(57)【要約】【課題】交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク指令値に基づいて変化させるフィードフォワード制御について、演算処理の複雑化を招くことなく広いトルク制御範囲にわたって共通に適用できるような制御構成を提供する。【解決手段】非線形特性を有するトルク特性線５００において現在の動作点での接線の傾きに従った線形近似演算によって、トルク指令値に対するトルク補償量を解消するための位相変化量を求める。反転領域６００，６１０では、接線の傾きが他の領域とは異なるため、位相変化量が本来とは反対の極性で算出される虞がある。このため、動作点を更新しつつ線形近似演算を複数回繰返す演算処理において、線形近似演算によって求められた接線の傾きが負であるときには、当該傾きを正の所定値に修正した上で、繰返演算を実行する。【選択図】図９
2011004541.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を、交流電動機を回転駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータから前記交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成された矩形波電圧制御部とを備え、
前記矩形波電圧制御部は、
前記交流電動機の所定のトルク特性式を電圧位相で微分した微分式に現在の電動機状態を代入したモデル式に従って、前記トルク特性式で示されるトルク特性線上の第１の動作点における、前記電圧位相の変化に対するトルク変化の比である第１の傾きを算出するように構成された線形近似部と、
前記線形近似部によって算出された前記第１の傾きの極性が想定されている極性と一致しているときには前記第１の傾きをそのまま維持する一方で、不一致のときには前記想定されている極性の所定値に前記第１の傾きを修正するように処理するための極性チェック部と、
トルク指令値に基づいて前記第１の動作点におけるトルク補償量を算出するとともに、当該トルク補償量を前記極性チェック部によって処理された前記第１の傾きで除算することによって第１の位相変化量を算出するように構成された位相変化量演算部と、
前記位相変化量演算部によって算出された前記第１の位相変化量に従って前記第１の動作点を更新するとともに、当該更新処理に応答して、前記線形近似部、前記極性チェック部および前記位相変化量演算部によって更新された前記第１の動作点における前記第１の位相変化量を算出する繰返処理を指示するように構成された更新処理部と、
前記繰返処理の終了条件が成立するか否かを判定する繰返処理判定部とを備え、
前記更新処理部は、さらに、前記終了条件が成立したと判定されたときに、その時点における更新された前記第１の動作点の電圧位相に基づいて、前記交流電動機の出力トルクを前記トルク指令値と合致させるための前記電圧位相の変化量を求めるように構成される、交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記極性チェック部は、前記交流電動機の回転方向に応じて、前記想定されている極性を変化させる、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記繰返処理判定部は、前記第１の動作点の更新回数が所定回数に達すると、前記終了条件が成立したと判定する、請求項１または２記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記繰返処理判定部は、制御演算開始から所定時間が経過すると前記終了条件が成立したと判定する、請求項１または２記載の交流電動機の制御装置。
【請求項５】
前記繰返処理判定部は、前記更新処理部によって更新された第１の動作点における、前記トルク特性式に従って演算されたトルク値と前記トルク指令値との差が所定値より小さくなると、前記終了条件が成立したと判定する、請求項１または２記載の交流電動機の制御装置。
【請求項６】
前記繰返処理判定部は、前記位相変化量演算部によって算出された前記第１の位相変化量の絶対値が所定の判定値よりも小さいと、前記終了条件が成立したと判定する、請求項１または２記載の交流電動機の制御装置。
【請求項７】
前記矩形波電圧制御部は、
前記トルク指令値に対するトルク偏差のフィードバックに基づいて前記矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成されたフィードバック制御部と、
前記フィードバック制御部により設定された前記電圧位相と、前記更新処理部によって算出された前記変化量との和に従って、前記電圧位相の指令値を設定する演算部とをさらに含む、請求項１〜６のいずれか１項記載の交流電動機の制御装置。
【請求項８】
前記交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される、請求項１〜７のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波交流電圧に変換して交流電動機へ印加するモータ制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御するモータ制御システムが一般的に用いられている。このようなモータ制御システムでは、一般的には交流電動機を高効率で駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってモータ電流が制御される。
【０００３】
しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御では、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、高速領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波ＰＷＭ制御よりも基本波成分が大きい電圧を出力可能な制御方式の採用が提案されている。
【０００４】
特開２００６−３２００３９号公報（特許文献１）には、コンバータによって可変制御される電圧を振幅とする矩形波電圧が交流電動機へ印加される制御方式が記載されている。特に、特許文献１では、基本的にはトルク偏差に応じて矩形波電圧の電圧位相を変化させるとともに、モータ回転速度が急激に変化した場合には、モータ回転速度の変化比に応じてコンバータの出力電圧を変化させる制御が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３２００３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１では、交流電動機のトルク実績をフィードバックした、矩形波電圧の位相制御が行なわれる。しかしながら、このようなトルクフィードバック制御では、トルク指令値の変化時には、当該変化に伴うトルク偏差が検出されてから、当該トルク偏差を解消するための制御演算に従って電圧位相が変化することになる。したがって、トルク指令値の変化時における制御応答性には改善の余地がある。
【０００７】
一方で、交流電動機の出力トルクは、矩形波電圧制御の操作量である電圧位相のみではなく、回転速度に代表されるモータの運転状態によっても変化する。したがって、トルク指令値の変化に対しては、モータの運転状態を反映したフィードフォワード制御によって、電圧位相の変化量を直接求めることが好ましい。
