(57)【要約】【課題】インバータの回路構成を簡略化し、半導体スイッチング素子の電流遮断動作時の電圧跳ね上がりに悪影響を与える配線インダクタンスを小さくすることの出来る５レベル以上の多レベル変換器を提供すること。【解決手段】図５は、本発明の第１の実施形態のＶ１からＶ２への切り替え電流経路図である。電流が負荷からインバータへ流れ込む状態において、出力電圧を＋Ｖｄｃ（１０）／４から＋Ｖｄｃ（１０）／２に切り替えるＶ２からＶ１へ切り替えるときの電流経路である。Ｖ１に切り替えるときの第２電流経路１２の電流は、Ｓｕ２（１ｂ）、Ｓｕ１（１ａ）の順に負荷から電源へ流れる。電圧レベル切替のためにＳＰｕ１（７ａ）が電流を遮断するが、このときの電圧跳ね上がりを小さくするためには第３電流経路１３のインダクタンスが小さくなるように近接配置することが必要になる。【選択図】図５
2011142783.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己消弧能力を持つスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されるダイ
オードにより構成されるスイッチングデバイスを、２×ｎ（ｎは２以上の正の整数）個直
列接続したスイッチングアームと、
前記スイッチングアームと並列に、２×ｎ（ｎは２以上の正の整数）個のコンデンサに直
列に接続したコンデンサアームと、
前記スイッチングアームの、下１段目からｎ−１段目までの前記スイッチングデバイス上
端と、前記コンデンサアームの下１段目からｎ−１段目の前記コンデンサの上端を、それ
ぞれ前記コンデンサから前記スイッチングデバイスへの導通オンオフを制御できる向きに
接続された下部スイッチングデバイスと、
前記スイッチングアームの、上１段目からｎ−１段目までの前記スイッチングデバイス下
端と、前記コンデンサアームの上１段目からｎ−１段目の前記コンデンサの下端を、前記
スイッチングデバイスからコンデンサへの導通オンオフを制御できる向きに接続された中
央部スイッチングデバイスと、
前記スイッチングアームの上からｎ段目の前記スイッチングデバイスの下端と、上からｎ
段目の前記コンデンサの下端を、双方向に導通オンオフ制御できるように逆直列に接続さ
れた上部スイッチングデバイスと
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流を３相交流に変換する電力変換装置であって、
自己消弧能力を持つスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されるダイ
オードにより構成されるスイッチングデバイスを、４個直列接続したＵ相スイッチングア
ームと、
前記スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続される前記ダイオードによ
り構成されるス前記イッチングデバイスを、４個直列接続したＶ相スイッチングアームと
、
前記スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続される前記ダイオードによ
り構成される前記スイッチングデバイスを、４個直列接続したＷ相スイッチングアームと
、
前記Ｕ相スイッチングアームと並列に、４個のコンデンサを直列に接続したＵ相コンデン
サアームと、
前記Ｖ相スイッチングアームと並列に、４個の前記コンデンサを直列に接続したＶ相コン
デンサアームと、
前記Ｗ相スイッチングアームと並列に、４個の前記コンデンサを直列に接続したＷ相コン
デンサアームと、
前記Ｕ相スイッチングアームと前記Ｖ相スイッチングアーム、前記Ｗ相スイッチングアー
ムのそれぞれの、最下段の前記スイッチングデバイスの上端と、最下段の前記Ｕ相コンデ
ンサアーム、前記Ｖ相コンデンサアーム及び前記Ｗ相コンデンサアームの最下段の前記コ
ンデンサの上端を、それぞれ前記コンデンサから前記スイッチングデバイスへの導通オン
オフを制御できる向きに接続された下部スイッチングデバイスと、
