(57)【要約】【課題】無線送信用の電力増幅器の出力をフィードバックする位相補正装置及び位相補正方法において、フィードバック系の安定性を向上させたものを提供すること。【解決手段】位相検出器１０により検出された位相誤差（電圧ＣＶ）に対して、想定される位相誤差の全範囲でスイープさせた位相量（スイープ信号の電圧ＶＳＷＰ）を付加して、位相補正の目標値（電圧ＣＶ’）とする。これにより、位相補正処理の初期において、ＰＬＬのロックレンジへの引き込みを素早く行う。【選択図】図３
2011004058.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
前記位相誤差に対して、所定の位相範囲内において時間軸上で変動する第１位相量を加算した加算値を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う位相シフタと、
を備えた、位相補正装置。
【請求項２】
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定する補正判定部、を備え、
前記位相シフタは、前記補正判定部により位相誤差が補正されていないと判定される間、前記加算値を目標値として位相シフトを行う、
請求項１に記載された位相補正装置。
【請求項３】
前記補正判定部により位相誤差が補正されたと判定された後は、その判定した時点における前記第１位相量である第２位相量を、前記位相誤差に加算して前記位相シフタの目標値とする、
請求項２に記載された位相補正装置。
【請求項４】
起動時、又は前記補正判定部により位相誤差が補正されていないと判定された時点を起点として、前記位相誤差に対して前記第１位相量を加算する期間を、所定期間に制限する、
請求項２に記載された位相補正装置。
【請求項５】
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第１メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
請求項１〜４のいずれかに記載された位相補正装置。
【請求項６】
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正方法であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調し、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成し、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出し、
前記位相誤差に対して、所定の位相範囲内において時間軸上で変動する第１位相量を加算した加算値を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う、
位相補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線送信機に用いられる位相補正技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線送信用の電力増幅器の出力信号の線形性には一般に限界があり、特に入力信号のレベルが大きいときに利得の低下が生ずる（線形性歪）。このような線形性歪を補償するための回路として、カーテシアンフィードバック(Cartesian Feedback)型歪補償装置が知られている。カーテシアンフィードバック型歪補償装置が理想的に機能したならば、電力増幅器の出力信号において高い線形性が得られる。
【０００３】
カーテシアンフィードバック型歪補償装置では、電力増幅器の出力信号が取り出されて入力側へフィードバックされる。このとき、例えばアンテナ負荷の影響や、方向性結合器、復調器の伝播遅延等に伴うフィードバック系の位相変化が生ずる。よって、カーテシアンフィードバック型歪補償装置を有効に動作させるためには、このフィードバック系の位相変化を補正する必要がある。
【０００４】
かかる観点から、カーテシアンフィードバック型歪補償装置に適用される位相補正装置が知られている。図１に、この位相補正装置の要部を示す。
【０００５】
図１において、送信用ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが直交変調器４０によって変調された後に合成される。この合成信号は、電力増幅器９０(ＰＡ：Power Amplifier)によって所望のレベルまで増幅されてＲＦ信号(RF_OUT)として送信される。また、このＲＦ信号（RF_OUT）の一部が方向性結合器により取り出され（フィードバックされ）、そのフィードバック信号y(t)から直交復調器３０によってベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）が生成される。ここで、上述したフィードバック系の位相変化（図１では、位相変化に相当する遅れを遅延期間τとして表記している。）によりＩ≠Ｉ＊，Ｑ≠Ｑ＊であることから、この位相変化を補正するために位相補正装置が設けられている。
【０００６】
図１において、位相補正装置は、サイン検出部１０１及びコサイン検出部１０２を含む位相検出器と、位相シフタ１０４とを備える。ここで、位相の目標補正量（すなわち、位相誤差）をΔφとすると、フィードバックされたベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）は、以下の式（１），（２）のとおり表される。式（１），（２）では、Δφ＝０のときに限りＩ＝Ｉ＊，Ｑ＝Ｑ＊が成立する。また、sin(Δφ)は、以下の式（３）に従ってサイン検出部１０１にて算出される。なお、式（３）においてｋは正規化定数であり、ｋ＝１／（Ｉ・Ｉ＋Ｑ・Ｑ）である。
