(57)【要約】【課題】パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度を可変とするに際し、可変とするための入力信号を伝達させるために絶縁手段を新たに追加する必要が生じること。【解決手段】パワースイッチング素子Ｓｗを駆動するドライブユニットＤＵは、２次側コイル１０ａの出力電圧が印加されるコンデンサ４２をフローティング電源とする。２次側コイル１０ａの出力電圧は、コンパレータ７２によって閾値電圧と比較される。速度切替部６０では、コンパレータ７２による比較結果に応じて、パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度を変更する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく１次側コイルを通電操作する操作手段と、
前記トランスの２次側コイルの出力電圧を規定値に制御する電圧制御手段と、
前記電圧制御手段の出力電圧を電圧制御形のパワースイッチング素子に印加することで前記パワースイッチング素子を駆動する駆動手段と、
前記２次側コイルの出力電圧の値に基づき、前記パワースイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を可変とする可変手段とを備えることを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項２】
前記操作手段は、前記パワースイッチング素子の温度情報に基づき、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく前記１次側コイルを通電操作することを特徴とする請求項１記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項３】
前記パワースイッチング素子は、回転機に接続されるインバータを構成するものであり、
前記操作手段は、前記インバータの入力電圧情報に基づき、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく前記１次側コイルを通電操作することを特徴とする請求項１または２記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項４】
前記操作手段は、前記パワースイッチング素子を流れる電流情報に基づき、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく前記１次側コイルを通電操作することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項５】
前記操作手段は、前記２次側コイルの出力電圧を段階的に可変とするものであり、
前記可変手段は、前記出力電圧の段階的な変化に応じて前記スイッチング状態の切替速度を段階的に可変とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項６】
前記操作手段は、前記２次側コイルの出力電圧をアナログ的に可変とするものであり、
前記可変手段は、前記出力電圧のアナログ的な変化に応じて前記スイッチング状態の切替速度をアナログ的に可変とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項７】
前記電圧制御手段は、前記２次側コイルの出力電圧を降圧するものであり、
前記操作手段は、前記パワースイッチング素子の温度が高くなると想定される場合に、前記２次側コイルの出力電圧を低下させることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項８】
前記可変手段は、前記電圧制御手段および前記導通制御端子間の電気経路の抵抗値、前記パワースイッチング素子の出力端子および前記導通制御端子間の容量、および前記電圧制御手段の出力電圧の少なくとも１つを可変とする手段であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【請求項９】
前記トランスは、フライバック型のコンバータを構成することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワースイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を可変とするパワースイッチング素子の駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば下記特許文献１には、車載主機に接続されるインバータを構成するスイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を、インバータの入力電圧に応じて可変とする技術が記載されている。これは、スイッチング状態の切替速度を低下させることで、サージノイズが抑制される一方、スイッチング状態の切替に伴う電力損失が増加することに鑑みたものである。すなわち、スイッチング素子の信頼性を維持する上では、スイッチング素子に耐圧を超える電圧が印加される事態を回避する必要があり、これにより、サージノイズの上限値が定まる。このため、サージノイズが上限値を超えない範囲で切替速度を極力大きくすることで、スイッチング状態の切り替えに伴う電力損失の抑制を図ることとなる。ここで、上限値は、インバータの入力電圧に依存するため、切替速度を入力電圧に応じて可変設定することで、スイッチング素子に印加される電圧が過度に大きくなることを回避しつつも切り替え速度を極力大きくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３０５２７９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記インバータは、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成する。一方、インバータＩＶの入力電圧情報等の各種情報は、通常、低電圧システムにおいて管理される。このため、スイッチング状態の切替速度を可変する際には、入力電圧情報または切替速度の可変指令信号を低電圧システムから高電圧システムに伝達させる必要が生じる。そしてこの場合には、フォトカプラ等の絶縁手段を別途設ける必要が生じる。
