(57)【要約】【課題】安価な構成で測定時間を短縮すると共に測定誤差を小さくすることが可能なコリオリ質量流量計を実現する。【解決手段】チューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計において、予め設定された位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を発生する基準信号発生部と、第１の検出信号と第２の検出信号の位相差、または、第１の基準信号と第２の基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成するパルス信号生成部と、パルス信号のパルス幅の時間を電圧に変換して保持する電圧変換部と、電圧変換部で変換された電圧を測定する電圧測定部と、位相差と電圧の関係式を求め、第１の検出信号と第２の検出信号の位相差から変換された電圧と関係式から第１の検出信号と第２の検出信号の位相差を演算して流体の質量を求める演算制御部とを備える。【選択図】  図１
2011208954.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、前記第１のセンサからの第１の検出信号と前記第２のセンサからの第２の検出信号との位相差から前記チューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計において、
予め設定された位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を発生する基準信号発生部と、
前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差、または、前記第１の基準信号と前記第２の基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号のパルス幅の時間を電圧に変換して保持する電圧変換部と、
この電圧変換部で変換された電圧を測定する電圧測定部と、
前記基準信号発生部から発生させた第１の基準信号と第２の基準信号の位相差と前記電圧変換部で変換された電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差から変換された電圧と前記関係式から前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差を演算して前記流体の質量を求める演算制御部と
を備えたことを特徴とするコリオリ質量流量計。
【請求項２】
前記パルス信号生成部は、
前記第１の検出信号と前記第１の基準信号のどちらかを選択して第１の選択信号として出力する第１の入力切替部と、
前記第２の検出信号と前記第２の基準信号のどちらかを選択して第２の選択信号として出力する第２の入力切替部と、
前記第２の選択信号を一定時間遅延させる遅延回路と、
前記第１の選択信号を第１のデジタル信号に変換する第１の信号変換部と、
前記遅延回路で遅延された前記第２の選択信号を第２のデジタル信号に変換する第２の信号変換部と、
前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の排他的論理和である前記パルス信号を出力する排他的論理和回路と
を有することを特徴とする請求項１記載のコリオリ質量流量計。
【請求項３】
前記パルス信号生成部は、
前記第１の検出信号と前記第１の基準信号のどちらかを選択して第１の選択信号として出力する第１の入力切替部と、
前記第２の検出信号と前記第２の基準信号のどちらかを選択して第２の選択信号として出力する第２の入力切替部と、
前記第１の選択信号を第１のデジタル信号に変換する第１の信号変換部と、
前記第２の選択信号を第２のデジタル信号に変換する第２の信号変換部と、
前記第２のデジタル信号を一定時間遅延させる遅延回路と、
前記第１のデジタル信号と前記遅延回路で遅延された前記第２のデジタル信号の排他的論理和である前記パルス信号を出力する排他的論理和回路と
を有することを特徴とする請求項１記載のコリオリ質量流量計。
【請求項４】
前記電圧変換部は、
前記パルス信号のパルス幅の時間が変換された電圧を保持するコンデンサと
前記パルス信号のパルス幅に応じて前記コンデンサを充電し、前記演算制御部の指示を受けて前記コンデンサを放電する充放電部と
を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のコリオリ質量流量計。
【請求項５】
前記演算制御部は、
前記基準信号発生部を制御して校正を実行する校正実行部と、
前記パルス信号生成部から出力されるパルス信号により前記電圧測定部を制御し、前記電圧変換部が保持している電圧を取得する測定制御部と、
この測定制御部からの指示に応じて、前記電圧変換部が保持している電圧の放電を制御する放電制御部と、
前記校正実行部を制御して前記基準信号発生部から発生させた前記第１の基準信号と前記第２の基準信号の位相差と前記測定制御部が取得した電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差から変換された電圧と前記関係式から前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差を演算して前記流体の質量を求める位相差演算部と