前記Ｕ相スイッチングアームと前記Ｖ相スイッチングアーム、前記Ｗ相スイッチングアー
ムのそれぞれの、最上段の前記スイッチングデバイスの下端と、記Ｕ相コンデンサアーム
、前記Ｖ相コンデンサアーム及び前記Ｗ相コンデンサアームの最上段の前記コンデンサの
下端を、前記スイッチングデバイスから前記コンデンサへの導通オンオフを制御できる向
きに接続された中央部スイッチングデバイスと、
前記Ｕ相スイッチングアーム、前記Ｖ相スイッチングアーム及び前記Ｗ相スイッチングア
ームのそれぞれの、上から２段目の前記スイッチングデバイスの下端と、前記Ｕ相コンデ
ンサアーム、前記Ｖ相コンデンサアーム及び前記Ｗ相コンデンサアームの上から２段目の
前記コンデンサの下端を、双方向に導通オンオフ制御できるように逆直列に接続された上
部スイッチングデバイスと
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
（第２の実施形態）
ダイオードにより構成されるスイッチングデバイスを４個、直列接続した第２のスイッ
チングアームと、
前記第２のスイッチングアームの最上段の前記スイッチングデバイス下端と、Ｕ相コンデ
ンサアームまたは、Ｖ相コンデンサアームまたは、Ｗ相コンデンサアームの最上段のコン
デンサ下端とを接続する第一のリアクトルと、
前記第２のスイッチングアームの最下段の前記スイッチングデバイス上端と、Ｕ相コンデ
ンサアームまたは、Ｖ相コンデンサアームまたは、Ｗ相コンデンサアームの最下段の前記
コンデンサ上端とを接続する第二のリアクトルとで構成され、
前記第２のスイッチングアームの上から２段目の前記スイッチングデバイス下端と、Ｕ相
コンデンサアームまたは、Ｖ相コンデンサアームまたは、Ｗ相コンデンサアームの上から
２段目の前記コンデンサ下端とを接続してなる請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
（第３の実施形態）
前記スイッチングアームは、前記スイッチングアームの上からｎ段目のスイッチングデバ
イスの下端と、上からｎ段目のコンデンサの下端を、双方向に導通オンオフ制御できる構
成として、１つの前記スイッチングデバイスと４つのダイオードからなる双方向スイッチ
で構成することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチングアームは、前記スイッチングアームの上からｎ段目のスイッチングデバ
イスと、前記スイッチングデバイスの下端と上からｎ段目のコンデンサとを接続するスイ
ッチングデバイスとを交互にオンオフさせる制御により、多レベルの電圧を出力すること
を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流を交流に変換して３相誘導電動機を可変速制御するモータドライブや、一定周
波数一定電圧の３相交流を出力する交流電源駆動に用いる電力変換装置には、図９に示す
ような３相２レベル変換機が適用されてきた。３相２レベルインバータ１００は、直流か
ら３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチング素子
１０１ａ、１０１ｂ、１０２ａ、１０２ｂ、１０３ａ、１０３ｂの６個で構成されるため
、小型低コスト化を図ることが出来る。
【０００３】
一方、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ
（１０）／２と、−Ｖｄｃ（１０）／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行い、
擬似的に交流波形が生成された波形となっており、高耐圧のスイッチング周波数を使用し
ていてＰＷＭスイッチング周波数を高く出来ない鉄道用モータドライブや、車両補助電源
装置においては、スイッチング高調波に起因した電磁騒音が問題になる場合があった。車
両用補助電源においては、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトル
を挿入するが、電磁騒音が問題にならないレベルまで低減するために、このリアクトル容
量が大きくなっており、コスト向上と、重量増加を招いていた。
【０００４】
これに対して、電力変換器トポロジーを工夫して、出力電圧波形がより正弦波に近づく
ように、３レベルインバータ、５レベルインバータなどが検討され始めている。図１０に
しめすダイオードクランプ式５レベルインバータ１０４は２レベルインバータや３レベル
インバータに比較して、出力波形がより正弦波に近づくため、電磁騒音低減に効果的であ
り、車両用補助電源に適用した場合には３相交流出力リアクトル容量の低減によるコスト
低減、重量低減を図ることが出来る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６-２２３００９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら図１０に示すように、ダイオードクランプ式５レベルインバータは、５レベ
ルの出力電圧を作成するために、回路構成が複雑となり、部品実装上、回路の配線インダ
クタンスを小さくすることが出来なくなるため、半導体スイッチング素子による電流遮断
時の電圧跳ね上がりが大きくなってしまい、半導体スイッチング素子の電圧定格を超過し
て素子破壊を起こす懸念があった。または、電圧跳ね上がりエネルギーを吸収するために
、抵抗、コンデンサ、ダイオードなどの部品からなるスナバ付帯回路を新たに追加しなけ
ればならなくなり、インバータの高コスト化、大型化を招く懸念があった。本発明は、イ
ンバータの回路構成を簡略化し、半導体スイッチング素子の電流遮断動作時の電圧跳ね上
がりに悪影響を与える配線インダクタンスを小さくすることの出来る５レベル以上の多レ
ベル変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記を解決するために、本発明は、自己消弧能力を持つスイッチング素子と前記スイッ
チング素子に逆並列に接続されるダイオードにより構成されるスイッチングデバイスを、
２×ｎ（ｎは２以上の正の整数）個直列接続したスイッチングアームと、前記スイッチン
グアームと並列に、２×ｎ（ｎは２以上の正の整数）個のコンデンサに直列に接続したコ
ンデンサアームと、前記スイッチングアームの、下１段目からｎ−１段目までの前記スイ
ッチングデバイス上端と、前記コンデンサアームの下１段目からｎ−１段目の前記コンデ
ンサの上端を、それぞれ前記コンデンサから前記スイッチングデバイスへの導通オンオフ
を制御できる向きに接続された下部スイッチングデバイスと、前記スイッチングアームの
、上１段目からｎ−１段目までの前記スイッチングデバイス下端と、前記コンデンサアー
ムの上１段目からｎ−１段目の前記コンデンサの下端を、前記スイッチングデバイスから
コンデンサへの導通オンオフを制御できる向きに接続された中央部スイッチングデバイス
と、前記スイッチングアームの上からｎ段目の前記スイッチングデバイスの下端と、上か
らｎ段目の前記コンデンサの下端を、双方向に導通オンオフ制御できるように逆直列に接
続された上部スイッチングデバイスを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明により、インバータの回路構成を簡略化し、半導体スイッチング素子の電流遮断動
作時の電圧跳ね上がりに悪影響を与える配線インダクタンスを小さくすることの出来る５
レベル以上の多レベル変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１の実施形態の回路構成図。
【図２】本発明の第１の実施形態のＵ相の等価回路図。
【図３】本発明の第１の実施形態の各デバイスのオン／オフ状態早見表。
【図４】本発明の第１の実施形態のＶｄｃの出力電圧図。
【図５】本発明の第１の実施形態のＶ１からＶ２への切り替え電流経路図。
【図６】従来発明のＶ１からＶ２への切り替え電流経路図。
【図７】本発明の第２の実施形態の回路構成図。
【図８】本発明の第２の実施形態の変形例の回路構成図。
