(57)【要約】【課題】過渡時や磁気飽和によってインダクタンスが変化する場合においても、正確にモータを模擬することができるモータ模擬装置を提供すること。【解決手段】被試験インバータ２の出力は、モータ模擬装置９の出力に接続される。モータ模擬装置９において、インバータ１の出力はフィルタ８１とリアクトル３を介して出力される。フィルタ電圧指令生成器６２２は、電流検出器５１及びモータ入力電圧検出器５２の出力、モータ回転速度演算器６１６の出力ω、ｄ軸位相演算器６１１の出力θ、モータパラメータ設定器６２３の出力、インダクタンス記憶器６３０の出力により、フィルタ８１のコンデンサＣの電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒを求める。電圧制御器６２０は、電圧検出器５３の出力、上記θ、電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒによりフィルタ８１のコンデンサＣの電圧が上記電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒになるようにインバータ１を制御する。【選択図】図１
2011101548.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力した電圧指令通りの電圧を出力するインバータと、該インバータの出力電圧を平滑化するフィルタと、該フィルタとモータ模擬装置入力端子間に接続されたリアクトルと、前記フィルタで平滑化された電圧の指令であるフィルタ電圧指令を出力するフィルタ電圧指令生成器と、前記フィルタの平滑化された電圧が前記フィルタ電圧指令に追従するような電圧指令を前記インバータに出力する電圧制御器とで構成され、前記モータ模擬装置入力端子から前記インバータ側をみた特性が模擬するモータと等価となるように動作するモータ模擬装置であって、
前記リアクトルの電流を検出する電流検出器と、前記モータ模擬装置入力端子の電圧を検出するモータ入力電圧検出器とを具備し、
前記フィルタ電圧指令生成器は、前記電流検出器の出力と前記モータ入力電圧検出器の出力とを入力し、前記リアクトルのインダクタンスと抵抗値、及び該電流検出器の出力と該モータ入力電圧検出器の出力を用いて、前記模擬するモータの電気的特性式に基づき前記フィルタ電圧指令を求める
ことを特徴とするモータ模擬装置。
【請求項２】
前記リアクトルのインダクタンスを記憶するインダクタンス記憶器を備え、
前記フィルタ電圧指令生成器は、前記電流検出器の出力に応じて、該インダクタンス記憶器に記憶された前記リアクトルのインダクタンスを選択し、該インダクタンスを用いて前記フィルタ電圧指令を求める
ことを特徴とする請求項１記載のモータ模擬装置。
【請求項３】
前記リアクトルのインダクタンスを該リアクトルに流れる電流の大きさに応じて計測するインダクタンス演算器を備え、
該インダクタンス演算器出力を前記インダクタンス記憶器に記憶させる
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ模擬装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを駆動するインバータを試験するための装置に関し、特に、インバータの負荷としてモータの代わりに接続され、モータを模擬するモータ模擬装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
モータを負荷とするインバータの試験のために、該インバータの負荷としてモータの代わりに接続されるモータ模擬装置が開発されている（例えば特許文献１参照）。このモータ模擬装置は、模擬するモータのパラメータの設定だけで、任意の特性を持つモータを任意の状態で模擬運転することができるため、前記インバータのさまざまな運転状態における試験が簡単な操作で可能となる。
【０００３】
永久磁石同期電動機を模擬するモータ模擬装置の従来技術の一例を図４に示し、この図に基づいて従来技術について説明する。
