(57)【要約】【課題】低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎに逆並列接続されるフリーホイールダイオードＦｗｎに電流が流れている状況下、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン操作すると、フリーホイールダイオードＦｗｎのリカバリ電流に起因してサージが生じること。【解決手段】高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン操作する際、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをもオン状態に維持することで、これら双方がオンとなるシュートスルー制御を行う。その後、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流がゼロとなって流通方向が反転した後、これをオフ操作する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１インダクタを直流電源の正極側に接続するための高電位側スイッチング素子と、前記第１インダクタを前記直流電源の負極側に接続するための低電位側スイッチング素子との直列接続体を備える電力変換システムにおいて、
前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のうちの一方に、フリーホイールダイオードが逆並列に接続され、
前記直流電源の一対の端子のうち前記一方のスイッチング素子に直列接続された他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される端子と前記他方のスイッチング素子との間に接続される第２インダクタと、
前記他方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とするシュートスルー制御手段と、
前記シュートスルー制御手段によって前記双方がオン状態とされた後、前記一方のスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続される前記フリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において前記一方のスイッチング素子をオフ操作するオフ操作手段とを備えることを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
前記オフ操作手段は、前記合計電流がゼロとなった後に前記一方のスイッチング素子をオフ操作することを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
【請求項３】
前記一方のスイッチング素子を迂回して前記第２インダクタの両端を接続するループ回路を備え、
前記ループ回路は、前記オフ操作手段によって前記一方のスイッチング素子がオフ操作されることで前記第２インダクタに流れていた電流が流入することを許容して且つ該電流とは逆方向の電流を規制する整流手段を備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
【請求項４】
前記ループ回路は、前記直流電源を備えて構成されることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
【請求項５】
前記直列接続体の両端、または前記一方のスイッチング素子の両端にコンデンサが並列接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
【請求項６】
前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側と前記他方のスイッチング素子とを接続して且つ前記第２インダクタを備える第１電気経路と、
該第１電気経路を開閉する第１開閉手段と、
前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側と前記他方のスイッチング素子とを接続して且つ前記第２インダクタを備えない第２電気経路と、
該第２電気経路を開閉する第２開閉手段と、
を更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
【請求項７】
前記第１開閉手段および前記第２開閉手段には、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードが接続されていることを特徴とする請求項６記載の電力変換システム。
【請求項８】
前記他方のスイッチング素子にフリーホイールダイオードが逆並列に接続され、
前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側には、前記第１開閉手段を介して前記第２インダクタが接続され、
前記直流電源の端子のうちの前記一方のスイッチング素子によって前記第１インダクタが接続される側の端子と前記第１開閉手段および前記第２インダクタ間との間を開閉するエネルギ蓄積用スイッチング素子と、
前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに先立ち、前記第１開閉手段を開操作して且つ第２開閉手段を閉操作した状態で前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオン操作することで、前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの少なくとも一方に流れる電流を前記第２インダクタに流す処理を行うエネルギ蓄積処理手段と、
前記第２開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において前記第２開閉手段を開操作する開操作手段とを備えることを特徴とする請求項７記載の電力変換システム。
【請求項９】
前記他方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とするシュートスルー制御手段は、第１シュートスルー制御手段であり、
前記エネルギ蓄積処理手段によって前記エネルギ蓄積用スイッチング素子がオン操作された後、前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とする第２シュートスルー制御手段と、
該第２シュートスルー制御手段によって前記双方をオン状態とした後、前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオフ操作する手段と、
前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、前記他方のスイッチング素子をオフ操作する手段とをさらに備えることを特徴とする請求項８記載の電力変換システム。
【請求項１０】
第１インダクタを直流電源の正極側に接続するための高電位側スイッチング素子と、前記第１インダクタを前記直流電源の負極側に接続するための低電位側スイッチング素子との直列接続体を備える電力変換システムにおいて、
前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のうちの一方に直列接続される他方のスイッチング素子に、フリーホイールダイオードが逆並列に接続され、
前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される端子と前記他方のスイッチング素子との間に接続される第２インダクタと、
前記第２インダクタ側から前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側へと進む方向を順方向とするフリーホイールダイオードと、
該フリーホイールダイオードおよび前記第２インダクタ間と、前記直流電源の端子のうちの前記一方のスイッチング素子によって前記第１インダクタが接続される側の端子との間を開閉するエネルギ蓄積用スイッチング素子と、
前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側と前記第１インダクタとを接続して且つ前記第２インダクタを備えない電気経路を開閉する開閉手段と、
前記開閉手段に逆並列接続されるフリーホイールダイオードと、
前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに先立ち、前記開閉手段を閉操作した状態で前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオン操作することで、前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの少なくとも一方に流れる電流を前記第２インダクタに流す処理を行うエネルギ蓄積処理手段と、
