(57)【要約】【課題】１シャント電流検出方式にて検出困難な相電流を推定によって導出する。【解決手段】電流検出ブロック４２は、モータに電流を供給するインバータと直流電源との間に流れる母線電流をサンプリングして最大電圧相及び最小電圧相の電流値ｉdcA及びｉdcBを検出する。中間相電流推定ブロック４３は、ｄｑ軸上の電流指令値ｉd*及びｉq*と回転子位置θから中間電圧相の電流値ｉmidを推定する。相電流算出ブロック４４は、検出ブロック４２にて最大電圧相及び最小電圧相の電流値を正確に検出できている期間には検出ブロック４２の出力値（ｉdcA及びｉdcB）から三相電流値（ｉu、ｉv及びｉw）を算出する。一方、検出ブロック４２にて最大電圧相又は最小電圧相の電流値を正確に検出できていない期間には、検出ブロック４２の検出値（ｉdcA又はｉdcB）と推定ブロック４３の推定値ｉmidから三相電流値を算出する。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果から前記モータの三相の電機子巻線に流れる相電流を検出する相電流検出部を備え、前記相電流検出部の検出結果に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御するモータ制御装置において、
前記相電流検出部は、中間電圧相の相電流又は中間電圧相の相電流に応じた電流を第１推定電流として推定する推定ブロックを備え、該第１推定電流を用いて最大電圧相の相電流又は最小電圧相の相電流を推定することで各相電流を検出可能に形成されている
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
当該モータ制御装置は、前記三相の電機子巻線への供給電流の目標となる電流指令値に基づいて前記モータを制御し、
前記相電流検出部は、前記電流指令値に基づいて、前記第１推定電流を推定する、或いは、
第１時刻における前記相電流検出部の検出結果を用いて作成された、前記供給電流の検出電流値に基づいて、前記第１時刻より後の第２時刻における前記第１推定電流を推定する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
当該モータ制御装置は、前記三相の相電圧の合成ベクトルの目標となる電圧指令ベクトルに基づいて前記モータを制御し、前記相電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧指令ベクトルを作成する電圧指定ベクトル作成部を更に備え、
前記推定ブロックは、前記第１推定電流として中間電圧相の相電流を推定し、
前記電流指令値は、前記三相の相電圧に応じて又は所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標系上の電流指令値を含み、前記検出電流値は、前記ａｂ座標系上の検出電流値を含む
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記相電流検出部は、
前記電流センサの検出結果から最大電圧相の相電流及び最小電圧相の相電流を検出することで各相電流を検出する第１処理と、
最大電圧相の相電流及び最小電圧相の相電流の内、一方を前記電流センサの検出結果から検出し、他方を前記推定ブロックによる第１推定電流を用いて推定することで各相電流を検出する第２処理と、を実行可能に形成され、
前記三相の相電圧に基づいて、前記第１又は第２処理を切り替え実行する
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
三相式のモータと、
前記三相式のモータを駆動するインバータと、
前記インバータを介して前記モータを制御するモータ制御装置と、を備えたモータ駆動システムにおいて、
前記モータ制御装置として、請求項１〜請求項４の何れかに記載のモータ制御装置を用いた
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項６】
直流電圧を交流の三相電圧に変換する三相のインバータと前記直流電源との間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果から前記インバータの各相に流れる相電流を検出する相電流検出部を備え、前記相電流検出部の検出結果に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置において、
前記相電流検出部は、中間電圧相の相電流又は中間電圧相の相電流に応じた電流を第１推定電流として推定する推定ブロックを備え、該第１推定電流を用いて最大電圧相の相電流又は最小電圧相の相電流を推定することで各相電流を検出可能に形成されている
ことを特徴とするインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを制御するモータ制御装置及びそれを有するモータ駆動システムに関する。また、本発明はインバータを制御するインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の相電流の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の相電流を検出するために、通常、２つの電流センサ（カレントトランス等）が用いられるが、２つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。
【０００３】
このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の相電流を検出する方式が提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれている。
【０００４】
図２１に、１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ（ＰＷＭインバータ）９０２は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、モータ制御装置９０３から与えられた三相電圧指令値に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源９０４からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ９０１に供給され、モータ９０１が駆動制御される。
【０００５】
インバータ９０２内の各下アームと直流電源９０４とを結ぶ線路を母線９１３という。電流センサ９０５は、母線９１３に流れる母線電流を表す信号をモータ制御装置９０３に伝達する。モータ制御装置９０３は、電流センサ９０５の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、最大電圧相（電圧レベルが最大となる相）の相電流と最小電圧相（電圧レベルが最小となる相）の相電流、即ち、２相分の相電流を検出する。
【０００６】
各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって２相分の相電流を検出することができるのであるが、最大電圧相の電圧レベルと中間電圧相の電圧レベルが接近すると、最大電圧相に対するＰＷＭ信号のパルス幅と中間電圧相に対するＰＷＭ信号のパルス幅との差が小さくなって、最大電圧相の相電流検出が困難となる。同様に、中間電圧相の電圧レベルと最小電圧相の電圧レベルが接近すると、中間電圧相に対するＰＷＭ信号のパルス幅と最小電圧相に対するＰＷＭ信号のパルス幅との差が小さくなって、最小電圧相の相電流検出が困難となる。
【０００７】
これに鑑み、１シャント電流検出方式において、２相分の相電流が実測不能となる期間には、３相のゲート信号に基づいてインバータ内の各アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅（即ち各相に対する電圧指令値）を補正するという手法が提案されている（例えば、下記特許文献１参照）。
【０００８】
この補正にも対応する、一般的な電圧指令値（パルス幅）の補正例を図２２に示す。図２２のグラフにおいて、横軸は時間を表し、曲線９２０ｕ、９２０ｖ及び９２０ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧波形を表している。図２２に示す如く、「最大電圧相の電圧レベルと中間電圧相の電圧レベル」及び「中間電圧相の電圧レベルと最小電圧相の電圧レベル」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値（パルス幅）が補正される。これにより、安定的に２相分の相電流を検出することが可能となる。しかしながら、電圧指令値（パルス幅）を補正することによって、図２２に示す如く各相電圧が歪むため、モータ駆動システムを組み込んだ機器の騒音や振動が大きくなりやすくなる。また、利用可能な電圧範囲が上記補正によって狭まる。
【０００９】
一方において、インバータ９０２はＰＷＭ制御を行うことでモータ９０１を駆動させるが、ＰＷＭ制御の内、モータ９０１の各相の電機子巻線に対して正弦波状の電圧を供給する制御は、正弦波ＰＷＭ制御と呼ばれる。正弦波ＰＷＭ制御にて出力可能な最大電圧を超える電圧をモータ９０１に印加したい場合においては、正弦波ＰＷＭ制御に代えて矩形波駆動が利用される。矩形波駆動では、図２３に示す如く、モータ９０１の各電機子巻線に対して、矩形波に類似した電圧波形を有する電圧が印加される。このような矩形波駆動を実現するための変調方式又はＰＷＭは、一般的に過変調又は過変調ＰＷＭと呼ばれる。図２３のグラフにおいて、横軸は時間を表し、実線９３０ｕ、破線９３０ｖ及び一点鎖線９３０ｗは、それぞれ、過変調ＰＷＭの実行時におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧波形を表している。
【００１０】
上記のような電圧指令値の補正を伴う方法は、過変調ＰＷＭの利用時においても不利益をもたらす。１シャント電流検出方式を採用したモータ駆動システムにおいて過変調ＰＷＭを利用する場合、相電流検出のための補正を行うと、図２４（ａ）及び（ｂ）に示す如く、各相の電圧波形は矩形波の両肩が下がったような波形となり、利用できる基本波成分が少なくなる（過変調ＰＷＭの利用時において、モータへの印加電圧ベクトルは、固定座標系上で円の軌跡を描く基本波電圧ベクトルに高調波電圧ベクトルを加算したものとなるが、この基本波電圧ベクトルが基本波成分に対応する）。即ち、利用可能な電圧範囲が補正電圧分だけ狭まる。
【００１１】
このため、電圧指令値（パルス幅）を補正することなく、２相分の相電流が検出不能となる期間に対応する技術が求められている。
【００１２】
これに鑑み、下記特許文献２には、２相分の相電流の検出が困難な場合に、電流指令値を用いて三相電流を推定する方法が提案されている。この特許文献２のシステムには、ｄｑ座標軸上の電流指令値Ｉd*及びＩq*及び回転子位置（検出位相）θdcに基づいて三相電流値Ｉu*、Ｉv*及びＩw*を推定するブロックが設けられている（特許文献２の図１における座標変換手段５を参照）。この推定は、次式に従って行うことができるが、次式による演算量は多い。また、１シャント電流検出方式のアルゴリズムに加え、三相電流の推定値を利用するアルゴリズムと、前者のアルゴリズムにて得られた検出電流値と後者のアルゴリズムにて得られた推定電流値を切り替えて用いる処理（特許文献２の図１における７３ｕ、７３ｖ及び７３ｗを参照）が必要となり、構成又はプログラムが複雑になる。尚、モータ駆動システムに関する従来の問題を説明したが、同様の問題が、系統連系システム等に適用されるインバータ制御装置にも存在する。
【００１３】
【数１】
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【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００３−１８９６７０号公報
【特許文献２】特開２００９−０５５６９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
そこで本発明は、インバータ及び直流電源間の電流から検出困難な相電流を簡素な演算にて推定することのできるモータ制御装置、モータ駆動システム及びインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果から前記モータの三相の電機子巻線に流れる相電流を検出する相電流検出部を備え、前記相電流検出部の検出結果に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御するモータ制御装置において、前記相電流検出部は、中間電圧相の相電流又は中間電圧相の相電流に応じた電流を第１推定電流として推定する推定ブロックを備え、該第１推定電流を用いて最大電圧相の相電流又は最小電圧相の相電流を推定することで各相電流を検出可能に形成されていることを特徴とする。
【００１７】
インバータ及び直流電源間の電流センサによる最大電圧相又は最小電圧相の相電流検出が困難になる場合があるが、上記推定ブロックを設けることにより、そのような場合でも容易に検出困難な相電流を推定することが可能となる。尚、前記インバータにより前記三相の電機子巻線に印加される三相の相電圧の内、最大の相電圧が印加される電機子巻線の相電流が最大電圧相の相電流であり、且つ、最小の相電圧が印加される電機子巻線の相電流が最小電圧相の相電流であり、且つ、残りの１つの電機子巻線の相電流が中間電圧相の相電流である、と考えることができる。
