(57)【要約】【課題】共分散を適用するための方法を利用して、OFDM信号の少なくとも1つの変調パラメータをブラインドまたはセミブラインド推定するための方法を提供する。【解決手段】この方法によれば、信号のサンプルで構成されるベクトルの共分散行列と理論的共分散行列との間の距離をこれらの値ごとに計算することによって、このパラメータの複数の値が検査される。パラメータの推定値は最短距離を達成する検査値である。前記方法は、たとえOFDMプレフィックスが短い、またはOFDMプレフィックスがない場合でも、非常に優れた推定率を提供する。さらに、いくつかの時間パラメータの合同推定、および該当する場合は信号対雑音比の合同推定を取得できるようにする。【選択図】図3
2011125023.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM信号の少なくとも1つの変調パラメータの推定方法であって、前記信号がサンプルのシーケンスを提供するために時間ウインドウの間にサンプリングされる方法において、
(a)複数のベクトルを形成するために、前記パラメータの検査値
【数１】
2011125023.tif 000094
によって前記シーケンスの連続サンプルがグループ化され(310)、
(b)このように取得された前記ベクトルの共分散行列
【数２】
2011125023.tif 000095
が推定され(320)、
(c)前記変調パラメータが前記検査値を有するOFDM信号を利用して取得される理論的共分散行列
【数３】
2011125023.tif 000096
が計算され(330)、
(d)前記共分散行列と前記理論的共分散行列との間の距離が測定され(340)、
ステップ(a)、(b)、(c)、および(d)が繰り返され、ステップ(d)で推定された前記パラメータの値が最短距離を達成することを特徴とする、推定方法。
【請求項２】
前記変調パラメータの前記検査値、信号電力の検査値
【数４】
2011125023.tif 000097
および雑音電力の検査値
【数５】
2011125023.tif 000098
によって前記理論的共分散行列が取得され、次いで、信号および雑音電力の複数の検査値についてステップ(c)および(d)が繰り返されることを特徴とする、請求項1に記載の推定方法。
【請求項３】
前記変調パラメータの前記推定値とともに、前記距離を最小化する信号および雑音の電力の値を利用して信号対雑音比の推定をさらに提供することを特徴とする、請求項2に記載の推定方法。
【請求項４】
前記理論的共分散行列が
【数６】
2011125023.tif 000099
によって計算され、上式で
【数７】
2011125023.tif 000100
、
【数８】
2011125023.tif 000101
、
【数９】
2011125023.tif 000102
は、それぞれ前記変調パラメータ、前記信号電力、および前記雑音電力の前記検査値であり、
【数１０】
2011125023.tif 000103
は、大きさ
【数１１】
2011125023.tif 000104
の単位行列であり、上式で、
【数１２】
2011125023.tif 000105
はOFDMマルチプレックスの副搬送波の知られている、または仮定される数であり、かつ、行列
【数１３】
2011125023.tif 000106
は
【数１４】
2011125023.tif 000107
である
【数１５】
2011125023.tif 000108
の大きさの行列であり、諸要素は
【数１６】
2011125023.tif 000109
によって与えられ、上式で、NTcはOFDMシンボルの知られている、または検査された有効時間であり、DTcは前記OFDMシンボルのプレフィックスの知られている、または検査された時間であり、Teは前記OFDM信号のサンプリング期間であることを特徴とする、請求項2または3に記載の推定方法。
【請求項５】
前記共分散行列が
【数１７】
2011125023.tif 000110
によって推定され、ただし、
【数１８】
2011125023.tif 000111
が前記複数のベクトルのk番目のベクトルであり、yk,p= (pTe+DTc+k(NTc+DTc))であり、上式でNTcは前記OFDMシンボルの知られている、または検査された前記有効時間であり、DTcは前記OFDMシンボルの前記プレフィックスの知られている、または検査された前記時間であり、Teは前記OFDM信号のサンプリング期間であり、かつ、
【数１９】
2011125023.tif 000112
である
【数２０】
2011125023.tif 000113
およびMは時間ウインドウ内のサンプルの総数であることを特徴とする、請求項1から4のいずれか一項に記載の推定方法。
【請求項６】
前記共分散行列と前記理論的共分散行列との間の距離が
【数２１】
2011125023.tif 000114
によって計算され、上式で‖・‖Fはフロベニウスノルムであることを特徴とする、請求項5に記載の推定方法。
【請求項７】
前記共分散行列と前記理論的共分散行列との間の前記距離が
【数２２】
2011125023.tif 000115
によって計算され、上式で‖・‖Fは前記フロベニウスノルムであることを特徴とする、請求項5に記載の推定方法。
【請求項８】
前記変調パラメータがOFDMシンボルの総時間であることを特徴とする、請求項1から7のうちの一項に記載の推定方法。
【請求項９】
前記変調パラメータがOFDMシンボルの前記有効時間であることを特徴とする、請求項1から7のうちの一項に記載の推定方法。
【請求項１０】
前記変調パラメータがOFDMシンボルの前記プレフィックスの前記時間であることを特徴とする、請求項1から7のうちの一項に記載の推定方法。
【請求項１１】
前記変調パラメータがOFDMシンボルの副搬送波の数であることを特徴とする、請求項1から7のうちの一項に記載の推定方法。
【請求項１２】
