(57)【要約】      （修正有）【課題】出力において直流電流を有する共振コンバータ用のスイッチング回路の制御装置が提供される。【解決手段】第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２からなるハーフブリッジは、共振コンバータの共振回路３００を駆動する周期的方形波電圧を発生する。制御装置１００は、コンデンサＣｔの充電又は放電の時間に従ってハーフブリッジを制御すべく適合されており、且つ、共振回路３００内を流れる電流Ｉｓを表す信号Ｖｓのゼロ値を交差するコンデンサＣｔの放電又は充電の時間期間の開始時刻Ｔｓｔａｒｔを同期すべく適合されている回路手段１０１と、コンデンサＣｔの放電又は充電の時間期間の終わりにおいて第１トランジスタＱ１又は第２トランジスタＱ２のスイッチングオフを制御すべく適合されている更なる手段１０２，１０３と、を有している。【選択図】図３
2011083186.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力（Ｉｏｕｔ）において直流電流を有する共振回路（１）用のスイッチング回路（２００）の制御装置（１００）において、前記スイッチング回路（２００）は入力電圧（Ｖｉｎ）と基準電圧（ＧＮＤ）との間に接続されている少なくとも第１（Ｑ１）及び第２（Ｑ２）トランジスタの少なくとも１個のハーフブリッジを有しており、前記ハーフブリッジは前記共振コンバータの共振回路（３００）を駆動するために周期的方形波電圧を発生すべく適合されており、前記周期的方形波電圧は該入力電圧に対応する高電圧から該基準電圧に対応する低電圧への範囲にわたり、前記制御装置（１００）はコンデンサ（Ｃｔ）を充電又は放電する時間時間に従って前記ハーフブリッジを制御すべく適合されている制御装置において、
前記制御装置は、該共振回路（３００）内を流れる電流（Ｉｓ）を表す信号（Ｖｓ）のゼロ値を交差する前記コンデンサ（Ｃｔ）の放電又は充電の時間期間の開始時刻（Ｔｓｔａｒｔ）を同期すべく適合されている回路手段（１０１）、及び前記コンデンサ（Ｃｔ）の放電又は充電の時間期間の終わりにおいて前記第１（Ｑ１）又は前記第２（Ｑ２）トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されている更なる手段（１０２，１０３）、を有していることを特徴とする制御装置。
【請求項２】
請求項１において、前記制御装置は、最小値（Ｖｖ，ＧＮＤ）と最大値（Ｖｐ）との間において前記コンデンサ（Ｃｔ）の端部における電圧（Ｖｃ）を制限すべく適合されている手段（１０２）を有しており、前記最大値は前記最小値よりも一層高く且つ前記最大値は第１基準電圧（Ｖｐ）であり且つ前記最小値は第２基準電圧（Ｖｖ，ＧＮＤ）であり、前記更なる手段（１０３）は、前記コンデンサの端部における電圧が前記最大値（Ｖｐ）又は前記最小値（Ｖｖ，ＧＮＤ）に到達した時刻（Ｔ１）において該ハーフブリッジの前記第１（Ｑ１）又は第２（Ｑ２）トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されていることを特徴とする制御装置。
【請求項３】
請求項１において、前記制御装置は、該共振コンバータの出力直流電流（Ｉｏｕｔ）に依存する電流で前記コンデンサ（Ｃｔ）を充電又は放電すべく適合されている他の手段（１０４）を有していることを特徴とする制御装置。
【請求項４】
請求項１において、前記共振負荷が、一次側巻線（１１）と少なくとも１個の二次側巻線（１２）とを具備している変圧器（１０）及び該二次側巻線と直列に配置されているコンデンサを有しており、該共振負荷内を流れる前記電流（Ｉｓ）が前記一次側巻線（１１）内を流れる電流であることを特徴とする制御装置。
【請求項５】
請求項３において、前記他の手段（１０４）が、前記コンデンサ（Ｃｔ）を充電させることを可能とすべく適合されているカレントミラー（Ｑ２０−Ｑ３，Ｑ２０−Ｑ４，Ｑ５−Ｑ６）及び前記コンデンサを放電させることを可能とすべく適合されているトランジスタ（Ｑ８，Ｑ４０）を有しており、且つ前記同期回路手段（１０１）が、該共振回路（３００）内を流れる電流（Ｉｓ）を表す前記信号（Ｖｓ）を接地（ＧＮＤ）と比較し且つ該コンデンサ（Ｃｔ）を充電するために前記カレントミラー（Ｑ２０−Ｑ３，Ｑ２０−Ｑ４，Ｑ５−Ｑ６）を且つそれを放電するために前記トランジスタ（Ｑ８，Ｑ４０）を制御すべく適合されている比較器（ＣＯ１）を有しており、且つ前記制限手段（１０２）が、該コンデンサ（Ｃｔ）の端部における電圧（Ｖｃ）を少なくとも該第１（Ｖｐ）又は第２（Ｖｖ、ＧＮＤ）基準電圧と比較すべく適合されている比較器（ＣＯ２，ＣＯ３）を有していることを特徴とする制御装置。
【請求項６】
請求項１において、前記更なる手段（１０３）が、該コンデンサ（Ｃｔ）を放電する時間期間の終わりにおける該第１トランジスタ（Ｑ１）のスイッチングオフを、及び該コンデンサ（Ｃｔ）を充電する時間期間の終わりにおける該第２トランジスタ（Ｑ２）のスイッチングオフを、制御すべく適合されていることを特徴とする制御装置。
【請求項７】
請求項１において、前記更なる手段（１０３）は、該コンデンサ（Ｃｔ）を充電する時間期間の終わりにおける該第１トランジスタ（Ｑ１）のスイッチングオフを、及び該コンデンサ（Ｃｔ）を充電する次の時間期間の終わりにおける該第２トランジスタ（Ｑ２）のスイッチングオフを、制御すべく適合されていることを特徴とする制御装置。
【請求項８】
請求項１において、該制御装置が、該スイッチング期間（Ｔｓｗ）に対して第１電圧（Ｖｐｐ）を比例的に発生する回路（１０５）、及び基準電圧（ＧＮＤ）と前記第１電圧（Ｖｐｐ）との間に前記コンデンサ（Ｃｔ）の端部における電圧（Ｖｃ）を制限すべく適合されている手段（１０２）、を有しており、前記更なる手段（１０３）が前記コンデンサの端部における電圧が前記第１電圧（Ｖｐｐ）に到達した時刻（Ｔ１）において該ハーフブリッジの前記第１（Ｑ１）又は第２（Ｑ２）トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されていることを特徴とする制御装置。
【請求項９】
請求項８において、前記発生回路（１０５）が、スイッチング半周期（Ｔｓｗ／２）の間に更なる電流（Ｉｍ）によって充電される更なるコンデンサ（１０５）、次のスイッチング半周期（Ｔｓｗ／２）の間に前記更なるコンデンサを放電させる装置（Ｑ６０）、及び前記更なるコンデンサ（Ｃｈ）の端部における該更なる電圧（Ｖｃｈ）によって電力供給され且つ該更なるコンデンサ（Ｃｈ）を充電するための該スイッチング半周期（Ｔｓｗ／２）の各最終時刻において前記更なる電圧（Ｖｃｈ）をサンプルすべく適合されているサンプラー（５００）、を有しており、前記サンプラー（５００）は前記第１電圧（Ｖｐｐ）を供給すべく適合されていることを特徴とする制御装置。
【請求項１０】
請求項９において、前記更なるコンデンサ（Ｃｈ）を放電させる前記装置（Ｑ６０）が、前記更なるコンデンサ（Ｃｈ）を充電するためのスイッチング半周期（Ｔｓｗ／２）及び次のスイッチング半周期（Ｔｓｗ／２）の各最終時刻において実質的に閉じられるスイッチであることを特徴とする制御装置。
【請求項１１】
請求項９において、前記更なる電流（Ｉｍ）が抵抗（Ｒｔ）に対する更なる基準電圧（Ｖｒｅｆ）の比によって与えられることを特徴とする制御装置。
【請求項１２】
請求項９乃至１１の内のいずれか１項の制御装置において、該共振コンバータの出力直流電流（Ｉｏｕｔ）に依存する電流で前記コンデンサ（Ｃｔ）を充電及び放電すべく適合されている他の手段（１０４）が設けられており、前記他の手段（１０４）は、前記コンデンサ（Ｃｔ）を充電させることを可能とさせるべく適合されているカレントミラー（Ｑ２０−Ｑ３０）、及び前記コンデンサを放電させることを可能とすべく適合されているトランジスタ（Ｑ４０）、を有しており、且つ、前記同期回路手段（１０１）が、該共振回路（３００）内を流れる電流（Ｉｓ）を表す前記信号（Ｖｓ）を接地（ＧＮＤ）と比較し且つコンデンサ（Ｃｔ）を充電する前記カレントミラー（Ｑ２０−Ｑ３０）とそれを放電させる前記トランジスタ（Ｑ４０）とを制御すべく適合されている第１比較器（ＣＯ１）を有しており、且つ、前記制限手段（１０２）が、コンデンサ（Ｃｔ）の端部における電圧（Ｖｃ）を前記第１電圧（Ｖｐ）と比較すべく適合されている第２比較器（ＣＯ３）と、該第２比較器への該出力信号の各正のエッジにおいてトグルとして動作するフリップフロップ（ＦＦ１）とを有しており、前記フリップフロップ（ＦＦ１）の反転出力信号（Ｑ＿）は前記サンプラー（５００）の及び前記更なるコンデンサ（Ｃｈ）を放電させる前記装置（Ｑ６０）の制御信号である、ことを特徴とする制御装置。
