(57)【要約】【課題】回路を簡略化してピーク電流を小さくして低消費電力化を図った多重電流共振型コンバータを提供する。【解決手段】直流電圧源の出力端子３０とＧＮＤ端子３１間に直列接続して設けられたＭＯＳＦＥＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３と、その中点Ａから信号ＶＧ１とＶＧ２により交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給される漏れインダクタ４、励磁インダクタ５とそれらに直列接続した直列共振コンデンサ６と、共振動作によって電圧が誘起される２次側インダクタ７、８と、その出力を平滑する出力整流ダイオード９、１０及び出力平滑コンデンサ１１とを有した多重電流共振コンバータ５０であって、直流電圧源の出力端子３０とＭＯＳＦＥＴ２間にインダクタ１６を挿入し、インダクタ１６からの出力とＧＮＤ端子３１間にコンデンサ１４、１５を直列接続し、コンデンサ１４と１５の中点Ｂをコンデンサ６の一端に接続して構成される高調波用共振回路３３を備えている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子との間に直列接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、
該第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の中点において前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給される１次巻き線と、
該１次巻き線と該１次巻き線に直列接続した第１のコンデンサとを備えて構成される電流共振回路と、
該電流共振回路の共振動作によって電圧が誘起される２次巻き線と、
該２次巻き線の出力を平滑する平滑回路と、を有した多重電流共振型コンバータであって、
前記直流電圧源の出力端子と前記第１のスイッチ素子間にインダクタを挿入し、該インダクタからの出力と前記ＧＮＤ端子間に第２のコンデンサ及び第３のコンデンサを直列接続し、該第２のコンデンサ及び第３コンデンサの中点を前記電流共振回路に接続して構成される高調波用共振回路を備え、前記電流共振回路の共振電流に前記高調波用共振回路の共振電流を重畳することで、該共振電流のピーク電流を低減することを特徴とする多重電流共振型コンバータ。
【請求項２】
直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子との間に直列接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、
該第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の中点において前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給される１次巻き線と、
該１次巻き線と該１次巻き線に直列接続した第１のコンデンサとを備えて構成される電流共振回路と、
該電流共振回路の共振動作によって電圧が誘起される２次巻き線と、
該２次巻き線の出力を平滑する平滑回路と、を有した多重電流共振型コンバータであって、
前記直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子間に第２のコンデンサ及び第３のコンデンサを直列接続し、該第２のコンデンサ及び第３のコンデンサの中点を前記電流共振回路に接続し、更に、前記直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子間に第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子を直列接続し、前記第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子の中点と前記第２のコンデンサ及び第３のコンデンサの中点との間にインダクタを接続し、前記第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで前記電流共振回路にバイアス電流を加えて、前記共振電流のピーク電流を低減することを特徴とする多重電流共振型コンバータ。
【請求項３】
