(57)【要約】【課題】無線送信機に用いられる位相補正装置及び位相補正方法において、位相補正動作の安定性が向上したものを提供すること。【解決手段】位相検出器１０は、位相誤差の検出を行うに当たって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）、及びフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各信号をディジタル化（２値化）する。そして、その２値化信号に基づいて位相誤差Δφのsin(Δφ)が検出される。位相シフタ１４は、検出されたsin(Δφ)に相当する制御電圧に基づいて、搬送波信号の位相をΔφだけ補正する。【選択図】図３
2011004062.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分を信号レベルに応じて２値化し、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
前記位相誤差を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う位相シフタと、
を備えた、位相補正装置。
【請求項２】
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第１メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
請求項１に記載された位相補正装置。
【請求項３】
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値及び余弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第２メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第２メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値及び余弦値を逐次更新する、
請求項１に記載された位相補正装置。
【請求項４】
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正方法であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調し、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成し、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分を信号レベルに応じて２値化し、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出し、
前記位相誤差を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う、
位相補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線送信機に用いられる位相補正技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線送信用の電力増幅器の出力信号の線形性には一般に限界があり、特に入力信号のレベルが大きいときに利得の低下が生ずる（線形性歪）。このような線形性歪を補償するための回路として、カーテシアンフィードバック(Cartesian Feedback)型歪補償装置が知られている。カーテシアンフィードバック型歪補償装置が理想的に機能したならば、電力増幅器の出力信号において高い線形性が得られる。
【０００３】
カーテシアンフィードバック型歪補償装置では、電力増幅器の出力信号が取り出されて入力側へフィードバックされる。このとき、例えばアンテナ負荷の影響や、方向性結合器、復調器の伝播遅延等に伴うフィードバック系の位相変化が生ずる。よって、カーテシアンフィードバック型歪補償装置を有効に動作させるためには、このフィードバック系の位相変化を補正する必要がある。
【０００４】
かかる観点から、カーテシアンフィードバック型歪補償装置に適用される位相補正装置が知られている。図１に、この位相補正装置の要部を示す。
【０００５】
図１において、送信用ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが直交変調器４０によって変調された後に合成される。この合成信号は、電力増幅器９０(ＰＡ：Power Amplifier)によって所望のレベルまで増幅されてＲＦ信号(RF_OUT)として送信される。また、このＲＦ信号（RF_OUT）の一部が方向性結合器により取り出され（フィードバックされ）、そのフィードバック信号y(t)から直交復調器３０によってベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）が生成される。ここで、上述したフィードバック系の位相変化（図１では、位相変化に相当する遅れを遅延期間τとして表記している。）によりＩ≠Ｉ＊，Ｑ≠Ｑ＊であることから、この位相変化を補正するために位相補正装置が設けられている。
【０００６】
図１において、位相補正装置は、サイン検出部１０１及びコサイン検出部１０２を含む位相検出器と、位相シフタ１０４とを備える。ここで、位相の目標補正量（すなわち、位相誤差）をΔφとすると、フィードバックされたベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）は、以下の式（１），（２）のとおり表される。式（１），（２）では、Δφ＝０のときに限りＩ＝Ｉ＊，Ｑ＝Ｑ＊が成立する。また、sin(Δφ)は、以下の式（３）に従ってサイン検出部１０１にて算出される。なお、式（３）においてｋは正規化定数であり、ｋ＝１／（Ｉ・Ｉ＋Ｑ・Ｑ）である。
