(57)【要約】【課題】直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータにおいて、電気負荷装置側の電圧変動と直流電流側の電流変動とをバランス良く抑制する。【解決手段】御装置３０は、コンバータの出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍから減算した偏差ΔＶＨを算出する減算部１０４と、ΔＶＨを補正する補正部１０５と、補正部１０５による補正後のΔＶＨに対応する電流指令値ＩＲを算出する電圧制御演算部１０６と、Ｓ／Ｈ回路１１６から受けた電流ＩＬをＩＲから減算する減算部１０８と、減算部１０８の演算結果に基づく電流フィードバック制御によってコンバータの制御応答性を高める高応答制御を行なう電流制御演算部１１０とを含む。補正部１０５は、ＶＨｃｏｍに対してＶＨが目標範囲内に収まっているか否かに基づいて高応答制御を実行するか否かを調整する機能を有する。【選択図】図２
2011125144.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置であって、
前記コンバータから前記電気負荷装置に出力される電圧を検出する電圧センサと、
前記電圧センサによる検出電圧と指令電圧とに基づくフィードバック制御によって前記コンバータを制御する制御部とを含み、
前記制御部は、前記指令電圧に対して前記検出電圧が目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、前記コンバータの応答性を通常よりも高めるための第１制御の実行を調整する調整制御を行なう、コンバータの制御装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記検出電圧が前記目標範囲内に収まってない場合、前記第１制御を実行し、前記検出電圧が前記目標範囲内に収まっている場合、前記第１制御を実行しない、請求項１に記載のコンバータの制御装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記検出電圧が前記目標範囲内に収まってない場合、前記検出電圧と前記指令電圧との差分が前記第１制御の結果に反映される度合いを第１度合いに設定して前記第１制御を実行し、前記検出電圧と前記指令電圧との差分が前記目標範囲内に収まっている場合、前記検出電圧と前記指令電圧との差分が前記第１制御の結果に反映される度合いを前記第１度合いよりも小さい第２度合いに設定して前記第１制御を実行する、請求項１に記載のコンバータの制御装置。
【請求項４】
前記目標範囲は、前記検出電圧が前記指令電圧よりも大きい場合は第１範囲に設定され、前記検出電圧が前記指令電圧よりも小さい場合は第２範囲に設定され、
前記第１範囲は、前記第２範囲よりも狭い、請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記指令電圧および前記検出電圧のいずれかの大きさに応じて前記目標範囲を変更する、請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
【請求項６】
前記電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置であり、
前記車両は、走行モードの１つとして低燃費モードを有し、
前記制御部は、前記走行モードが前記低燃費モードでない場合、前記調整制御を行なうことなく前記第１制御を実行し、前記走行モードが前記低燃費モードである場合、前記調整制御を行なう、請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
【請求項７】
前記電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置であり、
前記制御部は、前記電動機の出力トルクおよび回転速度が前記電動機の負荷が急変し易い領域に含まれる場合、前記調整制御を行なうことなく前記第１制御を実行し、前記電動機の出力トルクおよび回転速度が前記電動機の負荷が急変し難い領域に含まれる場合、前記調整制御を行なう、請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
【請求項８】
前記電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置であり、
前記制御部は、前記電動機の回転速度の変化に基づいて前記電動機の負荷が急変したか否かを判断し、前記電動機の負荷が急変した場合、前記調整制御を行なうことなく前記第１制御を実行し、前記電動機の負荷が急変していない場合、前記調整制御を行なう、請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
【請求項９】
前記制御装置は、前記直流電源と前記コンバータとの間を流れる電流を検出する電流センサを含み、
前記第１制御は、前記電流センサによる検出電流を前記検出電圧と前記指令電圧との差分に応じた目標電流に調整する電流フィードバック制御によって実現される、請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モータを１つの駆動源とする電動車両が広く普及しつつある。通常、電動車両は、電池を備え、その電池から供給される電力によってモータを回転させることによって駆動力を得ている。通常、電動車両は、電池とモータとの間で電圧変換を行なうコンバータを備える。このコンバータを制御することによって、モータに供給される電力をドライバの要求などに応じて調整することが可能である。
【０００３】
ところで、タイヤのスリップ等によってモータに急激な負荷変動が生じると、モータに流れる電流が急激に変化し、コンバータに大きな電流が流れたり大きな電圧が印加されたりする。その対策として、コンバータおよびその周辺には、負荷変動に基づく電流増加分および電圧増加分を見込んで、許容電流値および許容電圧値（耐電圧値）の大きい部品を用いる必要があり、製造コストが高くなるという問題がある。このような問題を解決する技術が、たとえば、特開平２００９−１４２０５４号公報（特許文献１）に開示されている。
