(57)【要約】【課題】Modulo Lossを低減する伝送方式を提供する。【解決手段】誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部３と、送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部１７と、摂動ベクトルを、変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部７と、摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部２５と、符号ビットの少なくとも一部に摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部７と、を有する。【選択図】図１
2011250073.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける送信装置であって、
誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部と
送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部と、
受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部と、
前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部と、
前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部と、
を有することを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記摂動ビット算出部は、
前記摂動ベクトルを前記既知の大きさの信号で除算した値に基づいて摂動ビットを算出すること、
を特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記摂動ビット算出部は、
前記除算した値が奇数であるか偶数であるかに基づいて摂動ビットを算出すること、
を特徴とする請求項２に記載の送信装置。
【請求項４】
前記変調信号から、前記受信信号が受ける干渉信号を減算する干渉減算部を有すること、
を特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項５】
前記変調信号から、前記受信信号が受ける干渉信号に対して１未満の正の係数を乗算する係数乗算部と、前記係数を乗算した信号を減算する干渉減算部と、を有すること、
を特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項６】
前記摂動ベクトル加算部は、
Modulo演算により前記送信信号を生成すること、
を特徴とする請求項４又は５に記載の送信装置。
【請求項７】
前記送信装置は、同一周波数で同時に複数の受信装置宛の送信信号を送信し、
前記複数の受信装置に対して算出した前記送信信号に対して、線形フィルタを乗算する線形フィルタ乗算部を有すること、
を特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項８】
前記線形フィルタと、前記受信装置宛に送信する前記変調信号に基づいて、前記受信装置宛に加算する前記摂動ベクトルを算出する摂動ベクトル算出部を有すること、
を特徴とする請求項７に記載の送信装置。
【請求項９】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける受信装置であって、
受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出する摂動ビット軟推定部と、
受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出する送信ビット軟推定部と、
前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値とに基づいて符号ビット軟推定値を算出するCheck Nodeと、
前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行う復号部と、
を有することを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
前記復号部は、さらに、符号ビット軟推定値を算出し、
前記CheckNodeは、さらに、
前記符号ビット軟推定値と前記摂動ビット軟推定値に基づいて送信ビット軟推定値を算出し、前記符号ビット軟推定値と前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて、新たに、前記摂動ビット軟推定値を算出する、
ことを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
【請求項１１】
前記送信ビット軟推定部は、受信信号を、実部又は虚部方向に、受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍だけ平行移動した点を同じ受信信号点であるとみなして送信ビット軟推定値を算出し、
前記摂動ビット軟推定部は、受信信号を、実部又は虚部方向に、前記既知の大きさの偶数倍だけ平行移動した点を同じ受信信号点であるとみなして摂動ビット軟推定値を算出すること、
を特徴とする請求項９又は１０に記載の受信装置。
【請求項１２】
前記復号部は、受信信号に対して、
1未満の正の係数を乗算する係数乗算部を有することを、
特徴とする請求項９から１１までのいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項１３】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムであって
誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部と
送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部と、
受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部と、
前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部と、
前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部と、
を具備する送信装置と、
受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出する摂動ビット軟推定部と、
受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出する送信ビット軟推定部と、
記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて符号ビット軟推定値を算出するCheck Nodeと、
前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行う復号部と、
を具備する受信装置と、
を有することを特徴とする通信システム。
【請求項１４】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける送信方法であって、
誤り訂正符号化により符号ビットを生成するステップと
送信ビットを変調して変調信号を生成するステップと、
受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成するステップと、
前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出するステップと、
前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出するステップと、
を含む送信方法。
【請求項１５】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける受信方法であって、
受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出するステップと、
受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出するステップと、
前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて符号ビット軟推定値を算出するステップと、
前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行うステップと、
を含む受信方法。
【請求項１６】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける送信装置で使用されるプロセッサであって、
誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部と
送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部と、
受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部と、
前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部と、
前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部と、
を具備するプロセッサ。
【請求項１７】
送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける受信装置で使用されるプロセッサであって、
受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出する摂動ビット軟推定部と、
受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出する送信ビット軟推定部と、
前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて符号ビット軟推定値を算出するCheck Nodeと、
前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行う復号部と、
を具備するプロセッサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
１.  THPについて
Tomlinson Harashima Precoding (THP)は、干渉が存在する状況下で、送信装置が受信装置に対して信号を送信する技術であり、送信装置があらかじめ干渉を把握していることを前提とする。送受信両装置がモジュロ（Modulo、剰余）演算を行うことで、送信電力の増加を抑圧した信号の送受信を実現できる(下記非特許文献１参照)。THPを用いた通信で、送受信装置が行うModulo演算について説明する。送信装置が行うModulo演算は、送信信号を一定振幅以下に保つことによって送信電力を低減する処理であり、受信装置が行うModulo演算は、送信装置側でModulo演算された信号を元に戻す処理である。具体的にいうと、Modulo演算は、送信信号などの実部(In-phase channel、I-ch), 虚部(Qudrature channel、Ｑ-ch)に対して送受信両側で既知の値τの整数倍の信号を加算することにより、当該信号が[-τ/2, τ /2]の範囲に収める演算である。このModulo演算の一例を図２３に示した。図２３中ではModulo演算は、●で表される信号が○の位置に移動する処理で表され、●に(-2)τ +j*(-1)τを加算することで○に移動している（矢印参照）。ここで、jは虚数単位である。○は実部、虚部ともに原点（０）から[-τ /2, τ /2]の範囲に収まっている。このようにModulo演算は信号の振幅を一定範囲内に収める効果を持つ。通常、Modulo幅τは、変調シンボルの平均電力を１に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、ＢＰＳＫではτ＝４、ＱＰＳＫではτ＝２√２、１６ＱＡＭでは、τ＝８／√１０、６４ＱＡＭではτ＝１６／√４２である。
【０００３】
このModulo演算により、受信側が大きな干渉を受ける環境にあっても、干渉除去による送信電力の増加を抑えながら、信号を送信することができる。またModulo演算を式で示すと、
【数１】
2011250073.tif 000003
となる。ここで、Re(x)はxの実部を表し、Im(x)はxの虚部を表す。floor(x)はx を超えない最大の整数を表す。
【０００４】
次にTHPの原理を説明する。所望信号をsとし、干渉をfとする。送信装置は、まず干渉fを所望信号sから減算する。しかし、減算した信号s −f は通常振幅が大きいため、このまま送信すると送信電力が増加してしまう。そこで、送信装置は、この信号s − f に対してModulo演算を行って、Modτ(s − f )で示される信号を送信する。
【０００５】
すると送信装置は、送信信号をI-ch Q-chともに原点から[-τ/2, τ/2]の範囲に収めることができており、信号s − f を送るときに比べて、電力を抑圧した信号を送信できる。ここで、伝搬路の特性を１とし、雑音の影響を無視すると、受信信号はModτ(s − f )+ f となる。受信装置は干渉fを受けるからである。受信装置が、この受信信号に対してModulo演算を行うと、
【数２】
2011250073.tif 000004
となり、受信装置が所望信号を検出できる。このように受信側でもModulo演算を行うことにより、所望信号sを受信側で復元することができる。以上が、THPの仕組みである。
【０００６】
２.  MU-MIMO THP
図２４に示したように、基地局(Base Station: BS)が、同一時刻・同一周波数で複数の端末 (Mobile Terminal: MT) に対して信号を送信すると、通常はユーザ間干渉 (Multi User Interference: MUI) が発生する。THPを用いてこのMUIを電力効率良く除去することで、複数のMTを多重する方法が、ダウンリンク (Downlink: DL)のMU-MIMO(Multi-User Multi Input Multi Output)である。
【０００７】
DL MU-MIMO THPは、BSがMTの伝搬路状態情報 (Channel State Information: CSI)を全て把握していることが前提の技術である。なぜなら、上述の通りTHPは、送信装置であるBSが、受信装置であるMTの受ける干渉を把握していることが必要であり、DL MU-MIMO THPでは、その干渉を算出するために、CSIを用いる必要があるからである。
【０００８】
DL MU-MIMO THPにおいては、ZF規範及びMMSE規範に基づきQR分解を用いてプレコーディングを行う方法や、ZF規範及びMMSE規範に基づきBLAST法を用いてプレコーディングを行う方法が知られている(下記非特許文献２、非特許文献３参照)。
【０００９】
３.  MU-MIMO Vector Perturbation
またMU-MIMO THPに類似の技術としてMU-MIMO Vector Perturbation (VP)という技術も存在する(非特許文献４参照)。BSは、MU-MIMIO VPを行う場合、以下の二つの手順によって送信信号を生成する。
【００１０】
１. 適切に選択したModulo幅の整数倍の信号(摂動ベクトル)を所望信号に加算する。
２. 線形プレコーディングと同じ処理によりMT同士の干渉を除去する。
【００１１】
このとき、加算する信号を摂動ベクトル(Perturbation Vector)という。この摂動ベクトルを全MT宛の信号と伝搬路状態を考慮して適切に選ぶと、送信電力を抑圧することができる(非特許参考文献４)。MU-MIMO VPは線形プリコーディングと同じ線形フィルタを用いるものの、摂動ベクトルの加算という非線形処理を施しているため、MU-MIMO THPと同様の非線形処理に分類される。また、各MTは、MU-MIMO THPと同様のModulo演算を受信信号に対して施すことで、所望信号を取り出すことができる。
【００１２】
このMU-MIMO VPでも、MU-MIMO THPと同様に、BSが持つ複数の送信アンテナによる空間リソースをより効率的に利用でき、ひいては周波数利用効率の向上を実現することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】H. Harashima and H. Miyakawa, “Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference”, IEEE Transactions On Communications, Vol. Com-20, No. 4, pp. 774-780, August 1972.
【非特許文献２】J.Liu and A.Krzymien, “Improved Tomlinson-Harashima Precoding for the Dowinlink of Multiple Antenna Multi-User Systems”, Proc. IEEE Wireless and Communications and Networking Conference, pp. 466-472, March 2005.
【非特許文献３】M. Joham, J. Brehmer, and W. Utschick, “MMSE Approaches to Multiuser Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding,” Proc. of 5. ITG Conference on Source and Channel Coding, Erlangen, , pp. 387-394, January 2004.
【非特許文献４】B. M. Hochwald, C. B. Peel, and A. L. Sindlehurst,”A vector-perturbation technique for near-capacity multi-antenna multi-user communication - part II: perturbation”, IEEE Trans. on Communications, vol. 53, pp. 537-544, March 2005.
