(57)【要約】【課題】モータパラメータの変動等の影響を受けず、弱め磁束制御及び最大トルク制御間の切り替えを容易に実現する。【解決手段】電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）の大きさと所定の制限電圧値（Ｖom）との差を外乱磁束による差と捉えて外乱磁束（φdis）を推定し、励磁電流の目標値を示すγ軸電流指令信号（ｉγ*）をＬＰＦ２３に通した後、推定外乱磁束を用いて修正する。この修正によって得られた信号（ｉγ2*）を次回のγ軸電流指令信号（ｉγ*）の候補と捉え、候補信号（ｉγ2*）の値をリミット値（ｉγL*）以下に抑える処理を介して次回のγ軸電流指令信号（ｉγ*）を生成する。最大トルク制御を実現するためにモータに供給されるべきγ軸電流値をリミット値（ｉγL*）に設定することにより、候補信号（ｉγ2*）に応じて弱め磁束制御及び最大トルク制御間の切り替えが実現される。【選択図】図５
2011004506.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータへの供給電流の目標値を表す電流指令信号に基づき、前記モータへの印加電圧の目標値を表す電圧指令信号を生成する電圧指令部を備え、前記電圧指令信号に従って前記モータを制御するモータ制御装置において、
前記電圧指令信号の値と前記印加電圧の上限値として定められた制限電圧値との差分情報に基づき、前記電圧指令部に与えるべき前記電流指令信号の界磁電流成分である界磁電流指令信号を順次更新する更新部を更に備え、
前記更新部は、ローパスフィルタを有し、
更新前の界磁電流指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号と前記差分情報とに基づき、更新後の界磁電流指令信号を生成する、或いは、
更新前の界磁電流指令信号と前記差分情報とから導出した中間信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号に基づき、更新後の界磁電流指令信号を生成する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記ローパスフィルタを用いて更新後の界磁電流指令信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値を所定のリミット値にて制限することで前記更新後の界磁電流指令信号を生成するリミット部が、前記更新部に設けられ、
前記候補信号生成部は、更新前の界磁電流指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記差分情報に基づいて修正することにより、或いは、更新前の界磁電流指令信号を前記差分情報に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記リミット値は、最大トルク制御を実現するために前記モータに供給されるべき電流の界磁電流成分の値である
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
モータへの供給電流における目標値と検出値又は推定値との差分情報に基づき、前記モータへの印加電圧の目標値を表す電圧指令信号を生成する電圧指令部を備え、前記電圧指令信号に従って前記モータを制御するモータ制御装置において、
前記電圧指令部は、生成すべき前記電圧指令信号を順次更新し、
ローパスフィルタを用いて更新後の電圧指令信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値に所定の制限を課すことで前記更新後の電圧指令信号を生成するリミット部が、前記電圧指令部に設けられ、
前記候補信号生成部は、更新前の電圧指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記差分情報に基づいて修正することにより、或いは、更新前の電圧指令信号を前記差分情報に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
モータの回転速度における目標値と検出値又は推定値との差分情報に基づき、前記モータへの供給電流のトルク電流成分の目標値を表すトルク電流指令信号又は前記モータの発生トルクの目標値を表すトルク指令信号を生成する指令部を備え、前記トルク電流指令信号又は前記トルク指令信号に従って前記モータを制御するモータ制御装置において、
前記指令部は、生成すべき前記トルク電流指令信号又は前記トルク指令信号を順次更新し、
ローパスフィルタを用いて更新後のトルク電流指令信号又はトルク指令信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値を所定のリミット値にて制限することで前記更新後のトルク電流指令信号又はトルク指令信号を生成するリミット部が、前記指令部に設けられ、
前記候補信号生成部は、更新前のトルク電流指令信号又はトルク指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記差分情報に基づいて修正することにより、或いは、更新前のトルク電流指令信号又はトルク指令信号を前記差分情報に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項６】
モータの回転に同期する回転軸と該回転軸の推定軸との軸誤差に基づいて前記モータの回転速度を推定し、推定回転速度を表す推定速度信号を生成する推定部を備え、前記推定速度信号を用いて前記モータを制御するモータ制御装置において、
前記推定部は、生成すべき前記推定速度信号を順次更新し、
ローパスフィルタを用いて更新後の推定速度信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値を所定のリミット値にて制限することで前記更新後の推定速度信号を生成するリミット部が、前記推定部に設けられ、
前記候補信号生成部は、更新前の推定速度信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記軸誤差に基づいて修正することにより、或いは、更新前の推定速度信号を前記軸誤差に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを制御するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期モータに対してベクトル制御を実行する際、モータ制御装置内ではモータの回転と同期して回転すべき制御軸が定義され、制御軸上における電流及び電圧情報を制御することによって所望のベクトル制御が実現される。
【０００３】
モータの高速回転時においては、永久磁石磁束と高速回転に起因してモータ内で生じる誘起電圧の過度の上昇を抑えるべく、弱め磁束制御（弱め界磁制御）が一般的に用いられる。一般的な弱め磁束制御では、制御軸とｄｑ軸との間にずれがないという仮定の下で、モータパラメータに基づき、モータ供給電流の界磁電流成分であるｄ軸電流（界磁電流）が制御される。モータパラメータとは、モータのｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、永久磁石による電機子鎖交磁束などである。
【０００４】
制御軸とｄｑ軸がずれている時や磁気飽和等に起因してモータパラメータが変動した時又はモータパラメータに誤差が含まれている時においても、安定した弱め磁束制御の実現が求められる。特に、過変調領域にてモータを駆動する場合には正確にモータ印加電圧値を所定の制限電圧値以下に抑制することが求められる。
【０００５】
しかしながら、従来のシステムにおいてモータパラメータの変動等が生じると、それに起因して弱め磁束の過不足が発生し、所望の弱め磁束制御を実現しがたくなる。下記特許文献１に記載の方法によれば、ｑ軸インダクタンスの変動の影響を受けない弱め磁束制御を実現可能であるが、ｄ軸インダクタンス及び電機子鎖交磁束の誤差や磁気飽和によるモータパラメータ変動に対する対策は必ずしも十分とは言えない。
【０００６】
一方、比例積分制御（以下、ＰＩ制御という）を用いてｄ軸電流の目標となるｄ軸電流指令値（界磁電流指令値）を生成する方法も存在する（例えば下記特許文献２及び３参照）。例えば、下記特許文献２では、（√（Ｖom2−ｖd*2）−ｖq*）がゼロになるようにｄ軸電流指令値ｉd*を算出することで、実際の電圧指令値の大きさ√（ｖd*2＋ｖq*2）を制限電圧値Ｖom以下に抑制しようとしている。
【０００７】
但し、実際のシステムにおいては、ｄ軸電流指令値ｉd*が予め定めたリミット値を超えないようにすることが求められるため、ＰＩ制御を用いる方法では、ＰＩ制御器の出力にリミット値による制限を加える場合に、ワインドアップ現象の発生を抑止するための対策が必要となる。この対策は、ＰＩ制御器内の積分器における処理アルゴリズムを複雑化させる。実行するベクトル制御を弱め磁束制御及び最大トルク制御間で切り替える場合においても、同様の問題が発生する。ワインドアップ現象は、ＰＩ制御器内の積分器における内部信号が発散する現象として知られている。尚、ＰＩ制御を用いる構成については、本発明に係る構成との対比において後にも説明される。
【０００８】
弱め磁束制御に関連するｄ軸電流指令値に注目して従来技術の問題点を説明したが、ｄ軸電流指令値以外の制御値（電圧、電流、トルク又は速度を表す指令値や状態量）もＰＩ制御器を用いて生成されるのが一般的であると共に、その制御値も所定のリミット値を超えないようにすることが求められる。このため、ｄ軸電流指令値以外の制御値の算出にＰＩ制御器を用いた場合においても、ワインドアップ現象の発生を抑止するための対策が必要となり、結果、ＰＩ制御器内の積分器における処理アルゴリズムが複雑化する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００６−２０４０５４号公報
【特許文献２】特開２００６−２５４５７２号公報
【特許文献３】特開２００６−１４１０９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
そこで本発明は、モータパラメータの変動等の影響を受けにくい界磁電流制御を実現可能であって、異なるベクトル制御間の切り替えを容易に且つ滑らかに実現可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。また本発明は、処理内容の簡素化に寄与するモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係る第１のモータ制御装置は、モータへの供給電流の目標値を表す電流指令信号に基づき、前記モータへの印加電圧の目標値を表す電圧指令信号を生成する電圧指令部を備え、前記電圧指令信号に従って前記モータを制御するモータ制御装置において、前記電圧指令信号の値と前記印加電圧の上限値として定められた制限電圧値との差分情報に基づき、前記電圧指令部に与えるべき前記電流指令信号の界磁電流成分である界磁電流指令信号を順次更新する更新部を更に備え、前記更新部は、ローパスフィルタを有し、更新前の界磁電流指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号と前記差分情報とに基づき、更新後の界磁電流指令信号を生成する、或いは、更新前の界磁電流指令信号と前記差分情報とから導出した中間信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号に基づき、更新後の界磁電流指令信号を生成することを特徴とする。
【００１２】
電圧指令信号の値と制限電圧値との差分情報に基づいて界磁電流指令信号を生成するため、界磁電流はモータパラメータの変動等の影響を受けにくい。よって、モータパラメータの変動等があっても所望の弱め磁束制御を実現可能である。また、界磁電流指令信号の生成にＰＩ制御を用いている訳ではないため、異なるベクトル制御（例えば弱め磁束制御と最大トルク制御）間の切り替えを容易に且つ滑らかに実現することが可能である。また更に、ＰＩ制御を用いることなく界磁電流指令信号を生成するため、それを生成する部位におけるワインドアップ対策が不要となり、処理内容が簡素化される。
【００１３】
具体的には例えば、前記更新部は、前記差分情報と前記モータの回転速度情報から外乱磁束を推定し、更新前の界磁電流指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を推定外乱磁束にて修正する処理を介して更新後の界磁電流指令信号を生成する、或いは、更新前の界磁電流指令信号を前記推定外乱磁束にて修正してから前記ローパスフィルタに通す処理を介して更新後の界磁電流指令信号を生成する。
【００１４】
