(57)【要約】【課題】チョッパのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間とインバータの各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間で相互に制約されることなく、平滑コンデンサの入出力電流を低減する。【解決手段】チョッパ２は直流電源１の電圧をＰＷＭ制御で規定の電圧に昇圧する。平滑コンデンサ３はチョッパの直流出力で充電される。インバータ４はＰＷＭ制御で所定の交流電力に変換して連系系統電源に電力を供給する。  チョッパとインバータをＰＷＭ制御するコントローラ６は、チョッパキャリア生成部６Ｃのキャリア信号と、インバータキャリア生成部６Ｆのキャリア信号との周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を９０度に制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧をＰＷＭ制御で規定の電圧に昇圧するチョッパと、このチョッパの直流出力で充電される平滑コンデンサと、前記チョッパの出力電力と前記平滑コンデンサの充電電力を直流電源としてＰＷＭ制御で所定の交流電力に変換して負荷に電力を供給するインバータとを備えた直流−交流電力変換装置であって、
前記チョッパとインバータを制御するコントローラは、前記チョッパをＰＷＭ制御するためのキャリア信号と、前記インバータをＰＷＭ制御するためのキャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を９０度に制御するキャリア同期制御手段を備えたことを特徴とする直流−交流電力変換装置。
【請求項２】
前記キャリア同期制御手段は、前記チョッパおよびインバータのキャリア波データを読み込み、両キャリア波の位相差が既定値以下か否かをチェックし、既定値以下であれば位相制御を終了し、既定値を超えている場合はインバータのキャリア波がチョッパのキャリア波よりも進み側か遅れ側かをチェックし、進み側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を減じ、遅れ側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を増す処理を周期的に行う手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の直流−交流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽光発電装置などで発電する直流電力からチョッパとインバータによって交流電力に変換して負荷に供給する直流−交流電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の装置は、太陽光発電装置や風力発電装置、さらには燃料電池発電装置などを直流電源とし、チョッパとインバータによって直流電源から変換した交流電力を連系系統に供給するシステムやモータなどの電力負荷に供給するシステムに利用されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００３】
上記の直流−交流電力変換装置のうち、インバータは直流電力を周波数・電圧制御、さらには位相制御して交流電力に逆変換するが、太陽光発電装置などの直流電源の出力電圧の変動が大きいため、インバータの直流電源電圧の低下、さらには電圧不足を起こしてしまう。このインバータの直流電源電圧が低下する場合、インバータの最大出力電圧はその直流電源電圧の下限電圧に依存するため、インバータの出力電圧も不足し、直流電源電圧が下限電圧以上に復帰するまで系統との連系を停止させることになる。また、直流電源電圧が下限電圧近くまで低下した場合、直流電源から充分な電力を取り出すためにはインバータのスイッチ素子に流れる電流が大きくなってスイッチ素子での損失が大きくなるため、装置の電力変換効率の低下も起こす。
【０００４】
そこで、図４に従来の装置構成を示すように、直流電源と３相インバータの間にチョッパを介挿することで、太陽光発電装置などの直流電源の出力電圧が不足する場合にも、チョッパによる昇圧によって、３相インバータの直流電圧を一定の値に維持し、系統連系の継続や電力変換効率の向上を可能とする。
【０００５】
