(57)【要約】【課題】設置のためのスペースを減らして設置場所の確保が容易な移動物体検出装置を提供する。【解決手段】一つの超音波振動子２０を用いた送波・受波兼用の送受波器２を備えているので、送波器３と受波器４がそれぞれ別の超音波振動子を用いている従来例と比較して小型化が図れ、その結果、設置のためのスペースを減らして設置場所の確保が容易な移動物体検出装置を提供することができる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段から出力する送波信号により超音波を監視空間に送波する送波手段と、前記超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する受波手段と、送波信号と同周波数で互いに位相の異なる基準信号と受波信号とを混合することで基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備え、送波手段と受波手段とで一つの超音波振動子を兼用してなることを特徴とする移動物体検出装置。
【請求項２】
位相検波手段は、受波信号が入力される入力端子と、ドップラー信号を出力する出力端子と、基準信号が入力される基準信号入力端子と、入力端子と出力端子を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子がゲートに接続された電界効果トランジスタとを有することを特徴とする請求項１記載の移動物体検出装置。
【請求項３】
位相検波手段は、受波信号が入力される入力端子、ドップラー信号を出力する出力端子、基準信号が入力される基準信号入力端子、入力端子と出力端子を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子がゲートに接続された電界効果トランジスタを有する第１の検波ブロックと、受波信号が入力される入力端子、ドップラー信号を出力する出力端子、基準信号が入力される基準信号入力端子、入力端子と出力端子を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子がインバータを介してゲートに接続された電界効果トランジスタを有する第２の検波ブロックと、第１の検波ブロックの出力端子から出力されるドップラー信号と第２の検波ブロックの出力端子から出力されるドップラー信号とを差動増幅する差動増幅器とを有することを特徴とする請求項１記載の移動物体検出装置。
【請求項４】
位相検波手段は、受波信号が入力される入力端子と、ドップラー信号を出力する出力端子と、基準信号が入力される基準信号入力端子と、基準信号入力端子の電位がグランドの電位よりも高い正の期間に一方の入力端がグランドに接続されるとともに基準信号入力端子の電位がグランドの電位よりも低い負の期間には当該一方の入力端に受波信号が入力されるオペアンプと、入力端子とオペアンプの入力端の間にそれぞれ挿入される入力抵抗と、オペアンプの出力端とオペアンプの他方の入力端の間に挿入される帰還抵抗と、出力端子とオペアンプの出力端との間に挿入された低域通過フィルタとを有することを特徴とする請求項１記載の移動物体検出装置。
【請求項５】
送波手段は、発振手段から出力する送波信号を反転するインバータと、インバータの出力端子と超音波振動子の一方の入力端との間に挿入されたコンデンサ及び抵抗の直列回路とを有し、
受波手段は、超音波振動子の前記一方の入力端から受波信号を取り出すことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の移動物体検出装置。
【請求項６】
送波手段は、発振手段から出力する送波信号を反転するインバータと、インバータの出力端子と超音波振動子の一方の入力端との間に挿入されたコンデンサと、超音波振動子の他方の入力端とグランドの間に挿入された抵抗とを有し、
受波手段は、超音波振動子の前記他方の入力端から受波信号を取り出すことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の移動物体検出装置。
【請求項７】
発振手段から出力する送波信号の位相をシフトして基準信号を作成する移相手段を備えたことを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の移動物体検出装置。
【請求項８】
受波手段と位相検波手段との間に挿入されるバッファアンプを備えたことを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の移動物体検出装置。
【請求項９】
