(57)【要約】【課題】シリコンなどのバンドギャップが低い半導体デバイスにおいては、半導体デバイスの電圧降下を使った温度推定の精度が低いため、実用的な温度検出用の回路や、検知方式を得るための構成が複雑になる。【解決手段】インバータ回路を有する電力変換器であって、バンドギャップがシリコンより大きく、導通時の電圧降下の温度係数が正となる範囲を有する半導体デバイスを有するとともに、デバイス温度推定回路で温度の推定に用いる電圧測定回路の測定値と電流測定回路の測定値とが同じ時刻に測定したデータとなるようにタイミングを合わせる計測条件設定回路を有する。【選択図】図５
2011010404.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ回路を備えた電力変換器であって、
Ｓｉよりバンドギャップが大きく、導通時の電圧降下の温度係数が正となる範囲を有する半導体デバイスと、
前記半導体デバイスの電極間の電圧降下を測定する電圧測定回路と、
前記インバータ回路の出力電流を測定する電流測定回路と、
前記温度係数が正となる大きさの電流が前記半導体デバイスに流れたときの前記電圧測定回路の測定値とそのときの前記電流測定回路の測定値から前記半導体デバイスの温度を推定するデバイス温度推定回路と、
前記デバイス温度推定回路で前記温度の推定に用いる前記電圧測定回路の測定値と前記電流測定回路の測定値とが同じ時刻に測定したデータとなるようにタイミングを合わせる計測条件設定回路と、
前記デバイス温度推定回路で推定された前記温度に基づいて前記インバータ回路の通電を制御する昇温保護回路とを有することを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記計測条件設定回路は、前記デバイス温度推定回路に入力される前記電圧測定回路の測定値と前記電流回路測定回路の測定値とのうち少なくとも一方を遅らせるディレイ回路を有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記計測条件設定回路は、前記電圧測定回路の測定値が変化する頻度が所定の頻度よりも低いタイミングで、かつ、前記電圧測定回路の測定値が変化するタイミングの近傍を避けたタイミングで測定したデータを用いて前記デバイス温度推定回路が温度の推定を行うようにするデューティ制御回路を有することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記半導体デバイスは少なくとも１つ以上の化合物半導体からなることを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の電力変換器。
【請求項５】
前記半導体デバイスとして、前記インバータ回路のスイッチング素子に並列に接続されたダイオードを用いたことを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の電力変換器。
【請求項６】
前記ダイオードは、アノード、カソード間にショットキー接合を含むことを特徴とする請求項５に記載の電力変換器。
【請求項７】
前記半導体デバイスとして前記インバータ回路のスイッチング素子として用いられているトランジスタを用い、前記電圧測定回路で前記トランジスタのコレクタおよびエミッタ電極間、若しくはドレインおよびソース電極間の電圧降下を測定することを特徴とする請求項１から６の何れかに記載の電力変換器。
【請求項８】
前記インバータ回路の直流電源の正極側と負極側との間に接続された平滑コンデンサと、
前記直流電源の正極側と負極側との間に設けられ、所定の大きさのインピーダンスと第１の遮断スイッチとで構成された前記平滑コンデンサの放電回路と、
前記直流電源の正極側または負極側に設けられ前記インバータ回路を前記直流電源から切り離す第２の遮断スイッチとを有し、
前記昇温保護回路は、前記デバイス温度推定回路によって推定された温度が所定の温度を超えた場合に、前記第１の遮断スイッチを短絡し、前記第２の遮断スイッチを開放することを特徴とする請求項１から７の何れかに記載の電力変換器。
