(57)【要約】      （修正有）【課題】非定包絡線（non-constant envelope）を有する広帯域無線信号を介して、送信されるべき信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）／クレストファクタを低減するための方法及び装置を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ信号のような非定包絡線を伴う信号のクレストファクタを低減する方法および装置は、予め定められた閾値を越える信号ピークを含む信号をフィルタリングし、元の信号からフィルタリングされた信号を減算することによる。方法は、周波数領域への計算コストの低い変換、周波数領域フィルタリングおよびフィルタされた信号を時間領域に戻す変換を許容するために、ピーク信号のまばらな種を用いる。代わりに、まばらなピーク信号は、周波数領域フィルタリングマスクの逆フーリエ変換で畳み込まれる。【選択図】図３
2011182396.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号のクレストファクタを低減する方法であり、送信器の一部で行われる方法であって、
予め定められたクリッピング閾値を用いて前記入力信号をクリッピングすることによりクリッピングされた信号を生成し、
前記入力信号からピーク信号を生成し、前記ピーク信号は前記入力信号と前記クリッピングされた信号との間の差を具備し、
前記周波数領域において定義されたフィルタリングマスクの逆フーリエ変換で前記ピーク信号の少なくとも一部を畳み込み、フィルタリングされた信号を生成し、
前記入力信号から前記フィルタリングされた信号を減算することによって減算信号を生成することを具備する方法。
【請求項２】
前記ピーク信号のデータ点の所定数のみ畳み込まれ、データ点の前記所定数は、最も高い振幅を伴う前記ピーク信号のデータ点の前記所定数である請求項１の方法。
【請求項３】
前記入力信号は、シンボルに関し、初期ピーク信号は、前記シンボルに関する前記入力信号の全データ点の受信に先立って生成され、前記畳み込みは、前記初期ピーク信号に基づいて開始される請求項１の方法。
【請求項４】
さらなるデータ点は、前記シンボルに関する前記入力信号の一部として、前記さらなるデータ点が受信されるにつれて前記初期ピーク信号に加えられ、更新された初期ピーク信号が生成され、前記畳み込みは、前記更新された初期ピーク信号に基づいて継続される請求項３の方法。
【請求項５】
前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換は、１度生成され、メモリに格納される請求項１から請求項４のいずれか１項の方法。
【請求項６】
送信器のプロセッサを用いて前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換を計算することをさらに具備し、
前記プロセッサは、前記送信器によって送信されるべき信号の前記逆フーリエ変換を計算することにより、前記入力信号を生成するように適応される請求項１から請求項５のいずれか１項の方法。
【請求項７】
前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換のエネルギーの少なくとも９９％、少なくとも９０％、または少なくとも８０％を示す前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換の最大値のみが、前記ピーク信号の前記少なくとも一部を畳み込む際に用いられる請求項１から請求項６のいずれか１項の方法。
【請求項８】
前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換のエネルギーの少なくとも９９％、少なくとも９０％、または少なくとも８０％は、前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換のデータ点の第１数内に集中し、前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換の原点を中心とし、前記入力信号は、データ点の第１数の少なくとも半数を具備し、前記逆フーリエ変換の第１データ点から拡張されるＯＦＤＭ信号のシンボルの逆フーリエ変換の一部である請求項１の方法。
【請求項９】
前記方法は、複数の入力信号に連続して適用され、前記複数の入力信号は、ＯＦＤＭ信号の同じシンボルに関し、
第１入力信号は、前記シンボルの前記逆フーリエ変換の一部であり、前記一部は、データ点の前記第１数の半数と等しい少なくともいくつかのデータ点を具備し、前記一部の前記第１データ点は、前記逆フーリエ変換の前記第１データ点であり、
連続する入力信号は、前記シンボルの前記逆フーリエ変換のさらに一部を受信し、受信したさらなる一部を以前の入力信号に追加することによって生成される請求項８の方法。
【請求項１０】
前記減算信号の誤りベクトル振幅を決定し、前記誤りベクトル振幅が最大許容誤差ベクトル振幅を越える場合、前記ピーク信号がゼロとなるデータ点のうちの最小振幅を有する前記ピーク信号のデータ点を設定することをさらに具備する請求項１から請求項９のいずれか１項の方法。
【請求項１１】
時間領域信号のクレストファクタを低減する方法であり、送信器で行われる方法であって、
予め定められたクリッピング閾値を用いて前記信号をクリッピングすることによりクリッピングされた信号を生成し、
前記信号から前記クリッピングされた信号を減算してピーク信号を生成し、
前記ピーク信号の少なくとも一部を周波数領域に変換することによってフィルタリングされたピーク信号を生成し、周波数領域フィルタリングマスクを変換されたピーク信号に適用することによってフィルタリングされた信号を生成し、前記フィルタリングされた信号を時間領域に変換し、
前記信号から前記変換されたフィルタリングされた信号を減算することを具備する方法。
【請求項１２】
畳み込みまたは変換に先立って前記ピーク信号の前記少なくとも一部におけるデータ値に、複素ウェイトを適用することをさらに具備する請求項１から請求項１１のいずれか１項の方法。
【請求項１３】
時間領域入力信号を受信する入力と、
予め定められたクリッピング閾値を用いて前記入力信号をクリッピングすることによってクリッピングされた信号を生成し、前記入力信号と前記クリッピングされた信号との間の差を具備するピーク信号を生成し、前記周波数領域において定義されたフィルタリングマスクの逆フーリエ変換で前記ピーク信号の少なくとも一部を畳み込み、フィルタリングされた信号を生成し、前記入力信号から前記フィルタリングされた信号を減算することによって減算信号を生成するプロセッサを具備する装置。
【請求項１４】
前記プロセッサは、多くの乗算器を具備し、
前記プロセッサは、それぞれの乗算器の中で前記ピーク信号のデータ値を入力し、
前記プロセッサは、前記それぞれの乗算器の中で前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換の値をさらに入力し、前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換の入力されたデータ値のそれぞれは、前記ピーク信号の前記データ値のそれぞれ１つと関連する請求項１３の装置。