前記開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において前記開閉手段を開操作する開操作手段とを備えることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１１】
前記エネルギ蓄積処理手段によって前記エネルギ蓄積用スイッチング素子がオン操作された後、前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とする制御手段と、
該制御手段によって前記双方をオン状態とした後、前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオフ操作する手段と、
前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、前記他方のスイッチング素子をオフ操作する手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１０記載の電力変換システム。
【請求項１２】
前記一方のスイッチング素子に逆並列接続されるフリーホイールダイオードよりも前記エネルギ蓄積用スイッチング素子および前記第２インダクタ間に接続されるフリーホイールダイオードの方が、リカバリ電流の変化速度が小さいことを特徴とする請求項９または１１記載の電力変換システム。
【請求項１３】
前記開操作手段は、前記第２インダクタおよび前記他方のスイッチング素子間に接続される開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなった後に当該開閉手段をオフ操作することを特徴とする請求項８〜１２のいずれか１項に記載の電力変換システム。
【請求項１４】
前記一対のスイッチング素子は、入力端子と出力端子とが入れ替わることでこれら一対の端子間を電流が双方向に流れることを許容するものであることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１インダクタを直流電源の正極側に接続するための高電位側スイッチング素子と、前記第１インダクタを前記直流電源の負極側に接続するための低電位側スイッチング素子との直列接続体を備える電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電力変換システムとしては、例えば下記特許文献１にみられるように、インバータの上側アームと直流電源との間に、インダクタを備える電気経路と備えない電気経路とを備え、これら一対の電気経路のそれぞれにスイッチング素子を備えるものも提案されている。これによれば、上記一対の電気経路のスイッチング素子をオフした状態で、オン状態とするスイッチング素子を下側アームのスイッチング素子（低電位側スイッチング素子）から上側アームのスイッチング素子（高電位側スイッチング素子）に切り替えることでゼロ電圧スイッチングが可能としている。さらに、上記インダクタを備えない電気経路のスイッチング素子のオン操作に先立ち、上記インダクタを備える電気経路のスイッチング素子をオン操作することで、インダクタを備えない電気経路のスイッチング素子のオン操作をゼロ電流スイッチングとすることができると記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表平１１−５０６５９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ただし、上記の場合、例えば、下側アームのスイッチング素子に逆並列接続されるダイオードに電流が流れている状態で上側アームのスイッチング素子をオン操作すると、ダイオードのリカバリ電流に起因した大きなサージが生じる等の問題が生じる。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、第１インダクタを直流電源の正極側に接続するための高電位側スイッチング素子や、前記第１インダクタを前記直流電源の負極側に接続するための低電位側スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに際してサージを好適に抑制することのできる電力変換システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、第１インダクタを直流電源の正極側に接続するための高電位側スイッチング素子と、前記第１インダクタを前記直流電源の負極側に接続するための低電位側スイッチング素子との直列接続体を備える電力変換システムにおいて、前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のうちの一方に、フリーホイールダイオードが逆並列に接続され、前記直流電源の一対の端子のうち前記一方のスイッチング素子に直列接続された他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される端子と前記他方のスイッチング素子との間に接続される第２インダクタと、前記他方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とするシュートスルー制御手段と、前記シュートスルー制御手段によって前記双方がオン状態とされた後、前記一方のスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続される前記フリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において前記一方のスイッチング素子をオフ操作するオフ操作手段とを備えることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、シュートスルー制御手段を備えるため、上記フリーホイールダイオードに電流が流れたり、またフリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れたりすることを、好適に抑制または回避することができる。このため、他方のスイッチング素子のオン操作や一方のスイッチング素子のオフ操作に際しての電流の変化を抑制することができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記オフ操作手段は、前記合計電流がゼロとなった後に前記一方のスイッチング素子をオフ操作することを特徴とする。
【００１０】
上記発明では、一方のスイッチング素子をオフ操作する時点において、第１インダクタを流れる電流よりも第２インダクタを流れる電流の方が多くなっている。そして、一方のスイッチング素子をオフ操作することで他方のスイッチング素子を流れる電流は第２インダクタを流れる電流から第１インダクタを流れる電流へと漸減する。そして、この際の漸減速度は、一方のスイッチング素子をオン状態からオフ状態へと切り替える切替速度によって調節することができる。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記一方のスイッチング素子を迂回して前記第２インダクタの両端を接続するループ回路を備え、前記ループ回路は、前記オフ操作手段によって前記一方のスイッチング素子がオフ操作されることで前記第２インダクタに流れていた電流が流入することを許容して且つ該電流とは逆方向の電流を規制する整流手段を備えることを特徴とする。
【００１２】
上記合計電流の絶対値がゼロとなった後に一方のスイッチング素子をオフ操作すると、この時点において、第２インダクタに流れる電流が第１インダクタに流す電流よりも多くなっていることとなる。上記発明では、上記ループ回路を備えることで、一方のスイッチング素子をオフ操作する際に、第２インダクタを流れていた電流と第１インダクタを流れていた電流との差の電流をこのループ回路に流すことができる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記ループ回路は、前記直流電源を備えて構成されることを特徴とする。
【００１４】
上記発明では、ループ回路が直流電源を備えるため、ループ回路を流れる電気エネルギを直流電源に回収することが可能となる。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記直列接続体の両端、または前記一方のスイッチング素子の両端にコンデンサが並列接続されていることを特徴とする。