OFDMシンボルの前記有効時間、OFDMシンボルの前記プレフィックス時間、および前記OFDMマルチプレックスの副搬送波の数から構成される変調パラメータのセットに適用され、その結果、これらのパラメータの推定値が前記距離を合同で最小化する検査値であることを特徴とする、請求項1から7のうちの一項に記載の推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、OFDM(直交周波数分割多重)変調パラメータを推定するための方法に関する。本発明は、特に日和見主義的遠隔通信システム(opportunistic telecommunication system)(コグニティブ無線)に適用できる。
【背景技術】
【０００２】
OFDM変調は従来技術においてよく知られており、DVB-T、ADSL、Wi-Fi(IEEE 802 a/g)、WiMax (IEEE 802.16)等の多数の遠隔通信システムに採用されている。OFDM変調は、スペクトル効率がよく、また周波数選択性フェージングに対する防御にも優れているという利点がある。
【０００３】
OFDMシステムでは、伝送されるべき情報シンボルはN個のシンボルのブロックにグループ化され、ここではNは一般的には2の累乗であり、情報シンボルの前記ブロックにIFFT(逆高速フーリエ変換)を実行することによってOFDMシンボルが取得されていることが想起される。一般的に、符号間干渉すなわちISIを吸収して受信時の等化を容易にするために、各OFDMシンボルの始まり部分にサイクリックプレフィックスが付加される。次いで、これらのOFDMシンボルによって構成されるOFDM信号は周波数アップコンバートされうる。
【０００４】
一般的に、OFDMシステムによって伝送される信号は以下によってベースバンドで表すことができる。
【０００５】
【数１】
2011125023.tif 000003
【０００６】
(1)
上式で、Eは信号電力であり、NはOFDMマルチプレックスの搬送波の数であり、ak,nはM次的変調のアルファベット、つまり通常はBPSK、QPSK、またはQAMに属するブロックkに関する情報シンボルであり、1/Tcは、Tcが「チップ」時間である情報シンボルの流速(flow)であり、TsはTs =(N+D) TcであるOFDMシンボルの総時間であって、上式でDはチップの数で表されるサイクリックプレフィックスの大きさであり、ga(t)は信号のスペクトルをアポダイズすることを目的とした時間的なサポート[0,Ts]を有するOFDMシンボルの成形フィルタのインパルス応答である。
【０００７】
OFDM信号を図1に概略的に示す。OFDM信号はOFDMシンボルのシーケンスから構成され、各シンボルは、有効時間NTcと時間ガードインターバルTprefix=DTcからなる総時間(N+D)Tcを有し、時間ガードインターバルはサイクリックプレフィックスを含む。従来の方法では、サイクリックプレフィックスはガードインターバルの中に含まれるOFDMシンボルの終わり部分のコピーであることが想起される。特定のOFDMシステムでは、サイクリックプレフィックスは単に省略される。つまりシンボルの有効な部分は「空の」ガードインターバルで分離される。この伝送技法により符号間干渉の除去も可能になるが、信号の等化をより複雑にする。
【０００８】
伝送チャネル内を伝搬後、受信機によって受信されたOFDM信号は以下によって表すことができる。
【０００９】
【数２】
2011125023.tif 000004
【００１０】
(2)
上式で、
【００１１】
【数３】
2011125023.tif 000005
【００１２】
は伝送されたOFDM信号間の畳込み演算であり、Sa(t)は伝送チャネルh(t)のインパルス応答であり、b(t)は雑音を記述する確率関数である。カナル(canal)のインパルス応答の長さはガードインターバルの時間よりも短いため、符号間干渉(ISI)は無視しうることと仮定する。
【００１３】
図2はOFDM受信機の構造を概略的に示している。
【００１４】
可能なベースバンド復調がされた後に、受信信号は210においてチップ周波数でサンプリングされ、次いで220において、N+D個のサンプルのブロックを形成するためにそのサンプルに対して直列/並列変換を施す。ガードインターバルに対応するD個の第1サンプルは廃棄され、230において、OFDMシンボルの有効部分に対応する残りN個のサンプルのブロックに対してFFTを施す。次いで240において、取得された復調シンボルに対して直列変換を施す。
【００１５】
最後に、受信機が正確に時間・周波数同期されていると仮定すると、復調シンボルは以下のように表すことができ、
zk,n=hnak,n+bk,n    (3)
上式で、hnは伝送チャネルのインパルス応答に依存する複素係数であり、bk,nは雑音のサンプルを表す確率変数である。
【００１６】
この受信機の正確な動作は、正確な時間・周波数同期を必要とする。実際に、不正確な時間同期はトランケーションウインドウの漸進的な時間スライディング、および不正確な周波数同期、すなわちサンプルの相回転を引き起こすことが理解され、これは倍数因子、
【００１７】
【数４】
2011125023.tif 000006
【００１８】
によって表すことができ、上式でΔfは受信機の復調周波数とOFDMマルチプレックスの搬送波周波数との間の周波数オフセットである。
【００１９】
受信機の時間・周波数同期は、通常はトレーニングシーケンスの獲得によって実施される。
【００２０】
受信機の正確な動作も、OFDM信号の変調パラメータが知られていると仮定している。変調パラメータ、またはより単純にOFDMパラメータは、ここではこれらのシンボルの有効時間NTc、ガードインターバルの時間DTc、および/または繰返し期間(N+D)Tc、あるいはこれらの値の逆数を意味する。これに関して、1/NTcは副搬送波と1/(N+D)Tc、すなわちシンボル周波数との間のスペーシングを表す点に留意されたい。
【００２１】
非常に多くの場合、受信機はOFDM変調パラメータを事前に知らないため、事前にブラインド推定しないと信号を復調できない。
【００２２】