また具体的には例えば、前記ローパスフィルタを用いて更新後の界磁電流指令信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値を所定のリミット値にて制限することで前記更新後の界磁電流指令信号を生成するリミット部が、前記更新部に設けられ、前記候補信号生成部は、更新前の界磁電流指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記差分情報に基づいて修正することにより、或いは、更新前の界磁電流指令信号を前記差分情報に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成する。
【００１５】
そして例えば、前記リミット値を、最大トルク制御を実現するために前記モータに供給されるべき電流の界磁電流成分の値にすると良い。
【００１６】
これにより、最大トルク制御及び弱め磁束制御間の切り替えを容易に且つ滑らかに実現することができる。
【００１７】
また例えば、前記更新部は、前記モータの回転速度の変化状態に応じて前記制限電圧値を変化させる。
【００１８】
より具体的には例えば、前記モータの回転速度が変化している期間において、及び、前記モータの回転速度が変化している状態から前記モータの回転速度が一定速度に保たれる状態へと遷移する時点を起点として所定時間が経過するまでの期間において、前記制限電圧値として所定の第１電圧値が用いられ、それ以外の期間においては前記制限電圧値として前記第１電圧値よりも大きな第２電圧値が用いられる。
【００１９】
これにより、過渡応答時においても確実にモータ印加電圧を許容限界内に抑えることが可能となる。
【００２０】
そして例えば、前記第２電圧値、又は、前記第１及び第２電圧値は、過変調領域の電圧値であり、過変調領域の電圧値とは、前記モータを駆動するインバータにて過変調が行われるときに前記モータに印加されるべき電圧の値である。
【００２１】
本発明に係る第２のモータ制御装置は、モータへの供給電流における目標値と検出値又は推定値との差分情報に基づき、前記モータへの印加電圧の目標値を表す電圧指令信号を生成する電圧指令部を備え、前記電圧指令信号に従って前記モータを制御するモータ制御装置において、前記電圧指令部は、生成すべき前記電圧指令信号を順次更新し、ローパスフィルタを用いて更新後の電圧指令信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値に所定の制限を課すことで前記更新後の電圧指令信号を生成するリミット部が、前記電圧指令部に設けられ、前記候補信号生成部は、更新前の電圧指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記差分情報に基づいて修正することにより、或いは、更新前の電圧指令信号を前記差分情報に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成することを特徴とする。
【００２２】
本発明に係る第３のモータ制御装置は、モータの回転速度における目標値と検出値又は推定値との差分情報に基づき、前記モータへの供給電流のトルク電流成分の目標値を表すトルク電流指令信号又は前記モータの発生トルクの目標値を表すトルク指令信号を生成する指令部を備え、前記トルク電流指令信号又は前記トルク指令信号に従って前記モータを制御するモータ制御装置において、前記指令部は、生成すべき前記トルク電流指令信号又は前記トルク指令信号を順次更新し、ローパスフィルタを用いて更新後のトルク電流指令信号又はトルク指令信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値を所定のリミット値にて制限することで前記更新後のトルク電流指令信号又はトルク指令信号を生成するリミット部が、前記指令部に設けられ、前記候補信号生成部は、更新前のトルク電流指令信号又はトルク指令信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記差分情報に基づいて修正することにより、或いは、更新前のトルク電流指令信号又はトルク指令信号を前記差分情報に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成することを特徴とする。
【００２３】
本発明に係る第４のモータ制御装置は、モータの回転に同期する回転軸と該回転軸の推定軸との軸誤差に基づいて前記モータの回転速度を推定し、推定回転速度を表す推定速度信号を生成する推定部を備え、前記推定速度信号を用いて前記モータを制御するモータ制御装置において、前記推定部は、生成すべき前記推定速度信号を順次更新し、ローパスフィルタを用いて更新後の推定速度信号の候補としての候補信号を生成する候補信号生成部、及び、生成された前記候補信号の値を所定のリミット値にて制限することで前記更新後の推定速度信号を生成するリミット部が、前記推定部に設けられ、前記候補信号生成部は、更新前の推定速度信号を前記ローパスフィルタに通して得た信号を前記軸誤差に基づいて修正することにより、或いは、更新前の推定速度信号を前記軸誤差に基づいて修正してから前記ローパスフィルタに通すことにより、前記候補信号を生成することを特徴とする。
【００２４】
第２、第３又は第４のモータ制御装置によれば、ＰＩ制御を用いることなく、電圧指令信号、トルク電流指令信号若しくはトルク指令信号、又は、推定速度信号が生成されるため、それらを生成する部位におけるワインドアップ対策が不要となり、処理内容が簡素化される。
【００２５】
また例えば、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータの駆動を制御する上記の何れかのモータ制御装置と、を備えたモータ駆動システムを形成するようにしても良い。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、モータパラメータの変動等の影響を受けにくい界磁電流制御を実現可能であって、異なるベクトル制御間の切り替えを容易に且つ滑らかに実現可能なモータ制御装置を提供することが可能となる。また、処理内容の簡素化に寄与するモータ制御装置を提供することが可能となる。
【００２７】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。
【図２】図１のモータの解析モデル図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。
【図４】ＰＩ制御により推定外乱磁束（φdis）からγ軸電流指令値（ｉγ*）を生成する構成のブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係り、γ軸電流指令値（ｉγ*）の生成に特に関与する部位のブロック図である。
【図６】図５に示されるｉγ*更新部の一部ブロック図である。
【図７】γ軸電流指令値（ｉγ*）を信号値として有するγ軸電流指令信号の信号波形を示す図である。
【図８】順次訪れる離散化期間の時間的関係を示す図である。
【図９】本発明の第１実施形態に係り、γ軸電流指令値（ｉγ*）の生成に特に関与する部位の変形ブロック図である。
【図１０】図９に示されるｉγ*更新部の一部ブロック図である。
【図１１】本発明の第１実施形態に係り、制限電圧値（Ｖom）が回転速度情報（ωe）に応じて変化せしめられる様子を示した図である。
【図１２】本発明の第１実施形態に係り、回転速度指令値（ω*）を増加させた時における、制限電圧値、モータ電圧の振幅、γ軸電流指令値（ｉγ*）及び回転速度指令値（ω*）の関係を示す図である。
【図１３】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。
【図１４】図１３の電圧指令演算部の内部ブロック図である。
【図１５】図１３の電圧指令演算部の変形内部ブロック図である。
【図１６】本発明の第３実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。
【図１７】図１６の電流指令演算部に設けられるｉδ*更新部の内部ブロック図である。
【図１８】図１６の電流指令演算部に設けられるｉδ*更新部の変形内部ブロック図である。
【図１９】本発明の第４実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。
【図２０】図１９の位置速度推定部に設けられるωe更新部の内部ブロック図である。
【図２１】図１９の位置速度推定部に設けられるωe更新部の変形内部ブロック図である。
【図２２】本発明の第５実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。
【図２３】本発明の第６実施形態に係る複数の回転軸及び固定軸の関係を示す図である。
【図２４】ＰＩ制御を用いてｄ軸電流指令値（ｉd*）を生成する装置のブロック図である。
【図２５】ＰＩ制御を用いてｄ軸電流指令値（ｉd*）を生成する装置の変形ブロック図である。
【図２６】ＰＩ制御を用いて電流差分情報から電圧指令信号を生成する構成のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第１〜第６実施形態を説明するが、まず、各実施形態に共通する事項又は各実施形態にて参照される事項について説明する。
【００３０】
図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。図１のモータ駆動システムは、モータ１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２と、モータ制御装置３と、を備える。
【００３１】
モータ１は、三相永久磁石同期モータであり、永久磁石を備えた回転子（不図示）と３相分の電機子巻線を備えた固定子（不図示）とを有している。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。モータ１は、埋込磁石同期モータであっても良いし、表面磁石同期モータであっても良い。モータ１は、突極機及び非突極機のどちらでも良いが、以下の説明では、モータ１が突極機であることを想定する。
【００３２】
ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータという）２は、モータ１の回転子位置に応じてモータ１に三相交流電圧を供給する。インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、Ｕ相の電機子巻線への印加電圧を表すＵ相電圧ｖu、Ｖ相の電機子巻線への印加電圧を表すＶ相電圧ｖv、及び、Ｗ相の電機子巻線への印加電圧を表すＷ相電圧ｖwから成る。Ｕ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwの合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖaによって表す。
【００３３】
モータ電圧Ｖaの印加によって、インバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線に流れる電流を、夫々、Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwと呼ぶ。Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwの合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉaによって表す。
【００３４】
モータ制御装置３は、モータ電流Ｉaの検出値等に基づきつつ、所望のベクトル制御を実現するためのＰＷＭ信号をインバータ回路２に与える。
【００３５】
図２（ａ）及び（ｂ）は、モータ１の解析モデル図である。図２（ａ）には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。図２（ａ）において、１ａは、モータ１の回転子に設けられた永久磁石を表す。永久磁石１ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の向きに沿った軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。ｄ軸の向きは、永久磁石１ａが作る磁束の向きに合致する。また、図２（ｂ）に示す如く、ｄ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をｑ軸とし、γ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をδ軸とする。図２（ａ）及び（ｂ）において、反時計回り方向は位相の進み方向に対応している。ｄ軸とｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸として有する座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γ軸及びδ軸を座標軸として有する座標系をγδ座標系と呼ぶ。
【００３６】
