(57)【要約】      （修正有）【課題】改善された雑音特性を備え、かつ、例えば、イメージセンサ又は微小電極アレイのようなセンサの電荷検出器回路とともに動作する信号読み出し回路及び方法を提供する。【解決手段】電流源６４０と列信号線６２０とを備えた少なくとも１つの信号読み出し回路６０５を備えた半導体電荷センサ６００を開示する。このセンサは、また、信号読み出し回路に動作可能に結合された少なくとも１つの電荷検出器回路６１０を備える。信号読み出し回路は、入力を少なくとも１つの列信号線と少なくとも１つの電流源とに動作可能に接続することのできる少なくとも１つの開ループ増幅器６５０と、開ループ増幅器の出力６５４に動作可能に接続することができかつ負帰還ループを選択的に形成するように動作する少なくとも１つの帰還線６３０とをさらに備え、開ループ増幅器は反転電圧利得を有する。【選択図】図６
2011166792.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流源（２４０、６４０）と列線（２２０、６２０）とを備えた少なくとも１つの信号読み出し回路（２０５、６０５）に動作可能に結合された少なくとも１つの電荷検出器回路（２１０、６１０）を備えた半導体電荷センサ（２００、６００）であって、
前記少なくとも１つの信号読み出し回路（２０５、６０５）が、
出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）と前記少なくとも１つの列信号線（２２０、６２０）及び前記少なくとも１つの電流源（２４０、６４０）に動作可能に接続された入力ノードとを有する少なくとも１つの開ループ増幅器（２５０、６５０）と、
前記少なくとも１つの開ループ増幅器（２５０、６５０）の前記出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）に動作可能に接続することのできる少なくとも１つの帰還線（２３０、６３０）と、
をさらに備え、
センスノード（２１７）を備えた前記少なくとも１つの電荷検出器回路（２１０、６１０）が、負帰還ループを形成するために、前記帰還線（２３０、６３０）の中の選択された１つに選択的に接続可能であり、
前記開ループ増幅器（２５０、６５０）が、反転電圧利得を有する、
ことを特徴とする、半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項２】
前記少なくとも１つの開ループ増幅器（２５０、６５０）の帯域幅が、前記少なくとも１つの列信号線（２２０、６２０）上における信号の帯域幅よりも狭いことを特徴とする、請求項１に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項３】
前記開ループ増幅器（２５０、６５０）が、負荷抵抗（２５３）を備えた縮退共通ソース増幅器であることを特徴とする、請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項４】
前記開ループ増幅器（２５０、６５０）が、少なくとも１つの電流ミラー（４０１、４０２、４１３）を備えたことを特徴とする、請求項３に記載の半導体イメージセンサ（２００、６００）。
【請求項５】
前記開ループ増幅器（２５０、６５０）が、負荷抵抗（４５３）に流し込まれる信号電流からほぼ一定の電流を引き算するために、基準電流発生器（４１０）を備えたことを特徴とする、請求項３又は請求項４のいずれか一項に記載の半導体イメージセンサ（２００、６００）。
【請求項６】
前記開ループ増幅器（２５０、６５０）の出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）に接続された第２のサンプル＆ホールド回路（６６０）をさらに備えたことを特徴とする、請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項７】
前記列信号線（６２０）に接続された第１のサンプル＆ホールド回路（６９０）を備えたことを特徴とする、請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項８】
前記第２のサンプル＆ホールド回路（２６０、６６０）が、信号電荷が電荷検出器回路（２１０、６１０）の前記センスノード（２１７）上に蓄積される前又はセンスノード（２１７）に転送される前の出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）における電圧の第１のサンプルと、信号電荷がセンスノード（２１７）上に蓄積された後又はセンスノード（２１７）に転送された後の出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）における第２のサンプルとの差分を決定するように動作することを特徴とする、請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項９】
組み合わせられない信号と比較してより大きなダイナミックレンジを有する１つの信号を形成するために、第１のサンプル＆ホールド回路（６９０）によってサンプリングされた信号と第２のサンプル＆ホールド回路（６６０）によってサンプリングされた信号とを組み合わせるように動作することを特徴とする、請求項６及び請求項７のいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項１０】
前記少なくとも１つの電荷検出器回路（２１０、６１０）が、バッファデバイス（２１３、６１３）と選択スイッチ（２１５、６１５）とを備え、前記選択スイッチ（２１５、６１５）が、前記少なくとも１つのバッファデバイス（２１３、６１３）を前記少なくとも１つの列信号線（２２０、６２０）の中の１つに選択可能に接続するように動作することを特徴とする、請求項１から請求項９までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項１１】
前記少なくとも１つのバッファデバイス（２１３、６１３）が、前記少なくとも１つのバッファデバイスの相互コンダクタンスが、前記半導体電荷センサの対応するフレームレート要件を満たすのに必要な前記列信号線（２２０、６２０）上の信号の帯域幅を達成するのに必要な相互コンダクタンスよりも少なくとも２倍だけ大きくなるように動作し、そして、前記開ループ増幅器（２５０、６５０）が、前記開ループ増幅器（２５０、６５０）の出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）上における信号の帯域幅が、前記半導体電荷センサ（２００、６００）のフレームレート要件を満たすのに十分なものとなり、かつ、前記出力ノード（２５４、３５４、４５４、６５４）上における信号の帯域幅が、前記列信号線（２２０、６２０）上の信号の帯域幅よりも少なくとも１／２だけ狭くなるように動作することを特徴とする、請求項１０に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項１２】
前記センスノード（２１７）と前記列信号線（２２０）との電圧差が、前記センスノード（２１７）が前記少なくとも１つの帰還線（２３０、６３０）に接続されていれば、第１の値となり、そして、前記センスノード（２１７）が前記帰還線（２３０、６３０）に接続されていなければ、第２の値となり、それによって、電圧シフトを修正することを達成することを特徴とする、請求項１から請求項１１までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ（２００、６００）。
【請求項１３】
請求項１から請求項１２までのいずれか一項に記載のイメージセンサ（２００、６００）を動作させる方法であって、
少なくとも、前記電荷検出器回路（２１０、６１０）に含まれるリセットトランジスタ（２１４）の導電状態から前記リセットトランジスタ（２１４）の非導電状態への制御された遷移を実行し、前記リセットトランジスタ（２１４）の抵抗が、ある範囲の値に維持され、前記範囲に存在する抵抗値においては、前記開ループ増幅器（２５０、６５０）の閉ループ収束時定数よりも大きいか又は前記閉ループ収束時定数に等しい、前記抵抗と前記センスノード（２１７）のキャパシタンスとの積がもたらされ、前記抵抗が、前記範囲の抵抗値における前記開ループ増幅器（２５０、６５０）の前記閉ループ収束時定数に等しいか又は前記閉ループ収束時定数よりも長い期間にわたり前記範囲の値に維持される、
ことを特徴とする、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主に、電荷センサに関する。より詳細には、本発明は、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）製造技術によって実施される低雑音高感度高ダイナミックレンジ電荷センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
小さい読み出し雑音、高い感度、及び、大きなダイナミックレンジを提供する半導体イメージセンサは、ディジタルカメラ、マシンビジョン、生命科学撮像応用機器、及び、暗視装置のような多くの分野において大きな関心を持たれているデバイスである。
【０００３】
従来のアーキテクチャとりわけ標準的なビデオ・フレームレートで動作するアーキテクチャ又は静止画像を取り込むように最適化されたアーキテクチャに頼る相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）イメージセンサにおいて電子的読み出し雑音を減少させることは、必要とされるきわめて狭い帯域幅を備えた低域通過フィルタを実現するために大きな値のキャパシタンスを必要とする。これらのキャパシタンスを製造することは、大きなシリコン領域を必要とし、そのために、デバイスのコストを増加させ、かつ、より大きなチップ面積をもたらす。
【０００４】
図１を参照すると、従来技術によるイメージセンサ１００は、画素回路１１０のマトリックスといくつかの列信号線１２０とを含む。それぞれの画素回路１１０は、転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、電荷結合素子（ＣＣＤ）、又は、ｐｎフォトダイオードのような感光デバイス１１１と、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３と、リセットトランジスタ１１４と、選択トランジスタ１１５と、寄生キャパシタンスとして実現されてもよいセンス・ノード・キャパシタ１１６とを含む。ソース・フォロワ・トランジスタ１１３及び／又はセンス・ノード・キャパシタ１１６のような様々な構成要素は、トランジスタの数を減少させるために、隣接する画素間で共有されてもよい。共有される構成要素の選択と与えられた構成要素を共有する画素の数とに依存して、そのような画素は、例えば、１．２５−Ｔ画素、１．５−Ｔ画素、１．７５−Ｔ画素、又は、２−Ｔ画素と呼ばれる。イメージセンサ１００は、さらに、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１９０及び電流源１４０を含み、これらは、すべての列信号線１２０に接続される。また、ＬＰＦ１９０及び／又は電流源１４０は、複数の画素回路１１０によって共有されてもよい。サンプル＆ホールド（Ｓ／Ｈ）回路１３０が、それぞれのＬＰＦ１９０の出力に接続される。
