(57)【要約】【課題】受信装置の受信環境が変化する場合であっても、パス推定精度を下げることなくパス推定を高速に実行する受信装置を提供することを目的とする。【解決手段】受信装置は、周波数多重信号を受信する受信部と、フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換する第１のフーリエ変換部と、周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入されている複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して第１の時間波形を生成する第１の時間波形生成部と、受信した該周波数多重信号に基づいて、第２の時間波形を生成する第２の時間波形生成部と、第１および第２の時間波形を合成し、合成後の時間波形を周波数領域の情報に変換する第２のフーリエ変換部と、該第２のフーリエ変換部により変換された情報に従って、該周波数多重信号を伝播路補償する伝播路補償部とを有する。【選択図】図１７
2011223546.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数多重信号を受信する受信部と、
フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換する第１のフーリエ変換部と、
周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入されている複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して第１の時間波形を生成する第１の時間波形生成部と、
受信した該周波数多重信号に基づいて、該第１の時間波形における折り返し周期よりも長い折り返し周期を有する第２の時間波形を生成する第２の時間波形生成部と、
第１および第２の時間波形を合成し、合成後の時間波形を周波数領域の情報に変換する第２のフーリエ変換部と、
該第２のフーリエ変換部により変換された情報に従って、第１のフーリエ変換部から出力される該周波数多重信号を伝播路補償する伝播路補償部と
を有することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
該第２の時間波形生成部は、受信感度に応じて変化する閾値と該自己相関演算値との大小関係に基づいて、該第２の時間波形を生成することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
該第２の時間波形生成部は、該第１のフーリエ変換部から出力された周波数多重信号の各周波数における電力を計算し、周波数の異なる複数の電力値に基づいて該第２の時間波形を生成することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
該第２の時間波形生成部は、該複数のパイロット信号を時間方向に補間し、補間した該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して該第２の時間波形を生成することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
周波数多重信号を受信する受信部と、
フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換するフーリエ変換部と、
周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入された複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した時間波形に基づき、該周波数多重信号のマルチパス候補の信号群を抽出する第一の推定部と、
該周波数多重信号と、抽出した該マルチパス候補のパルス幅およびパルス発生タイミングに応じて遅延させた該周波数多重信号との自己相関演算値に基づいて、該マルチパス候補の信号群からマルチパス信号を抽出する第二の推定部と、
該抽出したマルチパス信号の出現タイミングに基づいて該ウインドウのタイミングを調整するウインドウ制御部と
を有することを特徴とする受信装置。
【請求項６】
該第一の推定部は、時間軸方向に補間演算した複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して時間波形を生成することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
該第一の推定部は、該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した該時間波形を最大解析範囲の整数倍の時間シフトさせた時間に複写生成した波形に基づき、該マルチパス候補の信号群を抽出することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
【請求項８】
該第一の推定部は、該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した第一の時間波形と、時間軸方向に補間演算した該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した第二の時間波形とを合成した時間波形に基づき、該マルチパス候補の信号群を抽出することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
【請求項９】
該第二の推定部は、受信感度に応じて変化する閾値と該自己相関演算値との大小関係に基づいて、該マルチパス信号を抽出することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
【請求項１０】
周波数多重信号を受信し、
フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換し、
周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入された複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した時間波形に基づき、該周波数多重信号のマルチパス候補の信号群を抽出し、
該周波数多重信号と、抽出した該マルチパス候補のパルス幅およびパルス発生タイミングに応じて遅延させた該周波数多重信号との自己相関演算値に基づいて、該マルチパス候補の信号群からマルチパス信号を抽出し、
該抽出したマルチパス信号の出現タイミングに基づいて該ウインドウのタイミングを調整する
ことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数多重信号の受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信やデジタル放送などの分野において、限られた伝送帯域を有効活用するため、様々な多重化技術が用いられる。多重化技術の一つに直交周波数多重化方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる方式がある。ＯＦＤＭ方式は伝送帯域内に多数の直交するサブキャリアを設け、それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータを割り当ててデジタル変調する方式である。
【０００３】
無線において基地局から送信された周波数多重信号であるＯＦＤＭ信号を受信する場合、基地局から送信されたＯＦＤＭ信号は、建物や地形などの障害によって反射・回折する。受信装置は反射・回折した複数の経路からＯＦＤＭ信号を受信する。反射・回折により発生する複数の経路をマルチパスという。マルチパスにおけるそれぞれのＯＦＤＭ信号の伝播距離は異なる。伝播距離の違いにより、受信装置は振幅および位相の異なる複数のＯＦＤＭ信号を受信する。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号がマルチパスの影響を受けると、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの振幅および位相が変化する。各サブキャリアにおけるマルチパスの影響を解消するため、受信装置は受信信号の伝播路特性を推定するパス推定処理を行う。受信装置はパス推定処理においてＯＦＤＭ信号に挿入したパイロット信号を用いる。パイロット信号は既定の振幅および位相を有している。受信装置は受信したパイロット信号と既定のパイロット信号とを比較することにより、伝播路の特性を推定する。受信装置は求めたパス推定結果に基づき、受信信号を等化処理する。
【０００５】
受信装置は一定周波数間隔に挿入された複数のパイロット信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理することにより得られる時間波形に基づいて、パス推定処理を行う。パス推定可能な最大遅延時間は、パイロット信号の周波数間隔により制限される。
【０００６】
受信装置はまた、マッチドフィルタなどの相関器を用い、受信信号と、受信信号を一定時間遅延させた遅延信号との自己相関演算を行うことによりパス推定処理を行うことも出来る。受信装置は、パイロット信号に基づくパス推定結果と自己相関演算に基づくパス推定結果とを組み合わせることにより、パスの推定可能範囲と推定精度を上げることができる。また受信装置はパス推定結果のフーリエ変換を行い、周波数信号に変換することで周波数領域の伝搬路特性を推定することできる。そして、推定された伝播路特性に基づき受信信号を補償する伝播路補償を行うことができる。特許文献１および特許文献２には、パイロット信号に基づくパス推定結果または自己相関演算に基づくパス推定結果に基づくパス推定処理および伝播路補償に関する技術が開示されている。非特許文献１には、デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔのモード３に関する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２８８４５０号公報
