(57)【要約】【課題】広いダイナミックレンジと広帯域な信号を用いる高速無線システムの電力増幅器、例えば広帯域基地局電力増幅器に用いられる包絡線追跡電源において、デバイス特性に起因し、電源回路素子は高耐圧と帯域の両立が困難であり、出力波形において歪みが生じる上、効率が劣化する。【解決手段】包絡線追跡電源を、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部で構成し、第１の電圧発生部をスイッチング・アンプと誤差増幅器を備えた合成アンプ（Class-BD方式）とし、該第１の電圧発生部の入力を振幅あるいは周波数で制限することで、Class-BD方式の構成素子の仕様を大幅に緩和し、低歪みで高効率な増幅を実現する。また、残りの信号は、第２の電圧発生部で増幅し、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部の出力を合成することで、全体の信号に対して低歪みで高効率な増幅を実現する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備えた電源回路であって、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、
前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、
前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成する
ことを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路において、
前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部への入力信号を、フィルタ、又はスイッチ、又はその両者を組み合わせたものにより制限する
ことを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１に記載の電源回路において、
予めデジタル信号処理により、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部へ入力する入力信号を弁別する
ことを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項１に記載の電源回路において、
前記第１の電圧発生部からの出力と前記第２の電圧発生部からの出力を、トランス、又はフィルタ、又はスイッチ、又はアイソレーターか、あるいはそれらを組合せたものにより合成する
ことを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項２に記載の電源回路において、
前記スイッチは、当該電源回路への入力信号に基づいて制御される
ことを特徴とする電源回路。
【請求項６】
請求項１に記載の電源回路において、
前記第１の電圧発生部の入力信号伝送路又は出力信号伝送路、あるいは前記第２の電圧発生部の入力信号伝送路又は出力信号伝送路のいずれかの位置に少なくとも１つの遅延素子又は減衰器を備える
ことを特徴とする電源回路。
【請求項７】
請求項６に記載の電源回路において、
当該電源回路への入力信号、又は当該電源回路からの出力信号に基づき、遅延素子の遅延量や減衰器の減衰量を調整する
ことを特徴とする電源回路。
【請求項８】
請求項１に記載の電源回路において、
当該電源回路への入力信号、又は当該電源回路からの出力信号に基づき、前記第１の電圧発生部、又は前記第２の電圧発生部の構成素子への印加電圧を制御する
ことを特徴とする電源回路。
【請求項９】
主増幅器と、該主増幅器へ電源電圧を供給する電源回路とを備えた電力増幅器であって、
前記電源回路は、前記電力増幅器へ入力される入力信号の包絡線に基づいて、出力電圧を変動させる電源回路であるとともに、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備えており、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、
前記電源回路は、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成する電源回路である
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力増幅器において、
前記第２の電圧発生部がドハティ型電力増幅器を備え、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅し、前記第２の電圧発生部においてドハティ型電力増幅器が所定周波数より高い周波数の入力信号を増幅する
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１１】
請求項９に記載の電力増幅器において、
前記第２の電圧発生部がピーク増幅器を備え、前記第１の電圧発生部において所定振幅以下の入力信号を増幅し、前記第２の電圧発生部においてピーク増幅器が所定振幅より大きい振幅の入力信号を増幅する
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１２】
請求項９に記載の電力増幅器において、
前記第２の電圧発生部は、該第２の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、
前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅し、前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号を増幅する
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１３】
請求項９に記載の電力増幅器において、
前記第２の電圧発生部は、1つもしくは複数の固定電圧を出力する電源を備え、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する固定電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する固定電圧を発生する
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１４】
請求項１３に記載の電力増幅器において、
前記第２の電圧発生部は、出力電圧と離散値の固定電圧との差を補う誤差増幅器を備え、複数の固定電圧で出力する場合に、アナログ値の電圧を出力する
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１５】
請求項９に記載の電力増幅器において、
前記第２の電圧発生部は、パルス発生部を備え、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部においてパルス発生部により所定周波数より高い周波数の入力信号に対応するパルスを発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部でパルス発生部により所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応するパルスを発生する
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項１６】
送受信信号の増幅処理及び周波数変換処理を行うアナログ部と、送受信信号の変復調処理及び前記アナログ部の制御を行うベースバンド部を備えた無線基地局であって、
前記アナログ部は、送信信号の増幅処理を行う電力増幅器を備え、
該電力増幅器は、主増幅器と、該主増幅器に電源電圧を供給する電源回路を備え、
該電源回路は、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備え、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、
前記電源回路は、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成する
ことを特徴とする無線基地局。
【請求項１７】
請求項１６に記載の無線基地局において、
前記スイッチは、当該電源回路への入力信号、又は前記ベースバンド部からの制御信号に基づいて制御される
ことを特徴とする無線基地局。
【請求項１８】
請求項１６に記載の無線基地局において、
当該電源回路への入力信号、又は前記ベースバンド部からの制御信号に基づき、遅延素子の遅延量や減衰器の減衰量を調整する
ことを特徴とする無線基地局。
【請求項１９】
請求項１６に記載の無線基地局において、
当該電源回路への入力信号、又は前記ベースバンド部からの制御信号に基づき、前記第１の電圧発生部、又は前記第２の電圧発生部の印加電圧を制御する
ことを特徴とする無線基地局。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、広帯域無線基地局に適した包絡線追跡電源の電源回路、電力増幅器、及び基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信の高速化を支えるデジタル変調技術として、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)が主流となっている。ＯＦＤＭで用いられる信号は、高いＰＡＰＲ(Peak to Average Power Ratio)を持つことから、電力増幅器における効率低下が顕著となる。したがって、常時動作し、消費電力が大きな基地局においては、電力増幅器の効率向上が、喫緊の課題となっている。
近年、その高効率化手法として注目されているのが、包絡線追跡電源を利用したＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)やＥＴ(Envelope Tracking)であり、例えば特許文献１にその動作原理が開示されている。これらの方式は、信号の包絡線に応じて主増幅器の電源電圧（ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）の場合はドレイン電圧）を動的に制御・追跡することによって、広いダイナミックレンジの信号を高効率に増幅する方式である。
【０００３】
ＥＥＲ電力増幅器の構成例を図１４に示し、該電力増幅器回路中の各点での波形を図１５に示す。図１４に示す入力信号６００は、ＥＥＲ電力増幅器への入力信号である。６１１はリミッタであり、入力信号６００の振幅を制限することにより、包絡線を除去し位相情報を取り出す回路である。６０２は、リミッタ６１１から出力される位相信号である。６１２は、後述する振幅信号６０５と位相信号６０３のタイミングを調整する遅延部である。６０３は、遅延部６１２により遅延した位相信号である。６１３は、位相信号６０３を入力とし、後述する振幅信号６０５によりその電源電圧が変調される主増幅器である。６１７は、主増幅器６１３のドレイン電源の負荷インピーダンスである。６０６は、主増幅器６１３から出力されるＲＦ信号（高周波信号）である。６１４は、振幅信号を取り出す振幅検出器である。６０４は振幅信号である。６１５は、包絡線追跡電源であり、振幅信号６０４を増幅し、振幅信号６０５を出力する。
