(57)【要約】【課題】これまでとは異なる制御法で、アナログ回路のみの簡単で低消費電力である回路で電力源の電力を最大化する電力最大化制御システムを実現すること。【解決手段】電力源1から出力される電力を所定出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ2と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号を発生するスイッチング信号源50と、電力源からの電力を最大化するスイッチング信号を発生するようにスイッチング信号源を制御する制御部30,40と、を備える電力最大化制御システムであって、電力源から出力される電力の電圧変化率を検出する電圧変化率検出回路30と、電力源から出力される電力の電流変化率を検出する電流変化率検出回路40と、を備え、制御部は、電圧変化率検出回路の検出した電圧変化率と、電流変化率検出回路の検出した電流変化率と、に基づいて制御を行う。【選択図】図３
2011010447.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力源から出力される電力を所定出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記電力源からの電力を最大化する前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号を発生する制御部と、を備える電力最大化制御システムであって、
前記制御部は、
前記電力源から出力される電力の電圧変化率を検出する電圧変化率検出回路と、
前記電力源から出力される電力の電流変化率を検出する電流変化率検出回路と、を備え、
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、に基づいて制御を行うことを特徴とする電力最大化制御システム。
【請求項２】
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、が同一の所定値になるように制御する請求項１に記載の電力最大化制御システム。
【請求項３】
前記制御部は、
前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号の周波数を制御し、
前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号のデューティ比を制御する請求項２に記載の電力最大化制御システム。
【請求項４】
前記電流変化率検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを前記スイッチング信号で駆動した時に生じる電流リプルのピーク電流値およびボトム電流値を検出する電流ピークホールド回路および電流ボトムホールド回路と、検出した前記ピーク電流値を所定比率で減衰した値と、検出した前記ボトム電流値との差を演算する電流値差演算回路と、を備え、
前記電圧変化率検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを前記スイッチング信号で駆動した時に生じる電圧リプルのピーク電圧値およびボトム電圧値を検出する電圧ピークホールド回路および電圧ボトムホールド回路と、検出した前記ピーク電圧値を所定比率で減衰した値と、検出した前記ボトム電圧値との差を演算する電圧値差演算回路と、を備え、
前記制御部は、前記電流値差演算回路の出力がゼロになるように前記スイッチング信号の周波数を制御し、前記電圧値差演算回路の出力がゼロになるように前記スイッチング信号のデューティ比を制御する請求項３に記載の電力最大化制御システム。
【請求項５】
電力源から出力される電力を最大化するようにＤＣ−ＤＣコンバータで所定出力に変換する電力最大化制御方法であって、
前記電力源から出力される電力の電流変化率を検出し、
前記電力源から出力される電力の電圧変化率を検出し、
検出した前記電流変化率が所定値になるように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号の周波数を制御し、
