(57)【要約】【課題】指令値とキャリアとの比較を少なくして電流形コンバータの制御を行う。【解決手段】指令値Ｉ*は三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周期の１／３の周期を有する三角波状の電流指令値である。キャリアＣ１は、指令値Ｉ*の周期よりも短い周期を有する三角波状の波形を呈する。比較結果信号Ｋａ，Ｋｂは、キャリアＣ１と指令値Ｉ*とを比較した結果を示すパルス信号である。位相３０〜９０度の区間において、比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｒｐをゲート信号Ｓｒｐ*として採用する。位相２７０〜３３０度の区間においては比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｒｐをゲート信号Ｓｒｐ*として採用する。【選択図】図６
2011223712.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相電圧を形成する第１乃至第３の相電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）がそれぞれ入力される第１乃至第３の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
前記第１乃至第３の入力端のそれぞれと前記第１の直流電源線との間に接続された第１乃至第３のスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記第１乃至第３の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された第４乃至第６のスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む電流形のアクティブコンバータ（１）と、
前記第１乃至第６のスイッチ素子の導通／非導通を制御する第１乃至第６の制御信号（Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*）を生成する制御回路（３）と
を備える交流／直流変換装置であって、
前記アクティブコンバータは、第１及び第２の直流電源線の間に、前記第２の直流電源線側よりも前記第１の直流電源線の方が電位が高い整流電圧（Ｖｄｃ）を出力し、
前記第１乃至第３のスイッチは、自身から前記第１の直流電源線へ向けてのみ電流を流し、
前記第４乃至第６のスイッチは、前記第２の直流電源線から自身へ向けてのみ電流を流し、
前記制御回路は
前記三相電圧と同期する同期信号（Ｖｐ）から、前記三相電圧の周期の１／３の周期を有する三角波状の電流指令値（Ｉ*）を生成する指令信号生成部（１１）と、
前記電流指令値の周期よりも短い周期を有する三角波状のキャリア（Ｃ１）と前記電流指令値とを比較した結果を、相補的な第１及び第２の比較結果信号（Ｋａ，Ｋｂ）として出力する比較部（１２）と、
前記第１及び第２の比較結果信号を入力する比較結果信号振り分け部（１４；１３，１６，１７）と
を有し、
前記比較結果信号振り分け部は、
前記第１の相電圧（Ｖｒ）が最大値を採ってから前記三相電圧の位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｒｐ）、及び前記第１の相電圧が最小値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｒｐ）を前記第１の制御信号（Ｓｒｐ*）として出力し、
前記第１の相電圧が最小値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｒｎ）、及び前記第１の相電圧が最大値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｒｎ）を前記第４の制御信号（Ｓｒｎ*）として出力し、
前記第２の相電圧（Ｖｓ）が最大値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｓｐ）、及び前記第２の相電圧が最小値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｓｐ）を前記第２の制御信号（Ｓｓｐ*）として出力し、
前記第２の相電圧が最小値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｓｎ）、及び前記第２の相電圧が最大値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｓｎ）を前記第５の制御信号（Ｓｓｎ*）として出力し、
前記第３の相電圧（Ｖｔ）が最大値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｔｐ）、及び前記第３の相電圧が最小値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｔｐ）を前記第３の制御信号（Ｓｔｐ*）として出力し、
前記第３の相電圧が最小値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｔｎ）、及び前記第３の相電圧が最大値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｔｎ）を前記第６の制御信号（Ｓｔｎ*）として出力する、交流／直流変換装置。
【請求項２】
前記比較結果信号振り分け部（１３，１６，１７）は、
前記同期信号（Ｖｐ）から、前記第１乃至第３の相電圧がそれぞれ上昇する期間で活性化する第１乃至第３の上昇信号（Ｃｒａ，Ｃｓａ，Ｃｔａ）及び、前記第１乃至第３の相電圧がそれぞれ下降する期間で活性化する第１乃至第３の下降信号（Ｃｒｂ，Ｃｓｂ，Ｃｔｂ）を生成する上昇／下降信号生成部（１７）と、
前記同期信号から、第１乃至第６のピーク範囲信号を生成するピーク範囲信号生成部（１６）（但し前記第１ピーク範囲信号（ｒｐ）は前記第１の相電圧（Ｖｒ）が最大値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間及び前記第１の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間においてのみ活性化し、前記第２ピーク範囲信号（ｒｎ）は前記第１の相電圧が最大値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間及び前記第１の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間においてのみ活性化し、前記第３ピーク範囲信号（ｓｐ）は前記第２の相電圧（Ｖｓ）が最大値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間及び前記第２の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間においてのみ活性化し、前記第４ピーク範囲信号（ｓｎ）は前記第２の相電圧が最大値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間及び前記第２の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間においてのみ活性化し、前記第５ピーク範囲信号（ｔｐ）は前記第３の相電圧（Ｖｔ）が最大値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間と、前記第３の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間においてのみ活性化し、前記第６ピーク範囲信号（ｔｎ）は前記第３の相電圧が最大値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間と、前記第３の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間においてのみ活性化する）と、
前記第１乃至前記第６のピーク範囲信号、前記第１乃至第３の上昇信号、前記第１乃至第３の下降信号、及び前記第１及び第２の比較結果信号（Ｋａ、Ｋｂ）を用いた論理積演算及び論理和演算を行って、前記第１乃至第６の制御信号（Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*）を生成する論理積／論理和演算部（１３）と
