(57)【要約】【課題】入力電圧が低下しても従来技術に比較して安定して動作する定電圧回路を提供する【解決手段】入出力電圧監視回路４は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧ＶＤＤと出力電圧Ｖ２との差分値を電流に変換して過電流保護回路３に出力する。過電流保護回路３は、入出力電圧監視回路４からの電流に応答して、負荷５２に出力する負荷電流Ｉｏｕｔ２の最大負荷電流値を、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの負荷電流Ｉｏｕｔ１よりも小さくなるように制御する。【選択図】図１
2011103743.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を所定の第１の出力電圧に昇圧して出力するとともに、上記入力電圧及び上記出力電圧に基づいて決定される第１の出力電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
所定の最大負荷電流値以下の第２の出力電流を負荷に出力する過電流保護回路を備え、上記第１の出力電圧を所定の第２の出力電圧に変換して上記負荷に出力するレギュレータとを備えた定電圧回路において、
上記入力電圧と上記第１の出力電圧とを検出して当該検出結果を示す検出信号を上記過電流保護回路に出力する入出力電圧監視回路を備え、
上記過電流保護回路は、上記検出信号に基づいて、上記最大負荷電流値を上記第１の出力電流よりも小さくなるように制御することを特徴とする定電圧回路。
【請求項２】
上記入出力電圧監視回路は、上記入力電圧と上記第１の出力電圧との間の差分値を検出し、当該検出された差分値を示す検出信号を出力することを特徴とする請求項１記載の定電圧回路。
【請求項３】
上記入出力電圧監視回路は、上記差分値を電流に変換して上記検出信号として出力することを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
【請求項４】
上記過電流保護回路は、上記最大負荷電流値を連続的に変化させることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載の定電圧回路。
【請求項５】
複数の上記レギュレータを備えたことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載の定電圧回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を所定の第１の出力電圧に昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、第１の出力電圧を第２の出力電圧に変換して負荷に出力するレギュレータとを備えた定電圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来技術に係る定電圧回路１０ｐを備えた電源装置の構成を示すブロック図であり、図５は、図４の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１から負荷５１に供給される負荷電流Ｉｏｕｔ１及びコイル１２のコイル電流を示すグラフである。また、図６は、図４の過電流保護回路３ｐの回路図であり、図７は図４のシリーズレギュレータ２ｐの出力電流−出力電圧特性（実線）及び従来技術に係る他の出力電流−出力電圧特性（破線）を示すグラフである。
【０００３】
図４において、従来技術に係る電源装置は、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）チップにてなる定電圧回路１０ｐと、直流電圧源１１と、コイル１２と、ダイオード１３と、出力コンデンサ１４及び１５とを備えて構成される。さらに、定電圧回路１０ｐは、直流電圧源１１からの入力電圧ＶＤＤを出力電圧Ｖ１に昇圧して負荷５１に出力するパルス幅変調方式の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、出力電圧Ｖ１を出力電圧Ｖ２に降圧して負荷５２に出力する低ドロップアウトレギュレータにてなるシリーズレギュレータ（以下、ＬＤＯ（Ｌｏｗ  Ｄｒｏｐ  Ｏｕｔ）という。）２ｐとを備えて構成される。ここで、ＬＤＯ２ｐは過電流保護回路３ｐを備える。
【０００４】
また、コイル１２の一端は直流電圧源１１の正極端子に接続され、他端は接続点Ｌｘを介してダイオード１３のアノードに接続される。さらに、出力コンデンサ１４の一方の電極はダイオード１３のカソード及び負荷５１に接続され、他方の電極は接地される。接続点Ｌｘは、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチ素子（図示せず。）を介して接地され、当該スイッチ素子は、所定の周期Ｔでオンオフするように制御される。以上のように構成することにより、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力電圧Ｖ１及び負荷電流Ｉｏｕｔ１を負荷５１に出力する。
