(57)【要約】【課題】電圧をオン，オフするハイサイドＭＯＳＦＥＴと、電流還流用のローサイドＭＯＳＦＥＴを備えるソレノイド電流制御装置において、ソレノイド駆動時と還流時の両電流を測定するために、ハイサイドＭＯＳＦＥＴとローサイドＭＯＳＦＥＴの両方に電流測定回路が必要となり、コストや発熱が増大する。【解決手段】ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間１の電流最大値Ｉmaxと、次に前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間２の電流最小値Ｉminを用いて、前記オン期間１と前記オン期間２の間にあるオフ期間の平均電流を、Ｉmaxを初期値、Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分により算出する手段を備える。【効果】低コスト，低損失かつ高精度な電流検出により、ソレノイド電流制御装置の低コスト化，小型化を実現する。【選択図】  図１
2011004103.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソレノイドに印加する電圧をオン、又はオフするハイサイドＭＯＳＦＥＴと、ソレノイド電流還流用のローサイドＭＯＳＦＥＴと、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴと並列に接続したセンスＭＯＳＦＥＴを含む電流検出部の出力値から前記ソレノイドの平均電流を算出するソレノイド電流推定方法において、
前記電流検出部より出力される、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間１の電流最大値Ｉmaxと、後に前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間２の電流最小値Ｉminとを用いて、前記オン期間１と前記オン期間２の間にあるオフ期間の平均電流を、前記Ｉmaxを初期値、前記Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分により算出することを特徴とするソレノイド電流推定方式。
【請求項２】
請求項１において、
前記オフ期間にわたる積分値の算出方法は、前記Ｉminを前記Ｉmaxで除算した変数ｘ＝Ｉmin／Ｉmaxを演算するステップ１と、
前記変数ｘの関数ｆ(ｘ)＝(ｘ−１)／ln(ｘ)を演算するステップ２とを有することを特徴とするソレノイド電流推定方法。
【請求項３】
請求項２において、
前記ステップ２はルックアップテーブルを用いてｆ(ｘ)を近似することを特徴とするソレノイド電流推定方法。
【請求項４】
請求項３において、
前記ステップ２は多項式を用いてｆ(ｘ)を近似することを特徴とするソレノイド電流推定方法。
【請求項５】
請求項１において、
前記オフ期間にわたる積分値の算出方法は、前記Ｉmaxと、前記Ｉminより、前記オフ期間の電流値を、相乗平均を用いて複数点内挿し、台形則により積分値を算出することを特徴とするソレノイド電流推定方法。
【請求項６】
自動変速機のソレノイドに印加する電圧をオン、又はオフするハイサイドＭＯＳＦＥＴと、ソレノイド電流還流用のローサイドＭＯＳＦＥＴと、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴと並列に接続したセンスＭＯＳＦＥＴを含む電流検出部の出力値から前記ソレノイドの平均電流を算出するソレノイド電流推定方式を用いた自動変速機制御装置において、
前記電流検出部より出力される、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間１の電流最大値Ｉmaxと、次に前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間２の電流最小値Ｉminを用いて、前記オン期間１と前記オン期間２の間にあるオフ期間の平均電流を、前記Ｉmaxを初期値、前記Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分により算出する手段を備えることを特徴とする自動変速機制御装置。
【請求項７】
ブレーキのソレノイドに印加する電圧をオン、又はオフするハイサイドＭＯＳＦＥＴと、ソレノイド電流還流用のローサイドＭＯＳＦＥＴと、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴと並列に接続したセンスＭＯＳＦＥＴを含む電流検出部の出力値から前記ソレノイドの平均電流を算出するソレノイド電流推定方式を用いたブレーキ制御装置において、