【特許文献２】特開２００８−７２２２４号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】“ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭ  ＦＯＲ  ＤＩＧＩＴＡＬ  ＴＥＲＲＥＳＴＲＩＡＬ  ＴＥＬＥＶＩＳＩＯＮ  ＢＲＯＡＤＣＡＳＴＩＮＧ  ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１”、Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ、２００１．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
自己相関演算に基づくパス推定を行う場合、受信装置は自己相関演算する遅延信号の遅延時間を一定間隔で変えるため、複数の相関回路を用いる。相関回路の数が多くなるほど受信装置の演算量は増加する。演算量が増加することは演算時間の増大につながる。
【００１０】
受信装置の移動などにより受信環境が変化する場合、建物などの障害物からの反射により長遅延パスが突然発生し、パス推定結果の信頼性が低下する。特に、高速移動環境下では推定可能範囲が狭い方法でパス推定を行なう必要があるため、長遅延パスによる信頼性の劣化は大きくなる。
【００１１】
本発明の一実施例では、受信装置の受信環境が変化する場合であっても、パス推定精度を下げることなくパス推定を高速に実行する受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、受信装置は、周波数多重信号を受信する受信部と、フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換する第１のフーリエ変換部と、周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入されている複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して第１の時間波形を生成する第１の時間波形生成部と、受信した該周波数多重信号に基づいて、該第１の時間波形における折り返し周期よりも長い折り返し周期を有する第２の時間波形を生成する第２の時間波形生成部と、第１および第２の時間波形を合成し、合成後の時間波形を周波数領域の情報に変換する第２のフーリエ変換部と、該第２のフーリエ変換部により変換された情報に従って、第１のフーリエ変換部から出力される該周波数多重信号を伝播路補償する伝播路補償部とを有する。
【発明の効果】
【００１３】
実施形態によれば、受信装置の受信環境が急激に変化する場合であっても、パス推定精度を下げることなくパス推定を高速に実行する受信装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置のブロック図である。
【図２】時間領域のＯＦＤＭ信号を構成するＯＦＤＭシンボルを表す図である。
【図３】パイロット信号の配置を示す図である。
【図４】パイロット信号および補間パイロット信号の配置を示す図である。
【図５】パイロット信号および補間パイロット信号の配置を示す図である。
【図６】３キャリアごとに存在するパイロット信号をＩＦＦＴした場合の折り返し現象を示す図である。
【図７】マッチドフィルタ型推定部１０の詳細ブロック図である。
【図８】マッチドフィルタの詳細ブロック図である。
【図９】マルチパスの推定結果である。
【図１０】受信装置のブロック図である。
【図１１】ＩＦＦＴ型推定部の詳細ブロック図である。
【図１２】合成前の時間波形と合成後の時間波形である。
【図１３】閾値設定部の動作フローチャートである。
【図１４】マッチドフィルタ型推定部の詳細ブロック図である。
【図１５】マッチドフィルタ９２１の詳細ブロック図である。
【図１６】本実施形態による回路削減効果を示したものである。
【図１７】周波数補間部を詳細に示した受信装置のブロック図である。
【図１８】成形部の詳細ブロック図である。
【図１９】周波数補間部における時間波形の波形整形を示す図である。
【図２０】波形合成および波形成形の詳細ステップを時間波形と共に示す図である。
【図２１】周波数補間部を詳細に示した受信装置のブロック図である。
【図２２】周波数補間部における時間波形の波形整形を示す図である。
【図２３】周波数補間部を詳細に示した受信装置のブロック図である。
【図２４】周波数補間部における時間波形の波形整形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本実施の形態について説明する。なお、各実施形態における構成の組み合わせも本発明の実施形態に含まれる。
【００１６】
図１はＯＦＤＭ信号を受信する、第一の実施形態における受信装置２０のブロック図である。本実施例における受信装置２０は、パス推定精度を下げることなく相関回路の回路規模および演算量を減らしたパス推定処理を実現する。相関回路の回路規模および演算量を減らすことにより、パス推定を高速に実行することが出来る。受信装置２０はアンテナ２１、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２、直交変調部２２、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部３、伝播路補償部４、パイロット抽出部５、時間方向補間部６、周波数方向補間部７、ＩＦＦＴ部８、ＩＦＦＴ型推定部９、マッチドフィルタ型推定部１０、ウインドウ制御部１４を有する。
【００１７】
受信装置２０はアンテナ２１で受信したＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭシンボルごとに高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、周波数領域に変換したＯＦＤＭ信号を出力する。受信装置２０は受信したＯＦＤＭ信号を精度よく周波数領域に変換するため、ＦＦＴ処理範囲を決めるウインドウの開始位置を調整する。また受信装置２０は復号時の精度を向上させるため周波数領域に変換したＯＦＤＭ信号の位相ずれを調整する。以下に受信装置２０の詳細について、機能ブロックごとに説明する。
【００１８】
アンテナ２１は基地局から送信された周波数多重信号であるＯＦＤＭ信号を受信し、ＲＦ信号を出力する。ＲＦ部１は受信したＲＦ信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に周波数変換する。ＲＦ部１は周波数変換したＩＦ信号をバンドパスフィルタなどによりフィルタリング処理し、特定の帯域のＩＦ信号を出力する。ＡＤＣ２は受信したＩＦ信号をデジタル化する。
【００１９】
直交変調部２２は所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いてデジタル化されたＩＦ信号を直交変調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号１２を出力する。ＯＦＤＭ信号１２はＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。ＯＦＤＭシンボルは基地局から送信されるときにＩＦＦＴ処理がなされる有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形をコピーしたガードインターバルを有する。
【００２０】
ＦＦＴ部３は１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除いて抜き出したＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ部３はＦＦＴ演算により、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換する。ＦＦＴ演算の演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界からガードインターバルの終了位置までのいずれかの位置となる。ＦＦＴ処理の演算範囲をＦＦＴウインドウと呼ぶ。ＦＦＴウインドウの演算開始位置は、後述するウインドウ制御部１４により制御される。以下に、図２を用いてＦＦＴウインドウの演算開始位置を詳細に説明する。
【００２１】
図２は時間領域のＯＦＤＭ信号を構成するＯＦＤＭシンボルを表す図である。ＯＦＤＭシンボル２３、２４、２５はＯＦＤＭ信号１２を構成する複数のＯＦＤＭシンボルのうちの一部である。ＯＦＤＭシンボル２４はガードインターバルＡ、有効シンボルＢを有する。ガードインターバルＡは有効シンボルＢの後半の一部分の波形をコピーし、有効シンボルＢの先頭に挿入したものである。ウインドウ制御部１４はＯＦＤＭシンボルの境界である時刻Ｔ１からガードインターバルＡの終了位置である時刻Ｔ２までのいずれかの位置にＦＦＴウインドウの演算開始位置を設定する。
【００２２】
図１の説明に戻る。パイロット抽出部５は周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号からパイロット信号を抽出する。パイロット信号は一定の周波数おきに挿入された既知信号であり、伝播路推定などに用いられる。以下に、図３を用いてパイロット信号の配置を示す。
【００２３】