ｄｑ軸及びｄｑ座標系は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸及びγδ座標系も回転しており、その回転速度をωeで表す。また、ｄｑ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。同様に、γδ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たγ軸の角度（位相）をθeにより表す。θ及びθeにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びωeにて表される回転速度は、電気角における角速度である。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθは、Δθ＝θ−θeにて表される。
【００３７】
以下、θ又はθeを、回転子位置と呼ぶこととし、ω又はωeを回転速度と呼ぶこととする。制御上の回転軸であるγ軸及びδ軸を制御軸とも呼ぶ。回転子位置及び回転速度を推定によって導出する場合においては、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と呼ぶことができると共に、θe及びωeを推定回転子位置及び推定回転速度と呼ぶことができる。
【００３８】
モータ制御装置３は、θとθeとが一致するようにベクトル制御を行う。θとθeとが一致しているとき、ｄ軸及びｑ軸は夫々γ軸及びδ軸と一致する。
【００３９】
モータ駆動システムの制御に関与する記号を、以下のように定義する。
モータ電圧Ｖaのγ軸成分及びδ軸成分を、夫々、γ軸電圧及びδ軸電圧と呼ぶと共に記号ｖγ及びｖδにて表す。
モータ電流Ｉaのγ軸成分及びδ軸成分を、夫々、γ軸電流及びδ軸電流と呼ぶと共に記号ｉγ及びｉδにて表す。
Φaは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束を表す。
Ｌd及びＬqは、夫々ｄ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）及びｑ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）を表す。
Ｒaは、電機子巻線の一相当たりの抵抗値を表す。
Φa、Ｌd、Ｌq及びＲaは、モータ１の特性に応じて予め定められるモータパラメータである。
【００４０】
γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδが追従すべき、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの目標値を、それぞれγ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*により表す。
γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδが追従すべき、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの目標値を、それぞれγ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*により表す。
回転速度ωeが追従すべき、回転速度ωeの目標値を回転速度指令値ω*により表す。ω*を回転速度と呼ぶこともある。
【００４１】
尚、ｉγは、γ軸電流の値を表す記号としても用いられうる。ｉγ以外の状態量又は指令値を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）を表記することによって、該記号に対応する状態量等の名称を省略又は略記することもある。即ち例えば、本明細書において、γ軸電流は、「ｉγ」、「電流ｉγ」又は「γ軸電流ｉγ」と表記され、γ軸電流の値は、「ｉγ」、「電流値ｉγ」又は「γ軸電流値ｉγ」と表記される。
【００４２】
また、指令値ｉγ*及び／又はｉδ*を信号値として有する信号を電流指令信号と呼ぶことがあると共に、指令値ｉγ*及びｉδ*を信号値として有する信号を夫々γ軸電流指令信号及びδ軸電流指令信号と呼ぶこともあり且つ指令値ｉγ*及びｉδ*を信号値として有する信号を夫々γ軸電流指令信号ｉγ*及びδ軸電流指令信号ｉδ*と表記することもある。同様に、指令値ｖγ*及び／又はｖδ*を信号値として有する信号を電圧指令信号と呼ぶことがあると共に、指令値ｖγ*及びｖδ*を信号値として有する信号を夫々γ軸電圧指令信号及びδ軸電圧指令信号と呼ぶこともあり且つ指令値ｖγ*及びｖδ*を信号値として有する信号を夫々γ軸電圧指令信号ｖγ*及びδ軸電圧指令信号ｖδ*と表記することもある。他の指令値や状態量についても同様とされる。
【００４３】
モータ制御装置３では、γ軸電圧値ｖγ及びδ軸電圧値ｖδが夫々γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*に追従するように、且つ、γ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδが夫々γ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*に追従するように、ベクトル制御がなされる。
【００４４】
＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図３は、第１実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図３のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３Aと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３Aは、符号１２〜１６にて参照される各部位を含んで構成される。モータ制御装置３A内に相電流センサ１１が含まれている、と考えることもできる（後述の他の実施形態においても同様）。モータ制御装置３A内の各部位は、モータ制御装置３A内で生成された各値を自由に利用可能となっている（後述の他の実施形態においても同様）。
【００４５】
本実施形態及び後述の各実施形態のモータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｉγ*、ｉδ*、ｖγ*、ｖδ*等）や状態量（ｉu、ｉv、ｉγ、ｉδ、θe、ωe等）を順次更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。また、本実施形態及び後述の各実施形態のモータ駆動システムを形成する各部位は、必要に応じ、モータ１のモータパラメータ（Φa、Ｌd、Ｌq及びＲaを含む）を用いて指令値又は状態量を算出する。
【００４６】
相電流センサ１１は、インバータ２及びモータ１間に設けられた２つのカレントトランス等から成り、インバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉaの固定軸成分であるＵ相電流値ｉu及びＶ相電流値ｉvを検出する。尚、Ｗ相電流値ｉwに関しては、関係式「ｉw＝−ｉu−ｉv」から算出される。
【００４７】
座標変換部１２は、位置速度推定部１３からの回転子位置θeに基づいてＵ相電流値ｉu及びＶ相電流値ｉvをγδ軸上の電流値に座標変換することにより、γ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδを算出する。
【００４８】
位置速度推定部１３は、座標変換部１２からのγ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδ並びに電圧指令演算部１５からのγ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*に基づいて軸誤差Δθを推定し（図２（ａ）参照）、ＰＩ制御（比例積分制御）などを用いて軸誤差Δθがゼロに収束するように回転子位置θe及び回転速度ωeを導出する。軸誤差Δθがゼロになるように制御されるため、本実施形態ではγδ軸がｄｑ軸に追従せしめられる（即ち、ｄｑ軸の推定が成される）。
【００４９】
電流指令演算部１４は、位置速度推定部１３からの回転速度ωeと、モータ制御装置３Aの外部又は内部に設けられた回転速度指令値発生部（不図示）からの回転速度指令値ω*と、に基づいて速度偏差（ω*−ωe）を算出し、ＰＩ制御などを用いることによって、速度偏差（ω*−ωe）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ*を算出して出力する。電圧指令演算部１５からのｖγ*及びｖδ*等に基づき、電流指令演算部１４にてγ軸電流指令値ｉγ*も算出されるが、その算出方法は後述する。
【００５０】
電圧指令演算部１５は、電流指令演算部１４及び座標変換部１２からのｉγ*、ｉδ*、ｉγ及びｉδに基づく電流誤差（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）が共にゼロに収束するように、ＰＩ制御などを用いた電流フィードバック制御を行うことで、γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*を算出する。ｖγ*及びｖδ*を算出するに当たり、ωeやｉγ及びｉδも参照されうる。
【００５１】
座標変換部１６は、位置速度推定部１３からの回転子位置θeに基づいて電圧指令演算部１５から与えられたｖγ*及びｖδ*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値を算出して出力する。三相電圧指令値は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖu、ｖv及びｖwを指定するＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*から形成される。インバータ２は、実際のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖu、ｖv及びｖwが夫々Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*と一致するように、三相電圧指令値に従ったモータ電流Ｉaをモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【００５２】
背景技術の説明においても述べたように、永久磁石同期モータの高速回転時には弱め磁束制御が用いられる。制御軸（γδ軸）とｄｑ軸がずれている時や磁気飽和等に起因してモータパラメータが変動した時又はモータパラメータに誤差が含まれている時においても、安定した弱め磁束制御の実現が求められるが、従来のモータ駆動システムにおいてモータパラメータの変動等が生じると、それに起因して弱め磁束の過不足が発生し、所望の弱め磁束制御が実現されなくなる。
【００５３】
本実施形態では、モータパラメータの変動等による弱め磁束の過不足を外乱磁束として推定し、その推定した外乱磁束を用いて弱め磁束電流（γ軸電流）を修正して弱め磁束制御を行う。これにより、モータパラメータの変動等が生じても所望の弱め磁束を発生させることができる。外乱磁束の推定は、図３の電流指令演算部１４において成される。
【００５４】
外乱磁束の推定方法を説明する。√（ｖγ*2＋ｖδ*2）は、モータ１への印加電圧であるモータ電圧Ｖaの振幅と一致する。このため、弱め磁束制御では、√（ｖγ*2＋ｖδ*2）と所定の制限電圧値Ｖomとが一致するようにｖγ*及びｖδ*が生成されるが、実際には前者と後者との間に差が生じることがある。この差を外乱磁束による差であると考える。電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）と制限電圧値Ｖomとの差は、下記式（１ａ）、（１ｂ）又は（１ｃ）にて示される外乱磁束φdis1、φdis2又はφdis3によるものと考えられる。尚、本明細書において、√ｊは、ｊの正の平方根を表している（ここで、ｊは任意の正の数）。
【００５５】
【数１】
2011004506.tif 000003
【００５６】
外乱磁束φdis1、φdis2及びφdis3は、夫々、下記式（２ａ）、（２ｂ）及び（２ｃ）に従って算出することができる。電流指令演算部１４にて推定すべき外乱磁束をφdisにて表す。電流指令演算部１４は、式（２ａ）、（２ｂ）又は（２ｃ）を用い、φdis1、φdis2又はφdis3を外乱磁束φdisとして推定することができる。但し、式（２ｃ）の平方根の中の値（Ｖom2−ｖδ*2）が負になる場合があるため、φdis1及びφdis2のどちらかを外乱磁束φdisとして推定することが望ましい。
【００５７】
【数２】
2011004506.tif 000004
【００５８】
