(57)【要約】      （修正有）【課題】ＲＦ電力増幅器の効率と帯域幅とを高める装置と方法を提供する。【解決手段】ＲＦ入力信号を増幅するシステムと方法は、ＡＢ級増幅器などの中間電力効率の広帯域幅装置を用いて入力信号の高周波成分内に存在する電力を増幅し、また同期バックＤＣ／ＤＣ変換器などの高電力効率の狭帯域幅装置を用いて入力信号内の低周波成分内に存在する電力を増幅することを含む。次に、増幅された低周波成分と高周波成分を結合して、ＲＦ入力信号を増幅した信号を作る。ＡＢ級増幅器の出力とＤＣ／ＤＣ変換器の入力との間に正のフィードバック・ループを備えて、増幅されたＲＦ信号を安定させる。ＤＣ／ＤＣ変換器の出力とＡＢ級増幅器の入力との間に負のフィードバック・ループを備えて、ＤＣ／ＤＣ変換器により生じる干渉を最小にする。【選択図】図１
2011061844.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１以上の低周波成分と１以上の高周波成分とを含む入力信号を増幅する方法であって、
前記入力信号の前記１以上の高周波成分と１以上の低周波成分内に存在する電力を増幅することにより第１の信号を生成するステップと、
前記第１の信号を検出するステップと、
前記検出された第１の信号の前記１以上の低周波成分内に存在する電力を増幅することにより第２の信号を生成するステップと、
前記第１の信号の前記１以上の低周波成分を前記第２の信号とは逆に変化させるステップと、
前記第１および第２の信号を結合して増幅入力信号を作るステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記第１の信号の電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
更に、
前記第２の信号を検出するステップと、
前記第２の信号を前記検出された第１の信号とは逆に変化させるステップと、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記第２の信号の電圧を検出することを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記第１の信号の増幅は第１の電力効率を含み、前記第２の信号の増幅は前記第１の電力効率より高い第２の電力効率を含む、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記入力信号は０ＭＨｚから１０ＭＨｚまでの範囲の公称帯域幅を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記低周波成分は０ＭＨｚから１ＭＨｚまでの範囲であり、前記高周波成分は１ＭＨｚから１０ＭＨｚまでの範囲である、ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記入力信号は複数の低周波成分と複数の高周波成分とを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記入力信号は包絡線信号を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記入力信号はＣＤＭＡ信号から得られた包絡線信号を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
入力信号を増幅する増幅器回路であって、
ＲＦ入力信号を受ける入力端子と出力端子とを有するＡＢ級ＲＦ増幅器と、
入力端子と出力端子とを有する同期バックＤＣ／ＤＣ変換器と、
前記増幅器の出力端子と前記変換器の入力端子との間に結合する正のフィードバック・ループと、
前記増幅器と変換器との各出力端子の間に並列に結合する抵抗負荷と、
を備えることを特徴とする増幅器回路。
【請求項１２】
前記フィードバック・ループは入力端子及び出力端子を有する電流センサと、入力端子及び出力端子を有するパルス幅変調器と、を備え、前記電流センサの入力端子は前記ＡＢ級増幅器の出力端子に結合し、前記電流センサの出力端子は前記パルス幅変調器の入力端子に結合し、前記パルス幅変調器の出力端子は前記ＤＣ／ＤＣ変換器の入力端子に結合する、ことを特徴とする請求項１１に記載の増幅器回路。
【請求項１３】
前記ＤＣ／ＤＣ変換器の出力端子と前記ＡＢ級増幅器の入力端子との間に結合する負のフィードバック・ループを更に備えることを特徴とする請求項１１に記載の増幅器回路。
【請求項１４】
前記フィードバック・ループは、前記ＲＦ増幅器の入力端子に結合する出力端子と、前記ＤＣ／ＤＣ変換器の出力に結合する反転入力端子と、前記ＲＦ入力信号を受ける非反転入力端子と、を有する差動演算増幅器を備えることを特徴とする請求項１１に記載の増幅器回路。
【請求項１５】
前記ＲＦ入力信号は包絡線信号であることを特徴とする請求項１１に記載の増幅器回路。
【請求項１６】
前記ＲＦ入力信号はＣＤＭＡ信号から得られた包絡線信号であることを特徴とする請求項１１に記載の増幅器回路。
【請求項１７】
入力信号を増幅する増幅器回路であって、
第１の帯域幅と第１の電力効率とで動作し、且つ前記入力信号と共に変化する第１の電圧と第１の電流とを生成する、従属電圧源と、
前記第１の帯域幅より狭い第２の帯域幅と前記第１の電力効率より大きな第２の電力効率とで動作し、且つ前記第１の電流と共に変化する第２の電流と第２の電圧とを生成する、電流源と、
前記電圧源と前記電流源との間に並列に結合する負荷であって、前記第１の電圧は前記負荷の両端に現れ、前記第１および第２の電流は前記負荷の中を流れる、前記負荷と、
を備えることを特徴とする増幅器回路。
【請求項１８】