【０００５】
なお、上記の例に限らず、パワースイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を可変とするものにあっては、可変とするための入力信号を低電圧システムから高電圧システムに伝達させるに際して絶縁手段を新たに追加する必要が生じるこうした実情も概ね共通したものとなっている。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、パワースイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を可変とするに際し、絶縁手段を新たに追加することなく可変とするための入力信号を伝達させることのできるパワースイッチング素子の駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく１次側コイルを通電操作する操作手段と、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を規定値に制御する電圧制御手段と、前記電圧制御手段の出力電圧を電圧制御形のパワースイッチング素子に印加することで前記パワースイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記２次側コイルの出力電圧の値に基づき、前記パワースイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を可変とする可変手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
上記発明では、トランスの２次側コイルの出力電圧を、スイッチング状態の切替速度を可変とするための入力信号とすることができる。このため、駆動手段の電源を構成するためのトランスを利用して１次側から２次側へと上記切替速度を可変とするための入力信号を伝達することができ、ひいては絶縁手段を新たに追加することを回避することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記パワースイッチング素子の温度情報に基づき、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく前記１次側コイルを通電操作することを特徴とする。
【００１１】
パワースイッチング素子は、温度に応じてその耐圧が変化する。詳しくは、一般的には、低温であるほど耐圧が低くなる特性を有する。上記発明では、この点に鑑み、スイッチング状態の切替速度を温度に応じて可変とすることで、パワースイッチング素子に耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失を極力低減することができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記パワースイッチング素子は、回転機に接続されるインバータを構成するものであり、前記操作手段は、前記インバータの入力電圧情報に基づき、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく前記１次側コイルを通電操作することを特徴とする。
【００１３】
パワースイッチング素子に印加される電圧は、インバータの入力電圧に依存する。上記発明では、この点に鑑み、スイッチング状態の切替速度を入力電圧に応じて可変とすることで、パワースイッチング素子に耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失を極力低減することができる。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記パワースイッチング素子を流れる電流情報に基づき、前記トランスの２次側コイルの出力電圧を可変制御すべく前記１次側コイルを通電操作することを特徴とする。
【００１５】
パワースイッチング素子に印加されるサージノイズの大きさは、パワースイッチング素子を流れる電流に依存する。上記発明では、この点に鑑み、スイッチング状態の切替速度を電流情報に応じて可変とすることで、パワースイッチング素子に耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失を極力低減することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記２次側コイルの出力電圧を段階的に可変とするものであり、前記可変手段は、前記出力電圧の段階的な変化に応じて前記スイッチング状態の切替速度を段階的に可変とすることを特徴とする。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記２次側コイルの出力電圧をアナログ的に可変とするものであり、前記可変手段は、前記出力電圧のアナログ的な変化に応じて前記スイッチング状態の切替速度をアナログ的に可変とすることを特徴とする。
【００１８】
上記発明では、パワースイッチング素子に耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失をいっそう低減することができる。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧制御手段は、前記２次側コイルの出力電圧を降圧するものであり、前記操作手段は、前記パワースイッチング素子の温度が高くなると想定される場合に、前記２次側コイルの出力電圧を低下させることを特徴とする。
