(57)【要約】【課題】部品点数を減らすことでコストを低減し、且つ、変換効率が向上する。【解決手段】スイッチング電源装置１は、ＭＯＳＦＥＴＱ２を含むフライバック方式のスイッチング回路１３と、ＭＯＳＦＥＴＱ１を含む共振フォワード方式のスイッチング回路１７と、絶縁トランスＴ１と、２次側回路１９と、制御部１６とを有する。絶縁トランスＴ１の第２の１次側巻き線３２の端子間には、直列にダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２が接続されている。制御部１６は、第２の１次側巻き線３２に接続されており、平滑コンデンサＣ２間に発生した電圧により駆動する。また、フライバック方式のスイッチング回路１３のグランド配線４１と共振フォワード方式のスイッチング回路１７のグランド配線４２は短絡している。【選択図】  図１
2011024306.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧電力源及び低電圧電力源に接続可能な絶縁型のスイッチング電源装置であって、
前記高電圧電力源から電力供給される第１の１次側巻き線、前記低電圧電力源から電力供給される第２の１次側巻き線、及び、負荷へ電力を出力する２次側巻き線を有する絶縁トランスと、
前記高電圧電力源と前記第１の１次側巻き線との間に接続される第１のスイッチング回路と、
前記低電圧電力源と前記第２の１次側巻き線との間に接続される第２のスイッチング回路と、
前記２次側巻き線と前記負荷との間に接続され、前記第１のスイッチング回路及び前記第２のスイッチング回路のいずれかの一方の回路動作に応じて、前記負荷に電力を出力する２次側回路と、を備えており、
前記第１のスイッチング回路と前記２次側回路と第１の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路、及び、前記第２のスイッチング回路と前記２次側回路と第２の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路のいずれか一方の回路は、フライバックコンバータであり、他方の回路は、共振フォワードコンバータであることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１のスイッチング回路は、第１のスイッチング手段を含み、
前記第２のスイッチング回路は、第２のスイッチング手段を含み、
前記第１のスイッチング手段及び前記第２のスイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、
前記制御手段を駆動する駆動回路と、をさらに備えており、
前記第１のスイッチング回路の第１の基準電圧配線及び前記第２のスイッチング回路の第２の基準電圧配線は短絡しており、
前記駆動回路は、前記第２の１次側巻き線のプラス側端子と前記第２の基準電圧配線との間に直列に接続された整流器及び平滑コンデンサからなり、前記平滑コンデンサ間に発生した電圧により前記制御手段を駆動することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１のスイッチング回路と前記２次側回路と第１の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路構成は、フライバックコンバータであり、
前記第２のスイッチング回路と前記２次側回路と第２の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路構成は、共振フォワードコンバータであることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記高電圧電力源が接続され、前記低電圧電力源が未接続のときには、
前記制御手段は、前記第２のスイッチング手段を導通状態とすることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第２の１次側巻き線の端子間電圧の極性を検知する極性検知手段をさらに備えており、
前記制御手段は、前記極性検知手段によって検知された極性に応じて、前記第１のスイッチング手段のスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項３または４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記低電圧電力源は、鉛バッテリであることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記第２のスイッチング回路の前記低電圧電力源と接続されるプラス側端子と前記第２の基準電圧配線との間に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサと前記第２のスイッチング回路との間の配線を開閉する開閉手段と、をさらに備えており、
