(57)【要約】【課題】トランスの巻線での損失を増加することなく所定の電圧を出力する電力変換装置を簡単な構成で実現する。【解決手段】直流電源１１に平滑コンデンサ１２が並列に接続され、スイッチング素子１３と絶縁トランス１４の一次巻線とを直列に接続したものが平滑コンデンサ１２に並列に接続され、絶縁トランス１４の一次巻線と並列に共振コンデンサ１５が接続され、絶縁トランス１４の二次巻線と並列に整流回路１６が接続され、整流回路１６の出力側に平滑回路１７が並列に接続され、平滑コンデンサ１２とスイッチング素子１３と絶縁トランス１４と共振コンデンサ１５と整流回路１６と平滑回路１７とで構成される第１コンバータ１８と第２コンバータ１９と備え、第１、第２コンバータ１８，１９は、入力段が直流電源１１と並列に接続され、出力段を直列に接続したものがインバータ２０の入力段に接続された電力変換装置である。【選択図】図１
2011125175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に平滑コンデンサが並列に接続され、高周波スイッチングを行うスイッチング素子と絶縁トランスの一次巻線とを直列に接続したものが前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記絶縁トランスの前記一次巻線と並列に共振コンデンサが接続され、前記絶縁トランスの二次巻線と並列に整流回路が接続され、前記整流回路の出力側に平滑回路が並列に接続され、前記平滑コンデンサと前記スイッチング素子と前記絶縁トランスと前記共振コンデンサと前記整流回路と前記平滑回路とで構成されるコンバータを複数備え、前記複数コンバータの入力段が前記直流電源と並列に接続され、前記複数のコンバータの出力段を直列に接続したものが系統に電力を注入できるように直流電力を商用周波数の交流電力に変換するインバータの入力段に接続されたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記複数のコンバータにおける複数の絶縁トランスは、一次巻線と二次巻線とコアで構成されるものであって、コアにギャップを設けた磁気漏洩形トランスとすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記複数のコンバータにおける複数のスイッチング素子を駆動するスイッチング周波数およびオン時間を可変することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置としては、特許文献１に示されているようなものが知られている。以下、図面を参照しながら従来の電力変換装置を説明する。図１０は、従来の電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【０００３】
図１０に示すように、従来の電力変換装置は、例えば直流電源１の直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサ７と、１次側に中間端子を有する絶縁トランス３と、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１のインバータ２と、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサ９ａ〜９ｄと、絶縁トランス３の２次側の整流手段４と、系統６に注入する出力電流を制御する第２のインバータ５とを具備し、分圧コンデンサ７による中間電圧と、絶縁トランス３の中間端子とを共振リアクトル８で接続することで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が各アームの動作に関わらずゼロ電圧スイッチング動作を実現している高効率な電力変換装置である。
【０００４】
図１１は、図１０に示す従来の電力変換装置の定格出力時の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャートであり、図１２は、同従来の電力変換装置の中出力から低出力時の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャートである。
【０００５】
図１１に示すように、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とが、それぞれ１８０度の位相を有して高周波スイッチングすることで、直流電源１のマイナス側を０Ｖとしたとき、絶縁トランス３の１次側ａ点電圧は０Ｖと直流入力電圧Ｖｉｎとを振幅とする高周波電圧となる。ここで、導通していたスイッチング素子、例えばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオフする際に、それぞれのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に並列に接続された共振コンデンサ９ａ，９ｄは充電され、非導通であったスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に並列の共振コンデンサ９ｂ，９ｃは放電される。