モータ模擬装置９の出力は、その端子台７を介して被試験インバータ２の出力に接続されている。モータ模擬装置９において、インバータ１の出力は、フィルタ８１と、トランス８２とリアクトル３を介して端子台７に接続され出力される。リアクトル３の電流を検出する電流検出器５１の出力は電圧指令生成器６２１に入力される。モータパラメータ設定器６２３には、予め、Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、φ（Ｒ：模擬するモータの巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑ：模擬するモータの各軸のインダクタンス、φ：模擬するモータの永久磁石による電機子鎖交磁束）等の模擬するモータのパラメータ等が設定されている。
電圧指令生成器６２１では、モータパラメータ設定器６２３の出力のモータパラメータとリアクトル３のインダクタンスＬ２を用いて、以下の式１、式２により、ｄ軸とそれに直交するｑ軸の電圧成分である回転座標上の電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒを求めて出力する。なお、以下の式１、式２は、後述するように式３−式６から導かれた式である。
【０００４】
ｖｃｄｒ＝Ｒ・ｉｄ−ω・ｉｑ・（Ｌｑ−Ｌ２）        ・・・式１
ｖｃｑｒ＝Ｒ・ｉｑ＋ω・ｉｄ・（Ｌｄ−Ｌ２）＋ω・φ・・・式２
【０００５】
ここで、Ｒは、模擬するモータの巻線抵抗であり、Ｌｄ、Ｌｑは模擬するモータの各軸のインダクタンスであり、φは模擬するモータの永久磁石による電機子鎖交磁束であり、これらはモータパラメータ設定器６２３の出力である。
また、ωはモータ回転速度演算器６１６の出力であるモータ電気角角周波数、ｉｄ，ｉｑは電流検出器５１の出力の電流を２軸に変換したｉａ、ｉｂをθで回転座標変換した、ｄ軸とそれに直交するｑ軸の電流成分である。
上記θは、モータ回転速度演算器６１６の出力ωを時間積分するｄ軸位相演算器６１１の出力である。
上記θと、電圧指令生成器６２１が出力する電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒは、電圧制御器６２０に与えられる。また、電圧検出器５３で検出したリアクトル３とトランス８２との接続点の電圧が２軸に変換され、この２軸に変換した電圧ｖｃａ、ｖｃｂが電圧制御器６２０に与えられ、電圧制御器６２０は、リアクトル３とトランス８２の接続点の電圧が式１、式２で示される電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒになるように制御する。
【０００６】
上記式１、式２は次のように得られる。
回転座標上のモータの特性式である式３と式４を以下に示す。
【０００７】
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄ・ｐ（ｉｄ）−ω・Ｌｑ・ｉｑ          ・・・式３
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑ・ｐ（ｉｑ）＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ω・φ  ・・・式４
【０００８】
なお、Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑは、それぞれ上記した模擬するモータの巻線抵抗、模擬するモータの各軸のインダクタンスであり、φは模擬するモータの永久磁石による電機子鎖交磁束、ωはモータ電気角角周波数、ｉｄ，ｉｑは、前記２軸に変換した電流ｉａ、ｉｂをθで回転座標変換した電流である。また、Ｐ（  ）は（  ）内の時間微分を意味し、ｖｄ、ｖｑは端子台７の電圧をθで回転座標変換したものである。
また、リアクトル３の特性式である式５、式６を、以下に示す。
【０００９】
ｖｄ＝Ｒ２・ｉｄ−ω・Ｌ２・ｉｑ＋Ｌ２・ｐ（ｉｄ）＋ｖｃｄ・・・式５
ｖｑ＝Ｒ２・ｉｑ＋ω・Ｌ２・ｉｄ＋Ｌ２・ｐ（ｉｑ）＋ｖｃｑ・・・式６
【００１０】
ここで、Ｒ２はリアクトル３の抵抗分であり、ｖｃｄ、ｖｃｑはリアクトル３のトランス８２側の電圧をθで回転座標変換したものである。
【００１１】
前記式１は、式３のｖｄに式５を代入し、時間微分項であるＰ（  ）の項を無視し、Ｒ２＝０とし、ｖｃｄをｖｃｄｒと書き直して導き出されたものであり、前記式２は式４のｖｑに式６を代入して同様にして導出されたものである。
