(57)【要約】【課題】二次側の電流の不均衡を抑制して、電力変換可能なハーフブリッジ型コンバータを提供する。【解決手段】コンデンサＣ１又はＣ２と一次側コイル９１との接続点の電位Ｖｍを示す確認電位Ｖｃと、所定の基準電位Ｖｒとの差分を検出する差分検出部２と、差分に基づいて２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２を相補的にスイッチングさせる制御信号のデューティーを調整してスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２を制御する制御部３とを備える。【選択図】図１
2011205771.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側直流電源の正負両極間において直列接続された２つのスイッチング素子と、一端が前記一次側直流電源の正極及び負極の少なくとも一方に接続された少なくとも１つのコンデンサと、一端が前記２つのスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記コンデンサの他端に接続された一次側コイルとを備えた一次側回路と、二次側コイルと整流回路とを備えた二次側回路とを有するハーフブリッジ型コンバータであって、
前記コンデンサと前記一次側コイルとの接続点の電位を示す確認電位と、所定の基準電位との差分を検出する差分検出部と、
前記差分に基づいて前記２つのスイッチング素子を相補的にスイッチングさせる制御信号のデューティーを調整して前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備えるハーフブリッジ型コンバータ。
【請求項２】
前記基準電位は、前記確認電位の理想的な値に設定され、前記制御部は、前記確認電位が前記基準電位と一致するように前記制御信号のデューティーを調整するフィードバック制御を行う請求項１に記載のハーフブリッジ型コンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、所定の周波数の変調波と変調指令との比較により前記制御信号を生成するものであり、前記差分に基づいて前記変調指令を変更することによって前記制御信号のデューティーを調整する請求項１又は２に記載のハーフブリッジ型コンバータ。
【請求項４】
前記基準電位は、前記一次側直流電源の正負両極間を等分した中間電位である請求項１から３の何れか一項に記載のハーフブリッジ型コンバータ。
【請求項５】
前記基準電位は、前記一次側直流電源の正負両極間を等分した中間電位を分圧した電位であり、前記確認電位は、前記コンデンサと前記一次側コイルとの接続点の電位を前記中間電位と同じ割合で分圧した電位である請求項１から３の何れか一項に記載のハーフブリッジ型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハーフブリッジ型コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
鉄道や自動車などに用いられる交流モータは、１００〜２００Ｖ程度の一般的な商用電圧よりも高い数百Ｖの電圧によって駆動される。この交流モータを駆動するため、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路の入力電圧も同様に一般的な商用電圧よりも高い電圧となる。一方、インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子を制御するための制御信号は、一般的に数Ｖ程度で動作する電子回路によって生成される。電源電圧が大きく異なることから、電子回路で生成された制御信号は、そのままではスイッチング素子を制御できず、しばしばドライバ回路を介してインバータ回路へ伝達される。また、電源電圧が大きく異なることから、制御信号を生成する電子回路とドライバ回路との間は、絶縁されていることが好ましい。例えば、ドライバ回路の電源はトランスを用いて電子回路の電源とは絶縁されたフローティング電源を用い、制御信号はフォトカプラなどのアイソレータを経由してドライバ回路に伝達される。
【０００３】
