(57)【要約】【課題】  送信信号の変調精度の劣化を低減することである。【解決手段】  一実施形態による無線通信装置は、入力信号を送信信号に変換する送信部と、前記送信部で出力された送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、送信信号の反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える補正部とを有する。【選択図】図５
2011010120.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を送信信号に変換する送信部と、
前記送信部で出力された送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、該送信信号の反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える補正部と
を有する無線通信装置。
【請求項２】
前記補正部は、
前記入力信号に前記群遅延偏差の逆特性を与える第１のフィルタと、
前記送信信号の反射波の振幅偏差に基づき前記第１のフィルタを設定する演算器と
を有する、請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
請求項１に記載の無線通信装置と、
無線受信フィルタからの受信信号を受信ベースバンド信号に変換する受信装置と、
前記通信装置に送信ベースバンド信号を前記入力信号として供給し、前記受信装置からの前記受信ベースバンド信号を処理するベースバンド部と
を有する基地局。
【請求項４】
請求項１に記載の無線通信装置と、
前記無線送信フィルタと、
無線受信フィルタからの受信信号を受信ベースバンド信号に変換する受信装置と
を有する基地局。
【請求項５】
入力信号を送信信号に変換する段階と、
出力された該送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、前記送信信号の反射波を受け取る段階と、
受け取った該反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える段階と、
を含む無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信装置及び無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話などの無線通信サービスにおいては、無線通信事業者が共通のアンテナを用いて、複数の無線通信システムを多重して複数のサービスをする形態が取られる場合がある。あるいは、複数の無線通信事業者が共通のアンテナを用いて、それぞれサービスを提供する場合も考えられる。
【０００３】
例えば、新しい方式の無線通信システムのサービスを開始する際に、既存の無線通信サービスは継続しつつ新しい無線通信サービスを追加することが考えられる。
【０００４】
また、例えば各事業者に割り当てられている周波数帯域の一部を新無線通信システムに利用する場合がある。この場合、無線通信設備が既存の無線通信システムと新しい無線通信システムで独立している場合、基地局用アンテナを既存無線通信設備と新規無線通信設備とで共用することになる。アンテナを共用する際にアンテナ共用器が用いられる。
【０００５】
無線通信で使用する周波数帯域は有限の資源であり、各通信事業者は割り当てられた周波数帯域を使って無線通信サービスを提供している。無線通信サービスを提供する上では通信速度は重要な要素であり、通信事業者は通信速度向上により通信容量の増加を日々目指している。通信速度を向上させる一手段として変調信号の速度を上げることが有効であるが、速度を速めると送信信号の帯域幅が増加する。
【０００６】
アンテナ共用器のフィルタには、割り当てられた帯域内の送信信号を通過させて、帯域外の周波数を減衰させる特性が要求される。無線通信システムに使用する周波数帯域を有効に利用する場合には、送信信号の帯域幅をなるべく広げることが望ましいが、フィルタで隣接帯域の減衰を持たせても隣接チャネル漏洩電力が十分に減衰できないこともある。その場合には、ガードバンドを設けるなどの処置がとられる。また、ガードバンドを設けずに運用するには、他無線通信システムに影響を与えないように自無線通信システムの送信信号の帯域幅とフィルタの帯域幅を狭くしなくてはならない。
【０００７】
複数の無線通信システムがアンテナを共用する場合に、従来、定インピーダンスバンドパス（ＣＩＢ；Constant Impedance Bandpass）フィルタを用いたＣＩＢ型共用器が用いられている。
【０００８】
図１は、ＣＩＢフィルタの構成要素であるバランス型フィルタ１００を示す図である。
【０００９】
バランス型フィルタ１００は、互いに同特性のハイブリッド回路（ＨＹＢ）１１０Ａ、１１０Ｂと、互いに同特性のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２０Ａ、１２０Ｂとを図１のように接続して構成される。
【００１０】
ハイブリッド回路１１０Ａ、１１０Ｂは、９０°の位相差を有する出力信号を出力する９０°ハイブリッド回路である。
【００１１】