を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のコリオリ質量流量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、第１のセンサからの第１の検出信号と第２のセンサからの第２の検出信号との位相差からチューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計に関し、詳しくは、安価な構成で測定時間を短縮すると共に測定誤差を小さくすることが可能なコリオリ質量流量計に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
コリオリ質量流量計とは、流体が流れるチューブを振動させ、チューブの上下流における異なる２点の振動検出信号の位相差からチューブを流れる流体の質量流量を測定するものである。
【０００３】
図６は、従来のコリオリ質量流量計の一例を示した構成図である。
図６において、検出部１０は、上流側センサ１および下流側センサ２を有しており、被測定対象である流体が流れるチューブ（図示せず）に取り付けられている。また、変換部７０は、入力アンプ３、入力アンプ４、Ａ／Ｄ（Analog to Digital converter）変換器５、デジタル信号処理部６および演算制御部７を有している。
【０００４】
上流側センサ１は、流体が流れるチューブの上流側に取り付けられた上流側コイルＬ１を有しており、チューブの上流側の振動を検出する。下流側センサ２は、流体が流れるチューブの下流側に取り付けられた下流側コイルＬ２を有しており、チューブの下流側の振動を検出する。
【０００５】
入力アンプ３は、上流側センサ１の上流側コイルＬ１からの上流側検出信号を増幅する。入力アンプ４は、下流側センサ２の下流側コイルＬ２からの下流側検出信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換器５は、２チャンネル同時サンプリング可能なＡ／Ｄ変換器であり、入力アンプ３の出力信号と入力アンプ４の出力信号がそれぞれ入力されて一定のサンプリング周期でデジタルデータに変換される。
【０００６】
デジタル信号処理部６は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等から構成され、Ａ／Ｄ変換器５からのデジタルデータを用いて、上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号の位相差φを演算して出力する。演算制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等から構成され、デジタル信号処理部６から入力される位相差φに基づいて、チューブを流れる流体の質量流量を演算して求める。
【０００７】
このように、変換部１０に備えられた上流側センサ１および下流側センサ２が、流体が流れるチューブの振動を検出し、Ａ／Ｄ変換器５が、上流側センサ１および下流側センサ２からの検出信号をデジタルデータに変換する。そして、デジタル信号処理部６が、Ａ／Ｄ変換器５からのデジタルデータを用いて上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号の位相差φを演算し、演算制御部７が、位相差φに基づいて、演算することにより、チューブを流れる流体の質量流量を求めることができる。
【０００８】
特許文献１には、質量流量の測定を高い精度をもって安定して行うことができ、且つ安価なコリオリ質量流量計が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００９−０６３３８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、図６に示す従来例では、高分解能で２チャンネル同時サンプリング可能な高価なＡ／Ｄ変換器が必要となり、コストがかかるという問題があった。また、Ａ／Ｄ変換器５で上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号を同時サンプリングするため、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差が揺動として現れるという問題があった。
【００１１】
また、デジタル信号処理部６でＡ／Ｄ変換器５からのデジタルデータを用いて上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号の位相差φを演算するため、流体の質量流量を求めるまで時間がかかるという問題があった。
【００１２】
さらに、Ａ／Ｄ変換器で２チャンネル同時サンプリングで測定しているので、サンプリングに使用するクロック信号のジッタが大きい場合、ジッタによる影響で、上流側検出信号と下流側検出信号のサンプリングのタイミングにずれが生じ、流量に誤差が含まれるという問題があった。
【００１３】
そこで本発明の目的は、安価な構成で測定時間を短縮すると共に測定誤差を小さくすることが可能なコリオリ質量流量計を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１記載の発明は、
