(57)【要約】【課題】本発明の目的は、低いキャリア周波数でも低次高調波の増加やビート現象が生じない非同期ＰＷＭ制御方式を提供することであり、それによって制御性能が劣化することなく、小型高効率な電力変換器システムを実現するものである。【解決手段】本発明では、ＰＷＭパルスの基本波成分と電圧指令値を比較して、比較結果を元に電圧指令値を保証するにより、ビートを抑制する。より、具体的には、ＰＷＭパルスの基本波成分を抽出する機能と、抽出した該基本波成分と電圧指令値を比較する機能と、比較結果に応じてＰＷＭの電圧指令値を修正する機能を有する電力変換器システムによって、ビートによるトルクリプルの小さな電動機ドライブを実現できる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数の電圧指令情報を搬送波情報に基づいて変換することで半導体スイッチング素子をオン・オフさせるＰＭＷ情報を発生するためのＰＭＷ情報生成手段を有する電力変換装置において、前記ＰＭＷ情報から前記所定周波数の成分を抽出して前記電圧指令情報と比較することにより、前記電圧指令情報を前記ＰＭＷ情報に変換した際に重畳する前記所定と異なる周波数成分を検出する成分検出手段と、前記検出された成分が抑制されるＰＷＭ情報を生成する補正ＰＷＭ情報生成手段を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、前記抑制される成分は、基本波に重畳されるビート成分として抽出されるものであり、前記ビート成分に基づいて前記電圧指令値を修正する電圧指令修正手段を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２において、前記ビート成分をＤＦＴを用いて抽出して、前記ビート成分に基づいて前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２において、前記ＰＷＭ情報の基本波成分をＤＦＴにより抽出し、前記電圧指令値と前記抽出した基本波成分との比較からビート成分を抽出し、該ビート成分に基づいて前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４において、該ビート成分に正の１以下の正の実数を積算したのちに、ＰＷＭ制御の電圧指令値に和算することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４において、前記抽出したＰＷＭの基本波成分を電圧指令値で除算して、該電圧指令値を除算した演算値で除算することにより、ＰＷＭ制御の電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１において、各相毎に異なる位相のサイン波とコサイン波で前記ＰＷＭ情報の基本波成分振幅をＤＦＴにより抽出し、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記抽出したＰＷＭ情報の基本波成分振幅との比較からビート成分を抽出し、該ビート成分に基づいて前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項７において、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記抽出した前記ＰＷＭ情報の基本波成分振幅との差分からビート成分を抽出し、該ビート成分に基づいてＰＷＭ制御の電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項６において、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記抽出した前記ＰＷＭ情報の基本波成分振幅との差分からビート成分を抽出し、ＤＱ軸上の電圧指令値に加算することにより前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１において、各相毎に異なる位相のサイン波とコサイン波で前記ＰＷＭ情報の基本波成分振幅をＤＦＴにより抽出し、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記抽出した前記ＰＷＭ情報の基本波成分振幅との差分からビート成分を抽出し、該ビート成分に１以下の正の実数を積算した後に、ＤＱ軸上の前記電圧指令値に加算することにより前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１において、各相毎に異なる位相のサイン波とコサイン波で前記ＰＷＭ情報の基本波成分振幅をＤＦＴにより抽出し、該抽出した基本波成分振幅をＤＱ軸上の前記電圧指令値で除算して、ＤＱ軸上の前記電圧指令値を該除算した演算値で除算し前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１において、該電力変換システムの出力する該交流電圧のビート成分が、前記電圧指令値のビート成分よりも小さいことを特徴とした電力変換装置。
【請求項１３】
