(57)【要約】【課題】  電源側に流れ込むコモンモード電流を低減できるコモンモードノイズ低減装置を提供する。【解決手段】  モータ3と電源1との間の一対の給電ライン6a,6b上に１次巻線7b,7cを配置すると共に２次巻線7dの始端を接地させ、１次巻線7b,7cを流れるコモンモード電流に応じた電流を２次巻線に励起させる電流トランス7と、一対の給電ライン6a,6bと中間接地線8cとをそれぞれコンデンサ素子8a,8bを介してY字型に接続したYコンデンサ8と、２次巻線7dに誘起された電流に比例した電流を中間接地線8cに供給し、電源1側に流れ込むコモンモード電流を抑制する電流をYコンデンサ8に流すカレントミラー回路9と、インバータ2のスイッチング定常期間にカレントミラー回路9へ流れる電流をスイッチング過渡期間にカレントミラー回路9へ流れる電流よりも減少させる電流制限回路10と、を備える。【選択図】  図１
2011254649.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷と電源との間に配置された電力変換装置のスイッチングに起因するコモンモードノイズを低減するコモンモードノイズ低減装置であって、
前記負荷と前記電源との間の一対の給電ライン上に１次巻線を配置すると共に２次巻線の始端を接地させ、１次巻線を流れるコモンモード電流に応じた電流を２次巻線に励起させるトランスと、
前記一対の給電ラインと中間接地線とをそれぞれコンデンサ素子を介してY字型に接続したYコンデンサと、
前記２次巻線に誘起された電流に比例した電流を前記中間接地線に供給し、前記電源側に流れ込むコモンモード電流を抑制する電流を前記Yコンデンサに流すカレントミラー回路と、
前記電力変換装置のスイッチング定常期間に前記カレントミラー回路へ流れる電流をスイッチング過渡期間に前記カレントミラー回路へ流れる電流よりも減少させる電流制限手段と、
を備えたことを特徴とするコモンモードノイズ低減装置。
【請求項２】
請求項１に記載のコモンモードノイズ低減装置において、
前記電流制限手段は、前記スイッチング定常期間に前記カレントミラー回路へ所定値以上の電流を流すことを特徴とするコモンモードノイズ低減装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のコモンモードノイズ低減装置において、
前記電流制限手段は、前記スイッチング定常期間と前記スイッチング過渡期間とで前記カレントミラー回路に流れる電流を増減させる際、電流を滑らかに変化させることを特徴とするコモンモードノイズ低減装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コモンモードノイズ低減装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、トランスの１次巻線を一対の給電ライン上に配置し、２次巻線をYコンデンサの中間接地線とグランド電位の間に配置したコモンモードノイズ低減装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３６５６７０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来技術では、Yコンデンサとトランスの２次巻線を接続しているため、トランス側から見たYコンデンサの駆動点インピーダンスが大きい場合、トランスの２次巻線に電流が流れにくくなる。このため、電源側に流れ込むコモンモード電流を低減できず、コモンモードノイズが大きくなるという問題があった。
本発明の目的は、電源側に流れ込むコモンモード電流を低減できるコモンモードノイズ低減装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上述の課題を解決するため、本発明では、トランスの２次巻線に誘起された電流に比例した電流をYコンデンサの中間接地線に供給し、電源側に流れ込むコモンモード電流を抑制する電流をYコンデンサに流すカレントミラー回路と、電力変換装置のスイッチング定常期間にカレントミラー回路へ流れる電流を、スイッチング過渡期間にカレントミラー回路へ流れる電流よりも減少させる電流制限手段とを備える。
【発明の効果】
【０００６】
