(57)【要約】【課題】発電機によるバッテリへの充電時の電気的損失を低減し、かつ異常電流からの保護を目的としたブリッジ整流回路を用いた充電回路並びに充電回路を用いた発電機及び電動機を提供することを目的としている。【解決手段】充電回路１は、バッテリ２の正極とＧＮＤ間に接続された一対のＭＯＳ型ＦＥＴのＦＥＴ１及びＦＥＴ２と、分圧電位Ｖｍ１とＶｐ１を比較し、その判定出力をＦＥＴ１のゲートＧ１に出力する比較器ＣＯＭＰ１と、分圧電位Ｖｍ２とＶｐ２を比較し、その判定出力をＦＥＴ２のゲートＧ２に出力する第２の比較器ＣＯＭＰ２とを有する制御部４で構成されており、発電機による相電流を整流してバッテリ２を充電する。これにより、ショートスルー電流による故障を回避することが可能になる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電機子巻線を有する発電機の各相の前記電機子巻線に接続された一対の制御極付半導体素子で構成されるブリッジ整流回路を備え、前記発電機により発電された交流電流を整流してバッテリに充電する充電回路において、
前記電機子巻線の相電圧が前記バッテリの正極電圧よりも所定値高い場合には、第１の制御極付半導体素子を導通させ、それ以外の場合には第１の制御極付半導体素子を遮断し、前記相電圧が接地電圧よりも所定値低い場合には、第２の制御極付半導体素子を導通させ、それ以外の場合には第２の制御極付半導体素子を遮断する制御部を備えたことを特徴とする充電回路。
【請求項２】
前記制御部は、基準電圧端子と、前記バッテリの正極電圧と前記基準電圧端子の基準電圧とを分圧した第１の分圧電位と前記電機子巻線端子の相電圧と前記基準電圧端子の基準電圧とを分圧した第２の分圧電位とを比較して、その判定結果を第１の制御極付半導体素子の制御極に出力する第１の比較器と、前記基準電圧と前記接地電圧とを分圧した第３の分圧電位と前記相電圧と前記基準電圧とを分圧した第４の分圧電位とを比較して、その判定結果を第２の制御極付半導体素子の制御極に出力する第２の比較器と、を備えていることを特徴とする請求項１の記載の充電回路。
【請求項３】
第１の制御極付半導体素子を導通させる条件として、第１の分圧電位の最大値よりも第２の分圧電位の最小値が大きくなるように分圧比が設定され、第２の制御極付半導体素子を導通させる条件として、第３の分圧電位の最小値よりも第４の分圧電位の最大値が小さくなるように分圧比が設定されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の充電回路。
【請求項４】
第１の比較器と第１の制御極付半導体素子の制御極との間及び第２の比較器と第２の制御極付半導体素子の制御極との間にスイッチング回路を設け、第１の制御極付半導体素子の導通時には、第２の制御極付半導体素子を遮断状態とし、第２の制御極付半導体素子の導通時には、第１の制御極付半導体素子を遮断状態にすることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電回路。
【請求項５】
前記制御極付半導体素子がＭＯＳ型ＦＥＴであることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電回路。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれかに記載の充電回路を備えた発電機。
【請求項７】
請求項１から請求項５のいずれかに記載の充電回路に、前記電機子巻線端子と前記基準電圧端子との間に設けられた切替スイッチと、前記切替スイッチによって切替え接続される電動機制御回路とを設け、電動機運転時に、切替え接続された前記電動機制御回路によって制御されることを特徴とする電動機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車等の車両において、内燃機関の回転を利用して、発電機によりバッテリを充電する充電回路並びに充電回路を用いた発電機及び電動機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
