(57)【要約】【課題】マスタ基準電圧を出力するための回路の規模縮小及び補正式の簡素化を図りつつ、デジタル値のサンプリング周期を短縮化できるＡＤ変換装置を提供する。【解決手段】任意のアナログ信号を、第１サンプリング周期の第１デジタル値に変換して出力する第１ＡＤ変換器（例えばＴＡＤ）、及び第２サンプリング周期の第２デジタル値に変換して出力する第２ＡＤ変換器（例えばΔΣ型ＡＤ変換器）を備え、第２デジタル値を基準値として、第１デジタル値に対する補正式を算出する補正式算出手段Ｓ９０と、補正式に基づき第１デジタル値を補正する補正手段Ｓ１００と、を備え、時間経過とともに新たに出力された第２デジタル値に基づき、補正式を更新していくことを特徴とする。【選択図】      図５
2011044920.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
任意のアナログ信号を、第１サンプリング周期の第１デジタル値に変換して出力する第１ＡＤ変換器、及び第２サンプリング周期の第２デジタル値に変換して出力する第２ＡＤ変換器を備え、
前記第１ＡＤ変換器は、前記第１サンプリング周期を前記第２サンプリング周期よりも短くすることが可能な変換器であり、
前記第２ＡＤ変換器は、前記第１サンプリング周期を前記第２サンプリング周期よりも短くした時の前記第１デジタル値に比べて、アナログ信号を高精度で前記第２デジタル値に変換可能な変換器であり、
前記第２デジタル値を基準値として、前記第１デジタル値に対する補正式を算出する補正式算出手段と、
前記補正式に基づき前記第１デジタル値を補正する補正手段と、
を備え、
時間経過とともに新たに出力された前記第２デジタル値に基づき、前記補正式を更新していくことを特徴とするＡＤ変換装置。
【請求項２】
前記補正式は、任意のアナログ信号による入力電圧値を第１デジタル値の一次関数として表した式であり、
同一のアナログ信号に対する前記第１デジタル値及び前記第２デジタル値のうち、第２デジタル値を前記基準値として取得するとともに第１デジタル値を出力値として取得する取得手段を備え、
前記補正式算出手段は、前記補正式の傾き及び切片を前記基準値に基づき設定し、
前記補正手段は、前記出力値を前記補正式に代入して得られた入力電圧値を、補正後の第１デジタル値とすることを特徴とする請求項１に記載のＡＤ変換装置。
【請求項３】
雰囲気温度を取得する温度取得手段を備え、
前記補正式算出手段は、前記基準値に加え、取得した前記雰囲気温度に基づき前記補正式を算出することを特徴とする請求項１又は２に記載のＡＤ変換装置。
【請求項４】
雰囲気温度を取得する温度取得手段と、
取得した前記雰囲気温度に基づき前記基準値を補正する基準値補正手段と、
を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれ１つに記載のＡＤ変換装置。
【請求項５】
前記第１ＡＤ変換器は、前記第１デジタル値の温度依存性が前記第２デジタル値の温度依存性よりも大きな変換器であり、
既知のマスタ基準電圧を出力する基準電圧回路を備え、
前記温度取得手段は、前記マスタ基準電圧を前記第１ＡＤ変換器に印加した時の前記第１デジタル値に基づき、前記雰囲気温度を算出して取得することを特徴とする請求項３又は４に記載のＡＤ変換装置。
【請求項６】
既知のマスタ基準電圧を出力する基準電圧回路を備え、
前記マスタ基準電圧を前記第２ＡＤ変換器に印加した時の前記第２デジタル値が、予め設定された公差範囲内であることを条件として、前記補正手段による前記第１デジタル値の補正を許可することを特徴とする請求項１〜５のいずれ１つに記載のＡＤ変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、任意のアナログ信号をデジタル値に変換して出力するＡＤ変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
任意のアナログ信号を所定のサンプリング周期のデジタル値に変換するＡＤ変換器として、ΔΣ型、逐次比較型、巡回型等の汎用ＡＤ変換器が従来より知られているが、近年では、これらの汎用ＡＤに比べてサンプリング周期を短くできるＴＡＤ（特許文献１参照）が注目されている。
【０００３】
例えば、走行駆動源として車両に搭載された蓄電バッテリ（特にリチウムイオンバッテリ）には、バッテリの電圧及び残存容量が適切な範囲内となるよう管理することでバッテリ劣化を抑制することが要求されているが、このような車載バッテリの場合には電圧が短時間で（例えばｍｓｅｃオーダーで）大きく変化するので、バッテリ電圧を短いサンプリング周期で検出することが要求される。よって、この場合には上記ＴＡＤを用いてバッテリ電圧を検出することが望ましい。
【０００４】
ちなみに、上記ＴＡＤは、複数の反転回路をリング状に接続してなるパルス遅延回路を構成し、入力されてくるアナログ信号（入力電圧）を各反転回路の電源電圧として印加することにより、電源電圧によって反転回路の遅延時間が異なることを利用して入力電圧のＡＤ変換を行うものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−２７４１５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