すなわち、式１、式２により演算される電圧ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒは、モータの特性式とリアクトル３の特性式から導き出された、リアクトル３とトランス８２の接続点の電圧を示しており、電圧制御器６２０により、リアクトル３とトランス８２の接続点の電圧が式１、式２で示される値になるように制御することにより、被試験インバータ２からモータ模擬装置９を見た特性を、模擬すべきモータが接続されたのと同様な特性とすることができる。
【００１２】
電圧制御器６２０では、図５に示されるように、回転座標変換器６２０ａにおいて、上記電圧ｖｃａ、ｖｃｂをθで回転座標変換して電圧ｖｃｄ、ｖｃｑを得る。そして、この電圧ｖｃｄ、ｖｃｑが、前記電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒにそれぞれ追従するように、上記電圧ｖｃａ、ｖｃｂと電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒの偏差を例えばＰＩＤ演算して増幅し、回転座標上の電圧指令ｖｉｄｒ、ｖｉｑｒを求める。
この電圧指令ｖｉｄｒ、ｖｉｑｒは逆回転座標変換器６２０ｂで逆回転座標変換されて静止座標に変換され、電圧指令ｖｉａｒ、ｖｉｂｒとしてインバータ１へ出力される。
インバータ１は、電圧制御器６２０出力の上記電圧指令ｖｉａｒ、ｖｉｂｒ相当の電圧をフィルタ８１に出力し、フィルタ８１の出力はトランス８２、リアクトル３を介して端子台７から出力される。
以上により、被試験インバータ２から端子台７をみれば、あたかも端子台７に模擬モータが接続されているのと等価と見なされるようになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−１５３５４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図４に示す従来技術において、被試験インバータ２により、例えば端子台７の電圧であるｖｄがΔＶだけ急変した場合を考えると、模擬されるモータに流れる電流はΔＶ／Ｌｄ（Ｌｄ：模擬するモータのインダクタンス）の傾きで変化するが、模擬装置のリアクトル３に流れる電流はΔＶ／Ｌ２（Ｌ２：リアクトル３のインダクタンス）の傾きでしか変化しない。
従ってＬ２とＬｄの値が異なっていれば、模擬装置は模擬されるモータを過渡状態で模擬することができないことになる。その理由により従来技術のリアクトル３のインダクタンスＬ２は模擬されるモータのインダクタンスＬｄやＬｑに略等しい値としなければならず、もしモータパラメータ設定器６２３に設定するＬｄやＬｑの値を変更した場合はリアクトル３を交換する必要がある。
また、ＬｄとＬｑの値は模擬するモータによっては大きくかけ離れた値を持つことがあるため両者に略等しいインダクタンスＬ２を選択することができなくなる場合もある。
【００１５】
リアクトル３のインダクタンスは磁気飽和によって流れる電流の大きさに応じて変化するが、式１や式２の演算にその代表値のみを用いたのであれば、実際のリアクトル３のインダクタンスを反映できていないことになるので、従来技術の模擬装置は定常状態でも模擬されるモータを正確に模擬できないことになる。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、モータを正確に模擬することができ、被試験インバータの出力電圧を急変された場合のような過渡状態時においても、その電圧変動を迅速に検出して、電圧指令に反映せることができるモータ模擬装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明では、図１に示すように前記電圧指令生成器６２０に代えてフィルタ電圧生成器６２２を設け、被試験インバータ２が出力する電圧を急変させた場合のような過渡状態において、モータ模擬装置入力端子７の電圧を検出するモータ入力電圧検出器５２の出力をフィルタ電圧指令生成器６２０に入力する。これにより、フィルタ電圧指令生成器６２０ではその電圧変動をいち早く検知して電圧指令に反映することが可能となる。
例えば、ｖｄがΔＶだけ急変した場合を考える。
