(57)【要約】【課題】広帯域増幅器の出力不整合と周波数切り替え回路で発生する不整合を調整し、高効率化を図ることができる広帯域高出力増幅器を得る。【解決手段】少なくとも２倍高調波が広帯域増幅器１自身の帯域に含まれる広帯域高出力増幅器において、広帯域増幅器１の後段に、周波数帯域に応じた信号出力の切り替えを行う周波数切り替え回路２と、インピーダンス不整合を調整する整合回路５と、周波数帯域に応じて高調波成分を抑制するフィルタ回路４とを順次接続し、インピーダンス調整用整合回路５は、広帯域増幅器１の出力不整合と周波数切り替え回路２で発生する不整合を調整する。【選択図】図１
2011166363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２倍高調波が広帯域増幅器自身の帯域に含まれる広帯域高出力増幅器において、
前記広帯域増幅器の後段に、周波数帯域に応じた信号出力の切り替えを行う周波数切り替え回路と、インピーダンス不整合を調整する整合回路と、周波数帯域に応じて高調波成分を抑制するフィルタ回路とを順次接続し、
前記整合回路は、前記広帯域増幅器の出力不整合と前記周波数切り替え回路で発生する不整合を調整する
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の広帯域高出力増幅器において、
前記フィルタ回路は、ローパスフィルタである
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【請求項３】
請求項１に記載の広帯域高出力増幅器において、
前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタである
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか１項に記載の広帯域高出力増幅器において、
前記周波数切り替え回路は、ＰＩＮダイオードで構成された
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【請求項５】
請求項１から３までのいずれか１項に記載の広帯域高出力増幅器において、
前記周波数切り替え回路は、ＦＥＴスイッチで構成された
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか１項に記載の広帯域高出力増幅器において、
前記広帯域増幅器は、ＰｕｓｈＰｕｌｌ構成でなる
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【請求項７】
請求項６に記載の広帯域高出力増幅器において、
前記広帯域増幅器は、負帰還を施したトランジスタを用いた
ことを特徴とする広帯域高出力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、衛星通信用増幅器、移動体通信用増幅器、及び地上マイクロ波通信用増幅器等に適用される広帯域高出力増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来例１の電力増幅器として、部品素子数を低減して回路構成を簡素にし、回路スペースを小さくした複数周波数帯域高効率線形電力増幅器がある（例えば、特許文献１参照）。この複数周波数帯域高効率線形電力増幅器において、周波数帯域ＡおよびＢに共通の入力端子からの入力信号は広帯域整合回路で周波数帯域Ａ、Ｂとも整合され増幅器で増幅され、周波数帯域Ａの信号は周波数帯域選択手段のうち周波数帯域Ａ用の第１の帯域通過フィルタを通過して、周波数帯域Ａ用の第１の出力整合回路でインピーダンス整合されて周波数帯域Ａ用の出力端子に出力され、他方周波数帯域Ｂの信号は周波数帯域選択手段のうち周波数帯域Ｂ用の第２の帯域通過フィルタを通過して、周波数帯域Ｂ用の第２の出力整合回路でインピーダンス整合されて周波数帯域Ｂ用の出力端子に出力される。
【０００３】
また、従来例２の高周波増幅器として、簡易な構成で、効率的に複数の異なる周波数域の入力信号を増幅することができる高周波増幅器がある（例えば、特許文献２参照）。この高周波増幅器において、増幅器に入力されたｎ個の周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号は、インピーダンス変換回路で増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換され、高域フィルタと低域フィルタで最も高い周波数ｆ１とそれよりも低い周波数に分岐される。周波数ｆ１は高域フィルタを通過することによって、５０オームに変換され、低域フィルタで分波された周波数ｆ１よりも低い周波数は、インピーダンス変換回路で高インピーダンスに変換され、高域フィルタと低域フィルタで２番目に高い周波数ｆ２とそれよりも低い周波数に分岐される。同じ要領で、ｆｎまで分岐しながら、インピーダンス変換回路を付加し、各周波数毎に５０オームにインピーダンス整合をとる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−９７９４６号公報
