(57)【要約】【課題】コリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相算出に用いるフィルタの係数保持のために使用するメモリ量を削減するとともに、演算量を削減する。【解決手段】被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、ＦＩＲフィルタの出力信号と、微分フィルタの出力信号との比に基づいて、測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した前記測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、
前記振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、
前記ＦＩＲフィルタの出力信号と、前記微分フィルタの出力信号との比に基づいて、前記測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備えたことを特徴とするコリオリ流量計。
【請求項２】
被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した前記測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、
前記振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数以下の信号を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号と、前記微分フィルタの出力信号との比に基づいて、前記測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備えたことを特徴とするコリオリ流量計。
【請求項３】
被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した前記測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、
前記振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数以下の信号を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、
前記ＦＩＲフィルタの出力信号と、前記微分フィルタの出力信号との比に基づいて、前記測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備えたことを特徴とするコリオリ流量計。
【請求項４】
前記微分フィルタと並列に前記微分フィルタの遅れ時間と同じ遅れ時間を与える遅延器を備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のコリオリ流量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コリオリ流量計に係り、特に、測定チューブの振動変位の位相を算出する際のフィルタ処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
被測定流体が流れる測定チューブを、両端を支点として上下振動させたときに働くコリオリ力を利用して、測定チューブの上流の振動と下流の振動との位相差に基づいて被測定流体の質量流量を測定するコリオリ流量計が知られている。
【０００３】
コリオリ流量計では、測定チューブを固有周波数で振動させるため、測定チューブの振動周波数を測定することで、測定チューブ内を流れる被測定流体の密度も計測することができる。位相差を測定する際および振動周波数を測定する際には、サンプリングして取得した測定チューブの振動変位の位相の算出が行なわれる。
【０００４】
図４は、特許文献１に記載された従来のコリオリ流量計の構成を示すブロック図である。ここでは、特許文献１の記載事項を要約し、従来のコリオリ流量計の構成および動作について説明する。
【０００５】
図４において、センサ部ＳＮＳは、被測定流体を流す測定チューブ、測定チューブの両端を固定する支持部材、測定チューブを上下に機械振動させる加振器４、測定チューブの上流側の振動変位を検出する上流センサ５Ａ、測定チューブの下流側の振動変位を検出する下流センサ５Ｂ、支持部材の近傍に設けられた温度センサ６などにより構成されている。なお、ここでは、直管の測定チューブを想定しているが、Ｕ字管等の測定チューブを用いるようにしてもよい。
【０００６】
クロック信号発振器１７は測定チューブの振動とは関係なしに、所定のサンプリング周期を持つタイミング信号Ｔｃを生成する。一方、上流センサ５Ａの変位信号ＳＡは、トラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１８に出力され、タイミング信号Ｔｃにより変位信号ＳＡの各周期のＮ個の時点で順次サンプル／ホールドされる。
【０００７】