【０００６】
充放電による電流が、第１のインバータ２を構成しているスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に並列に接続されている逆導通ダイオードに流れ、直流電源に回生される。逆導通ダイオードが導通するタイミングでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングが行われる。
【０００７】
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が導通する場合とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互に導通する双方の期間において、絶縁トランス３の１次側の中間端子には直流入力電圧Ｖｉｎの１／２の電圧が印加されていることから、分圧コンデンサ７で得られる中間電圧は直流入力電圧Ｖｉｎの１／２であるため、共振リアクトル８の両端に印加される電圧は０Ｖとなり、本動作において共振リアクトル８には電流は流れない。
【０００８】
一方、図１２に示すように中出力から低出力時においては、第１のインバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ１（またはスイッチング素子Ｑ２）とスイッチング素子Ｑ４（またはスイッチング素子Ｑ３）が１８０度以外の位相差を有してスイッチングする場合があるが、この時、絶縁トランス３の１次側の中間端子以外の両端の電圧が共に直流電源の入力電圧Ｖｉｎまたは０Ｖとなることで、共振リアクトル８の両端には（Ｖｉｎ−１／２Ｖｉｎ）または（０−１／２Ｖｉｎ）が印加されることで共振リアクトル８に電流が流れるため、第１から第４の共振コンデンサ９ａ〜９ｄから十分な電荷を引き抜いて、電圧が０Ｖになった時点で並列に接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオンすることで、スイッチング損失が小さくなるゼロ電圧スイッチングを維持している。
【０００９】
以上の動作により、絶縁トランス３の２次側に接続された整流手段４を介して出力され第２インバータ５に入力される直流電圧は、その平均値が系統６の最大電圧以上の一定値（例えば約４００Ｖ）に制御されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００６−３０４３８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら上記従来の構成では、絶縁トランス３の１次側に印加される電圧は直流電源１の電圧に等しいため、直流電源１の低電圧化に対して絶縁トランス３で昇圧し、所定の直流高電圧を得るためには、絶縁トランス３の巻数比を上げる必要があり、トランス巻線での損失が増えるため、低損失化が困難であるという課題があった。
【００１２】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、直流電源の低電圧化に対して簡単な構成で電源電圧を昇圧し、所定の直流高電圧を得ることで、トランス巻線での低損失化を実現する電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、直流電源に平滑コンデンサが並列に接続され、高周波スイッチングを行うスイッチング素子と絶縁トランスの一次巻線とを直列に接続したものが前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記絶縁トランスの前記一次巻線と並列に共振コンデンサが接続され、前記絶縁トランスの二次巻線と並列に整流回路が接続され、前記整流回路の出力側に平滑回路が並列に接続され、前記平滑コンデンサと前記スイッチング素子と前記絶縁トランスと前記共振コンデンサと前記整流回路と前記平滑回路とで構成されるコンバータを複数備え、前記複数コンバータの入力段が前記直流電源と並列に接続され、前記複数のコンバータの出力段を直列に接続したものが系統に電力を注入できるように直流電力を商用周波数の交流電力に変換するインバータの入力段に接続されたものであり、絶縁トランスの一次巻線のインダクタと一次巻線に並列に接続された共振コンデンサとで共振動作を行わせ、絶縁トランスの一次側に共振動作で得られた高電圧を印加して、絶縁トランスの一次側電圧を高くさせることで、絶縁トランスの巻数比を上げることなく所定の電圧を出力する電力変換装置としているので、簡単な構成で電源電圧を昇圧し、トランス巻線での低損失化を実現できる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電力変換装置は、絶縁トランスの一次巻線のインダクタと一次巻線に接続されたコンデンサとで共振動作を行わせ、絶縁トランスの一次側電圧を高くさせることで、絶縁トランスの巻数比を上げることなく所定の電圧を出力することで、トランスの巻数比を上げる必要がなく、トランス巻線での損失を増加することなく所定の電圧を出力する電力変換装置を実現することができる。
