(57)【要約】【課題】  スイッチング動作を変化させることなく、リンギングノイズ影響を回避した電流検出ができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】  電流制御装置は、上アームスイッチ16と下アームスイッチ17のうちデューティ比が大きい側のアームスイッチがオンしているオン区間において相電流センサ73によりブラシレスモータ50のモータライン18に流れる電流値を検出または推定する3相-2相変換部74を備える。【選択図】  図２
2011135629.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気子によって構成されるステータと前記ステータが発生する磁界によって回転駆動されるロータを有するブラシレスモータと、
前記ブラシレスモータと電源との間に設けられ、デューティ制御される上アームスイッチおよび下アームスイッチから成る１組の相を複数相有し、前記電気子に流れる電流を制御するブリッジ回路と、
前記複数相のそれぞれの前記上アームスイッチと前記下アームスイッチの間と前記電気子とを接続する接続回路上に設けられ、前記接続回路に流れる電流値を検出または推定するための電子部品である電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の前記上アームスイッチおよび下アームスイッチをデューティ制御するデューティ制御回路と、
前記デューティ制御回路に設けられ、前記上アームスイッチおよび下アームスイッチのデューティ比を演算するデューティ比演算回路と、
前記上アームスイッチと前記下アームスイッチのうちデューティ比が大きい側のアームスイッチがオンしているオン区間において前記電流検出手段により前記電流値を検出または推定する電流値検出手段と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
電気子によって構成されるステータと前記ステータが発生する磁界によって回転駆動されるロータを有するブラシレスモータと、
前記ブラシレスモータと電源との間に設けられ、デューティ制御される上アームスイッチおよび下アームスイッチから成る１組の相を複数相有し、前記電気子に流れる電流を制御するブリッジ回路と、
前記複数相のそれぞれの前記上アームスイッチと前記下アームスイッチの間と前記電気子とを接続する接続回路上に設けられ、前記接続回路に流れる電流値を検出または推定するための電子部品である電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の前記上アームスイッチおよび下アームスイッチをデューティ制御するデューティ制御回路と、
前記デューティ制御回路に設けられ、前記上アームスイッチおよび下アームスイッチのデューティ比を演算するデューティ比演算回路と、
前記上アームスイッチと前記下アームスイッチのうち一方のアームスイッチのデューティ比が所定値以上のとき前記一方のアームスイッチがオンしているオン区間において前記電流検出手段により前記電流値を検出または推定すると共に、前記一方のアームスイッチのデューティ比が前記所定値よりも小さいとき他方のアームスイッチがオンしているオン区間において前記電流検出手段により前記電流値を検出または推定する電流値検出手段と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に記載のモータ制御装置では、モータ高回転時にはPWM制御のオン時間を長くし、リンギングノイズが収束した後にモータ電流の検出を行うことで、電流センサの検出信号がリンギングノイズの影響を受けるのを回避している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１１８６３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来技術にあっては、スイッチング動作が変化することで電流リプルの発生が懸念される。
