(57)【要約】【課題】伝送路内で希望信号の周波数帯域内に発生した干渉波の影響を少なくした無線通信受信回路を提供する。【解決手段】無線通信受信回路の第１の側面は，OFDMまたはOFDMA通信方式の無線通信受信回路において，希望信号の周波数帯域内にある受信信号をデジタル受信信号に変換するＡＤ変換器と，デジタル受信信号を時間領域受信信号から周波数領域受信信号に変換するフーリエ変換器と，フーリエ変換器の前に設けられ時間領域受信信号から干渉波信号を阻止する帯域阻止フィルタと，周波数領域受信信号に含まれている干渉波の周波数特性を測定し，帯域阻止フィルタの減衰特性を当該測定した周波数特性と逆の減衰特性に制御するフィルタ制御ユニットとを有する。【選択図】  図１
2011193079.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDMまたはOFDMA通信方式の無線通信受信回路において，
希望信号の周波数帯域内にある受信信号をデジタル受信信号に変換するＡＤ変換器と，
前記デジタル受信信号を時間領域受信信号から周波数領域受信信号に変換するフーリエ変換器と，
前記フーリエ変換器の前に設けられ前記時間領域受信信号から干渉波信号を阻止する帯域阻止フィルタと，
前記周波数領域受信信号に含まれている干渉波の周波数特性を測定し，前記帯域阻止フィルタの減衰特性を当該測定した周波数特性と逆の減衰特性に制御するフィルタ制御ユニットとを有する無線通信受信回路。
【請求項２】
請求項１において，
前記帯域阻止フィルタは，前記時間領域受信信号を遅延する複数の遅延回路と，前記複数の遅延回路のそれぞれの出力に係数を乗じる乗算回路と，前記乗算回路の各出力を加算する加算回路とを有する有限インパルス応答フィルタを有し，
前記フィルタ制御ユニットは，前記測定した周波数特性と逆の減衰特性に対応する係数を生成し，前記有限インパルス応答フィルタに供給する無線通信受信回路。
【請求項３】
請求項２において，
前記測定した周波数特性は，前記周波数領域受信信号のサンプル点の周波数に対する電力を有する干渉波周波数領域信号であり，
前記フィルタ制御ユニットは，前記干渉波周波数領域信号の電力を逆にした逆干渉波周波数領域信号を生成する逆特性生成回路と，前記逆干渉波周波数領域信号を逆干渉波時間領域信号に変換する逆離散フーリエ変換器とを有し，前記逆干渉波時間領域信号のサンプル点の電力値を前記係数として前記有限インパルス応答フィルタに供給する無線通信受信装置。
【請求項４】
請求項１，２，３のいずれかにおいて，
前記フィルタ制御ユニットは，無送信期間中における前記周波数領域受信信号の各サブキャリア周波数の電力を計算して，前記干渉波の周波数特性を求める無線通信受信装置。
【請求項５】
請求項１，２，３のいずれかにおいて，
前記フィルタ制御ユニットは，送信期間中において前記周波数領域受信信号に含まれる既知信号に対する既知信号サブキャリア周波数での前記既知信号の理想点から受信点への偏移電力を計算して，前記干渉波の周波数特性を求める無線通信受信装置。
【請求項６】
請求項１，２，３のいずれかにおいて，
前記フィルタ制御ユニットは，前記測定した干渉波の周波数特性のピーク電力が基準値を超えない場合は前記帯域阻止フィルタの阻止機能を停止させ，越える場合は前記帯域阻止フィルタの阻止機能を動作させる無線通信受信装置。
【請求項７】
請求項６において，
前記フィルタ制御ユニットは，前記周波数領域受信信号から変調して取り出した受信ビット信号のビットエラーレートを監視し，前記基準値を前記ビットエラーレートが最小になる値に設定する無線通信受信装置。
【請求項８】
希望信号の周波数帯域内にある受信信号をデジタル受信信号に変換するＡＤ変換器と，
前記デジタル受信信号から干渉波信号を阻止する帯域阻止フィルタと，
前記デジタル受信信号に含まれている干渉波の周波数特性を測定し，前記帯域阻止フィルタの減衰特性を当該測定した周波数特性と逆の減衰特性に制御するフィルタ制御ユニットとを有する無線通信受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，無線通信受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信受信回路は，予め決められた周波数帯域内にある受信信号を受信し，検波，復調，誤り訂正などを行う。受信回路において，受信周波数帯域の外に存在する干渉波をフィルタなどにより除去することができる。ただし，受信周波数帯域内に存在する干渉波は，フィルタなどで除去すると受信信号も一緒に除去されてしまう。
