(57)【要約】 【課題】受信品質Ｃ／Ｎの支配因子を定量的に考慮しつつ、増幅部に使用する高周波増幅素子の飽和出力、利得及び雑音指数を立体的に適正化し、微弱電波放送の受信品質を大幅に向上できる地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニットを提供する。【解決手段】増幅部２の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成するとともに、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが２．０ｄＢ以下となり、増幅利得が１５ｄＢ以上２５ｄＢ以下となるように回路定数が調整された入力整合回路３を設ける。放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−２８ｄＢｍ以上となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、放送周波数帯域に含まれる受信レベル２８ｄＢｕＶ以上３５ｄＢｕＶ以下の弱電界デジタル放送の受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保する。【選択図】    図２
2011004194.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放送周波数帯域が４７０ＭＨｚ以上７１０ＭＨｚ以下の地上波デジタルテレビ放送のアンテナ信号を増幅し、その増幅信号を受信装置のフロントエンド側に入力するためのアンテナブースタユニットであって、
前記放送周波数帯域において、飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保され、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ又はＧａＡｓ−ＨＢＴを単位能動素子として使用する高周波増幅素子を備えた増幅部と、
前記高周波増幅素子に直流バイアス電圧を供給する直流バイアス供給回路と、
前記増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成するとともに、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが２．０ｄＢ以下となり、増幅利得が１５ｄＢ以上２５ｄＢ以下となるように回路定数が調整された入力整合回路と、
を有することを特徴とする地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項２】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記定義受信レベル範囲の全体又は範囲上限を含む一部において前記弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保されるように前記回路定数が調整されてなる請求項１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項３】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて少なくとも、受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保されるように前記回路定数が調整されてなる請求項１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項４】
前記高周波増幅素子は、飽和出力が１９ｄＢｍ以上２５ｄＢｍ以下に確保され、
前記入力整合回路は、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎが２５ｄＢ以上に確保されるように前記回路定数が調整されてなる請求項３記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項５】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、受信レベル２８ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保されるように前記回路定数が調整されてなる請求項３又は請求項４記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項６】
前記入力整合回路は、前記ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが１．０±０．５ｄＢとなり、増幅利得が１８ｄＢ以上２４ｄＢ以下となるように回路定数が調整されてなる請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項７】
前記入力整合回路は、前記増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成し、放送周波数帯域を包含する通過域を有したパッシブフィルタ回路に兼用されるとともに、該入力整合回路を省略したときの前記増幅部単体の入力インピーダンス特性において、前記放送周波数帯域の各周波数にて雑音指数ＮＦを最小化するスミスチャート上のインピーダンス点群を参照雑音最小化インピーダンス点とし、該入力整合回路を設けた場合の前記ブースタ入力端から見た前記増幅部の入力インピーダンス特性において、前記放送周波数帯域の各周波数にて雑音指数ＮＦが最小化するスミスチャート上のインピーダンス点群を実雑音最小化インピーダンス点としたとき、前記実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが、前記参照雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさより小さくなるように前記フィルタリング回路のリアクタンス素子の回路定数が設定されてなる請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項８】
前記入力整合回路は前記放送周波数帯域を包含する高域通過周波数帯を有した高域通過型フィルタ回路として構成され、
前記増幅部の出力側に直列挿入されるとともにブースタ出力端を形成し、前記放送周波数帯域を包含する低域通過周波数帯を有した低域通過型フィルタ回路として構成された出力回路が設けられている請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項９】
前記高周波増幅素子の接地端子が接地付加インピーダンスを介することなく接地直結される一方、前記入力整合回路をなす前記高域通過型フィルタ回路は、前記高周波増幅素子の前記入力端子につながる入力信号伝送経路上に設けられる直列キャパシタと、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる２つの並列インダクタとで構成されるπ形ＨＰＦを、実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが、前記参照雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさより小さくなるように調整するための雑音整合回路として併用するとともに、それら直列キャパシタ及び並列インダクタと協働する前記高域通過型フィルタ回路の補助素子として、前記入力信号伝送経路上に設けられる直列インダクタと、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる並列キャパシタとが設けられている請求項８記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１０】
前記高域通過型フィルタ回路には、有芯コイルにて構成される前記並列インダクタとは別に、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる空芯コイルからなる雷サージパルス吸収用コイルが前記ブースタ入力側雷サージ保護回路として設けられている請求項９記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１１】
前記増幅部は、前記高周波増幅素子の利得周波数特性の前記放送周波数帯域における利得変動が３ｄＢ以内となるように平坦化する帰還回路を、前記高周波増幅素子の出力端子と入力端子とをバイパスする形で外付け接続したものである請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１２】
前記高周波増幅素子が、エンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを能動素子とし、該ＨＥＭＴのゲートを前記入力端子に、ドレインを前記出力端子に、ソースを接地端子に振り分けた正極性単電源増幅素子として構成され、
前記直流バイアス供給回路は、前記高周波増幅素子の前記入力端子と前記出力端子との間に前記直流バイアス電圧を印加するものである請求項１１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１３】
前記増幅部と前記直流バイアス供給回路と前記入力整合回路とが実装搭載された回路基板と、
該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部とを備え、前記回路基板を収容するブースタハウジングと、を有し、
前記第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、前記第二コネクタ部は前記受信装置に前記増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成されてなる請求項１２記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１４】
前記帰還回路は、前記入力整合回路と前記高周波増幅素子の入力端子とを接続する入力信号伝送経路から分岐して、前記高周波増幅素子をバイパスする形で該高周波増幅素子の出力端側信号伝送経路につながる分布定数線路を形成する帰還伝送経路を有し、該帰還伝送経路上には、前記帰還回路の帰還率を決定する帰還率決定用直流抵抗と、前記実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが反射係数≦１／３となるように、その周波数変動を抑制する容量１．５ｐＦ以下の調整用キャパシタと、該帰還率の周波数変動を補償するインダクタンス１００ｎＨ以下の帰還率補償用インダクタとが設けられている請求項１１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１５】
前記帰還伝送経路から接地側に分岐する形で、前記放送周波数帯域の高域側における前記増幅部の増幅安定指数を向上させる安定化直流抵抗が、前記帰還率決定用直流抵抗に随伴して設けられている請求項１４記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１６】
前記増幅部の出力信号伝送経路から接地側に分岐する形で、前記増幅部の利得周波数特性において前記放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための高域利得抑制用キャパシタが設けられている請求項１４又は請求項１５に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１７】
前記増幅部の出力信号伝送経路上に、前記増幅部の利得周波数特性において前記放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための減衰用直流抵抗が設けられている請求項１６記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１８】
前記入力整合回路と、前記増幅部と、前記直流バイアス供給回路とが実装搭載された回路基板と、
該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部を有し、前記回路基板を収容するブースタハウジングとを有し、
前記第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、前記第二コネクタ部は前記受信装置に前記増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成され、
前記回路基板上には、前記増幅信号の出力と重畳させる形で前記同軸ケーブルの信号伝送用芯線を介して供給されるバイアス用直流電源入力を、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路から分岐する形で前記直流バイアス供給回路に供給するバイアス用電源ラインと、該バイアス用電源ライン上にて前記バイアス用直流電源入力から前記増幅信号をなす高周波信号を分離する電源分離フィルタ回路とが設けられ、
さらに、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路と前記バイアス用電源ラインとにまたがる形でブースタ出力側雷サージ保護回路が設けられている請求項１ないし請求項１７のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１９】
前記ブースタ出力側雷サージ保護回路は、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路から接地側に分岐する形で設けられ、前記信号伝送経路と接地との間に該信号伝送経路上の高周波増幅信号の接地側への漏洩は遮断し、かつ前記同軸ケーブルの信号伝送用芯線から前記ブースタ出力端側に印加される雷サージパルスの尖頭電圧を予め定められた電圧にクランプするサージ保護素子と、前記バイアス用電源ライン上に設けられ、前記サージ保護素子によりクランプされた雷サージパルスを平滑化するサージ平滑化用チョークコイルとを有する請求項１８記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項２０】
前記ブースタ出力端側の信号伝送経路上にて前記バイアス用電源ラインの分岐点と前記出力回路との間に、前記平滑化用チョークコイルによる前記雷サージパルスの平滑化により発生する直流成分が前記増幅部側へ逆流することを防止する直流カットキャパシタが挿入されている請求項１９記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニットに関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビ放送においてはＵＨＦ帯で地上波デジタル放送が開始され、現行のアナログ地上波放送は２０１１年７月をもって停波することがすでに決定されている。従来は、広域放送が主にＶＨＦ帯に割り当てられていた関係上、同一地域で受信可能なＵＨＦチャンネルの数はそれほど多くなかったのであるが、地上デジタル放送が開始されるようになってからは広域放送もＵＨＦ帯に組み込まれ、ＵＨＦ帯域の周波数使用状況は前例がないくらい過密化している。そして、それに伴い、隣接チャンネル波や同一チャンネル波による受信障害の問題が、特に小電力の地域放送チャンネルや遠方の微弱電波放送（以下、これらを総称して弱電界放送という）の受信時に深刻化している。
【０００３】
弱電界放送の受信品質Ｃ／Ｎ（搬送波信号対雑音比）を向上させるためには、アンテナ信号をブースタにより増幅してテレビ受像機に入力することが有効である（例えば、特許文献１）。他方、地上波デジタルテレビ放送では、直交周波数分割多重変調（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、中心周波数が互いに直交関係にある多数のサブキャリア（副搬送波）に情報を分散させて伝送するマルチキャリア伝送方式の一つであり、マルチパス歪の影響を低減できる利点がある。マルチキャリア変調信号のスペクトラムは、多数のサブキャリアの重ね合せスペクトラムとして表わされる。ＯＦＤＭ方式では、上記のごとく各サブキャリアが互いに直交関係にあるので原理的には他のサブキャリアに影響を与えないはずであるが、実際には３次相互変調歪の影響により受信障害の問題を発生する。そこで、特許文献２には、ブースタを構成する増幅部として、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを単位能動素子として有し、飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保され、かつ、受信対象となる地上波デジタルテレビ放送帯域を包含する４７０ＭＨｚ以上７７０ＭＨｚ以下の放送周波数帯域にて平坦な利得特性を有する広帯域増幅素子を採用することにより、この問題を解決する提案がなされている。