例えば、ハイブリッド回路１１０Ａの左上の入力端子に入力された信号は、ハイブリッド回路１１０Ａの右側の２端子に同レベルで３ｄＢダウンして分配出力される。このときハイブリッド回路１１０Ａの左下の入力側アイソレーション端子は、信号が出力されないアイソレーション端子となり、特性インピーダンス５０Ωで終端される。
【００１２】
ハイブリッド回路１１０Ａの右側の２端子から出力された信号は、バンドパスフィルタ１２０Ａ、１２０Ｂをそれぞれ通過して、帯域外の不要な周波数が除去されて、ハイブリッド回路１１０Ｂの左側の２端子に入力される。ハイブリッド回路１１０Ｂに入力した信号は、合成されて、ハイブリッド回路１１０Ｂの右下の出力端子から出力される。ハイブリッド回路１１０Ｂの右上の端子は出力側アイソレーション端子となり特性インピーダンス５０Ωで終端する。
【００１３】
図２は、従来のＣＩＢフィルタ２００を示す図である。これは４つの周波数帯域ｆ１〜ｆ４を合成する場合の例である。
【００１４】
ＣＩＢフィルタ２００は、異なる周波数帯域の信号を足し合わせていくために、図１に示したバランス型フィルタを複数用意し、ある段（例えばＢＰＦ２の段）の出力端子に次の段（例えばＢＰＦ３の段）の出力側アイソレーション端子をカスケード接続して構成されている。各バランス型フィルタのバンドパスフィルタＢＰＦ２〜ＢＰＦ４の周波数帯域（ｆ２〜ｆｎ）は、それに接続される無線通信システムごとに異なる。
【００１５】
ＣＩＢフィルタ２００のｆ１〜ｆｎの入力端子には送受信増幅部を含む無線通信装置が接続される。また、ＣＩＢフィルタ２００の右下のアンテナ出力端子にはアンテナが接続される。ＣＩＢフィルタ２００は、各入力端子に接続された無線通信装置の信号を合成して、合成した信号をアンテナ出力端子から出力することにより、複数の無線通信装置がアンテナを共用する構成となっている。
【００１６】
図３は、図２に示したＣＩＢフィルタ２００の入力端子とアンテナ出力端子との間の通過特性３００の一例を示す図である。横軸は周波数、縦軸は通過減衰量（単位ｄＢ）を示している。また、図４は、図３の通過特性３００のうちの一部３０１を拡大して示す図である。なお、図３、図４は変調方式として直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を想定したものである。
【００１７】
各々の周波数帯域ｆ１〜ｆ４は約１０ＭＨｚの帯域幅を有し、周波数帯域を効率良く使用するため密接した状態となっている。また、バンドパスフィルタの通過帯域と信号帯域が等しければ、各無線通信システムのスペクトラムを密集させることで周波数の有効利用が図れる。例えば、信号ｆ２では、図４に示したように、バンドパスフィルタの通過帯域幅を効率よく使用するために送信信号のスペクトラムの帯域幅をバンドパスフィルタ（図２のＢＰＦ２）の通過帯域と同等まで広げている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２０００−２３６２７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、送信増幅器から出力する隣接チャネルに漏洩する電力を所要レベルまで減衰させようとすると、フィルタ通過帯域のエッジ付近でフィルタ通過特性の位相回転が生じ群遅延偏差が大きくなる。帯域外減衰量を増加させると群遅延偏差が増大するが、変調信号に対して群遅延偏差量が加わると変調シンボル点のずれが生じるために、無線送信信号の変調精度が劣化するという問題があった。
【００２０】
本発明は、上記の問題に鑑み変調精度の劣化を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
一実施形態による無線通信装置は、入力信号を送信信号に変換する送信部と、前記送信部で出力された送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、該送信信号の反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える補正部とを有する。
【００２２】
他の実施形態による無線通信方法は、入力信号を送信信号に変換する段階と、出力された該送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、前記送信信号の反射波を受け取る段階と、受け取った該反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える段階とを含む。
【発明の効果】
【００２３】
送信信号の変調精度の劣化を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】ＣＩＢフィルタの構成要素であるバランス型フィルタを示す図である。
【図２】従来のＣＩＢフィルタを示す図である。
【図３】図２に示したＣＩＢフィルタの入力端子とアンテナ出力端子との間の通過特性の一例を示す図である。
【図４】図３の通過特性のうちの一部を拡大して示す図である。
【図５】一実施形態による無線通信システムを示すブロック図である。
【図６】図５の無線送信フィルタ（ＣＩＢフィルタ）の構成例を示すブロック図である。
【図７】ＣＩＢフィルタで用いられるバンドパスフィルタの特性の一例を示すグラフである。
【図８Ａ】バンドパスフィルタの特性（Ｑ値が高い場合）を示すグラフである。
【図８Ｂ】バンドパスフィルタの特性（Ｑ値が中程度の場合）を示すグラフである。
【図８Ｃ】バンドパスフィルタの特性（Ｑ値が低い場合）を示すグラフである。