【請求項１３】
請求項１２において、前記制御装置が、該サンプラー（５００）の制御信号に関して前記更なるコンデンサ（Ｃｈ）を放電させる前記装置（Ｑ６０）の制御信号を遅延させるための手段（Ｄｅｌａｙ）を有していることを特徴とする制御装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３の内のいずれか１項に定義したような共振コンバータ用の制御装置（１００）を有するシリコンチップ内の集積回路において、前記コンデンサ（Ｃｔ）が該回路の外側にあることを特徴とする集積回路。
【請求項１５】
請求項１４において、前記抵抗（Ｒｔ）が該集積回路の外側にあることを特徴とする集積回路。
【請求項１６】
出力（Ｉｏｕｔ）において直流電流を有する共振コンバータ（１）用のスイッチング回路（２００）の制御方法であって、前記スイッチング回路（２００）は、入力電圧（Ｖｉｎ）と基準電圧（ＧＮＤ）との間に接続されている少なくとも第１（Ｑ１）及び第２（Ｑ２）トランジスタの少なくとも１個のハーフブリッジを有しており、前記ハーフブリッジは前記共振コンバータの該共振回路（３００）を駆動するために周期的方形波電圧を発生すべく適合されており、前記周期的方形波電圧は該入力電圧に対応する高電圧から該基準電圧に対応する低電圧にわたる範囲である、制御方法において、
該共振回路（３００）内を流れる電流（Ｉｓ）を表す信号（Ｖｓ）のゼロ値を交差するコンデンサ（Ｃｔ）を放電又は充電する時間期間の開始時刻（Ｔｓｔａｒｔ）を同期させ、且つ
前記コンデンサ（Ｃｔ）の放電又は充電の時間期間の終わりにおいて前記第１又は第２トランジスタのスイッチングオフを制御する、
ことを特徴とする制御方法。
【請求項１７】
請求項１６において、
前記コンデンサ（Ｃｔ）の端部における電圧（Ｖｃ）を最小値（Ｖｖ，ＧＮＤ）と最大値（Ｖｐ）との間に制限し、前記最大値は前記最小値よりも一層高いものであり且つ前記最大値は第１基準電圧（Ｖｐ）であり且つ前記最小値は第２基準電圧（Ｖｖ，ＧＮＤ）であり、且つ
前記コンデンサの端部における電圧が前記最大値（Ｖｐ）又は前記最小値（Ｖｖ，ＧＮＤ）に到達した時刻（Ｔ１）において該ハーフブリッジの前記第１（Ｑ１）又は第２（Ｑ２）トランジスタをスイッチングオフさせる、
ことを特徴とする制御方法。
【請求項１８】
請求項１６において、
該スイッチング期間（Ｔｓｗ）に対して第１電圧（Ｖｐｐ）を比例的に発生し、
前記コンデンサ（Ｃｔ）の端部における電圧（Ｖｃ）を基準電圧（ＧＮＤ）と前記第１電圧（Ｖｐｐ）との間に制限し、
前記コンデンサの端部における電圧が前記第１電圧（Ｖｐｐ）に到達した時刻（Ｔ１）において該ハーフブリッジの前記第１（Ｑ１）又は第２（Ｑ２）トランジスタをスイッチングオフさせる、
ことを特徴とする制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は共振コンバータ用の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
強制スイッチングコンバータ（forced switching converter）でそれを制御するために使用される装置を具備しているものは当該技術水準において既知である。共振コンバータは、入力−出力パワーの流れを決定する場合に積極的な役割を担う共振回路の存在によって特徴付けられる広範囲の強制スイッチングコンバータが存在している。これらのコンバータにおいては、直流電圧が供給される４個（２個）のパワースイッチ（典型的に、ＭＯＳＦＥＴパワー）からなるブリッジ（ハーフブリッジ）が、電圧方形波を発生し、それは共振回路へ印加されて前記方形波の基本周波数に近い周波数に同調される。それにより、その選択的特徴のために、該共振回路は主にこの基本周波数成分に応答し、一方それより高い高調波に対しては無視可能な程度である。その結果、循環するパワーは、方形波の周波数を変化させ、デューティサイクルを５０％に一定に維持することにより且つ共振回路の構成に従って変調させることが可能であり、そのパワーの流れに関連する電流及び／又は電圧は正弦波又はゲート動作された正弦波の展開となる。
【０００３】
これらの電圧は調節され且つフィルタされて負荷にＤ．Ｃ．パワーを供給する。ネットワーク適用例においては、セキュリティ要件問題のために、負荷へパワーを供給する調節及びフィルタシステムは、変圧器によって共振回路と結合されており、該変圧器は上述した調整によって必要とされる供給源と負荷との間に分離を与えている。全ての分離型ネットワークコンバータの場合について、この場合にも、入力供給源へ接続されている一次側（変圧器の一次巻線）は、該調節及びフィルタシステムを介して負荷へパワーを供給する二次側（変圧器の一つ又はそれ以上の二次巻線）と区別される。
【０００４】
多数のタイプの共振コンバータの中で、所謂ＬＬＣ共振コンバータで、特にそのハーフブリッジのものは現在しばしば使用されているものである。この様な名称は、その共振回路が２個のインダクタ（Ｌ）と１個のコンデンサ（Ｃ）とを使用することに由来しており、ＬＬＣ共振コンバータの構成を図１に示してある。共振コンバータ１は、入力電圧Ｖｉｎと接地ＧＮＤとの間にあり駆動回路３により駆動されるトランジスタＱ１及びＱ２からなるハーフブリッジを有している。トランジスタＱ１及びＱ２の間の共通端子ＨＢは回路ブロック２へ接続されており、該回路ブロック２は、一連のコンデンサＣｒと、インダクタンスＬｓと、センタータップ二次側を具備している変圧器１０のパラレル（並列部）に接続されている別のインダクタンスＬｐとを有している。変圧器１０のセンタータップ二次側の２個の巻線は２個のダイオードＤ１及びＤ２のアノードへ接続されており、該ダイオードのカソードは両方共コンデンサＣｏｕｔ及び抵抗Ｒｏｕｔの並列回路へ接続されており、該並列回路の終端部においては、共振コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔがあり、一方、出力電流Ｉｏｕｔが前記並列回路内を流れる。
【０００５】
該共振コンバータは、従来のスイッチングコンバータ（非共振型、典型的にＰＷＭ，即ちパルス幅変調制御型）と比較して著しい利点を提供しており、例えば、急峻な端部の無い波形、「ソフト」スイッチングに起因するパワースイッチの低スイッチング損失、高い変換効率（９５％を越えるものが容易に可能）、高周波数においての動作可能性、低ＥＭＩ（電磁干渉）発生、及び、究極的に、高パワー密度（即ち、減少したボリュームでのかなりのパワーを取り扱うことが可能な変換システムの達成の能力）である。
【０００６】
殆どのＤＣ−ＤＣコンバータにおけるように、閉ループで負フィードバック調節システムは、動作条件、即ち入力電圧Ｖｉｎ及び／又はその出力電流Ｉｏｕｔ、が変化する場合に該コンバータの出力電圧を一定に維持する。このことは、出力電圧の一部を基準電圧Ｖｒｅｆと比較することにより達成され、出力電圧読取システム（通常、抵抗ドライバ）によって与えられる値と基準値との間の差、即ち誤差信号Ｅｒは誤差増幅器によって増幅され、該誤差増幅器の出力Ｖｃは、各スイッチングサイクルにおいて該コンバータにより担持されるエネルギが実質的に依存する該コンバータ内部の値ｘを修正する。上述した如く、この様な共振コンバータにおける非常に顕著な値は共振回路をシミュレートする方形波のスイッチング周波数である。
【０００７】
ＤＣ−ＤＣコンバータの全ての調節システムにおいて一般的であるように、誤差増幅器の周波数応答は以下の事項を確保すべく設計されねばならない。
【０００８】
※  制御ループの安定性（即ち、コンバータの動作条件の擾乱時に、該擾乱によって発生される過渡的状態が過ぎると、出力電圧はその擾乱前の値に近い一定の値を回復する傾向となる事実）
