(57)【要約】【課題】ノイズ及び回路規模を抑えつつ、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供する。【解決手段】信号処理装置を、外部から入力されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅するマイクアンプ１２と、マイクアンプ１２で増幅されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅するＰＧＡ１４と、ＰＧＡ１４で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換するＡＤＣ１６と、ＡＤＣ１６で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、ＡＤＣ１６に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように第１のゲインの大きさ及び第２のゲインの大きさを制御するＡＬＣ１８と、を備えて構成する。【選択図】図１
2011130341.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から入力されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅する非反転増幅手段と、
前記非反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅する反転増幅手段と、
前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換する変換手段と、
前記変換手段で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、前記変換手段に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御する制御手段と、
を備えた信号処理装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段により前記ゼロクロス点が検出されたときに、前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御し、
前記非反転増幅手段の非反転入力端子には、第１のハイパスフィルタが接続されると共に、反転入力端子には第２のハイパスフィルタが接続され、前記第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より高くなるように構成した
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
第１のオペアンプ、一端が前記第１のオペアンプの非反転入力端子に接続され、他端から入力されたアナログ音声信号の直流成分を除去する第１のコンデンサ、一端が前記第１のオペアンプの非反転入力端子に接続され、他端に基準電圧が印加される第１の抵抗、一端が前記第１のオペアンプの出力端子に接続され他端が前記第１のオペアンプの反転入力端子に接続され帰還抵抗として機能する第２の抵抗、一端が接地され前記第１のオペアンプのオフセット電圧を除去するための第２のコンデンサ、及び一端が前記第２のコンデンサの他端に接続され、他端が前記第１のオペアンプの反転入力端子に接続された第３の抵抗を有し、前記入力されたアナログ音声信号を、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅する非反転増幅回路と、
非反転入力端子に前記基準電圧が印加される第２のオペアンプ、一端が前記第２のオペアンプの出力端子に接続され他端が前記第２のオペアンプの反転入力端子に接続され帰還抵抗として機能する第４の抵抗、及び一端が前記第１のオペアンプの出力端子に接続され、他端が前記第２のオペアンプの反転入力端子に接続された第５の抵抗を有し、前記非反転増幅回路で増幅されたアナログ音声信号を、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅する反転増幅回路と、
前記反転増幅回路で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換する変換回路と、
前記変換回路で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、前記変換回路に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御する制御回路と、
を備えた信号処理装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記反転増幅回路で増幅されたアナログ音声信号と前記基準電圧とを比較してゼロクロス点を検出するコンパレータに接続され、該コンパレータで前記ゼロクロス点が検出されたときに、前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御し、
前記第１のコンデンサと前記第１の抵抗とで形成される第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が前記第２のコンデンサと前記３の抵抗とで形成される第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より大きくなるように構成した