その場合、模擬されるモータに流れる電流はΔＶ／Ｌｄの傾きで変化する。模擬装置のリアクトル３に流れる電流も同じ傾きで変化させるには、ΔＶの変化を受けてフィルタ電圧指令をΔＶｃだけ急変させればよい。そうするとリアクトル３に流れる電流の傾きは（ΔＶ−ΔＶｃ）／Ｌ２となり、模擬されるモータに流れる電流の傾きΔＶ／Ｌｄと一致させるには、ΔＶｃ＝ΔＶ・（１−Ｌ２／Ｌｄ）とすればよいことになる。
従って、リアクトル３のインダクタンスＬ２と模擬されるモータのパラメータであるところのＬｄ，Ｌｑとが大きくかけ離れた値であっても、過渡状態において正確にモータを模擬することが可能となる。
なお、従来技術の電圧指令を求めるための式１や式２の代りに、式３〜６より電流微分項を無視せずに導出した以下の式Ａ、式Ｂを用いた場合でも、電流検出器５１の検出遅れや電圧制御器６２０による電圧制御遅れの存在のために、過渡状態の模擬精度は改善するが、その改善効果が低いことがシミュレーションによって明らかになっている。
【００１７】
ｖｃｄｒ＝（Ｒ−Ｒ２）・ｉｄ−ω・（Ｌｑ−Ｌ２）・ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌ２）・ｐ（ｉｄ）          ・・・式Ａ
ｖｃｑｒ＝（Ｒ−Ｒ２）・ｉｑ＋ω・（Ｌｄ−Ｌ２）・ｉｄ＋（Ｌｑ−Ｌ２）・ｐ（ｉｑ）＋ω・φ  ・・・式Ｂ
【００１８】
例えば、ｐ（ｉｄ）＞０でＬ２＞Ｌｄの場合、ｖｃｄはステップ的に負の方向に変化する必要があるが、前記制御遅れで変化が遅れる。
そうするとＬ２＞Ｌｄによりｐ（ｉｄ）が小さくなり、ｖｃｄｒの負の方向への変化が小さくなり、ますますｖｃｄは負の方向への変化が遅くなり、ますますｐ（ｉｄ）が小さくなるという悪循環となり、過渡状態の模擬精度の改善効果が低くなる。
本発明では、電流微分の代りにモータ入力電圧検出器の出力を用いることで、この悪循環を断ち切ることができて、過渡状態の模擬精度は制御遅れのみに依存することとなり、大きく改善する。
【００１９】
以上に基づき、本発明においては、前記問題点を次のように解決する。
（１）入力した電圧指令通りの電圧を出力するインバータと、該インバータの出力電圧を平滑化するフィルタと、該フィルタとモータ模擬装置入力端子間に接続されたリアクトルと、前記フィルタで平滑化された電圧の指令であるフィルタ電圧指令を出力するフィルタ電圧指令生成器と、前記フィルタの平滑化された電圧が前記フィルタ電圧指令に追従するような電圧指令を前記インバータに出力する電圧制御器とで構成され、前記モータ模擬装置入力端子から前記インバータ側をみた特性が模擬するモータと等価となるように動作するモータ模擬装置において、前記リアクトルの電流を検出する電流検出器と、前記モータ模擬装置入力端子の電圧を検出するモータ入力電圧検出器とを設ける。
前記フィルタ電圧指令生成器は、前記電流検出器の出力と前記モータ入力電圧検出器の出力とを入力し、前記リアクトルのインダクタンスと抵抗値、及び該電流検出器の出力と該モータ入力電圧検出器の出力を用いて、前記模擬するモータの電気的特性式に基づき前記フィルタ電圧指令を求める。
（２）上記（１）において、前記リアクトルのインダクタンスを記憶するインダクタンス記憶器を設け、前記フィルタ電圧指令生成器が、前記電流検出器の出力に応じて、該インダクタンス記憶器に記憶された前記リアクトルのインダクタンスを選択し、該インダクタンスを用いて前記フィルタ電圧指令を求める。
（３）上記（２）において、前記リアクトルのインダクタンスを該リアクトルに流れる電流の大きさに応じて計測するインダクタンス演算器を設け、該インダクタンス演算器出力を前記インダクタンス記憶器に記憶させる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）被試験インバータ２が出力する電圧を急変させた場合のような過渡状態において、その電圧変動をいち早く検知して、それをフィルタ電圧指令生成器において電圧指令に反映させているので、インバータの出力電圧を平滑化するフィルタとモータ模擬装置入力端子間に接続されたリアクトルのインダクタンスＬ２と模擬されるモータのパラメータであるところのＬｄ、Ｌｑとが大きくかけ離れた値であっても、正確にモータを模擬することが可能となる。
