(57)【要約】【課題】ウォブルバランス制御をメディアの周回変動に追従させることができ、バランスの崩れを防止でき、未記録領域やディフェクトからの回復遅れを防止することが可能な信号バランス制御装置および光ディスク装置を提供する。【解決手段】バランス回路１１４は、第１チャネル信号に含まれるＲＦ成分の第１の振幅を検出する第１の振幅検出部１１４１と、第２チャネル信号に含まれるＲＦ成分の第２の振幅を検出する第２の振幅検出部１１４２と、第１チャネル信号に第２の振幅検出部で検出された第２の振幅値を乗算する第１の乗算器１１４３と、第２チャネル信号に第１の振幅検出部で検出された第１の振幅値を乗算する第２の乗算器１１４４と、を含み、ＲＦ信号振幅のタスキ掛け演算を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号源より得られた信号により形成され、差信号成分および和信号成分を含む第１チャネル信号と第２チャネル信号を受けて、当該第１チャネル信号と第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行うバランス回路を有し、
上記バランス回路は、
上記第１チャネル信号に含まれる所定信号成分の第１の振幅またはレベルを検出する第１の振幅検出部と、
上記第２チャネル信号に含まれる所定信号成分の第２の振幅またはレベルを検出する第２の振幅検出部と、
上記第１チャネル信号に上記第２の振幅検出部で検出された第２の振幅値を乗算する第１の乗算器と、
上記第２チャネル信号に上記第１の振幅検出部で検出された第１の振幅値を乗算する第２の乗算器と、を含む
信号バランス制御装置。
【請求項２】
上記バランス回路は、
上記第１の振幅検出部の第１の振幅と第２の振幅検出部の第２の振幅値に所定の処理を施して第１の制御信号および第２の制御信号を生成する信号処理部を含み、
第１の乗算器は、上記第１チャネル信号に上記第２の制御信号を乗算し、
第２の乗算器は、上記第２チャネル信号に上記第１の制御信号を乗算し、
第１チャネル信号と第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行う
請求項１記載の信号バランス制御装置。
【請求項３】
上記信号処理部は、
上記第１および第２の振幅検出部の出力の各々または当該第１と第２の振幅検出部の出力の平均値または和の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する下限リミッタを含む
請求項２記載の信号バランス制御装置。
【請求項４】
上記信号処理部は、
上記第１の振幅検出部の出力の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する第１の下限リミッタと、
上記第２の振幅検出部の出力の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する第２の下限リミッタと、
上記第１の下限リミッタの出力と上記第２の下限リミッタの出力を加算して所定信号成分の振幅値を得る加算器と、
上記加算器の出力の逆数を計算する逆数器と、
上記第１の下限リミッタの出力と上記逆数器の出力を乗算して第１の制御信号を得、当該第１の制御信号を上記第２の乗算器に出力する第３の乗算器と、
上記第２の下限リミッタの出力と上記逆数器の出力を乗算して第２の制御信号を得、当該第２の制御信号を上記第１の乗算器に出力する第４の乗算器と、を含み
上記第１の乗算器は、上記第１チャネル信号に上記第２の制御信号を乗算し、
上記第２の乗算器は、上記第２チャネル信号に上記第１の制御信号を乗算し、
上記第１チャネル信号と上記第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行う
請求項３記載の信号バランス制御装置。
【請求項５】
上記信号処理部は、
上記第１の振幅検出部の出力信号を取り込む第１のデ−タ取り込み部と、
上記第２の振幅検出部の出力信号を取り込む第２のデ−タ取り込み部と、
上記第１のデ−タ取り込み部と上記第２のデ−タ取り込み部から取得したデ−タにプログラムに従って所定の処理を行い第１の制御デ−タと第２の制御デ−タを得る制御部と、
上記制御部からの上記第１の制御デ−タを書き込む第１の制御レジスタと、
上記制御部からの上記第２の制御デ−タを書き込む第２の制御レジスタと、を含み、
上記第１の乗算器は、上記第１チャネル信号に上記第２の制御デ−タを乗算し、
上記第２の乗算器は、上記第２チャネル信号に上記第１の制御デ−タを乗算し、
上記第１チャネル信号と上記第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行う
請求項３記載の信号バランス制御装置。
【請求項６】
上記信号処理部は、
上記第１および第２の振幅検出部の出力の各々または上記第１と第２の振幅検出部の出力の平均値または和の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する条件分岐ステップ処理を含む
請求項３または５記載の信号バランス制御装置。
【請求項７】
上記制御部が処理するプログラムは、
上記第１の振幅検出部の出力の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する１の条件分岐ステップと、
上記第２の振幅検出部の出力の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する第２の条件分岐ステップと、
上記第１の条件分岐ステップと上記第２の条件分岐ステップの処理結果を加算して所定信号成分の振幅値を得る加算ステップと、
上記所定信号成分の振幅値の逆数を計算する除算ステップと、
上記所定信号成分の振幅値の逆数と上記第１の分岐条件ステップによる値を乗算し上記第１の制御デ−タを得る第１の乗算ステップと、
上記所定信号成分の振幅値の逆数と上記第２の分岐条件ステップによる値を乗算し上記第２の制御デ−タを得る第２の乗算ステップと、を含む
請求項５記載の信号バランス制御装置。
【請求項８】
上記第１および第２のデータ取り込み部は、
アナログデジタルコンバ−タを含む
請求項５記載の信号バランス制御装置。
【請求項９】
上記信号処理部は、
上記第１の制御レジスタの出力に接続された第１の制御デジタルアナログコンバ−タ（ＤＡＣ）と、
上記第２の制御レジスタの出力に接続された第２の制御ＤＡＣと、を含み、
上記バランス回路は、
上記第１チャネル信号に上記第２の制御ＤＡＣの出力を乗算する第１の乗算器としての第１の可変利得部（ＧＣＡ）と、
上記第２チャネル信号に上記第１の制御ＤＡＣの出力を乗算する第２の乗算器としての第２のＧＣＡと、を含む
請求項５記載の信号バランス制御装置。
【請求項１０】
上記第１チャネル信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、上記バランス回路に供給する第１のアナログデジタルコンバ−タ（ＡＤＣ）と、
上記第２チャネル信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、上記バランス回路に供給する第２のＡＤＣと、を含む
請求項１から９のいずれか一に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１１】
上記第１の振幅検出部および上記第２の振幅検出部は、
入力信号の絶対値を取る絶対値回路を含む、
請求項１から１０のいずれか一に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１２】
上記第１の振幅検出部および上記第２の振幅検出部は、
入力信号をピ−クホ−ルドするピ−クホ−ルド回路と、
入力信号をボトムホ−ルドするボトムホ−ルド回路と、
上記ピ−クホ−ルド回路の出力と上記ボトムホ−ルドの出力の差分をとって振幅値を得る演算器と、を含む
請求項１から１０のいずれか一に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１３】
上記第１の振幅検出部および上記第２の振幅検出部は、
上記入力信号のＤＣ成分を抑止しＡＣ成分を抽出して、上記ピ−クホ−ルド回路および上記ボトムホ−ルド回路または上記絶対値回路に供給するハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を含む
請求項１１または１２に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１４】
上記第１の振幅検出部および上記第２の振幅検出部は、
上記入力信号または上記絶対値回路出力のＡＣ成分を抑止しＤＣ成分を抽出するロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）または平滑回路を含み、振幅値として該ＤＣ成分を出力する
請求項１から１１のいずれか一に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１５】
上記の複数の信号源は、光学的媒体に入射した光の戻り光または透過光を受光する複数の受光素子より得られる
請求項１から１４のいずれか一に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１６】
上記受光素子は、
２現象に分割され、差信号成分および和信号成分を含む第１の複合信号、第２の複合信号を出力し、
上記第１チャネル信号は、
上記第１の複合信号として得られ、
上記第２チャネル信号は、
上記第２の複合信号として得られる
請求項１５に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１７】
上記受光素子は、
４現象に分割され、差信号成分および和信号成分を含む第１の複合信号、第２の複合信号、第３の複合信号、および第４の複合信号を出力し、
上記第１チャネル信号は、
上記第１の複合信号と上記第４の複合信号を加算して得られ、
上記第２チャネル信号は、
上記第２の複合信号と上記第３の複合信号を加算して得られる
請求１５に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１８】
上記第１チャネル信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、上記バランス回路に供給する第１のアナログデジタルコンバ−タ（ＡＤＣ）と、
上記第２チャネル信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、上記バランス回路に供給する第２のＡＤＣと、を含む