流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、前記第１のセンサからの第１の検出信号と前記第２のセンサからの第２の検出信号との位相差から前記チューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計において、
予め設定された位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を発生する基準信号発生部と、
前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差、または、前記第１の基準信号と前記第２の基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号のパルス幅の時間を電圧に変換して保持する電圧変換部と、
この電圧変換部で変換された電圧を測定する電圧測定部と、
前記基準信号発生部から発生させた第１の基準信号と第２の基準信号の位相差と前記電圧変換部で変換された電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差から変換された電圧と前記関係式から前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差を演算して前記流体の質量を求める演算制御部と
を備えたことを特徴とするものである。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記パルス信号生成部は、
前記第１の検出信号と前記第１の基準信号のどちらかを選択して第１の選択信号として出力する第１の入力切替部と、
前記第２の検出信号と前記第２の基準信号のどちらかを選択して第２の選択信号として出力する第２の入力切替部と、
前記第２の選択信号を一定時間遅延させる遅延回路と、
前記第１の選択信号を第１のデジタル信号に変換する第１の信号変換部と、
前記遅延回路で遅延された前記第２の選択信号を第２のデジタル信号に変換する第２の信号変換部と、
前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の排他的論理和である前記パルス信号を出力する排他的論理和回路と
を有することを特徴とするものである。
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記パルス信号生成部は、
前記第１の検出信号と前記第１の基準信号のどちらかを選択して第１の選択信号として出力する第１の入力切替部と、
前記第２の検出信号と前記第２の基準信号のどちらかを選択して第２の選択信号として出力する第２の入力切替部と、
前記第１の選択信号を第１のデジタル信号に変換する第１の信号変換部と、
前記第２の選択信号を第２のデジタル信号に変換する第２の信号変換部と、
前記第２のデジタル信号を一定時間遅延させる遅延回路と、
前記第１のデジタル信号と前記遅延回路で遅延された前記第２のデジタル信号の排他的論理和である前記パルス信号を出力する排他的論理和回路と
を有することを特徴とするものである。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、
前記電圧変換部は、
前記パルス信号のパルス幅の時間が変換された電圧を保持するコンデンサと
前記パルス信号のパルス幅に応じて前記コンデンサを充電し、前記演算制御部の指示を受けて前記コンデンサを放電する充放電部と
を有することを特徴とするものである。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、
前記演算制御部は、
前記基準信号発生部を制御して校正を実行する校正実行部と、
前記パルス信号生成部から出力されるパルス信号により前記電圧測定部を制御し、前記電圧変換部が保持している電圧を取得する測定制御部と、
この測定制御部からの指示に応じて、前記電圧変換部が保持している電圧の放電を制御する放電制御部と、
前記校正実行部を制御して前記基準信号発生部から発生させた前記第１の基準信号と前記第２の基準信号の位相差と前記測定制御部が取得した電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差から変換された電圧と前記関係式から前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差を演算して前記流体の質量を求める位相差演算部と
を有することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、以下のような効果がある。