【００１６】
上記発明では、一方のスイッチング素子をオフ操作する際のその入力端子および出力端子間の電圧の上昇速度を上記コンデンサの静電容量によって制御することができる。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側と前記他方のスイッチング素子とを接続して且つ前記第２インダクタを備える第１電気経路と、該第１電気経路を開閉する第１開閉手段と、前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側と前記他方のスイッチング素子とを接続して且つ前記第２インダクタを備えない第２電気経路と、該第２電気経路を開閉する第２開閉手段と、を更に備えることを特徴とする。
【００１８】
上記発明では、第２インダクタによって、シュートスルー制御時に上記直列接続体に流れる電流が急激に増大すること等を抑制した後には、第１開閉手段を開状態として且つ第２開閉手段を閉状態とすることで、直流電源と直列接続体との間のインダクタンスを低減することができる。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記第１開閉手段および前記第２開閉手段には、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードが接続されていることを特徴とする。
【００２０】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記他方のスイッチング素子にフリーホイールダイオードが逆並列に接続され、前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側には、前記第１開閉手段を介して前記第２インダクタが接続され、前記直流電源の端子のうちの前記一方のスイッチング素子によって前記第１インダクタが接続される側の端子と前記第１開閉手段および前記第２インダクタ間との間を開閉するエネルギ蓄積用スイッチング素子と、前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに先立ち、前記第１開閉手段を開操作して且つ第２開閉手段を閉操作した状態で前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオン操作することで、前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの少なくとも一方に流れる電流を前記第２インダクタに流す処理を行うエネルギ蓄積処理手段と、前記第２開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において前記第２開閉手段を開操作する手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
上記発明では、エネルギ蓄積用スイッチング素子のオン操作によって、上記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの少なくとも一方に流れる電流を第２インダクタに流すことで、第２開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流を、第２インダクタに流れる電流の増加に伴って減少させることができる。そして、第２開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、第２開閉手段を開操作することで、第２開閉手段に逆並列接続されるフリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れることを回避することができる。
【００２２】
請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記他方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とするシュートスルー制御手段は、第１シュートスルー制御手段であり、前記エネルギ蓄積処理手段によって前記エネルギ蓄積用スイッチング素子がオン操作された後、前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とする第２シュートスルー制御手段と、該第２シュートスルー制御手段によって前記双方をオン状態とした後、前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオフ操作する手段と、前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、前記他方のスイッチング素子をオフ操作する手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００２３】
上記発明では、他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、前記他方のスイッチング素子をオフ操作するため、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れていたとしても、この順方向電流がゼロとなった時点でフリーホイールダイオードに印加される電圧をゼロにすることができる。このため、このフリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れることを好適に回避することができる。
【００２４】
請求項１０記載の発明は、第１インダクタを直流電源の正極側に接続するための高電位側スイッチング素子と、前記第１インダクタを前記直流電源の負極側に接続するための低電位側スイッチング素子との直列接続体を備える電力変換システムにおいて、
前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のうちの一方に直列接続される他方のスイッチング素子に、フリーホイールダイオードが逆並列に接続され、前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される端子と前記他方のスイッチング素子との間に接続される第２インダクタと、前記第２インダクタ側から前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側へと進む方向を順方向とするフリーホイールダイオードと、該フリーホイールダイオードおよび前記第２インダクタ間と、前記直流電源の端子のうちの前記一方のスイッチング素子によって前記第１インダクタが接続される側の端子との間を開閉するエネルギ蓄積用スイッチング素子と、前記直流電源の一対の電極のうち前記他方のスイッチング素子によって前記第１インダクタに接続される電極側と前記第１インダクタとを接続して且つ前記第２インダクタを備えない電気経路を開閉する開閉手段と、前記開閉手段に逆並列接続されるフリーホイールダイオードと、前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに先立ち、前記開閉手段を閉操作した状態で前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオン操作することで、前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの少なくとも一方に流れる電流を前記第２インダクタに流す処理を行うエネルギ蓄積処理手段と、前記開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において前記開閉手段を開操作する開操作手段とを備えることを特徴とする。
【００２５】
上記発明では、エネルギ蓄積用スイッチング素子のオン操作によって、上記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの少なくとも一方に流れる電流を第２インダクタに流すことで、開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流を、第２インダクタに流れる電流の増加に伴って減少させることができる。そして、開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、開閉手段を開操作することで、開閉手段に逆並列接続されるフリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れることを回避することができる。