請求項３に記載の信号処理装置。
【請求項５】
非反転増幅手段が、外部から入力されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅し、
反転増幅手段が、前記非反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅し、
変換手段が、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換し、
制御手段が、前記変換手段で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、前記変換手段に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御する信号処理方法。
【請求項６】
前記制御手段は、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段により前記ゼロクロス点が検出されたときに、前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御し、
前記非反転増幅手段の非反転入力端子には、第１のハイパスフィルタが接続されると共に、反転入力端子には第２のハイパスフィルタが接続され、前記第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より高くなるように構成した
請求項５に記載の信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号のレベルを自動的に調整する信号処理装置及び信号処理方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
デジタル・ビデオ・カメラやデジタル・スチル・カメラ、ICレコーダ等で録音される音声のマイク録音経路には、入力されたアナログ音声信号をディジタル信号に変換したり、レベルを増幅したりするための装置（以下、信号処理装置）が設けられる。
【０００３】
例えば、特許文献１には、大きさが変更可能なゲインで、入力されたアナログ音声信号を増幅するＰＧＡ（Programmable Gain Amplifier）、ＰＧＡで増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換するＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）、及びＰＧＡのゲインの大きさを制御するＡＬＣ（Auto Level Controller)を備えた信号処理装置が開示されている。なお、特許文献１には図示が省略されているが、ＰＧＡの前段に、大きさが固定のゲインでアナログ音声信号を増幅するマイクアンプが設けられるのが一般的である。
【０００４】
図１０は、従来の信号処理装置の回路図の一例を示す図である。入力されたアナログ音声信号は、マイクアンプ１１１を通過し増幅される。マイクアンプ１１１で増幅されたアナログ音声信号はＰＧＡ１１２で増幅される。ＰＧＡ１１２で増幅されたアナログ音声信号は、ＡＤＣ１１４に入力される。なお、図１０に示す例では、接地ノイズ対策のため、ＡＤＣ１１４として差動入力型のコンバータを用い、ＰＧＡ１１２の後段に更にアンプ１１３を設け、ＰＧＡ１１２及びアンプ１１３により差動信号を生成している。ＡＤＣ１１４は、ＰＧＡ１１２及びアンプ１１３の各々で生成された差動信号から、ディジタル音声信号を生成してＡＬＣ１１５に入力する。なお、アンプ１１３を設けずシングル入力型のＡＤＣを採用してもよい。ＡＬＣ１１５は、入力されたディジタル音声信号のレベル（振幅、音声の大きさ）を検出して、該検出したレベルに応じて、ＰＧＡ１１２のゲインの大きさを制御する。なお、ＡＤＣ１１４の後段及びＡＬＣ１１５の前段に間引き処理などを行うデシメーションフィルタやＤＣカット用ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を設けてもよい。
【０００５】
通常、マイクアンプ１１１には、入力インピーダンスが変化しない非反転増幅器の構成が用いられる。入力インピーダンスが変化する反転増幅器の構成にすると接続されるマイクの出力への影響も併せて変動してしまうからである。また、従来のマイクアンプ１１１は、ＡＬＣ１１５で制御されないゲイン器（例えば、ＭＡＸ30dB程度）を有する。すなわち、マイクアンプ１１１のゲインはダイナミックに変動せず、固定ゲインとして使用される。マイクアンプ１１１のゲインの設定は、実装するマイクの特性や使用する環境に応じて予めユーザが変更して使用することとなる。図１０では、抵抗Ｒを２分割して、一方を帰還抵抗として、他方を帰還抵抗に接続する抵抗として用いている。抵抗Ｒは半固定抵抗であって、この分割比は予めユーザが設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２７３０４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このように、上記従来の信号処理装置では、アナログ側において固定ゲインのマイクアンプ１１１と、可変ゲインのＰＧＡ１１２で増幅している。しかしながら、このような構成の場合、アナログ音声信号のレベルを柔軟に変更するためには、ＰＧＡ１１２において、レンジ（ゲインの可変範囲）を広げ、段階的にゲインを変更するときのステップ数（分解能）が多いゲイン器を実現しなければならないため、ＰＧＡ１１２に設ける抵抗器として、ある程度大きな抵抗器が必要となる。大きな抵抗器をLSI内部で実装すると、その大きさに応じたノイズ（熱雑音）が発生するため、Signal to Noise Ratio（SNR）の悪化に繋がってしまう。すなわち、録音性能（SNR）が悪化してしまうという課題がある。