本発明の目的は、スイッチング動作を変化させることなく、リンギングノイズ影響を回避した電流検出ができるモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のモータ制御装置は、上アームスイッチと下アームスイッチのうちデューティ比が大きい側のアームスイッチがオンしているオン区間において電流検出手段によりブラシレスモータの接続回路に流れる電流値を検出または推定する電流値検出手段を備える。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、スイッチング動作を変化させることなく、リンギングノイズ影響を回避した電流検出ができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施例１のモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置1のシステム構成図である。
【図２】実施例１のECU6のモータ制御ブロック図である。
【図３】実施例１の相電流センサ73の構成図である。
【図４】実施例１のECU6で実行されるデューティ比設定制御処理の流れを示すフローチャートである。
【図５】実施例１のデューティ比に応じた電流検出タイミング設定作用を示すタイムチャートである。
【図６】実施例３のECU6で実行されるデューティ比設定制御処理の流れを示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、本発明のモータ制御装置を実施するための形態を、図面に示す実施例に基づいて説明する。
【０００９】
〔実施例１〕
まず、構成について説明する。
［電動パワーステアリング装置］
図１は、実施例１のモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置1のシステム構成図である。
電動パワーステアリング装置1は、機械的構成としてドライバが操舵を行うステアリングホイール2と、ステアリングホイール2から操舵力が入力される入力軸3と、操舵トルクに対してアシストトルクを付与するパワーアシストユニット5と、回転方向の移動を軸方向の移動に変換するピニオン7およびラック8と、ラック8の軸方向の移動により転舵される転舵輪9とを有する。
また電気的構成としてドライバの操舵トルクを検出するトルクセンサ4と、車速を検出する車速センサ10と、電源11の電流を検出する電源電流センサ12と、電源11の電圧を検出する電源電圧センサ14と、後述するブラシレスモータ50の回転角を検出する回転角センサ15と、パワーアシストユニット5を制御する電子コントロールユニット（以下、ECU）6と、ECU6の制御値に基づいてパワーアシストユニット5に供給する電流を制御するインバータ13とを有する。
パワーアシストユニット5は、アシストトルクを発生させるブラシレスモータ50と、ブラシレスモータ50のアシストトルクが伝達されるウォームシャフト51と、ウォームシャフト51を噛み合いブラシレスモータ50からのアシストトルクをピニオン7に伝達するウォームホイール52とを有する。
ECU6は、トルクセンサ4から操舵トルク情報と、車速センサ10から車速情報と、相電流センサ73からU相、V相、W相電流と、電源電圧センサ14から電源11の電圧Vpwrと、回転角センサ15からブラシレスモータ50の回転角情報とを入力し、ブラシレスモータ50を駆動する目標電圧V*を演算して、この目標電圧V*をインバータ13に出力する。
インバータ13は三相ブリッジ回路から構成され、ECU6から目標電圧V*を入力し、この目標電圧V*に基づいて、電源11からブラシレスモータ50に供給する電流をパルス幅変調制御する。
【００１０】
［モータ制御構成］
図２は、実施例１のECU6のモータ制御ブロック図である。ECU6では、インバータ13からブラシレスモータ50に供給する供給電流Idqrealを目標電流Idq*にフィードバックして、目標電圧Vdq*を演算している。
ブラシレスモータ50は、コイル（電気子）cによって構成されるステータ50aとステータ50aが発生する磁界によって回転駆動されるロータ50bとを有する。
位相角検出部65は、回転角センサ15から回転角センサ信号を入力し、回転角センサ信号から位相角θを演算して、3相-2相変換部74と、2相-3相変換部64と速度検出部66に出力する。
速度検出部66は、位相角θを入力し、位相角θから角速度ωを算出して、目標電流演算部60と相互干渉電圧補償制御部75に出力する。
