(57)【要約】【課題】温度が急激に上昇した場合であっても、負荷を安定に駆動できるスイッチング制御回路を提供する。【解決手段】スイッチング制御回路は、入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成すべく、駆動信号のデューティ比に応じて入力電圧が入力電極に印加されたトランジスタをオンオフする駆動回路と、出力電圧に応じた帰還電圧及び基準電圧に基づいて、帰還電圧のレベルが基準電圧のレベルと一致するように駆動信号のデューティ比を変化させるとともに、温度の上昇に応じて出力電圧が低下するように駆動信号のデューティ比を変化させて、駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、を備える。【選択図】図１
2011114984.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成すべく、駆動信号のデューティ比に応じて前記入力電圧が入力電極に印加されたトランジスタをオンオフする駆動回路と、  
前記出力電圧に応じた帰還電圧及び基準電圧に基づいて、前記帰還電圧のレベルが前記基準電圧のレベルと一致するように前記駆動信号のデューティ比を変化させるとともに、温度の上昇に応じて前記出力電圧が低下するように前記駆動信号のデューティ比を変化させて、前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング制御回路。
【請求項２】
入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成すべく、駆動信号のデューティ比に応じて前記入力電圧が入力電極に印加されたトランジスタをオンオフする駆動回路と、
前記出力電圧に応じた帰還電圧及び基準電圧に基づいて、前記帰還電圧のレベルが前記基準電圧のレベルと一致するように前記駆動信号のデューティ比を変化させて前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、を備え、
前記駆動信号生成回路は、
前記帰還電圧と前記基準電圧との誤差に応じた誤差電圧を生成する誤差増幅回路と、
直流レベルを中心に所定周期で発振する三角波状の発振信号を出力するとともに、温度の変化に応じて前記直流レベルを変化させる発振信号出力回路と、
前記誤差電圧と前記発振信号との大小関係に基づいて、前記帰還電圧のレベルが前記基準電圧のレベルと一致するようなデューティ比の前記駆動信号を出力する駆動信号出力回路と、
を含むことを特徴とするスイッチング制御回路。
【請求項３】
請求項２に記載のスイッチング制御回路は、
前記発振信号出力回路は、
直流レベルを中心に前記所定周期で発振する三角波状の出力信号を生成する発振回路と、
温度に応じた電圧レベルの温度電圧を生成する温度電圧生成回路と、
温度の上昇に応じて前記出力電圧が低下するように、前記出力信号の電圧レベルと前記温度電圧の電圧レベルとを加算し、加算結果を前記発振信号として出力する加算回路と、
を含むことを特徴とするスイッチング制御回路。
【請求項４】
請求項３に記載のスイッチング制御回路は、
前記トランジスタに流れる電流を検出し、検出結果に応じた検出電圧を出力する電流検出回路を更に備え、
前記加算回路は、
温度の上昇または、前記トランジスタに流れる電流の増加に応じて前記出力電圧が低下するように、前記出力信号と前記温度電圧と前記検出電圧とを加算し、加算結果を前記発振信号として出力すること、
を特徴とするスイッチング制御回路。
【請求項５】
第１入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成すべく、第１駆動信号のデューティ比に応じて前記第１入力電圧が入力電極に印加された第１トランジスタをオンオフする第１駆動回路と、前記出力電圧に応じた第１帰還電圧及び第１基準電圧に基づいて、前記第１帰還電圧のレベルが前記第１基準電圧のレベルと一致するように前記第１駆動信号のデューティ比を変化させるとともに、温度の上昇に応じて前記出力電圧が低下するように前記第１駆動信号のデューティ比を変化させて、前記第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成回路と、を含む第１スイッチング電源回路と、
第２入力電圧から前記出力電圧を生成すべく、第２駆動信号のデューティ比に応じて前記第２入力電圧が入力電極に印加された第２トランジスタをオンオフする第２駆動回路と、前記出力電圧に応じた第２帰還電圧及び第２基準電圧に基づいて、前記第２帰還電圧のレベルが前記第２基準電圧のレベルと一致するように前記第２駆動信号のデューティ比を変化させるとともに、温度の上昇に応じて前記出力電圧が低下するように前記第２駆動信号のデューティ比を変化させて、前記第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成回路と、を含む第２スイッチング電源回路と、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項６】
第１入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成すべく、第１駆動信号のデューティ比に応じて前記第１入力電圧が入力電極に印加された第１トランジスタをオンオフする第１駆動回路と、前記出力電圧に応じた第１帰還電圧及び第１基準電圧に基づいて、前記第１帰還電圧のレベルが前記第１基準電圧のレベルと一致するように前記第１駆動信号のデューティ比を変化させて前記第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成回路と、を含む第１スイッチング電源回路と、
第２入力電圧から前記出力電圧を生成すべく、第２駆動信号のデューティ比に応じて前記第２入力電圧が入力電極に印加された第２トランジスタをオンオフする第２駆動回路と、前記出力電圧に応じた第２帰還電圧及び第２基準電圧に基づいて、前記第２帰還電圧のレベルが前記第２基準電圧のレベルと一致するように前記第２駆動信号のデューティ比を変化させて前記第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成回路と、を含む第２スイッチング電源回路と、を備え、
前記第１駆動信号生成回路は、
前記第１帰還電圧と前記第１基準電圧との差に応じてコンデンサを充放電する第１誤差増幅回路と、
直流レベルを中心に所定周期で発振する三角波状の第１発振信号を出力するとともに、温度の変化に応じて前記直流レベルを変化させる第１発振信号出力回路と、
前記コンデンサの充電電圧と前記第１発振信号との大小関係に基づいて、前記第１帰還電圧のレベルが前記第１基準電圧のレベルと一致するようなデューティ比の前記第１駆動信号を出力する第１駆動信号出力回路と、
を含み、
前記第２駆動信号生成回路は、
前記第２帰還電圧と前記第２基準電圧との差に応じて前記コンデンサを充放電する第２誤差増幅回路と、