【請求項９】
請求項１から８の何れかに記載の電力変換器を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電動機駆動装置を備えたことを特徴とする輸送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機駆動装置や輸送装置などに用いられるインバータ、コンバータを含む電力変換器の高信頼化に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータやコンバータを含む電力変換器は、インバータ回路や昇圧回路および降圧回路をはじめとして、スイッチとダイオードなどからなる電気回路で構成されている。電力変換器は、直流や交流の電力変換や、交流の周波数変換などを行うために用いられており、昇降圧用のスイッチング電源から、大容量のモータ駆動システムや、送電、変電などといった電力システムなど様々な用途で使われている。
【０００３】
上記電力変換器に用いられる変換器用素子としては、大容量の用途においては、損失低減の観点から、高耐圧のトランジスタやダイオードなどのパワー半導体素子が使われている。
【０００４】
変換器の効率向上のため、パワー半導体には低損失化が求められている。また、近年はＳｉＣやＧａＮをはじめとする化合物半導体を材料としたダイオードやトランジスタの登場によって、高圧のインバータやコンバータを含む電力変換器の低損失化が可能となっている。
【０００５】
また同時に安全性の観点で、パワー半導体を使ったシステムの高信頼化が求められている。
【０００６】
この高信頼化の要求にこたえる手段の一つとして、半導体の熱暴走および、熱暴走による破壊を未然に防ぐために、昇温保護装置が実用化されている。
【０００７】
従来の昇温保護装置の回路方式の一つとして、ダイオードやトランジスタに内蔵するｐｎ接合の電流／電圧特性から、これらの半導体デバイス温度を推定する方式がある（特許文献１）。また、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を持つワイドギャップ半導体ダイオードを用いた電源装置の過熱検出回路がある（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平０７−２３４１６２号公報
【特許文献２】特開２００８−７２８６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の特許文献１に示すようなシリコン半導体をつかった高耐圧パワー半導体における温度推定回路では、シリコン半導体の小電流時のビルトイン電圧と大電流時の電圧降下から半導体デバイス温度を推定している。しかし、パワー半導体のｐｎ接合の電流／電圧特性には半導体デバイスごとにばらつきが大きい。また、温度上昇に伴って電圧降下が小さくなる負の温度特性を示す半導体デバイスもあり、温度推定を行うためには電圧降下を高精度に測定する回路や半導体デバイス、もしくはばらつきの大きい半導体デバイスに対応する特性テーブルや特性チェック用回路を別に用意する必要があり、システムの複雑化が問題となる。
【００１０】
また、特許文献２に示すような、ワイドギャップ半導体ダイオードを用いた過熱検出回路では、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を有するワイドギャップ半導体からなるダイオードと、ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出回路を用い、ダイオードの温度上昇を推定して電源装置のスイッチング素子を停止させる構成が開示されている。上記の構成では、電圧検出タイミングについては考慮されておらず、実際のダイオード温度上昇による電圧降下を正しく検出できない場合がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、例えば、インバータ回路を有する電力変換器であって、バンドギャップがシリコンより大きく、導通時の電圧降下の温度係数が正となる範囲を有する半導体デバイスを有するとともに、デバイス温度推定回路で温度の推定に用いる電圧測定回路の測定値と電流測定回路の測定値とが同じ時刻に測定したデータとなるようにタイミングを合わせる計測条件設定回路を有する。