図３は、本実施例におけるパイロット信号の配置を示す図である。図３はデジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）におけるパイロット信号の配置である。パイロット信号の配置はこれに限定するものではない。
【００２４】
図３において、横軸はサブキャリア（周波数軸）を示し、縦軸はシンボル（時間軸）を示す。二重丸はパイロット信号を示す。白抜きの丸はデータ信号を示す。本実施例においてパイロット信号は、サブキャリア方向について１２サブキャリアに１回挿入され、シンボル方向については３サブキャリアずつシフトされた形で挿入される。
【００２５】
図１の説明に戻る。時間方向補間部６は抽出したパイロット信号を時間軸方向に補間する。補間演算の対象は各パイロット信号の実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）である。補間演算は直線補間を用いても良い。以下に、図４を用いてパイロット信号およびパイロット信号を補間して生成した補間パイロット信号の配置を示す。
【００２６】
図４はパイロット信号および補間パイロット信号の配置を示す図である。時間方向補間部６は図３の配置図において、パイロット信号を時間軸方向に補間して図４の補間パイロット信号を生成する。斜線で塗りつぶされた丸は補間パイロット信号を示す。パイロット信号を時間軸方向に補間することにより、すべてのシンボルにおいて、３サブキャリアごとにパイロット信号および補間パイロット信号を参照することが出来る。
【００２７】
図１の説明に戻る。周波数方向補間部７は時間軸方向に補間演算したパイロット信号をさらに周波数軸方向に補間する。周波数方向補間部７は補間演算により得られたパイロット信号に基づいて、各ＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアごとの伝送路特性を推定する。以下に、図５を用いてパイロット信号および補間パイロット信号の配置を示す。
【００２８】
図５はパイロット信号および補間パイロット信号の配置を示す図である。周波数方向補間部７は図４の配置図において、パイロット信号および補間パイロット信号をさらに周波数軸方向に補間する。斜線で塗りつぶされた丸は補間パイロット信号を示す。パイロット信号を周波数軸方向に補間することにより、各ＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリアのパイロット信号を参照することが出来る。この結果周波数方向補間部７は各ＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリアにおける伝送路特性を推定することが出来る。
【００２９】
図１の説明に戻る。伝播路補償部４はＦＦＴ部３により周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号に対して、周波数方向補間部７により推定された伝送路特性に基づいて伝播路によるＯＦＤＭ信号の歪みを除去する。伝播路補償部４により歪みを除去されたＯＦＤＭ信号を例えば図示されていない復号部によって復号処理することにより、復号時におけるデータエラーの発生率を下げることが出来る。
【００３０】
受信装置２０はＦＦＴ部３のＦＦＴ処理におけるウインドウ開始位置を適切に設定することによっても、復号時におけるデータエラーの発生率を下げることが出来る。パイロット信号を用いたウインドウ開始位置の適切な設定について以下に説明する。
【００３１】
ＩＦＦＴ部８は時間方向補間部６により補間演算された周波数領域のパイロット信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）し、時間領域における伝送路のインパルス応答を求める。時間方向補間部６により補間演算されたパイロット信号は３キャリアごとに存在するため、このパイロット信号をＩＦＦＴした場合の時間レンジは有効シンボル長の１／３となる。よって、マルチパスの候補を示すマルチパス候補の信号群において、有効シンボル長の１/３のレンジを越える遅延波が存在する場合、折り返しが発生する。以下に、図６を用いて折り返し現象を示す。
【００３２】
図６は３キャリアごとに存在するパイロット信号をＩＦＦＴした場合の折り返し現象を示す図である。図６において期間Ｂは有効シンボル長であり、パイロット間隔が３キャリアの場合、Ｂ／３間隔で折り返し現象が生じる。例えば、１キャリアごとに存在するパイロット信号をＩＦＦＴした場合、時刻（Ｔ１＋Ｂ／３）にインパルス応答が現れるとする。この伝送路条件で３キャリアごとに存在するパイロット信号をＩＦＦＴした場合、時刻（Ｔ１＋Ｂ／３）よりも時間Ｂ／３早い時刻Ｔ１にインパルス応答が現れる。このように最大解析範囲を超える遅延波が最大解析範囲分だけ折り返り、最大解析範囲内に出現する現象を折り返し現象という。
【００３３】
図１の説明に戻る。ＩＦＦＴ型推定部９は周波数領域に変換したＯＦＤＭ信号に一定周波数間隔で挿入された複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した時間波形に基づき、ＯＦＤＭ信号のマルチパス候補の信号群を抽出する。ＩＦＦＴ型推定部９はＩＦＦＴして生成した時間波形を最大解析範囲の整数倍の時間シフトさせた時間に複写生成する。例えば図６のように、３キャリアごとのパイロット信号をＩＦＦＴし、インパルス応答が時刻Ｔ１に現れたとする。この場合、前述の折り返し現象を考慮し、時刻（Ｔ１−Ｂ／３）にもインパルス応答を複写生成する。折り返し現象を考慮してインパルス応答を複写生成することにより、最大解析範囲を超えて発生する可能性のある有効シンボル区間までマルチパス候補の信号群を抽出することが出来る。ＩＦＦＴ型推定部９は生成したインパルス応答とあらかじめ設定された閾値とを比較し、閾値を超える振幅を有するインパルス応答についてパス遅延情報１１を出力する。パス遅延情報１１は各インパルス応答の遅延時間、信号強度などを示す情報である。
【００３４】
本実施例においてＩＦＦＴ部８は、時間方向補間部６により補間演算されたパイロット信号を用いているが、補間演算前のキャリア間隔Ｋ＝１２のパイロット信号をＩＦＦＴして時間波形を生成しても良い。キャリア間隔Ｋが大きくなるほどＩＦＦＴにより得られる最大解析範囲は小さくなり、ＩＦＦＴ型推定部９で推定されるマルチパス候補の数は多くなる。補間演算したキャリア間隔Ｋの小さいパイロット信号を用いてＩＦＦＴした時間波形を生成することにより、推定すべきマルチパス候補の数を減らすことが出来る。マルチパス候補の数を減らすことにより、後述するマッチドフィルタのＴＡＰ数を減らすことが出来る。
【００３５】
マッチドフィルタ型推定部１０は直交変調部２２から出力された時間領域のＯＦＤＭ信号１２と、ＯＦＤＭ信号１２をＩＦＦＴ型推定部９で抽出したマルチパス候補のパルス幅およびパルス発生タイミングに応じて遅延させた信号との自己相関演算値に基づいて、マルチパス候補の信号群からマルチパス信号を抽出する。マッチドフィルタ型推定部１０は自己相関演算により推定したパス遅延情報とＩＦＦＴ型推定部９により推定されたパス遅延情報１１とを比較する。マッチドフィルタ型推定部１０は２つのパス遅延情報の比較結果に応じてウインドウ制御部１４が設定するＦＦＴ開始タイミングの基準となるパス検出情報１３を出力する。ＦＦＴ部３は２つの推定結果に基づいてＦＦＴ開始タイミングを設定することにより、時間領域のＯＦＤＭ信号１２をより精度よく周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換することが出来る。以下に、図７およびを図８用いてマッチドフィルタ型推定部１０の詳細を示す。
【００３６】
図７はマッチドフィルタ型推定部１０の詳細ブロック図である。マッチドフィルタ型推定部１０は遅延量設定部４１、マッチドフィルタ４２ｎ（ｎ＝１、２、・・・）、パス判定部４５を有する。
【００３７】
遅延量設定部４１はＩＦＦＴ型推定部９から出力された位相情報１１を複数のマッチドフィルタ４２ｎへ出力する。より具体的には、例えば遅延量設定部４１は、ＩＦＦＴ型推定部９からシリアルに送信された複数のパス遅延情報１１を受信し、インパルス応答ごとのパス遅延情報を複数のマッチドフィルタ４２ｎへ順番に送信する。
【００３８】
複数のマッチドフィルタ４２ｎはそれぞれ、受信したパス遅延情報４３ｎを初期遅延量とし、直交変調部２２から送信されたＯＦＤＭ信号１２の自己相関演算を行う。マッチドフィルタ４２ｎは自己相関演算結果を自己相関情報４４ｎ（ｎ＝１、２、・・・）として出力する。自己相関情報４４ｎは対応するパス遅延情報４３ｎを含む。
【００３９】
パス判定部４５は複数のマッチドフィルタ４２ｎからそれぞれ出力された自己相関情報４４ｎを順に受信する。パス判定部４５は受信した自己相関情報４４ｎとあらかじめ設定された閾値とを比較し、閾値を超える自己相関値に対応する位相情報をパス検出情報１３として出力する。またパス判定部４５に設定された閾値は、図１０で後述するＦｄ推定部６１やＣＩＮＲ推定部６２の出力に基づいて調整しても良い。受信状況に合わせて閾値を変えることにより、より正確にマルチパスの検出を行うことが出来る。
【００４０】
以上の通りマッチドフィルタ型推定部１０は、マルチパス推定のための自己相関演算を複数のマッチドフィルタ４２ｎにより並列処理することにより、マルチパス推定処理時間を短縮することが出来る。以下に、図８を用いてマッチドフィルタ４２１を詳細に説明する。
【００４１】
図８は複数あるマッチドフィルタのうちの一つであるマッチドフィルタ４２１の詳細ブロック図である。マッチドフィルタ４２１は受信した位相情報４３１を初期値として位相差を少しずつ大きくしながら、受信したＯＦＤＭ信号１２の自己相関値を計算する。他のマッチドフィルタも同様の構成および機能を有するため、マッチドフィルタ４２１について詳細に説明し、他のマッチドフィルタについては説明を省略する。
