(57)【要約】【課題】  自己相関型の演算ロジックによって継続ノイズと正規のＰＤＵを正確に区別できるようにして、回路規模が小さくかつ高精度の信号検出器を提供する。【解決手段】  本発明の信号検出器１１１は、入力信号ｄ（ｔ）とこれを所定の繰り返し信号の１周期の整数倍だけ遅らせた第１遅延信号ｄ（ｔ−１６・Δｔ）との相関値である第１自己相関値Ｃ１（ｔ）を算出する第１算出部１１と、入力信号ｄ（ｔ）とこれを１周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第２遅延信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）との相関値である第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を算出する第２算出部１２と、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）と第２自己相関値Ｃ２（ｔ）とに基づいて、入力信号ｄ（ｔ）が正規のＰＤＵであるか否かを判定する判定部１３とを備える。【選択図】      図３
2011101234.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号とこれを所定の繰り返し信号の１周期の整数倍だけ遅らせた第１遅延信号との相関値である第１自己相関値を算出する第１算出部と、
前記入力信号とこれを前記繰り返し信号の１周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第２遅延信号との相関値である第２自己相関値を算出する第２算出部と、
前記第１自己相関値と第２自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のプロトコルデータユニット（Protocol Data Unit：以下、「ＰＤＵ」という。）であるか否かを判定する判定部と、
を備えていることを特徴とする信号検出器。
【請求項２】
前記判定部は、前記第１自己相関値の前記第２自己相関値に対する比率が所定の閾値よりも大きい場合に、前記入力信号を前記正規のＰＤＵと判定する請求項１に記載の信号検出器。
【請求項３】
前記第１遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の１周期だけ遅らせた信号であり、前記第２遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の１周期未満の時間だけ遅らせた信号である請求項１又は２に記載の信号検出器。
【請求項４】
前記第２算出部は、遅延させる時間が異なる複数の前記第２遅延信号を用いて複数の前記第２自己相関値をそれぞれ算出可能であり、
前記判定部は、前記第１自己相関値と複数の前記第２自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のＰＤＵであるか否かを判定する請求項１〜３のいずれか１項に記載の信号検出器。
【請求項５】
入力信号とこれを所定の繰り返し信号の１周期の整数倍だけ遅らせた第１遅延信号との相関値である第１自己相関値を算出するステップと、
前記入力信号とこれを前記繰り返し信号の１周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第２遅延信号との相関値である第２自己相関値を算出するステップと、
前記第１自己相関値と前記第２自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のＰＤＵであるか否かを判定するステップと、
を備えていることを特徴とする信号検出方法。
【請求項６】
入力信号の自己相関値に基づいて、当該入力信号が正規のＰＤＵであるか否かを判定する請求項１〜４のいずれか１項に記載の信号検出器と、
正規と判定された前記ＰＤＵをデジタル復調する復調部と、
を備えていることを特徴とする受信用プロセッサ。
【請求項７】
アンテナからアナログ信号を受信する無線受信部と、
受信した前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
変換された前記デジタル信号が入力される請求項６に記載の受信用プロセッサと、
を備えていることを特徴とする無線信号の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号の自己相関値に基づいて、その入力信号が正規のプロトコルデータユニット（Protocol Data Unit：以下、「ＰＤＵ」という。）であるか否かを判定する信号検出器とその信号検出方法、並びに、その信号検出器を用いた受信用プロセッサ及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、地上波デジタル放送、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｐに準拠した無線ＬＡＮ（Local Area Network）、携帯電話及び電力線モデムなどの通信方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）が用いられている。