前記高電圧電力源が接続されているときには、前記開閉手段を開にすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧電力源及び低電圧電力源に接続可能な絶縁型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、鉛バッテリで使用する車載用の機器を家庭用の商用電源で利用したいなど、高電圧電力源である商用電源と低電圧電力源である鉛バッテリとの両方で利用可能な機器の需要が高まっている。そこで、高電圧電力源と低電圧電力源で機器を利用する方法として、以下の３通りの方法が挙げられる。
【０００３】
１．特定電圧の直流電源で動作するように機器を設計し、商用電源利用時にはＡＣアダプタを使用し、バッテリ利用時にはＤＣ−ＤＣコンバータを使用する。
２．商用電源を含む交流電源で動作するように機器を設計し、バッテリ利用時にはＤＣ−ＡＣコンバータを使用する。
３．交流用と直流用の２つの１次側巻き線を有するトランスを有する電源回路を機器内部に内蔵する。
【０００４】
上記１及び２の方法では、機器とは別に外付けのアダプタやコンバータが必要となり、高コストである。また、アダプタやコンバータが機器内部の電源回路と直列に接続されることになり、変換効率が悪くなる。
【０００５】
上記３の方法に用いられる電源装置については、特許文献１及び２に開示されている。特許文献１及び２に記載された電源装置は、絶縁トランスを有するスイッチング電源となっている。絶縁トランスには、ＡＣ側入力巻き線Ｎａ、ＤＣ側入力巻き線Ｎｄ、出力巻き線Ｎｃ及び補助巻き線Ｎｃが設けられている。そして、この電源装置は、ＡＣ電源及びＤＣ電源ともにリンギングチョークコンバータ（フライバックコンバータ）によりＤＣ出力可能となっており、ＡＣ電源及びＤＣ電源のいずれか一方が接続されることで、負荷に対して電力供給可能となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平５−１５９９５０号公報（図１）
【特許文献２】特開平５−１６１３５１号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１及び２に記載された電源装置は、ＡＣ側とＤＣ側どちらもフライバックコンバータであるため、互いに影響を及ぼさないように、ＡＣ側の１次回路とＤＣ側の１次回路のそれぞれに逆流素子ダイオードが必要になる。すると、コストが増大し、ダイオードの損失分だけ変換効率が悪くなってしまう。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、部品点数を減らすことでコストを低減し、且つ、変換効率が向上したスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のスイッチング電源装置は、高電圧電力源及び低電圧電力源に接続可能な絶縁型のスイッチング電源装置であって、前記高電圧電力源から電力供給される第１の１次側巻き線、前記低電圧電力源から電力供給される第２の１次側巻き線、及び、負荷へ電力を出力する２次側巻き線を有する絶縁トランスと、前記高電圧電力源と前記第１の１次側巻き線との間に接続される第１のスイッチング回路と、前記低電圧電力源と前記第２の１次側巻き線との間に接続される第２のスイッチング回路と、前記２次側巻き線と前記負荷との間に接続され、前記第１のスイッチング回路及び前記第２のスイッチング回路のいずれかの一方の回路動作に応じて、前記負荷に電力を出力する２次側回路と、を備えている。前記第１のスイッチング回路と前記２次側回路と第１の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路、及び、前記第２のスイッチング回路と前記２次側回路と第２の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路のいずれか一方の回路は、フライバックコンバータであり、他方の回路は、共振フォワードコンバータである。