【０００５】
さらに、図６において、ＬＤＯ２ｐの過電流保護回路３ｐは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、トランジスタという。）Ｍ１，Ｍ２，Ｍ５と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、トランジスタという。）Ｍ３，Ｍ４と、所定の定電流Ｉ１を出力する定電流源３１と、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。また、過電流保護回路３ｐの入力端子Ｔｉｎ３には昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖ１が出力され、ＶＳＳ端子Ｔｖｓｓ３は接地され、出力端子Ｔｏｕｔ３は負荷５２に接続される。出力ドライバー用のトランジスタＭ１及びトランジスタＭ２の各ゲートは互いに共通接続され、各ソースは入力端子Ｔｉｎ３に共通接続される。トランジスタＭ１のドレインは分圧抵抗Ｒ１及びＲ２を介してＶＳＳ端子Ｔｖｓｓ３に接続される。トランジスタＭ３のドレインはトランジスタＭ２のドレインと接続され、ソースは接地され、ゲートはドレインと接続されている。トランジスタＭ４及びＭ３はカレントミラー回路を構成し、トランジスタＭ４のソースは接地され、ゲートはトランジスタＭ３のゲートに接続されている。さらに、トランジスタＭ４のドレインと入力端子Ｔｉｎ３との間に定電流源３１が接続されており、トランジスタＭ４と定電流源３１との間の接続点はトランジスタＭ５のゲートに接続されている。トランジスタＭ５のソースは入力端子Ｔｉｎ３に接続され、ドレインはトランジスタＭ１及びＭ２のゲートと接続されている。トランジスタＭ１と抵抗Ｒ１との間の接続点は出力コンデンサを介して接地される一方、負荷５２に接続される。以上のように構成することにより、ＬＤＯ２ｐは、所定の最大負荷電流値Ｉｍｐ（詳細後述する）以下の負荷電流Ｉｏｕｔ２を負荷５２に出力する。また、過電流保護回路３ｐは、基準電圧源、誤差増幅器及び定電流回路などをさらに備えているが、図示していない。
【０００６】
図４において、例えば、出力電圧Ｖ１を４．０Ｖに設定し、出力電圧Ｖ２を３．５Ｖに設定したとき、入力電圧ＶＤＤが出力電圧Ｖ１に比較して十分に大きく、５．０Ｖである場合には昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧動作を行わない。この結果、電圧ＶＤＤをダイオード１３の順方向電圧降下Ｖｆ分だけ降下した電圧がＬＤＯ２ｐの入力端子に印加され、ＬＤＯ２ｐは５．０Ｖの入力電圧ＶＤＤよりも降圧された３．５Ｖの出力電圧Ｖ２を負荷５２に出力する。また、入力電圧ＶＤＤが２．０Ｖまで低下した場合には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧動作を行い、４．０Ｖの出力電圧Ｖ１を出力する。この結果、４．０Ｖの電圧がＬＤＯ２ｐの入力端子に印加され、ＬＤＯ２ｐは２．０Ｖの入力電圧ＶＤＤより昇圧された３．５Ｖの出力電圧Ｖ２を負荷５２に出力する。
【０００７】
次に、図５を参照して、負荷５１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔ１とコイル１２に流れるコイル電流との関係を説明する。図５において、コイル１２は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチ素子がオンされている期間Ｔｏｎにエネルギーを蓄積する一方、スイッチ素子がオフされている期間Ｔｏｆｆには蓄積されたエネルギーをダイオード１３を介して放出する。ここで、負荷電流Ｉｏｕｔ１は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチ素子がオフされている期間Ｔｏｆｆ全体のコイル電流を、オンオフ周期Ｔ（Ｔｏｆｆ＋Ｔｏｎである。）全体で平均した電流である。従って、図５に示すように、負荷電流Ｉｏｕｔ１はコイル１２のピーク電流ＩＬｍａｘとは大きく異なり、負荷電流Ｉｏｕｔ１及びピーク電流ＩＬｍａｘは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧比にも依存する。
【０００８】