を有する、請求項１記載の交流／直流変換装置。
【請求項３】
前記電流指令値は、前記位相６０度分の区間で上昇する上昇波形と、前記位相６０度分の区間で下降する下降波形とを繰り返して採り、
前記キャリアの最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとすると、
前記上昇波形は、前記上昇波形が上昇を開始する時点を起点とする位相角φに対して、（（ｍ＋Ｍ）＋√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２を採り、
前記下降波形は、前記下降波形が下降を開始する時点を起点とする位相角θに対して、（（ｍ＋Ｍ）−√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２を採る、請求項１又は請求項２記載の交流／直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は多相の交流を直流に変換する交流／直流変換装置に関する。当該交流／直流変換装置は直流／交流変換装置と組み合わせて、例えば直流リンク部に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置を構成する。
【背景技術】
【０００２】
直接形電力変換装置として、電流形コンバータと電圧形インバータとを組み合わせた構成が公知である。ここで例えば電流形コンバータは、単なるダイオードブリッジのようにその転流が入力電圧にのみ依存するものではなく、外部からの制御によって導通／非導通が制御されるアクティブコンバータが採用される。かかる構成は特許文献１乃至４で開示される。なお、線電流の通流比を台形波状に制御する技術を開示する非特許文献１がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４１３５０２６号公報
【特許文献２】特許第４１３５０２７号公報
【特許文献３】特許第４２７０３１６号公報
【特許文献４】特許第４３０１３３６号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Lixiang Wei,Thomas.A Lipo、「A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation」、IEEE IAS 2001、vol.3, pp1749-1754. 2001
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１では三相の電流形コンバータを制御するに当たり、一旦は台形波状の電圧指令信号を３つ生成する。そしてこれらの電圧指令信号をパルス幅変調用のキャリアと比較した結果を、電流形コンバータの制御用に論理変換している。よって電流コンバータの制御には三相分の比較と、三相分かつコンバータの上下アームのスイッチング制御用に合計６種の論理変換が必要となる。
【０００６】
特許文献２では三相の電流形コンバータを制御するに当たり、台形波状の電流指令信号を１２個生成する。そしてこれらと２種のキャリアとの比較を行って、６種の論理和を採ることにより、スイッチング制御用に６個の信号を得ている。
【０００７】
このように従来の技術では指令値とキャリアとの比較が多くなっていた。そこで本願では指令値とキャリアとの比較を少なくして電流形コンバータの制御を行う技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明にかかる交流／直流変換装置は、第１乃至第３の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、第１乃至第６のスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）を含む電流形のアクティブコンバータ（１）と、制御回路（３）とを備える交流／直流変換装置である。
【０００９】
前記第１乃至第３の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）には、三相電圧を形成する第１乃至第３の相電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）がそれぞれ入力される。
【００１０】
前記アクティブコンバータは、第１及び第２の直流電源線の間に、前記第２の直流電源線側よりも前記第１の直流電源線の方が電位が高い整流電圧（Ｖｄｃ）を出力する。
【００１１】
前記第１乃至第３のスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）は、前記第１乃至第３の入力端のそれぞれと前記第１の直流電源線との間に接続される。
【００１２】
前記第４乃至第６のスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）は、前記第１乃至第３の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続される。
【００１３】
前記制御回路（３）は、前記第１乃至第６のスイッチ素子の導通／非導通を制御する第１乃至第６の制御信号（Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*）を生成する。
【００１４】
そして前記第１乃至第３のスイッチは、自身から前記第１の直流電源線へ向けてのみ電流を流す。また前記第４乃至第６のスイッチは、前記第２の直流電源線から自身へ向けてのみ電流を流す。
【００１５】
この発明にかかる交流／直流変換装置の第１の態様では、前記制御回路は、指令信号生成部（１１）と、比較部（１２）と、比較結果信号振り分け部（１４；１３，１６，１７）とを有する。
【００１６】
前記指令信号生成部（１１）は、前記三相電圧と同期する同期信号（Ｖｐ）から、前記三相電圧の周期の１／３の周期を有する三角波状の電流指令値（Ｉ*）を生成する。
【００１７】
前記比較部（１２）は、前記電流指令値の周期よりも短い周期を有する三角波状のキャリア（Ｃ１）と前記電流指令値とを比較した結果を、相補的な第１及び第２の比較結果信号（Ｋａ，Ｋｂ）として出力する。
【００１８】
前記比較結果信号振り分け部（１４）は、前記第１及び第２の比較結果信号を入力し、前記第１乃至第６の制御信号を生成する。
【００１９】
前記比較結果信号振り分け部は、前記第１の相電圧（Ｖｒ）が最大値を採ってから前記三相電圧の位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｒｐ）、及び前記第１の相電圧が最小値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｒｐ）を前記第１の制御信号（Ｓｒｐ*）として出力する。
【００２０】
また前記比較結果信号振り分け部は、前記第１の相電圧が最小値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｒｎ）、及び前記第１の相電圧が最大値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｒｎ）を前記第４の制御信号（Ｓｒｎ*）として出力する。
【００２１】
また前記比較結果信号振り分け部は、前記第２の相電圧（Ｖｓ）が最大値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｓｐ）、及び前記第２の相電圧が最小値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｓｐ）を前記第２の制御信号（Ｓｓｐ*）として出力する。
【００２２】
また前記比較結果信号振り分け部は、前記第２の相電圧が最小値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｓｎ）、及び前記第２の相電圧が最大値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｓｎ）を前記第５の制御信号（Ｓｓｎ*）として出力する。
【００２３】