（２）電流値に応じて上記リアクトルのインダクタンスを記憶したインダクタンス記憶器を設け、電流値に応じてインダクタンス記憶器に記憶されたインダクタンス値を選択して出力するようにしたので、電流に応じたインダクタンス値を電圧指令演算に反映させることが可能となり、前記リアクトルのインダクタンスが磁気飽和などにより変化しても、正確にモータを模擬することができる。
（３）電流値に応じたインダクタンス値を上記インダクタンス記憶器に記憶させるため、インダクタンス記憶器に電流に応じたインダクタンスを計測して記憶させる必要がある。  本発明においては、模擬装置にインダクタンスを計測する機能を付加したので、前記リアクトルのインダクタンスを簡単に計測し記憶させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施例のモータ模擬装置を示す図である。
【図２】フィルタ電圧指令生成器の演算ブロックを示す図である。
【図３】インダクタンスを計測し記憶する機能を示す説明図である。
【図４】従来のモータ模擬装置を示す図である。
【図５】電圧制御器の制御ブロックを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の１実施例のモータ模擬装置に被試験インバータを接続した図であり、以下はこの図に沿って説明する。
図１に示すモータ模擬装置９において、インバータ１の出力はフィルタ８１とリアクトル３を介してモータ模擬装置入力端子７に接続されており、モータ模擬装置入力端子７には被試験インバータ２の出力が接続されている。モータ模擬装置９は、モータ模擬装置入力端子７からモータ模擬装置９をみた特性が模擬モータと等価となるように動作する。
【００２３】
以下、本発明の実施例のモータ模擬装置の動作原理について示す。
フィルタ８１は、フィルタリアクトルＬ１とフィルタコンデンサＣで構成され、電圧検出器５３は前記フィルタコンデンサＣの電圧を検出して２軸のｖｃａ、ｖｃｂに変換して出力する。
モータ回転速度演算器６１６はモータ電気角角周波数ωを求め、ｄ軸位相演算器６１１でωを時間積分してｄ軸位相θを求める。
またモータパラメータ設定器６２３には、模擬するモータのパラメータであるＲ、Ｌｄ、Ｌｑ、φ（Ｒ：模擬するモータの巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑ：模擬するモータの各軸のインダクタンス、φ：模擬するモータの永久磁石による電機子鎖交磁束）が予めユーザによって設定されている。
電流検出器５１はリアクトル３の電流を検出して２軸のｉａ、ｉｂに変換して出力する。インダクタンス記憶器６３０は、リアクトル３に流れる電流の大きさに応じたリアクトル３のインダクタンスＬ２が記憶されており、電流検出器５１の出力の電流値に応じたＬ２を出力する。
モータ入力電圧検出器５２は、被試験インバータ２の出力電圧であるところのモータ模擬装置９の入力端子台７の電圧を検出して２軸のｖａ、ｖｂに変換して出力する。
【００２４】
フィルタ電圧指令生成器６２２は、モータ回転速度演算器６１６出力のωとｄ軸位相演算器６１１出力のθとモータパラメータ設定器６２３出力である上記Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、φとインダクタンス記憶器６３０出力のＬ２と、電流検出器５１出力のｉａ、ｉｂとモータ入力電圧検出器５２出力のｖａ、ｖｂ等を入力して、後述するようにフィルタコンデンサの電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒを求めて電圧制御器６２０に出力する。
電圧制御器６２０には、電圧検出器５３出力のｖｃａ、ｖｃｂと、ｄ軸位相演算器６１１が出力する位相θと、フィルタ電圧指令生成器６２２が出力するフィルタコンデンサの電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒが入力され、電圧制御器６２０は、フィルタ８１のフィルタコンデンサＣの電圧が上記電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒになるようにインバータ１を制御する。
【００２５】