推定した外乱磁束φdisがゼロになるようにＰＩ制御を用いてγ軸電流指令値ｉγ*を算出すれば、モータパラメータの変動等に影響を受けない安定的な弱め磁束制御を実現できる。参考として、図４に、このようなＰＩ制御を担うＰＩ制御器のブロック図例を示す。しかしながら、この場合、背景技術の説明でも述べたように、ＰＩ制御を担うＰＩ制御器においてワインドアップ対策（ワインドアップ現象の発生を抑止するための処理）が必要となると共に、弱め磁束制御及び最大トルク制御間の切り替え時におけるＰＩ制御器の積分器の処理アルゴリズムが複雑になる。
【００５９】
これを考慮し、第１実施形態に係るモータ制御装置３Aでは、ＰＩ制御器を用いないγ軸電流指令値ｉγ*の生成法を採用している。図５は、モータ制御装置３Aの一部である、γ軸電流指令値ｉγ*の生成に特に関与する部位のブロック図である。図５において、符号２０は、電圧指令演算部１５に与えられるべきｉγ*を所定の更新周期にて順次更新するｉγ*更新部である。ｉγ*更新部２０は、図３の電流指令演算部１４内に設けられる。ｉγ*更新部２０は、符号２１〜２５によって参照される各部位から形成される。また、図６に、ｉγ*更新部２０の一部のブロック図を示す。
【００６０】
外乱磁束推定部２１は、ｖγ*、ｖδ*及びＶomとωe又はω*とに基づき、上記式（２ａ）、（２ｂ）又は（２ｃ）に従って外乱磁束φdisを推定する。この際、式（２ａ）、（２ｂ）及び（２ｃ）におけるωとしてωe又はω*が用いられる。式（２ａ）、（２ｂ）及び（２ｃ）を用いた場合、夫々、φdis1、φdis2及びφdis3が外乱磁束φdisとして推定されることになる。制限電圧値Ｖomは、モータ電圧Ｖaにおいて許容されている振幅範囲の上限値であり、インバータ２の電源電圧値に応じて定められる。式（２ａ）、（２ｂ）及び（２ｃ）からも分かるように、電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）と制限電圧値Ｖomとの差を表す差分情報と回転速度情報（ωe又はω*）から外乱磁束φdisが推定される。この差分情報は、上記式（１ａ）、（１ｂ）又は（１ｃ）におけるωφdis1、ωφdis2又はωφdis3に相当する。乗算部２２は、外乱磁束φdisに所定のゲインＫdisを乗じて得た値Ｋdis・φdisを出力する。
【００６１】
ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）２３には、電圧指令演算部１５に与えられるものと同じ最新のｉγ*が次々と入力される。図７に、ｉγ*を信号値として有するγ軸電流指令信号の信号波形を示す。図７における黒丸は、各時刻におけるｉγ*の値をプロットしたものである。特に過渡応答時において、ｉγ*は刻々と変動し、これに伴ってγ軸電流指令信号は様々な周波数成分を有する。ＬＰＦ２３は、自身の入力信号であるγ軸電流指令信号に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後のγ軸電流指令信号を出力する。ＬＰＦ２３における入出力信号間の伝達関数Ｈは、式（３）にて表される。伝達関数Ｈにおいて、ｓはラプラス演算子であり、Ｔは所定の時定数である。ＬＰＦ２３の出力信号の値、即ち、ＬＰＦ２３によって高域周波数成分が低減された後のγ軸電流指令信号の値を、便宜上、ｉγ1*にて表す。
【００６２】
【数３】
2011004506.tif 000005
【００６３】
加算部２４は、ＬＰＦ２３の出力信号値ｉγ1*に乗算部２２の出力信号値Ｋdis・φdisを加えることで得た値（ｉγ1*＋Ｋdis・φdis）を候補値ｉγ2*として出力する。候補値ｉγ2*も、ｉγ*、ｉγ1*及びφdis等と同様、所定の更新周期にて順次更新される。更新周期が経過するごとに訪れる期間を離散化期間という。図８に示す如く、第（ｎ＋１）番目の離散化期間は第ｎ番目の離散化期間の次に訪れる離散化期間である（ｎは自然数）。各離散化期間の長さは、更新周期の長さと同じである。第ｎ番目の離散化期間におけるｉγ1*及びφdisに基づく第ｎ番目の離散化期間における候補値ｉγ2*は、第（ｎ＋１）番目の離散化期間におけるｉγ*の候補として取り扱われる。従って、候補値ｉγ2*を信号値として有する信号は、γ軸電流指令信号の候補としての候補信号と呼ぶことができる。
【００６４】
ここで、便宜上、第ｎ番目の離散化期間におけるｉγ*を特にｉγ*［ｎ］と表記する。ｉγ1*やφdis等においても同様である（後述の他の実施形態においても同様）。そうすると、以下のように表現することができる。ｉγ1*［ｎ］及びφdis［ｎ］に基づく候補値ｉγ2*［ｎ］は、ｉγ*［ｎ＋１］の候補として取り扱われる。
【００６５】
リミット部２５は、リミット値ｉγL*による制限を候補値ｉγ2*に課すことで、次回に電圧指令演算部１５及びＬＰＦ２３に与えられるべきｉγ*を決定する。より具体的には、リミット値ｉγL*［ｎ］と候補値ｉγ2*［ｎ］を比較し、不等式「ｉγL*［ｎ］≧ｉγ2*［ｎ］」が成立するならば候補値ｉγ2*［ｎ］をｉγ*［ｎ＋１］として出力する一方、不等式「ｉγL*［ｎ］＜ｉγ2*［ｎ］」が成立するならばリミット値ｉγL*［ｎ］をｉγ*［ｎ＋１］として出力する。これにより、γ軸電流指令値ｉγ*は常にリミット値ｉγL*以下に制限される。
【００６６】
最大トルク制御にてモータ１を駆動する時にモータ１に供給されるべきγ軸電流ｉγの値が、リミット値ｉγL*に代入される。従って、γδ軸をｄｑ軸に追従させる場合においては、下記式（４）によってリミット値ｉγL*が導出される。周知の如く、式（４）に従うｉγL*は負の値を持つ。式（４）に従うｉγL*はｉδ*に依存するため、ｉγL*［ｎ］とｉγL*［ｎ＋１］は異なりうる。
【００６７】
【数４】
2011004506.tif 000006
【００６８】
上記構成では、γ軸電流指令信号ｉγ*をＬＰＦ２３に通すことで得た信号に、外乱磁束φdisに応じた値（Ｋdis・φdis）を加えることでγ軸電流指令信号が修正される。モータ１の回転速度が増加すると、基本的に、電圧指令値の大きさ√（ｖγ*2＋ｖδ*2）は増大する。モータ１の回転速度が大きいことに起因して√（ｖγ*2＋ｖδ*2）がＶomに達すると、弱め磁束制御が必要となる。弱め磁束制御が必要となる状態では、比較的大きな絶対値を有する負のｉγ2*が生成されて不等式「ｉγL*≧ｉγ2*」が成立するため、リミット部２５は機能しない。従って、弱め磁束制御の実行時には、外乱磁束φdisに基づく修正により得られた候補信号ｉγ2*がそのままγ軸電流指令信号となる。該修正は、推定された外乱磁束φdisがゼロになるまで加わる。また、ＬＰＦ２３を用いているため、修正によるチャタリング（実際のｉγ*が理想的なｉγ*を中心として上下動する現象）は抑制される。
【００６９】
弱め磁束制御と最大トルク制御との切り替えは、リミット部２５におけるリミット処理により滑らかに行われる。
即ち例えば、電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）が比較的大きく弱め磁束制御が必要となる状態を起点として、モータ１の回転速度が低下し、√（ｖγ*2＋ｖδ*2）がＶomを下回ると不等式「ｉγL*＜ｉγ2*」が成立するようになる。この場合、リミット処理によってリミット値ｉγL*がγ軸電流指令値ｉγ*として電圧指令演算部１５に与えられるようになるため、最大トルク制御が実現される。即ち、モータ１に対して成されるベクトル制御が弱め磁束制御から最大トルク制御へと滑らかに切り替わる。
逆に、最大トルク制御が行われている状態を起点としてモータ１の回転速度が増加し、√（ｖγ*2＋ｖδ*2）がＶomに達すると、上述の如く不等式「ｉγL*≧ｉγ2*」が成立してリミット部２５が機能しなくなる結果、モータ１に対して成されるベクトル制御が最大トルク制御から弱め磁束制御へと滑らかに切り替わる。
尚、外乱磁束推定部２１、乗算部２２及び加算部２４は、候補値ｉγ2*がｉγ*として選択されるという前提の下で等式「√（ｖγ*2＋ｖδ*2）＝Ｖom」が成立するように候補値ｉγ2*を生成するが、最大トルク制御の実行時では、ｉγ2*ではなくリミット値ｉγL*がγ軸電流指令値ｉγ*として電圧指令演算部１５に与えられるため、√（ｖγ*2＋ｖδ*2）＜Ｖomとなる。
【００７０】
上記の構成によれば、電圧指令値の大きさと制限電圧値との差分情報に基づく外乱磁束情報を用いて、電圧指令値の大きさと制限電圧値との差分がゼロになるようにγ軸電流が制御されるため、モータパラメータの変動等の影響を受けることなく所望の弱め磁束制御を実現することができる。仮に、制御軸（γδ軸）とｄｑ軸がずれていたとしても、正しく、モータ電圧Ｖaの振幅を制限電圧値にて制限することが可能である。更に、ＰＩ制御器を用いることなくγ軸電流指令値ｉγ*を生成しているため、ワインドアップ対策が不要になると共に、最大トルク制御及び弱め磁束制御間の切り替えを容易に且つ滑らかに実現することができる（ｉγ2*をｉγ*として採用することを基本としつつ、ｉγ*がｉγL*を超えないように制限を課しておくだけで良い）。
【００７１】
ここで、外乱磁束情報を用いたγ軸電流の修正について説明を補足する。周知の如く、モータにおいて、磁束は電流に比例して回転速度に比例しないが、電圧は磁束と回転速度に比例する。従って、電圧情報（電圧指令値の大きさと制限電圧値との差分情報）を回転速度で割ることで回転速度に依存しない外乱磁束情報（φdis）を作成することができる。本実施形態では、その外乱磁束情報を電流に比例する情報として用いてγ軸電流の修正に利用する。外乱磁束情報（φdis）に適当な係数（Ｋdis）を掛けたものを用いてγ軸電流を修正することは、外乱電流情報（誤差電流情報）に適当な係数を掛けたものを用いてγ軸電流を修正することと等価である。
【００７２】
［参考：ＰＩ制御器を用いた場合の構成例］
また、参考までに、ＰＩ制御器を用いて（√（Ｖom2−ｖd*2）−ｖq*）がゼロになるように制御する装置９００のブロック図を、図２４に示す。ｖd*及びｖq*は、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の目標となるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値であり、ｉd*及びｉq*は、ｄ軸電流及びｑ軸電流の目標となるｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値である。
【００７３】
ｉd*及びｉq*に基づき電圧指令演算部９０１にて算出されたｖd*及びｖq*と、制限電圧値Ｖomとから、演算部９０２にて（√（Ｖom2−ｖd*2）−ｖq*）が算出される。ＰＩ制御器９０３は、（√（Ｖom2−ｖd*2）−ｖq*）がゼロになるようにＰＩ制御によって暫定的な指令値ｉdA*を生成する。指令値ｉdA*がそのままｉd*として電圧指令演算部９０１に与えられたならば、（√（Ｖom2−ｖd*2）−ｖq*）がゼロに制御されるが、実際のシステムにおいてはｉd*が予め定めたリミット値ｉdL*を超えないようにすることが求められる。このため、リミット部９０４は、不等式「ｉdL*≧ｉdA*」が成立するならばｉdA*をｉdB*として出力する一方、不等式「ｉdL*＜ｉdA*」が成立するならばｉdL*をｉdB*として出力する。リミット値ｉdL*は、弱め磁束制御実現用のリミット値である。切替部９０５には、リミット部９０４の出力値ｉdB*と最大トルク制御を実現するためのｄ軸電流値に一致する値ｉdC*とが与えられる。切替部９０５は、弱め磁束制御の実行時にはｉdB*をｉd*として選択する一方、最大トルク制御の実行時にはｉdC*をｉd*として選択することで弱め磁束制御及び最大トルク制御間の切り替えを実現する。
【００７４】
ＰＩ制御器の出力にリミット値による制限を加えると、ＰＩ制御器の積分器が過剰に積算することによるワインドアップ現象が起きることが知られている。ワインドアップ現象の発生を抑止するための方法として、積分を停止する方法やリミット付き積分器を設けるなどの方法が存在するが、積分の再開条件を判断する処理等が必要に成って処理アルゴリズムが複雑化する。
【００７５】
実行するベクトル制御を弱め磁束制御及び最大トルク制御間で切り替える時においても同様であり、切り替えの際に積分器が過剰に積算することを避けるべく、ＰＩ制御器が有効でない期間（図２４では、ｉdC*がｉd*として選択されている期間）においては積分器における積分を停止する必要がある。また、積分器の積算値を考慮せずにＰＩ制御を再開すると滑らかな切り替えができない。このため、図２４に示すような構成では、積分器の積算値を考慮してＰＩ制御の再開条件の充足／不充足判断を行う、或いは、ＰＩ制御器の出力が不連続とならないように積分器の積算値を更新又は再設定する等の処理が必要となるが、このような処理は、処理アルゴリズムを複雑化させる。
【００７６】