【０００７】
【数１】
2011004058.tif 000003
【数２】
2011004058.tif 000004
【数３】
2011004058.tif 000005
【０００８】
また、コサイン検出部１０２は、cos(Δφ)＝（１−sin２(Δφ)）１／２の関係に従って、cos(Δφ)を算出する。コサイン検出部１０２では、位相シフタ１０４への入力の二乗和が所定の定数Magとなるように構成されており、これにより位相シフタ１０４の出力信号の振幅が一定となることが補償される。
【０００９】
位相シフタ１０４は、以下の式（４）に示すように、局部発振器からの搬送波信号sin(ωt)、及びその搬送波信号をπ／２移相させた信号に対して、それぞれsin(Δφ)及びcos(Δφ)を乗算し、合成する。その結果、局部発振器からの搬送波信号sin(ωt)に対して位相をΔφだけ進めた信号sin(ωt＋Δφ)が直交変調器４０に供給される。よって、無線送信機の出力からフィードバックされるＲＦ信号y(t）と、直交変調器４０に与えられる搬送波信号との位相誤差が０（Δφ＝０）となる。
【数４】
2011004058.tif 000006
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Joel L. Dawson, Thomas H. Lee, “Automatic Phase Alignment for a Fully Integrated Cartesian Feedback Power Amplifier System”, ISSCC2003 (IEEE Intl. Solid-State Circuit Conference)
【非特許文献２】Joel L. Dawson, Thomas H. Lee, “Automatic Phase Alignment for a Fully Integrated Cartesian Feedback Power Amplifier System”, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL-38, NO.12, DECEMBER 2003
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、図１に示したカーテシアンフィードバック型歪補償装置において、フィードバック制御系の安定性は一巡伝達関数(Loop Transfer Function)に依存する。ここで、系の一巡伝達関数は位相誤差Δφによって変動するため、位相誤差Δφの値次第では系の安定性が損なわれ、最悪の場合、送信用ベースバンド信号が発振してしまう。
【００１２】
上記問題点についてさらに説明すると、以下のとおりである。
系への入力（入力ベースバンド信号）をＸ（ｓ）とし、カーテシアンフィードバック系の一巡伝達関数をＬ（ｓ，Δφ）とすると、フィードバックによる誤差信号ｅ（ｓ）（負入力ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号との誤差）は、以下の式（５）のとおり表される。なお、ｓはラプラス演算子である。
【数５】
2011004058.tif 000007
【００１３】
式（５）から明らかなように、この系は、一巡伝達関数Ｌ（ｓ，Δφ）が−１に近付くにつれて不安定となっていく。つまり、位相誤差Δφがない理想的なフィードバック系としては安定なものとして設計されたとしても、実際には、位相誤差Δφが存在する。そのため、未だ位相補正が機能しない初期において位相誤差Δφが非常に大きい場合等では、系が不安定となる場合がある。系が不安定になると、最悪の場合、前述のとおりフィードバックによる誤差信号が発振してしまう。いったん誤差信号の発振が生じてしまうと、フィードバック系が正常に機能するのが困難な状況となる。
よって、本発明の１つの観点では、無線送信用の電力増幅器の出力をフィードバックする位相補正装置及び位相補正方法において、フィードバック系の安定性を向上させたものを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
第１の観点は、第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置である。
この位相補正装置は、
（Ａ）第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
（Ｂ）前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
（Ｃ）第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
（Ｄ）前記位相誤差に対して、所定の位相範囲内において時間軸上で変動する第１位相量を加算した加算値を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う位相シフタと、
を備える。
第２の観点は、上記位相補正装置の各構成要素と同様の処理を行う位相補正方法である。
【発明の効果】
【００１５】
開示の位相補正装置及び位相補正方法によれば、位相補正動作の安定性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】従来の位相補正装置の一例を示すブロック図。