【図９】従来の発明の２レベル変換機の回路構成図。
【図１０】従来の発明のダイオードクランプ式５型レベル変換機の回路構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本実施形態を図面を参照して説明する。
【００１１】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の回路構成図である。図１に示すように、本実施形態に
おける電力変換装置は、各相５レベルの電圧を出力するための回路で構成する。
【００１２】
（構成）
４つのスイッチングデバイスＳｕ１（１ａ）、Ｓｕ２（１ｂ）、Ｓｕ３（１ｃ）、Ｓｕ４
（１ｄ）で構成されるＵ相スイッチングアーム１と、４つのコンデンサＣｕ１（４ａ）、
Ｃｕ２（４ｂ）、Ｃｕ３（４ｃ）、Ｃｕ４（４ｄ）で構成されるＵ相コンデンサアーム４
と、Ｓｕ１（１ａ）下端とＣｕ１（４ａ）下端をＳｕ１（１ａ）からＣｕ１（４ａ）への
導通を制御できるように接続するスイッチングデバイスＳＰｕ１（７ａ）と、Ｓｕ４（１
ｄ）上端とＣｕ４（４ｄ）上端を、Ｃｕ４（４ｄ）からＳｕ４（１ｄ）への導通を制御で
きるように接続するスイッチングデバイスＳＮｕ１（７ｂｃ）と、Ｓｕ２（１ｂ）下端と
Ｃｕ２（４ｂ）下端とを、逆直列接続したうえで接続するＳＰｕ２（７ｂ）とＳＮｕ２（
７ｄ）と、４つのスイッチングデバイスＳｖ１（２ａ）、Ｓｖ２（２ｂ）、Ｓｖ３（２ｃ
）、Ｓｖ４（２ｄ）で構成されるＶ相スイッチングアーム２と、４つのコンデンサＣｖ１
（５ａ）、Ｃｖ２（５ｂ）、Ｃｖ３（５ｃ）、Ｃｖ４（５ｄ）で構成されるＶ相コンデン
サアーム５と、Ｓｖ１（２ａ）下端とＣｖ１（５ａ）下端をＳｖ１（２ａ）からＣｖ１（
５ａ）への導通を制御できるように接続するスイッチングデバイスＳＰｖ１（８ａ）と、
Ｓｖ４（２ｄ）上端とＣｖ４（５ｄ）上端を、Ｃｖ４（５ｄ）からＳｖ４（２ｄ）への導
通を制御できるように接続するスイッチングデバイスＳＮｖ１（８ｄ）と、Ｓｖ２（２ｂ
）下端とＣｖ２（５ｂ）下端とを、逆直列接続したうえで接続するＳＰｖ２（８ｂ）とＳ
Ｎｖ２（８ｃ）と、４つのスイッチングデバイスＳｗ１（３ａ）、Ｓｗ２（３ｂ）、Ｓｗ
３（３ｃ）、Ｓｗ４（３ｄ）で構成されるＷ相スイッチングアーム３と、４つのコンデン
サＣｗ１（６ａ）、Ｃｗ２（６ｂ）、Ｃｗ３（６ｃ）、Ｃｗ４（６ｄ）で構成されるＷ相
コンデンサアーム６と、Ｓｗ１（３ａ）下端とＣｗ１（６ａ）下端をＳｗ１（３ａ）から
Ｃｗ１（６ａ）への導通を制御できるように接続するスイッチングデバイスＳＰｗ１（９
ａ）と、Ｓｗ４（３ｄ）上端とＣｗ４（６ｄ）上端を、Ｃｗ４（６ｄ）からＳｗ４（３ｄ
）への導通を制御できるように接続するスイッチングデバイスＳＮｗ１（９ｄ）と、Ｓｗ
２（３ｄ）下端とＣｗ２（６ｂ）下端とを、逆直列接続したうえで接続するＳＰｗ２（９
ｂ）とＳＮｗ２（９ｃ）とで構成される。
【００１３】
（基本作用）
出力電圧と各スイッチングデバイスのオン、オフ状態を図２のＵ相の等価回路図を例にし
て説明する。コンデンサアームの中間点、すなわちＣｕ２（４ｂ）とＣｕ３（４ｃ）の接
続点を接地点（＝電位ゼロ）のポイントとし、コンデンサアームの両端の電圧をＶｄｃ（
１０）とした時、出力電圧は、＋Ｖｄｃ（１０）／２、＋Ｖｄｃ（１０）／４、０、−Ｖ
ｄｃ（１０）／４、−Ｖｄｃ（１０）／２の５レベルの出力が可能になる。
【００１４】
出力電圧＋Ｖｄｃ（１０）／２を出したいとき（Ｖ１）、Ｓｕ１（１ａ）オン、Ｓｕ２（
１ｂ）オン、Ｓｕ３（１ｃ）オフ、Ｓｕ４（１ｄ）オフ、ＳＰｕ１（７ａ）オフ、ＳＰｕ
２（７ｂ）オフ、ＳＮｕ１（７ｄ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）オフのスイッチング状態組合
せでスイッチングデバイスを制御する。
【００１５】
出力電圧＋Ｖｄｃ（１０）／４を出したいとき（Ｖ２）、Ｓｕ１（１ａ）オフ、Ｓｕ２（
１ｂ）オン、Ｓｕ３（１ｃ）オフ、Ｓｕ４（１ｄ）オフ、ＳＰｕ１（７ａ）オン、ＳＰｕ