【０００８】
しかしながら、一般的に、矩形波電圧制御における電圧位相に対する出力トルクの変化は非線形特性を有することから、上記の様なフィードフォワード制御では、必要なトルク補償量に対応する電圧位相変化量を求める演算処理の複雑化、高負荷化が懸念される。
【０００９】
さらに、広い電圧位相の変化領域（すなわち広範なトルク領域）に対応させて上記フィードフォワード制御を行うためには、上記非線形特性を反映した特別な制御処理が必要となることが懸念される。このような特別処理が複雑化すると、さらに演算処理の高負荷化を招いてしまう。
【００１０】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク指令値に基づいて変化させるフィードフォワード制御について、演算処理の複雑化を招くことなく広いトルク制御範囲にわたって共通に適用できるような制御構成を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明による交流電動機の制御装置は、インバータと、矩形波電圧制御部とを備える。インバータは、直流電圧を、交流電動機を回転駆動するための交流電圧に変換する。矩形波電圧制御部は、インバータから交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成される。矩形波電圧制御部は、線形近似部と、極性チェック部と、位相変化量演算部と、更新処理部と、繰返処理判定部とを備える。線形近似部は、交流電動機の所定のトルク特性式を電圧位相で微分した微分式に現在の電動機状態を代入したモデル式に従って、トルク特性式で示されるトルク特性線）上の第１の動作点における、電圧位相の変化に対するトルク変化の比である第１の傾きを算出するように構成される。極性チェック部は、線形近似部によって算出された第１の傾きの極性が想定されている極性と一致しているときには第１の傾きをそのまま維持する一方で、不一致のときには想定されている極性の所定値に第１の傾きを修正するように処理するように構成される。位相変化量演算部は、トルク指令値に基づいて第１の動作点におけるトルク補償量を算出するとともに、当該トルク補償量を極性チェック部によって処理された第１の傾きで除算することによって第１の位相変化量を算出するように構成される。更新処理部は、位相変化量演算部によって算出された第１の位相変化量に従って第１の動作点を更新するとともに、当該更新処理に応答して、線形近似部、極性チェック部および位相変化量演算部によって更新された第１の動作点における第１の位相変化量を算出する繰返処理を指示するように構成される。繰返処理判定部は、繰返処理の終了条件が成立するか否かを判定する。さらに、更新処理部は、終了条件が成立したと判定されたときに、その時点における更新された第１の動作点の電圧位相に基づいて、交流電動機の出力トルクをトルク指令値と合致させるための電圧位相の変化量を求めるように構成される。
【００１２】
好ましくは、極性チェック部は、交流電動機の回転方向に応じて、想定されている極性を変化させる。
【００１３】
さらに好ましくは、繰返処理判定部は、第１の動作点の更新回数が所定回数に達すると、終了条件が成立したと判定する。あるいは、繰返処理判定部は、制御演算開始から所定時間が経過すると終了条件が成立したと判定する。
【００１４】
また、さらに好ましくは、繰返処理判定部は、更新処理部によって更新された第１の動作点における、トルク特性式に従って演算されたトルク値とトルク指令値との差が所定値より小さくなると、終了条件が成立したと判定する。あるいは、繰返処理判定部は、位相変化量演算部によって算出された第１の位相変化量の絶対値が所定の判定値よりも小さいと、終了条件が成立したと判定する。
【００１５】
好ましくは、矩形波電圧制御部は、フィードバック制御部と、演算部とをさらに含む。フィードバック制御部は、トルク指令値に対するトルク偏差のフィードバックに基づいて矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成される。演算部は、フィードバック制御部により設定された電圧位相と、更新処理部によって算出された変化量との和に従って、電圧位相の指令値を設定する。
【００１６】
また好ましくは、交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク指令値に基づいて変化させるフィードフォワード制御について、演算処理の複雑化を招くことなく広いトルク制御範囲にわたって共通に適用できるような制御構成を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
【図２】図１に示したモータ制御システムでのインバータにおける電力変換に用いられる制御方式を説明する概念図である。
【図３】交流電動機の運転状態と制御モードとの概略的な関係を示す概念図である。
【図４】矩形波電圧制御での電圧位相とトルクとの対応関係を示す概念図である。
【図５】矩形波電圧制御の具体的な制御構成を説明するための機能ブロック図である。
【図６】図５に示したフィードフォワード制御部による線形近似に基づく位相変化量の演算動作を説明する概念図である。
【図７】図５に示したフィードフォワード制御部による線形近似演算の繰返し処理を説明する概念図である。
【図８】図５に示したフィードフォワード制御部の詳細な構成を説明するための機能ブロック図である。
【図９】図８に示した極性チェック部の動作を説明するための第１の概念図である。
【図１０】図８に示した極性チェック部の動作を説明するための第２の概念図である。
【図１１】本実施の形態による矩形波電圧制御の制御処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】図１１に示したフィードフォワード項を演算するステップの詳細な制御処理手順を示すフローチャートである。
【図１３】図１２に示した位相変化量を演算するステップの詳細な制御処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２０】
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
図１を参照して、モータ制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。
【００２１】
交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２２】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２３】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
【００２４】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。
【００２５】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
【００２６】
電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００２７】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２８】
リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００２９】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００３０】
各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３１】
コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）ＶＨをインバータ１４へ供給する。また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。昇圧動作時および降圧動作時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧比＝１．０）とすることもできる。
【００３２】
平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。
【００３３】
インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３４】
さらに、モータ制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３５】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３６】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度（単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）によって示されるものとする）および回転角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００３７】
制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵
した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流電動機Ｍ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ制御システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の一部については、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００３８】
具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧに基づいて、後述する方法により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００３９】
コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００４０】
また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。
【００４１】
さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００４２】
（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。
【００４３】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。
【００４４】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧の基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。
【００４５】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機Ｍ１に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４６】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。
【００４７】
交流電動機Ｍ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００４８】
したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御するＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御）、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。
【００４９】
図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低速度域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中速度域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高速度域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００５０】
上記制御モードのうち、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御については、周知の任意の制御構成を適用することが可能である。たとえば、交流電動機Ｍ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍと一致するように、トルク指令値Ｔｑｃｏｍからｄ軸，ｑ軸の電流指令値を求め、これらの電流指令値に対するモータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のフィードバック制御を行なうことにより、ＰＷＭ制御が実現できる。
【００５１】
なお、矩形波電圧制御では、インバータ１４でのスイッチング回数（スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフ回数）が大幅に減少するので、スイッチング損失の低減による効率向上を図ることができる。したがって、状況によっては、正弦波ＰＷＭ制御が適用可能な低出力の領域においても、矩形波電圧制御を積極的に選択するように制御モードを決定することも可能である。
【００５２】
（矩形波電圧制御）
本発明による交流電動機の制御システムは、交流電動機Ｍ１の矩形波電圧制御に特徴点を有するものである。したがって、以下では、矩形波電圧制御の制御構成について詳細に説明する。
【００５３】
本実施の形態による交流電動機の矩形波電圧制御は、図４に示されるような、電圧位相θｖに対する出力トルク特性に従って実施される。
【００５４】
図４を参照して、一般的には、正トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＞０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを遅らせるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖは制御される。これに対して、負トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＜０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを進めるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖが制御される。
