(57)【要約】【課題】カーテシアンリニアライザの適用による送信特性の向上が充分に図れるようにしたデジタル無線装置を提供すること【解決手段】変調波信号生成部１と加算器２、３、直交変調器４、電力増幅器５、分配器６、直交復調器１０、移相器９、回転方向検出部１２、位相ずれ検出部１４、位相検出部１５、１６、それに位相制御部１７Ａを主要な構成とするカーテシアンリニアライザが適用されたデジタル無線装置において、ゼロ交差判別部１３を設け、変調波信号生成部１から出力される同相成分Ｉと直交成分Ｑによる送信パターンがゼロ交差パターンを呈していたときは、位相ずれ検出部１４から入力された位相ずれ量については、移相器９による移相量の制御に反映されないようにしたもの。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも直交変調器と直線増幅器を有する送信部にカーテシアンループによる負帰還方式のリニアライザと、前記カーテシアンループ内で変調波信号生成部から供給される入力信号と前記カーテシアンループによる帰還信号の位相ずれを検出する位相ずれ検出部と、この位相ずれ検出部により検出される位相ずれに応じて入力信号と帰還信号の位相合わせを制御する位相制御部を備えたデジタル無線装置において、
前記入力信号を入力し、Ｉ信号またはＱ信号の一方がゼロクロスする前後の前記Ｉ信号またはＱ信号の他方の正負が変化した場合、送信パターンのデータがＩ軸とＱ軸の双方と交差するＩＱゼロ交差パターンを呈しているものと判定するゼロ交差判別部を設け、
このゼロ交差判別部によりＩＱゼロ交差パターンが検出された場合、このとき前記位相ずれ検出部から入力された位相ずれ量については、前記位相制御部による前記位相合わせの制御に反映されないように構成したことを特徴とするデジタル無線装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、線形デジタル変調方式の無線装置に係り、特に送信部にカーテシアンリニアライザを備えたデジタル無線装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、例えば１６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)や、π／４ＱＰＳＫ(π／４位相偏移変調方式)などの線形デジタル変調方式を利用したデジタル無線システムが広く使用されているが、このような線形デジタル変調方式を利用したデジタル無線システムにおいては、送信機の電力増幅器により生じてしまう非線形歪を補償する必要があり、このため、従来からリニアライザと呼ばれる各種の非線形歪補償方式が用いられている。
【０００３】
ここで、このリニアライザの中でも、特に広く利用されている方式に、カーテシアンループによる負帰還方式のリニアライザ、いわゆるカーテシアンリニアライザがある(例えば、特許文献１参照。)。
そこで、このようなカーテシアンリニアライザを適用したデジタル無線装置の従来技術について、図４により説明する。
図４において、まず、同相成分Ｉと直交成分Ｑからなるベースバンド信号は、変調信号生成部１から加算器２、３に供給され、ここで帰還信号(帰還側の信号)の同相成分Ｉ'と直交成分Ｑ'が加算され、変調波信号として直交変調器４の変調入力に供給される。
【０００４】
この直交変調器４の搬送波入力には、所望した送信チャネルで決まる所定の周波数の搬送波信号Ｃが、ＰＬＬ周波数シンセサイザ８から供給されている。
そこで、この搬送波信号Ｃがベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑからなる変調信号により高周波帯(ＲＦ帯)の信号に直交変調され、この結果、搬送波信号Ｃの周波数で決まる所望の周波数帯の信号に変換された被変調信号Ｍが直交変調器４から出力されることになる。なお、この搬送波信号Ｃは、ＬＯ信号(局部発振信号)と呼ばれることが多い。
【０００５】
直交変調器４で直交変調された被変調波信号Ｍは、リニアーアンプと呼ばれる直線増幅形の電力増幅器５に入力され、ここで規定の出力レベルまで増幅(直線増幅)された上でアンテナ７に供給され、ここから電波として送信される。
このとき、カーテシアンループによる負帰還リニアライザとしての機能を得るため、電力増幅器５からアンテナ７に至る高周波変調信号の経路に方向性結合器かなる分配器６を設け、これにより、電力増幅器５の出力の一部を帰還信号として取り出し、可変減衰器１１で電力レベルを適正な値に調整して直交復調器１０に入力する。
【０００６】
この直交復調器１０には、移相器９により位相が調整された搬送波信号ＣがＰＬＬ周波数シンセサイザ８から供給されている。
