(57)【要約】【課題】ノイズ等によって電圧にゼロ交差が発生しても、ＭＥＲＳを用いて電力を負荷に安定して供給することができる、電力変換装置及び制御方法を提供する。【解決手段】電力変換装置１０は、ＭＥＲＳ１００と制御回路２００とから構成され、ＭＥＲＳ１００は、誘導性負荷ＬＤと交流電源ＶＳとの間に接続される。制御回路２００は、交流電源ＶＳの出力電圧がゼロ交差したことに応答してカウントを開始し、このカウント値に基づいてＭＥＲＳ１００の自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフを制御する。ただし、制御回路２００は、交流電源ＶＳの出力電圧が１周期毎のゼロ交差をする度に、カウント値をリセットしてカウントを再開する。【選択図】図１
2011223832.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つのコンデンサと、少なくとも１つの自己消弧型素子と、を備え、交流電源と誘導性負荷との間に直列に接続され、前記自己消弧型素子のオン・オフにより、前記誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回収して前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した当該静電エネルギーを前記誘導性負荷に再び供給する磁気エネルギー回生スイッチと、
所定の条件が満たされたことに応答して初期値からカウントを開始し、当該カウント値に基づいて前記自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲内である時に前記所定の条件が満たされたことに応答して、前記カウント値を初期値にリセットする、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記コンデンサのキャパシタンスと、前記誘導性負荷のインダクタンスと、から定まる共振周波数が、前記交流電源の出力周波数より高い、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記所定の範囲は、前記交流電源の出力電圧の周期が変動すると予想される範囲に相当する前記カウント値の範囲である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記所定の条件は、前記交流電源から前記制御手段に供給される電圧がゼロ交差することである、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記カウント値が所定のカウント値になったことに応答して前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替えることによって、前記自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記所定のカウント値を調整する調整手段を更に備える、
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記交流電源の出力する電圧の周期を検出し、当該検出した前記交流電源の出力電圧の周期が変動すると予想される範囲を、前記所定の範囲に設定する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御手段は、前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲外である時に前記所定の条件が満たされると、前記コンデンサを介さずに電力が前記誘導性負荷に供給されるように自己消弧型素子のオン・オフを切り替える、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲外である時に前記所定の条件が満たされた場合に前記磁気エネルギー回生スイッチを介さずに前記交流電源から出力された電力を前記誘導性負荷に供給するバイパス回路を更に備える、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１乃至第４のダイオードと、第１と第２の自己消弧型素子と、第１と第２のコンデンサと、を備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとを、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第１のコンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのカソードとを、前記第２の交流端子には前記第１のコンデンサの他方の極と前記第２のコンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとを、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第２のコンデンサの他方の極と前記第４のダイオードのアノードとを、接続され、前記第１のダイオードには前記第１の自己消弧型素子を、前記第２のダイオードには前記第２の自己消弧型素子を、並列に接続された縦型のハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記カウント値に基づいて、前記第１と第２の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１乃至第４のダイオードと、第１乃至第４の自己消弧型素子と、コンデンサと、を備え、前記第１の交流端子に前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記コンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極と前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された、フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記カウント値に基づいて、前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
少なくとも１つのコンデンサと、少なくとも１つの自己消弧型素子と、を備え、交流電源と誘導性負荷との間に直列に接続され、前記自己消弧型素子のオン・オフにより、前記誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回収して前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した当該静電エネルギーを前記誘導性負荷に供給する磁気エネルギー回生スイッチにおいて、所定の条件が満たされたことに応答して初期値からカウントを開始し、当該カウント値に基づいて前記自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御方法であって、
前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲内である時に前記所定の条件が満たされたことに応答して、前記カウント値を初期値にリセットする、
ことを特徴とする制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
導通する電流の位相を制御する装置として、フルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  Ｓｗｉｔｃｈ）（以下、「ＭＥＲＳ」と呼称する。）が知られている。
【０００３】
フルブリッジ型ＭＥＲＳは、４つの逆導通型半導体スイッチと１つのコンデンサで構成される。フルブリッジ型ＭＥＲＳは、簡単な制御によって電流を制御することが可能である。
【０００４】
特許文献１には、フルブリッジ型ＭＥＲＳを用いて交流電源の電流位相を進めて、誘導性負荷に印加される交流電圧を制御する交流電圧制御装置が開示されている。
この交流電圧制御装置は、交流電源と誘導性負荷の間に直列に接続される。
この交流電圧制御装置は、交流電源の出力電圧に同期して、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを制御する。
これによって、特許文献１に記載の交流電圧制御装置は、交流電源の電流位相を進め、誘導性負荷に供給される電力の力率を制御することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−０５８６７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載のフルブリッジ型ＭＥＲＳは、自己消弧型素子のオン・オフを、交流電源の出力電圧に同期にする必要があるため、例えば、交流電源の出力電圧のゼロ交差に同期を取る必要がある。しかし、ノイズ等によって交流電源の出力電圧との同期がずれると、負荷に供給する電力が不安定になる可能性があった。そこで、ノイズの影響を受けずに、負荷に安定して電力を供給する、という点で改善の余地があった。
【０００７】
本発明は、上述の問題に鑑みてなされたもので、ノイズの影響を受けずに、安定して電力を負荷に供給することができる、ＭＥＲＳを用いた電力変換装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