【００４２】
マッチドフィルタ４２１は可変遅延回路５０、遅延回路５２１、５２２、５２３、積算器５３１、５３２、５３３、５３４、複素共役演算部５１、積分回路５４１、５４２、５４３、５４４、オフセット設定部５６を有する。
【００４３】
遅延量をＴ、時刻ｔにおけるＯＦＤＭ信号をｒ（ｔ）とすると、遅延量Ｔの場合の自己相関値Ｒ（Ｔ）は、Ｒ（Ｔ）＝Ｅ｜ｒ（ｔ−Ｔ）×ｒ（ｔ）＊｜となる。ここでＥ｜｜は集合平均、＊は共役複素を表す。
【００４４】
可変遅延回路５０はＯＦＤＭ信号１２を受信する。可変遅延回路５０は位相情報４３１に応じて受信したＯＦＤＭ信号１２の位相をずらす。可変遅延回路５０は位相をずらしたＯＦＤＭ信号を出力する。可変遅延回路５０は更に、オフセット設定部５６から出力されたオフセット量をパス遅延情報４３１に加算したパス遅延情報４４１０に応じて、ＯＦＤＭ信号１２の遅延量をずらす。可変遅延回路５０はパス遅延情報４４１０を出力する。
【００４５】
複素共役演算部５１は受信したＯＦＤＭ信号１２の複素共役数を演算し出力する。積算器５３１はパス遅延情報４３１に応じて遅延量をずらしたＯＦＤＭ信号ｒ（ｔ−Ｔ）と遅延を加えないＯＦＤＭ信号ｒ（ｔ）の複素共役数との積を計算し、その複素乗算結果を出力する。
【００４６】
積分回路５４１は積算器５３１による積算結果を積分し、その値を自己相関値４４１１として出力する。
【００４７】
遅延回路５２１は可変遅延回路５０から出力されたＯＦＤＭ信号を供給されるクロックの１クロック分遅延させる。積算器５３２は遅延させたＯＦＤＭ信号と複素共役演算したＯＦＤＭ信号とを積算する。積分回路５４２は積算器５３２による積算結果を積分し、その値を自己相関値４４１２として出力する。さらに他の遅延回路５２２、５２３、積算器５３３、５３４、積分回路５４３、５４４により遅延回路５２１、積算器５３２、積分回路５４２と同様の演算を行い、自己相関値４４１３、４４１４を出力する。
【００４８】
オフセット設定部５６は自己相関値４４１１、４４１２、４４１３、４４１４を比較する。オフセット設定部５６は自己相関値４４１２または４４１３が最大になるようにオフセット量５７を出力する。
【００４９】
以上の通りマッチドフィルタ４２１は、位相情報４４１０を自己相関値４４１１、４４１２、４４１３、４４１４と共に自己相関情報４４１として出力する。マッチドフィルタ４２１は、位相情報４３１を初期値とすることにより、少ないタップ数で自己相関値のピーク値を検出することが出来る。
【００５０】
図９はマルチパスの推定結果を示すものである。図９のＡは、パイロット信号をＩＦＦＴした結果に基づいて、マルチパス候補の抽出を行った結果を示す。図９のＢは、図９のＡにおけるマルチパス候補の抽出結果に基づいて、自己相関演算によるマルチパス信号の抽出を行った結果を示したものである。
【００５１】
図９のＡにおいて実線で示した時刻０、Ｔ１、Ｔ２におけるインパルス応答は、ＩＦＦＴ部８から出力されたインパルス応答である。図９のＡにおいてＴＭＡＸは、ＩＦＦＴにより推定可能な最大解析範囲である。破線で示した時刻−ＴＭＡＸ、（Ｔ１−ＴＭＡＸ）、（Ｔ２−ＴＭＡＸ）のインパルス応答は、ＩＦＦＴ部８から出力されたインパルス応答を−ＴＭＡＸシフトさせて生成した波形である。図９のＡにおける実線および破線のインパルス応答はＩＦＦＴ推定部９から出力される。
【００５２】
図９のＢにおいて時刻（Ｔ２−ＴＭＡＸ）、０における矢印は、ＩＦＦＴ推定部９から出力されたパス遅延情報１１に基づいてマッチドフィルタ型推定部１０により自己相関演算を行った結果である。マッチドフィルタ型推定部１０は自己相関演算結果をパス検出情報１３として出力する。
【００５３】
図１の説明に戻る。ウインドウ制御部１４はマッチドフィルタ型推定部１０により推定されたマルチパス信号の出現タイミングに基づいてＯＦＤＭ信号１２をＦＦＴ処理するタイミングを調整する。ウインドウ制御部１４はマッチドフィルタ型推定部１０から出力されたパス検出情報１３を受信する。ウインドウ制御部１４は受信したパス検出情報１３に基づいてＦＦＴ部３におけるＦＦＴ演算の開始タイミングおよびＦＦＴ演算範囲を設定する。
【００５４】
以上の通り受信装置２０は、パイロット信号のＩＦＦＴにより推定したマルチパス候補のタイミングに基づいて自己相関演算を行うことにより、マルチパス推定精度を下げることなく、自己相関回路の回路規模および演算量を減らすことが出来る。
【００５５】
図１０は第二の実施形態における、受信装置２０ａのブロック図である。受信装置２０ａは抽出したパイロット信号に対して時間方向に補間した信号と補間していない信号との両方に基づいてＩＦＦＴする。２種類のＩＦＦＴした時間波形を組み合わせることにより、マッチドフィルタ型推定部の回路規模を小さくすることが出来る。受信装置２０ａはＲＦ部１、ＡＤＣ２、直交変調部２２、ＦＦＴ部３、伝播路補償部４、パイロット抽出部５、時間方向補間部６、選択部６０、周波数方向補間部７ａ、ＩＦＦＴ部８ａ、Ｆｄ推定部６１、信号対干渉雑音比（ＣＩＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｌｕｓ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）推定部６２、ＩＦＦＴ型推定部９ａ、マッチドフィルタ型推定部１０ａ、ウインドウ制御部１４を有する。受信装置２０ａについて、図１の受信装置２０と同一機能を有するブロックには同一符号を付し、その説明を省略する。
【００５６】
選択部６０はパイロット抽出部５により抽出されたパイロット信号６５、時間方向補間部６により時間方向に補間されたパイロット信号６６のいずれか一方を選択し、周波数方向補間部７ａに出力する。
【００５７】
周波数方向補間部７ａは選択部６０によっていずれのパイロット信号が選択されたかに応じて、周波数方向の補間演算間隔を変えて補間演算を行う。
【００５８】
ＩＦＦＴ部８ａは時間方向に補間していないパイロット信号６５をＩＦＦＴ処理し、時間波形６７を出力する。またＩＦＦＴ部８ａは、時間方向に補間されたパイロット信号６６をＩＦＦＴ処理し、時間波形６８を出力する。
【００５９】
ＩＦＦＴ部８ａにおける推定可能範囲とパイロット信号のキャリア間隔との関係について以下に述べる。時間方向の補間がないパイロット信号は、図３のとおりキャリア間隔Ｋ＝１２である。時間方向に補間したパイロット信号は、図４の通りＫ＝３となる。有効シンボル長をＴｓとすると、ＩＦＦＴ部８ａにより推定可能な最大解析範囲ＴＭＡＸは、ＴＭＡＸ＝Ｔｓ／Ｋとなる。また、時間分解能ΔＴは、ＩＦＦＴのポイント数をＮとすると、ΔＴ＝ＴＭＡＸ／Ｎとなる。つまり、ＴＭＡＸはＫに反比例し、ΔＴはＴＭＡＸに比例する。よってキャリア間隔Ｋを大きくするほど、最大解析範囲ＴＭＡＸおよび時間分解能ΔＴは小さくなる。Ｋ＝３のときの最大解析範囲ＴＭＡＸは、Ｋ＝１２のときの最大解析範囲の４倍となる。
【００６０】
Ｆｄ推定部６１はドップラー周波数Ｆｄの推定を行う。受信装置２０ａがＯＦＤＭ信号を移動受信する場合、パイロット信号は位相回転する。Ｆｄ推定部６１はパイロット信号の位相回転量に基づいてドップラー周波数を推定することが出来る。Ｆｄ推定部６１はＩＦＦＴ処理されたインパルス応答に基づいてドップラー周波数を推定し、その推定値６９を出力する。
【００６１】
ＣＩＮＲ推定部６２は伝播路補償部４により出力された補償後のデータを受信する。本実施例においてＣＩＮＲ推定部６２は、直交変調に対し実数成分をＩ軸、虚数成分をＱ軸とするＩＱ平面において、ＣＩＮＲ推定部６２にあらかじめ設定した理想変調信号と、伝播路補償部４から出力された測定変調信号との位置ずれを理想変調信号で正規化した値であるＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）７０を出力する。
【００６２】
ＩＦＦＴ推定部９ａは異なるキャリア間隔のパイロット信号に基づいてＩＦＦＴ処理した時間波形を合成し、パルス幅の狭いインパルス応答を得る。インパルス応答のパルス幅を狭くすることにより、マッチドフィルタで自己相関演算する場合の演算範囲を狭くすることが出来る。この結果、マッチドフィルタ型推定部１０ａの回路規模を小さくすることが出来る。
【００６３】
前述の通りＦｄ推定部６１、ＣＩＮＲ推定部６２の出力値は、ＯＦＤＭ信号の受信状況により変化する。ＩＦＦＴ推定部９ａはＦｄ推定部６１から出力された推定値６９、ＣＩＮＲ推定部６２から出力されたＥＶＭ７０に基づき、マッチドフィルタ型推定部１０ａでの推定対象となるインパルス応答の閾値を変える。ＯＦＤＭ信号の受信状況に応じて閾値を変えることにより、ＩＦＦＴ推定部９ａは推定対象となるインパルス応答を適切に選択することが出来る。以下に、図１１を用いてＩＦＦＴ推定部９ａの詳細を示す。
【００６４】
図１１はＩＦＦＴ推定部９ａの詳細ブロック図である。ＩＦＦＴ推定部９ａはパス検出部８０、８１、折り返し候補検出部８２、８７、閾値設定部８３、パス合成部８４を有する。
【００６５】
パス検出部８０は入力された時間波形６７と閾値設定部８３により設定された閾値ＴＨ１とを比較し、閾値ＴＨ１を超えるインパルス応答の振幅と時間を折り返し候補検出部８２に出力する。
【００６６】
パス検出部８１は入力された時間波形６８と閾値設定部８３により設定された閾値ＴＨ２とを比較し、閾値ＴＨ２を超えるインパルス応答の振幅と時間をパス合成部８４に出力する。
【００６７】
折り返し候補検出部８２は折り返し現象を考慮してパス検出部８０から出力されたインパルス応答を最大解析範囲ＴＭＡＸの整数倍ずらしたタイミングに生成する。本実施例において時間波形６７を生成するためのパイロット信号のキャリア間隔はＫ＝１２であり、時間波形６８を生成するためのパイロット信号のキャリア間隔はＫ＝３である。よって折り返し候補検出部８２はパス検出部８０から出力されるインパルス応答を最大解析範囲の１倍、２倍、および３倍ずらしたタイミングに複写生成する。キャリア間隔に基づいて折り返し現象を考慮することにより、折り返し候補検出部８２から出力される時間波形信号８５はパス検出部８１から出力される時間波形８６の最大解析範囲に展開することが出来る。