よって、本発明にあっては、トランス側から見たYコンデンサの駆動点インピーダンスにかかわらず、電源側に流れ込むコモンモード電流を抑制する電流をYコンデンサに流すことができ、電源側に流れ込むコモンモード電流を低減できる。
また、本発明では、コモンモード電流が発生しないスイッチング定常期間にはコモンモード電流が発生するスイッチング過渡期間よりもカレントミラー回路へ流れる電流を減少させるため、常に同じ大きさの電流をカレントミラー回路へ流す場合と比較して、カレントミラー回路の消費電力を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施例１のモータ駆動回路図である。
【図２】実施例１の電流トランス7である。
【図３】実施例１のスイッチ19の構成図である。
【図４】インバータ2の各スイッチング素子を120度通電方式で駆動する場合のMOSFETリレー19aへの制御信号の一例である。
【図５】インバータ2の各スイッチング素子を空間ベクトル変調方式で駆動する場合のMOSFETリレー19aへの制御信号の一例である。
【図６】実施例１の電流制限回路10によるカレントミラー回路9の消費電力抑制作用を示すタイムチャートである。
【図７】コモンモードノイズの周波数特性図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、本発明のコモンモードノイズ低減装置を実施するための形態を、図面に示す各実施例に基づいて説明する。
【０００９】
〔実施例１〕
まず、構成を説明する。
［モータ駆動回路］
図１は、実施例１のモータ駆動回路図である。実施例１のモータ駆動回路は、電源1、インバータ（電力変換装置）2、インバータ2により駆動されるモータ3およびコモンモードノイズ低減装置4を備える。
電源1は、車両の強電バッテリである。なお、実施例１の車両は、電動車両またはハイブリッド車両とし、電源1は、車両後方側に配置されている。
【００１０】
インバータ2は、電源1から入力された直流電力を交流電力に変換してモータ3へ出力する。電源1とインバータ2は一対の給電ライン6a,6bで接続されている。一対の給電ライン6a,6bの途中には、後述するコモンモードノイズ低減装置4の電流トランス7が設けられている。インバータ2とモータ3は給電ライン6c,6d,6eで接続されている。例えばインバータ2は、車両前方側であって電源1の近傍に配置されている。インバータ2は、モータコントローラ5からの駆動指令信号に応じて各相（U,V,W相）のスイッチング素子（不図示）をON/OFFすることで、モータ3に交流電力を供給する。モータコントローラ5は、アクセル開度等、ドライバの駆動力要求に基づいてインバータ2に対する駆動指令信号を生成する。
モータ3は、駆動輪である前輪を駆動するための３相交流モータ・ジェネレータであり、車両前方側に配置されている。
【００１１】
［コモンモードノイズ低減装置］
コモンモードノイズ低減装置4は、インバータ2のスイッチングに起因するコモンモードノイズを低減するもので、電流トランス7と、Yコンデンサ8と、カレントミラー回路9と、電流制限回路（電流制限手段）10とを備える。コモンモードノイズ低減装置4は、インバータ2内に組み込まれ、車両前方側に配置されている。ここで、コモンモード電流は、モータ3の浮遊容量C2とインバータ2のスイッチングにより生じるコモンモード電圧によってモータ3と電源1との間の給電ライン6a,6bと車両ボディをループする電流であり、ループする経路が長いほどコモンモードノイズは大きくなり、ラジオノイズ等に大きな影響を与える。コモンモードノイズ低減装置4は、Yコンデンサ8により電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を低減することにより、コモンモード電流のループ経路を小さくし、コモンモードノイズを低減する。
【００１２】
［電流トランス］
電流トランス7は、給電ライン6a,6b上に流れるコモンモード電流を検出し、コモンモード電流に応じた検出電流を出力ライン11に出力する。電流トランス7は、図２に示すように、磁気コア7aと１次巻線7b,7cと２次巻線7dを有する。１次巻線7b,7cは、一対の給電ライン6a,6b上に設けられている。２次巻線7dは、一端をカレントミラー回路9のグランド側と接続され、他端を出力ライン11と接続されている。カレントミラー回路9のグランド側は、モータ3の筐体3aの近くの共通グランド電位（車体ボディ）と接続されている。出力ライン11には、コンデンサ12が介装されている。実施例１では、各巻線7b,7c,7dは、磁気コア7aに対して同一巻数（例えば、2回）で巻回されている。ここで、巻数とは、巻線が磁気コア内側を通る回数である。なお、各巻線7b,7c,7dの極性は図１に示したドット表示（極性表示）の通りである。