尚、図２４に示す装置９００の構成を、図２５に示すような構成に変形することも可能である。図２５に示す装置９００ａには、電圧指令演算部９０１、演算部９０２及びＰＩ制御器９０３に加え、リミット部９０４ａが設けられている。リミット部９０４ａには、可変リミット値ｉdL’*とＰＩ制御器９０３の出力値ｉdA*が与えられている。リミット部９０４ａは、不等式「ｉdL’*≧ｉdA*」が成立するならばｉdA*をｉd*として出力する一方、不等式「ｉdL’*＜ｉdA*」が成立するならばｉdL’*をｉd*として出力する。可変リミット値ｉdL’*には、弱め磁束制御の実行時においては弱め磁束制御実現用のリミット値が代入され、最大トルク制御の実行時においては最大トルク制御実現用のリミット値が代入される。装置９００において生成されるｉd*と同じｉd*が装置９００ａにおいても得られるため、装置９００と装置９００ａは等価な装置であると言える。リミット部におけるリミット処理は、通常、一定のリミット値にて制限するが、そのリミット値を図２５の構成の如く可変とし、演算式やテーブルによって決定するようにすれば切替部９０５を設けたのと同様の効果が得られる。
【００７７】
［ＬＰＦの配置位置の変形例］
図５のｉγ*更新部２０では、外乱磁束情報による修正の前にローパスフィルタ処理が成されているが、外乱磁束情報による修正の後にローパスフィルタ処理を行うようにしても良い。即ち、図５のｉγ*更新部２０の代わりに、図９のｉγ*更新部２０ａを図３の電流指令演算部１４に設け、ｉγ*更新部２０ａを用いてｉγ*を生成するようにしても良い。図１０は、ｉγ*更新部２０ａの一部のブロック図である。
【００７８】
ｉγ*更新部２０ａは、符号２１、２２、２３ａ、２４ａ及び２５によって参照される各部位から成る。ｉγ*更新部２０ａにおいて、外乱磁束推定部２１及び乗算部２２は、上述した方法に従って値（Ｋdis・φdis）を算出し、加算部２４ａは、電圧指令演算部１５に入力されるものと同じｉγ*に乗算部２２の出力値（Ｋdis・φdis）を加算し、その加算結果（ｉγ*＋Ｋdis・φdis）をＬＰＦ２３ａに出力する。便宜上、（ｉγ*＋Ｋdis・φdis）＝ｉγ3*であるとし、値ｉγ3*を信号値として有する信号を中間信号という。
【００７９】
ＬＰＦ２３ａは、自身の入力信号である中間信号ｉγ3*に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後の信号を候補信号ｉγ2*として出力する。ＬＰＦ２３ａにおける入出力信号間の伝達関数は、ＬＰＦ２３におけるそれと同じである。候補信号ｉγ2*の信号値（即ち候補値ｉγ2*）は、リミット部２５に送られる。リミット部２５の機能は、ｉγ*更新部２０及び２０ａ間で同じである。即ち、ｉγ*［ｎ］及びφdis［ｎ］からｉγ3*［ｎ］が算出され、ｉγ3*［ｎ］を含む中間信号ｉγ3*の高域周波数成分を低減することでｉγ2*［ｎ］が得られる（当然、ｉγ2*［ｎ］の生成には、ｉγ3*［ｎ］だけでなく、ｉγ3*［ｎ−１］等も関与する）。リミット部２５は、不等式「ｉγL*［ｎ］≧ｉγ2*［ｎ］」が成立するならば候補値ｉγ2*［ｎ］をｉγ*［ｎ＋１］として出力する一方、不等式「ｉγL*［ｎ］＜ｉγ2*［ｎ］」が成立するならばリミット値ｉγL*［ｎ］をｉγ*［ｎ＋１］として出力する。
【００８０】
第ｎ番目の離散化周期を基準にして考えた場合、ｉγ*［ｎ＋１］は更新後のγ軸電流指令信号に対応し、更新前のγ軸電流指令信号は、ｉγ*［ｎ＋１］以前のγ軸電流指令信号（即ち、ｉγ*［ｎ］、又は、ｉγ*［ｎ−ｉ］〜ｉγ*［ｎ］）に対応する（ｉは自然数）。
【００８１】
図５のｉγ*更新部２０では、更新前のγ軸電流指令信号をＬＰＦ２３に通して得た信号を、電圧指令値の大きさと制限電圧値との差分情報を用いて（より具体的には、推定外乱磁束φdisを用いて）修正することにより、候補信号ｉγ2*を生成する。一方、図９のｉγ*更新部２０ａでは、更新前のγ軸電流指令信号を上記差分情報を用いて（より具体的には、推定外乱磁束φdisを用いて）修正してからＬＰＦ２３ａに通すことにより、候補信号ｉγ2*を生成する。ｉγ*更新部２０又は２０ａにおいて、リミット部２５は、候補信号の信号値（即ち、候補値ｉγ2*）をリミット値ｉγL*にて制限することで更新後のγ軸電流指令信号を生成する。
【００８２】
ｉγ*更新部２０では、外乱磁束推定部２１、乗算部２２、ＬＰＦ２３及び加算部２４を含む部位が候補信号生成部として機能する一方、ｉγ*更新部２０ａでは、外乱磁束推定部２１、乗算部２２、ＬＰＦ２３ａ及び加算部２４ａを含む部位が候補信号生成部として機能する。
【００８３】
［制限電圧値Ｖomについて］
ｉγ*更新部２０又は２０ａでは、電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）に従うモータ１への印加電圧が制限電圧値Ｖomを超えないように（即ち、モータ電圧Ｖaの振幅｜Ｖa｜が制限電圧値Ｖomを超えないように）ｉγ2*及びｉγ*が生成される。但し、モータ１の回転速度の加速期間においては、振幅｜Ｖa｜が過渡的に制限電圧値Ｖomを超える場合もある。これを考慮し、ｉγ*更新部２０又は２０ａでは、モータ１の回転速度の変化状態に応じて制限電圧値Ｖomを変化させる（但し、Ｖomを常に一定にすることも可能である）。ここにおける回転速度とは、回転速度指令値ω*によって規定される回転速度であるが、ωeであっても構わない。
【００８４】
例えば、過渡応答期間においては制限電圧値Ｖomとして比較的小さな電圧値Ｖom1を用い、定常状態期間においては制限電圧値Ｖomとして比較的大きな電圧値Ｖom2を用いると良い。Ｖom1＜Ｖom2である。図１１に示す如く、過渡応答期間には、回転速度（ω*又はωe）が変化している期間だけでなく、回転速度（ω*又はωe）が変化している状態から回転速度（ω*又はωe）が一定速度に保たれる状態へと遷移する時点を起点として所定時間Δｔが経過するまでの期間も含まれる。過渡応答期間以外の期間が定常状態期間であり、定常状態期間では、回転速度（ω*又はωe）が一定速度に保たれている。Δｔは、実際の回転速度が或る一定の回転速度に落ち着くまでに必要な時間である。尚、過渡応答期間ではあっても、回転速度（ω*又はωe）が減少している期間、及び、回転速度（ω*又はωe）が減少している状態から回転速度（ω*又はωe）が一定速度に保たれる状態へと遷移する時点を起点として所定時間Δｔが経過するまでの期間においては、制限電圧値Ｖomとして電圧値Ｖom2を用いるようにしても良い。
【００８５】
図１２のグラフ５３の如くω*を増加させた時に観測される、Ｖom、｜Ｖa｜及びｉγ*の波形を図１２のグラフ５１及び５２に示す。グラフ５１〜５３において、折れ線６１は制限電圧値Ｖomの変化の様子を表しており、曲線６２はモータ電圧Ｖaの振幅｜Ｖa｜の変化の様子を表しており、曲線６３はｉγ*の変化の様子を表しており、折れ線６４はω*の変化の様子を表している。図１２にも見られるように、過渡応答期間には、振幅｜Ｖa｜が一時的に制限電圧値Ｖomを超える場合もある。従って、過渡応答期間において、制限電圧値Ｖomを、許容限界のぎりぎりの値（Ｖom2に対応）に設定しておくことは好ましくない。そこで、過渡応答期間においては、そのようなぎりぎりの値に対して余裕を持った値（Ｖom1に対応）を制限電圧値Ｖomに設定する。これにより、過渡応答時においても確実に振幅｜Ｖa｜を許容限界内に抑えることができる。
【００８６】
電圧値Ｖom1及びＶom2の内、少なくとも電圧値Ｖom2を過変調領域の電圧値にすると良い。電圧値Ｖom1をも過変調領域の電圧値にすることも可能である。過変調領域の電圧値とは、インバータ２にて過変調が行われる時にモータ１に印加されるべき電圧の値（より具体的には、モータ電圧Ｖaの振幅｜Ｖa｜の値）を指す。
【００８７】
インバータ２は、正弦波ＰＷＭ制御を用いてモータ１を駆動することができる。正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ２に供給される直流電圧がＰＷＭにより３つの正弦波状の交流電圧から成る三相交流電圧に変換され、各正弦波状の交流電圧がモータ１の各相に対して供給される。但し、正弦波ＰＷＭ制御にて出力可能な最大電圧を超える電圧をモータ１に供給したい場合、インバータ２は、正弦波ＰＷＭ制御に代えて矩形波駆動を利用することができる。矩形波駆動では、モータ１の各相に対して、矩形波に類似した電圧波形を有する電圧が印加される。このような矩形波駆動を実現するための変調方式又はＰＷＭは、一般的に過変調又は過変調ＰＷＭと呼ばれる。インバータ２にて過変調が行われる時、モータ電圧Ｖaの振幅の大きさ（即ち、｜Ｖa｜の値）は「１／（√２）×Ｖdc」を超える。Ｖdcは、インバータ２に供給される上記直流電圧の値を指す。
【００８８】
尚、図３の構成では、インバータ２とモータ３との間に流れるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvの電流値を、インバータ２及びモータ３間に設けられた相電流センサ１１を用いて直接的に検出している。このため、図３の構成における電流値ｉu及びｉv並びにそれらに基づく電流値ｉγ及びｉδは、モータ１への供給電流の検出値であると言える。しかしながら、電流値ｉu及びｉvを推定処理を介して検出することも可能である。例えば、上記直流電圧をインバータ２に供給する直流電源（不図示）とインバータ２との間に流れる電流を、直流電源及びインバータ２間に設けられた電流センサ１１ａ（不図示）によって検出し、検出した直流電源及びインバータ２間の電流の値に基づいて、電流値ｉu及びｉvを推定するようにしても良い。この推定を介して導出された電流値ｉu及びｉv並びにそれらに基づく電流値ｉγ及びｉδは、モータ１への供給電流の推定値であると言える（但し、電流センサを用いていることに代わりはないので、電流センサ１１ａの検出結果に基づく電流値ｉu、ｉv、ｉγ及びｉδもモータ１への供給電流の検出値である、と解釈することも可能である）。電流センサ１１ａを用いて電流値ｉu、ｉv、ｉγ及びｉδを推定する方法は、後述の他の実施形態においても適用可能である。
【００８９】
＜＜第２実施形態＞＞
本発明に係る第２実施形態を説明する。第２実施形態及び後述の各実施形態は、第１実施形態を基礎とする実施形態であり、矛盾なき限り、第１実施形態の記載を第２実施形態及び後述の各実施形態に適用することができる。尚、この適用の際、同一名称の部位に割り当てられた符号の相違（例えば、“モータ制御装置”に割り当てられた符号３A及び３Bの相違；図３及び図１３参照）は、適宜、無視される。
【００９０】
第１実施形態で述べたＰＩ制御部を用いない方法は、ｉγ*以外の指令値等の生成にも利用可能である。第２実施形態では、この方法を、電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）の生成に利用する。
【００９１】
図１３は、第２実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図１３のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３Bと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３Bは、符号１２、１３、１１４、１１５及び１６にて参照される各部位を含んで構成される。図１３のモータ制御装置３Bにおける座標変換部１２及び１６並びに位置速度推定部１３は、第１実施形態に係るそれらと同じものである（図３参照）。第２実施形態においても、第１実施形態と同様、軸誤差Δθがゼロになるように回転子位置θe及び回転速度ωeが推定されるものとする。
【００９２】
電流指令演算部１１４は、速度偏差（ω*−ωe）を算出し、ＰＩ制御などを用いることによって速度偏差（ω*−ωe）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ*を算出して出力する。更に、電流指令演算部１１４は、必要に応じてｉδ*等を利用しつつ、所望のベクトル制御（最大トルク制御や弱め磁束制御）を実現するためのγ軸電流指令値ｉγ*を算出する。電流指令演算部１１４を、図３の電流指令演算部１４と同じものにすることも可能である。
【００９３】
電圧指令演算部１１５は、電流指令演算部１１４及び座標変換部１２からのｉγ*、ｉδ*、ｉγ及びｉδに基づく電流誤差（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）が共にゼロに収束するようにγ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*を算出する。この算出には、一般にＰＩ制御が用いられるが、電圧指令演算部１１５は、ＰＩ制御を用いることなくｖγ*及びｖδ*を算出する。
【００９４】
図１４に、電圧指令演算部１１５の内部ブロック図を示す。電圧指令演算部１１５は、乗算部１２１及び１３１、ＬＰＦ１２２及び１３２、加算部１２３及び１３３並びにリミット部１４０から形成される。電圧指令演算部１１５に入力されるｉγ*、ｉγ、ｉδ*及びｉδの値は所定の更新周期にて更新され、電圧指令演算部１１５は、自身が出力するｖγ*及びｖδ*を所定の更新周期にて更新する。
【００９５】
