(57)【要約】【課題】電力増幅器内のスイッチングアンプに対するクロック周波数を低く抑える共に、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができる送信機及びプログラムを提供する。【解決手段】第１の帯域のキャリア周波数ｆ1に対するクロック周波数Ｆ1と、第２の帯域のｆ2（ｆ1＜ｆ2）に対するＦ2（＝ｋ×Ｆ1、ｋは整数）とが、ｆ1＜(２×Ｆ1)且つｆ2＜(２×Ｆ2)の関係に設定される。帯域毎に、ベースバンド信号を一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方の帯域のキャリア周波数と重畳しないように中間周波数信号Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1又はΔｆ2＝ｆ2−Ｆ2に複素周波数変換する複素周波数変換器と、Δｆ1又はΔｆ2と、周波数変換後における他方の帯域のキャリア周波数とにおける量子化雑音電力が減衰するようにΔΣ変換するΔΣ変換器と、中間周波数のＩＱ信号をそれぞれ、キャリア周波数へ周波数変換するミキサとを有する。【選択図】図６
2011135276.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機において、
第１の帯域における第１のキャリア周波数ｆ1に対する第１のクロック周波数Ｆ1と、第２の帯域における第２のキャリア周波数ｆ2（ｆ1＜ｆ2）に対する第２のクロック周波数Ｆ2（＝ｋ×Ｆ1、ｋは整数）とが、ｆ1＜(２×Ｆ1)且つｆ2＜(２×Ｆ2)の関係に設定されており、
前記帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方の帯域のキャリア周波数と重畳しないように中間周波数信号Δｆ（Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1又はΔｆ2＝ｆ2−Ｆ2）に複素周波数変換する複素周波数変換器と、
前記帯域毎に、前記中間周波数信号Δｆ（Δｆ1又はΔｆ2）と、周波数変換後における他方の帯域のキャリア周波数とにおける量子化雑音電力が減衰するようにΔΣ変換するΔΣ変換器と、
前記帯域毎に、前記ΔΣ変換器から出力された中間周波数の同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、キャリア周波数へ周波数変換するミキサと、
前記帯域毎に、周波数変換後の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑとを加算する加算器と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅器と、
前記複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、前記マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする送信機。
【請求項２】
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2は、｜Ｆ1−ｆ1｜＝｜Ｆ2−ｆ2｜の関係にあって、且つ、｜Ｆ1−ｆ1｜が最小値であることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2を２倍にした周波数（２×Ｆ1及び２×Ｆ2）が、送信信号の通信方式に応じたチップレートの整数倍であることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項４】
前記ΔΣ変換器は、Nを整数とすると、
第１の帯域について、角周波数ωa＝（Δｆ1／Ｆ1）×π、及び、ωb＝（(ｆ2−(2×N-1)Ｆ1)／Ｆ1）×πについて零点を持つように、又は、
第２の帯域について、角周波数ωc＝（Δｆ2／Ｆ2）×π、及び、ωd＝（(ｆ1−(2×N-1)Ｆ2)／Ｆ2）×πについて零点を持つように、
当該雑音伝達関数が設定されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項５】
前記ΔΣ変換器は、クロック周波数２×Ｆ（２×Ｆ1又は２×Ｆ2）で動作し、
前記ミキサは、クロック周波数４×Ｆ（４×Ｆ1又は４×Ｆ2）で動作する
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項６】
前記電力増幅器は、入力される加算信号毎にスイッチングアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流を、トランスを介して出力することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項７】
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナと、
電流加算する電力増幅器と、
前記複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、前記マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有する送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムにおいて、