【０００８】
本発明は、上述した課題を解決するために提案されたものであり、ノイズ及び回路規模を抑えつつ、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１に係る信号処理装置は、外部から入力されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅する非反転増幅手段と、前記非反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅する反転増幅手段と、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換する変換手段と、前記変換手段で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、前記変換手段に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御する制御手段と、を備えて構成されている。
【００１０】
このように、非反転増幅手段の第１のゲインの大きさと、反転増幅手段の第２のゲインの大きさとを変更可能に構成したため、第１のゲインの大きさを固定とし、第２のゲインの大きさのみを可変として構成した場合に比べて、アナログ音声信号の増幅に必要とされる抵抗値を小さくでき、熱雑音を軽減し且つ回路規模を抑えつつ、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅することができる。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１に記載の信号処理装置において、前記制御手段は、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段により前記ゼロクロス点が検出されたときに、前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御し、前記非反転増幅手段の非反転入力端子には、第１のハイパスフィルタが接続されると共に、反転入力端子には第２のハイパスフィルタが接続され、前記第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より高くなるように構成したものである。
【００１２】
ポップノイズ軽減のため、ゲインの制御はゼロクロス点を検出して行うことが一般的である。従来では、非反転増幅手段のゲインの大きさが固定であったため、ゼロクロス点を検出して非反転増幅手段のゲインの大きさを切替えることはなかったが、非反転増幅手段を、ゲインの大きさが変更可能に構成してゼロクロス点で切替える場合、非反転増幅手段に形成された第２のハイパスフィルタによりアナログ音声信号の位相遅れが生じ、ポップノイズが大きくなってしまう場合がある。しかしながら、上記のように、第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より高くなるように構成することにより、第２のハイパスフィルタに応じて位相遅れが生じる成分を遮断することができるため、位相遅れに起因するノイズを軽減することができる。
【００１３】
請求項３の発明に係る信号処理装置は、第１のオペアンプ、一端が前記第１のオペアンプの非反転入力端子に接続され、他端から入力されたアナログ音声信号の直流成分を除去する第１のコンデンサ、一端が前記第１のオペアンプの非反転入力端子に接続され、他端に基準電圧が印加される第１の抵抗、一端が前記第１のオペアンプの出力端子に接続され他端が前記第１のオペアンプの反転入力端子に接続され帰還抵抗として機能する第２の抵抗、一端が接地され前記第１のオペアンプのオフセット電圧を除去するための第２のコンデンサ、及び一端が前記第２のコンデンサの他端に接続され、他端が前記第１のオペアンプの反転入力端子に接続された第３の抵抗を有し、前記入力されたアナログ音声信号を、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅する非反転増幅回路と、非反転入力端子に前記基準電圧が印加される第２のオペアンプ、一端が前記第２のオペアンプの出力端子に接続され他端が前記第２のオペアンプの反転入力端子に接続され帰還抵抗として機能する第４の抵抗、及び一端が前記第１のオペアンプの出力端子に接続され、他端が前記第２のオペアンプの反転入力端子に接続された第５の抵抗を有し、前記非反転増幅回路で増幅されたアナログ音声信号を、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅する反転増幅回路と、前記反転増幅回路で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換する変換回路と、前記変換回路で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、前記変換回路に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御する制御回路と、を備えて構成されている。