さらに、J.Mitolaの基本論文「Cognitive radio: an integrated agent architecture for software defined radio」、Royal Institute of Technology、Stockholm、PhD Dissertation、2000年5月8日にその記述を見つけることができる、日和見主義的無線システムが知られている。このようなシステムの第1ユーザがOFDM変調(WiFi、Wi-Max、LTE、WRAN、802.22、DVB-T等)を使用する場合、依然として日和見主義的と呼ばれる第2ユーザは、所与のバンド内にOFDM信号が存在するかどうかを検出して、その結果このような信号のOFDMパラメータを推定できなければならない。
【００２３】
信号のOFDMパラメータをブラインド推定するために様々な方法が提案されてきた。これらの方法の多くは、OFDM信号内のサイクリックプレフィックスの存在、およびそこから生じる周期定常特性を利用する。提案された推定器はOFDM信号の自己相関関数に基づいている。このような推定方法の例は特に、2005年9月23〜26日の議事録2005 Int'l Conference on Information, Communications and Signal Processing、vol. 1、242〜247頁で発表されたP.Liu他の論文「A blind time-parameters estimation scheme for OFDM in multi-path channel」に見つけることができる。
【００２４】
しかしながらこれらの推定方法は、自己相関関数の計算を実行するために多数のOFDMシンボルを獲得する必要がある。さらにこれらの方法はOFDM信号がサイクリックプレフィックスを含まない場合には動作できないか、または動作が不正確になってしまう。
【００２５】
サイクリックプレフィックスがない場合のOFDMパラメータをブラインド推定するためのいくつかの方法がすでに検討されて実を結んできた。それらの方法はそれぞれ最尤基準、整合フィルタリング、および適応OFDM受信機の出力におけるエントロピーの最小化に基づいている。これらの方法の記述は、A. Bouzegzi他の論文「Maximum Likelihood based methods for OFDM intercarrier characterization」、IEEE International Symposium on Personal Indoor and Mobile Radio Communications (PIRMC)、2008年、「Matched filter based algorithm for blind recognition of OFDM systems」、IEEE Vehicular Technology Conference、2008年9月、および「A fourth-order based algorithm for characterization of OFDM signals」、IEEE Workshop on Signal Processing and Advances in Wireless Communication (SPAWC)、2008年7月に見つけることができる。
【００２６】
しかし、信号対雑音比が低いと上述の方法は動作できず、OFDMパラメータの推定にエラーを生じさせてしまう。さらに、上述の方法には、日和見主義的な状況においては特に細心の注意を要する場合がある信号対雑音比が知られていることが必要である。
【００２７】
上述の方法のいずれも、OFDMパラメータおよび信号対雑音比の合同決定を可能にすることはできない。しかしこのような推定方法は、受信機がOFDMチャネルの状況を迅速に決定して、その状況を説明するCSI(チャネル状態情報)と呼ばれるトランスミッタ情報に返すことができるようにする。CSI情報は、周波数順序付け、リンク適応等を実施するためにトランスミッタによって好都合に利用される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２８】
【非特許文献１】IEEE 802 a/g
【非特許文献２】IEEE 802.16
【非特許文献３】J.Mitolaの基本論文「Cognitive radio: an integrated agent architecture for software defined radio」、Royal Institute of Technology、Stockholm、PhD Dissertation、2000年5月8日
【非特許文献４】2005年9月23〜26日の議事録2005 Int'l Conference on Information, Communications and Signal Processing、vol. 1、242〜247頁で発表されたP.Liu他の論文「A blind time-parameters estimation scheme for OFDM in multi-path channel」
【非特許文献５】A. Bouzegzi他の論文「Maximum Likelihood based methods for OFDM intercarrier characterization」、IEEE International Symposium on Personal Indoor and Mobile Radio Communications (PIRMC)、2008年
【非特許文献６】A. Bouzegzi他の論文「Matched filter based algorithm for blind recognition of OFDM systems」、IEEE Vehicular Technology Conference、  2008年9月
【非特許文献７】A. Bouzegzi他の論文「A fourth-order based algorithm for characterization of OFDM signals」、IEEE Workshop on Signal Processing and Advances in Wireless Communication (SPAWC)、2008年7月