【０００４】
ＥＥＲ電力増幅器とＥＴ電力増幅器は、ほぼ同様な構成により実現されるが、それらの違いを簡単に説明すると、次のとおりである。ＥＥＲ電力増幅器では、主増幅器６１３への入力信号６０３は、振幅一定の包絡線の位相成分のみであるため、主増幅器６１３は、高効率な飽和型アンプ（Ｄ級やＥ級など）を使用することができる。振幅信号６０４は、包絡線追跡電源６１５により増幅され、入力信号６００の包絡線波形が再現されて、主増幅器６１３の電源電圧として供給される。
【０００５】
一方、ＥＴ電力増幅器では、図１４の構成においてリミッタ６１１が不要となる。主増幅器６１３に対する入力信号６０３は、ＲＦ信号（位相・振幅変調信号）であり、主増幅器６１３は、線形アンプ（Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級）が使用される。通常のアンプと異なる点は、線形アンプ６１３の電源電圧を、入力信号６００の包絡線にあわせて変調させることである。これにより、線形アンプ６１３の電源電圧に固定電圧を印加する場合と比べて、バックオフが小さくなり、線形アンプ６１３の高効率化が可能となる。
【０００６】
ＥＥＲ電力増幅器でもＥＴ電力増幅器でも、包絡線追跡電源６１５は、同じ構成で実現することも可能であるが、ＥＥＲ電力増幅器では、増幅する信号の振幅成分を主増幅器６１３の電源電圧に再現するため、波形再生および位相信号６０３と振幅信号６０５のタイミング合わせにおいて精度が要求される。
以上のように、ＥＥＲ電力増幅器やＥＴ電力増幅器のいずれの包絡線追跡電源においても、広いダイナミックレンジを有する広帯域な信号を高効率で忠実に増幅する必要がある。公知の包絡線追跡電源としては、例えば、特許文献２に記載されているＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を利用したＳ級増幅器や、非特許文献１、特許文献３に開示されている方式（以下、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式と呼ぶ）がある。また、特許文献４には、低い電圧の入力信号に対しては固定電源を出力し、高い電圧の入力信号に対しては包絡線追跡を行う組合わせ方式に関するものが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】米国特許第６２５６４８２号明細書
【特許文献２】特開２００９−０１６９９９号明細書
【特許文献３】特開１９９８−２４２７７９明細書
【特許文献４】特開２００５−２０６９３号明細書
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】G. B. Yundt, “Series or Parallel-Connected Composite Amplifiers,” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol PE-1, No. 1, January 1986, pp 48-54.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
オーディオ系のアンプや狭帯域無線などの狭帯域信号用の包絡線追跡電源としては、特許文献２に開示されているようなＳ級増幅器が利用されている。Ｓ級増幅器は、入力包絡線信号を三角波と比較してパルス幅変調を行い、そのＰＷＭ信号でＤ級アンプを増幅し、後段のフィルタで所望の出力を得る方式である。入力包絡線信号と三角波を比較する際、入力信号帯域に対して数倍から数十倍の高速動作が必要となるため、広帯域システムへの適用は現実的ではない。
一方、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式では、包絡線信号の信号帯域幅以下の周波数でスイッチング動作するため、Ｄ級アンプ効率は高く維持される。さらに、ボルテージ・フォロワーで構成される誤差増幅器により歪みを低減することが可能であり、Ｓ級で用いられるようなフィルタも不要となる。このため広帯域無線システムにおいては、非特許文献１や特許文献３に記載されるＣｌａｓｓ−ＢＤ方式が、歪みや効率の面からもより効果的である。
【００１０】
非特許文献１に記載された、包絡線追跡電源（Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式）の従来例を図１６に示す。動作の詳細に関しては、非特許文献１に記載されている。図１６において、４１０はＣｌａｓｓ−ＢＤ方式の包絡線追跡電源、４００は入力端子、４０１は包絡線追跡電源４１０への入力信号、４０２は包絡線追跡電源４１０からの出力信号である。４０３は、後述する誤差増幅器４１１からセンス抵抗４１２を介して流入又は流出される信号である。４０４は、スイッチング・アンプ４１４からインダクタ４１５を介して出力される出力信号。４１１は、Ｂ級動作するトランジスタやオペアンプなどから構成される誤差増幅器であり、入出力電圧を同一に保つような動作をするボルテージ・フォロワーの構成をとる。４１２はセンス抵抗。４１３は、センス抵抗４１２の両端間の電位差を増幅するセンス回路であり、計装アンプやヒステリシス・コンパレータなどから構成される。４１４は、Ｄ級アンプなどにより構成されるスイッチング・アンプ。４１５はインダクタ。４０９は、包絡線追跡電源４１０の出力端子であり、図１４の主増幅器６１３の電源負荷６１７に接続される。一般に、誤差増幅器４１１は、広帯域で効率が低く、スイッチング・アンプは高効率ながら帯域は狭い。
【００１１】
図１７（ａ）及び図１７（ｂ）に、従来の包絡線追跡電源４１０の出力波形とスイッチング・アンプ４１４のスイッチング出力波形を示す。図１７（ａ）は、包絡線追跡電源４１０に低周波信号（１０ｋＨｚ）が入力された場合、図１７（ｂ）は、高周波信号（１ＭＨｚ）が入力された場合である。図１７（ａ）及び図１７（ｂ）において、４２１及び４２３は、包絡線追跡電源４１０の出力波形であり、４２２及び４２４は、スイッチング・アンプ４１４のスイッチング出力波形である。
【００１２】
包絡線追跡電源４１０に低周波信号が入力された場合は、スイッチング・アンプ１１４がその入力周波数よりも高速にスイッチングを繰り返し、矩形信号４２２を出力する。その矩形信号４２２はインダクタ４１５で平滑され、元の入力信号波形を出力端子４０９、すなわち、図１４の負荷抵抗６１７に再現する（図１７（ａ））。その際、誤差増幅器４１１は、入力信号４０１と出力信号４０２を比較し、それらの電圧差分を補うように、微小な電流を誤差増幅器４１１の出力に注入、もしくは誤差増幅器４１１の出力から引き抜く働きを担っている。スイッチング・アンプ４１４は、トランジスタがＯＮ／ＯＦＦ動作をするだけなので、低い入力周波数の場合は非常に高い効率が得られる。一方、誤差増幅器４１１の効率は低いが、出力する電力が微小なため、包絡線追跡電源４１０の全体効率にはあまり影響しない。
【００１３】
包絡線追跡電源４１０に高周波信号が入力された場合は、スイッチング・アンプ４１４およびインダクタ４１５は、両者で決定されるスルーレートの制約により、元の入力信号波形４０１を出力端子４０９、すなわち、図１４の負荷抵抗６１７に再現できない。この場合は、誤差増幅器４１１が、元の入力信号波形４０１を出力端子４０９に再現することに大きく寄与する。このとき、スイッチング・アンプ４１４のスイッチング周波数は、入力信号４０１の周波数と同一となり、スイッチング・アンプ１１４は主に出力信号４０２のＤＣ成分を担い、誤差増幅器４１１は出力信号４０２のＡＣ成分を担うような動作を示す（図１７（ｂ））。
【００１４】
このため、包絡線追跡電源４１０に高周波信号が入力されると、スイッチング・アンプ４１４は入力信号と同一の周波数で高周波動作し、効率が著しく劣化する。さらに、効率の低い誤差増幅器１１１の寄与度が大きくなるため、包絡線追跡電源４１０の全体効率が低下する。誤差増幅器４１１の効率が低い原因は、入力信号の高いダイナミックレンジに対応するため、平均電力出力時にはバックオフが大きい状態で増幅することに起因する（図１８）。図１８は、図１６における誤差増幅器４１１の入出力特性を示す図である。図１８において、４３１は入力信号４０１の波形、４３２及び４３６は平均電力、４３３は入力信号４０１のピーク電力、４３４は誤差増幅器４１１の出力波形、４３５は飽和電力、４３７は誤差増幅器４１１の入出力特性である。
例えば、誤差増幅器４１１のＣｌａｓｓ−Ｂ動作における効率を、簡易な理論式（１）から計算すると、バックオフ１０ｄＢの場合は、理論効率が２４．８％となる。
ηb  ＝  ηmax×（Pb ／Pmax）１／２        （１）
ここで
Pb：バックオフ時の出力、Pmax：最大出力
ηb：バックオフ時の効率、ηmax：最大効率
【００１５】
上記のように、高周波帯では、スイッチング・アンプ４１４の効率が劣化し、誤差増幅器４１１は低い効率で動作し、誤差増幅器４１１の出力信号への寄与度も高くなるため、包絡線追跡電源４１０全体として効率が低くなる。
なお、スイッチング・アンプ４１４が、入力信号よりも高速にスイッチングすることにより、波形を再現するモードを追従モードと呼ぶ。また、スイッチング・アンプ４１４が入力信号と同じ周波数で動作し、波形再現には誤差増幅器４１１の寄与が大きくなるモードを非追従モードと呼ぶ。各モードにおける包絡線追跡電源４１０の効率と入力周波数との関係を図１９（ａ）に示す。また、各モードにおけるスイッチング・アンプ４１４のスイッチング周波数と入力周波数との関係を図１９（ｂ）に示す。図１９（ａ）と図１９（ｂ）において、ftransは、追従モードと非追従モードが切り替わる入力周波数、fswは、追従モードにおけるスイッチング・アンプ４１４のスイッチング周波数を示す。パラメーターftrans、fswはいずれも、入力信号や包絡線追跡電源の各種パラメーター（電源電圧やインダクタンス）などにより決定される。
【００１６】
このようなＣｌａｓｓ−ＢＤ構成の増幅器により、広いダイナミックレンジを持つ広帯域信号を高効率に増幅する際には、少なくとも次の２つの課題がある。
（１）Ｃｌａｓｓ−ＢＤ構成の増幅器を基地局に使用する場合、入力段に位置する誤差増幅器４１１は、高電圧（高耐圧）かつ広帯域な特性が必要となるが、現状では実現が困難である。
（２）広帯域な包絡線信号の増幅において、高周波帯における効率低下がもととなり全体効率が低下する。
以下、それぞれの課題を詳細に説明する。
上記（１）の課題を説明する。入力段に位置する誤差増幅器４１１は、入力信号４０１を歪み無く出力する必要があることから、入力信号４０１に対応した仕様が求められる。現在、想定される広帯域無線システムは、ＷｉＭＡＸ(Worldwide Interoperability for Microwave Access), ＬＴＥ(Long Term Evolution)やＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄなどであり、いずれも２０〜１００ＭＨｚの帯域幅が要求される。さらに基地局用の電力増幅器においては、高出力で高いＰＡＰＲの信号が使用されるので、電力増幅器回路の電圧も高くなる。即ち、誤差増幅器４１１は、高電圧かつ広帯域特性を有し、高効率であることが要求される。