ここで、過負荷又は短絡などによって負荷電流Ｉｏｕｔ１が異常に増加して負荷５１及び直流電圧源１１が破損することを防止するための過電流保護回路が昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１に搭載されている場合、当該過電流保護回路は、ピーク電流ＩＬｍａｘを検出して、検出されたピーク電流ＩＬｍａｘが所定の電流値ＩＬｌｉｍより小さくなるように制御する。このため、負荷電流Ｉｏｕｔ１と同様に、負荷５１に流れる最大負荷電流も昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧比に依存して大きく変化する。例えば、電流値ＩＬｌｉｍが１Ａに設定され、出力電圧Ｖ１が４．０Ｖに設定され、入力電圧ＶＤＤが２．０Ｖであるときには、昇圧比は２であり、最大負荷電流は約０．５Ａになる。しかしながら、同一の設定条件で入力電圧ＶＤＤが１．０Ｖであるときには、昇圧比は４であり、最大負荷電流は約０．２５Ａになる。また、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１にこのような過電流保護回路が搭載されていない場合は、最大負荷電流は上述した電流値ＩＬｌｉｍに制限されることはない。しかしながら、昇圧動作のために昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチ素子をオフする期間Ｔｏｆｆを設ける必要があるため、所定の電流値以上の負荷電流を安定して出力することができない。そして、その所定の電流値は上述した電流値ＩＬｌｉｍと同様に昇圧比によって変化することが知られている。
【０００９】
次に、図６及び図７を参照して、過電流保護回路３ｐの動作を説明する。図６において、トランジスタＭ１に流れる電流は負荷電流Ｉｏｕｔ２ｐと実質的に等しくなるように設定されている。負荷電流Ｉｏｕｔ２ｐがトランジスタＭ１に流れると、トランジスタＭ１及びＭ２のサイズ比に比例した電流がトランジスタＭ２に流れる。さらに、トランジスタＭ３に流れる電流はトランジスタＭ２に流れる電流に等しいので、トランジスタＭ３とともにカレントミラー回路を構成しているトランジスタＭ４に流れる電流は、トランジスタＭ３とトランジスタＭ４のサイズ比が１対１であれば、トランジスタＭ２に流れる電流と等しくなる。
【００１０】
例えば、トランジスタＭ１及びＭ２のサイズ比を５００００：１に設定し、トランジスタＭ３及びＭ４のサイズ比を１：１に設定し、定電流源３１からの電流Ｉ１の電流値を１０μＡに設定したとき、過電流保護回路３ｐは以下のように動作する。負荷電流Ｉｏｕｔ２ｐが５０ｍＡの場合、トランジスタＭ４に流れる電流は１μＡになり、電流Ｉ１よりも小さい。このため、トランジスタＭ５のゲート電圧は実質的に昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの入力電圧ＶＤＤに等しくなり、トランジスタＭ５はオフされるので、トランジスタＭ１及びＭ２のゲートに影響を与えない。次に、負荷電流Ｉｏｕｔ２ｐが６００ｍＡの場合、トランジスタＭ４に流れる電流は１２μＡになり、電流Ｉ１よりも大きくなる。このため、トランジスタＭ５のゲート電圧は低下してトランジスタＭ５はオンされる。これに応答して、トランジスタＭ１及びＭ２のゲート電圧は上昇するので、トランジスタＭ１の電流、すなわち、負荷電流Ｉｏｕｔ２ｐが制限される。この結果、最大負荷電流Ｉｍｐは、トランジスタＭ４に流れる電流と電流Ｉ１が釣り合う５００ｍＡ（＝１０μＡ×５００００）になる。従って、ＬＤＯ２ｐの出力電流−出力電圧特性は、図７に示すように垂下型になり、負荷５２に流れる最大負荷電流値は出力電圧によらずに一定の電流値Ｉｍｐとなる。
【００１１】
また、一般に、ＬＤＯ２ｐに代えて、発熱量を抑えるために出力電圧Ｖ２の低下と共に最大負荷電流値が低下する出力電流−出力電圧特性（図７において破線で示す。）も用いられる。この場合でも、ＬＤＯ２ｐの通常動作時の最大負荷電流値は電流値Ｉｍｐである。
【００１２】
特許文献１には、出力電流値が所定の一定値を越えているときに出力電圧を発生する出力回路の動作を停止させる過電流保護回路を備えた安定化電源回路が記載されている。また、特許文献２には、図７の破線で示される出力電流−出力電圧特性と同様の特性を有する定電圧電源回路が記載されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
