(57)【要約】【課題】入出力非絶縁型の交流−交流変換装置を並列接続した時の、交流出力電圧への直流分の重畳により変換器間で循環電流が流れる。この対策として、従来ＤＣＣＴを用いて抑制していたが、高価で、低価格化が要求されていた。【解決手段】並列接続された各交流−交流変換装置の交流入力、蓄電池出力及び交流出力の電力を従来から用いられている検出器を用いて演算し、その差が小さくなるように、順変換器の出力及びインバータの出力を補正する制御回路を設ける。【選択図】図４
2011142705.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、蓄電池の直流電圧を昇圧し直流出力とする昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力と前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、昇圧チョッパの直流入力には共通の蓄電池が、インバータの交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の出力電圧を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項２】
交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、蓄電池の直流電圧を昇圧し直流出力とする昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力と前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、昇圧チョッパの直流入力には共通の蓄電池が、インバータの交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の交流入力零点電位を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置
【請求項３】
交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、インバータの直流入力には共通の蓄電池が、インバータ交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の出力電圧を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項４】
交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、インバータの直流入力には共通の蓄電池が、インバータの交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の交流入力零点電位を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置
【請求項５】
前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の入力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の制御回路の正弦波指令発生器、及び前記インバータの制御回路の正弦波指令発生器の出力を、各々補正することを特徴とする請求項２又は４に記載の無停電電源装置。
【請求項６】
前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の入力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の制御回路の搬送波発生器、及び前記インバータの搬送波発生器の出力を、各々補正することを特徴とする請求項２又は４に記載の無停電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入出力非絶縁形の交流−交流変換装置を複数台並列接続する場合の循環電流抑制制御技術の構成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に、特許文献１に示された従来の技術を用いた直流−交流変換装置の回路構成を示す。従来技術は、装置の大型化を招く循環電流の流れる経路に交流出力端に変圧器やリアクトル、あるいはダイオードを設置することなく、電力変換装置の制御により、循環電流を防止することを特徴とする。