流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、第１のセンサからの第１の検出信号と第２のセンサからの第２の検出信号との位相差からチューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計において、予め設定された位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を発生する基準信号発生部と、第１の検出信号と第２の検出信号の位相差、または、第１の基準信号と第２の基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成するパルス信号生成部と、パルス信号のパルス幅の時間を電圧に変換して保持する電圧変換部と、電圧変換部で変換された電圧を測定する電圧測定部と、基準信号発生部から発生させた第１の基準信号と第２の基準信号の位相差と電圧変換部で変換された電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、第１の検出信号と第２の検出信号の位相差から変換された電圧と関係式から第１の検出信号と第２の検出信号の位相差を演算して流体の質量を求める演算制御部とを備えたことにより、従来のように、高分解能で２チャンネル同時サンプリング可能なＡ／Ｄ変換器やデジタル信号処理部等の高価な部品を使用しないので、安価な構成とすることができる。
【００１６】
また、電圧変換部が、電圧レベルを保持することにより、従来と比較して低速の電圧測定部を使用することができるので、さらに安価な構成とすることができる。
【００１７】
また、パルス信号生成部で上流側検出信号と下流側検出信号の位相差に応じたパルス信号を生成し、電圧変換部でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換するので、従来のようなデジタル信号処理部でのデジタル信号処理が不要となり、測定時間を短縮することができる。
【００１８】
さらに、従来では、上流側検出信号と下流側検出信号を２チャンネル同時サンプリングしているため、サンプリングに使用するクロック信号のジッタによる影響で測定誤差が出る場合があったが、本発明では、上流側検出信号と下流側検出信号をパルス信号生成部でパルス信号化し、電圧変換部でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換して保持していることにより、電圧測定部での測定時にクロック信号のジッタによる影響を受けないので、測定誤差を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明のコリオリ質量流量計の一実施例を示した構成図である。
【図２】上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が０°の時の各部の波形を表した説明図である。
【図３】上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大の時の各部の波形を表した説明図である。
【図４】パルス信号生成部から出力されるパルス信号のパルス幅と電圧変換部が保持している電圧の関係を説明する説明図である。
【図５】測定時の各部の波形を表した説明図である。
【図６】従来のコリオリ質量流量計の一例を示した構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明のコリオリ質量流量計の一実施例を示した構成図である。ここで、図６と同一のものは同一符号を付し、説明を省略する。図１において、図６に示す構成と異なる点は、変換部７０の代わりに変換部７１が設けられている点である。
【００２１】
図１において、変換部７１は、基準信号発生部１１、パルス信号生成部４０、電圧変換部５０、Ａ／Ｄ変換器２６（電圧測定部）および演算制御部６０を有している。基準信号発生部１１は、サイン波信号または矩形波信号を発生させることができるチャンネルを２チャンネル以上有する波形発生器であり、予め位相差が設定された上流側基準信号（第１の基準信号）と下流側基準信号（第２の基準信号）をそれぞれ発生する。
【００２２】
入力切替部１２（第１の入力切替部）は、上流側センサ１（第１のセンサ）からの上流側検出信号（第１の検出信号）または上流側基準信号のどちらか一方を選択して選択信号Ｓ１（第１の選択信号）として出力する。入力切替部１３（第２の入力切替部）は、下流側センサ２（第２のセンサ）からの下流側検出信号（第２の検出信号）と下流側基準信号のどちらかを選択して選択信号Ｓ２（第２の選択信号）として出力する。
【００２３】
コンデンサ１４は、入力切替部１２からの選択信号Ｓ１の直流成分を除去する。コンデンサ１５は、入力切替部１３からの選択信号Ｓ２の直流成分を除去する。比較器１６は、反転端子が接地され、非反転端子にコンデンサ１４で直流成分が除去された選択信号Ｓ１が入力される。そして、ＧＮＤレベルと選択信号Ｓ１の電圧レベルを比較して、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ１の電圧レベルが大きい時にはハイレベルを出力し、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ１の電圧レベルが小さい時にはローレベルを出力するように、選択信号Ｓ１をデジタル信号に変換する。
【００２４】
同様に、比較器１７は、反転端子が接地され、非反転端子にコンデンサ１５で直流成分が除去された選択信号Ｓ２が入力される。そして、ＧＮＤレベルと選択信号Ｓ２の電圧レベルを比較して、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ２の電圧レベルが大きい時にはハイレベルを出力し、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ２の電圧レベルが小さい時にはローレベルを出力するように、選択信号Ｓ２をデジタル信号に変換する。
