(57)【要約】【課題】ビット数の少ないＡＤ変換器を用いて目標物を検出するＦＭ−ＣＷレーダ装置を得ること。【解決手段】送信波と反射波との周波数差の信号であるビート信号の出力先を切り替えるアナログスイッチ１２と、ビート信号に対して最も広い通過特性を持つバンドパスフィルタ１３と、ビート信号に対して所望の周波数以下の帯域を減衰させる特性を持つバンドパスフィルタ１４と、アナログスイッチ１２がビート信号の出力先としたバンドパスフィルタを入力元とする接続の切り替えを行うアナログスイッチ１５と、通過したバンドパスフィルタの特性に応じた利得でビート信号を増幅する利得制御増幅器１６と、ビート信号を通過させるバンドパスフィルタを決定して各アナログスイッチへ通知し、さらに、当該バンドパスフィルタの特性に基づいて利得制御増幅器１６の利得の大きさを決定する制御部１７と、を備える。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信波と目標物から反射された反射波とを用いて目標物を検出するＦＭ−ＣＷレーダ装置であって、
前記送信波と前記反射波との周波数差の信号であるビート信号の出力先を切り替える第１の切替手段と、
前記第１の切替手段により切り替え可能な出力先として、前記ビート信号に対して最も広い通過特性を持つバンドパスフィルタと、前記ビート信号に対して所望の周波数以下の帯域を減衰させる特性を持つ１つまたは異なる特性を持つ複数のバンドパスフィルタと、を備え、出力先となったいずれか１つのバンドパスフィルタが前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタ群と、
前記第１の切替手段が前記ビート信号の出力先としたバンドパスフィルタを入力元とする接続の切り替えを行い、当該バンドパスフィルタを通過して入力されたビート信号を出力する第２の切替手段と、
前記第２の切替手段が出力するビート信号を、通過したバンドパスフィルタの特性に応じた利得で増幅する増幅手段と、
増幅後のビート信号をアナログデジタル変換し、変換後のビート信号の周波数分布に基づいて目標物を検出する検出手段と、
前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタを決定し、当該バンドパスフィルタを、前記第１の切替手段におけるビート信号の出力先および前記第２の切替手段におけるビート信号の入力元として各切替手段へ通知し、さらに、当該バンドパスフィルタの特性に基づいて前記増幅手段の利得の大きさを決定する制御手段と、
を備えることを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタとして、
最も広い通過特性を持つバンドパスフィルタを選択した場合には、前記増幅手段の利得を最も小さくし、
所望の周波数以下の帯域を減衰させる特性を持つバンドパスフィルタを選択した場合には、前記増幅手段の利得を前記バンドパスフィルタの減衰帯域が大きいほど大きくする、
ことを特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記バンドパスフィルタ群から前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタを順次決定し、
すべてのバンドパスフィルタが前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタとして決定されるまで、前記バンドパスフィルタを決定する処理を繰り返し実行する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ビット数の少ないＡＤ変換器を用いて目標物を検出するＦＭ−ＣＷレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、衝突防止等を目的としたＦＭ−ＣＷ（Frequency  Modulation−Continuous  Wave）レーダ装置の開発が進められている。ＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理および構成については、下記非特許文献１において開示されている。
【０００３】
ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、直近の数ｍから２００ｍ程度までの広範囲をカバーする必要があり、反射電力が距離の４乗に反比例する性質をもつため、受信信号のダイナミックレンジを広く取る必要がある。そして、ダイナミックレンジの広い信号を正確に得るためには、ビット数が多く分解能が高いＡＤ（Analog  to  Digital）変換器を用いる必要がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】S.A.Hovanessian書  “Radar  System  Design  &  Analysis”  （Artech  House出版、P.78〜P.81）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来の技術によれば、ビット数が多く分解能が高いＡＤ変換器は、一般的に高価である。