【００６８】
パス合成部８４は折り返し候補検出部８２から出力される時間波形８５の振幅とパス検出部８１から出力される時間波形８６のそれぞれに対し閾値処理を行い、両者の時間波形信号が共にある一定の閾値を越える遅延量を求める。パス合成部８４は求められた遅延量をパス遅延情報８８として折り返し候補検出部８７に出力する。
【００６９】
折り返し候補検出部８７はパス合成部８４から出力されたパス遅延情報８８に含まれるそれぞれのインパルス応答を−ＴＭＡＸずらした時間にそれぞれ複写生成する。折り返し候補検出部８７は複写生成した位相情報１１ａを出力する。以下に、図１２を用いてパス合成部８４における時間波形の合成を詳細に説明する。
【００７０】
図１２は合成前の時間波形と合成後の時間波形を示したものである。時間波形８５は折り返し候補検出部８２の出力波形である。時間波形８６はパス検出部８１の出力波形である。時間波形８５における実線部分は折り返し候補検出部８２に入力される時間波形である。時間波形８５における点線部分は折り返し候補検出部８２により折り返し現象を考慮して生成された時間波形である。
【００７１】
時間波形８６の最大解析範囲をＴＭＡＸとすると、時間波形８５の実線部分の最大解析範囲はＴＭＡＸ／４となる。また時間波形８５の実線部分におけるそれぞれのインパルス応答の時間幅も時間波形８６のインパルス応答の１／４となる。折り返し候補検出部８２は時間波形８５の実線部分におけるそれぞれのインパルス応答をＴＭＡＸ／４、ＴＭＡＸ／２、３ＴＭＡＸ／４に複写することにより時間波形８５の点線部分のインパルス応答を生成する。この結果折り返し候補検出部８２は、パス検出部８１から出力される時間波形８６の最大解析範囲ＴＭＡＸと同じ時間領域を有する時間波形８５を出力することが出来る。
【００７２】
パス合成部８４は時間波形８５と時間波形８６とを合成する。２つの波形を合成することにより、時間波形８５にインパルス応答が存在するタイミングで時間波形８６にインパルス応答が存在しない場合、パス合成部８４はインパルス応答が存在しないパス遅延情報８８を出力する。また、時間波形８５にインパルス応答が存在するタイミングで時間波形８６にインパルス応答が存在する場合、パス合成部８４は時間波形８５のパルス幅を有するパス遅延情報８８を出力する。キャリア間隔の異なるパイロット信号に基づいてＩＦＦＴ処理した複数の時間波形を合成することにより、マルチパス候補の信号群数が少なくかつそれぞれのインパルス応答のパルス幅が小さい時間波形を得ることが出来る。
【００７３】
図１１の説明に戻る。閾値設定部８３は受信した推定値６９、ＥＶＭ７０に基づいてパス検出部８０に設定する閾値ＴＨ１、パス検出部８１に設定する閾値ＴＨ２の値を決定し出力する。以下に、図１３を用いて閾値設定部８３の動作を詳細に説明する。
【００７４】
図１３は閾値設定部８３の動作フローチャートである。閾値設定部８３は出力する閾値ＴＨ１、ＴＨ２の初期値を設定する（Ｓ５）。閾値設定部８３は入力されたＥＶＭ７０の値と閾値設定部８３にあらかじめ設定された基準値とを比較する（Ｓ１０）。入力されたＥＶＭ７０の値が基準値よりも大きい場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、閾値設定部８３は出力する閾値ＴＨ１、ＴＨ２の値を小さくする（Ｓ１２）。ＥＶＭ７０の値が大きいほど、受信信号に含まれるノイズレベルは小さい。よって閾値ＴＨ１、ＴＨ２を小さくすることにより、インパルス応答を検出する確率を上げることが出来る。
【００７５】
入力されたＥＶＭ７０の値が基準値以下の場合（Ｓ１０：ＮＯ）、閾値設定部８３は出力する閾値ＴＨ１、ＴＨ２の値を大きくする（Ｓ１１）。ＥＶＭ７０の値が小さいほど、受信信号に含まれるノイズレベルは大きい。よって閾値ＴＨ１、ＴＨ２を大きくすることにより、インパルス応答と誤認識してノイズを検出する確率を下げることが出来る。
【００７６】
閾値設定部８３は入力されたドップラー周波数Ｆｄの推定値６９の値と閾値設定部８３にあらかじめ設定された基準値とを比較する（Ｓ１３）。入力された推定値６９の値が基準値よりも大きい場合（Ｓ１３：ＹＥＳ）、閾値設定部８３は出力する閾値ＴＨ２の値を大きくする（Ｓ１４）。Ｆｄの推定値６９の値が大きい場合、受信信号の時間的な変動量が大きい。時間方向にパイロット信号を補間演算した場合、Ｆｄの推定値６９が大きいほどパイロット信号に含まれる誤差成分は大きくなる。よって、Ｆｄの推定値６９が大きい場合に閾値ＴＨ２の値を大きくすることにより、インパルス応答と誤認識してノイズを検出する確率を下げることが出来る。入力された推定値６９の値が基準値以下の場合（Ｓ１３：ＮＯ）、閾値設定部８３は閾値設定処理を終了する。
【００７７】
以上の通り閾値設定部８３は、信号の受信条件に応じてインパルス応答を検出するための閾値を適切な値に設定することが出来る。
【００７８】
図１０の説明に戻る。マッチドフィルタ型推定部１０ａは直交変調部２２から出力されたＯＦＤＭ信号１２に基づいて自己相関演算によりマルチパス信号の位相情報を推定する。マッチドフィルタ型推定部１０ａは自己相関演算により推定した位相情報とＩＦＦＴ型推定部９ａにより推定されたパス遅延情報１１ａとを比較する。マッチドフィルタ型推定部１０ａは２つの位相情報の比較結果に応じてウインドウ制御部１４が設定するＦＦＴ開始タイミングの基準となるパス検出情報１３ａを出力する。以上の通りＦＦＴ部３は、２つの推定結果に基づいてＦＦＴ開始タイミングを設定することにより、時間領域のＯＦＤＭ信号をより精度よく周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換することが出来る。
【００７９】
マッチドフィルタ型推定部１０ａとマッチドフィルタ型推定部１０との違いは、各マッチドフィルタの回路構成である。マッチドフィルタ型推定部１０ａに入力される位相情報１１ａのパルス幅は、マッチドフィルタ型推定部１０に入力される位相情報１１のパルス幅の１／４となる。パイロット信号をＩＦＦＴ処理したインパルス応答のパルス幅の範囲で自己相関演算を行うと考えると、パルス幅が１／４になれば、自己相関演算するために一定時間ずつ遅延させる回路も１／４にすることが出来る。以下に、図１４およびを図１５用いてマッチドフィルタ型推定部１０ａの詳細を示す。
【００８０】
図１４はマッチドフィルタ型推定部１０ａの詳細ブロック図である。マッチドフィルタ型推定部１０ａは遅延量設定部９１、マッチドフィルタ９２ｍ（ｍ＝１、２、・・・）、パス判定部９５を有する。
【００８１】
遅延量設定部９１はＩＦＦＴ型推定部９ａから出力された位相情報１１ａを複数のマッチドフィルタ９２ｍへ出力する。より具体的には、例えば遅延量設定部９１は、ＩＦＦＴ型推定部９ａからシリアルに送信された複数の位相情報１１ａを受信し、各位相情報を複数のマッチドフィルタ９２ｍへ順番に振り分けて送信する。遅延量設定部９１の機能は遅延量設定部４１の機能と同一である。
【００８２】
複数のマッチドフィルタ９２ｍはそれぞれ、受信した位相情報９３ｍを初期遅延量とし、直交変調部２２から送信されたＯＦＤＭ信号１２の自己相関演算を行う。マッチドフィルタ９２ｍは自己相関演算結果を自己相関情報９４ｍ（ｍ＝１、２、・・・）として出力する。自己相関情報９４ｍは対応する位相情報９３ｍを含む。図１４におけるマッチドフィルタの数ｍは、図７におけるマッチドフィルタの数ｎに等しいか、ｎよりも小さい。
【００８３】
パス判定部９５は複数のマッチドフィルタ９２ｍからそれぞれ出力された自己相関情報９４ｍを順に受信する。パス判定部９５は受信した自己相関情報９４ｍとあらかじめ設定された閾値とを比較し、閾値を超える最大自己相関値をパス検出情報１３ａとして出力する。パス判定部９５の機能はパス判定部４５の機能と同一である。
【００８４】
以上の通りマッチドフィルタ型推定部１０ａは、マルチパス信号抽出のための自己相関演算を複数のマッチドフィルタ４２ｎにより並列処理することにより、マルチパス推定処理時間を短縮することが出来る。
【００８５】
図１５は複数あるマッチドフィルタ９２ｍのうちの一つであるマッチドフィルタ９２１の詳細ブロック図である。マッチドフィルタ９２１は受信した位相情報９３１を初期値としてＯＦＤＭ信号１２の位相をずらし、ＯＦＤＭ信号１２の自己相関値を計算する。他のマッチドフィルタもマッチドフィルタ９２１と同様の構成および機能を有するため、マッチドフィルタ９２１について詳細に説明し、他のマッチドフィルタについては説明を省略する。
【００８６】
マッチドフィルタ９２１は可変遅延回路１００、積算器１０３１、１０３２、複素共役演算部１０１、積分回路１０４１を有する。
【００８７】
可変遅延回路１００はＯＦＤＭ信号１２を受信する。可変遅延回路１００は位相情報９３１に応じて受信したＯＦＤＭ信号１２の位相をずらす。可変遅延回路１００は位相をずらしたＯＦＤＭ信号を出力する。
【００８８】
複素共役演算部１０１は受信したＯＦＤＭ信号１２の複素共役数を演算し出力する。積算器１０３１は位相情報９３１に応じて位相をずらしたＯＦＤＭ信号と位相をずらす前のＯＦＤＭ信号の複素共役数との積を計算し、その複素乗算結果を出力する。
【００８９】
積分回路１０４１は積算器１０３１による積算結果を積分し、その値を自己相関値９４１１として出力する。マッチドフィルタ９２１は位相情報９３１を自己相関値９４１１と共に自己相関情報９４１として出力する。
【００９０】
以上の通りマッチドフィルタ９２１は、位相情報９３１を初期値とすることにより、少ないタップ数で自己相関値のピーク値を検出することが出来る。また自己相関演算すべきパルス幅が狭くなったことにより、マッチドフィルタ９２１の回路規模を更に小さくすることができる。