但し、汎用ＡＤのアナログ−デジタル変換特性は線形であるのに対し、ＴＡＤの変換特性は非線形である。また、ＴＡＤから出力されるデジタル値は、雰囲気温度により大きく変化するといった温度依存性が高い。したがって、ＴＡＤから出力されるデジタル値は、汎用ＡＤから出力されるデジタル値に比べて変換精度が悪い。そのため、特許文献１記載のＴＡＤでは、既知のマスタ基準電圧をＴＡＤに印加した時に得られたデジタル値に基づき、ＴＡＤから出力されたデジタル値を補正する補正式を算出している。
【０００７】
しかしながら、デジタル値が線形的に変化することとなるよう補正式を算出するには、異なる値のマスタ基準電圧が複数必要となるため、マスタ基準電圧を出力するための回路が複数必要となり、大幅なコストアップを招く。また、このような手法により算出した補正式は多項式となるため、ＴＡＤから出力されたデジタル値を前記補正式に代入して演算するための演算回路が複雑となる。
【０００８】
なお、この問題はＴＡＤに限られたものではなく、アナログ−デジタル変換特性が非線形であるＡＤ変換器や温度依存性が高いＡＤ変換器等、変換器から出力されるデジタル値の精度が低く、マスタ基準電圧が複数となるもの全般に言える問題である。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、マスタ基準電圧を出力するための回路の規模縮小及び補正式の簡素化を図りつつ、デジタル値のサンプリング周期を短縮化できるＡＤ変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【００１１】
請求項１記載の発明では、任意のアナログ信号を、第１サンプリング周期の第１デジタル値に変換して出力する第１ＡＤ変換器、及び第２サンプリング周期の第２デジタル値に変換して出力する第２ＡＤ変換器を備え、前記第１ＡＤ変換器は、前記第１サンプリング周期を前記第２サンプリング周期よりも短くすることが可能な変換器であり、前記第２ＡＤ変換器は、前記第１サンプリング周期を前記第２サンプリング周期よりも短くした時の前記第１デジタル値に比べて、アナログ信号を高精度で前記第２デジタル値に変換可能な変換器であり、前記第２デジタル値を基準値として、前記第１デジタル値に対する補正式を算出する補正式算出手段と、前記補正式に基づき前記第１デジタル値を補正する補正手段と、を備え、時間経過とともに新たに出力された前記第２デジタル値に基づき、前記補正式を更新していくことを特徴とする。
【００１２】
なお、上記第１ＡＤ変換器の具体例としてはＴＡＤが挙げられ、上記第２ＡＤ変換器の具体例としてはΔΣ型、逐次比較型、巡回型等の汎用ＡＤ変換器が挙げられる。
【００１３】
上記発明によれば、第１サンプリング周期を第２サンプリング周期よりも短くすることが可能な第１ＡＤ変換器を採用することで、デジタル値のサンプリング周期短縮化を図ることができる。
【００１４】
また、第１デジタル値に比べて高精度な第２デジタル値を基準値として第１デジタル値に対する補正式を算出し、その補正式に基づき第１デジタル値を補正するので、マスタ基準電圧を出力するための回路の廃止又は規模縮小を図ることができる。
【００１５】
しかも、時間経過とともに新たに出力された第２デジタル値に基づき補正式を更新していくので、次の理由により補正式の簡素化を図ることができる。すなわち、今回更新から次回更新までの更新期間中（例えば第２サンプリング周期に相当する期間中）には第１デジタル値が大きく変動する可能性は低く、しかも、第１デジタル値に温度依存性があったとしても前記更新期間中に温度が大きく変動する可能性も低いので、前記更新期間中に用いる補正式が簡素な式（例えば、任意のアナログ信号による入力電圧値を第１デジタル値の一次関数として表した式）であっても第１デジタル値を十分な精度で補正できる。
【００１６】
要するに上記発明は、高速の第１ＡＤ変換器と、低速ではあるが高精度の第２ＡＤ変換器とを組み合わせることで、第１ＡＤ変換器によりサンプリング周期短縮化を図りつつ、第２デジタル値を基準値として第１デジタル値を補正することで、マスタ基準電圧出力回路の廃止又は規模縮小及び補正式の簡素化を図ることができる。
【００１７】
請求項２記載の発明では、前記補正式は、任意のアナログ信号による入力電圧値を第１デジタル値の一次関数として表した式であり、同一のアナログ信号に対する前記第１デジタル値及び前記第２デジタル値のうち、第２デジタル値を前記基準値として取得するとともに第１デジタル値を出力値として取得する取得手段を備え、前記補正式算出手段は、前記補正式の傾き及び切片を前記基準値に基づき設定し、前記補正手段は、前記出力値を前記補正式に代入して得られた入力電圧値を、補正後の第１デジタル値とすることを特徴とする。
【００１８】
