(57)【要約】【課題】安価なマイコンを使用しつつ、簡単な制御系で１０万ｒｐｍ以上の超高速回転でも安定した駆動を実現した巻線界磁式同期機の制御装置を提供する。【解決手段】巻線界磁式同期機１の界磁巻線１ａに流れる界磁電流ｉｆを界磁電流検出手段８で検出する一方、三相／二相座標変換手段９でトルク脈動成分を示す電圧ベクトルに対して平行な電流成分ｉδを抽出し、周波数補正手段２０でこの抽出した電流成分ｉδの周波数に基づいて周波数補正量Ｋｉδを算出し、この周波数補正量Ｋｉδで制御目標となる周波数指令ω＊を補正するが、その際、周波数補正量Ｋｉδを求めるための制御定数を界磁電流ｉｆの大きさによって変更する構成とした。【選択図】図２
2011024276.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁巻線と電機子巻線とを有する巻線界磁式同期機の駆動制御を行うものであって、
直流電力を交流電力に変換して上記巻線界磁式同期機の電機子巻線に供給する電力変換器と、
上記巻線界磁式同期機の界磁巻線に電圧を印加する界磁用電力変換器と、
制御目標となる周波数指令に基づいて上記界磁用電力変換器からの出力電圧を制御する界磁用制御手段と、
上記巻線界磁式同期機の電機子巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段で検出された電流を上記巻線界磁式同期機に印加する電圧ベクトルに対して平行な電流成分とこれに直交する電流成分との２軸電流成分に分離する座標変換手段と、
この座標変換手段で得られる上記電圧ベクトルに対して平行な電流成分、および上記巻線界磁式同期機の界磁巻線に流れる界磁電流に基づいて周波数補正量を演算し、この周波数補正量でもって上記周波数指令を補正する周波数補正手段と、
この周波数補正手段で補正された後の周波数指令に基づいて上記巻線界磁式同期機の端子電圧を制御する電圧制御手段と、
を備えた巻線界磁式同期機の制御装置。
【請求項２】
上記周波数補正手段は、上記電圧ベクトルに対して平行な電流成分から上記巻線界磁式同期機のトルク脈動成分に対応した所定の周波数成分を抽出するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタで抽出された周波数成分を増幅する比例増幅手段とを備え、かつ、上記ハイパスフィルタのフィルタ特性、および上記比例増幅手段の比例定数は、上記界磁電流に応じて変更されるものである請求項１に記載の巻線界磁式同期機の制御装置。
【請求項３】
上記界磁用制御手段は、上記周波数指令、上記界磁電流、および上記巻線界磁式同期機に印加する電圧ベクトルに対して平行な電流成分に基づいて、上記界磁用電力変換器を制御するものである請求項１または請求項２に記載の巻線界磁式同期機の制御装置。
【請求項４】
上記巻線界磁式同期機の界磁巻線に流れる上記界磁電流を検出する界磁電流検出手段を備える請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の巻線界磁式同期機の制御装置。
【請求項５】
上記界磁用制御手段から界磁用電力変換器に対して出力される界磁電圧指令に基づいて上記界磁電流を算出して上記周波数補正手段に与える界磁電流演算手段を備える請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の巻線界磁式同期機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ等の電力変換器を用いて巻線界磁式同期機を安定して制御するための制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電動アシストターボチャージャは、エンジンがアイドリングの１万ないし２万ｒｐｍ付近から、全負荷時の超高速回転（例えば、１０万ｒｐｍ）までの非常に広い回転範囲を短時間（例えば、１秒）で一気に立ち上げる制御性能が要求される。したがって、ターボチャージャの回転軸をアシストする同期機についても、１０万ｒｐｍ以上の超高速回転を安定して駆動制御することが要求される。このような１０万ｒｐｍ以上の超高速回転は、従来の同期機の１０倍〜１００倍に相当する仕様条件である。
【０００３】