目標電流演算部60は、トルク目標値と角速度ωを入力し、目標電流Id*,Iq*を演算して、Id*を加減算部70aに出力し、Iq*を加減算部70bに出力する。なおトルク目標値は、ドライバの操舵トルクや車速等に応じて演算している。
加減算部70aは、目標電流Id*と実供給電流Idrealとを入力し、目標電流Id*と実供給電流Idrealとの差分を演算して、d軸電圧目標演算部71aに出力する。
加減算部70bは、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとを入力し、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとの差分を演算して、q軸電圧目標演算部71bに出力する。
d軸電圧目標演算部71aでは、目標電流Id*と実供給電流Idrealとの差分を入力し、PI制御を行ってd軸の目標電圧Vd*を演算して、相互干渉電圧補償制御部75に出力する。
q軸電圧目標演算部71bでは、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとの差分を入力し、PI制御を行ってq軸の目標電圧Vq*を演算して、相互干渉電圧補償制御部75に出力する。
【００１１】
相互干渉電圧補償制御部75では、目標電圧Vd*,Vq*、実供給電流Idreal,Iqreal、角速度ωを入力して、補償目標電圧Vd**,Vq**を演算し、2相-3相変換部64に出力する。
2相-3相変換部64は、位相角θと補償目標電圧Vd**,Vq**を入力し、３相の目標電圧Vu*,Vv*,Vw*を演算して、インバータ13に出力する。
インバータ13は、目標電圧Vu*,Vv*,Vw*に基づいて電源11からブラシレスモータ50に供給する電流をパルス幅変調(PWM)制御する。インバータ13は、目標電圧Vu*,Vv*,Vw*に基づいて、上アームスイッチ16および下アームスイッチ17をデューティ制御するデューティ制御回路13bを有する。デューティ制御回路13bは、後述するブリッジ回路13aの各相（u相、v相、w相）に設けられた上アームスイッチ16および下アームスイッチ17のデューティ比を演算するデューティ比演算回路13cを有し、演算されたデューティ比に基づいて上アームスイッチ16および下アームスイッチ17を制御する。
3相-2相変換部74では、相電流センサ（電流検出手段）73が検出したu相、v相、w相の実供給電流Iureal,Ivreal,Iwrealを入力し、d軸、q軸の実供給電流Iqreal,Idrealを演算する。そして、d軸の実供給電流Idrealを加減算部70aへ、q軸の実供給電流Iqrealを加減算部70bへ出力する。
【００１２】
［相電流センサ］
図３は、実施例１の相電流センサ73の構成図である。
インバータ13は、ブラシレスモータ50と電源11との間に設けられ、デューティ制御される上アームスイッチ16および下アームスイッチ17から成る１組の相を３相（u相、v相、w相）有し、ブラシレスモータ50のコイルcに流れる電流を制御するブリッジ回路13aを有する。なお、図３では、ブリッジ回路13aのうち相電流センサ73が接続されたu相、v相またはw相の上アームスイッチ16および下アームスイッチ17のみを示している。
相電流センサ73は、u相，v相，w相の上アームスイッチ16と下アームスイッチ17の間とコイルcとを接続するモータライン（接続回路）18上に設けられ、モータライン18に流れる電流値を検出する。相電流センサ73は、モータライン18に対し直列にシャント抵抗19を挿入し、このシャント抵抗19による電圧降下を差動アンプ20により増幅して出力する構成である。差動アンプ20には、シャント抵抗19の両端の電圧がそれぞれ-入力端子と+入力端子とに入力される。差動アンプ20の入力側には、抵抗21a,21b、コンデンサ22a,22b、抵抗23a,23bおよび抵抗24が配置されている。抵抗21a,21bとコンデンサ22a,22bはローパスフィルタを構成する。差動アンプ20の出力側には、抵抗25とコンデンサ26によるローパスフィルタが配置されている。また、差動アンプ20の出力側と-入力端子は帰還抵抗27で接続されている。