※  良好な調節（即ち、擾乱の後に出力電圧によって回復される新たな一定の値はその擾乱前のものに非常に近い）
※  良好な動的特徴（即ち、擾乱後の過渡的状態期間中に、出力電圧は所望の値からそれほど異なるものではなく、且つその過渡的状態自身は短い）
上述した制御目的は、例えば帯域幅、位相余裕、Ｄ．Ｃ．利得等の調節ループの伝達関数の幾つかの特性値によって表現することが可能である。割り当てたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、これらの目的は、誤差増幅器の周波数応答に作用することにより、その利得を修正することにより且つ抵抗回路であってそれに接続されている適宜の値の抵抗及びコンデンサからなる抵抗回路を使用することによって通常達成されるその伝達関数のポールとゼロとを適宜配置させる（周波数補償）ことにより、達成することが可能である。
【０００９】
しかしながら、調節ループの伝達関数の所望の特徴を得るために必要な周波数補償はどれであるかを決定するために、変調器の利得、即ち制御電圧Ｖｃを制御値ｘへ変換するシステム、及び値ｘの変動に対するコンバータ自身の周波数応答の両方が既知であるべきである。
【００１０】
変調器利得は、通常、少なくとも関連のある周波数の範囲内における周波数に依存するものではなく、その周波数はシャノン（Shannon）法則により該コンバータのスイッチング周波数の半分よりも一層高いものではなく、且つそれは制御集積回路内に固定されている。
【００１１】
ＤＣ−ＤＣコンバータの周波数応答に関する限り、スイッチング動作のために強い非線形システムが存在する場合でも、適宜の近似と或る仮定の下では、このことは線形ネットワークに対するのと同じ手段、従って、利得と、ゼロと、ポールとによって特性付けられる伝達関数によって記述し且つ表すことが可能である。この伝達関数は、特に、コンバータのトポロジー、即ち、パワーを取り扱う要素の相互の形態、その動作モード、即ち全てのスイッチングサイクルにおいて磁気部分において連続的な電流の循環（連続電流モード、ＣＣＭ）があるか無いか（不連続電流モード、ＤＣＭ）、調節ループにより制御される値ｘに依存する。ＰＷＭコンバータにおいては、異なる制御方法が通常使用される、例えば、パワースイッチを制御するパルスの幅（直接的デューティサイクル制御、従ってｘ＝Ｄ）又は該スイッチを介して流れる電流のピーク（ピーク電流モード制御、ｘ＝Ｉｐ）は直接的に作用されるが、従来は、共振コンバータにおいては、該コンバータを制御するために使用される値は、直接的には、共振回路へ印加される方形波のスイッチング周波数である。
【００１２】
市場にあるＤＣ−ＤＣ共振コンバータ用の全ての集積制御回路においては、該制御がハーフブリッジの振動周波数について直接的に動作する（直接的周波数コンバータ、ＤＦＣ）．図２は、このタイプの共振コンバータに対する制御システムを示している。非反転端子上が基準電圧Ｖｒｅｆで反転端子の入力において出力電圧Ｖｏｕｔの一部を有する誤差増幅器４の二次側上の出力は、セキュリティ条件に従って一次側−二次側の分離を確保するためにホトカップラー５によって一次側へ伝達され、且つ電圧制御型オシレータ（ＶＣＯ）６又は制御集積回路３０内部の電流制御型オシレータ（ＩＣＯ）に作用する。このタイプの制御は２つのクラスの問題を発生させる。第１クラスは、文献において、利得と、ポールと、ゼロとによって表される共振コンバータに対する小信号動的パターンがＰＷＭコンバータに対して何が起こるかとは異なり不知であり（実際的に論証可能な使用の幾つかの近似した形式を除いて）、即ちパワーステージの伝達関数が不知である、ということに関連する。第２クラスの問題は、シミュレーションに基づく研究結果によれば、前記パワーステージの伝達関数は、強く可変的なＤ．Ｃ．利得と、１から３への可変のポール数とを、非常に移動する配置で、動作点に依存して示すことに関連する。最後に、出力コンデンサに起因するゼロが存在する。利得のかなりの変化及びそのように高度に変化するポールの形態は、フィードバック制御ループの周波数の補償をかなり問題のあるものとさせる。その結果、全ての動作条件下で最適化した過渡的応答を得ることは事実上不可能であり、且つ安定性と動的性能との間の妥協レベルは高い。更に、エネルギ伝達は入力電圧に強く依存しており（オーディオ感受性）、その場合に、制御ループは前記変動を補償するために動作周波数に強く関与し且つかなり変化させねばならない。ネットワーク電圧のものと比較して二重周波数を具備する交互の成分が該コンバータの入力電圧内に常に存在するということを考慮に入れると、前記交互の成分を効果的に拒絶し且つ出力電圧内に存在する残留リップルをかなり減衰させるためには、その周波数におけるループ利得は非常に高いものであることが必要である。これらの要因全ては完全には解決可能ではない問題を発生させる危険性があり、特に、該コンバータにより供給される負荷がかなり動的なものであり及び／又は動的正確度及び応答容易性の仕様が厳格である場合、又、更に、入力電圧のリップルの拒否に関して抑制的条件が存在する場合にはそうである。最後に、ＤＦＣ制御方法に関する別の問題は、トリランスに起因する共振回路の部品（Ｃｒ，Ｌｓ，Ｌｐ）の値の静的分散に関するものである。一般的には、コンバータが異常動作することを回避するために、制御値ｘは制限すべきである。この場合に、ＤＦＣを実現する共振制御器は、ハーフブリッジの動作周波数を高制限型及び低制限型とさせることを可能とする。これらの限界は、上述した値の分散に起因して、該コンバータの動作周波数範囲が変化することを考慮に入れることによって設定すべきである。従って、該周波数に課される最小限界は、前記範囲の低端部によって取られる最小値よりも一層低いものであるべきであり、且つその最大限界は前記範囲の高端部によって取られる最大値よりも一層高いものであるべきである。このことは、異常動作条件を防止するための手段としての周波数限界の実効性をかなり減少させる。
【００１３】
文献において報告されている１つの技術は、H. Pinheiro、P. K. Jain、及びG. Joos「共振周波数を超えて動作する自立型振動共振コンバータ（Self-Sustained Oscillating Resonant Converters Operating Above the Resonant Frequency）」、ＩＥＥＥトランズアクションズ・オン・パワーエレクトロニクス、Ｖｏｌ．１４、Ｎｏ．５、１９９９年９月、８０３−８１４頁の文献に記載されているものがあり、その場合に、フィードバックループによって制御される値ｘは、共振回路の電流とハーフブリッジ又はブリッジによって前記回路へ印加される方形波電圧との間の位相シフトである。上述した文献において、この方法に従って制御されるシステムの特徴は、小及び大信号ダイナミックスの両方の観点から、電荷制御下で制御されるシステムのものと同様であることが示されている。一方、電荷制御下で制御される前記システムに関し、かなりの利点が存在しており、即ち、得られるシステムは、共振回路の電流がそれに印加される電圧に関して遅いものである限り、いかなる動作条件においても絶対的に安定していることである。この拘束条件は、ハーフブリッジに属するＭＯＳＦＥＴトランジスタに対する「ソフト」スイッチングをえるために必要な条件と一致している。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】H. Pinheiro、P. K. Jain、及びG. Joos「共振周波数を超えて動作する自立型振動共振コンバータ（Self-Sustained Oscillating Resonant Converters Operating Above the Resonant Frequency）」、ＩＥＥＥトランズアクションズ・オン・パワーエレクトロニクス、Ｖｏｌ．１４、Ｎｏ．５、１９９９年９月、８０３−８１４頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