【００１２】
さらに具体的な構成としては、例えば次のようなものが挙げられる。
【００１３】
（１）インバータ回路を備えた電力変換器であって、
Ｓｉよりバンドギャップが大きく、導通時の電圧降下の温度係数が正となる範囲を有する半導体デバイスと、
前記半導体デバイスの電極間の電圧降下を測定する電圧測定回路と、
前記インバータ回路の出力電流を測定する電流測定回路と、
前記温度係数が正となる大きさの電流が前記半導体デバイスに流れたときの前記電圧測定回路の測定値とそのときの前記電流測定回路の測定値から前記半導体デバイスの温度を推定するデバイス温度推定回路と、
前記デバイス温度推定回路で前記温度の推定に用いる前記電圧測定回路の測定値と前記電流測定回路の測定値とが同じ時刻に測定したデータとなるようにタイミングを合わせる計測条件設定回路と、
前記デバイス温度推定回路で推定された前記温度に基づいて前記インバータ回路の通電を制御する昇温保護回路とを有する。
【００１４】
（２）（１）において、前記計測条件設定回路は、前記デバイス温度推定回路に入力される前記電圧測定回路の測定値と前記電流回路測定回路の測定値とのうち少なくとも一方を遅らせるディレイ回路を有する構成としてもよい。
【００１５】
（３）（１）または（２）において、前記計測条件設定回路は、前記電圧測定回路の測定値が変化する頻度が所定の頻度よりも低いタイミングで、かつ、前記電圧測定回路の測定値が変化するタイミングの近傍を避けたタイミングで測定したデータを用いて前記デバイス温度推定回路が温度の推定を行うようにするデューティ制御回路を有する構成としてもよい。
【００１６】
（４）（１）から（３）の何れかにおいて、前記半導体デバイスは少なくとも１つ以上の化合物半導体からなる構成としてもよい。
【００１７】
（５）（１）から（４）の何れかにおいて、前記半導体デバイスとして、前記インバータ回路のスイッチング素子に並列に接続されたダイオードを用いた構成としてもよい。
【００１８】
（６）（５）において、前記ダイオードは、アノード、カソード間にショットキー接合を含む構成としてもよい。
【００１９】
（７）（１）から（６）の何れかにおいて、前記半導体デバイスとして前記インバータ回路のスイッチング素子として用いられているトランジスタを用い、前記電圧測定回路で前記トランジスタのコレクタおよびエミッタ電極間、若しくはドレインおよびソース電極間の電圧降下を測定する構成としてもよい。
【００２０】
（８）（１）から（７）の何れかにおいて、前記インバータ回路の直流電源の正極側と負極側との間に接続された平滑コンデンサと、
前記直流電源の正極側と負極側との間に設けられ、所定の大きさのインピーダンスと第１の遮断スイッチとで構成された前記平滑コンデンサの放電回路と、
前記直流電源の正極側または負極側に設けられ前記インバータ回路を前記直流電源から切り離す第２の遮断スイッチとを有し、
前記昇温保護回路は、前記デバイス温度推定回路によって推定された温度が所定の温度を超えた場合に、前記第１の遮断スイッチを短絡し、前記第２の遮断スイッチを開放する構成としてもよい。
【００２１】
（９）（１）から（８）の何れかに記載の電力変換器を備えた電動機駆動装置としてもよい。
【００２２】
（１０）（９）に記載の電動機駆動装置を備えた輸送装置としてもよい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明は、従来の検知方式より温度上昇時の電圧降下の変化が大きいので精度の低い検知回路でも温度推定が可能になり、簡便な回路構成の昇温保護装置を有する電力変換器を提供することが可能となる。また、温度の推定に用いる電圧測定回路の測定値と電流測定回路の測定値とが同じ時刻に測定したデータとなるようにタイミングを合わせることで、正確な温度推定が可能となる。また、電圧測定回路による半導体デバイスの電圧降下を測定するタイミングを適切なタイミングに調整することにより、正確な電圧降下を測定し、これに対応した正しい温度上昇を推定することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明を適用するインバータ回路の基本構成を示す回路図である。