【０００４】
特許文献１に開示された制御装置は、電池とモータとの間で電圧変換を行なうコンバータを制御する。この制御装置は、コンバータの出力電圧に基づいて、電池とコンバータとの間を流れる電流（リアクトル電流）の検出値をしきい値に近づけるための電流フィードバック制御を行なう。これにより、リアクトル電流がしきい値を越えないように制限することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１４２０５４号公報
【特許文献２】特開２００６−３１１６３５号公報
【特許文献３】特開２００３−３０９９９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、電動車両におけるコンバータとモータとの間には、通常、電圧変動を抑制する平滑コンデンサが設けられる。上述のように急激な負荷変動によってモータ側でパワー変動が生じると、その影響で電圧も大きく変動するが、その電圧変動分の多くは、この平滑コンデンサで吸収される。そのため、平滑コンデンサには大容量、高耐圧な素子を使用する必要があり、コストが高くなる。
【０００７】
特許文献１のような電流フィードバック制御を行なうと場合、コンバータの制御応答化が高まるので、モータ側で発生する電圧変動分をコンバータで高速に電池に出し入れすることが可能となり、その結果、平滑コンデンサの電圧変動を低減することが可能である。しかしながら、平滑コンデンサの電圧変動を低減した分、コンバータと電池との間を流れる電流が大きく変動して損失が増大するという問題が新たに生じる。
【０００８】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータにおいて、電気負荷装置側の電圧変動と直流電流側の電流変動とをバランス良く抑制することができる、コンバータの制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る制御装置は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置であって、コンバータから電気負荷装置に出力される電圧を検出する電圧センサと、電圧センサによる検出電圧と指令電圧とに基づくフィードバック制御によってコンバータを制御する制御部とを含む。制御部は、指令電圧に対して検出電圧が目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、コンバータの応答性を通常よりも高めるための第１制御の実行を調整する調整制御を行なう。
【００１０】
好ましくは、制御部は、検出電圧が目標範囲内に収まってない場合、第１制御を実行し、検出電圧が目標範囲内に収まっている場合、第１制御を実行しない。
【００１１】
好ましくは、制御部は、検出電圧が目標範囲内に収まってない場合、検出電圧と指令電圧との差分が第１制御の結果に反映される度合いを第１度合いに設定して第１制御を実行し、検出電圧と指令電圧との差分が目標範囲内に収まっている場合、検出電圧と指令電圧との差分が第１制御の結果に反映される度合いを第１度合いよりも小さい第２度合いに設定して第１制御を実行する。
【００１２】
好ましくは、目標範囲は、検出電圧が指令電圧よりも大きい場合は第１範囲に設定され、検出電圧が指令電圧よりも小さい場合は第２範囲に設定される。第１範囲は、第２範囲よりも狭い。
【００１３】
好ましくは、制御部は、指令電圧および検出電圧のいずれかの大きさに応じて目標範囲を変更する。
【００１４】
好ましくは、電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置である。車両は、走行モードの１つとして低燃費モードを有する。制御部は、走行モードが低燃費モードでない場合、調整制御を行なうことなく第１制御を実行し、走行モードが低燃費モードである場合、調整制御を行なう。
【００１５】
好ましくは、電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置である。制御部は、電動機の出力トルクおよび回転速度が電動機の負荷が急変し易い領域に含まれる場合、調整制御を行なうことなく第１制御を実行し、電動機の出力トルクおよび回転速度が電動機の負荷が急変し難い領域に含まれる場合、調整制御を行なう。
【００１６】
好ましくは、電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置である。制御部は、電動機の回転速度の変化に基づいて電動機の負荷が急変したか否かを判断し、電動機の負荷が急変した場合、調整制御を行なうことなく第１制御を実行し、電動機の負荷が急変していない場合、調整制御を行なう。
【００１７】
好ましくは、制御装置は、直流電源とコンバータとの間を流れる電流を検出する電流センサを含む。第１制御は、電流センサによる検出電流を検出電圧と指令電圧との差分に応じた目標電流に調整する電流フィードバック制御によって実現される。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータにおいて、電気負荷装置側の電圧変動と直流電流側の電流変動とをバランス良く抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】電動車両のモータ駆動システムを示した図である。
【図２】制御装置の機能ブロック図（その１）である。
【図３】偏差ΔＶＨの補正態様の一例を示す図（その１）である。
【図４】偏差ΔＶＨの補正態様の一例を示す図（その２）である。
【図５】電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示した図（その１）である。
【図６】制御装置の機能ブロック図（その２）である。
【図７】制御装置の機能ブロック図（その３）である。