図７は、ハーフブリッジ回路を用いた単相出力の直流−交流変換装置（インバータ）を２台用いた場合の並列システムの構成図である。
【０００３】
直流−交流変換装置（インバータ）1Ａと1Ｂは同じ回路構成であり、各々の直流入力は共通の蓄電池２に、交流出力は共通の負荷３に接続されている。
直流−交流変換装置１Ａの主回路は、コンデンサ４Ａと５Ａの直列接続回路、ダイオード８Ａを逆並列接続した半導体スイッチ６Ａとダイオード９Ａを逆並列接続した半導体スイッチ７Ａとの直列回路、リアクトル１０Ａとコンデンサ１１Ａからなるフィルタによって構成されている。
【０００４】
制御回路は、直流−交流変換装置出力側に、負荷への出力電流と負荷からの戻り電流の差、即ち直流−交流変換装置間を循環する電流の直流成分を検出するように設置されたＤＣＣＴ（直流電流検出器）１２Ａ、指令信号発生器１３Ａ１、搬送波発生器１３Ａ２、搬送波発生器１３Ａ２の出力からＤＣＣＴ１２Ａの出力を減算する加算器１４Ａ、加算器１４Ａの出力と指令信号発生器１３Ａ１を比較して、半導体スイッチ６Ａ、７Ａが相補動作するように、半導体スイッチ６Ａ、半導体スイッチ７Ａを駆動するためのパルス幅変調信号を出力するスイッチ駆動回路１５Ａからなる。
直流−交流変換装置１Ｂについても、主回路構成、制御回路構成とも、同様である。
【０００５】
ここで、オン、オフの駆動信号が各スイッチ素子に入力され、実際にスイッチング動作に入るまでの時間や、スイッチ素子のスイッチング速度には一般には不揃いがある。
その結果、オン・オフ機能を有する半導体スイッチ素子を用いたパルス幅変調（以降、ＰＷＭと略記する。）制御方式の場合、正極側のアームのスイッチ素子と負極側のアームのスイッチ素子のパルス幅は異なったものとなる。このパルス幅の積分値が交流電圧となるのであるが、交流の正極側電圧と負極側電圧に相異が生じた場合、例えば正極側スイッチ素子のパルス幅が大きいと交流波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流分が交流電圧の正側に重畳したものになる。即ち、交流側の零点電位と直流側の中点に電位差を生じることになる。この電位差が並列運転している他の電力変換装置を通して循環電流を流すのである。
【０００６】
ここで仮に、直流−交流変換装置1Ａの正側アームの半導体スイッチ６Ａのパルスの積分値が、負側アームの半導体スイッチ７Ａのパルスのより大きい場合、直流−交流変換装置１Ａの交流電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流分が正側に重畳したものになる。
この直流分により、例えば半導体スイッチ６Ａ→負荷３の入力端における接続点→単相インバータ１Ｂの正側ダイオード８Ｂ→蓄電池２の正極端における接続点→半導体スイッチ６Ａの経路に循環電流が流れることになる。
【０００７】
上述の例では、循環電流がインバータ１Ａからインバータ１Ｂへ流れるので、ＤＣＣＴ１２Ａの検出値を矢印の方向を正とすると、循環電流によるＤＣＣＴ１２Ａの出力は、正となる。この出力を搬送発生器１３Ａ２の出力から減算する加算器１４Ａの出力は、横軸から下方へＤＣＣＴ１２Ａの出力に応じた量だけ移動した波形となる。これを指令信号発生器１３Ａ１の出力と比較すると、ＰＷＭ信号として、負側のスイッチ素子７Ａのパルス幅を大きくするものが得られ、交流の正側に重畳した直流分を低減し、その結果、循環電流も低減される。
【特許文献１】特開平６−１５３５１９号公報（図１、段落００１５〜００１９）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述のように、従来技術では、負荷への出力電流と負荷からの戻り電流の差、すなわち直流−交流変換装置間を循環する電流の直流成分を検出するようにインバータ出力に設置されたＤＣＣＴ１２ＡとＤＣＣＴ１２Ｂを必要とする。ＤＣＣＴは一般に高コストであり、装置全体としての高コスト化が問題となる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、蓄電池の直流電圧を昇圧し直流出力とする昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力と前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、昇圧チョッパの直流入力には共通の蓄電池が、インバータの交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の出力電圧を補正する手段を設ける。