【００１３】
ここで、実施例１の電流トランス7は、ノーマルモード電流を検出せず、コモンモード電流のみを検出する。以下にその理由を示す。
１次巻線7b,7cに流れるノーマルモード電流により、磁気コア7aには２つの磁界が発生するが、両１次巻線7b,7cに流れるノーマルモード電流は、互いに逆向きに流れているため、１次巻線7bに流れる電流によって発生する磁界と１次巻線7cに流れる電流によって発生する磁界とが互いに打ち消し合うことで、電磁誘導は生じず、２次巻線7dには電流が流れない。
一方、コモンモード電流は１次巻線7b,7cを同一方向に流れるため、コモンモード電流によって磁気コア7aに発生する磁界により、電磁誘導が起き、２次巻線に電流が誘起される。
【００１４】
［Yコンデンサ］
Yコンデンサ8は、コモンモード電流のループ経路を短くするためのEMIフィルタであり、２つのコンデンサ素子8a,8bを備える。Yコンデンサ8は、一対の給電ライン6a,6bとカレントミラー回路9を介して接地された中間接地線8cとをそれぞれコンデンサ素子8a,8bを介してY字型に接続したものである。
【００１５】
［カレントミラー回路］
カレントミラー回路9は、電流トランス7の検出電流に基づいて、電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す電流をYコンデンサ8に流すものである。カレントミラー回路9は、中間接地線8cとグランド電位の間に配置され、かつ、電流トランス7の出力ライン11と接続されている。
【００１６】
実施例１のカレントミラー回路9は、いわゆる、高精度ウィルソン・カレントミラー回路であり、第１のカレントミラー回路13と第２のカレントミラー回路14とで構成される。
第１のカレントミラー回路13は、２つのNPN型トランジスタ13a,13bで構成される。NPN型トランジスタ13aのコレクタは電流制限回路10の第４のカレントミラー回路16におけるPNP型トランジスタ15bのコレクタと接続され、エミッタは第２のカレントミラー回路14のNPN型トランジスタ14aのコレクタと接続されている。NPN型トランジスタ13bのコレクタは電流制限回路10の第４のカレントミラー回路16におけるPNP型トランジスタ16aのコレクタと接続され、エミッタは第２のカレントミラー回路14のNPN型トランジスタ14bのコレクタと接続されている。また、２つのNPN型トランジスタ13a,13bのベース同士はNPN型トランジスタ13aのコレクタと短絡されている。
【００１７】
NPN型トランジスタ13aのコレクタとPNP型トランジスタ15bのコレクタとの間には、コンデンサ12を介して出力ライン11が接続されている。また、NPN型トランジスタ13bのコレクタとPNP型トランジスタ16aのコレクタとの間には、中間接地線8cが接続されている。２つのNPN型トランジスタ13a,13bのエミッタの面積は同一である。
第２のカレントミラー回路14は、２つのNPN型トランジスタ14a,14bで構成される。２つのNPN型トランジスタ14a,14bのエミッタ同士はモータ3の筐体3aに接続され、ベース同士はNPN型トランジスタ14bのコレクタと短絡されている。２つのNPN型トランジスタ14a,14bのエミッタの面積は同一である。
【００１８】
上記のように構成されたカレントミラー回路9は、NPN型トランジスタ13bのエミッタ電圧がNPN型トランジスタ14aのベース電圧と等しくなるように、NPN型トランジスタ13bとNPN型トランジスタ14aとが強力なNFB（ネガティブフィードバック：負帰還）ループを形成している。NPN型トランジスタ14bはダイオード接続で、NPN型トランジスタ14aとNPN型トランジスタ14bのベース電圧は同一であるため、NPN型トランジスタ14aとNPN型トランジスタ14bの特性が等しいものであれば、NPN型トランジスタ14aのエミッタ電流とNPN型トランジスタ14bのエミッタ電流は等しくなる。さらに、NPN型トランジスタ14aのコレクタ−エミッタ間電圧とNPN型トランジスタ14bのコレクタ−エミッタ間電圧とを等しくするために、ダイオード接続したNPN型トランジスタ13aによる電圧ドロッパーを入れている。これにより、NPN型トランジスタ14aとNPN型トランジスタ14bの動作条件が等しくなるため、温度ドリフトが減り、NPN型トランジスタ13aのコレクタ電流とNPN型トランジスタ13bのコレクタ電流をより高精度に一致させることができる。