【００１８】
具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記三相の電機子巻線への供給電流の目標となる電流指令値に基づいて前記モータを制御し、前記相電流検出部は、前記電流指令値に基づいて、前記第１推定電流を推定する、或いは、第１時刻における前記相電流検出部の検出結果を用いて作成された、前記供給電流の検出電流値に基づいて、前記第１時刻より後の第２時刻における前記第１推定電流を推定する。
【００１９】
また例えば、当該モータ制御装置は、前記三相の相電圧の合成ベクトルの目標となる電圧指令ベクトルに基づいて前記モータを制御し、前記相電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧指令ベクトルを作成する電圧指定ベクトル作成部を更に備え、前記推定ブロックは、前記第１推定電流として中間電圧相の相電流を推定し、前記電流指令値は、前記三相の相電圧に応じて又は所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標系上の電流指令値を含み、前記検出電流値は、前記ａｂ座標系上の検出電流値を含む。
【００２０】
また例えば、前記相電流検出部は、前記電流センサの検出結果から最大電圧相の相電流及び最小電圧相の相電流を検出することで各相電流を検出する第１処理と、最大電圧相の相電流及び最小電圧相の相電流の内、一方を前記電流センサの検出結果から検出し、他方を前記推定ブロックによる第１推定電流を用いて推定することで各相電流を検出する第２処理と、を実行可能に形成され、前記三相の相電圧に基づいて、前記第１又は第２処理を切り替え実行する。
【００２１】
より具体的には例えば、前記相電流検出部は、最大電圧相の相電圧と中間電圧相の相電圧との間の電圧差、及び、最小電圧相の相電圧と中間電圧相の相電圧との間の電圧差に基づいて、前記第１又は第２処理を切り替え実行する。
【００２２】
本発明に係るモータ駆動システムは、三相式のモータと、前記三相式のモータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータを制御する、上記のモータ制御装置と、を備えている。
【００２３】
本発明に係るインバータ制御装置は、直流電圧を交流の三相電圧に変換する三相のインバータと前記直流電源との間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果から前記インバータの各相に流れる相電流を検出する相電流検出部を備え、記相電流検出部の検出結果に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置において、前記相電流検出部は、中間電圧相の相電流又は中間電圧相の相電流に応じた電流を第１推定電流として推定する推定ブロックを備え、該第１推定電流を用いて最大電圧相の相電流又は最小電圧相の相電流を推定することで各相電流を検出可能に形成されていることを特徴とする。
【００２４】
インバータ及び直流電源間の電流センサによる最大電圧相又は最小電圧相の相電流検出が困難になる場合があるが、上記推定ブロックを設けることにより、そのような場合でも容易に検出困難な相電流を推定することが可能となる。尚、前記三相電圧の内、最大の相電圧に対応する相電流が最大電圧相の相電流であり、且つ、最小の相電圧に対応する相電流が最小電圧相の相電流であり、且つ、残りの１つの相電流が中間電圧相の相電流である、と考えることができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、インバータ及び直流電源間の電流から検出困難な相電流を簡素な演算にて推定することのできるモータ制御装置、モータ駆動システム及びインバータ制御装置を提供可能となる。
【００２６】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るモータの解析モデル図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係り、三相変調を利用した場合における、キャリア信号、各相の電圧レベル、各相のＰＷＭ信号及び母線電流を示す図である。
【図４】図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な波形例を示す図である。
【図５】固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。
【図６】ａn軸を説明するための図（ａ）と、ａn軸とｂn軸との関係を示す図（ｂ）である。
【図７】本発明の第１実施形態に係り、モータ制御装置の内部ブロック部を含む、図１のモータ駆動システムのブロック図である。
【図８】モータ制御装置に設けられる相電流検出部の内部ブロック図である。
【図９】三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*、ｖw*）と、電圧状態値（ｎ）と、最大相、最小相及び中間相の電流（ｉdcA、ｉdcB、ｉmid）との関係を示す図である。
【図１０】電圧指令ベクトルの終点が位置する領域と電圧状態値との関係を示す図である。
【図１１】最大相の相電流を電流センサにて実測不能である場合における各種電流値間の関係を示す図（ａ）と、最小相の相電流を電流センサにて実測不能である場合における各種電流値間の関係を示す図（ｂ）である。
【図１２】第１実施形態の第２実施例に係り、モータ制御装置に設けられる相電流検出部の変形内部ブロック図である。
【図１３】第１実施形態の第３実施例に係り、モータ制御装置に設けられる相電流検出部の変形内部ブロック図である。
【図１４】第１実施形態の第４実施例に係り、モータ制御装置に設けられる相電流検出部の変形内部ブロック図である。
【図１５】図８の電流検出ブロックにて得られた電流（ｉdcA及びｉdcB）の波形と、図８の中間相電流推定ブロックにて得られた電流（ｉmid）の波形を示す図である。
【図１６】図８の相電流算出ブロックにて得られた相電流（ｉu、ｉv及びｉw）の波形を示す図である。
【図１７】本発明の第２実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。
【図１８】本発明の第２実施形態に係り、インバータ制御装置の内部ブロック図を含む、系統連系システムの全体構成図である。
【図１９】本発明の第２実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、の関係を表す空間ベクトル図である。
【図２０】インバータ制御装置に設けられる相電流検出部の内部ブロック図である。
【図２１】１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図である。
【図２２】従来技術に係り、電圧指令値（パルス幅）の補正が成された場合におけるＵ、Ｖ及びＷ相の電圧波形を示す図である。
【図２３】従来技術に係り、過変調ＰＷＭの利用時におけるＵ、Ｖ及びＷ相の電圧波形を示す図である。
【図２４】従来技術に係り、過変調ＰＷＭに電圧指令値（パルス幅）の補正を適用した場合に得られるＵ、Ｖ及びＷ相の電圧波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。
【００２９】
――第１実施形態――
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、モータ制御装置３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。直流電源４が出力する直流電圧及びその電圧値をＶdcによって表す。
【００３０】
モータ制御装置３は、インバータ２を制御することによってモータ１を制御する。従って、モータ制御装置３をインバータ制御装置と呼ぶこともできる。
【００３１】
モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。
【００３２】
インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧Ｖdcが印加される。
【００３３】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００３４】
直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。
【００３５】
インバータ２は、モータ制御装置３にて生成された三相電圧指令値に基づくＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*から構成される。
【００３６】
同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。特に記述なき限り、以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。
【００３７】
インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、三相交流電圧に変換される。その三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。
【００３８】
電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流の電流値を表す信号をモータ制御装置３に伝達する。モータ制御装置３は、電流センサ５の出力信号に基づいて上記三相電圧指令値の生成を行う。電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。
【００３９】
図１のモータ駆動システムは、母線電流から三相電流を検出する、いわゆる１シャント電流検出方式を採用している。
【００４０】
図２（ａ）及び（ｂ）に、モータ１の解析モデル図を示す。図２（ａ）には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。永久磁石６ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。図２（ａ）及び（ｂ）並びに後述の空間ベクトル図（図５、図６（ａ）等）において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。ｄ軸及びｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。
【００４１】
ｄｑ軸は回転しており、その回転速度をωで表す。また、ｄｑ座標系において、Ｕ相軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。θにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ωにて表される回転速度は、電気角における角速度である。
【００４２】
以下、θによって表現される状態量を回転子位置（又は位相）と呼ぶこととし、ωによって表される状態量を回転速度と呼ぶこととする。尚、状態量を物理量と読み替えることもできる。また、以下の説明において、角度及び位相は、特に記述なき限り、電気角における角度及び位相を表すものとし、それらの単位はラジアン又は度である。
【００４３】
また、図２（ｂ）には、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、互いに直交するα軸及びβ軸と、の関係が示されている。α軸はＵ相軸と一致しており、β軸は、α軸を基準として電気角で９０度だけ進んでいる。Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸並びにα軸及びβ軸は、回転子６の回転に関係なく固定された固定軸である。α軸及びβ軸を総称してαβ軸と呼び、α軸及びβ軸を座標軸に選んだ固定座標系をαβ座標系と呼ぶ。
【００４４】
インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、Ｕ相の電機子巻線７ｕへの印加電圧を表すＵ相電圧、Ｖ相の電機子巻線７ｖへの印加電圧を表すＶ相電圧、及び、Ｗ相の電機子巻線７ｗへの印加電圧を表すＷ相電圧から成る。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧は、夫々、中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧である。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、記号ｖu、ｖv及びｖwにて表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を総称して、或いは、それらの夫々を、相電圧とも呼ぶ。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖaによって表す。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧ｖu、ｖv及びｖwが夫々Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に従った電圧値をとるように、モータ制御装置３はインバータ２を制御する。