上記のように、相電流センサ73は、モータライン18上を実際に流れる電流値ではなく、シャント抵抗19の端子間電圧から間接的に電流値を求めている。つまり、厳密に言えば、相電流センサ73は電流値を推定するものであるが、実施例では、説明の簡単のため、相電流センサ73による電流の推定を電流の検出と言う。
【００１３】
［デューティ比設定制御処理］
図４は、実施例１のECU6で実行されるデューティ比設定制御処理の流れを示すフローチャートで、以下、各ステップについて説明する。なお、本制御処理は、所定の演算周期で繰り返し実行される。
ステップS1では、3相-2相変換部74において、前回の制御周期に設定されたタイミングでu相電流を読み込み、ステップS2へ移行する。
ステップS2では、3相-2相変換部74において、前回の制御周期に設定されたタイミングでv相電流を読み込み、ステップS3へ移行する。
ステップS3では、3相-2相変換部74において、前回の制御周期に設定されたタイミングでw相電流を読み込み、ステップS4へ移行する。
ステップS4では、3相-2相変換部74において、ステップS1〜S3で読み込まれたu相、v相およびw相の電流に基づき、d軸、q軸の実供給電流Iqreal,Idrealを演算し、ステップS5へ移行する。ここでは、電流の検出タイミング（読み込みタイミング）を変更したことによる影響を考慮し、例えばサンプリング誤差間隔で発生する位相角の進み量を推定し、3相-2相変換時の計算位相をサンプリングタイミングに応じて変化させる。
ステップS5では、d軸電圧目標演算部71aにおいて、ステップS4で演算されたd軸の実供給電流Idrealに基づき、PI制御によりd軸の目標電圧Vd*を演算すると共に、q軸電圧目標演算部71bにおいて、ステップS4で演算されたq軸の実供給電流Iqrealに基づき、PI制御によりq軸の目標電圧Vq*を演算し、ステップS6へ移行する。なお、目標電圧Vd*,Vq*は、相互干渉電圧補償制御部75に入力され、補償目標電圧Vd**,Vq**が演算される。
ステップS6では、2相-3相変換部64において、相互干渉電圧補償制御部75で演算された補償目標電圧Vd**,Vq**と位相角θとに基づき、３相の目標電圧Vu*,Vv*,Vw*を演算し、ステップS7へ移行する。
ステップS7では、インバータ13のデューティ比演算回路13cにおいて、ステップS6で演算された目標電圧Vu*,Vv*,Vw*を各相の上アームスイッチ16および下アームスイッチ17のデューティ比に変換し、ステップS8へ移行する。
【００１４】
ステップS8では、3相-2相変換部74において、ステップS7で設定されたu相のデューティ比が所定値以上であるか否かを判定する。YESの場合にはステップS9へ移行し、NOの場合にはステップS10へ移行する。実施例１では、所定値を51%とする。
ステップS9では、3相-2相変換部74において、u相電流検出タイミングを上アームオン側（上アームスイッチオン時）とし、ステップS11へ移行する。これにより、電流検出タイミングは、上アームスイッチ16がオンしてから上アームスイッチオン時間の1/2が経過した時点（キャリア中心）となる。
ステップS10では、3相-2相変換部74において、u相電流検出タイミングを下アームオン側（下アームスイッチオン時）とし、ステップS11へ移行する。これにより、電流検出タイミングは、下アームスイッチ17がオンしてから下アームスイッチオン時間の1/2が経過した時点（キャリア中心）となる。
ステップS11では、3相-2相変換部74において、ステップS7で設定されたv相のデューティ比が所定値以上であるか否かを判定する。YESの場合にはステップS12へ移行し、NOの場合にはステップS13へ移行する。実施例１では、所定値を51%とする。
ステップS12では、3相-2相変換部74において、v相電流検出タイミングを上アームオン側とし、ステップS14へ移行する。
ステップS13では、3相-2相変換部74において、v相電流検出タイミングを下アームオン側とし、ステップS14へ移行する。
ステップS14では、3相-2相変換部74において、ステップS7で設定されたw相のデューティ比が所定値以上であるか否かを判定する。YESの場合にはステップS15へ移行し、NOの場合にはステップS16へ移行する。実施例１では、所定値を51%とする。
