(57)【要約】【課題】既知信号の有無に依存せず高い等化性能を実現する等化器を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭによる受信信号の等化を行う等化処理部１５ａは、伝送路の伝達関数を算出する伝達関数算出部３３と、伝達関数に含まれるノイズを除去するノイズ除去部３４と、ノイズ除去後の伝達関数を１シンボル分だけ遅延させて出力する遅延部３５と、遅延部の出力を用いて受信信号を等化する等化部３１と、等化部３１の出力に基づいて送信信号を推定する参照点算出部（送信信号推定部）３２と、を備える。伝達関数算出部３３は、受信信号と参照点算出部３２による推定送信信号とに基づいて伝達関数を算出する。【選択図】図４
2011166329.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路を介して受信された受信信号の等化を行って等化信号を生成する等化処理装置において、
前記伝送路の伝達関数を導出する伝達関数導出部と、
前記伝達関数に基づく等化用関数を遅延させて出力する遅延部と、
前記遅延部の出力を用いて前記受信信号を等化することで前記等化信号を生成する等化部と、
前記等化部からの前記等化信号に基づいて前記受信信号に対応する送信信号を推定する送信信号推定部と、を備え、
前記伝達関数導出部は、前記受信信号と前記送信信号推定部による推定送信信号とに基づいて前記伝達関数を導出する
ことを特徴とする等化処理装置。
【請求項２】
伝送路を介して受信された受信信号の等化を行って等化信号を生成する等化処理装置において、
前記伝送路の伝達関数を導出する伝達関数導出部と、
前記伝達関数に基づく等化用関数を用いて前記受信信号を等化することで前記等化信号を生成する第１等化部と、
前記第１等化部に与えられる前記等化用関数を遅延させて出力する遅延部と、
前記遅延部の出力に基づいて暫定的に前記受信信号の等化を行う第２等化部と、
前記第２等化部の出力に基づいて前記受信信号に対応する送信信号を推定する送信信号推定部と、を備え、
前記伝達関数導出部は、前記受信信号と前記送信信号推定部による推定送信信号とに基づいて前記伝達関数を導出する
ことを特徴とする等化処理装置。
【請求項３】
伝送路を介して受信された受信信号の等化を行って等化信号を生成する等化処理装置において、
前記伝送路の伝達関数を導出する伝達関数導出部と、
前記伝達関数に基づく等化用関数を遅延させて出力する遅延部と、
前記遅延部による遅延前の等化用関数又は遅延後の等化用関数を用いて前記受信信号を等化する等化部と、
前記等化部の等化結果に基づいて前記受信信号に対応する送信信号を推定する送信信号推定部と、を備え、
第１処理の後に第２処理を実行することで前記等化部にて前記等化信号を生成し、
前記第１処理では、
前記等化部にて前記遅延後の等化用関数を用いて前記受信信号を暫定的に等化させることで暫定等化信号を生成させ、該暫定等化信号を前記送信信号推定部に与えることで前記送信信号推定部にて生成された推定送信信号と前記受信信号とを用いて前記伝達関数導出部に前記伝達関数を導出させ、
前記第２処理では、
前記第１処理で導出された前記伝達関数に基づく前記等化用関数を前記遅延部を介することなく前記等化部に与えることで前記等化部に前記受信信号を等化させ、これによって前記等化信号を生成させる
ことを特徴とする等化処理装置。
【請求項４】
前記伝達関数導出部から出力される前記伝達関数のノイズを低減し、ノイズ低減後の伝達関数を前記等化用関数として生成するノイズ低減部を更に備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載の等化処理装置。
【請求項５】
前記伝達関数導出部は、
前記受信信号が所定の既知信号を受信することで得た信号である場合には、前記受信信号と前記既知信号に基づいて前記伝達関数を導出し、
それ以外の場合には、前記受信信号と前記推定送信信号とに基づいて前記伝達関数を導出する
ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載の等化処理装置。
【請求項６】
請求項１〜請求項５の何れかに記載の等化処理装置を備えた
ことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、等化処理装置及び該等化処理装置を有する受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
［ＯＦＤＭについて］
互いに直交する多数のキャリアを多重化する直交周波数多重分割（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤＭともいう）方式が、様々な通信システムにおいて利用されている。ＯＦＤＭ方式にて伝送されるＯＦＤＭ信号は、図１２（ａ）に示す如く、時間方向に連続する複数のシンボルから形成される。ＯＦＤＭ信号を形成する各シンボルは、互いに直交する複数のサブキャリア（以下、単にキャリアとも言う）より形成されている。送信装置では、夫々のキャリアに対してＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式等による変調を行う。
【０００３】
［ＩＳＤＢ−Ｔ、ＤＡＢについて］
ＯＦＤＭ方式を利用した通信システムの一種では、日本の地上波デジタル放送の採用規格：ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）のように、既知信号がＯＦＤＭ信号に挿入されることがある。この既知信号は、一般にパイロット信号とも呼ばれ、受信装置にとって既知の固定パターンを有する。ＩＳＤＢ−Ｔでは、各々のシンボルに既知信号が挿入される。
【０００４】
一方で、欧州等のＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting；デジタルラジオ放送）のような、各々のシンボルに既知信号が設けられないシステムも存在する。ＤＡＢにおいては、図１２（ｂ）に示す如く、複数のシンボルが伝送フレームを単位としてまとめられている。図１２（ｂ）は、ＤＡＢの或る伝送モードにおける伝送フレームの構成を表している。ＤＡＢにおける１つの伝送フレームにおいて、１番目のシンボルはデータが割り当てられないNullシンボルであり、２番目のシンボルはシンボル内の全てが既知信号である位相基準シンボル（Phase Reference Symbol；以下、ＰＲＳともいう）であり、３番目以降の各シンボルはデータを含み且つ既知信号を含まないシンボルである。ＰＲＳにおける各キャリアはＱＰＳＫ方式により変調される。ＰＲＳ以降の各シンボルに対しては、π／４−ｓｈｉｆｔ  ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying；差動四相位相偏移変調）方式により変調が成される。
【０００５】
［ＱＰＳＫについて］
ＰＳＫ（Phase Shift Keying；位相偏移変調）方式は、信号の位相を変化させることで変調を実現する方式である。ＰＳＫ方式の一種であるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying；四相位相偏移変調）方式では、４つの位相が使用される。
【０００６】
離散的な時刻ｋにおける２つの情報データをａ［ｋ］及びｂ［ｋ］にて表すと、ＱＰＳＫ方式では、情報データａ［ｋ］及びｂ［ｋ］に対し、４種類の位相状態の何れかを有するＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］が割り当てられる。ａ［ｋ］及びｂ［ｋ］の夫々は、０又は１をとる１ビットデータである。ｋは整数である。ａ［ｋ］、ｂ［ｋ］及びｖ［ｋ］は、夫々、時刻ｋにおける第１の情報データ、第２の情報データ及びＱＰＳＫ信号を表している。時刻（ｋ−１）から単位時間が経過した時刻は時刻ｋであり、時刻ｋから単位時間が経過した時刻は時刻（ｋ＋１）である。
【０００７】
複素信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］の信号点は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２）  、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
の何れかとなる。
【０００８】
ＤＡＢにおけるＱＰＳＫ方式では、２ビットの情報データに対して、図１３に示すような４つの位相状態が割り当てられる（図１３は、ＱＰＳＫ方式のコンスタレーションを示す図である）。即ち、ＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］は、
ｖ［ｋ］＝（（１−２ａ［ｋ］）＋ｊ（１−２ｂ［ｋ］））／√２
によって表される。本明細書において、ｊは虚数単位を表し、√２は２の正の平方根を表す。尚、図１３において、表記「００」、「１０」、「１１」及び「０１」の夫々は、２ビットの情報データを表し、それらの各表記において、左側の数値は上位ビットの値を示し、右側の数値は下位ビットの値を示している。
【０００９】
本明細書では、任意の複素信号の実部及び虚部が夫々Ｒｅ及びＩｍで表される場合、その複素信号を“Ｒｅ＋ｊ・Ｉｍ”又は（Ｒｅ，Ｉｍ）によって表すことがある。複素信号において、実部を同相成分と呼ぶと共に虚部を直交成分と呼ぶ。更に、一般的なデジタル変復調の考察において採用されるように、同相成分及び直交成分に夫々Ｉ軸及びＱ軸を割り当てて、複素平面をＩＱ平面と呼ぶ。Ｑ軸は、Ｉ軸を反時計回り方向（位相の進み方向）に９０°だけ回転したものであり、Ｉ軸とＱ軸は、ＩＱ平面の原点で交差する。“Ｒｅ＋ｊ・Ｉｍ”によって表される複素信号がＩＱ平面上に配置されるべき点を信号点（Ｒｅ，Ｉｍ）と表記する。特に記述なき限り、以下の説明文において、信号点とはＩＱ平面上の信号点を指し、原点とはＩＱ平面の原点を指す。