【請求項１５】
前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換の少なくとも一部を格納するメモリをさらに具備する請求項１３または請求項１４の装置。
【請求項１６】
前記入力信号を生成するために信号の逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴプロセッサをさらに具備し、前記ＩＦＦＴプロセッサは、アイドル（idle）期間中に前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換を計算し、前記メモリに前記フィルタリングマスクの前記逆フーリエ変換をさらに格納する請求項１５の装置。
【請求項１７】
振幅順に前記入力信号のピークをソートし、畳み込みに関するピークの所定数を選択するピークソート配置をさらに具備する請求項１３から請求項１６のいずれか１項の装置。
【請求項１８】
畳み込みに利用可能になったピーク信号値の所定数の後に、実時間における前記ピーク信号をさらに畳み込む請求項１３から請求項１６のいずれか１項の装置。
【請求項１９】
前記プロセッサは、前記減算信号の誤りベクトル振幅が予め定められた閾値を越えるかどうかを決定し、前記畳み込みに先立って減算信号をゼロに生成する際に、用いられる可能性のあるまたはすでに用いられた前記ピーク信号の最小の非ゼロ値を設定する請求項１３から請求項１８のいずれか１項の装置。
【請求項２０】
時間領域信号を受信する信号入力と、
予め定められたクリッピング閾値を用いて前記入力信号をクリッピングすることによってクリッピングされた信号を生成し、
前記入力信号と前記クリッピングされた信号との間の差を具備するピーク信号を生成し、
前記ピーク信号の少なくとも一部を周波数領域に変換し、
前記変換されたピーク信号に周波数領域フィルタリングマスクを適用することによってフィルタリングされた信号を生成し、
前記フィルタリングされた信号を時間領域に変換し、
前記信号から、変換されたフィルタリングされた信号を減算するプロセッサとを具備する前記時間領域信号のクレストファクタを低減する装置。
【請求項２１】
前記プロセッサは、畳み込みまたは変換に先立って前記ピーク信号の前記少なくとも一部に複素ウェイトをさらに適用する請求項１３から請求項２０のいずれか１項の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば非定包絡線（non-constant envelope）を有する広帯域無線信号を介して、送信されるべき信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）／クレストファクタを低減するための方法及び関する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
非定包絡線を伴う信号を用いて情報を送信する送信システムは、高いクレストファクタまたはピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有する信号コンフィグレーションに直面するかもしれない。高いクレストファクタまたはＰＡＰＲは、送信器チェーンにおける電力増幅器の効率に悪影響を与える。例えば、現在の無線通信システムは、周波数選択性チャネルにおける耐性およびそれらの高いスペクトル効率のために、マルチキャリア変調フォーマットを支持する。よく知られるマルチキャリア変調フォーマットの一例は、ＯＦＤＭである。高いクレストファクタまたはＰＡＰＲの問題は、マルチキャリア信号、特にＯＦＤＭ信号に関してとりわけ断言される。この問題を軽減しようとするいくつかのクレストファクタ低減（ＣＦＲ）方法が存在する。
【０００３】
図１は、クレストファクタ低減を採用した一般的なＯＦＤＭ送信器のブロック図を示す。はじめに、シンボルマッピング部２０のために、入力データ１０は、Ｎ個のサブキャリアに割り当てられるシンボルのセットにマッピングされる。その後、ＩＦＦＴ演算３０は、送信される時間領域信号を提供する。一般的に、オーバーサンプリングされたＩＦＦＴは、このステップで用いられる。オーバーサンプリング係数は、Ｌとして示される。多くのクレストファクタ低減（ＣＦＲ）方法は、平均電力より上の予め定められた閾値を越える時はいつでも、入力信号振幅がクリップされる初期クリッピング段を含む。クリッピング段は、図１における参照符号４０によって識別される。クリッピング段４０は、信号のクレストファクタを所望の値に直接設定する。しかし、それは帯域内及び帯域外ノイズの両方をもたらす。このノイズのスペクトル密度は、クリッピング閾値に依存する。
【０００４】
多くの通信システムは、最大となる誤りベクトル振幅（ＥＶＭ：error vector magnitude）または隣接チャネルリーク比（ＡＣＬＲ：adjacent channel leakage ratio）の観点で、かなり厳しい要求がある。これらの要求を満たすために、クリッピングされた信号は、許容レベルに、ＥＶＭおよびＡＣＬＲと同様にクリッピングによりもたらされるノイズ量を制限するために、既知のクレストファクタ低減方法でさらに処理される。
【０００５】
図１に示す従来のシステムでは、クリッピングされた時間領域信号は、ＦＦＴ演算５０を用いて周波数領域に変換される。周波数領域では、オペレータの要求および／または規制レベルを満たすために、帯域外ノイズは簡単に減衰されうり、帯域内歪みは周波数領域処理部６０において低減されうる。その後、時間領域に戻す変換がＩＦＦＴ演算７０を介して行われる。
【０００６】
いくつかの知られたＣＦＲ手法は、このやり方に基づく。例えば、J. Armstrong, “New OFDM peak-to-average power reduction scheme," in Vehicular Technology Conference, 2001. VTC 2001 Spring. IEEE VTS 53rd, vol. 1, 2001, pp. 756--760 vol.1., EP 1 168 748 and R. Baxley, C. Zhao, and G. Zhou, "Constrained clipping for crest factor reduction in OFDM," Broadcasting, IEEE Transactions on, vol. 52, no. 4, pp. 570-575, Dec. 2006, and US 2008/019453は、ＰＡＰＲ、ＥＶＭおよびＡＣＬＲでのいくつかの制御を提供する。しかし、これらの手法は、複数の領域変換を要求し、従ってとても複雑であり、計算コストが高い。
【０００７】