【００１０】
第２の発明においては、交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、蓄電池の直流電圧を昇圧し直流出力とする昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力と前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、昇圧チョッパの直流入力には共通の蓄電池が、インバータの交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の交流入力零点電位を補正する手段を設ける。
【００１１】
第３の発明においては、交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、インバータの直流入力には共通の蓄電池が、インバータ交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の出力電圧を補正する手段を設ける。
【００１２】
第４の発明においては、交流電圧を直流電圧に変換し直流出力とする順変換器と、前記順変換器出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とするインバータとからなる入出力間に絶縁手段を含まない無停電電源装置を複数台並列接続し、インバータの直流入力には共通の蓄電池が、インバータの交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記各々のインバータの瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々のインバータの瞬時交流出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段を備え、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の交流入力零点電位を補正する手段を設ける。
【００１３】
第５の発明においては、請求項２又は４における前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の入力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の制御回路の正弦波指令発生器、及び前記インバータの制御回路の正弦波指令発生器の出力を、各々補正する。
【００１４】
第６の発明においては、請求項２又は４における前記インバータの交流出力零点電位と前記順変換器の入力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分に応じて、前記順変換器の制御回路の搬送波発生器、及び前記インバータの搬送波発生器の出力を、各々補正する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明では、インバータの瞬時入力電力を演算するために、蓄電池の出力電圧を検出するＤＣＰＴ（直流電圧検出器）、蓄電池の出力直流電流を検出するＤＣＣＴ（直流電流検出器）、順変換器の入力交流電圧を検出するＡＣＰＴ（交流電圧検出器）、及び順変換器の入力交流電流を検出するＡＣＣＴ（交流電流検出器）を必要とする。また、同様にインバータの瞬時交流出力電力を演算するために、インバータ出力交流電圧を検出するＡＣＰＴとインバータ出力交流電流を検出するＡＣＣＴを必要とする。
【００１６】
従来技術の実施例では示されていないが、蓄電池の出力電圧を検出するＤＣＰＴは、蓄電池の状態監視のために、また蓄電池の出力電流を検出するＤＣＣＴはコンデンサ電圧を制御するために、従来から既に設置されている。
【００１７】
また、順変換器の入力交流電圧を検出するＡＣＰＴと順変換器の入力交流電流を検出するＡＣＣＴは順変換器の交流入力電流を制御するために、従来から設置されている。インバータ出力交流電圧を検出するＡＣＰＴと、インバータ出力交流電流を検出するＡＣＣＴはインバータ交流出力電圧を制御するために、従来から既に設置されている。
この結果、本発明では、従来技術のように、インバータ出力に高コストなＤＣＣＴを設置することなく、従来技術で既に設置されている検出器のみで、インバータ間を循環する瞬時直流電力を減少でき、装置全体としての低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明が対象とする第1の主回路構成と各部の検出点を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明が対象とする第２の主回路構成と各部の検出点を示す回路ブロック図である。
