(57)【要約】【課題】双方向スイッチ回路を用いずに、従来と同等の品質の直流電力を低コストにて供給する。【解決手段】スイッチＱ１，Ｑ２の直列接続回路をコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路に並列に接続し、その両端を負荷抵抗ＲＬに接続する。スイッチＱ１，Ｑ２の直列接続点をリアクトルＬ１を介して単相交流電源ＡＣの一方の端子に接続し、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点を電源ＡＣの他方の端子に接続する。スイッチＱ３，Ｑ４の直列接続回路をスイッチＱ１，Ｑ２の直列接続回路に並列に接続し、スイッチＱ３，Ｑ４の接続点を、リアクトルＬ１とコンデンサＣ３との直列回路を介して電源ＡＣの一方の端子に接続して、単相整流回路を構成する。電源ＡＣからスイッチＱ１，Ｑ２の接続点に供給される電力の瞬時値と、スイッチＱ３，Ｑ４の接続点に供給される電力の瞬時値との和が常に一定となるようにリアクトルＬ１，Ｌ２の電流の振幅及び位相を調節する。【選択図】図１
2011125157.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己消弧機能を持つ半導体スイッチに還流ダイオードを逆並列接続したスイッチ回路を複数備え、前記スイッチ回路のスイッチングにより単相交流電力を直流電力に変換する単相整流回路において、
第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続回路を、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続回路に並列に接続し、これらの直列接続回路の両端を負荷に接続すると共に、
第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続点を第１のリアクトルを介して単相交流電源の一方の端子に接続し、かつ、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点を前記単相交流電源の他方の端子に接続し、
第３のスイッチ回路と第４のスイッチ回路との直列接続回路を、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続回路に並列に接続し、第３のスイッチ回路と第４のスイッチ回路との直列接続点を、第２のリアクトルと第３のコンデンサとの直列回路を介して前記単相交流電源の一方の端子に接続したことを特徴とする単相整流回路。
【請求項２】
請求項１に記載した単相整流回路において、
第５のスイッチ回路と第６のスイッチ回路との直列接続回路を、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続回路に並列に接続し、第５のスイッチ回路と第６のスイッチ回路との直列接続点を、第３のリアクトルを介して第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点に接続したことを特徴とする単相整流回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載した単相整流回路において、
前記単相交流電源から、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続点に供給される電力の瞬時値と、前記単相交流電源から、第３のスイッチ回路と第４のスイッチ回路との直列接続点に供給される電力の瞬時値との和が、常に一定となるように、第１，第２のリアクトルに流す電流の振幅及び位相をそれぞれ調節することを特徴とした単相整流回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、単相交流電力を直流電力に変換する単相整流回路及びその制御方法に関し、特に、単相整流回路の低コスト化、小型化を可能にする技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、特許文献１に記載された単相整流回路を示している。この単相整流回路は、単相交流−平衡二相交流変換を行う倍電圧形単相ＰＷＭ（パルス幅変調）整流回路であり、その主回路は、機能ごとに（１）単相−平衡二相変換回路、（２）等価的な可変コンデンサ回路、（３）コンデンサ電圧バランス回路の三つに分割することができる。
【０００３】
以下では、上記の各回路（１），（２），（３）についてその構成及び機能を説明する。