【０００４】
高受信電力時の歪みを防ぐために増幅部の飽和出力を高くすることは一見常套手段であるようにも見える。しかし、増幅部出力の飽和レベルを引き上げることで受信品質劣化が軽減されるのは、出力飽和に伴い歪んだ高受信電力チャンネル自身であって、それよりも受信レベルの低い弱電界放送の品質劣化を説明することができない。このような誤解を生じないためには、３次相互変調歪は、受信希望チャンネル波自体の歪みとして生ずるものではなく、これとは周波数の異なる強電界の別チャンネル波の歪みに由来して発生する一種の干渉波（妨害波）として位置付けられる点を理解する必要がある。
【０００５】
図３２に示すごとく、増幅部の入出力特性を見たとき、その非直線性により、入力信号に対して出力信号の波形が崩れることがある。具体的には、正弦波のゼロ点からピーク点の間のどこかの部分で非直線部分に引っかかってしまうと波形のひずみが生じ、特にプラス側マイナス側ともに尖頭部分がクリップして飽和している状態の歪みを３次歪みと称している。この歪んだ波形は、数学的にフーリエ変換すると容易に理解できる如く、高調波成分と呼ばれる基本波の逓倍周波数成分を含む。複数の異なった周波数の信号が通るブースタでは、それらの高調波成分と基本波成分の和ないし差の成分が発生し主信号に妨害を与える。例えば、増幅器に周波数の異なる２つの電波が入った場合、この和ないし差成分に由来した干渉波が、本来は出ないはずの周波数から出力され、その周波数帯に受信したい弱電界チャンネルが位置すると、該干渉波がノイズとなって受信品質を落とす結果につながるのである。
【０００６】
図３３は、１５ｃｈ及び１６ｃｈに放送波を受信した時、隣接する１４ｃｈと１７ｃｈに、本来は受信していない干渉波が発生しているイメージを表している。これを、３次相互変調歪と称するのであるが、その実体は、希望チャンネル波とは異なる別チャンネル波の非線形歪みに由来して発生する高調波妨害波のことであって、希望チャンネル波（ここでは、デジタル地域放送チャンネル波）自体の歪みを意味するものではない。つまり、３次相互変調歪は、「歪」と名前はついているものの、希望する受信波の信号波形を変形させるものではなく、その信号を埋没させる妨害波ノイズとして振る舞う点に注意する必要がある。
【０００７】
地上デジタル放送波はＯＦＤＭという約５６１７波もの電波を１チャンネルにまとめて送る方式を使用しているので、その放送波の中でも相互変調が発生し、連鎖反応的に電波を崩しあう状況が生じている。図３４は、地上波デジタルテレビ放送のあるチャンネルのマルチキャリア変調信号のスペクトラムを示すものである。各サブキャリアの基本周波数信号の重ね合わせ波形がチャンネル帯域に収まる形で生じているものの、該チャンネルに含まれる５６１７本のサブキャリアの任意ペアによる３次相互変調歪の重ね合わせ波形は、着目しているチャンネル帯域のみならず、隣接チャンネルの帯域にもはみ出しており、その受信品質に影響が及ぶことがわかる。特に、大電力送信の広域デジタル放送チャンネルに、小電力送信の地域放送チャンネルが隣接している場合、元から受信レベルが低い地域放送チャンネルのキャリア信号に、広域デジタル放送チャンネルの高レベルの３次相互変調歪成分が重なる結果、該地域放送チャンネルの映像品質劣化は非常に深刻となるのである。
【０００８】
アナログ放送の場合も、隣接チャンネル間で３次相互変調歪による干渉波の影響はもちろん生じ得るが、その影響は、映像のカラーバランスが若干悪化したり、ざらつきを生じたりする程度で、視聴が全く不能になるほど受信品質を悪化させるものではなかった。従って、３次相互変調歪（干渉波）の積極的な抑制は行なわないか、仮にその低減を図る場合も増幅部の利得を下げる形で対応が図られていた。その理由は、３次相互変調歪による干渉波は、その入力レベルが増加すれば出力レベルは２倍の比率で増加することが理論的に知られているためであり、もともと送信出力が大きいアナログ放送の場合は、増幅部利得調整だけで十分視聴できる程度の改善が図れたからである。
【０００９】
ところが、地上波デジタルテレビ放送においては３次相互変調歪干渉波による地域放送チャンネルのＣ／Ｎレベルの悪化は想像以上に大きく、上記のような増幅部利得制御では到底対応することができない。その理由は、映像情報がデジタルのビットデータで送られてくるため、アナログ映像と違って干渉波レベルが比較的低くとも受信品質Ｃ／Ｎがある限界値（具体的には２０ｄＢ）を下回ると映像状態がブロックノイズの増加により急激に悪化し、すぐに視聴不能になってしまうためである。従って、高受信電力時の３次相互変調歪干渉波が、テレビ映像の受信状態に視聴可否に直結してしまうほどの劇的な影響を有している点は、地上波デジタルテレビが普及するに伴い急浮上してきた特有の課題であり、その解決手段として増幅部の飽和出力を高くすることは、地上波デジタルテレビの分野では「常套手段」といえるほど広く認識されているわけではない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００７−３６６３１号公報
【特許文献２】特許第４２５７３６９号公報
【特許文献３】特開２００８−５４２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
そして、本発明者がさらに検討した結果、地域放送等の地上波デジタルテレビ放送の弱電界チャンネルの視聴障害にかかる問題は、増幅部の飽和出力を高くするだけでは依然十分には解決されえないことが判明した。例えば、テレビ放送用のブースタの場合、増幅部の利得が不十分であると、放送信号の増幅出力レベルが不足して受信品質Ｃ／Ｎを十分に確保できなくなることは想像に難くない。そこで、飽和出力の高い増幅部を採用した場合は、当然、その飽和出力の増分を見越して増幅部の利得を引き上げることで、受信品質Ｃ／Ｎは単純に向上するようにも考えられる。ところが、本発明者の検討結果によると、高周波増幅素子の雑音指数特性に増幅出力飽和に伴う前述の三次相互変調歪の影響が競合する結果、飽和出力、利得及び雑音指数は、適正化方向にそれぞれ単独で調整しても、小電力送信放送や遠方の微弱電波放送については必ずしも最良の受信状態が得られないことが判明したのである。
【００１２】
特に、ブースタ出力を家庭等で複数台の受信機に分配して使用する場合や、フェーディング（天候等による電波の減衰や周囲（山岳／建築物等）の多重反射に伴う受信レベルの変動・減衰）の影響が著しい場合には微弱電波放送を受信する際の視聴障害が発生しやすい。このような問題に適切に対応するには、ブースタの性能を支配する上記３つのパラメータの立体的な、かつ、受信品質Ｃ／Ｎを支配するさまざまな因子を考慮した理論的なベースに基づく調整が不可欠であるにもかかわらず、従来の地上波デジタルテレビ放送用のブースタユニットにおいては、増幅部の利得か飽和出力のどちらかにより経験的ないし対症療法的な対策が講じられるに留まり、受信品質Ｃ／Ｎの各支配因子を定量的に考慮したアプローチは全くなされていないのが現状である。
【００１３】
本発明の課題は、地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニットにおいて、受信品質Ｃ／Ｎの支配因子を定量的に考慮しつつ、増幅部に使用する高周波増幅素子の飽和出力、利得及び雑音指数を立体的に適正化し、ひいては、ブースタ出力を複数台の受信機に分配して使用する場合や、フェーディングが生じやすい受信環境においても、微弱電波放送の受信品質を大幅に向上できる地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニットを提供することにある。
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
【００１４】
本発明は、送周波数帯域が４７０ＭＨｚ以上７１０ＭＨｚ以下の地上波デジタルテレビ放送のアンテナ信号を増幅し、その増幅信号を受信装置のフロントエンド側に入力するためのアンテナブースタユニットにおいて、上記の課題を解決するために、
放送周波数帯域において、飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保され、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ又はＧａＡｓ−ＨＢＴを単位能動素子として使用する高周波増幅素子を備えた増幅部と、
高周波増幅素子に直流バイアス電圧を供給する直流バイアス供給回路と、
増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成するとともに、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが２．０ｄＢ以下となり、増幅利得が１５ｄＢ以上２５ｄＢ以下となるように回路定数が調整された入力整合回路と、
を有することを特徴とする。
【００１５】
増幅部の飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保されていることで、ブースタ出力の線形領域が拡大し、ＯＦＤＭ方式を採用する地上波デジタルテレビ放送の個々のチャンネルのマルチキャリア変調信号の増幅出力スペクトラムから、個々のチャンネル内に、もしくは隣接チャンネル帯域へはみ出す形で生ずる非線形歪（特に、３次相互変調歪）の影響を軽減することができ、小電力送信放送や遠方の微弱電波放送の受信品質の向上に寄与する。
【００１６】
他方、ブースタに組み込まれる増幅部は、アンテナからの受信信号とともに雑音も増幅する。従って、雑音指数の高い高周波増幅素子を使用すると、入力されるアンテナ信号に自己が発生する雑音を重畳しつつこれをともに増幅してしまうので、増幅素子自体の利得をむやみに高めても出力信号のＣ／Ｎを改善できることにはならない。地上波デジタルテレビ放送受信システムの場合、アンテナ信号は、受信装置で最終的に出力されるまでの間に、アンテナブースタと受信装置とを含む少なくとも２段以上のデバイスで増幅されることになる。こうした複数段の増幅システムでは、各デバイスの利得Ｇと雑音指数Ｆを、入力側に近いデバイスから順にそれぞれＧ１，Ｇ２，Ｇ３，‥、及びＦ１，Ｆ２，Ｆ３，‥で表したとき、トータルの雑音指数Ｆｔｏｔは、
Ｆｔｏｔ＝Ｆ１＋（Ｆ２−１）／Ｇ１
＋（Ｆ３−１）／Ｇ１・Ｇ２＋（Ｆ４−１）／Ｇ１・Ｇ２・Ｇ３＋‥  ‥（１）
にて表されることが知られており、初段のデバイスの利得Ｇ１が十分に大きければ、システム全体の雑音指数Ｆｔｏｔは初段のデバイスの雑音指数Ｆ１によりほとんど決まってしまうことがわかる。つまり、２段目以降のデバイスの利得や雑音指数をどんなに改善しても、初段デバイスの雑音指数Ｆ１が高ければ最終的な出力信号のＣ／Ｎは向上しない。
【００１７】
本発明の対象であるアンテナブースタは、地上波デジタルテレビ放送受信システムにおいて上記の初段のデバイスに該当するものであり、アンテナ信号に対する増幅利得も大きいから、その雑音指数レベルが結局は受信システム全体の雑音指数を決定することになる。そこで、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の高周波増幅素子を用いることにより、地上波デジタルテレビ放送の受信品質Ｃ／Ｎの向上に直接的に寄与する。上記のような飽和出力と雑音指数とを両立できる高周波増幅素子としては、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ又はＧａＡｓ−ＨＢＴを単位能動素子として使用するもの（これらの単位能動素子を集積化した、ＧａＡＳ ＭＭＩＣを概念として含む）を採用することが不可欠である。
【００１８】
そして、本発明者が鋭意検討したところ、過度に高利得で増幅されたアンテナ信号の場合、前述の非線形歪みの影響が顕著となり、雑音増幅の影響とあいまって受信品質Ｃ／Ｎをかえって低下させてしまうことが判明した。この傾向は、ブースタ出力を複数台の受信機に分配する場合や、天候あるいは山岳／建築物等の影響によりフェーディングが生じやすい環境において得に著しいこともわかった。
【００１９】
地上波デジタルテレビ放送受信システムにおいて受信品質Ｃ／Ｎを支配する主要因子は、図２８の（２）式のごとく、アンテナ受信出力Ｃ／Ｎ（Ｃ／ＮＲ）（出力信号レベル対雑音レベル比：特に、電波伝搬損失等による放送信号の減衰や（１）式の雑音指数Ｆｔｏｔの影響等が反映される）、増幅部非線形歪の等価Ｃ／Ｎ（Ｃ／ＩＭ）、アンテナ周囲の建造物や山岳等によるマルチパスの等価Ｃ／Ｎ（Ｃ／ＮＭＰ）、及び隣接チャンネル干渉（漏洩ノイズ）による等価Ｃ／Ｎ（Ｃ／ＮＮＩＦ）が存在する。そして、総合受信品質Ｃ／ＮＴ（本明細書にて、単に「受信品質Ｃ／Ｎ」と称する場合には、この総合受信品質Ｃ／ＮＴを意味するものとする）は、（２）式のごとく、これら各項の逆数和の逆数にて表されることが知られている。定性的には、図２８に模式的に示すように、底部に高さの異なる貫通パイプを装備した容器を考えれば、個々の貫通パイプの容器底からの突出高さが各因子によるＣ／Ｎ寄与を、容器の上縁（放送送信時のＣ／Ｎを表す）から貫通パイプの上部開口までの距離が、個々の因子によるＣ／Ｎ低下量を、そして、容器中に貯留可能な最大水位が最終的な受信品質Ｃ／Ｎをそれぞれ表わすものとして理解ができる。このとき、最終的な受信品質Ｃ／Ｎを支配するのは、Ｃ／Ｎ低下への関与が最も大きい因子であることもわかる。
【００２０】
参考までに、総合受信品質Ｃ／ＮＴの詳細を以下に掲げておく。
１／（Ｃ／ＮＴ）＝１／（Ｃ／ＮＲ）＋１／（Ｃ／ＮＩＭ）
＋１／（Ｃ／ＮＭＰ）＋１／（Ｃ／ＮＮＩＦ）‥（２）
(1)（Ｃ／ＮＲ）：アンテナ受信出力Ｃ／Ｎ
（Ｃ／ＮＲ）［真数］＝ＣＲ／ＮＲ 
ＣＲ［ｄＢ］＝Ｃｈ（アンテナ受信レベル）＋ＬＡ（挿入フィルタ減衰＋接続ケーブル損失）    
ＮＲ［真数：全受信雑音電力］
＝ＮＴ（総合雑音指数電力）＋ＮＭ（外来雑音電力＝都市雑音）
ＮＴ［真数］＝ｋ・Ｔ・Ｂｗ・ＮＦＴ
ＮＦＴ［真数：総合雑音指数（（１）式ではＦｔｏｔと表示）］
＝ＮＦＢ＋（ＬＣ−１）／ＧＢ＋［（ＮＦＲ−１）・ＬＣ］／ＧＢ
ＮＦＢ：増幅部のＮＦ［真数］
ＬＣ：増幅部−受信機間のケーブル損失＋屋内機器の分配損失［真数］
ＧＢ：増幅部の利得［真数］
ＮＦＲ：受信機のＮＦ［真数］
ＮＭ［真数］＝ｋ・Ｔ・Ｂｗ・Ｔｍ
ｋ：ボルツマン定数（１．３８×１０−２３［Ｊ／Ｋ］）
Ｔ：環境温度（３００Ｋ）
Ｂｗ：デジタル放送の各チャンネルの帯域幅  (５．６×１０６［Ｈｚ］)
Ｔｍ：周波数別の都市雑音温度［Ｋ］
【００２１】
(2)（Ｃ／ＮＩＭ）：増幅部非線形歪の等価Ｃ／Ｎ
（Ｃ／ＮＩＭ）［ｄＢ］
≒［対象デジタルチャンネル受信レベル（ｄＢｍ）］−［全受信電力（ｄＢｍ）＋ＩＭ３］  ‥（３）
ＩＭ３：３次相互変調歪［ｄＢ］
ＩＭ３≒
−｛（増幅素子定格出力［全電力］＋１０）−（全受信電力Ｐｉ）−増幅素子利得｝×２
【００２２】
(3)（Ｃ／ＮＭＰ）：マルチパスの等価Ｃ／Ｎ
（Ｃ／ＮＭＰ）［ｄＢ］≒マルチパスＤ／Ｕ＋２０  ［Ｄ：直接波レベル、Ｕ：反射波レベル］
(4)（Ｃ／ＮＮＩＦ）：隣接チャンネル干渉による等価Ｃ／Ｎ
（Ｃ／ＮＮＩＦ）［ｄＢ］
＝隣接チャンネル漏洩Ｃ／Ｎ≒ＳＫ（ｄＢ）−［隣接チャンネル間Ｄ／Ｕ（ｄＢ）］
ＳＫ：受信機チューナのチャンネル選択特性（特に、ＳＡＷフィルタの減衰特性）によって定まる定数  （４５〜６０［ｄＢ］）
隣接チャンネル間Ｄ／Ｕ［ｄＢ］
＝隣接チャンネル信号レベル［ＣＢ］−対象チャンネル信号レベル［ＣＡ］
【００２３】
前述のごとく、３次相互変調歪の寄与項は出力信号に対する高調波妨害ノイズの影響として現れるので、増幅部が出力する信号がどれだけ歪むかにより、具体的には、増幅部の飽和出力レベルと増幅率（つまり、利得）との相対関係によって、高調波的に発生する妨害ノイズのレベルが決まる。他方、増幅部の内部雑音が高ければ（つまり、雑音指数が高ければ）信号レベルに対するノイズマージンが減少し、総合品質（ＣＴ／ＮＴ）はますます小さくなる。そして、図２８のごとく、歪の寄与項（Ｃ／ＮIM））により全体の受信品質ＣＴ／ＮＴが支配される状態にあっては、受信品質ＣＴ／ＮＴは、増幅部の飽和出力、利得及び雑音指数の３変数による歪の寄与項（Ｃ１／Ｎ１）の最適化問題に帰着されることがわかる。