【００１４】
このように、非反転増幅回路の第１のゲインの大きさと、反転増幅回路の第２のゲインの大きさとを変更可能に構成したため、第１のゲインの大きさを固定とし、第２のゲインの大きさのみを可変として構成した場合に比べて、アナログ音声信号の増幅に必要とされる抵抗値を小さくでき、熱雑音を軽減し且つ回路規模を抑えつつ、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅することができる。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項３に記載の信号処理装置において、前記制御回路は、前記反転増幅回路で増幅されたアナログ音声信号と前記基準電圧とを比較してゼロクロス点を検出するコンパレータに接続され、該コンパレータで前記ゼロクロス点が検出されたときに、前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御し、前記第１のコンデンサと前記第１の抵抗とで形成される第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が前記第２のコンデンサと前記３の抵抗とで形成される第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より大きくなるように構成したものである。
【００１６】
このような構成によれば、請求項２の発明と同様に、第２のハイパスフィルタに応じて位相遅れが生じる成分を遮断することができるため、位相遅れに起因するノイズを軽減することができる。
【００１７】
請求項５の発明に係る信号処理方法は、非反転増幅手段が、外部から入力されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第１のゲインで増幅し、反転増幅手段が、前記非反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のレベルを、大きさが変更可能な第２のゲインで増幅し、変換手段が、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換し、制御手段が、前記変換手段で変換されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、前記変換手段に入力されるアナログ音声信号のレベルが予め定められたレベルとなるように前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御するものである。
【００１８】
このような方法によれば、請求項１の発明と同様に、第１のゲインの大きさを固定とし、第２のゲインの大きさのみを可変として構成した場合に比べて、アナログ音声信号の増幅に必要とされる抵抗値を小さくでき、ノイズを軽減しつつ、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅することができる。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項５に記載の信号処理方法において、前記制御手段は、前記反転増幅手段で増幅されたアナログ音声信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段により前記ゼロクロス点が検出されたときに、前記第１のゲインの大きさ及び前記第２のゲインの大きさを制御し、前記非反転増幅手段の非反転入力端子には、第１のハイパスフィルタが接続されると共に、反転入力端子には第２のハイパスフィルタが接続され、前記第１のハイパスフィルタのカットオフ周波数が前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数より高くなるように構成したものである。
【００２０】
このような方法によれば、請求項２の発明と同様に、第２のハイパスフィルタに応じて位相遅れが生じる成分を遮断することができるため、位相遅れに起因するノイズを軽減することができる。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように本発明によれば、ノイズ及び回路規模を抑えつつ、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施の形態の信号処理装置の構成例を示す図である。
【図２】実施の形態に係る信号処理装置の回路図の一例を示す図である。
【図３】ＰＧＡのゲインの大きさを可変としマイクアンプのゲインの大きさを固定とした場合（従来技術の構成の場合）のゲインの配分例と、ＰＧＡのゲイン及びマイクアンプのゲインの双方の大きさを可変とした場合のゲインの配分例を示す表である。
【図４】ゼロクロス検出器を設けた信号処理装置の構成例を示す図である。
【図５】図４に対応する回路図の一例を示す図である。
【図６】ゼロクロス点を説明する図である。
【図７】ゲインを切替えたときのポップノイズの一例を示す図である。
【図８】入力されるアナログ音声信号とカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２との関係を説明する説明図である。