前記第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングは、前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦタイミング信号をｎ分周して得たｎ分周期間の任意タイミングにより制御することを特徴とする請求項２に記載の多重電流共振型コンバータ。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか一項に記載の多重電流共振型コンバータを電源制御装置として備えたことを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重電流共振型コンバータ、及び画像形成装置に関し、さらに詳しくは、家電製品や事務機器等の電子機器製品における電源制御装置に関するものであり、特に、ＬＬＣ電流共振型コンバータの低消費電力化技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球温暖化による環境問題に対処するために、大量消費型社会から省エネ型社会への転換が切望されている。その一環として、一般家庭及び企業で使用される家電製品や事務機器等の電子機器製品の低消費電力化が進んでいる。従って、これらに使用されている電源装置においても電力変換効率の高効率化の要求が強く、特に、スイッチング損失の少ない電流共振型コンバータが注目されている。この電流共振型コンバータの代表例として、非特許文献１に紹介されているＬＬＣ電流共振型コンバータがある。
【０００３】
図９は従来のＬＬＣ電流共振型コンバータの基本回路図であり、図１０は重負荷でのＬＬＣ電流共振型コンバータの動作を示すタイミングチャートである。
ＶＧ１はＭＯＳＦＥＴ１０２のゲート信号、ＶＧ２はＭＯＳＦＥＴ１０３のゲート信号、ＶＴ１はトランス１次側インダクタンス１０４、１０５、直列共振コンデンサ１０６の直列回路の両端電圧、Ｉｃｒは直列回路に流れる電流、Ｉｄ１とＩｄ２は出力整流ダイオード１０９と１１０それぞれに流れる電流、ＶＴ２はトランス２次側インダクタンス１０７、１０８の両端電圧である。
スイッチング動作は、ＭＯＳＦＥＴ１０２と１０３を交互にＯＮ／ＯＦＦし、その切り替え間には、ＭＯＳＦＥＴ１０２と１０３が共にＯＦＦしているデッドタイム２０１、２０２（図１０）が設けられる。このデッドタイム期間中でのトランスへの電流供給は、ＭＯＳＦＥＴ１０２もしくは１０３のボディダイオードによって行われ、トランス１次側電圧ＶＴ１は、Ｖｉｎ＋Ｖｆもしくは０−Ｖｆ（Ｖｆはボディダイオードの順方向電圧）にクランプされる。この状態（ドレイン・ソース間電圧がＶｆ）で、ＭＯＳＦＥＴ１０２またはＭＯＳＦＥＴ１０３がＯＮするので、ＭＯＳＦＥＴによる電圧損失は非常に少なくすることが出来る（図１０の２０３、２０４で示すＺＶＳ）。
【０００４】
また、ＬＬＣ電流共振型コンバータの電流共振波形Ｉｃｒは、図９に示すように、漏れインダクタンス１０４・励磁インダクタンス１０５と直列共振コンデンサ１０６よる共振、及び２次側出力回路の状態によって共振状態が変化するものであり、その基本成分である漏れインダクタンス１０４と直流共振コンデンサ１０６による共振成分が、２次側インダクタンス１０７・１０８に伝えられる。このため出力整流ダイオード１０９・１１０の電流波形Ｉｄ１とＩｄ２は正弦波の半波に近い状態になる（図１０参照）。よって、ダイオードの極性反転による損失も非常に少なくすることが出来る（ＺＣＳ）。また、電流波形が正弦波に近いことから低ノイズ特性であることも注目される大きな要素である。
このような電流共振型コンバータを利用した従来技術として、特許文献１などがあり、特許文献１では、無負荷時に出力電圧を低下させ、無負荷での損失を低減させたものであり、プリンタの待機状態での電源消費電力の削減を目指したものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記で説明したとおり、従来の電流共振型コンバータは、ＭＯＳＦＥＴによる電圧損失や、ダイオードの極性反転による損失を非常に少なくするといった優れた点もあるが、以下で説明する問題点を含んでいる。
即ち、図９に示した従来の電流共振コンバータのトランス１次側電圧ＶＴ１は、矩形波であり、式１のように表すことが出来る。
2011139587.tif 000003
・・・（式１）
ここで、Ｖｉｎは直流入力電圧振幅、Ｔｓｗは矩形波の周期（スイッチング周期）、ｎは整数である。
電流共振型コンバータのトランス１次側から２次側へのエネルギーの伝達は、式１の基本波成分である正弦波（Ｓｉｎ波）となる。このため、電流共振型コンバータの２次側インダクタンスの出力電流は、図１０のＩｄ１・Ｉｄ２のように正弦波の半波となり、また出力電流の休止期間もあるため、電流波形のピーク電流は、負荷電流に対して、√２×（出力電流周期）／（出力電流供給期間×２）となる。
【０００６】
しかし、電流波形のピーク電流が高くなると、出力整流ダイオードや出力平滑コンデンサでのエネルギー損失が増え、また、出力電圧に乗るリップル電圧も大きくなる等の影響により、低消費電力化を図る点で問題が発生する。
