(57)【要約】【課題】回路規模や消費電流を削減できるディジタルミキシング回路およびそれを備えた携帯端末を提供すること。【解決手段】本発明のディジタルミキシング回路は、音源として少なくとも音声を含む複数の音データについて、各音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う複数の周波数変換部と、前記複数の周波数変換部で変換された複数の音データをミキシング処理する少なくとも一つのミキシング部と、前記少なくとも一つのミキシング部でミキシング処理された複数の音データのノイズ処理を行うノイズシェーピング部と、前記ノイズシェーピング部でノイズ処理された複数の音データを、音として出力するためにアナログ信号に変換する変換部と、を備えるディジタルミキシング回路であって、前記周波数変換部は、前記ノイズシェーピング部での入力サンプリング周波数と同じ値で、複数の音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う。【選択図】図１
2011002565.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音源として少なくとも音声を含む複数の音データについて、各音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う複数の周波数変換部と、
前記複数の周波数変換部で変換された複数の音データをミキシング処理する少なくとも一つのミキシング部と、
前記少なくとも一つのミキシング部でミキシング処理された複数の音データのノイズ処理を行うノイズシェーピング部と、
前記ノイズシェーピング部でノイズ処理された複数の音データを、音として出力するためにアナログ信号に変換する変換部と、を備えるディジタルミキシング回路であって、
前記周波数変換部は、前記ノイズシェーピング部での入力サンプリング周波数と同じ値で、複数の音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う、
ことを特徴とするディジタルミキシング回路。
【請求項２】
請求項１に記載のディジタルミキシング回路は、更に、
前記変換部で変換されたアナログ信号を音として出力する処理を行う出力部を備えるディジタルミキシング回路。
【請求項３】
請求項２に記載のディジタルミキシング回路であって、
前記ノイズシェーピング部は、Ｄ級アンプ形式で前記出力部の負荷を直接駆動する、ディジタルミキシング回路。
【請求項４】
請求項２又は請求項３に記載のディジタルミキシング回路を備える携帯端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音源として少なくとも音声を含む複数の音データをミキシング処理およびノイズ処理を行うディジタルミキシング回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば昨今の携帯電話では、通話音声データに加えて、音楽データ、ディジタルテレビ付加音声データなど、音声データがある。各音声データのサンプリング周波数およびサンプリング周波数の基準クロックは、一様でない。各音声データは、ミキシング回路を介して、最終的に電話機のスピーカやコネクタを介して接続されるイヤフォンに出力される。異なるサンプリング周波数のデータをミキシングする方法として、例えば、図６に示すディジタルミキシング回路を用いる方法がある。図６は、第１従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。
【０００３】
図６では、入力データは、通話音声データ、操作音を発生するためのトーン、呼び出し音や効果音のための音源データ、ディジタルテレビ付加音声データ、記憶媒体に記録されている動画の付加音声データ、電話機でオーディオプレーヤーとして使う場合の音楽データである。
【０００４】
通話音声データのサンプリングクロック（Ｓａｍｐｌｉｎｇ  Ｃｌｏｃｋ）は、電話回線側に同期しているため回線の網クロックから生成される。トーンデータおよび音源データのサンプリングクロックは機器のシステムクロックから生成される。ディジタルテレビなどの付加音声データのサンプリングクロックは、放送波から再生したクロックから生成される。音楽データについては、トーンなどと同様にシステムクロックから生成する。
【０００５】
まず、各種のサンプリングクロックのデータを、それぞれのサンプリングクロックで動作するＤ／Ａコンバータ４２〜４５でアナログ信号に変換する。変換された各データのアナログ信号を可変利得アンプ４６〜５１で各々のミキシング比率を調整する。ミキシング比率が調整された各データを抵抗器５７〜６４で加算して、バッファアンプ５５および５６から出力する。なお、音源データや放送波付加音声などはステレオデータを想定している。そのため最終的な出力は２チャネルあり、ミキシング回路も２系統存在する。
【０００６】
次に、図７を参照して、ディジタルデータの段階でミキシングする方法もある。図７は、第２従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。各データのサンプリング周波数を一致させて、各データをミキシングする。図７に示すように、サンプリング周波数変換器（以下ｆｓコンバータまたはＦＳＣ）７２、７５または、オーバーサンプリング回路７３、７４で、共通のサンプリング周波数に変換する。
【０００７】
図７のＤ／Ａコンバータ８８の入力サンプリングクロックは、システムクロックから生成され、その値は４８ｋＨｚである。具体的には基準とするクロックからＰＬＬなどで生成されるクロックである。
【０００８】
Ｄ／Ａコンバータ８８は、８倍のオーバーサンプリング（Ｏｖｅｒ  ｓａｍｐｌｉｎｇ）回路８４と、ノイズシェーパー（Ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）８５と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路８６と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）８７と、を備える。サンプリング周波数が４８ｋＨｚに変換された各データは、８倍のオーバーサンプリング回路８４により、そのサンプリング周波数が、３８４ｋＨｚにオーバーサンプリングされる。そして、ノイズシェーパー８５のサンプリング周波数は、１５３６ｋＨｚである。これらのサンプリングクロックも全てシステムクロックから生成される。
【０００９】
