(57)【要約】【課題】安価で且つ耐ノイズ性の良い電力変換装置を提供すること。【解決手段】制御マイコン１５をシャント抵抗器Ｒｓと同様に高圧系に接続した。これによって、インバータ１１とモータジェネレータＭＧとの間の負荷線に介挿されたシャント抵抗器Ｒｓの両端から引き出されて接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａを、従来のように数ＭΩ以上の高抵抗値として、低圧系の制御マイコン１５を高圧系から絶縁する必要が無くなる。つまり、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａの抵抗値を数１０ＫΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができるので、外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。【選択図】図３
2011010510.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有して直流電源の高圧系の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータと交流電力を発生する負荷装置とを接続し、前記交流電力としての負荷電流又は前記負荷装置で発生した交流電力としての負荷電流が流れる負荷線と、前記負荷電流を検出すると共に前記スイッチング素子の駆動制御を行う制御手段と、前記負荷線に介挿された電流検出用抵抗器と、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器とを有する電力変換装置において、
前記制御手段は、前記インバータが接続される高圧系の接地線に接続されると共に、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差が前記分圧用抵抗器で分圧され且つ前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記負荷電流を検出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路を有し、このＡ／Ｄ変換回路に前記差動増幅器の出力電圧が入力されるように構成され、
前記差動増幅器は、前記分圧用抵抗器で分圧された電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧を、前記Ａ／Ｄ変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率を有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記差動増幅器の基準電圧は、前記制御手段のＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記差動増幅器の基準電圧を、前記インバータの接地から電源電位までの電位差の１／２とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記分圧用抵抗器の端に印加される基準電圧と、前記差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置に対し、フォトカプラを介して接続されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＧＢＴなどの電力変換用のスイッチング素子を用いてモータジェネレータを駆動する電力変換装置に関し、特にモータジェネレータに流れる大きな負荷電流を安価な構成で検出可能な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１に従来の負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成を示す。電力変換装置１０は、ハイブリッド車両に搭載されており、図示せぬ直流電源からの直流電力をインバータ１１でＵ相・Ｖ相・Ｗ相の三相交流電力に変換してモータジェネレータＭＧを駆動するものである。即ち、インバータ１１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなり、各相の高圧電源線１２Ｐ及び高圧接地線１２Ｎが直流電源に並列に接続されている。Ｕ相は、高圧電源線１２Ｐ側の半導体素子の上アーム用スイッチング素子Ｔ１と高圧接地線１２Ｎ側の半導体素子の下アーム用スイッチング素子Ｔ２とが直列に接続されてなる。同様に、Ｖ相は上アーム用スイッチング素子Ｔ３と下アーム用スイッチング素子Ｔ４、Ｗ相は上アーム用スイッチング素子Ｔ５と下アーム用スイッチング素子Ｔ６が直列に接続されてなる。
【０００３】
各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。但し、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、各ダイオードＤ１〜Ｄ６は、フリーホイールダイオードである。
【０００４】
各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート端子には、制御マイコン１５からフォトカプラ１３ａ，１４ａを介してＳＷ（スイッチング）素子駆動部１３ｂ，１４ｂに制御信号が入力されることによって、ＳＷ素子駆動部１３ｂ，１４ｂで各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６が駆動される。ＵＶＷ各相のスイッチング素子Ｔ１とＴ２、Ｔ３とＴ４、Ｔ５とＴ６の各々の中間点は、各相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖ，１６ＷによってモータジェネレータＭＧの図示せぬ各相コイルに接続されている。但し、制御マイコン１５は車両ボディに接続された低圧接地線ＧＮＤに接続されている。また、高圧接地線１２Ｎは低圧接地線ＧＮＤと絶縁されており、所定の基準電位とされている。
