(57)【要約】【課題】  消費電流の大きい負荷でも駆動することができるようにするとともに、熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置および車載用電子機器を提供することにある。【解決手段】  シリーズレギュレータ５と、シリーズレギュレータ５に並列に接続されるトランジスタＴｒ１とで負荷１０に対する電流の供給を分担することでシリーズレギュレータ５の定格を超える電流を消費する負荷１０も駆動可能とする。また、シリーズレギュレータ５に定電圧化を行うトランジスタＴｒ２と電流制限部を搭載し、電流制限部にはトランジスタＴｒ２の発熱温度を検知する発熱検知部Ｋ１１と、トランジスタＴｒ２からの電流Ｉ２を出力部３に供給するトランジスタＴｒ３を設け、発熱検知部Ｋ１１で検知したトランジスタＴｒ２の発熱温度に応じてトランジスタＴｒ３に流れる電流を増減させることによって、トランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ１との間の電力分散制御を行う。【選択図】      図３
2011053981.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力部に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部から出力するシリーズレギュレータと、
入力部と出力部との間においてシリーズレギュレータに並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流のうち一部の電流を出力部に供給する第１のトランジスタとを含み、
シリーズレギュレータは、
入力部から供給される電流のうち前記一部の電流を除く残余の電流を得る第２のトランジスタと、
第２のトランジスタに直列に接続されて、第２のトランジスタから供給される前記残余の電流の一部を出力部に供給する第３のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタの温度が上昇すると第３のトランジスタから出力され、かつ出力部に供給される電流が小さくなるように制限する電流制限部とを含むことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記電流制限部は、前記第３のトランジスタを流れる電流の値が予め定める電流値以下となるように制限する制限回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記シリーズレギュレータは、前記第２のトランジスタの温度を検出する第１の温度検出部と、前記第３のトランジスタの温度を検出する第２の温度検出部と、前記第１の温度検出部が検出する温度または第２の温度検出部が検出する温度が上昇し、予め設定した許容値を超えたときに第１のトランジスタおよび第２のトランジスタを遮断状態とする遮断制御部とをさらに含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置を備えることを特徴とする車載用電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シリーズレギュレーション方式の電源装置および車載用電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
シリーズレギュレータは、元電源の電圧が低下しても目標とする電圧（以下、「定格電圧」という）を出力することができるように許容最小入力電圧が定められている。シリーズレギュレータの許容最小入力電圧とは、シリーズレギュレータが定格電圧を出力しうる最小の入力電圧のことをいう。許容最小入力電圧以上の入力電圧が常に確保されることがシリーズレギュレータを設けるに際しての前提とされる。シリーズレギュレータは、許容最小入力電圧以上の元電源の電圧を入力することによって、安定した定格電圧を得ることができる。この際に生じる入力電圧および入力電流の積と、出力電圧および出力電流の積との差が負荷の駆動に関して無効な電力である。以下、前記負荷の駆動に関して無効な電力を「無効電力」という。入力電圧から安定した出力電圧への変換過程においてシリーズレギュレータ内で発生する無効電力は、発熱でもって消費されている。自動車のボンネットフード内のような狭小な空間に設置される車載機器用のシリーズレギュレータ等は、局所的に集中する発熱によって機器の動作に悪い影響を与えないようにすることが重要である。そのため熱の分散化に対し設計的配慮が図られている。
【０００３】
たとえば特許文献１に記載される定電圧生成装置は、前段に設けられる電圧可変型シリーズレギュレータおよび後段に設けられる電圧固定型シリーズレギュレータを直列に接続することによって発熱の分散化を図っている。この定電圧生成装置は、電圧可変型シリーズレギュレータによって、元電源の電圧が許容最小入力電圧以上の範囲で変動しても予め定める電圧を出力し、前段で制御された定電圧を入力する電圧固定型シリーズレギュレータによって、負荷が要求する電圧出力を得て、出力電圧値を一定に保つものである。
【０００４】
図１は、他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９の構成を示す回路図である。電源装置９は、シリーズレギュレータ４およびその外部に設けられるトランジスタＴｒ１を並列に接続して、熱分散を図っている。以下、シリーズレギュレータの外部に設けられるトランジスタを「外付けトランジスタ」という。
【０００５】
