(57)【要約】【課題】電源電圧が変わっても音圧を一定にし、しかも発熱も抑えたことを特長とした警報機の警報音発生回路を提供する。【解決手段】警報音発生回路は、電源電圧を所定の基準電圧と比較する電源電圧比較手段３と、警報音の電気信号として使用するパルスを発生するパルス信号発生手段２と、前記電源電圧比較手段３により基準電圧と比較した電源電圧の高低に応じてパルス幅を制御するためのパルス幅制御手段４と、パルス幅制御手段４により制御されたパルスによりスピーカ５に流れる電流をスイッチングさせるスイッチング手段Ｑ１とを備え、電源電圧が高いときはパルス幅制御手段４によりパルス幅を狭くし、また電源電圧が低いときはパルス幅制御手段によりパルス幅を広くして、電源電圧が変わっても一定の音量が得られるようにしたことを特徴とする。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧を所定の基準電圧と比較する電源電圧比較手段と、警報音の電気信号として使用するパルスを発生するパルス信号発生手段と、前記電源電圧比較手段により基準電圧と比較した電源電圧の高低に応じてパルス幅を制御するためのパルス幅制御手段と、パルス幅制御手段により制御されたパルスによりスピーカに流れる電流をスイッチングさせるスイッチング手段とを備え、電源電圧が高いときはパルス幅制御手段によりパルス幅を狭くし、また電源電圧が低いときはパルス幅制御手段によりパルス幅を広くして、電源電圧が変わっても一定の音量が得られるようにしたことを特徴とする警報音発生回路。
【請求項２】
前記パルス信号発生手段とパルス幅制御手段は、マイコンにより構成された請求項１に記載の警報音発生回路。
【請求項３】
前記パルス幅制御手段は、電源電圧に応じてパルスのデューティを制御するパルス幅変調回路により構成された請求項１に記載の警報音発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、警報音を発音する警報機において、警報信号を発生しスピーカを駆動するための警報音発生回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、警報音の発生には音声周波数帯域の周波数を変化させたり、断続させたりした電気信号により警報信号を作り出し、スピーカを駆動させている。警報機は屋外で使用することもあるため、防水構造となっており密閉された筐体に回路が収納されている。この密閉構造により内部に熱がこもるため、スピーカを駆動する回路は出来るだけ発熱を抑えることが要求される。このため警報信号はパルス信号を用い、スピーカ駆動用トランジスタをパルス信号によりスイッチングさせることで、トランジスタの発熱を抑えている（例えば特許文献１等参照）。
【０００３】
この様な駆動方式は、例えばパルス発生回路などにより発生したパルス信号により電源電圧をトランジスタでスイッチングし、スピーカを電源電圧で直接駆動している。
【０００４】
スピーカの駆動は電源側に接続されたスピーカと直列に接続されたトランジスタでスイッチングしており、このためトランジスタで消費される電力損失は非常に少なく、発熱を抑えることが出来る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−３１５０８６号公報
【特許文献２】特許第４２３９６７８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、スピーカを電源電圧でスイッチング駆動しているため、電源電圧が変わればパルスの電圧値が変わりそれに応じてスピーカに加わる電力も変わる。このためスピーカから出力される音量は、電源電圧が変わるたびに変わるという問題がある。
【０００７】
前述のようにスピーカを駆動するトランジスタを電源電圧でスイッチングさせると発熱を抑えることが出来るが、電源電圧が変わるとパルス電圧も変わりスピーカから発音される音量が変わることになる。警報機には電源電圧がＤＣ１２ＶやＤＣ２４ＶあるいはＤＣ４８Ｖなどの車載用途や工場の設備としての用途など、用途により電源電圧が異なる。
【０００８】
従って同一仕様の警報機で異なる電源電圧に対応すると電源電圧により音量が異なってしまうという問題がある。このため、製造側は、警報機をＤＣ１２Ｖ専用、ＤＣ２４Ｖ専用およびＤＣ４８Ｖ専用などの機種を用意しなければならず、製品の種類が増えるという問題がある。また、音量を一定に保つために定電圧回路を設けて一定電圧を供給することも考えられるが、この場合、定電圧回路のパワーロス分により熱を発生させ、密閉筐体に回路を納めている場合、温度上昇が問題となる。