【０００５】
行デコーダ１０２は、それぞれの画素回路１１０のリセットトランジスタ１１４及び選択スイッチ１１５に対する制御信号を生成する。共通リセット電圧グリッド１７０が、マトリックスに含まれるすべての画素回路１１０に接続される。
【０００６】
与えられた画素回路１１０の読み出しにおいて、リセットトランジスタ１１４、及び、埋め込みフォトダイオードによって実現されている場合の感光デバイス１１１の転送ゲートは、Ｓ／Ｈ回路１３０の制御とともに、リセット値及び信号値を連続的にサンプリングして２つの値をＳ／Ｈ回路１３０の出力上に保持するのを可能にするように動作させられる。
【０００７】
両方のサンプリング処理中、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３のチャネル内において生成される熱雑音が、Ｓ／Ｈ回路１３０によって、サンプリングされ、そして、保持される。画素リセット雑音及びソース・フォロワ・トランジスタ１１３のオフセットをキャンセルするために、さらなる電子回路又はソフトウェアが、サンプリングされたリセット値を信号値から引き算するのに使用されてもよい。この引き算処理は、通常、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）と呼ばれる。Ｓ／Ｈ回路１３０によって保持される信号値及びリセット値の熱雑音成分は、同時にはサンプリングされないので、それらの信号値及びリセット値は、相関性がない。したがって、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３及び電流源１４０の熱雑音は、ＣＤＳによってキャンセルされず、熱雑音電圧の統計的変動は、２つのサンプルの差分を決定すれば、（２の平方根）倍だけ増加する。
【０００８】
例えば、特許文献１において教示されるように、低域通過フィルタリングの使用は、イメージセンサの熱雑音を制御するための適切な方法であることが証明されている。低域通過フィルタリングの役割は、ＬＰＦ１９０によって達成される。このアプローチの考えられる具体化は、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３、電流源１４０、及び、低域通過フィルタリングのための負荷キャパシタ１９１を含むキャパシタンスを負荷されたソース・フォロワ・バッファ構成の固有ＬＰＦ特性を使用することによって、達成される。この場合、低域通過フィルタ１９０の入力ノード及び出力ノードは、同一である。ソース・フォロワ・バッファ構成の負荷キャパシタンスは、列信号線１２０の寄生キャパシタンス、負荷キャパシタ１９１のキャパシタンス、及び、Ｓ／Ｈ回路１３０の入力キャパシタンスを含む。Ｓ／Ｈ回路１３０は、少なくとも１つのサンプリングスイッチ（図示しない）と、リセット値及び信号値のためのサンプリングキャパシタ（図示しない）とを含む。場合によっては、サンプリングキャパシタは、それらの寸法すなわち対応するキャパシタンスが十分に大きく選択されていれば、低域通過フィルタリング負荷キャパシタ１９１の役割をなしてもよい。熱雑音レベルは、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３のキャパシタンス負荷を適切に選択することによって、制御される。実際の設計においては、通常、電流源１４０に起因する熱雑音を、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３に起因する熱雑音よりも相当に小さい量にまで減少させることが可能である。したがって、リセット値か又は信号値に含まれる熱雑音は、次の数式（１）によって与えられるように、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３の熱雑音によって近似されてもよい。
【数１】
2011166792.tif 000003
ここで、ｑｓｎ，ｔｈｅｒｍａｌ，ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌは、リセット値又は信号値に含まれる熱雑音に対するセンスノード１１７における等価雑音電荷（ＥＮＣ）の二乗平均平方根（ＲＭＳ）であり、Ｃｓｎ，ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌは、センス・ノード・キャパシタ１１６のキャパシタンスであり、Ｃｌｏａｄ，ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌは、リセット値又は信号値をサンプリングするときの列信号線１２０の全体的なキャパシタンスであり、ｋは、ボルツマン定数であり、Ｔは、絶対温度であり、γは、ＭＯＳトランジスタの過剰熱雑音指数（ｔｈｅｒｍａｌ  ｎｏｉｓｅ  ｅｘｃｅｓｓ  ｆａｃｔｏｒ）である。
【０００９】
現在使用されている半導体製造技術の場合、例えば、γの値が２であり、また、Ｃｓｎ，ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの値が５フェムトファラッドであると仮定することは妥当なことである。約１エレクトロンの全体的なＲＭＳ雑音を備えた超低雑音センサの場合、ソース・フォロワ・トランジスタ１１３及び電流源１４０からの熱雑音は、室温において約０．５エレクトロンの値を超えてはならない。ＥＱＮ１及び仮定された値から、Ｃｌｏａｄ，ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌは、ＣＤＳによって決定された差分値に対するこの要件を達成するために、例えば、６６ピコファラッドの値でなければならないことが明らかとなる。負荷キャパシタンスの大部分が、Ｓ／Ｈ回路１３０のサンプリングキャパシタに起因するならば、あるいは、換言すれば、サンプリングキャパシタのキャパシタンスが、例えば、列信号線１２０及び／又は付加的な専用低域通過フィルタリング負荷キャパシタ１９１の寄生キャパシタンスのようなその他のキャパシタンスよりも大きいならば、かつ、等しいキャパシタンス値が、リセット値をサンプリングするサンプリングキャパシタ及び信号値をサンプリングするサンプリングキャパシタに使用されるならば、列信号線１２０ごとに要求されるキャパシタンスの合計は、考察される例においては１３２ピコファラッドよりも大きい。現在のＣＭＯＳ製造プロセスが使用される場合、制限されたキャパシタンス密度、例えば、５フェムトファラッド／μｍ２を達成することができる。したがって、要求される列信号線ごとのキャパシタンスを達成するのに必要なキャパシタの面積は、５ｍｍ×５μｍよりも大きく、これは、キャパシタによって使用される面積が画素アレイの面積に匹敵するほどの大きさを有することを意味する。したがって、説明されたアーキテクチャに基づいた超低雑音ＣＭＯＳイメージセンサは、競争力のあるパッケージサイズ及び製造コストで製造することはできない。
【００１０】
図１に示されるような従来技術によるイメージセンサ・アーキテクチャのさらなる制限は、シグナルチェーン（ｓｉｇｎａｌ  ｃｈａｉｎ）が電圧増幅を使用又は提供しないので、信号電荷とＳ／Ｈ回路１３０によってサンプリングされたリセット値及び信号値の電圧差との間の変換係数は、主に、センス・ノード・キャパシタンスＣｓｎの値によって定義されることである。
【００１１】
反転キャパシタンス帰還増幅器を使用する列回路を備えたイメージセンサが、例えば、Ｋｒｙｍｓｋｉ  ｅｔ  ａｌ．によって提案されている（Ａ  ２ｅ  ｎｏｉｓｅ  １．３Ｍｅｇａｐｉｘｅｌ  Ｓｅｎｓｏｒ，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．２００３  ＩＥＥＥ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  ＣＣＤｓ  ａｎｄ  Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｉｍａｇｅ  Ｓｅｎｓｏｒｓ，Ｂｒｕｇｅｓ，Ｂｅｌｇｉｕｍ，Ｍａｙ  １５−１７，２００３）。これらの列回路は、増幅器と、列信号を増幅器の仮想グラウンドノードに結合する入力キャパシタンスと、仮想グラウンドノードと増幅器出力との間に接続された帰還キャパシタンスとを含む。列線電圧がリセットレベルに相当するときに帰還キャパシタンスの電荷をリセットすることによって、信号レベルが列信号線上に提供されるやいなや、スイッチドキャパシタ増幅器は、リセットレベルと信号レベルとの引き算を実行する。したがって、このような列回路は、組み込まれたＣＤＳ機能を提供する。さらにまた、入力キャパシタンスに対する帰還キャパシタンスの比が適切に選択されるならば、このアーキテクチャの列回路は、電圧増幅を提供するかもしれない。しかしながら、説明されたスイッチドキャパシタ増幅器に基づいた列回路は、処理される列線信号を完璧には低域通過フィルタリングしない。なぜなら、説明された列回路の小信号伝達関数は、低い周波数におけるドミナントポール（ｄｏｍｉｎａｎｔ  ｐｏｌｅ）に加えて、ゼロを含むからである。当技術分野において知られているように、「小信号伝達関数」という用語は、回路動作の線形近似を可能にする十分に小さい信号に対する周波数依存入出力特性を意味する。したがって、小信号伝達関数は、減衰を増大させるのではなく、ゼロの複素周波数よりも優れた一定の周波数応答を有する。このような理由から、熱雑音の高周波成分を効果的に抑制するためには、やはり、列信号線に接続された大きなフィルタリングキャパシタを使用することが必要である。さらにまた、この列回路の増幅器に含まれるトランジスタは、処理される列線信号に対するさらなる熱雑音の原因となる。この熱雑音原因は、様々な設計パラメータに依存して、センサの全体的な雑音特性を大きく悪化させることがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】欧州特許第ＥＰ１，６４３，７５４号明細書（Ｓｅｉｔｚ  ｅｔ  ａｌ．）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、改善された雑音特性を備え、かつ、例えば、イメージセンサ及び／又は微小電極アレイのようなセンサの電荷検出器回路とともに動作する信号読み出し回路及び方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