前記バッファアンプは超音波の周波数のみを通過するフィルタの機能を有することを特徴とする請求項８記載の移動物体検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波や電波などの連続エネルギ波を監視空間に放射し、監視空間内の物体の移動によって生じる反射波の周波数偏移を検出することにより、監視空間内において移動する物体の存在を検出する移動物体検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車の車両盗難並びに車上盗難が増加しているため、駐車中の車両に不審者が侵入した場合に警報音を鳴動する車載用盗難警報装置が普及してきており、かかる車載用盗難警報装置には監視空間（車内）における移動物体（人）の存否を検出するために移動物体検出装置が搭載されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図８に特許文献１に記載されている従来の移動物体検出装置の一例を示す。発振回路１が発振する所定周波数の送波信号により送波器３が駆動され、発振回路１の発振周波数と同周波数の超音波が監視空間に送波され、監視空間内に存在する物体Ｏに超音波が反射して生じる反射波を受波器４で受波する。受波器４では受波した反射波を受波信号Ｅinに変換し、この受波信号Ｅinを第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂにそれぞれ入力して発振回路１の発振周波数と同周波数の基準信号Ｅ0,Ｅ0’と混合（ミキシング）する。ここで、一方の基準信号Ｅ0は移相回路１０の出力であって、両基準信号Ｅ0,Ｅ0’の位相が互いに異なるように設定される。したがって、第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ，Ｅ’も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ，Ｅ’は各々増幅回路１３Ａ，１３Ｂで増幅された後に信号処理部８に取り込まれる。
【０００４】
信号処理部８では、一対のドップラー信号Ｅ，Ｅ’をサンプリング回路８５において所定のサンプリング周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値からディジタル値に変換し、さらに変換したディジタル値を不揮発性のメモリ８１に順次格納する。ここで、一方のドップラー信号Ｅをサンプリング回路８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＸn、他方のドップラー信号Ｅ’をサンプリング回路８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＹn（ｎは正の整数）とし、二次元直交座標系の原点を始点とし且つ（Ｘn，Ｙn）を終点とするベクトルＲnを定義する。なお、ベクトルＲnの大きさはドップラー信号Ｅ，Ｅ’の振幅に対応している。
【０００５】
前回のサンプリングで得られてメモリ８１に格納しているベクトルＲｎ−１と今回のサンプリングで得られたベクトルＲnとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φnを信号処理部８のベクトル回転角演算回路８６で演算する。なお、ベクトル回転角演算回路８６では下記式により回転角φnを演算している。
【０００６】
φn＝arctan{(Xｎ−１Yn−Yｎ−１Xn)/(Xｎ−１Xn＋Yｎ−１Yn)}
従って、物体Ｏが近付く場合はベクトルＲnが反時計回りに回転するから回転角φnの極性は正となり、物体Ｏが遠ざかる場合はベクトルＲnが時計回りに回転するから回転角φnの極性は負となる。そして、ベクトル回転角演算回路８６で求めた回転角φnを回転角積算回路８７で積算すれば、その積算値（＝φ１＋φ２＋…＋φn＋…）が物体Ｏの移動距離に比例することになる。さらに回転角積算回路８７で積算した積算値を閾値回路８８で所定の閾値と比較し、積算値が閾値を越えたときに閾値回路８８が検出信号を送出する。検出信号は報知器駆動回路１１に入力され、移動物体Ｏの存在が適宜報知器（図示せず）により報知される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−１５１５０６号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上記従来例では超音波を送波する送波器３と反射波を受波する受波器４とが別体に構成されているため、送波器３と受波器４をそれぞれ設置するスペースが必要となり、特に車内に設置する場合に設置場所の確保が難しいという問題があった。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、設置のためのスペースを減らして設置場所の確保が容易な移動物体検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段から出力する送波信号により超音波を監視空間に送波する送波手段と、前記超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する受波手段と、送波信号と同周波数で互いに位相の異なる基準信号と受波信号とを混合することで基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備え、送波手段と受波手段とで一つの超音波振動子を兼用してなることを特徴とする。
【００１１】