【図８】電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示す図（その２）である。
【図９】電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示す図（その３）である。
【図１０】電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示す図（その４）である。
【図１１】電圧指令値ＶＨｃｏｍと損失低減制御の適用領域との対応関係を示す図である。
【図１２】電圧指令値ＶＨｃｏｍと目標範囲β、γとの対応関係を示す図である。
【図１３】モータのトルクおよび回転速度と損失低減制御の適用領域との対応関係を示す図（その１）である。
【図１４】モータのトルクおよび回転速度と損失低減制御の適用領域との対応関係を示す図（その２）である。
【図１５】制御装置の制御手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２１】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１によるコンバータの制御装置が適用される電動車両のモータ駆動システムを示した図である。図１を参照して、電動車両１００は、直流電源Ｂと、コンバータ１０と、インバータ２０と、モータＭ１と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、平滑コンデンサＣとを備える。また、電動車両１００は、制御装置３０と、電圧センサ５２，５６と、電流センサ５４，５８，６０と、回転角センサ６２とをさらに備える。
【００２２】
コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と直流電源Ｂの負極に接続される負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。
【００２３】
なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および後述のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。
【００２４】
インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を含む。Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を含む。Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６を含む。また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。
【００２５】
直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて、電気二重層キャパシタや大容量のコンデンサ等を用いてもよい。なお、図１にも示すように、以下の説明において、直流電源Ｂに入力あるいは出力される電流を「バッテリ電流ＩＢ」とも記載する。
【００２６】
コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）を直流電源Ｂの出力電圧以上に昇圧する。なお、システム電圧が目標電圧よりも低い場合、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによって正極線ＰＬ１から正極線ＰＬ２へ電流を流すことができ、システム電圧を上昇させることができる。一方、システム電圧が目標電圧よりも高い場合、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることによって正極線ＰＬ２から正極線ＰＬ１へ電流を流すことができ、システム電圧を低下させることができる。
【００２７】
インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩ１に基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換してモータＭ１へ出力し、モータＭ１を駆動する。これにより、モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、車両の制動時、モータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩ１に基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。
【００２８】
平滑コンデンサＣは、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣは、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬにおけるリプルを低減する。
【００２９】
モータＭ１は、交流電動機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流電動機である。モータＭ１は、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。また、モータＭ１は、ジェネレータとしても機能し、車両の制動時、車両の運動エネルギを駆動輪から受けて発電する。なお、この電動車両１００がハイブリッド車両であれば、モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電し、かつ、エンジンの始動も行なうものとして、ハイブリッド車両に組み込まれてもよい。
【００３０】