【００１９】
［電流制限回路］
電流制限回路10は、第３のカレントミラー回路15と、第４のカレントミラー回路16と、スイッチ回路17とを備える。
第３のカレントミラー回路15は、２つのPNP型トランジスタ15a,15bで構成され、第４のカレントミラー回路16は、第３のカレントミラー回路15を構成するPNP型トランジスタ15bとPNP型トランジスタ16ａとで構成される。
３つのPNP型トランジスタ15a,15b,16aのエミッタは、正電源18に対すそれぞれ並列に接続されている。３つのPNP型トランジスタ15a,15b,16aのベース同士はPNP型トランジスタ15aのコレクタと短絡されている。３つのPNP型トランジスタ15a,15b,16aのエミッタの面積は同一である。
PNP型トランジスタ15aのコレクタは、スイッチ回路17と接続されている。
【００２０】
スイッチ回路17は、PNP型トランジスタ15aのコレクタと筐体3aとの間に、同一の抵抗値を持つ２つの抵抗17a,17bを並列に接続し、抵抗17aと直列にスイッチ19を接続したものである。スイッチ19は、図３に示すように、MOSFETリレー19aとゲート抵抗19bとコントローラ19cとコンデンサ19dとから構成される。MOSFETリレー19aのドレインは抵抗17aと接続され、ソースは筐体3aと接続され、ゲートはゲート抵抗19bを介してコントローラ19cと接続されている。ゲート抵抗19bは、寄生振動（共振）の防止、ゲートのサージ保護、スイッチング速度の抑制等の機能を有する。また、MOSFETリレー19aのゲートとドレインとはコンデンサ19dにより接続されている。コンデンサ19dは、MOSFETリレー19aのゲートに流れる電流（制御信号）をLowからHiまたはHiからLowへと所定の勾配で変化させることで、MOSFETリレー19aのドレインからソースに流れる電流を所定の勾配で変化させるものである。
【００２１】
コントローラ19cは、モータコントローラ5により生成される駆動指令信号に基づいてMOSFETリレー19aをON/OFFする制御信号を生成し、MOSFETリレー19aのスイッチングを行う。インバータ駆動方式の違いによる制御信号の生成例を図４と図５に示す。
図４は、インバータ2の各スイッチング素子を120度通電方式（方形波駆動方式）で駆動する場合の制御信号である。120度通電方式とは、３相の場合、U,V,W相を切り替える間隔（１通電期間）が120度となるもので、切り替え波形は方形波となる。この方式はモータ3の回転角度の検出が60度で済むため、低分解能のセンサで安価に構成できる。一方、図５は、インバータ2の各スイッチング素子を空間ベクトル変調方式で駆動する場合の制御信号である。空間ベクトル変調方式とは、ベクトル指令値から直接PWM信号を出力させる方式で、３相の量をベクトルとして捉え、演算された指令値ベクトルをそのままPWM信号として出力するもので、従来のPWM方式に比べ、スイッチング損失の削減が可能、電源の取扱いが簡便、等の利点を有する。
【００２２】
図４および図５に示すように、コントローラ19cは、各相電圧が立ち上がる直前にHi、立ち上がった直後にLowとなるようにモータコントローラ5からの駆動指令信号に基づいてMOSFETリレー19aの制御信号を生成する。また、各相電圧が立ち下がる直前にHi、立ち下がった直後にLowとなるようにモータコントローラ5からの駆動指令信号に基づいてMOSFETリレー19aの制御信号を生成する。
つまり、コモンモード電圧は、各相電圧の立ち上がりおよび立ち下がりに変動し、コモンモード電流は、コモンモード電圧が変化する、インバータ2のスイッチングが行われている期間であるスイッチング過渡期間に発生するため、MOSFETリレー19aは、コモンモード電圧が変動するスイッチング過渡期間にON、コモンモード電圧が変化しない、インバータ2のスイッチングが行われていない期間であるスイッチング定常期間にOFFとなるようにする。なお、図４，５において、スイッチング定常期間からスイッチング過渡期間に移行する直前（例えば、コモンモード電圧のスイッチングの所定時間前）までに制御信号をLowからHiへ切り替えているのは、コントローラ19cやMOSFETリレー19aの応答遅れを考慮したものである。