まず、図６における（１）は単相−平衡二相変換回路であり、単相交流電源ＡＣの一端に接続されるリアクトルＬ１，Ｌ２，ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）等の自己消弧形半導体スイッチング素子と還流ダイオードとの逆並列回路からなるスイッチ回路（以下、単にスイッチともいう）Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４、電解コンデンサＣ１，Ｃ２等によって構成される。なお、ＰＴは電圧検出器（計器用変圧器）、ＣＴ１〜ＣＴ３は電流検出器（変流器）であり、ＲＬは負荷抵抗である。
【０００４】
図６における（２）は等価的な可変コンデンサ回路であり、単相交流電源ＡＣの一端とリアクトルＬ２との間に接続される双方向スイッチ回路Ｓ１と、この双方向スイッチ回路Ｓ１の両端に接続されるコンデンサＣ３と双方向スイッチ回路Ｓ２との直列回路とによって構成される。
また、図６における（３）は電解コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスを平衡に保つためのコンデンサ電圧バランス回路であり、スイッチＱ５，Ｑ６及びリアクトルＬ３により構成される。
【０００５】
単相−平衡二相変換回路（１）では、まず、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、電圧検出器６２，６３及び加算器２４により得た直流電圧検出値Ｖｄとの偏差が、減算器２１により求められる。調節器１１は、上記偏差をゼロにするように調節演算を行う。調節器１１の出力と正弦波発生回路８１，８３の出力である基準正弦波とは乗算器８２，８４によりそれぞれ乗算され、リアクトルＬ１，Ｌ２に流す電流の指令値ｉＯＡ＊，ｉＯＢ＊が生成される。ここで、正弦波発生回路８１，８３から出力される基準正弦波は、電源電圧に対してそれぞれ±４５度位相がずれている。
【０００６】
また、電流指令値ｉＯＡ＊，ｉＯＢ＊と電流検出値ｉＯＡ，ｉＯＢとの偏差が減算器２２，２３によってそれぞれ算出され、これらの偏差をゼロにするように調節演算を行う調節器１２，１３に入力される。調節器１２，１３の出力は三角波比較方式のＰＷＭ回路４１によりＰＷＭ信号に変換され、ゲート駆動回路（ＧＤＵ）５２を介して単相−平衡二相変換回路（１）内のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲートに与えられる。
これにより、単相−平衡二相変換回路（１）からは所定の大きさの直流電圧が出力されると共に、入力電流ｉＯは力率が１となるような正弦波形に制御される。
【０００７】
次に、等価的な可変コンデンサ回路（２）では、電力演算回路８５により演算した単相交流の瞬時電力Ｐに応じてオンオフ比演算回路８６により双方向スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオンオフ比を演算する。そして、ゲート駆動回路５２を介して双方向スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２を上記オンオフ比で動作させることにより、平衡二相の交流電流ｉＯＡ，ｉＯＢを得るために静電容量を変化させるものである。
【０００８】
更に、コンデンサ電圧バランス回路（３）では、電圧検出器６２，６３、減算器２５及び調節器８７の動作により、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧より高くなると、スイッチＱ５をオンしてスイッチＱ６をオフする信号を、ゲート駆動回路５２を介して各スイッチＱ５，Ｑ６のゲートに与える。コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧の大小関係が逆の場合には、逆の信号を各スイッチＱ５，Ｑ６のゲートに与える。
これにより、電圧が高い方のコンデンサの電圧を低下させると共に電圧が低い方のコンデンサの電圧を上昇させ、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を等しくするものである。
【０００９】
この従来技術の特徴は、エネルギー蓄積要素の小容量化を可能にすることにあり、具体的には、単相整流回路の直流部に接続されるコンデンサＣ１，Ｃ２及び交流部に接続されるコンデンサＣ３を小容量化することにある。