【０００５】
このような電力変換装置１０において、インバータ１１とモータジェネレータＭＧとの間にモータジェネレータＭＧ側又はその逆側に流れる負荷電流を検出する構成として、Ｕ相及びＶ相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖに、例えば特許文献１に記載のような磁気コア１７ａ及びホール素子１７ｂを有して成る電流センサ１７が絶縁状態に組み込まれており、ホール素子１７ｂで検出される負荷電流が電圧信号として制御マイコン１５に入力されるようになっている。つまり、制御マイコン１５で電流センサ１７からの電圧を検出することによって、インバータ１０とモータジェネレータＭＧとの間に流れる負荷電流を検出可能となっている。
【０００６】
この他に負荷電流を検出する構成回路を図２に示す。この図２に示す電力変換装置１０−１において、インバータ１１とモータジェネレータＭＧとの間にモータジェネレータＭＧ側又はその逆側に流れる負荷電流を検出する構成は、Ｕ相及びＶ相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖの各々にシャント抵抗器Ｒｓを介挿し、負荷線１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗに負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を介して差動増幅器２０に入力し、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧を制御マイコン１５で検出するようになっている。なお、図２においては、Ｖ相の負荷線１６Ｖに介挿されたシャント抵抗器Ｒｓの側の差動増幅器経路は省略してある。
【０００７】
また、抵抗器Ｒ１と差動増幅器２０の反転入力端「−」との間には分圧用の抵抗器Ｒ３が接続され、この抵抗器Ｒ３の他端２１は低圧接地線ＧＮＤに接続されている。抵抗器Ｒ２と差動増幅器２０の非反転入力端「＋」との間には分圧用の抵抗器Ｒ４が接続され、この抵抗器Ｒ４の他端２２は低圧接地線ＧＮＤに接続されている。更に、抵抗器Ｒ２と差動増幅器２０の非反転入力端「＋」との間には抵抗器Ｒ６が接続され、この抵抗器Ｒ６の他端２３には基準電圧Ｖｆが印加されている。また、差動増幅器２０の反転入力端と出力端とは抵抗器Ｒ５を介して接続されている。
【０００８】
このような構成においては、高圧系に配設されたシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を介して差動増幅器２０に入力し、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧を、低圧系に配設された制御マイコン１５に入力するようになっている。このため、高圧系と低圧系とを感電事故防止等のため絶縁する必要があるので、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上の高抵抗値として、高圧系と低圧系とを絶縁する構成となっている。
【０００９】
この種の電力変換装置として特許文献２に記載のものが有る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開昭６４−８３１５４号公報
【特許文献２】特許第３３５１３３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかし、上述の図１に示した電力変換装置１０においては、インバータ１１とモータジェネレータＭＧとの間に流れる負荷電流を検出するために、Ｕ相及びＶ相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖに電流センサ１７を絶縁状態に組み込む必要があるが、電流センサ１７は磁気コア１７ａ及びホール素子１７ｂといった高価な部品を用いているため、電力変換装置１０が高価となる問題があった。
【００１２】
また、図２に示した電力変換装置１０−１においては、低圧系に配置された制御マイコン１５を高圧系から絶縁するために、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上と高抵抗値としなければならない。この高抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けやすくなり、ノイズの影響を受けた場合、差動増幅器２０への入力電圧が変動し、制御マイコン１５で正確な負荷電流の検出が出来なくなる。つまり、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上と高抵抗値としなければならないので、耐ノイズ性が悪くなるという問題があった。
【００１３】
なお、差動増幅器２０にアイソレーションアンプを用いれば、抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上と高抵抗値とする必要はないが、アイソレーションアンプが高価であるため電力変換装置１０−１が高価となってしまう。
