(57)【要約】【課題】ｄｑ座標系と異なる座標系を推定するシステムにおいて位置推定誤差を抑制する。【解決手段】モータの電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分であるδ磁磁束Φｅａｍδを対象物理量として推定し、δ磁磁束をゼロに向かわせることで、制御軸であるγ及びδ軸をｄ及びｑ軸と異なるｄｍ及びｑｍ軸に追従させる。モータへの印加電圧のγ軸成分（ｖγ＊）、γ軸電流による電機子巻線での電圧降下（Ｒａｉγ）及び回転子の回転（ωｅ）によって発生するδ軸方向の磁束（ｖγ＊−Ｒａｉγ／ωｅ）と、δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｍｉδ）との和を、演算部３１にて求める。一方で、γ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｄｍｉγ）を乗算部３２にて求め、演算部３１の出力値と乗算部３２の出力値を加算することでδ軸磁束Φｅａｍδを導出する。【選択図】図８
2011244616.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、且つ、前記ｄ軸及び前記ｑ軸に対応する制御軸を夫々γ軸及びδ軸とし、
前記モータの電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分であるδ軸磁束に比例する対象物理量を推定し、推定した前記対象物理量を用いて所定の固定軸を基準とした前記γ軸の位相を推定する位置推定部を備え、
前記γ軸の位相の推定結果に基づき前記γ軸及び前記δ軸が夫々前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異なるｄｍ軸及びｑｍ軸に追従するように、前記モータに流れるモータ電流を前記γ軸上のγ軸電流と前記δ軸上のδ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置において、
前記位置推定部によって推定される前記対象物理量には、前記δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分が含まれ、
前記位置推定部は、前記対象物理量を推定する際、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を前記γ軸電流に基づいて補正する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記位置推定部は、
前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を第１δ軸成分として推定する一方で、前記γ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分を第２δ軸成分として推定し、前記第１δ軸成分を前記第２δ軸成分にて補正する処理を介して前記対象物理量を導出する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記位置推定部は、
前記モータへの印加電圧のγ軸成分と、前記γ軸電流による前記電機子巻線での電圧降下と、前記回転子の回転と、によって発生するδ軸方向の磁束、
前記第１δ軸成分、及び、
前記第２δ軸成分、
に基づいて、前記対象物理量を推定する
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記位置推定部は、前記第２δ軸成分を推定する際、前記第２δ軸成分の推定に用いるインダクタンスパラメータを前記δ軸電流に基づいて決定する
ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記位置推定部は、前記δ軸電流とインダクタンスパラメータの積を求めることで、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を推定し、その推定結果を用いて前記対象物理量を推定し、
前記δ軸成分に対する前記補正は、前記インダクタンスパラメータを前記γ軸電流で補正することで実現される
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記対象物理量は、前記モータに発生する誘起電圧のγ軸成分、又は、前記誘起電圧を誘起する磁束のδ軸成分としての前記δ軸磁束である
ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項７】
モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、且つ、前記ｄ軸及び前記ｑ軸に対応する制御軸を夫々γ軸及びδ軸とし、
前記モータの電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分であるδ軸磁束に比例する対象物理量を推定し、推定した前記対象物理量を用いて所定の固定軸を基準とした前記γ軸の位相を推定する位置推定部を備え、
前記γ軸の位相の推定結果に基づき前記γ軸及び前記δ軸が夫々前記ｄ軸及び前記ｑ軸に追従するように、前記モータに流れるモータ電流を前記γ軸上のγ軸電流と前記δ軸上のδ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置において、
前記位置推定部によって推定される前記対象物理量には、前記δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分が含まれ、
前記位置推定部は、前記対象物理量を推定する際、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を前記γ軸電流に基づいて補正する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項８】
モータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項７の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを制御するモータ制御装置、及び、それを利用したモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの制御方法として、ｄｑ座標系に対してずれた座標系であるｄｍｑｍ座標系を推定する技術が提案されている（例えば、下記特許文献１参照）。この技術では、制御系においてγ軸及びδ軸を定義し、γ軸及びδ軸をｄ軸及びｑ軸と異なるｄｍ軸及びｑｍ軸に追従させるベクトル制御を実行する。尚、非特許文献１及び２に、モータ制御に関する他の技術が開示されている。
【０００３】
一方、負のｄ軸電流を流す弱め磁束制御が知られている。弱め磁束制御によって、モータの高速回転時においても、モータ端子電圧を所定の制限値以下に抑制することが可能となる。
【０００４】
ｄｑ座標系からずれた座標系であるｄｍｑｍ座標系を推定するシステムにおいて弱め磁束制御を行う場合（即ち、負のγ軸電流を流す場合）、回転子の位置の推定誤差が大きくなることが懸念される。位置推定誤差が大きくなる理由については後に詳説されるが、ゼロではない位置推定誤差が存在すると、弱め磁束制御による電圧抑制の精度が位置推定誤差の影響により低下する。また、位置推定誤差が大きいと制御が不安定になることがある。
【０００５】
他方、下記非特許文献２に示されるようなｄｑ軸間干渉が存在するシステムにおいては、ｄｑ軸間干渉により位置推定精度の劣化が懸念される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−２５９６８６号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】山本、他３名，「ベクトル制御形ＩＰＭＳＭセンサレス制御の不安定領域の解析」，電気学会論文誌Ｄ，２００７年，第１２７巻，第１２号，ｐｐ．１１９７−１２０４
【非特許文献２】中津川、他３名，「磁気飽和およびｄｑ軸間干渉を考慮した永久磁石同期モータの数式モデルの提案」，平成２１年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成２１年，Ｎｏ．１−１５０，ｐｐ．７１５−７２０（Ｉ−７１５〜Ｉ−７２０）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ｄｑ座標系からずれた座標系を推定するシステムにおいても、ｄｑ座標系を推定するシステムにおいても、回転子の位置を良好に推定してモータの制御の安定化を図ることは重要である。
【０００９】
そこで本発明は、モータを安定して制御しうるモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るモータ制御装置は、モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、且つ、前記ｄ軸及び前記ｑ軸に対応する制御軸を夫々γ軸及びδ軸とし、前記モータの電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分であるδ軸磁束に比例する対象物理量を推定し、推定した前記対象物理量を用いて所定の固定軸を基準とした前記γ軸の位相を推定する位置推定部を備え、前記γ軸の位相の推定結果に基づき前記γ軸及び前記δ軸が夫々前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異なるｄｍ軸及びｑｍ軸に追従するように、前記モータに流れるモータ電流を前記γ軸上のγ軸電流と前記δ軸上のδ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置において、前記位置推定部によって推定される前記対象物理量には、前記δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分が含まれ、前記位置推定部は、前記対象物理量を推定する際、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を前記γ軸電流に基づいて補正することを特徴とする。