【図９Ａ】ＢＰＦ２に入力されるスペクトルを示す図である。
【図９Ｂ】反射信号の周波数特性を示す図である。
【図１０】図５の無線通信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１１Ａ】図１０に示した無線通信装置中の測定点Ａにおける周波数スペクトラムを示す図である。
【図１１Ｂ】図１０に示した無線通信装置中の測定点Ｂにおける周波数スペクトラムを示す図である。
【図１１Ｃ】図１０に示した無線通信装置中の測定点Ｃにおける周波数スペクトラムを示す図である。
【図１２】一実施形態による無線通信システムを示すブロック図である。
【図１３】他の一実施形態による無線通信システムを示すブロック図である。
【図１４】一実施形態による無線通信方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図面を参照して実施形態を詳細に説明する。
【００２６】
図５は、一実施形態による基地局５００を示すブロック図である。
【００２７】
基地局５００は、補正部５２０と送信部５３０とを有し例えば周波数帯域ｆ２で無線通信を行う無線通信装置５１０Ａと、無線送信フィルタ５４０と、アンテナ５５０とを有する。また、基地局５００は、任意的に、例えば周波数帯域ｆ１、ｆ３でそれぞれ無線通信を行う他の無線装置５１０Ｂ、５１０Ｃを有していてもよい。
【００２８】
補正部５２０は、例えばベースバンド信号である入力信号Ｓ１を、例えばＣＩＢフィルタである無線送信フィルタ５４０からの反射波モニタ信号Ｓ５の振幅偏差の傾斜に基づき、入力信号Ｓ１の群遅延偏差を補正して、補正後入力信号Ｓ２として出力する。
【００２９】
送信部５３０は、補正部５２０による補正後の入力信号Ｓ２を受け取り、それを送信信号Ｓ３に変換して出力する。
【００３０】
無線送信フィルタ５４０は、周波数帯域ｆ２で無線通信を行う無線通信装置５１０Ａと、周波数帯域ｆ１で無線通信を行う他の無線通信装置５１０Ｂと、周波数帯域ｆ３で無線通信を行う他の無線通信装置５１０Ｃからの送信信号を合成して、出力信号Ｓ４として出力する。
【００３１】
アンテナ５５０は、無線送信フィルタ５４０からの出力信号Ｓ４を無線信号として、例えば移動局（図示せず）に送信する。
【００３２】
無線通信装置５１０Ａにおいては、補正部５２０が、無線送信フィルタ５４０からの反射波モニタ信号Ｓ５の振幅偏差の傾斜に基づき入力信号Ｓ１の群遅延偏差を補正するので、送信部５３０からの送信信号Ｓ３が無線送信フィルタ５４０を通過しても、通過後の出力信号Ｓ４についての群遅延偏差を抑制し通信品質の劣化を低減することができる。補正部５２０は、無線送信フィルタ５４０からの反射波モニタ信号Ｓ５の振幅偏差の傾斜に基づき入力信号Ｓ１を補正し、出力信号Ｓ４についての周波数偏差を抑制することとしてもよい。
【００３３】
以下、上記実施形態をさらに詳細に説明する。
【００３４】
図６は、図５の無線送信フィルタ５４０の構成例を示すブロック図である。無線送信フィルタ５４０は、図２を参照して説明したＣＩＢフィルタと基本的な構成は同じである。しかし、従来入力側アイソレーション端子としていた端子を反射波モニタ信号の出力端子とし、図５の補正部５２０に接続する点で異なる。
【００３５】
すなわち、図１を参照して説明したように、通常の９０°ハイブリッド回路（ＨＹＢ）によるバランス型フィルタでは、ハイブリッド回路１１０Ａの左側の入力端子の一方は入力側アイソレーション端子であり、終端して使用される。
【００３６】
しかし、本実施形態では、この入力端子を反射波モニタ端子として利用する。その理由を説明する。
【００３７】
変調精度の劣化を改善するには、バンドパスフィルタ通過後の信号をモニタして、送信信号が変形した分を補正する方法が考えられる。例えば、ＣＩＢフィルタの出力段にカプラを設けることでＣＩＢフィルタの出力後の特性を直接モニタして変調精度を測定することができる。そうすれば、フィルタ通過後の信号を直接的にモニタすることで送信信号の変調精度測定が容易に行える。
【００３８】
しかし、ＣＩＢフィルタの出力部にカプラを設けると、送信信号のロス増加とアンテナ共用器のサイズが大きくなるという問題が生じてしまう。
【００３９】
図４を参照して説明したように、ＣＩＢフィルタ５４０のバンドパスフィルタの通過特性は、帯域の中心と比較して帯域の両端では減衰量が多くなっている（図４の参照符号４０１で示した）。これは入力端子側への反射波が存在することを意味している。すなわち、バンドパスフィルタに入力した信号は、反射係数に応じて反射する。ただし、ハイブリッド回路を介しているため、入力端子へは戻らず、反射波モニタ（ｆ２）端子へ出力される。
【００４０】
図７は、ＣＩＢフィルタ５４０で用いられるバンドパスフィルタ（例えばＢＰＦ２）の特性の一例を示すグラフである。曲線７０１は通過特性Ｓ（２，１）を示し、曲線７０２は反射特性Ｓ（１，１）を示す。なお、Ｓ（２，１）、Ｓ（１，１）はＳパラメータである。
【００４１】
曲線７０１の通過特性Ｓ（２，１）から、通過ロスは、帯域全体すなわちｆ０±５ＭＨｚで０〜３ｄＢであることが分かる。
【００４２】
一方、曲線７０２の反射特性Ｓ（１，１）から、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の帯域中心付近は信号損失なしで通過するので、反射信号のレベルは低い。つまり、反射波モニタ（ｆ２）端子から出力する反射信号は曲線７０２となり、帯域中心付近では反射電力レベルが低くなる（約−２０ｄＢ以下）。