【００１４】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、安価で且つ耐ノイズ性の良い電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、複数のスイッチング素子を有して直流電源の高圧系の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータと交流電力を発生する負荷装置とを接続し、前記交流電力としての負荷電流又は前記負荷装置で発生した交流電力としての負荷電流が流れる負荷線と、前記負荷電流を検出すると共に前記スイッチング素子の駆動制御を行う制御手段と、前記負荷線に介挿された電流検出用抵抗器と、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器とを有する電力変換装置において、前記制御手段は、前記インバータが接続される高圧系の接地線に接続されると共に、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差が前記分圧用抵抗器で分圧され且つ前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記負荷電流を検出することを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、制御手段が電流検出用抵抗器と同様に高圧系に接続されているので、電流検出用抵抗器の両端から引き出されて接続される分圧用抵抗器を、従来のように数ＭΩ以上の高抵抗値として、低圧系に配置された制御手段を高圧系から絶縁する必要が無くなる。従来は、制御手段が高圧用の接地線と絶縁された車両ボディ等の低圧接地線に接続されて低圧系に配置されていた。このため、分圧用抵抗器を高抵抗値として、低圧系の制御手段を高圧系から絶縁する必要があった。その高抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けやすくなり、ノイズの影響を受けた場合、差動増幅器への入力電圧が変動し、制御手段で正確な負荷電流の検出が出来なくなっていた。
【００１７】
しかし、本発明では、制御手段が高圧系に配置されているので高圧系から絶縁する必要がなくなる。このため、電流検出用抵抗器の両端から引き出されて接続される分圧用抵抗器の抵抗値を数１０ＫΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができる。この低抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。つまり、ノイズの影響を受けないので差動増幅器への入力電圧が変動することがなくなり、制御手段で正確な負荷電流の検出を行なうことが出来る。
【００１８】
また、負荷電流検出のために、材料費の安価なシャント抵抗器等の電流検出用抵抗器や分圧用抵抗器、及び差動増幅器で済むので、電力変換装置を安価に構成することができる。
【００１９】
請求項２に記載の発明は、前記制御手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路を有し、このＡ／Ｄ変換回路に前記差動増幅器の出力電圧が入力されるように構成され、前記差動増幅器は、前記分圧用抵抗器で分圧された電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧を、前記Ａ／Ｄ変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率を有することを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、標準的なスペックのマイコンピュータ等の制御手段を使用可能なので、特別なスペックの制御手段や、制御手段の入力側に更に電圧増幅器を必要とするなどの回路構成を採らなくても良いので、その分、電力変換装置のコストを削減することが出来る。
【００２１】
請求項３に記載の発明は、前記差動増幅器の基準電圧は、前記制御手段のＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２であることを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、電流検出用抵抗器に流れる負荷電流は、負荷装置側に流れる場合とこの逆に流れる場合とがあるので、電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧は正弦波となる。この正弦波の中心電位の上側の半波波形が例えば負荷装置側に流れる負荷電流で、下側の半波波形がその逆側に流れる半波波形となる。ここで、差動増幅器の基準電圧がＡ／Ｄ変換回路の最下位電圧（例えば０Ｖ）である場合、差動増幅器から出力されてＡ／Ｄ変換回路に入力される電圧の波形は、正弦波の中心から上側の半波波形のみとなる。このため、制御手段では負荷装置側に流れる負荷電流しか検出できなくなってしまう。そこで、本発明のように、基準電圧をＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２（例えば２．５Ｖ）として、差動増幅器から出力される正弦波の中心電位がＡ／Ｄ変換回路の中心電位（例えば２．５Ｖ）となるようにすれば、制御手段で正弦波の中心電位の上側と下側との電圧を容易に判別することができる。つまり、負荷装置側に流れる負荷電流と、その逆側に流れる負荷電流とを容易に判別することができる。
【００２３】
請求項４に記載の発明は、前記差動増幅器の基準電圧を、前記インバータの接地から電源電位までの電位差の１／２とすることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、例えばインバータの接地から電源電位までの電位差が６５０Ｖの場合に、基準電圧がその１／２の３２５Ｖとなる。この３２５Ｖを基準電圧として差動増幅器で例えば０〜５Ｖの出力電圧を得るようにする。これによって６５０Ｖから０〜５Ｖの出力電圧を得る場合に比べ、その出力電圧に変換する電位差が元の電位差６５０Ｖの１／２の３２５Ｖとなるので、外部からのノイズによる電圧への影響を受けにくくなる。つまり、耐ノイズ性を向上させることが出来る。