検出した前記電圧変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号のデューティ比を制御することを特徴とする電力最大化制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池などの電力源から出力される電力を最大化する電力最大化制御システムおよび電力最大化制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽光発電などの新しい電力源が注目されている。太陽光発電は光電変換効率が低いという問題があり、他の類似の電力源も同様の問題を有する。このような効率の低い電力源の電力を最大に活用する方法として、最大電力追従法(Maximum-Power-Point Tracking:MPPT)が知られている。
【０００３】
太陽電池などの電力特性は、動作電圧（電流）に対して上に凸の形状であるため、電力が最大になる動作点が存在する。ＭＰＰＴ法によれば、電力Ｐ＝出力電圧Ｖ×負荷電流Ｉの関係を用いて、出力電圧Ｖまたは負荷電流Ｉを変化させた時の電力Ｐの変化を検出して、電力Ｐが最大となる動作点を探す。
【０００４】
図１は、太陽光発電システムなどのＭＰＰＴ制御を行う電力システムの代表例の概略構成を示す図である。
【０００５】
図１において、参照番号１は太陽電池などの電力源を、２は昇圧（ＤＣ−ＤＣ）コンバータを、３は充電式の電池などの負荷を、４はＭＰＰＴ制御部を、５は太陽電池１の出力電圧Ｖを検出する電圧検出回路を、６は太陽電池１の負荷電流Ｉを検出する電流検出回路を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、図示のように接続されたインダクタンスＬと、トランジスタＴｒと、ダイオードＤと、容量Ｃと、を備える。トランジスタＴｒは、ＭＰＰＴ制御部４からのスイッチング信号によりオン・オフ動作を行い、出力電圧Ｖを昇圧して出力する。
【０００６】
ＭＰＰＴ制御部４は、クロック信号を発生するＰＬＬ回路１１と、電圧検出回路５および電流検出回路６の出力をデジタル変換するＡＤＣ１２、１３と、ＡＤＣ１２とＡＤＣ１３の出力を乗算する乗算器１４と、乗算器１４の出力に応じてスイッチング信号を発生するＤＳＰ１５と、を備える。
【０００７】
図１のＭＰＰＴ制御部４では、検出した出力電圧Ｖと負荷電流Ｉをデジタル変換した後乗算して電力Ｐを算出して、電力Ｐが最大となるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング信号のデューティ比を制御する。
【０００８】
上記のように、図１のＭＰＰＴ制御部４は、電力Ｐを、デジタル変換した出力電圧値と負荷電流値を乗算して電力Ｐを算出している。そのため、ＭＰＰＴ制御部４は、ＰＬＬ１１、ＡＤＣ１２、ＡＤＣ１３、デジタル乗算器１４およびＤＳＰ１５を備えており、回路規模が複雑で大規模になり、消費電力およびコストが増加するという問題がある。
【０００９】
そこで、ＭＰＰＴ制御部４をアナログ回路のみで形成する例や、負荷電流値のみを検出しアナログ回路のみでＭＰＰＴ法を実行する例などが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平７−１２９２６４号公報
【特許文献２】ＷＯ２００５／０４５５４７
【特許文献３】特開平１１−９８７１５号公報
【特許文献４】特開２００１−１６８６１号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】“電流センサ情報のみを用いた太陽電池の最大電力追従法”，松本寛之，野口季彦 http://pelab.nagaokaut.ac.jp/omomlab/paper/2002/SPC-02-88.pdf
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
記載された実施形態では、これまでとは異なる制御法で、アナログ回路のみの、簡単で低消費電力である回路で電力源の電力を最大化する電力最大化制御システムが開示される。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