内燃機関を動力とする自動車等の車両において、内燃機関の始動時には始動用電動機として動作するとともに、始動後は発電機としても動作する電機子巻線および界磁巻線を有する同期発電機または同期発電電動機により発電された交流電流をブリッジ回路からなる整流器にてバッテリを充電する構成が利用されている。
【０００３】
しかしながら、ブリッジ整流回路にダイオードを用いた場合、その電圧・電流特性から電力損失が発生する。また、電力損失に伴うダイオードの発熱に対応するため大きな放熱板が必要となり、充電回路が大型化するという問題がある。この電力損失を低減するため、ダイオードの替わりにＭＯＳ型ＦＥＴを利用する方式が提案されている。
【０００４】
例えば、特許文献１に示される充電回路では、各ブリッジ要素をすべてＭＯＳ型ＦＥＴで構成したブリッジ整流回路のＦＥＴのいずれかにバッテリの両端電圧よりも高い逆ドレイン・ソース電圧が印加された時にＦＥＴに、ソース端子に対してプラスとなるゲート電圧を印加してＦＥＴの逆ドレイン電流の導通状態にさせ、バッテリの両端電圧よりも高い逆ドレイン・ソース電圧が印加されていない時にＦＥＴに、ソース端子に対してマイナスとなるゲート電圧を印加してＦＥＴのドレイン電流を遮断する制御手段を備えている。
図５は従来の充電回路の基本構成を示す回路図であり、図６は誘導電圧を示す波形図である。図５において、交流発電機の三相出力コイルの各端子は、それぞれバッテリ側、ＧＮＤ側に接続されたＦＥＴに接続されており、図６では三相出力コイルの各出力端子間に三相の誘導電圧が発生する。コントロール部ではバッテリ電圧と誘導電圧を常時比較し、誘導電圧がバッテリ電圧より高ければ、バッテリ側のＦＥＴゲート端子にプラス電圧を印加して導通させることにより、逆ドレイン電流が流れるようにし、低電力損失の充電回路を実現しているＦＥＴの消費電力を低減させている。
【０００５】
また、図７は特許文献２記載のアクティブダイオードと称される、アンプ、および、オフセットバイアス源を有するＦＥＴの構成であり、ＶＣＡ（Ｖｃａｔｈｏｄｅ−Ｖａｎｏｄｅ）がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔよりも低くなるとＦＥＴが導通となる。このため、ＦＥＴの導通判定時は高電位側のドライバが既にオフになっているため、ショートスルー電流防止のための各ＦＥＴに遮断時間を設定するデッドタイムの設定は不要としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平４−１３８０３０号公報
【特許文献２】特開２００５−２９５７９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１による充電回路では、ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧の電位差に応じて導通、遮断判定するため、一旦、ＦＥＴが導通した場合、ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧の電位差はＦＥＴの導通抵抗とドレイン電流に依存するため、微小な値となり、遮断判定電圧の精度を確保することが困難となる。一方のＦＥＴの遮断判定ができないまま他方のＦＥＴが導通となると、ブリッジ整流回路内の各相の一対のＦＥＴ間の短絡により異常な大電流（ショートスルー電流）が流れて故障となる可能性があるという課題があった。
【０００８】
また、出力端子へバッテリ電圧が印加される短絡故障や、その他異常や故障によりＦＥＴのドレイン端子よりもソース端子電圧が高くなる故障状態が発生した場合、電機子巻線からの発電電圧の有無に関わらず、ＦＥＴを導通制御することとなり、故障検出ができずにブリッジ整流回路の過電流要因での焼損破損等の故障が発生するという問題があった。
【０００９】
