(57)【要約】【課題】従来の手法では実現できない精度の良い過渡的なインダクタンスの時刻歴の演算が可能な過渡的インダクタンス計測方法及び装置を提供する。【解決手段】交流信号発生器１が正弦波をコイル３及び抵抗器４に印加しているときに、コイル３にインダクタンス急減の契機を与える。第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過した第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)は、第１及び第２のクリップ回路８,９によって正弦波からパルス波に変換されて位相比較器１０に入力され、位相比較器１０は両電圧の位相差φ(ｔ)の時刻歴を電圧値の時刻歴として出力する。ＤＳＰ１１は、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過した第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴と、位相比較器１０の出力電圧の時刻歴とに基づいてコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)の時刻歴を演算する。【選択図】図１
2011145158.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流信号発生器と、前記交流信号発生器の両端子間に直列接続されたコイル及び抵抗器とを用い、
前記交流信号発生器が前記コイル及び前記抵抗器に交流信号を印加しているときに、前記コイルにインダクタンス急減の契機を与えるステップと、
前記コイルにインダクタンス急減の契機が与えられてからの所定期間における、前記交流信号発生器の一方の出力端子及び前記コイルの接続点の電圧である第１の電圧並びに前記コイル及び前記抵抗器の接続点の電圧である第２の電圧の時刻歴を取得するステップと、
当該所定期間における前記第１及び第２の電圧の位相差の時刻歴を導出するステップと、
当該導出した位相差の時刻歴と、前記第１及び第２の電圧の前記時刻歴とに基づいて、当該所定期間における前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算するステップとを有する、過渡的インダクタンス計測方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
前記交流信号発生器は、周波数の異なる２波以上の正弦波を合成して前記コイル及び前記抵抗器に印加し、
前記取得するステップでは、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の時刻歴を取得し、
前記導出するステップでは、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の位相差の時刻歴を周波数ごとに導出し、
前記演算するステップでは、前記コイルのインダクタンスの時刻歴を周波数ごとに演算する、過渡的インダクタンス計測方法。
【請求項３】
交流信号発生器と、
前記交流信号発生器の両端子間に直列接続されたコイル及び抵抗器と、
前記交流信号発生器の一方の出力端子及び前記コイルの接続点の電圧である第１の電圧と、前記コイル及び前記抵抗器の接続点の電圧である第２の電圧との位相差を電圧値として出力することができる位相比較手段と、
前記第１の電圧と、前記第２の電圧と、前記位相比較手段の出力電圧とに基づいて、前記コイルのインダクタンスを演算する演算部とを備え、
前記位相比較手段は、前記コイルにインダクタンス急減の契機が与えられてからの所定期間における前記第１及び第２の電圧の時刻歴を取得して、当該所定期間における前記第１及び第２の電圧の位相差の時刻歴を電圧値の時刻歴として出力し、
前記演算部は、前記第１及び第２の電圧の前記時刻歴と、前記位相比較手段の出力電圧の前記時刻歴とに基づいて、当該所定期間における前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算する、過渡的インダクタンス計測装置。
【請求項４】
請求項３に記載の装置において、
電圧制御型バンドパスフィルタと、
前記電圧制御型バンドパスフィルタに対して電圧制御信号を入力する電圧制御回路とをさらに備え、
前記交流信号発生器は、周波数の異なる２波以上の正弦波を合成して出力し、
前記電圧制御型バンドパスフィルタは、前記第１及び第２の電圧のうち前記電圧制御回路から入力された電圧制御信号に応じた特定周波数の成分を通過させ、
前記位相比較手段は、前記第１及び第２の電圧の前記特定周波数の成分の時刻歴を取得して、前記第１及び第２の電圧の前記特定周波数の成分の位相差の時刻歴を電圧値の時刻歴として出力し、
前記演算部は、前記特定周波数での前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算する、過渡的インダクタンス計測装置。
【請求項５】
請求項４に記載の装置において、
前記第１及び第２の電圧の時刻歴を記憶する記憶部をさらに備え、
前記位相比較手段は、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の時刻歴を取得して、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の位相差の時刻歴を電圧値の時刻歴として周波数ごとに出力し、