【００２５】
コンデンサ１４および比較器１６は信号変換部４１（第１の信号変換部）を構成し、コンデンサ１５および比較器１７は信号変換部４２（第２の信号変換部）を構成している。遅延回路１８は、コンデンサ１７の出力信号を一定時間遅延させる。排他的論理和回路１９は、比較器１６の出力信号と遅延回路１８の出力信号の排他的論理和であるパルス信号を出力する。入力切替部１２、入力切替部１３、遅延回路１８、排他的論理和回路１９、信号変換部４１および信号変換部４２はパルス信号生成部４０を構成している。
【００２６】
コンデンサ２０は、パルス信号生成部４０から出力されるパルス信号のパルス幅の時間に応じた電圧を保持し、一端が接地される。ダイオード２１は、コンデンサ２０の放電時に順方向電圧Ｖｆで電圧クランプとして動作し、カソード端子が接地される。
【００２７】
定電流回路２２は、一定電流を流す回路であり、一端が正電源＋Ｖに接続される。トランジスタ２３は、コレクタ端子が定電流回路２２の他端に接続され、エミッタ端子がコンデンサ２０の他端およびダイオード２１のアノード端子に接続される。トランジスタ２４は、コレクタ端子がトランジスタ２３のエミッタ端子に接続され、ベース端子が排他的論理和回路１９の出力端子に接続される。
【００２８】
定電流回路２５は、一定電流を流す回路であり、一端がトランジスタ２４のエミッタ端子に接続され、他端が負電源−Ｖに接続される。定電流回路２２、トランジスタ２３、トランジスタ２４および定電流回路２５は充放電部５１を構成している。コンデンサ２０、ダイオード２１および充放電部５１は電圧変換部５０を構成している。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器２６は、入力信号端子がコンデンサ２０の他端に接続され、コンデンサ２０に保持されている電圧を一定周期でサンプリングし、デジタルデータに変換して出力する。
【００３０】
放電制御部２７は、制御信号出力端子がトランジスタ２３のベース端子に接続され、トランジスタ２３のオンまたはオフを制御する。測定制御部２８は、排他的論理和回路１９の出力であるパルス信号を受けてＡ／Ｄ変換器２６を制御し、コンデンサ２０が保持している電圧のデジタルデータを取得する。
【００３１】
位相差演算部２９は、基準信号発生部１１から発生させた上流側基準信号と下流側基準信号の位相差と、測定制御部２８が取得したデジタルデータ、すなわち、コンデンサ２０が保持している電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求める。そして、測定時にこの関係式を用いて、コンデンサ２０が保持している電圧から上流側検出信号と下流側検出信号の位相差を求める。
【００３２】
校正実行部３０は、位相差演算部２９の指示に応じて、基準信号発生部１１を制御して校正を実行する。放電制御部２７、測定制御部２８、位相差演算部２９および校正実行部３０は、演算制御部６０を構成している。
【００３３】
このようなコリオリ質量流量計の動作を図２〜図５を用いて説明する。
図２は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が０°の時の各部の波形を表した説明図である。図３は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大の時の各部の波形を表した説明図である。図４は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅とコンデンサ２０が保持している電圧の関係を説明する説明図である。図５は、測定時の各部の波形を表した説明図である。なお、図２〜５の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。
【００３４】
位相差演算部２９は、校正を開始するために校正実行部３０へ校正開始を指示する。校正実行部３０は、位相差演算部２９からの指示に応じて、入力切替部１２と入力切替部１３に対して基準信号発生部１１からの出力を選択させる。また、校正実行部３０は、基準信号発生部１１に対して上流側基準信号と下流側基準信号の位相差を０°に設定し、基準信号の出力を指示する。基準信号発生部１１は、校正実行部３０からの指示に応じて、位相差が０°の上流側基準信号と下流側基準信号を出力する。
【００３５】
図２に示すように、基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号（図２のＡ）は、コンデンサ１４で直流成分が除去され、比較器１６でデジタル信号（図２のＣ）に変換される。同様に、基準信号発生部１１から出力された下流側基準信号（図２のＢ）は、コンデンサ１５で直流成分が除去され、比較器１７でデジタル信号（図２のＤ）に変換される。
【００３６】