電圧センサ５２は、直流電源Ｂの電圧Ｖｂを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電流センサ５４は、コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣの端子間電圧、すなわち正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間の電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電流センサ５８，６０は、それぞれＶ相の電流Ｉｖ１およびＷ相の電流Ｉｗ１を検出し、それらの検出値を制御装置３０へ出力する。回転角センサ６２は、モータＭ１のロータの回転角θ１を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３１】
制御装置３０は、電圧センサ５２，５６からの電圧Ｖｂ，ＶＨおよび電流センサ５４からの電流ＩＬの各検出値に基づいて、コンバータ１０を駆動するための信号を生成し、その生成した信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。また、制御装置３０は、電流センサ５８，６０からの電流Ｉｖ１，Ｉｗ１、回転角センサ６２からの回転角θ１および電圧ＶＨの各検出値、ならびに図示されない外部ＥＣＵから受けるモータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータＭ１を駆動するための信号ＰＷＩ１を生成し、その生成した信号ＰＷＩ１をインバータ２０へ出力する。
【００３２】
図２は、図１に示した制御装置３０の、コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、電圧指令生成部１０２と、減算部１０４，１０８と、補正部１０５と、電圧制御演算部１０６と、電流制御演算部１１０と、駆動信号生成部１１２と、キャリア生成部１１４と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１１６とを含む。
【００３３】
電圧指令生成部１０２は、コンバータ１０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＨｃｏｍを生成する。たとえば、電圧指令生成部１０２は、モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１から算出されるモータＭ１のパワーに基づいて電圧指令値ＶＨｃｏｍを生成する。
【００３４】
減算部１０４は、電圧ＶＨの検出値を電圧指令値ＶＨｃｏｍから減算し、その演算結果を偏差ΔＶＨとして補正部１０５へ出力する。
【００３５】
補正部１０５は、減算部１０４から受けた偏差ΔＶＨを補正し、電圧制御演算部１０６へ出力する。
【００３６】
図３、４は、それぞれ、補正部１０５による偏差ΔＶＨの補正態様の一例を示す図である。図３、４における横軸の「ΔＶＨ入力」とは減算部１０４から入力される補正前の偏差ΔＶＨであり、縦軸の「ΔＶＨ出力」とは補正部１０５による補正後の偏差ΔＶＨである。
【００３７】
図３、４のいずれの場合においても、ΔＶＨ入力の絶対値がしきい値α（＞０）よりも大きい場合（すなわちΔＶＨ入力＜−αあるいはα＜ΔＶＨ入力の場合）、ΔＶＨ出力はΔＶＨ出力に応じた値とされる。図３の例では、α＜ΔＶＨ入力の場合はΔＶＨ出力＝ΔＶＨ入力−αとなり、ΔＶＨ入力＜−αの場合はΔＶＨ出力＝ΔＶＨ入力＋αとなる。図４の例では、ΔＶＨ入力＜−αおよびα＜ΔＶＨ入力のいずれの場合にもΔＶＨ入力がそのままΔＶＨ出力となる。つまり、図３、４のいずれの場合においても、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっていない場合、補正部１０５による補正後の偏差ΔＶＨは「０」以外の値となり、後述する電流制御演算部１１０を主とした電流フィードバック制御による高応答制御が実行されることになる。
【００３８】
一方、ΔＶＨ入力の絶対値がしきい値αよりも小さい場合（すなわち−α＜ΔＶＨ入力＜αの場合）、ΔＶＨ出力は「０」とされる。つまり、図３、４のいずれの場合においても、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっている場合、補正部１０５による補正後の偏差ΔＶＨは「０」となり、後述する電流制御演算部１１０を主とした電流フィードバック制御による高応答制御は実行されないことになる。
【００３９】
このように、補正部１０５は、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、後述する高応答制御の実行を調整する機能を有する。この補正部１０５の機能が本発明の特徴点である。
【００４０】
図２に戻って、電圧制御演算部１０６は、補正部１０５による補正後の偏差ΔＶＨが「０」でない場合、フィードバックゲインを「Ｋ」として電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに近づけるためのフィードバック制御演算（たとえば比例積分制御による演算）を実行する。そして、電圧制御演算部１０６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。なお、補正後の偏差ΔＶＨが電流指令値ＩＲに反映される度合いは、フィードバックゲインＫが小さいほど小さくなる。
【００４１】
キャリア生成部１１４は、後述の駆動信号生成部１１２においてＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号を生成し、その生成したキャリア信号を駆動信号生成部１１２およびＳ／Ｈ回路１１６へ出力する。Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号の山および谷のタイミングで電流ＩＬのサンプリングを実施する。
【００４２】
減算部１０８は、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲから、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされた電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。
