(57)【要約】【課題】正弦波駆動を維持する。【解決手段】低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、駆動制御信号に基づいて前記負荷を駆動する駆動信号を出力する出力回路と、を有する。振幅制御回路は、駆動電源の立ち上がり時および立ち下がり時において、出力回路に供給する駆動制御信号（Ｒ側信号、Ｆ側信号）の振幅を徐々に変化させる。これによって、出力回路からの駆動信号の振幅を徐々に変化させる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を駆動する高電圧出力ドライバーであって、
低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、
前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、駆動制御信号に基づいて前記負荷を駆動する駆動信号を出力する出力回路と、
前記駆動電源の立ち上がり時および立ち下がり時において、前記出力回路に供給する駆動制御信号の振幅を徐々に変化させる振幅制御回路と、
を有することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記振幅制御回路は、
前記駆動制御信号の波形に対応したデジタルデータに基づいて、前記駆動制御信号を発生するＤ／Ａコンバータと、
前記駆動電源の立ち上がり時および立ち下がり時において、前記Ｄ／Ａコンバータの電源電圧を徐々に変化させるＤＡＣ電源電圧制御回路と、
を有することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項３】
請求項２に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記ＤＡＣ電源電圧制御回路は、定電流によって充放電されるコンデンサを有し、この充放電されるコンデンサの電圧により徐々に変化する電圧を得ることを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷を高電圧で駆動する高電圧出力ドライバーに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、圧電素子を用いた装置が各種提案されており、超音波モータ、圧電ポンプや、各種のアクチュエータなどに利用されている。
【０００３】
この圧電素子の駆動には、比較的高電圧が必要であり、数１００Ｖの電源を用いることもある。そして、このような高電圧を印加することで、圧電素子を十分な振幅で変形させることができ、所望の駆動が可能となる。一方、携帯用に機器などでは、５Ｖや、１０Ｖ程度の低電圧で多くの回路が駆動されており、電源電圧は低い。従って、このような機器において、圧電素子を駆動するためには、昇圧回路が必要となり、昇圧回路の出力を電源として、動作する出力回路から負荷駆動用信号が出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１０９０６８号公報
【特許文献２】特開平８−２０５５６３号公報
【特許文献３】特開２０００−６０８４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般的に、物理的な動作について、急激な変化は、各種の部材にストレスを与える場合が多い。圧電素子においても、急激な変形を生起するのはストレスが大きい。従って、負荷に対しては、正弦波の駆動信号を印加する場合が多く、常に正弦波駆動を維持することが好ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、負荷を駆動する高電圧出力ドライバーであって、低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、駆動制御信号に基づいて前記負荷を駆動する駆動信号を出力する出力回路と、前記駆動電源の立ち上がり時および立ち下がり時において、前記出力回路に供給する駆動制御信号の振幅を徐々に変化させる振幅制御回路と、を有することを特徴とする。
【０００７】
また、前記振幅制御回路は、前記駆動制御信号の波形に対応したデジタルデータに基づいて、前記駆動制御信号を発生するＤ／Ａコンバータと、前記駆動電源の立ち上がり時および立ち下がり時において、前記Ｄ／Ａコンバータの電源電圧を徐々に変化させるＤＡＣ電源電圧制御回路と、を有することが好適である。
【０００８】
また、前記ＤＡＣ電源電圧制御回路は、定電流によって充放電されるコンデンサを有し、この充放電されるコンデンサの電圧により徐々に変化する電圧を得ることが好適である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、駆動電源電圧の立ち上がり立ち下がりに応じて、駆動信号の振幅を徐々に変化させるとができるため、正弦波駆動を維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】高電圧出力ドライバーの出力部の構成を示す図である。