特開２００８−５４４７５号公報（特許文献１）には、フローティング電源の一例であるハーフブリッジ型コンバータが開示されている。特許文献１の図３に示されるように、このコンバータは、トランス（６）の一次側に直列接続された２つのスイッチング素子（３，４）を備える。また、一次側直流電源（１）の両端に直列接続された２つのコンデンサ（７，８）を備える。トランス（６）の一次側コイル（６−１）の一端は２つのスイッチング素子（３，４）の接続点に接続され、他端は２つのコンデンサ（７，８）の接続点に接続される。そして、スイッチング素子（３，４）は、オンデューティーがそれぞれほぼ５０％で相補的にオン・オフされ、入力電圧に応じた電圧が二次側に出力される。尚、括弧内の符号は、特許文献１の符号である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−５４４７５号公報（第２６−２７頁、図３等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ハーフブリッジ型コンバータは、トランスの使用効率が高く、またスイッチング素子にかかる電圧も一次側の直流電圧の範囲に留まるので耐圧の低い素子が利用できることから、広く利用されている。二次側の出力を安定させるためには、２つのスイッチング素子が均等なデューティーで相補的にオンされることが好ましい。ところが、コンバータを構成する素子の特性の個体差などの静的な要因や、回路や配線のインピーダンスなど動作する際の動的な要因などにより、デューティーのバランスが崩れる場合がある。その結果、二次側の整流回路に流れる電流に不均衡が生じ、所望の出力電圧精度が得られなくなる可能性がある。また、この電流の不均衡に対応するために整流回路を構成するダイオードの電流定格を大きくする必要が生じ、回路規模の増大による実装面積の増大や、コストの上昇の原因となる。また、電流は二次コイルにも流れるため、二次コイルの線径を太くする必要も生じ、トランスの大型化やコスト上昇の原因となる。二次側の出力電圧を一次側へフィードバックすることで、デューティーを調整すれば、出力電圧の精度向上は可能であるが、単純な方法では二次側整流回路の電流不均衡は改善できない。
【０００６】
従って、二次側における電流の不均衡を抑制して、電力変換することができるハーフブリッジ型コンバータの提供が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題に鑑みた本発明に係るハーフブリッジ型コンバータは、一次側直流電源の正負両極間において直列接続された２つのスイッチング素子と、一端が前記一次側直流電源の正極及び負極の少なくとも一方に接続された少なくとも１つのコンデンサと、一端が前記２つのスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記コンデンサの他端に接続された一次側コイルとを備えた一次側回路と、二次側コイルと整流回路とを備えた二次側回路とを有するハーフブリッジ型コンバータであって、その特徴構成は、前記コンデンサと前記一次側コイルとの接続点の電位を示す確認電位と、所定の基準電位との差分を検出する差分検出部と、前記差分に基づいて前記２つのスイッチング素子を相補的にスイッチングさせる制御信号のデューティーを調整して前記スイッチング素子を制御する制御部とを備える点にある。
【０００８】
コンデンサと一次側コイルとの接続点の電位は、２つのスイッチング素子が共に適正なデューティーで相補的にスイッチングされると、所定の電位となる。換言すれば、当該接続点の電位が所定の電位でなければ、２つのスイッチング素子は適正なデューティーで相補的にスイッチングされていないことになる。２つのスイッチング素子が適正なデューティーで相補的にスイッチングされていないと、二次側における電流に不均衡が生じ、出力電圧の変動が大きくなる。本構成によれば、設定された基準電位と、当該接続点における電位を示す確認電位との差分に基づいて２つのスイッチング素子をスイッチングさせる制御信号のデューティーが調整される。従って、２つのスイッチング素子は適正なデューティーで相補的にスイッチングされるようになる。確認電位は、コンデンサと一次側コイルとの接続点の電位を示すものであるから、二次側の出力電圧や出力電流が一次側へフィードバックされたものではなく、一次側と二次側との絶縁は保たれる。このように、本特徴構成によれば、二次側の出力電圧を一次側へフィードバックすることもなく、二次側における電流の不均衡を抑制して、電力変換することができるハーフブリッジ型コンバータを提供することが可能となる。
【０００９】
ここで、前記基準電位が、前記確認電位の理想的な値に設定され、前記制御部が、前記確認電位が前記基準電位と一致するように前記制御信号のデューティーを調整するフィードバック制御を行うものであると好適である。上述したように、２つのスイッチング素子が共に適正なデューティーで相補的にスイッチングされると、コンデンサと一次側コイルとの接続点の電位は所定の電位となる。従って、基準電位をこの所定の電位、つまり、２つのスイッチング素子が共に適正なデューティーで相補的にスイッチングされたときの当該接続点における理想的な電位に対応する確認電位の値とするとよい。基準電位と、当該接続点における電位を示す確認電位との差分が、理想的な値からの誤差となるから、当該誤差を調整するフィードバック制御により、スイッチング素子の制御信号のデューティーが適正化される。
