(57)【要約】【課題】従来の測定方法では、測定電流の精度を十分に確保できない問題があった。【解決手段】本発明の半導体装置の測定方法は、外部端子ＴＭと、出力信号の位相及び周波数に応じてチャージポンプ回路１２を制御する位相周波数比較器１１と、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに対する電流を出力するチャージポンプ回路１２と、チャージポンプ回路１２が出力する電流に応じて周波数制御電圧を周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに生成するループフィルタ１４と、周波数制御電圧に応じて出力信号の周波数を制御する電圧制御発振器１５と、を有する半導体装置の測定方法であって、外部端子ＴＭを介してチャージポンプ回路１２の出力電流を含む第１、第２の測定電流のいずれか一方を測定し、外部端子ＴＭに流れるリーク電流を含む第３の測定電流を測定し、第１、第２の測定電流とリーク電流との差分に基づき流出電流ＩＳ１又は流入電流ＩＳ２の電流値を算出する。【選択図】図１
2011232159.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
テスト状態において電流計及びテスト電圧を出力する電圧源が接続される外部端子と、
基準信号と出力信号との位相及び周波数の比較結果に応じてチャージポンプ制御信号の論理レベルを切り替える位相周波数比較器と、
前記チャージポンプ制御信号の論理レベルに応じて周波数制御電圧生成ノードに対する電流の流出と流入とを切り替えるチャージポンプ回路と、
前記周波数制御電圧生成ノードと接地端子との間に接続され、前記チャージポンプ回路が出力する電流に応じて前記周波数制御電圧生成ノードに周波数制御電圧を生成するループフィルタと、
前記周波数制御電圧の電圧レベルに応じて前記出力信号の周波数を制御する電圧制御発振器と、を有する半導体装置の測定方法であって、
前記外部端子を介して前記チャージポンプ回路の流出電流を含む第１の測定電流又は流入電流を含む第２の測定電流の少なくとも一方を測定し、
前記チャージポンプ回路の出力端子がハイインピーダンス状態のときに前記外部端子に流れるリーク電流を含む第３の測定電流を測定し、
前記第１の測定電流又は前記第２の測定電流と前記第３の測定電流との差分に基づき前記流出電流又は前記流入電流の電流値を算出する半導体装置の測定方法。
【請求項２】
前記外部端子は、通常状態において前記半導体装置内の他の回路に用いられる請求項１に記載の半導体装置。
【請求項３】
前記テスト電圧は、任意の電圧値を有する請求項１又は２に記載の半導体装置。
【請求項４】
前記チャージポンプ回路は、テスト状態において、前記流出電流を出力する状態、前記流入電流を出力する状態及び出力端子のハイインピーダンス状態が任意に切り換えられる請求項１乃至３のいずれか１項に記載の半導体装置の測定方法。
【請求項５】
前記ループフィルタは、前記周波数制御電圧生成ノードと電源端子との間に直列に接続される抵抗及びコンデンサを有し、
前記第１の測定電流、前記第２の測定電流及び前記第３の測定電流を、前記コンデンサを短絡した状態で測定する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の半導体装置の測定方法。
【請求項６】
前記電源端子は、正極側電源端子と負極側電源端子とのいずれか一方である請求項５に記載の半導体装置の測定方法。
【請求項７】
テスト状態において電流計及びテスト電圧を出力する電圧源が接続される外部端子と、
基準信号と出力信号との位相及び周波数の比較結果に応じてチャージポンプ制御信号の論理レベルを切り替える位相周波数比較器と、
前記チャージポンプ制御信号の論理レベルに応じて周波数制御電圧生成ノードに対する流出電流を出力する状態と、流入電流の出力状態と、出力端子がハイインピーダンスとなる状態と、を切り替えるチャージポンプ回路と、
前記周波数制御電圧生成ノードと接地端子との間に接続され、前記チャージポンプ回路が出力する電流に応じて前記周波数制御電圧生成ノードに周波数制御電圧を生成するループフィルタと、
前記周波数制御電圧の電圧レベルに応じて前記出力信号の周波数を制御する電圧制御発振器と、
前記周波数制御電圧生成ノードと前記外部端子との間に設けられる第１のスイッチ回路と、
を有する半導体装置。
【請求項８】
前記外部端子は、通常状態において前記半導体装置内の他の回路に用いられる請求項７に記載の半導体装置。
【請求項９】
前記テスト電圧は、任意の電圧値を有する請求項７又は８に記載の半導体装置。
【請求項１０】
前記チャージポンプ回路は、前記ループフィルタへの充放電電流をそれぞれ出力する複数の出力段回路を有し、
前記位相周波数比較器は、駆動能力制御信号に応じて動作させる前記出力段回路の個数を切り替える請求項７乃至９のいずれか１項に記載の半導体装置。
【請求項１１】
前記位相周波数比較器と前記チャージポンプ回路との間に設けられ、前記チャージポンプ制御信号と、任意の論理レベルが前記チャージポンプ制御信号とは独立して設定される駆動能力テスト信号と、をテスト制御信号に応じて切り替えて前記チャージポンプ回路に出力する選択回路を有する請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の半導体装置。