また、ビット数の多いＡＤ変換器は、回路内の抵抗を高精度に作り込む必要があるため、マイコンや他の制御回路を１つにまとめたＩＣのワンチップ化が難しく、コスト削減の障害となっている。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ビット数の少ないＡＤ変換器を用いた場合であっても、精度よく目標物を検出可能なＦＭ−ＣＷレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信波と目標物から反射された反射波とを用いて目標物を検出するＦＭ−ＣＷレーダ装置であって、前記送信波と前記反射波との周波数差の信号であるビート信号の出力先を切り替える第１の切替手段と、前記第１の切替手段により切り替え可能な出力先として、前記ビート信号に対して最も広い通過特性を持つバンドパスフィルタと、前記ビート信号に対して所望の周波数以下の帯域を減衰させる特性を持つ１つまたは異なる特性を持つ複数のバンドパスフィルタと、を備え、出力先となったいずれか１つのバンドパスフィルタが前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタ群と、前記第１の切替手段が前記ビート信号の出力先としたバンドパスフィルタを入力元とする接続の切り替えを行い、当該バンドパスフィルタを通過して入力されたビート信号を出力する第２の切替手段と、前記第２の切替手段が出力するビート信号を、通過したバンドパスフィルタの特性に応じた利得で増幅する増幅手段と、増幅後のビート信号をアナログデジタル変換し、変換後のビート信号の周波数分布に基づいて目標物を検出する検出手段と、前記ビート信号を通過させるバンドパスフィルタを決定し、当該バンドパスフィルタを、前記第１の切替手段におけるビート信号の出力先および前記第２の切替手段におけるビート信号の入力元として各切替手段へ通知し、さらに、当該バンドパスフィルタの特性に基づいて前記増幅手段の利得の大きさを決定する制御手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、ビット数の少ないＡＤ変換器を用いた場合であっても、目標物の検出を行うことができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、送信波形と受信波形の周波数の変化を示す図である。
【図３】図３は、ビート信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図４】図４は、近距離の目標物と遠距離の目標物が混在している場合の周波数スペクトルを示す図である。
【図５】図５は、ビット数の少ないＡＤ変換器を用いた場合の周波数スペクトルを示す図である。
【図６】図６は、本実施の形態のＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。
【図７−１】図７−１は、ＢＰＦ１３の特性を示す図である。
【図７−２】図７−２は、ＢＰＦ１３を用いた場合のターゲットスペクトル特性を示す図である。
【図８−１】図８−１は、ＢＰＦ１４の特性を示す図である。
【図８−２】図８−２は、ＢＰＦ１４を用いた場合のターゲットスペクトル特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態．
まず、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理について、従来の構成に基づいて説明する。図１は、従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、ＦＭ（Frequency  Modulation）変調回路１と、発振器２と、方向性結合器３と、送信アンテナ４と、受信アンテナ５と、ミキサ６と、増幅器７と、ＤＣカットフィルタ８と、ＡＤ変換器９と、周波数分析部１０と、目標検出部１１と、を備える。
【００１２】
まず、ＦＭ変調回路１が、周波数変調（以下、ＦＭとする。）信号を発生して発振器２へ送る。発振器２は、ＦＭ信号で変調された高周波信号を発生し、方向性結合器３を介して送信アンテナ４と、ミキサ６に送る。送信アンテナ４は、送られてきた高周波信号をレーダ装置前方の目標物に送信波として発射する。
【００１３】
ここで、目標物が存在する場合、時間遅れを生じた受信波（反射波）が受信アンテナ５によって受信される。このとき、受信アンテナ５は、反射波をミキサ６へ送る。ミキサ６は、反射波と方向性結合器３によって分配された送信波の周波数差の信号（以下、ビート信号とする。）を発生して増幅器７へ送る。増幅器７は、ビート信号を増幅してＤＣカットフィルタ８に送る。ＤＣカットフィルタ８は、ＤＣ成分を削除して、ＤＣ成分削除後のビート信号をＡＤ変換器９に送る。
【００１４】
