(57)【要約】      （修正有）【課題】電圧又は電流ゼロ・スイッチングする三相共振型ＡＣ−ＤＣコンバータの提供。【解決手段】「同一方向に直列接続したダイオード２つ」が３対有って、それらの各・接続点に三相交流の電源端子を１つずつ接続し、その開放カソード３つを可制御スイッチ６の一端に接続し、その開放アノード３つを可制御スイッチ７の一端に接続し、可制御スイッチ６、７の両開放端・間に共振コイル４３、５３を直列接続し、両共振コイルの接続点とその１つの電源端子の間に共振コンデンサ１４を接続し、共振コイル４３が放出する磁気エネルギーに基づく電流を取り出す為に「それと磁気結合された出力コイル４４、整流ダイオード４５及び平滑コンデンサ４６」を設け、共振コイル５３にも同様に出力コイル５４、整流ダイオード５５及び平滑コンデンサ５６を設け、両可制御スイッチを交互にオン制御して電流ゼロ・スイッチングさせるオン制御手段３５を設ける。【選択図】図１３
2011041468.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
「第１の交流電圧を供給する為の第１の交流電源手段」と、
「第１の共振用キャパシタンス手段」と、
「第１の共振用インダクタンス手段」と、
「半波整流機能を持ち、『前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を所定電圧方向にする為の第１の閉回路を前記第１の交流電源手段、前記第１の共振用キャパシタンス手段および前記第１の共振用インダクタンス手段と共に形成する』為に機能し、前記第１の共振用キャパシタンス手段と前記第１の共振用インダクタンス手段の共振電流の流れを１方向に制限する、少なくとも１つの可制御スイッチング手段を持つ第１の閉回路形成スイッチング手段」と、
「第２の共振用インダクタンス手段」と、
「『前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向と逆向きの電圧方向にする為の第２の閉回路を前記第１の共振用キャパシタンス手段と前記第２の共振用インダクタンス手段と共に形成する』為に機能し、前記第１の共振用キャパシタンス手段と前記第２の共振用インダクタンス手段の共振電流の流れを１方向に制限する、少なくとも１つの可制御スイッチング手段を持つ第２の閉回路形成スイッチング手段」と、
「その整流電圧極性が前記半波整流機能の整流電圧極性と正反対の半波整流機能を持ち、『前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向と逆向きの電圧方向にする為の第３の閉回路を前記第１の交流電源手段、前記第１の共振用キャパシタンス手段および前記第２の共振用インダクタンス手段と共に形成する』為に機能し、前記第１の共振用キャパシタンス手段と前記第２の共振用インダクタンス手段の共振電流の流れを１方向に制限する、少なくとも１つの可制御スイッチング手段を持つ第３の閉回路形成スイッチング手段」と、
「『前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向にする為の第４の閉回路を前記第１の共振用キャパシタンス手段と前記第１の共振用インダクタンス手段と共に形成する』為に機能し、前記第１の共振用キャパシタンス手段と前記第１の共振用インダクタンス手段の共振電流の流れを１方向に制限する、少なくとも１つの可制御スイッチング手段を持つ第４の閉回路形成スイッチング手段」と、
「前記第１、第２の共振用インダクタンス手段の少なくとも一方のインダクタンス手段の磁気エネルギーに基づく電流を取り出す為にその磁気エネルギーの放出時に『少なくともその一方のインダクタンス手段と磁気結合された第１の出力用インダクタンス手段が有る場合はその第１の出力用インダクタンス手段に、無い場合は第１の出力用インダクタンス手段を兼ねるその一方のインダクタンス手段に』誘起する電圧に対して順方向となる様にそのインダクタンス手段に接続された第１の整流手段」と、
「前記第１の整流手段が整流した電圧を平滑する『第１の平滑用キャパシタンス手段または第１の平滑用充放電手段』」と、
「『［前記第１の共振用インダクタンス手段と磁気結合されたインダクタンス手段が少なくとも１つ有る場合は前記第１の共振用インダクタンス手段を含むこれら全インダクタンス手段の電流がゼロの時、一方、全く無い場合は前記第１の共振用インダクタンス手段の電流がゼロの時、前記第１の閉回路形成スイッチング手段をオン制御し始めて前記第１の閉回路を形成させ、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電流が流れることをゼロから始めさせてゼロで終わらさせて、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向にさせたり］、［前記第２の共振用インダクタンス手段と磁気結合されたインダクタンス手段が少なくとも１つ有る場合は前記第２の共振用インダクタンス手段を含むこれら全インダクタンス手段の電流がゼロの時、一方、全く無い場合は前記第２の共振用インダクタンス手段の電流がゼロの時、前記第２の閉回路形成スイッチング手段をオン