上記発明では、補正式を一次関数にできるので、第１デジタル値を補正式に代入して演算するための演算回路を簡素にできる。
【００１９】
また、今回更新から次回更新までの更新期間中には、第１デジタル値が大きく変動する可能性は低く、しかも、第１デジタル値に温度依存性があったとしても前記更新期間中に温度が大きく変動する可能性も低いので、上記発明の如く補正式の傾き及び切片を基準値に基づき設定するだけで、第１デジタル値を十分な精度で補正できる。
【００２０】
請求項３記載の発明では、雰囲気温度を取得する温度取得手段を備え、前記補正式算出手段は、前記基準値に加え、取得した前記雰囲気温度に基づき前記補正式を算出することを特徴とする。なお、上記請求項２記載の発明に本発明を適用した場合には、補正式の傾きを設定するにあたり、前記基準値に加え取得した雰囲気温度に基づき前記傾きを設定することが望ましい。
【００２１】
第１ＡＤ変換器のアナログ−デジタル変換特性を表す特性曲線が雰囲気温度に依存して変化する場合には、上記発明によれば基準値に加え雰囲気温度に基づき補正式を算出するので、前記特性曲線のうち基準値近傍部分の曲線に補正式を精度良く近づけることができる。
【００２２】
請求項４記載の発明では、雰囲気温度を取得する温度取得手段と、取得した前記雰囲気温度に基づき前記基準値を補正する基準値補正手段と、を備えることを特徴とする。
【００２３】
基準値となる第２デジタル値に温度依存性がある場合や、第２デジタル値を出力するために用いられる各種回路に温度依存性がある場合には、上記発明によれば雰囲気温度に基づき基準値を補正するので、基準値の精度を向上させることができる。よって、基準値に基づき算出した補正式により第１デジタル値を補正するにあたり、その補正精度を向上できる。
【００２４】
請求項５記載の発明では、前記第１ＡＤ変換器は、前記第１デジタル値の温度依存性が前記第２デジタル値の温度依存性よりも大きな変換器であり、既知のマスタ基準電圧を出力する基準電圧回路を備え、前記温度取得手段は、前記マスタ基準電圧を前記第１ＡＤ変換器に印加した時の前記第１デジタル値に基づき、前記雰囲気温度を算出して取得することを特徴とする。
【００２５】
上記発明は、第１デジタル値の温度依存性が第２デジタル値の温度依存性よりも大きい場合において、第１デジタル値の温度依存性を利用して雰囲気温度を算出するものであり、マスタ基準電圧を第１ＡＤ変換器に印加した時の第１デジタル値に基づき雰囲気温度を算出するので、雰囲気温度を検出するための温度センサを不要にできる。
【００２６】
請求項６記載の発明では、既知のマスタ基準電圧を出力する基準電圧回路を備え、前記マスタ基準電圧を前記第２ＡＤ変換器に印加した時の前記第２デジタル値が、予め設定された公差範囲内であることを条件として、前記補正手段による前記第１デジタル値の補正を許可することを特徴とする。
【００２７】
例えば、第２デジタル値を出力するために用いられる各種回路に断線や短絡等の異常が生じている場合や、基準電圧回路に異常が生じてマスタ基準電圧自体がずれている場合が生じうる。そしてこれらの場合、基準値が真値から大きくずれることとなるので、補正手段により補正された第１デジタル値が異常な値になることが懸念される。
【００２８】
この懸念に対し上記発明によれば、上記異常が生じている場合には、マスタ基準電圧を第２ＡＤ変換器に印加した時の第２デジタル値が公差範囲内とならなくなるので、補正手段による第１デジタル値の補正が許可されなくなる。よって、上記懸念を解消できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態にかかる車両のシステム構成を示す図。
【図２】図１に記載の高圧バッテリ及び電池監視装置の回路構成を示す図。
【図３】図１に記載のノイズ処理手段、セル電圧抽出手段及び均等化手段の回路構成を示す図。
【図４】図１に記載の第１ＡＤ変換器（ＴＡＤ）の回路構成を示す図。
【図５】上記実施形態において、第１デジタル値を補正する処理手順を示すフローチャート。
【図６】図５の処理で用いるマップＭ１を示す図。
【図７】図５の処理で用いるマップＭ２を示す図。
【図８】図５の処理で用いるマップＭ３を示す図。
【図９】図５の処理で用いる公差範囲Ｌ１’〜Ｌ２’を示す図。
【図１０】図５の処理で用いるマップＭ４を示す図。
【図１１】上記実施形態の第１ＡＤ変換器（ＴＡＤ）において、入力電圧に対する出力電圧の特性曲線を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明にかかるＡＤ変換装置をハイブリッド車の電圧検出装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００３１】
図１に、本実施形態にかかる車両のシステム構成を示す。
【００３２】
図示されるモータジェネレータ１０は、車両の動力発生装置としての回転機である。一方、ハイブリッド制御装置１２は、モータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置である。図１では、便宜上、モータジェネレータ１０に接続される電力変換回路（インバータ）の記載を省略しているが、ハイブリッド制御装置１２では、実際には、インバータを操作することでモータジェネレータ１０のトルクを制御する。