この結果、直交復調器１０からベースバンド帰還信号の同相成分Ｉ'と直交成分Ｑ'が取り出され、加算器２、３に供給されることにより、入力信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑにベースバンド帰還信号の同相成分Ｉ'と直交成分Ｑ'が加算されて負帰還がかけられ、非線形歪補償されたベースバンド信号の同相成分Ｉ"と直交成分Ｑ"が得られるようになっている。
【０００７】
ところで、このような負帰還ループ系を安定させるためには、加算器２、３の各々入力側で入力信号のＩ成分とＱ成分及び帰還信号のＩ'成分とＱ'成分が、正確に同相になっている必要があり、このために必要な位相の調整は、移相器９により行われる。
そこで、次に、このときに必要な移相器９による位相量の制御について説明すると、まず、加算器３に入力されるＱ信号の位相を位相検出器１５により検出して位相ずれ検出部１４の一方の入力に供給し、加算器３から出力されるＱ”信号の位相を位相検出器１６により検出して位相ずれ検出部１４の他方の入力に供給する。
【０００８】
このとき、位相検出器１５により検出した入力信号は図５(a)に示すようになり、位相検出器１６により検出した出力信号は図５(b)に示すようになる。
そこで、位相ずれ検出部１４は、これらの入力信号と出力信号の排他的論理和をとり、図５(c)に示す位相ずれ量(位相ずれの大きさ)として検出し、検出した位相ずれ量を位相制御部１７に入力する。
位相制御部１７では、入力された位相ずれ量に応じて移相器９による移相量を制御する。
【０００９】
具体的には、位相制御部１７は、入力された位相ずれ量を蓄積し、蓄積した位相ずれの量が予め設定してある所定の閾値に達したとき、その都度、単位位相角(予め設定してある一定の位相角)だけ移相量を補正するのである。
また、このときの移相量の補正には、Ｉ−Ｑ軸上でのシンボル点の回転方向を考慮し、回転方向を判別して補正する必要があり、このため回転方向検出部１２が設けられている。
そこで、次に、この回転方向検出部１２による位相回転方向の判別動作について、一例として、シンボル点が図６に示すように推移した場合を想定して説明する。
【００１０】
図示のように、回転方向検出部１２は、変調波信号生成部１から出力される同相成分Ｉと直交成分Ｑを入力し、図７(b)に示す直交成分Ｑの立上り時点で、図７(a)に示す同相成分Ｉのレベル方向を検出する。すなわち、このとき同相成分Ｉが正(１)のレベルであるか、負(−１)のレベルであるかを検出するのである。
ここで、図７は、同相成分Ｉが正(１)の場合を示している。
【００１１】
この後、上記した蓄積した位相ずれの大きさが予め設定してある所定の閾値に達するまで、直交成分Ｑの立上り時点毎に同相成分Ｉのレベル方向を捉え、閾値に達した時点までに捉えた正方向“１”の回数と負方向“−１”の回数を比較し、正方向“１”の回数が多い場合は反時計回りで、負方向“−１”の回数が多い場合は時計回りであると判断するのである。
そして、この回転方向検出部１２により判断された位相回転方向を表わす情報は、位相ずれ検出部１４から入力される位相ずれを表わす情報と共に位相制御部１７に供給されて移相器９の制御に用いられ、この結果、位相の回転方向も考慮された状態で移相量の補正が得られることになる。
【００１２】
従って、この図４により説明したデジタル無線装置によれば、位相の回転方向も考慮された状態で移相量の補正が得られ、この結果、カーテシアンリニアライザを適用したことによる非線形歪の補償が充分に得られることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００７−２５９３９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ところで、カーテシアンリニアライザ非線形歪み補償方式を用いた場合、上記したように、負帰還ループ系の安定には位相の回転方向の判別が要件になり、このため、変調信号が想定されている範囲で変化している限りは確実に位相の回転方向が判別できなくてはならない。
しかし、従来技術の場合、変調信号の変化が想定範囲にあるときでも位相回転方向の判別に支障が生じてしまうことがあり、安定した動作の維持に問題があった。
【００１５】
位相回転方向の判別に支障が生じた場合、負帰還リニアライザの位相制御が誤動作し、位相制御が不安定になり、ループに発振が起ってしまうので、送信波の品質が劣化し、不法電波が放射されてしまう虞がある。