【００２６】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記エネルギ蓄積処理手段によって前記エネルギ蓄積用スイッチング素子がオン操作された後、前記一方のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに際し、双方をオン状態とする制御手段と、該制御手段によって前記双方をオン状態とした後、前記エネルギ蓄積用スイッチング素子をオフ操作する手段と、前記他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、前記他方のスイッチング素子をオフ操作する手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００２７】
上記発明では、他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、前記他方のスイッチング素子をオフ操作するため、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れていたとしても、この順方向電流がゼロとなった時点でフリーホイールダイオードに印加される電圧をゼロにすることができる。このため、このフリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れることを好適に回避することができる。
【００２８】
請求項１２記載の発明は、請求項９または１１記載の発明において、前記一方のスイッチング素子に逆並列接続されるフリーホイールダイオードよりも前記エネルギ蓄積用スイッチング素子および前記第２インダクタ間に接続されるフリーホイールダイオードの方が、リカバリ電流の変化速度が小さいことを特徴とする。
【００２９】
上記発明では、他方のスイッチング素子およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなるに際して、上記フリーホイールダイオードの電流がゼロとなり、これに高電圧が印加されるため、リカバリ電流が流れる。しかし、その変化速度が小さいため、サージを抑制することができる。
【００３０】
請求項１３記載の発明は、請求項８〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記開操作手段は、前記第２インダクタおよび前記他方のスイッチング素子間に接続される開閉手段およびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードを流れる合計電流がゼロとなった後に当該開閉手段をオフ操作することを特徴とする。
【００３１】
上記発明では、上記開閉手段をオフ操作する時点において、フリーホイールダイオードに電流が流れることを確実に回避することができる。
【００３２】
請求項１４記載の発明は、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の発明において、前記一対のスイッチング素子は、入力端子と出力端子とが入れ替わることでこれら一対の端子間を電流が双方向に流れることを許容するものであることを特徴とする。
【００３３】
上記発明では、シュートスルー制御によって、フリーホイールダイオードに電流が流れることを好適に回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる電力変換回路の操作手法を示すタイムチャート。
【図３】従来の電力変換回路の操作手法を示すタイムチャート。
【図４】上記実施形態の効果のシミュレート結果を示すタイムチャート。
【図５】従来技術の効果のシミュレート結果を示すタイムチャート。
【図６】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図７】第３の実施形態にかかるシステム構成図。
【図８】第４の実施形態にかかるシステム構成図。
【図９】同実施形態にかかる電力変換回路の操作手法を示すタイムチャート。
【図１０】同実施形態の効果のシミュレート結果を示すタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムを電動機に接続されるインバータを備えるシステムに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００３６】
図示される電動機１０は、３相回転機であり、具体的には、例えば同期機等であってよい。電動機１０は、インバータＩＶを介してバッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各直列接続体の接続点が、電動機１０の各相にそれぞれ接続されている。これら高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（ドレイン及びソース間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦｗｐ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦｗｎのカソード及びアノードが接続されている。
【００３７】
上記インバータＩＶの高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐとバッテリ１２の正極との間には、メインスイッチＳｗｍと、サブスイッチＳｗｓおよび入力側インダクタＬとが接続されている。また、サブスイッチＳｗｓと入力側インダクタＬとの接続点とバッテリ１２の負極との間には、負極側から接続点側へと進む方向を順方向とするダイオードＤが接続されている。
【００３８】
制御装置２０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについての、パワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、制御装置２０により操作される。また、制御装置２０は、メインスイッチＳｗｍおよびサブスイッチＳｗｓに、操作信号ｇｍ、ｇｓをそれぞれ出力する。これにより、メインスイッチＳｗｍおよびサブスイッチＳｗｓは、制御装置２０により操作される。
【００３９】
なお、上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ，メインスイッチＳｗｍおよびサブスイッチＳｗｓは、いずれもＮチャネルのスーパージャンクションＭＯＳ電界効果トランジスタである。そして、これらには、ボディーダイオードが形成されている。すなわち、例えば高電位側のパワースイッチング素子ＳｗｐにはフリーホイールダイオードＦｗｐが逆並列接続され、低電位側のパワースイッチング素子ＳｗｎにはフリーホイールダイオードＦｗｎが逆並列接続されている。
【００４０】
上記スーパージャンクションＭＯＳ電界効果トランジスタは、ボディーダイオードのリカバリ電流が増加から減少に転じた後の減少速度が非常に大きい。このため、リカバリ電流の変化によるサージが特に大きくなるおそれがある。そこで本実施形態では、図２に示すスイッチング操作によってこの問題に対処する。
【００４１】
図２に、本実施形態にかかるスイッチング操作手法を示す。詳しくは、図２（ａ）に、サブスイッチＳｗｓの操作態様の推移を示し、図２（ｂ）に、メインスイッチＳｗｍの操作態様の推移を示し、図２（ｃ）に、１の高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐの操作態様の推移を示し、図２（ｄ）に、図２（ｃ）のパワースイッチング素子Ｓｗｐと同相の低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの操作態様の推移を示す。また、図２（ｅ）に、入力側インダクタＬを流れる電流ｉＬの推移（符号は、図１参照）を示し、図２（ｆ）に、サブスイッチＳｗｓ等（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｓの推移を示し、図２（ｇ）に、メインスイッチＳｗｍ等（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｍの推移を示す。さらに、図２（ｈ）に、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ等（ボディーダイオードを含む：符号は、図１参照）を流れる電流ｉｐの推移を示し、図２（ｉ）に、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎ等（ボディーダイオードを含む：符号は、図１参照）を流れる電流ｉｎの推移を示し、図２（ｊ）に、ダイオードＤを流れる電流の推移を示し、図２（ｋ）に、サブスイッチＳｗｓと入力側インダクタＬとの接続点の電圧Ｖ１の推移を示し、図２（ｌ）に、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ間の電圧Ｖ２の推移を示す。なお、以下では、対象とする相において、インバータＩＶから電動機１０に電流が流れる場合を想定している。