電源装置９は、入力部２、出力部３、シリーズレギュレータ４、およびバイポーラ型外付けトランジスタであるトランジスタＴｒ１を含んで構成されている。シリーズレギュレータ４は、トランジスタＴｒ２、電圧制御部および過電流保護制御部を含んで構成されている。トランジスタＴｒ２は、入力部２から供給される電流のうちから外付けトランジスタＴｒ１に流れる電流を除いた残余の電流を出力部３に供給する。電圧制御部は、トランジスタＴｒ２のゲートから流れ出す電流（以下、「ゲート電流」という）を制御して出力電圧値を一定に保つ制御を行う。また、設計上の許容値を超過する電流を「過電流」というが、過電流保護制御部は、外付けのトランジスタＴｒ１の電流Ｉ１およびトランジスタＴｒ２の電流Ｉ２の和が設計上の許容値を超過する場合に、シリーズレギュレータ４およびトランジスタＴｒ１を停止させ、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２を破損から保護する。
【０００６】
トランジスタＴｒ２は、金属酸化絶縁膜半導体（Metal Oxide Semiconductor：略称ＭＯＳ）技術を使って製造されるＰチャネルの電界効果型トランジスタ（以下、「ＦＥＴ」という）である。トランジスタＴｒ２のソースは、端子Ｔ１の外部でトランジスタＴｒ１のコレクタと接続され、トランジスタＴｒ２のゲートは、シリーズレギュレータ４の内部でトランジスタＴｒ４のコレクタに接続され、トランジスタＴｒ２のドレインは、端子Ｔ２を介してトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。
【０００７】
電圧制御部は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ１２，Ｒ１３、演算増幅器１１およびトランジスタＴｒ４を含んで構成される。電圧制御部は、トランジスタＴｒ２を制御して入力部２に印加される入力電圧を定格電圧に変換し、出力部３から出力する。電圧制御部は、前記変換を行うに際して比較用に抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点であるＡ点の電圧を検知し、その検知電圧値ＶＣＯおよび直流電源Ｅ１の基準電圧値ＶＥ１を演算増幅器１１で比較させる。電圧制御部は、比較結果に応じてトランジスタＴｒ４のコレクタエミッタ間（以下、「Ｃ−Ｅ間」という）の電位差を変動させ、トランジスタＴｒ２のゲートの電位（以下、「ゲート電位」という）を制御している。ここで検知電圧ＶＣＯは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の比で分圧されたもので、式ＶＣＯ＝Ｖｏｕｔ×Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３）で算出される。
【０００８】
電圧制御部は、出力電圧Ｖｏｕｔを以下のように制御する。基準電圧ＶＥ１は、定格電圧出力が得られる場合にＶＥ１≧ＶＣＯとなるように設定される。演算増幅器１１は、基準電圧ＶＥ１と検知電圧ＶＣＯとの差分に比例した電圧を出力する。トランジスタＴｒ４のベース電位は、演算増幅器１１が出力する電圧に応じて上下する。トランジスタＴｒ４は、ベース電位が上昇すれば、コレクタ電流を増加させる。また、ベース電位が低下すればコレクタ電流を減少させる。トランジスタＴｒ２のゲート電位は、トランジスタＴｒ４のコレクタ電流が増加すれば低下し、トランジスタＴｒ４のコレクタ電流が減少すれば上昇する。ＰチャネルＭＯＳのトランジスタＴｒ２は、ゲート電位が下がればゲート電流を増やし、ソースおよびドレイン間の電位差（以下、ソースおよびドレイン間を「Ｓ−Ｄ間」といい、Ｓ−Ｄ間の電位差を「ＶＳＤ」という）を増加させる。また、トランジスタＴｒ２は、ゲート電位が上がればゲート電流を減らしてＶＳＤを減少させる。
【０００９】
出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧より低下する場合、基準電圧ＶＥ１と検知電圧ＶＣＯとの差は、大きくなる。この結果、トランジスタＴｒ４のベース電位が上昇し、コレクタ電流が増えるので、トランジスタＴｒ２のゲート電位が下がり、ドレイン電流が増える。トランジスタＴｒ２のドレイン電流が増えるとＶＳＤが減少し、トランジスタＴｒ１のＣ−Ｅ間の電位差が減少する。このため出力電圧Ｖｏｕｔは、上昇する。
【００１０】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧より上昇する場合、基準電圧ＶＥ１と検知電圧ＶＣＯとの差が小さくなる。この結果、トランジスタＴｒ４のベース電位が下降し、コレクタ電流が減少するので、トランジスタＴｒ２のゲート電位が上がり、ドレイン電流が減る。トランジスタＴｒ２のドレイン電流が減るとトランジスタＴｒ２のＶＳＤが大きくなり、トランジスタＴｒ１のＣ−Ｅ間の電位差が増加する。このため出力電圧Ｖｏｕｔは、下降する。
【００１１】
過電流保護制御部は、過電流の検知に用いる抵抗Ｒ１、演算増幅器１２およびトランジスタＴｒ５を含んで構成される。抵抗Ｒ１の電圧降下は、Ｒ１×Ｉ０であるが、その電圧降下の値と直流電源Ｅ２で発生する基準電圧値ＶＥ２とを演算増幅器１２で比較させることによって以下に記述する過電流保護制御がなされる。
【００１２】
電流Ｉ０がＩ０≧ＶＥ２／Ｒ１となるとき、演算増幅器１２の比較結果が正となり、トランジスタＴｒ５は、導通して前記電圧制御を行っている演算増幅器１１の出力、すなわちトランジスタＴｒ４のベース電位をほぼ０ｖの電位にまで落としてトランジスタＴｒ４を遮断させる。これによってトランジスタＴｒ２が遮断され、ドレインから電流Ｉ２が流れなくなるため、シリーズレギュレータ４が停止する。同時に、トランジスタＴｒ２から外付けのトランジスタＴｒ１にベース電流が供給されなくなるために外付けのトランジスタＴｒ１も停止する。
【００１３】