ホールドされた変位信号ＳＡはアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１９に出力され、ここで順次デジタル信号ＤＡ２に変換された後、デジタル形式で処理されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０に出力される。
【０００８】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０は、測定チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去して、デジタルフィルタの一種であるＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ２１Ａにデジタル信号ＤＡ３として出力する。
【０００９】
ＦＩＲフィルタ２１Ａは、入力信号から測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出し、入力信号と同相の出力信号ＤＡ４に変換する同相デジタルフィルタである。
【００１０】
また、デジタル信号ＤＡ３は、ＦＩＲフィルタ２１Ｂにも出力される。このＦＩＲフィルタ２１Ｂは、入力信号から測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出し、入力信号と９０°異なる位相の出力信号ＤＡ５に変換する異相デジタルフィルタである。
【００１１】
したがって、ＦＩＲフィルタ２１Ａの出力デジタル信号ＤＡ４と、ＦＩＲフィルタ２１Ｂの出力デジタル信号ＤＡ５との位相差は９０°となり、デジタル信号ＤＡ４をAsinθと表わすと、デジタル信号ＤＡ５はAcosθで表わすことができる。ＦＩＲフィルタ２１ＡとＦＩＲフィルタ２１Ｂとでヒルベルト変換器２１を構成する。
【００１２】
位相演算器２３は、デジタル信号ＤＡ４とデジタル信号ＤＡ５との比率を演算し、そのtan-1を演算して位相信号θＡ２を算出する。
【００１３】
上流センサ５Ａの変位信号ＳＡと同様に、下流センサ５Ｂの変位信号ＳＢは、トラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路２４に出力され、タイミング信号Ｔｃにより順次サンプル／ホールドされる。ホールドされた変位信号ＳＢはアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）２５に出力され、ここで順次デジタル信号ＤＢ２に変換された後、デジタル形式で処理されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６に出力される。
【００１４】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６は、測定チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去して、ＦＩＲフィルタ２７Ａにデジタル信号ＤＢ３として出力する。ＦＩＲフィルタ２７Ａは、入力信号から測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出し、入力信号と同相の出力信号ＤＢ４に変換する同相デジタルフィルタである。
【００１５】
また、デジタル信号ＤＢ３は、ＦＩＲフィルタ２７Ｂにも出力される。このＦＩＲフィルタ２７Ｂは、入力信号から測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出し、入力信号と９０°異なる位相の出力信号ＤＢ５に変換する異相デジタルフィルタである。
【００１６】
したがって、ＦＩＲフィルタ２７Ａの出力デジタル信号ＤＢ４と、ＦＩＲフィルタ２７Ｂの出力デジタル信号ＤＢ５との位相差は９０°となる。ＦＩＲフィルタ２７ＡとＦＩＲフィルタ２７Ｂとでヒルベルト変換器２７を構成する。
【００１７】
位相演算器２９は、デジタル信号ＤＢ４とデジタル信号ＤＢ５との比率を演算し、そのtan-1を演算して位相信号θＢ２を算出する。
【００１８】
位相差演算回路３０は位相演算器２３から順次出力される位相信号θＡ２と、位相演算器２９から順次出力される位相信号θＢ２との差を演算する。これを平均化回路３１が平均し、位相差信号θ２として出力する。この位相差信号θ２は被測定流体の質量流量に比例することとなる。
【００１９】
時間遅れ要素３２は位相演算器２３から出力される位相信号θＡ２をサンプル周期Ｔだけ遅らされて出力する。したがって、時刻ｔ０においては、１サンプル点手前の位相信号θＡ２´が周波数演算器３３に出力される。
【００２０】
周波数演算器３３はこれらの位相信号θＡ２とθＡ２´との差を２πＴで割算する演算を行ない、時点ｔ０における加振周波数ｆｃを求める。これを平均化回路３４で多数のサンプリング点で求めた加振周波数ｆｃの平均の加振周波数ｆｃ´として出力する。
【００２１】