また前記比較結果信号振り分け部は、前記第３の相電圧（Ｖｔ）が最大値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｔｐ）、及び前記第３の相電圧が最小値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｔｐ）を前記第３の制御信号（Ｓｔｐ*）として出力する。
【００２４】
また前記比較結果信号振り分け部は、前記第３の相電圧が最小値を採ってから前記位相３０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第１の比較結果信号（Ｋａｔｎ）、及び前記第３の相電圧が最大値を採ってから前記位相９０度分が経過した時点を起点とした前記位相６０度分の区間における前記第２の比較結果信号（Ｋｂｔｎ）を前記第６の制御信号（Ｓｔｎ*）として出力する。
【００２５】
この発明にかかる交流／直流変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記比較結果信号振り分け部（１４；１３，１６，１７）は、上昇／下降信号生成部（１７）と、ピーク範囲信号生成部（１６）と、論理積／論理和演算部（１３）とを有する。
【００２６】
前記上昇／下降信号生成部（１７）は、前記同期信号（Ｖｐ）から、前記第１乃至第３の相電圧がそれぞれ上昇する期間で活性化する第１乃至第３の上昇信号（Ｃｒａ，Ｃｓａ，Ｃｔａ）及び、前記第１乃至第３の相電圧がそれぞれ下降する期間で活性化する第１乃至第３の下降信号（Ｃｒｂ，Ｃｓｂ，Ｃｔｂ）を生成する。
【００２７】
前記ピーク範囲信号生成部（１６）は、前記同期信号から第１乃至第６のピーク範囲信号を生成する。
【００２８】
前記論理積／論理和演算部（１３）は、前記第１乃至前記第６のピーク範囲信号、前記第１乃至第３の上昇信号、前記第１乃至第３の下降信号、及び前記第１及び第２の比較結果信号（Ｋａ、Ｋｂ）を用いた論理積演算及び論理和演算を行って、前記第１乃至第６の制御信号（Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*）を生成する。
【００２９】
但し前記第１ピーク範囲信号（ｒｐ）は前記第１の相電圧（Ｖｒ）が最大値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間及び前記第１の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間においてのみ活性化する。
【００３０】
また前記第２ピーク範囲信号（ｒｎ）は前記第１の相電圧が最大値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間及び前記第１の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間においてのみ活性化する。
【００３１】
また前記第３ピーク範囲信号（ｓｐ）は前記第２の相電圧（Ｖｓ）が最大値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間及び前記第２の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間においてのみ活性化する。
【００３２】
また前記第４ピーク範囲信号（ｓｎ）は前記第２の相電圧が最大値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間及び前記第２の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間においてのみ活性化する。
【００３３】
また前記第５ピーク範囲信号（ｔｐ）は前記第３の相電圧（Ｖｔ）が最大値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間と、前記第３の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間においてのみ活性化する。
【００３４】
また前記第６ピーク範囲信号（ｔｎ）は前記第３の相電圧が最大値を採る時点を中央とする前記位相１８０度分の区間と、前記第３の相電圧が最小値を採る時点を中央とする前記位相６０度分の区間においてのみ活性化する。
【００３５】
この発明にかかる交流／直流変換装置の第３の態様は、その第１乃至第２の態様のいずれかであって、前記電流指令値は、前記位相６０度分の区間で上昇する上昇波形と、前記位相６０度分の区間で下降する下降波形とを繰り返して採る。前記キャリアの最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとすると、前記上昇波形は、前記上昇波形が上昇を開始する時点を起点とする位相角φに対して、（（ｍ＋Ｍ）＋√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２を採る。また前記下降波形は、前記下降波形が下降を開始する時点を起点とする位相角φに対して、（（ｍ＋Ｍ）−√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２を採る。
【発明の効果】
【００３６】
この発明にかかる交流／直流変換装置の第１の態様によれば、従来の、電流形のアクティブコンバータを備える交流／直流変換装置と比較して、キャリアと比較すべき指令値を少なくできる。
【００３７】
この発明にかかる交流／直流変換装置の第２の態様によれば、比較結果信号振り分け部を簡単に構成することができる。
【００３８】
この発明にかかる交流／直流変換装置の第３の態様によれば、入力電流を正弦波状にし、高調波の発生を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】この発明の実施の形態にかかる交流／直流変換装置の制御を行う制御回路のブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態にかかる交流／直流変換装置を用いた交流／交流変換装置の回路図である。
【図３】交流／直流変換装置に採用されるスイッチ素子の構成を例示する回路図である。
【図４】直流／交流変換装置に採用されるスイッチ素子の構成を例示する回路図である。
【図５】交流／直流変換装置における諸元の振る舞いを示すグラフである。
【図６】キャリアと指令値との比較からゲート信号を得る処理を示すグラフである。
【図７】キャリアと指令値との比較からゲート信号を得る処理を示すグラフである。
【図８】キャリアと指令値との比較からゲート信号を得る処理を示すグラフである。
【図９】キャリアと指令値との比較を示すグラフである。
【図１０】信号波とキャリアとの比較によって得られるパルス列を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
図２はこの発明の実施の形態にかかる交流／直流変換装置１を用いた交流／交流変換装置の回路図である。交流／直流変換装置１は直流／交流変換装置２と共に直接形電力変換装置を構成する。
【００４１】
交流／直流変換装置１と直流／交流変換装置２とは、一対の直流電源線ＬＨ，ＬＬによって接続されている。交流／直流変換装置１の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔはそれぞれ上アーム側のスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐを介して直流電源線ＬＨに接続される。また入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔはそれぞれ下アーム側のスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを介して直流電源線ＬＬに接続される。交流／直流変換装置１の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔには、図示しない電源から三相交番電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが引加される。交流／直流変換装置１は交番電圧である相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流し、直流電源線ＬＬ，ＬＨの間に、直流電源線ＬＬ側よりも直流電源線ＬＨの方が電位が高い整流電圧Ｖｄｃを出力する。
【００４２】