【００２４】
また、図２９に示すごとく、マルチパス寄与項（Ｃ１／Ｎ１）は、各チャンネル帯域内の受信信号レベルのリップルがマルチパスにより大きくなるほど急速に小さくなり、マルチパスの影響が大きい場合には、歪の寄与項（Ｃ１／Ｎ１）に対してその寄与が無視できなくなることがわかる。
【００２５】
図２１は、ＵＨＦ帯でのアナログテレビ放送が停波した後の、東京地区での地上波デジタルテレビ放送の受信環境（強電界広域デジタル放送の概略レベル分布を表す）を模式化した一例を示すものである。受信チャンネル波の総数は１０波であるが、このうち、３次相互変調歪による妨害高調波発生の主要因となる強電界デジタル放送チャンネル群（受信電波強度が１波当り７０ｄＢｕＶ以上：いわゆる広域放送チャンネル群）が８波あり、その妨害波の影響を受けて受信品質の確保に支障が生じやすい弱電界デジタルテレビ放送チャンネル群（受信電波強度が１波当り４８ｄＢｕＶ以下、特に４０ｄＢｕＶ以下：地域放送チャンネルや遠方の県外放送チャンネル）が２波となっている（微弱電界デジタル放送チャンネル群の波数は、実際には地域毎で異なっているが、説明を簡明にするために２波としている）。アンテナ受信出力の全電力は−２８ｄＢｍ以上となり、いわゆる中強電界デジタル放送受信環境が形成される。
【００２６】
本発明者は、上記の（２）式によりシミュレーションを行ない、これを擬似アナログ停波環境での実測値と比較した結果、次の知見を得て本発明を完成させるに至ったものである。すなわち、アナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態でアンテナ受信出力の全電力が−２８ｄＢｍ以上となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、放送周波数帯域に受信レベル２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルが含まれる場合、
（１）飽和出力を１５ｄＢｍ以上、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の増幅素子を用い、
（２）その増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成するとともに、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルを２．０ｄＢ以下とし、かつ、
（３）増幅利得を１５ｄＢ以上２５ｄＢ以下に設定する、
ことにより、強電界デジタル放送受信環境にて従来は正常な受信が非常に困難であった、上記弱電界デジタルテレビ放送チャンネルを良好な品質にて受信可能とする。つまり、ブロックノイズ等により急激に受信不能に陥る、限界Ｃ／Ｎ近傍での受信状態を余儀なくされることの多かった弱電界放送に対しても、飽和出力、雑音指数の適正化に加え、敢えて利得の上限値を適正化することにより、該限界Ｃ／Ｎに対する受信マージンを大幅に拡張することができる。その結果、ブースタ出力を複数台の受信機に分配する場合や、天候あるいは山岳／建築物等の影響によりフェーディングが生じやすい環境にあっても、弱電界放送を確実に高品質にて受像することが可能となる。
【００２７】
増幅部は雑音も同時に増幅するため、増幅部の雑音指数を２．０ｄＢ以下にとどめるためには、これによる高周波増幅素子の最小雑音指数が１．５ｄＢ以下であることが必要である。テレビ用のブースタには必ずアンテナとアンテナケーブル（同軸ケーブル）が接続されるので、ブースタ両端での信号反射が問題となるが、本発明においては、増幅部出力の雑音指数が、使用する高周波増幅素子固有の雑音指数からなるべく下がらないように、入力整合回路の回路定数を調整することが肝要である。
【００２８】
上記の知見から明らかになったことは、過度に高利得で増幅されたアンテナ信号の場合、前述の非線形歪みの影響が顕著となり、雑音増幅の影響とあいまって受信品質Ｃ／Ｎがかえって低下してしまうことである。この場合、必要な受信品質Ｃ／Ｎレベルが確保できなくなってしまう増幅利得の上限値は雑音指数レベルによって定まるが、本発明のごとく、２．０ｄＢ以下前後の雑音指数が達成されている場合も、ブースタ出力端にて最終的に得られる増幅利得は２５ｄＢを超えないようにすることが受信品質Ｃ／Ｎ確保の観点において望ましい。
【００２９】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下（特に４０ｄＢｕＶ以下）としたとき、上記本発明のアンテナブースタユニットは、入力整合回路の回路定数の調整により、放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、定義受信レベル範囲の全体又は範囲上限を含む一部において弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保できる。この場合、より望ましくは、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保すること、さらに望ましくは２８ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保することも十分に可能である。また、高周波増幅素子の飽和出力が１９ｄＢｍ以上２５ｄＢｍ以下に確保されていれば、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎを２５ｄＢ以上に確保することもできる。
【００３０】
入力整合回路は、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが１．０±０．５ｄＢとなり、増幅利得が１８ｄＢ以上２４ｄＢ以下となるように回路定数を調整することがより望ましい。これにより、アナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態でアンテナ受信出力の全電力が−２８ｄＢｍ以上となっている中強電界デジタル放送受信環境下において弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにつき、その受信品質Ｃ／Ｎ比の、受信限界値（２０ｄＢ）に対するマージンをさらに拡張することが可能となる。また、弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信レベルが３５ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下であれば、その受信品質Ｃ／Ｎは、受信限界となる２０ｄＢ対し７−１０ｄＢ以上の余裕度を確保できるようになる。
【００３１】
増幅部にて使用する高周波増幅素子の飽和出力が１５ｄＢｍ未満では、地上波デジタルテレビ放送帯域における弱電界放送チャンネルへの前述の非線形歪の影響を十分に軽減できなくなる。なお、高周波増幅素子の飽和出力の上限には特に制限はなく、例えば２５ｄＢｍ程度までは十分可能である。なお、飽和出力は、入力電力に対する出力電力の関係が電力利得で定まる直線性から、１ｄＢ圧縮されるときの出力電力Ｐ１ｄＢ（1dB Compressed Output Power）として定義することができる。
【００３２】
本発明の対象であるアンテナブースタは、地上波デジタルテレビ放送受信システムにおいて上記の初段のデバイスに該当するものであり、アンテナ信号に対する増幅利得も大きいから、その雑音指数レベルが結局は受信システム全体の雑音指数を決定することになる。従って、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の高周波増幅素子を用いることにより、地上波デジタルテレビ放送の受信品質Ｃ／Ｎの向上に直接的に寄与する。
【００３３】
ブースタ出力のＣ／Ｎを向上するには、雑音の増幅出力レベルは抑制されたほうが望ましい。つまり、雑音抑制つまり雑音指数の向上（低減）に関しては、ブースタ入力端のインピーダンス（７５Ω）を、ブースタに内蔵された増幅素子の最大電力整合インピーダンス（Ｓ１１の共約複素インピーダンス）から少し離れた最小雑音指数を与える最適電源インピーダンス（参照雑音最小化インピーダンス：Γopt’）に近づけること、すなわち、インピーダンス上の利得最大化点（電力整合：参照利得最大化インピーダンス点Ｇａmax’）から敢えて所定量オフセットさせ、ゲインを最大点からある程度低下させることを許容しつつも、雑音の最適化を図ること（いわゆる雑音整合）の方が、受信系全体の雑音レベルを最小化し、総合的なＣ／Ｎは向上できることを意味する。前述の（１）式から類推されるごとく、この雑音指数向上のための対策は、雑音増幅される前の入力側で行なうことが必要であり、具体的には、入力整合回路を構成する回路定数の適正化によりこれを実施することができる。
【００３４】
例えば、入力整合回路は、放送周波数帯域を包含する通過域を有したパッシブフィルタ回路に兼用することでブースタの電気的構成の簡略化を図ることができる。そして、そのパッシブフィルタ回路にリアクタンス素子（キャパシタないしインダクタ：分布定数回路的に発生する等価キャパシタンスや等価リアクタンスも概念として含む）が必ず含まれる点に着目すれば、そのリアクタンス素子の回路定数を適正化することにより、入力整合回路に形成されるブースタ入力端から見た増幅部の雑音最小化インピーダンス点（実雑音最小化インピーダンス点Γopt）を、増幅部単体の雑音最小化インピーダンス点（参照雑音最小化インピーダンス点Γ’opt）よりも基準特性インピーダンス点（地上波デジタル放送にて多用されるアンテナないし同軸ケーブルの場合、一般にはＺｉ＝７５Ω）に接近させることができる。これにより入力側のインピーダンス整合を図りつつ、増幅部の雑音指数も最適ベルに維持でき、弱電界放送を良好に受信する上で必要十分な雑音指数レベルと利得とを両立させることが可能となる。
【００３５】
なお、特許文献３には、増幅回路の能動素子をなすＦＥＴのソースと接地との間にリアクタンス素子としてインダクタを挿入し、低雑音を実現するための雑音整合点と、反射特性に優れた反射整合点とを接近させる効果を生み出して、低雑音特性と反射特性の両立を可能とする回路構成が開示されている。しかし、この方式で上記所望の効果を達成できるのは、地上波デジタルテレビ放送が採用するＵＨＦ帯よりもさらに高周波帯（例えば、ＢＳ放送やＣＳ放送が採用するＳＨＦ帯）であって、効果発現が期待できる帯域幅も狭く、ＵＨＦ帯に広く設定される地上波デジタルテレビの放送周波数帯域においては全く非力である。事実、特許文献３には、ＦＥＴのソース電極に接続されているインダクタの効果により、ＦＥＴのソース電位がゼロ電位として確定しないことが影響して、低雑音増幅器の安定性が劣化することがあること、具体的には、高域周波数では、安定係数ＫがＫ＜１となり、低雑音増幅器に高域周波数で利得がある場合、信号異常発振が発生することがある点について言及されている。しかしながら、上記態様においては、高周波増幅素子の入力端側（すなわち、能動素子をなすＨＥＭＴ（ＦＥＴ）のゲート側）にリアクタンス素子を挿入する形となるので、こうした問題は全く生じず、ＵＨＦ帯に設定される地上波デジタルテレビ放送の全放送周波数帯域にて、良好な雑音指数と必要十分な利得レベルとを両立させる効果が達成できる。
【００３６】
本発明者が行なった高周波回路シミュレーション解析によると、入力整合回路のリアクタンス素子の回路定数適正化により、雑音最小化インピーダンス点を基準特性インピーダンス点に接近させることができるが、このとき、雑音最小化インピーダンス点を中心としてスミスチャート上に描かれる、雑音指数が等レベルとなる円（等雑音指数円）の分布（等高線）も、回路定数の選択により変化する。このとき、この基準特性インピーダンス点での雑音指数の値をＮ１、雑音最小化インピーダンス点での雑音指数の値をＮ０としたとき、ΔＮ≡Ｎ１―Ｎ０の値が０．５ｄＢ以下となるように、入力整合回路のリアクタンス素子の回路定数を調整することが、ブースタ出力端での最終的な雑音指数を低減する上でより望ましい。さらに、ブースタ出力端にて最終的に得られる雑音指数レベルは２．０ｄＢ以下（望ましくは１．５ｄＢ以下；下限値に制限はないものの、現実的には０．５ｄＢ程度）となることが望ましい。
【００３７】
また、入力整合回路のリアクタンス素子の回路定数適正化により、利得最大化インピーダンス点を基準特性インピーダンス点に接近させることもできる。これにより、雑音指数を低減とともにブースタによるアンテナ信号の増幅レベルも高めることができ、受信品質Ｃ／Ｎの向上に寄与する。この場合、ブースタ出力端にて最終的に得られる増幅利得は、弱電界放送に対する必要な受信品質Ｃ／Ｎレベル（具体的には２０ｄＢ以上）を確保する観点から、１５ｄＢ以上となることが望ましい。
【００３８】
入力整合回路は、放送周波数帯域を包含する高域通過周波数帯を有した高域通過型フィルタ回路として構成できる。この場合、ブースタ出力端を形成し、放送周波数帯域を包含する低域通過周波数帯を有した低域通過型フィルタ回路として構成された出力回路を増幅部の出力側に直列挿入することができる。放送周波数帯域の上端及び下端の切り分けを、増幅部入力側と出力側とに高域通過型フィルタ回路（ＨＰＦ）及び低域通過型フィルタ回路（ＬＰＦ）として振り分けることで、ブースタ回路全体としての放送周波数帯域切り出しの急峻性を高めることができる。そして、入力整合回路を接地側にインダクタが挿入される高域通過型フィルタ回路とすることで、雑音最小化インピーダンス点を基準特性インピーダンス点に接近させるための調整も容易になる。
【００３９】
前述のごとく、本発明においては、雑音最小化インピーダンス点を基準特性インピーダンス点（７５Ω）に接近させるためのリアクタンス素子が全て高周波増幅素子の入力端側に接続されるので、接地付加インピーダンスを介することなく接地端子を接地直結できる。その結果、特許文献３に開示されているような、ＦＥＴ（ＨＥＭＴ）のソース電位がゼロ電位として確定しないことにより増幅器の安定性が劣化するような心配（信号異常発振など）がなくなる。
【００４０】
また、入力整合回路をなす高域通過型フィルタ回路は、高周波増幅素子の入力端子につながる入力信号伝送経路上に設けられる直列キャパシタと、入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる２つの並列インダクタとで構成されるπ形ＨＰＦを、雑音整合回路に兼用するものとして構成できる。この場合、該雑音整合回路は、実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが、参照雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさより小さくなるように調整される。また、それら直列キャパシタ及び並列インダクタと協働する高域通過型フィルタ回路の補助素子として、入力信号伝送経路上に設けられる直列インダクタと、入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる並列キャパシタとを設けることができる。これにより、実雑音最小化インピーダンス点を適正化する調整の自由度が増し、また、入力整合回路をなす高域通過型フィルタ回路の通過特性の向上も図ることができる。
【００４１】
テレビ用のブースタの場合、屋外設置されるアンテナに接続される関係上、増幅部をなす高周波増幅素子に対しては、雷サージに対する保護対策を講ずることが望ましい。このうち、アンテナが接続されるブースタ入力側はアンテナへの誘導雷によるサージパルスが問題となりやすいが、本発明のブースタの場合、入力側の信号伝送系路上には、フィルタ回路を兼ねる入力整合回路が設けられるので、このフィルタ回路の接地を介して雷サージパルス電流の放電が可能であるから、高周波増幅素子を比較的容易に保護することができる。例えば、入力整合回路を高域通過型フィルタ回路として構成する場合、有芯コイルにて構成される並列インダクタとは別に、入力信号伝送経路から接地側に分岐する雷サージパルス吸収用コイルを、ブースタ入力側雷サージ保護回路として設けることができる。雷サージパルス吸収用コイルをフィルタの接地側に設けることで、雷サージパルスのエネルギーをコイルに吸収しつつ接地側に放電できるので、高周波増幅素子の入力端子側の保護効果が高められる。また、雷サージパルス吸収用コイルを、接地側に高周波アンテナ信号が流れることを阻止するチョークコイルとしても機能させることができる。なお、この雷サージパルス吸収用コイルは、前述のπ型ＨＰＦを構成するインダクタの１つに、雷サージパルス吸収用コイルを併用することが可能である。また、落雷により瞬時的に大電流が流れても焼き切れないように、空芯コイルにて構成することが望ましい（吸収コイルを流れる衝撃電流は瞬間値（数十μｓ）で数十Ａから百Ａに達することがある）。そのインダクタンスは、ＵＨＦ信号をアースから遮断し、１ＭＨｚ以下の雷サージ周波数成分をアースに短絡させる観点から３００ｎＨ以下に設定することが望ましい。また、雷サージパルス吸収用コイルのインダクタンスを、上記並列インダクタのインダクタンスに対して±５０％の範囲内に設定すれば、高域通過型フィルタ回路の帯域下限の急峻性を高めることができる。