図２は、さらに他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９ａを示す図である。図１に示した電源装置９との相違点は、以下である。図１に示した電源装置９では、抵抗Ｒ２がトランジスタＴｒ１のベースおよび出力部３の間に設けられ、トランジスタＴｒ１のエミッタと出力部３とが直結されているが、電源装置９ａでは、ダイオードＤ１および制御用の抵抗Ｒ３がトランジスタＴｒ１のベースおよび出力部３の間に設けられるとともに、抵抗Ｒ４がトランジスタＴｒ１のエミッタと出力部３との間に設けられていることである。
【００１４】
図１に示した電源装置９では、電流Ｉ１，Ｉ２は、Ｉ１＝ＶＢＥ／Ｒ２、およびＩ２＝Ｉ０−Ｉ１と表される。ここでＶＢＥは、トランジスタＴｒ２のベースエミッタ間の順方向電圧である。電流Ｉ１，Ｉ２の電流Ｉ０に対して占める割合は、不定である。しかし、図２に示した電源装置９ａでは、電流Ｉ１は、Ｉ１＝Ｉ０×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）、および電流Ｉ２は、Ｉ２＝Ｉ０×Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）であり、電流Ｉ０が変わっても電流Ｉ１，Ｉ２の分担率は常に一定である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平１１−１１００５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、特許文献１に記載される定電圧生成装置は、シリーズレギュレータが出力可能な電流以上に電流を大きく消費する負荷を接続することができないため、定電圧生成装置に接続可能な機器が限られている。
【００１７】
特許文献１に記載される定電圧生成装置は、前段に電圧可変型シリーズレギュレータおよび後段に電圧固定型シリーズレギュレータの２種類のシリーズレギュレータを直列に接続することによって、シリーズレギュレータの単一構成の場合に比べて発熱の分散を図っている。しかし、前記定電圧生成装置がシリーズレギュレータの電力供給能力を超えるような消費電流の大きい負荷を駆動することは、不可能である。特にシリーズレギュレータが集積回路化されているような場合、出力の範囲は小さく、該シリーズレギュレータは、その定格出力電流以上の電流を消費するような負荷を接続できないという問題がある。
【００１８】
他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９および電源装置９ａは、トランジスタＴｒ１が入力部２および出力部３の間にシリーズレギュレータ４に並列に設けられることによって、シリーズレギュレータの定格電流以上の電流を消費する負荷まで駆動できるようになり、特許文献１に記載される定電圧生成装置の問題を解決することができる。しかし、シリーズレギュレータ４は、外付けトランジスタＴｒ１を常時並列に接続しているので、シリーズレギュレータ４のみによって負荷１０が十分駆動され得るような場合でも、シリーズレギュレータ４およびトランジスタＴｒ１は、両方とも常に動作している。このためシリーズレギュレータ４の入力電圧が低下し、シリーズレギュレータ４における電力損失が小さくなって、外付けトランジスタＴｒ１から電流を供給する必要がなくなっても、トランジスタＴｒ１に電流が流れて発熱することによる無効電力が大きいという問題がある。
【００１９】
本発明の目的は、消費電流の大きい負荷でも駆動することができるようにするとともに、熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置および車載用電子機器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明（１）は、入力部に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部から出力するシリーズレギュレータと、
入力部と出力部との間においてシリーズレギュレータに並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流のうち一部の電流を出力部に供給する第１のトランジスタとを含み、
シリーズレギュレータは、
入力部から供給される電流のうち前記一部の電流を除く残余の電流を得る第２のトランジスタと、
第２のトランジスタに直列に接続されて、第２のトランジスタから供給される前記残余の電流の一部を出力部に供給する第３のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタの温度が上昇すると第３のトランジスタから出力され、かつ出力部に供給される電流が小さくなるように制限する電流制限部とを含むことを特徴とする電源装置である。
【００２１】
また本発明（４）は、前記電源装置、または前記集積回路を用いる電源装置を備えることを特徴とする車載用電子機器である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明（１）によれば、電源装置は、入力部に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部から出力するシリーズレギュレータと、入力部と出力部との間にシリーズレギュレータに並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流のうちの一部の電流を出力部に供給する第１のトランジスタとを含んで構成される。シリーズレギュレータは、入力部から供給される電流のうち前記一部の電流を除く残余の電流を得る第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタに直列に接続されて、前記第２のトランジスタから供給される前記残余の電流の一部を出力部に供給する第３のトランジスタを含む電流制限部とを設けることによって、電流制限部で第２のトランジスタの温度を検出し、検出した温度が上昇するとき第３のトランジスタから出力され、かつ出力部に供給される電流が小さくなるように制限する。これによって、電源装置は、第１のトランジスタが用いられないシリーズレギュレータ単独構成の場合に比べ出力範囲を拡大し、消費電流の大きい負荷でも駆動することができるとともに、入力電圧の高低に応じてシリーズレギュレータの発熱を制御することによって熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置として実現され得る。