他の方法、in X. Li and J. Cimini, L.J., “Effects of clipping and Filtering on the performance of OFDM," in Vehicular Technology Conference, 1997 IEEE 47th, vol. 3, May 1997, pp. 1634--1638 vol.3に開示される方法のようなものは、簡単なクリッピングおよびフィルタリングアプローチを用いる。そのような方法が図２に示される。この方法では、ＸＣとラベル付けされたクリッピングされた信号１２０を生成するために、ｘとラベル付けされた入力信号１００が、クリッピング部１１０においてクリッピングされる。このクリッピングされた信号１２０は、閾値を越えるピークのみを含むＸＤとラベル付けされた信号１４０を形成するために、減算器１３０において、元の入力信号１００から減算される。ピーク信号１４０はその後、帯域外ノイズを減衰するためにフィルタ１５０においてフィルタリングされ、フィルタリングされた信号１６０はその後、元の入力信号から減算される。
【０００８】
このアプローチは単純だが、オーバーディストーションおよびスペクトルマスクで多少の制御が要請される。その上、ＯＦＤＭＡ携帯端末の場合のように、送信が多くの非連続サブキャリアで行われるとき、従来のフィルタの利用は、実用的ではないかもしれない。非連続サブキャリアをフィルタリングすることは、フィルタの周波数応答における多くの密集したノッチを要求するだろう。この要求は、実用的価値や複数のフィルタを要求することを越えて、フィルタの数を増加しうる。ＬＴＥまたはＷＣＤＭＡシステムにおいて発生するように、多重バンドが同じＲＦ増幅器によって同時に送信されなければならない場合、クレストファクタ低減が総信号で行われなければならないので、似たような問題が基地局で発生する。
【０００９】
ＵＳ７，３１３，３７３は、信号をクリッピングし、ピーク信号を得るためにクリッピング信号を元の信号から減算する方法を記述する。共役ピーク信号の最小二乗適合（least squares fit）はその後、信号のサブバンドに射影され、修正されたサブバンドは、個別にフィルタリングされ、元の信号に加算されて合計される。
【発明の概要】
【００１０】
本発明の一態様によれば、入力信号のクレストファクタを低減するための方法が提供される。方法は、送信器の一部分において行われ、予め定められたクリッピング閾値を用いる入力信号をクリッピングし、入力信号からピーク信号を生成することにより、クリッピングされた信号を生成することを含む。ピーク信号は、入力信号とクリッピング信号との間の差を含む。ピーク信号の少なくとも一部は、周波数領域において定義されたフィルタリングマスクの逆フーリエ変換で畳み込まれる。このように、フィルタリングされた信号が生成される。減算信号は、入力信号からフィルタリングされた信号を減算することによって生成される。  
ピーク信号は、通常実際はまばら（sparse）であり、それゆえ、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換で畳み込むことは、例えば図１を参照して上述された既知の方法と比較されるとき、計算コストが低い。本発明は、Baxleyなどによる上述された文献およびArmstrongにより上述された文献において開示された方法よりもさらに著しく単純になる。図２を参照して上述した方法のように、一般的なクリッピングおよびフィルタリング方法と比較されるとき、本発明は、周波数領域において定義されたフィルタリングマスクが任意でありえるという利点を提供する。  
したがって、本発明の方法は、送信信号をクリッピングするとき、特にそのようなシステム内の携帯端末の使用に関して、ユーザに割り当てられた全スペクトルが、サブキャリアの多くの非連続グループを含み、従って複素フィルタリングマスクが他のユーザのスペクトルにより招かれる干渉の量を制限するために要求される、システムのためのフィルタにおける利用に適する。
【００１１】
そのようなシステムの例は、ＬＴＥシステムまたはＷｉＭＡＸシステムのようなＯＦＤＭシステム、複雑な送信信号スペクトルコンテンツを備える他の多重バンド送信器である。  
しかし、本発明は、送信包絡線を変えることにより信号のクレストファクタを低減する、より一般的な利用である。本発明は、高効率電力増幅器および高い再構成可能性を要求する基地局、例えばフェムトセル基地局における利用をさらに見いだしてもよい。本発明は、受信機のいずれの変更も要求せず、すなわち、受信機へのオーバーヘッド情報のいずれの送信も要求しない。
【００１２】
入力信号は、ＯＦＤＭ信号のような非定包絡線を伴う信号であってもよい。送信器は、ＯＦＤＭ送信器であってもよい。ピーク信号は、予め定められた閾値を用いて入力信号をクリッピングし、およびピーク信号を生成するために入力信号からクリッピングされた信号を減算することにより生成されてもよい。
【００１３】
以下の本方法の一例のセクションでより詳細に議論されるように、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、誤りベクトル振幅（ＥＶＭ）および隣接チャネルリーク比（ＡＣＬＲ）のような性能変数のより強固な制御を要請する一方、一般的なクリッピング及びフィルタリング手法を改善または一致させることができる。これらの性能パラメータは、周波数割り当ておよび性能要求を変えるためにより動的に調整されうる。  
信号は、上述したそのクレストファクタの低減に従って、増幅器を用いて増幅されてもよいし、および／または、例えばエアインターフェイスを介して無線で送信してもよい。
【００１４】
畳み込みにおいて、ピーク信号のデータポイントの全て（すなわち、閾値よりも上のデータポイントの全て）を含む必要がなくてもよく、望まれなくてもよい。適切なクレストファクタ低減は、畳み込み／フィルタ処理における最大振幅を有するピーク信号のそれらのデータ値のみ含むことによって達成されてもよい。畳み込みに含まれるピークの数は、予め定められた最大数に制限される。予め定められた最大数にピークの数を制限することは、方法の複雑性を低減し、予め定められた最大数が、以下により詳細に議論するように、送信器におけるハードウェア利用可能性に一致しうるので有利になる。ピーク信号におけるデータ値は、最大振幅を伴う予め定められたピーク数が選択されうるように、それらの振幅に従ってソートされてもよい。
【００１５】
フィルタリングマスクまたはそれらの部分の逆フーリエ変換は、一度生成されればよく、代替マスクが生成されるまでメモリに格納されてもよい。フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を格納することは、入力信号のクレストファクタが決定されなければならないときに、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を計算する必要性を排除する。クレストファクタ低減の対象となる信号は、プロセッサで行われた逆フーリエ変換で、周波数領域から変換された時間領域信号であってもよい。処理すべき信号がないとき、このプロセッサは、アイドル（idle）状態であってもよく、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を生成するために用いられうる。従って、メモリの利用は、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を行うためのより高価な追加プロセッサの必要性を排除する。  