第１の帯域における第１のキャリア周波数ｆ1に対する第１のクロック周波数Ｆ1と、第２の帯域における第２のキャリア周波数ｆ2（ｆ1＜ｆ2）に対する第２のクロック周波数Ｆ2（＝ｋ×Ｆ1、ｋは整数）とが、ｆ1＜(２×Ｆ1)且つｆ2＜(２×Ｆ2)の関係に設定されており、
前記帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方の帯域のキャリア周波数と重畳しないように中間周波数信号Δｆ（Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1又はΔｆ2＝ｆ2−Ｆ2）に複素周波数変換する複素周波数変換器と、
前記帯域毎に、前記中間周波数信号Δｆ（Δｆ1又はΔｆ2）と、周波数変換後における他方の帯域のキャリア周波数とにおける量子化雑音電力が減衰するようにΔΣ変換するΔΣ変換器と、
前記帯域毎に、前記ΔΣ変換器から出力された中間周波数の同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、キャリア周波数へ周波数変換するミキサと、
前記帯域毎に、周波数変換後の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑとを加算する加算器と
してシグナルプロセッサを機能させ、
前記電力増幅器は、帯域毎の前記加算手段から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算することを特徴とする送信機用のプログラム。
【請求項８】
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2は、｜Ｆ1−ｆ1｜＝｜Ｆ2−ｆ2｜の関係にあって、且つ、｜Ｆ1−ｆ1｜が最小値であるようにシグナルプロセッサを機能させることを特徴とする請求項７に記載の送信機用のプログラム。
【請求項９】
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2を２倍にした周波数（２×Ｆ1及び２×Ｆ2）が、送信信号の通信方式に応じたチップレートの整数倍であることを特徴とする請求項７に記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の帯域のＲＦ(Radio Frequency)信号を送信する送信機の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
高速無線通信の実現に向けて、断片化した複数の帯域を集めて利用するSpectrum Aggregation技術の検討が進められている。この技術によれば、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
【０００３】
図１は、従来技術における第１の送信機の機能構成図である。
【０００４】
図１によれば、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信する送信機の機能構成が表されている（例えば非特許文献１及び２参照）。図１によれば、送信機１は、複数の帯域それぞれに、専用の送信回路の系列を備え、それら回路系列を同時に動作させることによって、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信する。第１の回路系列は、第１の帯域のベースバンド信号を、キャリア周波数ｆ1に変換して送信する。また、第２の回路系列は、第２の帯域のベースバンド信号を、キャリア周波数ｆ2に変換して送信する。送信機１は、回路系列毎に、シングルバンドアンテナを有する。第１の回路系列及び第２の回路系列は、並列関係にあるので、以下では第１の回路系列についてのみ説明する。
【０００５】
送信機１における１つの回路系列には、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力するデータ送信部１００と、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１毎のΔΣ変換器１０１及びミキサ１０２と、ＰＬＬ(Phase-locked loop)部１０３と、加算器１０４と、電力増幅器（Power Amplifier)１０５と、バンドパスフィルタ１０６と、アンテナ１０７とを有する。
【０００６】
第１のデータ送信部１００は、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ1及び直交成分信号Ｑ1を出力する。同相成分信号Ｉ1及び直交成分信号Ｑ1はそれぞれ、別個のΔΣ変換器１０１へ入力される。
【０００７】
ΔΣ変換器１０１は、その同相成分信号Ｉ1又は直交成分信号Ｑ1に対してΔΣ変換をする。ΔΣ（デルタシグマ）変換とは、入力信号をパルス密度信号にオーバーサンプリングして変換することによって、高分解能の信号を低分解能の信号に変換する技術である。ΔΣ変換器の伝達関数を調整することによってパルス信号へ変換する際の量子化雑音が所望信号帯域外の高周波帯域へ移る。これにより、Ａ／Ｄ変換器に用いた場合、入力のダイナミックレンジを広げることができる。ΔΣ変換は、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器によって多用されている技術である。尚、図１によれば、ΔΣ変換器１０１は、ローパスタイプのものである。ΔΣ変換器１０１からそれぞれ出力された同相成分信号Ｉ1のベースバンド信号と、直交成分信号Ｑ1のベースバンド信号とのそれぞれは、別個のミキサ１０２へ入力される。