２（７ｂ）オフ、ＳＮｕ１（７ｄ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）オフのスイッチング状態組合
せでスイッチングデバイスを制御する。
【００１６】
出力電圧０を出したいとき、３つのスイッチング状態を選択できる。それぞれ次のスイッ
チング状態への遷移を考慮に入れて最もスイッチング回数が小さくなるスイッチング状態
を選択する。
【００１７】
一つ目のスイッチング状態（Ｖ３）は、Ｓｕ１（１ａ）オフ、Ｓｕ２（１ｂ）オフ、Ｓｕ
３（１ｃ）オフ、Ｓｕ４（１ｄ）オフ、ＳＰｕ１（７ａ）オン、ＳＰｕ２（７ｂ）オン、
ＳＮｕ１（７ｄ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）オフのスイッチング状態組合せでスイッチング
デバイスを制御する。
【００１８】
二つ目のスイッチング状態（Ｖ４）は、Ｓｕ１（１ａ）オフ、Ｓｕ２（１ｂ）オフ、Ｓｕ
３（１ｃ）オフ、Ｓｕ４（１ｄ）オフ、ＳＰｕ１（７ａ）オン、ＳＰｕ２（７ｂ）オン、
ＳＮｕ１（７ｄ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）オンのスイッチング状態組合せでスイッチング
デバイスを制御する。
【００１９】
三つ目のスイッチング状態（Ｖ５）は、Ｓｕ１（１ａ）オフ、Ｓｕ２（１ｂ）オフ、Ｓｕ
３（１ｃ）オフ、Ｓｕ４（１ｄ）オフ、ＳＰｕ１（７ａ）オン、ＳＰｕ２（７ｂ）オフ、
ＳＮｕ１（７ｄ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）オンのスイッチング状態組合せでスイッチング
デバイスを制御する。
【００２０】
出力電圧−Ｖｄｃ（１０）／４を出したいとき（Ｖ６）、Ｓｕ１（１ａ）オフ、Ｓｕ２（
１ｂ）オフ、Ｓｕ３（１ｃ）オン、Ｓｕ４（１ｄ）オフ、ＳＰｕ１（７ａ）オン、ＳＰｕ
２（７ｂ）オフ、ＳＮｕ１（７ｄ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）オフのスイッチング状態組合
せでスイッチングデバイスを制御する。
【００２１】
出力電圧−Ｖｄｃ（１０）／２を出したいとき（Ｖ７）、Ｓｕ１（１ａ）オフ、Ｓｕ２（
１ｂ）オフ、Ｓｕ３（１ｃ）オン、Ｓｕ４（１ｄ）オン、ＳＰｕ１（７ａ）オン、ＳＰｕ
２（７ｂ）オフ、ＳＮｕ１（７ｄ）オフ、ＳＮｕ２（７ｃ）オフのスイッチング状態組合
せでスイッチングデバイスを制御する。以上の動作については、図３の各デバイスのオン
／オフ状態早見表に記載し、図３の早見表に記載されている動作を各デバイスで実行する
ことで、図４の本発明の第１の実施形態のＶｄｃの出力電圧図が得られる。Ｖ相、Ｗ相に
ついても同様である。
【００２２】
（発明作用）
図５は、本発明の第１の実施形態のＶ１からＶ２への切り替え電流経路図である。電流が
負荷からインバータへ流れ込む状態において、出力電圧を＋Ｖｄｃ（１０）／４から＋Ｖ
ｄｃ（１０）／２に切り替える、すなわちスイッチング状態をＶ２からＶ１へ切り替える
ときの電流経路である。Ｖ２を出力している状態において、第１電流経路１１の電流は、
Ｓｕ２（１ｂ）、ＳＰｕ１（７ａ）、Ｃｕ１（４ａ）の順に負荷から電源へ流れる。Ｖ１
に切り替えるときの第２電流経路１２の電流は、Ｓｕ２（１ｂ）、Ｓｕ１（１ａ）の順に
負荷から電源へ流れる。電圧レベル切替のためにＳＰｕ１（７ａ）が電流を遮断するが、
このときの電圧跳ね上がりは、切り替えのための第３電流経路１３の配線インダクタンス
に依存するため、電圧跳ね上がりを小さくするためには第３電流経路１３のインダクタン
スが小さくなるように近接配置することが必要になる。
【００２３】
図６は、従来発明のＶ１からＶ２への切り替え電流経路図である。従来のクランプダイオ
ード型５レベルインバータにおいても同様に出力電圧を＋Ｖｄｃ（１０）／４から＋Ｖｄ
ｃ（１０）／２に切り替えた時、第１電流経路１１ａから第２電流経路１２ａに切り替わ
る。この電圧レベル切替えに際して、上から５個目のスイッチングデバイスが電流を遮断