かかるＯＦＤＭでは、所定の周波数間隔で配置された互いに直交する多数のサブキャリア（搬送波）を、それぞれの周波数でデジタル変調してデータを割り当てることにより、通常の周波数分割多重に比べて帯域利用効率を向上させている。
【０００３】
このＯＦＤＭにおけるデジタル変調及び復調は、複数のシンボルデータに対するＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）処理等を送信側で実行し、受信信号に対するＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理等を受信側で実行することで実現される。
このさい、受信機では、受信信号に対してＦＦＴ処理を行う場合のウィンドウタイミングを決定する必要があるため、ＯＦＤＭによるパケット信号（ＯＦＤＭ信号）の到達を判定し、その信号のシンボルタイミングを検出する必要がある（特許文献１参照）。
【０００４】
そこで、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｐでは、ＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Protocol ）プリアンブルという所定周期で繰り返すパターン信号（繰り返し信号）を送信パケット信号の最初の部分に設けておき、このパターン信号の周期性を利用して、受信側においてパケット信号の到達とシンボルタイミングとを検出している。
かかる検出方法としては、具体的には、自己相関型と相互相関型の２種類のものが知られている。
【０００５】
このうち、自己相関型は、受信信号とこれを上記パターン信号の繰り返し区間（１周期）だけ遅らせた遅延信号との自己相関値を算出し、この自己相関値のピーク時点（自己相関値の極大点に対応する時刻）を一応のシンボルタイミングと推定するものである。
他方、相互相関型は、受信信号と受信機に予め記憶させたプリアンブル信号波形（参照信号）との間の相互相関値を算出し、この相互相関値のピーク時点を一応のシンボルタイミングと推定するものである（非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−３１８５１２号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ教科書  服部武編著  インプレスＲ＆Ｄ  １７３〜１７７頁、１８３〜１８５頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記自己相関型では、受信信号とその遅延信号の乗算結果を積分する処理となるので、相互相関型と比べて、相関値がやや緩やかでタイミング検出の精度が劣化し易い反面、少ない回路規模で実装可能であるという利点がある。
これに対して、上記相互相関型では、受信信号と受信機に予め記憶させたプリアンブル信号（参照信号）の乗算結果を積分する処理となるので、自己相関型と比べて、タイミング検出の精度が向上する反面、サンプルごとの乗算器が必要となるので、回路規模が大きくなるという欠点がある。
【０００９】
このため、受信機の製作コストを低減する観点からは自己相関型の方が好ましいが、この自己相関型の検出方法では、更に次のような課題がある。
すなわち、自然界では、パターン信号の１周期の時間よりも長時間に渡って、一定に近いレベルが継続する継続ノイズ（例えば、図５（ｂ）及び（ｃ）の破線参照）が生じることがあるが、自己相関型では、受信信号とこれから繰り返し信号の１周期だけ遅らせた遅延信号との自己相関値を算出するため、このような継続ノイズの場合でも自己相関値が閾値を超える大きな値になってしまうことがある。
【００１０】
従って、実際には継続ノイズが到達したにも拘わらず、これを正規のパケット信号の到達と誤判してしまうことがある。そして、この場合、その後のデジタル復調において継続ノイズと判定されるまでに時間を要するので、その間に到来する次の正規のパケット信号取り逃がす可能性がある。
一方、相互相関型の場合には、参照信号との相関を取っているので上記の不都合は殆どないが、前述の通り、自己相関型より回路規模が大きく不経済であるという欠点がある。
【００１１】
本発明は、上記のような課題に鑑み、自己相関型の演算ロジックによって継続ノイズと正規のＰＤＵを正確に区別できるようにして、回路規模が小さくかつ高精度の信号検出器等を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）  本発明の信号検出器は、入力信号とこれを所定の繰り返し信号の１周期の整数倍だけ遅らせた第１遅延信号との相関値である第１自己相関値を算出する第１算出部と、前記入力信号とこれを前記繰り返し信号の１周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第２遅延信号との相関値である第２自己相関値を算出する第２算出部と、前記第１自己相関値と第２自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のＰＤＵであるか否かを判定する判定部と、を備えていることを特徴とする。
【００１３】