このように、電動アシストターボチャージャに使用される同期機には、短時間で高い応答性が要求されることから、非常に大きな出力トルクを発生させるために、同期機に非常に大きな電力が要求される。すなわち、例えば排気量２０００ｃｃクラスのエンジンにおいて、上記の性能を満足させるためには、同期機に１．５ｋＷ〜５．６ｋＷの大きな電力を要するとの報告がある（例えば、下記の特許文献１参照）。
【０００４】
ところで、永久磁石を界磁極として使用する永久磁石式同期機に比べて、界磁巻線を界磁極として使用する巻線界磁式同期機は、高価な永久磁石を使用せず、また、永久磁石の固定機構を格別に設ける必要がないなどの利点を有する。このような巻線界磁式同期機において、従来技術では、負荷急変時等の過渡時にトルク変動や脱調などを防止し、安定して高い応答性を確保するようにした技術が提案されている（例えば、下記の特許文献２参照）。
【０００５】
すなわち、この特許文献２記載の従来技術では、トルク電流指令もしくはトルク電流検出値、磁束指令もしくは磁束検出値の少なくとも一つから、界磁電流指令もしくは電機子側の励磁電流指令へのフィードフォーワード補償を付加し、これらの補償ゲインを所定の値に設定することにより安定性と高応答性を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−４２６８４号公報
【特許文献２】特開２０００−１９７３９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献２では、磁束オブザーバや多くの三角関数を必要とするため、制御系を実現するためのマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）、もしくはＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）の演算量が多くなり、制御装置が高価になるという課題がある。
【０００８】
また、１０万ｒｐｍなどの超高速回転に対応するためには、マイコンもしくはＣＰＵの演算周期を１０万ｒｐｍに適応した値にする必要がある。つまり、１０万ｒｐｍ（モータ周波数換算で約６．６７ｋＨｚとなる）を実現するための演算周期は、７．５μｓｅｃ〜７５μｓｅｃが必要となる。その演算周期を実現するためには、簡略された安定な制御系を実現する上で、高速で演算を行える高価なマイコンが必要である。
【０００９】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、安価なマイコンを使用しても実現できる簡単な制御系でありながらも、１０万ｒｐｍ以上の超高速回転に対して十分な応答性を確保できるとともに、トルク振動等の発生を抑えて安定的に駆動制御することが可能な巻線界磁式同期機の制御装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る界磁巻線式同期機の制御装置は、直流電力を交流電力に変換して上記巻線界磁式同期機の電機子巻線に供給する電力変換器と、上記巻線界磁式同期機の界磁巻線に電圧を印加する界磁用電力変換器と、制御目標となる周波数指令に基づいて上記界磁用電力変換器からの出力電圧を制御する界磁用制御手段と、上記巻線界磁式同期機の電機子巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出された電流を上記巻線界磁式同期機に印加する電圧ベクトルに対して平行な電流成分とこれに直交する電流成分との２軸電流成分に分離する座標変換手段と、この座標変換手段で得られる上記電圧ベクトルに対して平行な電流成分、および上記巻線界磁式同期機の界磁巻線に流れる界磁電流に基づいて周波数補正量を演算し、この周波数補正量でもって上記周波数指令を補正する周波数補正手段と、この周波数補正手段で補正された後の周波数指令に基づいて上記巻線界磁式同期機の端子電圧を制御する電圧制御手段と、を備えている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、巻線界磁式同期機ではトルク振動の振動周波数は界磁巻線に流れる界磁電流に依存するので、この界磁電流を検出する一方、トルク脈動成分を示す電圧ベクトルに対して平行な電流成分を抽出し、この抽出した電流成分の周波数に基づいて周波数補正量を算出し、この周波数補正量で制御目標となる周波数指令を補正するが、その際、上記周波数補正量を得るための制御定数を、検出した界磁電流の大きさによって変更するので、簡単な制御構成でもってトルク脈動の発生と継続を抑えることが可能になる。したがって、１０万ｒｐｍ以上の超高速回転においても十分な応答性をもち、トルク振動等の発生を抑えて安定的に巻線界磁式同期機を駆動することができるという、従来にない顕著な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の原理説明に供する２つの回転座標系の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態１における巻線界磁式同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】同制御装置を構成する電圧指令手段の一例を示す構成図である。