【図２Ａ】本発明の原理を示すショットキーダイオードの特性図である。
【図２Ｂ】従来例のダイオードの特性図である。
【図３】本発明の実施例１を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例２を示す回路図である。
【図５】本発明の実施例３を示す説明図である。
【図６】本発明の制御回路の構成を示すブロック図である。
【図７Ａ】本発明の実施例３の測定電圧を示す波形図である。
【図７Ｂ】本発明の実施例３の測定電流を示す波形図である。
【図８】本発明の実施例４を示す回路図である。
【図９Ａ】本発明の実装形態を示す模式図である。
【図９Ｂ】本発明の実装形態を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下に本発明を各実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００２６】
図１は、本発明を適用する電力変換器に含まれるインバータ回路の基本構成を示す。図１において、１は第１のスイッチング素子、２は第１のショットキーダイオード、３は平滑コンデンサ、４は正極側インダクタンス、５は回路正極端子、６は回路負極端子、７はインバータ出力端子、１１は第２のスイッチング素子、１２は第２のショットキーダイオード、１４は負極側インダクタンス、１５は第１のインピーダンス、１６は第１の遮断スイッチを表している。
【００２７】
図１に示すダイオード２、１２と、スイッチング素子１、１１を組み合わせたインバータ回路において、第１のスイッチング素子１と第２のスイッチング素子１１を相補的にスイッチングさせてインバータ出力端子７の電力を制御する。インバータやコンバータ、昇降圧チョッパといった電力変換器は、上記回路と、平滑コンデンサ３と、配線や基板などに存在するインダクタンス４、１４を組み合わせて構成されている。回路正極端子５には直流電源の正極側が、回路負極端子６には直流電源の負極側が、それぞれ接続される。実施例１においては、所定の大きさの第１のインピーダンス１５と、第１のインピーダンス１５に対して直列に接続された第１の遮断スイッチ１６を組み合わせて平滑コンデンサ３の放電回路を形成している。
【００２８】
図１において、ダイオード２、１２として、電圧降下の温度係数が大きい化合物半導体（例えばＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体など）で作られたショットキーダイオード（ＳＢＤ：ショットキーバリアダイオード）を用いることが望ましい。
【００２９】
図１のインバータ回路は、通常のスイッチング素子とフリーホイールダイオードからなるインバータ回路にショットキーダイオードを適用することによって、逆回復時のリカバリ電流の低減と、リカバリ損失の低減を実現する。一方、インバータ回路で、阻止状態では、ショットキーダイオード特有のリーク電流が流れ、リーク電流の大きさは平滑コンデンサ３の電圧によって決まる。平滑コンデンサ３の電圧を下げる手段として放電回路を形成し、平滑コンデンサ３に蓄積された電荷を放電し、インバータ回路にかかる電圧を下げる。
【００３０】
実施例１に用いるショットキーダイオードの特性について説明する。図２Ａに本発明のショットキーダイオードの順方向特性を示し、図２Ｂに従来のダイオードの順方向特性を示す。尚、ダイオードの順方向特性とは、ダイオードに順方向電流が流れているときの電流Ｉｆと電圧降下Ｖｆの特性であり、図２Ａ、図２Ｂでは、横軸に電圧降下Ｖｆ、縦軸に電流Ｉｆをとって、高温のときの特性と低温のときの特性をそれぞれ図示した。
【００３１】