一方、基地局で使用可能な、数十ボルトかつ数十ＭＨｚの帯域幅を有する誤差増幅器４１１（オペアンプやトランジスタで構成）は、現状入手不可能である。この理由は、高電圧（高耐圧）特性を実現する構造をとると、原理的に容量成分が大きくなり、周波数特性が悪くなるからである。つまり、トランジスタ等のデバイスにおいて、電圧（耐圧）と帯域幅はトレードオフの関係にあり、基地局向けの誤差増幅器４１１において両方の仕様を実現することは困難である。
【００１７】
上記（２）の課題を説明する。図２０に、ＯＦＤＭの規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａの包絡線スペクトルを示す。横軸は周波数、縦軸は電力である。ＯＦＤＭの包絡線は広い周波数分布を持つが、図１６に示す包絡線電源部４１０は、図１９（ａ）に示すように、高い周波数帯では、高いスイッチング周波数に起因して効率が著しく劣化する。ＯＦＤＭの包絡線は、ほとんどの信号電力をＤＣ近辺に持つため、図１６に示す包絡線電源部４１０においてもある程度の効率は得られるが、より高い効率を得るためには、高周波帯での効率向上が必須となる。
なお、特許文献４では、入力信号が０Ｖ付近で動作させた場合に発生するゲイン劣化や歪みを回避するため、低電圧では固定電圧で出力し、高い電圧の信号に対しては包絡線追跡を行うという組み合わせの方式が開示されているが、この方式は、上記の課題を解決するものではない。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記（１）の課題に対しては、電圧（耐圧）と帯域幅がトレードオフの関係にあるため、数十Ｖの電圧かつ数十ＭＨｚの帯域特性を有する誤差増幅器は実現困難であるが、（ａ）高電圧かつ狭帯域（数十Ｖかつ数ＭＨｚ）特性を有する誤差増幅器、もしくは、（ｂ）低電圧かつ広帯域（数Ｖかつ数十ＭＨｚ）特性を有する誤差増幅器は、現状の技術でも実現可能である。したがって、高電圧かつ狭帯域あるいは低電圧かつ広帯域の入力信号のいずれかを、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の増幅回路である第１の電圧発生部で処理し、それ以外の入力信号に対しては、その信号に適した第２の電圧発生部で処理する。これにより、高電圧かつ広帯域な電力増幅器において歪みの少ない信号出力が可能となり、不要波を制限している電波法の観点からも運用が可能となる。
ただし、上記第１、第２の電圧発生部へ入力信号を分離、あるいは第１、第２の電圧発生部からの出力信号を合成する際は、分離、合成する際に波形歪みが生じることや、合成の際に第１、第２の電圧発生部の出力がお互いの出力に流入し、本来出力されるべき信号が出力されないということも懸念される。したがって、それらを補償あるいは回避する手段を含め提供する。
【００１９】
上記（２）の課題は、スイッチング・アンプ４１４の高速動作による効率劣化と、バックオフを大きく取ることにより効率が低下した誤差増幅器４１１の寄与度が大きくなることに起因する。したがって、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の増幅回路を高速動作させないこと、バックオフを小さくすること、誤差増幅器４１１の寄与度を小さくすることが解決策となる。
具体的には、第１に、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の増幅回路への入力信号を低周波に制限し、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の増幅回路を追従モードで動作させる構成が考えられる。これによりスイッチング・アンプ４１４は低速動作となり、さらに、低効率な誤差増幅器４１１の影響がほとんどなくなるため、全体として高い効率が得られる。
あるいは、第２に、入力信号を低電圧に制限する構成が考えられる。これにより、使用するデバイスのサイズが小さくなるため、高周波での効率劣化要因である寄生容量などが軽減される。したがって、高周波帯域で高効率なスイッチング・アンプ４１４や誤差増幅器４１１を実現できる。さらに、入力信号のＰＡＰＲが小さくなることから、誤差増幅器４１１における電源電圧を小さく設定でき、バックオフの小さな高効率動作が可能となる。この第２の場合は、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の増幅回路に高い瞬時電力が入力されないような構成をとることにより実現される。
【００２０】
具体的には、本発明は、次の構成を備えた電源回路により実現される。
第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備えた電源回路であって、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、
前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、
前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成することを特徴とした電源回路。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、高速伝送を可能にする広帯域無線システムに適用可能な、高効率・広帯域な特性を有する電源回路や電力増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１実施例における包絡線追跡電源の構成例を示すブロック図。
【図２】図１における包絡線追跡電源の効率の周波数依存性を示す図。
【図３】図１におけるスイッチング・アンプの出力波形。
【図４】図１における包絡線追跡電源の電圧利得の周波数特性を示す図。
【図５】本発明の第２実施例における包絡線追跡電源の構成例を示すブロック図。
【図６】ＯＦＤＭ包絡線の振幅分布の一例を示す図。
【図７】本発明の第３実施例における包絡線追跡電源の構成例を示すブロック図。
【図８】本発明の第４実施例における包絡線追跡電源の構成例を示すブロック図。
【図９】図８に示す閾値比較部の動作を説明するための信号波形。
【図１０】図８に示す閾値比較部の動作を説明するためのフローチャート。
【図１１】図９（ｄ）の波形を出力する、図８の電圧源の構成例を示すブロック図。
【図１２】図９（ｅ）の波形を出力する、図８の電圧源の構成例を示すブロック図。
【図１３】本発明の第５実施例における包絡線追跡電源の構成例を示すブロック図。
【図１４】ＥＥＲ型増幅器の従来例を示すブロック図。
【図１５】図１４記載のＥＥＲ型増幅器における波形。
【図１６】包絡線追跡電源の従来例を示すブロック図。
【図１７】図１６における出力波形の実測結果。
【図１８】図１６における誤差増幅器の入出力特性を示す図。
【図１９】図１６における、包絡線追跡電源の効率の入力周波数特性、及びスイッチング・アンプのスイッチング周波数の入力周波数特性を示す図。
【図２０】ＩＥＥＥ８０２．１１ａの包絡線スペクトル。
【図２１】本発明の包絡線追跡電源を使用する無線基地局の構成例を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明は、通信速度の高速化に伴い無線信号が広いダイナミックレンジを持ち、かつ、広帯域となる電力増幅器で使用される包絡線追跡電源において有用である。本発明を適用した包絡線追跡電源は、ＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)方式や、ＥＴ(Envelope Tracking)方式など、無線信号の包絡線に応じて最終段電力増幅器の電源電圧を変動する電力増幅器へ適用されることが好ましい。また、ＥＥＲ方式、あるいはＥＴ方式の選択に際しては、歪みや効率などの目標仕様や本発明の実施形態に応じて、選択することが好ましい。
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。全ての実施形態を通じ、同様の構成要素には同一の参照番号を付与し、重複する説明は適宜省略する。
【００２４】
（第１実施例）
まず、本発明の包絡線追跡電源を使用する無線基地局の構成について、図２１を用いて説明する。図２１は、本発明の包絡線追跡電源を使用する無線基地局８００の構成例を示すブロック図であり、第１実施例のほか、後述する第２〜５実施例にも適用される。基地局８００は、信号処理やアナログ部８１０、８１１の制御を行うベースバンド部８０１と、そのベースバンド部８０１から出力される制御信号８２５と、送受信信号の増幅や周波数変換を行うアナログ部８１０、８１１と、無線電波の送受信を行うアンテナ８４１、８４２などから構成される。
ベースバンド部８０１は、ネットワークとの接続部であるネットワーク・インターフェース部８０２、命令を実行するプロセッサー８０３、プログラムやデータなどを格納するメモリー８０４、変復調処理やＦＦＴ（高速フーリエ変換）など各種演算処理を行う信号処理部８０５、８０６などから構成される。アナログ部８１０、８１１は、ＲＦ部８２０とフロントエンド部８３０を備える。
【００２５】
送信する場合は、ＲＦ部８２０では、ベースバンド部８０１からのデジタル信号をアナログ信号に変換し、所望のキャリア周波数に周波数変換（アップコンバート）し、送信信号の増幅を行う。フロントエンド部８３０では、ＲＦ部８２０からの送信信号を、電力増幅器８３１により所望の出力レベルまで増幅し、アイソレーターやフィルタ（図には記載していない）、送受信切替スイッチ８３３などを経て、アンテナ８４２から送信する。
受信する場合は、フロントエンド部８３０では、アンテナ８４２からの信号を、送受信切替スイッチ８３３を経て、ローノイズアンプ８３２で増幅する。ＲＦ部８２０では、フロントエンド部８３０からの受信信号を、ベースバンド信号に周波数変換（ダウンコンバート）し、デジタル信号にＡＤ変換（アナログ・デジタル変換）する。ＡＤ変換された受信信号は、ベースバンド部８０１において復調される。なお、図２１の構成では、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)対応として、信号処理部、アナログ部およびアンテナを２系統記載しているが、ＭＩＭＯ対応が不要な場合は、１系統としてもよい。
【００２６】