【００１０】
［ＤＱＰＳＫについて］
ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying；差動位相偏移変調）方式では、送信信号の位相の変化によって情報データを送信する。ＤＰＳＫの一種であるπ／４−ｓｈｉｆｔ  ＤＱＰＳＫ（以下、単にＤＱＰＳＫという）方式では、次式（Ａ１）に示すように、キャリアを情報データに基づきＱＰＳＫ方式にて変調した信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］を、前回送信した信号ｘ［ｋ−１］に対して乗算することにより、今回送信すべき信号ｘ［ｋ］を求める。つまり、前回送信した信号と今回送信する信号の位相差に情報を割り当てた変調を行う。
ｘ［ｋ］＝ｘ［ｋ−１］・ｖ［ｋ］                  ・・・（Ａ１）
【００１１】
ｘ［ｋ］及びｘ［ｋ−１］は、ＤＱＰＳＫ方式によって変調された信号であり、それらをＤＱＰＳＫ変調信号と呼ぶ。ｘ［ｋ−１］は、時刻（ｋ−１）におけるＤＱＰＳＫ変調信号であり、ｘ［ｋ］は、時刻ｋにおけるＤＱＰＳＫ変調信号である。尚、１番目のＤＱＰＳＫ信号ｘ［１］は、ｘ［１］＝ｖ［１］とされる（即ち、ＱＰＳＫ信号とされる）。
【００１２】
ＩＱ平面上の任意の信号点に対してＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］を乗算する処理は、該信号点の位置を３１５°、４５°、１３５°又は２２５°だけ回転させる処理に等しい。従って、式（Ａ１）からも分かるように、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点は、図１４（ａ）に示す４つの第１信号点の何れか又は図１４（ｂ）に示す４つの第２信号点の何れかとなり、ＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第１信号点になる状態とＤＱＰＳＫ変調信号の信号点が第２信号点になる状態が交互に発生する。
第１信号点群は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２）  、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
から成り、
第２信号点群は、４つの信号点
（１，０）  、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）
から成る。
【００１３】
ＤＡＢのような、ＯＦＤＭ信号を利用する通信システムにおいてＤＱＰＳＫ方式が用いられる場合には、キャリアごとにＤＱＰＳＫ方式による変調が行われる。即ち例えば、ｋ番目のシンボルにおけるｑ番目のキャリアと（ｋ−１）番目のシンボルにおけるｑ番目のキャリアとの間の位相差に情報を割り当てた変調が行われる（ｋ及びｑは整数）。
【００１４】
［等化について］
送信装置から送信された信号をＸで表すと共に受信装置で受信された信号をＹで表すとすると、これらは、次式（Ａ２）の関係を満たす。ここで、Ｈは伝達関数である。伝達関数Ｈは、マルチパスの影響などによって変化し、伝達関数Ｈに応じて送信信号の位相回転や振幅増減が生じる。尚、式（Ａ２）では、ノイズの影響を無視している。
Ｙ＝Ｈ・Ｘ                                ・・・（Ａ２）
【００１５】
伝達関数は、周波数に依存すると共に、受信装置の移動などにより時間経過で関数値が変化する。よって、受信信号Ｙをそのまま利用して受信処理を行った場合、誤った信号を復調したり受信性能が劣化したりすることがある。そこで、受信装置では、伝達関数Ｈを推定したものである関数Ｈ’を求め、次式（Ａ３）により送信信号Ｘを推定する。このような処理は等化と呼ばれる。Ｘ’は、推定された送信信号であり、推定が理想的に成された場合、Ｘ＝Ｘ’となる。
Ｘ’＝Ｙ／Ｈ’                              ・・・（Ａ３）
【００１６】
Ｈ’は、受信装置で受信された信号Ｙと、推定された送信信号（又は既知信号）Ｘ’'とに基づき、式（Ａ４）により求められる。
Ｈ’＝Ｙ／Ｘ’’                              ・・・（Ａ４）
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００８−１１８１９４号公報
【特許文献２】特開２００８−１７０９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
従来の等化器（等化処理装置）として、信号中に含まれる既知信号（パイロット信号）を用いて伝達関数を算出し、該伝達関数を用いて周波数領域上で等化を行う等化器が知られている（例えば特許文献１参照）。このような等化器では、周波数領域上で等化を行うことで高い等化性能を実現することができる。しかしながら、この等化器は、ＩＳＤＢ−Ｔの如く各々のシンボルに既知信号が含まれていることを想定した等化器であり、ＤＡＢの如く既知信号が含まれないシンボルが存在する場合には、利用できない。
【００１９】
他の等化器として、時間領域においてトランスバーサル型フィルタ等を用いて等化を行う適応等化器が知られている（例えば特許文献２参照）。このような適用等化器によれば、既知信号が１つ１つのシンボルに含まれていない場合においても等化を実現できる。しかしながら、時間領域上で機能するトランスバーサル型フィルタが使用されるため、周波数領域上で等化を行う方法と比べて、必要演算量が多くなると共に等化性能が不十分になりうる。
【００２０】
そこで本発明は、既知信号の有無に依存せず高い等化性能で等化を実現できる等化処理装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明に係る第１の等化処理装置は、伝送路を介して受信された受信信号の等化を行って等化信号を生成する等化処理装置において、前記伝送路の伝達関数を導出する伝達関数導出部と、前記伝達関数に基づく等化用関数を遅延させて出力する遅延部と、前記遅延部の出力を用いて前記受信信号を等化することで前記等化信号を生成する等化部と、前記等化部からの前記等化信号に基づいて前記受信信号に対応する送信信号を推定する送信信号推定部と、を備え、前記伝達関数導出部は、前記受信信号と前記送信信号推定部による推定送信信号とに基づいて前記伝達関数を導出することを特徴とする。
【００２２】
本発明に係る第２の等化処理装置は、伝送路を介して受信された受信信号の等化を行って等化信号を生成する等化処理装置において、前記伝送路の伝達関数を導出する伝達関数導出部と、前記伝達関数に基づく等化用関数を用いて前記受信信号を等化することで前記等化信号を生成する第１等化部と、前記第１等化部に与えられる前記等化用関数を遅延させて出力する遅延部と、前記遅延部の出力に基づいて暫定的に前記受信信号の等化を行う第２等化部と、前記第２等化部の出力に基づいて前記受信信号に対応する送信信号を推定する送信信号推定部と、を備え、前記伝達関数導出部は、前記受信信号と前記送信信号推定部による推定送信信号とに基づいて前記伝達関数を導出することを特徴とする。
【００２３】
本発明に係る第３の等化処理装置は、伝送路を介して受信された受信信号の等化を行って等化信号を生成する等化処理装置において、前記伝送路の伝達関数を導出する伝達関数導出部と、前記伝達関数に基づく等化用関数を遅延させて出力する遅延部と、前記遅延部による遅延前の等化用関数又は遅延後の等化用関数を用いて前記受信信号を等化する等化部と、前記等化部の等化結果に基づいて前記受信信号に対応する送信信号を推定する送信信号推定部と、を備え、第１処理の後に第２処理を実行することで前記等化部にて前記等化信号を生成し、前記第１処理では、前記等化部にて前記遅延後の等化用関数を用いて前記受信信号を暫定的に等化させることで暫定等化信号を生成させ、該暫定等化信号を前記送信信号推定部に与えることで前記送信信号推定部にて生成された推定送信信号と前記受信信号とを用いて前記伝達関数導出部に前記伝達関数を導出させ、前記第２処理では、前記第１処理で導出された前記伝達関数に基づく前記等化用関数を前記遅延部を介することなく前記等化部に与えることで前記等化部に前記受信信号を等化させ、これによって前記等化信号を生成させることを特徴とする。
【００２４】
第１、第２又は第３の等化処理装置によれば、既知信号の有無に依存せずに受信信号の等化を行うことができる。また、周波数領域上で等化を行うことができるため、高い等化性能を実現することが可能である。
【００２５】
また例えば、上記の第１、第２又は第３の等化処理装置に、前記伝達関数導出部から出力される前記伝達関数のノイズを低減し、ノイズ低減後の伝達関数を前記等化用関数として生成するノイズ低減部を更に設けるようにすると良い。
【００２６】
また例えば、上記の第１、第２又は第３の等化処理装置において、前記伝達関数導出部は、前記受信信号が所定の既知信号を受信することで得た信号である場合には、前記受信信号と前記既知信号に基づいて前記伝達関数を導出し、それ以外の場合には、前記受信信号と前記推定送信信号とに基づいて前記伝達関数を導出しても良い。
【００２７】
これにより、既知信号を利用しない場合と比べてより正確な伝達関数を導出することが可能となる。
【００２８】
また例えば、上記の第１、第２又は第３の等化処理装置において、前記受信信号は、ＯＦＤＭを用いて伝送されたＯＦＤＭ信号であっても良く、前記遅延部は、前記ノイズ低減部から出力されるノイズ低減後の伝達関数を、１シンボル分だけ遅延させて出力してもよい。
【００２９】
本発明に係る受信装置は、上記の何れかの等化処理装置を備えている。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、既知信号の有無に依存せず高い等化性能で等化を実現できる等化処理装置及び受信装置を提供することが可能となる。