【００２０】
上記発明では、電圧制御手段が出力電圧を降圧するものであるため、出力電圧を上昇させるほど電圧の変換に際しての電力損失が大きくなりやすい。一方、パワースイッチング素子の温度とスイッチング状態の所望とする切替速度との間には、通常、相関関係がありる。また、パワースイッチング素子の温度が高いほど、駆動装置の温度も上昇しやすい傾向がある。上記発明では、この点に鑑み、パワースイッチング素子の温度が高くなると想定される状況下、出力電圧を低下させることで、駆動装置の温度上昇を極力抑制することができる。
【００２１】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記可変手段は、前記電圧制御手段および前記導通制御端子間の電気経路の抵抗値、前記パワースイッチング素子の出力端子および前記導通制御端子間の容量、および前記電圧制御手段の出力電圧の少なくとも１つを可変とする手段であることを特徴とする。
【００２２】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記トランスは、フライバック型のコンバータを構成することを特徴とする。
【００２３】
なお、上記発明において、前記パワースイッチング素子は、複数のパワースイッチング素子からなり、前記２次側コイルは、複数の２次側コイルからなるようにしてもよい。この場合、フォワード型のコンバータとする場合には、２次側コイルの電流を平滑化すべく複数の２次側コイルのそれぞれにチョークコイルを備える必要が生じる一方、フライバック型のコンバータの場合には、２次側コイルの電流を平滑化する手段を１次側コイルによって構成することが可能となる。このため、回路の部品点数を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１の実施形態のシステム構成図。
【図２】同実施形態のドライブユニットＤＵの回路構成を示す回路図。
【図３】同実施形態にかかるスイッチング速度の可変処理を示すタイムチャート。
【図４】第２の実施形態のドライブユニットＤＵの回路構成を示す回路図。
【図５】第３の実施形態のドライブユニットＤＵの回路構成を示す回路図。
【図６】第４の実施形態にかかるスイッチング速度の可変処理を示すタイムチャート。
【図７】第５の実施形態にかかるスイッチング速度の可変処理を示すタイムチャート。
【図８】第６の実施形態のシステム構成図。
【図９】同実施形態のドライブユニットＤＵの回路構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるパワースイッチング素子の駆動装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２６】
図示されるトランス１０は、車載低電圧システムと車載高電圧システムとを絶縁する絶縁手段である。ここで、低電圧システムは、車体（ボディー）を基準電位とするものであり、所定の低電圧（例えば数Ｖ〜数十Ｖ）で動作する電子機器を備える。一方、高電圧システムは、車載主機としてのモータジェネレータを備え、所定の高電圧（例えば百Ｖ〜千数百Ｖ）で動作する。
【００２７】
上記モータジェネレータに接続されるインバータを構成するパワースイッチング素子Ｓｗは、ドライブユニットＤＵによって駆動される。ドライブユニットＤＵは、トランス１０を介して、低電圧システムから電気エネルギを供給されることで動作する。ここで、ドライブユニットＤＵは、パワースイッチング素子Ｓｗの出力端子の電位（エミッタ電位）を基準とし、導通制御端子（ゲート）の電圧を操作することで、パワースイッチング素子Ｓｗをオン、オフさせる。なお、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗとして、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を想定しており、しかも、これに流れる電流（コレクタ電流）と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えたものを想定している。
【００２８】
トランス１０の１次側コイル１０ｂには、バッテリ１２およびコンデンサ１４が並列接続されている。ここで、コンデンサ１４は、バッテリ１２の電気エネルギを蓄える蓄電手段であり、１次側コイル１０ｂの直接の電力供給源となっている。１次側コイル１０ｂおよびコンデンサ１４を備えるループ回路は、スイッチング素子１６によって開閉される。
【００２９】
電圧制御部１８は、スイッチング素子１６のオン・オフの１周期に対するオン期間の比率（時比率）を操作することによって、トランス１０の出力電圧を制御する。詳しくは、電圧制御部１８では、トランス１０の出力電圧をフィードバック制御する。トランス１０の出力電圧を検出する手段は、以下のようにして構成されている。
【００３０】
トランス１０の１次側コイル１０ｃには、ダイオード２０を介して、コンデンサ２２が並列接続されている。コンデンサ２２には、抵抗体２４，２６の直列接続体が接続されている。これら抵抗体２４，２６は、コイル１０ｃの両端の電圧（コンデンサ２２の両端の電圧）を分圧するものであり、抵抗体２４，２６の接続点の電圧が、トランス１０の出力電圧の検出値となる。すなわち、１次側コイル１０ｃの電圧と２次側コイル１０ａの電圧とは、１次側コイル１０ｃと２次側コイル１０ａとの巻数比に応じた一定の関係を有する。このため、１次側コイル１０ｃの両端の電圧を検出することで、２次側コイル１０ａの両端の電圧を間接的に検出することができる。
【００３１】