また、特許文献１に開示されている従来技術は、無負荷時に出力電圧を低下させ、無負荷での損失を低減させる技術であり、重負荷時での損失を低減することについてはあまり寄与しないといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、電流共振波形の基本成分のピーク電流に高調波電流の重畳もしくはピーク電流と逆特性の電圧をバイアスすることにより、回路を簡略化してピーク電流を小さくして低消費電力化を図った多重電流共振型コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子との間に直列接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、該第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の中点において前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給される１次巻き線と、該１次巻き線と該１次巻き線に直列接続した第１のコンデンサとを備えて構成される電流共振回路と、該電流共振回路の共振動作によって電圧が誘起される２次巻き線と、該２次巻き線の出力を平滑する平滑回路と、を有した多重電流共振型コンバータであって、前記直流電圧源の出力端子と前記第１のスイッチ素子間にインダクタを挿入し、該インダクタからの出力と前記ＧＮＤ端子間に第２のコンデンサ及び第３のコンデンサを直列接続し、該第２のコンデンサ及び第３コンデンサの中点を前記電流共振回路に接続して構成される高調波用共振回路を備え、前記電流共振回路の共振電流に前記高調波用共振回路の共振電流を重畳することで、該共振電流のピーク電流を低減することを特徴とする。
【０００８】
請求項２は、直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子との間に直列接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、該第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の中点において前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給される１次巻き線と、該１次巻き線と該１次巻き線に直列接続した第１のコンデンサとを備えて構成される電流共振回路と、該電流共振回路の共振動作によって電圧が誘起される２次巻き線と、該２次巻き線の出力を平滑する平滑回路と、を有した多重電流共振型コンバータであって、前記直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子間に第２のコンデンサ及び第３のコンデンサを直列接続し、該第２のコンデンサ及び第３のコンデンサの中点を前記電流共振回路に接続し、更に、前記直流電圧源の出力端子とＧＮＤ端子間に第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子を直列接続し、前記第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子の中点と前記第２のコンデンサ及び第３のコンデンサの中点との間にインダクタを接続し、前記第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで前記電流共振回路にバイアス電流を加えて、前記共振電流のピーク電流を低減することを特徴とする。
【０００９】
請求項３は、前記第３のスイッチ素子及び第４のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングは、前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦタイミング信号をｎ分周して得たｎ分周期間の任意タイミングにより制御することを特徴とする。
請求項４は、請求項１乃至３の何れか一項に記載の多重電流共振型コンバータを電源制御装置として備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、インダクタと２つのコンデンサでエネルギー伝搬の基本波の３次高調波を作り、その高調波を基本波に重畳させるので、簡単な回路で且つピーク電流を低減することができる。
また、２つのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングに同期して、基本波と逆特性の信号を作り、その信号を基本波に重畳させるので、負荷条件などに影響されることなく、ピーク電流を低減することができる。
また、２つのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングを任意としているので、最適な条件でピーク電流を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る多重電流共振型コンバータを説明するための基本回路図である。