【００３３】
高圧バッテリ１４は、モータジェネレータ１０の電力源となるものである。ハイブリッド制御装置１２は、更に、ＤＣＤＣコンバータ１６を操作することで、高圧バッテリ１４の電圧を降圧して低圧バッテリ１８に印加する。なお、モータジェネレータ１０やＤＣＤＣコンバータ１６は、メインリレー１５を介して高圧バッテリ１４に接続されている。また、図１に示すシステムは、更に、内燃機関を制御対象とするエンジン制御装置２４を備えている。
【００３４】
電池監視装置３０は、高圧バッテリ１４の状態を監視するものである。電池監視装置３０は、電流センサ２２によって検出される高圧バッテリ１４の流出入電流（モータジェネレータ１０からの流入電流や、モータジェネレータ１０、ＤＣＤＣコンバータ１６への流出電流）や、高圧バッテリ１４の電圧等を取り込み、これに基づき高圧バッテリ１４の残存容量（ＳＯＣ：State Of Charge）を監視する。なお、ＳＯＣは、高圧バッテリ１４の放電能力を定量化した物理量であり、高圧バッテリ１４の満充電に対する現在の充電量の割合を定量化したものである。
【００３５】
図２に、高圧バッテリ１４及び電池監視装置３０の構成を示す。
【００３６】
図示されるように、高圧バッテリ１４は、複数の電池セル１４ａの直列接続体としての組電池である。ここで、これら各電池セル１４ａは、リチウムイオン２次電池である。電池監視装置３０は、各電池セル１４ａの電圧を検出する機能と、検出した電圧に基づき各電池セル１４ａの電圧ばらつきを均等化する機能とを有している。
【００３７】
先ず、電圧検出機能の概要について説明する。各電池セル１４ａの電圧（セル電圧）は、ノイズ処理手段３１を介してセル電圧抽出手段３２へ入力される。セル電圧抽出手段３２は、複数の電池セル１４ａのうち１つの電池セル１４ａを選択し、選択した電池セル１４ａに対応する電圧を抽出して出力する。セル電圧抽出手段３２により抽出されて出力された電圧はアナログ信号であり、互いに並列に接続された第１ＡＤ変換器３３及び第２ＡＤ変換器３４へ入力され、デジタル値に変換される。両ＡＤ変換器３３，３４で変換されたデジタル値は、マイコン等を有して構成される制御手段３５に入力され、制御手段３５により補正される（補正内容は後に詳述）。
【００３８】
図３に、ノイズ処理手段３１、セル電圧抽出手段３２及び後述する均等化手段３７の構成例を示す。図示されるように、ノイズ処理手段３１は、電池セル１４ａの電圧波形に重畳しているノイズを除去するフィルタ回路と、各電池セル１４ａで生じるサージ電圧から各種電子部品を保護する保護回路とを有している。フィルタ回路は、コンデンサ３１ａ及び抵抗３１ｂを有して構成され、保護回路はツェナーダイオード３１ｃにより構成されている。そして、フィルタ回路及び保護回路は、複数の電池セル１４ａの各々に対して設けられている。
【００３９】
セル電圧抽出手段３２は、複数の電池セル１４ａのうち検出対象とする電池セル１４ａを選択し、各電池セル１４ａから入力されてくるセル電圧の中から選択した電池セル１４ａに対応するセル電圧を抽出してセル電圧を両ＡＤ変換器３３，３４へ出力する。具体的には、セル電圧抽出手段３２は、複数の選択用スイッチ３２ａ、キャパシタ３２ｂ、及び出力用スイッチ３２ｃを備えて構成されている。これらのスイッチ３２ａ，３２ｃの作動は、制御手段３５から出力される選択信号により制御されている。
【００４０】
制御手段３５は、先ず、出力用スイッチ３２ｃをオフ作動させた状態で、選択する電池セル１４ａに対応する選択用スイッチ３２ａのみをオン作動させ、他の選択用スイッチ３２ａはオフ作動させる。これにより、選択するセル電圧に応じた電荷がキャパシタ３２ｂに蓄えられる。次に、全ての選択用スイッチ３２ａをオフ作動させ、その後、出力用スイッチ３２ｃをオン作動させる。これにより、選択するセル電圧に応じた量の電荷がキャパシタ３２ｂから出力される。つまり、選択したセル電圧が、セル電圧抽出手段３２から両ＡＤ変換器３３，３４へ出力されることとなり、両ＡＤ変換器３３，３４によりアナログデジタル変換されたセル電圧が制御手段３５へ出力される。
【００４１】
以上により、制御手段３５は、各電池セル１４ａのセル電圧を表したデジタル値を取得することができ、取得したセル電圧に基づき高圧バッテリ１４の端子電圧を算出し、通信インターフェイス３６を介してハイブリッド制御装置１２へ出力する。
【００４２】
次に、検出した電圧に基づき各電池セル１４ａの電圧ばらつきを均等化する機能の概要について説明する。均等化手段３７は、複数の電池セル１４ａのうちセル電圧の高い電池セル１４ａについて放電させるよう作動することで、各電池セル１４ａのセル電圧を均等化させる。具体的には、制御手段３５は、取得したセル電圧に基づき、いずれの電池セル１４ａからどれだけ放電させるかを指令するための均等化制御信号を出力する。均等化手段３７が有するスイッチ３７ａ（図３参照）は、均等化制御信号により指令された分だけ放電するよう作動して、セル電圧を均等化させる。