【請求項１２】
前記ループフィルタは、前記周波数制御電圧生成ノードと電源端子との間に直列に接続される抵抗及びコンデンサを有し、
前記半導体装置は、前記コンデンサと並列に接続され、前記第１のスイッチ回路と同じ導通状態に制御される第２のスイッチ回路を有する請求項７乃至１１のいずれか１項に記載の半導体装置。
【請求項１３】
前記電源端子は、正極側電源端子と負極側電源端子とのいずれか一方である請求項１２に記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は半導体装置及びその測定方法に関し、特にチャージポンプ回路を備えるＰＬＬ（Phase Locked Loop）を有する半導体装置及びその測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体装置では、内部で用いるクロック信号等を生成するために、発振回路としてＰＬＬ回路が多く用いられる。このＰＬＬ回路は、位相周波数比較器、チャージポンプ回路、ループフィルタ、電圧制御発振器、分周器を含む。そして、ＰＬＬ回路は、位相周波数比較器において、帰還信号と基準クロックの位相及び周波数を比較してチャージポンプ制御信号を出力する。チャージポンプ回路は、チャージポンプ制御信号に応じてループフィルタに対して流出電流又は流入電流を出力する。ループフィルタは、コンデンサを含みコンデンサに蓄積される電荷に基づき周波数制御電圧を生成する。そして、電圧制御発振器は、周波数制御電圧に基づき発振信号の周波数を制御する。また、分周器は、発振信号を分周して帰還信号を生成する。つまり、ＰＬＬ回路では、発振信号の周波数制御帯域がチャージポンプ回路の駆動能力によって決まる。
【０００３】
このように、ＰＬＬ回路においては、発振信号の周波数制御帯域を適切な範囲とするためには、チャージポンプ回路の駆動能力を測定する必要がある。そこで、特許文献１においてＰＬＬ回路内のチャージポンプ回路の駆動能力の測定方法の一例が開示されている。
【０００４】
図５に特許文献１に記載のＰＬＬ回路１００のブロック図を示す。図５に示すように、ＰＬＬ回路１００は、位相比較器１０１、ループフィルタ１０２、電圧制御発振器１０３、及びプログラマブル分周器１０４により構成される。位相比較器１０１の出力は、ループフィルタ１０２に接続されており、ループフィルタ１０２の出力は、電圧制御発振器１０３に入力される。そして、電圧制御発振器１０３は、入力電圧を周波数に変換する。電圧制御発振器１０３から出力されるクロック信号はプログラマブル分周器１０４に入力される。
【０００５】
また、ＰＬＬ回路１００は、スイッチ１０６、入力切換回路１０７、１０８を有する。スイッチ１０６は、帰還制御信号により制御される２つのトランスファゲートを有する。入力切換回路１０７、１０８は、それぞれ入力切換制御信号により制御される２つのトランスファゲートを有する。入力切換回路１０７は、入力切換制御信号がハイレベルのとき位相比較器１０１に入力信号Ｉｎｐとして基準クロックを与える。また、入力切換回路１０７は、入力切換制御信号がロウレベルのとき位相比較器１０１に入力信号として接地電圧を与える。入力切換回路１０８は、入力切換制御信号がハイレベルのときスイッチ１０６に基準クロックを与える。また、入力切換回路１０８は、入力切換信号がロウレベルのときスイッチ１０６に接地電圧を与える。スイッチ１０６は、帰還制御信号がハイレベルのとき、プログラマブル分周器１０４が出力する帰還信号を位相比較器１０１の入力信号Ｉｎｒとする。また、スイッチ１０６は、帰還制御信号がロウレベルのとき、入力切換回路１０８の出力信号を位相比較器１０１の入力信号Ｉｎｒとする。
【０００６】
また、図５では、位相比較器１０１をデジタル位相比較器１１０と電流型チャージポンプ回路１１１に分離している。電流型チャージポンプ回路１１１の出力は、電流モニタ端子、ループフィルタ１０２に接続されている。電流型チャージポンプ回路１１１は、基準電圧Ｆｎ、Ｆｐに所望の電圧を基準電圧発生回路１０５から得る。これにより、電流型チャージポンプ回路１１１は、Ｐｕがロウレベルのときループフィルタ１０２に電流をチャージし、Ｐｄがロウレベルのときループフィルタ１０２から電流をディスチャージする機能をもつ。また、電流モニタ端子は、半導体集積回路の外で、電流測定装置を用いて、電流を測定できる機能をもつ回路である。
【０００７】
つまり、ＰＬＬ回路１００では、チャージポンプ回路１１１の電流駆動能力を電流モニタ端子により測定することが可能である。また、半導体装置内に流れる電流を測定する方法が特許文献２に開示されている。
【０００８】
そこで、特許文献２に開示される半導体装置２００のブロック図を図６に示し、図６を参照して、特許文献２において開示されている測定方法について説明する。なお、特許文献２に記載の測定方法は、リーク抵抗２４０の有無を検査するためのものである。
【０００９】