【００１５】
また、複数のコンバータにおける複数の絶縁トランスが、一次巻線と二次巻線とコアで構成されるものであって、コアにギャップを設けた磁気漏洩形トランスとすることで、共振電圧を発生させるためのインダクタを別途設ける必要がなく、低損失化を図りながらより簡素化した電力変換装置を実現することができる。
【００１６】
また、複数のコンバータにおける複数のスイッチング素子を駆動するスイッチング周波数およびオン時間を可変することで、ゼロ電圧スイッチングを維持することができ、簡単な回路構成で低損失な電力変換装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の回路ブロック図
【図２】同実施の形態の電力変換装置において第１のコンバータの整流回路を半波倍電圧整流回路とし第２のコンバータの整流回路を全波倍電圧整流回路とした回路ブロック図
【図３】同実施の形態の電力変換装置において第１のコンバータの整流回路を半波倍電圧整流回路とした場合の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャート
【図４】（ａ）は本発明の実施の形態２による電力変換装置に適用可能な中脚部にギャップを設ける構成としたコアの断面図（ｂ）は同実施の形態の電力変換装置に適用可能な外脚部にギャップを設ける構成としたコアの断面図
【図５】本発明の実施の形態２による電力変換装置の等価回路のブロック図
【図６】本発明の実施の形態３による電力変換装置の回路ブロック図
【図７】本発明の実施の形態３による電力変換装置のスイッチング周波数とコンバータ出力電圧との関係を示す特性図
【図８】本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャート
【図９】本発明の実施の形態３による電力変換装置のスイッチング損失が大きい場合の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャート
【図１０】従来の電力変換装置の回路ブロック図
【図１１】従来の電力変換装置の定格出力時の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャート
【図１２】従来の電力変換装置の中出力から低出力時の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャート
【発明を実施するための形態】
【００１８】
第１の発明は、直流電源に平滑コンデンサが並列に接続され、高周波スイッチングを行うスイッチング素子と絶縁トランスの一次巻線とを直列に接続したものが前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記絶縁トランスの前記一次巻線と並列に共振コンデンサが接続され、前記絶縁トランスの二次巻線と並列に整流回路が接続され、前記整流回路の出力側に平滑回路が並列に接続され、前記平滑コンデンサと前記スイッチング素子と前記絶縁トランスと前記共振コンデンサと前記整流回路と前記平滑回路とで構成されるコンバータを複数備え、前記複数コンバータの入力段が前記直流電源と並列に接続され、前記複数のコンバータの出力段を直列に接続したものが系統に電力を注入できるように直流電力を商用周波数の交流電力に変換するインバータの入力段に接続されたものであり、絶縁トランスの一次巻線のインダクタと一次巻線に並列に接続された共振コンデンサとで共振動作を行わせ、絶縁トランスの一次側に共振動作で得られた高電圧を印加して、絶縁トランスの一次側電圧を高くさせることで、絶縁トランスの巻数比を上げることなく所定の電圧を出力でき、トランスの巻数比を上げる必要がなく、トランス巻線での損失を増加することなく所定の電圧を出力する電力変換装置を実現することができる。
【００１９】
第２の発明は、特に、第１の発明において、複数のコンバータにおける複数の絶縁トランスが、一次巻線と二次巻線とコアで構成されるものであって、コアにギャップを設けた磁気漏洩形トランスとすることで、共振電圧を発生させるためのインダクタを別途設ける必要がなく、部品損失を抑制した簡素化した電力変換装置を実現することができる。
【００２０】
第３の発明は、第１または第２の発明において、前記複数のコンバータにおける複数のスイッチング素子を駆動するスイッチング周波数およびオン時間を可変することで、ゼロ電圧スイッチングを維持し低損失な電力変換装置を実現することができる。
【００２１】