【図２】基本波、３次高調波、重畳波の関係を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る多重電流共振型コンバータのタイミングチャートである。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る多重電流共振型コンバータを説明するための基本回路図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る多重電流共振型コンバータのタイミングチャートである。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る多重電流共振型コンバータのタイミングチャートである。
【図７】第１の実施形態に係る多重電流共振型コンバータを使用したコンバータの実施例を示す図である。
【図８】本発明の多重電流共振型コンバータを電源制御装置として使用した画像形成装置の概略構造を示す模式図である。
【図９】従来のＬＬＣ電流共振型コンバータの基本回路図である。
【図１０】重負荷での従来のＬＬＣ電流共振型コンバータの動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
【００１３】
図１は本発明の第１の実施形態に係る多重電流共振型コンバータを説明するための基本回路図である。この多重電流共振型コンバータ５０は、直流電圧源の出力端子３０とＧＮＤ端子３１間に直列接続して設けられたＭＯＳＦＥＴ２（第１のスイッチ素子）及びＭＯＳＦＥＴ３（第２のスイッチ素子）と、ＭＯＳＦＥＴ２、３の中点ＡからＭＯＳＦＥＴ２、３が信号ＶＧ１とＶＧ２により交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給される漏れインダクタ４（以下、単にインダクタと呼ぶ）、励磁インダクタ５（以下、単にインダクタと呼ぶ）（１次巻き線）と、インダクタ４、インダクタ５と、それらに直列接続した直列共振コンデンサ６（以下、単にコンデンサと呼ぶ）（第１のコンデンサ）とを備えて構成される電流共振回路３２と、電流共振回路３２の共振動作によって電圧が誘起される２次側インダクタ７、８（以下、単にインダクタと呼ぶ）（２次巻き線）と、インダクタ７、８の出力を平滑する出力整流ダイオード９、１０（以下、単にダイオードと呼ぶ）及び出力平滑コンデンサ１１（以下、単にコンデンサと呼ぶ）（平滑回路３４）と、を有した多重電流共振型コンバータ５０であって、直流電圧源の出力端子３０とＭＯＳＦＥＴ２間にインダクタ１６を挿入し、インダクタ１６からの出力とＧＮＤ端子３１間にコンデンサ１４（第２のコンデンサ）及びコンデンサ１５（第３のコンデンサ）を直列接続し、コンデンサ１４と１５の中点Ｂをコンデンサ６（電流共振回路３２）の一端に接続して構成される高調波用共振回路３３を備え、電流共振回路３２の共振電流に高調波用共振回路３３の共振電流を重畳することで、共振電流のピーク電流を低減する。
【００１４】
即ち、高周波トランス１３の２次側は、２次側インダクタ７、８と出力整流ダイオード９、１０、出力平滑用コンデンサ１１によりセンタータップを構成する。高周波トランス１３の１次側は、トランス１次側インダクタ４、５と直列共振コンデンサ６で従来と同等の電流共振回路を構成する。
本発明においては更に、ＭＯＳＦＥＴ２、３にコンデンサ１４、１５をハーフブリッチの構成で接続して、更にコンデンサ１４、１５と合わせて電圧共振するインダクタ１６をＶｉｎラインに挿入する。このコンデンサ１４、１５とインダクタ１６の値は、漏れインダクタンス４と直列共振コンデンサ６の共振周波数の３次高調波になるように設定されている。
【００１５】
図２は基本波、３次高調波、重畳波の関係を示す図である。この図から明らかな通り、基本波３５に３次高調波３７が重畳すると、重畳波３６が生成される。
【００１６】
図３は本発明の第１の実施形態に係る多重電流共振型コンバータのタイミングチャートである。本タイミングチャートは、図９に示した従来の電流共振型コンバータと同一条件で想定しており、動作タイミングも同じにしている。ＶＧ１はＭＯＳＦＥＴ２のゲート信号、ＶＧ２はＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号、ＶＴ１はトランス１次側インダクタンス４、５の電圧波形、Ｉｃｒはインダクタ４、５とコンデンサ６で構成される直列回路に流れる電流、Ｉｄ１とＩｄ２は出力整流ダイオード９、１０それぞれに流れる電流、ＶＴ２はトランス２次側インダクタンス７、８の両端電圧である。
図１の回路構成において、トランス１３に流れる電流Ｉｃｒには、インダクタ１６とコンデンサ１４もしくはコンデンサ１５による共振電流が重畳される。このため、２次側出力電流Ｉｄ１とＩｄ２にも３次高調波電流が重畳され、更にトランスによって積分された電流波形となり、正弦波に比較してピーク電流が小さい電流を得ることが出来る。