まず、テスト回路２３０により内部接続用出力パッド２１４ＡをＨｉ−Ｚ出力状態に制御した状態で、第１〜第４の電流計２２３Ａ、２２３Ｂ、２２６Ａ、２２６Ｂにて第１の電流測定を実施する。このとき、ＯＵＴＰ＝"Ｈ"かつＯＵＴＮ＝"Ｌ"であるから、第１チップ２１１Ａ上のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１５Ａ及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１６Ａがいずれもオフ状態である。第２チップ２１１Ｂ上のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１５Ｂ及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１６Ｂは、リーク抵抗２４０の有無にかかわらず、いずれか一方が必ずオフ状態である。また、リーク抵抗２４０があっても、このリーク抵抗２４０を通して電流が流れることはない。従って、第１〜第４の電流計２２３Ａ、２２３Ｂ、２２６Ａ、２２６Ｂのいずれでも、トランジスタリーク電流のみが測定される。
【００１０】
次に、テスト回路２３０により内部接続用出力パッド２１４ＡをＨレベル出力状態に制御した状態で、第１〜第４の電流計２２３Ａ、２２３Ｂ、２２６Ａ、２２６Ｂにて第２の電流測定を実施する。このとき、ＯＵＴＰ＝"Ｌ"かつＯＵＴＮ＝"Ｌ"であるから、第１チップ２１１Ａ上で、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１５Ａがオン状態になり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１６Ａがオフ状態になる。第２チップ２１１Ｂ上では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１５Ｂ及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１６Ｂのいずれか一方が必ずオフ状態である。従って、図示のリーク抵抗２４０が存在しない場合には第１〜第４の電流計２２３Ａ、２２３Ｂ、２２６Ａ、２２６Ｂのいずれでもトランジスタリーク電流のみが測定されるが、図示のように第１チップ２１１Ａ上で内部接続用出力パッド２１４Ａとグランドパッド２１３Ａとの間にリーク抵抗２４０が存在する場合には、このリーク抵抗２４０に微小リーク電流が流れるので、第１の電流計２２３Ａ及び第３の電流計２２６Ａにてトランジスタリーク電流に重畳した微小リーク電流が測定される。ここで、第１の電流計２２３Ａ又は第３の電流計２２６Ａでの第１の電流測定の結果と第２の電流測定の結果との差分をとれば、トランジスタリーク電流が相殺されて正確な微小リーク電流が検出される結果、リーク抵抗２４０の存在が判明する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００２−３４４３０９号公報
【特許文献２】国際公開第２００７／０９７０５３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、近年、半導体装置の小型化や端子数の削減が強く求められており、ＰＬＬ回路においては、ループフィルタを構成するコンデンサの小型化とチャージポンプ回路の出力電流を小さくする手法がとられ、チャージポンプ回路の出力電流を測定するための端子については、他の回路において用いられる外部端子と共用することが行われる。このような構成とした場合、外部端子において測定されるチャージポンプ回路の出力電流には他の回路に流れるリーク電流が含まれる。また、チャージポンプ回路の出力電流は小さいのでリーク電流との差が縮まり、測定誤差が大きくなる問題がある。つまり、特許文献１に記載のＰＬＬ回路１００では、この測定誤差を抑制できない問題がある。
【００１３】
一方、リーク電流の影響をなくすために、特許文献２に記載の半導体装置の測定方法のように、２つの測定電流の差分からリーク電流成分の影響を排除した測定結果を求めることも考えられる。しかし、トランジスタの電流駆動能力は、トランジスタのソースドレイン間の電圧差に依存するため、トランジスタの電流駆動能力を精度よく測定する場合、トランジスタのソースドレイン間の電圧を正確に設定する必要がある。特許文献２に記載の測定方法は、電源端子及び接地端子に設けられた電流計によりリーク電流を測定するものである。そのため、特許文献２に記載の測定方法を用いたとしても、ソースドレイン間の電圧の電圧差を考慮した測定が行うことはできない。つまり、特許文献１、２を用いてもチャージポンプ回路の駆動能力電流を精度よく測定できない問題がある。
【００１４】