該技術水準に鑑み、本発明は、既知のものよりも一層簡単な共振コンバータ用の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明によれば、前記目的は、出力において直流電流を有する共振コンバータ用のスイッチング回路の制御装置によって達成され、前記スイッチング回路は、入力電圧と基準電圧との間に接続されている少なくとも第１及び第２トランジスタの少なくとも１個のハーフブリッジを有しており、前記ハーフブリッジは前記共振コンバータの該共振回路を駆動するための周期的方形波電圧を発生すべく適合されており、前記周期的方形波電圧は該入力電圧に対応する高電圧から該基準電圧に対応する低電圧への範囲にわたっており、前記制御装置はコンデンサを充電するか又は放電する時間期間に従って前記ハーフブリッジを制御すべく適合されているスイッチング回路であって、それは該共振回路内を流れる電流を表す信号のゼロ値を交差する前記コンデンサの放電又は充電の時間期間の開始時刻を同期させるべく適合されている回路手段と、更に、該コンデンサの放電又は充電の時間期間の終りにおいて前記第１又は第２トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されている手段とを有していることを特徴としている。
【００１７】
本発明によれば、共振コンバータ用の制御装置が提供され、それは、負荷変動に対する過渡的応答を改善するために、可及的に単一ポールシステムと等価なものとさせることにより（少なくとも周波数補償デザインの観点から関連する周波数範囲において）、該コンバータの動的秩序（dynamic order）を減少させることを可能とする。
【００１８】
前記制御装置は、更に、入力電圧の変動に対する過渡的応答と入力電圧リップルの拒否の両方を改善するために、入力電圧の変動に対する減少させた感度及び／又は一層自由な態様でループ利得を設定することが可能であることの可能性のいずれかを介して、該コンバータのオーディオ感受性を減少させる。
【００１９】
前記制御装置は、又、制御の強度を改善するために、共振回路パラメータの分散に拘わらずに該コンバータの動作限界を設定することを可能とする。
【００２０】
本発明の特徴及び利点は、添付の図面において非制限的な例により示されているその実際的な実施例の以下の詳細な説明から明らかなものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】従来技術に基づくＬＬＣ共振コンバータの概略図。
【図２】従来技術に基づく出力電圧の調節を具備する共振コンバータのブロック図。
【図３】本発明に基づく制御装置を具備した共振コンバータの概略図。
【図４】本発明の第１実施例に基づく共振コンバータ用の制御装置の概略図。
【図５】図４における装置において関与する電圧のタイムチャート。
【図６】本発明の第２実施例に基づく共振コンバータ用の制御装置の概略図。
【図７】図６における装置において関与する電圧のタイムチャート。
【図８】本発明の第３実施例に基づく制御装置を具備する共振コンバータの概略図。
【図９】本発明の第３実施例に基づく共振コンバータ用制御装置のより詳細な概略図。
【図１０】図９の装置における関連する電圧の幾つかのタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
図３は、本発明に基づく制御装置１０を具備した共振コンバータを示している。制御装置１００は、該共振コンバータのスイッチング回路２００を制御し、該スイッチング回路２００は、入力電圧Ｖｉｎと好適には接地ＧＮＤである基準電圧との間に接続されている、少なくとも、第１Ｑ１及び第２Ｑ２トランジスタからなる少なくとも１個のハーフブリッジを有している。ハーフブリッジ２００は、入力電圧Ｖｉｎに対応する高電圧から基準電圧ＧＮＤに対応する低電圧へわたる範囲の周期的な方形波電圧を発生すべく適合されており、ハーフブリッジ２００は、好適には、コンデンサＣｒと一次側１１及びセンタータップ二次側１２を具備している変圧器１０とを有している共振回路３００を駆動する。変圧器１０のセンタータップ二次側１２の２個の巻線は２個のダイオードＤ１，Ｄ２のアノードへ接続されており、それらのカソードは両方共コンデンサＣｏｕｔと抵抗Ｒｏｕｔとの並列回路へ接続されている。該共振コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは該並列回路の端部に存在しており、一方出力電流Ｉｏｕｔは前記並列回路内を流れる。
【００２３】
制御装置１００は、該制御装置外部のコンデンサＣｔを放電するか又は充電する時間期間に従ってハーフブリッジ２００を制御すべく適合されており、該制御装置１００は通常シリコンチップ内に集積化されている。制御装置１００は、交互に、トランジスタＱ１及びＱ２のスイッチングオン及びオフを制御し、制御装置１００は外部コンデンサＣｔの充電及び／又は放電の時間期間Ｔｃに従ってトランジスタＱ１又はトランジスタＱ２のスイッチングオンとトランジスタＱ２又はトランジスタＱ１のスイッチングオフとを夫々制御する。
【００２４】
制御装置１００は、該共振回路内を流れる電流Ｉｓを表す信号Ｖｓ、特に、変圧器１０の一次側１１と接地ＧＮＤとの間に配置されている抵抗Ｒｓ上の電圧信号、のゼロ値を交差する前記コンデンサＣｔを放電又は充電する時間期間Ｔｃの開始時刻Ｔｓｔａｒｔを同期すべく適合されている回路手段１０１を有している。装置１００は、更に、デフォルトの最小値Ｖｖ、ＧＮＤ，とデフォルトの最大値Ｖｐとの間でコンデンサＣｔを充電及び放電すべく適合されている手段１０２，１０４を有している。
【００２５】
制御装置１００は、更に、コンデンサＣｔの充電又は放電の時間期間の終りにハーフブリッジの第１Ｑ１又は第２Ｑ２トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されている手段１０２，１０３を有している。前記更なる手段１０３は、特に、時刻Ｔ１においてハーフブリッジの第１Ｑ１又は第２Ｑ２トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されており、その場合に、前記コンデンサの端部における電圧は最大値Ｖｐ又は最小値Ｖｖ，ＧＮＤに到達している。前記更なる手段１０３は、好適には、外部コンデンサＣｔの充電の時間の終りにおいてのトランジスタＱ１のスイッチングオフを、且つ外部コンデンサＣｔを放電する時間期間の終りにおいてのトランジスタＱ２のスイッチングオフを制御すべく適合されている。手段１０３は、信号ＨＳＧＤ及びＬＳＧＤによってトランジスタＱ１及びＱ２を駆動する。
【００２６】
出力電圧Ｖｏｕｔ又は出力電流Ｉｏｕｔを表す信号Ｉｃは、好適には、例えば光カップラー等の分離型カップラー４００によって装置１００上を担持され、前記電流信号Ｉｃは、好適には、回路手段１０４からコンデンサＣｔを充電又は放電するために直接的に又は間接的に使用される。
【００２７】
図４は、本発明の第１実施例に基づく共振コンバータ用の制御装置の概略図である。説明の便宜上、全てのカレントミラーはミラー比１を有するものと仮定する。制御電流Ｉｃ（負のフィードバック出力電圧の制御ループによって変調される）は非反転端子上に基準電圧Ｖｒｅｆを具備するオペアンプＯＡ１の反転端子へ接続されている外部ピンから取り出され、オペアンプＯＡ１の出力はバイポーラトランジスタＱ１０を制御して、電流ＩｃをバイポーラトランジスタＱ２０−Ｑ３，Ｑ２０−Ｑ４から構成されているカレントミラーへ向けて送給する。バイポーラトランジスタＱ３はバイポーラトランジスタＱ５及びＱ６から構成されている別のカレントミラーへ向けて電流Ｉｃをミラー動作し、一方、バイポーラトランジスタＱ４は外部コンデンサＣｔへ向けて電流Ｉｃを送給する。バイポーラトランジスタＱ６は、コンデンサＣｔを接地ＧＮＤへ向けて放電させることを可能とさせる。ダイオードＤ１は、トランジスタＱ４とＱ６との間に接続されており、コンデンサＣｔの放電電流がトランジスタＱ４へ向けて移動することを阻止する。トランジスタＱ１０，カレントミラーＱ２０−Ｑ４，及びトランジスタＱ８を具備するオペアンプＯＡ１は手段１０４に属している。
【００２８】