【図２】第１実施形態における無線送信機の要部の全体構成を示すブロック図。
【図３】第１実施形態における無線送信機の内、位相補正装置に関連する部位についてのみ記述したブロック図。
【図４】タイマが付加された第１実施形態の位相補正装置を示すブロック図。
【図５】第２実施形態において、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の各成分の信号の符号と、位相誤差の正弦値の符号との関係を示す図。
【図６】第２実施形態において、位相検出器の具体的な構成例を示すブロック図。
【図７】第２実施形態において、位相検出器内のＲＯＭの設定例を示す図。
【図８】第２実施形態において、位相検出器内の積分器の入出力関係を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
１．第１実施形態
以下、電力増幅器の線形性歪を補償するためのカーテシアンフィードバック型歪補償装置を備えた無線送信機について説明する。このカーテシアンフィードバック型歪補償装置には、位相補正装置が適用される。
【００１８】
（１−１）無線送信機の全体構成
以下、本実施形態の無線送信機の全体構成について図２を参照して説明する。
図２は、本実施形態の無線送信機の要部の全体構成を示すブロック図である。図２に示す無線送信機は、位相検出器(Phase Detector)１０、位相シフタ(Phase Shifter)１４、ロックインジケータ１６（ＬＯＣＫ  ＩＮＤ）、信号生成器２０、加算器２２、直交復調器３０（ＤＥＭ）、減算器３８、伝達要素３９、直交変調器４０（ＭＯＤ）、電力増幅器９０（ＰＡ）、局部発振器９１、方向性結合器９３、を含む。
【００１９】
図２に示す無線送信機では、局部発振器９１で生成される搬送波信号は直交復調器３０へ与えられる。電力増幅器９０が出力するＲＦ信号(RF_OUT)が、方向性結合器９３により取り出され、直交復調器３０によりベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）が生成される。このベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）は、減算器３８へフィードバックされる。減算器３８では、入力ベースバンド信号（同相成分Ｉｉｎ，直交成分Ｑｉｎ）から、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）を減算する。減算器３８で得られる誤差信号は、直交変調器４０へ向けられる。これにより、カーテシアンフィードバックが形成される。
【００２０】
この実施形態の説明において、直交変調器４０へ入力されるベースバンド信号を送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）という。送信用ベースバンド信号は、減算器３８で得られる誤差信号が増幅のための伝達要素３９を経た後の信号である。送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）は、位相検出器１０及びロックインジケータ１６に入力される。
【００２１】
位相検出器１０は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）とに基づいて位相誤差を検出し、検出した位相誤差に相当する制御信号（制御電圧ＣＶ(Controlled Voltage)）を出力する。
信号生成器２０は、０〜２πの全範囲の位相誤差に相当する電圧のスイープ信号（可変電圧ＶＳＷＰ）を生成する。位相検出器１０からの制御信号と信号生成器２０からのスイープ信号とは、加算器２２で加算処理されて、目標補正量（制御電圧ＣＶ’）として位相シフタ１４へ与えられる。位相シフタ１４は、局部発振器９１からの直交変調器４０に対する搬送波信号の位相を、加算器２２から与えられる目標補正量だけシフトする。
【００２２】
この位相補正装置は、入力信号としての送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、出力信号としてのベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）との位相を同期させるという点でＰＬＬ(Phase Locked Loop)として捉えることもできる。以下の説明では、本実施形態の位相補正装置について、その位相同期機能に着目する場合、単に「ＰＬＬ」と適宜略記する。
補正判定部としてのロックインジケータ１６は、ＰＬＬのロック判別を行い、論理レベルのロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを信号生成器２０へ出力する。ロックしていない、すなわち、位相誤差が補正されていない場合には、ロックインジケータ１６は、信号生成器２０へ出力するロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤをアクティブにする。後述するように、信号生成器２０は、ロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤに基づいて出力信号を制御する。
【００２３】
（１−２）位相補正装置の構成
次に、位相補正装置の構成について図３を参照して説明する。