制御し始めて前記第２の閉回路を形成させ、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電流が流れることをゼロから始めさせてゼロで終わらさせて、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向と逆向きの電圧方向にさせたり］を交互に繰り返す為に』機能し、かつ、『［前記第２の共振用インダクタンス手段と磁気結合されたインダクタンス手段が少なくとも１つ有る場合は前記第２の共振用インダクタンス手段を含むこれら全インダクタンス手段の電流がゼロの時、一方、全く無い場合は前記第２の共振用インダクタンス手段の電流がゼロの時、前記第３の閉回路形成スイッチング手段をオン制御し始めて前記第３の閉回路を形成させ、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電流が流れることをゼロから始めさせてゼロで終わらさせて、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向と逆向きの電圧方向にさせたり］、［前記第１の共振用インダクタンス手段と磁気結合されたインダクタンス手段が少なくとも１つ有る場合は前記第１の共振用インダクタンス手段を含むこれら全インダクタンス手段の電流がゼロの時、一方、全く無い場合は前記第１の共振用インダクタンス手段の電流がゼロの時、前記第４の閉回路形成スイッチング手段をオン制御し始めて前記第４の閉回路を形成させ、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電流が流れることをゼロから始めさせてゼロで終わらさせて、前記第１の共振用キャパシタンス手段の電圧を前記所定電圧方向にさせたり］を交互に繰り返す為にも』機能する『オン制御手段またはオン・オフ制御手段』」、
を有し、
前記第１、第４の閉回路のそれぞれが形成される時に前記第１の共振用インダクタンス手段が発生する磁束の向きが両方同じであり、前記第２、第３の閉回路のそれぞれが形成される時に前記第２の共振用インダクタンス手段が発生する磁束の向きが両方同じである共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置において、
前記第１の交流電源手段が「『前記第１の交流電圧をその１相とする三相交流電圧』を供給する為の三相交流電源手段」に含まれ、
「前記三相交流電源手段に含まれ、『その三相交流電圧のうち別の１相交流電圧』を供給する為の第２の交流電源手段」に関しても「前記第１の閉回路形成スイッチング手段と同様な第５の閉回路形成スイッチング手段」と「前記第３の閉回路形成スイッチング手段と同様な第６の閉回路形成スイッチング手段」を有することを特徴とする三相共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。
【請求項２】
前記第１の交流電源手段と前記第１の共振用キャパシタンス手段の直列回路に第２の共振用キャパシタンス手段を並列接続したことを特徴とする請求項１記載の三相共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。
【請求項３】
前記第２の交流電源手段と前記第１の共振用キャパシタンス手段の直列回路に第３の共振用キャパシタンス手段を並列接続したことを特徴とする請求項１又は２記載の三相共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
第１、第２発明は高力率で、ワン・コンバータ方式の、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチングが可能な共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術として高力率で、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチングが可能なワン・コンバータ方式の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置が特願平１０−３５５２９５号と特願平１１−７８２６６号に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特願平１０−３５５２９５号
【特許文献２】特願平１１−７８２６６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
後者（特願平１１−７８２６６号）では「交流電源がその直列共振部を直列共振させるとき」あるいは「その直列共振部が自分で直列共振するとき」、「整流手段の両整流出力端子間に接続された平滑用キャパシタンス手段等」が直接あるいは変圧手段を介してその直列共振動作を妨害する様な形で接続されているために、つまり、双方向性の電圧降下手段として接続されているために電源電圧と共振ピーク電圧が小さいとき共振動作がきちんと行われ難くなる。その結果、『供給される電源電流の波形が交流電圧波形からずれ、力率をさらに改善することができない』という問題点が有る。
