(57)【要約】【課題】過電流を抑制した安定的な電圧遷移動作が可能なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供する。【解決手段】第１及び第２のブリッジ回路Ａ１１、Ａ２の高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子をオンオフ制御することにより、第１のブリッジ回路Ａ１１に接続された平滑コンデンサＣｓ１に蓄えられたエネルギの一部を第１のブリッジ回路Ａ１１を通してＬＣ直列体Ｌｃｒ１に移行させ、さらにＬＣ直列体Ｌｃｒ１から第２のブリッジ回路Ａ２を通して第２のブリッジ回路Ａ２に接続された平滑コンデンサＣｓ２に移行する装置において、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２の電圧を検出するための電圧検出手段３１、３２と、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２の電圧検出値と電圧指令値Ｖｒｅｆに応じて動作モードを判定する動作モード判定手段１００を備え、ゲート信号生成手段１Ａ及び１Ｂが判定された動作モードに基づいて、ゲート信号パターンを変化させるようにする。【選択図】図１
2011004557.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低圧側から高圧側へ直列に接続した複数個の平滑コンデンサと、
上記低圧側の平滑コンデンサの正負端子間に高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第１のブリッジ回路と、
上記高圧側の平滑コンデンサの正負端子間に高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第２のブリッジ回路と、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段を備え、
上記第１のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第１の中間端子と、上記第２のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第２の中間端子との間にエネルギ移行用コンデンサ及びインダクタからなるＬＣ直列体を接続し、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御により、上記第１又は第２のブリッジ回路のうち一方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに蓄えられたエネルギの一部を、上記一方のブリッジ回路を通して上記一方のブリッジ回路に接続された上記ＬＣ直列体に移行させ、さらに上記ＬＣ直列体から上記ＬＣ直列体に接続された上記第１又は第２のブリッジ回路の他方のブリッジ回路を通して上記他方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに移行させるＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
上記平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段と、
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧指令値に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段とを備え、
上記ゲート信号生成手段は、上記判定された動作モードに基づいて、ゲート信号パターンを変化させるようにしたＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項２】
低圧側端子として基準電圧端子を高圧側端子として第１電圧端子を有する第１平滑コンデンサと、低圧側端子として第（ｋ−１）電圧端子を高圧側端子として第ｋ電圧端子を有する第ｋ平滑コンデンサ（ｋ＝２、・・・、ｎ；ｎは２以上の整数）とを直列に接続し、
上記第１平滑コンデンサの正負端子間に高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第１のブリッジ回路をｍ個（ｍは整数、１≦ｍ≦ｎ−１）並列に接続し、
上記第ｋ（ｋ＝２、・・・、ｎ）平滑コンデンサの正負端子間にそれぞれ高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第２のブリッジ回路を（ｎ−１）個設け、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段を備え、
上記第１のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第１の中間端子と、上記第２のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第２の中間端子との間にエネルギ移行用コンデンサ及びインダクタからなるＬＣ直列体を接続し、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御により、上記第１又は第２のブリッジ回路のうち一方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに蓄えられたエネルギの一部を、上記一方のブリッジ回路を通して上記一方のブリッジ回路に接続された上記ＬＣ直列体に移行させ、さらに上記ＬＣ直列体から上記ＬＣ直列体に接続された上記第１又は第２のブリッジ回路の他方のブリッジ回路を通して上記他方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに移行させるＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
上記各平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段と、
上記各平滑コンデンサの電圧検出値と電圧指令値に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段とを備え、
上記ゲート信号生成手段は、上記判定された動作モードに基づいて、ゲート信号パターンを変化させるようにしたＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項３】
上記動作モード判定手段は、上記基準電圧端子と上記第１電圧端子間の電圧が低くなった場合、上記電圧指令値と上記電圧検出値に基づいて昇圧指令値を高くして動作モードを決定し、上記基準電圧端子と第ｎ電圧端子間に所定の電圧を出力し、上記基準電圧端子と上記第１電圧端子間の電圧が高くなった場合、上記電圧指令値と上記電圧検出値に基づいて昇圧指令値を低くして動作モードを決定し、上記基準電圧端子と第ｎ電圧端子間に所定の電圧を出力する請求項２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項４】
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が大きい場合は、上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のスイッチング周波数を低くし、小さい場合は上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のスイッチング周波数を高くする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項５】
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が所定値よりも小さい場合は、上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のスイッチング周波数を上記ＬＣ直列体の共振周波数の２分の１以上とし、所定値よりも大きい場合は、上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のスイッチング周波数を上記ＬＣ直列体の共振周波数の２分の１以下にする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項６】
上記第２のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が所定値より小さい場合は、上記第２のブリッジ回路に上記ＬＣ直列体を介して接続された上記第１のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を、上記ＬＣ直列体の共振周期Ｔｒよりやや大きなスイッチング周期Ｔｓ０で交互にオンオフ制御する請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項７】
上記第２のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサの電圧を昇圧する場合であって、当該平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が所定値より大きい場合は、上記第２のブリッジ回路に上記ＬＣ直列体を介して接続された上記第１のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を、上記ＬＣ直列体の共振周期Ｔｒの２倍以上のスイッチング周期で交互にオンオフ制御する請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項８】
上記第１のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオン時間を、上記ＬＣ直列体の共振周期Ｔｒの２分の１よりやや大きくする請求項６又は請求項７に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項９】
上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を、上記ＬＣ直列体の共振周期Ｔｒの２分の１以下にする請求項７に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１０】
上記第１のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子を、上記低圧側スイッチ素子のターンオフ直後にターンオンする請求項９に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１１】
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差に応じて、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を変化させる請求項９に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１２】
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が大きい場合、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を短くし、上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が小さい場合、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を長くする請求項１１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１３】
上記第２のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサの電圧を降圧する場合であって、当該平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が所定値より大きい場合は、上記第２のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を、上記第２のブリッジ回路に接続されたＬＣ直列体の共振周期Ｔｒの２倍以上のスイッチング周期で交互にオンオフ制御する請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１４】
上記第２のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子と、上記第２のブリッジ回路に上記ＬＣ直列体を介して接続された上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子とが、同時にオンする時間を設けた請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１５】
上記第２のブリッジ回路内の上記高圧側スイッチ素子がオンした後、上記第２のブリッジ回路に接続されたＬＣ直列体の共振周期Ｔｒの２分の１以上の時間が経過してから、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子をオンする請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１６】
上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を、上記ＬＣ直列体の共振周期Ｔｒの２分の１以下にする請求項１３又は請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１７】
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差に応じて、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を変化させる請求項１６に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１８】
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が大きい場合、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を短くし、上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧目標値の差が小さい場合、上記第１のブリッジ回路内の上記低圧側スイッチ素子のオン時間を長くする請求項１７に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１９】