【００２３】
また本発明（４）によれば、前記電源装置を備えるので、ノイズに強く電源からの発熱の影響を受けにくく、小型でコンパクト、かつ低コストおよび信頼性の高い車載用電子機器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９の構成を示す回路図である。
【図２】さらに他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９ａの構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態である電源装置１の構成を示す回路図である。
【図４】温度検出部Ｋ１１の内部構成ならびにトランジスタＴｒ２および演算増幅器１３との接続を示す図である。
【図５】本発明の他の実施形態である電源装置１ａの構成を示す回路図である。
【図６】本発明のさらに他の実施形態である電源装置１ｂの構成を示す回路図である。
【図７】シリーズレギュレータ５ｂの回路を集積回路化した場合の電源装置１ｃの構成を示す回路図である。
【図８】集積回路化されたシリーズレギュレータ６を用いた電源装置１ｄを用いた電子機器１００を模式的に示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図３は、本発明の一実施形態である電源装置１の構成を示す回路図である。電源装置１は、入力部２、出力部３、シリーズレギュレータ５、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびトランジスタＴｒ１を含んで構成される。シリーズレギュレータ５は、入力部２に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部３から出力するシリーズレギュレータである。トランジスタＴｒ１は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、入力部２と出力部３との間にシリーズレギュレータ５と並列に接続されて設けられ、入力部２から供給される電流Ｉ０のうち一部の電流Ｉ１を出力部３に供給する。
【００２６】
入力部２は、電源装置１の外部で蓄電池などの図示しない直流電源と接続されている。入力部２は、シリーズレギュレータ５の端子Ｔ０でシリーズレギュレータ５に接続されるとともに抵抗Ｒ１の一端にも接続される。抵抗Ｒ１は、抵抗素子であり、シリーズレギュレータ５およびトランジスタＴｒ１の両方、またはいずれか一つの過電流を検知するために設けられる。抵抗Ｒ１の他端は、端子Ｔ１でシリーズレギュレータ５に接続されるとともにトランジスタＴｒ１のコレクタに接続される。トランジスタＴｒ１のベースは、端子Ｔ２でシリーズレギュレータ５に接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、出力部３に接続される。抵抗Ｒ２は、抵抗素子であり、トランジスタＴｒ１のベースとエミッタとの間に接続される。出力部３は、端子Ｔ３でシリーズレギュレータ５にも接続され、電源装置１の外部で負荷１０に接続される。
【００２７】
入力部２に入力される電圧は、Ｖｉｎで表される。トランジスタＴｒ１のベースとエミッタとの間の電位差は、ＶＢＥで表わされる。また、出力部３から出力される電圧は、Ｖｏｕｔで表わされる。さらに入力部２から入力される電流は、電流Ｉ０、トランジスタＴｒ１に流れる電流は、電流Ｉ１、シリーズレギュレータ５に流れる電流は、電流Ｉ２で、それぞれ表わされる。電流Ｉ１と電流Ｉ２とは、電流Ｉ０が抵抗Ｒ１を通った後分流された電流である。
【００２８】
シリーズレギュレータ５は、トランジスタＴｒ２、電圧制御部、過電流保護制御部および電流制限部を含んで構成され、端子Ｔ０〜Ｔ３が形成されている。トランジスタＴｒ２は、たとえばＰチャネルの電界効果型トランジスタ（以下「ＦＥＴ」という）によって構成され、ソースが端子Ｔ１および抵抗Ｒ１１の一端に接続され、ゲートが抵抗Ｒ１１の他端に接続され、ドレインが端子Ｔ２を介してトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。トランジスタＴｒ２は、抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ０のうち、トランジスタＴｒ１に流れる電流Ｉ１を除く残余の電流Ｉ２を流す。
【００２９】
電圧制御部および電流保護制御部は、図１に示した従来の技術のシリーズレギュレータ４の電圧制御部および電流保護制御部と同じ回路で構成される。図３およびそれ以降の図では、図１に示した構成要素と同一の構成要素については、図１と同じ参照符を付す。
【００３０】
