されている。
【００４７】
ＰＭＯＳトランジスタＭ６のドレインは抵抗Ｒ１を介して接地端子Ｖssに接続され、ソースは電源端子Ｖddに接続されている。
【００４８】
ＰＭＯＳトランジスタＭ７のソースは電源端子Ｖddに接続されているので、ＰＭＯＳトランジスタＭ６とＰＭＯＳトランジスタＭ７はカレントミラー回路を構成している。また、ＰＭＯＳトランジスタＭ７のドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ１０のドレインに接続されている。
【００４９】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１０のソースは接地端子Ｖssに接続され、ゲートはＮＭＯＳトランジスタＭ１１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２のそれぞれのゲートと接続されると共に、自身のドレインに接続されている。
【００５０】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２のソースは接地端子Ｖssに接続されているので、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０とＮＭＯＳトランジスタＭ１１およびＮＭＯＳトランジスタＭ１２はカレントミラー回路を構成している。
【００５１】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインはＰＭＯＳトランジスタＭ８のドレインに接続されている。このＰＭＯＳトランジスタＭ８のソースは電源端子Ｖddに接続され、ゲートはＰＭＯＳトランジスタＭ９のゲートと自身のドレインに接続されている。
【００５２】
ＰＭＯＳトランジスタＭ９のソースは電源端子Ｖddに接続されているので、ＰＭＯＳトランジスタＭ８とＰＭＯＳトランジスタＭ９はカレントミラー回路を構成している。
【００５３】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインはスイッチＳ４の一端に接続され、スイッチＳ４の他端はスイッチＳ３の一端に接続されると共に、電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２を介して、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ２の一端に接続され、さらに制御回路３０に入力されている。
【００５４】
ＰＭＯＳトランジスタＭ９のドレインはスイッチＳ３の他端に接続され、このスイッチＳ３およびスイッチＳ４の制御端子にはそれぞれ、制御回路３０の出力である制御信号Ｓ３ＣとＳ４Ｃが接続されている。
【００５５】
抵抗Ｒ２の他端はスイッチＳ５を介して基準電圧回路４０から出力されている基準電圧Ｖrefに接続されている。また、抵抗Ｒ３の他端はスイッチＳ６を介して接地端子Ｖssに接続されている。コンデンサＣ２の他端は接地端子Ｖssに接続されている。
【００５６】
スイッチＳ５，Ｓ６の制御端子のそれぞれには、制御回路３０の出力である制御信号Ｓ５Ｃ，Ｓ６Ｃ接続されている。
【００５７】
制御回路３０には、バイアス制御信号BIASCNTと、基準電圧Ｖrefを抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５で半分（１／２）にした基準電圧Ｖref／２と、電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２の電圧ＶＴ２が入力され、これら入力信号の状態に応じて各スイッチＳ１〜Ｓ６のオン・オフ制御を行なう。
【００５８】
さらに、本例の制御回路３０においては、本発明に特徴的な機能として、電圧ＶＴ２および制御回路３０に入力される三角電圧発生回路１０の出力端子Ｔ１の電圧ＶＴ１の電圧値に応じて、スイッチＳ７の切り替え制御を行う機能を有する。
【００５９】
尚、演算増幅回路５０と抵抗Ｒ６，Ｒ７、コンデンサＣ３およびスピーカＳＰからなるパワーアンプ部の構成は一般的な回路なので説明は省略する。
【００６０】
図２は、図１に示すポップ音低減回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００６１】
図２において、BIASCNTは制御回路３０に入力されるバイアス制御信号、Ｓ１Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ１の制御信号、Ｓ２Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ２の制御信号、Ｓ３Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ３の制御信号、Ｓ４Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ４の制御信号、Ｓ５Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ５の制御信号、Ｓ６Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ６の制御信号、Ｓ７Ｃは制御回路３０から出力されるスイッチＳ７の制御信号である。