【０００９】
そこで、本発明は、電源電圧が変わっても音圧を一定にし、しかも発熱も抑えたことを特長とした警報機の警報音発生回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、以上の課題を解決するため、以下の手段を構成することとした。
【００１１】
すなわち、本発明に係る警報音発生回路は、電源電圧を所定の基準電圧と比較する電源電圧比較手段と、警報音の電気信号として使用するパルスを発生するパルス信号発生手段と、前記電源電圧比較手段により基準電圧と比較した電源電圧の高低に応じてパルス幅を制御するためのパルス幅制御手段と、パルス幅制御手段により制御されたパルスによりスピーカに流れる電流をスイッチングさせるスイッチング手段とを備え、電源電圧が高いときはパルス幅制御手段によりパルス幅を狭くし、また電源電圧が低いときはパルス幅制御手段によりパルス幅を広くして、電源電圧が変わっても一定の音量が得られるようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、使用する電源電圧を変えても音量が一定で、なおかつ発熱を抑えてスピーカを駆動できるので、密閉構造の警報機に有利であり、また各種の電圧に対し同一仕様で製品を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図1は警報機における従来の方法を説明するためのスピーカ駆動回路を示す。
【図２】図２は警報機における本発明を説明するためのスピーカ駆動回路を示す。
【図３】図３は電源電圧の変化に対しスピーカの音圧が一定であることを説明するためのパルス信号波形を示す。
【図４】図４は本発明の一実施例であるマイコンを用いたスピーカ駆動回路を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明を実施するための形態について説明する。
【００１５】
図２において、２はスピーカより発音させるための警報信号の基となるパルス信号発生回路である。パルス信号発生回路２で作成されたパルス信号は、４のパルス幅制御回路で所望のパルス幅に波形整形される。
【００１６】
パルス幅制御回路４で制御されるパルス幅は、３の電源電圧比較回路によって内部の基準電圧と電源電圧を比較し、比較した結果、基準電圧よりも電源電圧が高いときは電源電圧比較回路からパルス幅制御回路へパルス幅を狭くするように制御信号が伝達される。
【００１７】
また、電源電圧が電源電圧比較回路の内部基準電圧よりも低い時は、パルス幅制御回路へパルス幅を広くするように制御信号が伝達される。このように電源電圧に応じた制御信号がパルス幅制御回路に伝達され、この制御信号によりパルス幅が制御され、制御されたパルスによりスピーカ駆動用トランジスタＱ１をスイッチングさせスピーカ５を駆動する。
【００１８】
ここでスピーカ５と並列に接続されているダイオードＤ１は、スピーカ５をパルス駆動した場合に発生する逆起電力によりトランジスタＱ１の破壊を防ぐための逆起電力吸収ダイオードである。
【００１９】
スピーカ５から出力される音量は、スピーカ５を駆動するパルス波形の面積（パルス幅×パルス高さ）に比例するものとされている（特許文献２、９ページ参照）。
【００２０】
ここで一例として電源電圧が低い場合を１２Ｖ、高い場合を２４Ｖとし、それぞれの場合の動作を図１、図２、図３と共に説明をする。
【００２１】
まず電源電圧が１２Ｖの場合を説明する。従来の装置の場合、図１のパルス信号発生回路２で作成された警報音信号を図３(a)とすると、スピーカ５を駆動するトランジスタＱ１のベースに図３(a)のパルス波形が加えられる。このパルスがＨｉｇｈの期間をＴ１とするとＴ１の期間はトランジスタＱ１がＯＮ状態となり電源より電流がスピーカ５を介し、トランジスタＱ１のコレクタよりエミッタへと流れる。
【００２２】
この時のトランジスタＱ１のコレクタ電圧は、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間飽和電圧(VCEsat)を略０Ｖとすれば、図３(b)の如くＴ１の期間は略０Ｖとなる。次に図３(a)のパルスがＬｏｗの期間Ｔ２では、図１のトランジスタＱ１がＯＦＦとなり、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は電源電圧の１２Ｖまで上昇する。この結果、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は図３(b)となる。
【００２３】