以下の説明を簡潔にするために、「電荷センサ」という用語は、ここでは、「イメージセンサ」と呼ばれ、「電荷検出器」という用語は「画素」と呼ばれ、「電荷検出器回路」という用語は「画素回路」と呼ばれ、そして、「電荷出力変換器」という用語は「感光デバイス」と呼ばれる。しかしながら、これらの簡素化は、単なる例として解釈されるべきであり、したがって、限定するものであると解釈されるべきではない。したがって、開示された発明の実施形態は、例えば微小電極アレイを含めて、電荷を検出しかつ読み出すように動作する様々なセンサに使用することができる。
【００１５】
本発明は、きわめて小さい読み出し雑音を備えた信号読み出し回路を開示し、この信号読み出し回路は、とりわけ、列信号線を含むものであり、かつ、複数の画素を使用するイメージセンサとともに動作するものである。したがって、画素は、感光デバイス、バッファデバイス（例えば、ソース・フォロワ・トランジスタによって実施された）、選択スイッチ、リセットトランジスタ、及び、読み出しノードを含む画素回路とともに実施されてもよい。電荷が入射光によって生成される感光デバイスは、ｐｎフォトダイオード、埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、又は、電荷結合素子（ＣＣＤ）によって具体化されてもよい。
【００１６】
画素のバッファリングデバイスの出力は、選択スイッチによって、共通列信号線に接続され、雑音に関して増幅器負荷キャパシタンスによって最適値に制限することのできる帯域幅を提供する増幅器によって終端され、すなわち、この帯域幅は、雑音を減少させるためにできる限り狭く維持されるが、所望の速度又はフレームレートで動作するようにイメージセンサを維持するほど十分に大きいものである。増幅器は、開ループ構成で選択的に動作することができ、そのために、以下では、「開ループ増幅器」と呼ばれる。開ループ増幅器は、例えば２から１００までの範囲に存在する中程度の利得を有し、かつ、リセットレベル及び信号レベルを読み出すのに使用され、それぞれの開ループ増幅器の入力は、対応する列信号線に接続される。画素回路の選択スイッチを駆動することによって、画素回路は、対応する列信号線に接続される。
【００１７】
電荷検出器の低雑音読み出しは、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）のような相関多重サンプリング（ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｓａｍｐｌｉｎｇ）技術によって実施され、この技術によれば、画素からの信号は、増幅段階中に少なくとも２回は読み出される。まず最初に、センスノードのリセットレベルが、リセット段階中に確立される。しかしながら、リセット段階中における列信号線上のレベルは、関係がなく、かつ、サンプリングされない。それに続く増幅段階（これは、また、「読み出し段階」と呼ばれてもよい）中に、２つの段階が、識別されてもよい。第１の段階では、増幅段階の開始時点において（電荷転送又は継続的な電荷蓄積の前に）、列信号線上の信号のリセットレベルが、確立され（センスノードのリセットレベルに基づいて）、少なくとも１回はサンプリングされ、そして、第２の段階では、電荷転送又は電荷蓄積の後に、列信号線の信号レベルが、確立され、少なくとも１回はサンプリングされる。
【００１８】
増幅段階は、列帰還トランジスタの中の１つと画素のリセットトランジスタとを開くことによって達成される。画素のセンスノード上の信号レベル及び列信号線上の信号レベルは、リセット後の蓄積期間において、例えば、ｐｎ型フォトダイオードの転送ゲートのような転送スイッチを用いてか又は電荷をセンスノード上に直接に蓄積することによって、記憶された電荷信号をセンスノードに転送することによって確立される。換言すれば、感光デバイスによって生成された電荷信号は、イメージセンサのセンスノードに直接に転送されるか又はそのセンスノード上に蓄積され、センスノードは、バッファデバイス及びリセットトランジスタに接続される。
【００１９】
リセット段階は、列帰還トランジスタと画素のリセットトランジスタとを少なくともほぼ同時に閉じることによって達成される。帰還線は、この列における画素に含まれるすべてのリセットトランジスタのドレインに接続され、また、この帰還線は、列帰還トランジスタを介して、信号列の開ループ増幅器の出力に接続される。したがって、それぞれの開ループ増幅器の出力は、帰還線と画素回路のリセットトランジスタとを介して、対応する画素回路のセンスノードに接続される。このように構成されると、開ループトランジスタの出力から入力への負帰還を提供することができ、この負帰還は、列信号線のリセット電圧を開ループ増幅器の非飽和入力電圧にセットする。
【００２０】
開ループ増幅器を使用する場合に得られる、増幅効果を減少させる帯域幅と改善された高い周波数の減衰とによって、センサのソース・フォロワ・トランジスタの同等に小さい熱雑音電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を備えた従来技術によるセンサと比較して、負荷キャパシタンスをほとんど犠牲にすることなく出力レート要件を満たしながら、出力信号の帯域幅を最小値まで減少させることができる。したがって、特別のフィルタリングキャパシタンスを列信号線に接続しなくてもよい。
【００２１】
開ループ増幅の効果を制限する帯域幅は、また、開ループ増幅器の自己発生熱雑音を、ほんの小さい値の負荷キャパシタンスしか必要としない望ましいレベルにまで減少させるのを可能にする。本発明の実施形態は、また、従来技術によるイメージセンサから知られているソース・フォロワ・トランジスタのゲート面積当たりの小さい入力キャパシタンスを特徴とする。したがって、本発明の実施形態によって達成されるきわめて小さいセンスノード換算雑音（ｓｅｎｓｅ  ｎｏｄｅ  ｒｅｆｅｒｒｅｄ  ｎｏｉｓｅ）電圧は、きわめて小さいセンスノード等価雑音電荷（ＥＮＣ）をもたらす。
【００２２】
本発明の実施形態によれば、ソース・フォロワ・トランジスタの寸法及びバイアス電流は、列信号線の帯域幅がイメージセンサの出力レート要件を満たすのに必要な帯域幅よりもかなり広くなるように選択される（例えば、少なくとも２〜１０倍）。したがって、例えばイメージセンサにおいて使用される本発明の実施形態による信号読み出し回路は、低域通過フィルタリングすることによって、例えば、画素内ソース・フォロワ・トランジスタのような相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）イメージセンサのフロントエンド読み出し回路からの熱雑音を効果的に減少させる。要するに、本発明の実施形態による信号読み出し回路は、従来技術による信号読み出し回路と比較すれば、半導体ダイ面積をほとんど犠牲にすることなく、きわめて小さい全体的電子雑音を保証するものである。
【００２３】
発明の実施形態の概要
【００２４】
本発明は、電流源及び列線を備えた少なくとも１つの信号読み出し回路に動作可能に結合された少なくとも１つの電荷検出器回路を備えた半導体電荷センサを開示するものである。
【００２５】
実施形態において、少なくとも１つの信号読み出し回路は、出力ノードと少なくとも１つの列信号線及び少なくとも１つの電流源に動作可能に接続された入力ノードとを有する少なくとも１つの開ループ増幅器と、少なくとも１つの開ループ増幅器の出力に動作可能に接続することのできる少なくとも１つの帰還線とをさらに備え、センスノードを備えた少なくとも１つの電荷検出器回路は、負帰還ループを形成するために、帰還線の中の１つに選択的に接続可能であり、開ループ増幅器は、反転電圧利得を有する。
【００２６】
実施形態において、少なくとも１つの開ループ増幅器の帯域幅は、少なくとも１つの列信号線上における信号の帯域幅よりも狭い。
【００２７】
実施形態において、開ループ増幅器は、負荷トランジスタを備えた共通ソース増幅器である。
【００２８】
実施形態において、開ループ増幅器は、負荷抵抗を有する縮退共通ソース増幅器（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｅ  ｃｏｍｍｏｎ−ｓｏｕｒｃｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。
【００２９】
実施形態において、開ループ増幅器は、少なくとも１つの電流ミラーを備える。
【００３０】
実施形態において、開ループ増幅器は、負荷抵抗に流し込まれる信号電流からほぼ一定の電流を引き算するために、基準電流発生器を備える。
【００３１】
実施形態において、半導体電荷センサは、開ループ増幅器の出力ノードに接続された第２のサンプル＆ホールド（Ｓ／Ｈ）回路を備える。
【００３２】
実施形態において、半導体電荷センサは、列信号線に接続された第１のサンプル＆ホールド（Ｓ／Ｈ）回路を備える。
【００３３】
本発明の実施形態は、列信号線上のリセットレベル及び信号レベルをサンプリングする第１のサンプル＆ホールド回路（Ｓ／Ｈ）回路を画素回路の列ごとに含み、また、開ループ増幅器の出力ノード上のリセットレベル及び信号レベルをサンプリングする第２のＳ／Ｈ回路を含む。取り込まれた増幅されない信号と増幅された信号との信号統合（ｓｉｇｎａｌ  ｆｕｓｉｏｎ）は、ダイナミックレンジを増大させるために、オンチップ（ｏｎ  ｃｈｉｐ）か又はオフ・チップ（ｏｆｆ  ｃｈｉｐ）で選択的に実行されてもよい（例えば、信号結合器によって）。換言すれば、半導体電荷センサは、組み合わせられない信号と比較してより大きなダイナミックレンジを有する１つの信号を形成するために、本発明の実施形態において、第１のサンプル＆ホールド回路によってサンプリングされた信号と第２のサンプル＆ホールド回路によってサンプリングされた信号とを組み合わせるように動作する。
【００３４】
実施形態において、第２のサンプル＆ホールド回路は、信号電荷が電荷検出器回路のセンスノード上に蓄積される前又はセンスノードに転送される前の出力ノードにおける電圧の第１のサンプルと信号電荷がセンスノード上に蓄積された後又はセンスノードに転送された後の出力ノードにおける第２のサンプルとの差分を決定するように動作する。
【００３５】
実施形態において、少なくとも１つの電荷検出器回路は、バッファデバイスと選択スイッチとを備え、選択スイッチは、少なくとも１つのバッファデバイスを少なくとも１つの列信号線の中の１つに選択可能に接続するように動作する。
【００３６】
実施形態において、少なくとも１つのバッファデバイスは、少なくとも１つのバッファデバイスの相互コンダクタンスが、半導体電荷センサの対応するフレームレート要件を満たすのに必要な列信号線上の信号の帯域幅を達成するのに必要な相互コンダクタンスよりも少なくとも２倍だけ大きくなるように動作し、そして、開ループ増幅器は、開ループ増幅器の出力ノード上における信号の帯域幅が、半導体電荷センサのフレームレート要件を満たすのに十分なものとなり、かつ、出力ノード上における信号の帯域幅が、列信号線上の信号の帯域幅よりも少なくとも１／２だけ狭くなるように動作する。