第１に、外部コンデンサＣｔ上の電圧はゼロである。手段１０２に属しており且つコンデンサＣｔの端部における電圧Ｖｃを基準電圧Ｖｖと比較すべく適合されている比較器ＣＯ２は、ＳＲフリップフロップＦＦ１をセットアップし、従って出力Ｑは１となる。ポートＡＮＤ１と共に入力におけるフリップフロップＦＦ１の出力Ｑを具備するモノステーブル装置ＭＦ１によって形成されるＴｄ１の遅延の後に、ポートＡＮＤ１の出力ＬＳＧＤは高となり且つハーフブリッジ２００のトランジスタＱ２はスイッチオンされる。
【００２９】
手段１０１に属する比較器ＣＯ１は、電圧Ｖｓを接地ＧＮＤと比較すべく適合されている。ＣＯ１の出力が最初に高であると、入力において比較器ＣＯ１の反転された出力とフリップフロップＦＦ１の出力Ｑとを受け取るポートＮＡＮＤ１の出力は高であり、トランジスタＱ４と接地ＧＮＤとの間に接続されているトランジスタＱ８はスイッチオンされ且つバイポーラトランジスタＱ４内を流れる電流を接地へ向けさせる。
【００３０】
信号Ｖｓが負となると（Ｑ１がスイッチオンされることに起因して共振回路の寄生電流振動がある）、比較器ＣＯ１の出力は低となり、ポートＮＡＮＤ１の入力は両方共高であり、従って、その出力は低となる。トランジスタＱ８はスイッチオフされ且つトランジスタＱ４からミラー動作された電流はダイオードＤ１０を介してコンデンサＣｔ上にそらされる。一方、フリップフロップＦＦ１の出力Ｑ＿（Ｑの上にオーバーラインを付けた記号と同じ意味）は低であり、前記信号Ｑ＿を受け取るポートＮＡＮＤ２の出力及び比較器ＣＯ１の出力は両方共高であり、その場合に、トランジスタＱ５−Ｑ６の共通ベース端子と接地ＧＮＤとの間に接続されているトランジスタＱ７はスイッチオンされ且つカレントミラーＱ５−Ｑ６をスイッチオフのままに維持する。トランジスタＱ４からの電流ＩｃはコンデンサＣｔを充電し且つその上において勾配Ｉｃ／Ｃｔの上昇電圧ランプが観察される。この様なランプは、該共振回路の電流が負である時刻Ｔｓｔａｒｔから発生され、その符号は該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである（ハーフブリッジのトランジスタＱ２がスイッチオンされる場合には負のまま）。
【００３１】
コンデンサＣｔ上の電圧が時刻Ｔ１において基準電圧Ｖｐに到達するや否や、手段１０２に属しており且つコンデンサＣｔの端部における電圧Ｖｃを基準電圧Ｖｐと比較すべく適合されている比較器ＣＯ３はＳＲフリップフロップＦＦ１をリセットし、その出力Ｑはゼロとなる。このことは、該ハーフブリッジをスイッチさせ、出力ＬＳＧＤはすぐさまゼロとなり、且つ、ポートＡＮＤ２と共にＭＦ１によって発生される遅延Ｔｄ１の後に、ポートＡＮＤ２の出力ＨＳＧＤは高となり、且つハーフブリッジのトランジスタＱ１はスイッチオンされる。ポートＮＡＮＤ１の出力は強制的に高とされ且つトランジスタＱ８はスイッチオンされ、トランジスタＱ４を介して流れる電流は接地ＧＮＤへ向かって送給され、且つコンデンサＣｔの電荷ランプはカットオフされる。逆極性とされたダイオードＤ１０はコンデンサＣｔを分離させ、従って、それがトランジスタＱ８を介して放電することを阻止する。これまでのところ、カレントミラーＱ５−Ｑ６はスイッチオフされている。しかしながら、ポートＮＡＮＤ２の入力において、信号Ｑ＿が高となり、その場合に、前記ポートの出力は比較器ＣＯ１の状態に依存する。該ハーフブリッジのトランジスタＱ２の導通期間に起因して、該電流は、ハーフブリッジが負にスイッチされる場合に、負であり、その場合に、比較器ＣＯ１の出力は未だに低であり、ポートＮＡＮＤ２の出力は高であり、トランジスタＱ７はスイッチオンされ且つカレントミラーＱ５−Ｑ６はスイッチオフされ、従って、コンデンサＣｔ上の電流はゼロであり且つその電圧はほぼ値Ｖｐに一定のまま留まる。然しながら、スイッチングに起因して、該共振回路へ今印加される電圧は正であり、その場合に、短時間の後に、該共振回路の電流及び電圧Ｖｓは正となる。ＣＯ１の出力は高となり、両方の入力が高であるＮＡＮＤ２の出力は低となり、カレントミラーＱ５−Ｑ６はスイッチオンしてコンデンサＣｔを放電させることによりそれからＩｃに等しい電流を取り出す。勾配−Ｉｃ／Ｃｔの下降電圧ランプがその上で観察される。この様なランプは、該共振回路の電流が正であり且つその符号が該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである時刻から発生される（ハーフブリッジのＭＯＳＦＥＴＱ１がスイッチオンされる場合に正）。
【００３２】
この放電はコンデンサＣｔ上の電圧Ｖｃが値Ｖｖに到達するまで進行し、その時に比較器ＣＯ２はＳＲフリップフロップＦＦ１を再度セットし、その出力Ｑを高とさせ尚且つカレントミラーＱ５−Ｑ６をスイッチオフし且つコンデンサＣｔの放電を停止させる。ポートＮＡＮＤ１の出力は未だに高である。該共振回路の電流は未だに正であり且つ比較器ＣＯ１の出力は高であるから、トランジスタＱ８はスイッチオンされ且つダイオードＤ１０は逆極性とされる。従って、コンデンサＣｔ上の電流はゼロであり且つその電圧はほぼＶｖにおいて一定のままである。
【００３３】
然しながら、スイッチングに起因して、該共振回路に現在印加される電圧は負であり、その場合に、短い時間の後に、該共振回路の電流及び電圧Ｖｓも負となる。比較器ＣＯ１の出力は低となり、従って、ＮＡＮＤ１のそれもそうであり、トランジスタＱ８はスイッチオフされ且つトランジスタＱ４上を流れる電流は再度コンデンサＣｔを充電し、従って新たなスイッチングサイクルを開始させる。該共振回路の電流が負である、即ちその符号が該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである（ハーフブリッジのＭＯＳＦＥＴＱ２がスイッチオンされる時に負）、時から充電ランプが発生される。ポートＡＮＤ１及びＡＮＤ２は手段１０３に属している。
【００３４】
コンデンサＣｔの電荷を記述する式は、スイッチング半周期において、コンデンサＣｔ上の波形の下流側電圧をＶｖ（例えば、１Ｖに等しい）とし且つ前記波形のピーク電圧をＶｐ（例えば、４Ｖに等しい）とすることにより、以下の如くに書くことが可能である。
【００３５】
【数１】
2011083186.tif 000003
【００３６】
尚、ＴｓｗはトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング時間周期である。
【００３７】
それから次式が導かれる。
【００３８】
【数２】
2011083186.tif 000004
【００３９】
従って、フィードバック電流Ｉｃが該共振回路の電流のゼロ交差間の時間距離と該ハーフブリッジの次続のスイッチングを制御する。該ハーフブリッジの共振電流と電圧との間の位相角度をΦとすると、該制御が角度π−Φに影響を与え、従って時間Ｔｃ＝Ｔｓｗ／２−Ｔｄを決定することが明らかである。一方、明らかな如く、次式を書くことが可能である。
【００４０】
【数３】
2011083186.tif 000005
【００４１】
【数４】
2011083186.tif 000006
【００４２】
尚、Ｑｔ＝（Ｖｐ−Ｖｃ）Ｃｔは各サイクルにおいてコンデンサＣｔへ供給され且つそれから除去される電荷である。即ち、該ハーフブリッジのスイッチング周期のスケールとして、該制御は該位相（又はπに対するその補元）に対して比例するものではなく、その逆数に比例する。図５は、電圧Ｖｓ，Ｖｃ、比較器ＣＯ１の出力における電圧Ｖｃｏｌ、及び信号ＨＳＧＤ及びＬＳＧＤのタイムチャートを示している。
【００４３】