【００４３】
電流制御演算部１１０は、電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部１０８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに近づけるためのフィードバック制御（以下、「電流フィードバック制御」ともいう）を、たとえば比例積分制御によって実行する。電流制御演算部１１０の演算周期は、電圧制御演算部１０６の演算周期よりも短く設定される。そして、電流制御演算部１１０は、算出された制御量をデューティー指令値ｄとして駆動信号生成部１１２へ出力する。
【００４４】
この電流制御演算部１１０による電流フィードバック制御によって、コンバータ１０の高い制御応答性が実現される。すなわち、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに追従させる速度が向上する。したがって、電流制御演算部１１０による電流フィードバック制御を「高応答制御」とも称する。
【００４５】
なお、減算部１０４、補正部１０５、電圧制御演算部１０６、減算部１０８、および電流制御演算部１１０は、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに近づけるためのメインループを形成し、減算部１０８、電流制御演算部１１０、Ｓ／Ｈ回路１１６は、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに近づけるためのマイナーループを形成する。
【００４６】
駆動信号生成部１１２は、電流制御演算部１１０から受けるデューティー指令値ｄを、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号と大小比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する信号ＰＷＣを生成する。そして、駆動信号生成部１１２は、その生成された信号ＰＷＣをコンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
【００４７】
図５は、実施の形態１における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示した図である。なお、比較対照のため、図５には、従来制御における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係、および、高応答制御を常時行なう場合における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を併記している。ここで、従来制御とは、高応答制御を行なわずに電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに近づけるための電圧フィードバック制御のみを行なうものであって、図２においては、補正部１０５、減算部１０８、電流制御演算部１１０、およびＳ／Ｈ回路１１６の機能を有しない制御である。また、高応答制御を常時行なう場合とは、図２において、補正部１０５の機能を有しないものであって、電圧フィードバック制御に加えて、電流フィードバックを何ら制限することなく実行する場合である。
【００４８】
従来制御の場合、高応答制御を行なっていないため、コンバータ１０の制御応答性（ＶＨｃｏｍに対するＶＨの追従性）が低い。そのため、たとえばタイヤのスリップグリップやモータ電流センサおよびレゾルバ等の誤差に起因してモータＭ１で電力リプル（電力変動）が発生すると、図５に示すように、バッテリ電流ＩＢの変動は比較的小さいが、電圧ＶＨが大きく変動する。そのため、平滑コンデンサＣを大容量とするか、コンバータ１０およびその周辺の素子を高耐圧とする必要があり、コストの増加に繋がる。
【００４９】
高応答制御を常時行なう場合、コンバータ１０の制御応答性が高くなり、モータＭ１で電力（電圧）変動が発生しても、コンバータ１０を高応答に作動させてその変動分を素早く直流電源Ｂに吸収させることができる。この場合、図５に示すように、電圧ＶＨの変動は極小となるが、その分、バッテリ電流ＩＢの変動が大きくなる。
【００５０】
このように、高応答制御は、モータＭ１で発生する電力変動そのものを低減するものではなく、その電力変動の影響が電圧ＶＨの値に現れないように、その電力変動分を高応答に直流電源Ｂに吸収させるものである。そのため、高応答制御を行なうことによって電力が変動する経路が直流電源Ｂとコンバータ１０との間の分だけ長くなり、コンバータ１０や直流電源Ｂでのエネルギ損失（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の素子損失、リアクトルＬ１の鉄損および銅損、直流電源Ｂの内部抵抗による損失など）が増大する。高応答制御を常時行なう場合、その損失の増大量が大きく、効率低下（燃費低下）になるおそれがある。
【００５１】
これに対し、本発明の実施の形態１の場合、上述した補正部１０５の機能によって、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、高応答制御の実行が調整される。
【００５２】
すなわち、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲を超えている場合、本発明の実施の形態１では、高応答制御が実行される。この高応答化制御によって、モータＭ１側で発生する電力変動を高速で直流電源Ｂで吸収させることが可能であるため電圧ＶＨの変動が抑制され、電圧ＶＨが安定する。その結果、平滑コンデンサＣの容量を下げたりコンバータ１０およびその周辺部品の耐電圧値を下げることができ、システムの小型化・低コスト化を実現できる。
【００５３】