【００４３】
このように、通常では反射波モニタ端子からはアンテナへの出力信号と同波形をモニタすることはできない。
【００４４】
しかし、図８Ａ乃至図８Ｃを参照して次に説明する方法で、変調精度が劣化する要因となるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の群遅延偏差を予測することが可能である。図８Ａ乃至図８Ｃはバンドパスフィルタの特性を示すグラフである。
【００４５】
図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃは、それぞれバンドパスフィルタのＱ値が高い場合、中程度の場合、低い場合を示している。また、各図において、左側のグラフはバンドパスフィルタの反射特性Ｓ（１，１）と通過特性Ｓ（２，１）、右側のグラフは対応する群遅延特性を示している。Ｓ（１，１）、Ｓ（２，１）はＳパラメータを表す。
【００４６】
図８Ａに示すように、帯域外減衰量を大きく取ろうとしてＱ値が高い共振器を有するフィルタを用いると、フィルタ減衰特性は急峻（通過帯域±５ＭＨｚに対してｆ０±１５ＭＨｚの減衰量が大きい）になる。
【００４７】
ただし、帯域端付近では位相回転が起こりやすく、右図に示すΔｆの帯域では、約５Ｅ−９（ｓｅｃ）の群遅延偏差が発生する。
【００４８】
このように、帯域外減衰量を大きくするためにＱ値が高いフィルタを使用すると、群遅延偏差が大きくなる。群遅延偏差は送信信号の変調精度の劣化に対する影響が大きく、送信信号の変調精度が劣化する。
【００４９】
Ｑ値を低くしていくと、図８Ｂ、さらに図８Ｃのようにバンドパスフィルタの特性は変化し、左図にＳ（２，１）で示す通過特性は、帯域外の減衰量が図８Ａと比較してゆるやかに（小さく）なる。また、右図に示す群遅延偏差も図８Ａと比較して小さくなる。
【００５０】
ここで、帯域端のΔｆの帯域に着目すると、図８Ａに示すようにＱ値が高い場合にはリターンロスの傾斜が大きく、群遅延偏差量が大きくなっている。一方、図８Ｃに示すようにＱ値が低い場合にはリターンロスの傾斜が小さく、群遅延偏差量が少なくなっている。
【００５１】
このように、ＣＩＢフィルタの反射モニタ端子から出力される反射モニタ信号をモニタすることにより、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）のリターンロスの傾斜すなわち振幅偏差を把握でき、それに対応する群遅延偏差の大きさ推定することができる。
【００５２】
図６に戻り、ＢＰＦ２で反射された信号は、反射波モニタ（ｆ２）端子から反射波モニタ信号として無線通信装置５１０Ａに出力される。
【００５３】
ここで、ｆ１は、例えば、既存の第１の無線通信システム（例えば、図５の他の無線通信装置５１０Ｂ）が通信サービスに使用している周波数であり、例えば帯域幅として１０ＭHzが割り当てられている。
【００５４】
ｆ３は、既存の第２の無線通信システム（例えば、図５の他の無線通信装置５１０Ｃ）が通信サービスに使用している周波数であり、例えば帯域幅として１０ＭHzが割り当てられている。
【００５５】
ｆ２は、新規の無線通信サービス（例えば、図５の無線通信装置５１０Ａ）に使用する帯域であり、例えば帯域幅として１０ＭＨｚが使用可能となっている。
【００５６】
ｆ２用のアンテナ共用器のフィルタ特性は、例えば３ｄＢ通過帯域幅が１０ＭＨｚとなっている。
送信信号の帯域幅を９．５ＭＨｚとすると、スペクトラムの帯域両端部（Δｆ）は削れている帯域がある。通過特性で削れた分は、反射波モニタ端子（ｆ２）に出力され、無線通信装置５１０Ａの反射波モニタ入力に入力される。
【００５７】
図１０は、図５の無線通信装置５１０Ａの構成例を示すブロック図である。
【００５８】
無線通信装置５１０Ａの各構成要素を説明する。
【００５９】
フィルタ（ＦＩＬ１）９０２は、入力信号であるベースバンド信号Ｓ１０を受け取り、これの群遅延偏差（及び周波数偏差）を補正して、補正後の入力信号Ｓ１２として出力する。
【００６０】
ディジタルプレディストータ（ＤＰＤ）９０４は、電力増幅器９１２の増幅特性の線形性を確保するために、カップラ（ＣＯＵＰＬＥＲ）９１４からのフィードバック（ＦＢ）信号に基づき、予め補正後の入力信号Ｓ１２に歪みを与えた信号Ｓ１４を出力する。
【００６１】
ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）９０６は、信号Ｓ１４を受け取り、ディジタルからアナログへの変換を行い、信号Ｓ１６を出力する。
【００６２】
変調器（ＭＯＤ）９０８は、信号Ｓ１６を受け取り、ローカルオシレータ（ＬＯ）９１０からのキャリア信号を変調して、変調信号Ｓ１８を出力する。
【００６３】
増幅器（ＰＡ）９１２は、変調信号Ｓ１８を所定の電力まで増幅して、信号Ｓ２０を出力する。
【００６４】
増幅された信号Ｓ２０は、カップラ（方向性結合器、ＣＯＵＰＬＥＲ）９１４とアイソレータ（ＩＳＯ１）９１６を介して、送信信号として、無線送信フィルタ５４０の入力端子に送られる。
【００６５】
一方、カップラ（ＣＯＵＰＬＥＲ）９１４は、信号Ｓ２０の一部を結合し、ディジタルプレディストータ（ＤＰＤ）９０４用のフィードバック信号Ｓ２２として無線通信装置５１０Ａのフィードバック系に送る。