【非特許文献５】J. G. Proakis and M Salehi, “Digital Communications”, McGraw Hill Higher Education, 5th revised edition, January 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
THPは、干渉電力が大きい場合であっても、送信電力の増加を抑圧しながら、干渉を事前に除去した信号を送信できる。
【００１５】
しかし、受信時は、Modulo幅・間隔で周期的に実軸(I-ch)、虚軸(Q-ch)方向にずれた点を、全て同じ点と見なすため、受信候補点が増加して、信号検出性能が低下する。この性能の低下をModulo Lossという。例えば、変調方式にQPSKを用いた場合は、図２５のようになる。図２５の４つの印 (●・○・■・□)は各々異なるビットに対応し、受信側では、４つのうちどの信号点が送信されたかを判別する。いま、雑音の影響で図２５ (a), (b)に示した矢印の方向に信号がずれたとする。図２５(a)では、矢印の先端の×が示す受信信号点に最も近い点が○であるが、図２５(b)では、●が最も近い点になっている。このように、受信候補点が増加することにより、信号検出性能が劣化する。この劣化は、QPSKに限らず、いかなる変調方式でも生じる。
【００１６】
本発明は、Modulo Lossを低減する伝送方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の一観点によれば、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける送信装置であって、誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部と、送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部と、受信装置と送信装置において既知の大きさ信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部と、前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部と、前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部と、を有することを特徴とする送信装置が提供される。前記摂動ビット算出部は、前記摂動ベクトルを前記既知の大きさの信号で除算した値に基づいて摂動ビットを算出することが好ましい。また、前記摂動ビット算出部は、前記除算した値が奇数であるか偶数であるかに基づいて摂動ビットを算出することが好ましい。また、前記変調信号から、前記受信信号が受ける干渉信号を減算する干渉減算部を有することが好ましい。また、前記変調信号から、前記受信信号が受ける干渉信号に対して１未満の正の係数を乗算する係数乗算部と、前記係数を乗算した信号を減算する干渉減算部と、を有することが好ましい。ここで、前記摂動ベクトル加算部は、Modulo演算により前記送信信号を生成することが好ましい。
【００１８】
また、前記送信装置は、同一周波数で同時に複数の受信装置宛の送信信号を送信し、前記複数の受信装置に対して算出した前記送信信号に対して、線形フィルタを乗算する線形フィルタ乗算部を有するようにしても良い。さらに、前記線形フィルタと、前記受信装置宛に送信する前記変調信号に基づいて、前記受信装置宛に加算する前記摂動ベクトルを算出する摂動ベクトル算出部を有するようにしても良い。
【００１９】
また、本発明は、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける受信装置であって、受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出する摂動ビット軟推定部と、受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出する送信ビット軟推定部と、前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値とに基づいて符号ビット軟推定値を算出するCheck Nodeと、前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行う復号部と、を有することを特徴とする受信装置である。前記復号部は、さらに、符号ビット軟推定値を算出し、前記CheckNodeは、さらに、前記符号ビット軟推定値と前記摂動ビット軟推定値に基づいて送信ビット軟推定値を算出し、前記符号ビット軟推定値と前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて、新たに、前記摂動ビット軟推定値を算出することが好ましい。また、前記送信ビット軟推定部は、受信信号を、実部又は虚部方向に、受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍だけ平行移動した点を同じ受信信号点であるとみなして送信ビット軟推定値を算出し、前記摂動ビット軟推定部は、受信信号を、実部又は虚部方向に、前記既知の大きさの偶数倍だけ平行移動した点を同じ受信信号点であるとみなして摂動ビット軟推定値を算出することが好ましい。前記復号部は、受信信号に対して、1未満の正の係数を乗算する係数乗算部を有することが好ましい。
【００２０】
また、本発明は、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムであって、誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部と、送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部と、受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部と、前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部と、前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部と、を具備する送信装置と、受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出する摂動ビット軟推定部と、受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出する送信ビット軟推定部と、前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて符号ビット軟推定値を算出するCheck Nodeと、前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行う復号部と、を具備する受信装置と、を有することを特徴とする通信システムである。
【００２１】
本発明の他の観点によれば、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける送信方法であって、誤り訂正符号化により符号ビットを生成するステップと、送信ビットを変調して変調信号を生成するステップと、所定の大きさの整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成するステップと、前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出するステップと、前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出するステップと、を含む送信方法が提供される。
【００２２】
また、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける受信方法であって、受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出するステップと、受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出するステップと、前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて符号ビット軟推定値を算出するステップと、前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行うステップと、を含む受信方法が提供される。
【００２３】
本発明は、上記の送信方法又は受信方法をコンピュータに実行させるためのプログラムであっても良く、該プログラムを記録するコンピュータ読み取り可能な記録媒体であっても良い。当該プログラムは、インターネットなどの伝送媒体によって取得されるものでも良い。
【００２４】
さらに、本発明は、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける送信装置で使用されるプロセッサであって、誤り訂正符号化により符号ビットを生成する符号部と、送信ビットを変調して変調信号を生成する変調部と、受信装置と送信装置において既知の大きさの信号の整数倍の信号である摂動ベクトルを、前記変調信号に加算して送信信号を生成する摂動ベクトル加算部と、前記摂動ベクトルに基づいて、摂動ビットを算出する摂動ビット算出部と、前記符号ビットの少なくとも一部に前記摂動ビットを加算して送信ビットを算出する摂動ビット加算部と、を具備するプロセッサである。
【００２５】
また、送信装置が少なくとも１つの受信装置に対して信号を送信する通信システムにおける受信装置で使用されるプロセッサであって、受信信号に基づいて、摂動ビットを推定して摂動ビット軟推定値を算出する摂動ビット軟推定部と、受信信号に基づいて、送信ビットを推定して送信ビット軟推定値を算出する送信ビット軟推定部と、前記摂動ビット軟推定値と前記送信ビット軟推定値に基づいて符号ビット軟推定値を算出するCheck Nodeと、前記符号ビット軟推定値に基づいて復号を行う復号部と、を具備するプロセッサであっても良い。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、Modulo Lossを低減する伝送方式を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１の実施の形態による送信装置と受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。
【図２】送信装置の処理の流れを示すフローチャート図である。
【図３】受信装置の処理の流れを示すフローチャート図である。
【図４】摂動ビット加算部が、符号ビットと摂動ビットから送信ビットを算出する方法を、生成行列として数式で示した図である。
【図５】送信ビット軟推定部における送信ビットLLRの算出方法の概要を示す図である。
【図６】送信ビット軟推定部における送信ビットLLRの算出方法の概要を示す図である。
【図７】変形例１における基地局装置の一構成例を示す図である。
【図８】DPC符号化されていない信号を受信する端末（第１の端末）の一構成例を示す図である。
【図９】DPC符号化された信号を受信する端末（第２の端末）の一構成例を示す図である。
【図１０】変形例２における基地局装置の一構成例を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施の形態の要素部分であるDPC符号部とＤＰＣ復号部との構成例を示す図である。
【図１２】本発明の第３の実施の形態によるＤＰＣ符号部及びＤＰＣ復号部の一構成例を示す図である。
【図１３】実部と虚部に送信ビットが１ビットずつ配置されるQPSKにおける送信ビットと摂動ビットを実部と虚部に対応して２つずつ組み合わせた生成行列の例を示す図である。
【図１４】図６に示した距離を複素数平面に一般化した様子を示す図である。
【図１５】DPC符号部の動作の流れを示すフローチャート図である。