【０００７】
【数１】
2011004062.tif 000003
【数２】
2011004062.tif 000004
【数３】
2011004062.tif 000005
【０００８】
また、コサイン検出部１０２は、cos(Δφ)＝（１−sin２(Δφ)）１／２の関係に従って、cos(Δφ)を算出する。コサイン検出部１０２では、位相シフタ１０４への入力の二乗和が所定の定数Magとなるように構成されており、これにより位相シフタ１０４の出力信号の振幅が一定となることが補償される。
【０００９】
位相シフタ１０４は、以下の式（４）に示すように、局部発振器からの搬送波信号sin(ωt)、及びその搬送波信号をπ／２移相させた信号に対して、それぞれsin(Δφ)及びcos(Δφ)を乗算し、合成する。その結果、局部発振器からの搬送波信号sin(ωt)に対して位相をΔφだけ進めた信号sin(ωt＋Δφ)が直交変調器４０に供給される。よって、無線送信機の出力からフィードバックされるＲＦ信号y(t）と、直交変調器４０に与えられる搬送波信号との位相誤差が０（Δφ＝０）となる。
【数４】
2011004062.tif 000006
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Joel L. Dawson, Thomas H. Lee, “Automatic Phase Alignment for a Fully Integrated Cartesian Feedback Power Amplifier System”, ISSCC2003 (IEEE Intl. Solid-State Circuit Conference)
【非特許文献２】Joel L. Dawson, Thomas H. Lee, “Automatic Phase Alignment for a Fully Integrated Cartesian Feedback Power Amplifier System”, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL-38, NO.12, DECEMBER 2003
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、図１を参照して説明した位相補正装置は、位相検出器及び位相シフタがアナログ回路によって構成されており、アナログ回路内の素子特性の温度ドリフト、製造時に生ずるオフセット特性等に起因して、動作が不安定となりうる。
よって、本発明の１つの観点では、無線送信機に用いられる位相補正装置及び位相補正方法において、位相補正動作の安定性を向上させたものを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
第１の観点は、第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置である。
この位相補正装置は、
（Ａ）第１信号及の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
（Ｂ）前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
（Ｃ）第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分を信号レベルに応じて２値化し、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
（Ｄ）前記位相誤差を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う位相シフタと、
を備える。
第２の観点は、上記位相補正装置の各構成要素と同一の処理を行う位相補正方法である。
【発明の効果】
【００１３】
開示の位相補正装置及び位相補正方法によれば、位相補正動作の安定性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来の位相補正装置の一例を示すブロック図。
【図２】第１実施形態における無線送信機の要部の全体構成を示すブロック図。
【図３】第１実施形態における無線送信機の内、位相補正装置に関連する部位についてのみ記述したブロック図。
【図４】第１実施形態において、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の各成分の信号の符号と、位相誤差の正弦値の符号との関係を示す図。
【図５】第１実施形態において、位相検出器の具体的な構成例を示すブロック図。
【図６】第１実施形態において、位相検出器内のＲＯＭの設定例を示す図。
【図７】第１実施形態において、位相検出器内の積分器の入出力関係を示す図。
【図８】第２実施形態において、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の各成分の信号の符号と、位相誤差の正弦値と余弦値の符号との関係を示す図。
【図９】第２実施形態において、位相補正装置の具体的な構成例を示すブロック図。
【図１０】第２実施形態において、位相検出器内のＲＯＭの設定例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
１．第１実施形態
