(57)【要約】【課題】静電容量型のセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路であって、連続的且つ微小な容量変化をも精度良く検出を可能であり、更に、小型で安価な静電容量検出回路を実現する。【解決手段】センサ駆動回路１２０で静電容量型のセンサ素子１０に駆動電圧を印加し、センサ素子の静電容量の変化を連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路１１０で電圧信号に変換し、該変換で得た電圧信号から同期検波回路１３０によって信号成分を検出し、更に、平滑回路１４０によって同期検波回路１３０の出力信号を平滑化する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
静電容量型のセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路であって、
前記センサ素子に駆動電圧を印加するセンサ駆動回路と、
前記センサ素子の静電容量の変化を電圧信号に変換する連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路と、
前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号から信号成分を検出する同期検波回路と、
前記同期検波回路の出力信号を平滑化する平滑回路と、
を具備したことを特徴とする静電容量検出回路。
【請求項２】
前記同期検波回路は、前記センサ駆動回路の出力である駆動電圧を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
【請求項３】
前記同期検波回路は、前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力である電圧信号を既定のレベルで２値化した信号を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
【請求項４】
前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として矩形波の電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
【請求項５】
前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として三角波を出力することを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
【請求項６】
前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として正弦波を出力することを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
【請求項７】
前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路は、チャージアンプ回路により構成されていることを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての圧力センサと、を具備することを特徴とする圧力検出装置。
【請求項９】
請求項１〜７のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての加速度センサと、を具備することを特徴とする加速度検出装置。
【請求項１０】
請求項１〜７のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての静電容量式音圧センサと、を具備することを特徴とするマイクロフォン用トランスデューサ。
【請求項１１】
静電容量型のセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路であって、
前記センサ素子に駆動電圧を印加するセンサ駆動回路と、
前記センサ素子の静電容量の変化を電圧信号に変換するように構成され前記センサ素子の各別の検出端子に接続された複数の連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路と、
前記複数の連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力に関する減算または加算を実行する演算回路と、
前記演算回路の出力信号から信号成分を検出する同期検波回路と、
前記同期検波回路の出力信号を平滑化する平滑回路と、
を具備したことを特徴とする静電容量検出回路。
【請求項１２】
前記同期検波回路は、前記センサ駆動回路の出力である駆動電圧を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の静電容量検出回路。
【請求項１３】
前記同期検波回路は、前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力である電圧信号を既定のレベルで２値化した信号を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の静電容量検出回路。
【請求項１４】
前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として矩形波の電圧を出力することを特徴とする請求項１１に記載の静電容量検出回路。
【請求項１５】
前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として三角波を出力することを特徴とする請求項１１に記載の静電容量検出回路。
【請求項１６】
前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として正弦波を出力することを特徴とする請求項１１に記載の静電容量検出回路。
【請求項１７】
前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路は、チャージアンプ回路により構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の静電容量検出回路。
【請求項１８】
請求項１１〜１７のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての圧力センサと、を具備することを特徴とする圧力検出装置
【請求項１９】
請求項１１〜１７のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての加速度センサと、を具備することを特徴とする加速度検出装置。
【請求項２０】
請求項１１〜１７のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての静電容量式音圧センサと、を具備することを特徴とするマイクロフォン用トランスデューサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、静電容量の変化に基づいて物理量を検出する物理量検出装置に適合する静電容量検出回路、ならびに、この静電容量検出回路を用いた圧力検出装置、加速度検出装置、および、マイクロフォン用変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から加速度や圧力などの物理量をこれに対応する容量値（或いは該容量値の変化）に変換して検出する静電容量型センサが使用されている。
このような静電容量型センサの一つの例においては、物理量の検出部（センサ素子）としての２個の可変容量素子に搬送波を印加し、当該可変容量素子の容量の変化をスイッチトキャパシタ回路で構成したＣ−Ｖ変換回路で電圧値に変換して検出出力を得る。
【０００３】
即ち、Ｃ−Ｖ変換回路（この場合はスイッチトキャパシタ回路）の１８０度の位相差を有する出力電圧信号を第１および第２のサンプルホールド回路でサンプリングし、これらのサンプリング結果の差を差動増幅回路によって電気信号として取り出すように構成している（例えば特許文献１参照）。
特許文献１に開示された静電容量型センサでは、制御用スイッチングトランジスタのオフセット電圧および温度ドリフトの影響を除去することができるように構成されているため、周囲温度の影響を受けることなく極めて安定して当該検出部における容量差を検出することができる。即ち、信頼性の高い静電容量検出回路を実現している。
【０００４】
特許文献１に開示された静電容量検出回路について、図面を参照して説明する。
図１３は、特許文献１に開示された従来の静電容量検出回路を表すブロック図、図１４は、図１３の静電容量検出回路の動作時の各部の各信号波形図である。尚、図１３（ａ）は上記静電容量検出回路の全体図、図１３（ｂ）は図１３（ａ）の回路におけるＣ−Ｖ変換回路を構成するスイッチトキャパシタ回路を表す回路図である。
図１３（ａ）に示すように、この静電容量検出回路１３００は、ロジック部１３１０、センサ駆動部１３２０、スイッチトキャパシタ回路１３３０、サンプルホールド回路１３４０、１３５０、および、差動増幅回路１３６０を含んで構成され、センサ素子１０の静電容量（該静電容量の変化）を検出する。
【０００５】
ロジック部１３１０のクロックがセンサ駆動部１３２０に供給される。センサ素子１０は２個のキャパシタＣｓおよびＣｒの直列接続体の両端の端子１１、１２とその接続中点の端子１３との３端子構成であり、この両端の端子１１、１２にセンサ駆動部１３２０からセンサ駆動信号φＳおよびφＲを印加し、上記接続中点の端子１３から信号を取り出す。そして、該取り出した信号を、スイッチトキャパシタ回路１３３０で構成されたＣ−Ｖ変換回路で電圧値に変換している。
スイッチトキャパシタ回路１３３０の出力はサンプルホールド回路１３４０および１３５０の各入力に供給され、ここで所定のタイミングでスイッチトキャパシタ回路１３３０の出力がホールドされる。
【０００６】
図１３（ｂ）に示すように、Ｃ−Ｖ変換回路を構成するスイッチトキャパシタ回路１３３０は、オペアンプ１３３１と、このオペアンプ１３３１の帰還回路を構成するキャパシタ１３３２と、このキャパシタ１３３２に並列に接続されたスイッチングトランジスタ１３３３とを含んで構成されている。
サンプルホールド回路１３４０および１３５０の各出力は差動増幅回路１３６０の入力に供給され、この差動増幅回路１３６０の出力端からセンサ素子１０の容量変化に対応する検出信号が出力される。
【０００７】
次に、図１４のタイミングチャートを参照して、図１３の静電容量検出回路の動作を説明する。
時刻ｔ０のとき、ロジック部１３１０のリセット信号φＧが「ハイ」の期間だけスイッチトキャパシタ回路１３３０のスイッチングトランジスタ１３３３がオンとなり、オペアンプ１３３１の−端子と出力端子に接続されているキャパシタ１３３２（容量Ｃｆ）の電荷をディスチャージする。
オペアンプ１３３１の＋入力端子は基準電圧Ｖｒである。従って、スイッチトキャパシタ回路１３３０の出力Ｖｓｃｏｕｔ0は、Ｖｓｃｏｕｔ0＝Ｖｒになる。
次にリセット信号φＧが「ロー」となり、スイッチトキャパシタ回路１３３０のスイッチングトランジスタ１３３３がオフとなる。
【０００８】
この時点ではセンサ駆動部１３２０のセンサ駆動信号φＲは「ロー」であり、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（振幅Ｖｐ）であるので、スイッチトキャパシタ回路１３３０の入力には、Ｑｄ0＝−Ｃｓ×Ｖｐ＋（Ｃｓ＋Ｃｒ）×Ｖｒの電荷が蓄積される。
次に時刻ｔ１のとき、センサ駆動信号φＳが「ロー」、センサ駆動信号φＲが「ハイ」となると、スイッチトキャパシタ回路１３３０の入力には、
Ｑｄ1＝−Ｃｒ×Ｖｐ＋（Ｃｓ＋Ｃｒ）×Ｖｒ
の電荷量が蓄積されることになるので、
時刻ｔ０との電荷の差Ｑｏ＝Ｑｄ1−Ｑｄ0＝（Ｃｓ−Ｃｒ）×Ｖｐ
がスイッチトキャパシタ回路１３３０の出力に電圧値
Ｖｓｃｏｕｔ1＝−Ｑｏ／Ｃｆ＝―（Ｃｓ−Ｃｒ）／Ｃｆ×Ｖｐ＋Ｖｒ
として出力される。
【０００９】
この出力を受けて、サンプルホールド回路１３４０はロジック部１３１０のクロックφＳ１の立下りエッジでＶｓｃｏｕｔ1の電圧をホールドする。