図６は、本発明の第２実施例に基づく共振コンバータに対する制御装置の概略図であり、図４に示した装置と同一の要素には同一の参照番号を付してある。制御電流Ｉｃ（負フィードバック出力電圧の制御ループによって変調される）が非反転端子上に基準電圧Ｖｒｅｆを有するオペアンプＯＡ１の反転端子へ接続されている外部ピンから取られ、オペアンプＯＡ１の出力はバイポーラトランジスタＱ１０を制御して、電流Ｉｃが電源電圧Ｖｄｄへ接続されているバイポーラトランジスタＱ２０−Ｑ３０からなるカレントミラーへ向けて送給することを可能とする。カレントミラーＱ２０−Ｑ３０がスイッチオンされると、即ちバイポーラトランジスタＱ５０がそのコレクタ端子とエミッタ端子とを電源電圧ＶｄｄとトランジスタＱ２０及びＱ３０のベース端子との間に結合させると、それは外部コンデンサＣｔへ向けて電流Ｉｃをミラー動作し、該外部コンデンサＣｔが充電されることを可能とさせ、それがスイッチオンされると、トランジスタＱ４０はコンデンサＣｔを接地ＧＮＤへ向けて迅速に放電させ、一方、カレントミラーＱ２０−Ｑ３０をスイッチオフさせて全体的な電流消費を減少させる。この最後の作業は該回路の動作に基本的なことではない。トランジスタＱ１０，カレントミラーＱ２０−Ｑ３０及びトランジスタＱ４０を具備するオペアンプＯＡ１は手段１０４に属している。
【００４４】
最後に、外部コンデンサＣｔ上の電圧Ｖｃはゼロである。初期化回路５０はフリップフロップＦＦ１の入力Ｊ及びＫを、夫々、０及び１にセットし、従ってその出力Ｑは低であり（従って、その相補的出力Ｑ＿は高である）、次いでそれはＪ＝Ｋ＝１にセットする。それにより、今から、フリップフロップＦＦ１は、手段１０２に属しており、コンデンサＣｔの端部における電圧Ｖｃを基準電圧Ｖｐと比較すべく適合されている比較器Ｃ３からその非同期入力へ印加される正のエッジ（端部）ごとにトグルとして作用する。Ｑ＿が高へアサートされるので、ポートＡＮＤ１と共に、入力においてフリップフロップＦＦ１の出力Ｑを有するモノステーブル装置ＭＦ１によって形成されるＴｄ１の遅延の後に、出力ＬＳＧＤは高となり且つハーフブリッジ２００のトランジスタＱ２はスイッチオンされる。手段１０１に属する比較器ＣＯ１の出力が最初に高であると、入力において比較器ＣＯ１の出力とフリップフロップＦＦ１の出力Ｑとを受け取る排他的ＯＲポートＸＯＲ１の出力は高であり、２個の抵抗Ｒ１及びＲ２の直列回路によって電源電圧Ｖｄｄと接地ＧＮＤとの間に接続されているバイポーラトランジスタＱ４０はスイッチオンされ、且つ２個の抵抗Ｒ１及びＲ２の共通端子へ接続されているベース端子を具備しているトランジスタＱ５０もスイッチオンされ、従ってカレントミラーＱ２０−Ｑ３０はスイッチオフされ且つコンデンサＣｔは充電されることは無い。
【００４５】
信号Ｖｓが負となると（Ｑ１がスイッチオンされることに起因して該共振回路の寄生電流振動がある）、比較器ＣＯ１の出力は低となり、ポートＸＯＲ１の入力は両方共高であり、従ってその出力は低となる。トランジスタＱ４０がスイッチオフされ、トランジスタＱ５０がスイッチオフされ且つカレントミラーＱ２０−Ｑ３０がスイッチオンされ、従ってトランジスタＱ３０を介して流れる電流がコンデンサＣｔを充電し且つ勾配Ｉｃ／Ｃｔの上昇電圧ランプがその上に観察される。この様なランプは、該共振回路の電流が負である時、即ちその符号が該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである（該ハーフブリッジのトランジスタＱ２がスイッチオンされる時に負）時から発生される。
【００４６】
比較器Ｃｔ上の電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｐに到達するや否や、比較器ＣＯ３の出力は高となり、従ってフリップフロップＦＦ１の出力のステータスが反転され、該フリップフロップの出力Ｑは１となる（及びＱ＿はゼロとなる）。このことは、該ハーフブリッジをスイッチさせ、出力ＬＳＧＤはすぐさまゼロとなり、且つ、ポートＡＮＤ２と共にモノステーブル装置ＭＦ１によって発生される遅延Ｔｄ１の後に、出力ＨＳＧＤは高となり、且つハーフブリッジ２００のトランジスタＱ１はスイッチオンされる。信号Ｖｓは未だに負であり、その場合に、比較器ＣＯ１の出力は低であり且つポートＸＯＲ１の出力は高へ強制され、従ってトランジスタＱ４０はスイッチオンされ、従ってコンデンサＣｔを迅速にゼロへ放電する。同時に、トランジスタＱ４０はトランジスタＱ５０もスイッチオンさせ、トランジスタＱ５０はカレントミラーＱ２０−Ｑ３０をスイッチオフさせる。この状態は、電圧Ｖｓが負のままである限り、維持される。
【００４７】
然しながら、スイッチングに起因して、該共振回路へ今印加される電圧は正であり、その場合に、短い時間の後に、該共振回路の電流も正となり電圧Ｖｓも同じである。比較器ＣＯ１の出力は高となり、両方の入力が高であるポートＸＯＲ１の出力は低となり、トランジスタＱ４０及びＱ５０はスイッチオフし且つカレントミラーＱ２０−Ｑ３０はスイッチオンし、従ってコンデンサＣｔを電流Ｉｃで充電する。勾配Ｉｃ／Ｃｔの上昇電圧ランプがその上で観察される。この様なランプは、該共振回路の電流が正である時、即ちその符号が該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである（該ハーフブリッジのトランジスタＱ１がスイッチオンされる時に正）時、から発生される。
【００４８】
この放電はコンデンサＣｔ上の電圧が再度値Ｖｐに到達し且つＣＯ３の出力が高となるまで進行し、従ってＦＦ１の出力のステータスを反転させ、ＦＦ１の出力Ｑはゼロとなる（且つＱ＿は１となる）。このことは、該ハーフブリッジをスイッチさせ、出力ＨＳＧＤはすぐさまゼロとなり、且つ、ポートＡＮＤ１と共にＭＦ１によって発生される遅延Ｔｄの後に、出力ＬＳＧＤは高となり、且つ該ハーフブリッジのトランジスタＱ２はスイッチオンされる。電圧信号Ｖｓは未だに正であり、その場合に、ＣＯ１の出力は高であり且つポートＸＯＲ１の出力は高へ強制され、従ってトランジスタＱ４０はスイッチオンされ、従ってコンデンサＣｔを迅速にゼロへ放電させる。同時に、トランジスタＱ４０はトランジスタＱ５０をスイッチオンさせ、トランジスタＱ５０はカレントミラーＱ２０−Ｑ３０をスイッチオフさせる。この状態は、値Ｖｓが正に留まる限り、維持される。
【００４９】
然しながら、スイッチングに起因して、該共振回路に今印加されている電圧は負であり、その場合に、短い時間の後に、該共振回路の電流は負となり、電圧Ｖｓも同じである。比較器ＣＯ１の出力は低となり、従って、ポートＮＡＮＤ１の出力もそうであり、トランジスタＱ４０はスイッチオフされ且つトランジスタＱ３０上を流れる電流は再度コンデンサＣｔを充電し、従って、新たなスイッチングサイクルを開始させる。再度、電荷ランプが、該共振回路の電流が負である時、即ちその符号が該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである（該ハーフブリッジのトランジスタＱ２がスイッチオンされる場合に負）時、から発生される。
【００５０】
この場合であっても、フィードバック電流Ｉｃは、該共振回路の電流のゼロ交差間の時間距離及び該ハーフブリッジの次のスイッチングを制御する。この回路の動作を記述する式は図４の回路に対して与えたものと全く同じである。
【００５１】
図７は、電圧Ｖｓ，Ｖｃ、比較器ＣＯ１の出力上の電圧Ｖｃｏ１、及び信号ＨＳＧＤ及びＬＳＧＤのタイムチャートを示している。
【００５２】
図８は、本発明の第３実施例に基く制御装置１００を具備する共振コンバータを示しており、同様の参照番号は前の実施例における同様の要素に対して使用されている。制御装置１００は該共振コンバータのスイッチング回路２００を制御し、スイッチング回路２００は、入力電圧Ｖｉｎと好適には接地ＧＮＤである基準電圧との間に接続されている少なくとも第１Ｑ１及び第２Ｑ２トランジスタからなる少なくとも１個のハーフブリッジを有している。ハーフブリッジ２００は、入力電圧Ｖｉｎに対応する高電圧から、基準電圧ＧＮＤに対応する低電圧へにわたる範囲の周期的な方形波電圧を発生すべく適合されており、ハーフブリッジ２００は、好適には、コンデンサＣｒと一次側１１及びセンタータップ二次側１２を具備している変圧器１０の直列回路を有している共振回路３００を駆動する。変圧器１０のセンタータップ二次側１２の２個の巻線はダイオードＤ１及びＤ２のアノードへ接続されており、それらダイオードのカソードは両方共コンデンサＣｏｕｔと抵抗Ｒｏｕｔとの並列回路へ接続されており、該共振コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは前記並列回路の端部に存在しており、一方出力電流Ｉｏｕｔは前記並列回路内を流れる。
【００５３】