ここで、制御信号自身をLowからHiおよびHiからLowへと所定の勾配で変化させることで、MOSFETリレー19aのドレインからソースに流れる電流を所定の勾配で変化させるようにしてもよい。この場合、スイッチ19のコンデンサ19dを省くことができる。
【００２３】
次に、作用を説明する。
［コモンモードノイズ低減作用］
まず、カレントミラー回路9によるコモンモードノイズ低減作用について説明する。
コモンモード電流がゼロのとき、カレントミラー回路9では、正電源18からグランド（モータ3の筐体3a）に向かって一定の電流が流れている。このとき、NPNトランジスタ13aのコレクタとNPNトランジスタ13bのコレクタに流れる電流は等しいため、電流トランス7やYコンデンサ8からの電流の出入りはない。
【００２４】
コモンモード電流がグランド（モータ3の筐体3a）からモータ3に向かって流れるとき、電流トランス7の１次巻線7b,7cには、図１の矢印の方向にコモンモード電流が流れる。このとき、電流トランス7の２次巻線7dには、誘起電圧によりグランドから出力ライン11に向かってコモンモード電流に応じた検出電流が流れる。実施例１では、電流トランス7の１次側（１次巻線7b,7c）と２次側（２次巻線7d）の巻数比が1:1であるため、検出電流はコモンモード電流と同じ大きさとなる。電流トランス7の２次巻線7dを流れる検出電流は、カレントミラー回路9のNPN型トランジスタ13aのコレクタに入力し、これによりNPN型トランジスタ13aのエミッタの電流が増加する。この参照電流の増加に応じて、NPN型トランジスタ13b側に流れる複製電流は増加する。複製電流の増加分は、Yコンデンサ8を介して給電ライン6a,6bから供給される。これにより、給電ライン6a,6bからグランドにコモンモード電流を還流させることができる。
【００２５】
コモンモード電流がモータ3からグランドに向かって流れる場合は、上記と逆の動作となる。すなわち、電流トランス7の２次巻線7dには、誘起電圧により出力ライン11からグランドに向かって検出電流が流れる。このため、カレントミラー回路9では、参照電流が減少し、これに応じて複製電流は減少する。複製電流の減少分は、Yコンデンサ8を介してグランドから供給される。つまり、グランドから給電ライン6a,6bにコモンモード電流を還流させることができる。
【００２６】
従来のコモンモードノイズ低減装置では、Yコンデンサとトランスの２次巻線を接続しているため、トランス側から見たYコンデンサの駆動点インピーダンスが大きい場合、トランスの２次巻線に電流が流れにくくなる。理由は、Yコンデンサの駆動点インピーダンスが大きいほど、トランスの励磁アドミタンスに電流が流れるため、１次巻線および２次巻線に電流を流すことができないからである。ここで、励磁アドミタンスとは、磁気コアの鉄損を考慮した励磁コンダクタンスと励磁インダクタンスの合成アドミタンスをいう。したがって、従来のコモンモードノイズ低減装置では、電源側に流れ込むコモンモード電流を低減できず、コモンモードノイズを低減できない。
【００２７】
上記従来技術において、トランスの要求性能を高くすることで、Yコンデンサにより多くの電流を流すことが可能となるが、巻数増や磁気コアの大型化が必要となるため、トランスの大型化および重量増を招き、車載性が著しく阻害されるため、採用し難い。なお、Yコンデンサを構成するコンデンサ素子の静電容量を大きくすることで、インピーダンスを小さくできるが、Yコンデンサは車両ボディと接続されており、かつ、車両駆動用モータの浮遊容量は大きいため、コンデンサの大容量化は制限される。
【００２８】