【００１１】
δ軸磁束はγ軸及びｄｍ軸間の軸誤差に比例するため、前記対象物理量の推定結果を利用してγ軸の位相を推定すればγ軸をｄｍ軸に追従させることが可能である。ｄｑ座標系を推定するシステムであれば（即ちγ軸がｄ軸と一致しているならば）、γ軸電流によって発生する磁束の方向はγ軸方向である。しかしながら、ｄｑ座標系と異なるｄｍｑｍ座標系を推定するシステムにおいては、γ軸電流によって発生する磁束にδ軸成分が含まれるようになり、この場合において、そのδ軸成分を何ら考慮することなく対象物理量を推定すると位置推定誤差が発生する。
【００１２】
これを考慮し、上記モータ制御装置では、δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分を含んだ対象物理量の推定に際し、そのδ軸成分をγ軸電流に基づいて補正する。これにより、弱め磁束制御などでγ軸電流を流しても、γ軸電流の値を考慮して対象物理量の推定が成されるため、位置推定誤差を非常に小さく抑えることが可能となる。結果、弱め磁束制御時における電圧抑制（モータ端子電圧の抑制）の精度が向上する。また、位置推定精度が向上するため、制御が安定化すると共に所望の位相で電流制御が成されるようになる結果、モータの高効率運転にも寄与する。
【００１３】
具体的には例えば、前記位置推定部は、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を第１δ軸成分として推定する一方で、前記γ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分を第２δ軸成分として推定し、前記第１δ軸成分を前記第２δ軸成分にて補正する処理を介して前記対象物理量を導出する。
【００１４】
これにより、δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分を、γ軸電流に基づき補正することが可能となる。
【００１５】
更に具体的には例えば、前記位置推定部は、前記モータへの印加電圧のγ軸成分と、前記γ軸電流による前記電機子巻線での電圧降下と、前記回転子の回転と、によって発生するδ軸方向の磁束、前記第１δ軸成分、及び、前記第２δ軸成分、に基づいて、前記対象物理量を推定する。
【００１６】
また例えば、前記位置推定部は、前記第２δ軸成分を推定する際、前記第２δ軸成分の推定に用いるインダクタンスパラメータを前記δ軸電流に基づいて決定しても良い。
【００１７】
第２δ軸成分の推定に用いるインダクタンスパラメータの最適値はδ軸電流に依存する。従って、そのインダクタンスパラメータをδ軸電流に基づいて決定するようにすれば、位置推定誤差の抑制効果を更に高めることが可能となる。
【００１８】
また例えば、前記位置推定部は、前記δ軸電流とインダクタンスパラメータの積を求めることで、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を推定し、その推定結果を用いて前記対象物理量を推定し、前記δ軸成分に対する前記補正は、前記インダクタンスパラメータを前記γ軸電流で補正することで実現される。
【００１９】
これによっても、δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分を、γ軸電流に基づき補正することが可能となる。
【００２０】
また例えば、前記対象物理量は、前記モータに発生する誘起電圧のγ軸成分、又は、前記誘起電圧を誘起する磁束のδ軸成分としての前記δ軸磁束である。
【００２１】
本発明に係る他のモータ制御装置は、モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、且つ、前記ｄ軸及び前記ｑ軸に対応する制御軸を夫々γ軸及びδ軸とし、前記モータの電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分であるδ軸磁束に比例する対象物理量を推定し、推定した前記対象物理量を用いて所定の固定軸を基準とした前記γ軸の位相を推定する位置推定部を備え、前記γ軸の位相の推定結果に基づき前記γ軸及び前記δ軸が夫々前記ｄ軸及び前記ｑ軸に追従するように、前記モータに流れるモータ電流を前記γ軸上のγ軸電流と前記δ軸上のδ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置において、前記位置推定部によって推定される前記対象物理量には、前記δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分が含まれ、前記位置推定部は、前記対象物理量を推定する際、前記δ軸電流によって発生する前記磁束の前記δ軸成分を前記γ軸電流に基づいて補正することを特徴とする。
【００２２】
これによれば、ｄｑ軸間干渉が存在する場合においても、回転子の位置（即ちγ軸の位相）を良好に推定することが可能となる。
【００２３】
本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する前記モータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
モータ駆動システムに上述したモータ制御装置を設けておくことにより、モータ制御装置による作用及び効果を享受することが可能となる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、モータを安定して制御しうるモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することが可能となる。
【００２６】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。
【図２】モータの解析モデル図である。
【図３】モータ制御装置の内部ブロック図を含む、第１実施形態のモータ駆動システムのブロック図である。
【図４】δ軸方向の磁束を推定する部位のブロック図である。
【図５】図４の構成に対応する、位置推定誤差のｑｍ軸電流依存性を示す図である。
【図６】図３に示される位置速度推定部の内部ブロック図である。
【図７】図６の位置速度推定部にて推定される磁束の意義を説明するための図である。
【図８】図６に示されるδ軸磁束推定部の内部ブロック図である。
【図９】δ軸磁束の推定に用いることのできる仮想インダクタンス（インダクタンスパラメータ）のｑｍ軸電流依存性を示す図である。
【図１０】図８の構成に対応する、位置推定誤差のｑｍ軸電流依存性の例を示す図である。
【図１１】δ軸磁束の推定に用いることのできる仮想インダクタンス（インダクタンスパラメータ）のｑｍ軸電流依存性を示す図である。
【図１２】図８の構成に対応する、位置推定誤差のｑｍ軸電流依存性の他の例を示す図である。
【図１３】δ軸磁束の推定に用いることのできる仮想インダクタンス（インダクタンスパラメータ）のｑｍ軸電流依存性を示す図である。
【図１４】図８の構成に対応する、位置推定誤差のｑｍ軸電流依存性の更に他の例を示す図である。
【図１５】図６に示されるδ軸磁束推定部の変形内部ブロック図である。
【図１６】位置推定誤差の意義を説明するための図である。
【図１７】参考技術に係り、δ軸方向の磁束を推定する部位のブロック図である。
【図１８】本発明の第２実施形態に係る位置速度推定部の内部ブロック図である。
【図１９】本発明の第２実施形態に係るδ軸磁束推定部の内部ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。
【００２９】
＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。図１のモータ駆動システムは、モータ１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２と、モータ制御装置３と、を備える。
【００３０】
モータ１は、三相永久磁石同期モータであり、永久磁石を備えた回転子（不図示）と３相分の電機子巻線を備えた固定子（不図示）とを有している。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。モータ１は、埋込磁石同期モータであっても良いし、表面磁石同期モータであっても良い。以下の説明では、モータ１が突極機であることを想定する。
【００３１】
ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータという）２は、モータ制御装置３による制御の下で、モータ１に三相交流電圧を供給する。インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、Ｕ相の電機子巻線への印加電圧を表すＵ相電圧ｖｕ、Ｖ相の電機子巻線への印加電圧を表すＶ相電圧ｖｖ、及び、Ｗ相の電機子巻線への印加電圧を表すＷ相電圧ｖｗから成る。Ｕ相電圧ｖｕ、Ｖ相電圧ｖｖ及びＷ相電圧ｖｗの合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖａによって表す。