また、励振回路３５には上流センサ５Ａの変位信号ＳＡが入力され、この変位信号ＳＡに対応する加振電圧を加振器４に出力し、加振器４を、例えば、正弦波状に駆動する。一方、温度センサ６からは、温度信号ＳＴ１がトラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路３７に出力される。タイミング信号Ｔｃによりホールドされた多数の温度信号は、アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）３８でデジタル信号に変換された後、平均化回路３９に出力され、ここで平均されて温度信号ＳＴ２として出力される。
【００２２】
密度演算器４０は、加振周波数ｆｃ´と温度信号ＳＴ２とを入力して被測定流体の密度の演算を演算する。なお、密度信号Ｄは、基準温度において被測定流体が測定チューブに充満している状態の共振周波数をｆＶ、測定チューブが空の状態の共振周波数をｆ０とし、Ｋ１、Ｋ２を定数とすると、
ｆＶ＝ｆｃ´＋Ｋ１・ＳＴ２
Ｄ＝Ｋ２（ｆ０２−ｆＶ２）／ｆＶ２
により求めることができる。
【００２３】
質量流量演算器４１は、密度信号Ｄ、加振周波数ｆｃ´、位相差信号θ２、温度信号ＳＴ２を入力して質量流量を演算する。なお、質量流量ＱＭは、ｆ（ＳＴ２）を温度の補正項、ｆ（Ｄ）を密度の補正項とすると、
ＱＭ＝ｆ（ＳＴ２）・ｆ（Ｄ）・tanθ２／ｆｃ´
により求めることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開平７−１８１０６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
図５は、従来のコリオリ流量計の構成のうち、測定チューブの振動変位の位相を算出し、被測定流体の密度を演算する機能に関する構成を抽出したブロック図である。図４において個別に示した時間遅れ要素３２、周波数演算器３３、平均化回路３４は、周波数算出部としてまとめている。
【００２６】
上述のように、測定チューブの上流側の振動変位の位相θＡ２を算出する際に用いるヒルベルト変換器２１は、ＦＩＲフィルタ２１ＡとＦＩＲフィルタ２１Ｂとを備えて構成されている。そして、ＦＩＲフィルタ２１Ａは、上流センサ５Ａの出力に基づく変位信号ＤＡ３から振動周波数付近の周波数を抽出する処理を行ない、ＦＩＲフィルタ２１Ｂは、上流センサ５Ａの出力に基づく変位信号ＤＡ３から振動周波数付近の周波数を抽出し、さらに、９０°位相を変位させる処理を行なう。
【００２７】
このように、ＦＩＲフィルタ２１ＡとＦＩＲフィルタ２１Ｂとは、並列に実行され、周波数を抽出する処理に多次数要することから同等の次数のデジタルフィルタで実現される。しかしながら、ＦＩＲフィルタ２１Ｂは、９０°位相を変位させる処理も行なうため、ＦＩＲフィルタ２１ＡとＦＩＲフィルタ２１Ｂの係数は異なることになる。
【００２８】
したがって、ＦＩＲフィルタ２１ＡおよびＦＩＲフィルタ２１Ｂの多次数の係数をそれぞれ記憶しておかなければならず、このためのメモリ容量が多く必要になる。さらに、多次数のデジタルフィルタによる演算量が多くなるという問題がある。
【００２９】
そこで、本発明は、コリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相算出に用いるフィルタの係数保持のために使用するメモリ量を削減するとともに、演算量を削減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
上記課題を解決するため、本発明の第１の態様であるコリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した前記測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、前記振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号と、前記微分フィルタの出力信号との比に基づいて、前記測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備えたことを特徴とする。
【００３１】
本発明では、重複して行なわれていた所定の周波数帯域を抽出する処理を１つのＦＩＲフィルタでまとめて行なってから、出力信号を分岐させ、一方の出力信号を、微分フィルタを通すことにより、９０°の位相差を持つ信号を生成するようにしている。これにより、多次数のデジタルフィルタによる演算量を削減するとともに、デジタルフィルタの係数保持のためのメモリ容量を削減することができる。
【００３２】
上記課題を解決するため、本発明の第２の態様であるコリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した前記測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、前記振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数以下の信号を抽出するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号と、前記微分フィルタの出力信号との比に基づいて、前記測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備えたことを特徴とする。