（ 問 題 点 ）
そこで、第１、第２発明は『供給される電源電流の波形を交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善することができる』共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することを目的としている。
（ 第１、第２発明の目的 ）
【課題を解決するための手段】
【０００５】
■■  第１発明の開示  ■■
即ち、第１発明は、
交流電圧を供給する交流電源手段と、
共振用キャパシタンス手段と、
第１、第２の共振用インダクタンス手段と、
入力側インダクタンス手段と出力側インダクタンス手段を磁気結合した変圧手段と、
前記出力側インダクタンス手段の出力電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段の整流出力電圧を平滑する平滑用キャパシタンス手段と、
オンのとき前記交流電源手段、前記共振用キャパシタンス手段および前記第１の共振用インダクタンス手段と共に第１の閉回路を形成する第１のスイッチング手段群と、
前記第１の閉回路が形成されているときに前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側インダクタンス手段の両電圧の和が前記交流電圧の瞬時値の大きさになると前記両電圧の和をその交流電圧にクランプする第１のクランプ手段と、
オンのとき前記共振用キャパシタンス手段および前記第２の共振用インダクタンス手段と共に第２の閉回路を形成する第２のスイッチング手段群と、
前記第２の閉回路が形成されているときに前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側インダクタンス手段の両電圧の和が電圧ゼロになると前記両電圧の和を電圧ゼロにクランプする第２のクランプ手段と、
前記第１のスイッチング手段群と前記第２のスイッチング手段群を順番に繰り返してオン制御するオン制御手段、
を有する共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置などである。
ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。
【０００６】
「交流電源がその直列共振部を直列共振させるとき」あるいは「その直列共振部が自分で直列共振するとき」、「変圧手段、整流手段および平滑用キャパシタンス手段等」を介さずに直列共振動作を行い、第１又は第２の共振用インダクタンス手段がある程度励磁エネルギーを蓄えると、第１又は第２の共振用インダクタンス手段は変圧手段と整流手段を介して平滑用キャパシタンス手段等にその励磁エネルギーを供給する構成になっている。そのために前記第１又は第２のスイッチング手段群と前記第１又は第２のクランプ手段がそれらの接続を切り換える。その結果、その直列共振動作が優先され、共振電流のピーク値はより交流電圧波形に近付くので、『供給される電源電流の波形を交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善することができる。』
（ 第１発明の効果 ）
【０００７】
第１発明が下記の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応する場合、前記第１又は第２の共振用インダクタンス手段の励磁エネルギーは前記変圧手段を介さず直に前記整流手段を通じて平滑用キャパシタンス手段等に供給される。
◆前記整流手段がブリッジ接続型であって、前記変圧手段を取り外し、前記整流手段の両入力端子を前記変圧手段を介さずに他の構成要素と直接接続する前述（＝段落番号０００５記載中）の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。◆
【０００８】
■■  第２発明の開示  ■■
即ち、第２発明は、
第１の交流電圧を供給する第１の交流電源手段と、
第２の交流電圧を供給する第２の交流電源手段と、
共振用キャパシタンス手段と、
第１、第２の共振用インダクタンス手段と、
入力側インダクタンス手段と出力側インダクタンス手段を磁気結合した変圧手段と、
前記出力側インダクタンス手段の出力電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段の整流出力電圧を平滑する平滑用キャパシタンス手段と、
オンのとき前記第１の交流電源手段、前記共振用キャパシタンス手段および前記第１の共振用インダクタンス手段と共に第１の閉回路を形成する第１のスイッチング手段群と、
前記第１の閉回路が形成されているときに前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側インダクタンス手段の両電圧の和が前記第１の交流電圧の瞬時値の大きさになると前記両電圧の和をその第１の交流電圧にクランプする第１のクランプ手段と、
オンのとき前記第２の交流電源手段、前記共振用キャパシタンス手段および前記第２の共振用インダクタンス手段と共に第２の閉回路を形成する第２のスイッチング手段群と、
