(57)【要約】【課題】直流高電圧発生装置を小型化し、経済化を図ることができる直流高電圧発生装置を提供することを目的とする。【解決手段】直流電源電圧を高周波交流電圧に変換する半導体スイッチを用いたインバータ回路と、上記インバータ回路の高周波交流電圧を昇圧変換するトランスと、上記トランスの漏れインダクタンスまたは上記１次巻線または上記２次巻線に直列接続されるインダクタンスからなる共振インダクタと、上記２次巻線に接続される交流アームと直流アームとの２列のコンデンサとこの交流アームと直流アームとの間に跨って接続されている複数個のダイオードからなるコッククロフト・ウオルトン回路とを具備する直流高電圧発生装置において、上記共振インダクタと、上記コッククロフト・ウオルトン回路の交流アームの初段コンデンサとを、上記インバータ回路の変換周波数よりも高い周波数で直列共振させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源電圧を高周波交流電圧に変換する半導体スイッチを用いたインバータ回路と、上記インバータ回路の高周波交流電圧を昇圧変換し、１次巻線と２次巻線とを備えるトランスと、上記トランスの漏れインダクタンスまたは上記１次巻線または上記２次巻線に直列接続されるインダクタンスからなる共振インダクタと、上記２次巻線に接続される交流アームと直流アームとの２列のコンデンサとこの交流アームと直流アームとの間に跨って接続されている複数個のダイオードからなるコッククロフト・ウオルトン回路とを具備する直流高電圧発生装置において、
上記共振インダクタと、上記コッククロフト・ウオルトン回路の交流アームの初段コンデンサとを、上記インバータ回路の変換周波数より高いも周波数で直列共振させることによって、上記コッククロフト・ウオルトン回路の出力に直流高電圧を発生することを特徴とする直流高電圧発生装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記コッククロフト・ウオルトン回路が、互いに逆極性の２組のコッククロフト・ウオルトン回路が並列接続されている回路によって構成され、上記２組のコッククロフト・ウオルトン回路の並列接続点が、上記トランスの２次巻線に接続され、上記共振インダクタと、上記２組のコッククロフト・ウオルトン回路の初段コンデンサの並列容量とを直列共振させることによって、上記互いに逆極性の２組のコッククロフト・ウオルトン回路の出力端子間から、合成出力電圧を発生させることを特徴とする直流高電圧発生装置。
【請求項３】
請求項１において、
上記共振インダクタと上記コッククロフト・ウオルトン回路の交流アームのコンデンサとの直列共振周波数よりも低い周波数領域で、上記インバータ回路の変換周波数を、制御することによって、上記コッククロフト・ウオルトン回路の出力直流高電圧を制御することを特徴とする直流高電圧発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｘ線電源、ＣＴ電源等の直流高電圧発生回路に用いるコッククロフト・ウオルトン回路（以下、「ＣＷ回路」という）を、インダクタンスとコンデンサとの直列共振作用を利用した直列共振型インバータで駆動する直流高電圧発生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直列共振型コンバータでＣＷ回路（コッククロフト・ウオルトン回路）を駆動する回路が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
図６は、直列共振型コンバータでＣＷ回路を駆動する従来の回路を簡略化した直流高電圧発生装置３００を示す回路である。
【０００４】
従来の直流高電圧発生装置３００は、Ｘ線電源、ＣＴ電源等の直流高電圧発生回路に用いる直流高電圧発生装置として、整流器等の直流電源と、この直流電圧を高周波に変換する直列共振型インバータと、高圧トランス、ＣＷ回路とを組み合わせた装置である。