そして、各入力データのサンプリングクロックを、非同期ＦＳＣ７２、同期／非同期ＦＳＣ７５により４８ｋＨｚに合わせる。トーンデータと音源データのサンプリングクロックとＤ／Ａコンバータ８８の入力のサンプリングクロック４８ｋＨｚとは単純な整数比なので、オーバーサンプリングする。トーンデータは６倍のオーバーサンプリング回路７３を通し、音源データは３／２倍のオーバーサンプリング回路７４で、それぞれオーバーサンプリングする。
【００１０】
通話音声データのサンプリングクロックは、電話回線の網クロックから生成されるため、電話機のシステムクロックとは非同期の関係にある。そのため、非同期ｆｓコンバータ７２でＤ／Ａコンバータ８８のサンプリングクロックに変換する。
【００１１】
動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、セレクタ７１、９０、８９で適宜切り替える。
【００１２】
動画付加音声データを選択した場合、動画付加音声データのサンプリングクロックは、４８ｋＨｚであり、Ｄ／Ａコンバータ８８のそれと同じ値なので、ｆｓコンバータ７５を通さずに、そのまま次段に渡される。
【００１３】
ディジタル放送音声データを選択した場合、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、Ｄ／Ａコンバータ８８と同じ周波数である。しかし、放送波から再生したクロックから生成されるため、システムクロックとは非同期の関係となっている。つまり、Ｄ／Ａコンバータ８８のサンプリングクロックには同期していないので、ｆｓコンバータ７５を非同期モードで動作させて、両者の非同期性を吸収させる。
【００１４】
音楽データを選択した場合、サンプリングクロック源は、Ｄ／Ａコンバータ８８と同じだが、サンプリングクロック周波数が異なる。音楽データのサンプリングクロックを、ｆｓコンバータ７５を同期モードで動作させて、Ｄ／Ａコンバータ８８のサンプリングクロックに合わせる。
【００１５】
上述のように、Ｄ／Ａコンバータ８８のサンプリングクロックに合わせた各データを、それぞれ乗算器７６〜８１によりミキシング比率を調整する。そして、加算器８２と８３で各データを加算して、Ｄ／Ａコンバータ８８に渡す。
【００１６】
次に、音楽再生時の消費電流を最小にするためには、音楽再生のときにｆｓコンバータ（同期／非同期ＦＳＣ７５）を通さない構成が考えられる。これに対応したものが図８である。図８は、第３従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。
【００１７】
図８に示すように、Ｄ／Ａコンバータ７１８の入力のサンプリングクロックは音楽データのサンプリングクロックと同じであり、８倍オーバーサンプリング回路７１４のサンプリングクロックとノイズシェーパー７１５のサンプリングクロックは音楽データのサンプリングクロックの整数倍の関係となっている。
【００１８】
セレクタ７２０、７１９は音楽再生のときはｆｓコンバータ７０５を通さずに乗算器７１０、７１１に音楽データを渡す。また、動画付加音声データのサンプリングクロックはシステムクロックに同期しているので、ｆｓコンバータ７０５を同期モードで動作させてＤ／Ａコンバータ７１８のサンプリングクロックに変換する。上記以外の動作は図７と同じである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００１−２５６７３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図６を参照して説明したように、一旦Ｄ／Ａコンバータ４２〜４５でアナログ信号に変換する方法は簡単なため良く用いられてきたが、Ｄ／Ａコンバータ４２〜４５が多数必要になること、Ｄ／Ａコンバータ４２〜４５以降のアナログ回路の経路が多いことから、消費電流の増加およびノイズフロア上昇といった問題があった。
【００２１】
一方、図７を参照して説明したように、ディジタルデータの段階でミキシングするには、各データのサンプリング周波数を一致させなくてはならないために多数のｆｓコンバータ（非同期ＦＳＣ７２、同期／非同期ＦＳＣ７５）が必要となる。
【００２２】
ｆｓコンバータ７２，７５は高次のオーバーサンプリングを施した後、所望出力サンプリングクロックで再サンプリングすることでサンプリング周波数を変換している。そのため多数のディジタルフィルタにより構成されるが、特に直線位相特性を要求される場合にはＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタルフィルタを使うため回路規模や消費電流の点で好ましくない。
【００２３】
次に、音楽再生時の消費電流を低減したい場合には、図８のような構成を採る。しかし音楽データ以外の各データのサンプリングクロックは、音楽データのサンプリングクロックとは単純な整数比を為していないため、全てｆｓコンバータ（非同期ＦＳＣ７０２，７０３，７０４，同期／非同期ＦＳＣ７０５）を使うことになり、回路規模の点で問題になる。
【００２４】
また、Ｄ／Ａコンバータ７１８の８倍のオーバーサンプリング回路７１４で使われるＬＰＦは、音楽再生時の音質を考慮すると直線位相ＦＩＲフィルタを用いれば良い。しかし、オーバーサンプリング回路７１４内のＬＰＦに直線位相ＦＩＲフィルタを用いると、１〜２ｍｓの遅延時間が発生する。特に携帯電話に、第３従来例のディジタルミキシング回路を適用する場合、通話音声データの遅延時間は、小さいほど良い。そのため、図８に示す第３従来例のディジタルミキシング回路を携帯電話に適用する場合、音楽再生時の音質と通話音声データの遅延時間とは、トレードオフの関係となる。
【００２５】
本発明の目的は、回路規模や消費電流を削減でき、かつ各入力信号に対して最適なフィルタを選択可能なディジタルミキシング回路、及びそれを備えた携帯端末を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
図７および図８に示すように、ｆｓコンバータ７２，７５，７０２〜７０５ではオーバーサンプリングしてから所望のサンプリング周波数で再サンプリングしており、ノイズシェーパー８５，７１５を用いたＤ／Ａコンバータ８８，７１８では一旦オーバーサンプリングしている。
【００２７】
そこで、ｆｓコンバータ７２、７５、７０２〜７０５での再サンプリング周波数を、Ｄ／Ａコンバータ８８、７１８のオーバーサンプリング周波数と同じ周波数とすることで、Ｄ／Ａコンバータ８８、７１８でのオーバーサンプリングを省略できる。
【００２８】