前記電流源は誘導要素を含むことを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【請求項１９】
前記第１の電圧は前記第２の電圧とは逆に変化することを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【請求項２０】
前記第１の帯域幅は０ＭＨｚから１０ＭＨｚまでの範囲であり、前記第２の帯域幅は０ＭＨｚから１ＭＨｚ未満の範囲であることを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【請求項２１】
前記ＲＦ入力信号は包絡線信号であることを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【請求項２２】
前記ＲＦ入力信号はＣＤＭＡ信号から得られた包絡線信号であることを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【請求項２３】
前記電圧源はＡＢ級増幅器であることを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【請求項２４】
前記電流源は同期バックＤＣ／ＤＣ変換器であることを特徴とする請求項１７に記載の増幅器回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に増幅器に関するもので、より詳しくは高周波広帯域幅増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信分野では、広帯域幅信号（例えば、スペクトラム拡散信号）を高効率で増幅する機能が重要である。例えば、一般的な１８チャンネル基地局では約５４０ワットのＲＦ電力出力（各チャンネル３０ワット）が必要である。一般的な電力増幅器効率を５％と仮定すると、５４０ワットのＲＦ電力出力を生成するのに必要な電力は１０．８ｋＷであり、１０．２６ｋＷは熱として放散される。この熱放散が問題になる理由は、基地局を冷却するのにファンやヒートシンクが必要だからだけでなく、エネルギーを浪費して電池の寿命を縮めるからである。要するに、基地局で用いる電力増幅器の効率が低下するほど基地局のコストは上昇する。
【０００３】
この問題に対処するために種々の試みがなされてきたが、広帯域幅信号を線形増幅する高効率の電力増幅器を設計することは依然として困難である。その理由は、広帯域幅機能がその効率に逆比例するという矛盾した性質を一般に増幅器が持つからである。一般にピーク対平均の信号振幅比が大きいスペクトラム拡散信号（例えば、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号）を増幅するとき、電力増幅器を飽和状態で連続的に運転することは不可能ではないにしろ困難であり、このため電力増幅器の効率は更に低下する。
【０００４】
この問題を解決するために提案されている方法は包絡線除去および回復（envelope elimination and restoration；ＥＥＲ）を用いることである。これは高効率の無線周波数（ＲＦ）電力増幅器を結合して高効率の線形増幅器システムを作る技術である。この方法では、変調された入力信号を２つの経路、すなわち、変調入力信号の包絡線を処理する振幅経路と、変調入力信号の位相変調搬送波を処理する位相経路と、に分割する。より狭い変調帯域幅（すなわち包絡線の帯域幅）で動作する高効率の増幅器で変調入力信号の包絡線を増幅して増幅包絡線信号を作る。次に、高効率の高周波増幅器を用いて高周波位相変調搬送波を増幅包絡線信号で変調して、変調入力信号を増幅した信号を生成する。特定して述べると、増幅包絡線信号を生成する増幅器は高周波増幅器へのＤＣ電源として作用する。このＥＥＲ増幅器システムの効率は、２個の増幅器の効率を乗算することにより計算することができる。例えば、各増幅器の効率が５０％の場合は、ＥＥＲ増幅器システムの全体効率は２５％である。
【０００５】
ＥＥＲ増幅器システムを用いて広帯域幅変調信号を増幅するのは一般に有効であるが、その効率と最大変調帯域幅とは、電源増幅器の効率と帯域幅とに依存する。
【０００６】
したがって、ＥＥＲ増幅器システム内のＲＦ電力増幅器にＤＣ電力を与え、種々の目的に対して増幅器の効率と帯域幅とを高める装置と方法を提供することが望ましい。
【発明の概要】
【０００７】
本発明は比較的広帯域幅の信号を効率的に増幅するシステムと方法に関するものである。
【０００８】
本発明の第１の形態は、１以上の低周波数成分と１以上の高周波数成分とを含む入力信号（例えば、ＣＤＭＡ信号から得られる包絡線信号）を増幅する方法を用いる。「低」および「高」は相対的な用語であって、単に或る周波数成分を別の周波数成分に対して定義するに過ぎない。また低周波成分はＤＣ成分を含むものとする。この方法は、入力信号を増幅することにより第１の信号を生成し、この第１の信号（例えば電流）を検出し、第１の信号の１以上の低周波数成分内に存在する電力を増幅することにより第２の信号を生成する。第１の信号の１以上の低周波数成分内に存在する電力は第２の信号とは逆に変化する。実際に、入力信号の１以上の低周波数成分内に存在する電力の増幅は、最初に述べた増幅中は最小であり、第２に述べた増幅中は最大である。次に第１および第２の信号を結合して増幅入力信号を作る。検出された第１の信号から第２の信号の増幅に正フィードバックを与えると増幅入力信号は安定する。オプションで、第２の信号（例えば電圧）を検出し、入力信号をこの検出された第２の信号とは逆に変化させると、例えば第２に述べた増幅中に発生する雑音は最小になる。
【０００９】