本発明の信号検出器によれば、第１算出部が第１自己相関値を算出するだけでなく、第２算出部が第２自己相関値を算出する。
この第２自己相関値は、入力信号とこれを所定の繰り返し信号の１周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第２遅延信号との相関値であるから、入力信号が前記した継続ノイズに基づくものである場合には大きな値を取るが、例えば８０２．１１ａ／ｇ／ｐのプリアンブルのような変化の大きい信号に対しては非常に小さくなる。
【００１４】
このため、判定部において、第１自己相関値と第２自己相関値とに基づいて、例えば第１自己相関値だけが大きな値になることを識別することにより、入力信号が正規のＰＤＵであるか否かを判定させることができ、継続ノイズと正規のＰＤＵをより正確に区別できるようになる。
なお、通常、「フレーム」は、レイヤ２の通信で使われるＰＤＵの呼び名であり、「パケット」は、レイヤ３の通信で使われる呼び名であることが多いが、本明細書では、特にレイヤを意識せず、「パケット」と「フレーム」をいずれも単なるＰＤＵの一種として取り扱う。
【００１５】
（２）  本発明の信号検出器において、前記判定部は、具体的には、前記第１自己相関値の前記第２自己相関値に対する比率が所定の閾値よりも大きい場合に、前記入力信号を前記正規のＰＤＵと判定することができる。
その理由は、第１自己相関値の場合は、正規のＰＤＵと継続ノイズの双方に対してピークが生じ易く、第２自己相関値の場合は、正規のＰＤＵに対してはピークが生じ難いが、継続ノイズに対してはピークが生じ易いので、上記比率が所定の閾値よりも大きい場合には、入力信号が正規のＰＤＵであると推定できるからである。
【００１６】
（３）  本発明の信号検出器において、第１及び第２遅延信号の入力信号に対する遅延時間をどの程度に設定するかは任意であるが、これら第１及び第２遅延信号の入力信号に対する遅延時間が大きいほど、各々の自己相関値が得られるタイミングが遅れ、判定部による正規のＰＤＵの検出が遅れることになる。
そこで、本発明の信号検出器において、前記第１遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の１周期だけ遅らせた信号であり、前記第２遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の１周期未満の時間だけ遅らせた信号であることが好ましい。
【００１７】
また、本発明の信号検出器において、前記第２遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の半周期だけ遅らせた信号であることが好ましい。
その理由は、第２遅延信号の遅延時間が、繰り返し信号の１周期の整数倍に近いほど両相関値の差がなくなり、逆に、その整数倍から遠いほど両相関値の差が大きくなるので、第２遅延信号の遅延時間を半周期にすれば、両相関値に基づく継続ノイズの判別が最も行い易くなるからである。
【００１８】
（４）  更に、本発明の信号検出器において、前記第２算出部は、遅延させる時間が異なる複数の前記第２遅延信号を用いて複数の前記第２自己相関値をそれぞれ算出可能であることが好ましい。
この場合、前記判定部において、前記第１自己相関値と複数の前記第２自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のＰＤＵであるか否かを判定するようにすれば、当該第２自己相関値が１つしかない場合に比べて、継続ノイズと正規のＰＤＵをより正確に区別できるようになる。
【００１９】
（５）  本発明の信号検出方法は、本発明の信号検出器が行う正規のＰＤＵの検出方法であって、当該信号検出器と同様の作用効果を奏する。
（６）  本発明の受信用プロセッサは、本発明の信号検出器と、正規と判定された前記ＰＤＵをデジタル復調する復調部とを備えたものであり、当該信号検出器と同様の作用効果を奏する。
【００２０】
（７）  また、本発明の無線信号の受信機は、アンテナからアナログ信号を受信する無線受信部と、受信した前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、変換された前記デジタル信号が入力される本発明の受信用プロセッサとを備えたものであり、当該受信用プロセッサと同様の作用効果を奏する。
【発明の効果】
【００２１】
以上の通り、本発明によれば、自己相関型の演算ロジックを用いて継続ノイズと正規のＰＤＵを正確に区別できるので、回路規模が小さくかつ高精度の信号検出器が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】高度道路交通システムの全体構成を示すための道路平面図である。
【図２】本発明の実施形態に係る受信機の内部構成を示す機能ブロック図である。
【図３】上記受信機のタイミング検出部の内部構成を示す機能ブロック図である。
【図４】ノイズの後に正規パケットが到来した場合の、上記受信機の受信レベル（ＲＳＳＩ）、第１自己相関値及び第２自己相関値の時間的推移を示すグラフである。
【図５】（ａ）はＯＦＤＭ信号のフレームフォーマットであり、（ｂ）及び（ｃ）はＯＦＤＭ信号のショートプリアンブルと継続ノイズの波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態を説明する。