【図９】カットオフ周波数ｆｃ１，ｆｃ２の設定例とノイズ量のシミュレーション結果とを示す表である。
【図１０】従来の信号処理装置の回路構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２４】
図１は、本実施の形態の信号処理装置１０の構成例を示す図である。本実施の形態の信号処理装置１０は、入力された音声を録音する録音経路に設けられ、マイクアンプ１２、ＰＧＡ（Programmable Gain Amplifier）１４、ＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）１６、及びＡＬＣ（Auto Level Controller)１８を備えている。
【００２５】
不図示のマイクを介して入力されたアナログ音声信号は、マイクアンプ１２に入力され増幅される。マイクアンプ１２で増幅されたアナログ音声信号はＰＧＡ１４で増幅される。ＰＧＡ１４で増幅されたアナログ音声信号は、ＡＤＣ１６でディジタル音声信号に変換され、後段のＡＬＣ１８に入力される。ＡＬＣ１８は、入力されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに応じて、ＡＤＣ１６に入力されるアナログ音声信号が予め定められたレベルになるようにマイクアンプ１２及びＰＧＡ１４の各々のゲインの大きさを制御する。次に、各構成要素について詳細に説明する。
【００２６】
マイクアンプ１２は、入力インピーダンスが変化しない非反転増幅回路の構成を有する（図２も参照。）。入力インピーダンスが変化する反転増幅回路の構成とすると、接続されるマイクの出力への影響も併せて変動してしまうからである。マイクアンプ１２のゲインは、変更可能に構成されている。本実施の形態では、マイクアンプ１２のゲインがＡＬＣ１８からの制御信号に応じた値に設定され、マイクアンプ１２に入力されたアナログ音声信号が該設定されたゲインで増幅される。
【００２７】
ＰＧＡ１４は、反転増幅回路の構成を有しており、マイクアンプ１２と同様に、そのゲインの大きさは変更可能に構成されている。ＰＧＡ１４のゲインも、ＡＬＣ１８からの制御信号に応じた値に設定され、ＰＧＡ１４に入力されたアナログ音声信号が該設定されたゲインで増幅される。
【００２８】
ＡＤＣ１６は、ＰＧＡ１４から入力されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換する回路であるが、本実施の形態では、接地ノイズ対策のため、差動入力型のＡＤＣを用いている。従って、本実施の形態では図２に示すように、ＰＧＡ１４の後段にアンプ１５を設け、差動信号を生成している。すなわち、本実施の形態では、ＰＧＡ１４及びアンプ１５により、Single-Differential Converter（SDC）を形成しており、このＳＤＣにより差動信号を生成してＡＤＣ１６に入力している。ＡＤＣ１６は、入力された差動信号から、ディジタル音声信号を生成してＡＬＣ１８に出力する。なお、ここで、ＡＤＣ１６として、シングル入力型のＡＤＣを採用し、アンプ１５を設けない構成としてもよい。
【００２９】
また、ＡＤＣ１６として、ΣΔ型のＡＤＣを適用してもよい。ΣΔ型のＡＤＣ１６は、例えば、１ビット、１２８Ｆｓ（ｘ１２８倍サンプリング・レート）などの低ビット高サンプリング・レートで、ディジタル音声信号を出力する。このようなＡＤＣを採用した場合には、ＡＤＣ１６の後段及びＡＬＣ１８の前段に、デシメーションフィルタを設けてもよい。デシメーションフィルタは、ＡＤＣ１６から入力されたディジタル音声信号に対して間引き処理を行い、サンプリングレートを落とすものである。更にまた、このデシメーションフィルタの後段であって、ＡＬＣ１８の前段に、ＡＤＣ１６でのディジタル変換で発生した余分な直流成分をカットするＤＣカット用High Pass Filter（以下、ＨＰＦ）を設けてもよい。
【００３０】
ＡＬＣ１８は、前段から入力されたディジタル音声信号のレベルを検出し、該検出したレベルに基づいて、マイクから入力されたアナログ音声信号が予め定められたレベルに増幅されてＡＤＣ１６に入力されるようにマイクアンプ１２及びＰＧＡ１４の各々のゲインの大きさを制御する。これにより、入力音声レベルが自動的に一定のレベルに調節される。ただし、無制限で一定にしてしまうと音声の抑揚感が全くなくなり、聴感上の違和感が出るため、Ｍａｘゲイン値（マイクアンプ１２及びＰＧＡ１４の合計のゲインの上限値）の設定等により、ある程度の制限をかけてもよい。なお、ＡＬＣ１８は、ディジタル音声信号のレベルを検出してマイクアンプ１２及びＰＧＡ１４に制御信号を出力する制御回路であって、入力したディジタル音声信号に対しては何ら信号処理を施すことなく、該入力したディジタル音声信号を出力する。
【００３１】
なお、ＡＬＣ１８から出力されたディジタル音声信号をそのまま録音信号として出力するようにしてもよいが、ＡＬＣ１８の後段に音質調整フィルタ処理部を設け、音質調整フィルタ処理部を通過させてから出力してもよい。
【００３２】
例えば、風きり音除去用High Pass Filter（ＨＰＦ）、及びノッチフィルタを備えた音質調整フィルタ処理部が設けられていてもよい。風きり音除去用ＨＰＦは、マイクから入力された低域の風きり音成分を除去する。このフィルタは、所定のカットオフ周波数（例えば１００Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度）で使用される。風きり音除去後、ノッチフィルタで、実装する機器に応じて発生する特定周波数のノイズを除去する。