【図１６】本発明の第４の実施の形態による通信装置一構成例を示す機能ブロック図である。
【図１７】本実施の形態による基地局装置の一構成例を示す図である。
【図１８】本実施の形態による端末局装置の一構成例を示す図である。
【図１９】本発明の第５の実施の形態による基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。
【図２０】図１９の要部の構成を詳細に示す図である。
【図２１】本実施の形態において、図１４に対応する行列を示す図である。
【図２２】各変調方式に対応するｓｅｔ  ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇの一例を示す図である。
【図２３】Modulo演算の一例を示した図である。
【図２４】基地局(Base Station: BS)が、同一時刻・同一周波数で複数の端末 (Mobile Terminal: MT) に対して信号を送信する様子を示す図である。
【図２５】変調方式にQPSKを用いた場合の性能の低下（Modulo Loss）の様子を示す図である。
【図２６】ビット同士が相関を持つコンスタレーションと、相関を持たないコンスタレーションとの違いを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明は、THPやVPを行う通信システムにおいて、受信装置における繰り返し信号検出処理により、誤り訂正符号化の利得を利用してModulo Lossを低減する方法を提供する。これは、ターボ符号化やターボ等化などで用いられる、いわゆる「ターボ原理」を利用したものである。また、受信装置でターボ原理を機能させるために、送信装置は送信信号に対して一定の処理を新たに施す。以下に、本発明の実施の形態による通信技術について図面を参照しながら説明を行う。
【００２９】
尚、本明細書における「線形フィルタ」は、第１〜第４までの実施の形態では、例えば、HHのQR分解後のQでもよいし(MU-MIMO THP)、第５の実施の形態では、例えば、伝搬路行列の逆行列等でもよい(MU-MIMO VP)。
【００３０】
＜第１の実施の形態＞
本発明の第１の実施の形態では、第一に、発明の要素部分の動作をAWGN（Additive White Gaussian Noise：加法性ガウス雑音）チャネルを用いて説明する。第二に、当該要素部分を具体的に端末装置が２つの場合におけるDL MU-MIMO THPに適用した変形例について説明する。第三に、端末装置が任意の２以上のN個の場合に適用した変形例について説明する。
【００３１】
１．要素部分
まず、本実施の形態の要素部分の動作について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態による送信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図１に示すように、当該要素部分の送信装置Ａ側は、DPC符号部１と呼ばれ、符号部３、インターリーブ部５、生成行列記憶部１１、摂動ビット加算部７、変調部１７、干渉減算部１９、dither系列加算部２１、摂動ベクトル加算部２３、摂動ビット算出部２５から構成される。変調部１７−摂動ベクトル加算部２３までを、送信信号生成部１５と称する。
【００３２】
以下、送信装置の構成と動作について、図１の機能ブロック図と図２の送信装置のフローチャート図とを参照しながら説明する。
【００３３】
（図２のステップＳ１０１）符号部３は、情報ビットに対して誤り訂正符号化を施して、符号ビットを生成し、インターリーブ部５に入力する。なお、誤り訂正符号方式は、例えば畳みこみ符号、ターボ符号、Low Density Parity Check (LDPC)符号、Repeat-Accumulate (RA)符号などでもよいし、他の符号化方式でもよい。
【００３４】
（ステップＳ１０２）インターリーブ部５は符号ビットに対してインターリーブを施し、インターリーブ後の符号ビットを摂動ビット加算部７に入力する。
【００３５】
（ステップＳ１０３）次に、生成行列記憶部１１が、生成行列を摂動ビット加算部７に入力した後、摂動ビット加算部７は、インターリーブ部５から入力された符号ビットに対して摂動ビットを生成行列が表す規則に従って加算して送信ビットを算出する。ここで摂動ビットとは、摂動ビットを加算しようとしている符号ビットよりも前の符号ビットから計算するビットであり、送信信号生成部１５と摂動ビット算出部２５によって算出されるものである。摂動ビット加算部７で、摂動ビットの少なくとも一部を符号ビットに加算して得られるビットを送信ビットと呼ぶ。摂動ビット加算部７は送信信号生成部１５内の変調部１７に送信ビットを入力する。
【００３６】
摂動ビット加算部７が、符号ビットと摂動ビットから送信ビットを算出する方法を、生成行列として図４に数式で示した。図４に示す数式は、符号後の符号化ブロック長（符号部一回の符号化で出力するビット数）が９であるときの、符号ビット、送信ビット、摂動ビットの関係を示している。
【００３７】
2011250073.tif 000005
【００３８】
【数３】
2011250073.tif 000006
【００３９】
上記の式（１−１）に示したように、各送信ビットbtxk(k=1〜9)は、同じk番目の符号ビットbcikと、kより順番が前の1〜k-1までの摂動ビットbpv1〜bpv(k-1)の中から選択したビットを加算したものである。順番が前の摂動ビットしか使えないのは、送信ビットbtxkを算出する時点では、後述の送信信号生成部１５及び摂動ビット算出部２５が摂動ビットbtxk〜btx9を算出していないからである。
【００４０】
各送信ビットbtxkを算出するときに、どの摂動ビット（bpv1〜bpvk）を選択して加算するかは、送受信側であらかじめ共有していれば、ランダムに選択することができ、この情報を表したものが生成行列である。図４に示した生成行列では、右半分の９×９の行列部分の下三角成分（P_lowで示した部分）中の１が入っている成分が、加算される摂動ビットを示している。生成行列が、対角成分が０の下三角行列であるため、各送信ビットは、符号ビットより、順番kが前の摂動ビットを常に用いて算出される。
【００４１】
加算する摂動ビットは、送信ビットbtxk毎に、ランダムに選択しても良い。ただし、送信ビットどうしで加算される摂動ビットを比較した時に、できるだけ異なっているように配置することが望ましい。他の誤り訂正符号化方式と同様に、できるだけお互いに相関の低い拘束を与えることで、高い利得を得て、誤り率を低下させることかできるからである。
【００４２】
図４では、簡単のために符号ビット、送信ビット、摂動ビットがそれぞれ９個の場合を説明したが、もちろん９個の場合に限らず、より多くてもよい。特に符号部３における符号化ブロック長がより長い時は、符号化ブロック長と等しい値であることが望ましい。受信処理において誤り訂正符号の復号と本ステップに対応する処理を繰り返し行うのであるが、そのときにビットを検出する単位が揃っている方が、検出する際に符号化ブロック毎に情報ビットを検出することができるからである。ただし、必ずしも符号化ブロックと等しくなくても良い。
【００４３】
（ステップＳ１０４）変調部１７は、摂動ビット加算部７から入力された送信ビットから変調信号を生成し、干渉減算部１９に入力する。本実施の形態では、変調信号はBPSK(Binary Phase Shift Keying)であるとする。
【００４４】
（ステップＳ１０５）干渉減算部１９では、変調信号から干渉信号を減算して、干渉信号を減算した変調信号をdither系列加算部２１に入力する。なお、干渉の算出方法は後述する。
【００４５】
（ステップＳ１０６）dither系列加算部２１は、送受信装置で既知の信号であるdither系列を、干渉減算部１９から入力された信号に対して加算し、加算した信号を摂動ベクトル加算部２３に入力する。ここで摂動ベクトル加算部２３に入力する信号を被摂動信号と呼ぶ。dither系列は、摂動ベクトルを加算後の信号の偏りをなくすためのランダム信号である。なお、当該送信信号生成部１５は、dither系列加算部２１を具備することが望ましいが、dither系列を加算しなくても良い。
【００４６】
（ステップＳ１０７）摂動ベクトルとは、THPで用いるModulo幅τの整数倍の成分を実部に持つ信号である。送信電力を軽減するために送信信号が、[-τ /2, τ/2]内に収まるように適切に摂動ベクトルを選択して、被摂動信号に対してその摂動ベクトルを加算する。また、このTHPで用いるModulo幅τは送信装置のみでなく受信装置でも既知であるとする。本実施の形態では摂動ベクトル加算部の動作は、変調方式がBPSKであることから、送信信号は実部のみに存在するため、以下の式で表される。
【００４７】
【数４】
2011250073.tif 000007
【００４８】
ここで、floor(x)はx を超えない最大の整数を表す。摂動ベクトル加算部２３は、摂動ベクトル(zk=-floor((x+τ/2)/τ) τ)を、摂動ビット算出部２５に入力する。
【００４９】
（ステップＳ１０８）摂動ビット算出部２５は、摂動ベクトル加算部２３から入力された摂動ベクトルを摂動ビットに変換し、摂動ビット加算部７に入力する。ここで、摂動ビット算出部２５は、Modulo幅の整数倍で表される摂動ベクトルzkがModulo幅の偶数倍の時に摂動ビットを０に、奇数倍の時に摂動ビット１に変換する。
【００５０】
（ステップＳ１０９）最後に、摂動ベクトル加算後（Modulo演算後）の信号を受信装置宛に送信する。ただし、ここでは、本摂動ベクトル加算部２３で摂動ベクトルを加算して生成した信号（DPC符号後信号）を受信装置へ送信するものとして説明を行うが、後述するようにMU-MIMO THPに適用した場合は、この後に線形フィルタの乗算等の送信処理を施してから信号を受信装置宛に送信する。
【００５１】
図１では、簡潔に説明するため、AWGNチャネルを用いて説明している。そのため、摂動ベクトル加算部２３から出力され、送信された信号には、干渉２６と雑音２７が付加され、受信装置に受信されるとする。AWGNチャネルであるため、伝搬路の利得は１とする。
【００５２】
次に、受信装置の構成を図１と受信装置のフローチャート（図３）を用いて詳細に、説明する。
【００５３】
（ステップＳ２０１）dither系列減算部３３は、受信信号から送信装置で加算されたdither系列を減算し、dither系列を減算した受信信号を送信ビット軟推定部３５と摂動ビット軟推定部３７に入力する。また、送信装置において、dither系列を加算しない時は、dither系列減算部３３は省略される。
【００５４】
（ステップＳ２０２）送信ビット軟推定部３５は、dither系列を減算した受信信号に対してModulo演算を考慮した軟推定を行い、送信ビットの軟推定値を算出して、Check Node４１に入力する。以下、一例として、送信ビットの軟推定値にLLR（Log Liklihood Ratio：対数尤度比）を用いて受信処理を行った場合について説明することとする。また、受信装置は、受信処理において、必ずしも軟推定値としてLLRを使う必要はなく、尤度比などを用いても良い。LLRを用いた送信ビットの軟推定値を送信ビットLLRと呼ぶ。送信ビット軟推定部３５における送信ビットLLRの算出方法を、図５と図６を用いて説明する。
【００５５】
図５の●、▲、○、△は、それぞれ図５中に記載している、送信ビットと摂動ビットとの組み合わせに対応する候補信号点である。図６は図５を拡大して、受信信号点（ykとおく。ここで、受信信号とは、dither系列減算部３３でdither系列を減算した受信信号とする。）を×として示した図である。まず、受信信号点から最も近い●、▲、○、△の４点までの距離をそれぞれ求める。
【００５６】
2011250073.tif 000008
候補信号点が●だったときに雑音の影響で受信信号点に移動する確率は、
【数５】
2011250073.tif 000009