請求項１の発明によれば、送波手段と受波手段とで一つの超音波振動子を兼用しているので、送波手段と受波手段がそれぞれ別の超音波振動子を用いている従来例と比較して小型化が図れる。その結果、設置のためのスペースを減らして設置場所の確保が容易な移動物体検出装置を提供することができる。
【００１２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、位相検波手段は、受波信号が入力される入力端子と、ドップラー信号を出力する出力端子と、基準信号が入力される基準信号入力端子と、入力端子と出力端子を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子がゲートに接続された電界効果トランジスタとを有することを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明によれば、簡単な構成で受波信号に重畳する送波信号の影響を低減することができる。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、位相検波手段は、受波信号が入力される入力端子、ドップラー信号を出力する出力端子、基準信号が入力される基準信号入力端子、入力端子と出力端子を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子がゲートに接続された電界効果トランジスタを有する第１の検波ブロックと、受波信号が入力される入力端子、ドップラー信号を出力する出力端子、基準信号が入力される基準信号入力端子、入力端子と出力端子を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子がインバータを介してゲートに接続された電界効果トランジスタを有する第２の検波ブロックと、第１の検波ブロックの出力端子から出力されるドップラー信号と第２の検波ブロックの出力端子から出力されるドップラー信号とを差動増幅する差動増幅器とを有することを特徴とする。
【００１５】
請求項３の発明によれば、ドップラー信号の減衰を抑えながら、簡単な構成で受波信号に重畳する送波信号の影響を低減することができる。
【００１６】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、位相検波手段は、受波信号が入力される入力端子と、ドップラー信号を出力する出力端子と、基準信号が入力される基準信号入力端子と、基準信号入力端子の電位がグランドの電位よりも高い正の期間に一方の入力端がグランドに接続されるとともに基準信号入力端子の電位がグランドの電位よりも低い負の期間には当該一方の入力端に受波信号が入力されるオペアンプと、入力端子とオペアンプの入力端の間にそれぞれ挿入される入力抵抗と、オペアンプの出力端とオペアンプの他方の入力端の間に挿入される帰還抵抗と、出力端子とオペアンプの出力端との間に挿入された低域通過フィルタとを有することを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明によれば、ドップラー信号の減衰を抑えながら、簡単な構成で受波信号に重畳する送波信号の影響を低減することができる。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れか１項の発明において、送波手段は、発振手段から出力する送波信号を反転するインバータと、インバータの出力端子と超音波振動子の一方の入力端との間に挿入されたコンデンサ及び抵抗の直列回路とを有し、受波手段は、超音波振動子の前記一方の入力端から受波信号を取り出すことを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項１〜４の何れか１項の発明において、送波手段は、発振手段から出力する送波信号を反転するインバータと、インバータの出力端子と超音波振動子の一方の入力端との間に挿入されたコンデンサと、超音波振動子の他方の入力端とグランドの間に挿入された抵抗とを有し、受波手段は、超音波振動子の前記他方の入力端から受波信号を取り出すことを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、請求項１〜６の何れか１項の発明において、発振手段から出力する送波信号の位相をシフトして基準信号を作成する移相手段を備えたことを特徴とする。
【００２１】
請求項７の発明によれば、送波信号と基準信号の信号源を共通としたため、発振手段から出力される送波信号に重畳するノイズ成分が簡単に除去できる。
【００２２】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れか１項の発明において、受波手段と位相検波手段との間に挿入されるバッファアンプを備えたことを特徴とする。
【００２３】
請求項８の発明によれば、受波手段から位相検波手段への信号伝達効率が向上する。
【００２４】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、前記バッファアンプは超音波の周波数のみを通過するフィルタの機能を有することを特徴とする。