【００３２】
モータ電圧Ｖａの印加によって、インバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線に流れる電流を、夫々、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗと呼ぶ。Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗの合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉａによって表す。
【００３３】
モータ制御装置３は、モータ電流Ｉａの検出値等に基づきつつ、所望のベクトル制御を実現するためのＰＷＭ信号をインバータ２に与える。
【００３４】
図２（ａ）及び（ｂ）は、モータ１の解析モデル図である。図２（ａ）には、固定された軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸（即ち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸）が示されている。１ａは、モータ１の回転子に設けられた永久磁石を表す。永久磁石１ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の向きに沿った軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。ｄ軸の向きは、永久磁石１ａが作る磁束の向きに合致する。また、図２（ｂ）に示す如く、ｄ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をｑ軸とし、γ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をδ軸とする。図２（ａ）及び（ｂ）において、反時計回り方向は位相の進み方向に対応している。
【００３５】
更に、γ軸の目標となるｄｍ軸及びδ軸の目標となるｑｍ軸を定義する。ここにおけるｄｍ軸及びｑｍ軸は、特開２００７−２５９６８６号公報（特許文献１）に記載されているｄｍ軸及びｑｍ軸と同じであっても良い。即ち例えば、ｑｍ軸は、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸（以下、最大トルク制御軸と呼ぶ）であっても良い。ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。モータ１に供給されるべき電流ベクトルとは、モータ電流Ｉａをベクトルにて表現したものを指す。また、最大トルク制御軸よりも更に位相が進んだ回転軸又は最大トルク制御軸よりも位相が遅れた回転軸をｑｍ軸とするようにしてもよい。但し、何れの場合においても、ｄｍ軸はｄ軸とは異なり且つｑｍ軸はｑ軸とは異なる。
【００３６】
ｄ軸とｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸として有する座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γ軸及びδ軸を座標軸として有する座標系をγδ座標系と呼ぶ。ｄｍ軸とｑｍ軸を総称してｄｍｑｍ軸と呼び、ｄｍ軸及びｑｍ軸を座標軸として有する座標系をｄｍｑｍ座標系と呼ぶ。
【００３７】
ｄｑ軸及びｄｑ座標系は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸及びγδ座標系も回転しており、その回転速度をωｅで表す。Ｕ相軸を基準として位相の進み方向にｄ軸を見たときの、ｄ軸の角度（位相）をθにより表す。同様に、Ｕ相軸を基準として位相の進み方向にγ軸を見たときの、γ軸の角度（位相）をθｅにより表す。θ及びθｅにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びωｅにて表される回転速度は、電気角における角速度である。ｄ軸の位相θとγ軸の位相θｅとの差Δθは、Δθ＝θ−θｅにて表される。
【００３８】
また、Ｕ相軸を基準とするｄｍ軸の角度（位相）とＵ相軸を基準とするｄ軸の角度（位相）との差をθｍにて表し、Ｕ相軸を基準とするγ軸の角度（位相）とＵ相軸を基準とするｄｍ軸の角度（位相）との差をΔθｍにて表す。従って、θｍはｄｍ軸及びｄ軸間の位相差を表し、Δθｍはγ軸及びｄｍ軸間の位相差を表すこととなる。但し、θｍはｄｍ軸から位相の遅れ方向にｄ軸を見たときの角度であり、Δθｍはγ軸から位相の遅れ方向にｄｍ軸を見たときの角度であるものとする。ｄｍ軸の位相がｄ軸の位相よりも進んでいる場合にθｍは負となり、ｄｍ軸の位相がｄ軸の位相よりも遅れている場合にθｍは正となる。同様に、γ軸の位相がｄｍ軸の位相よりも進んでいる場合にΔθｍは負となり、γ軸の位相がｄｍ軸の位相よりも遅れている場合にΔθｍは正となる。上述したように、ｄｍ軸はｄ軸と異なるのであるから、θｍは０°ではない。
【００３９】
以下、θ又はθｅを、回転子位置と呼ぶこととし、ω又はωｅを回転速度と呼ぶこととする。制御上の回転軸であるγ軸及びδ軸を制御軸とも呼ぶ。回転子位置及び回転速度を推定によって導出する場合においては、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と呼ぶことができると共に、θｅ及びωｅをそれぞれ推定回転子位置及び推定回転速度と呼ぶことができる。
【００４０】
一般的にはΔθがゼロになるようにベクトル制御が成されるが、モータ制御装置３では、インバータ２を介して、γ軸がｄｍ軸に一致するように（即ち、Δθｍがゼロに収束するように）モータ１に対するベクトル制御を行う。上述したように、ｄｍｑｍ軸はｄｑ軸とは異なるのであるから、モータ制御装置３においては、ｄｑ座標系からずれた座標系が推定されることとなる。γ軸及びｄｍ軸間の位相差を表すΔθｍを特に軸誤差とも呼ぶ。
【００４１】
モータ駆動システムの制御に関与する記号を、以下のように定義する。
モータ電圧Ｖａのｄ軸成分、ｑ軸成分、ｄｍ軸成分、ｑｍ軸成分、γ軸成分及びδ軸成分を、夫々、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、ｄｍ軸電圧、ｑｍ軸電圧、γ軸電圧及びδ軸電圧と呼ぶと共に、記号ｖｄ、ｖｑ、ｖｄｍ、ｖｑｍ、ｖγ及びｖδにて表す。
モータ電流Ｉａのｄ軸成分、ｑ軸成分、ｄｍ軸成分、ｑｍ軸成分、γ軸成分及びδ軸成分を、夫々、ｄ軸電流、ｑ軸電流、ｄｍ軸電流、ｑｍ軸電流、γ軸電流及びδ軸電流と呼ぶと共に、記号ｉｄ、ｉｑ、ｉｄｍ、ｉｑｍ、ｉγ及びｉδにて表す。
Φａは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束を表す。
Ｌｄ及びＬｑは、夫々ｄ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）及びｑ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）を表す。
Ｒａは、電機子巻線の一相当たりの抵抗値を表す。
Φａ、Ｌｄ、Ｌｑ及びＲａは、モータ１の特性に応じて予め定めておくことのできるモータパラメータである。
【００４２】
γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδが追従すべき、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの目標値を、それぞれγ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊により表す。
γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδが追従すべき、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの目標値を、それぞれγ軸電流指令値ｉγ＊及びδ軸電流指令値ｉδ＊により表す。
Ｕ相電圧ｖｕ、Ｖ相電圧ｖｖ及びＷ相電圧ｖｗが追従すべき、Ｕ相電圧ｖｕ、Ｖ相電圧ｖｖ及びＷ相電圧ｖｗの目標値を、それぞれＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊及びＷ相電圧指令値ｖｗ＊により表す。
回転速度ωｅが追従すべき、回転速度ωｅの目標値を回転速度指令値ω＊により表す。
【００４３】
尚、ｉγは、γ軸電流の値を表す記号としても用いられうる。ｉγ以外の物理量又は指令値を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）を表記することによって、該記号に対応する物理量等の名称を省略又は略記することもある。即ち例えば、本明細書において、γ軸電流は、「ｉγ」、「電流ｉγ」又は「γ軸電流ｉγ」と表記され、γ軸電流の値は、「ｉγ」、「電流値ｉγ」又は「γ軸電流値ｉγ」と表記される。
【００４４】
図３は、モータ制御装置３の内部ブロック図を含む、本実施形態のモータ駆動システムのブロック図である。図３のモータ駆動システムには、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３に加えて、電源４及び電流センサ５が備えられている。図３のモータ制御装置３は、符号１１〜１５によって参照される各部位を備える。
【００４５】
