(57)【要約】【課題】サイリスタを用いて制御対象に供給されるＡＣ電力を制御する際に発生する高調波のノイズを、簡易な構成でかつ低コストで除去し得るとともに、位相遅れによりゼロクロス点を正確に検出できないと言った従来の問題点を解決する。【解決手段】ＡＣ検出部１１により交流電源電圧波形Ａを検出し、検出された交流電源電圧波形Ａに含まれる高調波のノイズをＣＲフィルタからなるノイズ除去部１２により除去するとともに位相の遅れたノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂを検出し、位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄ（ｍ＋１）、半周期λ／２、予め記憶された位相遅れの時間δから、半周期遅れの推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）を次式Ｔｅ（ｍ＋１）＝Ｔｄ（ｍ＋１）＋λ／２−δから求め、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を求め、トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）でトリガ信号をサイリスタ１６に出力し、サイリスタ１６を点弧する。【選択図】図１
2011039648.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御対象側に設けられたあるいは自身が有するサイリスタを位相制御することにより制御対象に供給されるＡＣ電源の電力を制御するＡＣ電力制御装置であって、
前記制御対象に入力される交流電源電圧を検出するＡＣ検出部と、
前記ＡＣ検出部により検出された前記制御対象の入力交流電源電圧から高調波を除去するとともに、前記入力交流電源電圧よりも位相が遅れたノイズ除去処理後交流電源電圧を出力するノイズ除去部と、
前記ノイズ除去処理後交流電源電圧から位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｎ（ｎ＝１、２、３、・・・）を検出するゼロクロス点検出部と、
前記位相の遅れたゼロクロス点間の間隔からＮλ／２（λはＡＣ電源の周期、Ｎは任意の自然数）を検出する周期検出部と、
ｎ＝ｍ（ｍは任意の自然数）としたとき、前記位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｍと、前記Ｎλ／２と、前記高調波等のノイズを除去することにより生じるものであり予め求められ記憶されている位相遅れ時間δと、から、Ｎλ／２周期遅れの推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）を算出する推定ゼロクロス点算出部と、
前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）に基づいて前記サイリスタを点弧するためのトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出するとともに、当該Ｔｋ（ｍ＋１）でトリガ信号を前記サイリスタに出力するトリガ点算出部と、を有すること
を特徴とするＡＣ電力制御装置。
【請求項２】
前記ＮはＮ＝１であり、前記推定ゼロクロス点算出部は、前記Ｔｅ（ｍ＋１）をＴｅ（ｍ＋１）＝Ｔｄ（ｍ＋１）＋λ／２−δより算出し、前記トリガ点算出部は前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）と真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）との間に誤差が生じているか否かを検出し、誤差が生じている場合には、前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）から前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）までの時間ｔを算出して前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）をＴｋ（ｍ＋１）＝Ｔｅ（ｍ＋１）＋ｔより算出することを特徴とする請求項１に記載のＡＣ電力制御装置。
【請求項３】
前記ノイズ除去部はＣＲフィルタであることを特徴とする請求項１あるいは２に記載の
ＡＣ電力制御装置。
【請求項４】