以下、電力増幅器の線形性歪を補償するためのカーテシアンフィードバック型歪補償装置を備えた無線送信機について説明する。このカーテシアンフィードバック型歪補償装置には、位相補正装置が適用される。
【００１６】
（１−１）無線送信機の全体構成
以下、本実施形態の無線送信機の全体構成について図２を参照して説明する。
図２は、本実施形態の無線送信機の要部の全体構成を示すブロック図である。図２に示す無線送信機は、位相検出器(Phase Detector)１０、位相シフタ(Phase Shifter)１４、直交復調器３０（ＤＥＭ）、減算器３８、直交変調器４０（ＭＯＤ）、電力増幅器９０（ＰＡ）、局部発振器９１、方向性結合器９３、を含む。
図２において、局部発振器９１で生成される搬送波信号は直交復調器３０へ与えられる。局部発振器９１から直交変調器４０へ与えられる搬送波信号は、位相シフタ１４により位相回転させられる。
【００１７】
図２に示す無線送信機では、電力増幅器９０が出力するＲＦ信号(RF_OUT)が方向性結合器９３により取り出され、直交復調器３０によりベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）が生成される。このベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）は、減算器３８へフィードバックされる。減算器３８では、入力ベースバンド信号（同相成分Ｉｉｎ，直交成分Ｑｉｎ）から、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）を減算する。減算器３８で得られる誤差信号は、直交変調器４０へ向けられる。これにより、カーテシアンフィードバックが形成される。
【００１８】
この実施形態の説明において、直交変調器４０へ入力されるベースバンド信号を送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）という。送信用ベースバンド信号は、減算器３８で得られる誤差信号が増幅のための所定の伝達要素（図示せず）を経た後の信号である。送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）は、位相検出器１０に入力される。
【００１９】
位相検出器１０は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）に基づいて位相誤差を検出し、検出した位相誤差を目標補正量（目標値）として位相シフタ１４に与える。
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの直交変調器４０に対する搬送波信号の位相を、位相検出器１０から与えられる目標補正量だけシフトする。これによって、フィードバック系で生ずる位相変化が補正され、カーテシアンフィードバック型歪補償装置が有効に機能するようになる。
【００２０】
（１−２）位相補正装置の構成
次に、位相補正装置の構成について図３を参照して説明する。
図３は、本実施形態の無線送信機の内、位相補正装置に関連する部位についてのみ記述したブロック図である。すなわち、図３では、図２と異なり、カーテシアンフィードバック系の全体については記述していない。
【００２１】
図３では、方向性結合器９３から取り出されてフィードバックされるＲＦ信号の遅延要素をτとして表している。また、図３に示すように、直交復調器３０はミキサ３１，ミキサ３２及びπ／２移相器３３を備え、直交変調器４０はミキサ４１，ミキサ４２、π／２移相器４３及び加算器４４を備える。
【００２２】
ミキサ３１は、フィードバックされたＲＦ信号y(t)（帰還信号）に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)（第２搬送波信号）を乗算して、ベースバンド信号（第２信号）の同相成分Ｉ＊を生成する。ミキサ３２は、フィードバックされたＲＦ信号y(t)に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)（第２搬送波信号）をπ／２移相した信号を乗算して、ベースバンド信号（第２信号）の直交成分Ｑ＊を生成する。
【００２３】
直交変調器４０に与えられる搬送波信号（第１搬送波信号）は、位相シフタ１４によってΔφだけ位相がシフトされる（sin(ωt+Δφ)）。ミキサ４１は、送信用ベースバンド信号（第１信号）の同相成分Ｉに対して搬送波信号sin(ωt+Δφ)を乗算する。ミキサ４２は、送信用ベースバンド信号（第１信号）の直交成分Ｑに対して、搬送波信号sin(ωt+Δφ)をπ／２移相した信号を乗算する。加算器４４は、ミキサ４１及びミキサ４２の出力信号を加算し、電力増幅器９０へ供給する。
【００２４】
位相検出器１０は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号に基づいて、位相シフタ１４に与える制御電圧ＣＶ(Controlled Voltage)を設定する。この制御電圧ＣＶは、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の位相誤差をΔφとしたとき、sin(Δφ)に応じた値である。
【００２５】