次に、本発明による包絡線追跡電源の第１実施例を、図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１実施例における包絡線追跡電源２１１の構成例を示すブロック図である。包絡線追跡電源２１１は、入力端子１００と、出力端子１０９と、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の合成アンプ１１０と、ドハティ型電力増幅器１２０と、入力信号１０１を周波数により分割するローパス・フィルタ１３１及びハイパス・フィルタ１３２と、合成アンプ１１０とドハティ型電力増幅器１２０の出力をお互い干渉無く合成するローパス・フィルタ１３３とハイパス・フィルタ１３４と、合成アンプ１１０とドハティ型電力増幅器１２０との間の位相・振幅を調整する位相・振幅調整部１２８を備える。
【００２７】
入力端子１００からの信号線は２つに分岐されて、ローパス・フィルタ１３１の一端とハイパス・フィルタ１３２の一端に接続される。ローパス・フィルタ１３１の他端は、合成アンプ１１０の入力、すなわち、誤差増幅器１１１の一方の入力に接続される。誤差増幅器１１１の他方の入力は、誤差増幅器１１１の出力と接続され、更に、センス抵抗１１２の一端、及びセンス回路１１３の一方の入力に接続される。センス回路１１３の他方の入力は、センス抵抗１１２の他端に接続され、更に、ローパス・フィルタ１３３の入力に接続される。センス回路１１３の出力は、スイッチング・アンプ１１４の入力に接続される。スイッチング・アンプ１１４の出力は、インダクタ１１５の一端と接続され、インダクタ１１５の他端は、センス抵抗１１２の他端と接続される。
ハイパス・フィルタ１３２の他端は、位相・振幅調整部１２８の入力に接続される。位相・振幅調整部１２８の出力は、ドハティ型電力増幅器１２０の入力、すなわち、分配器１２１の入力に接続される。分配器１２１の出力の一方は、キャリア・アンプ１２３の入力に接続される。キャリア・アンプ１２３の出力は、９０度位相器１２５の一端に接続される。９０度位相器１２５の他端は、合成器１２２の入力の一方に接続される。分配器１２１の出力の他方は、９０度位相器１２６の一端に接続される。９０度位相器１２６の他端は、ピーク・アンプ１２４の入力に接続される。ピーク・アンプ１２４の出力は、合成器１２２の入力の他方に接続される。合成器１２２の出力は、ハイパス・フィルタ１３４の入力に接続される。ローパス・フィルタ１３３の出力とハイパス・フィルタ１３４の出力は、出力端子１０９に接続される。
【００２８】
入力信号１０１のうち、ローパス・フィルタ１３１でフィルタリングされた低周波信号１０２（直流成分を含む）は、合成アンプ１１０で増幅される。ハイパス・フィルタでフィルタリングされた高周波信号１０３は、ドハティ型電力増幅器１２０で増幅される。合成アンプ１１０の出力１０６と、ドハティ型電力増幅器１２０の出力１０７は、それぞれフィルタ１３３、フィルタ１３４を通過後、加算され、出力信号１０８となり出力端子１０９に出力される。出力端子１０９は、図１４のようなＥＥＲ型増幅器の主増幅器６１３の電源負荷６１７などに接続されるので、主増幅器６１３の電源電圧は、出力信号１０８により変調される。ここで用いられる低周波や高周波、あるいは小振幅や大振幅という用語は、入力信号１０１における相対的な意味を表し、以下でも同様な意味で用いる。
なお、入力端子１００の出力は、ローパス・フィルタ１３１とハイパス・フィルタ１３２の前で分岐されるが、その分岐においては単純な結線、もしくは分配器を用いてもよい。同様に、出力端子１０９においてローパス・フィルタ１３３とハイパス・フィルタ１３４の出力は、単純な結線、もしくは合成器を用いてもよい。
また、ローパス・フィルタ１３１、ハイパス・フィルタ１３２、位相・振幅調整部１２８は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのデジタル信号処理により同じ機能を実現してもよいし、アナログ素子により実現してもよい。
【００２９】
合成アンプ１１０は、広帯域で比較的効率の低い誤差増幅器１１１、センス抵抗１１２、センス回路１１３、狭帯域で高効率なスイッチング・アンプ１１４、インダクタ１１５を備えている。入力信号１０１のうち、スイッチング・アンプ１１４が処理しきれない広帯域な信号成分や、スイッチング・アンプ１１４の出すノイズは、誤差増幅器１１１の出力により打ち消され、高効率でノイズの小さい電源回路を実現する。なお、スイッチング・アンプ１１４は、スイッチング動作をする上側ＭＯＳ（High Side MOS）１８１と下側ＭＯＳ（Low Side MOS）１８２と、上側ＭＯＳ１８１と下側ＭＯＳ１８２が同時にＯＮしないようにする貫通防止ロジック部１８０などから構成されている。本方式の合成アンプをＣｌａｓｓ−ＢＤ方式と称する理由は、誤差増幅器１１１がＢ級動作の電力増幅器で構成されることが多く、スイッチング・アンプ１１４がＤ級動作と呼ばれる電力増幅器であることに由来する。
【００３０】
合成アンプ１１０の動作を、以下、簡単に説明する。ここでは説明を簡便にするため、ＤＣ信号が入力された場合について説明する。入力端子１００から、ＤＣ信号が入力されたとき，ボルテージ・フォロワーを形成する誤差増幅器１１１は、入力のＤＣレベルと出力のＤＣレベルを等しくするように、その出力端子に電流を流す。誤差増幅器１１１は、その入力端子への入力信号と同じ電圧を該誤差増幅器１１１の出力端子に発生させるべく、該出力端子から電流を流出もしくは該出力端子に電流を流入させる。その際、センス抵抗１１２に電流が流れだし、センス抵抗１１２で発生する電位が、ヒステリシス・コンパレータなどから構成されるセンス回路部１１３の閾値をこえると、スイッチング・アンプ１１４のHigh Side MOS１８１をＯＮにする。これにより、スイッチング・アンプ１１４は、合成アンプ１１０の出力１０６に電流を供給するようになる。合成アンプ１１０の出力１０６における電流は、誤差増幅器１１１からの電流とスイッチング・アンプ１１４からの電流の和となる。スイッチング・アンプ１１４からの電流が増え続けると、誤差増幅器１１１からの電流は小さくなっていき、結果、センス抵抗１１２で発生する電位が下がる。センス抵抗１１２で発生する電位が、ある電位まで下がると、センス回路１１３の閾値をわり、スイッチング・アンプ１１４のHigh Side MOS１８１がＯＦＦ（Low Side MOS１８２がＯＮ）になる。これにより、スイッチング・アンプ１１４から出力１０６への電流供給が減り、誤差増幅器１１１は、その出力端子に再度電流を流し始める。以上の動作を繰り返し、合成アンプ１１０は、所望の出力信号を生成する。
【００３１】
ドハティ型電力増幅器１２０の動作を、以下、簡単に説明する。ドハティ型電力増幅器１２０は、キャリア・アンプ１２３とピーク・アンプ１２４と呼ばれる２つの増幅器と、所望の周波数において９０度の位相差を発生させる９０度位相器１２５、１２６と、分配器１２１と、合成器１２２を備える。なお、９０度位相器１２５と合成器１２２、および９０度位相器１２６と分配器１２１は所望の動作を満たすのであれば、それぞれ広帯域トランスのような１つの素子で構成されてもよい。また、キャリア・アンプ１２３は、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級のいずれかにバイアスされたアンプであり、ピーク・アンプ１２４は大振幅の信号のみを増幅するようにＣ級バイアスされたアンプである。
ドハティ型電力増幅器１２０の入力端子から入力された信号は、分配器１２１で分割された後、一方は、キャリア・アンプ１２３に入力される。他方は、９０度位相器１２６にて９０度位相回転され、ピーク・アンプ１２４に入力される。キャリア・アンプ１２３の出力側には、９０度位相器１２５が設けられている。キャリア・アンプ１２３からの出力信号は、９０度位相器１２５により９０度位相回転した後、合成器１２２により、ピーク・アンプ１２４の出力と合成される。
【００３２】
ドハティ型電力増幅器１２０への瞬時入力電力が小さい場合には、キャリア・アンプ１２３は入力信号を増幅して出力するが、ピーク・アンプ１２４はＣ級バイアスされているためオフ状態で動作しない。このとき、ピーク・アンプ１２４の消費電力は充分小さく、低出力時に高い効率が得られるように調整されたキャリア・アンプ１２３は高い電力効率が得られる。
一方、ドハティ型電力増幅器１２０への瞬時入力電力が大きい場合には、ピーク・アンプ１２４も動作し、キャリア・アンプ１２３の出力と合算して出力される。ドハティ型電力増幅器では、９０度位相器を利用することで、動作モードにより負荷に見えるインピーダンスが変化しており、このことがさらに高効率化に寄与している。
【００３３】
図１の合成アンプ１１０とドハティ型アンプ１２０の並列構成アンプでは、それぞれが得意とする周波数帯で各アンプが動作するよう入力信号を制限し、包絡線追跡電源２１１全体の高効率化を実現する。すなわち、直流から低周波信号においての高効率動作が可能な合成アンプ１１０には、低周波信号をローパス・フィルタ１３１により入力し、合成アンプ１１０へ入力される信号より高い周波数の信号は、ハイパス・フィルタ１３２によりドハティ型アンプ１２０に入力し増幅する。それらの出力信号の合算により、出力信号１０８を出力する。
この構成をとることで、誤差増幅器１１１の仕様を、従来の課題であった高電圧かつ広帯域から、高電圧かつ狭帯域へと緩和することが可能になり、歪みを抑えて入力信号を増幅することが可能となる。さらに、ローパス・フィルタ１３１により入力信号帯域が制限されていることから、スイッチング・アンプ１１４は、高周波動作せず、低周波帯の高効率な領域での動作に限定される。一方、高周波信号は、ドハティ型電力増幅器１２０で高効率に増幅することが可能なため、上述した並列構成アンプでは、結果としてすべての帯域にわたって高効率に増幅できる。
【００３４】
図２に本実施例による効率改善効果の一例を示す。図２は、図１の包絡線追跡電源２１１の効率の周波数依存性を示す図である。図２において、合成アンプ１１０の効率２０１は、低周波帯（この例では、ＤＣ〜ｆ１）においてスイッチング・アンプ１１４が主に信号増幅を担うため、９５％と高い。周波数がｆ１より高くなると、非追従モードとなり、スイッチング・アンプ１１４が高周波動作することや、効率の低い誤差増幅器１１１の全体出力に対する寄与度が高まることの影響により、合成アンプ１１０の効率２０１は低下し始める。
一方、ドハティ型電力増幅器１２０の効率２０２は、図２の例では、周波数に依らず一定であり、周波数ｆ２以上においては、ドハティ型電力増幅器１２０の効率２０２は、合成アンプ１１０の効率２０１よりも大きくなる。したがって、合成アンプ１１０の効率２０１とドハティ型電力増幅器１２０の効率２０２が、同程度となる周波数（図２ではｆ２）を、それらの動作を切り替える遷移周波数として設定している。また、この遷移周波数に基づいて、ローパス・フィルタ１３１やハイパス・フィルタ１３２の通過帯域、ドハティ型電力増幅器１２０などの動作帯域を設定する。上記では、効率をもとに遷移周波数を設定したが、歪みなどのパラメーターを考慮して設計しても良い。
図２の例では、包絡線追跡電源２１１の効率２０３は、周波数ｆ１以下においては、合成アンプ１１０の効率２０１により９５％を示し、周波数ｆ１〜ｆ２においては、合成アンプ１１０の効率２０１により９５〜５０％を示し、周波数ｆ２以上においては、ドハティ型電力増幅（１２０）の効率２０２により、５０％を示している。
【００３５】