【００３１】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施形態に係る通信システムの構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係る受信装置の概略ブロック図である。
【図３】図２のＦＦＴ部から出力されるＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１実施例に係る等化処理部の内部ブロック図である。
【図５】本発明の第１実施例に係るノイズ除去部の内部ブロック図である。
【図６】図５の電力算出部にて算出される、時系列上の電力データの様子を示す図（ａ）と、図５の比較抽出部からＦＦＴ部に出力される、時間領域上の伝達関数の電力状況を示す図（ｂ）である。
【図７】本発明の第２実施例に係る等化処理部の内部ブロック図である。
【図８】本発明の第３実施例に係る等化処理部の内部ブロック図である。
【図９】本発明の第４実施例に係る等化処理部の内部ブロック図である。
【図１０】本発明の第５実施例に係る等化処理部の内部ブロック図である。
【図１１】本発明の第６実施例に係る等化処理部の内部ブロック図である。
【図１２】従来技術に係り、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル列を示す図（ａ）と、ＤＡＢにおける伝送フレームの構成を示す図（ｂ）である。
【図１３】従来技術に係り、ＱＰＳＫ方式のコンスタレーションを示す図である。
【図１４】従来技術に係り、ＤＱＰＳＫ方式のコンスタレーションを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。背景技術の説明の欄において上述した事項は、矛盾なき限り、本実施形態にも適用される。仮に、背景技術の説明の欄において上述した事項と本実施形態に記載の事項が矛盾する場合、本実施形態に記載の事項が優先される。
【００３４】
図１に、本発明の実施形態に係る通信システムの構成図を示す。図１の通信システムは、送信装置１及び受信装置２を備える。図２に、受信装置２の概略ブロック図を示す。受信装置２は、例えば、デジタル放送を受信するデジタル放送受信装置である。
【００３５】
図１の通信システムでは、伝送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内にＱ個のサブキャリア（上述したように、サブキャリアを単にキャリアとも言う）を多重化する方式である。Ｑは２以上の整数である。Ｑ個のキャリアの周波数は互いに異なると共に、ＯＦＤＭ方式の規定に従ってＱ個のキャリアは互いに直交している。
【００３６】
送信装置１では、キャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号に応じてキャリアを変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号に基づく無線信号が送信装置１から受信装置２に対して送信される。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含み、第１の情報データａの列及び第２の情報データｂの元となる。本実施形態では、変調方式にＱＰＳＫ方式又はＤＱＰＳＫ方式が用いられることを必要に応じて想定する
【００３７】
受信装置２は、受信アンテナ１１と、ＲＦ部１２と、同期処理部１３と、ＦＦＴ部１４と、等化器又は等化処理装置とも言うべき等化処理部１５と、軟判定部１６と、復号処理部１７と、を備える。
【００３８】
受信アンテナ１１は、送信装置１からの上記無線信号を受信する。ＲＦ部１２は、受信アンテナ１１の受信信号から希望の周波数帯域の信号だけを抽出して、抽出信号の周波数をベースバンド周波数に変換すると共に抽出した信号に対してヒルベルト変換を行い、これらの変換後の抽出信号を同期処理部１３に出力する。
【００３９】
ＲＦ部１２の出力信号は、時間方向に連続する複数のシンボルから形成されたＯＦＤＭ信号である。同期処理部１３は、ＲＦ部１２の出力信号から各シンボルについての信号を抜き出す同期処理を行うと共に必要な周波数補正等の処理も行い、それらの処理後のＯＦＤＭ信号をＦＦＴ部１４に出力する。
【００４０】
ＦＦＴ部１４は、同期処理部１３から出力される時間領域上のＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を用いて周波数領域上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数領域上のＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ部１４から等化処理部１５に出力される。
【００４１】
等化処理部１５は、ＦＦＴ部１４からのＯＦＤＭ信号に含まれている歪みを除去するための等化処理を実行し、等化処理後のＯＦＤＭ信号を出力する。この歪みは、伝送路上で発生したマルチパス等に起因する歪みである。本実施形態において、伝送路とは、送信装置１及び受信装置２間の伝送路を指す。
【００４２】
軟判定部１６は、等化処理後のＯＦＤＭ信号である等化処理部１５の出力信号に基づき、各シンボルにおける各キャリアの情報データを軟判定し、その軟判定の結果を表す軟判定値を復号処理部１７に出力する。復号処理部１７は、軟判定部１６からの軟判定値に基づきビタビ復号を行うことにより、変調に用いた第１の情報データａ及び第２の情報データｂの値が「０」であるのか或いは「１」であるのかを最終的に判断する。
【００４３】
情報データａ及びｂは、例えば、映像信号や音声信号を符号化したＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化データである。復号処理部１７にて復元されたＭＰＥＧ符号化データは、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置２は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。
【００４４】
尚、復号処理部１７によるビタビ復号の前に、デインタリーブ処理部（不図示）でデインタリーブ処理を行うようにしても良い。或いは、該デインタリーブ処理部を軟判定部１６の前段に設けるようにしても良い。また、復号処理部１７の出力をリードソロモン復号部（不図示）に与え、リードソロモン符号の復号を行うようにしても良い。
【００４５】
ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、図３に示す如く、周波数方向及び時間方向に二次元配列された信号（以下、二次元配列された各信号をキャリア信号という）から成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。尚、周波数方向及び時間方向は夫々キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。
【００４６】
時間方向に対応するシンボル番号（時間番号）を変数ｋで表し、周波数方向に対応するキャリア番号を変数ｑで表す。ｋは１以上の整数をとり、ｑは１以上且つＱ以下の整数をとるものとする。Ｑは、ＯＦＤＭ信号を形成するキャリアの総本数である。上述したように、ＯＦＤＭ信号を形成するＱ本のキャリアの周波数は互いに異なり且つ該Ｑ本のキャリアは互いに直交する。ｑが増大するほど、対応するキャリアの周波数は増大するものとする。ｋは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位として考えた離散的な時刻を表す。ＯＦＤＭ信号のシンボル長分の時間を単位時間とし、時刻ｋから単位時間が経過した時刻が時刻（ｋ＋１）である。ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、シンボル番号ｋ及びキャリア番号ｑにおけるキャリア位置を記号［ｋ，ｑ］にて表す。また、この記号は、キャリアそのものを表す記号としても用いられることがある。即ち、シンボル番号ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリアをキャリア［ｋ，ｑ］と表記することがある。
【００４７】
更に、キャリア位置［ｋ，ｑ］に配置されたキャリア信号をｙ［ｋ，ｑ］にて表す。シンボル番号ｋにおけるキャリア番号ｑのキャリアによる信号を、ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号より抽出したものが、キャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］である。従って、ＯＦＤＭシンボル列を形成する各シンボルは、Ｑ個のキャリア信号から成る。即ち例えば、ＯＦＤＭシンボル列の内、時刻ｋにおけるシンボルは、Ｑ個のキャリア信号ｙ［ｋ，１］〜ｙ［ｋ，Ｑ］から成る。
【００４８】
送信装置１では、各シンボルにおいて、各キャリアを２つの情報データにて変調することでＱＰＳＫ信号を生成する。シンボル番号ｋ及びキャリア番号ｑにおけるＱＰＳＫ信号をｖ［ｋ，ｑ］にて表し、シンボル番号ｋ及びキャリア番号ｑにおける情報データａ及びｂをａ［ｋ，ｑ］及びｂ［ｋ，ｑ］にて表す。ａ［ｋ，ｑ］及びｂ［ｋ，ｑ］の夫々は、０又は１をとる１ビットデジタルデータである。ａ［ｋ，ｑ］は上位ビットに対応し、ｂ［ｋ，ｑ］は下位ビットに対応する。
【００４９】
上述したＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ］と同様、複素信号であるＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ，ｑ］の信号点は、４つの信号点