従来のダイオードはＳｉ等の低いバンドギャップの素子を使用して、耐圧と順方向電圧の特性を両立させるため、図２Ｂのように、通常運転時（定常状態）で流れる比較的大きな（電流が０近傍ではない）電流Ｉｐの場合であっても、電圧降下の温度係数が負となる領域（電流Ｉｐのときに温度が上昇するにつれて電圧降下Ｖｐが小さくなる領域、すなわち、Ｖｐ（高温）＜Ｖｐ（低温）となる領域）がある。また、従来のシリコン半導体をつかった高耐圧パワー半導体における温度推定方式では、小電流時のビルトイン電圧と大電流時の電圧降下からデバイス温度を推定するものがある。しかし、図２Ｂに示したように、ビルトイン電圧付近以外の大電流領域において、すなわち、充分に電流が流れている領域で、高温時の特性曲線と、低温時の特性曲線が交差する点がある。この交差する点より電流Ｉｐが大きい領域では電圧降下の温度係数が正であり、Ｖｐ（低温）＜Ｖｐ（高温）となっている。しかし、この交差する点より電流Ｉｐが小さい領域では電圧降下の温度係数が負であり、Ｖｐ（高温）＜Ｖｐ（低温）となっている。したがって、この交差する点における電流Ｉｐの大きさが、定格電流の半分の大きさだとした場合、電流の大きさによって電圧降下の温度係数の正負が逆転してしまうこととなり、正確な温度の推定ができない。また、この交差する点はチップによって個体差があるので、このような特性のダイオードを使って温度推定することは困難である。
【００３２】
そこで、実施例１においては、図２Ａのように、電圧降下の温度係数の大きいＳｉＣやＧａＮなどの化合物半導体を用いたワイドバンドギャップ半導体を使った半導体デバイスを用いて、温度推定を行う。図２Ａでは、導通時の電圧降下の温度係数が正となる範囲が広い。電流Ｉｆが小さい場合（電流が０近傍の場合）では、電圧降下の温度係数が正となる領域が若干存在するものの、通常運転時（定常状態）で流れる比較的大きな（電流が０近傍ではない）電流Ｉｐの場合は、低温における電圧降下Ｖｐよりも高温における電圧降下Ｖｐの方が大きい、すなわち、電圧降下の温度係数が正となっている。また、電流Ｉｐにおいて温度が変化したときの電圧降下Ｖｐの変化が大きいので、図２Ａの対応関係を利用して従来よりも正確な温度推定が可能となる。尚、ビルトイン電圧近傍では電圧降下の温度係数が負となる領域がわずかながら存在するが、このような領域は小さく、通常運転時（定常状態あるいは通電時）ではこの大きさの電流Ｉｐは流れないか、流れたとしても温度推定に用いないようにすればよい。
【００３３】
上記図２Ａの電圧電流特性に示した電圧降下の温度係数の大きい半導体デバイスを使った温度推定回路の基本構成を図３に示す。図３は第１のショットキーダイオード２を還流ダイオードとして使い、前記第１のショットキーダイオード２の端子電圧を測定する電圧測定回路と制御回路を使った温度推定回路である。２１は制御回路、２２は電圧測定回路、１３１はカソード端子、１３２はアノード端子である。電圧降下の温度係数の大きいショットキーダイオードを使用すれば、この温度推定回路を用いて制御回路２１のインバータの電流指令値に対する電圧降下を測定することによって、ショットキーダイオード等の半導体デバイスの温度を精度よく簡便に推定することができる。尚、前述したとおり、温度を推定する際は、電流の大きさを判断するなどして、図２Ａにおいて、温度係数が正となる大きさの電流Ｉｐが流れた場合だけ推定を行う。
【００３４】
ここで、制御回路２１は、メモリに半導体デバイスの温度算出プログラムやルックアップテーブル等の温度推定手段を有するマイクロコンピュータ等から構成することができ、インバータの電流指令値と電圧測定回路の測定値から、図２Ａに示した特性を利用して半導体デバイスの推定温度を算出し、デバイスの上限温度を越えないように適切な温度範囲にインバータ回路の動作を制御する。
【００３５】
尚、図３ではダイオード２を用いた場合を示したが、ダイオード１２を用いる構成としてもよい。
【実施例２】
【００３６】