図６では、単相の交流電流ｉＯを可変コンデンサ回路（２）により所定の位相に制御して平衡二相の交流電流ｉＯＡ，ｉＯＢに変換し、その後に直流に変換している。ここで、単相交流の瞬時電力は脈動しているのに対し、平衡二相交流の瞬時電力は一定であるため、平衡二相交流−直流変換を行う場合には原理的に直流部のエネルギー蓄積要素が不要になる。つまり、単相交流から直流部のエネルギー蓄積要素により完全な直流を得るためには容量無限大のエネルギー蓄積要素が必要になるが、平衡二相交流を直流に変換する場合には、直流部のエネルギー蓄積要素の容量が有限で済む。
このような理由により、図６におけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３には比較的小容量のフィルムコンデンサ等を使用することが可能である。
なお、上記従来技術の作用効果は、非特許文献１にも報告されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−３３０５８６号公報（段落［００１１］，［００１２］、図２等）
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】橋本樹明、曽根悟、「直角二相化ＰＷＭコンバータ」、電気学会論文誌Ｄ、第１１１巻第３号、平成３年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図６に示した従来技術では、単相交流の瞬時電力Ｐを一定とし、かつ入力力率１を実現するために、単相交流電源ＡＣの一端とリアクトルＬ２との間に可変コンデンサ回路（２）を接続し、瞬時電力Ｐに応じて双方向スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオンオフ比を制御することで、等価的な可変コンデンサを実現している。
しかしながら、双方向スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２は、特許文献１の図５に示される如く多数の半導体デバイスを必要として高価であるため、単相整流回路全体の高コスト化を招くと共に、回路が大型化する等の問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、従来技術と同等の品質の直流電力を低コストにて得るようにした構成簡単な単相整流回路及びその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に係る単相整流回路は、自己消弧機能を持つ半導体スイッチに還流ダイオードを逆並列接続したスイッチ回路を複数備え、前記スイッチ回路のスイッチングにより単相交流電力を直流電力に変換する単相整流回路において、
第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続回路を、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続回路に並列に接続し、これらの直列接続回路の両端を負荷に接続すると共に、
第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続点を第１のリアクトルを介して単相交流電源の一方の端子に接続し、かつ、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点を前記単相交流電源の他方の端子に接続し、
第３のスイッチ回路と第４のスイッチ回路との直列接続回路を、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続回路に並列に接続し、第３のスイッチ回路と第４のスイッチ回路との直列接続点を、第２のリアクトルと第３のコンデンサとの直列回路を介して前記単相交流電源の一方の端子に接続したものである。
【００１４】
請求項２に係る単相整流回路は、請求項１に記載した単相整流回路において、
第５のスイッチ回路と第６のスイッチ回路との直列接続回路を、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続回路に並列に接続し、第５のスイッチ回路と第６のスイッチ回路との直列接続点を、第３のリアクトルを介して第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点に接続したものである。
【００１５】
請求項３に係る単相整流回路の制御方法は、請求項１または請求項２に記載した単相整流回路において、