【図３】本発明の第1の実施例を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す制御ブロック図である。
【図５】本発明の第3の実施例を示す動作原理図である。
【図６】本発明の第４の実施例を示す動作原理図である。
【図７】従来例を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の要点は、無停電電源装置を複数台並列接続する場合に、各インバータの直流入力電力と交流出力電力の差、すなわちインバータ間を循環する直流電力が小さくなるように、順変換器の直流出力電圧又はインバータ出力電圧零点を補正する制御回路を設けた点である。
【００２０】
図1と図２に本発明が対象とする主回路構成と各部検出点を示す回路ブロック図を示す。
図1は、交流電源ＡＰの交流を直流に変換する順変換器２０ａと、蓄電池２の電圧を昇圧してインバータ２１ａに与える昇圧チョッパ２２ａと、順変換器と昇圧チョッパの直流出力電圧を交流に変換するインバータ２１ａとで構成された第１の交流／交流変換回路と、交流電源ＡＰの交流を直流に変換する順変換器２０ｂと、蓄電池２の電圧を昇圧してインバータ２１ｂに与える昇圧チョッパ回路２２ｂと、順変換器と昇圧チョッパの直流出力電圧を交流に変換するインバータ２１ｂとで構成された第２の交流／交流変換回路と、が並列接続され、交流入力には交流電源ＡＰが、交流出力には負荷３が接続された構成である。第１の交流／交流変換回路と第２の交流／交流変換回路とは同じ構成であるので、以下第１の交流／交流変換回路について説明する。
【００２１】
順変換器（ＡＣ／ＤＣ）２０ａの入力には、交流入力電力演算用に交流電流検出器２４ａと交流電圧検出器２３ａが接続された電力演算回路２５ａが、蓄電池２と昇圧チョッパ２２ａとの間には蓄電池電力演算用に直流電流検出器２７ａと蓄電池電圧が接続された電力演算回路２６ａが、インバータ２１ａの出力には、交流出力電力演算用に交流電流検出器３０ａと交流電圧検出器２９ａが接続された電力演算回路３１ａが、各々接続される。電力演算回路２５ａの出力ＰｉＡは交流入力電力として、電力演算回路２６ａの出力ＰｂＡは蓄電池電力として、電力演算回路３１ａの出力ＰｏＡは交流出力電力として、各々図示されていない制御回路に接続される。また、インバータ入力直流電圧は電圧検出器２８ａを介して直流電圧検出値Ｅｄａとして、制御回路に接続される。
【００２２】
尚、図２は、図１の構成から、昇圧チョッパ２２ａ、２２ｂを削除した構成であるが、いずれの場合もインバータの入力電力は順変換器２０ａの入力電力と蓄電池２の出力電力との和であるので、制御的には図１の場合と同じである。
【実施例１】
【００２３】
図３に、本発明の第1の実施例を示す。インバータの入力電力と出力電力との差が小さくなるように、順変換器の直流出力電圧を補正する構成である。図３（ａ）が順変換器（ＡＣ／ＤＣ）２０ａの制御ブロック図例で、図３（ｂ）がインバータ（ＤＣ／ＡＣ）２１ａの制御ブロック図例である。
【００２４】
図３（ａ）は、順変換器の入力電流を正弦波にしながら直流出力電圧を直流電圧指令値に定電圧制御する場合の順変換器の制御ブロック図である。
一般的な制御ブロック図は、加算器３２、平均化フィルタ３５、加算器３３及び加算器３４で構成された直流電圧補正回路がない構成である。
【００２５】
直流電圧指令値と直流電圧実際値Ｅｄａとの偏差を加算器３１で求め、電圧調節器（ＡＶＲ）３６でこの偏差が零になるように順変換器を制御する。ここで、電圧調節器３６の出力は正弦波発生器３７と乗算器３８で掛算され、交流入力電流の正弦波電流波形指令値となる。この指令値と交流入力電流実際値との偏差が加算器３９で求められ、この偏差が零になるように電流調節器（ＡＣＲ）４０で調整する。電流調節器（ＡＣＲ）４０の出力は、キャリア（搬送波）発生器４１とパルス幅変調器（ＰＷＭ）４２で構成されたＰＷＭ回路に入力され、ＰＷＭ回路では交流入力電流が正弦波状になるように調整したオンオフ波形を出力する。さらにこの波形はパルス分配回路（ＰＤ）４３で順変換器のスイッチ素子用のオンオフ波形となる。
【００２６】