【０００５】
従来の直流高電圧発生装置３００は、直流電源１と、直流電源１の電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換するブリッジインバータ回路２０とを有する。ブリッジインバータ回路２０の交流出力端子に、共振インダクタ３０と、共振コンデンサＣｒと、高周波高圧用のトランス４０の１次巻線４１とが直列接続されている。この共振インダクタ３０は、トランス４０の漏れインダクタンスである場合もある。
【０００６】
トランス４０の２次巻線４２には、ＣＷ回路７０の入力端子Ｔ１、Ｔ２が接続されている。ＣＷ回路７０の高圧側の出力端子Ｔ３と入力端子Ｔ２との間には、Ｘ線管等の負荷５０が接続されている。入力端子Ｔ２は、図６に示すように、安全のために接地される。
【０００７】
ブリッジインバータ回路２０は、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴのようなスイッチング素子１１、１２、１３、１４を、周知のフルブリッジ構成にしたもの等である。
【０００８】
スイッチング素子１１、１２、１３、１４には、ダイオード２１、２２、２３、２４が、互いに逆極性で並列接続されている。なお、ダイオード２１、２２、２３、２４は、スイッチング素子１１、１２、１３、１４のボティダイオードであってもよい。スイッチング素子１１、１２、１３、１４は、図示しない制御回路によって、スイッチング素子１１、１４の組と、スイッチング素子１２、１３の組との交互のスイッチング動作によって、直流電源１の入力電圧Ｅを、単相の高周波交流電圧に変換する。
【０００９】
トランス４０は、１次巻線４１と２次巻線４２とを有する。１次巻線４１に加わる高周波交流電圧を、２次巻線４２に所定の変圧比ｎ、または巻数比ｎ（たとえば５０倍）で、昇圧する。２次巻線４２は、ＣＷ回路７０の入力端子Ｔ１、Ｔ２に接続されている。
【００１０】
ＣＷ回路７０は、高圧出力端子Ｔ３と入力端子Ｔ２（すなわち接地）との間に、直列接続されている２個の直流アームのコンデンサＣ２、Ｃ４と、２個の交流アームのコンデンサＣ１、Ｃ３と、直流アームと交流アームとのコンデンサ間に跨って、千鳥状に接続されているダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とによって構成されている。
【００１１】
ＣＷ回路７０は、初段のＣＷ回路と２段目のＣＷ回路とによって構成されている。上記初段のＣＷ回路は、直流アームのコンデンサＣ２と、交流アームのコンデンサＣ１と、千鳥状のダイオードＤ１、Ｄ２とからなる１組である。上記２段目のＣＷ回路は、直流アームのコンデンサＣ４と、交流アームのコンデンサＣ３と、千鳥状のダイオードＤ３、Ｄ４とからなる１組である。
【００１２】
２段のＣＷ回路７０は、交流入力電圧、すなわちトランス４０の２次巻線電圧の４倍の直流高電圧を発生することができ、段数を変更することによって、さらに高い直流高電圧を発生することができる。
【００１３】
従来の直流高電圧発生装置３００において、直流電源１の入力電圧Ｅを４００Ｖとし、負荷５０に印加される出力直流高電圧Ｖｏを７９ｋＶとし、出力直流電流Ｉｏを１５８ｍＡとし、目標リップル電圧Ｖｒを１ｋＶ以下とし、インバータの変換周波数ｆｓを４０ｋＨｚとする。
【００１４】
これらの条件で、慣用的な方法で、直列共振型コンバータを設計した結果、共振インダクタ３０のインダクタンスは、７μＨであり、共振コンデンサＣｒの容量は、１．８２μＦであり、トランス４０の巻数比ｎは、５０である。
【００１５】
ここで、共振インダクタ３０（７μＨ）と共振コンデンサＣｒ（１．８２μＦ）との直列共振周波数ｆｒは、４４．６ｋＨｚであり、変換周波数ｆｓの４０ｋＨｚよりも１０％ほど高い。
【００１６】