ＡＤ変換器９は、ビート信号をアナログ信号形式からデジタル信号形式に変換して周波数分析部１０へ送る。周波数分析部１０は、デジタル化されたビート信号を取り込み、ＦＦＴ（Fast  Fourier  Transform：高速フーリエ変換）等の処理により周波数分布（周波数スペクトル）を求める。目標検出部１１は、周波数分布と閾値とを比較して、閾値を越えたものの中で極大となるものを目標物とし、さらにピックアップされた周波数により、目標物の相対距離及び相対速度を算出する。
【００１５】
ここで、目標物の相対距離および相対速度の算出する方法について説明する。図２は、送信波形と受信波形の周波数の変化を示す図である。また、図３は、ビート信号の周波数スペクトルを示す図である。
【００１６】
まず、ＦＭ−ＣＷレーダ装置では、送信周波数を、ｕｐチャープ区間では直線的に上昇し、ｄｏｗｎチャープ区間では直線的に下降する変化をさせて電波を送信する。測定対象がＦＭ−ＣＷレーダ装置に対して相対速度Ｖ、相対距離Ｒで存在していた場合、光速Ｃ［ｍ／ｓ］、送信波長λ［ｍ］として、ＦＭ−ＣＷレーダ装置が時間Ｔｍの区間でΔｆだけ送信周波数を変化させたとすると、ドップラー周波数ｆｄを式（１）、距離に比例した送信周波数と受信周波数の時間差により生じる距離周波数ｆｒを式（２）、ｕｐチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１を式（３）、ｄｏｗｎチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２を式（４）で表わすことができる。
【００１７】
【数１】
2011237268.tif 000003
【００１８】
【数２】
2011237268.tif 000004
【００１９】
【数３】
2011237268.tif 000005
【００２０】
【数４】
2011237268.tif 000006
【００２１】
ここで、距離周波数ｆｒがドップラー周波数ｆｄよりも大きい場合、式（５）が成立する。
【００２２】
【数５】
2011237268.tif 000007
【００２３】
式（５）に式（２）を代入することにより、ＦＭ−ＣＷレーダ装置から目標物までの相対距離Ｒを表す式（６）を求めることができる。
【００２４】
【数６】
2011237268.tif 000008
【００２５】
式（６）より、ｕｐチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１とｄｏｗｎチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２を用いて、目標物までの距離が求めることができる。また、距離周波数ｆｒを算出することにより、式（１）、式（３）および式（４）を用いて相対速度Ｖを求めることができる。
【００２６】
このとき、ドップラー周波数ｆｄ＜＜距離周波数ｆｒが成り立つ場合、距離が遠いほどビート周波数が高く出る。一方、受信電力Ｐｒは、式（７）に示されるように距離の４乗に反比例して減衰する。
【００２７】
【数７】
2011237268.tif 000009
【００２８】
式（７）において、Ｐｔは送信電力を、Ｇｔは送信アンテナ利得を、Ｇｒは受信アンテナ利得を、σは前方車両等の目標物の散乱断面積を、それぞれ示すものである。
【００２９】
ここで、目標物の距離とＡＤ変換器９のビット数の関係について説明する。図４は、近距離の目標物と遠距離の目標物が混在している場合の周波数スペクトルを示す図である。図５は、近距離の目標物と遠距離の目標物が混在している状況でビット数の少ないＡＤ変換器を用いて観測した場合の周波数スペクトルを示す図である。
【００３０】
一般に、ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、カバーする範囲内で目標物が１つしかない状況は稀であり、通常は複数の目標物が存在するため、例えば、図４、図５に示すように近距離と遠距離の目標物の周波数ピークが発生する。距離の差が開くほどピークレベルの差が大きくなり、加えて遠距離の目標物の散乱断面積が小さいとさらに差が大きくなる。
【００３１】
そのため、受信信号を取り込むＡＤ変換器９には、広いダイナミックレンジが要求される。ＡＤ変換器９では、ビット数が多くなるほどダイナミックレンジも広くなるが、同時に、変換速度が速く、リニアリティが良いほど高価となる。一方、ＦＭ−ＣＷレーダ装置では、コストを抑えるためにビット数が少ないＡＤ変換器９を使用した場合、図５に示すようにダイナミックレンジが狭くなり、遠距離の目標物を示す信号がノイズレベルに埋もれてしまい検出できない、という問題が発生する。例えば、ＡＤ変換器９のｂｉｔ数を１２ｂｉｔにした場合と８ｂｉｔにした場合とで比較すると、ダイナミックレンジに約２４ｄＢの開きがあり、８ｂｉｔのＡＤ変換器９で微小信号を検出しようとすると、ＡＤ変換器９自体のノイズが障害となり、微小信号である目標物を示す信号が埋もれてしまう。
【００３２】