前記第２の閉回路が形成されているときに前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側インダクタンス手段の両電圧の和が前記第２の交流電圧の瞬時値の大きさになると前記両電圧の和をその第２の交流電圧にクランプする第２のクランプ手段と、
前記第１のスイッチング手段群と前記第２のスイッチング手段群を順番に繰り返してオン制御するオン制御手段、
を有する共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置などである。
ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。
【０００９】
「第１、第２の交流電源が交互にその直列共振部を直列共振させるとき」その直列共振部は「変圧手段、整流手段および平滑用キャパシタンス手段等」を介さずに直列共振動作を行い、第１又は第２の共振用インダクタンス手段がある程度励磁エネルギーを蓄えると、第１又は第２の共振用インダクタンス手段は変圧手段と整流手段を介して平滑用キャパシタンス手段等にその励磁エネルギーを供給する構成になっている。そのために前記第１又は第２のスイッチング手段群と前記第１又は第２のクランプ手段がそれらの接続を切り換える。その結果、その直列共振動作が優先され、共振電流のピーク値はより各交流電圧波形に近付くので、『供給される電源電流の波形を各交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善することができる。』
（ 第２発明の効果 ）
【００１０】
第２発明が下記の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応する場合、前記第１又は第２の共振用インダクタンス手段の励磁エネルギーは前記変圧手段を介さず直に前記整流手段を通じて平滑用キャパシタンス手段等に供給される。
◆ 前記整流手段がブリッジ接続型であって、前記変圧手段を取り外し、前記整流手段の両入力端子を前記変圧手段を介さずに他の構成要素と直接接続する前述（＝段落番号０００８記載中）の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。◆
【００１１】
第２発明が下記の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応する場合、両前記交流電源手段は共通化され、例えばブリッジ接続型の主回路構成となる。
◆前記第１、第２の交流電源手段が共通で、前記第１、第２の閉回路の各形成時に互いに逆向きの電流が前記共振用キャパシタンス手段に流れる様に各前記閉回路が形成されている前述（＝段落番号０００８または段落番号００１０記載中）の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。◆
【００１２】
各発明が下記の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応する場合、前記第１、第２の共振用インダクタンス手段は共通化され、構成が簡単化する。
◆前記第１、第２の共振用インダクタンス手段が共通である前述（＝段落番号０００５、０００７、０００８、００１０または００１１記載中）の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置。◆
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図２】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図３】第２発明の１実施例を示す回路図である。
【図４】第２発明の１実施例を示す回路図である。
【図５】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図６】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図７】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図８】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図９】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図１０】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図１１】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図１２】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図１３】第３発明の１実施例を示す回路図である。
【図１４】第３発明の１実施例を示す回路図である。
【図１５】第４発明の１実施例を示す回路図である。
【図１６】第４発明の１実施例を示す回路図である。
【図１７】第５発明の１実施例を示す回路図である。
【図１８】第５発明の１実施例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
