(57)【要約】【課題】低出力電圧指令時においてもスイッチング損失を抑制して３レベルインバータをスイッチング制御し、回転電機を制御する制御技術を提供する。【解決手段】回転電機制御装置は、出力電圧が正極電圧Ｐとなる状態と中間点電圧Ｍとなる状態とを切り換える第１スイッチングパルスＳＰ１と、出力電圧が負極電圧Ｎとなる状態と中間点電圧Ｍとなる状態とを切り換える第２スイッチングパルスＳＰ２とを所定のキャリア周期Ｔごとに生成し、少なくとも第１スイッチングパルスＳＰ１及び第２スイッチングパルスＳＰ２を交互に出力させる指令を含む選択指令に基づいて、何れか一方のスイッチングパルスを選択し、選択されたスイッチングパルスを組み合わせて構成される変調パターンＭＰ１を用いて３レベルインバータをスイッチング制御して３相交流回転電機を駆動制御する。【選択図】図５
2011160529.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の正極電圧と負極電圧と正負両極間電圧が分圧された中間点電圧との３レベルの電圧を交流出力電圧として出力可能な３レベルインバータをスイッチング制御して３相交流回転電機を駆動制御する回転電機制御装置であって、
３相それぞれに対して、前記出力電圧が前記中間点電圧となる状態と前記出力電圧が前記正極電圧となる状態とを切り換える第１スイッチングパルスを所定のキャリア周期ごとに生成する第１スイッチングパルス生成部と、
３相それぞれに対して、前記出力電圧が前記中間点電圧となる状態と前記出力電圧が前記負極電圧となる状態とを切り換える第２スイッチングパルスを前記所定のキャリア周期ごとに生成する第２スイッチングパルス生成部と、
前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスのうち、前記所定のキャリア周期ごとに出力するスイッチングパルスを選択する選択指令として、少なくとも前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスを交互に出力させる指令を生成する選択指令生成部と、
前記選択指令に基づいて、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスの何れか一方を選択するスイッチングパルス選択部と、を備え、
前記スイッチングパルス選択部により選択されるスイッチングパルスを組み合わせて構成される変調パターンを用いて前記３レベルインバータをスイッチング制御して前記３相交流回転電機を駆動制御する回転電機制御装置。
【請求項２】
前記スイッチングパルス選択部は、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスが共に前記中間点電圧となる状態であるときに、３相各相に対するスイッチングパルスを同じタイミングで切り換える請求項１に記載の回転電機制御装置。
【請求項３】
前記中間点電圧が、前記正負両極間電圧が均等に分圧された電圧であるか否かを前記所定のキャリア周期ごとに判定する分圧状態判定部を備え、
前記選択指令生成部は、前記正負両極間電圧が均等に分圧されていないと判定された場合には、前記選択指令として、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスのうち、何れか一方を優先的に選択する指令を生成する請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
【請求項４】
前記選択指令生成部は、
前記回転電機が力行動作しており、前記中間点電圧及び前記正極電圧の電位差である上段側電圧が、前記中間点電圧及び前記負極電圧の電位差である下段側電圧を所定の許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第１スイッチングパルスを選択し、
前記回転電機が力行動作しており、前記下段側電圧が前記上段側電圧を前記許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第２スイッチングパルスを選択し、
前記回転電機が回生動作しており、前記上段側電圧が前記下段側電圧を前記許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第２スイッチングパルスを選択し、
前記回転電機が回生動作しており、前記下段側電圧が前記上段側電圧を前記許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第１スイッチングパルスを選択する指令を生成する請求項３に記載の回転電機制御装置。
【請求項５】
前記正負両極間電圧は、正極と中間点及び負極と当該中間点との間にそれぞれ備えられた定格容量が等価なコンデンサにより分圧されるものであり、
前記許容しきい値は、前記３レベルインバータの出力電力の大きさに比例し、前記コンデンサの定格容量に反比例する値として設定される請求項４に記載の回転電機制御装置。
【請求項６】
前記許容しきい値は、さらに、前記正極と前記中間点との間に備えられた正極側コンデンサと、前記負極と前記中間点との間に備えられた負極側コンデンサとの実際の容量の差に、前記正負両極間電圧を乗じた値に比例するオフセット値を加えて設定される請求項５に記載の回転電機制御装置。
【請求項７】
前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスは、それぞれ前記所定のキャリア周期を有する第１三角波及び第２三角波を用いて生成されるものであり、
前記第１三角波及び前記第２三角波は、互いにピークとボトムとのタイミングが相補的に一致して振幅方向に互いに反転したものであり、
前記スイッチングパルス選択部は、前記第１三角波及び前記第２三角波のピーク及びボトムの何れか一方において出力するスイッチングパルスを切り換える請求項１〜６の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
【請求項８】
前記３レベルインバータの目標となる３相交流の線間電圧の実効値の前記正負両極間電圧に対する割合を示す変調率が、所定の変調率しきい値よりも小さいか否かを判定する変調率判定部を備え、
前記変調率判定部により前記変調率が前記変調率しきい値よりも小さいと判定された際には、前記スイッチングパルス選択部により選択されるスイッチングパルスを組み合わせて構成される前記変調パターンである第１変調パターンにより前記３レベルインバータをスイッチング制御し、
前記変調率判定部により前記変調率が前記変調率しきい値以上であると判定された際には、前記第１変調パターンとは異なる第２変調パターンにより前記３レベルインバータをスイッチング制御して前記３相交流回転電機を駆動制御する請求項１〜８の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３レベルインバータをスイッチング制御して３相交流回転電機を駆動制御する回転電機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、駆動源として、回転電機を用いた電気自動車や、回転電機と内燃機関とを併用したハイブリッド自動車が実用化されている。回転電機は、これらの自動車に搭載されたバッテリから供給される直流電力をインバータにより交流電力に変換して駆動される。インバータによる交流変換の一般的なものは、スイッチング素子のスイッチングによる出力電圧が２つの電圧レベルを有する２レベルインバータである。これに対して、変換された交流電力の歪みを抑制するために出力電圧が複数の電圧レベルを有するマルチレベルインバータという方式もある。多くの場合、マルチレベルインバータとして、出力電圧が３つの電圧レベルを有する３レベルインバータが利用される。３レベルインバータは、２レベルインバータに比べて出力電流波形における歪みが少なくなるので、高調波も抑制され、モータ損失も抑制される。
