(57)【要約】【課題】低コスト且つ簡易な構成で実現でき、複数の電流共振型コンバータを位相差を有して運転させた場合にも各電流共振型コンバータに流れる電流のバランスを適切に制御することができる直流変換装置を提供する。【解決手段】複数の電流共振型コンバータを含む直流変換装置であって、複数の電流共振型コンバータの各々は、直列に接続された２つのスイッチング素子と、一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、共振リアクトルとトランスの一次巻線と共振コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する整流回路とを有し、複数の電流共振型コンバータの各々が有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられたリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣとからなる平滑回路と、平滑回路により出力された電圧に基づいて、複数の電流共振型コンバータの各々が有する２つのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路１ａとを備える。【選択図】図１
2011072076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電流共振型コンバータを含む直流変換装置であって、
前記複数の電流共振型コンバータの各々は、
直列に接続された２つのスイッチング素子と、
一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、
共振リアクトルと前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、
前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する整流回路とを有し、
前記複数の電流共振型コンバータの各々が有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられたリアクトルと平滑コンデンサとからなる平滑回路と、
前記平滑回路により出力された電圧に基づいて、前記複数の電流共振型コンバータの各々が有する２つのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記トランスは、一次巻線の巻数よりも二次巻線の巻数が少なく設けられることにより降圧を行うことを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記複数の電流共振型コンバータの数をｎとした場合に、前記複数の電流共振型コンバータの各々が有するトランスの一次巻線に流れる正弦波電流の位相が各電流共振型コンバータ間でπ／ｎずつずれるように各電流共振型コンバータが有する２つのスイッチング素子のオン／オフを制御することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
前記複数の電流共振型コンバータの数と同数のコンデンサを直列に接続してなり、直流電源の電源電圧を分圧して前記複数の電流共振型コンバータの各々に直流電力を供給する分圧回路を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の電流共振型コンバータを備え、各電流共振型コンバータ間で位相差を有して制御される直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、電流共振型コンバータを利用した直流変換装置は、高効率、低雑音の電源装置として利用されている。このような電源装置は、一般的に、直流電源からの電力をスイッチング回路によりスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路に供給し、トランスの巻線を介して共振出力を取り出し、直流に変換して出力する。したがって、上述した構成を有する電源装置は、大電力出力を希望する場合にはトランス等の温度上昇を考慮して設計する必要があり、部品や装置の大型化・高コスト化といった問題を招く。
【０００３】
そこで、大型化・高コスト化を抑え、大電力の出力を得るために、複数の電流共振型コンバータを並列接続する方式が知られている。図５は、従来の直流変換装置の構成を示す回路図である。この直流変換装置は、図５に示すように、２つの電流共振型コンバータが並列接続されている。第１の電流共振型コンバータは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２、共振リアクトルＬ１、トランスＴ１、共振コンデンサＣ１、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、及び平滑コンデンサＣからなる。第２の電流共振型コンバータは、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２、共振リアクトルＬ２、トランスＴ２、共振コンデンサＣ２、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、及び平滑コンデンサＣからなる。
【０００４】