【００３７】
実施形態において、センスノードと列信号線との電圧差は、センスノードが少なくとも１つの帰還線に接続されていれば、第１の値となり、そして、センスノードが帰還線に接続されていなければ、第２の値となり、それによって、電圧シフトを修正することを達成する。したがって、本発明の実施形態は、リセットレベルを修正するように動作する電圧シフト修正器を含み、それによって、イメージセンサの非飽和電圧振幅（ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｗｉｎｇ）を増加させる。より詳細には、電圧シフト修正器は、負帰還が増幅器に適用されているリセット段階において、電荷検出器回路のセンスノード上における電圧と列信号線上における電圧との電圧シフトを増加又は減少させるように動作する。とりわけ、電圧シフト修正器は、ソース・フォロワ・トランジスタに提供されるバイアス電流を修正することによって、電荷検出器回路のソース・フォロワ・トランジスタの電圧シフトを修正してもよい。
【００３８】
実施形態において、請求項１から請求項１２までのいずれか一項に記載のイメージセンサを動作させる方法は、少なくとも、電荷検出器回路に含まれるリセットトランジスタの導電状態からリセットトランジスタの非導電状態への制御された遷移を実行し、リセットトランジスタの抵抗が、ある範囲の値に維持され、この範囲に存在する抵抗値においては、開ループ増幅器の閉ループ収束時定数よりも大きいか又は等しい抵抗（リセットトランジスタの）とセンスノードのキャパシタンスとの積がもたらされ、抵抗は、この範囲の抵抗値における開ループ増幅器の閉ループ収束時定数に等しいか又はそれよりも長い期間にわたりこの範囲の値に維持される。換言すれば、信号読み出し方法は、制御された緩やかな遷移を画素回路のリセットトランジスタのゲート端子に施すことを含む。制御された緩やかな遷移は、開ループ増幅器による負帰還調整を使用することによって、リセットトランジスタをターンオフするプロセス中にリセットトランジスタのチャネルにおいて生成される熱雑音の影響を減少させるのを可能にするように選択されてもよい。
【００３９】
本発明の実施形態においては、開ループ増幅器は、負荷抵抗に流し込まれる信号電流から一定の電流を引き算するように動作する減算器を含んでもよい。
【００４０】
実施形態において、信号読み出し方法は、相関性のあるリセットサンプルを信号サンプルから引き算することを含む。
【００４１】
実施形態において、信号読み出し方法は、リセットサンプルを信号サンプルから引き算することを含み、リセットサンプルに含まれるリセット雑音は、信号サンプルに含まれるリセット雑音と相関性のない成分を含んでもよい。
【００４２】
実施形態において、信号読み出し方法は、信号レベルのシングルサンプリングを含む。
【００４３】
本発明の特徴及び利点が、単なる例として提供される本発明のいくつかの実施形態に関する以下の説明を添付の図面を参照して考察することによって明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】従来技術によるイメージセンサを示す概略図である。
【図２Ａ】本発明の実施形態によるイメージセンサとして例示された電荷センサの概略図である。
【図２Ｂ】本発明の実施形態による開ループ増幅器の簡素化されたＤＣ電圧伝達関数を対応する列信号線上の電圧の関数として示す概略図であり、また、列信号線上の電圧として定義されるそれぞれのバッファデバイスの簡素化されたＤＣ電圧伝達関数を、本発明の実施形態による画素回路として例示された電荷検出器回路のセンスノード上における電圧の関数として示す概略図である。
【図２Ｃ】本発明の実施形態による画素回路として例示された電荷検出器回路のセンスノード上における電圧の定性的な変化を示す概略図である。
【図２Ｄ】本発明の実施形態による画素回路として例示された電荷検出器回路のセンスノードに対応して開ループ増幅器の出力ノード上における電圧の定性的な変化を示す概略図である。
【図２Ｅ】本発明の実施形態による開ループ増幅器の小信号伝達関数の振幅を示す漸近的な概略図である。
【図３】本発明の代替実施形態による電荷センサに使用される共通ソース開ループ増幅器を示す概略図である。
【図４】電荷センサに使用される本発明の別の実施形態による図２及び図３に示される開ループ増幅器と比較して改善された線形性及び利得再現性を提供する開ループ増幅器を示す概略図である。
【図５】本発明の実施形態におけるソース・フォロワ・トランジスタをバイアスするのに使用される電流源を示す概略図である。
【図６】ダイナミックレンジを増加させるための列ごとのデュアル読み出しを特徴とする本発明の実施形態を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
ここで、図２Ａを参照する。イメージセンサ２００は、マトリックス構成に基づいて配置されてもよい複数の画素回路２１０を含み、複数の画素回路２１０のそれぞれは、信号読み出し回路２０５に動作可能に結合され、この信号読み出し回路２０５は、とりわけ、少なくとも１つの列信号線２２０と少なくとも１つの帰還線２３０とを含む。それぞれの列信号線２２０は、電流源２４０と、反転中程度電圧利得（ｉｎｖｅｒｔｉｎｇ  ｍｏｄｅｒａｔｅ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｇａｉｎ）及び低入力換算雑音電圧ＰＳＤを備えた開ループ増幅器２５０の入力とに接続される。開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４は、寄生キャパシタンスであってもよい負荷キャパシタ２７０と、Ｓ／Ｈ回路２６０の入力とに接続される。帰還スイッチ２８０は、駆動されると、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４を対応する列の帰還線２３０に接続してもよい。帰還スイッチ２８０は、実施形態によっては、省略されてもよく、帰還線２３０は、出力ノード２５４に永久的に接続される。
【００４６】
画素回路２１０は、例えば、転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、電荷結合素子、又は、ｐｎフォトダイオードのような、入射光に応答して信号電荷をセンスノード２１７上に供給することのできる感光デバイス２１１と、ドレイン端子を供給ノードに接続されたソース・フォロワ・トランジスタとして実施されたバッファデバイス２１３と、駆動されるとバッファデバイス２１３のソース端子を列信号線２２０に接続する選択スイッチ２１５と、センスノード２１７と１つか又は数個の交流電流（ＡＣ）グラウンドノードとの間に接続された寄生キャパシタであってもよいセンス・ノード・キャパシタ２１６と、駆動されるとセンスノード２１７を帰還線２３０に接続するリセットトランジスタ２１４とを含む。
【００４７】
行デコーダ２０２は、それぞれの画素回路２１０のリセットトランジスタ２１４及び選択スイッチ２１５に対する制御信号を生成する。
【００４８】
開ループ増幅器２５０は、ゲート端子を対応する列信号線２２０に接続されかつドレイン端子を出力ノード２５４に接続された入力トランジスタ２５１と、入力トランジスタ２５１のソース端子と例えばグラウンド電位のような第１の定電位との間に接続されたソース抵抗２５２と、出力ノード２５４と例えば正の供給電位のような第２の定電位との間に接続された負荷抵抗２５３とを含んでもよい。開ループ増幅器２５０の説明される構成は、抵抗負荷を備えた縮退共通ソース増幅器である。
【００４９】
Ｓ／Ｈ回路２６０は、増幅器出力ノード２５４上に存在する２つの連続的な電圧レベルをサンプリングして保持する。オプションとして、Ｓ／Ｈ２６０は、減算器を使用することによって、２つのサンプリングされた電圧レベル間の差分を計算するように動作してもよい。Ｓ／Ｈ回路２６０は、大きな負荷キャパシタンスを増幅器出力ノード２５４に提供してもよい。
【００５０】
図２Ａに示される本発明の実施形態によるイメージセンサ２００は、以下の２つの主要な段階を含む動作シーケンスを用いて動作してもよい。すなわち、以下ではリセット段階と呼ばれる第１の段階において、アドレスされた画素回路２１０の選択スイッチ２１５及びリセットトランジスタ２１４は、両方が閉じられ、かつ、もし存在するならば、帰還スイッチ２８０は、閉じられる。この構成において、負帰還ループが、開ループ増幅器２５０、帰還線２３０、画素回路２１０のセンスノード２１７、画素回路２１０のバッファデバイス２１３、及び、列信号線２２０との間に形成される。負帰還の効果によって、増幅器２５０は、アドレスされた画素回路２１０のセンスノード２１７を、開ループ増幅器２５０の非飽和入力電圧レンジ内において列信号線２２０上にリセット電圧レベルを発生させるセンス・ノード・リセット電圧にまで駆動する。
【００５１】
ここで、図２Ｂをさらに参照すると、この図２Ｂは、出力ノード２５４上の電圧として定義される開ループ増幅器２５０の簡素化されたＤＣ電圧伝達関数のグラフを列信号線２２０上の電圧の関数として概略的に示す。さらにまた、図２Ｂは、列信号線２２０上の電圧として定義されるバッファデバイス２１３の簡素化されたＤＣ電圧伝達関数をセンスノード２１７上の電圧の関数として概略的に示す。センスノード２１７のリセット段階において、出力ノード２５４上の電圧は、センスノード２１７上の電圧に少なくともほぼ等しい。なぜなら、センスノード２１７は、帰還スイッチ２８０及びリセットトランジスタ２１４を介して、出力ノード２５４に接続されているからである。同様に、センスノード２１７のリセット段階においては、センスノード２１７上の電圧及び列信号線２２０上の電圧は、図２Ｂに概略的に示されるように、開ループ増幅器２５０のＤＣ電圧伝達関数とバッファデバイス２１３のＤＣ電圧伝達関数との交点によって定義される。交点は、当然ながら、開ループ増幅器２５０のＤＣ電圧伝達関数か又はバッファデバイス２１３のＤＣ電圧伝達関数がトランジスタ・オフセット効果によってシフトしたとしても、開ループ増幅器２５０の非飽和入力電圧レンジ内に存在することに注意されたい。
【００５２】
増幅段階中、帰還スイッチ２８０及びアドレスされた画素回路２１０のリセットトランジスタ２１４は、開いており、選択スイッチ２１５は、依然として、閉じている。増幅段階においては、帰還経路は、存在せず、開ループ増幅器２５０は、列信号線２２０上の電圧の増幅された表現をこの開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上に提供する。
【００５３】