比較器１７の出力信号は、遅延回路１８で遅延時間Ｔ１だけ遅延され（図２のＥ）、排他的論理和回路１９の一方の入力端子に入力される。また、比較器１６の出力信号は、排他的論理和回路１９の他方の入力端子に入力される。説明を簡単にするために、基準信号発生部１１から排他的論理和回路１９までの経路で遅延回路１８を除く遅延時間が、上流側基準信号と下流側基準信号で同じとする。
【００３７】
基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号と下流側基準信号の位相差は０°であるため、排他的論理和回路１９の入力端子での上流側基準信号と下流側基準信号の遅延時間は、遅延回路１８の遅延時間Ｔ１となる。このため、排他的論理和回路１９は、パルス幅Ｔ１のパルス信号を出力する（図２のＦ）。
【００３８】
排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号は、トランジスタ２４のベース端子に入力されるので、パルス信号がハイレベルの間はトランジスタ２４がオンする。トランジスタ２４がオンしている間、定電流回路２５の一定電流により、コンデンサ２０に電荷が充電される。すなわち、トランジスタ２４がオンしている間、コンデンサ２０の他端の電圧レベル（Ａ／Ｄ変換器２６の入力電圧）が負電源−Ｖ方向へ変化し、電圧レベルがＶ１となる（図２のＨ）。
【００３９】
そして、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がローレベルになると、トランジスタ２４がオフしてコンデンサ２０は充電されたままになるので、コンデンサ２０の他端の電圧レベルＶ１は保持される。測定制御部２８は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がハイレベルからローレベルに変化した後に、Ａ／Ｄ変換器２６に変換信号を出力する（図２のＩ）。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器２６は、測定制御部２８からの変換信号に応じて、コンデンサ２０の他端に保持された電圧レベルＶ１をデジタルデータに変換する。測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６で変換されたデジタルデータを取得し、このデジタルデータを位相差演算部２９へ送る。また、測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６からデジタルデータを取得した後に、放電制御部２７へコンデンサ２０の放電を指示する。
【００４１】
放電制御部２７は、測定制御部２８からの指示に応じて、コンデンサ２０に充電された電荷を放電するため、トランジスタ２３を一定時間オンする。トランジスタ２３がオンしている間、定電流回路２２の一定電流により、コンデンサ２０の電荷が放電される。
【００４２】
そして、コンデンサ２０の他端の電圧レベルは、ダイオード２１の順方向電圧Ｖｆでクランプされる。放電制御部２７は、コンデンサ２０の電荷が放電される十分な時間を待って、トランジスタ２３をオフする。
【００４３】
次に、位相差演算部２９は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大の時のコンデンサ２０に保持される電圧レベルを取得するために、校正実行部３０へ指示する。校正実行部３０は、基準信号発生部１１に対して上流側基準信号と下流側基準信号の位相差を仕様で定められている範囲で最大に設定し、基準信号の出力を指示する。基準信号発生部１１は、校正実行部３０からの指示に応じて、位相差が仕様で定められている範囲で最大の上流側基準信号と下流側基準信号を出力する。
【００４４】
図３に示すように、基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号（図３のＡ）は、コンデンサ１４で直流成分が除去され、比較器１６でデジタル信号（図３のＣ）に変換される。同様に、基準信号発生部１１から出力された下流側基準信号（図３のＢ）は、コンデンサ１５で直流成分が除去され、比較器１７でデジタル信号（図３のＤ）に変換される。
【００４５】
比較器１７の出力信号は、遅延回路１８で遅延時間Ｔ１だけ遅延され（図３のＥ）、排他的論理和回路１９の一方の入力端子に入力される。また、比較器１６の出力信号は、排他的論理和回路１９の他方の入力端子に入力される。
【００４６】
基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号と下流側基準信号の位相差の時間をＴｄとすると、排他的論理和回路１９の入力端子での上流側基準信号と下流側基準信号の遅延時間は、遅延回路１８での遅延時間Ｔ１を加算した時間Ｔ２＝（Ｔｄ＋Ｔ１）となる。このため、排他的論理和回路１９は、パルス幅Ｔ２のパルス信号を出力する（図３のＦ）。
【００４７】
排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号は、トランジスタ２４のベース端子に入力されるので、パルス信号がハイレベルの間はトランジスタ２４がオンする。トランジスタ２４がオンしている間、定電流回路２５の一定電流により、コンデンサ２０に電荷が充電される。すなわち、トランジスタ２４がオンしている間、コンデンサ２０の他端の電圧レベル（Ａ／Ｄ変換器２６の入力電圧）が負電源−Ｖ方向へ変化し、電圧レベルがＶ２となる（図３のＨ）。