【００２５】
請求項５に記載の発明は、前記分圧用抵抗器の端に印加される基準電圧と、前記差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とすることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、分圧用抵抗器の端の基準電圧と、差動増幅器の基準電圧とが別々に定められている場合、分圧用抵抗器の基準電圧が変動しても、差動増幅器の基準電圧は変動しないので、差動増幅器の出力電圧が変動することになる。しかし、本発明のように分圧用抵抗器の基準電圧と、差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とした場合、分圧用抵抗器の基準電圧が変動しても、差動増幅器の基準電圧も同様に変動するので、差動増幅器の出力電圧の変動が無くなる。
【００２７】
請求項６に記載の発明は、前記制御手段は、前記直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置に対し、フォトカプラを介して接続されることを特徴とする。
【００２８】
この構成によれば、制御手段が高圧系に配置されていても、高圧系と切り離された低圧系の装置を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】従来の負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成である。
【図２】従来の負荷電流の検出が可能な他の電力変換装置の回路構成である。
【図３】本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図４】本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
【００３１】
図３は、本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成を示す図である。
【００３２】
図３に示す電力変換装置１０−２が、図２に示した電力変換装置１０−１と異なる点は、制御マイコン（制御手段）１５を高圧接地線１２Ｎに接続して高圧系側に配置したことにある。
【００３３】
この電力変換装置１０−２の構成を説明する。電力変換装置１０−２は、ハイブリッド車両に搭載されており、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相から構成されるインバータ１１を備える。インバータ１１は、各相の高圧電源線１２Ｐ及び高圧接地線１２Ｎが図示せぬ直流電源に並列に接続され、この直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換してモータジェネレータＭＧを駆動する。また、モータジェネレータＭＧが発電機として働く場合にモータジェネレータＭＧから出力される交流電力をインバータ１１で直流に変換して直流電源へ回生するようになっている。
【００３４】
Ｕ相は、高圧電源線１２Ｐ側の半導体素子の上アーム用スイッチング素子Ｔ１と高圧接地線１２Ｎ側の半導体素子の下アーム用スイッチング素子Ｔ２とが直列に接続されて成り、同様に、Ｖ相は上アーム用スイッチング素子Ｔ３と下アーム用スイッチング素子Ｔ４、Ｗ相は上アーム用スイッチング素子Ｔ５と下アーム用スイッチング素子Ｔ６が直列に接続されて成る。
【００３５】
各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。高圧電源線１２Ｐ側の上アーム用のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ６のゲート端子にはフォトカプラ１３ａを介した制御マイコン１５の制御に応じたＳＷ素子駆動部１３ｂの駆動制御信号が入力され、下アーム用スイッチング素子Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６には直接、制御マイコン１５の制御に応じたＳＷ素子駆動部１４ｂの駆動制御信号が入力され、これによって各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の駆動が制御される。ＵＶＷ各相のスイッチング素子Ｔ１とＴ２、Ｔ３とＴ４、Ｔ５とＴ６の各々の中間点は、各相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖ，１６ＷによってモータジェネレータＭＧの図示せぬ各相コイルに接続されている。但し、制御マイコン１５は車両ボディに接続された低圧接地線ＧＮＤに接続されている。また、高圧接地線１２Ｎは低圧接地線ＧＮＤと絶縁されており、５Ｖ等の所定の基準電位とされている。
【００３６】
更に、この電力変換装置１０−２において、インバータ１１とモータジェネレータＭＧとの間にモータジェネレータＭＧ側又はその逆側に流れる負荷電流（例えば５００Ａ）を検出する構成は、Ｕ相及びＶ相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖの各々にシャント抵抗器（電流検出用抵抗器）Ｒｓを介挿し、負荷線１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗに負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差（例えば５０ｍＶ）を抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａを介して差動増幅器２０ａに入力し、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧（例えば０〜５Ｖ）を制御マイコン１５に入力するようになっている。なお、図３においては、Ｖ相の負荷線１６Ｖに介挿されたシャント抵抗器Ｒｓの側の差動増幅器経路は省略してある。