【非特許文献８】2008年11月のIEEE Global Telecommunications Conferenceで発表されたA.Bouzezgi他の論文「A second order statistics based algorithm for blind recognition of OFDM based systems」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
したがって、本発明の目的は、たとえ信号対雑音比が低くても、また信号がプレフィックスを含むかどうかに関わらず、高い成功率でOFDM信号の変調パラメータを推定するための方法を提案することである。
【００３０】
本発明の従属的な目的は、受信機がOFDMパラメータおよび信号対雑音比の合同推定を実行できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明は、OFDM信号の少なくとも1つの変調パラメータの推定方法によって定義され、前記信号がサンプルのシーケンスを提供するために時間ウインドウの間にサンプリングされ、
(a)複数のベクトルを形成するために、前記パラメータの検査値によって前記シーケンスの連続サンプルがグループ化され、
(b)このように取得されたベクトルの共分散行列が推定され、
(c)前記変調パラメータが前記検査値を有するOFDM信号を利用して取得される理論的共分散行列が計算され、
(d)共分散行列と理論的共分散行列との間の距離が測定され、
ステップ(a)、(b)、(c)、および(d)が繰り返され、ステップ(d)で推定されたパラメータの値が最短距離を達成する。
【００３２】
代替実施形態によれば、変調パラメータの前記検査値、信号電力の検査値、および雑音電力の検査値によって理論的共分散行列が取得され、次いで信号および雑音電力の複数の検査値についてステップ(c)および(d)が繰り返される。
【００３３】
有利なことに、推定方法は、変調パラメータの推定値とともに前記距離を最小化する信号および雑音の電力の値を利用して信号対雑音比の推定も提供できる。
【００３４】
理論的共分散行列は、
【００３５】
【数５】
2011125023.tif 000007
【００３６】
によって計算することができ、上式で
【００３７】
【数６】
2011125023.tif 000008
【００３８】
、
【００３９】
【数７】
2011125023.tif 000009
【００４０】
、
【００４１】
【数８】
2011125023.tif 000010
【００４２】
は、それぞれ変調パラメータ、信号電力、および雑音電力の検査値であり、
【００４３】
【数９】
2011125023.tif 000011
【００４４】
は、大きさ
【００４５】
【数１０】
2011125023.tif 000012
【００４６】
の単位行列であり、上式で、
【００４７】
【数１１】
2011125023.tif 000013
【００４８】
はOFDMマルチプレックスの副搬送波の知られている、または仮定される数であり、行列
【００４９】
【数１２】
2011125023.tif 000014
【００５０】
は
【００５１】
【数１３】
2011125023.tif 000015
【００５２】
である
【００５３】
【数１４】
2011125023.tif 000016
【００５４】
の大きさの行列であり、諸要素は、
【００５５】
【数１５】
2011125023.tif 000017
【００５６】
によって与えられ、上式でNTcはOFDMシンボルの知られている、または検査された有効時間であり、DTcはOFDMシンボルのプレフィックスの知られている、または検査された時間であり、TeはOFDM信号のサンプリング期間である。
【００５７】
共分散行列は
【００５８】
【数１６】
2011125023.tif 000018
【００５９】
によって推定することができ、ただし、
【００６０】
【数１７】
2011125023.tif 000019
【００６１】
は前記複数のベクトルのk番目のベクトルであり、yk,p=ya(pTe+DTc+k(NTc+DTc))であり、上式でNTcはOFDMシンボルの知られている、または検査された有効時間であり、DTcはOFDMシンボルのプレフィックスの知られている、または検査された時間であり、TeはOFDM信号のサンプリング期間であり、ならびに
【００６２】
【数１８】
2011125023.tif 000020
【００６３】
である
【００６４】
【数１９】
2011125023.tif 000021
【００６５】
およびMは時間ウインドウ内のサンプルの総数である。
【００６６】
共分散行列と理論的共分散行列との間の距離は、
【００６７】
【数２０】
2011125023.tif 000022
【００６８】
によって計算することができ、上式で‖・‖Fはフロベニウスノルムである。
【００６９】
あるいは、共分散行列と理論的共分散行列との間の距離は、
【００７０】
【数２１】
2011125023.tif 000023
【００７１】
によって計算することができ、上式で‖・‖Fはフロベニウスノルムである。
【００７２】
変調パラメータは、OFDMシンボルの総時間、OFDMシンボルの有効時間、OFDMシンボルのプレフィックスの時間、OFDMシンボルの副搬送波の数であってよい。
【００７３】
前記推定方法は、OFDMシンボルの有効時間、OFDMシンボルのプレフィックス時間、およびOFDMマルチプレックスの副搬送波の数から構成される変調パラメータのセットにも適用でき、その結果これらのパラメータの推定値は前記距離を合同で最小化する検査値である。
【００７４】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して提供される本発明の好ましい実施形態を読めば明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】OFDM信号を概略的に示す図である。