直流／交流変換装置２の出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗはそれぞれ上アーム側のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを介して直流電源線ＬＨに接続される。また出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗはそれぞれ下アーム側のスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを介して直流電源線ＬＬに接続される。直流／交流変換装置２の出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは三相交番電圧が出力される。
【００４３】
交流／直流変換装置１は電流形のアクティブコンバータであり、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐは自身から直流電源線ＬＨへ向けてのみ電流を流し、スイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは直流電源線ＬＬから自身へ向けてのみ電流を流す。
【００４４】
図３は交流／直流変換装置１に採用されるスイッチ素子の構成を例示する回路図である。交流／直流変換装置１に採用されるスイッチ素子は同図（ａ）のように高速ダイオードとＩＧＢＴとを相互に直列接続した構成とすることができる。あるいは同図（ｂ）のように逆阻止ＩＧＢＴを採用することができる。ここで文字ｘは文字ｒ，ｓ，ｔを代表する。
【００４５】
直流／交流変換装置２は電圧形のインバータであり、これに採用されるスイッチ素子の構成を図４に例示する。直流／交流変換装置２に採用されるスイッチ素子は例えば環流ダイオードつきのＩＧＢＴを採用することができる。文字ｙは文字ｕ，ｖ，ｗを代表する。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ同士の短絡を防ぐため、直流／交流変換装置２の上アーム側のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アーム側のスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ択一的に導通する。また直流電源線ＬＨ，ＬＬ同士の短絡を防ぐため、直流／交流変換装置２において同じ相に対応する上アーム側のスイッチ素子と下側のスイッチ素子との間でも、択一的に導通する。
【００４６】
入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに入力する電流（線電流）を、それぞれ線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔとする。この場合、電源高調波の発生を抑制するためには線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが正弦波状であることが望ましい。そこでまず、線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを正弦波状にするための電流指令値について、特許文献１乃至４を参考に簡単に説明する。
【００４７】
図５は、交流／直流変換装置１の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにそれぞれ入力される相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと、各相の通流比（デューティー）と、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧と、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを例示するグラフである。各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、２つの相電圧が正で残りの１つの相電圧が負である領域１と、２つの相電圧が負で残りの１つの相電圧が正である領域２の何れかの領域に区別される。そして、これら領域１，２が位相角６０度毎に交互に繰り返し現れる。具体的には相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは下記の式に基づいている。
【００４８】
【数１】
2011223712.tif 000003
【００４９】
領域１，２のそれぞれにおいて、相電圧の絶対値が最も大きい相（最大相もしくは最小相）についてはスイッチ素子を常に導通させ、それ以外の２つの相（これらはいずれも最大相または最小相とは極性が反対）については所定の通流比でスイッチ素子を導通させる。
【００５０】
通流比が正の場合はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐのデューティを示し、通流比が負の場合にはスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎのデューティを示す。最小相に対応する相については直流電源線ＬＬに接続されるスイッチ素子が常に導通するので通流比は−１であり、最大相に対応する相については直流電源線ＬＨに接続されるスイッチ素子が常に導通するので通流比は１である。
【００５１】
最大相もしくは最小相に対応するスイッチ素子は常に導通するので、整流電圧Ｖｄｃは、最大相と最小相との間の線間電圧Ｅｍａｘと、最小相と中間相（領域１）又は最大相と中間相（領域２）との間の線間電圧Ｅｍｉｄの２つの電位が得られる。また、整流電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ＾は、各々の通流比を乗じることにより得られ、次のように表され、上記の通流比でスイッチングすることにより、平均値Ｖｄｃ＾は脈流状の電圧波形となる。
【００５２】
【数２】
2011223712.tif 000004
【００５３】
直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流ｉｄｃ＿ａｖｇは、インバータの出力電流の振幅をＩ０として、ｋ・Ｉ０・ｃｏｓψ・ｃｏｓθｉｎで示される。但し、ｋは変調率であって０＜ｋ＜√３／２、ψは出力電圧と出力電流の位相差である。
【００５４】
交流／直流変換装置１側では一相が導通状態であり、二相が各々の通流比でスイッチングするため、例えば位相角３０度から９０度の領域において、各相の線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは、次のように表される。
【００５５】
【数３】
2011223712.tif 000005
【００５６】
その他の位相角についても同様の結果となり、以って線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを正弦波とすることができる。
【００５７】
上記通流比は、相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの対象性から、領域１，２のそれぞれにおいて個別に位相角φ（０≦φ≦π／３）を導入すれば、通流比が傾斜する領域（以下「傾斜領域」と仮称する）の波形の絶対値は、各相の傾斜領域に対して共通に表現できる。位相角φが増大するとともに通流比が増大する領域ではその通流比は次のようにと表される。
【００５８】
【数４】
2011223712.tif 000006
【００５９】
同様にして位相角φが増大するとともに通流比が減少する傾斜領域ではその通流比は（１＋√３ｔａｎ（φ−π／６））／２と表される。
【００６０】
このような通流比をキャリアＣ１に対する指令値としてパルス幅変調して得られるパルス信号で交流／直流変換装置１のスイッチ素子を制御すれば、当該通流比に応じたスイッチングが行われることになる。よってかかる通流比を電流指令値として採用すれば、交流／直流変換装置１に入力する線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを正弦波とすることができる。
【００６１】