入力信号の帯域幅は比較的広くてよく、例えば０ＭＨｚから１０ＭＨｚの範囲である。この場合、１以上の低周波数成分が帯域幅内の比較的狭い範囲（例えば０ＭＨｚから１ＭＨｚ）を形成し、１以上の高周波数成分が帯域幅内の比較的広い範囲（例えば１ＭＨｚから１０ＭＨｚ）を形成する。この場合、１以上の高周波数成分の増幅は好ましくは第１の電力効率で行い、１以上の低周波数成分の増幅は好ましくは第２の高い電力効率で行う。その結果、比較的狭い低周波範囲内の電力は効率的に増幅され、比較的広い高周波範囲内の電力は実質的に歪なく増幅される。
【００１０】
本発明の第２の形態は、入力信号（例えば、ＣＤＭＡ信号から抽出された包絡線信号）を増幅する増幅器回路を提供する。増幅器回路は、入力信号を受けるＡＢ級増幅器と、正のフィードバック・ループによりその入力と増幅器の出力とを結合する同期バックＤＣ／ＤＣ変換器と、を含む。ＡＢ級増幅器とＤＣ／ＤＣ変換器との各出力の間に抵抗負荷を並列に接続する。好ましい実施の形態では、正のフィードバック・ループはＡＢ級増幅器の出力に結合する電流センサと、電流センサとＤＣ／ＤＣ変換器の入力との間に結合するパルス幅変調器と、を含む。検出された電流はフィードバック・プロセスにより比較的低い値になり、高周波成分はほとんど検出された電流内に残る。オプションで、ＤＣ／ＤＣ変換器の出力とＡＢ級増幅器の入力との間に負のフィードバック・ループを結合してよい。負のフィードバック・ループは差動演算増幅器を含み、差動演算増幅器はＡＢ級増幅器の入力に結合する出力と変換器の出力に結合する反転入力と入力信号を受ける非反転入力とを有する。
【００１１】
本発明の第３の形態は、入力信号を増幅する増幅器回路を提供する。この増幅器回路は、第１の帯域幅と第１の電力効率とで動作する従属電圧源（例えば、ＡＢ級ＲＦ増幅器）と、前記第１の帯域幅より狭い第２の帯域幅と第１の電力効率より高い第２の電力効率とで動作する従属電流源（例えば、同期バックＤＣ／ＤＣ変換器）と、を備える。従属電圧源は入力信号と共に変化する第１の電圧を生成し、従属電流源は前記従属電圧源が作る第１の電流と共に変化する第２の電流を生成する。従属電圧源と従属電流源との間に負荷を並列に結合する。第１の電圧は負荷の両端に現れ、第１および第２の電流は負荷の中を流れる。
【００１２】
オプションで、従属電圧源では第１の電圧は電流源が生成する第２の雑音電圧とは逆に変化する。好ましい実施の形態では、第１の帯域幅は第２の帯域幅を含み、第２の帯域幅は第１の帯域幅の下端にある。例えば、第１の帯域幅は０ＭＨｚから１０ＭＨｚの範囲であり、第２の帯域幅は０ＭＨｚから１ＭＨｚの範囲である。
【００１３】
本発明の他の目的や特徴は、添付の図面と共に以下の説明を考察すれば明らかになる。
【００１４】
本発明の好ましい実施の形態は添付の図面の各図に示されている。これは例示であって制限するものではない。図の中で、同じ参照番号は同じ構成要素を指す。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に従って構築されたＥＥＲシステムの略ブロック図である。
【図２】図１のＥＥＲシステムに入力する例示のＣＤＭＡ信号入力のプロットである。
【図３】図２のＣＤＭＡ信号の包絡線のプロットである。
【図４】図２のＣＤＭＡ信号の位相変調搬送波のプロットである。
【図５】図２の増幅されたＣＤＭＡ信号のプロットである。
【図６】図１のＥＥＲシステム内に用いられるバッファ増幅器回路の略図である。
【図７】図５のバッファ増幅器回路の機能ブロック図である。
【図８】図５のバッファ増幅器回路に入力する例示の包絡線信号入力のスペクトル・パワーのプロットである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図１は、本発明に従って構築された包絡線削除および回復（ＥＥＲ）システム１００を一般的に示す。ＥＥＲシステム１００は、無線周波数（ＲＦ）信号ＲＦINが入力するＲＦ入力１０２と、増幅されたＲＦ信号ＲＦOUTが出力するＲＦ出力１０４と、を備える。図に示す実施の形態では、入力信号ＲＦINは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号であり、その波形の一例を図２に示す。図から分かるように、入力信号ＲＦINは振幅も位相も変調され、式 ＲＦIN＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［ωＣ＊ｔ＋φｔ］ で表される。ただし、Ａは振幅変調係数、ωＣは搬送波周波数、ｔは時間、φは位相変調係数である。ピーク対平均の振幅比が比較的大きいので、変更しなければ入力信号ＲＦINの増幅効率は比較的低い。しかしこのＥＥＲシステム１００は入力信号ＲＦINを非常に効率的に増幅する。このため、ＥＥＲシステム１００は一般に、電力分割器１０６と、包絡線検波器１０８と、バッファ増幅器回路１１０と、時間遅れ要素１１２と、リミッタ１１４と、ＲＦ電力増幅器１１６と、を備える。
【００１７】
電力分割器１０６は入力信号ＲＦINを振幅経路と位相経路とに分ける。振幅経路では、包絡線検波器１０８は入力信号ＲＦINから包絡線を検波し、これに応じて包絡線信号ＳENVを生成する。包絡線信号ＳENVは入力信号ＲＦINの振幅情報を表す。図３に示す包絡線信号ＳENVの例示の波形から分かるように、入力信号ＲＦINの比較的高周波成分が除かれ、時変振幅変調係数Ａ（ｔ）に等しい比較的低周波の包絡線信号ＳENVが残る。後で詳細に説明するように、包絡線信号ＳENVはバッファ増幅器回路１１０により効率的に増幅されて、増幅包絡線信号ＳENV’が生成される。包絡線信号ＳENVは比較的低周波であり、バッファ増幅器回路１１０は比較的狭帯域幅で動作するので効率が高い。
【００１８】