所定周波数の電圧指令情報を搬送波情報と比較してＰＭＷ情報を発生するＰＭＷ情報生成手段と、ＰＭＷ情報に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフさせる電力変換システムにおいて、前記ＰＭＷ情報から前記所定周波数の成分を抽出して前記電圧指令情報と比較することにより、前記電圧指令情報を前記ＰＭＷ情報に変換した際に重畳する前記所定と異なる周波数成分を検出する成分検出手段と、前記検出された成分が抑制されるＰＷＭ情報を生成する補正ＰＷＭ生成手段を有し、前記スイッチング素子を介して供給される電力で交流電動機を駆動することを特徴とする電動機駆動システム。
【請求項１４】
請求項１３において、前記交流電動機はコンプレッサを駆動することを特徴とする電動機駆動システム。
【請求項１５】
請求項１４において、前記交流電動機は圧延機を駆動することを特徴とする電動機駆動システム。
【請求項１６】
所定周波数の電圧指令情報を搬送波情報に基づいて変換することで半導体スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＭＷ情報を発生し、前記ＰＭＷ情報から前記所定周波数の成分を抽出して前記電圧指令情報と比較することにより、前記電圧指令情報を前記ＰＭＷ情報に変換した際に重畳する前記所定と異なる周波数成分を検出し、前記検出された成分が抑制されるＰＷＭ情報を生成する電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置，電力変換方法及び電動機駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器は、電圧指令値に基づいて、半導体スイッチング素子をオン・オフさせて、所望の周波数の出力を得るものである。この半導体スイッチング素子をオン・オフのタイミングを決定する制御は、いわゆるＰＷＭ制御が知られている。ＰＷＭ制御は、代表的には、電圧指令値を三角波キャリアと比較し、ＰＷＭパルスを作成する。現在では、デジタル化し、一定周期（キャリア波の周期に相当）毎に指令値に相当するパルス幅を演算し、ビットのオン・オフによりＰＷＭ制御を行っているものも多い。例えば、「半導体電力変換回路」電気学会、６.３.２非同期式ＰＷＭインバータ）に知られている（非特許文献１）。
【０００３】
ビート現象の発生等の問題が生じ、この状態で電動機を駆動すると、トルク脈動が発生することが知られている。トルク脈動が発生すると軸振動の原因になる可能性がある。特にコンプレッサなどを駆動するシステムでは軸振動が問題になっている。
【０００４】
トルク脈動は指令値の周波数に対して、キャリア周波数を十分高く設定すれば、これらの問題は小さくなるが、スイッチング損失が増大し効率が劣化する等、別の問題が生じてくる。特に、大容量の電力変換器では、使用する半導体素子に限界があり、物理的にキャリア周波数を高くすることはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０８−２５１９３０号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】「半導体電力変換回路」電気学会、６.３.２非同期式ＰＷＭインバータ）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ＰＷＭパルスの作成には電圧指令値をキャリアと比較するのであるが、この比較に係る電圧指令値に関して、電圧指令値がキャリア信号の周波数と接近するときに、キャリア信号の周期内で指令値が大きく変化することが原因であるとの着目から、ビート現象の発生等を抑制するために、電圧指令値の平均値を推定し、それに応じて出力パルス幅を制御する技術が知られている。このような技術は、例えば、特開平０８−２５１９３０号公報（特許文献１）に記載されている。
【０００８】
しかしながら、この従来技術では、推定を用いているので、現実の制御との乖離が生じやすく、必ずしも、十分に低次高調波の増加あるいはビート現象を抑制することができなかった。
【０００９】
指令値の周波数に依存して、キャリア周波数とパルス数（キャリア周波数と指令値周波数の比率）を切り替える、いわゆる同期ＰＷＭ制御が知られている。ビート現象を抑制するようにキャリア周波数とパルス数を選択できるものの、キャリア周波数とパルス数を切り替えるための制御回路が複雑になり、また、パルス数の切り替えに伴う脈動（切り替えショック）が発生する等が問題があり、特に指令値の周波数が変化するようなシステムでは、適用が難しいのが現実である。
【００１０】
本発明の目的は、比較的に簡単な構成で、低いキャリア周波数でも低次高調波の増加あるいはビート現象を抑制することが可能な電力変換装置，電力変換方法及び電動機駆動システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明では、上記目的を達成するために、電力指令値をＰＷＭ変換した際に低次高調波の増加あるいはビート現象を引き起こす成分が重畳されるとの知見の元に、所定周波数の電圧指令情報を搬送波情報に基づいて変換することで半導体スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＭＷ情報を発生し、前記ＰＭＷ情報から前記所定周波数の成分を抽出して前記電圧指令情報と比較することにより、前記電圧指令情報を前記ＰＭＷ情報に変換した際に重畳する前記所定と異なる周波数成分を検出し、前記検出された成分が抑制されるＰＷＭ情報を生成するように構成した。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、比較的に簡単な構成で、低いキャリア周波数でも低次高調波の増加あるいはビート現象を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１〜４の実施形態を示す回路図。