図４に本発明の実施例２を示す。実施例２では、第１のスイッチング素子１を温度推定のための半導体デバイスとして用いた温度推定回路を示す。１３３はコレクタ端子、１３４はエミッタ端子を表している。第１のスイッチング素子１が例えばＩＧＢＴの場合、従来のＳｉでは、バンドギャップが低く大電流の動作時電圧が低くなるが、本発明のように電圧降下の温度係数が大きいＳｉＣやＧａＮなどの化合物半導体を用いたワイドバンドギャップ半導体デバイスを使うことで、導通時の電圧降下が大きくなる。またＳｉに比べて導通時の電圧降下の温度係数が大きくなるので、ゲートオン時のコレクタ−エミッタ間の電圧変化が温度変化に対して大きくなる。この現象を実施例１と同様に制御回路２１、電圧測定回路２２と組み合わせて提供することで半導体デバイスの推定温度を算出することができる。尚、制御回路２１、電圧測定回路２２の構成や動作は実施例１と同じである。
【００３７】
また、ＭＯＳＦＥＴを第１のスイッチング素子１に用いた場合でも同じことが言える。この場合はゲートオン時のドレイン−ソース間の電圧変化が温度変化に対して大きくなるので、同様の手段を用いて上記目的を達成できる。
【００３８】
尚、図４ではスイッチング素子１を用いた場合を示したが、スイッチング素子１１を用いる構成としてもよい。
【実施例３】
【００３９】
図５に本発明の実施例３を示す。図５は図３、図４の温度推定回路をインバータ回路に適用した例を示す。尚、実施例１、２で説明した内容と重複する事項については説明を省略し、変更点を以下に説明する。
【００４０】
図５において、１５は第１のインピーダンス、１６は第１の遮断スイッチ、２１は制御回路、２２は電圧測定回路、２３は電流測定回路、３０は第２の遮断スイッチである。
【００４１】
実施例３において、電圧測定回路２２は、インバータ出力端子７と負極側との間の電位差を測定する。そのために、ダイオード２、１２、あるいは、スイッチング素子１、１１として、実施例１、２で説明した電圧降下の温度係数の大きいＳｉＣやＧａＮなどの化合物半導体を用いたワイドバンドギャップ半導体を使った半導体デバイスを用いる。電流測定回路２３は、インバータ出力端子７の出力電流を測定する。第２の遮断スイッチ３０は、直流電源の正極側または負極側に設けられ、インバータ回路を直流電源から切り離すことが可能である。
【００４２】
第１の遮断スイッチ１６、第２の遮断スイッチ３０は、制御回路２１によりスイッチの開閉が制御される。制御回路２１は、電流測定回路２３と電圧測定回路２２を用いてインバータ出力端子７の電流と電圧を取り込み、実施例１、２と同様に半導体デバイスの温度上昇の推定を行って半導体デバイスの温度状態を検知する。そして、半導体デバイスの温度状態を検知した後で、制御回路２１に備えた昇温保護回路を動作させて、所定の温度を超えた場合に第２の遮断スイッチ３０の開放による回路遮断および、第１の遮断スイッチ１６の短絡による平滑コンデンサ３の電荷の放電をおこなうことによって、インバータ回路の昇温保護装置を実現することができる。
【００４３】
ここで、例えば図６に示すように制御回路２１を構成する事が出来る。すなわち、半導体デバイスである第２のショットキーダイオード１２の電圧を測定する電圧測定回路２２の出力Ｖと、インバータ出力端子７の出力電流を測定する電流測定回路２３の出力Ｉとを、デバイス温度推定回路６０２に取り入れる。
【００４４】
図７Ａ、図７Ｂに、本発明の実施例３において、半導体デバイスにＰＷＭ制御を行った場合の出力電圧と電流の波形の例を示し、図７Ａは図５に示した電圧測定回路２２による測定電圧の時間変化Ｖ（ｔ）、図７Ｂは電流測定回路２３による測定電流の時間変化Ｉ（ｔ）を示す。図７Ａ、図７Ｂにおいて、横軸は時刻ｔを示す。
【００４５】
例えば、時刻ｔ１における電圧値、電流値をそれぞれ、Ｖｐ（ｔ１）、Ｉｐ（ｔ１）とすると、図２Ａに示した特性を利用して、電圧降下の温度係数の大きい半導体デバイスであれば温度を正確に推定することができる。
【００４６】
しかし、デバイス温度推定回路６０２に入力される電圧測定回路２２の出力Ｖと、電流測定回路２３の出力Ｉは、入力されるタイミングがずれてしまう、すなわち、一方が他方に対して遅れてしまう場合があり、その場合は同じ時刻に測定したデータではなくなってしまうため、正確な温度推定ができなくなってしまう。入力されるタイミングがずれる理由としては、例えば、電流測定回路２３において電流の情報を一旦電圧に変換して出力する場合に、時間遅れが生じることなどが考えられる。