【００６２】
また、図２において、ＶＴ１は三角電圧発生回路１０の出力端子Ｔ１における電圧波形、Ｖdcは定電圧回路６０の出力電圧波形、ＶＴ３は電圧電流変換回路２０の入力端子Ｔ３における電圧波形、ＶＴ２は電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２における電圧波形である。
【００６３】
以下、図２を用いて、図１に示すオーディオ回路の動作説明を行なう。
【００６４】
図示しない電源スイッチがオンして、電源端子Ｖddに電圧が印加されると、時刻ｔ１でバイアス制御信号BIASCNTがハイレベルに変化する。なお、時刻ｔ１以前はスイッチＳ１〜Ｓ６は全てオフしており、スイッチＳ７は入力端子Ｂ側に接続されているものとする。
【００６５】
バイアス制御信号BIASCNTがハイレベル（ｏｆｆからｏｎ）に変化すると（ｔ１）、制御回路３０は、所定の時間経過した後の時刻ｔ２で制御信号Ｓ１ＣとＳ２Ｃを出力してスイッチＳ１とスイッチＳ３をオンにする。
【００６６】
三角電圧発生回路１０のＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレインには定電流源Ｉ１が接続されているので、ＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄ１は電流源の電流Ｉ１となる。
【００６７】
ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３はカレントミラー回路なので、ＰＭＯＳトランジスタＭ２とＰＭＯＳトランジスタＭ３のそれぞれのドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３は電流Ｉ１に比例する。
【００６８】
また、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン電流Ｉｄ２がＮＭＯＳトランジスタＭ４のドレイン電流Ｉｄ４となる。
【００６９】
ＮＭＯＳトランジスタＭ４とＮＭＯＳトランジスタＭ５もカレントミラー回路なので、ＮＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン電流Ｉｄ５も電流Ｉ１に比例する。
【００７０】
ＰＭＯＳトランジスタＭ２とＰＭＯＳトランジスタＭ３、ＮＭＯＳトランジスタＭ４とＮＭＯＳトランジスタＭ５にそれぞれ同特性のトランジスタを用いると、ＰＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流Ｉｄ３とＮＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン電流Ｉｄ５は等しくなる。
【００７１】
今、スイッチＳ１がオンすると、ＰＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流Ｉｄ３は全てコンデンサＣ１に供給され、コンデンサＣ１の端子電圧ＶＴ１は、図２に示すように直線的に上昇する。この電圧が電圧電流変換回路２０に入力される。
【００７２】
電圧ＶＴ１はスイッチＳ７を通じて電圧ＶＴ３となり演算増幅回路２１の反転入力に印加される。演算増幅回路２１は非反転入力に接続されている抵抗Ｒ１における電圧降下が電圧ＶＴ３と等しくなるようにＰＭＯＳトランジスタＭ６のゲート電圧を制御する。
【００７３】
すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＭ６のドレイン電流Ｉｄ６は電圧ＶＴ３に比例した電流となる。ＰＭＯＳトランジスタＭ６とＰＭＯＳトランジスタＭ７はカレントミラー回路なのでＭ７のドレイン電流Ｉｄ７も電圧ＶＴ３に比例した電流となる。
【００７４】
ＰＭＯＳトランジスタＭ７のドレイン電流Ｉｄ７はＮＭＯＳトランジスタＭ１０のドレイン電流Ｉｄ１０になり、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０，Ｍ１１，Ｍ１２はカレントミラー回路なので、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流Ｉｄ１１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流Ｉｄ１２も電圧ＶＴ１に比例した電流となる。
【００７５】
また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流Ｉｄ１１はＰＭＯＳトランジスタＭ８のドレイン電流Ｉｄ８となる。ＰＭＯＳトランジスタＭ８とＰＭＯＳトランジスタＭ９もカレントミラー回路なので、ＰＭＯＳトランジスタＭ９のドレイン電流Ｉｄ９も電圧ＶＴ１に比例した電流となる。