前記トリガ点算出部は、前記時間ｔが予め取得したＡＣ電源の半周期λ／２に比して極めて短くその結果、前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）が真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）近傍となった場合にはトリガ信号を出力せず、一方、前記時間ｔが前記半周期λ／２に限りなく近くなりその結果、前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）が真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋２）近傍になった場合には、時間ｔを前記半周期λ／２に比して若干短くして前記点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出してトリガ信号を出力するという制限を設けることを特徴とする請求項２あるいは３に記載のＡＣ電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＡＣ電力制御装置に係り、例えば半導体製造装置や射出成形機などの温度制御において、加熱用ヒータ等を電力制御するＡＣ電力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、半導体製造装置や射出成形装置などには加熱用のヒータが使用されており、ヒータの損傷や製造の品質劣化を防止すべく、このヒータは所定の方法により温度制御されている。この温度制御する手法の１つとして、サイリスタを用いたＡＣ電力制御装置によりヒータに与える電力を制御し、これによりヒータの温度制御を行うという手法がある。
【０００３】
図３は、この種の従来のＡＣ電力制御装置によりヒータの温度制御を行う場合の一例を示すブロック図である。具体的には、制御対象であるヒータ２の近傍には温度センサ３が配置されており、温度センサ３からは測定値ＰＶが調節計４に送られ、調節計４においては、予め設定された設定値ＳＶと当該測定値ＰＶとからＰＩＤ演算して操作量ＭＶが算出され、操作量ＭＶがＡＣ電力制御装置１００のトリガ点算出部１５０に出力される。
【０００４】
一方、ＡＣ電力制御装置１００においては、ＡＣ検出部１１０によりＡＣ電源５からヒータ２に供給される電力が検出されるとともに、ヒータ２に接続されたＡＣ電源５のゼロクロス点がゼロクロス点検出部１３０により検出され、この検出されたゼロクロス点から周期検出部１４０が半周期λ／２（λはＡＣ電源の周期）を求めトリガ点算出部１５０に出力される。トリガ点算出部１５０においては、この検出されたゼロクロス点及び半周期λ／２と操作量ＭＶとから、サイリスタ１６０を点弧するためのトリガ点が演算により求められ、サイリスタ１６０に対しトリガ信号（点弧信号）が出力される。そして、トリガ信号を受け取ったサイリスタ１６０においては、トリガ信号により点弧されアノードとカソード間が導通する（ターンオン）が、次のゼロクロス点が到来すると導通が停止（ターンオフ）されることとなる。その結果、ターンオン状態においてはヒータ２に電力が供給され、ターンオフ状態においてはヒータ２に電力が供給されない状態となり、サイリスタ１６０は、このターンオン、ターンオフを繰り返すこととなる。これにより、ＡＣ電力制御装置１００においては、温度制御を行っていた。
【０００５】
ところで、上述のようなサイリスタを位相制御するＡＣ電力制御装置においては、ステップダウントランスなどにより商用周波数に比較的近い周波数帯の高調波のノイズが発生することがあり、このような場合ＡＣ検出部により検出された電圧波形の中には大きなノイズが含まれてしまう。このノイズが含まれた状態の電圧波形によりゼロクロス点検出部においてゼロクロス点を検出しようとすると、正確にゼロクロス点を検出することができない。そこで、ＡＣ電力制御装置においては、ＡＣ検出部とゼロクロス点検出部の間に、このノイズを除去する構成を設けるのが通常であり、前記ＡＣ電力制御装置１００においても、ＡＣ検出部１１０とゼロクロス点検出部１３０との間にノイズ除去部１２０が設けられている。
【０００６】
ノイズを十分に除去すればゼロクロス点が正確に検出されることから、ノイズ除去部１２０の具体的構成としては、例えば、ノイズを十分に減衰させる程度のローパスフィルタが考えられる。しかしながら、このようなローパスフィルタを使用すると、フィルタ処理後の波形は位相の遅れが大きくなり、結果的に、本来の電圧波形のゼロクロス点を正確に検出することが困難となってしまうという問題が発生する。ゼロクロス点を誤検出すると、大きな出力誤差が発生する可能性があり、ヒータの損傷や最終製品の製造の品質劣化に繋がる恐れがある。このように、従来から、位相遅れを発生させることなくノイズを十分に減衰させることが、位相制御を正確に行うためには重要であり、このようなノイズ除去手段としては、例えば、特許文献１に記載のサイリスタコンバータの位相制御装置に使用しているノッチフィルタがある。
【０００７】