【００４３】
ところで、高圧バッテリ１４の残存容量が適切な範囲内となるよう管理することで高圧バッテリ１４の劣化を抑制することが要求されているが、仮に、電池セル１４ａの各々の残存容量にばらつきが生じていると、高圧バッテリ１４を充電するにあたり、当初から残存容量が多かった電池セル１４ａは使用範囲の上限を超え、当初から残存容量が少なかった電池セル１４ａは使用範囲の上限に達していない状態となる。そのため、高圧バッテリ１４の劣化が促進されてしまう。高圧バッテリ１４から放電する時も同様にして、当初から残存容量が少なかった電池セル１４ａは過放電の状態になり、当初から残存容量が多かった電池セル１４ａは使用範囲の下限に達していない状態となるため、高圧バッテリ１４の劣化が促進されてしまう。
【００４４】
これに対し、本実施系形態では、各電池セル１４ａのセル電圧を検出し、検出したセル電圧に基づき均等化手段３７を用いてセル電圧を均等化させるので、上述の如くセル電圧のばらつきに起因した高圧バッテリ１４の劣化を抑制できる。
【００４５】
しかしながら、車載バッテリである高圧バッテリ１４は、セル電圧が短時間で（例えばｍｓｅｃオーダーで）大きく変化するので、セル電圧を短いサンプリング周期で検出することが要求される。しかも、高精度（高分解能）で検出できなければ残存容量のばらつきを高精度で均一化できない。そこで本実施形態では、第１ＡＤ変換器３３及び第２ＡＤ変換器３４を用いた以下の構成によりアナログデジタル変換を短いサンプリング周期で高速化させるとともに、変換されたデジタル値を制御手段３５により以下のように補正することで、高精度のセル電圧を取得できるように図っている。
【００４６】
以下、第１ＡＤ変換器３３及び第２ＡＤ変換器３４の構成と、変換されたデジタル値を制御手段３５により補正する手法について説明する。
【００４７】
先ず、両ＡＤ変換器３３，３４の構成について説明すると、第１ＡＤ変換器３３及び第２ＡＤ変換器３４は並列に接続されており、セル電圧抽出手段３２から出力されたセル電圧のアナログ信号は、同じタイミングで両ＡＤ変換器３３，３４へ入力される。第１ＡＤ変換器３３には後述するＴＡＤが採用されており、第２ＡＤ変換器３４にはΔΣ型の汎用ＡＤ変換器が採用されている。第１ＡＤ変換器３３のサンプリング周期（第１サンプリング周期）は第２ＡＤ変換器３４のサンプリング周期（第２サンプリング周期）よりも短く設定されている。具体的には、第１サンプリング周期は１ｍｓｅｃ未満であり、第２サンプリング周期は１ｍｓｅｃ以上である。
【００４８】
また、第２サンプリング周期が第１サンプリング周期の整数倍となるよう第１サンプリング周期は設定されている。これにより、第２ＡＤ変換器３４からデジタル値（第１デジタル値）が出力されるタイミングと同じタイミングで、第１ＡＤ変換器３３からデジタル値（第１デジタル値）が出力されることとなる。
【００４９】
また、第２ＡＤ変換器３４のアナログ−デジタル変換特性は線形であるのに対し、第１ＡＤ変換器３３のアナログ−デジタル変換特性は非線形である。また、両ＡＤ変換器３３，３４は、前記変換特性が雰囲気温度に依存して変化するといった温度依存性を有するが、第１ＡＤ変換器３３の温度依存性は第２ＡＤ変換器３４の温度依存性よりも高い。そして、上述の如く設定したサンプリング周期においては、第２ＡＤ変換器３４から出力されたデジタル値（第２デジタル値）は第１デジタル値よりも高精度（高分解能）の値となっている。
【００５０】
図４に、第１ＡＤ変換器（以下、ＴＡＤ３３と記載する場合もある）の構成を示す。
【００５１】
図示されるように、ＴＡＤ３３は、電圧制御発振器としてのリングオシレータ３３ａを備えている。リングオシレータ３３ａは、負のゲインを持つ奇数個の遅延要素をリング状に結合した発振回路である。図４には、ＮＡＮＤ回路に偶数個の論理反転回路が接続されたリングオシレータ３３ａを例示している。これら各遅延要素(ＮＡＮＤ回路、論理反転回路)の電源として、入力電圧Ｖｉｎが印加される。また、ＮＡＮＤ回路の一方の端子は、リングオシレータ３３ａの出力端子に接続されて且つ、リングオシレータ３３ａのパルス入力端子としての他方の端子には、スタートパルス信号が印加される。このスタートパルス信号は、リングオシレータ３３ａの発振動作のトリガ信号としての機能を有するものであり、論理「Ｌ」から論理「Ｈ」へと立ち上がりその値を維持することでリングオシレータ３３ａを発振させる。
【００５２】