少なくとも１つのコンデンサと、少なくとも１つの自己消弧型素子と、を備え、交流電源と誘導性負荷との間に直列に接続され、前記自己消弧型素子のオン・オフにより、前記誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回収して前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した当該静電エネルギーを前記誘導性負荷に再び供給する磁気エネルギー回生スイッチと、
所定の条件が満たされたことに応答して初期値からカウントを開始し、当該カウント値に基づいて前記自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲内である時に前記所定の条件が満たされたことに応答して、前記カウント値を初期値にリセットする、
ことを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記コンデンサのキャパシタンスと、前記誘導性負荷のインダクタンスと、から定まる共振周波数が、前記交流電源の出力周波数より高い。
【００１０】
例えば、前記所定の範囲は、前記交流電源の出力電圧の周期が変動すると予想される範囲に相当する前記カウント値の範囲である。
【００１１】
例えば、前記所定の条件は、前記交流電源から前記制御手段に供給される電圧がゼロ交差することである。
【００１２】
例えば、前記制御手段は、前記カウント値が所定のカウント値になったことに応答して前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替えることによって、前記自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１３】
また、前記所定のカウント値を調整する調整手段を更に備えてもよい。
【００１４】
例えば、前記制御手段は、前記交流電源の出力する電圧の周期を検出し、当該検出した前記交流電源の出力電圧の周期が変動すると予想される範囲を、前記所定の範囲に設定する。
【００１５】
例えば、前記制御手段は、前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲外である時に前記所定の条件が満たされると、前記コンデンサを介さずに電力が前記誘導性負荷に供給されるように自己消弧型素子のオン・オフを切り替える。
【００１６】
また、前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲外である時に前記所定の条件が満たされた場合に前記磁気エネルギー回生スイッチを介さずに前記交流電源から出力された電力を前記誘導性負荷に供給するバイパス回路を更に備えてもよい。
【００１７】
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１乃至第４のダイオードと、第１と第２の自己消弧型素子と、第１と第２のコンデンサと、を備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとを、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第１のコンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのカソードとを、前記第２の交流端子には前記第１のコンデンサの他方の極と前記第２のコンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとを、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第２のコンデンサの他方の極と前記第４のダイオードのアノードとを、接続され、前記第１のダイオードには前記第１の自己消弧型素子を、前記第２のダイオードには前記第２の自己消弧型素子を、並列に接続された縦型のハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記カウント値に基づいて、前記第１と第２の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１８】
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１乃至第４のダイオードと、第１乃至第４の自己消弧型素子と、コンデンサと、を備え、前記第１の交流端子に前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記コンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極と前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された、フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記カウント値に基づいて、前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１９】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る制御方法は、
少なくとも１つのコンデンサと、少なくとも１つの自己消弧型素子と、を備え、交流電源と誘導性負荷との間に直列に接続され、前記自己消弧型素子のオン・オフにより、前記誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回収して前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した当該静電エネルギーを前記誘導性負荷に供給する磁気エネルギー回生スイッチにおいて、所定の条件が満たされたことに応答して初期値からカウントを開始し、当該カウント値に基づいて前記自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御方法であって、
前記カウントを開始後、前記カウント値が所定の範囲内である時に前記所定の条件が満たされたことに応答して、前記カウント値を初期値にリセットする、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ノイズの影響を受けずに、ＭＥＲＳを用いて電力を負荷に安定して供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１の電力変換装置の制御回路の機能を示すブロック図である。
【図３】図１の電力変換装置のゲート信号を説明するための図である。
【図４】図１の電力変換装置の制御回路の動作を示すフローチャートである。
【図５】（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図１の電力変換装置に入力される電圧と出力されるゲート信号との関係を示す図である。
【図６Ａ】図１の電力変換装置の電流の流れ方を示す図である。
【図６Ｂ】図１の電力変換装置の電流の流れ方を示す図である。
【図６Ｃ】図１の電力変換装置の電流の流れ方を示す図である。
【図６Ｄ】図１の電力変換装置の電流の流れ方を示す図である。
【図６Ｅ】図１の電力変換装置の電流の流れ方を示す図である。
【図６Ｆ】図１の電力変換装置の電流の流れ方を示す図である。
【図７】図１の電力変換装置に入力される電圧と、負荷に供給される電流との関係を示す図である。
【図８】図１の電力変換装置のゲート位相と負荷に供給される電力の力率との関係を示す図である。
【図９】図１の電力変換装置のゲート信号の制御方法の応用例を示すフローチャートである。
【図１０】（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図９の制御方法における、図１の電力変換装置に入力される電圧と出力されるゲート信号との関係を示す図である。
【図１１】図１の電力変換装置の応用例を示す回路図である。
【図１２】図１の電力変換装置の応用例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（実施形態１）
本実施形態にかかる電力変換装置１０は、図１に示すように、ＭＥＲＳ１００と、制御回路２００と、調光装置２９０と、交流電源ＶＳと、誘導性負荷ＬＤと、から構成されている。ＭＥＲＳ１００は、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２と、直流端子ＤＣＰ，ＤＣＮと、ダイオードＤ１乃至Ｄ４と、ダイオードＤ１乃至Ｄ４にそれぞれ並列に接続された自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４と、コンデンサＣＭと、から構成される。
【００２３】
交流電源ＶＳの一方の出力は、ＭＥＲＳ１００の交流端子ＡＣ１に接続されており、他方の出力は接地されている。例えば、交流電源ＶＳは、５０Ｈｚ，１００Ｖの商用電源である。
【００２４】
誘導性負荷ＬＤは、一端をＭＥＲＳ１００の交流端子ＡＣ２に接続されており、他端を交流電源ＶＳの他方の出力に接続されている。誘導性負荷ＬＤの等価回路は、インダクタＬと抵抗Ｒとの直列回路で表記される。誘導性負荷ＬＤは、例えば、安定器に接続された蛍光灯である。