実施形態の第１の態様は、電力源から出力される電力を所定出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号を発生するスイッチング信号源と、電力源からの電力を最大化するスイッチング信号を発生するようにスイッチング信号源を制御する制御部と、を備える電力最大化制御システムである。第１の態様の電力最大化制御システムは、電力源から出力される電力の電圧変化率を検出する電圧変化率検出回路と、電力源から出力される電力の電流変化率を検出する電流変化率検出回路と、を備える。制御部は、電圧変化率検出回路の検出した電圧変化率と、電流変化率検出回路の検出した電流変化率と、に基づいて制御を行う。
【発明の効果】
【００１４】
第１の態様の電力最大化制御システムによれば、電圧変化率と電流変化率をデジタル変換せずに、アナログ回路のみで制御が行え、回路は、構成が簡単で低消費電力である。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、ＭＰＰＴ制御を行う電力システムの代表例の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、実施形態のＭＰＰＴ制御の原理を説明する図である。
【図３】図３は、実施形態の電力システムの概略構成を示す図である。
【図４】図４は、実施形態のピークホールド回路およびボトムホールド回路の構成を示す図である。
【図５】図５は、実施形態のスイッチング信号発生回路の回路構成を示す図である。
【図６】図６は、実施形態のスイッチング信号発生回路の動作タイムチャートである。
【図７】図７は、実施形態において負荷電流のリプルからΔＩ／Ｉを演算する処理を説明する図である。
【図８】図８は、実施形態におけるＭＰＰＴ制御動作を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
まず、実施形態の電力最大化制御システムの動作原理を説明する。
【００１７】
図２は、電力源から出力される電力の負荷電流Ｉとの関係、および負荷電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係を示す図である。図２において、参照符号Ａの曲線が電力を、Ｂの曲線が出力電圧Ｖを示す。この特性は、環境条件や経過時間で変化する。
【００１８】
図２に示すように、電力は負荷電流Ｉに応じて変化し、ある負荷電流Ｉの時に最大電力になる。したがって、負荷電流Ｉまたは出力電圧Ｖを設定して、最大電力になる動作点で動作させることが望ましい。
【００１９】
図２に示すように、出力電圧Ｖと負荷電流ＩのＶ−Ｉ特性は、なめらかで、単調減少し、上に凸である。Ｖ−Ｉ特性はなめらかに変化するため、Ｖ−Ｉ特性は２次微分可能である。また、ＶがＩに対して単調に変化するため、ｄＶ／ｄＩ≦０である。さらに、Ｖ−Ｉ特性は上に凸であるため、ｄ２Ｖ／ｄ２Ｉ≦０であり、出力電力Ｐ＝Ｖ×Ｉは、唯一の極大値を有する。
【００２０】
ＰをＩで微分すると、次の式（１）が得られる。
【００２１】
ｄＰ／ｄＩ＝Ｖ＋ｄＶ／ｄＩ×Ｉ      （１）
ｄＰ／ｄＩ＝０となる時、Ｐは極大値をとり、この時、次の式（２）が成り立つ。
【００２２】
Ｖ＝−ｄＶ／ｄＩ×Ｉ      （２）
ｄＶおよびｄＩをΔＶおよびΔＩで近似すると、次の式（３）が得られる。
【００２３】
Ｖ＝−ΔＶ／ΔＩ×Ｉ      （３）
式（３）を変形すると、式（４）が得られる。
【００２４】
ΔＶ／Ｖ＝−ΔＩ／Ｉ      （４）
上記のように、ｄＶ／ｄＩ≒ΔＶ／ΔＩであり、ｄＶ／ｄＩ≦０およびｄ２Ｖ／ｄ２Ｉ≦０であるから、Ｉを大きくすると、ｄＶ／ｄＩ≒ΔＶ／ΔＩは負の方向の絶対値が大きくなる。
【００２５】
以上のことから、最適な動作点は、式（５）の場合である。
【００２６】
【数１】
2011010447.tif 000003
【００２７】
電流を変化させる場合、この条件の時には電流量を維持する。
【００２８】
また、式（６）の場合には、最適な動作点より電流が大きいので、電流量を減らす方向に制御する。
【００２９】
【数２】
2011010447.tif 000004
【００３０】
さらに、式（７）の場合には、最適な動作点より電流が小さいので、電流量を増やす方向に制御する。
【００３１】
【数３】
2011010447.tif 000005
【００３２】
図３は、実施形態の電力最大化制御システムの概略構成を示す図である。
【００３３】