【特許文献２】国際公開第２００５／０４８４４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来、通信用途に広帯域高出力増幅器を用いた場合、高調波成分が増幅器自身の帯域に含まれてしまい、高調波成分を十分に抑圧することができず、特に高出力な増幅器の場合には電波法を満足することができなかった。電波法では「３０ＭＨｚから３３５．４ＭＨｚまでの基本周波帯での空中線電力が１Ｗを超え５０Ｗ以下の場合、スプリアス領域における不要発射強度の許容値は基本周波数の搬送波電力よりも６０ｄＢ低い値」とある。また、「３０ＭＨｚから３３５．４ＭＨｚまでの基本周波帯での空中線電力が５０Ｗを超える場合、スプリアス領域における不要発射強度の許容値は５０μＷ以下または基本周波数の搬送波電力よりも７０ｄＢ低い値」とある。
【０００６】
以上のように周波数により規定が細かく決められている。例えば、３０ＭＨｚから９０ＭＨｚの３倍帯域の増幅器の場合、基本波３０ＭＨｚ（ｆ０）の信号の高調波成分は６０ＭＨｚ（２ｆ０）、９０ＭＨｚ（３ｆ０）、１２０ＭＨｚ（４ｆ０）・・・となり、増幅器自身の帯域内に高調波成分が含まれるため、抑圧する回路がなく、増幅器で発生した高調波成分はそのまま出力される。
【０００７】
図７にイメージ図を示す。基本波３０ＭＨｚの出力が５Ｗであった場合、電波法をみたすためには高調波信号を基本波より６０ｄＢ小さくしなくてはならない。図７では４ｆ０以上の高調波は満足しているが、２倍高調波２ｆ０と３倍高調波３ｆ０は満たしていない。この場合、電波法を満たすため高調波成分を抑圧する必要がある。また、基本波３０ＭＨｚの出力が５０Ｗ以上であった場合、高調波信号を基本波より７０ｄＢ小さくしなければならない。
【０００８】
上記の高調波成分を抑圧する為に図８のような構成が知られている。広帯域増幅器１の後段にｆ１−ｆ２、ｆ２−ｆ３、・・・、ｆｎ−１−ｆｎのフィルタ回路５を設け、周波数に応じて周波数切り替え回路２及び３で切り替えることで高調波抑圧をする。例えば、３０ＭＨｚから９０ＭＨｚの３倍帯域の増幅器の場合ｆ１：３０ＭＨｚ、ｆ２：４５ＭＨｚ、ｆ３：６５ＭＨｚ、ｆ４：９０ＭＨｚのように帯域分割し、周波数に応じてフィルタ回路を構成する。このような構成にすることで、図９のように高調波を抑圧することができる。
【０００９】
しかしながら、このような構成にした場合、スイッチ等の周波数切り替え回路のミスマッチにより特性を劣化させていた。また、広帯域増幅器１に内在するインピーダンス整合のミスマッチにより、本来の増幅器の性能を劣化させていた。
【００１０】
上述した従来例１では、複数周波数帯域システムを１つの増幅器で共通化し、小型化をしたものである。このシステムの目的はあらかじめ決まった複数の周波数帯域の入力信号に対して、増幅器の出力側整合回路に複数分岐を設け、各々の周波数に影響がないようにフィルタ回路を設け、スイッチ等で切り替えずに信号を出力することである。フィルタ回路において複数分岐させる場合、損失が大きくなる傾向があり、特に出力電力が大きいトランジスタではトランジスタ直近のインピーダンスは低くなり、損失の増大が大きい。また、あらかじめ決められた周波数帯域でないと信号は効率よく取り出すことはできない。
【００１１】
また、従来例２では、広帯域増幅器の出力側に低域フィルタと高域フィルタの組み合わせを増幅器の帯域の高域から低域の順に切り替え、各帯域に整合回路を設けることで効率的に複数の異なる周波数域の入力信号を増幅することができる。一般的に周波数が高くなるほど回路や部品の影響を受けやすいため、このシステムでは高域から低域の順に２分岐を繰り返し、その後段に整合回路を設けることでインピーダンス整合を行っている。しかしながら、このシステムにおいても従来例１と同じくあらかじめ決められた周波数帯域でないと信号は効率よく取り出すことはできない。また、複数周波数帯域を満足する為に分岐を増やすと回路規模が大きくなる問題がある。さらに、フィルタの組み合わせを用いているため、フィルタ間の影響が特性に影響し、設計が難しくなる。フィルタの影響がないように設計した場合、フィルタの規模が大きくなり、回路サイズが増大する。
【００１２】