位相シフタ１４では、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)に対して、位相検出器１０からの制御電圧ＣＶに基づいた位相量だけ移相し、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。本実施形態においては、位相シフタ１４は、与えられる制御電圧の値に応じて位相をシフトするものであればよく、その構成を限定しない。なお、この実施形態では、sin(Δφ)の値のみに基づいて位相シフトを行う（すなわち、cos(Δφ)の値を使用しない）ため、位相誤差Δφが−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲にあるときに有効である。位相誤差Δφが−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲下ではsin(Δφ)≒Δφとみなし、位相シフタ１４では、制御電圧ＣＶに比例する量だけの位相シフトを生じさせる構成を備えていればよい。
【００２６】
（１−３）位相検出のディジタル処理
本実施形態の位相補正装置において、位相検出器１０は、位相検出をディジタル処理により行う。このディジタル処理の方法について、図４を参照して説明する。
図４は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号の符号と、sin(Δφ)（Δφ：位相誤差）の符号との関係を示す図である。この両者の関係は、上記式（３）によって得ることができる。なお、図４において、sin(Δφ)の符号が「不定」とあるのは、Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊の符号のみでは、sin(Δφ)の符号が定まらないことを意味する。例えば、Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊がすべて負(-)の場合には、上記式（３）のうち（Ｉ・Ｑ−Ｉ＊・Ｑ＊）の項が正(+)、負(-)のいずれにもなる可能性があるため、この場合にはsin(Δφ)の符号は「不定」としている。
位相検出器１０は、図４に示すように、各成分Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊の符号を逐次検出し、sin(Δφ)の符号が正(+)の場合には、制御電圧ＣＶの値を所定量だけ増加させる。位相検出器１０は、sin(Δφ)の符号が負(-)の場合には、制御電圧ＣＶの値を所定量だけ減少させる。位相検出器１０は、sin(Δφ)の符号が「不定」の場合には、制御電圧ＣＶの値を保持させる。
【００２７】
（１−４）位相検出器の具体的な構成例
次に、位相検出器１０の具体的な構成例について図５〜７を参照して説明する。図５は、位相検出器１０の具体的な構成例を示すブロック図である。図６は、図５に示す位相検出器１０内のＲＯＭ(Read Only Memory)の設定例を示す図である。図７は、位相検出器１０内の積分器の入出力関係を示す図である。
【００２８】
図５に示す位相検出器１０は、ディジタル処理部５０と積分器６０を含む。ディジタル処理部５０は、比較器群５１（比較器５１−１〜５１−４）と、デコーダ５２(DECORDER)と、第１メモリとしてのＲＯＭ５３と、バッファ群（バッファ５４−１，５４−２）とを備える。積分器６０は、オペアンプＯＰ６１と、オペアンプＯＰ６１の入力端子又は出力端子に接続される抵抗素子及びキャパシタ（キャパシタＣ６２，Ｃ６３等）とを備える。
【００２９】
ディジタル処理部５０において、比較器群５１の各比較器は、入力信号を２値化する。
すなわち、比較器５１−１は、送信用ベースバンド信号の同相成分Ｉの信号レベル（例えば、電圧振幅レベル）を所定の閾値と比較し、Ｉの信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−２は、送信用ベースバンド信号の直交成分Ｑの信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｑの信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−３は、フィードバックされるベースバンド信号の同相成分Ｉ＊の信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｉ＊の信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−４は、フィードバックされるベースバンド信号の直交成分Ｑ＊の信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｑ＊の信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。
【００３０】
なお、各比較器における閾値は好ましくは０（ゼロ）である。各比較器における閾値が０である場合、各比較器は、入力信号の符号に応じて、「１」（入力信号が正(+)のとき）、又は「０」（入力信号が負(-)のとき）を出力することになる。この場合、図５に示す、比較器出力とsin(Δφ)の符号との関係は、図４に示す関係と等価である。
しかしながら、各比較器における閾値は０に限られず、ベースバンド信号のオフセット量等を考慮しつつ他の値をとることもできる。この場合、図４に示した各成分の「符号」は、０に限られない所定の閾値を基準とした相対的な大小関係として捉えうる。０以外の閾値を設定した場合であっても、sin(Δφ)の変動、すなわち制御電圧ＣＶを増加させるか減少させるかの判定が可能な閾値であればよい。
【００３１】
デコーダ５２は、比較器５１−１〜５１−４の出力（４ビットのパラレル信号）をＲＯＭ５３のアドレスの値に変換する。図６を参照すると、各比較器の出力（「０」又は「１」）の組合せとＲＯＭアドレスとの関係が定義されている。デコーダ５２では、この関係に従ってＲＯＭアドレスが設定される。
【００３２】