前記単相交流電源から、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路との直列接続点に供給される電力の瞬時値と、前記単相交流電源から、第３のスイッチ回路と第４のスイッチ回路との直列接続点に供給される電力の瞬時値との和が、常に一定となるように、第１，第２のリアクトルに流す電流の振幅及び位相をそれぞれ調節するものである。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、従来技術のように高価な双方向スイッチ回路を用いずに、入力電流の振幅及び位相を制御して二相の電流指令値を得ることができ、入力側の各相のリアクトルに流れる電流を上記電流指令値に等しくするように制御することで、二相電力の瞬時値ひいては単相入力電力の瞬時値を一定にし、入力力率１を実現することができる。これにより、単相整流回路の低コスト化、小型化が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】Ｉα，Ｉβのｓｉｎ成分を示すベクトル図である。
【図３】Ｉα，Ｉβのｃｏｓ成分を示すベクトル図である。
【図４】電圧のベクトル図である。
【図５】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図６】特許文献１に記載された従来技術の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、第１実施形態に係る単相整流回路の回路図であり、請求項１の発明に相当する。この単相整流回路は、主回路１０１と制御回路２０１とから構成されており、図６と同一の構成要素には同一の番号を付してある。
【００１９】
図１の主回路１０１において、ＩＧＢＴ等の自己消弧機能を持つ半導体スイッチング素子と還流ダイオードとを逆並列に接続した第１，第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列接続回路と、第１，第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路とが並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２の直列接続点は第１のリアクトルＬ１を介して単相交流電源ＡＣの一端に接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続点は単相交流電源ＡＣの他端に接続されている。
第１，第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列接続回路には第３，第４のスイッチＱ３，Ｑ４の直列接続回路が並列に接続されており、これらの直列接続回路の両端には負荷抵抗ＲＬが接続されている。また、スイッチＱ３，Ｑ４の直列接続点は、第２のリアクトルＬ２と第３のコンデンサＣ３との直列回路を介して単相交流電源ＡＣの一端に接続されている。
図示されていないが、直流回路（例えば、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路）と並列に、第４のコンデンサを接続してもよい。
【００２０】
一方、制御回路２０１において、電圧検出器６２，６３による電圧検出値は加算器２４により加算されて直流電圧検出値Ｖｄが求められる。減算器２１は、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄとの偏差を算出し、第１の調節器１１ではこの偏差をゼロにするような所定の演算が行われ、直流電流指令値Ｉｄ＊が出力される。
【００２１】
調節器１１から出力された直流電流指令値Ｉｄ＊は、交流入力の瞬時電力を一定とし、しかも力率が１となる条件式である後述の数式３８、数式４８、数式４９、数式５０等が組み込まれた第１，第２の演算手段７１，７２に入力され、リアクトルＬ１，Ｌ２に流す正弦波状の電流指令値ｉＯＡ＊，ｉＯＢ＊がそれぞれ生成される。以下では、便宜的にリアクトルＬ１側をＡ相、リアクトルＬ２側をＢ相として説明する。
電流指令値ｉＯＡ＊とリアクトルＬ１の電流検出値ｉＯＡとの偏差が減算器２２により求められ、第２の調節器１２はこの偏差をゼロにするような演算を行う。同様に、電流指令値ｉＯＢ＊とリアクトルＬ２の電流検出値ｉＯＢとの偏差が減算器２３により求められ、第３の調節器１３はこの偏差をゼロにするような演算を行う。
第２，第３の調節器１２，１３の出力は三角波比較ＰＷＭ回路４１によりＰＷＭ信号に変換され、ゲート駆動回路５２に出力される。ゲート駆動回路５２では、上記ＰＷＭ信号から生成したゲート信号を用いて主回路１０１の各スイッチＱ１〜Ｑ４を駆動する。
【００２２】
上記構成において、第１，第２の演算手段７１，７２は以下のように構成される。
まず、図１の回路について、リアクトルＬ１側のＡ相電圧ｖＯＡ、Ａ相電流ｉＯＡ、リアクトルＬ２側のＢ相電圧ｖＯＢ、Ｂ相電流ｉＯＢを数式１〜数式４により定義する。これらの数式において、Ｖα，Ｖβ，Ｉα，Ｉβは電圧、電流の実効値、ωは角周波数、αｖ，αｉ，βｖ，βｉは電圧、電流の位相である。