（−１／√２，１／√２）  、（１／√２，１／√２）、
（−１／√２，−１／√２）、（１／√２，−１／√２）
の何れかとなる。
【００５０】
送信装置１は、図１３に示す如く、
ｖ［ｋ，ｑ］＝（（１−２ａ［ｋ，ｑ］）＋ｊ（１−２ｂ［ｋ，ｑ］））／√２
となるように、ＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ，ｑ］を生成する。上述したように、本明細書において、ｊは虚数単位を表し、√２は２の正の平方根を表す。
【００５１】
送信装置１は、ＱＰＳＫ信号ｖ［ｋ，ｑ］を、そのまま送信信号ｘ［ｋ，ｑ］として受信装置１に送出することができる。この場合、ｖ［ｋ，ｑ］＝ｘ［ｋ，ｑ］である。
【００５２】
或いは、ＤＱＰＳＫ方式に従う送信信号ｘ［ｋ，ｑ］を受信装置１に送出することができる。ＤＱＰＳＫ方式を利用する場合、送信装置１では、キャリアごとにＤＱＰＳＫ方式による変調を行うことができる。この場合、ｘ［ｋ，ｑ］＝ｘ［ｋ−１，ｑ］・ｖ［ｋ，ｑ］である。
【００５３】
等化処理部１５は、シンボルごとに且つキャリアごとに等化処理を実行する。また、キャリア信号ｙ［ｋ，ｑ］を受信信号ｙ［ｋ，ｑ］とも呼ぶ。受信信号に等化処理を施すことで得た信号、即ち等化処理後の受信信号を等化信号と呼び、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］の等化信号を特にｘ’［ｋ，ｑ］にて表す。シンボルごとに且つキャリアごとに導出された等化信号（ｘ’［１，１］〜［１，Ｑ］、ｘ’［２，１］〜［２，Ｑ］、・・・）は等化処理部１５から軟判定部１６に出力され、その等化信号に基づき、軟判定部１６における軟判定が実行される。
【００５４】
等化処理部１５は特徴的な機能を有し、以下に、等化処理部１５の構成及び動作例を第１〜第６実施例として示す。本実施形態において上述した事項が、以下の各実施例に適用される。尚、矛盾なき限り、或る実施例に記載した事項を他の実施例に適用することも可能である。
【００５５】
＜＜第１実施例＞＞
第１実施例を説明する。第１実施例は、ＯＦＤＭ信号に既知信号が挿入されていない場合を想定している（但し、挿入されていても良い）。既知信号とは、受信信号２にとって既知の固定パターンを有する信号であり、一般にパイロット信号とも呼ばれている。図４は、第１実施例に係る等化処理部１５ａの内部ブロック図である。第１実施例では、等化処理部１５ａが図２の等化処理部１５として用いられる。等化処理部１５ａは、符号３１〜３５によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、等化部３１及び伝達関数算出部３３に入力される。
【００５６】
等化部３１は、キャリアごとに、遅延部３５から出力される伝達関数を用いてＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号を等化することにより等化信号を生成して出力する。参照点算出部３２は、送信信号推定部としての機能を有し、等化部３１から出力される等化信号に基づきキャリアごとに送信信号を推定して出力する。伝達関数算出部３３は、ＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号と参照点算出部３２から出力される推定された送信信号とに基づき、キャリアごとに伝達関数を算出して出力する。ノイズ除去部３４は、伝達関数算出部３３から出力された伝達関数に含まれるノイズを除去し、ノイズ除去後の伝達関数を出力する。遅延部３５は、ノイズ除去部３４から出力されるノイズ除去後の伝達関数を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させ、その遅延の成された伝達関数を等化部３１に出力する。
【００５７】
以下、或るキャリアについての受信信号であるｙ［ｋ，ｑ］に注目し、ｙ［ｋ，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成する処理を具体的に説明する。シンボル番号ｋのシンボルを今回のシンボルと捉え、シンボル番号（ｋ−１）のシンボルを前回のシンボルと捉え、シンボル番号（ｋ＋１）のシンボルを次回のシンボルと捉える（後述の他の実施例においても同様）。便宜上、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成する区間を現シンボル区間と呼び、受信信号ｙ［ｋ−１，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ−１，ｑ］を生成する区間を前シンボル区間と呼び、受信信号ｙ［ｋ＋１，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ＋１，ｑ］を生成する区間を次シンボル区間と呼ぶ（後述の他の実施例においても同様）。
【００５８】
現シンボル区間において、伝達関数算出部３３から出力される伝達関数をｈ0［ｋ，ｑ］にて表し、ノイズ低減部３４から出力される伝達関数をｈ1［ｋ，ｑ］にて表し、遅延部３５から出力される伝達関数をｈ1［ｋ−１，ｑ］にて表す。前シンボル区間において、受信信号ｙ［ｋ−１，ｑ］を用いて伝達関数算出部３３により伝達関数ｈ0［ｋ−１，ｑ］が求められ、ノイズ除去部３４により伝達関数ｈ0［ｋ−１，ｑ］のノイズが除去されることで伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が求められている。この伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が現シンボル区間において遅延部３５から出力される。以下の説明は、特に記述なき限り、現シンボル区間における動作の説明である。
【００５９】
等化部３１は、遅延部３５から出力される伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］を用いて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］を等化することにより等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成して出力する。例えば、下記式（Ｂ１）により等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を求めることができる。
ｘ'［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］／ｈ1［ｋ−１，ｑ］    ・・・（Ｂ１）
【００６０】
或いは、ｈ1［ｋ−１，ｑ］の複素共役数であるｈ1*［ｋ−１，ｑ］を用い、下記式（Ｂ２）によりｘ’［ｋ，ｑ］を求めるようにしても良い。これにより、除算の実行が回避され、必要演算量の低減やハードウェアの小型化を図ることが可能となる。更に或いは、下記式（Ｂ３）によりｘ’［ｋ，ｑ］を求めるようにしても良い。式（Ｂ３）を用いれば、受信信号の振幅変動の影響を除去することができる。｜ｈ1［ｋ−１，ｑ］｜は、複素信号として表現されるｈ1［ｋ−１，ｑ］の大きさ（振幅）を表している。
ｘ'［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｈ1*［ｋ−１，ｑ］    ・・・（Ｂ２）
ｘ'［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・｜ｈ1［ｋ−１，ｑ］｜／ｈ1［ｋ−１，ｑ］
・・・（Ｂ３）
【００６１】
参照点算出部３２は、等化部３１からの等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］に基づいて、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］に対応する送信信号ｘ［ｋ，ｑ］を推定する。参照点算出部３２において送信信号ｘ［ｋ，ｑ］を推定した信号をｘE［ｋ，ｑ］にて表す。推定が理想的に成された場合、ｘE［ｋ，ｑ］＝ｘ［ｋ，ｑ］である。参照点算出部３２は、コンスタレーション上において等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］に最も近い送信信号を特定し、その特定した送信信号をｘE［ｋ，ｑ］として推定することができる。
【００６２】
例えば、送信装置１にてＱＰＳＫ方式により各キャリアが変調されている場合、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］の信号点は、“（１／√２，１／√２）”、“（−１／√２，１／√２）”、“（−１／√２，−１／√２）”及び“（１／√２，−１／√２）”の何れかである。従って、ＱＰＳＫ方式により各キャリアが変調されている場合において、例えば等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］の信号点が（０．３，０．８）であるならば“ｘE［ｋ，ｑ］＝（１＋ｊ）／√２”とされ、等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］の信号点が（−０．３，０．８）であるならば“ｘE［ｋ，ｑ］＝（−１＋ｊ）／√２”とされる。
【００６３】
或いは例えば、送信装置１にてＤＱＰＳＫ方式により各キャリアが変調されている場合、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］の信号点は、図１４（ａ）に示す第１信号点の何れか、又は、図１４（ｂ）に示す第２信号点の何れかとなる。従って、ＤＱＰＳＫ方式により各キャリアが変調されている場合において、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］の信号点が第１信号点の何れかであるとき、例えば等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］の信号点が（０．３，０．８）であるならば“ｘE［ｋ，ｑ］＝（１＋ｊ）／√２”とされる。同様に考えて、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］の信号点が第２信号点の何れかであるとき、例えば等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］の信号点が（０．３，０．８）であるならば“ｘE［ｋ，ｑ］＝０＋ｊ”とされる。