【００１７】
図４は本発明の第２の実施形態に係る多重電流共振型コンバータを説明するための基本回路図である。同じ構成要素には図１と同じ参照番号を付して説明する。この多重電流共振型コンバータ５１は、直流電圧源の出力端子３０とＧＮＤ端子３１間に直列接続して設けられたＭＯＳＦＥＴ２（第１のスイッチ素子）及びＭＯＳＦＥＴ３（第２のスイッチ素子）と、ＭＯＳＦＥＴ２、３の中点ａからＭＯＳＦＥＴ２、３が信号ＶＧ１とＶＧ２により交互にＯＮ／ＯＦＦすることで電流が供給されるインダクタ４、５（１次巻き線）と、インダクタ４、５とインダクタ４、５に直列接続したコンデンサ６（第１のコンデンサ）とを備えて構成される電流共振回路３２と、電流共振回路３２の共振動作によって電圧が誘起されるインダクタ７、８（２次巻き線）と、インダクタ７、８の出力を平滑するダイオード９、１０及びコンデンサ１１（平滑回路３４）と、を有した多重電流共振型コンバータ５１であって、直流電圧源の出力端子３０とＧＮＤ端子３１間にコンデンサ１４（第２コンデンサ）及びコンデンサ１５（第３のコンデンサ）を直列接続し、コンデンサ１４、１５の中点ｄを電流共振回路３２に接続し、更に、直流電圧源の出力端子３０とＧＮＤ端子３１間にＭＯＳＦＥＴ１７（第３のスイッチ素子）及びＭＯＳＦＥＴ１８（第４のスイッチ素子）を直列接続し、ＭＯＳＦＥＴ１７、１８の中点ｂとコンデンサ１４、１５の中点ｄとの間にインダクタ１６を接続し、ＭＯＳＦＥＴ１７、１８を交互に信号ＶＧ３とＶＧ４でＯＮ／ＯＦＦすることで、電流共振回路３２にバイアス電流を加えて、共振電流のピーク電流を低減する。
【００１８】
即ち、高周波トランス１３の２次側は、２次側インダクタ７、８と出力整流ダイオード９、１０、出力平滑用コンデンサ１１によりセンタータップを構成する。
高周波トランス１３の１次側は、漏れインダクタンス４と励磁インダクタンス５と直列共振コンデンサ６で従来と同等の電流共振回路を構成し、図１と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２、３にハーフブリッチの構成で接続して、更にコンデンサ１４、１５の中点ｄにバイアス電流を加えるインダクタ１６が接続され、インダクタ１６は、ＭＯＳＦＥＴ１７、１８のＯＮ／ＯＦＦ制御で駆動される。
【００１９】
図５は本発明の第２の実施形態に係る多重電流共振型コンバータのタイミングチャートである。本タイミングチャートは、図９に示した従来の電流共振型コンバータと同一条件で想定しており、動作タイミングも同じにしている。ＶＧ１はＭＯＳＦＥＴ２のゲート信号、ＶＧ２はＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号、ＶＧ３はＭＯＳＦＥＴ１７のゲート信号、ＶＧ４はＭＯＳＦＥＴ１８のゲート信号、ａは図４記入のポイントでの電圧波形、ｂは図４記入のポイントでの電圧波形、ｂ´は図４記入のポイントでの電流波形、Ｉｃｒはトランス１次側インダクタ４、５と直列共振コンデンサ６に流れる電流、Ｉｄ１は出力ダイオード９の電流波形、図中ｃで記入されている点線は従来のＬＬＣ電流共振型コンバータの電流波形で、比較のため記入した。
図４では、ＭＯＳＦＥＴ１７、１８のＯＮ／ＯＦＦ制御タイミングをＭＯＳＦＥＴ２、３のタイミングから９０°進めて制御している。これによって、インダクタ１６に加えられる電圧はｂのようになり、流れる電流はｂ´のようになる。また、図４中ｄ点において、トランス１３に流れる電流Ｉｃｒとインダクタ１６に流れる電流が合成される。ここで、ｄ点の電圧は、インダクタ１６に流れる電流増加があるため、従来の電圧値より高くなり、結果、トランス１次側インダクタ４、５と直列共振コンデンサ６の両端電圧がｂ´に反比例して減少し、インダクタ１６のピーク電流が抑えられ、２次側出力電流Ｉｄ１とＩｄ２のピーク電流も減少する。
【００２０】
図６は本発明の第３の実施形態に係る多重電流共振型コンバータのタイミングチャートである。本発明による基本回路図は図４と同じであるが、ＭＯＳＦＥＴ１７、１８のＯＮ／ＯＦＦ制御の方法で動作は異なる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１７、１８のＯＮ／ＯＦＦタイミングは、ＭＯＳＦＥＴ２、３のＯＮ／ＯＦＦタイミング信号をｎ（本実施形態ではｎ＝１６）分周して得た１６分周期間の任意タイミングにより制御する。
ＶＧ１はＭＯＳＦＥＴ２のゲート信号、ＶＧ２はＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号、ＶＧ３はＭＯＳＦＥＴ１７のゲート信号、ＶＧ４はＭＯＳＦＥＴ１８のゲート信号、ａは図４記入のポイントでの電圧波形、ｂは図４記入のポイントでの電圧波形、ｂ´は図４記入のポイントでの電流波形、Ｉｃｒはトランス１次側インダクタ４、５と直列共振コンデンサ６に流れる電流、Ｉｄ１・Ｉｄ２は出力ダイオード９、１０の電流波形、図中ｃで記入されている点線は従来のＬＬＣ電流共振型コンバータの電流波形で、比較のため記入した。