以下、本発明の電力変換装置の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２２】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電力変換装置について、図１から図３を参照しながら説明する。なお、本実施の形態は請求項１に記載の発明に係わるものである。
【００２３】
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路ブロック図を示すものである。図２は、同実施の形態の電力変換装置において第１のコンバータの整流回路を半波倍電圧整流回路とし第２のコンバータの整流回路を全波倍電圧整流回路とした回路ブロック図を示すものである。図３は、同実施の形態の電力変換装置において第１のコンバータの整流回路を半波倍電圧整流回路とした場合の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャートである。
【００２４】
図１に示すように、本実施の形態における電力変換装置は、燃料電池などの直流電源１１に直流電圧の変動を抑える平滑コンデンサ１２が並列に接続され、高周波スイッチングを行うスイッチング素子１３と絶縁トランス１４の一次巻線が直列に接続された状態で、平滑コンデンサ１２に並列に接続され、さらに、絶縁トランス１４の一次巻線と並列に共振コンデンサ１５が接続され、スイッチング素子１３がオンオフすることで、絶縁トランス１４の一次巻線と共振コンデンサ１５とで共振動作により高電圧を発生する。また、絶縁トランス１４の二次巻線には整流回路１６が接続され、平滑回路１７により直流高電圧を得る。
【００２５】
第１のコンバータ１８は、平滑コンデンサ１２とスイッチング素子１３と絶縁トランス１４と共振コンデンサ１５と整流回路１６と平滑回路１７とで構成される。第２のコンバータ１９は、第１のコンバータ１８と同様の構成であり、第１のコンバータ１８の入力段と第２のコンバータ１９の入力段とは、直流電源１１と並列に接続される。また、第１のコンバータ１８の出力段と第２のコンバータ１９の出力段とは、直列に接続されて、インバータ２０の入力段に接続される。そして、インバータ２０の入力段には、約４００Ｖの直流電圧が入力され、約２００Ｖの交流電圧を出力する。
【００２６】
図３の時刻ｔ１からｔ２において、スイッチング素子１３をターンオンさせると直流電源１１から平滑コンデンサ１２を介して、絶縁トランス１４の一次巻線およびスイッチング素子１３に電流が流れ、一次巻線に励磁エネルギーが蓄えられる。
【００２７】
時刻ｔ２でスイッチング素子１３をターンオフさせると、スイッチング素子１３のコレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、絶縁トランス１４に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ１５との間で充放電することで、スイッチング素子１３のコレクタ−エミッタ電圧は図３に示すように共振波形となる。
【００２８】
次に、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子１３に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間（コレクタ−エミッタ電流波形で電流が負の方向で流れている期間）にスイッチング素子１３をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現し、スイッチング損失を低減している。
【００２９】
スイッチング素子１３のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅに発生する共振電圧は、絶縁トランス１４の一次インダクタンスと共振コンデンサ１５のキャパシタンスとスイッチング周波数とから決定されるが、およそ直流電源１１の出力電圧Ｖｉｎの５倍ないし６倍程度の電圧となり、絶縁トランス１４の一次巻線に印加される電圧は、Ｖｉｎ−Ｖｃｅとなる。一方、従来の構成では、絶縁トランスの一次巻線に印加される電圧は、直流電源電圧Ｖｉｎであるため、本実施の形態では、絶縁トランス１４の昇圧比を約１／５程度に抑えることができる。
【００３０】
第２のコンバータ１９の整流回路を全波倍電圧整流回路とした第２の整流回路２３の場合の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャートは図示しないが、第２のコンバータ１９の出力電圧は、半波倍電圧清流回路の場合を同じ電圧が得られる。
【００３１】