上述したように、図４の定電圧回路１０ｐでは、前段の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の最大負荷電流値は昇圧比に大きく依存する一方、後段のＬＤＯ２ｐの最大負荷電流値は通常動作時は一定の電流値Ｉｍｐである。従って、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の最大負荷電流値がＬＤＯ２ｐの最大負荷電流値Ｉｍｐよりも大きいときは定電圧回路１０ｐは正常に動作するが、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の最大負荷電流値がＬＤＯ２ｐの最大負荷電流値Ｉｍｐよりも小さいときは、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１はその電流値Ｉｍｐの電流を流す能力を有していないので、出力電圧Ｖ１が低下してしまう。さらに、ＬＤＯ２ｐは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖ１を入力電圧として動作しているので、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ１が低下すると、十分な入力電圧を得ることができず異常動作してしまう。そして、最悪の場合には、ＬＤＯ２ｐの過電流保護回路３ｐが正常動作せずに定電圧回路１０ｐのＩＣが発熱し破壊に至る。
【００１４】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、入力電圧が低下しても従来技術に比較して安定して動作する定電圧回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明に係る定電圧回路は、入力電圧を所定の第１の出力電圧に昇圧して出力するとともに、上記入力電圧及び上記出力電圧に基づいて決定される第１の出力電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
所定の最大負荷電流値以下の第２の出力電流を負荷に出力する過電流保護回路を備え、上記第１の出力電圧を所定の第２の出力電圧に変換して上記負荷に出力するレギュレータとを備えた定電圧回路において、
上記入力電圧と上記第１の出力電圧とを検出して当該検出結果を示す検出信号を上記過電流保護回路に出力する入出力電圧監視回路を備え、
上記過電流保護回路は、上記検出信号に基づいて、上記最大負荷電流値を上記第１の出力電流よりも小さくなるように制御することを特徴とする。
【００１６】
上記定電圧回路において、上記入出力電圧監視回路は、上記入力電圧と上記第１の出力電圧との間の差分値を検出し、当該検出された差分値を示す検出信号を出力することを特徴とする。
【００１７】
また、上記定電圧回路において、上記入出力電圧監視回路は、上記差分値を電流に変換して上記検出信号として出力することを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
【００１８】
さらに、上記定電圧回路において、上記過電流保護回路は、上記最大負荷電流値を連続的に変化させることを特徴とする。
【００１９】
またさらに、上記定電圧回路において、複数の上記レギュレータを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る定電圧回路によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧とを検出して当該検出結果を示す検出信号を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの後段のレギュレータに設けられた過電流保護回路に出力する入出力電圧監視回路を備え、過電流保護回路は上記検出信号に基づいてレギュレータから負荷に出力する最大負荷電流値を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流よりも小さくなるように制御する。従って、過電流保護回路は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電流供給能力以下の電流を負荷に出力するので、入力電圧が低下しても従来技術に比較して安定して動作する定電圧回路を提供できるという特有の作用効果を奏する。また、上記入出力電圧監視回路を、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧との間の差分値を検出し、当該検出された差分値を示す検出信号を出力するように構成することにより、比較的に簡単な構成で上記定電圧回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施形態に係る定電圧回路１０を備えた電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の入出力電圧監視回路４及び過電流保護回路３の回路図である。
【図３】図１のシリーズレギュレータ２の出力電流−出力電圧特性を示すグラフである。
【図４】従来技術に係る定電圧回路１０ｐを備えた電源装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図４の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１から負荷５１に供給される負荷電流Ｉｏｕｔ１及びコイル１２のコイル電流を示すグラフである。