【００６６】
スイッチ（ＳＷ）９１８は、このフィードバック信号Ｓ２２と、無線送信フィルタ５４０の反射波モニタ端子（図６の反射波モニタ（ｆ２））からの反射波モニタ信号Ｓ２４とを切り替える。スイッチ９１８は、ディジタルプレディストータ９０４を動作させる時はフィードバック信号Ｓ２２に結合し、群遅延偏差補償を行う時は反射波モニタ信号Ｓ２４に結合して、それぞれの信号を通過させる。
【００６７】
ここで、無線送信フィルタ（ＣＩＢフィルタ）５４０の反射波モニタ端子からの反射波モニタ信号（フィルタ反射波）は、アイソレータ（ＩＳＯ２）９２０を介してスイッチ（ＳＷ）９１８に入力される。アイソレータ（ＩＳＯ１）９１６の出力インピーダンスとアイソレータ（ＩＳＯ２）９２０の入力インピーダンスとは等しくすることが好ましい。これにより、図６に示したＣＩＢフィルタ５４０のハイブリッド回路（ＨＹＢ）から見た入力端子（ｆ２）のインピーダンスと反射波モニタ（ｆ２）のインピーダンスとが等しくなる。その結果、入力端子（ｆ２）と反射波モニタ（ｆ２）端子の端子間のアイソレーションが向上し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）からの反射波を反射波モニタ（ｆ２）端子から精度良く出力することができる。
【００６８】
ミキサ（ＭＩＸ２）９２２は、ローカルオシレータ（ＬＯ）９１０のからのキャリア信号に基づき、スイッチ（ＳＷ）９１８を通過した信号をダウンコンバートして復調し、復調信号Ｓ２６を出力する。
【００６９】
アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）９２４は、復調信号Ｓ２６をアナログからディジタルへ変換し、ディジタル信号Ｓ２８を出力する。このディジタル信号Ｓ２８は、スイッチ（ＳＷ）９１８を通過した信号にそれぞれ対応するものである。
【００７０】
なお、他の実施例では、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）９２４におけるＤＣ成分の処理を容易にするために、スイッチ（ＳＷ）９１８からの信号を一旦中間周波数にダウンコンバートし、ディジタルに変換してから、さらにベースバンドにダウンコンバートすることも可能である。
【００７１】
ディジタルプレディストータ（ＤＰＤ）９０４は、復調されディジタル化されたフィードバック信号Ｓ２２を受け取り、増幅器９１２の増幅特性の非線形性を打ち消すために、入力信号Ｓ１１に歪みを与える。つまり、カップラ（ＣＯＵＰＬＥＲ）９１４からミキサ（ＭＩＸ２）９２２及びアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）９２４を介したフィードバックループが形成される。
【００７２】
ディジタルプレディストータ（ＤＰＤ）９０４において、比較器（１）９０４１はアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）９２４からのディジタル信号Ｓ２８とフィルタ（ＦＩＬ１）９０２からの補正後の入力信号Ｓ１２とを比較する。
【００７３】
演算器（１）９０４２は、比較器（１）９０４１の比較結果に基づき、増幅器（ＰＡ）９１２による信号の歪みを計算し、その歪みを補正する振幅係数、位相係数を計算する。
【００７４】
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）９０４３は、演算器（１）９０４２が計算した振幅係数、位相係数を記憶する。
【００７５】
ミキサ（ＭＩＸ１）９０４４は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）９０４３に記憶された振幅係数、位相係数を、フィルタ（ＦＩＬ２）９０２からの補正後の入力信号Ｓ１２に乗算して、補正する。
【００７６】
このディジタルプレディストータ（ＤＰＤ）９０４のためのフィードバックを、例えば無線通信装置５１０Ａの運用開始時に所定回数繰り返すことにより、増幅器９１２の増幅特性の非線形性を打ち消す補正を入力信号Ｓ１２に与えることができる。
【００７７】
一方、スイッチ（ＳＷ）９１８を、無線送信フィルタ５４０の反射波モニタ端子側に経路を切り替えることにより、ミキサ（ＭＩＸ２）９２２にＣＩＢフィルタを形成するバンドパスフィルタ（例えばＢＰＦ２）からの反射信号を取り込むことができる。
【００７８】
この反射信号は、ミキサ（ＭＩＸ２）９２２及びアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）９２４を介してダウンコンバート及びディジタル化される。
【００７９】
フィルタ（ＦＩＬ２）９２６は、ダウンコンバート及びディジタル化された反射信号から帯域端のΔｆの帯域部分（図８Ａ乃至図８Ｃ参照）を取り出す。
【００８０】
フィルタ（ＦＩＬ２）９２６は図１１Cに示すようにフィルタ（Ｌｏｗ部）とフィルタ（Ｈｉｇｈ部）の周波数成分を抽出するために用いられる。
【００８１】
演算器（２）９２８は、フィルタ９２６が取り出した帯域部分に基づき、ＦＦＴによりΔｆの帯域部分（図８Ａ乃至図８Ｃ参照）のスペクトラム成分を求める。
【００８２】