このノッチフィルタを使用すれば、位相遅れを発生させることなくノイズを除去することが可能であり、ゼロクロス点も正確に検出し、位相制御も正確に行うことができる。しかしながら、このような手法によると、回路が複雑になるとともにコストも高くなるといった新たな問題点が発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１１−３２４８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的とするところは、サイリスタを用いて制御対象に供給されるＡＣ電力を制御する際に発生する高調波等のノイズを、簡易な構成でかつ低コストで除去し得るとともに、位相遅れによりゼロクロス点を正確に検出できないと言った従来の問題点を解決することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するために本発明は、制御対象側に設けられたあるいは自身が有するサイリスタを位相制御することにより制御対象に供給されるＡＣ電源の電力を制御するＡＣ電力制御装置であって、前記制御対象に入力される交流電源電圧を検出するＡＣ検出部と、前記ＡＣ検出部により検出された前記制御対象の入力交流電源電圧から高調波等のノイズを除去するとともに、前記入力交流電源電圧よりも位相が遅れたノイズ除去処理後交流電源電圧を出力するノイズ除去部と、前記ノイズ除去処理後交流電源電圧から位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｎ（ｎ＝１、２、３、・・・）を検出するゼロクロス点検出部と、前記位相の遅れたゼロクロス点間の間隔からＮλ／２（λはＡＣ電源の周期、Ｎは任意の自然数）を検出する周期検出部と、ｎ＝ｍ（ｍは任意の自然数）としたとき、前記位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｍと、前記Ｎλ／２と、前記高調波を除去することにより生じるものであり予め求められ記憶されている位相遅れ時間δと、から、Ｎλ／２−δ遅れの推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）を算出する推定ゼロクロス点算出部と、前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）に基づいて前記サイリスタを点弧するためのトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出するとともに、当該Ｔｋ（ｍ＋１）でトリガ信号を前記サイリスタに出力するトリガ点算出部と、を有することを特徴とする。
【００１１】
ここで、本発明は、サイリスタの位相制御を行うことにより制御対象の電力を制御するという構成であるため、サイリスタを使用することを前提としているが、必ずしも本発明のＡＣ電力制御装置自身がサイリスタを備えている必要はなく、少なくとも制御対象側にサイリスタは設けられていればよい。
【００１２】
また、本発明において、「ｎ＝ｍ（ｍは任意の自然数）としたとき」、「位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｍ」、「推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）」及び「トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）」と表記しているのは、位相の遅れたゼロクロス点は半周期ごとに出現するものであることから、サイリスタを点弧するためのトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）は、半周期繰り延べて算出するものであることを、任意の自然数ｍにより表わすためである。また、「Ｎλ／２（λはＡＣ電源の周期、Ｎは任意の自然数）」としているのは、ゼロクロス点は半周期ごとに出現することから、前記のように繰り延べるのは必ずしも半周期λ／２である必要はなく、例えば、１周期λ、３λ／２などλ／２の自然数倍でよいことからである。
【００１３】
また、前記ＮはＮ＝１であり、前記推定ゼロクロス点算出部は、前記Ｔｅ（ｍ＋１）をＴｅ（ｍ＋１）＝Ｔｄ（ｍ＋１）＋λ／２−δより算出し、前記トリガ点算出部は前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）と真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）との間に誤差が生じているか否かを検出し、誤差が生じている場合には、前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）から前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）までの時間ｔを算出して前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）をＴｋ（ｍ＋１）＝Ｔｅ（ｍ＋１）＋ｔより算出してもよい。
【００１４】