これに対し、実施例１のコモンモードノイズ低減装置4では、Yコンデンサ8の静電容量にかかわらず、カレントミラー回路9によってYコンデンサ8に電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す電流、すなわち、コモンモード電流と同等の大きさの電流を流すことができる。つまり、電流トランス7では、１次側に流れるコモンモード電流と同じ大きさの検出電流を出力でき、カレントミラー回路9では、検出電流とほぼ同じ大きさの電流をYコンデンサ8に流すことができる。よって、電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す電流をYコンデンサ8に流すことができ、コモンモードノイズを低減できる。また、Yコンデンサ8に流す電流は、Yコンデンサ8の各コンデンサ素子8a,8bの静電容量に左右されることがないため、各コンデンサ素子8a,8bの静電容量を小さく抑え、小型化を図ることができる。
また、カレントミラー回路9の特性により、Yコンデンサ8とグランドは、コモンモード電流が流れたときにのみ接続され、かつ、グランド側に流れる電流は、コモンモード電流の大きさ以下に制限される。よって、放電により大電流が車体ボディに流れるのを防止できる。
【００２９】
実施例１では、電流トランス7の２次巻線7dを、出力ライン11を介してカレントミラー回路9の参照側の系におけるPNPトランジスタ15bのコレクタとNPNトランジスタ13aのコレクタとの間に接続している。このため、電流トランス7の負荷インピーダンスを、２次巻線7dにYコンデンサ8を直接接続した場合よりも小さくでき、電流トランス7の２次巻線7dにコモンモード電流と同等の大きさの電流を励起させることができる。つまり、電流トランス7におけるコモンモード電流の検出精度を高めることができる。
【００３０】
また、実施例１では、コモンモードノイズ低減装置4を車両前方側に配置しているため、インバータ2のスイッチングにより発生するコモンモード電流の大部分を、車両前方側でループさせることができる。特に、実施例１では、電源1を車両後方側に配置しているため、コモンモード電流が車両ボディを伝って車両後方側まで到達すると、ループ経路が非常に長くなるため、コモンモードノイズが大きくなってしまう。コモンモード電流を車両前方側でループさせるようにすることで、コモンモード電流のループ経路を短くでき、コモンモードノイズを効果的に低減できる。また、実施例１では、電流トランス7の２次巻線7dおよびカレントミラー回路9のNPNトランジスタ14aのエミッタをモータ3の筐体3aに接続しているため、２次巻線7dに励起された電流（検出電流）を筐体3a内でループさせることができる。
【００３１】
［カレントミラー回路の消費電力抑制作用］
次に、電流制限回路10によるカレントミラー回路9の消費電力抑制作用について説明する。
電流制限回路10において、コモンモードノイズがゼロであるスイッチング定常期間は、MOSFETリレー19aへの制御信号がLowとなるため、スイッチ回路17はOFFであり、電流制限回路10には、正電源18からグランドに向かって正電源18の電圧を抵抗17bの抵抗値で除した値の電流が流れる。このとき、カレントミラー回路9の参照側の系には、第３カレントミラー回路15の作用により、電流制限回路10を流れる電流と同じ大きさの電流が正電源18から筐体3aに向かって流れる。また、カレントミラー回路9の複製側の系には、第４カレントミラー回路16の作用により、カレントミラー回路9の参照側の系を流れる電流と同じ大きさ、同じ向きの電流が流れる。
【００３２】
一方、コモンモードノイズが発生するスイッチング過渡期間は、MOSFETリレー19aへの制御信号がHiとなるため、スイッチ回路17はONであり、電流制限回路10には、正電源18の電圧を２つの抵抗17a,17bの合成抵抗値で除した値の電流が流れる。ここで、２つの抵抗17a,17bは同一の抵抗値を持つとすると、その合成抵抗値は、抵抗17bの1/2の大きさとなる。よって、電流制限回路10には、スイッチング定常期間に流れる電流の２倍の大きさの電流が流れ、カレントミラー回路9に流れる電流もスイッチング定常期間に流れる電流の２倍の大きさとなる。
【００３３】
つまり、カレントミラー回路9にコモンモード電流と同等の電流（以下、最大電流）を流す必要があるのは、コモンモードノイズが発生するスイッチング過渡期間中であり、コモンモード電流が発生しないスイッチング定常期間中は、カレントミラー回路9に最大電流を流す必要がないため、この場合は電流制限回路10のスイッチ19をOFFしてカレントミラー回路9に流れる電流を制限することで、常に最大電流を流し続ける場合と比較して、カレントミラー回路9の消費電力を抑制できる。
【００３４】