各発明をより詳細に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１に示す実施例１（第１発明）は請求項１記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応し、図１の実施例１では次の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。
◆ａ）交流電源１が前述した交流電源手段に。
◆ｂ）コンデンサ１４が前述した共振用キャパシタンス手段に。
◆ｃ）コイル２５ａ、２５ｂが前述した第１、第２の共振用インダクタンス手段に。
◆ｄ）ブリッジ接続型の整流回路１２が前述した整流手段に。
◆ｅ）コンデンサ１３が前述した平滑用キャパシタンス手段に。
◆ｆ）変圧器９、１次巻線９ａ及び２次巻線９ｂそれぞれが前述した変圧手段、入力側インダクタンス手段および出力側インダクタンス手段それぞれに。
◆ｇ）「整流回路２と可制御スイッチング手段６」が前述した第１のスイッチング手段群に。
◆ｈ）整流回路２とダイオード１０が前述した第１のクランプ手段に。
◆ｉ）可制御スイッチング手段７（とダイオード１９）が前述した第２のスイッチング手段群に。
◆ｊ）ダイオード１１が前述した第２のクランプ手段に。
◆ｋ）オン制御回路５が前述したオン制御手段に。
【００１６】
尚、３は電源スイッチ、４はヒューズで、負荷は図示していない。また、図示していないが、電源周波数の交流だけを通し、高い共振周波数の交流やスイッチング・ノイズ等を通さないノイズ・フィルターを電源スイッチ３等と整流回路２の間に設けても構わないし、コンデンサ１３と両出力端子の間にもノイズ・フィルターを設けても構わない。さらに、オン制御回路５は所定の時間間隔で可制御スイッチング手段６、７を交互にオン制御するが、電源投入直後コンデンサ１３がまだ充電されていない場合「励磁されたコイル２５ａ、２５ｂがコンデンサ１３に電流を流す期間」は長くなるので、コンデンサ１３が所定電圧に充電されるまで各オン期間も長目に設定しておく必要が有る。それから、コイル２５ａ、２５ｂと変圧器９はどれも空心でも磁心付きでも良い。そして、コイル２５ａ、２５ｂは磁気結合しなくても良いし、両誘起電圧方向を同じ向きにして又は逆向きにして磁気結合しても良い。さらに加えて、もし、「ダイオード１０と１次巻線９ａの直列回路」に第２の共振用コンデンサを並列接続すると、コンデンサ１４及び整流回路２と共にコンデンサ・インプット型平滑回路が等価的に構成されてしまうので、その様な第２の共振用コンデンサの並列接続はできない。あとコイル２５ａと可制御スイッチング手段６の接続位置を入れ換えても良いし、あるいは、コイル２５ｂと可制御スイッチング手段７の接続位置を入れ換えても良い。
【００１７】
回路動作は次の通りである。電源スイッチ３のオン直後コンデンサ１３、１４の各電圧をゼロと仮定し、先ずオン制御回路５が可制御スイッチング手段６をターン・オンさせると、交流電源１が整流回路２、可制御スイッチング手段６及び１次巻線９ａを介してコンデンサ１４とコイル２５ａを共振させる。この共振周波数は交流電源１の周波数の十数倍〜数十万倍以上である。次第にコイル２５ａが励磁され、「コンデンサ１４の電圧と１次巻線９ａの逆起電力の和電圧」がほぼ交流電源１のその時の電源電圧瞬時値に達すると、ダイオード１０の印加電圧は逆方向から順方向に変わり、さらにダイオード１０の順電圧に達するので、ダイオード１０がターン・オンして「整流回路２とダイオード１０」がその和電圧をほぼ交流電源１のその時の電圧瞬時値にクランプする。このため、コイル２５ａの電流は１次巻線９ａ、ダイオード１０及び可制御スイッチング手段６を介して流れ、減哀してゼロになる。尚、電源投入直後コンデンサ１３の電圧はゼロなため１次巻線９ａの逆起電力もほとんどゼロだから、コンデンサ１４はほぼ上記電源電圧瞬時値に充電される。また、電源投入後オン制御回路５が最初に可制御スイッチング手段７をターン・オンさせても、コンデンサ１４の電圧はゼロだから共振電流は流れず、結局、次の可制御スイッチング手段６のオンから共振電流が流れ始め、電力変換動作が開始する。
【００１８】
次に、可制御スイッチング手段６のターン・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段７をターン・オンさせると、ほぼ上記電源電圧瞬時値に充電されたコンデンサ１４とコイル２５ｂが可制御スイッチング手段７（とダイオード１９）を介して共振し、コンデンサ１４は放電し、さらに電圧反転へ向かう。コンデンサ１３の電圧はまだゼロなため１次巻線９ａの逆起電力もほぼゼロだから、コ、途中コンデンサ１４の電圧がほぼゼロになると、ダイオード１１の印加電圧は逆方向から順方向に変わり、さらにダイオード１１の順電圧に達するので、ダイオード１１がターン・オンしてコンデンサ１４の電圧をほぼ電圧ゼロにクランプする。このため、コイル２５ｂの電流は可制御スイッチング手段７、ダイオード１１及び１次巻線９ａを介して流れ、減衰してゼロになる。
【００１９】