図３において、参照番号１は太陽電池などの電力源を、２は昇圧（ＤＣ−ＤＣ）コンバータを、３は充電式の電池などを、２０はＭＰＰＴ制御部を、Ｒｓは電力源１の負荷電流Ｉを検出するための抵抗を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、図示のように接続されたインダクタンスＬと、トランジスタＴｒと、ダイオードＤと、容量Ｃと、を備える。トランジスタＴｒは、ＭＰＰＴ制御部４からのスイッチング信号によりオン・オフ動作を行い、出力電圧Ｖを昇圧して出力する。
【００３４】
ＭＰＰＴ制御部２０は、ΔＶ／Ｖ検出回路３０と、ΔＩ／Ｉ検出回路４０と、スイッチング信号生成部５０と、を備え、すべてアナログ回路で構成される。
【００３５】
ΔＶ／Ｖ検出回路３０は、ピークホールド回路(Peak Hold)３１と、ボトムホールド回路(Bottom Hold)３２と、２個の抵抗Ｒ１およびＲ２と、差演算器３３と、を備える。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値は所定の比率で、２個の抵抗Ｒ１およびＲ２はピークホールド回路３１の検出電圧値を所定の割合に減衰する。ここでは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値は１：９であり、ピークホールド回路３１の検出電圧値を９／１０に変換する。差演算器３３は、９／１０に変換されたピークホールド回路３１の検出電圧値とボトムホールド回路３２の検出電圧値の差を演算して差信号ＣＶを出力する。したがって、ΔＶ／Ｖ検出回路３０は、実質的に電力源１から出力される電力の電圧変化率を検出する。
【００３６】
ΔＩ／Ｉ検出回路４０は、ピークホールド回路(Peak Hold)４１と、ボトムホールド回路(Bottom Hold)４２と、２個の抵抗Ｒ３およびＲ４と、差演算器４３と、を備える。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値は所定の比率で、２個の抵抗Ｒ３およびＲ４はピークホールド回路４１の検出電圧値を所定の割合に減衰する。ここでは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値は１：９であり、ピークホールド回路４１の検出電圧値を９／１０に変換する。差演算器４３は、９／１０に変換されたピークホールド回路４１の検出電圧値とボトムホールド回路４２の検出電圧値の差を演算して差信号ＣＩを出力する。したがって、ΔＩ／Ｉ検出回路４０は、実質的に電力源１から出力される電力の電流変化率を検出する。
【００３７】
スイッチング信号生成部５０は、ＶＣＯ(Voltage Control Oscillator)５１と、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御部５２と、を備える。
【００３８】
ピークホールド回路３１および４１は、例えば図４の（Ａ）に示すような回路構成を備える。この回路は、入力端子Ｖｉｎｐｕｔとグランド（ＧＮＤ）の間に直列に接続されたダイオードＤ１および容量Ｃ１を備え、ダイオードＤ１と容量Ｃ１の接続ノードから検出電圧値Ｖｐｅａｋを出力する。ダイオードＤ１は、アノードが入力端子Ｖｉｎｐｕｔに接続される。
【００３９】
ボトムホールド回路３２および４１は、例えば図４の（Ｂ）に示すような回路構成を備える。この回路は、入力端子Ｖｉｎｐｕｔとグランド（ＧＮＤ）の間に直列に接続されたダイオードＤ２および容量Ｃ２を備え、ダイオードＤ２と容量Ｃ２の接続ノードから検出電圧値Ｖｂｏｔｔｏｍを出力する。ダイオードＤ２は、カソードが入力端子Ｖｉｎｐｕｔに接続される。
【００４０】
スイッチング信号生成部５０は、例えば、図５に示すような回路構成を備える。スイッチング信号生成部５０は、図５に示すように接続された、Ｔｒ１−Ｔｒ６と、容量Ｃ３と、シュミット回路５３と、コンパレータ５４と、を備える。Ｔｒ１−Ｔｒ６、容量Ｃ３およびシュミット回路５３が、差信号ＣＩに応じて周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）５１に関係する。コンパレータ５４は、ＶＣＯ５１の出力する発振信号と差信号ＣＶに応じてＰＷＭ出力のデューティを変化させるＰＷＭ制御部５２に関係する。
【００４１】