さらに本実施例の場合は、合成アンプ１１０の出力１０６にローパス・フィルタ１３３、ドハティ型電力増幅器１２０の出力１０７にハイパス・フィルタ１３４を実装することで、それぞれの出力信号が相互に流入することなく、出力端子１０９に所望の信号を伝達することが可能となる。これはスイッチなどを用いて、出力１０６と出力１０７の出力を切り替える方式と比べ、切替による出力信号の不連続性の問題が回避される。
特に、図１に示すようなローパス・フィルタ１３３やハイパス・フィルタ１３４を実装する場合は、次の効果も期待される。図３は、スイッチング・アンプ１１４の出力波形の実測結果を示す。図３に示すように、スイッチング・アンプ１１４の出力波形には、スパイクや高周波のリンギング（この例ではおよそ１００ＭＨｚ）が観測される。これらのスパイクやリンギングは、包絡線追跡電源２１１の出力波形における歪みの原因となる。本実施例の場合は、合成アンプ１１０で発生した高周波歪み成分（スイッチングの際に発生するスパイク、リンギングなど）は、ローパス・フィルタ１３３によって減衰するため、包絡線追跡電源２１１の出力１０８は、低歪みとなる。
【００３６】
本実施例では、合成アンプ１１０の出力とドハティ型アンプ１２０の出力を合成して、出力信号１０８を生成する。したがって、合成した出力信号１０８の振幅特性や位相特性を考慮して、合成アンプ１１０やドハティ型アンプ１２０のゲインや、遅延素子などの各種仕様を決定することが好ましい。以下、振幅特性に関して、具体例を図４により説明する。図４は、図１における包絡線追跡電源２１１の電圧利得の周波数特性を示す図である。図４において、５００は合成アンプ１１０の電圧利得の周波数特性、５０１〜５０３はドハティ型電力増幅器１２０の電圧利得の周波数特性である。また、５０４〜５０６は、それぞれ５００と５０１、５００と５０２、５００と５０３を合成した電圧利得の周波数特性である。包絡線追跡電源２１１における合成利得は、周波数依存性を持たない５０５のような特性が好ましい。しかし、例えば図１４に示すようなＥＥＲ型増幅器において、従来の包絡線追跡電源６１５に代えて、本実施例の包絡線追跡電源部２１１を用いる場合、主増幅器６１３の利得の周波数特性が、５０５のようにフラットでない場合は、主増幅器６１３の電圧利得の周波数特性を、包絡線追跡電源部２１１の電圧利得の周波数特性が打ち消すことにより、主増幅器６１３の出力６０６が周波数依存性を持たないように、包絡線追跡電源２１１の合成利得を設定するようにしてもよい。
なお、図１では第２の電圧発生部として、ドハティ型電力増幅器１２０を使用するが、これに限定せず、代わりに固定電源などの構成をとることも可能である。
【００３７】
以下、本実施例及び後述する第２〜第５実施例のいずれにおいても適用可能な構成を記載する。
プリディストーションなどで実施されているように、図１４に示す包絡線電源部６１５および主増幅器６１３などの周波数特性を予め測定し、それらの周波数特性を入力信号の周波数特性が打ち消して、主増幅器６１３の出力６０６における振幅の周波数特性や位相の周波数特性がフラットになるように、周波数特性を設定した入力信号、つまり、アンプ出力において歪みがなくなるようにする入力信号を、図１の入力信号１０１として入力するようにしてもよい。
加えて、合成アンプ１１０とドハティ型電力増幅器１２０の分配、増幅、合成による影響を考慮した波形を、入力信号１０１として入力してもよい。
【００３８】
また、主増幅器６１３の出力信号６０６の一部を、方向性結合器などにより取り出してモニタリングし、図２１のベースバンド部８０１においてアナログ部８１１への制御を行うことにより、出力信号６０６が線形出力されるよう動的に補正するようにしてもよい。具体的には、温度変化や経年変化などによって生じる各種素子（電力増幅器やアナログ部品など）の特性変動（ゲイン、位相変化など）をとらえて、その変動を補償するような入力信号１０１を、ベースバンド部８０１において生成・出力するなどが考えられる。動的制御の場合、事前には測定困難なパラメータ（温度変化など）に関して補正が可能となるため、より精密に調整することが可能となり、歪みの少ない出力信号６０６を得ることが可能となる。
【００３９】
また、位相・振幅調整部１２８は、予め固定の値を設定しても良いし、前記プリディストーションと同様に、出力信号１０８の信号の一部を方向性結合器などにより取り出し、ベースバンド部８０１によりフィードバック制御をかけることで、より正確な調整も可能となる。例えば、ドハティ型電力増幅器１２０のゲインが減ることにより出力信号１０８の歪みが増えたと、ベースバンド部８０１が判断した場合には、その判断をもとに、ベースバンド部８０１が位相・振幅調整部１２８を調整し、合成アンプ１１０とドハティ型電力増幅器１２０の位相や増幅度のバランスをとることが可能である。上記ではベースバンド部８０１により制御を行う例を示したが、ロジック（論理演算部）、比較器、テーブルなどから構成された簡易な制御回路を、電力増幅器８３１に実装するようにしてもよい。
また、ベースバンド信号や入力信号１０１に応じて、包絡線追跡電源部の構成素子への印加電圧を制御することにより、分割、増幅、合成の流れの中で生じる歪みの制御や、効率を改善することも可能である。より具体的には、入力信号１０１にあわせて、誤差増幅器１１１やスイッチング・アンプ１１４の電源電圧を変化させる。これにより、誤差増幅器１１１においては、入力信号に対するバックオフが小さくなるため、効率が改善される。また、スイッチング・アンプ１１４においても、デューティを５０％近くに保つことができるため、入出力間のオフセット電流が軽減され、効率が改善される。その結果、電源部全体の効率が改善される。さらに、上記と同様に、出力信号１０８に基づいてフィードバック制御を行うことにより、温度変化や経年変化に対応することが可能となり、効率や歪みが改善される。特に電力増幅器に関しては、バイアス電圧や電流の制御により、動作点を変化させ、歪み特性、利得、効率などを制御することが可能である。
【００４０】
（第２実施例）
次に、本発明による包絡線追跡電源の第２実施例を、図５を用いて説明する。図５は、本発明の第２実施例における包絡線追跡電源２１２の構成例を示すブロック図である。包絡線追跡電源２１２は、入力端子１００と、出力端子１０９と、合成アンプ１１０と、リミッタ１６９と、位相・振幅調整部１２８と、Ｃ級バイアスされたアンプ１５０と、アイソレーター１６１、１６２を備えている。
入力端子１００からの信号線は２つに分岐されて、一方はリミッタ１６９の入力に接続され、他方は位相・振幅調整部１２８の入力に接続される。リミッタ１６９の出力は、合成アンプ１１０の入力に接続される。合成アンプ１１０内の回路は、図１の実施例と同様に接続される。合成アンプ１１０の出力、つまりセンス回路１１３の一方の入力と、センス抵抗１１２の他端と、インダクタ１１５の他端は、アイソレーター１６１の入力に接続される。位相・振幅調整部１２８の出力は、Ｃ級アンプ１５０の入力に接続される。Ｃ級アンプ１５０の出力は、アイソレーター１６２の入力に接続される。アイソレーター１６１、１６２の出力は、出力端子１０９に接続される。
【００４１】
なお、入力端子１００からの信号線は、２つに分岐されて、リミッタ１６９と位相・振幅調整部１２８とに接続されているが、図５に示すように単純な分岐の結線でもよいし、分配器などの構成をとることも可能である。また、出力端子１０９においても同様で、アイソレーター１６１と１６２の出力は、結線でも良いし、合成器などで構成してもよい。また、後述する図８の実施例のように、スイッチを用いて接続してもよい。
入力信号１０１がリミッタ１６９で制限されることにより、合成アンプ１１０には小振幅の信号のみが入力され、合成アンプ１１０は、低電圧かつ広帯域な回路構成により実現される。
一方、大振幅のピーク信号１６３は、Ｃ級バイアスされた電力増幅器１５０により増幅され、ピーク信号１６７となる。ピーク信号１６７は、合成アンプ１１０からの出力１０６と加算され、出力信号１０８として出力端子１０９から出力される。このとき、合成アンプ１１０からの出力がＣ級アンプ１５０の出力へ、あるいは、Ｃ級アンプ１５０の出力が合成アンプ１１０へ流入せずに、出力端子１０９に出力されるように、アイソレーター１６１、１６２を、それぞれ、合成アンプ１１０の出力、Ｃ級アンプ１５０の出力に配する。アイソレーターとは、１次側（入力側）から２次側（出力側）に信号を伝送するが、２次側（出力側）から一次側（入力側）には信号を伝送しないという方向性を持った素子である。本実施例の包絡線追跡電源２１２を、ＷｉＭＡＸ無線基地局に適用する場合には、包絡線追跡電源２１２で増幅する帯域幅（ＤＣ〜２０ＭＨｚ程度）において、充分なアイソレーションが必要となる。
【００４２】
次にリミッタ１６９の設定条件について説明する。図６に、ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおける包絡線の振幅分布を示す。図６において、横軸は、最大瞬時電圧（ピーク電圧）を１とした場合の規格化電圧（振幅）であり、縦軸は分布密度である。このようにＯＦＤＭ包絡線の信号は、高いＰＡＰＲを持つものの、平均電圧付近に多く分布する。例えば、規格化電圧０〜０．６の範囲に入る包絡線の信号の割合は、全体９６％を占める。本実施例では、例えば、規格化電圧０．６でリミッタ１６９の制限値を設定し、合成アンプ１１０への入力を制限する。これにより合成アンプ１１０は低電圧動作となるため、低電圧かつ広帯域な誤差増幅器１１１の使用が可能となる。このように、誤差増幅器１１１とスイッチング・アンプ１１４を、低電圧なデバイスとすることができるので、高周波特性のよいデバイスを使用することができ、高周波帯域における合成アンプ１１０の効率が改善される。リミッタ１６９の制限値は、上記の例では規格化電圧０．６を設定されたが、入力信号の電圧分布や、合成アンプ１１０、Ｃ級アンプ１５０やその他素子の効率、歪みなどのパラメーターに応じて設定される。
【００４３】
本構成の包絡線追跡電源２１２は、入力信号の瞬時電圧が小さい場合、合成アンプ１１０のみが動作し、Ｃ級アンプ１５０は動作しない第１の状態となる。入力信号の瞬時電圧が大きい場合は、両アンプ１１０と１５０が動作し、加算された出力信号１０８が出力端子１０９に出力される第２の状態となる。このとき、リミッタ１６９の制限値と、Ｃ級アンプ１５０のバイアス条件（Ｃ級アンプが増幅を始める入力電圧）を、上記の第１の状から第２の状態への遷移がスムーズにいくように設定する。例えば、上記の例では、規格化電圧０．６より小さい入力信号が合成アンプ１１０に入力されるような設定であれば、Ｃ級アンプ１５０は、残りの信号、即ち、規格化電圧０．６〜１．０の信号を増幅するように設定される。これにより、Ｃ級アンプ１５０は、出力端子１０９において出力信号１０８が歪みなく合成されるようなバイアス設定となる。また、両アンプにおける遷移状態（合成アンプだけ動いている第１の状態と、両方動き始める第２の状態の間の遷移状態）の利得や、第１の状態と第２の状態のそれぞれの利得を考慮した信号を、プリディストーターで生成し、包絡線追跡電源２１２に入力することも可能である。