ステップS15では、3相-2相変換部74において、w相電流検出タイミングを上アームオン側とし、リターンへ移行する。
ステップS16では、3相-2相変換部74において、w相電流検出タイミングを下アームオン側とし、リターンへ移行する。
【００１５】
次に、作用を説明する。
図５は、実施例１のデューティ比に応じた電流検出タイミング設定作用を示すタイムチャートであり、図５において、(a)はデューティ比50%の場合、(b)はデューティ比10%の場合、(c)はデューティ比90%の場合を示している。
デューティ比が50%の場合、電流検出タイミングは下アームオン側となるため、電流検出タイミングは、下アームスイッチ17がオンしてから下アームスイッチオン時間の1/2が経過した時点となる。電流検出はリンギングノイズが収束した後に行われるため、安定的な電流検出を行うことができる。
デューティ比が10%の場合、電流検出タイミングは下アームオン側となるため、電流検出タイミングは、下アームスイッチ17がオンしてから下アームスイッチオン時間の1/2が経過した時点となる。例えば、デューティ比が10%のときの電流検出タイミングを上アームオン側とした場合、リンギングノイズが収束する前に電流検出が行われ、リンギングノイズによるレベルシフトを検出してしまうため、検出誤差が大きくなる。これに対し、上アームスイッチ16よりもオン時間の長い下アームスイッチ17がオンのとき電流の検出を行うことで、リンギングノイズによる影響を回避して安定的な電流検出を行うことができる。
デューティ比が90%の場合、電流検出タイミングは上アームオン側となるため、電流検出タイミングは、上アームスイッチ16がオンしてから上アームスイッチオン時間の1/2が経過した時点となる。これにより、リンギングノイズを回避して電流の検出を行うことができる。例えば、デューティ比が90%のときの電流検出タイミングを下アームオン側とした場合、リンギングノイズが収束する前に電流検出が行われ、リンギングノイズによるレベルシフトを検出してしまうため、検出誤差が大きくなる。これに対し、下アームスイッチ17よりもオン時間の長い上アームスイッチ16がオンのときに電流の検出を行うことで、リンギングノイズによる影響を回避して安定的な電流検出を行うことができる。
［従来技術の問題点］
従来のモータ制御装置では、モータ高回転時、モータ制御を電流センサの検出信号に基づくフィードバック制御から、モータ電流推定値に基づくフィードフォワード制御へと切り替えることで、電流センサの検出信号がリンギングノイズの影響を受けるのを回避している。また、モータ高回転時にはPWM制御のオン時間を長くし、リンギングノイズが収束した後にモータ電流の検出を行うものも知られている。
ところが、上記従来のモータ制御装置のうち前者にあっては、制御電圧と回路インピーダンスとからモータ電流を推定しているが、実際の電流値と推定値との間に定常的な誤差がある場合、切り替え時に大きな電流リプルが発生するおそれがある。「電流リプル」とは、電流値が一定値でなく上下に細かく振動していることをいう。なお、上記定常誤差は、推定時の各パラメータ（モータおよびインバータ抵抗、モータリアクタンス）の個体差、経時変化、温度条件等に伴うものであり、誤差を無くすことは困難である。
また、後者にあっては、オン時間を長くすることで、リンギングノイズの影響は回避できるものの、スイッチ動作の変化により大きな電流リプルが発生するおそれがある。加えて、この従来技術では、下アームスイッチとグランドとの間にシャント抵抗を設けた、いわゆる下流シャント検出方式であるため、上アームスイッチオンのとき電流を検出できない。
【００１６】
［デューティ比に応じた電流検出タイミング設定作用］
これに対し、実施例１のモータ制御装置では、上アームスイッチ16のオン時間と下アームスイッチ17のオン時間を比較し、オン時間が長い方のキャリア中心で電流を検出するため、リンギングノイズが充分に収束した後、つまりリンギングノイズの影響を受けづらいタイミングで電流を検出でき、安定的な電流検出を行うことができる。また、実施例１では、モータ電流の推定誤差やオン時間の変更が不要であるため、上記従来技術に対して電流リプルを低減できる。