Ｔｒ１とＴｒ５は、電源ＶＣＣとＧＮＤの間に直列に接続される。Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４およびＴｒ６は、電源ＶＣＣとＧＮＤの間に直列に接続される。Ｔｒ１とＴｒ２のゲートはＴｒ１とＴｒ５の接続ノードに接続される。Ｔｒ５とＴｒ６のゲートは、ΔＩ／Ｉ検出回路４０の差演算器４３の出力に接続され、差信号ＣＩが印加される。容量Ｃ３は、Ｔｒ３とＴｒ４の接続ノードとＧＮＤとの間に接続され、シュミット回路５３の入力はＴｒ３とＴｒ４の接続ノードに接続される。シュミット回路５３の出力は、Ｔｒ３およびＴｒ４のゲートに印加される。コンパレータ５４は、Ｔｒ３とＴｒ４の接続ノードの信号を、差信号ＣＶと比較して比較結果をＰＷＭ出力として出力する。ＰＷＭ出力のデューティは、差信号ＣＶのレベルに応じて変化する。
【００４２】
図６は、図５のスイッチング信号生成部５０の動作を示すタイムチャートである。図６を参照して、スイッチング信号生成部５０の動作を説明する。図５に示した各部を流れる電流をＩ１−Ｉ３で示す。
【００４３】
Ｉ１はＴｒ５およびＴｒ６のゲートに印加される差信号ＣＩに応じて変化し、Ｔｒ１とＴｒ２はカレントミラー回路を構成するので、Ｉ１とＩ２は所定の比率を維持する。言い換えれば、Ｉ２は、差信号ＣＩに応じて変化する。
【００４４】
Ｔｒ３はＰＭＯＳトランジスタであり、Ｔｒ４はＮＭＯＳトランジスタである。Ａの電位が“Ｌ”の時、Ｔｒ３はオンし、Ｔｒ４はオフする。したがって、Ｉ２が流れるが、Ｉ３は流れないため、Ｃ３に電荷が蓄積され、Ｂの電位が上昇する。
【００４５】
Ｂの電位が上昇してシュミット回路５３の高い方の閾値を超えると、シュミット回路５３の出力、すなわちＡの電位が“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。これに応じて、Ｔｒ３はオフし、Ｔｒ４はオンし、Ｉ２は流れなくなり、Ｉ３が流れる。
【００４６】
Ｉ２は流れず、Ｉ３が流れるため、容量Ｃから電荷が流れ出し、Ｂの電位が降下する。
【００４７】
Ｂの電位が降下してシュミット回路５３の低い方の閾値を超えると、シュミット回路５３の出力、すなわちＡの電位が“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。これに応じて、Ｔｒ３はオン、Ｔｒ４はオフし、Ｉ２が流れ、Ｉ３が流れなくなる。
【００４８】
Ｉ２は流れ、Ｉ３が流れないため、容量Ｃに電荷が蓄積され、Ｂの電位が上昇する。
【００４９】
以下、上記と同様の動作を繰り返すことで、Ｂの電位が図６に示すように三角波状に変化する。
【００５０】
上記のように、Ｉ２は、差信号ＣＩに応じて変化する。Ｉ２が変化すると、容量Ｃ３に蓄積される単位時間当たりの電荷量が変化するので、Ｂの電位が変化する周期、すなわちＶＣＯ５１の周波数が変化することになる。
【００５１】
コンパレータ５４の一方の入力にはＢの電位信号が印加され、他方の入力には差信号ＣＶが印加される。Ｂの電位信号が図６に示すように変化し、その変化範囲で差信号ＣＶが変化すると、コンパレータ５４の出力するＰＷＭ出力は矩形波状に変化し、デューティが差信号ＣＶのレベルに応じて変化する。
【００５２】
以上説明したように、スイッチング信号生成部５０の出力するＰＷＭ出力は、ΔＩ／Ｉ検出回路４０の差演算器４３の出力する差信号ＣＩに応じて周波数（周期）が変化し、ΔＶ／Ｖ検出回路３０の差演算器３３の出力する差信号ＣＶに応じてデューティが変化する。
【００５３】
差演算器３３、３４およびコンパレータ５４は、例えば１０μＡ以下で動作する安価な低消費電力用オペアンプを利用して実現可能である。Ｄ１、Ｄ２、Ｃ１−Ｃ３、Ｔｒ１−Ｔｒ６およびシュミット回路５３も、安価で且つ低消費電力の汎用の素子を利用して実現できる。したがって、実施形態のＭＰＰＴ制御部２０は、簡単な構成を有し、安価で且つ低消費電力の回路として実現可能である。
【００５４】
実施形態の電力最大化制御システムでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチングに伴って変化する負荷電流および出力電圧のリプルを検出して、負荷電流変化率ΔＩ／Ｉおよびｓｈ鶴欲電圧変化率ΔＶ／Ｖを演算する。
【００５５】
