(57)【要約】【課題】直流電圧を検出してからその検出結果に応じた電圧がモータに印加されるまでに時間遅れが生じた場合でも、それを補償する。【解決手段】直流電圧Ｖdcを検出する毎にその電圧Ｖdcの値とゼロクロス点からの経過時間とを対応付けて記録する。該経過時間が同じ時点の過去の直流電圧Ｖdcから推定した直流電圧と電圧指令値を用いて制御回路７でＰＷＭ信号のデューティを算出しインバータ３に供給する。制御回路７は、ＰＷＭ信号のキャリア周期のセンタ時刻の値に対応する過去の直流電圧Ｖdcの値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧Ｖdcの第１推定値を求め、第１推定値と電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、線形補間した直流電圧を仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、第２推定値と電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を直流電圧に変換しモータを駆動するモータ制御装置であって、インバータに入力する直流電圧とモータに供給すべき電圧を示す電圧指令値との割合に応じたデューティのＰＷＭ信号で前記インバータを制御しモータを制御するモータ制御装置において、
前記入力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、該ゼロクロス点からの経過時間を計数するタイマ手段と、該タイマ手段の計測による所定時間経過毎の前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、三角波を使用して前記ＰＷＭ信号を生成する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期のセンタ時刻の値に対応する前記電圧検出手段で検出された過去の直流電圧の値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧の第１推定値を求め、前記第１推定値と前記電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、線形補間した前記直流電圧を前記仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、該第２推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
入力電圧を直流電圧に変換しモータを駆動するモータ制御装置であって、インバータに入力する直流電圧とモータに供給すべき電圧を示す電圧指令値との割合に応じたデューティのＰＷＭ信号で前記インバータを制御しモータを制御するモータ制御装置において、
前記入力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、該ゼロクロス点からの経過時間を計数するタイマ手段と、該タイマ手段の計測による所定時間経過毎の前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前鋸歯状波を使用して前記ＰＷＭ信号を生成する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期の先頭時刻の値に対応する前記電圧検出手段で検出された過去の直流電圧の値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧の第１推定値を求め、前記第１推定値と前記電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、前記線形補間した直流電圧を前記仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、該第２推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
入力電圧を直流電圧に変換しモータを駆動するモータ制御装置であって、インバータに入力する直流電圧とモータに供給すべき電圧を示す電圧指令値との割合に応じたデューティのＰＷＭ信号で前記インバータを制御しモータを制御するモータ制御装置において、
前記入力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、該ゼロクロス点からの経過時間を計数するタイマ手段と、該タイマ手段の計測による所定時間経過毎の前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、後鋸歯状波を使用して前記ＰＷＭ信号を生成する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期の終了時刻の値に対応する前記電圧検出手段で検出された過去の直流電圧の値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧の第１推定値を求め、前記第１推定値と前記電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、前記線形補間した直流電圧を前記仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、該第２推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１、２又は３に記載のモータ制御装置において、