【図２】電源ＶＤＡＣに応じた出力振幅の出力を得るＤ／Ａコンバータの構成を示す図である。
【図３】電源ＶＤＡＣの出力のための構成を示す図である。
【図４】駆動開始時の電源ＶＤＡＣの状態を示す図である。
【図５】駆動停止時の電源ＶＤＡＣの状態を示す図である。
【図６】駆動開始時の駆動電源と、駆動信号の状態を示す図である。
【図７】駆動停止時の駆動電源と、駆動信号の状態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１２】
「駆動信号出力回路の構成」
図１には、負荷である圧電素子ＰＺへの駆動信号を出力する駆動信号出力回路の構成が示されている。１つの駆動波形（サイン波状の交流波形）であるＲ側入力信号は、バッファアンプＢＦ１の正入力端に入力される。このバッファアンプＢＦ１は、その出力が負入力端に接続されており、Ｒ側入力信号がそのままの波形で出力される。バッファアンプＢＦ１の出力はコンパレータ（エラーアンプ）ＣＰ１の正入力端に入力される。このコンパレータＣＰ１の負入力端には、帰還信号が入力されており、両信号の誤差信号がコンパレータＣＰ１の出力として得られる。得られた誤差信号は、高電源電圧で駆動される出力アンプＡＰ１に供給され、この出力アンプＡＰ１の出力が出力端Ｔ１に供給される。出力端Ｔ１には、圧電素子ＰＺの一方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点は、端子Ｔ２を介し、コンパレータＣＰ１の負入力端に接続され、出力電圧が分圧された電圧がコンパレータＣＰ１に負帰還される。
【００１３】
従って、コンパレータＣＰ１は、その出力が、帰還信号である分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点電圧がＲ側入力信号に一致するように動作し、従って出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴがＲ側入力信号に応じたものになる。
【００１４】
また、Ｆ側入力信号は、Ｒ側入力信号と位相が１８０度異なる信号（相補的な信号）であり、Ｆ側入力信号は、バッファアンプＢＦ２、コンパレータＣＰ２、出力アンプＡＰ２を介し、Ｆ側入力信号に対応した高電圧の駆動信号となり、出力端Ｔ３に供給される。出力端Ｔ３は、圧電素子ＰＺの他方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を介しグランドに接続されており、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の中点電圧がコンパレータＣＰ２に負帰還されている。従って、出力端Ｔ３からの出力である駆動信号ＦＯＵＴが出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴと反対の極性の信号となり、圧電素子ＰＺの両面の電極に位相が１８０度異なる一対の駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが印加されることになる。従って、圧電素子ＰＺが駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴに応じて変形し、所望の動作が得られる。例えば、圧電素子ＰＺにより圧電ポンプのダイヤフラムを駆動することができる。
【００１５】
次に、駆動電源制御信号は、コンパレータＣＰ３の正入力端に入力される。コンパレータＣＰ３の負入力端には帰還信号が入力されている。コンパレータＣＰ３の出力は、コンパレータＣＰ４の負入力端に入力される。このコンパレータＣＰ４の正入力端には、予め設定された三角波が供給されている。従って、このコンパレータＣＰ４の出力には、コンパレータＣＰ３の出力の電圧に応じたデューティー比のＰＷＭ信号が得られる。すなわち、駆動電源制御信号がフィードバック信号に比べて高ければ、コンパレータＣＰ３の出力電圧が高くなり、デューティー比（Ｈレベルの期間）が少ないＰＷＭ信号がコンパレータＣＰ４から出力される。なお、駆動電源制御信号は、後述するように、圧電素子ＰＺの駆動を制御するための制御電源電圧ＶＣＣに基づいて発生される。
【００１６】
コンパレータＣＰ４の出力は、ｐチャネルトランジスタＱ１と、ｎチャネルトランジスタＱ２のゲートに供給される。このトランジスタＱ１は、ソースが端子Ｔ５に接続され、ドレインがトランジスタＱ２のドレインに接続されており、トランジスタＱ２のソースはグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン同士の接続点は、端子Ｔ６に接続されている。
【００１７】
端子Ｔ５には、外付けのコイルＬｖｓを介し、外付けのダイオードＤ１のアノードに接続され、このダイオードＤ１のカソードは外付けコンデンサＣ１を介しグランドに接続されている。また、端子Ｔ６には、ｎチャネルトランジスタＱ３のゲートが接続され、このトランジスタＱ３のドレインがコイルＬｖｓとダイオードＤ１の接続点に接続され、ソースがグランドに接続されている。
【００１８】