図７は、負荷電流ＩのリプルからΔＩ／Ｉを演算する処理を説明する図である。上記のように、出力電圧Ｖおよび負荷電流Ｉのリプルは逆相で変化するが、以下の説明では、出力電圧Ｖおよび負荷電流Ｉのリプルの最大値および最小値を検出するので、位相は直接関係しないので、検出されるのは絶対値であるとして説明する。
【００５６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＰＷＭ出力によりスイッチング動作を行い、負荷電流Ｉは三角波状に変化する。ΔＩ／Ｉ検出回路４０のピークホールド回路４１は、負荷電流Ｉの変化における最大リプル値ＩＭＡＸを検出する。ΔＩ／Ｉ検出回路４０のボトムホールド回路４２は、負荷電流Ｉの変化における最小リプル値ＩＭＩＮを検出する。ここで、ＩＭＡＸ−ＩＭＩＮ＝ΔＩであり、ＩＭＡＸ＋ＩＭＩＮ＝２Ｉであるから、ΔＩ／Ｉ＝２（ＩＭＡＸ−ＩＭＩＮ）／（ＩＭＡＸ＋ＩＭＩＮ）である。
【００５７】
ここで、図３に示すように、実施形態のＭＰＰＴ制御部２０では、差演算器４３の出力に応じてＶＣＯ５１を調整し、ＶＣＯ５１の発振周波数を変化させる。そして、０．９ＩＭＡＸ＝ＩＭＩＮとなる時に、ＶＣＯ５１の発振周波数が安定する。この場合、ΔＩ／Ｉ＝２（ＩＭＡＸ−０．９ＩＭＡＸ）／（ＩＭＡＸ＋０．９ＩＭＡＸ）＝２ＩＭＡＸ／１．９ＩＭＡＸ＝０．１０５となる。したがって、図３に示すように、０．９ＩＭＡＸ＝ＩＭＩＮとなるようにＶＣＯ５１を調整すると、ΔＩ／Ｉ＝０．１０５となる。
【００５８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２がＰＷＭ出力によりスイッチング動作を行うと、出力電圧Ｖは三角波状に変化し、出力電圧Ｖにも同様にリプルが発生する。ΔＶ／Ｖ検出回路３０のピークホールド回路３１は、出力電圧Ｖの変化における最大リプル値ＶＭＡＸを検出し、ボトムホールド回路３２は、出力電圧Ｖの変化における最小リプル値ＶＭＩＮを検出する。上記と同様に、ΔＶ／Ｖ＝２（ＶＭＡＸ−ＶＭＩＮ）／（ＶＭＡＸ＋ＶＭＩＮ）である。図３に示すように、実施形態のＭＰＰＴ制御部２０では、差演算器３３の出力に応じてＰＷＭ制御部５２を調整し、ＰＷＭ出力のデューティを変化させる。そして、０．９ＶＭＡＸ＝ＶＭＩＮとなる時に、ＰＷＭ出力のデューティが安定する。この場合、ΔＶ／Ｖ＝２（ＶＭＡＸ−０．９ＶＭＡＸ）／（ＶＭＡＸ＋０．９ＶＭＡＸ）＝２ＶＭＡＸ／１．９ＶＭＡＸ＝０．１０５となる。したがって、図３に示すように、０．９ＶＭＡＸ＝ＶＭＩＮとなるようにＰＷＭ制御部５２を調整すると、ΔＶ／Ｖ＝０．１０５となる。
【００５９】
したがって、ΔＩ／Ｉ＝ΔＶ／Ｖとなるように調整されたことになる。なお、上記のように、実際にはΔＩとΔＶは逆相であり、ΔＩ／Ｉの絶対値とΔＶ／Ｖの絶対値が一致するように調整することになる。前述のように、このように調整された時に、最適な電力動作点で変換動作が行われることになる。
【００６０】
上記の例では、ΔＩ／Ｉの絶対値とΔＶ／Ｖの絶対値が約１０％になるように、抵抗Ｒ１およびＲ２の値を設定したが、他の値、例えば約５％になるように設定してもよい。
【００６１】
図８は、実施形態の電力最大化制御システムにおいて、ΔＩ／Ｉ＝ΔＶ／Ｖとなるように、ＶＣＯ５１およびＰＷＭ制御部５２を制御する場合の制御動作を説明する図である。
【００６２】
最初、ＣＩおよびＣＶが共に０より小さい（マイナス）、すなわちΔＩ／ＩおよびΔＶ／Ｖが１０％より小さいとする。この状態では、まず、ＶＣＯ５１の周期を大きくする制御が行われ、それに伴ってΔＩが増加する。これによりＣＩが増加する。ＣＶは０より小さいので、ＰＷＭ制御部５２を制御してデューティを増加させる。これに応じて、Ｉが増加し、ΔＶが増加してＣＶもゼロになる。しかし、この時、ＣＩが０より大きくなるので、ＶＣＯ５１の周期を小さくする制御が行われ、それに伴ってΔＩが減少し、ＣＩが０になる。これに伴ってＣＶが０より小さくなるので、再度デューティを増加させてΔＶを増加させる。以上のようなフィードバック動作を繰り返すことにより、ＣＩとＣＶは共に０になる状態、すなわちΔＩ／Ｉの絶対値とΔＶ／Ｖの絶対値の両方が約１０％になる状態で安定する。
【００６３】