電圧制御部は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ１２，Ｒ１３、演算増幅器１１、直流電源Ｅ１およびトランジスタＴｒ４を含んで構成される。電圧制御部は、トランジスタＴｒ２を制御して入力部２に印加される電圧を予め定める電圧に変換し、出力部３から出力する。抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ１３の接続点をＡ点とすると、電圧制御部は、出力電圧に比例した電圧をＡ点から取り入れ、検知電圧値ＶＣＯを直流電源Ｅ１の基準電圧値ＶＥ１と演算増幅器１１で比較させる。電圧制御部は、比較結果に応じてトランジスタＴｒ４のコレクタエミッタ間（以下、「Ｃ−Ｅ間」という）の電位差を変動させ、トランジスタＴｒ２のゲート電位を制御している。ここで検知電圧値ＶＣＯは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との比で分圧された値であり、式ＶＣＯ＝Ｖｏｕｔ×Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３）で算出される。
【００３１】
目標値の電圧を「定格電圧」というが、電圧制御部は、定格電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを得るために以下のように制御する。基準電圧値ＶＥ１は、定格電圧出力が得られている場合にＶＥ１≧ＶＣＯとなるように予め設定される。演算増幅器１１は、基準電圧値ＶＥ１と検知電圧値ＶＣＯとの差分に比例した電圧を出力する。トランジスタＴｒ４のベース電位は、演算増幅器１１が出力する電圧に応じて増減する。トランジスタＴｒ４は、ベース電位が上昇すれば、コレクタ電流を増加させる。また、ベース電位が低下すればコレクタ電流も減少させる。トランジスタＴｒ４のコレクタは、トランジスタＴｒ２のゲートに接続される。トランジスタＴｒ２のゲート電位は、トランジスタＴｒ４のコレクタ電流が増えれば低下し、トランジスタＴｒ４のコレクタ電流が減れば上昇する。ＰチャネルＭＯＳのトランジスタＴｒ２は、ゲート電位が下がればゲートから流れ出す電流（以下、「ゲート電流」という）を増やし、ソースおよびドレイン間の電位差（以下、ソースおよびドレイン間を「Ｓ−Ｄ間」といい、Ｓ−Ｄ間の電位差を「ＶＳＤ」と記号で略す）を増加させる。また、トランジスタＴｒ２は、ゲート電位が上がればゲート電流を減らしてＳ−Ｄ間の電位差を減少させる。
【００３２】
出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧より減少する場合、基準電圧値ＶＥ１と検知電圧値ＶＣＯとの差は、大きくなる。この結果、トランジスタＴｒ４のベース電位が上昇し、コレクタ電流が増えるので、トランジスタＴｒ２のゲート電位が下がり、ドレイン電流が増える。トランジスタＴｒ２のドレイン電流が増えるとＶＳＤが減少し、トランジスタＴｒ１のＣ−Ｅ間の電位差が減少する。このため出力電圧Ｖｏｕｔは、上昇する。
【００３３】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧より上昇する場合、基準電圧値ＶＥ１と検知電圧値ＶＣＯとの差が小さくなる。この結果、トランジスタＴｒ４のベース電位が下降し、コレクタ電流が減少するので、トランジスタＴｒ２のゲート電位が上がり、ドレイン電流が減る。トランジスタＴｒ２のドレイン電流が減るとトランジスタＴｒ２のＶＳＤが大きくなり、トランジスタＴｒ１のＣ−Ｅ間の電位差が増加する。このため出力電圧Ｖｏｕｔは、下降する。
【００３４】
過電流保護制御部は、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２の両方、またはいずれか一方に過電流が流れることを防止する。過電流保護制御部は、過電流の検知に用いる抵抗Ｒ１、直流電源Ｅ２、演算増幅器１２およびトランジスタＴｒ５を含んで構成される。演算増幅器１２は、非反転入力端子が直流電源のマイナス極に接続され、反転入力端子が端子Ｔ１を介して抵抗Ｒ１の他端とトランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、出力端子がトランジスタＴｒ５のベースに接続されている。トランジスタＴｒ５は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタによって構成され、ベースが演算増幅器１２の出力端子に接続され、エミッタが接地され、コレクタがトランジスタＴｒ４のベースに接続される。抵抗Ｒ１の電圧降下（＝Ｒ１×Ｉ０）と直流電源Ｅ２の基準電圧値ＶＥ２とを演算増幅器１２で比較させることによって以下に記述する過電流保護制御がなされる。
【００３５】
電流Ｉ０がＩ０≧ＶＥ２／Ｒ１となるとき、演算増幅器１２の比較結果が正となり、トランジスタＴｒ５は、導通する。導通によってトランジスタＴｒ５は、トランジスタＴｒ４のベース電位をほぼ０ｖの電位にまで落としてトランジスタＴｒ４を遮断させる。これによってトランジスタＴｒ２が遮断され、ドレインから電流Ｉ２が流れなくなるため、シリーズレギュレータ５が停止する。同時に、トランジスタＴｒ２から外付けのトランジスタＴｒ１にベース電流が供給されなくなるために外付けのトランジスタＴｒ１も停止する。
【００３６】
電源装置１は、シリーズレギュレータ５の内部に電流制限部を設け、電流制限部の構成要素であるトランジスタＴｒ３の出力電流を制御している。電流制限部は、ＰチャネルＦＥＴのトランジスタＴｒ３、温度検出部Ｋ１１、演算増幅器１３、直流電源Ｅ３、抵抗Ｒ１４およびトランジスタＴｒ６を含んで構成される。
【００３７】
トランジスタＴｒ３は、トランジスタＴｒ２に直列に接続されて、トランジスタＴｒ２から供給される電流Ｉ２の一部を出力部３に供給する。
【００３８】