直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との直列回路が接続されており、さらに並列にＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１１のドレインとスイッチング素子Ｑ２１のドレインとは、直流電源Ｖｉｎの正極に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１２のソースとスイッチング素子Ｑ２２のソースとは、直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。
【０００５】
共振リアクトルＬ１、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１、及び共振コンデンサＣ１からなる直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に並列に接続されている。一方、共振リアクトルＬ２、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２、及び共振コンデンサＣ２からなる直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ２２のドレイン−ソース間に並列に接続されている。
【０００６】
トランスＴ１は、一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２とを有している。トランスＴ１の二次巻線Ｓ１１の一端は、ダイオードＤ１１のアノードに接続されている。トランスＴ１の二次巻線Ｓ１１の他端とトランスＴ１の二次巻線Ｓ１２の一端とは、平滑コンデンサＣの一端に接続されている。また、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１２の他端はダイオードＤ１２のアノードに接続されている。ダイオードＤ１１のカソードとダイオードＤ１２のカソードとは、平滑コンデンサＣの他端に接続されている。
【０００７】
同様に、トランスＴ２は、一次巻線Ｐ２と二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを有している。トランスＴ２の二次巻線Ｓ２１の一端は、ダイオードＤ２１のアノードに接続されている。トランスＴ２の二次巻線Ｓ２１の他端とトランスＴ２の二次巻線Ｓ２２の一端とは、平滑コンデンサＣの一端に接続されている。また、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２２の他端はダイオードＤ２２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２１のカソードとダイオードＤ２２のカソードとは、平滑コンデンサＣの他端に接続されている。
【０００８】
制御回路１は、平滑コンデンサＣからの出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２の各々のゲートに制御信号を与え、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるように制御する。
【０００９】
直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、制御回路１の制御に基づいて交互にオン動作し、入力された直流電源Ｖｉｎの電力をスイッチングし、そのスイッチング出力をトランスＴ１の一次巻線Ｐ１を含む直列共振回路に供給する。
【００１０】
共振リアクトルＬ１、一次巻線Ｐ１、及び共振コンデンサＣ１により構成される直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数に対応した正弦波電流が流れる。その際に、一次巻線Ｐ１と磁気結合する二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２は、誘起電圧を発生する。この誘起電圧は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２に接続されたダイオードＤ１１，Ｄ１２及び平滑コンデンサＣにより直流に変換されて出力される。
【００１１】
一方、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、制御回路１の制御に基づいて交互にオン動作し、入力された直流電源Ｖｉｎの電力をスイッチングし、そのスイッチング出力をトランスＴ２の一次巻線Ｐ２を含む直列共振回路に供給する。
【００１２】
共振リアクトルＬ２、一次巻線Ｐ２、及び共振コンデンサＣ２により構成される直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のスイッチング周波数に対応した正弦波電流が流れる。その際に、一次巻線Ｐ２と磁気結合する二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２は、誘起電圧を発生する。この誘起電圧は、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２に接続されたダイオードＤ２１，Ｄ２２及び平滑コンデンサＣにより直流に変換されて出力される。
【００１３】
次に、上述のように構成された従来の直流変換装置の動作を簡単に説明する。まず、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせることにより、トランスＴ１の一次側においてＶｉｎ→Ｑ１１→Ｌ１→Ｐ１→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流を流すことができ、共振コンデンサＣ１に電荷を蓄積させる。その際に、トランスＴ１の二次側で誘起された電圧は、二次巻線Ｓ１１からダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣとにより整流平滑化されてＶｏｕｔとして負荷に出力される。