【０００８】
量子化器で加算される量子化雑音は、所望信号（ベースバンド信号）の存在しない高周波領域へノイズシェーピングされる。尚、ΔΣ変換器のクロック周波数は、２×ｆ1である。
【０００９】
ミキサ１０２は、ΔΣ変換器の出力信号を、キャリア周波数ｆ1へ周波数変換する。ミキサ１０２は、ΔΣ変換器の出力信号に対して、４×ｆ1のクロック周波数で「１、０、−１、０、」の系列を乗算する。周波数変換されたＲＦ信号は、加算器１０４へ出力される。
【００１０】
ΔΣ変換機１０１及びミキサ１０２におけるクロック周波数は、ＰＬＬ部１０３によって制御される。
【００１１】
加算器１０４は、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する。加算されたＲＦ信号は、電力増幅器１０５へ出力される。
【００１２】
図２は、図１におけるタイムチャートである。Ｉ1及びＱ1のそれぞれのΔΣ変換器からの出力信号に対して、図２のように「１，０，−１，０，」の乗算のタイミングを１ずらす。図２におけるＰＬＬＩ及びＰＬＬＱはそれぞれ、ΔΣ変換器からの出力信号に乗算するＰＬＬ信号である。
【００１３】
電力増幅器１０５は、加算器１０４から出力された加算信号を入力する。電力増幅器１０５は、入力信号を、無線システムで必要とする電力まで増幅する。増幅されたＲＦ信号は、バンドパスフィルタ１０６へ出力される。
【００１４】
バンドパスフィルタ１０６は、シングルバンドパス用であって、所望信号の周波数帯域のみを通過させる。その周波数帯域のＲＦ信号は、アンテナ１０７へ出力される。
【００１５】
アンテナ１０７は、シングルバンド用であって、バンドパスフィルタ１０６から入力されたＲＦ信号を、エアへ送信する。
【００１６】
前述したような従来技術によれば、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信するためには、帯域毎に、その回路系列を要する。即ち、送信する帯域の信号毎に、アンテナ、電力増幅器、フィルタを備えることを要する。そのために、回路の実装面積が、必然的に大きくなる。
【００１７】
図３は、従来技術における第２の送信機の機能構成図である。
【００１８】
図３の送信機は、本願発明者らが、回路実装面積の縮小を実現すると共に、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができる送信機として提案したものである（例えば非特許文献３参照）。図３の送信機によれば、図１と比較して、送信機は、複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する。そして、複数のΔΣ変換器１０１及び１１１は、帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する。また、ΔΣ変換器１０１及び１１１の量子化器における出力値の最大値の和が、電力増幅器２２５の素子数以下となるように制御される。これによって、１つのマルチバンドパスフィルタを介して、マルチバンドアンテナからエアへ出力することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】Martha Liliana,et la., “A Cartesian Sigma-Delta Transmitter Architecture,” 2008 IEEE Radio andWireless Symposium.
【非特許文献２】Frappe A.,Flament A., Stefanelli B., Cathelin A., and Kaiser A., “All-Digital RF SignalGeneration for Software Defined Radio,”4th European Conference on Circuits andSystems for Communications, pp.236-239, July 2008.
【非特許文献３】北藪透、天野良晃、石川博康、「周波数帯域統合システムの送信機構成に関する一提案」、ＫＤＤＩ研究所、２００９年ソサイエティ大会、Ｂ−５−７１、[online]、［平成２１年１２月１４日検索］、インターネット＜URL:http://secure1.gakkai-web.net/gakkai/ieice/program2/html/outline/floor/7.html＞
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図４は、ベースバンド信号のキャリア周波数に対するクロック周波数を表す説明図である。
【００２１】
図４によれば、ΔΣ変換器におけるクロック周波数は、ベースバンド信号のキャリア周波数に対して２倍となる。また、ミキサにおけるクロック周波数は、ベースバンド信号のキャリア周波数に対して４倍となる。
【００２２】
しかしながら、第１のベースバンド信号のキャリア周波数と、第２のベースバンド信号のキャリア周波数とが整数倍の関係にない場合（ｆ2／ｆ1≠整数）、電力増幅器への各入力信号の位相差が、細かく変動することになる。即ち、電力増幅器は、キャリア周波数の４倍よりも高い周波数で動作しなければならなくなる。これは、電力増幅器に対する要求条件を厳しくすることになる。また、電力増幅器が必要な動作周波数を満たさない場合には、送信信号を正しく表現できなくなるために、送信信号に歪みが生じてしまう。
【００２３】