【図２】ＰＷＭ変換の説明図。
【図３】本発明の第１実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図４】本発明の第１実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図５】本発明の第１実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図６】ビート成分の説明図。
【図７】本発明の第２実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図８】本発明の第２実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図９】本発明の第２実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１０】本発明の第３実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１１】本発明の第３実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１２】本発明の第４実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１３】本発明の第４実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１４】本発明の第４実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１５】本発明の第４実施形態の一部を示す制御ブロック図。
【図１６】本発明の第１実施形態の効果を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下本発明を実施するための形態を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００１５】
第１の実施例を図１を用いて説明する。まず、第１の実施例の電力変換システム１０の構成を説明する。第１の実施例の電力変換システムは、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣインバータで構成される。本実施例では、図１のように、ＡＣ／ＤＣコンバータをダイオード整流器２、ＤＣ／ＡＣインバータをＩＧＢＴインバータ１の構成とした。もちろん、ＡＣ／ＤＣコンバータはダイオード整流器２のほか、ＩＧＢＴ素子で構成しても良い。ＩＧＢＴインバータ１はモータ４と接続され、さらに、ＩＧＢＴインバータ１の直流コンデンサ１２の直流電圧を確立するため、ＩＧＢＴインバータ１は三相交流３にダイオード整流器２を介して接続される。
【００１６】
なお、以下の説明は、直流コンデンサ１２の容量が十分に大きく、直流コンデンサ電圧が実質的に一定とみなせるものとする。但し、直流電圧によって、ＩＧＢＴインバータの電圧指令値を補正する制御ブロックを追加することにより、同様の効果を得られる。
【００１７】
まず、第１の実施例の電力変換システムの動作について説明する。ＩＧＢＴインバータ１の直流コンデンサ１２は、前述の様に三相交流３とダイオード整流器２によって充電され、直流電圧が確立する。ＩＧＢＴインバータ１の各ＩＧＢＴ１０１ｉの各ゲートはＰＷＭ制御器１５０の出力信号により制御され、該直流電圧をＰＷＭ変調することにより交流電圧を出力し、モータ４を駆動する。
【００１８】
誘導電動機をベクトル制御により可変速制御する場合においては、速度指令値ωｒ*にすべり周波数ωｓを加算してインバータの周波数指令値ω１*を求め、これに基づいてＤ軸電圧指令値（Ｖｄ*），Ｑ軸電圧指令値（Ｖｑ*）及び位相θを演算して、誘導電動機に供給する交流電圧をベクトル制御して速度を可変している。ＰＷＭ変調される指令値は、正弦波等の周期関数である。
【００１９】
周波数指令値ω１*に対応した位相θによりＤ軸電圧指令値（Ｖｄ*），Ｑ軸電圧指令値（Ｖｑ*）を２相／３相座標変換して、周波数指令値に対応した周波数を有する３相の交流電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成し、これらをそれぞれ、搬送波と比較して、スイッチング素子をオン・オフすることで可変速制御している。なお、通常のベクトル制御では電動機の磁束に平行な成分をＤ軸、垂直な成分をＱ軸と定義している。
【００２０】
詳細な後述する図３における三相電圧指令７５０が補正されずに符号７６０の指令値として出力された場合の、この３相の交流電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*による、スイッチング素子の制御動作を説明する。
【００２１】