また、特許文献２によるアクティブダイオードでは、ショートスルー電流を防止することとしているが、アノード端子、カソード端子が電源端子、または、ＧＮＤ端子に接続される場合は、アンプの入力範囲が広くなるため、アンプ仕様を特殊な仕様にする必要があった。
【００１０】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、発電機によるバッテリへの充電時の電気的損失を低減し、かつ異常電流からの保護を目的としたブリッジ整流回路を用いた充電回路並びに充電回路を用いた発電機及び電動機を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の充電回路は、電機子巻線を有する発電機の各相の電機子巻線に接続された一対の制御極付半導体素子で構成されるブリッジ整流回路を備え、発電機により発電された交流電流を整流してバッテリに充電する充電回路において、電機子巻線の相電圧がバッテリの正極電圧よりも所定値高い場合には、第１の制御極付半導体素子を導通させ、それ以外の場合には第１の制御極付半導体素子を遮断し、相電圧が接地電圧よりも所定値低い場合には、第２の制御極付半導体素子を導通させ、それ以外の場合には第２の制御極付半導体素子を遮断する制御部を備えたものである。
【００１２】
また、本発明の発電機は、上記充電回路を備えたものである。
【００１３】
また、本発明の電動機は、上記充電回路に前記電機子巻線端子と前記基準電圧端子との間に設けられた切替スイッチと、前記切替スイッチによって切替え接続される電動機制御回路とを設け、電動機運転時に、切替え接続された前記電動機制御回路によって制御されるものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、発電機によるバッテリへの充電回路にＭＯＳ型ＦＥＴで構成されるブリッジ整流回路を用いることにより、電気的損失を低減することが可能となるとともに制御部によりＦＥＴの遮断が確実に行われるため、ショートスルー電流による故障を回避することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施の形態１における充電回路を示す回路図である。
【図２】実施の形態１の充電回路における相電圧を示す波形図である。
【図３】実施の形態２における充電回路を示す回路図である。
【図４】実施の形態３における充電回路を示す回路図である。
【図５】従来の充電回路を示す回路図である。
【図６】従来の充電回路の誘導電圧を示す波形図である。
【図７】従来のアクティブダイオードを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態に係る充電回路について図１〜図４に基づいて説明する。
【００１７】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１における充電回路の回路構成を示す図である。
図１において、充電回路１は、充電されるバッテリ２の正極と接地（ＧＮＤ）間に接続され各相のブリッジ整流回路を構成する直列に配置された一対の制御極付半導体素子であるＭＯＳ型ＦＥＴのＦＥＴ１及びＦＥＴ２と、ＦＥＴ１のソースＳ１とＦＥＴ２のドレインＤ２間に接続された発電機の電機子巻線３と、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２を制御する制御部４とで構成されている。制御部４は、バッテリ電圧ＶＢと基準電圧Ｖｃｏｍを分圧するための分圧抵抗Ｒｓ１とＲｆ１と、この分圧抵抗Ｒｓ１とＲｆ１とで分圧された第１の分圧電位Ｖｍ１と、電機子巻線３の相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｏｍを分圧するための分圧抵抗Ｒｆ’とＲｓと、この分圧抵抗Ｒｆ’とＲｓとで分圧された第２の分圧電位Ｖｐ１と、分圧電位Ｖｍ１とＶｐ１を比較し、その判定出力がＦＥＴ１のゲートＧ１に接続されている第１の比較器ＣＯＭＰ１と、基準電圧Ｖｃｏｍと相電圧Ｖｐｈを分圧するための分圧抵抗Ｒｆ’とＲｓと、この分圧抵抗Ｒｆ’とＲｓとで分圧された第３の分圧電位Ｖｍ２と、基準電圧ＶｃｏｍとＧＮＤを分圧するための分圧抵抗Ｒｓ２とＲｆ２と、この分圧抵抗Ｒｓ２とＲｆ２とで分圧された第４の分圧電位Ｖｐ２と、分圧電位Ｖｍ２とＶｐ２を比較し、その判定出力がＦＥＴ２のゲートＧ２に接続されている第２の比較器ＣＯＭＰ２と、で構成されている。三相交流発電機の場合は、電機子巻線が３本あり、各相毎にそれぞれ上記充電回路が備えられ、バッテリに接続されている。