このような従来の直列共振型コンバータ、また後述する本発明の直列共振型コンバータにおいて、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチング損失を減少するために、変換周波数の半周期内にインバータ電流波形が正弦半波波形のように自然にゼロになるＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）を実現するために、共振電流波形の途中で変換周波数ｆｓの半周期Ｔｓが終わり、強制的にターンオフさせないように、直列共振周波数ｆｒを変換周波数ｆｓよりも高くする必要がある。すなわち、直列共振周波数ｆｒの半周期Ｔｒが、変換周波数ｆｓの半周期Ｔｓよりも短いので、変換周波数ｆｓの半周期Ｔｓ内で直列共振電流が自然にゼロになる。
【００１７】
次に、ＣＷ回路７０のコンデンサＣ２、Ｃ３、Ｃ４の容量Ｃは、経験上、次の式（１）で決まる。
【００１８】
Ｃ＝（Ｎ２＋Ｎ）Ｉｏ／２．４（ｆｓ×Ｖｒ）  ……  式（１）
【００１９】
なお、Ｎは、ＣＷ回路７０の段数（２）であり、Ｉｏは、出力電流（０．１６Ａ）であり、ｆｓは、インバータの変換周波数（４０ｋＨｚ）であり、Ｖｒは、目標リップル電圧（１ｋＶ）であるとする。
【００２０】
これらの数値を使用して、容量Ｃを計算すると、Ｃ≒１０ｎＦになる。
【００２１】
図２は、求めた定数によって直流高電圧発生装置を動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。
【００２２】
図２において、Ｖｏ１は、出力電圧であり、Ｉｎ１は、トランス４０の１次巻線電流であり、Ｖｃ１は、ＣＷ回路７０の初段のコンデンサＣ１の電圧波形である。
【００２３】
直列共振周波数ｆｒ（４４．６ｋＨｚ）が、変換周波数ｆｓ（４０ｋＨｚ）よりも高いので、１次巻線電流Ｉｎ１は、ほぼ正弦波になり、スイッチング素子１１〜１４がＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）動作し、スイッチング素子のスイッチング損失を減少することができる。出力電圧Ｖｏ１のリップル電圧も、設計通りほぼ１ｋＶになっている。なお、トランスの１次側励磁インダクタンスＬｏは、代表的な値である５００μＨに設定した。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開２００９−２２５４９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
従来の直流高電圧発生装置３００において、共振インダクタ３０は、トランス４０の漏れインダクタンスを利用する等、構成を簡略化できるが、共振コンデンサＣｒが、大型であり、また、高価であるという問題がある。
【００２６】
つまり、大きなインバータ１次電流が全て、共振コンデンサＣｒに流れるので、リップル電流容量の大きなコンデンサが必要であり、また、共振コンデンサＣｒの最大電圧は、Ｘ線管等の放電時、すなわち出力短絡時に、インバータの変換周波数を急速に低下しなければ、電源電圧の数倍になり、高耐電圧のコンデンサが必要である。したがって、共振コンデンサＣｒが、大型になり、高価な部品になる。
【００２７】
例えば、耐電圧が、直流電源の入力電圧の２倍である８００Ｖ以上であり、リップル電流が、４５Ａｒｍｓである条件を満たすコンデンサを市販製品から選定すると、上記条件を満たすために市販のコンデンサを６並列に接続して使用する必要がある。この場合、総外形が１７０ｍｍ×２３．９ｍｍ×２５．７ｍｍと大きくなり、高価になるという問題がある。さらに、装置全体が大型化するという問題がある。
【００２８】