【００９１】
図１０の説明に戻る。ウインドウ制御部１４はマッチドフィルタ型推定部１０ａから出力されたパス検出情報１３ａを受信する。ウインドウ制御部１４は受信したパス検出情報１３ａに基づいてＦＦＴ部３におけるＦＦＴ演算の開始タイミングおよびＦＦＴ演算範囲を設定する。
【００９２】
以上の通り受信装置２０ａは、パイロット信号のＩＦＦＴ処理により抽出したマルチパス候補の信号群のタイミングに基づいて自己相関演算を行うことにより、パス推定精度を下げることなく相関回路の回路規模および演算量を減らすことが出来る。さらに受信装置２０ａは、キャリア間隔の異なるパイロット信号をそれぞれＩＦＦＴ処理したインパルス応答を用いることにより、自己相関演算回路の回路規模をさらに小さくすることができる。
【００９３】
図１６はデジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔのモード３において、本実施形態による回路削減効果を示したものである。行１１５はパイロット信号および補間パイロット信号のキャリア間隔Ｋを示す。行１１６はパイロット信号をＩＦＦＴ処理で推定可能な最大解析範囲である。行１１７は時間分解能を示す。行１１７は行１１６の最大解析範囲をＩＦＦＴのポイント数で割った値である。行１１８は相関器数を示す。本実施例において相関器数はマッチドフィルタの数である。行１１９は１相関器当りのＴＡＰ数を示す。行１２０は受信装置全体の総ＴＡＰ数である。総ＴＡＰ数は行１１８の相関器数と、行１１９のＴＡＰ数との積である。
【００９４】
列１１０は従来技術における各項目の値を示す。従来技術においてＩＳＤＢ−Ｔのモード３を前提に、各項目の値を定義する。キャリア間隔Ｋ＝３の場合、最大解析範囲は有効シンボル長１００８μｓの１／３である３３６μｓとなる。ＩＦＦＴのポイント数を５１２とすると、時間分解能は３３６／５１２より０．６５６μｓとなる。従来技術では相関器の数は１つである。従来技術では有効シンボル長１００８μsの自己相関演算を処理するのに、４０９６個のＴＡＰを実装する。
【００９５】
列１１１は第一の実施形態においてパイロット信号を時間方向に補間した場合、すなわちキャリア間隔Ｋ＝３の場合における各項目の値を示す。従来技術と同様に、各項目の数値はＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１のモード３を前提に算出している。Ｋ＝３の場合、最大解析範囲および時間分解能は従来技術と同様にそれぞれ３３６μｓ、０．６５６μｓとなる。ＩＦＦＴ処理により最大解析範囲ＴＭＡＸの範囲で検出されるマルチパス候補の数をＮとすると、本実施例では−ＴＭＡＸずらしたところにインパルス応答を複写生成するため、必要な相関器数は２Ｎとなる。相関器一つ当りのＴＡＰ数は図８の通り４個である。よって第一の実施例においてパイロット信号を時間方向に補間した場合の受信装置の総ＴＡＰ数は８Ｎとなる。例えば図９に示すように、ＴＭＡＸの範囲におけるインパルス応答の数Ｎ＝３である場合、総ＴＡＰ数は８×３により２４個となる。よって本実施例を適用することにより、総ＴＡＰ数を従来技術の約１／１７１に減らすことが出来る。
【００９６】
列１１２は第一の実施例においてパイロット信号を補間していない場合、すなわちキャリア間隔Ｋ＝１２の場合における各項目の値を示す。従来技術と同様に、各項目の数値はＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１のモード３を前提としている。Ｋ＝１２の場合、最大解析範囲は１００８／１２により８４μｓとなる。時間分解能は８４／５１２より０．１６４μｓとなる。最大解析範囲がＫ＝３の場合の１／４となるため、折り返しを考慮すると、必要な相関器数はＫ＝３の場合の４倍に当る８Ｎとなる。相関器一つ当りのＴＡＰ数は図１５の通り１個である。よって第一の実施例においてパイロット信号を補間していない場合の受信装置の総ＴＡＰ数は８Ｎとなる。よって第一の実施例において、マルチパス信号の抽出に必要な総ＴＡＰ数はキャリア間隔Ｋによらず一定になる。
【００９７】
列１１３は第二の実施例における各項目の数を示す。最大解析範囲はキャリア間隔Ｋ＝３の場合に等しく３３６μｓとなる。時間分解能はキャリア間隔Ｋ＝１２の場合に等しく０．１６４μｓとなる。この結果相関器数はＫ＝３の場合に等しく２Ｎとなり、相関器一つ当りのＴＡＰ数はＫ＝１２の場合に等しく１となる。よって第二の実施例における受信装置の総ＴＡＰ数は２Ｎとなる。よってキャリア間隔の異なるパイロット信号に基づいてＩＦＦＴ処理したインパルス応答を組み合わせることにより、マルチパス信号の抽出に必要な総ＴＡＰ数を第一の実施形態よりもさらに小さくすることが出来る。
【００９８】
図１７は、図１における周波数方向補間部７の一実施例を詳細に記載した受信装置２０ｂのブロック図である。本実施例において、ある時間にパイロット抽出部５により抽出されるパイロット信号は、図３よりキャリア間隔Ｋ＝１２である。Ｋ＝１２の場合、最大解析範囲は前述の通り８４μｓとなる。よって受信装置２０ｂの受信環境が変化し、建物などの障害物からの反射の影響により８４μｓを超えるマルチパスが発生した場合、周波数方向補間部７は正確な補間が出来ない。一方、図４の通りパイロット信号を時間方向に補間し、キャリア間隔Ｋ＝３とした場合、最大解析範囲は３３６μｓとなりＫ＝１２では検出できないマルチパスを検出することが出来る。しかしながら受信装置２０ｂの受信環境が急激に変化している場合、パイロット信号の時間方向の補間が正確に行えない。不正確な時間方向補正に基づき検出したマルチパスを用いて伝播路補償をした場合、誤った補償結果となる。本実施例では受信環境が急激に変化しても正確な伝播路補償が可能な受信装置２０ｂを提供する。
【００９９】
図１７において、図１と同一部材には同一符号を付し、その説明を省略する。周波数方向補間部７ｂはマッチドフィルタ型推定部１０ａで推定したマルチパスに基づきパイロット抽出部５により抽出したパイロット信号を周波数方向に補間する。周波数方向補間部７ｂは合成部１２１、成形部１２２、ＦＦＴ部１２３を有する。
【０１００】
合成部１２１はＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７およびマッチドフィルタ型推定部１０ａから出力される時間波形１３の振幅について、一定の閾値を基準に“１”または“０”に置換する。例えば合成部１２１は、閾値以上の振幅値を“１”に、閾値よりも小さい振幅値を“０”に置換する。合成部１２１は置換後の時間波形について、各時間の論理積を計算する。つまり同一時間における２つの時間波形の振幅が互いに“１”の場合、その論理積は“１”となる。一方、同一時間における２つの時間波形の振幅のいずれか一方が“０”の場合、その論理積は“０”となる。合成部１２１は各時間の振幅の論理積を計算した合成波形１２４を出力する。
【０１０１】
成形部１２２は受信した合成波形１２４に基づいて、ＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７を波形成形する。成形部１２２は成形後の波形から折り返し波形を含まない時間帯のみを抽出し、成形波形１２５を出力する。
【０１０２】
ＦＦＴ部１２３は受信した成形波形１２５をＦＦＴ処理する。ＦＦＴ部１２３はＦＦＴ処理により周波数補間された補間パイロット信号１２６を出力する。成形波形１２５は折り返し波形およびノイズを含まない波形であるため、周波数補間された補間パイロット信号１２６は伝播路補償における基準値としてよりノイズ成分の少ない値となる。よって補間パイロット信号１２６を基準とすることにより、伝播路補償部４はより精度の高い伝播路補償を行うことが出来る。
【０１０３】
図１８は成形部１２２の詳細ブロック図である。成形部１２２はフィルタ１３０、置換部１３１を有する。フィルタ１３０は受信した合成波形１２４から一定時間帯の合成波形のみを抽出し抽出波形１３２を出力する。フィルタ１３０は［（−ａ）μｓ：（３３６−ａ）μｓ］の時間帯の合成波形を抽出する。“−ａ”の値は、例えばマッチドフィルタ型推定部１０ａにおける自己相関演算の結果に基づいて決定する。本実施例におけるａの値は、ａ＝８４μｓである。
【０１０４】
置換部１３１は抽出波形１３２に基づいて、ＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７を処理する。置換部１３１は各時間の抽出波形１３２の振幅と時間波形６７の振幅とを積算する。置換部１３１は積算結果を成形波形７６として出力する。抽出波形１３２はマルチパスが存在する時間の振幅値が“１”であり、それ以外の振幅値が“０”である。よって抽出波形１３２を時間波形６７に積算することにより、時間波形６７からマルチパスが存在する時間の振幅のみを抽出することが出来る。
【０１０５】
図１９は周波数補間部７ｂにおける時間波形の波形整形を示す図である。図１９の時間波形６７はＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７の波形図である。例えばＩＳＤＢ−Ｔのモード３において、キャリア間隔Ｋ＝１２のときの最大解析範囲は、有効シンボル長１００８μｓの１／１２である８４μｓとなる。よって時間波形６７は８４μｓごとに折り返しの発生した波形となる。時間波形６７の時間軸は［−８４μｓ：２５２μｓ］である。
【０１０６】
図１９の時間波形１３はマッチドフィルタ型推定部１０から出力される自己相関演算結果である。マッチドフィルタ型推定部１０では遅延量の正負の区別はないため、時間波形１３は時刻０ｓを中心に対象となる。時間波形１３は時刻−Ｔ２、−Ｔ１、０、Ｔ１、Ｔ２にインパルス波形を有する。時間波形１３の時間軸の範囲は［−２５２μｓ：２５２μｓ］である。
【０１０７】