図３は、本実施形態の無線送信機の内、位相補正装置に関連する部位についてのみ記述したブロック図である。すなわち、図３では、図２と異なり、カーテシアンフィードバック系の全体については記述していない。
【００２４】
図３では、方向性結合器９３から取り出されてフィードバックされるＲＦ信号の遅延要素をτとして表している。また、図３に示すように、直交復調器３０はミキサ３１，ミキサ３２及びπ／２移相器３３を備え、直交変調器４０はミキサ４１，ミキサ４２、π／２移相器４３及び加算器４４を備える。
【００２５】
ミキサ３１は、フィードバックされたＲＦ信号y(t)（帰還信号）に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)（第２搬送波信号）を乗算して、ベースバンド信号（第２信号）の同相成分Ｉ＊を生成する。ミキサ３２は、フィードバックされたＲＦ信号y(t)に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)（第２搬送波信号）をπ／２移相した信号を乗算して、ベースバンド信号（第２信号）の直交成分Ｑ＊を生成する。
【００２６】
直交変調器４０に与えられる搬送波信号（第１搬送波信号）は、位相シフタ１４によってΔφだけ位相がシフトされる（sin(ωt+Δφ)）。ミキサ４１は、送信用ベースバンド信号（第１信号）の同相成分Ｉ、又はπ／２位相シフタ１８によって位相がシフトさせられた同相成分Ｉに対して搬送波信号sin(ωt+Δφ)を乗算する。ミキサ４２は、送信用ベースバンド信号（第１信号）の直交成分Ｑ、又はπ／２位相シフタ１８によって位相がシフトさせられた直交成分Ｑに対して、搬送波信号sin(ωt+Δφ)をπ／２移相した信号を乗算する。加算器４４は、ミキサ４１及びミキサ４２の出力信号を加算し、電力増幅器９０へ供給する。
【００２７】
位相検出器１０は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号に基づいて、制御信号（制御電圧ＣＶ）を設定する。ここでは、制御電圧ＣＶは、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の位相誤差をΔφとしたとき、sin(Δφ)に応じた値であるとする。このsin(Δφ)に応じた制御電圧ＣＶは、例えば上記式（３）に基づいて得られる。
【００２８】
ロックインジケータ１６は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（第２信号；同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）とを比較することにより、ＰＬＬとしての位相補正装置がロックしたか否かを判別する。ロックを判別するためのロックインジケータ１６内の構成は限定しない。
ロックインジケータ１６は、例えば以下のとおり構成することができる。例えば同相成分についてのみ着目すると、ロックインジケータ１６内に、ＩとＩ＊の差分値の正常値範囲（上限及び下限の基準電圧）を予め設定しておく。そして、ロックインジケータ１６は、ＩとＩ＊の差分値（電圧値）を逐次算出し、その差分値を上限及び下限の基準電圧と２個の比較器により比較する。そして、２個の比較器の出力（論理レベル）に基づき、差分値が正常値範囲を超えていない場合にロックしていると判別され、差分値が正常値範囲を超えている場合にロックしていないと判別される。直交成分についても同様である。
前述したように、ロックインジケータ１６は、ロックしたか否かを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを信号生成器２０へ出力する。
【００２９】
なお、この位相補正装置をＰＬＬとして捉えたときに、ＰＬＬのループフィルタは位相検出器１０のフィルタ特性に相当する。そこで、ロックインジケータ１６で算出されるＩとＩ＊の差分値、及びＱとＱ＊の差分値は、位相検出器１０のフィルタ特性を考慮したものであることが好ましい。
【００３０】
信号生成器２０は、ロックしていないことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤがロックインジケータ１６により与えられると、スイープ信号を生成する。このスイープ信号（可変電圧ＶＳＷＰ）は、位相検出器１０で生成される制御電圧ＣＶと同一の基準の大きさの電圧（位相誤差に対して同一スケールの電圧）であり、そのp-p(peak to peak)電圧が全位相範囲に相当するものとなっている。例えば、位相誤差Δφのsin(Δφ)の値に対応して位相検出器１０の制御電圧ＣＶが−ａ≦ＣＶ≦＋ａの値をとりうる場合には、スイープ信号の電圧ＶＳＷＰは、位相誤差Δφの全位相範囲（−π≦Δφ≦＋π）でとりうるＣＶの電圧値として−ａ≦ＶＳＷＰ≦＋ａの値をとりうる。
【００３１】
スイープ信号の電圧変化は、比較的低速であることが好ましい。具体的には、スイープ信号の電圧変化速度は、その電圧変化の周波数がＰＬＬの周波数特性（ゲイン特性）におけるカットオフ周波数よりも低くなるようにして決定されることが好ましい。
また、信号生成器２０で生成されるスイープ信号の波形は、好ましくはのこぎり波であるが、これに限られない。時間軸上で所望のp-p電圧の範囲をすべて走査できるものであればよく、例えば正弦波等のノンリニアな波形の信号でもよい。
【００３２】
位相検出器１０からの制御信号（制御電圧ＣＶ）と、信号生成器２０からのスイープ信号（可変電圧ＶＳＷＰ）とは、加算器２２において加算されて、新たな制御信号（制御電圧ＣＶ’）が位相シフタ１４へ出力される。すなわち、以下の式（６）が成立する。