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴ、あるいはダイオードを逆並列に接続した半導体スイッチング素子である請求項１から請求項１８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置として、正の電位に接続する半導体スイッチと負の電位に接続する半導体スイッチとを備えた少なくとも２個以上の半導体スイッチを具備するインバータ回路と、直列に接続される複数の整流器と直列に接続される複数のコンデンサとを備えた多倍圧整流回路で構成され、インバータ回路で交流電圧を作り、更に、多倍圧整流回路で高圧直流電圧を作り負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置として、インバータ回路と２倍圧整流回路とで構成され、コンデンサと直列にインダクタを接続し、ＬＣ共振現象を利用してコンデンサへの充放電電流を増大させるスイッチトキャパシタコンバータがあり、大きな電力を移行しても効率の低下が少ない電力変換を実現している（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１９１６３８号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】出利葉史俊他：「共振形スイッチトキャパシタコンバータの制御特性」，信学技法，IEICE  Technical  Report，EE2005-62，pp7-12，2006年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、インバータ回路と整流回路とを備え、コンデンサの充放電を利用して直流／直流電力変換を行うものであり、また、コンデンサと直列にインダクタを接続してＬＣ共振現象を利用することにより高効率で大きな電力が移行できる。  しかし、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、装置起動時等において平滑コンデンサの電圧差が大きい場合、半導体素子やコンデンサとインダクタのＬＣ直列体に大きな電流が流れるため、電流定格の大きな部品を用いる必要があった。
また、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、昇圧比を回路段数に応じた定倍にしかできないため、低圧側電圧変動がある場合、高圧側電圧には低圧側電圧の昇圧比倍の電圧変動が発生するため、高圧側電圧に接続される部品はこの電圧変動を見込んだ耐圧の部品を使用する必要があった。
【０００７】
この発明では、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、過電流を抑制した安定的な電圧遷移動作が可能なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供する。
また、過電流を抑制した状態で昇圧比を可変化することができるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、
低圧側から高圧側へ直列に接続した複数個の平滑コンデンサと、
上記低圧側の平滑コンデンサの正負端子間に高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第１のブリッジ回路と、
上記高圧側の平滑コンデンサの正負端子間に高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第２のブリッジ回路と、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段を備え、
上記第１のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第１の中間端子と、上記第２のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第２の中間端子との間にエネルギ移行用コンデンサ及びインダクタからなるＬＣ直列体を接続し、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御により、上記第１又は第２のブリッジ回路のうち一方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに蓄えられたエネルギの一部を、上記一方のブリッジ回路を通して上記一方のブリッジ回路に接続された上記ＬＣ直列体に移行させ、さらに上記ＬＣ直列体から上記ＬＣ直列体に接続された上記第１又は第２のブリッジ回路の他方のブリッジ回路を通して上記他方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに移行させるＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
上記平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段と、
上記平滑コンデンサの電圧検出値と電圧指令値に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段とを備え、
上記ゲート信号生成手段は、上記判定された動作モードに基づいて、ゲート信号パターンを変化させるようにしたものである。
【０００９】
第２の発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、
低圧側端子として基準電圧端子を高圧側端子として第１電圧端子を有する第１平滑コンデンサと、低圧側端子として第（ｋ−１）電圧端子を高圧側端子として第ｋ電圧端子を有する第ｋ平滑コンデンサ（ｋ＝２、・・・、ｎ；ｎは２以上の整数）とを直列に接続し、
上記第１平滑コンデンサの正負端子間に高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第１のブリッジ回路をｍ個（ｍは整数、１≦ｍ≦ｎ−１）並列に接続し、
上記第ｋ（ｋ＝２、・・・、ｎ）平滑コンデンサの正負端子間にそれぞれ高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子を直列に接続してなる第２のブリッジ回路を（ｎ−１）個設け、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段を備え、
上記第１のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第１の中間端子と、上記第２のブリッジ回路の高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子の接続点となる第２の中間端子との間にエネルギ移行用コンデンサ及びインダクタからなるＬＣ直列体を接続し、
上記高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御により、上記第１又は第２のブリッジ回路のうち一方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに蓄えられたエネルギの一部を、上記一方のブリッジ回路を通して上記一方のブリッジ回路に接続された上記ＬＣ直列体に移行させ、さらに上記ＬＣ直列体から上記ＬＣ直列体に接続された上記第１又は第２のブリッジ回路の他方のブリッジ回路を通して上記他方のブリッジ回路に接続された上記平滑コンデンサに移行させるＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
上記各平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段と、
上記各平滑コンデンサの電圧検出値と電圧指令値に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段とを備え、
上記ゲート信号生成手段は、上記判定された動作モードに基づいて、ゲート信号パターンを変化させるようにしたものである。
【発明の効果】
【００１０】
第１の発明のＤＣ／ＤＣ電力変換装置によれば、高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段と、平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段と、平滑コンデンサの電圧検出値と電圧指令値に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段とを備え、ゲート信号生成手段は、動作モード判定手段によって判定された動作モードに応じてゲート信号パターンを変化させることにより、過電流を抑制した安定的な電圧遷移動作が可能となる。
【００１１】
第２の発明のＤＣ／ＤＣ電力変換装置によれば、過電流を抑制した安定的な電圧遷移動作が可能となるとともに、電圧指令値に応じた電圧を出力することが可能となる。すなわち、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖｎを、Ｖ１端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約ｎ倍、約（ｎ−１）倍、・・・約１倍に昇圧することができる。また、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖｎを、Ｖ１端子−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ１の約ｎ倍の状態から、約（ｎ−１）倍、・・・約１倍の電圧に降圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置のタイミングチャートを示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の第２のタイミングチャートを示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードがモード１の時の動作説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードがモード３の時の動作説明図である。
【図６】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードがモード２の時の動作説明図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置のタイミングチャートを示す図である。
【図８】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードがモード４の時の動作説明図である。
【図９】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードがモード４ａの時の動作説明図である。
【図１０】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の出力電圧遷移図である。
【図１１】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置のタイミングチャートを示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードがモード５の時の動作説明図である。
【図１３】この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。図１に示したＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３をＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約３倍、または約２倍、あるいは約１倍に昇圧した電圧を出力する機能を有する。また、ＶＭ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ２を、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ１の約２倍、または約１倍に昇圧した電圧を出力する機能を有する。
【００１４】
まず、図１（ａ）において、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路構成について説明する。入出力電圧の平滑化とエネルギ移行のための電圧源として機能する平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３を直列接続して、平滑コンデンサＣｓ１の低圧側端子に基準電圧端子Ｖｃｏｍを、平滑コンデンサＣｓ１の高圧側端子に低圧出力端子ＶＬを、平滑コンデンサＣｓ２の高圧側端子に中圧出力端子ＶＭを、平滑コンデンサＣｓ３の高圧側端子に高圧出力端子ＶＨを接続している。低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしての２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）を直列接続した回路Ａ１１と、低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ、Ｓ４Ｈ）を直列接続した回路Ａ１２は、平滑コンデンサＣｓ１の両端子間に接続されることで、それぞれ第１のブリッジ回路Ａ１１、Ａ１２を構成している。また、低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）を直列接続した回路Ａ２は平滑コンデンサＣｓ２の両端子間に接続され、低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）を直列接続した回路Ａ３は平滑コンデンサＣｓ３の両端子間に接続されることで、それぞれ第２のブリッジ回路Ａ２、Ａ３を構成している。
【００１５】
また、第１のブリッジ回路Ａ１１内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）の接続点となる中間端子と、第２のブリッジ回路Ａ２内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）の接続点となる中間端子との間に、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１の直列体で構成され、エネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣｒ１を接続する。同様に、第１のブリッジ回路Ａ１２内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ、Ｓ４Ｈ）の接続点となる中間端子と、第２のブリッジ回路Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）の接続点となる中間端子との間に、コンデンサＣｒ２とインダクタＬｒ２の直列体で構成され、エネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣｒ２を接続する。
【００１６】
次に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の周辺回路構成について説明する。ゲート駆動回路２１〜２４は、制御回路１から入力される低電圧のゲート信号（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）を、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）のソース電位基準の信号に電位レベルを変換する機能と、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）をオン／オフ制御するために必要な電圧と電流を供給する駆動機能を有している。電圧センサ３１、３２、３３は、それぞれ平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の両端子に接続され、各平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３を検出して制御回路１に伝達する。