そこで、本発明は、電力増幅器内のスイッチングアンプに対するクロック周波数を低く抑える共に、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができる送信機及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明によれば、複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機において、
第１の帯域における第１のキャリア周波数ｆ1に対する第１のクロック周波数Ｆ1と、第２の帯域における第２のキャリア周波数ｆ2（ｆ1＜ｆ2）に対する第２のクロック周波数Ｆ2（＝ｋ×Ｆ1、ｋは整数）とが、ｆ1＜(２×Ｆ1)且つｆ2＜(２×Ｆ2)の関係に設定されており、
帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方の帯域のキャリア周波数と重畳しないように中間周波数信号Δｆ（Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1又はΔｆ2＝ｆ2−Ｆ2）に複素周波数変換する複素周波数変換器と、
帯域毎に、中間周波数信号Δｆ（Δｆ1又はΔｆ2）と、周波数変換後における他方の帯域のキャリア周波数とにおける量子化雑音電力が減衰するようにΔΣ変換するΔΣ変換器と、
帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された中間周波数の同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、キャリア周波数へ周波数変換するミキサと、
帯域毎に、周波数変換後の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑとを加算する加算器と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅器と、
複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする。
【００２５】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2は、｜Ｆ1−ｆ1｜＝｜Ｆ2−ｆ2｜の関係にあって、且つ、｜Ｆ1−ｆ1｜が最小値であることも好ましい。
【００２６】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2を２倍にした周波数（２×Ｆ1及び２×Ｆ2）が、送信信号の通信方式に応じたチップレートの整数倍であることも好ましい。
【００２７】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
ΔΣ変換器は、Nを整数とすると、
第１の帯域について、角周波数ωa＝（Δｆ1／Ｆ1）×π、及び、ωb＝（(ｆ2−(2×N-1)Ｆ1)／Ｆ1）×πについて零点を持つように、又は、
第２の帯域について、角周波数ωc＝（Δｆ2／Ｆ2）×π、及び、ωd＝（(ｆ1−(2×N-1)Ｆ2)／Ｆ2）×πについて零点を持つように、
当該雑音伝達関数が設定されることも好ましい。
【００２８】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
ΔΣ変換器は、クロック周波数２×Ｆ（２×Ｆ1又は２×Ｆ2）で動作し、
ミキサは、クロック周波数４×Ｆ（４×Ｆ1又は４×Ｆ2）で動作する
ことも好ましい。
【００２９】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
電力増幅器は、入力される加算信号毎にスイッチングアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流を、トランスを介して出力することも好ましい。
【００３０】
本発明によれば、
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナと、
電流加算する電力増幅器と、
複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有する送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムにおいて、
第１の帯域における第１のキャリア周波数ｆ1に対する第１のクロック周波数Ｆ1と、第２の帯域における第２のキャリア周波数ｆ2（ｆ1＜ｆ2）に対する第２のクロック周波数Ｆ2（＝ｋ×Ｆ1、ｋは整数）とが、ｆ1＜(２×Ｆ1)且つｆ2＜(２×Ｆ2)の関係に設定されており、
帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方の帯域のキャリア周波数と重畳しないように中間周波数信号Δｆ（Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1又はΔｆ2＝ｆ2−Ｆ2）に複素周波数変換する複素周波数変換器と、
帯域毎に、中間周波数信号Δｆ（Δｆ1又はΔｆ2）と、周波数変換後における他方の帯域のキャリア周波数とにおける量子化雑音電力が減衰するようにΔΣ変換するΔΣ変換器と、
帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された中間周波数の同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、キャリア周波数へ周波数変換するミキサと、