ｆｓコンバータ７２、７５、７０２〜７０５でのオーバーサンプリングで用いられるＬＰＦは、再サンプリング周波数がｆｓコンバータ７２、７５、７０２〜７０５の入力サンプリング周波数に近い。そのため、第２従来例及び第３従来例のディジタルミキシング回路におけるｆｓコンバータＬＰＦ特性は、図９（ａ）に示す通り非常に急峻な減衰特性を要求される。すなわち、ＦＳＣ内のオーバーサンプリングＬＰＦ出力は、図９（ｂ）に示すＦＳＣ出力をサンプリング周波数ｆｓ〜８ｆｓにおいて約１００ｄＢ減衰させる必要がある。
【００２９】
一方、Ｄ／Ａコンバータ８８、７１８でのオーバーサンプリングは、ノイズシェーパー８５，７１５で量子化ノイズを可聴域外に集中させる空き帯域を作るためにある。そのため図９（ｃ）に示すようにＤ／Ａコンバータ８８，７１８でのオーバーサンプリングＬＰＦの特性は、ｆｓコンバータ７２，７５，７０２〜７０５のＬＰＦと比較すると所望減衰量が緩和される。すなわち、サンプリング周波数ｆｓ〜４ｆｓにおいて約６０ｄＢの減衰でよい。
【００３０】
つまり、ｆｓコンバータ７２，７５，７０２〜７０５の出力のサンプリング周波数をＤ／Ａコンバータ８８，７１８のオーバーサンプリング周波数と同じ周波数にすれば良い。
【００３１】
本発明のディジタルミキシング回路は、音源として少なくとも音声を含む複数の音データについて、各音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う複数の周波数変換部と、前記複数の周波数変換部で変換された複数の音データをミキシング処理する少なくとも一つのミキシング部と、前記少なくとも一つのミキシング部でミキシング処理された複数の音データのノイズ処理を行うノイズシェーピング部と、前記ノイズシェーピング部でノイズ処理された複数の音データを、音として出力するためにアナログ信号に変換する変換部と、を備えるディジタルミキシング回路であって、前記周波数変換部は、前記ノイズシェーピング部での入力サンプリング周波数と同じ値で、複数の音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う。
【００３２】
上記ディジタルミキシング回路は、更に、前記変換部で変換されたアナログ信号を音として出力する処理を行う出力部を備える。
【００３３】
上記ディジタルミキシング回路では、前記ノイズシェーピング部は、Ｄ級アンプ形式で前記出力部の負荷を直接駆動する。
【００３４】
また、本発明の携帯端末は、上記ディジタルミキシング回路を備える。
【発明の効果】
【００３５】
本発明のディジタルミキシング回路およびそれを備えた携帯端末によれば、回路規模や消費電流を削減でき、かつ各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態１に係るディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図
【図２】ミキシング装置１の周波数変換部１１９を構成する各素子が内蔵するオーバーサンプリング回路のＬＰＦの特性を説明するための図
【図３】本発明の実施の形態２に係るディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図
【図４】実施の形態３に係るディジタルミキシング回路を構成するミキシング装置５およびスピーカ部６の構成を示すブロック図
【図５】実施の形態３に係るディジタルミキシング回路において、各データのサンプリングクロックを生成するための回路図
【図６】第１従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図
【図７】第２従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図
【図８】第３従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図
【図９】第２従来例及び第３従来例のディジタルミキシング回路におけるｆｓコンバータＬＰＦ特性を示す図
【発明を実施するための形態】
【００３７】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１に係るディジタルミキシング回路の特徴のひとつは、ミキシング装置１の各入力データのサンプリングクロックを、非同期サンプリング周波数変換器１０２とオーバーサンプリング回路１０３、１０４と、同期／非同期サンプリング周波数変換器１０５とから構成される周波数変換部１１９により、ミキシング装置１００に接続されるＤ／Ａコンバータ２の、ノイズシェーピング回路１１９の入力サンプリング周波数と同じ値に変換することである。
【００３８】
この構成により、ミキシング装置１は、Ｄ／Ａコンバータ２にオーバーサンプリング回路を設けずに、ディジタルフィルタの回路規模や消費電流を削減することができる。
【００３９】
図１を参照して、本発明の実施の形態１に係るディジタルミキシング回路の構成について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係るディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るディジタルミキシング回路は、ミキシング装置１とＤ／Ａコンバータ２とから構成される。
【００４０】
図１に示すミキシング装置１は、セレクタ１０１と、非同期のサンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１０２（以下、非同期ＦＳＣ１０２）と、４８倍のオーバーサンプリングを行う第１オーバーサンプリング回路１０３と、１２倍のオーバーサンプリングを行う第２オーバーサンプリング回路１０４と、同期／非同期サンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１０５（同期／非同期ＦＳＣ１０５）と、６つのアンプ１０６〜１１１と、２つの加算器１１２、１１３と、を備える。
【００４１】
ミキシング装置１は、Ｄ／Ａコンバータ２に接続され、ミキシング装置１の出力信号は、Ｄ／Ａコンバータ２の入力信号となる。
【００４２】
また、非同期ＦＳＣ１０２と、第１オーバーサンプリング回路１０３と、第２のオーバーサンプリング回路１０４と、同期／非同期ＦＳＣ１０５とは、ミキシング装置１の周波数変換部１１９を構成する。
【００４３】
また、６つのアンプ１０６〜１１１と、２つの加算器１１２、１１３は、ミキシング装置１のミキシング部１１８を構成する。
【００４４】