【００２３】
【数１】
2011125157.tif 000003
【００２４】
【数２】
2011125157.tif 000004
【００２５】
【数３】
2011125157.tif 000005
【００２６】
【数４】
2011125157.tif 000006
【００２７】
いま、Ａ相のリアクトルＬ１における電圧降下を無視し、電源電圧ｖＳの位相を基準とすると、数式１は数式５によって表される。
【００２８】
【数５】
2011125157.tif 000007
【００２９】
また、コンデンサＣ３にＢ相電流ｉＯＢが流れることによって発生する電圧ｖＣ３は、数式６により表される。
【００３０】
【数６】
2011125157.tif 000008
【００３１】
図１より、リアクトルＬ１，Ｌ２の電圧降下を無視すると、Ｂ相電圧ｖＯＢは数式７によって表される。
【００３２】
【数７】
2011125157.tif 000009
【００３３】
次に、入力力率が１となる条件式について考察する。
ここで、図２は、Ｉα，Ｉβのｓｉｎ成分（電源電圧と直交する成分）を示すベクトル図であり、数式８に示す如く、これらのｓｉｎ成分の和がゼロになれば電源電圧と電源電流とは同位相（入力力率＝１）になる。なお、図２において、ＶＳ，ＩＳは電源電圧及び電流の実効値である。
【００３４】
【数８】
2011125157.tif 000010
【００３５】
数式８を変形すると、数式９が得られる。
【００３６】
【数９】
2011125157.tif 000011
【００３７】
数式４に数式９を代入し、数式１０が得られる。
【００３８】
【数１０】
2011125157.tif 000012
【００３９】
また、数式６に数式１０を代入し、数式１１が得られる。
【００４０】
【数１１】
2011125157.tif 000013
【００４１】
ここで、Ｅｘｃｅｌ（登録商標）等のプログラムを用いて数式１、数式２、数式７、数式１０、数式１１の条件式を入力し、力率が一定となるように（数式８が成り立つように）Ｉα，Ｉβ，αｉ，βｉをトレースさせた結果によると、βｉは経験的に数式１２となる。
【００４２】
【数１２】
2011125157.tif 000014
【００４３】
更に、図１における二相電力の瞬時値が一定になる条件式について考察する。まず、  二相電力の瞬時値ｐは、Ａ相、Ｂ相の電力の瞬時値の和であるから、数式１〜数式４に基き数式１３によって表される。
【００４４】
【数１３】
2011125157.tif 000015
【００４５】
また、二相電力の平均値ｐＤＣは、数式１３のうちωｔを含まない項であり、数式１４により表される。
【００４６】
【数１４】
2011125157.tif 000016
【００４７】
二相電力の脈動分ｐＡＣは、数式１３のうちωｔを含む項であり、数式１５により表される。
【００４８】
【数１５】
2011125157.tif 000017
【００４９】
従って、数式１５がゼロであれば、二相電力の瞬時値ｐが一定値となるため、その条件式は数式１６となる。
【００５０】
【数１６】
2011125157.tif 000018
【００５１】
数式１６の左辺第１項、第２項の振幅が等しく、かつ、互いの位相差がπであれば、数式１６が成立するので、数式１７，数式１８のＡＮＤ条件が導出される。
【００５２】
【数１７】
2011125157.tif 000019
【００５３】
【数１８】
2011125157.tif 000020
【００５４】
数式１８を変形して、数式１９が得られる。
【００５５】
【数１９】
2011125157.tif 000021
【００５６】
次いで、力率＝１の場合の単相入力電圧ｖＳ、電流ｉＳ、電力ｐＳを、数式２０〜数式２２によりそれぞれ定義する。
【００５７】
【数２０】
2011125157.tif 000022
【００５８】
【数２１】
2011125157.tif 000023
【００５９】
【数２２】
2011125157.tif 000024
【００６０】
リアクトルＬ１，Ｌ２の電圧降下を無視すると、図３より、数式２３，数式２４の関係がある。なお、図３は、Ｉα，Ｉβのｃｏｓ成分（電源電圧と平行な成分）を示すベクトル図である。
【００６１】
【数２３】
2011125157.tif 000025
【００６２】
【数２４】
2011125157.tif 000026
【００６３】