リングオシレータ３３ａの出力信号の論理反転回数は、カウンタ３３ｂにてカウントされる。一方、ラッチ３３ｃは、ＴＡＤ３３に印加されるクロック信号のエッジ（ここでは立ち上がりエッジを例示）に同期して、カウンタ３３ｂのカウント値をラッチする。ここで、エッジ間でのカウント値の増加量は、遅延時間を定量化したものとなる。一方、ラッチエンコーダ３３ｄでは、リングオシレータ３３ａを構成する各遅延要素のうちの最終段以外のものの出力を取り込むことで、リングオシレータ３３ａの一回の論理反転よりも小さい遅延時間を定量化して出力する。減算部３３ｆでは、ラッチ３３ｃ及びラッチエンコーダ３３ｄの今回の出力と、ラッチ３３ｅに記憶された前回の出力との差に基づき、今回の出力値をデジタル値として出力する。この出力信号は、リングオシレータ３３ａの出力信号の論理反転回数を、「１／（遅延要素の個数）」の精度でデジタル表記したものである。ここで、各遅延要素の遅延時間が入力電圧Ｖｉｎに依存するために、リングオシレータ３３ａの発振周波数も入力電圧Ｖｉｎに依存し、ひいてはＴＡＤ３３の出力信号を、入力電圧Ｖｉｎに応じたデジタル値（第１デジタル値）とすることができる。
【００５３】
ただし、ＴＡＤ３３の入力電圧Ｖｉｎと出力値との関係は、非線形性を有する。しかも、この非線形性は、温度に応じて変化する。更に、ＴＡＤ３３の出力特性には、個体差もある。このため、ＴＡＤ３３の出力するデジタル値から入力電圧Ｖｉｎの正確な値を把握するためには、デジタル表記された入力電圧Ｖｉｎに近づけるようＴＡＤ３３の出力(デジタル値)を補正することが必要となる。
【００５４】
なお、本実施形態の第２ＡＤ変換器３４として採用されているΔΣ型ＡＤ変換器は、特開２０００−１０１５２３号公報及び特開２０００−２４４３２４号公報等にて開示されている周知の構成であり、サンプリング周波数毎に入力信号と１クロック前のデジタル出力との差分を積分し、その積分結果を基準レベルと比較することによってデジタル値に変換するＡＤ変換器である。
【００５５】
以上により、同一のアナログ信号に対して両ＡＤ変換器３３，３４によりそれぞれＡＤ変換しており、各々のデジタル値が異なるサンプリング周期で制御手段３５に入力されるよう構成されている。
【００５６】
次に、変換されたデジタル値を制御手段３５により補正する手法について説明する。
【００５７】
概略、制御手段３５は、取得した第２デジタル値を基準値として、第１デジタル値を補正する。つまり、高精度の第２デジタル値が制御手段３５に入力されてこない第２サンプリング周期の間は、高精度の第２デジタル値に基づき補正した第１デジタル値で補っていると言える。或いは、高速サンプリングされる第１デジタル値を、第２サンプリング周期毎に入力されてくる第２デジタル値により逐次補正していると言える。
【００５８】
図５は、制御手段３５が有するマイクロコンピュータによる上記補正の処理手順を示すフローチャートであり、当該補正処理は所定周期で繰り返し実行される。前記所定周期は、第２サンプリング周期よりも短く設定されており、第１サンプリング周期よりも短く設定することが望ましい。或いは、前記所定周期を第１サンプリング周期に一致させることが望ましい。
【００５９】
先ず、図５に示すステップＳ１０〜Ｓ３０（温度取得手段）では、第１デジタル値の温度依存性が第２デジタル値の温度依存性よりも大きいことを利用して、マスタ基準電圧Ｖrefに対して出力された第１デジタル値に基づき雰囲気温度を算出する。すなわち、ステップＳ１０では、既知の電圧であるマスタ基準電圧Ｖref（例えば３．０００Ｖ）を第２ＡＤ変換器３４に印加する。なお、前記マスタ基準電圧Ｖrefは、電池監視装置３０に設けられた基準電圧源３８（図２参照）から出力される電圧である。
【００６０】
続くステップＳ２０では、マスタ基準電圧Ｖrefを第１ＡＤ変換器３３に印加した時に出力される第１デジタル値Ｄref(Tx)を取得する。続くステップＳ３０では、ステップＳ２０で取得した第１デジタル値Ｄref(Tx)に基づき、図６に示すマップＭ１を用いて雰囲気温度Ｔｘを算出する。マップＭ１は、マスタ基準電圧Ｖrefを第１ＡＤ変換器３３に印加した時に出力される第１デジタル値Ｄref(Tx)と、その時の雰囲気温度Ｔとの関係を示す温度特性マップであり、予め行った試験により作成され、不揮発性メモリ等の記憶手段３９に記憶されている。そして、このマップＭ１において第１デジタル値Ｄref(Tx)に対応する温度Ｔｘを読み取ることで、現時点での温度Ｔｘを算出できる。
【００６１】
ここで、基準電圧源３８（基準電圧回路）から実際に出力されるマスタ基準電圧Ｖrefの値は、その時の雰囲気温度に応じて僅かながら異なる値となる。また、セル電圧抽出手段３２から両ＡＤ変換器３３，３４に出力されるセル電圧（アナログ信号）は、その時の雰囲気温度に応じて僅かながら異なる値となる。これらの点を鑑み、続くステップＳ４０では、ステップＳ３０で算出した温度Ｔｘに基づき、図７に示すマップＭ２を用いて基準電圧源３８に対する温度補正値ΔＶref(Tx)を算出するとともに、図８に示すマップＭ３を用いてセル電圧抽出手段３２に対する温度補正値ΔＶsel(Tx)を算出する。
【００６２】
マップＭ２は、温度補正値ΔＶrefと雰囲気温度Ｔとの関係を示す温度特性マップであり、マップＭ３は、温度補正値ΔＶselと雰囲気温度Ｔとの関係を示す温度特性マップであり、これらのマップＭ２，Ｍ３は予め行った試験により作成され、記憶手段３９に記憶されている。
【００６３】