【図４】本発明の実施の形態２における巻線界磁式同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】同制御装置を構成する界磁用制御手段の一例を示す構成図である。
【図６】本発明の実施の形態３における巻線界磁式同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
ここでは、まず、本発明の制御装置によって、界磁巻線と電機子巻線とを有する巻線界磁式同期機（以下、単に同期機という）を制御する場合の原理について説明する。
【００１４】
回転子に界磁巻線を有する同期機では、図１に示すように、鎖交磁束と平行な磁極軸をｄ軸とし、逆起電力が発生する方向をｑ軸とした直交座標のｄｑ座標を定義する。しかし、本発明が実施するＶ／ｆ一定制御の下において、回転子の位置を検出する位置センサは本例では設けていないので、磁極位置が不明である。このため、ｄｑ座標とは別に、直交座標のγδ座標を用意し、電力変換器の出力電圧ベクトルｖの方向をδ軸、このδ軸よりπ／２遅れた軸をγ軸と定義する。直交座標のｄｑ座標とγδ座標の両座標は、負荷角δを保ち、共に反時計方向に周波数ｆで回転しているものとする。
【００１５】
同期機に印加する電力変換器の出力電圧ベクトルｖに平行な電流成分ｉδは、同期機の出力トルクに寄与する有効電流成分に対応している。したがって、同期機の運転が不安定となり、同期機の出力トルクが変動すると、上述した電力変換器の出力電圧ベクトルｖに平行な電流成分ｉδも変動する。従って、この電流成分ｉδの変動を抑制するように制御することにより、トルク変動が抑えられて同期機の安定性が増すと考えられる。
【００１６】
ところで、この同期機の場合、回転子に界磁巻線を有するが、この界磁巻線に流れる界磁電流はｄ軸にあり、回転子は同期速度で回転している。従って、ｄｑ軸上で表現される同期機の電圧方程式は、突極性を考慮すると次の式になる。
【００１７】
【数１】
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【００１８】
【数２】
2011024276.tif 000004
【００１９】
【数３】
2011024276.tif 000005
【００２０】
ここに、Ｖｄ：ｄ軸出力電圧ベクトル、ｖｑ：ｑ軸出力電圧ベクトル、Ｐ：微分演算子、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ：ｄ軸電機子インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸電機子インダクタンス、ω：回転電気角周波数、ｉｆ：界磁電流、Ｍｄ：ｄ軸電機子反作用リアクタンス、ｐ：極対数、Ｔ：トルク、φｄ：ｄ軸電機子鎖交磁束、φｑ：ｑ軸電機子鎖交磁束、Ｌ：電機子インダクタンスである。
【００２１】
説明を簡単にするため、ここでは、同期機は、ｄ軸電機子インダクタンスとｑ軸電機子インダクタンスとが等しい（すなわち、Ｌｄ＝Ｌｑ）ものとし、界磁電流ｉｆは一定とすると、上記（１）式は、次の（４）式のように簡略化することができる。
【００２２】
【数４】
2011024276.tif 000006
【００２３】
（４）式をγδ座標上に変換すると、次の（５）式が得られる。また、トルクの関係式は（３）式が（６）式となり、さらに、回転電気角周波数ωとトルクＴとの関係は、制動係数やバネ定数などを無視して簡単な運動方程式で表わすと、次の（７）式となる。
【００２４】
【数５】
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【００２５】
【数６】
2011024276.tif 000008
【００２６】
【数７】