なお、3相-2相変換部74では、3相-2相変換時の計算位相を、電流の検出タイミング（読み込みタイミング）を変更したことによる影響を考慮し、例えばサンプリング誤差間隔で発生する位相角の進み量を推定し、進み量に応じて変化させているため、検出タイミングのズレを抑え、安定的な電流検出を行うことができる。
また、実施例１では、上アームスイッチ16の下アームスイッチ17との間にシャント抵抗を設けた、いわゆる相シャント検出方式であるため、上アームスイッチまたは下アームのいずれがオンの場合でも電流検出が可能である。よって、下流シャント検出方式と比較して、より安定的な電流検出が可能となる。
【００１７】
次に、効果を説明する。
以上説明したように、実施例１のモータ制御装置では、コイルcによって構成されるステータ50aとステータ50aが発生する磁界によって回転駆動されるロータ50bを有するブラシレスモータ50と、ブラシレスモータ50と電源11との間に設けられ、デューティ制御される上アームスイッチ16および下アームスイッチ17から成る１組の相を３相有し、コイルcに流れる電流を制御するブリッジ回路13aと、３相のそれぞれの上アームスイッチ16と下アームスイッチ17の間とコイルcとを接続するモータライン18上に設けられ、モータライン18に流れる電流値を検出または推定するための電子部品である相電流センサ73と、ブリッジ回路13aの上アームスイッチ16および下アームスイッチ17をデューティ制御するデューティ制御回路13bと、デューティ制御回路13bに設けられ、上アームスイッチ16および下アームスイッチ17のデューティ比を演算するデューティ比演算回路13cと、上アームスイッチ16と下アームスイッチ17のうちデューティ比が大きい側のアームスイッチがオンしているオン区間において相電流センサ73により電流値を検出または推定する3相-2相変換部74と、を有する。これにより、スイッチング動作を変化させることなく、電流リプルを低減できる。また、リンギングノイズの影響を少なくして安定的な電流検出を実現できる。
【００１８】
〔実施例２〕
実施例１では、上アームスイッチと下アームスイッチのオン時間を比較し、オン時間が長い方で電流の検出を行ったのに対し、実施例２では、一方のアームスイッチのオン時間が所定値以上である場合に電流の検出を行う点で相違する。なお、実施例１と異なる部分のみ説明する。
［デューティ比設定制御処理］
実施例２のデューティ比設定制御処理は、図４に示したステップS8,S11,S14において、ステップS7で設定された各相のデューティ比を比較する所定値が実施例１と異なる。実施例２では、キャリア中心で電流を検出する際、リンギングノイズが充分に収束していると予測されるデューティ比（例えば、40%）を所定値とする。
次に、作用を説明する。
実施例２では、デューティ比が40%以上の場合、電流検出タイミングは上アームオン側のキャリア中心となり、デューティ比が40%未満の場合、下アームオン側のキャリア中心となるため、常にリンギングノイズの影響を受けにくいタイミングで安定的な電流検出を行うことができる。
【００１９】
次に、効果を説明する。
以上説明したように、実施例２のモータ制御装置では、コイルcによって構成されたステータ50aとステータ50aが発生する磁界によって回転駆動されるロータ50bを有するブラシレスモータ50と、ブラシレスモータ50と電源11との間に設けられ、デューティ制御される上アームスイッチ16および下アームスイッチ17から成る１組の相を３相有し、コイルcに流れる電流を制御するブリッジ回路13aと、３相のそれぞれの上アームスイッチ16と下アームスイッチ17の間とコイルcとを接続するモータライン18上に設けられ、モータライン18に流れる電流値を検出または推定するための電子部品である相電流センサ73と、ブリッジ回路13aの上アームスイッチ16および下アームスイッチ17をデューティ制御するデューティ制御回路13bと、デューティ制御回路13bに設けられ、上アームスイッチ16および下アームスイッチ17のデューティ比を演算するデューティ比演算回路13cと、上アームスイッチ16と下アームスイッチ17のうち一方のアームスイッチのデューティ比が所定値以上のとき一方のアームスイッチがオンしているオン区間において相電流センサ73により電流値を検出または推定すると共に、一方のアームスイッチのデューティ比が所定値よりも小さいとき他方のアームスイッチがオンしているオン区間において相電流センサ73により電流値を検出または推定する3相-2相変換部74と、を有する。これにより、これにより、スイッチング動作を変化させることなく、電流リプルを低減できる。また、リンギングノイズの影響を少なくして安定的な電流検出を実現できる。