モータ制御装置３内の各部位は、モータ制御装置３内で生成された各値を自由に利用可能となっている（後述の他の実施形態においても同様）。本実施形態及び後述の他の実施形態のモータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖγ＊、ｖδ＊等）や物理量（ｉｕ、ｉｖ、ｉγ、ｉδ、θｅ、ωｅ等）を順次更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。また、本実施形態及び後述の他の実施形態のモータ駆動システムを形成する各部位は、必要に応じ、モータ１のモータパラメータ（Φａ、Ｌｄ、Ｌｑ及びＲａを含む）を用いて指令値又は物理量を算出する。
【００４６】
直流電圧である電源４の出力電圧はインバータ２に与えられる。インバータ２が、電源４の出力電圧を三相電圧指令値に従って三相交流電圧に変換し、得られた三相交流電圧をモータ１に印加する。三相電圧指令値は、ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊から成る。電流センサ５は、電源４とインバータ２を接続する配線に直列に介在するシャント抵抗又はカレントトランス等から成り、電源４及びインバータ２間に流れる電流ｉｄｃを検出する。電流ｉｄｃは、直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。電流ｉｄｃの値を表すアナログの電流検出信号は、電流センサ５から電流検出部１１に送られる。
【００４７】
電流検出部１１は、電流検出信号に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電流値ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの内、２つ以上の電流値を算出する。説明の具体化のため、ここでは、電流検出部１１においてＵ相及びＶ相電流値ｉｕ及びｉｖが算出されるものとする。電流検出部１１は、電流ｉｄｃの電流検出信号からｉｕ及びｉｖを算出する方法として、公知の方法を含む任意の方法を利用することができる。具体的には例えば、電流検出部１１は、アナログの電流検出信号をデジタルの電流検出信号に変換するＡＤ変換器（不図示）を用い、三相電圧指令値に基づくタイミングにてアナログの電流検出信号をサンプリングすることにより電流値ｉｕ及びｉｖを算出する。
【００４８】
尚、インバータ２及びモータ１間に設けられたＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖが流れる２つの配線上に、Ｕ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖを直接検出するための２つの相電流センサ（不図示）を設けておき、その２つの相電流センサの検出結果を用いて電流値ｉｕ及びｉｖを得るようにしても良い。
【００４９】
座標変換部１２は、位置速度推定部１３からの回転子位置θｅに基づいてＵ相電流値ｉｕ及びＶ相電流値ｉｖをγδ軸上の電流値に座標変換することにより、γ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδを算出する。
【００５０】
位置速度推定部１３は、座標変換部１２からのγ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδ並びに電圧演算部１４からのγ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊の全部又は一部に基づいて、軸誤差Δθｍに応じた物理量を推定し、その推定結果に基づく比例積分制御（以下、ＰＩ制御とも呼ぶ）を実行することにより、軸誤差Δθｍがゼロに収束するように回転子位置θｅ及び回転速度ωｅを導出する。軸誤差Δθｍがゼロになるように制御されるため、本実施形態ではγδ軸がｄｍｑｍ軸に追従せしめられる（即ち、ｄｍｑｍ軸の推定が成される）。
【００５１】
電圧演算部１４には、外部から、モータ１の回転子を所望の速度で回転させるための回転速度指令値ω＊が与えられる。また、電圧演算部１４には、位置速度推定部１３から回転速度ωｅが与えられ、座標変換部１２からγ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδが与えられる。電圧演算部１４は、速度誤差（ω＊−ω）がゼロに収束するように、ω＊、ωｅ、ｉγ及びｉδに基づいてγ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊を算出する。より具体的には例えば、電圧演算部１４は、ＰＩ制御によって速度誤差（ω＊−ω）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ＊を算出し、算出したｉδ＊を必要に応じて用いて、γ軸電流指令値ｉγ＊を算出する。例えば、最大トルク制御を実現する際には最大トルク制御実現用の算出式を用いてｉγ＊を算出し、弱め磁束制御を実現する際には弱め磁束制御実現用の算出式を用いてｉγ＊を算出する。それらの算出式として、公知の算出式を用いることができる。そして、電圧演算部１４は、ＰＩ制御などにより、電流誤差（ｉｄ＊−ｉｄ）及び（ｉｑ＊−ｉｑ）をゼロに収束させるためのγ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊を算出して出力する。
【００５２】
座標変換部１５は、位置速度推定部１３からの回転子位置θｅに基づいてγδ軸上の指令値ｖγ＊及びｖδ＊を三相電圧指令値（即ち、ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊）に変換し、得られた三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、与えられた三相電圧指令値に基づき、電圧値ｖｕ、ｖｖ及びｖｗが夫々指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊と一致するように、電源４の出力電圧を三相交流電圧に変換し、得られた三相交流電圧をモータ１に供給する。
【００５３】
このように、モータ制御装置３では、所定の固定軸（本実施形態においてＵ相軸）を基準としたγ軸の位相、即ち、回転子位置θｅが推定される（図２（ａ）参照）。そして、γ軸の位相の推定結果（θｅ）に基づき、γ軸及びδ軸を夫々ｄｍ軸及びｑｍ軸に追従させるためのベクトル制御を実行する。このベクトル制御では、γ軸の位相の推定結果（θｅ）に基づき、モータ電流Ｉａがγ軸上の電流（ｉγ）とδ軸上の電流（ｉδ）に分解される。
【００５４】
モータ制御装置３では、位置速度推定部１３に特徴的な機能を持たせている。位置速度推定部１３について詳細に説明する。位置速度推定部１３では、所定の演算式を用いてγ軸及びｄｍ軸間の軸誤差Δθｍ（或いは、軸誤差Δθｍに比例する物理量）を推定することができる。そして、モータ制御装置３は、推定されたΔθｍがゼロとなるようにベクトル制御を実行する。
【００５５】
軸誤差Δθｍを推定するための演算式が理想的なものであればγ軸をｄｍ軸に完全に一致させることができる。しかしながら、軸誤差Δθｍを推定するための演算式が理想的なものでなければ、その演算式に基づいて算出されたΔθｍがゼロになっていても、実際にはγ軸はｄｍ軸からずれている。算出されたΔθｍがゼロとなるように制御されているにも関わらずγ軸がｄｍ軸からずれているとき、そのずれの量を位置推定誤差と呼ぶ。
【００５６】
例えば、図４に示す如く、下記式（Ａ−１）に従いδ軸方向の磁束Φｘδをブロック９００にて算出し、Φｘδに基づき下記（Ａ−２）に従って軸誤差Δθｍを推定することもできる。式（Ａ−１）及び（Ａ−２）におけるＬｍは、特許文献１におけるＬｍに相当するインダクタンスであり、式（Ａ−１）及び（Ａ−２）におけるΦｘγ及びΦｘδは、特許文献１におけるΦｅｘｍγ及びΦｅｘｍδに相当するγ軸方向の磁束及びδ軸方向の磁束である。このΦｘδが軸誤差Δθｍに比例するという性質を利用し、式（Ａ−２）に従う軸誤差Δθｍをゼロに向かわせることでγ軸をｄｍ軸に向かわせることが可能である。
【００５７】
【数１】
2011244616.tif 000003
【００５８】
後にも述べられるが、特許文献１の方法ではインダクタンスＬｍの値を決定する際、ｉｄｍ＝０と仮定してｉｄｍの存在を無視している（例えば、特許文献１の段落１９７参照）。ｉｄｍがゼロ又は十分に小さい場合、ｉｄｍをゼロとおく仮定は有益であり、且つ、位置推定誤差も問題とならない。しかしながら、弱め磁束制御等が必要な場合においてｉｄｍを０とみなすと、無視できない程度の位置推定誤差が発生することがある。
【００５９】
式（Ａ−１）及び（Ａ−２）に従って軸誤差Δθｍの推定を行った場合におけるｉｑｍと位置推定誤差の関係を、図５の曲線３０００Ａ、３００−４Ａ及び３００−８Ａにて示す。曲線３０００Ａ、３００−４Ａ及び３００−８Ａは、夫々、ｉγが０アンペア、−４アンペア及び−８アンペアであるときの、その関係を表している。図５のグラフにおいて、横軸及び縦軸は夫々ｉｑｍ及び位置推定誤差を表し、横軸及び縦軸の単位は夫々、アンペア（Ａ）及び度（°）である（ｉｑｍと位置推定誤差の関係を表す他の図においても同様）。
【００６０】