制御装置１００は、該制御装置外部のコンデンサＣｔを放電する時間周期に従ってハーフブリッジ２００を制御すべく適合されており、制御装置１００は通常シリコンチップ内に集積化される。制御装置１００は、トランジスタＱ１及びＱ２のスイッチングオン及びオフを交互に制御し、制御装置１００は、外部コンデンサＣｔを充電する時間周期Ｔｃに従って、トランジスタＱ１又はトランジスタＱ２のスイッチングオン及びトランジスタＱ２又はトランジスタＱ１のスイッチングオフを夫々制御する。
【００５４】
制御装置１００は、該共振回路内を流れる電流を表す信号Ｖｓ、特に変圧器１０の一次側と接地ＧＮＤとの間に配置されている抵抗Ｒｓ上の電圧信号、のゼロ値を交差する前記コンデンサＣｔを充電する時間周期Ｔｃの開始時刻Ｔｓｔａｒｔを同期すべく適合されている回路手段１０１を有している。装置１００は、更に、スイッチング周期Ｔｓｗの期間に比例する値を持っている電圧Ｖｐｐを発生すべく適合されている手段１０５、及び好適にはＧＮＤである基準電圧と電圧Ｖｐｐとの間のコンデンサＣｔを充電及び放電すべく適合されている手段１０２，１０４を有している。
【００５５】
制御装置１００は、コンデンサＣｔを充電又は放電する時間期間の終わりにおいてハーフブリッジの第１Ｑ１及び第２Ｑ２トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されている手段１０２，１０３を有している。手段１０３は、特に、時刻Ｔ１において該ハーフブリッジの第１Ｑ１又は第２Ｑ２トランジスタのスイッチングオフを制御すべく適合されており、その場合に、前記コンデンサの端部における電圧は前記電圧Ｖｐｐに到達している。手段１０３は、好適には、外部コンデンサＣｔを充電する時間期間Ｔｃの終わりにおいてトランジスタＱ１のスイッチングオフを、且つスイッチングサイクルＴｓｗにおける該外部コンデンサＣｔを充電する次の時間期間ＴｃにおいてトランジスタＱ２のスイッチングオフを制御すべく適合されている。手段１０３は信号ＨＳＧＤ及びＬＳＧＤによってトランジスタＱ１及びＱ２を駆動する。
【００５６】
出力電圧Ｖｏｕｔ又は出力電流Ｉｏｕｔを表す信号Ｉｃは、好適には、例えば、光カップラーなどの分離型カップラー４００によって装置１００上を担持され、前記電流信号Ｉｃは、好適には、回路手段１０４からコンデンサＣｔを充電するか又は放電するために直接的に又は間接的に使用される。
【００５７】
図９は、本発明の第３実施例に基く共振コンバータ用の制御装置のより詳細な概略図である。説明の便宜上、全てのカレントミラーは、ミラー比が１であると仮定する。制御電流Ｉｃ（負のフィードバック出力電圧の制御ループによって変調される）が、非反転端子上に基準電圧Ｖｒｅｆを有しているオペアンプＯＡ１の反転端子へ接続されている外部ピンから取られ、オペランプＯＡ１の出力はバイポーラトランジスタＱ１０を制御して電流Ｉｃを電源電圧Ｖｄｄへ接続されているバイポーラトランジスタＱ２０−Ｑ３０から構成されるカレントミラーへ向けて送給することを可能とさせる。カレントミラーＱ２０−Ｑ３０がオンである場合、即ちコレクタ端子とエミッタ端子とを電源電圧ＶｄｄとトランジスタＱ２０及びＱ３０のベース端子間に結合しているバイポーラトランジスタＱ５０がオフである場合に、それは外部コンデンサＣｔへ向けて電流Ｉｃをミラー動作し、従ってコンデンサＣｔを充電させることを可能とし、トランジスタＱ４０がオンである場合に、それはコンデンサＣｔを接地ＧＮＤへ向けて迅速に放電させることを可能とし、一方カレントミラーＱ２０−Ｑ３０をスイッチングオフして全体的な電流消費を減少させる。この最後の作業は本回路の動作にとって基本的なものではない。トランジスタＱ１０，カレントミラーＱ２０−Ｑ３０、及びトランジスタＱ４０を具備するオペアンプＯＡ１は手段１０４へ属している。
【００５８】
最初に、外部コンデンサＣｔ上の電圧はゼロである。初期化回路５０は、フリップフロップＦＦ１の入力Ｊ及びＫを、夫々、０及び１にセットし、従ってその出力Ｑは低である（従って、その相補的出力Ｑ＿は高である）、従ってＪ＝Ｋ＝１にセットされる。それにより、以後は、フリップフロップＦＦ１が、手段１０２に属しており、コンデンサＣの端部における電圧Ｖｃを電圧Ｖｐｐと比較すべく適合されている比較器ＣＯ３によってその非同期入力へ印加される全ての正のエッジ（端部）においてトグルとして動作する。Ｑ＿が高となるので、ポートＡＮＤ１と共に、フリップフロップＦＦ１の出力Ｑを入力において有するモノステーブル装置ＭＦ１によって形成されるＴｄ１に等しい遅延の後に、出力ＬＳＧＤは高となり且つハーフブリッジ２００のトランジスタＱ２はスイッチオンされる。手段１０１に属する比較器ＣＯ１の出力が最初に高であると、入力において比較器ＣＯ１の出力とフリップフロップＦＦ１の出力とを受け取る排他的ＯＲポートＸ−ＯＲ１の出力は高であり、２個の抵抗Ｒ１及びＲ２の直列回路により電源電圧Ｖｄｄと接地ＧＮＤとの間に接続されているバイポーラトランジスタＱ４０はスイッチオンされ且つベース端子を２個の抵抗Ｒ１及びＲ２の共通端子へ接続しているトランジスタＱ５０もスイッチオンされ、従って、カレントミラーＱ２０−Ｑ３０はスイッチオフされ且つコンデンサＣｔは充電されることはない。
【００５９】
信号Ｖｓが負となると（Ｑ１がスイッチオンされることに起因して該共振回路の寄生電流振動がある）、比較器ＣＯ１の出力は低となり、ポートＸＯＲ１の入力は両方共高となり、従って、その出力は低となる。トランジスタＱ４０はスイッチオフされ、トランジスタＱ５０もスイッチオフされ、且つカレントミラーＱ２０−Ｑ３０はスイッチオンされ、従ってトランジスタＱ３０を介して流れる電流はコンデンサＣｔを充電し、且つ勾配Ｉｃ／Ｃｔの上昇電圧ランプがその上で観察される。この様なランプは、該共振回路の電流が負である時、即ちその符号が該共振回路自身に印加される電圧のものと同じである場合（該ハーフブリッジのトランジスタＱ２がスイッチオンされる時に負）、から発生される。
【００６０】
コンデンサＣｔ上の電圧Ｖｃが電圧Ｖｐｐに到達するや否や、比較器ＣＯ３の出力は高となり、従ってフリップフロップＦＦ１の出力のステータスを反転させ、その出力Ｑは１となる（且つＱ＿はゼロとなる）。このことは、該ハーフブリッジをスイッチさせ、出力ＬＳＧＤは直ぐにゼロとなり、且つ、ポートＡＮＤ２と共にモノステーブル装置ＭＦ１によって発生される遅延Ｔｄ１の後に、出力ＨＳＧＤは高となり、且つハーフブリッジ２００のトランジスタＱ１はスイッチオンされる。信号Ｖｓは未だに負であり、その場合に、比較器ＣＯ１の出力は低であり且つポートＸＯＲ１の出力は高へ強制され、従ってトランジスタＱ４０はスイッチオンされ、従ってコンデンサＣｔを迅速にゼロへ放電する。同時に、トランジスタＱ４０もトランジスタＱ５０をスイッチオンさせ、且つトランジスタＱ５０はカレントミラーＱ２０−Ｑ３０をスイッチオフさせる。この状態は、電圧Ｖｓが負に留まる限り、維持される。
【００６１】
然しながら、スイッチングに起因して、該共振回路に今印加される電圧は正であり、それにより、短い時間の後に、該共振回路の電流も正となり且つ電圧Ｖｓもそうである。比較器ＣＯ１の出力は高となり、両方の入力が高であるポートＸＯＲ１の出力は低となり、トランジスタＱ４０及びＱ５０はスイッチオフし且つカレントミラーＱ２０−Ｑ３０はスイッチオンし、従って、コンデンサＣｔを電流Ｉｃで充電する。勾配Ｉｃ／Ｃｔの上昇電圧ランプがその上で観察される。この様なランプは、該共振回路の電流が正である時、即ちその符号が該共振回路自身へ印加される電圧のものと同じである場合（該ハーフブリッジのトランジスタＱ１がスイッチオンされる場合に正）、から発生される。
【００６２】
その充電は、コンデンサＣｔ上の電圧が再度Ｖｐｐに到達するまで進行し、且つＣＯ３の出力は高となり、従ってＦＦ１の出力のステータスを反転させ、その出力Ｑはゼロとなる（且つＱ＿は１となる）。このことは、該ハーフブリッジをスイッチさせ、出力ＨＳＧＤは直ぐにゼロとなり、且つ、ポートＡＮＤ１と共にＭＦ１によって発生される遅延Ｔｄの後に、出力ＬＳＧＤは高となり、且つ該ハーフブリッジのトランジスタＱ２はスイッチオンされる。電圧信号Ｖｓは未だに正であり、その場合に、ＣＯ１の出力は高であり且つポートＸＯＲ１の出力は高へ強制され、従ってトランジスタＱ４０はスイッチオンされ、従ってコンデンサＣｔを迅速にゼロへ放電させる。同時に、トランジスタＱ４０はトランジスタＱ５０をスイッチオンさせ、トランジスタＱ５０はカレントミラーＱ２０−Ｑ３０をスイッチオフさせる。この状態は、電圧Ｖｓが正に留まる限り、維持される。