この発明は上述した点に鑑みてなされたもので、広帯域増幅器の出力不整合と周波数切り替え回路で発生する不整合を調整することが可能であり、高効率化を図ることができる広帯域高出力増幅器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明に係る広帯域高出力増幅器は、少なくとも２倍高調波が広帯域増幅器自身の帯域に含まれる広帯域高出力増幅器において、前記広帯域増幅器の後段に、周波数帯域に応じた信号出力の切り替えを行う周波数切り替え回路と、インピーダンス不整合を調整する整合回路と、周波数帯域に応じて高調波成分を抑制するフィルタ回路とを順次接続し、前記整合回路は、前記広帯域増幅器の出力不整合と前記周波数切り替え回路で発生する不整合を調整することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
この発明によれば、フィルタ回路の前段に広帯域増幅器の出力不整合と周波数切り替え回路で発生する不整合を調整する整合回路を接続することで、出力インピーダンスを調整し、高効率化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】この発明の実施の形態１に係る広帯域高出力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２】ＰｕｓｈＰｕｌｌ型の広帯域増幅器１の構成例を示す回路図である。
【図３】広帯域増幅器１単体の５０Ｗ出力時の利得特性と効率特性の周波数特性を示す図である。
【図４】ＰｕｓｈＰｕｌｌ型の広帯域増幅器１の２０ＭＨｚと２００ＭＨｚの効率ロードプルコンタマップと、最適インピーダンスの軌跡と増幅器の出力整合回路のインピーダンスの軌跡を示す図である。
【図５】整合回路４において、２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの場合と、１５０ＭＨｚから２００ＭＨｚの場合について最適インピーダンスに整合した一例を示す図である。
【図６】ＰＩＮダイオードスイッチを用いた周波数切り替え回路３から出力された信号の利得特性と効率特性の周波数特性を示す図である。
【図７】従来の広帯域増幅器１で発生した高調波成分を示すイメージ図である。
【図８】従来の広帯域高出力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図９】従来の広帯域高出力増幅器における高調波抑圧効果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る広帯域高出力増幅器の構成を示すブロック図である。図１に示す広帯域高出力増幅器は、少なくとも２倍高調波が増幅器自身の帯域に含まれる広帯域増幅器１、周波数帯域に応じた信号出力の切り替えを行う周波数切り替え回路２及び３、広帯域増幅器１の出力不整合と周波数切り替え回路２で発生する不整合を調整するための整合回路４、周波数帯域に応じて高調波成分を抑制するフィルタ回路５からなる。広帯域増幅器１に入力される信号は、周波数に応じて切り替え回路２により切り替えられ、整合回路５及びフィルタ回路５を通り、周波数切り替え回路３を介して出力される。ここで、整合回路４は、フィルタ回路５の前段に設けられて、出力インピーダンスを調整し、増幅器出力の高効率化を図るようになされている。
【００１７】
次に動作について説明する。周波数帯域ｆ１からｆｎで用いることのできる広帯域増幅器１に周波数ｆ１の信号が入力される。入力された周波数ｆ１の信号は広帯域増幅器１で増幅され、周波数切り替え回路２に入力される。周波数切り替え回路２は、周波数ｆ１以上ｆ２未満までは経路ｒ１、ｆ２以上ｆ３未満までは経路ｒ２、・・・、ｆｎ−１以上ｆｎ未満までは経路ｒｎ−１に信号が切り替えられる装置である。入力された信号は周波数ｆ１であるので、経路ｒ１に信号が入力される。経路ｒ１に入力された信号は、整合回路４でインピーダンス調整され、周波数ｆ１で広帯域増幅器１の効率もしくは出力もしくはその両方が最適になるインピーダンスに変成される。インピーダンス調整された信号はフィルタ回路５に入力される。入力された信号の高調波成分はフィルタ回路５によって抑圧され、周波数切り替え回路３に出力される。周波数切り替え回路３に入力された信号はそのまま出力される。
【００１８】
次に、広帯域増幅器１の具体的な回路を用いて詳細に説明する。本実施の形態では、広帯域増幅器１として、図２に示すような低周波で広帯域な特性を実現できるバランと負帰還を施したトランジスタを装荷したＰｕｓｈＰｕｌｌ型の広帯域増幅器を用いて説明する。広帯域増幅器１は、上記のような構成でなくとも分布型、チェビシェフ型等の広帯域に動作する増幅器であればよい。ただし、バランを装荷したＰｕｓｈＰｕｌｌ型の広帯域高出力増幅器を用いることで、偶高調波成分（２倍波、４倍波、・・・）を抑圧することが可能になり、フィルタ回路５の性能を緩和することができる。この増幅器の周波数帯域は２０ＭＨｚから２００ＭＨｚの１０倍帯域増幅器である。