図１９の成形波形１２５は合成部１２１による時間波形６７と時間波形１３との合成結果を成形部１２２において時間波形６７に基づいて波形成形したものである。成形波形１２５においてインパルス波形が存在する時刻−Ｔ１、０、Ｔ２は、時間波形６７および時間波形１３に共通にインパルス波形が存在する時刻である。成形波形１２５における各インパルス波形の振幅は、時間波形６７の各時刻における振幅と等しい。合成部１２１により遅延時間の正負を考慮した時間波形６７と折り返しの無い時間波形１３とを合成することにより、遅延時間の正負を考慮し、かつ折り返しの影響の無いインパルス波形を抽出することが出来る。かかるインパルス波形をＦＦＴ処理することにより、より広い時間帯のパス遅延情報を正確に取得することが出来る。また成形部１２２により時間波形６７に基づいて波形成形することにより、抽出した各インパルス波形発生時間におけるインパルス波形の振幅を正確に求めることが出来る。
【０１０８】
図２０は波形合成および波形成形の詳細ステップを時間波形と共に示す図である。図２０において図１９と同一部材には同一符号を付し、その説明を省略する。図２０において時間波形１３５は、時間波形６７の振幅と一定の閾値とを比較し、閾値以上の振幅を“１”閾値よりも小さい値を“０”と正規化したものである。また時間波形１３６は、時間波形１３の振幅と一定の閾値とを比較し、閾値以上の振幅を“１”閾値よりも小さい値を“０”と正規化したものである。積算部１３７は２つの入力の論理積を計算する。合成部１２１は時間波形１３５と時間波形１３６との各時間での正規化した振幅値を積算部１３７で積算し、その結果を合成波形１２４として出力する。
【０１０９】
合成部１２１から出力された合成波形１２４は成形部１２２に入力される。成形部１２２のフィルタ１３１は合成波形１２４から一定の時間帯のインパルス波形を抽出し、それ以外の時間帯の振幅を０にする。積算部１３８はフィルタ１３１から出力される時間波形と時間波形６７とを積算する。合成波形１２４の振幅値は“１”なので、積算部１３８から出力される成形波形１２５は、合成波形１２４の振幅値が“１”の時刻において時間波形６７の振幅値を有する波形となる。以上の通り周波数補間部７ｂは、遅延時間の正負を考慮し、かつ折り返しの影響の無いインパルス波形を抽出することが出来る。かかるインパルス波形を抽出することにより、受信装置２０ｂはより広い時間帯のパス遅延情報に基づき、正確な伝播路補償を行うことが出来る。
【０１１０】
図２１は、図１における周波数方向補間部７の一実施例を詳細に記載した受信装置２０ｃのブロック図である。図２１において、図１７と同一部材には同一番号を付し、その説明を省略する。
【０１１１】
図２１において受信装置２０ｃは、図１７の受信装置２０ｂに対し、デサンプリング部１４０、スペクトラム変換部１４１、ＩＦＦＴ部１４２を有する。デサンプリング部１４０はＦＦＴ部３により周波数領域に変換された受信信号のうち、任意のキャリア間隔で受信信号を抽出する。なおこのとき、パイロット信号だけではなくデータ信号も抽出しても良い。スペクトラム変換部１４１は入力された受信信号の実部と虚部に基づいて電力を計算する。本実施例において受信装置２０ｃが受信する受信信号の電力は送信時において周波数に関わらず一定である。よって送信装置から受信装置２０ｃまでの信号の伝播経路が１つであり、受信装置２０ｃが移動していない等、受信条件が変化しない場合、理想的な受信信号の電力振幅は周波数に関わらず一定になる。したがって受信信号の電力振幅の変化を解析することにより、周波数補間部７ｃは伝播路の状態を考慮した補間演算をすることが出来る。なお電力計算することにより、抽出した周波数ごとの受信信号の位相成分は無くなる。
【０１１２】
ＩＦＦＴ部１４２はスペクトラム変換部１４１により電力値に変換された受信信号をＩＦＦＴ演算する。ＩＦＦＴ部１４２に入力される電力値は位相情報を持たないため、ＩＦＦＴした時間波形は時刻０を中心に正負の時間で対称となる。
【０１１３】
周波数方向補間部７ｃはデサンプリングし電力変換した受信信号に基づき、パイロット抽出部５により抽出したパイロット信号６５を周波数方向に補間する。周波数方向補間部７ｃは周波数方向補間部７ｂと同様に合成部１２１、成形部１２２、ＦＦＴ部１２３を有する。
【０１１４】
図２１の合成部１２１は、ＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７およびＩＦＦＴ部１４２から出力される時間波形７１の振幅について、一定の閾値を基準に“１”または“０”に置換する。例えば合成部１２１は、閾値以上の振幅値を“１”に、閾値よりも小さい振幅値を“０”に置換する。合成部１２１は置換後の時間波形について、各時間の論理積を計算する。つまり同一時間における２つの時間波形の振幅が互いに“１”の場合、その論理積は“１”となる。一方、同一時間における２つの時間波形の振幅のいずれか一方が“０”の場合、その論理積は“０”となる。図２１の合成部１２１は、各時間の振幅の論理積を計算した合成波形１４４を出力する。
【０１１５】
図２１の成形部１２２は、受信した合成波形１４４に基づいて、ＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７を波形成形する。図２１の成形部１２２は成形後の波形から折り返し波形を含まない時間帯のみを抽出し、成形波形１４５を出力する。
【０１１６】
図２１のＦＦＴ部１２３は、受信した成形波形１４５をＦＦＴ処理する。図２１のＦＦＴ部１２３はＦＦＴ処理により周波数補間された補間パイロット信号１４６を出力する。成形波形１２５は折り返し波形およびノイズを含まない波形であるため、周波数補間された補間パイロット信号１４６は伝播路補償における基準値としてよりノイズ成分の少ない値となる。よって補間パイロット信号１４６を基準とすることにより、伝播路補償部４は精度の高い伝播路補償を行うことが出来る。
【０１１７】
図２２は周波数補間部７ｃにおける時間波形の波形成形を示す図である。時間波形７１はＩＦＦＴ部１４２から出力されるＩＦＦＴ演算結果である。ＩＦＦＴ部１４２に入力される電力値は位相成分が無いため、ＩＦＦＴ演算結果である時間波形には遅延量の正負の区別が無い。このため時間波形７１は時刻０ｓを中心に線対称となる。時間波形７１は時刻−Ｔ２、−Ｔ１、０、Ｔ１、Ｔ２にインパルス波形を有する。時間波形７１の時間軸の範囲は［−２５２μｓ：２５２μｓ］である。
【０１１８】
図２２の成形波形１４５は合成部１２１による時間波形６７と時間波形７１との合成結果を成形部１２２において時間波形６７に基づいて波形成形したものである。成形波形１４５においてインパルス波形が存在する時刻−Ｔ１、０、Ｔ２は、時間波形６７および時間波形７１に共通にインパルス波形が存在する時刻である。成形波形１４５における各インパルス波形の振幅は、時間波形６７の各時刻における振幅と等しい。合成部１２１により遅延時間の正負を考慮した時間波形６７と折り返しの無い時間波形７１とを合成することにより、遅延時間の正負を考慮し、かつ折り返しの影響の無いインパルス波形を抽出することが出来る。かかるインパルス波形をＦＦＴ処理することにより、より広い時間帯のパス遅延情報を正確に取得することが出来る。また成形部１２２により時間波形６７に基づいて波形成形することにより、抽出した各インパルス波形発生時間におけるインパルス波形の振幅を正確に求めることが出来る。
【０１１９】
図２３は、図１における周波数方向補間部７の一実施例を詳細に記載した受信装置２０ｄのブロック図である。図２３において、図１７と同一部材には同一番号を付し、その説明を省略する。
【０１２０】
図２３において受信装置２０ｄは、図１７の受信装置２０ｂに対し、時間方向補間部６、ＩＦＦＴ部１５０を有する。前述の通り時間方向補間部６は、パイロット抽出部５により抽出されたパイロット信号を時間方向に補間演算する。時間方向補間部６は時間方向補間演算した補間信号１５１をＩＦＦＴ部１５０に出力する。ＩＦＦＴ部１５０は補間信号１５１をＩＦＦＴ演算する。ＩＦＦＴ部１５０は時間信号７２を出力する。
【０１２１】
時間方向に補間演算したパイロット信号に基づいてＩＦＦＴ演算することにより、前述の通りＩＦＦＴ部１５０はキャリア間隔Ｋ＝３のときの時間波形７２を出力することが出来る。キャリア間隔Ｋ＝３のときの最大解析範囲は、有効シンボル長１００８μｓの１／３である３３６μｓとなる。よって時間波形７２は３３６μｓごとに折り返しの発生した波形となる。本実施例において時間波形７２の時間領域は［−８４μｓ：２５２μｓ］である。よってキャリア間隔Ｋ＝３に時間方向補間したパイロット信号を用いることにより、折り返しの影響を受けない時間波形を得ることが出来る。また時間方向補間したパイロット信号は位相成分を有するので、遅延量の正負を考慮したマルチパス検出を行うことが出来る。
【０１２２】
周波数方向補間部７ｄは時間方向補間演算したパイロット信号１５１に基づき、パイロット抽出部５により抽出したパイロット信号６５を周波数方向に補間する。周波数方向補間部７ｄは周波数方向補間部７ｂと同様に合成部１２１、成形部１２２、ＦＦＴ部１２３を有する。
【０１２３】
図２３の合成部１２１は、ＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７およびＩＦＦＴ部１５０から出力される時間波形７２の振幅について、一定の閾値を基準に“１”または“０”に置換する。例えば合成部１２１は、閾値以上の振幅値を“１”に、閾値よりも小さい振幅値を“０”に置換する。合成部１２１は置換後の時間波形について、各時間の論理積を計算する。つまり同一時間における２つの時間波形の振幅が互いに“１”の場合、その論理積は“１”となる。一方、同一時間における２つの時間波形の振幅のいずれか一方が“０”の場合、その論理積は“０”となる。図２３の合成部１２１は、各時間の振幅の論理積を計算した合成波形１５４を出力する。