次に電源電圧が２４Ｖの場合を説明する。電源電圧が１２Ｖと同様に、トランジスタＱ１のベースには図３(a)のパルスが加えられ、期間T1では図１のトランジスタＱ１がＯＮとなり、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は図３(c)の如く０Ｖとなる。一方、図３(a)のパルスが期間Ｔ２では、トランジスタＱ１がＯＦＦとなり、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は２４Ｖに達し、図３(c)の波形となる。
【００２４】
ここでスピーカ５から出力される音量は、図３でスピーカ５に電流が流れている期間であるトランジスタＱ１のON期間のパルス波形の面積（網掛け部分）に比例する。図３(b)と図３(c)を比べると電源電圧１２Ｖでは面積Ｓ１がＴ１×１２であり、２４Ｖでは面積Ｓ２がＴ１×２４となり電源電圧２４Ｖでは電源電圧１２Ｖの２倍となる。この結果、スピーカ５から出力される音量は、電源電圧２４Ｖの場合は１２Ｖの２倍の音量となり電源電圧の値により音量が大きく変わることになる。
【００２５】
本発明は以上の問題を解決するために電源電圧が変わった場合、パルスのデューティを変えることによりスピーカ５を駆動するトランジスタＱ１のＯＮ期間を変化させ、パルス波形の面積を一定にしてスピーカ５から出力される音量を一定にするものである。
【００２６】
ここで、トランジスタＱ１のON期間を変化させる場合、Ｑ１のＯＮ期間のパルス幅のみを変化させ、ＯＮ期間とＯＦＦ期間の比率は一定でデューティを変化するよう制御されるため、パルスの周期は一定である。従ってパルス周波数は一定であるから、スピーカから発音される音程は一定である。
【００２７】
以下、本発明の一実施例について図２、図３とともに詳細に説明する。
【００２８】
電源電圧１が低い時（例えば１２Ｖ）、電源電圧比較回路３が内部基準電圧と比較して電源電圧が低いことを検出するとパルス幅制御回路４に制御信号を伝達し、パルス幅制御回路４がパルス信号発生回路２で作成されたパルスの幅を、後述する電源電圧が高い場合のパルス幅よりも広く（長く）するように制御する。
【００２９】
ここで、パルス幅とは、所定の周期において、電圧がトランジスタＱ１のベースに印可されている期間（時間）をいう。この結果、幅の広いパルス信号である図３(d)がトランジスタＱ１のベースに印加される。トランジスタＱ１は印加されたパルスによりスイッチング動作を行い、図３(d)のパルスがＨｉｇｈの期間であるＴ３の期間はトランジスタＱ１がON状態である。つまりＴ３の期間では、電源より電流がスピーカ５を通してトランジスタＱ１に流れ込みトランジスタＱ１のコレクタ電圧は０Ｖとなる（図３(e)）。
【００３０】
次に、図３(d)のパルスがＴ４の期間はトランジスタＱ１がＯＦＦとなり、トランジスタＱ１のコレクタ電流はゼロとなり、コレクタ電圧は図３(e)のＴ４の期間のごとく電源電圧の１２Ｖになる。この時のON期間中のパルス波形面積は図３(e)の網掛け部分の面積であるからＴ３×１２となる。
【００３１】
次に、電源電圧が高い場合（例えば２４Ｖ）を考える。電源電圧比較回路３が内部基準電圧より電源電圧が高いことを検出するとパルス幅制御回路４にパルス幅を、電源電圧が低い場合のパルス幅よりも狭く（短く）するよう制御信号が加えられる。これにより図３(f)のパルスがパルス幅制御回路４により作成され、図３(f)のパルスがトランジスタＱ1のベースに印加される。
【００３２】
ここで、図３(f)のパルス幅Ｔ５はＴ３の１／２となるようにパルス幅制御回路により制御される。図(f)のパルスがトランジスタＱ１のベースに加えられると、Ｔ５の期間はＱ１がＯＮとなり、電源より電流がスピーカ５を通してトランジスタＱ１に流れ込み、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は、図３(g)に示すようにＴ５期間において０Ｖとなる。
【００３３】
次に図３(f)のパルスがＴ６の期間でＬｏｗとなるとトランジスタＱ１はＯＦＦとなり、トランジスタＱ１のコレクタ電流はゼロとなる。これにより、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は図３(g)のごとく電源電圧の２４Ｖになる。この時のＯＮ期間中(Ｔ５)のパルス波形面積はＴ５×２４となる。
【００３４】
ここで前述のように、パルス幅がＴ５＝１／２×Ｔ３となるようにパルス幅制御回路４により制御されている。従って、図３(e)および(g)のパルス幅の面積を各々Ｓ３、Ｓ４とすると、
Ｓ３＝Ｔ３×１２
Ｓ４＝Ｔ５×２４      ここでＴ５＝Ｔ３×１／２であるから