次に、時刻ｔ２のときは時刻ｔ０の時と同じく、リセット信号φＧが「ハイ」なのでスイッチトキャパシタ回路１３３０のスイッチングトランジスタ１３３３がオンとなり、オペアンプ１３３１の−端子と出力端子に接続されているキャパシタ１３３２（容量Ｃｆ）の電荷をディスチャージする。
オペアンプ１３３１の＋入力端子は基準電圧Ｖｒである。従って、スイッチトキャパシタ回路１３３０の出力はＶｓｃｏｕｔ2＝Ｖｒになる。
【００１０】
次に時刻ｔ３のときはセンサ駆動信号φＳが「ハイ」、センサ駆動信号φＲが「ロー」となり、時刻ｔ１と逆位相になるので、スイッチトキャパシタ回路１３３０の出力に電圧値
Ｖｓｃｏｕｔ3＝−Ｑｏ／Ｃｆ＝（Ｃｓ−Ｃｒ）／Ｃｆ×Ｖｐ＋Ｖｒ
として出力される。
図１３（ａ）のサンプルホールド回路１３５０はロジック部１３１０のクロックφＳ２の立下りエッジでＶｓｃｏｕｔ3の電圧をホールドする。
一方、差動増幅回路１３６０はサンプルホールド回路１３４０および１３５０から出力された電圧値の減算処理を行い、出力
Ｖｏｕｔ＝Ｖｓｃｏｕｔ1−Ｖｓｃｏｕｔ3＝−２（Ｃｓ−Ｃｒ）／Ｃｆ×Ｖｐ
を得る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８―１４５７１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上述の従来の静電容量検出回路においては、ロジック部１３１０のクロックφＳ１、φＳ２の立下りのタイミングでのみセンサ容量の差に比例した電圧出力が検出されるため、該検出による出力電圧Ｖｏｕｔは離散的な階段状の波形を呈する。
また、Ｖｓｃｏｕｔ1からＶｓｃｏｕｔ3を減じる減算処理を実行することに起因して、φＳ１またはφＳ２に発生したセンサ素子１０におけるセンサ容量の変化の全てを検出することが出来ないことになる。即ち、センサ素子１０の連続的な静電容量の変化に対し精度の良い検出出力が得られないという問題がある。
【００１３】
また、微小な容量変化を検出するためにセンサの容量を大きくするとセンサが大型化してしまう。また、精度向上のための回路を更に追加する場合にはコストアップを招来してしまう。
本発明は上述のような状況に鑑みてなされたものであり、静電容量の変化に基づいて物理量を検出する物理量検出装置に適合する静電容量検出回路に関し、連続的且つ微小な容量変化をも精度良く検出することが可能であり、更に、小型で安価なこの種の静電容量検出回路、および、この静電容量検出回路により構成した圧力検出装置、加速度検出装置、および、マイクロフォン用トランスデューサを提供することをその目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するべく茲に次に列記するような技術を提案する。
（１）静電容量型のセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路であって、
前記センサ素子に駆動電圧を印加するセンサ駆動回路と、
前記センサ素子の静電容量の変化を電圧信号に変換する連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路と、
前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号から信号成分を検出する同期検波回路と、
前記同期検波回路の出力信号を平滑化する平滑回路と、
を具備したことを特徴とする静電容量検出回路。
上記（１）の静電容量検出回路では、Ｃ−Ｖ変換回路と同期検波回路とによってノイズの少ない信号検出可能な信号変換作用が行われるように作用する。
【００１５】
（２）前記同期検波回路は、前記センサ駆動回路の出力である駆動電圧を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする（１）の静電容量検出回路。
上記（２）の静電容量検出回路は、（１）の静電容量検出回路において特に、検出対象の物理量である静電容量変化と完全に同期した波形を参照信号として使用できるので、検出エラーの少ない精度の良い同期検波が行われるように作用する。
（３）前記同期検波回路は、前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力である電圧信号を既定のレベルで２値化した信号を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする（１）の静電容量検出回路。
上記（３）の静電容量検出回路は、（１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路による駆動信号を同期検波回路の参照信号として使用できない場合でも、静電容量変化を表す信号から参照信号を生成できるように作用する。
【００１６】
（４）前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として矩形波の電圧を出力することを特徴とする（１）の静電容量検出回路。
上記（４）の静電容量検出回路は、（１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路部の信号に矩形波を使用するので、その信号を同期検波回路の参照信号としても利用することが可能であり、また電源電圧の信号でセンサを駆動できるので、他の特別な回路なしにレシオメトリック特性が実現できるように作用する。
（５）前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として三角波を出力することを特徴とする（１）の静電容量検出回路。
上記（５）の静電容量検出回路は、（１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路部の信号に三角波を使用するので、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility：電磁環境適合性）等の視点から電磁波の放射を抑制することが求められる場合に高い適合性を持った特性が得られる。また、電源電圧の信号でセンサを駆動できるので、他の特別な回路なしにレシオメトリック特性が実現できるように作用する。
【００１７】
（６）前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として正弦波を出力することを特徴とする（１）の静電容量検出回路。
上記（６）の静電容量検出回路は、（１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路部の信号に正弦波を使用するので、ＥＭＣ等の視点から電磁波の放射を抑制することが求められる場合に高い適合性を持つように作用する。
（７）前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路は、チャージアンプ回路により構成されていることを特徴とする（１）の静電容量検出回路。
上記（７）の静電容量検出回路は、（１）の静電容量検出回路において特に、Ｃ−Ｖ変換回路にチャージアンプ回路を使用するので、連続的な容量変化を検出することが可能になる。さらに、同期検波回路の特性を合わせると、微小容量変化の検出が可能で、ノイズの少ない特性が実現できるように作用する。
【００１８】
（８）上記（１）〜（７）のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての圧力センサと、を具備することを特徴とする圧力検出装置。
上記（８）の圧力検出装置では、検出出力の安定性が高く、使用可能な温度範囲が広く高温の環境下にも適合し、更に、感度の温度依存性が少ない圧力検出特性が実現できるように作用する。
（９）上記（１）〜（７）のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての加速度センサと、を具備することを特徴とする加速度検出装置。
上記（９）の加速度検出装置では、検出出力の安定性が高く、使用可能な温度範囲が広く高温の環境下にも適合し、感度の温度依存性が少なく、更に、加速度を連続的に精度良く検出することが可能なように作用する。
（１０）上記（１）〜（７）のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての音圧センサと、を具備することを特徴とするマイクロフォン用トランスディーサ。
上記（１０）のマイクロフォン用トランスディーサでは、高感度な音声検出が可能なように作用する。
【００１９】
（１１）静電容量型のセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路であって、
前記センサ素子に駆動電圧を印加するセンサ駆動回路と、
前記センサ素子の静電容量の変化を電圧信号に変換するように構成され前記センサ素子の各別の検出端子に接続された複数の連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路と、
前記複数の連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力に関する減算または加算を実行する演算回路と、
前記演算回路の出力信号から信号成分を検出する同期検波回路と、
前記同期検波回路の出力信号を平滑化する平滑回路と、
を具備したことを特徴とする静電容量検出回路。
（１１）の静電容量検出回路では、Ｃ−Ｖ変換回路、同期検波回路、および、平滑回路によって外来ノイズや電源ノイズの影響に強く、起動時の初期電荷の影響も軽減するように作用する。
【００２０】
（１２）前記同期検波回路は、前記センサ駆動回路の出力である駆動電圧を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする（１１）の静電容量検出回路。
上記（１２）の静電容量検出回路は、（１１）の静電容量検出回路において特に、検出対象の物理量である静電容量変化と完全に同期した波形を参照信号として使用できるので、検出エラーの少ない精度の良い同期検波が行われるように作用する。
（１３）前記同期検波回路は、前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路の出力である電圧信号を既定のレベルで２値化した信号を参照信号として作動するように構成されていることを特徴とする（１１）の静電容量検出回路。
上記（１３）の静電容量検出回路は、（１１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路による駆動信号を同期検波回路の参照信号として使用できない場合でも、静電容量変化を表す信号から参照信号を生成できるように作用する。
【００２１】
（１４）前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として矩形波の電圧を出力することを特徴とする（１１）の静電容量検出回路。
上記（１４）の静電容量検出回路は、（１１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路部の信号に矩形波を使用するので、その信号を同期検波回路の参照信号としても利用することが可能であり、また電源電圧の信号でセンサを駆動できるので、他の特別な回路なしにレシオメトリック特性が実現できるように作用する。
（１５）前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として三角波を出力することを特徴とする（１１）の静電容量検出回路。
上記（１５）の静電容量検出回路は、（１１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路部の信号に三角波を使用するので、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility：電磁環境適合性）等の視点から電磁波の放射を抑制することが求められる場合に高い適合性を持った特性が得られる。また、電源電圧の信号でセンサを駆動できるので、他の特別な回路なしにレシオメトリック特性が実現できるように作用する。
【００２２】
（１６）前記センサ駆動回路は、前記駆動電圧として正弦波を出力することを特徴とする（１１）の静電容量検出回路。
上記（１６）の静電容量検出回路は、（１１）の静電容量検出回路において特に、センサ駆動回路部の信号に正弦波を使用するので、ＥＭＣ等の視点から電磁波の放射を抑制することが求められる場合に高い適合性を持つように作用する。