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【００２７】
ただし、ω１：電力変換器の出力電気角周波数、ＴＬ：負荷トルク、Ｊ：慣性モーメント、δ：γδ座標とｄｑ座標とのずれ角（図１参照）である。
【００２８】
γδ座標とｄｑ座標の回転速度は、定常的には同一であるが、過渡的に回転角速度が変化することにより、２つの座標軸にずれが生じる。この両軸間のずれ角δの微分は、電力変換器の出力電気角周波数ω１と同期機の回転電気角周波数ωとの差に等しいため、γδ座標とｄｑ座標とのずれ角δは、次の（８）式のように表わすことができる。
【００２９】
【数８】
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【００３０】
ただし、Ｐ：微分演算子、ω１：電力変換器の出力電気角周波数、ω：同期機の実際の回転電気角周波数である。
【００３１】
なお、図１のγδ座標の定義より、電力変換器の出力電圧ベクトルｖがδ軸上に印加され、電動機の逆起電力ｅはｑ軸上に発生する。従って、δ軸とｑ軸の間にずれ角δは負荷角と一致する。
【００３２】
上述の（５）、（６）式は非線形であるから、（５）、（６）式を定常状態近傍で線形近似を行ってからこれらを（７）、（８）式に代入して状態方程式を求めると、次の（９）式となる。
【００３３】
【数９】
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【００３４】
ただし、Ｐは微分演算子、Ａ、Ｂ中のサフィックスの“０”は動作点の値を示す。
【００３５】
（９）式は４次の状態方程式となるが、安定性や応答性を、制動係数ζと固有角周波数ωｎにより簡単に議論するため、機械系の時定数が電気系の時定数よりも十分に大きいとして、２次系に近似すると、次の（１０）式で表すことができる。
【００３６】
【数１０】
2011024276.tif 000012
【００３７】
（１０）式の状態変移行列Ａより、簡略化のため、ωＬ＞＞Ｒ、ｄ軸電流は零であるとし、制御系の特性方程式を求め、制動係数ζと固有角周波数ωｎを求めると、次の（１１）、（１２）式が得られる。
【００３８】
【数１１】
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【００３９】
【数１２】
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【００４０】
この（１１）、（１２）式より、単なる制御方式では、制動係数ζ＝０となり、この場合には固有角周波数ωｎの持続振動が発生して不安定になることを示している。また、（１２）式より、極対数ｐ、ｄ軸電機子反作用リアクタンスＭｄ、慣性モーメントＪ、電機子インダクタンスＬは、それぞれ事前に知り得る一定の定数である。そして、（１２）式から分かるように、この固有角周波数ωｎは、界磁巻線を流れる界磁電流ｉｆによって変化するので、トルク振動が持続するなどの不安定現象を抑制するためには（つまり、安定的に同期機を駆動するためには）、界磁電流ｉｆに応じて適切な制御定数を設定する必要があることを示している。
【００４１】
次に、安定して同期機を電力変換器で駆動するための原理について説明する。
安定的に同期機を駆動する上では、本来、前述の（１０）式の同期機の回転電気角周波数ωや負荷角δといった状態量をフィードバックすることが望ましいが、位置センサがないシステムでは、これらの状態量ω，δを直接推定することは制御系を更に複雑にするとともに、高価・高性能なマイコンなどが必要となるため、余分な費用が掛かることになる。
【００４２】
そこで、この実施の形態１では、前述したように、同期機に印加する電力変換器の出力電圧ベクトルｖに平行な電流成分ｉδは、同期機の出力トルクに寄与する有効電流成分に対応しているので、この有効電流ｉδに着目する。このとき、δ軸とｑ軸間のずれ角は、前述したようには負荷角δとみなすことができるから、負荷角δの振動はトルクの振動を発生させる。したがって、有効電流ｉδのフィードバック制御を行うことで、近似的にトルク振動の発生を抑えた制御系を実現することができる。
【００４３】
いま、フィードバックゲインをＫ、同期機の印加電圧の制御目標となる周波数指令をω＊とし、ハイパスフィルタのカットオフ周波数が制御系の固有周波数より十分遅くなるように設定して無視できるとすれば、周波数指令ωｆは、新たに次の（１３）式のようになる。
【００４４】
【数１３】