ＲＯＭ５３は、図６に示すように、ＲＯＭアドレス毎に２ビットのデータＤ０，Ｄ１を記憶している。デコーダ５２によって設定されるＲＯＭアドレスに応じた２ビットのデータＤ０，Ｄ１（論理レベル）がＲＯＭ５３から出力される。
ＲＯＭ５３のデータは、以下の基準に従って設定されている。すなわち、図６に示すように、各比較器の出力に応じて、制御電圧ＣＶ(sin(Δφ)の値を所定量だけ増加させるか、所定量だけ減少させるか、又は値を保持するか定められている。そして、sin(Δφ)の符号が正(+)となる場合には、Ｄ０＝１かつＤ１＝０がＲＯＭ５３の出力データとなるように設定されている。sin(Δφ)の符号が負(-)となる場合には、Ｄ０＝０かつＤ１＝１がＲＯＭ５３の出力データとなるように設定されている。sin(Δφ)の符号が不定となる場合には、Ｄ０＝ＸかつＤ１＝Ｘ（ともにハイインピーダンス）となるように設定されている。
【００３３】
バッファ５４−１，５４−２はそれぞれ、ＲＯＭ５３のデータＤ０，Ｄ１を積分器６０へ出力するための出力バッファである。各バッファは、外部のイネーブル信号ＥＮによって、ＲＯＭ５３のデータをそのままの論理レベルで出力するか、又は出力をハイインピーダンスとするか制御される。各バッファは、例えば、イネーブル信号ＥＮがローレベルのときにデータＤ０，Ｄ１をそのまま信号ＳＵ，ＳＤとして積分器６０へ出力し、イネーブル信号ＥＮがハイレベルのときにデータＤ０，Ｄ１、すなわち信号ＳＵ，ＳＤをハイインピーダンスとする。
【００３４】
図５に示すように、積分器６０では、オペアンプＯＰ６１の出力端子と反転入力端子とを接続する帰還ループ上にキャパシタＣ６２が設けられる。このキャパシタＣ６２とオペアンプＯＰ６１の入力端子に接続される抵抗素子とにより、積分回路が形成されている。オペアンプＯＰ６１の出力端子には抵抗素子を介して、制御電圧ＣＶを保持するためのキャパシタＣ６３が接続されている。積分器６０では、入力信号に対して積分結果の極性が反転するため、ディジタル処理部５０からの信号ＳＵ，ＳＤはそれぞれ、オペアンプＯＰ６１の非反転入力端子、反転入力端子に入力される。なお、この位相補正装置の実際のシステムへの適用に当たっては、積分器６０内の抵抗素子、キャパシタによって、制御電圧ＣＶのゲイン、周波数特性を調整しうる。
【００３５】
図７を参照すると、積分器６０は、入力信号ＳＵ，ＳＤの値に応じて以下のとおり動作する。すなわち、積分器６０では、ＳＵ＝１（Ｄ０＝１）かつＳＤ＝０（Ｄ１＝０）のときに制御電圧ＣＶが所定量だけ増加する。積分器６０では、ＳＵ＝０（Ｄ０＝０）かつＳＤ＝１（Ｄ１＝１）のときに制御電圧ＣＶが所定量だけ減少する。積分器６０では、入力がハイインピーダンス（Ｄ０＝ＸかつＤ１＝Ｘ）のときに制御電圧ＣＶの値が保持される。
【００３６】
（１−５）位相補正の動作
次に、主として図３及び図５を参照して、第１実施形態の無線送信機における位相補正の動作について説明する。
図３を参照すると、本実施形態の無線送信機では、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）が直交変調器４０によって変調された後、電力増幅器９０によって所望のレベルまで増幅されて空間へ放射される。ここで、電力増幅器９０における線形性歪を補償するため、電力増幅器９０の出力信号RF_OUTが方向性結合器９３によって取り出され、ＲＦ信号y(t)としてフィードバックされる（カーテシアンフィードバック）。直交復調器３０へフィードバックされる信号は、フィードバック系の遅延要素によって、例えば直交変調器４０の出力信号と比較すると遅延している。よって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、直交復調器３０によって得られるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）とでは、位相誤差が生じうる。この位相誤差を補正するために先ず、各成分の信号が位相検出器１０へ入力される。
【００３７】
図５を参照すると、位相検出器１０では先ず、ディジタル処理部５０において、入力した各成分の信号（Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊）を所定の閾値と比較することにより、２値化（ディジタル化）する。各成分の２値化信号の組合せに基づき、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値を増加させるべきか、減少させるべきか、又は値を保持すべきかについてのデータが予め、ディジタル処理部５０内のＲＯＭ５３に記憶されている（図６参照）。ディジタル処理部５０では、各成分（Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊）の信号が逐次取り込まれ、対応するＲＯＭ５３から２ビットのデータ（Ｄ０，Ｄ１）が取り出される。このＲＯＭのデータは、バッファを介して所定の振幅レベルの信号（ＲＯＭのデータと同一の論理レベルの信号）として積分器６０へ供給される。積分器６０では、バッファからの信号に基づいて、位相シフタ１４に対する出力電圧（制御電圧ＣＶ）を増加、減少、又は保持する（逐次更新する）。このようにして、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値に応じた制御電圧ＣＶが位相シフタ１４に与えられる。
【００３８】