【００１７】
図１（ｂ）に示すように、制御回路１は、動作モード判定手段１００と、ゲート信号生成手段１Ａ及び１Ｂによって構成されている。動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆと、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３に応じて、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードを判定する機能を有している。ＬＣ直列体を介してその中間端子を接続された第１のブリッジ回路と第２のブリッジ回路は、同じ動作モードとなるように構成する。具体的には、第１のブリッジ回路Ａ１１と第２のブリッジ回路Ａ２は動作モードＡ、第１のブリッジ回路Ａ１２と第２のブリッジ回路Ａ３は動作モードＢで動作させる。動作モードＡと動作モードＢは、後述するように同じ場合もあるし異なる場合もある。
ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂは、動作モード判定手段１００によって判定された動作モードに応じて、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）を制御するためのゲート信号を生成する手段を有している。具体的には、ゲート信号生成手段１Ａは、動作モードＡに応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）を制御するためのゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ２Ｈを生成し、ゲート駆動回路２１、２２に出力する。同じく、ゲート信号生成手段１Ｂは、動作モードＢに応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ、Ｓ４Ｈ、Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）を制御するためのゲート信号Ｇ４Ｌ、Ｇ４Ｈ、Ｇ３Ｌ、Ｇ３Ｈを生成し、ゲート駆動回路２４、２３に出力する。
なお、制御回路１は１個のＣＰＵで構成しても構わないし、動作モード判定手段１００をマイコンやＤＳＰ等のＣＰＵ、ゲート信号生成手段１Ａ、１ＢをＦＰＧＡやＣＰＬＤ等のロジック素子で別々に構成しても構わない。
【００１８】
次に、動作モード判定手段１００の詳細動作について説明する。図２は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３がＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ１に等しい状態から、電圧Ｖ１の２倍、および、電圧Ｖ１の３倍の電圧に段階的に昇圧する時のタイミングチャートを示す図である。
電圧指令値Ｖｒｅｆが電圧Ｖ１と等しく、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３の昇圧指令値が１倍の場合、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡと、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢは、共にモード１となっている。電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×２となり、昇圧指令値が２倍になると、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡのみがモード２となり、平滑コンデンサＣｓ２の電圧目標値はＶ１となる。そして、平滑コンデンサＣｓ２の電圧検出値Ｖｃｓ２が閾値電圧Ｖｔｈ１以上となると、動作モードＡはモード３に移行する。次に、電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×３となり、昇圧指令値が３倍になると、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢのみがモード２となり、平滑コンデンサＣｓ３の電圧目標値はＶ１となる。平滑コンデンサＣｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ３が閾値電圧Ｖｔｈ１以上となると、動作モードＢはモード３に移行する。なお、モード１、２及び３は後に詳しく説明する。
ここで、動作モードがモード２からモード３に移行する判定基準として、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３が閾値電圧Ｖｔｈ１以上となった瞬間にモード移行するものとしているが、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３がＶｔｈ１以上となった時刻から所定の時間経過後にモード移行しても構わない。
閾値電圧Ｖｔｈ１は低圧側電圧Ｖ１よりもやや小さい値（０．６〜０．９倍程度）に設定する。閾値電圧Ｖｔｈ１が極端に小さいとモード２に切り替えた時に、後述の通り共振回路に流れる電流値が大きくなる。逆に、閾値電圧Ｖｔｈ１がＶ１以上だとモード２に切り替えられないので、各種誤差要因を考慮して、Ｖ１よりもやや小さな値にする必要がある。
【００１９】
図３は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３がＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ１に等しい状態から、電圧Ｖ１の３倍の電圧目標値に昇圧する時のタイミングチャートを示す図である。
電圧指令値Ｖｒｅｆが電圧Ｖ１と等しく、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３の昇圧指令値が１倍の場合、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡと、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢは、共にモード１となっている。電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×３となり、昇圧指令値が３倍になると、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡと、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢが共にモード２となる。平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が閾値電圧Ｖｔｈ１以上となると、動作モードＡはモード３に、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ３が閾値電圧Ｖｔｈ１以上となると、動作モードＢはモード３に、それぞれ移行する。
【００２０】
次に、ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂの詳細動作について説明する。
図４は、動作モード判定手段１００から入力される動作モードがモード１の時に、ゲート信号生成手段が出力するゲート信号波形を示す図である。ここでは、ゲート信号波形（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）がＨｉｇｈの時に、それぞれ対応したＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）がＯＮとなるものとして説明する。
動作モードがモード１の時、平滑コンデンサＣｓ１に接続されるＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ、Ｓ４Ｌ、Ｓ４Ｈ）のゲート信号（Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈ、Ｇ４Ｌ、Ｇ４Ｈ）はＬｏｗで固定される。逆に、平滑コンデンサＣｓ１以外の平滑コンデンサ（Ｃｓ２、Ｃｓ３）に接続されるＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ、Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）のゲート信号（Ｇ２Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｌ、Ｇ３Ｈ）はＨｉｇｈで固定される。
このようなゲート信号波形を出力することで、動作モードＡがモード１の時は平滑コンデンサＣｓ２の電圧検出値Ｖｃｓ２はゼロとなり、中間出力端子の電圧ＶＭは低圧出力端子の電圧ＶＬと等しくなる。同じく、動作モードＢがモード１の時は平滑コンデンサＣｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ３はゼロとなり、高圧出力端子の電圧ＶＨは中間出力端子の電圧ＶＭと等しくなる。また、動作モードＡと動作モードＢが共にモード１の場合は、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３は共にゼロとなるため、高圧出力端子の電圧ＶＨは低圧出力端子の電圧ＶＬと等しくなり、昇圧比は１倍となる。
【００２１】
次に、定常昇圧モードとしてのモード３の動作について説明する。
図５は、動作モード判定手段１００から入力される動作モードがモード３の時に、ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂが出力するゲート信号波形（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）と、ＬＣ直列体ＬＣｒ１、ＬＣｒ２を流れる電流、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）を流れる電流を示す図である。電流の極性は、ＭＯＳＦＥＴはドレインからソースに流れる方向を正、ＬＣ直列体は高電位側のブリッジ回路から低電位側のブリッジ回路に流れる方向を正とした。
ゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈ、Ｇ４Ｌ、Ｇ４Ｈは、Ｌｒ１とＣｒ１によるＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒよりもやや大きな周期Ｔｓ０でデューティー約５０％のオンオフ信号であり、ＭＯＳＦＥＴはゲート信号がＨｉｇｈの時にオンとなる。
ゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ４ＬがＨｉｇｈとなりＳ１Ｌ、Ｓ４Ｌがオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１、Ｃｒ２に移行する。
Ｃｓ１⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｌ
Ｃｓ１⇒Ｃｓ２⇒Ｓ３Ｌ⇒Ｌｒ２⇒Ｃｒ２⇒Ｓ４Ｌ
次いで、ゲート信号Ｇ１Ｈ、Ｇ４ＨがＨｉｇｈとなりＳ１Ｈ、Ｓ４Ｈがオン状態となると、コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に移行する。
Ｓ１Ｈ⇒Ｃｒ１⇒Ｌｒ１⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｃｓ２
Ｓ４Ｈ⇒Ｃｒ２⇒Ｌｒ２⇒Ｓ３Ｈ⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ２
【００２２】
このように、コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の充放電により、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２から平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３にエネルギを移行する。そして、電圧端子ＶＬとＶｃｏｍ間に入力された電圧Ｖ１を、約２倍に昇圧された電圧Ｖ２にして電圧端子ＶＭとＶｃｏｍ間に出力し、約３倍に昇圧された電圧Ｖ３にして電圧端子ＶＨとＶｃｏｍ間に出力する。ここで、各コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２は、インダクタＬｒ１、Ｌｒ２が直列に接続されてＬＣ直列回路を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、ＭＯＳＦＥＴの通電電流がゼロの状態でスイッチング（ゼロ電流スイッチング）するため、高効率の直流／直流電力変換動作が可能となる。
なお、各ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが形成されているため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ、Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）のゲート制御信号Ｇ２Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｌ、Ｇ３Ｈは、原則不要である。ただし、図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴの同期整流作用を利用し、寄生ダイオード導通時に各ＭＯＳＦＥＴをオンさせるようなゲート制御信号を入力すれば、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧が低下するため、ＭＯＳＦＥＴの損失低減が可能となる。
また、図５において、ＴｄはＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）の同時導通による短絡防止のためのデッドタイムである。Ｔｄ２はエネルギ逆流防止のための動作遅れ時間である。基本的には起こらないが、コンデンサＣｒ１の電圧がコンデンサＣｓ１の電圧よりも高い時に、Ｓ２ＬがＳ１Ｌよりも先にＯＮしてしまうとエネルギ逆流現象が起こり得る。この場合の電流経路は下記となる。
Ｃｒ１→Ｌｒ１→Ｓ２Ｌ→Ｃｓ１→Ｓ１Ｌ(ダイオード)
【００２３】
動作モード３において、スイッチング周期Ｔｓ０を、インダクタＬｒとコンデンサＣｒによるＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒよりもやや大きな値とした理由について説明する。
スイッチング周期Ｔｓ０が共振周期Ｔｒよりも小さいと、ＬＣ直列回路に流れる電流がゼロになる前にＭＯＳＦＥＴをターンオフすることになるため、ターンオフ損失とスイッチングサージ電圧がＭＯＳＦＥＴに発生する。また、インダクタＬｒの励磁エネルギが残っている状態でＭＯＳＦＥＴをターンオンすることになるので、ターンオン損失とスイッチングサージ電圧がＭＯＳＦＥＴに発生する。ターンオン損失とターンオフ損失は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の効率を悪化させるだけでなく、ＭＯＳＦＥＴを冷却するためのヒートシンクやファンの大型化による高コスト化要因となる。