【０００３】
OFDM（直交周波数分割多重）通信方式やOFDMA(直交周波数多元接続)通信方式の無線通信受信回路において，希望信号周波数帯域内に干渉波が存在する場合，アナログフィルタなどで除去されている。
【０００４】
特許文献１にはOFDM通信装置が，特許文献２，３には伝送路逆特性推定手段とフィルタ回路が記載されている。
【０００５】
OFDM通信方式では，送信装置は，周波数が互いに直交関係にある複数のサブキャリアを送信データで変調し，そのOFDM周波数領域信号をIFFTしてOFDM時間領域信号に変換し，高周波信号にアップコンバートして空間上に送出する。一方，これを受信する受信装置は，受信した高周波信号をダウンコンバートしOFDM時間領域信号をFFTしてOFDM周波数領域信号に変換し，複数のサブキャリアを復調して受信データを抽出する。OFDMA通信方式も，複数のサブキャリアを複数の端末に割り当てている点を除いてOFDM通信方式と同様である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−２８６８２１号公報
【特許文献２】特開２０００−１５６６５５号公報
【特許文献３】特開２０００−２３２３８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
受信回路のFFTは，OFDM時間領域信号における有限時間長の離散的なデジタル信号を複数のサブキャリであるOFDM周波数領域信号に変換する。そのため，受信したOFDM時間領域信号内に干渉波が存在すると，FFTされるとその干渉波が干渉波周波数帯域外の広い周波数帯域に拡がり，希望信号である複数のサブキャリアからなるOFDM周波数領域信号の直交関係を崩し，大きな悪影響を与える。
【０００８】
そこで，本発明の目的は，伝送路内で希望信号の周波数帯域内に発生した干渉波の影響を少なくした無線通信受信回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
無線通信受信回路の第１の側面は，OFDMまたはOFDMA通信方式の無線通信受信回路において，
希望信号の周波数帯域内にある受信信号をデジタル受信信号に変換するＡＤ変換器と，
前記デジタル受信信号を時間領域受信信号から周波数領域受信信号に変換するフーリエ変換器と，
前記フーリエ変換器の前に設けられ前記時間領域受信信号から干渉波信号を阻止する帯域阻止フィルタと，
前記周波数領域受信信号に含まれている干渉波の周波数特性を測定し，前記帯域阻止フィルタの減衰特性を当該測定した周波数特性と逆の減衰特性に制御するフィルタ制御ユニットとを有する。
【発明の効果】
【００１０】
第１の側面によれば，干渉波の影響を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本実施の形態における無線通信受信回路の構成図である。
【図２】周波数領域受信信号DF1の周波数スペクトルの図である。
【図３】周波数領域受信信号DF1の周波数スペクトルの図である。
【図４】無変調の干渉波のみを受信した場合のFFT後の周波数スペクトルの図である。
【図５】変調された干渉波を受信した場合のFFT後の周波数スペクトルの図である。
【図６】図５の干渉波の周波数スペクトルを図２のOFDM周波数領域受信信号の周波数スペクトルに重ねた図である。
【図７】干渉波の周波数特性と帯域阻止フィルタの減衰特性の第１の例を示す図である。
【図８】干渉波の周波数特性と帯域阻止フィルタの減衰特性の第２の例を示す図である。
【図９】本実施の形態における干渉波の周波数特性と帯域阻止フィルタの減衰特性の例を示す図である。
【図１０】フィルタ制御ユニット内の干渉波測定部について説明する図である。
【図１１】本実施の形態における干渉波測定部の構成と電力計算の第１の例を示す図である。
【図１２】本実施の形態における干渉波測定部の構成と電力計算の第２の例を示す図である。
【図１３】本実施の形態における係数演算部の構成と動作を示す図である。
【図１４】本実施の形態における帯域阻止フィルタの構成図である。
【図１５】第２の実施の形態における無線通信受信回路の構成図である。
【図１６】第２の実施の形態における無線通信受信回路の動作を説明する図である。