図４において、直流電源１は、例えば、太陽光発電装置などの発電装置と、この装置で発電する直流電力で充電される小容量の二次電池で構成される。チョッパ２は、直流リアクトルＬと半導体スイッチＣＨＰと還流ダイオードＤで主回路を構成し、半導体スイッチＣＨＰのＯＮ／ＯＦＦ動作（チョッピング）で直流電源１の出力を昇圧したパルス電圧を発生し、このパルス電圧で平滑コンデンサ３を充電する。３相インバータ４は、半導体スイッチＵ〜Ｚをフルブリッジ接続した主回路構成とし、平滑コンデンサ３およびチョッパ２の直流出力から連系系統電源の周波数・電圧および位相に同期した交流電力に変換する。連系接続回路５は３相インバータ４の交流出力に含まれるスイッチングノイズ等を除去するフィルタや連系開閉器を内蔵してインバータ４の交流出力を系統電源に連系する。
【０００６】
コントローラ（制御装置）６は、直流電源１の電圧変化に対してチョッパ２の導通率（ＰＷＭ）制御で平滑コンデンサ３の充電電圧を規定値に保持し、３相インバータ４の３相ＰＷＭ制御でその交流出力を系統電源の周波数・電圧および位相に一致させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２２１８９２号公報
【特許文献２】特開２０００−９２８５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図４に示す直流−交流電力変換装置において、チョッパ２とインバータ４をＰＷＭ制御する場合の各部電圧、電流の波形について図５〜図７で説明する。図５はチョッパの電流出力タイミングを示し、チョッパリファレンス値（Ｃｈｏｐｐｅｒ＿ｒｅｆ）とチョッパキャリア波（Ｃｈｏｐｐｅｒ＿ｃａｒｒｙ：三角波）との大小比較によって半導体スイッチＣＨＰのＯＮ／ＯＦＦ（チョッパ＿ＳＷ）比を決定し、キャリア波形の頂点で半導体スイッチＣＨＰがオフされ、チョッパ出力電流が平滑コンデンサ側に出力される。
【０００９】
同様に、インバータの出力電流は図６に示すタイミングになる。インバータリファレンス値（Ｕ／Ｖ／Ｗ＿ｒｅｆ）とインバータキャリア波（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ＿ｃａｒｒｙ：三角波）との大小比較によって、Ｕ〜Ｚの各スイッチのＯＮ／ＯＦＦ信号（Ｕ／Ｖ／Ｗ／Ｘ／Ｙ／Ｚ＿ＳＷ）が決定され、インバータ出力電流はＵＶＷのいずれかのスイッチがオンしているときに、ＸＹＺのいずれかのスイッチングがオンしているときとなる。この場合、キャリアの山と谷では電流は流れず、その斜面の部分で電流が流れる。
【００１０】
次に、チョッパとインバータのキャリアが同期している場合に平滑コンデンサに流れる電流を図７に示す。同図の（ａ）はチョッパとインバータのデューティ比が同程度の場合を示し、（ｂ）および（ｃ）はチョッパとインバータのデューティ比が異なる場合を示す。このように、チョッパとインバータのキャリアが同期している場合、チョッパから出力された電流は、平滑コンデンサに蓄えられた後、インバータへと流れる。
【００１１】
図５〜図７に示すように、図４に示す直流−交流電力変換装置では、チョッパ２から平滑コンデンサ３に高周波で大きい充電電流が流れ込み、平滑コンデンサ３からインバータ４には高周波で大きい放電電流が流れる。この充放電電流（リップル電流）を確実に吸収するには平滑コンデンサ３には大容量のものが必要となる。これにより、平滑コンデンサ３のコスト・体積が装置の中で大きくなるし、高周波で大きい充放電電流に対する責務が増加するため平滑コンデンサの寿命も短くなる。
【００１２】
この対策として、特許文献１では、チョッパ用ＰＷＭ信号とインバータ用相補ＰＷＭ信号を同期させ、インバータ回路のＵ相とＶ相とを相補ＰＷＭ駆動することで、チョッパ用スイッチング素子のオン期間には平滑コンデンサからインバータ回路のＵ相またはＶ相に流れる電流（リップル電流）を低減している。
【００１３】
一方、特許文献２では、コンバータ（昇圧チョッパ）のオン・オフ制御周波数とインバータ回路のＰＷＭ制御周波数を一致させ、インバータ回路のスイッチング素子をオンしている期間には、コンバータのスイッチング素子をオフすることにより、平滑コンデンサに流入するリップル電流を小さくしている。
【００１４】
しかし、特許文献１や２の手法では、チョッパ用スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間とインバータ回路のＵ〜Ｗ相のＯＮ／ＯＦＦ期間が相互に制約され、動作モードによっては平滑コンデンサの入出力電流の低減が難しい場合がある。また、ＯＮ／ＯＦＦ期間の制約によって、要求される電力変換性能が得られないことが想定される。
【００１５】