【００３７】
また、抵抗器Ｒ１ａと差動増幅器２０ａの反転入力端「−」との間には分圧用の抵抗器Ｒ３ａが接続され、この抵抗器Ｒ３ａの他端２１ａは高圧接地線１２Ｎに接続されている。抵抗器Ｒ２ａと差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」との間には分圧用の抵抗器Ｒ４ａが接続され、この抵抗器Ｒ４ａの他端２２ａは高圧接地線１２Ｎに接続されている。更に、抵抗器Ｒ２ａと差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」との間には抵抗器Ｒ６ａが接続され、この抵抗器Ｒ６ａの他端２３ａには基準電圧Ｖｆが印加されている。また、差動増幅器２０ａの反転入力端と出力端とは抵抗器Ｒ５ａを介して接続されている。更に、制御マイコン１５には、フォトカプラ３１，３２を介して低圧接地線ＧＮＤ側に配置された車両の通信装置３０が接続されている。
【００３８】
この構成の電力変換装置１０−２によれば、各相の負荷線１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗに負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差が、抵抗器Ｒ１ａ及びＲ３ａによる分圧用抵抗器と、抵抗器Ｒ２ａ及びＲ４ａによる分圧用抵抗器とで分圧されて差動増幅器２０ａの反転入力端及び非反転入力端に入力され、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧が制御マイコン１５に入力される。これによって制御マイコン１５で、インバータ１１とモータジェネレータＭＧとの間にモータジェネレータＭＧ側又はその逆側に流れる負荷電流を検出することができる。
【００３９】
このような本実施形態の電力変換装置１０−２は、制御マイコン１５がシャント抵抗器Ｒｓと同様に高圧系に接続されているので、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａを従来のように数ＭΩ以上の高抵抗値として、低圧系の制御マイコン１５を高圧系から絶縁する必要が無くなる。従って、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａの抵抗値を数１０ＫΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができる。
【００４０】
この低抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。つまり、ノイズの影響を受けないので差動増幅器２０ａへの入力電圧が変動することがなくなり、制御マイコン１５で正確な負荷電流の検出を行なうことが出来る。また、負荷電流検出のために、材料費の安価なシャント抵抗器Ｒｓ及び差動増幅器２０ａ並びに複数の抵抗器Ｒ１ａ〜Ｒ６ａで済むので、電力変換装置１０−２を安価に構成することができる。つまり、従来のように電流センサや、差動増幅器としてアイソレーションアンプを用いることが無いので、その分、電力変換装置１０−２を安価に構成することができる。このことから本実施形態によれば、電力変換装置１０−２を安価で且つ耐ノイズ性の良いものとすることができる。
【００４１】
また、制御マイコン１５における差動増幅器２０ａからの電圧の入力回路は、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換回路から構成されている。このため、差動増幅器２０ａを、分圧用の抵抗器Ｒ１ａ〜Ｒ４ａで分圧されたシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差による電圧を、Ａ／Ｄ変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率としても良い。このようにすれば、標準的なスペックの制御マイコン１５を使用可能なので、特別なスペックの制御マイコンや、制御マイコンの入力側に更に電圧増幅器を必要とするなどの回路構成を採らなくても良いので、その分、装置コストを削減することが出来る。
【００４２】
また、差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」に接続される抵抗器Ｒ６ａの端２３ａに印加される基準電圧Ｖｆは、制御マイコン１５のＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２（例えば２．５Ｖ）としても良い。
【００４３】
ここで、シャント抵抗器Ｒｓに流れる負荷電流は、モータジェネレータＭＧ側に流れる場合とこの逆に流れる場合とがある。このため、シャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差による電圧は、例えば０〜５Ｖの正弦波となる。つまり、正弦波の中心電位の上側の半波波形が例えばモータジェネレータＭＧ側に流れる負荷電流で、下側の半波波形がその逆側に流れる半波波形となる。
【００４４】