実施例１では、スイッチ19と並列して抵抗17bを設け、スイッチング定常期間にカレントミラー回路9へ流れる電流を、スイッチング過渡期間にカレントミラー回路9に流れる電流（最大電流）の1/2の大きさとしている。ここで、スイッチング定常期間中はカレントミラー回路9に電流を流さないことがカレントミラー回路9の消費電力を最小限に抑える方法であるが、この場合、電流制限回路10のスイッチングに伴いYコンデンサ8の中間接地線8c側の電圧が大きく変動し、その変動が電源1側に伝わることでノイズが大きくなるため、ノイズ抑制という本来の目的が阻害されるおそれがある。
【００３５】
そこで、実施例１では、スイッチング定常期間中も所定の電流をカレントミラー回路9に流すことで、Yコンデンサ8の接続電位を常に電源1の中点電位付近に保つことができ、電流制限回路10のスイッチングに伴うYコンデンサ8の中間接地線8c側の電圧変動を抑え、電流制限回路10のスイッチングに伴うノイズを抑制できる。また、Yコンデンサ8の接続電位を常に電源1の中点電位付近に保つことで、コモンモード電流の発生方向に対して常に安定してYコンデンサ8に電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す大きさの電流を提供できる。
【００３６】
さらに、実施例１の電流制限回路10では、MOSFETリレー19aのゲートに供給する制御信号をLowからHiおよびHiからLowへと切り替える際、制御信号の電流値を所定の勾配で変化させているため、カレントミラー回路9に流れる電流の立ち上がりと立ち下がりとを滑らかに変化させることができる。例えば、2μsかけて変化させる。これにより、上述した電流制限回路10のスイッチングに伴うノイズレベルをより小さくできると共に、ノイズの周波数を低周波数側へとシフトさせることができ、ラジオノイズへの影響を抑制できる。
【００３７】
図６は、実施例１の電流制限回路10によるカレントミラー回路9の消費電力抑制作用を示すタイムチャートである。
時点t1では、コモンモード電圧の立ち上がりの所定時間前となったため、制御信号のLowからHiへの立ち上げを開始する。このとき、カレントミラー回路9に流れる電流は、最大電流の1/2の大きさである。
時点t2では、コモンモード電圧の立ち上がりが開始することで、コモンモード電流が発生している。このとき、カレントミラー回路9に流れる電流は最大電流まで増加しているため、Yコンデンサ8には電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す大きさの電流を提供できる。
時点t3では、コモンモード電圧が一定となってから所定時間が経過したとき、制御信号のHiからLowへの立ち下げを開始する。
【００３８】
時点t4では、カレントミラー回路9に流れる電流が減少し始め、時点t5では、最大電流の1/2の大きさまで減少する。
時点t5では、コモンモード電圧の立ち下がりの所定時間前となったとき、制御信号のLowからHiへの立ち上げを開始する。
時点t6では、コモンモード電圧の立ち下がりが開始することで、コモンモード電流が発生している。このとき、カレントミラー回路9に流れる電流は最大電流まで増加しているため、Yコンデンサ8には電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す大きさの電流を供給できる。
以上のように、実施例１では、コモンモード電流が発生しないスイッチング定常期間にカレントミラー回路9へ流れる電流を制限する電流制限回路10を設けたため、電流を制限しない場合（図６の破線）に対して、斜線領域の分だけカレントミラー回路9の消費電力を抑制できる。
【００３９】
図７は、コモンモードノイズの周波数特性図であり、実施例１では、コモンモードノイズ低減装置4の作用により、ノイズ対策を実施しない場合よりもコモンモードノイズが小さく抑えられるものの、電流制限回路10のスイッチングに伴うノイズが発生することで、カレントミラー回路9の電流制限を実施しない場合と比較してノイズレベルが大きくなる。このノイズレベルは、MOSFETリレー19aの制御信号を滑らかに立ち上げおよび立ち下げることにより、発生するノイズを数KHz程度の低周波ノイズとすることで、AMラジオの周波数帯域(531KHz〜1,602KHz)を回避でき、ラジオノイズへの影響を抑制できる。