すなわち、電圧制御器は前記図５に示したように、回転座標変換器６２０ａにおいて、上記電圧ｖｃａ、ｖｃｂをθで回転座標変換して電圧ｖｃｄ、ｖｃｑを得て、この電圧ｖｃｄ、ｖｃｑと前記電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒの偏差を例えばＰＩＤ演算して増幅し、回転座標上の電圧指令ｖｉｄｒ、ｖｉｑｒを求め、この電圧指令ｖｉｄｒ、ｖｉｑｒを逆回転座標変換器６２０ｂで逆回転座標変換して、電圧指令ｖｉａｒ、ｖｉｂｒとしてインバータ１へ出力する。
インバータ１は、前記したように、電圧制御器６２０出力の上記電圧指令ｖｉａｒ、ｖｉｂｒ相当の電圧をフィルタ８１に出力し、フィルタ８１の出力はリアクトル３を介して端子台７から出力される。
【００２６】
以下、上記フィルタ電圧生成器６２２における処理について説明する。
フィルタ電圧指令生成器６２２は、前述したようにモータ回転速度演算器６１６出力のωと、ｄ軸位相演算器６１１出力のθと、モータパラメータ設定器６２３出力のＲ、Ｌｄ、Ｌｑ、φ（Ｒ：模擬するモータの巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑ：模擬するモータの各軸のインダクタンス、φ：模擬するモータの永久磁石による電機子鎖交磁束）と、インダクタンス記憶器６３０出力のＬ２（リアクトル３のインダクタンス）と、電流検出器５１出力のｉａ、ｉｂと、モータ入力電圧検出器５２出力のｖａ、ｖｂと、Ｒ２（リアクトル３の抵抗分）と、に基づき、以下の式７、式８により、フィルタコンデンサの電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒを求める。ここで、ｉｄ、ｉｑおよびｖｄ、ｖｑはそれぞれｉａ、ｉｂやｖａ、ｖｂをｄ軸位相θで回転座標変換したものである。
【００２７】
ｖｃｄｒ＝ｖｄ−Ｌ２／Ｌｄ・ｖｄ＋（Ｒ・Ｌ２／Ｌｄ−Ｒ２）・ｉｄ−ω・（Ｌｑ・Ｌ２／Ｌｄ−Ｌ２）・ｉｑ                              ・・・・・・式７
ｖｃｑｒ＝ｖｑ−Ｌ２／Ｌｑ・ｖｑ＋（Ｒ・Ｌ２／Ｌｑ−Ｒ２）・ｉｑ＋ω・（Ｌｄ・Ｌ２／Ｌｑ−Ｌ２）・ｉｄ＋ω・φ・Ｌ２／Ｌｑ          ・・・・・・式８
【００２８】
なお、上記式７は式３をｐ（ｉｄ）で解いて式５に代入してｖｃｄで解いてｖｃｄをｖｃｄｒと書き換えたものである。また、式８は式４と式６から同様に導出されたものである。すなわち、式３、式４をｐ（ｉｄ）で解いくと、以下の式Ｃ，式Ｄが得られる。
【００２９】
ｐｉｄ＝（ｖｄ−Ｒ・ｉｄ＋ω・Ｌｑ・ｉｑ）／Ｌｄ  ・・・式Ｃ
ｐｉｑ＝（ｖｑ−Ｒ・ｉｑ−ω・Ｌｄ・ｉｄ−ω・φ）／Ｌｑ  ・・・式Ｄ
【００３０】
この式Ｃのｐｉｄと式Ｄのｐｉｑを前記式５、式６に代入し、ｖｃｄ，ｖｃｑで解いて、ｖｃｄ，ｖｃｑをそれぞれｖｃｄｒ、ｖｃｑｒと置き換えて整理することにより、上記式７、式８が得られる。
【００３１】
図２は、フィルタ電圧生成器６２２における処理をハードウェアで実現する場合の構成例を示すブロック図である。
同図において、Ｍ１〜Ｍ１４は乗算器、Ｄ１〜Ｄ２は除算器、Ａ１〜Ａ７は加減算器、６２２ａは電圧ｖａ，ｖｂをθで回転座標変換して電圧ｖｄ，ｖｑを得る回転座標変換器、６２２ｂは電流ｉａ，ｉｂをθで回転座標変換して電流ｉｄ，ｉｑを得る回転座標変換器である。
同図において、Ｌ２とＬｄが除算器Ｄ１に入力されてＬ２／Ｌｄが演算され、Ｌ２／ＬｄとＲとＲ２と回転座標変換器６２２ｂが出力するＩｄが乗算器Ｍ１，Ｍ２、加減算器Ａ１で演算され、式７の（Ｒ・Ｌ２／Ｌｄ−Ｒ２）・ｉｄの項が得られ、上記Ｌ２／Ｌｄと、回転座標変換器６２２ａが出力するｖｄが乗算器Ｍ５、加減算器Ａ４で演算され、式７のｖｄ−Ｌ２／Ｌｄ・ｖｄの項が得られる。
さらに、上記Ｌ２／Ｌｄと、Ｌｑ、ω、Ｌ２が乗算器Ｍ７、加減算器Ａ５で演算され、その結果に回転座標変換器６２２ｂが出力するｉｑ、ωが乗算器Ｍ８、Ｍ９で乗算されて式７のω・（Ｌｑ・Ｌ２／Ｌｄ−Ｌ２）・ｉｑの項が得られ、これらが加減算器Ａ３で加減算されて、電圧指令ｖｃｄｒが出力される。
【００３２】
また、Ｌ２とＬｑが除算器Ｄ２に入力されてＬ２／Ｌｑが演算され、Ｌ２／Ｌｑと回転座標変換器６２２ａが出力するｖｑが乗算器Ｍ６で演算されて、式８のＬ２／Ｌｑ・ｖｑの項が得られ、