請求項１６または１７に記載の信号バランス制御装置。
【請求項１９】
上記受光素子は、
４現象に分割され、差信号成分および和信号成分を含む第１の複合信号、第２の複合信号、第３の複合信号、および第４の複合信号を出力し、
上記第１の複合信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、第１のデジタル複合信号を生成する第１のＡＤＣと、
上記第２の複合信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、第２のデジタル複合信号を生成する第２のＡＤＣと、
上記第３の複合信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、第３のデジタル複合信号を生成する第３のＡＤＣと、
上記第４の複合信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、第４のデジタル複合信号を生成する第４のＡＤＣと、を有し、
上記第１チャネル信号は、
上記第１のデジタル複合信号と上記第４のデジタル複合信号を加算して得られ、
上記第２チャネル信号は、
上記第２のデジタル複合信号と上記第３のデジタル複合信号を加算して得られる
請求項１５に記載の信号バランス制御装置。
【請求項２０】
情報が記録される光記録媒体に照射した光の受光素子による信号に応じた第１チャネル信号と第２チャネル信号の信号バランスを制御する信号バランス制御装置を有し、
上記信号バランス制御装置は、
複数の信号源より得られた信号により形成され、差信号成分および和信号成分を含む第１チャネル信号と第２チャネル信号を受けて、当該第１チャネル信号と第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行うバランス回路を有し、
上記バランス回路は、
上記第１チャネル信号に含まれる所定信号成分の第１の振幅またはレベルを検出する第１の振幅検出部と、
上記第２チャネル信号に含まれる所定信号成分の第２の振幅またはレベルを検出する第２の振幅検出部と、
上記第１チャネル信号に上記第２の振幅検出部で検出された第２の振幅値を乗算する第１の乗算器と、
上記第２チャネル信号に上記第１の振幅検出部で検出された第１の振幅値を乗算する第２の乗算器と、を含む
光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光学的または電磁的な情報記録再生装置または伝送装置等の信号処理系において、複数のチャネルに分割された差信号成分と和信号成分を含んで構成される複合信号の、チャネルバランスを制御し適正化する信号バランス制御装置に関するものである。本発明は、特に、光ディスクドライブ等のウォブル（Wobble）信号処理系における、たとえば４現象ディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの(A+D)信号と(B+C)信号の振幅を調整しＲＦ成分の同相除去を適正化する、信号バランス制御装置および光ディスク装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
グル−ブ（Groove）またはラジアル方向にウォブル（Wobble）信号等が記録された光ディスクメディアを記録再生する光ディスクドライブにおいては、光ピックアップの４現象ディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを有する。
光ディスクドライブにおいては、以下の理由によりＡ，Ｄ系統の信号（第１チャネル信号）とＢ，Ｃ系統の信号（第２チャネル信号）が含有するＲＦ成分のバランスにズレが発生する。
これは、光ピックアップの４現象ディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄのいわゆる田の字の位置ずれやレンズシフト、および、記録トラックの偏り等に起因する。
記録トラックは、通常は内周から外周方向にデ−タを書いて行くので、外周側隣接トラックからのクロスライトによりこの記録トラックの外周側が削られ、記録されたマ−ク列のトラック中心が内周側に偏る傾向があり、これが記録トラックの偏りとなる。
【０００３】
この光ディスクドライブのウォブル（またはグル−ブ）信号処理装置においては、４現象ディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄに対して[G1*(A+D)−G2*(B+C)]なる演算（Ｇ１は(A+D)系統の利得、Ｇ２は（B+C）系統の利得）を施しウォブル信号を抽出する。
この種のウォブル信号処理装置には、一般に、Ｇ１とＧ２の利得を調整してＲＦ成分の同相除去を適正ならしめるためのウォブルバランス制御装置を有し、上記ウォブルバランス制御装置は、少なくともバランス回路を含んでいる。
【０００４】
ウォブルバランス制御装置としては、下記の２方式が知られている。
第１は、ＭＣＵ等により制御される固定値調整方式である（特許文献１〜５参照）。
第２は、負帰還を用いたフィ−ドバック制御方式である（特許文献６，７参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−３０２１４１号公報(指標:Wobbleバランス)
【特許文献２】特開２００５−３０２１４０号公報（指標:Wobbleバランス、レンズシフト、Wobbleジッタ−、アドレスエラ−)
【特許文献３】特開２００２−２１６３７９号公報（指標:Wobbleジッタ−)
【特許文献４】特開２０００−２０９６８号公報(指標:和信号のWobble振幅最小)
【特許文献５】特開平１０−１３４３８６号公報（指標:差信号のWobble振幅最大)
【特許文献６】特開２００６−２７７８７６号公報（Feedback形、独立AGC)
【特許文献７】特開２００５−３５３１９５号公報（Feedback形、Balance AGC)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、上述した固定値調整方式およびフィ−ドバック制御方式には、以下に示すような不利益がある。
【０００７】
固定値調整方式は、ＭＣＵにより、ジッタ−等の静的な調整指標に基づきウォブルバランスの調整を逐次に行い、上述のＧ１，Ｇ２に任意の調整値（固定値）を設定してバランスを補正する方式のため、ウォブルバランス制御をメディアの周回変動に対して動的に追従させることが困難である。
【０００８】
フィ−ドバック制御方式では、負帰還ル−プの安定性の観点からオ−プンル−プ帯域を上げることができないので、応答速度や回復速度が遅い。
このため、未記録部分が混在したメディアやディフェクト（Defect）に対する応答時などにバランス崩れの影響が尾をひき、記録先頭のＲＵＢ(Recoding Unit Block)やディフェクトに後続するＲＵＢを読み取る場合に、適正なバランス動作をしないことがある。
具体的には、(A+D)信号または(B+C)信号の片方だけが、隣接の記録済みトラックの影響を受けまたはディフェクトの影響を受けた場合は、ＲＦ信号が存在しない側の利得が大きく調整され、結果としてバランスが大きく崩れてしまう。
帰還ル−プの安定性に配慮しなければならないフィ−ドバック方式では応答や回復が遅いため、上述のバランス崩れが尾を引き、ＲＦの同相除去が不適正となる時間が長引くため、後続ＲＵＢの読み取りに支障をきたす場合がある。
このため、安定かつ高速なウォブルバランス制御方式が必要とされていた。
【０００９】
また、既存のバランス回路は、Ａ／Ｄ変換器前段にアナログ回路として実装される必要があり、Ｇｍ等のアナログ特性を維持するためアナログ回路用のトランジスタサイズを縮小することができない。
その結果、既存のバランス回路は、ＬＳＩにおける回路面積(チップコスト)に関して、プロセスシュリンクの利益を享受することができなかった。
【００１０】
本発明は、ウォブルバランス制御をメディアの周回変動に追従させることができ、未記録領域やディフェクト等におけるバランス崩れからの回復遅れを防止することが可能な、信号バランス制御装置および光ディスク装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の観点の信号バランス制御装置は、複数の信号源より得られた信号により形成され、差信号成分および和信号成分を含む第１チャネル信号と第２チャネル信号を受けて、当該第１チャネル信号と第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行うバランス回路を有し、上記バランス回路は、上記第１チャネル信号に含まれる所定信号成分の第１の振幅またはレベルを検出する第１の振幅検出部と、上記第２チャネル信号に含まれる所定信号成分の第２の振幅またはレベルを検出する第２の振幅検出部と、上記第１チャネル信号に上記第２の振幅検出部で検出された第２の振幅値を乗算する第１の乗算器と、上記第２チャネル信号に上記第１の振幅検出部で検出された第１の振幅値を乗算する第２の乗算器と、を含む。
なお、上述の和信号とは、例えば光ディスク装置におけるＲＦ信号やＳＵＭ信号（プルイン信号）の様に、上記の第１チャネル信号と第２チャネル信号を加算する事により抽出でき、第１チャネル信号と第２チャネル信号を減算する事により抑圧または除去できる信号成分を意味し、
上述の差信号とは、例えば光ディスク装置におけるウォブル信号やＰｕｓｈ−Ｐｕｌｌ信号の様に、上記の第１チャネル信号と第２チャネル信号を減算する事により抽出でき、第１チャネル信号と第２チャネル信号を加算する事により抑圧または除去できる信号成分を意味し、
上述の所定信号成分とは、上記の第１チャネル信号と第２チャネル信号のバランス調整において制御指標とされる信号成分を意味し、例えば光ディスク装置におけるＲＦ最小法・ウォブル最大法・ＤＣバランス法など、所望の制御指標に応じて適切に選択されるものとする。
【００１２】
本発明の第２の観点の光ディスク装置は、情報が記録される光記録媒体に照射した光の受光素子による信号に応じた第１チャネル信号と第２チャネル信号の信号バランスを制御する信号バランス制御装置を有し、上記信号バランス制御装置は、複数の信号源より得られた信号により形成され、差信号成分および和信号成分を含む第１チャネル信号と第２チャネル信号を受けて、当該第１チャネル信号と第２チャネル信号間で所定信号成分の振幅またはレベルのタスキ掛け演算を行うバランス回路を有し、上記バランス回路は、上記第１チャネル信号に含まれる所定信号成分の第１の振幅またはレベルを検出する第１の振幅検出部と、上記第２チャネル信号に含まれる所定信号成分の第２の振幅またはレベルを検出する第２の振幅検出部と、上記第１チャネル信号に上記第２の振幅検出部で検出された第２の振幅値を乗算する第１の乗算器と、上記第２チャネル信号に上記第１の振幅検出部で検出された第１の振幅値を乗算する第２の乗算器と、を含む。