直流レベルを中心に所定周期で発振する三角波状の第２発振信号を出力するとともに、温度の変化に応じて前記直流レベルを変化させる第２発振信号出力回路と、
前記コンデンサの充電電圧と前記第２発振信号との大小関係に基づいて、前記第２帰還電圧のレベルが前記第２基準電圧のレベルと一致するようなデューティ比の前記第２駆動信号を出力する第２駆動信号出力回路と、
を含むこと、
を特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング制御回路、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源ＩＣ等の集積回路には、一般に電源ＩＣが熱により破壊されることを防ぐための過熱保護回路が設けられている。過熱保護回路は、例えば、電源ＩＣが所定の温度になると電源ＩＣのスイッチング動作を停止させる。これにより、過熱保護回路は、電源ＩＣの更なる発熱を抑制し、電源ＩＣが熱により破壊されることを防ぐことができる（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−１０８２４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、電源ＩＣから負荷に供給される出力電流が過渡的に増加した場合、電源ＩＣの温度も出力電流の増加に応じて急激に上昇する。そして、電源ＩＣの温度が所定の温度となると過熱保護回路が動作し、出力電流の供給は停止される。一般に、電源ＩＣの周辺温度が高い場合に出力電流が急激に増加すると、電源ＩＣが所定の温度を越える可能性も高くなる。このため、出力電流の生成が停止される回数も増加し、電源ＩＣが負荷を安定に駆動することは難しいという問題がある。
【０００５】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、温度が急激に上昇した場合であっても、負荷を安定に駆動できるスイッチング制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の一つの側面に係るスイッチング制御回路は、入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成すべく、駆動信号のデューティ比に応じて前記入力電圧が入力電極に印加されたトランジスタをオンオフする駆動回路と、前記出力電圧に応じた帰還電圧及び基準電圧に基づいて、前記帰還電圧のレベルが前記基準電圧のレベルと一致するように前記駆動信号のデューティ比を変化させるとともに、温度の上昇に応じて前記出力電圧が低下するように前記駆動信号のデューティ比を変化させて、前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、を備える。
【発明の効果】
【０００７】
温度が急激に上昇した場合であっても、負荷を安定に駆動できるスイッチング制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の一実施形態であるスイッチング電源回路１０の構成を示す図である。
【図２】スイッチング電源回路１０の動作を説明するための図である。
【図３】温度が変化した際のスイッチング電源回路１０の動作を説明するための図である。
【図４】スイッチング電源回路１２の構成を示す図である。
【図５】負荷１１の状態が変動した際のスイッチング電源１０，１２の動作を説明するための図である。
【図６】過熱保護回路５１が動作した際のスイッチング電源１２における主要な信号の波形を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態であるスイッチング電源回路１５の構成を示す図である。
【図８】スイッチング電源回路１５の動作を説明するための図である。
【図９】温度が変化した際のスイッチング電源回路１５の動作を説明するための図である。
【図１０】本発明の一実施形態である電源装置１００，１５０の構成を示す図である。
【図１１】電源装置１００の動作を説明するための図である。
【図１２】電源装置１５０の動作を説明するための図である。
【図１３】本発明の一実施形態である電源装置２００，２５０の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
【００１０】
＝＝スイッチング電源回路の第１の実施形態＝＝
図１は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源回路１０の構成を示す図である。スイッチング電源回路１０は、例えば、入力電圧Ｖｉｎ１から所望の出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成する回路であり、電源ＩＣ２０、インダクタ３０、コンデンサ３１，３２、抵抗３３〜３５を含んで構成されている。
【００１１】
負荷１１は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）等の集積回路であり、出力電圧Ｖｏｕｔ１を電源電圧として動作する。なお、負荷１１に流れる負荷電流をＩＬ１とする。
【００１２】
電源ＩＣ２０（スイッチング制御回路）は、基準電圧回路４０、誤差増幅回路４１、発振回路４２、温度検出回路４３、加算回路４４、コンパレータ４５、クロック生成回路４６、Ｄフリップフロップ４７、駆動回路５０、過熱保護回路５１、ＮＭＯＳトランジスタ５５、及びＰＭＯＳトランジスタ５６を含んで構成される。また、電源ＩＣ２０は、端子ＩＮ、端子ＳＷ、端子ＲＣ、端子ＦＢを備える集積回路である。そして、電源ＩＣ２０は、端子ＦＢに印加される電圧Ｖｆｂ１が所定レベルとなるようにＮＭＯＳトランジスタ５５、ＰＭＯＳトランジスタ５６をスイッチングし、目的レベルの出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成する。なお、基準電圧回路４０、誤差増幅回路４１、発振回路４２、温度検出回路４３、加算回路４４、コンパレータ４５、クロック生成回路４６、Ｄフリップフロップ４７は、駆動信号生成回路に相当する。また、発振回路４２、温度検出回路４３、加算回路４４は、発振信号出力回路に相当する。コンパレータ４５、クロック生成回路４６、Ｄフリップフロップ４７は、駆動信号出力回路に相当する。
【００１３】
基準電圧回路４０は、例えばバンドギャップ電圧など、温度に依存しない所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成する回路である。  
誤差増幅回路４１は、端子ＦＢに印加される帰還電圧Ｖｆｂ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を増幅する回路である。また、誤差増幅回路４１の出力とグランドＧＮＤとの間には、端子ＲＣを介して、位相補償用のコンデンサ３２及び抵抗３５が接続されている。なお、誤差増幅回路４１の出力と端子ＲＣとが接続されたノードの電圧を、電圧Ｖｅ１とする。  
発振回路４２は、所定周期の鋸歯状の発振信号Ｖｏｓｃ１を出力する。