前記演算部は、前記コイルのインダクタンスの時刻歴を周波数ごとに演算する、過渡的インダクタンス計測装置。
【請求項６】
請求項４又は５に記載の装置において、前記交流信号発生器の発生する２波以上の正弦波の周波数は、それぞれの正弦波の基本波の３次高調波成分までの信号が相互に重ならない、過渡的インダクタンス計測装置。
【請求項７】
請求項３から６のいずれかに記載の装置において、前記コイルの内部抵抗は、前記抵抗器と比較して十分小さな抵抗値である、過渡的インダクタンス計測装置。
【請求項８】
請求項３から７のいずれかに記載の装置において、前記コイルは、円筒形の金属ライナーの周囲に密着するように巻線が施されたものであり、インダクタンス急減の契機が与えられてからごく短い時間で端面から短絡し、最終的にインダクタンスが０となる、過渡的インダクタンス計測装置。
【請求項９】
請求項３から８のいずれかに記載の装置において、前記演算部は、前記第１及び第２の電圧の前記時刻歴と、前記位相比較手段の出力電圧の前記時刻歴とが入力されるＤＳＰ(Digital Signal Processor)を含み、前記ＤＳＰの内蔵プログラムにより前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算する、過渡的インダクタンス計測装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コイルにインダクタンス急減の契機が与えられた場合の当該コイルの過渡的なインダクタンスの時刻歴を演算する過渡的インダクタンス計測方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
爆薬の爆発によってコイルのインダクタンスを強制的に急激に減少させることで電流増幅を行う爆薬発電機は、限られた実装容積で使える電流増幅器として有用である。爆薬発電機の設計上、コイルのインダクタンスの過渡変化を明らかにすることが重要である。なお、爆薬発電機の場合、コイルは数マイクロ秒から数ミリ秒の極超短時間に端面から急激に短絡し(インダクタンスが急激に減少し)、最終的にインダクタンスが０となる。
【０００３】
従来、コイルのインダクタンスを計測する手法としては、インピーダンスアナライザ等の汎用計測器を用いてコイルのインピーダンスの周波数特性(数Ｈｚ〜数ＭＨｚ)を計測し、コイルに要求される周波数範囲におけるインダクタンスを求める方法が一般的である。
【０００４】
コイルにインダクタンス急減の契機が与えられた場合の当該コイルの過渡的なインダクタンスの時刻歴を直接的に演算する手法の好適な開示は現在のところ無いが、間接的な計測手法としては、コイルに流した電流の変化を非接触式の電流プローブを用いて計測し、インダクタンスを推定する手法が試みられている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前者のインピーダンスアナライザ等による手法では、静的なインダクタンスは精度よく測定できるものの、変化の過程の過渡的なインダクタンスのデータを取得することは不可能である。また、後者の電流変位を計測することによってインダクタンスを推定する手法では、インダクタンスの計測精度が得られない。
【０００６】
本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、上述した２つの手法では実現できない精度の良い過渡的なインダクタンスの時刻歴の演算が可能な、過渡的インダクタンス計測方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の態様は、過渡的インダクタンス計測方法である。この方法は、
交流信号発生器と、前記交流信号発生器の両端子間に直列接続されたコイル及び抵抗器とを用い、
前記交流信号発生器が前記コイル及び前記抵抗器に交流信号を印加しているときに、前記コイルにインダクタンス急減の契機を与えるステップと、
前記コイルにインダクタンス急減の契機が与えられてからの所定期間における、前記交流信号発生器の一方の出力端子及び前記コイルの接続点の電圧である第１の電圧並びに前記コイル及び前記抵抗器の接続点の電圧である第２の電圧の時刻歴を取得するステップと、
当該所定期間における前記第１及び第２の電圧の位相差の時刻歴を導出するステップと、
当該導出した位相差の時刻歴と、前記第１及び第２の電圧の前記時刻歴とに基づいて、当該所定期間における前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算するステップとを有する。
【０００８】
第１の態様の方法において、
前記交流信号発生器は、周波数の異なる２波以上の正弦波を合成して前記コイル及び前記抵抗器に印加し、
前記取得するステップでは、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の時刻歴を取得し、
前記導出するステップでは、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の位相差の時刻歴を周波数ごとに導出し、