【００１４】
次に、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１１をオフしてスイッチング素子Ｑ１２をオンさせることにより、共振コンデンサＣ１に蓄積された電荷を一次巻線Ｐ１を通じて放電させる。この場合に、一次巻線Ｐ１に流れる電流は、共振コンデンサＣ１の充電時と逆方向であり、トランスＴ１の二次側に誘起電圧を発生させる。トランスＴ１の二次側で誘起された電圧は、二次巻線Ｓ１２からダイオードＤ１２と平滑コンデンサＣとにより整流平滑化されてＶｏｕｔとして負荷に出力される。
【００１５】
制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間、すなわち共振コンデンサＣ１への充放電期間を変化させ、トランスＴ１の二次側に誘導される電力量を制御する。
【００１６】
以上のようにして、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を制御することにより、第１の電流共振型コンバータの運転を行う。さらに、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を制御することにより、第１の電流共振型コンバータに対して９０度の位相差を有する第２の電流共振型コンバータの運転を行う。このように、図５に示す直流変換装置は、複数の電流共振型コンバータを並列運転し、大電力の出力を得ることができる。
【００１７】
特許文献１には、２つ以上の電流共振型スイッチングコンバータを並列動作させても、電流のバランスを調節し、各々の電流共振型スイッチングコンバータの出力電力の負担を等しくする電源装置が記載されている。この電源装置は、トランスの一次巻線側に設けられる駆動回路と接続される第１および第２の電界効果トランジスタと、第１の電界効果トランジスタのソースと、第２の電界効果トランジスタのドレインとが接続され、第２の電界効果トランジスタのソースと、トランスの一次巻線の一方との間に設けられるコンデンサと、トランスの二次巻線側に設けられる平滑回路とから共振型コンバータブロックが構成され、少なくとも２つの共振型コンバータブロックを並列に設け、平滑回路を構成するチョークコイルをそれぞれ磁気的に結合する。
【００１８】
この電源装置によれば、簡単な回路構成によって、２つ以上の電流共振型スイッチングコンバータを並列動作して、大電力の出力を得るような場合であっても、装置の大型化を抑え、低コストを図ることができる。
【００１９】
また、この電源装置によれば、共振用コンバータトランスの二次巻線側に設けられたチョークコイルを磁気的に結合して、インダクタンスを補正することによって、２つ以上の電流共振型スイッチングコンバータの並列動作時の共振条件を最適な値にすることができるので、電流の位相差や振幅差を取り除くことができ、または電流のバランスを均等にすることができる。さらに、当該電源装置は、装置に使用されている部品の温度のバランスを均等にすることができるとともに、２つ以上の電流共振型スイッチングコンバータを並列動作させても各々の出力電力の負担を均等にすることができ、各々の箇所の部品の寿命を均一にすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２００５−３３９５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
複数の電流共振型コンバータを備えた従来の直流変換装置は、各電流共振型コンバータの出力安定化制御を行う際に、スイッチング周波数を制御し、直列共振回路のインピーダンスを変えることによって実行する。しかしながら、直列共振回路を構成する共振コンデンサや共振リアクトルの回路定数値は、各電流共振型コンバータ間においてわずかでも異なるのが通常であるため、個々の電流共振型コンバータの分担電流が等しくなるように制御を行うのは非常に困難である。電流バランスが悪く、電流共振型コンバータによって流れる電流値に偏りが出る場合には、効率が悪くなるとともに、トランスやスイッチング素子における発熱・破損といった問題を招来する。
【００２２】
例えば、図５に示す従来の直流変換装置において、共振リアクトルＬ１と共振リアクトルＬ２とのインダクタンスが全く同じ値を有しており、さらに共振コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２との容量値が全く同じ値である場合には、各電流共振型コンバータの直列共振回路のインピーダンスは等しいものとなるため、個々の電流共振型コンバータの分担電流が等しくなるように制御を行うことは比較的容易である。しかしながら、各部品の特性に基づいて直列共振回路のインピーダンスを揃えるためには、共振リアクトルと共振コンデンサの回路定数に対する測定・選別作業が必要となってしまうため、非常にコストがかかるという問題がある。
【００２３】
図６は、従来の直流変換装置において電流共振型コンバータの直列共振回路に定数ずれが存在する場合の共振コンデンサＣ１，Ｃ２に流れる電流値を示す波形図である。図６に示すように、Ｌ１≠Ｌ２あるいはＣ１≠Ｃ２といった定数ずれにより、電流共振型コンバータの直列共振回路における共振条件が異なるものとなるため、共振コンデンサＣ１に流れる電流と共振コンデンサＣ２に流れる電流とはピークの値が大きく異なる。