さらに、可制御スイッチング手段７のターン・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段６をターン・オンさせると、コンデンサ１４の電圧はまだゼロに近いから、交流電源１が整流回路２及び可制御スイッチング手段６を介してコンデンサ１４とコイル２５ａを共振させ、コンデンサ１４を充電する。という具合に以後同様に同じ事が繰り返され、交流電力が直流電力に変換されてコンデンサ１３に供給されて行く。その結果、コンデンサ１３の電圧増加に伴って１次巻線９ａの逆起電力も増加するので、コンデンサ１４のピーク電圧絶対値は「交流電源１のその時の交流電圧絶対値と１次巻線９ａの逆起電力の大きさの和電圧」にほぼクランプされるので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさはその和電圧の大きさに対応して増減し、図１の実施例１の力率は高くなる。しかも、コンデンサ１３へのエネルギー供給よりもコンデンサ１４とコイル２５ａ、２５ｂの共振動作が優先されるので、交流電圧がゼロ付近でも従来よりしっかりと共振動作が行われる。それから、可制御スイッチング手段６、７は電流ゼロ・スイッチングを行い、ダイオード１０、１１は電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチングを行うので、スイッチング・ノイズは小さい。
【実施例２】
【００２０】
図２に示す実施例２は図１の実施例においてコイル２５ａ、２５ｂを共通化して１つのコイル８にまとめた様なものである。
【実施例３】
【００２１】
図３に示す実施例３（第２発明）はブリッジ接続型で、請求項３、５又は６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応する。オン制御回路９０が可制御スイッチング手段６、１６をオン制御しているときにコンデンサ１４の電圧の大きさがほぼ「交流電源１のその時の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起電力の大きさの相電圧」になると、「整流回路２、可制御スイッチング手段１６とダイオード１０、１８」がコンデンサ１４の電圧をほぼ前記和電圧にクランプし、ダイオード１０と可制御スイッチング手段６の直列回路がコイル８の電流を１次巻線２０９ａの方へバイパスする。また、オン制御回路９０が可制御スイッチング手段７、１７をオン制御しているときにコンデンサ１４の電圧の大きさがほぼ「交流電源１のその時の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起電力の大きさの和電圧」になると、「整流回路２、ダイオード１１、１９と可制御スイッチング手段１７」がコンデンサ１４の電圧をほぼ前記和電圧にクランプし、可制御スイッチング手段７とダイオード１１の直列回路がコイル８の電流を１次巻線２０９ｂの方へバイパスする。その結果、コンデンサ１４のピーク電圧絶対値は正負とも「交流電源１のその時の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起電力の大きさの和電圧」にクランプされるので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさは正負ともその交流瞬時値電圧の大きさに対応して増減し、図３の実施例３の力率は高くなる。尚、１次巻線２０９ａ、ダイオード１０及び可制御スイッチング手段１７の直列回路がコンデンサ１４を短絡するのをダイオード１８が阻止し、可制御スイッチング手段１６、ダイオード１１及び１次巻線２０９ａの直列回路がコンデンサ１４を短絡するのをダイオード１９が阻止する。
【実施例４】
【００２２】
図４に示す実施例４は図３の実施例において１次巻線２０９ａ、２０９ｂを共通化して１つの１次巻線９ａにまとめたものである。
【実施例５】
【００２３】
図５に示す実施例５（第１発明）は請求項１記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応し、交流電圧の極性によって前述した各構成要素に相当するものが一部切り換わる。尚、共振用のコンデンサ２４を図５の様に接続した実施例も可能である。図中２００は（入力側）ノイズ・フィルタ回路である。
【実施例６】
【００２４】
図６に示す実施例６（第１発明）は請求項１又は６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター装置に対応し、交流電圧の極性によって前述した各構成要素に相当するものが一部切り換わる。尚、共振用のコンデンサ２４を図６の様に接続した実施例も可能である。また、図６の実施例でダイオード２０〜２３それぞれの代わりに１方向性（逆阻止型）可制御スイッチング手段を１つずつ使用し、可制御スイッチング手段６、７それぞれを短絡し、それら１方向性可制御スイッチング手段を２つずつ交互にオン制御するオン制御手段をオン制御回路５の代わりに用いた実施例も有る。図中２００は（入力側）ノイズ・フィルタ回路である。
【実施例７】
【００２５】
図７に示す実施例７では可制御スイッチング手段７のターン・オフ後コンデンサ１４が１次巻線９ａを介して放電するのをダイオード１９が阻止する。