【図１７】第３の実施の形態における無線通信受信回路の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は，本実施の形態における無線通信受信回路の構成図である。この受信回路は，OFDMまたはOFDMA通信方式の受信信号を受信する回路である。前述のとおり，OFDM通信方式では，送信装置は，周波数が互いに直交関係にある複数のサブキャリアを送信データで変調し，そのOFDM周波数領域信号をIFFTしてOFDM時間領域信号に変換し，高周波の搬送波信号にアップコンバートして空間上に送出する。一方，これを受信する受信装置は，受信した高周波の搬送波信号をダウンコンバートし，OFDM時間領域信号をFFTしてOFDM周波数領域信号に変換し，複数のサブキャリアを復調して受信データを抽出する。OFDMA通信方式では，複数のサブキャリアを複数の端末に割り当てている点でOFDM通信方式と異なる。
【００１３】
図１の受信回路は，アンテナATで受信した受信信号をローノイズアンプLNAにより増幅し，ミキサMIXとローパスフィルタLPFで希望信号の周波数帯域内にある受信信号を抽出する。発振器OSCは，希望信号の周波数を有するローカル周波数信号FLをミキサMIXに与える。そして，ローパスフィルタLPFの出力が可変ゲイン増幅器AGCにより所望のゲインに増幅され，増幅されたアナログ受信信号がアナログデジタル変換器ADCによりデジタル受信信号DT1に変換される。このデジタル受信信号DT1は時間領域の信号からなる時間領域受信信号である。また，可変ゲイン増幅器AGCのゲインGAは，例えば，ADCが検出する電力が一定になるように制御される。
【００１４】
受信回路は，さらに，デジタル受信信号DT1に含まれる干渉波を阻止する帯域阻止フィルタBEF(Band Elimination FilterまたはBand Rejection Filter)を有する。受信回路は，さらに，帯域阻止フィルタBERの出力であるデジタル受信信号DT2を時間領域信号から周波数領域信号DF1にフーリエ変換する高速フーリエ変換器FFTを有し，この周波数領域受信信号DF1はそれぞれの周波数が直交関係にある複数のサブキャリからなり，各サブキャリアの電力を有する。受信回路は，また，周波数領域受信信号DF1の各サブキャリアを復調し，デインターリーブし，誤り訂正などを行う復調・誤り訂正回路２０を有する。復調・誤り訂正回路２０は送信されたビット列を出力する。また，復調・誤り訂正回路２０は誤り訂正により訂正されたビット数から伝送路中のBER(ビットエラーレート)を推定することができる。
【００１５】
受信回路は，帯域阻止フィルタBEFの減衰特性を制御するフィルタ制御ユニット１０を有する。帯域阻止フィルタBEFの減衰特性は，周波数に対する減衰量の特性であり，この減衰特性を適宜制御することで，希望信号の周波数帯域内に存在する干渉波を適切に阻止または除去または減衰することができる。
【００１６】
フィルタ制御ユニット１０は，周波数領域受信信号DF1に含まれている干渉波の周波数特性（例えばサブキャリア周波数毎の電力値）を測定する干渉波測定部１２と，測定された干渉波の周波数特性と逆の減衰特性に帯域阻止フィルタBEFを制御する係数１６を演算する係数演算部１４とを有する。ここで，帯域阻止フィルタBEFは，タップ数ｎ＋１の有限インパルス応答フィルタ（FIR Filter: Finit Inpulse Response Filter）である。FIRフィルタについては，後で詳述するが，タップ数ｎ＋１に対する係数C0〜Cnを制御することで，FIRフィルタの周波数に対する減衰特性を適応的に変更することができる。
【００１７】
次に，本実施の形態における受信回路が，FFTの前段に受信デジタル信号DT1である時間領域信号から干渉波を阻止または除去または減衰する帯域阻止フィルタBEFを設けた理由について以下説明する。
【００１８】
図２は，周波数領域受信信号DF1の周波数スペクトル（周波数特性）の図である。横軸が周波数，縦軸が信号強度，つまり電力である。高速フーリエ変換器FFTは，OFDMの時間領域受信信号DT2を周波数領域受信信号DF1にフーリエ変換する。図２の周波数領域受信信号DF1は，簡単のために５つのサブキャリアSC1〜SC5だけを有する。各サブキャリアSC1〜SC5のスペクトルの中心周波数は1f,2f,3f,4f,5fであり，それらの中心周波数1f〜5fは，隣り合ったサブキャリアの電力が０のヌル点と重なるので，サブキャリア間の干渉を殆どゼロにできる。
【００１９】
図３は，周波数領域受信信号DF1の周波数スペクトル（周波数特性）の図である。横軸が周波数，縦軸が信号強度，つまり電力である。図３には，単一のサブキャリアSC3の周波数スペクトルのみ示されている。中心周波数3fを中心とする最大電力を持つメインローブに加えて，その両側の周波数帯域に電力が低いサイドローブが存在する。このように，高速フーリエ変換回路FFTは，離散フーリエ変換であり，有限時間長の時間領域受信信号DT2を高速フーリエ変換するため，FFTされた周波数領域受信信号DF1の周波数スペクトルは，サブキャリアSC3の周波数帯域内のメインローブと，その周波数帯域外に広がったサイドローブとを有する。この周波数スペクトルは，一種のsinc関数である。