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置によると、負荷に電力を供給する高電圧側と低電圧側の回路をフライバックコンバータと共振フォワードコンバータの組み合わせとすることで、２次側回路の構成が同じになるとともに、第１のスイッチング回路と２次側回路と第１の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路、及び、第２のスイッチング回路と２次側回路と第２の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路の極性が逆になる。これにより、逆流防止ダイオードが不要となり、部品点数が減り、コストを低減することができる。また、逆流防止ダイオードによる損失がなくなり、変換効率が向上する。
【００１１】
また、前記第１のスイッチング回路は、第１のスイッチング手段を含み、前記第２のスイッチング回路は、第２のスイッチング手段を含み、前記第１のスイッチング手段及び前記第２のスイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、前記制御手段を駆動する駆動回路と、をさらに備えており、前記第１のスイッチング回路の第１の基準電圧配線及び前記第２のスイッチング回路の第２の基準電圧配線は短絡しており、前記駆動回路は、前記第２の１次側巻き線のプラス側端子と前記第２の基準電圧配線との間に直列に接続された整流器及び平滑コンデンサからなり、前記平滑コンデンサ間に発生した電圧により前記制御手段を駆動することが好ましい。高電圧電力を変圧して負荷に電力を供給する場合には、スイッチング電源装置は、第１のスイッチング回路の第１のスイッチング手段によるスイッチング動作に応じて第１の１次側巻き線に断続的に電流を流すことで、２次側巻き線に電流を流し、２次側回路を介して負荷に電力を供給する。また、第１の１次側巻き線に断続的に電流を流すことで、第２の１次側巻き線に電流を流し、駆動回路を介して制御手段に電力を供給する。一方、低電圧電力を変圧して負荷に電力を供給する場合には、スイッチング電源装置は、第２のスイッチング回路の第２のスイッチング手段によるスイッチング動作に応じて第２の１次側巻き線に断続的に電流を流すことで、２次側巻き線に電流を流し、２次側回路を介して負荷に電力を供給する。また、低電圧電力源から巻き線を介さずに制御手段に電力を供給する。これにより、高電圧電力源を接続しているときに制御手段を駆動するための巻き線を、低電圧電力源を接続したときに利用する第２の１次側巻き線と兼用しており、巻き線の数が増大することがなく、装置を小型化することができる。
【００１２】
さらに、前記第１のスイッチング回路と前記２次側回路と第１の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路構成は、フライバックコンバータであり、前記第２のスイッチング回路と前記２次側回路と第２の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路構成は、共振フォワードコンバータであることが好ましい。共振フォワードコンバータは、入力電圧を中心に出力電圧が共振する。このとき、出力電圧の共振振幅と入力電圧が同じため、スイッチング手段としては、耐圧が入力電圧の２倍にマージンを加えたものが要求される。ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング手段は、耐圧の高いものになると高価である。そこで、低電圧電力源に対して、共振フォワードコンバータを用いることで、耐圧が低くて済み、安価なスイッチング手段を用いることができる。
【００１３】
加えて、前記高電圧電力源が接続され、前記低電圧電力源が未接続のときには、前記制御手段は、前記第２のスイッチング手段を導通状態とすることが好ましい。これによると、第２のスイッチング手段のボディダイオード通過による損失を防止することができる。
【００１４】
また、前記第２の１次側巻き線の端子間電圧の極性を検知する極性検知手段をさらに備えており、前記制御手段は、前記極性検知手段によって検知された極性に応じて、前記第１のスイッチング手段のスイッチング動作を制御することが好ましい。これによると、制御手段が第２の１次側巻き線に接続されているため、装置の小型化を実現しつつ、第２の１次側巻き線をフライバックコンバータの擬似共振動作におけるタイミングの決定に利用することができ、第１のスイッチング手段のスイッチング損失が小さくなるような擬似共振フライバックコンバータを実現することができる。