なお、本実施形態では、高度道路交通システム（ＩＴＳ：Intelligent Transport System）を構成する無線通信システムに本発明の技術を適用した場合を想定し、本発明の具体例を説明する。もっとも、本発明は、高度道路交通システム以外のその他の通信システムにも適用することができる。
【００２４】
〔システムの全体構成〕
図１は、高度道路交通システムの全体構成を示すための道路平面図である。
図１に示すように、本実施形態の高度道路交通システムは、交差点付近に設けられた路側通信装置１と、この装置１と通信可能な複数の車載通信装置３とから構成されており、図１の中央付近に示す路側通信装置１は、例えば交差点の信号機２の支柱に設置されている。
【００２５】
道路を走行する各車両には、それぞれ、路側通信装置１と通信可能な車載通信装置３が搭載されている。路側通信装置１は、その通信可能エリア内にある多数（例えば２００台程度が想定される。）の車載通信装置３と通信可能である。
路側通信装置１は、交通管制センターの中央装置４と接続され、この中央装置４と路側通信装置１との間は有線（無線でも可）で接続されている。また、各交差点に位置する路側通信装置１同士の路路間通信と、路側通信装置１と車載通信装置３との間の路車及び車路間通信と、車載通信装置３同士の車車間通信には、無線通信が用いられる。このうち、車載通信装置３同士の車車間通信には、ＣＡＭＡ／ＣＡが用いられると推定される。
【００２６】
本実施形態では、通信装置１，３間の無線通信の変調方式としてＯＦＤＭ方式が採用されている。
この方式は、送信データを多数の搬送波（サブキャリア）に乗せるマルチキャリアのデジタル変調方式であり、各サブキャリアは互いに直交しているため、周波数軸で重なりが生じる程に密にデータを並べられる利点があるからである。
【００２７】
更に、本実施形態の車載通信装置３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｐに準拠したフォーマットの無線信号を、ＣＳＭＡ／ＣＡによるアクセス制御方式を用いて送信する。
このため、各車載通信装置３が送信する正規のフレーム（例えば、長さ約１ｍ秒）は、互いに重複せずに時系列的に並んで送信され、このフレーム間には、例えば４０μ秒程度の時間的な隙間がある。各車載通信装置３の送信機から送信されるフレーム数は、いわゆるバーストモードの場合を除いて原則として１つである。
【００２８】
〔路側通信装置の受信機〕
次に、路側通信装置１に搭載された受信機の内部構成について説明する。
図２は、本発明の実施形態に係る受信機１Ｒの内部構成を示す機能ブロック図である。
なお、以下においては、便宜上、路側通信装置１が「受信機１Ｒ」であり、車載通信装置３が「送信機３ｓ」であると想定して説明を進めるが、本実施形態の受信機１Ｒは、車載通信装置３に搭載することもできる。
【００２９】
路側通信装置１の受信機１Ｒは、図２に示す各構成要素を図示の通り接続することによって構成されている。
すなわち、受信機１Ｒは、左側から順に、アンテナ１０１、ローノイズアンプ１０２、ミキサ１０３、ＡＧＣ回路等よりなる可変アンプ１０４、直交検波器１０５、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７及び受信用プロセッサ１１０を備えている。このうち、アンテナ１０１、ローノイズアンプ１０２、ミキサ１０３及び直交検波器１０５は、アナログ信号を受信する無線受信部を構成している。
【００３０】
まず、各送信機３Ｓから送信された無線信号（アナログのＯＦＤＭ信号）はアンテナ１０１によって受信され、この受信信号はバンドパスフィルタ（図示せず）によって所定帯域に絞られて後段のローノイズアンプ１０２に入力される。
ローノイズアンプ１０３に入力された受信信号は、当該アンプ１０２において増幅されてから、ミキサ１０３において無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency ）発振器１０８が出力する周波数でミキシングされ、可変アンプ１０４によって更に増幅されて、後段の直交検波器１０５に入力される。
【００３１】
可変アンプ１０４の出力信号は、上記直交検波器１０５によって中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）発振器１０９が出力する周波数で直交検波され、同相成分であるＩ信号と、直交成分であるＱ信号とに復調される。
この各成分の信号は、次段のＡ／Ｄ変換器１０６，１０７によってそれぞれデジタル信号に変換され、受信用プロセッサ１１０に入力される。
【００３２】
本実施形態の受信用プロセッサ１１０は、例えば、１又は複数のメモリやＣＰＵを内部に有するＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）により構成されている。
このＦＰＧＡは、プロセッサの出荷時や受信機１Ｒの製造時等において、各種の論理回路に対する構成情報を予め設定（コンフィギュレーション）可能であり、かかる設定作業を経ることにより、図２に示す各機能部１１１〜１２０が構成されている。
【００３３】