前記電流検出部より出力される、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間１の電流最大値Ｉmaxと、次に前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間２の電流最小値Ｉminを用いて、前記オン期間１と前記オン期間２の間にあるオフ期間の平均電流を、前記Ｉmaxを初期値、前記Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分により算出する手段を備えることを特徴とするブレーキ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はソレノイドに流れる電流の推定方法に関する。特には、自動変速機制御装置およびブレーキ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、自動変速機システムにおいては、油圧制御用ソレノイド電流の制御装置として、特許文献１の図８に示すようなハーフブリッジ回路が用いられていた。前記ソレノイド電流制御装置は、ソレノイドに電圧をオン，オフして電流を制御するハイサイドＭＯＳＦＥＴと、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオフの時、ソレノイドに蓄えられたエネルギーを放出（電流を還流）させるためのローサイドＭＯＳＦＥＴと、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴと前記ローサイドＭＯＳＦＥＴをオン，オフさせるドライバを備える。また、ソレノイド電流のフィードバック制御のため、ソレノイドを流れる電流値を検出する必要があるが、前記ソレノイド電流制御装置では、ソレノイドと直列にシャント抵抗し、前記シャント抵抗に流れる電流による発生電圧を用いて電流を検出する。
【０００３】
前記ソレノイド電流制御装置では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンの時、電源からハイサイドＭＯＳＦＥＴ，ソレノイド，シャント抵抗の経路で電流が流れる。また、ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオフの時、ソレノイド，シャント抵抗，ローサイドＭＯＳＦＥＴ、またはソレノイド，シャント抵抗，ローサイドＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードの経路で電流が流れる。このように、シャント抵抗を用いた電流検出は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンの時も、オフの時も常にシャント抵抗に電流が流れるため損失が大きく制御装置を小型化できないという課題があった。また、シャント抵抗の損失が大きいと、その発熱により抵抗値が大きく変動する。その結果、シャント抵抗で検出される電流値も大きく変動し、高精度な電流制御ができないという課題もある。
【０００４】
特許文献２には、この課題を解決するため、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ、またはローサイドＭＯＳＦＥＴの少なくともどちらか一方に、センスＭＯＳＦＥＴを用いた電流検出部を並列に接続し、低損失でソレノイドの電流検出を行う手段が開示されている。前記センスＭＯＳＦＥＴは、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴ、またはローサイドＭＯＳＦＥＴと同一のゲートで、ゲート幅が１／１０００から１／１００程度に設計され、前記センスＭＯＳＦＥＴに流れる電流は前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴ、またはローサイドＭＯＳＦＥＴの１／１０００から１／１００程度になるので、前記電流検出部で発生する損失は特許文献１のシャント抵抗方式と比べて小さい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−３４３４２６号公報
【特許文献２】特開２００６−２０３４１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献２の第３の実施例では、ソレノイド電流制御用のローサイドＭＯＳＦＥＴと、ソレノイド電流還流用のハイサイドＭＯＳＦＥＴの両方に、電流検出部をそれぞれ並列に接続し、ソレノイド駆動時と還流時の両方の電流を検出しているが、高精度な電流検出部が二つ必要になり、ソレノイド電流制御装置のコストが増大する。
【０００７】
また特許文献２の第１，２の実施例では、ソレノイド駆動時と還流時の両電流を測定するために常にオンにしているハイサイドＭＯＳＦＥＴに、電流検出部を１つ接続し、２つの電流検出部を用いる第３の実施例と比較して低コストに電流を検出する手段を提供しているが、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴは常にオンしているため、第３の実施例と比較して損失が増大する。
【０００８】
本発明は以上説明した従来技術の問題を解決するためになされたもので、本発明の目的は、低損失，低コスト、かつ高精度のソレノイド電流検出手段、およびそれを用いたソレノイド電流制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記目的を達成するために本発明では、ソレノイド電流を制御するハイサイドＭＯＳＦＥＴと、ソレノイド電流還流用のローサイドＭＯＳＦＥＴと、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴと並列に接続したセンスＭＯＳＦＥＴを含む電流検出部を備え、前記電流検出部より出力される、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間１の電流最大値Ｉmaxと、次に前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなるオン期間２の電流最小値Ｉminを用いて、前記オン期間１と前記オン期間２の間にあるオフ期間の平均電流を、Ｉmaxを初期値、Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分により算出する手段を備える