【実施例８】
【００２６】
図８に示す実施例８でも可制御スイッチング手段７のターン・オフ後コンデンサ１４が１次巻線９ａを介して放電するのをダイオード１９が阻止する。また、図３〜図８の各実施例においてダイオード１０、１１の一方を取り外した実施例も可能で、この場合「共振動作途中から１次巻線９ａに励磁エネルギーを供給しない方の共振動作」は「共振動作途中から１次巻線９ａに励磁エネルギーを供給する方の共振動作」をアシストする共振アシスト動作の役割を担うことになる。
【実施例９】
【００２７】
図９に示す実施例９は図１の実施例１において出力用変圧手段として「１次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用いたものである。
【実施例１０】
【００２８】
図１０に示す実施例１０は図２の実施例２において出力用変圧手段として「１次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用いたものである。
【実施例１１】
【００２９】
図１１に示す実施例１１は図７の実施例７において出力用変圧手段として「１次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用いたものである。
【実施例１２】
【００３０】
図１２に示す実施例１２は図８の実施例８において出力用変圧手段として「１次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用いたものである。
【実施例１３】
【００３１】
図９〜図１２に示す実施例９〜実施例１２と同様に図５の実施例５においても「１次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用い、ダイオード１０、１１の間にその両１次巻線を直列接続することができる。
【実施例１４】
【００３２】
図９〜図１２に示す実施例９〜実施例１２と同様に図６の実施例６においても「１次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用い、ダイオード１０、１１の間にその両１次巻線を直列接続することができる。
尚、これらの実施例９〜１４ではダイオード１０と１次巻線２０９ａの接続位置を入れ換えても構わないし、あるいは、ダイオード１１と「次巻線２０９ｂの接続位置を入れ換えても構わない。
【実施例１５】
【００３３】
図１３に示す実施例１５は第３発明の実施例である。これは単相入力の交流電源を三相交流電源化したものである。→特開平１１−３３２２３４号の図２８の実施例の三相交流化。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【実施例１６】
【００３４】
図１４に示す実施例１６は第３発明の実施例である。これも単相入力の交流電源を三相交流電源化したものである。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【実施例１７】
【００３５】
図１５に示す実施例１７は第４発明の実施例である。これも単相入力の交流電源を三相交流電源化したものである。→特開平１１−３３２２３４号の図４１の実施例の三相交流化。尚、図１５の実施例１７ではスイッチが２つずつ点線で繋がれ、連携駆動を意味するが、両組のスイッチは交互にオン駆動される。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【実施例１８】
【００３６】
図１６に示す実施例１８は第４発明の実施例である。これも単相入力の交流電源を三相交流電源化したものである。尚、図１６の実施例１８ではスイッチが２つずつ点線で繋がれ、連携駆動を意味するが、両組のスイッチは交互にオン駆動される。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【実施例１９】
【００３７】
図１７に示す実施例１９は第５発明の実施例である。これも単相入力の交流電源を三相交流電源化したものである。→特開平１１−３４１８０２号（特願平１１−７８２６６号）の図６の実施例の三相交流化。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【実施例２０】
【００３８】
図１８に示す実施例２０は第５発明の実施例である。これも単相入力の交流電源を三相交流電源化したものである。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【００３９】
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＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊  最  後  の  補  足  説  明  ＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊
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◆ａ）交流電源１の代わりに前述の交流電源手段として他に交流発電機等が有る。