となる。ここで、受信信号点の位置を変数xと置いた。また、同様に候補信号点が▲だったときに雑音の影響で受信信号点に移動する確率は、
【数６】
2011250073.tif 000010
であり、候補信号点が△だったときに雑音の影響で受信信号点に移動する確率は、
【数７】
2011250073.tif 000011
であり、候補信号点が○だったときに雑音の影響で受信信号点に移動する確率は、
【００５７】
【数８】
2011250073.tif 000012
となる。送信ビット軟推定部３５は、ステップＳ２０２においては、送信ビットLLR（Ltxk）を下式（１−７）で算出する。
【００５８】
【数９】
2011250073.tif 000013
【００５９】
送信ビット軟推定部３５は受信信号について式（１−７）に基づいて送信ビットLLRを算出し、Check Node４１に入力する。式（１−７）のlogがかかる部分の分子は、「受信信号点×からModulo幅毎に並ぶ信号点●のうち最も受信信号点×に近い点までの距離」と「Modulo幅毎に並ぶ信号点○のうち最も受信信号点×に近い点までの距離」との関数であり、式（１−７）のlogがかかる部分の分母は、「受信信号点×からModulo幅毎に並ぶ信号点▲のうち最も受信信号点×に近い点までの距離」と「Modulo幅毎に並ぶ信号点△のうち最も受信信号点×に近い点までの距離」との関数であるからである。そのため送信ビット軟推定部３５では、Modulo幅の整数倍だけ平行移動した点を同じ受信信号点であるとみなして、送信ビットを算出していると言える。
【００６０】
（ステップＳ２０３）摂動ビット軟推定部３７は、dither系列を減算した受信信号に対して摂動ビットの軟推定を行い、摂動ビットLLRを算出し、摂動ビットLLRをCheck Node４１に入力する。摂動ビット軟推定部３７における摂動ビットLLRの算出方法は、送信ビット軟推定部３５と同様に式（１−３）から式（１−６）を用いて下式（１−８）で算出する。
【００６１】
【数１０】
2011250073.tif 000014
【００６２】
摂動ビット軟推定部３７は受信信号について式（１−８）に基づいて摂動ビットLLRを算出し、Check Nodeに入力する。
【００６３】
図５及び図６に示したように、▲、●、△、○の点がModulo幅（所定の大きさτ）の２の整数倍（偶数倍）毎に周期的に並んでいるので、摂動ビット軟推定部３７は、Modulo幅の２の整数倍だけ平行移動した点を同じ受信信号点であるとみなして、摂動ビットを算出していると言える。
【００６４】
（ステップＳ２０４）次にCheck Node４１は、送信ビットLLRと摂動ビットLLRから、符号ビットLLRを算出し、デインターリーブ部４５に入力する。
【００６５】
2011250073.tif 000015
【００６６】
いま、bci, bpv, 及びbtxで表される各ビットは次のような検査行列 [I P I]で表される関係となっている。
【００６７】
【数１１】
2011250073.tif 000016
【００６８】
ここで、Ｉは単位行列、Ｐは式（１−１）内のＰで示した９行９列の行列である。検査行列記憶部は[I P I]を記憶しておき、CheckNodeがステップＳ２０４の動作を行うときにCheckNodeに検査行列[I P I]を入力する。ステップＳ２０４ではLpvとLtxから、Lciを算出する。一例として、Lci4を求める方法について説明する。
【００６９】
btxとbciとbpvは式（１−１）に示した９個の拘束が掛かっているが、そのうちの１つは、
0= bci5+ btx5 + bpv1 + bpv3                             （１−１０）
と表される。ステップＳ２０４では、Check NodeにLtxとLpvが入力されるので、その中でLtx5とLpv1とLpv3を用いることにより、Lci5を求める。LLRとは各ビットが0か1かの確率に基づく値であるため、各ビットは式（１−１０）の拘束条件を必ず満たすことを用いて、Lci5を求めることができるからである。具体的にLci5を求める方法を説明する。
【００７０】
2011250073.tif 000017
【００７１】
式（１−１０）によって、bci5=1となる(btx5, bpv1, bpv3)の組み合わせが(0,0,1),(0,1,0),(1,0,0), (1,1,1)であり、それ以外の組み合わせでbic5=0になるので、bci5が1である確率pci5(1)と0である確率pci5(0)を下式で算出する。
【００７２】
【数１２】
2011250073.tif 000018
【００７３】
ここで、ptx5(1)とptx5(0)は、Ltx5から、
【数１３】
2011250073.tif 000019
によって求めることができる。これ以外にも同様にして、ptxk(1)とptxk(0)をLcikから、ppvk(1)とppvk(0)をLpvkから求めることができる。このように求めたpci5(1)とpci5(0)から、確率とLLRの変換式
【数１４】
2011250073.tif 000020
を用いて、Lci5を算出することができる。また、ここで示した計算方式の代わりにLDPC符号等で用いられるSum-Product法を用いても算出することができる。式（１−１０）と同様の例を用いてSum-Productアルゴリズムを説明する（非特許文献５参照）。
まず、
【数１５】
2011250073.tif 000021
とおく。ここでsign(x)は、x>0またはx=0で+1、x<0で-1となる関数である。
また関数φを
【数１６】
2011250073.tif 000022
とおく。tanhはハイパボリック・タンジェントを表す。すると、Lci5は下式で求められる。
【００７４】
【数１７】
2011250073.tif 000023
【００７５】
2011250073.tif 000024
【００７６】
ここで、
【数１８】
2011250073.tif 000025
という拘束があるとする。bk以外の全てのビットのLLR（Ln）からbkのLLR（Lk）を算出するとする。まず、
【数１９】
2011250073.tif 000026
とおき、
【数２０】
2011250073.tif 000027
と算出できる。
【００７７】
（ステップＳ２０５）デインターリーブ部４５は符号ビットLLRをデインターリーブして、デインターリーブした符号ビットLLRを復号部５３に入力する。ここでデインターリーブとは、送信側のインターリーブ部５で施されたインターリーブと全く逆の置換を施すことで、符号ビットLLRの順番を送信側のインターリーブ部前の符号ビットに対応する順番に戻すこと言う。
【００７８】
（ステップＳ２０６）復号部５３は、符号ビットLLRに基づいて復号を施した後、（ステップＳ２０７）復号部５３内のメモリ（図示はしていない。）に格納された繰り返し回数niteが所定の回数Niteに達していなければ、復号後の符号ビットLLRを符号ビットLLR減算部５１に入力し、所定の回数Niteに達していれば情報ビットLLRを硬判定部５５に出力する。ここで情報ビットLLRは、送信側で符号部３に入力されたビットの尤度を表すものである。
【００７９】
（ステップＳ２０８）符号ビットLLR減算部５１は、復号後の符号ビットLLRから復号前の符号ビットLLRを減算して、減算した符号ビットLLRをインターリーブ部４７に入力する。
【００８０】
（ステップＳ２０９）インターリーブ部４７は、符号ビットLLR減算部５１から入力された符号ビットLLRに対して送信側のインターリーブ部４７と同一のインターリーブを施し、インターリーブされた符号ビットLLRをCheck Node４１に入力する。
【００８１】
（ステップＳ２１０）Check Node４１は、インターリーブされた符号ビットLLRと、摂動ビット軟推定部３７から入力された摂動ビットLLRを用いて、Sum-Productアルゴリズムにより、送信ビットLLRを算出し、送信ビット軟推定部３５及び摂動ビット軟推定部３７に入力する。ここでステップＳ２１０において、摂動ビットLLRは、繰り返し回数１回（nite＝１）のときは、ステップＳ２０３により算出した摂動ビットLLR、繰り返し回数２回以上（nite＞１）のときは、繰り返し回数が１回前のステップＳ２１３（後述）により算出した摂動ビットLLRを用いる。
【００８２】
（ステップＳ２１１）Check Node４１でインターリーブされた符号ビットLLR、摂動ビット軟推定部３７から入力された摂動ビットLLR、及び送信ビット軟推定部３５から入力された送信ビットLLRを用いて、摂動ビットLLRを算出する。
【００８３】
例えば、式（１−１）の中の１つである式（１−１０）を用いて摂動ビットLLR Lpv3を算出するときは、インターリーブ部４７から入力された符号ビットLLR Lci5と、ステップＳ２０２又はステップＳ２１２（後述）で送信ビット軟推定部３５から入力された送信ビットLLR Ltx5と、ステップＳ２０３又はステップＳ２１３（後述）で摂動ビット軟推定部３７から入力された摂動ビットLLR Lpv1を用いて、式（１−１０）により新たに摂動ビットLLR Lpv3を算出する。このときにSum-Product法を用いても良い。また、このときステップＳ２０３又はステップＳ２１２（後述する）で摂動ビット軟推定部３７から入力された摂動ビットLLR Lpv3は用いずに、式（１−１０）に含まれる他のビットのLLRから算出する。
【００８４】
また同様に、式（１−１０）を用いて摂動ビットLLR Lpv1を算出するときは、インターリーブ部４７から入力された符号ビットLLR Lci5と、ステップＳ２０２又はステップＳ２１２（後述）で送信ビット軟推定部３５から入力された送信ビットLLR Ltx5と、ステップＳ２０３又はステップＳ２１３（後述）で摂動ビット軟推定部３７から入力された摂動ビットLLR Lpv3 を用いて、式（１−１０）により新たに摂動ビットLLR Lpv1を算出する。
【００８５】
このようにして式（１−１）の各式に含まれる各ビットに関して摂動ビットLLRを求める。しかし、多くの場合、摂動ビットは、式（１−１）の３行目と４行目のbpv2のように、同じビットが複数の式に含まれる。この場合は、３行目の拘束条件により新たに算出したLpv2と４行目の拘束条件により新たに算出したLpv2を加算したものを、送信ビット軟推定部３５と摂動ビット軟推定部３７に入力する。なお、ステップＳ２１１において、繰り返し回数１回（nite＝１）のときは、ステップＳ２０２により算出した送信ビットLLRを用い、繰り返し回数２回以上（nite＞１）のときは、繰り返し回数が１回前のステップＳ２１２（後述）により算出した送信ビットLLRを用いる。同様に、繰り返し回数１回（nite＝１）のときは、ステップＳ２０３により算出した摂動ビットLLRを用い、繰り返し回数２回以上（nite＞１）のときは、繰り返し回数が１回前のステップＳ２１３（後述）により算出した摂動ビットLLRを用いる。
【００８６】
（ステップＳ２１２）次に、送信ビット軟推定部３５は、Check Node４１で算出した摂動ビットLLRと、dither系列を減算した受信信号とから、新たな送信ビットLLRを算出して、Check Node４１に新たな送信ビットLLRを入力する。
【００８７】
具体的には、以下の手順で算出する。まず、ステップ２１１で算出した摂動ビットLLRのk番目Lpvkの各ビットが０と１の確率を求める。式（１−１２）と同様にして、
【数２１】
2011250073.tif 000028
と算出できる。その後、ppvk(1)とppvk(0)と、式（１−３）から式（１−６）の値を用いて、
【００８８】
【数２２】
2011250073.tif 000029
とLtxkを算出する。この方法によって、式（１−７）において算出した送信ビットLLRよりも情報量の高い送信ビットLLRを得ることができる。式（１−７）と比較して、誤り訂正符号により情報量が高められた摂動ビットLLRを用いて送信ビットLLRを算出しているからである。
【００８９】