前記決定したデューティを新たな仮デューティとして、前記線形補間した直流電圧を前記新たな仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して新たな推定値を求め、該新たな推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定することを、少なくとも１回繰り返すことを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御遅れの問題を解消したモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のモータ制御装置は、商用交流電源（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の電圧を整流し、平滑コンデンサで平滑して直流電圧とし、この直流電圧を用いてモータを回転駆動している。このとき、平滑コンデンサの容量が小さいと、直流電圧は脈動した電圧になるため、その結果、モータに印加される電流も脈動し、モータの最適な制御が行えないという問題があった。
【０００３】
一方、平滑コンデンサの容量を十分に大きくすれば、直流電圧の脈動を小さくすることができ、モータの最適な制御が行いやすくなるが、制御装置が大型になり、装置が高価になるという問題があった。
【０００４】
そこで、このような問題を解決するために、図１１に示すモータ制御装置が提案されている（例えば、特許文献１）。このモータ制御装置は、商用交流電源の電圧Ｖacを整流回路１１で全波整流し、平滑コンデンサ１２で平滑して直流電圧Ｖdcを得、この直流電圧Ｖdcをモータ１３に供給するときに、モータ１３に印加する電圧を安定化させるために、そのモータ１３に直列にスイッチング回路１４を接続し、直流電圧Ｖdcを直流電圧検出回路１５で検出して、その検出結果とモータ回転速度に応じた電圧指令値とに応じて、制御回路１６によってデューティが調整されたＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号でスイッチング回路１４をスイッチング制御するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−３３９９７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記従来の構成では、直流電圧検出回路１５で直流電圧Ｖdcを検出してから、その検出結果に応じたデューティのＰＷＭ信号がスイッチング回路１４に印加されるまでに一定の時間を要するため、直流電圧検出回路１５で検出した直流電圧Ｖdcと電圧指令値とに基づいて算出されたＰＷＭ信号が出力される時点では、既に直流電圧Ｖdcは直流電圧検出回路１５で検出された電圧値と異なる電圧値となっており、指令電圧どおりの印加電圧を得ることができず安定化したモータ制御が行えない。特に、直流電圧Ｖdcの変動が大きい場合には、ＰＷＭ信号の基になる電圧値とＰＷＭ信号が出力される電圧値が大きくなることになり、ますます設計通りの制御が行えず、安定したモータ制御が行えないという結果になる。
【０００７】
本発明の目的は、平滑コンデンサの容量を小さくし、且つ、安定したモータ制御を行うことが可能なモータ制御回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、入力電圧を直流電圧に変換しモータを駆動するモータ制御装置であって、インバータに入力する直流電圧とモータに供給すべき電圧を示す電圧指令値との割合に応じたデューティのＰＷＭ信号で前記インバータを制御しモータを制御するモータ制御装置において、前記入力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、該ゼロクロス点からの経過時間を計数するタイマ手段と、該タイマ手段の計測による所定時間経過毎の前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、三角波を使用して前記ＰＷＭ信号を生成する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期のセンタ時刻の値に対応する前記電圧検出手段で検出された過去の直流電圧の値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧の第１推定値を求め、前記第１推定値と前記電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、線形補間した前記直流電圧を前記仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