図２にＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の１相のみを示すが他の相は各々同様の動作となる。交流電圧指令値（Ｖ＊）（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の代表した１相を意味する）が搬送波Ｃｒ３１よりも大きくなったときに正側のｏｎ信号を出力する。負側のＩＧＢＴは正側のＩＧＢＴと相補に動作する。例えばＵ相を例にとり、説明するこのｏｎ信号で上側のＩＧＢＴ１０１ｉＰが導通状態となり、図２に示すように、モータ４のＵ相端子に直流コンデンサ１２の正側電圧が印加される。交流電圧指令（Ｖ＊）７６０が搬送波Ｃｒ３１よりも小さくなったときにＩＧＢＴ１０１ｉＰにｏｆｆ信号を出力する。負側のＩＧＢＴ１０１ｉＮが導通状態になりモータ４のＵ相端子に直流コンデンサ１２の負側電圧が印加される。
【００２２】
次に、ＰＷＭ制御器１５０の構成を図２に示す。ＰＷＭ制御器１５０は、変調波演算ブロック９０１とＰＷＭ演算ブロック９０２から構成される。変調波演算ブロック９０１は、ＰＷＭ制御の電圧指令値を修正し、ＰＷＭ演算ブロック９０２は該電圧指令修正値に基づいて、三角波比較ＰＷＭ制御を実施する。
【００２３】
変調波演算ブロック９０１は、電圧指令作成ブロック８０１と補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３等から構成される。
【００２４】
図２では、電圧指令作成ブロック８０１は、Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値，２相／３相変換ブロック６０３などから構成される。Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値やＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値は図に示していない電流制御ブロックなどの演算値である。
【００２５】
電圧指令作成ブロック８０１では、Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値とＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値にそれぞれ、サイン波７９１とコサイン波７９２を積算して、いわゆるＤＱ／αβ変換をしたのちに、２相／３相変換ブロック６０３で３相交流に変換して、三相電圧指令７５０を出力する。
【００２６】
次に、本発明のポイントである補償波形演算ブロック８０２を説明する。図２では、補償波形演算ブロック８０２は、三角波比較ＰＷＭブロック７０１や移動平均ブロック７０２などで構成される。
【００２７】
補償波形演算ブロック８０２では、ＤＦＴを用いて各相毎にＰＷＭパルスの基本波成分波形を抽出する。まず、２相／３相変換ブロック６０３の出力である三相電圧指令７５０を元に、三角波比較ＰＷＭブロック７０１で各相のＰＷＭパルスを作成する。次に、各相毎にそれぞれ、ＰＷＭパルスと基本波周波数のサイン波７９１とコサイン波７９２を積算して、それぞれ移動平均ブロック７０２で基本波周波数の周期の移動平均を演算する。次に、各相毎に、各移動平均演算値にサイン波７９１とコサイン波７９２を積算した後に、積算値７１１と積算値７１２とを足し合わせて演算値７１３を算出する。図６に示されるように、ＰＷＭパルスを変換すると本来電力変換指令７６０と同じになるはずなのだが、ＰＷＭ変換の過程でビート信号が重畳に変形してしまう。演算値７１３は、ＰＷＭの基本波成分波形を示す。演算値７１３は、Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値のＰＷＭ変換及びＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値のＰＷＭ変換をフーリエ変換したものであり、特に、その中の基本波成分を抽出させたものであり、本実施例ではいわゆるＤＦＴを用いているが、同様に基本波成分が抽出できれば、他の変換を用いても良い。すなわち、演算値７１３と三相電圧指令７５０との差分がＰＷＭの基本波成分出力誤差に相当し、ビートの原因になる。なお、場合によっては、基本波成分波形以外の他の高調波を除去する必要があるかもしれない。その場合は、以下の実施例でも同様だが、ＤＦＴの抽出成分を変えて、該成分を除去することができる。
【００２８】
補償ブロック８０３は前記誤差を補正するように三相電圧指令７５０を修正する。具体的には、三相電圧指令７５０と演算値７１３の差分を演算して差分演算値７５５を算出して、さらに三相電圧指令７５０に該差分演算値７５５を和算して、電圧指令修正値７６０を算出する。電圧指令修正値７６０をＰＷＭ演算ブロック９０２でＰＷＭパルスに変換することにより、ビートの少ないＰＷＭパルスを作成できる。該ＰＷＭパルスを用いて、ＩＧＢＴ１０１を制御することにより、モータを滑らかに回すことが可能になる。
【００２９】
なお、電圧指令修正値７６０の基本波成分に対するビート成分は、ＰＷＭパルスのビート成分を抑制するように逆極性のビート成分を加えているので、電圧指令修正値７６０の基本波成分に対するビート成分はＰＷＭパルスの基本波成分に対するビートよりも大きい。
【００３０】