【００１５】
さらに、前記低電圧電力源は、鉛バッテリであることが好ましい。共振フォワードコンバータでは、低電圧電力源の電圧と負荷に供給される電圧が比例する。そこで、低電圧電力源を電圧変化が少ない鉛バッテリとすることで、負荷に供給される電圧の変動を防止することができる。また、低電圧電力源が接続される第２のスイッチング回路に逆流防止ダイオードが設けられていないため、鉛バッテリを充電することができる。
【００１６】
加えて、前記第２のスイッチング回路の前記低電圧電力源と接続されるプラス側端子と前記第２の基準電圧配線との間に接続されたコンデンサと、前記コンデンサと前記第２のスイッチング回路との間の配線を開閉する開閉手段と、をさらに備えており、前記高電圧電力源が接続されているときには、前記開閉手段を開にすることが好ましい。コンデンサは、低電圧電力源の出力インピーダンスを下げるために設けられている。これによると、高電圧電力源が接続されているときに第２の１次側巻き線の電圧が変化しても、コンデンサが充放電を繰り返すことがないため、コンデンサのＥＳＲによる損失を防止し、コンデンサの寿命を長くすることができる。
【発明の効果】
【００１７】
負荷に電力を供給する高電圧側と低電圧側の回路をフライバックコンバータと共振フォワードコンバータの組み合わせとすることで、２次側回路の構成が同じになるとともに、第１のスイッチング回路と２次側回路と第１の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路、及び、第２のスイッチング回路と２次側回路と第２の１次側巻き線と２次側巻き線からなる回路の極性が逆になる。これにより、逆流防止ダイオードが不要となり、部品点数が減り、コストを低減することができる。また、逆流防止ダイオードによる損失がなくなり、変換効率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１の一部を概略化したスイッチング電源装置の概略回路図である。
【図３】変形例１におけるスイッチング電源装置の概略回路図である。
【図４】変形例２におけるスイッチング電源装置の概略回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
次に、本発明の実施形態について説明する。本実施形態は、２２０Ｖ商用電源及び車載などに利用される１２Ｖ鉛バッテリのいずれか一方の電源と接続されることで、２４Ｖの出力電圧を負荷に対して供給するスイッチング電源装置に本発明を適用した一例である。本実施形態では、まず、スイッチング電源装置の各回路の構成及び機能について説明した後に、スイッチング電源装置の動作について説明する。
【００２０】
スイッチング電源装置は、接続される負荷を最大５０Ｗとし、以下の表１を基本仕様としている。なお、表１に示されている仕様は、設計内容に応じて適宜変更可能である。
【００２１】
【表１】
2011024306.tif 000003
【００２２】
図１に示すように、スイッチング電源装置１は、２２０Ｖ商用電源（高電圧電力源）に接続される端子Ｌ、Ｎと、１２Ｖ鉛バッテリ（低電圧電力源）に接続される端子Ｖ２＋、Ｖ２−とを有している。また、スイッチング電源装置１は、２つの１次側巻き線３１、３２と２次側巻き線３３の計３つの巻き線がコアに巻きつけられた絶縁トランスＴ１を有している。なお、１次側巻き線３１を第１の１次側巻き線３１とし、１次側巻き線３２を第２の１次側巻き線３２とする。
【００２３】
絶縁トランスＴ１は、以下の表２を基本仕様としている。なお、表２に示されている仕様は、設計内容に応じて適宜変更可能である。
【００２４】
【表２】
2011024306.tif 000004
【００２５】
表２に示すように、第２の１次側巻き線３２と２次側巻き線３３の比が１：２であることから、２次側回路１９の電圧出力が２４Ｖで、且つ、ダイオードＤ１が導通状態の時には、第２の１次巻き線３２に１２Ｖ程度の電圧が発生することがわかる。
【００２６】
また、スイッチング電源装置１は、端子Ｌ、Ｎと第１の１次側巻き線３１との間に、フィルタ回路１０と、整流回路１１と、スナバ回路１２と、フライバック方式のスイッチング回路１３とを有している。さらに、スイッチング電源装置１は、端子Ｖ２＋、Ｖ２−と第２の１次側巻き線３２との間に、コンデンサＣ６と、スイッチＳＷ１（開閉手段）と、駆動回路１４と、極性検知回路１５と、制御部１６と、共振フォワード方式のスイッチング回路１７とを有している。加えて、スイッチング電源装置１は、２次側巻き線３３と負荷Ｒ１との間に、スナバ回路１８と、２次側回路１９とを有している。