もちろん、キャリアＣ１の振幅、中央値が異なれば上記の表現も異なる。例えばキャリアＣ１の最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとするとその振幅は（Ｍ−ｍ）／２，中央値は（Ｍ＋ｍ）／２となるので、位相角φが増大するとともに通流比が増大する傾斜領域では通流比は下記で示される。
【００６２】
【数５】
2011223712.tif 000007
【００６３】
また位相角φが増大するとともに通流比が減少する傾斜領域では通流比は下記で示される。
【００６４】
【数６】
2011223712.tif 000008
【００６５】
さて、上述のように、図５で示される通流比は、それが正の場合はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐのデューティを、負の場合にはスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎのデューティを、それぞれ示す。そこで特許文献２では通流比が正の場合と負の場合とで指令値を分け、それぞれ個別にキャリアとの比較を行っていた。
【００６６】
図９は特許文献２で採用されていたキャリアと指令値との比較を示すグラフである。図９ではその最上段にＲ相、Ｓ相、Ｔ相の通流比について示しているが、それよりも下段のグラフはＲ相の通流比に基づく波形を示している。
【００６７】
通流指令ｄｒｐ*は通流比が正の場合に対応した通流比であり、通流指令ｄｒｎ*は通流比が負の場合に対応した通流比である。そして信号分配信号Ｃｒａ，Ｃｒｂはそれぞれ通流指令ｄｒｐ*，ｄｒｎ*の波形を９０度進相して整形された波形を呈している。
【００６８】
そしてＲ相という一つの相において、四つの信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｐｂ*，ｄｒｎａ*，ｄｒｎｂ*を生成し、これらを二つのキャリアＡ，Ｂと比較している。キャリアＡ，Ｂは相互に、キャリア自身の位相に換算して１８０度ずれており、山谷が相互に逆の波形を呈している。
【００６９】
具体的には、信号波ｄｒｐａ*は通流指令ｄｒｐ*と信号分配信号Ｃｒａとの論理積で、信号波ｄｒｐｂ*は通流指令ｄｒｐ*と信号分配信号Ｃｒｂとの論理積で、信号波ｄｒｎａ*は通流指令ｄｒｎ*と信号分配信号Ｃｒａとの論理積で、信号波ｄｒｎｂ*は通流指令ｄｒｎ*と信号分配信号Ｃｒｂとの論理積で、それぞれ得られる（図９において円で囲まれた×印は論理積を表す）。
【００７０】
そして信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｎａ*はキャリアＡと比較され、信号波ｄｒｐｂ*，ｄｒｎｂ*はキャリアＢと比較される。
【００７１】
図１０は信号波とキャリアとの比較によって得られるパルス列を示すグラフであり、上側６段はＲ相についてのゲート信号の生成を示す。すなわち、パルス信号Ｓｒｐａは信号波ｄｒｐａ*とキャリアＡとの比較によって得られ、パルス信号Ｓｒｐｂは信号波ｄｒｐｂ*とキャリアＢとの比較によって得られ、パルス信号Ｓｒｎａは信号波ｄｒｎａ*とキャリアＡとの比較によって得られ、パルス信号Ｓｒｎｂは信号波ｄｒｎｂ*とキャリアＢとの比較によって得られる。そしてゲート信号Ｓｒｐ*はパルス信号Ｓｒｐａ，Ｓｒｐｂの論理和によって得られ、ゲート信号Ｓｒｎ*はパルス信号Ｓｒｎａ，Ｓｒｎｂの論理和によって得られる。同様にして、Ｓ相についてのゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*、Ｔ相についてのゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*が得られる（図１０の下側４段）。
【００７２】
信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｎａ*とキャリアＡとが比較されるのは位相２１０〜３３０度においてであり、この区間において通流指令ｄｒｐ*，ｄｒｎ*を合成すると三角波となる。同様に、信号波ｄｒｐｂ*，ｄｒｎｂ*とキャリアＢとが比較されるのは位相３０〜１５０度においてであり、この区間において通流指令ｄｒｐ*，ｄｒｎ*を合成しても三角波となる。
【００７３】
かかる観点から、本実施の形態ではスイッチ素子の導通／非導通を制御するゲート信号を、以下のようにして簡便に生成する。
【００７４】
図６はキャリアと指令値との比較からゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*を得る処理を示すグラフである。図６ではその最上段にＲ相、Ｓ相、Ｔ相の通流比を示す。そしてその直下に、本実施の形態で採用される指令値Ｉ*及びキャリアＣ１を示す。
【００７５】
指令値Ｉ*は三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周期の１／３の周期を有する三角波状の電流指令値である。つまり指令値Ｉ*の周期は三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相に換算して１２０度となり、三相電圧の位相６０度（＝π／６ラジアン）分の区間で上昇する上昇波形と、当該位相６０度分の区間で下降する下降波形とを繰り返して採る。
【００７６】
キャリアＣ１は、指令値Ｉ*の周期よりも短い周期を有する三角波状の波形を呈する。ここでは図示の簡便のため、キャリアＣ１の周期が指令値Ｉ*の周期の１／１２である場合を例示しているが、より短い周期を採用することができる。
【００７７】
キャリアＣ１は図９に示されたキャリアＡと同相の場合が例示されている。そして指令値Ｉ*は、位相２１０〜３３０度において、図９でキャリアＡと比較されていた信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｎａ*の論理和に相当する波形を呈する。よってキャリアＣ１と指令値Ｉ*との比較は、位相２１０〜３３０度においてはキャリアＡと信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｎａ*との比較と同等である。
【００７８】
また指令値Ｉ*は、位相３０〜１５０度において、図９でキャリアＢと比較されていた信号波ｄｒｐｂ*，ｄｒｎｂ*の論理和に相当する波形を上下反転して山谷が反対となった波形を呈する。キャリアＡ，Ｂの波形は相互に山谷が反転していることに鑑みれば、キャリアＣ１と指令値Ｉ*との比較は、位相３０〜１５０度においてはキャリアＢと信号波ｄｒｐｂ*，ｄｒｎｂ*との比較と同等である。
【００７９】
以上のことから、パルス幅変調が行われる位相の区間においては、キャリアＣ１と指令値Ｉ*との比較によって、望ましいパルス波形が得られることが分かる。
【００８０】
具体的に説明すると、図６に示す比較結果信号Ｋａは、キャリアＣ１と指令値Ｉ*とを比較した結果を示すパルス信号であり、キャリアＣ１が指令値Ｉ*以下のときに活性化し、キャリアＣ１が指令値Ｉ*を越えるときに非活性化する（あるいはキャリアＣ１が指令値Ｉ*未満のときに活性化し、キャリアＣ１が指令値Ｉ*以上のときに非活性化する）。比較結果信号Ｋｂは比較結果信号Ｋａと相補的なパルス信号である。
【００８１】
相電圧Ｖｒが位相０度で最大値を採って（図５参照）から位相３０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相３０〜９０度の区間において、比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｒｐをゲート信号Ｓｒｐ*として採用する。また相電圧Ｖｒが位相１８０度で最小値を採ってから位相９０度分が経過した位相２７０度を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相２７０〜３３０度の区間においては比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｒｐをゲート信号Ｓｒｐ*として採用する。
【００８２】
同様にして、相電圧Ｖｒが位相１８０度で最小値を採ってから位相３０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相２１０〜２７０度の区間において、比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｒｎをゲート信号Ｓｒｎ*として採用する。また相電圧Ｖｒが位相０度で最大値を採ってから位相９０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相９０〜１５０度の区間においては比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｒｎをゲート信号Ｓｒｎ*として採用する。