【００４５】
モータ電圧Ｖaの印加によってインバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流の夫々を、又は、それらを総称したものを、相電流とも呼ぶ。相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を、夫々、記号ｉu、ｉv及びｉwにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉaによって表す。
【００４６】
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内、対応する相電圧の大きさが最大の相を「最大相」又は「最大電圧相」と呼び、対応する相電圧の大きさが最小の相を「最小相」又は「最小電圧相」と呼び、対応する相電圧の大きさが最大でも最小でもない相を「中間相」又は「中間電圧相」と呼ぶ。例えば、ｖu＞ｖv＞ｖwである時（換言すれば、ｖu*＞ｖv*＞ｖw*である時）、Ｕ相が最大相、Ｖ相が中間相、Ｗ相が最小相であり、ｖv＞ｖw＞ｖuである時（換言すれば、ｖv*＞ｖw*＞ｖu*である時）、Ｖ相が最大相、Ｗ相が中間相、Ｕ相が最小相である。
【００４７】
周期的に値が三角波状に変化するキャリア信号ＣＳと、三相電圧指令値によって規定される最大相、中間相及び最小相の電圧レベルと、を比較することによって、最大相、中間相及び最小相に対するＰＷＭ信号が生成される。図３に、三相変調を利用した場合におけるＰＷＭ信号の例を示す。着目した相のＰＷＭ信号がハイレベル、ローレベルであるとき、夫々、その着目相の上アームがオン、オフとされる。図３の例では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相が、夫々、最大相、中間相及び最小相に対応するため、ｖu*＞ｖv*＞ｖw*である。各キャリア周期において、キャリア信号ＣＳの値ＣＳVALがｖu*、ｖv*及びｖw*と比較される。キャリア周期は、キャリア信号ＣＳの周期である。１つのキャリア周期において、ＣＳVALはゼロを起点として増加して所定のピーク値をとった後、ゼロに向かって減少する。
【００４８】
ｖu*＞ｖv*＞ｖw*＞ＣＳVALの状態においては上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗがオンとされ、ｖu*＞ｖv*＞ＣＳVAL＞ｖw*の状態においては上アーム８ｕ及び８ｖ並びに下アーム９ｗがオンとされ、ｖu*＞ＣＳVAL＞ｖv*＞ｖw*の状態においては上アーム８ｕ並びに下アーム９ｖ及び９ｗがオンとされ、ＣＳVAL＞ｖu*＞ｖv*＞ｖw*の状態においては下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗがオンとされる。
【００４９】
ｖu*＞ｖv*＞ＣＳVAL＞ｖw*の状態において母線電流を検出することにより最小相の相電流を検出することができ、ｖu*＞ＣＳVAL＞ｖv*＞ｖw*の状態において母線電流を検出することにより最大相の相電流を検出することができる。１つのキャリア周期において、最小相、中間相及び最大相の上アームがオンとなっている期間を、夫々、最小相、中間相及び最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅と呼ぶ。
【００５０】
モータ電圧Ｖaのｄ軸成分、ｑ軸成分、α軸成分、β軸成分を、夫々、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、α軸電圧及びβ軸電圧と呼ぶと共に記号ｖd、ｖq、ｖα及びｖβにて表す。
モータ電流Ｉaのｄ軸成分、ｑ軸成分、α軸成分、β軸成分を、夫々、ｄ軸電流、ｑ軸電流、α軸電流及びβ軸電流と呼ぶと共に記号ｉd、ｉq、ｉα及びｉβにて表す。
【００５１】
尚、ｖdは、ｄ軸電圧の値を表す記号としても用いられる。ｖd以外の状態量（電圧、電流に関する状態量を含む）を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉdなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量又は指令値などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｄ軸電流ｉd」を単に「電流ｉd」又は「ｉd」と表記したり、「ｄ軸電流値ｉd」を「電流値ｉd」又は「ｉd」と表記したりすることもある。同様に、本明細書では、記述の簡略化上、符号を付記することによって該符号に対応する部位の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の図８に示される電流検出ブロック４２をブロック４２と呼ぶことがある。
【００５２】
図４に、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な波形例を示す。図４に示される三相交流電圧は、インバータ２にて三相変調を行う場合においてモータ１に印加される三相交流電圧である。図４において、実線３００ｕ、破線３００ｖ及び一点鎖線３００ｗは、夫々、三相変調が行われる時のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表しており、図４のグラフの横軸は位相θである。電圧波形３００ｕ、３００ｖ及び３００ｗの夫々は、正出力端子４ａ及び負出力端子４ｂ間の中間電位を中心として正弦波を描き、その正弦波の振幅は（１／２）・Ｖdc以下である。つまり、正弦波状の電圧の振幅の最大値は（１／２）・Ｖdcである。
【００５３】
［電圧指令ベクトルとａｂ軸］
図５に、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。符号３２０が付されたベクトルが、電圧指令ベクトルである。ｑ軸から反時計回り方向に見た電圧指令ベクトル３２０の位相（即ち、ｑ軸を基準とした電圧指令ベクトル３２０の進角）をεにて表す。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル３２０の位相は、（θ＋ε＋π／２）にて表される。モータ制御装置３内において、モータ１に印加されるべき電圧を指定する値が作成される。電圧指令ベクトル３２０は、その値をベクトル表現したものである。詳細は後述するが、例えば、モータ制御装置３内においてｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*が算出され、ｖd*及びｖq*によって電圧指令ベクトル３２０が表される。或いは例えば、モータ制御装置３内においてα軸電圧指令値ｖα*及びβ軸電圧指令値ｖβ*が算出され、ｖα*及びｖβ*によって電圧指令ベクトル３２０が表される。電圧指令ベクトル３２０のｄ軸成分、ｑ軸成分、α軸成分及びβ軸成分が、夫々、ｖd*、ｖq*、ｖα*及びｖβ*である。
【００５４】
図１に示す如く、モータ電流の検出方式として１シャント電流検出方式を採用した場合、電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流値）を適切なタイミングでサンプリングすることによってＵ、Ｖ及びＷ相の相電流の内、最大相及び最小相の相電流を検出することができる。中間相の相電流は、Ｕ、Ｖ及びＷ相の相電流の総和がゼロであることから、演算によって算出することができる。しかしながら、１シャント電流検出方式の原理上、最大相及び中間相の電圧レベルが接近すると、最大相及び中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅の差が小さくなって必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなり、結果、母線電流から最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、母線電流から最小相の相電流を検出できなくなる。２相分の相電流を実測できない時、その時点におけるモータ電流Ｖaの瞬時値を実測によって把握することはできない。
【００５５】
図５及び後述の図６（ａ）において、Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域３２１は、２相分の相電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない状態においては、電圧指令ベクトル３２０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない状態においては、電圧指令ベクトル３２０はＶ相軸近傍に位置することになる。このように、２相分の相電流の検出が不可能となる領域３２１は、Ｕ相軸を基準として電気角６０度ごとに存在する。
【００５６】
本実施形態では、更に、図６（ａ）及び（ｂ）に示すようなａn軸及びｂn軸を定義する。ｎは整数であり、後の説明において、ｎを電圧状態値とも呼ぶ。ａn軸は、α軸を位相の進み方向にｎ・π／３だけ（即ち６０度のｎ倍だけ）回転させた軸であり、ｂn軸は、β軸を位相の進み方向にｎ・π／３だけ（即ち６０度のｎ倍だけ）回転させた軸である。図６（ａ）には、ａn軸としてのａ0、ａ1、ａ2、ａ3、ａ4及びａ5軸が示されている。ａ0軸とａ6軸は同じ軸である。ｂ0、ｂ1、ｂ2、ｂ3、ｂ4及びｂ5軸は、夫々、ａ0、ａ1、ａ2、ａ3、ａ4及びａ5軸から９０度だけ位相が進んだ軸である。ｂ0軸とｂ6軸は同じ軸である。
【００５７】
モータ制御装置３は、
ｎ＝０である時、ａ0軸をａ軸に設定すると共にｂ0軸をｂ軸に設定し、
ｎ＝１である時、ａ1軸をａ軸に設定すると共にｂ1軸をｂ軸に設定し、
ｎ＝２である時、ａ2軸をａ軸に設定すると共にｂ2軸をｂ軸に設定し、
ｎ＝３である時、ａ3軸をａ軸に設定すると共にｂ3軸をｂ軸に設定し、
ｎ＝４である時、ａ4軸をａ軸に設定すると共にｂ4軸をｂ軸に設定し、
ｎ＝５である時、ａ5軸をａ軸に設定すると共にｂ5軸をｂ軸に設定する。
【００５８】
ａn軸及びｂn軸を総称してａnｂn軸と呼び、ａn軸及びｂn軸を座標軸に選んだ座標系をａnｂn座標系と呼ぶ。また、ａ軸及びｂ軸を総称してａｂ軸と呼び、ａ軸及びｂ軸を座標軸に選んだ座標系をａｂ座標系と呼ぶ。ａ軸及びｂ軸をα軸及びβ軸に対応させて考えた場合、ａｂ座標系は、αβ座標系を位相の進み方向に６０度のｎ倍だけ回転させた座標系である。
【００５９】
或る１組のａnｂn軸に着目した時において、ａn軸に直交するｂn軸方向の領域３２１の厚みの半分は、Δである（図５参照）。Δは、１シャント電流検出方式によって２相分の相電流を検出することができるか否かを峻別する境界の閾値である。
【００６０】
［モータ駆動システムの構成ブロック図］
図７は、モータ制御装置３の内部ブロック部を含む、図１のモータ駆動システムのブロック図である。モータ制御装置３は、相電流検出部２０、座標変換部２１、速度制御部２２、電流制御部２３、座標変換部２４、位置検出部３１及び微分部３２を備える。速度制御部２２を、電流指令値作成部と呼ぶこともできる。電流制御部２３を、電圧指令値作成部又は電圧指令ベクトル作成部と呼ぶこともできる。位置センサ３０は、モータ駆動システムの構成要素である。位置センサ３０がモータ制御装置３の構成要素に含まれると考えることも可能であるし、位置センサ３０がモータ制御装置３の構成要素に含まれないと考えることも可能である。更に、モータ制御装置３内に電流センサ５も含まれている、と考えるようにしても構わない。
【００６１】
図７のモータ駆動システムを形成する各部位は、所定の制御周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖd*、ｖq*など）、状態量（ｉd、ｉq、θ、ωなど）を更新し、その時々で得ることのできる最新の値を用いて必要な演算を行う。
【００６２】
位置センサ３０は、ロータリエンコーダ等であり、モータ１の回転子６の回転子位置θに応じた信号を位置検出部３１に送る。位置検出部３１は、位置センサ３０の出力信号に基づいて回転子位置θを検出する。微分部３２は、その回転子位置θを微分することにより、回転速度ωを算出して出力する。
【００６３】
上述の如く、電流センサ５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。母線電流をｉdcにて表す。電流センサ５の出力信号は、相電流検出部２１に送られる。相電流検出部２１には、母線電流ｉdcと、座標変換部２４からの三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*と、速度制御部２２からのｄ軸電流指令値ｉd*及びｑ軸電流指令値ｉq*と、位置検出部３１からの回転子位置θが入力される。相電流検出部２１は、それらに基づき、各相電流の電流値ｉu、ｉv及びｉwを算出して出力する（詳細な算出方法については後述）。
【００６４】
座標変換部２１は、位置検出部３１からの回転子位置θに基づいて、相電流検出部２０からの電流値ｉu、ｉv及びｉwをｄｑ軸上の電流値に変換することによりｄ軸電流値ｉd及びｑ軸電流値ｉqを算出する。
【００６５】