第３の実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴ２、３、１７、１８のスイッチング分解能を微細化し、ピーク電流が発生するタイミングのピンポイントにＭＯＳＦＥＴ１７、１８によって電流バイアスを加えて、トランス１次側インダクタ４、５と直列共振コンデンサ６の両端電圧を低下させる。
【００２１】
＜実施例＞
図７は第１の実施形態に係る多重電流共振型コンバータを使用したコンバータの実施例を示す図である。尚、第２の実施形態及び第３の実施形態に関して、その特徴とする構成以外は第１の実施形態と何ら変わらない。
本発明においては、従来のＬＬＣ電流共振型コンバータに高調波用共振コンデンサ１４、１５、高調波用共振インダクタ１６を加えた形で構成され、スイッチング制御ＩＣ２５は従来からある汎用ＩＣにて実施できる。
図７の回路は商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ）が入力され、ダイオードブリッジ２６によって全波整流され、入力平滑コンデンサ１によって、直流電圧（ＤＣ１４１Ｖ）を得る。
ＬＬＣ電流共振型コンバータでは、直流電圧を２つのＭＯＳＦＥＴ２、３で交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで、１次側インダクタ５と電流共振コンデンサ６の直列回路に矩形波の電圧を加え電流共振させる。このときＭＯＳＦＥＴ２、３の制御はスイッチング制御ＩＣ２５によってなされ、スイッチング制御ＩＣ２５では、ＭＯＳＦＥＴ２、３が同時にＯＮしないデッドタイムの制御（これによってボディダイオードによる通電期間が出来、ＺＶＳ動作が可能になる。）や出力電圧からのフィードバック信号に応じたスイッチング周波数の調整等が行われる。
また、出力からのフィードバック信号は、出力に付加されているシャントレギュレータ２３の基準電圧と分圧抵抗２０、２１で得られた電圧との差を増幅して、フォトカプラ２４のフォトダイオードに加えられ、フォトトランジスタのＯＮ抵抗として伝えられる。このフィードバック制御によって、負荷によらず任意に設定した一定の電圧を得ることが出来る。
【００２２】
図８は、本発明の多重電流共振型コンバータを電源制御装置として使用した画像形成装置の概略構造を示す模式図である。この画像形成装置は、レーザにより感光体に潜像を書き込むレーザ書き込み部１２１と、レーザ書き込み部１２１により表面に帯電された電荷を露光し、潜像を形成する感光体１２２と、感光体１２２上の残存トナーを除去するクリーナ１２３と、感光体１２２上を一様に帯電する帯電チャージャ１２４と、感光体の潜像にトナー像を形成する現像器１２５と、トナー像を記録紙に転写する転写ドラム１２６と、トナー像を記録紙側に引き寄せるための電荷を発生する転写チャージャ１２７と、記録紙上に転写されたトナー像を固着する定着装置１２８と、外部からの記録情報を制御する情報処理部１２９と、記録紙を収納し、１枚ずつ給紙する給紙装置１３０と、定着された記録紙を排紙する排紙トレイ１３１と、外部とのインターフェースを司る通信ポート１３２と、本発明に係る電源装置１３３と、から構成されている。尚、本画像形成装置の動作については、公知であるので説明を省略する。
【符号の説明】
【００２３】
１  入力平滑コンデンサ、２  ＭＯＳＦＥＴ、３  ＭＯＳＦＥＴ、４  漏れインダクタ、５  励磁インダクタ、６  直列共振コンデンサ、７  ２次側インダクタ、８  ２次側インダクタ、９  出力整流ダイオード、１０  出力整流ダイオード、１１  出力平滑コンデンサ、１２  負荷抵抗、１３  高周波トランス、１４  コンデンサ、１５  コンデンサ、１６  インダクタ、１７  ＭＯＳＦＥＴ、１８  ＭＯＳＦＥＴ、１９  シャントレギュレータ、２０  分圧抵抗、２１  分圧抵抗、２４  フォトカプラ、２５  スイッチング制御ＩＣ、２６  ダイオードブリッジ、３０  出力端子、３１  ＧＮＤ端子、３２  電流共振回路、３３  高調波用共振回路、３４  平滑回路、５０  多重電流共振型コンバータ
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開２００６−１３６０４７公報
【非特許文献１】トランジスタ技術増刊「電源回路設計２００９」ＣＱ出版  ｐｐ．１９１−２０４  ［ＬＬＣ共振コンバータの設計］  森田  浩一
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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