（数６）
ＣＶ’＝ＣＶ＋ＶＳＷＰ  ・・・（６）
【００３３】
位相シフタ１４は、加算器２２からの制御電圧ＣＶ’に応じた量の位相をシフトする位相シフタである。
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)に対して、加算器２２からの制御電圧ＣＶ’に基づいた位相量だけ移相し、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。本実施形態においては、位相シフタ１４は、与えられる制御電圧の値に応じて位相をシフトするものであればよく、その構成を限定しない。
【００３４】
（１−５）位相補正の動作
次に、主として図３を参照して、第１実施形態の無線送信機における位相補正の動作について説明する。
図３を参照すると、本実施形態の無線送信機では、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）が直交変調器４０によって変調された後、電力増幅器９０によって所望のレベルまで増幅されて空間へ放射される。ここで、電力増幅器９０における線形性歪を補償するため、電力増幅器９０の出力信号RF_OUTが方向性結合器９３によって取り出され、ＲＦ信号y(t)としてフィードバックされる（カーテシアンフィードバック）。直交復調器３０へフィードバックされる信号は、フィードバック系の遅延要素によって、例えば直交変調器４０の出力信号と比較すると遅延している。よって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、直交復調器３０によって得られるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）とでは、位相誤差が生じうる。この位相誤差を補正するために、各成分の信号が位相検出器１０へ入力される。また、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、ベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号は、ロックインジケータ１６に対しても入力される。
【００３５】
位相検出器１０は、入力した送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号に基づき、位相シフタ１４に与える制御電圧ＣＶを設定する。この制御電圧ＣＶは、例えば、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の位相誤差をΔφとしたとき、sin(Δφ)に応じた値となっている。加算器２２では、位相検出器１０からの制御電圧ＣＶと、信号生成器２０からの、例えばのこぎり波状のスイープ信号の電圧ＶＳＷＰとを加算した制御電圧ＣＶ’を、位相シフタ１４へ与える。
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)に対して、加算器２２からの制御電圧ＣＶ’の大きさに応じた位相シフトを行い、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。ここで、位相誤差Δφが小さい範囲、例えば−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲下では、位相シフタ１４のみで位相が補正されうるが、位相誤差Δφが大きい場合に、位相検出器１０及び／又は位相シフタ１４の構成次第では、位相シフタ１４のみでは位相が補正されないことがある。
【００３６】
この位相補正装置では、ロックインジケータ１６が常時、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号とに基づいて、系に備わるＰＬＬがロックしたか否かを判別している。そして、ロックしていないことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤが信号生成器２０に与えられる限り、信号生成器２０は、スイープ信号を加算器２２へ出力する。このスイープ信号の可変電圧ＶＳＷＰ（第１位相量）は、位相誤差の全位相範囲（０〜２π）に相当する電圧となっているため、加算器２２から位相シフタ１４へ与えられる制御電圧ＣＶ’もまた位相誤差の全位相範囲（０〜２π）に相当する電圧範囲で変化しうるものとなる。そのため、スイープ信号の電圧変化に応じて、ある時点でＰＬＬがロックされる。いったんＰＬＬがロックされると、その後は位相誤差がロックレンジ内に収まり、位相補正処理が安定的に動作するようになる。位相誤差がロックレンジ内に入ると、ロックインジケータ１６によりロックされたと判別され、ロックされたことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを信号生成器２０へ送出する。このロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを受けた信号生成器２０では、もはやスイープ信号を出力する必要がないので、スイープ信号のその時点の電圧値（第２位相量）で出力電圧を固定させる。
【００３７】
なお、ロックされたことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを受けた場合に、信号生成器２０は、固定の電圧値（第２位相量）を出力せずにスイープ信号の出力を継続してもよい。スイープ信号の電圧変化の速さが、ＰＬＬが追従可能な程度に低い限り、スイープ信号の出力を継続しても特に問題とならない。