前記演算するステップでは、前記コイルのインダクタンスの時刻歴を周波数ごとに演算するとよい。
【０００９】
本発明の第２の態様は、過渡的インダクタンス計測装置である。この装置は、
交流信号発生器と、
前記交流信号発生器の両端子間に直列接続されたコイル及び抵抗器と、
前記交流信号発生器の一方の出力端子及び前記コイルの接続点の電圧である第１の電圧と、前記コイル及び前記抵抗器の接続点の電圧である第２の電圧との位相差を電圧値として出力することができる位相比較手段と、
前記第１の電圧と、前記第２の電圧と、前記位相比較手段の出力電圧とに基づいて、前記コイルのインダクタンスを演算する演算部とを備え、
前記位相比較手段は、前記コイルにインダクタンス急減の契機が与えられてからの所定期間における前記第１及び第２の電圧の時刻歴を取得して、当該所定期間における前記第１及び第２の電圧の位相差の時刻歴を電圧値の時刻歴として出力し、
前記演算部は、前記第１及び第２の電圧の前記時刻歴と、前記位相比較手段の出力電圧の前記時刻歴とに基づいて、当該所定期間における前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算する。
【００１０】
第２の態様の装置において、
電圧制御型バンドパスフィルタと、
前記電圧制御型バンドパスフィルタに対して電圧制御信号を入力する電圧制御回路とをさらに備え、
前記交流信号発生器は、周波数の異なる２波以上の正弦波を合成して出力し、
前記電圧制御型バンドパスフィルタは、前記第１及び第２の電圧のうち前記電圧制御回路から入力された電圧制御信号に応じた特定周波数の成分を通過させ、
前記位相比較手段は、前記第１及び第２の電圧の前記特定周波数の成分の時刻歴を取得して、前記第１及び第２の電圧の前記特定周波数の成分の位相差の時刻歴を電圧値の時刻歴として出力し、
前記演算部は、前記特定周波数での前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算するとよい。
【００１１】
この場合、
前記第１及び第２の電圧の時刻歴を記憶する記憶部をさらに備え、
前記位相比較手段は、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の時刻歴を取得して、前記第１及び第２の電圧の各周波数成分の位相差の時刻歴を電圧値の時刻歴として周波数ごとに出力し、
前記演算部は、前記コイルのインダクタンスの時刻歴を周波数ごとに演算するとよい。
【００１２】
さらに、前記交流信号発生器の発生する２波以上の正弦波の周波数は、それぞれの正弦波の基本波の３次高調波成分までの信号が相互に重ならないとよい。
【００１３】
第２の態様の装置において、前記コイルの内部抵抗は、前記抵抗器と比較して十分小さな抵抗値であるとよい。
【００１４】
第２の態様の装置において、前記コイルは、円筒形の金属ライナーの周囲に密着するように巻線が施されたものであり、インダクタンス急減の契機が与えられてからごく短い時間で端面から短絡し、最終的にインダクタンスが０となるとよい。
【００１５】
第２の態様の装置において、前記演算部は、前記第１及び第２の電圧の前記時刻歴と、前記位相比較手段の出力電圧の前記時刻歴とが入力されるＤＳＰ(Digital Signal Processor)を含み、前記ＤＳＰの内蔵プログラムにより前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算するとよい。
【００１６】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現をシステム等の間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、交流信号発生器の両端子間にコイル及び抵抗器を直列接続しておき、前記交流信号発生器の一方の出力端子及び前記コイルの接続点の電圧である第１の電圧並びに前記コイル及び前記抵抗器の接続点の電圧である第２の電圧の時刻歴と、前記第１及び第２の電圧の位相差の時刻歴とに基づいて、前記コイルにインダクタンス急減の契機が与えられてからの所定期間における前記コイルのインダクタンスの時刻歴を演算するので、精度の良い過渡的なインダクタンスの時刻歴の演算が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に係る過渡的インダクタンス計測方法及び装置の回路構成ブロック図。
【図２】(Ａ)は、図１に示した回路において瞬間的にコイル３の端面から短絡させた場合の、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７通過前の第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴の一例を示すグラフ。(Ｂ)は、図１に示した回路において瞬間的にコイル３の端面から短絡させた場合の、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７通過後の第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴の一例を示すグラフ。