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【００４５】
有効電流ｉδのフィードバックを含めた特性方程式を（９）式より求め、同様に２次近似を行って制動係数ζと固有角周波数ωｎを算出すると、次の（１４）、（１５）式となる。
【００４６】
【数１４】
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【００４７】
【数１５】
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【００４８】
（１４）式では、制動係数ζはフィードバックゲインＫの関数となり、制動係数ζは（１１）式に示したようにζ＝０にはならず、かつ、制御定数に関連するフィードバックゲインＫを界磁電流ｉｆの大きさに応じて変化させることで、トルク振動が持続するのを抑えることができ、制御系を安定化することができる。また、（１５）式にはフィードバックゲインＫを含まず、固有角周波数ωｎは、（１２）式と同一であることから、有効電流ｉδをフィードバックしても応答性は変化しない。よって、速度センサレス制御であるＶ／ｆ一定制御を安定化するには、有効電流ｉδのフィードバックが効果的であると言える。
【００４９】
本発明は、これらの点に着目してなされたもので、この実施の形態１では、電力変換器の出力電圧ベクトルｖに平行な電流成分ｉδからトルク変動の周波数成分の信号を抽出し、これを電力変換器に与える制御目標である周波数指令ω＊にフィードバックして補正することでトルク変動を抑えるとともに、トルク変動が継続しないように、制御定数に関連するフィードバックゲインＫを界磁電流ｉｆに応じて変更するようにして、制御の安定性を確保するようにしたものである。
【００５０】
図２は、上述した考え方に基づき、本発明が適用される実施の形態１に係る同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【００５１】
この実施の形態１において、制御対象となる同期機１は、界磁巻線１ａと電機子巻線（図示せず）とを有する巻線界磁式のものである。そして、この同期機１を駆動制御する制御装置２は、電力変換器３、界磁用電力変換器５、界磁用制御手段６、電流検出手段７ａ〜７ｃ、界磁電流検出手段８、三相／二相座標変換手段９、周波数補正手段２０、および電圧制御手段３０を主体に構成されている。
【００５２】
電力変換器３は、直流電源１１の直流電力を交流電力に変換して同期機１の電機子巻線に供給するものである。界磁用電力変換器５は、同期機１の界磁巻線１ａに電圧を印加する。界磁用制御手段６は、制御目標となる周波数指令ω＊に基づいて同期機１の界磁巻線１ａに電力を供給する界磁用電力変換器５を制御するものである。界磁電流検出手段８は、界磁巻線１ａに流れる界磁電流ｉｆを検出するものである。
【００５３】
電流検出手段７ａ〜７ｃは、同期機１の電機子巻線に流れる三相分の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。ここでは、電流検出手段７ａ〜７ｃは、電力変換器３と同期機１との間を接続する結線を流れる電流をＣＴ等により検出する構成としているが、他の公知の手法を用いて、母線電流など電力変換器３の内部に流れる電流を用いて相電流を検出してもよい。
【００５４】
なお、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するので、ｕ、ｖ２相分の検出電流からｗ相の電流を求めることもできるため、ｗ相の電流検出手段４ｃを省略してもよい。また、ｕ相、ｗ相の２相分の検出電流からｖ相の電流を求めてもよいのは勿論である。
【００５５】
三相／二相座標変換手段９は、特許請求の範囲における座標変換手段に対応するもので、電流検出手段７ａ〜７ｃで検出された相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを同期機１に印加する電圧ベクトルｖに対して平行な電流成分ｉδと、これと直交する電流成分ｉγとの２軸電流成分に座標変換して出力するものである。その際、公知のように、三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする際に、制御座標軸が必要となるが、この制御座標軸の位相をθとすると、この位相θは、後述するように、補正後の周波数指令ωｆを積分手段３１で積分した値として得られる。そして、この三相／二相座標変換手段９により座標変換された電圧ベクトルｖに対して平行な電流成分ｉδは、次段の周波数補正手段２０に入力される。