また、半導体装置内に搭載される回路では、測定対象となる回路単体（例えば、出力段回路）のみに独立して電源を与えることは少ない。また、通常測定対象回路以外の回路の状態を固定して測定対象回路のみを動作させることは難しい。つまり、電源端子及び接地端子において電流を測定する特許文献２に記載の測定方法では、測定対象以外の回路の状態変化に伴う測定誤差を排除することはできない。従って、特許文献２に記載の測定方法では、近年の複雑化した半導体装置内の１つの回路に流れる回路の電流を精度よく測定することはできない問題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明にかかる半導体装置の測定方法の一態様は、テスト状態において電流計及びテスト電圧を出力する電圧源が接続される外部端子と、基準信号と出力信号との位相及び周波数の比較結果に応じてチャージポンプ制御信号の論理レベルを切り替える位相周波数比較器と、前記チャージポンプ制御信号の論理レベルに応じて周波数制御電圧生成ノードに対する電流の流出と流入とを切り替えるチャージポンプ回路と、前記周波数制御電圧生成ノードと接地端子との間に接続され、前記チャージポンプ回路が出力する電流に応じて前記周波数制御電圧生成ノードに周波数制御電圧を生成するループフィルタと、前記周波数制御電圧の電圧レベルに応じて前記出力信号の周波数を制御する電圧制御発振器と、を有する半導体装置の測定方法であって、前記外部端子を介して前記チャージポンプ回路の流出電流を含む第１の測定電流又は流入電流を含む第２の測定電流の少なくとも一方を測定し、前記チャージポンプ回路の出力端子がハイインピーダンス状態のときに前記外部端子に流れるリーク電流を含む第３の測定電流を測定し、前記第１の測定電流又は前記第２の測定電流と前記第３の測定電流との差分に基づき前記流出電流又は前記流入電流の電流値を算出する。
【００１６】
本発明にかかる半導体装置の一態様は、テスト状態において電流計及びテスト電圧を出力する電圧源が接続される外部端子と、基準信号と出力信号との位相及び周波数の比較結果に応じてチャージポンプ制御信号の論理レベルを切り替える位相周波数比較器と、前記チャージポンプ制御信号の論理レベルに応じて周波数制御電圧生成ノードに対する流出電流を出力する状態と、流入電流の出力状態と、出力端子がハイインピーダンスとなる状態と、を切り替えるチャージポンプ回路と、前記周波数制御電圧生成ノードと接地端子との間に接続され、前記チャージポンプ回路が出力する電流に応じて前記周波数制御電圧生成ノードに周波数制御電圧を生成するループフィルタと、前記周波数制御電圧の電圧レベルに応じて前記出力信号の周波数を制御する電圧制御発振器と、前記周波数制御電圧生成ノードと前記外部端子との間に設けられる第１のスイッチ回路と、を有する。
【００１７】
本発明にかかる半導体装置及びその測定方法によれば、外部端子から測定対象回路の測定点に至る経路に流れるリーク電流を含めて測定対象回路から流入又は流出する電流を第１の測定電流として測定することができる。また、測定対象回路の測定点をハイインピーダンス状態（回路からの流入電流及び流出電流を遮断した状態）として外部端子から電流を測定することで外部端子から測定対象回路の測定点に至る経路に流れるリーク電流を第２の測定電流として測定することができる。そして、第１の測定電流と第２の測定電流との差分を算出することで、高精度に測定対象回路の流入電流及び流出電流を測定することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明にかかる半導体装置及びその測定方法によれば、測定対象回路の流入電流及び流出電流を高精度に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】実施の形態１にかかる半導体装置のブロック図である。
【図２】実施の形態１にかかる半導体装置における電流測定方法のフローチャートである。
【図３】実施の形態２にかかる半導体装置のブロック図である。
【図４】実施の形態３にかかる半導体装置のブロック図である。
【図５】特許文献１にかかるＰＬＬ回路のブロック図である。
【図６】特許文献２にかかる半導体装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。以下の説明では、半導体装置の一例としてＰＬＬ回路及びＰＬＬ回路内のチャージポンプ回路の測定方法について説明するが、本発明はＰＬＬ回路以外の回路（例えば、駆動回路の出力段回路など）の測定にも応用可能である。この応用は、当業者であれば当然に想到できるものである。
【００２１】
まず、図１に実施の形態１にかかる半導体装置１のブロック図を示す。図１に示すように、半導体装置１は、ＰＬＬ回路１０、内部回路２０、静電破壊保護回路３０、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１、外部端子ＴＭを有する。
【００２２】