【００２４】
特許文献１に記載の電源装置は、上述したように共振用コンバータトランスの二次巻線側に設けられたチョークコイルを磁気的に結合して、インダクタンスを補正することによって、電流のバランスを均等にすることができる。しかしながら、この電源装置は、並列運転数に応じた磁気回路数が必要となるため、並列運転数が増えるほどコストがかかるとともに回路サイズが大きくなるという問題がある。
【００２５】
本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、低コスト且つ簡易な構成で実現でき、複数の電流共振型コンバータを位相差を有して運転させた場合にも各コンバータに流れる電流のバランスを適切に制御することができる直流変換装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明に係る直流変換装置は、上記課題を解決するために、複数の電流共振型コンバータを含む直流変換装置であって、前記複数の電流共振型コンバータの各々は、直列に接続された２つのスイッチング素子と、一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、共振リアクトルと前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する整流回路とを有し、前記複数の電流共振型コンバータの各々が有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられたリアクトルと平滑コンデンサとからなる平滑回路と、前記平滑回路により出力された電圧に基づいて、前記複数の電流共振型コンバータの各々が有する２つのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、低コスト且つ簡易な構成で実現でき、複数の電流共振型コンバータを位相差を有して運転させた場合にも各電流共振型コンバータに流れる電流のバランスを適切に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施例１の形態の直流変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例１の形態の直流変換装置の制御回路による各スイッチング素子のゲート波形を示す図である。
【図３】本発明の実施例１の形態の直流変換装置において各共振コンデンサに流れる電流と二次側のリアクトルに流れるリップル電流を示す波形図である。
【図４】本発明の実施例１の形態の直流変換装置の別の構成例を示す回路図である。
【図５】従来の直流変換装置の構成を示す回路図である。
【図６】従来の直流変換装置において電流共振型コンバータの共振回路に定数ずれが存在する場合の共振コンデンサに流れる電流を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００３０】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１の直流変換装置の構成を示す回路図である。この直流変換装置は、図１に示すように、２つの電流共振型コンバータと、平滑回路と、制御回路１ａとを備えている。ただし、本発明を適用するに際して電流共振型コンバータの数は２つのみにかぎらず、本発明の直流変換装置は複数の電流共振型コンバータを含む装置に適用できる。
【００３１】
本実施例の直流変換装置における２つの電流共振型コンバータは、同じ回路構成を有している。具体的には、電流共振型コンバータの各々は、直列に接続された２つのスイッチング素子と、一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、共振リアクトルとトランスの一次巻線と共振コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する整流回路とを有している。
【００３２】
本実施例において、第１の電流共振型コンバータは、直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と、一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２とを有するトランスＴ１と、共振リアクトルＬ１と一次巻線Ｐ１と共振コンデンサＣ１とが直列に接続された直列共振回路と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２からなり二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２に発生した電圧を整流する整流回路とを有している。
【００３３】
ここで、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２は、同相で直列に接続されている。二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２に発生する電圧は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２により整流され、リアクトルＬ３と平滑コンデンサＣとにより平滑されて出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【００３４】