【００１０】
また、本発明に係るハーフブリッジ型コンバータの前記制御部は、所定の周波数の変調波と変調指令との比較により前記制御信号を生成するものであり、前記差分に基づいて前記変調指令を変更することによって前記制御信号のデューティーを調整すると好適である。この構成によれば、例えば変調指令にオフセット成分を与えるような変調指令の変更によって制御信号を調整することが可能となる。このようなオフセット成分は、演算負荷の軽い線形演算により実行することができるから、小規模な構成でスイッチング素子の制御信号のデューティーを適正化することができる。
【００１１】
ここで、前記基準電位が、前記一次側直流電源の正負両極間を等分した中間電位であると好適である。中間電位は、公称抵抗値が同一の抵抗器などを用いて分圧することによって簡単に生成することができる。従って、小規模な構成でスイッチング素子の制御信号のデューティーを適正化することができる。一方、確認電位は、コンデンサと一次側コイルとの接続点の電位とすることができるから、最も分解能が高い状態で基準電位と確認電位とを比較することができる。従って、精度良くスイッチング素子の制御信号のデューティーを適正化することができる。
【００１２】
あるいは、前記基準電位が、前記一次側直流電源の正負両極間を等分した中間電位を分圧した電位であり、前記確認電位が、前記コンデンサと前記一次側コイルとの接続点の電位を前記中間電位と同じ割合で分圧した電位であると好適である。基準電位と確認電位との比較には、汎用的な素子である演算増幅器を用いると好適である。当然ながら演算増幅器は、所定の電源電圧を供給されて動作する。基準電位及び確認電位が演算増幅器の電源電圧よりも高かったり、電源電圧側に偏向した高い電圧であると、演算増幅器の電源電圧を高くするなど、演算増幅器の使用に制限が多くなる可能性がある。本構成のように、基準電位及び確認電位が同じ割合で分圧されたものであると、両電位は相関関係を保ったままで、低い電圧となる。従って、演算増幅器の電源電圧の範囲内で良好に比較回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明のハーフブリッジ型コンバータの一例を模式的に示す図
【図２】相補的に動作するスイッチング素子のデューティーを示す波形図
【図３】出力の不均衡とスイッチング素子のデューティーとの関係を示すグラフ
【図４】デューティー調整の概念を示すフローチャート
【図５】確認電位の他の例を模式的に示す図
【図６】一次側回路の他の構成例を模式的に示す図
【図７】一次側回路の他の構成例を模式的に示す図
【図８】二次側回路の他の構成例を模式的に示す図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面を利用して本発明に係るハーフブリッジ型コンバータ（以下、適宜単に「コンバータ」と称する。）の実施形態を説明する。図１に示すようにコンバータは、一次側コイル９１と二次側コイル９２とを有したトランス９を備えて構成されている。一次側コイル９１に接続される一次側回路と、二次側コイル９２に接続される二次側回路とは、電気的に接続されていない。一次側コイル９１を含む一次側回路と、二次側コイル９２を含む二次側回路とは、絶縁関係が保たれている。当然ながら、二次側回路における出力を一次側回路にフィードバックして、二次側回路の出力を安定させるようなフィードバック系も備えられていない。
【００１５】
一次側回路には、一次側直流電源Ｖｉｎとグラウンド間（正負両極間）において直列接続された２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２が備えられている。本実施形態では、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２としてＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を例示している。しかし、これに限定されることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）、他の構造のＦＥＴなどの他の素子を用いて構成することも可能である。これらスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、制御部３を備える制御用のＩＣ（integrated circuit）１により与えられる制御信号により相補的にスイッチングされる。ＩＣ１には、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート−ソース間に適正な電圧を印可するために、制御信号をドライブするドライバ４も備えられる。制御部３によって生成された制御信号は、ドライバ４を介して、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２がスイッチング可能なゲート−ソース間電圧を有するパルス信号として出力される。