なお、上述の和信号とは、例えば光ディスク装置におけるＲＦ信号やＳＵＭ信号（プルイン信号）の様に、上記の第１チャネル信号と第２チャネル信号を加算する事により抽出でき、第１チャネル信号と第２チャネル信号を減算する事により抑圧または除去できる信号成分を意味し、
上述の差信号とは、例えば光ディスク装置におけるウォブル信号やＰｕｓｈ−Ｐｕｌｌ信号の様に、上記の第１チャネル信号と第２チャネル信号を減算する事により抽出でき、第１チャネル信号と第２チャネル信号を加算する事により抑圧または除去できる信号成分を意味し、
上述の所定信号成分とは、上記の第１チャネル信号と第２チャネル信号のバランス調整において制御指標とされる信号成分を意味し、例えば光ディスク装置におけるＲＦ最小法・ウォブル最大法・ＤＣバランス法など、所望の制御指標に応じて適切に選択されるものとする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明は、負帰還ル−プを持たないフィ−ドフォワ−ド型であり、負帰還ル−プの安定性を考慮する必要がないため、応答の高速化が容易である。したがって、本発明によれば、ウォブルバランス制御をメディアの周回変動に追従させることができ、かつ、未記録領域やディフェクト等におけるバランス崩れからの回復遅れを防止することができる。また、タスキ掛け演算によって完全バランスが実現されるので、従来の固定値調整方式におけるバランス調整を廃止することができ、かつ、フィ−ドフォワ−ド型でありながら、従来のフィ−ドバック型と同等以上のバランス精度を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る信号バランス制御装置の構成を示す回路図である。
【図２】本実施形態に係る第１のＲＦ振幅検出器と第２のＲＦ振幅検出器の構成例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る信号バランス制御装置の構成を示す回路図である。
【図４】本第２の実施形態に係る第１の下限リミッタ、第２の下限リミッタ、逆数器の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る信号バランス制御装置の構成を示す回路図である。
【図６】第３の実施形態に係る処理プログラムのフロ−チャ−トを示す図である。
【図７】本発明の実施形態に係る信号バランス制御装置を採用可能な光記録再生装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う
１．第１の実施形態（信号バランス制御装置の第１の構成例）
２．第２の実施形態（信号バランス制御装置の第２の構成例）
３．第３の実施形態（信号バランス制御装置の第３の構成例）
４．第４の実施形態（光ディスク装置の構成例）
【００１６】
本実施形態の信号バランス制御装置１００は、次のような光ディスク再生装置および光ディスク記録再生装置（光ディスクドライブ）に適用される。
光ディスクドライブは、グル−ブ（Groove）またはラジアル方向に、所定の物理アドレスや付加情報を含む任意の変調信号と任意の周期波形より形成されるウォブル信号またはウォ−タマ−ク（Watermark）が記録された光ディスク媒体を有する。
光ディスク媒体に対するアクセスは、光ピックアップにより行われる。
信号バランス制御装置１００は、光ピックアップの４現象ディテクタＡ,Ｂ,Ｃ,Ｄ（田の字の右をトレ−ス方向とし右上を起点に時計方向にＡ,Ｂ,Ｃ,Ｄ）の出力信号に[G1*(A+D)−G2*(B+C)]なる差動演算を施してウォブル信号等を抽出する機能を有する。
信号バランス制御装置装置１００はウォブルバランス制御装置（バランス回路１１４）を含む。このウォブルバランス制御装置（バランス回路１１４）は、(A+D)信号系統と(B+C)信号系統のゲイン(G1,G2)のバランスを制御し、同相信号として存在するＲＦ信号成分（以下、ＲＦという）の同相除去を適正にする機能を有している。
上記のウォブルバランス制御装置（バランス回路１１４）は、両信号系統間でＲＦ振幅のいわゆるタスキ掛け演算を実施することにより、完全バランスを実現し、負帰還制御に起因する未記録やディフェクト（Defect）からの回復遅れが解消される。
また、従来アナログ回路として実装されていたバランス回路をＡ／Ｄコンバ−タの後段にロジック回路として移設することができ、ＬＳＩにおける回路面積に関してプロセスシュリンクの利益を享受できるようになっている。
以下、本実施形態の信号バランス制御装置１００の具体的な構成および機能について詳細に説明する。
【００１７】
なお、本実施形態においては、光ピックアップの４現象（田の字）ディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの(A+D)信号と(B+C)信号の振幅を調整しＲＦ成分の同相除去を適正化するウォブルバランス制御装置について説明する。
ただし、本発明は、２現象ディテクタＥ,Ｆ（いわゆる日の字の右をトレ−ス方向とし、上を起点に下方向にＥ,Ｆ）の場合にも適用することが可能である。
【００１８】
＜１．第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る信号バランス制御装置の構成を示す回路図である。
なお、以下の説明では、ウォブルバランス制御装置とはバランス回路１１４と同義であるものとして説明する。
【００１９】
本第１の実施形態に係る信号バランス制御装置１００は、たとえば光ディスクの光ピックアップ（ＯＰＵ）に配置される受光素子１０１、第１のＡＣ結合部１０２、第２のＡＣ結合部１０３、第３のＡＣ結合部１０４、および第４のＡＣ結合部１０５を有する。
信号バランス制御装置１００は、第１の加算器１０６、第２の加算器１０７を有する。信号バランス制御装置１００は、好適には第１の可変利得部（以下、ＧＣＡ）１０８、第２のＧＣＡ１０９、第１のアンチエイリアシングフィルタ（以下、ＡＡＦ）１１０、および第２のＡＡＦ１１１を有することができる。
信号バランス制御装置１００は、第１のアナログ／デジタルコンバ−タ（以下、ＡＤＣ）１１２、第２のＡＤＣ１１３、バランス回路１１４、演算器１１５、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１６、およびウォブルＰＬＬ回路１１７を有する。
信号バランス制御装置１００は、オ−トゲインコントロ−ル（ＡＧＣ）回路１１８、復調部１１９、デコ−ド部１２０、およびタイミングジェネレ−タ１２１を有する。
【００２０】
なお、第１のＡＡＦ１１０および第２のＡＡＦ１１１は、たとえばロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）により形成される。
【００２１】
ここで、本実施形態の信号バランス制御装置１００における基本的な信号の定義について述べる。
【００２２】
［入力信号の定義］
光ピックアップＯＰＵの４現象ディテクタ(A,B,C,D)の出力に対し、(A+D)演算を行い第１のＧＣＡ１０８で所定の利得に調整し第１のＬＰＦ（ＡＡＦ）１１０で帯域制限し、これを第１のＡＤＣ１１２でディジタイズし、第１チャネル（ｃｈ）の信号Sad(t)を得る。
光ピックアップＯＰＵの４現象ディテクタ(A,B,C,D)の出力に対し、(B+C)演算を行い第２のＧＣＡ１０９で所定の利得に調整し第２のＬＰＦ(ＡＡＦ)１１１で帯域制限し、これを第２のＡＤＣ１１３でディジタイズし、第２ｃｈの信号Sbc(t)を得る。
第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)は、以下のように定義できる。
【００２３】
［数１］
Sad(t)= Rad*rf(t) + Wad*wob(t)
Sbc(t)= Rbc*rf(t) − Wbc*wob(t)
【００２４】
ここで、rf(t)は正規化RF信号（±1）を示す。Radは第1ch (A+D)のＲＦ振幅の絶対値を示す。Rbcは第2ch （B+C）のＲＦ振幅の絶対値を示す。
wob(t)は正規化ウォブル（wobble）信号（±１）を示す。Wadは第1ch (A+D)のウォブル（Wobble）振幅の絶対値を示す。Wbcは第2ch (B+C)のウォブル（Wobble）振幅の絶対値を示す。
［定義終わり］
【００２５】
受光素子１０１は、４つの分割受光素子１０１−Ａ，１０１−Ｂ，１０１−Ｃ，１０１−Ｄに分割されている。
分割受光素子１０１−Ａは第１のＲＦ信号ＲＦ１を第１のＡＣ結合部１０２に出力、分割受光素子１０１−Ｂは第２のＲＦ信号ＲＦ２を第２のＡＣ結合部１０３に出力する。分割受光素子１０１−Ｃは第３のＲＦ信号ＲＦ３を第３のＡＣ結合部１０４に出力し、分割受光素子１０１−Ｄは第４のＲＦ信号ＲＦ４を第４のＡＣ結合部１０５に出力する。
【００２６】
第１〜第４のＡＣ結合部１０２〜１０５は、たとえばキャパシタにより構成される。
第１〜第４のＡＣ結合部１０２〜１０５は、光ピックアップ（ＯＰＵ）の受光素子１０１から出力される、第１・第２・第３・第４のＲＦ信号ＲＦ１〜４の直流成分をそれぞれ除去する。
【００２７】
第１の加算器１０６は、第１のＡＣ結合部１０２で直流成分が除去された第１のＲＦ信号１と第４のＡＣ結合部１０５で直流（ＤＣ）成分が除去された第４のＲＦ信号ＲＦ４とを加算して、第１のＧＣＡ１０８に出力する。
【００２８】
第２の加算器１０７は、第２のＡＣ結合部１０３で直流成分が除去された第２のＲＦ信号２と第３のＡＣ結合部１０４で直流（ＤＣ）成分が除去された第３のＲＦ信号ＲＦ３とを加算して、第２のＧＣＡ１０９に出力する。
【００２９】
第１のＧＣＡ１０８は、第１の加算器１０６の出力信号を光ピックアップＯＰＵの受光素子１０１の出力レベルのばらつきに応じてレベル調整し第１のＡＡＦ１１０に出力する。
【００３０】
第２のＧＣＡ１０９は、第２の加算器１０７の出力信号を光ピックアップＯＰＵの受光素子１０１の出力レベルのばらつきに応じてレベル調整し第２のＡＡＦ１１１に出力する。
【００３１】
第１のＡＡＦ１１０は、第１のＧＣＡ１０８の出力の帯域を制限し、帯域外成分の折り返しを防止し、第１のＡＤＣ１１２に出力する。
【００３２】
第２のＡＡＦ１１１は、第２のＧＣＡ１０９の出力の帯域を制限し、帯域外成分の折り返しを防止し、第２のＡＤＣ１１３に出力する。
【００３３】
第１のＡＡＦ１１０および第２のＡＡＦ１１１は、折り返しを防止するためのものであり、本実施形態においては２次ＬＰＦを用いた。次数は任意である。
【００３４】