【０１２４】
図２３の成形部１２２は、受信した合成波形１５４に基づいて、ＩＦＦＴ部８から出力される時間波形６７を波形成形する。図２３の成形部１２２は成形後の波形から折り返し波形を含まない時間帯のみを抽出し、成形波形１５５を出力する。
【０１２５】
図２３のＦＦＴ部１２３は、受信した成形波形１５５をＦＦＴ処理する。図２３のＦＦＴ部１２３はＦＦＴ処理により周波数補間された補間パイロット信号１５６を出力する。成形波形１５５は折り返し波形およびノイズを含まない波形であるため、周波数補間された補間パイロット信号１５６は伝播路補償における基準値としてよりノイズ成分の少ない値となる。よって補間パイロット信号１５６を基準とすることにより、伝播路補償部４は精度の高い伝播路補償を行うことが出来る。
【０１２６】
図２４は周波数補間部７ｄにおける時間波形の波形成形を示す図である。時間波形７２はＩＦＦＴ部１５０から出力されるＩＦＦＴ演算結果である。ＩＦＦＴ部１５０に入力される時間方向補間演算したパイロット信号１５１は位相成分を有するため、ＩＦＦＴ演算結果である時間波形には遅延量の正負の区別がある。このため時間波形７２は時刻０ｓを中心に非対象となる。時間波形７２は時刻−Ｔ１、０、Ｔ２にインパルス波形を有する。時間波形７２の時間軸の範囲は［−８４μｓ：２５２μｓ］である。
【０１２７】
図２４の成形波形１５５は合成部１２１による時間波形６７と時間波形７２との合成結果を成形部１２２において時間波形６７に基づいて波形成形したものである。成形波形１５５においてインパルス波形が存在する時刻−Ｔ１、０、Ｔ２は、時間波形６７および時間波形７２に共通にインパルス波形が存在する時刻である。成形波形１５５における各インパルス波形の振幅は、時間波形６７の各時刻における振幅と等しい。合成部１２１により遅延時間の正負を考慮した時間波形６７と折り返しの無い時間波形１３とを合成することにより、遅延時間の正負を考慮し、かつ折り返しの影響の無いインパルス波形を抽出することが出来る。かかるインパルス波形をＦＦＴ処理することにより、より広い時間帯のパス遅延情報を正確に取得することが出来る。また成形部１２２により時間波形６７に基づいて波形成形することにより、抽出した各インパルス波形発生時間におけるインパルス波形の振幅を正確に求めることが出来る。
【０１２８】
なお、本実施例の通り位相成分を有するパイロット信号に基づいてマルチパス検出を行う場合、時間方向補間演算したパイロット信号をＩＦＦＴ演算した結果におけるインパルス波形の発生タイミングと、成形波形１５５におけるインパルス波形の発生タイミングは同じになる。よって時間波形７２の振幅のみを一定の閾値を基準として“１”、“０”に変換し、時間波形６７と合成部１２１において合成することにより、成形部１２２を不要とすることが出来る。
【０１２９】
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
周波数多重信号を受信する受信部と、
フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換する第１のフーリエ変換部と、
周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入されている複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して第１の時間波形を生成する第１の時間波形生成部と、
受信した該周波数多重信号に基づいて、該第１の時間波形における折り返し周期よりも長い折り返し周期を有する第２の時間波形を生成する第２の時間波形生成部と、
第1および第2の時間波形を合成し、合成後の時間波形を周波数領域の情報に変換する第２のフーリエ変換部と、
該第２のフーリエ変換部により変換された情報に従って、第１のフーリエ変換部から出力される該周波数多重信号を伝播路補償する伝播路補償部と
を有することを特徴とする受信装置。
（付記２）
該第２の時間波形生成部は、受信感度に応じて変化する閾値と該自己相関演算値との大小関係に基づいて、該第２の時間波形を生成することを特徴とする、付記１に記載の受信装置。
（付記３）
該第２の時間波形生成部は、該第１のフーリエ変換部から出力された周波数多重信号の各周波数における電力を計算し、周波数の異なる複数の電力値に基づいて該第２の時間波形を生成することを特徴とする、付記１に記載の受信装置。
（付記４）
該第２の時間波形生成部は、該複数のパイロット信号を時間方向に補間し、補間した該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して該第２の時間波形を生成することを特徴とする、付記１に記載の受信装置。
（付記５）
周波数多重信号を受信する受信部と、
フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換するフーリエ変換部と、
周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入された複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した時間波形に基づき、該周波数多重信号のマルチパス候補の信号群を抽出する第一の推定部と、
該周波数多重信号と、抽出した該マルチパス候補のパルス幅およびパルス発生タイミングに応じて遅延させた該周波数多重信号との自己相関演算値に基づいて、該マルチパス候補の信号群からマルチパス信号を抽出する第二の推定部と、
該抽出したマルチパス信号の出現タイミングに基づいて該ウインドウのタイミングを調整するウインドウ制御部と
を有することを特徴とする受信装置。
（付記６）
該第一の推定部は、時間軸方向に補間演算した複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して時間波形を生成することを特徴とする、付記５に記載の受信装置。
（付記７）
該第一の推定部は、該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した該時間波形を最大解析範囲の整数倍の時間シフトさせた時間に複写生成した波形に基づき、該マルチパス候補の信号群を抽出することを特徴とする、付記５に記載の受信装置。
（付記８）
該第一の推定部は、該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した第一の時間波形と、時間軸方向に補間演算した該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した第二の時間波形とを合成した時間波形に基づき、該マルチパス候補の信号群を抽出することを特徴とする、付記５に記載の受信装置。
（付記９）
該第二の推定部は、受信感度に応じて変化する閾値と該自己相関演算値との大小関係に基づいて、該マルチパス信号を抽出することを特徴とする、付記５に記載の受信装置。
（付記１０）
周波数多重信号を受信し、
フーリエ変換する時間帯を特定するウインドウに基づいて、受信した該周波数多重信号を周波数領域に変換し、
周波数領域に変換した該周波数多重信号に一定周波数間隔で挿入された複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した時間波形に基づき、該周波数多重信号のマルチパス候補の信号群を抽出し、
該周波数多重信号と、抽出した該マルチパス候補のパルス幅およびパルス発生タイミングに応じて遅延させた該周波数多重信号との自己相関演算値に基づいて、該マルチパス候補の信号群からマルチパス信号を抽出し、
該抽出したマルチパス信号の出現タイミングに基づいて該ウインドウのタイミングを調整する
ことを特徴とする受信方法。
（付記１１）
該マルチパス候補情報は、時間軸方向に補間演算した複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した時間波形に基づき抽出することを特徴とする、付記１０に記載の受信方法。
（付記１２）
該マルチパス候補情報は、該複数のパイロット信号を逆フーリエ変換して生成した該時間波形を最大解析範囲の整数倍の時間シフトさせた時間に複写生成した波形に基づき抽出することを特徴とする、付記１０に記載の受信方法。
【符号の説明】
【０１３０】
１  ＲＦ部
３  ＦＦＴ部
４  伝播路補償部
５  パイロット抽出部
６  時間方向補間部
７、７ｂ、７ｃ、７ｄ  周波数方向補間部
８、８ａ、１４２、１５０  ＩＦＦＴ部
９、９ａ  ＩＦＦＴ型推定部
１０、１０ａ  マッチドフィルタ型推定部
１４  ウインドウ制御部
２０、２０ａ  受信装置
２１  アンテナ
２２  直交変調部
４１、９１  遅延量設定部
４２ｎ、９２ｍ  マッチドフィルタ
４５、９５  パス判定部
５０、１００  可変遅延回路
５１、１０１  複素共役演算部
５６  オフセット設定部
６０  選択部
６１  Ｆｄ推定部
６２  ＣＩＮＲ推定部
８０、８１  パス検出部
８２、８７  折り返し候補検出部
８３  閾値設定部
８４  パス合成部
１２１  合成部
１２２  成形部
１２３  ＦＦＴ部
【図１】
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【図３】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図２３】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図１２】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２４】
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