温度検出部Ｋ１１は、トランジスタＴｒ２のＳ−Ｄ間の温度の検出を行う半導体温度センサからなる。演算増幅器１３は、非反転入力端子が温度検出部Ｋ１１の出力端子に接続され、反転入力端子が直流電源Ｅ３のプラス極に接続されている。トランジスタＴｒ３は、ソースがトランジスタＴｒ３のドレインおよび抵抗Ｒ１４の一端に接続され、ゲートがトランジスタＴｒ６のコレクタおよび抵抗Ｒ１４の他端に接続され、ドレインが端子Ｔ３を介して出力部３に接続されている。トランジスタＴｒ６は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、ベースが演算増幅器１３の出力端子と接続され、エミッタが接地され，コレクタがトランジスタＴｒ３のゲートおよびＲ１４の一端に接続される。
【００３９】
図４は、温度検出部Ｋ１１の内部構成ならびにトランジスタＴｒ２および演算増幅器１３との接続を示す図である。温度検出部Ｋ１１は、電流源ＣＳ１および温度センサＳｔｈ１を含んで構成される。温度センサＳｔｈ１は、たとえばダイオードＤｘ，Ｄｙによって構成されている。電流源ＣＳ１およびダイオードＤｘのアノードは、直列に接続され、ダイオードＤｘのカソードは、ダイオードＤｙのアノードに接続されている。電流源ＣＳ１は、端子ｓ１を介してトランジスタＴｒ２のソースに接続され、ダイオードＤｙのカソードは、端子ｓ２を介して信号グラウンドに接続され、電流源ＣＳ１とダイオードＤｘのアノードとの接続点が端子ｓ３を介して演算増幅器１３の非反転端子に接続される。
【００４０】
さらに温度検出部Ｋ１１の出力端子ｓ３は、演算増幅器１３の非反転入力端子に接続されている。温度検出部Ｋ１１は、測定対象物の温度が上昇するほど出力電圧が直線的に下がるというダイオードの特性を活かして温度検知を行う。トランジスタＴｒ２のＳ−Ｄ間の電流が増えれば、トランジスタＴｒ２の接合部における温度が上昇する。トランジスタＴｒ２の接合部における温度が上昇すると、温度検出部Ｋ１１では温度センサＳｔｈ１のインピーダンスが下がり、出力電圧が低下する。すなわち、温度検出部Ｋ１１の出力電圧値Ｖｋ１が下がる。
【００４１】
図３を参照して、演算増幅器１３は、温度検出部Ｋ１１の出力電圧値Ｖｋ１および予め設定された基準電圧値ＶＥ３を比較する。入力電圧Ｖｉｎが上昇すればトランジスタＴｒ２のＳ−Ｇ間およびＳ−Ｄ間の電位差が大きくなり、ドレイン電流が増える。ドレイン電流の増加によってトランジスタＴｒ２のＳ−Ｄ間の温度が上昇し、温度検出部Ｋ１１の出力電圧値Ｖｋ１は、低下する。この結果、演算増幅器１３の出力が小さくなる。演算増幅器１３の出力が小さくなると、トランジスタＴｒ６のコレクタの電位が上昇、すなわちトランジスタＴｒ３のゲート電位が上昇するので、トランジスタＴｒ３のドレイン電流が減る。トランジスタＴｒ３のドレイン電流が減少すると、トランジスタＴｒ２のドレイン電流も減少する。負荷に対する電流Ｉ０の電流値が一定であるため、トランジスタＴｒ３の電流が減少した分は、トランジスタＴｒ１によって補われる。
【００４２】
同様に入力電圧Ｖｉｎが下がり、トランジスタＴｒ２のドレイン電流が減れば、トランジスタＴｒ２の接合部における温度が低下し、演算増幅器１３の出力が大きくなる。演算増幅器１３の出力が大きくなればトランジスタＴｒ３のゲート電位が下降し、トランジスタＴｒ３の電流が増える。トランジスタＴｒ３の電流が増えるとトランジスタＴｒ２の電流Ｉ２も増え、増えた分だけトランジスタＴｒ１が負荷に供給する電流Ｉ１が減少する。以上のように、電源装置１は、電流制限部を設けてトランジスタＴｒ２の接合温度を検出させ、検出結果に応じてトランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２の負荷に対する電力の供給比率を変えるという制御を行っている。
【００４３】
図５は、本発明の他の実施形態である電源装置１ａの構成を示す回路図である。電源装置１ａは、入力部２、出力部３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＴｒ１およびシリーズレギュレータ５ａを含んで構成される。シリーズレギュレータ５ａは、図３に示したシリーズレギュレータ５と比較してダイオードＤ１１、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ７および抵抗Ｒ１５が追加されている。電源装置１ａの構成要素のうち、図３に示した電源装置１の構成要素と同じ構成要素については、同じ参照符を付して、重複を避けるために説明を省略する。
【００４４】
ダイオードＤ１１のアノードは、トランジスタＴｒ２のドレインおよびトランジスタＴｒ３のソースと接続される。ダイオードＤ１１のカソードは、トランジスタＴｒ７のエミッタに接続される。トランジスタＴｒ７のベースは、トランジスタＴｒ３のドレインと接続されるとともに、端子Ｔ３を介して出力部３に接続される。トランジスタＴｒ７のコレクタは、抵抗Ｒ１５を介してトランジスタＴｒ６のベースに接続される。抵抗Ｒ１５は、抵抗素子であり、トランジスタＴｒ７が導通したとき、トランジスタＴｒ２からダイオードＤ１１、トランジスタＴｒ７およびトランジスタＴｒ６という経路で大電流が流れることによるトランジスタおよびダイオードの破損を防護する目的で挿入される。
【００４５】
トランジスタＴｒ２における発熱が低くなると、前記の通りトランジスタＴｒ３においてゲート電位が下がり、ドレイン電流が増える。トランジスタＴｒ３は、ドレイン電流が増えるとＳ−Ｄ間の接合部の抵抗によってトランジスタＴｒ３の発熱が大きくなる。トランジスタＴｒ３の発熱につながる電力損失を抑制するために、電源装置１ａは、ダイオードＤ１１、トランジスタＴｒ７および抵抗Ｒ１５を設けてトランジスタＴｒ３のドレイン電流に対する分流回路を構成する。トランジスタＴｒ３のＶＳＤが、トランジスタＴｒ７のＶＢＥとダイオードＤ１１の順方向電位差ＶＦとの和を越える場合、すなわち、ＶＳＤ≧ＶＢＥ＋ＶＦとなる場合、トランジスタＴｒ７が導通してトランジスタＴｒ３に流れる電流を分流させる。これによってトランジスタＴｒ３における電力損失の増大を抑制することができる。
【００４６】