【００３８】
以上説明したように、本実施形態の位相補正装置は、位相検出器１０により検出された位相誤差に対して、想定される位相誤差の全範囲でスイープさせた位相量を付加して、位相補正の目標値とする。そのため、位相補正処理の初期において、ＰＬＬのロックレンジへの引き込みを素早く行うことができる。したがって、初期状態における位相誤差Δφが大きい場合であっても、素早く位相補正を行われ、大きな位相誤差Δφによってカーテシアンフィードバック系が不安定となる要素を早期に取り除くことができる。
【００３９】
なお、信号生成器２０の電力消費を抑制する目的で、スイープ信号の動作期間を制限するためのタイマを設けてもよい。タイマを含む位相補正装置を図４に示す。図４に示す位相補正装置は、スイープ信号の動作期間を制限するタイマ２４を含む。このタイマ２４は、ロックインジケータ１６から、ロックしていないことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを受けるとタイマカウントを動作させ、所定の動作期間が経過するとタイマカウントが停止するように構成されている。タイマカウントが停止すると、タイマ２４から信号生成器２０へ供給されるイネーブル信号ＥＮの論理レベルが変化する。この論理レベルの変化に応じて、信号生成器２０はスイープ信号の出力を停止する。
なお、タイマにより設定される動作期間は、好ましくは、全位相範囲（０〜２π）に相当する電圧を数周期分スイープする期間に設定される。これにより、スイープ信号の動作期間中にＰＬＬがロックするための期間が十分に確保される。
【００４０】
２．第２実施形態
以下、位相補正装置の別の実施形態を含む無線送信機について説明する。ここでは、第１実施形態における位相検出器１０の好ましい構成例について説明する。
【００４１】
（２−１）位相検出のディジタル処理
本実施形態の位相補正装置において、位相検出器１０は、位相検出をディジタル処理により行う。このディジタル処理の方法について、図５を参照して説明する。
図５は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ＊，直交成分Ｑ＊）の各成分の信号の符号と、sin(Δφ)（Δφ：位相誤差）の符号との関係を示す図である。この両者の関係は、上記式（３）によって得ることができる。なお、図５において、sin(Δφ)の符号が「不定」とあるのは、Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊の符号のみでは、sin(Δφ)の符号が定まらないことを意味する。例えば、Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊がすべて負(-)の場合には、上記式（３）のうち（Ｉ・Ｑ−Ｉ＊・Ｑ＊）の項が正(+)、負(-)のいずれにもなる可能性があるため、この場合にはsin(Δφ)の符号は「不定」としている。
位相検出器１０は、図５に示すように、各成分Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊の符号を逐次検出し、sin(Δφ)の符号が正(+)の場合には、制御電圧ＣＶの値を所定量だけ増加させる。位相検出器１０は、sin(Δφ)の符号が負(-)の場合には、制御電圧ＣＶの値を所定量だけ減少させる。位相検出器１０は、sin(Δφ)の符号が「不定」の場合には、制御電圧ＣＶの値を保持させる。
【００４２】
（２−２）位相検出器１０の具体的な構成例
次に、位相検出器１０の具体的な構成例について図６〜８を参照して説明する。図６は、位相検出器１０の具体的な構成例を示すブロック図である。図７は、図６に示す位相検出器１０内のＲＯＭ(Read Only Memory)の設定例を示す図である。図８は、位相検出器１０内の積分器の入出力関係を示す図である。
【００４３】
図６に示す位相検出器１０は、ディジタル処理部５０と積分器６０を含む。ディジタル処理部５０は、比較器群５１（比較器５１−１〜５１−４）と、デコーダ５２(DECORDER)と、第１メモリとしてのＲＯＭ５３と、バッファ群（バッファ５４−１，５４−２）とを備える。積分器６０は、オペアンプＯＰ６１と、オペアンプＯＰ６１の入力端子又は出力端子に接続される抵抗素子及びキャパシタ（キャパシタＣ６２，Ｃ６３等）とを備える。
【００４４】
ディジタル処理部５０において、比較器群５１の各比較器は、入力信号を２値化する。
すなわち、比較器５１−１は、送信用ベースバンド信号の同相成分Ｉの信号レベル（例えば、電圧振幅レベル）を所定の閾値と比較し、Ｉの信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−２は、送信用ベースバンド信号の直交成分Ｑの信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｑの信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−３は、フィードバックされるベースバンド信号の同相成分Ｉ＊の信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｉ＊の信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−４は、フィードバックされるベースバンド信号の直交成分Ｑ＊の信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｑ＊の信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。