【００１４】
温度検出回路４３（温度電圧生成回路）は、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１に応じて電圧レベルが変化する温度電圧Ｖｔ１を出力する。なお、温度Ｔｘ１は、電源ＩＣ２０の各回路で生じる発熱と、電源ＩＣ２０の周辺の環境温度Ｔａとの和で定まる。また、本実施形態では、温度が高くなると、温度電圧Ｖｔ１のレベルは高くなるように温度検出回路４３が設計されている。  
加算回路４４は、発振信号Ｖｏｓｃ１の電圧レベルと、温度電圧Ｖｔ１の電圧レベルとを加算する。また、加算回路４４は、加算結果を電圧Ｖｓ１として出力する。
【００１５】
コンパレータ４５は、電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｓ１とを比較し、ＰＷＭ信号Ｖｐ１を出力する。なお、ここでは、電圧Ｖｅ１がコンパレータ４５の非反転入力端子に印加され、電圧Ｖｓ１がコンパレータ４５の反転入力端子に印加されている。このため、電圧Ｖｓ１のレベルが電圧Ｖｅ１のレベルより低くなるとＰＷＭ信号Ｖｐ１はＨレベルとなり、電圧Ｖｓ１のレベルが電圧Ｖｅ１のレベルより高くなるとＰＷＭ信号Ｖｐ１はＬレベルとなる。また、以下本実施形態では、ＰＷＭ信号Ｖｐ１の一周期においてＨレベルの占める期間を、ＰＷＭ信号Ｖｐ１のデューティ比とする。  
クロック生成回路４６は、発振信号Ｖｏｓｃ１が立下りから立ち上がりに変化するタイミングで、Ｈレベルとなるクロック信号Ｖｃｋ１を出力する。
【００１６】
Ｄフリップフロップ４７は、コンパレータ３３からのＰＷＭ信号Ｖｐ１をクロック信号Ｖｃｋ１に同期させて、駆動信号Ｖｑ１を変化させる。ＰＷＭ信号Ｖｐ１がＨレベルの場合、クロック信号Ｖｃｋ１の立ち上がりと同時に駆動信号Ｖｑ１はＨレベルになり、ＰＷＭ信号Ｖｐ１がＬレベルの場合、Ｄフリップフロップ４７はリセットされ駆動信号Ｖｑ１はＬレベルとなる。
【００１７】
駆動回路５０は、駆動信号Ｖｑ１に基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ５５、ＰＭＯＳトランジスタ５６をスイッチングする。具体的には、駆動信号Ｖｑ１がＨレベルとなると、ＮＭＯＳトランジスタ５５をオフし、ＰＭＯＳトランジスタ５６をオンする。一方、駆動信号Ｖｑ１がＬレベルとなると、ＮＭＯＳトランジスタ５５をオンし、ＰＭＯＳトランジスタ５６をオフする。
【００１８】
過熱保護回路５１は、温度電圧Ｖｔ１に基づいて、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１が所定の温度Ｔｏとなると、駆動回路５０のスイッチングを停止させる。つまり、過熱保護回路５１は、温度Ｔｏとなると、駆動回路５０に、ＮＭＯＳトランジスタ５５及びＰＭＯＳトランジスタ５６をオフさせる。
【００１９】
ＮＭＯＳトランジスタ５５及びＰＭＯＳトランジスタ５６は、同期整流回路である。駆動回路５０がＮＭＯＳトランジスタ５５をオンし、ＰＭＯＳトランジスタ５６をオフすると、端子ＳＷの電圧は、ほぼグランドＧＮＤとなる。このため、コンデンサ３１は放電され出力電圧Ｖｏｕｔ１は低下する。一方、駆動回路５０がＮＭＯＳトランジスタ５５をオフし、ＰＭＯＳトランジスタ５６をオンすると、端子ＳＷの電圧は、ほぼ入力電圧Ｖｉｎとなる。このため、コンデンサ３１は充電され出力電圧Ｖｏｕｔ１は上昇する。ところで、電源ＩＣ２０では、他の一般的な電源ＩＣと同様に、負荷電流ＩＬ１となる電流を出力するＰＭＯＳトランジスタ５６の発熱が最も大きい。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン抵抗をＲｐとし、ＰＭＯＳトランジスタ５６の電流をＩｐ１すると、電源ＩＣ２０の発熱は、ＰＭＯＳトランジスタ５６で生じる発熱であるＲｐ×Ｉｐ１２に応じて変化する。なお、ＰＭＯＳトランジスタ５６のソース電極が入力電極に相当する。
【００２０】
インダクタ３０及びコンデンサ３１は、端子ＳＷの電圧Ｖｓｗの高周波成分を減衰するローパスフィルタを構成する。このため、コンデンサ３１には、直流レベルの出力電圧Ｖｏｕｔ１が生成される。
【００２１】
抵抗３３及び抵抗３４は、出力電圧Ｖｏｕｔ１を抵抗３３，３４の抵抗比で分圧した帰還電圧Ｖｆｂ１を生成する。
【００２２】
＝＝温度が一定の場合のスイッチング電源回路１０の動作＝＝
ここで、図２を参照しつつ、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１が一定の場合におけるスイッチング電源回路１０の動作の一例を説明する。なお、ここでは、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１が一定であることとするため、電圧Ｖｔ１と、電圧Ｖｓ１の直流レベルとは一定となる。この場合、電圧Ｖｓ１は発振信号Ｖｏｓｃ１と同様に変化する。また、スイッチング電源回路１０は、所望のレベルの出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成していることとする。
【００２３】
まず、時刻ｔ０において、電圧Ｖｅ１より電圧Ｖｓ１が低くなると、ＰＷＭ信号Ｖｐ１はＨレベルとなる。そして、発振信号Ｖｏｓｃ１の立ち上がる時刻ｔ１にクロック信号Ｖｃｋ１がＨレベルとなると、駆動信号Ｖｑ１はＨレベルとなる。このため、ＮＭＯＳトランジスタ５５はオフされ、ＰＭＯＳトランジスタ５６はオンされる。
【００２４】
つぎに、時刻ｔ２に電圧Ｖｓ１が電圧Ｖｅ１より高くなると、ＰＷＭ信号Ｖｐ１はＬレベルとなる。この結果、Ｄフリップフロップ５７はリセットされ、駆動信号Ｖｑ１もＬレベルとなる。したがって、ＮＭＯＳトランジスタ５５はオンし、ＰＭＯＳトランジスタ５６はオフする。また、時刻Ｔ３において電圧Ｖｓ１が電圧Ｖｅ１より低くなると、時刻ｔ０と同様に、ＰＷＭ信号Ｖｐ１がＨレベルとなる。時刻ｔ３以降、時刻ｔ０〜ｔ３までの動作が繰り返される。
【００２５】
ここで、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔ１が上昇した場合、帰還電圧Ｖｆｂ１も上昇する。帰還電圧Ｖｆｂ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなると、電圧Ｖｅ１は低下し、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比も低下する。したがって、上昇した出力電圧Ｖｏｕｔ１及び帰還電圧Ｖｆｂは低下する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔ１が低下した場合、帰還電圧Ｖｆｂ１も低下する。そして、帰還電圧Ｖｆｂ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さくなると、電圧Ｖｅ１は上昇し、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比も増加する。したがって、低下した出力電圧Ｖｏｕｔ１及び帰還電圧Ｖｆｂ１は上昇する。このように、帰還電圧Ｖｆｂ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致するようフィードバック制御され、電源ＩＣ２０は所望の電圧Ｖｏｕｔ１を生成し続ける。