【００１６】
スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、図２に示すように、所定のスイッチング周期Ｔにおいて、スイッチング素子Ｍ１のオン期間が「Duty(M1)=ton1/T」となり、スイッチング素子Ｍ２のオン期間が「Duty(M2)=ton2/T」となるようなデューティーでスイッチングされる。ここで、「ton1=ton2」であり、「Duty(M1)=Duty(M2)」である。また、両スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２が同時にオンすると、Ｖｉｎとグラウンドとが短絡するため、両スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２が共にオフ状態となるデッドタイムｔｄが設定される。このデッドタイムｔｄは、本実施形態においては、両スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の切り替わり時に、スイッチング周期Ｔの３％ずつ設定される。従って、両スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のオン時間（Duty(M1)，Duty(M2)）は、共にスイッチング周期の４７％ずつとなる。
【００１７】
また、一次側回路には、一次側直流電源Ｖｉｎとグラウンド間（正負両極間）において直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ２が備えられている。これらのコンデンサＣ１，Ｃ２は、定格容量が同一のコンデンサであると一次側回路の電圧が早期に安定するので好適であるが、不均一な容量であってもよい。一次側コイル９１の一端は、２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の接続点に接続される。上段側スイッチング素子Ｍ１は、ドレインが一次側直流電源の正極（Ｖｉｎ）に接続され、ソースが下段側スイッチング素子Ｍ２のドレインに接続される。下段側スイッチング素子Ｍ２のソースは、一次側直流電源のグラウンドに接続される。２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の接続点に接続される一次側コイル９１の一端は、上段側スイッチング素子Ｍ１のソース及び下段側スイッチング素子Ｍ２のドレインに接続される。
【００１８】
一次側コイル９１の他端は、直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点に接続される。上段側のコンデンサＣ１は、一端が一次側直流電源の正極（Ｖｉｎ）に接続され、他端が下段側のコンデンサＣ２の一端に接続される。下段側のコンデンサＣ２の他端は、一次側直流電源のグラウンドに接続される。即ち、一次側コイル９１の他端は、一端が一次側直流電源の正極（Ｖｉｎ）に接続された少なくとも１つのコンデンサ（上段側のコンデンサＣ１）の他端に接続される。図１に示す形態においては、一次側コイル９１の他端は、他端が一次側直流電源のグラウンドに接続されたコンデンサ（下段側のコンデンサＣ２）の一端にも接続される。
【００１９】
二次側回路には、二次側コイル９２に誘導された交流の誘導電力を整流する整流回路が備えられている。整流回路は、２つのダイオードＤ１，Ｄ２を備えて構成される。また、整流後の電力は、コンデンサＣ３により平滑され、二次側出力端子間に電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００２０】
上述したように、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、同一のオンデューティーで相補的にスイッチングされる。しかし、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の製造上の個体差などの静的な要因や、実装される基板における回路や配線のインピーダンスなど動作する際の動的な要因などにより、実際に動作する際のオンデューティーが異なり、両スイッチング素子のバランスが崩れる場合がある。図３は、上段側のスイッチング素子Ｍ１のオンデューティーが理想的な４７％からずれた際の二次側出力の不均衡を示したグラフである。ただし、「Duty(M1) + Duty(M2) = 94%」の関係は維持された状態である。 図中、Ｉｄ１，Ｉｄ２は、整流回路のダイオードＤ１，Ｄ２を流れる電流である。図３より明らかなように、実際のオンデューティーが数％異なるだけでも、ダイオードＤ１，Ｄ２を流れる電流が大きく変動する。また、その結果として二次側出力電圧Ｖｏｕｔも変動する。