リセット段階と増幅段階との間で遷移するとき、リセットトランジスタ２１４は、開かれ、かつ、センスノード２１７は、フローティングノードに変化する。センス・ノード・キャパシタ２１６上の電荷量は、凍結され、かつ、センス・ノード・リセット電圧を定義する。これまでに簡単に説明したように、この電圧は、当然ながら、非飽和入力電圧で開ループ増幅器を動作させるように定義される。異なる画素回路２１０に含まれるバッファデバイス２１３間のゲート−ソース電圧の変動は、このリセット方法を使用することによって、１／（１＋Ａｏｌ）だけ減少し、ここで、Ａｏｌは、開ループ増幅器２５０の電圧利得である。リセット段階中の説明された構成は、また、開ループ増幅器２５０のＤＣオフセットを１／（１＋Ａｏｌ）だけ減少させ、あるいは、換言すれば、開ループ増幅器２５０のＤＣ電圧伝達関数の変動は、説明される帰還動作から得られたリセットレベルによって、少なくとも部分的に補償される。
【００５４】
開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上の電圧が安定したレベルに収束する十分な時間が経過した後、Ｓ／Ｈ回路２６０は、出力ノード２５４上の電圧である第１の値、これはリセットレベルと呼ばれるが、をサンプリングして保持する。「安定した」という用語及びこれの文法的な変形は、また、「少なくともほぼ安定した」という意味を包含することに注意されたい。「安定した」という用語は、ここで使用される場合、時間フレームを意味し、この時間フレームは、開ループ増幅器２５０の収束時間を定義する時定数Ｔに基づいて決定されてもよく、また、例えば、８×Ｔ〜１０×Ｔの範囲に存在してもよい。
【００５５】
次のステップにおいて、感光デバイス２１１からの信号電荷は、感光デバイス２１１が埋め込みフォトダイオードである場合には転送ゲートを駆動することによって、センスノード２１７上に蓄積され、あるいは、センスノード２１７に転送される。信号電荷をセンスノード２１７上に転送又は蓄積するこのステップにおいて、吟味される画素回路２１０の選択スイッチ２１５は、オプションとして、閉じられてもよい。
【００５６】
センサが増幅構成にあるときに開ループ増幅器の出力ノード２５４上の電圧が安定したレベルに収束する十分な時間だけもう１度待った後、Ｓ／Ｈ回路２６０は、出力ノード２５４上の電圧である第２の値、これは信号レベルと呼ばれるが、をサンプリングして保持する。
【００５７】
その後、センス・ノード・リセット電荷のリセット雑音が事実上ない光生成信号電荷量の表現を得るために、サンプリングされたリセットレベルは、信号レベルから引き算されてもよい。さらにまた、２つのサンプリングされたレベルの引き算は、これまでに簡単に説明したように、開ループ増幅器２５０の直流電流（ＤＣ）オフセットの残りと、負帰還を使用するリセット段階ステップを使用することによってまだ抑制されていないバッファデバイス２１３のゲート−ソース電圧の変動とを除去する。「除去する」という用語及びこれの文法的な変形は、また、「少なくともほとんど除去する」という意味を包含することに注意されたい。信号レベル及びリセットレベルに関してこれまでに簡単に説明されたサンプリング処理及び引き算処理は、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）と呼ばれる。
【００５８】
図２Ｃ及び図２Ｄをさらに参照し、これらの図２Ｃ及び図２Ｄは、それぞれ、センスノード２１７上における電圧及び開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上における電圧の定性的な変化の例を概略的に示す。電圧強度及び時間的な量は、必ずしも正確な縮尺率で示されているとは限らないことに注意されたい。図２Ｃ及び図２Ｄに示される例において、電荷は、センスノード２１７上に継続的に蓄積されるのではなく、予め定められた電荷転送時点において感光デバイス２１１からこのセンスノード２１７上へ転送される。したがって、示される波形は、例えば、感光デバイス２１１が転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオードである実施形態に対応する。
【００５９】
説明される本発明の実施形態において、列信号線２２０の全体的キャパシタンスは、何らかの特定の手段によって増加することはない。列信号線２２０の全体的キャパシタンスは、寄生線路キャパシタンスと、開ループ増幅器２５０の入力キャパシタンスとを含む。バッファデバイス２１３のゲート幅及びゲート長と、電流源２４０によって定義される列バイアス電流とは、バッファデバイス２１３の大きな相互コンダクタンスと、列信号線２２０上における電圧信号の低雑音ＰＳＤとを提供するような量を有する。バッファデバイス２１３の相互コンダクタンス及び列信号線２２０に接続された全体的なキャパシタンスから得られる列信号線２２０上の信号の帯域幅は、イメージセンサ２００の出力レート規格を満たす要件よりもかなり広く、例えば、少なくとも２〜１０倍だけ広い。
【００６０】
開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上における信号の帯域幅は、できる限り狭くセットされ、イメージセンサ２００の動作制約を与えるが、依然として、イメージセンサ２００の要求される読み出し速度を満たすための要件に適合するほど十分なものである。増幅段階における図２Ａに示される本発明による実施形態の開ループ増幅器２５０の小信号伝達関数は、次の数式（２）によって与えられる。
【数２】
2011166792.tif 000004
ここで、ｖｏは、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上の電圧を表現し、ｖｃｏｌは、列信号線２２０上の電圧を表現し、ｇｍａｍｐは、入力トランジスタ２５１の相互コンダクタンスを表現し、Ｒ１は、ソース抵抗２５２の抵抗を表現し、Ｒ２は、負荷抵抗２５３の抵抗を表現し、Ｃｌｏａｄ，ａｍｐは、出力ノード２５４に接続された全体的な負荷キャパシタンスを表現し、そして、ｓは、複素信号周波数である。その他の数式が、開ループ増幅器２５０の小信号伝達関数を表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。また、ｇｍａｍｐは、ｖｃｏｌの関数であることに注意されたい。ＥＱＮ．２は、開ループ増幅器２５０の帯域幅はＲ２及びＣｌｏａｄ，ａｍｐの適切な値を選択することによって、調節されてもよいことを示している。開ループ増幅器２５０による低域通過フィルタリング後のバッファデバイス２１３の熱雑音によるセンスノード２１７上の等価雑音電荷の成分ｑｎ，ｓｆは、次の数式（３）で表現される。
【数３】
2011166792.tif 000005
ここで、Ｃｓｎは、センス・ノード・キャパシタ２１６のキャパシタンスを表現し、ｇｍｓｆは、バッファデバイス２１３の相互コンダクタンスを表現し、そして、ωは、複素周波数ｓの実数部を表現する。その他の数式が、バッファデバイス２１３における熱雑音によるＥＮＣを表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。列信号線２２０上の信号は、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上における信号の帯域幅よりも十分に広い帯域幅を有するので（例えば、少なくとも１０倍だけ）、ｑｎ，ｓｆの値は、次の数式（４）で与えられる式によって近似されてもよい。
【数４】
2011166792.tif 000006
【００６１】
その他の数式が、バッファデバイス２１３における熱雑音によるＥＮＣの近似を表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。
【００６２】
ここで、図２Ｅをさらに参照し、この図２Ｅは、ＥＱＮ．２に基づいた開ループ増幅器２５０に関する小信号伝達関数の振幅の漸近的な概略図を示す。比較のために、図２Ｅは、さらにまた、当技術分野において知られているいくつかのイメージセンサの列回路に使用される反転キャパシタンス帰還増幅器の小信号伝達関数の振幅（破線）を概略的に示す。この例において、低周波数増幅と、信号読み出し回路２０５の有効な信号帯域幅を定義するドミナントポールの遷移周波数とは、比較のために、開ループ増幅器２５０の低周波数増幅と遷移周波数とに等しいと仮定される。開ループ増幅器２５０は、当技術分野において使用されるようなキャパシタンス帰還増幅器と比較すれば、より大きな高周波雑音減衰を提供することに注意されたい。
【００６３】
ＥＱＮ．１とＥＱＮ．４との比較は、Ｒ２が１／ｇｍｓｆよりも大きいように選択されるならば、開ループ増幅器２５０の要求される負荷キャパシタンスは、従来技術によるイメージセンサにおけるソース・フォロワ・トランジスタ１１３から等価熱雑音を得るのに必要な列信号線１２０の負荷キャパシタンスＣｌｏａｄ，ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌと比較して、１／（ｇｍｓｆ・Ｒ２）だけ減少することを示している。
【００６４】
開ループ増幅器２５０は、それの出力ノード２５４上における信号に電子雑音を加える。入力トランジスタ２５１が、十分に大きいゲート面積を有するならば、電子雑音の主要な成分は、熱雑音である。開ループ増幅器２５０が、１よりも大きい電圧増幅を提供するように良好に設計されるならば、負荷抵抗２５３及び入力トランジスタ２５１の熱雑音寄与は、ソース抵抗２５２の熱雑音寄与よりもきわめて小さいことを数学的に証明することができる。したがって、増幅器２５０の雑音によるセンスノード２１７上のＥＮＣは、次の数式（５）の簡単な式によって近似されてもよい。
【数５】
2011166792.tif 000007
【００６５】
別の式が、開ループ増幅器２５０の熱雑音によるセンスノードＥＮＣを表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。
【００６６】
開ループ増幅器２５０による増幅の帯域幅減少効果のために、低入力換算雑音を達成するのに必要な開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４における全体的なキャパシタンスＣｌｏａｄ，ａｍｐは、単位利得バッファに関して１／（Ｒ２／Ｒ１）だけ減少する。ＥＱＮ．５とＥＱＮ．４との比較から、開ループ増幅器２５０からの雑音は、Ｒ１がγ／ｇｍｓｆよりも小さいか又はそれに等しい限り、全体的な雑音特性を過度に損なうことはないと推論することができる。ＥＱＮ．５に雑音非理想性要素γが存在しないことは、主要な雑音原因である入力電圧を電流に変換する電子部品は、例えば、入力トランジスタ２５１のような入力トランジスタではなく、ソース抵抗２５２であることを示す。現在のＣＭＯＳプロセスを使用して製造されるほとんどのトランジスタに関しては、γは、１よりも大きく、説明された実施形態の開ループ増幅器２５０のような縮退共通ソース増幅器は、与えられた負荷キャパシタンスに対して、標準的な共通ソース増幅器又は差動ペアのような相互コンダクタンス素子としてＭＯＳトランジスタを使用する増幅器よりも小さい入力換算熱雑音を提供する。