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴにのみ電流検出部を接続し、さらに、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなる期間のみ電流を測定するため、低コストかつ低損失な電流検出が可能となる。また、オフ期間の平均電流は、実際の物理現象に合わせて、電流が指数関数的に減少するとして計算するため、高精度に電流を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態であるソレノイド電流推定方式を用いた、ソレノイド電流制御装置のブロック図。
【図２】ソレノイド（２）を流れる電流波形。
【図３】平均電流演算部（１０）の詳細ブロック図。
【図４】オフ期間電流演算部（３２）のフローチャート。
【図５】第２の実施形態のオフ期間電流演算部（３２）における、Ｓoff演算方法の概念図。
【図６】第２の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）のフローチャート。
【図７】本発明の第３の実施形態である自動変速機制御装置（７０）を含む自動車用自動変速機システムの全体ブロック図。
【図８】本発明の第４の実施形態であるブレーキ制御装置（８０）を備えた自動車用ブレーキシステムの全体ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【実施例１】
【００１３】
まず、図１〜図４を用いて第１の実施形態を説明する。
【００１４】
図１は本発明の第１の実施形態であるソレノイド電流推定方式を用いた、ソレノイド電流制御装置のブロック図である。
【００１５】
ソレノイド電流制御装置（１）は、ソレノイド（２）、およびソレノイド（２）に電圧を供給するバッテリー（３）に接続され、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により、ソレノイド（２）に印加する電圧をオン，オフし、ソレノイド（２）に流れる電流を制御する。
【００１６】
ソレノイド電流制御装置（１）は、制御部（４），ＰＷＭ信号発生部（５），ドライバ（６），ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７），ローサイドＭＯＳＦＥＴ（８），電流検出部（９），平均電流演算部（１０）、から構成される。
【００１７】
電流検出部（９）は内部に（図示していない）センスＭＯＳＦＥＴを備え、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）に並列に接続さる。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオンの時、同時に電流検出部（９）内部のセンスＭＯＳＦＥＴもオンとなり、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）に流れる電流を１／１００〜１／１０００程度に分流した電流を測定する。これにより、特許文献１に記載のシャント抵抗による電流検出と比較して損失を大幅に削減できる。さらに、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオンとなる期間のみ電流が流れるので、特許文献２の第１，２の実施例に記載の常時通電しているセンスＭＯＳＦＥＴによる電流検出と比較して損失を約半分に削減することができる。
【００１８】
このように、電流検出部（９）の損失が少ないため、ソレノイド電流制御装置（１）の構成要素である、制御部（４），ＰＷＭ信号発生部（５），ドライバ（６），ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７），ローサイドＭＯＳＦＥＴ（８），電流検出部（９），平均電流演算部（１０）は一つのＩＣに集積可能である。さらに、複数のソレノイド電流を制御するため、これらの構成要素を複数組集積したＩＣも実現可能である。
【００１９】
電流検出部（９）が検出した、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）に流れる電流値は、平均電流演算部（１０）に入力される。平均電流演算部（１０）は電流検出部（９）から入力されたハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）に流れる電流値と、制御部（４）から入力されたＰＷＭの１周期内でハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオンになる期間の割合を示すＤutyを用いてソレノイド（２）を流れる平均電流Ｉaveを演算する。この演算の詳細については図２以降を用いて後述する。
【００２０】