第１のＡＤＣ１１２は、第１のＡＡＦ１１０の出力をサンプリングし量子化してバランス回路１１４に出力する。
【００３５】
第２のＡＤＣ１１３は、第１のＡＡＦ１１１の出力をサンプリングし量子化してバランス回路１１４に出力する。
【００３６】
第１のＡＤＣ１１２および第２のＡＤＣ１１３は、同一のサンプリングクロックＣＬＫで駆動される。
このサンプリングクロックＣＬＫは、本実施形態では、再生されたウォブル信号に基づいてウォブルＰＬＬ回路１１７により生成される。ただし、本発明の実施形態ではＣＬＫがウォブル信号に同期している必要はないので、固定クロックによる非同期サンプリングでも良い。
【００３７】
バランス回路１１４は、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)間でＲＦ振幅のタスキ掛け乗算を行う機能を有する。
【００３８】
本実施形態のバランス回路１１４は、フィ−ドフォワ−ド型タスキ掛けバランス回路として形成される。
【００３９】
バランス回路１１４は、第１のＲＦ振幅検出器１１４１、第２のＲＦ振幅検出器１１４２、第１の乗算器１１４３、および第２の乗算器１１４４を有する。
【００４０】
第１のＲＦ振幅検出器１１４１は、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)に含まれるＲＦ成分の第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radを検出し、検出したＲＦ振幅絶対値Radを第２の乗算器１１４４に出力する。
【００４１】
第２のＲＦ振幅検出器１１４２は、第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)に含まれるＲＦ成分の第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcを検出し、検出したＲＦ振幅絶対値Rbcを第１の乗算器１１４３に出力する。
【００４２】
図２は、本実施形態に係る第１のＲＦ振幅検出器と第２のＲＦ振幅検出器の構成例を示す図である。
【００４３】
第１のＲＦ振幅検出器１１４１は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２０１、ピ−クホ−ルド（ＰＨ）回路２０２、ボトムホ−ルド（ＢＨ）回路２０３、および演算器２０４を有する。
第２のＲＦ振幅検出器１１４２は、ＨＰＦ２０５、ピ−クホ−ルド（ＰＨ）回路２０６、ボトムホ−ルド（ＢＨ）回路２０７、および演算器２０８を有する。
【００４４】
第１および第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の入力段には、第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)のＤＣ成分を抑止し、ウォブル成分を低減しＲＦ成分を抽出するためのＨＰＦ２０１,２０５を有することができる。
また、ＰＨ回路２０２，２０６とＢＨ回路２０３,２０７のドル−プ時定数(またはリリ−ス時定数)は、好適にはウォブル信号のスル−レ−トよりも充分に高くＲＦの最低繰り返し周期のスル−レ−トよりも充分に低いスル−レ−トを実現する時定数に定められる。
そして、アタック時定数はドル−プ時定数よりも充分に小さい値（たとえば1/10程度）に定められる。
【００４５】
ＰＨ回路２０２，２０６は、ＨＰＦ出力または入力信号をピ−クホ−ルドする機能を有する。
ＢＨ回路２０３，２０７は、ＨＰＦ出力または入力信号をボトムホ−ルドする機能を有する。
演算器２０４，２０８は、ＰＨ回路２０２，２０６出力とＢＨ回路２０３，２０７出力の差分を取ってＲＦ振幅値とする機能を有する。
【００４６】
以上の構成は一例では、たとえば以下のように構成することも可能である。
【００４７】
第１および第２のＲＦ振幅検出器１１４１,１１４２は、ＨＰＦと、ＨＰＦから出力されるＲＦ信号成分の絶対値を取るＦＷＲ（全波整流回路）等の絶対値回路と、絶対値回路の出力を平滑するＬＰＦまたはＰＨ回路により構成可能である。
【００４８】
また、第１のＲＦ振幅検出器１１４１は、Ａ信号に含まれるＲＦ成分に関する振幅検出部の出力とＤ信号に含まれるＲＦ成分に関する振幅検出部の出力の和(または平均値)として実現される。
第２のＲＦ振幅検出器１１４２は、Ｂ信号に含まれるＲＦ成分に関する振幅検出部の出力とＣ信号に含まれるＲＦ成分に関する振幅検出部の出力の和(または平均値)として実現される。
【００４９】
第１の乗算器１１４３は、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２のＲＦ振幅検出器１１４２による第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcをタスキ掛け乗算し、以下に示す第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)を得る。
【００５０】
［数２］
Wob1(t) = Rad*Rbc*rf(t) + Rbc*Wad*wob(t)
【００５１】
第２の乗算器１１４４は、第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sbc(t)と第１のＲＦ振幅検出器１１４１による第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rabをタスキ掛け乗算し、以下に示す第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)を得る。
【００５２】
［数３］
Wob2(t) = Rad*Rbc*rf(t) − Rad*Wbc*wob(t)
【００５３】
そして、演算器１１５で第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)と第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)の差分を取って、以下に示すウォブル信号Wobout(t)を得る。
【００５４】
［数４］
Wobout(t) = ( Rbc*Wad + Rad*Wbc )*wob(t)
【００５５】
上記のタスキ掛け乗算の結果として、第１ｃｈと第２ｃｈのバランス崩れが如何なる場合でも、第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)と第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)の第一項（ＲＦ成分）の振幅が完全に一致し、ＲＦ成分がリアルタイムかつ完全に除去される。
その結果、ウォブル成分のみが抽出される。
【００５６】
次に、上記構成による動作を説明する。
【００５７】
受光素子１０１において、４分割され、分割受光素子１０１−Ａから第１のＲＦ信号ＲＦ１が第１のＡＣ結合部１０２に出力される。
同様にして、分割受光素子１０１−Ｂから第２のＲＦ信号ＲＦ２が第２のＡＣ結合部１０３に出力される。
分割受光素子１０１−Ｃから第３のＲＦ信号ＲＦ３が第３のＡＣ結合部１０４に出力される。
分割受光素子１０１−Ｄから第４のＲＦ信号ＲＦ４が第４のＡＣ結合部１０５に出力される。
【００５８】
第１〜第４のＡＣ結合部１０２〜１０５では、光ピックアップ（ＯＰＵ）の受光素子１０１から出力される、第１・第２・第３・第４のＲＦ信号ＲＦ１〜４の直流成分がそれぞれ除去される。
そして、第１の加算器１０６において、第１のＡＣ結合部１０２で直流成分が除去された第１のＲＦ信号ＲＦ１と第４のＡＣ結合部１０５で直流（ＤＣ）成分が除去された第４のＲＦ信号ＲＦ４とが加算され、第１のＧＣＡ１０８に出力される。
また、第２の加算器１０７において、第２のＡＣ結合部１０３で直流成分が除去された第２のＲＦ信号ＲＦ２と第３のＡＣ結合部１０４で直流（ＤＣ）成分が除去された第３のＲＦ信号ＲＦ３とが加算され、第２のＧＣＡ１０９に出力される。
【００５９】
第１のＧＣＡ１０８では、第１の加算器１０６の出力信号が光ピックアップ（ＯＰＵ）の受光素子１０１の出力レベルのばらつきに応じてレベル調整され、第１のＡＡＦ１１０に出力される。
同様に、第２のＧＣＡ１０９では、第２の加算器１０７の出力信号が光ピックアップ（ＯＰＵ）の受光素子１０１の出力レベルのばらつきに応じてレベル調整され、第２のＡＡＦ１１１に出力される。
【００６０】
第１のＡＡＦ１１０においては、第１のＧＣＡ１０８の出力の帯域が制限され、帯域外成分の折り返しが防止されて、第１のＡＤＣ１１２に出力される。
また、第２のＡＡＦ１１１においては、第２のＧＣＡ１０９の出力の帯域が制限され、帯域外成分の折り返しが防止されて、第２のＡＤＣ１１３に出力される。
【００６１】
そして、第１のＡＤＣ１１２で、第１のＡＡＦ１１０の出力がサンプリング、量子化作用を受け、デジタル信号の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)としてバランス回路１１４に入力される。
同様に、第２のＡＤＣ１１３で、第２のＡＡＦ１１１の出力がサンプリング、量子化作用を受け、デジタル信号の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)としてバランス回路１１４に入力される。
【００６２】
バランス回路１１４においては、第１のＲＦ振幅検出器１１４１で、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)に含まれる第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radが検出される。検出されＲＦ振幅絶対値Radは第２の乗算器１１４４に供給される。
また、第２のＲＦ振幅検出器１１４１で、第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)に含まれる第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcが検出される。検出されたＲＦ振幅絶対値Rbcは第１の乗算器１１４３に供給される。
【００６３】
第１の乗算器１１４３においては、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２のＲＦ振幅検出器１１４２による第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcがタスキ掛け乗算され、第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)が得される。この第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)は演算器の第１入力端子（＋）に供給される。