Ｓ４＝Ｔ３×１／２×２４
＝Ｔ３×１２
＝Ｓ３
となり、図３(e)と図３(g)の網掛け部分の面積が同じとなる。トランジスタＱ１のＯＮ期間すなわちスピーカ５に電流を流している期間のパルス波形の面積が、電源電圧が１２Ｖの時と２４Ｖの時で同じとなり、スピーカ５から出力される音量が同じとなる。この結果、電源電圧が変わってもスピーカ５からは同じ音量が得られることになる。
【００３５】
また、図３においてパルスの周期は所定の周期に決められており、Ｔ３＋Ｔ４＝Ｔ５＋Ｔ６となるように制御されるため、トランジスタＱ１のＯＮ期間であるＴ３、Ｔ５が変わってもパルス波形の周期は同じである。従ってパルス周波数が同じであるから、電源電圧が高い時でも低い時でもスピーカ５から発音される音程は変わらない。
【００３６】
ここで内部基準電圧は電源電圧と比較されるものであるから、例えば電源電圧を１２Ｖおよび２４Ｖの両方に対応する場合を考えると、基準電圧は１２Ｖと２４Ｖの中間の電圧である１８Ｖ前後が望ましい。本実施形態では、この１８Ｖに限定されず、１２Ｖより大きく２４Ｖ未満の間で基準電圧を適宜設定可能である。
【００３７】
また、比較する電源電圧は、通常抵抗で分圧されて電源電圧比較回路に加えられる場合が多く、この場合は、抵抗で分圧された電圧の範囲内で基準電圧が設定可能である。例えば、電源電圧に第一の抵抗の一端を接続し、他の一端を第二の抵抗の一端に接続し、第二の抵抗の他の一端をアース電位に接続し、第一の抵抗と第二の抵抗の接続点の電圧を基準電圧と比較することが出来る。
【００３８】
一例として、第一の抵抗を１ＭΩとし第二の抵抗を１５０ＫΩとすると、電源電圧×１５０／１１５０が分圧された電圧になる。従って、電源電圧を１２〜２４Vの間で考えると、分圧された電圧は約１．５７Ｖ〜３．１３Ｖとなり、基準電圧は１．５７Ｖ〜３．１３Ｖの範囲で適宜設定できる。
【００３９】
また、電源電圧が４８Ｖでは、電源電圧比較回路に２４Ｖよりも高く４８Ｖよりも低い第二の基準電圧を設け、電源電圧が第二の基準電圧よりも高い場合は図３(g)のパルスのＴ５期間の１／２のパルスを作成するよう電源電圧比較回路よりパルス幅制御回路に制御信号を伝達することにより実現できる。
【００４０】
さらにパルス幅制御手段にPWM変調回路（パルス幅変調回路）を採用し、電源電圧の変化に応じてパルス幅を制御することも出来る。
【００４１】
これらの制御は、周波数が一定でパルス幅のみが変わるようにデューティのみを変化させているため、音質への影響は非常に少ない。
【００４２】
この様に電源電圧1に応じてスピーカ５を駆動するスイッチングパルスのデューティを制御することにより、電源電圧１が変わっても音量を一定に保つことが出来き、発熱を抑えた警報音発生回路を実現する事が出来る。
【００４３】
図４はマイコンを使用した実施例で、パルス発生、パルス幅制御、および電源電圧比較手段をマイコン1個で構成することが出来、電源電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧され、この分圧された電圧と基準電圧７とが比較され、比較された電圧差により音量を一定にするようにデューティが制御されたパルスがマイコン６から出力されるようマイコン６にプログラムされている。
【００４４】
この場合、基準電圧と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧された電圧との電位差によりデューティが決定されるので、基準電圧は一つでよい。この基準電圧はマイコン６の電源電圧（例えば５Ｖ）とすることが出来、この場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧される電圧は、マイコン６の電源電圧より低い電圧に設定される。このマイコン６からの出力パルスはトランジスタＱ２のベースに加えられ、さらにトランジスタＱ２のコレクタに接続されたトランジスタＱ１によりスピーカ５を駆動する。トランジスタＱ１の代わりにＦＥＴを使用しても良い。
【符号の説明】
【００４５】
１…電源電圧、２…パルス信号発生回路（パルス信号発生手段）、３…電源電圧比較回路（電源電圧比較手段）、４…パルス幅制御回路（パルス幅制御手段）、５…スピーカ、Ｄ１…ダイオード、Ｑ１…トランジスタ（スイッチング手段）、Ｑ２…トランジスタ、
６…マイコン、７…基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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