（１７）前記連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路は、チャージアンプ回路により構成されていることを特徴とする（１１）の静電容量検出回路。
上記（１７）の静電容量検出回路は、（１１）の静電容量検出回路において特に、Ｃ−Ｖ変換回路にチャージアンプ回路を使用するので、連続的な容量変化を検出することが可能になる。さらに、同期検波回路の特性を合わせると、微小容量変化の検出が可能で、ノイズの少ない特性が実現できるように作用する。
【００２３】
（１８）上記（１１）〜（１７）のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての圧力センサと、を具備することを特徴とする圧力検出装置。
上記（１８）の圧力検出装置では、検出出力の安定性が高く、使用可能な温度範囲が広く高温の環境下にも適合し、更に、感度の温度依存性が少ない圧力検出特性が実現できるように作用する。
（１９）上記（１１）〜（１７）のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての加速度センサと、を具備することを特徴とする加速度検出装置。
上記（１９）の加速度検出装置では、検出出力の安定性が高く、使用可能な温度範囲が広く高温の環境下にも適合し、感度の温度依存性が少なく、更に、加速度を連続的に精度良く検出することが可能なように作用する。
【００２４】
（２０）上記（１１）〜（１７）のいずれかに記載の静電容量検出回路と、前記静電容量型のセンサ素子としての音圧センサと、を具備することを特徴とするマイクロフォン用トランスディーサ。
上記（２０）のマイクロフォン用トランスディーサでは、高感度な音声検出が可能なように作用する。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、物理量変化に対する連続的且つ微小な容量変化に対しても精度良くアナログ信号として検出出力を得ることが可能である。また、従来スイッチトキャパシタ回路によるＣ−Ｖ変換回路で問題となっていたスイッチングノイズやスイッチを構成する素子の特性変動に起因する検出特性の変動をキャンセルするための特別な回路を用いる必要がない。このため、微小容量変化を高精度に検出可能な回路（装置）がローコストで実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての静電容量検出回路を表すブロック図である。
【図２】図１の静電容量検出回路の動作時の各部の各信号波形図である。
【図３】図１の静電容量検出回路におけるセンサ駆動回路の一例を示す回路図である。
【図４】図１の静電容量検出回路における同期検波回路の一例を示す回路図である。
【図５】図１の静電容量検出回路における平滑回路の一例を示す回路図である。
【図６】同期検波回路の参照信号にＣ−Ｖ変換回路の出力信号を使用した態様の静電容量検出回路を例示するブロック図である。
【図７】図６の静電容量検出回路における同期検波回路の構成を表す回路図である。
【図８】センサ素子の参照用キャパシタを駆動しない態様の静電容量検出回路を例示するブロック図である。
【図９】図１の静電容量検出回路においてセンサとして検出用キャパシタのみで構成されるセンサを適用した場合の態様を例示するブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態における静電容量検出回路のブロック図である。
【図１１】第２の実施の形態の動作時の各信号波形図である。
【図１２】第１の実施の形態における容量変化と出力電圧値の関係を表す図である。
【図１３】従来の静電容量検出回路の構成を表すブロック図である。
【図１４】図１３の静電容量検出回路の動作時の各部の各信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態につき詳述することにより本発明を明らかにする。
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態としての静電容量検出回路を表すブロック図である。また、図２は図１の静電容量検出回路の動作時の各部の信号波形図である。
図１において、静電容量検出回路１００は、静電容量型のセンサ素子１０の静電容量（該静電容量の変化）を検出する。
センサ素子１０は、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）および参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の直列接続体の両端の端子１１、１２とその接続中点の端子１３との３端子構成である。
【００２８】
一方、静電容量検出回路１００は、連続時間型Ｃ−Ｖ変換回路１１０、センサ駆動回路１２０、同期検波回路１３０、平滑回路１４０、および、インバータ１５０を含んで構成されている。そして、静電容量検出回路１００には、上述のセンサ素子１０の３つの端子１１、１２、および、１３に各対応して接続された端子１０１、１０２、および、１０３が図示の如く設けられている。
そして、センサ素子１０の端子１１にセンサ駆動回路１２０の出力であるセンサ駆動信号φＳが印加され、端子１２にはセンサ駆動回路１２０の出力をインバータ１５０で反転したセンサ駆動反転信号φＲが印加される。
【００２９】
図示のとおり、端子１１は検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の一方の端子であり、端子１２は参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の一方の端子である。
また、センサ素子１０の端子１３は、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力端にＣ−Ｖ変換回路の入力信号ＤＳ１として供給される。そして、Ｃ−Ｖ変換回路１１０からその出力信号ＤＳ２が同期検波回路１３０の入力端に供給される。
同期検波回路１３０には参照信号としてセンサ駆動信号φＳを入力し、この信号φＳで同期検波動作を行う。
同期検波回路１３０の出力信号ＤＳ３は平滑回路１４０に入力される。平滑回路１４０では前段の同期検波回路１３０における同期検波動作により発生する不要な高周波成分が除去される。これにより、静電容量変化の検出信号から不要な高周波成分が取り除かれた信号が平滑回路の出力信号ＤＳ４として得られる。
【００３０】
センサ素子１０はＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System  微細加工技術）で加工された静電容量型センサである。
既述のように、図示のセンサ素子１０は、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）および参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の２個のキャパシタの直列接続体の両端の端子１１、１２とその接続中点１３の端子との３端子構成である。
検出用キャパシタ１ａは被検出物理量に応じてその容量値Ｃｓが変化する。一方、参照用キャパシタ１ｂはその容量Ｃｒが被検出物理量に依存しないか若しくは依存の態様を異にする。そして、両キャパシタの直列接続体の両端の端子１１、１２に、センサ駆動回路１２０の出力であるセンサ駆動信号φＳ、および該信号φＳをインバータ１５０で反転したセンサ駆動反転信号φＲを印加し、この状態で直列接続体の接続中点１３から上記物理量に対応する信号を取り出す。
【００３１】
図３は、図１の静電容量検出回路１００におけるセンサ駆動回路１２０の構成例を示す回路図である。センサ駆動回路１２０は電流リファレンス回路１２１および電流制御発振器１２５を含んで構成されている。
電流リファレンス回路１２１は、図示しない公知のバンドギャップリファレンス回路の出力信号が入力端１２２に供給され、該供給された信号によって、抵抗１２３の抵抗値に反比例した電流がＰ型ＭＯＳトランジスタ１２４に流れる。
よく制御されたバンドギャップリファレンス回路の出力電圧は電源電圧や温度変化にほぼ依存しないので、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１２４に流れる電流はほぼ抵抗１２３の抵抗値の製造ばらつきおよび温度特性にのみ依存したものとなる。
【００３２】
電流制御発振器１２５は、電流リファレンス回路１２１のＰ型ＭＯＳトランジスタ１２４に流れる電流をミラーしたＰ型ＭＯＳトランジスタ１２６ａおよびＰ型ＭＯＳトランジスタ１２６ｂに流れる電流をキャパシタ１２７ａおよびキャパシタ１２７ｂに充電して、矩形波であるセンサ駆動信号φＳを生成する回路である。センサ駆動信号φＳは、図１を対照して理解されるとおり、端子１０２から出力され、センサ素子１０の端子１１に供給される。
センサ素子１０の駆動波形として三角波を使用する場合は三角波ＴＷをセンサ駆動信号φＳとして使用する。
一方、図１におけるＣ−Ｖ変換回路１１０は、オペアンプ１１１、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）、および、バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）を含んで構成されたチャージアンプ回路の態様を有する。
【００３３】
センサ素子１０の検出用キャパシタ１ａの容量変化△Ｃに蓄えられる電荷△ＱをＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）で電圧Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆとして取り出す。
この式から容易に理解されるとおり、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）が電圧検出のゲインを規定しており、目的とする静電容量型センサであるセンサ素子１０の静電容量変化量に対して柔軟にゲインを選択できる。従って、本実施の形態によれば、幅広いセンサ特性に対応できる。
一例として上述のセンサ素子１０の検出用キャパシタ１ａにおける０．１ｐＦの容量変化を検出する場合、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力と反対側のＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２端子が０Ｖの場合には、△Ｑ＝△Ｃ×ＶＲＥＦとなる。
【００３４】
Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆ＝−０．１ｐ×ＶＲＥＦ／Ｃｆ、ＶＲＥＦ＝２．５Ｖ、且つ、Ｃｆ＝１ｐＦとすると、Ｖｃｖｏｕｔ＝０．２５Ｖの電圧値となり、０．１ｐＦの容量変化を０．２５Ｖの電圧変化量として取り出せることが分かる。
一方バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）はＣ−Ｖ変換回路１１０の入力信号ＤＳ１の動作点がＶＤＤやＶＳＳに飽和してしまわない様に設ける。
しかしながら、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）で検出した電荷がバイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）を介して移動してしまうと、検出ゲインの低下を招く。従って、バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）は数十ＭΩ以上の十分大きな値であることが望ましい。
【００３５】
バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）とＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）はセンサ素子１０側から見るとｆｃ＝１／（２×π×Ｒｆ×Ｃｆ）のハイパスフィルタの特性を持つ。
この時定数はτ＝Ｒｆ×Ｃｆである。従って、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２はＶｃｖｏｕｔ×？-t/Rf×Cfの特性でオペアンプの非反転入力端子１１４の電圧値であるＶＲＥＦに近づいていく。