帯域毎に、周波数変換後の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑとを加算する加算器と
してシグナルプロセッサを機能させ、
電力増幅器は、帯域毎の加算手段から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算することを特徴とする。
【００３１】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2は、｜Ｆ1−ｆ1｜＝｜Ｆ2−ｆ2｜の関係にあって、且つ、｜Ｆ1−ｆ1｜が最小値であるようにシグナルプロセッサを機能させることも好ましい。
【００３２】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、
第１のクロック周波数Ｆ1及び第２のクロック周波数Ｆ2を２倍にした周波数（２×Ｆ1及び２×Ｆ2）が、送信信号の通信方式に応じたチップレートの整数倍であることも好ましい。
【発明の効果】
【００３３】
本発明の送信機及びプログラムによれば、ベースバンド信号に対する複素周波数変換器及びΔΣ変換器を備えることによって、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信すると共に、電力増幅器内部のスイッチングアンプのクロック周波数を低く抑えることができる。このとき、量子化雑音が他の送信信号に干渉を与えることを防ぐという従来技術の効果を損なうことがない。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】従来技術における第１の送信機の機能構成図である。
【図２】図１におけるタイムチャートである。
【図３】従来技術における第２の送信機の機能構成図である。
【図４】ベースバンド信号のキャリア周波数に対するクロック周波数を表す説明図である。
【図５】本発明における送信機の機能構成図である。
【図６】図５の送信機における機能部毎の信号の遷移を表す説明図である。
【図７】送信機の電力増幅器における具体的な回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
【００３６】
図５は、本発明における送信機の機能構成図である。図６は、図５の送信機における機能部毎の信号の遷移を表す説明図である。
【００３７】
図５によれば、送信機１は、第１の帯域のベースバンド信号を出力する第１のデータ送信部２００と、第２の帯域のベースバンド信号を出力する第２のデータ送信部２１０とを有する。第１のデータ送信部２００は、キャリア周波数ｆ1（例えば８２０ＭＨｚ）のベースバンド信号における同相成分信号Ｉ1及び直交成分信号Ｑ１を出力する。８２０ＭＨｚは、例えばＬＴＥ(Long Term Evolution)の携帯電話機用のキャリア周波数である。また、第２のデータ送信部２１０は、キャリア周波数ｆ2（例えば１４４２．９ＭＨｚ）のベースバンド信号における同相成分信号Ｉ2及び直交成分信号Ｑ2を出力する。１４４２．９ＭＨｚは、例えばＬＴＥ(Long Term Evolution)の携帯電話機用のキャリア周波数である。
【００３８】
送信機１は、第１の帯域のベースバンド信号について、同相成分信号Ｉ1及び直交成分信号Ｑ1毎に複素周波数変換器２０８、ΔΣ変換器２０１及びミキサ２０２と、両成分信号に対する加算器２０４とを有する。また、第２の帯域のベースバンド信号について、同相成分信号Ｉ2及び直交成分信号Ｑ2毎に複素周波数変換器２１８、ΔΣ変換器２１１及びミキサ２１２と、両成分信号に対する加算器２１４とを有する。これら機能構成部は、送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムを実行することによっても実現される。
【００３９】
複素周波数変換器２０８及び２１８は、帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、中間周波数信号Δｆ（Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1又はΔｆ2＝ｆ2−Ｆ2）に複素周波数変換する。このとき、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方の帯域のキャリア周波数と重畳しないようにする。
【００４０】
最初に、複素周波数変換器２０８におけるキャリア周波数ｆ1に対するクロック周波数Ｆ1と、複素周波数変換器２１８におけるキャリア周波数ｆ2に対するクロック周波数Ｆ2とを決定する。
【００４１】
［実施例１］
本発明におけるクロック周波数Ｆ1及びＦ2は、以下の条件を満たすように設定される。
ｆ1＜ｆ2
Ｆ2＝ｋ×Ｆ1  （ｋは整数）
｜Ｆ1−ｆ1｜＝｜Ｆ2−ｆ2｜
Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1
Δｆ2＝ｆ2−Ｆ2
Δｆ1＝Δｆ2
min（｜Ｆ1−ｆ1｜）    （min：最小値）
【００４２】
例えば、クロック周波数Ｆ1及びＦ2は、以下のように算出される。
ｋ＝２
ｆ1             ＝      ８２０ＭＨｚ
ｆ2             ＝１４４２．９ＭＨｚ
Ｆ1             ＝  ７５４．３ＭＨｚ
Ｆ2＝ｋ×Ｆ1    ＝１５０８．６ＭＨｚ
Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1 ＝    ６５．７ＭＨｚ
