(57)【要約】【課題】ＢＴＬ方式Ｄ級アンプを用いた電源装置において、正弦波の振幅中心電圧と三角波の振幅中心電圧のずれを抑え、ＡＣ電源の消費電力を小さくすることを可能にする。【解決手段】三角波を生成する三角波生成部１１と、正弦波を生成する正弦波生成部１２と、を備え正弦波と三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較器１３と、を有しＰＷＭ信号及びＰＷＭ信号を反転した反転ＰＷＭ信号を正弦波に復元した正転出力及び反転出力によってトランスを駆動するＢＴＬ式アンプを備えるＡＣ電源装置において、正弦波の振幅中心電圧と三角波の振幅中心電圧とが一致するように三角波生成部１１及び正弦波生成部１２を制御して、正転出力と反転出力の間のＤＣ電圧オフセットを抑制して正転出力及び反転出力間のＤＣ電流を抑制するオフセット調整部２０を備えた。【選択図】図１
2011103579.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三角波を生成する三角波生成手段と、正弦波を生成する正弦波生成手段と、を備え
前記正弦波と前記三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較手段と、を有し前記ＰＷＭ信号及び前記ＰＷＭ信号を反転した反転ＰＷＭ信号を正弦波に復元した正転出力及び反転出力によってトランスを駆動するＢＴＬ式アンプを備えるＡＣ電源装置において、
前記正弦波の振幅中心電圧と前記三角波の振幅中心電圧とが一致するように前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御して、前記正転出力と前記反転出力の間のＤＣ電圧オフセットを抑制して前記正転出力及び前記反転出力間のＤＣ電流を抑制するオフセット調整手段を備えたことを特徴とするＡＣ電源装置。
【請求項２】
三角波の振幅中心電圧のダミーを生成する三角波ダミー電圧生成部と、正弦波の振幅中心電圧のダミーを生成する正弦波ダミー電圧生成部と、前記三角波の振幅中心電圧のダミーと前記正弦波の振幅中心電圧のダミーとの差分値を積分する積分器と、を備え、
前記オフセット調整手段は、積分した前記差分値に基づいて、前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御することを特徴とする請求項１記載のＡＣ電源装置。
【請求項３】
前記三角波の振幅中心電圧と前記正弦波の振幅中心電圧との差分値を積分する積分器を備え、前記オフセット調整手段は、積分された前記差分値に基づいて前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御することを特徴とする請求項１記載のＡＣ電源装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号と、前記反転ＰＷＭ信号をそれぞれローパスフィルタに入力して得られる出力の差分値を積分する積分器を備え、前記オフセット調整手段は、積分された前記差分値に基づいて前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御することを特徴とする請求項１記載のＡＣ電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか一項記載のＡＣ電源装置においてローパスフィルタをスイッチトキャパシタによって構成したことを特徴とするＡＣ電源装置。
【請求項６】
請求項１乃至５の何れか一項記載のＡＣ電源装置を備えたことを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＢＴＬ式アンプを用いたＡＣ電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
画像形成装置においては、特に帯電プロセスの一手法であるＡＣ帯電のように高圧ＡＣ電源が必要な場合、トランスを駆動する回路にオーディオ機器などで用いられるＢＴＬ（Balanced Transformer Less）方式を利用することが既に知られている。
しかし、従来までのＡＣ電源装置においてＢＴＬ方式Ｄ級アンプでトランスを駆動する回路では正弦波と三角波の振幅中心電圧を一致させるのが難しく、正弦波の振幅中心電圧と三角波の振幅中心電圧のずれによりＢＴＬ出力の正転と反転の間にＤＣ電圧オフセットが生じて無駄なＤＣ電流が流れることで消費電力が高くなるという問題があった。
【０００３】
図７は、従来のＡＣ電源装置の構成例を示す図である。