【００３３】
図２は、本実施の形態に係る信号処理装置１０の回路図の一例を示す図である。
【００３４】
マイクアンプ１２は、非反転増幅回路であって、オペアンプ３０と、一端がオペアンプ３０の非反転入力端子（＋入力端子）に接続され、他端には不図示のマイクからアナログ音声信号が入力され、該入力されたアナログ音声信号の直流成分を除去するコンデンサＣ１と、一端がオペアンプ３０の非反転入力端子に接続され、他端に基準電圧vmidが印加される（固定）抵抗Ｒ１とを備えている。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とでハイパスフィルタ（以下、第１のＨＰＦ）４０が形成される。
【００３５】
更に、マイクアンプ１２は、抵抗Ｒ２を備えている。抵抗Ｒ２は、少なくとも３端子を備えた可変抵抗であって、３つの端子のうち両端の２つの固定端子の一方（以下、第１の端子）はオペアンプ３０の出力端子に接続されると共に他方（以下、第３の端子）は後述するコンデンサＣ２に接続されている。そして、残りの端子（以下、第２の端子）は反転入力端子（−入力端子）に接続されている。
【００３６】
本実施の形態では、抵抗Ｒ２を２分割して一方を帰還抵抗として用いて増幅している。以下では、Ｒ２を２分割したときに帰還抵抗として用いる一方の抵抗（すなわち第１の端子から第２の端子までの抵抗）を抵抗Ｒｆと呼称し、他方の抵抗（すなわち第２の端子から第３の端子までの抵抗）を抵抗Ｒｓと呼称して区別して説明する。なお、ＡＬＣ１８は、抵抗Ｒ２の分割比を制御することによりマイクアンプ１２のゲインの大きさを制御する。
【００３７】
更にマイクアンプ１２は、一端が接地され他端が抵抗Ｒｓ（第３の端子）に接続され、オペアンプ３０のオフセット電圧を除去するためのコンデンサＣ２を備えている。このコンデンサＣ２と抵抗Ｒｓとでハイパスフィルタ（以下、第２のＨＰＦ）４２が形成される。
【００３８】
マイクアンプ１２で増幅されたアナログ音声信号が入力されるＰＧＡ１４は、オペアンプ３２、抵抗Ｒ３、及び抵抗Ｒ４を有する反転増幅回路である。
【００３９】
オペアンプ３２の非反転入力端子には基準電圧vmidが印加される。オペアンプ３２の出力端子は、アンプ１５とＡＤＣ１６とに接続されている。
【００４０】
抵抗Ｒ３は、可変抵抗であって、一端がオペアンプ３２の出力端子に接続され他端がオペアンプ３２の反転入力端子に接続されており、帰還抵抗として機能する。抵抗Ｒ４は、固定抵抗であって、一端がマイクアンプ１２のオペアンプ３０の出力端子に接続され、他端がオペアンプ３２の反転入力端子に接続されている。なお、ＡＬＣ１８は抵抗Ｒ３の抵抗値を制御することにより、ＰＧＡ１４のゲインの大きさを制御する。
【００４１】
ＰＧＡ１４の後段に設けられたアンプ１５は、オペアンプ３４、抵抗Ｒ５、及び抵抗Ｒ６を有する反転増幅回路である。
【００４２】
オペアンプ３４の非反転入力端子には基準電圧vmidが印加される。オペアンプ３４の出力端子は、ＡＤＣ１６に接続されている。
【００４３】
抵抗Ｒ５は、固定抵抗であって、一端がオペアンプ３４の出力端子に接続され他端がオペアンプ３４の反転入力端子に接続されており、帰還抵抗として機能する。抵抗Ｒ６は、固定抵抗であって、一端がＰＧＡ１４のオペアンプ３２の出力端子に接続され、他端がオペアンプ３４の反転入力端子に接続されている。
【００４４】
以上説明したように、本実施の形態では、マイクアンプ１２及びＰＧＡ１４のゲインをＡＬＣ１８の制御下に置いている点を特徴としている。
【００４５】
図３の左側には、図１２に示す従来技術の構成のように、ＰＧＡ１１２のゲインの大きさを可変としマイクアンプ１１１のゲインの大きさを固定とした場合において、マイクアンプ１０３のゲインとＰＧＡ１１２のゲインとの合計のゲイン（以下、トータルゲイン）の下限を９ｄＢとし、０．５ｄＢ刻みのステップで変更可能に構成したときのゲインの配分例が示されている。図示されるように、マイクアンプ１１１を、そのゲインの大きさが９ｄＢの固定ゲインとなるよう構成し、ＰＧＡ１１２を、そのゲインの大きさが０ｄＢから０．５ｄＢ刻みのステップで変更可能に構成すると、トータルゲインを、９ｄＢから０．５ｄＢ刻みに制御できる。トータルゲインのレンジの上限は、マイクアンプ１０３のゲインが固定のため、ＰＧＡに依存する。従って、アナログ音声信号を所望のレベルに増幅するため、ゲインのレンジを広げようとすると、ＰＧＡ１１２に設けられた帰還抵抗を大きくしなければならない。また、ステップ数が多くなるとＰＧＡ１１２の帰還抵抗に設けるスイッチング素子も多くなる。
【００４６】
一方、図３の右側には、本実施の形態に示すように、マイクアンプ１２のゲインの大きさ及びＰＧＡ１４のゲインの大きさの双方を可変とした場合において、トータルゲインの下限を９ｄＢとし、０．５ｄＢ刻みのステップで変更可能に構成したときのゲインの配分例が示されている。図示されるように、マイクアンプ１２を、そのゲインの大きさが９ｄＢから３ｄＢ刻みのステップで変更可能に構成し、ＰＧＡ１４を、そのゲインの大きさが０ｄＢから２．５ｄＢまで０．５ｄＢ刻みのステップで変更可能に構成すると、トータルゲインを、９ｄＢから０．５ｄＢ刻みに制御できる。
【００４７】