また、６つのアンプ１０６〜１１１と、２つの加算器１１２、１１３で構成されるミキシング部１１８のサンプリング周波数は、後述するＤ／Ａコンバータ２のノイズシェーパー１１５の入力サンプリング周波数と同じ３８４ｋＨｚである。
【００４５】
図１に示すＤ／Ａコンバータ２は、ノイズシェーパー（ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）１１５と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路１１６と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１１７と、を備える。図１に示すＤ／Ａコンバータ２のノイズシェーパー１１５の入力サンプリング周波数は、前述したミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値の３８４ｋＨｚである。
【００４６】
次に、図１を参照して、ミキシング装置１の各構成について詳細に説明する。
非同期ＦＳＣ１０２は、網クロックから生成される通話音声データのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）を、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数（３８４ｋＨｚ）に同期させる。
【００４７】
第１のオーバーサンプリング回路１０３は、システムクロックから生成されるトーンデータのサンプリングクロシステムクロック（８ｋＨｚ）を、４８倍にオーバーサンプリング（Ｏｖｅｒ  ｓａｍｐｌｉｎｇ）し、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数（３８４ｋＨｚ）に同期させる。
第２のオーバーサンプリング回路１０４は、システムクロックから生成される音源データのサンプリングクロック（３２ｋＨｚ）を、１２倍にオーバーサンプリングし、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数（３８４ｋＨｚ）に同期させる。
【００４８】
セレクタ１０１は、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、同期／非同期ＦＳＣ１０５に入力するデータを選択する。なお、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、それぞれ異なるクロック源からサンプリングクロックが生成され、図１に示すように、動画付加音声データのサンプリングクロックは４８ｋＨｚであり、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、４８ｋＨｚであり、音楽データのサンプリングクロックは、４４．１ｋＨｚである。
【００４９】
同期／非同期ＦＳＣ１０５は、セレクタ１０１で選択されたデータのサンプリングクロックを、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚに変換する。同期／非同期ＦＳＣ１０５は、図１に示すように、例えば、８倍のオーバーサンプリングを行うオーバーサンプリング回路として機能する。
【００５０】
次に、図１を参照して、Ｄ／Ａコンバータ２の各構成について、詳細に説明する。Ｄ／Ａコンバータ２の動作周波数は、周波数変換部１１９により変換された各データのサンプリングクロックと同じである。図１に示すＤ／Ａコンバータ２は、ノイズシェーパー（ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）１１５と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路１１６と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１１７と、を備える。
【００５１】
ノイズシェーパー１１５は、ミキシング装置１から出力された各データの量子化ノイズを帯域外へ移動する。
【００５２】
ＰＷＭ回路１１６は、ノイズシェーパー１１５によって処理された各データをパルス幅変調する。
【００５３】
ＬＰＦ１１７は、ＰＷＭ回路１１６によって処理された各データの所定の低域周波数のみを信号として通過させる。
【００５４】
次に、図１を参照して、ミキシング装置１に入力する各データとそのサンプリングクロックについて、説明する。
【００５５】
通話音声データのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）は、非同期ＦＳＣ１０２により、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚに変換される。そして、通話音声データは、非同期ＦＳＣ１０２からアンプ１０６へ出力される。
【００５６】
トーンデータのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）は、第１オーバーサンプリング回路１０３により、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚにオーバーサンプリングされる。そして、トーンデータは、第１オーバーサンプリング回路１０３からアンプ１０７へ出力される。
【００５７】
音源データのサンプリングクロック（３２ｋＨｚ）は、第２オーバーサンプリング回路１０４により、ディジタルミキシング回路１００のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚにオーバーサンプリングされる。そして、音源データは、第２オーバーサンプリング回路１０４から２系統に分かれて、アンプ１０８、１０９に出力される。
【００５８】
動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、セレクタ１０１によって選択されたデータのサンプリングクロックは、同期／非同期ＦＳＣ１０５により、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚに変換される。
【００５９】
まず、セレクタ１０１によって動画付加音声データが選択された場合、動画付加音声データのサンプリングクロック（４８ｋＨｚ）は、８倍オーバーサンプリング回路として動作する同期／非同期ＦＳＣ１０５により、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚに変換される。そして、動画付加音声データは、同期／非同期ＦＳＣ１０５から、２系統に分かれて、アンプ１１０、１１１に出力される。