【００６４】
伝達関数算出部３３は、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］と推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］に基づき、キャリア［ｋ，ｑ］の伝送時における伝送路の伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］を算出する。具体的には例えば、“ｈ0［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］／ｘE［ｋ，ｑ］”に従って、ｈ0［ｋ，ｑ］を算出することができる。或いは、“ｈ0［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｘE*［ｋ，ｑ］”に従って、ｈ0［ｋ，ｑ］を算出するようにしても良い。ｘE*［ｋ，ｑ］は、ｘE［ｋ，ｑ］の複素共役数である。
【００６５】
ノイズ除去部３４は、伝達関数算出部３３にて求められた伝達関数に含まれるノイズを除去する。尚、ノイズ除去部３４（及び後述の他の実施例におけるノイズ除去部）で実行されるノイズの除去とは、ノイズの全部又は一部の除去を意味し、ノイズの除去をノイズの低減と言い換えることもできる。
【００６６】
伝達関数のノイズを除去する方法として、公知の方法（例えば特開２００８−１１８１９４号公報に記載の方法）を含む任意の方法を利用することができる。図５に、ノイズ除去部３４として用いることのできるノイズ除去部３４ａの内部ブロック図を示す。
【００６７】
ノイズ除去部３４ａは、符号４１〜４４によって参照される各部位を備える。ノイズ除去部３４ａは、シンボルごとに伝達関数のノイズ除去を行う。伝達関数算出部３３によって算出された１シンボル分の伝達関数ｈ0［ｋ，１］〜ｈ0［ｋ，Ｑ］がＩＦＦＴ部４１に入力される。ＩＦＦＴ部４１は、入力された周波数領域上の伝達関数ｈ0［ｋ，１］〜ｈ0［ｋ，Ｑ］を、逆高速フーリエ変換によって時間領域上の伝達関数に変換する。この変換によって、時間領域上の伝達関数である、時系列上に並ぶＴ個の伝達関数ｈ0’［ｋ，ｔ］が得られてＩＦＦＴ部４１より出力される（Ｔ＝Ｑである）。
【００６８】
電力算出部４２は、複素信号として表現されている、時間領域上のＴ個の伝達関数ｈ0’［ｋ，ｔ］の夫々の電力を算出する。Ｔ個の伝達関数ｈ0’［ｋ，ｔ］の内の、ｉ番目の伝達関数をｈ0’［ｋ，ｔi］にて表すと共に、伝達関数ｈ0’［ｋ，ｔi］に対して算出された電力をＰ［ｋ，ｔi］で表す（ｉは整数）。比較抽出部４３は、算出された各電力Ｐ［ｋ，ｔ1］〜Ｐ［ｋ，ｔT］と所定の閾値ＰTHを比較し（ＰTH＞０）、電力が閾値ＰTHより大きくなる成分を、ＩＦＦＴ部４１の出力値ｈ0’［ｋ，ｔ1］〜ｈ0’［ｋ，ｔT］から抽出してそのままＦＦＴ部４４に出力する。一方で、電力が閾値ＰTH以下である成分については、ノイズ成分であるとみなし、ＩＦＦＴ部４１の出力値をゼロに修正してからＦＦＴ部４４に出力する。ＩＦＦＴ部４１の出力値ｈ0’［ｋ，ｔi］に対応する比較抽出部４３の出力値をｈ0’’［ｋ，ｔi］で表す。そうすると、
“ｈ0’［ｋ，ｔi］＞ＰTH”ならば“ｈ0’’［ｋ，ｔi］＝ｈ0’［ｋ，ｔi］”とされ、“ｈ0’［ｋ，ｔi］≦ＰTH”ならば“ｈ0’’［ｋ，ｔi］＝０”とされる。
【００６９】
従って例えば、電力Ｐ［ｋ，ｔ1］〜Ｐ［ｋ，ｔT］の内、図６（ａ）の符号３１１〜３１３に対応する電力Ｐ［ｋ，ｔA］、Ｐ［ｋ，ｔB］及びＰ［ｋ，ｔC］のみが閾値ＰTHよりも大きい場合には、ＩＦＦＴ部４１から出力されるｈ0’［ｋ，ｔA］、ｈ0’［ｋ，ｔB］及びｈ0’［ｋ，ｔC］がそのままｈ0’’［ｋ，ｔA］、ｈ0’’［ｋ，ｔB］及びｈ0’’［ｋ，ｔC］として比較抽出部４３からＦＦＴ部４４に出力される（ｔA、ｔB及びｔCは、Ｔ以下の互いに異なる自然数）。一方で、ＩＦＦＴ部４１の出力値ｈ0’［ｋ，ｔ1］〜ｈ0’［ｋ，ｔT］の内、ｈ0’［ｋ，ｔA］、ｈ0’［ｋ，ｔB］及びｈ0’［ｋ，ｔC］以外の値にはゼロが代入されるため、比較抽出部４３の出力値ｈ0’’［ｋ，ｔ1］〜ｈ0’’［ｋ，ｔT］の内、ｈ0’’［ｋ，ｔA］、ｈ0’’［ｋ，ｔB］及びｈ0’’［ｋ，ｔC］以外の値はゼロとなる。図６（ｂ）は、比較抽出部４３からＦＦＴ部４４に出力される、時間領域上の伝達関数の電力状況を表している。尚、閾値ＰTHを、電力Ｐ［ｋ，ｔ1］〜Ｐ［ｋ，ｔT］の内の最大値に基づいて決定することができる。例えば、その最大値から正の一定値を引いた値を閾値ＰTHに設定するようにしても良い。
【００７０】
ＦＦＴ部４４は、比較抽出部４３から出力される時間領域上の伝達関数ｈ0’’［ｋ，ｔ1］〜ｈ0’’［ｋ，ｔT］を、高速フーリエ変換を用いて周波数領域上の伝達関数ｈ1［ｋ，１］〜ｈ1［ｋ，Ｑ］に変換する。ＦＦＴ部４４にて得られた伝達関数は、ノイズ除去後の伝達関数としてノイズ除去部３４ａより出力される。
【００７１】
図４の遅延部３５は、ノイズ除去部３４（又は３４ａ）から出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させてから出力する。従って、現シンボル区間においてノイズ除去部３４（又は３４ａ）から出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］は、次シンボル区間において遅延部３５から等化部３１に出力されて受信信号ｙ［ｋ＋１，ｑ］の等化に利用される。
【００７２】
第１実施例に係る等化処理部によれば、既知信号が各シンボルに含まれていない場合においても良好な等化が可能となる。また、時間領域においてトランスバーサル型フィルタ等を用いて等化を行う適応等化器と比べて、必要演算量が少なくなり、ハードウェアの小型化、消費電力の低減及び演算時間の短縮などが図られると共に、周波数領域上で等化を行うことで高い等化性能を実現できる。更に、第１実施例では、前回のシンボルで求めた伝達関数（ｈ1［ｋ−１，ｑ］）を用いて今回のシンボルの受信信号（ｙ［ｋ，ｑ］）の等化を行うため、等化信号を即座に出力することができる。
【００７３】
尚、等化処理部１５ａにて算出される伝達関数の情報を軟判定部１６（図２）に与えるようにしても良い（後述する他の実施例においても同様）。これにより、復号処理部１７における符号訂正能力を向上させることも可能となる。
【００７４】
＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。第２実施例は、ＯＦＤＭ信号に既知信号が挿入されている場合を想定している。図７は、第２実施例に係る等化処理部１５ｂの内部ブロック図である。第２実施例では、等化処理部１５ｂが図２の等化処理部１５として用いられる。等化処理部１５ｂは、符号３１〜３６によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、等化部３１及び伝達関数算出部３３に入力される。等化処理部１５ｂに設けられた等化部３１、参照点算出部３２、伝達関数算出部３３、ノイズ除去部３４及び遅延部３５の構成及び動作は、基本的に第１実施例におけるそれらと同様であり、矛盾無き限り第１実施例の記載が第２実施例にも適用される。以下、第１実施例との相違点のみを説明する。
【００７５】
等化処理部１５ｂにおける伝達関数算出部３３は、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合（即ち、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］が既知信号である場合）、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］と受信信号ｙ［ｋ，ｑ］に対応する既知信号ｒ［ｋ，ｑ］に基づき、キャリア［ｋ，ｑ］の伝送時における伝送路の伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］を算出する。具体的には例えば、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合、“ｈ0［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］／ｒ［ｋ，ｑ］”に従って、或いは、“ｈ0［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｒ*［ｋ，ｑ］”に従って、ｈ0［ｋ，ｑ］を算出することができる。ｒ*［ｋ，ｑ］は、ｒ［ｋ，ｑ］の複素共役数である。
【００７６】
受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号ではない場合（即ち、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］が既知信号ではない場合）における伝達関数算出部３３の動作は、第１実施例のそれと同じである。
【００７７】