【０００３】
特開平５−１４６１６２号公報（特許文献１）には、そのような３レベルインバータが開示されている。この３レベルインバータは、低出力電圧指令（低変調率）時には、電圧指令をオフセットされて得られる２つの電圧指令とキャリアとの比較により、ダイポーラ変調と等価な変調を行う。高出力電圧指令（高変調率）時には、電圧指令の半周期の一方側で中間点と正極とのスイッチング、半周期の他方で中間点と負極とのスイッチングを行う変調方式であるユニポーラ変調を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１４６１６２号公報（第１４〜２２段落等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の３レベルインバータは、低出力電圧指令（低変調率）時にダイポーラ変調と等価な変調が実施される。従って、キャリアの一周期内において中間点から正極側へのパルスと中間点から負極側へのパルスとが発生し、計４回のスイッチングが生じる。このため、低出力電圧指令であるにも拘わらず、インバータのスイッチング回数が多くなる。つまり、３レベルインバータによって出力電流の歪みを抑制し、モータ損失を低減させているが、インバータにおけるスイッチング損失により損失低減の効果が限定的となる。
【０００６】
従って、低出力電圧指令時においてもスイッチング損失を抑制して３レベルインバータをスイッチング制御して、回転電機を駆動制御する制御技術の提供が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題に鑑みて創案された本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
直流の正極電圧と負極電圧と正負両極間電圧が分圧された中間点電圧との３レベルの電圧を交流出力電圧として出力可能な３レベルインバータをスイッチング制御して３相交流回転電機を駆動制御する回転電機制御装置であって、
３相それぞれに対して、前記出力電圧が前記中間点電圧となる状態と前記出力電圧が前記正極電圧となる状態とを切り換える第１スイッチングパルスを所定のキャリア周期ごとに生成する第１スイッチングパルス生成部と、
３相それぞれに対して、前記出力電圧が前記中間点電圧となる状態と前記出力電圧が前記負極電圧となる状態とを切り換える第２スイッチングパルスを前記所定のキャリア周期ごとに生成する第２スイッチングパルス生成部と、
前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスのうち、前記所定のキャリア周期ごとに出力するスイッチングパルスを選択する選択指令として、少なくとも前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスを交互に出力させる指令を生成する選択指令生成部と、
前記選択指令に基づいて、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスの何れか一方を選択するスイッチングパルス選択部と、を備え、
前記スイッチングパルス選択部により選択されるスイッチングパルスを組み合わせて構成される変調パターンを用いて前記３レベルインバータをスイッチング制御して前記３相交流回転電機を駆動制御する点にある。
【０００８】
第１スイッチングパルスは中間点電圧と正極電圧との間で変化し、第２スイッチングパルスは中間点電圧と負極電圧との間で変化する。両スイッチングパルスは、正極電圧と負極電圧との間で変化する通常のバイポーラ変調のスイッチングに比べて、半分の電圧変化である。通常のバイポーラ変調をフルバイポーラ変調とすれば、ハーフバイポーラ変調といえるものであるから、３レベルインバータのスイッチング素子のスイッチング損失が低減される。また、交流出力電圧の電圧変化も正負両極間電圧の半分であるから、交流出力に生じるリップルも抑制され、リップル電流に伴う高次高調波の発生も抑制される。また、第１スイッチングパルスと第２スイッチングパルスとは、キャリア周期ごとに何れか一方が選択されて出力される。従って、ダイポーラ変調のように１つのキャリア周期内で４回のスイッチングが生じることはなく、２回のスイッチングで足りる。スイッチング回数が抑制されることにより、スイッチング素子のスイッチング損失も低減される。また、スイッチングに伴う高次高調波のノイズの発生も低減される。従って、出力電流の歪みを抑制してモータ損失を低減可能な３レベルインバータが低出力電圧指令に基づいてスイッチングされる際においても、無駄なスイッチング損失を抑制することが可能となる。
【０００９】
また、本発明に係る回転電機制御装置の前記スイッチングパルス選択部は、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスが共に前記中間点電圧となる状態であるときに、３相各相に対するスイッチングパルスを同じタイミングで切り換えると好適である。第１スイッチングパルスと第２スイッチングパルスとの切り換え時に、両スイッチングパルスの状態が中間点電圧であるから、円滑な切り換えが可能である。
【００１０】
また、本発明に係る回転電機制御装置は、さらに、前記中間点電圧が、前記正負両極間電圧が均等に分圧された電圧であるか否かを前記所定のキャリア周期ごとに判定する分圧状態判定部を備え、前記選択指令生成部は、前記正負両極間電圧が均等に分圧されていないと判定された場合には、前記選択指令として、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスのうち、何れか一方を優先的に選択する指令を生成すると好適である。理想的には、中間点において正負両極間電圧が均等に分圧されることが望ましい。しかし、分圧にはコンデンサや抵抗器などの受動部品が用いられ、受動部品の定格値は許容誤差や環境変化、経年変化により誤差を有するので、均等に分圧されない可能性がある。正負両極間電圧が均等に分圧されていなければ３レベルインバータから出力される交流に歪みが生じるため、分圧比が１に近づくように中間点電圧が補正されることが好ましい。上記構成によれば、第１スイッチングパルス及び第２スイッチングパルスのうち何れか一方を優先的に出力させることによって、中間点電圧が補正される。つまり、３レベルインバータのスイッチング制御によって中間点電圧が補正されるので、追加回路を設けるなどの追加費用も発生せず、好適である。
【００１１】