【００６０】
次に、セレクタ１０１によってディジタル放送音声データが選択された場合、放送波から再生したクロック（４８ｋＨｚ）を基準とするディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、同期／非同期ＦＳＣ１０５を非同期サンプリング周波数変換器として動作させて、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚに変換する。そして、ディジタル放送音声データは、同期／非同期ＦＳＣ１０５から、２系統に分かれて、アンプ１１０、１１１に出力される。
【００６１】
また、次に、セレクタ１０１によって音楽データが選択された場合、システムクロックを基準とする音楽データのサンプリングクロックは、同期／非同期ＦＳＣ１０５を同期ＦＳＣとして動作させて、ミキシング装置１のミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値である、３８４ｋＨｚに変換する。そして、音楽データは、同期／非同期ＦＳＣ１０５から、２系統に分かれて、アンプ１１０、１１１に出力される。
【００６２】
上述のように、周波数変換部１１９によりミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値にサンプリングクロックが変換された各データは、それぞれ乗算器１０６〜１１１によりミキシング比率を調整される。そして、ミキシング比率が調整された各データは、加算器１１２と１１３により加算され、ミキシング装置１から、Ｄ／Ａコンバータ２の一部を構成するノイズシェーパー１１５に出力される。
【００６３】
ここで、本発明の実施の形態１に係るディジタルミキシング回路では、ノイズシェーパー１１５の入力サンプリング周波数が、ミキシング部１１８のサンプリング周波数と同じ値の３８４ｋＨｚである。そのため、本発明の実施の形態１に係るミキシング装置１は、出力先であるＤ／Ａコンバータ２にオーバーサンプリング回路を設けなくても良い。
【００６４】
Ｄ／Ａコンバータ２に入力した各データは、Ｄ／Ａコンバータ２のノイズシェーパー１１５により、各データの量子化ノイズが帯域外へ移動される。そして、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路１１６に出力される。
【００６５】
ノイズシェーパー１１５によって処理された各データは、ＰＷＭ回路１１６により、パルス幅変調され、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１１７に出力される。そして、ＰＷＭ回路１１６によって処理されたデータは、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１１７により、各データ低域周波数のみが出力される。
【００６６】
なお、本実施の形態において、非同期ＦＳＣ１０２、第１オーバーサンプリング回路１０３、第２オーバーサンプリング回路１０４、同期／非同期ＦＳＣ１０５の各素子が内蔵するＬＰＦの特性を、図３に示すように、可聴域近傍の減衰域特性を緩和しても良い。
【００６７】
図２は、ミキシング装置１の周波数変換部１１９を構成する各素子が内蔵するオーバーサンプリング回路のＬＰＦの特性を説明するための図である。図２（ａ）は、オーバーサンプリング回路の出力とサンプリング周波数との関係を示す図である。図２（ａ）の縦軸は、オーバーサンプリング回路の出力を示し、横軸は、周波数を示す。図２（ｂ）は、ＦＳＣ１０２（又はＦＳＣ１０５）の出力とサンプリング周波数との関係を示す図である。図２（ｂ）の縦軸は、ＦＳＣの出力を示し、横軸は、周波数を示す。
【００６８】
図２（ａ）に示すように、ＦＳＣ内のオーバーサンプリングＬＰＦ出力は、サンプリング周波数ｆｓ〜４ｆｓにおいて約６０ｄＢ減衰させ、サンプリング周波数４ｆｓ〜８ｆｓにおいて約１００ｄＢまで徐々に減衰させれば良い。
【００６９】
また、図２（ａ）に示す特性をＦＳＣ内のオーバーサンプリング回路が有するため、図２（ｂ）に示すような、サンプリング周波数ｆｓ〜８ｆｓに亘って、所定の出力を得ることができる。これは、従来例で説明した図９の特性と比較すると可聴域近傍の減衰域特性を緩和したものとなる。そのため、従来例と比して、ミキシング装置の回路規模を縮小できる。
【００７０】
なお、本実施の形態において、非同期ＦＳＣ１０２、第１オーバーサンプリング回路１０３に、遅延を考慮して最小位相推移フィルタを使っても良い。また、本実施形態において、同期／非同期ＦＳＣ１０５に、音質を考慮して直線位相ＦＩＲフィルタを使って良い。このため、本実施の形態では、各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができる。
【００７１】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係るディジタルミキシング回路の特徴のひとつは、ミキシング装置３の各入力データのサンプリングクロックを、非同期のサンプリング周波数変換器１２２、１２３、１２４と、非同期のサンプリング周波数変換器１２５とから構成される周波数変換部３００により、ミキシング装置３に接続されるＤ／Ａコンバータ４の、ノイズシェーパー（ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）１３５の入力サンプリング周波数と同じ値に変換することである。すなわち、本実施形態では、ノイズシェーパー１３５の入力サンプリング周波数が３５２．８ｋＨｚであり、ミキシング部３８のサンプリング周波数も３５２．８ｋＨｚとなる。
【００７２】
この構成により、ミキシング装置３は、出力先であるＤ／Ａコンバータ４にオーバーサンプリング回路を設けずに、ディジタルフィルタの回路規模や消費電流を削減することができる。
【００７３】
図３を参照して、本発明の実施の形態２に係るディジタルミキシング回路の構成について説明する。図３は、実施の形態２に係るディジタルミキシング回路を構成するミキシング装置３及びＤ／Ａコンバータ４の構成を示すブロック図である。
【００７４】