一方、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっている場合、本発明の実施の形態１では、高応答制御は実行されずに停止される。そのため、モータＭ１側で発生した小さな電力変動は、平滑コンデンサＣで吸収され、直流電源Ｂまでは伝達されないことになる。これにより、コンバータ１０や直流電源Ｂでの損失低減を図ることができる。
【００５４】
その結果、本発明の場合は、電圧ＶＨの変動とバッテリ電流ＩＢの変動とがバランスよく抑制される。これにより、部品コストの低減とエネルギ損失の低減を図ることができる。
【００５５】
なお、高応答制御を伴なわない従来の電圧フィードバック制御に対してその電圧フィードバック制御を実行しない範囲を設けると、電力変動が大きいときに、その範囲を超えてから電圧フィードバック制御を開始することになり制御遅れが生じて変圧変動が大きくなる。そのため、やはり、平滑コンデンサＣを大容量とするか、コンバータ１０およびその周辺の素子を高耐圧とする必要があり、コストの増加に繋がる。
【００５６】
これに対し、本発明の場合、高応答制御（電流フィードバック制御）を伴なう電圧フィードバック制御に対して高応答制御を実行しない範囲を設けているため、その範囲を超えてから高応答制御を開始しても、コンバータが高応答化されるため、制御遅れが生じず、電圧変動を最小限に抑えられる。
【００５７】
このように、本実施の形態１においては、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、高応答制御を実行するのか否かが調整される。そのため、モータ側の電圧変動とバッテリ側の電流変動とをバランス良く抑制することができる。
【００５８】
＜変形例＞
上述の実施の形態１では、補正部１０５にて偏差ΔＶＨを補正する例を示したが、偏差ΔＶＨを補正するのではなく、電圧センサ５６が検出した電圧ＶＨを直接補正するように変形してもよい。
【００５９】
図６に、実施の形態１の変形例に係る制御装置３０Ａの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ａは、図６に示すように、実施の形態１に係る制御装置３０の補正部１０５に代えて、電圧ＶＨを直接補正する補正部１０５Ａを備える。
【００６０】
そして、補正部１０５Ａは、ＶＨｃｏｍに対してＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっている場合（−α＜ＶＨ−ＶＨｃｏｍ＜αの場合）にはＶＨを補正せずにそのまま減算部１０４に出力し、ＶＨｃｏｍに対してＶＨがα以上大きい場合（ＶＨ−ＶＨｃｏｍ≧αの場合）にはＶＨをＶＨ−αに補正して減算部１０４に出力し、ＶＨｃｏｍに対してＶＨがα以上小さい場合（ＶＨ−ＶＨｃｏｍ≦−αの場合）にはＶＨをＶＨ＋αに補正して減算部１０４に出力する。
【００６１】
このような変形によっても、上述の実施の形態と同様の作用効果が得られる。
［実施の形態２］
上述のように、本発明は、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっている場合に高応答制御の実行を制限するものであり、上述の実施の形態１は、その制限手法として、高応答制御の実行を停止することを特徴とした。
【００６２】
これに対し、実施の形態２では、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが−αからαまでの目標範囲内に収まっている間、高応答制御を完全に停止するのではなく、フィードバックゲインＫを小さくして偏差ΔＶＨが高応答制御の結果に反映される度合いを小さくすることを特徴とする。
【００６３】
図７に、実施の形態２に係る制御措置３０Ｂの機能ブロック図を示す。制御措置３０Ｂは、図７に示すように、実施の形態１に係る制御装置３０に対して、補正部１０５を削除し、かつ、電圧制御演算部１０６を電圧制御演算部１０６Ｂに変更したものである。その他の機能は、実施の形態１に係る制御装置３０と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【００６４】
電圧制御演算部１０６Ｂは、偏差ΔＶＨの絶対値がαよりも大きい場合（｜ΔＶＨ｜＞αの場合）、フィードバックゲインＫを通常値に設定し、減算部１０４からの偏差ΔＶＨの絶対値がα以下の場合（｜ΔＶＨ｜≦αの場合）、フィードバックゲインＫを通常値よりも小さい値に設定する。
【００６５】
このように、実施の形態２では、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが目標範囲内に収まっている場合、フィードバックゲインＫを小さくして偏差ΔＶＨが電流指令値ＩＲ（高応答制御の結果）に反映される度合いを小さくしつつも、高応答制御そのものを継続させておくことで、その後に大きな電圧変動が生じた場合でも、電圧変動量を最小限とすることができる。これにより、コンバータ１０およびその周辺部品の耐電圧値を、さらに下げることができる。ただし、この場合、若干ではあるがバッテリ電流値ＩＢ変動が増大し損失が悪化するため、耐電コストと損失悪化のバランスをとるように、フィードバックゲインＫを設定する必要がある。
【００６６】
図８、９は、実施の形態２における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示した図である。図８は、準定常時（車両が比較的安定して走行している時）を示し、図９は、スリップグリップなどの負荷急変時を示す。なお、図８、９のいずれにも、比較対照のため、実施の形態１における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を併記している。
【００６７】
電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが目標範囲内に収まっている場合、実施の形態１では高応答制御を停止させるが、実施の形態２では、フィードバックゲインＫを小さくしつつも高応答制御そのものは継続させる。
【００６８】