（ステップＳ２１３）また、送信ビット軟推定部３５は、Check Node４１で算出した送信ビットLLRと、dither系列を減算した受信信号とから、新たな摂動ビットLLRを算出して、Check Node４１に新たな摂動ビットLLRを入力する。
【００９０】
具体的には、以下の手順で算出する。まず、ステップ２１０で算出した送信ビットLLRのk番目Ltxkの各ビットが０と１の確率を求める。式（１−１２）と同様にして、
【数２３】
2011250073.tif 000030
と算出できる。その後、ptxk(1)、ptxk(0)、式（１−３）から式（１−６）の値を用いて、
【数２４】
2011250073.tif 000031
によってLpvkを算出する。この方法によって、式（１−７）において算出した摂動ビットLLRよりも情報量の高い摂動ビットLLRを得ることができる。式（１−７）と比較して、誤り訂正符号により情報量が高められた送信ビットLLRを用いて摂動ビットLLRを算出しているからである。
【００９１】
ステップＳ２０４からステップＳ２１３を繰り返すことで、送信ビットLLR、摂動ビットLLR、及び符号ビットLLRで表される尤度情報を互いに高め合う。最終的に所定の繰り返し回数Niteに達したときに、ステップＳ２０７において、復号部５３が、硬判定部５５に情報ビットLLRを出力する。
【００９２】
（ステップＳ２１４）最後に、硬判定部５５が情報ビットLLRを硬判定して、判定した情報ビットを出力する。
【００９３】
２．変形例１（MU-MIMO THP 2MTs）
次に、上記DPC符号部とDPC復号部をダウンリンクMU-MIMO THPに適用する方法を説明する。本変形例は、１本ずつアンテナを持つ２つの端末を、２つアンテナを持つ基地局が空間多重してダウンリンクで信号を送信するシステム（すなわち同一周波数で同時に２つの受信装置宛の送信信号を送信するシステム）に前述の要素部分のシステムを適用したものである。
【００９４】
２．１：  基地局装置
本変形例における基地局装置の構成を、図７を用いて説明する。基地局装置Ｂは、アンテナ１０１ａ・ｂ、基地局送信部１０３、基地局受信部１０５、線形フィルタ算出部１５１、符号部１５３、変調部１５５、干渉算出部１５７、DRS（Dedicated Reference Signal）生成部１６１、固有信号構成部１６３ａ・ｂ、線形フィルタ乗算部１６５、及びDPC符号部１６７からなる。
【００９５】
また、基地局送信部１０３は、無線送信部１１１ａ・ｂ、GI（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１１３ａ・ｂ、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）部１１５ａ・ｂ、フレーム構成部１１７ａ・ｂ、CRS（Common Reference Signal）生成部１２１からなる。
【００９６】
また、基地局受信部１０５は、無線受信部１３１ａ・ｂ、GI除去部１３３ａ・ｂ、FFT（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部１３５ａ・ｂ、伝搬路状態情報取得部１３７からなる。またDPC符号部１６７は、前述の構成（図１のＤＰＣ符号部１）と同じものを用いることができる。
【００９７】
まず、基地局受信部１０５の動作について説明する。無線受信部１３１ａ・ｂは、各アンテナ１０１ａ・ｂを介して各端末から送信された伝搬路状態情報を含む信号を受信し、ベースバンドにダウンコンバージョンした後、アナログ／デジタル変換して、当該デジタル信号をGI除去部１３３ａ・ｂにそれぞれ入力する。各GI除去部１３３ａ・ｂは、入力されたデジタル信号からGIを除去してFFT部１３５ａ・ｂにそれぞれ入力する。各FFT部１３５ａ・ｂは、入力された信号に対してFFTを施して算出した周波数領域信号を伝搬路状態情報取得部１３７に入力する。伝搬路状態情報取得部１３７は、入力された周波数領域信号から伝搬路状態情報（Channel State Information：CSI）を取得して、線形フィルタ算出部１５１に入力する。ここで伝搬路状態情報とは、各基地局アンテナから各端末のアンテナ宛の伝搬路の複素利得を示した値であり、以下の式で表現できる。
【００９８】
【数２５】
2011250073.tif 000032
【００９９】
この行列の第p行q列成分（p, q = 1, 2）は、p番目の端末と基地局のq番目のアンテナとの間の伝搬路の複素利得を表す。また、この伝搬路状態情報はサブキャリア毎に基地局が取得する。
【０１００】
なお、図７は、一例として伝搬路状態情報を基地局の持つ二つのアンテナから取得する場合について説明しているが、片方のアンテナからのみ信号を用いて伝搬路状態情報を取得しても良い。また、図７では、基地局受信部１０５は、GI除去部１３３ａ・ｂ及びFFT部１３５ａ・ｂを用いてOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）を行っているが、シングルキャリア伝送やMC-CDM（Multi-Carrier Code Division Multiplexing：マルチキャリア符号分割多重）など、その他の伝送方式で伝搬路状態情報を取得してもよい。また、伝搬路状態情報はサブキャリア毎に基地局が取得すると述べたが、複数のサブキャリアに対する伝搬路状態情報であっても良い。
【０１０１】
次に、伝搬路状態情報を取得した線形フィルタ算出部１５１は、以下のQR分解によって線形フィルタと干渉係数フィルタを算出する。
【０１０２】
【数２６】
2011250073.tif 000033
【０１０３】
ここで、Hはエルミート共役を表す。QR分解とは任意の行列をユニタリ行列Qと上三角行列Rの積で表されるように分解する演算を言う。線形フィルタはQであり、また干渉係数フィルタFは、
【０１０４】
【数２７】
2011250073.tif 000034
と算出できる。線形フィルタ算出部１５１は、線形フィルタQを線形フィルタ乗算部１６５に入力し、干渉係数フィルタFを干渉算出部１５７に入力する。
【０１０５】
符号部１５３は、１番目の端末宛の情報ビットに対して誤り訂正符号化を施し、１番目の端末宛の符号後ビットを変調部１５５に入力する。変調部１５５は、符号ビットに対して変調を施して、１番目の端末宛の変調信号w1を生成し、固有信号構成部１６３ａと干渉算出部１５７に入力する。また変調部１５５は、１番目の端末宛の変調信号（第１の端末宛のデータ信号とも呼ぶ。）を干渉乗算部１５７に入力する。また、干渉算出部１５７は、１番目の端末宛の変調信号を用いて２番目の端末宛の変調信号に対する干渉を算出する。干渉算出部１５７は、
【数２８】
2011250073.tif 000035
によって干渉gを算出する。算出した干渉gの実部をDPC符号部１６７に入力する。本実施例では、I-chにのみデータ信号が乗るBPSK方式を用いているので、DPC符号部１６７に入力するのは干渉gの実部のみである。DPC符号部１６７は、前述の方法によって２番目の端末宛のデータ信号（前述の例においては「DPC符号後信号」と呼んでいたもの。）を算出する。ここで、図１において、干渉fkと表していたものが、干渉算出部１５７で算出した干渉gに対応している。各OFDMシンボルの各サブキャリアにおける干渉gを実部及び虚部の２つに分解したものが干渉fkとなる。前述のようにDPC符号部１６７において第２の端末宛のデータ信号を算出した後、DRS生成部１６１は固有信号構成部１６３ｂに第２の端末宛の送信信号を入力する。ここで、DRS生成部１６１は、２つの固有信号構成部１６３ａ・ｂにDRSを入力する。第１の固有信号構成部１６３ａは、第１の端末宛の送信信号にDRSを挿入する。また、第２の固有信号構成部１６３ｂは、第２の端末宛の送信信号に対してDRSを挿入する。
【０１０６】
その後、両固有信号構成部１６３ａ・１６３ｂは、DRSを挿入された送信信号を各々線形フィルタ乗算部１６５に入力する。線形フィルタ乗算部１６５は、入力された信号に対して線形フィルタQを乗算して算出した第１のアンテナに対する送信信号を第１のフレーム構成部１１７ａに入力する。同様に線形フィルタ乗算部１６５は、第２のアンテナ１０１ｂに対する送信信号を第２のフレーム構成部１１７ｂに入力する。
【０１０７】
最後に、基地局送信部１０３の動作について説明する。基地局送信部１０３内のCRS生成部１２１は、CRSを第１及び第２のフレーム構成部１１７ａ・１１７ｂに入力する。各フレーム構成部１１７ａ・１１７ｂは、１）線形フィルタ乗算部１６５から入力された各アンテナに対する送信信号に対してCRSを挿入してフレームを構成する。尚、各フレーム構成部１１７ａ・１１７ｂは、２）CRSを含むが線形フィルタ乗算部１６５から入力された各アンテナに対する送信信号を含まないフレーム、及び、３）CRSを含まないが線形フィルタ乗算部１６５から入力された各アンテナに対する送信信号を含むフレームを構成して、上記２種類のフレームを異なるフレームとして送信しても良い。各フレーム構成部１１７ａ・１１７ｂは、構成したフレームを第１及び第２のIFFT部１１５ａ・１１５ｂにそれぞれ入力する。各IFFT部１１５ａ・１１５ｂは、入力されたフレームに対してIFFTを施して、時間領域信号を算出し、第１及び第２のGI挿入部１１３ａ・１１３ｂにそれぞれ入力する。各GI挿入部１１３ａ・１１３ｂは、入力された時間領域信号に対してGIを挿入して、第１及び第２の無線送信部１１１ａ・１１１ｂにそれぞれ入力する。各無線送信部１１１ａ・１１１ｂは、GIが挿入された時間領域信号をデジタル／アナログ変換した後、搬送波周波数にアップコンバージョンして生成した無線信号を、対応するアンテナを介してそれぞれ送信する。
【０１０８】
２．２端末装置
次に、本変形例における受信装置の構成について説明する。本変形例においては、DPC符号化されていな信号を受信する端末（第１の端末と称する。）と、DPC符号化された信号を受信する端末（第２の端末と称する。）が存在するので、両者について説明していく。
【０１０９】
まず、DPC符号化されていない信号を受信する端末（第１の端末）の構成を、図８を用いて説明する。本端末装置は、アンテナ２０１、無線受信部２０３、GI除去部２０５、FFT部２０７、信号分離部２１１、伝搬路推定部２１５、伝搬路状態情報生成部２１７、IFFT部２２１、GI挿入部２２３、無線送信部２２５、伝搬路補償部２２７、復調部２３１、復号部２３３、から構成される。
【０１１０】
無線受信部２０３は、アンテナ２０１を介して基地局から送信された信号を受信し、ベースバンドにダウンコンバージョンした後、アナログ／デジタル変換して、デジタル信号に変換して、当該デジタル信号をGI除去部２０５に力する。GI除去部２０５は、入力されたデジタル信号からGIを除去してFFT部２０７に入力する。各FFT部２０７は、入力された信号に対してFFTを施して算出した周波数領域信号を信号分離部２１１に入力する。信号分離部２１１は、入力された周波数領域信号からCRS及びDRSを分離して伝搬路推定部２１５に入力する。また同様に、周波数領域信号から第１の端末宛のデータ信号を分離して伝搬路補償部２２７に入力する。
【０１１１】
伝搬路推定部２１５は、CRSに基づいて伝搬路推定を行い、伝搬路状態を示す情報を伝搬路状態情報生成部２１７に入力する。伝搬路状態情報生成部２１７は、伝搬路推定部２１５から入力された伝搬路状態を示す情報に基づいて、伝搬路状態情報を含む信号を生成して、IFFT部２２１に入力する。ここで伝搬路状態情報とは、原則的には、基地局が持つ各アンテナと第１の端末のアンテナ間の伝搬路の複素利得であることが望ましいが、当該複素利得を量子化したものでも良いし、基地局装置と共有するコードブックの番号でもよいし、その他伝搬路状態情報を圧縮して送信する方法でもよい。
【０１１２】
IFFT部２２１は、伝搬路状態情報を含む信号に対してIFFTを施して時間領域信号を算出し、当該時間領域信号をGI挿入部２２３に入力する。GI挿入部２２３は、時間領域信号に対してGIを挿入して、無線送信部２２５に入力する。無線送信部２２５は、GIが挿入された時間領域信号をデジタル／アナログ変換した後、搬送波周波数にアップコンバージョンして生成した無線信号を、アンテナを介して基地局装置に送信する。