図３に示すミキシング装置３は、セレクタ１２１と、非同期のサンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１２２（以下、非同期ＦＳＣ１２２）と、非同期のサンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１２３（以下、非同期ＦＳＣ１２３）と、非同期のサンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１２４（以下、非同期ＦＳＣ１２４）と、非同期のサンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１２５（以下、非同期ＦＳＣ１２５）と、６つのアンプ１２６〜１３１と、２つの加算器１３２、１３３と、を備える。
【００７５】
ミキシング装置３は、Ｄ／Ａコンバータ４に接続され、ミキシング装置３の出力信号は、Ｄ／Ａコンバータ４の入力信号となる。
【００７６】
また、非同期ＦＳＣ１２２と、非同期ＦＳＣ１２３と、非同期ＦＳＣ１２４と、非同期ＦＳＣ１２５とは、ミキシング装置３の周波数変換部３１０を構成する。
【００７７】
また、６つのアンプ１２６〜１３１と、２つの加算器１３２、１３３とは、ミキシング装置３のミキシング部３２０を構成する。
【００７８】
また、６つのアンプ１２６〜１３１と、２つの加算器１３２、１３３で構成されるミキシング部３２０のサンプリング周波数は、後述するＤ／Ａコンバータ４のノイズシェーパー１３５の入力サンプリング周波数と同じ３８４ｋＨｚである。
【００７９】
図３に示すＤ／Ａコンバータ４は、ノイズシェーパー（ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）１３５と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路１３６と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１３７と、を備える。図３に示すＤ／Ａコンバータ４のノイズシェーパー１３５の入力サンプリング周波数は、前述したミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値の３５２．８ｋＨｚである。
【００８０】
次に、図３を参照して、ミキシング装置１の各構成について、詳細に説明する。
【００８１】
非同期ＦＳＣ１２２は、網クロックから生成される通話音声データのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）を、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数（３５２．８ｋＨｚ）に同期させる。
【００８２】
非同期ＦＳＣ１２３は、システムクロックから生成されるトーンデータのサンプリングクロシステムクロック（８ｋＨｚ）を、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数（３５２．８ｋＨｚ）に同期させる。
【００８３】
非同期ＦＳＣ１２４は、システムクロックから生成される音楽データのサンプリングクロシステムクロック（３２ｋＨｚ）を、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数（３５２．８ｋＨｚ）に同期させる。
【００８４】
セレクタ１２１は、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、非同期ＦＳＣ１２５に入力するデータを選択する。なお、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、それぞれ異なるクロック源からサンプリングクロックが生成され、図３に示すように、動画付加音声データのサンプリングクロックは４８ｋＨｚであり、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、４８ｋＨｚであり、音楽データのサンプリングクロックは、４４．１ｋＨｚである。
【００８５】
非同期ＦＳＣ１２５は、セレクタ１０１で選択されたデータのサンプリングクロックを、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換する。非同期ＦＳＣ１２５は、図２に示すように、例えば、８倍のオーバーサンプリングを行うオーバーサンプリング回路として機能する。
【００８６】
次に、図３を参照して、Ｄ／Ａコンバータ４の各構成について、詳細に説明する。Ｄ／Ａコンバータ４の動作周波数は、ミキシング装置３の周波数変換部３２０により変換された各データのサンプリングクロックと同じである。
【００８７】
ノイズシェーパー（ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）１３５は、ミキシング装置３から出力された各データの量子化ノイズを帯域外へ移動する。
【００８８】
ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路１３６は、ノイズシェーパー１１５によって処理された各データをパルス幅変調する。
【００８９】
ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１３７は、ＰＷＭ回路１３６によって処理された各データの所定の低域周波数のみを信号として通過させる。
【００９０】
次に、図３を参照して、ミキシング装置３に入力する各データとそのサンプリングクロックについて、説明する。
【００９１】
通話音声データのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）は、非同期ＦＳＣ１２２により、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換される。そして、通話音声データは、非同期ＦＳＣ１２２からアンプ１２６へ出力される。
【００９２】
トーンデータのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）は、非同期ＦＳＣ１２３により、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換される。そして、トーンデータは、非同期ＦＳＣ１２３からアンプ１２６へ出力される。
【００９３】
音源データのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）は、非同期ＦＳＣ１２４により、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換される。そして、音源データは、非同期ＦＳＣ１２５から２系統に分かれて、アンプ１２８、１２９へ出力される。
【００９４】