この際、具体的には、本発明に係る回転電機制御装置の前記選択指令生成部は、以下のように前記選択指令を生成すると好適である。前記回転電機が力行動作しており、前記中間点電圧及び前記正極電圧の電位差である上段側電圧が前記中間点電圧及び前記負極電圧の電位差である下段側電圧を所定の許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第１スイッチングパルスを選択する指令を生成し、前記回転電機が力行動作しており、前記下段側電圧が前記上段側電圧を前記許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第２スイッチングパルスを選択する指令を生成し、前記回転電機が回生動作しており、前記上段側電圧が前記下段側電圧を前記許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第２スイッチングパルスを選択する指令を生成し、前記回転電機が回生動作しており、前記下段側電圧が前記上段側電圧を前記許容しきい値を超えて上回る場合には、前記第１スイッチングパルスを選択する指令を生成する。即ち、回転電機が力行動作している場合には、正極及び負極のうち、電圧が高い側を含むスイッチングパルスが優先的に出力されるので、電圧が高い側の電力を消費させ、電圧を低下させてバランスを回復させることが可能となる。また、回転電機が回生動作している場合には、正極及び負極のうち、電圧が低い側を含むスイッチングパルスが優先的に出力されるので、電圧が低い側の電力を回復させ、電圧を上昇させてバランスを回復させることが可能となる。
【００１２】
本発明に係る回転電機制御装置において、前記正負両極間電圧は、正極と中間点及び負極と当該中間点との間にそれぞれ備えられた定格容量が等価なコンデンサにより分圧されるものであり、前記許容しきい値は、前記３レベルインバータの出力電力の大きさに比例し、前記コンデンサの定格容量に反比例する値として設定されると好適である。分圧に用いられるコンデンサは、力行動作または回生動作による生じる電力が大きいほど電圧が大きく変動する。このため、直流電源の電圧である正負両極間電圧も変動し易く、分圧される電圧の変動も大きくなる傾向がある。このため、許容しきい値が交流出力電圧に比例する値であると、変動の生じやすさに応じたしきい値となり、分圧のバランスが崩れた際に適切に回復させることができる。一方、分圧にコンデンサが用いられる場合には、当該コンデンサの定格容量が大きいほど、コンデンサによる緩衝力が作用して直流電圧の変動は抑制される。従って、許容しきい値が、コンデンサの定格容量に反比例する値として設定されることで適切に調整が実施される。尚、このように分圧のバランスが調整されることにより、両コンデンサの電圧配分が均等化されるので、部品選定の際に、コンデンサの耐電圧マージンを余分に考慮する必要性が低下し、より安価な部品を選定することも可能となる。
【００１３】
ここで、前記許容しきい値が、さらに、前記正極と前記中間点との間に備えられた正極側コンデンサと、前記負極と前記中間点との間に備えられた負極側コンデンサとの実際の容量の差に、前記正負両極間電圧を乗じた値に比例するオフセット値を加えて設定されると好適である。工業的に利用されるコンデンサには、定格容量に対する許容誤差が認められており、各コンデンサは、許容誤差の範囲内で個体ごとに異なる誤差を有している。当該オフセット値は、そのような個体誤差による分圧誤差を補正する役割を果たすものである。これにより、両コンデンサに流入及び両コンデンサから流出する電流が均等となる。特に、コンデンサが電界コンデンサである場合には、コンデンサの寿命が均等化されることになり、一方のコンデンサの寿命に影響されることなく製品としての寿命が延び、信頼性が向上する。
【００１４】
本発明に係る回転電機制御装置において、前記第１スイッチングパルス及び前記第２スイッチングパルスは、それぞれ前記所定のキャリア周期を有する第１三角波及び第２三角波を用いて生成されるものであり、前記第１三角波及び前記第２三角波は、互いにピークとボトムとのタイミングが相補的に一致して振幅方向に互いに反転したものであり、前記スイッチングパルス選択部は、前記第１三角波及び前記第２三角波のピーク及びボトムの何れか一方において出力するスイッチングパルスを切り換えると好適である。一般的に知られる三角波比較法による変調（例えばバイポーラ変調）では、三角波のピークやボトムにおいて、パルスの電圧レベルが基準となる極側の電圧（負極側又は正極側）となる。本発明に係るハーフバイポーラ変調では、スイッチングパルスの基準となる電圧レベルを中間点電圧とすることが可能である。第１三角波及び第２三角波のピーク及びボトムの何れか一方において、第１スイッチングパルスと第２スイッチングパルスとを切り換えると、両スイッチングパルスの電圧レベルが共に中間点電圧であるときに切り換えられるので、円滑な切り換えが実現できる。中間点電圧は、第１スイッチングパルスでは低電圧側であり、第２スイッチングパルスでは高電圧側であるから、第１三角波と第２三角波とが論理反転していると、同一の比較論理により三角波比較法を適用することが可能となる。また、第１三角波と第２三角波とは、互いにピークとボトムとのタイミングが相補的に一致して振幅方向に互いに反転したものであるから、確実に中間点電圧でスイッチングパルスを切り換えることが可能である。
【００１５】
また、本発明に係る回転電機制御装置は、さらに前記３レベルインバータの目標となる３相交流の線間電圧の実効値の前記正負両極間電圧に対する割合を示す変調率が、所定の変調率しきい値よりも小さいか否かを判定する変調率判定部を備え、前記変調率判定部により前記変調率が前記変調率しきい値よりも小さいと判定された際には、前記スイッチングパルス選択部により選択されるスイッチングパルスを組み合わせて構成される前記変調パターンである第１変調パターンにより前記３レベルインバータをスイッチング制御し、前記変調率判定部により前記変調率が前記変調率しきい値以上であると判定された際には、前記第１変調パターンとは異なる第２変調パターンにより前記３レベルインバータをスイッチング制御して前記３相交流回転電機を駆動制御すると好適である。これによれば、変調率に応じて、第１変調パターン及び第２変調パターンのうちの最適な変調パターンを用いて３相回転電機を制御することができる。
【００１６】
ここで、前記変調率しきい値は、前記変調率の理論的な最大値の１／２以下の値に設定されると好適である。変調率しきい値が、変調率の理論的な最大値の１／２以下の値に設定されると、変調パターンを生成するための指令値となる電圧指令の波高値も、採り得る最大値の１／２となる。従って、正極側におけるハーフバイポーラ変調のための電圧指令と負極側におけるハーフバイポーラ変調のための電圧指令とを重複させることなく設定することができ、良好に第１スイッチングパルス及び第２スイッチングパルスを生成させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】車両のシステム構成例を模式的に示すブロック図
【図２】３レベルインバータの構成例を模式的に示す回路図
【図３】回転電機制御装置の構成例を模式的に示すブロック図
【図４】第１及び第２スイッチングパルスの生成例を示す説明図