ゼロではない位置推定誤差が存在するとき、γ軸をｄｍ軸と一致させているつもりでも位置推定誤差分だけずれた位相でベクトル制御が成されることとなり、特に位置推定誤差が負の場合には、システムが不安定化しやすいことが知られている（上記非特許文献１参照）。推定軸であるγ軸の位相がｄｍ軸の位相よりも遅れている状態が、位置推定誤差が負の状態に対応し、推定軸であるγ軸の位相がｄｍ軸の位相よりも進んでいる状態が、位置推定誤差が正の状態に対応する。上記式（Ａ−１）及び（Ａ−２）に基づく軸誤差Δθｍの推定を行っている状態において、弱め磁束制御などによって負のγ軸電流を流すと負の位置推定誤差が発生してシステムが不安定になることがある。また、モータ端子電圧（Ｖａの大きさ）を所定の制限値以下に抑制するために弱め磁束制御を実行することができるが、位置推定誤差が存在すると、弱め磁束制御による電圧抑制の精度が位置推定誤差の影響により低下する。
【００６１】
これらの事情を考慮し、図３のモータ制御装置３では、ｄｍ軸電流に対応するγ軸電流を用いて、軸誤差Δθｍに応じた値を有する物理量（以下、対象物理量という）を推定し、対象物理量の推定結果に基づき軸誤差Δθｍがゼロに向かうようにベクトル制御を成す（換言すれば、軸誤差Δθｍがゼロに収束するように回転子位置θｅを推定する）。これによれば、弱め磁束制御などでｄｍ軸電流を流しても、ｄｍ軸電流に対応するγ軸電流の値を考慮して軸誤差Δθｍの推定（換言すれば対象物理量の推定）が成されるため、位置推定誤差を非常に小さく抑えることが可能となる。
【００６２】
位置速度推定部１３の詳細な構成及び動作について説明する。図６は、位置速度推定部１３の内部ブロック図である。位置速度推定部１３は、δ軸磁束推定部２０、ＰＩ演算部２１及び積分部２２を備える。
【００６３】
δ軸磁束推定部２０は、電圧演算部１４からのｖγ＊、座標変換部１２からのｉγ及びｉδ並びにＰＩ演算部２１からのωｅに基づいて、δ軸方向の磁束であるΦｅａｍδを算出する。Φｅａｍδは、モータ１の電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分である。永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φａとモータ電流Ｉａによる発生磁束との合成磁束を、ベクトルにて表現したものを鎖交磁束ベクトル３１０（不図示）と呼ぶ。Φｅａｍδの元となるΦｅａｍは、鎖交磁束ベクトル３１０から、電流ｉｄｍ及びｉｑｍと仮想インダクタンスＬｄｍ及びＬｑｍによる発生磁束分を差し引いた鎖交磁束ベクトルであり、鎖交磁束ベクトルΦｅａｍの向きはｄｍ軸の向きと一致する（Ｌｄｍ及びＬｑｍの意義については後に詳説される）。図７に示す如く、鎖交磁束ベクトルΦｅａｍのγ軸成分及びδ軸成分が夫々Φｅａｍγ及びΦｅａｍδである。以下では、Φｅａｍγ及びΦｅａｍδを夫々γ軸磁束及びδ軸磁束とも呼ぶ。
【００６４】
図７からも明らかであるが、δ軸磁束Φｅａｍδをゼロに収束させれば軸誤差Δθｍもゼロに収束する。そこで、ＰＩ演算部２１は、ＰＩ制御を用いて、δ軸磁束推定部２０が算出したδ軸磁束Φｅａｍδがゼロに収束するように回転速度ωｅを算出する。積分部２２は、ＰＩ演算部２１から出力される回転速度ωｅを積分することで回転子位置θｅを算出する。ＰＩ演算部２１が出力する回転速度ωｅと積分部２２が出力する回転子位置θｅは、共に位置速度推定部１３の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。
【００６５】
図８に、図６のδ軸磁束推定部２０の内部ブロック図を示す。δ軸磁束推定部２０は、演算部３１、乗算部３２及び加算部３３を備えて構成される。
【００６６】
δ軸磁束推定部２０では、下記式（Ｂ−１）に従って、δ軸磁束Φｅａｍδが算出される。より詳細には、演算部３１は、式（Ｂ−１）の右辺における第１及び第３項の和“−（（（ｖγ＊−Ｒａｉγ）／ωｅ）＋Ｌｑｍｉδ）”を求めて出力し、乗算部３２は、式（Ｂ−１）の右辺における第２項（−Ｌｄｍ・ｉγ）を求めて出力する。乗算部３２において、Ｌｄｍの値の決定にｉδが参照されうる。加算部３３は、演算部３１の出力値と乗算部３２の出力値の和をΦｅａｍδとして出力する。軸誤差Δθｍはｔａｎ−１（Φｅａｍδ／Φｅａｍγ）にて表されるため、δ軸磁束推定部２０にて算出されるδ軸磁束Φｅａｍδを用いて、下記式（Ｂ−２）に従い軸誤差Δθｍを求めることができる。式（Ｂ−２）において、Δθｍは十分に小さいと仮定することで、ｔａｎ−１（Φｅａｍδ／Φｅａｍγ）≒（Φｅａｍδ／Φｅａｍγ）の近似を用いることができる。
【００６７】
【数２】
2011244616.tif 000004
【００６８】
図６に示される位置速度推定部１３では、Δθｍそのものを算出する代わりに、Δθｍに比例するδ軸磁束Φｅａｍδを対象物理量として算出し（換言すれば、推定し）、Φｅａｍδをゼロに収束させるＰＩ制御を行うことでΔθｍをゼロに収束させるようにしている。しかしながら、δ軸磁束推定部２０において、実際に、式（Ｂ−２）に従って軸誤差Δθｍを対象物理量として算出し（換言すれば、推定し）、算出した軸誤差Δθｍをゼロに収束させるＰＩ制御を行うようにしても良い。δ軸磁束Φｅａｍδは軸誤差Δθｍに比例しているのであるから、δ軸磁束Φｅａｍδの推定は軸誤差Δθｍの推定と等価であると考えることもできる。
【００６９】
Ｌｄｍ及びＬｑｍは、対象物理量を推定するために便宜上導入された仮想インダクタンス（インダクタンスパラメータ）である。Ｌｄｍ及びＬｑｍの意義は後述の説明から明らかとなる。
【００７０】
位置推定誤差を完全にゼロにするためのＬｄｍ及びＬｑｍを、夫々、Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］にて表す。Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］は、ｑｍ軸電流ｉｑｍに依存して変化する。図９に、Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］のｉｑｍ依存性を示す。図９において、実線曲線３２０Ｌｄｍ及び３２０Ｌｑｍが夫々Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］のｉｑｍ依存性を表している。図９のグラフにおいて、横軸はｉｑｍ（単位はアンペア）に対応し、縦軸はインダクタンス（単位はヘンリー）に対応している（後述の図１１、図１３においても同様）。
【００７１】
δ軸磁束推定部２０は、δ軸磁束Φｅａｍδを算出するためのＬｄｍ及びＬｑｍとして夫々Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］を用いることができ、この場合、位置推定誤差は完全にゼロ又は実質的にゼロとなる。δ軸磁束Φｅａｍδを算出するためのＬｄｍ及びＬｑｍとして夫々Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］を用いる場合、Ｌｄｍ及びＬｑｍの値の決定にｉδが用いられる。実線曲線３２０Ｌｄｍ及び３２０Ｌｑｍにて表現されるＬｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］のｉｑｍ依存性を予め調べてテーブルデータとして保存しておき、該テーブルデータを用いてＬｄｍ及びＬｑｍの値を決定することができる。
【００７２】
但し、演算及びシステムの簡単化のために、δ軸磁束推定部２０は、δ軸磁束Φｅａｍδを算出するためのＬｄｍ及びＬｑｍとして一定値を用いることもできる。即ち、図９の破線直線３２１Ｌｄｍにて示されるようなｉｑｍに依存しない一定のインダクタンス値Ｌｄｍ［ＣＯＮＳＴ］を、δ軸磁束Φｅａｍδを算出するためのＬｄｍとして用いるようにしても良い。同様に、図９の破線直線３２１Ｌｑｍにて示されるようなｉｑｍに依存しない一定のインダクタンス値Ｌｑｍ［ＣＯＮＳＴ］を、δ軸磁束Φｅａｍδを算出するためのＬｑｍとして用いるようにしても良い。Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］及びＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］の特性を考慮して、インダクタンス値Ｌｄｍ［ＣＯＮＳＴ］及びＬｑｍ［ＣＯＮＳＴ］を予め設定しておくことが可能である。
【００７３】
δ軸磁束推定部２０においてＬｄｍ［ＣＯＮＳＴ］及びＬｑｍ［ＣＯＮＳＴ］をＬｄｍ及びＬｑｍとして用いた場合におけるｉｑｍと位置推定誤差の関係を、図１０の曲線３４００Ａ、３４０−４Ａ及び３４０−８Ａにて示す。実線曲線３４００Ａ、破線曲線３４０−４Ａ及び破線曲線３４０−８Ａは、夫々、ｉγが０アンペア、−４アンペア及び−８アンペアであるときの、その関係を表している。図８の構成によれば、簡単化のためにＬｄｍ及びＬｑｍとして一定値を用いた場合であっても、図４の構成よりも位置推定誤差が軽減されていることが分かる（図５及び図１０参照）。
【００７４】
或いは、ＬｑｍとしてＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］又はＬｑｍ［ＣＯＮＳＴ］を用いつつ、下記式（Ｂ−３）に従うＬｄｍ［ＡＰＲ］をＬｄｍとして用いた上で、δ軸磁束Φｅａｍδを算出するようにしても良い。即ち、Ｌｄｍ［ＩＤＥＡＬ］を近似したものであるＬｄｍ［ＡＰＲ］をＬｄｍとして用いた上で、δ軸磁束Φｅａｍδを算出するようにしても良い。δ軸磁束Φｅａｍδを算出するためのＬｄｍとしてＬｄｍ［ＡＰＲ］を用いる場合、Ｌｄｍの値の決定にｉδが用いられる。
【００７５】
【数３】
2011244616.tif 000005
【００７６】
Ｌ１は（Ｌｄ−Ｌｑ）／２であり、ａ及びｂはパラメータである。図１１の破線曲線３５０Ｌｄｍは、Ｌｄｍ［ＡＰＲ］のｉｑｍ依存性を示している。破線曲線３５０Ｌｄｍの導出の際、ａ＝１且つｂ＝１．５に設定した。図１１における実線曲線３２０Ｌｄｍ及び３２０Ｌｑｍ並びに破線直線３２１Ｌｑｍは、図９におけるそれらと同じものである。