【００４５】
なお、各比較器における閾値は好ましくは０（ゼロ）である。各比較器における閾値が０である場合、各比較器は、入力信号の符号に応じて、「１」（入力信号が正(+)のとき）、又は「０」（入力信号が負(-)のとき）を出力することになる。この場合、図７に示す、比較器出力とsin(Δφ)の符号との関係は、図５に示す関係と等価である。
しかしながら、各比較器における閾値は０に限られず、ベースバンド信号のオフセット量等を考慮しつつ他の値をとることもできる。この場合、図５に示した各成分の「符号」は、０に限られない所定の閾値を基準とした相対的な大小関係として捉えうる。０以外の閾値を設定した場合であっても、sin(Δφ)の変動、すなわち制御電圧ＣＶを増加させるか減少させるかの判定が可能な閾値であればよい。
【００４６】
デコーダ５２は、比較器５１−１〜５１−４の出力（４ビットのパラレル信号）をＲＯＭ５３のアドレスの値に変換する。図７を参照すると、各比較器の出力（「０」又は「１」）の組合せとＲＯＭアドレスとの関係が定義されている。デコーダ５２では、この関係に従ってＲＯＭアドレスが設定される。
【００４７】
ＲＯＭ５３は、図７に示すように、ＲＯＭアドレス毎に２ビットのデータＤ０，Ｄ１を記憶している。デコーダ５２によって設定されるＲＯＭアドレスに応じた２ビットのデータＤ０，Ｄ１（論理レベル）がＲＯＭ５３から出力される。
ＲＯＭ５３のデータは、以下の基準に従って設定されている。すなわち、図７に示すように、各比較器の出力に応じて、制御電圧ＣＶ(sin(Δφ)の値を所定量だけ増加させるか、所定量だけ減少させるか、又は値を保持するか定められている。そして、sin(Δφ)の符号が正(+)となる場合には、Ｄ０＝１かつＤ１＝０がＲＯＭ５３の出力データとなるように設定されている。sin(Δφ)の符号が負(-)となる場合には、Ｄ０＝０かつＤ１＝１がＲＯＭ５３の出力データとなるように設定されている。sin(Δφ)の符号が不定となる場合には、Ｄ０＝ＸかつＤ１＝Ｘ（ともにハイインピーダンス）となるように設定されている。
【００４８】
バッファ５４−１，５４−２はそれぞれ、ＲＯＭ５３のデータＤ０，Ｄ１を積分器６０へ出力するための出力バッファである。各バッファは、外部のイネーブル信号ＥＮによって、ＲＯＭ５３のデータをそのままの論理レベルで出力するか、又は出力をハイインピーダンスとするか制御される。各バッファは、例えば、イネーブル信号ＥＮがローレベルのときにデータＤ０，Ｄ１をそのまま信号ＳＵ，ＳＤとして積分器６０へ出力し、イネーブル信号ＥＮがハイレベルのときにデータＤ０，Ｄ１、すなわち信号ＳＵ，ＳＤをハイインピーダンスとする。
【００４９】
図６に示すように、積分器６０では、オペアンプＯＰ６１の出力端子と反転入力端子とを接続する帰還ループ上にキャパシタＣ６２が設けられる。このキャパシタＣ６２とオペアンプＯＰ６１の入力端子に接続される抵抗素子とにより、積分回路が形成されている。オペアンプＯＰ６１の出力端子には抵抗素子を介して、制御電圧ＣＶを保持するためのキャパシタＣ６３が接続されている。積分器６０では、入力信号に対して積分結果の極性が反転するため、ディジタル処理部５０からの信号ＳＵ，ＳＤはそれぞれ、オペアンプＯＰ６１の非反転入力端子、反転入力端子に入力される。なお、この位相補正装置の実際のシステムへの適用に当たっては、積分器６０内の抵抗素子、キャパシタによって、制御電圧ＣＶのゲイン、周波数特性を調整しうる。
【００５０】
図８を参照すると、積分器６０は、入力信号ＳＵ，ＳＤの値に応じて以下のとおり動作する。すなわち、積分器６０では、ＳＵ＝１（Ｄ０＝１）かつＳＤ＝０（Ｄ１＝０）のときに制御電圧ＣＶが所定量だけ増加する。積分器６０では、ＳＵ＝０（Ｄ０＝０）かつＳＤ＝１（Ｄ１＝１）のときに制御電圧ＣＶが所定量だけ減少する。積分器６０では、入力がハイインピーダンス（Ｄ０＝ＸかつＤ１＝Ｘ）のときに制御電圧ＣＶの値が保持される。
【００５１】
本実施形態における位相検出器１０の動作は以下のとおりである。
すなわち、位相検出器１０では先ず、ディジタル処理部５０において、入力した各成分の信号（Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊）を所定の閾値と比較することにより、２値化（ディジタル化）する。各成分の２値化信号の組合せに基づき、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値を増加させるべきか、減少させるべきか、又は値を保持すべきかについてのデータが予め、ディジタル処理部５０内のＲＯＭ５３に記憶されている（図７参照）。ディジタル処理部５０では、各成分（Ｉ，Ｑ，Ｉ＊，Ｑ＊）の信号が逐次取り込まれ、対応するＲＯＭ５３から２ビットのデータ（Ｄ０，Ｄ１）が取り出される。このＲＯＭのデータは、バッファを介して所定の振幅レベルの信号（ＲＯＭのデータと同一の論理レベルの信号）として積分器６０へ供給される。積分器６０では、バッファからの信号に基づいて、位相シフタ１４に対する出力電圧（制御電圧ＣＶ）を増加、減少、又は保持する（逐次更新する）。このようにして、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値に応じた制御電圧ＣＶが得られる。この制御電圧ＣＶがスイープ信号の電圧と加算されて、位相シフタ１４に入力される。