【図６】図４の過電流保護回路３ｐの回路図である。
【図７】図４のシリーズレギュレータ２ｐの出力電流−出力電圧特性（実線）及び従来技術に係る他の出力電流−出力電圧特性（破線）を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００２３】
図１は、本発明の実施形態に係る定電圧回路１０を備えた電源装置の構成を示すブロック図である。また、図２は図１の入出力電圧監視回路４及び過電流保護回路３の回路図であり、図３は図１のシリーズレギュレータ２の出力電流−出力電圧特性を示すグラフである。詳細後述するように、本実施形態に係る定電圧回路１０は、従来技術に係る定電圧回路１０ｐに比較して、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧ＶＤＤと出力電圧Ｖ１とを検出して当該検出結果を示す検出信号を過電流保護回路３に出力する入出力電圧監視回路４をさらに備え、過電流保護回路４は、上記検出信号に基づいて、負荷５２に出力される負荷電流Ｉｏｕｔ２の最大負荷電流値を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１から負荷５１に出力される負荷電流Ｉｏｕｔ１の最大負荷電流値よりも小さくなるように制御すること特徴としている。
【００２４】
図１の電源回路は、ＩＣチップにてなる定電圧回路１０と、直流電圧源１１と、コイル１２と、ダイオード１３と、出力コンデンサ１４及び１５とを備えて構成される。さらに、定電圧回路１０は、直流電圧源１１からの入力電圧ＶＤＤを出力電圧Ｖ１に昇圧して負荷５１に出力するパルス幅変調方式の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、出力電圧Ｖ１を出力電圧Ｖ２に降圧して負荷５２に出力する低ドロップアウトレギュレータにてなるシリーズレギュレータ（以下、ＬＤＯ（Ｌｏｗ  Ｄｒｏｐ  Ｏｕｔ）という。）２と、入出力電圧監視回路４とを備えて構成される。ここで、ＬＤＯ２は過電流保護回路３を備える。図１において、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は図４の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１と同様に構成され、出力電圧Ｖ１及び負荷電流Ｉｏｕｔ１を負荷５１に出力する。
【００２５】
図２において、入出力電圧監視回路４の入力端子Ｔｉｎ１には昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖ１が出力され、入力端子Ｔｉｎ２には直流電圧源１１からの電圧ＶＤＤが出力され、ＶＳＳ端子Ｔｖｓｓ４は接地される。入出力電圧監視回路４は、誤差増幅回路４１と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタにてなる出力トランジスタＭ６と、電圧電流変換用抵抗Ｒ３と、カレントミラー回路を構成するＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、トランジスタという。）Ｍ７及びＭ８とを備えて構成される。誤差増幅回路４１の非反転入力端子は入力端子Ｔｉｎ２に接続される一方、反転入力端子は接続点Ｃ１を介して電圧電流変換用抵抗Ｒ３の一端及び出力トランジスタＭ６のソースに接続されている。電圧電流変換用抵抗Ｒ３の他端は接続点Ｃ２を介して入力端子Ｔｉｎ１に接続されている。また、トランジスタＭ７及びＭ８の各ソースはＶＳＳ端子Ｔｖｓｓ４を介して接地され、トランジスタＭ７及びＭ８の各ゲートはトランジスタＭ６及びＭ７の各ドレインに接続されている。さらに、トランジスタＭ８のドレインはＬＤＯ２の過電流保護回路３内のトランジスタＭ４のドレインに接続されている。また、図２において、過電流保護回路３は図６の過電流保護回路３ｐと同様に構成される。
【００２６】
次に、図２を参照して、入出力電圧監視回路４の動作を説明する。図２において、誤差増幅回路４１は、直流電圧源１１からの電圧ＶＤＤと接続点Ｃ１の電圧との間の電圧差を増幅してトランジスタＭ６のゲートに出力することにより、トランジスタＭ６のソース電位を電圧ＶＤＤと等しくなるように制御する。その結果、電圧電流変換用抵抗Ｒ３の両端には昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖ１と直流電圧源１１からの電圧ＶＤＤがそれぞれ印可され、トランジスタＭ６及びＭ７には電流値（Ｖ１−ＶＤＤ）／ｒ３を有する電流Ｉｒ３が流れる（ただし、ｒ３は抵抗Ｒ３の抵抗値である。）。さらに、トランジスタＭ７及びＭ８はカレントミラー回路を構成するので、電流Ｉｒ３に比例した電流Ｉｒ８がトランジスタＭ８に流れる。このように、入出力電圧監視回路４は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧ＶＤＤと出力電圧Ｖ１の差分値に比例した電流Ｉｒ８である検出信号を、過電流保護回路３のトランジスタＭ４に出力する。