【００４７】
そこで、実施例３では、計測条件設定回路６０１を有しており、デバイス温度推定回路６０２で温度の推定に用いる電圧測定回路２２の測定値（出力Ｖ）と電流測定回路２３の測定値（出力Ｉ）とが同じ時刻に測定したデータとなるようにタイミングを合わせている。
【００４８】
より具体的には、計測条件設定回路６０１は、デバイス温度推定回路６０２に入力される電圧測定回路２２の測定値と電流回路測定回路２３の測定値とのうち少なくとも一方を遅らせるディレイ回路６２１を有する。これによって、両者のタイミングを合わせることが可能となり、正確な温度推定を行うことができる。
【００４９】
さらに、実施例３では、より正確な温度推定を行うために、計測条件設定回路６０１は、電圧測定回路２２の測定値が変化する頻度が所定の頻度よりも低いタイミングで、かつ、電圧測定回路２２の測定値が変化するタイミングの近傍を避けたタイミングで測定したデータを用いてデバイス温度推定回路６０２が温度の推定を行うようにするデューティ制御回路６１１を有する。これを設けた理由は、ＰＷＭ制御で動作するインバータでは、動作モードによってはショットキーダイオードに電流が流れないモードで電圧および電流を測定してしまう可能性があり、正しい電圧降下を測定することができなくなる場合があるからである。例えば、図７Ａにおいて、時刻ｔ１や時刻ｔ２の直前あたりではＶ（ｔ）の変化する頻度が小さく、Ｖ（ｔ）の値を誤って検出してしまう可能性は低い。しかし、時刻ｔ１や時刻ｔ２より少し後の場所では、Ｖ（ｔ）が変化するタイミングの近傍となっており、Ｖ（ｔ）の値を誤って検出してしまう可能性が高くなる。また、さらにその後の領域では、Ｖ（ｔ）が変化する頻度が高い領域となってしまい、同様にＶ（ｔ）の値を誤って検出してしまう可能性が高くなる。これを未然に防ぐために、デューティ制御回路６１１を設けて、正確な温度推定ができる領域の測定値のみを用いて温度推定を行うようにフィルタリングしている。実施例３では、一定の出力電流がダイオード順方向に流れる時のダイオードの電位差を調べる方式であり、電流が一定な時刻ｔ１およびｔ２のような状態にあるときのフリーホイールダイオード還流時の電流を測定する。
【００５０】
次に、デバイス温度推定回路６０２で推定したデバイス温度を昇温保護回路６０３の温度範囲設定回路６０４に入力し、適正な温度範囲又は温度上限を越えないように電力制御回路６０５により、ＯＮ／ＯＦＦ回路６０６を制御し、インバータ回路の第１の遮断スイッチ１６、第２の遮断スイッチ３０を開閉してインバータ回路の通電を制御する。このように、デバイス温度推定回路６０２で推定された温度に基づいてインバータ回路の通電を制御する昇温保護回路６０３を備えることで、昇温保護が可能となる。
【００５１】
尚、実施例３ではインバータ出力端子７と負極側との間の電位差を測定し本発明の効果を得ることができるが、インバータ出力端子７と正極側との間の電位差を測定しても同様の効果が得られることは明らかである。
【実施例４】
【００５２】
図８に本発明の実施例４を示す。図８は図５で示したインバータ回路を組み合わせて電動機駆動装置を構成し、輸送装置（例えば車両、昇降機、乗客コンベア等）に搭載された３相モータに適用したときの回路構成の１例である。
【００５３】
３１は第３のスイッチング素子、３２は第３のショットキーダイオードである。３３は第４のスイッチング素子、３４は第４のショットキーダイオードである。４１は第５のスイッチング素子、４２は第５のショットキーダイオードである。４３は第６のスイッチング素子、４４は第６のショットキーダイオードである。
【００５４】
１２３はＵ相電流測定回路、１２４はＵ相電圧測定回路である。２２３はＶ相電流測定回路、２２４はＶ相電圧測定回路である。３２３はＷ相電流測定回路、３２４はＷ相電圧測定回路である。２２５はモータである。
【００５５】