本発明は、直流高電圧発生装置を小型化し、経済化を図ることができる直流高電圧発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明は、共振インダクタと、コッククロフト・ウオルトン回路の交流アームの初段コンデンサとからなる直列回路を、上記インバータ回路の変換周波数よりも高い周波数で直列共振させることによって、コッククロフト・ウオルトン回路の出力に直流高電圧を発生する直流高電圧発生装置である。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、直流高電圧発生装置を小型化することができ、また、経済化を図ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施例１である直流高電圧発生装置１００を示す図である。
【図２】直流高電圧発生装置１００を、従来の直流高電圧発生装置３００と同一条件で動作させた場合のシミュレーション波形を、従来の直流高電圧発生装置３００の波形に重ねて示す図である。
【図３】直流高電圧発生装置１００において、定格電圧７９ｋＶを維持しながら出力電流を定格の１／２である７９ｍＡとした場合におけるシミュレーション波形を示す図である。
【図４】直流高電圧発生装置１００において、２次巻線の浮遊容量Ｃｆを考慮した実際の高電圧発生装置のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の実施例２である直流高電圧発生装置２００を示す図である。
【図６】直列共振型コンバータでＣＷ回路を駆動する従来の回路を簡略化した直流高電圧発生装置３００を示す回路である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
発明を実施するための形態は、次の実施例である。なお、本発明は、以下に示す実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００３３】
図１は、本発明の実施例１である直流高電圧発生装置１００を示す図である。
【００３４】
直流高電圧発生装置１００の大きな特徴は、図６に示す従来の直流高電圧発生装置３００に設けられているトランス４０の１次巻線４１に直列接続されている共振コンデンサＣｒを削除した点と、共振コンデンサＣｒの作用を、トランス４０の２次巻線４２に直列接続されているＣＷ回路７１の交流アームの初段のコンデンサＣ１ａに受け持たせる点とである。
【００３５】
すなわち、直流高電圧発生装置１００の初段のコンデンサＣ１ａは、ＣＷ回路７１としての昇圧作用と、共振型インバータに必要な共振作用とを兼用する。
【００３６】
以下、共振インダクタ３０とＣＷ回路７１の交流アームの初段のコンデンサＣ１ａとの直列共振を、第１の直列共振という。
【００３７】
直流高電圧発生装置１００は、ブリッジインバータ回路２０と、共振インダクタ３０と、トランス４０と、ＣＷ回路（コッククロフト・ウオルトン回路）７１とを有する。
【００３８】
トランス４０は、１次巻線４１と、２次巻線４２と、２次巻線の浮遊容量Ｃｆとを有する。
【００３９】
ＣＷ回路７１は、初段のコンデンサＣ１ａと、直流アームのコンデンサＣ２と、交流アームのコンデンサＣ３と、直流アームのコンデンサＣ４と、千鳥状のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と、入力端子Ｔ１、Ｔ２と、出力端子Ｔ３とを有する。
【００４０】
そして、共振インダクタ３０と、ＣＷ回路７１の交流アームの初段のコンデンサＣ１aとを、インバータ回路２０の変換周波数より高いも周波数で直列共振させることによって、ＣＷ回路７１の出力に直流高電圧を発生する。
【００４１】
次に、トランス４０の２次側の２次共振コンデンサとしての初段のコンデンサＣ１ａの容量選定について説明する。
【００４２】
まず、従来の直流高電圧発生装置３００における１次側の共振コンデンサＣｒ（１．８２μＦ）を、トランス４０の巻数比ｎを５０として２次側に等価変換すると、７２８ｐＦになるが、従来の直流高電圧発生装置３００と同一出力電圧となるようにトランス４０の巻数比ｎと初段のコンデンサＣ１ａの定数とを微調整し、初段のコンデンサＣ１ａの容量を、５００ｐＦとし、トランス４０の巻数比ｎを、５１．３に補正した。