【００２６】
＝＝温度変化が緩やかな場合のスイッチング電源回路１０の動作＝＝
電源ＩＣ２０の温度変化が緩やかな場合のスイッチング電源回路１０の動作の一例を説明する。なお、温度変化が緩やかとは、帰還電圧Ｖｆｂ１のフィードバックループのループ帯域の応答速度よりも、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１が十分遅く変化することをいう。また、スイッチング電源回路１０は、所望のレベルの出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成していることとする。なお、以下、帰還電圧Ｖｆｂ１のフィードバックループのループ帯域の応答速度は、単にスイッチング電源回路１０の応答速度と称する。
【００２７】
例えば、環境温度Ｔａが上昇すると、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１も上昇する。したがって、温度電圧Ｖｔ１は上昇し、電圧Ｖｓ１の直流レベルも上昇する。電圧Ｖｓ１の直流レベルが上昇すると、図３に例示したように、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比は低下する。駆動信号Ｖｑ１のデューティ比が低下すると、出力電圧Ｖｏｕｔ１は低下するため、帰還電圧Ｖｆｂ１も低下する。前述のように、帰還電圧Ｖｆｂ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致するようフィードバック制御されている。また、本実施形態では、スイッチング電源回路１０の応答速度が、環境温度Ｔａの変化よりも十分早くなるよう設計されている。このため、電圧Ｖｓ１の直流レベルが上昇して帰還電圧Ｖｆｂ１が低下すると、電源ＩＣ２０は、帰還電圧Ｖｆｂ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致するよう、直ちに電圧Ｖｅ１のレベルも増加させる。したがって、本実施形態では、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比は実質的には変化せず、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比は一定のままとなる。なお、環境温度Ｔａが低下した場合も同様である。このように、温度変化が緩やかな場合には、スイッチング電源ＩＣ１０は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成し続ける。
【００２８】
＝＝温度変化が急激な場合のスイッチング電源回路１０の動作＝＝
電源ＩＣ２０の温度変化が急激な場合のスイッチング電源回路１０の動作の一例を説明する。なお、温度変化が急激とは、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１が、スイッチング電源回路１０の応答速度に対し無視できない程度の速さで変化することをいう。
【００２９】
温度Ｔｘ１が急激に高くなると、図３に例示したように、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比は小さくなる。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間は短くなり、ＰＭＯＳトランジスタ５６から端子ＳＷへ供給される電流Ｉｐ１は小さくなる。前述のように、温度Ｔｘ１は電流Ｉｐ１に応じて変化するため、温度Ｔｘ１が急激に上昇すると、結果的に温度Ｔｘ１の上昇が抑制される。一方、温度Ｔｘ１が急激に低くなると、駆動信号Ｖｑ１のデューティ比は大きくなる。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間は長くなり、電流Ｉｐ１は大きくなる。つまり、温度Ｔｘ１が急激に低下すると、結果的に温度Ｔｘ１の低下が抑制される。このように、スイッチング電源回路１０は、温度Ｔｘ１が急激に変化した際に、温度Ｔｘ１の変化を妨げるよう動作する。
【００３０】
ここで、スイッチング電源回路１０の動作の詳細を、一般的なスイッチング電源回路の動作と比較しつつ説明する。なお、一般的なスイッチング電源回路は、例えば、図４に示すような電源ＩＣ２１を用いたスイッチング電源回路１２である。電源ＩＣ２１は、電源ＩＣ２０において加算回路４４を設けず、発振回路４２の発振信号Ｖｏｓｃ２をコンパレータ４６の反転入力端子に印加した構成である。電源ＩＣ２１において、電源ＩＣ２０とで同じ符号が付されたブロックは同じである。また、電源ＩＣ２１における各ノードの電圧等については、電源ＩＣ２０の各ノードの電圧等と同様の符号が付してある。電源ＩＣ２１では、加算回路４４等以外の構成は電源ＩＣ２０と同様であるため、電源ＩＣ２１の発振信号Ｖｏｓｃ２の直流レベルは温度変化によらず一定である。したがって、温度Ｔｘ１が一定の場合のスイッチング電源回路１０と同様に、スイッチング電源回路１２は、帰還電圧Ｖｆｂ２が基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように出力電圧Ｖｏｕｔ２を制御する。なお、ここでは、電源ＩＣ２１の温度をＴｘ２とする。
【００３１】
図５は、負荷１１が過渡的に変化した際の負荷電流等の変化の一例を示す図である。負荷１１が変化する前の時刻ｔ１０において、出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２は所望の電圧Ｖ１であることとする。さらに、負荷電流ＩＬ１，ＩＬ２は電流Ｉ１であり、温度Ｔｘ１，Ｔｘ２は温度Ｔ１であることとする。また、図５においては、時刻ｔ１０から時刻ｔ１１まで負荷１１が重くなり、その後、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２まで負荷１１が軽くなる。そして、時刻ｔ１２において負荷１１の状態が時刻ｔ１０の負荷１１の状態と同じとなるように変化する。本実施形態では、負荷１１の状態が変化する速度は、スイッチング電源回路１０，１２の応答速度よりも早いこととする。
【００３２】