本発明の目的は、カーテシアンリニアライザの適用による送信特性の向上が充分に図れるようにしたデジタル無線装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的は、少なくとも直交変調器と直線増幅器を有する送信部にカーテシアンループによる負帰還方式のリニアライザと、前記カーテシアンループ内で変調波信号生成部から供給される入力信号と前記カーテシアンループによる帰還信号の位相ずれを検出する位相ずれ検出部と、この位相ずれ検出部により検出される位相ずれに応じて入力信号と帰還信号の位相合わせを制御する位相制御部を備えたデジタル無線装置において、前記入力信号を入力し、Ｉ信号またはＱ信号の一方がゼロクロスする前後の前記Ｉ信号またはＱ信号の他方の正負が変化した場合、送信パターンのデータがＩ軸とＱ軸の双方と交差するＩＱゼロ交差パターンを呈しているものと判定するゼロ交差判別部を設け、このゼロ交差判別部によりＩＱゼロ交差パターンが検出された場合、このとき前記位相ずれ検出部から入力された位相ずれ量については、前記位相制御部による前記位相合わせの制御に反映されないようにして達成される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、カーテシアンループ負帰還リニアライザの位相制御が不安定になってしまう虞がないので、カーテシアンリニアライザを適用したことによる非線形歪の補償が常に的確に得られることになる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明によるデジタル無線装置の一実施の形態を示すブロック図である。
【図２】入力信号のＩ成分によるパターンの一例を示す説明図である。
【図３】本発明の一実施の形態によるゼロ交差判別動作を示す説明図である。
【図４】従来技術によるデジタル無線装置の一例を示すブロック図である。
【図５】位相ずれ検出を説明するための波形図である。
【図６】回転方向の判別におけるシンボル点の推移を表わした説明図である。
【図７】回転方向の判別動作を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明によるデジタル無線装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施の形態で、図において、詳細は後述するが、１３はゼロ交差判別部で、その他は図４で説明した従来技術によるデジタル無線装置と同じであり、この結果、ブロック構成上は、図４で説明した従来技術によるデジタル無線装置にゼロ交差判別部１３を付加したものに相当する。
【００２０】
従って、この実施形態に係るデジタル無線装置においても、位相の回転方向が考慮された状態で移相量の補正が得られ、この結果、カーテシアンリニアライザを適用したことによる非線形歪の補償が充分に得られることになる点は、上述した従来技術によるデジタル無線装置と同じである。
ゼロ交差判別部１３は、図示のように、変調波信号生成部１から出力される同相成分Ｉと直交成分Ｑを入力し、これらの成分による送信パターンがゼロ交差パターンを呈しているか否かを判定し、送信パターンがゼロ交差パターンを呈していたときは、それを表わす信号ＸＰを発生し、位相制御部１７Ａに入力する。
【００２１】
このとき位相制御部１７Ａは、基本的には図４の位相制御部１７と同じ構成で同じ機能をもち、位相ずれ検出部１４から入力された位相ずれ量に応じて移相器９による移相量を制御する働きをするが、ここで更に、ゼロ交差判別部１３から送信パターンがゼロ交差パターンを呈していることを表わす信号ＸＰが入力されたとすると、このとき位相ずれ検出部１４から入力された位相ずれ量については、移相器９による移相量の制御に反映されないようにする機能をもつものとして構成されている。
【００２２】
従来技術における位相制御部１７の場合、上記したように、具体的には、入力された位相ずれ量を蓄積し、蓄積した位相ずれの量が予め設定してある所定の閾値に達したとき、その都度、単位位相角(予め設定してある一定の位相角)だけ移相量を補正するのであるが、この実施形態における位相制御部１７Ａの場合、信号ＸＰが入力されたら、このときに入力された位相ずれ量は取り込むことなく放置し、蓄積させないようにするのであり、この結果、送信パターンがゼロ交差パターンを呈しているとき位相ずれ検出部１４から入力された位相ずれ量については、移相器９による移相量の制御に反映されないようにする機能をもつものとして構成されていることになるのである。
【００２３】
次に、ゼロ交差判別部１３によるゼロ交差判別動作について説明する。
まず、説明のため、一例として、送信パターンが“Ａ０２８ＥＣ３”であるとすると、この場合、Ｉ−Ｑ軸上でのデータの遷移は図２に示す通りになり、これから明らかなように、データが遷移する毎に、Ｑ軸方向では必ず０点を通過するのでレベル“１”とレベル“−１”が交互に現れるのに対して、Ｉ軸方向では必ずしも０点を通過するのではなく、従って、レベル“１”とレベル“−１”が交互に現れるとは限らない。
そして、このようにデータが遷移したとき、データがＩ軸とＱ軸の双方と交差する場合がある。そこで、ここでは、この場合を「ＩＱゼロ交差」と定義し、単なるゼロクロス(ゼロ交差)と区別している。
【００２４】
この図２では、データＡからデータ０に遷移する場合と、データ２からデータ８に遷移する場合、データがＩ軸とＱ軸の双方の０点と交差しており、従って、このときが「ＩＱゼロ交差」になる。