【図２】従来技術のOFDM受信機を概略的に示す図である。
【図３】本発明によるOFDM変調パラメータの推定方法の流れ図である。
【図４】本発明の第1実施形態によるOFDM変調パラメータの推定方法の流れ図である。
【図５】図4の方法で使用される費用関数の第1の例を示す図である。
【図６】図4の方法で使用される費用関数の第2の例を示す図である。
【図７】本発明の第2実施形態で使用される標準費用関数の第1の例を示す図である。
【図８】本発明の第2実施形態で使用される標準費用関数の第2の例を示す図である。
【図９】合同推定の場合の信号対雑音比によるOFDM変調パラメータの優れた推定率を示す図である。
【図１０】合同推定の場合のこの同じ比率による信号の分散の優れた推定率を示す図である。
【図１１】受信機が完全に同期しておりプレフィックス時間が短い場合のための、信号対雑音比によるOFDMパラメータを推定するためのいくつかの方法を比較する図である。
【図１２】受信機が完全に同期しておりプレフィックスがない場合の、信号対雑音比によるOFDMパラメータを推定するためのいくつかの方法を比較する図である。
【図１３】受信機の同期がなくプレフィックスがない場合の、信号対雑音比によるOFDMパラメータを推定するためのいくつかの方法を比較する図である。
【発明を実施するための形態】
【００７６】
以下で、OFDM変調を利用する遠隔通信システムの場合を検討する。伝送されたOFDM信号は式(1)で示される形式を有し、情報シンボルは、同一分布されM次変調のアルファベットでその値を取る独立した確率変数で表されてよいと仮定する。
【００７７】
ベースバンド変調後、受信した信号は周波数
【００７８】
【数２２】
2011125023.tif 000024
【００７９】
でサンプリングされ、ナイキスト基準を満たすために検討中のOFDMバンドの幅よりも高い。したがってサンプリング期間Teはチップ期間Tcより少ないことが確実である。T0を観測ウインドウの時間とすると、取得された離散時間信号は
【００８０】
【数２３】
2011125023.tif 000025
【００８１】
個のサンプルで構成される(ただし、
【００８２】
【数２４】
2011125023.tif 000026
【００８３】
はxよりも小さい最大整数を示す)。
【００８４】
受信機がOFDM信号のパラメータNTc、DTc、およびNを知っている場合、大きさ
【００８５】
【数２５】
2011125023.tif 000027
【００８６】
のOFDMシンボルによってサンプルをグループ化することができ、次いで式(2)をベクトル形式
yk=Gak+b    (4)
に書き換えることができる。上式で、akは伝送されたシンボルの大きさNのk番目のベクトルであり、bは大きさPのベクトルであって恐らく付加およびガウスの雑音を表し、ykはP個の連続サンプルyk,p=ya(pTe+DTc+k(NTc+DTc)),p=0,…,P-1で構成される大きさPのベクトルである。雑音のP個のサンプルは確率変数であり、相互に独立しており、有効信号のサンプルである。G=HFにおいて、Hはカナルの周波数応答を表す大きさN×Nの行列であり、Fは大きさP×Nの行列であり、その要素は、
【００８７】
【数２６】
2011125023.tif 000028
【００８８】
(5)
から得られる。簡略化に配慮するが一般性を失わずに、以下で伝送チャネルはフェージングなし、つまり行列Hは乗算係数内の恒等行列と等しいと仮定する。次いで関係(4)を形式
yk=Fak+b    (6)
に書き換えることができる。次に受信機がブラインド操作する場合を検討する。したがってOFDM信号を特徴づけるパラメータNTc、DTc、およびNは知られていないので、推定されるべきパラメータの形式
【００８９】
【数２７】
2011125023.tif 000029
【００９０】
にグループ化することができる。受信機によって受信されたOFDM信号のサンプルは、大きさ
【００９１】
【数２８】
2011125023.tif 000030
【００９２】
のベクトルの形式にグループ化され、
【００９３】
【数２９】
2011125023.tif 000031
【００９４】
である
【００９５】
【数３０】
2011125023.tif 000032
【００９６】
で示され、上式で式(6)と類似の方法で、
【００９７】
【数３１】
2011125023.tif 000033
【００９８】
(7)
は伝送されたシンボルの大きさ
【００９９】
【数３２】
2011125023.tif 000034
【０１００】
のベクトルであり、
【０１０１】
【数３３】
2011125023.tif 000035
【０１０２】
は付加ガウス雑音のサンプルを表す大きさPのベクトルであり、
【０１０３】
【数３４】
2011125023.tif 000036
【０１０４】
は大きさ
【０１０５】
【数３５】
2011125023.tif 000037
【０１０６】
の行列であり、その諸要素は、
【０１０７】
【数３６】
2011125023.tif 000038
【０１０８】
(8)
から得られる。
【０１０９】
【数３７】
2011125023.tif 000039
【０１１０】
はP個の確率変数のベクトルであり、その共分散行列は、
【０１１１】
【数３８】
2011125023.tif 000040
【０１１２】
(9)
と等しいことが理解されよう。上式で、
【０１１３】
【数３９】
2011125023.tif 000041
【０１１４】
および
【０１１５】
【数４０】
2011125023.tif 000042
【０１１６】
は、それぞれを伝送されたシンボルの分散および雑音の分散を示しており、
【０１１７】
【数４１】
2011125023.tif 000043
【０１１８】
は大きさ
【０１１９】
【数４２】
2011125023.tif 000044