位相経路では、時間遅れ要素１１２は遅延入力信号ＲＦINΔtを生成する。この遅れは振幅経路内のバッファ増幅器回路１１０で生じる遅れに等しくなるよう選択される。もちろん、振幅経路で生じる遅れが小さいかまたはゼロの場合は時間遅れ要素１１２を除いてよい。リミッタ１１４は遅延入力信号ＲＦINΔtの振幅を制限して、入力信号ＲＦINの位相変調搬送波を表す位相信号Ｓφを生成する。図４に示す位相信号Ｓφの例示の波形から分かるように、入力信号ＲＦINの振幅変動が除かれ、位相変調搬送波 ｃｏｓ［ωＣ＊ｔ＋φｔ］ に等しい一定振幅を持つ比較的高周波信号が残る。位相信号ＳφはＲＦ電力増幅器１１６により増幅され、位相信号Ｓφの振幅が一定なのでその効率は改善される。このため、位相信号Ｓφの振幅は好ましくはＲＦ電力増幅器１１６が飽和状態で動作するように選択される。
【００１９】
増幅位相信号Ｓφを増幅包絡線信号ＳENV’で変調して、増幅ＲＦ出力信号ＲＦOUTを生成する。特定して述べると、バイアス（ＪＦＥＴを用いるＲＦ電力増幅器の場合はドレイン・バイアス）は増幅包絡線信号ＳENV’により変化し、信号ＳENV’はＲＦ電力増幅器１１６のＤＣ電力端子に時変ＤＣ供給電圧ＶDDとして与えられる。ＤＣ供給電圧ＶDDはＲＦ電力増幅器１１６の出力に現れるので、実際上、増幅器１１６は位相信号Ｓφを供給電圧ＶDDで変調する。出力信号ＲＦOUTの波形の例を図５に示す。図から分かるように、出力信号ＲＦOUTは入力信号ＲＦINを増幅した信号であり、式ＲＦOUT＝Ａ’（ｔ）ｃｏｓ［ωＣ＊ｔ＋φｔ］ で表される。ただし、Ａ’は増幅された振幅変調係数である。
【００２０】
ＥＥＲシステム１００の効率と帯域幅性能とは振幅経路に用いるバッファ増幅器回路１１０の効率と帯域幅性能とに依存するので、包絡線信号ＳENVの比較的低周波成分内に存在する電力を比較的高い電力効率と狭帯域幅性能とを持つ装置で増幅し、また包絡線信号ＳENVの比較的高周波成分内に存在する電力を比較的中間電力効率と広帯域幅性能とを持つ装置で増幅することにより、バッファ増幅器回路１１０は包絡線信号ＳENVを効率的に線形増幅することができる。
【００２１】
このため図６に、包絡線信号ＳENVを受ける入力１１８と、増幅された包絡線信号ＳENV’を出す出力１２０と、を有するバッファ増幅器回路１１０を示す。増幅器回路１１０は一般に、広帯域幅機能を有する中間電力効率の装置であるＡＢ級ＲＦ増幅器１２２と、狭帯域幅機能を有する高効率の装置である同期バックＤＣ／ＤＣ変換器１２４と、を備える。増幅器回路１１０にＡＢ級増幅器１２２を用いて包絡線信号ＳENVの比較的高周波成分内に存在する電力を増幅することにより、増幅器回路１１０に広帯域幅機能を与える。増幅器回路１１０にＤＣ／ＤＣ変換器１２４を用いて包絡線信号ＳENVの比較的低周波成分内の電力を増幅することにより、増幅器回路１１０の電力効率を高める。
【００２２】
増幅器回路１１０は更に、ＡＢ級増幅器１２２の出力１３２とＤＣ／ＤＣ変換器１２４の入力１３４との間に結合する正の電流フィードバック・ループ１２６と、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４の出力１３６とＡＢ級増幅器１２２の入力１３０との間に結合する負の電圧フィードバック・ループ１２８と、を備える。後で更に詳細に説明するように、電流フィードバック・ループ１２６と電圧フィードバック・ループ１２８とはＡＢ級増幅器１２２とＤＣ／ＤＣ変換器１２４との間に双方向フィードバックを与え、これにより増幅器回路１１０は実質的に安定で歪のない増幅包絡線信号ＳENV’を生成する。
【００２３】
以下に、増幅器回路１１０の構造を更に詳細に説明する。説明を簡単にするために、図６には増幅器回路１１０の機能性を説明するのに必要な構成要素及び接続だけを示す。実際には、増幅器回路１１０は図６に示すものより多くの構成要素と接続とを含む。
【００２４】
ＡＢ級増幅器１２２の特徴はプッシュ・プル電圧フォロアということである。このため、ＡＢ級増幅器１２２は上部トランジスタＱ１と下部トランジスタＱ２とを備え、図に示す実施の形態では、Ｑ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ、Ｑ２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＱ１およびＱ２のソースを一緒に結合してＡＢ級増幅器１２２の出力１３２を形成し、上部トランジスタＱ１のドレインは正のＤＣ電圧源（例えば１１Ｖ）に結合し、下部トランジスタＱ２のドレンは負のＤＣ電圧源または接地（例えば−１Ｖ）に結合する。負のＤＣ電圧により、必要な場合にＡＢ級増幅器１２２の出力１３２を０Ｖにプルダウンすることができる。トランジスタＱ２のドレインを接地に結合した場合は、これを達成するのは不可能ではないが困難である。このように、上部トランジスタＱ１はＡＢ級増幅器１２２に電圧プルアップ機能を与え、下部トランジスタＱ２はＡＢ級増幅器１２２に電圧プルダウン機能を与える。
【００２５】
ＡＢ級増幅器１２２は、ＤＣ電圧源（例えば１８Ｖ）とトランジスタＱ１およびＱ２のゲートとの間に結合するバイアス回路を更に含む。特定して述べると、並列のトランジスタＱ３およびＱ４（この場合はＪＦＥＴ）で構成する電流源はＤＣ電圧源からトランジスタＱ１およびＱ２のゲートに電流を供給し、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はトランジスタＱ１およびＱ２に選択可能なバイアス点を与える。一例をあげると、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の値はそれぞれ２ＫΩ、１０Ω、２Ωに選択してよい。