センサ駆動回路１２０の出力信号であるセンサ駆動信号φＳは、図２に示すような電源電圧ＶＤＤを「ハイ」ＧＮＤ電圧を「ロー」とする矩形波である。また既述のセンサ駆動反転信号φＲは、図示のように信号φＳの極性を反転させた信号である。
【００３６】
一方、センサ素子１０の両キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）、１ｂ（容量Ｃｒ）の直列接続体の接続中点である端子１３からの出力は、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力端にその入力信号ＤＳ１として供給されている。
今、初期状態として、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）に電荷が蓄積されていない状態を想定する。この状態で、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）であり、且つ、センサ駆動反転信号φＲが「ロー」（０）の状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の入力端側の電荷を計算する。
【００３７】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ0＝Ｃｒ×ＶＲＥＦであり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ0＝−Ｃｓ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）となる。
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力端側の電荷は両者を加算したものであり次のようになる。
Ｑｒ0＋Ｑｓ0＝−Ｃｓ×ＶＤＤ＋（Ｃｒ＋Ｃｓ）×ＶＲＥＦ
この時、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端側は−（Ｑｒ0＋Ｑｓ0）の電荷量になるため、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２の値Ｖｃｖｏｕｔは、
Ｖｃｖｏｕｔ＝−（Ｑｒ0＋Ｑｓ0）／Ｃｆ
＝Ｃｓ／Ｃｆ×ＶＤＤ−（Ｃｒ＋Ｃｓ）／Ｃｆ×ＶＲＥＦ
となる。Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）に蓄えられた電荷で出力されているＣ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２は、バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）とＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）でオペアンプ１１１の反転入力端子側に電荷が移動する為、長時間経つと非反転入力端子１１４の電圧値であるＶＲＥＦと同じ電圧値になる。
【００３８】
次にセンサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）から「ロー」（０）に遷移し、センサ駆動反転信号φＲが「ロー」（０）から「ハイ」（ＶＤＤ）に遷移した状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の直列接続体の接続中点１３側の電荷を計算する。
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ1＝−Ｃｒ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）であり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ1＝Ｃｓ×ＶＲＥＦとなる。
上記直列接続体の接続中点１３側の電荷は両者を加算したものであり次のようになる。
Ｑｒ1＋Ｑｓ1＝−Ｃｒ×ＶＤＤ＋（Ｃｒ＋Ｃｓ）×ＶＲＥＦ
【００３９】
この時、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端側は−（Ｑｒ1＋Ｑｓ1）の電荷量になる。時刻ｔ０からｔ１に遷移する際に変化する電荷量を△Ｑとすると、
△Ｑ＝（Ｑｒ0＋Ｑｓ0）―（Ｑｒ1＋Ｑｓ1）＝（Ｃｒ−Ｃｓ）×ＶＤＤ
となる。よって、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆ＝−[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤ
となる。
初期状態とセンサ駆動信号φＳが反転した状態との電荷量の差分の残りの電荷は初期電圧変動としてのＤＣ電圧であり、該ＤＣ電圧はＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端に発生するが、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のバイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）とＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）によるハイパスフィルタ特性でフィルタリングされる。
次に、時刻ｔ０の時、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）、センサ駆動反転信号φＲが「ロー」（０）の状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端側の電荷を計算する。
【００４０】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ0＝Ｃｒ×ＶＲＥＦであり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ0＝−Ｃｓ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）となる。
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力端側の電荷は両者を加算したものであり次のようになる。
Ｑｒ0＋Ｑｓ0＝−Ｃｓ×ＶＤＤ＋（Ｃｒ＋Ｃｓ）×ＶＲＥＦ
この時、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端側の電荷は−（Ｑｒ0＋Ｑｓ0）の電荷量になる。時刻ｔ０に遷移する際に変化する電荷量を△Ｑとすると、
△Ｑ＝（Ｑｒ-1＋Ｑｓ-1）―（Ｑｒ0＋Ｑｓ0）＝−（Ｃｒ−Ｃｓ）×ＶＤＤ
となる。よって、Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号ＤＳ２の値Ｖｃｖｏｕｔは変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆ＝[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤ
となる。
【００４１】
時刻ｔ１の時には、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）から「ロー」（０）に遷移し、センサ駆動反転信号φＲが「ロー」（０）から「ハイ」（ＶＤＤ）に遷移した状態における、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の入力端側の電荷を計算する。
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ1＝−Ｃｒ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）であり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ1＝Ｃｓ×ＶＲＥＦとなる。
【００４２】
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力端側の電荷は両者を加算したものであり次のようになる。
Ｑｒ1＋Ｑｓ1＝−Ｃｒ×ＶＤＤ＋（Ｃｒ＋Ｃｓ）×ＶＲＥＦ
この時、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端側の電荷は−（Ｑｒ1＋Ｑｓ1）の電荷量になる。
時刻ｔ０からｔ１に遷移する際に変化する電荷量を△Ｑとすると、
△Ｑ＝（Ｑｒ0＋Ｑｓ0）―（Ｑｒ1＋Ｑｓ1）＝（Ｃｒ−Ｃｓ）×ＶＤＤ
となる。よって、Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号ＤＳ２の値Ｖｃｖｏｕｔは変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆ＝−[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤ
となる。
【００４３】
時刻ｔ２の時には、センサ駆動信号φＳが「ロー」（０）から「ハイ」（ＶＤＤ）に遷移し、センサ駆動反転信号φＲが「ハイ」（ＶＤＤ）から「ロー」（０）に遷移した状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の入力端側の電荷を計算する。
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ2＝Ｃｒ×ＶＲＥＦであり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ2＝−Ｃｓ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）となる。Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力端側の電荷は両者を加算したものであり次のようになる。
Ｑｒ2＋Ｑｓ2＝−Ｃｒ×ＶＤＤ＋（Ｃｒ＋Ｃｓ）×ＶＲＥＦ
この時、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）のＣ−Ｖ変換回路１１０の出力端側は−（Ｑｒ2＋Ｑｓ2）の電荷量になる。
【００４４】
時刻ｔ１からｔ２に遷移する際に変化する電荷量を△Ｑとすると、
△Ｑ＝（Ｑｒ1＋Ｑｓ1）―（Ｑｒ2＋Ｑｓ2）＝−（Ｃｒ−Ｃｓ）×ＶＤＤ
となる。
よって、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆ＝[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤ
となる。そして、時刻ｔ３以降同じ動作を繰り返す。
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２は図２に信号ＤＳ２として示したとおり、ＶＲＥＦを基準電圧とした±１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤの矩形波であり、容量変化信号成分を検出するために図４の同期検波回路１３０で復調する。
【００４５】
図２において、Ｃ−Ｖ変換回路１１０出力信号ＤＳ２に傾きがあるのは、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）とバイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）の時定数でＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）に蓄えられた電荷がオペアンプの反転入力端子側に移動することに起因して発生する現象である。
この時定数はτ＝Ｒｆ×Ｃｆであり、従って、Ｃ−Ｖ変換回路１１０出力信号ＤＳの値は
Ｖｃｖｏｕｔ×？-t/Rf×Cf
の特性で非反転入力端子１１４の電圧値であるＶＲＥＦに近づく。
この現象は、検出信号のエラーになるので、出来るだけ小さくしたい。上掲の式から容易に理解されるとおり、バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）共に大きな値をとることが望ましい。