【図３】図１に示した回路におけるＤＳＰ１１の演算結果すなわちコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)の時刻歴の一例を示すグラフ。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２０】
図１は、本発明の実施の形態に係る過渡的インダクタンス計測方法及び装置の回路構成ブロック図である。本図に示された過渡的インダクタンス計測装置は、交流信号発生器１と、コイル３と、抵抗器４と、電圧制御回路５と、第１及び第２の電圧制御型バンドパスフィルタ６,７(以下、「バンドパスフィルタ」は「ＢＰＦ」とも表記)と、第１及び第２のクリップ回路８,９と、位相比較器１０と、演算部としてのＤＳＰ１１と、第１及び第２の記憶部２１,２２とを備える。
【００２１】
交流信号発生器１は、周波数の異なる２波以上の正弦波を合成して出力する。コイル３及び抵抗器４は、交流信号発生器１の両端子間に直列接続される。コイル３は、例えば円筒形の金属ライナー２(鉄やアルミ等からなる)の周囲に密着するように巻線が施されたものである。但し、巻線は絶縁被覆線等であり、当初は巻線の各ターン間及び巻線と金属ライナー２との間は絶縁が維持されている。以下、グランド(ＧＮＤ)を基準として、交流信号発生器１の一方の出力端子及びコイル３の接続点の電圧を「第１の電圧ｅ(ｔ)」、コイル３及び抵抗器４の接続点の電圧を「第２の電圧ｅR(ｔ)」とする(ｔ：時間。以下同じ)。
【００２２】
交流信号発生器１の一方の出力端子及びコイル３の接続点は第１の電圧制御型ＢＰＦ６の入力側及び第１の記憶部２１の入力側に接続され、コイル３及び抵抗器４の接続点は第２の電圧制御型ＢＰＦ７の入力側及び第２の記憶部２２の入力側に接続される。また、第１の電圧制御型ＢＰＦ６の入力側及び第１の記憶部２１の出力側は相互に接続され、第２の電圧制御型ＢＰＦ７の入力側及び第２の記憶部２２の出力側も相互に接続される。第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７の通過帯域は、電圧制御回路５から入力される電圧制御信号Ｖcntによって定まる。すなわち、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７は、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)のうち電圧制御回路５から入力された電圧制御信号Ｖcntに応じた特定周波数の成分を通過させる。
【００２３】
第１及び第２のクリップ回路８,９及び位相比較器１０は、位相比較手段を構成する。すなわち、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)のうち第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過した前記特定周波数の成分(正弦波)は、第１及び第２のクリップ回路８,９によって正弦波からパルス波に変換されて位相比較器１０に入力され、位相比較器１０によって両者の位相差φ(ｔ)が電圧値として得られる。なお、第１及び第２のクリップ回路８,９はそれぞれ正弦波をパルス波に変換する変換手段の例示であり、変換手段としてはコンパレータその他の公知の回路素子やその組合せを用いることができる。
【００２４】
ＤＳＰ１１は、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過した第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)と、位相比較器１０の出力電圧とが入力され、それらに基づいて内蔵プログラムによりコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)を演算する。なお、交流信号発生器１が振幅Ｖｍ、角周波数ωの正弦波Ｖｍ・ｓｉｎ(ωｔ)を発生しているとき、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)のピーク値ｅ,ｅR並びに両電圧の位相差φ(ｔ)と、コイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)と、抵抗器４の抵抗Ｒとの間には、下記
ｅR／ｅ ＝ Ｒ／{(Ｒ＋ｒ(ｔ))2＋(ωＬ(ｔ))2}1/2    …式１
φ(ｔ) ＝ ｔａｎ-1{ωＬ(ｔ)／(ｒ(ｔ)＋Ｒ)}      …式２
で示される関係があり、式１及び２を連立させて解くことでコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)が求められる。
【００２５】
以下、図１に示される装置の動作すなわち過渡的インダクタンス計測の流れについて説明する。
【００２６】