【００２７】
フィルタ回路１０は、コンデンサＣＸ、ＣＹ１、ＣＹ２、コイルＬ１からなり、フライバック方式のスイッチング回路１３によるスイッチングノイズが漏洩しないようにするフィルタである。整流回路１１は、ブリッジダイオード３と平滑コンデンサＣ５からなり、２２０Ｖ商用電源から出力された交流電力を直流電力に変換する。スナバ回路１２は、ダイオードＤ４とコンデンサＣ８と抵抗Ｒ６からなり、後述するＭＯＳＦＥＴＱ２がオフになる際のサージ電圧を吸収する。
【００２８】
フライバック方式のスイッチング回路１３は、ドレイン端子が第１の１次側巻き線３１の巻き始め側（グランド側）の端子に接続され、ソース端子がグランド配線４１（第１の基準電圧配線）に接続され、ゲート端子が制御部１６のＧＤ１端子に接続されたＭＯＳＦＥＴＱ２からなる。このフライバック方式のスイッチング回路１３は、第１の１次側巻き線３１と２次側巻き線３３と２次側回路１９とで第１のフライバックコンバータを構成する。
【００２９】
コンデンサＣ６は、端子Ｖ２＋、Ｖ２−の間に設けられており、端子Ｖ２＋、Ｖ２−に接続された電源の出力インピーダンスを下げるためのデカップリングコンデンサである。スイッチＳＷ１は、ジャックにプラグを抜き差しすることで、コンデンサＣ６と第２の１次側巻き線３２のプラス側端子との間の配線を開閉し、コンデンサＣ６を第２の１次側巻き線３２から切り離し可能としている。
【００３０】
駆動回路１４は、第２の１次側巻き線３２のプラス側端子とグランド配線４２（第２の基準電圧配線）との間に直列に接続された、ダイオードＤ２（整流器）と平滑コンデンサＣ２とからなり、フライバック方式のスイッチング回路１３と２つの１次側巻き線３１、３２とで第２のフライバックコンバータを構成する。この駆動回路１４は、平滑コンデンサＣ２間に発生した電圧により制御部１６に電力を供給し、制御部１６を駆動する。極性検知回路１５は、第２の１次側巻き線３２のプラス側端子とグランド配線４２（第２の基準電圧配線）との間に直列に接続された、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４からなり、第２の１次側巻き線３２の端子間電圧のローパスフィルタを構成しており、フライバックコンバータの擬似共振動作に利用される。
【００３１】
共振フォワード方式のスイッチング回路１７は、ドレイン端子が第２の１次側巻き線３２の巻き始め側の端子に接続され、ソース端子がグランド配線４２に接続され、ゲート端子が制御部１６のＧＤ２端子に接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１とコンデンサＣ３とからなる。この共振フォワード方式のスイッチング回路１７は、第２の１次側巻き線３２と２次側巻き線３３と２次側回路１９とで共振フォワードコンバータを構成する。なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフのとき、絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスとコンデンサＣ３は共振回路を構成する。また、フライバック方式のスイッチング回路１３のグランド配線４１と共振フォワード方式のスイッチング回路１７のグランド配線４２は、短絡しており同電位となっている。
【００３２】
スナバ回路１８は、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ４からなり、絶縁トランスＴ１の２次側漏れインダクタンスによるサージを防ぐ。２次側回路１９は、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１、Ｃ９とコイルＬ２とからなる。コイルＬ２とコンデンサＣ１は、ＬＣ回路を構成しており、負荷Ｒ１に対する出力電圧を安定させるためのローパスフィルタである。
【００３３】
次に、スイッチング電源装置１の動作について説明する。簡単のため、図２に示すように、２２０Ｖ商用電源と接続され、端子Ｌ、Ｎから出力された交流電力をフィルタ回路１０及び整流回路１１を介して直流電力に変換した後である、整流回路１１の出力端子を端子Ｖ１＋、Ｖ１−とする。
【００３４】