単相入力電力の平均値ｐＳ（本文中では、便宜的に記号「￣」を省略する）は数式２２の右辺第１項であり、この右辺第１項に数式２３、数式２４を代入すると、数式２５が得られる。
【００６４】
【数２５】
2011125157.tif 000027
【００６５】
エネルギー保存の法則より、数式１４（二相電力の平均値）＝数式２５（単相入力電力の平均値）であるため、数式２６，数式２７が導出される。
【００６６】
【数２６】
2011125157.tif 000028
【００６７】
【数２７】
2011125157.tif 000029
【００６８】
次に、α相電流実効値Ｉαを導出する。
数式２７に数式１２及び数式１９を代入すると、数式２８が得られる。
【００６９】
【数２８】
2011125157.tif 000030
【００７０】
数式１７を変形して数式２８を代入すると、数式２９が得られる。
【００７１】
【数２９】
2011125157.tif 000031
【００７２】
図４は電圧のベクトル図であり、この図４から、数式３０が得られる。
【００７３】
【数３０】
2011125157.tif 000032
【００７４】
以下、数式３０の（  ）内を変形する。数式３０のＶＣ３に数式６の実効値Ｉβ／ωＣ３を、Ｖβに数式２８をそれぞれ代入すると、数式３１が得られる。
【００７５】
【数３１】
2011125157.tif 000033
【００７６】
数式３１の右辺のＩβに数式２９を、βｉに数式１２をそれぞれ代入すると、数式３２が得られる。
【００７７】
【数３２】
2011125157.tif 000034
【００７８】
一方、図１の交流側に設置されるコンデンサＣ３の容量（固定値）は、数式３３により表される。
【００７９】
【数３３】
2011125157.tif 000035
【００８０】
数式３３に数式２３を代入して変形すると、数式３４が得られる。
【００８１】
【数３４】
2011125157.tif 000036
【００８２】
数式３２の右辺に数式３４を代入すると、数式３５が得られる。
【００８３】
【数３５】
2011125157.tif 000037
【００８４】
数式３１，３２，３５の関係から、数式３０の（  ）内に数式３５の右辺を代入すると、数式３６が得られる。
【００８５】
【数３６】
2011125157.tif 000038
【００８６】
数式３６の右辺＝数式１９の右辺とおき、数式１２を代入すると共に、両辺にｓｉｎを乗じて変形すると、数式３７、数式３８が導出される。
このようにして、Ｉαを導出することができる。
【００８７】
【数３７】
2011125157.tif 000039
【００８８】
【数３８】
2011125157.tif 000040
【００８９】
次いで、電力とＡ相の電流位相角αｉとの関係を導出する。数式２５に数式１２、数式２９を代入して変形すると、数式３９が得られる。
【００９０】
【数３９】
2011125157.tif 000041
【００９１】
数式３９に数式３８を代入すると、数式４０が得られる。
【００９２】
【数４０】
2011125157.tif 000042
【００９３】
数式４０を変形すると、数式４１、数式４２が得られる。
【００９４】
【数４１】
2011125157.tif 000043
【００９５】
【数４２】
2011125157.tif 000044
【００９６】
ここで、数式４２に数式４３の公式を適用し、ｐＳ（本文中では、便宜的に記号「￣」を省略する）にｐＤＣを代入すると、数式４４〜数式４６を経て数式４７が導出され、αｉとＰＣ３，ｐＤＣとの関係式を得ることができる。
【００９７】
【数４３】
2011125157.tif 000045
【００９８】
【数４４】
2011125157.tif 000046
【００９９】
【数４５】
2011125157.tif 000047
【０１００】
【数４６】
2011125157.tif 000048
【０１０１】
【数４７】
2011125157.tif 000049
【０１０２】
図１の制御回路２０１において、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄとの偏差を調節器１１に入力して演算したＩｄ＊が、リアクトルＬ１，Ｌ２に流す電流指令値ｉＯＡ＊，ｉＯＢ＊の振幅となり、上記Ｉｄ＊は、二相電力の平均値ｐＤＣに比例する。
このため、数式４７のｐＤＣにＩｄ＊を代入し、数式４８の演算を実行することで、リアクトルＬ１，Ｌ２に流す電流指令値の位相角αｉを求めることができる。すなわち、第１，第２の演算手段７１，７２は、調節器１１から入力されるＩｄ＊を用いて数式４８を演算する。
【０１０３】
【数４８】