従って、コンパレータＣＰ４からの出力であるＰＷＭ信号がＨレベルであると、トランジスタＱ２がオンし端子Ｔ６がＬレベルとなりトランジスタＱ３はオフ、ＰＷＭ信号がＬレベルであると、トランジスタＱ２がオフし端子Ｔ６がＨレベルとなりトランジスタＱ３はオンする。このトランジスタＱ３がオンすることで、コイルＬｖｓにエネルギーが蓄積され、トランジスタＱ３がオフすることで、コイルＬｖｓに蓄積されたエネルギーに応じてコンデンサＣ１に充電される。従って、コンパレータＣＰ４からの出力におけるＬレベルの期間が長いほど、コンデンサＣ１への充電量が大きくなり、コンデンサＣ１からの出力である駆動電源電圧が高くなる。なお、ダイオードＤ１に並列してトランジスタを設けると、そのスイッチングにより駆動電源電圧を下げることが容易になる。
【００１９】
コンデンサＣ１の上側（ダイオードＤ１のカソードに接続される電極）は、端子Ｔ７に接続され、この端子Ｔ７が出力アンプＡＰ１，ＡＰ２へ駆動電源電圧として供給される。また、コンデンサＣ１の上側は、外付けの分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は、外付けの抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２を介し、端子Ｔ８に接続されている。そして、端子Ｔ８は、コンパレータＣＰ４の負入力端に接続されている。抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２は、ハイパスフィルタを構成しており、これによって駆動電源電圧出力の高周波成分が除去される。さらに、分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は端子Ｔ９に接続されており、この端子Ｔ９がコンパレータＣＰ３の負入力端に接続されている。従って、駆動電源電圧を分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した電圧が駆動電源制御信号と比較されるフィードバック信号（帰還信号）となり、帰還信号の電圧が駆動電源制御信号の電圧に一致するように、駆動電源電圧が制御される。
【００２０】
このようにして、駆動電源制御信号によって、駆動電源電圧を任意に制御することが可能になる。これによって、端子Ｔ１，Ｔ３からの出力である、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が制御される。なお、後述するように、駆動電源制御信号は、電源電圧ＶＣＣとして本ドライバーに外部から供給される。
【００２１】
「駆動制御信号の振幅制御回路の構成」
図２には、Ｒ側信号およびＦ側信号を出力するためのＤ／Ａコンバータ３０の構成が示されている。Ｄ／Ａコンバータ３０の電源である電源ＶＤＡＣとグランドの間には、入力デジタル信号のビット数に応じた抵抗が直列接続されている。そして、各抵抗間の接続点には２つのスイッチがそれぞれ対応して設けられており、一方側のＲ側スイッチ群ＳＷｒの抵抗側でない端部が共通接続してＲ側信号の出力、他側のＦ側スイッチ群ＳＷｆの抵抗側でない端部が共通接続してＦ側信号の出力になっている。
【００２２】
また、Ｒ側、Ｆ側スイッチ群を制御するためにカウンタ回路３２が設けられている。このカウンタ回路３２は、所定のクロックをアップカウント、ダウンカウントを繰り返す。例えば、５１２段階のカウント値を０→５１１→０→５１１というように順次繰り返し出力する。そして、これらカウンタの出力がＲ側スイッチ群ＳＷｒとＦ側スイッチ群ＳＷｆとで、ちょうど反対の出力が出るように対応付けられている。すなわち、カウンタ３２の出力が０のときにＲ側スイッチ群ＳＷｒの出力が０であれば、Ｆ側スイッチ群ＳＷｆの出力が５１１となるように設定されている。
【００２３】
従って、Ｒ側信号、Ｆ側信号が図示のように、１クロックに対し順次変化する相補的なサインカーブになる。そして、電源ＶＤＡＣが変化することで、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅が連動して変化する。なお、この例では、電源ＶＣＣに応じて振幅が変化するＲ側信号、Ｆ側信号がＤ／Ａコンバータ３０の出力に得られる。また、Ｄ／Ａコンバータ３０の最大出力が駆動電源制御信号として出力され、この駆動電源制御信号に基づいて上述のようにして、駆動電源電圧が制御される。
【００２４】
このような図３の出力信号が図１のバッファアンプＢＦ１，ＢＦ２、コンパレータＣＰ３に入力される。そして、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５，Ｒ６の比を適切に設定することで、入力されてくるＶＣＣに応じて、圧電素子ＰＺへの駆動信号を所望のものに制御することが可能になる。
【００２５】
なお、図３では、Ｄ／Ａコンバータ３０からＲ側信号、Ｆ側信号をそのまま出力することにした。しかし、Ｒ側信号、Ｆ側信号は上下対称である。従って、半分（１８０度分）の出力のみをＤ／Ａコンバータ３０から出力し、他の半分については、出力を反転することもできる。これによって、Ｄ／Ａコンバータ３０における抵抗列を半分の規模にすることが可能になる。
【００２６】