本実施例では、非常に簡易な構成により、誤差増幅器１１１の仕様緩和や包絡線追跡電源２１２の高効率化などの目的を達成することができる。さらに合成アンプ１１０とＣ級アンプ１５０の出力は、スイッチにより切り替えているわけではないので、出力端１０９に出力される出力信号１０８の不連続性が発生しない。
【００４４】
（第３実施例）
次に、本発明による包絡線追跡電源の第３実施例を、図７を用いて説明する。図７は、本発明の第２実施例における包絡線追跡電源２１３の構成例を示すブロック図である。図７において、第３実施例における包絡線追跡電源２１３は、入力端子１００と、出力端子１０９と、位相・振幅調整部１２８と、合成アンプ１９０、２００と、分配器１９１と、合成器１９２とを備えている。図７の合成アンプ１９０と２００の構成素子は、図１の合成アンプ１１０の構成素子と同じなので、合成アンプ１９０の構成素子の番号は、図１に準じて誤差増幅器１１１Ａ、スイッチング・アンプ１１４Ａなど、合成アンプ２００の構成素子の番号は、誤差増幅器１１１Ｂ，スイッチング・アンプ１１４Ｂなどと設定している。
【００４５】
入力端子１００からの信号線は、分配器１９１に接続される。分配器１９１の一方の出力は、合成アンプ１９０の入力に接続される。分配器１９１の他方の出力は、位相・振幅調整部１２８の入力に接続される。位相・振幅調整部１２８の出力は、合成アンプ２００の入力に接続される。合成アンプ１９０と２００内の回路は、図１の実施例と同様に接続される。合成アンプ１９０の出力は、合成器１９２の一方の入力に接続され、合成アンプ２００の出力は、合成器１９２の他方の入力に接続される。合成器１９２の出力は、出力端子１０９に接続される。
【００４６】
本実施例においては、入力信号１０１は、ローパス・フィルタ（図示していない）や、ベースバンド部８０１でのデジタル信号処理により、ＤＣ成分と低周波信号（包絡線の帯域に比べて低周波という意味）が入力されるよう、入力端子１００の前段で信号処理されている。
合成アンプ１９０と２００の仕様は異なっており、例えば、合成アンプ１９０は、高電圧かつ狭帯域な構成とし、合成アンプ２００は、低電圧かつ広帯域な構成とする。これにより、各合成アンプの仕様、特に誤差増幅器１１１Ａと１１１Ｂの仕様が緩和され、入力信号の全体域にわたって、歪みの小さな信号を高効率に出力することができる。
【００４７】
また、分配器１９１と合成器１９２は、後述する図８のようにスイッチに置き換え、合成アンプ１９０と２００が得意な動作領域で動作するよう、入力信号１０１をもとにした制御信号により合成アンプを切り替えることにより、適切な一方の合成アンプにのみ入力信号が入力されるようにしてもよい。例えば、上記のように、合成アンプ１９０は高電圧かつ狭帯域な構成とし、合成アンプ２００は低電圧かつ広帯域な構成とする仕様となっている場合、大振幅（高電圧）かつ狭帯域信号が入力されたときには、入力端子１００と合成アンプ１９０の入力を接続し、かつ、合成アンプ１９０の出力と出力端子１０９を接続する。小振幅（低電圧）かつ広帯域信号が入力されたときには、入力端子１００と合成アンプ２００の入力を接続し、かつ、合成アンプ２００の出力と出力端子１０９を接続する。合成アンプ１９０の誤差増幅器１１１Ａは、電源電圧が高く設定されているが、大振幅（高電圧）の信号が入力されてくるためバックオフが小さく、高い効率で動作する。その結果、合成アンプ１９０も高い効率で動作する。同様にして、合成アンプ２００への入力信号は小さい振幅のものに限られているので、低い電源電圧に設定された誤差増幅器１１１Ｂも高い効率で動作し、合成アンプ２００も高い効率で動作する。結果として、包絡線追跡電源２１３の全体で高効率化が実現される。また、それぞれの合成アンプにおいて、入力信号が適切であるため、歪みの発生も抑えられる。
図７には記載していないが、合成アンプ１９０の出力と２００の出力が、それぞれ他方の出力へ流入することが懸念される場合には、それぞれの出力にアイソレーターなど方向性を持つ素子を実装することにより、お互いの出力への流入が抑止されるようにしてもよい。
【００４８】
（第４実施例）
次に、本発明による包絡線追跡電源の第４実施例を、図８を用いて説明する。図８は、本発明の第４実施例における包絡線追跡電源２１４の構成例を示すブロック図である。
図８において、包絡線追跡電源２１４は、入力端子１００と、出力端子１０９と、合成アンプ１１０と、スイッチ１４０、１４１と、位相・振幅調整部１２８と、入力信号１０１と予め設定した閾値を比較する閾値比較部１４２と、スイッチ１４０と１４１をそれぞれ制御する制御信号１４４と１４５と、電圧源１７０を備えている。
【００４９】
入力端子１００からの信号線は、スイッチ１４０の入力に接続される。スイッチ１４０の一方の出力は、合成アンプ１１０の入力に接続される。合成アンプ１１０内の回路は、図１の実施例と同様に接続される。合成アンプ１１０の出力は、スイッチ１４１の一方の入力に接続される。スイッチ１４０の他方の出力は、位相・振幅調整部１２８の入力に接続される。位相・振幅調整部１２８の出力は、電圧源１７０の入力に接続される。電圧源１７０の出力は、スイッチ１４１の他方の入力に接続される。スイッチ１４１の出力は、出力端子１０９に接続される。閾値比較部１４２の一方の出力は、スイッチ１４０の制御入力に接続され、閾値比較部１４２の他方の出力は、スイッチ１４１の制御入力に接続される。閾値比較部１４２の入力は、ベースバンド部８０１又は入力端子１００に接続される。
【００５０】
本実施例においては、電圧源１７０は、図１１や図１２に示すような構成とすることにより、複数の離散値の固定電圧やアナログ値の電圧を出力することも可能となる。また、閾値比較部１４２への制御入力信号は、ベースバンド部８０１からの制御信号を使用してもよいし、アナログ信号１０１を使用してもよい。
【００５１】
以下、図８のブロック図と、図９の入力信号波形と、図１０のフローチャートを用いて動作を説明する。図９は、図８に示す閾値比較部の動作を説明するための信号波形である。図１０は、図８に示す閾値比較部の動作を説明するためのフローチャートである。
この例では電圧源１７０として２つの固定電圧を設定する例を示す。図１０において、閾値比較部１４２の動作が開始されると、図８における入力端子１００への入力信号１０１があるかを閾値比較部１４２が判断し（ステップＳ０１０）、入力信号１０１が無ければ処理を終了する。入力信号１０１があれば、入力信号１０１のレベルを閾値比較部１４２が取得する（ステップＳ０１１）。次に、閾値比較部１４２において、入力信号１０１と閾値１との比較が行われる（ステップＳ０１２）。入力信号１０１が閾値１以下の場合（ステップＳ０１２でＮ）には、スイッチ１４０は入力端子１００と合成アンプ１１０の入力を接続し、スイッチ１４１は合成アンプ１１０の出力と出力端子１０９を接続する（ステップＳ０１９）。その後、閾値比較部１４２は次の入力信号を待つ（ステップ０１０）。入力信号１０１が閾値１より大きい場合（ステップＳ０１２でＹ）には、スイッチ１４０は入力端子１００と位相・振幅調整部１２８の入力を接続し、スイッチ１４１は電圧源１７０の出力と出力端子１０９を接続する（ステップＳ０１３）。次に、入力信号１０１と閾値２を比較する（ステップＳ０１４）。入力信号１０１が閾値２より大きい場合（ステップＳ０１４でＹ）には、電圧源１７０の電圧２を出力信号１０７として出力し（ステップＳ０１５）、閾値比較部１４２は次の入力信号を待つ（ステップＳ０１０）。ステップＳ０１４において、入力信号１０１が閾値２以下の場合（ステップＳ０１４でＮ）には、電圧源１７０の電圧１を出力信号１０７として出力し（ステップＳ０１６）、ステップ０１０に戻る。
【００５２】
上記のフローチャートの処理例においては、電圧源１７０として、２つの固定電圧（電圧１、電圧２）が用いられたが、１つの固定電圧（図９（ｃ））、もしくは、３つ以上の固定電圧を使用する場合にも、当業者は、適宜処理フローを変えて適用することができる。また、複数の固定電圧を利用する場合には、入力信号１０１よりも高速に動作することで、アナログ信号を離散信号に変換した電圧を出力してもよいし（図９（ｄ））、前記変換された離散信号に対して誤差アンプを使用することにより、補正したアナログ出力を出力しても良い（図９（ｅ））。
【００５３】
図８の電圧源１７０および図９（ｄ）、図９（ｅ）に示す出力を得るための回路構成の一例を、図１１、図１２に示す。図１１は、図９（ｄ）の出力波形を実現するための回路である。図１１において電圧源１７０は、固定電圧源７０１と、固定電圧源７０１の出力電圧から昇降圧し一定の電圧に変換する複数のＤＣＤＣコンバーター７０２、７０３、７０４と、ＤＣＤＣコンバーター７０２、７０３、７０４からの出力を切り替えて、信号１０７として出力するスイッチ７０５、７０６、７０７、７０８と、どのスイッチを切り替えるかの判断を行うスイッチ・コントローラー７０９を備える。なお、上記の判断はベースバンド部８０１で行い、その判断結果を制御信号７１０としてスイッチ・コントローラー７０９に入力して図１１の制御回路を構成してもよいし、スイッチ・コントローラー７０９への入力７１０がアナログ入力信号１０１の場合には、簡易なロジックと比較器などにより、判断・制御回路として構成してもよい。また、適当なタイミングで電圧源１７０の出力が出力されるように、遅延なども考慮してシステムは設計されるべきである。
図１２は、図９（ｅ）の出力波形を実現するための回路である。図１２において電圧源１７０は、さらにアナログの補正回路（誤差アンプ）７１１を備える。
なお、上記において電圧１は閾値２と同じ値かそれより大きな値、電圧２は出力される最大の電圧で設定される。閾値１と閾値２は、入力信号１０１の電圧分布と合成アンプ１１０や電圧源１７０の効率、歪みなどにより決定されるパラメーターである。
【００５４】
以上をまとめると、本実施例においては、閾値１以下の入力信号の場合は、合成アンプ１１０から包絡線に追従した信号を出力し、閾値１より大きい入力信号の場合は、電圧源１７０から離散値もしくはアナログ的に緩く追従した形での電圧を出力する。もしくは、高精度に追従するように電圧源１７０を設定してもよい。電圧源１７０からの出力電圧をアナログ的に追従させる度合いは、回路規模、消費電力、効率、歪み等との兼ね合いで決定される。なお、電圧源１７０からの出力電圧１０７が、離散値により出力される場合には、入力信号１０３を超える複数の離散値（例えば、電圧１、電圧２）のうち、最小の電圧（例えば、電圧１）を出力する。これにより、出力可能な複数の離散値電圧の中で、その信号を歪みなく増幅する最小の電圧が出力されるため、入力信号増幅において高い効率が得られる。
【００５５】
本実施例の構成が好適に適用されるＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ）電力増幅器について、図１４を用いて説明する。図１４の包絡線追跡電源６１５は、図８の包絡線追跡電源２１４に置き換えられるので、小振幅（低電圧）の入力信号に対しては、Ｃｌａｓｓ−ＢＤ方式の合成アンプ１１０は、包絡線に追従した出力電圧６０５を主増幅器６１３の電源電圧（ドレイン電圧など）として印加する。入力信号を小振幅（低電圧）に制限することにより、包絡線追跡電源２１４は高い効率を示し、さらに主増幅器６１３での増幅に際しても、入力信号に対するバックオフは小さくなるため、ＥＴ電力増幅器全体の高効率化が実現される（追従モード）。