、該第２推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、入力電圧を直流電圧に変換しモータを駆動するモータ制御装置であって、インバータに入力する直流電圧とモータに供給すべき電圧を示す電圧指令値との割合に応じたデューティのＰＷＭ信号で前記インバータを制御しモータを制御するモータ制御装置において、前記入力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、該ゼロクロス点からの経過時間を計数するタイマ手段と、該タイマ手段の計測による所定時間経過毎の前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前鋸歯状波を使用して前記ＰＷＭ信号を生成する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期の先頭時刻の値に対応する前記電圧検出手段で検出された過去の直流電圧の値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧の第１推定値を求め、前記第１推定値と前記電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、前記線形補間した直流電圧を前記仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、該第２推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、入力電圧を直流電圧に変換しモータを駆動するモータ制御装置であって、インバータに入力する直流電圧とモータに供給すべき電圧を示す電圧指令値との割合に応じたデューティのＰＷＭ信号で前記インバータを制御しモータを制御するモータ制御装置において、前記入力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、該ゼロクロス点からの経過時間を計数するタイマ手段と、該タイマ手段の計測による所定時間経過毎の前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、後鋸歯状波を使用して前記ＰＷＭ信号を生成する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期の終了時刻の値に対応する前記電圧検出手段で検出された過去の直流電圧の値を線形補間することにより次のキャリア周期の直流電圧の第１推定値を求め、前記第１推定値と前記電圧指令値に基づいて仮デューティを算出し、前記線形補間した直流電圧を前記仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して第２推定値を求め、該第２推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定し、該決定したデューティに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のモータ制御装置において、前記決定したデューティを新たな仮デューティとして、前記線形補間した直流電圧を前記新たな仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して新たな推定値を求め、該新たな推定値と前記電圧指令値に基づいてデューティを決定することを、少なくとも１回繰り返すことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、直流電圧の第２推定値は、タイマ手段の経過時間が同じ時点の過去の直流電圧から推定した直流電圧であるので、制御遅れは全く生じない。また、第２推定値と現在の直流電圧との間には、負荷の急変がないかぎり大きな誤差は生じない。したがって、モータ負荷が大きく、直流電圧が変動の激しい脈動電圧になっている場合であっても、電圧指令値に応じた誤差の少ない正確なデューティのＰＷＭ信号を生成することができ、直流電圧を検出してからその検出結果に応じた電圧がモータに印加されるまでの時間遅れによる制御ずれを補償できる。このため、コストダウン、軽量化、高温対策等のために、平滑コンデンサ２の容量を削減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施例のモータ制御回路の構成を示すブロック図である。
【図２】直流電圧とゼロクロス検出信号とタイマ信号の波形図である。
【図３】本実施例の制御回路の動作のフローチャートである。
【図４】図３のステップＳ１０の詳細なフローチャートである。
【図５】図３のステップＳ２０の詳細なフローチャートである。
【図６】図５のステップＳ２３の詳細なフローチャートである。
【図７】図３のステップＳ４０の詳細なフローチャートである。
【図８】ＰＷＭ信号生成に三角波比較法を採用するときの処理の説明図である。
【図９】ＰＷＭ信号生成に前鋸歯状歯比較法を採用するときの処理の説明図である。
【図１０】ＰＷＭ信号生成に後鋸歯状歯比較法を採用するときの処理の説明図である。