【００４６】
既述のように、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）は信号ゲインになり、静電容量型センサとしてのセンサ素子１０の検出感度は、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の変動量に依存して決まる。
Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）を決めた後、検出信号エラーを考慮してバイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）を決めることになる。
本発明の第１の実施の形態では、Ｒｆ＝１００ＭΩ、Ｃｆ＝１０ｐＦとし、センサ駆動信号φＳの周波数を３０ｋＨｚに設定することにより、エラー量は1.685％以下に抑えている。
【００４７】
温度特性によるバラツキを抑えるために、バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）の決め方は重要である。
上掲の式で示した初期電荷はＣ−Ｖ変換回路１１０のバイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）で構成されるハイパスフィルタ特性で取り除かれるが、バイアス抵抗１１３（抵抗Ｒｆ）、Ｃ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）の値を大きくし過ぎると、オフセットが無くなるまで時間がかかり、正しく容量変化を検出できるようになるまで時間がかかる。従って、これらの特性を勘案して、要求仕様に最も適合する回路定数を選択する必要がある。
【００４８】
図４は、図１の静電容量検出回路における同期検波回路の一例を示す回路図である。
同期検波回路１３０は、前段のＣ−Ｖ変換回路１１０からその出力信号ＤＳ２を受け、この信号ＤＳ２および信号ＤＳ２を反転増幅回路１３１で反転した信号を、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２で切り替え、バッファ回路である次段の反転増幅回路１３４を経て同期検波回路の出力信号ＤＳ３を得る。
より詳細には、センサ駆動回路１２０からのセンサ駆動信号φＳをインバータ１３２で反転した信号によってスイッチＳＷ１のオン・オフを切換え、また、次段のインバータ１３３でφＳの反転信号を更に反転した信号によってスイッチＳＷ２のオン・オフを切換える。上記の切換えにより、前段のＣ−Ｖ変換回路１１０からの出力信号ＤＳ２およびその反転信号を選択的に切換えて、同期検波回路の出力信号ＤＳ３として出力する。これにより、センサ駆動信号φＳに同期してＣ−Ｖ変換回路の出力信号ＤＳ２を正転・反転するように切換えた信号（出力段の反転増幅回路１３４で更に極性が反転された信号）ＤＳ３が出力される。
【００４９】
即ち、センサ駆動信号φＳが「ロー」の区間は、スイッチＳＷ１がオンしＣ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２を有効にし、出力信号ＤＳ３として、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２の反転増幅回路１３４による反転信号が出力される。
一方センサ駆動信号φＳが「ハイ」の区間は、スイッチＳＷ２がオンし反転増幅回路１３１の出力が有効になり、出力信号ＤＳ３として、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２が反転増幅回路１３１で反転された信号が反転増幅回路１３４で反転して出力される。
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２とセンサ駆動回路１２０の出力であるセンサ駆動信号φＳが同期している場合は、後段の平滑回路１４０（図１）で、
１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤの信号が検出される。
【００５０】
この式から分かるとおり、図１２のように参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）との差に比例した電圧として検出できることが分かる。
即ち、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の容量が等しい場合は、出力はＶＲＥＦ出力になり、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の容量が相対的に大きい場合は正の電圧を出力し、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）が相対的に大きい場合は負の電圧が出力される。
またＶＤＤに比例した式になっていることから、本発明の第１の実施の形態では既述のレシオメトリック特性が、特別な回路なしに実現できていることがわかる。
【００５１】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の差の容量に対応する検出電圧の極性を変えたい場合は、センサ素子１０の検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）および参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の取り付け向きを変えるか、同期検波回路１３０に参照信号として入力しているセンサ駆動信号φＳの替わりにセンサ駆動反転信号φＲを使用することで実現できる。
【００５２】
上述においては、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２とセンサ駆動回路１２０の出力であるセンサ駆動信号φＳが同期している場合について説明したが、同期していない場合は、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２が出力されていても、平滑回路１４０の出力信号ＤＳ４はＶＲＥＦになる。
即ち、非同期で発生するノイズ成分は同期検波で落とされてしまうことを示しており、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）の高い信号検出ができる。
同期検波動作は検出したい信号成分であるＤＣ成分の他に、２次以上の偶数次の高調波成分を持っているが、これらの高調波成分は不必要な信号成分である。高調波成分は平滑回路１４０を通し、ノイズの少ない高精度な静電容量変化を検出することが出来る。
【００５３】
図５は、図１の静電容量検出回路における平滑回路の一例を示す回路図である。
平滑回路１４０は抵抗１４１と容量１４２を含むローパスフィルタ態様の構成とする。同期検波回路１３０の参照信号として使用しているセンサ駆動信号φＳの周波数の偶数次高調波（２次、４次、６次・・・）成分がノイズとして発生するので、センサ素子１０の検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の静電容量変化の検出電圧精度（仕様）に対応するように、ローパスフィルタのカットオフ周波数とフィルタ次数を決定する。
【００５４】
次に、センサ駆動信号φＳを同期検波回路１３０の参照信号として使うことが出来ない場合の回路例を図６に示す。
図６は、同期検波回路１３０の参照信号にＣ−Ｖ変換回路１１０の出力信号を使用した態様の静電容量検出回路１００ａを例示するブロック図である。この図６において図１との対応部には同一の参照符号を附して示し、これら対応部の説明は図１について既述のところを援用する。
図６に示す静電容量検出回路１００ａは、センサ駆動回路１２０の出力信号である既述のセンサ駆動信号φＳやセンサ駆動反転信号φＲを用いず、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のＣ−Ｖ変換回路の出力信号ＤＳ２を同期検波回路１６０の参照信号として使用する態様を採る。
【００５５】
図７は、図６の静電容量検出回路１００ａにおける同期検波回路１６０の構成を表す回路図である。
同期検波回路１６０は、前段のＣ−Ｖ変換回路１１０からその出力信号ＤＳ２を受け、この信号ＤＳ２と信号ＤＳ２を反転増幅回路１６１で反転した信号とを、スイッチＳＷ６１およびスイッチＳＷ６２で切り替え、バッファ回路である次段の反転増幅回路１６４を経て同期検波回路の出力信号ＤＳ３を得る。
より詳細には、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２をコンパレータ１６２でリファレンス電圧ＶＲＥＦにより２値化した信号によってスイッチＳＷ６１のオン・オフを切換え、また、次段のインバータ１６３で上記２値化した信号を反転した信号によってスイッチＳＷ６２のオン・オフを切換える。上記の切換えにより、前段のＣ−Ｖ変換回路１１０からの出力信号ＤＳ２およびその反転信号を選択的に切換えて、同期検波回路の出力信号ＤＳ３として出力する。
【００５６】
これにより、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２自体に同期してこの出力信号ＤＳ２を正転・反転するように切換えた信号（出力段の反転増幅回路１６４で更に極性が反転された信号）ＤＳ３が出力される。
即ち、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２がＶＲＥＦよりも大きい区間は、スイッチＳＷ６１がオンしＣ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２が有効になり、同期検波回路１６０の出力信号ＤＳ３として、Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号ＤＳ２が反転増幅回路１６４で更に極性が反転された信号が出力される。
一方Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２がＶＲＥＦより小さい区間は、スイッチＳＷ６２がオンし、反転増幅回路１６１の出力信号が有効となり、同期検波回路１６０の出力信号ＤＳ３として、Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号ＤＳ２が反転増幅回路１６１で反転された信号が反転増幅回路１６４で更に極性が反転された信号が出力される。
【００５７】
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２とこの信号ＤＳ２をコンパレータ１６２でリファレンス電圧ＶＲＥＦにより２値化した信号は常に同期しているので、後段の平滑回路１４０からは１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤなる信号が出力される。
図７の態様の回路では、上述のようにセンサ駆動回路１２０の出力信号を使用せずに静電容量検出回路が実現できる。
以上、図１乃至図６を参照して説明した例では、静電容量型センサであるセンサ素子１０の参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）との容量差を検出する方式の回路について説明したが、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）単体の静電容量の変化を検出したい場合は、図８のような構成にすることで実現できる。
【００５８】
図８は、センサ素子の参照用キャパシタを駆動しない態様の静電容量検出回路１００ｂを例示するブロック図である。図８において図１との対応部には同一の参照符号を附して示し、これら対応部の説明は図１について既述のところを援用する。
既述の図１の静電容量検出回路では、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）を、センサ駆動回路１２０からのセンサ駆動信号φＳをインバータ１５０で反転したセンサ駆動反転信号φＲで駆動していたが、信号φＲで駆動せず、参照用キャパシタ１ｂの一端１２をＧＮＤに落とすことで実現できる。図示の例では上記一端１２をこの一端１２に接続されている端子１０１を経てＧＮＤに接続している。