図３には、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅を制御するために、Ｄ／Ａコンバータ３０の電源電圧（ＤＡＣ電源電圧）を制御するのに好適な構成が示されている。電源ＶＣＣには、定電流源ＣＣ１の一旦が接続され、この定電流源ＣＣ１の他端がスイッチＳＷ１を介し、出力が負入力端に短絡されたバッファアンプＢＦ１１の正入力端に入力されている。また、バッファアンプＢＦ１１の正入力端には、スイッチＳＷ２、定電流源ＣＣ２を介しグランドに接続されている。そして、バッファアンプＢＦ１１の正入力端には、コンデンサＣ３が接続されている。従って、スイッチＳＷ１をオン、スイッチＳＷ２をオフすることで、コンデンサＣ３に定電流源ＣＣ１からの定電流が充電され、スイッチＳＷ２をオン、スイッチＳＷ１をオフすることで、コンデンサＣ３から定電流源ＣＣ１の定電流が放電される。このため、定電流源ＣＣ１、ＣＣ２の電流量と、コンデンサＣ３の容量によって、バッファアンプＢＦ１１の正入力端の電圧を変化の時定数を任意に設定することができる。
【００２７】
また、この例では、リファレンスＶ１が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、バッファアンプＢＦ１１の正入力端がダイオードＤ１１を介し出力に接続されるコンパレータＣＰ１１と、リファレンスＶ２が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、出力がダイオードＤ１２を介しバッファアンプＢＦ１１の正入力端に接続されるコンパレータＣＰ１２と、が設けられている。ダイオードＤ１１は、バッファアンプＢＦ１１の正入力端からコンパレータＣＰ１１の出力に向けて流れる電流のみを流し、ダイオードＤ１２は、コンパレータＣＰ１２の出力からバッファアンプＢＦ１１の正入力端に向けて流れる電流のみを流す。従って、バッファアンプＢＦ１１の正入力端の電圧は、リファレンス電圧Ｖ１，Ｖ２でクリップされることになる。
【００２８】
従って、電源ＶＤＡＣは、電源立ち上がり時（負荷駆動開始時）におけるスイッチＳＷ２オフ、スイッチＳＷ１オンに従い、図４に示すように変化することになる。すなわち、電源ＶＤＡＣは、所定の時定数に応じて、Ｖ２→Ｖ１に直線的に変化し、Ｖ１で一定になる。駆動状態では電源ＶＤＡＣの電圧はＶ１で一定になる。
【００２９】
また、電源ＶＤＡＣは、電源立ち下がり時（負荷駆動停止時）におけるスイッチＳＷ２オン、スイッチＳＷ１オフに従い、図５に示すように変化することになる。すなわち、電源ＶＤＡＣは、所定の時定数に応じて、Ｖ１→Ｖ２に直線的に変化し、Ｖ２で一定になる。
【００３０】
例えば、コンデンサＣ３を外付けにすれば、コンデンサＣ３に所望の容量のものを採用することで、時定数を決定でき、立ち上がり時間、立ち下がり時間を任意に設定することができる。なお、立ち上がり時間と、立ち下がり時間を変更するためには、定電流源ＣＣ１、ＣＣ２の電流量を異なるものに設定しておけばよい。
【００３１】
ここで、駆動電源電圧の立ち上がり時間は、コイルＬｖｓ、ダイオードＤ１、トランジスタＱ３、コンデンサＣ１を含む昇圧回路によって決定される。従って、電源立ち上がり時の駆動電圧の立ち上がり時間に応じて、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅を同様の立ち上がり時間で立ち上げることによって、駆動信号ＲＯＵＴ、ＦＯＵＴの上側が飽和して直線状になり、正弦波駆動できなくなるという問題を解消できる。すなわち、図６に示すように、駆動信号ＲＯＵＴ、ＦＯＵＴの振幅が駆動電源の立ち上がりにつれて大きくなる。
【００３２】
また、駆動電源の立ち下がり時間は、回路において決定されるコンデンサＣ１の放電時間によって決定される。従って、電源立ち下がり時の駆動電圧の立ち下がり時間に応じて、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅を同様の立ち下がり時間で立ち下げることによって、駆動信号ＲＯＵＴ、ＦＯＵＴの上側が飽和して直線状になり、正弦波駆動できなくなるという問題を解消できる。すなわち、図７に示すように、駆動信号ＲＯＵＴ、ＦＯＵＴの振幅が駆動電源の立ち下がりにつれて小さくなる。
【符号の説明】
【００３３】
３０  コンバータ、３２  カウンタ回路、ＡＰ１，ＡＰ２  出力アンプ、ＢＦ１，ＢＦ２，ＢＦ１１  バッファアンプ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ、ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３，ＣＰ４，ＣＰ１１，ＣＰ１２  コンパレータ、Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード、Ｒ１〜Ｒ７  抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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