第２の乗算器１１４４においては、第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)と第１のＲＦ振幅検出器１１４１による第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radがタスキ掛け乗算され、第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)が得られる。この第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)は、演算器１１５の第２入力端子（−）に供給される。
そして、演算器１１５で第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)と第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)の差分がとられ、ＲＦ成分がリアルタイムかつ完全に除去され、ウォブル成分のみが抽出されるウォブル信号Wobout(t)が得られる。
【００６４】
演算器１１５により得られたウォブル信号Wobout(t)は、ＢＰＦ１１６で不要帯域成分が除去され、ウォブルＰＬＬ回路１１７に供給され、第１のＡＤＣ１１２および第２のＡＤＣ１１３のサンプリングクロックＣＬＫの生成に用いられる。
また、演算器１１５により得られたウォブル信号Wobout(t)は、ＡＧＣ１１８を経て復調、デコ−ド等の処理を受けて、たとえばアドレス、書込み時のタイミング生成に適用される。
【００６５】
第１の実施形態のウォブルバランス制御装置１００によれば、(A+D)信号系統と(B+C)信号系統間でＲＦ振幅のいわゆるタスキ掛け演算を実施することにより、完全バランスが実現され、負帰還制御に起因する未記録やディフェクトからの回復遅れが解消される。
また、通常アナログ実装されていたバランス回路をＡＤＣ後段のロジック側に移設することができ、ＬＳＩにおける回路面積に関してプロセスシュリンクの利益を享受できる。
【００６６】
なお、本第１の実施形態では、ＲＦが存在しない未記録部分では、ウォブル信号Wobout(t)がゼロにミュ−トされるので、未記録部分のウォブル信号を再生することが困難となる。
この制限を改良して、光ディスクドライブの全般に適用できるようにした実施形態が、次に示す第２の実施形態である。
【００６７】
＜２．第２の実施形態＞
図３は、本発明の第２の実施形態に係る信号バランス制御装置の構成を示す回路図である。
【００６８】
本第２の実施形態に係る信号バランス制御装置１００Ａが第１の実施形態に係る信号バランス制御装置１００と異なる点は、以下の点にある。
【００６９】
信号バランス制御装置１００Ａは、バランス回路１１４Ａにおいて、第１および第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の出力と第１および第２乗算器１１４３，１１４４の間に信号処理部１１４５が配置されている。
信号処理部１１４５は、第１のＲＦ振幅検出器１１４１の第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radと第２のＲＦ振幅検出器１１４２の第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcに所定の処理を施して第１の制御信号Ｇ１および第２の制御信号Ｇ２を生成する。
第１の乗算器１１４３は、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)に第２の制御信号Ｇ２を乗算する。
第２の乗算器１１４４は、第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)に第１の制御信号Ｇ１を乗算する。
結果として、バランス回路１１４Ａは、第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)間でＲＦ振幅に基づく制御信号のタスキ掛け乗算を行う。
【００７０】
この所定の処理を行う信号処理部１１４５は、利得正規化部として機能する。
信号処理部１１４５は、第１および第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の出力の各々または第１と第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の出力の平均値(または和)の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する下限リミッタを含む。
【００７１】
より具体的には、信号処理部１１４５は、第１の下限リミッタ１１４５１および第２の下限リミッタ１１４５２を有する。
さらに信号処理部１１４５は、加算器１１４５３、逆数器１１４５４、第３の乗算器１１４５５、および第４の乗算器１１４５６を有する。
【００７２】
第１の下限リミッタ１１４５１は、第１のＲＦ振幅検出器１１４１の出力の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する機能を有する。
第１の下限リミッタ１１４５１は、下限を制限したＲＦ振幅絶対値Rad0を加算器１１４５３および第３の乗算器１１４５５に出力する。
【００７３】
第２の下限リミッタ１１４５２は、第２のＲＦ振幅検出器１１４２の出力の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する機能を有する。
第２の下限リミッタ１１４５２は、下限を制限したＲＦ振幅絶対値Rbc0を加算器１１４５３および第４の乗算器１１４５６に出力する。
【００７４】
加算器１１４５３は、第１の下限リミッタ１１４５１のＲＦ振幅絶対値Rad0と第２の下限リミッタ１１４５２のＲＦ振幅絶対値Rbc0を加算したＲＦ振幅値を得て、そのＲＦ振幅値を逆数器１１４５４に出力する。
【００７５】
逆数器１１４５４は、供給される加算器１１４５３の出力（ＲＦ振幅値）の逆数を計算し、信号Ｇ０として、第３の乗算器１１４５５および第４の乗算器１１４５６に出力する。
【００７６】
第３の乗算器１１４５５は、第１の下限リミッタ１１４５１の出力Rad0と逆数器１１４５４の出力信号Ｇ０を乗算して第１の制御信号Ｇ１を得、第１の制御信号Ｇ１を第２の乗算器１１４４に出力する。
第４の乗算器１１４５６は、第２の下限リミッタ１１４５２の出力Rbc0と逆数器１１４５４の出力信号Ｇ０を乗算して第２の制御信号Ｇ２を得、第２の制御信号Ｇ２を第１の乗算器１１４３に出力する。
【００７７】
図４は、本第２の実施形態に係る第１の下限リミッタ、第２の下限リミッタ、逆数器の構成例を示す図である。
なお、図４の構成では、加算器１１４５３の出力部に１ビットシフトダウンして、加算器１１４５３の出力の平均値を得る（１／２する）シフトダウン器１１４５７が配置されている。なお、このシフトダウン機能は、後述のＬＵＴ２２１に統合して構成されても良い。
【００７８】
第１の下限リミッタ１１４５１は、比較器２１１、およびマルチプレクサ２１２を有する。
比較器２１１は、第１のＲＦ振幅検出器１１４１のＲＦ振幅絶対値Radと閾値Ｖｔｈとを比較し、その結果を信号Ｓ２１１としてマルチプレクサ２１２に出力する。
マルチプレクサ２１２は、信号Ｓ２１１に応じて、ＲＦ振幅絶対値Radまたは閾値Ｖｔｈを選択し、ＲＦ振幅絶対値Rad0として加算器１１４５３および第３の乗算器１１４５５に出力する。
第１の下限リミッタ１１４５１は、ＲＦ振幅絶対値Radが閾値Ｖｔｈより大きい場合にはＲＦ振幅絶対値RadをＲＦ振幅絶対値Rad0として出力し、小さい場合には閾値ＶｔｈをＲＦ振幅絶対値Rad0として出力する。
【００７９】
第２の下限リミッタ１１４５２は、比較器２１３、およびマルチプレクサ２１４を有する。
比較器２１３は、第２のＲＦ振幅検出器１１４２のＲＦ振幅絶対値Rbcと閾値Ｖｔｈとを比較し、その結果を信号Ｓ２１３としてマルチプレクサ２１４に出力する。
マルチプレクサ２１４は、信号Ｓ２１３に応じて、ＲＦ振幅絶対値Rbcまたは閾値Ｖｔｈを選択し、ＲＦ振幅絶対値Rbc0として加算器１１４５３および第４の乗算器１１４５６に出力する。
第２の下限リミッタ１１４５２は、ＲＦ振幅絶対値Rbcが閾値Ｖｔｈより大きい場合にはＲＦ振幅絶対値RbcをＲＦ振幅絶対値Rbc0として出力し、小さい場合には閾値ＶｔｈをＲＦ振幅絶対値Rbc0として出力する。
【００８０】
逆数器１１４５４は、第１のルックアップテ−ブル（ＬＵＴ）２２１と、第２のＬＵＴ２２２と、第３のＬＵＴ２２３と、減算器または逆相加算器２２４，２２５とを含んで構成される。
第１のＬＵＴ２２１は、加算器の出力を対数変換する機能を有する。
第３のＬＵＴ２２３は、目標利得Ｋを対数変換する機能を有する。
減算器または逆相加算器２２４，２２５は、第３のＬＵＴ２２３の出力から第１のＬＵＴ２２１の出力を差し引く機能を有する。
第２のＬＵＴ２２２は、減算器または逆相加算器２２４，２２５の出力を指数変換し、信号Ｇ０として出力する機能を有する。
【００８１】
以上の構成は一例では、たとえば以下のように構成することも可能である。
【００８２】
逆数器１１４５４は、加算器１１４５３の出力を対数変換する第１のＬＵＴ２２１と、目標利得Ｋの対数(ｄＢ)変換値から第１のＬＵＴ２２１の出力を差し引く減算器または逆相加算器２２４，２２５と、その出力を指数変換する第２のＬＵＴ２２２により構成される。
【００８３】
逆数器１１４５４は、目標利得Ｋ（リニアまたは対数(ｄＢ)変換値）を与える第1の入力と、加算器１１４５３の出力を接続する第２の入力を有する、単一のＬＵＴとして構成されることも可能である。
【００８４】
また、加算器１１４５３と逆数器１１４５４は、次のように構成される。
これらは、第１の下限リミッタ１１４５１の出力を接続する第１の入力と、第２の下限リミッタ１１４５２の出力を接続する第２の入力と、目標利得Ｋ(リニアまたは対数(ｄＢ)変換値)を与える第３の入力を有する、単一のＬＵＴとして構成されることも可能である。
【００８５】
以上、第２の実施形態に係るバランス回路１１４Ａの信号処理部１１４５をハ−ドウェア（ＨＷ）で構成した例について説明した。
以下に、第２の実施形態に係るバランス回路１１４Ａのより具体的な処理等について説明する。
【００８６】
第１のＲＦ振幅検出器１１４１で、第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radが検出される。