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)に対して、位相検出器１０からの制御電圧ＣＶの大きさに応じた位相シフトを行い、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。これにより、直交変調器４０に与えられる搬送波信号の位相が補正される。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態の無線送信機では、位相誤差の検出を行うに当たって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）、及びフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各信号をディジタル化（２値化）する。そして、その２値化信号に基づいて位相誤差Δφのsin(Δφ)が検出され、そのsin(Δφ)に相当する制御電圧に基づいて、搬送波信号の位相が補正される。すなわち、位相補正装置に取り込む信号についてディジタル化を行った後に制御電圧を決定しているため、アナログ回路に起因して動作が不安定となる点が大幅に抑制されて、位相補正動作の安定性が向上する。
【００４０】
２．第２実施形態
以下、位相補正装置の他の実施形態を含む無線送信機について説明する。本実施形態の位相補正装置のブロック図は、図３に示したものと同一である。但し、図３において、位相検出器１０の出力は、本実施形態では制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２となる。
【００４１】
（２−１）位相検出のディジタル処理
先ず、本実施形態の位相補正装置において、第１実施形態のものと同様、位相検出をディジタル処理により行う。このディジタル処理の方法について、図８を参照して説明する。
図８は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号の符号と、sin(Δφ)及びcos(Δφ)（Δφ：位相誤差）の符号との関係を示す図である。この両者の関係は、上記式（３）のsin(Δφ)の式、及び以下の式（５）によって得ることができる。
【数５】
2011004062.tif 000007
【００４２】
なお、前述した図４の場合と同様、図８において、sin(Δφ)，cos(Δφ)の符号が「不定」とあるのは、Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊の符号のみでは、sin(Δφ)，cos(Δφ)の符号が定まらないことを意味する。
本実施形態の位相検出器は、図８示すように、各成分Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊の符号を検出し、sin(Δφ)及びcos(Δφ)の符号を逐次検出する。そして、本実施形態の位相検出器は、sin(Δφ)及びcos(Δφ)にそれぞれ対応する制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２を位相シフタに与える。このとき、位相検出器は、逐次算出されるsin(Δφ)及びcos(Δφ)の符号に応じて、制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２の値を増加、減少、又は保持させる（逐次更新する）。
【００４３】
（２−２）位相補正装置の具体的な構成例
次に、本実施形態の位相補正装置の具体的な構成例について図９及び図１０を参照して説明する。図９は、位相補正装置の具体的な構成例を示すブロック図である。図１０は、図９に示す位相検出器内のＲＯＭの設定例を示す図である。
【００４４】
図９に示す位相検出器１０では、位相誤差Δφに対するsin(Δφ)及びcos(Δφ)にそれぞれ応じた制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２を生成するために、図５に示したディジタル処理部及び積分器が、sin(Δφ)用及びcos(Δφ)用に並列して設けられている。すなわち、制御電圧ＣＶ１を生成するためにディジタル処理部７１と積分器８１が設けられ、制御電圧ＣＶ２を生成するためにディジタル処理部７２と積分器８２が設けられている。ディジタル処理部７１とディジタル処理部７２は、図５に示したディジタル処理部５０と同様の回路構成を適用しうる。積分器８１及び積分器８２は、図５に示した積分器６０と同様の回路構成（入出力については図７参照）を適用しうる。
【００４５】
ディジタル処理部７１とディジタル処理部７２とでは、内部のＲＯＭの内容が相違する。ディジタル処理部７１はsin(Δφ)に対応するものであり、図１０に示すように、そのＲＯＭ内容は図６に示したものと同一である。ディジタル処理部７２はcos(Δφ)に対応するものであり、そのＲＯＭ内容は図１０に示すとおりである。なお、ディジタル処理部７１とディジタル処理部７２に含まれるＲＯＭは、第２メモリに対応する。
【００４６】
以下、ディジタル処理部７２のＲＯＭ内容について説明する。
ディジタル処理部７２内のＲＯＭは、図１０に示すように、ＲＯＭアドレス毎に２ビットのデータＤ０，Ｄ１を記憶しており、デコーダによって設定されるＲＯＭアドレスに応じた２ビットのデータＤ０，Ｄ１（論理レベル）がＲＯＭから逐次出力される。
ＲＯＭのデータは、以下の基準に従って設定されている。すなわち、図１０に示すように、各比較器の出力に応じて、制御電圧ＣＶ２(cos(Δφ))の値を所定量だけ増加させるか、所定量だけ減少させるか、又は値を保持するか定められている。そして、cos(Δφ)の符号が正(+)となる場合には、Ｄ０＝１かつＤ１＝０がＲＯＭの出力データとなるように設定され、バッファからＳＵ＝１かつＳＤ＝０が出力される。cos(Δφ)の符号が負(-)となる場合には、Ｄ０＝０かつＤ１＝１がＲＯＭの出力データとなるように設定され、バッファからＳＵ＝０かつＳＤ＝１が出力される。cos(Δφ)の符号が不定となる場合には、Ｄ０＝ＸかつＤ１＝Ｘ（ともにハイインピーダンス）が設定され、ＳＵとＳＤがともにハイインピーダンスとなる。