【００４２】
次に、増幅部は、前記高周波増幅素子の利得周波数特性の放送周波数帯域における利得変動が３ｄＢ以内となるように平坦化する帰還回路を、高周波増幅素子の出力端子と入力端子とをバイパスする形で外付け接続したものとして構成できる。これにより、微弱電界デジタルテレビ放送チャンネルがどの帯域のチャンネルで受信されても、非線形歪を軽減しつつ受信信号を一律に増幅でき、受信品質を大幅に向上できる。また、帰還回路が外付けにより高周波増幅素子からは分離される結果、帰還電流による熱影響が増幅素子に及びにくくなり、増幅部全体の雑音指数を低く維持する上でも好都合となる。
【００４３】
高周波増幅素子は、エンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを能動素子とし、該ＨＥＭＴのゲートを入力端子に、ドレインを出力端子に、ソースを接地端子に振り分けた正極性単電源増幅素子として構成できる。直流バイアス供給回路は、高周波増幅素子の入力端子と出力端子との間に直流バイアス電圧を印加するものとして構成される。上記構成の高周波増幅素子は、エンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴの単体を増幅能動素子として用いることでバイアス電源の単極性化を図ることができ、回路構成の大幅な単純化および小型化を図ることができるとともに、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ特有のＵＨＦ帯での低雑音特性を最大限に活用できる。また、帰還回路が外付けされるので、内部負帰還回路の働きにより増幅素子本来の最小雑音指数が悪化する（具体的には、帰還回路のインピーダンスの影響を受けて増幅部の入力インピーダンスが素子のもつΓoptから大きく崩れる）不具合が生じにくくなるので、地上波デジタルテレビ放送の帯域全体にわたって１．５ｄＢ以下の低雑音指数を実現することができる。
【００４４】
上記の構成においては、増幅部と直流バイアス供給回路と入力整合回路とを回路基板上に実装搭載し、該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部を有し回路基板を収容するブースタハウジングを設けるとともに、第一コネクタ部をアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成する一方、第二コネクタ部を、受信装置に増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成することができる。
【００４５】
上記の構成では、能動素子数及び周辺回路素子数の低減により、増幅部の小型化と同時に回路の環境耐久性が飛躍的に向上する結果、アンテナケーブルにインライン接続された形（特に、屋外アンテナに直結された形）にて、直射日光や風雨に恒常的にさらされるような環境で使用しても、必要なブースタ機能を長期にわたって良好に維持することができる。
【００４６】
帰還回路は、入力整合回路と高周波増幅素子の入力端子とを接続する入力信号伝送経路から分岐して、高周波増幅素子をバイパスする形で該高周波増幅素子の出力端側信号伝送経路につながる分布定数線路を形成する帰還伝送経路を有するものとして形成できる。該帰還伝送経路上には、帰還回路の帰還率を決定する帰還率決定用直流抵抗と、実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが反射係数≦１／３となるように、その周波数変動を抑制する容量１．５ｐＦ以下の調整用キャパシタと、該帰還率の周波数変動を補償するインダクタンス１００ｎＨ以下の帰還率補償用インダクタとを設けることができる。帰還回路上に上記の調整用キャパシタを設けることで、帰還回路を増設しているにもかかわらず、雑音最小化される入力整合回路のインピーダンス調整状態にその影響が及びにくくなり、放送周波数帯域の全体にわたって雑音指数を低く維持することができる。また、帰還率補償用インダクタを設けることにより、調整用キャパシタを設けることによる帰還率の周波数変動を補償することができ、放送周波数帯域の全体にわたって帰還率を最適範囲に保つことができる。
【００４７】
また、帰還伝送経路から接地側に分岐する形で、放送周波数帯域の高域側における増幅部の増幅安定指数を向上させる安定化直流抵抗を、帰還率決定用直流抵抗に随伴して設けることができる。これにより、放送周波数帯域の高域側において増幅部の出力利得が過敏に大きくなることが効果的に抑制され、放送周波数帯域の高域側に設定される弱電界チャンネルも、非線形歪を軽減しつつ受信信号を一律に増幅でき、受信品質を大幅に向上できる。また、増幅部の出力信号伝送経路から接地側に分岐する形で、増幅部の利得周波数特性において放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための高域利得抑制用キャパシタを設けること、あるいは、増幅部の出力信号伝送経路上に、増幅部の利得周波数特性において放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための減衰用直流抵抗が設けられることにより、放送周波数帯域の高域側において増幅部の出力利得が過敏に大きくなることがさらに効果的に抑制できる。
【００４８】
回路基板は、入力整合回路と、増幅部と、直流バイアス供給回路とがＵＨＦ帯受信信号を伝送する伝送経路とともに表面側に実装搭載され、裏面側に伝送経路の特性インピーダンスを定め、回路からの受信信号や電源に重畳したノイズの誘導・輻射を低減する面型接地導体（いわゆる、ベタ・アース）が形成されたものとして構成できる。この場合、面型接地導体が、回路基板の裏面における帰還回路の実装対応領域にも形成されていると、帰還回路のパターンが面型接地導体と容量結合し、その寄生インピーダンスによって帰還動作が複雑化したり不安定化する惧れがある。そこで、上記の帰還回路の実装対応領域においては回路基板裏面の面型接地導体を省略することが望ましい。
【００４９】
前述のごとく、本発明の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニットは、入力整合回路と、増幅部と直流バイアス供給回路とが実装搭載された回路基板と、該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部を有し、回路基板を収容するブースタハウジングとを有し、第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、第二コネクタ部は受信装置に増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成されるように構成することができる。回路基板上には、増幅信号の出力と重畳させる形で同軸ケーブルの信号伝送用芯線を介して供給されるバイアス用直流電源入力を、ブースタ出力端側の信号伝送経路から分岐する形で直流バイアス供給回路に供給するバイアス用電源ラインと、該バイアス用電源ライン上にてバイアス用直流電源入力から増幅信号をなす高周波信号を分離する電源分離フィルタ回路とが設けられる。この場合、ブースタ出力端側の信号伝送経路とバイアス用電源ラインとにまたがる形でブースタ出力側雷サージ保護回路を設けることができる。
【００５０】
上記構成のアンテナブースタユニットは屋外にて同軸ケーブルにインライン接続して使用することが可能になるが、屋外のブースタかあら屋内の受信装置までは同軸ケーブルが長く引き回されることになる。特に、アンテナにブースタハウジングに直結した場合は、同軸ケーブルの屋外の引き回し長がとりわけ長くなる。
【００５１】
ここでもう一度前述の雷サージの問題に戻ると、前述のごとくブースタ入力側へのアンテナ誘導雷によるサージパルスは、フィルタ回路を兼ねる入力整合回路の接地を介して雷サージパルス電流の放電が可能であり、かつ、アンテナ誘導雷のサージエネルギー自体が比較的小さいこともあって、その保護対策は比較的容易である。しかし、ブースタ出力側に関しては以下に述べる理由によって、より手厚いサージ保護対策が必要である。
（１）ブースタ出力側から長く延出する同軸ケーブルの芯線を被覆するシールド導体は、受信機側で接地されるため、直撃雷によって生じた高レベルの電磁界が長尺の該シールド導体に誘導され、それを介して大地に還流するため、そのサージエネルギーはケーブル長が長い分アンテナ誘導雷よりもはるかに大きくなることが多い（尖頭値電圧±１０ＫＶ、パルス半値幅数十ｕｓに達するケースも少なくない）。
（２）ブースタ出力側は、増幅後の高周波信号が漏洩しないように接地側へのインピーダンスが高められた構造にするのが普通である。その結果、強大なサージパルスを受けた場合、接地側にサージ電流をほとんど流すことができず、増幅部の直流バイアス供給回路が基板上に設けられていると、該直流バイアス供給回路を介して高周波増幅素子に過大な瞬時電流が流れ、素子を壊す不具合を生じやすい。
【００５２】
そこで、ブースタ出力端側の信号伝送経路とバイアス用電源ラインとにまたがる形でブースタ出力側雷サージ保護回路を設けておくと、上記のような不具合を効果的に解消することができる。
【００５３】
上記（２）のごとく、ブースタ出力側は接地側にサージ電流をほとんど流すことができないので、バイアス用電源ラインと連携した次のような構造のブースタ出力側雷サージ保護回路を採用すると、ケーブル誘導雷による強大な雷サージパルスから高周波増幅素子を極めて効果的に保護することができる。まず、ブースタ出力端側の信号伝送経路から接地側に分岐する形で、信号伝送経路と接地との間に該信号伝送経路上の高周波増幅信号の接地側への漏洩は遮断し、かつ同軸ケーブルの信号伝送用芯線からブースタ出力端側に印加される雷サージパルスの尖頭電圧を予め定められた電圧にクランプするサージ保護素子を設ける。そして、バイアス用電源ライン上には、サージ保護素子によりクランプされた雷サージパルスを平滑化するサージ平滑化用チョークコイルを設ける。すなわち、ブースタ出力側のケーブルから信号伝送経路を伝って到来する雷サージパルスを接地側に分岐するサージ保護素子によってクランプし、急峻で半値幅の狭い入力サージパルスを、尖頭電圧のクリップされた（急峻で半値幅の狭いパルスではあるが、例えば、その尖頭値が百Ｖ以下に切り落とされた）パルス波形に変換する。このサージ保護素子は等価容量により、信号伝送経路上の高周波増幅信号の接地側への漏洩は遮断する。そして、このサージ保護素子によりクリップ処理後のサージパルスはバイアス用電源ライン上のサージ平滑化用チョークコイルによりさらに平滑化されるので、バイアス用電源ラインを介して高周波増幅素子に流れる瞬時電流レベルを効果的に低減することができる。なお、ブースタ出力端側の信号伝送経路上にてバイアス用電源ラインの分岐点と出力回路との間に、平滑化用チョークコイルによる雷サージパルスの平滑化により発生する直流成分が増幅部側へ逆流することを防止する直流カットキャパシタ（例えば、容量１０ｐＦ前後：信号伝送経路上の高周波増幅素子の出力側への漏洩は遮断する）を挿入しておくと、高周波増幅素子や出力回路（チップ部品等）のサージ保護効果をさらに高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニットの概略構成例を示す模式図。
【図２】図１のアンテナブースタユニットの回路構成例を示す図。
【図３】回路基板及びハウジングの構成例を示す分解斜視図。
【図４】回路基板の両面のパターニング例を部品実装状態にて示す図。
【図５】アンテナブースタユニットのＵＨＦアンテナへの取り付け形態の一例を示す斜視図。
【図６】図２の回路のＳパラメータ特性を示す実測図。
【図７】図２の回路の利得と雑音指数の周波数特性の測定例を示す図。
【図８】図１のアンテナブースタユニットのシミュレーション用等価回路を示す図。
【図９】図２の回路のＳパラメータおよびＮＦ特性のシミュレーション結果を示す図。
【図１０】図２の回路に使用する高周波増幅素子の単体での入力インピーダンス特性を示すスミスチャート（周波数：６００ＭＨｚ）。
【図１１】図１０の入力インピーダンス特性に不安定領域を重ね描画した状態で示すスミスチャート（周波数：６００ＭＨｚ）。
【図１２】図２の回路に使用する高周波増幅素子の、入力整合回路側のブースタ入力端から見た入力インピーダンス特性を示すスミスチャート（周波数：６００ＭＨｚ）。
【図１３】図１２の入力インピーダンス特性に不安定領域を重ね描画した状態で示すスミスチャート（周波数：６００ＭＨｚ）。
【図１４】図２の回路に使用する高周波増幅素子の単体での入力インピーダンス特性を示すスミスチャート（周波数：４７０ＭＨｚ）。
【図１５】同じく入力整合回路側のブースタ入力端から見た入力インピーダンス特性を示すスミスチャート（周波数：４７０ＭＨｚ）。
【図１６】図２の回路に使用する高周波増幅素子の単体での入力インピーダンス特性を示すスミスチャート（周波数：７００ＭＨｚ）。
【図１７】同じく入力整合回路側のブースタ入力端から見た入力インピーダンス特性を示すスミスチャート（周波数：７００ＭＨｚ）。
【図１８】帰還回路に随伴する帰還率決定用直流抵抗及び高域利得抑制用キャパシタの効果を検証するシミュレーション結果を示す図。
【図１９】帰還回路の調整用キャパシタの効果を検証するシミュレーション結果を示す図。
【図２０】本発明のアンテナブースタユニットについて行なった高温加速寿命試験結果を示すグラフ。
【図２１】ＵＨＦ帯でのアナログテレビ放送が停波した後の、東京地区での地上波デジタルテレビ放送の受信環境を模式化した一例を示すモデル図。
【図２２】本発明のアンテナブースタユニットの性能評価試験の結果を示す図。
【図２３】ブースタ出力側雷サージ保護回路の効果説明図。
【図２４】種々のブースタユニットについて、図２１に示すアナログ放送停波後の中強電界デジタル放送の仮想受信環境を想定したときの、各チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎについて行なったシミュレーション結果を示すグラフ。
【図２５】同じく、弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信レベルを変化させた場合の、信号出力（Ｃ／ＮＲ）と、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）にかかるシミュレーション結果を、弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信レベルに対して描画したグラフ。
【図２６】同じく、ブースタ端子に減衰器を接続して種々の値の減衰をかけた場合の、微弱チャンネル受信にかかる信号出力（Ｃ／ＮＲ）と、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）とのシミュレーション結果を、減衰レベルに対して描画したグラフ。
【図２７】増幅部の利得を種々に変化させた場合の、微弱チャンネル受信にかかる信号出力（Ｃ／ＮＲ）と総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）とのシミュレーション結果を、利得に対して描画したグラフ。
【図２８】地上波デジタルテレビ放送受信システムにおける受信品質Ｃ／Ｎの支配因子の説明図。
【図２９】受信品質Ｃ／Ｎに及ぼすマルチパスの影響を説明する図。
【図３０】受信品質Ｃ／Ｎのシミュレーションの妥当性を確認する受信テストに用いた、擬似アナログ停波環境のアンテナ受信状態を示すグラフ。
【図３１】受信品質Ｃ／Ｎのシミュレーションの妥当性を確認する受信テストの結果を示すグラフ。
【図３２】３次歪の説明図。
【図３３】３次相互変調歪が妨害波として振る舞う様子を説明する図。
【図３４】３次相互変調歪の隣接チャンネルに及ぼす影響を説明する図。
【発明の実施の形態】
【００５５】