【００５５】
なお、後述するように、トルク特性は、交流電動機Ｍ１の状態に応じて変化する。また、図４にも示されるように、電圧位相が小さい領域では、電圧位相の変化に対するトルク変化の極性が変化する領域が存在する。
【００５６】
図５は、矩形波電圧制御の具体的な制御構成を説明するための機能ブロック図である。
図５を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、偏差演算部４２５と、フィードバック制御部４３０と、フィードフォワード制御部４４０と、加算部４５０と、矩形波発生器４６０と、信号発生部４７０とを含む。
【００５７】
なお、図５中の各機能ブロックについては、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。そして、矩形波電圧制御の適用時には、図５に従う矩形波電圧制御が所定の制御周期毎に実行される。
【００５８】
電力演算部４１０は、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。
【００５９】
Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ  …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出される回転角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。
【００６０】
Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω  …（２）
なお、トルク推定値Ｔｑについては、上記電力演算部４１０およびトルク演算部４２０による推定方式に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク推定値Ｔｑを求めてもよい。
【００６１】
偏差演算部４２５は、トルク推定値Ｔｑおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って、トルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）を演算する。
【００６２】
フィードバック制御部４３０は、トルク偏差ΔＴｑに基づいて、所定ゲインによる比例積分（ＰＩ）演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧位相のフィードバック項θｆｂを算出する。具体的には、図４にも示されるように、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進めるように、フィードバック項θｆｂを算出する。
【００６３】
フィードバック制御部４３０によれば、トルク偏差に基づくフィードバック制御により設定されるフィードバック項θｆｂが求められる。ただし、矩形波電圧制御では操作量が電圧位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御と比較して、その制御応答性は相対的に低下する。さらに、電力演算部４１０における電力演算（式（１））の際には、検出されたモータ電流値からノイズ等を除去するためのフィルタ処理が不可避であるので、この点からもフィードバック制御のみで十分な制御応答性を確保することが困難となる。
【００６４】
フィードフォワード制御部４４０は、交流電動機Ｍ１の状態に関連した変数（以下、モータ変数とも称する）としての回転速度Ｎｍおよびシステム電圧ＶＨを反映して、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化に対応するためのフィードフォワード項θｆｆを設定する。なお、回転速度Ｎｍは、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出できる。また、システム電圧ＶＨについては、電圧センサ１３による検出電圧あるいは、その電圧指令値ＶＨ♯によって検知できる。
【００６５】
加算部４５０は、フィードバック制御部４３０によるフィードバック項θｆｂと、フィードフォワード制御部４４０によるフィードフォワード項θｆｆとの加算に従って、矩形波電圧の位相指令に相当する電圧位相θｖを設定する。
【００６６】
矩形波発生器４６０は、加算部４５０によって設定された電圧位相θｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４７０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相θｖに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。
【００６７】
このように構成すると、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化にフィードフォワード制御で対応することによって制御応答性を高めることができる。さらに、フィードバック制御との組合せによって、オフセット的な定常偏差を解消することが可能となる。
【００６８】
しかしながら、フィードフォワード制御では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよびモータ変数の変化に対するフィードフォワード項θｆｆの設定が問題となる。一般的に、交流電動機Ｍ１では、電圧位相に対するトルク変化（トルク特性）は非線形特性となるので、演算時間が制御周期内に収まるように、あるいは、各制御周期での演算負荷を過度に高めることなく、フィードフォワード項θｆｆを求めることが課題となる。なお、上記非線形特性を事前にマップ化しておくことも可能であるが、制御精度向上のためにマップ点数を増加させればマップ用記憶データが膨大なものとなるため、ＥＣＵの記憶領域を過度に占有することが懸念される。
【００６９】
したがって、本実施の形態では、フィードフォワード制御部４４０を以下のように構成することにより、フィードフォワード制御に要する演算負荷および記憶データ容量の抑制を図る。
【００７０】
本実施の形態によるフィードフォワード制御の説明にあたり、まず、モータ状態を示すモータ変数および電圧位相に対する出力トルクの特性（以下、単に「トルク特性」と称する）について説明する。
【００７１】
モータ状態を反映したトルク特性は、以下に説明するトルク演算式によって把握される。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記（３）〜（５）式で示される。
【００７２】
【数１】
2011004541.tif 000003
【００７３】
（３），（４）式において、Ｒａは電機子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Ｐは交流電動機Ｍ１の極対数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる。
【００７４】
なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用される（図２）ことを考慮すると、（３），（４）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（４），（５）式は、矩形波電圧制御適用時には、下記（６），（７）式で示される。