ここで、入力されたアナログ音声信号を、トータルゲイン９ｄＢから２０．５ｄＢまでのレンジで、且つ０．５ｄＢ刻みで変更可能に増幅したい場合には、従来技術の構成の場合、ＰＧＡ１１２のゲインのステップ数は２４となり、ＰＧＡ１１２のゲインのレンジも０ｄＢから１１．５ｄＢまでの広いレンジが必要となる。従って、ＰＧＡ１１２を構成する帰還抵抗が大きくなり、熱雑音も増加すると共に回路規模も大きくなる。一方、本実施の形態の構成の場合、マイクアンプ１２のゲインは、９ｄＢから１８ｄＢまでのレンジでステップ数は４となり、ＰＧＡ１４のゲインは、０ｄＢから２．５ｄＢまでのレンジでステップ数は６ですむ。このようにステップ数を抑えられるため、スイッチング素子の数が少なくてすみ、回路規模も小さくなる。また、ＰＧＡ１４に限ってみれば、ゲインのレンジが圧倒的に狭くてすみ、使用する抵抗Ｒ２（抵抗Ｒｆ）の大きさも小さくてすむ。
【００４８】
なお、このようにマイクアンプ１２のゲインを可変とした場合に、トータルゲインのレンジを更に広げると、マイクアンプ１２のゲインのレンジが大きくなるが、従来技術の構成のようにＰＧＡ単独でレンジを広げる場合に比べて、ゲインを２つに分配する分、マイクアンプ１２及びＰＧＡ１４の各々のゲインのレンジは狭くてすむ。また、他のゲイン分配例として、例えば、ＰＧＡ１４側のレンジを図３右側に示した例よりも広くすれば、マイクアンプ１２側のレンジの拡大が比較的抑制され、トータルゲインのレンジを広げても、マイクアンプ１２及びＰＧＡ１４の双方のゲインのレンジを平均的に狭くすることができる。
【００４９】
このように、トータルゲインをマイクアンプ１２のゲインとＰＧＡ１４のゲインとに分配することにより、ＰＧＡ１４のゲインのみを可変とする場合に比べて、小さな抵抗を用いてアナログ音声信号を所望のレベルに増幅でき、熱雑音が抑制され、また回路規模も小さくできる。
【００５０】
なお、上記図１、及び図２、或いは従来の構成を示す図１０には、図示されていないが、ゲインの制御は、ゼロクロス検出器により音声信号のゼロクロス点を検出して行うことが一般的である。
【００５１】
図４は、図１に示した信号処理装置１０に対して、ゼロクロス検出器２０を設けた場合の構成例を示す図である。また、図５は、図４の構成に対応する回路図の一例を示す図である。ここで、図４に示す符号と、図１に示す符号が同一の構成要素は、それぞれ、同一の機能を有する構成要素を意味するため説明を省略すると共に、図５に示す符号と、図２に示す符号が同一の構成要素は、それぞれ、同一の機能を有する構成要素を意味するため説明を省略する。
【００５２】
ゼロクロス検出器２０は、ＰＧＡ１４から出力されたアナログ音声信号がシグナルグランド（振幅ゼロレベル、本実施の形態では基準電圧vmid）になるタイミング（ゼロクロス点）を検出してＡＬＣ１８に通知する（図６も参照。）。ＡＬＣ１８はゼロクロス点の検出が通知されたタイミングでゲインを制御する（切替える）。図５に示すように、ゼロクロス検出器２０は、コンパレータ３６を備えて構成されている。コンパレータ３６の反転入力端子は、ＰＧＡ１４の出力端子に接続されている。コンパレータ３６の非反転入力端子には、基準電圧vmidが印加されている。コンパレータ３６の出力端子は、ＡＬＣ１８に接続されている。コンパレータ３６は、ＰＧＡ１４から出力されたアナログ音声信号と基準電圧vmidとを比較し、ゼロクロス点を検出する（入力されたアナログ音声信号が基準電圧vmidとなるタイミングで出力が反転する）。
【００５３】
図７は、ゲインを２７ｄＢから３０ｄＢにゲインを切替えた場合のゲイン切り替えによるポップノイズの一例を示した図である。ゼロクロス点でゲインを切替えた場合には、連続性がある程度保持され、ゲイン切り替え時の不連続動作によるポップノイズを最小限に抑えることができる。以降、ゼロクロス点でゲインを制御する動作をゼロクロス動作と略す。
【００５４】
従来は、非反転増幅回路としてのマイクアンプのゲインの大きさが固定であったため、ゼロクロス点を検出してマイクアンプのゲインの大きさを切替えることはなかった。ところが、本実施の形態のようにマイクアンプ１２のゲインの大きさを変更可能とする構成でゼロクロス動作を行う場合には、以下のような問題が生じることがある。
【００５５】
マイクアンプ１２は非反転増幅回路で構成されているため、オペアンプ３０の入力（図５における（Ａ））と出力（図５における（Ｂ））とで、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒｓに応じた位相遅れが発生することがある。例えば、ゲイン30dＢで、出力側に周波数20Hzで50〜60degの位相遅れが発生する場合、周波数20Hzの音声信号を処理する際にゼロクロス動作をさせようとしても、入力（Ａ）はゼロクロス点（0または180deg位置）より50〜60deg位相が進んでいるため、正常なゼロクロス動作とはならない。その結果、大きなポップノイズを発生させてしまう。
【００５６】
図示は省略するが、オペアンプ３０の入力（Ａ）と出力（Ｂ）との位相差は、入力されたアナログ音声信号の周波数が第２のＨＰＦ４２のカットオフ周波数ｆｃ２に近いほど大きくなる。そして、位相差が大きいほど（ここでは振幅がピークとなる90deg或いは270degの位相差に近いほど）、ゼロクロス時のノイズ量は大きくなる。
【００５７】