中央処理装置（ＣＰＵ３２）は、各種センサの出力値（センサ値情報）等に基づき、パワースイッチング素子Ｓｗを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上側アームの操作信号が、それぞれ操作信号ｇｕｐ、ｇｖｐ、ｇｗｐであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の下側アームの操作信号が、それぞれ操作信号ｇｕｎ、ｇｖｎ、ｇｗｎである。これら操作信号は、フォトカプラ等の絶縁手段を介して該当するパワースイッチング素子Ｓｗを駆動対象とするドライブユニットＤＵに入力される。
【００３２】
図２に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す。
【００３３】
図示されるように、２次側コイル１０ａには、ダイオード４０が接続されている。このダイオード４０は、トランス１０をフライバック型のコンバータとするためのものである。すなわち、上記スイッチング素子１６がオン状態となる場合に２次側コイル１０ａに電流が流れることを阻止して且つ、スイッチング素子１６がオフ状態となる場合に２次側コイル１０ａに電流が流れることを許容する手段である。２次側コイル１０ａの一対の端子は、ダイオード４０を介してコンデンサ４２に接続されている。コンデンサ４２は、ドライブユニットＤＵの電源（フローティング電源）となるものである。
【００３４】
ドライブユニットＤＵは、ドライブＩＣ５０を備えている。ドライブＩＣ５０は、パワースイッチング素子Ｓｗを駆動するための機能を有する集積回路である。詳しくは、ドライブＩＣ５０は、２次側コイル１０ａの出力電圧を規定電圧に制御するレギュレータ５２を備えている。レギュレータ５２は、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに印加される電圧を高精度に制御するために設けられた電圧出力手段である。すなわち、トランス１０の２次側コイル１０ａは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上側アームのそれぞれと、下側アームとに各別に設けられている。そして、これらの２次側コイル１０ａの出力電圧は、各パワースイッチング素子Ｓｗのエミッタおよびゲート間の寄生容量の個体差等に起因して、ばらつきを生じえる。このため、レギュレータ５２を備えない場合には、ゲート電圧の制御精度が低下する。なお、レギュレータ５２は、２次側コイル１０ａの電圧を降圧するものである。
【００３５】
レギュレータ５２の出力端子は、充電用スイッチング素子５４および速度切替部６０を介してパワースイッチング素子Ｓｗのゲートに接続されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートは、速度切替部６０および放電用スイッチング素子５６を介して、パワースイッチング素子Ｓｗのエミッタに接続されている。駆動部７０は、上記操作信号（ここでは、操作信号を総括して操作信号ｇと表記）を入力として、充電用スイッチング素子５４および放電用スイッチング素子５６をオン・オフすることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオン、オフ駆動する。すなわち、充電用スイッチング素子５４をオン状態として且つ放電用スイッチング素子５６をオフ状態とすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートにレギュレータ５２の電圧を印加し、パワースイッチング素子Ｓｗをオンする。また、充電用スイッチング素子５４をオフ状態として且つ放電用スイッチング素子５６をオン状態とすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの電荷を放電させ、パワースイッチング素子Ｓｗをオフする。
【００３６】
なお、駆動部７０は、センス端子ＳＴの出力する電流に基づいて、パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流の検出値を取得する。そして、この検出値に基づき、パワースイッチング素子Ｓｗに流れる電流が過度に大きくなる場合、操作信号ｇにかかわらず、パワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフ状態とする。
【００３７】
＜スイッチング速度の切替処理＞
次に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング速度の切替処理について説明する。
【００３８】
本実施形態では、トランス１０の出力電圧（２次側コイル１０ａの出力電圧）に基づき、パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度を切り替える。このため、先の図１に示すように、トランス１０の出力電圧の可変設定機能を有する。
【００３９】
すなわち、上記抵抗体２６には、スイッチング素子３０および抵抗体２８が並列接続されている。ここで、スイッチング素子３０がオフ状態である場合には、１次側コイル１０ｃの電圧が抵抗体２４および抵抗体２６によって分圧されるのに対し、スイッチング素子３０がオン状態である場合には、１次側コイル１０ｃの電圧が抵抗体２６，２８および抵抗体２４によって分圧される。このため、分圧値は、スイッチング素子３０がオン状態とされる場合の方が低くなる。すなわち、電圧制御部１８によって認識される電圧は、スイッチング素子３０がオン状態とされる場合の方が低くなる。このため、電圧制御部１８では、スイッチング素子３０がオン状態とされる場合の方が、トランス１０の出力電圧を高い側に制御するようになる。このように、スイッチング素子３０のオン・オフは、電圧制御部１８の目標電圧を可変とする処理と等価となっている。
【００４０】