平均電流演算部（１０）が演算したＩaveは、制御部（４）に入力され、制御部（４）はソレノイド（２）の電流を目標値に追従させるために最適なＤutyを演算し出力する。また、Ｄutyは平均電流の演算用に平均電流演算部（１０）へも出力される。
【００２１】
ＰＷＭ信号発生部（５）は、制御部（４）からのＤutyに応じて、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）をオンするパルスと、ローサイドＭＯＦＥＴ（８）をオンするパルスをそれぞれ生成する。
【００２２】
ドライバ（６）は、ＰＷＭ信号発生部（５）からのパルスを、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）、およびローサイドＭＯＦＥＴ（８）を駆動できる電圧にまで昇圧する。
【００２３】
ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）はソレノイド（２）に印加するバッテリー（３）電圧のスイッチとなり、オン時はソレノイド（２）に流れる電流が上昇し、オフ時は減少する。ローサイドＭＯＦＥＴ（８）は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオフの時、ソレノイド（２）に流れる電流を還流させる経路として使用し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオフの期間、ローサイドＭＯＦＥＴ（８）はオンとなる。
【００２４】
図２はソレノイド（２）を流れる電流波形と測定タイミング、および平均電流の演算に必要な電流の積分値を示した図である。
【００２５】
ある時刻にてハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオンになり、それからＴon（＝Ｔpwm・Ｄuty，Ｔpwm：ＰＷＭ周期）の間（オン期間１）、バッテリー（３）の電圧がソレノイド（２）に印加され、電流が増加する。電流検出部（９）はハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）に接続されており、オン期間１の任意のタイミングで電流値を測定することができる。図２ではオン期間１における電流最小値（２０），二つの中間電流値（２１）（２２），電流最大値Ｉmax（２３）の４点を測定する例を示しているが、測定点数としては少なくともオン期間１における電流最小値（２０），Ｉmax（２３）の二点を測定し、中間電流値については必要精度に応じて測定点数を変えても良い。
【００２６】
ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオンしてからＴon経過後、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオフとなり、それからＴoff（＝Ｔpwm・（１−Ｄuty））の間（オフ期間）、電流が減少する。
【００２７】
ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオフしてからＴoff経過後、再びハイサイドＭＯＳＦＥＴ（７）がオンとなり、一定時間の間（オン期間２）、電流が増加する。オン期間１と同様に、少なくともオン期間２の電流最小値Ｉmax（２４）、電流最大値を含む数点が電流検出部（９）により測定される。
【００２８】
あるＰＷＭの１周期（オン期間１とオフ期間を合わせた期間）に渡る、ソレノイド（２）を流れる平均電流Ｉaveは、オン期間１の電流積分値Ｓon、オフ期間の電流積分値Ｓoff，Ｔpwmを用いて式（１−１）の通り計算できる。
【００２９】
【数１】
2011004103.tif 000003
【００３０】
ここで、オン期間の平均電流寄与分Ｉave_on＝Ｓon／Ｔpwm、およびオフ期間の平均電流寄与分Ｉave_off＝Ｓoff／Ｔpwmを使い、式（１−１）を変形すると、式（１−２）となる。
【００３１】
【数２】
2011004103.tif 000004
【００３２】
本実施例では、オン期間の電流値が直接測定可能であるため、電流測定値より台形則を用いて直接Ｓonを演算し、ＳonからＩave_onを計算できる。一方オフ期間は電流値が測定できないため、Ｉave_offの演算に必要なＳoffは、オン期間で測定した電流値から推定する必要がある。ソレノイド（２）の特性からＳoffは、Ｉmaxを初期値、Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分で表すことができるが、この演算をいかに精度良く行うかがＩaveの精度を向上する上で重要となる。
【００３３】
図３は、平均電流演算部（１０）の詳細ブロック図である。
【００３４】
平均電流演算部（１０）は、電流値保持部（３０），オン期間電流演算部（３１），オフ期間電流演算部（３２），加算器（３３）から構成される。
【００３５】
電流値保持部（３０）は、オン期間の平均電流の演算用に、電流検出部（９）からの、少なくともオン期間中の電流最大値，最小値を含む、オン期間中の複数の電流値を保持し、オン期間電流演算部（３１）に出力する。また、電流値保持部（３０）は、オフ期間の平均電流の演算用に、電流検出部（９）から、あるオン期間中の電流最大値Ｉmax、とその次のオン期間中の電流最小値Ｉminを保持し、オフ期間電流演算部（３２）に出力する。