以下、本発明の実施の形態を添付の図面に基づいて説明する。図１は、本発明の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット（以下、単にブースタユニットともいう）の一例を示す概略構成図である。このアンテナブースタユニット１は、ＵＨＦアンテナ２００が受信する、放送周波数帯域が４７０ＭＨｚ以上７１０ＭＨｚ以下の地上波デジタルテレビ放送のアンテナ信号を増幅し、その増幅信号を受信装置４０（地デジチューナ）のフロントエンド側に入力するためのものである。アンテナブースタユニット１は第一コネクタ部４９及び第二コネクタ部５０が形成されたハウジング１３を有するとともに、第一コネクタ５０にてＵＨＦアンテナ２００に直結され、第二コネクタ４９にケーブルコネクタ１０Ａを介して同軸ケーブル１０が接続される。同軸ケーブル１０はケーブルコネクタ１０Ｂによりアンテナブースタユニット１に電源電圧を供給するための電源部３０に接続され、この電源部３０に受信装置４０が接続される。なお、外部電源をなす商用交流電源コンセントに装着されるＡＣアダプタ３ＡＤ（降圧トランス、整流回路及び平滑化コンデンサ等を一体にモールドした周知の構成のもの）の直流出力ケーブルＣＤＣの末端に設けられた端子ＰＴＭが、電源部３０に形成された直流電源コネクタＣＯＮ１に装着される。
【００５６】
図２は、図１のブースタユニット１の回路構成例を示すものであり、その要部は、増幅部２、入力整合回路３、出力回路（出力整合回路）４、直流バイアス供給回路５及び帰還回路６からなる（図面中に、素子毎に回路定数設定値を例示してあるが、回路定数の設定値はこれに限定されるものではない）。増幅部２は、放送周波数帯域において、飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保され、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを能動素子とする高周波増幅素子ＩＣ１を要部とするものであり、その前後には直流カットキャパシタＣｉ及びＣ０が配置されている。
【００５７】
入力整合回路３は、増幅部２の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端Ｉｎｐｕｔを形成するとともに、放送周波数帯域を包含する通過域を有したパッシブフィルタ回路に兼用されるものであり、具体的には放送周波数帯域を包含する高域通過周波数帯を有した高域通過型フィルタ回路として構成される。また、出力整合回路４は、増幅部２の出力側に直列挿入されるとともにブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔを形成し、放送周波数帯域を包含する低域通過周波数帯を有した低域通過型フィルタ回路として構成されている。
【００５８】
また、増幅部２には、上記高周波増幅素子ＩＣ１の利得周波数特性の放送周波数帯域における利得変動が３ｄＢ以内となるように平坦化する帰還回路６が、高周波増幅素子ＩＣ１の出力端子Ｏｕｔ１と入力端子Ｉｎ１とをバイパスする形で外付け接続されている。
【００５９】
直流バイアス供給回路５は、増幅部２に直流バイアス電圧を供給するためのものであり、具体的には、高周波増幅素子ＩＣ１の入力端子Ｉｎ１と出力端子Ｏｕｔ１との間に直流バイアス電圧を印加する。
【００６０】
以下、各回路の構成をさらに詳細に説明する。
増幅部２の高周波増幅素子ＩＣ１は、エンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを能動素子とする正極性単電源増幅素子（具体的には、ＡＥ３０８（ＲＦＨＩＣ社製））にて構成している。該素子は、該ＨＥＭＴのゲートを入力端子Ｉｎ１に、ドレインを出力端子Ｏｕｔ１に、ソースを接地端子ＧＮＤ１に振り分けたスモールアウトライントランジスタ型パッケージ素子として構成されている。該高周波増幅素子ＩＣ１の単体の５０Ｈｚ〜８００Ｈｚの帯域での雑音指数は標準値にて０．４〜０．５ｄＢであり、利得は６００ＭＨｚ近傍にて約２２ｄＢであるが、放送周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ）にて周波数の増加に伴い単調に減少する利得周波数特性を有する（４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚでの利得減少幅は８〜１０ｄＢである）。また、飽和出力を示すＰ１ｄＢ値は２０ｄＢｍ以上確保されており、３次出力インターセプトポイント（ＩＰ３）は３０ｄＢｍ以上に確保されている。なお、高周波増幅素子ＩＣ１の接地端子ＧＮＤ１は、接地付加インピーダンスを介することなく接地直結されている。
【００６１】
次に、入力整合回路３をなす高域通過型フィルタ回路は、高周波増幅素子ＩＣ１の入力端子Ｉｎ１につながる入力信号伝送経路Ｊ１上に設けられる直列キャパシタＣｈと、入力信号伝送経路Ｊ１から接地側に分岐して設けられる並列インダクタＬｈ２とを有する。また、直列キャパシタＣｈの入力端側からは別の並列インダクタＬｈ１が接地分岐して設けられ、全体としてπ型高域通過型フィルタ（ＨＰＦ）として構成されている。また、それら直列キャパシタＣｈ及び並列インダクタＬｈ１，Ｌｈ２と協働する補助素子としてとして、入力信号伝送経路Ｊ１上に直列インダクタＬｓが設けられ、また、入力信号伝送経路Ｊ１から接地側に分岐して並列キャパシタＣｐが設けられている。
【００６２】
入力整合回路（高域通過型フィルタ回路）３の、リアクタンス素子（インダクタＬｈ１，Ｌｈ２，Ｌｓ及びキャパシタＣｈ，Ｃｐ）の回路定数は、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが２．０ｄＢ以下となり、増幅利得が１５ｄＢ以上２５ｄＢ以下となるように、より望ましくは、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが１．０±０．５ｄＢとなり、増幅利得が１８ｄＢ以上２３ｄＢ以下となるように回路定数が調整されている。これにより、弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下（特に４０ｄＢｕＶ以下）としたとき、放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、放送周波数帯域に含まれる２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下の何れかの受信レベルの弱電界デジタル放送の受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保可能となるように、具体的には、定義受信レベル範囲の全体又は範囲上限を含む一部において弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保できるように、入力整合回路３の回路定数が調整されている。入力整合回路３の回路定数は、より望ましくは、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保できるように、さらに望ましくは２８ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを２１ｄＢ以上に確保できるように調整される。また、高周波増幅素子ＩＣ１の飽和出力が１９ｄＢｍ以上２５ｄＢｍ以下に確保されていれば、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎを２５ｄＢ以上に確保することも可能である。
【００６３】
図１０は、上記の入力整合回路３を省略したときの増幅部２（高周波増幅素子ＩＣ）単体の入力インピーダンス特性（周波数：６００ＭＨｚ）を示すスミスチャートである。該チャート上で、雑音指数ＮＦを最小化するスミスチャート上のインピーダンス点を参照雑音最小化インピーダンス点Γ’optとする。一方、図１２は入力整合回路３を設けた場合のブースタ入力端Ｉｎｐｕｔから見た増幅部２の入力インピーダンス特性（周波数：６００ＭＨｚ）を示すスミスチャートである。該チャート上で、放送周波数帯域の各周波数にて雑音指数ＮＦが最小化するスミスチャート上のインピーダンス点群を実雑音最小化インピーダンス点Γoptとする。同様に、図１４（入力整合回路３なし）及び図１５（入力整合回路３あり）は周波数４７０ＭＨｚでの、図１６（入力整合回路３なし）及び図１７（入力整合回路３あり）は周波数７００ＭＨｚでの同様のスミスチャートを示すものである。
【００６４】
これらスミスチャートから明らかなごとく、入力整合回路３を挿入した場合の実雑音最小化インピーダンス点Γoptは、いずれの周波数においても、参照雑音最小化インピーダンス点Γ’optよりもスミスチャートの中心（ブースタユニットの入出力特性インピーダンス点：Ｚｉ＝７５Ωを示す）に近づいている。つまり、入力整合回路３を構成するフィルタリング回路のリアクタンス素子（インダクタＬｈ１，Ｌｈ２，Ｌｓ及びキャパシタＣｈ，Ｃｐ）の回路定数が、放送周波数帯域の各周波数にて実雑音最小化インピーダンス点Γoptに対する反射係数ベクトルの大きさが、参照雑音最小化インピーダンス点Γ’optに対する反射係数ベクトルの大きさより小さくなるように設定されている。また、各スミスチャート上には、増幅部２の利得を最大化するインピーダンス点（図１０，１４，１６：参照利得最大化インピーダンス点Ｇａ’max、図１２，１５，１７：実利得最大化インピーダンス点Ｇａmax）も示している。いずれの周波数においても、実利得最大化インピーダンス点Ｇａmaxは、参照利得最大化インピーダンス点Ｇａ’maxよりもスミスチャートの中心に近づいていることがわかる。
【００６５】
また、図１０，１２、１４〜１７を比較すれば、雑音最小化インピーダンス点を中心としてスミスチャート上に描かれる、雑音指数が等レベルとなる円（等雑音指数円）の分布（等高線）も、回路定数の選択により変化するがわかる。このとき、このスミスチャートの中心での雑音指数の値をＮ１、雑音最小化インピーダンス点での雑音指数の値をＮ０としたとき、ΔＮ≡Ｎ１―Ｎ０の値が０．５ｄＢ以下となるように、入力整合回路３のリアクタンス素子の回路定数が調整されている。
【００６６】
図２に戻り、上記の入力整合回路３（高域通過型フィルタ回路）には、有芯コイルにて構成される並列インダクタＬｈ２とは別に、入力信号伝送経路Ｊ１から接地側に分岐して設けられる空芯コイルからなる雷サージパルス吸収用コイルＬｈ１（インダクタンス：３００ｎＨ以下、本実施形態では２０ｎＨ）がブースタ入力側雷サージ保護回路ＬＳ２として設けられている。この雷サージパルス吸収用コイルＬｈ１は、前述の直列キャパシタＣｈ及び並列インダクタＬｈ２とともにπ型高域通過型フィルタ（ＨＰＦ）を構成するものである。
【００６７】
次に、帰還回路６は、入力整合回路３と高周波増幅素子ＩＣ１の入力端子Ｉｎ１とを接続する入力信号伝送経路Ｊ１から分岐して、高周波増幅素子ＩＣ１をバイパスする形で該高周波増幅素子ＩＣ１の出力端側信号伝送経路Ｊ１につながる帰還伝送経路ＪＦを有する。該帰還伝送経路ＪＦ上には、帰還回路６の帰還率を決定する帰還率決定用直流抵抗Ｒｆと、実雑音最小化インピーダンス点Γoptに対する反射係数ベクトルの大きさが反射係数≦１／３となるように、その周波数変動を抑制する調整用キャパシタＣｆ，Ｃａと、該帰還率の周波数変動を補償する帰還率補償用インダクタＬａとが設けられている。
【００６８】
該帰還伝送経路ＪＦからは、接地側に分岐する形で、放送周波数帯域の高域側における増幅部２の増幅安定指数を向上させる安定化直流抵抗Ｒｓが、帰還率決定用直流抵抗Ｒｆに随伴して設けられている。また、増幅部２の出力信号伝送経路Ｊ２から接地側に分岐する形で、増幅部２の利得周波数特性において放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための高域利得抑制用キャパシタＣｔが設けられている。さらに、増幅部２の出力信号伝送経路Ｊ２上に、増幅部２の利得周波数特性において放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための減衰用直流抵抗Ｘｏが設けられている。
【００６９】
次に、出力整合回路４を構成する低域通過型フィルタ回路は、２つの直列インダクタＬｐ，Ｌｏと並列キャパシタＣｓ，Ｃｖとを有し、前段の直列インダクタＬｐには該インダクタ（コイル）のＱ値を低減するための直流抵抗Ｒｄが並列に接続されている。また、入力整合回路３が構成する高域通過型フィルタ回路の帯域下限の急峻性を補強するための並列インダクタＬｃが合わせて設けられている。
【００７０】
本実施形態では、ブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔからの増幅信号の出力線が、増幅部２のバイアス用電源ラインＰＬに兼用されている。バイアス用電源ラインＰＬは、ブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔ側の信号伝送経路Ｊ３から分岐する形で設けられ、バイアス用直流電源入力は、増幅信号の出力と重畳させる形で同軸ケーブル１０の信号伝送用芯線を介して供給され、該バイアス用電源ラインＰＬを経て直流バイアス供給回路５に供給される。該バイアス用電源ラインＰＬ上には、バイアス用直流電源入力から増幅信号をなす高周波信号を分離する電源分離フィルタ回路５Ｆ１（並列キャパシタＣｕと、直列インダクタＬｕとからなる）が設けられている。なお、本実施形態では、直流バイアス供給回路５を経て高周波信号が増幅部２の入力端子Ｉｎ１に帰還して回路動作の安定度が低下することを防止するための高周波信号遮断回路５Ｆ２が設けられている。該高周波信号遮断回路５Ｆ２は、並列キャパシタＣ１，Ｃ２と、直列インダクタＬとからなるπ型低域通過型フィルタ回路として構成されている。
【００７１】
高周波信号が除去された電源入力は、電圧安定化のためのレギュレータＩＣ２を経て直流バイアス供給回路５に供給される。直流バイアス供給回路５は、高周波増幅素子ＩＣ１の入力端子Ｉｎ１（ゲート）と出力端子Ｏｕｔ１（ドレイン）との間にバイアス電圧を印加するためのものであり、要部はバイアス電圧設定用の直流抵抗群Ｒ１〜Ｒ４にて構成されるとともに、高周波遮断用の並列キャパシタＣｄ，Ｃｄ２，ＣｇとチョークコイルＬｄ，Ｌｇが適宜挿入されている。
【００７２】
また、ブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔ側の信号伝送経路Ｊ３とバイアス用電源ラインＰＬとにまたがる形でブースタ出力側雷サージ保護回路ＬＳ１が設けられている。ブースタ出力側雷サージ保護回路ＬＳ１は、ブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔ側の信号伝送経路Ｊ３から接地側に分岐する形でサージ保護素子ＳＡ（本実施形態では、岡谷電機産業（株）製ＲＨＣＡ−９００Ｑ４３ｕ）が設けられている。該サージ保護素子ＳＡは、信号伝送経路と接地との間に該信号伝送経路Ｊ３上の高周波増幅信号の接地側への漏洩は遮断し、かつ同軸ケーブル１０の信号伝送用芯線からブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔ側に印加される雷サージパルスの尖頭電圧を予め定められた電圧にクランプする役割を果たす。また、バイアス用電源ラインＰＬ上には、サージ保護素子ＳＡによりクランプされた雷サージパルスを平滑化するサージ平滑化用チョークコイルＣＨが設けられている。さらに、ブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔ側の信号伝送経路Ｊ３上にてバイアス用電源ラインＰＬの分岐点と出力回路４との間には、平滑化用チョークコイルＣＨによる雷サージパルスの平滑化により発生する直流成分が増幅部２側へ逆流することを防止する直流カットキャパシタＣｂが挿入されている。
【００７３】
図１に示すように、該アンテナブースタユニット１は、アンテナケーブルをなす同軸ケーブル１０上にインライン接続される形で使用される。具体的には、図２の入力整合回路３、増幅部２、出力整合回路４及び直流バイアス供給回路５は、図３の回路基板７０上に実装される。また、該回路基板７０のブースタ入力端Ｉｎｐｕｔに接続する第一コネクタ部５０と、同じくブースタ出力端Ｏｕｔｐｕｔに接続する第二コネクタ部４９を有し、回路基板７０を収容するブースタハウジング１３とを有する。ブースタハウジング１３は金属材料（例えば、真鍮等の表面にステンレス鋼をクラッドしたもの）により中空円筒形に形成され、図５に示すように、第一コネクタ部５０は雌ねじ型（Ｆ型）コネクタとしてアンテナ２００側の同軸ケーブル接続ソケット２００Ｔに直結可能に形成される（具体的には、ＵＨＦアンテナ２００のターミナルボックス２００Ｂに形成されたアンテナ出力端子２００Ｔに螺合接続可能とされている）。第二コネクタ部４９は雄ねじ型（Ｆ型）コネクタとして受信装置４０に増幅信号を供給するための同軸ケーブル１０が接続可能に形成される。具体的には、図３に示すように、ケーブル接続用ベース４２に上記回路基板７０が組み付けられ、円筒状のブースタハウジング１３内に回路基板７０を挿入しつつ、ケーブル接続用ベース４２の外周面に形成された雄ねじ部をブースタハウジング１３の開口内周面に形成された雌ねじ部に螺合させるようになっている。第一コネクタ部４９はこのケーブル接続用ベース４２と一体に形成されている。