ここで、差動増幅器２０ａの基準電圧ＶｆがＡ／Ｄ変換回路の最下位電圧（例えば０Ｖ）である場合、差動増幅器２０ａから出力されてＡ／Ｄ変換回路に入力される電圧の波形は、正弦波の中心から上側の半波波形のみとなる。このため、制御マイコン１５ではモータジェネレータＭＧ側に流れる負荷電流しか検出できなくなってしまう。
【００４５】
そこで、上記のように、基準電圧ＶｆをＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２（例えば２．５Ｖ）として、差動増幅器２０ａから出力される正弦波の中心電位がＡ／Ｄ変換回路の中心電位（例えば２．５Ｖ）となるようにすれば、正弦波の中心電位の上側と下側との電圧を容易に判別することができる。つまり、モータジェネレータＭＧ側に流れる負荷電流と、その逆側に流れる負荷電流とを容易に判別することができる。
【００４６】
次に、図４に示す電力変換装置１０−３のように、差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆを、高圧接地線１２Ｎから高圧電源線１２Ｐまでの電位差の電圧の１／２としても良い。これは、高圧接地線１２Ｎと高圧電源線１２Ｐとを２つの抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２を介して接続し、それら抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２の間と、差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」に接続された抵抗器Ｒ６ａの端２３ａとを接続して実現する。但し、分圧用の抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａの電位も基準電圧Ｖｆと同じとする。
【００４７】
このようにすれば、例えば高圧接地線１２Ｎから高圧電源線１２Ｐまでの電位差の電圧が６５０Ｖの場合に、基準電圧Ｖｆがその１／２の３２５Ｖとなる。この３２５Ｖを基準電圧Ｖｆとして差動増幅器２０ａで例えば０〜５Ｖの出力電圧を得るようにする。これによって６５０Ｖから０〜５Ｖの出力電圧を得る場合に比べ、その出力電圧に変換する電位差が元の電位差６５０Ｖの１／２の３２５Ｖとなるので、外部からのノイズによる電圧への影響を受けにくくなる。つまり、耐ノイズ性を向上させることが出来る。
【００４８】
また、図３において、分圧用抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａに印加される基準電圧と、差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆとを同じ電圧源の電圧としても良い。前述した図３の電力変換装置１０−２，１０−３のように、分圧用の抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａが高圧接地線１２Ｎに接続されて基準電圧が定められ、これとは別に差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆが定められている場合、抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの基準電圧が変動しても、基準電圧Ｖｆは変動しないので、差動増幅器２０ａの出力電圧が変動することになる。
【００４９】
しかし、分圧用抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａに印加される基準電圧と、差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆとを同じ電圧源の電圧とした場合、抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの基準電圧が変動しても、基準電圧Ｖｆも同様に変動するので、差動増幅器２０ａの出力電圧の変動を無くすことが出来る。
【００５０】
また、制御マイコン１５は、直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置（例えば通信装置３０）に対し、フォトカプラ３１，３２を介して接続されている。これによって、制御マイコン１５が高圧系に配置されていても、高圧系と切り離された低圧系の装置を制御することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１０−２，１０−３  電力変換装置
１１  インバータ
１２Ｐ  高圧電源線
１２Ｎ  高圧接地線
１３ａ，１４ａ，３１，３２  フォトカプラ
１３ｂ，１４ｂ  ＳＷ素子駆動部
１５  制御マイコン
１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗ  負荷線
２０ａ  差動増幅器
３０  通信装置
Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５  上アーム用スイッチング素子
Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６  下アーム用スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード
ＭＧ  モータジェネレータ
Ｒｓ  シャント抵抗器
Ｒ１ａ〜Ｒ６ａ，Ｒ１１，Ｒ１２  抵抗器
Ｖｆ  差動増幅器の基準電圧
ＧＮＤ  低圧接地線
【図１】
2011010510.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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