【図５】トグル出力時の変調パターンの出力例を示す波形図
【図６】上段優先出力時の変調パターンの出力例を示す波形図
【図７】下段優先出力時の変調パターンの出力例を示す波形図
【図８】スイッチングパルス選択手順の一例を示すフローチャート
【図９】第２変調方式の例を示す説明図
【図１０】３レベルインバータの他の構成例を模式的に示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る回転電機制御装置の実施形態を、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両の駆動源となる回転電機を制御するシステムを例として、図面に基づいて説明する。この回転電機は、永久磁石埋込型の同期機であり、状況に応じて電動機又は発電機として機能する。以下、回転電機を適宜、モータと称して説明するが、これは、電動機及び発電機として機能する回転電機を指す。また、本発明に係る回転電機制御装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータとして、出力電圧が複数のレベルを有するマルチレベルインバータをスイッチング制御する。ここでは、マルチレベルインバータとして、出力電圧が３つのレベルを有する３レベルインバータを例として説明する。尚、以下においては、適宜、３レベルインバータを単にインバータと称して説明する。
【００１９】
図１に示すように、モータ（回転電機）９０は、インバータ（３レベルインバータ）６０を介してバッテリ３０に電気的に接続され、電動機として機能する際には、インバータ６０を介して電力の供給を受けて駆動力を発生する（力行動作）。一方、モータ９０が発電機として機能する際には、発電された交流電力がインバータ６０によって直流に変換され、バッテリ３０へ回生される（回生動作）。インバータ６０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。図２に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴが用いられる。
【００２０】
インバータ６０は、図２に示すように、入力プラス側電圧（正極電圧）Ｐと入力マイナス側電圧（負極電圧）Ｎとの他、正負両極間が分圧された中間点の中間点電圧Ｍも出力可能な３レベルインバータである。図１及び図２に示すように、バッテリ３０の出力電圧、つまりインバータ６０の直流の正負両極間電圧Ｖｄｃは、定格容量が等価な第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２により分圧される。第１コンデンサ（正極側コンデンサ）Ｃ１は、正極Ｐと中間点Ｍとの間に備えられ、第２コンデンサ（負極側コンデンサ）Ｃ２は、負極Ｎと中間点Ｍとの間に備えられる。第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２は、定格容量が同じであるから、理想的には正負両極間電圧Ｖｄｃは、均等に分圧される。つまり、第１コンデンサＣ１の両端電圧（上段側電圧ＶｄｃＨ）及び第２コンデンサＣ２の両端電圧（下段側電圧ＶｄｃＬ）は、理想的には共にＶｄｃ／２である。
【００２１】
直流を３相交流に変換するインバータ６０は、３相それぞれに対応する３レッグのブリッジ回路により構成される。１つのレッグは、正極と負極との間に直列に接続された４つのＩＧＢＴと、正極の側の２つのＩＧＢＴの接続点と負極の側の２つのＩＧＢＴの接続点との間に、共に負極から正極の方向を順方向として直列に接続された２つのダイオードを有して構成される。当該２つのダイオードの接続点は中間点Ｍに接続される。４つのＩＧＢＴの直列回路は、正極側において直列に接続された正極側アームと、負極側において直列に接続された負極側アームとから構成される。４つのＩＧＢＴの直列回路における正極側アームと負極側アームとの接続点はモータ９０の各コイルに接続される。また、各ＩＧＢＴには、それぞれフライホイールダイオード（回生ダイオード）が備えられる。フライホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形でＩＧＢＴに対して並列に接続される。このようなレッグが、３回線並列接続され、モータのｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するステータコイルＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗのそれぞれに一組のレッグが対応したブリッジ回路が構成される。
【００２２】
具体的には、図２に示すように、ｕ相のレッグは、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４と、各ＩＧＢＴに接続されたフライホイールダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４と、中間点電圧ＭをバイアスするダイオードＤ１５，Ｄ１６とを有して構成される。ｖ相のレッグは、ＩＧＢＴＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４と、各ＩＧＢＴに接続されたフライホイールダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４と、中間点電圧ＭをバイアスするダイオードＤ２５，Ｄ２６とを有して構成される。ｗ相のレッグは、ＩＧＢＴＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４と、各ＩＧＢＴに接続されたフライホイールダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ３４と、中間点電圧ＭをバイアスするダイオードＤ３５，Ｄ３６とを有して構成される。各ＩＧＢＴのゲートは、ドライバ回路５０を介してＥＣＵ（electronic control unit）２０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。本実施形態では、他のＥＣＵと区別するために、ＥＣＵ２０をＴＣＵ（trans-axle control unit）２０と称する。
【００２３】
ＴＣＵ２０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、ＴＣＵ２０は、マイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）４０と、インターフェース回路２１と、その他の周辺回路等とを有して構成される。インターフェース回路２１は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。ＣＰＵ４０は、ハードウェアとソフトウェアとの協働により、本発明の回転電機制御装置１０を実現する。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのゲートに入力されるパルス状の駆動信号のハイレベルとローレベルとの電位差は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の駆動電圧よりも高い電圧である。従って、駆動信号は、ドライバ回路５０を介して電圧レベルを変換された後、インバータ６０に入力される。