【００７７】
δ軸磁束推定部２０において、Ｌｄｍ［ＡＰＲ］及びＬｑｍ［ＣＯＮＳＴ］をＬｄｍ及びＬｑｍとして用いた場合におけるｉｑｍと位置推定誤差の関係を、図１２の曲線３６００Ａ、３６０−４Ａ及び３６０−８Ａにて示す（但し、ａ＝１且つｂ＝１．５）。実線曲線３６００Ａ、破線曲線３６０−４Ａ及び破線曲線３６０−８Ａは、夫々、ｉγが０アンペア、−４アンペア及び−８アンペアであるときの、その関係を表している。近似されたインダクタンスＬｄｍ［ＡＰＲ］を用いても、図４の構成との比較において、位置推定誤差が軽減されていることが分かる（図５も参照）。
【００７８】
Ｌｄｍ［ＡＰＲ］をＬｄｍとして用いる場合、δ軸磁束推定部２０において、“Ｌｄｍ≦（Ｌｄ−Ｌｑ）／２”となるようにＬｄｍの値を決定することが望ましいが、負の位置推定誤差の発生させないために、（Ｌｄ−Ｌｑ）／２よりも大きなインダクタンス値をＬｄｍの値に設定し、これによって、負の位置推定誤差が発生しにくくなるようにしても良い。例えば、ａ＝１．５且つｂ＝２に設定することで、Ｌｄｍとして用いられるＬｄｍ［ＡＰＲ］を（Ｌｄ−Ｌｑ）／２よりも大きくするようにしても良い。図１３の破線曲線３７０Ｌｄｍは、ａ＝１．５且つｂ＝２に設定した場合におけるＬｄｍ［ＡＰＲ］のｉｑｍ依存性を示している。図１３における実線曲線３２０Ｌｄｍ及び３２０Ｌｑｍ並びに破線直線３２１Ｌｑｍは、図９におけるそれらと同じものである。δ軸磁束推定部２０において、Ｌｄｍ［ＡＰＲ］及びＬｑｍ［ＣＯＮＳＴ］をＬｄｍ及びＬｑｍとして用いた場合におけるｉｑｍと位置推定誤差の関係を、図１４の曲線３８００Ａ、３８０−４Ａ及び３８０−８Ａにて示す（但し、ａ＝１．５且つｂ＝２）。実線曲線３８００Ａ、破線曲線３８０−４Ａ及び破線曲線３８０−８Ａは、夫々、ｉγが０アンペア、−４アンペア及び−８アンペアであるときの、その関係を表している。
【００７９】
［δ軸磁束の演算式についての考察］
δ軸磁束Φｅａｍδの演算式について説明を補足する。δ軸磁束Φｅａｍδの演算式である上記式（Ｂ−１）に含まれる項（Ｌｑｍ・ｉδ）は、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分である。Ｌｑｍ＝Ｌｍと仮定すれば、図４のブロック９００の出力値Φｘδと演算部３１の出力値は同じものである。ｄｑ座標系を推定するシステムにおいては（即ち、γ軸をｄ軸に一致させるようにベクトル制御を行うシステムにおいては）γ軸電流によって発生する磁束の方向はγ軸方向であるため、ブロック９００の出力値Φｘδを図６のδ軸磁束推定部２０の出力値Φｅａｍδとして用いても問題はない。しかしながら、ｄｑ座標系と異なるｄｍｑｍ座標系を推定するシステムにおいてはγ軸電流によって発生する磁束にδ軸成分が含まれるようになる。これは、図２（ａ）のθｍがゼロでないとき（但し、ｃｏｓθｍｓｉｎθｍ≠０）、後述の式（Ｃ−３）におけるＬｄｍがゼロではなくなることからも理解される。この場合において、そのδ軸成分（γ軸電流によって発生するδ軸方向の磁束）を何ら考慮することなく値Φｘδから軸誤差Δθｍを推定すると位置推定誤差が発生する。
【００８０】
そこで、δ軸磁束推定部２０では、対象物理量としてのδ軸磁束Φｅａｍδを推定する際、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｍ・ｉδ）をγ軸電流ｉγに基づいて補正する。この補正は、第１δ軸成分を第２δ軸成分にて補正する処理にて実現される。第１δ軸成分は、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｍ・ｉδ）であり、第２δ軸成分は、γ軸電流ｉγによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｄｍ・ｉγ）である。即ち、δ軸磁束推定部２０では、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｍ・ｉδ）を第１δ軸成分として推定する一方で、γ軸電流ｉγによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｄｍ・ｉγ）を第２δ軸成分として推定し、第１δ軸成分を第２δ軸成分にて補正する処理（第１δ軸成分に第２δ軸成分を足し込む処理）介して、対象物理量としてのδ軸磁束Φｅａｍδを算出する。
【００８１】
加えて、δ軸磁束推定部２０は、モータ電圧Ｖａのγ軸成分（ｖγ＊）と、γ軸電流ｉγによる電機子巻線での電圧降下（Ｒａ・ｉγ）と、モータ１の回転子の回転と、によって発生するδ軸方向の磁束（（ｖγ＊−Ｒａ・ｉγ）／ωｅ）を求める。そして、その求めた磁束（（ｖγ＊−Ｒａ・ｉγ）／ωｅ）と上記第１及び第２δ軸成分とに基づき、δ軸磁束Φｅａｍδを算出する。
【００８２】
このような方法によってδ軸磁束Φｅａｍδを推定することで、弱め磁束制御などでｄｍ軸電流を流しても、ｄｍ軸電流に対応するγ軸電流の値を考慮して軸誤差Δθｍの推定が成されるため（換言すれば、対象物理量の推定が成されるため）、位置推定誤差を非常に小さく抑えることができる。結果、弱め磁束制御時における電圧抑制（モータ端子電圧の抑制）の精度が向上する。また、位置推定精度が向上するため、制御が安定化すると共に所望の位相で電流制御が成されるようになる結果、モータの高効率運転にも寄与する。
【００８３】
この際、上述したように、Φｅａｍδ算出用のＬｄｍとしてＬｄｍ［ＩＤＥＡＬ］又はＬｄｍ［ＡＰＲ］を用いれば、位置推定誤差を非常に小さなものに抑制することができる。ＬｄｍとしてＬｄｍ［ＩＤＥＡＬ］又はＬｄｍ［ＡＰＲ］を用いる際、図８の乗算部３２においてＬｄｍがｉδに基づき決定されることとなる。乗算部３２におけるＬｄｍを、第２δ軸成分（Ｌｄｍ・ｉγ）の推定に用いるインダクタンスパラメータと呼ぶことができる。
【００８４】
尚、Ｌｄｍ［ＡＰＲ］をＬｄｍとして用いた上で第２δ軸成分（Ｌｄｍ・ｉγ）を第１δ軸成分（Ｌｑｍ・ｉδ）に加算するという処理は、下記式（Ｂ−４）に示すΔＬＬにてＬｑｍ補正する処理と等価である。これは、下記式（Ｂ−５）からも理解される（上記式（Ｂ−３）も参照）。
【００８５】
【数４】
2011244616.tif 000006
【００８６】
これに鑑みれば、図６のδ軸磁束推定部２０として、図１５に示すようなδ軸磁束推定部２０ａを利用することもできる。δ軸磁束推定部２０ａは、下記式（Ｂ−６）に従ってδ軸磁束Φｅａｍδを算出する。δ軸磁束推定部２０ａでは、δ軸電流ｉδとインダクタンスに関するパラメータ（Ｌｑｍ＋ΔＬＬ）との積を求めることで、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（（Ｌｑｍ＋ΔＬＬ）・ｉδ）を推定し、その推定結果を用いてδ軸磁束Φｅａｍδを導出する。このδ軸成分の推定の際、δ軸電流ｉδに掛け合わされるパラメータ（Ｌｑｍ＋ΔＬＬ）がγ軸電流ｉγにて補正される（ΔＬＬがｉγに依存するため）。
【００８７】
【数５】
2011244616.tif 000007
【００８８】
［ｄｍｑｍ座標系の厳密な電圧方程式と位置推定誤差］
次に、ｄｍｑｍ座標系における厳密な電圧方程式を説明しながら、位置推定誤差について詳説する。モータ制御装置３は、必要に応じ、以下に示される任意の式を用いて任意の物理量（例えば、Δθｍ、Φｅａｍδ）を導出することが可能であり、この際、以下の式に示されるｉｄｍ、ｉｑｍ、ｖγ、ｖδ、ωとして、夫々、ｉγ、ｉδ、ｖγ＊、ｖδ＊、ωｅを用いることができる。
【００８９】
式（Ｃ−１）は、ｄｑ座標系に対してθｍだけ回転した座標系、即ちｄｍｑｍ座標系における電圧方程式である。上述したように、
Ｌ１＝（Ｌｄ−Ｌｑ）／２
である。また、任意の式における“ｐ”は微分演算子を表している。下記式（Ｃ−１）等に示されるωは、ｄｑ座標系の回転速度である。
【００９０】
【数６】
2011244616.tif 000008
【００９１】
ｉｄとｉｄｍ及びｉｑｍとの関係式は、下記式（Ｃ−２）のように表される。今、式（Ｃ−２）の関係を考慮して、下記式（Ｃ−３）、（Ｃ−４）及び（Ｃ−５）に示される仮想インダクタンスＬｄｍ、Ｌｑｍ１及びＬｑｍ２を定義し、式（Ｃ−３）〜（Ｃ−５）を用いて式（Ｃ−１）を変形すると、式（Ｃ−６）が得られる。式（Ｃ−６）中のΦａｍは、式（Ｃ−７）によって定義される。
【００９２】
【数７】
2011244616.tif 000009
【００９３】
更に、式（Ｃ−６）を変形すれば式（Ｃ−８）が得られる。式（Ｃ−８）中のΦｅａｍは、式（Ｃ−９）によって定義される。
【００９４】
【数８】
2011244616.tif 000010
【００９５】
特許文献１の方法では、次式のようにＬｍにＬｄｍ（＝２Ｌ１ｃｏｓθｍｓｉｎθｍ）に関する項を含め、ｉｄｍ＝０と仮定してＬｄｍに関する項を無視している（例えば、特許文献１の段落１９７参照）。
【００９６】
【数９】
2011244616.tif 000011
【００９７】
しかしながら、Ｌｄｍに関する項はｉｄｍに関する項であるため、弱め磁束制御においてＬｄｍに関する項を無視すると位置推定誤差が発生する。このため、本実施形態では、Ｌｄｍに関する項を考慮した式（Ｃ−８）を利用する。
【００９８】
簡単化のために、式（Ｃ−８）において、微分演算子ｐが掛け合わされている項を無視する。即ち、式（Ｃ−８）の右辺第１項の行列内における（ｐθｍ）の項と式（Ｃ−８）の右辺第３項を無視する。その上で、式（Ｃ−８）を、ｄｍｑｍ座標系をΔθｍだけ回転させた座標系であるγδ座標系の電圧方程式に書き改めると、下記式（Ｃ−１０）が得られる。式（Ｃ−１０）中のΦｅａｍは、式（Ｃ−１１）によって定義される（式（Ｃ−１１）は上記式（Ｃ−９）と同じものである）。式（Ｃ−１０）の右辺第２項にも現れているΦｅａｍ・ｓｉｎΔθｍがΦｅａｍδであり、Φｅａｍ・ｃｏｓΔθｍがΦｅａｍγである。