【００４２】
図示されるように、期間Ｔ０は、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐがオフ状態であって且つ低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎがオン状態である期間である。ここで、期間Ｔ１において、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に切り替えるに際し、本実施形態では、敢えて低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持する。これにより、期間Ｔ１においても、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを介して電動機１０に電流が流れ、フリーホイールダイオードＦｗｎに電流は流れない。これは、パワースイッチング素子Ｓｗｎを電流が流れる際の電圧降下量よりもそのボディーダイオード（Ｆｗｎ）に電流が流れる際の電圧降下量の方が大きいためである。このようにパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの双方をオン状態とする制御（シュートスルー制御）を行なうことで、デッドタイム期間を削除し、ひいては、ボディーダイオードに電流が流れる事態を回避する。
【００４３】
上記シュートスルー制御がなされる期間Ｔ１において高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流の増加速度は、入力側インダクタＬによって制限されるため、漸増することとなる。すなわち、通常、デッドタイムを設けてまで回避すべき状態であるパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの双方のオン状態は、入力側インダクタＬを設けたために、これらパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを流れる電流が急上昇して信頼性の低下をもたらす過度の電流が流れる事態を招かない。ここで、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流ｉｐは、入力側インダクタＬを流れる電流やサブスイッチＳｗｓを流れる電流ｉｓに等しく、その増加速度は、入力側インダクタＬのインダクタンスを「Ｌ」として且つ入力電圧ＶＤＣとすると、「ＶＤＣ／Ｌ」となる。この電流が増加するにつれて、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流の絶対値は減少する。すなわち、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎには、出力側インダクタ（電動機１０のインダクタ）による相電流を流し続けようとする力によって電流が流れていたのであるが、この電流は、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流によって賄われるようになる。このため、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流の絶対値は減少する。
【００４４】
そして、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流の絶対値がゼロとなった後（電流の流通方向が反転した後）に低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフとすることで、期間Ｔ２に移行する。この場合、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流は、相電流と同量の電流まで減少する。一方、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は、ゼロまで減少する。そしてこれら減少速度は、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン状態からオフ状態への切替速度（ゲートの放電速度）によって制御される。ここで、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのオフ操作直前においてこのパワースイッチング素子Ｓｗｎに流れていた電流は、入力側インダクタＬを流れていた電流から相電流を減算した量である。この電流は、入力側インダクタＬを流れていたものである以上、パワースイッチング素子Ｓｗｎがオフ状態に切り替えられても急激にゼロとなることはできず、メインスイッチＳｗｍのボディーダイオード、サブスイッチＳｗｓおよび入力側インダクタＬを備えるループ回路を流れることとなる。このため、期間Ｔ２において、入力側インダクタＬを流れる電流やサブスイッチＳｗｓを流れる電流は減少しない。なお、期間Ｔ２に移行することで、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの接続点の電圧Ｖ２は、入力電圧ＶＤＣに上昇する。
【００４５】
その後、メインスイッチＳｗｍをオン操作することで期間Ｔ３に移行する。これにより、メインスイッチＳｗｍのボディーダイオードを流れていた電流が、メインスイッチＳｗｍの入力端子および出力端子間を流れるようになる。ここで、メインスイッチＳｗｍのオン操作は、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎがオフ状態に切り替わった後とする。
【００４６】
その後、サブスイッチＳｗｓをオフ操作することで期間Ｔ４に移行する。これにより、サブスイッチＳｗｓを流れる電流はゼロになる。サブスイッチＳｗｓを流れる電流の減少速度は、サブスイッチＳｗｓをオフ状態に切り替える速度（ゲートの放電速度）によって制御される。ただし、サブスイッチＳｗｓを流れる電流がゼロとなっても、入力側インダクタＬを流れる電流は、これに同期してゼロとはならない。入力側インダクタＬを流れる電流は、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを介して電動機１０へと出力される。ただし、この電流は、バッテリ１２の電圧ＶＤＣと入力側インダクタＬのインダクタンスとによって定まる減少する。このため、入力側インダクタＬを流れる電流が相電流よりも少なくなることでバッテリ１２からの電流がメインスイッチＳｗｍおよび高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを介して電動機１０に出力されるようになる。なお、入力側インダクタＬを流れる電流が相電流よりも多い期間においては、過剰分は、メインスイッチＳｗｍ、バッテリ１２、ダイオードＤおよび入力側インダクタＬを備えるループ回路を流れる。
【００４７】
そして、入力側インダクタＬを流れる電流がゼロとなり、ダイオードＤがオフすることで、期間Ｔ５に移行する。期間Ｔ５においては、サブスイッチＳｗｓと入力側インダクタＬとの接続点の電圧Ｖ１がバッテリ１２の電圧ＶＤＣまで上昇する。
【００４８】
その後、メインスイッチＳｗｍおよび高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオフすることで期間Ｔ６に移行する。
【００４９】
図３に、本実施形態のスイッチング操作との比較対象を示す。ここでは、シュートスルー制御を行なわず、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとを交互にオン状態とする場合を示す。この場合、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ状態に切り替えた後に、これに逆並列接続されるフリーホイールダイオードＦｗｎに電流が流れる。この電流は、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流が増加するにつれて減少し、ゼロとなる。これにより、フリーホイールダイオードＦｗｎにリカバリ電流が流れ、この電流は増加した後、急激に減少してゼロとなる。この減少速度は、デバイスに特有のものであり、制御できるものではない。特に、パワースイッチング素子ＳｗｎとしてスーパージャンクションＭＯＳ電界効果トランジスタを用いる場合には、そのボディーダイオードのリカバリ電流の減少速度が大きいことが知られている。このため、サージが大きくなりやすい。