図６は、本発明のさらに他の実施形態である電源装置１ｂの構成を示す回路図である。電源装置１ｂは、入力部２、出力部３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＴｒ１およびシリーズレギュレータ５ｂを含んで構成される。シリーズレギュレータ５ｂは、図３に示したシリーズレギュレータ５と比較して温度検出部Ｋ１２、演算増幅器１４、直流電源Ｅ４およびＮＰＮトランジスタのトランジスタＴｒ８から構成される遮断制御部が追加されている。電源装置１ｂの構成要素のうち、図３に示した電源装置１の構成要素と同じ構成要素については、同じ参照符を付して、重複を避けるために説明を省略する。
【００４７】
温度検出部Ｋ１２は、前記温度検出部Ｋ１１と構成および動作が同じであり、トランジスタＴｒ３のＳ−Ｄ間の温度を検出し、検出した温度を電圧値に変換して電圧値で出力する。温度検出部Ｋ１２の出力は、演算増幅器１４に接続される。演算増幅器１４は、３入力端子をもち、非反転入力端子が直流電源Ｅ４のプラス極に接続され、１個の反転入力端子が温度検出部Ｋ１１の出力端子に接続され、他の１個の反転入力端子が温度検出部Ｋ１２の出力端子に接続される。演算増幅器１４の出力端子は、トランジスタＴｒ８のベースに接続される。トランジスタＴｒ８は、ベースが演算増幅器１４の出力端子に接続され、エミッタが接地され、コレクタがトランジスタＴｒ４のベースに接続される。演算増幅器１４は、温度検出部Ｋ１１から検知電圧値ＶＫ１、温度検出部Ｋ１２から検知電圧値ＶＫ２および基準電圧値ＶＥ４が入力され、基準電圧値ＶＥ４と、ＶＫ１およびＶＫ２とを比較する。ＶＫ１またはＶＫ２のうちのいずれかが、基準電圧値ＶＥ４より低いと、演算増幅器１４は正の出力となり、トランジスタＴｒ８が導通するため、トランジスタＴｒ４のベース電位はほぼ０ｖにまで低下す。これによってトランジスタＴｒ４が遮断されてトランジスタＴｒ２が遮断状態になる。トランジスタＴｒ２が遮断されるとベース電流の供給が断たれるので外付けトランジスタＴｒ１は、遮断される。また、トランジスタＴｒ２が遮断されるとトランジスタＴｒ２からドレイン電流の供給がなくなりトランジスタＴｒ３も停止する。演算増幅器１４における比較結果に基づき電源動作を停止させ、ＶＫ１およびＶＫ２がともに基準電圧値ＶＥ４より大きいと、再度動作可能にさせるので、ＶＫ１またはＶＫ２が基準電圧値ＶＥ４となる付近で、演算増幅器１４が出力反転を繰返さないように演算増幅器１４には、ヒステリシス特性が設定される。また、トランジスタＴｒ３の電流は、最大でもトランジスタＴｒ２の電流Ｉ２を超えることがないので、基準電圧値ＶＥ４は、ＶＫ１１の最大値以上の数値に設定される。
【００４８】
図７は、シリーズレギュレータ５ｂの回路を集積回路化した場合の電源装置１ｃの構成を示す回路図である。電源装置１ｃは、入力部２、出力部３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＴｒ１および集積回路化されたシリーズレギュレータ６を含んで構成される。
【００４９】
集積回路化されたシリーズレギュレータ６は、個別の部品で離散的に構成されていた図６に示したシリーズレギュレータ５ａの回路を母体にして、トランジスタＴｒ２、電圧制御部、過電流保後制御部、トランジスタＴｒ３を含む電流制限部および遮断制御部を含み、さらにリセット信号発生部と入力電圧低下検知部とを含み、端子Ｊ０〜Ｊ５およびＪＧが形成される。図７では、図６に示した構成要素と同一の構成要素については、図６と同じ参照符を付し、説明を省略する。
【００５０】
リセット信号発生部は、該電源装置の負荷としてマイクロコンピュータが考えられるので設けられる。リセット信号を発生させるために図６に示した抵抗Ｒ１２は、関係式Ｒ１２＝Ｒ１２１＋Ｒ１２２が成り立つ抵抗Ｒ１２１，Ｒ１２２に置き換えられる。演算増幅器１５は、ヒステリシス特性を有し、出力電圧が３つの抵抗Ｒ１２１ならびにＲ１２２およびＲ１３で分圧されて決まる電圧値ＶＲと、基準電圧値ＶＥ１とを比較する。ＶＲ＞ＶＥ１であるとき、リセット信号（図では「Ｒｅｓｅｔ」という）は正の電圧である。電源装置１ｃの立ち上がり時、過電流保護制御回路および遮断制御部によって電源動作を停止させられる場合、ＶＲ≦ＶＥ１となり、比較の対象とする電圧値ＶＲが基準電圧値ＶＥ１より大となるまで非正電圧のリセット信号を出力する。ここでＶＲ＝（Ｒ１３＋Ｒ１２１）／（Ｒ１２１＋Ｒ１２２＋Ｒ１３）×Ｖｏｕｔである。ＶＲは、電圧制御部出力の検知電圧値ＶＣＯより高く設定されている。したがって、リセット信号（Ｒｅｓｅｔ）が外部に出力されるのは、電源投入時点の出力が安定するまでに過渡応答が見られた場合、トランジスタＴｒ２に対する過電流検知がなされた場合、トランジスタＴｒ２およびトランジスタＴｒ３の発熱異常が検知された場合および電圧制御部が何らかの理由で作動しなくなり定格値以上に電圧出力が上った場合などがあげられる。
【００５１】
入力電圧低下検知部は、演算増幅器１６および直流電源Ｅ５を含んで構成される。演算増幅器１６は、非反転入力端子が端子Ｊ０に接続され、反転入力端子が直流電源Ｅ５のプラス極に接続される。端子Ｊ０は、集積回路化されたシリーズレギュレータ６の外部で電源装置入力に接続される。電圧低下検知部は、端子Ｊ０から取り込まれた入力電圧値Ｖｉｎおよび基準電圧値ＶＥ５を、ヒステリシス特性を有する演算増幅器１６で比較し、入力電圧値Ｖｉｎが基準電圧値ＶＥ５より大きければ正極性の入力電圧低下検知信号（図では「Ｌｏｗ  Ｐｏｗｅｒ」という）を端子Ｊ５より出力する。また、入力電圧低下検知部は、入力電圧値Ｖｉｎが（ＶＥ５−α）より小さければ非正極性の入力電圧低下検知信号を出力端子（Ｊ５）より出力する。αは、ヒステリシス分の電圧値である。入力電圧低下検知信号は、電源異常を知らせるモニタリング信号として用いられる。