【００２０】
図４は，無変調の干渉波のみを受信した場合のFFT後の周波数スペクトル（周波数特性）の図である。これも横軸が周波数（但しサブキャリアの番号），縦軸が電力である。無変調の干渉波は，特定の周波数，この例ではサブキャリアSC640の中心周波数，のみを持ち，無変調故，図３のような帯域を持たない。しかし，高速フーリエ変換回路FFTによりFFTされると，図４に示されるとおり，特定の周波数以外の広い周波数帯域に広がる。このように時間領域受信信号DT2での周波数以外の広い周波数帯域に広がるのは，図３に示した単一のサブキャリアSC3にサイドローブが形成されることと同じである。
【００２１】
図４に示した干渉波のFFT後の周波数領域信号が，図２に示した複数のサブキャリアの周波数帯域信号に加わると，図２の各サブキャリアの中心周波数に対して干渉波が重なり，各サブキャリアの中心周波数には隣接するサブキャリアのヌル点が一致するという直交関係が破壊される。その結果，干渉波が重なったサブキャリアの復調を適切に行うことができなくなる。
【００２２】
したがって，干渉波の除去または減衰は，FFTされる前の時間領域受信信号DT2に対して行うことが望ましい。たとえ干渉波が希望信号の周波数帯域内に存在していても，時間領域受信信号DT2であれば干渉波は狭い周波数帯域内に限定されているので，その干渉波の周波数帯域の受信信号を除去または減衰して希望信号の一部のサブキャリにエラーが発生しても，後段の復調・誤り訂正回路２０によるデインターリーブや誤り訂正により，そのエラーを訂正することが可能である。
【００２３】
それに対してFFT後の周波数領域受信信号DF1では，図４に示したとおり広い周波数帯域に干渉波の電力が広がるので，より多くのサブキャリアにエラーが発生し，復調・誤り訂正回路２０によりエラー訂正ができなくなる蓋然性が高い。
【００２４】
図５は，変調された干渉波を受信した場合のFFT後の周波数スペクトルの図である。この例では，周波数2fから3fの帯域に干渉波IWのメインローブが形成されている。これが干渉波IWの周波数帯域である。さらに，その干渉波IWの周波数帯域の両側の広い範囲に図３の単一のサブキャリアと同様にサイドローブが形成されている。しかも，干渉波の周波数特性は左右対称ではなく歪んでいる。
【００２５】
近年において地上波デジタル放送用信号と地上波アナログ放送用信号とが併存する場合，希望信号である地上波デジタル放送用信号の周波数帯域内に，遠方の地区の地上波アナログ放送用信号が干渉波として存在することがたびたび生じている。このような場合，図５に示したような歪んだ干渉波が発生する。また，無線通信装置自身が干渉波を発生する場合もあり，その場合も希望信号の帯域内に干渉波が存在することになる。
【００２６】
図６は，図５の干渉波の周波数スペクトルを図２のOFDM周波数領域受信信号の周波数スペクトルに重ねた図である。図２のFFT後の周波数領域受信信号DF1では，各サブキャリアSC1〜SC5の中心周波数に隣接サブキャリアのヌル点が一致しているので，影響は殆どない。しかし，図５の干渉波IWが重なると，図６に示されるとおり，広い周波数帯域に広がった干渉波IWのスペクトルが多くのサブキャリアの中心周波数にも重なり，多くのサブキャリアに悪影響を与える。これがサブキャリアの直交崩れである。広い周波数範囲で直交崩れが生じると，多くのサブキャリアにエラーが発生する。エラーが発生したサブキャリアの数が多くなればなるほど，デインターリーブと誤り訂正によってもそのエラーを訂正することがより困難になる。
【００２７】
上記の理由から，希望信号の周波数帯域に存在する干渉波は，FFT変換される前段のアナログ信号またはデジタル信号から除去または減衰されることが望ましい。FFTの前段であれば干渉波の帯域は狭い範囲に限定されるので，希望信号と共に除去または減衰しても，後段の復調・誤り訂正回路でエラー訂正できる蓋然性が高いからである。次に，FFTの前段に設けられる帯域阻止フィルタの特性について説明する。
【００２８】