γ軸電流における目標値と検出値（又は推定値）との差分情報である（ｉγ*−ｉγ）が乗算部１２１に入力され、δ軸電流における目標値と検出値（又は推定値）との差分情報である（ｉδ*−ｉδ）が乗算部１３１に入力される。乗算部１２１及び１３１は、夫々、（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）に所定の比例ゲインＫPを乗じて得た値ＫP・（ｉγ*−ｉγ）及びＫP・（ｉδ*−ｉδ）を出力する。
【００９６】
ＬＰＦ１２２及び１３２には、夫々、リミット部１４０から出力される最新のｖγ*及びｖδ*が次々と入力される。リミット部１４０が出力するｖγ*及びｖδ*は、電圧指令演算部１１５が出力するｖγ*及びｖδ*と同じものである。指令値ｖγ*及びｖδ*を信号値として有するγ軸電圧指令信号及びδ軸電圧指令信号は様々な周波数成分を有する。ＬＰＦ１２２は、自身の入力信号であるγ軸電圧指令信号に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後のγ軸電圧指令信号を出力する。同様に、ＬＰＦ１３２は、自身の入力信号であるδ軸電圧指令信号に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後のδ軸電圧指令信号を出力する。ＬＰＦ１２２及び１３２における入出力信号間の伝達関数は、図５のＬＰＦ２３のそれと同じである。ＬＰＦ１２２及び１３２の出力信号の値、即ち、ＬＰＦ１２２及び１３２によって高域周波数成分が低減された後のγ軸電圧指令信号の値及びδ軸電圧指令信号の値を、夫々、便宜上、ｖγ1*及びｖδ1*にて表す。
【００９７】
加算部１２３は、ＬＰＦ１２２の出力信号値ｖγ1*に乗算部１２１の出力信号値ＫP・（ｉγ*−ｉγ）を加えることで得た値（ｖγ1*＋ＫP・（ｉγ*−ｉγ））を候補値ｖγ2*として出力する。同様に、加算部１３３は、ＬＰＦ１３２の出力信号値ｖδ1*に乗算部１３１の出力信号値ＫP・（ｉδ*−ｉδ）を加えることで得た値（ｖδ1*＋ＫP・（ｉδ*−ｉδ））を候補値ｖδ2*として出力する。候補値ｖγ2*及びｖδ2*も、ｖγ*及びｖδ*等と同様、所定の更新周期にて順次更新される。
【００９８】
第ｎ番目の離散化期間におけるｖγ1*及び（ｉγ*−ｉγ）に基づく第ｎ番目の離散化期間における候補値ｖγ2*は、第（ｎ＋１）番目の離散化期間におけるｖγ*の候補として取り扱われる。即ち、ｖγ1*［ｎ］及び（ｉγ*−ｉγ）［ｎ］に基づく候補値ｖγ2*［ｎ］は、ｖγ*［ｎ＋１］の候補として取り扱われる。同様に、ｖδ1*［ｎ］及び（ｉδ*−ｉδ）［ｎ］に基づく候補値ｖδ2*［ｎ］は、ｖδ*［ｎ＋１］の候補として取り扱われる。従って、候補値ｖγ2*及びｖδ2*を信号値として有する信号は、夫々、γ軸電圧指令信号及びδ軸電圧指令信号の候補としての候補信号と呼ぶことができる。
【００９９】
リミット部１４０は、ｖγ2*及びｖδ2*に対して所定の制限を課すことで次回のｖγ*及びｖδ*を決定する。例えば、下記式（５ａ）及び（５ｂ）に従う制限をｖγ2*及びｖδ2*に課す。
【０１００】
【数５】
2011004506.tif 000007
【０１０１】
ｖγ2*［ｎ］及びｖδ2*［ｎ］からｖγ*［ｎ＋１］及びｖδ*［ｎ＋１］を決める際、まずｖγ*［ｎ＋１］が決定され、その後に、ｖγ*［ｎ＋１］に基づいてｖδ*［ｎ＋１］が決定される。つまり、まず第１不等式「｜ｖγ2*［ｎ］｜＞Ｖγmax」が成立するか否かが判断され、第１不等式が成立する場合にはｖγ*［ｎ＋１］にｓｉｇｎ（ｖγ2*［ｎ］）・Ｖγmaxが代入される一方、第１不等式が成立しない場合にはｖγ*［ｎ＋１］にｖγ2*［ｎ］が代入される。次に第２不等式「√（ｖγ*［ｎ＋１］2＋ｖδ2*［ｎ］2）＞Ｖom」が成立するか否かが判断され、第２不等式が成立する場合にはｖδ*［ｎ＋１］にｓｉｇｎ（ｖδ2*［ｎ］）・√（Ｖom2−ｖγ*［ｎ＋１］2）が代入される一方、第２不等式が成立しない場合にはｖδ*［ｎ＋１］にｖδ2*［ｎ］が代入される。
【０１０２】
ここで、ｓｉｇｎ（ｖγ2*［ｎ］）は、ｖγ2*［ｎ］≧０の場合において１であり、ｖγ2*［ｎ］＜０の場合において（−１）である。ｓｉｇｎ（ｖδ2*［ｎ］）は、ｖδ2*［ｎ］≧０の場合において１であり、ｖδ2*［ｎ］＜０の場合において（−１）である。Ｖγmaxは、インバータ２への供給直流電圧Ｖdcに基づいて決定される所定の制限電圧値である。リミット部１４０にて用いられるＶomは、第１実施形態にて述べたものと同じものである。
【０１０３】
上述したようなリミット処理によって、電圧指令値の大きさ√（ｖγ*2＋ｖδ*2）がＶom以下に制限される。この際、ｖδ*よりもｖγ*が優先的に決定される。これは、γ軸電流は界磁磁束を制御してモータ１にて発生する誘起電圧を制限するための電流であるため、電圧飽和が生じる時においては、γ軸電流を流すためのγ軸電圧を優先すべきだからである。従って上述の如く、γ軸電圧指令値を優先的に所望の制限電圧値Ｖγmaxにて制限し、その結果に基づいてδ軸電圧指令値を制限する。γ軸電圧指令値の制限によってδ軸電圧指令値の下限を保障することができるが、γ軸電圧指令値の制限は必要に応じて行えば良く、それを省略するようにしても構わない。つまり、上記式（５ａ）に従うことなく、常にｖγ*［ｎ＋１］に対してｖγ2*［ｎ］を代入するようにしても構わない。
【０１０４】
ところで、リミット処理を無視すると、入力信号（ｉγ*−ｉγ）から出力信号ｖγ*を生成するブロック（部位１２１〜１２３を含むブロック）の伝達関数は、ＫP（１＋１／ｓＴ）である（δ軸成分についても同様）。一方、同じくリミット処理を無視すると、図２６に示されるようなＰＩ制御器における伝達関数は、ＫP（１＋ＫI／ＫPｓ）である。ＫPは上述したように比例ゲインであり、ＫIはＰＩ制御における積分ゲインである。電圧指令演算部１１５では、ＰＩ制御器を用いた場合と同様のｖγ*及びｖδ*を（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）から得ることができるが、ＫP（１＋１／ｓＴ）＝ＫP（１＋ＫI／ＫPｓ）を成立させるＴを用いれば、所望のＰＩ制御と同等の特性を電圧指令演算部１１５に持たせることができる。即ち、ＰＩ制御における比例ゲインと同じ比例ゲインＫPを乗算部１２１及び１３１にて用い、Ｔ＝ＫP／ＫIを満たす時定数ＴをＬＰＦ１２２及び１３２にて用いるようにすれば、所望のＰＩ制御と同等の特性を電圧指令演算部１１５に持たせることができる。このような時定数Ｔの決定方法は、上述の第１実施形態にも、後述の他の実施形態にも適用可能である（第１実施形態では、Ｋdisが比例ゲインに対応する；図６参照）。
【０１０５】
［ＬＰＦの配置位置の変形例］
図１４の電圧指令演算部１１５では、電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）をＬＰＦ１２２及び１３２に通すことで得た信号（ｖγ1*、ｖδ1*）に、電流の差分情報（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）に応じた値を加えることで電圧指令信号を修正する。修正後の信号値はｖγ2*及びｖδ2*であり、該修正は（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）がゼロになるまで加わる。
【０１０６】
このように、図１４の電圧指令演算部１１５では、電流の差分情報による修正の前にローパスフィルタ処理が成されているが、該修正の後にローパスフィルタ処理を行うようにしても良い。即ち、電圧指令演算部１１５の代わりに図１５の電圧指令演算部１１５ａをモータ制御装置３B内に設け、電圧指令演算部１１５ａを用いてｖγ*及びｖδ*を生成するようにしても良い。図１５は、電圧指令演算部１１５ａのブロック図である。
【０１０７】
電圧指令演算部１１５ａは、乗算部１２１及び１３１、ＬＰＦ１２２ａ及び１３２ａ、加算部１２３ａ及び１３３ａ並びにリミット部１４０から形成される。電圧指令演算部１１５ａにおいて、乗算部１２１及び１３１は、上述した方法に従って値ＫP・（ｉγ*−ｉγ）及びＫP・（ｉδ*−ｉδ）を算出及び出力する。加算部１２３ａ及び１３３ａは、夫々、リミット部１４０から出力されるｖγ*及びｖδ*に乗算部１２１及び１３１の出力値を加算し、その加算結果（ｖγ*＋ＫP・（ｉγ*−ｉγ））及び（ｖδ*＋ＫP・（ｉδ*−ｉδ））をＬＰＦ１２２ａ及び１３２ａに出力する。便宜上、（ｖγ*＋ＫP・（ｉγ*−ｉγ））＝ｖγ3*且つ（ｖδ*＋ＫP・（ｉδ*−ｉδ））＝ｖδ3*であるとし、値ｖγ3*及びｖδ3*を信号値として有する信号を中間信号という。
【０１０８】
ＬＰＦ１２２ａ及び１３２ａは、夫々、自身の入力信号である中間信号ｖγ3*及びｖδ3*に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後の信号を候補信号ｖγ2*及びｖδ2*として出力する。ＬＰＦ１２２ａ及び１３２ａにおける入出力信号間の伝達関数は、ＬＰＦ１２２及び１３２におけるそれらと同じである。候補信号ｖγ2*及びｖδ2*は、リミット部１４０に送られる。リミット部１４０の機能は、電圧指令演算部１１５及び１１５ａ間で同じである。即ち、ｖγ*［ｎ］及び（ｉγ*−ｉγ）［ｎ］からｖγ3*［ｎ］が算出され、ｖγ3*［ｎ］を含む中間信号ｖγ3*の高域周波数成分を低減することでｖγ2*［ｎ］が得られる（当然、ｖγ2*［ｎ］の生成には、ｖγ3*［ｎ］だけでなく、ｖγ3*［ｎ−１］等も関与する）。同様にして、ｖδ2*［ｎ］も得られる。そして、ｖγ2*［ｎ］及びｖδ2*［ｎ］に所定の制限を課すことでｖγ*［ｎ＋１］及びｖδ*［ｎ＋１］が生成される。
【０１０９】
第ｎ番目の離散化周期を基準にして考えた場合、ｖγ*［ｎ＋１］は更新後のγ軸電圧指令信号に対応し、更新前のγ軸電圧指令信号は、ｖγ*［ｎ＋１］以前のγ軸電圧指令信号（即ち、ｖγ*［ｎ］、又は、ｖγ*［ｎ−ｉ］〜ｖγ*［ｎ］）に対応する（ｉは自然数）。δ軸成分についても同様である。
【０１１０】
図１４の電圧指令演算部１１５では、更新前の電圧指令信号をＬＰＦ１２２及び１３２に通して得た信号を、電流の差分情報（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）を用いて修正することにより、候補信号（ｖγ2*、ｖδ2*）を生成する。一方、図１５の電圧指令演算部１１５ａでは、更新前の電圧指令信号を上記差分情報を用いて修正してからＬＰＦ１２２ａ及び１３２ａに通すことにより、候補信号（ｖγ2*、ｖδ2*）を生成する。電圧指令演算部１１５又は１１５ａにおいて、リミット部１４０は、候補信号の信号値（即ち、候補値ｖγ2*及びｖδ2*）に所定の制限を課すことで更新後の電圧指令信号を生成する。
【０１１１】
図１４の電圧指令演算部１１５では、乗算部１２１及び１３１、ＬＰＦ１２２及び１３２並びに加算部１２３及び１３３を含む部位が候補信号生成部として機能する一方、図１５の電圧指令演算部１１５ａでは、乗算部１２１及び１３１、ＬＰＦ１２２ａ及び１３２ａ並びに加算部１２３ａ及び１３３ａを含む部位が候補信号生成部として機能する。
【０１１２】
本実施形態では、ＰＩ制御器を用いることなく電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）を生成しているため、電圧指令演算部におけるワインドアップ対策が不要となり、処理が簡素化される。
【０１１３】
＜＜第３実施形態＞＞
本発明に係る第３実施形態を説明する。第１実施形態で述べたＰＩ制御部を用いない方法は、ｉγ*以外の指令値等の生成にも利用可能である。第３実施形態では、この方法を、δ軸電流指令信号の生成に利用する。
【０１１４】
図１６は、第３実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図１６のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３Cと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３Cは、符号１２、１３、２１４、１５及び１６にて参照される各部位を含んで構成される。図１６のモータ制御装置３Cにおける座標変換部１２及び１６、位置速度推定部１３並びに電圧指令演算部１５は、第１実施形態に係るそれらと同じものである（図３参照）。モータ制御装置３Cにおける電圧指令演算部１５として、第２実施形態にて述べた電圧指令演算部１１５又は１１５ａを用いることも可能である（図１４又は図１５参照）。第３実施形態においても、第１実施形態と同様、軸誤差Δθがゼロになるように回転子位置θe及び回転速度ωeが推定されるものとする。
【０１１５】