【００８３】
以上のようにして、パルス幅変調が行われる位相の区間において望ましいパルス波形が得られる。
【００８４】
ところで、図１０を参照して、ゲート信号Ｓｒｐ*は位相９０〜２７０度において非活性（論理ローに相当し、スイッチ素子Ｓｒｐを非導通にする）となってはいるものの、実は活性化（論理ハイに相当し、スイッチ素子Ｓｒｐを導通にする）していてもよい。図５を参照してこの位相の区間では電圧Ｖｒは最大相ではないし、上述のようにスイッチ素子Ｓｒｐは導通していたとしてもこれに電流が流れる方向は入力端Ｐｒから直流電源線ＬＨへ向かう方向に限られているためである。つまり位相９０〜２７０度においてスイッチ素子Ｓｒｐが導通しても交流／直流変換装置１の動作に不都合はない。同様のことが他のゲート信号についても言えるので、パルス幅変調に従って動作する位相６０度の区間以外ではいずれのスイッチ素子も導通してよい。
【００８５】
具体的にはゲート信号Ｓｒｐ*は位相９０〜２７０度で、ゲート信号Ｓｒｎ*は位相０〜９０度及び２７０〜３６０度で、ゲート信号Ｓｓｐ*は位相２１０〜３６０度及び０〜３０度で、ゲート信号Ｓｓｎ*は位相３０〜２１０度で、ゲート信号Ｓｔｐ*は位相０〜１５０度及び３３０〜３６０度で、そしてゲート信号Ｓｔｎ*は位相１５０〜３３０度で、それぞれ活性化してよい。
【００８６】
そこで本実施の形態では、パルス幅変調が行われる以外の位相の区間において活性化するゲート信号を生成することとにする。
【００８７】
具体的にはまず、図６を参照して、相電圧Ｖｒが上昇する期間、即ち位相１８０〜３６０度で活性化する上昇信号Ｃｒａと、相電圧Ｖｒが下降する期間、即ち位相０〜１８０度で活性化する下降信号Ｃｒｂとを得る。これは上述の特許文献２における信号分配信号Ｃｒａ，Ｃｒｂと一致するので同じ記号を採用している。
【００８８】
またピーク範囲信号ｒｐ，ｒｎを得る。ピーク範囲信号ｒｐは、相電圧Ｖｒが最大値を採る時点（位相０度）を中央とする位相６０度分の区間（位相３３０〜３６０度、０〜３０度）及び相電圧Ｖｒが最小値を採る時点（位相１８０度）を中央とする位相１８０度分の区間（位相９０〜２７０度）においてのみ活性化する。ピーク範囲信号ｒｎは相電圧Ｖｒが最大値を採る時点（位相０度）を中央とする位相１８０度分の区間（位相９０〜２７０度）及び相電圧Ｖｒが最小値を採る時点（位相１８０度）を中央とする位相６０度分の区間（位相１５０〜２１０度）においてのみ活性化する。
【００８９】
上昇信号Ｃｒａが活性化する（従って下降信号Ｃｒｂが非活性である）区間は、比較結果信号Ｋａがゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*に採用される区間を含む。下降信号Ｃｒｂが活性化する（従って上昇信号Ｃｒａが非活性である）区間は、比較結果信号Ｋｂがゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*に採用される区間を含む。
【００９０】
またピーク範囲信号ｒｐが非活性の区間はゲート信号Ｓｒｐ*がパルス幅変調を受けたパルスを呈する区間であり、ピーク範囲信号ｒｎが非活性の区間はゲート信号Ｓｒｎ*がパルス幅変調を受けたパルスを呈する区間である。
【００９１】
よって下記演算によってゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*が得られることになる。但し円で囲まれた×印は論理積を、円で囲まれた＋印は論理和を、上線は論理反転を示す。そして通常の四則演算と類似して、論理積は論理和に優先して演算される。
【００９２】
【数７】
2011223712.tif 000009
【００９３】
このようにして得られたゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*と図１０に示されたゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*とは、パルス幅変調を受けている区間において同一となることは明白である。よって比較結果信号Ｋａ，Ｋｂ、ピーク範囲信号ｒｐ，ｒｎ、上昇信号Ｃｒａ及び下降信号Ｃｒｂを用いて得られたゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*を、電流形のアクティブコンバータたる交流／直流変換装置１のゲート信号として採用することができる。
【００９４】
図７はキャリアと指令値との比較からゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*を得る処理を示すグラフである。図６と同様、その最上段にＲ相、Ｓ相、Ｔ相の通流比を示す。また比較結果信号Ｋａ，Ｋｂは図６を用いて説明したようにして得られる。
【００９５】
相電圧Ｖｓが位相１２０度で最大値を採って（図５参照）から位相３０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相１５０〜２１０度の区間において、比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｓｐをゲート信号Ｓｓｐ*として採用する。また相電圧Ｖｓが位相３００度で最小値を採ってから位相９０度分が経過した位相３０度を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相３０〜９０度の区間においては比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｓｐをゲート信号Ｓｓｐ*として採用する。
【００９６】
同様にして、相電圧Ｖｓが位相３００度で最小値を採ってから位相３０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相３３０〜３６０度及び０〜３０度の区間において、比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｓｎをゲート信号Ｓｓｎ*として採用する。また相電圧Ｖｓが位相１２０度で最大値を採ってから位相９０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相２１０〜２７０度の区間においては比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｓｎをゲート信号Ｓｓｎ*として採用する。
【００９７】
以上のようにしてＳ相についても、パルス幅変調が行われる位相の区間において望ましいパルス波形が得られる。
【００９８】
相電圧Ｖｓが上昇する期間、即ち位相３００〜３６０度及び０〜１２０度で活性化する上昇信号Ｃｓａと、相電圧Ｖｓが下降する期間、即ち位相１２０〜３００度で活性化する下降信号Ｃｓｂとを得る。
【００９９】
またピーク範囲信号ｓｐ，ｓｎを得る。ピーク範囲信号ｓｐは、相電圧Ｖｓが最大値を採る時点（位相１２０度）を中央とする位相６０度分の区間（位相９０〜１５０度）及び相電圧Ｖｓが最小値を採る時点（位相３００度）を中央とする位相１８０度分の区間（位相２１０〜３６０度、０〜３０度）においてのみ活性化する。ピーク範囲信号ｓｎは相電圧Ｖｓが最大値を採る時点（位相１２０度）を中央とする位相１８０度分の区間（位相３０〜２１０度）及び相電圧Ｖｓが最小値を採る時点（位相３００度）を中央とする位相６０度分の区間（位相２７０〜３３０度）においてのみ活性化する。
【０１００】
上昇信号Ｃｓａが活性化する（従って下降信号Ｃｓｂが非活性である）区間は、比較結果信号Ｋａがゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*に採用される区間を含む。下降信号Ｃｓｂが活性化する（従って上昇信号Ｃｓａが非活性である）区間は、比較結果信号Ｋｂがゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*に採用される区間を含む。
【０１０１】
またピーク範囲信号ｓｐが非活性の区間はゲート信号Ｓｓｐ*がパルス幅変調を受けたパルスを呈する区間であり、ピーク範囲信号ｓｎが非活性の区間はゲート信号Ｓｓｎ*がパルス幅変調を受けたパルスを呈する区間である。