静電容量型センサであるセンサ素子１０の参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の両端の電位差は、常にＣ−Ｖ変換回路１１０のオペアンプ１１１の非反転入力端子１１４の電圧値ＶＲＥＦであり、電荷の変動はない。
【００５９】
従って、Ｑｒ＝Ｃｒ×ＶＲＥＦに相当する検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷量Ｑｓはセンサ駆動回路１２０のセンサ駆動信号φＳがＶＤＤの時に次のようになる。
Ｑｓｖｄｄ＝−Ｃｓ×ＶＤＤ＋Ｃｓ×ＶＲＥＦ
また、センサ駆動信号φＳがＧＮＤ（０）の時に次のようになる。
Ｑｓｇｎｄ＝Ｃｓ×ＶＲＥＦとなる。
Ｃ−Ｖ変換回路１１０の出力信号ＤＳ２にはＣ−Ｖ変換キャパシタ１１２（容量Ｃｆ）の電荷変動分が出力として発生する。
【００６０】
従って、センサ駆動信号φＳがＶＤＤのとき、
Ｖｃｖｏｕｔ＝−｛（Ｑｒ＋Ｑｓｖｄｄ）−（Ｑｒ＋Ｑｓｇｎｄ）｝／Ｃｆ
＝Ｃｓ×ＶＤＤとなる。
また、センサ駆動信号がＧＮＤ（０）のとき、
Ｖｃｖｏｕｔ＝−｛（Ｑｒ＋Ｑｓｇｎｄ）−（Ｑｒ＋Ｑｓｖｄｄ）｝／Ｃｆ
＝−Ｃｓ×ＶＤＤとなる。
【００６１】
従って、同期検波回路１３０の出力信号ＤＳ３は、Ｃ−Ｖ変換回路１１０のオペアンプ１１１の非反転入力端子１１４の電圧値ＶＲＥＦを中心に±１／２×Ｃｓ×ＶＤＤの矩形波になる。
そして、同期検波回路１３０の出力信号を平滑する平滑回路１４０によって、静電容量検出出力信号Ｖｏｕｔ＝１／２×Ｃｓ×ＶＤＤを得る。
以上、図１乃至図８を参照して説明した実施の形態では、静電容量型センサであるセンサ素子１０として、何れも参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）とで構成されるセンサを適用した場合の態様について説明した。
一方、センサ素子１０ａとして検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のみで構成されるセンサを適用した場合も、図９のような構成の静電容量検出回路を適用することによって静電容量変化を検出することが出来る。
【００６２】
図９は、センサ素子１０ａとして検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のみで構成されるセンサを適用した場合の静電容量検出回路１００ｃを例示するブロック図である。図９において図１との対応部には同一の参照符号を附して示し、これら対応部の説明は図１について既述のところを援用する。
図１を参照して既述の静電容量検出回路では、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）をセンサ駆動回路１２０のセンサ駆動信号φＳをインバータ１５０で反転したセンサ駆動反転信号φＲで駆動していたが、この静電容量検出回路１００ｃでは信号φＲを敢えて生成せず（従って、用いず）、Ｃ−Ｖ変換回路１１０の入力信号ＤＳ１に、既述の参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）に相応する代替キャパシタ１９０（容量Ｃｒｉ）を静電容量検出回路１００ｃのＩＣ内部に用意し、反対の端子をＧＮＤに接続している。
【００６３】
図９の静電容量検出回路１００ｃの動作は、図８における静電容量検出回路１００ｂについて説明したものと全く同じになる。
図９の静電容量検出回路１００ｃでは、適用するセンサ素子１０ａにおいては、既述のセンサ素子１０のような容量Ｃｒに対しての電荷変動が発生しないため、上述の代替キャパシタ１９０（容量Ｃｒｉ）を接続しなくても、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のみのセンサ素子１０ａにおける静電容量（静電容量の変化）を検出することができる。
以上、図１乃至図９を参照して説明した本発明の第１の実施の形態によれば、スイッチトキャパシタ回路で構成するＣ−Ｖ変換回路での本質的な問題である離散的な容量検出ではなく、連続的な容量変化の検出を可能にし、サンプルホールド回路や差動回路等の回路を追加することなく、小型で安価に微小容量変化を精度良く検出できることができる。
【００６４】
（第２の実施の形態）
図１０は、本発明の第２の実施の形態における静電容量検出回路のブロック図である。また、図１１は図１０の静電容量検出回路の動作時の各部の信号波形図である。
図１０に記載の静電容量検出回路２００は、静電容量型センサであるセンサ素子１０としての検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）および参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の直列接続体の静電容量の変化を検出する。センサ素子１０は上述の直列接続体の両端の各端子１１および１２、ならびに、キャパシタ１ａおよび１ｂの接続中点の端子１３を有する３端子の構成である。
【００６５】
この静電容量検出回路２００は、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の容量変化を検出するＣ−Ｖ変換回路２１０、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の容量変化を検出するＣ−Ｖ変換回路２２０、これら両Ｃ−Ｖ変換回路出力２１０、２２０の出力の減算信号出力を得るための減算回路２３０、センサ駆動回路２４０、同期検波回路２５０、および、平滑回路２６０を含んで構成されている。
そして、センサ素子１０の上述の端子１３にセンサ駆動回路２４０の出力であるセンサ駆動信号φＳが供給される。
また、センサ素子１０の検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の容量に接続されていない上述の端子１１はＣ−Ｖ変換回路２１０の入力端に接続されている。
【００６６】
一方、センサ素子１０の参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の容量に接続されていない端子１２はＣ−Ｖ変換回路２２０の入力端に接続されている。
検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）に接続されているＣ−Ｖ変換回路２１０の出力であるセンサ容量変換出力ＤＳ１１と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）に接続されているＣ−Ｖ変換回路２２０の出力である参照容量変換出力ＤＳ１２とは、それぞれ減算回路２３０の入力となる。
そして、減算回路２３０においてセンサ容量変換出力ＤＳ１１と参照容量変換出力ＤＳ１２との減算処理が実行される。減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３は同期検波回路２５０の入力端に供給される。同期検波回路２５０には参照信号としてセンサ駆動信号φＳが供給され、この信号φＳで同期検波動作を行う。
【００６７】
同期検波回路２５０の出力信号ＤＳ１４は平滑回路２６０に入力される。平滑回路２６０で同期検波動作により発生する不要な高周波成分を取り除かれた静電容量変化を検出した電圧値である平滑回路の出力信号ＤＳ１５が出力となる。
センサ素子１０はＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System  微細加工技術）で加工されたセンサであり、本例では既述のとおり、２個のキャパシタが直列に接続された形で、３つの端子を持つ構成のものである。
検出用キャパシタ１ａは被検出物理量に応じてその容量値Ｃｓが変化する。一方、参照用キャパシタ１ｂはその容量Ｃｒが被検出物理量に依存しないか若しくは依存の態様を異にする。そして、直列接続体の接続中点の端子１３に、センサ駆動回路２４０の出力であるセンサ駆動信号φＳを印加し、更に両キャパシタの直列接続体の両端の端子１１、１２から上記物理量に対応する信号を取り出す。
【００６８】
センサ駆動回路２４０の構成は、図３を参照して説明したセンサ駆動回路１２０と同様である。
即ち、センサ駆動回路２４０は電流リファレンス回路１２１および電流制御発振器１２５を含んで構成されている。
電流リファレンス回路１２１は、図示しないバンドギャップリファレンス回路の出力信号が入力端２１に供給され、該供給された信号によって、抵抗１２３の抵抗値に反比例した電流がＰ型ＭＯＳトランジスタ１２４に流れる。
よく制御されたバンドギャップリファレンス回路の出力電圧は電源電圧や温度変化にほぼ依存しないので、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１２４に流れる電流はほぼ抵抗１２３の抵抗値の製造ばらつきおよび温度特性にのみ依存したものとなる。
【００６９】
電流制御発振器１２５は、電流リファレンス回路１２１のＰ型ＭＯＳトランジスタ１２４に流れる電流をミラーしたＰ型ＭＯＳトランジスタ１２６ａおよびＰ型ＭＯＳトランジスタ１２６ｂに流れる電流をキャパシタ１２７ａおよびキャパシタ１２７ｂに充電して、矩形波であるセンサ駆動信号φＳを生成する回路である。センサ駆動信号φＳは、図３および図１０を対照して理解されるとおり、端子１０２から出力され、センサ素子１０の端子１３に供給される。
センサ素子１０の駆動波形として三角波を使用する場合は三角波ＴＷをセンサ駆動信号φＳとして使用する。
一方、Ｃ−Ｖ変換回路２１０および２２０は図１０より明らかなとおり、同様の回路構成を有する。即ち、Ｃ−Ｖ変換回路２１０（２２０）はオペアンプ２１１（２２１）と、容量がＣｆであるＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）と、抵抗がＲｆであるバイアス抵抗２１３（２２３）とからなるチャージアンプ回路態様の構成である。
【００７０】
センサ素子１０の検出用キャパシタ１ａ（１ｂ）の容量変化△Ｃに蓄えられる電荷△Ｑを容量がＣｆであるＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）で電圧Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆとして取り出す。
この式から容易に理解されるとおり、上述のＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）の容量Ｃｆが電圧検出のゲインを規定しており、目的とする静電容量型センサであるセンサ素子１０の静電容量変化量に対して柔軟にゲインを選択できる。従って、本実施の形態によれば、幅広いセンサ特性に対応できる。
【００７１】
一例として上述のセンサ素子１０の検出用キャパシタ１ａにおける０．１ｐＦの容量変化を検出する場合、オペアンプ２１１（２２１）におけるＣ−Ｖ変換回路２１０（２２０）の入力と反対側のＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）の端子が０Ｖの場合には、
△Ｑ＝△Ｃ×ＶＲＥＦとなる。
Ｖｃｖｏｕｔ＝−△Ｑ／Ｃｆ＝−０．１ｐ×ＶＲＥＦ／Ｃｆ、ＶＲＥＦ＝２．５Ｖ、且つ、Ｃｆ＝１ｐＦとすると、Ｖｃｖｏｕｔ＝０．２５Ｖの電圧値となり、０．１ｐＦの容量変化を０．２５Ｖの電圧変化量として取り出せることが分かる。
【００７２】
一方バイアス抵抗２１３（２２３）（抵抗Ｒｆ）はＣ−Ｖ変換回路２１０（２２０）の入力信号ＤＳＳ（ＤＳＲ）の動作点がＶＤＤやＶＳＳに飽和してしまわない様に設ける。
しかしながら、容量ＣｆのＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）で検出した電荷が抵抗Ｒｆのバイアス抵抗２１３（２２３）を介して移動してしまうと、検出ゲインの低下を招く。従って、バイアス抵抗２１３（２２３）の抵抗値Ｒｆは数十ＭΩ以上の十分大きな値であることが望ましい。
バイアス抵抗２１３（２２３）（抵抗Ｒｆ）とＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）（容量Ｃｆ）はセンサ素子１０側から見るとｆｃ＝１／（２×π×Ｒｆ×Ｃｆ）のハイパスフィルタの特性を持つ。
【００７３】