【００５０】
図４に、本実施形態の効果についてのシミュレーション結果を示し、図５に、上記比較対象のシミュレーション結果を示す。
【００５１】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５２】
（１）高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン状態へと切り替えるに際し、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎと高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐとの双方をオン状態とするシュートスルー制御を行なって且つ、低電位側のパワースイッチング素子ＳｗｎおよびフリーホイールダイオードＦｗｎを流れる合計電流がゼロとなった後において低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ操作した。換言すれば、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流が入力側インダクタＬを流れる電流に一致した後に低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ操作した。これにより、低電位側のフリーホイールダイオードＦｗｎに電流が流れることを好適に回避することができ、ひいてはリカバリ電流に起因したサージを好適に回避することができる。
【００５３】
（２）バッテリ１２の負極側から、サブスイッチＳｗｓおよび入力側インダクタＬの接続点側へと進む方向を順方向とするダイオードＤを備えた。これにより、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ操作する際に、入力側インダクタＬを流れていた電流と相電流との差の電流を、ダイオードＤを備えるループ回路に流すことができ、ひいてはバッテリ１２に回収することができる。
【００５４】
（３）バッテリ１２の正極と高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐとの間に、メインスイッチＳｗｍと、サブスイッチＳｗｓおよび入力側インダクタＬとを並列接続した。これにより、シュートスルー制御時にパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎに流れる電流が急激に増大すること等を入力側インダクタＬによって抑制した後には、メインスイッチＳｗｍをオンすることで、バッテリ１２とパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎとの間のインダクタンスを低減することができる。
【００５５】
（４）パワースイッチング素子Ｓｗｎとして、ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いた。これにより、入力端子と出力端子とが入れ替わることでこれら一対の端子間を電流が双方向に流れることを許容できるため、シュートスルー制御によって、フリーホイールダイオードＦｗｎに電流が流れることを好適に回避することができる。
【００５６】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５７】
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。
【００５８】
図示されるように、本実施形態では高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとの直列接続体に並列に、コンデンサＣｐを備える。これにより、シュートスルー制御の後、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ操作する際、その入力端子および出力端子間の電圧の上昇速度をコンデンサＣｐの静電容量によって制御することができる。
【００５９】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６０】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。
【００６１】
図示されるように、本実施形態でも、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐとバッテリ１２の正極との間に、第１サブスイッチＳｗｓ１および第１入力側インダクタＬ１と、第１メインスイッチＳｗｍ１とを並列接続する。ただし、本実施形態では、さらに、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとバッテリ１２の負極との間に、第２サブスイッチＳｗｓ２および第２入力側インダクタＬ２と、第２メインスイッチＳｗｍ２とを並列接続する。
【００６２】
ここで、第２サブスイッチＳｗｓ２および第２入力側インダクタＬ２と、第２メインスイッチＳｗｍ２とは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐに逆並列接続されたフリーホイールダイオードＦｗｐのリカバリ電流対策手段である。すなわち、相電流がインバータＩＶ側に入力されるものである場合、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオン操作するに際し、第２サブスイッチＳｗｓ２をオン状態としてシュートスルー制御を行なう。これにより、シュートスルー制御前に高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを流れていた電流は、第２入力側インダクタＬ２を流れる電流の漸増に伴って漸減する。そして、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐおよびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードＦｗｐを流れる合計電流がゼロとなった後に、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオフ操作する。これにより、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐに逆並列接続されるフリーホイールダイオードＦｗｐについて、リカバリ電流が流れる事態を好適に抑制することができる。
【００６３】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６４】
図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。
【００６５】
図示されるように、本実施形態では、サブスイッチＳｗｓおよび入力側インダクタＬ間とインバータＩＶの負極との間に、エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅを備える。このエネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅは、ＮチャネルのパワーＭＯＳ電界効果トランジスタであり、ダイオードＤはその寄生ダイオードである。エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐに逆並列接続されたフリーホイールダイオードＦｗｐのリカバリ電流対策手段であるとともに、電動機１０の回生運転時（発電機としての駆動時）におけるメインスイッチＳｗｍに逆並列接続されたダイオードのリカバリ電流対策手段でもある。なお、本実施形態では、サブスイッチＳｗｓとして、スーパージャンクションＭＯＳ電界効果トランジスタよりも、リカバリ電流が増加から減少に転じた後の減少速度が小さくなるものを選択する。この際、オン抵抗（電圧降下量）が、スーパージャンクションＭＯＳ電界効果トランジスタよりも大きくなることを妨げない。これは、サブスイッチＳｗｓの通電頻度が、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ等と比較して低いため、その導通損失の増加を無視しうることによる。
【００６６】