このＲＦ振幅絶対値Radが第１の下限リミッタ１１４５１に入力され、次のように、閾値Ｖｔｈを以って振幅下限が制限される。
【００８７】
［数５］
Rad0 = Rad (Rad≧Vth)
Rad0 = Vth (Rad<Vth)
【００８８】
第２のＲＦ振幅検出器１１４２で、第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcが検出される。
このＲＦ振幅絶対値Rbcが第２の下限リミッタ１１４５２に入力され、次のように、閾値Ｖｔｈを以って振幅下限を制限する。
【００８９】
［数６］
Rbc0 = Rbc (Rbc≧Vth)
Rbc0 = Vth (Rbc<Vth)
【００９０】
第１および第２の下限リミッタ１１４５１,１１４５２は、ＲＦが存在しない未記録部分でWobout(t)がゼロにミュ−トされることを防止して未記録部分のウォブル信号を読むことができるようにする。
さらに、第１および，第２の下限リミッタ１１４５１,１１４５２は、後述の正規化の際にディフェクト等の信号欠落によりゼロ割り発散が生じることを防止する。
以下に、第１および第２の下限リミッタ１１４５１,１１４５２のＲＴＬの例を下に示す。
【００９１】
module lowlim(in,vth,out);
input (N:0) in;
input (N:0) vth;
output (N:0) out;
if (in < vth)
assign out=vth;
else
assign out=in;
endmodule
【００９２】
上記の閾値Ｖｔｈは、定常状態におけるRF平均振幅の、たとえば、１／８程度以下に定められる。
第１および，１１４５２の出力Rad0とRbc0が加算器１１４５３に入力され、以下に示すように、ＲＦ振幅の平均値RFampが得られる。
【００９３】
［数７］
RFamp = (Rad0+Rbc0)/2
RFamp = (Rad+Rbc)/2 (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
RFamp = (Rad+Vth)/2 (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
RFamp = (Vth+Rbc)/2 (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
RFamp = Vth         (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【００９４】
なお、片書き状態とは、隣接トラックのみに記録が存在する部分をいう。以下同様である。
【００９５】
上記のＲＦ振幅平均値RFampは逆数器１１４５４に入力される。逆数器１１４５４においてはウォブルバランス制御装置１００Ａの全体利得を正規化する係数Ｇ０が生成される。
【００９６】
逆数器１１４５４の出力信号Ｇ０は、目標利得をＫとする場合、下記のように定められる。
【００９７】
［数８］
G0 = K/RFamp
G0= 2*K/(Rad+Rbc)           (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
G0= 2*K/(Rad+Vth)           (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
G0= 2*K/(Vth+Rbc)           (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
G0=   K/ Vth                (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【００９８】
第１の下限リミッタ１１４５１の出力Rad0に逆数器１１４５４の出力信号Ｇ０が乗算され、以下に示す第１の制御信号としての第１のバランス制御利得Ｇ１が得られる。
【００９９】
［数９］
G1 = G0 * Rad0
G1 = 2*K*Rad/(Rad+Rbc)      (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
G1 = 2*K*Rad/(Rad+Vth)        (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
G1 = 2*K*Vth/(Vth+Rbc)      (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
G1 =   K                      (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１００】
第２の下限リミッタ１１４５２の出力Rbc0に逆数器１１４５４の出力信号Ｇ０が乗算され、以下に示す第２の制御信号としての第２のバランス制御利得Ｇ２が得られる。
【０１０１】
［数１０］
G2 = G0 * Rbc0
G2 = 2*K*Rbc/(Rad+Rbc)      (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
G2 = 2*K*Vth/(Rad+Vth)        (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
G2 = 2*K*Rbc/(Vth+Rbc)      (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
G2 =   K                      (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１０２】
第１の乗算器１１４３で、上述のSad(t)と第２のバランス制御利得Ｇ２がタスキ掛け乗算され、以下に示す第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)が得られる。
【０１０３】
［数１１］
Wob1(t) = G2 * Sad(t)
Wob1(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) + Rbc*Wad*wob(t)] /(Rad+Rbc)
;(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
Wob1(t) = 2*K*[Rad*Vth*rf(t) + Vth*Wad*wob(t)] /(Rad+Vth)
;(Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
Wob1(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) + Rbc*Wad*wob(t)] /(Vth+Rbc)
;(Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
Wob1(t) =   K*   [Rad*rf(t) + Wad*wob(t)] 
;(Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１０４】
第２の乗算器１１４４で、上述のSbc(t)と第１のバランス制御利得Ｇ１がタスキ掛け乗算され、以下に示す第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)が得られる。
【０１０５】
［数１２］
Wob2(t) = G1 * Sbc(t)
Wob2(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) − Rad*Wbc*wob(t)]/(Rad+Rbc)
;(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
Wob2(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) − Rad*Wbc*wob(t)]/(Rad+Vth)
;(Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
Wob2(t) = 2*K*[Vth*Rbc*rf(t) − Vth*Wbc*wob(t)]/(Vth+Rbc)
;(Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
Wob2(t) =   K*[Rbc*rf(t) − Wbc*wob(t)]
;(Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１０６】
そして、演算器１１５において、第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)と第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)の差分が取られて、以下に示すように、下限リミッタが作動していない定常状態においてＲＦ成分を含まない、ウォブル信号Wobout(t)が得られる。
【０１０７】
［数１３］
Wobout(t) = Wob1(t) - Wob2(t)
Wobout(t) = 2*K*[(Rbc*Wad+Rad*Wbc)/(Rad+Rbc)]*wob(t) 
;(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
Wobout(t) = 2*K*[Rad*(Vth−Rbc)*rf(t)+(Vth*Wad+Rad*Wbc)*wob(t)]/(Rad+Vth) 
;(Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
Wobout(t) = 2*K*[Rbc*(Rad−Vth)*rf(t)+(Rbc*Wad+Vth*Wbc)*wob(t)]/(Vth+Rbc)
;(Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
Wobout(t) =   K*[(Rad−Rbc)*rf(t)−(Wad+Wbc)*wob(t)]  
;(Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
Wobout(t) ≒   K*(Wad+Wbc)*wob(t)
;(Rad≒0 .and. Rbc≒0);未記録状態
【０１０８】