図７において、ＡＣ電源装置はトランス駆動ＩＣ１０１、ローパスフィルタ２００よりなるＢＴＬ方式Ｄ級アンプと、ＢＴＬ方式アンプによって駆動されるトランス３００から構成されている。
トランス駆動ＩＣ１０１は三角波生成部１０２、正弦波生成部１０３、比較器１０４、インバータ１０５、スイッチング駆動部１０６、１０７から構成されている。
三角波生成部１０２で生成した三角波１２１と正弦波生成部１０３で生成した正弦波１２２を比較器１０４で比較し、その比較結果に基づいてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号１２３を生成し、さらにインバータ１１５でＰＷＭ信号１２３の反転信号１２４を生成し、正転側のスイッチング駆動部１０６と反転側のスイッチング駆動部１０７から、それぞれ正転、反転のＰＷＭ信号Ａ１０、Ａ２０を出力する。
これらの出力信号Ａ１０、Ａ２０は、ローパスフィルタ２００によって正弦波に復元され、それぞれ正転信号Ｂ１０、反転信号Ｂ２０としてトランス３００の１次巻き線側に接続する。そして、これらの正弦波によってトランス３００が駆動される。
ここで、正弦波というのは理想的な正弦波だけを表すのではなく、スイッチングノイズ等が含まれた波形を表す。三角波についても同様である。
【０００４】
図８は、図７のＢＴＬ方式Ｄ級アンプにおける電圧波形を説明する図である。
図８ではＢＴＬ方式Ｄ級アンプのＤＣオフセット電圧が無い場合の電圧波形を示している。
図８（ａ）は比較器１０４に入力する三角波１２１と正弦波１２２の電圧波形を示す図である。図８（ａ）では三角波１２１の振幅中心電圧Ｖ１と正弦波１２２の振幅中心電圧Ｖ２は一致している。
図８（ｂ）は比較器出力であるＰＷＭ信号の電圧波形を示す図である。
図８（ｂ）では正転側のスイッチング駆動部１０６に入力されるＰＷＭ信号１２３の例を示しており、反転側のスイッチング駆動部１０７には反転した信号が入力される。
図８（ｃ）はＢＴＬ正転側のローパスフィルタ出力Ｂ１０の電圧波形と、反転側のローパスフィルタ出力Ｂ２０の電圧波形を示す図である。図８（ｃ）に示すように、Ｂ１０の振幅中心電圧Ｖ３と、Ｂ２０の振幅中心電圧Ｖ４は一致している。
図８（ｄ）は、図８（ｃ）の正転側出力Ｂ１０の電圧波形と反転側出力Ｂ２０の電圧波形の差分を取った波形３１を示すものであり、正転側出力Ｂ１０の電圧と反転側出力Ｂ２０の電圧にＤＣオフセット電圧がないために、差分を取った波形の振幅中心電圧は０Ｖとなる。
振幅中心電圧が０Ｖの場合にはＢＴＬ方式Ｄ級アンプの正転側出力端子と反転側出力端子の間にはＤＣ電流が流れないために、低消費電流な動作が可能となる。
【０００５】
図９は、図７のＢＴＬ方式Ｄ級アンプにおいてＤＣオフセット電圧がある場合の電圧波形を示している。
図９（ａ）は比較器１０４に入力する三角波１２１と正弦波１２２の電圧波形を示す図である。図９（ａ）では三角波１２１の振幅中心電圧Ｖ１と正弦波１２２の振幅中心電圧Ｖ２は一致していない。図９（ｂ）は比較器出力であるＰＷＭ信号の電圧波形を示す図である。
図９（ｂ）では正転側のスイッチング駆動部１０６に入力されるＰＷＭ信号１２３の例を示しており、反転側のスイッチング駆動部１０７には反転した信号が入力される。
図９（ｃ）はＢＴＬ正転側のローパスフィルタ出力Ｂ１０の電圧波形と、反転側のローパスフィルタ出力Ｂ２０の電圧波形を示す図である。
図９（ｄ）は図９（ｃ）の正転出力側の波形と反転出力側の波形の差分を取った波形で、正転出力側の電圧と反転出力側の電圧にＤＣオフセット電圧があるために差分を取った波形の振幅中心電圧Ｖ５は０Ｖに対してオフセットを持つ。
その場合、ＢＴＬ方式Ｄ級アンプの正転側出力端子と反転側出力端子の間にはＤＣ電流が流れるために、消費電流が大きくなる。
正転出力側の波形と反転出力側の波形のＤＣオフセットは、ＩＣの固体ばらつきや電源電圧、温度などの環境によるものであるが、従来のＢＴＬ方式Ｄ級アンプではこのオフセットを補正することが出来ないために消費電流が大きくなってしまう。更に最悪の場合にはＩＣ自体の破壊へと繋がる。
特許文献１には、スピーカーに直流電流が流れることで、スピーカーやパワートランジスタを破損するのを防ぐ目的で、ＢＴＬ方式Ｄ級アンプの正転、反転２つの出力端子間にＤＣ電流が流れることを検出する構成が開示されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１によっては、バイアスずれによるＤＣ電流を検出することは可能であるが、通常動作時に消費電力が大きいという問題は解消できていない。