【００５６】
周波数補正手段２０は、ハイパスフィルタ２１、比例増幅手段２２、および減算器２３を備えており、電圧ベクトルに対して平行な電流成分ｉδに基づいて周波数補正量Ｋｉδを生成し、この生成した周波数補正量Ｋｉδによって、電力変換器３に対して与えるべき同期機１の印加電圧の目標となるべき周波数指令ω＊を補正する。
【００５７】
ここに、ハイパスフィルタ２１は、前述の電流成分ｉδから同期機１のトルクの脈動成分に応じた周波数成分の電流を通過させるものである。また、比例増幅手段２２は、ハイパスフィルタ２１を通過した脈動成分をもつ信号を所定のフィードバックゲインＫだけ増幅する。
【００５８】
周波数補正手段２０は、電流成分ｉδを周波数指令ω＊にフィードバックすることから、電流成分ｉδがそのまま流れると電力変換器３が供給する角周波数が角周波数指令ω＊と一致しなくなる。そこで、ハイパスフィルタ２１は、（１５）式に示した周波数成分ωｎを抽出して定常的な速度偏差を防止している。すなわち、（１５）式に示したように、制御系の固有角周波数ωｎは、界磁電流ｉｆに依存しているので、ハイパスフィルタ２１（ＨＰＦ）は、固有角周波数ωｎを抽出する上で、この固有角周波数ωｎより低い周波数成分の信号をカットオフする特性を持つように、次の（１６）式に示すように、界磁電流検出手段８により検出された界磁電流ｉｆに基づいてカットオフ周波数が変更される構成にしている。
【００５９】
【数１６】
2011024276.tif 000018
【００６０】
次に、比例増幅手段２２は、ハイパスフィルタ２１の出力信号ＨＰＦにフィードバックゲインＫを掛けることにより、周波数指令ω＊を補正するのに最適な値となるように調整する。また、このフィードバックゲインＫについても界磁電流検出手段８により検出された界磁電流ｉｆによってその値を変更することにより、最適な値に補正する。すなわち、このフィードバックゲインＫは、界磁電流ｉｆの関数Ｋ（ｉｆ）となる。
【００６１】
したがって、周波数補正手段２０からの出力信号をＫｉδとすると、Ｋｉδは、次の（１７）式で表すことができる。
【００６２】
【数１７】
2011024276.tif 000019
【００６３】
なお、（１７）式中のＨＰＦは、ハイパスフィルタ２１を通過した周波数成分の信号である。
【００６４】
比例増幅手段２２の出力信号Ｋｉｆは、引き続いて減算器２３によって次の（１８）式により周波数指令ω＊を減算する。これは前述した（１３）式に基づくものである。
【００６５】
【数１８】
2011024276.tif 000020
【００６６】
電圧制御手段３０は、周波数補正手段２０で補正された後の周波数指令ωｆに基づいて同期機１の端子電圧を制御するものであって、積分手段３１、電圧指令手段３２、および二相／三相座標変換手段３３を備えている。
【００６７】
先の（１８）式に基づいて補正された周波数指令ωｆは、電圧制御手段３０を構成する積分手段３１と電圧指令手段３２とにそれぞれ入力される。積分手段３１は、補正された周波数指令ωｆを積分して位相θを算出する。この位相θの情報は、上述した三相／二相座標変換手段９や二相／三相座標変換手段３３に入力されて、制御座標軸の位相となり、三相／二相変換手段９における三相から二相への座標変換や、二相／三相変換手段３３における二相から三相への座標変換を行う際に使用される。
【００６８】
また、電圧指令手段３２は、例えば図３に示すような構成を有しており、２軸の電圧指令の内、一方の電圧指令Ｖγ＊＝０として出力するとともに、他方の電圧指令Ｖδ＊は、補正後の周波数指令ωｆに基づいて電圧指令発生テーブル３２１で決定されて出力されるように構成されている。
【００６９】
すなわち、電圧指令発生テーブル３２１は、横軸をωｆ、縦軸をＶδ＊として両者の関係をテーブル化したものである。ここでは、ωｆに応じてＶδ＊が比例して増加するが、ωｆがωｆ１以上のときにはＶδ＊が一定になるようにしている。これは、原理上、電力変換器３が直流電源１１の電圧Ｖｄｃより高い電圧を出力することができないため、直流電源１１の電圧Ｖｄｃでリミットをかけるように設定したものである。すなわち、高速域では、直流電源１１の電圧Ｖｄｃの電圧利用率最大の１パルス制御をすることになる。
【００７０】