ゼロクロス点はλ／２ごとに出現することから、λ／２の自然数倍であればよいが、トリガ信号を短時間で出力するためには、Ｎ＝１、すなわちλ／２（半周期）が好適である。また、例えば、ノイズ除去部を構成する部品の抵抗値やコンデンサ容量のバラツキ及び温度特性の影響等により、ノイズ除去処理後の波形が変動することがあり、その結果、前記位相遅れ時間δと実際の位相の遅れ時間との間に誤差が生じることがある。このような場合には、真のゼロクロス点、すなわち、ノイズ等の影響を受けずに交流電源電圧が本来有している交流電源電圧波形から取得されるゼロクロス点と、前記推定ゼロクロス点のタイミングは同一でなくなる。よって、このような場合に、前記推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）から前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）までの時間ｔを算出して、前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）をＴｋ（ｍ＋１）＝Ｔｅ（ｍ＋１）＋ｔより算出するようにしている。
【００１５】
また、前記ノイズ除去部はＣＲフィルタで構成してもよい。ＣＲフィルタでノイズ除去部を構成すれば簡易な構成でかつ低コストである。
【００１６】
前記トリガ点算出部は、前記時間ｔが予め取得したＡＣ電源の半周期λ／２に比して極めて短くその結果、前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）が真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）近傍となった場合にはトリガ信号を出力せず、一方、前記時間ｔが前記半周期λ／２に限りなく近くなりその結果、前記トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）が真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋２）近傍になった場合には、時間ｔを前記半周期λ／２に比して若干短くして前記点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出してトリガ信号を出力するという制限を設けるようにしてもよい。
【００１７】
前記時間ｔを算出した結果、例えば、時間ｔが半周期λ／２の０％あるいは１００％に近いと、この誤差によってトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）が、真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）の近傍あるいは真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋２）の近傍になり、その結果、正常な電力制御動作が出来なくなる場合がある。よって、このような場合に、正常な電力制御動作を担保すべくトリガ点算出部からサイリスタに出力するトリガ信号に制限を設けるようにしている。例えば、このような制限の一例として次のようなものが適用可能である。すなわち、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔが、ＡＣ電源の半周期λ／２の５％未満であればトリガ信号を出力しないように設定し、一方、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔが、ＡＣ電源の半周期λ／２の９５％を超えていたら、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔを半周期λ／２の９５％としてトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を求めてトリガ信号を出力するという制限である。ただし、この制限も、例えば、ノイズ除去部を構成する部品の抵抗値やコンデンサ容量のバラツキ及び温度特性の影響等により変動するため、正常な電力制御動作を担保し得る範囲内の制限を適宜設定すればよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、サイリスタを位相制御することにより制御対象に供給されるＡＣ電源の電力を制御するＡＣ電力制御装置であって、位相の遅れたゼロクロス点間の間隔からＮλ／２（λはＡＣ電源の周期、Ｎは任意の自然数）を検出し、ｎ＝ｍ（ｍは任意の自然数）としたとき、位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｍと、Ｎλ／２と、予め記憶されている位相遅れ時間δと、から、Ｎλ／２−δ遅れの推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）を算出し、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）に基づいてサイリスタを点弧するためのトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出するとともに、Ｔｋ（ｍ＋１）でトリガ信号をサイリスタに出力するように構成した。これにより、サイリスタを用いて制御対象に供給されるＡＣ電力を制御する際に発生する高調波等のノイズを、簡易な構成でかつ低コストで除去し得るとともに、位相遅れによりゼロクロス点を正確に検出できないと言った従来の問題点を解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明に係るＡＣ電力制御装置によりヒータの温度制御を行う場合の一例を示すブロック図である。