一方、大振幅（高電圧）の入力信号に対しては、包絡線追跡電源２１４からの出力は電圧源１７０で設定される固定電圧となり、通常の線形増幅を行う（以下、線形モードと呼ぶ）。設定可能な固定電圧値が多ければ、入力信号に対してバックオフ量が小さくなるため、包絡線追跡電源２１４の効率は良くなるが、回路が複雑になる。また、図６で示したように、大振幅信号の割合は少ないため、線形モードで動作する場合の効率は、ある程度低くても許容されると考えられる。電圧源１７０で設定される固定電圧の数は、回路規模、効率、歪み等の兼ね合いで決定される。
また、０Ｖ付近の非常に低い電圧の信号が入力された場合には、主増幅器６１３のゲインが低下し、歪みを引き起こす可能性がある。この場合には、０Ｖ付近の入力信号、例えば規格化電圧で０〜０．１の入力信号に対しては、包絡線追跡電源２１４を線形動作させ、規格化電圧で０．１〜０．６の入力信号に対しては、包絡線追跡電源２１４を追従動作させ、規格化電圧で０．６〜１の入力信号に対しては、包絡線追跡電源２１４を線形動作させる構成をとることもできる。なお、線形動作と追従動作を分ける前記規格化電圧の数値例は、デバイス特性や入力信号特性、および電力増幅器の仕様（歪みなど）により決定される。
【００５６】
本実施例によれば、電圧源１７０の構成にも依存するが、比較的簡易な回路構成により、効率の高い包絡線追跡電源２１４が実現される。
なお、本実施例においても、図５の実施例のように、スイッチの代わりに振幅制限用のリミッタ１６９を用いてもよい。すなわち、入力信号１０１を分岐した後、合成アンプ１１０の入力にリミッタ１６９を用い、合成アンプ１１０の出力と電圧源１７０の出力を、合成器により合成するようにしてもよい。
【００５７】
（第５実施例）
次に、本発明による包絡線追跡電源の第５実施例を、図１３を用いて説明する。図１３は、本発明の第５実施例における包絡線追跡電源２１５の構成例を示すブロック図である。図１３において、包絡線追跡電源２１５は、入力端子１００と、出力端子１０９と、合成アンプ１１０と、合成器１９４と、位相・振幅調整部１２８、１２９と、ローパス・フィルタ１３５と、ハイパス・フィルタ１３６と、パルス発生部１７１とを備えている。
入力端子１００からの信号線は、位相・振幅調整部１２８の入力に接続される。位相・振幅調整部１２８の出力は、合成アンプ１１０の入力に接続される。合成アンプ１１０の出力は、ローパス・フィルタ１３５の入力に接続される。位相・振幅調整部１２９の入力は、制御信号１４６が接続される。制御信号１４６は、ベースバンド部８０１又は入力信号１０１に基づいて生成された信号である。位相・振幅調整部１２９の出力は、パルス発生部１７１の入力に接続される。パルス発生部１７１の出力は、ハイパス・フィルタ１３６の入力に接続される。ローパス・フィルタ１３５の出力と、ハイパス・フィルタ１３６の出力は、合成器１９４の入力に接続される。合成器１９４の出力は、出力端子１０９に接続される。
【００５８】
本実施例においては、入力信号１０１は、ローパス・フィルタ（図示していない）や、ベースバンド部８０１でのデジタル信号処理により、ＤＣ成分と低周波信号（包絡線の帯域に比べて低周波という意味）が入力されるよう、入力端子１００の前段で信号処理されている。パルス発生部１７１は、高周波信号が入力されるタイミングで、制御信号１４６によりトリガーされてパルス電圧１０７を発生し、合成アンプ１１０からの出力信号１０６に加算する。このとき、パルス発生部１７１が、複数の振幅・パルス幅のパルスを出力することが可能な場合には、所望の振幅・パルス幅の出力を得るような制御信号１４６が、パルス発生部１７１に入力される。また、パルス発生部１７１は、Ｃ級やＥ級などの高効率電力増幅器により構成することも可能である。その場合、制御信号１４６は、高周波帯（包絡線信号の中で高周波側という意味）の包絡線信号であり、制御信号１４６の入力を、パルス発生部１７１にて増幅して出力する。パルス発生部１７１は、公知の一般的な回路で実現される。
【００５９】
合成アンプ１１０への入力信号は、上記ではＤＣ成分と低周波信号のように周波数により制限したが、ＤＣ成分と低周波信号かつ小振幅な信号により制限してもよい。もしくは、低スルーレートの信号（ｄＶ／ｄｔが小さい信号）を、合成アンプ１１０への入力信号としても良い。その場合、それら以外の信号はパルス発生部１７１により出力される。
合成器１９４に関しては、本実施例においても、図５のように直接結線したり、図８のようにスイッチを用いることもできるが、トランスにより構成されることが好ましい。位相・振幅調整部１２８、１２９は、合成アンプ１１０とパルス発生部１７１の回路や線路において生じる振幅や位相ずれを調整するのみならず、特に合成器１９４がトランスにより構成された場合は、トランス１９４の１次側から２次側への信号伝送に伴う１８０度の位相ずれを調整する。これらの位相・振幅調整部１２８、１２９は、出力信号１０８などの信号波形と、所望の信号波形との差異を解析し、所望の波形が出力端子１０９にて得られるよう、位相・振幅の調整をすることも可能である。
【００６０】
本実施例は、合成アンプ１１０への入力周波数を制限することにより、高周波帯で高効率な増幅ができないという問題を回避することが可能となり、包絡線追跡電源２１５の全体効率も高くなる。また、合成アンプ１１０を構成する誤差増幅器１１１は、入力周波数を所定の帯域で制限する仕様であるため、実現性が高い。また、入力信号の分割や出力合成の際にスイッチング素子を使用していないため、合成アンプ１１０やパルス発生部１７１において、入力信号や出力の切替に起因した、動作の不連続点が発生しない。したがって、合成アンプ１１０やパルス発生部１７１の動作が安定であり、歪み成分の発生が回避される。また、第１実施例と同様、合成アンプ１１０から発生するスイッチング・ノイズを、ローパス・フィルタ１３５で抑圧し、歪みの小さな信号を出力することが可能である。
【００６１】
なお、本実施を利用した電力増幅器は、パルス発生部１７１の構成にも依存するが、パルス発生部１７１が、単純な矩形波のような入力波形を忠実に再現しない簡易なパルス発生部１７１である場合には、ＥＥＲ動作させた場合の歪みが大きくなる。したがって、本構成はＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ）に対する実施が好ましい。ただし、パルス発生部１７１の構成や性能、ＥＥＲ、ＥＴ適用の判断は、回路規模、効率、安定性、歪み、入力波形など複雑に絡み合うため、全体の目標性能などに応じて最適に設計されるべきである。
なお、本実施例においても、第４実施例のように、入力信号を周波数でなく振幅により制限することもできる。
【００６２】
以上の、本明細書の記載に基づき、少なくとも次の発明を把握することができる。すなわち、第１の発明の電源回路は、
第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備えた電源回路であって、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、前記誤差増幅器は、その入力端子への入力信号と同じ電圧を該誤差増幅器の出力端子に発生させるべく、該出力端子から電流を流出もしくは該出力端子に電流を流入させるものであり、
前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、
前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成することを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、高速伝送を可能にする広帯域無線システムに適用可能な、高効率・広帯域な特性を有する電源回路を提供することができる。
【００６３】
第２の発明の電源回路は、前記第１の発明の電源回路において、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部への入力信号を、フィルタ、又はスイッチ、又はその両者を組み合わせたものにより制限することを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部への入力信号を容易に分けることができる。
【００６４】
第３の発明の電源回路は、前記第１の発明の電源回路において、予めデジタル信号処理により、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部へ入力する入力信号を弁別することを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、電源回路の回路構成を簡略化でき、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部への入力信号を容易に分けることができる。
【００６５】
第４の発明の電源回路は、前記第１の発明ないし第３の発明の電源回路において、前記第１の電圧発生部からの出力と前記第２の電圧発生部からの出力を、トランス、又はフィルタ、又はスイッチ、又はアイソレーターか、あるいはそれらを組み合わせたものにより合成することを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、前記第１の電圧発生部からの出力信号と、前記第２の電圧発生部からの出力信号が相互に流入することなく、出力端子１０９に所望の信号を伝達することが容易となる。
【００６６】
第５の発明の電源回路は、前記第２の発明の電源回路において、前記スイッチは、当該電源回路への入力信号に基づいて制御されることを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、前記スイッチを切り替えるタイミングを容易に生成することができる。
【００６７】
第６の発明の電源回路は、前記第１の発明の電源回路において、前記第１の電圧発生部の入力信号伝送路又は出力信号伝送路、あるいは前記第２の電圧発生部の入力信号伝送路又は出力信号伝送路のいずれかの位置に少なくとも１つの遅延素子又は減衰器を備えたことを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部の間の遅延量や利得を容易に調整することができる。
【００６８】
第７の発明の電源回路は、前記第６の発明の電源回路において、当該電源回路への入力信号、又は当該電源回路からの出力信号に基づき、遅延素子の遅延量や減衰器の減衰量を調整することを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、入力信号の振幅や周波数に応じて、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部の間の遅延量や利得を容易に調整することができる。
【００６９】