すなわち、図２に示すように、本実施形態の受信用プロセッサ１１０は、左から順に、タイミング検出部１１１，ＡＦＣ（Automatic Freqency Control）部１１２、ガードインターバル除去部１１３、フーリエ変換部１１４，チャンネル推定部１１５、チャンネル等化部１１６、位相回転補正部１１７、サブキャリア復調部１１８、デインタリーブ処理部１１９、及び、ビダビ復号部１２０を含んでいる。
【００３４】
このうち、タイミング検出部１１１は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７からの入力信号（Ｉ成分とＱ成分のデジタル値）に対して、ＯＦＤＭ信号の先頭部分にある繰り返し信号であるショートプリアンブルＳＰ（図５（ａ）参照）を利用した自己相関型の演算ロジックを実行することにより、ＯＦＤＭ信号の正規パケット到達と、そのシンボルタイミングを検出する。なお、このタイミング検出部１１１の詳細については後述する。
タイミング検出部１１１は、正規パケットを検出した場合には、そのタイミング情報（シンボルタイミングの時刻情報）Ｓｔを、ＡＦＣ部１１２とガードインターバル除去部１１３に出力する。
【００３５】
ＡＦＣ部１１２は、タイミング検出部１１からのタイミング情報Ｓｔに基づいて、ＯＦＤＭ信号に対してキャリア周波数誤差の粗調整を行い、ガードインターバル除去部１１３は、その調整後のＯＦＤＭ信号からガードインターバルＧＩ（図５（ａ）参照）を除去して、フーリエ変換部１１４に入力する。
フーリエ変換部１１４は、ガードインターバルＧＩが除去されたＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換処理を行い、ＯＦＤＭ信号を時間領域の信号に変換して出力する。
【００３６】
フレーム変換部１１４からの出力信号は、チャンネル推定部１１５とチャンネル等価部１１６に入力される。
チャンネル推定部１１５は、入力信号に含まれるロングプリアンブルＬＦ（図５（ａ）参照）と、予め記憶している伝送路歪みのないロングプリアンブルＬＰの参照信号とを比較することにより、各サブキャリアの位相と振幅の伝送路歪みを推定し、チャンネル等化部１１６は、推定された歪みを各サブキャリアから除去して送信時の状態に等化する。
【００３７】
また、チャンネル等化部１１６からの出力信号は、位相回転補正部１１７とサブキャリア復調部１１８に入力される。
位相回転補正部１１７は、ＯＦＤＭ信号に含まれる既知のパイロット信号（図示せず）を用いて、送信機３Ｓや受信機１Ｒでの周波数変換等の際に生じた、位相雑音による定常位相回転量を検出して各サブキャリアの回転量を補正し、サブキャリア復調部１１８は、その補正後の各サブキャリアをデジタルデータに復調する。
【００３８】
復調されたデジタルデータは、デインタリーブ処理部１１９においてデータの並びが送信時と同じ状態に戻されたあと、ビダビ復号部１２０において誤り訂正復号されて、復号データとして抽出される。
【００３９】
〔ＯＦＤＭ信号のフレームフォーマット〕
図５（ａ）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｐに準拠するＯＦＤＭ信号のフレームフォーマットを示し、図５（ｂ）及び（ｃ）は、そのＯＦＤＭ信号のショートプリアンブルＳＰと継続ノイズの一例を示す波形図である。
図５（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号のフレームは、左から順に、ショートプリアンブルＳＰ、ガードインターバルＧＩ、ロングプリアンブルＬＰ、ガードインターバルＧＩ、ＳＩＧＮＡＬ、ガードインターバルＧＩ、ＳＩＧＮＡＬ部、ガードインターバルＧＩ及ＤＡＴＡ部よりなる。
【００４０】
このうち、ショートプリアンブルＳＰは、１周期が１．６μｓである固定のパターン信号（繰り返し信号）であり、同じものが１０回繰り返される。このショートプリアンブルＳＰは、主として、ＯＦＤＭ信号の検出、そのシンボルタイミングの検出及びＡＦＣ部１１２の粗調整等に利用される。
ロングプリアンブルＬＰは、１周期が３．２μｓである固定のパターン信号（繰り返し信号）であり、同じものが２回繰り返される。このロングプリアンブルＬＰは、キャリア周波数誤差の微調整や、サブキャリアごとのチャンネル推定等に利用される。
【００４１】
なお、上記１０個のショートプリアンブルＳＰから、ガードインターバルＧＩを挟んで２個のロングプリアンブルＬＰまでの信号を「ＰＬＰＣプリアンブル」という。
ＳＩＧＮＡＬ部には、後続して送信されるデータの伝送速度やデータ長等の物理層の重要なヘッダ情報が含まれており、ＤＡＴＡ部には、ＳＩＧＮＡＬ部で設定された伝送速度に基づく実データが含まれる。
【００４２】
なお、ＯＦＤＭ信号のショートプリアンブルＳＰは、図５（ｂ）及び（ｃ）に示すような周期１．６μｓの所定パターンの繰り返し波形になっているが、同図に破線で示すように、自然界においては、ショートプリアンブルＳＰの周期１．６μｓよりも長い時間帯でレベルがほぼ一定に継続する、「継続ノイズ」が生じることがある。この継続ノイズによる課題とその解決方法の詳細については後述する。
【００４３】
〔タイミング検出部の構成〕