【０１０２】
よって下記演算によってゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*が得られることになる。
【０１０３】
【数８】
2011223712.tif 000010
【０１０４】
このようにして得られたゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*と図１０に示されたゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*とは、パルス幅変調を受けている区間において同一となることは明白である。よって比較結果信号Ｋａ，Ｋｂ、ピーク範囲信号ｓｐ，ｓｎ、上昇信号Ｃｓａ及び下降信号Ｃｓｂを用いて得られたゲート信号Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*を、電流形のアクティブコンバータたる交流／直流変換装置１のゲート信号として採用することができる。
【０１０５】
図８はキャリアと指令値との比較からゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*を得る処理を示すグラフである。図６と同様、その最上段にＲ相、Ｓ相、Ｔ相の通流比を示す。また比較結果信号Ｋａ，Ｋｂは図６を用いて説明したようにして得られる。
【０１０６】
相電圧Ｖｔが位相２４０度で最大値を採って（図５参照）から位相３０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相２７０〜３３０度の区間において、比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｔｐをゲート信号Ｓｔｐ*として採用する。また相電圧Ｖｔが位相６０度で最小値を採ってから位相９０度分が経過した位相１５０度を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相１５０〜２１０度の区間においては比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｔｐをゲート信号Ｓｔｐ*として採用する。
【０１０７】
同様にして、相電圧Ｖｔが位相６０度で最小値を採ってから位相３０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相９０〜１５０度の区間において、比較結果信号Ｋａのうち当該区間にある部分Ｋａｔｎをゲート信号Ｓｔｎ*として採用する。また相電圧Ｖｔが位相２４０度で最大値を採ってから位相９０度分が経過した時点を起点とした位相６０度分の区間、即ち位相３３０〜３６０度及び０〜３０度の区間においては比較結果信号Ｋｂのうち当該区間にある部分Ｋｂｔｎをゲート信号Ｓｔｎ*として採用する。
【０１０８】
相電圧Ｖｔが上昇する期間、即ち位相６０〜２４０度で活性化する上昇信号Ｃｔａと、相電圧Ｖｔが下降する期間、即ち位相２４０〜３６０度及び０〜６０度で活性化する下降信号Ｃｔｂとを得る。
【０１０９】
またピーク範囲信号ｔｐ，ｔｎを得る。ピーク範囲信号ｔｐは、相電圧Ｖｔが最大値を採る時点（位相２４０度）を中央とする位相６０度分の区間（位相２１０〜２７０度）及び相電圧Ｖｔが最小値を採る時点（位相６０度）を中央とする位相１８０度分の区間（位相０〜１５０度、３３０〜３６０度）においてのみ活性化する。ピーク範囲信号ｔｎは相電圧Ｖｔが最大値を採る時点（位相２４０度）を中央とする位相１８０度分の区間（位相１５０〜３３０度）及び相電圧Ｖｔが最小値を採る時点（位相６０度）を中央とする位相６０度分の区間（位相３０〜９０度）においてのみ活性化する。
【０１１０】
上昇信号Ｃｔａが活性化する（従って下降信号Ｃｔｂが非活性である）区間は、比較結果信号Ｋａがゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*に採用される区間を含む。下降信号Ｃｔｂが活性化する（従って上昇信号Ｃｔａが非活性である）区間は、比較結果信号Ｋｂがゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*に採用される区間を含む。
【０１１１】
またピーク範囲信号ｔｐが非活性の区間はゲート信号Ｓｔｐ*がパルス幅変調を受けたパルスを呈する区間であり、ピーク範囲信号ｔｎが非活性の区間はゲート信号Ｓｔｎ*がパルス幅変調を受けたパルスを呈する区間である。
【０１１２】
よって下記演算によってゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*が得られることになる。
【０１１３】
【数９】
2011223712.tif 000011
【０１１４】
このようにして得られたゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*と図１０に示されたゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*とは、パルス幅変調を受けている区間において同一となることは明白である。よって比較結果信号Ｋａ，Ｋｂ、ピーク範囲信号ｔｐ，ｔｎ、上昇信号Ｃｔａ及び下降信号Ｃｔｂを用いて得られたゲート信号Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*を、電流形のアクティブコンバータたる交流／直流変換装置１のゲート信号として採用することができる。
【０１１５】
上記の説明から理解されるように、比較結果信号Ｋａ，ＫｂはＲ相、Ｓ相、Ｔ相のいずれに関しても、共通してゲート信号の生成に用いることができる。よって特許文献２のような従来の技術と比較して、キャリアと比較すべき指令値を少なく、具体的には唯一の指令値Ｉ*にすることができる。
【０１１６】
例えばキャリアＣ１の最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとすると、指令値Ｉ*の上昇波形は、当該上昇波形が上昇を開始する時点を起点とする位相角φ（ラジアン）に対して、上述の式（５）を採る。また指令値Ｉ*の下降波形は、当該下降波形が下降を開始する時点を起点とする位相角φに対して、上述の式（６）を採る。指令値Ｉ*がこのような波形を採ることにより、入力電流を正弦波状にし、高調波の発生を抑制できる。
【０１１７】
図１は、図２に示された制御回路３の構成を例示する。制御回路３は比較結果信号Ｋａ，Ｋｂ及び後述する電源同期信号Ｖｐを用いてゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*を出力する。
【０１１８】
具体的には制御回路３は指令信号生成部１１と、比較部１２と、比較結果信号振り分け部１４とを有する。
【０１１９】
指令信号生成部１１は、三相電圧と同期する電源同期信号Ｖｐを入力する。例えば電源同期信号Ｖｐには相電圧Ｖｒと同位相の正弦波）を採用できる。指令信号生成部１１は、電源同期信号Ｖｐから、三角波状の電流指令信号である、指令値Ｉ*を生成する。
【０１２０】
比較部１２は、キャリアＣ１と指令値Ｉ*とを比較した結果を比較結果信号Ｋａ，Ｋｂとして出力する。キャリアＣ１は例えば後述するキャリア生成部１５で生成される。ここでは比較部１２が比較器１２１と反転器１２２とを有している場合が例示されている。比較器１２１はキャリアＣ１よりも指令値Ｉ*の方が大きい（あるいは指令値Ｉ*がキャリアＣ１以上である）ときに活性化する比較結果信号Ｋａを出力する。反転器１２２は比較結果信号Ｋａの活性／非活性を反転して比較結果信号Ｋｂを出力する。
【０１２１】
比較結果信号振り分け部１４は比較結果信号Ｋａ，Ｋｂを入力し、ゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*を生成する。
【０１２２】
比較結果信号振り分け部１４は、上昇／下降信号生成部１７と、ピーク範囲信号生成部１６と、論理積／論理和演算部１３とを有する。
【０１２３】
上昇／下降信号生成部１７は、電源同期信号Ｖｐから上記の上昇信号Ｃｒａ，Ｃｓａ，Ｃｔａ及び下降信号Ｃｒｂ，Ｃｓｂ，Ｃｔｂを出力する。ピーク範囲信号生成部１６は、電源同期信号Ｖｐからピーク範囲信号ｒｐ，ｒｎ，ｓｐ，ｓｎ，ｔｐ，ｔｎを生成する。これらの生成は周知技術によって実現できるので詳細な説明は割愛する。上昇／下降信号生成部１７とピーク範囲信号生成部１６とはいずれも共通して電源同期信号Ｖｐを入力するので、両者を別々に設ける必要はない。