【００２５】
請求項９の発明によれば、受波手段から出力される受波信号に重畳する高調波ノイズが除去できる。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、設置のためのスペースを減らして設置場所の確保が容易な移動物体検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の実施形態１を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は同上における送受波器を含む一部省略したブロック図、（ｂ）は送受波器の等価回路図である。
【図３】同上における位相検波回路の回路構成図である。
【図４】同上における送受波器の別の構成を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は等価回路図である。
【図５】同上における送受波器を含む一部省略した回路構成図である。
【図６】本発明の実施形態２における位相検波回路の回路構成図である。
【図７】本発明の実施形態３における位相検波回路の回路構成図である。
【図８】従来例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
（実施形態１）
本発明の実施形態１のブロック図を図１に示す。但し、本実施形態の基本構成は図８に示した従来例と共通であるから、従来例と共通する構成要素については同一の符号を付して説明を省略する。
【００２９】
本実施形態が従来例と異なる点は、送波器３及び受波器４の代わりに送波と受波で一つの超音波振動子を兼用する送受波器２を備えた点にある。この送受波器２は、図２（ａ）に示すように超音波振動子２０と、超音波の送波方向及び受波方向を規制するホーン２１と、発振回路１から出力される送波信号を反転するインバータ２２と、インバータ２２の出力端と超音波振動子２０の入力端の間に挿入されたコンデンサ２３及び抵抗２４の直列回路とを有している。超音波振動子２０は圧電素子を利用した従来周知のものであって、一方の入力端（出力端）が抵抗２４に接続され、他方の入力端（出力端）がグランドに接続されており、抵抗２４と接続された出力端から受波信号Ｅinが取り出されて第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂにそれぞれ入力される。尚、インバータ２２の出力インピーダンスは十分に小さいので、送受波器２の等価回路は、超音波振動子２０の両端に抵抗２４とコンデンサ２３の直列回路と第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂの入力インピーダンスＺinとが並列接続された回路で表される（図２（ｂ）参照）。
【００３０】
ところで、本実施形態では送波信号と基準信号Ｅ0，Ｅ0’の信号源を共通にすることで高精度の発振回路１を不要としている。その理由は以下の通りである。
【００３１】
発振回路１に位相変動がある場合、その信号を
Ｖosc＝Ａ・sin(ωot+φ・sinωt)    但し、Ａ：振幅，ωo：送波信号の角速度，φ：位相変動角度，ω：位相変動の角速度
とすると、図２（ｂ）に示した等価回路から明らかなように、送波信号が超音波振動子２０のインピーダンスと抵抗２４及びコンデンサ２３の直列回路のインピーダンスとの分圧比（＝α）で受波信号Ｅinに重畳することになる。その電圧は、φ≪１とし、cosφ≒１，sinφ≒φと近似すると、
Ｖosc＝αＡ(sinωot+φ・sinωt・cosωot)
＝αＡ・sinωot+(φＡ/2)・{sin(ωo+ω)t-sin(ωo-ω)t)
となる。すなわち、上式の右辺第２項より明らかなように、受波信号Ｅinには送波信号の周波数と位相変動の周波数の和及び差の周波数成分が生じるので、これらの周波数成分がドップラー信号の周波数と同等ならノイズとなってしまう。
【００３２】
しかしながら、本実施形態では送波信号と基準信号Ｅ0，Ｅ0’の信号源を共通にしているので、第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂの出力は
sin(ωot+φ・sinωt)・sin(ωot+φ・sinωt)＝{1-cos2(ωot+φ・sinωt)}/2
となり、ローパスフィルタで２倍の周波数成分を除去すれば、直流成分のみとなってノイズを除去することができる。
【００３３】