動作モード３において、スイッチング周期Ｔｓ０が共振周期Ｔｒに比べて十分大きくなった時のデメリットについて説明する。スイッチング周期Ｔｓ０が大きくなると、単位時間当たりに電力移行を行う回数が減少するため、一定電力伝送条件で比較した場合、ＬＣ直列回路やＭＯＳＦＥＴに流れる電流値が増加する。具体的には、スイッチング周期Ｔｓ０がｋ倍となった場合、一定の電力を伝送する条件では、ＬＣ直列回路やＭＯＳＦＥＴに流れる電流実効値は、√（ｋ）倍となり、ＭＯＳＦＥＴやＬＣ直列回路の導通損失はｋ倍となる。導通損失の増加は、直流／直流電力変換装置の効率を悪化させるだけでなく、ＭＯＳＦＥＴを冷却するためのヒートシンクやファンの大型化による高コスト化要因となる。
このように、スイッチング周期Ｔｓ０が共振周期Ｔｒよりも小さくても、スイッチング周期Ｔｓ０が共振周期Ｔｒより大きすぎても、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の効率を悪化させる要因となるため、スイッチング周期Ｔｓ０は、共振周期Ｔｒよりもやや大きな値（１倍〜１．５倍程度）が最適条件となる。
【００２４】
これまで定常動作としての動作モード３について説明したが、以下では過渡動作としての動作モード３について説明する。定常動作では、平滑コンデンサＣｓ２及びＣｓ３の電圧Ｖｃｓ２及びＶｃｓ３が、平滑コンデンサＣｓ１の電圧Ｖｃｓ１とほぼ等しくなるため、モード３の動作を行うことで、ゼロ電流スイッチングによる高効率な昇圧動作が可能となる。しかし、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２又はＶｃｓ３が、Ｖｃｓ１よりも極端に低い状態でモード３の動作を行うと、ＭＯＳＦＥＴやエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体に過大な電流が流れてしまう。以下、その現象について説明する。
ここでは、説明を簡単にするため、昇圧指令値が１倍から２倍に変化した直後について説明する。この条件では、動作モードＢは常にモード１となるため、平滑コンデンサＣｓ３の電圧Ｖｃｓ３はゼロ、動作モードＡはモード１からモード３に変化するので、平滑コンデンサＣｓ２の初期電圧はほぼゼロとなる。また、ＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒとスイッチング周期Ｔｓ０が一致しており、平滑コンデンサＣｓ２の容量はエネルギ移行用コンデンサＣｒ１の容量に比べ、十分大きいものとして説明する。
【００２５】
ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）がオン状態になった時、平滑コンデンサＣｓ１からコンデンサＣｒ１に流れる電流Ｉｃｒ（ｔ）は、式１、式２で表すことができる。
なお、式１及び式２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ）、インダクタＬｒ１、コンデンサＣｒ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）からなるＲＬＣ直列回路に直流電圧Ｖを瞬時に加えた場合の微分方程式
Ｒｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＋ｑ／ｃ＝Ｅの解である、
ｉ＝Ｅ／（ωＬ）×ｅ−αｔｓｉｎ（ωｔ）に基づくものである。
ただし、Ｒ２＜４Ｌ／Ｃ  であって、α＝Ｒ／（２Ｌ）、ω＝√｛１／（ＬＣ）−（Ｒ／（２Ｌ）２）｝。
【００２６】
【数１】
2011004557.tif 000003
【００２７】
【数２】
2011004557.tif 000004
【００２８】
上記式１及び式２において、ＲはコンデンサＣｓ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ）、インダクタＬｒ１、コンデンサＣｒ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）の合計抵抗成分、Ｖｃｒ０はモード３に移行する直前のコンデンサＣｒ１の初期電圧である。また、コンデンサ電流Ｉｃｒ（ｔ）の符号は、図１においてインダクタＬｒ１からコンデンサＣｒ１に流れる方向を正とした。平滑コンデンサＣｓ１からエネルギ移行用コンデンサＣｒ１にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒａは、式３、式４で表すことができる。
【００２９】
【数３】
2011004557.tif 000005
【００３０】
【数４】
2011004557.tif 000006
【００３１】
平滑コンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃｓ２がゼロの時、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の初期電圧Ｖｃｒ０もゼロとなるので、コンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒａは式５で表される。
【００３２】
【数５】
2011004557.tif 000007
【００３３】
次に、Ｓ１Ｌがオフ、Ｓ１Ｈがオンになると、コンデンサＣｒ１に蓄えられたエネルギは、上段の平滑コンデンサＣｓ２に移行する。このとき、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１から平滑コンデンサＣｓ２に流れる電流Ｉｃｒ＊（ｔ）は、式６で表され、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１から平滑コンデンサＣｒ２にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒｂは、式７で表される。
【００３４】
【数６】
2011004557.tif 000008
【００３５】
【数７】
2011004557.tif 000009
【００３６】
平滑コンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃｓ２がほぼゼロの時は、Ｖ２＝Ｖ１となるので、エネルギ移行動作を１回動作させた直後のコンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒｂは、式８となる。
【００３７】
【数８】
2011004557.tif 000010
【００３８】
式３、式５、式８より、エネルギ移行動作をＮ回動作させた直後のコンデンサＣｒ１の電圧ＶｃｒＮは、式９で表すことができる。
【００３９】
【数９】
2011004557.tif 000011
【００４０】
Ａは正の値（０＜Ａ＜１）となるため、式９は、エネルギ移行動作を繰り返す毎にコンデンサＣｒ１の電圧振幅は増大していくことを意味している。コンデンサＣｒ１の電圧振幅が増加すると、式１より、コンデンサＣｒ１に流れる電流Ｉｃｒは増加するため、エネルギ移行動作を繰り返す毎に電流が増加することになる。
このように、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が、Ｖｃｓ１よりも極端に低い状態において、動作モードＡをモード３にすると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）やエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣｒ１に過大な電流が流れてしまい、過電流による素子破壊が起きる可能性がある。同様に、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ３が、Ｖｃｓ１よりも極端に低い状態で動作モードＢをモード３にすると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ、Ｓ４Ｈ、Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）やエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣｒ２に過大な電流が流れてしまい、過電流による素子破壊が起きる可能性がある。
【００４１】
本実施の形態では、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３が、入力電圧Ｖｃｓ１に比べて十分小さい場合には、過電流による素子破壊を防止するために動作モードをモード２とする。以下、モード２の動作について説明する。
図６は、動作モード判定手段１００から入力される動作モードがモード２の時に、ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂが出力するゲート信号波形（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）と、ＬＣ直列体ＬＣｒ１、ＬＣｒ２を流れる電流、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）を流れる電流を示す図である。モード２とモード３の違いは、モード２のスイッチング周期Ｔｓ１を、モード３のスイッチング周期Ｔｓ０よりも大きくした点である。
【００４２】
モード２の動作について、電流経路を交えて説明する。ここでは説明を簡単にするため、昇圧指令値が１倍から２倍に変化した直後について説明する。この条件では、動作モードＢは常にモード１となるため、平滑コンデンサＣｓ３の電圧Ｖｃｓ３はゼロ、動作モードＡはモード１からモード２に変化するので、平滑コンデンサＣｓ２の初期電圧はほぼゼロとなる。
ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなりＳ１Ｌがオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ１に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｃｓ１⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｌ
平滑コンデンサＣｓ１からエネルギ移行用コンデンサＣｒ１にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒａは、前述の式５で表され、Ｖ２＜Ｖｃｒａとなるため、コンデンサＣｒ１に蓄えられたエネルギは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｈ）の寄生ダイオードを通って、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に移行する。
Ｃｒ１⇒Ｌｒ１⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒Ｓ１Ｌ
【００４３】
エネルギ移行用コンデンサＣｒ１から平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒｃは、式１０で表される。
【００４４】
【数１０】
2011004557.tif 000012
【００４５】
平滑コンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃｓ２がほぼゼロの時はＶ２＝Ｖ１、Ａは正の値（０＜Ａ＜１）となるため、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒｃは正の値となる。この時、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のゲート信号Ｇ１Ｌをオフにしておくことで、ＬＣ直列体ＬＣｒ１の電流はゼロとなる。
次に、ゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈとなりＳ１Ｈがオン状態となると、コンデンサＣｒ１に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ２に移行する。
Ｃｒ１⇒Ｌｒ１⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｃｓ２⇒Ｓ１Ｈ
エネルギ移行用コンデンサＣｒ１から平滑コンデンサＣｓ１にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒｄが正の値となった場合は、ＬＣ直列体ＬＣｒ１の電流はゼロとなる。電圧Ｖｃｒｄが負の値となった場合は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ）の寄生ダイオードを通って、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に電流が流れ、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧は最終的には正の値となる。
Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｈ⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１
【００４６】
このように、動作モード２では、スイッチング周期Ｔｓ１を共振周期Ｔｒの２倍以上に設定し、スイッチング半周期毎にＬＣ共振を１周期分動作させることで、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧Ｖｃｒ１を下げた状態でＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）のスイッチング動作を行うことができる。その結果、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧振幅を抑えることができ、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ１よりも極端に低い状態においても、モード３で問題となったコンデンサ電流Ｉｃｒ１の増大を防止することが可能となる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）の通電電流がゼロの時にスイッチングできるため、ゼロ電流スイッチングが可能となり、高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換動作が可能となる。
これまで、動作モードＡがモード２の時の説明をしてきたが、動作モードＢがモード２の時の動作も同様であり、エネルギ移行用コンデンサ電流Ｉｃｒ２の増大防止による安定動作と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ、Ｓ４Ｈ）のゼロ電流スイッチングによる高効率動作が可能となる。
【００４７】
以上のように、本実施の形態１では、半導体スイッチング素子（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段（１Ａ、１Ｂ）と、平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段（３１〜３３）と、平滑コンデンサの電圧検出値と電圧指令値に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段１００とを備え、ゲート信号生成手段（１Ａ、１Ｂ）は、動作モード判定手段１００によって判定された動作モードに応じてゲート信号パターンを変化させることで、電圧指令値Ｖｒｅｆに応じた電圧Ｖ３を安定的に出力することが可能となる。