【図１１】従来のモータ制御回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１に本発明の実施例のモータ制御回路を示す。１は商用交流電源の電圧Ｖacを入力して全波整流を行う整流回路、２はその整流回路１から出力する電圧を平滑する平滑コンデンサ、３は平滑コンデンサ２で平滑された直流電圧Ｖdcを入力してモータ４をスイッチング素子で駆動するインバータ、５は入力する交流電圧Ｖdcのゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路、６は平滑コンデンサ２で平滑された直流電圧Ｖacを検出する直流電圧検出回路である。７は制御回路（マイクロコンピュータ）であり、ゼロクロス検出回路５と直流電圧検出回路６からの検出信号を取り込み、後記するように、設定あるいは入力された電圧指令値と電圧検出値に基づいた処理を行い、モータ４に電圧指令値に応じた電圧が印加されるように、インバータ３のスイッチング素子に所定のデューティのＰＷＭ信号を出力する。本実施例は、この制御回路７において、過去の直流電圧Ｖdcの変化を検出・記録しておき、ＰＷＭ信号を出力すべき時点の直流電圧Ｖdcの値を推定し、この推定値に基づきＰＷＭ信号のデューティを決定する。
【００１２】
ＰＷＭ信号を生成する手法として、主に、三角波を比較基準値として用いる三角波比較法と、鋸歯状波を比較基準値として用いる鋸歯状波比較法がある。さらに、鋸歯状波比較法には、立上がりが急峻で立下がりが緩やかな鋸歯状波で比較する前鋸歯状波比較法と、立上がりが緩やかで立下がりが急峻な鋸歯状波で比較する後鋸歯状波比較法がある。以下に、三角波比較法、前鋸歯状波比較法、後鋸歯状波比較法の各方法について、ＰＷＭ信号の生成手法を説明する。
【００１３】
なお、以下のＰＷＭ信号生成の手法の説明においては、入力交流電圧の半周期を１周期とする「タイマ周期」と、直流電圧Ｖdcを取得する「サンプリング周期」と、ＰＷＭ信号の信号周期である「キャリア周期」を用いる。
【００１４】
＜三角波比較法を採用するとき＞
図３に制御回路７による処理のフローチャートを示した。このフローチャートの処理を実行するプログラムは、制御回路７のメモリ（図示せず）に格納され、コンピュータによって実行される。まず、ゼロクロス検出回路５によって入力交流電圧Ｖacのゼロクロス点が検出され、そのゼロクロス点の検出時点で制御回路７内に含まれるタイマがリセット／リスタートされる。したがって、タイマ周期は入力交流電圧Ｖacの半周期と同じになる。この状態を図２に示した。図２のＶdc1はモータ負荷が通常時の直流電圧Ｖdcの波形、Ｖdc2はモータ負荷が大きい場合の直流電圧Ｖdcの波形である。
【００１５】
この後、図４に示すように、直流電圧検出回路６で所定のサンプリング周期で検出される直流電圧Ｖdcの値（Ｓ１１）が、入力交流電圧Ｖacのゼロクロス点の検出毎に、タイマ値と対応付けて記録される（Ｓ１２）。この記録は、タイマ周期の１周期毎に１つのテーブルとなるように行われる。なお、本実施例は、このテーブルを２周期分もつ。具体的には、更新中（記録中）のテーブルと、更新中のタイマ周期よりも１周期前のタイマ周期で記録されたテーブルの２個のテーブルである。なお、更新中のタイマ周期のテーブルが一杯になり（タイマ周期の１周期分の電圧値の計測が終わり）、次のタイマ周期に移るとき、前記「１周期前」のテーブル内の情報は破棄され、これまで更新中であったテーブルが前記「１周期前」のテーブルになる。後記する直流電圧推定値はこの「１周期前」のテーブルを用いて算出することになる。
【００１６】
次に、ステップＳ２０において、直流電圧Ｖdcの第１推定値の算出を行う。このときは、詳細を示す図５に示すように、今回デューティを演算しているキャリア周期（ＰＷＭ信号周期）の次のキャリア周期の開始時刻を算出（Ｓ２１）し、その開始時刻にキャリア周期の１／２を加算することで、前記次のキャリア周期のセンタ時刻（タイマ値）を算出する（Ｓ２２）。図８（ａ）にセンタ時刻算出の様子を示した。そして、前記のようにしてテーブルに記録した過去データを参照してセンタ時刻の直流電圧Ｖdcの値を算出する（Ｓ２３）。このステップＳ２３の詳細を図６に示す。ここでは、前記「次のキャリア周期のセンタ時刻」からタイマ周期で１周期前の前後の直流電圧Ｖdcの実測データをテーブルから読み出し（Ｓ２３１）、これらのデータを線形補間する（Ｓ２３２）。そして、その線形補間の結果から、センタ時刻の直流電圧を算出する（Ｓ２３３）。そして、このセンタ時刻の直流電圧Ｖdcを直流電圧の第１推定値とする。図８（ｂ）に第１推定値の算出の様子を示した。ここで、図中の白丸が第１推定値である。なお、線形補間は●で示す実測データの前後について１次近似をして行われる。
【００１７】
次に、ステップＳ３０において、ＰＷＭ信号の仮デューティを算出する。この仮デューティは、モータ４の目的となる回転数に応じた電圧指令値とステップＳ２０で得た直流電圧Ｖdcの第１推定値とから、「電圧指令値／直流電圧Ｖdcの値（第１推定値）」により算出する。図８(ｃ)に仮デューティ算出の様子を示した。電圧指令値に対して第１推定値が小さいときは仮デューティは大きくなり、大きいときは小さくなる。