まず、２２０Ｖ商用電源からフライバックコンバータを介して負荷Ｒ１に対して電力を供給する場合について説明する。図１及び図２に示すように、スイッチＳＷ１のジャックからプラグを外して開として、端子Ｖ１＋、Ｖ１−及び端子Ｖ２＋、Ｖ２−に電力源が接続されていない状態から、端子Ｖ１＋、Ｖ１−に３０８Ｖｄｃ（２２０Ｖ商用電源から出力される２２０Ｖａｃを整流したもの）が接続されると、図示しないスタートアップ用電力供給手段から制御部１６のＶＤＤ端子に電力が供給され、制御部１６が駆動する。駆動した制御部１６は、共振フォワード方式のスイッチング回路１７のＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートを駆動し、ＭＯＳＦＥＴＱ１を導通（ＯＮ）状態にする。
【００３５】
次に、制御部１６は、フィードバック制御により図示しない出力電圧フィードバック回路から検出される、負荷Ｒ１に供給される出力電圧が常に２４Ｖに一定となるように、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートを駆動制御することで、ＭＯＳＦＥＴＱ２をスイッチングする。ここで、フライバックコンバータで出力電圧を一定にする方法について説明する。ＭＯＳＦＥＴＱ２が導通しているときには、第１の１次側巻き線３１に電流が流れる。この電流はリニアに増加し、絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられていく。このとき、ダイオードＤ１の向きにより２次側巻き線３３には電流は流れない。
【００３６】
ＭＯＳＦＥＴＱ２が不通（ＯＦＦ）になると、絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーが放出される。すると、誘起される逆起電力によりダイオードＤ１を通じて２次側巻き線３３に電流が流れる。また、誘起される逆起電力によりダイオードＤ２を通じて第２の１次側巻き線３２に電流が流れ、図示しない整流回路で直流化することにより、制御部１６のＶＤＤ端子に電力が供給される。
【００３７】
これにより、スタートアップ用電力供給手段は以降必要なくなる。スタートアップ用電力供給手段は、一般的に、商用電源を抵抗分割して所望の電圧に電圧変換した上で、この電圧を制御部１６のＶＤＤ端子に供給している。仮に、商用電源の入力電圧を整流した電圧が３００Ｖ、制御部１６の動作電圧が１０Ｖ、制御部１６の消費電流が１０ｍＡであるとすると、制御部１６の消費電力は、１０Ｖ×１０ｍＡ＝１００ｍＷになるが、抵抗分割の部分も含めると、３００Ｖ×１０ｍＡ＝３Ｗになる。しかしながら、絶縁トランスＴ１を用いて電圧変換を行うと、抵抗分割と異なり、損失がほとんど発生しないので、消費電力が１０ｍＷで済む。したがって、制御部１６にスタートアップ用電力供給手段で駆動開始時のみ電力を供給し、駆動後は絶縁トランスＴ１を用いて電力を供給することで、電力損失が低減する。
【００３８】
ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ２をオンするタイミングの決定方法について説明する。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４が第２の１次側巻き線３２の端子間電圧のローパスフィルタとなっており、制御部１６のＺＣ端子が一定閾値以下になった時、絶縁トランスＴ１の第１の１次側巻き線３１の端子間電圧も減少していることから、制御部１６はソフトスイッチングによりスイッチング損失の小さなタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ２をオンすることができる。このように、制御部１６が第２の１次側巻き線３２に接続されているため、装置の小型化を実現しつつ、第２の１次側巻き線３２をフライバックコンバータの擬似共振動作におけるタイミングの決定に利用することができ、ＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング損失が小さくなるような擬似共振フライバックコンバータを実現することができる。
【００３９】
また、第２の１次側巻き線３２を流れ、図示しない整流回路で直流化されて平滑コンデンサＣ２に流れる電荷は、ＭＯＳＦＥＴＱ１を流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１を上述したように導通させていることで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のボディダイオード通過による損失を防止することができる。
【００４０】