動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、セレクタ１２１によって選択されたデータのサンプリングクロックは、非同期ＦＳＣ１２５により、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換される。
【００９５】
まず、セレクタ１２１によって動画付加音声データが選択された場合、動画付加音声データのサンプリングクロック（４８ｋＨｚ）は、非同期ＦＳＣ１０５により、ミキシング装置１のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換される。そして、動画付加音声データは、非同期ＦＳＣ１２５から、２系統に分かれて、アンプ１３０、１３１に出力される。
【００９６】
次に、セレクタ１２１によってディジタル放送音声データが選択された場合、放送波から再生したクロック（４８ｋＨｚ）を基準とするディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、非同期ＦＳＣ１２５により、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換する。そして、ディジタル放送音声データは、非同期ＦＳＣ１２５から、２系統に分かれて、アンプ１３０、１３１に出力される。
【００９７】
また、次に、セレクタ１２１によって音楽データが選択された場合、音楽データのサンプリングクロック（４４．１ｋＨｚ）は、同期／非同期ＦＳＣ１０５を８倍オーバーサンプリング回路として動作させて、ミキシング装置３のミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値である、３５２．８ｋＨｚに変換する。そして、音楽データは、同期／非同期ＦＳＣ１２５から、２系統に分かれて、アンプ１３０、１３１に出力される。
【００９８】
上述のように、周波数変換部３１０によりミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値にサンプリングクロックが変換された各データは、それぞれ乗算器１２６〜１３１によりミキシング比率を調整される。そして、ミキシング比率が調整された各データは、加算器１３２と１３３とにより加算され、ミキシング装置３から、Ｄ／Ａコンバータ４の一部を構成するノイズシェーパー１３５に出力される。ここで、本発明の実施の形態２では、ノイズシェーパー１３５の入力サンプリング周波数は、ミキシング部３２０のサンプリング周波数と同じ値の３５２．８ｋＨｚである。そのため、本発明の実施の形態２に係るミキシング装置３は、出力先であるＤ／Ａコンバータ４にオーバーサンプリング回路を設けなくても良い。
【００９９】
なお、実施の形態２においても、実施の形態１と同様、３つの非同期ＦＳＣ１２２、１２３、１２４および非同期ＦＳＣ１２５の各素子が内蔵するＬＰＦの特性を、図２に示すように可聴域近傍の減衰域特性を緩和しても良い。これは、従来例で説明した図９の特性と比較すると可聴域近傍の減衰域特性を緩和したものとなる。そのため、従来例と比して、ミキシング装置の回路規模を縮小できる。
【０１００】
（実施の形態３）
次に、図４、図５を参照して、本発明の実施の形態３に係るディジタルミキシング回路の構成について、説明する。本発明の実施の形態３に係るミキシング装置５は、携帯電話の音声出力部に適用した場合の一例である。図４は、実施の形態３に係るディジタルミキシング回路を構成するミキシング装置５およびスピーカ部６の構成を示すブロック図であり、図５（ａ）〜図５（ｃ）は、各データのサンプリングクロックを生成するための回路図を示す。
【０１０１】
以下、図４、図５を参照して、本実施形態のミキシング装置５及びスピーカ部６の構成について、説明する。
【０１０２】
図４に示すミキシング装置５は、周波数変換部５１０と、ミキシング部５２０とから構成される。
【０１０３】
周波数変換部５１０は、セレクタ１０１と、非同期のサンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１０２（以下、非同期ＦＳＣ１０２）と、４８倍のオーバーサンプリングを行う第１オーバーサンプリング回路１０３と、１２倍のオーバーサンプリングを行う第２オーバーサンプリング回路１０４と、同期／非同期サンプリング周波数変換器（ＦＳＣ）１０５（同期／非同期ＦＳＣ１０５）と、を備える。なお、周波数変換部５００の構成のうち、実施の形態１の周波数変換部１１９と同じ構成には、同じ参照符号を用いて説明する。
【０１０４】
非同期ＦＳＣ１０２は、網クロックから生成される通話音声データのサンプリングクロック（８ｋＨｚ）を、ミキシング装置５のミキシング部５２０のサンプリング周波数に同期させる。なお、図５（ａ）に示すように、通話音声データのサンプリングクロックは、網クロックを分周回路１６１で分周した８ｋＨｚを用いる。
【０１０５】
第１のオーバーサンプリング回路１０３は、システムクロックから生成されるトーンデータのサンプリングクロシステムクロック（８ｋＨｚ）を、４８倍にオーバーサンプリング（Ｏｖｅｒ  ｓａｍｐｌｉｎｇ）し、ミキシング装置５のミキシング部５２０のサンプリング周波数に同期させる。なお、図５（ｂ）に示すように、システムクロックである水晶発振回路１６３の出力をＰＬＬ１６４で適宜逓倍し、分周回路１６０で分周した８ｋＨｚがトーンデータのサンプリングクロックとなる。
【０１０６】
第２のオーバーサンプリング回路１０４は、システムクロックから生成される音源データのサンプリングクロック（３２ｋＨｚ）を、１２倍にオーバーサンプリングし、ミキシング装置５のミキシング部５２０のサンプリング周波数に同期させる。なお、図５（ｂ）に示すように、システムクロックである水晶発振回路１６３の出力をＰＬＬ１６４で適宜逓倍し、分周回路１６０で分周した３２ｋＨｚが音源データのサンプリングクロックとなる。
【０１０７】
セレクタ１０１は、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、同期／非同期ＦＳＣ１０５に入力するデータを選択する。なお、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、それぞれ異なるクロック源からサンプリングクロックが生成され、図４に示すように、動画付加音声データのサンプリングクロックは４８ｋＨｚであり、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、４８ｋＨｚであり、音楽データのサンプリングクロックは、４４．１ｋＨｚである。