図９に、本実施形態にかかるスイッチング操作手法を示す。詳しくは、図９（ａ）は、サブスイッチＳｗｓの操作態様の推移を示し、図９（ｂ）は、エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅの操作態様の推移を示し、図９（ｃ）は、メインスイッチＳｗｍの操作態様の推移を示し、図９（ｄ）は、１の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの操作態様の推移を示し、図９（ｅ）は、図９（ｄ）のパワースイッチング素子Ｓｗｐと同相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの操作態様の推移を示す。また、図９（ｆ）は、入力側インダクタＬを流れる電流ｉＬの推移を示し、図９（ｇ）は、サブスイッチＳｗｓ（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｓの推移を示し、図９（ｈ）は、エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅ（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｅの推移を示し、図９（ｉ）は、メインスイッチＳｗｍ（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｍの推移を示す。さらに、図９（ｊ）は、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ等（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｐの推移を示し、図２（ｋ）は、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎ等（ボディーダイオードを含む）を流れる電流ｉｎの推移を示し、図２（ｌ）は、サブスイッチＳｗｓと入力側インダクタＬとの接続点の電圧Ｖ１の推移を示し、図２（ｍ）は、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ間の電圧Ｖ２の推移を示す。なお、以下では、電動機１０の回生運転時において、対象となる相において電動機１０からインバータＩＶに電流が流れる場合を想定している。
【００６７】
図示されるように、期間Ｔ０は、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐがオン状態であって且つ低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎがオフ状態である期間である。この期間においては、高電位側のパワースイッチング素子ＳｗｐおよびメインスイッチＳｗｍを介してバッテリ１２へと電流が流れる。ここで、エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅをオン操作することで期間Ｔ１に移行する。これにより、メインスイッチＳｗｍへと流れていた電流の絶対値が漸減するとともに入力側インダクタＬおよびエネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅを流れる電流の絶対値が漸増する。これら漸減速度および漸増速度は、入力側インダクタＬのインダクタンスを「Ｌ」とし、入力電圧ＶＤＣを用いると、「ＶＤＣ／Ｌ」となる。そして、メインスイッチＳｗｍを流れる電流が負から正に反転し予め定められた値となることで、メインスイッチＳｗｍをオフ操作し、期間Ｔ２に移行する。ここで、メインスイッチＳｗｍを流れる電流が負である期間においても、そのボディーダイオードには電流が流れないため、リカバリは生じない。また、メインスイッチＳｗｍを流れる電流は、メインスイッチＳｗｍのオフ状態への切替速度によって制御することができる。
【００６８】
期間Ｔ２に移行すると、入力側インダクタＬおよびエネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅを流れる電流のうち、相電流を上回る部分は、低電位側のフリーホイールダイオードＦｗｎを流れるようになる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ間の電圧Ｖ２は、ゼロとなる（より詳しくは、バッテリ１２の負極電位よりもフリーホイールダイオードＦｗｎの順方向電圧降下量だけ低い値となる）。なお、この際、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐにも電流が流れているため、パワースイッチング素子ＳｗｐとメインスイッチＳｗｍとの接続点の電圧もゼロとなる。
【００６９】
ここで、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン状態としたまま、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に切り替えることで期間Ｔ３に移行する。ここで、入力側インダクタＬに印加される電圧はほぼゼロであるため、入力側インダクタＬに流れる電流ｉＬやエネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅに流れる電流は変化しない。
【００７０】
次に、エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅをオフ操作することで、期間Ｔ４に移行する。これにより、入力側インダクタＬを流れていた電流は、サブスイッチＳｗｓのボディーダイオードおよびバッテリ１２を介してインバータＩＶの負極端子や、パワースイッチング素子Ｓｗｎ，Ｓｗｐに流れるようになる。この際、入力側インダクタＬには、入力電圧ＶＤＣが印加されるため、パワースイッチング素子Ｓｗｎ，Ｓｗｐに流れる電流の絶対値は、「ＶＤＣ／Ｌ」の速度で変化する。これにより、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐに流れる電流は漸減してゼロとなる。ちなみに、この際、サブスイッチＳｗｓのボディーダイオードにはリカバリ電流が流れ得る。しかし、サブスイッチＳｗｓについては、上述したように、リカバリ電流が増加から減少に転じた後の減少速度が小さいため、サージを低減することができる。
【００７１】
そして、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐに流れる電流がゼロとなることで、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオフ状態に切り替えることで、期間Ｔ５に移行する。さらに、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ状態に切り替えることで、期間Ｔ６に移行する。
【００７２】
なお、その後、メインスイッチＳｗｍおよび高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン操作することで、期間Ｔ０に移行する。
【００７３】
このように、本実施形態では、高電位側のフリーホイールダイオードＦｗｐおよびメインスイッチＳｗｍのボディーダイオードのリカバリによるサージを回避することができる。
【００７４】
図１０に、本実施形態の効果についてのシミュレーション結果を従来技術（期間Ｔ１において、メインスイッチＳｗｍをオン状態としない場合）と比較して示す。図示されるように、本実施形態では、メインスイッチＳｗｍ（ボディーダイオードを含む）の電流がゼロとなる際のサージを低減することができる。
【００７５】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００７６】
（５）エネルギ蓄積用スイッチング素子ＳｗｅおよびメインスイッチＳｗｍをオン状態とした状態で、メインスイッチＳｗｍおよびそのボディーダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点より後にメインスイッチＳｗｍをオフ操作した。これにより、メインスイッチＳｗｍのボディーダイオードにリカバリ電流が流れることを回避することができる。
【００７７】
（６）低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオン状態へと切り替えるに際し、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの双方をオン状態とし、その後、エネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅをオフ操作し、パワースイッチング素子Ｓｗｐおよびそのボディーダイオードを流れる合計電流がゼロとなる時点以降において、パワースイッチング素子Ｓｗｐをオフ操作した。これにより、ボディーダイオードに電流が流れることが無く、また仮に流れたとしてもボディーダイオードに高電圧が印加されないため、リカバリ電流が流れることを好適に回避することができる。