Δｆ2＝ｆ2−Ｆ2 ＝  −６５．７ＭＨｚ
【００４３】
複素周波数変換器２０８は、Δｆ1を用いて、第１のベースバンド信号を複素周波数変換する。同様に、複素周波数変換器２１８も、Δｆ2を用いて、第２のベースバンド信号を複素周波数変換する。具体的には、以下の関係によって複素周波数変換される。
Ｉ'1[n]＋jＱ'1[n]＝（Ｉ1[n]＋jＱ1[n]）×exp(j2πΔｆ1×n／T1)
但し、1/T1＝２×Ｆ1
又は、Ｉ'2[n]＋jＱ'2[n]＝（Ｉ2[n]＋jＱ2[n]）×exp(j2πΔｆ2×n／T2)
但し、1/T2＝２×Ｆ2
Ｉ1[n] ：キャリア周波数ｆ1のベースバンド信号のＩ信号
Ｑ1[n] ：キャリア周波数ｆ1のベースバンド信号のＱ信号
Ｉ'1[n]：複素周波数変換後のＩ信号
Ｑ'1[n]：複素周波数変換後のＱ信号
２×Ｆ1：ΔΣ変換器２０１のクロック周波数（サンプリング周波数）
Ｉ2[n] ：キャリア周波数ｆ2のベースバンド信号のＩ信号
Ｑ2 [n]：キャリア周波数ｆ2のベースバンド信号のＱ信号
Ｉ'2[n]：複素周波数変換後のＩ信号
Ｑ'2[n]：複素周波数変換後のＱ信号
２×Ｆ2：ΔΣ変換器２１１のクロック周波数（サンプリング周波数）
帯域毎に、変換された信号は、ΔΣ変換器２０１及び２１１へ出力される。
【００４４】
ΔΣ変換器２０１及び２１１は、帯域毎に、中間周波数信号Δｆ（Δｆ1又はΔｆ2）と、周波数変換後における他方の帯域のキャリア周波数とにおける量子化雑音電力が減衰するようにΔΣ変換する。尚、ΔΣ変換器は、当該帯域のキャリア周波数の２倍のクロック周波数２×Ｆ（２×Ｆ1又は２×Ｆ2）で動作する。
【００４５】
ここで、ΔΣ変換器２０１は、第１の帯域について、
角周波数ωa＝（Δｆ1／Ｆ1）×π、及び、ωb＝（(ｆ2−Ｆ1)／Ｆ1）×π
について零点を持つように、ΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。前述のキャリア周波数の例によれば、周波数変換（アップコンバージョン）後に、周波数ｆ2−Ｆ1の信号が周波数ｆ2に変換されることから、周波数Δｆ1及びｆ2−Ｆ1について、量子化雑音が低減されるようにΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。
【００４６】
また、ΔΣ変換器２１１も同様に、第２の帯域について、
角周波数ωc＝（Δｆ2／Ｆ2）×π、及び、ωd＝（(ｆ1−Ｆ2)／Ｆ2）×π
について零点を持つように、ΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。
【００４７】
前述した数値例によれば、ΔΣ変換器の角周波数ωは、以下のように表される。
ωa＝（    ６５．７／  ７５４．３）π
ωb＝（  ６８８．６／  ７５４．３）π
ωc＝（  −６５．７／１５０８．６）π
ωd＝（−６８８．６／１５０８．６）π
【００４８】
このとき、ΔΣ変換器として、複素数の係数を持つ複素ΔΣ変換器を用いる場合には、第１の帯域用のΔΣ変換器は、角周波数
ωa＝（    ６５．７／  ７５４．３）π
ωb＝（  ６８８．６／  ７５４．３）π
で、ΔΣ変換器の雑音伝達関数が零点を持つように伝達関数を決定する。
また、第２の帯域用のΔΣ変換器は、角周波数
ωc＝（  −６５．７／１５０８．６）π
ωd＝（−６８８．６／１５０８．６）π
で、ΔΣ変換器の雑音伝達関数が零点を持つように伝達関数を決定する。
【００４９】
実関数のΔΣ変換器を用いる場合には、共役な複素数でも零点を持つ必要があるため、第１の帯域用のΔΣ変換器は、角周波数
±ωa＝±（    ６５．７／  ７５４．３）π
±ωb＝±（  ６８８．６／  ７５４．３）π
で、ΔΣ変換器の雑音伝達関数が零点を持つように伝達関数を決定する。
また、第２の帯域用のΔΣ変換器は、角周波数
±ωc＝±（  −６５．７／１５０８．６）π
±ωd＝±（−６８８．６／１５０８．６）π
で、ΔΣ変換器の雑音伝達関数が零点を持つように伝達関数を決定する。
【００５０】
前述したように、ΔΣ変換器から出力された２つの信号を加算する場合、一方の帯域の帯域外雑音が、他方の帯域の信号に周波数軸上で重畳することになり、送信信号のＳ／Ｎが低下する。そこで、ΔΣ変換器について、他方の帯域の信号の周波数帯に与える雑音を抑えるように、マルチバンドパスタイプのΔΣ変換を用いる。
【００５１】
ミキサ２０２及び２１２は、帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された中間周波数の同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑをそれぞれ、キャリア周波数へ周波数変換する。また、ミキサ２０２及び２１３は、当該帯域のキャリア周波数の４倍のクロック周波数４×Ｆ（４×Ｆ1又は４×Ｆ2）で動作する。
【００５２】
ミキサ２０２は、ΔΣ変換器２０１から出力された同相成分信号Ｉの中間周波数信号Ｉ1[n]と、直交成分信号Ｑの中間周波数信号Ｑ1[n]とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する。ベースバンド信号それぞれに対して、４×Ｆ1のクロック周波数（４×７５４．３ＭＨｚ）でＩ1[n]に対して余弦波（「１，０，−１，０」）を、Ｑ1[n]に対して正弦波（「０，１，０，−１」）を乗算することによって、ｆ1＝８２０ＭＨｚに周波数変換（アップコンバージョン）する。尚、ミキサへの入力信号のクロック周波数は、２×Ｆ1であるため、入力信号に対して「１，−１」を乗算し、間に０を挿入することで４×Ｆ1のクロック周波数の信号に変換する。