【００２７】
次に、図２及び図３を参照して、出力電圧Ｖ１を４．０Ｖに設定し、出力電圧Ｖ２を３．５Ｖに設定し、抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３を５００ｋΩに設定し、トランジスタＭ７とＭ８のサイズ比を１：１に設定し、トランジスタＭ１及びＭ２のサイズ比を５００００：１に設定し、トランジスタＭ３及びＭ４のサイズ比を１：１に設定し、定電流源３１からの電流値Ｉ１を１０μＡに設定したときの入出力電圧監視回路４及び過電流保護回路３の動作を具体的に説明する。
【００２８】
昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１への入力電圧ＶＤＤが出力電圧Ｖ１に比較して十分に大きく、５．０Ｖである場合には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧動作を行わない。この結果、電圧ＶＤＤをダイオード１３の順方向電圧降下Ｖｆ分だけ降下した電圧がＬＤＯ２の入力端子に印加され、ＬＤＯ２は３．５Ｖの出力電圧Ｖ２を負荷５２に出力する。このとき、入出力電圧監視回路４のトランジスタＭ６はオフにされるので、トランジスタＭ７及びＭ８に電流は流れない。従って、入出力電圧監視回路４から過電流保護回路３に出力される電流Ｉｒ８の電流値は０Ａであり、トランジスタＭ４には定電流源からの電流Ｉ１と等しい電流値（１０μＡ）を有する電流が流れる。このため、従来技術に係る図６の過電流保護回路３ｐと同様に、過電流保護回路３から負荷５２に出力される最大負荷電流値は出力電圧Ｖ２によらずに５００ｍＡになる（図３参照。）。
【００２９】
次に、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１への入力電圧ＶＤＤが２．０Ｖまで低下した場合、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧動作を行い、４．０Ｖの出力電圧Ｖ１をＬＤＯ２に出力する。さらに、ＬＤＯ２は３．５Ｖの出力電圧Ｖ２を出力する。このとき、入出力電圧監視回路４のトランジスタＭ６はオンにされるので、トランジスタＭ７及びＭ８には４μＡ（＝（４．０Ｖ−２．０Ｖ）／５００ｋΩ）の電流が流れる。その結果、トランジスタＭ４には６μＡ（＝１０μＡ−４μＡ）の電流が流れ、トランジスタＭ１に流れる電流の電流値は３００ｍＡ（＝６μＡ×５００００）に制限され、負荷５２に出力される最大負荷電流値は３００ｍＡになる。
【００３０】
さらに、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１への入力電圧ＶＤＤが１．０Ｖまで低下した場合、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧動作を行い、４．０Ｖの出力電圧Ｖ１をＬＤＯ２に出力する。さらに、ＬＤＯ２は３．５Ｖの出力電圧Ｖ２を出力する。このとき、入出力電圧監視回路４のトランジスタＭ６はオンにされるので、トランジスタＭ７及びＭ８には６μＡ（＝（４．０Ｖ−１．０Ｖ）／５００ｋΩ）の電流が流れる。その結果、トランジスタＭ４には４μＡ（＝１０μＡ−６μＡ）の電流が流れ、トランジスタＭ１に流れる電流の電流値は２００ｍＡ（＝４μＡ×５００００）に制限され、負荷５２に出力される最大負荷電流値は２００ｍＡになる。
【００３１】
なお、ここでは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１への入力電圧ＶＤＤが５．０Ｖ、２．０Ｖ及び１．０Ｖのときに負荷５２に出力される最大負荷電流値を示したが、当該最大負荷電流値は、電圧ＶＤＤの変化に応答して連続的に（継ぎ目無く、シームレスに）変化する。また、入出力電圧監視回路４及び過電流保護回路３内の各素子の素子値は、負荷５２に出力される負荷電流Ｉｏｕｔ２の最大負荷電流値が昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの負荷電流Ｉｏｕｔ１の最大負荷電流値よりも小さくなるように設定されている。
【００３２】