【００４７】
ディジタル処理部７１及びディジタル処理部７２がイネーブル信号によって動作するのは、図５に示したディジタル処理部５０と同様である。
【００４８】
図９において、位相シフタ１４は、ミキサ８５，ミキサ８６、π／２移相器８７及び加算器８８を備える。ミキサ８５は、sin(Δφ)に対応する制御電圧ＣＶ１に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)を乗算する。ミキサ８６は、cos(Δφ)に対応する制御電圧ＣＶ２に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)をπ／２移相した信号を乗算する。加算器８８は、ミキサ８５及びミキサ８６の出力信号を加算し、搬送波信号sin(ωt)の位相をΔφだけシフトした信号sin(ωt+Δφ)を生成する。なお、この位相シフタ１４における処理は、上記式（４）の演算に相当する。
位相シフタ１４は、sin(Δφ)及びcos(Δφ)の双方の値に基づいて処理を行うため、０〜２πのすべての領域の目標補正量に対して位相シフトを行うことが可能である（エンドレス位相シフタ(Endless Phase Shifter)）。
【００４９】
（２−３）位相補正の動作
次に、主として図３及び図９を参照して、第２実施形態の無線送信機における位相補正の動作について説明する。
図３を参照すると、本実施形態の無線送信機では、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）が直交変調器４０によって変調された後、電力増幅器９０によって所望のレベルまで増幅されて空間へ放射される。ここで、電力増幅器９０における線形性歪を補償するため、電力増幅器９０の出力信号RF_OUTが方向性結合器９３によって取り出され、ＲＦ信号y(t)としてフィードバックされる（カーテシアンフィードバック）。直交復調器３０へフィードバックされる信号は、フィードバック系の遅延要素によって、例えば直交変調器４０の出力信号と比較すると遅延している。よって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、直交復調器３０によって得られるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）とでは、位相誤差が生じうる。この位相誤差を補正するために先ず、各成分の信号が位相検出器１０へ入力される。
【００５０】
図９を参照すると、位相検出器１０では先ず、ディジタル処理部７１，７２において、入力した各成分の信号（Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊）を所定の閾値と比較することにより、２値化（ディジタル化）する。各成分の２値化信号の組合せに基づき、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値を増加させるべきか、減少させるべきか、又は値を保持すべきかについてのデータが予め、ディジタル処理部７１内のＲＯＭに記憶されている（図１０参照）。また、各成分の２値化信号の組合せに基づき、位相誤差をΔφとしたときのcos(Δφ)の値を増加させるべきか、減少させるべきか、又は値を保持すべきかについてのデータが予め、ディジタル処理部７２内のＲＯＭに記憶されている（図１０参照）。ディジタル処理部７１，７２ではそれぞれ、各成分（Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊）の信号が逐次取り込まれ、対応するＲＯＭから２ビットのデータ（Ｄ０，Ｄ１）が逐次取り出される。このＲＯＭのデータは、バッファを介して所定の振幅レベルの信号（ＲＯＭのデータと同一の論理レベルの信号）として、それぞれ積分器８１，８２へ供給される。積分器８１，８２では、それぞれディジタル処理部７１，７２からの信号に基づいて、位相シフタ１４に対する出力電圧（制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２）を増加、減少、又は保持する（逐次更新する）。このようにして、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)及びcos(Δφ)の値に応じた制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２が位相シフタ１４に与えられる。
【００５１】
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)を、sin(Δφ)及びcos(Δφ)の値に応じた制御電圧ＣＶ１，ＣＶ２に基づいて位相回転させ、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。これにより、直交変調器４０に与えられる搬送波信号の位相が補正される。
【００５２】
以上説明したように、本実施形態の無線送信機では、位相誤差の検出を行うに当たって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）、及びフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各信号をディジタル化（２値化）する。そして、その２値化信号に基づいて位相誤差Δφのsin(Δφ)及びcos(Δφ)が検出され、そのsin(Δφ)及びcos(Δφ)に相当する制御電圧に基づいて、搬送波信号の位相が補正される。よって、ディジタル化に伴う動作の安定化に加えて、位相誤差Δφのsin(Δφ)及びcos(Δφ)の双方を検出しているため、エンドレス位相シフタが実現される。