【００４８】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、この発明の実施の形態１（図１）と同じで、制御方式が異なる。図７は、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３がＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ１に等しい状態から、電圧Ｖ１の２倍、および、電圧Ｖ１の３倍の電圧に昇圧する時のタイミングチャートを示す図である。実施の形態１との相違点は、平滑コンデンサＣｓ２又はＣｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ２又はＶｃｓ３が、それぞれ電圧目標値Ｖ１よりも低い状態の動作モードとして、実施の形態１で説明したモード２ではなく次に述べるモード４を用いている点である。
【００４９】
以下、実施の形態２のモード４の動作について説明する。
図８は、動作モード判定手段１００から入力される動作モードがモード４の時に、ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂが出力するゲート信号波形（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）と、ＬＣ直列体ＬＣｒ１、ＬＣｒ２を流れる電流、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）を流れる電流を示す図である。図中のＴｓ２はモード４のスイッチング周期で、モード２同様、インダクタＬｒとコンデンサＣｒによるＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２倍以上の値としている。また、図中のＴｏｎ２はＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間で、ＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１以下の値としている。
【００５０】
モード４の動作について、電流経路を交えて説明する。ここでは説明を簡単にするため、昇圧指令値が１倍から２倍に変化した直後について説明する。この条件では、動作モードＢは常にモード１となるため、平滑コンデンサＣｓ３の電圧Ｖｃｓ３はゼロ、動作モードＡはモード１からモード４に変化するので、平滑コンデンサＣｓ２の初期電圧はほぼゼロとなる。
ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）がオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ１に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｃｓ１⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｌ
【００５１】
モード４では、ＬＣ直列回路に流れる電流がゼロになる前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）をターンオフさせる。この時、電流通電状態でＭＯＳＦＥＴをターンオフするため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）にはターンオフ損失とスイッチングサージ電圧が発生する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のターンオフ直後はインダクタＬｒ１の励磁エネルギがあるため、インダクタＬｒ１の励磁エネルギが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ）の寄生ダイオードを通って、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｈ⇒Ｓ２Ｌ
この時、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧がＶＭ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ２以下となるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を設定しておくことで、ＬＣ直列回路に流れる電流はゼロとなる。
【００５２】
次に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ）をオンすると、コンデンサＣｒ１に蓄えられたエネルギは、以下に示す経路でコンデンサＣｓ２に移行する。
Ｃｒ１⇒Ｌｒ１⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｃｓ２⇒Ｓ１Ｈ
エネルギ移行用コンデンサＣｒ１から平滑コンデンサＣｓ２にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧が正の値となった場合は、ＬＣ直列体ＬＣｒ１の電流はゼロとなる。コンデンサＣｒ１の電圧が負の値となった場合は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ）の寄生ダイオードを通って、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に電流が流れ、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧は最終的には正の値となる。
Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｈ⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１
【００５３】
このように、動作モード４では、スイッチング周期Ｔｓ２をＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒよりも大きくし（好ましくはＴｒの２倍以上とし）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２をＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１以下にすることで、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧振幅を抑えることができ、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が、Ｖｃｓ１よりも極端に低い状態においても、安定した直流／直流電力変換動作が可能となる。
【００５４】
なお、動作モード４では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）の電流通電状態でターンオフ動作を行うため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）にターンオフ損失と、ターンオフ時のスイッチングサージ電圧がＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）に発生する。これに対しては、ターンオフ損失・スイッチングサージ電圧ともに許容しうる電流値となるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を設定すればよい。
ターンオン動作に関しては、全てのＭＯＳＦＥＴは必ずゼロ電流状態でターンオン動作をすることになるため、ターンオン損失やスイッチングサージ電圧はほぼゼロとなる。これは、スイッチング周期Ｔｓ２はＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２倍以上に設定しているため、ＭＯＳＦＥＴがオンするまでに、ＬＣ直列回路ＬＣｒ１に流れる電流は必ずゼロになるためである。
【００５５】
次に、動作モード４の別のパターンとして、動作モード４ａの動作説明図を図９に示す。図９は、ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂが出力するゲート信号波形（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）と、ＬＣ直列体ＬＣｒ１、ＬＣｒ２を流れる電流、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）を流れる電流を示している。図中、Ｔｓ３は動作モード４ａのスイッチング周期で、インダクタＬｒとコンデンサＣｒによるＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒよりも大きな値としている。Ｔｏｎ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間で、動作モード４と同様、ＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１以下の値としている。Ｔｏｎ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ４Ｈ）のオン時間で、モード２やモード３のオン時間Ｔｏｎと同じかやや長い時間にしている。
【００５６】
動作モード４ａと動作モード４の一番の相違点は、Ｌｏｗ側ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のターンオフした直後に、Ｈｉｇｈ側ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ４Ｈ）をターンオンしている点である。このような動作にすることのメリットは主に２つある。
第１のメリットは、インダクタＬｒからコンデンサＣｒへのエネルギ移行期間の間に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ４Ｈ）をオンさせておくことで、同期整流作用によりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ）のオン電圧が低下し、損失低減が可能となることである。
第２のメリットは、動作モード４ａのスイッチング周期Ｔｓ３は、動作モード４のスイッチング周期Ｔｓ２よりも短くできるため、単位時間当たりの伝送電力量が増加することである。単位時間当たりの伝送電力量が増加すると、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３の電圧遷移時間が短くなるため、直流／直流電力変換装置としての応答性が向上する。
【００５７】
次に、単位時間当たりの伝送電力量をさらに増加するため、平滑コンデンサ電圧（Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３）に応じて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を変化させる方法について説明する。これまで同様、説明を簡単にするため、昇圧指令値が１倍から２倍となり、動作モードＡがモード１からモード４、動作モードＢがモード１の時について説明する。
【００５８】
ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなりＳ１Ｌがオン状態になった時、平滑コンデンサＣｓ１からコンデンサＣｒ１に流れる電流Ｉｃｒ（ｔ）は、前述の式１、式２で表される。ここで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間がＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒに比べて十分小さいとすると、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧振幅は小さく、エネルギ移行動作が一巡した後のコンデンサ電圧Ｖｃｒ１は、平滑コンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃｓ２とほぼ同じ値と考えられる。その結果、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）に流れるピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）は、近似的に式１１で表すことができる。
【００５９】
【数１１】
2011004557.tif 000013
【００６０】
ここで、ＬｒはインダクタＬｒ１のインダクタンス値、Ｖｃｓ１は平滑コンデンサＣｓ１の電圧、Ｖｃｓ２は平滑コンデンサＣｓ２の電圧、Ｔｏｎ２はＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間である。式１１より、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２に依存することを示しており、オン時間が一定の場合、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が上昇するにつれて、ピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）は減少する。ピーク電流が減少すると伝送電力量が減少するため、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３の電圧遷移時間が増加し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としての応答性が低下する。
【００６１】
伝送電力量を減少させないためには、ピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）が一定となるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を変化させる必要がある。式１２に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のピーク電流を一定にするための、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を示す。
【００６２】
【数１２】
2011004557.tif 000014
【００６３】
ここで、Ｖｃｓ２（ｒｅｆ）は、平滑コンデンサＣｓ２の目標電圧で、動作モード４では、Ｖｃｓ２（ｒｅｆ）＝Ｖｃｓ１となる。式１２で示したように、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が上昇するにつれて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を増加させることで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）をほぼ一定にすることが可能となる。
なお、動作モードＢがモード４の時の動作も同様であり、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ３が上昇するにつれて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を増加させることで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）をほぼ一定にすることが可能となる。
【００６４】