【００３６】
オン期間電流演算部（３１）は、電流値保持部（３０）からの少なくともオン期間中の電流最大値，最小値を含む、オン期間中の複数の電流値と、制御部（４）から入力されたＤutyを用いて、台形則によりＳonを演算し、Ｓon／ＴpwmによりＩave_onを演算し、それを加算器（３３）へ出力する。
【００３７】
オフ期間電流演算部（３２）は、電流値保持部（３０）から、あるオン期間中の電流最大値Ｉmaxとその次のオン期間中の電流最小値Ｉminと、制御部（４）からのＤuty値を用いて、Ｓoffを演算し、Ｓoff／ＴpwmによりＩave_onを演算し、それを加算器（３３）へ出力する。
【００３８】
加算器（３３）は、Ｉave_onとＩave_offを加算してＩaveを演算し、その演算値を制御部（４）へ出力する。
【００３９】
図４はオフ期間電流演算部（３２）のフローチャートである。
【００４０】
オフ期間電流演算部（３２）は、Ｓoffを式（２−１）
【００４１】
【数３】
2011004103.tif 000005
【００４２】
の通り、Ｉmaxを初期値、Ｉminを最終値とする指数関数のオフ期間にわたる積分として解析的に求め、Ｉave_off＝Ｓoff／Ｔpwmより、Ｉave_offを式（２−２）を使い演算する。
【００４３】
【数４】
2011004103.tif 000006
【００４４】
式（２−２）では、Ｉmax，Ｉminが取りうる任意の範囲において、Ｉmax，Ｉminの自然対数ln（Ｉmax），ln（Ｉmin）を精度良く演算する必要があるが、ハードウエアでこの演算を実装すると、回路規模が増大する。これに対応するため、オフ期間電流演算部（３２）は、ＩminをＩmaxで除算した変数ｘ＝Ｉmin／Ｉmaxを演算するステップ１（４１）と、変数ｘの関数ｆ(ｘ)＝（ｘ−１）／ln(ｘ)を演算するステップ２（４２）と、ｆ・Ｉmax・（１−Ｄuty）を演算するステップ３（４３）、の３つのステップを用いて式（２）を演算する。
【００４５】
ステップ１（４１）では、変数ｘを算出するが、Ｉmin＜Ｉmaxであることから、変数ｘの範囲は０＜ｘ＜１に限定される。これにより、ステップ２（４２）では、０＜ｘ＜１の範囲に限定して最適化したルックアップテーブル、または多項式を用いることにより、少ないハードウエアで自然対数と除算の演算を含むｆ(ｘ)の演算を実装することができる。以上のことより、本実施例におけるオフ期間電流演算部（３２）は、少ないハードウエアで精度良くＩave_offを演算することが可能である。
【実施例２】
【００４６】
次に、図５，図６を用いて第２の実施形態を説明する。本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、オフ期間電流演算部（３２）におけるＩave_offの演算方式である。
【００４７】
図５は、第２の実施形態のオフ期間電流演算部（３２）における、Ｓoff演算方法の概念図である。第１の実施形態では、Ｓoffを解析的に求めた式（２−１）を用いて演算したが、第２の実施形態ではＳoffを、図５のハッチング部分で表される通り、オフ期間における内挿電流値Ｉ２１（５９），Ｉ１（５１），Ｉ２２（５２）を使い台形則により近似して演算する。
【００４８】
オフ期間における内挿電流値Ｉ２１（５９），Ｉ１（５１），Ｉ２２（５２）は、以下の式（３−１）〜（３−３）の通り相乗平均を用いて演算される。
【００４９】
【数５】
2011004103.tif 000007
【００５０】
【数６】
2011004103.tif 000008
【００５１】
【数７】
2011004103.tif 000009
【００５２】
Ｓoffは台形則に従い式（４）の通りに計算される。
【００５３】
【数８】
2011004103.tif 000010
【００５４】
Ｉave_off＝Ｓoff／Ｔpwmより、Ｉave_offは式（５）の通りに計算される。
【００５５】
【数９】
2011004103.tif 000011
【００５６】
本実施形態では、Ｉave_offの計算のため、Ｉ２１（５９），Ｉ１（５１），Ｉ２２（５２）の３点を相乗平均により内挿しているが、Ｉave_offの要求精度に応じて、内挿点数を変えても良い。
【００５７】
図６は、第２の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）のフローチャートである。
【００５８】
第２の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）は、ステップ１（６０）にて、式（３−１）〜（３−３）を用いてオフ期間の内挿電流値Ｉ２１，Ｉ１，Ｉ２２を演算する。次にステップ２（６１）にて、式（５）を用いてＩave_offを演算する。
【００５９】
以上説明した第２の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）の演算は、加算，乗算、および平方根の３つである。ここで、平方根は、ニュートン法を用いることにより、加算と乗算の反復計算で演算できるため、第２の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）が行う演算は加算，乗算のみで済む。
【００６０】