【００４８】
図２の場合と比較すると、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅が長くなっている、すなわち、トランジスタ２４がオンしている時間が長くなっているので、コンデンサ２０への充電時間が長くなり、コンデンサ２０の他端の電圧レベルも図２の場合より、さらに負電源−Ｖ方向へ変化した値となる。
【００４９】
そして、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がローレベルになると、トランジスタ２４がオフしてコンデンサ２０は充電されたままになるので、コンデンサ２０の他端の電圧レベルＶ２は保持される。測定制御部２８は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がハイレベルからローレベルに変化した後に、Ａ／Ｄ変換器２６に変換信号を出力する（図３のＩ）。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換器２６は、測定制御部２８からの変換信号に応じて、コンデンサ２０の他端に保持された電圧レベルＶ２をデジタルデータに変換する。測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６で変換されたデジタルデータを取得し、このデジタルデータを位相差演算部２９へ送る。また、測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６からデジタルデータを取得した後に、放電制御部２７へコンデンサ２０の放電を指示する。
【００５１】
放電制御部２７は、測定制御部２８からの指示に応じて、コンデンサ２０に充電された電荷を放電するため、トランジスタ２３を一定時間オンする。トランジスタ２３がオンしている間、定電流回路２２の一定電流により、コンデンサ２０の電荷が放電される。
【００５２】
そして、コンデンサ２０の他端の電圧レベルは、ダイオード２１の順方向電圧Ｖｆでクランプされる。放電制御部２７は、コンデンサ２０の電荷が放電される十分な時間を待って、トランジスタ２３をオフする。
【００５３】
位相差演算部２９は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅（上流側基準信号と下流側基準信号の位相差の時間）と取得したコンデンサ２０の他端の電圧レベルとの関係式を求める。具体的には、パルス幅がＴ１の時に電圧レベルがＶ１であり、パルス幅がＴ２の時に電圧レベルがＶ２であるので、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅をｔ、コンデンサ２０の他端の電圧レベルをｖとすると、パルス幅ｔと電圧レベルｖの関係式は（１）式のようになる。
ｖ＝（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｔ２−Ｔ１）×ｔ      （１）
【００５４】
また、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅ｔとコンデンサ２０の他端の電圧レベルｖとの関係を図に表すと図４のようになる。図４において、パルス幅がＴ１の時は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が０°であるので、チューブに流れる流体の流量が０ということになる。また、パルス幅がＴ２の時は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大となるので、チューブに流れる流体の流量が測定可能な範囲の最大ということになる。この関係式を求めるまでの一連の動作が校正動作となる。
【００５５】
次に、実際の測定時の動作を説明する。測定時には、入力切替部１２と入力切替部１３は、変換部１０の上流側センサ１からの上流側検出信号と下流側センサ２からの下流側検出信号をそれぞれ選択する。図５に示すように、変換部１０の上流側センサ１から出力された上流側検出信号（図５のＡ）は、コンデンサ１４で直流成分が除去され、比較器１６でデジタル信号（図５のＣ）に変換される。同様に、変換部１０の下流側センサ２から出力された下流側検出信号（図５のＢ）は、コンデンサ１５で直流成分が除去され、比較器１７でデジタル信号（図５のＤ）に変換される。
【００５６】
比較器１７の出力信号は、遅延回路１８で遅延時間Ｔ１だけ遅延され（図５のＥ）、排他的論理和回路１９の一方の入力端子に入力される。また、比較器１６の出力信号は、排他的論理和回路１９の他方の入力端子に入力される。
【００５７】
排他的論理和回路１９は、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差の時間に遅延回路１８での遅延時間Ｔ１を加算した時間をパルス幅に持つパルス信号を出力する（図５のＦ）。以下、図２および図３に示す場合（校正時）と同様に、位相差演算部２９は、コンデンサ２０の他端に保持された電圧レベルを取得する。
【００５８】
そして、位相差演算部２９は、取得した電圧レベルと校正時に求めた関係式（（１）式）を用いて、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差の時間を演算し、この位相差の時間からチューブに流れる流体の質量を求める。