【００１８】
次に、実施の形態１における充電回路の動作について、図１、図２を参照して説明する。なお、本発明の主体は充電回路にあるので、発電機の動作の説明は省略する。
【００１９】
図１において、比較器ＣＯＭＰ１は、バッテリ電圧ＶＢと基準電圧Ｖｃｏｍを抵抗Ｒｓ１、Ｒｆ１で分圧された分圧電位Ｖｍ１と、相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｏｍを抵抗Ｒｓ、Ｒｆ’で分圧した分圧電位Ｖｐ１とを比較し、Ｖｐ１＞Ｖｍ１となる場合には、ＦＥＴ１のゲートＧ１をオンにし、それ以外の場合には、ゲートＧ１をオフにする。
また、比較器ＣＯＭＰ２は、基準電圧Ｖｃｏｍと接地ＧＮＤを抵抗Ｒｓ２、Ｒｆ２で分圧した分圧電位Ｖｐ２と、相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｏｍを抵抗Ｒｓ、Ｒｆ’で分圧した分圧電位Ｖｍ２とを比較し、Ｖｐ２＞Ｖｍ２となる場合には、ＦＥＴ２のゲートＧ２をオンにし、それ以外の場合には、ゲートＧ２をオフにする。
【００２０】
したがって、ＦＥＴ１を導通させる条件として、バッテリ電圧ＶＢと基準電圧Ｖｃｏｍとの分圧電位Ｖｍ１の最大値よりも相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｐｍとの分圧電位Ｖｐ１の最小値が大きくなるように分圧比が設定され、ＦＥＴ２を導通させる条件として、接地電圧ＶＧＮＤと基準電圧Ｖｃｏｍとの分圧電位Ｖｍ２の最小値よりも相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｏｍとの分圧電位Ｖｐ２の最大値が小さくなるように分圧比が設定されている。
【００２１】
今、Ｒｆ１＞Ｒｆ’とし、順方向に相電流が流れ、相電圧ＶｐｈがＨ出力となった場合を想定する。Ｖｍ１、Ｖｐ１、Ｖｐｈは、式（１）から式（４）で表される。
Ｖｍ１＝（Ｒｓ１・ＶＢ＋Ｒｆ１・Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ１＋Ｒｆ１）          （１）
Ｖｐ１＝（Ｒｓ・Ｖｐｈ＋Ｒｆ’・Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ＋Ｒｆ’）            （２）
ゲートＧ１がオンとなる相電圧Ｖｐｈの値は、比較器ＣＯＭＰ１の分圧電位Ｖｍ１（式（１））とＶｐ１（式（２））が等しいときであることより、Ｒｓ１＝Ｒｓとすると、式（４）で表すことができる。
（Ｒｓ１・ＶＢ＋Ｒｆ１・Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ１＋Ｒｆ１）
＝（Ｒｓ・Ｖｐｈ＋Ｒｆ’・Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ＋Ｒｆ’）                （３）
Ｖｐｈ＝ＶＢ＋（Ｒｆ’−Ｒｆ１）（ＶＢ−Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ＋Ｒｆ１）
＝ＶＢ＋Ｖｏｆｆ１                                                （４）
ただし、Ｖｏｆｆ１＝（Ｒｆ’−Ｒｆ１）（ＶＢ−Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ＋Ｒｆ１）である。
式（４）より相電圧Ｖｐｈが、バッテリ電圧ＶＢより所定値Ｖｏｆｆ１だけ上回った時点でＦＥＴ１のゲートＧ１がオンになる。
【００２２】
ここで、順方向に相電流が流れている期間のＦＥＴ１の挙動を考える。