同様に、第２の電流共振型コンバータは、直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２と、一次巻線Ｐ２と二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを有するトランスＴ２と、共振リアクトルＬ２と一次巻線Ｐ２と共振コンデンサＣ２とが直列に接続された直列共振回路と、ダイオードＤ２１，Ｄ２２からなり二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２に発生した電圧を整流する整流回路とを有している。
【００３５】
トランスＴ２の二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２は、同相で直列に接続されている。二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２に発生する電圧は、ダイオードＤ２１，Ｄ２２により整流され、リアクトルＬ３と平滑コンデンサＣとにより平滑されて出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【００３６】
なお、トランスＴ１，Ｔ２は、いずれも入力側の電圧よりも出力側の電圧の方が低い。すなわち、トランスＴ１は、一次巻線Ｐ１の巻数よりも二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２の巻数が少なく設けられることにより降圧を行う。同様に、トランスＴ２は、一次巻線Ｐ２の巻数よりも二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２の巻数が少なく設けられることにより降圧を行う。また、トランスＴ１の巻数比とトランスＴ２の巻数比とは同一であるものとする。
【００３７】
スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との直列回路は、直流電源Ｖｉｎの両端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との直列回路も直流電源Ｖｉｎの両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２は、例えばＭＯＳＦＥＴである。具体的には、スイッチング素子Ｑ１１のドレインとスイッチング素子Ｑ２１のドレインとは、直流電源Ｖｉｎの正極に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１２のソースとスイッチング素子Ｑ２２のソースとは、直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。
【００３８】
共振リアクトルＬ１、一次巻線Ｐ１、及び共振コンデンサＣ１からなる直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に並列に接続されている。一方、共振リアクトルＬ２、一次巻線Ｐ２、及び共振コンデンサＣ２からなる直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ２２のドレイン−ソース間に並列に接続されている。
【００３９】
本発明の直流変換装置が備える平滑回路は、複数の電流共振型コンバータの各々が有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられたリアクトルと平滑コンデンサとからなる。本実施例における平滑回路は、２つの電流共振型コンバータの各々が有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられたリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣとからなる。
【００４０】
制御回路１ａは、平滑回路により出力された電圧Ｖｏｕｔに基づいて、複数の電流共振型コンバータの各々が有する２つのスイッチング素子（第１の電流共振型コンバータが有するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２、及び第２の電流共振型コンバータが有するスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２）のオン／オフを制御する。
【００４１】
したがって、図５で説明した従来の直流変換装置と異なる点は、リアクトルＬ３が新たに設けられている点である。すなわち、リアクトルＬ３は、本発明の特徴部分であるといえる。
【００４２】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。図２は、本実施例の直流変換装置の制御回路１ａによる各スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２）のゲート波形を示す図である。制御回路１ａは、図２に示すようなマルチフェーズ制御により、２つの電流共振型コンバータ間に９０度の位相差を与える。
【００４３】
なお、電流共振型コンバータの数がさらに多い場合には、並列接続数（相数）に応じた位相差を与えればよい。すなわち、制御回路は、複数の電流共振型コンバータの数をｎとした場合に、複数の電流共振型コンバータの各々が有するトランスの一次巻線に流れる正弦波電流の位相が各電流共振型コンバータ間でπ／ｎずつずれるように各電流共振型コンバータが有する２つのスイッチング素子のオン／オフを制御する。したがって、制御回路は、本実施例のように２相の場合には２つの電流共振型コンバータ間に９０度の位相差を与え、３相の場合には６０度、４相の場合には４５度の位相差を与える。