切替部３６は、既知信号ｒ［ｋ，ｑ］又は参照点算出部３２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を択一的に伝達関数算出部３３に出力する。具体的には、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合には既知信号ｒ［ｋ，ｑ］を伝達関数算出部３３に出力し、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号でない場合には参照点算出部３２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を伝達関数算出部３３に出力する。
【００７８】
既知信号の同相成分及び直交成分の値は、等化処理部１５ｂに予め与えられており、ｋ及びｑの値から等化処理部１５ｂにて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号であるか否かを判断できるように、送信装置１及び受信装置２間で予め取り決めがなされている（後述の他の実施例においても同様）。
【００７９】
既知信号が割り当てられるシンボル及びキャリアは任意である。時間方向及び／又は周波数方向において一定の間隔で既知信号が割り当てられていても良く、ＩＳＤＢ−Ｔの如く、既知信号としてのスキャッタードパイロット信号がＯＦＤＭ信号に含まれていても良い。また、ＤＡＢの如く、或る特定のシンボルにだけ全キャリアに既知信号を割り当てる一方で他のシンボルには一切既知信号を割り当てないようにしても良い。後者の場合（ＤＡＢの場合）には、より正確に各キャリアの伝達関数を求めることが可能となる。上述の既知信号についての説明は、既知信号を利用する後述の他の実施例にも適用される。
【００８０】
第２実施例によっても第１実施例と同様の効果が得られる。更に、第２実施例では、既知信号が受信された場合、それを利用して伝達関数を算出するため、既知信号を利用しない場合と比べてより正確な伝達関数を推定することが可能となる。
【００８１】
＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。第３実施例は、ＯＦＤＭ信号に既知信号が挿入されていない場合を想定している（但し、挿入されていても良い）。図８は、第３実施例に係る等化処理部１５ｃの内部ブロック図である。第３実施例では、等化処理部１５ｃが図２の等化処理部１５として用いられる。等化処理部１５ｃは、符号６１〜６６によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、暫定等化部６１、伝達関数算出部６３及び本等化部６６に入力される。
【００８２】
暫定等化部６１は、キャリアごとに、遅延部６５から出力される伝達関数を用いてＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号を暫定的に等化することにより暫定等化信号を生成して出力する。参照点算出部６２は、送信信号推定部としての機能を有し、暫定等化部６１から出力される暫定等化信号に基づきキャリアごとに送信信号を推定して出力する。伝達関数算出部６３は、ＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号と参照点算出部６２から出力される推定された送信信号とに基づき、キャリアごとに伝達関数を算出して出力する。ノイズ除去部６４は、伝達関数算出部６３から出力された伝達関数に含まれるノイズを除去し、ノイズ除去後の伝達関数を出力する。遅延部６５は、ノイズ除去部６４から出力されるノイズ除去後の伝達関数を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させ、その遅延の成された伝達関数を暫定等化部６１に出力する。本等化部６６は、キャリアごとに、ノイズ除去部６４から出力される伝達関数を用いてＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号を等化することにより等化信号を生成して出力する。本等化部６６にて生成された等化信号が最終的な等化信号として、軟判定部１６に出力される。
【００８３】
以下、或るキャリアについての受信信号であるｙ［ｋ，ｑ］に注目し、ｙ［ｋ，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成する処理を具体的に説明する。
【００８４】
現シンボル区間において、伝達関数算出部６３から出力される伝達関数をｈ0［ｋ，ｑ］にて表し、ノイズ低減部６４から出力される伝達関数をｈ1［ｋ，ｑ］にて表し、遅延部６５から出力される伝達関数をｈ1［ｋ−１，ｑ］にて表す。前シンボル区間において、受信信号ｙ［ｋ−１，ｑ］を用いて伝達関数算出部６３により伝達関数ｈ0［ｋ−１，ｑ］が求められ、ノイズ除去部６４により伝達関数ｈ0［ｋ−１，ｑ］のノイズが除去されることで伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が求められている。この伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が現シンボル区間において遅延部６５から出力される。以下の説明は、特に記述なき限り、現シンボル区間における動作の説明である。
【００８５】
暫定等化部６１は、遅延部６５から出力される伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］を用いて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］を等化することにより暫定等化信号ｘ’’［ｋ，ｑ］を生成して出力する。例えば、下記式（Ｃ１）、（Ｃ２）又は（Ｃ３）に従ってｘ’’［ｋ，ｑ］を求めることができる。
ｘ’’［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］／ｈ1［ｋ−１，ｑ］    ・・・（Ｃ１）
ｘ’’［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｈ1*［ｋ−１，ｑ］    ・・・（Ｃ２）
ｘ’’［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・｜ｈ1［ｋ−１，ｑ］｜／ｈ1［ｋ−１，ｑ］
・・・（Ｃ３）
【００８６】
参照点算出部６２は、暫定等化部６１からの暫定等化信号ｘ''［ｋ，ｑ］に基づいて、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］に対応する送信信号ｘ［ｋ，ｑ］を推定する。参照点算出部６２において送信信号ｘ［ｋ，ｑ］を推定した信号をｘE［ｋ，ｑ］にて表す。推定が理想的に成された場合、ｘE［ｋ，ｑ］＝ｘ［ｋ，ｑ］である。暫定等化信号ｘ''［ｋ，ｑ］に基づくｘE［ｋ，ｑ］の算出方法は、図４の参照点算出部３２による等化信号ｘ'［ｋ，ｑ］に基づくｘE［ｋ，ｑ］の算出方法と同様である。
【００８７】
伝達関数算出部６３は、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］と参照点算出部６２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］に基づき、図４の伝達関数算出部３３と同様の方法にて、キャリア［ｋ，ｑ］の伝送時における伝送路の伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］を算出する。
【００８８】
ノイズ除去部６４は、伝達関数算出部６３から出力される伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］のノイズを除去することで、ノイズ除去後の伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を生成する。ｈ0［ｋ，ｑ］からｈ1［ｋ，ｑ］を生成する方法は、第１実施例のそれと同様である。
【００８９】
遅延部６５は、ノイズ除去部６４から出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させてから出力する。従って、現シンボル区間においてノイズ除去部６４から出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］は、次シンボル区間において遅延部６５から暫定等化部６１に出力されて受信信号ｙ［ｋ＋１，ｑ］の暫定的な等化に利用される。
【００９０】
本等化部６６は、ノイズ除去部６４から出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を用いて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］を等化することにより等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成して出力する。本等化部６６は、例えば、下記式（Ｃ４）、（Ｃ５）又は（Ｃ６）に従ってｘ’［ｋ，ｑ］を求めることができる。ここで、ｈ1*［ｋ，ｑ］はｈ1［ｋ，ｑ］の複素共役数であり、｜ｈ1［ｋ，ｑ］｜は複素信号として表現されるｈ1［ｋ，ｑ］の大きさ（振幅）を表している。
ｘ’［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］／ｈ1［ｋ，ｑ］    ・・・（Ｃ４）
ｘ’［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・ｈ1*［ｋ，ｑ］    ・・・（Ｃ５）
ｘ’［ｋ，ｑ］＝ｙ［ｋ，ｑ］・｜ｈ1［ｋ，ｑ］｜／ｈ1［ｋ，ｑ］  ・・・（Ｃ６）
【００９１】
第３実施例によっても第１実施例と同様の効果が得られる。また、第１又は第２実施例では、前回のシンボルで求めた伝達関数（ｈ1［ｋ−１，ｑ］）を用いて今回のシンボルの受信信号（ｙ［ｋ，ｑ］）の等化を行っているのに対し、第３実施例では、前回のシンボルで求めた伝達関数（ｈ1［ｋ−１，ｑ］）を基に、暫定的な等化等を介して今回のシンボルに対する伝達関数（ｈ1［ｋ，ｑ］）を求め、これによって最終的な等化を行っている。このため、第１又は第２実施例と比べて、より正確に伝達関数を推定することが可能となる。