速度制御部２２には、外部から回転速度指令値ω*が与えられると共に微分部３２から回転速度ωが与えられる。回転速度指令値ω*は、モータ１（回転子６）を所望の速度で回転させるための指令値であり、回転速度ωの目標値として機能する。速度制御部２２は、速度誤差（ω*−ω）に基づきｑ軸電流指令値ｉq*を算出して出力する。例えば、比例積分制御によって（ω*−ω）がゼロに収束するようにｉq*を算出する。更に、速度制御部２２は、必要に応じてｉq*を参照しつつ、ｄ軸電流指令値ｉd*を算出して出力する。例えば、最大トルク制御を実現するためのｉd*や、弱め磁束制御を実現するためのｉd*を算出する。ｉd*は、ｄ軸電流値ｉdが追従すべきｄ軸電流ｉdの目標値として機能し、ｉq*は、ｑ軸電流値ｉqが追従すべきｑ軸電流ｉqの目標値として機能する。
【００６６】
電流制御部２３には、速度制御部２２から指令値ｉd*及びｉq*が与えられると共に座標変換部２１から電流値ｉd及びｉqが与えられる。電流制御部２３は、電流誤差（ｉd*−ｉd）及び（ｉq*−ｉq）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことで、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を算出して出力する。ｖd*は、ｖ軸電圧値ｖdが追従すべきｄ軸電圧ｖdの目標値として機能し、ｖq*は、ｑ軸電圧値ｖqが追従すべきｑ軸電圧ｖqの目標値として機能する。
【００６７】
座標変換部２４は、位置検出部３１からの回転子位置θに基づいて、電流制御部２３からの指令値ｖd*及びｖq*をＵ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換する。即ち、回転子位置θに基づいて、指令値ｖd*及びｖq*を三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に変換する。
【００６８】
インバータ２内に設けられたＰＷＭ信号生成部（不図示）又は座標変換部２４及びインバータ２間に設けられたＰＷＭ信号生成部（不図示）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖu、ｖv及びｖwが夫々ｖu*、ｖv*及びｖw*に従った電圧値となるように、座標変換部２４からの三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づきインバータ２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成する。インバータ２は、このＰＷＭ信号に従ってインバータ２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に応じたＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧をモータ１に印加する。これにより、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に応じたモータ電流Ｉaがモータ１に供給されてモータ１にトルクが発生する。
【００６９】
［相電流検出部について］
相電流検出部２０の構成及び動作について詳細に説明する。図８は、相電流検出部２０の内部ブロック図である。相電流検出部２０は、制御ブロック４１、電流検出ブロック４２、中間相電流推定ブロック４３及び相電流算出ブロック４４を備える。
【００７０】
制御ブロック４１は、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づいて最小相及び最小相の相電流を母線電流から検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。例えば、「ｖu*＞ｖv*＞ｖw*」が成立するならば、タイミングＳＴ１は「ＣＳVAL＝（ｖv*＋ｖw*）／２」が成立するタイミングであり、タイミングＳＴ２は「ＣＳVAL＝（ｖu*＋ｖv*）／２」が成立するタイミングである（上述したようにＣＳVALはキャリア信号ＣＳの値である）。
【００７１】
また、制御ブロック４１は、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づいて電圧状態値ｎを設定し、設定した電圧状態値ｎをブロック４２〜４４に出力する。図９の表の左側には、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*とｎの値との関係が示されている（図９の表の右側については後述）。制御ブロック４１は、
「ｖv*＞ｖu*＞ｖw*」の成立時にはｎに０を設定し、
「ｖv*＞ｖw*＞ｖu*」の成立時にはｎに１を設定し、
「ｖw*＞ｖv*＞ｖu*」の成立時にはｎに２を設定し、
「ｖw*＞ｖu*＞ｖv*」の成立時にはｎに３を設定し、
「ｖu*＞ｖw*＞ｖv*」の成立時にはｎに４を設定し、
「ｖu*＞ｖv*＞ｖw*」の成立時にはｎに５を設定する。
【００７２】
或いは、制御ブロック４１は、位置検出部３１からの回転子位置θ並びに電流制御部２３からのｖd*及びｖq*に基づいて、（θ＋ε＋π／６）をπ／３で割った商を求め、その商をｎに設定するようにしても良い。この場合でも、ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づいて電圧状態値ｎを設定する場合と同様の結果が得られる。図５を参照して上述したように、εは電圧指令ベクトル３２０の位相（進角）である。電圧指令ベクトル３２０のｄ軸成分及びｑ軸成分は夫々ｖd*及びｖq*であり、電圧指令ベクトル３２０のＵ相、Ｖ相及びＷ相軸成分は夫々ｖu*、ｖv*及びｖw*である。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧であるモータ電圧Ｖaはベクトル量であり、電圧指令ベクトル３２０は、ベクトル量としてのモータ電圧Ｖaの目標である。
【００７３】
図１０に、電圧指令ベクトル３２０の終点が位置する領域と電圧状態値ｎとの関係を示す。Ｕ相軸から反時計回り方向に見た電圧指令ベクトル３２０の位相は（θ＋π／２＋ε）である（図５参照）。図１０に示す如く、
「１×π／３≦（θ＋π／２＋ε）＜２×π／３」の成立時にはｎに０が設定され、
「２×π／３≦（θ＋π／２＋ε）＜３×π／３」の成立時にはｎに１が設定され、
「３×π／３≦（θ＋π／２＋ε）＜４×π／３」の成立時にはｎに２が設定され、
「４×π／３≦（θ＋π／２＋ε）＜５×π／３」の成立時にはｎに３が設定され、
「５×π／３≦（θ＋π／２＋ε）＜６×π／３」の成立時にはｎに４が設定され、
「０×π／３≦（θ＋π／２＋ε）＜１×π／３」の成立時にはｎに５が設定される。
【００７４】
ａ軸及びｂ軸をα軸及びβ軸に対応させて考えた場合、ａｂ座標系はαβ座標系を位相の進み方向に６０度（＝π／３）のｎ倍だけ回転させた座標系であり、ｎは、位相（θ＋π／２＋ε）の６０度増減ごとに１だけ変化する。従って、ａｂ座標系は、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル３２０の位相（θ＋π／２＋ε）に応じて６０度ごとにステップ的に回転する座標系であると言える。また、Ｕ、Ｖ及びＷ相電圧が追従すべき指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*からｎの値を決定できることに鑑みれば、ａｂ座標系は、三相の相電圧（Ｕ、Ｖ及びＷ相電圧）に応じて６０度ごとにステップ的に回転する座標系であるとも言える。
【００７５】
制御ブロック４１は、更に、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づいて検出可否信号ＳA及びＳBを生成する。制御ブロック４１は、ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づき、電流センサ５の出力信号から最小相及び最大相の相電流を検出できるか否かを個別に判断する。最大相の相電流についての該判断の結果を表す信号がＳAであり、最小相の相電流についての該判断の結果を表す信号がＳBである。電流センサ５の出力信号から最小相及び最大相の相電流を検出できるか否かを判断する方法として、公知の方法（例えば、特開２００８−２８３８４８公報に記載の方法）を利用することができる。
【００７６】
例えば、この判断を、最大相の相電圧と中間相の相電圧との間の電圧差ＶDIFA及び中間相の相電圧と最小相の相電圧との間の電圧差ＶDIFBと、所定の閾値ＶTHとの比較に基づいて行うことができる。但し、ＶDIFA＞０、ＶDIFB＞０、ＶTH＞０である。閾値ＶTHを、電流センサ５の出力信号に対するＡ／Ｄ変換時間や母線電流のリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間等を考慮して、予め設定しておくことができる。例えば「ｖu*＞ｖv*＞ｖw*」が成立する場合、ＶDIFA＝ｖu*−ｖv*、ＶDIFB＝ｖv*−ｖW*である。そして、「ＶDIFA≧ＶTH」が成立する場合には、最大相の相電流の検出が可能であると判断して信号ＳAに「１」の値を設定し、「ＶDIFA＜ＶTH」が成立する場合には最大相の相電流の検出が不可能又は困難であると判断して信号ＳAに「０」の値を設定する。同様に、「ＶDIFB≧ＶTH」が成立する場合には、最小相の相電流の検出が可能であると判断して信号ＳBに「１」の値を設定し、「ＶDIFB＜ＶTH」が成立する場合には最小相の相電流の検出が不可能又は困難であると判断して信号ＳBに「０」の値を設定する。
【００７７】
本実施形態では、電圧指令ベクトルの大きさがある程度の大きさを有していることを想定し、信号ＳA及びＳBが同時に「０」の値を持つ状態は考慮しないものとする。
【００７８】
電流検出ブロック４２は、電流センサ５からのアナログの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（不図示）から成り、制御ブロック４１にて決定されたサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流ｉdcの電流値）を該Ａ／Ｄ変換器にてサンプリングすることで、電流値ｉdCA及びｉdCBを求める。電流値ｉdCA及びｉdCBは、夫々、最大相の相電流の検出値及び最小相の相電流の検出値に対応している。但し、ＳA＝１である時には、電流値ｉdCAは最大相の相電流の値を正確に表しているが（検出誤差を無視）、ＳA＝０である時には、電流値ｉdCAは最大相の相電流の値を正確に表していない。同様に、ＳB＝１である時には、電流値ｉdCBは最小相の相電流の値を正確に表しているが（検出誤差を無視）、ＳB＝０である時には、電流値ｉdCBは最小相の相電流の値を正確に表していない。
【００７９】
中間相電流推定ブロック４３は、ｄｑ軸上の電流指令値ｉd*及びｉq*を回転子位置θに基づいてａｂ軸上の電流指令値に変換することにより、電圧指令ベクトル３２０のａ軸成分であるａ軸電流指令値ｉa*を推定する。ａ軸電流指令値ｉa*は、ａｂ軸上の電流指令値（換言すれば、ａｂ座標系上の電流指令値）の１つである。具体的には下記式（Ａ１）及び（Ａ２）に従ってｉa*が求められる。更に、推定ブロック４３は、下記式（Ａ３）に従って、ｉa*から中間相の相電流ｉmidを推定する。即ち、電圧状態値ｎが奇数の場合には、ｉa*の√（２／３）倍をｉmidに代入し、電圧状態値ｎが偶数の場合には、ｉa*の（−√（２／３））倍をｉmidに代入する。尚、ｉを任意の正の数とした場合、本明細書において、√ｉは、ｉの正の平方根を表す。
【００８０】
【数２】
2011125107.tif 000004
【００８１】
ｎの値が分かれば、何れの相が中間相であるかが分かるため（図９参照）、式（Ａ１）〜（Ａ３）の代わりに、ｉd*及びｉq*とｉu*、ｉv*及びｉw*との関係式（Ａ４ｕ）、（Ａ４ｖ）及び（Ａ４ｗ）を用い、式（Ａ４ｕ）、（Ａ４ｖ）及び（Ａ４ｗ）にｉd*、ｉq*及びθを代入することでｉmidを推定するようにしても良い。この場合、ｎが０、１、２、３、４、５であるとき、夫々、式（Ａ４ｕ）のｉu*、式（Ａ４ｗ）のｉw*、式（Ａ４ｖ）のｉv*、式（Ａ４ｕ）のｉu*、式（Ａ４ｗ）のｉw*、式（Ａ４ｖ）のｉv*がｉmidとして推定される。
【００８２】
【数３】
2011125107.tif 000005
【００８３】
推定された相電流値ｉmidは相電流算出ブロック４４に与えられる。尚、推定ブロック４３では指令値ｉa*の推定までを行って、ｉmidではなくｉa*を推定ブロック４３からブロック４４に与えるようにしても良い。この場合、ｉa*に基づくｉmidの算出がブロック４４内で行われる。
【００８４】
相電流算出ブロック４４は、ｉdcA、ｉdcB、ｉmid、ｎ、ＳA及びＳBに基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流値ｉu、ｉv及びｉwを算出する。図９の表の右側には、ｉdcA、ｉdcB及びｉmidとｉu、ｉv及びｉwとの関係が示されている。ｎが０、１、２、３、４、５のとき、最大相はそれぞれＶ、Ｖ、Ｗ、Ｗ、Ｕ、Ｕ相であると共に最小相はそれぞれＷ、Ｕ、Ｕ、Ｖ、Ｖ、Ｗ相である。従って、相電流算出ブロック４４は、ＳA＝ＳB＝１が成立する場合、
ｎ＝０ならば、（ｉdcA，ｉdcB）＝（ｉv，−ｉw）に従って、
ｎ＝１ならば、（ｉdcA，ｉdcB）＝（ｉv，−ｉu）に従って、
ｎ＝２ならば、（ｉdcA，ｉdcB）＝（ｉw，−ｉu）に従って、
ｎ＝３ならば、（ｉdcA，ｉdcB）＝（ｉw，−ｉv）に従って、
ｎ＝４ならば、（ｉdcA，ｉdcB）＝（ｉu，−ｉv）に従って、
ｎ＝５ならば、（ｉdcA，ｉdcB）＝（ｉu，−ｉw）に従って、