【００９９】
【数１０】
2011244616.tif 000012
【０１００】
式（Ｃ−１０）をΔθｍについて解くと、下記式（Ｃ−１２）が得られる。式（Ｃ−１２）において、Δθｍは十分に小さいと仮定することで、ｔａｎ−１（Φｅａｍδ／Φｅａｍγ）≒（Φｅａｍδ／Φｅａｍγ）の近似を用いることができる。
【０１０１】
【数１１】
2011244616.tif 000013
【０１０２】
モータ制御装置３では、Δθｍがゼロになるように制御座標系であるγδ座標系を修正するため、式（Ｃ−１２）の右辺における分子に対しては比較的高い精度が要求されるが、式（Ｃ−１２）の右辺における分母に対しては、そのような要求は少ない。そこで、式（Ｃ−１２）を、下記式（Ｃ−１３）のように簡単化することもできる。
【０１０３】
【数１２】
2011244616.tif 000014
【０１０４】
位置速度推定部１３は、式（Ｃ−１２）又は（Ｃ−１３）に従ってΔθｍを推定することができる。式（Ｃ−１２）又は（Ｃ−１３）を用いてΔθｍを推定する際、式（Ｃ−１２）又は（Ｃ−１３）中のｖγ、ｖδ及びωとして夫々ｖγ＊、ｖδ＊及びωｅを用いることができる。式（Ｃ−１２）又は（Ｃ−１３）中のＬｄｍ及びＬｑｍ１の値を決定するために上記式（Ｃ−３）及び（Ｃ−４）を利用することができるが、この決定の際、式（Ｃ−４）中のｉｑｍとしてｉδを用いることができる。式（Ｃ−３）のＬｄｍは、上述したＬｄｍ［ＩＤＥＡＬ］に相当する。
【０１０５】
Ｌｑｍ１は上記式（Ｂ−１）等のＬｑｍに対応するインダクタンスであり、Ｌｑｍ＝Ｌｑｍ１と考えることができると共に、式（Ｃ−４）のＬｑｍ１を上述したＬｑｍ［ＩＤＥＡＬ］に相当させることができる。また、後にも述べられるように、ｑｍ軸が最大トルク制御軸と一致する場合にはＬｑｍ１＝Ｌｑｍ２となるため、この場合にはＬｑｍ＝Ｌｑｍ１＝Ｌｑｍ２と考えることができる。
【０１０６】
［最大トルク制御軸を推定する場合について］
下記式（Ｃ−１４）が成立するようにｄｍｑｍ軸を定義すると、ｑｍ軸は最大トルク制御軸と一致すると共に、Ｌｑｍ＝Ｌｑｍ１＝Ｌｑｍ２となり且つＬｄｍ及びＬｑｍは、下記式（Ｃ−１５）及び（Ｃ−１６）のように表される。ここで、Ｘは、式（Ｃ−１７）のように表される。また、Ｌ０＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２、である。
【０１０７】
【数１３】
2011244616.tif 000015
【０１０８】
図１６のように、位置推定誤差Δθｄｍを定義する。モータ制御装置３においてδ軸及びｑｍ軸間の軸誤差を表すはずのΔθｍを算出し、算出したΔθｍがゼロとなるようにγδ座標系を推定しているにも関わらず、Δθｍを算出するための演算式が理想的でないこと等に起因して、位置推定誤差Δθｄｍが発生する。Ｅｅは、磁束Φｅａｍが回転速度ωにて回転することで発生する誘起電圧を推定したものである。図１６では、Ｅｅの向きをも考慮し、Ｅｅを誘起電圧ベクトルとして表現している。誘起電圧ベクトルＥｅを基準として位相の遅れ方向にｑ軸を見たときのｑ軸の位相をθｍｅにて表す。θｍｅはθｍの推定値に相当する。このように定義すると、位置推定誤差Δθｄｍは下記式（Ｃ−１８）のように表される。ΔＲａ、ΔＬｄｍ及びΔＬｑｍは、夫々、モータ制御装置３で用いられるＲａ、Ｌｄｍ及びＬｑｍの値と、Ｒａ、Ｌｄｍ及びＬｑｍの真値との誤差である。Ｅｄｍ及びＥｑｍは、夫々Ｅｅのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分である。位相においてδ軸がｑｍ軸よりも進んでいる場合、Δθｄｍ＞０となる。図１６に示す状態では、位相においてδ軸がｑｍ軸よりも進んでおり且つｑｍ軸がｑ軸よりも進んでいる。この場合、θｄｍ及びθｍは共に負であって且つ｜θｄｍ｜＞｜θｍ｜であるため、当然にΔθｄｍは正である。位相において、δ軸がｑｍ軸よりも遅れている状態が制御の不安定化の状態に対応するため、Δθｄｍが負である状態が制御の不安定化の状態に対応する。
【０１０９】
【数１４】
2011244616.tif 000016
【０１１０】
式（Ｃ−１８）の分母においては第１項（ωΦｅａｍ）が支配的であるため、式（Ｃ−１８）を下記式（Ｃ−１９）のように近似することができる。式（Ｃ−１８）から式（Ｃ−１９）を導出する際、上記式（Ｃ−１１）が利用されるが、今、“Ｌｑｍ＝Ｌｑｍ１＝Ｌｑｍ２”であることを想定しているため、式（Ｃ−１１）の右辺第３項はゼロとなる。尚、ｑｍ軸が最大トルク制御軸からずれた回転軸である場合には、式（Ｃ−１９）のΔＬｑｍをΔＬｑｍ１に置換した式にてΔθｄｍが表されることとなる。ΔＬｑｍ１は、モータ制御装置３で用いられるＬｑｍ１の値と、Ｌｑｍ１の真値との誤差である。
【０１１１】
【数１５】
2011244616.tif 000017
【０１１２】
［位置推定誤差の算出式の導出］
位置推定誤差Δθｄｍの算出式（Ｃ−１８）の導出方法について説明を補足する。“Ｌｑｍ＝Ｌｑｍ１＝Ｌｑｍ２”であることを想定し、更に定常状態を考えると（即ち微分演算子ｐが掛け合わされている項を無視すると）、上記式（Ｃ−８）及び（Ｃ−９）は下記式（Ｄ−１）及び（Ｄ−２）のように書き改められる。式（Ｄ−１）におけるＲａ、Ｌｄｍ及びＬｑｍは、それぞれＲａ、Ｌｄｍ及びＬｑｍの真値である。
【０１１３】
【数１６】
2011244616.tif 000018
【０１１４】
式（Ｄ−１）に対する推定モデルは、下記式（Ｄ−３）のように表される。Ｒａｅ、Ｌｄｍｅ及びＬｑｍｅは、夫々、推定モデルにおけるＲａ、Ｌｄｍ及びＬｑｍの推定値である。推定値ＲａｅからＲａの真値（即ち、式（Ｄ−１）におけるＲａ）を引いたものがΔＲａであり、推定値ＬｄｍｅからＬｄｍの真値（即ち、式（Ｄ−１）におけるＬｄｍ）を引いたものがΔＬｄｍであり、推定値ＬｑｍｅからＬｑｍの真値（即ち、式（Ｄ−１）におけるＬｑｍ）を引いたものがΔＬｑｍである。
【０１１５】
【数１７】
2011244616.tif 000019
【０１１６】
モータ制御装置３による位置センサレス制御では、軸誤差Δθｍがゼロになるようにモータ１の制御を行う。従って、位置センサレス制御下での定常的な位置推定誤差は、図１６に示すように、推定モデルにおける誘起電圧Ｅｅの位相とｑｍ軸の位相との位相差Δθｄｍとなる。推定モデルにおける定常的な誘起電圧Ｅｅは、パラメータ誤差ΔＲａ、ΔＬｄｍ及びΔＬｑｍを用いると、下記式（Ｄ−４）のように表される。
【０１１７】
【数１８】
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【０１１８】
そうすると、定常状態における位置推定誤差Δθｄｍは、下記式（Ｄ−５）のようになる。式（Ｄ−５）は、上記式（Ｃ−１８）と同じ式である。
【０１１９】
【数１９】
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【０１２０】
［図１７の構成との対比］
尚、参考技術として、特開２００６−６７６５６号公報の図８の内容を図１７に示す。図１７の構成では、ブロック７３の出力値であるδ軸方向の磁束Φδがブロック７４においてγ軸電流ｉγに基づき補正されることで、磁束Φδ’が算出されている。ブロック７４における補正は、ブロック７３の出力値に係数Ｋ（ｉγ）を乗じることで実現される。ここで、
Ｋ（ｉγ）＝Φａ／（（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉγ＋Φａ）、
である。また、ブロック７３の演算におけるｓは、ラプラス演算子である。
【０１２１】
ブロック７３の出力値Φδには、“永久磁石による電機子鎖交磁束Φａのδ軸成分”と“モータ電流による発生磁束のδ軸成分”が含まれているが、係数Ｋ（ｉγ）の定義式から明らかなように、ブロック７４における補正対象は前者のδ軸成分（永久磁石による電機子鎖交磁束Φａのδ軸成分）である。即ち、図１７の構成では、永久磁石による電機子鎖交磁束Φａのδ軸成分の推定結果が補正されているのであって、δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｍ・ｉδ）は補正されていない。
【０１２２】
＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態は、第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２実施形態において特に述べられない事項に関しては、矛盾なき限り、第１実施形態の記載が第２実施形態にも適用される。第２実施形態では、モータ制御装置３によるモータ１の制御に、非特許文献２に示されるようなｄｑ軸間干渉が影響していることを想定する。また、第１実施形態と異なり、第２実施形態では、γ軸がｄ軸と一致するようにベクトル制御が成される。即ち、第２実施形態ではθｍがゼロであるものとする。
【０１２３】
ｄｑ座標系において、ｄｑ軸間干渉がある場合のモータモデルは下記式（Ｅ−１）で表されることが知られている（非特許文献２参照）。ここで、Ｌｄｑ及びＬｑｄは、夫々、非特許文献２に示されるＬｄｑ及びＬｑｄと同じものであり、ｄｑ軸間干渉による誘起電圧を発生させるインダクタンス成分である。
【０１２４】
【数２０】
2011244616.tif 000022