【００７４】
図４は回路基板７０の拡大図である。回路基板７０は、表面をなす第一主表面が各回路２〜６の構成素子を面実装するための部品実装面とされ（図１の回路図の符号を援用して、その実装位置を示している）、裏面をなす第二主表面には面型接地導体ＧＰＢが形成されている。各伝送経路Ｊはその接地面導体とカップリングしてマイクロストリップラインを形成する。なお、回路基板７０の裏面側に形成される面型接地導体ＧＰＢは、帰還回路６の実装対応領域が切欠部ＰＣＶとされ、当該切欠部ＰＣＶにて面型接地導体が省略された構造となっている。
【００７５】
図６は、上記ブースタユニットのＳパラメータ特性の実測結果を示すものである（測定サンプル数は２）。地上波デジタルテレビの放送受信帯域である４７０ＭＨｚ以上７１０ＭＨｚ以下の放送周波数帯域にて平坦な利得特性（Ｓ２１）を有していることがわかる。また、入力反射損失（Ｓ１１）も上記受信帯域にて、電圧定在波比換算でおおむね３以下に低減されている。図７は、その利得及び雑音指数の周波数特性を示すものである。利得に関しては、上記放送受信帯域にて２０〜２２ｄＢの間に収まる極めて平坦かつ良好な利得特性を有し、雑音指数は上記放送受信帯域にて１ｄＢ未満、特に、１３ｃｈ〜３３ｃｈの主要放送占有帯域では０．７〜０．８ｄＢの極めて良好な値が得られていることがわかる。
【００７６】
図９は、市販のソフト（（株）エム・イー・エル社製の高周波・マイクロ波ＥＤＡツール：Ｓ−ＮＡＰ／Ｐｒｏ）を用いたＳパラメータ特性のシミュレーション結果を示す。各部品の回路定数は、シミュレーションを行なう上での入力設定値として、図８の等価回路図内に個別の値を示している。なお、回路基板７０の裏面側にて面型接地導体ＧＰＢに切欠部ＰＣＶを形成することにより、円筒形のブースタハウジング１３と誘導結合して形成される等価的な空洞共振器構造を考慮に入れたシミュレーションを行なっている。利得（Ｓ２１）及び雑音指数（ＮＦ）とも、図９のシミュレーション結果は、図６及び図７の実測結果と略一致していることがわかる。
【００７７】
上記本実施形態のブースタユニットによると、図２１を用いて例示したような中強電界デジタル放送受信環境下において、高周波増幅素子ＩＣ１として飽和出力が１５ｄＢｍ以上（本実施形態では２０ｄＢｍ以上）に確保されたものを使用することで、３次相互変調歪による妨害高調波のレベルが大幅に低減され、特に弱電界デジタルテレビ放送チャンネルに対する受信品質Ｃ／Ｎの確保を図る上で大きな役割を果たす。
【００７８】
他方、ブースタに組み込まれる増幅部２は、アンテナ２００からの受信信号とともに雑音も増幅するが、上記本実施形態のブースタユニットによると、雑音指数が１．５ｄＢ以下の高周波増幅素子ＩＣ１を用いることにより、前記弱電界デジタルテレビ放送チャンネルに対する受信品質Ｃ／Ｎの改善に直接的に寄与する。
【００７９】
また、ブースタ出力のＣ／Ｎを向上するには、雑音の増幅出力レベルが抑制されたほうが当然望ましい。本実施形態のブースタユニットでは、高周波増幅素子ＩＣ１として上記のごとく雑音指数特性が特に良好なものを採用するが、その超低雑音指数特性がブースタ入力側の反射特性によりに劣化する不具合が極力生じないよう、図１０〜図１７を用いてすでに説明したごとく、ブースタ入力端Ｉｎｐｕｔのインピーダンスを、ブースタに内蔵された増幅素子の最大電力整合インピーダンス（Ｓ１１の共約複素インピーダンス）から少し離れた最小雑音指数を与える最適電源インピーダンス点、つまり、参照雑音最小化インピーダンス点Γ’optに近づけるように、入力整合回路３を構成するリアクタンス素子の回路定数が適正化されている。すなわち、入力整合回路３の回路定数の適正化により、ブースタ入力端Ｉｎｐｕｔのインピーダンスを参照利得最大化インピーダンス点（Ｇａ’max）から敢えて所定量オフセットさせ、利得を最大点から多少低下させることを許容しつつも雑音の最適化が図られている。これにより、増幅部２は利得を十分なレベルを確保しつつ、図７に示すごとく、高周波増幅素子ＩＣ１が固有している超低雑音指数特性もほとんど損なわれることなく維持でき、弱電界放送を良好に受信する上で必要十分な雑音指数レベルと利得との両立が達成されている。
【００８０】
また、図２の回路構成からも明らかなごとく、高周波増幅素子ＩＣ１の入力端子Ｉｎ１（すなわち、能動素子をなすＨＥＭＴ（ＦＥＴ）のゲート側）にリアクタンス素子を挿入する形となるので、能動素子をなすＦＥＴのソース電極にインダクタを接続する構成と比較して、ＦＥＴのソース電位をゼロ電位として確定させることができ、放送周波数帯域において増幅部２の動作安定化に貢献する。例えば、図１１に示すごとく、高周波増幅素子ＩＣ１単体では、安定指数Ｋが１以下となって増幅部の動作が不安定化する不安定化領域がスミスチャート上にかかり、入力インピーダンスによっては増幅出力が異常発振する可能性がある。しかしながら、回路定数が適正化された入力整合回路３を付加することにより、図１３に示すごとく不安定化領域はスミスチャート外に排除され、地上波デジタルテレビ放送の全放送周波数帯域にて、良好な雑音指数と安定な利得特性とが達成されている。
【００８１】
高周波増幅素子ＩＣ１は、単体では雑音指数が極めて低いものの利得は周波数に応じて比較的大きく変動するので、帰還回路６の外付け付加により、増幅部２の利得周波数特性を放送周波数帯域における利得変動が３ｄＢ以内となるように平坦化している。帰還回路６の外付化により、内部負帰還回路の働きにより増幅素子本来の最小雑音指数が悪化する（具体的には、帰還回路６のインピーダンスの影響を受けて増幅部２の入力インピーダンスが素子のもつΓoptから大き崩れる）不具合が効果的に解消されている。
【００８２】
帰還回路６は、調整用キャパシタＣｆ，Ｃａを設けることで、帰還回路６を増設しているにもかかわらず、雑音最小化される入力整合回路３のインピーダンス調整状態に影響が及びにくくなり、放送周波数帯域の全体にわたって雑音指数を低く維持することができる。また、この帰還率補償用インダクタＬａを設けることにより、調整用キャパシタＣｆ，Ｃａを設けることによる帰還率の周波数変動を補償することができ、放送周波数帯域の全体にわたって帰還率が安定に保持される。
【００８３】
また、帰還率決定用直流抵抗Ｒｆに随伴して帰還伝送経路ＪＦから接地側に分岐する安定化直流抵抗Ｒｓが設けられていることで、放送周波数帯域の高域側において増幅部２の出力利得が過敏に大きくなることが効果的に抑制されている。また、増幅部２の出力信号伝送経路Ｊ２から接地側に分岐する形で高域利得抑制用キャパシタＣｔが、さらに、増幅部２の出力信号伝送経路Ｊ２上減衰用直流抵抗Ｘｏが設けられることにより、放送周波数帯域の高域側において増幅部２の出力利得が過敏に大きくなることが抑制されている。図１８は、安定化直流抵抗Ｒｓを付加することによる効果を検証するために行なったシミュレーション結果であり、図８の回路にて高域利得抑制用キャパシタＣｔ及び安定化直流抵抗Ｒｓを省略すると、左に示すごとく自己発振に伴う鋭い利得ピークが高域側に発生するのに対し、所定の値の高域利得抑制用キャパシタＣｔ及び安定化直流抵抗Ｒｓを挿入することで、右に示すごとく自己発振が抑制され、上記の利得ピークが消滅していることがわかる。
【００８４】
また、図１９の左には、調整用キャパシタＣｆ，Ｃａの値が適正化された場合の、右には同じく適正点から若干ずれた場合のシミュレーション結果を示している。調整用キャパシタＣｆ，Ｃａの値が適正点からずれた場合、雑音指数ＮＦの値が放送周波数帯域の全体にわたってやや上昇していることがわかる。
【００８５】
増幅部２は、高周波増幅素子ＩＣ１としてエンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴの単体を増幅能動素子として用いており、帰還回路６も外付けされるので、集積度の高いＩＣを採用する場合と比較して物理的な耐久性が飛躍的に向上している。その結果、図５に示すごとく、屋外アンテナ２００に直結された形にて、直射日光や風雨に恒常的にさらされるような環境で使用しても、ブースタ出力を長期にわたって良好に維持することができる。図２０は、この効果を確認するために行なった加速寿命試験の結果を示すものである（Ｎ数＝４にて測定）。すなわち、図３の構成のブースタユニット１を恒温槽内に配置して槽内を９０℃に保持するとともに、入力側には信号発生装置を接続して模擬放送信号を入力する一方、出力側に耐熱性同軸ケーブルに接続し、スペクトラムアナライザにて信号出力レベルを４昼夜連続にて測定した。いずれも、出力の劣化はほとんど生じていないことがわかる。なお、ブースタユニット１を常温（３５℃）で使用した場合に対する上記加速試験の条件は、アレニウスの式から加速係数が２３４７倍と見積もられ、加速試験条件下での４昼夜は常温使用時の約２５年に相当するものと考えられる。
【００８６】
図５に示すように、ブースタユニット１をアンテナ２００に対し屋外接続して使用する場合、増幅部２をなす高周波増幅素子ＩＣ１に対して、雷サージに対する保護対策を講ずることが望ましい。このうち、ブースタ入力側へのアンテナ誘導雷によるサージパルスは、フィルタ回路を兼ねる入力整合回路３の接地を介して雷サージパルス電流の放電が可能であり、かつ、アンテナ誘導雷自体のサージエネルギーも比較的小さいので、空芯コイルからなる雷サージパルス吸収用コイルＬｈ１により対応がなされている。他方、ブースタ出力側については、図１のごとく、ブースタ出力端から長く延出する同軸ケーブル１０において、その芯線を被覆するシールド導体への誘導雷を受けやすく、ケーブル長が長い分だけサージエネルギーは相当大きくなる。また、図２の回路構成からも明らかなごとく、ブースタ出力側は、増幅後の高周波信号が漏洩しないように接地側へのインピーダンスが高められた構造になっているので、強大なサージパルスを受けた場合、接地側にサージ電流をほとんど流すことができず、直流バイアス供給回路５を介して高周波増幅素子ＩＣ１に過大な衝撃電流が流れ、素子を壊す不具合を生じやすい。
【００８７】
本実施形態では、ブースタ出力側のケーブルから信号伝送経路を伝って到来する雷サージパルスを、接地側に分岐するサージ保護素子ＳＡ（図２）によってクランプし、図２３に示すように、急峻で半値幅の狭い入力サージパルスＬＳＰを、尖頭電圧が１００Ｖ以下のクリップされたパルス波形ＣＳＰに変換する。そして、このサージ保護素子ＳＡによりクリップ処理後のサージパルスＣＳＰは、バイアス用電源ラインＰＬ上のサージ平滑化用チョークコイルＣＨ（図２）によりさらに平滑化され（図２３：波形ＢＳ）、バイアス用電源ラインＰＬを介して高周波増幅素子ＩＣ１に流れる衝撃電流レベルを効果的に低減することができる。
【００８８】
上記ブースタユニット１の性能を評価するための受信テストを以下のようにして行なった。調査受信位置は、愛知県名古屋市西区の庄内川土手（天候：集中雨）及び瑞穂区（瑞穂陸上競技場付近、天候：快晴）であり、瀬戸デジタルテレビ放送塔方向をアンテナ設置方向とした。いずれの地域においても、地上波デジタル放送チャンネルは、広域放送チャンネルとしてＵ１３，Ｕ１８，Ｕ１９，Ｕ２０，Ｕ２１，Ｕ２２と、地域放送チャンネルとしてＵ２３とが受信可能であるが、このほかに、圏外となる遠方微弱放送チャンネルとして、三重放送（Ｕ２７）及びＮＨＫ津放送（Ｕ２８）の２つの地域放送チャンネルが伊勢湾を越えて送信されてくるので、この両チャンネルを評価対象チャンネルとした。
【００８９】
測定に使用した受信システム構成は図１に示す通りであり、ブースタユニット１（実施例）の出力を市販の受信装置（地上波デジタルテレビチューナ：Panasonic（株）社製、TU-MHD500）と、シグナルレベルメータ（ＬＦ９８５：リーダー電子（株）製）に切り替え入力して、各チャンネルの受像状態と受信レベル及び受信Ｃ／Ｎ比を測定した。なお、集中雨下での測定では、ブースタユニット１を受信装置ないしシグナルレベルメータに直結した場合と、複数受信装置に分配した受信状況を想定するために、減衰器（減衰率：１２ｄＢ）を介して接続した場合との２通りを行なった。
【００９０】
また、比較のため、実施例のブースタユニットに代えて２種類の市販のブースタ（比較例１、比較例２）を接続した場合についても同様の測定を行なった。なお、各ブースタの特性として、利得、雑音指数（ＮＦ）、定格出力、１ｄＢ飽和出力、三次インターセプトポイントＩＰ３、三次相互変調ひずみＩＭ３が６０ｄＢｃとなる１波あたりの最大入力レベルの値を、表１にまとめてある。
【００９１】
【表１】
2011004194.tif 000003
【００９２】
図２２は得られた測定結果をまとめて示すものである。まず、庄内川土手においては、Ｕ２８の受信強度は約３２ｄＢｕＶと比較的高いが、Ｕ２７の受信強度は約２６ｄＢｕＶとかなり微弱である。この受信環境にて減衰器を設けない条件下（つまり、増幅出力を複数受信装置に分配しない場合）では、利得の低い比較例１のブースタ及び雑音指数ＮＦの高い比較例２のブースタは、実施例１のブースタとともに受信品質Ｃ／Ｎは受信限界値である２０ｄＢを超え、ブロックノイズ等の受信障害は見られなかった。しかし、減衰器を設けた場合は、比較例１及び比較例２の各ブースタはいずれも受信品質Ｃ／Ｎが２０ｄＢを下回り、ブロックノイズによる受信障害が見られた。他方、実施例のブースタは、フェーディングを生じやすい集中雨環境であるにもかかわらず、減衰器を設けた場合においても受信品質Ｃ／Ｎが２０ｄＢを超え、良好に放送を受信できた。
【００９３】
他方、瑞穂競技場においては、Ｕ２８の受信強度が約２５ｄＢｕＶとなり、庄内川土手の場合と比較して極度に微弱となる。この環境下では、減衰器を設けない条件下で、比較例１及び比較例２の各ブースタはいずれも受信品質Ｃ／Ｎが２０ｄＢを下回り、特に利得の低い比較例１のブースタは全く受像できない状態になった。また、比較例２ののブースタは受像できるもののブロックノイズや無受像による受信障害が見られた。しかしながら、実施例のブースタは、このような微弱な受信波であるにもかかわらず受信品質Ｃ／Ｎが２０ｄＢを超え、良好に放送を受信できた。
【００９４】
さて、実施例、比較例１及び比較例２の各ブースタユニットについて、図２１に示すアナログ放送停波後の中強電界デジタル放送の仮想受信環境を想定し、総合受信品質Ｃ／ＮＴの詳細を示す前述の（２）式の各パラメータに対応する値（表１も参照）を代入して、上記仮想受信環境での個々のブースタユニットの、各チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎを算出するシミュレーションを行なった（ただし、マルチパスの寄与項（Ｃ／ＮＭＰ）は３９ｄＢに見積もってある）。結果を、図２４にまとめて示している。この結果によると、Ｄ１０（地域放送チャンネル）が２８ｄＢｕＶ以上３５ｄＢｕＶ以下の弱電界デジタルテレビ放送チャンネル（微弱チャンネル）に該当するが、比較例１，２のブースタユニットはいずれも受信品質Ｃ／Ｎが限界値である２０ｄＢを下回っているのに対し、実施例のブースタユニットは限界値を超える受信品質Ｃ／Ｎが得られていることがわかる。具体的には、実施例のブースタは微弱チャンネルについて、受信品質Ｃ／Ｎが比較例１，２のブースタに比して約３ｄＢ以上高い。
【００９５】
図２５は、Ｄ１０の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信レベルを変化させ、他の条件を図２４と同一にした場合の、（２）式における信号出力（Ｃ／ＮＲ）（アンテナ受信出力のＣ／Ｎ）と、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）とのシミュレーション結果を、弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信レベルに対して描画したグラフである。この結果によると、比較例１，２のブースタユニットは受信品質Ｃ／Ｎが限界値（２０ｄＢ）となる限界受信レベル値が２８〜３０ｄＢｕＶとなるのに対し、実施例のブースタユニットは限界受信レベル値が２６ｄＢｕＶ程度と最も良好である。つまり、実施例のブースタは微弱チャンネルの受信レベルが変動した場合に、受信感度が一番高いことがわかる。これは、実施例のブースタユニットが雑音指数特性に一番優れているため、特定受信レベルの微弱チャンネルに対する受信マージンが一番大きく、その受信品質Ｃ／Ｎ向上への寄与を端的に表わすものである。