ＰＬＬ回路１０は、位相周波数比較器１１、チャージポンプ回路１２、１３、ループフィルタ１４、電圧制御発振器１５、分周器１６を有する。位相周波数比較器１１には、基準信号（例えば、基準クロックＦｒｅｆ）と分周器１６が出力信号Ｆｏｕｔを分周して生成する帰還信号とが入力される。そして、位相周波数比較器１１は、基準クロックＦｒｅｆと帰還信号との位相及び周波数の比較結果に応じてチャージポンプ制御信号ＵＰ１、ＵＰ２、ＤＷ１、ＤＷ２の論理レベルを切り替える。また、位相周波数比較器１１には、駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔが入力される。位相周波数比較器１１は、駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔに応じて動作させるチャージポンプ回路の個数を決定する。この駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔは、例えば、ＰＬＬ回路１０の発振周波数帯域によって値が異なるものである。発振周波数帯域を広帯域側とする場合、駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔは、大きな値となり、より多くのチャージポンプ回路を動作させることを位相周波数比較器１１に指示する。また、発振周波数帯域を低帯域側とする場合、駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔは、小さな値となり、より少ないチャージポンプ回路を動作させることを位相周波数比較器１１に指示する。
【００２３】
本実施の形態では、チャージポンプ回路１２は、チャージポンプ制御信号ＵＰ１、ＤＷ１により制御される。チャージポンプ回路１３は、チャージポンプ制御信号ＵＰ２、ＤＷ２により制御される。そして、駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔが例えば２であった場合、位相周波数比較器１１は、チャージポンプ制御信号ＵＰ１、ＵＰ２、ＤＷ１、ＤＷ２の論理レベルを基準クロックＦｒｅｆと帰還信号との位相差に基づき切り替えて、チャージポンプ回路１２、１３を制御する。また、駆動能力制御信号Ｄｃｏｎｔが例えば１であった場合、位相周波数比較器１１は、チャージポンプ制御信号ＵＰ１、ＵＰ２の論理レベルを基準クロックＦｒｅｆと帰還信号との位相差に基づき切り替えて、チャージポンプ回路１２を制御し、チャージポンプ制御信号ＵＰ２、ＤＷ２を固定してチャージポンプ回路１３の出力をハイインピーダンス状態とする。
【００２４】
以下では、チャージポンプ回路１２、１３について説明するが、便宜上、電流源と電流源が出力する電流とに同じ符号を付して説明する。チャージポンプ回路１２は、電流源ＩＳ１、ＩＳ２、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を有する。電流源ＩＳ１は、ループフィルタ１４に対して流出電流ＩＳ１を出力する。電流源ＩＳ１は、一方の端子に電源電圧ＶＤＤが供給され、他方の端子がスイッチＳＷ１に接続される。スイッチＳＷ１は、チャージポンプ制御信号ＵＰ１により導通状態が制御される。スイッチＳＷ１は、他方の端子がチャージポンプ回路１２の出力端子に接続される。電流源ＩＳ２は、ループフィルタ１４から流入電流ＩＳ２を引き抜く。電流源ＩＳ２は、一方の端子に接地電圧ＶＳＳが供給され、他方の端子がスイッチＳＷ２に接続される。スイッチＳＷ２は、チャージポンプ制御信号ＤＷ１により導通状態が制御される。スイッチＳＷ２は、他方の端子がチャージポンプ回路１２の出力端子に接続される。チャージポンプ回路１２の出力端子は、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに接続される。
【００２５】
チャージポンプ回路１３は、電流源ＩＳ３、ＩＳ４、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を有する。電流源ＩＳ３は、ループフィルタ１４に対して流出電流ＩＳ３を出力する。電流源ＩＳ３は、一方の端子に電源電圧ＶＤＤが供給され、他方の端子がスイッチＳＷ３に接続される。スイッチＳＷ３は、チャージポンプ制御信号ＵＰ２により導通状態が制御される。スイッチＳＷ３は、他方の端子がチャージポンプ回路１３の出力端子に接続される。電流源ＩＳ４は、ループフィルタ１４から流入電流ＩＳ４を引き抜く。電流源ＩＳ４は、一方の端子に接地電圧ＶＳＳが供給され、他方の端子がスイッチＳＷ４に接続される。スイッチＳＷ４は、チャージポンプ制御信号ＤＷ２により導通状態が制御される。スイッチＳＷ４は、他方の端子がチャージポンプ回路１３の出力端子に接続される。チャージポンプ回路１３の出力端子は、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに接続される。周波数制御電圧生成ノードＶＮＤは、ループフィルタ１４、電圧制御発振器１５及び第１のスイッチ回路ＴＳＷ１の一方の端子が接続される。
【００２６】
ループフィルタ１４は、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤと接地端子との間に接続され、チャージポンプ回路１２、１３が出力する電流に応じて周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに周波数制御電圧を生成する。ループフィルタ１４は、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、Ｃ２を有する。抵抗Ｒ１は、一方の端子が周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに接続され、他方の端子がコンデンサＣ１の一方の端子に接続される。コンデンサＣ１の他方の端子には、接地電圧ＶＳＳが供給される。コンデンサＣ２は、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤと接地端子との間に接続される。接地端子には、電圧ＶＳＳが供給される。