いくつかのフィルタリングマスクは、異なる信号のフィルタリングに必要であるかもしれず、そのような信号のいくつか関連のある逆フーリエ変換がメモリに格納されてもよい。メモリはその後、逆フーリエ変換のそれらの値を、ピーク信号または選択されたピーク信号に必要な畳み込み処理に提供するルックアップテーブルとして用いられてもよい。
【００１６】
いくつかの周波数領域フィルタリングマスクの逆フーリエ変換がメモリに格納されうることが認識される。これは、要求／所望されるときに新しい／変更したフィルタリングマスクが定義され、逆フーリエ変換の対象として格納されるので、上述された方法を大いに再構成可能にする。代わりに、周波数領域フィルタリングマスクまたは複数のマスクは、当然逆フーリエ変換に先立って格納される。
【００１７】
方法の複雑性と要求されるメモリ空間量とをさらに低減するために、畳み込みは、例えば、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の総エネルギーの予め定められた部分を示すフィルタリングマスクの逆フーリエ変換の最大値のような、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の最大値のみ用いることを制限してもよい。  
シミュレーションはフィルタリングマスクの逆フーリエ変換のこれらの最大値が、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の総エネルギーの８０％以上を示す場合、許容できる結果を得ることを示している。畳み込みがフィルタリングマスクの逆フーリエ変換の総エネルギーの９０％を示す最大値のみ用いることを制限する場合、さらによい結果を得る。畳み込みがフィルタリングマスクの逆フーリエ変換の総エネルギーの９９％を示す最大値のみを用いることを制限する場合、結果はフィルタリングマスクの全逆フーリエ変換が用いられるのと実際同じになりうる。
【００１８】
上述のやり方においてピーク信号のデータ値をソートすることは、ソート処理に含まれるべき全信号が送信器のクレストファクタ低減部分で受信されていなければならないことを要求する。そのような信号は、例えば、ＯＦＤＭシンボルに関する信号であってもよい。しかし、信号または全シンボルの受信を待たなければならないことは、遅延を招く。この問題は、シンボルに関する入力データ点の全ての受信に先行して畳み込みを開始することによって克服することができる。  
この場合、初期ピーク信号は、すでに受信した入力データ点に基づいて作ることができる。初期ピーク信号は、これまで受信した入力信号と入力信号から作られたクリッピングされた信号との間の非ゼロ差を示すいくつかのデータ点を含んでもよい。さらに、シンボルに関する入力データ点が受信されるとき、新しい受信入力データ点と関連したクリッピングされた信号との差がゼロでない場合、その後さらなるデータ点は、１以上の更新された初期ピーク信号を生成するために受信されるにつれて、初期ピーク信号に加えられうる。畳み込みは、更新された初期ピーク信号に基づいて継続されてもよい。初期ピーク信号の更新は、シンボルに関する全ての信号が受信されるまでデータ点が受信されるにつれて、継続して行われうる。
【００１９】
畳み込みがピーク信号の最大数を用いることに制限される場合かつ、初期または更新されたピーク信号がすでにこの最大数に対応するいくつかのデータ点を含む場合、新しいピーク信号データ点はその後、新しい入力信号データ点の振幅が、最小振幅となる以前に受信したピーク信号データ点の振幅以上である場合、更新されたピーク信号における最小振幅での以前に受信されたピーク信号データ点の１つに置き換えられてもよい。  
上述した遅延問題は特に、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換のエネルギーのほとんどを保持するフィルタリングマスクの逆フーリエ変換のデータ点が原点を中心として周りに集中する状況を避けることができる。
【００２０】
この状況では、畳み込みがシンボルに関する全ての信号の受信を待つことなしに開始されうる。代わりに、畳み込みは、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換のエネルギーの大半を保持する上述のデータ点の数の半数と対応するデータ点の数が受信された時点で、開始されうる。この状況では、畳み込みを開始する前に全ての信号の受信を待たないにもかかわらず、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換のエネルギーの大きな割合を用いる。従って、入力信号の一部のみ最初に畳み込むことによって招かれる可能性のある、どんな誤差も無視できるように方法が適用されうる。  
これは、許容できない誤差を回避するために、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の原点まわりに集中したデータ点の第１数の２つに含まれるエネルギー量が適度に高い間、入力データ点の第１数の受信を待つことによってなされる。  
誤差の１つの発生源は、最大振幅を有するそれらのピークの所定数の選択が、全ての信号を受信した時点でのみ達成されうることである。
【００２１】
この事実から、全てのシンボルが受信される前に畳み込みを計算することが開始される配置において、最大振幅を有するピークの所定数を含むピークのセットの一部を形成するために、はじめに選択されているピークのいくつかは、このセットから除外され、かわりにより高い振幅を有する新しく受信したピークによって置き換えらえる可能性があり、起こりえることを認識する。この置き換えは、畳み込みが計算されている間に起こるだろう。
【００２２】
それゆえ受信している入力データ点の第１数の後に畳み込みを開始することは、未だ受信されていない／入力データ点の第１数以内ではないピークでのフィルタリングマスクの逆フーリエ変換の一部の乗算を、ふと省略するかもしれない。  
しかし、任意のそのようなピークが乗算される逆フーリエ変換の一部は、畳み込みの先頭では、逆フーリエ変換の中心における値が入力データ点の第１数のほかの最初に選択されたピークで乗算されるので、逆フーリエ変換の原点に近くはない。
【００２３】
逆フーリエ変換のエネルギーの最大部分は、中心付近に集中し、中心からさらに遠い逆フーリエ変換の値は、小さくなる可能性がある。その結果、任意のそのような値での乗算の省略は、目立った誤差を招く可能性は低い。実際、（対象な逆フーリエ変換に関して）上で言及されるデータ点の２つの第１数に含まれる必要があるエネルギー量は、８０％、より有効には９０％、さらに有効には９９％であってもよい。シミュレーションは、１０２４データ点のフィルタリングマスクの逆フーリエ変換において、エネルギーの８０％は、実際、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の原点の中心にある４つのデータ点に含まれ、エネルギーの９０％はフィルタリングマスクの逆フーリエ変換の原点の中心にある８つのデータ点に含まれ、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の原点の中心にある１０個のデータ点に含まれることを示す。  