【００７６】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２、ＰＭＯＳトランジスタＭ８とＰＭＯＳトランジスタＭ９にそれぞれ同特性のトランジスタを用いると、ＰＭＯＳトランジスタＭ９のドレイン電流Ｉｄ９とＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流Ｉｄ１２は等しくなる。
【００７７】
今、スイッチＳ３がオンするとＰＭＯＳトランジスタＭ９のドレイン電流Ｉｄ９は全てコンデンサＣ２に供給され、コンデンサＣ２の端子電圧ＶＴ２は図２に示すように、最初はゆっくりと上昇し、次第に上昇速度が速くなる電圧となる。
【００７８】
制御回路３０には、電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２の電圧ＶＴ２と基準電圧Ｖrefを半分（１／２）にした電圧Ｖref／２が入力されている。時刻ｔ３で電圧ＶＴ２が電圧Ｖref／２に達したことを制御回路３０が検出すると、制御回路３０は、スイッチＳ１をオフし、スイッチＳ２をオンにする。
【００７９】
すると、コンデンサＣ１に蓄えられている電荷は、スイッチＳ２とＮＭＯＳトランジスタＭ５を介して放電される。ＮＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン電流Ｉｄ５は前述したようにＰＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流Ｉｄ３と同じなので、コンデンサＣ１の電圧低下速度は充電時の上昇速度と同じになる。
【００８０】
このため、三角電圧発生回路１０の出力端子電圧ＶＴ１は図２に示すように上昇時と同じ傾斜で直線的に低下する。
【００８１】
そのため、電圧電流変換回路２０のコンデンサＣ２の充電速度は、スイッチＳ１がオンしていたときとは逆に時間の経過に連れて上昇速度が遅くなる。
【００８２】
ここで、三角電圧発生回路１０の出力端子電圧ＶＴ１が小さい場合、すなわち電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２からコンデンサＣ２へ充電される電流が小さい場合において、出力端子Ｔ２は高インピーダンス出力となり、回路として不安定な状態となる。
【００８３】
これにより外的要因などの影響を受けやすくなり、コンデンサＣ２の充電電圧が期待する電圧変化で上昇しないことが起こりうる。
【００８４】
このような問題に対処するために、本例のオーディオ回路におけるポップ音低減回路では、三角電圧発生回路１０の出力端子電圧ＶＴ１が、ある一定の定電圧ＶＴ１Ａを下回る時刻ｔ４’において、電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２を制御回路３０で監視し、電圧ＶＴ２が別の定電圧ＶＴ２Ａを超えていないと判断された場合は、制御回路３０は、スイッチＳ７の端子Ｃの接続先を入力端子Ａへ切り替える制御を行う。
【００８５】
スイッチＳ７の端子Ｃとの接続先が、端子Ｂから端子Ａへ切り換わると、定電圧回路６０の出力である電圧Ｖdcが電圧電流変換回路２０の入力端子Ｔ３へ接続されて電圧ＶＴ３は電圧Ｖdcに等しくなる。
【００８６】
このため、電圧電流変換回路２０のＰＭＯＳトランジスタＭ９のドレイン電流Ｉｄ９は電圧ＶＴ３に応じて一定となり、コンデンサＣ２の充電電圧（電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２）は一定の速度で直線的に上昇する。
【００８７】
尚、時刻ｔ４’において、電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２が別の定電圧ＶＴ２Ａを超えていると判断された場合は、制御回路３０は、スイッチＳ７の切り替え制御を行わない。
【００８８】
三角波電圧ＶＴ１のピーク電圧は、電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２が基準電圧Ｖrefの１／２に達したときなので、三角波電圧ＶＴ１が接地電位Ｖssに戻ったときの、電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２はほぼ基準電圧Ｖrefに達している。
【００８９】
かつ、ここで外的要因などにより電圧ＶＴ２が基準電圧Ｖrefに十分満たない場合でも、上述の通り、スイッチＳ７の接続を入力端子Ａへ切り替えることで電圧ＶＴ２をほぼ基準電圧Ｖrefまで上昇させることができる。
【００９０】
このように、電圧電流変換回路２０の電圧ＶＴ２を確実にほぼ基準電圧Ｖrefとすることで、後述するスイッチＳ５がオンする時刻ｔ４において、電圧ＶＴ２と基準電圧Ｖrefとの電圧差を最小限にし、時刻ｔ４で発生するポップ音を低減することができる。