【００２５】
ＭＥＲＳ１００は、フルブリッジ型のＭＥＲＳであり、交流端子ＡＣ１にダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとを、直流端子ＤＣＰにダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣＭの一方の極とダイオードＤ３のカソードとを、直流端子ＤＣＮにダイオードＤ２のアノードとコンデンサＣＭの他方の極とダイオードＤ４のアノードとを、交流端子ＡＣ２にダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとを、接続されている。
ダイオードＤ１乃至Ｄ４には自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４が並列に接続されている。自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４は、ゲートＧ１乃至Ｇ４を備え、ゲートＧ１乃至Ｇ４にオン信号が入力されるとオンし、オフ信号が入力されるとオフする。自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴであり、ダイオードＤ１乃至Ｄ４はその寄生ダイオードである。
【００２６】
ＭＥＲＳ１００は、自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフに対応して、誘導性負荷ＬＤに蓄積された磁気エネルギーを回収してコンデンサＣＭに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、コンデンサＣＭに蓄積された静電エネルギーを誘導性負荷ＬＤに戻す。
コンデンサＣＭのキャパシタンスは、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス（インダクタＬ）とで定まる共振周波数が、交流電源ＶＳの出力周波数よりも高くなるように、予め調整されている。
【００２７】
制御回路２００は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）２０１，ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  ｍｅｍｏｒｙ）２０２，ＲＡＭ（Ｒａｎｄａｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）２０３，Ｉ／Ｏ（Ｉｎｐｕｔ／Ｏｕｔｐｕｔ）ポート２０４，アナログ入力端子２０５等を含む、例えば、マイクロコンピュータである。
【００２８】
制御回路２００は、交流電源ＶＳの出力する電圧Ｖｓが、アナログ入力端子２０５を介して入力される。アナログ入力端子２０５から入力された電圧Ｖｓは、デジタルに変換される。
ＲＯＭは、プログラムデータ等を記憶するものであり、ＣＰＵ２０１は、入力された電圧Ｖｓに対して、ＲＯＭ２０２に記憶されたデータのプログラムに従って処理を実行する。ＲＡＭ２０３は、ＣＰＵが処理を実行するのに必要なデータを記憶するものである。
【００２９】
制御回路２００は、入力された電圧Ｖｓに対して、予め記憶されているプログラム等を実行することにより、Ｉ／Ｏポート２０４からゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を出力する。
【００３０】
調光装置２９０は、調光ダイヤル２９９を備え、調光ダイヤル２９９の回転角に対応した調光信号ＭＳを、制御回路２００のＩ／Ｏポート２０４に送信する。
調光装置２９０は、例えば、可変抵抗（図示せぬ）を備え、調光ダイヤル２９９を操作することで、可変抵抗の抵抗値を変化させ、その抵抗値を調光信号ＭＳによって、制御回路２００に、伝達する電子回路である。
制御回路２００は、受信した調光信号ＭＳに基づいて、後述のゲート位相角制御用カウント値ＧＣを調整する。例えば、調光ダイヤル２９９が時計回りに回すとゲート位相角制御用カウント値ＧＣが増加し、反時計回りに回すとゲート位相角制御用カウント値ＧＣは減少する。
【００３１】
制御回路２００の機能的構成は、図２に示すように、タイマ部２１０と、ゲート信号制御部２３０と、タイマ制御部２５０と、から構成される。ゲート信号制御部２３０は、ゲート信号制御用カウント値記憶部２３２と、ゲート信号出力部２３３と、から構成される。タイマ制御部２５０は、周期取得部２５１と、許容変動率記憶部２５２と、入力周期幅決定部２５３と、ゼロ交差検出部２５４と、タイマ制御信号出力部２５５と、から構成される。
【００３２】
タイマ部２１０は、後述のタイマ起動信号ＡＳを受信すると、初期値０カウントから、０．０１ミリ秒毎に１カウントし、カウントしたカウント値ＣＣを、ゲート信号制御部２３０のゲート信号出力部２３３と、タイマ制御部２５０の周期取得部２５１とタイマ制御信号出力部２５５と、に送信する。
また、タイマ部２１０は、後述のタイマリセット信号ＲＳを受信すると、カウント値ＣＣを０にリセットし、カウントを再開する。
また、タイマ部２１０は、後述のタイマストップ信号ＳＳを受信すると、カウント値ＣＣを０にクリアし、カウントとカウント値ＣＣの出力とを停止する。
【００３３】
タイマ制御部２５０の周期取得部２５１は、交流電源ＶＳの出力電圧の周期を検出し、交流電源ＶＳの１周期あたりのカウント数を周期ＩＣとして検出する。検出した周期ＩＣは、ゲート信号出力部２３３と、入力周期幅決定部２５３と、に送信される。
【００３４】
許容変動率記憶部２５２は、許容変動率ＡＰを予め記憶している。許容変動率ＡＰは、交流電源ＶＳの出力電圧の周期が変動すると予想される範囲が設定される。
入力周期幅決定部２５３は、許容変動率記憶部２５２の許容変動率ＡＰを参照し、下限として周期ＩＣ×（１−許容変動率ＡＰ）を、上限として周期ＩＣ×（１＋許容変動率ＡＰ）を、入力周期幅ＩＣＷとしてタイマ制御信号出力部２５５に送信する。つまり、入力周期幅ＩＣＷは、交流電源ＶＳの出力電圧の周期が変動すると予想される範囲に相当するカウント値の範囲である。
【００３５】
ゼロ交差検出部２５４は、入力された交流電源ＶＳの出力電圧の負から正へのゼロ交差を検出すると、ゼロ交差信号ＺＣをタイマ制御信号出力部２５５に送信する。
【００３６】
タイマ制御信号出力部２５５は、ゼロ交差信号ＺＣを受信すると、タイマ部２１０からカウント値ＣＣを受信しているか否かを調べる。カウント値ＣＣを受信していない場合、タイマ部２１０にタイマ起動信号ＡＳを送信する。
カウント値ＣＣを受信している場合は、タイマ制御信号出力部２５５は、タイマ部２１０から受信したカウント値ＣＣが、入力周期幅ＩＣＷの範囲内か否かを調べる。範囲内であれば、タイマ制御信号出力部２５５は、タイマ部２１０に、タイマリセット信号ＲＳを送信する。
カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの上限より大きい場合は、タイマ制御信号出力部２５５は、タイマ部２１０部にタイマストップ信号ＳＳを出力する。カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの下限より小さい場合、タイマ制御信号出力部２５５は、動作を継続する。
【００３７】
ゲート信号制御用カウント値記憶部２３２は、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣを記憶している。
【００３８】
ゲート信号出力部２３３は、タイマ部２１０から受信したカウント値ＣＣと、ゲート信号制御用カウント値記憶部２３２の記憶するゲート位相角制御用カウント値ＧＣと、周期取得部２５１から受信した周期ＩＣと、に基づいて、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を、ゲートＧ１乃至Ｇ４に出力する。
【００３９】
ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は、オン信号とオフ信号とからなる。
図３に示すように、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４は、タイマ部２１０のカウント値ＣＣが、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ以上ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２の未満の場合オン信号に、それ以外の場合オフ信号に制御され、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３は、タイマ部２１０のカウント値がゲート位相角制御用カウント値ＧＣ以上ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２の未満の場合オフ信号に、それ以外の場合オン信号に制御される。なお、タイマ部２１０からカウント値ＣＣが出力されていない場合、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は全てオフ信号に制御される。
【００４０】
次に上記構成の電力変換装置１０の動作を説明する。