【００６７】
例として、Ｒ１＝２０ｋオーム、Ｒ２＝２００ｋオーム、１／ｇｍｓｆ＝２０ｋオーム、及び、γ＝２である場合、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４に接続された４．８ピコファラッド程度の小さな全体的キャパシタンスＣｌｏａｄ，ａｍｐを使用することによって、センスノード２１７において、バッファデバイス２１３及び開ループ増幅器２５０からの０．５エレクトロン程度の小さい熱雑音の全体的ＥＮＣを室温において達成できることが、ＥＱＮ．４及びＥＱＮ．５からわかる。
【００６８】
さらにまた、図２Ａに概略的に示される本発明の実施形態による開ループ増幅器２５０を使用することによって、相互コンダクタンス素子及び負荷素子として抵抗を使用する増幅器は、固有線形動作特性を有する。ソース抵抗２５２及び負荷抵抗２５３が、同一の物理的種類の抵抗であるように選択されるならば、調和のとれたレイアウトは、入力トランジスタ２５１の相互コンダクタンスが１／Ｒ１よりもきわめて大きく（例えば、少なくとも１０倍だけ）かつ入力トランジスタ２５１のドレイン−ソース抵抗がＲ２よりもきわめて大きければ、ＥＮＱ．２に基づいてソース抵抗２５２と負荷抵抗２５３との比によって近似的に与えられる開ループ増幅器２５０の増幅の高い再現性及び低い温度ドリフトを可能にするかもしれない。
【００６９】
開ループ増幅器２５０の異なる実施形態が、本発明の範囲を逸脱することなく使用されてもよい。とりわけ、実施形態は、ｐｎｐ及びｎｐｎバイポーラ・トランジスタ、ｎ型及びｐ型ＭＯＳトランジスタ又はそれらを組み合わせたもののような能動半導体素子を備えてもよい。
【００７０】
ここで、図３をさらに参照すると、開ループ増幅器２５０の考えられる第１の代替実施形態は、入力トランジスタ３５１及び負荷トランジスタ３５２を含んでもよい。入力トランジスタ３５１のソース端子は、グラウンド電位のような定電位に接続され、入力トランジスタ３５１のゲート端子は、列線にゲート端子３５５に接続され、そして、入力トランジスタ３５１のドレイン端子は、増幅器出力ノード３５４に接続される。負荷トランジスタ３５２は、入力トランジスタ３５１とは反対のチャネル・タイプを有してもよい。負荷トランジスタ３５２のソース端子は、供給電位のような定電位に接続され、負荷トランジスタ３５２のゲート電位は、一定のバイアス電圧に接続され、そして、負荷トランジスタ３５２のドレイン端子は、出力ノード３５４に接続される。開ループ増幅器２５０のこの第１の代替実施形態は、図３に示されるように、図２Ａに示される開ループ増幅器２５０の実施形態と比較すれば、より小さい線形性及びより大きな入力換算雑音電力スペクトル密度と引き換えにより大きい開ループ電圧増幅という利点を提供することができる。負荷トランジスタ３５２の示される実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではないことに注意されたい。より詳細には、負荷トランジスタ３５２は、電流源の代わりにダイオード構成に接続された抵抗又はＭＯＳトランジスタとして実施されてもよい。
【００７１】
回路解析は、ＭＯＳトランジスタにおける短チャネル効果による有限のドレイン−ソース抵抗の影響は、図２Ａに概略的に示される開ループ増幅器２５０の実施形態の利得の線形性及び再現性を損なうことがあることを示している。さらにまた、ソース抵抗２５２の電圧降下は、開ループ増幅が中程度に大きければ（例えば、少なくとも１０である）、小さい値に制限され、かつ、供給電圧は、比較的に小さく、例えば、３．３Ｖ又は１．８Ｖである。この理由から、ソース抵抗２５２の抵抗Ｒ１に比較して十分に大きい入力トランジスタ２５１の相互コンダクタンスｇｍａｍｐを得ることは難しいかもしれない。したがって、制限された相互コンダクタンスは、非線形性及び異なる開ループ増幅器２５０間における利得の変動のさらなる発生源となるかもしれない。
【００７２】
図４をさらに参照すると、開ループ増幅器２５０の第２の代替実施形態が、概略的に示される。開ループ増幅器の第２の代替実施形態は、そのゲート端子４５５が列信号線２２０に接続された入力トランジスタ４５１と、グラウンド電位のような定電位と入力トランジスタ４５１のソース端子との間に接続されたソース抵抗４５２と、それの入力が入力トランジスタ４５１のドレイン端子に接続されかつそれの出力が第２の電流ミラー４０２の入力に接続された第１の電流ミラー４０１と、出力ノード４５４と負供給電位のような定電位との間に接続された負荷抵抗４５３とを含んでもよい。第２の電流ミラー４０２の出力は、出力ノード４５４に接続される。第２の電流ミラー４０２は、出力ノード４５４上における大きな電圧振幅の影響を減少させてこの第２の電流ミラー４０２の出力抵抗を増加させるために、カスケード・トランジスタを含んでもよい。説明される第２の代替実施形態は、さらにまた、基準電流発生器４１０を含んでもよく、この基準電流発生器４１０は、定電流を出力ノード４５４に流し込む。基準電流発生器４１０は、それのゲート端子が基準電位線４１５に接続された基準入力トランジスタ４１２と、グラウンド電位と基準入力トランジスタ４１２のソース端子との間に接続された基準抵抗４１１と、それの入力が基準入力トランジスタ４１２のドレイン端子に接続されかつそれの出力が出力ノード４５４に接続された第３の電流ミラー４１３とを含んでもよい。基準入力トランジスタ４１２及び基準抵抗４１１の種類及び配置は、それぞれ、入力トランジスタ４５１及びソース抵抗４５２の種類及び配置に適合するものであってもよい。第３の電流ミラー４１３は、例えば、入力に対する出力の比３：８を提供してもよい。第１の電流ミラー４０１は、例えば、入力に対する出力の比１：１を提供してもよい。第２の電流ミラー４０２は、例えば、入力に対する出力の比２：１を提供してもよい。基準電位線４１５上に存在する電圧レベルは、基準電源からの定電位であってもよい。あるいは、基準電位線４１５上に存在する電圧レベルは、バッファデバイス２１３及び電流源２４０の調和のとれたレプリカと組み合わせた定電圧源から生成されてもよい。
【００７３】
負荷抵抗４５３を流れる電流は、第１の電流ミラー４０１及び第２の電流ミラー４０２によって鏡映されたソース抵抗４５２で生成された入力電圧依存信号電流から基準電流発生器４１０によって生成された基準電流を引き算することによって得られる。この引き算によって、例えば、少なくとも１００ｍＶ、２００ｍＶ、３００ｍＶ、又は、４００ｍＶのソース抵抗４５２における大きな電圧降下を得ることができ、かつ、例えば、少なくとも１０の中程度に大きい電圧利得を維持することができ、それと同時に、例えば、１．８Ｖ又は３．３Ｖのような小さい供給電圧は、回路を動作させるのに十分なものである。結果として得られたソース抵抗４５２における大きな電圧降下は、入力トランジスタ４５１の有限相互コンダクタンスの影響を減少させるのを可能にする。第１の電流ミラー４０１の比較的に小さい入力インピーダンスの結果による第１の電流ミラー４０１の入力における小さい電圧振幅のために、入力トランジスタ４５１の有限ドレイン−ソース抵抗の影響は、図２Ａに概略的に示される開ループ増幅器２５０の実施形態と比較すれば、減少する。
【００７４】
これまでに簡単に説明した理由から、図４に示される開ループ増幅器２５０の第２の代替実施形態は、実際の出力電圧レンジ、例えば、１．５Ｖにおいて、優れた線形性、例えば、０．５％以下の利得変動を提供することができる。
【００７５】
図２Ａに概略的に示される実施形態において、リセット段階の構成は、開ループ増幅器２５０の非飽和入力レンジの上限と下限との間に存在するリセットレベルを列信号線２２０上にもたらす電圧にセンスノードをリセットする。リセットレベルの正確なレベルは、開ループ増幅器２５０の出力電圧は開ループ増幅器２５０の入力電圧＋バッファデバイス２１３のゲート・ソース電圧シフトに等しいという基準によって決定される。「等しい」という用語及びこれの文法的な変形は、また、少なくともほぼ等しいという意味を包含することに注意されたい。さらにまた、リセット段階と増幅段階との間における遷移におけるリセットトランジスタ２１４からセンスノード２１７への電荷注入は、列信号線２２０上のリセットレベルをさらに下げることをもたらす。列信号線２２０上の信号レベルは、一般的には、このリセットレベルよりも低いので、イメージセンサ２００のための最大信号振幅を得るために、開ループ増幅器２５０の非飽和入力レンジの上限にできる限り近いがそれでもその上限よりも小さい列信号線２２０上のリセットレベルを達成することが望ましい。
【００７６】
ここで、図５をさらに参照すると、電流源２４０の代替実施形態は、当技術分野において知られている電流源と比較して、リセットレベルの望ましい増加を達成してもよい。電流源２４０の代替実施形態は、増幅段階におけるそれのバイアス電流と比較すれば、リセット段階において、増加したバイアス電流を提供する。したがって、バッファデバイス２１３のゲート・ソース電圧シフトは、増幅段階よりもリセット段階において大きい。したがって、増幅段階における列信号線２２０上のリセットレベルは、リセット段階における負帰還によって定義される開ループ増幅器２５０の入力動作点と比較して、例えば、１０ｍＶ〜１００ｍＶだけ増加する。列信号線２２０上におけるリセットレベルの説明される増加は、開ループ増幅器２５０の非飽和入力レンジをできる限り多く有効利用するために使用されてもよい。
【００７７】
図５を参照すると、電流源２４０のそのような代替実施形態は、それのソース端子がグラウンド電位のような一定か又は少なくともほぼ一定の定電位に接続されかつそれのドレイン端子が列信号線２２０に永久的に接続された第１の電流源トランジスタ５０１と、それのソースが定電位に接続されかつそれのドレインがバイアス・リセット・スイッチ５０３の第１の端子に接続された第２の電流源トランジスタ５０２とを含んでもよい。第１の電流源トランジスタ５０１及び第２の電流源トランジスタ５０２のゲート端子は、定バイアス電圧に接続される。バイアス・リセット・スイッチ５０３の第２の端子は、列信号線２２０に接続され、そして、バイアス・リセット・スイッチ５０３のゲート５１２は、帰還スイッチ２８０を制御するリセット信号又はこのリセット信号を時間シフトしたものに等しいか又は少なくともほぼ等しいかもしれないリセット信号に接続される。これまでに説明した電流源２４０の代替実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではないことに注意されたい。当業者は、等価な特性を提供するその他の実施形態を容易に考え出すことができる。例えば、第２の電流源トランジスタ５０２は、本発明のある実施形態においては、それぞれが必要なバイアス電流の小部分を提供する多数の電流源からなる電流ディジタル−アナログ変換器と置換されてもよい。