【００６３】
然しながら、スイッチングに起因して、該共振回路へ今印加されている電圧は負であり、その場合に、短い時間の後に、該共振回路の電流も負となり且つ電圧Ｖｓもそうである。比較器ＣＯ１の出力は低となり、従ってポートＸＯＲ１の出力もそうであり、トランジスタＱ４０はスイッチオフされ且つトランジスタＱ３０上を流れる電流は再度コンデンサＣｔを充電し、従って新たなスイッチングサイクルを開始させる。再度、充電用ランプが、該共振回路の電流が負である時、即ちその符号が該共振回路自身に印加される電圧のものと同じである場合（該ハーフブリッジのトランジスタＱ２がスイッチオンされる場合に負）、から発生される。ポートＡＮＤ１及びＡＮＤ２は手段１０３に属している。
【００６４】
この場合においても、フィードバック電流Ｉｃが該共振回路の電流のゼロ交差間の時間距離及び該ハーフブリッジのそれに続くスイッチングを制御する。
【００６５】
電圧Ｖｐｐは、スイッチング周期Ｔｓｗに対して信号Ｖｐｐを比例的に発生すべく適合されている手段１０５によって発生される。
【００６６】
手段１０５は、オペアンプＯＡ２を有しており、その非反転端子上に基準電圧Ｖｒｅｆを有しており一方その反転端子は外部抵抗Ｒｔに接続されている外部ピンへ接続されており、且つそれから電流Ｉｍ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｔが取られ、オペアンプＯＡ２の出力がデュアルポールトランジスタＱ９０を制御し、電流Ｉｍが、電源電圧Ｖｄｄへ接続されており且つトランジスタＱ７０のコレクタ端子と接地ＧＮＤとの間に接続されているコンデンサＣｈへ向けてミラー比ｈで電流Ｉｍをミラー動作すべく適合されているバイポーラトランジスタＱ８０−Ｑ７０からなるカレントミラーへ向けて送給させることを可能とし、従って、コレクタ及びエミッタがコンデンサＣｈの端子へ接続されているバイポーラトランジスタＱ６０がスイッチオフされる場合に、コンデンサＣｈが充電されることを可能とさせる。トランジスタＱ６０のベース端子はフリップフロップＦＦ１から出力される信号Ｑ＿によって制御され、そのことは、フリップフロップＦＦ１の出力Ｑ＿が低である場合に、即ち基本的にはスイッチング周期Ｔｓｗの最初の半分に対応している、信号ＬＳＧＤが低である時と信号ＨＳＧＤが低である時との間の時間全体にわたり、発生する。前記電流ｈ・Ｉｍは、トランジスタＱ６０がスイッチオンされる場合に、接地へ向かって逸らされ、そのことは、フリップフロップＦＦ１の出力Ｑ＿が高である場合、即ち、基本的にはスイッチング周期Ｔｓｗの後の半分に対応する、信号ＨＳＧＤが低となる時と信号ＬＳＧＤが低となる時との間の時間の全てにわたり、発生する。
【００６７】
従って、スイッチングサイクルの半分の期間中における電圧ランプは、コンデンサＣｈ上において観察され、その場合に、信号ＨＳＧＤは高であり（及びＱ６０はオフであり）、一方該電圧は該スイッチングサイクルの残りの半分においては実質的にヌルのままであり、その場合に信号ＬＳＧＤは高である（且つＱ６０はオンである）。
【００６８】
手段１０５はサンプラー５００を有しており、その制御入力は正のエッジに応答するものであり、信号Ｑ＿によって駆動され且つコンデンサＣｈ上の電圧をサンプルすべく適合されている。
【００６９】
図１０を参照すると、電圧Ｖｓ，Ｖｃ、比較器ＣＯ１の出力上の電圧Ｖｃｏｌ、信号ＨＳＧＤ及びＬＳＧＤ、電圧Ｖｐｐ、及び比較器Ｃｈの端部における電圧Ｖｃｈのタイムチャートが示されており、トランジスタＱ６０がオフである場合のスイッチング半周期におけるコンデンサＣｔ上の電圧は次式で表される。
【００７０】
【数５】
2011083186.tif 000007
【００７１】
且つ、そのピーク値はスイッチング半サイクルＴｓｗ／２の終わりに到達し、信号Ｑ＿が高となる場合に、次式が得られる。
【００７２】
【数６】
2011083186.tif 000008
【００７３】
その同じ時に、サンプラー５００はコンデンサＣｈ上の電圧をサンプルする。従って、次式となる。
【００７４】
【数７】
2011083186.tif 000009
【００７５】
従って、電圧Ｖｐｐはスイッチング周期Ｔｓｗに比例する連続的なレベルである。
【００７６】
注意すべきであるが、コンデンサＣｈを放電させるトランジスタＱ６は、誤差を回避するために、サンプリング時刻に関してブロックＤｅｌａｙ（遅延）によって与えられる短い遅延Ｔｄでスイッチオンされる。
【００７７】
更に注意すべきことであるが、上述したシステムは、実際に、スイッチング半周期の期間を測定し、且つ前記値は次の半周期においても使用される。上述した回路に対する修正は、全スイッチングサイクル又は各半サイクルを測定する場合に、当業者に自明であり、従って詳細な説明は割愛する。各スイッチング半周期においてコンデンサＣｔの電荷を記述する式は、再度図１０におけるタイムチャートを参照すると、以下の如くに記述することが可能である。
【００７８】
【数８】
2011083186.tif 000010
【００７９】
上の式から次式が導かれ、
【００８０】
【数９】
2011083186.tif 000011
【００８１】
且つそれをＩｃについて解き且つ前の式を使用して、以下のように記載することが可能である。
【００８２】
【数１０】
2011083186.tif 000012
【００８３】
該共振電流と該ハーフブリッジの電圧（図１０に示される如く、電流は電圧に関して遅れているので正）との間の位相角をΦで示すと、以下の如くに書くことが可能である。
【００８４】
【数１１】
2011083186.tif 000013
【００８５】
尚、
【００８６】
【数１２】
2011083186.tif 000014
【００８７】
上記式は、制御は位相（又はπに対するその補元）に比例するものではなく、１／（１−Φ／π）に比例するものであることを示している。
【００８８】
該式を介し且つ抵抗を使用して容易に行うことが可能な電流Ｉｃの可変範囲を制限することによって、Φの範囲が制限される。０と９０°（０とπ／２ｒａｄ）の間の範囲の位相、即ち電流Ｉｃの極限値間の比は２であることが容易に検証される。
【００８９】
シリコン集積回路上の構成において、ミラー係数ｈ及びｋは、好適には、互いにあまりに異なるものであるように選択されるべきものではなく、多分等しいものであり、それにより、それらの個々の値がかなりの静的分散を有しているものであるが、「マッチング」技術を使用して、それらの比は非常に小さな静的分散を有している。コンデンサＣｔ及びＣｈについても同じであり、それらは互いに等しいものとして選択することが可能である。電圧基準の正確度も高く且つ低トリランス抵抗は容易に見つけられ且つコスト効果的であるので、制御値と最後の式によって表されるΦとの間のリンクは高い程度の正確度を有している。
【００９０】
本発明の第３実施例の共振コンバータ用の制御装置により、制御の強度を改善するために、コンバータの動作限界を該共振回路のパラメータの分散とは独立的に設定することが可能である。
【符号の説明】
【００９１】
１００：制御装置
１０１，１０２，１０３：手段
２００：スイッチング回路（ハーフブリッジ）
３００：共振回路
４００：分離型カップラー
【図１】
2011083186.tif 000015
【図２】
2011083186.tif 000016
【図３】
2011083186.tif 000017
【図４】
2011083186.tif 000018
【図５】
2011083186.tif 000019
【図６】
2011083186.tif 000020
【図７】
2011083186.tif 000021
【図８】
2011083186.tif 000022
【図９】
2011083186.tif 000023
【図１０】
2011083186.tif 000024