図１０に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を一定にした時と、オン時間Ｔｏｎ２を平滑コンデンサ電圧に応じて可変した時の、電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖ３の推移のイメージを示す。Ｔｏｎ２一定時は、出力電圧Ｖ３が上昇するにつれて電圧上昇率が低下するため、目標電圧に到達するまでの時間が長くなる。Ｔｏｎ２可変時は、出力電圧Ｖ３が上昇しても電圧上昇率はほぼ一定となるため、目標電圧に到達するまでの時間を短縮することが可能となる。
【００６５】
以上のように、本実施の形態２では、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３が入力電圧Ｖｃｓ１に比べて十分小さい時の動作モードとして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２をＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１以下で動作させることで、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧振幅を抑えることができ、エネルギ移行用コンデンサ電流Ｉｃｒ２の増大防止による安定動作が可能となる。また、平滑コンデンサの電圧指令値Ｖｒｅｆと平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３の差に応じて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ２を変化させることで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のピーク電流を増やさずに単位時間当たりの伝送電力量を増加できるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としての応答性を向上することが可能となる。
【００６６】
実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、この発明の実施の形態１と同じ（図１）で、制御方式が異なる。図１１は、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３がＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ１の３倍の状態から、Ｖ１の２倍、および、Ｖ１と同じ電圧に電圧を下げる時のタイミングチャートを示す図である。
【００６７】
電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×３で、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３の昇圧指令値が３倍の場合、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡと、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢは、共にモード３となっている。電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×２になり、昇圧指令値が２倍になると、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢのみがモード５となり、平滑コンデンサＣｓ３の電圧目標値がゼロとなる。そして、平滑コンデンサＣｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ３が閾値電圧Ｖｔｈ２以下になると、動作モードＢはモード１に移行する。次に、電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１になり、昇圧指令値が１倍になると、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡのみがモード５となり、平滑コンデンサＣｓ２の電圧目標値がゼロとなる。そして、平滑コンデンサＣｓ２の電圧検出値Ｖｃｓ２が閾値電圧Ｖｔｈ２以下となると、動作モードＡはモード１に移行する。
ここで、動作モードがモード５からモード１に移行する判定基準として、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２やＶｃｓ３が閾値電圧Ｖｔｈ２以下となった瞬間にモード移行するものとして図示しているが、平滑コンデンサ電圧がＶｔｈ２以下となった時刻から所定の時間経過後にモード移行しても構わない。
【００６８】
以下、実施の形態３のモード５の動作について説明する。
図１２は、動作モード判定手段１００から入力される動作モードがモード５の時に、ゲート信号生成手段１Ａ、１Ｂが出力するゲート信号波形（Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ、Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ）と、ＬＣ直列体ＬＣｒ１、ＬＣｒ２を流れる電流、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ）を流れる電流を示す図である。図中のＴｓ４はモード５のスイッチング周期で、インダクタＬｒとコンデンサＣｒによるＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２倍以上の値としている。また、図中のＴｏｎ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間で、ＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１以下の値としている。
【００６９】
モード５の動作について、電流経路を交えて説明する。ここでは説明を簡単にするため、昇圧指令値が２倍から１倍に変化した時について説明する。この条件では、動作モードＢは常にモード１となるため平滑コンデンサＣｓ３の電圧Ｖｃｓ３はゼロ、動作モードＡはモード３からモード５に変化するので、平滑コンデンサＣｓ２の初期電圧はＶ１、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の初期電圧はＶ１にほぼ等しい値となる。
【００７０】
ゲート信号Ｇ２ＨがＨｉｇｈとなりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｈ）がオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられたエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｃｓ２⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｈ
ＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１の時間が経過すると、ＬＣ直列回路ＬＣｒ１に流れる電流はゼロになる。ＬＣ直列回路ＬＣｒ１に流れる電流がゼロになった後、ゲート信号Ｇ１ＬをＨｉｇｈとし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）がオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ１と平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられたエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｃｓ１⇒Ｃｓ２⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｌ
【００７１】
モード５では、ＬＣ直列回路に流れる電流がゼロになる前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）をターンオフさせる。この時、電流通電状態でＭＯＳＦＥＴをターンオフするため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）にはターンオフ損失とスイッチングサージ電圧が発生する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のターンオフ直後はインダクタＬｒ１の励磁エネルギがあるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられたエネルギとインダクタＬｒ１の励磁エネルギが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ）の寄生ダイオードを通って、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｃｓ２⇒Ｓ２Ｈ⇒Ｌｒ１⇒Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｈ
この時、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧がＶＭ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ２以下となるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を設定しておくことで、ＬＣ直列回路に流れる電流はゼロとなる。
【００７２】
次に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ）をオンすると、コンデンサＣｒ１に蓄えられたエネルギは、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
Ｃｒ１⇒Ｌｒ１⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒Ｓ１Ｌ
この時、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）には寄生ダイオードが形成されているため、ゲート制御信号Ｇ１Ｌは原則不要だが、寄生ダイオード導通時にオンさせるようなゲート制御信号Ｇ１Ｌを入力すれば、ＭＯＳＦＥＴの同期整流作用によるオン電圧低下により、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）の損失低減が可能となる。エネルギ移行用コンデンサＣｒ１から平滑コンデンサＣｓ２にエネルギが移行した直後のコンデンサＣｒ１の電圧が正の値となった場合は、ＬＣ直列体ＬＣｒ１の電流はゼロとなる。コンデンサＣｒ１の電圧が負の値となった場合は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ）の寄生ダイオードを通って、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に電流が流れ、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧は最終的には正の値となる。
Ｃｒ１⇒Ｓ１Ｈ⇒Ｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１
【００７３】
このように、動作モードＡをモード５で動作させることで、高電位側に配置された平滑コンデンサＣｓ２から低電位側に配置された平滑コンデンサＣｓ１にエネルギを移行できるため、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３を、Ｖ１×２倍からＶ１×１倍に下げることができる。同様に、動作モードＢをモード５で動作させることで、高電位側に配置された平滑コンデンサＣｓ３から低電位側に配置された平滑コンデンサＣｓ１にエネルギを移行できるため、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３を、Ｖ１×３倍からＶ１×２倍に下げることができる。
【００７４】
なお、動作モード５では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）の電流通電状態でターンオフ動作を行うため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）にターンオフ損失と、ターンオフ時のスイッチングサージ電圧が発生する。これに対しては、ターンオフ損失・スイッチングサージ電圧ともに許容しうる電流値となるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を設定すればよい。ターンオン動作に関しては、全てのＭＯＳＦＥＴは必ずゼロ電流状態でターンオン動作をすることになるため、ターンオン損失やスイッチングサージ電圧はほぼゼロとなる。
【００７５】
次に、単位時間当たりの伝送電力量をさらに増加するため、平滑コンデンサ電圧（Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３）に応じて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を変化させる方法について説明する。ここでは説明を簡単にするため、昇圧指令値が２倍から１倍となり、動作モードＡがモード３からモード５、動作モードＢがモード１の時について説明する。
【００７６】
ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）がオン状態になった時、平滑コンデンサＣｓ１からコンデンサＣｒ１に流れる電流Ｉｃｒ（ｔ）は、式１３と前述の式２で表される。
【００７７】
【数１３】
2011004557.tif 000015
【００７８】
ここで、ＲはＣｓ１、Ｃｓ２、Ｓ２Ｈ、Ｌｒ１、Ｃｒ１、Ｓ１Ｌの合計抵抗成分、Ｖｃｒ０はＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）がオンする直前のコンデンサＣｒ１の初期電圧である。また、コンデンサ電流Ｉｃｒ（ｔ）の符号は、図１においてインダクタＬｒ１からコンデンサＣｒ１に流れる方向を正とした。ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間がＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒに比べて十分小さいとすると、エネルギ移行用コンデンサＣｒ１の電圧振幅は小さく、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）がオンする直前のコンデンサ電圧Ｖｃｒ０は、平滑コンデンサＣｓ１の電圧Ｖｃｓ１とほぼ同じ値と考えられる。その結果、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）に流れるピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）は、式１４で近似的に表すことができる。
【００７９】
【数１４】
2011004557.tif 000016
【００８０】
ここで、ＬｒはインダクタＬｒ１のインダクタンス値、Ｖｃｓ２は平滑コンデンサＣｓ２の電圧、Ｔｏｎ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間である。式１４より、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２に比例することを示しており、オン時間が一定の場合、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が減少するにつれて、ピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）は減少する。ピーク電流が減少すると伝送電力量が減少するため、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３の電圧遷移時間が増加し、直流／直流電力変換装置としての応答性が低下する。