2011125157.tif 000050
【０１０４】
リアクトルＬ１，Ｌ２に流す電流の指令値の振幅Ｉαは、数式４８のαｉを前述の数式３８に代入すれば求めることができる。
数式３８、数式４８におけるＰＣ３はコンデンサＣ３の設計時に使用されるものであり、通常は装置の定格出力を使用するが、設計者が任意に変更してもよい。
【０１０５】
第１の演算手段７１は、数式３８、数式４８に加え、リアクトルＬ１に流す電流の指令値ｉＯＡ＊を求めるための数式４９により構成される。
また、第２の演算手段７２は、数式３８、数式４８に加え、リアクトルＬ２に流す電流の指令値ｉＯＢ＊を求めるための数式５０により構成される。なお、数式５０は、数式４に数式１２、数式２９を代入して得たものである。
【０１０６】
【数４９】
2011125157.tif 000051
【０１０７】
【数５０】
2011125157.tif 000052
【０１０８】
以上説明したように、第１，第２の演算手段７１，７２が数式４９，数式５０の演算によってリアクトルＬ１，Ｌ２に流す電流の指令値ｉＯＡ＊，ｉＯＢ＊をそれぞれ求め、これらの電流指令値ｉＯＡ＊，ｉＯＢ＊に従ってスイッチＱ１〜Ｑ４を制御することで、入力力率を１とし、かつ、単相交流の瞬時電力を一定に保ちながら直流電圧検出値Ｖｄを指令値Ｖｄ＊通りに制御することができる。また、単相整流回路の直流部の電力の瞬時値も一定になるので、この直流部に、直流を三相交流に変換するインバータ装置を接続した場合には、三相交流の瞬時電力も一定になる。
【０１０９】
次に、図５は本発明の第２実施形態に係る単相整流回路の回路図であり、請求項２の発明に相当する。この第２実施形態は、図１の回路構成に、従来技術の図６におけるコンデンサ電圧バランス回路（３）に相当する回路部（コンデンサ電圧バランス回路）１０４、減算器２５及び調節器１４を加えたものである。
詳細には、図１の回路に対して、スイッチＱ５，Ｑ６の直列接続回路をコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路に並列に接続し、スイッチＱ５，Ｑ６の直列接続点を、リアクトルＬ３を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続点に接続すると共に、電圧検出器６２，６３による電圧検出値の偏差を減算器２５により求め、その偏差に応じた演算出力をゲート駆動回路５２に出力する調節器１４を備えている。なお、１０２は主回路、１０３は単相−二相変換を用いた倍電圧整流回路、２０２は制御回路である。
第１実施形態と同様に、図示されていないが、主回路１０２内の直流回路（例えば、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路）と並列に、第４のコンデンサを接続してもよい。
【０１１０】
この実施形態の制御方法としては、第１実施形態の制御方法に加え、図６におけるコンデンサ電圧バランス回路（３）の制御方法と同様に、電圧検出器６２，６３、減算器２５及び調節器１４の動作により、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧より高くなると、スイッチＱ５をオンしてスイッチＱ６をオフする信号を、ゲート駆動回路５２を介して各スイッチＱ５，Ｑ６のゲートに与え、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧の大小関係が逆の場合には、逆の信号を各スイッチＱ５，Ｑ６のゲートに与える。
これにより、電圧が高い方のコンデンサの電圧を低下させると共に電圧が低い方のコンデンサの電圧を上昇させ、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を等しくするものである。
【符号の説明】
【０１１１】
ＡＣ：単相交流電源
Ｑ１〜Ｑ６：半導体スイッチ
Ｃ１〜Ｃ３：コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ３：リアクトル
ＲＬ：負荷抵抗
ＣＴ１，ＣＴ２：電流検出器
１１〜１４：調節器
２１〜２３，２５：減算器
２４：加算器
４１：三角波比較ＰＷＭ回路
５２：ゲート駆動回路（ＧＤＵ）
６２，６３：電圧検出器
７１，７２：演算手段
１０１，１０２：主回路
１０３：倍電圧整流回路
１０４：コンデンサ電圧バランス回路
２０１，２０２：制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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