また、スイッチＳＷ１を開として、コンデンサＣ６を第２の１次側巻き線３２から切り離していることで、第２の１次側巻き線３２の電圧が変化しても、コンデンサＣ６が充放電を繰り返すことがないため、コンデンサＣ６のＥＳＲによる損失を防止し、コンデンサＣ６の寿命を長くすることができる。
【００４１】
次に、１２Ｖ鉛バッテリから負荷Ｒ１に対して電力を供給する場合について説明する。端子Ｖ１＋、Ｖ１−及び端子Ｖ２＋、Ｖ２−に電力源が接続されていない状態から、端子Ｖ２＋、Ｖ２−に１２Ｖｄｃが接続されると、ダイオードＤ２を通じて制御部１６のＶＤＤ端子に１０Ｖ程度の電圧が供給され、制御部１６が駆動する。この場合、スタートアップ用電力供給手段は必要としない。駆動した制御部１６は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートを駆動制御することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１をスイッチングさせる。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンの時には、２次側巻き線３３に端子Ｖ２＋、Ｖ２−にかかる電圧の２倍（絶縁トランスＴ１の巻き数比）の電圧が発生する。そして、２次側回路１９により整流され、入力電圧である１２Ｖの２倍の２４Ｖの出力電圧を出力する。
【００４２】
ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、オン時に蓄えられた絶縁トランスＴ１の励磁エネルギーにより、励磁インダクタンスとコンデンサＣ３とで共振が起こる。フォワードコンバータでは、コアが片方向のみに磁化されたまま（直流偏磁）となり、磁気飽和により、少ない電流でＭＯＳＦＥＴＱ１の耐圧を越えてしまい、ＭＯＳＦＥＴＱ１が壊れてしまうことがある。そこで、この共振により、コアが消磁され、フォワードコンバータ特有の課題であるトランスのリセットが可能になる。
【００４３】
ここで、コンデンサＣ３の決定方法については、例えば、コンデンサＣ３を０．７μＦとすると、共振周波数は６６ｋＨｚとなり、同じ周波数、デューティ比０．５でＭＯＳＦＥＴＱ１をスイッチングすると、オン時間には第２の１次側巻き線３２の飽和最大電流は約１７Ａとなる。オフ時間にはゼロボルトスイッチングすることで、高効率に定格電力を２次側に送ることができる。なお、共振フォワードコンバータは、入力電圧を中心に電圧が共振する。このとき、出力電圧の共振振幅と入力電圧が同じため、ＭＯＳＦＥＴＱ１としては、耐圧が入力電圧の２倍にマージンを加えたものが要求される。ＭＯＳＦＥＴＱ１は、耐圧の高いものになると高価である。そこで、低電圧電力源である鉛バッテリからの変圧に対して、共振フォワードコンバータを用いることで、耐圧が低くて済み、安価なＭＯＳＦＥＴを用いることができる。
【００４４】
また、共振フォワードコンバータでは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧が低くなったところで再度オンにするゼロボルトスイッチングを達成するので、高効率電圧変換が可能となる。
【００４５】
なお、共振フォワード動作では、端子Ｖ２＋、Ｖ２−に印加される電圧と負荷Ｒ１に供給される２次側出力電圧は比例する。そこで、端子Ｖ２＋、Ｖ２−に印加される電圧を、電圧変化が少ない鉛バッテリとすることで、負荷Ｒ１に供給される電圧の変動を防止することができる。
【００４６】
本実施形態におけるスイッチング電源装置１によると、負荷Ｒ１に対して電力を供給するための２つの回路がフライバックコンバータと共振フォワードコンバータであることで、２次側回路１９の構成が同じとなる。さらに、仮に、２つの回路をともにフライバックコンバータとすると、極性が同じになってしまい、互いに影響を及ぼさないように、２つの回路内に逆流防止ダイオードが必要になる。すると、コスト増大につながり、且つ、ダイオードの損失により効率が悪くなる。そこで、２つの回路をフライバックコンバータと共振フォワードコンバータの組み合わせとすることで、極性が逆になり、逆流防止ダイオードが不要となり、コストを低減することができる。さらに、逆流防止ダイオードによる損失も解消されるので、高効率となる。
【００４７】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のゲート駆動のためには、一般的に、１０Ｖ前後の電圧が必要であることから、制御部１６は１０Ｖ前後の電圧が必要となる。ここで、フライバックコンバータにより降圧された電圧は、ダイオードＤ２により容易に１０Ｖ前後に変圧可能なことから、共振フォワードコンバータに用いる第２の１次側巻き線３２と制御部１６を駆動するための巻き線を兼用することができ、巻き線の数が増大することなく、装置を小型化することができる。