【００８１】
平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２に応じて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を変化させることで、ピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）を一定にすることでき、伝送電力量の減少を抑制することができる。式１５に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のピーク電流を一定にするための、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を示す。
【００８２】
【数１５】
2011004557.tif 000017
【００８３】
ここで、Ｖｃｓ２（ｒｅｆ）は、平滑コンデンサＣｓ２の目標電圧で、動作モード５では、Ｖｃｓ２（ｒｅｆ）はゼロとなる。式１５で示したように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２に反比例させることで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）をほぼ一定にすることが可能となる。動作モードＢがモード５の時の動作も同様であり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ３に反比例させることで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）をほぼ一定にすることが可能となる。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のピーク電流Ｉｃｒ（ｍａｘ）をほぼ一定にすることで、伝送電力量の減少を抑制することができ、目標電圧に到達するまでの時間を短縮することが可能となる。
【００８４】
以上のように、本実施の形態３では、昇圧比を下げる時の過渡動作モードとして、ＭＯＳＦＥＴ（２Ｈ、３Ｈ）のオンしている期間内に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）をＬＣ直列回路にて定まる共振周期Ｔｒの２分の１以下の時間オンさせることで、高電位側に配置された平滑コンデンサから低電位側に配置された平滑コンデンサにエネルギ移行を行うことが可能となる。また、平滑コンデンサの電圧指令値Ｖｒｅｆと平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２又はＶｃｓ３の差に応じて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ４Ｌ）のオン時間Ｔｏｎ４を変化させることで、単位時間当たりの伝送電力量を増加でき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としての応答性を向上することが可能となる。
【００８５】
実施の形態４．
本実施の形態では、上記実施の形態で説明したＤＣ／ＤＣ電力変換装置（図１）と同じ構成及び動作モードを有する装置において、低圧側電圧（ＶＬ−Ｖｃｏｍ間電圧）が大きく変動した場合の制御方法について説明する。
【００８６】
第１の場合として、初期状態は、ＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧検出値Ｖｃｓ１が１５０Ｖ、電圧指令値Ｖｒｅｆが３００Ｖとする。動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆ及び電圧検出値Ｖｃｓ１に基づき、昇圧指令値は２倍と判断し、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡはモード３、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢはモード１とする。
ここで、ＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧検出値Ｖｃｓ１が１５０Ｖから１００Ｖに減少した場合、動作モード判定手段１００は昇圧指令値を２倍から３倍に変更し、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡはモード３を維持、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢはモード１からモード２（若しくはモード４、モード４ａ）を経由してモード３に移行する。その結果、ＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧は３００Ｖとなり、低圧側電圧（ＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧）の減少による高圧側電圧（ＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧）の減少を低減することが可能となる。高圧側電圧が異常に減少するのを防止することで、高圧側電圧に接続される機器への影響を低減することが可能になる。
このように、動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧検出値Ｖｃｓ１に応じて昇圧指令値を決定することで、低圧側電圧（ＶＬ−Ｖｃｏｍ間電圧）が極端に低下した場合においても、高圧側電圧（ＶＨ−Ｖｃｏｍ間電圧）の変動を低減し、所望の値を維持することが可能となる。
【００８７】
第２の場合として、初期状態は、ＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧検出値Ｖｃｓ１が１００Ｖ、電圧指令値Ｖｒｅｆが３００Ｖとする。動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧検出値Ｖｃｓ１より、昇圧指令値は３倍と判断し、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡとゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢは共にモード３とする。
ここで、ＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧検出値Ｖｃｓ１が１００Ｖから１５０Ｖに増加した場合、動作モード判定手段１００は昇圧指令値を３倍から２倍に変更し、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡはモード３を維持、ゲート信号生成手段１Ｂに出力される動作モードＢはモード３からモード５を経由してモード１に移行する。その結果、ＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧は３００Ｖとなり、低圧側電圧（ＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧）の増加による高圧側電圧（ＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧）の増加を低減することが可能となる。高圧側電圧が異常に上昇するのを防止することで、高圧側電圧に接続される部品の耐圧を下げることが可能になる。
このように、動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧検出値Ｖｃｓ１に応じて昇圧指令値を決定することで、低圧側電圧（ＶＬ−Ｖｃｏｍ間電圧）が異常に上昇した場合においても、高圧側電圧（ＶＨ−Ｖｃｏｍ間電圧）の変動を低減し、所望の値に維持することが可能となる。
【００８８】
実施の形態５．
図１３はこの発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。図１３のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成と比較して、第１のブリッジ回路の中間端子と第２のブリッジ回路の中間端子との間のＬＣ直列体の接続態様が相違する。
【００８９】
すなわち、第１のブリッジ回路Ａ１１内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）の接続点となる中間端子と、第２のブリッジ回路Ａ２内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）の接続点となる中間端子との間に、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１の直列体で構成されるＬＣ直列体ＬＣｒ１を接続する。そして、第１のブリッジ回路Ａ１１内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ）の接続点となる中間端子と、第２のブリッジ回路Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）の接続点となる中間端子との間に、コンデンサＣｒ２とインダクタＬｒ２の直列体で構成されるＬＣ直列体ＬＣｒ２を接続する。
【００９０】
そして、図１３（ｂ）に示すように、制御回路１は、動作モード判定手段１００と、ゲート信号生成手段１Ａによって構成されており、動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆと、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の電圧検出値Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３に応じて、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードを判定する機能を有している。ここで、ＬＣ直列体を介してその中間端子を接続された第１のブリッジ回路と第２のブリッジ回路は、同じ動作モードとなるように構成されているので、第１のブリッジ回路Ａ１１と第２のブリッジ回路Ａ２及びＡ３は動作モードＡで動作させることとなる。
そして、ゲート信号生成手段１Ａは、動作モードＡに応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ、Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）を制御するためのゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｌ、Ｇ３Ｈを生成し、ゲート駆動回路２１、２２、２３に出力する。
【００９１】
次に、動作モード判定手段１００の動作について説明する。
まず、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３がＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ１に等しい状態から、Ｖ１の３倍の電圧に昇圧する場合について説明する。
電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１と等しく、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３の昇圧指令値が１倍の場合、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡは、モード１となっている。電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×３となり、昇圧指令値が３倍になると、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡがモード２、４又は４ａとなり、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が閾値電圧Ｖｔｈ１以上となると、動作モードＡはモード３に移行する。なお、モード１、２、４、４ａ及び３は上記の実施の形態で説明した通りである。
次に、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ３がＶＬ−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ１の３倍の状態から、Ｖ１と同じ電圧に降圧する場合について説明する。
電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１×３で、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖ３の昇圧指令値が３倍の場合、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡは、モード３となっている。電圧指令値ＶｒｅｆがＶ１になり、昇圧指令値が１倍になると、ゲート信号生成手段１Ａに出力される動作モードＡがモード５となり、平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ２が閾値電圧Ｖｔｈ２以下となると、動作モードＡはモード１に移行する。なお、モード５は上記の実施の形態で説明した通りである。
【００９２】
以上のように、図１３に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成においても、上記実施の形態と同様、高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子のオンオフ制御のためのゲート信号を生成するゲート信号生成手段１Ａと、平滑コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段３１、３２、３３と、平滑コンデンサの電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧検出値Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、Ｖｃｓ３に応じて動作モードを判定する動作モード判定手段１００とを備え、ゲート信号生成手段１Ａは、動作モード判定手段１００によって判定された動作モードに応じてゲート信号パターンを変化させることにより、過電流を抑制した安定的な電圧遷移動作が可能となる。
【００９３】
実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１４は、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図であり、図１５は図１４のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御装置を示す図である。図１４に示したＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧ＶｎをＶ１端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約ｎ倍、約（ｎ−１）倍、・・・約１倍に昇圧した電圧を出力する機能を有する。同様に、Ｖｋ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧ＶｋをＶ１端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約ｋ倍、約（ｋ−１）倍、・・・約１倍に昇圧した電圧を出力する機能を有する。ただし、ｋ＝２、・・・、ｎであり、ｎは２以上の整数である。