以上のことより、第２の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）は、除算の演算が必要となる、第１の実施形態におけるオフ期間電流演算部（３２）よりも、さらに少ないハードウエアでＩave_offを精度良く演算することが可能である。
【実施例３】
【００６１】
図７は本発明の第３の実施形態である自動変速機制御装置（７０）を含む自動車用自動変速システムの全体ブロック図である。
【００６２】
自動変速機制御装置（７０）は、マイクロコントローラ（７５）とソレノイド電流制御装置ａ−ｅ(１ａ−ｅ)から構成される。
【００６３】
マイクロコントローラ（７５）は、エンジン回転数センサ（７２），シフトレバー位置センサ（７３），アクセルペダル位置センサ（７４）からセンサ値を入力し、入力されたセンサ値から、最適な変速比を演算し、その変速比を実現するための、自動変速機（７１）が備える（図示していない）クラッチａ−ｅの油圧指令値と、その油圧に対応したソレノイドａ−ｅ(１ａ−ｅ)の電流値指令値を演算し、その電流値指令値をソレノイド電流制御装置ａ−ｅ(１ａ−ｅ)に出力する。
【００６４】
ソレノイド電流制御装置ａ−ｅ(１ａ−ｅ)は、本発明の第１、又は第２の実施形態であるソレノイド電流推定方式を用いてソレノイドａ−ｅ(１ａ−ｅ)を流れる電流値を推定し、ソレノイドａ−ｅ(１ａ−ｅ)を流れる電流値が、入力された電流値指令値に追従するように、ソレノイドａ−ｅ(１ａ−ｅ)をＰＷＭ制御する。
【００６５】
本発明の第１，第２の実施形態における説明の通り、ソレノイド電流制御装置ａ−ｅ(１ａ−ｅ)は発熱が少ないため、１つのＩＣに集積可能であり、自動変速機制御装置（７０）の小型化，低コスト化が実現できる。さらに、ソレノイド電流制御装置ａ−ｅ(１ａ−ｅ)は高精度な電流制御ができるため、滑らかな変速が可能となり、自動車の乗り心地が向上する。
【００６６】
なお、図７ではマイクロコントローラ（７５）がエンジン回転数センサ（７２），シフトレバー位置センサ（７３），アクセルペダル位置センサ（７４）の３つのセンサからセンサ値を入力しているが、変速制御方式に対応して、入力するセンサの数や種類を変えても良い。また、図７ではマイクロコントローラ（７５）がセンサからセンサ値を直接入力しているが、他のマイクロコントローラやＩＣを経由して入力しても良い。また、図７では自動変速機（７１）が５つのクラッチａ−ｅを備える例を示しているが、変速機構に対応して、クラッチの数、およびそれに対応したソレノイド電流制御装置の数を変えても良い。
【実施例４】
【００６７】
図８は本発明の第４の実施形態であるブレーキ制御装置（８０）を備えた自動車用ブレーキシステムの全体ブロック図である。
【００６８】
ブレーキ制御装置（８０）は、マイクロコントローラ（８４）とソレノイド電流制御装置（１）から構成される。
【００６９】
マイクロコントローラ（８４）は、ブレーキペダル位置センサ（８２），車速センサ（８３）からセンサ値を入力し、入力されたセンサ値から、最適なブレーキの制動力を演算し、その制動力を実現するための、油圧ブレーキ（８１）の油圧指令値と、その油圧に対応したソレノイド（２）の電流値指令値を演算し、その電流値指令値をソレノイド電流制御装置（１）に出力する。
【００７０】
ソレノイド電流制御装置（１）は、本発明の第１、又は第２の実施形態であるソレノイド電流推定方式を用いてソレノイド（２）を流れる電流値を推定し、ソレノイド（２）を流れる電流値が、入力された電流値指令値に追従するように、ソレノイド（２）をＰＷＭ制御する。
【００７１】
本発明の第１，第２の実施形態における説明の通り、ソレノイド電流制御装置（１）は高精度な電流制御ができるため、滑らかなブレーキが可能となり、自動車の乗り心地が向上する。
【００７２】
なお、図８ではマイクロコントローラ（８４）がブレーキペダル位置センサ（８２），車速センサ（８３）の２つのセンサからセンサ値を入力しているが、制動方式に対応して、入力するセンサの数や種類を変えても良い。また、図８ではマイクロコントローラ（８４）がセンサからセンサ値を直接入力しているが、他のマイクロコントローラやＩＣを経由して入力しても良い。
【符号の説明】
【００７３】
１  ソレノイド電流制御装置
２  ソレノイド
４  制御部
５  ＰＷＭ信号発生部
６  ドライバ
７  ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
８  ローサイドＭＯＳＦＥＴ
９  電流検出部
１０  平均電流演算部
２０  オン期間１における電流最小値
２１，２２  オン期間１における中間電流値
２３  オン期間１における電流最大値Ｉmax
２４  オン期間２における電流最小値Ｉmin
３０  電流値保持部
３１  オン期間電流演算部
３２  オフ期間電流演算部
３３  加算器
７０  自動変速機制御装置
７１  自動変速機
７２  エンジン回転数センサ
７３  シフトレバー位置センサ
７４  アクセルペダル位置センサ
７５，８４  マイクロコントローラ
８０  ブレーキ制御装置
８１  油圧ブレーキ
８２  ブレーキペダル位置センサ
８３  車速センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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