これから、畳み込みを計算することは、全ての信号の受信を待たなければならない場合の可能性よりも、考えられるよりも大幅に早く開始されうるので、遅延がかなり低減されうることを認識する。
【００２４】
上の議論から、ピークソート処理に含まれるべき全ての信号が受信される前に畳み込みを計算することを開始することによって招かれる誤差の大きさは、入力データ点の第１数よりも大きいいくつかのデータ点によって、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の原点から離れて間隔が空けられる逆フーリエ変換の負部の値の振幅に依存することが認識される。  
これらの中心から離れた値の大きさは、入力データ点の第１数を越えるいくつかのデータ点によって原点から離れて間隔が空けられた逆フーリエ変換の負部に含まれるエネルギー割合が、逆フーリエ変換の負部の全エネルギーの１％未満、１０％未満または２０％未満である場合、目立った誤差を招かないように、十分に小さいと考えることができる。たとえ全ての信号が受信される前に畳み込みが始まる場合でも、全ての信号が受信された時点で、フィルタリングマスクの全ての逆フーリエ変換は、畳み込みに用いられることが認識される。
【００２５】
上述した方法のさらなる単純化では、全エネルギーの８０％、９０％、さらに９９％を含む窓の外側にあるフィルタリングマスクの逆フーリエ変換のそれらの部分は、ゼロに設定されてもよい。そのようにすることで、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を格納することに関するメモリ要求をかなり低減する。  
畳み込みが開始されてさらに入力データ値が受信された事点で、新しい受信データ値は、畳み込みの対象となる入力信号に加えられうる。
【００２６】
上に述べたように、畳み込みの対象となるピークの所定数は、利用可能なハードウェアに一致するように選択されるかもしれない。例えば、畳み込みは各ピーク信号データ値に関する乗算器の存在を要求するかもしれない。方法がピーク信号のフィルタリングに焦点を当てているので、本実施形態で用いられる複素乗算器の数は、すでに制限される。方法は、ソフトウェア無線システムにおける実装にさらに適する。畳み込みに用いられるピーク信号データ値の数を制限することによって、畳み込みのハードウェア要求はさらに低減され、必要に応じて、すでに利用可能なハードウェアに適合させることができる。しかし、畳み込みの一部を形成すべきピーク信号値の数を選択することは、他の考慮により影響されうるか基づきうる。例えば、クレストファクタ低減方法は、送信された信号を変形させることが知られる。そのような変形は、誤りベクトル振幅に関して表現され、送信された信号が受信機によって正確に識別されることが補償するために、定義された境界内で誤りベクトル振幅を保つことが望ましい。
【００２７】
ＯＦＤＭ信号に関して、畳み込みに用いられるピークの数が増加するのに伴って（従って、畳み込みによってフィルタされ、その後元の信号から減算されるピークの数が増加するのに伴って）、誤りベクトル振幅が増加することが明確に理解されている。それゆえ、畳み込みに用いられるべきピーク数は、誤りベクトル振幅を予め定められた最大閾値よりも低くするように選択されてもよい。減算信号の誤りベクトル振幅は、この目的に関して決定されてもよく、誤りベクトル振幅が許容できる誤りベクトル振幅の最大値を超える場合、ピーク信号のデータ点の最小振幅を有するピーク信号のデータ点はゼロに設定されてもよい。そのように低減されたピーク信号に基づいて生成された減算信号の誤りベクトル振幅は、決定された誤りベクトル振幅が要求された最大閾値／値よりも低いと見なされる間、最小の残りのピーク信号値をゼロに設定するたびに、このように繰り返して決定されてもよい。誤りベクトル振幅は、誤りベクトル振幅を決定することに関する既知表現を用いて決定されてもよい。これは、繰り返しそうすることはもちろん、減算信号を計算する必要性を回避するので利点がある。その代わり、既知の式は、ピーク信号における残りのピーク数に依存して、誤りベクトル振幅を予測するために単に用いられる。例えば、ＯＦＤＭ信号に関して、誤りベクトル振幅は以下の不等式に準拠する。
【数１】
2011182396.tif 000003
【００２８】
ＥＶＭは誤りベクトル振幅であり、Ｎは信号のサブキャリアの数であり、Ｐはピーク信号における（残りの）非ゼロ時間インデックスの数、ｇはフィルタリングマスクの逆フーリエ変換であり、Ωは周波数領域信号のインデックスであり、ＴＰはピーク信号の非ゼロデータ値の時間インデックスであり、ｘＤはピーク信号であり、ｓＲＥＦは参照シンボルである。結果として、ピーク信号ｘＤにおける非ゼロ値の数は、以下の不等号が保持する間、上述の方法において低減されうる。
【数２】
2011182396.tif 000004
【００２９】
上の記述は、周波数領域フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を用いる時間領域における畳み込みを行うことによって本発明を実践することが制限される。このやり方でフィルタリングされたピーク信号がまばらである場合、ピーク信号はまた、減算信号を生成するために時間領域に戻すように変換される前に、周波数領域に変換され、フィルタリングマスクを用いて直接フィルタされうる。そのようにすることは、フーリエおよび逆フーリエ変換を要求してもよい一方、まばらな性質（sparse nature）が、これらの変換の計算コストが低いままであることを確証する。図１配置がまばらではないクリッピングされた信号のフーリエ変換を計算するので、この発明は図１に示す既知配置とは異なる。
【００３０】
本発明の別の態様によれば、時間領域信号のクレストファクタを低減する方法が提供される。  
方法は、送信器において行われ、予め定められたクリッピング閾値を用いて信号をクリッピングすることによって、クリッピングされた信号を生成し、ピーク信号を生成するために信号からクリッピングされた信号を減算し、ピーク信号の少なくとも一部を周波数領域に変換することによってフィルタリングされたピーク信号を発生し、周波数領域フィルタリングマスクを変換されたピーク信号に適用することによってフィルタリングされた信号を生成し、フィルタリングされた信号を時間領域に変換することを具備する。
【００３１】
変換されフィルタリングされた信号はその後、入力信号から減算される。周波数領域へのピーク信号の変換は、フーリエ変換であってもよい。時間領域へのフィルタリングされたピーク信号の変換は、逆フーリエ変換であってもよい。  
フィルタリングが、畳み込みにより時間領域で行われているかまたは周波数領域で行われているかに関係なく、ピーク信号の非ゼロ値は、フィルタリングに先立って、ピーク再成長を低減しまたは排除するために複素ウェイト係数によって乗算されてもよい。
【００３２】