相電流ｉu、ｉv及びｉwの内の２つを求め、残りの１つの相電流を「ｉu＋ｉv＋ｉw＝０」に従って求める。
【００８５】
尚、図８に示す如く電圧状態値ｎをブロック４２にも与えれば、ブロック４２内でｉdcA及びｉdcBの夫々がｉu、ｉv及びｉwの何れかであるかを特定することもできるが、本実施形態では、ブロック４４内で該特定が成されるものとする（従って、ブロック４２に対する電圧状態値ｎの入力は割愛可能である）。
【００８６】
一方、ＳA＝０且つＳB＝１が成立する場合、或いは、ＳA＝１且つＳB＝０が成立する場合、相電流算出ブロック４４は、ｉmidを用いて最大相又は最小相の相電流を推定し、推定した最大相又は最小相の相電流を用いてｉu、ｉv及びｉwを算出する。推定した最大相の電流値をｉdcA’にて表し、推定した最小相の電流値をｉdcB’にて表す。
【００８７】
具体的にはＳA＝０且つＳB＝１が成立する場合には、式（Ａ５ａ）に従って電流値ｉdcA’を求めた後、
ｎ＝０ならば、（ｉdcA’，ｉdcB，ｉmid）＝（ｉv，−ｉw，ｉu）に従って、
ｎ＝１ならば、（ｉdcA’，ｉdcB，ｉmid）＝（ｉv，−ｉu，ｉw）に従って、
ｎ＝２ならば、（ｉdcA’，ｉdcB，ｉmid）＝（ｉw，−ｉu，ｉv）に従って、
ｎ＝３ならば、（ｉdcA’，ｉdcB，ｉmid）＝（ｉw，−ｉv，ｉu）に従って、
ｎ＝４ならば、（ｉdcA’，ｉdcB，ｉmid）＝（ｉu，−ｉv，ｉw）に従って、
ｎ＝５ならば、（ｉdcA’，ｉdcB，ｉmid）＝（ｉu，−ｉw，ｉv）に従って、
相電流ｉu、ｉv及びｉwを求める。
ＳA＝１且つＳB＝０が成立する場合には、式（Ａ５ｂ）に従って電流値ｉdcB’を求めた後、
ｎ＝０ならば、（ｉdcA，ｉdcB’，ｉmid）＝（ｉv，−ｉw，ｉu）に従って、
ｎ＝１ならば、（ｉdcA，ｉdcB’，ｉmid）＝（ｉv，−ｉu，ｉw）に従って、
ｎ＝２ならば、（ｉdcA，ｉdcB’，ｉmid）＝（ｉw，−ｉu，ｉv）に従って、
ｎ＝３ならば、（ｉdcA，ｉdcB’，ｉmid）＝（ｉw，−ｉv，ｉu）に従って、
ｎ＝４ならば、（ｉdcA，ｉdcB’，ｉmid）＝（ｉu，−ｉv，ｉw）に従って、
ｎ＝５ならば、（ｉdcA，ｉdcB’，ｉmid）＝（ｉu，−ｉw，ｉv）に従って、
相電流ｉu、ｉv及びｉwを求める。
【００８８】
【数４】
2011125107.tif 000006
【００８９】
図１１（ａ）に、最大相の相電流を電流センサ５にて実測不能である場合（即ち、ＳA＝０且つＳB＝１が成立する場合）における（ｉu，ｉv，ｉw）と（ｉdcB，ｉmid）とｎとの関係を示し、図１１（ｂ）に、最小相の相電流を電流センサ５にて実測不能である場合（即ち、ＳA＝１且つＳB＝０が成立する場合）における（ｉu，ｉv，ｉw）と（ｉdcA，ｉmid）とｎとの関係を示す。
【００９０】
このように、相電流検出部２０は、推定ブロック４３の推定結果を用いることなく電流センサ５による電流検出結果から最大相及び最小相の相電流を検出することで相電流ｉu、ｉv及びｉwを導出する第１演算処理と、最大相及び最小相の相電流の内、一方を電流センサ５による電流検出結果から検出すると共に他方を推定ブロック４３による推定電流（ｉmid又はｉa*）を用いて推定することで相電流ｉu、ｉv及びｉwを導出する第２演算処理と、を実行可能に形成されており、三相の相電圧に基づいて（実際には、三相の相電圧が追従すべきｉu*、ｉv*及びｉw*に基づいて）第１及び第２演算処理を切り替え実行する。ｉu*、ｉv*及びｉw*から求まる電圧差ＶDIFA及びＶDIFBが共に閾値ＶTH以上となって検出可否信号ＳA及びＳBの値が共に１となる場合には、第１演算処理によって相電流ｉu、ｉv及びｉwを導出し、電圧差ＶDIFA又はＶDIFBが閾値ＶTH未満となって検出可否信号ＳA又はＳBの値が０になる場合には、第２演算処理によって相電流ｉu、ｉv及びｉwを導出する。
【００９１】
上述のモータ駆動システムの構成を基本構成と呼ぶ。基本構成に対する幾つかの変形技術等を、以下に、第１〜第７実施例として説明する。各実施例において特に述べない事項に関しては、上述の基本構成の説明が各実施例に適用される。
【００９２】
＜＜第１実施例＞＞
基本構成では、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づいてタイミングＳＴ１及びＳＴ２の決定とｎ、ＳA及びＳBの値の決定を行っているが、ｖu*、ｖv*及びｖw*の代わりに、ｖd*及びｖq*とθに基づいてそれらの決定を行うようにしても良いし、ｖα*及びｖβ*に基づいてそれらの決定を行うようにしても良い。ｖd*及びｖq*又はｖα*及びｖβ*を用いてｎの値を決定する場合、（θ＋ε＋π／６）をπ／３で割った商を求め、その商をｎに設定すると良い。
【００９３】
ｖα*は、α軸電圧値ｖαが追従すべきα軸電圧ｖαの目標値として機能し、ｖβ*は、β軸電圧値ｖβが追従すべきβ軸電圧ｖβの目標値として機能する。ｄｑ軸上の電圧指令値ｖd*及びｖq*を回転子位置θに基づいてαβ軸上の電圧指令値に変換することによりｖα*及びｖβ*を導出することができる。
【００９４】
＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。基本構成では、中間相の相電流ｉmidの推定にｄｑ軸上の電流指令値ｉd*及びｉq*を用いているが、ｉd*及びｉq*の代わりに、ｄｑ軸上の検出電流値（又はｄｑ座標系上の検出電流値）ともいうべきｉd及びｉqを用いてｉmidを推定するようにしても良い。この場合、図８の相電流検出部２０は、図１２の相電流検出部２０ａのように変形される。相電流検出部２０ａを図７の相電流検出部２０として用いることができる。相電流検出部２０ａには、ｉd*及びｉq*の代わりに、座標変換部２１からｉd及びｉqが供給される。相電流検出部２０ａは、ブロック４１、４２及び４４と、中間相電流推定ブロック４３ａとを備える。
【００９５】
推定ブロック４３ａには、電流値ｉd及びｉqと回転子位置θと電圧状態値ｎとが与えられる。推定ブロック４３ａにおいて、第１時刻より後の第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidは、最新の回転子位置θと、第１時刻における相電流検出部２０ａの検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）に基づくｉd及びｉqとを用いて、下記式（Ｂ１）〜（Ｂ３）により求められる。推定ブロック４３ａにて推定されたｉmid又はｉaは、相電流算出ブロック４４に出力される。ａ軸電流ｉaは、検出されたモータ電流Ｉaのａ軸成分である。また、ここでは推定されないが、モータ電流Ｉaのｂ軸成分をｂ軸電流ｉbと呼ぶ。ｉa及びｉbをａｂ軸上の検出電流値（又はａｂ座標系上の検出電流値）と呼ぶことができる。式（Ｂ３）を用いる場合、電圧状態値ｎが奇数の場合には、ｉaの√（２／３）倍がｉmidに代入され、電圧状態値ｎが偶数の場合には、ｉaの（−√（２／３））倍がｉmidに代入される。相電流算出ブロック４４は、ＳA又はＳBの値が０のとき、ｉd*及びｉq*に基づくｉmid又はｉa*の代わりに、ｉd及びｉqに基づくｉmid又はｉaを用いてｉu、ｉv及びｉwを求めることができる。
【００９６】
【数５】
2011125107.tif 000007
【００９７】
第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidとは、ｊ番目の制御周期にて算出されるべきｉa及びｉmidを指し、第１時刻における相電流検出部２０ａの検出結果とは、（ｊ−１）番目の制御周期にて算出されたｉu，ｉv及びｉwを指す（ｊは整数）。従って、第１時刻における相電流検出部２０ａの検出結果に基づくｉd及びｉqとは、（ｊ−１）番目の制御周期にて算出されたｉd及びｉqを指す。
【００９８】
尚、推定ブロック４３ａでは電流値ｉaの推定までを行って、ｉmidではなくｉaを推定ブロック４３ａからブロック４４に与えるようにしても良い。この場合、ｉaに基づくｉmidの算出がブロック４４内で行われる。
【００９９】
＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。基本構成では、中間相の相電流ｉmidの推定にｄｑ軸上の電流指令値ｉd*及びｉq*を用いているが、ｉd*及びｉq*の代わりに、αβ軸上の電流指令値であるα軸電流指令値ｉα*及びβ軸電流指令値ｉβ*を用いてｉmidを推定するようにしても良い。ｉα*は、α軸電流値ｉαが追従すべきα軸電流ｉαの目標値として機能し、ｉβ*は、β軸電流値ｉβが追従すべきβ軸電流ｉβの目標値として機能する。第３実施例において、図８の相電流検出部２０は、図１２の相電流検出部２０ｂのように変形される。相電流検出部２０ｂには、ｉd*及びｉq*の代わりに、ｉα*及びｉβ*が供給される。相電流検出部２０ｂは、ブロック４１、４２及び４４と、中間相電流推定ブロック４３ｂとを備える。
【０１００】
ｄｑ軸上の電流指令値ｉd*及びｉq*を回転子位置θに基づいてαβ軸上の電流指令値に変換することによりα軸電流指令値ｉα*及びβ軸電流指令値ｉβ*を導出することができる。相電流検出部２０ｂを図７の相電流検出部２０として用いることができる。但し、図７のモータ駆動システムのようにｄｑ軸上で電流制御ループを構成するのではなく、αβ軸上で電流制御ループを構成する場合に、第３実施例は特に有益である（後述の第４実施例においても同様）。このため、図１３の相電流検出部２０ｂにおいて、制御ブロック４１にはｖα*及びｖβ*が入力され、ｖα*及びｖβ*に基づいてタイミングＳＴ１及びＳＴ２の決定とｎ、ＳA及びＳBの値の決定が行われることとしている。但し、相電流検出部２０ｂにおいても、それらの決定をｖu*、ｖv*及びｖw*により行うようにしても良い（後述の第４実施例においても同様）。
【０１０１】
推定ブロック４３ｂは、ｉα*及びｉβ*と制御ブロック４１からの電圧状態値ｎとに基づき、下記式（Ｃ１）及び（Ｃ２）に従ってａ軸電流指令値ｉa*及び相電流値ｉmidを求める。式（Ｃ２）と上記式（Ａ３）は同じものであり、ｉa*の導出方法が異なる以外、推定ブロック４３ｂは、基本構成における推定ブロック４３と同じものである。従って、式（Ｃ１）及び式（Ｃ２）に従って推定された相電流値ｉmidは推定ブロック４３ｂからブロック４４に与えられる。尚、推定ブロック４３ｂでは指令値ｉa*の推定までを行って、ｉmidではなくｉa*を推定ブロック４３ｂからブロック４４に与えるようにしても良い。この場合、ｉa*に基づくｉmidの算出がブロック４４内で行われる。
【０１０２】
【数６】
2011125107.tif 000008
【０１０３】
＜＜第４実施例＞＞
第４実施例を説明する。第３実施例では、中間相の相電流ｉmidの推定にαβ軸上の電流指令値ｉα*及びｉβ*を用いているが、ｉα*及びｉβ*の代わりに、αβ軸上の検出電流値ともいうべきｉα及びｉβを用いてｉmidを推定するようにしても良い。この場合、図１３の相電流検出部２０ｂは、更に、図１４の相電流検出部２０ｃのように変形される。相電流検出部２０ｃには、ｉα*及びｉβ*の代わりに、ｉα及びｉβが供給される。相電流検出部２０ｃは、ブロック４１、４２及び４４と、中間相電流推定ブロック４３ｃとを備える。
【０１０４】
相電流検出部２０ｃを図７の相電流検出部２０として用いることができる。図７の座標変換部２１において、三相座標系上の電流値ｉu、ｉv及びｉwをαβ軸上の電流値に変換することで電流値ｉα及びｉβを得ることができ、電流値ｉα及びｉβとθとから電流値ｉd及びｉqを求めることができる。座標変換部２１にて得られた電流値ｉα及びｉβが推定ブロック４３ｃに供給されると共に、制御ブロック４１から電圧状態値ｎが推定ブロック４３ｃに供給される。
【０１０５】
推定ブロック４３ｃにおいて、第１時刻より後の第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidは、第１時刻における相電流検出部２０ｃの検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）に基づくｉα及びｉβを用いて、下記式（Ｃ３）及び式（Ｃ４）により求められる。推定ブロック４３ｃにて推定されたｉmid又はｉaは、相電流算出ブロック４４に出力される。式（Ｃ４）は、上記式（Ｂ３）と同じものである。従って、式（Ｃ４）を用いる場合、電圧状態値ｎが奇数の場合には、ｉaの√（２／３）倍がｉmidに代入され、電圧状態値ｎが偶数の場合には、ｉaの（−√（２／３））倍がｉmidに代入される。相電流算出ブロック４４は、ＳA又はＳBの値が０のとき、ｉα及びｉβに基づくｉmid又はｉaを用いてｉu、ｉv及びｉwを求めることができる。
【０１０６】
【数７】
2011125107.tif 000009
【０１０７】
第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidとは、ｊ番目の制御周期にて算出されるべきｉa及びｉmidを指し、第１時刻における相電流検出部２０ｃの検出結果とは、（ｊ−１）番目の制御周期にて算出されたｉu，ｉv及びｉwを指す（ｊは整数）。従って、第１時刻における相電流検出部２０ｃの検出結果に基づくｉα及びｉβとは、（ｊ−１）番目の制御周期にて算出されたｉα及びｉβを指す。
【０１０８】