本発明は、このような現状を鑑みて、ＢＴＬ方式Ｄ級アンプを用いた電源装置において、正弦波の振幅中心電圧と三角波の振幅中心電圧のずれを抑え、ＡＣ電源の消費電力を抑制することを可能にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以上の問題を解決するために、請求項１の発明は、三角波を生成する三角波生成手段と、正弦波を生成する正弦波生成手段と、を備え前記正弦波と前記三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較手段と、を有し前記ＰＷＭ信号及び前記ＰＷＭ信号を反転した反転ＰＷＭ信号を正弦波に復元した正転出力及び反転出力によってトランスを駆動するＢＴＬ式アンプを備えるＡＣ電源装置において、前記正弦波の振幅中心電圧と前記三角波の振幅中心電圧とが一致するように前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御して、前記正転出力と前記反転出力の間のＤＣ電圧オフセットを抑制して前記正転出力及び前記反転出力間のＤＣ電流を抑制するオフセット調整手段を備えたことを特徴とする。
また、請求項２の発明は、三角波の振幅中心電圧のダミーを生成する三角波ダミー電圧生成部と、正弦波の振幅中心電圧のダミーを生成する正弦波ダミー電圧生成部と、前記三角波の振幅中心電圧のダミーと前記正弦波の振幅中心電圧のダミーとの差分値を積分する積分器と、を備え、前記オフセット調整手段は、積分した前記差分値に基づいて、前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御する請求項１記載のＡＣ電源装置を特徴とする。
【０００８】
また、請求項３の発明は、前記三角波の振幅中心電圧と前記正弦波の振幅中心電圧との差分値を積分する積分器を備え、前記オフセット調整手段は、積分された前記差分値に基づいて前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御する請求項１記載のＡＣ電源装置を特徴とする。
また、請求項４の発明は、前記ＰＷＭ信号と、前記反転ＰＷＭ信号をそれぞれローパスフィルタに入力して得られる出力の差分値を積分する積分器を備え、前記オフセット調整手段は、積分された前記差分値に基づいて前記三角波生成手段及び前記正弦波生成手段を制御する請求項１記載のＡＣ電源装置を特徴とする。
また、請求項５の発明は、請求項１乃至４の何れか一項記載のＡＣ電源装置においてローパスフィルタをスイッチトキャパシタによって構成したＡＣ電源装置を特徴とする。
また、請求項６の発明は、請求項１乃至５の何れか一項記載のＡＣ電源装置を備えた画像形成装置を特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、正弦波の振幅中心電圧と三角波の振幅中心電圧が一致するように制御をかけることで正弦波の振幅中心電圧と三角波の振幅中心電圧のずれを抑制し、ＢＴＬ出力の正転と反転の間のＤＣ電圧オフセットを抑制することによって、ＤＣ電流を抑制するのでＡＣ電源装置の消費電力を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明のＡＣ電源装置の第１の構成例を示す図。
【図２】本発明における正弦波生成部の構成を示す図。
【図３】振幅生成部の基本的な回路例を示す図。
【図４】オフセット調整が可能な振幅生成部の回路例を示す図。
【図５】本発明のＡＣ電源装置の第２の構成例を示す図。
【図６】本発明のＡＣ電源装置の第３の構成例を示す図。
【図７】従来のＡＣ電源装置の構成を示す図。
【図８】図７のＢＴＬ方式Ｄ級アンプにおける電圧波形を説明する図（その１）。
【図９】図７のＢＴＬ方式Ｄ級アンプにおける電圧波形を説明する図（その２）。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明のＡＣ電源装置の第１の構成例を示す図である。
図１において、ＡＣ電源装置は、トランス駆動ＩＣ１及びローパスフィルタ２からなるＢＴＬ方式Ｄ級アンプと、ＢＴＬ方式Ｄ級アンプによって駆動されるトランス３、端子４を備える。
トランス駆動ＩＣ１は三角波３１を生成する三角波生成部１１、正弦波３２を生成する正弦波生成部１２、三角波３１と正弦波３２を比較して、比較結果に基づいてＰＷＭ信号３３を出力する比較器１３、ＰＷＭ信号３３の反転信号３４を生成するインバータ１４、正転側のＰＷＭ信号３３が入力されるスイッチング駆動部１５、反転信号３４が入力される反転側のスイッチング駆動部１６を有している。