例えば、無線送信フィルタ（以下、ＣＩＢフィルタと記載する場合もある）内のＢＰＦ２が図８Ａの反射特性を有している場合において、図９Ａに示すスペクトラムがＢＰＦ２に入力される場合には、ＢＰＦ２の反射信号は図９Ｂのようなスペクトラムとなる。これは、図９Ａのスペクトラムの上端部が０ｄＢを基準とした場合に、図８ＡのｄＢ（Ｓ（１，１））がリターンロスとなるため、周波数に応じたリターンロスの電力が反射されるためである。
【００８３】
次に図９Ｂに示すΔｆの帯域を有するフィルタ（ＦＩＬ２）９２６を用いて、図１１Ｃに示すスペクトラムのフィルタ（Ｈｉｇｈ部）とフィルタ（Ｌｏｗ部）の帯域をフィルタリングする。
【００８４】
このとき、フィルタ（ＦＩＬ２）９２６はフィルタ（Ｈｉｇｈ部）かフィルタ（Ｌｏｗ部）のどちらかを選択する。例えば、フィルタ（Ｌｏｗ部）をフィルタリングして演算器（２）９２８に出力する場合には信号の中心周波数に対して、フィルタ（Ｌｏｗ部）のＦＦＴ結果を抽出する。
【００８５】
また、フィルタ（Ｈｉｇｈ部）を選択する場合には、信号の中心周波数に対してフィルタ（Ｈｉｇｈ部）のＦＦＴ結果を抽出する。演算器（２）９２８は、フィルタ（ＦＩＬ２）９２６を通過した信号をＦＦＴにより周波数成分を計算し、フィルタ（Ｌｏｗ部）またはフィルタ（Ｈｉｇｈ部）の帯域を選択することで、図９Ｂのフィルタ（Ｌｏｗ部）とフィルタ（Ｈｉｇｈ部）のスペクトラム、すなわち反射信号の周波数特性を得ることができる。
【００８６】
このように、フィルタ（ＦＩＬ２）９２６と演算器（２）９２８により、ＦＦＴにより所望帯域の周波数特性を得ることで、図９Ｂの帯域Δｆの信号スペクトラムの傾きを把握することができる。これにより、ＣＩＢフィルタの帯域エッジ付近の反射信号の周波数偏差を把握できる。そして、図８Ａ乃至図８Ｃを参照して説明したように、Δｆの帯域部分の周波数偏差に応じて群遅延偏差を推定することができる。
【００８７】
フィルタ（ＦＩＬ１）９０２は、演算器（２）９２８からの信号に基づき（すなわちモニタした周波数帯域（Δｆ）の振幅偏差量に応じて）、入力信号Ｓ１０の群遅延傾斜を予め補正する。
【００８８】
例えば、フィルタ（ＦＩＬ２）９０２の複数の設定を用意しておき、Δｆの帯域部分（図８Ａ乃至図８Ｃ参照）の反射波モニタ信号の振幅偏差量に応じて、演算器（２）９２８により選択してもよい。
【００８９】
図１１Ａ乃至図１１Ｃは、図１０に示した無線通信装置５１０Ａ中の各測定点Ａ〜Ｃにおける周波数スペクトラムを示す図である。
【００９０】
図１１Ａは、図１０の測定点Ａにおける入力信号Ｓ１０のスペクトラムを表し、全周波数帯域でフラットな特性となっている。
【００９１】
図１１Ｂは、図１０の測定点Ｂにおける補正後入力信号Ｓ１２のスペクトラムを表し、帯域両端部が増加したスペクトラムとなっている。これにより、無線送信フィルタ（ＣＩＢフィルタ）５４０で変化する群遅延傾斜と逆特性の群遅延特性の信号が、その後の回路に入力される。
【００９２】
図１１Ｃは、図１０の測定点Ｃにおける、無線送信フィルタ（ＣＩＢフィルタ）５４０からの反射波モニタ信号Ｓ２４のスペクトラムを表す。これは通過波ではなく反射波なので、図１１Ｂの補正後入力信号Ｓ１２と同様のスペクトラムである。なお、帯域両端部１０１が図８を参照して説明したΔｆの領域であり、フィルタ（ＦＩＬ２）９２６により切り出される部分である。
【００９３】
図１０も参照して、ディジタルプレディストータ（ＤＰＤ）９０４は、図１１Ｂに示した補正後入力信号Ｓ１２に対して歪補償を実行する。この歪み補償は、繰り返し行われるものではなく、無線通信装置の運用開始時や、一定期間ごとなど、必要に応じて行われる。
【００９４】
歪補償された信号は、増幅器（ＰＡ）９１２を経由してＣＩＢフィルタ５４０に入力される。ＣＩＢフィルタ５４０に含まれるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）（図６参照）の通過特性に従い帯域両端部は削られるが、削られる分のスペクトラムを予めフィルタ（ＦＩＬ１）９０２で増加させている。結果として、通過後のスペクトラムは図１１Ａに示した入力信号Ｓ１０のスペクトラムと群遅延偏差（及び振幅偏差）が等しくなる。それゆえ、送信信号の変調精度の劣化を低減して、または無くしてアンテナに出力することができる。
【００９５】
バンドパスフィルタ（例えば、ＢＰＦ２）（図６参照）の群遅延偏差量（及び振幅偏差量）がばらついても、そのバンドパスフィルタからの反射信号をモニタして適切なフィルタ（ＦＩＬ１）９０２の係数を選択し、入力信号を補償することができる。
【００９６】
以上のように、ＣＩＢフィルタのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）からの反射波をモニタ可能とし、該反射波に基づき、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）により削られるスペクトラムを予め補償することにより、送信信号の変調精度の劣化を低減、または無くすことができ、ひいては通信品質の向上を図ることができる。
【００９７】
無線通信装置５１０Ａのディジタル部に、フィルタ反射波の振幅偏差の傾斜に基づき入力信号の群遅延偏差を補正する演算器（２）９２８及びフィルタ（ＦＩＬ１）９０２を設けるので、アナログ回路や外部フィルタユニットの変更を不要とすることができる。その結果、比較的小さなコストで変調精度の改善を図ることができる。
【００９８】