直流電圧補正回路は、交流入力電力ＰｉＡと蓄電池出力電力ＰｂＡとの和を加算器３３で求め、この和とインバータ出力電力ＰｏＡとの差を加算器３４で求め、これを平均化フィルタ３５で平均化して求めた直流量で、電圧調節器（ＡＶＲ）３６の入力量を補正し、インバータの入力電力と出力電力の差が小さくなるように直流電圧を補正する。
尚、交流入力が停電時は、交流入力電力ＰｉＡは零であるので、インバータ入力電力は蓄電池出力電力ＰｂＡとなることは言うまでもない。
【００２７】
図３（ｂ）は、インバータ出力電圧を出力電圧指令値に定電圧制御するための構成で、本実施例は、一般的な制御ブロック構成である。出力電圧指令値と整流フィルタ５１で求めた出力電圧の整流平均値との差を加算器５０で求め、この偏差が零になるように電圧調節器（ＡＶＲ）５２の出力と正弦波発生器の出力とを乗算器５４で掛算し、出力電圧の正弦波振幅を調整する。調節された正弦波はキャリア５５と変調回路５６で比較され、インバータの出力電圧が指令値の正弦波となるようなオンオフ波形を出力する。さらにこの波形はパルス分配回路（ＰＤ）５７でインバータのスイッチ素子用のオンオフ波形となる。
【実施例２】
【００２８】
図４に、本発明の第２の実施例を示す。インバータの入力電力と出力電力の差が小さくなるように、インバータの入力電力と出力電力との差分を平均化して求めた直流分で順変換器の電流調節器の出力とインバータの振幅調整された正弦波波形を補正する構成である。図４（ａ）が順変換器（ＡＣ／ＤＣ）２０ａの制御ブロック図例で、図４（ｂ）がインバータ（ＤＣ／ＡＣ）２１ａの制御ブロック図例である。
【００２９】
順変換器の一般的な制御ブロック図は、加算器３３、３４及び平均化フィルタ３５で構成された直流電圧補正回路がない構成である。直流電圧指令値と直流電圧実際値Ｅｄａとの偏差を加算器３１で求め、電圧調節器（ＡＶＲ）３６でこの偏差が零になるように順変換器を制御する。ここで、電圧調節器３６の出力は正弦波発生器３７と乗算器３８で掛算され、交流入力電流の正弦波電流波形指令値となる。この指令値と交流入力電流実際値との偏差が加算器３９で求められ、この偏差が零になるように電流調節器（ＡＣＲ）４０で調整する。電流調節器（ＡＣＲ）４０の出力は、キャリア発生器４１とパルス幅変調器（ＰＷＭ）４２で構成されたＰＷＭ回路に入力され、ＰＷＭ回路では交流入力電流が正弦波状になるように調整したオンオフ波形を出力する。さらにこの波形はパルス分配回路（ＰＤ）４３で順変換器のスイッチ素子用のオンオフ波形となる。
【００３０】
交流入力電流補正回路は、交流入力電力ＰｉＡと蓄電池出力電力ＰｂＡとの和を加算器３３で求め、この和とインバータ出力電力ＰｏＡとの差を加算器３４で求め、これを平均化フィルタ３５で平均化して求めた直流量で、電流調節器（ＡＣＲ）４０の出力量を補正し、インバータの入力電力と出力電力の差が小さくなるように直流電圧を補正する。
【００３１】
図３（ｂ）は、インバータ出力電圧を出力電圧指令値に定電圧制御するための構成である。本実施例は、一般的な制御ブロック図の振幅が調整された正弦波電圧をインバータの入力電力と出力電力との差を平均化して求めた直流量で補正する構成である。一般的な制御ブロック図は、出力電圧指令値と整流フィルタ５１で求めた出力電圧の整流平均値との差を加算器５０で求め、この偏差が零になるように電圧調節器（ＡＶＲ）５２の出力と正弦波発生器の出力を乗算器５４で掛算し、出力電圧の正弦波振幅を調整し、調節された正弦波はキャリア５５と変調回路５６で比較され、インバータの出力電圧が指令値の正弦波となるようなオンオフ波形を出力する。さらにこの波形はパルス分配回路（ＰＤ）５７でインバータのスイッチ素子用のオンオフ波形となる。
【００３２】
インバータ出力電圧直流分補正回路は、交流入力電力ＰｉＡと蓄電池出力電力ＰｂＡとの和を加算器３３で求め、この和とインバータ出力電力ＰｏＡとの差を加算器３４で求め、これを平均化フィルタ３５で平均化して求めた直流量で、振幅調整された正弦波の出力量を補正するものである。
尚、交流入力が停電時は、交流入力電力ＰｉＡは零であるので、インバータ入力電力は蓄電池出力電力ＰｂＡとなることは言うまでもない。
【実施例３】
【００３３】
図５に、本発明の第３の実施例を示す。図５に示すインバータ出力電圧直流分補正波形は、交流入力電力ＰｉＡと蓄電池出力電力ＰｂＡとの和を加算器３３で求め、この和とインバータ出力電力ＰｏＡとの差を加算器３４で求め、これを平均化フィルタ３５で平均化して求めた直流量で、振幅調整された正弦波の出力量を補正するものである。正弦波信号に直流量を加減算することにより、正弦波形が搬送波信号の零点に対して正又は負に移動することになり、結果として、ＰＷＭ信号も補正量に応じて平均値が正又は負に変化する。