そこで、このノイズ量を軽減するため、回路定数の調整を行う。具体的には、入力されたアナログ音声信号の周波数をカットオフ周波数ｆｃ２より高い周波数で制限する。これにより、位相遅れが生じる周波数成分を遮断することができ、ノイズ量を小さく抑えることが可能となる。なお、前述したように、従来はマイクアンプのゲインの大きさが固定であったため、そもそも回路定数の調整を行う必要はなかったが、本実施の形態のようにマイクアンプのゲインの大きさを可変とする構成でゼロクロス動作を行う場合には、こうした回路定数の調整は有効である。
【００５８】
図８は、カットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２の関係を模式的に説明する説明図である。図８（Ａ）に、入力されるアナログ音声信号（図の斜線）を模式的に示す。このアナログ音声信号において、カットオフ周波数ｆｃ２に近い周波数成分がノイズの発生に影響を及ぼすことから、図８（Ｂ）に示すように、ｆｃ２に近い成分が遮断されるように、カットオフ周波数ｆｃ１をカットオフ周波数ｆｃ２より高く設定し、カットオフ周波数ｆｃ１より低い周波数成分を遮断する。
【００５９】
このように、第１のＨＰＦ４０のカットオフ周波数ｆｃ１を、第２のＨＰＦ４２のカットオフ周波数ｆｃ２より高く設定することで、カットオフ周波数ｆｃ２に近い成分を遮断する。また、カットオフ周波数ｆｃ１とカットオフ周波数ｆｃ２との差を大きくするほど、カットオフ周波数ｆｃ２に近い成分をより多く遮断できるため、ゼロクロス時のノイズを軽減させることができる。
【００６０】
ここで、コンデンサＣ１の容量値をｃ１とし、抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１とした場合、カットオフ周波数ｆｃ１は以下の式で表される。
ｆｃ１＝１／（２π＊ｃ１＊ｒ１）
【００６１】
また、コンデンサＣ２の容量値をｃ２とし、抵抗Ｒｓの抵抗値をｒｓとした場合、カットオフ周波数ｆｃ２は以下の式で表される。
ｆｃ２＝１／（２π＊ｃ２＊ｒｓ）
【００６２】
従って、コンデンサＣ１の容量値ｃ１、抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１、コンデンサＣ２の容量値ｃ２、及び抵抗Ｒｓの抵抗値ｒｓの設定を予め調整しておくことで、カットオフ周波数ｆｃ１がカットオフ周波数ｆｃ２より大きくなるように調整する。なお、本実施の形態では、抵抗Ｒｓの抵抗値ｒｓは、ＡＬＣ１８により抵抗Ｒｆとの分割比が制御されて定まるものであるため、本実施の形態では、他の回路定数との関係で常にｆｃ１がｆｃ２より大きくなるように抵抗Ｒｓの抵抗値ｒｓの可変範囲（或いは分割比）に制限を設けておき、ＡＬＣ１８に設定しておく。
【００６３】
図９に、カットオフ周波数ｆｃ１，ｆｃ２の設定例とノイズ量のシミュレーション結果とを示す。図９に示すように、カットオフ周波数ｆｃ１とカットオフ周波数ｆｃ２との差が大きいほど、ノイズ量が小さくなっている。もちろん、これは一例であり、カットオフ周波数ｆｃ１及びカットオフ周波数ｆｃ２がこれらに限定されるものではない。
【００６４】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で様々な設計上の変更を行うことができる。
【００６５】
例えば、上記実施の形態では、１つの抵抗Ｒ２を２分割して帰還抵抗Ｒｆと抵抗Ｒｓとして用い、ＡＬＣ１８は、この分割比を制御することでマイクアンプ１２のゲインを制御する例について説明したが、これに限定されない。例えば、帰還抵抗Ｒｆと抵抗Ｒｓとを個別に設けることもできる。具体的には、マイクアンプ１２のオペアンプ３０の出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗Ｒｆに相当する抵抗Ｒａを設け、反転入力端子とコンデンサＣ２との間に抵抗Ｒｓに相当する抵抗Ｒｂを設けるようにしてもよい。このとき、抵抗Ｒａは可変抵抗として構成する。抵抗Ｒｂは固定抵抗とすることができる。ＡＬＣ１８は、抵抗Ｒａの抵抗値を制御することによりマイクアンプ１２のゲインを制御する。
【００６６】
また、このように反転入力側に２つの抵抗Ｒａ、Ｒｂを設けた場合には、前述した第２のＨＰＦ４２は、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒｂで構成される。従って、コンデンサＣ２の容量値をｃ２とし、抵抗Ｒｂの抵抗値をｒｂとした場合、第２のＨＰＦ４２のカットオフ周波数ｆｃ２は以下の式で表される。
【００６７】
ｆｃ２＝１／（２π＊ｃ２＊ｒｂ）
【００６８】
従って、ｆｃ１をｆｃ２より大きくなるように、コンデンサＣ１の容量値ｃ１、抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１、コンデンサＣ２の容量値ｃ２、及び抵抗Ｒｂの抵抗値ｒｂを予め設定しておく。
【符号の説明】
【００６９】
１０、１０ａ  信号処理装置
１２  マイクアンプ
１４  ＰＧＡ
１５  アンプ
１６  ＡＤＣ
１８  ＡＬＣ
２０  ゼロクロス検出器
３０  オペアンプ
３２  オペアンプ
３４  オペアンプ
３６  コンパレータ
４０  第１のＨＰＦ
４２  第２のＨＰＦ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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