ＣＩＢフィルタは、急峻なフィルタ特性を持たせると通過帯域の振幅偏差が大きくなり、挿入損失が劣化する。従来は、挿入損失の劣化を抑えるためにバンドパスフィルタのサイズを大きくしていた。上記の実施形態により、帯域内で偏差が発生してもディジタル部でその偏差を補償することができため、バンドパスフィルタの物理的な寸法を縮小でき、ＣＩＢフィルタの小型化が図れる。
【００９９】
また、ＣＩＢフィルタの通過帯域の両端部の削られる度合いが個別にばらついても、自動的にフィルタ（ＦＩＬ１）の最適な係数を選択できるため、入力信号の群遅延偏差（及び振幅偏差）を維持してアンテナから出力することができる。
【０１００】
上記の実施形態により、ＣＩＢフィルタの出力信号（図６の出力端子（ｆ２））をモニタしなくてもよく、出力信号の低下を押さえることができる。その結果、送信信号を余分に増幅することなく、フィルタ通過特性による無線特性の劣化を補償することが可能となり、周波数帯域の有効利用を図ることができる。
【０１０１】
なお、上記の説明では、無線通信装置５１０Ａは周波数ｆ２を用いるものとしてフィルタ特性による振幅補償について説明したが、周波数ｆ１やｆ３であってもよいことは当業者には明らかであろう。
【０１０２】
図１２は、一実施形態による無線通信システム１１００を示すブロック図である。
【０１０３】
無線通信システム１１００は、基地局１１１０と、基地局からの送信信号を他の基地局（図示せず）と結合する無線送信フィルタ１１２０と、無線送信フィルタ１１２０が結合した複数の基地局からの送信信号を送信するアンテナ１１３０とを含む。
【０１０４】
基地局１１１０は、ベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部１１１１を有する。
【０１０５】
基地局１１１０は、さらに、ベースバンド処理部１１１１に接続され、無線送信フィルタ１１２０からの反射波モニタ信号の振幅偏差の傾斜に基づき、入力ベースバンド信号処理部１１１からのベースバンド信号を送信信号に変換して増幅する送信部１１１２を有する。この送信部１１１２は、例えば図５を参照して説明した無線通信装置５１０Ａであってもよい。
【０１０６】
基地局１１１０は、さらに、アンテナ１１３０に接続された無線受信フィルタ１１２１からの受信信号を増幅して、ベースバンド信号に変換する受信部１１１３を有する。
【０１０７】
なお、送信部と受信部とで同じ周波数帯域を用いる場合には、１つのフィルタを無線送信フィルタ１１２０及び無線受信フィルタ１１２１として共用することができる。
【０１０８】
図１３は、他の一実施形態による無線通信システム１２００を示すブロック図である。図１３では、送信部と受信部とが同じ周波数帯域を用い１つのフィルタを共用する場合を示している。
【０１０９】
無線通信システム１２００は、ベースバンド信号を処理するベースバンド処理部１２１０Ａ、１２１０Ｂと、基地局１２２０Ａ、１２２０Ｂと、アンテナ１２３０とを含む。
【０１１０】
基地局１２２０Ａ、１２２０Ｂは、それぞれ、送信部１２２１Ａ、１２２１Ｂと、単段のＣＩＢフィルタ１２２２Ａ、１２２２Ｂと、受信部１２２３Ａ、１２２３Ｂとを有する。ここで、単段のＣＩＢフィルタとは、図６に示したＣＩＢフィルタ５４０のカスケード接続された各構成単位（図１のバランス型フィルタに相当）を意味する。
【０１１１】
例えば、送信部１２２１Ａは、ベースバンド処理部１２１０Ａに光ファイバ（例えば、ＣＰＲＩインターフェイス）を介して接続され、単段のＣＩＢフィルタ１２２２Ａからの反射波モニタ信号の振幅偏差の傾斜に基づき、ベースバンド信号処理部１２１０Ａからのベースバンド信号を送信信号に変換して増幅する。この送信部１２２１Ａは、例えば図５を参照して説明した無線通信装置５１０Ａであってもよい。
【０１１２】
単段のＣＩＢフィルタ１２２２Ａは、基地局１２２０Ｂに含まれる単段のＣＩＢフィルタ１２２２Ｂとカスケード接続されている。カスケード接続された単段のＣＩＢフィルタ１２２２Ａ、１２２２Ｂは、図６を参照して説明したＣＩＢフィルタ５４０に相当する。
【０１１３】
基地局１２２０Ａは、さらに、単段のＣＩＢフィルタ１２２２Ａからの受信信号を増幅して、ベースバンド信号に変換する、ベースバンド処理部１２１０Ａと接続された受信部１２２３Ａを有する。
【０１１４】
図１４は、一実施形態による無線通信方法１３００を示すフローチャートである。
【０１１５】
方法１３００は、例えば図５を参照して説明した無線通信装置５１０Ａで実施することができる。
【０１１６】
ステップＳ１３０２において、送信部が入力信号を送信信号に変換する。入力信号は例えばベースバンド信号である。送信信号は無線送信フィルタに送られる。
【０１１７】
ステップＳ１３０２に続いてステップＳ１３０４において、補正部が無線送信フィルタからの送信信号の反射波を受け取る。この反射波は、例えば図５、図６を参照して説明した無線送信フィルタ５４０のバンドパスフィルタ２により反射され反射波モニタ（ｆ２）端子から出力された信号である。
【０１１８】
ステップＳ１３０４に続いてステップＳ１３０６において、補正部が反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を入力信号に与える。この逆特性は、図８Ａ乃至図８Ｃを参照して説明したように、振幅偏差の傾斜に基づき、入力信号の群遅延偏差を推定できる。
【０１１９】