また、トランス駆動ＩＣの後段に設けられるローパスフィルタ２には、スイッチング駆動部１５、１６からそれぞれ出力された正転、反転のＰＷＭ信号Ａ１、Ｂ１が入力されて正弦波に復元され、それぞれ正転信号Ｂ１０、反転信号Ｂ２０としてトランス３の１次巻き線側に接続する。そして、これらの正弦波によってトランス３が駆動される。
【００１２】
以上の構成は、図７に示した従来の構成と同様であるが、本構成例では、さらに、三角波の中心ダミー電圧を生成する三角波中心ダミー電圧生成部１７、正弦波の中心ダミー電圧を生成する正弦波中心ダミー電圧生成部１８、両ダミー電圧の差分を積分する積分器１９、積分した差分値に基づいて三角波生成部１１又は正弦波生成部１２、あるいはその両方に対してレベルシフト量を決めるレベルシフト信号を与えて三角波の中心電圧と正弦波の中心電圧のオフセットを補正するオフセット調整部２０を有している。
詳しくは、オフセット調整部２０は、三角波３１の振幅中心電圧と正弦波３２の振幅中心電圧が一致するように、三角波生成部１１、正弦波生成部１２を制御する。
三角波３１の振幅中心電圧と正弦波３２の振幅中心電圧のずれを補正し、ＢＴＬ出力の正転と反転の間のＤＣ電圧オフセットを抑制することで、ＤＣ電流を抑制し、簡易な構成でＡＣ電源装置の消費電力を低減することができる。
三角波中心ダミー電圧生成部１７は、例えば上記のように三角波生成部１１において三角波３１の振幅中心電圧を電源電圧とグランドの抵抗分圧により生成した電圧によって設定していた場合にはその構成と全く同じ回路を用意して積分器１９に入力する。正弦波中心ダミー電圧生成部１８も同様に構成する。
また、ダミー回路を用意しなくとも三角波生成部１１や正弦波生成部１２と積分器１９が近い場合には、以下に示す第２の構成例のように、三角波生成部１１や正弦波生成部１２からの電圧を直接積分器に入力しても良い。
【００１３】
次に、オフセット調整部による三角波生成部１１、正弦波生成部１２の制御について詳細に説明する。
図２は、本発明における正弦波生成部の構成を示す図である。
図２に示すように、正弦波生成部１２は、振幅生成部４０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１から構成されている。
振幅生成部４０には、振幅設定信号４２とクロック（ＣＬＫ）が入力される。
次いで、振幅生成部４０では、振幅設定信号により設定される振幅をもち、ＣＬＫの周期を持った矩形波４３が生成され、その矩形波４３をＬＰＦ４１に通すことで、正弦波３２を生成する。
図３は、振幅生成部４０の基本的な回路例を示す図である。
スイッチＳＷ１、ＳＷ２を介して直列に接続されている可変電流源Ａ１、Ａ２に振幅設定信号４２を入力して可変電流源の電流値を調整する。
また、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２に接続されたインバータ４４にクロックＣＬＬＫが入力され、クロックがＨｉｇｈの時は、スイッチＳＷ２を介して抵抗Ｒ１に電流が流れ、クロックがＬｏｗの時はスイッチＳＷ１を介して抵抗Ｒ２に流れる。これが繰り返されることで矩形波４３が出力される。
図４は、オフセット調整部２０によりオフセット調整が可能な振幅生成部４０の回路例を示す図である。
図３の構成に加えて、抵抗Ｒ１、Ｒ２とＬＰＦ４１との間に可変電流源Ａ３を備えた。
オフセット調整部２０から出力されるオフセット調整信号４５によって可変電流源Ａ３から抵抗Ｒ２に電流を流すことで、矩形波４３全体にオフセット量を持たすことが出来る。そのオフセット量を、図１に示す積分器２３の出力に基づいてオフセット調整信号４５により調整することにより、三角波と正弦波の振幅の中心を一致させることが出来る。
【００１４】
図５は、本発明のＡＣ電源装置の第２の構成例を示す図である。
図１と同じ構成については同じ符号を付して、詳細な説明は省略する。
図５に示す例は正弦波と三角波をモニタしてオフセット調整を行なうものであり、図７に示す従来の構成例に加え、三角波生成部１１から出力された三角波３１、正弦波生成部１２から出力された正弦波３２がそれぞれを入力されてＤＣ値に変換するローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１、２２と、変換されたＤＣ値が入力され、その差分の積分値を出力する積分器２３、入力された積分値に基づいて、三角波３１の振幅中心電圧と正弦波３２の振幅中心電圧のオフセット電圧を抑制するオフセット調整部２０を有している。