まず、交流電源ＶＳの出力する電圧Ｖｓに対する制御回路２００の動作を説明する。
制御回路２００は、交流電源ＶＳの電圧Ｖｓが入力されると、図４に示すフローチャートに従って、ゲート信号制御処理を実行する。
【００４１】
ゲート信号制御処理が開始されると、制御部２００は、入力された交流電源ＶＳの出力電圧の負から正へのゼロ交差をゼロ交差検出部２５４によって検出するまで待機する（ステップＳ１０１がＮＯ）。
ゼロ交差検出部２５４がゼロ交差を検出すると（ステップＳ１０１がＹＥＳ）、タイマ制御信号出力部２５５は、タイマ部２１０からカウント値ＣＣを受信していないため、タイマ部２１０に、タイマ起動信号ＡＳを送信し、タイマ部２１０を起動する（ステップＳ１０２）。
【００４２】
タイマ部２１０は、タイマ起動信号ＡＳを受信すると、０からカウントを開始し、カウント値ＣＣを、ゲート信号制御部２３０のゲート信号出力部２３３と、タイマ制御部２５０の周期取得部２５１とタイマ制御信号出力部２５５と、に送信する（ステップＳ１０３）。
【００４３】
タイマ制御部２５０の周期取得部２５１は、カウント値ＣＣを受信すると、交流電源ＶＳの出力する電圧Ｖｓの負から正へのゼロ交差を検出することでその周期を検出し、検出した周期ＩＣを、ゲート信号出力部２３３と入力周期幅決定部２５３とに送信する（ステップＳ１０４）。
【００４４】
入力周期幅決定部２５３は、受信した周期ＩＣと許容変動率記憶部２５２の許容変動率ＡＰとから入力周期幅ＩＣＷを算出して、ゲート信号出力部２３３とタイマ制御信号出力部２５５とに送信する（ステップＳ１０５）。
【００４５】
ゲート信号制御部２３０のゲート信号出力部２３３は、カウント値ＣＣと入力周期幅ＩＣＷを受信すると、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４の出力を開始し、ゲート信号制御用カウント値記憶部２３２のゲート位相角制御用カウント値ＧＣと周期ＩＣとカウント値ＣＣとに基づいてゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を制御する（ステップＳ１０６）。
【００４６】
カウント開始後、制御回路２００は、入力された交流電源ＶＳの電圧Ｖｓの負から正へのゼロ交差を、ゼロ交差検出部２５４が再び検出するまで待機する（ステップＳ１０７がＮＯ）。
【００４７】
ゼロ交差検出部２５４が入力された交流電源ＶＳの出力電圧の負から正へのゼロ交差を検出すると（ステップＳ１０７がＹＥＳ）、タイマ制御信号出力部２５５は、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの範囲内か否かを調べる（ステップＳ１０８）。
【００４８】
範囲内であれば（ステップＳ１０８がＹＥＳ）、タイマ制御信号出力部２５５はタイマ部２１０にタイマリセット信号ＲＳを送信し（ステップＳ１０９）、タイマ部２１０はカウント値ＣＣを０にリセットしてカウントを再開し（ステップＳ１１０）、ゲート信号制御処理はステップＳ１０７に戻る。
【００４９】
範囲内でなければ（ステップＳ１０８がＮＯ）、タイマ制御信号出力部２５５は、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの最大値より大きいか否かを調べる（ステップＳ１１１）。
【００５０】
カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの最大値より大きければ（ステップＳ１１１がＹＥＳ）、タイマ制御信号出力部２５５はタイマ部２１０にタイマストップ信号ＳＳを出力し（ステップＳ１１２）、タイマ部２１０はカウント値ＣＣを０にリセットしてカウントを停止し（ステップＳ１１３）、ゲート信号制御処理は、ステップＳ１０１に戻る。
カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの最大値より大きくなければ（ステップＳ１１１がＮＯ）、ゲート信号制御処理はステップＳ１０７に戻る。
制御回路２００は、上記処理を繰り返す。
【００５１】
以上のように、制御回路２００のタイマ部２１０は、交流電源ＶＳのゼロ交差を検出したことに応答して０からカウントを開始し（図４のステップＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３）、ゲート信号制御部２３０は、タイマ部２１０のカウント値ＣＣに基づいて、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を出力し（図４のステップＳ１０６，図３）、タイマ制御部２５０は交流電源ＶＳの負から正へのゼロ交差毎に、カウント値ＣＣをリセットする（図４のステップＳ１０７，Ｓ１０８，Ｓ１０９，Ｓ１１０）。
【００５２】
次に、上記構成の制御回路２００の具体的な動作について、図５（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。図５（ａ）は制御回路２００に入力される電圧、図５（ｂ）は制御回路２００から出力されるゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４、図５（ｃ）はゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３を示している。
横軸は共通で、時刻を表す。縦軸は、図５（ａ）は電圧（Ｖ）、図５（ｂ），（ｃ）はゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４オン信号・オフ信号を示す。
【００５３】
なお、理解を容易にするために、制御回路２００には、交流電源ＶＳから出力される５０．０Ｈｚ，１００Ｖの交流電圧Ｖｓが入力され、後述の時刻Ｔ２０での交流電源ＶＳの出力周波数が４９．９Ｈｚに変化し、後述の時刻Ｔ４０にはノイズが発生するとして説明する。なお、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣが２００カウントに設定されており、許容変動率ＡＰは３％に設定されているとする。
つまり、周期ＩＣは２０００カウント、入力周期幅ＩＣＷは１９４０〜２０６０カウントである。また、カウント値が２００カウント（２ミリ秒）以上１２００カウント（１２ミリ秒）未満の範囲内の場合、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４がオン信号、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオフ信号に、範囲外（２００カウント未満あるいは１２００カウント以上）の場合、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４がオフ信号、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオン信号に制御される。
【００５４】
時刻Ｔ００に、交流電源ＶＳが電力変換装置１０に接続されたとする。
制御回路２００は、時刻Ｔ１０で、負から正のゼロ交差を検知すると（図４のステップＳ１０１がＹＥＳ）、タイマ部２１０を起動し（図４のステップＳ１０２）、カウントを開始（図４のステップＳ１０３）する。
【００５５】
２０ミリ秒後の時刻Ｔ２０に、制御回路２００は、入力されている交流電源ＶＳの周期２０００カウント検出して周期ＩＣに設定し（図４のステップＳ１０４）、周期ＩＣと許容変動率ＡＰとから入力周期幅ＩＣＷを算出する（図４のステップＳ１０５）。また、制御回路２００は、カウント値ＣＣが２０００カウントであることから、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオフ信号、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオン信号にして出力する（図４のステップＳ１０６）。
【００５６】
また、制御回路２００は、この時刻Ｔ２０において、負から正へのゼロ交差を検知し（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの範囲内であるので（図４のステップＳ１０８）、カウント値ＣＣを０にリセットする（図４のステップＳ１０９、Ｓ１１０）。
【００５７】
２ミリ秒後の時刻Ｔ３０に、カウント値ＣＣがゲート位相角制御用カウント値ＧＣ（２００カウント）になるため、制御処理Ｓ２００は、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオフ信号に切り替える（図３参照）。
【００５８】
カウントが開始される時刻Ｔ２０から８．５ミリ秒後の時刻Ｔ４０に、制御回路２００はノイズによって発生するゼロ交差を検知する（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）。しかし、カウント値ＣＣ（８５０カウント）は入力周期幅ＩＣＷの最小値（１９４０カウント）以下なので（図４のステップＳ１０８がＮＯ、ステップＳ１０９がＮＯ）、制御回路２００は、タイマ部２１０のカウント値をリセットしない。
【００５９】