上記のように、３相交流インバータ回路において、各相のショットキーダイオードまたはスイッチング素子の電圧と、インバータの出力電流を測定してデバイス温度を推定し、インバータ回路の昇温保護を実現することが出来る。動作の詳細については実施例３と同様なので説明を省略する。
【００５６】
図９Ａ、９Ｂに本発明の実装形態を示す。図９Ａは、インバータ回路を実現するデバイス実装形態の例を示す平面図、図９Ｂはその側面図である。６１はワイヤボンディング、６２は基板正極部、６３は基板負極部、６４はスイッチング素子（例えば図５のスイッチング素子１１に対応）、６５はダイオード素子（例えば図５のダイオード１２に対応）、６６は絶縁基板、６７は絶縁部、６８はベース基板を示している。ベース基板６８から放熱する冷却手段と、スイッチング素子やダイオード素子といった半導体デバイスが実装された基板を組み合わせて作られたパッケージを使うことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータ等の電力変換器の回路システムを提供することが可能である。ここで、スイッチング素子６４またはダイオード素子６５の少なくとも一方に図２Ａで説明した半導体デバイスを用い、基板正極部６２と基板負極部６３との間の電圧を測定する。
【００５７】
また、本発明で使用する化合物半導体デバイスの最適化により、温度推定だけでなく損失低減や高温動作が可能となり、これら実施例を採用した列車などの鉄道車両の電力変換器は小型化が可能となる。また、ハイブリッド自動車や電気自動車の電力変換器は周囲温度が高い環境でも動作が可能になる。
【００５８】
上記に示した、好適実施例を逸脱しないアイデア、および好適実施例の複合的なアイデアは、本発明から容易に推考することが可能である。また本発明の実施例は、２レベルインバータを例に電力変換器を図示したが、本発明の電力変換器に関しては、電圧レベルを３個以上持つマルチレベルのインバータやコンバータ、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータといった別の電力変換器にもあてはまることであり、本発明の実施例は、周知の電力変換器の一部に過ぎない。
【００５９】
本発明は、家電、電源装置、モータ駆動装置、輸送装置（例えば鉄道や自動車などの車両や、昇降機、乗客コンベアなど）、鉄鋼生産、電力などの各種技術分野に適用が可能である。
【符号の説明】
【００６０】
１…第１のスイッチング素子、２…第１のショットキーダイオード、３…平滑コンデンサ、４…正極側インダクタンス、５…回路正極端子、６…回路負極端子、７…インバータ出力端子、１１…第２のスイッチング素子、１２…第２のショットキーダイオード、１４…負極側インダクタンス、１５…第１のインピーダンス、１６…第１の遮断スイッチ、２１…制御回路、２２…電圧測定回路、２３…電流測定回路、３０…第２の遮断スイッチ、１３１…カソード端子、１３２…アノード端子、１３３…コレクタ端子、１３４…エミッタ端子、３１…第３のスイッチング素子、３２…第３のショットキーダイオード、３３…第４のスイッチング素子、３４…第４のスイッチングダイオード、４１…第５のスイッチング素子、４２…第５のショットキーダイオード、４３…第６スイッチング素子、４４…第６のショットキーダイオード、１２３…Ｕ相電流測定回路、２２３…Ｖ相電流測定回路、３２３…Ｗ相電流測定回路、１２４…Ｕ相電圧測定回路、２２４  …Ｖ相電圧測定回路、３２４…Ｗ相電圧測定回路、６０１…計測条件設定回路、６０２…デバイス温度推定回路、６０３…昇温保護回路、６０４…温度範囲設定回路、６０５…電力制御回路、６１１…デューティ制御回路、６２１…ディレイ回路、６１…ワイヤボンディング、６２…基板正極部、６３…基板負極部、６４…スイッチング素子、６５…ダイオード素子、６６…絶縁基板、６７…絶縁部、６８…ベース基板。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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