【００２７】
電圧制御発振器１５は、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに生成される周波数制御電圧の電圧レベルに応じて出力信号Ｆｏｕｔの周波数を制御する。分周器１６は、出力信号Ｆｏｕｔを分周して帰還信号を生成する。分周器１６の分周比により、ＰＬＬ回路１０の低倍率が決定される。なお、基準クロックＦｒｅｆの周波数と出力信号Ｆｏｕｔの周波数との逓倍率が１である場合、分周器１６を省略することも可能である。
【００２８】
内部回路２０は、例えば、ＰＬＬ回路１０出力する出力信号Ｆｏｕｔを動作クロックとして動作する内部回路の入力バッファ、又は、内部回路の出力バッファである。内部回路２０は、外部端子ＴＭと接続される。本実施の形態では、内部回路２０には、リーク電流Ｉｌｅａｋ３が流れる。
【００２９】
静電破壊保護回路３０は、外部端子ＴＭに対応して設けられる内部回路の１つである。静電破壊保護回路３０は、外部端子ＴＭに印加される静電気から半導体装置１を保護する。静電破壊保護回路３０は、静電破壊保護素子３１、３２を有する。静電破壊保護素子３１は、外部端子ＴＭと電源端子との間に接続される。静電破壊保護素子３１には、リーク電流Ｉｌｅａｋ１が流れる。なお、電源端子には電源電圧ＶＤＤが供給される。静電破壊保護素子３２は、外部端子ＴＭと接地端子との間に接続される。静電破壊保護素子３２には、リーク電流Ｉｌｅａｋ２が流れる。
【００３０】
外部端子ＴＭには、半導体装置１の外付け装置として可変電圧源４０及び電流計５０が接続される。可変電圧源４０は、出力電圧の電圧値を任意に設定できるものである。本実施の形態では、可変電圧源４０は、チャージポンプ回路１２、１３の駆動能力を測定する際に外部端子ＴＭに与えるテスト電圧Ｖｉｎを生成する。電流計５０は、可変電圧源４０と外部端子ＴＭとの間に接続され、外部端子ＴＭと可変電圧源４０との間に流れる電流を測定する。なお、本実施の形態では、リーク電流Ｉｌｅａｋ１、Ｉｌｅａｋ２、Ｉｌｅａｋ３の合計値をリーク電流ＩｌｅａｋＴと称す。
【００３１】
第１のスイッチ回路ＴＳＷ１は、一方の端子が周波数制御電圧生成ノードＶＮＤに接続され、他方の端子が外部端子ＴＭに接続される。また、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１は、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔにより導通状態が制御される。より具体的には、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがイネーブル状態（例えば、ハイレベル）の期間は、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１は導通状態となる。また、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがディスイネーブル状態（例えば、ロウレベル）の期間は、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１は遮断状態となる。
【００３２】
外部端子ＴＭは、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがディスイネーブル状態となる通常動作時においては、内部回路２０によって利用される。また、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがイネーブル状態となるテスト時においては、チャージポンプ回路１２、１３の駆動能力の測定に用いられる。
【００３３】
続いて、半導体装置１の測定方法について説明する。本実施の形態では、チャージポンプ回路１２、１３の電流駆動能力を測定対象とする。そこで、本実施の形態にかかる半導体装置１の測定方法のフローチャートを図２に示す。なお、内部回路は停止状態（内部回路２０が出力バッファである場合は、出力バッファの出力端子をハイインピーダンス状態とする）とする。また、以下の説明では、チャージポンプ回路１２のみを動作状態とするものとする。
【００３４】
図２に示すように、本実施の形態にかかる測定方法では、まず、測定手順の第１ステップとして、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１を導通状態とする（ステップＳ１）。続いて、外部端子ＴＭにテスト電圧Ｖｉｎを印加する（ステップＳ２）。そして、スイッチＳＷ１が導通状態、かつ、スイッチＳＷ２が非導通状態である期間に第１の測定電流を測定する（ステップＳ３）。また、スイッチＳＷ１が非導通状態、かつ、スイッチＳＷ２が導通状態である期間に第２の測定電流を測定する（ステップＳ４）。また、スイッチＳＷ１が非導通状態、かつ、スイッチＳＷ２が非導通状態である期間にリーク電流ＩｌｅａｋＴを測定する（ステップＳ５）。そして、第１の測定電流からリーク電流ＩｌｅａｋＴを減算してチャージポンプ回路１２の流出電流ＩＳ１の電流値を算出する。また、第２の測定電流からリーク電流ＩｌｅａｋＴを減算してチャージポンプ回路１２の流入電流ＩＳ２の電流値を算出する（ステップＳ６）。ここで、第１、第２の測定電流には、リーク電流ＩｌｅａｋＴの成分が含まれる。そのため、測定後に第１、第２の測定電流からリーク電流ＩｌｅａｋＴを減算することで、算出された流出電流ＩＳ１及び流入電流ＩＳ２からリーク電流ＩｌｅａｋＴの影響を排除することができる。