【００４４】
本実施例の具体的な制御回路１ａの動作について説明すると、制御回路１ａは、図２に示すようにスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返すように制御することにより、共振リアクトルＬ１、一次巻線Ｐ１、及び共振コンデンサＣ１により構成される直列共振回路にスイッチング周波数に対応した正弦波電流を流す。
【００４５】
同様に、制御回路１ａは、図２に示すように第１の電流共振型コンバータと９０度位相をずらしてスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返すように制御することにより、共振リアクトルＬ２、一次巻線Ｐ２、及び共振コンデンサＣ２により構成される直列共振回路にスイッチング周波数に対応した正弦波電流を流す。
【００４６】
共振リアクトルＬ１、一次巻線Ｐ１、及び共振コンデンサＣ１により構成される直列共振回路の共振時定数と、共振リアクトルＬ２、一次巻線Ｐ２、及び共振コンデンサＣ２により構成される直列共振回路の共振時定数とを同様の値とすることにより、共振コンデンサＣ２を含む直列共振回路に流れる正弦波電流は、共振コンデンサＣ１を含む直列共振回路に流れる正弦波電流に対して９０度の位相差を有する電流となる。
【００４７】
ここで、本発明の特徴として、二次側に設けられたリアクトルＬ３は、上述した２つの直列共振回路の共振条件を揃えるのに貢献する。本実施例において、トランスＴ１，Ｔ２の巻数比は同一であり、２次側よりも１次側の巻数が多いため、一次側からみたインピーダンスは、二次側に接続されているリアクトルＬ３の実際のインピーダンスよりも大きくみえ、巻数比（＝一次側巻数／二次側巻数）の２乗倍した値となる。
【００４８】
したがって、直列共振回路を構成する共振コンデンサや共振リアクトルの回路定数値が各電流共振型コンバータ間において少々異なっていたとしても、リアクトルＬ３の有するインダクタンスは、１次側に大きく影響し、定数ずれによる電流のアンバランスが発生しない程度まで各直列共振回路の共振条件を揃えてしまう。なお、リアクトルＬ３は、上述したように、各電流共振型コンバータが二次側に有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられているため、いずれの電流共振型コンバータに対しても同様に作用し、共振条件を二次側で揃えるのに資する。
【００４９】
言い換えると、出力電圧が低電圧であるほど巻数比は大きくなり、通常一次側で設定される共振インダクタンスは巻数比が大きいほど二次側での出力インピーダンスが小さくなる。すなわち、共振条件を二次側で揃えるためのリアクトルＬ３のインダクタンスは小さいものでよく、例えば１μＨ以下の値でもよい。
【００５０】
図３は、本実施例の直流変換装置において各共振コンデンサＣ１，Ｃ２に流れる電流と二次側のリアクトルＬ３に流れるリップル電流を示す波形図である。ただし、図３に示す波形は、直流電源Ｖｉｎの電圧が４００Ｖで、出力が１２Ｖ４０Ａとしたときの電流波形（２Ａ／ｄｉｖ）である。リアクトルＬ３を設けることで各電流共振型コンバータ内の直列共振回路の共振条件が揃えられて適切な電流バランスが行われ、共振コンデンサＣ１に流れる電流と共振コンデンサＣ２に流れる電流とは、図３に示すように９０度の位相差を有し、且つほぼ同一のピーク値を有するものとなる。
【００５１】
一次巻線Ｐ１に正弦波電流が発生することによりトランスＴ１の二次巻線Ｓ１１，Ｓ１２に発生した電圧は、整流回路（ダイオードＤ１１，Ｄ１２）により整流される。同様に、一次巻線Ｐ２に正弦波電流が発生することによりトランスＴ２の二次巻線Ｓ２１，Ｓ２２に発生した電圧は、整流回路（ダイオードＤ２１，Ｄ２２）により整流される。
【００５２】
これらの整流された電流は、いずれもリアクトルＬ３に流れる。すなわち、２つの電流共振型コンバータの各々により出力される電流は、互いに９０度の位相差を有しており、且つ全波整流されているため、両者がリアクトルＬ３に合流する際に互いに補完しあい、リップル電流を軽減することができる。図３に示すリアクトルＬ３に流れるリップル電流は、４０Ａ出力に対して９８０ｍＡｒｍｓであるため、非常に小さいものとなっている。なお、このインターリーブ動作によるリップル電流の軽減効果は、電流共振型コンバータの数が増えたとしても（３相で６０度の位相差、４相で４５度の位相差等）同様に享受できるものである。
【００５３】
平滑コンデンサＣに一般的に使用される電解コンデンサは、許容リップル電流の規定があり、この規定を満足するためには電解コンデンサを何本か並列接続するのが通常である。本実施例の直流変換装置は、リップル電流を軽減することにより、電解コンデンサの本数を減らして低コスト化及び小型化が可能であるとともに、電解コンデンサの寿命を延ばすこともできる。
【００５４】
さらに、リアクトルＬ３に流れる電流の周波数は、２つの電流共振型コンバータの各々により出力された電流の周波数の２倍である。すなわち、リアクトルＬ３は、各電流共振型コンバータが二次側に有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段に設けられるという構成を有する点と各電流共振型コンバータ間で位相差を有するという点により、単相の場合や各相に個々に設けられる場合に比して高い周波数の電流（２相で２倍、３相で３倍等）が流れることになるので、小型化でき、また、低いインダクタンス値でよいという利点も有している。
【００５５】