この時定数はτ＝Ｒｆ×Ｃｆである。従って、Ｃ−Ｖ変換回路２１０（２２０）の出力信号ＤＳ１１（ＤＳ１２）はＶｃｖｏｕｔ×？-t/Rf×Cfの特性でオペアンプ２１１（２２１）の非反転入力端子２１４（２２４）の電圧値であるＶＲＥＦに近づいていく。
一方、センサ駆動回路２４０の出力信号であるセンサ駆動信号φＳは、図１１にφＳとして示すような電源電圧ＶＤＤを「ハイ」ＧＮＤ電圧を「ロー」とする矩形波である。
なる。
今、初期状態として検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）に電荷が蓄積されていない場合を想定して、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）の状態での検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）側のＣ−Ｖ変換回路２１０入力端側の電荷と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）側のＣ−Ｖ変換回路２２０入力端側の電荷を計算する。
【００７４】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）側の電荷はＱｒi＝−Ｃｒ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）側の電荷はＱｓi＝−Ｃｓ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）となる。
従って、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路２２０の参照容量変換出力ＤＳ１２の値Ｖｃｖｒｏｕｔは、
Ｖｃｖｒｏｕｔ＝−Ｑｒi＝（Ｃｒ／Ｃｆ）×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）
となる。
一方、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のＣ−Ｖ変換回路２１０（２２０）のセンサ容量変換出力ＤＳ１１の値Ｖｃｖｓｏｕｔは、
Ｖｃｖｓｏｕｔ＝−Ｑｓi＝（Ｃｓ／Ｃｆ）×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）
となる。
【００７５】
容量ＣｆのＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）に蓄えられた電荷で出力されているＣ−Ｖ変換回路２１０（２２０）の出力信号は、抵抗Ｒｆのバイアス抵抗２１３（２２３）容量ＣｆのＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）でオペアンプ２１１（２２１）の反転入力端子側に電荷が移動する為、長時間経つと非反転入力端子２１４（２２４）の電圧値であるＶＲＥＦと同じ電圧値になる。
この時定数はτ＝Ｒｆ×Ｃｆであり、従って、Ｃ−Ｖ変換回路２１０（２２０）の出力信号ＤＳ１１（ＤＳ１２）は、
Ｖｃｖｏｕｔ×？-t/Rf×Cfの特性を持つ。
次にセンサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）から「ロー」（０）に遷移した状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）側のＣ−Ｖ変換回路２１０入力端側の電荷と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）側のＣ−Ｖ変換回路２２０入力端側の電荷を計算する。
【００７６】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ-1＝Ｃｒ×ＶＲＥＦであり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ-1＝Ｃｓ×ＶＲＥＦとなる。
初期状態からセンサ駆動信号φＳが反転する際にセンサ容量Ｃｒにおいて変化する電荷量を△Ｑｒとすると、
△Ｑｒ＝Ｑｒ-1―Ｑｒi＝Ｃｒ×ＶＤＤ
であり、参照容量変換出力ＤＳ１２は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｒｏｕｔ＝−△Ｑｒ／Ｃｆ＝−（Ｃｒ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
初期状態からセンサ駆動信号φＳが反転する際にセンサ容量Ｃｓの変化する電荷量を△Ｑｓとすると、
△Ｑｓ＝Ｑｓ-1―Ｑｓ0＝Ｃｓ×ＶＤＤ
であり、センサ容量変換出力ＤＳ１１は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｓｏｕｔ＝−△Ｑｓ／Ｃｆ＝−（Ｃｓ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
【００７７】
初期状態とセンサ駆動信号φＳが反転した状態との電荷の差分の残りの電荷は初期電圧変動としてＤＣ電圧としてＣ−Ｖ変換回路の出力信号として発生するが、Ｃ−Ｖ変換回路２１０（２２０）の抵抗Ｒｆのバイアス抵抗２１３（２２３）と容量ＣｆのＣ−Ｖ変換キャパシタ２１２（２２２）よるハイパスフィルタ特性でフィルタリングされる。
時刻ｔ０の時は、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）の状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のＣ−Ｖ変換回路２１０入力端側の電荷と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路２２０入力端側の電荷とを計算する。
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ0＝−Ｃｒ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ0＝−Ｃｓ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）となる。
【００７８】
時刻ｔ０に遷移する際にセンサ容量Ｃｒの変化する電荷量を△Ｑｒとすると、
△Ｑｒ＝Ｑｒ0―Ｑｒ-1＝−Ｃｒ×ＶＤＤ
なので、参照容量変換出力ＤＳ１２は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｒｏｕｔ＝−△Ｑｒ／Ｃｆ＝（Ｃｒ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
時刻ｔ０に遷移する際にセンサ容量Ｃｓの変化する電荷量を△Ｑｓとすると、
△Ｑｓ＝Ｑｓ0―Ｑｓ-1＝−Ｃｓ×ＶＤＤ
なので、センサ容量変換出力ＤＳ１１は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｓｏｕｔ＝−△Ｑｓ／Ｃｆ＝（Ｃｓ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
【００７９】
時刻ｔ１の時は、センサ駆動信号φＳが「ハイ」（ＶＤＤ）から「ロー」（０）に遷移した状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のＣ−Ｖ変換回路２１０入力端側の電荷と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路２２０の入力端側の電荷とを計算する。
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ1＝Ｃｒ×ＶＲＥＦであり、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ1＝Ｃｓ×ＶＲＥＦとなる。
ｔ０からｔ１に遷移する際にセンサ容量Ｃｒの変化する電荷量を△Ｑｒとすると、
△Ｑｒ＝Ｑｒ1―Ｑｒ0＝Ｃｒ×ＶＤＤ
であり、参照容量変換出力ＤＳ１２は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｒｏｕｔ＝−△Ｑｒ／Ｃｆ＝−（Ｃｒ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
【００８０】
ｔ０からｔ１に遷移する際にセンサ容量Ｃｓの変化する電荷量を△Ｑｓとすると、
△Ｑｓ＝Ｑｓ1―Ｑｓ0＝Ｃｓ×ＶＤＤ
であり、センサ容量変換出力ＤＳ１１は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｓｏｕｔ＝−△Ｑｓ／Ｃｆ＝−（Ｃｓ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
時刻ｔ２の時は、センサ駆動信号φＳが「ロー」（０）から「ハイ」（ＶＤＤ）に遷移した状態での、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）のＣ−Ｖ変換回路２１０入力端側の電荷と参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）のＣ−Ｖ変換回路２２０の入力端側の電荷とを計算する。
【００８１】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の電荷はＱｒ2＝−Ｃｒ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の電荷はＱｓ2＝−Ｃｓ×（ＶＤＤ−ＶＲＥＦ）となる。
ｔ１からｔ２に遷移する際にセンサ容量Ｃｒの変化する電荷量を△Ｑｒとすると、
△Ｑｒ＝Ｑｒ2―Ｑｒ1＝−Ｃｒ×ＶＤＤ
なので、参照容量変換出力ＤＳ１２は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｒｏｕｔ＝−△Ｑｒ／Ｃｆ＝（Ｃｒ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
【００８２】
ｔ１からｔ２に遷移する際にセンサ容量Ｃｓの変化する電荷量を△Ｑｓとすると、
△Ｑｓ＝Ｑｓ2―Ｑｓ1＝−Ｃｓ×ＶＤＤ
なので、センサ容量変換出力ＤＳ１１は変化した電荷量だけ電圧が変化するので、
Ｖｃｖｓｏｕｔ＝−△Ｑｓ／Ｃｆ＝（Ｃｓ／Ｃｆ）×ＶＤＤ
となる。
時刻ｔ３以降同じ動作を繰り返す。
図１１に示したとおり、センサ容量変換出力ＤＳ１１は
±１／２×（Ｃｓ／Ｃｆ）×ＶＤＤの矩形波であり、
参照容量変換出力ＤＳ１２は
±１／２×（Ｃｒ／Ｃｆ）×ＶＤＤの矩形波である。
【００８３】
センサ容量変換出力ＤＳ１１の電圧値と参照容量変換出力ＤＳ１２の電圧値とを減算回路２３０に入力することにより参照容量とセンサ容量の差に比例した減算回路２３０の出力ＤＳ１３の電圧値を検出することが出来る。
ｔ１〜ｔ２の区間では、
Ｖｄｉｆｆｏｕｔ＝Ｖｃｖｒｏｕｔ−Ｖｃｖｓｏｕｔ
＝１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤ
ｔ２〜ｔ３の区間では、
Ｖｄｉｆｆｏｕｔ＝Ｖｃｖｒｏｕｔ−Ｖｃｖｓｏｕｔ
＝−１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤ
【００８４】
この信号は図１１の減算回路の出力信号ＤＳ１３に示すとおり、ＶＲＥＦを基準とした±１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤの矩形波であり、容量変化信号成分を検出するために同期検波回路２５０で復調する。
同期検波回路２５０の構成は、既述の図４の同期検波回路１３０と同様である。
同期検波回路２５０は、前段の減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３を受け、信号ＤＳ１３およびこの信号ＤＳ１３を反転増幅回路１３１で反転した信号を、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２で切り替え、バッファ回路である次段の反転増幅回路１３４を経て同期検波回路の出力信号ＤＳ３を得る。
【００８５】