電流指令演算部２１４は、速度偏差（ω*−ωe）を算出し、速度偏差（ω*−ωe）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ*を算出して出力する。更に、電流指令演算部２１４は、必要に応じてｉδ*等を利用しつつ、所望のベクトル制御（最大トルク制御や弱め磁束制御）を実現するためのγ軸電流指令値ｉγ*を算出する。電流指令演算部２１４に、図５のｉγ*更新部２０又は図９のｉγ*更新部２０ａを設け、ｉγ*更新部２０又は２０ａを用いてｉγ*を算出するようにしても良い。電流指令演算部２１４にて算出されたｉγ*及びｉδ*は、電圧指令演算部１５に供給される。
【０１１６】
電流指令演算部２１４は、ＰＩ制御を用いない方法によってｉδ*を算出する。図１７に、電流指令演算部２１４に設けられるｉδ*更新部２２０の内部ブロック図を示す。ｉδ*更新部２２０は、乗算部２２１、ＬＰＦ２２２、加算部２２３及びリミット部２２４から形成される。ｉδ*更新部２２０は、自身が出力するｉδ*を所定の更新周期にて更新する。
【０１１７】
モータ制御装置３Cでは回転速度ωeをｉγ等に基づく推定処理によって導出しているが、回転速度ωeをセンサ（不図示）を用いて検出することも可能である（後述の第５実施形態も参照）。モータ１の回転速度における目標値と検出値又は推定値との差分情報である（ω*−ωe）が乗算部２２１に入力される。乗算部２２１は、（ω*−ωe）に所定の比例ゲインＫPを乗じて得た値ＫP・（ω*−ωe）を出力する。
【０１１８】
ＬＰＦ２２２には、リミット部２２４から出力される最新のｉδ*が次々と入力される。リミット部２２４が出力するｉδ*は、電流指令演算部２１４が出力するｉδ*と同じものである。指令値ｉδ*を信号値として有するδ軸電流指令信号は様々な周波数成分を有する。ＬＰＦ２２２は、自身の入力信号であるδ軸電流指令信号に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後のδ軸電流指令信号を出力する。ＬＰＦ２２２における入出力信号間の伝達関数は、図５のＬＰＦ２３のそれと同じである。ＬＰＦ２２２の出力信号の値、即ち、ＬＰＦ２２２によって高域周波数成分が低減された後のδ軸電流指令信号の値を、便宜上、ｉδ1*にて表す。
【０１１９】
加算部２２３は、ＬＰＦ２２２の出力信号値ｉδ1*に乗算部２２１の出力信号値ＫP・（ω*−ωe）を加えることで得た値（ｉδ1*＋ＫP・（ω*−ωe））を候補値ｉδ2*として出力する。候補値ｉδ2*も、ｉδ*等と同様、所定の更新周期にて順次更新される。
【０１２０】
第ｎ番目の離散化期間におけるｉδ1*及び（ω*−ωe）に基づく第ｎ番目の離散化期間における候補値ｉδ2*は、第（ｎ＋１）番目の離散化期間におけるｉδ*の候補として取り扱われる。即ち、ｉδ1*［ｎ］及び（ω*−ωe）［ｎ］に基づく候補値ｉδ2*［ｎ］は、ｉδ*［ｎ＋１］の候補として取り扱われる。従って、候補値ｉδ2*を信号値として有する信号は、δ軸電流指令信号の候補としての候補信号と呼ぶことができる。
【０１２１】
リミット部２２４は、ｉδ2*に対して所定の制限を課すことで次回のｉδ*を決定する。この制限は、ｉδ*が所定のリミット値ｉδL*を超えないという制限である。リミット値ｉδL*（第ｎ番目の離散化期間においては、ｉδL*［ｎ］）を、モータ１等の特性に応じた一定値とすることができる。例えば、リミット値ｉδL*［ｎ］と候補値ｉδ2*［ｎ］を比較し、不等式「ｉδL*［ｎ］≧ｉδ2*［ｎ］」が成立するならば候補値ｉδ2*［ｎ］をｉδ*［ｎ＋１］として出力する一方、不等式「ｉδL*［ｎ］＜ｉδ2*［ｎ］」が成立するならばリミット値ｉδL*［ｎ］をｉδ*［ｎ＋１］として出力する。これにより、δ軸電流指令値ｉδ*は常にリミット値ｉδL*以下に制限される。
【０１２２】
［ＬＰＦの配置位置の変形例］
図１７のｉδ*更新部２２０では、δ軸電流指令信号をＬＰＦ２２２に通すことで得た信号ｉδ1*に、回転速度の差分情報（ω*−ωe）に応じた値を加えることでδ軸電流指令信号を修正する。修正後の信号値はｉδ2*であり、該修正は（ω*−ωe）がゼロになるまで加わる。
【０１２３】
このように、図１７のｉδ*更新部２２０では、回転速度の差分情報による修正の前にローパスフィルタ処理が成されているが、該修正の後にローパスフィルタ処理を行うようにしても良い。即ち、図１７のｉδ*更新部２２０の代わりに図１８のｉδ*更新部２２０ａを図１６の電流指令演算部２１４に設け、ｉδ*更新部２２０ａを用いてｉδ*を生成するようにしても良い。図１８は、ｉδ*更新部２２０ａのブロック図である。
【０１２４】
ｉδ*更新部２２０ａは、乗算部２２１、ＬＰＦ２２２ａ、加算部２２３ａ及びリミット部２２４から形成される。ｉδ*更新部２２０ａにおいて、乗算部２２１は、上述した方法に従って値ＫP・（ω*−ωe）を算出及び出力する。加算部２２３ａは、リミット部２２４から出力されるｉδ*に乗算部２２１の出力値を加算し、その加算結果（ｉδ*＋ＫP・（ω*−ωe））をＬＰＦ２２２ａに出力する。便宜上、（ｉδ*＋ＫP・（ω*−ωe））＝ｉδ3*であるとし、値ｉδ3*を信号値として有する信号を中間信号という。
【０１２５】
ＬＰＦ２２２ａは、自身の入力信号である中間信号ｉδ3*に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後の信号を候補信号ｉδ2*として出力する。ＬＰＦ２２２ａにおける入出力信号間の伝達関数は、ＬＰＦ２２２におけるそれと同じである。候補信号ｉδ2*は、リミット部２２４に送られる。リミット部２２４の機能は、ｉδ*更新部２２０及び２２０ａ間で同じである。即ち、ｉδ*［ｎ］及び（ω*−ωe）［ｎ］からｉδ3*［ｎ］が算出され、ｉδ3*［ｎ］を含む中間信号ｉδ3*の高域周波数成分を低減することでｉδ2*［ｎ］が得られる（当然、ｉδ2*［ｎ］の生成には、ｉδ3*［ｎ］だけでなく、ｉδ3*［ｎ−１］等も関与する）。そして、ｉδ2*［ｎ］に所定の制限を課すことでｉδ*［ｎ＋１］が生成される。
【０１２６】
第ｎ番目の離散化周期を基準にして考えた場合、ｉδ*［ｎ＋１］は更新後のδ軸電流指令信号に対応し、更新前のδ軸電流指令信号は、ｉδ*［ｎ＋１］以前のδ軸電流指令信号（即ち、ｉδ*［ｎ］、又は、ｉδ*［ｎ−ｉ］〜ｉδ*［ｎ］）に対応する（ｉは自然数）。
【０１２７】
図１７のｉδ*更新部２２０では、更新前のδ軸電流指令信号をＬＰＦ２２２に通して得た信号を、回転速度の差分情報（ω*−ωe）を用いて修正することにより、候補信号ｉδ2*を生成する。一方、図１８のｉδ*更新部２２０ａでは、更新前のδ軸電流指令信号を上記差分情報を用いて修正してからＬＰＦ２２２ａに通すことにより、候補信号ｉδ2*を生成する。ｉδ*更新部２２０又は２２０ａにおいて、リミット部２２４は、候補信号の信号値（即ち、候補値ｉδ2*）に所定の制限を課すことで更新後のδ軸電流指令信号を生成する。
【０１２８】
図１７のｉδ*更新部２２０では、乗算部２２１、ＬＰＦ２２２及び加算部２２３を含む部位が候補信号生成部として機能する一方、図１８のｉδ*更新部２２０ａでは、乗算部２２１、ＬＰＦ２２２ａ及び加算部２２３ａを含む部位が候補信号生成部として機能する。
【０１２９】
［トルク指令について］
尚、上述の説明では、図１７及び図１８に示される各部位が電流情報を出力しているが、図１７及び図１８に示される各部位にトルク情報を出力させるようにしても良い。即ち、図１７のリミット部２２４からトルク指令値ｔｒｑ*を出力させ、これに伴ってＬＰＦ２２２及び加算部２２３から夫々ｔｒｑ1*及びｔｒｑ2*を出力させるようにしても良い。同様に、図１８のリミット部２２４からトルク指令値ｔｒｑ*を出力させ、これに伴ってＬＰＦ２２２ａ及び加算部２２３ａから夫々ｔｒｑ2*及びｔｒｑ3*を出力させるようにしても良い。図１７及び図１８に示される各部位にトルク情報を出力させる場合の動作は、図１７及び図１８に示される各部位に電流情報を出力させる場合のそれと同様である（前者と後者間で、出力情報の次元が異なるだけである）。
【０１３０】
ｔｒｑ*は（ｉδ*×ＫT）であり、ｔｒｑ1*、ｔｒｑ2*及びｔｒｑ3*は、夫々、（ｉδ1*×ＫT）、（ｉδ2*×ＫT）及び（ｉδ3*×ＫT）である。ＫTは、モータ１のトルク定数である。リミット部２２４からトルク指令値ｔｒｑ*が出力される場合、そのトルク指令値ｔｒｑ*をトルク定数ＫTにて割ることによりｉδ*が求まる。トルク指令値ｔｒｑ*は、モータ１の発生トルクの目標値を表す。トルク指令値ｔｒｑ*を信号値として有する信号を、トルク指令信号と呼ぶことができる。
【０１３１】
本実施形態では、ＰＩ制御器を用いることなくδ軸電流指令信号又はトルク指令信号を生成しているため、それらを生成する部位におけるワインドアップ対策が不要となり、処理が簡素化される。
【０１３２】
＜＜第４実施形態＞＞
本発明に係る第４実施形態を説明する。第１実施形態で述べたＰＩ制御部を用いない方法は、ｉγ*以外の指令値等の生成にも利用可能である。第４実施形態では、この方法を、推定回転速度ωeの生成に利用する。
【０１３３】
図１９は、第４実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図１９のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３Dと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３Dは、符号１２、３１３、２１４、１５及び１６にて参照される各部位を含んで構成される。図１９のモータ制御装置３Dにおける座標変換部１２及び１６並びに電圧指令演算部１５は、第１実施形態に係るそれらと同じものである（図３参照）。図１９のモータ制御装置３Dにおける電流指令演算部２１４は、第３実施形態に係るそれと同じものである（図１６参照）。但し、モータ制御装置３Dにおける電圧指令演算部１５として、第２実施形態にて述べた電圧指令演算部１１５又は１１５ａを用いることも可能であるし（図１４又は図１５参照）、モータ制御装置３Dにおける電流指令演算部２１４として、第１又は第２実施形態にて述べた電流指令演算部１４又は１１４を用いることも可能である（図３又は図１３参照）。
【０１３４】
第４実施形態においても、第１実施形態と同様、軸誤差Δθがゼロになるように回転子位置θe及び回転速度ωeが推定されるものとする。位置速度推定部３１３は、ＰＩ制御を用いない方法によってθe及びωeを算出する。図２０に、位置速度推定部３１３に設けられるωe更新部３２０の内部ブロック図を示す。ωe更新部３２０は、乗算部３２１、ＬＰＦ３２２、加算部３２３及びリミット部３２４から形成される。ωe更新部３２０は、自身が出力するωeを所定の更新周期にて更新する。
【０１３５】
乗算部３２１には、ｄ軸とｄ軸の推定軸であるγ軸との軸誤差Δθが入力される（図２（ａ）参照）。位置速度推定部３１３は、公知の任意の方法によって軸誤差Δθを推定可能である。例えば、ｉγ、ｉδ、ｖγ*及びｖδ*の内の全部又は一部に基づいて軸誤差Δθを推定することができる。乗算部３２１は、Δθに所定の比例ゲインＫPを乗じて得た値ＫP・Δθを出力する。
【０１３６】
ＬＰＦ３２２には、リミット部３２４から出力される最新のωeが次々と入力される。リミット部３２４が出力するωeは、位置速度推定部３１３が出力するωeと同じものである。推定回転速度ωeを信号値として有する回転速度信号としての推定速度信号は、様々な周波数成分を有する。ＬＰＦ３２２は、自身の入力信号である推定速度信号に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後の推定速度信号を出力する。ＬＰＦ３２２における入出力信号間の伝達関数は、図５のＬＰＦ２３のそれと同じである。ＬＰＦ３２２の出力信号の値、即ち、ＬＰＦ３２２によって高域周波数成分が低減された後の推定速度信号の値を、便宜上、ωe1にて表す。
【０１３７】
加算部３２３は、ＬＰＦ３２２の出力信号値ωe1に乗算部３２１の出力信号値ＫP・Δθを加えることで得た値（ωe1＋ＫP・Δθ）を候補値ωe2として出力する。候補値ωe2も、ωe等と同様、所定の更新周期にて順次更新される。
【０１３８】
第ｎ番目の離散化期間におけるωe1及びΔθに基づく第ｎ番目の離散化期間における候補値ωe2は、第（ｎ＋１）番目の離散化期間におけるωeの候補として取り扱われる。即ち、ωe1［ｎ］及びΔθ［ｎ］に基づく候補値ωe2［ｎ］は、ωe［ｎ＋１］の候補として取り扱われる。従って、候補値ωe2を信号値として有する信号は、推定速度信号の候補としての候補信号と呼ぶことができる。
【０１３９】
リミット部３２４は、ωe2に対して所定の制限を課すことで次回のωeを決定する。この制限は、ωeが所定のリミット値ωeLを超えないという制限である。リミット値ωeL（第ｎ番目の離散化期間においては、ωeL［ｎ］）を、モータ１等の特性に応じた一定値とすることができる。例えば、リミット値ωeL［ｎ］と候補値ωe2［ｎ］を比較し、不等式「ωeL［ｎ］≧ωe2［ｎ］」が成立するならば候補値ωe2［ｎ］をωe［ｎ＋１］として出力する一方、不等式「ωeL［ｎ］＜ωe2［ｎ］」が成立するならばリミット値ωeL［ｎ］をωe［ｎ＋１］として出力する。これにより、推定回転速度ωeの値は常にリミット値ωeL以下に制限される（換言すれば、推定回転速度ωeは常にωeLによって表されるリミット速度以下に制限される）。θeは、リミット部３２４から出力されるωeを積分することによって導出される。