【００９１】
制御回路３０は、電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２がほぼ基準電圧Ｖrefに達したと判断すると、スイッチＳ２をオンしてからコンデンサＣ１の放電とコンデンサＣ２の充電が停止したと思われる時刻か、それより少し経過した時刻ｔ４で、スイッチＳ２とスイッチ３をオフにし、スイッチＳ５をオンにする。
【００９２】
このように、時刻ｔ４において、スイッチＳ２がオフすると、ＮＭＯＳトランジスタＭ５によるコンデンサＣ１の放電経路が遮断され、また、スイッチＳ３がオフするとＰＭＯＳトランジスタＭ９によるコンデンサＣ２への充電経路が遮断される。
【００９３】
そして、スイッチＳ５がオンすると、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ２を介して基準電圧Ｖrefに接続されるので、時刻ｔ４時点で、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｖrefと少しずれていたとしても、スイッチＳ５をオンすることで、コンデンサＣ２の電圧は確実に基準電圧Ｖrefと等しくなる。
【００９４】
その結果、オーディオ回路が動作中は、演算増幅回路５０の非反転入力は常に基準電圧Ｖrefが維持される。
【００９５】
以上のように、電源オンなどで起動する場合、オーディオ回路の基準電圧を、基準電圧の１／２の電圧で、上下が完全に対称な電圧波形で立ち上げることができ、しかも立ち上がり途中に変極点が無いため、不要な高調波成分を少なくでき、ポップ音の大幅な低減が可能である。
【００９６】
さらに、本例では、立ち上げ途中に発生する回路の不安定動作の影響によるコンデンサの充電電圧不足を補うことができ、ポップ音の発生を最小限に抑えることが可能である。
【００９７】
次にオーディオ回路を停止する場合について説明する。
【００９８】
図示しない電源スイッチがオフするなどして、オーディオ回路が停止する場合は、時刻ｔ５でバイアス制御信号BIASCNTがローレベルとなる。すると、制御回路３０は、所定の時間経過した後の時刻ｔ６でスイッチＳ５をオフ、スイッチＳ１とスイッチＳ４をオンにする。
【００９９】
スイッチＳ５がオフすると、基準電圧回路４０からの基準電圧ＶrefのコンデンサＣ２への充電は停止する。
【０１００】
スイッチＳ１がオンした場合の三角電圧発生回路１０の動作は電源スイッチオンの場合と全く同じであり説明は省略する。
【０１０１】
スイッチＳ４がオンすると、コンデンサＣ２の電荷はスイッチＳ４とＮＭＯＳトランジスタＭ１２を介して放電される。このため、電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２の電圧ＶＴ２は、図２に示すように、始めはゆっくりだが次第に低下速度が速くなるように低下する。
【０１０２】
時刻ｔ７で出力電圧ＶＴ２が基準電圧Ｖrefの１／２の電圧に到達すると、制御回路３０はスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２をオンにする。すると電源オン時の場合と同様、三角波電圧ＶＴ１は低下を始める。このため、出力電圧ＶＴ２の低下速度は次第に遅くなる。
【０１０３】
図３の説明で前述した通り、三角波電圧ＶＴ１が小さい場合、すなわち、電圧電流変換回路２０の出力端子Ｔ２からコンデンサＣ２へ充電される電流が小さい場合において、出力端子Ｔ２は高インピーダンス出力となり回路として不安定な状態となる。
【０１０４】
これにより外的要因などの影響を受けやすくなり、コンデンサＣ２の充電電圧が期待する電圧変化で下降しないことが起こりうる。
【０１０５】
このような問題に対処するため本例では、三角電圧発生回路１０の出力端子電圧ＶＴ１が、ある一定の定電圧ＶＴ１Ａを下回る時刻ｔ８’において、電圧電流変換回路２０の出力電圧ＶＴ２を制御回路３０で監視し、電圧ＶＴ２が別の定電圧ＶＴ２Ｂを下回っていないと判断された場合は、制御回路３０は、スイッチＳ７の端子Ｃの接続先を端子Ｂから端子Ａに切り替える制御を行う。
【０１０６】
このようにスイッチＳ７が入力端子Ａへ切り換わると、定電圧回路６０の出力である電圧Ｖdcが電圧電流変換回路２０の入力端子Ｔ３へ接続されて電圧ＶＴ３は電圧Ｖdcに等しくなる。
【０１０７】
このため、電圧電流変換回路２０のＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流Ｉｄ１２は電圧ＶＴ３に応じて一定となり、コンデンサＣ２の充電電圧は一定の速度で直線的に下降する。
【０１０８】
尚、時刻ｔ８’において電圧ＶＴ２が別の定電圧ＶＴ２Ｂを下回っていると判断された場合は、制御回路３０は、スイッチＳ７の切り替え制御を行わない。
【０１０９】