図３は、本実施形態の受信機１Ｒにおける、タイミング検出部１１１の内部構成を示す機能ブロック図である。
図３に示すように、本実施形態のタイミング検出部１１１は、第１算出部１１と、第２算出部１２と、判定部１３とから主構成されている。このうち、第１算出部１１は、左から順に、第１遅延部１４、複素乗算器１５Ａ，１５Ｂ、積分回路１６Ａ，１６Ｂ及び除算器１８を含む。
【００４４】
また、第２算出部１２は、左から順に、第２遅延部２０、複素乗算器２１Ａ，２１Ｂ、積分回路２２Ａ，２２Ｂ及び除算器２４を含む。
なお、図３において、ｄ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７からタイミング検出部１１１に入力される入力信号であり、離散時間ｔを変数とした同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）を有する複素デジタル信号よりなる。
【００４５】
また、以下において、ショートプリアンブルＳＰの１周期をＴ０とし、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７でのサンプリング周期Δｔは、その周期Ｔ０の１／１６であるとする。すなわち、Ｔ０＝１６・Δｔである。
従って、入力信号ｄ（ｔ）は、１周期Ｔ０内に合計１６個の時系列の離散値が含まれている。更に、図３において、「＊」のマークは共役複素数を表すものとする。
【００４６】
第１算出部１１において、一方の複素乗算器１５Ａに対しては、入力信号ｄ（ｔ）がそのまま入力されるとともに、その入力信号ｄ（ｔ）を、第１遅延部１４によってショートプリアンブルＳＰの１周期Ｔ０だけ遅らせた第１遅延信号ｄ（ｔ−１６・Δｔ）が入力される。
そこで、複素乗算器１５Ａは、入力信号ｄ（ｔ）と第１遅延信号ｄ（ｔ−１６・Δｔ）の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路１６Ａに出力する。積分回路１６Ａは、複素乗算の結果をサンプル数ｋ＝０〜Ｎ−１（この場合は、Ｎ＝１６）で積算する。この積算の結果は、入力信号ｄ（ｔ）の電力に相当する値を示しており、これが後段の除算器１８に与えられる。
【００４７】
これに対して、他方の複素乗算器１５Ｂに対しては、入力信号ｄ（ｔ）が遅延なしでそのまま入力される。複素乗算器１５Ｂは、入力信号ｄ（ｔ）とこの入力信号ｄ（ｔ）の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路１６Ｂに出力する。積分回路１６Ａは、複素乗算の結果をサンプル数ｋ＝０〜Ｎ−１で積算する。この積算の結果も、後段の除算器１８に与えられる。
【００４８】
そして、除算器１８は、積分回路１６Ａの出力結果を積分回路１６Ｂの出力結果で除算して正規化を行い、その結果である第１自己相関値Ｃ１（ｔ）を判定部１３に出力する。以上の算出手順から、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）を数式で表すと、次の式（１）のようになる。
【００４９】
【数１】
2011101234.tif 000003
【００５０】
一方、第２算出部１２において、一方の複素乗算器２２Ａに対しては、入力信号ｄ（ｔ）がそのまま入力されるとともに、その入力信号ｄ（ｔ）を、第２遅延部２０によってショートプリアンブルＳＰの半周期（０．５・Ｔ０）だけ遅らせた第２遅延信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）が入力される。
そこで、複素乗算器２１Ａは、入力信号ｄ（ｔ）と第２遅延信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路１６Ａに出力する。積分回路２２Ａは、複素乗算の結果をサンプル数ｋ＝０〜Ｎ−１で積算する。この積算の結果は、後段の除算器２４に与えられる。
【００５１】
これに対して、他方の複素乗算器２１Ｂに対しては、入力信号ｄ（ｔ）が遅延なしでそのまま入力される。複素乗算器２１Ｂは、入力信号ｄ（ｔ）とこの入力信号ｄ（ｔ）の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路２２Ｂに出力する。積分回路２２Ｂは、複素乗算の結果をサンプル数ｋ＝０〜Ｎ−１で積算する。この積算の結果も、後段の除算器２４に与えられる。
【００５２】
そして、除算器２４は、積分回路２２Ａの出力結果を積分回路２２Ｂの出力結果で除算して正規化を行い、その結果である第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を判定部１３に出力する。以上の算出手順から、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を数式で表すと、次の式（２）のようになる。
【００５３】
【数２】
2011101234.tif 000004
【００５４】
上記第１自己相関値Ｃ１（ｔ）は、入力信号ｄ（ｔ）をショートプリアンブルＳＰの信号長（周期Ｔ０）だけシフトさせ、これの複素共役に元の信号を乗算して当該プリアンブルＳＰの信号長分の移動平均を取ったものである。