時刻Ｔ３０から１０ミリ秒後の時刻Ｔ５０に、カウント値ＣＣがゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２（１２００カウント）になる。制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４はオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオフ信号からオン信号に切り替える（図３参照）。
【００６０】
交流電源ＶＳの出力電圧が再び負から正にゼロ交差する時刻Ｔ６０において、制御回路２００はゼロ交差を検知する（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）。上述したように、時刻Ｔ２０において、交流電源ＶＳの出力周波数は４９．９Ｈｚに変動している。そのため、時刻Ｔ６０におけるカウント値ＣＣは１９６０カウントである。
この場合でもカウント値ＣＣ（１９６０カウント）は入力周期幅ＩＣＷ（１９４０〜２０６０カウント）の範囲内なので（図４のステップＳ１０８がＹＥＳ）、制御回路２００はカウント値ＣＣをリセットし、カウントを再開する（図４のステップＳ１０９、ステップＳ１１０）。
【００６１】
２ミリ秒後の時刻Ｔ７０において、カウント値ＣＣが再びゲート位相角制御用カウント値ＧＣ（２００カウント）をカウントすると、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４はオフ信号からオン信号に切り替わり、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオン信号からオフ信号に切り替わる。
制御回路２００は、以上の動作を繰り返す。
【００６２】
以上説明したように、ゲート信号制御処理において、制御回路２００は、負から正へのゼロ交差が発生すると０からカウントを開始し、カウント値ＣＣに基づいて自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフを制御する。そして、カウント開始後に、入力周期幅ＩＣＷ（交流電源ＶＳの出力電圧の周期が変動すると予想される範囲のカウント値に相当する）の範囲内の時に、負から正へのゼロ交差が発生すると、制御回路２００は、タイマ部２１０のカウントを０にリセットする。
そのため、ノイズ等でゼロ交差が発生しても、そのゼロ交差によって、タイマ部２１０のカウントは０にリセットされない。従って、常に、交流電源ＶＳの出力電圧に同期して、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を制御することが可能である。
また、交流電源ＶＳの出力電圧の周期が変動したとしても、入力周期幅ＩＣＷの範囲内であれば、そのゼロ交差をゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４のオン信号・オフ信号の切り替えの基準とすることが可能である。
【００６３】
次に、自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフの切り替わりに伴う、電流の流れる経路の移り変わりについて、図６Ａから図６Ｆを参照して説明する。
初期状態は、自己消弧型素子Ｓ１，Ｓ４がオフで、自己消弧型素子Ｓ２，Ｓ３がオンで、コンデンサＣＭに電荷が蓄積されており、ＭＥＲＳ１００に、交流端子ＡＣ１から電流が入り、交流端子ＡＣ２から出る状態である、として説明する。
【００６４】
「フェイズＰ１」（図６Ａ）
ＭＥＲＳ１００に、交流端子ＡＣ１から流れる電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ２を介し、コンデンサＣＭの負極に流れる。コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ３を介し、誘導性負荷ＬＤ，交流電流ＶＳを通り、交流端子ＡＣ１に流れる。
この電流によってコンデンサＣＭは、静電エネルギーを放出する。
【００６５】
「フェイズＰ２」（図６Ｂ）
コンデンサＣＭの静電エネルギーが全て放出され、コンデンサＣＭの両端電圧が略０になると、電流は、ダイオードＤ１とオンの自己消弧型素子Ｓ３を通る経路と、オンの自己消弧型素子Ｓ３とダイオードＤ４を通る経路と、の２つの経路を通って流れる。
【００６６】
「フェイズＰ３」（図６Ｃ）
タイマ部２１０のカウント値ＣＣがゲート位相角制御用カウント値ＧＣになると、制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオン信号からオフ信号に切り替える。自己消弧型素子Ｓ１，Ｓ４はオンに、自己消弧型素子Ｓ２，Ｓ３はオフに切り替わる。
すると、誘導性負荷ＬＤを流れる電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ１及びダイオードＤ１を介してコンデンサＣＭの正極に流入し、コンデンサＣＭの負極から流れ出す電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ４及びＤ４を介して誘導性負荷ＬＤを流れる。
この電流によって、誘導性負荷ＬＤに蓄積された磁気エネルギーは、コンデンサＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収されることになる。
【００６７】
「フェイズＰ４」（図６Ｄ）
誘導性負荷ＬＤに蓄積された磁気エネルギーがコンデンサＣＭに回収されおわると、コンデンサＣＭは蓄積された静電エネルギーを放出し始める。コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ１を介し、交流電源ＶＳ，誘導性負荷ＬＤを流れ、オンの自己消弧型素子Ｓ４を介し、コンデンサＣＭの負極に流れる。
これにより、上記フェイズＰ３で、コンデンサＣＭに静電エネルギーの形で回収された磁気エネルギーが誘導性負荷ＬＤに再び供給される。
【００６８】
「フェイズＰ５」（図６Ｅ）
コンデンサＣＭの静電エネルギーが全て放出され、コンデンサＣＭの両端電圧が略０になると、電流は、ダイオードＤ３とオンの自己消弧型素子Ｓ１を通る経路と、オンの自己消弧型素子Ｓ４とダイオードＤ２を通る経路と、の２つの経路を通って流れ始める。
【００６９】
「フェイズＰ６」（図６Ｆ）
タイマ部２１０のカウント値ＣＣが周期ＩＣ／２＋ゲート位相角制御用カウント値ＧＣになると、制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオン信号からオフ信号に、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオフ信号からオン信号に切り替える。自己消弧型素子Ｓ２，Ｓ３はオンに、自己消弧型素子Ｓ１，Ｓ４はオフに切り替わる。
誘導性負荷ＬＤを流れる電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ２及びダイオードＤ２を介してコンデンサＣＭの正極に流入する。コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、オンの自己消弧型素子Ｓ２及びダイオードＤ２を介して、誘導性負荷ＬＤを流れる。
この電流によって、誘導性負荷ＬＤに蓄積された磁気エネルギーは、コンデンサＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収されることになる。
【００７０】
（フェイズＰ１）（図６Ａ）
誘導性負荷ＬＤに蓄積された磁気エネルギーがコンデンサＣＭに回収されおわると、コンデンサＣＭは回収した静電エネルギーを放出し始める。電流は、再び、コンデンサＣＭの正極からオンの自己消弧型素子Ｓ１を介し、交流電源ＶＳ，誘導性負荷ＬＤを流れ、オンの自己消弧型素子Ｓ４を介し、コンデンサＣＭの負極に流れる。
これにより、上記フェイズＰ６で、コンデンサＣＭに静電エネルギーの形で回収された磁気エネルギーが、誘導性負荷ＬＤに再び供給されることになる。
【００７１】
以上のように、上記フェイズＰ１乃至Ｐ６で説明した動作を繰り返すことによって、誘導性負荷ＬＤに流れる電流が制御される。この電流は、上述の動作からわかるように、自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフのタイミングによって制御することができる。
また、自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフが切り替わる時、ゼロ電圧もしくはゼロ電流であるので、ソフトスイッチングが実現される。
【００７２】
交流電源ＶＳの出力電圧と、上記フェイズＰ１乃至Ｐ６で説明した動作を繰り返すことによって誘導性負荷ＬＤに流れる電流と、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４と、の関係は、例えば図７に示すようになる。
図７は、交流電源ＶＳの出力する電圧Ｖｓの時間変化に対する、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｄと、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４と、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３と、の時間変化を示す図である。
なお、図７において、横軸は、共通の時間軸である。