図７は，干渉波の周波数特性と帯域阻止フィルタの減衰特性の第１の例を示す図である。FFTの前段で干渉波を除去または減衰させる帯域阻止フィルタBEFを設けることで，サブキャリア間の直交崩れの範囲を限定的にすることができ，希望信号を適切に復調することができる。しかし，帯域阻止フィルタの減衰特性が干渉波の周波数特性（周波数スペクトル）と一致していないと，それに伴って希望信号を不適切に減衰させることになり好ましくない。
【００２９】
図７には，横軸の周波数，縦軸の電力及び減衰量のグラフに，希望信号DWの周波数特性と，干渉波IWの周波数特性とが示されている。この例では，干渉波IWの周波数特性は左右対称で歪んではいない。ただし，帯域阻止フィルタBEFが例えばLC回路で構成されている場合は，その減衰特性BEF-Cは図７中に示されるとおり，特定周波数を中心とする左右対称の形状になり，必ずしも干渉波IWの周波数特性の形状と一致していない。したがって，図７中の３０の部分では，干渉波IWの影響を受けていない希望信号DWの帯域も帯域阻止フィルタBEFにより除去または減衰されてしまう。
【００３０】
図８は，干渉波の周波数特性と帯域阻止フィルタの減衰特性の第２の例を示す図である。この例では，干渉波TWの周波数特性は，左右対称ではなく歪んでいる。それに対して，帯域阻止フィルタBEFの減衰特性BEF-Cは図７と同様に左右対称の形状である。そのため，図中３０Ａでは，帯域阻止フィルタの減衰量BEF-Cは干渉波TWの電力より大きく，無駄に希望信号DWを減衰させてしまう。一方，図中３０Ｂでは，減衰量ＢＥＦ−Ｃは干渉波ＴＷの電力より小さく，十分に干渉波IWを減衰させることができない。このように，歪んだ干渉波を取り除くためには，LC回路で代表される帯域阻止フィルタの左右対称の減衰特性では不適切である。
【００３１】
図９は，本実施の形態における干渉波の周波数特性と帯域阻止フィルタの減衰特性の例を示す図である。この例の干渉波IWの周波数特性も図８と同様に歪んでいる。しかし，本実施の形態においては，図１に示したとおり，帯域阻止フィルタBEFの減衰特性が，干渉波の周波数特性と逆の減衰特性に制御される。つまり，図９に示されるとおり，フィルタの減衰特性BEF-Cは，干渉波IWの周波数特性と上下逆の形状になっている。帯域阻止フィルタBEFをこのような減衰特性に制御することで，希望信号DWの周波数帯域内に存在する干渉波IWの電力だけを除去することができ，希望信号DWへの悪影響を最小限に抑えることができる。
【００３２】
図１に戻り，本実施の形態の無線通信受信回路では，フィルタ制御ユニット１０が，周波数領域受信信号DF1に含まれている干渉波IWの周波数特性を測定し，帯域阻止フィルタBEFの減衰特性BEF-Cを当該測定した干渉波の周波数特性と逆の減衰特性に制御する。そのために，フィルタ制御ユニット１０は，干渉波の周波数特性を測定する干渉波測定部１２と，その測定した周波数特性と逆の減衰特性を生成するための係数を求める係数演算部１４とを有する。
【００３３】
図１０は，フィルタ制御ユニット内の干渉波測定部について説明する図である。図１０には，FFT後の周波数領域受信信号DF1の周波数スペクトルが示されている。横軸は，周波数またはサブキャリア番号，縦軸は電力または減衰量である。図示されるとおり，高速フーリエ変換器FFTによりFFTされると，複数のサブキャリアの周波数帯域毎の信号からなる周波数領域受信信号DF1が生成される。この信号DF1には希望信号DWの周波数帯域内に干渉波IWが混在しているので，次の２つの方法で，干渉波IWの周波数特性（周波数スペクトル）を測定する。
【００３４】
第１の方法によれば，WiMaxなど送信期間と受信期間との間に無送信期間が存在する通信方式の場合に，その無送信期間において周波数領域受信信号DF1の周波数特性を測定する。無送信期間では希望信号DWが存在していないので，その周波数領域受信信号DF1の周波数特性が干渉波IWの周波数特性になる。具体的には，周波数領域受信信号DF1のサブキャリア周波数毎の電力を計算する。受信点の電力を計算すればよい。
【００３５】
第２の方法によれば，無送信期間が存在しない通信方式の場合に，既知信号，例えばパイロットサブキャリアの周波数での理想点から受信点までの偏移電力を計算する。理想点のベクトルは既知信号であるから予め分かっている。そこで，受信点のベクトルから理想点のベクトルを減じた偏移ベクトルの電力を計算すればよい。
【００３６】
図１１は，本実施の形態における干渉波測定部の構成と電力計算の第１の例を示す図である。この第１の例は，無線通信方式に無送信期間が存在する場合に適用される。干渉波測定部１２は，無送信期間を知らせる無送信期間信号T1に応答して，FFTされた周波数領域受信信号DF1の各サブキャリアの周波数の電力を計算する電力計算部１２０と，電力計算部１２０が出力する電力値PWを複数のシンボルにおいて平均をとって干渉波の周波数スペクトルFSを出力する平均化ユニット１２２とを有する。この周波数スペクトルFSが干渉波の周波数スペクトルになる。