【００７５】
【数２】
2011004541.tif 000004
【００７６】
さらに、矩形波電圧制御時には、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧で示されるモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分が、システム電圧ＶＨの０．７８倍となることを考慮すると、（６）式，（７）式を、上記（３）式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機Ｍ１の出力トルクＴとの間の関係を示すトルク演算式（８）を得ることができる。
【００７７】
【数３】
2011004541.tif 000005
【００７８】
（８）式から理解されるように、モータ状態を示すモータ変数ＶＨ，ω（Ｎｍ）をトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクＴとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。なお、（８）式中において、ψは交流電動機Ｍ１の逆起電圧係数を示す。また、定数Ｋａ，Ｋｂは、モータ定数として予め固定されるので、上記（８）式は、下記（９）式のように変形できる。すなわち、（８），（９）式は、モータ変数ＶＨ，ωおよび電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。すなわち、図４に示したトルク特性線は、式（９）を電圧位相−トルク平面上に表わしたものに相当する。そして、モータ変数ＶＨ，ωが変化すると、トルク特性線も変化することが理解される。なお、式（９）は、本発明での「トルク特性式」に対応する。
【００７９】
【数４】
2011004541.tif 000006
【００８０】
さらに、上記式（９）を電圧位相θで微分することにより、現在のモータ状態および電圧位相における、電圧位相変化に対するトルク変化の比Ｋｔｌを演算するための、下記式（１０）が導出される。
【００８１】
【数５】
2011004541.tif 000007
【００８２】
図６には、フィードフォワード制御部４４０による線形近似に基づく位相変化量の演算動作が示される。
【００８３】
図６を参照して、トルク特性線５００は、式（９）に現在のモータ状態（モータ変数ＶＨ，ω）を代入することによって導出される。なお、図６は、トルク特性線５００の一部を拡大して示したものである。
【００８４】
また、トルク特性線５００上の各動作点における接線ＴＬの傾きＫｔｌは、式（１０）に、式（９）と同一のモータ変数を代入したモデル式に従って求めることができる。当該モデル式は、本発明の「モデル式」に対応する。
【００８５】
今回の制御周期における演算開始時点における動作点Ｐａ（電圧位相θ０）は、トルク特性線５００上において、現在の電圧位相（すなわち、前回の制御周期で演算された電圧位相θｖ）に対応する動作点である。そして、上記モデル式に電圧位相θ０を代入することによって、動作点Ｐａでの接線ＴＬの傾きＫｔｌが求められる。この傾きＫｔｌは、動作点Ｐａにおける、電圧位相の変化に対するトルク変化の比に対応する。すなわち、接線傾きＫｔｌを求めることによって、電圧位相に対するトルク変化特性を線形近似することができる。
【００８６】
トルク指令値Ｔｑｃｏｍが変化したときには、今回のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク補償量ΔＴｔｌを演算する。たとえば、トルク補償量ΔＴｔｌは、今回のトルク指令値に対する前回のトルク指令値の差に従って求めることができる。あるいは、トルク補償量ΔＴｔｌは、式（９）に従って演算したトルク値、または、トルク演算部４２０での演算値と、今回のトルク指令値との差によって求めてもよい。
【００８７】
そして、接線ＴＬ上において、現在の動作点Ｐａからトルク補償量ΔＴｔｌだけトルクを変化させるための位相変化量Δθを、傾きＫｔｌに基づいて、下記式（１１）に従って算出することができる。すなわち、傾きＫｔｌは「第１の傾き」に対応し、Δθは、「第１の位相変化量」に対応する。
【００８８】
Δθ＝ΔＴｔｌ／Ｋｔｌ        …（１１）
図６に示されるように、位相変化量Δθだけ電圧位相を変化させたときの交流電動機Ｍ１の動作点（電圧位相θ１）は、実際には接線ＴＬ上の動作点Ｐｃではなく、トルク特性線５００上の動作点Ｐｄとなる。そして、動作点Ｐｄにおけるトルク値は、今回のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対して、線形近似に起因する誤差（Ｔｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）を有する。
【００８９】
トルク特性線５００上で、本来は、今回のトルク指令値Ｔｑｃｏｍには動作点Ｐｂが対応する。すなわち、動作点Ｐｂの電圧位相θｑに対する電圧位相θ０（初期値）の位相差が、本来求められるべき位相変化量Δθに相当する。
【００９０】
フィードフォワード制御部４４０は、接線の傾きによる線形近似演算を複数回繰返すことによって、位相変化量を正確に求めるように構成される。すなわち、動作点Ｐａ（電圧位相θ０）における線形近似演算によって求められた電圧位相θ１に対応する、トルク特性線５００上の動作点Ｐｄを新たな動作点Ｐａ♯として、同様の線形近似演算を再び実行する。すなわち、動作点Ｐａ，Ｐａ♯は、「第１の動作点」に対応する。
【００９１】
図７には、図６に引続いて実行される線形演算処理が示される。
図７を参照して、図６での動作点Ｐｄを新たに動作点Ｐａ♯として、図６で説明した動作点Ｐａに対するのと同様の線形処理演算が実行される。
【００９２】
すなわち、式（１０）にモータ変数を代入した上記モデル式に従って、動作点Ｐａ♯での接線ＴＬの傾きＫｔｌが新たに求められる。さらに、動作点Ｐａ♯でのトルク値Ｔｒｑが、式（１０）に従って求められるとともに、トルク補償量ΔＴｔｌ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｒｑが求められる。この結果、図６と同様に位相変化量Δθが求められるとともに、図６での動作点Ｐｃ，Ｐｄに対応する動作点Ｐｃ♯，Ｐｄ♯を求めることができる。動作点Ｐｃ♯，Ｐｄ♯の電圧位相θ１は、図６での電圧位相θ１（図７での電圧位相θ０）よりも、本来の電圧位相θｑに近くなる。
【００９３】
さらに、図７での動作点Ｐｄ♯を新たな動作点Ｐａ♯とすることによって、次の線形演算処理が、図６および図７と同様に実行できる。このように、動作点Ｐａ，Ｐａ♯（電圧位相θ０）を更新するように線形近似演算を繰返すことによって、更新後の動作点Ｐａ♯が本来の動作点Ｐｂへ収束する。すなわち、現在の電圧位相（図６でのθ０）から電圧位相θｑ（動作点Ｐｂ）への位相変化量を、膨大なマップデータの記憶を伴うことなく、式（９）の非線形特性に従って求めることが可能となる。
【００９４】
図８は、フィードフォワード制御部４４０の機能ブロック図である。図８中の各機能ブロックについても、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。
【００９５】
図８を参照して、フィードフォワード制御部４４０は、線形近似部４４２と、極性チェック部４４４と、位相変化量演算部４４５と、トルク演算部４４６と、更新処理部４４８と、繰返処理判定部４４７とを含む。