本実施形態における位相検波回路６Ａ，６Ｂは、図３に示すように受波信号Ｅinが入力される入力端子６０と、ドップラー信号Ｅ又はＥ’を出力する出力端子６１と、基準信号Ｅ0又はＥ0’が入力される基準信号入力端子６２と、入力端子６０と出力端子６２を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子６２がゲートに接続された電界効果トランジスタＱ１とを有している。また、入力端子６０及び基準信号入力端子６２には直流カット用のコンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ接続され、電界効果トランジスタＱ１のゲートとグランドの間には放電用の抵抗Ｒ３が接続され、電界効果トランジスタＱ１のドレインには抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、電界効果トランジスタＱ１と出力端子６１の間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の積分回路からなるローパスフィルタが接続されている。基準信号入力端子６２に入力する基準信号Ｅ0又はＥ0’がグランドに対して正極性の期間（正の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオンし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されるために出力端子６１にドップラー信号Ｅ又はＥ’が出力されず、基準信号Ｅ0又はＥ0’がグランドに対して負極性の期間（負の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオフし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されないために出力端子６１にドップラー信号Ｅ又はＥ’が出力される。
【００３４】
その動作は、基準信号Ｅ0又はＥ0’と受波信号Ｅinの位相差がπ（＝１８０度）の時、受波信号Ｅinがグランドに対して正極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、受波信号Ｅinの振幅をＡとすると、出力端子６１にはＡ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。一方、基準信号Ｅ0又はＥ0’と受波信号Ｅinの位相差が０又は２ｎπ（ｎ＝１，２，…）の時、受波信号Ｅinがグランドに対して負極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、受波信号Ｅinの振幅をＡとすると、出力端子６１には−Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。また、基準信号Ｅ0又はＥ0’と受波信号Ｅinの位相差がπ若しくは２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）以外の場合、出力端子６１には−Ａ／π〜Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。つまり、基準信号Ｅ0又はＥ0’と受波信号Ｅinの周波数が異なれば、その周波数差の周波数で位相差が０〜２πの範囲で変化するドップラー信号Ｅ0又はＥ0’が出力端子６１から出力されることになる。ここで、受波信号Ｅinには発振回路１から出力される送波信号が重畳しているが、送波信号は基準信号Ｅ0又はＥ0’と同一周波数であるから、ミキシングによって基準信号Ｅ0又はＥ0’の周波数の２倍の周波数成分と直流成分が得られるが、前者の周波数成分についてはローパスフィルタで除去され、後者の直流成分については位相検波回路６Ａ，６Ｂの後段に直流カット用のコンデンサを挿入することで除去すればよい。
【００３５】
而して、送波器と受波器を兼用した場合、通常は送受波器から超音波を送波する時間と送受波器で反射波を受波する時間とを時分割しているが、本実施形態では、上述のように受波信号Ｅinに重畳する送波信号の影響を抑えることができるため、超音波の送波と受波を同時且つ並行して行うことが可能である。
【００３６】
ところで、送受波器２については、図４（ａ）に示すようにインバータ２２の出力端に直列接続されたコンデンサ２３と抵抗２４の間に超音波振動子２０を接続し、抵抗２４と接続された出力端から受波信号Ｅinを取り出して第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂにそれぞれ入力する構成としても構わない。尚、インバータ２２の出力インピーダンスは十分に小さいので、送受波器２の等価回路は、超音波振動子２０の両端に抵抗２４とコンデンサ２３の直列回路が接続され、抵抗２４の両端に第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂの入力インピーダンスＺinが並列接続された回路で表される（図４（ｂ）参照）。
【００３７】
ここで、送受波器２の出力インピーダンスと第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂの入力インピーダンスが同程度である場合、受波信号Ｅinを効率よく伝達することが困難であり、また、２つの位相検波回路６Ａ，６Ｂ同士が干渉を起こしてしまう虞がある。したがって、送受波器２と第１及び第２の位相検波回路６Ａ，６Ｂとの間にはバッファアンプ７を挿入することが望ましい。例えば、図５に示すようにオペアンプＯＰと入力抵抗Ｒ２０，Ｒ２１並びにコンデンサＣ２０からなる積分器（ローパスフィルタ）でバッファアンプを構成すれば、送波信号の方形波に含まれる高調波成分が受波信号Ｅinに重畳することを防ぐことができる。尚、バッファアンプ７は直流カット用のコンデンサ２１を介して送受波器２と接続される。