【図２】図１に示すＡＣ電力制御装置に係る動作を説明するための波形図である。
【図３】従来のＡＣ電力制御装置によりヒータの温度制御を行う場合の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための形態について、添付した図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２１】
図１は本発明に係るＡＣ電力制御装置によりヒータの温度制御を行う場合の一例を示すブロック図、図２は図１に示すＡＣ電力制御装置に係る動作を説明するための波形図である。
【００２２】
本実施形態においては、前記説明した図３に示すＡＣ電力制御装置１００と同様に、本発明のＡＣ電力制御装置をヒータの温度制御に用いた場合を一例としており、ヒータ２、温度センサ３、調節計４及びＡＣ電源５に関しては図３に示すのと同様の構成を使用している。なお、本実施形態においては、ゼロクロス点検出部１３、周期検出部１４、トリガ点算出部１５及び推定ゼロクロス点算出部１７は、マイクロコンピュータユニットＭＣで構成されている。
【００２３】
ＡＣ検出部１１は、ＡＣ電源５の両端の交流電源電圧波形、具体的には図２の実線で示された交流電源電圧波形Ａを検出する。
【００２４】
ノイズ除去部１２は、ＡＣ検出部１１により検出された交流電源電圧波形Ａから高調波等のノイズを除去するとともに、交流電源電圧波形Ａに対し位相遅れが生じた交流電源電圧波形、具体的には図２の点線で示されたノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂを出力する。図２に示す、交流電源電圧波形Ａとノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂとを対比すると、ノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂは、交流電源電圧波形Ａと比較して減衰し、位相の遅れ時間δが発生している。本実施形態においては、ノイズ除去部１２は、汎用部品、例えばコンデンサＣと抵抗Ｒによる一次遅れのＣＲフィルタを用いる安価でかつ簡単な構造の回路で構成されている。
【００２５】
このように、ノイズ除去部１２にＣＲフィルタを使用すれば、回路構成は簡易であり、しかも製造コストも低く抑えられるが、このようなＣＲフィルタを使用すると、図２に示すようにノイズ除去後の交流電源電圧波形に位相遅れが発生してしまう。この位相遅れが生じた波形、すなわちノイズ除去後交流電源電圧波形Ｂに基づいてサイリスタ１６の位相制御を行うと、本来の交流電源電圧波形のゼロクロス点に対する誤差が大きいため、高精度な位相制御が出来ないうえ、トリガ点がゼロ点付近の場合には過大出力や過小出力の原因になり、ヒータ２の損傷や生産品の品質劣化に繋がる。
【００２６】
そこで、本実施形態におけるＡＣ電力制御装置１においては、ノイズを除去することによりノイズ除去後の交流電源電圧波形に発生した位相遅れが発生したとしても、その後の演算処理により結果的にゼロクロス点を正確に検出することができ、サイリスタの位相制御を正常に行うことができるように構成している。具体的には、図１に示すように、ゼロクロス点１３、周期検出部１４、推定ゼロクロス点算出部１７及びトリガ点算出部１５から構成されるマイクロコンピュータユニットＭＣにより実現される。各構成及び各構成の演算処理は以下の通りである。
【００２７】
ゼロクロス点検出部１３は、ノイズ除去部１２から出力されるノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂから位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄ（ｍ−１）、Ｔｄｍ、Ｔｄ（ｍ＋１）、Ｔｄ（ｍ＋２）、・・・を検出する。
【００２８】
周期検出部１４は、ゼロクロス点検出部１３により検出された位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄ（ｍ−１）、Ｔｄｍ、Ｔｄ（ｍ＋１）、Ｔｄ（ｍ＋２）から、隣り合うゼロクロス点の間隔（例えば、Ｔｄ（ｍ−１）とＴｄｍとの間隔）すなわち、半周期λ／２（λはＡＣ電源５の周期）を以下の式１から算出し、推定ゼロクロス点算出部１７に出力する。
＜式１＞
2011039648.tif 000003
【００２９】
なお、上記においては、半周期としたが、Ｎλ／２（Ｎ＝１、２、３、・・・  Ｎは自然数）であればよい。
【００３０】