【００９６】
線形近似部４４２は、式（１０）に現在のモータ変数（ＶＨ，Ｎｍ）を代入したモデル式に従って、更新処理部４４８から与えられた電圧位相θ０における接線の傾きＫｔｌを求める。
【００９７】
トルク演算部４４６は、現在のモータ変数（ＶＨ，Ｎｍ）が代入された式（９）に従って、更新処理部４４８から与えられた電圧位相θ０におけるトルク値Ｔｒｑを演算する。
【００９８】
極性チェック部４４４は、線形近似部４４２によって求められた接線の傾きＫｔｌが、想定されている極性と一致しているか否かを判定するとともに、一致している場合には、線形近似部４４２が演算したＫｔｌをそのまま位相変化量演算部４４５に対して出力する。
【００９９】
一方で、線形近似部４４２が演算したＫｔｌが想定されている極性と不一致のときには、傾きＫｔｌは、所定値ｋｃに修正される（Ｋｔｌ＝ｋｃ）。そして、極性チェック部４４４は、修正された傾きＫｔｌを位相変化量演算部４４５に対して出力する。ここで、所定値ｋｃの極性は、上記想定される係数と同一である。
【０１００】
位相変化量演算部４４５は、極性チェック部４４４によって処理された接線の傾きＫｔｌと、トルク補償量ΔＴｔｌとに基づいて、式（１１）に従って位相変化量Δθを求める。トルク補償量ΔＴｔｌは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび／またはトルク演算部４４６によるトルク値Ｔｒｑに基づいて求めされる。上述のように、１回目の線形近似演算では、トルク補償量ΔＴｔｌを、トルク演算部４４６による演算を伴うことなく、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化量に従って求めてもよい。
【０１０１】
更新処理部４４８は、今回の制御周期での演算開始時点における電圧位相θｖ（すなわち、前回の制御周期で設定された電圧位相θｖ）を電圧位相θ０の初期値に設定するとともに、位相変化量演算部４４５によって位相変化量Δθが演算されるたびに、θ０を更新する（θ０←θ０＋Δθ）。これによって、線形近似の対象となる動作点Ｐａ，Ｐａ♯（第１の動作点）が更新される。
【０１０２】
繰返処理判定部４４７は、位相変化量演算部４４５によって位相変化量Δθが演算されるたびに、繰返処理を終了すべきか否かを判定する。そして、判定結果を示すフラグＦｒｐが生成される。フラグＦｒｐは、所定の終了条件が成立するとオンされる一方で、当該終了条件が成立するまではオフされる。
【０１０３】
たとえば、フラグＦｒｐは、更新処理部４４８による動作点Ｐａ，Ｐａ♯の更新回数（すなわち、線形近似演算の繰返回数）が所定回数を超えたときにオンされる。あるいは、繰返回数そのものには制限を設けることなく演算を実行した上で、今回の制御周期の開始時点からの所定時間経過時に、フラグＦｒｐをオンしてもよい。
【０１０４】
また、繰返処理判定部４４７は、位相変化量Δθが算出される毎に、｜Δθ｜が所定値εより小さいか否かを判定することによって、｜Δθ｜＜εが成立するとフラグＦｒｐをオンするように構成されてもよい。または、更新された電圧位相θ０に対応するトルク値Ｔｒｑをトルク演算部４４６によって演算することによって、トルク値Ｔｒｑとトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの偏差が所定値より小さくなったときにフラグＦｒｐをオンしてもよい。
【０１０５】
フラグＦｒｐがオフされているときには、更新処理部４４８によって更新された電圧位相θ０を用いて、線形近似部４４２、極性チェック部４４４、トルク演算部４４６、および、位相変化量演算部４４５による位相変化量Δθの演算（線形近似演算）が実行される。すなわち、動作点Ｐａ，Ｐａ♯の更新に応答して、線形近似演算により更新後の動作点Ｐａ，Ｐａ♯での位相変化量Δθを演算する繰返処理が継続的に実行される。
【０１０６】
一方で、フラグＦｒｐがオンされると、繰返処理は終了される。そして、その時点における更新後の電圧位相θ０が、フィードフォワード制御による目標位相とされる。したがって、フィードフォワード制御部４４０による位相変化量θｆｆは、前回の制御周期で設定された電圧位相θｖと、最終の更新後の動作点Ｐａ♯の電圧位相θ０（最終値）との差で示され、θｆｆ＝θ０（最終値）−θｖに設定される。すなわち、θｆｆは、今回の制御周期で繰返処理された線形近似演算の各々で求められた位相変化量Δθの積分値とも等しい。
【０１０７】
ここで、図９および図１０を用いて、極性チェック部４４４の動作について説明する。
図９を参照して、トルク特性線５００は、式（９）中のｓｉｎ２θの項の影響により、電圧位相（絶対値）が小さい領域で極値をとる。すなわち、トルク特性線５００の接線の傾きの極性（正／負）は同じではなく、他の領域とは異なり、電圧位相が大きくなるにつれてトルクが低下する反転領域６００，６１０が存在する。
【０１０８】
ここで、反転領域６００内の動作点Ｐｘにおいて、トルク指令値ＴｑｃｏｍがＴｙへ上昇したケースの制御動作を考察する。この場合には、トルク値Ｔｙに対応する動作点Ｐｙの電圧位相θｙへ向けて電圧位相が変化するように、フィードフォワード制御が作用すべきである。
【０１０９】
しかしながら、反転領域６００ではトルク特性線５００の接線の傾きが負であることから、図６〜図８で説明したような線形近似演算の繰返処理では、動作点Ｐｗへ収束するように演算されてしまう可能性が高い。すなわち、電圧位相をθｙへ近づけるようなフィードフォワード制御が困難である。
【０１１０】
また、反転領域６００を跨いでトルクを上昇させる場合、たとえば、動作点Ｐｚからトルク指令値ＴｑｃｏｍがＴｙへ上昇したケースにも、上述の線形近似演算の繰返処理では、動作点Ｐｗへ収束するようにフィードフォワード制御が行なわれる可能性がある。
【０１１１】
すなわち、低トルク領域での反転領域６００，６１０の存在によって、電圧位相の全領域にわたって、図６〜図８で説明したような線形近似演算の繰返処理を共通に適用したフィードフォワード制御が困難であることが理解される。
【０１１２】
なお、電圧位相の定義によっては、交流電動機Ｍ１の正回転時および逆回転時のそれぞれで、電圧位相−トルク特性の極性が反転する。たとえば、正回転時には図９の特性を示す一方で、逆回転時におけるトルク特性線５００は、図１０に示すように、電圧位相が大きくなるにつれてトルクが減少するようになる。ただし、図１０においても、電圧位相の全領域にわたって電圧位相が大きくなるにつれてトルクは単調に減少するのではなく、電圧位相が大きくなるにつれてトルクが上昇する反転領域６００♯，６１０♯が、図９の反転領域６００，６１０と同様に存在する。
【０１１３】
ここで、式（９）から理解されるとおり、モータ変数（ＶＨ，ω）が変化するとトルク特性線５００も変化するので、反転領域６００，６１０（６００♯，６１０♯）も変化する。また、式（９）中のモータ定数Ｋａ，Ｋｂの誤差も存在するので、反転領域６００，６１０を正確に特定して演算に反映することは困難である。
【０１１４】
本実施の形態による矩形波電圧制御では、簡易な演算処理によって反転領域６００，６１０（６００♯，６１０♯）に対応するために、極性チェック部４４４を設けて線形近似演算の繰返処理を実行する。
【０１１５】