ＦＥＴ１のゲートＧ１が、オンになると相電圧Ｖｐｈとバッテリ電圧ＶＢとがほぼ等しくなるため、
Ｖｐｈ≒ＶＢ＜ＶＢ＋Ｖｏｆｆ１                                          （５）
となり、ゲートＧ１はオフとなるが、
ＦＥＴ１のゲートＧ１が、オフになると相電圧Ｖｐｈの電圧が上昇し、
Ｖｐｈ＝ＶＢ＋Ｖｏｆｆ１                                                （６）
となるため、ゲートＧ１は再びオンとなる。
【００２３】
すなわち、順方向の相電流が発生し、相電圧Ｖｐｈが、ＶＢ＋Ｖｏｆｆ１を超える出力となる期間は、ＦＥＴ１は導通／遮断を繰り返すが、順方向の相電流が消滅し、相電圧Ｖｐｈが、ＶＢ＋Ｖｏｆｆ１を超えなくなった時点でＦＥＴ１は遮断固定となる（図２）。
【００２４】
なお、上記期間では、相電圧Ｖｐｈは、バッテリ電圧ＶＢからＶＢ＋Ｖｏｆｆ１の間となるため、ＦＥＴ２は常に遮断状態となっている。
【００２５】
次に、Ｒｆ２＞Ｒｆ’とし、逆方向に相電流が流れ、相電圧ＶｐｈがＬ出力となった場合を想定する。Ｖｐ２、Ｖｍ２、Ｖｐｈは、式（７）から式（１０）で表される。
Ｖｐ２＝Ｒｆ２・Ｖｃｏｍ／（Ｒｓ２＋Ｒｆ２）                            （７）
Ｖｍ２＝（Ｒｓ・Ｖｐｈ＋Ｒｆ’・Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ＋Ｒｆ’）            （８）
ゲートＧ２がオンする相電圧Ｖｐｈの値は、比較器ＣＯＭＰ２の分圧電位Ｖｐ２（式（７））とＶｍ２（式（８））が等しいときであることより、Ｒｓ２＝Ｒｓとすると、式（１０）で表すことができる。
Ｒｆ２・Ｖｃｏｍ／（Ｒｓ＋Ｒｆ２）
＝（Ｒｓ・Ｖｐｈ＋Ｒｆ’・Ｖｃｏｍ）／（Ｒｓ＋Ｒｆ’）                （９）
Ｖｐｈ＝（Ｒｆ’−Ｒｆ２）・Ｖｃｏｍ／（Ｒｓ＋Ｒｆ２）＝−Ｖｏｆｆ２  （１０）
ただし、Ｖｏｆｆ２＝（Ｒｆ’−Ｒｆ２）・Ｖｃｏｍ／（Ｒｓ＋Ｒｆ２）である。
式（１０）より相電圧Ｖｐｈが接地電位ＶＧＮＤより所定値Ｖｏｆｆ２だけ下回った時点でＦＥＴ２のゲートＧ２をオンにする。
【００２６】
ここで、逆方向に相電流が流れている期間のＦＥＴ２の挙動を考える。
ＦＥＴ２のゲートＧ２がオンになると、相電圧Ｖｐｈと接地電位ＶＧＮＤとがほぼ等しくなるため、
Ｖｐｈ≒ＶＧＮＤ＞−Ｖｏｆｆ２                                        （１１）
となり、ゲートＧ２はオフとなるが、
ＦＥＴ２のゲートＧ２がオフになると相電圧Ｖｐｈが下降し、
Ｖｐｈ＝−Ｖｏｆｆ２                                                  （１２）
となるため、ゲートＧ２は再びオンとなる。
【００２７】
すなわち、逆方向の相電流が発生し、相電圧Ｖｐｈが、−Ｖｏｆｆ２を下回る出力となる期間はＦＥＴ２の導通／遮断を繰り返すが、逆方向の相電流が消滅し、相電圧Ｖｐｈが−Ｖｏｆｆ２を下回らなくなった時点でＦＥＴ２は遮断固定となる（図２）。
【００２８】
なお、上記期間では、相電圧Ｖｐｈは接地ＶＧＮＤから−Ｖｏｆｆ２の間となるため、ＦＥＴ１は常に遮断となっている。これにより、ブリッジ整流回路を用いた充電回路１により、発電機により発電された電力をバッテリ２に充電することができる。
【００２９】
このように、実施の形態１における充電回路によれば、発電機によるバッテリへの充電回路にＭＯＳ型ＦＥＴで構成されるブリッジ整流回路を用いることにより、電気的損失を低減することが可能となるとともに、制御部４により、ＦＥＴ１の導通条件をＶＢより所定値Ｖｏｆｆ１だけ高電位、ＦＥＴ２の導通条件をＶＧＮＤより所定値Ｖｏｆｆ２だけ低電位に設定されるため、順方向、逆方向の相電流が消滅すると、ＦＥＴの導通条件から外れ、速やかに遮断されるため、ＦＥＴの導通が保持されることがなく、ＦＥＴの遮断が確実に行われるので、ショートスルー電流による故障を回避することが可能となる顕著な効果がある。