◆ｂ）各実施例において一部構成要素の「置換え」又は「変更」又は「追加」等によって新実施例（派生実施例）が派生するが、各実施例またはそれから派生する各派生実施例において各可制御スイッチング手段をそれと相補関係に有る可制御スイッチング手段（例：ＮＭＯＳ・ＦＥＴに対するＰＭＯＳ・ＦＥＴ等。）で１つずつ置き換え、電圧極性または電圧方向の有る各構成要素（例：直流電源、ダイオード等。）の向きを逆にした「元の（派生）実施例に対して電圧極性または電圧方向に関して対称的な関係に有る実施例」もまた可能である。
◆ｃ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例において各ダイオード又は各整流回路の代わりに非可制御スイッチング手段または整流回路として特開昭６３−１９０５５９号、特開平１−１１７６６０号、特開平２−２１１０６２号、特開平２−２１９４６７号、特開平２−２２８２５９号、特開平９−１６３７３６号、特開平９−２７０６８７号、特開平１１−１４６６４０号、特開平１１−２２５２２７号、特開平１１−３３２２２６号、特開平１１−３４１７９９号、特開２０００−２３４５６号に開示されている非可制御スイッチング手段または整流回路を１つずつ使用した各実施例も可能である。
【００４０】
◆ｄ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例においてブリッジ接続型の整流回路１２の代わりに倍電圧型整流回路を使っても良いし、あるいは、「各出力用変圧器と整流回路１２の組合せ」の代わりに「１次巻線１つと２次巻線２つを持つ変圧器とセンター・タップ型整流回路の組合せ」を使っても良い。
◆ｅ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例においてブリッジ接続型整流回路２の代わりに１つの１次巻線と２つの２次巻線を持つ変圧器とセンター・タップ型整流回路を組み合わせたものを使っても良いし、１つのダイオードによる半波整流回路を使っても良い。
◆ｆ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例において可制御スイッチング手段６、７、１６、１７それぞれとしてバイポーラ・トランジスタ、ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トランジスタ、ＧＴＢＴ（接地した溝形電極を持つバイポーラ型電界効果トランジスタ）、Ｊ型ＦＥＴ、サイリスタ、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ、「自己保持機能を持つ可制御スイッチング手段（例：特願昭６２−５０４７８５号等。）」又は「自己ターン・オフ機能を持つ可制御スイッチング手段」等が有る。
ｇ）図１の実施例は図２の実施例においてコイル８をセンター・タップ型コイル化などしたものであるが、同様に図３〜図４の各実施例においてコイル８をセンター・タップ型コイル化などしたものが可能。
【００４１】
◆ｈ）「図２〜図４、図６、図８、図１０、図１２、図１７〜図１８の各実施例」や「図１、図５、図７、図９、図１１の各実施例においてスイッチ６とコイル２５ａの接続位置を入れ換え、スイッチ７とコイル２５ｂの接続位置を入れ換えた各実施例」において各可制御スイッチング手段６（、１７）の代わりにＮチャネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トランジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ使用し、各可制御スイッチング手段７（、１６）の代わりにＰチャネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トランジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ使用し、各ゲート同士を接続した実施例も可能である。
◆ｉ）各実施例、各派生実施例では磁心付きの変圧器を利用する例を主に開示しているが、もちろんそれは空心の変圧器でも構わない。
◆ｊ）各実施例、各派生実施例では出力用変圧手段と整流手段を介して各コンデンサ１３にエネルギーを供給しているが、その出力用変圧器を省いて整流手段だけを介して各コンデンサ１３にエネルギーを供給する実施例も可能である。
◆ｋ）特願平１０−３５５２９５号や特願平１１−７８２６６号の各実施例で使用している各オン制御方法、各オン制御回路、各定電圧制御方法もしくは定電圧制御回路をそのまま第１、第２発明の各実施例、各派生実施例に応用できる。
【符号の説明】
【００４２】
２  整流回路
５  オン制御回路
１２  整流回路
３５  オン制御回路
９０  オン制御回路
２００  （入力側）ノイズ・フィルター回路
【図１】
2011041468.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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