そのため、準定常時においては、図８に示すように、バッテリ電流ＩＢの変動抑制作用が実施の形態１に比べるとやや劣るが、全体としては実施の形態１とほぼ同じレベルで、モータ側の電圧変動とバッテリ側の電流変動とをバランス良く抑制することができる。
【００６９】
一方、負荷急変時の対応力については、実施の形態１よりも実施の形態２のほうが有利である。すなわち、電圧ＶＨが目標範囲内に収まっている場合に、実施の形態１では高応答制御を完全に停止するためその後の電圧ＶＨの急増に対して高応答制御の開始遅れが生じるのに対し、実施の形態２ではフィードバックゲインＫを小さくしつつも高応答制御そのものは継続させるため高応答制御の開始遅れが生じない。そのため、図９に示すように、電圧ＶＨが急増した場合、実施の形態１よりも実施の形態２のほうが電圧ＶＨのピーク値を小さくすることができる。
【００７０】
［実施の形態３］
上述の実施の形態１、２では、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが大きい場合の目標範囲（以下、「上側の目標範囲」という）と、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが小さい場合の目標範囲（以下、「下側の目標範囲」という）とが、共に同じ値αに設定されていた。すなわち、実施の形態１、２では、高応答制御を制限する範囲（高応答制御を実施しない範囲、フィードバックゲインＫを小さくする範囲）を、上下対称としていた。
【００７１】
ところで、モータ駆動システムには、上述のように、耐電圧値が印加された場合でも正常に機能する部品を用いる必要がある。この耐電圧値が大きいほど部品コストが掛かる。したがって、如何にして耐電圧値を下げることができるかが、部品コスト低減の１つの鍵になる。
【００７２】
そこで、実施の形態３では、上側の目標範囲を「β（＞０）」、下側の目標範囲を「γ（＞０）」とし、上側の目標範囲βをαよりも狭く、かつ下側の目標範囲γをαおよびβよりも広く設定する。
【００７３】
図１０は、実施の形態３における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を示した図である。なお、図１０には、比較対象として、実施の形態１における電圧ＶＨとバッテリ電流ＩＢとの対応関係を併記している。
【００７４】
図１０に示すように、実施の形態３では、上側の目標範囲βがαよりも狭いため、電圧指令値ＶＨｃｏｍよりも電圧ＶＨが大きい場合には、実施の形態１よりも積極的に高応答制御が実行される。これにより、電圧ＶＨの変動（上昇）を適切に抑制できる。そのため、コンバータ１０およびその周辺部品の耐電圧値を下げることができ、部品コスト低減が可能となる。
【００７５】
一方、実施の形態３では、下側の目標範囲γがαよりも広いため、電圧指令値ＶＨｃｏｍよりも電圧ＶＨが小さい場合には、実施の形態１よりも積極的に高応答制御が制限される。そのため、コンバータ１０や直流電源Ｂでの損失がさらに低減される。
【００７６】
このように、実施の形態３では、高応答制御を制限する範囲を、下側を広く、上側を狭くして、上下非対称とする。これにより、耐電圧設計に起因するコスト上昇を最小限とした上で、損失低減を拡大することができる。
【００７７】
［実施の形態４］
上述の実施の形態１〜３では、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して電圧ＶＨが目標範囲内に収まっているか否かに基づいて高応答制御の実行を調整することによって、電圧ＶＨの変動を抑制しつつ電力損失を低減していた（以下、上述の実施の形態１〜３で説明した制御を「損失低減制御」ともいう）。
【００７８】
ところで、コンバータ１０およびその周辺部品の耐電圧値は、電圧ＶＨの最大値に大きく依存する。したがって、電圧ＶＨの最大値を抑制するとコスト低減につながるが、たとえば、上述の実施の形態３で説明した損失低減制御を適用しても、電圧指令値ＶＨｃｏｍに対して＋β程度の電圧上昇分は耐電圧値に加味しなければならない。
【００７９】
電圧指令値ＶＨｃｏｍは、電動車両１００のような自動車向けの場合、アクセル開度や車速ないしはモータＭ１の回転速度や出力トルクなどで決まる。しかしながら、実際に電圧指令値ＶＨｃｏｍが最大値となるパターンは極めて少ない。
【００８０】
そこで、実施の形態４では、実施の形態１〜３で説明した損失低減制御を、電圧指令値ＶＨｃｏｍ（電圧ＶＨでもよい）がしきい値以下の領域に限って適用することを特徴とする。
【００８１】
図１１は、実施の形態４における電圧指令値ＶＨｃｏｍと損失低減制御の適用領域との対応関係を示した図である。図１１に示すように、制御装置３０が、電圧指令値ＶＨｃｏｍがしきい値以下の場合に、実施の形態１〜３で説明した損失低減制御を適用することで、大半の運転状況での損失が低減され、実用燃費向上を図ることができる。一方、電圧指令値ＶＨｃｏｍがしきい値を超える場合には、実施の形態１〜３で説明した損失低減制御を適用せず、高応答制御を制限することなく実行することで、電圧ＶＨの変動を適切に抑制することができる。
【００８２】
これにより、実用燃費向上を図りつつ、＋β程度の電圧上昇分を耐電圧値に加味する必要がなくなり耐電圧設計に起因するコスト上昇をさらに低減することができる。
【００８３】
［実施の形態５］
実施の形態５では、制御装置３０が、上述の実施の形態１〜３で説明した目標範囲αあるいは目標範囲β、γを、電圧指令値ＶＨｃｏｍの値に応じて変更することを特徴とする。
【００８４】
図１２に、制御装置３０が電圧指令値ＶＨｃｏｍの値に応じて目標範囲β、γを変更する場合における、電圧指令値ＶＨｃｏｍと目標範囲β、γとの対応関係を示す。図１２に示すように、電圧指令値ＶＨｃｏｍが耐電圧値に応じて定めたしきい値に比べてかなり低い領域においては、目標範囲β、γの値を大きくとり、電圧指令値ＶＨｃｏｍがしきい値に近づくにしたがって目標範囲β、γの値を小さくする。これにより、通常使用領域での実用燃費向上と、耐電圧に対する制御性（耐電圧値の低下）の両立を図ることができる。