【０１１３】
また、伝搬路推定部２１５はDRSに基づいて、第１の端末宛のデータ信号が実質的に通ったと見做せる伝搬路、すなわち基地局装置の線形フィルタ乗算部１６５（図７）と実際の伝搬路を含めた等価的な伝搬路の複素利得を推定して、伝搬路補償部２２７に入力する。伝搬路補償部２２７は、伝搬路推定部２１５から入力された複素利得に基づいて伝搬路補償を第１の端末宛のデータ信号に対して行い、伝搬路補償後の変調信号を復調部２３１に入力する。復調部２３１は変調信号を復調して得た硬判定値若しくは軟推定値を復号部２３３に入力する。復号部２３３は、入力された硬判定値若しくは軟推定値を用いて復号を施して、情報ビットを抽出する。
【０１１４】
次に、DPC符号化された信号を受信する端末（第２の端末）の構成について、図９を用いて説明する。第２の端末の構成は、第１の端末の復調部２３１と復号部２３３がDPC復号部２３５に置き換えられた構成を持っており、DPC復号部２３５以外の動作は、第１の端末の対応する部分と同じ動作である。また、DPC復号部２３５は、図１等を参照して説明した前述の説明の通りの動作を行って情報ビットを出力する。なお、前述の説明では受信信号と呼んでいたDPC復号部の入力信号は、本変形例においては伝搬路補償部から入力された伝搬路補償後の信号として扱う。
【０１１５】
３．変形例２（MU-MIMO THP N-MTs）
上記変形例１では、２つの端末を多重していたが、本変形例２においては、Ｎ個の端末を多重する例（すなわち同一周波数で同時に複数の受信装置宛の送信信号を送信するシステム）について説明する。
【０１１６】
３．１  基地局装置
本変形例における基地局装置の構成例について、図１０を参照しながら説明する。上記変形例１において、基地局装置はアンテナを２本有していたが、本変形例では図１０に示す通り、Ｎ本有している（３０１−１〜３０１−Ｎ）。基地局送信部３０３及び基地局受信部３０５も、無線送信部３１１−１〜Ｎ、GI挿入部３１３−１〜Ｎ、IFFT部３１５１〜Ｎ、フレーム構成部３１７−１〜Ｎ、無線受信部３３１−１〜Ｎ、GI除去部３３３−１〜Ｎ、FFT部３３５−１〜Ｎをアンテナ数Ｎと同じ個数だけ設けられている。これらの構成部は、各々のアンテナに対応した動作を行い、各々の動作は変形例１と同じであるため、ここでは説明を省略する。但し、アンテナがＮ本であることと、端末数がＮ個であることに対応して、伝搬路状態情報から線形フィルタ算出部３５１に入力される伝搬路状態は下式で示されるＮ×Ｎ行列となる。
【０１１７】
【数２９】
2011250073.tif 000036
【０１１８】
この行列の第p行q列成分（p, q = 1, 2,…,N）は、p番目の端末と基地局のq番目の間の伝搬路の複素利得を表す。次に伝搬路状態情報を取得した線形フィルタ算出部３５１は、変形例１と同様にQR分解を用いて線形フィルタと干渉係数フィルタを算出する。このとき、線形フィルタ算出部３５１は、上記の式（１−１０２）と式（１−１０３）を本変形例においても用いることができ、両式で算出した線形フィルタQを線形フィルタ乗算部３６５に入力し、干渉係数フィルタFを干渉算出部３５７に入力する。
【０１１９】
符号部３５３は、１番目の端末宛の情報ビットに対して誤り訂正符号化を施し、１番目の端末宛の符号後ビットを変調部３５５に入力する。変調部３５５は、符号後ビットに対して変調を施して、１番目の端末宛の変調信号s1を生成し、固有信号構成部３６３−１と干渉算出部３５７に入力する。また変調部３５５は、１番目の端末宛の変調信号（第１の端末宛のデータ信号とも呼ぶ。）を線形フィルタ乗算部３６５に入力する。また、干渉算出部３５７は、１番目の端末宛の変調信号を用いて２番目の端末宛の変調信号に対する干渉を算出する。干渉算出部３５７は、
【数３０】
2011250073.tif 000037
によって干渉ｆを算出する。ここで、wは、あるサブキャリアにおける第１番目の端末宛の変調信号及び第２〜Ｎ番目の端末宛のDPC符号後信号を第１成分から第Ｎ成分によって表した縦ベクトルである。また、ｆは、wと同じサブキャリアにおける第１〜Ｎ番目の端末宛が受ける干渉信号を第１成分から第Ｎ成分によって表した縦ベクトルである。１番目の端末宛の変調信号w1を算出した後は、干渉件数フィルタFが下三角行列であることを用いて下記手順によって順番にｆとwとを算出していく。
１）干渉算出部３５７は、第２の端末の干渉信号ｆ２を、式（１−１０６）の第２列のみを取り出した、
【数３１】
2011250073.tif 000038
として第２の端末に対応するDPC符号部３６７−２に干渉信号g２の実部を入力する。なお、[  ]kはベクトルの第k成分のみを取り出す演算を表している。本実施例では、実部にのみにビットを配置するBPSK方式を用いているので、DPC符号部３６７−２に入力するのは信号g２の実部のみとする。
【０１２０】
２）第２の端末に対応するDPC符号部３６７−２は第２の端末宛の情報ビットと第２の端末の干渉信号g２に基づいて２番目の端末宛のデータ信号w２を算出し、固有信号構成部３６３−２と干渉算出部３５７に入力する。
【０１２１】
３）干渉算出部は第３の端末の干渉信号g3をサブキャリア毎に、
【数３２】
2011250073.tif 000039
によって算出し、第２の端末に対応するDPC符号部３６７−２に干渉信号g３の実部を入力する。
【０１２２】
４）第３の端末に対応するDPC符号部３６７−３は第３の端末宛の情報ビットと第３の端末の干渉信号g３に基づいて３番目の端末宛のDPC符号後信号w３を算出し、固有信号構成部３６３−３と干渉算出部３５７に入力する。
【０１２３】
以降、各端末に対して上記１）〜４）と同様の手順でデータ信号を逐次的に算出していく。つまり、干渉算出部３５７によって第ｋ番目の端末宛の干渉信号gｋを式（１−１０６）によって算出した後、第ｋ番目の端末の対応するDPC符号部で第ｋ番目の端末宛の情報ビットと干渉信号gｋの実部を用いて第ｋ番目の端末宛のデータ信号wｋを算出し、固有信号構成部３６３−ｋと干渉算出部３５７に入力する。この動作を第N番目の端末宛のデータ信号wＮを算出するまで繰り返す。
【０１２４】
また、DRS生成部３６１、固有信号構成部３６３、線形フィルタ乗算部３６５、及び基地局送信部３０３の動作は、上記変形例１と同様であるのでここでの説明は省略する。
以上が本変形例における基地局装置の動作である。
【０１２５】
３．２  端末装置
本変形例は、上記変形例１において説明したDPC符号化されていない信号を受信する端末（第１の端末）と、DPC符号化された信号を受信する端末（第２の端末）と全く同じ動作をする端末を用いる。第１の端末は変形例１と同様にDPC符号化されていな信号を受信する端末であり、第２〜第Ｎの端末は、変形例１のDPC符号化された信号を受信する端末と同じ構成（図９）を持つ。本実施例は、MU-MIMO THP方式において課題とされていたModulo Lossを、誤り訂正符号の能力を用いて低減することができる。
【０１２６】
尚、本変形例においては、ダウンリンクMU-MIMO THPで一般的に用いられるZF（Zero-Forcing）型のQR分解による方法によって線形フィルタと干渉係数フィルタを算出したが、上記非特許文献２に記載されているように、QR分解に対してオーダリングを用いても良いし、MMSE（Minimum Mean Square Error）規範に基づいて線形フィルタと干渉係数フィルタとを算出してもよい。また、上記非特許文献３に記載されているように、ZF又はMMSE規範のBLAST法を用いて線形フィルタと干渉係数フィルタを算出してもよい。また、物理的には複数の受信アンテナを持つものの、各アンテナで受信信号を合成することで、実質的に１つの受信信号を受信したとして、復調、復号処理を行う端末に対しても、本変形例で説明した１つのアンテナを持つ端末として、本変形例で説明した技術を適用することができる。
【０１２７】
＜第２の実施の形態＞
上記第１の実施の形態では、変調方式がBPSKの場合について説明したが、本実施の形態では、変調方式がQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）の場合について説明する。第１の実施の形態と同様に、本実施の形態では、まず、発明の要素部分の動作をAWGNチャネルを用いて説明した後、当該要素部分をダウンリンクMU-MIMO THPにあてはめた変形例について説明する。
【０１２８】
まず、本発明の実施の形態の要素部分であるDPC符号部の動作について説明する。本実施の形態の要素部分であるDPC符号部４０１とDPC復号部４５１の一構成例について図１１に示す。本実施の形態におけるDPC符号部４０１は、第１の実施の形態によるDPC符号部１（図１）に対して、実部・虚部分離部４１１と実部・虚部合成部４１５を追加した構成を有している。また、DPC符号部４０１に入力される干渉信号は、第１の実施の形態では実数値であったのに対して、複素数の値を持つ。
【０１２９】
本実施の形態によるDPC符号部４０１は、実部（I-ch）と虚部（Q-ch）とを分けてデータ信号を算出し、後に、実部・虚部合成部４１５で実部と虚部とに情報が乗った信号を生成する構成を持つ。DPC符号部４０１中の変調部１７は、送信ビットbtxkの１ビット毎に変調を施す。通常、QPSKは入力ビット２ビットを変調して１つの変調シンボルを出力するが、DPC符号部４０１中では、BPSK方式と同様に、１ビットに対して１つの実部にのみ成分を持つ信号を出力する。最後に実部・虚部合成部で合成するため、実質的にBPSK変調の場合と同じ動作を行うことができる。
【０１３０】
また、実部・虚部分離部４１１は、DPC符号部４０１に入力される複素数値の干渉flを実部と虚部とに分離し、交互に干渉信号fｋとして干渉減算部１９に入力する。実部・虚部合成部４１５以外のその他の動作は、第１の実施の形態と同じである。第１の実施の形態と同じ方法で実部のみ信号で構成されるデータ信号xｋを算出する。その後、実部・虚部合成部４１５において、データ信号ｘｋを２つずつ組にして実部と虚部とに配置する。すなわち、
【数３３】
2011250073.tif 000040
として出力する。ここでａは任意の自然数を示す。実部・虚部合成部４１５は、実部及び虚部に成分を持つデータ信号ｘｌを送信する。
【０１３１】
本実施の形態におけるDPC復号部４５１は、実施例１のDPC復号部のdither系列減算部の前に実部・虚部分離部４５３を加えた構成を持つ。受信信号Ｙ１をとすると、実部・虚部分離部４５３は、Ｙ１を実部と虚部とに交互に並べた受信信号ｙｋを生成して、dither系列減算部３３に入力する。また、dither系列減算部３３以降は、第１の実施の形態と同じ動作をする。尚、第１の実施の形態における式（１−３）から式（１−６）では、雑音分散
【数３４】
2011250073.tif 000041
を実部のみにおける雑音分散とおいており、第２の実施の形態でも、dither系列減算部３３以降は全て信号を実数として扱って信号を算出するため、また式（１−３）から式（１−６）と同様の式を用いることができる。
【０１３２】
以上が、QPSKにしたときの本発明の要素部分の動作である。QPSKを用いる第２の実施の形態でも、基地局装置は、第１の実施の形態の変形例１及び２と同様に、図７及び図１０の構成を有する。但し、第１の実施の形態では、干渉算出部１５７で算出した干渉信号の実部のみをDPC符号部１に入力していたが、第１の実施の形態では、実部と虚部とを合わせた複素数のままDPC符号部４０１に入力する。第２の実施の形態では、DPC符号部４０１内の実部・虚部分離部４１１において、干渉成分を実部と虚部に分離して両方用いるからである。
【０１３３】
本実施の形態は、第１の実施の形態による発明をQPSKに適用したものであり、BPSKを前提としていた第１の実施の形態に比較して、２倍のレートの通信をしつつ、Modulo Lossを低減することができる。
【０１３４】
（第３の実施の形態）