ただし図７は、誘導性負荷ＬＤのインダクタンスＬが１Ｈ，抵抗Ｒが３３３Ωの遅れ力率が０．７であり、コンデンサＣＭの容量が２．２マイクロＦである場合の上記時間変化を示している。
【００７３】
電圧Ｖｓが負から正にゼロ公差する時刻（例えば図７の時刻Ｔ７０）より、２ミリ秒後の時刻Ｔ７１において、ゲート信号ＳＧ１、ＳＧ４はオフ信号からオン信号に切り替わる。ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオン信号からオフ信号に切り替わる。
【００７４】
ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４のオン信号・オフ信号の切り替わりに対応して、上記フェイズＰ１乃至Ｐ６の動作を繰り返すことによって、電流は、その電流位相を制御される。上記構成の電力変換装置１０では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンスによって遅れ位相になるべき電流位相が、ＭＥＲＳ１００を介すことによって、図７に示すように、進み位相になっている。
【００７５】
また、上記フェイズＰ１乃至Ｐ６で説明したように、電流Ｉｌｄがゼロ交差する時刻（例えば図７の時刻Ｔ７２，Ｔ７３）において、コンデンサＣＭは放電を開始する。
【００７６】
また、上述したように、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４のオン信号・オフ信号が切り替わるタイミングは、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣによって変化する。自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフの切り替わるタイミングが変化すると、誘導性負荷ＬＤに流れる電流の位相が変化するので、誘導性負荷ＬＤに供給される電力の力率が変化する。この、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣと、誘導性負荷ＬＤに供給される電力の関係は、例えば、図８に示すようになる。
【００７７】
図８に示すように、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣが０から増大するにつれ、力率は１に近づき、誘導性負荷ＬＤに供給される有効電力は増加する。電流位相が電圧の位相より早くなると、力率はふたたび減少し、誘導性負荷ＬＤに供給される有効電力は減少する。
【００７８】
このように、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣを変化させることによって、誘導性負荷ＬＤに供給する電力の力率を調整することができる。本実施形態では、誘導性負荷ＬＤは蛍光灯であるため、その全光束（ルーメン）が変化する。
【００７９】
以上説明したように、本発明の実施形態１にかかる電力変換装置１０は、入力された電圧Ｖｓのゼロ交差を検出するとカウントを開始し、このカウント値ＣＣに基づいて自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフを制御することによって、誘導性負荷ＬＤに供給される電力を制御する。また、カウント開始後、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの範囲内の時にゼロ交差を検出すると、制御回路２００はカウント値ＣＣをリセットするため、交流電源ＶＳの１周期毎のゼロ交差を基準に自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４を制御することができる。
また、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣを変化させることによって、誘導性負荷に供給される力率（有効電力）を調整することができる。
【００８０】
なお、上記実施形態１では、制御回路２００は、交流電源ＶＳの出力の１周期毎に、タイマ部２１０のカウント値をリセットした。しかし、リセットするタイミングは、２周期毎、それ以上の周期毎でもよい。
【００８１】
例えば、２周期毎にするには、周期ＩＣを、交流電源ＶＳの周波数の２倍、本実施形態によれば４０００カウントし、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４は、タイマ部２１０のカウント値が、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ以上ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２未満の場合とゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ以上ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２＋周期ＩＣ未満の場合にオン信号に、それ以外の場合オフ信号に制御され、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３は、タイマ部２１０のカウント値がゲート位相角制御用カウント値ＧＣ以上ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２の未満の場合とゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ以上ゲート位相角制御用カウント値ＧＣ＋周期ＩＣ／２＋周期ＩＣ未満の場合にオフ信号に、それ以外の場合オン信号に制御される。
【００８２】
（実施形態２）
上記タイマ部２１０のカウント値をリセットするタイミングを交流電源ＶＳの半周期毎にすることも可能である。
本実施形態にかかる電力変換装置２０は、交流電源ＶＳの出力電圧の半周期毎にカウント値ＣＣをリセットするものである。
【００８３】
本実施形態にかかる電力変換装置２０は、入力周期幅ＩＣＷは、（周期ＩＣ／２）×（１−許容変動率ＡＰ）から（周期ＩＣ／２）×（１＋許容変動率ＡＰ）の範囲である。例えば、周期ＩＣが２０００カウントの時、入力周期幅ＩＣＷは９．７ミリ秒以上１０．２ミリ秒（９７０〜１０３０カウント）以下である。
また、ゼロ交差検出部２５４は、上記ステップＳ１０７で、入力される電圧が負から正にゼロ交差すると、ゼロ交差信号ＺＣをタイマ制御信号出力部２５５に送信した。しかし、本実施形態にかかる電力変換装置２０では、制御回路２００は、正から負にゼロ交差した場合にも、ゼロ交差信号ＺＣをタイマ制御信号出力部２５５に送信する。
また、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は、図９のフローチャートに示すゲート信号出力処理によって制御される。
他の構成は、実施形態１の電力変換装置１０と同様である。
【００８４】
次に、図９に示すフローチャートを参照して、上記ゲート信号出力処理を説明する。
【００８５】
電力変換装置２０の制御回路２００は、タイマ部２１０のカウント値ＣＣがゲート位相角制御用カウント値ＧＣをカウントすると（ステップＳ２１１）、供給されている電圧が正か否かを調べる（ステップＳ２１２）。供給されている電圧が正ならば（ステップＳ２１２がＹＥＳ）ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオン信号にゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオフ信号に切り替え（ステップＳ２１３）、ゲート信号制御処理を終了する。供給される電圧が負ならば（ステップＳ２１２がＮＯ）ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオフ信号にゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオン信号に切り替える（ステップＳ２１４）。電力変換装置２０の制御回路２００は、他の処理に独立して、この処理を繰り返し実行する。
【００８６】
次に、本実施形態にかかる電力変換装置２０の制御回路２００の具体的な動作について、図１０（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。図１０（ａ）は制御回路２００に入力される電圧、図１０（ｂ）は制御回路２００から出力されるゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４、図１０（ｃ）はゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３を示している。
横軸は共通で、時刻を表す。縦軸は、図１０（ａ）は電圧（Ｖ）、図１０（ｂ），（ｃ）はゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４のオン信号・オフ信号を示す。
【００８７】
なお、理解を容易にするために、制御回路２００には、交流電源ＶＳから出力される５０Ｈｚ，１００Ｖの交流電圧が入力されるとし、後述の時刻Ｔ４０にノイズが発生し、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣが２００カウントに設定されている、として説明する。また、許容変動率ＡＰは３％とする。