続くステップＳ５０では、マスタ基準電圧Ｖrefを第２ＡＤ変換器３４に印加した時に出力される第２デジタル値であってその値を電圧表記した値Ｖ２refを、ステップＳ４０で算出した温度補正値ΔＶref，ΔＶselを用いて補正する。具体的には、ΔＶref及びΔＶselをＶ２refに加算することで、補正後の第２デジタル値Ｖ２ref’を算出する。
【００６４】
続くステップＳ６０では、ステップＳ５０で算出した補正後の第２デジタル値Ｖ２ref’が、予め設定された公差範囲内であるか否かを判定する。図９中の符号Ｐは、マスタ基準電圧Ｖrefを第２ＡＤ変換器３４に印加した時に出力された第２デジタル値Ｖ２refが、その時の雰囲気温度Ｔに応じて異なる値となることを示す温度特性線を示す。そして、Ｖ２refに対する検出誤差ΔＰを考慮すると、上記温度補正を実施しない場合にはＶ２refの値はＬ１〜Ｌ２の範囲で変化することとなるため、Ｖ２refの公差範囲はＬ１〜Ｌ２となる。これに対し上記温度補正を実施した後の第２デジタル値Ｖ２ref’は、実際に印加されたマスタ基準電圧Ｖrefの値に近づくとともに、その公差範囲Ｌ１’〜Ｌ２’は前記公差範囲Ｌ１〜Ｌ２よりも小さくできる。なお、公差範囲Ｌ１’〜Ｌ２’が上記ステップＳ６０の判定で用いた公差範囲に相当する。
【００６５】
上記ステップＳ６０において、公差範囲内であると判定された場合には次のステップＳ７０に進み、公差範囲外であると判定された場合には、電池監視装置３０の構成部品が故障しているとみなし、図５の処理を一旦終了する。
【００６６】
続くステップＳ７０では、セル電圧抽出手段３２から出力されるセル電圧を両ＡＤ変換器３３，３４に印加させるよう、セル電圧抽出手段３２の作動を制御する。続くステップＳ８０（基準値補正手段、取得手段）では、セル電圧を両ＡＤ変換器３３，３４に印加した時に出力される第２デジタル値Ｖ２Ｂを、ステップＳ４０で算出した温度補正値ΔＶselを用いて補正する。具体的には、ΔＶsel(Tx)をＶ２Ｂに加算することで、補正後の第２デジタル値Ｖ２Ｂ’を算出する。
【００６７】
続くステップＳ９０（補正式算出手段）では、セル電圧を両ＡＤ変換器３３，３４に印加した時に出力される第１デジタル値Ｄ１out（出力値）を、第１ＡＤ変換器３３に入力されてくるセル電圧Ｖ１Ｂｘ（入力値としてのアナログ信号）の一次関数として表す以下の補正式（１）を算出する。
Ｄ１out＝ａ×Ｖ１Ｂｘ＋ｂ…補正式（１）
ここで、補正式（１）中のａ，ｂは一次関数の傾き及び切片を示す。なお、傾きａは、入力電圧の変化に対する第１デジタル値Ｄ１outの感度を示す値であると言える。
【００６８】
補正式（１）の算出手法をより詳細に説明すると、ステップＳ８０で算出した補正後の第２デジタル値Ｖ２Ｂ’及びステップＳ３０で取得した雰囲気温度Ｔｘに基づき、図１０に示すマップＭ４を用いて補正式（１）中の傾きａを算出する。マップＭ４は、第２デジタル値Ｖ２Ｂ’及び温度Ｔｘと傾きａとの関係を示すマップであり、予め行った試験により作成されて記憶手段３９に記憶されている。
【００６９】
図１１を用いて前記試験について説明すると、第１ＡＤ変換器３３に既知の入力電圧を印加し、その時に出力される第１デジタル値を検出し、入力電圧を変化させた時の第１デジタル値の変化を試験して特性曲線を取得する。また、異なる雰囲気温度毎に前記試験する。図１１の横軸は上記試験における入力電圧を示し、縦軸は上記試験における第１デジタル値を示し、図１１中の(1)〜(8)は温度毎の特性曲線を示す。そして、温度が特定されれば特性曲線が特定され、入力電圧が特定されれば特性曲線上における傾きが特定される。例えば、温度がゼロｄｅｇであれば特性曲線(6)が特定され、入力電圧がＶ２Ｂ’であれば特性曲線(6)上におけるＶ２Ｂ’での傾きが、図中の実線（Ｄ１out＝ａ×Ｖ１Ｂｘ＋ｂ）に示すように特定される。以上により、上記試験により第２デジタル値Ｖ２Ｂ’及び温度Ｔｘと傾きａとの関係を示すマップＭ４を作成することができる。
【００７０】
上述の如くマップＭ４を用いて傾きａを算出した後、以下の演算により切片ｂを算出する。すなわち、ステップＳ８０で算出した補正後のＶ２Ｂ’を、補正式（１）中のＶ１Ｂｘに代入するとともに、セル電圧を両ＡＤ変換器３３，３４に印加した時に出力される第１デジタル値Ｄ１outを、補正式（１）中のＤ１outに代入する。このように、Ｖ２Ｂ’及びＤ１outを補正式（１）に代入することで切片ｂを算出できる。なお、上記演算により切片ｂを算出することに替え、傾きａとともに切片ｂをマップＭ４中に記憶させておき、Ｖ２Ｂ’及びＴｘに基づきマップＭ４を用いて切片ｂを算出するようにしてもよい。
【００７１】
続くステップＳ１００（補正手段、取得手段）では、第１サンプリング周期で出力される第１デジタル値を、ステップＳ９０で算出した補正式（１）のＤ１outに代入して、Ｖ１Ｂｘを算出する。このようにして算出したＶ１Ｂｘを、補正後の第１デジタル値として用いる。
【００７２】