【００３０】
なお、バッテリ電圧ＶＢ、相電圧Ｖｐｈ、接地電圧ＶＧＮＤは、基準電圧Ｖｃｏｍとの分圧構成としたため、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の入力範囲がバッテリ電圧ＶＢ、接地電位ＶＧＮＤから余裕を持たせることができ、比較器を特殊な仕様とする必要がないので、比較器の設計の自由度が広がり、安価な比較器で構成することができる。また、アナログ回路で構成しているため、回路構成も比較的簡単にできるため、回路規模を縮小することができ、安価、かつ、高信頼性とすることができる。基準電圧Ｖｃｏｍの値の設定については、比較器ＣＯＭＰの入力ダイナミックレンジを有効に設定するために、ＣＯＭＰ入力範囲の中点とすることが望ましく、ＣＯＭＰ電圧をＶＢとした場合には、ＶｃｏｍはＶＢ／２とすることが妥当である。
【００３１】
また、効果を得るためには、Ｖｏｆｆ１、Ｖｏｆｆ２は、ＶＦ（約０．７Ｖ）以下にする必要がある。そこで、Ｖｏｆｆ１、Ｖｏｆｆ２は、ＣＯＭＰ精度、抵抗精度、抵抗分圧値に依存するが、各要素のばらつき、誤差を考慮しできるだけ小さくすることが望ましく、約０．１Ｖ程度が妥当である。これにより、ＦＥＴでの消費電力を抑制し信頼性を向上することができる。
【００３２】
また、図１では、交流電流の整流について一相分の充電回路について説明したが、三相交流の場合は、電機子巻線３が３本ありそれぞれについて、図１の充電回路が接続される。
【００３３】
実施の形態２．
図３は、実施の形態２における充電回路の回路構成を示す図である。
図３に示す実施の形態２の充電回路では、図１で示す実施の形態１の充電回路に、第１の比較器ＣＯＭＰ１の出力側とＦＥＴ１のゲートＧ１の間、第２の比較器ＣＯＭＰ２の出力側とＦＥＴ２のゲートＧ２の間に、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ５，Ｒ７、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ８、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２、ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２より構成されるゲートを駆動するスイッチング回路が追加されたものであり、ＦＥＴ１のゲートＧ１はＦＥＴ２のゲートを駆動するスイッチング回路のトランジスタＴＲ２のベースＢ２にダイオードＤｉ１を介して接続されており、ＦＥＴ２のゲートＧ２はＦＥＴ１のゲートを駆動するスイッチング回路のトランジスタＴＲ１のベースＢ１にダイオードＤｉ２を介して接続されている。他の構成要素は、図１と同じであるので説明を省略する。
【００３４】
次に、実施の形態２における充電回路の動作について、図３を参照して説明する。
ＦＥＴ１のゲートＧ１は、ＦＥＴ２のゲートを駆動するスイッチング回路のトランジスタＴＲ２のベースＢ２に接続されており、また、ＦＥＴ２のゲートＧ２は、ＦＥＴ１のゲートを駆動するスイッチング回路のトランジスタＴＲ１のベースＢ１に接続されており、これにより、ＦＥＴ１のゲートＧ１の電位がＨのとき、ＦＥＴ２のゲートがオンとなり、ＦＥＴ２のゲートＧ２の電位はＬ、すなわちＦＥＴ２は遮断される。同様に、ＦＥＴ２のゲートＧ２の電位がＨのとき、ＦＥＴ２のゲートがオンとなり、ＦＥＴ１のゲートＧ１の電位はＬ、すなわちＦＥＴ１は遮断される。
したがって、図３では、ＦＥＴ１のゲートＧ１がＨのとき、ＦＥＴ２のゲートＧ２がＬになるよう、また、ＦＥＴ２のゲートＧ２がＨのとき、ＦＥＴ１のゲートＧ１がＬになるようになっており、ＦＥＴ１とＦＥＴ２が同時に導通しないように構成されている。
【００３５】
抵抗分圧による比較器を用いたブリッジ整流回路のＦＥＴのゲートを駆動する動作については、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。これにより、ブリッジ整流回路を用いた充電回路１により、発電機により発電された電力をバッテリ２に充電することができる。