以上説明した実施形態の電力最大化制御システムは、ΔＩ／Ｉに基づく制御ループと、ΔＶ／Ｖに基づく制御ループの二重の制御ループを備えるため、回路が発振する可能性がある。そこで、安定な制御のために、例えば、ＶＣＯ５１の発振周波数を１００ｋＨｚ〜１ＭＨｚ（周期は１μｓ〜１０μｓ）とした場合には、次のような条件にすることが望ましい。すなわち、ΔＩ／Ｉに基づく電流リプル制御ループの時定数を、ＶＣＯ５１の発振周期の１０〜１００倍の１００μｓ〜１ｍｓとし、ΔＶ／Ｖに基づく電圧リプル制御ループの時定数を、電流リプル制御ループの時定数の１０〜１００倍の１０ｍｓ〜１００ｍｓとする。
【００６４】
上記のように、実施形態の電力最大化制御システムのＭＰＰＴ制御部２０はオペアンプのみで形成できるので、その消費電力は数十μＷ〜数百μＷである。これに対して、例えば図１のデジタル回路を利用したＭＰＰＴ制御部４を形成するＡＤＣ１２、１３の消費電力は数百μＷ〜数ｍＷであり、乗算器１４の消費電力は数ｍＷ〜数十ｍＷである。このように、実施形態の電力最大化制御システムのＭＰＰＴ制御部２０は、大幅に低消費電力である。
【００６５】
ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
【００６６】
以下、実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
電力源から出力される電力を所定出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記電力源からの電力を最大化する前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号を発生する制御部と、を備える電力最大化制御システムであって、
前記制御部は、
前記電力源から出力される電力の電圧変化率を検出する電圧変化率検出回路と、
前記電力源から出力される電力の電流変化率を検出する電流変化率検出回路と、を備え、
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、に基づいて制御を行うことを特徴とする電力最大化制御システム。
（付記２）
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、が同一の所定値になるように制御する付記１に記載の電力最大化制御システム。
（付記３）
前記制御部は、
前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号の周波数を制御し、
前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号のデューティ比を制御する付記２に記載の電力最大化制御システム。
（付記４）
前記電流変化率検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを前記スイッチング信号で駆動した時に生じる電流リプルのピーク電流値およびボトム電流値を検出する電流ピークホールド回路および電流ボトムホールド回路と、検出した前記ピーク電流値を所定比率で減衰した値と、検出した前記ボトム電流値との差を演算する電流値差演算回路と、を備え、
前記電圧変化率検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを前記スイッチング信号で駆動した時に生じる電圧リプルのピーク電圧値およびボトム電圧値を検出する電圧ピークホールド回路および電圧ボトムホールド回路と、検出した前記ピーク電圧値を所定比率で減衰した値と、検出した前記ボトム電圧値との差を演算する電圧値差演算回路と、を備え、
前記制御部は、前記電流値差演算回路の出力がゼロになるように前記スイッチング信号の周波数を制御し、前記電圧値差演算回路の出力がゼロになるように前記スイッチング信号のデューティ比を制御する付記３に記載の電力最大化制御システム。
（付記５）
電力源から出力される電力を最大化するように所定出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号を発生する電力最大化制御回路であって、
前記電力源から出力される電力の電圧変化率を検出する電圧変化率検出回路と、
前記電力源から出力される電力の電流変化率を検出する電流変化率検出回路と、を備え、
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、に基づいて制御を行うことを特徴とする電力最大化制御回路。
（付記６）