【００４３】
この補正、特に初段のコンデンサＣ１ａを補正する必要がある理由は、シミュレーションで代表的な値に設定したトランス４０の１次側励磁インダクタンスＬｏ（５００μＨ）と、初段のコンデンサＣ１ａとの等価的接続位置が共振に影響すると推定されるからである。すなわち、初段のコンデンサＣ１ａが、等価的にトランス４０の１次側励磁インダクタンスＬｏの後（出力側）に存在していることによって、１次側励磁インダクタンスＬｏが共振に影響すると考えられる。
【００４４】
図２は、直流高電圧発生装置１００を、従来の直流高電圧発生装置３００と同一条件で動作させた場合のシミュレーション波形を、従来の直流高電圧発生装置３００の波形に重ねて示した図である。
【００４５】
図２において、Ｖｏ２は、出力電圧であり、Ｉｎ２は、トランス４０の１次巻線電流であり、Ｖｃ２は、ＣＷ回路７１の初段のコンデンサＣ１ａの電圧波形である。
【００４６】
ここで、実施例における共振インダクタ３０と交流アームの初段のコンデンサＣ１ａとの理論的な第１の直列共振周波数ｆｒは、次の式（２）から求めることができる。
【００４７】
ｆｒ＝１／（２π（ＬＣ）１／２）  ……  式（２）
【００４８】
第１の直列共振周波数ｆｒは、５２．４ｋＨｚになり、変換周波数ｆｓに対して従来例の１．１倍よりも高い１．３１倍と高くなったが、図２に示すトランス４０の１次巻線電流波形Ｉｎ２は、従来のトランス４０の１次巻線電流Ｉｎ１の共振電流の半周期よりもそれほど短くはなっていないのは、上記１次側励磁インダクタンスＬｏの影響と考えられる。
【００４９】
上記比較の結果、従来の直流高電圧発生装置３００における出力電圧と同様な出力電圧７９ｋＶを得ることができ、しかも、ＺＣＳの共振電流モードが維持されている。注目すべきは、ＣＷ回路７１の初段のコンデンサＣ１ａの電圧波形Ｖｃ２が、２０ｋＶを中心に約±９ｋＶで共振していることである。これに対して、従来の直流高電圧発生装置３００において共振に影響を与えないＣＷ回路７０の初段のコンデンサＣ１の電圧波形Ｖｃ１は、図２に示すようにほぼ一定の２０ｋＶである。
【００５０】
この直列共振型コンバータを制御する場合、インバータのスイッチング素子が電流を遮断しないようにするために、すなわちＺＣＳを維持するために、制御変換周波数ｆｓｃを定格の変換周波数ｆｓ（４０ｋＨｚ）よりも低い周波数に制御することが望ましい。
【００５１】
図３は、直流高電圧発生装置１００において、定格電圧７９ｋＶを維持しながら出力電流を定格の１／２である７９ｍＡとした場合におけるシミュレーション波形を示す図である。
【００５２】
図３において、制御変換周波数ｆｓｃを３７ｋＨｚまで低下させることで、ＺＣＳを維持している。
【００５３】
上記説明では、動作説明を単純にするために、２次巻線浮遊容量Ｃｆを無視している。しかし、実際の直流高電圧発生装置では、トランス４０の２次巻線４２の巻数が数百ターン以上と大きいので、２次巻線４２に大きな浮遊容量Ｃｆが発生し、これが共振インダクタ３０と直列共振し、動作に影響する。
【００５４】
以下、共振インダクタ３０と２次巻線の浮遊容量Ｃｆとの直列共振を、第２の直列共振と表現する。第２の直列共振は、共振インダクタ３０とＣＷ回路７１の交流アームの初段のコンデンサＣ１ａとの直列共振（第１の直列共振）と区別して呼称する。
【００５５】
図４は、直流高電圧発生装置１００において、２次巻線の浮遊容量Ｃｆを考慮した実際の直流高電圧発生装置のシミュレーション結果を示す図である。
【００５６】
２次巻線の浮遊容量Ｃｆを、代表的数値例として１００ｐＦとした。２次巻線の浮遊容量Ｃｆを追加することによって、第２の直列共振作用で２次巻線電圧が上昇するので、トランス４０の巻き数比ｎ（＝５０）を、４３．５に調整した。
【００５７】