【００１９】
次に、図３に、広帯域増幅器１単体の５０Ｗ出力時の利得特性と効率特性の周波数特性を示す。図３（ａ）に示すように１０倍帯域で利得特性は平坦であるが、図３（ｂ）に示すように効率特性が帯域の低域と高域で下がっていることが分かる。
【００２０】
また、図４にバランと負帰還を装荷したＰｕｓｈＰｕｌｌ型の広帯域増幅器１の２０ＭＨｚと２００ＭＨｚの効率ロードプルコンタマップ（図４（ａ）及び（ｂ）参照）、最適インピーダンスの軌跡と増幅器の出力整合回路のインピーダンスの軌跡（図４（ｃ）参照）を示す。図４（ｃ）に示すように、最適インピーダンスの軌跡と出力整合回路のインピーダンスの軌跡の周波数特性が反対向きになっていることが分かる。したがって、図３（ｂ）の効率特性で低域と高域の効率が下がっている原因がインピーダンスの不整合によって起こっていることが分かる。
【００２１】
広帯域増幅器１から出力された信号は周波数切り替え回路２に入力される。２０ＭＨｚから２００ＭＨｚの信号を６分割する。例として２０ＭＨｚから３０ＭＨｚ、３０ＭＨｚから４５ＭＨｚ、４５ＭＨｚから６５ＭＨｚ、６５ＭＨｚから１００ＭＨｚ、１００ＭＨｚから１５０ＭＨｚ、１５０ＭＨｚから２００ＭＨｚに分割する。本実施の形態では、広帯域増幅器１から出力される電力が大きいためＰＩＮダイオードスイッチで構成された周波数切り替え回路２により６分岐を行った。広帯域増幅器１から出力される電力が小さな出力の場合では周波数切り替え回路２がＦＥＴスイッチで構成されてもよい。周波数切り替え回路２にＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路を用いた場合、オフ時のダイオード５分岐で数ｐＦの寄生容量が発生する。寄生容量が原因で５０Ω→５０Ωのスイッチの通過特性が特に高い周波数ほど不整合により損失が大きくなる。
【００２２】
周波数切り替え回路２を通過した信号は整合回路４に入力される。整合回路４では、各周波数において最適な負荷インピーダンスになるように整合を取る。図５に２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの場合（図５（ａ）参照）、１５０ＭＨｚから２００ＭＨｚの場合（図５（ｂ）参照）について最適インピーダンスに整合した一例を示す。２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの場合は集中定数素子１つを用い整合を取っており、１５０ＭＨｚから２００ＭＨｚの場合は集中定数素子１つを用い整合を取っている。他の周波数帯域でも同様にして整合を取る。
【００２３】
整合回路４を通過した信号はフィルタ回路５に入力される。本実施の形態において、フィルタ回路５は、ローパスフィルタを用いて高調波成分を抑圧する。このような用途に用いるローパスフィルタは周波数切り替え回路２のインピーダンス５０Ωと周波数切り替え回路３のインピーダンス５０Ωに合わすことが多いが、本実施の形態ではローパスフィルタの入力インピーダンスは、周波数切り替え回路２の広帯域増幅器１側をみたインピーダンスにあわせ、ローパスフィルタの出力インピーダンスは周波数切り替え回路３から出力側をみたインピーダンスに合わせる。このようなインピーダンスに合わせることでフィルタの抑圧特性を劣化させることがないので、広帯域増幅器１で発生した高調波成分を十分に抑圧できる。本実施の形態ではフィルタ回路５としてローパスフィルタを用いたが、バンドパスフィルタを用いてもよい。
【００２４】
フィルタ回路５を通過した信号は周波数切り替え回路３に入力される。出力電力が大きいため周波数切り替え回路２と同様に周波数切り替え回路３にＰＩＮダイオードスイッチを用いた。出力された信号の利得特性と効率特性の周波数特性を図６（ａ）及び（ｂ）に示す。合わせて広帯域増幅器１の特性を破線で示してある。広帯域増幅器１単体の特性と比べて利得特性はほぼ同等な特性を示しているが、効率特性は高域と低域で大きく改善していることが分かる。
【符号の説明】
【００２５】
１  広帯域増幅器、２，３  周波数切り替え回路、４  整合回路、５  フィルタ回路。
【図１】
2011166363.tif 000003
【図２】
2011166363.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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