以上、本発明の実施例によれば、無線通信装置は、フィルタ通過特性の位相回転が生じることによる群遅延偏差の度合いを無線送信フィルタ（例えばＣＩＢフィルタ）の反射波のスペクトラムの傾きから把握する。これにより、無線通信装置は、群遅延偏差補正用のフィルタを用いて無線送信フィルタで発生する群遅延を逆補正して変調精度の劣化を抑制することができ、また、通信品質の低下を防ぐことができる。
【０１２０】
以上、実施形態について詳述したが、特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。
【０１２１】
以上の実施例を含む実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
入力信号を送信信号に変換する送信部と、
前記送信部で出力された送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、該送信信号の反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える補正部と
を有する無線通信装置。
（付記２）
前記補正部は、
前記入力信号に前記群遅延偏差の逆特性を与える第１のフィルタと、
前記送信信号の反射波の振幅偏差基づき前記第１のフィルタを設定する演算器と
を有する、付記１に記載の無線通信装置。
（付記３）
前記補正部は、前記送信信号の反射波のうち所定の周波数帯域を取り出す第２のフィルタを更に有する、付記２に記載の無線通信装置。
（付記４）
前記送信信号の反射波を復調して復調信号にするミキサと、
前記復調信号をディジタル化してディジタル信号にするアナログディジタル変換器と、
前記ミキサ及びアナログディジタル変換器をディジタルプレディストータのフィーアナログディジタルするためのスイッチと
をさらに有する、付記１に記載の通信装置。
（付記５）
前記反射波の入力インピーダンスを前記送信信号の出力インピーダンスと等しくするインピーダンス等化手段をさらに有する、付記１に記載の無線通信装置。
（付記６）
付記１に記載の無線通信装置と、
無線受信フィルタからの受信信号を受信ベースバンド信号に変換する受信装置と、
前記通信装置に送信ベースバンド信号を前記入力信号として供給し、前記受信装置からの前記受信ベースバンド信号を処理するベースバンド部と
を有する基地局。
（付記７）
付記１に記載の無線通信装置と、
前記無線送信フィルタと、
無線受信フィルタからの受信信号を受信ベースバンド信号に変換する受信装置と
を有する基地局。
（付記８）
入力信号を送信信号に変換する段階と、
出力された該送信信号をアンテナに入力する無線送信フィルタからの、前記送信信号の反射波を受け取る段階と、
受け取った該反射波の振幅偏差に基づく群遅延偏差の逆特性を前記入力信号に与える段階と、
を含む無線通信方法。
【符号の説明】
【０１２２】
１００  バランス型フィルタ
１１０Ａ、１１０Ｂ  ハイブリッド回路
１２０Ａ、１２０Ｂ  バンドパスフィルタ
２００  ＣＩＢフィルタ
５００  無線通信システム
５１０Ａ、５１０Ｂ、５１０Ｃ  無線通信装置
５２０  補正部
５３０  送信部
５４０  無線送信フィルタ
５５０  アンテナ
９０２  フィルタ
９０４  ディジタルプレディストータ
９０４１  比較器
９０４２  演算器
９０４３  ルックアップテーブル
９０４４  ミキサ
９０６  ディジタルアナログ変換器
９０８  変調器
９１０  ローカルオシレータ
９１２  増幅器
９１４  カップラ
９１６  アイソレータ
９１８  スイッチ
９２０  アイソレータ
９２２  ミキサ
９２４  アナログディジタル変換器
９２６  フィルタ
９２８  演算器
１１００  無線通信システム
１１１０  基地局
１１１１  ベースバンド処理部
１１１２  送信部
１１１３  受信部
１１２０  無線送信フィルタ
１１３０  アンテナ
１２００  無線通信システム
１２１０Ａ、１２１０Ｂ  ベースバンド処理部
１２２０Ａ、１２２０Ｂ  基地局
１２２１Ａ、１２２１Ｂ  送信部
１２２２Ａ、１２２２Ｂ  単段のＣＩＢフィルタ
１２２３Ａ、１２２３Ｂ  受信部
１２３０  アンテナ
【図１】
2011010120.tif 000003
【図２】
2011010120.tif 000004
【図３】
2011010120.tif 000005
【図４】
2011010120.tif 000006
【図５】
2011010120.tif 000007
【図６】
2011010120.tif 000008
【図７】
2011010120.tif 000009
【図８Ａ】
2011010120.tif 000010
【図８Ｂ】
2011010120.tif 000011
【図８Ｃ】
2011010120.tif 000012
【図９Ａ】
2011010120.tif 000013
【図９Ｂ】
2011010120.tif 000014
【図１０】
2011010120.tif 000015
【図１１Ａ】
2011010120.tif 000016
【図１１Ｂ】
2011010120.tif 000017
【図１１Ｃ】
2011010120.tif 000018
【図１２】
2011010120.tif 000019
【図１３】
2011010120.tif 000020
【図１４】
2011010120.tif 000021