【００２６】
増幅器回路１１０の入力１１８は差動演算増幅器Ｕ１を介してＡＢ級増幅器１２２の入力１３０に結合する。後で更に詳しく説明するが、演算増幅器Ｕ１は包絡線信号ＳENVから得られた包絡線電圧ＶENVとＤＣ／ＤＣ変換器１２４の出力１３６から得られた雑音電圧ＶＮＯＩＳＥとの差を決定して、差動包絡線電圧ＶΔENVをその出力として生成する。差動包絡線電圧ＶΔENVはコンデンサＣ１及びバイアス回路を介してトランジスタＱ１およびＱ２のゲートに与えられる。差動包絡線電圧ＶΔENVに応じて、ＡＢ級増幅器１２２は電圧Ｖ１と電流Ｉ１とで表される第１の信号Ｓ１を生成する。
【００２７】
第１の信号Ｓ１は包絡線信号ＳENVを増幅した信号であり、ＡＢ級増幅器１２２だけ考えると、ＡＢ級増幅器１２２の広帯域幅機能により包絡線信号ＳENVを増幅した信号である。しかし後で更に詳細に説明するように、ＡＢ級増幅器１２２は包絡線信号Ｓ１の高周波成分内に存在する電力を増幅するが、増幅器回路１１０では、包絡線信号Ｓ１の低周波成分内の電力はＡＢ級増幅器１２２でほとんどまたは全く増幅されない。
【００２８】
ＤＣ／ＤＣ変換器１２４は一般に、上部切換えトランジスタＱ５と、下部切換えトランジスタＱ６と、誘導要素Ｌ１と、制御装置Ｕ２とで構成される。図に示す実施の形態では、トランジスタＱ５およびＱ６はＪＦＥＴであり、誘導要素Ｌ１は適当なインダクタンス値（例えば１０μＨ）を有する。図に示す実施の形態では、制御装置Ｕ２は、カリフォルニア州サンタ・クララのナショナル・セミコンダクタ社が市販する集積回路で実現される。集積回路が好ましいが、本発明の機能性が達成される限り、任意のアナログまたはディジタル回路、ディスクリートまたは集積回路、またはこれらの組み合わせを用いてよいことは当然である。
【００２９】
制御装置Ｕ２制御下で、トランジスタＱ５およびＱ６（図に示す実施の形態ではＮチャンネルＪＦＥＴ）は開及び閉に切り換わって誘導要素Ｌ１を交互に充電および放電する。特定して述べると、トランジスタＱ５のソースとトランジスタＱ６のドレインとは結合し、上部トランジスタＱ５のドレインはＤＣ電圧源（例えば１１Ｖ）に結合し、下部トランジスタＱ６のソースは接地に結合する。上部トランジスタＱ５と下部トランジスタＱ６とのゲートは制御装置Ｕ２のＤＲＶＨピンとＤＲＶＬピンとにそれぞれ結合する。この方法では、制御装置Ｕ２のＤＲＶＨピンから高信号と低信号とをそれぞれ送ることにより、上部トランジスタＱ５を交互に閉じ（すなわち、実際上の短絡回路を表す）また開く（すなわち、実際上の開回路を表す）ことができる。同様に、制御装置Ｕ２のＤＲＶＬピンから高信号と低信号とをそれぞれ送ることにより、下部トランジスタＱ６を交互に閉じまた開くことができる。
【００３０】
切換えトランジスタＱ５およびＱ６を確実に実質的に閉じまたは開く（すなわち、不確定なモードを作らない）ため、切換えトランジスタＱ５およびＱ６を適当にバイアスする。特定して述べると、電流源（この場合はトランジスタＱ７、例えばＪＦＥＴ）は並列接続のコンデンサＣ２とツェナー・ダイオードＤ１とを通して切換えトランジスタＱ５およびＱ６のドレインに電流を与える。バイアス・レベルは制御装置Ｕ２のピンＢＳＴとピンＳＷとにより調整することができる。
【００３１】
制御装置Ｕ２はピンＶＩＮに入力する制御電圧ＶPULSEに従ってトランジスタＱ５およびＱ６を切り換える。すなわち、制御電圧ＶPULSEがｈｉｇｈのとき制御装置Ｕ２は上部トランジスタＱ５を閉じて下部トランジスタＱ６を開き、誘導要素Ｌ１を充電する。逆に、制御電圧ＶPULSEがｌｏｗのとき制御装置Ｕ２は上部トランジスタＱ５を開いて下部トランジスタＱ６を閉じ、誘導要素Ｌ１を放電する。誘導要素Ｌ１の充電と放電に応じて、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４は電圧Ｖ２と電流Ｉ２とで表される第２の信号Ｓ２を生成する。
【００３２】
後で更に詳細に説明するように、制御電圧ＶPULSEは第１の増幅信号Ｓ１から得られ、増幅信号Ｓ１は包絡線信号ＳENVから得られる。この点において、第２の信号Ｓ２は包絡線信号ＳENVを増幅した信号である。しかしＤＣ／ＤＣ変換器１２４は狭帯域幅機能を有するので、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４は包絡線信号ＳENVの低周波成分内に存在する電力だけを増幅する。
【００３３】
後で更に詳細に説明するように、ＡＢ級増幅器１２２から出力される第１の信号Ｓ１とＤＣ／ＤＣ変換器１２４から出力される第２の信号Ｓ２とは増幅器回路１１０の出力１２０で重なって増幅包絡線信号ＳENV’を生成する。これは包絡線信号ＳENVを増幅した信号である。
【００３４】
上に簡単に説明したように、電流フィードバック・ループ１２６はＡＢ級増幅器１２２の出力１３２とＤＣ／ＤＣ変換器１２４の入力との間に結合して、増幅包絡線信号ＳENV’を安定にする。このため、電流フィードバック・ループ１２６は一般に電流センサ１３８を含み、電流センサ１３８はＡＢ級増幅器１２２の出力１３２から流れ出る第１の電流Ｉ１を表す誤差電圧ＶERRORを生成する。電流フィードバック・ループ１２６はパルス幅変調器１４０を更に含む。パルス幅変調器１４０は電流センサ１３８から出力される誤差電圧ＶERRORの関数として制御電圧ＶPULSEを生成する。
【００３５】