【０１０８】
なお、図５（ｂ）に示すように、システムクロックである水晶発振回路１６３の出力をＰＬＬ１６４で適宜逓倍し、これを分周回路１６０で分周することで、同期／非同期ＦＳＣ１０５に入力される各データのうち、動画付加音声データおよび音楽データのサンプリングクロックが生成される。また、ディジタル放送音声のサンプリングクロックは、図５（ｃ）に示すように、放送波から再生されたクロックを分周回路１６２で分周して得られる４８ｋＨｚである。
【０１０９】
同期／非同期ＦＳＣ１０５は、セレクタ１０１で選択されたデータのサンプリングクロックを、ミキシング装置５のミキシング部５２０のサンプリング周波数と同じ値に変換する。同期／非同期ＦＳＣ１０５は、図４に示すように、例えば、８倍のオーバーサンプリングを行うオーバーサンプリング回路としても機能する。
【０１１０】
ここで、実施の形態３では、ミキシング装置５の周波数変換部５１０において、各データのサンプリングクロックが、ミキシング部のミキサ部５２８〜５３２のノイズシェーパー１７２の入力サンプリング周波数と同じ値に設定されている。そのため、本発明の実施の形態３に係るディジタルミキシング回路は、本発明でいうＤ／Ａコンバータの一部を構成する各ミキサ部５２８〜５３２のノイズシェーパー１７２の前段に、オーバーサンプリング回路を設けなくても良い。
【０１１１】
次に、図４を参照して、ミキシング部５２０の構成を説明する。ミキシング部５２０は、加算器５２６、５２７と、１チャネル当たりのミキサ部５２８〜５３２と、を備える。
【０１１２】
加算器５２６、５２７は、第２オーバーサンプリング回路１０４から出力された音源データと、同期／非同期ＦＳＣ１０５から出力されたデータを加算し、ミキサ部５２８へ出力する。
【０１１３】
各ミキサ部５２８〜５３２は、周波数変換部５００から出力された各データを、出力形態にあわせてミキシングする。各ミキサ部５２８〜５３２は、周波数変換部５００から出力された各データのミキシング比率を出力形態にあわせて調整する乗算器１７０と、ミキシングのための加算器１７１と、ノイズシェーパー１７２と、ＰＷＭ回路１７３と、負荷を駆動するためのバッファ１７４、１７５から構成される。
【０１１４】
各ミキサ部５２８〜５３２のノイズシェーパー１７２と、ＰＷＭ回路１７３と、負荷を駆動するためのバッファ１７４、１７５が、本発明でいうＤ／Ａコンバータに相当する。
【０１１５】
各ミキサ部５２８〜５３２は、ステレオイヤフォン１５０、スピーカ１５１〜１５３に接続される負荷を、直接駆動するＤ級アンプを構成する。
【０１１６】
スピーカ部６は、ローパスフィルター（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ、  ＬＰＦ）を構成するインダクタ１３９〜１４２及びキャパシタ１４６〜１４９と、ステレオイヤフォン１５０と、通話用のレシーバー１５１と、ステレオスピーカー１５２、１５３と、を備える。
【０１１７】
通話用のレシーバー１５１への出力はミキサ部１２８が受け持つ。この出力をインダクタ１３３および１３４とキャパシタ１４３によるＬＰＦを通してレシーバー１５１を接続する。ステレオスピーカー１５２と１５３の接続も同様である。
【０１１８】
ステレオイヤフォン１５０は、ＰＬＬで生成したクロックに基づき、ミキサ部１３１、１３２の出力を、インダクタ１３９〜１４２及びキャパシタ１４６〜１４９で構成されるＬＰＦを通して、ステレオイヤフォン１５０に接続する。
【０１１９】
なお、本実施の形態では、本発明の実施の形態３に係るディジタルミキシング回路を携帯電話の音声出力部に適用した場合の一例として説明したが、これに限らない。音源として音声含む音データをミキシング処理し、ミキシング処理した音データから音声を出力する機能を備える携帯端末であれば本発明の実施の形態３に係るディジタルミキシング回路を適用できる。
【０１２０】
なお、本実施の形態においても、実施の形態１と同様、非同期ＦＳＣ１０２、ＦＳＣ１２５の各素子が内蔵するＬＰＦの特性を、図３に示すように可聴域近傍の減衰域特性を緩和しても良い。これは、従来例と比較すると可聴域近傍の減衰域特性を緩和したものとなる。そのため、従来例と比して、ミキシング装置の回路規模を縮小できる。
【０１２１】
なお、本実施の形態において、非同期ＦＳＣ１０２、第１オーバーサンプリング回路１０３に、遅延を考慮して最小位相推移フィルタを使っても良い。また、本実施形態において、同期／非同期ＦＳＣ１０５に、音質を考慮して直線位相ＦＩＲフィルタを使って良い。このため、本実施の形態では、各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１２２】
本発明のディジタルミキシング回路およびそれを備えた携帯端末によれば、回路規模や消費電流を削減でき、かつ各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができ、携帯電話機などに適用できる。
【符号の説明】
【０１２３】
１、３、５  ミキシング装置
２、４  Ｄ／Ａコンバータ
６  スピーカ部
１００、３１０、５１０  周波数変換部
１０１  セレクタ
１０２  非同期ＦＳＣ
１０３  第１オーバーサンプリング回路
１０４  第２オーバーサンプリング回路
１０５  同期／非同期ＦＳＣ
１０６〜１１１、１２６〜１３１  アンプ
１１２、１１３、１３１、１３２、１７１、５２６、５２７  加算器
１１５、１３５、１７２  ノイズシェーパー
１１６、１３６、１７２ＰＷＭ回路
１１７、１３７、ＬＰＦ
１１８、３２０、５２０  ミキシング部
１２１  セレクタ
１２２〜１２４  非同期ＦＳＣ
１２５    同期／非同期ＦＳＣ
１３９〜１４２  インダクタ
１４６〜１４９  キャパシタ
１５０  ステレオイヤフォン
１５１  通話用のレシーバー
１５２、１５３  ステレオスピーカー
１７０  乗算器
１７４、１７５  バッファ
５２８〜５３２  ミキサ部
【図１】
2011002565.tif 000003
【図２】
2011002565.tif 000004
【図３】
2011002565.tif 000005
【図４】
2011002565.tif 000006
【図５】
2011002565.tif 000007
【図６】
2011002565.tif 000008
【図７】
2011002565.tif 000009
【図８】
2011002565.tif 000010
【図９】
2011002565.tif 000011