上述のように、図９において、反転領域６００，６１０以外の領域では、トルク特性線５００の接線の傾きは正であるから、想定されている極性は「正」である。したがって、極性チェック部４４４は、図９の反転領域６００，６１０において、線形近似部４４２によって演算された傾きＫｔｌが負値となると、傾きＫｔｌを強制的に正の所定値ｋｃに修正する。図９の例では、所定値ｋｃは最低限、正値であることが必要である。たとえば、図９上でマクロに見た電圧位相に対するトルクの変化係数（全体的な右上がりの傾きに相当する値）とすればよい。
【０１１６】
一方、図１０（逆回転時）の場合には、反転領域６００♯，６１０♯以外の領域では、トルク特性線５００の接線の傾きは負であるから、想定されている極性は「負」である。したがって、極性チェック部４４４は、図１０の反転領域６００♯，６１０♯において、線形近似部４４２によって演算された傾きＫｔｌが正値となると、傾きＫｔｌを強制的に負の所定値ｋｃに修正する。図９の例では、所定値ｋｃは最低限、負値であることが必要である。たとえば、図９上でマクロに見た電圧位相に対するトルクの変化係数（全体的な左下がりの傾きに相当する値）とすればよい。
【０１１７】
図９，１０の例では、傾きＫｔｌの想定されている極性は、交流電動機Ｍ１の回転方向（正回転／逆回転）によって、「想定されている極性」および所定値ｋｃ（極性）を変える必要がある。ただし、電圧位相の定義によっては、図９および図１０の一方のみが適用されるので、この場合には、電圧位相−トルク特性となって「想定されている極性」および所定値ｋｃ（極性）が固定される。
【０１１８】
上述のような極性チェック部４４４の処理を付加することによって、図９で説明したような問題点を回避して、反転領域６００，６１０（６００♯，６１０♯）が存在しても、一律に図６〜８で説明した線形近似演算の繰返処理によって、位相変化量Δθを正しく求めることができる。すなわち、広いトルク制御範囲にわたって共通の演算ロジック（図８に示したフィードフォワード制御部４４０の構成）を適用して、大きなマップデータの格納や、演算の複雑化および処理負荷の増大を招くことなく、フィードフォワード制御を実現することができる。
【０１１９】
次に図１１〜図１３によって、本発明の実施の形態による矩形波制御によるフィードフォワード制御を実現するための制御処理手順について説明する。なお、図１１〜１３の各フローチャートの各ステップは、制御装置３０による、予め格納された所定のプログラム実行によるソフトウェア処理、あるいは電子回路の作動によるハードウェア処理によって実現することができる。
【０１２０】
図１１を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍを取得する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑに基づくフィードバック制御演算によって、電圧位相制御のフィードバック項θｆｂを算出する。すなわち、ステップＳ１１０による処理は、図５のフィードバック制御部４３０の機能に対応する。
【０１２１】
制御装置３０は、さらに、ステップＳ２００により、交流電動機Ｍ１の状態（モータ変数）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、電圧位相制御のフィードフォワード項θｆｆを設定する。すなわち、ステップＳ２００による処理は、図５のフィードフォワード制御部４４０の機能に対応する。
【０１２２】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３０では、フィードバック項θｆｂおよびフィードフォワード項θｆｆの和に従って、今回の制御周期における電圧位相θｖを演算する。すなわち、ステップＳ１３０による処理は、図５の加算部４５０の機能に対応する。
【０１２３】
そして、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、ステップＳ１３０で演算された電圧位相θｖに従ったインバータ制御指令、具体的には、インバータ１４のスイッチング指令、すなわち、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。ステップＳ１４０の処理は、図５の矩形波発生器４６０および信号発生部４７０の機能に対応する。
【０１２４】
図１２には、図１１のステップＳ２００によるフィードフォワード項演算の詳細が示される。
【０１２５】
図１２を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２１０では、現在のモータ状態（モータ変数の値）を読込むことによって、式（９）および式（１０）の係数を算出する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２０により、現在の電圧位相θｖ（前回の制御周期で演算された電圧位相）を電圧位相θ０の初期値とする。すなわち、最初の動作点Ｐａが決定される。
【０１２６】
そして、制御装置３０は、ステップＳ２３０により、電圧位相θ０およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づきトルク補償量ΔＴｔｌを演算するとともに、トルク補償量ΔＴｔｌに対応する位相変化量Δθを演算する。
【０１２７】
図１３には、図１２のステップＳ２３０における位相変化量の演算処理の詳細が示される。
【０１２８】
図１３を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２３１により、式（１０）に従って、電圧位相θ０における接線の傾きＫｔｌを演算する。すなわち、ステップＳ２３１による処理は、図５の線形近似部４４２の機能に対応する。
【０１２９】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ２３２では、ステップＳ２３１で演算された接線傾きＫｔｌの極性が想定されている極性と一致しているか否かを判定する。そして、極性が一致するとき（Ｓ２３２のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２３３により、ステップＳ２３１で演算された傾きＫｔｌをそのまま維持する。一方で、極性が不一致のとき（Ｓ２３２のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２３４により、傾きＫｔｌを所定値ｋｃに修正する。このとき、所定値ｋｃは、ステップＳ２３２で演算された傾きＫｔｌと極性が異なる。
【０１３０】
このように、ステップＳ２３２〜２３４による処理は、図８の極性チェック部４４４の機能に対応する。なお、上述のように、ステップＳ２３２での「想定されている極性」は、電圧位相の定義によっては、交流電動機Ｍ１の回転方向（正回転／逆回転）によって変わる。
【０１３１】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ２３６により、今回のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク補償量ΔＴｔｌを演算するとともに、ステップＳ２３７により、トルク特性線５００の接線ＴＬ上でトルク補償量ΔＴｔｌを解消するための位相変化量Δθを求める。すなわち、Δθ＝ΔＴｔｌ／Ｋｔｌが演算される。このように、ステップＳ２３６，２３８による処理は、図８の位相変化量演算部４４５の機能に対応する。
【０１３２】