交流信号発生器１が周波数の異なる２波以上の正弦波を合成してコイル３及び抵抗器４に印加しているときに、例えばコイル３の一方の端面から爆薬の爆発によりコイル３にインダクタンス急減の契機を与える。この場合、金属ライナー２は一方の端面から膨張し、かつ高温となって、巻線を一方の端面側から順次短絡していく。コイル３にインダクタンス急減の契機が与えられてからコイル３が短絡するまでの期間における第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)は、第１及び第２の記憶部２１,２２に記憶されるとともに第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７に入力され、電圧制御回路５から入力された電圧制御信号Ｖcntに応じた特定周波数(前記２波以上の正弦波のうちの１波の周波数に対応)の成分が第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過する。
【００２７】
第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過した第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)は、第１及び第２のクリップ回路８,９によって正弦波からパルス波に変換されて位相比較器１０に入力される。位相比較器１０は、入力された第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴に基づいて、コイル３にインダクタンス急減の契機が与えられてからコイル３が短絡するまでの期間における両電圧の位相差φ(ｔ)の時刻歴を電圧値の時刻歴として出力する。ＤＳＰ１１は、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７を通過した第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴と、位相比較器１０の出力電圧の時刻歴とが入力され、それらに基づいて内蔵プログラム(例えば式１及び２の２元連立方程式をＬ(ｔ)及びｒ(ｔ)について解くプログラム)により当該期間におけるコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴を演算する。
【００２８】
これにて、前記２波以上の正弦波のうちの１波の周波数の場合について、コイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴が求められた。前記２波以上の正弦波のうちの他の１波の周波数の場合についてもコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴を求める場合、以下の手順を実行する。なお、コイル３の短絡動作は１回限りである(爆発後完全に短絡状態となる)から、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)を第１及び第２の記憶部２１,２２に記憶しておくことが前提となる。
【００２９】
電圧制御回路５から第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７に入力する電圧制御信号Ｖcntを変更する。すなわち、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７の通過帯域を、前記２波以上の正弦波のうちの他の１波の周波数に対応するものに変更する。第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)を今度は第１及び第２の記憶部２１,２２から第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７に入力し、上記と同様にコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴を演算する。前記２波以上の正弦波の全ての周波数の場合についてコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴を求められたら計測は終了する。
【００３０】
図２(Ａ)は、図１に示した回路において瞬間的にコイル３の端面から短絡させた場合の、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７通過前の第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴の一例を示すグラフである。このとき、抵抗器４の抵抗値は１００Ω、交流信号発生器１の発生する正弦波は３波で周波数はそれぞれｆ＝(ω／２π)＝１００ｋＨｚ,３７０ｋＨｚ,１ＭＨｚである。なお、コイル３の内部抵抗は、抵抗器４と比較して十分小さな抵抗値であるものとする。
【００３１】
図２(Ｂ)は、図１に示した回路において瞬間的にコイル３の端面から短絡させた場合の、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７通過後の第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴の一例を示すグラフである。このとき、電圧制御量としてｆ＝１００ｋＨｚに相当する制御電圧(電圧制御信号Ｖcnt)が電圧制御回路５から第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７に印加されている。また、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７には、立ち上がりと立ち下がりの急峻さを考慮して、１０次のバタワースフィルタを用いている。本図より、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の振幅差と位相差は、時間の経過に従って小さくなって最終的に無くなっている(つまりコイル３が短絡して同電圧になっている)ことがわかる。