推定ゼロクロス点算出部１７には、前記ノイズ除去部１２においてノイズを除去することにより発生する前記位相の遅れ時間δが予め記憶されている。この位相の遅れ時間δを求める方法としては、例えばオシロスコープ等で予め交流電源電圧波形Ａとノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂを予め観測しておき、その位相差を測定しておくという方法がある。あるいは、調節計４から出力される操作量ＭＶの値に対して負荷の両端の電圧が適当な値となるように測定しながら予め位相の遅れ時間を調整しておくという方法でもよい。または、回路定数から計算で求める方法であってもよく、例えば、ノイズ除去部１２を一次遅れのＣＲフィルタで構成する本実施形態においては、以下に説明する手法で予め求めておくことも可能である。
【００３１】
すなわち、交流電源電圧波形Ａの電圧をＶｉ、ノイズ除去後のノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂの電圧をＶｏとすると、Ｖｏは以下の式２により求められる。
＜式２＞
2011039648.tif 000004
【００３２】
前記式（２）を、波形の大きさと位相差Φに分けて変形すると以下のようになる。
＜式３＞
2011039648.tif 000005
【００３３】
ここで、位相差Φを求める式に変形すると下記式（４）のようになる。
＜式４＞
2011039648.tif 000006
【００３４】
ω＝２πｆなので、それらを式（４）に代入すると下記式（５）のようになる。
＜式５＞
2011039648.tif 000007
【００３５】
更に、位相差Φを時間差δに変換するには下記式（６）で求められる。
＜式６＞
2011039648.tif 000008
【００３６】
推定ゼロクロス点算出部１７は、セロクロス点検出部１３によりノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂから検出した位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｍと、前記位相の遅れ時間δと、前記半周期λ／２から、下記式（７）によって半周期遅れの推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）を算出する。
＜式７＞
2011039648.tif 000009
【００３７】
トリガ点算出部１５は、調節計ＭＶから位相角比例または電圧比例等で算出した推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）から、サイリスタ１６にトリガ信号（点弧信号）を出力する時点を特定するためのトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出する。具体的には、前記従来のＡＣ電力制御装置１００と同様に、温度センサ３からは測定値ＰＶが調節計４に送られ、調節計４においては、予め設定された設定値ＳＶと当該測定値ＰＶとからＰＩＤ演算して操作量ＭＶが算出され、操作量ＭＶがＡＣ電力制御装置１のトリガ点算出部１５に出力され、この操作量ＭＶと推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）とから、トリガ点算出部１５が、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からサイリスタ１６を点弧するためのトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）までの時間ｔを算出し、下記式（８）からトリガ点Ｔｅ（ｍ＋１）を算出する。
＜式８＞
2011039648.tif 000010
【００３８】
そして、トリガ点算出部１５は、トリガ信号をＴｋ（ｍ＋１）でサイリスタ１６に出力する。すると、サイリスタ１６は前記トリガ信号により、トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）で点弧され導通状態となり真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋２）まで導通状態を継続する。具体的には、図２に示すように、ゼロクロス点検出部１３により最初に推定ゼロクロス点Ｔｅｍに検出された場合、この推定ゼロクロス点Ｔｅｍに基づき算出されるトリガ点は、Ｔｋ（ｍ＋１）であり、Ｔｋ（ｍ＋１）〜Ｔａ（ｍ＋２）までサイリスタ１６は導通している。その状態を図２においては、斜線部により示している。なお、トリガ点Ｔｋｍは、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ−１）に基づき求められたトリガ点であり、この場合、Ｔｋｍ〜Ｔａ（ｍ＋１）までサイリスタ１６は導通している。
【００３９】