【００５９】
このように、基準信号発生部１１が、上流側基準信号と下流側基準信号を発生させ、パルス信号生成部４０が、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成する。電圧変換部５０が、このパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換し、演算制御部６０が、パルス信号のパルス幅の時間と保持された電圧レベルとの関係式を求める。
【００６０】
そして、測定時に、パルス信号生成部４０が、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差に応じたパルス信号を生成し、電圧変換部５０が、このパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換し、演算制御部６０が、この電圧レベルと関係式を用いて、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差の時間を演算してチューブに流れる流体の質量を求めることにより、従来のように、高分解能で２チャンネル同時サンプリング可能なＡ／Ｄ変換器やデジタル信号処理部等の高価な部品を使用しないので、安価な構成とすることができる。
【００６１】
また、電圧変換部５０が、電圧レベルを保持することにより、従来と比較して低速のＡ／Ｄ変換器を使用することができるので、さらに安価な構成とすることができる。
【００６２】
また、パルス信号生成部４０で上流側検出信号と下流側検出信号の位相差に応じたパルス信号を生成し、電圧変換部５０でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換するので、従来のようなデジタル信号処理部でのデジタル信号処理が不要となり、測定時間を短縮することができる。
【００６３】
さらに、従来では、上流側検出信号と下流側検出信号を２チャンネル同時サンプリングしているため、サンプリングに使用するクロック信号のジッタによる影響で測定誤差が出る場合があったが、本発明では、上流側検出信号と下流側検出信号を比較器１６および１７を用いたパルス信号生成部４０でパルス信号化し、コンデンサ２０を用いた電圧変換部５０でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換して保持していることにより、Ａ／Ｄ変換器２６での測定時にクロック信号のジッタによる影響を受けないので、測定誤差を小さくすることができる。
【００６４】
なお、本発明はこれに限定されるものではなく、以下に示すようなものでもよい。
（１）図１に示す実施例において、パルス信号生成部４０で遅延回路１８は比較器１７の出力に配置される構成を示したが、比較器１７の入力に遅延回路１８を配置してもよい。また、コンデンサ１４は比較器１６の入力に配置され、コンデンサ１５は比較器１７の入力に配置される構成を示したが、上流側センサ１の上流側検出信号と下流側センサ２の下流側検出信号、および、基準信号発生部１１からの上流側基準信号と下流側基準信号が、予め直流成分を除去している場合には、コンデンサ１４とコンデンサ１５を削除してもよい。
【００６５】
（２）図１に示す実施例において、電圧変換部５０でコンデンサ２０に充放電を行う充放電部５１は、定電流回路２２、トランジスタ２３、トランジスタ２４および定電流回路２５での構成を示したが、必ずしもこれに限定されるものではなく、排他的論理和回路１９からのパルス信号でコンデンサ２０に電荷を充電し、演算制御部６０からの信号によってコンデンサ２０の電荷を放電する回路であればよい。
【００６６】
同様に、コンデンサ２０の放電時にコンデンサ２０の両端電圧を一定電圧にクランプするためにダイオード２１が配置されているが、必ずしもこれに限定されるものではなく、コンデンサ２０の両端電圧を一定電圧にクランプできる回路であればよい。
【００６７】
例えば、本発明では、正電源＋Ｖからトランジスタ２３を介して定電流回路２２の電流によってコンデンサ２０の電荷を放電しているが、トランジスタ２３のコレクタ端子を抵抗を介してＧＮＤレベルに接続し、トランジスタ２３がオンすることでコンデンサ２０の電荷を放電するようにしてもよい。この場合、ダイオード２１は削除することができる。
【符号の説明】
【００６８】
１  上流側センサ（第１のセンサ）
２  下流側センサ（第２のセンサ）
１１  基準信号発生部
１２  入力切替部（第１の入力切替部）
１３  入力切替部（第２の入力切替部）
１８  遅延回路
１９  排他的論理和回路
２０  コンデンサ
２６  電圧測定部
２７  放電制御部
２８  測定制御部
２９  位相差演算部
３０  校正実行部
４０  パルス信号生成部
４１  信号変換部（第１の信号変換部）
４２  信号変換部（第２の信号変換部）
５０  電圧変換部
５１  充放電部
６０  演算制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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