【００９４】
図１４において、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路構成は、入出力電圧の平滑化とエネルギ移行のための電圧源として機能する第１平滑コンデンサＣｓ１、第２平滑コンデンサＣｓ２、・・・、第ｋ平滑コンデンサＣｓｋ、・・・、第ｎ平滑コンデンサＣｓｎが直列接続されている。第１平滑コンデンサＣｓ１の低圧側端子に基準電圧端子Ｖｃｏｍを、第１平滑コンデンサＣｓ１の高圧側端子に第１出力端子Ｖ１を、第２平滑コンデンサＣｓ２の高圧側端子に第２出力端子Ｖ２を、・・・、第ｎ平滑コンデンサＣｓｎの高圧側端子に高圧出力端子Ｖｎ（ＶＨ）を接続している。
低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしての２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１Ｌ、Ｓ１１Ｈ）を直列接続した回路Ａ１１、・・・、低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１ｍＬ、Ｓ１ｍＨ）を直列接続した回路Ａ１ｍは、それぞれ第１平滑コンデンサＣｓ１の両端子間に接続されることで、第１のブリッジ回路Ａ１１、・・・、Ａ１ｍを構成している。ただし、ｍは１≦ｍ≦ｎ−１を満たす整数である。
また、低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）を直列接続した回路Ａ２は第２平滑コンデンサＣｓ２の両端子間に接続され、・・・、低圧側スイッチ及び高圧側スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ（ＳｎＬ、ＳｎＨ）を直列接続した回路Ａｎは第ｎ平滑コンデンサＣｓｎの両端子間に接続されることで、それぞれ第２のブリッジ回路Ａ２、・・・、Ａｎを構成している。
【００９５】
第１のブリッジ回路Ａ１１内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１Ｌ、Ｓ１１Ｈ）の接続点となる中間端子と、第２のブリッジ回路Ａ２内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）の接続点となる中間端子との間に、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１の直列体で構成され、エネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣｒ１を接続する。同様に、第１のブリッジ回路Ａ１ｍ内の２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１ｍＬ、Ｓ１ｍＨ）の接続点となる中間端子と、第２のブリッジ回路Ａｎ内の２つのＭＯＳＦＥＴ（ＳｎＬ、ＳｎＨ）の接続点となる中間端子との間に、コンデンサＣｒｍとインダクタＬｒｍの直列体で構成され、エネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣｒｍを接続する。この様に、第１のブリッジ回路内の２つのＭＯＳＦＥＴの中間端子と、第２のブリッジ回路内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点となる中間端子との間には、コンデンサＣｒとインダクタＬｒの直列体で構成され、エネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体が接続されている。ここで、図１の構成のように、第１のブリッジ回路内の中間端子から、第２のブリッジ回路内の中間端子へ１対１の対応でコンデンサとインダクタから成るＬＣ直列体が接続されていても良い（この場合、ｍ＝ｎ）し、上記実施の形態５で説明したように、１つの第１のブリッジ回路内の中間端子から、複数の第２のブリッジ回路内の中間端子へ、コンデンサとインダクタから成る複数のＬＣ直列体が接続されている構成も可能である。したがって、ｍは１≦ｍ≦ｎ−１を満たす整数となる。
【００９６】
次に、図１４のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の周辺回路構成について説明する。ゲート駆動回路２１１〜２１ｍは、制御回路１から入力される低電圧のゲート信号（Ｇ１１Ｌ〜Ｇ１ｍＬ、Ｇ１１Ｈ〜Ｇ１ｍＨ）を、第１のブリッジ回路内の各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１Ｌ〜Ｓ１ｍＬ、Ｓ１１Ｈ〜Ｓ１ｍＨ）のソース電位基準の信号に電位レベルを変換する機能と、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１Ｌ〜Ｓ１ｍＬ、Ｓ１１Ｈ〜Ｓ１ｍＨ）をオン／オフ制御するために必要な電圧と電流を供給する駆動機能を有している。同様に、ゲート駆動回路２２〜２ｎは、制御回路１から入力される低電圧のゲート信号（Ｇ２Ｌ〜ＧｎＬ、Ｇ２Ｈ〜ＧｎＨ）を、第２のブリッジ回路内の各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ〜ＳｎＬ、Ｓ２Ｈ〜ＳｎＨ）のソース電位基準の信号に電位レベルを変換する機能と、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ〜ＳｎＬ、Ｓ２Ｈ〜ＳｎＨ）をオン／オフ制御するために必要な電圧と電流を供給する駆動機能を有している。電圧センサ３１、３２、・・・、３ｎは、それぞれ平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、・・・、Ｃｓｎの両端子に接続され、各平滑コンデンサ電圧Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、・・・、Ｖｃｓｎを検出して制御回路１に伝達する。
【００９７】
図１５に示すように、制御回路１は、動作モード判定手段１００と、ゲート信号生成手段１Ａ、・・・、１Ｍによって構成されている。動作モード判定手段１００は、電圧指令値Ｖｒｅｆと、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、・・・、Ｃｓｎの検出電圧Ｖｃｓ１、Ｖｃｓ２、・・・、Ｖｃｓｎに応じて、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードを判定する機能を有している。ＬＣ直列体を介してその中間端子を接続された第１のブリッジ回路と第２のブリッジ回路は、同じ動作モードとなるように構成する。具体的には、第１のブリッジ回路Ａ１１と第２のブリッジ回路Ａ２は動作モードＡ１１で、・・・第１のブリッジ回路Ａ１ｍと第２のブリッジ回路Ａｎは動作モードＡ１ｍで動作させる。
ゲート信号生成手段１Ａ、・・・、１Ｍは、動作モード判定手段１００によって判定された動作モードに応じて、第１のブリッジ回路の各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１Ｌ〜Ｓ１ｍＬ、Ｓ１１Ｈ〜Ｓ１ｍＨ）を制御するためのゲート信号及び第２のブリッジ回路の各ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ〜ＳｎＬ、Ｓ２Ｈ〜ＳｎＨ）を制御するためのゲート信号を生成する手段を有している。具体的には、ゲート信号生成手段１Ａは、動作モードＡ１１に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１Ｌ、Ｓ１１Ｈ、Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ）を制御するためのゲート信号Ｇ１１Ｌ、Ｇ１１Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ２Ｈを生成し、ゲート駆動回路２１１、２２に出力する。同様に、ゲート信号生成手段１Ｍは、動作モードＡ１ｍに応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１ｍＬ、Ｓ１ｍＨ、ＳｎＬ、ＳｎＨ）を制御するためのゲート信号Ｇ１ｍＬ、Ｇ１ｍＨ、ＧｎＬ、ＧｎＨを生成し、ゲート駆動回路２１ｍ、２ｎに出力する。
【００９８】
動作モード判定手段１００の動作については上記実施の形態の動作と同様であり、また動作モードについては、上記実施の形態で説明したモードと同様のモードを適用することができる。
【００９９】
以上のように、本実施の形態では、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖｎを、Ｖ１端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約ｎ倍、約（ｎ−１）倍、・・・約１倍に昇圧することができる。同様に、Ｖｋ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧ＶｋをＶ１端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約ｋ倍、約（ｋ−１）倍、・・・約１倍に昇圧することができる。
また、出力電圧としてのＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間の電圧Ｖｎを、Ｖ１端子−Ｖｃｏｍ端子間電圧Ｖ１の約ｎ倍の状態から、約（ｎ−１）倍、・・・約１倍の電圧に降圧することができる。同様に、Ｖｋ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧ＶｋをＶ１端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧Ｖ１の約ｋ倍の状態から、約（ｋ−１）倍、・・・約１倍に降圧することができる。
【０１００】
実施の形態７．
本実施の形態では、図１又は図１４に示したＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成において、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された電圧をＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧に降圧する降圧回路として動作する場合について説明する。
ここでは、図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の降圧動作について説明する。降圧回路として動作する場合は、第２のブリッジ回路Ａ２、Ａ３は、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧を、そのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈ、Ｓ３Ｌ、Ｓ３Ｈ）のオンオフ動作により低電圧側に送る駆動用インバータ回路として動作する。また、第１のブリッジ回路Ａ１１、Ａ１２は、第２のブリッジ回路Ａ２、Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側に移行する整流回路として用いられる。
【０１０１】
次に、図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置が降圧回路として動作するときのエネルギの移行について説明する。
ゲート信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２ＨによりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｈ）がオン状態になると、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１に移行する。
Ｃｓ２→Ｓ２Ｈ→Ｌｒ１→Ｃｒ１→Ｓ１Ｈ
次に、ゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ２ＬによりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｌ）がオン状態になると、コンデンサＣｒ１に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
Ｃｒ１→Ｌｒ１→Ｓ２Ｌ→Ｃｓ１→Ｓ１Ｌ
また、ゲート信号Ｇ４Ｈ、Ｇ３ＨによりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｈ、Ｓ３Ｈ）がオン状態になると、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ２に移行する。
Ｃｓ２→Ｃｓ３→Ｓ３Ｈ→Ｌｒ２→Ｃｒ２→Ｓ４Ｈ
次に、ゲート信号Ｇ４Ｌ、Ｇ３ＬによりＭＯＳＦＥＴ（Ｓ４Ｌ、Ｓ３Ｌ）がオン状態になると、コンデンサＣｒ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に移行する。
Ｃｒ２→Ｌｒ２→Ｓ３Ｌ→Ｃｓ２→Ｃｓ１→Ｓ４Ｌ
【０１０２】
以上のように、図１又は図１４に示したＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成において、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された電圧をＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子の電圧に降圧することができる。
【符号の説明】
【０１０３】
Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｌ，Ｇ１Ｈ〜Ｇ４Ｈ  ゲート信号、
Ｇ１１Ｌ〜Ｇ１ｍＬ，Ｇ１１Ｈ〜Ｇ１ｍＨ  ゲート信号、
Ｇ２Ｌ〜ＧｎＬ，Ｇ２Ｈ〜ＧｎＨ  ゲート信号、
Ｓ１Ｌ〜Ｓ４Ｌ，Ｓ１Ｈ〜Ｓ４Ｈ  ＭＯＳＦＥＴ、
Ｓ１１Ｌ〜Ｓ１ｍＬ，Ｓ１１Ｈ〜Ｓ１ｍＨ  ＭＯＳＦＥＴ、
Ｓ２Ｌ〜ＳｎＬ，Ｓ２Ｈ〜ＳｎＨ  ＭＯＳＦＥＴ、
Ｃｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３，・・・，Ｃｓｎ  平滑コンデンサ、
Ｃｒ１，Ｃｒ２，・・・，Ｃｒｍ  エネルギ移行用コンデンサ、
Ｌｒ１，Ｌｒ２，・・・，Ｌｒｍ  インダクタ、
ＬＣｒ１，ＬＣｒ２，・・・，ＬＣｒｍ  ＬＣ直列体、ＶＨ  高圧電圧端子、
ＶＭ  中圧電圧端子、ＶＬ  低圧電圧端子、Ｖｃｏｍ  基準電圧端子、１  制御回路、
１Ａ，１Ｂ，・・・１Ｍ  ゲート信号生成手段、１００  動作モード判定手段、
Ａ１１，Ａ１２，・・・，Ａ１ｍ  第１のブリッジ回路、
Ａ２，Ａ３，・・・，Ａｎ  第２のブリッジ回路、
２１１，・・・，２１ｍ，２２，２３，・・・，２ｎ  ゲート駆動回路、
３１，３２，３３，・・・，３ｎ  電圧センサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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