【００５２】
図８は、図７で示される集積回路化されたシリーズレギュレータ６を用いた電源装置１ｄを用いた電子機器１００を模式的に示す構成図である。電源装置１ｄは、入力部２の外部で蓄電池などの直流電源Ｅ０に接続される。また、電源装置１ｄは、出力部３からマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」という）１０ａおよび電気的書込み消去可能なＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ：以下「ＥＰＲＯＭ」という）１０ｂなどの負荷に接続される。
【００５３】
電源装置１ｄは、内部に電源フィルタ７が設けられ、電源フィルタ７の後段に抵抗Ｒ１、トランジスタＴｒ１および集積回路化されたシリーズレギュレータ６を有し、リセット信号用端子２０と入力電圧低下検知信号用端子２１とを設けている。電源フィルタ７は、一定方向に電流を流すためのダイオードＤ０、その後に一定の高い電圧を抑える、すなわち、クリッピングを行うためのツェナーダイオードＤｚ０およびπ型のＬＣフィルタで構成される。ダイオードＤ０のアノードは入力部２に接続され、カソードがπ型のＬＣフィルタのインダクタンスＬ０の一端およびツェナーダイオードＤｚ０のカソードに接続され、インダクタンスＬ０の他端は抵抗Ｒ１およびシリーズレギュレータ６の端子Ｊ０に接続される。ツェナーダイオードＤｚ０は、アノードが接地される。π型のＬＣフィルタはたとえばダイオードＤ０のアノードに接続されるインダクタンスＬ０の一端と電源グラウンドとの間に直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２が、またインダクタンスＬ０の他端と電源グラウンドとの間に有極性の電界コンデンサＣ０を設けて構成する。ここでコンデンサＣ１，Ｃ２と２個用いているがこれに限定されることはなく、必要に応じて１個でも良いし２個以上の複数個としても良い。
【００５４】
リセット信号は、集積回路化されたシリーズレギュレータ６の端子Ｊ４から出力され、電源装置１ｄのリセット信号用端子２０を経てマイコン１０ａに与えられる。また、入力電圧低下検知信号は、シリーズレギュレータ集積回路６の端子Ｊ５から出力され、電源装置１ｄの入力電圧低下検知信号用端子２１を経てマイコン１０ａに与えられる。
【００５５】
このように、電源装置１は、入力部２に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部３から出力するシリーズレギュレータ５と、入力部２と出力部３との間にシリーズレギュレータ５に並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流Ｉ０のうち電流Ｉ１を出力部に供給するトランジスタＴｒ１とを含んで構成される。シリーズレギュレータ５は、入力部２から供給される電流Ｉ０のうちＩ１を除くＩ２を得るトランジスタＴｒ２と、トランジスタＴｒ２に直列に接続されて、トランジスタＴｒ２から供給される電流Ｉ２の一部を出力部に供給するトランジスタＴｒ３を含む電流制限部とを設けることによって、電流制限部でトランジスタＴｒ２の温度を検出し、検出した温度が上昇するときトランジスタＴｒ３から出力され、かつ出力部３に供給される電流が小さくなるように制限するので、負荷に対して電力を供給する能力を高め、消費電流の大きい負荷でも駆動することができるとともに、熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置が実現できる。
【００５６】
さらに、電流制限部のトランジスタＴｒ３に対しトランジスタＴｒ３の電流制限回路を設けることによって、トランジスタＴｒ３のドレイン電流Ｉ３が予め定める電流値以下となるように制限させ、トランジスタＴｒ３の発熱を抑制することができる。
【００５７】
さらに、シリーズレギュレータ５ｂは、トランジスタＴｒ２の温度を検出する温度検出部温度Ｋ１１と検出部Ｋ１２と遮断制御部とを含み、温度検出部Ｋ１２でトランジスタＴｒ３の温度を検出させるとともに、温度検出部Ｋ１１によって検出される温度または温度検出部Ｋ１２によって検出される温度が上昇し，予め設定した基準電圧値ＶＥ４を超えたときにトランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２を遮断状態とし、過熱からトランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２を保護することができる。
【００５８】
さらに、シリーズレギュレータ５〜５ｂのいずれか１つの回路を用いた電源装置１、または前記シリーズレギュレータ５〜５ｂのいずれか１つの集積化した回路を用いる電源装置を備えることによって、ノイズに強く電源部からの発熱の影響を受けにくく、小型でコンパクト、低コストおよび信頼性の高い車載用電子機器を実現することができる。
【符号の説明】
【００５９】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，９，９ａ  電源装置
２  入力部
３  出力部
４，４ａ，５，５ａ，５ｂ，６  シリーズレギュレータ
７  電源フィルタ
１０  電源装置の負荷
１０ａ  マイコン
１０ｂ  ＥＰＲＯＭ
１１，１２，１３，１４，１５，１６  演算増幅器
１００  電子機器
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６，Ｔｒ７，Ｔｒ８  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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