尚、推定ブロック４３ｃでは電流値ｉaの推定までを行って、ｉmidではなくｉaを推定ブロック４３ｃからブロック４４に与えるようにしても良い。この場合、ｉaに基づくｉmidの算出がブロック４４内で行われる。
【０１０９】
＜＜第５実施例＞＞
第５実施例を説明する。第２実施例では、第１時刻における相電流検出部２０の検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）に基づくｉd及びｉqを用いて第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを推定し、第４実施例では、第１時刻における相電流検出部２０の検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）に基づくｉα及びｉβを用いて第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを推定しているが、三相の検出電流値（ｉu，ｉv及びｉw）を２相の検出電流値（ｉd及びｉq又はｉα及びｉβ）に変換する前の情報から、第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを直接推定するようにしてもよい。即ち、第１時刻における相電流検出部２０の検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）から、第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを直接推定するようにしてもよい。同様に、第１時刻におけるｉu*，ｉv*及びｉw*から第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを直接推定するようにしてもよい。ｉu*，ｉv*及びｉw*は、ｉd*及びｉq*又はｉα*及びｉβ*をＵ、Ｖ及びＷ相軸上の電流指令値に変換したものであり、ｉu*，ｉv*及びｉw*を用いる方法は、モータ駆動システムにおいてＵ、Ｖ及びＷ相軸上で電流制御ループを構成する場合に有益である。
【０１１０】
尚、基本構成（図８参照）及び第３実施例（図１３参照）等のように電流指令値からｉmidを推定する方法と、第２実施例（図１２参照）及び第４実施例（図１４参照）等のように検出電流値からｉmidを推定する方法とを対比した場合、特に過変調領域にてモータ１を駆動するときにおいては後者の方法の方が望ましい。過変調領域では、各相電流の電流波形が正弦波を基準として歪む。電流指令値（ｉd*及びｉq*等）は各相電流が歪みのない正弦波であることを想定したものであるため、電流指令値を用いた中間相の相電流推定では波形歪みが考慮されず、結果、制御が不安定になることがある。一方、検出電流値（ｉd及びｉq等）には歪みの影響が反映されているため、検出電流値からｉmidを推定すれば制御が安定化する。故に、過変調領域にてモータ１を駆動する場合においては検出電流値からｉmidを推定する方法の方が望ましい。
【０１１１】
インバータ２はＰＷＭ制御を行うことでモータ１を駆動させるが、ＰＷＭ制御の内、モータ１の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに対して正弦波状の電圧を供給する制御は、正弦波ＰＷＭ制御と呼ばれる。正弦波ＰＷＭ制御にて出力可能な最大電圧を超えるモータ電圧Ｖaをモータ１に印加したい場合においては、正弦波ＰＷＭ制御に代えて矩形波駆動が利用される。図２３を参照して上述したように、矩形波駆動では、モータ１の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに対して、矩形波に類似した電圧波形を有する電圧が印加される。このような矩形波駆動を実現するための変調方式又はＰＷＭは、一般的に過変調又は過変調ＰＷＭと呼ばれる。過変調領域とは、インバータ２にて過変調を行われる状態を指す。
【０１１２】
過変調領域にてモータ１が駆動されているのか否かを、電圧指令値に基づいて判断することができる。つまり、電圧指令ベクトル３２０の大きさと所定電圧値（正弦波ＰＷＭ制御にて出力可能な最大電圧値であって、直流電圧値Ｖdcから定まる電圧値）との比較結果から、過変調領域にてモータ１が駆動されているのか否かを判断することができる。具体的には、電圧指令ベクトル３２０の大きさ（例えば、√（ｖd*2＋ｖq*2））が上記の所定電圧値よりも大きければ、過変調領域にてモータ１が駆動されていると判断することができ、電圧指令ベクトル３２０の大きさ（例えば、√（ｖd*2＋ｖq*2））が上記の所定電圧値以下であれば、過変調領域にてモータ１が駆動されていないと判断することができる。
【０１１３】
そして、その判断結果に基づき、電流指令値からｉmidを推定する方法と検出電流値からｉmidを推定する方法とを切り替えて用いるようにしても良い。即ち、電圧指令値に基づき過変調領域にてモータ１が駆動されていると判断された場合には、第２実施例（図１２参照）及び第４実施例（図１４参照）等の如く検出電流値（例えば、ｉd及びｉq又はｉα及びｉβ）からｉmidが推定されるように、且つ、電圧指令値に基づき過変調領域にてモータ１が駆動されていないと判断された場合には、基本構成（図８参照）及び第３実施例（図１３参照）等の如く電流指令値（例えば、ｉd*及びｉq*又はｉα*及びｉβ*）からｉmidが推定されるように、ｉmidの推定方法を切り替えても良い。
【０１１４】
＜＜第６実施例＞＞
第６実施例を説明する。第６実施例では、ｉmidを推定するための演算式についての補足説明を行う。ａ軸の定義から導かれることであるが、中間相の軸とａ軸は重なり合い、中間相の軸の向きとａ軸の向きはｎの値に依存して同一又は反対となる。このため、ｉmidとａ軸電流ｉaとの間には、下記式（Ｄ１）の関係式が成り立つ。式（Ｄ１）において、ｉaをｉa*に置き換えて考えることもできる。例えば、図５の状態は、「ｖv*＞ｖw*＞ｖu*」が成立するｎ＝１の状態に対応するが（図９及び図１０も参照）、ｎ＝１のとき、中間相はＷ相であると共にａ軸（＝ａ1軸）はＷ相軸と重なり合う（但し、それらの向きは反対である；図６（ａ）参照）。
【０１１５】
【数８】
2011125107.tif 000010
【０１１６】
一方、ｉd及びｉqとｉa及びｉbとの間には、下記式（Ｄ２）の関係が成り立つため、上記式（Ａ２）及び（Ｂ２）が得られる。また、ｉα及びｉβとｉa及びｉbとの間には、下記式（Ｄ３）の関係が成り立つため、上記式（Ｃ１）及び（Ｃ３）が得られる。式（Ｄ２）及び（Ｄ３）において、ｉa、ｉb、ｉd、ｉq、ｉα及びｉβを夫々ｉa*、ｉb*、ｉd*、ｉq*、ｉα*及びｉβ*に置き換えることもできる。
【０１１７】
【数９】
2011125107.tif 000011
【０１１８】
＜＜第７実施例＞＞
第７実施例を説明する。第７実施例では、図８の相電流検出部２０に関するシミュレーション結果を説明する。
【０１１９】
図１５において、曲線４０１及び４０２は、夫々、電流検出ブロック４２にて得られた電流ｉdcA及びｉdcBの波形を表し、曲線４０３は、推定ブロック４３にて得られた電流ｉmidの波形を表す。図１５及び後述の図１６の各グラフにおいて、横軸は回転子位置θを表しており、左右方向の変化はθの変化に対応している。上述したように、１シャント電流検出方式では母線電流から相電流を検出できない期間が存在する。図１５のグラフでは、その期間中におけるｉdcA及びｉdcBをゼロとしている。
【０１２０】
図１６において、曲線４１０ｕ、４０１ｖ及び４１０ｗは、夫々、相電流算出ブロック４４にて得られた相電流ｉu、ｉv及びｉwの波形を表す。
【０１２１】
本実施形態によれば、簡単な演算で中間相の相電流を推定することができ、その推定値を用いた単純な加減算で（上記式（Ａ５ａ）及び（Ａ５ｂ）参照）、電流センサ５では検出困難な相電流を推定することができる。このため、特許文献２の方法などと比べて、演算負荷が軽減される。また、特許文献１の方法のように電圧指令値（パルス幅）の補正を行う必要が無いため、補正によって騒音や振動が増加したり利用可能な電圧範囲が狭まったりすることもない。
【０１２２】
また、１シャント電流検出方式において検出困難な相電流を推定するため、１シャント電流検出方式にて本来的に備わっているアルゴリズム（ｉdcA及びｉdcBから三相電流を算出するアルゴリズム）をそのまま利用できる。即ち、２相分の相電流を電流センサ５にて検出できる時には原則どおり電流センサ５の出力から検出電流値を得て三相電流を算出し、その検出が困難な時には検出電流値の代わりに推定電流値（ｉdcA’又はｉdcB’）を用いて三相電流を算出すれば足る。このような切り替えは簡素な処理で実現できる。
【０１２３】
また、特許文献１の方法のように電圧指令値（パルス幅）の補正を行う必要が無いため、過変調ＰＷＭを利用する場合において、利用可能な電圧範囲が電圧補正分だけ狭まるといった弊害も生じない。また、過変調ＰＷＭの利用時において、電流指令値ではなく検出電流値を用いて中間相の相電流を推定するようにすれば（第５実施例参照）、過変調ＰＷＭによる電流波形歪みが推定に反映されるため、制御の安定性が向上する。
【０１２４】
――第２実施形態――
次に、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態では、上述の第１実施形態で述べた三相電流の検出方法を系統連系システムに適用する。第１実施形態で述べた事項は、矛盾なき限り第２実施形態にも適用されるが、第１及び第２実施形態間の相違点は、第２実施形態における説明文中で記述される。
【０１２５】
図１７は、第２実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。図１７の系統連系システムでは、太陽電池で発電した電力を三相式のインバータを用いて三相の系統に連系する。本実施形態では、電流制御系電圧連系三相インバータを組み込んだ系統連系システムを例にとる。この種の系統連系インバータでは、電流指令値に追従するように連系点に電圧を印加することによって系統との連系がなされる（例えば、“山田、他２名，「電流制御形正弦波電圧連系三相インバータ（Current Controlled Type Sinusoidal Voltage Interconnecting Three-Phase Inverter）」，平成１９年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成１９年３月，第４分冊，４−０７６，ｐ．１１５”を参照）。
【０１２６】
図１７の各部位の接続関係等を説明する。図１７において、符号１０４は、直流電源としての太陽電池である。図１７には、太陽電池１０４の等価回路が示されている。太陽電池１０４は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。その直流電圧は、負出力端子１０４ｂを低電圧側として、正出力端子１０４ａと負出力端子１０４ｂとの間に生じる。平滑化コンデンサＣｄの両端子間には正出力端子１０４ａと負出力端子１０４ｂとの間の直流電圧が印加され、平滑化コンデンサＣｄは該直流電圧に応じた電荷を蓄える。電圧検出器１０６は、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値を検出し、検出値をインバータ制御装置１０３に送る。
【０１２７】
図１７におけるＰＷＭインバータ１０２（以下、単に「インバータ１０２」という）は、図１のインバータ２と同じ三相式のインバータであり、それの内部構成はインバータ２と同じである。
【０１２８】
インバータ１０２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、正出力端子１０４ａと負出力端子１０４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧が印加される。尚、ｕ、ｖ及びｗは、一般的に、三相式のモータにおける各相を表す記号として用いられ、第２実施形態で想定されるようなシステムでは、各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗ以外の記号（例えば、ａ、ｂ及びｃ）が用いられることも多い。しかしながら、第２実施形態では、説明の便宜上、インバータ１０２の各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗを用いる。
【０１２９】
系統連系システムにおいて、直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、インバータ１０２のＵ相の出力端子である端子１１２ｕ、インバータ１０２のＶ相の出力端子である端子１１２ｖ、インバータ１０２のＷ相の出力端子である端子１１２ｗに接続される。尚、図１７では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。
【０１３０】
端子１１２ｕ、１１２ｖ及び１１２ｗは、夫々、連系用リアクトル（インダクタ）及び屋内配線を介して連系点１３０ｕ、１３０ｖ及び１３０ｗに接続される。端子１１２ｕと連系点１３０ｕとの間に介在する連系用リアクトル及び屋内配線のリアクタンス成分をＬCにて表す。同様に、端子１１２ｖと連系点１３０ｖとの間におけるそれ、及び、端子１１２ｗと連系点１３０ｗとの間におけるそれもＬCにて表す。尚、端子１１２ｕ、１１２ｖ及び１１２ｗと連系点１３０ｕ、１３０ｖ及び１３０ｗとの間に三相変圧器（トランス；不図示）を介在させ、該三相変圧器を用いて系統連系を行うようにしてもよい。この三相変圧器は、インバータ１０２側と系統側（後述の電力系統１４０側）との絶縁や変圧を目的として設けられる。