つまり、周期ＩＣは２０００カウント、入力周期幅ＩＣＷは９７０〜１０３０カウントである。
【００８８】
時刻Ｔ００に、交流電源ＶＳが制御回路２００に接続されたとする。
制御回路２００は、時刻Ｔ１０で、ゼロ交差を検知すると（図４のステップＳ１０１）、タイマ部２１０を起動し（図４のステップＳ１０２）、カウントを開始（図４のステップＳ１０３）する。
【００８９】
１０ミリ秒後の時刻Ｔ１５に、制御回路２００は、ゼロ交差を検知するが、入力周期幅ＩＣＷがまだ算出されていないので、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は出力されない。
【００９０】
更に１０ミリ秒後の時刻Ｔ２０に、制御回路２００は、入力されている交流電源ＶＳの周期２０００カウント検出し、２０００カウントを周期ＩＣに設定し（図４のステップＳ１０４）、周期ＩＣと許容変動率ＡＰとから入力周期幅ＩＣＷ（９７０〜１０３０カウント）を算出する（図４のステップＳ１０５）。
【００９１】
また、この時刻Ｔ２０において、制御回路２００は、負から正へのゼロ交差を検知し（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの範囲内であるので（図４のステップＳ１０８）、カウント値ＣＣを０にリセットする（図４のステップＳ１０９、Ｓ１１０）。
【００９２】
２ミリ秒後の時刻Ｔ３０に、カウント値ＣＣがゲート位相角制御用カウント値ＧＣ（２００カウント）になると（図９のステップＳ２１１がＹＥＳ）、電圧が正なので（図９のステップＳ２１２がＹＥＳ）、制御処理Ｓ２００は、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４をオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３をオフ信号に切り替える（図９ステップＳ２１３）。
【００９３】
時刻Ｔ４０に制御回路２００はノイズによって発生するゼロ交差を検知する（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）。しかし、カウント値ＣＣは入力周期幅ＩＣＷの下限以下なので（図４のステップＳ１０８がＮＯ、ステップＳ１０９がＮＯ）、制御回路２００は、タイマ部２１０のカウント値をリセットしない。
【００９４】
時刻Ｔ２０から１０ミリ秒後の時刻Ｔ４５において、制御回路２００は、正から負へのゼロ交差を検知し（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの範囲内であるので（図４のステップＳ１０８）、カウント値ＣＣを０にリセットする（図４のステップＳ１０９、Ｓ１１０）。
【００９５】
時刻Ｔ４５から２ミリ秒後の時刻Ｔ５０に、カウント値ＣＣがゲート位相角制御用カウント値ＧＣ（２００カウント）になる。制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４はオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオフ信号からオン信号に切り替える。
【００９６】
交流電源ＶＳの出力電圧が再び負から正にゼロ交差する時刻Ｔ６０において、ゼロ交差を検知すると（図４のステップＳ１０７がＹＥＳ）、制御回路２００はカウント値ＣＣをリセットし、カウントを再開する（図４のステップＳ１０９、ステップＳ１１０）。
【００９７】
２ミリ秒後の時刻Ｔ７０において、カウント値ＣＣが再びゲート位相角制御用カウント値ＧＣ（２００カウント）をカウントすると、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ４はオフ信号からオン信号に切り替わり、ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ３はオン信号からオフ信号に切り替わる。
【００９８】
以上説明したように、本実施形態にかかる電力変換装置２０によれば、タイマ部２１０のカウント値をリセットするタイミングを交流電源ＶＳの半周期毎にすることができる。
【００９９】
なお、上記実施形態２にかかる電力変換装置２０において、タイマ部２１０のカウント値がゲート位相角制御用カウント値ＧＣをカウントすると、交流電源ＶＳの出力電圧の正・負を調べてからゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４のオン信号・オフ信号を切り替えた。しかし、交流電源ＶＳの出力電圧の正・負を調べずに、タイマ部２１０のカウント値がゲート位相角制御用カウント値ＧＣをカウントしたことに応答して、オン信号のゲート信号をオフ信号に、オフ信号のゲート信号をオン信号に切り替える処理を行ってもよい。
【０１００】
（実施形態３）
一般的に、商用電源の周波数は一定で、例えば、５０Ｈｚや６０Ｈｚである。しかし、実際にはそれ以外の周期、例えば、１００Ｈｚの周期を持ったノイズも制御回路２００に入力される可能性がある。１００Ｈｚのノイズが入力されると、制御回路２００は１０００カウントを入力周期に設定してしまう。
そこで、本実施形態にかかる電力変換装置３０は、周期ＩＣの設定できる範囲を制限している。
【０１０１】
本実施形態にかかる電力変換装置３０は、制御回路２００に、更に、図示しない許容入力周期幅ＡＩＣＷが設定されている。許容入力周期幅ＡＩＣＷは、入力されると予想される電源電圧の周期に相当するカウント値が設定される。例えば、本実施形態において、許容入力周期幅ＡＩＣＷは、第１の許容帯域１９００〜２１００カウント（およそ５０Ｈｚの電源電圧の１周期）と、第２の許容帯域１６００〜１７２０カウント（およそ６０Ｈｚの電源電圧の１周期）と、の２つの帯域が設定される。
【０１０２】
制御回路２００の周期取得部２５１（図２参照）は、入力された交流電圧Ｖｓの１周期の時間をカウントし、そのカウント値が、許容入力周期幅ＡＩＣＷ内であれば、その値を周期ＩＣに設定する。その他の構成は、実施形態１の電力変換装置１０と同様である。
【０１０３】
次に、この電力変換装置３０の動作を説明する。ただし、本実施形態において、交流電源ＶＳの出力周波数は６０Ｈｚで、１００Ｈｚのノイズも制御回路２００に入力されているとして説明する。
【０１０４】
制御回路２００は、１００Ｈｚのノイズの１０００カウントの周期を検出する。しかし、１０００カウントは、許容入力周期幅ＡＩＣＷ内ではないので、制御回路２００は、１０００カウントを周期ＩＣに設定しない。
制御回路２００は、交流電源ＶＳの出力電圧の周期も検出する。すなわち１６６７カウントをカウントする。制御回路２００は、カウントした交流電源ＶＳの出力の周期が、第２の許容帯域１６００〜１７２０カウント内にあるので、カウントした値１６６７カウントを周期ＩＣに設定する。
以降の動作は上述のゲート信号制御処理に従う。
【０１０５】
以上説明したように、本実施形態にかかる電力変換装置３０は、制御回路２００に入力される電圧から検出される周期のうち、許容入力周期幅ＡＩＣＷの範囲内である周期を、交流電源ＶＳの出力する電圧ＶＳの周期として検出する、
そのため、許容入力周期幅ＡＩＣＷの範囲外の周期のノイズが入力されても、その周期を周期ＩＣに設定しない。これによって、周期をもったノイズが入力されたとしても、交流電源ＶＳの周期を周期ＩＣに設定することができる。
【０１０６】
また、電力変換装置３０において、制御回路２００は、交流電源ＶＳの出力電圧に対して、自動的に、周期ＩＣを設定する。これによって、交流電源ＶＳの出力周波数によらずに、自動的に、各設定値を調節することができる。
本実施形態にかかる電力変換装置３０によれば、５０Ｈｚの交流電源に対しても、６０Ｈｚの交流電源に対しても、自動的に周期ＩＣが設定される。
【０１０７】
なお、本発明は、上記第１乃至第３の実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態における各設定値は１例であり、様々な設定が可能である。また、上述の実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【０１０８】
例えば、上記実施形態では、カウント値ＣＣが所定のカウント値になった場合に、全ての自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフを切り替えた。しかし、全てを同じタイミングで切り替える必要はない。例えば、自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のうち１つのオン・オフのみを切り替えても良いし、所定のタイミングを複数設定し、それぞれのタイミングに対応する自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４のオン・オフを切り替えても良い。
【０１０９】
例えば、上記実施形態では、ゼロ交差のタイミングでタイマ部２１０のカウントを開始・リセットするとしたが、入力される電圧のピークでカウントを開始・リセットしてもよい。同様に、入力される電圧のピークで、交流電源ＶＳの周期を検出してもよい。
【０１１０】