制御回路３０は、スイッチＳ２をオンしてからコンデンサＣ１の放電が完了する時間、またはそれよりやや長い時間経過した時刻ｔ８で、スイッチＳ２とスイッチＳ４をオフにし、スイッチＳ６をオンにする。
【０１１０】
このように、スイッチＳ２がオフするとＮＭＯＳトランジスタＭ５によるコンデンサＣ１の放電経路が遮断され、また、スイッチＳ４がオフするとＮＭＯＳトランジスタＭ１２によるコンデンサＣ２からの放電経路が遮断される。
【０１１１】
そして、スイッチＳ６がオンすると、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ３を介して接地端子に接続されるので、コンデンサＣ２の電位は完全に接地電位となる。
【０１１２】
以上のように、電源オフ時のような停止時には、起動時と対称の基準電圧をオーディオパワーアンプの基準電圧に印加することができるので、停止時にもポップ音の大幅な低減が可能である。
【０１１３】
さらに、本例の構成とすることにより、立ち下げ途中に発生する回路の不安定動作の影響によるコンデンサの放電不足を補うことができ、ポップ音の発生を最小限に抑えることが可能である。
【０１１４】
以上、図１，２を用いて説明したように、本例のポップ音低減回路およびそれを具備したオーディオ回路では、差動増幅回路５０の一方の入力に基準電圧Ｖｒｅｆを、他方の入力にオーディオ信号ＩＮを入力するようにしたオーディオアンプの起動時および停止時に、逆Ｖ字型の電圧を発生する三角電圧発生回路１０と、一定の電圧を発生する定電圧回路６０と、三角電圧発生回路１０の出力電圧または定電圧回路６０の出力電圧が入力され、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路２０と、電圧電流変換回路２０の出力電流により充放電されるコンデンサＣ２を備え、オーディオアンプの起動時には、電圧電流変換回路２０の出力電流によりコンデンサＣ２を充電し、この充電電圧をオーディオアンプの基準電圧として用いるようにし、三角電圧発生回路１０の出力電圧である逆Ｖ字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサＣ２に充電される電圧値が基準電圧回路４０の出力電圧Ｖｒｅｆ付近まで上がっていない場合は、定電圧回路６０の出力電圧を電圧電流変換回路２０の入力に接続する。このことにより、コンデンサＣ２の充電期間の終わりの部分において電圧電流変換回路２０の出力電流を一定とすることができ、安定したコンデンサＣ２への充電を行うことができる。
【０１１５】
また、オーディオアンプの停止時には、電圧電流変換回路２０の出力電流によりコンデンサＣ２を放電し、オーディオアンプの基準電圧としてコンデンサＣ２の電圧を用いるが、三角電圧発生回路１０の出力電圧である逆Ｖ字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサＣ２に充電されている電圧値が接地電位Ｖｓｓ付近まで下がっていない場合は、定電圧回路６０の出力電圧を電圧電流変換回路２０の入力に接続する。このことにより、コンデンサＣ２の放電期間の終わりの部分において、電圧電流変換回路２０の出力電流を一定とすることができ、安定したコンデンサＣ２の放電を行うことができる。
【０１１６】
また、オーディオアンプの起動時に、コンデンサＣ２の電圧がほぼ基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなった時点で、コンデンサＣ２に抵抗Ｒ２を介して基準電圧回路４０からの基準電圧を接続するようにした。このことにより、起動後のコンデンサＣ２の電圧を正確に基準電圧Ｖｒｅｆに設定することができる。
【０１１７】
また、オーディオアンプの停止時に、コンデンサＣ２の電圧がほぼ接地電圧Ｖｓｓに等しくなった時点で、コンデンサＣ２に抵抗Ｒ３を介して接地電圧Ｖｓｓを接続するようにした。このことにより、停止後のコンデンサＣ２の電荷を完全に放電することができる。
【符号の説明】
【０１１８】
１０：三角電圧発生回路、２０：電圧電流変換回路、３０：制御回路、：４０：基準電圧回路、２１：差動増幅回路、５０：差動増幅回路、６０：定電圧回路、Ｃ１〜Ｃ３：コンデンサ、Ｉ１：電流源、Ｍ１〜Ｍ１２：ＭＯＳトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ７：抵抗、Ｓ１〜Ｓ７：スイッチ、ＳＰ：スピーカ、Ｖｄｄ：電源電圧、Ｖreｆ：基準電圧。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１１９】
【特許文献１】特開２００４−３０４４４１号公報
【特許文献２】特開２００５−１０９６５４号公報
【図１】
2011029683.tif 000003
【図２】
2011029683.tif 000004
【図３】
2011029683.tif 000005
【図４】
2011029683.tif 000006
【図５】
2011029683.tif 000007