ここで、回転方向検出部１２(図１)では、図７で説明した通り、Ｑ成分のレベルが“−１”から“１”に移行する立上りの場合のゼロクロス点でＩ成分のレベルを検出し、検出したレベルが負であるか正であるかによって回転方向を判別しているのであるから、このときＩ成分もゼロクロス点にあったとすれば、つまり「ＩＱゼロ交差」になっていたとすれば、回転方向が判別できない。
【００２５】
そして、これが、上記した従来技術において位相回転方向の判別に支障が生じてしまう理由である。
ここで、次に、図２のパターンによる信号のＩ成分とＱ成分を波形で示すと図３に実線で示す通りになり、レベルは破線で示す通りに変化する。
このとき、ゼロ交差判別部１３は、図３のＱ成分のレベルが立ち上がるゼロクロス点、つまり、図に丸付き数字(1)、(2)、(3)を付して示されている時点で次々とＩ成分のレベルを検出し、その都度、「ＩＱゼロ交差」であるか否かを判別する。そして、「ＩＱゼロ交差」と判別できた場合には、信号ＸＰを発生する。
【００２６】
そうすると、この図３の場合、信号ＸＰが発生されるのは、時点(1)と時点(2)だけであり、時点(3)では発生されない。
従って、回転方向検出部１２は、この時点(3)では何らの支障も無く、回転方向が正しく検出できることになり、そして、このときは信号ＸＰが発生されないのであるから、位相制御部１７Ａは、位相ずれ検出部１４から入力されてくる位相ずれ量を取り込み、移相器９による移相量の制御に適用することになる。
【００２７】
次に、ゼロ交差判別部１３による「ＩＱゼロ交差」の検出について、具体的に説明する。
既に説明したように、回転方向検出部１２では、Ｑ信号の立上りのとき、つまりパターンＬ→Ｈのときのクロス時点におけるＩ信号のレベル(“Ｈ”または“Ｌ”)に基づいて回転方向を判別するようにしている。
しかして、ゼロ交差判別部１３では、Ｑ信号の立上りクロス時点の前後に時間的幅をもたせて判別するようになっている。
そこで、このため、ゼロ交差判別部１３では、各信号のデータについて、Ｑ信号の立上りクロスポイントを中心にして前後に５個のデータを取り込むようになっている。
【００２８】
このため、まず、Ｑ信号の立上りクロス時点については、当該クロス時点の前後の所定時間の検出値(所定数のサンプル。本実施形態では、クロス時点の前２サンプル、後３サンプルの計５サンプル)が、図３に示すように“ＬＬＨＨＨ”になったか否かにより判別する。つまり、所定時間内の検出値(５つのサンプル)がＬＬＨＨＨ”と並んだらＱ信号の立上りクロス時点であると判別するのである。
このとき、並行してＩ信号からデータの取り込みを行う。
そして、Ｑ信号のゼロクロスを判断したのと同じ時間内(同じタイミングの５つのサンプル)のＩ信号が全てＨ(正)またはＬ(負)でなかった場合(正負が変化した場合)、つまり図３の時点(1)と時点(2)の場合は「ＩＱゼロ交差」であると判別する。
【００２９】
一方、検出値が全てＨ(正)またはＬ(負)であった場合(正負が変化しなかった場合)、つまり図３の時点(3)の場合には、「ＩＱゼロ交差」ではないと判別するのである。
そして、このゼロ交差判別部１３では、「ＩＱゼロ交差」であると判別された場合だけ信号ＸＰを発生することは、上記した通りである。
【００３０】
従って、この実施形態によれば、例えば時点(1)、(2)など、「ＩＱゼロ交差」により位相回転方向の判別に支障が生じてしまう虞が生じた場合には、位相ずれ検出部１４から入力された位相ずれ量については、移相器９による移相量の制御に反映されることはなく、この結果、回転方向検出部１２で位相回転方向の判別が正しく得られたとき、位相ずれ検出部１４から得られる位相ずれ量に応じて移相器９による移相量が与えられるようになり、従って、カーテシアンリニアライザを適用したことによる非線形歪の補償が常に的確に得られることになる。
【００３１】
尚、上記の実施形態では、Ｑ信号がゼロクロスしたときのＩ信号の正負変化を見るようにしたが、Ｉ信号のゼロクロスを検出し、そのときのＱ信号の正負の変化を見るようにしても良い。また、Ｉ、Ｑそれぞれのゼロクロスを判断する所定の時間(所定のサンプル数)を同じとしたが、相違させても良い。
【符号の説明】
【００３２】
１  変調波信号生成部
２、３  加算器(減算用)
４  直交変調器
５  電力増幅部
６  分配器
７  アンテナ
８  周波数シンセサイザ
９  移相器
１０  直交復調器
１１  可変減衰器
１２  回転方向検出部
１３  ゼロ交差判別部
１４  位相ずれ検出部
１５、１６  位相検出器
１７Ａ  位相制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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