一方、先の図２に示すように、ドライブＩＣ５０は、２次側コイル１０ａの出力電圧が閾値電圧以上であるか否かを判断するための判断手段（コンパレータ７２）を備えている。コンパレータ７２の一方の入力端子（ここでは、非反転入力端子）には、１次側コイル１０ａの出力電圧が印加され、他方の入力端子（ここでは、反転入力端子）には、基準電源７４の電圧が印加されている。なお、基準電源７４は、１次側コイル１０ａの電圧を降圧して基準電圧を生成するものであるため、コンパレータ７２の非反転入力端子には、実際には、２次側コイル１０ａの出力電圧を分圧した電圧が印加されている。
【００４１】
２次側コイル１０ａの出力電圧と閾値電圧との比較結果（コンパレータ７２の出力電圧）は、速度切替部６０に入力され、速度切替部６０では、入力信号に基づき、スイッチング状態の切替速度を切り替える。詳しくは、速度切替部６０は、互いに抵抗値の相違する一対の抵抗体６１，６２を備え、上記比較結果に応じて抵抗体６１，６２のいずれかがゲート抵抗として、ゲートの電荷の充電のための電気経路や放電のための電気経路として利用される。このため、抵抗体６１，６２のうち抵抗値が大きい方を用いるなら、ゲートの電圧の変化速度が低下し、ひいてはパワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度が低下する。これに対し、抵抗体６１，６２のうち抵抗値が小さい方を用いるなら、ゲートの電圧の変化速度が上昇し、ひいてはパワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度が上昇する。
【００４２】
上記スイッチング状態の切替速度の切替は、パワースイッチング素子Ｓｗの温度に応じて行われる。これは、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が低いほどパワースイッチング素子Ｓｗの耐圧が低くなることに鑑みたものである。すなわち、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が低い場合、これに印加される電圧を低下させるべく、スイッチング状態の切替速度を低下させることでサージノイズの抑制を図る。ちなみに、パワースイッチング素子Ｓｗの温度の検出値は、その付近に感温ダイオード等の温度検出手段の検出値や、パワースイッチング素子Ｓｗを冷却する冷却水の温度を検出する手段の検出値とすればよい。
【００４３】
図３に、本実施形態にかかるスイッチング状態の切替速度の切替処理を例示する。詳しくは、図３（ａ）に、パワースイッチング素子Ｓｗの温度の推移を示し、図３（ｂ）に、スイッチング素子３０の状態の推移を示し、図３（ｃ）に、トランス１０の出力電圧の推移を示し、図３（ｅ）に、パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度（スイッチング速度）を示す。
【００４４】
図示されるように、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が閾値温度（図中、１点鎖線）以上となると、スイッチング素子３０がオフ状態とされる。これにより、トランス１０の出力電圧が低下し、閾値（図中、１点鎖線）以下となることで、パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度を上昇させる。
【００４５】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４６】
（１）パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度を、トランス１０の出力電圧に応じて可変設定した。これにより、ドライブユニットＤＵの電源を構成するためのトランス１０を利用して１次側から２次側へとスイッチング状態の切替速度を可変とするための入力信号を伝達することができ、ひいては絶縁手段を新たに追加することを回避することができる。
【００４７】
（２）パワースイッチング素子Ｓｗの温度情報に基づき、トランス１０の出力電圧を可変制御すべくスイッチング素子１６の時比率を操作した。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗに耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失を極力低減することができる。
【００４８】
（３）トランス１０の出力電圧を２値的に可変設定することで、スイッチング状態の切替速度を２値的に可変設定した。これにより、スイッチング状態の切替速度の切替処理を簡素な構成にて実現することができる。
【００４９】
（４）トランス１０の出力電圧を規定電圧に制御するレギュレータ５２を備えた。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに印加される電圧を高精度に制御することができる。また、本実施形態では、センス端子ＳＴの出力電流に基づきパワースイッチング素子Ｓｗの電流を検出したが、この電流の検出結果は、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに印加される電圧に依存する。このため、電流の検出精度は、ゲート印加電圧の制御精度に依存することとなる。この点、本実施形態では、レギュレータ５２によってゲートに印加される電圧が制御されるため、電流の検出精度を高精度に維持することができる。
【００５０】
（５）レギュレータ５２として、トランス１０の出力電圧を降圧するものを採用し、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高い場合、出力電圧を低下させた。これにより、ドライブユニットＤＵの温度が上昇しやすい状況を緩和することができる。すなわち、レギュレータ５２がトランスの出力電圧を降圧するものである場合、トランス１０の出力電圧が高いほど、レギュレータ５２の発熱量が多くなる傾向がある。一方、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高い場合には、パワースイッチング素子ＳｗからドライブユニットＤＵへと熱エネルギが流入し、ドライブユニットＤＵの温度が上昇しやすくなる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高い場合には、レギュレータ５２の発熱量を低減させ、ドライブユニットＤＵ（ドライブＩＣ５０）内の発熱量を低減させることが望ましい。