【００７８】
図２Ａに示される本発明の実施形態の開ループ増幅器２５０が、例えば、２〜１００の範囲に存在する中程度の電圧増幅を提供するならば、開ループ増幅器２５０の非飽和入力振幅は、一般的には、列信号線２２０上における電圧レベルの非飽和振幅よりも小さい。したがって、全体的な信号電荷ハンドリング容量の損失が、得られる。列ごとの並列非増幅読み出し経路は、列信号線２２０上における信号レベルの非飽和表現を読み出すのを可能にするかもしれない。非増幅読み出し経路を使用する信号読み出しは、開ループ増幅器を使用する読み出し経路における信号読み出しよりも大きな入力換算ＥＮＣの影響を受けるかもしれない。増幅読み出し経路の飽和点よりも小さいレベルに増幅された信号と飽和点よりも大きい増幅されない信号との信号統合は、大きな振幅で低雑音の出力、例えば、イメージの出力を生成するかもしれない。
【００７９】
ここで、図６をさらに参照する。本発明の実施形態によるイメージセンサ６００は、デュアル読み出し経路を有し、かつ、とりわけ少なくとも１つの列信号線６２０及び少なくとも１つの帰還線６３０を含むシングル読み出し回路６０５に動作可能に結合されたマトリックスとして配置された複数の画素回路６１０を含んでもよい。少なくとも１つの列信号線６２０は、電流源６４０、開ループ増幅器６５０の入力、そして、第１のＳ／Ｈ回路６９０の入力に接続されてもよい。開ループ増幅器６５０の出力ノード６５４は、寄生キャパシタンスであってもよい負荷キャパシタ６７０、駆動されると出力ノード６５４を帰還線６３０に接続する帰還スイッチ６８０、そして、第２のＳ／Ｈ回路６６０に接続される。図６に示される実施形態に含まれる画素回路６１０、電流源６４０、及び、開ループ増幅器６５０の実施形態は、それぞれ、図２Ａに示される本発明の実施形態に含まれるそれらの同等物に対応している。これらの実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではない。とりわけ、例えば、図３及び図４に示されるような開ループ増幅器６５０の代替実施形態、及び、例えば、図５に示されるような電流源６４０の代替実施形態が、使用されてもよい。
【００８０】
増幅段階において、しかも、信号電荷を対応する画素回路６１０のセンスノード上に転送する前、あるいは、信号電荷を対応する画素回路６１０のセンスノード上に蓄積する前には、第１のＳ／Ｈ回路６９０は、列信号線６２０上の増幅されていないリセットレベルをサンプリングする。これと同時に、第２のＳ／Ｈ回路６６０は、開ループ増幅器６５０の出力ノード６５４上の増幅されたリセットレベルをサンプリングして保持する。「同時に」という用語及びこれの文法的な変形は、また、「少なくともほぼ同時に」という意味を包含することに注意されたい。また、増幅段階の構成であっても、信号電荷を対応する画素回路６１０のセンスノード上に転送した後、あるいは、信号電荷を対応する画素回路６１０のセンスノード上に蓄積した後には、第１のＳ／Ｈ回路６９０は、列信号線６２０上の増幅されていない信号レベルをサンプリングする。これと同時に、第２のＳ／Ｈ回路６６０は、開ループ増幅器６５０の出力ノード６５４上の増幅された信号レベルをサンプリングして保持する。
【００８１】
オプションとして、第１のＳ／Ｈ回路６９０は、例えば、減算器を使用することによって、サンプリングされた増幅されていないリセットレベルを信号レベルから引き算するように動作する。したがって、Ｓ／Ｈ回路６９０の出力は、増幅されていないリセットレベル及び増幅されていない信号レベルを提供するか又はそれらの増幅されていないリセットレベルと増幅されていない信号レベルとの差分を提供する。第１のＳ／Ｈ回路６９０によってサンプリングされた信号は、フォトン・ショット雑音（ｐｈｏｔｏｎ  ｓｈｏｔ  ｎｏｉｓｅ）が大きな影響を有する所定のしきい値よりも大きい信号レベルの範囲内で使用されるので、ここでは、比較的に大きいレベルの熱雑音、例えば、１０〜２０エレクトロンのＥＮＣが、許容できる。第１のＳ／Ｈ回路６９０が、サンプリングされるリセット値及びサンプリングされる信号値のために、主に、１つか又は数個のサンプリングスイッチ及び１つか又は数個のサンプリングキャパシタを含む場合、サンプリングキャパシタの値は、比較的に小さいものであるように選択されてもよく、例えば、５００フェムトファラッド〜１．５ピコファラッドであるように選択されてもよい。第１のＳ／Ｈ回路６９０の説明される実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではない。当業者は、その他の実施形態を容易に考え出すことができる。とりわけ、第１のＳ／Ｈ回路６９０は、ソースフォロワ帰還増幅器又は単位利得帰還増幅器のような少なくとも１つの単位利得バッファを含んでもよく、このバッファは、第１のＳ／Ｈ回路６９０の入力キャパシタンスを減少させるために、列信号線６２０上の信号を緩衝する。
【００８２】
オプションとして、第２のＳ／Ｈ回路６６０は、例えば、減算器を使用することによって、サンプリングされた増幅されたリセットレベルを信号レベルから引き算するように動作してもよい。したがって、Ｓ／Ｈ回路６６０の出力は、増幅されたリセットレベル及び増幅された信号レベルを提供するか又はそれらの増幅されたリセットレベルと増幅された信号レベルとの差分を提供する。
【００８３】
イメージセンサの第１のＳ／Ｈ回路６９０の大きな振幅の出力信号と第２のＳ／Ｈ回路６６０の低雑音出力信号との統合又は組み合わせは、例えば９０ｄＢの優れたイントラ・シーン（ｉｎｔｒａ−ｓｃｅｎｅ）・ダイナミックレンジを備えたイメージを提供する。信号統合は、例えば、当技術分野において知られているような信号結合器（図示しない）によって実行されてもよい。
【００８４】
これまでに説明したＣＤＳシーケンスとは異なる動作シーケンスが、本発明によるイメージセンサの実施形態を動作させるのに使用されてもよい。例えば、シングル信号サンプリングが、ＣＤＳの代わりに使用されてもよい。
【００８５】
図２Ａに戻ると、以下に説明される本発明の代替実施形態による動作シーケンスは、一般的に、本発明のどのような実施形態にも適用されてよいことに注意されたい。
【００８６】
変形の動作シーケンスは、リセット段階において、まず最初に、センスノード２１７上の電圧をリセットし、ここで、選択スイッチ２１５が、閉じられ、リセットトランジスタ２１４が、閉じられ、及び、帰還スイッチ２８０が、閉じられる。次の増幅段階において、リセットトランジスタ２１４が、開かれ、及び、帰還スイッチ２８０が、開かれ、そして、選択スイッチ２１５は、閉じられたままである。増幅段階において、感光デバイス２１１からの信号電荷は、例えば、感光デバイス２１１が埋め込みフォトダイオードの場合には転送ゲートを駆動することによって、センスノード２１７に転送される。開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上の電圧レベルが安定レベルに収束する十分な時間が経過した後、Ｓ／Ｈ回路２６０は、シングルサンプリング信号レベルと呼ばれる、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上における電圧の値をサンプリングして保持する。
【００８７】
本発明の代替実施形態による上述した動作シーケンスは、リセットレベルをサンプリングすること及びその後にそのようなリセットレベルを信号レベルから引き算することを含まない。したがって、特別の注意が、リセット段階と増幅段階との間の遷移において凍結されるセンスノード２１７上の雑音成分に払われる。この雑音成分は、以下では、リセット雑音と呼ばれる。
【００８８】
変形動作シーケンスは、リセット段階と増幅段階との間で遷移するときに行デコーダ２０２によってリセットトランジスタ２１４のゲートに印加されるリセット信号２０３の制御された緩やかな遷移を含んでもよい。とりわけ、リセット信号２０３の立ち下がり時間は、リセットトランジスタ２１４のオン抵抗を、少なくとも開ループ増幅器２５０の時定数期間だけはリセット構成における時定数に等しいか又はそれよりも大きいオン抵抗とセンスノード２１７のキャパシタンスＣｓｎとの積をもたらすほど十分に大きく維持するように選択されてもよい。この条件が満たされる場合、リセット構成の帰還ループは、リセットトランジスタ２１４のチャネル電荷を徐々に除去するプロセス中の閉ループ調整によって、リセットトランジスタ２１４の熱雑音を減衰させるかもしれない。したがって、結果として得られるセンスノード２１７上における凍結雑音電荷量（すなわち、電荷量はほぼ一定のままである）は、当技術分野において知られているように、また、例えば、「Ｒ．Ｓａｒｐｅｓｈｋａｒ，Ｔ．Ｄｅｌｂｒｕｃｋ，ａｎｄ  Ｃ．Ａ．Ｍｅａｄ，ｉｎ  “Ｗｈｉｔｅ  ｎｏｉｓｅ  ｉｎ  ＭＯＳ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ  ａｎｄ  ｒｅｓｉｓｔｏｒｓ”，ＩＥＥＥ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｄｅｖｉｃｅｓ  Ｍａｇ．，ｐｐ．２３−２９，Ｎｏｖ．１９９３」によって説明されるように、リセット信号２０３のきわめて短い立ち下がり時間の場合に得られるｋＴＣｓｎの値よりも少ない量にまで減少する。雑音電荷量は、例えば、ｋＴＣｓｎの値よりも２〜２０倍だけ少なくてもよい。本発明の代替実施形態によるリセット信号２０３の要求される立ち下がり時間は、センス・ノード・キャパシタ２１６のキャパシタンスＣｓｎ、リセットトランジスタ２１４の特性、及び、開ループ増幅器２５０の閉ループ帯域幅に依存し、例えば、１００ｎｓ程度の小さいものであってもよく、あるいは、例えば、１０μｓ程度の大きいものであってもよい。リセット信号２０３の制御された穏やかな遷移を発生させるために、行デコーダ２０２は、例えば、電流欠乏インバータ（ｃｕｒｒｅｎｔ−ｓｔａｒｖｅｄ  ｉｎｖｅｒｔｅｒ）によって駆動されるキャパシタのようなランプ波発生器（図示しない）を含んでもよい。
【００８９】