する。このときの電圧跳ね上がりは、第３電流経路１３には緯線インダクタンスに依存す
るため、同様にこの第３電流経路１３ａのインダクタンスが小さくなるように近接配置す
ることが必要になる。しかしながら、この経路の中には、スイッチングデバイス５個、ク
ランプダイオード３個が含まれ、それらを近接配置したとしても配線インダクタンスを小
さくすることには限界がある。これに対して本提案の回路構成における第３電流経路１３
ａに含まれる部品点数は少ないため、より小さな配線インダクタンスにすることが実装上
可能になる。
【００２４】
（第２の実施の形態）
図７は、本発明の第２の実施形態の電気構成回路図である。本実施形態の構成を、図７
により説明する。本実施形態の電力変換装置は、第１の実施形態の構成要素の他に、チョ
ッパリアクトルＬ１（２０ａ）、チョッパリアクトルＬ２（２０ｂ）と、チョッパ用スイ
ッチングデバイスＳｃｈｏｐ１（２１ａ）、Ｓｃｈｏｐ２（２１ｂ）、Ｓｃｈｏｐ３（２
１ｃ）、Ｓｃｈｏｐ４（２１ｄ）で構成される付帯回路２０を追加して構成される。
【００２５】
Ｓｃｈｏｐ１（２１ａ）、Ｓｃｈｏｐ２（２１ｂ）と、チョッパリアクトルＬ１（２０ａ
）は、コンデンサＣｕ１（４ａ）、Ｃｕ２（４ｂ）の電圧アンバランスを抑制するように
スイッチング動作させる。同様に、Ｓｃｈｏｐ３（２１ｃ）、Ｓｃｈｏｐ４（２１ｄ）と
、チョッパリアクトルＬ２（２０ｂ）は、コンデンサＣｕ３（４ｃ）、Ｃｕ４（４ｄ）の
電圧アンバランスを抑制するためにスイッチング動作させる。
【００２６】
コンデンサＣｕ１（４ａ）電圧がコンデンサＣｕ２（４ｂ）電圧よりも大きい時、Ｓｃｈ
ｏｐ１（２１ａ）をオンさせることにより、コンデンサＣｕ１（２１ａ）のエネルギーは
チョッパリアクトルＬ１（２０ａ）に蓄積される。ここでＳｃｈｏｐ１（２１ａ）をオフ
すると、チョッパリアクトルＬ１（２０ａ）を流れる電流は、Ｃｕ２（４ｂ）、Ｓｃｈｏ
ｐ２（２１ｂ）の逆導通ダイオードを通じて流れ続ける結果、Ｃｕ２（４ｂ）が充電され
る。
【００２７】
逆にコンデンサＣｕ２（４ｂ）電圧がコンデンサ電圧Ｃｕ１（４ａ）よりも大きい時、Ｓ
ｈｏｐ２（２１ｂ）をオンさせることにより、コンデンサＣｕ２（４ｂ）のエネルギーは
チョッパリアクトルＬ１（２０ａ）に蓄積される。ここでＳｃｈｏｐ２（２１ｂ）をオフ
すると、チョッパリアクトルＬ１（２０ａ）を流れる電流は、Ｓｃｈｏｐ２（２１ｂ）の
逆導通ダイオード、Ｃｕ１（４ａ）を通じて流れ続ける結果、Ｃｕ１（４ａ）が充電され
る。
【００２８】
第１の実施形態でコンデンサ容量が十分に大きくないとコンデンサ電圧アンバランスが生
じて、運転継続が出来なくなるが、本実施形態の付帯回路２０を追加することにより、制
御的にコンデンサ電圧アンバランスを抑制することが可能になり、本提案方式の多レベル
変換器のコンデンサの要領を提言することができ、装置の小型化が可能になる。
【００２９】
なお、この発明は、前記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではそ
の要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、前記実施形態に開示
されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。例
えば、実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、
異なる実施の形態に亘る構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００３０】
（第３の実施例）
また、図８は本発明の第１の実施形態の変形例図である。第１の実施形態のＳＰｕ２（
７ｂ）とＳＮｕ２（７ｃ）からなる直列回路が、ＳＰＮｕ２（２２ａ）とダイオード（２
２ｂ）、ダイオード（２２ｃ）、ダイオード（２２ｄ）、ダイオード（２２ｅ）からなる
電圧ゼロ回路（２２）で構成されている点が異なっている。以下、その点について説明す
る。
【００３１】