【０１２５】
式（Ｅ−１）は、次式（Ｅ−２）のように変形することができる。Φｅａは、式（Ｅ−３）によって定義される。
【０１２６】
【数２１】
2011244616.tif 000023
【０１２７】
式（Ｅ−２）は上記式（Ｃ−６）に類似している。従って、第１実施形態で述べた方法と同様の方法にて軸誤差を推定することができる。ｄｑ軸間干渉が存在しているモータモデルは、ｄｑ軸間干渉がない座標系（即ち真のｄｑ座標系）からずれた座標系に対して設計されたモータモデルであると解釈することができるため、第１実施形態で述べたものと同様の推定方法を利用できる。
【０１２８】
具体的には例えば、図３における位置速度推定部１３を図１８に示す位置速度推定部１１３にて置き換えることができる。図１９は、位置速度推定部１１３に含まれるδ軸磁束推定部１２０の内部ブロック図である。
【０１２９】
位置速度推定部１１３は、δ軸磁束推定部１２０、ＰＩ演算部１２１及び積分部１２２を備える。δ軸磁束推定部１２０は、電圧演算部１４からのｖγ＊、座標変換部１２からのｉγ及びｉδ並びにＰＩ演算部１２１からのωｅに基づいて、δ軸方向の磁束であるΦｅａδを算出する。Φｅａδは、モータ１の電機子巻線の鎖交磁束のδ軸成分である。Φｅａのγ軸成分及びδ軸成分が夫々Φｅａγ及びΦｅａδである。本実施形態では、Φｅａγ及びΦｅａδを夫々γ軸磁束及びδ軸磁束とも呼ぶ。
【０１３０】
ＰＩ演算部１２１は、ＰＩ制御を用いて、δ軸磁束推定部１２０が算出したδ軸磁束Φｅａδがゼロに収束するように回転速度ωｅを算出する。積分部１２２は、ＰＩ演算部１２１から出力される回転速度ωｅを積分することで回転子位置θｅを算出する。ＰＩ演算部１２１が出力する回転速度ωｅと積分部１２２が出力する回転子位置θｅは、共に位置速度推定部１１３の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。
【０１３１】
図１９に示す如く、δ軸磁束推定部１２０は、演算部１３１、乗算部１３２及び加算部１３３を備えて構成される。δ軸磁束推定部１２０では、下記式（Ｅ−４）に従って、δ軸磁束Φｅａδが算出される。より詳細には、演算部１３１は、式（Ｅ−４）の右辺における第１及び第３項の和“−（（（ｖγ＊−Ｒａｉγ）／ωｅ）＋Ｌｑｉδ）”を求めて出力し、乗算部１３２は、式（Ｅ−４）の右辺における第２項（−Ｌｑｄ・ｉγ）を求めて出力する。加算部１３３は、演算部１３１の出力値と乗算部１３２の出力値の和をΦｅａδとして出力する。
【０１３２】
【数２２】
2011244616.tif 000024
【０１３３】
図８のδ軸磁束推定部２０と同様、図１９のδ軸磁束推定部１２０においても、対象物理量としてのδ軸磁束Φｅａδの推定に際し、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑ・ｉδ）がγ軸電流ｉγに基づいて補正される。この補正は、第１δ軸成分を第２δ軸成分にて補正する処理にて実現される。第２実施形態における第１δ軸成分は、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑ・ｉδ）であり、第２実施形態における第２δ軸成分は、γ軸電流ｉγによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｄ・ｉγ）である。即ち、δ軸磁束推定部１２０では、δ軸電流ｉδによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑ・ｉδ）を第１δ軸成分として推定する一方で、γ軸電流ｉγによって発生する磁束のδ軸成分（Ｌｑｄ・ｉγ）を第２δ軸成分として推定し、第１δ軸成分を第２δ軸成分にて補正する処理（第１δ軸成分に第２δ軸成分を足し込む処理）介して、対象物理量としてのδ軸磁束Φｅａδを算出する。
【０１３４】
このような方法を採用することにより、ｄｑ軸間干渉の存在するモータモデルにおいても、回転子位置θｅを精度良く推定することが可能となる。
【０１３５】
＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第１実施形態の位置速度推定部１３（図６参照）では、対象物理量としてδ軸磁束Φｅａｍδを推定し、δ軸磁束Φｅａｍδから回転子位置θｅ及び回転速度ωｅを算出するようにしているが、δ軸磁束Φｅａｍδの代わりにγ軸誘起電圧Ｅｅａｍγを推定し、γ軸誘起電圧Ｅｅａｍγから回転子位置θｅ及び回転速度ωｅを算出するようにしても良い。Ｅｅａｍγ＝−Φｅａｍδ・ωｅであるから、図８の加算部３３の出力値に（−ωｅ）を乗じればＥｅａｍγが求まる。Ｅｅａｍγは、モータ１に発生する誘起電圧のγ軸成分であり、モータ１に発生する誘起電圧を誘起する磁束のδ軸成分がΦｅａｍδに相当する。Φｅａｍδ及びＥｅａｍγは、何れもΦｅａｍδに比例する物理量である。図６の位置速度推定部１３においてΦｅａｍδの代わりにＥｅａｍγが求められた場合、ＰＩ演算部２１は、ＰＩ制御を用いてＥｅａｍγがゼロに収束するように回転速度ωｅを算出すれば良い。
【０１３６】
第２実施形態についても同様である。即ち、第２実施形態の位置速度推定部１１３（図１８参照）では、対象物理量としてδ軸磁束Φｅａδを推定し、δ軸磁束Φｅａδから回転子位置θｅ及び回転速度ωｅを算出するようにしているが、δ軸磁束Φｅａδの代わりにγ軸誘起電圧Ｅｅａγを推定し、γ軸誘起電圧Ｅｅａγから回転子位置θｅ及び回転速度ωｅを算出するようにしても良い。Ｅｅａγ＝−Φｅａδ・ωｅであるから、図１９の加算部１３３の出力値に（−ωｅ）を乗じればＥｅａγが求まる。Ｅｅａγは、モータ１に発生する誘起電圧のγ軸成分であり、モータ１に発生する誘起電圧を誘起する磁束のδ軸成分がΦｅａδに相当する。Φｅａδ及びＥｅａγは、何れもΦｅａδに比例する物理量である。図１８の位置速度推定部１１３においてΦｅａδの代わりにＥｅａγが求められた場合、ＰＩ演算部１２１は、ＰＩ制御を用いてＥｅａγがゼロに収束するように回転速度ωｅを算出すれば良い。
【０１３７】
＜＜変形等＞＞
上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈４を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１３８】
［注釈１］
各実施形態において、導出されるべき全ての値（ｖγ＊、Φｅａｍδ、θｅ等）の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、モータ制御装置３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
【０１３９】
［注釈２］
モータ制御装置３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置３を実現する場合、モータ制御装置３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置３を形成することも可能である。
【０１４０】
［注釈３］
本発明に係るモータ制御装置３及びモータ駆動システムを、モータを用いるあらゆる電気機器に搭載することができる。該電気機器には、例えば、電動車両（電動自動車、電動バイク、電動自転車など）、空気調和機（屋内用又は車載用の空気調和機など）、洗濯機、及び、圧縮機（冷蔵庫用圧縮機など）が含まれ、それらはモータの回転によって駆動する。
【０１４１】
［注釈４］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ｂ−１）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（γ、δを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は、電子出願用ソフトウェアが実行したフォント変換によって生じたものであり、本明細書を読むに当たり、その相違は適宜無視されるべきである。
【０１４２】
【数２３】
2011244616.tif 000025
【符号の説明】
【０１４３】
１  モータ
２  インバータ
３  モータ制御装置
４  電源
５  電流センサ
１３  位置速度推定部
２０、１２０  δ軸磁束推定部
２１、１２１  ＰＩ演算部
２２、１２２  積分部
３１、１３１  演算部
３２、１３２  乗算部
３３、１３３  加算部
【図１】
2011244616.tif 000026
【図２】
2011244616.tif 000027
【図３】
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【図４】
2011244616.tif 000029
【図５】
2011244616.tif 000030
【図６】
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【図７】
2011244616.tif 000032
【図８】
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【図９】
2011244616.tif 000034
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2011244616.tif 000040
【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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