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、が同一の所定値になるように制御する付記５に記載の電力最大化制御回路。
（付記７）
前記制御部は、
前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号の周波数を制御し、
前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号のデューティ比を制御する付記６に記載の電力最大化制御回路。
（付記８）
前記電流変化率検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを前記スイッチング信号で駆動した時に生じる電流リプルのピーク電流値およびボトム電流値を検出する電流ピークホールド回路および電流ボトムホールド回路と、検出した前記ピーク電流値を所定比率で減衰した値と、検出した前記ボトム電流値との差を演算する電流値差演算回路と、を備え、
前記電圧変化率検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを前記スイッチング信号で駆動した時に生じる電圧リプルのピーク電圧値およびボトム電圧値を検出する電圧ピークホールド回路および電圧ボトムホールド回路と、検出した前記ピーク電圧値を所定比率で減衰した値と、検出した前記ボトム電圧値との差を演算する電圧値差演算回路と、を備え、
前記制御部は、前記電流値差演算回路の出力がゼロになるように前記スイッチング信号の周波数を制御し、前記電圧値差演算回路の出力がゼロになるように前記スイッチング信号のデューティ比を制御する付記７に記載の電力最大化制御回路。
（付記９）
太陽電池と、
前記太陽電池から出力される電力を所定出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記電力源からの電力を最大化する前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号を発生する制御部と、を備える太陽光発電システムであって、
前記制御部は、
前記電力源から出力される電力の電圧変化率を検出する電圧変化率検出回路と、
前記電力源から出力される電力の電流変化率を検出する電流変化率検出回路と、を備え、
前記制御部は、前記電圧変化率検出回路の検出した前記電圧変化率と、前記電流変化率検出回路の検出した前記電流変化率と、に基づいて制御を行うことを特徴とする太陽光発電システム。
（付記１０）
電力源から出力される電力を最大化するようにＤＣ−ＤＣコンバータで所定出力に変換する電力最大化制御方法であって、
前記電力源から出力される電力の電流変化率を検出し、
前記電力源から出力される電力の電圧変化率を検出し、
検出した前記電流変化率が所定値になるように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号の周波数を制御し、
検出した前記電圧変化率が前記所定値になるように、前記スイッチング信号のデューティ比を制御することを特徴とする電力最大化制御方法。
（付記１１）
付記１〜５のいずれかに記載した電力最大化制御システムを備える携帯電子装置。
（付記１２）
電話機能を有する付記１１記載の携帯電子装置。
（付記１３）
音楽または音声の録音・再生機能を有する付記１１記載の携帯電子装置。
（付記１４）
無線放送の受信機能を有する付記１１記載の携帯電子装置。
（付記１５）
動画または写真の撮影機能を有する付記１１記載の携帯電子装置。
【符号の説明】
【００６７】
１    電力源（太陽電池）
２    昇圧（ＤＣ−ＤＣ）コンバータ
３    負荷（充電式電池）
２０    ＭＰＰＴ制御部
３０    ΔＶ／Ｖ検出回路
３１    ピーク検出回路
３２    ボトム検出回路
３３    電圧差演算器
４０    ΔＩ／Ｉ検出回路
４１    ピーク検出回路
４２    ボトム検出回路
４３    電流差演算器
５０    スイッチング信号生成部
５１    ＶＣＯ
５２    ＰＷＭ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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