上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係る直流変換装置によれば、低コスト且つ簡易な構成で実現でき、複数の電流共振型コンバータを位相差を有して並列運転させた場合にも各電流共振型コンバータに流れる電流のバランスを適切に制御することができる。
【００５６】
すなわち、本実施例の直流変換装置は、図５で説明した従来の直流変換装置の構成に対して、図１に示すように２つの電流共振型コンバータの各々が有する整流回路の出力端が共通に接続された接続点の後段にリアクトルＬ３を設けるという低コスト且つ簡易な構成で実現できるものであり、各電流共振型コンバータ内の一次側に設けられた直列共振回路の共振条件を揃えて電流バランスを適切に制御することができる。
【００５７】
したがって、本実施例の直流変換装置は、直列共振回路の共振条件を揃えるための共振リアクトルと共振コンデンサとに対する測定・選別作業が不要であるため低コスト化が可能であり、さらに各電流共振型コンバータの電流バランスが適切に行われることにより、トランスやスイッチング素子における発熱・破損といった問題を回避することができる。
【００５８】
また、特許文献１に記載の電源装置が並列運転数に応じた磁気回路数を必要とし、並列運転数が増えるほどコストがかかるとともに回路サイズが大きくなるのに対し、本実施例の直流変換装置は、並列運転数（並列接続数）がどれだけ増えたとしても１個のリアクトルを追加するのみでよく、コストや実装面積に対する効果は大きい。
【００５９】
さらに、複数の電流共振型コンバータの数をｎとした場合に、各電流共振型コンバータの動作はπ／ｎずつ位相がずれたインターリーブ動作であるとともに、複数の電流共振型コンバータの出力の共通接続点の後段にリアクトルＬ３を設けた構成により、リアクトルＬ３に流れる電流の周波数が高いものとなるため、リアクトルＬ３のインダクタンス値は低いものでよいという利点も有している。
【００６０】
また、本実施例の直流変換装置におけるインターリーブ動作は、出力のリップル電流を軽減させる作用も有しているため、平滑コンデンサＣに用いられる電解コンデンサの本数を減らして低コスト化及び小型化に資するとともに、電解コンデンサの寿命を延ばすこともできる。
【００６１】
また、各電流共振型コンバータのトランスは、一次巻線の巻数よりも二次巻線の巻数を少なくした降圧型であるため、一次側からみたインピーダンスは、二次側に接続されているリアクトルＬ３の実際のインピーダンスよりも大きくみえ、巻数比（＝一次側巻数／二次側巻数）の２乗倍した値となる。したがって、リアクトルＬ３は、インダクタンスの値が小さくても１次側に大きな影響を与えることができ、各直列共振回路の共振条件を揃えて電流バランスを適切に制御することができる。
【００６２】
図４は、本実施例の直流変換装置の別の構成例を示す回路図である。図１に示す直流変換装置と異なる点は、分圧コンデンサＣ１０，Ｃ２０による分圧回路が設けられている点である。
【００６３】
この分圧回路は、複数の電流共振型コンバータの数と同数のコンデンサ（本実施例においては２つの分圧コンデンサＣ１０，Ｃ２０）を直列に接続してなり、直流電源Ｖｉｎの電源電圧を分圧して複数の電流共振型コンバータの各々に直流電力を供給する。
【００６４】
具体的には、分圧コンデンサＣ１０は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２からなる直列回路に並列に接続されている。また、分圧コンデンサＣ２０は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２からなる直列回路に並列に接続されている。
【００６５】
図４に示す直流変換装置は、各電流共振型コンバータに対する入力電圧の供給元が異なるだけであり、図１に示す直流変換装置と動作・効果ともに同様である。しかしながら、例えば電流共振型コンバータに使われているスイッチング素子等の部品の耐圧が４００Ｖまでであると仮定し、入力の直流電源Ｖｉｎが８００Ｖであるような場合に、分圧コンデンサで分圧して適用できるという利点を有する。すなわち、直流変換装置に用いられている部品の定格容量を考慮した場合に入力電圧が想定よりも高い場合であっても、図４に示すような構成を採用して入力電圧を分圧することにより、本発明の直流変換装置は、入力電圧の大きさにかかわらず適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明に係る直流変換装置は、複数の電流共振型コンバータが並列接続された電源回路等の直流変換装置に利用可能である。
【符号の説明】
【００６７】
１，１ａ，１ｂ  制御回路
Ｃ      平滑コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２  共振コンデンサ
Ｃ１０，Ｃ２０  分圧コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２  ダイオード
Ｌ１，Ｌ２  共振リアクトル
Ｌ３    リアクトル
Ｐ１，Ｐ２  一次巻線
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２  スイッチング素子
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２  二次巻線
Ｔ１，Ｔ２  トランス
Ｖｉｎ  直流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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