より詳細には、センサ駆動回路２４０からのセンサ駆動信号φＳをインバータ１３２で反転した信号によってスイッチＳＷ１のオン・オフを切換え、また、次段のインバータ１３３でφＳの反転信号を更に反転した信号によってスイッチＳＷ２のオン・オフを切換える。上記の切換えにより、前段の減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３およびその反転信号を選択的に切換えて、同期検波回路の出力信号ＤＳ１４として出力する。これにより、センサ駆動信号φＳに同期して減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３を正転・反転するように切換えた信号（出力段の反転増幅回路１３４で更に極性が反転された信号）ＤＳ１４が出力される。
【００８６】
即ち、センサ駆動信号φＳが「ロー」の区間は、スイッチＳＷ１がオンし減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３を有効にし、同期検波回路の出力ＤＳ１４として減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３の反転増幅回路１３４による反転信号が出力される。
一方センサ駆動信号φＳが「ハイ」の区間は、スイッチＳＷ２がオンし減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３を反転した信号が有効になり、同期検波回路出力ＤＳ３には減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３が反転増幅回路１３１で反転された信号が反転増幅回路１３４で反転して出力される。
減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３とセンサ駆動信号φＳが同期している場合は、後段の平滑回路２６０（図１０）で１／２×[（Ｃｒ−Ｃｓ）／Ｃｆ]×ＶＤＤの信号成分が検出される。
【００８７】
この式から分かるとおり、図１２のように参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）との差に比例した電圧として検出できることが分かる。
即ち、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の容量が等しい場合は、出力はＶＲＥＦ出力になり、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の容量が相対的に大きい場合は正の電圧を出力し、検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）が相対的に大きい場合は負の電圧が出力される。
またＶＤＤに比例した式になっていることから、本発明の第２の実施の形態ではレシオメトリック特性が、特別な回路なしに実現できていることがわかる。
【００８８】
参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）の差の容量に対応する検出電圧の極性を変えたい場合は、センサ素子１０の検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）および参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）の取り付け向きを変えるか、同期検波回路２５０に参照信号として入力しているセンサ駆動信号φＳの替わりにセンサ駆動信号φＳのインバータで反転した信号を使用することで実現できる。
また、減算回路２３０の出力信号ＤＳ１３とセンサ駆動信号φＳが同期していない場合は、減算回路の出力信号ＤＳ１３が出力されていても、平滑回路の出力信号ＤＳ１５は既述のＶＲＥＦになる。即ち、非同期で発生するノイズ成分は同期検波で落とされてしまうことを示しており、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）の高い信号検出ができることがわかる。
【００８９】
同期検波動作は検出したい信号成分であるＤＣ成分の他に、２次以上の偶数次の高調波成分を持ち、これら高調波成分は不必要な信号成分である。このような高調波成分は平滑回路２６０を通すことによって除去され、ノイズの少ない高精度な静電容量変化を検出することが出来る。
平滑回路２６０の構成は、既述の図５の平滑回路１４０と同様である。
即ち、平滑回路２６０は抵抗１４１と容量１４２に接続したローパスフィルタ態様の構成とする。同期検波回路２５０の参照信号として使用しているセンサ駆動信号の周波数の偶数次高調波（２次、４次、６次・・・）成分がノイズとして発生するので、静電容量変化の検出電圧精度（仕様）に従い、ローパスフィルタのカットオフ周波数とフィルタ次数を決定する。
【００９０】
尚、図示の例ではＣ−Ｖ変換回路２１０、２２０の後段側には、減算回路２３０を設けて各Ｃ−Ｖ変換回路２１０、２２０の出力の差分の信号ＤＳ１３を得る構成を採ったが、この減算回路２３０に替えて加算回路を適用し、各Ｃ−Ｖ変換回路２１０、２２０の出力の和の信号ＤＳ１３ａ（不図示）を得て、この信号ＤＳ１３ａを同期検波回路２５０に供給するような構成を採ってもよい。
【００９１】
即ち、図１０における減算回路２３０は、より一般的には、減算または加算を行う演算回路である。
上述の回路では、Ｃ−Ｖ変換回路２１０、２２０は、センサ素子１０におけるキャパシタの直列接続体の両端である各別の端子（検出端子）１１、１２に対応して２つ設ける構成態様を採った。この点での構成態様については、上記に限定されず、接続中点を既述の端子１３として共通に接続してなる更に多くのキャパシタの直列接続体を有するセンサ素子を適用し、このようなセンサ素子の各別の検出端子に対応する数のＣ−Ｖ変換回路、演算回路、および同期検波回路を適用してもよい。
【００９２】
以上に説明した本発明の第２の実施の形態によれば、スイッチトキャパシタ回路で構成するＣ−Ｖ変換回路での本質的な問題である離散的な容量検出ではなく、連続的な容量変化の検出を可能にし、サンプルホールド回路や差動回路等の回路を追加することなく、小型で安価に微小容量変化を精度良く検出できることが分かる。
また、図１０  の実施の形態によると、参照用キャパシタ１ｂ（容量Ｃｒ）と検出用キャパシタ１ａ（容量Ｃｓ）とを差動処理しているため、初期電荷によるＤＣ電圧発生の影響を抑える効果と、外部から飛び込んでくるノイズや電源に混入するノイズによる影響を受け難いという効果も得る。
【００９３】
また、第１の実施の形態および第２の実施の形態では、センサ駆動回路１２０として矩形波または三角波のセンサ駆動信号を発する回路を適用していたが、これに替えて、センサ駆動信号として正弦波の電圧信号を発する回路を適用してもよい。この場合は、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility：電磁環境適合性）等の視点から電磁波の放射を抑制することが求められる場合に、高い適合性を持った特性が得られる。
以上、図１乃至図１２を参照して説明した静電容量検出回路１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、および、２００は、それらに対応する静電容量型のセンサ素子１０、１０ａと接続することによって、圧力検出装置、加速度検出装置、および、マイクロフォン用トランスディーサを構成することができる。
【００９４】
即ち、平行平板型のキャパシタにおける平板電極が測定対象となる圧力を受けてたわみ、電極の間隔が変化することによって静電容量値が変化するようなキャパシタを含む静電容量型センサ素子（静電容量式圧力センサ）を上述のような静電容量検出回路１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、および、２００の何れかと接続することによって圧力検出装置を構成することができる。
静電容量式圧力センサは、その出力（容量の変化）が平行平板型のキャパシタの電極の間隔である機械的相対位置にのみ依存する特性を呈するため、検出出力の安定性が高く、使用可能な温度範囲が広く高温の環境下にも適合し、更に、感度の温度依存性が少ないといった種々の特徴を持つ。
【００９５】
従って、このような静電容量式圧力センサと静電容量検出回路１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、および、２００の何れかと接続することによって圧力検出装置を構成すれば上述した静電容量式圧力センサの特徴に加えて、連続的且つ微小な圧力をも精度良く検出することが可能であり、更に、小型で安価な圧力検出装置を実現可能である。
また、加速度に対応する変位を生じるように錘を有する可動電極と、これに対向する固定電極との間隔の変化に応じて静電容量の変化が生じるように構成された容量型の加速度センサと静電容量検出回路１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、および、２００の何れかと接続することによって加速度検出装置を構成することができる。
【００９６】
上述のような加速度検出装置では、検出出力の安定性が高く、使用可能な温度範囲が広く高温の環境下にも適合し、感度の温度依存性が少なく、更に、加速度を連続的に精度良く検出することが可能であり、更に、小型で安価な加速度検出装置を実現可能である。
また、受けた音波に応じて振動膜が振動することによってこの振動膜と背極との相対位置が変化して、該変化が静電容量の変化を生じるように構成された静電容量式音圧センサと静電容量検出回路１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、および、２００の何れかとを接続することによってマイクロフォン用トランスディーサを構成することができる。これにより、高感度で、小型で安価なマイクロフォン用トランスディーサを実現できる。
【符号の説明】
【００９７】
１ａ…………………………………検出用キャパシタ（容量Ｃｓ）
１ｂ…………………………………参照用キャパシタ（容量Ｃｒ）
１０…………………………………センサ素子
１１、１２、１３…………………端子
１００………………………………静電容量検出回路
１００ａ、１００ｂ、１００ｃ…静電容量検出回路
１０１、１０２、１０３…………端子
１１０………………………………Ｃ−Ｖ変換回路
１１１………………………………オペアンプ
１１２………………………………Ｃ−Ｖ変換キャパシタ（容量Ｃｆ）
１１３………………………………バイアス抵抗（抵抗Ｒｆ）
１１４………………………………非反転入力端子
１２０………………………………センサ駆動回路
１２１………………………………電流リファレンス回路
１２２………………………………端子
１２３………………………………抵抗
１２４………………………………Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
１２５………………………………電流制御発振器
１２６ａ、１２６ｂ………………Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
１２７ａ、１２７ｂ………………キャパシタ
１３０………………………………同期検波回路
１３１………………………………反転増幅回路
１３２、１３３……………………インバータ
１３４………………………………反転増幅回路
１４０………………………………平滑回路
１４１………………………………抵抗
１４２………………………………容量
１５０………………………………インバータ
１６０………………………………同期検波回路
１６１………………………………反転増幅回路
１６２………………………………コンパレータ
１６３………………………………インバータ
１６４………………………………反転増幅回路
２００………………………………静電容量検出回路
２１０、２２０……………………Ｃ−Ｖ変換回路
２１１、２２１……………………オペアンプ
２１２、２２２……………………Ｃ−Ｖ変換キャパシタ
２１３、２２３……………………バイアス抵抗
２３０………………………………減算回路
２４０………………………………センサ駆動回路
２５０………………………………同期検波回路
２６０………………………………平滑回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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