【０１４０】
［ＬＰＦの配置位置の変形例］
図２０のωe更新部３２０では、推定速度信号をＬＰＦ３２２に通すことで得た信号ωe1に、軸誤差Δθに応じた値を加えることで推定速度信号を修正する。修正後の信号値はωe2であり、該修正はΔθがゼロになるまで加わる。
【０１４１】
このように、図２０のωe更新部３２０では、軸誤差Δθに基づく修正の前にローパスフィルタ処理が成されているが、該修正の後にローパスフィルタ処理を行うようにしても良い。即ち、図２０のωe更新部３２０の代わりに図２１のωe更新部３２０ａを図１９の位置速度推定部３１３に設け、ωe更新部３２０ａを用いてωeを生成するようにしても良い。図２１は、ωe更新部３２０ａのブロック図である。
【０１４２】
ωe更新部３２０ａは、乗算部３２１、ＬＰＦ３２２ａ、加算部３２３ａ及びリミット部３２４から形成される。ωe更新部３２０ａにおいて、乗算部３２１は、上述した方法に従って値ＫP・Δθを算出及び出力する。加算部３２３ａは、リミット部３２４から出力されるωeに乗算部３２１の出力値を加算し、その加算結果（ωe＋ＫP・Δθ）をＬＰＦ３２２ａに出力する。便宜上、（ωe＋ＫP・Δθ）＝ωe3であるとし、ωe3を信号値として有する信号を中間信号という。
【０１４３】
ＬＰＦ３２２ａは、自身の入力信号である中間信号ωe3に含まれる所定の高域周波数成分を低減し、この低減後の信号を候補信号ωe2として出力する。ＬＰＦ３２２ａにおける入出力信号間の伝達関数は、ＬＰＦ３２２におけるそれと同じである。候補信号ωe2は、リミット部３２４に送られる。リミット部３２４の機能は、ωe更新部３２０及び３２０ａ間で同じである。即ち、ωe［ｎ］及びΔθ［ｎ］からωe3［ｎ］が算出され、ωe3［ｎ］を含む中間信号ωe3の高域周波数成分を低減することでωe2［ｎ］が得られる（当然、ωe2［ｎ］の生成には、ωe3［ｎ］だけでなく、ωe3［ｎ−１］等も関与する）。そして、ωe2［ｎ］に所定の制限を課すことでωe［ｎ＋１］が生成される。
【０１４４】
第ｎ番目の離散化周期を基準にして考えた場合、ωe［ｎ＋１］は更新後の推定速度信号に対応し、更新前の推定速度信号は、ωe［ｎ＋１］以前の推定速度信号（即ち、ωe［ｎ］、又は、ωe［ｎ−ｉ］〜ωe［ｎ］）に対応する（ｉは自然数）。
【０１４５】
図２０のωe更新部３２０では、更新前の推定速度信号をＬＰＦ３２２に通して得た信号を、軸誤差Δθを用いて修正することにより、候補信号ωe2を生成する。一方、図２１のｉδ*更新部３２０ａでは、更新前の推定速度信号を軸誤差Δθを用いて修正してからＬＰＦ３２２ａに通すことにより、候補信号ωe2を生成する。ωe更新部３２０又は３２０ａにおいて、リミット部３２４は、候補信号の信号値（即ち、候補値ωe2）に所定の制限を課すことで更新後の推定速度信号を生成する。
【０１４６】
図２０のωe更新部３２０では、乗算部３２１、ＬＰＦ３２２及び加算部３２３を含む部位が候補信号生成部として機能する一方、図２１のωe更新部３２０ａでは、乗算部３２１、ＬＰＦ３２２ａ及び加算部３２３ａを含む部位が候補信号生成部として機能する。
【０１４７】
本実施形態では、ＰＩ制御器を用いることなく推定速度信号を生成しているため、それを生成する部位におけるワインドアップ対策が不要となり、処理が簡素化される。
【０１４８】
＜＜第５実施形態＞＞
第１〜第３実施形態に係るモータ駆動システムは、位置センサを用いない位置センサレスベクトル制御を行っている。しかしながら、第１〜第３実施形態に記載された技術は、位置センサを設けた場合にも有益である。位置センサを設けたモータ駆動システムを本発明の第５実施形態とする。第１〜第３実施形態に記載した事項は、矛盾なき限り、第５実施形態にも適用可能である。
【０１４９】
説明の具体化のため、第１実施形態に係る図３のモータ駆動システムに位置センサ及び位置検出部を追加した構成を説明する。この構成を有するモータ駆動システムのブロック図を図２２に示す。図２２のモータ駆動システムは、θeとωeが位置センサの出力信号に基づいて導出される点及びそれに伴って位置速度推定部１３が不要となる点を除いて、図３のモータ駆動システムと同様である。
【０１５０】
位置センサ４１１は、例えばホール素子またはレゾルバから成り、モータ１の永久磁石１ａの磁極位置を特定するための信号（即ち、角度θを特定するための信号）を出力する。位置検出部４１２は、位置センサ４１１の出力信号に基づき、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の位相を検出する。検出された位相（回転子位置）がθeとして取り扱われる。位置検出部４１２によって検出された回転子位置θeは、理想的には図２（ａ）のθと完全に一致し、それは座標変換部１２及び１６に与えられる。また、θeを微分部４１３にて微分することによってωeが得られ、ωeは電流指令演算部１４に与えられる。
【０１５１】
第５実施形態のようにモータ駆動システムを構成しても、当然、第１実施形態と同様の効果が得られる。位置センサを用いてθe及びωeを導出する方法を第１実施形態に適用する例を説明したが、同様の方法を第２及び第３実施形態に適用しても良い。即ち、第２及び第３実施形態において、位置センサを用いてθe及びωeを導出するようにしても良い。
【０１５２】
＜＜第６実施形態＞＞
本発明の第６実施形態を説明する。上述の各モータ駆動システムでは、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθをゼロに収束させるベクトル制御、即ち、γ軸をｄ軸に追従させるベクトル制御を実施しているが、代わりにγ軸をｄ軸と異なる軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。例えば、特開２００７−２５９６８６号公報に記載されているようなｄｍ軸を定義し、γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。図２３に、ｄｍ軸とｄ軸等との関係を示す。
【０１５３】
ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。ｑｍ軸とは、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。モータ１に供給されるべき電流ベクトルとは、モータ１に供給されるべき電流をベクトルにて表現したものを指す。
【０１５４】
γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施する場合、例えば、以下のように処理すればよい。
位置センサレスベクトル制御を実行する第１、第２、第３又は第４実施形態のモータ駆動システムにおいて（図３、図１３、図１６又は図１９を参照）、位置速度推定部１３又は３１３が、ｉγ、ｉδ、ｖγ*及びｖδ*の内の全部又は一部を用いてｄｍ軸とγ軸との間の軸誤差Δθmを推定し、ＰＩ制御を用いて又は第４実施形態にて述べた方法を用いて軸誤差Δθmがゼロに収束するように回転子位置θe及び回転速度ωeを推定すれば良い。
また、第５実施形態のモータ駆動システムにおいて（図２２を参照）、位置検出部４１２が、位置センサ４１１の出力信号に基づいてＵ相の電機子巻線固定軸から見たｄｍ軸の位相を検出し、検出した位相をθeとして取り扱うようにすれば良い。
θe及びωeの推定又は検出以外の動作は、上述の各実施形態で述べたものと同様である。
【０１５５】
γ軸をｄｍ軸に追従させればδ軸がｑｍ軸に追従する。上述したように、ｑｍ軸の向きは最大トルク制御を実現する際の電流ベクトルの向きに一致するため、γ軸電流をゼロにすれば最大トルク制御が実現される。従って、本実施形態で述べた方法を第１実施形態に適用する場合、上述のリミット値ｉγL*はゼロにされる（図５等参照）。即ち、リミット値ｉγL*を逐次算出する必要もなく、リミット値ｉγL*をゼロにしておくだけで弱め磁束制御及び最大トルク制御間の切り替えが容易に且つ滑らかに実現される。
【０１５６】
尚、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をｑｍ軸にすることも可能である。
【０１５７】
＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１５８】
［注釈１］
上述の各種の指令値（ｉγ*、ｉδ*、ｖγ*及びｖδ*など）や状態量（ｉγ、ｉδなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、モータ制御装置３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
【０１５９】
［注釈２］
モータ制御装置３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置３を実現する場合、モータ制御装置３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置３を形成することも可能である。
【０１６０】
［注釈３］
γ軸電流ｉγを流せばモータ１に界磁磁束が発生する。負のγ軸電流ｉγによる界磁磁束は、モータ１の永久磁石１ａのよる界磁磁束を弱める方向に働く。このように、γ軸電流ｉγは界磁磁束を発生させるための電流であるため、それを界磁電流と呼ぶこともできる。γ軸電流指令値ｉγ*は、モータ１の界磁磁束に関与する界磁電流成分への指令値であるため、それを界磁電流指令値と呼ぶこともでき、γ軸電流指令値ｉγ*を信号値として有する信号を界磁電流指令信号と呼ぶこともできる。
【０１６１】
一方、δ軸電流ｉδはモータ１にトルクを発生させるための電流であるため、それをトルク電流と呼ぶこともできる。δ軸電流指令値ｉδ*は、モータ１のトルクに関与するトルク電流成分への指令値であるため、それをトルク電流指令値と呼ぶこともでき、δ軸電流指令値ｉδ*を信号値として有する信号をトルク電流指令信号と呼ぶこともできる。
【０１６２】
電圧指令演算部１５又は１１５は、電圧指令信号（ｖγ*、ｖδ*）を生成する電圧指令部として機能する。電流指令演算部１４、１１４又は２１４は、電流指令信号（ｉγ*、ｉδ*）を生成する電圧指令部として機能する。特に、図１６の電流指令演算部１１４（或いは図１７又は図１８に示されるｉδ*更新部２２０又は２２０ａ）は、トルク電流指令信号又はトルク指令信号を生成する指令部としての機能を備える。
【０１６３】
［注釈４］
本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適であり、上述のモータ制御装置３又はモータ駆動システムを、モータを用いるあらゆる電気機器に搭載することができる。該電気機器には、例えば、電動車両（電動自動車、電動バイク、電動自転車など）、空気調和機、洗濯機及び圧縮機（冷蔵庫用圧縮機など）が含まれ、それらはモータの回転によって駆動する。
【０１６４】
［注釈５］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（１ａ）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、電子出願ソフトの機能上、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。
【０１６５】
【数６】
2011004506.tif 000008
【符号の説明】
【０１６６】
１  モータ
２  インバータ
３、３A、３B、３C、３D  モータ制御装置
１１  相電流センサ
１２、１６  座標変換部
１３、３１３  位置速度推定部
１４、１１４、２１４  電流指令演算部
１５、１１５  電圧指令演算部
２０、２０ａ  ｉγ*更新部
２１  外乱磁束推定部
２２  乗算部
２３、２３ａ  ＬＰＦ
２４、２４ａ  乗算部
２５  リミット部
【図１】
2011004506.tif 000009
【図２】
2011004506.tif 000010
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2011004506.tif 000016
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
2011004506.tif 000029
【図２２】
2011004506.tif 000030
【図２３】
2011004506.tif 000031
【図２４】
2011004506.tif 000032
【図２５】
2011004506.tif 000033
【図２６】
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