【００３２】
図３は、図１に示した回路におけるＤＳＰ１１の演算結果すなわちコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)の時刻歴の一例を示すグラフである。図２(Ｂ)の場合と同様にｆ＝１００ｋＨｚに相当する電圧制御信号Ｖcntが電圧制御回路５から第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７に印加されており、約１０μ秒刻みでインダクタンスの時刻歴が得られることがわかる。なお、電圧制御信号Ｖcntをｆ＝１ＭＨｚに対応するものとすれば、１０倍の細かさの時間刻みで時刻歴を計算することが可能である。
【００３３】
なお、使用したＤＳＰ１１は、汎用品であってＡ／Ｄ(アナログデジタル変換器)を内蔵し、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)並びに両電圧の位相差φ(ｔ)の３入力をスイッチングにより切り替えることによりデジタル信号に変換し、それらを内蔵メモリに記録する。位相差φ(ｔ)については、位相比較器１０から電圧値として入力されるため、ＤＳＰ１１で当該電圧値をＡ／Ｄ変換し、さらに電圧−位相変換することで位相差φ(ｔ)の時刻歴として内蔵メモリに記録する。
【００３４】
本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。
【００３５】
(1) 第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の時刻歴と、両電圧の位相差に対応する電圧値の時刻歴とに基づいて、コイル３にインダクタンス急減の契機が与えられてからのコイル３が短絡するまでの期間におけるコイル３のインダクタンスの時刻歴を演算するので、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の振幅と位相差の時刻歴を基に数値解析的に精度の良い過渡的なインダクタンスの時刻歴の演算が可能となる。
【００３６】
(2) 周波数の異なる２波以上の正弦波を合成してコイル３及び抵抗器４に印加しており、コイル３のインダクタンスの時刻歴を周波数ごとに演算できるため、単一周波数での演算の場合よりもさらに高精度の演算が期待できる。ここで、複数の周波数について演算する意義は次のとおりである。すなわち、高周波になるほど細かい時間刻みでインダクタンスの時刻歴を演算できる点で好ましいのであるが、高周波になるほどコイル３のインピーダンスが大きくなって第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)の振幅差が大きくなって精度が悪化する場合もある。このため、コイル３のインダクタンスの時刻歴を周波数ごとに演算することで、演算の高精度化を図ることができる。
【００３７】
以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。
【００３８】
実施の形態ではＤＳＰ１１を用いた信号処理でコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴を演算したが、変形例では、第１及び第２の電圧ｅ(ｔ),ｅR(ｔ)並びに両電圧の位相差φ(ｔ)に相当する電圧値をメモリ等に記録しておき、オフラインで時刻歴を取得して汎用のパソコン等で上記式１及び２の２元連立方程式を解いても同様にコイル３のインダクタンスＬ(ｔ)及び内部抵抗ｒ(ｔ)の時刻歴を演算可能である。つまり、ＤＳＰ１１が存在しない場合においても本発明の過渡的インダクタンス計測装置は成立する。
【００３９】
実施の形態では交流信号発生器が２波以上の正弦波を合成して出力する場合を説明したが、単一周波数での演算のみでよい場合は交流信号発生器は１波の正弦波を出力するだけでよい。この場合、第１及び第２の電圧制御型ＢＰＦ６,７は不要である。なお、交流信号発生器が２波以上の正弦波を合成して出力する場合、それぞれの正弦波の基本波の３次高調波成分までの信号が相互に重ならないとよい。その理由は、電圧制御型ＢＰＦ６,７で周波数ごとに分離する際に電圧制御型ＢＰＦ６,７へのいずれの入力周波数に対応する出力波形なのかを容易に判別できるようにするためである。
【符号の説明】
【００４０】
１  交流信号発生器
３  コイル
４  抵抗器
５  電圧制御回路
６  第１の電圧制御型バンドパスフィルタ
７  第２の電圧制御型バンドパスフィルタ
８  第１のクリップ回路
９  第２のクリップ回路
１０  位相比較器
１１  ＤＳＰ
２１  第１の記憶部
２２  第２の記憶部
第１の電圧  ｅ(ｔ)
第２の電圧  ｅR(ｔ)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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