なお、この実施の形態１では、図３に示したように、電圧指令Ｖδ＊をテーブル化して設定する例を挙げたが、電圧指令Ｖδ＊をωｆの関数として数式で与えてもよく、ゲイン手段、掛算器、リミッタ手段などを組み合わせて構成してもよい。
【００７１】
電圧指令手段３２で演算された電圧指令Ｖγ＊、Ｖδ＊は、次段の二相／三相座標変換手段３３に入力されて、積分手段３１から与えられる位相θに基づいて電力変換器３を制御するための三相電圧指令に変換される。そして、この三相電圧指令に基づいて電力変換器３が同期機１を駆動する。
【００７２】
以上のように、この実施の形態１によれば、周波数補正手段２０をハイパスフィルタ２１と比例増幅手段２２とで構成し、この周波数補正手段２０で、電圧ベクトルに対して平行な電流成分ｉδに基づいて周波数指令ω＊を補正する際に、制御定数を界磁電流ｉｆの大きさによって変更する、すなわちハイパスフィルタ２１のフィルタ特性と、比例増幅手段２２のフィードバックゲインＫとを界磁電流ｉｆの大きさによって変更することでトルク脈動の発生と継続を抑えることが可能になる。したがって、従来技術のように、トルク変動を防止して高速応答性を確保する上で、三角関数を高速演算可能な高価なマイコンを使用する必要がなく、簡単な制御構成で１０万ｒｐｍ以上の超高速回転にもおいても十分な応答性を確保できるとともに、トルク脈動の影響を抑えて安定に駆動することができるなど、従来にない顕著な効果を奏することができる。
【００７３】
実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２における同期機の制御装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一符号を付して、ここでは詳しい説明を省略し、実施の形態１の構成と異なる部分についてのみ説明する。
【００７４】
この実施の形態２の特徴は、実施の形態１と界磁用制御手段６の構成が異なっていることである。すなわち、この実施の形態２の界磁用制御手段６は、図５に示すように、界磁電圧指令設定テーブル６１、電力演算手段６２、減算器６３、比例増幅手段６４、および低位優先手段６５を備えており、電力演算手段６２は、掛算器６２１と比例増幅手段６２２を有している。
【００７５】
ここで、界磁電圧指令設定テーブル６１は、周波数指令ω＊を入力し、これに対応した界磁電圧指令Ｖｆ１＊を出力するものである。この場合、周波数指令ω＊が０からωｆ１までは界磁電圧指令Ｖｆ１＊は一定とし、周波数指令ω＊がωｆ１以上になると一次遅れで界磁電圧指令Ｖｆ１＊が次第に小さくなるように設定されている。
【００７６】
その理由は、実施の形態１で説明したように、電圧指令手段３２において、周波数指令ω＊がωｆ１以上は、同期機１に印加される電圧指令Ｖδ＊が直流電源１１の電圧Ｖｄｃを越えないように制御しているので、これに合わせて、この実施の形態２では、界磁電圧が同期機１の定格電力（もしくは最大許容電力）を超えないように界磁電圧指令Ｖδ＊を設定するようにしている。
【００７７】
すなわち、周波数指令ω＊がωｆ１以上になっても、界磁電圧指令Ｖδ＊を０からωｆ１までの範囲と同様に一定値に維持すると、界磁電流が０からωｒ１までの場合と同様の一定値が流れるので、同期機１の回転周波数が増加するのに伴って同期機１の電力が上がっていき、定格電力（もしくは最大許容電力）を超えて同期機１が発熱して故障する可能性がある。これを防ぐため、界磁電圧指令設定テーブル６１によって周波数指令ω＊がωｆ１以上では界磁電圧指令Ｖｆ１＊を次第に小さくして、界磁電流を小さくする弱め界磁を行うようにしている。
【００７８】
一方、電力演算手段６２は、界磁電流検出手段８で得られる界磁電流ｉｆと、三相／二相座標変換手段９から出力される電流ｉδとを共に入力して同期機１の電力Ｐを演算する。その電力Ｐを演算する原理は、（６）式の関係から、以下の（１９）式で演算される。
【００７９】
【数１９】
2011024276.tif 000021
【００８０】
しかし、（１９）式は、ｃｏｓ，ｓｉｎなどの演算が必要となるので、安価なマイコンで実現することは困難である。そこで、（１９）式の負荷角δは小さな値であることから、負荷角δ≒０とすることで、（１９）式を次の（２０）式のように近似する。これによって電力演算を簡単化することができる。
【００８１】
【数２０】
2011024276.tif 000022
【００８２】