インバータ電流波形Ｉｎ２に示すように、共振インダクタ３０と２次巻線の浮遊容量Ｃｆとの第２の直列共振作用によって２次巻線電圧、すなわち浮遊容量電圧は、直流電源電圧と巻数比ｎとを乗じた値よりも上昇する。この結果、１次側に換算した浮遊容量電圧が、直流電源１の電圧よりも高くなり、直流電源１に帰還する帰還電流が流れる。図４に示すインバータ電流波形Ｉｎ２の斜線部分が、上記帰還電流である。
【００５８】
２次巻線の浮遊容量Ｃｆを考慮した実際の直流高電圧発生装置でも、広い負荷範囲を、周波数制御することによって、ＺＣＳを維持することができる。
【実施例２】
【００５９】
図５は、本発明の実施例２である直流高電圧発生装置２００を示す図である。
【００６０】
直流高電圧発生装置２００は、直流高電圧発生装置１００において、ＣＷ回路７１の代わりに、ＣＷ回路７２を設けた装置である。つまり、直流高電圧発生装置２００において、トランス４０の１次側の構成は、直流高電圧発生装置１００と同じであるが、２次側のＣＷ回路が異なる。
【００６１】
ＣＷ回路７２は、出力電圧のリップルを低減するために、互いに逆極性のＣＷ回路７２１と７２２とを直列接続し、直列中間点を駆動する中問駆動型である。
【００６２】
ＣＷ回路７２１は、初段のコンデンサＣ１１と、直流アームのコンデンサＣ１２と、ダイオードＤ１１、Ｄ１２とを有する。
【００６３】
ＣＷ回路７２２は、初段のコンデンサＣ２１と、直流アームのコンデンサＣ２２と、ダイオードＤ２１、Ｄ２２とを有する。
【００６４】
直流アームのコンデンサＣ１２、Ｃ２２の容量は、１０ｎＦである。コンデンサ容量を、直流高電圧発生装置１００と同じにすると、この回路は、レギュレーションが優れているので、直流高電圧発生装置１００におけるトランス４０の昇圧比（巻数比ｎ）が５１．３であるが、直流高電圧発生装置２００では、トランスの昇圧比（巻数比ｎ）を、４４．５に減少させている。
【００６５】
また、上下２個のＣＷ回路７２１、７２２の初段のコンデンサＣ１１、Ｃ２１は、交流では、等価的に並列であるので、直流高電圧発生装置１００におけるＣＷ回路の初段のコンデンサの容量の１／２である２５０ｐＦである。
【００６６】
本発明によれば、高価で、大型となるトランス１次側の共振コンデンサＣｒを不要にすることができ、トランス４０の１次側の回路を、小型化することができ、経済性が高い。
【００６７】
上記実施例において、ＣＷ回路を駆動するインバータ回路は、４個のスイッチング素子１１，１２，１３，１４と、４個の逆並列ダイオード２１，２２，２３，２４からなるフルブリッジインバータ回路２０であるが、フルブリッジインバータ回路２０の代わりに、２個のスイッチング素子１２，１４を２個の直流電圧分圧用コンデンサに置き換えたハーフブリッジインバータ回路を使用するようにしてもよく、このようにしても、上記実施例と同様の効果を奏する。
【００６８】
また、トランス４０の１次巻線４１に中間タップを設け、この中間タップを直流電源１の正極に接続し、１次巻線４１の各両端と直流電源１の負極間にそれぞれ逆並列ダイオードを有する２個のスイッチング素子を接続する構成のセンタータップ型、もしくはプッシュプル型といわれる構成のインバータ回路を使用してもよく、このようにしても、上記実施例と同様の効果を奏する。
【符号の説明】
【００６９】
１００…直流高電圧発生装置、
２０…ブリッジインバータ回路、
３０…インダクタ、
４０…トランス、
Ｃｆ…２次巻線の浮遊容量、
７１…ＣＷ回路、
Ｃ１ａ…初段のコンデンサ、
７２、７２１、７２２…ＣＷ回路、
Ｃ１１、Ｃ２１…初段のコンデンサ。
【図１】
2011139618.tif 000003
【図２】
2011139618.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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