【０１２０】
のユニット行列である。これらの規定により、比率
【０１２１】
【数４３】
2011125023.tif 000045
【０１２２】
は信号対雑音比に他ならない。共分散行列は一般的にパラメータ
【０１２３】
【数４４】
2011125023.tif 000046
【０１２４】
ならびに有効信号および雑音のそれぞれの電力に依存する。
【０１２５】
本発明の根底にある考えは、共分散を適用させるための方法を利用することによってOFDM信号の少なくとも1つの変調パラメータを推定することである。
【０１２６】
図3は、本発明によるOFDM変調パラメータの推定方法の流れ図を一般的に示している。
【０１２７】
ステップ310で、所与の長さの時間ウインドウの間にベースバンド内のOFDM信号がサンプリングされる。したがってサンプルのシーケンスが取得される。
【０１２８】
ステップ320で、このように取得されたシーケンスのサンプルが、推定されるべきパラメータの検査値、
【０１２９】
【数４５】
2011125023.tif 000047
【０１３０】
によってパケットにグループ化され、それぞれのパケットが前記シーケンスの連続であるサンプルによって形成され、
【０１３１】
【数４６】
2011125023.tif 000048
【０１３２】
と示されるベクトルによって表される。
【０１３３】
ステップ330で、このように取得されたベクトルの共分散行列
【０１３４】
【数４７】
2011125023.tif 000049
【０１３５】
が推定される。
【０１３６】
次いでステップ340で、前記変調パラメータが前記検査値
【０１３７】
【数４８】
2011125023.tif 000050
【０１３８】
を有するOFDM信号を利用して取得される理論的共分散行列
【０１３９】
【数４９】
2011125023.tif 000051
【０１４０】
が計算される。
【０１４１】
ステップ350で、330における共分散行列と340で取得された理論的共分散行列との間の距離が計算される。
【０１４２】
パラメータ
【０１４３】
【数５０】
2011125023.tif 000052
【０１４４】
の複数の可能な値についてステップ320から350が繰り返される。ステップ350で計算された距離を最小化するものとして、360でこのパラメータの推定値、
【０１４５】
【数５１】
2011125023.tif 000053
【０１４６】
が取得される。
【０１４７】
当業者は、取得された値
【０１４８】
【数５２】
2011125023.tif 000054
【０１４９】
が理論的共分散行列に最も近い推定共分散行列をもたらすことが理解できるであろう。
【０１５０】
図4は、本発明の第1実施形態による少なくとも1つのOFDM変調パラメータの推定方法のより詳細な方法を示している。
【０１５１】
ステップ410で、幅T0の時間ウインドウの間にベースバンドy内の受信した信号がサンプリングされる。サンプリング期間Teは、当面のOFDMバンドの長さを考慮してナイキスト基準に適合するように十分に短く選択される。次いで、M0サンプルのシーケンスが取得される。
【０１５２】
ステップ420で、パラメータ
【０１５３】
【数５３】
2011125023.tif 000055
【０１５４】
の検査されるべき値、すなわち有効時間NTc、プレフィックス時間DTc、および副搬送波Nの数の値が選ばれる。伝送された信号の電力値
【０１５５】
【数５４】
2011125023.tif 000056
【０１５６】
および雑音の電力値
【０１５７】
【数５５】
2011125023.tif 000057
【０１５８】
も選ばれる。この選択は、受信機が上述の値のうちの1つを知っている場合、ブラインドでもよくセミブラインドでもよい。
【０１５９】
任意の大きな値
【０１６０】
【数５６】
2011125023.tif 000058
【０１６１】
も選ばれる。
【０１６２】
ステップ430で、シーケンスの連続サンプルがグループ化されて、大きさ
【０１６３】
【数５７】
2011125023.tif 000059
【０１６４】
の
【０１６５】
【数５８】
2011125023.tif 000060
【０１６６】
である
【０１６７】
【数５９】
2011125023.tif 000061
【０１６８】
ベクトルyk、
【０１６９】
【数６０】
2011125023.tif 000062
【０１７０】
が形成される。したがって、ベクトルykのP個のコンポーネントyk,p、p=0,…,P-1が以下によって取得される。
yk,p=ya(pTe+DTc+k(NTc+DTc))    (10)
【０１７１】
変調パラメータの検査値、
【０１７２】
【数６１】
2011125023.tif 000063
【０１７３】
が、これらのベクトルの大きさ、ならびにそれらのベクトルのシーケンス内の開始地点を決定する。
【０１７４】
ステップ440で、共分散行列
【０１７５】
【数６２】
2011125023.tif 000064
【０１７６】
が、
【０１７７】
【数６３】
2011125023.tif 000065
【０１７８】
(11)
である
【０１７９】
【数６４】
2011125023.tif 000066
【０１８０】
を計算することによって推定される。
【０１８１】
ステップ460で、フロベニウスノルムに関して、(11)を利用して推定された共分散行列
【０１８２】
【数６５】
2011125023.tif 000067
【０１８３】
と、450で事前に取得された理論的行列
【０１８４】
【数６６】
2011125023.tif 000068
【０１８５】
との間の距離が、
【０１８６】
【数６７】
2011125023.tif 000069
【０１８７】
(12)
によって決定され、上式で、
【０１８８】
【数６８】
2011125023.tif 000070
【０１８９】
は信号の電力の検査値であり、
【０１９０】
【数６９】
2011125023.tif 000071
【０１９１】
は雑音の電力の検査値である。