従って、本実施形態によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧ＶＤＤと出力電圧Ｖ１とを検出して当該検出結果を示す検出信号を過電流保護回路３に出力する入出力電圧監視回路４をさらに備え、過電流保護回路４は、上記検出信号に基づいて、負荷５２に出力される負荷電流Ｉｏｕｔ２の最大負荷電流値を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１から負荷５１に出力される負荷電流Ｉｏｕｔ１の最大負荷電流値よりも小さくなるように制御するので、入力電圧ＶＤＤが低下しても従来技術に比較して安定して動作する定電圧回路１０を提供できるという特有の作用効果を奏する。
【００３３】
なお、本実施形態において昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の後段にＬＤＯ２を設けたが、本発明はこれに限られず、スイッチングレギュレータ、リニアレギュレータなどのレギュレータであってもよい。また、過電流保護回路３は図２のように構成されたが、本発明はこれに限られず、入出力電圧監視回路４からの出力電流Ｉｒ８の電流値が大きいほど負荷５２への最大負荷電流を減少させることができる他の回路構成であってもよい。さらに、入出力電圧監視回路４は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧ＶＤＤと出力電圧Ｖ１の差分値に比例する電流値を有する電流Ｉｒ８を過電流保護回路３に出力したが、本発明はこれに限られず、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧ＶＤＤと出力電圧Ｖ１の比（昇圧比である）に比例する電流値を有する電流Ｉｒ８を過電流保護回路３に出力してもよい。また、図１の電源回路は１つのＬＤＯ２を備えたが、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖ１を互いに異なる複数の出力電圧に変換してそれぞれ出力する複数のＬＤＯ２を備えてもよい。さらに、入出力電圧監視回路４及び過電流保護回路３内の各素子の素子値を、負荷５２に出力される負荷電流Ｉｏｕｔ２の最大負荷電流値が昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの負荷電流Ｉｏｕｔ１の電流値よりも小さくなるように設定してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
以上詳述したように、本発明に係る定電圧回路によれば、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧とを検出して当該検出結果を示す検出信号を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの後段のレギュレータに設けられた過電流保護回路に出力する入出力電圧監視回路を備え、過電流保護回路は上記検出信号に基づいてレギュレータから負荷に出力する最大負荷電流値を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流よりも小さくなるように制御する。従って、過電流保護回路は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの電流供給能力以下の電流を負荷に出力するので、入力電圧が低下しても従来技術に比較して安定して動作する定電圧回路を提供できるという特有の作用効果を奏する。また、上記入出力電圧監視回路を、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧との間の差分値を検出し、当該検出された差分値を示す検出信号を出力するように構成することにより、比較的に簡単な構成で上記定電圧回路を提供できる。
【符号の説明】
【００３５】
１…昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ、
２…シリーズレギュレータ、
３…過電流保護回路、
４…入出力電圧監視回路、
１０…定電圧回路、
１１…直流電圧源、
１２…コイル、
１３…ダイオード、
１４，１５…出力コンデンサ、
５１，５２…負荷。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３６】
【特許文献１】特開平８−２６３１５２号公報。
【特許文献２】特開２００６−３０１８６９号公報。
【図１】
2011103743.tif 000003
【図２】
2011103743.tif 000004
【図３】
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【図４】
2011103743.tif 000006
【図５】
2011103743.tif 000007
【図６】
2011103743.tif 000008
【図７】
2011103743.tif 000009