【００７８】
（７）サブスイッチＳｗｓに逆並列接続されるフリーホイールダイオード（ボディーダイオード）として、フリーホイールダイオードＦｗｐよりも、リカバリ電流の変化速度が小さいものを用いた。これにより、サブスイッチＳｗｓのボディーダイオードにリカバリ電流が流れる際のサージを低減することができる。
【００７９】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎについて＞
パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎとしては、スーパージャンクションＭＯＳ型電界効果トランジスタに限らず、任意の電界効果トランジスタであってもよい。ここでＮチャネルにも限らず、Ｐチャネルであってもよい。
【００８０】
また、入力端子と出力端子とが入れ替わることで一対の端子のいずれか一方から他方と他方から一方との双方向の電流を許容するものにも限らず、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のように一方向の電流のみを許容するものであってもよい。この場合、フリーホイールダイオードをＩＧＢＴに逆並列接続することが望ましい。この構成を上記第１の実施形態に適用する場合、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に切り替えることで低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎに逆並列に接続されるフリーホイールダイオードを流れる電流が漸減しゼロとなった時点の後に低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎをオフ操作することで一旦低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎに電流を流すことが望ましい。
【００８１】
なお、上記第４の実施形態において、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，ＳｗｎとしてＩＧＢＴを用いる場合、期間Ｔ０〜Ｔ４に渡ってフリーホイールダイオードＦｗｐに電流が流れる。しかし、この電流がゼロとなった時点以降までパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に維持するなら、フリーホイールダイオードＦｗｐの順方向電流がゼロとなる時点においてフリーホイールダイオードＦｗｐに印加される電圧をゼロとすることができるため、リカバリ電流が流れない。このため、リカバリ電流の変化速度が遅い特性を有するものを用いる要求が生じないため、フリーホイールダイオードＦｗｐとして、順方向電圧降下量が小さいものを選択することができ、ひいては損失を低減することができる。
＜メインスイッチＳｗｍ、サブスイッチＳｗｓについて＞
上記第１〜第４の実施形態にかかるメインスイッチＳｗｍとしては、スーパージャンクションＭＯＳ型電界効果トランジスタに限らず、任意の電界効果トランジスタであってもよい。ここでＮチャネルにも限らず、Ｐチャネルであってもよい。また、ＩＧＢＴを用いてもよい。なお、第４の実施形態においてＩＧＢＴを用いる場合、メインスイッチＳｗｍおよびこれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードに流れる合計電流がゼロとなった時点の後にメインスイッチＳｗｍをオフ操作することが望ましい。これにより、フリーホイールダイオードに電流が流れなくなる時点におけるフリーホイールダイオードの印加電圧をゼロにすることができるため、フリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れることを好適に回避することができる。
【００８２】
上記第１〜第３の実施形態にかかるサブスイッチＳｗｓとしては、スーパージャンクションＭＯＳ型電界効果トランジスタに限らず、任意の電界効果トランジスタであってもよい。ここでＮチャネルにも限らず、Ｐチャネルであってもよい。また、ＩＧＢＴを用いてもよい。
【００８３】
また、第４の実施形態において、ＩＧＢＴ等を用いてもよい。
＜フリーホイールダイオードＦｗｐ、Ｆｗｎの双方のリカバリ対策について＞
フリーホイールダイオードＦｗｐ、Ｆｗｎの双方のリカバリ対策を行うための構成としては、上記第３、第４の実施形態において例示したものに限らない。例えば、先の図７に示した構成において、第１入力側インダクタＬ１、第１メインスイッチＳｗｍ１，第１サブスイッチＳｗｓ１を削除し、ダイオードＤに代えてエネルギ蓄積用スイッチング素子Ｓｗｅを備えてもよい。
＜ループ回路について＞
シュートスルー制御による高電位側および低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの双方オン状態から片方のオン状態への切り替えに際し、入力側インダクタＬに流れる電流のうちの過剰分（相電流をうわまわる分）が流れるループ回路としては、バッテリ１２を備えるものに限らない。例えば、先の図１において、入力側インダクタＬに並列であって且つ、メインスイッチＳｗｍに接続される端子側からサブスイッチＳｗｓに接続される端子側へと進む方向を順方向とするダイオードを備える回路であってもよい。
【００８４】
また、上記ループ回路に備えられる整流手段としては、ダイオードに限らず、サイリスタやトランジスタ等のスイッチング素子であってもよい。この場合、上記各実施形態におけるダイオードＤに電流が流れる期間に限って電流が流れるようにスイッチング素子を操作すればよい。
＜電力変換回路について＞
電力変換回路としては、３相回転機に接続されるインバータに限らない、例えば、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとの直列接続体に直流電源（バッテリ）が並列接続されて且つ、直列接続体の接続点と直流電源の負極とに、第１インダクタおよびコンデンサが並列接続される降圧コンバータであってもよい。なお、この場合、第１インダクタは、電力変換回路の構成部品である点に留意する。
【００８５】
もっとも、出力電圧が入力電圧以下となるものにも限らず、例えば昇降圧チョッパ回路であってもよい。これは例えば、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎに第１インダクタを介して直流電源を並列接続して且つ、高電位側のスイッチング素子と出力端子との間に第２インダクタを備えるものであってもよい。この昇降圧チョッパ回路の一対の出力端子には、コンデンサが設けられる。
＜スナバコンデンサ＞
スナバコンデンサとしては、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子の直列接続体に並列接続されるものに限らない。例えば第１の実施形態において低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎに並列接続する等、シュートスルー制御後にオフ操作の対象とするスイッチング素子に並列接続してもよい。
＜その他＞
・上記第１〜第３の実施形態において、サブスイッチＳｗｓ（Ｓｗｓ１，Ｓｗｓ２）をオン操作するタイミングは、パワースイッチング素子Ｓｗｐ（Ｓｗｐ，Ｓｗｎ）をオン操作するタイミングと同一でなくてもよく、例えばその後であってもよい。
【００８６】
・上記第３の実施形態において、第１入力側インダクタＬ１、第１メインスイッチＳｗｍ１，第１サブスイッチＳｗｓを削除してもよい。これは、第１の実施形態とはリカバリ電流対策の施されるアームが相違する構成である。
【００８７】
・上記各実施形態において、相毎に、入力側インダクタ、メインスイッチ、サブスイッチを各別に備えてもよい。
【００８８】
・上記第１〜第３の実施形態においても、電動機１０を力行運転させるものに限らず、回生運転させてもよい。
【００８９】
・上記第４の実施形態において、電動機１０を回生運転させる代わりに、力行運転させてもよい。
【符号の説明】
【００９０】
１０…電動機（第１インダクタの一実施形態）、１２…バッテリ、２０…制御装置、ＩＶ…インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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