まず、スイッチング電源回路１２の各波形について説明する。前述のように、負荷１１の状態はスイッチング電源回路１２の応答速度より速く変動するため、出力電圧Ｖｏｕｔ２は負荷１１が重くなるにつれて低下し、負荷１１が軽くなるにつれて上昇する。また、時刻ｔ１１において負荷１１が最も重い状態となるため、負荷電流ＩＬ２は、時刻ｔ１１で最大となる。スイッチング電源回路１２は、出力電圧Ｖｏｕｔ２が電圧Ｖ１から低下すると、出力電圧Ｖｏｕｔ２を上昇させるべく、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間を長くする。ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間は、出力電圧Ｖｏｕｔ２が電圧Ｖ１から低下する程長くなる。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６に流れる電流Ｉｐ２は、負荷電流ＩＬ２と同様に変化する。前述のように、電源ＩＣ２１の温度Ｔｘ２は電流Ｉｐ２に応じて変化するため、温度Ｔｘ２は時刻ｔ１１で最大となる。
【００３３】
つぎに、スイッチング電源１０の各波形について説明する。時刻ｔ１０となると、負荷１１の状態は重くなるため、出力電圧Ｖｏｕｔ１は減少し、負荷電流ＩＬ１は増加する。また、スイッチング電源回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔ１が電圧Ｖ１から低下すると、出力電圧Ｖｏｕｔ１を上昇させるべく、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間を長くする。このため、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ１は上昇する。温度Ｔｘ１が上昇すると、電源ＩＣ２０は、前述のように、温度Ｔｘ１の上昇を妨げるようにＮＭＯＳトランジスタ５５、ＰＭＯＳトランジスタ５６を制御する。つまり、電源ＩＣ２０は、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間が短くなるようＰＭＯＳトランジスタ５６を制御する。したがって、電源ＩＣ２０の信号Ｖｐのデューティ比は、電源ＩＣ２１の信号Ｖｐのデューティ比より小さくなる。この結果、負荷１１が変化した場合であっても、図５に示すように、温度Ｔｘ１は、温度Ｔｘ２よりも小さくなるとともに、出力電圧Ｖｏｕｔ１は、出力電圧Ｖｏｕｔ２より低下する。また、負荷電流ＩＬ１，ＩＬ２は、負荷１１に印加される出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２と、負荷１１の状態（実質的な負荷１１の抵抗値）とで定まる。このため、負荷電流ＩＬ１は負荷電流ＩＬ２よりも小さくなる。
【００３４】
ここで、例えば、図６に示すように、時刻ｔ１３に、温度Ｔｘ２が過熱保護回路５１の動作温度Ｔｏとなる場合について説明する。温度Ｔｘ２が動作温度Ｔｏとなると、電源ＩＣ２１はスイッチング動作を停止する。このため、出力電圧Ｖｏｕｔ２は、ほぼゼロとなり、負荷１１に供給される負荷電流ＩＬ２もほぼゼロとなる。スイッチング動作が停止されると、電源ＩＣ２１の温度Ｔｘ２は、環境温度Ｔａに近づくように変化する。一方、電源ＩＣ２０の温度Ｔｘ２は、温度Ｔｘ１よりも低いため、電源ＩＣ２０はスイッチング動作し続ける。このように、スイッチング電源回路１０は、負荷１１に変動があった場合、
例えば図５に示すように、負荷１１を駆動する能力（出力電圧、負荷電流）は、スイッチング電源回路１２よりも低い。しかしながら、図６に示すように、温度Ｔｘ１の変化を妨げるように動作し、温度Ｔｘ１は温度Ｔｘ２よりも低くなる。このため、スイッチング電源回路１０は、急激に負荷１１が変動した際に過電圧保護回路５１が動作する可能性を少なくできる。したがって、スイッチング電源回路１０は、一般的なスイッチング電源回路１２より安定に負荷１１を駆動することができる。
【００３５】
＝＝スイッチング電源回路の第２の実施形態＝＝
図７は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源回路１５の構成を示す図である。スイッチング電源回路１５は、例えば、入力電圧Ｖｉｎ３から所望の出力電圧Ｖｏｕｔ３を生成する回路であり、電源ＩＣ２５、インダクタ３０、コンデンサ３１，３２、抵抗３３〜３５を含んで構成されている。
【００３６】
電源ＩＣ２５（スイッチング制御回路）は、いわゆる電流モードの電源ＩＣであり、基準電圧回路４０、誤差増幅回路４１、発振回路４２、温度検出回路４３、コンパレータ４５、クロック生成回路４６、Ｄフリップフロップ４７、駆動回路５０、過熱保護回路５１、ＮＭＯＳトランジスタ５５、ＰＭＯＳトランジスタ５６、電流検出抵抗６０、増幅回路６１、及び加算回路６２を含んで構成される。なお、図７に示したスイッチング電源回路１５と、図１に示したスイッチング電源回路１０とで同じ符号の付されているブロックは同じである。また、電源ＩＣ２５における各ノードの電圧等については、電源ＩＣ２０の各ノードの電圧等と同様の符号が付してある。電源ＩＣ２０と、電源ＩＣ２５とを比較すると、電流検出抵抗６０、増幅回路６１、及び加算回路６２のみが異なるブロックであるため、ここでは、異なるブロックについて説明する。なお、電流検出抵抗６０、増幅回路６１は、電流検出回路に相当する。
【００３７】
電流検出抵抗６０は、ＰＭＯＳトランジスタ５６に流れる電流Ｉｐ３を検出する抵抗である。  
増幅回路６１は、電流検出抵抗６０の両端に生じる電圧を増幅し、電流Ｉｐ３の電流値に応じた電圧Ｖａｍｐ（検出電圧）を出力する。  
加算回路６２は、電圧Ｖａｍｐの電圧レベルと、発振信号Ｖｏｓｃ３の電圧レベルと、温度電圧Ｖｔ３の電圧レベルとを加算する。また、加算回路６２は、加算結果を電圧Ｖｓ３として出力する。
【００３８】
＝＝温度が一定の場合のスイッチング電源回路１５の動作＝＝
ここで、図８を参照しつつ、電源ＩＣ２５の温度Ｔｘ３が一定の場合におけるスイッチング電源回路１５の動作の一例を説明する。なお、ここでは、電源ＩＣ２５の温度Ｔｘ３が一定であることとするため、電圧Ｖｔ３と、電圧Ｖｓ３の直流レベルとは一定となる。また、スイッチング電源回路１５は、所望のレベルの出力電圧Ｖｏｕｔ３を生成していることとする。
【００３９】
まず、時刻ｔ２０より前では、電圧Ｖｅ３より電圧Ｖｓ３が低いため、ＰＷＭ信号Ｖｐ３はＨレベルである。そして、時刻ｔ２０にクロック信号Ｖｃｋ３がＨレベルとなると、駆動信号Ｖｑ３はＨレベルとなる。このため、ＮＭＯＳトランジスタ５５はオフされ、ＰＭＯＳトランジスタ５６はオンされる。ＰＭＯＳトランジスタ５６がオンされると、ＰＭＯＳトランジスタ５６の電流Ｉｐが流れるため、電圧Ｖａｍｐも増加する。このため、電圧Ｖｓ３のレベルも上昇する。
【００４０】
そして、時刻ｔ２１に電圧Ｖｓ３が電圧Ｖｅ３より高くなると、ＰＷＭ信号Ｖｐ３はＬレベルとなる。この結果、Ｄフリップフロップ５７はリセットされ、駆動信号Ｖｑ３もＬレベルとなる。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６はオフし、電流Ｉｐ３はゼロとなる。また、時刻ｔ２２にクロック信号Ｖｃｋ３がＨレベルとなると、時刻ｔ２０と同様に、ＰＷＭ信号Ｖｐ３がＨレベルとなる。時刻ｔ２２以降、時刻ｔ２０〜ｔ２２までの動作が繰り返される。
【００４１】