【００９２】
尚、以下のような伝達関数更新処理を等化処理部１５ｃにて行うようにしても良い。伝達関数更新処理では、上述の如くしてノイズ除去部６４にて一旦算出された伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を例外的に遅延部６５を介することなく暫定等化部６１に与え、その伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］をｈ1［ｋ−１，ｑ］の代わりに用いた上で、暫定等化部６１、参照点算出部６２、伝達関数算出部６３及びノイズ除去部６４により、再度、ｘ'’［ｋ，ｑ］、ｘE［ｋ，ｑ］、ｈ0［ｋ，ｑ］及びｈ1［ｋ，ｑ］を算出させる。
【００９３】
１回の伝達関数更新処理の実行によって、ノイズ除去部６４より出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］は１回更新される。１回の伝達関数更新処理の実行で得られた最新の伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を用いて本等化部６６にて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］を等化することにより等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成しても良いし、伝達関数更新処理を複数回繰り返し実行することで得られた最新の伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を用いて本等化部６６にて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］を等化することにより等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成しても良い。このような伝達関数更新処理を用いることで、伝達関数をより正確に推定することが可能となる。
【００９４】
＜＜第４実施例＞＞
第４実施例を説明する。第４実施例は、ＯＦＤＭ信号に既知信号が挿入されている場合を想定している。図９は、第４実施例に係る等化処理部１５ｄの内部ブロック図である。第４実施例では、等化処理部１５ｄが図２の等化処理部１５として用いられる。等化処理部１５ｄは、符号６１〜６７によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、暫定等化部６１、伝達関数算出部６３及び本等化部６６に入力される。等化処理部１５ｄに設けられた暫定等化部６１、参照点算出部６２、伝達関数算出部６３、ノイズ除去部６４、遅延部６５及び本等化部６６の構成及び動作は、基本的に第３実施例におけるそれらと同様であり、矛盾無き限り第３実施例の記載が第４実施例にも適用される。以下、第３実施例との相違点のみを説明する。
【００９５】
等化処理部１５ｄにおける伝達関数算出部６３は、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合（即ち、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］が既知信号である場合）、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］と受信信号ｙ［ｋ，ｑ］に対応する既知信号ｒ［ｋ，ｑ］に基づき、第２実施例の伝達関数算出部３３と同様の方法にて、伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］を算出する。一方、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号ではない場合（即ち、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］が既知信号ではない場合）における伝達関数算出部６３の動作は、第３実施例のそれと同じである。
【００９６】
切替部６７は、既知信号ｒ［ｋ，ｑ］又は参照点算出部６２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を択一的に伝達関数算出部６３に出力する。具体的には、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合には既知信号ｒ［ｋ，ｑ］を伝達関数算出部６３に出力し、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号でない場合には参照点算出部６２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を伝達関数算出部６３に出力する。
【００９７】
第４実施例によれば、第１及び第３実施例（図４及び図８参照）と同様の効果を得ることができると共に、第２実施例（図７参照）と同様の効果を得ることもできる。
【００９８】
＜＜第５実施例＞＞
第５実施例を説明する。図８の等化処理部１５ｃでは、等化を行う等化部が２つに分かれているが、この２つの等化部（暫定等化部６１及び本等化部６６）を１つに統合し、１つの等化部へ入力される伝達関数を切り替えることで第３実施例と同等の等化処理部を形成するようにしても良い。このような統合が適用された等化処理部の構成例を第５実施例において説明する。第５実施例は、ＯＦＤＭ信号に既知信号が挿入されていない場合を想定している（但し、挿入されていても良い）。
【００９９】
図１０は、第５実施例に係る等化処理部１５ｅの内部ブロック図である。第５実施例では、等化処理部１５ｅが図２の等化処理部１５として用いられる。等化処理部１５ｅは、符号８１〜８６によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、等化部８１及び伝達関数算出部８３に入力される。
【０１００】
等化部８１は、遅延部８５からの伝達関数が等化部８１に入力されている場合には、図８の暫定等化部６１として機能し、キャリアごとに、遅延部８５から出力される伝達関数を用いてＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号を暫定的に等化することにより暫定等化信号を生成して出力する。一方、遅延部８５を介することなくノイズ除去部８４からの伝達関数が等化部８１に入力されている場合、等化部８１は、図８の本等化部６６として機能し、キャリアごとに、ノイズ除去部８４から出力される伝達関数を用いてＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号を等化することにより等化信号を生成して出力する。この等化信号は、最終的な等化信号として、軟判定部１６に出力される。
【０１０１】
参照点算出部８２は、送信信号推定部としての機能を有し、等化部８１から出力される暫定等化信号に基づきキャリアごとに送信信号を推定して出力する。伝達関数算出部８３は、ＦＦＴ部１４から出力されるキャリア信号と参照点算出部８２から出力される推定された送信信号とに基づき、キャリアごとに伝達関数を算出して出力する。ノイズ除去部８４は、伝達関数算出部８３から出力された伝達関数に含まれるノイズを除去し、ノイズ除去後の伝達関数を出力する。遅延部８５は、ノイズ除去部８４から出力されるノイズ除去後の伝達関数を単位時間分（即ち１シンボル分）だけ遅延させ、その遅延の成された伝達関数を切替部８６に出力する。切替部８６は、ノイズ低減部８４から出力される伝達関数又は遅延部８５から出力される伝達関数を択一的に等化部８１に出力する。
【０１０２】
以下、或るキャリアについての受信信号であるｙ［ｋ，ｑ］に注目し、ｙ［ｋ，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成する処理を具体的に説明する。
【０１０３】
現シンボル区間において、伝達関数算出部８３から出力される伝達関数をｈ0［ｋ，ｑ］にて表し、ノイズ低減部８４から出力される伝達関数をｈ1［ｋ，ｑ］にて表し、遅延部８５から出力される伝達関数をｈ1［ｋ−１，ｑ］にて表す。前シンボル区間において、受信信号ｙ［ｋ−１，ｑ］を用いて伝達関数算出部８３により伝達関数ｈ0［ｋ−１，ｑ］が求められ、ノイズ除去部８４により伝達関数ｈ0［ｋ−１，ｑ］のノイズが除去されることで伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が求められている。この伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が現シンボル区間において遅延部８５から出力される。以下の説明は、特に記述なき限り、現シンボル区間における動作の説明である。
【０１０４】
受信信号ｙ［ｋ，ｑ］から等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成する処理は、第１処理と第２処理に大別され、第１処理の後に第２処理が実行されることで、ｘ’［ｋ，ｑ］が得られる。第１処理の後に第２処理が実行されるように、等化部８１、参照点算出部８２、伝達関数算出部８３、ノイズ除去部８４、遅延部８５及び切替部８６を制御する制御部（不図示）が等化処理部１５ｅに内在している、と考えることもできる。
【０１０５】
第１処理では、遅延部８５からの伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］が切替部８６を介して等化部８１に与えられ、等化部８１、参照点算出部８２、伝達関数算出部８３及びノイズ除去部８４が夫々図８の暫定等化部６１、参照点算出部６２、伝達関数算出部６３及びノイズ除去部６４と同様の動作を行うことでｘ''［ｋ，ｑ］、ｘE［ｋ，ｑ］、ｈ0［ｋ，ｑ］及びｈ1［ｋ，ｑ］を得る。即ち、第１処理では、