【００２１】
ここで、図３のグラフに着目すれば、スイッチング素子の実際のオンデューティーの変動に伴って、一次側回路において直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点の電位である中点電位Ｖｍも変化していることがわかる。さらに、図３に示すように、中点電位Ｖｍの変化は、スイッチング素子の実際のオンデューティーの変化に対して線形性を有している。
【００２２】
制御用のＩＣ１は、このようなスイッチング素子の実際のオンデューティーと中点電位Ｖｍとの関係に鑑みて、オンデューティーを調整すべく構成されている。即ち、図１に示すように、ＩＣ１には、コンデンサＣ１（コンデンサＣ１とＣ２との接続点）と一次側コイル９１との接続点の電位を示す確認電位Ｖｃと、所定の基準電位Ｖｒとの差分を検出する差分検出部２が備えられる。そして、制御部３は、差分検出部２が検出した差分に基づいて、２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２を相補的にスイッチングさせる制御信号のデューティーを調整してスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２を制御する。具体的には、基準電位Ｖｒは、確認電位Ｖｃの理想的な値に設定され、制御部３は、確認電位Ｖｃが基準電位Ｖｒと一致するように制御信号のデューティーを調整するフィードバック制御を行う。このフィードバック制御は、一次側回路の中だけにおけるフィードバック系であるので、当然ながら一次側回路と二次側回路との絶縁性が確保されている。
【００２３】
図１に示す回路例では、基準電位Ｖｒは、一次側直流電源の正負両極間を公称抵抗値が同じ抵抗Ｒ１及びＲ２により分圧した（等分した）中間電位であり、その値は「Ｖｉｎ／２」である。また、抵抗Ｒ３は、好適には演算増幅器を利用して構成される差分検出部２の入力に対する電流制限抵抗であるが、一般的に演算増幅器は非常に高い入力インピーダンスを有するので、抵抗Ｒ３にはほとんど電流は流れない。従って、確認電位Ｖｃは、コンデンサＣ１とＣ２との接続点における電位である中点電位Ｖｍにほぼ等しい。図３を参照すれば、スイッチング素子のデューティーが理想値の４７％であるとき、中点電位Ｖｍは、「Ｖｉｎ／２」である。従って、基準電位Ｖｒは、一次側直流電源の正負両極間を等分した中間電位（＝Ｖｉｎ／２）とされると好適である。
【００２４】
ここで、図４のフローチャートを利用して、デューティー調整の概念を説明する。ここでは、特に明記しない限り、差分検出部２及び制御部３を区別することなく説明する。初めに、確認電位Ｖｃと基準電位Ｖｒとが等しいか否かが判定される（＃１）。これは、所定の誤差を許容して等しいか否かの判定でもよい。また、確認電位Ｖｃと基準電位Ｖｒとの差分が「零か否か」、あるいは「所定のしきい値以下か否か」の判定であってもよい。確認電位Ｖｃと基準電位Ｖｒとが等しいとき、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の実際のデューティーは良好にバランスしており、出力電圧Ｖｏｕｔも安定していると考えられるので、そのまま処理を終了する。
【００２５】
一方、確認電位Ｖｃと基準電位Ｖｒとが等しくない場合には、次に、確認電位Ｖｃと基準電位Ｖｒとの何れが大きいかが判定される（＃２）。基準電位Ｖｒの方が大きい場合には、上段側のスイッチング素子Ｍ１のデューティーDuty(M1)を大きくし、他方のスイッチング素子Ｍ２のデューティーDuty(M2)を小さくするような調整が実施される（＃３）。一方、確認電位Ｖｃの方が大きい場合には、下段側のスイッチング素子Ｍ２のデューティーDuty(M2)を大きくし、他方のスイッチング素子Ｍ１のデューティーDuty(M1)を小さくするような調整が実施される（＃４）。
【００２６】
スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のデューティーの調整は、制御部３において実行される。本実施形態において、制御部３は、所定の周波数の変調波と変調指令との比較により制御信号を生成する。例えば、三角波の変調波に対して、しきい値に相当する変調指令を与えることによって、図２に示した波形とほぼ等価な制御信号を生成する。従って、しきい値に相当する変調指令にオフセット成分を与えて、これを変調波である三角波の振幅方向に上下させることによって、制御信号のデューティーを変更することができる。
【００２７】