ここで、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔ３が上昇した場合、帰還電圧Ｖｆｂ３も上昇する。帰還電圧Ｖｆｂ３が基準電圧Ｖｒｅｆ３より大きくなると、電圧Ｖｅ３は低下し、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比も低下する。したがって、上昇した出力電圧Ｖｏｕｔ３及び帰還電圧Ｖｆｂ３は低下する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔ３が低下した場合、帰還電圧Ｖｆｂ３も低下する。そして、帰還電圧Ｖｆｂ３が基準電圧Ｖｒｅｆ３より小さくなると、電圧Ｖｅ３は上昇し、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比も増加する。したがって、低下した出力電圧Ｖｏｕｔ３及び帰還電圧Ｖｆｂ３は上昇する。このように、帰還電圧Ｖｆｂ３は、基準電圧Ｖｒｅｆ３に一致するようフィードバック制御される。したがって、スイッチング電源回路１５は所望の電圧Ｖｏｕｔ３を生成し続ける。
【００４２】
＝＝温度変化が緩やかな場合のスイッチング電源回路１５の動作＝＝
電源ＩＣ２５の温度変化が緩やかな場合のスイッチング電源回路１５の動作の一例を、図９を参照しつつ説明する。なお、ここでは、スイッチング電源回路１５の出力電圧Ｖｏｕｔ３は所望レベルに制御されていることとする。
【００４３】
例えば、環境温度Ｔａが上昇すると、電源ＩＣ２５の温度Ｔｘ３も上昇するため、温度電圧Ｖｔ３は上昇する。このため、電圧Ｖｓ３の直流レベルも上昇し、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比は低下する。駆動信号Ｖｑ３のデューティ比が低下すると、出力電圧Ｖｏｕｔ３は低下するため、帰還電圧Ｖｆｂ３も低下する。前述のように、帰還電圧Ｖｆｂ３は、基準電圧Ｖｒｅｆ３に一致するようフィードバック制御されている。本実施形態では、スイッチング電源回路１５の応答速度が、環境温度Ｔａの変化よりも十分早くなるよう設計されている。したがって、実際には電圧Ｖｓ３の直流レベルが上昇すると、電源ＩＣ２５は、帰還電圧Ｖｆｂ３が基準電圧Ｖｒｅｆ３に一致するよう直ちに電圧Ｖｅ３のレベルも増加させる。つまり、本実施形態では、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比は実質的には変化せず、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比は一定のままとなる。なお、環境温度Ｔａが低下した場合も同様である。このように、温度変化が緩やかな場合には、スイッチング電源ＩＣ１０は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ３を生成し続ける。
【００４４】
＝＝温度変化が急激な場合のスイッチング電源回路１５の動作＝＝
電源ＩＣ２５の温度変化が急激な場合のスイッチング電源回路１５の動作の一例を説明する。  
温度Ｔｘ３が急激に高くなると、図９に例示したように、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比は小さくなる。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間は短くなり、ＰＭＯＳトランジスタ５６から端子ＳＷへ供給される電流Ｉｐ３は小さくなる。電源ＩＣ２５の温度Ｔｘ３は、温度Ｔｘ１と同様に、電流Ｉｐ３に応じて変化する。したがって、温度Ｔｘ３が急激に上昇すると、温度Ｔｘ３の上昇が抑制される。一方、温度Ｔｘ３が急激に低くなると、駆動信号Ｖｑ３のデューティ比は大きくなる。このため、ＰＭＯＳトランジスタ５６のオン期間は長くなり電流Ｉｐ３は大きくなる。つまり、温度Ｔｘ３が急激に低下すると、温度Ｔｘ３の低下が抑制される。このように、スイッチング電源回路１５は、温度Ｔｘ３が急激に変化した際に、温度Ｔｘ３の変化を妨げるよう動作する。  
したがって、スイッチング電源回路１５では、一般的な電流モードの電源ＩＣを用いた一般的なスイッチング電源回路（不図示）と比較すると、急激な温度変化が生じにくい。  
このため、スイッチング電源回路１５は、急激に負荷１１が変動した際に過電圧保護回路５１が動作する可能性を少なくできるため、一般的なスイッチング電源回路より安定に負荷１１を駆動し続けることができる。
【００４５】
＝＝電源装置の第１の実施形態＝＝
図１０は、本発明の一実施形態である電源装置１００の構成を示す図である。電源装置１００は、所望の出力電圧を負荷１１に対して供給する装置であり、並列に接続された２つのスイッチング電源回路１０を含んで構成される。本実施形態では、２つのスイッチング電源回路１０を区別すべく、一方をスイッチング電源回路１０ａとし、他方をスイッチング電源回路１０ｂとする。なお、以下、符号の後に記載された“ａ”、“ｂ”は、同じブロックを区別するためのものである。
【００４６】
スイッチング電源１０ａは、電源ＩＣ２０ａ、インダクタ３０ａ、コンデンサ３１ａ，３２、抵抗３３ａ，３４ａ，３５を含んで構成される。電源ＩＣ２０ａは、前述のように、図１に示す電源ＩＣ２０と同じである。このため、特に図示しないが、電源ＩＣ２０aに含まれる各ブロックには、“ａ”が付されていることとする。
【００４７】
スイッチング電源１０ｂは、電源ＩＣ２０ｂ、インダクタ３０ｂ、コンデンサ３１ｂ，３２、抵抗３３ｂ，３４ｂ，３５を含んで構成される。電源ＩＣ２０ｂを構成する各ブロックにも、電源ＩＣ２０ａと同様に、“ｂ”が付されていることとする。なお、スイッチング電源回路１０ａ，１０ｂの夫々は、コンデンサ３２、抵抗３５を夫々で共有し、同じ負荷１１を駆動する。つまり、スイッチング電源１０ａ，１０ｂは並列運転する。
【００４８】
電源装置１００では、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂの夫々の端子ＲＣ（不図示）と、コンデンサ３２とが接続されるノードの電圧を電圧Ｖｅ１とし、スイッチング電源回路１０ａ，１０ｂの共通する出力電圧をＶｏｕｔ１とし、負荷１１の負荷電流をＩｏｕｔ１とする。このため、スイッチング電源回路１０ａからの負荷電流ＩＬ１ａと、スイッチング電源回路１０ａからの負荷電流ＩＬ１ｂとの和がＩｏｕｔ１となる。さらに、電源ＩＣ２０ａの温度をＴＡ１とし、電源ＩＣ２０ｂの温度をＴＡ２とする。
【００４９】
なお、上記以外のスイッチング電源回路１０ａ，１０ｂにおける各ノードの電圧等については、スイッチング電源回路１０の各ノードの電圧等と同様である。
【００５０】
＝＝電源装置１００の動作＝＝
ここで、温度ＴＡ１が温度ＴＡ２よりも高い場合の電源装置１００の動作について、図１を参照しつつ説明する。なお、温度ＴＡ１が温度ＴＡ２より高くなる状況は、例えば、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂの夫々の周辺温度が同じであるが、負荷電流ＩＬ１ａが負荷電流ＩＬ１ｂより大きい場合や、負荷電流ＩＬ１ａ，ＩＬ１ｂは同じであるが、電源ＩＣ２０ａの周辺温度が電源ＩＣ２０ｂの周辺温度より高い場合に生じる。また、周辺温度に差が生じる状況は、例えば、電源ＩＣ２０ａの直近に高温のＣＰＵ（不図示）等があり、電源ＩＣ２０ｂの周辺には特に発熱する回路等が無い場合等が考えられる。