【００３３】
上記課題を解決するため、本発明の第３の態様であるコリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させ、サンプリングして取得した前記測定チューブの振動変位の位相を算出するコリオリ流量計であって、前記振動変位をサンプリングして得られたデジタル信号から所定の周波数以下の信号を抽出するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号の位相を９０°変位させる微分フィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号と、前記微分フィルタの出力信号との比に基づいて、前記測定チューブの振動変位の位相を算出する位相演算器とを備えたことを特徴とする。
【００３４】
いずれの態様においても前記微分フィルタと並列に前記微分フィルタの遅れ時間と同じ遅れ時間を与える遅延器を備えるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、コリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相算出に用いるフィルタの係数保持のために使用するメモリ量を削減するとともに、演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本実施形態に係るコリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相を算出し、被測定流体の密度を演算する機能に関する構成を抽出したブロック図である。
【図２】本実施形態に係るコリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相を算出し、被測定流体の密度を演算する機能に関する構成の別例を示すブロック図である。
【図３】本実施形態に係るコリオリ流量計において、被測定流体の密度を演算する機能および質量流量を演算する機能に関する構成を抽出したブロック図である。
【図４】従来のコリオリ流量計の構成を示すブロック図である。
【図５】従来のコリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相を算出し、被測定流体の密度を演算する機能に関する構成を抽出したブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るコリオリ流量計において、測定チューブの振動変位の位相を算出し、被測定流体の密度を演算する機能に関する構成を抽出したブロック図である。
【００３８】
なお、本図では、上流センサ５Ａの出力に基づく変位信号ＤＡ３について説明するが、下流センサ５Ｂの出力に基づく変位信号ＤＢ３に対しても同様の構成とすることができる。その他のブロックについては、図４に示した従来の構成と同様とする。また、図１において従来と同じ機能ブロックについては同じ符号を付している。
【００３９】
本実施形態では、上流センサ５Ａから得られる変位信号ＳＡをサンプリングし、ＬＰＦ２０を通した信号ＤＡ３に対し、入力信号から測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出するＦＩＲフィルタ２１Ａを実行する。すなわち、従来、ＦＩＲフィルタ２１ＡとＦＩＲフィルタ２１Ｂとで並列に重複して行なっていた特定の周波数帯域を抽出する処理は、ＦＩＲフィルタ２１Ａだけで行なうようにする。この結果、ＦＩＲフィルタ２１Ｂを省くことができ、ＦＩＲフィルタ２１Ｂの係数を記憶する必要がなくなる。
【００４０】
そして、ＦＩＲフィルタ２１Ａの出力信号ＤＡ４を分岐し、一方の出力信号ＤＡ４に対して、微分フィルタ１２２を実行して９０°位相の異なる出力信号ＤＡ５０を得るようにしている。一般に、微分フィルタ１２２は、特定の周波数帯域を抽出するＦＩＲフィルタ２１Ａよりも遙かに低次のデジタルフィルタで実現することができ、例えば、［ｎ，０，−ｎ］（ｎは０以外の数）という構成とすることができる。このとき、ｎ＝１とすると、微分フィルタ１２２についての係数保持が不要となる。
【００４１】
他方の出力信号ＤＡ４に対しては、微分フィルタ１２２と並行に、微分フィルタ１２２で生じる遅れと等しい遅れを、遅延器として機能する遅れ要素１２１で与えて、出力信号ＤＡ５０と同相の出力信号ＤＡ４０を得るようにする。ただし、遅れ要素１２１は、必ずしも用いなくてもよい。
【００４２】
そして、位相演算器２３が、得られた信号ＤＡ４０と信号ＤＡ５０を入力し、そのtan-1（ＤＡ４０/ＤＡ５０）を演算して位相信号θＡ２を算定する。そして、時間遅れ要素３２、周波数演算器３３、平均化回路３４で構成される周波数算出部により、周波数ｆｃ´が算出され、温度信号ＳＴ２とともに密度演算器４０に入力されて被測定流体の密度が演算される。
【００４３】