【００２４】
ＣＰＵ４０は、ＣＰＵコア４１と、プログラムメモリ４２と、パラメータメモリ４３と、ワークメモリ４４とを有して構成される。その他、通信制御部や、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ、ポートなども有しているが、一般的な事項であり、説明を容易にするため図示は省略する。ＣＰＵコア４１は、ＣＰＵ４０の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成される。プログラムメモリ４２は、回転電機制御プログラムなどが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ４３は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。尚、パラメータメモリ４３は、プログラムメモリ４２に含められていてもよい。プログラムメモリ４２やパラメータメモリ４３は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ４４は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ４４は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。
【００２５】
通信制御部は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。本実施形態では、車両内のネットワークであるＣＡＮ（controller area network）８０を介して、走行制御システム７０やその他のシステム、センサ等との通信を制御する。走行制御システム７０は、ＴＣＵ２０と同様に、ＣＰＵなどの電子回路を中核として構成され、周辺回路と共にＥＣＵとして構成される。Ａ／Ｄコンバータは、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。例えば、モータ９０の各ステータコイルＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗに流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果が電流センサ３５からアナログ値として出力される際には、当該アナログ値をデジタル値に変換する。また、上段側電圧ＶｄｃＨや下段側電圧ＶｄｃＬ、正負両極間電圧Ｖｄｃが、アナログ値として電圧センサ３１，３２，３３から出力される際には、当該アナログ値をデジタル値に変換する。尚、ｕ相、ｖ相、ｗ相の３相は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、２相分のみの電流を検出し、残る１相はＣＰＵ４０において演算により求めてもよい。本実施形態では、３相の全てが検出される場合を例示している。尚、電流や電圧の検出値を取得する周期（検出分解能）と、ＣＰＵ４０の演算周期とは必ずしも一致しないので、ＣＰＵ４０は当該検出値に適宜フィルタを掛けたり、平均化したりして演算に利用する。
【００２６】
タイマは、ＣＰＵ４０のクロック周期を最小分解能として時間を計測する。例えば、タイマは、プログラムの実行周期を監視し、ＣＰＵコア４１の割り込みコントローラに通知する。また、タイマは、ＩＧＢＴを駆動するゲート駆動信号の有効時間を計測して、当該ゲート駆動信号を生成する。ポートは、ＩＧＢＴのゲート駆動信号などをＣＰＵ４０の端子を介して出力したり、ＣＰＵ４０に入力される回転検出センサ３７からの回転検出信号Ｒを受け取ったりする端子制御部である。回転検出センサ３７は、モータ９０の近傍に設置されてモータ９０のロータの回転位置や回転速度を検出するセンサであり、例えば、レゾルバなどを用いて構成される。
【００２７】
本実施形態において、回転電機制御装置１０は、ＣＰＵ４０を中核として構成される。つまり、回転電機制御装置１０は、ＣＰＵコア４１を主として、ワークメモリ４４なども含むハードウェアと、プログラムメモリ４２やパラメータメモリ４３に格納されたプログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働により実現される。但し、回転電機制御装置１０の実施態様は、このようなハードウェアとソフトウェアとの協働に限定されるものではなく、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）などを利用してハードウェアのみで構成されることを妨げるものではない。
【００２８】
ところで、交流モータを制御する方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流モータの３相（多相）各相のステータコイルに流れるコイル電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。本実施形態の回転電機制御装置１０も、このベクトル制御を採用している。図３に示すように、回転電機制御装置１０は、電流指令演算部１５、電圧指令演算部１６、変調制御部１７、回転状態演算部１８、力行／回生判別部１９などの機能部を有して構成される。各機能部は、本実施形態においては、上述したようにハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。
【００２９】
電流指令演算部１５は、走行制御システム７０から与えられる要求トルクＴｒに基づいて電流指令を演算する機能部である。電圧指令演算部１６は、電流指令とフィードバックされたモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）との偏差に基づいて比例積分制御（ＰＩ制御）や、比例微積分制御（ＰＩＤ制御）を行い、電圧指令を演算する機能部である。変調制御部１７は、電圧指令に基づいてインバータ６０を制御するための変調パターンを生成し、この変調パターンに基づいてインバータ６０のＩＧＢＴを駆動するゲート駆動信号を生成する機能部である。尚、インバータ６０は、モータ９０が力行動作する際には直流を交流変換し、回生動作する際には交流を直流変換する。本実施形態においては、モータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）およびモータの相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に基づいて、力行／回生を判別するための力行／回生判別部１９が備えられている。
【００３０】
ベクトル制御における座標変換に際しては、モータの回転状態をリアルタイムで知る必要がある。従って、図１に示すように、モータ９０の近傍にレゾルバなどの回転検出センサ３７が備えられる。その検出結果は、上述したように、インターフェース回路３１を介して、ＣＰＵコア４１内のレジスタやワークメモリ４４に伝達される。回転状態演算部１８は、回転検出センサ３７の検出結果Ｒに基づいて、ロータ位置（電気角θ）や、回転速度（角速度ω）を求める。求められた電気角θや角速度ωは、回転電機制御装置１０の各部において用いられる。レゾルバなどの回転検出センサ３７が、ＣＰＵ４０が演算に利用可能な形態でロータ位置や回転速度の情報を提供する場合には、回転状態演算部１８が設けられなくてもよい。