そこで、本実施の形態では、異なるフィルタ特性を持つ複数のバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦとする。）を用いてＦＭ−ＣＷレーダ装置を構成する。図６は、本実施の形態のＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。本実施の形態のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、ＦＭ変調回路１と、発振器２と、方向性結合器３と、送信アンテナ４と、受信アンテナ５と、ミキサ６と、増幅器７と、アナログスイッチ１２と、ＢＰＦ１３と、ＢＰＦ１４と、アナログスイッチ１５と、利得制御増幅器１６と、制御部１７と、ＡＤ変換器９と、周波数分析部１０と、目標検出部１１と、を備える。
【００３３】
アナログスイッチ１２は、制御部１７の制御に基づいて、ビート信号の出力先となるＢＰＦを切り替える。ＢＰＦ１３は、低域から高域まで広い通過特性を持つバンドパスフィルタである。ＢＰＦ１４は、低域を減衰させる特性を持つバンドパスフィルタである。アナログスイッチ１５は、制御部１７の制御に基づいて、いずれかのＢＰＦからフィルタ通過後のビート信号を入力し、利得制御増幅器１６へ出力する。利得制御増幅器１６は、利得を増減することができ、制御部１７の制御に基づいて、入力したビート信号に対して利得を変更して増幅する。制御部１７は、ビート信号が通過するＢＰＦを決定し、アナログスイッチ１２、アナログスイッチ１５、および利得制御増幅器１６の各動作を制御する。その他の構成は図１に示す従来の構成と同様であるので説明を省略する。なお、ＡＤ変換器９は、従来のビット数より少ないビット数（例えば、８ｂｉｔのＡＤ変換器）のものを使用する。
【００３４】
つづいて、本実施の形態のＦＭ−ＣＷレーダ装置の動作について説明する。なお、図１に示す従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置とは、ＤＣカットフィルタ８以外の部分は従来同等のため、従来と異なる部分について説明する。
【００３５】
図７−１は、低周波数領域からビート周波数の上限の周波数領域までの広い利得を持つバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１３）の特性を示す図である。また、図７−２は、ＢＰＦ１３を用いた場合のターゲットスペクトル特性の例を示す図である。
【００３６】
図８−１は、低周波数領域の利得を減衰させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１４）の特性を示す図である。図８−２は、ＢＰＦ１４を用いた場合のターゲットスペクトル特性の例を示す図である。
【００３７】
ＦＭ−ＣＷレーダ装置では、周波数変調の傾きを大きくとると、ドップラー効果によって生じるビート周波数と比較して、目標までの距離差で発生するビート周波数が支配的になる。そのため、速度に関わらず、距離が遠いほどビート信号の周波数が高くなる。この場合、ビート信号の周波数の帯域で近距離か遠距離かを区別できるため、反射レベルの低い遠距離からの目標信号に対しては、高周波領域の利得を上げることでＡＤ変換器９のダイナミックレンジに目標信号を追い込むことができる。
【００３８】
まず、近距離目標を検出するために、制御部１７においてＢＰＦ１３がビート信号を通過させることを決定し、制御部１７からの通知に基づいて、アナログスイッチ１２はビート信号の出力先をＢＰＦ１３側に、アナログスイッチ１５はビート信号の入力元をＢＰＦ１３側に、それぞれ設定する。また、利得制御増幅器１６は、制御部１７からの通知に基づいて、近距離目標でＡＤ変換器９が飽和しないレベルに利得を設定する。
【００３９】
この状態で受信信号の周波数解析を行うと、ＢＰＦ１３は、図７−１に示す特性を持つため、ビート信号の所定の周波数帯を均等に出力する。そして、利得制御増幅器１６は、近距離目標を示すピークが飽和しないレベルでビート信号を増幅する。その後、ＡＤ変換器９から目標検出部１１において目標物の検出を行うが、目標検出部１１では、遠距離の微小信号はＡＤ変換器９の持つノイズレベルに埋もれてしまい検出することができない。しかしながら、近距離のノイズレベルより高い目標信号については検出可能なため、目標検出部１１は、近距離の信号について、そのピーク周波数とピークレベルを取り込んでおく（図７−２参照）。
【００４０】
つぎに、遠距離目標を検出するために、制御部１７においてＢＰＦ１４がビート信号を通過させることを決定し、制御部１７からの通知に基づいて、アナログスイッチ１２はビート信号の出力先をＢＰＦ１４側に、アナログスイッチ１５はビート信号の入力元をＢＰＦ１４側に、それぞれ設定する。また、利得制御増幅器１６は、制御部１７の通知に基づいて、近距離目標検出時よりも利得を上げ、ＡＤ変換器９が飽和しないレベルに利得を設定する。
【００４１】
この状態で受信信号の周波数解析を行うと、ＢＰＦ１４は、図８−１に示す特性を持つため、ビート信号の低周波数帯を減衰させて出力する。そして、利得制御増幅器１６は、遠距離目標を示すピークが飽和しないレベルでビート信号を増幅する。その後、ＡＤ変換器９から目標検出部１１において目標物の検出を行うが、目標検出部１１では、減衰領域に埋もれている近距離目標を検出できない。しかしながら、遠距離の微小信号については大きな利得で増幅されているため、目標検出部１１は、ＡＤ変換器９のノイズに埋もれることなく検出することができる（図８−２参照）。