等化部８１が遅延部８５からの伝達関数ｈ1［ｋ−１，ｑ］とＦＦＴ部１４からの受信信号ｙ［ｋ，ｑ］に基づき、図８の暫定等化部６１と同様にして暫定等化信号ｘ''［ｋ，ｑ］を算出及び出力し、
参照点算出部８２が等化部８１からの暫定等化信号ｘ''［ｋ，ｑ］に基づき、図８の参照点算出部６２と同様にして推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を算出及び出力し、
伝達関数算出部８３が受信信号ｙ［ｋ，ｑ］と参照点算出部８２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］に基づき、図８の伝達関数算出部６３と同様にして伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］を算出及び出力し、
ノイズ低減部８４が伝達関数算出部８３からの伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］に基づき、図８のノイズ低減部６４と同様にしてノイズ低減後の伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を算出及び出力する。
【０１０６】
第２処理では、切替部８６が第１処理にて得られた伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を遅延部８５を介することなく等化部８１に直接与えることで、等化部８１に受信信号ｙ［ｋ，ｑ］を伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］にて等化させ、これによって最終的な等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を得る。ｙ［ｋ，ｑ］及びｈ1［ｋ，ｑ］に基づくｘ’［ｋ，ｑ］の生成方法は、図８の本等化部６６のそれと同様である。等化部８６にて生成された最終的な等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］は、軟判定部１６に出力される。
【０１０７】
第５実施例によっても、第３実施例（図８参照）と同様の効果が得られる。また、第３実施例との比較において、等化部の個数を削減することができる。
【０１０８】
尚、第３実施例で述べた伝達関数更新処理を等化処理部１５ｅにて行うようにしても良い。第５実施例に係る伝達関数更新処理では、上述の如くしてノイズ除去部８４にて一旦算出された伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を等化部８１に直接与え、その伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を遅延部８５からのｈ1［ｋ−１，ｑ］の代わりに用いた上で、等化部８１、参照点算出部８２、伝達関数算出部８３及びノイズ除去部８４により、再度、ｘ'’［ｋ，ｑ］、ｘE［ｋ，ｑ］、ｈ0［ｋ，ｑ］及びｈ1［ｋ，ｑ］を算出させる。
【０１０９】
１回の伝達関数更新処理の実行によって、ノイズ除去部８４より出力される伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］は１回更新される。１回の伝達関数更新処理の実行で得られた最新の伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を用いて等化部８１にて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］の最終的な等化を行い、これによって等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成するようにしても良いし、伝達関数更新処理を複数回繰り返し実行することで得られた最新の伝達関数ｈ1［ｋ，ｑ］を用いて等化部８１にて受信信号ｙ［ｋ，ｑ］の最終的な等化を行い、これによって等化信号ｘ’［ｋ，ｑ］を生成するようにしても良い。このような伝達関数更新処理を用いることで、伝達関数をより正確に推定することが可能となる
【０１１０】
＜＜第６実施例＞＞
第６実施例を説明する。図９の等化処理部１５ｄでは、等化を行う等化部が２つに分かれているが、この２つの等化部（暫定等化部６１及び本等化部６６）を１つに統合し、１つの等化部へ入力される伝達関数を切り替えることで第４実施例と同等の等化処理部を形成するようにしても良い。このような統合が適用された等化処理部の構成例を第６実施例において説明する。第６実施例は、ＯＦＤＭ信号に既知信号が挿入されている場合を想定している。
【０１１１】
図１１は、第６実施例に係る等化処理部１５ｆの内部ブロック図である。第６実施例では、等化処理部１５ｆが図２の等化処理部１５として用いられる。等化処理部１５ｆは、符号８１〜８７によって参照される各部位を備える。ＦＦＴ部１４から出力されるＯＦＤＭ信号は、等化部８１及び伝達関数算出部８３に入力される。等化処理部１５ｆに設けられた等化部８１、参照点算出部８２、伝達関数算出部８３、ノイズ除去部８４、遅延部８５及び切替部８６の構成及び動作は、基本的に第５実施例におけるそれらと同様であり、矛盾無き限り第５実施例の記載が第６実施例にも適用される。以下、第５実施例との相違点のみを説明する。
【０１１２】
等化処理部１５ｆにおける伝達関数算出部８３は、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合（即ち、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］が既知信号である場合）、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］と受信信号ｙ［ｋ，ｑ］に対応する既知信号ｒ［ｋ，ｑ］に基づき、第２実施例の伝達関数算出部３３（図７参照）と同様の方法にて、伝達関数ｈ0［ｋ，ｑ］を算出する。一方、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号ではない場合（即ち、送信信号ｘ［ｋ，ｑ］が既知信号ではない場合）における伝達関数算出部８３の動作は、第５実施例のそれと同じである。
【０１１３】
切替部８７は、既知信号ｒ［ｋ，ｑ］又は参照点算出部８２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を択一的に伝達関数算出部８３に出力する。具体的には、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号である場合には既知信号ｒ［ｋ，ｑ］を伝達関数算出部８３に出力し、受信信号ｙ［ｋ，ｑ］が既知信号の受信信号でない場合には参照点算出部８２からの推定送信信号ｘE［ｋ，ｑ］を伝達関数算出部８３に出力する。
【０１１４】
第６実施例によっても、第４実施例（図９参照）と同様の効果が得られる。また、第４実施例との比較において、等化部の個数を削減することができる。
【０１１５】
＜＜変形等＞＞
上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１１６】
［注釈１］
送信装置１にてＱＰＳＫ方式又はＤＱＰＳＫ方式による変調が各キャリアに成されることを例示したが、送信装置１及び受信装置２にて採用される変調及び復調方式は、ＱＰＳＫ方式又はＤＱＰＳＫ方式以外であっても良い。
【０１１７】
［注釈２］
上述の説明では、送信装置１及び受信装置２間の伝送方式にＯＦＤＭ方式が採用され、送信装置１から受信装置２にＯＦＤＭ信号が送信される場合を想定したが、送信装置１から受信装置２に送信される信号はＯＦＤＭ信号以外であっても構わない。
【０１１８】
［注釈３］
図２の復号処理部１７は、ビタビ復号以外の、軟判定値に基づく復号方法（例えば、ターボ復号）を用いて情報データの復号を行うこともできる。また、軟判定部１６を用いずに、等化処理部１５の出力信号に基づき復号処理部１７にて硬判定復号を行うようにしても良い。
【０１１９】
［注釈４］
本発明に係る受信装置は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。
【０１２０】
［注釈５］
本発明に係る受信装置を、様々な通信機器（又は通信機器を含む電子機器）に搭載することが可能である。例えば、本発明に係る受信装置を、携帯電話機や放送受信機（特に例えば車載用放送受信機）に搭載することができる。尚、送信装置１及び受信装置２間の伝送路は、有線であっても構わない。即ち、送信装置１と受信装置２とを接続する配線（不図示）を用いて、送信装置１から受信装置２への信号の伝送を行っても構わない。
【符号の説明】
【０１２１】
１  送信装置
２  受信装置
１５、１５ａ〜１５ｆ  等化処理部
３１、８１  等化部
３２、６２、８２  参照点算出部
３３、６３、８３  伝達関数算出部
３４、６４、８４  ノイズ除去部
３５、６５、８５  遅延部
３６、６７、８６、８７  切替部
６１  暫定等化部
６６  本等化部
【図１】
2011166329.tif 000003
【図２】
2011166329.tif 000004
【図３】
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【図４】
2011166329.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2011166329.tif 000011
【図１０】
2011166329.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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