再び図１２を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２４０により、ステップＳ２３０で求めた位相変化量Δθに従って電圧位相θ０を更新する（θ０←θ０＋Δθ）。さらに、制御装置３０は、ステップＳ２５０により、式（９）に従って、トルク特性線５００上における更新後の電圧位相θ０でのトルク値Ｔｑを演算する。これにより、次回の線形近似演算の対象とされる動作点Ｐａ，Ｐａ♯（第１の動作点）が更新される。
【０１３３】
そして、制御装置３０は、ステップＳ２６０により、所定の終了条件に従って、線形近似演算の繰返処理を終了すべきか否かを判定する。ステップＳ２６０による処理は、図５の繰返処理判定部４４７の機能に対応する。終了条件の成立時、すなわち、繰返処理判定部４４７によってフラグＦｒｐがオンされるときには、ステップＳ２６０はＹＥＳ判定とされる一方で、そうでないとき（フラグＦｒｐのオン時）には、ステップＳ２６０はＮＯ判定とされる。
【０１３４】
ステップＳ２６０のＮＯ判定時には、制御装置３０は、ステップＳ２４０による更新後の電圧位相θ０を用いて、更新された動作点Ｐａ，Ｐａ♯を対象とした線形近似演算（ステップＳ２３０）を実行する。これにより、終了条件が成立するまで、動作点Ｐａ，Ｐａ♯（電圧位相θ０）の更新を伴った線形近似演算の繰返処理が実現される。
【０１３５】
一方、ステップＳ２６０のＹＥＳ判定時には、制御装置３０は、ステップＳ２７０に処理を進めて、電圧位相θ０（第１の電圧位相）の最終値と、最初の電圧位相θｖ（ステップＳ２２０）との差に従って、フィードフォワード項θｆｆを演算する。すなわち、フィードフォワード項θｆｆは、今回の制御周期で繰返処理毎に算出された位相変化量Δθ（Ｓ２３０）の積分値と等しい。
【０１３６】
このように、図１１〜図１３に示した制御処理手順によっても、図８に示したフィードフォワード制御を実現することができる。
【０１３７】
以上説明したように本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置によれば、交流電動機Ｍ１に印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク指令値に基づいて変化させるフィードフォワード制御による位相変化量を、簡易な演算処理によって広いトルク制御範囲にわたって共通に求めることが可能である。これにより、膨大なマップデータの記憶を伴うことなく、広いトルク制御範囲にわたって共通の演算ロジックが適用されるフィードフォワード制御を実現することができる。これにより、制御装置３０の記憶容量不足や、演算の複雑化による処理負荷の増大を回避することができる。
【０１３８】
なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。
【０１３９】
さらに、トルク特性式についても式（９）に限定されるものではない。すなわち、反映するモータ変数を含めて、他のトルク演算式によってトルク特性式（トルク特性線５００）を構成することも可能である。すなわち、採用されたトルク特性式が非線形特性を有し、かつ、電圧位相の全範囲にわたって単調に増加／減少しない（すなわち、極値を有する）ものであれば、本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御を適用することが可能である。
【０１４０】
また、本実施の形態では、フィードフォワード制御とフィードバック制御との組合せを好ましい例として示したが、フィードバック制御との組合せが必然とされるものではない点につきても確認的に記載する。
【０１４１】
なお、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。
【０１４２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１４３】
この発明は、矩形波電圧制御が適用される交流電動機制御に適用される。
【符号の説明】
【０１４４】
５  アース線、６，７  電力線、１０，１３  電圧センサ、１０♯  直流電圧発生部、１２  コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２４  電流センサ、２５  回転角センサ、３０  制御装置（ＥＣＵ）、１００  モータ制御システム、４００  矩形波電圧制御部、４１０  電力演算部、４２０  トルク演算部、４２５  偏差演算部、４３０  フィードバック制御部、４４０  フィードフォワード制御部、４４２  線形近似部、４４４  極性チェック部、４４５  位相変化量演算部、４４６  トルク演算部、４４７  繰返処理判定部、４４８  更新処理部、４５０  加算部、４６０  矩形波発生器、４７０  信号発生部、５００  トルク特性線、６００，６００♯，６１０，６１０♯  反転領域、ＡＮＧ  ロータ回転角、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｆｒｐ  フラグ（繰返終了条件）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  三相電流、Ｋａ，Ｋｂ  モータ定数、ｋｃ  所定値（傾き）、Ｋｔｌ  傾き（接線）、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流電動機、Ｎｍ  回転速度、Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄ，Ｐｗ，Ｐｘ，Ｐｙ，Ｐｚ  動作点、Ｐｍｔ  モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８  スイッチング制御信号、ＳＥ  信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔ  トルク、ＴＬ  接線、Ｔｑ  トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｔｒｑ  トルク値（トルク演算式）、Ｖｂ  直流電圧（バッテリ電圧）、ＶＨ  直流電圧（システム電圧）、ＶＨ♯  電圧指令値、ＶＨ，ω  モータ変数、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  各相電圧指令値、ΔＴｑ  トルク偏差（ＦＢ制御）、ΔＴｔｌ  トルク補償量（ＦＦ制御）、Δθ  位相変化量、θ０  電圧位相（第１の電圧位相）、θ１，θｑ，θｖ，θｙ  電圧位相、θｆｂ  フィードバック項、θｆｆ  フィードフォワード項、ω  電気角速度。
【図１】
2011004541.tif 000008
【図２】
2011004541.tif 000009
【図３】
2011004541.tif 000010
【図４】
2011004541.tif 000011
【図５】
2011004541.tif 000012
【図６】
2011004541.tif 000013
【図７】
2011004541.tif 000014
【図８】
2011004541.tif 000015
【図９】
2011004541.tif 000016
【図１０】
2011004541.tif 000017
【図１１】
2011004541.tif 000018
【図１２】
2011004541.tif 000019
【図１３】
2011004541.tif 000020