【００５１】
温度ＴＡ１が温度ＴＡ２より高いため、図１１に示すように、電源ＩＣ２０ａにおける加算回路４４ａからの電圧Ｖｓ１ａの直流レベルは、電源ＩＣ２０ｂにおける加算回路４４ｂからの電圧Ｖｓ１ｂの直流レベルより高くなる。また、電圧Ｖｅ１は共通であるため、電源ＩＣ２０ａの駆動信号Ｖｑ１ａのデューティ比は、電源ＩＣ２０ｂの駆動信号Ｖｑ１ｂのデューティ比より小さくなる。この結果、負荷電流ＩＬ１ａは負荷電流ＩＬ１ｂより小さくなり、温度ＴＡ１は低下し温度ＴＡ２は上昇する。つまり、本実施形態の電源装置１００は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成しつつ、温度ＴＡ１と温度ＴＡ２との差が少なくなるよう動作する。
【００５２】
＝＝電源装置の第２の実施形態＝＝
本発明の一実施形態である電源装置１５０を、図１０を参照しつつ説明する。なお、電源装置１５０は、所望の出力電圧を負荷１１に対して供給する装置であり、並列に接続された２つのスイッチング電源回路１５を含んで構成される。本実施形態でも、２つのスイッチング電源回路１５を区別すべく、一方をスイッチング電源回路１５ａとし、他方をスイッチング電源回路１５ｂとする。電源装置１５０は、電源装置１００における電源ＩＣ２０ａ、２０ｂの代わりに電源ＩＣ２５ａ、２５ｂを用いた以外は電源装置１００と同じである。
【００５３】
スイッチング電源１５ａは、電源ＩＣ２５ａ、インダクタ３０ａ、コンデンサ３１ａ，３２、抵抗３３ａ，３４ａ，３５を含んで構成される。電源ＩＣ２５ａは、前述のように、図１に示す電源ＩＣ２５と同じである。スイッチング電源１５ｂは、電源ＩＣ２５ｂ、インダクタ３０ｂ、コンデンサ３１ｂ，３２、抵抗３３ｂ，３４ｂ，３５を含んで構成される。なお、スイッチング電源回路１５ａ，１５ｂの夫々は、コンデンサ３２、抵抗３５を夫々で共有し、同じ負荷１１を駆動する。つまり、スイッチング電源１５ａ，１５ｂは並列運転する。
【００５４】
電源装置１５０では、電源ＩＣ２５ａ，２５ｂの夫々の端子ＲＣ（不図示）と、コンデンサ３２とが接続されるノードの電圧を電圧Ｖｅ３とし、スイッチング電源回路１０ａ，１０ｂの共通する出力電圧をＶｏｕｔ３とし、負荷１１の負荷電流をＩｏｕｔ３とする。さらに、電源ＩＣ２５ａの温度をＴＢ１とし、電源ＩＣ２５ｂの温度をＴＢ２とする。
【００５５】
また、上記以外のスイッチング電源回路１５ａ，１５ｂにおける各ノードの電圧等については、スイッチング電源回路１５の各ノードの電圧等と同様である。
【００５６】
＝＝電源装置１５０の動作＝＝
ここで、温度ＴＢ１が温度ＴＢ２よりも高い場合の電源装置１５０の動作について、図７を参照しつつ説明する。  
温度ＴＢ１が温度ＴＢ２より高いため、図１２に示すように、電源ＩＣ２５ａにおける加算回路６２ａからの電圧Ｖｓ３ａの直流レベルは、電源ＩＣ２５ｂにおける加算回路６２ｂからの電圧Ｖｓ３ｂの直流レベルより高くなる。また、電圧Ｖｅ３は共通であるため、電源ＩＣ２５ａの駆動信号Ｖｑ３ａのデューティ比は、電源ＩＣ２５ｂの駆動信号Ｖｑ３ｂのデューティ比より小さくなる。この結果、負荷電流ＩＬ３ａは負荷電流ＩＬ３ｂより小さくなり、温度ＴＢ１は低下し温度ＴＢ２は上昇する。つまり、本実施形態の電源装置１５０は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ３を生成しつつ、温度ＴＢ１と温度ＴＢ２との差が少なくなるよう動作する。
【００５７】
＝＝電源装置の第３の実施形態＝＝
本発明の一実施形態である電源装置２００を、図１３を参照しつつ説明する。電源装置２００は、所望の出力電圧を負荷１１に対して供給する装置であり、並列に接続された２つのスイッチング電源回路１０を含んで構成される。なお、スイッチング電源回路１０ｃ，１０ｄは、コンデンサ３２、抵抗３５を夫々有している以外は、スイッチング電源回路１０ａ，１０ｂと同じである。
【００５８】
スイッチング電源１０ｃは、電源ＩＣ２０ａ、インダクタ３０ａ、コンデンサ３１ａ，３２ａ、抵抗３３ａ〜３５ａを含んで構成される。スイッチング電源１０ｄは、電源ＩＣ２０ｂ、インダクタ３０ｂ、コンデンサ３１ｂ，３２ｂ、抵抗３３ｂ〜３５ｂを含んで構成される。なお、スイッチング電源回路１０ｃ，１０ｄの共通する出力電圧をＶｏ１とし、負荷１１の負荷電流をＩｏ１とする。また、ここでは電源装置１００と同様に、電源ＩＣ２０ａの温度をＴＡ１とし、電源ＩＣ２０ｂの温度をＴＡ２とする。
【００５９】
＝＝電源装置２００の動作＝＝
ここで、例えば、初期状態として温度ＴＡ１，ＴＡ２がともに所定の温度であり、その後、温度ＴＡ１のみが上昇した場合の電源装置２００の動作について図１を参照しつつ説明する。
【００６０】
温度ＴＡ１が上昇すると、電源ＩＣ２０ａの加算回路４４ａからの電圧Ｖｓ１ａの直流レベルは上昇する。この結果、電源ＩＣ２０ａの駆動信号Ｖｑ１ａのデューティ比は小さくなり、出力電圧Ｖｏ１は低下する。出力電圧Ｖｏ１が低下すると、帰還電圧Ｖｆｂ１ａ，Ｖｆｂ１ｂはともに低下する。このため、電源ＩＣ２０ａ、２０ｂは、帰還電圧Ｖｆｂ１ａ，Ｖｆｂ１ｂの夫々が基準電圧Ｖｒｅｆ１ａ，Ｖｒｅｆ１ｂと一致するよう電圧Ｖｅ１ａ，Ｖｅ１ｂを上昇させる。
【００６１】
ここで、例えばスイッチング電源回路１０のように、温度Ｔｘ１が上昇したことによって低下した出力電圧Ｖｏｕｔ１を、スイッチング電源回路１０のみの制御で上昇させる場合、電源ＩＣ２０は、温度Ｔｘ１の変化の前後で同じデューティ比の駆動信号Ｖｑ１を出力する必要がある。しかしながら、電源装置２００では、温度ＴＡ１が上昇して出力電圧Ｖｏ１が低下すると、前述のように、電源ＩＣ２０ａのみならず、電源ＩＣ２０ｂも出力電圧Ｖｏ１が上昇するよう動作する。さらに、温度ＴＡ２は一定のため、電源ＩＣ２０ｂの加算回路４４ｂからの電圧Ｖｓ１ｂの直流レベルは変化しない。このため、電圧Ｖｅ１ｂが上昇すると、電源ＩＣ２０ｂの駆動信号Ｖｑ１ｂのデューティ比は温度ＴＡ１が上昇する前より大きくなる。したがって、温度ＴＡ１が上昇する前よりも小さいデューティ比の駆動信号Ｖｑ１ａが生成されている状態で、所望のレベルの出力電圧Ｖｏ１が生成されることとなる。
【００６２】
このように、温度ＴＡ１が上昇すると、駆動信号Ｖｑ１ａのデューティ比は温度ＴＡ１が上昇する前より小さくなり、駆動信号Ｖｑ１ｂのデューティ比は温度ＴＡ１が上昇する前より大きくなる。よって、本実施形態の電源装置２００は、所望の出力電圧Ｖｏ１を生成しつつ、温度ＴＡ１と温度ＴＡ２との差が少なくなるよう動作する。
【００６３】
＝＝電源装置の第４の実施形態＝＝
本発明の一実施形態である電源装置２５０を、図１３を参照しつつ説明する。電源装置２５０は、所望の出力電圧を負荷１１に対して供給する装置であり、並列に接続された２つのスイッチング電源回路１５を含んで構成される。電源装置２５０は、電源装置２００における電源ＩＣ２０ａ、２０ｂの代わりに電源ＩＣ２５ａ、２５ｂを用いた以外は電源装置２００と同じである。