【００３７】
無送信期間信号T1は上位の制御ユニット（図示せず）から供給される。そして，無送信期間では，図１０の希望信号DWを除いた干渉波IWのみが周波数領域受信信号DF1に含まれており，IQ座標上の干渉波の受信点は，サブキャリアの周波数と干渉波の周波数の偏差に対応して，図１１に示されるとおり原点を中心にして回転する。電力計算部１２０は，この受信点（Ir,Qr）の電力値PW=Ir2+Qr2を各サブキャリア周波数毎に計算する。この計算のために受信点（Ir,Qr）を求める必要があるが，復調・誤り訂正回路２０からそれを供給されてもよい。
【００３８】
さらに，平均化ユニット１２２は，無送信期間において複数シンボル期間に相当する回数，電力値PWをサブキャリア周波数毎に平均化して，より精度の高い干渉波の周波数スペクトルFSを出力する。
【００３９】
図１２は，本実施の形態における干渉波測定部の構成と電力計算の第２の例を示す図である。第２の例は，無線通信方式に無送信期間が存在しない場合に適用される。無送信期間が存在しないので，図１０のように常時希望信号DWと干渉波IWとが併存する。ただし，希望信号DW内には，既知信号，例えばパイロットサブキャリア，が含まれている。この既知信号のサブキャリアを利用することで，干渉波IWの電力値PWを演算で求めることができる。
【００４０】
パイロットサブキャリアは，OFDMシンボル内の複数のサブキャリアに含まれ，それぞれのパイロットサブキャリアにはパイロット信号と干渉波とが含まれている。そのため，図１２に示されるとおり，パイロット信号の理想点（Ii,Qi）を中心に受信点（Ir,Qr）は干渉波の電力値を半径として回転する。この回転はパイロットサブキャリアの周波数と干渉波の周波数偏差による。
【００４１】
そこで，電力計算部１２１は，パイロットサブキャリアの周波数について，既知であるパイロット信号の理想点（Ii,Qi）から受信点（Ir,Qr）への偏移ベクトル（Ir-Ii,Qr-Qi）の電力値PW=(Ir-Ii)2+(Qr-Qi)2を演算で求める。第２の例では，干渉波測定部１２は，FFTされた周波数領域受信信号DF1の各パイロットサブキャリアの周波数の電力を計算する電力計算部１２１と，電力計算部１２０が出力する電力値PWを複数のシンボルにおいて平均をとって干渉波の周波数スペクトルFSを出力する平均化ユニット１２２とを有する。平均化ユニット１２２は，パイロットサブキャリアがとびとびの周波数になるので，その間の周波数の電力値を補間演算により求めて，干渉波の周波数スペクトルFSを求めるのが望ましい。
【００４２】
図１１，１２のいずれかの干渉波測定部１２は，図１０の干渉波IWの周波数スペクトル（周波数に対する電力値の特性曲線）を生成する。この周波数スペクトルFSに基づいて，図１の係数演算部１４は，帯域阻止フィルタBEFであるFIRフィルタの係数１６を演算する。
【００４３】
図１３は，本実施の形態における係数演算部１４の構成と動作を示す図である。干渉波測定部１２が生成した干渉波の周波数スペクトル（周波数特性）FSの一例が，図１３（ａ）に示されている。この周波数スペクトルFSは，サブキャリア周波数をサンプリング点とする干渉波の電力値である。係数演算部１４内の逆特性化ユニット１４０は，この周波数スペクトルFSの電力値の形状を逆特性化する。具体的には，ある基準値から周波数スペクトルFSの電力値を減算すればよい。その結果，逆特性R-FSは，図１３（ｂ）に示されるとおり，周波数スペクトルFSの形状を上下逆さまにした形状になる。この逆特性R-FSは周波数領域信号である。
【００４４】
次に，係数演算部１４内の逆離散フーリエ変換部（IDFT）１４２は，逆特性R-FSを逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する。その結果，IDFT変換された時間領域信号は，図１３（ｃ）のとおり時間軸上の信号になり，この離散点の電力値C0-CnがFIRフィルタの係数１６に対応する。
【００４５】
図１の帯域阻止フィルタBEFを構成するFIRフィルタは，デジタル変換された周波数領域受信信号DT1に，図１３（ｃ）に示された時間領域信号を乗算することで，周波数領域受信信号DT1に含まれている干渉波の電力を除去または抑制することができる。すなわち，周波数領域受信信号DT1には，図１３の干渉波の周波数領域信号FSを逆フーリエ変換した時間領域信号が含まれている。したがって，逆特性R-FSを逆フーリエ変換した時間領域信号である係数C0-Cnを周波数領域受信信号DT1に乗算することで干渉波の電力を除去または抑制することができる。