第１の実施の形態では、変調方式がBPSKの場合、第２の実施の形態２では、変調方式がQPSKの場合について説明したが、本実施例では変調方式が、Gray Mapping（グレイ・マッピング）を用いた16QAM（Quadrature Amplitude Modulation）、64QAMなど、１つの変調信号に配置されたビットを独立しているとして復調できる方式の場合について説明する。以下、aを１つ変調信号に配置されるビットの数とする。またlは変調信号の番号を表すとする。
【０１３５】
１． DPC符号部について
第２の実施の形態では、１つの変調シンボルの実部と虚部を分けてビットを算出しており、また符号ビット、送信ビット、摂動ビットが１対１に対応していた。本実施の形態では、実部と虚部を併せた１つの変調シンボル毎に送信信号を算出する。
【０１３６】
よって、本実施例では、１つの変調シンボルに対して、a個の符号ビットと、a個の送信ビットと、実軸と虚軸についての２つの摂動ビットが対応する。
【０１３７】
例えば、16QAMのときは、１つの変調シンボルに対して、符号ビットと送信ビット4個、摂動ビット2個が対応し、64QAMのときは、１つの変調シンボルに対して、符号ビットと送信ビット６個、摂動ビット２個が対応する。
【０１３８】
本実施例のDPC符号部の動作について、図１２の構成図と図１５のフローチャートを用いて順番に説明する。
【０１３９】
2011250073.tif 000042
【０１４０】
（ステップＳ３０５）干渉減算部１９は、ｌ番目の変調信号から干渉信号flを減算する。
【０１４１】
（ステップＳ３０６）dither系列加算部２１は、l番目の干渉減算後の変調信号にdither系列dlを加算する。
【０１４２】
（ステップＳ３０７）摂動ベクトル加算部２３は、l番目のdither系列を加算後の変調信号に、摂動ベクトルを加算してDPC符号後信号Xlを生成する。摂動ベクトルの加算は、第１の実施の形態において実部のみで算出したものを実部及び虚部両方に対して行うことに相当する。また、複素数で表される摂動ベクトルz2l-1+jz2lを摂動ビット算出部２５に入力する。
【０１４３】
2011250073.tif 000043
【０１４４】
（ステップＳ３０９）最後にDPC符号後信号Xlを送信する。
【０１４５】
２．第３の実施の形態のDPC復号部について
本発明の第３の実施の形態では、DPC符号部において、実部と虚部の信号を同時に算出したことに伴って、DPC復号においても第１の実施の形態及び第２の実施の形態と異なる処理を行う。以降のように、本実施の形態の説明では、DPC符号部１５から出力されるデータ信号を、ＸＩとおく。
【０１４６】
2011250073.tif 000044
【０１４７】
まず、送信ビット軟推定部３５の動作について説明する。いまｌ（エル）番目のデータ信号を端末で受信したとき、受信信号がＹｌであったとする。ここで、受信信号Ｙｌは、dither系列減算部３３でdither系列を減算した受信信号とする。ｌ番目のデータ信号に割り当てられた送信ビットがそれぞれd_1, …, d_a、虚軸に対応する摂動ビットがd_a+1、 実軸に対応する摂動ビットがd_a+2（d_1,…,d_a+2は全て“０”若しくは“１”の値をとる。）であるとする。また、d_kはｄｋ (kは任意の自然数)と表すことがある。すると、ｌ番目のデータ信号に配置された送信ビットが雑音の影響で受信信号Ｙｌとして受信される確率は、
【数３５】
2011250073.tif 000045
である。ここで、p(A)を事象Aが発生する確率とする。
【０１４８】
2011250073.tif 000046
【０１４９】
上記の式（３−１）を用いて、(d_1,…,d_a+2)が各々、“０”と“１“を取った時の値を全２ａ＋２個算出する。その後、送信ビット軟推定部３５は、下記の式で実軸に割り当てられた各送信ビットの軟推定値を出力する。
【０１５０】
【数３６】
2011250073.tif 000047
【０１５１】
ここで、「Ｄ」は(d_1,…,d_a+2)が取り得る２ａ＋２個の値の全てを表し、「Ｄ| d_c=0」は(d_1,…,d_a+2)が取り得る２ａ＋２個の値の中で、c番目の成分d_cが0である２ａ＋１個の値を示す。
【０１５２】
上記式（３−２）では、対数logがかかる部分の分子でc番目の成分d_cが0である２ａ＋１個についての式（３−１）の値の和を取り、分母でc番目の成分d_cが1である２ａ＋１個についての式（３−１）の値の和を取っている。
【０１５３】
2011250073.tif 000048
【０１５４】
上記の式（３−２）では、DPC復号部の１回目（実施例１のステップＳ２０２に対応）及び２回目（実施例１のステップＳ２１２）以降の繰り返し検出においても同じ式を用いることができる。但し、１回目では、各送信ビットを取る確率に関する情報がCheck Nodeから入力されないため、
【数３７】
2011250073.tif 000049
とおいて、式（３−２）を算出する。２回目以降は、CheckNodeから入力された、摂動ビットLLRに従って、
【数３８】
2011250073.tif 000050
を算出する。送信ビット軟推定部は、上記式（３−２）で算出した送信ビットLLRを算出した後、当該送信ビットLLRをCheck Nodeに入力する。
【０１５５】
次に、摂動ビット軟推定部３７の動作について説明する。摂動ビット軟推定部３７においても、送信ビット軟推定部３５とほぼ同様の動作を行う。摂動ビット軟推定部３７も、式（３−１）で算出した確率を用いて下式によって各摂動ビットLLRを算出する。
【０１５６】
【数３９】
2011250073.tif 000051
【０１５７】
ここで、ｅは１又は２の値を持つ。式（３−４）では、DPC復号部の１回目（第１の実施の形態のステップＳ２０３に対応）及び２回目以降（第１の実施の形態のステップＳ２１３に対応）の繰り返し検出においても同じ式を用いることができる。但し、１回目では、各摂動ビットを取る確率に関する情報がCheck Nodeから入力されないため、全送信ビットが“０”又は“１”である確率は、それぞれ１／２とおいて、式（３−４）に基づいて摂動ビットLLRを算出する。２回目以降は、CheckNodeから入力された、摂動ビットLLRに従って、
【数４０】
2011250073.tif 000052
を算出する。
【０１５８】
摂動ビット軟推定部３７は、上記式（３−４）で算出した摂動ビットLLRを算出した後、当該摂動ビットLLRをCheck Nodeに入力する。
【０１５９】
２．実施例３をMU-MIMO THPに適用したときについての説明
実施例２の構成と同じMU-MIMO THPシステムのDPC符号部及びDPC復号部を本実施例で説明したものに代えることで、本実施例をMU-MIMO THPシステムに適用することができる。
【０１６０】
本実施の形態によれば、第１の実施の形態と第２の実施の形態に記載された発明を１６ＱＡＭと６４ＱＡＭなどに適用することができ、Modulo Lossを低減しつつ、高レートの通信をすることができる。また、本実施の形態は１６ＱＡＭなどの多値数の高い変調方式を前提としているが、ＱＰＳＫにも適用することができる。
【０１６１】
＜第４の実施の形態＞
第１の実施の形態から第３の実施の形態までは、干渉減算部２６において各端末が受ける干渉を完全に除去していたが、本実施の形態では、敢えて不完全に干渉を除去することで、残留干渉を信号電力の増加に用いることができるILP(Inflated Lattice Precoding)を本発明に適用する例について説明する。
【０１６２】
本実施の形態による通信装置の一構成例について、図１６を参照しながら説明する。図１６は、第３の実施の形態の構成例である図１２に対して、DPC符号部６０１とDPC復号部６５１に、それぞれ係数乗算部６０３・６５３を新たに設けた構成を持つ。DPC符号部６０１では、干渉信号を実部・虚部分離部４１１に入力する前に係数乗算部６０３を設けており、DPC復号部６５１では、受信信号をdither系列加算部３３に入力する前に係数乗算部６５３を設けている。
【０１６３】
2011250073.tif 000053
【数４１】
2011250073.tif 000054
と表すことができる（係数αは１未満の正の係数である）。
【０１６４】
2011250073.tif 000055
【０１６５】
次に、本実施の形態による通信技術をMU-MIMO THPに適用する方法について、図１７に示す機能ブロック図を用いて説明する。図１７では、図１０の構成に加えて、新たに係数算出部７０１が、基地局装置に設けられている。式（１−１０２）と式（１−１０３）に加えて、線形フィルタ算出部３５１は、線形フィルタQと実際の伝搬路Hとを合わせた等価伝搬路であるＲＨの対角成分を係数算出部７０１に入力する。係数算出部はＲＨの対角成分を用いて、式（４−１）より算出した係数αを、２番目以降の端末に対して算出し、各々対応する端末のDPC符号部３６７−２〜Ｎに入力する。また係数αを示す情報含む信号それぞれ対応する端末の固有信号構成部３６３−１〜Ｎに入力する。
【０１６６】
２番目以降の端末宛の固有信号を構成する固有信号構成部３６３−２〜３６３−Ｎは、データ信号とDRSの他に係数αを示す情報を含む信号を用いて各端末宛の固有信号を構成する。
【０１６７】
また端末の構成例を、図１８に示す。図１８に示した構成は、DPC復号を行う２番目以降の端末の構成例である。DPC復号を行わない１番目の端末は係数αが通知されないので、図８と同じ構成のままで良い。
【０１６８】
図１８においては、係数検出部８０１が新たに構成に加わっている。信号分離部２１１が各端末宛の固有信号を分離するとき、本実施の形態では、新たに係数αを示す情報を含む信号も含まれているため、係数αを示す情報含む信号を係数検出部８０１に入力する。その後、係数検出部８０１が係数αを検出して、DPC復号部２３５に入力する。
【０１６９】
以上の構成により、本発明にILPを適用することができ、第１から第３までの実施の形態による通信技術と比較して特性を改善するこができる。
【０１７０】
＜第５の実施の形態＞
第１から第４までの実施の形態において説明したMU-MIMO THPシステムでは、摂動ベクトルを各端末宛に個別に算出していた。本発明の第５の実施の形態では、全端末の摂動ベクトルを考慮して最適化することで、基地局装置全体で電力効率を向上させるVPを適用した例について説明する。
【０１７１】
VPは、MU-MIMOに適用することが前提の技術であるため、第１の実施の形態の変形例２と同様に、基地局装置が送信アンテナをＮ本持ち、Ｎ個の端末を多重する場合について説明する。まず、基地局装置の構成を、図１９と図２０を用いて説明する。第１の実施の形態と異なり、本実施の形態による通信技術では、全端末宛の信号に対してDPC符号化を施す。そのため、図１９において、第１の端末の情報ビットもDPC符号部３６７−１に入力される。また図２０においては、図１において変調信号から干渉信号を減算していた干渉減算部１９が無くなり、変調部１７が直接dither系列加算部２１に変調信号を入力する。また、図１９では、各DPC符号部３６７−１〜Ｎが、それぞれDPC符号後信号（図２０の摂動ベクトル加算部２３から出力された信号）を出力して、摂動ベクトル算出部９０３に入力する。摂動ベクトル算出部９０３は、線形フィルタ算出部３５１から入力された線形フィルタと各DPC符号部３６７−１〜Ｎから入力されたDPC符号後信号を用いて、各DPC符号後信号に加算する摂動ベクトルを算出して、対応するDPC符号部３６７−１〜Ｎに当該摂動ベクトルをそれぞれ入力する。
【０１７２】
ここで、線形フィルタ算出部３５１は、第１から第４までの実施例の形態とは異なる線形フィルタを算出する。線形フィルタにはZF型とMMSE型が存在し、それぞれ伝搬路状態Hを用いて以下のように表すことができる。
【０１７３】
【数４２】
2011250073.tif 000056
【０１７４】
ここで、１サブキャリア１OFDMシンボルあたりの送信電力ＥＴＲと、第ｎ行ｎ列に第ｎ番目の雑音の分散の値を持つ対角行列Ｒμとを用いて、ｖ＝tr(Ｒμ)／Ｅｔｒとする。ここで、tr()は行列のトレースを取る演算を表す。線形フィルタ算出部３５１は、線形フィルタ乗算部３６５と摂動ベクトル算出部９０３に対して、式（５−１）又は式（５−２）で表される線形フィルタを入力する。