【００３５】
上記説明より、本実施の形態にかかる半導体装置１では、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１を設けることで外部端子ＴＭを内部回路とチャージポンプ回路１２、１３の測定端子とで共用することができる。これにより、半導体装置１では、外部端子数の削減を実現することができる。
【００３６】
また、このように外部端子数を削減した場合、外部端子ＴＭを介してチャージポンプ回路の電流駆動能力を測定する場合に、リーク電流ＩｌｅａｋＴの影響により測定精度が悪化する問題がある。しかし、本実施の形態にかかる半導体装置１では、リーク電流ＩｌｅａｋＴと測定対象の電流とを含む第１、第２の測定電流を測定し、さらに、測定対象の電流を除いた第３の測定電流（例えば、リーク電流ＩｌｅａｋＴ成分）を測定する。そして、第１、第２の測定電流から第３の測定電流を減算して測定対象の電流値を算出する。これにより、測定電流からリーク電流成分の影響を排除し、高精度な電流測定を可能にする。
【００３７】
ＰＬＬ回路では、回路面積を削減するためにループフィルタ１４のコンデンサＣ１、Ｃ２の容量値を小さくする。そして、この小さな容量値のコンデンサに対応して、チャージポンプ回路１２、１３の電流駆動能力を低く設定する。そのため、チャージポンプ回路１２、１３が出力する流入電流及び流出電流の電流値が小さく、リーク電流ＩｌｅａｋＴとの差が縮まる。このようなチャージポンプ回路１２、１３の測定において、リーク電流成分の影響を排除することは、測定精度の向上させるために特に有効である。
【００３８】
また、トランジスタ（例えば、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４及び電流源ＩＳ１〜ＩＳ４を構成するトランジスタ）は、ソースドレイン間の電圧差に応じて電流駆動能力が変化する。本実施の形態にかかる半導体装置１では、テスト時にチャージポンプ回路１２の出力端子（例えば、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤ）に任意の電圧値を有するテスト電圧Ｖｉｎを印加することができる。つまり、本実施の形態にかかる半導体装置１では、周波数制御電圧生成ノードＶＮＤの電圧値をテスト電圧Ｖｉｎによって任意に設定することができる。これにより、本実施の形態にかかる半導体装置１では、周波数制御電圧の可変範囲の全範囲においてチャージポンプ回路１２、１３が適切な電流駆動能力を有しているか否かを測定することができる。
【００３９】
実施の形態２
実施の形態２にかかる半導体装置２のブロック図を図３に示す。図３に示すように、半導体装置２は、実施の形態１にかかる半導体装置１に第２のスイッチ回路ＴＳＷ２を追加したものである。ここで、実施の形態２の説明では、実施の形態１において説明した構成要素については、実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
【００４０】
第２のスイッチ回路ＴＳＷ２は、ループフィルタ１４のコンデンサＣ１と並列に接続される。また、第２のスイッチ回路ＴＳＷ２は、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔにより導通状態が制御される。つまり、第２のスイッチ回路ＴＳＷ２は、第１のスイッチ回路ＴＳＷ１と同じ導通状態となる。
【００４１】
続いて、実施の形態２にかかる半導体装置２の測定方法について説明する。半導体装置２における測定手順は、図２に示した半導体装置１の測定手順と実質的に同じである。しかしながら、半導体装置２では、テスト時に、第２のスイッチ回路ＴＳＷ２が導通した状態となる。そのため、図２のステップＳ３〜Ｓ５で測定される電流に抵抗Ｒ１に流れる電流ＩＲが加えられる。従って、実施の形態２にかかる半導体装置２では、第１の測定電流＝ＩＳ１＋ＩｌｅａｋＴ＋ＩＲ、第２の測定電流＝ＩＳ２＋ＩｌｅａｋＴ＋ＩＲ、ステップＳ５の測定電流＝ＩｌｅａｋＴ＋ＩＲとなる。そして、図２のステップＳ６で減算を行うことで第１、第２の測定電流から（ＩｌｅａｋＴ＋ＩＲ）が除かれ、電流ＩＳ１、ＩＳ２が算出される。
【００４２】
電流計５０は、測定対象の電流値の大きさに適した測定レンジを設定し測定精度を保つ必要がある。リーク電流ＩｌｅａｋＴを計測する場合、温度や製造過程で生じる誤差によって左右されやすいのでレンジを予め設定してもレンジから外れて再度レンジを設定しなおす事もある。この場合、電流計５０は、レンジを変更して再度電流を測定する分だけ測定時間が長くなる。しかし、半導体装置２では、電流ＩＲにあわせた測定レンジとすることで、測定レンジを変更することなくステップＳ３〜Ｓ５の測定を精度良く行うことができる。したがって、半導体装置２では、測定精度の向上と測定時間の短縮を実現することができる。