上記Ｌ２／Ｌｑと、ＬｄとＬ２が乗算器Ｍ１０と加減算器Ａ６が演算され、その結果と回転座標変換器６２２ｂが出力するｉｄとωが乗算器Ｍ１１，Ｍ１２で演算されて式８のω・（Ｌｄ・Ｌ２／Ｌｑ−Ｌ２）・ｉｄの項が演算され、さらに、ω、φ、上記Ｌ２／Ｌｑが乗算器Ｍ１３、Ｍ１４で演算され、式８のω・φ・Ｌ２／Ｌｑの項が得られ、これらと、回転座標変換器６２２ａが出力するｖｑが加減算器Ａ７で加減算されて、電圧指令ｖｃｑｒが出力される。
上記のように、本実施例では、モータ入力電圧検出器５２出力のｖａ、ｖｂをフィルタ電圧指令生成器６２２に入力し、この電圧ｖａ，ｖｂをθで回転座標変換して電圧ｖｄ，ｖｑを得て、ｖｄ、ｖｑの変動を、それぞれｖｄ（１−Ｌ２／Ｌｄ）、ｖｑ（１−Ｌ２／Ｌｑ）として電圧指令ｖｃｄｒ、ｖｃｑｒに反映させているので、リアクトル３に流れる電流の傾きを模擬されるモータに流れる電流の傾きと一致させることができる。
このため、前述したようにリアクトル３のインダクタンスＬ２と模擬されるモータのパラメータであるＬｄ，Ｌｑとが大きくかけ離れた値であっても、過渡状態において正確にモータを模擬することが可能となる。
【００３３】
フィルタ電圧生成器６２２において上記演算を行うためには、インダクタンス記憶器６３０に、リアクトル３に流れる電流の大きさに応じたリアクトル３のインダクタンスＬ２が記憶されている必要がある。
そのため、モータ模擬装置に、リアクトル３のインダクタンスを計測する機能を設けて、それによって計測されたインダクタンスをインダクタンス記憶器６３０に記憶させる機能を設けてもよい。
【００３４】
図３は、上述したインダクタンスを計測する機能を説明する図である。
図３において、インダクタンスを計測する際には、モータ模擬装置入力端子７の端子を全て短絡した状態とする。また、電圧制御器６２０の代わりにＬ２電流制御器６３１が用いられ、インバータ１はＬ２電流制御器６３１の出力の電圧指令ｖｉａｒ、ｖｉｂｒで制御される。
Ｌ２電流制御器６３１は、電流検出器５１出力のｉａ、ｉｂが所定角周波数ω０で所定振幅の交流となるようにインバータ１に入力される電圧指令ｖｉａｒ、ｖｉｂｒを出力する。なお、上記所定振幅としては、複数の様々な大きさの振幅とする。
インダクタンス演算器６３２は、電流検出器５１出力のｉａ、ｉｂと電圧検出器５３出力のｖｃａ、ｖｃｂとを入力し、それらをそれぞれ所定角周波数ω０で回転するγδ座標に変換してｉγ、ｉδとｖｃγ、ｖｃδを求め、以下の式９、式１０の演算を行って、リアクトル３の電流２乗値Ｉ２でのインダクタンスＬ２を求めて出力する。
【００３５】
Ｉ２＝ｉａ・ｉａ＋ｉｂ・ｉｂ                          ・・・式９
Ｌ２＝（ｖｃγ・ｉδ−ｖｃδ・ｉγ）／（ω０・Ｉ２）  ・・・式１０
【００３６】
インダクタンス記憶器６３０は、電流検出器５１出力のｉａ、ｉｂより式９によりリアクトル３の電流２乗値Ｉ２を求めて、Ｉ２に応じた記憶箇所に、上記インダクタンス演算器６３２で求めたインダクタンスＬ２を記憶する。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
本発明により、被試験インバータ出力の電圧が急変する過渡状態や、リアクトルのインダクタンスが磁気飽和等によりそれに流れる電流に応じて変化する場合でも、正確にモータを模擬することができるモータ模擬装置を得ることができる。
【符号の説明】
【００３８】
１      インバータ
２      被試験インバータ
３      リアクトル
５１    電流検出器
５２    モータ入力電圧検出器
５３    電圧検出器
６１１  ｄ軸位相演算器
６１６  モータ回転速度演算器
６２１  電圧指令生成器
６２２  フィルタ電圧指令生成器
６２０  電圧制御器
６２３  モータパラメータ記憶器
６３０  インダクタンス記憶器
６３１  Ｌ２電流制御器
６３２  インダクタンス演算器
７      モータ模擬装置入力端子
８１    フィルタ
８２    トランス
９      モータ模擬装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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