【００３１】
詳細は後述するが、変調制御部１７は、複数の変調方式による変調が可能に構成されている。図３においては、第１変調部１１と第２変調部１２との２つを例示しているが、当然ながら３つ以上の変調部を有して、３方式以上の変調方式に対応していてもよい。変調制御部１７は、少なくとも第１変調部１１による第１変調方式を含む複数の変調方式に対応し、変調率が所定の変調率しきい値よりも小さい場合には、第１変調方式による変調を行ってインバータ６０を制御する。ここで、変調率とは、インバータ６０からの出力の目標となる３相交流の線間電圧の実効値の正負両極間電圧Ｖｄｃに対する割合を示す値である。
【００３２】
例えば、最も基本的な変調法である正弦波ＰＷＭ（pulse width modulation）を例として説明する。正負両極間電圧ＶｄｃをＥとすると、実現可能な最大の３相各相の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは下記式(1)〜(3)で示され、例えばｕ相とｖ相との線間電圧は下記式(4)で示される。
【００３３】
【数１】
2011160529.tif 000003
【数２】
2011160529.tif 000004
【００３４】
線間電圧の最大値は、余弦（cos）の値が１となる相電圧の位相π／３のところであるから、その値は、下記式(5)で示され、その実効値は下記式(6)となる。
【００３５】
【数３】
2011160529.tif 000005
【数４】
2011160529.tif 000006
【００３６】
ここで、正負両極間電圧Ｖｄｃの値はＥであるから、３相交流の線間電圧の実効値の正負両極間電圧Ｖｄｃに対する割合を示す変調率は約６１％となる。即ち、正弦波ＰＷＭ（SPWM : sinusoidal PWM）の最大変調率は約６１％である。この最大変調率は、変調法によって異なる値となる。例えば、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : space vector PWM）や、二相変調を含んだ不連続ＰＷＭ（DPWM : discontinuous PWM）では、約７１％となる。ＳＶＰＷＭやＤＰＷＭについては公知の技術であるから、ここでは詳細な説明は省略する。
【００３７】
上述したように、変調制御部１７は、変調率が所定の変調率しきい値よりも小さい場合に、第１変調方式による変調を行ってインバータ６０を制御する。変調率しきい値は、以下に示すように、ＳＰＷＭ、ＳＶＰＷＭなどの変調法ごとの最大変調率の１／２の値以下に設定される。
【００３８】
【数５】
2011160529.tif 000007
【００３９】
詳細は後述するが、図４に示すように、第１変調方式では、波高値の最大値が正負両極間電圧Ｖｄｃの１／２の電圧指令ＩＳ（ＩＳ１，ＩＳ２）と、波高値の最大値が正負両極間電圧Ｖｄｃの１／２のキャリアＭＷ（ＭＷ１，ＭＷ２）とを用いた三角波比較法によって変調パターンを生成する。つまり、第１変調方式は、上段側（正極側）のみで行うバイポーラ変調（上段側ハーフバイポーラ変調）と、下段側（負極側）のみで行うバイポーラ変調（下段側ハーフバイポーラ変調）とが組み合わされた変調方式である。インバータ６０からの出力の目標となる３相交流は、電圧指令ＩＳに相当する。第１変調方式では、電圧指令ＩＳの波高値の最大値が正負両極間電圧Ｖｄｃの１／２までに制限されるから、ＳＰＷＭ、ＳＶＰＷＭなどの各変調法において、第１変調方式が採り得る変調率の最大値は、最大変調率の１／２となる。このため、変調制御部１７は、変調率が所定の変調率しきい値よりも小さい場合に、第１変調方式による変調を行ってインバータ６０を制御する。
【００４０】
以下、図４〜図７の波形図、及び図８のフローチャートも利用して、変調制御部１７の第１変調部１１によって実施される第１変調方式について説明する。第１変調方式による変調パターンＭＰ１は、第１スイッチングパルスＳＰ１と、第２スイッチングパルスＳＰ２とが、組み合わされたものである。第１スイッチングパルスＳＰ１は、図４（ａ）に示すように、出力電圧が中間点電圧Ｍとなる状態と正極電圧Ｐとなる状態とを切り換えるパルスである。第１スイッチングパルスＳＰ１は、第１スイッチングパルス生成部１により、所定のキャリア周期Ｔごとに生成される。第２スイッチングパルスＳＰ２は、図４（ｂ）に示すように、出力電圧が中間点電圧Ｍとなる状態と負極電圧Ｎとなる状態とを切り換えるパルスである。第２スイッチングパルスＳＰ２は、第２スイッチングパルス生成部２により、所定のキャリア周期Ｔごとに生成される。
【００４１】
第１スイッチングパルス生成部１は、図４において破線で示す所定の第１キャリア（第１三角波）ＭＷ１と電圧指令ＩＳ１とを比較することによって、第１スイッチングパルスＳＰ１を生成する。つまり、第１スイッチングパルスＳＰ１は、公知の三角波比較法により生成される。図４において三角波で例示される第１キャリアＭＷ１の１周期において、中間点電圧Ｍを基準として正極電圧Ｐの方向へ１つのパルスが生成される。つまり、このパルスは、第１キャリアＭＷ１のピーク−ピーク間（１周期）において、中間点電圧Ｍ、正極電圧Ｐ、中間点電圧Ｍの順に状態（電圧レベル）が遷移する波形となる。電圧指令ＩＳ１は、波高がＶｄｃ／２までの電圧指令ＩＳが正極側にオフセットされたものであり、中間点電圧Ｍと正極電圧Ｐとの間に収まる。ここでは、そのオフセット量はＶｄｃ／４である。
【００４２】
同様に、第２スイッチングパルス生成部２も、公知の三角波比較法により第２スイッチングパルスＳＰ２を生成する。具体的には、図４において一点鎖線で示す所定の第２キャリア（第２三角波）ＭＷ２と電圧指令ＩＳ２とを比較することによって、第２スイッチングパルスＳＰ２を生成する。三角波で例示される第２キャリアＭＷ２の１周期において、中間点電圧Ｍを基準として負極電圧Ｎの方向へ１つのパルスが生成される。つまり、このパルスは、第２キャリアＭＷ２のボトム−ボトム間（１周期）において、中間点電圧Ｍ、負極電圧Ｎ、中間点電圧Ｍの順に状態（電圧レベル）が遷移する波形となる。電圧指令ＩＳ２は、波高がＶｄｃ／２までの電圧指令ＩＳが負極側にオフセットされたものであり、中間点電圧Ｍと負極電圧Ｎとの間に収まる。ここでは、そのオフセット量はＶｄｃ／４である。
【００４３】
第１キャリアＭＷ１と第２キャリアＭＷ２とは共にキャリア周期がＴであり、同期した信号である。また、第１キャリアＭＷ１及び第２キャリアＭＷ２は、互いにピークとボトムとのタイミングが相補的に一致して振幅方向に互いに反転した信号である。ここでは、第１キャリアＭＷ１のピークとピークとの間（第２キャリアＭＷ２のボトムとボトムとの間）においてスイッチングパルスが生成される例を示したが、当然、第２キャリアＭＷ１のピークとピークとの間（第１キャリアＭＷ１のボトムとボトムとの間）においてスイッチングパルスが生成されてもよい。尚、ここでは、キャリアがいわゆる正三角波の場合を例示したが、当然、のこぎり波であってもよい。
【００４４】