図４のフローチャートにおける「Duty_inst(M1)」及び「Duty_inst(M2)」は、それぞれスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の制御信号を生成するための指令値（三角波に対するしきい値）を示している。また、「(|Vr-Vc|)」は、基準電位Ｖｒと確認電位Ｖｃとの差分の絶対値であり、「k」は係数である。図４の＃３及び＃４には、最も単純な例として、差分の絶対値「(|Vr-Vc|)」に所定の係数「k」を乗じて、その結果を元の変調指令に加算又減算して変調指令を調整する形態を示した。具体的な調整には種々の方法が採り得るが、このように演算負荷の軽い線形演算によりデューティーが調整可能である。
【００２８】
尚、図４のフローチャートは概念を示すものである。図４の概念を具現化する回路やプログラムは種々のものが想定され、当業者であれば本発明の要旨を逸脱しない範囲で適宜実施可能であろうが、そのような形態もまた本発明の技術的範囲に属する。例えば、差分検出部２が単純に差分の絶対値「(|Vr-Vc|)」を検出するものであれば、確認電位Ｖｃと基準電位Ｖｒとの大小比較（＃１）は制御部３が担うことになる。一方、差分検出部２が差分を符号と共に検出するものであれば、差分検出部２が当該大小比較（＃１）を担うことになる。尚、基準電位Ｖｒと確認電位Ｖｃとの差分を絶対値とせず、正負の符号まで考慮すれば、制御部３は、単純に検出された差分を用いて変調指令を再計算するだけで調整を達成することが可能である。つまり、変調指令の演算は、図４の＃４を変形した下記式に集約される。
【００２９】
Duty_inst(M1) = Duty_inst(M1) + k(Vr-Vc)  ・・・(1)
Duty_inst(M2) = Duty_inst(M2) - k(Vr-Vc)  ・・・(2)
【００３０】
上述したように、基準電位Ｖｒの方が大きい場合には、上段側のスイッチング素子Ｍ１のデューティーDuty(M1)を大きくし、他方のスイッチング素子Ｍ２のデューティーDuty(M2)を小さくするような調整が必要である。基準電位Ｖｒの方が大きいので、「(Vr-Vc)」は正の値となる。(1)式に基づけば、上段側のスイッチング素子Ｍ１の変調指令「Duty_inst(M1)」は大きい方にシフトされる。一方、(2)式に基づけば、下段側のスイッチング素子Ｍ２の変調指令「Duty_inst(M2)」は小さい方にシフトされる。
【００３１】
一方、確認電位Ｖｃの方が大きい場合には、下段側のスイッチング素子Ｍ２のデューティーDuty(M2)を大きくし、他方のスイッチング素子Ｍ１のデューティーDuty(M1)を小さくするような調整が必要である。基準電位Ｖｒの方が小さいので、「(Vr-Vc)」は負の値となるから、(1)式の右辺第２項は符号が反転して差分の絶対値を減算するものとなる。従って、上段側のスイッチング素子Ｍ１の変調指令「Duty_inst(M1)」は小さい方にシフトされる。(2)式の右辺第２項は符号が反転して差分の絶対値を加算するものとなる。従って、下段側のスイッチング素子Ｍ２の変調指令「Duty_inst(M2)」は大きい方にシフトされる。尚、基準電位Ｖｒと確認電位Ｖｃとが等しい時には、「(Vr-Vc)=0」となる。従って、(1)式及び(2)式の右辺第２項は共にゼロとなり、変調指令は変更されない。
【００３２】
以上説明したように、本発明によれば、二次側における電流の不均衡を抑制して、電力変換することができるハーフブリッジ型コンバータを簡単な構成（回路やプログラム）で実現することができる。
【００３３】
〔他の実施形態〕
（１）確認電位Ｖｃは、図１に例示したような中点電位Ｖｍには限定されない。例えば、図５に示すように、中点電位Ｖｍを抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧した値を確認電位Ｖｃとしてもよい。この際、基準電位Ｖｒは、抵抗Ｒ３とＲ４とによる分圧比と同じ割合で一次側直流電源の正負両極間を等分した中間電位（＝Ｖｉｎ／２）を分圧した電位とすると好適である。例えば、中点電位Ｖｍの理想的な値がＶｉｎ／２であり、等価な抵抗Ｒ３とＲ４とで均等に分圧すると、確認電位Ｖｃの理想的な値は「Ｖｉｎ／４」となる。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値の比率を「Ｒ１：Ｒ２＝３：１」とすれば基準電位Ｖｒを「Ｖｉｎ／４」に設定することができる。
【００３４】
基準電位Ｖｒと確認電位Ｖｃとの比較には、ＩＣ１に内蔵される際においても、汎用的な素子である演算増幅器の構成（原理）を用いると好適である。当然ながら演算増幅器は、所定の電源電圧を供給されて動作する。基準電位Ｖｒ及び確認電位Ｖｃが演算増幅器の電源電圧よりも高かったり、電源電圧側に偏向した高い電圧であると、演算増幅器の電源電圧を高くするなどの対応が必要となる可能性がある。本構成のように、基準電位Ｖｒ及び確認電位Ｖｃが同じ割合で分圧されたものであると、両電位は相関関係を保ったままで、低い電圧となる。従って、演算増幅器の電源電圧の範囲内で良好に比較回路を構成することができる。