（構成）
ダイオード（２２ｂ）、ダイオード（２２ｃ）、ダイオード（２２ｄ）、ダイオード（２
２ｅ）とＳＰＮｕ２（２２ａ）により電圧ゼロ回路（２２）が構成される。また、電圧ゼ
ロ回路（２２）は、片端子がＣｕ２（４ｂ）とＣｕ３（４ｃ）の間に接続され、もう一方
の端子がＳｕ２（１ｂ）とＳｕ３（１ｃ）の間に接続される。電圧ゼロ回路（２２）にお
いて、ダイオード（２２ｃ）とダイオード（２２ｂ）は出力方向が対向するように直列に
接続されている。またダイオード（２２ｄ）とダイオード（２２ｅ）は出力方向が対向す
るように直列に接続されている。ＳＰＮｕ２（２２ａ）は、片端子がダイオード（２２ｃ
）とダイオード（２２ｂ）の間に接続され、もう一方の端子がダイオード（２２ｄ）とダ
イオード（２２ｅ）の間に接続される。
【００３２】
（作用）
本実施形態は、出力電圧が０になるＶ４の状態についての作用を説明する。＋の電圧が
出力する場合、＋電圧出力経路を通る。＋電圧出力経路は、ダイオード（２２ｃ）から、
ＳＰＮｕ２（２２ａ）を通り、ダイオード（２２ｅ）を通って出力される。また、−電圧
出力経路は、ダイオード（２２ｂ）からＳＰＮｕ２（２２ａ）を通り、ダイオード（２２
ｄ）を通って出力される。同等の電圧が＋と−で出力されることによって、V４の出力電
圧は０の状態になる。
【００３３】
（効果）
第１の実施形態では、ＳＰｕ２（７ｂ）オン、ＳＮｕ２（７ｃ）の２つのＩＧＢＴを設置
することによるＶ４の電圧０の出力状態を可能にしていた。本実施形態は、比較的コスト
の高いＩＧＢＴをＳＰＮｕ２（２２ａ）の１つでＶ４の電圧０の出力を可能することでき
る。そのため、装置のコストダウンが可能になる。
【００３４】
なお、この発明は、前記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではそ
の要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、前記実施形態に開示
されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。例
えば、実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、
異なる実施の形態に亘る構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００３５】
１ａ  Ｓｕ１
１ｂ  Ｓｕ２
１ｃ  Ｓｕ３
１ｄ  Ｓｕ４
２ａ  Ｓｖ１
２ｂ  Ｓｖ２
２ｃ  Ｓｖ３
２ｄ  Ｓｖ４
３ａ  Ｓｗ１
３ｂ  Ｓｗ２
３ｃ  Ｓｗ３
３ｄ  Ｓｗ４
４ａ  Ｃｕ１
４ｂ  Ｃｕ２
４ｃ  Ｃｕ３
４ｄ  Ｃｕ４
５ａ  Ｃｖ１
５ｂ  Ｃｖ２
５ｃ  Ｃｖ３
５ｄ  Ｃｖ４
６ａ  Ｃｗ１
６ｂ  Ｃｗ２
６ｃ  Ｃｗ３
６ｄ  Ｃｗ４
７ａ  ＳＰｕ１
７ｂ  ＳＰｕ２
７ｃ  ＳＮｕ３
７ｄ  ＳＮｕ４
８ａ  ＳＰｖ１
８ｂ  ＳＰｖ２
８ｃ  ＳＮｖ３
８ｄ  ＳＮｖ４
９ａ  ＳＰｗ１
９ｂ  ＳＰｗ２
９ｃ  ＳＮｗ３
９ｄ  ＳＮｗ４
１０  Ｖｄｃ
１１  第１電流経路
１１ａ  従来の第１電流経路
１２  第２電流経路
１２ａ  従来の第２電流経路
１３  第３電流経路
１３a  従来の第３電流経路
２０  付帯回路
２０ａ  チョッパリアクトルＬ１
２０ｂ  チョッパリアクトルＬ２
２１ａ  Ｓｃｈｏｐ１
２１ｂ  Ｓｃｈｏｐ２
２１ｃ  Ｓｃｈｏｐ３
２１ｄ  Ｓｃｈｏｐ４
１０  クランプ型５レベル変換器
１００  ２レベル変換器
１０１ａ  半導体スイッチング素子
１０１ｂ  半導体スイッチング素子
１０２ａ  半導体スイッチング素子
１０２ｂ  半導体スイッチング素子
１０３ａ  半導体スイッチング素子
１０３ｂ  半導体スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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