なお、三角波比較ＰＷＭは電圧指令値とＰＷＭパルスが線形の関係にないので、図４のように、補償量を補正するために三相電圧指令７５０と演算値７１３の差分演算値７５５に、さらに補償演算ブロック７５８を追加して、補償演算をするとさらにビート抑制効果を大きくできる。具体的には、補正演算ブロックでは、入力に対して、１以下の実数を積算して出力するのが好ましい。
【００３１】
図１６は、補正演算ブロック７５８が入力値を０.８倍した値を出力するときの本実施例の効果を示したものである。ＩＧＢＴインバータ１は中性点クランプ３レベルインバータとした。各波形はそれぞれ、９９７は本実施例を適用しない時インバータ出力の基本波成分振幅、９９８は補償演算ブロック７５８の出力、すなわち、電圧指令値の補償量の基本波成分振幅を示す。９９９は電圧指令修正値７６０を用いてＰＷＭしたときのインバータ出力の基本波成分振幅を示す。インバータ出力の基本波成分振幅は一定値に近いほうが好ましい。
【００３２】
本実施例を適用しないときのインバータの基本波成分振幅のビート９９７より、電圧指令修正値７６０を用いてＰＷＭしたときのインバータ出力の基本波成分振幅の方がビートが少なく本実施例の効果があることがわかる。
【００３３】
なお、図３や図４では、電圧指令の和差演算にして、三相電圧指令７５０の電圧指令値を補正したが、図５のように、積除演算にて補正してもよい。しかし、ゼロ割は演算できないので、ゼロ割補償ブロック７１８を追加する必要がある。
【００３４】
なお、変調波演算ブロック９０１はＣＰＵ、ＰＷＭ演算ブロック９０２はＦＰＧＡで構成して、ＰＷＭ演算ブロック９０２は、変調波演算ブロック９０１よりも早い演算周期で計算することが好ましい。
【００３５】
また、三角波比較ＰＷＭブロック７０１や補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３を早い演算周期のＦＰＧＡで構成してもよい。
【実施例２】
【００３６】
第１の実施例では、三相電圧指令７５０を補正したが、第２の実施例では、ＤＱ軸の電圧指令値を補正してから、三相交流電圧修正値に変換することが特徴である。第２の実施例のＰＷＭ制御器１５０の構成を図７に示す。
【００３７】
本実施例もＰＷＭ制御器１５０は変調波演算ブロック９０１とＰＷＭ演算ブロック９０２から構成される。変調波演算ブロック９０１は、電圧指令作成ブロック８０１と補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３等から構成される。
【００３８】
電圧指令作成ブロック８０１は、Ｄ軸電圧指令ブロック６０１，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２，２相／３相変換ブロック６０３などから構成される。Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値やＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値は図に示していない電流制御などの演算値である。Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値とＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値はそれぞれ、いわゆるＤＱ／αβ変換した後に、２相／３相変換ブロック６０３で３相交流値に変換することにより、三相電圧指令７５０を算出する。
【００３９】
次に、ポイントである補償波形演算ブロック８０２を説明する。第２の実施例では、補償波形演算は各相毎に異なるサイン波７９１Ｕ〜Ｗとコサイン波７９２Ｕ〜Ｗを用いて演算を実施する。すなわち、本実施例の電力変換システム１の変調波演算ブロック９０１は、相数と同じ３つの補償波形演算ブロック８０２Ｕ〜Ｗを有する。各相の補償演算ブロック８０２Ｕ〜Ｗはそれぞれ、積算するサイン波７９１Ｕ〜Ｗ，コサイン波７９２Ｕ〜Ｗの位相のみが異なり、各サイン波，コサイン波はそれぞれ位相が１２０度ずつ異なる。
【００４０】
図７の補償波形演算ブロック８０２は、前述のように、ＤＦＴで各相毎に異なるサイン波，コサイン波を用いて、ＰＷＭパルスの基本波成分波形を抽出する。
【００４１】
まず、２相／３相変換ブロック６０３の出力である三相電圧指令７５０を元に、三角波比較ＰＷＭブロック７０１で各相のＰＷＭパルスを作成する。次に、各相毎にそれぞれ、該ＰＷＭパルスと基本波周波数のサイン波７９１Ｕ〜Ｗとコサイン波７９２Ｕ〜Ｗを積算して、それぞれ移動平均ブロック７０２で基本波周波数の周期の移動平均を演算する。Ｕ相はサイン波作成ブロック７９１Ｕとコサイン波作成ブロック７９２Ｕ、Ｖ相はサイン波作成ブロック７９１Ｖとコサイン波作成ブロック７９２Ｖ、Ｗ相はサイン波作成ブロック７９１Ｗとコサイン波作成ブロック７９２Ｗを用いてＰＷＭパルスの基本波振幅成分７１１Ｕ〜Ｗ，７１２Ｕ〜Ｗを抽出する。
【００４２】
次に、各相毎に、移動平均の演算値すなわち、基本波振幅成分７１１Ｕ〜Ｗ，７１２Ｕ〜Ｗと該積算値とＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値との差分をそれぞれ計算して、演算値７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗを算出する。演算値７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗはビート成分の補償量に相当する。第２の実施例では、直流量であるＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値、Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値との比較でビート成分の補償量を抽出できることが特徴である。