本発明の目的は、チョッパのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間とインバータの各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間で相互に制約されることなく、平滑コンデンサの入出力電流を低減できる直流−交流電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、前記の課題を解決するため、チョッパとインバータをＰＷＭ制御するための両キャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を９０度に制御するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１７】
（１）直流電源の電圧をＰＷＭ制御で規定の電圧に昇圧するチョッパと、このチョッパの直流出力で充電される平滑コンデンサと、前記チョッパの出力電力と前記平滑コンデンサの充電電力を直流電源としてＰＷＭ制御で所定の交流電力に変換して負荷に電力を供給するインバータとを備えた直流−交流電力変換装置であって、
前記チョッパとインバータを制御するコントローラは、前記チョッパをＰＷＭ制御するためのキャリア信号と、前記インバータをＰＷＭ制御するためのキャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を９０度に制御するキャリア同期制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１８】
（２）前記キャリア同期制御手段は、前記チョッパおよびインバータのキャリア波データを読み込み、両キャリア波の位相差が既定値以下か否かをチェックし、既定値以下であれば位相制御を終了し、既定値を超えている場合はインバータのキャリア波がチョッパのキャリア波よりも進み側か遅れ側かをチェックし、進み側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を減じ、遅れ側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を増す処理を周期的に行う手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
以上のとおり、本発明によれば、チョッパとインバータをＰＷＭ制御するための両キャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を９０度に制御するようにしたため、従来のチョッパとインバータのＯＮ／ＯＦＦ期間の制約による不都合を無くして、平滑コンデンサの入出力電流を低減でき、これに伴い平滑コンデンサの小型化、あるいは責務低減による長寿命化が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施形態を示す直流−交流電力変換装置の装置構成図。
【図２】キャリア同期制御部６Ｇによる位相制御のフローチャート。
【図３】実施形態における各部電圧、電流の波形図。
【図４】従来の直流−交流電力変換装置の装置構成図。
【図５】従来のチョッパの各部電圧、電流の波形図。
【図６】従来のインバータの各部電圧、電流の波形図。
【図７】従来の各部電圧、電流の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１は、本発明の実施形態を示す直流−交流電力変換装置の装置構成図である。同図の主回路構成は図４と同様である。
【００２２】
図１において、コントローラ（制御装置）６は、全てをハードウェア構成または演算などをマイクロプロセッサでソフトウェア処理で実現し、チョッパ２と３相インバータ４をそれぞれＰＷＭ制御し、これらＰＷＭ制御するための両キャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を９０度に制御する。
【００２３】
コントローラ６のうち、チョッパ制御部６Ａと、チョッパＰＷＭ制御部６Ｂとチョッパキャリア生成部６Ｃによってチョッパ２をＰＷＭ制御する。チョッパ制御部６Ａは、平滑コンデンサ３の電圧指令値が設定され、この電圧指令値と平滑コンデンサ３の検出電圧（検出器は図示省略）との偏差を比例積分（ＰＩ）演算し、この演算結果をチョッパＰＷＭ制御部６Ｂのチョッパ電圧指令値（チョッパリファレンス値：Ｃｈｏｐｐｅｒ＿ｒｅｆ）とする。チョッパＰＷＭ制御部６Ｂは、チョッパ電圧指令値とチョッパキャリア生成部６Ｃで生成するチョッパキャリア波（Ｃｈｏｐｐｅｒ＿ｃａｒｒｙ：三角波）との大小比較によってチョッパ２の半導体スイッチＣＨＰのＯＮ／ＯＦＦ（チョッパ＿ＳＷ）比を決定し、このＯＮ／ＯＦＦ比で半導体スイッチＣＨＰを制御する。