【００５１】
（６）トランス１０によって、フライバック型のコンバータを構成した。この場合、２次側コイル１０ａの電流を平滑化する手段を１次側コイル１０ｂによって構成することが可能となる。このため、回路の部品点数を低減することができる。
【００５２】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５３】
本実施形態では、スイッチング状態の切替速度の可変手段を、ゲートコンデンサの可変手段として構成する。
【００５４】
図４に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、図４において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５５】
図示されるように、速度切替部６０は、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートおよびエミッタ間に、コンデンサ６３と、スイッチング素子６４およびコンデンサ６５の並列接続体を備えて構成されている。このため、スイッチング素子６４がオンである場合の方がオフである場合よりも、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートおよびエミッタ間の静電容量が大きくなる。したがって、スイッチング素子６４をオンすることで、ゲートの電圧の変化速度を低下させることができる。
【００５６】
なお、充電用スイッチング素子５４および放電用スイッチング素子５６の接続点とパワースイッチング素子Ｓｗのゲートとの間には、ゲート抵抗８０が接続されている。
【００５７】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果を得ることができる。
【００５８】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５９】
本実施形態では、スイッチング状態の切替速度の可変手段を、ゲートの印加電圧の可変手段として構成する。
【００６０】
図５に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、図５において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６１】
図示されるように、本実施形態では、出力電圧を可変設定可能なレギュレータ５２ａを備えている。レギュレータ５２ａは、トランス１０の出力電圧と閾値電圧との大小に応じて出力電圧を可変とするものである。レギュレータ５２ａの出力電圧が変更されると、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの充電速度が変化するため、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態からオン状態へと切り替える切替速度を切り替えることができる。
【００６２】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果を得ることができる。
【００６３】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６４】
本実施形態では、インバータの入力電圧に応じてスイッチング状態の切替速度を可変設定する。
【００６５】
図６に、本実施形態にかかるスイッチング速度の切替処理を例示する。ここで、図６（ａ）は、インバータの入力電圧の推移を示し、図６（ｂ）〜図６（ｄ）は、先の図３（ｂ）〜図３（ｄ）に対応している。
【００６６】
図示されるように、インバータの入力電圧が規定電圧（図中、１点鎖線）以上となると、先の図１に示したスイッチング素子３０がオフ状態とされる。これにより、トランス１０の出力電圧が低下し、閾値（図中、１点鎖線）以下となることでスイッチング速度が低速に切り替えられる。これにより、スイッチング状態の切り替えに伴うサージ電圧を低下させることができるため、インバータ入力電圧とサージ電圧との和に応じた量であるパワースイッチング素子の印加電圧を抑制することができる。
【００６７】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）、（６）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６８】
（７）インバータの入力電圧情報に基づき、トランスの出力電圧を可変制御すべくスイッチング素子３０を操作した。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗに耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失を極力低減することができる。
【００６９】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７０】
本実施形態では、インバータに接続されるモータジェネレータの相電流の振幅に応じてスイッチング状態の切替速度を可変設定する。
【００７１】
図７に、本実施形態にかかるスイッチング速度の切替処理を例示する。ここで、図７（ａ）は、相電流の振幅の推移を示し、図７（ｂ）、図７（ｃ）は、先の図３（ｂ）、図３（ｃ）に対応している。また、図７（ｄ）は、オフ状態からオン状態への切替速度の推移を示し、図７（ｅ）は、オン状態からオフ状態への切替速度の推移を示す。
【００７２】