【０１９２】
行列Aのフロベニウスノルムが‖A‖F=Tr(AHA)によって定義されることが想起され、上式でTr(.)はトレース関数であり、つまり費用関数の値が計算され、
【０１９３】
【数７０】
2011125023.tif 000072
【０１９４】
(13)
によって定義される。
【０１９５】
この値は、値
【０１９６】
【数７１】
2011125023.tif 000073
【０１９７】
と比較され、
【０１９８】
【数７２】
2011125023.tif 000074
【０１９９】
、
【０２００】
【数７３】
2011125023.tif 000075
【０２０１】
が
【０２０２】
【数７４】
2011125023.tif 000076
【０２０３】
によってアップデートされると、対応する値
【０２０４】
【数７５】
2011125023.tif 000077
【０２０５】
がメモリに格納される。
【０２０６】
ステップ470で、パラメータのあらかじめ定められた順序集合
【０２０７】
【数７６】
2011125023.tif 000078
【０２０８】
が行われたかどうか検証される。行われていない場合、475でこの集合の次の要素に移動してステップ430に戻る。この順序集合は、たとえば基本集合のデカルト積
【０２０９】
【数７７】
2011125023.tif 000079
【０２１０】
であり、上式でΠθはOFDM標準によって提供されるパラメータの可能な値の集合であり、
【０２１１】
【数７８】
2011125023.tif 000080
【０２１２】
、
【０２１３】
【数７９】
2011125023.tif 000081
【０２１４】
は電力の値のインターバルである。この集合における順序関係は辞書式順序でよい。
【０２１５】
ステップ480で、
【０２１６】
【数８０】
2011125023.tif 000082
【０２１７】
(14)
を利用してパラメータθ、δa、δbの値が推定される。つまり上述のメモリゾーン内でこれらのパラメータの値が取り出される。
【０２１８】
図4に示した推定方法が、OFDM信号(θで表される)、ならびに信号の変調パラメータ、および雑音電力レベルの合同推定を可能にすることが理解されよう。その結果、この方法はNTc、DTc、およびNだけでなく、たとえば信号対雑音比
【０２１９】
【数８１】
2011125023.tif 000083
【０２２０】
を決定することを可能にする。
【０２２１】
一定の変調パラメータが受信機にすでに知られている場合、これらのパラメータの知られている値が、式(12)および(13)の計算においてそれらの検査値
【０２２２】
【数８２】
2011125023.tif 000084
【０２２３】
に置き換わることが、当業者には明らかであろう。この場合、475においてデカルト積の対応する次元は追従されない。
【０２２４】
恐らくパラメータNTcだけが知られておらず、他のパラメータが知られている値DTc=DTc、
【０２２５】
【数８３】
2011125023.tif 000085
【０２２６】
、
【０２２７】
【数８４】
2011125023.tif 000086
【０２２８】
、
【０２２９】
【数８５】
2011125023.tif 000087
【０２３０】
を取る場合の、減少された変数
【０２３１】
【数８６】
2011125023.tif 000088
【０２３２】
による、費用関数JCOMETの一例が図5に示されている。ここでの信号対雑音比
【０２３３】
【数８７】
2011125023.tif 000089
【０２３４】
は10dBに等しい。費用関数JCOMETは凸であり、NTc=NTcにおいて明白な最小値を有し、OFDMシンボルの有効な長さの正確な推定を可能にする点に留意されたい。同様に、有効な長さが知られており、たとえばプレフィックスの長さまたは副搬送波の数を探している場合、費用関数は対応する実際の値に対して明白な最小値を有する。
【０２３５】
図6は、ここでは0dBと等しい、つまりδa=δbである信号対雑音比を除いて図5と同じ状態における費用関数の別の例を示している。費用関数が依然としてNTc=NTcに対して最小値を有しているが、その一方でもはや凸ではない点に留意されたい。より一般的には、費用関数は低レベルの信号対雑音比で凸特性を失うと観測される。たとえばこのリサーチが系統的なスキャニングを用いて実行されず傾斜降下を用いて実行される場合、この凸性の欠如は関数の最小値の検索において有害な場合がある。
【０２３６】
信号対雑音比が低い場合、以下に記述する第2実施形態を利用することが好ましい。
【０２３７】
第2実施形態は、
【０２３８】
【数８８】
2011125023.tif 000090
【０２３９】
(15)
によって定義される標準化された費用関数を実施し、上式で、
【０２４０】
【数８９】
2011125023.tif 000091
【０２４１】
は費用関数の平均を示している。信号対雑音比の低い値、すなわちδa<<δbについて、この平均は、
【０２４２】
【数９０】
2011125023.tif 000092
【０２４３】
(16)
と等しいことが示されうる。δbが定数なので、標準化された費用関数は、
【０２４４】
【数９１】
2011125023.tif 000093
【０２４５】
(17)
に減らすことができる。
【０２４６】
本発明の第2実施形態による推定するための方法は、費用関数JMCOMETがJCOMETの代わりに利用される点で図4に示したものとは異なる。したがって、処理ステップの説明はここには含まれない。
【０２４７】
図7は、図5と同じ状態における標準化された費用関数の第1の例を示している。同様に、図8は、図6と同じ状態における標準化された費用関数の第1の例を示している。図8を参照すると、両方の場合、特に低いレベルの信号対雑音比で標準化された費用関数は凸であり、明白な最小値を有する点に留意されたい。したがって、第2実施形態による推定方法は雑音に関して堅牢である。
【０２４８】