【００５２】
以上、本発明の実施形態について説明してきたが、本開示内容に基づき、当業者であれば実施形態に対して様々な変更が可能である。
【００５３】
例えば、上述した実施形態の歪補償装置では、位相検出器１０が直交変調器４０に与えられる搬送波信号（第１搬送波信号）の位相をシフトする例について示したが、位相シフトの対象はこれに限られない。位相検出器１０の位相シフトの対象は、送信用ベースバンド信号でもよいし、フィードバックされるベースバンド信号でもよいし、直交復調器３０に与えられる搬送波信号（第２搬送波信号）でもよい。
【００５４】
また、上記実施形態の説明で参照した具体的な回路構成は、本実施形態の説明のための例示に過ぎず、同様の機能を備えた他の回路構成で代替しうることは言うまでもない。例えば、図６に示す積分器は例示に過ぎず、同一の機能をディジタル回路で実現してもよい。この場合、当該ディジタル回路は、ディジタル処理部５０からの信号レベルに応じて加算又は減算するカウンタ、及びＤＡＣ(Digital/Analogue Converter)等を備えうる。なお、図６に示す積分器は、ディジタル処理部から出力される信号（論理レベルの電圧）をアナログレベルで加算又は減算するため、ＤＡＣを不要とする点で経済的である。
【００５５】
以上の実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
【００５６】
（付記１）
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
前記位相誤差に対して、所定の位相範囲内において時間軸上で変動する第１位相量を加算した加算値を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う位相シフタと、
を備えた、位相補正装置。（１）
【００５７】
（付記２）
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定する補正判定部、を備え、
前記位相シフタは、前記補正判定部により位相誤差が補正されていないと判定される間、前記加算値を目標値として位相シフトを行う、
付記１に記載された位相補正装置。（２）
【００５８】
（付記３）
前記補正判定部により位相誤差が補正されたと判定された後は、その判定した時点における前記第１位相量である第２位相量を、前記位相誤差に加算して前記位相シフタの目標値とする、
付記２に記載された位相補正装置。（３）
【００５９】
（付記４）
起動時、又は前記補正判定部により位相誤差が補正されていないと判定された時点を起点として、前記位相誤差に対して前記第１位相量を加算する期間を、所定期間に制限する、
付記２に記載された位相補正装置。（４）
【００６０】
（付記５）
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第１メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
付記１〜４のいずれかに記載された位相補正装置。（５）
【００６１】
（付記６）
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正方法であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調し、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成し、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出し、
前記位相誤差に対して、所定の位相範囲内において時間軸上で変動する第１位相量を加算した加算値を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う、
位相補正方法。（６）
【００６２】
（付記７）
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定し、位相誤差が補正されていないと判定される間、前記加算値を目標値として位相シフトを行う、
付記６に記載された位相補正方法。
【００６３】
（付記８）
前記位相誤差が補正されたと判定された後は、その判定した時点における前記第１位相量である第２位相量を、前記位相誤差に加算して前記位相シフタの目標値とする、
付記７に記載された位相補正方法。
【００６４】
（付記９）
起動時、又は位相誤差が補正されていないと判定された時点を起点として、前記位相誤差に対して前記第１位相量を加算する期間を、所定期間に制限する、
付記７に記載された位相補正方法。
【００６５】
（付記１０）
前記位相誤差の検出では、
第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリを逐次参照し、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
付記６〜９のいずれかに記載された位相補正方法。
【符号の説明】
【００６６】
１０…位相検出器、１４…位相シフタ、１６…ロックインジケータ、２０…信号生成器、２２…加算器、３０…直交復調器、３８…減算器、４０…直交変調器、９０…電力増幅器、９１…局部発振器、９３…方向性結合器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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