図示されるように、相電流の振幅が閾値（図中、１点鎖線）以上となると、スイッチング素子３０がオフ状態に切り替えられる。これにより、トランス１０の出力電圧が低下し、閾値（図中、１点鎖線）以下となることで、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態への切替速度を上昇させ、またオフ状態への切替速度を低下させる。これは、パワースイッチング素子Ｓｗをオン状態に切り替える際に生じるサージは、パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流が大きくなるにつれて小さくなる一方、オフ状態に切り替える際に生じるサージは、パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流が大きくなるにつれて大きくなることに鑑みたものである。
【００７３】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）、（６）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７４】
（８）パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流情報に基づき、トランス１０の出力電圧を可変制御した。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗに耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失を極力低減することができる。
【００７５】
（９）レギュレータ５２として、トランス１０の出力電圧を降圧するものを採用し、パワースイッチング素子Ｓｗの相電流の振幅が高い場合、出力電圧を低下させた。これにより、ドライブユニットＤＵの温度が上昇しやすい状況を緩和することができる。すなわち、レギュレータ５２がトランスの出力電圧を降圧するものである場合、トランス１０の出力電圧が高いほど、レギュレータ５２の発熱量が多くなる傾向がある。一方、パワースイッチング素子Ｓｗの相電流の振幅が大きい場合には、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高いため、パワースイッチング素子ＳｗからドライブユニットＤＵへと熱エネルギが流入し、ドライブユニットＤＵの温度が上昇しやすくなる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高い場合には、レギュレータ５２の発熱量を低減させ、ドライブユニットＤＵ（ドライブＩＣ５０）内の発熱量を低減させることが望ましい。
【００７６】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７７】
本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗの温度や、相電流の振幅、インバータＩＶの入力電圧に応じて、スイッチング状態の切替速度をアナログ的に変更する。
【００７８】
図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７９】
図示されるように、本実施形態では、１次側コイル１０ｃの電圧を、抵抗体２４および抵抗体２６ａによって分圧し、この分圧値を、１次側コイル１０ｃの電圧検出値として電圧制御部１８に入力する。そして、抵抗体２６ａの抵抗値を、パワースイッチング素子Ｓｗの温度や、相電流の振幅、インバータＩＶの入力電圧に応じてアナログ的に変更する。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高いほど、抵抗体２６ａの抵抗値を大きくすることで、トランス１０の出力電圧を低下させる。また、パワースイッチング素子Ｓｗの相電流の振幅が大きいほど、抵抗体２６ａの抵抗値を大きくすることで、トランス１０の出力電圧を低下させる。さらに、インバータＩＶの入力電圧が低いほど、抵抗体２６ａの抵抗値を大きくすることで、トランス１０の出力電圧を低下させる。
【００８０】
図９に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、図９において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８１】
図示されるように、本実施形態にかかる速度切替部６０は、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの充電経路および放電経路の抵抗値をアナログ的に変更する手段である。速度切替部６０には、２次側コイル１０ａの電圧が印加されており、これに応じて抵抗値を変更する。詳しくは、トランス１０の出力電圧が小さいほど、抵抗値を小さくする。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗの温度が高いほど、パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度が上昇する。また、パワースイッチング素子Ｓｗの相電流の振幅が大きいほど、スイッチング状態のオン状態への切替速度が上昇し、オフ状態への切替速度が低下する。さらに、インバータＩＶの入力電圧が低いほど、パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度が上昇する。
【００８２】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）〜（６）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００８３】
（９）トランス１０の出力電圧のアナログ的な変化に応じてスイッチング状態の切替速度をアナログ的に可変とした。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗに耐圧を超える電圧が印加されることを回避しつつも、スイッチング状態の切替に伴う電力損失をいっそう低減することができる。