このように、本実施形態では、従来、重複して行なわれていた特定の周波数帯域を抽出する処理を、ＦＩＲフィルタ２１Ａでまとめて行なってから、出力信号を分岐させ、一方の出力信号を、微分フィルタ１２２を通すことにより、９０°の位相差を持つ信号を生成するようにしている。これにより、多次数のデジタルフィルタによる演算量を削減するとともに、デジタルフィルタの係数保持のためのメモリ容量を削減することができる。
【００４４】
次に、本実施形態の別例について図２のブロック図を参照して説明する。本図の例では、上流センサ５Ａから得られる変位信号ＳＡをサンプリングし、ＬＰＦ２０を通した信号ＤＡ３に対し、ＦＩＲフィルタ２１Ａを用いることなく、分岐させ、一方の信号ＤＡ３に対して、微分フィルタ１２２を実行して９０°位相の異なる出力信号ＤＡ５０を得るようにしている。
【００４５】
そして、他方の信号ＤＡ３に対しては、遅延器として機能する遅れ要素１２１を実行して、出力信号ＤＡ５０と同相の出力信号ＤＡ４０を得るようにする。ただし、遅れ要素１２１は、必ずしも用いなくてもよい。
【００４６】
本別例は、ＦＩＲフィルタ２１Ａを省くことにより、多次数のデジタルフィルタによる演算量を一層削減するとともに、デジタルフィルタの係数保持のためのメモリ容量を一層削減することができる。なお、本別例は、上流センサ５Ａからの変位信号ＳＡのＳ／Ｎ比が良好な場合に効果的に適用することができる。
【００４７】
次に、本実施形態における測定チューブの振動変位の位相算出を、被測定流体の密度演算に加え、被測定流体の質量流量の演算にも適用した例について図３のブロック図を参照して説明する。
【００４８】
本図において、上流センサ５Ａから得られる変位信号ＳＡに基づいて、測定チューブの上流側の振動変位の位相信号θＡ２を算定するブロック、および、位相信号θＡ２に基づいて周波数ｆｃ´が算出されるブロック、さらに、被測定流体の密度が算出されるブロックについては図１と同様である。
【００４９】
本図の例では、さらに、下流センサ５Ｂから得られる変位信号ＳＢをサンプリングし、ＬＰＦ２６を通した信号ＤＢ３に対し、入力信号から測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出するＦＩＲフィルタ２７Ａを実行する。これにより、ＦＩＲフィルタ２７Ｂを省くことができ、ＦＩＲフィルタ２７Ｂの係数を記憶する必要がなくなる。
【００５０】
そして、ＦＩＲフィルタ２７Ａの出力信号ＤＢ４を分岐し、一方の出力信号ＤＢ４に対して、微分フィルタ１２７を実行して９０°位相の異なる出力信号ＤＡ５０を得るようにしている。微分フィルタ１２７の構成は、微分フィルタ１２２と同様とすることができる。
【００５１】
他方の出力信号ＤＢ４に対しては、微分フィルタ１２７と並行に、微分フィルタ１２７で生じる遅れと等しい遅れを、遅延器として機能する遅れ要素１２６で与えて、出力信号ＤＢ５０と同相の出力信号ＤＢ４０を得るようにする。ただし、遅れ要素１２６は、必ずしも用いなくてもよい。
【００５２】
そして、位相演算器２９が、得られた信号ＤＢ４０と信号ＤＢ５０を入力し、そのtan-1（ＤＢ４０/ＤＢ５０）を演算して測定チューブの下流側の振動変位の位相信号θＢ２を算定する。
【００５３】
その後、従来と同様の手順にしたがって、位相差演算回路３０と平均化回路３１とから構成される位相差算出部が、位相演算器２３が算定したθＡ２と、位相演算器２９が算定したθＢ２とから、位相差信号θ２を算出して出力する。次いで、質量流量演算器４１が、密度信号Ｄ、周波数ｆｃ´、位相差信号θ２、温度信号ＳＴ２を入力して質量流量を演算する。
【００５４】
なお、本図の例では、位相差算出部は、位相演算器２３が算定したθＡ２と、位相演算器２９が算定したθＢ２とから、位相差信号θ２を算出するようにしているが、上流センサ５Ａから得られる変位信号ＳＡをサンプリングし、ＬＰＦ２０を通した信号ＤＡ３および下流センサ５Ｂから得られる変位信号ＳＢをサンプリングし、ＬＰＦ２６を通した信号ＤＢ３を入力して、位相差信号θ２を算出するようにしてもよい。あるいは、ＦＩＲフィルタ２１Ａ、ＦＩＲフィルタ２７Ａの出力信号を入力して、位相差信号θ２を算出するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００５５】
４…加振器、５Ａ…上流センサ、５Ｂ…下流センサ、６…温度センサ、１７…クロック信号発振器、１８…Ｔ＆Ｈ回路、１９…Ａ／Ｄ、２０…ＬＰＦ、２１…ヒルベルト変換器、２１Ａ…ＦＩＲフィルタ、２１Ｂ…ＦＩＲフィルタ、２３…位相演算器、２４…Ｔ＆Ｈ回路、２５…Ａ／Ｄ、２６…ＬＰＦ、２７…ヒルベルト変換器、２７Ａ…ＦＩＲフィルタ、２７Ｂ…ＦＩＲフィルタ、２９…位相演算器、３０…位相差演算回路、３１…平均化回路、３２…１サンプル時間遅れ要素、３３…周波数演算器、３４…平均化回路、３５…励振回路、３７…Ｔ＆Ｈ回路、３８…Ａ／Ｄ、３９…平均化回路、４０…密度演算器、４１…質量流量演算器、１２１…遅れ要素、１２２…微分フィルタ、１２６…遅れ要素、１２７…微分フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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