第８の発明の電源回路は、前記第１の発明の電源回路において、当該電源回路への入力信号、又は当該電源回路からの出力信号に基づき、前記第１の電圧発生部、又は前記第２の電圧発生部の構成素子への印加電圧を制御することを特徴とする。
このように電源回路を構成すると、入力信号の振幅や周波数に応じて、前記第１の電圧発生部や前記第２の電圧発生部への印加電圧を、最適に制御することができ、電源回路の効率が向上する。
【００７０】
第９の発明の電力増幅器は、
主増幅器と、該主増幅器へ電源電圧を供給する電源回路とを備えた電力増幅器であって、
前記電源回路は、前記電力増幅器へ入力される入力信号の包絡線に基づいて、出力電圧を変動させる電源回路であるとともに、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備えており、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、前記誤差増幅器は、その入力端子への入力信号と同じ電圧を該誤差増幅器の出力端子に発生させるべく、該出力端子から電流を流出もしくは該出力端子に電流を流入させるものであり、
前記電源回路は、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成する電源回路であることを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、高速伝送を可能にする広帯域無線システムに適用可能な、高効率・広帯域な特性を有する電力増幅器を提供することができる。
【００７１】
第１０の発明の電力増幅器は、前記第９の発明の電力増幅器において、前記第２の電圧発生部がドハティ型電力増幅器を備え、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅し、前記第２の電圧発生部においてドハティ型電力増幅器が所定周波数より高い周波数の入力信号を増幅することを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、誤差増幅器の仕様を、高電圧かつ広帯域から、高電圧かつ狭帯域へと緩和することが可能になり、歪みを抑えて入力信号を増幅することが可能となる。また、高周波信号は、ドハティ型電力増幅器で高効率に増幅するため、第１０の発明の電力増幅器では、すべての帯域にわたって高効率に増幅できる。
【００７２】
第１１の発明の電力増幅器は、前記第９の発明の電力増幅器において、前記第２の電圧発生部がピーク増幅器を備え、前記第１の電圧発生部において所定振幅以下の入力信号を増幅し、前記第２の電圧発生部においてピーク増幅器が所定振幅より大きい振幅の入力信号を増幅することを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、非常に簡易な構成により、誤差増幅器の仕様緩和や電力増幅器の高効率化を達成することができる。
【００７３】
第１２の発明の電力増幅器は、前記第９の発明の電力増幅器において、前記第２の電圧発生部は、該第２の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、前記誤差増幅器は、その入力端子への入力信号と同じ電圧を該誤差増幅器の出力端子に発生させるべく、該出力端子から電流を流出もしくは該出力端子に電流を流入させるものであり、
前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅し、前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号を増幅することを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部で使用する誤差増幅器の仕様緩和が実現でき、電力増幅器の高効率化を実現することができる。
【００７４】
第１３の発明の電力増幅器は、前記第９の発明の電力増幅器において、前記第２の電圧発生部は、1つもしくは複数の固定電圧を出力する電源を備え、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する固定電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する固定電圧を発生することを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、簡易な回路構成により、効率の高い電力増幅器が実現される。
【００７５】
第１４の発明の電力増幅器は、前記第１３の発明の電力増幅器において、前記第２の電圧発生部は、出力電圧と離散値の固定電圧との差を補う誤差増幅器を備え、複数の固定電圧で出力する場合に、アナログ値の電圧を出力することを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、入力信号に対してバックオフ量が小さくなるため、効率の高い電力増幅器が実現される。
【００７６】
第１５の発明の電力増幅器は、前記第９の発明の電力増幅器において、前記第２の電圧発生部は、パルス発生部を備え、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部においてパルス発生部により所定周波数より高い周波数の入力信号に対応するパルスを発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅するとともに前記第２の電圧発生部でパルス発生部により所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応するパルスを発生することを特徴とする。
このように電力増幅器を構成すると、容易な回路構成により、効率の高い電力増幅器が実現される。
【００７７】
第１６の発明の無線基地局は、
送受信信号の増幅処理及び周波数変換処理を行うアナログ部と、送受信信号の変復調処理及び前記アナログ部の制御を行うベースバンド部を備えた無線基地局であって、
前記アナログ部は、送信信号の増幅処理を行う電力増幅器を備え、
該電力増幅器は、主増幅器と、該主増幅器に電源電圧を供給する電源回路を備え、
該電源回路は、第１の電圧発生部と第２の電圧発生部とを備え、
前記第１の電圧発生部は、該第１の電圧発生部への入力信号が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力端子にその一端が接続されるセンス抵抗と、前記センス抵抗間に発生する電圧に基づいて制御信号を生成するセンス回路部と、前記センス回路部からの制御信号に基づいてスイッチング動作を行って電流を出力するスイッチング・アンプ部と、前記スイッチング・アンプからの出力を平滑するインダクタとを備え、前記インダクタの出力は、前記センス抵抗の他端と接続され、
前記電源回路は、前記第１の電圧発生部において所定周波数以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部において所定周波数より高い周波数の入力信号に対応する出力電圧を発生するか、又は、前記第１の電圧発生部で所定振幅以下の入力信号を増幅した出力電圧を発生するとともに前記第２の電圧発生部で所定振幅より大きい振幅の入力信号に対応する出力電圧を発生し、前記第１の電圧発生部からの出力と、前記第２の電圧発生部からの出力とを合成することを特徴とする。
このように無線基地局を構成すると、高速伝送を可能にする広帯域無線システムに適用可能な、高効率・広帯域な特性を有する無線基地局を提供することができる。
【００７８】
第１７の発明の無線基地局は、前記第１６の発明の無線基地局の電源回路において、前記スイッチは、当該電源回路への入力信号、又は前記ベースバンド部からの制御信号に基づいて制御されることを特徴とする。
このように無線基地局を構成すると、前記スイッチを切り替えるタイミングを容易に生成することができる。
【００７９】
第１８の発明の無線基地局は、前記第１６の発明の無線基地局の電源回路において、当該電源回路への入力信号、又は前記ベースバンド部からの制御信号に基づき、遅延素子の遅延量や減衰器の減衰量を調整することを特徴とする。
このように無線基地局を構成すると、入力信号の振幅や周波数に応じて、前記第１の電圧発生部と前記第２の電圧発生部の間の遅延量や利得を容易に調整することができる。
【００８０】
第１９の発明の無線基地局は、前記第１６の発明の無線基地局の電源回路において、当該電源回路への入力信号、又は前記ベースバンド部からの制御信号に基づき、前記第１の電圧発生部、又は前記第２の電圧発生部の印加電圧を制御することを特徴とする。
このように無線基地局を構成すると、入力信号の振幅や周波数に応じて、前記第１の電圧発生部や前記第２の電圧発生部の構成素子への印加電圧を、最適に制御することができ、電源回路の効率が向上する。
【符号の説明】
【００８１】
１００…入力端子、１０１…入力信号、１０６…合成アンプ１１０からの出力信号、１０７…ドハティ型電力増幅器１２０からの出力信号、１０８…出力信号、１０９…出力端子、１１０…合成アンプ、１１１，１１１Ａ，１１１Ｂ…誤差増幅器、１１２，１１２Ａ，１１２Ｂ…センス抵抗、１１３，１１３Ａ，１１３Ｂ…センス回路部、１１４，１１４Ａ，１１４Ｂ…スイッチング・アンプ、１１５，１１５Ａ，１１５Ｂ…インダクタ、１２０…ドハティ型電力増幅器、１２１…分配器、１２２…合成器、１２３…キャリア・アンプ、１２４…ピーク・アンプ、１２５、１２６…９０度位相器、１２８、１２９…位相・振幅調整部、１３１，１３３，１３５…ローパス・フィルタ、１３２，１３４，１３６…ハイパス・フィルタ、１４０、１４１…スイッチ、１４２…閾値比較部、１４４，１４５，１４６…制御信号、１５０…Ｃ級アンプ、１６１，１６２…アイソレーター、１６３，１６７…ピーク信号、１６９…リミッタ、１７０…電圧源、１７１…パルス発生部、１８０…貫通防止ロジック部、１８１…Ｈｉｇｈ Ｓｉｄｅ ＭＯＳ、１８２…Ｌｏｗ Ｓｉｄｅ ＭＯＳ、１９０…合成アンプ、１９１…分配器、１９２，１９４…合成器、２００…合成アンプ、２１１〜２１５…包絡線追跡電源、５００…合成アンプ１１０の電圧利得周波数特性、５０１〜５０３…ドハティ型アンプ１２０の電圧利得周波数依存性、５０４〜５０６…合成アンプ１１０とドハティ型アンプ１２０の合成電圧利得周波数依存性、６００…入力信号、６０２，６０３…位相信号、６０４，６０５…振幅（包絡線）信号、６０６…ＲＦ信号、６１１…リミッタ、６１２…遅延部、６１３…主増幅器（飽和アンプ）、６１４…振幅検出器、６１５…包絡線追跡電源、６１７…電源負荷インピーダンス、８０１…ベースバンド部、８０２…ネットワーク・インターフェース部、８０３…プロセッサー、８０４…メモリー、８０５、８０６…信号処理部、８１０，８１１…アナログ部、８２０…RF部、８２５…制御信号、８３０…フロントエンド部、８３１…電力増幅器、８３２…ローノイズアンプ、８３３…送受信切替スイッチ、８４１，８４２…アンテナ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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