以上のように本実施の形態の電力変換装置は、直流電源１１に平滑コンデンサ１２が並列に接続され、高周波スイッチングを行うスイッチング素子１３と絶縁トランス１４の一次巻線とを直列に接続したものが平滑コンデンサ１２に並列に接続され、絶縁トランス１４の一次巻線と並列に共振コンデンサ１５が接続され、絶縁トランス１４の二次巻線と並列に整流回路１６が接続され、整流回路１６の出力側に平滑回路１７が並列に接続され、平滑コンデンサ１２とスイッチング素子１３と絶縁トランス１４と共振コンデンサ１５と整流回路１６と平滑回路１７とで構成されるコンバータを複数（第１コンバータ１８と第２コンバータ１９の２つ）備え、第１、第２コンバータ１８，１９の入力段が直流電源１１と並列に接続され、第１、第２コンバータ１８，１９の出力段を直列に接続したものが系統２１に電力を注入できるように直流電力を商用周波数の交流電力に変換するインバータ２０の入力段に接続されたものであり、共振電圧を利用することで、従来の絶縁トランスより少ない昇圧比でインバータ２０の入力に必要な電圧である４００Ｖを得ることができ、絶縁トランス１４の損失を低減することができる。さらに、第１のコンバータ１８の出力段と第２のコンバータ１９の出力段を直列に接続することで、第１のコンバータ１８および第２のコンバータ１９はインバータ２０への入力電圧４００Ｖの半分の２００Ｖを出力すればよく、絶縁トランス１４の昇圧比をさらに小さくすることができ、絶縁トランス１４の損失をさらに低減した低損失の電力変換装置を実現することができる。
【００３２】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２における電力変換装置について、図４、図５を参照しながら説明する。なお、本実施の形態は請求項２に記載の発明に係わるものである。
【００３３】
図４は、本発明の実施の形態２による電力変換装置に適用可能なコアの断面図を示すものである。図５は、同実施の形態の電力変換装置の漏洩インダクタの等価回路のブロック図を示すものである。なお、図４では、巻線と巻線を固定するトランスボビンは図示していない。また、実施の形態１と同一構成については同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００３４】
図４の（ａ）は、Ｅ型形状の第１のコア４１と、Ｅ型形状の第２のコア４２とを対向させ、コア中脚部に第１のギャップ４３を設ける構成としたものである。第１のギャップ４３で磁束が漏洩することで漏洩インダクタンスが発生する。絶縁トランスの一次インダクタンスの内、この漏洩インダクタンスが共振コンデンサと共振動作を行う。
【００３５】
図４の（ｂ）は、Ｅ型形状の第３のコア４４と、Ｅ型形状の第４のコア４５とを対向させ、コア外脚部に第２のギャップ４６および第３のギャップ４７を設ける構成としたものである。第２のギャップ４６および第３のギャップ４７で磁束が漏洩することで漏洩インダクタンスが発生する。絶縁トランスの一次インダクタンスの内、この漏洩インダクタンスが共振コンデンサと共振動作を行うのは、図４の（ａ）の場合と同様である。
【００３６】
図４に示すコア形状の絶縁トランスを用いることで、図５に示すように、第１の絶縁トランス５１および第２の絶縁トランス５２に、それぞれ第１の漏洩インダクタ５３および、第２の漏洩インダクタ５４が発生する。
【００３７】
絶縁トランスが結合係数が１である理想トランスであれば、共振コンデンサとともに共振動作を行うために共振インダクタを設ける必要があるが、現実には結合係数を１とすることは困難であり、漏洩インダクタンスは発生してしまうものである。
【００３８】
図４に示すようなコアのギャップを設けたリーケージ型の絶縁トランス５１，５２を用いることで、共振インダクタを別途設ける必要がなくなり部品損失の低減を図ることができる。
【００３９】
以上のように本実施の形態では、第１の絶縁トランス５１および第２の絶縁トランス５２が、一次巻線と二次巻線とコア４１，４２，４４，４５で構成され、第１のコア４１と第２のコア４２との間に第１のギャップ４３を設けた磁気漏洩形トランス、または第３のコア４４と第４のコア４５との間に第２のギャップ４６と第３のギャップ４７を設けた磁気漏洩形トランスとしており、コアにギャップを設けることで、絶縁トランス５１，５２をリーケージ型として、絶縁トランス５１，５２の漏洩インダクタンスを共振動作に利用することで、新たに共振インダクタを用いることによる部品損失を避けることができ、低損失の電力変換装置を実現することができる。
【００４０】
なお、コアにギャップを設ける例として、一対のＥ型形状のコアを用いて図４の（ａ）および（ｂ）を記載したが、ギャップを設ける構成であれば同様の効果が得られるので、これに限るものではない。
【００４１】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３における電力変換装置について、図６から図９を参照しながら説明する。なお、本実施の形態は請求項３に記載の発明に係わるものである。
【００４２】