【００８４】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８５】
・上記第１の実施形態に対する第４の実施形態の変更点によって、第２，３の実施形態を変更してもよい。
【００８６】
・上記第１の実施形態に対する第５の実施形態の変更点によって、第２，３の実施形態を変更してもよい。ただし、第３の実施形態を変更する場合には、ゲートをエミッタよりも高電位となる部材に接続する手段に加えて、ゲートをエミッタよりも低電位に接続する手段を備え、エミッタよりも低電位となる電位を２次側コイル１０ａの電圧に応じて変更する。
【００８７】
・上記第１の実施形態に対する第６の実施形態の変更点によって、第２，３の実施形態を変更してもよい。例えば第３の実施形態を変更する場合、レギュレータ５２ａに、入力電圧に応じて出力電圧をアナログ的に調節する機能を有するものを用いればよい。
【００８８】
・上記第５の実施形態では、電流の振幅に応じてスイッチング状態の切替速度を可変設定したがこれに限らず、例えば、都度のオン期間における電流値を、可変設定に際して更に加味してもよい。これは、例えば、モータジェネレータを力率１で制御して且つ、三角波比較ＰＷＭ制御によって操作信号ｇを生成し、操作信号ｇのパルス幅から相電流の位相を推定することで行うことができる。
【００８９】
・上記第４の実施形態において、インバータＩＶの入力電圧が規定電圧以上となる場合に、トランス１０の出力電圧を上昇させてもよい。もっとも、上記第１の実施形態においてパワースイッチング素子Ｓｗの温度が上昇する場合にトランス１０の出力電圧を上昇させたり、上記第５の実施形態において相電流の振幅が大きくなる場合にトランス１０の出力電圧を上昇させても、上記（１）、（３）、（６）等の効果を得ることはできる。
【００９０】
・上記第６の実施形態において、スイッチング状態の切替速度を切り替えるためのパラメータを、パワースイッチング素子Ｓｗの温度、相電流の振幅およびインバータＩＶの入力電圧のうちの１つまたは２つとしてもよい。
【００９１】
・パワースイッチング素子Ｓｗのゲートとレギュレータ５２との間の電気経路の抵抗値を可変とする手段としては、互いに抵抗値の相違する複数の線形素子としての抵抗体を備えるものに限らない。例えば、特開２００９−５５６５４号公報に見られるように、バイポーラトランジスタのコレクタおよびエミッタ間の抵抗値をベース電流によって可変とするものであってもよい。
【００９２】
・２次側コイル１０ａの出力電圧を段階的に可変とする手段としては、上記第１の実施形態等に例示したように、１段階に可変とするものに限らず、多段階に可変とするものであってもよい。
【００９３】
・パワースイッチング素子Ｓｗのスイッチング状態の切替速度を可変とする手段としては、オン状態への切替およびオフ状態への切替の双方を可変とするものに限らず、いずれか一方のみを可変とするものであってもよい。
【００９４】
・トランス１０としては、フライバック式のコンバータを構成するものに限らない。例えばフォワード型のコンバータを構成するものであってもよい。この場合、各々の２次側コイルにこれを流れる電流を平滑化するチョークコイルを設けることが望ましい。
【００９５】
・２次側コイル１０ａの出力電圧を可変とする処理としては、電圧制御部１８の制御量（電圧）の検出値を変化させるものに限らない。例えば電圧制御部１８内部における制御量の目標値を変化させるものであってもよい。
【００９６】
・２次側コイル１０ａの出力電圧を検出する手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば２次側コイル１０ａのいずれか１つの電圧を検出して且つ検出結果を低電圧システムに伝達させる手段であってもよい。
【００９７】
・２次側コイル１０ａの出力電圧を可変とする処理としては、フィードバック制御手段にも限らず、開ループ制御を行うものであってもよい。
【００９８】
・レギュレータ５２およびゲート間の電気経路を開閉する開閉手段としては、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、例えば、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ等の任意の電界効果トランジスタであってもよい。
【００９９】
・車載主機に電力を供給する電力変換回路としては、インバータに限らず、高電圧バッテリの電圧を昇圧してインバータに出力するコンバータを備えてもよい。この場合、コンバータを構成するパワースイッチング素子の駆動装置に本発明を適用することもできる。
【０１００】
・パワースイッチング素子としては、インバータを構成するものに限らず、例えば車載高電圧バッテリの電圧を降圧して補機バッテリに供給するＤＣＤＣコンバータを構成するものであってもよい。
【０１０１】
・パワースイッチング素子としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【０１０２】
・パワースイッチング素子としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えばセンス端子ＳＴを備えないＩＧＢＴでもよい。また、ＩＧＢＴに限らず、パワーＭＯＳ電解効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。
【符号の説明】
【０１０３】
１０…トランス、１０ａ…２次側コイル、１０ｂ…１次側コイル、６０…速度切替部、Ｓｗ…パワースイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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