本発明の別の態様によれば、時間領域入力信号を受信する入力と、予め定められたクリッピング閾値を用いて入力信号をクリッピングすることによって、クリッピングされた信号を生成し、入力信号とクリッピングされた信号との間の差を具備するピーク信号を生成し、フィルタリングされた信号を生成するために周波数領域において定義されたフィルタリングマスクの逆フーリエ変換でピーク信号の少なくとも一部を畳み込み、入力信号からフィルタリングされた信号を減算することによって減算信号を生成するようにされたプロセッサを具備する装置が提供される。
【００３３】
装置は、送信器の一部を形成してもよい。装置は、装置の出力信号が増幅器の入力信号を形成するように、ＯＦＤＭＡシステムまたはＣＤＭＡシステムのようなデータ送信システムのＲＦフロントエンドに接続されてもよい。装置は、非定包絡線を伴う信号が送信される可能性にある、マルチキャリアシステムのような任意の送信システムにおける利用であってもよい。
【００３４】
プロセッサは、いくつかの乗算器を具備してもよい。プロセッサは、乗算用の各乗算器にフィルタリングマスクの逆フーリエ変換のある値およびあるピーク信号値をさらに入力してもよい。加算回路の入力ポートは、乗算器により提供される乗算結果が加えられるように、乗算回路のそれぞれの出力に接続されてもよい。
【００３５】
フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の少なくとも一部を格納するメモリが提供されてもよい。メモリはルックアップテーブル機能を提供してもよい。装置は、乗算器に入力されるピーク信号の値の時間インデックスをメモリに入力してもよい。メモリは、アドレスとして時間インデックスを用い、これらのアドレスに基づいて、フィルタリングマスクの逆フーリエ変換の値を出力してもよい。
【００３６】
装置は、入力信号を生成するために、信号の逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴプロセッサをさらに具備してもよい。ＩＦＦＴプロセッサは、アイドル期間中にフィルタリングマスクの逆フーリエ変換を計算し、メモリにフィルタリングマスクの逆フーリエ変換を格納してもよい。
【００３７】
装置は、それらの振幅の順に入力信号のピークをソートし、畳み込みに関するピークの所定数を選択するピークソート配置をさらに具備してもよい。それによって、畳み込みに用いられるピーク数は最大数に制限され、それゆえピーク信号のまばらさが確保されうる。用いられるピーク数は、装置に提供される乗算器の数に対応しうる。
【００３８】
ピークソート手段に依存する代わりに、装置は、実時間においてピーク信号を畳み込んでもよく、単一ＯＦＤＭシンボルに関するピーク信号値の所定数が、畳み込みに関して利用可能である／受信している後に開始する。これは、受信された信号が処理されうる前に、特定のシンボルに関して信号の全ての受信を待つ必要がないという利点を有する。
【００３９】
プロセッサは、減算信号の誤りベクトル振幅が予め定められた閾値を越えるかどうかを決定しまたは減算信号の誤りベクトル振幅が予め設定された閾値を超えそうかどうかを予測し、畳み込みに先立って減算信号をゼロに生成する際に、用いられる可能性のあるまたはすでに用いられたピーク信号の最小のデータ値をさらに設定されてもよい。この決定または予測方法は、減算信号への誤差ベクトル振幅が最大許容閾値よりも小さくなるように予測されまたは決定されるまで、繰り返され、そのたびに、最小の残りの非ゼロピーク信号値をゼロに設定する。
【００４０】
本発明の別の態様によれば、時間領域信号のクレストファクタを低減する装置が提供される。装置は、時間領域信号を受信する信号入力とプロセッサとを含む。プロセッサは、予め定められたクリッピング閾値を用いて前記入力信号をクリッピングすることによってクリッピングされた信号を生成し、入力信号と前記クリッピングされた信号との間の差を含むピーク信号を生成し、ピーク信号の少なくとも一部を周波数領域に変換し、変換されたピーク信号に周波数領域フィルタリングマスクを適用することによってフィルタリングされた信号を生成し、フィルタリングされた信号を時間領域に変換し、信号から変換されたフィルタリングされた信号を減算する。  
本発明の実施形態は、以下の添付の図面を参照し、ほんの一例として記述される。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】図１は、クリッピングに基づくクレストファクタ低減を備える既知のＯＦＤＭシステムを示す。
【図２】図２は、クレストファクタ低減のためのクリッピングおよびフィルタリング構造を示す。
【図３】図３は、一例となるフィルタ構造を示す。
【図４】図４は、クリッピングされたＯＦＤＭ信号でのＥＶＭ上界を定めるための方法を示す。
【図５】図５は、クリッピングされたシンボルのクレストファクタの累積分布関数を比較する。
【図６】図６は、周波数上でプロットされた、クリッピングされたシンボルの平均出力電力のスペクトル密度を比較する
【図７】図７は、クリッピングされたシンボルのＥＶＭの累積分布関数を比較する。
【図８】図８は、不連続信号に関するクリッピングされたシンボルのクレストファクタの累積分布関数を比較する。
【図９】図９は、不連続信号に関する周波数上でプロットされた、クリッピングされたシンボルの平均出力電力のスペクトル密度を比較する。
【図１０】図１０は、不連続信号に関するクリッピングされたシンボルのＥＶＭの累積分布関数を比較する。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
好ましい実施形態は、図１および図２に示すアプローチを組み合わせる。好ましい実施形態は、特に、図２に示すクリッピングおよびフィルタリング構成を適用するが、周波数領域におけるピーク信号の変換によって、または、周波数領域において定義されるフィルタリングマスクの逆フーリエ変換を用いて信号を時間領域に畳み込むことによって、従来のフィルタで置き換える。
【００４３】
それゆえ、図２に示す構成は、好ましい実施形態にも適用する。しかし、好ましい実施形態は、以下に詳細に議論するように、既知のフィルタリング手法とは異なるフィルタリング手法を用いる。周波数領域帯域外干渉は、時間領域の場合よりもより簡単に減衰させることができる。処理された周波数領域信号はその後、送信のために時間領域に戻すように変換される。図１を参照して上述された既知のクレストファクタ低減手法と比較した主な利点は、時間領域から周波数領域への変換が、閾値を越えたピークのみ含む信号で行われることである。選択されたクリッピング閾値レベルがとても低くなければ、この種の信号は一般的にまばらである。
【００４４】
以下により詳細に議論するように、フィルタされるべきピーク信号のまばらな種は、行うべきフィルタリングを、いずれも明らかなＦＦＴおよびＩＦＦＴ演算を行うことなしにできるようにする。好ましい実施形態の方法は、それゆえ、図１の既知の方法と比較して、クレストファクタ低減方法に関連する複雑性を大きく低減する。図２の既知の方法と比較して、好ましい実施形態の方法は、複雑なフィルタの必要なしに、ピーク信号をフィルタリングする簡易な方法を提供する。
【００４５】
図２に戻って参照すると、信号ｘＣは、長さＮＬの入力シンボルｘをクリッピングすることで生じる。ポーラクリッピングは、絶対値がある閾値Ｃを越えるｘの各要素ｘiに関する値が