図６は、本発明の実施の形態３による電力変換装置の回路ブロック図を示すものである。図７は、同実施の形態の電力変換装置のスイッチング周波数とコンバータ出力電圧との関係を示す特性図を示すものである。図８は、同実施の形態の電力変換装置の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャートを示すものである。図９は、同実施の形態の電力変換装置のスイッチング損失が大きい場合の各部の動作を説明するための各部の波形の関係を示すタイミングチャートを示すものである。また、実施の形態１または実施の形態２と同一構成については同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００４３】
図６に示すように本実施の形態の電力変換装置は、第１のコンバータ１８と第２のコンバータ１９を直列にした出力電圧を検出する電圧検出回路６１が、スイッチング周波数を可変制御できる第１のドライバ６２と第２のドライバ６３を介して、第１のスイッチング素子６４および第２のスイッチング素子６５を制御し、第１のコンバータ１８と第２のコンバータ１９を直列にした出力電圧を一定に制御するものである。
【００４４】
図示しないが、第１のドライバ６２および第２のドライバ６３は、それぞれ０Ｖ検出回路およびオン時間制御回路を含んでいる。０Ｖ検出回路は、図８の時刻ｔ１でスイッチング素子のエミッタ−コレクタ電圧が０Ｖになるが、Δｔ遅れた時刻（スイッチング素子のエミッタ−コレクタ電流波形で負の電流領域で破線の時点）でスイッチング素子をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを行うものである。また、オン時間制御回路は、スイッチング周波数に応じてオン時間を制御することでゼロ電圧スイッチングを行うものである。
【００４５】
図７に示すように、インバータ２０の入力電圧、すなわち第１のコンバータ１８および第２のコンバータ１９の直列接続した出力電圧は、インバータ２０の出力電力が増大すると低下するため、第１のコンバータ１８および第２のコンバータ１９の直列接続した出力電圧を約４００Ｖに保つために、スイッチング周波数を低下させてスイッチング素子をドライブする。
【００４６】
図８は、適切なオン時間で制御しており、ゼロ電圧スイッチングを行っているときの各部動作を示す波形図で、図９はオン時間が短くなったため、スイッチング損失が大きい場合の各部動作を示す波形図である。
【００４７】
スイッチング素子のオン時間が短くなると、共振エネルギーが残っているため、時刻ｔ１以降にスイッチング素子のコレクタ−エミッタ電圧に共振電圧が発生することになる。このときコレクタ−エミッタ電圧が０Ｖでないため、スイッチング素子をターンオンすると、過大なコレクタ−エミッタ電流が流れてしまい、スイッチング損失の増加を招くことになる。このため、スイッチング周波数を変化させるとともに、適切なオン時間を設定し、ゼロ電圧スイッチングを行う必要がある。
【００４８】
以上のように、本実施の形態において、スイッチング素子を駆動するスイッチング周波数およびオン時間を可変することで、ゼロ電圧スイッチングを維持し、スイッチング素子で発生するスイッチング損失を抑制した低損失な電力変換装置を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、絶縁トランスの一次巻線のインダクタと一次巻線に接続されたコンデンサとで共振動作を行わせ、絶縁トランスの一次側電圧を高くする構成としたことで、直流電源からの入力電圧が低い場合においても、絶縁トランスの巻数比を上げることなく所定の電圧を出力し電力変換を行うことができることから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。
【符号の説明】
【００５０】
１１  直流電源
１２  平滑コンデンサ
１３  スイッチング素子
１４  絶縁トランス
１５  共振コンデンサ
１６  整流回路
１７  平滑回路
１８  第１のコンバータ
１９  第２のコンバータ
２０  インバータ
２１  系統
２２  第１の整流回路
２３  第２の整流回路
４１  第１のコア
４２  第２のコア
４３  第１のギャップ
４４  第３のコア
４５  第４のコア
４６  第２にギャップ
４７  第３のギャップ
５１  第１の絶縁トランス
５２  第２の絶縁トランス
５３  第１の漏洩インダクタ
５４  第２の漏洩インダクタ
６２  第１のドライバ
６３  第２のドライバ
６４  第１のスイッチング素子
６５  第２のスイッチング素子
【図１】
2011125175.tif 000003
【図２】
2011125175.tif 000004
【図３】
2011125175.tif 000005
【図４】
2011125175.tif 000006
【図５】
2011125175.tif 000007
【図６】
2011125175.tif 000008
【図７】
2011125175.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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