【００４３】
演算値７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗにそれぞれ図７にしめすような形でＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値を和算して、修正Ｄ軸電圧指令値７６６Ｕ〜Ｗと修正Ｑ軸電圧指令値７６７Ｕ〜Ｗを計算する。
【００４４】
図７に示すように、修正Ｄ軸電圧指令値７６６Ｕ〜Ｗと修正Ｑ軸電圧指令値７６７Ｕ〜Ｗに各相毎に、サイン波７９１Ｕ〜Ｗとコサイン波７９２Ｕ〜Ｗを積算して、三相交流である電圧指令修正値７６０Ｕ〜Ｗを演算する。
【００４５】
電圧指令修正値７６０をＰＷＭ制御器１５０でＰＷＭパルスに変換することにより、ビートの少ないＰＷＭパルスを作成できる。該ＰＷＭパルスを用いて、ＩＧＢＴ１０１を制御することにより、モータを滑らかに回すことが可能になる。
【００４６】
なお、電圧指令修正値７６０の基本波成分に対するビート成分は、ＰＷＭパルスの基本波成分に対するビートよりも小さい。
【００４７】
なお、三角波比較ＰＷＭは電圧指令値とＰＷＭパルスが線形の関係にないので、補償量を補正するために三相電圧指令７５０と演算値７１３の差分演算値７５５に、さらに補償演算をするとさらにビート抑制効果を大きくできる。図８では、差分演算値７５５に補正値を積算して、電圧指令修正値７６０を演算する。補正値は１以下とするのが好ましい。
【００４８】
また、図７や図８では、基本波振幅成分とＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値との差分から修正量を演算したが、図９のように、基本波振幅成分とＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値との比を用いて修正量を演算してもよい。
【実施例３】
【００４９】
第３の実施例は、電圧指令値が予見ＰＷＭによる電圧指令値であることを特徴とする。
【００５０】
第３の実施例の構成は、第１の実施例の構成と、電圧指令作成ブロック８０１のブロック構成のみが異なる。
【００５１】
第１の実施例では元の三相電圧指令７５０が正弦波なのに対し、第３の実施例では三相電圧指令７５０が予言ＰＷＭ電圧指令Ｙである点が異なる。予言ＰＷＭブロック９９５は、制御周期内で正弦波の電圧指令値と予言ＰＷＭ電圧指令値が同じになるように、予言ＰＷＭ電圧指令値を演算する。予言ＰＷＭの電圧指令によるＰＷＭはビート抑制効果が大きいので、第３の実施例の図１０〜図１２の補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３と組み合わせることにより、さらに大きなビート抑制効果をえることができる。
【実施例４】
【００５２】
第４の実施例は、電圧指令値が予見ＰＷＭによる電圧指令値であることを特徴とする。
第４の実施例の構成は、第１の実施例の構成と、電圧指令作成ブロック８０１のブロック構成のみが異なる。
【００５３】
第１の実施例では元の三相電圧指令７５０が正弦波なのに対し、第３の実施例では三相電圧指令７５０が予言ＰＷＭ電圧指令である点が異なる。予言ＰＷＭブロック９９５は、制御周期内で正弦波の電圧指令値と予言ＰＷＭ電圧指令値が同じになるように、予言ＰＷＭ電圧指令値を演算する。予言ＰＷＭの電圧指令によるＰＷＭはビート抑制効果が大きいので、第３の実施例の図１０〜図１２の補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３と組み合わせることにより、さらに大きなビート抑制効果をえることができる。
【符号の説明】
【００５４】
１  ＩＧＢＴインバータ
２  ダイオード整流器
３  三相交流
１０  電力変換システム
１２  直流コンデンサ
１５０  ＰＷＭ制御器
６０１  Ｄ軸電圧指令ブロック
６０２  Ｑ軸電圧指令ブロック
６０３  ２相／３相変換ブロック
７０１  三角波比較ＰＷＭブロック
７０２  移動平均ブロック
７１１  積算値
７１３，７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗ  演算値
７５０  三相電圧指令
７５０Ｙ  三相予言ＰＷＭ電圧指令
７６６Ｕ〜Ｗ  修正Ｄ軸電圧指令値
７６７Ｕ〜Ｗ  修正Ｑ軸電圧指令値
７１８  ゼロ割補償ブロック
７５５  差分演算値
７６０  電圧指令修正値
７９１，７９１Ｕ〜Ｗ  サイン波
７９２，７９２Ｕ〜Ｗ  コサイン波
８０１  電圧指令作成ブロック
８０２  補償波形演算ブロック
８０３  補償ブロック
９０１  変調波演算ブロック
９０２  ＰＷＭ演算ブロック
９９５  予言ＰＷＭブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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