【０１７５】
次に、摂動ベクトル算出部９０３の動作について説明する。いま、摂動ベクトル算出部に入力される各端末のDPC符号後信号を各成分に持つベクトルｕで表す。摂動ベクトル算出部９０３は、ベクトルｕの各成分の実部と虚部に加算する最適な摂動ベクトルｚを算出する。
【０１７６】
ここで、最適な摂動ベクトルとは、
【数４３】
2011250073.tif 000057
を最小にするModulo幅τの整数倍で表される摂動ベクトルである。
【０１７７】
2011250073.tif 000058
【数４４】
2011250073.tif 000059
を満たす。この最適なベクトルｚを見つける方法は、非特許文献４に記載されているSphere Encoding等によって実現できる。
【０１７８】
また摂動ベクトル算出部９０３は、最適化した摂動ベクトルの各端末に対する成分を対応する各端末のDPC符号部３６７に入力する。DPC符号部３６７は、摂動ベクトル算出部９０３から入力された摂動ベクトルを、摂動ベクトル加算部２３に入力し、DPC符号後信号を出力する。。
【０１７９】
本方式では、摂動ベクトルは、実部と虚部両方同時に摂動ベクトル算出部９０３で算出される。そのため、各摂動ビット算出部９０３は２ビットずつ摂動ビットを算出する。摂動ビット加算部も、２ビット毎に摂動ビットが入力されることに対応した生成行列を用いて送信ビットを算出する。例えば、実部と虚部に送信ビットが１ビットずつ配置されるQPSKでは、図１３のように送信ビットと摂動ビットを実部と虚部に対応して２つずつ組み合わせた生成行列を持つ。つまり、第１の実施の形態等では、対角成分を除いた下三角成分に１が入っていたが、本実施の形態においては、図２１の実線の四角で囲った部分のように２×２のブロック対角成分が０である必要がある。例えば、３番目（実部）と４番目（虚部）に変調部で配置される送信ビットを、摂動ビット加算部で算出するときに、３番目と４番目の摂動ビットを使うことができないからである。
【０１８０】
次に、DPC符号部３６７から出力されたDPC符号後信号は、固有信号構成部３６３に入力される。固有信号構成部３６３は、第１の実施の形態と同様に、DPC符号後信号に対してDRSを挿入して得た送信信号を線形フィルタ乗算部３６５に入力する。線形フィルタ乗算部３６５は、式（５−１）または式（５−２）で表される線形フィルタを、入力された送信信号に対して乗算し、各アンテナに対応する信号を電力正規化部９０１に入力する。電力正規部９０１は、全アンテナ宛の信号を算出した後に、１サブキャリア、１OFDMシンボルあたりの送信電力がＥｔｒとなるように全端末宛の信号に対して電力正規化を行う。電力正規化部は正規化係数gを算出して、各アンテナに対応する信号に乗算する。この電力の正規化は、必ずしも１サブキャリア・１OFDMシンボル毎にする必要はなく、複数サブキャリアでの送信電力の平均が１サブキャリア・１OFDMシンボルあたりＥｔｒとなるように、複数サブキャリアに１つのgを算出しても良いし、複数サブキャリア・複数OFDMシンボルで平均した送信電力がＥｔｒとなるように複数サブキャリア・複数OFDMシンボルで一つのgを算出しても良い。
【０１８１】
以上が基地局装置の構成である。また本実施例において端末側でDPC復号部の構成を第１の実施の形態から変更する必要はない。
【０１８２】
本実施の形態により、本発明をMU-MIMOにおいて伝送特性の高いVPに適用することができ、VPにおいても特性劣化要因となっていたModulo Lossを低減するこができる。
【０１８３】
（第６の実施の形態）
上記第１から第５までの実施の形態では、１つの変調シンボルに配置されたビットが互いに無相関であるとして取り扱うことができるGray Mappingなどのコンスタレーショを用いていた。本実施の形態では、１つの変調信号に配置されるビット同士が相関を持つコンスタレーションの場合について説明する。
【０１８４】
本実施例は、ある特定のコンスタレーションを用いることで、ビット同士が無相関として取り扱えるコンスタレーションを用いた場合よりも、良好な誤り率特性を得ることができる。これは、BICM-ID方式を本発明に組み込むことによるものである。
【０１８５】
本実施例は、送受信装置ともに第３から第５までの実施の形態のどの構成でも、そのまま実施可能である。ただし、送信装置の変調部と、受信装置の送信ビット軟推定部の動作が、第３から第５までの実施の形態と異なる。
【０１８６】
送信装置の変調部は、Gray Mappingではなく、図２２に例示したSet Partitioningなどのように、BICM-ID方式で用いられる、ビット同士が相関を持つ方式を用いて、送信ビットの変調を行う。変調部以外の動作は、実施例３から５と同じであるので説明を省略する。
【０１８７】
ここで、ビット同士が相関を持つコンスタレーションと、相関を持たないコンスタレーションとの違いを、図２６を用いて説明する。図２６（ａ）は図２２（ａ）と同じコンスタレーションを示しており、、図２６（ｂ）は、Gray Mappingを用いたコンスタレーションを示している。また両者は、ともに一つの変調信号に２つのビットを配置するコンスタレーションである。図２６（ｂ）は、１ビット目（図２６中において各ビットに付した数のうち右の数字）が０なら、信号点は必ず実軸上で正の位置になり、１ビット目が１なら、信号点は必ず実軸上で負の位置になる。また２ビット目（図２６中において各ビットに付した数のうち左の数字）が０なら、信号点は必ず虚軸上で正の位置になり、２ビット目が１なら、信号点は必ず虚軸上で負の位置になる。ここで、１ビット目も２ビット目も他方が０であるか１であるかによって、各軸上の配置が変わることがない。
【０１８８】
一方、図２６（ａ）は、２ビット目が０のときに、１ビット目が０なら、信号点が虚軸上で正の位置になるが、同じく２ビット目が０であっても、１ビット目が１なら、信号点は虚軸上で負の位置になる。このように、各ビットの配置が、他のビットが０か１かによって、変わるコンスタレーションを、ここでは、ビット同士が相関を持つコンスタレーションと呼ぶ。
【０１８９】
ただし、Gray Mapping を用いる16QAMや64QAMは実軸、虚軸上に複数のビットを配置するが、近似的に独立したものとみなすことができる配置であり、ビット同士が相関を持たないコンスタレーションとして扱うことができる。
【０１９０】
本実施の形態では、Gray Mappingのようなビット同士が相関を持たないコンスタレーションではなく、Set Pertitioningなどのように、ビット同士が相関を持つコンスタレーションを用いる場合の実施の形態である。受信装置の送信ビット軟推定部は、式（３−２）の代わりに下式で送信ビットの軟推定を行う。
【０１９１】
【数４５】
2011250073.tif 000060
【０１９２】
ここで、式（６−１）には、式（３−２）に対して、
【数４６】
2011250073.tif 000061
という因子が追加されている。これは、c番目の送信ビットLLRを算出する場合、c番目以外の全送信ビットの取り得る確率を乗算していることとなる。この因子を追加することによって同じ変調信号に配置されるビット間の相関を考慮した送信ビットの軟推定が可能となる。また、受信装置における繰り返し処理の初回においては、式（３−３）を用いる。      
【０１９３】
さらに、初回では送信ビットに関する事前情報が無いので、
【数４７】
2011250073.tif 000062
とする。また、摂動ビット軟推定部は、式（３−４）と同じ式を用いて送信ビットの軟推定を行う。
【０１９４】
以上のように、本発明は、BICM-ID方式と相性が良く、変調部と送信ビット軟推定部の動作を変えるだけで、Gray Mappingより高い伝送特性を示すBICM-ID方式を導入できる。
【０１９５】
＜全実施例共通＞
本発明では、各種LLRの算出の時に、上述した式のように近似を用いずにLLRを算出することが望ましいが、受信装置の処理能力や、許容遅延時間などを考慮してMax-log近似などの近似を用いて受信装置における演算量を削減してもよい。
【０１９６】
本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
【０１９７】
また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
【０１９８】
以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１９９】
本発明は、移動通信装置に利用可能である。
【符号の説明】
【０２００】
Ａ…送信側装置、１…ＤＰＣ符号部、３…符号部、５…インターリー部、７…摂動ビット加算部、１１…生成行列記憶部、１５…送信信号生成部、１７…変調部、１９…干渉演算部、２１…dither系列加算部、２３…摂動ベクトル加算部、２５…摂動ビット算出部、３１…ＤＰＣ復号部、３３…dither系列減算部、３５…送信ビット軟推定部、３７…摂動ビット軟推定部、４１…Ｃｈｅｃｋ  Ｎｏｄｅ、４３…検査行列記憶部、４５…デインターリーブ部、４７…インターリーブ部、５１…減算部、５３…復号部、５５…硬判定部、Ｂ…基地局装置、１０１ａ・ｂ…アンテナ、１０３…基地局送信部、１０５…基地局受信部、１１１ａ・ｂ…無線送信部、１１３ａ・ｂ…ＧＩ挿入部、１１５ａ・ｂ…ＩＦＦＴ部、１１７ａ・ｂ…フレーム構成部、１２１…ＣＲＳ生成部、１３１ａ・ｂ…無線受信部、１３３ａ・ｂ…ＧＩ除去部、１３５ａ・ｂ…ＦＦＴ部、１３７…伝搬路状態情報取得部、１５１…線形フィルタ算出部、１５３…符号部、１５５…変調部、１５７…干渉算出部、１６１…ＤＲＳ生成部、１６３ａ…固有信号構成部、１６３ｂ…固有信号構成部、１６５…線形フィルタ乗算部、１６７…ＤＰＣ符号部、２０１…アンテナ、２０３…ＧＩ除去部、２０７…ＦＦＴ部、２１１…信号分離部、２１５…伝搬路推定部、２１７…伝搬路状態情報生成部、２２１…ＩＦＦＴ部、２２３…ＧＩ挿入部、２２５…無線送信部、２２７…伝搬路補償部、２３１…復調部、２３３…復号部、２３５…ＤＰＣ復号部、４１１…実部・虚部分離部、４１５…実部・虚部合成部、４５１…ＤＰＣ復号部、４５３…実部・虚部分離部、６０３…係数乗算部、６５３…係数乗算部、７０１、８０１…係数算出部、８０１…係数、９０１…電力正規化部、９０３…摂動ベクトル算出部。
【図１】
2011250073.tif 000063
【図２】
2011250073.tif 000064
【図３】
2011250073.tif 000065
【図４】
2011250073.tif 000066
【図５】
2011250073.tif 000067
【図６】
2011250073.tif 000068
【図７】
2011250073.tif 000069
【図８】
2011250073.tif 000070
【図９】
2011250073.tif 000071
【図１０】
2011250073.tif 000072
【図１１】
2011250073.tif 000073
【図１２】
2011250073.tif 000074
【図１３】
2011250073.tif 000075
【図１４】
2011250073.tif 000076
【図１５】
2011250073.tif 000077
【図１６】
2011250073.tif 000078
【図１７】
2011250073.tif 000079
【図１８】
2011250073.tif 000080
【図１９】
2011250073.tif 000081
【図２０】
2011250073.tif 000082
【図２１】
2011250073.tif 000083
【図２２】
2011250073.tif 000084
【図２３】
2011250073.tif 000085
【図２４】
2011250073.tif 000086
【図２５】
2011250073.tif 000087
【図２６】
2011250073.tif 000088