【００３６】
このように、実施の形態２における充電回路では、発電機によるバッテリへの充電回路にＭＯＳ型ＦＥＴで構成されるブリッジ整流回路を用いることにより、電気的損失を低減することが可能となるとともに、ＦＥＴのゲートを駆動する制御部４を設けるとともに一対のＦＥＴが同時に導通状態とならないようにスイッチング回路を追加することにより、実施の形態１と同様の効果を有するとともに、ＦＥＴ１またはＦＥＴ２のゲートＧ１、Ｇ２の電位の短絡が発生してもショートスルー電流による故障を確実に回避することができるという顕著な効果がある。
【００３７】
なお、図３のダイオードＤｉ１，Ｄｉ２は、逆方向電流を阻止するためのものであるが、なくても動作上問題はない。
【００３８】
実施の形態３．
図４は、実施の形態３における電動機の充電回路の回路構成を示す図である。
図４に示す実施の形態３の電動機の充電回路では、図３で示す実施の形態２の充電回路に、電機子巻線３の相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｏｍ間の分圧抵抗ＲｓとＲｆ’間に切替スイッチＳＷを設け、切替スイッチＳＷの切替え先が電動機制御回路５に接続されており、相電圧Ｖｐｈと電動制御回路５とを切替えられるようになっている。他の構成要素は、図１及び図３と同じであるので説明を省略する。この充電回路は、発電機を兼ねる電動機に適用される。
【００３９】
次に、実施の形態３における充電回路の動作について、図３を参照して説明する。
電動機が発電機として動作する場合は、比較器ＣＯＭＰ１及びＣＯＭＰ２を分圧抵抗ＲｓとＲｆ’により動作させるために、切替スイッチＳＷを相電圧Ｖｐｈと基準電圧Ｖｃｏｍ間を接続し、実施の形態２の通常の抵抗分圧により比較器ＣＯＭＰを作動、ＦＥＴのゲートをスイッチング回路にて制御してバッテリ２を充電する。これに対して、電動機として動作させる場合は、切替スイッチＳＷを電動機制御回路５側に接続し、電動機制御回路５により別の条件でＦＥＴのゲートをスイッチング回路にて制御する。なお、実施の形態３では、図３に示す実施の形態２の充電回路に切替スイッチＳＷを設ける場合について説明したが、図１に示す実施の形態１の充電回路に切替スイッチＳＷを設ける場合であってもよい。
【００４０】
なお、図４の実施の形態３では、分圧抵抗ＲｓとＲｆ’との間に切替スイッチＳＷを設ける場合について説明したが、分圧抵抗Ｒｆ’と電機子巻線３との間に設けても同様の効果を奏する。
【００４１】
このように、実施の形態３における充電回路では、発電機を兼ねる電動機によるバッテリへの充電回路にＭＯＳ型ＦＥＴで構成されるブリッジ整流回路を用いることにより、実施の形態１と同様、電気的損失を低減することが可能となるとともに、発電機としてバッテリへの充電させる場合には、通常の抵抗分圧により充電を制御し、電動機として動作させる場合には、電動機制御回路に切替えることによって、発電動作時のみならず電動動作時においてもショートスルー電流による故障を回避することが可能となる顕著な効果がある。
【００４２】
また、図において、同一符号は、同一または相当部分を示す。
【符号の説明】
【００４３】
１  充電回路
２  バッテリ
３  電機子巻線
４  制御部
５  電動機制御回路
ＦＥＴ１，ＦＥＴ２  ＭＯＳ型ＦＥＴ
ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２  比較器
Ｖｐｈ  相電圧
Ｖｃｏｍ  基準電圧
Ｒｓ１，Ｒｆ１，Ｒｆ’，Ｒｓ，Ｒｓ２，Ｒｆ２  分圧抵抗
ＴＲ１，ＴＲ２  トランジスタ
ＳＷ  切替スイッチ
【図１】
2011114973.tif 000003
【図２】
2011114973.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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