【００６４】
また、電源ＩＣ２５ａ、２５ｂも、夫々の温度変化に対しては電源ＩＣ２０ａ，２０ｂと同様に動作する。このため、例えば、電源ＩＣ２５ａの温度のみが上昇した場合、電源装置２５０は、電源ＩＣ２５ａの温度と、電源ＩＣ２５ｂの温度との差が少なくなるよう動作する。
【００６５】
以上に説明した本実施形態の電源ＩＣ２０は、温度Ｔｘ１が急激に変化した際に、温度Ｔｘ１の変化を妨げるよう動作する。例えば、スイッチング電源回路１０において負荷１１が重くなった際にも温度Ｔｘの上昇は抑制される。このため、温度Ｔｘが過電圧保護回路５１の動作する温度Ｔｏとなる可能性は少なくなる。したがって、電源ＩＣ２０がスイッチング動作を停止する回数は少なくなるため、スイッチング電源回路１０は負荷１１を安定に駆動できる。
【００６６】
また、電源ＩＣ２０では、温度Ｔｘ１に応じて直流レベルの変化する電圧Ｖｓ１は、帰還電圧Ｖｆｂ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を生成する誤差増幅回路４１の電圧Ｖｅ１と比較される。電圧Ｖｅ１は、帰還電圧Ｖｆｂ１のフィードバックループのループ帯域の応答速度に応じて変化する。このため、温度Ｔｘ１の変化が緩やかで、電圧Ｖｓ１の直流レベルの変化が応答速度よりも十分遅い場合、スイッチング電源回路１０は温度Ｔｘ１の変化を妨げることは無い。したがって、例えば、環境温度Ｔａが徐々に高くなる場合には、温度Ｔｘ１は環境温度Ｔａに同様に高くなる。そして、温度Ｔｘ１が温度Ｔｏとなると過熱保護回路５１は動作する。このため、電源ＩＣ２０は、環境温度Ｔａ等が上昇し、熱により破壊される可能性が高くなる場合には、確実に過熱保護回路５１を動作させることができる。
【００６７】
また、電源ＩＣ２０では、温度Ｔｘ１に応じて直流レベルの変化する温度電圧Ｖｔ１と、発振信号Ｖｏｓｃ１の電圧レベルとを加算回路４４で加算している。このような構成とすることで、温度Ｔｘ１に応じて直流レベルの変化する電圧Ｖｓ１を生成している。
【００６８】
また、電源ＩＣ２５では、加算回路６２に、発振信号Ｖｏｓｃ３及び温度電圧Ｖｔ３の他に、ＰＭＯＳトランジスタ５６の電流Ｉｐ３に応じた電圧Ｖａｍｐが入力されている。このため、電源ＩＣ２５は、いわゆる電流モードの電源ＩＣとして動作する。また、電源ＩＣ２５は、温度Ｔｘ３の変化に対しては電源ＩＣ２０と同様に動作する。したがって、スイッチング電源回路１５は、スイッチング電源回路１０と同様に負荷１１を安定に駆動できる。
【００６９】
また、例えば、電源装置２００は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成しつつ、電源ＩＣ２０ａの温度ＴＡ１と電源ＩＣ２０ｂの温度ＴＡ２との差が少なくなるよう動作する。つまり、電源装置２００は、温度ＴＡ１と温度ＴＡ２とが平均化されるよう動作する。このため、電源ＩＣ２０ａ、２０ｂのうち、一方の温度の高い場合であっても、一方の動作が過熱保護回路５１によって停止される可能性は低くなる。よって、電源装置２００は、負荷１１を安定に駆動できる。
【００７０】
また、例えば、電源装置２００において、スイッチング電源回路１０ｃ，１０ｄの夫々は同じ構成である。しかしながら、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂや、外付け部品等の製造バラツキにより、スイッチング電源回路１０ｃ，１０ｄの夫々の応答速度は異なる。このため、スイッチング電源回路１０ｃの応答速度が、スイッチング電源回路１０ｄの応答速度より速い場合等がある。この様な場合には、例えば、温度ＴＡ１が上昇して出力電圧Ｖｏ１が低下しても、応答速度の速い電圧Ｖｅ１ａのみしか上昇しないことが起こりうる。したがって、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂの発熱が平均化されにくくなる。しかしながら、例えば、電源装置１００では、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂのＲＣ端子が共通である。このため、例えば、温度ＴＡ１が上昇すると、確実に駆動信号Ｖｑ１ａのデューティ比は温度ＴＡ１が上昇する前より小さくなり、駆動信号Ｖｑ１ｂのデューティ比は温度ＴＡ１が上昇する前より大きくなる。よって、電源装置１００は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成しつつ、より確実に温度ＴＡ１と温度ＴＡ２との差が少なくできる。
【００７１】
なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。
【００７２】
電源ＩＣ２０では、温度Ｔｘ１に応じて電圧Ｖｓ１の直流レベルが変化することとしたが、これに限られるものでは無い。例えば、電圧Ｖｅの直流レベルを温度に応じて変化させる可変抵抗回路（例えば、電圧Ｖｔ１に応じて分圧比が変化する回路）を設けても良い。そして、可変抵抗回路の出力をコンパレータ４５の非反転入力端子に印加し、例えば、発振信号Ｖｏｓｃ１をコンパレータ４５の反転入力端子に印加すると、電源ＩＣ２０と同様に、温度Ｔｘ１に応じて駆動信号Ｖｑ１のデューティ比を変化させることができる。
【００７３】
例えば、電源装置１００は、コンデンサ３２，抵抗３５を電源ＩＣ２０ａ，２０ｂで共有することとしたが、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂの夫々が有することとしても良い。その場合であっても、電源ＩＣ２０ａ，２０ｂの夫々のＲＣ端子が接続されていれば、電源装置１００と同様に動作する。
【００７４】
また、コンデンサ３２等の電源ＩＣ２０の位相補償用の外付け部品は、電源ＩＣ２０の中に設けられていても良い。
【００７５】
また、発振信号Ｖｏｓｃ１は鋸歯状波であるが、例えば、三角波や、逆鋸歯状波であっても良い。
【符号の説明】
【００７６】
１０，１２，１５  スイッチング電源回路
１１  負荷
２０，２１，２２  電源ＩＣ
３０  インダクタ
３１，３２  コンデンサ
３３〜３５  抵抗
４０  基準電圧回路
４１  誤差増幅回路
４２  発振回路
４３  温度検出回路
４４，６２  加算回路
４５  コンパレータ
４６  クロック生成回路
４７  Ｄフリップフロップ
５０  駆動回路
５１  過熱保護回路
６０  電流検出抵抗
６２  増幅回路
１００，１５０，２００，２５０  電源装置
【図１】
2011114984.tif 000003
【図２】
2011114984.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2011114984.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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