【００９６】
図２６は、実施例と比較例１について、ブースタ出力を複数受信装置に分配するケースを想定し、ブースタ端子に減衰器を接続して種々の値の減衰をかけた場合の、受信レベル２８ｄＢｕＶの微弱チャンネル受信にかかる信号出力（Ｃ／ＮＲ）と、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）とのシミュレーション結果を、減衰レベルに対して描画したグラフである。比較例１のブースタは減衰量が約７ｄＢを越えると受信不能に陥るが、実施例のブースタは減衰量が１５ｄＢに至っても安定に受信することがわかる。
【００９７】
図２７は、実施例と比較例１，２について、ブースタユニットの利得（ゲイン）を種々に変化させ、他の条件を図２４と同一にした場合の、受信レベル２８ｄＢｕＶの微弱チャンネル受信にかかる信号出力（Ｃ／ＮＲ）と、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）とのシミュレーション結果を、利得に対して描画したグラフである。これを見てもわかる通り、いずれのブースタユニットにおいても、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）は、増幅部の利得に対して極大値を描く形で変化し、受信品質Ｃ／Ｎを限界値（２０ｄＢ）以上に確保するためには、増幅部の利得がある上限値を超えてはならないことが明確に読み取れる。そして、ＮＦ＝１ｄＢの実施例のブースタが最大の受信品質Ｃ／Ｎを示しており、限界値に対するマージンも非常に大きくなっていることがわかる。また、受信品質Ｃ／Ｎを限界値以上に確保する利得適正範囲も最大である。例えば、受信マージン１ｄＢ（つまり、受信品質Ｃ／Ｎにて２１ｄＢ以上）の条件で、上記利得適正範囲は１８ｄＢ以上２３ｄＢの広い区間にわたる。なお、受信品質Ｃ／Ｎが極大値に近くなる利得範囲は２０ｄＢ〜２１ｄＢである。
【００９８】
比較例１及び比較例２のブースタユニットにおいても、上限値を含めた増幅部の利得範囲の適正化により受信品質Ｃ／Ｎを最大化できることに変わりはないが、雑音指数特性が実施例のブースタユニットよりも低いために、その最大化される値での受信品質Ｃ／Ｎの受信限界値に対するマージンが小さくならざるを得ないことがわかる。例えば比較例１のブースタでは、受信マージン１ｄＢ（つまり、受信品質Ｃ／Ｎにて２１ｄＢ以上）の条件を設定すると、極大値を与える利得値でも受信品質Ｃ／Ｎは限界値に届かず、比較例２のブースタでは極大値近傍で若干受信品質Ｃ／Ｎが限界値をクリアできる程度となる。
【００９９】
なお、本願出願時点では未だアナログＵＨＦ放送は停波しておらず、従って、図２１のようなアナログ停波環境が理想的に実現している環境で、上記シミュレーション結果を裏付けるための実測試験を行なうことは事実上不可能である。しかしながら、本発明者は、中京地区にて鋭意探索を行なった結果、アナログ停波環境が擬似的に実現している試験スポットを見出し、そこで、次のような確認試験を行なった。図３０は、該試験スポット（愛知県一宮市開明地区）でのＵＨＦ帯テレビ放送のアンテナ受信レベルをチャンネル別に示すものである。当該受信環境によると、中強電界デジタル放送波７波の受信電力は約−２３．５ｄＢｍであり、中強電界アナログ放送２波の約−３３．３ｄＢｍを略１０ｄＢ上回っている。つまり、アンテナ受信出力のデジタル／アナログ比率の観点で分析すれば、アナログ放送停波の受信環境にかなり近いと言える。そして、上記の受信環境をアナログ放送停波の受信環境と置き換えて、前述の（２）式による受信品質Ｃ／Ｎの算出精度を検証するために、実施例のブースタについて、図２５と同様に、図３０にて受信レベルの最も低いＵ３０チャンネルを対象に、その受信レベルを変化させ、信号出力（Ｃ／ＮＲ）と、総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）との計算シミュレーションを行なうとともに、受信レベル＝４０ｄＢでの総合受信品質（Ｃ／ＮＴ）の計算値と実測値とを比較した。この結果を図３１に示す。計算値と実測値との際はわずか１ｄＢであり、（２）式による計算シミュレーションの信頼性および解析精度が確認できた。
【符号の説明】
【０１００】
１  地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット
２  増幅部
ＩＣ１  高周波増幅素子
３  入力整合回路
４  出力整合回路（出力回路）
５  直流バイアス供給回路
５Ｆ１  電源分離フィルタ
６  帰還回路
Ｉｎｐｕｔ  ブースタ入力端
Ｏｕｔｐｕｔ  ブースタ出力端
ＬＳ１  ブースタ出力側雷サージ保護回路
ＬＳ２  ブースタ入力側雷サージ保護回路
１３  ブースタハウジング
４９  第一コネクタ部
５０  第二コネクタ部
７０  回路基板
【図１】
2011004194.tif 000004
【図２】
2011004194.tif 000005
【図３】
2011004194.tif 000006
【図４】
2011004194.tif 000007
【図５】
2011004194.tif 000008
【図６】
2011004194.tif 000009
【図７】
2011004194.tif 000010
【図８】
2011004194.tif 000011
【図９】
2011004194.tif 000012
【図１０】
2011004194.tif 000013
【図１１】
2011004194.tif 000014
【図１２】
2011004194.tif 000015
【図１３】
2011004194.tif 000016
【図１４】
2011004194.tif 000017
【図１５】
2011004194.tif 000018
【図１６】
2011004194.tif 000019
【図１７】
2011004194.tif 000020
【図１８】
2011004194.tif 000021
【図１９】
2011004194.tif 000022
【図２０】
2011004194.tif 000023
【図２１】
2011004194.tif 000024
【図２２】
2011004194.tif 000025
【図２３】
2011004194.tif 000026
【図２４】
2011004194.tif 000027
【図２５】
2011004194.tif 000028
【図２６】
2011004194.tif 000029
【図２７】
2011004194.tif 000030
【図２８】
2011004194.tif 000031
【図２９】
2011004194.tif 000032
【図３０】
2011004194.tif 000033
【図３１】
2011004194.tif 000034
【図３２】
2011004194.tif 000035
【図３３】
2011004194.tif 000036
【図３４】
2011004194.tif 000037
【手続補正書】
【提出日】平成22年7月8日(2010.7.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放送周波数帯域が４７０ＭＨｚ以上７１０ＭＨｚ以下の地上波デジタルテレビ放送のアンテナ信号を増幅し、その増幅信号を受信装置のフロントエンド側に入力するためのアンテナブースタユニットであって、
前記放送周波数帯域において、飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保され、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ又はＧａＡｓ−ＨＢＴを単位能動素子として使用する高周波増幅素子を備えた増幅部と、
前記高周波増幅素子に直流バイアス電圧を供給する直流バイアス供給回路と、
前記放送周波数帯域における増幅利得が少なくとも１８ｄＢ以上とされた前記増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成するとともに、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが１．０ｄＢ以下となり、前記ブースタ入力端を入力点とし前記ブースタ出力端を出力点としたときの増幅利得が１８ｄＢ以上２３ｄＢ以下となるように回路定数が調整された入力整合回路と、
を有することを特徴とする地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項２】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記回路定数の調整によって、前記定義受信レベル範囲の全体又は範囲上限を含む一部において前記弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保された請求項１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項３】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記回路定数の調整によって、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて少なくとも、受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保された請求項１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項４】
前記高周波増幅素子は、飽和出力が２０ｄＢｍ以上に確保され、
前記回路定数の調整によって、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎが２５ｄＢ以上に確保された請求項３記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項５】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記回路定数の調整によって、受信レベル２８ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保された請求項３又は請求項４記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項６】
前記入力整合回路は、前記増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成し、放送周波数帯域を包含する通過域を有したパッシブフィルタ回路に兼用されるとともに、該入力整合回路を省略したときの前記増幅部単体の入力インピーダンス特性において、前記放送周波数帯域の各周波数にて雑音指数ＮＦを最小化するスミスチャート上のインピーダンス点群を参照雑音最小化インピーダンス点とし、該入力整合回路を設けた場合の前記ブースタ入力端から見た前記増幅部の入力インピーダンス特性において、前記放送周波数帯域の各周波数にて雑音指数ＮＦが最小化するスミスチャート上のインピーダンス点群を実雑音最小化インピーダンス点としたとき、前記実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが、前記参照雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさより小さくなるように、かつ、前記スミスチャート上の基準特性インピーダンス点での雑音指数の値をＮ１、前記実雑音最小化インピーダンス点での雑音指数の値をＮ０としたとき、ΔＮ≡Ｎ１−Ｎ０の値が所定値以下となるように、前記フィルタリング回路のリアクタンス素子の回路定数が設定されてなる請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項７】
前記入力整合回路は前記放送周波数帯域を包含する高域通過周波数帯を有した高域通過型フィルタ回路として構成され、
前記増幅部の出力側に直列挿入されるとともにブースタ出力端を形成し、前記放送周波数帯域を包含する低域通過周波数帯を有した低域通過型フィルタ回路として構成された出力回路が設けられている請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項８】
前記高周波増幅素子の接地端子が接地付加インピーダンスを介することなく接地直結される一方、前記入力整合回路をなす前記高域通過型フィルタ回路は、前記高周波増幅素子の前記入力端子につながる入力信号伝送経路上に設けられる直列キャパシタと、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる２つの並列インダクタとで構成されるπ形ＨＰＦを、実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが、前記参照雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさより小さくなるように、かつ、前記ΔＮ≡Ｎ１−Ｎ０の値が所定値以下となるように調整するための雑音整合回路として併用するとともに、それら直列キャパシタ及び並列インダクタと協働する前記高域通過型フィルタ回路の補助素子として、前記入力信号伝送経路上に設けられる直列インダクタと、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる並列キャパシタとが設けられている請求項７記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項９】
前記高域通過型フィルタ回路には、有芯コイルにて構成される前記並列インダクタとは別に、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる空芯コイルからなる雷サージパルス吸収用コイルが前記ブースタ入力側雷サージ保護回路として設けられている請求項８記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１０】
前記増幅部は、前記放送周波数帯域における利得変動が３ｄＢより大きい前記高周波増幅素子のその利得変動を３ｄＢ以内となるように平坦化する帰還回路を、前記高周波増幅素子の出力端子と入力端子とをバイパスする形で外付け接続したものである請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１１】
前記高周波増幅素子が、エンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを能動素子とし、該ＨＥＭＴのゲートを前記入力端子に、ドレインを前記出力端子に、ソースを接地端子に振り分けた正極性単電源増幅素子として構成され、
前記直流バイアス供給回路は、前記高周波増幅素子の前記入力端子と前記出力端子との間に前記直流バイアス電圧を印加するものである請求項１０記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１２】
前記増幅部と前記直流バイアス供給回路と前記入力整合回路とが実装搭載された回路基板と、
該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部とを備え、前記回路基板を収容するブースタハウジングと、を有し、
前記第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、前記第二コネクタ部は前記受信装置に前記増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成されてなる請求項１１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１３】