【００３５】
（２）図１においては、一次側直流電源の正極Ｖｉｎとグラウンド間（正負両極間）において直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ２が備えられる例を示した。しかし、図１におけるコンデンサＣ１又はＣ２に相当する１つのコンデンサだけが備えられる構成であってもよい。例えば、一次側回路には、図６に示すように、一端が一次側直流電源の正極Ｖｉｎに接続され、他端が一次側コイルの何れか一方の端部（スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の接続点と接続されない側の端部）に接続される少なくとも１つのコンデンサＣ１が備えられていればよい。一端が一次側直流電源の正極Ｖｉｎに接続されたコンデンサＣ１の他端は、一次側コイル９１を経由して２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の接続点に接続される。そして、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、理想的には同じオンデューティーで相補的にスイッチングされるので、コンデンサＣ１の両端電圧は理想的には、Ｖｉｎ／２となる。コンデンサＣ１の一端は、一次側直流電源の正極Ｖｉｎに接続されているので、コンデンサＣ１の他端（コンデンサＣ１と一次側コイル９１との接続点）の電位は、Ｖｉｎ／２となる。コンデンサＣ１と一次側コイル９１との接続点の電位は、確認電位に相当するので、図１〜図４に基づいて説明した実施形態と同様にデューティーが調整される。
【００３６】
又は、一次側回路には、図７に示すように、一端が一次側直流電源の負極（グラウンド）に接続され、他端が一次側コイルの何れか一方の端部（スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の接続点と接続されない側の端部）に接続される少なくとも１つのコンデンサＣ２が備えられていればよい。一端が一次側直流電源の負極（グラウンド）に接続されたコンデンサＣ２の他端は、一次側コイル９１を経由して２つのスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２の接続点に接続される。そして、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、理想的には同じオンデューティーで相補的にスイッチングされるので、コンデンサＣ２の両端電圧は理想的には、Ｖｉｎ／２となる。コンデンサＣ２の一端は、一次側直流電源の負極（グラウンド）に接続されているので、コンデンサＣ２の他端（コンデンサＣ１と一次側コイル９１との接続点）の電位は、Ｖｉｎ／２となる。コンデンサＣ２と一次側コイル９１との接続点の電位は、確認電位に相当するので、図１〜図４に基づいて説明した実施形態と同様にデューティーが調整される。
【００３７】
（３）二次側回路には、図８に示すように出力平滑用のインダクタＬ１が備えられてもよい。インダクタＬ１を備えることによって、オンデューティーのアンバランスが出力に与える影響が軽減される。さらに本発明のデューティー調整が施されることによって、二次側整流回路の電流不均衡のさらなる改善と出力Ｖｏｕｔの精度向上が可能となる。
【００３８】
（４）上記実施形態においては、差分検出部２と、制御部３と、ドライバ４とが１つのＩＣ１に集積される形態を例として説明した。しかし、このような構成に限定されることなく、演算増幅器、マイクロコンピュータ、論理ＩＣ、トランジスタなどの複数の素子を用いて構成されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明は、ハーフブリッジ型コンバータに適用することができる。特に、直流−交流間で電力を変換するインバータを構成する各スイッチング素子の個別のドライバ回路に対して、インバータの直流電源とは独立したフローティング電源を構成する際の小規模なスイッチング回路として好適である。
【符号の説明】
【００４０】
２：差分検出部
３：制御部
９１：一次側コイル
９２：二次側コイル
Ｃ１：コンデンサ（一端が一次側直流電源の正極に接続されたコンデンサ）
Ｃ２：コンデンサ（一端が一次側直流電源の負極に接続されたコンデンサ）
Ｄ１，Ｄ２：ダイオード（整流回路）
Ｍ１，Ｍ２：スイッチング素子
Ｖｉｎ：一次側直流電源の正極
Ｖｃ：確認電位
Ｖｒ：基準電位
Ｖｍ：中点電位
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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