説明された変形動作シーケンスがリセットレベルと信号レベルとの相関対ではなく１つのサンプリングされた信号レベルだけを読み出せばよいという事実は、画素回路２１０が、信号電荷をセンスノード２１７とは無関係の蓄積サイト上に蓄積できるならば、かつ、制御信号をトリガーしたときに蓄積された電荷をセンスノード２１７上に転送できるならば、この変形動作シーケンスを画素回路２１０のマトリックスのグローバルシャッター動作にとって特に興味のあるものにする。より詳細には、グローバルシャッター動作においては、当技術分野において知られているように、センサに含まれるどの画素の露光期間も歪みのないイメージを同時に生成する。埋め込みフォトダイオードを使用するイメージセンサに関しては、露光時間は、センスノードへの２つの連続する電荷転送間の期間として定義される（図２Ｃ及び図２Ｄを参照）。したがって、グローバルシャッター動作を達成するためには、すべての画素は、それらの電荷転送を同時に実行しなければならない。画素の出力信号がリセット雑音の相関成分とともに２回サンプリングされる上述の実施形態に関しては、グローバルシャッター動作は、実施するのがきわめて難しい。すなわち、サンプリングは、１回目は、電荷転送の前に実行され、２回目は、電荷転送の後に実行されなければならないので、それぞれの行を順次にアドレスし、リセット段階を実行し、増幅段階に進み、電荷転送の前にリセットレベルを読み出し（かつ、すべてのリセットレベルをコンピュータに記憶し）、そして、センスノードへの電荷転送を同時に実行し、そして、最後に、電荷転送の後にもう１回だけ、それぞれの行をアドレスし、増幅段階を確立し、信号レベルを読み出さなければならない。しかしながら、「シングル信号サンプリング」とも呼ばれてもよいこれまでに簡単に説明した変形動作シーケンスは、増幅段階に進み、リセットレベルを読み出して記憶する必要性を除去する。不利益は、リセット雑音をキャンセルしないことである（相関性のあるリセットレベルの引き算が存在しないので）。しかしながら、この不利益の影響は、低減される。なぜなら、リセット雑音は、画素回路２１０からなるマトリックスのリセット信号のこれまでに簡単に説明した制御された緩慢な遷移を適用すれば、大きさが低下するからである。
【００９０】
本発明の代替実施形態によれば、共通信号線２２０及び共通帰還線２３０を共有するすべての画素回路２１０を順次にリセットし、それに続いて、信号電荷をこれらの画素回路２１０のセンスノード２１７上にグローバル転送し、最後に、これらの画素回路２１０のシングルサンプリングされる信号レベルを順次に増幅及びサンプリングすることは、読み出しながら蓄積する機能（ｉｎｔｅｇｒａｔｅ−ｗｈｉｌｅ−ｒｅａｄ  ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌｉｔｙ）を特徴とするグローバルシャッター動作をもたらす。独立した蓄積サイトと蓄積サイトからセンスノード２１７への制御された電荷転送とを含む感光デバイスは、限定はされないが、転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、及び、ＣＣＤを含む。
【００９１】
バッファデバイス２１３のゲート・ソース電圧の変動と開ループ増幅器２５０のオフセットとを含む未解決の成分がシングルサンプリング信号レベルに存在することに注意されたい。この限界を克服するために、リセット段階と増幅段階との間で遷移するときに列デコーダ２０２によってリセットトランジスタ２１４のゲートに提供されるリセット信号２０３の制御された緩やかな遷移を適用する方法は、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上における信号の非相関二重サンプリングとともに使用されてもよい。リセット信号２０３のこの緩やかな遷移を使用することによるリセット雑音の減少のおかげで、非相関サンプルの引き算は、小さい全体的雑音と、回路オフセットのキャンセルと、グローバルシャッター動作とを組み合わせたものをもたらす。
【００９２】
グローバルシャッター非相関二重サンプリング動作シーケンスは、次のステップを含む。すなわち、第１のステップにおいて、信号電荷は、選択スイッチ２１５が開いているとき、感光デバイス２１１の独立した蓄積サイトからすべての画素回路２１０のセンスノード２１７に同時に転送される。次のステップにおいて、共通列信号線２２０及び共通帰還線２３０を共有するすべての画素回路２１０の選択スイッチ２１５は、順次に閉じられる。与えられた画素回路２１０の選択スイッチ２１５が閉じられているとき、まず最初に、増幅段階の構成が、使用され、すなわち、帰還スイッチ２８０及びリセットトランジスタ２１４が、開かれる。この増幅段階において、Ｓ／Ｈ回路２６０は、開ループ増幅器２４０の出力ノード２５４上における信号レベルをサンプリングして保持する。与えられた画素回路の選択スイッチ２１５が、閉じたままであるとき、リセットトランジスタ２１４及び帰還スイッチ２８０は、次のリセット段階において、閉じられる。センスノード２１７上の電圧がリセットされるのに十分な時間が経過した後、行デコーダ２０２は、制御された緩やかな遷移をリセットトランジスタ２１４のゲートに適用し、そして、帰還スイッチ２８０が、開かれ、与えられた画素回路２１０の選択スイッチ２１５が閉じたままであるときに、増幅段階の構成が、もう一度、確立される。増幅段階が十分な時間だけ適用された後、Ｓ／Ｈ回路２６０は、与えられた画素回路２１０の選択スイッチ２１５が開かれそして次の画素回路２１０が選択される前に、開ループ増幅器２５０の出力ノード２５４上におけるリセットレベルを選択的にサンプリングする。Ｓ／Ｈ回路２６０によって連続的にサンプリングされた信号レベル及びリセットレベルは、開ループ増幅器２５０におけるオフセット及びバッファデバイス２１３のゲート・ソース電圧のオフセットを抑制するために、引き算されてもよい。この引き算は、リセット雑音のどのようなキャンセルも改善も提供しない。なぜなら、センスノード２１７が、連続的にサンプリングされるリセットレベルと信号レベルとの取り込み間においてリセットされているという事実のために、２つの引き算されるサンプルに存在するリセット雑音成分は、相関性がないからである。
【００９３】
これまでに説明したシングル信号サンプリング・シーケンスか又は非相関二重サンプリング・シーケンスを使用するグローバルシャッター動作は、速い画素読み出し速度が要求される利用分野にとって特に興味のあるものであるかもしれない。開ループ増幅器２５０の開ループ収束時間は、そのような速い読み出し速度を達成するには不十分であるかもしれない。速い画素読み出し速度を達成するための考えられる解決方法は、信号統合を実行しない図６に示される実施形態を使用することによって得られる。これは、第２のＳ／Ｈ回路６６０によってサンプリング及び保持される信号が除去されることを意味する。ある特定の実施形態においては、第２のＳ／Ｈ回路６６０は、省略されてもよい。
【００９４】
当業者には、本発明の範囲から逸脱することなく本発明の異なる実施形態を示唆することができることがわかるはずである。この結果として、実施形態によっては、ｎ型（金属酸化膜半導体）ＭＯＳトランジスタは、ｐ型ＭＯＳトランジスタと置換されてもよく、また、その逆であってもよい。実施形態によっては、ＭＯＳトランジスタは、バイポーラ・トランジスタと置換されてもよい。さらにまた、画素回路の物理的寸法を減少させるために、回路構成要素は、画素回路間で共有されてもよく、また、列回路は、例えば、多重化することによって、画素回路のいくつかの列によって共有されてもよい。
【００９５】
本発明の実施形態は、光子検出に関連して開示されたが、これは、限定するものであると解釈されるべきではないことに注意されたい。この結果として、本発明の実施形態は、それに加えてあるいはそれの代わりに、例えば、生体内及び／又は生体外において、及び／又は、信号を読み出すことの必要な何らかの利用分野において使用される微小電極アレイに関連して使用されてもよい。
【００９６】
本発明の様々な特徴は、ただ１つの実施形態に関連して説明されてもよいが、本発明の特徴は、個々に提供されてもよく、あるいは、適切に組み合わせて提供されてもよい。逆に、本発明は、ここでは、わかりやすいように個々の実施形態に関連して説明されたが、本発明は、単一の実施形態として具体化されてもよい。
【００９７】
本明細書において、「１つの実施形態」、「実施形態」、「いくつかの実施形態」、又は、「その他の実施形態」への言及は、実施形態に関連して説明されるある特定の特徴、構造、又は、特性が、必ずしも本発明のすべての実施形態ではなく、少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。
【００９８】
特許請求の範囲又は明細書が、「１つの」構成要素に言及する場合、そのような言及は、その構成要素がただ１つしか存在しないと解釈されるべきではないことを理解すべきである。
【符号の説明】
【００９９】
１００・・・イメージセンサ、１０２・・・列デコーダ／リセット発生器、１１０・・・画素回路、１１１・・・感光デバイス、１１３・・・ソース・フォロワ・トランジスタ、１１４・・・リセットトランジスタ、１１５・・・選択トランジスタ、１１６・・・センス・ノード・キャパシタ、１１７・・・センスノード、１２０・・・列信号線、１３０・・・サンプル＆ホールド回路、１４０・・・電流源、１７０・・・共通リセット電圧グリッド、１９０・・・低域通過フィルタ、２００・・・イメージセンサ、２０２・・・列デコーダ／リセット発生器、２０３・・・リセット信号、２０５・・・信号読み出し回路、２１０・・・画素回路、２１１・・・感光デバイス、２１３・・・バッファデバイス、２１４・・・リセットトランジスタ、２１５・・・選択スイッチ、２１６・・・センス・ノード・キャパシタ、２１７・・・センスノード、２２０・・・列信号線、２３０・・・帰還線、２４０・・・電流源、２５０・・・開ループ増幅器、２５１・・・入力トランジスタ、２５２・・・ソース抵抗、２５３・・・負荷抵抗、２５４・・・出力ノード、２６０・・・サンプル＆ホールド回路、２７０・・・負荷キャパシタ、２８０・・・帰還スイッチ、３５１・・・入力トランジスタ、３５２・・・負荷トランジスタ、３５４・・・増幅器出力ノード、３５５・・・列線ゲート端子、４０１・・・第１の電流ミラー、４０２・・・第２の電流ミラー、４１０・・・基準電流発生器、４１１・・・基準抵抗、４１２・・・基準入力トランジスタ、４１３・・・第３の電流ミラー、４１５・・・基準電位線、４５１・・・入力トランジスタ、４５２・・・ソース抵抗、４５３・・・負荷抵抗、４５４・・・出力ノード、４５５・・・ゲート端子、５０１・・・第１の電流源トランジスタ、５０２・・・第２の電流源トランジスタ、５０３・・・バイアス・リセット・スイッチ、５１２・・・ゲート、６００・・・イメージセンサ、６０５・・・シングル読み出し回路、６１０・・・画素回路、６２０・・・列信号線、６３０・・・帰還線、６４０・・・電流源、６５０・・・開ループ増幅器、６５４・・・出力ノード、６６０・・・第２のサンプル＆ホールド回路、６７０・・・負荷キャパシタ、６８０・・・帰還スイッチ、６９０・・・第１のサンプル＆ホールド回路。
【図１】
2011166792.tif 000008
【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図２Ｅ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2011166792.tif 000017
【外国語明細書】
2011166792000001.pdf