【００５３】
ミキサ２１２は、ΔΣ変換器２１１から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ2[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ2[n]とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する。ベースバンド信号それぞれに対して、４×Ｆ2のクロック周波数（４×１５０８．６ＭＨｚ）でＩ2[n]に対して余弦波（「１，０，−１，０」）を、Ｑ2[n]に対して正弦波（「０，１，０，−１」）を乗算することによって、ｆ2＝１４４２．９ＭＨｚに周波数変換（アップコンバージョン）する。尚、ミキサへの入力信号のクロック周波数は、２×Ｆ２であるため、入力信号に対して「１，−１」を乗算し、間に０を挿入することで４×Ｆ２のクロック周波数の信号に変換する。
【００５４】
加算器２０４は、第１の帯域について、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号Ｉ'1と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号Ｑ'1とを加算する。加算後の信号のクロック周波数は、以下のようになる。
４×Ｆ1＝４×７５４．３ＭＨｚ＝３０１７．２ＭＨｚ
【００５５】
加算器２１４は、第２の帯域について、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号Ｉ'2と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号Ｑ'2とを加算する。加算後の信号のクロック周波数は、以下のようになる。
４×Ｆ2＝４×１５０８．６ＭＨｚ＝６０３４．４ＭＨｚ
【００５６】
電力増幅器２２５は、加算器２０４及び加算器２１４から出力された複数の加算信号を入力し、スイッチ型アンプの出力電流を電流加算する。電力増幅器２２５は、複数のスイッチ型アンプを有し、各アンプのドレインは結合される。結合された電流は、トランスを介して出力される。
【００５７】
電力増幅器への入力信号のクロック周波数は、４×Ｆ1及び４×Ｆ2（＝８×Ｆ1）であることから、各帯域の入力信号の位相をそろえることで、電力増幅器のクロック周波数を４×Ｆ2に抑えることができる。
【００５８】
図７は、送信機の電力増幅器における具体的な回路図である。
【００５９】
図７によれば、スイッチングアンプの素子数を３として、第１の帯域ｆ1の多値数を３とし、第２の帯域ｆ2の多値数を２とした場合を表す。
第１の帯域ｆ1の入力信号：０、±２
第２の帯域ｆ2の入力信号：±１
【００６０】
図７における変換回路は、各帯域の入力信号からスイッチングアンプへの制御信号を生成する。
加算結果が＋１の場合：アンプS0    ＝High、  S0〜S5      ＝Low
加算結果が−１の場合：アンプS3    ＝High、  S0〜S2,S4,S5＝Low
加算結果が＋３の場合：アンプS0〜S2＝High、  S3〜S5      ＝Low
加算結果が−３の場合：アンプS3〜S5＝High、  S0〜S2      ＝Low
この変換回路によって、各帯域のΔΣ信号を加算した際に、出力０が発生しないようにすることができる。
【００６１】
尚、図７によれば、電力増幅器が、複数のトランスを備えるものであってもよい。トランスの出力側で、各帯域の信号が分離される。分離された各帯域の信号は、シングルバンド用のバンドパスフィルタを通過して帯域外の不要な雑音を取り除いた後にアンテナへと入力される。
【００６２】
マルチバンドパスフィルタ２２６は、複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナ２２７へ出力する。具体的には、８２０ＭＨｚ帯及び１４４２．９ＭＨｚ帯に通過帯域を持ち、その帯域外の不要な雑音信号を取り除く。フィルタの種類としては、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave：弾性表面波)フィルタ、ＦＢＡＲ(Film Bulk Acoustic Resonator：圧電薄膜共振器)等が想定される。また、マイクロストリップラインを用いたバンドパスフィルタであってもよい。
【００６３】
マルチバンドアンテナ２２７は、複数の帯域の信号を同時に送信する。具体的には、デュアルバンドアンテナであってもよいし、両帯域で動作する広帯域アンテナであってもよい。
【００６４】
［実施例２］
実施例１によれば、ベースバンド信号のサンプリング周期はそれぞれ、２×Ｆ1、２×Ｆ2としている。これに対し、実施例２として、アップサンプリング回路を用いて、ΔΣ変換器への入力信号を生成してもよい。
具体的には、｜Ｆ1−ｆ1｜（＝｜Ｆ2−ｆ2｜）より高く、ΔΣ変換器のクロック周波数２×Ｆ1（又は２×Ｆ2）の整数分の１となるようなサンプリング周期で、ベースバンド信号を生成し、複素周波数変換を行う。
例えば、帯域１用のΔΣ変換器への入力信号を生成する際に、
ベースバンド信号のサンプリング周期を、１５０．８６ＭＨｚとし、
中心周波数６５．７ＭＨｚに複素周波数変換した後に
５倍にアップサンプリングすることで、