上述のタスキ掛け乗算の結果として、定常状態(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth)においては、第１ｃｈと第２ｃｈのバランス崩れが如何なる場合でも、Wob1(t)とWob2(t)の第一項(RF成分)の振幅が完全に一致する。そして、ＲＦ成分がリアルタイムかつ完全に除去され、ウォブル成分のみが抽出される。
また、隣接トラックのみに記録が存在する部分(片書き状態)など、ＲＦ信号のバランス崩れが大きい場合は、Ｓ／Ｎ比が良好なＲＦ振幅が充分に小さい側のウォブル信号が抽出される。
また、未記録やディフェクト（Defect）部分など、ＲＦが存在しない部分では、固定利得になる。
【０１０９】
＜３．第３の実施形態＞
図５は、本発明の第３の実施形態に係る信号バランス制御装置の構成を示す回路図である。
【０１１０】
本第３の実施形態に係る信号バランス制御装置１００Ｂが第２の実施形態に係る信号バランス制御装置１００Ａと異なる点は、以下の点にある。
【０１１１】
第２の実施形態の信号バランス制御装置１００Ａは、バランス回路１１４Ａにおいて、第１および第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の出力と第１および第２乗算器１１４３，１１４４の間に配置される信号処理部１１４５がハ−ドウエアで形成されていた。
これに対して、第３の実施形態の信号バランス制御装置１００Ｂのバランス回路１１４Ｂでは、信号処理部１１４５Ｂの処理手続きが、ファ−ムウェア（ＦＷ）で形成されている。
【０１１２】
この所定の処理を行う信号処理部１１４５Ｂは、第１のデ−タ取り込み部２３１、第２のデ−タ取り込み部２３２、制御部としてのＭＣＵ２３３、第１の制御レジスタ２３４、第２の制御レジスタ２３５、メモリ２３６、およびタイマ回路２３７を有する。
なお、制御部としてはＭＣＵの代わりにＤＳＰも適用可能である。
第１のデ−タ取り込み部２３１、第２のデ−タ取り込み部２３２、ＭＣＵ（またはＤＳＰ）２３３、第１の制御レジスタ２３４、第２の制御レジスタ２３５、およびメモリ２３６はバス２３８に接続されている。
【０１１３】
第１のデ−タ取り込み部２３１は、第１のＲＦ振幅検出器１１４１の出力信号をＭＣＵ２３３に引き渡す機能を有する。
第２のデ−タ取り込み部２３２は、第２のＲＦ振幅検出器１１４２の出力信号をＭＣＵ２３３に引き渡す機能を有する。
【０１１４】
ＭＣＵ２３３は、第１のデ−タ取り込み部２３１と第２のデ−タ取り込み部２３２から取得したデ−タにメモリ２３６上に格納されたプログラムに従って所定の処理を行い第１の制御デ−タＧ１と第２の制御デ−タＧ２を得る。
【０１１５】
第１の制御レジスタ２３４は、ＭＣＵ２３３からの第１の制御デ−タＧ１を書き込む。
第２の制御レジスタ２３５は、ＭＣＵ２３３からの第２の制御デ−タＧ２を書き込む。
【０１１６】
バランス回路１１４Ｂにおいて、第１の乗算器１１４３は、第１のＡＤＣ１１２の第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)に第２の制御デ−タＧ２を乗算する。
第２の乗算器１１４４は、第２のＡＤＣ１１３の第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)に第１の制御デ−タＧ１を乗算する。
結果として、バランス回路１１４Ｂは、第１ｃｈの(A+D) A/D出力信号Sad(t)と第２ｃｈの(B+C) A/D出力信号Sbc(t)間でＲＦ振幅に基づく制御デ−タのタスキ掛け乗算を行う。
【０１１７】
なお、アナログの処理系に適用する場合は、第１と第２のデ−タ取り込み部２３１，２３２にＡＤＣを含ませて構成することも可能である。
また同様に、第１と第２の制御レジスタ２３４，２３５の出力を第１および第２の制御デジタルアナログコンバ−タ（ＤＡＣ）に接続する。
そして、(A+D)信号に第２の制御ＤＡＣの出力を乗算する第１のＧＣＡと、（B+C）信号に第１の制御ＤＡＣの値を乗算する第２のＧＣＡを有し、(A+D)信号と(B+C)信号間でＲＦ振幅のタスキ掛け乗算を行うように構成することも可能である。
この場合、第１のＧＣＡが第１の乗算器を形成し、第２のＧＣＡが第２の乗算器を形成する。
【０１１８】
所定の処理を行う信号処理部１１４５Ｂは、次の条件分岐ステップ処理を含む。
条件分岐ステップは、第１および第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の出力の各々または第１と第２のＲＦ振幅検出器１１４１，１１４２の出力の平均値(または和)の下限を、任意の閾値を以ってゼロではない正の値に制限する。
【０１１９】
ファ−ムウェアに基づく信号処理部１１４５Ｂは、ＭＣＵ２３３で処理されるステップ処理として、次の処理を含む。
すなわち、ＭＣＵ２３３の処理には、第１の条件分岐ステップ、第２の条件分岐ステップ、加算ステップ、除算ステップ、第１の乗算ステップ、および第２の乗算ステップを含む。
【０１２０】
第１の条件分岐ステップは、第１のＲＦ振幅検出器１１４１の出力の下限を、任意の閾値Ｖｔｈを以ってゼロではない正の値に制限する。
第２の条件分岐ステップは、第２のＲＦ振幅検出器１１４２の出力の下限を、任意の閾値Ｖｔｈを以ってゼロではない正の値に制限する。
加算ステップは、第１の条件分岐ステップと第２の条件分岐ステップの出力を加算してＲＦ振幅値を得る。
除算ステップは、ＲＦ振幅値の逆数を計算する。
第１の乗算ステップは、ＲＦ振幅値の逆数と第１の分岐条件ステップによる値を乗算し第１の制御デ−タを得る。
第２の乗算ステップは、ＲＦ振幅値の逆数と第２の分岐条件ステップによる値を乗算し第１の制御デ−タを得る。
【０１２１】
以上、第３の実施形態に係るバランス回路１１４Ｂの信号処理部１１４５Ｂをファ−ムウェア（ＦＷ）で構成した例について説明した。
以下に、第３の実施形態に係るバランス回路１１４Ｂのより具体的な処理等について、図６等に関連付けて説明する。
図６は、第３の実施形態に係る処理プログラムのフロ−チャ−トを示す図である。
【０１２２】
第１のＲＦ振幅検出器１１４１で、第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radが検出される。
第２のＲＦ振幅検出器１１４２で、第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcが検出される。
ＭＣＵ２３３のデ−タバス２３８上には、処理プログラムが格納されたメモリ２３６と、第１と第２のデ−タ取り込み部２３１，２３２、および第１と第２の制御レジスタ２３４，２３５が配置されている。
また、ＭＣＵ２３３において、処理プログラム(タスク)を周期的に起動させるための割り込み信号を発生するタイマ回路２３７を有することができる。好適には、ディスクの１回転あたり８回程度、タスクを起動させる事が望ましい。
【０１２３】
ステップＳＴ１１で、ＭＣＵ２３３は、第１のデ−タ取り込み部２３１より、第１ｃｈのＲＦ振幅絶対値Radを取得する。
ＭＣＵ２３３は、第２のデ−タ取り込み部２３２より、第２ｃｈのＲＦ振幅絶対値Rbcを取得する。
ステップＳＴ１２、ＳＴ１３で、ＭＣＵ２３３において、ＲＦ振幅絶対値Radを閾値Ｖｔｈと比較し、次のように、ＲＦ振幅絶対値Radの下限を制限する。
【０１２４】
［数１４］
Rad = Rad(Rad≧Vth)
Rad = Vth(Rad<Vth)
【０１２５】
ステップＳＴ１４、ＳＴ１５で、ＭＣＵ２３３において、ＲＦ振幅絶対値Rbcを閾値Ｖｔｈと比較し、次のように、ＲＦ振幅絶対値Rbcの下限を制限する。
【０１２６】
［数１５］
Rbc = Rbc(Rbc≧Vth)
Rbc = Vth(Rbc<Vth)
【０１２７】
上述の下限リミット処理は、ＲＦが存在しない未記録部分でWobout(t)がゼロにミュ−トされることを防止して未記録部分のWobble信号を読むことができるようにする。
さらに、後述の正規化の際にディフェクト（Defect）等の信号欠落によりゼロ割り発散が生じることを防止する。
下限値Ｖｔｈは、ＲＦ定常振幅に対して充分に小さい値、たとえば、RF定常振幅の１／８程度以下に定められる。
【０１２８】
ステップＳＴ１６で、ＭＣＵ２３３において、上記のRadとRbcから、以下に示すように、ＲＦ平均振幅RFampを求める。
【０１２９】
［数１６］
RFamp = (Rad+Rbc)/2         (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
RFamp = (Rad+Vth)/2         (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
RFamp = (Vth+Rbc)/2         (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
RFamp =  Vth                (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１３０】
ステップＳＴ１７で、ＭＣＵ２３３において、上記のRad、Rbc、RFampと、目標利得Ｋから、第１のバランス制御利得Ｇ１と第２のバランス制御利得Ｇ２を求める。
【０１３１】
［数１７］
G1 = K*Rad/RFamp
G1 = 2*K*Rad/(Rad+Rbc)      (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
G1 = 2*K*Rad/(Rad+Vth)      (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
G1 = 2*K*Vth/(Vth+Rbc)      (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
G1 =   K                    (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
G2 = K*Rbc/RFamp
G2 = 2*K*Rbc/(Rad+Rbc)      (Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
G2 = 2*K*Vth/(Rad+Vth)      (Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
G2 = 2*K*Rbc/(Vth+Rbc)      (Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