【００４８】
さらに、高電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する回路をフライバックコンバータとし、低電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する回路を共振フォワードコンバータとすることで、高電圧電力源接続時の制御部１６の駆動には、各巻き線の極性によりフライバックコンバータを用いている。したがって、高電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する際に一定の出力電圧となるように制御されるのに伴い、高電圧電力源から制御部１６への出力電圧も一定となるように制御される。したがって、制御部１６へ一定電圧を供給することができる。
【００４９】
次に、前記実施形態に種々の変更を加えた変更形態について説明する。但し、前記実施形態と同様の構成を有するものについては、同じ符号を付して適宜その説明を省略する。
【００５０】
本実施形態においては、共振フォワードコンバータを構成する共振フォワード方式のスイッチング回路１７に設けられたコンデンサＣ３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１に並列に配置されていたが、図３に示すように、端子Ｖ２＋と第２の１次側巻き線３２の巻き終わり側（グランド側）の端子との間に設けられてもよい（変形例１）。このとき、コンデンサＣ３と直列にスイッチＳＷ２を配置する。そして、フライバックコンバータ動作時には、スイッチＳＷ２をオフにすることで、コンデンサＣ３が切り離されるので、出力電圧の不要な波形歪を防ぐことができる。また、共振フォワードコンバータ動作時には、スイッチＳＷ２はオンにする。
【００５１】
また、本実施形態においては、共振フォワードコンバータに用いる第２の１次側巻き線３２と制御部１６を駆動するための巻き線を兼用していたが、それぞれ別の巻き線を用いてもよい（変形例２）。これを実現するためには、例えば、図４に示すような回路構成が考えられる。図４に示すように、２２０Ｖ商用電源及び１２Ｖ鉛バッテリのそれぞれに制御部５０、５１を設け、それそれの巻き線のＧＮＤ端子を絶縁させればよい。このとき、１２Ｖ鉛バッテリ（Ｖ２＋、Ｖ２−）から負荷に対して電力供給する場合には、フォトカプラにより２２０Ｖ商用電源から負荷Ｒ１に対して電力を供給するときに用いられる回路の動作を停止させている。
【００５２】
さらに、本実施形態においては、高電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する回路をフライバックコンバータとし、低電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する回路を共振フォワードコンバータとしたが、高電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する回路を共振フォワードコンバータとし、低電圧電力源から負荷Ｒ１に対して電力供給する回路をフライバックコンバータとしてもよい。
【００５３】
さらに、本実施形態においては、高電圧電力源は２２０Ｖ商用電源であり、低電圧電力源は１２Ｖ鉛バッテリであったが、各巻き線の巻き線比などを適宜設計することで、適宜所望の電力源を接続可能である。また、高圧電力源は２２０Ｖ商用電源のような交流電源に限らず、フィルタ回路１０及び整流回路１１がなく、フライバック方式のスイッチング回路１３の端子に直接接続する直流電源であってもよい。
【符号の説明】
【００５４】
１  スイッチング電源装置
１３  第１のスイッチング回路
１５  駆動回路
１６  制御部
１７  第２のスイッチング回路
１９  ２次側回路
３１  第１の１次側巻き線
３２  第２の１次側巻き線
３３  ２次側巻き線
４１、４２  グランド配線
Ｃ２  コンデンサ
Ｄ２  ダイオード
Ｑ１、Ｑ２  ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１  負荷
【図１】
2011024306.tif 000005
【図２】
2011024306.tif 000006
【図３】
2011024306.tif 000007
【図４】
2011024306.tif 000008