【００４６】
図１４は，本実施の形態における帯域阻止フィルタの構成図である。帯域阻止フィルタはFIRフィルタであり，ｎ＋１個の遅延ユニットＴと，各遅延ユニットＴの出力と計数C0-Cnとを乗算する乗算器MP0〜MPnと，乗算結果を累積加算する加算器ADDとを有する。遅延ユニットTの遅延量は，図１３（ｃ）の係数のサンプリング点間の時間に対応する。つまり，FIRフィルタは，時間領域信号の各サンプリング点の電力値どうしを乗算することで，干渉波の電力を逆特性R-FSに基づいて除去または減衰する。
【００４７】
図１のフィルタ制御ユニット１０は，一定期間にわたり干渉波測定部１２が測定した干渉波の周波数特性に基づいて，係数演算部１４がその干渉波の周波数特性の逆特性に対する係数を求めて帯域阻止フィルタBEFの係数を設定する。または，係数演算部１４内に積分器を設け，演算で求めた係数の積分をとることで，周波数領域受信信号DF1の干渉波の電力値をゼロに収束させるようにしてもよい。
【００４８】
図１５は，第２の実施の形態における無線通信受信回路の構成図である。この無線通信受信回路は，図１の受信回路と同等の構成であり，同じ引用番号は同じ構成要素に対応し，さらに，フィルタ制御ユニット１０に復調・誤り訂正ユニット２０からビットエラーレートBERが供給されている。
【００４９】
図１６は，第２の実施の形態における無線通信受信回路の動作を説明する図である。図１６には，受信信号の周波数スペクトルが示されている。希望信号DWの平均電力に対して定められた電力閾値PWthより，ピーク電力が大きい干渉波IW1と小さい干渉波IW2とが示されている。
【００５０】
第２の実施の形態では，第１に，測定した干渉波IWのピーク電力が電力閾値PWthより大きい場合は，係数演算部１４が演算で求めた係数C0-Cnを帯域阻止フィルタBEFのFIRフィルタに設定して，干渉波IWを除去または減衰するように制御する。一方，測定した干渉波IWのピーク電力が電力閾値PWthより小さい場合は，帯域阻止フィルタBEFの帯域阻止機能を停止させる。係数演算部１４が，係数演算部１４が演算で求めた係数C0-Cnではなく，中心の係数(Cn+1)/2を「１」に他の係数を「０」に設定することで，FIRフィルタは，遅延量T(n+1)/2のフィルタとして機能するだけとなり，帯域阻止機能は停止する。
【００５１】
上記の例では，干渉波のピーク電力が閾値より小さい場合は，FFT後の受信周波数信号DF1の直交崩れの程度が小さいので，後段の誤り訂正ユニットによりエラーを訂正すればよい。
【００５２】
第２の実施の形態では，第２に，復調・誤り訂正ユニット２０で測定されたビットエラーレートBERを監視し，上記の電力閾値PWthを最適化する。すなわち，帯域阻止フィルタBEFを動作させるか否かを決定する電力閾値PWthを，ビットエラーレートBERが最小になる値に設定する。電力閾値PWthをより高くすると帯域阻止フィルタBEFによる干渉波の除去または減衰動作の頻度が低下し，逆により低くすると頻度が高くなる。電力閾値PWthによってビットエラーレートBERが上下するので，ビットエラーレートBERが最少値になるように電力閾値PWthを最適値に設定するのが望ましい。電力閾値PWthの制御は，係数演算部１４により行われる。
【００５３】
上記の電力閾値PWthの設定は，受信回路が設置環境下で最初に行われ，その初期値として設定された電力閾値PWthがその後継続して使用される。または，電力閾値PWthの設定処理は，定期的に行われても良い。定期的とは，電源起動時に毎回設定処理が行われたり，一定時間後とに設定処理が行われたりという意味である。
【００５４】
図１７は，第３の実施の形態における無線通信受信回路の構成図である。この無線通信は，OFDMやOFDMAのように周波数領域信号を空気中に送るものではなく，伝送信号は時間軸上の信号である。したがって，復調・誤り訂正ユニット２０の前段に高速フーリエ変換器FFTが設けられていない。
【００５５】
その代わりに，フィルタ制御部１０内に，高速フーリエ変換器FFTが設けられ，干渉波測定部１２がFFTされた周波数領域受信信号DF1からサンプル周波数毎の干渉波の電力を測定して干渉波の周波数特性FSを生成する。そして，図１，図１５と同様に，係数演算部１４が干渉波の周波数特性FSから係数１６を演算し，帯域阻止フィルタBEFのFIRフィルタのタップ係数を設定する。