前記帰還回路は、前記入力整合回路と前記高周波増幅素子の入力端子とを接続する入力信号伝送経路から分岐して、前記高周波増幅素子をバイパスする形で該高周波増幅素子の出力端側信号伝送経路につながる分布定数線路を形成する帰還伝送経路を有し、該帰還伝送経路上には、前記帰還回路の帰還率を決定する帰還率決定用直流抵抗と、前記実雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが反射係数≦１／３となるように、その周波数変動を抑制する容量１．５ｐＦ以下の調整用キャパシタと、該帰還率の周波数変動を補償するインダクタンス１００ｎＨ以下の帰還率補償用インダクタとが設けられている請求項１０ないし請求項１２のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１４】
前記帰還伝送経路から接地側に分岐する形で、前記放送周波数帯域の高域側における前記増幅部の増幅安定指数を向上させる安定化直流抵抗が、前記帰還率決定用直流抵抗に随伴して設けられている請求項１３記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１５】
前記増幅部の出力信号伝送経路から接地側に分岐する形で、前記増幅部の利得周波数特性において前記放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための高域利得抑制用キャパシタが設けられている請求項１３又は請求項１４に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１６】
前記増幅部の出力信号伝送経路上に、前記増幅部の利得周波数特性において前記放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための減衰用直流抵抗が設けられている請求項１５記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１７】
前記入力整合回路と、前記増幅部と、前記直流バイアス供給回路とが実装搭載された回路基板と、
該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部を有し、前記回路基板を収容するブースタハウジングとを有し、
前記第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、前記第二コネクタ部は前記受信装置に前記増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成され、
前記回路基板上には、前記増幅信号の出力と重畳させる形で前記同軸ケーブルの信号伝送用芯線を介して供給されるバイアス用直流電源入力を、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路から分岐する形で前記直流バイアス供給回路に供給するバイアス用電源ラインと、該バイアス用電源ライン上にて前記バイアス用直流電源入力から前記増幅信号をなす高周波信号を分離する電源分離フィルタ回路とが設けられ、
さらに、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路と前記バイアス用電源ラインとにまたがる形でブースタ出力側雷サージ保護回路が設けられている請求項１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１８】
前記ブースタ出力側雷サージ保護回路は、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路から接地側に分岐する形で設けられ、前記信号伝送経路と接地との間に該信号伝送経路上の高周波増幅信号の接地側への漏洩は遮断し、かつ前記同軸ケーブルの信号伝送用芯線から前記ブースタ出力端側に印加される雷サージパルスの尖頭電圧を予め定められた電圧にクランプするサージ保護素子と、前記バイアス用電源ライン上に設けられ、前記サージ保護素子によりクランプされた雷サージパルスを平滑化するサージ平滑化用チョークコイルとを有する請求項１７記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１９】
前記ブースタ出力端側の信号伝送経路上にて前記バイアス用電源ラインの分岐点と前記出力回路との間に、前記平滑化用チョークコイルによる前記雷サージパルスの平滑化により発生する直流成分が前記増幅部側へ逆流することを防止する直流カットキャパシタが挿入されている請求項１８記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【手続補正書】
【提出日】平成22年10月13日(2010.10.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放送周波数帯域が４７０ＭＨｚ以上７１０ＭＨｚ以下の地上波デジタルテレビ放送のアンテナ信号を増幅し、その増幅信号を受信装置のフロントエンド側に入力するためのアンテナブースタユニットであって、
前記放送周波数帯域において、飽和出力が１５ｄＢｍ以上に確保され、最小雑音指数が１．５ｄＢ以下の、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ又はＧａＡｓ−ＨＢＴを単位能動素子として使用する高周波増幅素子を備えた増幅部と、
前記高周波増幅素子に直流バイアス電圧を供給する直流バイアス供給回路と、
前記放送周波数帯域における増幅利得が少なくとも１８ｄＢ以上とされた前記増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成するとともに、ブースタ出力端にて得られる雑音指数レベルが１．０ｄＢ以下となり、前記ブースタ入力端を入力点とし前記ブースタ出力端を出力点としたときの増幅利得が１８ｄＢ以上２３ｄＢ以下となるように回路定数が調整された入力整合回路と、
を有することを特徴とする地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項２】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記回路定数の調整によって、前記定義受信レベル範囲の全体又は範囲上限を含む一部において前記弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保された請求項１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項３】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記回路定数の調整によって、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて少なくとも、受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保された請求項１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項４】
前記高周波増幅素子は、飽和出力が２０ｄＢｍ以上に確保され、
前記回路定数の調整によって、受信レベル３５ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎが２５ｄＢ以上に確保された請求項３記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項５】
弱電界デジタルテレビ放送チャンネルの定義受信レベル範囲を２８ｄＢｕＶ以上４８ｄＢｕＶ以下としたとき、前記入力整合回路は、前記放送周波数帯域を含むＵＨＦ帯域においてアナログＵＨＦテレビ放送が停波した状態であって、前記地上波デジタルテレビ放送チャンネル群の受信によりアンテナ受信出力の全電力が−４８ｄＢｍ以上−２８ｄＢｍ以下となっている中強電界デジタル放送受信環境下において、前記回路定数の調整によって、受信レベル２８ｄＢｕＶ以上の弱電界デジタルテレビ放送チャンネルにおいて受信品質Ｃ／Ｎが２１ｄＢ以上に確保された請求項３又は請求項４記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項６】
前記入力整合回路は、前記増幅部の入力側に直列挿入されることによりブースタ入力端を形成し、放送周波数帯域を包含する通過域を有したパッシブフィルタ回路に兼用されるとともに、前記ブースタ入力端から見た前記増幅部の入力インピーダンス特性において、前記放送周波数帯域の各周波数にて雑音指数ＮＦが最小化するスミスチャート上のインピーダンス点群である雑音最小化インピーダンス点を前記スミスチャートの中心である基準特性インピーダンス点に近づけさせ、かつ、前記基準特性インピーダンス点での雑音指数の値をＮ１、前記雑音最小化インピーダンス点での雑音指数の値をＮ０としたとき、ΔＮ＝Ｎ１−Ｎ０の値を所定値以下にさせるものである請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項７】
前記入力整合回路は前記放送周波数帯域を包含する高域通過周波数帯を有した高域通過型フィルタ回路として構成され、
前記増幅部の出力側に直列挿入されるとともにブースタ出力端を形成し、前記放送周波数帯域を包含する低域通過周波数帯を有した低域通過型フィルタ回路として構成された出力回路が設けられている請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項８】
前記高周波増幅素子の接地端子が接地付加インピーダンスを介することなく接地直結され、
前記入力整合回路をなす前記高域通過型フィルタ回路は、
前記高周波増幅素子の前記入力端子につながる入力信号伝送経路上に設けられる直列キャパシタと、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる２つの並列インダクタとで構成されるπ形ＨＰＦと、
前記直列キャパシタ及び前記並列インダクタと協働する前記高域通過型フィルタ回路の補助素子として、前記入力信号伝送経路上に設けられる直列インダクタと、
前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる並列キャパシタと、から構成された請求項７記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項９】
前記高域通過型フィルタ回路には、有芯コイルにて構成される前記並列インダクタとは別に、前記入力信号伝送経路から接地側に分岐して設けられる空芯コイルからなる雷サージパルス吸収用コイルが前記ブースタ入力側雷サージ保護回路として設けられている請求項８記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１０】
前記増幅部は、前記放送周波数帯域における利得変動が３ｄＢより大きい前記高周波増幅素子のその利得変動を３ｄＢ以内となるように平坦化する帰還回路を、前記高周波増幅素子の出力端子と入力端子とをバイパスする形で外付け接続したものである請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１１】
前記高周波増幅素子が、エンハンスメント型のｐ型ＧａＡｓ−ＨＥＭＴを能動素子とし、該ＨＥＭＴのゲートを前記入力端子に、ドレインを前記出力端子に、ソースを接地端子に振り分けた正極性単電源増幅素子として構成され、
前記直流バイアス供給回路は、前記高周波増幅素子の前記入力端子と前記出力端子との間に前記直流バイアス電圧を印加するものである請求項１０記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１２】
前記増幅部と前記直流バイアス供給回路と前記入力整合回路とが実装搭載された回路基板と、
該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部とを備え、前記回路基板を収容するブースタハウジングと、を有し、
前記第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、前記第二コネクタ部は前記受信装置に前記増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成されてなる請求項１１記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１３】
前記帰還回路は、前記入力整合回路と前記高周波増幅素子の入力端子とを接続する入力信号伝送経路から分岐して、前記高周波増幅素子をバイパスする形で該高周波増幅素子の出力端側信号伝送経路につながる分布定数線路を形成する帰還伝送経路を有し、該帰還伝送経路上には、前記帰還回路の帰還率を決定する帰還率決定用直流抵抗と、前記雑音最小化インピーダンス点に対する反射係数ベクトルの大きさが反射係数≦１／３となるように、その周波数変動を抑制する容量１．５ｐＦ以下の調整用キャパシタと、該帰還率の周波数変動を補償するインダクタンス１００ｎＨ以下の帰還率補償用インダクタとが設けられている請求項１０ないし請求項１２のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１４】
前記帰還伝送経路から接地側に分岐する形で、前記放送周波数帯域の高域側における前記増幅部の増幅安定指数を向上させる安定化直流抵抗が、前記帰還率決定用直流抵抗に随伴して設けられている請求項１３記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１５】
前記増幅部の出力信号伝送経路から接地側に分岐する形で、前記増幅部の利得周波数特性において前記放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための高域利得抑制用キャパシタが設けられている請求項１３又は請求項１４に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１６】
前記増幅部の出力信号伝送経路上に、前記増幅部の利得周波数特性において前記放送周波数帯域の高域側に生ずる利得ピークを抑制するための減衰用直流抵抗が設けられている請求項１５記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１７】
前記入力整合回路と、前記増幅部と、前記直流バイアス供給回路とが実装搭載された回路基板と、
該回路基板のブースタ入力端に接続する第一コネクタ部と、同じくブースタ出力端に接続する第二コネクタ部を有し、前記回路基板を収容するブースタハウジングとを有し、
前記第一コネクタ部はアンテナ側の同軸ケーブル接続ソケットに直結可能に形成される一方、前記第二コネクタ部は前記受信装置に前記増幅信号を供給するための同軸ケーブルが接続可能に形成され、
前記回路基板上には、前記増幅信号の出力と重畳させる形で前記同軸ケーブルの信号伝送用芯線を介して供給されるバイアス用直流電源入力を、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路から分岐する形で前記直流バイアス供給回路に供給するバイアス用電源ラインと、該バイアス用電源ライン上にて前記バイアス用直流電源入力から前記増幅信号をなす高周波信号を分離する電源分離フィルタ回路とが設けられ、
さらに、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路と前記バイアス用電源ラインとにまたがる形でブースタ出力側雷サージ保護回路が設けられている請求項１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１８】
前記ブースタ出力側雷サージ保護回路は、前記ブースタ出力端側の信号伝送経路から接地側に分岐する形で設けられ、前記信号伝送経路と接地との間に該信号伝送経路上の高周波増幅信号の接地側への漏洩は遮断し、かつ前記同軸ケーブルの信号伝送用芯線から前記ブースタ出力端側に印加される雷サージパルスの尖頭電圧を予め定められた電圧にクランプするサージ保護素子と、前記バイアス用電源ライン上に設けられ、前記サージ保護素子によりクランプされた雷サージパルスを平滑化するサージ平滑化用チョークコイルとを有する請求項１７記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。
【請求項１９】
前記ブースタ出力端側の信号伝送経路上にて前記バイアス用電源ラインの分岐点と前記出力回路との間に、前記平滑化用チョークコイルによる前記雷サージパルスの平滑化により発生する直流成分が前記増幅部側へ逆流することを防止する直流カットキャパシタが挿入されている請求項１８記載の地上波デジタルテレビ用アンテナブースタユニット。