【００４０】
次に、効果を説明する。
実施例１のコモンモードノイズ低減装置4にあっては、以下に列挙する効果を奏する。
(1) コモンモードノイズ低減装置4は、モータ3と電源1との間の一対の給電ライン6a,6b上に１次巻線7b,7cを配置すると共に２次巻線7dの始端を接地させ、１次巻線7b,7cを流れるコモンモード電流に応じた電流を２次巻線に励起させる電流トランス7と、一対の給電ライン6a,6bと中間接地線8cとをそれぞれコンデンサ素子8a,8bを介してY字型に接続したYコンデンサ8と、２次巻線7dに誘起された電流に比例した電流を中間接地線8cに供給し、電源1側に流れ込むコモンモード電流を抑制する電流をYコンデンサ8に流すカレントミラー回路9と、インバータ2のスイッチング定常期間にカレントミラー回路9へ流れる電流をスイッチング過渡期間にカレントミラー回路9へ流れる電流よりも減少させる電流制限回路10と、を備える。
【００４１】
これにより、電流トランス7側から見たYコンデンサ8の駆動点インピーダンスにかかわらず、電源1側の浮遊容量C1に流れるコモンモード電流を打ち消す電流をYコンデンサ8に流すことができ、電源1側に流れ込むコモンモード電流を低減できる。
また、コモンモード電流が発生しないスイッチング定常期間にはスイッチング過渡期間よりもカレントミラー回路9へ流れる電流を減少させるため、常に最大電流をカレントミラー回路9へ流す場合と比較して、カレントミラー回路9の消費電力を抑制できる。
【００４２】
(2) 電流制限回路10は、スイッチング定常期間にカレントミラー回路9へ最大電流の1/2の大きさの電流を流すため、Yコンデンサ8の接続電位を常に電源1の中点電位付近に保つことができ、電流制限回路10のスイッチングに伴うYコンデンサ8の中間接地線8c側の電圧変動を抑え、低周波ノイズの発生を抑制できる。
(3) 電流制限回路10は、スイッチング定常期間とスイッチング過渡期間とでカレントミラー回路9に流れる電流を増減させる際、電流を滑らかに変化させるため、電流制限回路10のスイッチングに伴い発生するノイズを抑制できると共に、ノイズの周波数をAMラジオの帯域よりも十分低い低周波側へとシフトさせることができ、ラジオノイズへの影響を抑制できる。
【００４３】
〔他の実施例〕
本発明は、上述の実施例に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含まれる。
例えば、実施例では、電源と電力変換装置とを結ぶ一対の給電ラインにトランスを配置し、かつ、Yコンデンサを接続した例を示したが、電力変換装置と負荷とを結ぶ一対の給電ラインにトランスを配置し、かつ、Yコンデンサを接続してもよい。
トランスの１次巻線と２次巻線の巻き数比を1:n（nは2以上の整数）とし、カレントミラー回路の参照電流と複製電流の比を1:nとしてもよい。２次巻線の巻き数を増加させることで、検出電流の電流値は減少するものの、励磁アドミタンスをより小さくできるため、より正確な（コモンモード電流の1/n倍の電流に近い）検出電流を得ることができ、カレントミラー回路を理想的な動作状態に近づけることができる。
カレントミラー回路の構成は、実施例に示した高精度ウィルソン・カレントミラー回路に限らず、２次巻線に誘起された電流に比例した電流をYコンデンサの中間接地線に供給し、電源側に流れ込むコモンモード電流を抑制する電流をYコンデンサに流すことができるものであれば、構成は任意である。
スイッチング定常期間にカレントミラー回路へ流れる電流をゼロとしてもよいが、スイッチング定常期間にカレントミラー回路へ流れる電流の大きさは、電流制限回路の動作状態の切り替えに伴い電源側に伝わるノイズの影響を抑制できれば、可能な限り小さくすることが好ましい。
【符号の説明】
【００４４】
1  電源
2  インバータ（電力変換装置）
3  モータ（負荷）
4  コモンモードノイズ低減装置
6a,6b  給電ライン
7  電流トランス（トランス）
7b,7c  １次次巻線
7d  ２次巻線
8  Yコンデンサ
8a,8b  コンデンサ素子
8c  中間接地線
9  カレントミラー回路
10  電流制限回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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