特定して述べると、電流センサ１３８は、ＡＢ級増幅器１２２の出力１３２に結合する抵抗器Ｒ４と差動演算増幅器Ｕ３とを含む。差動演算増幅器Ｕ３の非反転入力と反転入力とは抵抗器Ｒ４の両端に結合する。このように、第１の電流Ｉ１は抵抗器Ｒ４の中を流れ、演算増幅器Ｕ３により増幅され、誤差電圧ＶERRORとして出力される。演算増幅器Ｕ３の正端子はＤＣ供給電圧（例えば１５Ｖ）に結合し、その負端子は接地に接続する。抵抗器Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７を用いて演算増幅器Ｕ３の差動利得を選択する。一例をあげると、抵抗器Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の値がそれぞれ３９７Ω、３９７Ω、１０Ωの場合は、演算増幅器Ｕ３の差動利得は２５である。誤差電圧ＶERRORを正レベルに保つように、抵抗器Ｒ８およびＲ９とＤＣ供給電圧とにより演算増幅器Ｕ３の出力をオフセットする。一例をあげると、抵抗器Ｒ８およびＲ９の抵抗値がそれぞれ３１６Ωおよび９５３Ωで、供給電圧の値が２．５Ｖの場合は、演算増幅器Ｕ３の出力のオフセットは２．５Ｖである。抵抗器Ｒ１０は演算増幅器Ｕ３の反転入力を緩衝するのに用いる。
【００３６】
電流フィードバック・ループ１２６内の電力の浪費を最小にするには、抵抗器Ｒ４の抵抗値を実用的な最小値（例えば０．０１Ω）にするのが好ましい。この場合、演算増幅器Ｕ３は抵抗器Ｒ４で生じる小さな電圧に対して比較的高感度なので、演算増幅器Ｕ３の差動利得とオフセットとはできるだけ精密でなければならない。
【００３７】
パルス幅変調器１４０は比較器Ｕ４を備える。比較器Ｕ４は誤差電圧ＶERRORとしきい値とを比較して、誤差電圧ＶERRORがしきい値より高いときはｈｉｇｈの信号を出力し、誤差電圧ＶERRORがしきい値より低いときはｌｏｗ信号を出力する。特定して述べると、比較器Ｕ４の非反転入力はバッファ抵抗器Ｒ１１（適当な抵抗値、例えば５０Ω）を通して演算増幅器Ｕ３の出力に結合する。比較器Ｕ４の反転入力はＤＣ基準電圧（例えば２．５Ｖ）に結合する。比較器Ｕ４の正端子はＤＣ供給電圧（例えば１５Ｖ）に結合し、その負端子は接地に結合する。
【００３８】
このように、誤差電圧ＶERRORが基準電圧より大きいとき比較器Ｕ４はｈｉｇｈの電圧を出力し、誤差電圧ＶERRORが基準電圧より小さいとき比較器Ｕ４はｌｏｗの電圧を出力する。比較器Ｕ４の出力はＤＣ供給電圧（例えば５Ｖ）に結合して、ｈｉｇｈの出力電圧のレベルをＤＣ供給電圧のレベルに変換する。したがって、ＤＣ供給電圧が５Ｖの場合、比較器Ｕ４の出力は０Ｖか５Ｖである。
【００３９】
ヒステリシスを持つ比較器Ｕ４を作るには、供給電圧と比較器Ｕ４の出力との間に抵抗器Ｒ１２を結合し、比較器Ｕ４の出力と非反転入力との間に抵抗器Ｒ１３を結合する。したがって、比較器Ｕ４の出力がｈｉｇｈの場合は、比較器Ｕ４の出力をｈｉｇｈからｌｏｗに移行させるためには誤差電圧ＶERRORは基準電圧より低い所定の値でなければならない。同様に、比較器Ｕ４の出力がｌｏｗの場合は、比較器Ｕ４の出力をｌｏｗからｈｉｇｈに移行させるためには誤差電圧ＶERRORは基準電圧より高い所定の値でなければならない。この所定の値は抵抗器Ｒ１２およびＲ１３の値を選択することにより設定する。一例をあげれば、抵抗器Ｒ１２およびＲ１３の値がそれぞれ１ＫΩおよび４９．９ＫΩの場合、供給電圧が５Ｖと仮定すると、所定の値は０．１Ｖである。
【００４０】
このように、比較器Ｕ４から交互に出力されるｈｉｇｈとｌｏｗとはＤＣ／ＤＣ変換器１２４の制御装置Ｕ２に制御電圧ＶPULSEとして入力する。上に説明したように、誘導要素Ｌ１は、制御電圧ＶPULSEがｈｉｇｈの場合は充電されて第２の信号Ｓ２内の電力を増加させ、制御電圧ＶPULSEがｌｏｗの場合は放電されて第２の信号Ｓ２内の電力を減少させる。このようにして、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４から出力される第２の信号Ｓ２はＡＢ級増幅器１２２から出力される第１の電流Ｓ１を離散的に追従して、増幅器回路１１０の出力１２０上に生成される増幅包絡線信号ＳENV’を安定させる。
【００４１】
上に簡単に説明したように、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４の出力１３６とＡＢ級増幅器１２２の入力１３０との間に電圧フィードバック・ループ１２８を結合して、異常（例えば、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４から出力される電圧スパイク）により増幅包絡線信号ＳENV’に雑音が生じるのを防ぎまたは軽減する。このため、電圧フィードバック・ループ１２８は一般に前に説明した差動演算増幅器Ｕ１を含む。差動演算増幅器Ｕ１は、包絡線信号ＳENVから得られた包絡線電圧ＶENVとＤＣ／ＤＣ変換器１２４から出力された第２の電圧Ｖ２とに応じた差動包絡線電圧ＶΔENVとを生成する。
【００４２】
特定して述べると、演算増幅器Ｕ１の正端子と負端子とは、ＤＣ供給電圧（例えば１５Ｖ）と接地とにそれぞれ接続する。演算増幅器Ｕ１の非反転入力は増幅器回路１１０の入力１１８に結合して包絡線電圧ＶENVを受け、演算増幅器Ｕ１の反転入力はＤＣ／ＤＣ変換器１２４の出力１３６に結合して第２の電圧Ｖ２を受ける。抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６を用いて演算増幅器Ｕ１の差動利得を選択する。一例をあげると、抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６の抵抗値をそれぞれ５１１Ω、５１１Ω、５１１Ωにすると、演算増幅器Ｕ１の差動利得は２になる。上に説明したように、演算増幅器Ｕ１から出力される差動包絡線電圧ＶΔENVは第２の電圧Ｖ２に反映される。後で更に詳細に説明するように、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４から出力される第２の電圧Ｖ２内の全ての外乱は、増幅器回路１１０の出力１２０に接続する任意の負荷に吸収されるのではなく、ＡＢ級増幅器１２２に吸収される。