第１変調部１１のスイッチングパルス選択部５は、選択指令生成部４の選択指令に応じて、キャリア周期Ｔごとに第１スイッチングパルスＳＰ１と第２スイッチングパルスＳＰ２との何れか一方を選択して出力する。選択指令の一例は、第１スイッチングパルスＳＰ１と第２スイッチングパルスＳＰ２とを交互に出力させる指令である。図５は、第１スイッチングパルスＳＰ１と第２スイッチングパルスＳＰ２とが交互に出力される場合、いわゆるトグル出力時の例を示している。周期Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７においては、第２スイッチングパルスＳＰ２が選択され、周期Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６においては、第１スイッチングパルスＳＰ１が選択される。尚、図５では、理解を容易にするために、電圧指令ＩＳの周期の一部を拡大して例示している（図６及び図７も同様。）。
【００４５】
スイッチングパルス選択部５は、第１キャリアＭＷ１のピーク（第２キャリアＭＷ２のボトム）においてスイッチングパルスを切り換える。このタイミングにおいて、第１スイッチングパルスＳＰ１及び第２スイッチングパルスＳＰ２のパルスの状態（電圧レベル）は、共に中間点電圧Ｍであるから、円滑にスイッチングパルスが切り換えられることになる。尚、当然ながら、第２キャリアＭＷ１のピークとピークとの間（第１キャリアのボトムとボトムとの間）においてスイッチングパルスが生成される場合には、第２キャリアＭＷ２のピーク（第１キャリアＭＷ１のボトム）においてスイッチングパルスが切り換えられる。
【００４６】
選択指令の他の例は、第１スイッチングパルスＳＰ１と第２スイッチングパルスＳＰ２との出力頻度を異ならせる指令である。具体的には、正負両極間電圧Ｖｄｃが分圧された上段側電圧ＶｄｃＨ及び下段側電圧ＶｄｃＬの値が均等ではない場合に、これを均等な電圧に調整するため、何れかのパルスを優先させる選択指令である。図６は、第１スイッチングパルスＳＰ１が優先される場合の例を示している。比較が容易なように、図５と同様の波形を用いている。周期Ｔ３及びＴ５において、第２スイッチングパルスＳＰ２に代わって、第１スイッチングパルスＳＰ１が出力されている。図７は、第２スイッチングパルスＳＰ２が優先される場合の例を示している。比較が容易なように、図５と同様の波形を用いている。周期Ｔ２及びＴ４において、第１スイッチングパルスＳＰ１に代わって、第２スイッチングパルスＳＰ２が出力されている。
【００４７】
これらの選択指令は、選択指令生成部４により生成される。選択指令生成部４は、図８に示すフローチャートにおいてステップ＃２〜ステップ＃６で例示する判定処理を実施して、同フローチャートにおいてステップ＃７〜ステップ＃１２で例示する選択を可能とする選択指令を生成する。以下、図８のフローチャートを利用して、第１変調部１１による第１変調パターンの生成を中核とした、変調制御部１７の機能について説明する。
【００４８】
初めに、変調率が上述したような変調率しきい値未満であるか否かが変調率判定部６により判定される（＃１）。当然ながら、プログラムなどの実現方法に応じて、変調率が変調率しきい値以下であるか否かが判定されてもよい。これは、ステップ＃２以下の判定処理においても同様である。変調率判定部６の判定結果に基づき、変調方式判定部７によって、変調制御部１７による変調方式が決定される。ステップ＃１の判定結果が、偽である場合には、第２変調部１２により第２変調方式の変調パターン（第２変調パターンＭＰ２）が生成され、出力部８から出力される（＃２０）。ステップ＃１の判定結果が、真である場合には、第１変調部１１により第１変調方式の変調パターン（第１変調パターンＭＰ１）が生成される。以下、第１変調方式の変調パターンの生成手順について説明する。
【００４９】
初めに、ステップ＃２及びステップ＃３の判定結果が偽であり、ステップ＃４の判定結果に基づいてスイッチングパルスが選択され、変調パターンが生成される場合について説明する。ステップ＃４においては、前回のキャリア周期Ｔにおいて選択され、出力されたスイッチングパルスが第１スイッチングパルスＳＰ１であったか否かが判定される。例えば、図５における周期Ｔ３の処理を行っていると仮定すると、前回の周期Ｔ２において出力されたスイッチングパルスは、第１スイッチングパルスＳＰ１である。従って、ステップ＃４の判定結果は真となる。これにより、第２スイッチングパルスＳＰ２を選択する選択指令が生成され、スイッチングパルス選択部５により第２スイッチングパルスＳＰ２が選択され、出力部８から第２スイッチングパルスＳＰ２が出力される（＃８）。
【００５０】
次の周期Ｔ４では、前回の周期Ｔ３において出力されたスイッチングパルスは、上述したように第２スイッチングパルスＳＰ２である。従って、ステップ＃４の判定結果は偽となり、第１スイッチングパルスＳＰ１を選択する選択指令が生成される。スイッチングパルス選択部５により第１スイッチングパルスＳＰ１が選択され、出力部８から第１スイッチングパルスＳＰ１が出力される（＃７）。このように、前回の周期とは異なるスイッチングパルスが出力されるので、第１スイッチングパルスＳＰ１と第２スイッチングパルスＳＰ２とは、図５に示すように交互に出力されることとなる。
【００５１】
続いて、ステップ＃２やステップ＃３において真と判定される場合について説明する。正負両極間電圧Ｖｄｃを分圧する第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２は、定格容量が同一のコンデンサである。従って、理想的には正負両極間電圧Ｖｄｃは均等に分圧され、分圧後の上段側電圧ＶｄｃＨ及び下段側電圧ＶｄｃＬは同一の値となる。但し、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２には、電界コンデンサが用いられることが多い。電界コンデンサは一般的に定格容量に対する許容誤差が大きく、温度などの環境変化や経年変化の影響も受けやすい。このため、上段側電圧ＶｄｃＨと下段側電圧ＶｄｃＬとの電圧値が異なるアンバランス状態となる場合がある。ステップ＃２やステップ＃３は、このようなアンバランス状態にあるか否かを判定する処理である。アンバランス状態の判定は、分圧状態判定部３によって実施される。
【００５２】
アンバランス状態は、上段側電圧ＶｄｃＨと下段側電圧ＶｄｃＬとの差が、アンバランスしきい値（許容しきい値）ΔＶｔｈを超えているか否かによって判定される。本実施形態では、上段側電圧ＶｄｃＨが下段側電圧ＶｄｃＬを上回る際の第１アンバランスしきい値ΔＶｔｈＨと、下段側電圧ＶｄｃＬが上段側電圧ＶｄｃＨを上回る際の第２アンバランスしきい値ΔＶｔｈＬとの２種類を有しているが、両しきい値は同一の値であってよい。
【００５３】
ステップ＃２では、第１アンバランスしきい値ΔＶｔｈＨを超えて上段側電圧ＶｄｃＨが下段側電圧ＶｄｃＬを上回っているか否かが判定される。判定結果が真の場合には、次に、その時点のモータ９０が力行動作であるか回生動作であるかが、力行／回生判別部１９の判別結果に基づいて判定される（＃６）。回生動作である場合には、発電された電力によって端子間電圧が低い側の第２コンデンサＣ２を充電して、下段側電圧ＶｄｃＬを上昇させるべく、第２スイッチングパルスＳＰ２が選択される（＃１２）。力行動作である場合には、端子間電圧が高い側の第１コンデンサＣ１を放電させて、上段側電圧ＶｄｃＨを低下させるべく、第１スイッチングパルスＳＰ１が選択される（＃１１）。