【００１８】
次に、ステップＳ４０において、直流電圧Ｖdcの第２推定値を算出する。このときは、図７に示すように、ステップＳ３０で得られた仮デューティの期間（センタ時刻を中心とする）を算出する（Ｓ４１）。図８（ｃ）に仮デューティの期間の算出の様子を示した。そして、その仮デューティの期間における過去の直流電圧Ｖdcの線形補間された実測データの平均値を算出する。これは、過去データを参照し（Ｓ４２）、得られた直流電圧Ｖdcを積算（積分）処理し（Ｓ４３）、それを平均処理する（Ｓ４４）ことを、仮デューティの期間中繰り返すことで算出する。これにより算出された平均値を、直流電圧Ｖdcの第２推定値とする。図８（ｄ）に第２推定値算出の様子を示した。
【００１９】
次に、ステップＳ５０において、直流電圧Ｖdcの第２推定値と前記した電圧指令値に基づき、「電圧指令値／直流電圧Ｖdcの値（第２推定値）」により、最終的なデューティ（決定デューティ）を算出する。そして、ステップＳ６０において、算出した決定デューティのＰＷＭ信号を生成する。図８（ｅ）に決定デューティ算出の様子を示した。電圧指令値に対して第２推定値が小さいときは決定デューティは大きくなり、大きいときは小さくなる。
【００２０】
以上のように、本実施形態におけるＰＷＭ信号の生成は、今回デューティを演算しているキャリア周期の次のキャリア周期のセンタ時刻を算出し、そのセンタ時刻からタイマ周期で１周期前の時刻を算出する（図８(a)の白丸の箇所）。次に、テーブルに記憶させた１タイマ周期前の直流電圧Ｖdcを線形補間したデータから前記１周期前の時刻での直流電圧値（図８(b)の白丸）を算出し、この直流電圧値と電圧指令値に基づいて仮デューティを算出する（図８(c)）。さらに、線形補間したデータを仮デューティに基づいて定めた区間で積分し（図８(d)における太線の区間で線形補間したデータを積分する）、これを平均化することで直流電圧値である第２推定値（図８(e)）を求める。そして、この第２推定値と電圧指令値から決定デューティを算出することによって、行われる。
【００２１】
以上から、直流電圧Ｖdcの第２推定値は、デューティを決めるべき次のキャリア周期のセンタ時刻に相当する、入力電圧Ｖacの半周期前の同時刻の直流電圧Ｖdcをもとに算出した値であるので、フィードバック制御におけるような制御遅れはほとんど生じない。また、直流電圧Ｖdcの第２推定値は実際の直流電圧Ｖdcにより近い値である。これを用いるのは制御の精度を上げるためであり、この第２推定値と実際の直流電圧との間には、負荷の急変がないかぎり大きな誤差は生じない。したがって、モータ負荷が大きく、直流電圧Ｖdcが変動の大きい脈流電圧になっている場合であっても、電圧指令値に応じた誤差の少ない正確なデューティのＰＷＭ信号を生成することができる。このため、コストダウン、軽量化、高温対策等のために、平滑コンデンサ２の容量を削減することが可能となる。なお、上記で得られた決定デューティを新たな仮デューティとして、線形補間した直流電圧を新たな仮デューティに基づいて定めた区間で積分し、該積分結果を平均して新たな推定値を求め、該新たな推定値と電圧指令値に基づいてデューティを決定することを、１回あるいは２回以上繰り返せば、より正確な出力電圧が得られるデューティのＰＷＭ信号を生成することができる。
【００２２】
＜前鋸歯状波比較法を採用するとき＞
前鋸歯状波を用いてＰＷＭ信号を生成するときの処理の様子を図９(ａ)〜(ｅ)に示した。このときは、ステップＳ２０での直流電圧Ｖdcの第１推定値の演算と、ステップＳ３０での仮デューティの演算が異なる。前鋸歯状波を用いたときは、今回演算しているキャリア周期の次のキャリア周期の開始時刻を算出し（図９（ａ））、その開始時刻の過去データを参照して当該開始時刻の直流電圧Ｖdcの値を第１推定値として算出する。また、仮デューティの期間は、次のキャリア周期の開始時刻を始点として終点までを決める（図９(c)）。その他の処理は「三角波比較法を採用するとき」のときと同じである。
【００２３】
＜後鋸歯状波比較法を採用するとき＞
後鋸歯状波を用いてＰＷＭ信号を生成するときの処理の様子を図１０(a)〜(ｅ)に示した。このときも、ステップＳ２０での直流電圧Ｖdcの第１推定値の演算と、ステップＳ３０での仮デューティの演算が異なる。後鋸歯状波を用いたときは、今回演算しているキャリア周期の次のキャリア周期の終了時刻を算出し（図１０（ａ））、その終了時刻の過去データを参照して当該終了時刻の直流電圧Ｖdcの値を第１推定値として算出する。また、仮デューティの期間は、次のキャリア周期の終了時刻が終点となるよう始点を決める（図１０(c)）。その他の処理は「三角波比較法を採用するとき」のときと同じである。
【符号の説明】
【００２４】
１：整流回路、２：平滑コンデンサ、３：インバータ、４：モータ、５：ゼロクロス検出回路、６：直流電圧検出回路、７：制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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