G2 =   K                    (Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１３２】
ステップＳＴ１８で、ＭＣＵ２３３から、第１の制御レジスタ２３４と第２の制御レジスタ２３５に、第１のバランス制御利得Ｇ１および第２のバランス制御利得Ｇ２を書き込む。なお、好適には、ステップＳＴ１２からＳＴ１８に対して、図示しないディフェクトホ−ルドステップを追加することができる。
【０１３３】
第１の乗算器１１４３で、上述のSad(t)と第２のバランス制御利得Ｇ２をタスキ掛け乗算し、以下に示す第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)を得る。
【０１３４】
［数１８］
Wob1(t) = G2 * Sad(t)
Wob1(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) + Rbc*Wad*wob(t)] /(Rad+Rbc)
;(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
Wob1(t) = 2*K*[Rad*Vth*rf(t) + Vth*Wad*wob(t)] /(Rad+Vth)
;(Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
Wob1(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) + Rbc*Wad*wob(t)] /(Vth+Rbc)
;(Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
Wob1(t) =   K*   [Rad*rf(t) + Wad*wob(t)] 
;(Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１３５】
第２の乗算器１１４４で、上述のSbc(t)と第１のバランス制御利得Ｇ１をタスキ掛け乗算し、以下に示す第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)を得る。
【０１３６】
［数１９］
Wob2(t) = G1 * Sbc(t)
Wob2(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) − Rad*Wbc*wob(t)]/(Rad+Rbc)
;(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
Wob2(t) = 2*K*[Rad*Rbc*rf(t) − Rad*Wbc*wob(t)]/(Rad+Vth)
;(Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
Wob2(t) = 2*K*[Vth*Rbc*rf(t) − Vth*Wbc*wob(t)]/(Vth+Rbc)
;(Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
Wob2(t) =   K*[Rbc*rf(t) − Wbc*wob(t)]
;(Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
【０１３７】
そして、演算器１１５において、第１ｃｈのウォブル信号Wob1(t)と第２ｃｈのウォブル信号Wob2(t)の差分を取って、以下に示すような、Wobble信号Wobout(t)を得る。
【０１３８】
［数２０］
Wobout(t) = Wob1(t) - Wob2(t)
Wobout(t) = 2*K*[(Rbc*Wad+Rad*Wbc)/(Rad+Rbc)]*wob(t) 
;(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth);定常状態
Wobout(t) = 2*K*[Rad*(Vth−Rbc)*rf(t)+(Vth*Wad+Rad*Wbc)*wob(t)]/(Rad+Vth) 
;(Rad≧Vth .and. Rbc<Vth);片書き状態
Wobout(t) = 2*K*[Rbc*(Rad−Vth)*rf(t)+(Rbc*Wad+Vth*Wbc)*wob(t)]/(Vth+Rbc)
;(Rad<Vth .and. Rbc≧Vth);片書き状態
Wobout(t) =   K*[(Rad−Rbc)*rf(t)−(Wad+Wbc)*wob(t)]  
;(Rad<Vth .and. Rbc<Vth);未記録状態
Wobout(t) ≒   K*(Wad+Wbc)*wob(t)
;(Rad≒0 .and. Rbc≒0);未記録状態
【０１３９】
上述のタスキ掛け乗算の結果として、定常状態(Rad≧Vth .and. Rbc≧Vth)においては、第１ｃｈと第２ＣＨのバランス崩れが如何なる場合でも、Wob1(t)とWob2(t)の第一項(RF成分)の振幅が完全に一致する。そして、ＲＦ成分がリアルタイムかつ完全に除去されウォブル成分のみが抽出される。
また、隣接トラックのみに記録が存在する部分(片書き状態)など、ＲＦ信号のバランス崩れが大きい場合は、Ｓ／Ｎ比が良好なＲＦ振幅が充分に小さい側のウォブル信号が抽出される。
また、未記録やディフェクト部分など、ＲＦが存在しない部分では、固定利得になる。
【０１４０】
以上の第１〜第３の実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
本実施形態においては、光ディスクドライブのウォブル信号処理系におけるウォブルバランス制御装置において、(A+D)信号系と(B+C)信号系の間でＲＦ振幅のタスキ掛け演算を実施する。
これにより、負帰還制御ル−プを用いずに完全バランスを実現し、負帰還制御に起因する未記録領域やディフェクトからの回復遅れを解消することができる。
本実施形態においては、負帰還を用いないフィ−ドフォワ−ド型の構成であるため、負帰還制御におけるル−プ安定性を考慮する必要が無く、本実施形態のウォブルバランス制御装置の応答速度は、第１と第２の振幅検出器の時定数のみで決定できる。
このため、バランス制御の応答速度を高速化することが可能になり、周回変動・片書き・ディフェクトに追従させることが容易になる。その結果、未記録部分が混在したメディアやディフェクト応答時などのバランス崩れの影響から速やかに回復し、リ−ダビリティを向上させることができる。
【０１４１】
また、本実施形態によれば、従来Ａ／Ｄ前段にアナログ回路として実装されていたバランス回路をＡ／Ｄ後段にロジック回路として移設することが可能になり、回路面積(チップコスト)に関して、プロセスシュリンクの利益を享受することが可能となる。
【０１４２】
なお、上述した装置は、たとえば波長が４００ｎｍ帯の半導体レ−ザを搭載するブル−レイディスク（Ｂｌｕ−ｒａｙ  ｄｉｓｃ：登録商標）等の光記録再生装置(光ディスク装置)に適用可能である。
【０１４３】
＜４．第４の実施形態＞
図７は、本発明の実施形態に係る信号バランス制御装置を採用可能な光ディスク装置の構成例を示す図である。
【０１４４】
この光記録再生装置３００は、記録媒体（たとえば光ディスク）３０１、光ピックアップ（光ヘッド）３１０、信号処理系３２０、サ−ボ制御部３３０、および駆動回路３４０を有する。
【０１４５】
光ヘッド３１０は、レ−ザ駆動回路により駆動されデジタルデ−タの記録再生用のレ−ザダイオ−ド３１１、レ−ザダイオ−ド３１１が放射したレ−ザ光を検出する受光素子３１２、光学系６１３、対物レンズ３１４等を有する。
受光素子３１２が、前述した各実施形における受光素子１０１に対応する。
【０１４６】
信号処理系３２０には、前述の第１〜第３の実施形態の信号バランス制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂを含む。
また、信号処理系３２０には、サ−ボエラ−信号検出装置を含み、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ、等の光ピックアップの出力信号から、サ−ボ系信号であるトラッキングエラ−信号ＴＥやフォ−カスエラ−信号ＦＥ等の抽出処理を行う。特に、位相差検出（ＤＰＤ）方式によるＴＥ信号検出器に対しては、本発明の実施形態のＡＤＣ（１１２、１１３）以前の信号経路を共有することができる。
【０１４７】
サ−ボ制御部３３０は、図示しないシステムコントロ−ラの制御の下、信号処理系３２０において得られたトラッキングエラ−信号ＴＥやフォ−カスエラ−信号ＦＥ等に基づいたサ−ボ制御を行い、駆動回路３４０を制御する。
【０１４８】
駆動回路３４０は、たとえば対物レンズ３１４のトラッキング機構部をドライブする。
【０１４９】
なお、この光記録再生装置は、一例であって、本発明が適用される光記録装置は、図７の構成に限るものではないことはいうまでもない。
【符号の説明】
【０１５０】
１００，１００Ａ，１００Ｂ・・・信号バランス制御装置、１０１・・・受光素子、１０２・・・第１のＡＣ結合部、１０３・・・第２のＡＣ結合部、１０４・・・第３のＡＣ結合部、１０５・・・第４のＡＣ結合部、１０６・・・第１の加算器、１０７・・・第２の加算器、１０８・・・第１の可変利得部（ＧＣＡ）、１０９・・・第２のＧＣＡ、１１０・・・第１のアンチエイリアシングフィルタ（ＡＡＦ）、１１１・・・第２のＡＡＦ、１１２・・・第１のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）、１１３・・・第２のＡＤＣ、１１４，１１４Ａ，１１４Ｂ・・・バランス回路、１１４１・・・第１のＲＦ振幅検出器、１１４２・・・第２のＲＦ振幅検出器、１１４３・・第１の乗算器、１１４４・・・第２の乗算器、１１４５，１１４５Ｂ・・・信号処理部、１１４５１・・・第１の下限リミッタ、１１４５２・・・第２の下限リミッタ、１１４５３・・・加算器、１１４５４・・・逆数器、１１４５５・・・第３の乗算器、１１４５６・・・第４の乗算器、１１４５６、１１５・・・演算器、１１６・・・バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１１７・・・ウォブルＰＬＬ回路、２３１・・・第１のデ−タ取り込み部、２３２・・・第２のデ−タ取り込み部、２３３・・・ＭＣＵ（またはＤＳＰ）、２３４・・・第１の制御レジスタ、２３５・・・第２の制御レジスタ、２３６・・・メモリ、２３７・・・タイマ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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