【００５６】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【００５７】
（付記１）
OFDMまたはOFDMA通信方式の無線通信受信回路において，
希望信号の周波数帯域内にある受信信号をデジタル受信信号に変換するＡＤ変換器と，
前記デジタル受信信号を時間領域受信信号から周波数領域受信信号に変換するフーリエ変換器と，
前記フーリエ変換器の前に設けられ前記時間領域受信信号から干渉波信号を阻止する帯域阻止フィルタと，
前記周波数領域受信信号に含まれている干渉波の周波数特性を測定し，前記帯域阻止フィルタの減衰特性を当該測定した周波数特性と逆の減衰特性に制御するフィルタ制御ユニットとを有する無線通信受信回路。
【００５８】
（付記２）
付記１において，
前記帯域阻止フィルタは，前記時間領域受信信号を遅延する複数の遅延回路と，前記複数の遅延回路のそれぞれの出力に係数を乗じる乗算回路と，前記乗算回路の各出力を加算する加算回路とを有する有限インパルス応答フィルタを有し，
前記フィルタ制御ユニットは，前記測定した周波数特性と逆の減衰特性に対応する係数を生成し，前記有限インパルス応答フィルタに供給する無線通信受信回路。
【００５９】
（付記３）
付記２において，
前記測定した周波数特性は，前記周波数領域受信信号のサンプル点の周波数に対する電力を有する干渉波周波数領域信号であり，
前記フィルタ制御ユニットは，前記干渉波周波数領域信号の電力を逆にした逆干渉波周波数領域信号を生成する逆特性生成回路と，前記逆干渉波周波数領域信号を逆干渉波時間領域信号に変換する逆離散フーリエ変換器とを有し，前記逆干渉波時間領域信号のサンプル点の電力値を前記係数として前記有限インパルス応答フィルタに供給する無線通信受信装置。
【００６０】
（付記４）
付記１，２，３のいずれかにおいて，
前記フィルタ制御ユニットは，無送信期間中における前記周波数領域受信信号の各サブキャリア周波数の電力を計算して，前記干渉波の周波数特性を求める無線通信受信装置。
【００６１】
（付記５）
付記１，２，３のいずれかにおいて，
前記フィルタ制御ユニットは，送信期間中において前記周波数領域受信信号に含まれる既知信号に対する既知信号サブキャリア周波数での前記既知信号の理想点から受信点への偏移電力を計算して，前記干渉波の周波数特性を求める無線通信受信装置。
【００６２】
（付記６）
付記１，２，３のいずれかにおいて，
前記フィルタ制御ユニットは，前記測定した干渉波の周波数特性のピーク電力が基準値を超えない場合は前記帯域阻止フィルタの阻止機能を停止させ，越える場合は前記帯域阻止フィルタの阻止機能を動作させる無線通信受信装置。
【００６３】
（付記７）
付記６において，
前記フィルタ制御ユニットは，前記周波数領域受信信号から変調して取り出した受信ビット信号のビットエラーレートを監視し，前記基準値を前記ビットエラーレートが最小になる値に設定する無線通信受信装置。
【００６４】
（付記８）
付記７において，
前記フィルタ制御ユニットは，前記基準値の設定を，定期的に実行する無線受信装置。
【００６５】
（付記９）
希望信号の周波数帯域内にある受信信号をデジタル受信信号に変換するＡＤ変換器と，
前記デジタル受信信号から干渉波信号を阻止する帯域阻止フィルタと，
前記デジタル受信信号に含まれている干渉波の周波数特性を測定し，前記帯域阻止フィルタの減衰特性を当該測定した周波数特性と逆の減衰特性に制御するフィルタ制御ユニットとを有する無線通信受信回路。
【００６６】
（付記１０）
付記９において，
前記帯域阻止フィルタは，前記デジタル受信信号を遅延する複数の遅延回路と，前記複数の遅延回路のそれぞれの出力に係数を乗じる乗算回路と，前記乗算回路の各出力を加算する加算回路とを有する有限インパルス応答フィルタを有し，
前記フィルタ制御ユニットは，前記測定した周波数特性と逆の減衰特性に対応する係数を生成し，前記有限インパルス応答フィルタに供給する無線通信受信回路。
【符号の説明】
【００６７】
DT1,DT2:時間領域受信信号                  DF1:周波数領域受信信号
BEF:帯域阻止フィルタ                      １０：フィルタ制御ユニット
１２：干渉波測定部                        １４：係数演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図４】
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