【００３４】
例えば、ｂ指令信号と搬送信号とで比較形成されたｂ’ＰＷＭ信号に対して、ａ指令信号と搬送信号とで比較形成されたａ’ＰＷＭ信号は平均値が正側に移動したオンオフ波形となる。即ち、インバータ入力電力が出力電力より大きい場合には並列接続された他方のインバータへ電力を注入（横流）していることになるので、補正量が負に増加してインバータ入力電力を減少させるように動作する。また、インバータ入力電力が出力電力より小さい場合には並列接続された他方のインバータから電力を注入（横流）されていることになるので、補正量が正に増加してインバータ入力電力を増加させるように動作する。
【実施例４】
【００３５】
図６に、本発明の第４の実施例を示す。図５は搬送波を基準にして正弦波形を交流入力電力ＰｉＡと蓄電池出力電力ＰｂＡとの和を加算器３３で求め、この和とインバータ出力電力ＰｏＡとの差を加算器３４で求め、これを平均化フィルタ３５で平均化して求めた直流量で、正弦波形を正負に補正しているが、図６は正弦波の零点を基準に搬送波を補正するようにしたものである。搬送信号に直流量を加減算することにより、搬送波形が正弦波指令信号の零点に対して正又は負に移動することになり、結果として、ＰＷＭ信号も補正量に応じて平均値が正又は負に変化する。
【００３６】
例えば、ｂ搬送信号と正弦波指令信号とで比較形成されたｂ’ＰＷＭ信号に対して、ａ搬送信号と正弦波指令信号とで比較形成されたａ’ＰＷＭ信号は平均値が正側に移動したオンオフ波形となる。即ち、インバータ入力電力が出力電力より大きい場合には並列接続された他方のインバータへ電力を注入（横流）していることになるので、補正量が負に増加してインバータ入力電力を減少させるように動作する。また、インバータ入力電力が出力電力より小さい場合には並列接続された他方のインバータから電力を注入（横流）されていることになるので、補正量が正に増加してインバータ入力電力を増加させるように動作する。
【００３７】
尚、上記実施例には順変換器とインバータの回路構成については説明を省略したが、制御機能を備えた構成であれば、回路構成の違いによらず、適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明は、電力貯蔵手段を備えた無停電電源装置について説明したが、瞬時電圧低下補償装置、変換回路を並列接続して大容量化を図った交流−交流変換装置などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３９】
ＡＰ・・・交流電源          ２・・・蓄電池          ３・・・負荷
１Ａ、１Ｂ・・・直流−交流電力変換装置
４Ａ、４Ｂ、５Ａ、５Ｂ・・・コンデンサ
６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂ・・・半導体スイッチ
１１Ａ、１１Ｂ・・・コンデンサ
８Ａ、８Ｂ、９Ａ、９Ｂ・・・ダイオード          １０Ａ、１０Ｂ・・・リアクトル
１２Ａ、１２Ｂ・・・ＤＣＣＴ（直流電流検出器）
１３Ａ１、１３Ｂ１・・・指令信号発生器          １４Ａ、１４Ｂ・・・加算器
１３Ａ２、１３Ｂ２・・・搬送波発生器
１５Ａ、１５Ｂ・・・スイッチ駆動回路
２０ａ、２０ｂ・・・順変換器          ２１ａ、２１ｂ・・・インバータ
２２ａ・・・昇圧チョッパ          ２８ａ、２８ｂ・・・直流電圧検出器（ＤＣＰＴ）
２３ａ、２３ｂ、２９ａ、２９ｂ・・・交流電圧検出器（ＡＣＰＴ）
２４ａ、２４ｂ、３０ａ、３０ｂ・・・交流電流検出器（ＡＣＣＴ）
２７ａ、２７ｂ・・・直流電流検出器（ＤＣＣＴ）
２５ａ、２５ｂ、３１ａ、３１ｂ・・・交流電力演算回路
２６ａ、２６ｂ・・・直流電力演算回路          ３５・・・フィルタ
３１、３２、３３、３４、３９、５０・・・加算器          ５１・・・整流フィルタ
３６、５２・・・ＡＶＲ（電圧調節器）          ４０・・・ＡＣＲ（電流調節器）
３７、５３・・・正弦波発生器          ３８、５４・・・乗算器
４１、５５・・・キャリア（搬送波）発生器
４２、５６・・・ＰＷＭ（パルス変調器）          ４３、５７・・・パルス分配回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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