【００４３】
実施の形態３
実施の形態３にかかる半導体装置３のブロック図を図４に示す。図４に示すように、半導体装置３は、実施の形態１にかかる半導体装置１に選択回路１７、１８を追加したものである。なお、図４では、簡単化のためチャージポンプ回路１３の図示については省略したが、半導体装置３においてもチャージポンプ回路１３を有するものとする。また、実施の形態３の説明では、実施の形態１において説明した構成要素については、実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
選択回路１７、１８は、位相周波数比較器１１とチャージポンプ回路１２との間に設けられ、チャージポンプ制御信号ＵＰ１、ＤＷ１と、任意の論理レベルがチャージポンプ制御信号ＵＰ１、ＤＷ１とは独立して設定される駆動能力テスト信号ＳＥＬＵ、ＳＥＬＤと、をテスト制御信号Ｔｃｏｎｔに応じて切り替えてチャージポンプ回路１２に出力する。
選択回路１７は、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがイネーブル状態（例えば、ハイレベル）のときは駆動能力テスト信号ＳＥＬＵをチャージポンプ制御信号ＵＰＣＰ１として出力する。また、選択回路１７は、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがディスイネーブル状態（例えば、ロウレベル）のときはチャージポンプ制御信号ＵＰ１をチャージポンプ制御信号ＵＰＣＰ１として出力する。チャージポンプ制御信号ＵＰＣＰ１は、スイッチＳＷ１に与えられる。
選択回路１８は、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがイネーブル状態（例えば、ハイレベル）のときは駆動能力テスト信号ＳＥＬＤをチャージポンプ制御信号ＤＷＣＰ１として出力する。また、選択回路１８は、テスト制御信号Ｔｃｏｎｔがディスイネーブル状態（例えば、ロウレベル）のときはチャージポンプ制御信号ＤＷ１をチャージポンプ制御信号ＤＷＣＰ１として出力する。チャージポンプ制御信号ＤＷＣＰ１は、スイッチＳＷ２に与えられる。
ここで、駆動能力テスト信号ＳＥＬＵ、ＳＥＬＤは、外部からの指示に基づき論理レベルが任意に設定される信号である。例えば、駆動能力テスト信号ＳＥＬＵ、ＳＥＬＤは、テスト時に測定対象とする電流に応じて論理レベルが設定される。つまり、駆動能力テスト信号ＳＥＬＵ、ＳＥＬＤを用いることで、半導体装置３は、チャージポンプ回路１２が流出電流ＩＳ１を出力するか、流入電流ＩＳ２を出力するか、出力端子をハイインピーダンス状態とするかを適宜設定することを可能にする。
上記説明より、実施の形態３にかかる半導体装置３は、選択回路１７、１８により、テスト時に駆動能力テスト信号ＳＥＬＵ、ＳＥＬＤによりチャージポンプ回路１２を制御することが可能である。一方、実施の形態１、２にかかる半導体装置では、チャージポンプ回路１２の出力端子の状態は基準クロックＦｒｅｆと帰還信号との位相差により決定される。つまり、実施の形態３にかかる半導体装置３は、テスト時におけるチャージポンプ回路１２の制御性を実施の形態１、２にかかる半導体装置よりも高めることができる。一般的に電流計５０は、測定に所定の時間を必要とする。そのため、テスト時にチャージポンプ回路１２の制御性を高めることは測定精度の向上及び測定時間の短縮のために有効である。なお、実施の形態３にかかる半導体装置３に実施の形態２にかかる半導体装置２の第２のスイッチ回路ＴＳＷ２を追加することも可能である。
【００４４】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００４５】
１  半導体装置
１０  ＰＬＬ回路
１１  位相周波数比較器
１２、１３  チャージポンプ回路
１４  ループフィルタ
１５  電圧制御発振器
１６  分周器
１７、１８  選択回路
２０  内部回路
３０  静電破壊保護回路
３１、３２  静電破壊保護素子
４０  可変電圧源
５０  電流計
ＴＭ  外部端子
ＴＳＷ１、ＴＳＷ２  スイッチ回路
ＩＳ１〜ＩＳ４  電流源
ＳＷ１〜ＳＷ４  スイッチ
Ｉｌｅａｋ１〜Ｉｌｅａｋ３、ＩｌｅａｋＴ  リーク電流
ＵＰ１、ＵＰ２、ＤＷ１、ＤＷ２  チャージポンプ制御信号
ＵＰＣＰ１、ＤＷＣＰ１  チャージポンプ制御信号
Ｔｃｏｎｔ  テスト制御信号
Ｄｃｏｎｔ  駆動能力制御信号。
ＳＥＬＵ、ＳＥＬＤ  駆動能力テスト信号
ＶＮＤ  周波数制御電圧生成ノード
【図１】
2011232159.tif 000003
【図２】
2011232159.tif 000004
【図３】
2011232159.tif 000005
【図４】
2011232159.tif 000006
【図５】
2011232159.tif 000007
【図６】
2011232159.tif 000008