オフセット調整部２０は、積分器２３から実際に出力される三角波３１、正弦波３２のＤＣ値の差分に基づいて、図４について説明した方法で三角波３１の振幅中心電圧と正弦波３２の振幅中心電圧が一致させる制御を行う。
このようにすることで、三角波３１と正弦波３２の振幅中心電圧のずれを抑制し、ＢＴＬ出力の正転と反転の間のＤＣ電圧オフセットを抑制し、ＤＣ電流を抑制することが出来るのでＡＣ帯電装置の消費電力を小さくすることができる。
かかる構成によれば、温度環境などが時間によって変化した場合でも、実際に三角波生成部１１、正弦波生成部１２から出力される信号に基づいて、より正確に制御を行うことが出来る。
なお、ＬＰＦ２１、２２をスイッチトキャパシタで構成することでトランス駆動ＩＣ１内部でも低い遮断周波数（例えば画像形成装置のＡＣ帯電用の周波数１ｋＨｚ）をもつフィルタも実現できる。すなわち、低い周波数をＩＣ内部で減衰させることが可能である。
【００１５】
図６は、本発明のＡＣ電源装置の第３の構成例を示す図である。
図１と同じ構成については同じ符号を付して、詳細な説明は省略する。
以下に説明する第３の構成例では、比較器１３から出力される正転側のＰＷＭ信号３３とそれをインバータ１４によって反転した反転側のＰＷＭ信号３４をモニタして、オフセット調整部２０によりオフセット調整を行なう。
詳しくは、比較器１３から出力される正転側のＰＷＭ信号３３とそれをインバータ１４によって反転した反転側のＰＷＭ信号３４それぞれをＬＰＦ２４、２５に入力してＤＣ値に変換し積分器２６に入力する。
積分器２６からは正転、反転側ＰＷＭ信号のＤＣ値の差分を積分した値が出力される。
オフセット調整部２０は、この積分値に基づいて図４に示す方法によって三角波の振幅中心電圧と正弦波の振幅中心電圧を一致させる制御を行いオフセット電圧を抑制する。
このように構成すれば、比較器１３のばらつきも含めて制御をかけられるため、よりＤＣオフセット電圧を小さくすることができる。
図５の場合と同様に、ＬＰＦをスイッチトキャパシタで構成することでトランス駆動ＩＣ１内部でも低い遮断周波数（例えば画像形成装置のＡＣ帯電用の周波数１ｋＨｚ）をもつフィルタも実現できる。
振幅中心電圧を制御するのにモニタするＰＷＭ信号はスイッチング駆動部１５、１６の出力Ａ１、Ａ２でもほぼ同等の効果が得られる。
スイッチング駆動部では高い電源電圧が必要となるため、他のブロックは低い電源電圧で構成し、スイッチング駆動部は高い電源電圧で構成している場合にはＰＷＭ信号をモニタする回路も高い電源電圧で動作させなくてはならないので消費電力が大きくなるが、スイッチング駆動部も含めたＤＣオフセット電圧を調整することができる。
【００１６】
以上説明した構成のＡＣ電源装置をプリンタや複合機などの画像形成装置に適用することで、消費電力の小さい画像形成装置を実現することが出来る。
特に帯電プロセスの一手法であるＡＣ帯電のように高圧ＡＣ電源が必要な場合にトランスを駆動する回路に適用されるのが好適である。
【符号の説明】
【００１７】
１  トランス駆動ＩＣ、２  ローパスフィルタ、３  トランス、４  端子、１１  三角波生成部、１２  正弦波生成部、１３  比較器、１４  インバータ、１５  スイッチング駆動部、１６  スイッチング駆動部、１７  三角波中心ダミー電圧生成部、１８  正弦波中心ダミー電圧生成部、１９  積分器、２０  オフセット調整部、２１  ＬＰＦ、２３  積分器、２４  ＬＰＦ、２６  積分器、３１  三角波、３２  正弦波、３３  ＰＷＭ信号、３４  反転信号、１０１  トランス駆動ＩＣ、１０２  三角波生成部、１０３  正弦波生成部、１０４  比較器、１０５  インバータ、１０６  スイッチング駆動部、１０７  スイッチング駆動部、１１５  インバータ、１２１  三角波、１２２  正弦波、１２３  ＰＷＭ信号、１２４  反転信号、２００  ローパスフィルタ、３００  トランス
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００９−１７０９８７公報
【図１】
2011103579.tif 000003
【図２】
2011103579.tif 000004
【図３】
2011103579.tif 000005
【図４】
2011103579.tif 000006
【図５】
2011103579.tif 000007
【図６】
2011103579.tif 000008
【図７】
2011103579.tif 000009
【図８】
2011103579.tif 000010
【図９】
2011103579.tif 000011