この（２０）式に基づき、電力演算手段６２は、掛算器６２１で両電流ｉｆ、ｉδを掛け算し、次いで比例増幅手段６２２によりｐ・Ｍｄを掛ける処理を行う。これにより、電力Ｐが演算される。
【００８３】
次いで、減算器６３で電力指令Ｐ＊からその演算した電力Ｐを減算して減算値ΔＰを求める。なお、電力指令Ｐ＊は、同期機１の定格電力もしくは最大許容電力を設定するものである。
【００８４】
続いて、この減算値ΔＰに対して、比例増幅手段６４によってゲインｐｇを掛けて界磁電圧指令Ｖｆ２＊とする。そのことにより、比例制御を実現することができ、電力Ｐが電力指令Ｐ＊になるように界磁電圧指令Ｖｆ２＊を決めることができる。なお、比例制御を実現する比例増幅手段６４を設けるだけなく、積分手段も追加して比例積分制御を実現してもよい。
【００８５】
次いで、低位優先手段６５は、界磁電圧指令Ｖｆ１＊とＶｆ２＊の小さい方を選択し、これを界磁用電力変換器５に対して界磁電圧指令Ｖｆ＊として出力する。すなわち、界磁電圧指令設定テーブル６１によって周波数指令ω＊がωｆ１以上では界磁電圧指令を次第に小さくして、界磁電流を小さくする弱め界磁を行うようにしているが、その場合でも、同期機１の定格電力もしくは最大許容電力を超える恐れがあるときには、これを超えないようにするため、低位優先手段６５は、界磁電圧指令Ｖｆ１＊とＶｆ２＊の小さい方を選択する。これにより、同期機１の性能範囲内で超高速回転を実現することが可能となる。
【００８６】
以上のように、この実施の形態２によれば、簡単な制御構成で超高速回転においてもトルク変動を抑制して安定して同期機を駆動できるという実施の形態１の効果に加えて、さらに、同期機１の定格電力もしくは最大許容電力を超えないように定出力運転を実現することができる。また、同期機１の異常な発熱を抑制することができるといった効果が得られる。
【００８７】
実施の形態３．
図６は、本発明の実施の形態３における同期機の制御装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一符号を付して、ここでは詳しい説明を省略し、実施の形態１の構成と異なる部分についてのみ説明する。
【００８８】
この実施の形態３の制御装置２は、実施の形態１の構成と比較すると、界磁電流検出手段８が省略されており、その代わりに、界磁電流演算手段１２が設けられている点が異なっている。そして、この界磁電流演算手段１２は、界磁電圧指令Ｖｆ＊に基づいて、次の（２１）式から界磁電流ｉｆを演算するように構成している。
【００８９】
【数２１】
2011024276.tif 000023
【００９０】
ここに、Ｒｆ：界磁抵抗、Ｌｆ：界磁インダクタンスである。なお、Ｒｆ，Ｌｆの値は事前に測定で設定できる定数である。
【００９１】
なお、Ｒｆ＞＞Ｌｆである場合は、Ｌｆの項が無視できるので、（２１）式は、次の（２２）式のように近似してもよい。
【００９２】
【数２２】
2011024276.tif 000024
【００９３】
このようにして、界磁電流ｉｆを演算することにより、界磁電流ｉｆを検出する界磁電流検出手段８を省略することができる。
【００９４】
以上のように、この実施の形態３によれば、簡単な制御構成で超高速回転においてもトルク変動を抑制して安定して同期機１を駆動できるという実施の形態１の効果に加えて、さらに、界磁電圧指令Ｖｆ＊から界磁電流ｉｆを演算で求めることができるため、界磁電流検出手段８を省略することができるので、さらなる製作・部品コストを低減することが可能となる。
【００９５】
なお、上記の説明では、実施の形態２、３を別個に設けた構成について説明したが、実施の形態２、３の構成を組み合わることも可能である。
【符号の説明】
【００９６】
１  巻線界磁式同期機、１ａ  界磁巻線、２  制御装置、３  電力変換器、
５  界磁用電力変換器、６  界磁用制御手段、７ａ〜７ｃ  電流検出手段、
８  界磁電流検出手段、９  三相／二相座標変換手段、１１  直流電源、
１２  界磁電流演算手段、２０  周波数補正手段、２１  ハイパスフィルタ、
２２  比例増幅手段、２３  減算器、３０  電圧制御手段。
【図１】
2011024276.tif 000025
【図２】
2011024276.tif 000026
【図３】
2011024276.tif 000027
【図４】
2011024276.tif 000028
【図５】
2011024276.tif 000029
【図６】
2011024276.tif 000030