【００４３】
実質的に歪のない増幅包絡線信号ＳENV’を効率的に生成する増幅器回路１１０の動作を以下に説明する。増幅器回路１１０の位相図を図７に示し、図６に示した記号を時間と共に変化する同じ記号で示す。特定して述べると、ＡＢ級増幅器１２２は、差動包絡線電圧ＶΔENV（ｔ）（すなわち、包絡線電圧ＶENV（ｔ）と検出された第２の電圧Ｖ２’（ｔ）との差）と共に変化する第１の電圧Ｖ１（ｔ）を出力する従属電圧源で表す。ＤＣ／ＤＣ変換器１２４は、検出された第１の電流Ｉ１’（ｔ）と共に変化する第２の電流Ｉ２（ｔ）を出力する従属電流源で表す。この例示の実施の形態でＲＦ電力増幅器１１６（図１に示す）を表す負荷抵抗器ＲL は電圧源Ｖ１（ｔ）と電流源Ｉ１（ｔ）との間に結合し、増幅電圧ＶENV’（ｔ）と増幅電流ＩENV’（ｔ）とは負荷抵抗器ＲL の両端に現れる。
【００４４】
電圧源Ｖ１（ｔ）が包絡線信号ＳENV（ｔ）の帯域幅と同じ広帯域幅で動作すると仮定すると、電圧源Ｖ１（ｔ）（従って負荷抵抗器ＲL の両端に現れる増幅電圧ＶENV’（ｔ））は包絡線電圧ＶENV（ｔ）を増幅した電圧である。すなわち、低周波成分と高周波成分とを共に有する。したがって、負荷抵抗器ＲL の中を流れる増幅電流ＩENV’（ｔ）は包絡線信号ＳENV（ｔ）を増幅した電流であり、したがって低周波成分と高周波成分とを共に含む。
【００４５】
これを前提とすると、電圧源から出力される第１の電流Ｉ１（ｔ）と電流源から出力される第２の電流Ｉ２（ｔ）との和は増幅電流ＩENV’（ｔ）に等しい。電流源が包絡線信号ＳENV（ｔ）の狭帯域幅で低周波の範囲で動作すると仮定すると、電流源から出力される第２の電流Ｉ２（ｔ）は電流源の帯域幅と同じ低周波成分を含む。電圧源から出力される第１の電流Ｉ１（ｔ）は必然的に高周波成分を含むので、第１の電流Ｉ１（ｔ）と第２の電流Ｉ２（ｔ）の和は増幅電流ＩENV’（ｔ）に等しい。したがって、ほとんどの電力が包絡線信号ＳENV（ｔ）の低周波成分内に含まれると仮定すると、増幅信号ＳENV’（ｔ）内のほとんどの電力は電力効率の優れた電流源により作られる。
【００４６】
一般的に述べると、第２の電流Ｉ２（ｔ）は包絡線信号ＳENVの低周波成分を増幅した電流である。しかし電流源はインダクタンスを含むので、包絡線電流ＩENV（ｔ）と第２の電流Ｉ２（ｔ）の間に時間遅れを生じる。そのため、第１の電流Ｉ１（ｔ）は必然的に低周波成分のごく一部だけを含み、その程度は包絡線信号ＳENV（ｔ）の時間変動に依存する。
【００４７】
第１の電流Ｉ１（ｔ）と第２の電流Ｉ２（ｔ）は相互依存するので（上に述べた電流フィードバック・ループ１２６により）増幅器回路１１０は安定する。特定して述べると、第１の電流Ｉ１（ｔ）は第２の電流Ｉ２（ｔ）を直に追従する。すなわち、第１の電流Ｉ１（ｔ）が増加または減少すると、これは第２の電流Ｉ２（ｔ）に直に依存するので、第２の電流Ｉ２（ｔ）はそれぞれ増加または減少する。第２の電流Ｉ２（ｔ）は第１の電流Ｉ１（ｔ）を逆に追従する。すなわち、第１の電流Ｉ１（ｔ）が増加または減少すると、これは検出された第１の電流Ｉ２（ｔ）に逆に依存するので、第２の電流Ｉ２（ｔ）はそれぞれ減少または増加する。したがって、第１の電流Ｉ１（ｔ）と第２の電流Ｉ２（ｔ）とは安定である。
【００４８】
第１の電圧Ｖ１（ｔ）と第２の電圧Ｖ２（ｔ）は相互依存するので（上に説明した電圧フィードバック・ループ１２８により）増幅器回路１１０内の干渉は最小になる。特定して述べると、第１の電圧Ｖ１（ｔ）は第２の電圧Ｖ２（ｔ）を逆に追従する。すなわち、第２の電圧Ｖ２（ｔ）が増加または減少すると、第１の電圧Ｖ１（ｔ）は検出された第２の電圧Ｖ２’（ｔ）に対して逆に依存するのでそれぞれ減少または増加する。第２の電圧Ｖ２（ｔ）は第１の電圧Ｖ１（ｔ）を直に追従する。すなわち、第１の電圧Ｖ１（ｔ）が増加または減少をすると、第２の電圧Ｖ２（ｔ）は第１の電圧Ｖ１（ｔ）に並列に配置されているためにそれぞれ増加または減少する。このように、電流源１２４により第２の電圧Ｖ２（ｔ）に干渉が生じた場合は、第１の電圧Ｖ１（ｔ）は干渉を打ち消すことにより補償する。実際には、干渉は抵抗負荷ＲL ではなく電圧源１２２により吸収される。
【００４９】
一例をあげると、増幅器回路１１０を用いて図８に示す例示の包絡線信号ＳENVを大きな歪なしに効率的に増幅することができる。特定して述べると、例示の包絡線信号ＳENVは０ＭＨｚから１０ＭＨｚの範囲の１０ＭＨｚ帯域幅を示し、大部分の電力（ＣＤＭＡ信号から抽出された包絡線信号の約９５％）は０ＭＨｚから１ＭＨｚの範囲内に存在する。増幅器回路１１０は電力のこの不均衡を利用して、例示の包絡線信号ＳENVの比較的高電力低周波成分を高効率のＤＣ／ＤＣ変換器１２４で増幅し、例示の包絡線信号ＳENVの比較的低電力高周波成分を中間効率のＡＢ級増幅器１２２で増幅する。
【００５０】
このように、ＡＢ級増幅器１２２の効率は比較的中間（一般に、約３５％）であるが、増幅器回路１１０の全体効率は実質的に影響されない。なぜなら、例示の包絡線信号ＳENVの高周波成分内に存在する電力は比較的少ないからである。これに対して、低周波成分内に比較的多くの電力が存在するので、高効率（一般に、約９０％）のＤＣ／ＤＣ変換器１２４により増幅器回路１１０の全体効率は大幅に改善される。
【００５１】