【０１３１】
符号１４０は、三相交流電力を供給する電力系統（系統側電源）である。電力系統１４０を、３つの交流電圧源１４０ｕ、１４０ｖ及び１４０ｗに分解して考えることができ、交流電圧源１４０ｕ、１４０ｖ及び１４０ｗの夫々は、基準点１４１を基準として角周波数（角速度）ωSの交流電圧を出力する。但し、交流電圧源１４０ｕ、１４０ｖ及び１４０ｗが出力する交流電圧の位相は、互いに、電気角で１２０度ずつ異なっている。
【０１３２】
電力系統１４０は、基準点１４１を基準とした交流電圧源１４０ｕ、１４０ｖ及び１４０ｗの出力電圧を、夫々、端子１４２ｕ、１４２ｖ及び１４２ｗから出力する。端子１４２ｕ、１４２ｖ及び１４２ｗは、夫々、屋外配線を介して連系点１３０ｕ、１３０ｖ及び１３０ｗに接続される。ここで、各屋外配線における線路インピーダンスのリアクタンス成分及び抵抗成分を夫々ＬS及びＲSにて表す。
【０１３３】
異なる連系点間には家電製品等の負荷が接続される。図１７に示す例では、連系点１３０ｕと１３０ｖとの間に線形負荷である負荷１３５が接続され、連系点１３０ｖと１３０ｗとの間に非線形負荷である負荷１３６が接続されている。このため、負荷１３５は、連系点１３０ｕ−１３０ｖ間電圧を駆動電圧として駆動され、負荷１３６は、連系点１３０ｖ−１３０ｗ間電圧を駆動電圧として駆動される。線形負荷とは、オームの法則に従う負荷であり、非線形負荷とは、オームの法則に従わない負荷である。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータのような整流回路を含む負荷が負荷１３６として想定される。
【０１３４】
インバータ１０２は、インバータ制御装置１０３にて生成された三相電圧指令値に基づくＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をインバータ１０２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。インバータ制御装置１０３にて生成される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*から構成され、ｖu*、ｖv*及びｖw*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwの電圧レベル（電圧値）が指定される。
【０１３５】
太陽電池１０４からの直流電圧は、インバータ１０２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、三相交流電圧に変換される。図１７の系統連系システムでは、直流電源としての太陽電池１０４と電力系統１４０との系統連系が行われ、電力系統１４０に連系しつつインバータ１０２からの三相交流電圧に応じた交流電力が負荷１３５及び１３６に供給される。
【０１３６】
電流センサ１０５は、インバータ１０２の母線１１３に流れる電流を検出する。第２実施形態における母線電流は、母線１１３に流れる電流を指す。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ１０２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて太陽電池１０４の負出力端子１０４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１１３であり、電流センサ１０５は、母線１１３に直列に介在している。電流センサ１０５は、検出した母線電流の電流値を表す信号をインバータ制御装置１０３に伝達する。インバータ制御装置１０３は、電流センサ１０５の出力信号に基づいて上記三相電圧指令値の生成を行う。電流センサ１０５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子１０４ｂとを接続する配線（母線１１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子１０４ａとを接続する配線に電流センサ１０５を設けるようにしてもよい。
【０１３７】
モータ駆動システムにおけるＵ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwは、図１の中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧を意味していたが、第２実施形態におけるＵ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwは、夫々、或る固定電位を有する基準電位点から見た端子１１２ｕ、１１２ｖ及び１１２ｗの電圧を指す。例えば、第２実施形態では、基準点１４１を上記基準電位点として捉えることができる。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。更に、第２実施形態において、端子１１２ｕ、１１２ｖ及び１１２ｗを介して流れる電流を、夫々、Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwと呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子１１２ｕ、１１２ｖ又は１１２ｗから流れ出す方向の電流の極性を正とする。第２実施形態において、モータ駆動システムと同じように、最大相（最大電圧相）、中間相（中間電圧相）及び最小相（最小電圧相）を定義する。
【０１３８】
ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づくインバータ１０２内の各アームのスイッチング動作は、モータ駆動システムにおけるそれと同様である。即ち、インバータ１０２は、モータ駆動システムのインバータ２と同様、キャリア信号ＣＳとｖu*、ｖv*及びｖw*の比較結果に応じて各アームのオン／オフを制御する。
【０１３９】
第２実施形態では、端子１１２ｕ、１１２ｖ及び１１２ｗを介してインバータ１０２から出力される電流を、総称して「連系電流」と呼ぶ。Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwは、夫々、連系電流のＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分に相当する。従って、ｉu、ｉv及びｉwの合成電流が連係電流である。
【０１４０】
図１８に、インバータ制御装置１０３の内部ブロック図を含む、第２実施形態に係る系統連系システムの全体構成図を示す。インバータ制御装置１０３は、符号１５０〜１５６で参照される各部位を含む。インバータ制御装置１０３では、基本的に、電流センサ１０５の出力信号を用いて各相電流を検出し、検出した３相の相電流を有効電流及び無効電流に変換する（即ち、連系電流をＰ−Ｑ変換する）。そして、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値が所望値に保たれるように且つ無効電流がゼロとなるように電圧指令ベクトルを作成し、該電圧指令ベクトルから三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）を生成してインバータ１０２を制御する。
【０１４１】
図１８に示される各部位の動作を詳説する前に、インバータ制御装置１０３内で参照される複数の軸の関係について説明する。図１９は、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、の関係を表す空間ベクトル図である。
【０１４２】
Ｐ軸の回転における角周波数（角速度）は、各交流電圧源１４０ｕ、１４０ｖ及び１４０ｗが出力する交流電圧の角周波数ωSと同じとする。図１７の連系点１３０ｕ、１３０ｖ及び１３０ｗにおける各電圧の合成電圧を二次元座標面上のベクトル量として捉え、その電圧のベクトルをｅCによって表す。仮に、インバータ１０２がｅCと同位相の電流（ｅCと向きが一致する電流ベクトルによって表される電流）を出力すれば、インバータ１０２は、有効電力のみを出力することになる（この場合、無効電力は電力系統１４０から供給されることになる）。
【０１４３】
Ｐ軸の向きは、電圧ベクトルｅCの向きと同じとされる（故に、電圧ベクトルｅCはＰ軸上にのることになる）。そして、Ｐ軸から電気角で９０度進んだ位相にＱ軸をとる。Ｐ軸及びＱ軸を総称してＰＱ軸と呼び、Ｐ軸及びＱ軸を座標軸に選んだ座標系をＰＱ座標系と呼ぶ。また、Ｕ相軸とＰ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＰ軸の位相をωSｔにて表す（ｔ＝０の時、Ｕ相軸とＰ軸は一致する）。インバータ１０２の出力電圧の位相は、ＬCで表される連系用リアクトルの分だけ電圧ベクトルｅCから進められる。図１９において、符号３２０Aが付されたベクトルは、第２実施形態における電圧指令ベクトルである。Ｑ軸から時計回り方向に見た電圧指令ベクトル３２０Aの位相をεAにて表す。図１９において、反時計回り方向を位相の進み方向と考え、εA＜０とする。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル３２０Aの位相は、（ωSｔ＋π／２＋εA）にて表される。電圧指令ベクトル３２０AのＰ軸成分及びＱ軸成分は、それぞれｖＰ*及びｖＱ*にて表される。
【０１４４】
図１９において、Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域３２１Aは、図５の領域３２１と同様の、母線電流から２相分の相電流が検出できない領域を表している。また、図１９には示されていないが、第２実施形態においても、モータ駆動システムにおけるそれらと同様の、α及びβ軸並びにａn軸及びｂn軸を定義する。インバータ制御装置１０３は、電圧状態値ｎに応じて、第１実施形態で述べた方法と同様の方法にて、ａ0軸〜ａ5軸の中の１つをａ軸として設定すると共にｂ0軸〜ｂ5軸の中の１つをｂ軸として設定する。
【０１４５】
図１８に示される各部位の動作の説明を行う。図１８のインバータ制御装置１０３を形成する各部位は、所定の制御周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖＰ*、ｖＱ*など）、状態量（ｉＰ、ｉＱなど）を更新し、その時々で得ることのできる最新の値を用いて必要な演算を行う。
【０１４６】
電流センサ１０５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。第２実施形態においても、母線電流をｉdcにて表す。電流センサ１０５の出力信号は、相電流検出部１５０に送られる。相電流検出部１５０には、電流センサ１０５にて検出される母線電流ｉdcと、座標変換部１５５からの三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*と、直流電圧制御部１５３からのＰ軸電流指令値ｉＰ*と、Ｑ軸電流指令値ｉＱ*及び位相ωSｔと、が入力される。相電流検出部１５０は、それらに基づき、各相電流の電流値ｉu、ｉv及びｉwを算出して出力する
【０１４７】
座標変換部１５１は、位相ωSｔに基づいて、相電流検出部１５０からの電流値ｉu、ｉv及びｉwをＰＱ軸上の電流値に変換することによりＰ軸電流値ｉＰ及びＱ軸電流値ｉＱを算出する。ｉＰは、連系電流におけるＰ軸成分であると共に連系電流における有効電流を表している。ｉＱは、連系電流におけるＱ軸成分であると共に連系電流における無効電流を表している。或るタイミングにて算出されたｉＰ及びｉＱは、そのタイミングにおける有効電流の瞬時値及び無効電流の瞬時値を表す。具体的には、ｉＰ及びｉＱは、下記式（Ｅ１）に従って算出される。
【０１４８】
【数１０】
2011125107.tif 000012
【０１４９】
位相ωSｔは、インバータ１０２の出力電圧の位相に対応している。図１９を参照して説明したように、Ｕ相軸とＰ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＰ軸の位相をωSｔにて表すこととしているため、Ｕ相電圧ｖuの位相から位相ωSｔを定めればよい。実際には、インバータ１０２による電圧出力を行うに先立ち、端子１１２ｕに現れる交流電圧源１４０ｕからの交流電圧の角周波数及び位相を検出し、検出した角周波数及び位相に合わせてωSの値及びｔ＝０となる時点を定めればよい。
【０１５０】
直流電圧制御部１５３には、電圧検出器１０６によって検出された平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧Ｅｄと、その両端子間電圧Ｅｄの目標値を表す直流電圧指令値Ｅｄ*とが与えられる。直流電圧指令値Ｅｄ*は、太陽電池１０４から最大電力を得るためのＥｄ（換言すれば、インバータ１０２の出力電力を最大とするためのＥｄ）と合致する。直流電圧制御部１５３は、比例積分制御によって（Ｅｄ−Ｅｄ*）がゼロに収束するように有効電流に対する指令値（Ｐ軸電流指令値）ｉＰ*を算出及び出力する。また、無効電流に対する指令値（Ｑ軸電流指令値）ｉＱ*はゼロとされる。ｉＰ*は、Ｐ軸電流値ｉＰが追従すべきＰ軸電流ｉＰの目標値として機能する。ｉＱ*は、Ｑ軸電流値ｉＱが追従すべきＱ軸電流ｉＱの目標値として機能する。
【０１５１】