図9は、NTc、δa、およびδbの合同推定の場合の、信号対雑音比によるパラメータNTcの優れた推定(または識別)率を示している。優れた推定率は、信号対雑音比が-8dbを上回る場合、標準化された費用関数JMCOMETを備える1と等しい点に留意されたい。しかし、この優れた推定率は2dbを上回る信号対雑音比についてのみ費用関数JCOMETで達成される。
【０２４９】
図10は、NTc、δa、およびδbの合同推定の場合の、信号対雑音比による分散δaの優れた推定率を示している。ここでも1と等しい優れた推定率はJMCOMETについては-8dbから開始して、また費用関数JCOMETについてのみ2dbから開始して達成される点に留意されたい。
【０２５０】
図11、12、および13は、信号対雑音比による優れた推定率について、OFDMパラメータ、ここではパラメータNTcの異なる推定方法のパフォーマンスを比較する。IおよびIIは、2008年11月のIEEE Global Telecommunications Conferenceで発表されたA.Bouzezgi他の論文「A second order statistics based algorithm for blind recognition of OFDM based systems」に記述されているものなどの、それぞれ受信した信号の相関関係およびサイクリック相関関係に基づいて、知られている推定方法に関する曲線を示しており、IIIおよびIVは、それぞれ本発明の第2および第1実施形態に関する曲線を示している。
【０２５１】
比較の基準として、N=64副搬送波、有効時間NTc=3.2μs、および比率Tc/Te=2のOFDM信号を用いた。図11で、プレフィックスの時間はOFDMシンボルの有効時間の1/32と等しいと仮定した(すなわちD/N=1/32)。図12および13で、OFDMシンボルはプレフィックスがない(D=0)と仮定した。最後に図11および12で、受信機は時間オフセット(OFDMシンボルの開始にロックされたサンプリングウインドウの開始)も周波数オフセット(搬送波の周波数と等しいベースバンド復調周波数)もなしに、OFDM信号に完全に同期されていると仮定した。一方図13で、受信機はOFDM信号に関してランダムな時間オフセットおよび周波数オフセットを有する。
【０２５２】
プレフィックスの時間が短い場合、またはプレフィックスがない場合、本発明による時間パラメータNTcを推定するための方法は、従来技術の方法を用いるよりも大幅に高い、優れた推定率をもたらす点に留意されたい。プレフィックスが短い場合に一層このようになる。図12を参照すると、プレフィックスが全くない場合は従来の方法を全く実行できないが、本発明による方法は非常によい結果を出し続け、図13を参照すると、たとえ受信機が同期されてなくてもこのようになる。
【０２５３】
本発明による推定方法は、本来知られている方法で、マイクロプロセッサによって実行される専用回路またはソフトウェアモジュールを使用して、日和見主義的無線システムにおけるOFDM受信機または2次ユーザの受信機に実装できる。
【図２】
2011125023.tif 000116
【図３】
2011125023.tif 000117
【図４】
2011125023.tif 000118
【図１】
2011125023.tif 000119
【図５】
2011125023.tif 000120
【図６】
2011125023.tif 000121
【図７】
2011125023.tif 000122
【図８】
2011125023.tif 000123
【図９】
2011125023.tif 000124
【図１０】
2011125023.tif 000125
【図１１】
2011125023.tif 000126
【図１２】
2011125023.tif 000127
【図１３】
2011125023.tif 000128
【外国語明細書】
2011125023.tif 000129
2011125023.tif 000130
2011125023.tif 000131
2011125023.tif 000132
2011125023.tif 000133
2011125023.tif 000134
2011125023.tif 000135
2011125023.tif 000136
2011125023.tif 000137
2011125023.tif 000138
2011125023.tif 000139
2011125023.tif 000140
2011125023.tif 000141
2011125023.tif 000142
2011125023.tif 000143
2011125023.tif 000144
2011125023.tif 000145
2011125023.tif 000146
2011125023.tif 000147
2011125023.tif 000148
2011125023.tif 000149
2011125023.tif 000150
2011125023.tif 000151
2011125023.tif 000152
2011125023.tif 000153
2011125023.tif 000154
2011125023.tif 000155
2011125023.tif 000156
2011125023.tif 000157
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2011125023.tif 000162
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2011125023.tif 000171
2011125023.tif 000172
2011125023.tif 000173
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2011125023.tif 000176
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