すなわち、本発明においては、図２に示すように、推定ゼロクロス点Ｔｅｍを検出したとしても、交流電源電圧波形Ａの最初のλ／２周期においてトリガ点Ｔｋｍを算出するのではなく、次のλ／２周期のトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出することによりサイリスタ１６の位相制御を行うのであり、図２に模式的に示すとおり、位相の遅れたゼロクロス点Ｔｄｍを検出し、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）を算出し、トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を算出し、トリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）においてサイリスタ１６を点弧するのである。
【００４０】
ところで、前記式（７）により算出したＴｅ（ｍ＋１）は、図２に示す通り、交流電源電圧の真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）とタイミングを同一とするはずである。しかしながら、実際には、前記予め測定、調整あるいは算出した位相の遅れ時間δには、ノイズ除去部１２を構成するＣＲフィルタ回路の構成部品やの抵抗値やコンデンサＣの容量のバラツキ及び温度特性の影響などにより、ノイズ除去処理後交流電源電圧波形Ｂも変動し、実際の位相遅れ時間も変動が生じ得るので、位相の遅れ時間δと実際の位相の遅れ時間との間には誤差が生じている場合が多い。推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔが、半周期λ／２の０％または１００％に近いと、この誤差によってトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）が、真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋１）よりも前、あるいは真のゼロクロス点Ｔａ（ｍ＋２）よりも後になってしまい、その結果、正常な電力制御動作が出来なくなってしまう。
【００４１】
そこで、本実施形態に係るＡＣ電力制御装置１においては、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔが、ＡＣ電源５の半周期λ／２の５％未満であればトリガ信号を出力しないように設定してある。一方、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔが、ＡＣ電源５の半周期λ／２の９５％を超えていたら、推定ゼロクロス点Ｔｅ（ｍ＋１）からＴｋ（ｍ＋１）までの時間ｔを半周期λ／２の９５％としてトリガ点Ｔｋ（ｍ＋１）を求めてトリガ信号を出力するというように制限を設けてある。ただし、この制限も、例えば、ノイズ除去部１２を構成する部品の抵抗値やコンデンサ容量のバラツキ及び温度特性の影響等により変動するため、正常な電力制御動作を担保し得る範囲内の制限を適宜設定すればよい。なお、前記のノイズ除去部１２に用いるフィルタ回路及びその構成部品の特性は、この制限をもって誤動作が発生しない範囲の回路構成や部品選択をするものとする。
【００４２】
以上のように、本発明においては、ＣＲフィルタなどのノイズ除去部により交流電源電圧波形に発生する高調波等のノイズを取り除き、これにより位相遅れ時間が生じたとしても、最短で半周期λ／２後のサイクルにおいては、正確にゼロクロス点を検出することができ、この正確に検出されたゼロクロス点に基づいてサイリスタを点弧するためのトリガ点を算出することができる。本発明は、サイリスタを使用して位相制御を行う電力制御を、特に安価で高性能に行い得るものであり、温度制御等の電力制御を行う分野で利用可能である。
【００４３】
なお、前記実施形態においては、ノイズ除去部にＣＲフィルタを使用したが、例えば、ノイズ除去部としてはＬＣフィルタ、一次遅れフィルタ、移動平均フィルタ、一次遅れフィルタと移動平均フィルタの組み合わせ等を使用してもよい。
【符号の説明】
【００４４】
１    ＡＣ電力制御装置
１１  ＡＣ検出部
１２  ノイズ除去部
１３  ゼロクロス点検出部
１４  周期検出部
１５  トリガ点算出部
１６  サイリスタ
１７  推定ゼロクロス点算出部
２    ヒータ（制御対象）
３    温度センサ
４    調節計
５    ＡＣ電源
ＭＣ  マイクロコンピュータユニット
Ａ    交流電源電圧波形
Ｂ    ノイズ除去処理後交流電源電圧波形
Ｔａ（ｍ−１）、Ｔａｍ、Ｔａ（ｍ＋１）、Ｔａ（ｍ＋２）  真のゼロクロス点
Ｔｄ（ｍ−１）、Ｔｄｍ、Ｔｄ（ｍ＋１）、Ｔｄ（ｍ＋２）  位相の遅れたゼロクロス点
Ｔｅ（ｍ−１）、Ｔｅｍ、Ｔｅ（ｍ＋１）、Ｔｅ（ｍ＋２）  推定ゼロクロス点
Ｔｋ（ｍ−１）、Ｔｋｍ、Ｔｋ（ｍ＋１）  トリガ点
δ    位相の遅れ時間
λ    ＡＣ電源の周期
ｔ    推定ゼロクロス点からトリガ点までの時間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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