【００８５】
なお、本実施の形態５において、電圧指令値ＶＨｃｏｍがしきい値を越える場合に目標範囲α、β、γを「０」とすることで、上述の実施の形態４で説明した点（電圧指令値ＶＨｃｏｍがしきい値を超える場合に損失低減制御を適用しない点）を実現できるとともに、実施の形態４よりも連続的な制御が可能となる。
【００８６】
［実施の形態６］
実施の形態６では、上述の実施の形態１〜３で説明した損失低減制御の適用領域を、エコモードなどの低燃費優先モード中とすることを特徴とする。
【００８７】
通常、エコモードなどの低燃費優先モード中においては、駆動力を引き下げたり電圧ＶＨを低減したりするなどによって、負荷変動の少ない走行状態になり、これに伴ない負荷変動による電圧ＶＨの変動も通常よりも少なくなる。このような状態でより積極的に損失低減制御を実行することによって、燃費の向上を図ることができる。
【００８８】
［実施の形態７］
実施の形態７は、上述の実施の形態１〜３で説明した損失低減制御の適用領域を、タイヤのスリップグリップ等の負荷急変が少ないトルク領域とすることを特徴とする。
【００８９】
たとえば、モータＭ１のトルクが低くかつ回転速度が低い領域では負荷急変が少ないことを考慮し、制御装置３０が、図１３に示すような低トルクかつ低回転速度の領域に限って損失低減制御を適用するようにしてもよい。
【００９０】
また、図１４に示すように、モータＭ１の制御モードが、モータＭ１のトルクおよび回転速度に応じて、正弦波ＰＷＭ制御モード、可変調ＰＷＭ制御モード、矩形波制御モードのいずれかに設定される場合、制御装置３０が、正弦波ＰＷＭ制御モードでは損失低減制御を適用し、正弦波ＰＷＭ制御モードよりも制御応答性が劣る可変調ＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モードでは損失低減制御を適用しないようにしてもよい。
【００９１】
可変調ＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モードでは、正弦波ＰＷＭ制御モードよりも制御性応答性が劣るため、タイヤのスリップグリップ等の負荷急変が生じた場合、制御はずれによってモータ電流が乱れ、これに起因するモータＭ１のパワー変動が生じて電圧ＶＨが大きく変動し易い。しかしながら、図１４に示す例では、可変調ＰＷＭ制御モードあるいは矩形波制御モードでは、損失低減制御が適用されず、高応答制御が制限することなく実行されるので、電圧ＶＨの変動を適切に抑制することができる。
【００９２】
［実施の形態８］
実施の形態８では、制御装置３０が、タイヤのスリップグリップ等の負荷急変が生じたか否かを判定し、負荷急変が生じたと判定した場合に、上述の実施の形態１〜３で説明した損失低減制御を即座に中断することを特徴とする。
【００９３】
上述の実施の形態７でも述べたように、タイヤのスリップグリップ等の負荷急変が生じた場合、電圧ＶＨが大きく変動し易い。
【００９４】
そこで、図１５のフローチャートに示すように、制御装置３０が、モータＭ１の回転速度の変化などに基づいてスリップグリップが生じたか否かを判定し（Ｓ１０）、スリップグリップが生じていない場合（Ｓ１０にてＮＯ）、損失低減制御を実行し（Ｓ２０）、スリップグリップが生じた場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、損失低減制御を即座に中断する（Ｓ３０）。
【００９５】
このように、スリップグリップが生じた場合は、損失低減制御を即座に中断することによって、損失低減よりも電圧ＶＨの変動抑制を優先することができる。なお、スリップグリップは、通常の走行状態において、極まれにしか生じない。そのため、損失低減制御が中断されるもの極まれであり、燃費の低下にはほとんど影響しない。
【００９６】
なお、上述の実施の形態１〜３で説明した損失低減制御の適用領域を、上述の実施の形態４〜８の全部または一部を組合せて設定してもよい。
【００９７】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９８】
１０  コンバータ、２０  インバータ、２２  相アーム、２４  相アーム、２６  相アーム、３０，３０Ａ，３０Ｂ  制御措置、５２，５６  電圧センサ、５４，５８，６０  電流センサ、６２  回転角センサ、１００  電動車両、１０２  電圧指令生成部、１０４，１０８  減算部、１０５，１０５Ａ  補正部、１０６，１０６Ｂ  電圧制御演算部、１０８  減算部、１１０  電流制御演算部、１１２  駆動信号生成部、１１４  キャリア生成部、１１６  Ｓ／Ｈ回路、Ｂ  直流電源、Ｃ  平滑コンデンサ、Ｄ１１〜Ｄ１６  ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  モータ、ＮＬ  負極線、ＰＬ１，ＰＬ２  正極線、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６  スイッチング素子。
【図１】
2011125144.tif 000003
【図２】
2011125144.tif 000004
【図３】
2011125144.tif 000005
【図４】
2011125144.tif 000006
【図５】
2011125144.tif 000007
【図６】
2011125144.tif 000008
【図７】
2011125144.tif 000009
【図８】
2011125144.tif 000010
【図９】
2011125144.tif 000011
【図１０】
2011125144.tif 000012
【図１１】
2011125144.tif 000013
【図１２】
2011125144.tif 000014
【図１３】
2011125144.tif 000015
【図１４】
2011125144.tif 000016
【図１５】
2011125144.tif 000017