また、上記実施形態では、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４のデューティ比が０．５であったが、デューティ比は、他の値であってもよいし、変化させてもよい。
【０１１１】
また、交流電源ＶＳは、商用電源であるとして説明したが、その必要はない。例えば、発電機であってもよい。
【０１１２】
また、誘導性負荷は、蛍光灯のような、内部に、インダクタンスを持つ負荷に限定されず、インダクタと純抵抗との直列回路であってもよいし、このインダクタが電力変換装置１０に予め組み込まれていてもよい。
インダクタが予め電力変換装置１０に組み込まれている場合、電力変換装置１０に純抵抗を接続することによって、このコイルと純抵抗とを、誘導性負荷ＬＤと見なすことができる。
【０１１３】
また、ダイオードＤ１乃至Ｄ４は、自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４の寄生ダイオードであるとして説明したが、その必要はなく、別途接続されたダイオードであってもよい。
【０１１４】
また、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣは、調整ダイヤル２９９によって調整されたが、その手段は調整ダイヤルに限定されない。例えば、ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）を介してコンピュータなどから調整信号ＭＳを受信し、受信した調整信号ＭＳに対応する値に、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣを設定してもよい。
【０１１５】
また、上記実施形態では、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの上限を超えている時にゼロ交差が発生した場合（図４のステップＳ１１１がＹＥＳ）、タイマ部２１０はカウントを停止し、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４の出力を停止し、ステップＳ１０１に戻った。
しかし、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４の出力は停止する必要なく、コンデンサＣＭを介さずに電力が誘導性負荷ＬＤに供給されるよう自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４を制御してもよい。
例えば、自己消弧型素子Ｓ１，Ｓ３のペアと自己消弧型素子Ｓ２，４のペアの２つのペアのうち、一方のペアをオンにし、他方のペアをオフにする、もしくは両方のペアをオンにする。
【０１１６】
また、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの上限を超えている時にゼロ交差が発生した場合に、ＭＥＲＳ１００を介さずに、電力を誘導性負荷ＬＤに供給するバイパス回路を更に備えてもよい。例えば、図１１に示すように、ＭＥＲＳ１００をバイパスするように、スイッチＳＷを接続する。この場合、通常時は、スイッチＳＷはオフとし、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの範囲外である時にゼロ交差が発生したことに応答して、制御回路２００がゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４をオフ信号にし、スイッチＳＷをオンにする。スイッチＳＷは例えば、リレースイッチである。
【０１１７】
また、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの上限を超えている時にゼロ交差が発生した場合の処理と同様の処理を、カウント値ＣＣが入力周期幅ＩＣＷの下限を下回っている時にゼロ交差が発生した場合に行っても良い。
【０１１８】
また、周期ＩＣは周期的に更新されてもよい。例えば、周期取得部２５１は、交流電源ＶＳの出力電圧の１周期毎にその周期を取得し、周期ＩＣを更新する。それに伴い、他の設定値等も更新される。
この場合、所定の閾値を予め設定しておき、周期ＩＣが所定の閾値を上回る場合、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４の出力を停止してもよいし、コンデンサＣＭを介さずに電力が誘導性負荷ＬＤに供給されるよう自己消弧型素子Ｓ１乃至Ｓ４を制御してもよい。
【０１１９】
また、上記実施形態では、周期ＩＣは、交流電源ＶＳの出力の１周期を検出していた。しかし、１周期である必要はなく、複数の周期を検出してもよいし、複数の周期の平均値を周期ＩＣとして設定してもよい。
また、制御回路２００は、入力される電圧をＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）することによって、その周波数を検出して、検出した周波数から周期を求めてもよい。
【０１２０】
また、制御回路２００は、ＮＡＮＤ回路やコンパレータ、フリップフロップなどの電子回路から構成されていてもよい。
【０１２１】
また、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣは、範囲を限定されていてもよい。例えば、上記実施形態１にかかる電力変換装置１０において、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣの範囲は周期ＩＣの１％〜周期ＩＣの４７％（交流電源ＶＳの出力電圧の１周期を３６０°とした時の、３．６°〜１７０°に相当する）に制限される。
【０１２２】
また、力率が低い場合、例えば、負荷に十分な有効電力が供給されず、蛍光灯が発光しないなど問題が発生する可能性がある。そのため、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣの最低値は、周期ＩＣの１．５％（交流電源ＶＳの出力電圧の１周期を３６０°とした時の５４°）以上であることが好ましい。
【０１２３】
また、力率が高い場合、定格以上の有効電力が負荷に供給される可能性がある。そのため、ゲート位相角制御用カウント値ＧＣの最高値は、周期ＩＣの２０％（交流電源ＶＳの出力電圧の１周期を３６０°とした時の７２°）以下であることが好ましい。
【０１２４】
また、上記フルブリッジ型のＭＥＲＳ１００は、図１２に示すような、縦型のハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１１０に置き換えることが可能である。
縦型のハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１１０は、ＭＥＲＳ１００と類似の構成を有する。縦型のハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１１０は、自己消弧型素子Ｓ３，Ｓ４と、コンデンサＣＭがなく、代わりに、一方の極を直流端子ＤＣＰに、他方の極を交流端子ＡＣ２に接続されたコンデンサＣＭ１と、一方の極を交流端子ＡＣ２に接続され他方の極を直流端子ＤＣＮに接続されたコンデンサＣＭ２と、を備えた構成を有する。他の構成は、ＭＥＲＳ１００と同様である。
制御回路２００は、上述のゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２で、自己消弧型素子Ｓ１，Ｓ２のオン・オフを制御する。
【符号の説明】
【０１２５】
１０，２０，３０  電力変換装置
１００，１１０  ＭＥＲＳ
ＡＣ１，ＡＣ２  交流端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ  直流端子
ＣＭ，ＣＭ１，ＣＭ２  コンデンサ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４  自己消弧型素子
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４  ゲート
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４  ダイオード
２００  制御回路
２０１  ＣＰＵ
２０２  ＲＯＭ
２０３  ＲＡＭ
２０４  Ｉ／Ｏポート
２０５  アナログ入力端子
ＳＧ１，ＳＧ２，ＳＧ３，ＳＧ４  ゲート信号
２１０  タイマ部
２３０  ゲート信号制御部
２３２  ゲート信号制御用カウント値記憶部
２３３  ゲート信号出力部
２５０  タイマ制御部
２５１  周期取得部
２５２  許容変動率記憶部
２５３  入力周期幅決定部
２５４  ゼロ交差検出部
２５５  タイマ制御信号出力部
２９０  調光装置
２９９  調光ダイヤル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図６Ｄ】
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【図６Ｅ】
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【図６Ｆ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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