この場合、ショートプリアンブルＳＰが繰り返し送信されている時間帯では、シフトした信号ｄ（ｔ−１６・Δｔ）と元の入力信号ｄ（ｔ）とが同一の信号になるので、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）が当該時間帯において大きな値を示すことになる。
【００５５】
その後、ショートプリアンブルＳＰの受信が終了し、ロングプリアンブルＰが受信される時期になると、ショートプリアンブルＳＰの周期性がなくなるので、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）は大きな値を示さない。
従って、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）が所定の閾値を超えたか否かを判定することにより、ＯＦＤＭ信号の到来を検出することができる。また、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）の相関値の極大点に対応する時刻（ピーク時点）は、少なくともショートプリアンブルＳＰが繰り返し送信されている期間内にあるから、そのピーク時点を一応のシンボルタイミングであると推定することができる。
【００５６】
しかし、前述の通り、例えば図５（ｂ）及び（ｃ）に破線で示すような、ショートプリアンブルＳＰの周期Ｔ０（＝１．６μｓ）よりも長時間に渡ってレベルが継続する「継続ノイズ」が生じることがある。
この場合、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）は、入力信号ｄ（ｔ）とこれより１周期Ｔ０だけ遅れた第１遅延信号ｄ（ｔ−１６・Δｔ）との自己相関値であるから、入力信号がかかる継続ノイズの場合であっても大きな値が発生する。
【００５７】
このため、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）だけで、ＯＦＤＭ信号の検出やシンボルタイミングの推定を行うと、受信信号が図５（ｂ）及び（ｃ）に示すような継続ノイズである場合でも、これを正規パケットとして誤って検出してしまうとともに、データ復調に使用できない無意味なシンボルタイミングが生成されてしまう恐れがある。
【００５８】
これに対して、上記第２自己相関値Ｃ２（ｔ）は、入力信号ｄ（ｔ）をショートプリアンブルＳＰの信号長の半分（半周期０．５・Ｔ０）だけシフトさせ、これの複素共役に元の信号を乗算して当該プリアンブルＳＰの信号長分の移動平均を取ったものである。
この場合、ショートプリアンブルＳＰが繰り返し送信されている時間帯でも、シフトした信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）と元の入力信号ｄ（ｔ）とが同一の信号にはならないので、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）は大きな値を示さない。
【００５９】
また、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）は、ショートプリアンブルＳＰの半周期だけ遅らせた第２遅延信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）との自己相関値であるため、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）の場合と同様に、受信信号が図５（ｂ）及び（ｃ）に示す継続ノイズである場合には大きな値が発生する。
図４は、ノイズの後に正規パケットが到来した場合の、受信機１Ｒの受信レベル（ＲＳＳＩ）、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）及び第２自己相関値Ｃ２（ｔ）の時間的推移を示すグラフである。
【００６０】
図４に楕円Ａ，Ｂで示すように、受信信号がノイズである時間帯では、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）と第２自己相関値Ｃ２（ｔ）が同じ時間にほぼ同様のピーク波形を示すことがあり、これは前述の「継続ノイズ」が生じた時間であると推定できる。
これに対して、図４に楕円Ｃで示すように、受信信号が正規パケットである時間帯では、ショートプリアンブルＳＰの受信期間において第１自己相関値Ｃ１（ｔ）に高いピークが表れるが、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）にはピークが表れない。
【００６１】
このように、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）の場合は、正規パケットと継続ノイズの双方に対してピークが生じ易いが、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）の場合は、正規パケットに対してはピークが生じ難いが、継続ノイズに対してはピークが生じ易いことが分かる。
そこで、本実施形態では、判定部１３が、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）の第２自己相関値Ｃ２（ｔ）に対する比率を算出し、この比率が所定の閾値よりも大きい場合に、入力信号ｄ（ｔ）が正規パケット（正規のＯＦＤＭ信号）であると判定する。