【数３】
2011182396.tif 000005
【００４６】
によって置き換えられることによって採用される。  
∠ｘｊは、ｘｊの位相を示す。ここで、閾値を越えるピークｘＤのみ含む信号は、ｘからｘＣを減算することによって計算される。硬クリッピング（hard clipping）のせいで、このピーク信号は関心のある主帯域から外のスペクトル内容を有しそうであり、従ってフィルタされなければならない。一般的なクリッピングおよびフィルタリング実装は、ＦＩＲフィルタのような従来のデジタルフィルタ構造を採用する。しかし、例えば、いくつかのＯＦＤＭＡ信号により要求されうるような、多くのノッチとピークとを備える複素周波数応答を生成することが難しい。
【００４７】
本実施形態の方法では、従来のフィルタは、ｘＤでＦＦＴ演算を行う代替配置によって置き換えられる。所望の周波数領域フィルタリングマスクＧ（Ω）は、その後、周波数領域値に適用される。ここでΩは、周波数領域信号のインデックスである。マスクＧ（Ω）は、帯域外位置Ω０における信号が、要求された最大誤りベクトル振幅（ＥＶＭ）または隣接チャネルリーク電力比（ＡＣＬＲ）を満たすように要求される量によって、減衰されるように選択される。
【００４８】
マスクＧ（Ω）は、帯域内周波数Ω１における値が修正されないままであるように、さらに選択される。マスクＧ（Ω）は周波数領域信号に適用されている時点で、フィルタリングされた信号は、ＩＦＦＴ演算を介して時間領域に戻すように変換される。この方法は、数学形式で表現されうる。
【数４】
2011182396.tif 000006
【００４９】
ここで、図１の通り、ｘＦはフィルタリングされたピーク信号であり、Ｎは信号が割り当てられるサブキャリアの数であり、Ｔは時間領域信号の時間インデックスであり、ｘＤはクリッピングされたピーク値のみ含む時間領域信号であり、Ωは、周波数領域信号のインデックスであり、Ｇは周波数領域フィルタリングマスクであり、Ｌは、時間領域に割り当てられたシンボルを含む周波数領域信号を変換するために用いられた初期逆フーリエ変換を用いるオーバーサンプリング係数である。  
式（２）は、
【数５】
2011182396.tif 000007
【００５０】
のようにも表現されうる。ｇ（Ｔ）は、Ｇ（Ω）の逆離散フーリエ変換である。
【００５１】
上に述べたように、たいていの場合、信号ｘＤはまばらであり、信号ｘＤの時間インデックスＴの小さいサブセットは、非ゼロ値を含む。  
好ましい実施形態では、フィルタ処理に含まれるｘＤ内の非ゼロ位置の数は、最大値Ｐｍに制限される。従って、方法の最初のステップでは、時間領域信号ｘＤにおけるピークは、それらの振幅によってソートされ、ｘＤが非ゼロであるＰタイムインデックスのセットＴｐが選択される。信号ｘＤにおける非ゼロピークの数ＰがＰｍよりも大きい場合、最も大きい振幅を伴うＰｍピークが選択される。それゆえ、Ｐに関する最大値はＰｍとなる。
【００５２】
その後、上述したＦＦＴおよびＩＦＦＴ演算が行われる。そうすることにより、Ｔｐのインデックスのみ考慮される。これは、以下の形式で表現される。
【数６】
2011182396.tif 000008
【００５３】
また、行列形式としては、
【数７】
2011182396.tif 000009
【００５４】
である。ここで、Ａは
【数８】
2011182396.tif 000010
によって与えられるエントリを備える（ＮＬ）×Ｐ行列である。ここで、ｘＤＰは、上に議論したソートされたピークを含むベクトルである。
【００５５】
図３は、送信器において式（４）の処理を適用するフィルタ２００を示す。ある実施形態における図３のフィルタ２００は、図２におけるフィルタ１５０の代わりをする。図３からわかるように、ピークソートおよび選択手段２１０は、時間領域信号ｘDにおけるＰ個のピークをソートする。Ｐ個のソートされた信号ｘＤＰ［１］からｘＤＰ［Ｐ］までは、信号ｘＤのソートされたピークを示し、また、信号ｘＤにおけるピークの数が、ピークの最大数Ｐｍよりも多い場合、Ｐｍは、信号ｘＤの最大ピークである。信号ｘＤＰ［１］からｘＤＰ［Ｐ］によりソートされたＰは、乗算器２２０に関連するＰへのそれぞれの入力を形成する。
【００５６】
ピークソートおよび選択手段２１０は、メモリ２３０へ、選択されたピークの時間インデックスＴＰをさらに識別する。メモリ２３０は、ルックアップテーブルとして動作し、周波数領域において以前に定義されていた所望の減衰マスクＧ（Ω）の時間領域値ｇ（Ｔ）の予め計算されたセットを含む。  
所望のスペクトルマスクは、シンボルごとの基準で一般的に変更されないがかなり遅く、シンボルの送信中は変更しないことに留意すべきである。ＯＦＤＭシステムの場合は、単一のプロセッサが、時間領域信号が計算される必要がない時間におけるｇ（Ｔ）の値を予め計算することと時間領域信号発生とを兼ねて再利用されうるので、結果として、追加ＦＦＴプロセッサなしに実施形態の方法を実装することが可能である。  
スペクトルマスクの制限されたセットのみが通常選択されうる場合、要求されたスペクトルマスクの全てに関する所望のＩＦＦＴ値を前もって計算し、それらをメモリ２３０に格納することが代替的に可能である。絶対値項中のｇ（Ｔ）の最も大きい値のサブセットのみを格納し、ｇ（Ｔ）の残りの値をゼロとして取り扱うことによって、要求されたメモリサイズを低減することも可能である。
【００５７】
ｇ（Ｔ）のエネルギーのほとんどが選択されたインデックスに含まれるときに、フィルタリング特性は、許容値内にとどまる。  
メモリ２３０は、インデックスＴｐをアドレスとして利用する。周波数領域フィルタリングマスクＧ（Ω）の逆フーリエ変換のｇ（ｉ−ＴＰ［１］）からｇ（ｉ−ＴＰ［Ｐ］）までのＰ値は、これらのアドレスに基づいて出力される。ｇ（ｉ−ＴＰ［１］）からｇ（ｉ−ＴＰ［Ｐ］）までの値は、乗算器２２０が選択されたピーク値の乗算、および式（４）によって要求される周波数領域フィルタリングマスクの逆フーリエ変換を行えるように、乗算器２２０へのさらなる入力を形成する。加算器２４０はまた、式（４）に従ってＰの乗算結果を合計するために提供される。
【００５８】
さらなる実施形態では、上述したピークソートステップにより被った遅延が許容できない場合、特定の時間インスタンスで、入力シンボルのインデックス１からインデックスｉ＋Ｂの最小数まで拡張する時間窓にあるそれらのピークにフィルタリング手法を制限することを可能にする。これは、
【数９】
2011182396.tif 000011
【００５９】
のように表現することができる。ここで、ＴＰｉ＋Ｂは、入力シンボルの初期ｉ＋Ｂサンプルのみ考慮することで得られるピークインデックスのソートされたリストである。ｇ（Ｔ）のエネルギーのほとんどが原点付近の２Ｂ値での窓に集中する場合、多くのローパスフィルタマスクの場合のように、式（７）によって達成されるフィルタ特性は、式（４）によって達成されるそれらと実質的に同じである。
【００６０】