サンプリング周期７５４．３ＭＨｚの入力信号を生成してもよい。
【００６５】
［実施例３］
実施例１によれば、｜Ｆ1−ｆ1｜＝｜Ｆ2−ｆ2｜、且つ、｜Ｆ1−ｆ1｜が最小という条件を与えているが、以下のように設定してもよい。
Ｆ2＝ｋ×Ｆ1  (ｋは正の整数)  且つ、
ｆ1＜(２×Ｆ1)  且つ、
ｆ2＜(２×Ｆ2)  且つ、
２×Ｆ1を、送信信号の通信方式に応じたチップレートの整数倍
例えば、チップレートが１５．３６ＭＨｚの場合、１５．３６ＭＨｚを５５倍して、以下のように設定してもよい。
２×Ｆ＝８４４．８ＭＨｚ
このとき、以下のようになる。
Ｆ1＝４２２．４ＭＨｚ
Ｆ2＝２×Ｆ1＝８４４．８ＭＨｚ
Δｆ1＝８２０ＭＨｚ−４２２．４ＭＨｚ＝３９７．６ＭＨｚ
Δｆ2＝１４４２．９ＭＨｚ−８４４．８ＭＨｚ＝５９８．１ＭＨｚ
【００６６】
このとき、第１の帯域用のΔΣ変換器は、
角周波数ωa＝(Δf1／Ｆ1)×π、ωb＝−((ｆ2−３×Ｆ1)／Ｆ1)×π
にあって零点を持つように、ΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。
また、第２の帯域用のΔΣ変換器では、
角周波数ωc＝(Δｆ2／Ｆ2)×π、ωd＝−((Ｆ2−ｆ1)／Ｆ2)×π
にあって零点を持つように、ΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。
【００６７】
尚、実関数のΔΣ変換器を用いる場合には、以下のように設定する。
第１の帯域用のΔΣ変換器は、
角周波数±ωa＝±(Δｆ1／Ｆ1)×π、±ωb＝±((ｆ2−３×Ｆ1)／Ｆ1)×π
にあって零点を持つように、ΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。
また、第２の帯域用のΔΣ変換器は、
角周波数±ωc＝±(Δｆ2／Ｆ2)×π、±ωd＝±((Ｆ2−ｆ1)／Ｆ2)×π
にあって零点を持つように、ΔΣ変換器の雑音伝達関数を設定する。
【００６８】
［実施例４］
前述した実施例１〜３によれば、送信帯域が２帯域の場合の例を示したが、勿論、送信帯域が３以上であってもよい。
【００６９】
各帯域のキャリア周波数をｆ1、ｆ2、ｆ3（ｆ1＜ｆ2＜ｆ3）とすると、以下のようなＦ1、Ｆ2、Ｆ3を設定する。
Ｆ3＝ｋ×Ｆ1  （ｋは正の整数）  且つ、
Ｆ3＝ｌ×Ｆ2  （ｌは正の整数）  且つ、
ｆ1＜(２×Ｆ1)  且つ、
ｆ2＜(２×Ｆ2)  且つ、
ｆ3＜(２×Ｆ3)
【００７０】
尚、周波数が最も高い帯域用回路のクロック周波数が、他の帯域用回路のクロック周波数の整数倍となっていればよい。従って、Ｆ2及びＦ1は、整数倍の関係でなくてもよい。
【００７１】
各帯域のベースバンド信号をそれぞれ、中間周波数Δｆ1＝ｆ1−Ｆ1、Δｆ2＝ｆ2−Ｆ2、Δｆ3＝ｆ3−Ｆ3に周波数変換し、ΔΣ変換器へと入力する。
【００７２】
各帯域用のΔΣ変換器は、その帯域の信号の中間周波数に対応した角周波数((Δｆ1／Ｆ1)×π、(Δｆ2／Ｆ1)×π、又は(Δｆ3／Ｆ1)×π)にあって零点を持ち、直交変調後に他の帯域の信号のキャリア周波数と重なる周波数にあって零点を持つように雑音伝達関数を設定する。そして、各ΔΣ変換器の出力は、直交変調された後に、電力増幅器において合成される。このようにすることで、全ての信号は、クロック周波数４×Ｆ3で位相の誤差なく表現できるため、電力増幅器の動作周波数を４×Ｆ3に抑えることができる。
【００７３】
以上、詳細に説明したように、本発明の送信機及びプログラムによれば、ベースバンド信号に対する複素周波数変換器及びΔΣ変換器を備えることによって、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信すると共に、電力増幅器内部のスイッチングアンプのクロック周波数を低く抑えることができる。
【００７４】
前述した本発明の種々の実施形態について、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修正及び省略は、当業者によれば容易に行うことができる。前述の説明はあくまで例であって、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ制約される。
【符号の説明】
【００７５】
１  送信機
１００、１１０  データ送信部
１０１、１１１  ΔΣ変換器
１０２、１１２  ミキサ
１０３、１１３  ＰＬＬ
１０４、１１４  加算器
１０５、１１５  電力増幅器
１０６、１１６  シングルバンドパスフィルタ
１０７、１１７  シングルバンドアンテナ
１２３  制御部
１２５  電力増幅器
１２６  マルチバンドパスフィルタ
１２７  マルチバンドアンテナ
２  送信機
２００、２１０  データ送信部
２０１、２１１  ΔΣ変換器
２０２、２１２  ミキサ
２０４、２１４  加算器
２０８、２１８  複素周波数変換器
２２３  制御部
２２５  電力増幅器
２２６  マルチバンドパスフィルタ
２２７  マルチバンドアンテナ
【図１】
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【図２】
2011135276.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2011135276.tif 000008
【図７】
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