なお、自己相関値Ｃ１（ｔ）とＣ２（ｔ）を、最大１０周期に渡って更に積算した値同士を比較することで、正規パケットかノイズかを判定すると、精度がより向上するため好ましい。
【００６２】
そして、判定部１３は、入力信号ｄ（ｔ）が正規パケット（正規のＯＦＤＭ信号）であると判定した場合に限り、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）のピーク時点を探索し、このピーク時点の時刻よりなるタイミング情報Ｓｔを生成し、この情報ＳｔをＡＦＣ部１１２とガードインターバル除去部１１３に通知する。
【００６３】
〔本実施形態のタイミング検出部の効果〕
以上の通り、本実施形態のタイミング検出部１１１によれば、第１第自己相関値Ｃ１（ｔ）の他に、入力信号ｄ（ｔ）とこれをショートプリアンブルＳＰの半周期だけ遅らせた第２遅延信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）との相関値である第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を算出し、これらの相関値Ｃ１（ｔ），Ｃ２（ｔ）に基づいて、入力信号ｄ（ｔ）が正規パケットであるか否かを判定するので、継続ノイズと正規パケットをより正確に区別できる。
また、相互相関型の場合のように、ショートプリアンブルＳＰの波形を参照信号として記憶する必要がないので、回路規模を小さくできて経済的であるという利点もある。
【００６４】
〔その他の変形例〕
今回開示した実施形態は例示であって制限的なものではない。本発明の権利範囲は、特許請求の範囲によって示され、その構成と均等の範囲内の全ての変更が含まれる。
例えば、上記実施形態では、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）を求めるための第１遅延信号が、入力信号ｄ（ｔ）をショートプリアンブルＳＰの１周期だけ遅らせた信号ｄ（ｔ−１６・Δｔ）になっているが、この第１遅延信号は、１周期Ｔ０の整数倍だけ遅らせて生成すればよく、第１遅延信号の遅延時間は２周期以上であってもよい。
【００６５】
また、上記実施形態では、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を求めるための第２遅延信号が、入力信号ｄ（ｔ）をショートプリアンブルＳＰの半周期だけ遅らせた信号ｄ（ｔ−８・Δｔ）になっているが、この第２遅延信号は、１周期Ｔ０の整数倍ではない時間だけ遅らせて生成すればよく、第２遅延信号の遅延時間は半周期に限定されるものではない。
【００６６】
もっとも、第１遅延信号や第２遅延信号の遅延時間が大きいほど、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）や第２自己相関値Ｃ２（ｔ）が得られるタイミングが遅れ、判定部１３による正規パケットの検出が遅れることになる。
従って、判定部１３でのパケット検出を最も早く行うためには、上記実施形態のように、入力信号ｄ（ｔ）をショートプリアンブルＳＰの１周期Ｔ０だけ遅らせた信号を第１遅延信号とし、入力信号ｄ（ｔ）をショートプリアンブルＳＰの１周期Ｔ０未満の時間だけ遅らせた信号を第２遅延信号とすることが好ましい。
【００６７】
また、上記実施形態では、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を１つだけ算出しているが、遅延させる時間が異なる複数の第２遅延信号（例えば、ｄ（ｔ−４・Δｔ）やｄ（ｔ−１２・Δｔ））を用いて、複数の第２自己相関値Ｃ２（ｔ）を算出することにしてもよい。
この場合、判定部１３において、第１自己相関値Ｃ１（ｔ）の各第２自己相関値Ｃ２（ｔ）に対する比率をそれぞれ求め、この各比率が所定の閾値よりも大きいか否かにより、入力信号（ｔ）が正規パケットか否かを判定すれば、第２自己相関値Ｃ２（ｔ）が１つだけである場合に比べて、継続ノイズと正規パケットをより正確に区別できる。
【００６８】
更に、上記実施形態では、ショートプリアンブルＳＰの周期性を利用しているが、それ以外の繰り返し信号（例えば、ロングプリアンブルＬＰ等）を利用して、本発明を実施することもできる。
また、上記実施形態では、ＯＦＤＭ方式の受信機１Ｒを例示したが、本発明はこれに限られず、固定のパターン信号を利用した自己相関型の信号検出を行うものであれば、通信方式は特に限定されない。
【符号の説明】
【００６９】
１１      第１算出部
１２      第２算出部
１３      判定部
３Ｓ      送信機
１１０      受信用プロセッサ
１１１      タイミング検出部（信号検出器）
Ｃ１（ｔ）  第１自己相関値
Ｃ２（ｔ）  第２自己相関値
ｄ（ｔ）    入力信号
ｄ（ｔ−１６・Δｔ）  第１遅延信号
ｄ（ｔ−８・Δｔ）    第２遅延信号
【図１】
2011101234.tif 000005
【図２】
2011101234.tif 000006
【図３】
2011101234.tif 000007
【図４】
2011101234.tif 000008
【図５】
2011101234.tif 000009