【００４２】
このように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、目標物を検出する場合に、全範囲同時に対象とするのではなく、距離に応じて分割して行う。全範囲を同時に対象とせず、限られた範囲に限定することで、ビット数が少なくダイナミックが狭いＡＤ変換器を用いた場合でも、その限られた範囲の中では、十分に目標物の検出を行うことができる。この場合、目標検出部１１では、ＢＰＦ１３を通過したビート信号、およびＢＰＦ１４を通過したビート信号の２つにビート信号に対して検出を行うことで、全範囲の検出を行うことが可能である。
【００４３】
また、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の制御部１７は、定期的にアナログスイッチ１２、１５を順次切り替えて、目標検出部１１が、所定の期間内にＢＰＦ１３を通過したビート信号、およびＢＰＦ１４を通過したビート信号、の２つのビート信号について検出ができるようにする。なお、アナログスイッチ１２は、入力されたビート信号の出力先を切り替えるのみであるので、ＢＰＦ１３に入力されたビート信号と、つぎにＢＰＦ１４に入力されたビート信号とは、完全には一致しない。しかしながら、制御部１７が、アナログスイッチ１２の出力先を瞬時に切り替える制御を行うことによって、ＢＰＦ１３およびＢＰＦ１４に入力されるビート信号が同程度のものであるとみなすことができる。
【００４４】
また、本実施の形態では、アナログスイッチ１２がＢＰＦ１３、１４へ出力するビート信号は時系列的に連続する異なるタイミングのものであるが、これに限定するものではない。例えば、アナログスイッチ１２が、ある特定の時間のビート信号を記憶するための記憶部を備え、ＢＰＦ１３、１４へ同タイミングのビート信号を出力してもよい。
【００４５】
また、バンドパスフィルタの数を３つ以上にすることも可能である。例えば、遠距離、中距離、近距離等、距離に応じて、目標物の検出精度を上げることができる。この場合、複数のバンドパスフィルタは、それぞれ異なる特性を持って低い周波数帯を減衰させる。また、利得制御増幅器１６における利得の大きさは、バンドパスフィルタによって減衰された帯域が大きくなるほど、利得を大きくする。減衰された低い周波数帯が大きいほど、より遠距離の周波数スペクトルだけが通過するため、検出する距離に応じて利得の大きさを変化させることができる。
【００４６】
以上説明したように、本実施の形態では、ＦＭ−ＣＷレーダ装置が周波数特性の異なるＢＰＦを備え、近距離の目標物を対象とするときは、広い帯域のＢＰＦを用い、ＢＰＦ通過後のビート信号に対してピークレベルが飽和しないレベルの増幅を行って得た周波数分布から近距離の目標物を検出する。一方、遠距離の目標物を対象とするときは、低い周波数帯を減衰させる特性のＢＰＦを用い、ＢＰＦ通過後のビート信号に対して、広い帯域のＢＰＦを用いたときよりも大きな利得で増幅を行って得た周波数分布から目標物を検出する。これにより、ビット数が少なくダイナミックレンジの狭いＡＤ変換器を用いた場合であっても、遠距離から近距離まで幅広く目標物を検出でき、低コストのＡＤ変換器を採用することが可能になる。また、マイコン等と一体化したカスタムＩＣの実現が容易となり、さらなる低コスト化が可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
以上のように、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置は、目標物の検出に有用であり、特に、遠距離から近距離までの目標物の検出に適している。
【符号の説明】
【００４８】
１  ＦＭ変調回路
２  発振器
３  方向性結合器
４  送信アンテナ
５  受信アンテナ
６  ミキサ
７  増幅器
８  ＤＣカットフィルタ
９  ＡＤ変換器
１０  周波数分析部
１１  目標検出部
１２  アナログスイッチ
１３  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１４  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１５  アナログスイッチ
１６  利得制御増幅器
１７  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７−１】
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【図７−２】
2011237268.tif 000017
【図８−１】
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【図８−２】
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