【００５３】
以上、本発明の実施形態について説明してきたが、本開示内容に基づき、当業者であれば実施形態に対して様々な変更が可能である。
【００５４】
例えば、上述した実施形態の歪補償装置では、直交変調器４０に与えられる搬送波信号（第１搬送波信号）の位相をシフトする例について示したが、位相シフトの対象はこれに限られない。位相シフトの対象は、送信用ベースバンド信号でもよいし、フィードバックされるベースバンド信号でもよいし、直交復調器３０に与えられる搬送波信号（第２搬送波信号）でもよい。
【００５５】
また、上記実施形態の説明で参照した具体的な回路構成は、本実施形態の説明のための例示に過ぎず、同様の機能を備えた他の回路構成で代替しうることは言うまでもない。例えば、図５及び図９に示す積分器は例示に過ぎず、同一の機能をディジタル回路で実現してもよい。この場合、当該ディジタル回路は、ディジタル処理部５０からの信号レベルに応じて加算又は減算するカウンタ、及びＤＡＣ(Digital/Analogue Converter)等を備えうる。なお、図５及び図９に示す積分器は、ディジタル処理部から出力される信号（論理レベルの電圧）をアナログレベルで加算又は減算するため、ＤＡＣを不要とする点で経済的である。
【００５６】
以上の実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
【００５７】
（付記１）
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分を信号レベルに応じて２値化し、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
前記位相誤差を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う位相シフタと、
を備えた、位相補正装置。（１）
【００５８】
（付記２）
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第１メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
付記１に記載された位相補正装置。（２）
【００５９】
（付記３）
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値及び余弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第２メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第２メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値及び余弦値を逐次更新する、
付記１に記載された位相補正装置。（３）
【００６０】
（付記４）
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正方法であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調し、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成し、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分を信号レベルに応じて２値化し、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出し、
前記位相誤差を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う、
位相補正方法。（４）
【００６１】
（付記５）
前記位相誤差の検出では、
第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリを逐次参照し、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
付記４に記載された位相補正方法。
【００６２】
（付記６）
前記位相誤差の検出では、
第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値及び余弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第２メモリを逐次参照し、前記位相誤差の正弦値及び余弦値を逐次更新する、
付記４に記載された位相補正方法。
【符号の説明】
【００６３】
１０…位相検出器、１４…位相シフタ、３０…直交復調器、３８…減算器、４０…直交変調器、９０…電力増幅器、９１…局部発振器、９３…方向性結合器
【図１】
2011004062.tif 000008
【図２】
2011004062.tif 000009
【図３】
2011004062.tif 000010
【図４】
2011004062.tif 000011
【図５】
2011004062.tif 000012
【図６】
2011004062.tif 000013
【図７】
2011004062.tif 000014
【図８】
2011004062.tif 000015
【図９】
2011004062.tif 000016
【図１０】
2011004062.tif 000017