有効電流制御部１５４は、直流電圧制御部１５３からのｉＰ*と座標変換部１５１からのｉＰを用いて、電流誤差（ｉＰ*−ｉＰ）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことによりＰ軸電圧指令値ｖＰ*を算出する。無効電流制御部１５２は、与えられたｉＱ*と座標変換部１５１からのｉＱを用いて、電流誤差（ｉＱ*−ｉＱ）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことによりＱ軸電圧指令値ｖＱ*を算出する。ｖＰ*は、Ｐ軸電圧値ｖＰが追従すべきＰ軸電圧ｖＰの目標値として機能する。ｖＱ*は、Ｑ軸電圧値ｖＱが追従すべきＱ軸電圧ｖＱの目標値として機能する。ｖＰ及びｖＱは、インバータ１０２の出力電圧ベクトルのＰ軸及びＱ軸成分を表す。
【０１５２】
インバータ１０２の出力電圧ベクトルとは、インバータ１０２のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧に相当するベクトル量である。図１９の電圧指令ベクトル３２０Aは、この出力電圧ベクトルの目標として機能し、ｖＰ*及びｖＱ*は、電圧指令ベクトル３２０AのＰ軸成分及びＱ軸成分である。故に、有効電流制御部１５４及び無効電流制御部１５２は、電圧指令ベクトル３２０Aを作成する電圧指令ベクトル作成部として機能する。
【０１５３】
座標変換部１５５は、位相ωSｔに基づいて、制御部１５４及び１５２からのＰＱ軸上の電圧指令値ｖＰ*及びｖＱ*をＵ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換することにより、電圧指令ベクトル３２０AのＵ相、Ｖ相及びＷ相軸成分であるｖu*、ｖv*及びｖw*を算出する。
【０１５４】
ＰＷＭ信号生成部１５６は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖu、ｖv及びｖwが夫々指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に従った電圧値となるように、座標変換部１５５からの三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づきインバータ１０２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成する。インバータ１０２は、このＰＷＭ信号に従ってインバータ１０２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に応じたＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧を出力する。尚、ＰＷＭ信号生成部１５６を、インバータ制御装置１０３内ではなく、インバータ１０２内に設けておいても良い。
【０１５５】
［相電流検出部について］
相電流検出部１５０の構成及び動作について説明する。図２０は、相電流検出部１５０の内部ブロック図である。相電流検出部１５０は、制御ブロック１６１、電流検出ブロック１６２、中間相電流推定ブロック１６３及び相電流算出ブロック１６４を備える。
【０１５６】
制御ブロック１６１は、ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づき、サンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２並びに電圧状態値ｎを設定すると共に、電流センサ１０５の出力信号から最大相の相電流を検出できるか否かを表す信号ＳA及び電流センサ１０５の出力信号から最小相の相電流を検出できるか否かを表す信号ＳBを作成する。
【０１５７】
検出ブロック１６２は、電流センサ１０５からのアナログの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（不図示）から成り、制御ブロック１６１にて決定されたサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ１０５の出力信号（即ち、母線電流ｉdcの電流値）を該Ａ／Ｄ変換器にてサンプリングすることで、電流値ｉdCA及びｉdCBを求める。電流値ｉdCA及びｉdCBは、夫々、最大相の相電流の検出値及び最小相の相電流の検出値に対応している。
【０１５８】
推定ブロック１６３は、ＰＱ軸上の電流指令値ｉＰ*及びｉＱ*を位相ωSｔに基づいてａｂ軸上の電流指令値に変換することにより、電圧指令ベクトル３２０Aのａ軸成分であるａ軸電流指令値ｉa*を推定する。ａ軸電流指令値ｉa*は、ａｂ軸上の電流指令値（換言すれば、ａｂ座標系上の電流指令値）の１つである。第１実施形態と同様、ａｂ座標系は、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル３２０Aの位相（θ＋π／２＋εA）に応じて６０度ごとにステップ的に回転する座標系であると言え、三相の相電圧（Ｕ、Ｖ及びＷ相電圧）に応じて６０度ごとにステップ的に回転する座標系であるとも言える。更に、推定ブロック１６３は、ｉa*から中間相の相電流ｉmidを推定する。ｎの値が分かれば、何れの相が中間相であるかが分かるため、ｉＰ*及びｉＱ*とｉu*、ｉv*及びｉw*との関係式にｉＰ*、ｉＱ*及びωSｔを代入することでｉmidを推定するようにしても良い。推定された相電流値ｉmidは相電流算出ブロック１６４に与えられる。尚、推定ブロック１６３では指令値ｉa*の推定までを行って、ｉmidではなくｉa*を推定ブロック１６３からブロック１６４に与えるようにしても良い。この場合、ｉa*に基づくｉmidの算出がブロック１６４内で行われる。
【０１５９】
相電流算出ブロック１６４は、検出ブロック１６２からのｉdcA及びｉdcBと、推定ブロック１６３からのｉmidと、制御ブロック１６１からのｎ、ＳA及びＳBに基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流値ｉu、ｉv及びｉwを算出する。
【０１６０】
相電流検出部１５０にて行われる、
ｖu*、ｖv*及びｖw*からＳＴ１、ＳＴ２、ｎ、ＳA及びＳBを設定又は作成する処理と、
ｉdCからｉdCA及びｉdCBを導出する処理と、
ｉＰ*、ｉＱ*及びωSｔからｉa*及びｉmidを導出する処理と、
ｉdcA、ｉdcB、ｉmid、ｎ、ＳA及びＳBからｉu、ｉv及びｉwを算出する処理は、
図８の相電流検出部２０にて行われる処理と同様のものであり、それらの処理に関して第１実施形態で述べた方法が相電流検出部１５０にも適用される。
【０１６１】
但し、第１実施形態に記載の事項を本実施形態に適用する際、第１実施形態に記載の「ｄ軸、ｑ軸、ｉd*、ｉq*、ｉd、ｉq、θ、ε、３２０」は、それぞれ「Ｐ軸、Ｑ軸、ｉＰ*、ｉＱ*、ｉＰ、ｉＱ、ωSｔ、εA、３２０A」に読み替えられると共に、共通の名称が付された部位間の符号の相違は適宜無視される（例えば、該適用に当たり、図８及び図２０の中間相電流推定ブロック間で符号（４３及び１６３）が相違することは適宜無視される）。
【０１６２】
このように、第１実施形態で述べた技術を系統連系システムに適用することが可能であり、これによって第１実施形態と同様の効果を得ることが可能である。
【０１６３】
尚、系統連系システムのインバータ制御装置１０３によって実行される制御は、有効電流及び無効電流に対する制御と言えるが、有効電力及び無効電力に対する制御とも言える。電力系統１４０からの交流電圧は振幅が略一定の交流電圧であるがゆえ、その交流電圧と連系して有効電流及び無効電流が所望値となるように制御するということは、有効電力及び無効電力を所望値となるように制御していることに他ならないからである（電圧に有効電流を掛けたものが有効電力であり、無効電流を掛けたものが無効電力である）。従って、インバータ制御装置の一種であるインバータ制御装置１０３を、電流制御装置と呼ぶことができると共に電力制御装置と呼ぶこともできる。
【０１６４】
また、インバータ１０２に対する直流電源の例として太陽電池１０４を挙げたが、太陽電池１０４の代わりに燃料電池や風力発電機等を用いるようにしてもよい。また、図１８及び図２０に示した系統連系システム及び相電流検出部の具体的構成を、第１実施形態で述べた各種技術的事項に従って変形することも可能である（即ち、第１実施形態の各実施例に記載の技術を、系統連係システムに適用することも可能である）。
【０１６５】
即ち例えば、第１実施形態の第２実施例で述べたように、ＰＱ軸上の電流検出値とも言うべきｉＰ及びｉＱを推定ブロック１６３に入力し、最新の位相ωSｔと、第１時刻における相電流検出部１５０の検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）に基づくｉＰ及びｉＱとを用いて、第１時刻より後の第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを推定するようにしてもよい。また例えば、第１実施形態の第５実施例で述べたように、推定ブロック１６３において、第１時刻における相電流検出部１５０の検出結果（ｉu，ｉv及びｉw）から、第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを直接推定するようにしてもよいし、第１時刻におけるｉu*，ｉv*及びｉw*から第２時刻におけるａ軸電流ｉa及び相電流ｉmidを直接推定するようにしてもよい。
【０１６６】
――変形等――
上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈６を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１６７】
［注釈１］
上述の第１実施形態では、回転子位置θ及び回転速度ωが位置センサ３０を用いて検出されているが、位置センサ３０を用いることなく、推定によって回転子位置θ及び回転速度ωを導出するようにしても良い。θ及びωの推定方法として様々な方法が提案されており、θ及びωに対する任意の推定方法を第１実施形態に適用することができる。例えば、ｖｄ*、ｖｑ*、ｉd及びｉqの全部又は一部を用いて、θ及びωを推定するようにしても良い。
【０１６８】
［注釈２］
上述の第１実施形態では、インバータ２にて三相変調が行われることが想定されているが、本発明はインバータ２の変調方式に依存しないため、インバータ２にて三相変調以外の変調（二相変調など）が行われても良い。
【０１６９】
［注釈３］
第１及び第２実施形態において、各種の指令値（ｖd*、ｖq*、ｖＰ*、ｖＱ*）や状態量（ｉd、ｉq、ｉＰ、ｉＱなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、モータ制御装置３又はインバータ制御装置１０３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
【０１７０】
［注釈４］
モータ制御装置３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。インバータ制御装置１０３についても同様である。ソフトウェアを用いてモータ制御装置３又はインバータ制御装置１０３を実現する場合、モータ制御装置３又はインバータ制御装置１０３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置３又はインバータ制御装置１０３を形成することも可能である。
【０１７１】
［注釈５］
本発明に係るモータ制御装置３及びモータ駆動システムを、モータを用いるあらゆる電気機器に搭載することができる。該電気機器には、例えば、電動車両（電動自動車、電動バイク、電動自転車など）、空気調和機（屋内用又は車載用の空気調和機など）、洗濯機、及び、圧縮機（冷蔵庫用圧縮機など）が含まれ、それらはモータの回転によって駆動する。
【０１７２】
［注釈６］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ｃ１）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（α、βを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は適宜無視されるべきである。
【０１７３】
【数１１】
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【符号の説明】
【０１７４】
１  モータ
２  インバータ
３  モータ制御装置
４  直流電源
５  電流センサ
６  回転子
７ｕ、７ｖ、７ｗ  電機子巻線
２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ  相電流検出部
４１  制御ブロック
４２  電流検出ブロック
４３、４３ａ、４３ｂ、４３ｃ  中間相電流推定ブロック
４４  相電流算出ブロック
１０２  インバータ
１０３  インバータ制御装置
１０４  太陽電池
１０５  電流センサ
１０６  電圧検出器
１４０  電力系統
１５０  相電流検出部
１６１  制御ブロック
１６２  電流検出ブロック
１６３  中間相電流推定ブロック
１６４  相電流算出ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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