【０１２４】
論理積／論理和演算部１３は、比較結果信号Ｋａ，Ｋｂ、ピーク範囲信号ｒｐ，ｒｎ，ｓｐ，ｓｎ，ｔｐ，ｔｎ、上昇信号Ｃｒａ，Ｃｓａ，Ｃｔａ及び下降信号Ｃｒｂ，Ｃｓｂ，Ｃｔｂを用いて式（７）（８）（９）の論理演算を行ってゲート信号Ｓｒｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｐ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｐ*，Ｓｔｎ*を出力する。かかる論理演算は論理和と論理積の処理を用いた周知技術によって実現できるので詳細な説明は割愛する。
【０１２５】
このように指令信号生成部１１と、比較部１２と、比較結果信号振り分け部１４とは交流／直流変換装置１の動作を制御するので、全体としてコンバータ制御部として把握することができる。
【０１２６】
他方、制御部３は直流／交流変換装置２を制御するインバータ制御部も有する。インバータ制御部は特許文献１〜４等で詳述されているので、以下では簡単な説明に留める。
【０１２７】
制御部３はインバータ制御部として、出力電圧指令信号生成部２１、第１補正部２２、第２補正部２３、比較部２４，論理和演算部２５を備えている。なお、キャリア生成部１５は、インバータ制御部で用いるキャリアＣ１及びコンバータ制御部で用いるキャリアＣ２のいずれをも供給するので、インバータ制御部、コンバータ制御部のいずれか一方若しくはいずれにも属していると把握することができる。
【０１２８】
出力電圧指令生成部２１は、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についての出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の振幅は、例えば１に正規化されている。第１補正部２２及び第２補正部２３はいずれも出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と指令値Ｉ*とを入力し、出力電圧指令を補正する。具体的には、指令値Ｉ*及びキャリアＣ１，Ｃ２のいずれもが最小値０及び最大値１を採るとして、第１補正部２２は通流比ｄと値（１−ｄ）・Ｖｙ*との和を出力し、第２補正部２３は通流比ｄと値（１−Ｖｙ*）との積を出力する。
【０１２９】
例えば特許文献２ではＴ相の下アームが常時導通している状況でのコンバータの動作を例にとって説明しており、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔを用いての和が１であることに鑑みれば、通流比ｄ及び値（１−ｄ）はそれぞれ特許文献２における通流比ｄｒｔ，ｄｓｔに相当することが分かる。そして上述のように、指令値Ｉ*は、信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｎａ*の論理和等に相当する波形を有しているので、第１補正部２２及び第２補正部２３はいずれも指令値Ｉ*から通流比ｄ及び値（１−ｄ）を容易に得ることができる。
【０１３０】
比較部２４は、第１補正部２２によって補正された出力電圧指令及び第２補正部２３によって補正された出力電圧指令と、キャリアＣ２とを比較する。論理和部２５は、比較器２４の比較結果の論理和をとってスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを制御するゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*，Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*を出力する。
【０１３１】
もちろん、インバータ制御部の構成はここで例示したもの以外を用いてもよいが、キャリアＣ１，Ｃ２を共通のものとすることにより、キャリア生成部１５の構成は簡単となる。この観点からも、交流／直流変換装置１を制御するために唯一のキャリアＣ１を採用する、本実施の形態によるゲート信号の生成は望ましい。
【符号の説明】
【０１３２】
１  交流／直流変換装置
３  制御回路
１１  指令信号生成部
１２  比較部
１３  論理積／論理和演算部
１４  比較結果信号振り分け部
１６  ピーク範囲信号生成部
１７  上昇／下降信号生成部
Ｃ１  キャリア
Ｉ*指令値
Ｋａ，Ｋｂ  比較結果信号
ＬＨ，ＬＬ  直流電源線
Ｃｒａ，Ｃｓａ，Ｃｔａ  上昇信号
Ｃｒｂ，Ｃｓｂ，Ｃｔｂ  下降信号
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ  入力端
ｒｐ，ｒｎ，ｓｐ，ｓｎ，ｔｐ，ｔｎ  ピーク範囲信号
Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ  スイッチ素子
Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*  ゲート信号
Ｖｄｃ  整流電圧
Ｖｐ  電源同期信号
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ  相電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【手続補正書】
【提出日】平成23年4月1日(2011.4.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５７】
上記通流比は、相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの対称性から、領域１，２のそれぞれにおいて個別に位相角φ（０≦φ≦π／３）を導入すれば、通流比が傾斜する領域（以下「傾斜領域」と仮称する）の波形の絶対値は、各相の傾斜領域に対して共通に表現できる。位相角φが増大するとともに通流比が増大する領域ではその通流比は次のようにと表される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１９】
指令信号生成部１１は、三相電圧と同期する電源同期信号Ｖｐを入力する。例えば電源同期信号Ｖｐには相電圧Ｖｒと同位相の正弦波を採用できる。指令信号生成部１１は、電源同期信号Ｖｐから、三角波状の電流指令信号である、指令値Ｉ*を生成する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１２９】
例えば特許文献２ではＴ相の下アームが常時導通している状況でのコンバータの動作を例にとって説明しており、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔの和が１であることに鑑みれば、通流比ｄ及び値（１−ｄ）はそれぞれ特許文献２における通流比ｄｒｔ，ｄｓｔに相当することが分かる。そして上述のように、指令値Ｉ*は、信号波ｄｒｐａ*，ｄｒｎａ*の論理和等に相当する波形を有しているので、第１補正部２２及び第２補正部２３はいずれも指令値Ｉ*から通流比ｄ及び値（１−ｄ）を容易に得ることができる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項３】
前記電流指令値は、前記位相６０度分の区間で上昇する上昇波形と、前記位相６０度分の区間で下降する下降波形とを繰り返して採り、
前記キャリアの最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとすると、
前記上昇波形は、前記上昇波形が上昇を開始する時点を起点とする位相角φに対して、値（（ｍ＋Ｍ）＋√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２を採り、
前記下降波形は、前記下降波形が下降を開始する時点を起点とする位相角φに対して、値（（ｍ＋Ｍ）−√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２を採る、請求項１又は請求項２記載の交流／直流変換装置。
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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