例えば、ＤＣ／ＤＣ変換器１２４とＡＢ級増幅器１２２の効率がそれぞれ９０％と３５％であり、それぞれ０ＭＨｚから１ＭＨｚと１ＭＨｚから１０ＭＨｚとの範囲の３ｄＢ帯域幅で動作すると仮定すると、図８に示す例示の包絡線信号ＳENVを増幅したときの増幅器回路１１０の全体効率は、約 （．９５）（．９）＋（．０５）（．３５）＝８７．２５％ である。
【００５２】
本発明は種々の変更や別の形式が可能であるが、その特定の例を図面に示しまた詳細に説明した。しかし理解されるように、本発明はここに開示された特定の形式または方法に限定されるものではなく、特許請求の範囲に含まれる全ての変更と、同等物と、代替物とをカバーするものである。
【図１】
2011061844.tif 000003
【図２】
2011061844.tif 000004
【図３】
2011061844.tif 000005
【図４】
2011061844.tif 000006
【図５】
2011061844.tif 000007
【図６】
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【図７】
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【図８】
2011061844.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成22年11月12日(2010.11.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する増幅器回路であって、
ＲＦ入力信号を受ける入力端子と出力端子とを有するＡＢ級ＲＦ増幅器と、
入力端子と出力端子とを有するＤＣ／ＤＣ変換器と、
前記ＡＢ級ＲＦ増幅器の出力端子と前記ＤＣ／ＤＣ変換器の入力端子との間に結合する正のフィードバック・ループと、
前記ＡＢ級ＲＦ増幅器の出力端子と前記ＤＣ／ＤＣ変換器の出力端子との間に並列に結合する抵抗負荷と、
を備えることを特徴とする増幅器回路。
【請求項２】
前記フィードバック・ループは入力端子及び出力端子を有する電流センサと、入力端子及び出力端子を有するパルス幅変調器と、を備え、前記電流センサの入力端子は前記ＡＢ級ＲＦ増幅器の出力端子に結合し、前記電流センサの出力端子は前記パルス幅変調器の入力端子に結合し、前記パルス幅変調器の出力端子は前記ＤＣ／ＤＣ変換器の入力端子に結合する、ことを特徴とする請求項１に記載の増幅器回路。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣ変換器の出力端子と前記ＡＢ級ＲＦ増幅器の入力端子との間に結合する負のフィードバック・ループを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の増幅器回路。
【請求項４】
前記フィードバック・ループは、前記ＡＢ級ＲＦ増幅器の入力端子に結合する出力端子と、前記ＤＣ／ＤＣ変換器の出力に結合する反転入力端子と、前記ＲＦ入力信号を受ける非反転入力端子と、を有する差動演算増幅器を備えることを特徴とする請求項１に記載の増幅器回路。
【請求項５】
前記ＲＦ入力信号は包絡線信号であることを特徴とする請求項１に記載の増幅器回路。
【請求項６】
前記ＲＦ入力信号はＣＤＭＡ信号から得られた包絡線信号であることを特徴とする請求項１に記載の増幅器回路。
【請求項７】
ＲＦ入力信号を増幅する増幅器回路であって、
前記ＲＦ入力信号を受ける入力端子と出力端子とを有するＲＦ増幅器と、
入力と出力とを有するＤＣ対ベースバンドの切換え変換器と、
前記ＲＦ増幅器の出力と前記切換え変換器の入力との間に結合する第１のフィードバック・ループと、
前記ＲＦ増幅器の出力端子と前記切換え変換器の出力端子との間に並列に結合する抵抗負荷と、
を備えることを特徴とする増幅器回路。
【請求項８】
前記切換え変換器はＤＣ対ベースバンドのＲＦ切換え変換器を電流源として含むことを特徴とする請求項７に記載の増幅器回路。
【請求項９】
前記第１のフィードバック・ループは、
入力端子と出力端子とを有する電流センサと、
入力端子と出力端子とを有するパルス幅変調器と、
を備え、
前記電流センサの入力端子は前記ＲＦ増幅器の出力端子に結合し、前記電流センサの出力端子は前記パルス幅変調器の入力端子に結合し、前記パルス幅変調器の出力端子は前記変換器の入力端子に結合する、ことを特徴とする請求項７に記載の増幅器回路。
【請求項１０】
前記パルス幅変調器はヒステリシス比較器回路を含むことを特徴とする請求項９に記載の増幅器回路。
【請求項１１】
前記切換え変換器の入力端子は切換え制御入力端子を含み、前記パルス幅変調器の出力端子は前記切換え制御入力端子に結合する、ことを特徴とする請求項９に記載の増幅器回路。
【請求項１２】
前記切換え変換器の出力端子と前記ＲＦ増幅器の出力端子との間に結合する第２のフィードバック・ループを更に備えることを特徴とする請求項９に記載の増幅器回路。
【請求項１３】
前記第２のフィードバック・ループは、前記ＲＦ増幅器とは逆関係に、前記切換え変換器がＲＦ入力信号の１以上の低周波電流成分の電力増幅を行うような負のフィードバック・ループを備えることを特徴とする請求項１２に記載の増幅器回路。
【請求項１４】
前記ＲＦ増幅器はＡＢ級増幅器を含むことを特徴とする請求項７に記載の増幅器回路。
【請求項１５】
前記切換え変換器はＤＣ／ＤＣ変換器を含むことを特徴とする請求項７に記載の増幅器回路。
【請求項１６】
前記ＲＦ増幅器は電圧源増幅器と前記切換え変換器とを含み、前記切換え変換器は電流源増幅器を含む、ことを特徴とする請求項７に記載の増幅器回路。
【外国語明細書】
2011061844000001.pdf
2011061844000002.pdf
2011061844000003.pdf
2011061844000004.pdf