クレストファクタ低減方法によって導かれるＥＶＭがＴPのインデックスの数に比例することが理解されている。ＥＶＭとピーク数とが関連する式が利用可能であれば、所望のＥＶＭ状態が既知の式を用いるＥＶＭを予測することによって満足させるまで、ＴPのインデックスを排除することによってＥＶＭでの上界を定めることを可能にする。それゆえ、所望のＥＶＭが達成されるまで数回、クレストファクタ低減方法を適用する必要がない場合がある。以下の考慮は、この認識をＯＦＤＭの場合に適用する。ＯＦＤＭに関して、ＥＶＭの２乗平均平方根は、
【数１０】
2011182396.tif 000012
【００６１】
のように表現することができる。ここで、ｓｊは、サブキャリアｊでの送信ＯＦＤＭ周波数領域シンボルであり、ｓｊＲは、ＣＦＲ後の同じシンボルであり、｜ｓｊ−ｓｊＲ｜は、サブキャリアｊでのシンボルについて導かれた誤差を示す。ＳＲＥＦは、参照シンボルとして最大エネルギーを備えるコンスタレーション点に関する。以下の不等号が適用されることが示される。
【数１１】
2011182396.tif 000013
【００６２】
この不等号に基づいて、どのシンボルも最大許容ＥＶＭ値を越えないことを確証できる。このようにＥＶＭを制限する方法が図４に示される。上述に対応して、第１ステップ３００において、クリッピングされるべきピークが選択される。不等号（９）に基づいて、その後ステップ３１０において、選択されたピークが許容レベルＥＶＭｍを越えるＥＶＭを生成するかどうかが決定される。選択されたピークに関連するＥＶＭが許容レベルＥＶＭｍよりも大きければ、その後最小振幅のピークは、ステップ３２０におけるフィルタリング中に考慮されるべきピークのセットから取り除かれる。ステップ３１０および３２０では、残りの選択されたピークに関連するＥＶＭがＥＶＭｍより低くなるまで繰り返される。残りの選択されたピークはその後、ステップ３３０における上述したフィルタリング演算の１つに従ってなされる。
【００６３】
図４から、ＥＶＭ要求が満たされるように、フィルタリングされた出力を計算する必要がないことが認識される。代わりに、ＥＶＭは、選択されたピークの属性のみに基づいて予測されうる。対照的に、ＥＶＭを予測するいくつかの既知の方法は、フィルタリングされた信号が最初に生成され、その後ＥＶＭがフィルタリングされた信号から決定されることが必要となる。決定されたＥＶＭが最大許容量を超えれば、フィルタリングされた信号は、最大許容量より低いＥＶＭを低減することを要求されるたびに、再決定されなければならないことが認識される。これは、計算コストが高くなりうる。このコストは、図４に示す好ましい実施形態の方法によって避けられる。  
スペクトルマスク要求を満たすためにピーク信号に適用されるどんなフィルタリングも、常にピーク再成長となることが知られている。従って、クリッピングされたピーク信号をフィルタリングすることは、クリッピングされているがフィルタされていない信号よりも高いクレストファクタを有する結果信号を生成する。上記に提案したアルゴリズムにおけるピーク再増加を低減する付加的な方法は、以下に議論される。
【００６４】
方法では、複素ウェイトｂのセットは、選択されたピークｘＤに適用される。行列形式では、これは
【数１２】
2011182396.tif 000014
【００６５】
のように表現することができる。ここで、Ｂは、その主対角線に上述のウェイトを含むＰ×Ｐの対角行列である。これらのウェイトは、位置ＴＰでのピーク再成長を排除するように設計される。これは、等式ｘＦ＝ｘＤが、位置ＴＰで保持するべきであることを意味する。これを達成するウェイトのセットは、式ＡＰ×ｂ＝１Ｐの線形システムを解くことにより得られる。ここで、１Ｐは、全ての要素が１である長さＰの列ベクトルである。
【００６６】
複素ウェイトｂを適用することは、クレストファクタを低減した。しかし、これらの複素ウェイトを用いない上述の方法と同じ閾値を用いた方法とを比較すると、複素ウェイトｂの利用は、ＥＶＭが増加する。しかし、より高い閾値が重み付けされたクレストファクタ低減方法に関する場合、重み付けされたクレストファクタ低減方法は、上述された重み付けしないクレストファクタ低減方法と比較するとき、クレストファクタおよび最大ＥＶＭの点で同様の結果を生み出す。しかし、より高い閾値のおかげで低減された平均ＥＶＭをもたらす。その上、より高い閾値は、要求されるＰｍを潜在的に低減する。それゆえ、クレストファクタ低減方法に関連するハードウェア要求はより低くなる。より高い閾値はまた、第１にクレストファクタ低減を要求するシンボル数を低減する。これはエネルギーを節約する。
【００６７】
（実施例）  
図５、６および７は、Ｌ＝４のオーバーサンプリングおよびＮ＝５１２のサブキャリアでのＯＦＤＭシステムに関するクレストファクタ低減結果を示す。図５は、結果として生じたＯＦＤＭシンボルのクレストファクタに関するＣＣＤＦを示し、図６は、平均出力電力スペクトル密度を示し、図７は、シンボルのＥＶＭに関するＣＣＤＦを示す。従来のクリッピングおよびフィルタリングに関する結果は、修正された／重み付けされたバージョンに関する８ｄＢおよび元の方法（例えば、重み付けを適用しない方法）に関する７ｄＢで設定されたクリッピング閾値およびＰｍの異なる値を用いた、提案手法の結果とともに示される。クリッピングおよびフィルタリング曲線は、ロールオフ係数０．０５での５０次に上げたコサインＦＩＲフィルタに関して得られた。  
Ｐｍ＝８のとても低い値は、クリッピングおよびフィルタリングにより生成される帯域外リップルを排除し、ＥＶＭにおける低減を提供するのと同時に、クリッピングおよびフィルタリングよりもＰＡＰＲを低減したことが図５から図７より理解できる。
【００６８】
図５はまた、修正され／重み付けされた方法は、元の方法と比較して、それらが７ｄＢの同じクリッピング閾値を両方用いる場合、ＰＡＰＲを低減することを示す。しかし、修正された方法のＥＶＭは、元の方法のＥＶＭよりも高い。修正された方法のクリッピング閾値を８ｄＢに増加させることは、元の方法によって提供されるそれと同様のＰＡＰＲを提供する一方、７ｄＢを用いる元の方法のクリッピング閾値と大体同じになるように、最大ＥＶＭを低減する。より高いクリッピング閾値は、ＣＦＲを要求するシンボルの割合が１０％まで低減されることをさらに意味する。平均ＥＶＭは、約３ｄＢごとにさらに改善される。クリッピング閾値が高いほど大きな改善が得られる。
【００６９】
図８、９および１０は、スペクトルの中間ギャップを伴う信号に関する結果を示す。図８は、結果として生じたＯＦＤＭシンボルのクレストファクタに関するＣＣＤＦを示し、図９は、平均出力電力スペクトル密度を示し、図１０は、シンボルのＥＶＭに関するＣＣＤＦを示す。図８から図１０に示される結果は、図５から図７に示される結果と同様である。クリッピングおよびフィルタリングが用いられる場合、外側とギャップ内との両方におけるノイズ低減は、２つのフィルタ（１つは広域通過、１つは低域通過）を要求する。提案方法は、どんな追加ハードウェアも要求しない。
【図１】
2011182396.tif 000015
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2011182396.tif 000022
【図９】
2011182396.tif 000023
【図１０】
2011182396.tif 000024
【外国語明細書】
2011182396000001.pdf