【００５４】
ステップ＃２において、判定結果が偽の場合には、ステップ＃３において、第２アンバランスしきい値ΔＶｔｈＬを超えて下段側電圧ＶｄｃＬが上段側電圧ＶｄｃＨを上回っているか否かが判定される。判定結果が真の場合には、次に、その時点のモータ９０が力行動作であるか回生動作であるかが判定される（＃５）。回生動作である場合には、発電された電力によって端子間電圧が低い側の第１コンデンサＣ１を充電して、上段側電圧ＶｄｃＨを上昇させるべく、第１スイッチングパルスＳＰ１が選択される（＃１０）。力行動作である場合には、端子間電圧が高い側の第２コンデンサＣ２を放電させて、下段側電圧ＶｄｃＬを低下させるべく、第２スイッチングパルスＳＰ２が選択される（＃９）。
【００５５】
ステップ＃３において判定結果が偽の場合には、アンバランス状態ではないので、上述したようにステップ＃４へ移行して、第１スイッチングパルスＳＰ１と第２スイッチングパルスＳＰ２とが交互に選択される。
【００５６】
アンバランスしきい値ΔＶｔｈ（ΔＶｔｈＨ，ΔＶｔｈＬ）は、インバータ６０の出力電力に比例し、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の定格容量に反比例する値として設定される。インバータ６０の出力電力が高い場合には、負荷であるモータ９０の出力も大きい。従って、直流電源（バッテリ３０）の電圧（正負両極間電圧Ｖｄｃ）も変動し易く、分圧される電圧の変動も大きくなる傾向がある。モータ９０が回生動作の場合には、発電される電力が大きいことになるが、直流に変換されて回生される電圧（正負両極間電圧Ｖｄｃ）も変動が生じやすい。これに伴い、分圧される電圧の変動も大きくなる傾向があり、アンバランス状態が生じやすくなる。
【００５７】
このため、アンバランスしきい値ΔＶｔｈは、インバータ６０の出力電力に比例すると好適である。アンバランスしきい値ΔＶｔｈが変動の生じやすさに応じた値となり、分圧のバランスが崩れた際に適切に回復させることができる。具体的には、プログラムメモリ４２やパラメータメモリ４３などに、出力電力に応じたマップや係数などを有しているとよい。一方、分圧にコンデンサが用いられる場合には、当該コンデンサの定格容量が大きいほど、コンデンサによる緩衝力が作用するので直流電圧の変動は抑制される。従って、アンバランスしきい値ΔＶｔｈは、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の定格容量に反比例する値として設定されると好適である。無駄な調整が実施されることも抑制できる。尚、このようにアンバランスしきい値ΔＶｔｈが設定されると、両コンデンサの電圧配分が均等化されるので、部品選定の際に、コンデンサの耐電圧マージンを余分に考慮する必要性が低下し、より安価な部品を選定することも可能となる。
【００５８】
アンバランスしきい値ΔＶｔｈ（ΔＶｔｈＨ，ΔＶｔｈＬ）は、さらに、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２との実際の容量の差に、正負両極間電圧Ｖｄｃを乗じた値に比例するオフセット値を加えて設定されてもよい。工業的に利用されるコンデンサは許容誤差の範囲内で個体ごとに異なる誤差を有している。オフセット値は、そのようなコンデンサの容量の個体誤差による分圧誤差を補正する。これによって、両コンデンサに流入及び両コンデンサから流出する電流が均等になる。特に、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２が電界コンデンサである場合には、コンデンサの寿命が均等化されることになり、一方のコンデンサの寿命に影響されることなく製品としての寿命が延び、信頼性が向上する。
【００５９】
上述したように、ステップ＃１の判定結果が偽である場合には、第２変調部１２により第２変調方式の変調パターン（第２変調パターンＭＰ２）が生成され、出力部８から出力される（＃２０）。第２変調パターンＭＰ２は、第１変調パターンＭＰ１とは異なる変調パターンであればどのような変調法を利用した変調方式の変調パターンであってもよい。但し、上述したように、第１変調パターンＭＰ１では、ＳＰＷＭ、ＳＶＰＷＭ、ＤＰＷＭなどの各変調法における最大変調率の１／２までの変調率にしか対応できない。従って、当然ながら、各変調法における最大変調率の１／２を超える変調率に対応可能な変調方式であることが望ましい。
【００６０】
図９（ａ）は、電圧指令ＩＳの半周期の一方側で中間点電圧Ｍと正極電圧Ｐとを切り換え、半周期の他方で中間点電圧Ｍと負極電圧Ｎとを切り換える変調方式であるユニポーラ変調を模式的に示した波形図である。ユニポーラ変調については公知であり、当業者であれば容易に理解可能であるので、詳細な説明は省略する。図９（ｂ）は、同期変調を模式的に示した波形図である。同期ＰＷＭについても公知であり、当業者であれば容易に理解可能であるので、詳細な説明は省略する。
【００６１】
尚、３レベルインバータの回路構成は、図２に例示したものに限定されるものではない。簡略化のため、ｕ相のみのレッグを例示するが、例えば図１０に示すような回路構成においても、本発明を適用することが可能である。図１０に示すような３レベルインバータの回路構成についても公知であり、当業者であれば容易に理解可能であるので、詳細な説明は省略する。本発明は、直流の正極電圧Ｐと負極電圧Ｎと正負両極間電圧が分圧された中間点電圧Ｍとの３レベルの電圧を交流出力電圧として出力可能な３レベルインバータであれば、どのような回路構成であっても適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本発明は、３レベルインバータをスイッチング制御して３相交流回転電機を駆動制御する回転電機制御装置に適用することができる。また、そのような回転電機制御装置により制御される回転電機を駆動源や回生源とするハイブリッド車両や電気自動車に適用することができる。
【符号の説明】
【００６３】
１：第１スイッチングパルス生成部
２：第２スイッチングパルス生成部
３：分圧状態判定部
４：選択指令生成部
５：スイッチングパルス選択部
６０：インバータ（３レベルインバータ）
９０：モータ（回転電機）
Ｃ１：第１コンデンサ（正極側コンデンサ）
Ｃ２：第２コンデンサ（負極側コンデンサ）
Ｍ：中間点電圧
Ｎ：負極電圧
Ｐ：正極電圧
ＭＰ１：第１変調パターン
ＭＰ２：第２変調パターン
ＭＷ１：第１キャリア（第１三角波）
ＭＷ２：第２キャリア（第２三角波）
ＳＰ１：第１スイッチングパルス
ＳＰ２：第２スイッチングパルス
Ｔ：キャリア周期
Ｖｄｃ：正負両極間電圧
ＶｄｃＨ：上段側電圧
ＶｄｃＬ：下段側電圧
【図１】
2011160529.tif 000008
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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