【００３８】
上述のように本実施形態によれば、一つの超音波振動子２０を用いた送波・受波兼用の送受波器２を備えているので、送波器３と受波器４がそれぞれ別の超音波振動子を用いている従来例と比較して小型化が図れ、その結果、設置のためのスペースを減らして設置場所の確保が容易な移動物体検出装置を提供することができる。
【００３９】
（実施形態２）
本実施形態は、位相検波回路６Ａ，６Ｂの構成に特徴があり、その他の構成については実施形態１と共通である。よって、以下では本実施形態の特徴である位相検波回路６Ａ，６Ｂについてのみ説明し、その他の構成については図示並びに説明を省略する。
【００４０】
本実施形態における位相検波回路６Ａ，６Ｂは、図６に示すように実施形態１における位相検波回路６Ａ，６Ｂの構成（第１の検波ブロック）と共通の構成を有する第２の検波ブロックを入力端子６０並びに基準信号入力端子６２に対して並列に設けるとともに、第２の検波ブロックにおいては基準信号Ｅ0又はＥ0’をインバータ６３で反転して電界効果トランジスタＱ２のゲートに入力するとともに、第１及び第２の検波ブロックの出力を差動増幅器で差動増幅するものである。但し、差動増幅器はオペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ１，Ｒ８及びコンデンサＣ６で構成されてローパスフィルタとしても機能している。
【００４１】
而して、実施形態１における位相検波回路６Ａ，６Ｂでは出力信号（ドップラー信号）のレベルが受波信号Ｅinのレベルの１／π（−１０ｄＢ）に減衰してしまうが、本実施形態における位相検波回路６Ａ，６Ｂでは第１の検波ブロックで検波する受波信号Ｅinと同相の位相検波信号と、第２の検波ブロックで検波する受波信号Ｅinと逆相の位相検波信号とを差動増幅する構成としたので、差動増幅器の増幅度が１倍としたときには実施形態１と比較して２倍の出力（ドップラー信号）が得られる。但し、差動増幅器の増幅度については出力が飽和しない程度で１倍よりも大きな値としても構わない。また、本実施形態における位相検波回路６Ａ，６Ｂでは、大きな振幅を有する受波信号Ｅinが入力された場合においても、差増増幅器において低周波ノイズが打ち消されるために耐ノイズ性が向上するという利点がある。
【００４２】
（実施形態３）
本実施形態は、位相検波回路６Ａ，６Ｂの構成に特徴があり、その他の構成については実施形態１と共通である。よって、以下では本実施形態の特徴である位相検波回路６Ａ，６Ｂについてのみ説明し、その他の構成については図示並びに説明を省略する。
【００４３】
本実施形態における位相検波回路６Ａ，６Ｂは、図７に示すように実施形態１における位相検波回路６Ａ，６Ｂの構成に対して、電界効果トランジスタＱ１のドレインがオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に接続され、オペアンプＯＰ３の反転入力端子が抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ１と接続され、オペアンプＯＰ３の出力端子が抵抗Ｒ１を介して出力端子６１に接続されるとともにオペアンプＯＰ３の出力端子と反転入力端子の間に帰還抵抗Ｒ１０が接続されている。非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ９と帰還抵抗Ｒ１０の抵抗値が同じとすると、基準信号入力端子６２に入力する基準信号Ｅ0又はＥ0’がグランドに対して正極性の期間（正の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオンしてオペアンプＯＰ３の非反転入力端子をグランドにショートするため、オペアンプＯＰ３は増幅度が１の反転増幅器として動作する。一方、基準信号Ｅ0又はＥ0’がグランドに対して負極性の期間（負の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオフしてオペアンプＯＰ３の非反転入力端子にも受波信号Ｅinが入力されるため、オペアンプＯＰ３は増幅度が２倍の非反転増幅器と増幅度が１倍の反転増幅器とを合わせて増幅度が１倍の非反転増幅器として動作する。すなわち、基準信号Ｅ0，Ｅ0’の半波毎に反転増幅と非反転増幅の動作を繰り返し、オペアンプＯＰ３の出力端子に接続されたローパスフィルタで平均化することにより、出力端子６１からドップラー信号Ｅ，Ｅ’を得ることができる。
【符号の説明】
【００４４】
１  発振回路（発振手段）
２  送受波器（送波手段，受波手段）
６Ａ，６Ｂ  位相検波回路（位相検波手段）
８６  ベクトル回転角演算回路（ベクトル回転角演算手段）
８７  回転角積算回路（積算手段）
８８  閾値回路（比較手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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