【００２０】
〔実施例３〕
実施例３では、モータ電流を常に上アームスイッチのオン側と下アームスイッチのオン側とでそれぞれ検出し、両検出値の平均を電流検出値とする例である。
図３に示したように、相電流センサ73のシャント抵抗19と差動アンプ20の-入力端子および+入力端子との間には、抵抗21a,21bとコンデンサ22a,22bとからなるローパスフィルタが設けられている。実施例３では、これらローパスフィルタの特性を、リンギングノイズを充分に平滑化できるような特性としておく。ここで、差動アンプ20の出力側に設けられた抵抗25とコンデンサ26とからなるローパフフィルタの特性を上記特性としてもよい。
［デューティ比設定制御処理］
図６は、実施例３のECU6で実行されるデューティ比設定制御処理の流れを示すフローチャートである。なお、図４に示した実施例１のフローチャートと同一の処理を行うステップには、同一のステップ番号を付して説明を省略する。
ステップS21では、u相の上アームスイッチオン側と下アームスイッチオン側でそれぞれ検出した値を平均してu相電流検出値を演算し、ステップS22へ移行する。
ステップS22では、v相の上アームスイッチオン側と下アームスイッチオン側でそれぞれ検出した値を平均してv相電流検出値を演算し、ステップS23へ移行する。
ステップS23では、w相の上アームスイッチオン側と下アームスイッチオン側でそれぞれ検出した値を平均してw相電流検出値を演算し、ステップS4へ移行する。
【００２１】
次に、作用を説明する。
実施例３の電流検出値は、上アームスイッチオン側と下アームスイッチオン側のそれぞれで検出した値の平均値となる。
通常、上アームスイッチオン時と下アームスイッチオン時には、リンギングノイズが逆位相に発生する。そこで、実施例３では、上アームスイッチオン側と下アームスイッチオン側のそれぞれで検出した値の平均値を電流検出値とすることで、上アームスイッチオン時と下アームスイッチオン時のリンギングノイズ成分が相殺され、電流検出値からリンギングノイズの影響を排除できる。
よって、実施例３のモータ制御装置では、電流リプルを低減でき、リンギングノイズの影響を少なくして安定的な電流検出を実現できるという効果を奏する。
【００２２】
〔他の実施例〕
以上、本発明を実施するための形態を実施例に基づいて説明したが、本発明の具体的な構成は、実施例に示した構成に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含まれる。
例えば、実施例では、キャリア中心で電流の検出を行う例を示したが、キャリア中心よりも後のタイミングで、またはオフ直前のタイミングで電流の検出を行ってもよい。この場合も、実施例と同様、リンギングノイズの影響を受けづらくして安定的な電流検出を実現できる。
相電流センサ73に設けられるローパスフィルタの特性を、リンギングノイズを充分に平滑化できるような特性とし、PWM制御のデューティ比で決まるオン時間とローパスフィルタの時定数とに基づき、相電流センサ73の検出値のうちリンギングノイズ影響分を推定、除去する構成としてもよい。この場合も、実施例と同様、リンギングノイズの影響を受けづらくして安定的な電流検出を実現できる。
【符号の説明】
【００２３】
c  コイル（電気子）
11  電源
13a  ブリッジ回路
13b  デューティ制御回路
13c  デューティ比演算回路
16  上アームスイッチ
17  下アームスイッチ
18  モータライン（接続回路）
50  ブラシレスモータ
50a  ステータ
50b  ロータ
73  相電流センサ（電流検出手段）
74  3相-2相変換部（電流値検出回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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