【００２４】
コントローラ６のうち、インバータ制御部６Ｄと、インバータＰＷＭ制御部６Ｅとインバータキャリア生成部６Ｆによってインバータ４の出力電流をＰＷＭ制御する。インバータ制御部６Ｄは、例えば、直流電源１が出力できる現在の発電電力を基にインバータ４の出力電流指令値が設定され、この電流指令値とインバータ４の検出出力電流（検出器は図示省略）との偏差を比例積分（ＰＩ）演算し、この演算結果でインバータＰＷＭ制御部６Ｅの出力電圧指令値とする。インバータＰＷＭ制御部６Ｅは、連系系統の周波数・位相に一致させた正弦波信号の振幅を出力電圧指令値で制御し、この制御した正弦波信号（インバータリファレンス値：Ｕ／Ｖ／Ｗ＿ｒｅｆ）とインバータキャリア生成部６Ｆで生成するインバータキャリア波（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ＿ｃａｒｒｙ：三角波）との大小比較によってインバータ４の各相スイッチＵ〜ＺのＯＮ／ＯＦＦ信号（Ｕ／Ｖ／Ｗ／Ｘ／Ｙ／Ｚ＿ＳＷ）を決定し、このＯＮ／ＯＦＦ信号で各相スイッチＵ〜Ｚを制御する。
【００２５】
コントローラ６のうち、キャリア同期制御部６Ｇは、インバータキャリア生成部６Ｆで生成するインバータキャリア波を、チョッパキャリア生成部６Ｃで生成するチョッパキャリア波と同じ周波数にして同期させ、かつ両キャリア波の位相差を９０度に制御する。
【００２６】
図２は、キャリア同期制御部６Ｇによる位相制御のフローチャートを示す。キャリア同期制御部６Ｇは、チョッパおよびインバータのキャリア生成部６Ｃおよび６Ｆのキャリア波データを読み込み（Ｓ１）、両キャリア波の位相差が既定値（例えば、９０度±５度）以下か否かをチェックし（Ｓ２）、既定値以下であれば位相制御を終了し、既定値を超えている場合はインバータのキャリア波がチョッパのキャリア波よりも進み側か遅れ側かをチェックし（Ｓ３）、進み側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を減じ（Ｓ４）、遅れ側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を増す（Ｓ５）。キャリア同期制御部６Ｇは、これら一連の処理Ｓ１〜Ｓ５を周期的に行い、インバータキャリア波をチョッパキャリア波と同じ周波数にして同期させ、かつ両キャリア波の位相差を９０度に制御しておく。
【００２７】
図３は、コントローラ６がチョッパ２とインバータ４をＰＷＭ制御する場合の各部電圧、電流の波形を示す。同図の（ａ）はチョッパとインバータのデューティ比が同程度の場合を示し、（ｂ）および（ｃ）はチョッパとインバータのデューティ比が異なる場合を示す。
【００２８】
図３において、チョッパ２とインバータ４の電流の流れるタイミングを見ると、チョッパではキャリア波の頂点で電流が出力され、インバータではキャリア波の頂点に対して９０度と−９０度の時点で電流が入力することになる。そのため、チョッパとインバータのキャリアを９０度ずらすことで、キャリア１周期に対し２度流れるインバータ電流のうち一方を、平滑コンデンサ３を介することなくインバータ４に流すことが可能となり、図７に示す従来のものに比べて、平滑コンデンサ３に流入する電流を減らすことができ、換言すれば平滑コンデンサ３からインバータ４に流れる電流を減らすことができる。
【００２９】
したがって、本実施形態による直流−交流電力変換には、従来のチョッパとインバータのＯＮ／ＯＦＦ期間の制約による不都合を無くして、チョッパとインバータのＰＷＭ制御でのキャリア信号の位相を９０度に制御するのみで、平滑コンデンサの入出力電流を低減でき、これに伴い平滑コンデンサの小型化、あるいは責務低減による長寿命化が期待できる。
【００３０】
なお、実施形態では、太陽光発電装置などにされる直流電源から変換した交流電力を連系系統に供給するシステムに適用した場合を示すが、モータなどの電力負荷に供給するシステムに適用して同等の作用効果を得ることができる。
【符号の説明】
【００３１】
１  直流電源
２  チョッパ
３  平滑コンデンサ
４  ３相インバータ
５  連系接続回路
６  コントローラ（制御装置）
６Ａ  チョッパ制御部
６Ｂ  チョッパＰＷＭ制御部
６Ｃ  チョッパキャリア生成部
６Ｄ  インバータ制御部
６Ｅ  インバータＰＷＭ制御部
６Ｆ  インバータキャリア生成部
６Ｇ  キャリア同期制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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