要するに、ステップＳ８０で算出した補正後の第２デジタル値Ｖ２Ｂを基準値として、その時の雰囲気温度Ｔｘを加味して補正式（１）を算出し、その補正式（１）を用いて第１デジタル値を補正（補間）していると言える。そして、図５の一連の処理は第２サンプリング周期よりも短い周期で繰り返し実行されるため、第２サンプリング周期で第２デジタル値が出力される毎に、補正式（１）は更新されていく。
【００７３】
以上により、制御手段３５は、第１サンプリング周期で補正後の第１デジタル値Ｖ１Ｂｘを取得することができる。そして、このように取得した第１デジタル値Ｖ１Ｂｘ、つまりセル電圧検出値に基づき、各電池セル１４ａのセル電圧を監視し残存容量を均等化させるよう均等化手段３７の作動を制御する。なお、制御手段３５は、第１サンプリング周期で取得される補正後の第１デジタル値Ｖ１Ｂｘの全てを用いて均等化制御信号を設定してもよいし、第２サンプリング周期と同時期に取得される第１デジタル値Ｖ１Ｂｘについては、当該第１デジタル値Ｖ１Ｂｘに替えて補正後の第２デジタル値Ｖ２Ｂ’を用いて均等化制御信号を設定してもよい。
【００７４】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００７５】
（１）高速のＴＡＤ（第１ＡＤ変換器３３）を用いて第１サンプリング周期でセル電圧を検出できるので、ΔΣ型等の汎用ＡＤ変換器を用いる場合に比べてセル電圧検出の高速化を図ることができる。
【００７６】
（２）高分解能であるΔΣ型等の汎用ＡＤ変換器によりＡＤ変換された第２デジタル値を基準値として、第１デジタル値に対する補正式（１）を算出し（Ｓ９０参照）、その補正式（１）に基づき第１デジタル値を補正する（Ｓ１００参照）ので、例えば基準電圧源３８を多数備えさせて多数のマスタ基準電圧に基づき補正式を算出する場合に比べて、基準電圧源３８の数を減らすことができ、コストダウンを図ることができる。
【００７７】
（３）時間経過とともに新たに出力された第２デジタル値に基づき補正式（１）を更新していくので、次の理由により補正式（１）の簡素化を図ることができる。すなわち、今回更新から次回更新までの更新期間中（例えば第２サンプリング周期に相当する期間中）には、セル電圧や雰囲気温度が大きく変動する可能性は低いので、前記更新期間中に用いる補正式（１）が多項式ではなく単純な一次関数式であっても、第１デジタル値を十分な精度で補正できる。
【００７８】
（４）第２デジタル値に基づき補正式（１）を算出するにあたり、ステップＳ９０において、その時の雰囲気温度Ｔｘを加味して補正式（１）を算出するので、補正式（１）を用いて補正した第１デジタル値に相当する入力電圧Ｖ１Ｂｘを、図１１中の特性曲線(1)〜(8)上に近づけることを高精度にできる。
【００７９】
（５）ステップＳ８０において、補正式（１）の算出に用いる補正後の第２デジタル値Ｖ２Ｂを、その時の温度Ｔｘに基づき補正しているので、補正式（１）を用いて補正した第１デジタル値に相当する入力電圧Ｖ１Ｂｘを、図１１中の特性曲線(1)〜(8)上に近づけることを高精度にできる。
【００８０】
（６）ステップＳ６０において、既知のマスタ基準電圧に対する補正後の第２デジタル値Ｖ２ref’が公差範囲内であることを条件として、第１デジタル値を補正する処理（Ｓ７０〜Ｓ１００）を実行させるので、補正式（１）の算出に用いる第２デジタル値Ｖ２Ｂが異常値となっていないかをチェックしていると言える。よって、異常値となっている第２デジタル値Ｖ２Ｂを用いて第１デジタル値を補正してしまうことを回避できる。
【００８１】
（７）第１ＡＤ変換器３３が温度依存性を有することを利用して、ステップＳ１０〜Ｓ３０において、マスタ基準電圧Ｖrefを第１ＡＤ変換器３３に印加した時の第１デジタル値Ｄref(Tx)に基づき、その時の雰囲気温度Ｔｘを算出する。よって、雰囲気温度Ｔｘを検出するための温度センサを不要にできる。
【００８２】
（他の実施形態）
本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、以下のように変更して実施してもよい。また、各実施形態の特徴的構成をそれぞれ任意に組み合わせるようにしてもよい。
【００８３】
・上記第１実施形態では、第２ＡＤ変換器３４としてΔΣ型ＡＤ変換器を採用しているが、周知の逐次比較型ＡＤ変換器、巡回型ＡＤ変換器を第２ＡＤ変換器３４として採用してもよい。また、第１ＡＤ変換器３３としてＴＡＤを採用することに替え、周知のΔΣ型ＡＤ変換器、逐次比較型ＡＤ変換器、巡回型ＡＤ変換器等を採用してもよい。
【００８４】
但し、セル電圧検出の高速化を図るべく、第１ＡＤ変換器３３には、第１サンプリング周期を第２サンプリング周期よりも短くできることが要求される。また、第１デジタル値に対する補正式（１）を算出すべく、第２ＡＤ変換器３４には、第１サンプリング周期を第２サンプリング周期よりも短くした時の第１デジタル値に比べて、アナログ信号を高精度で第２デジタル値に変換できることが要求される。
【００８５】
例えば、アナログ−デジタル変換特性に関して言えば、第２ＡＤ変換器３４は第１ＡＤ変換器３３に比べて線形性が高いことが望ましい。アナログ−デジタル変換特性の温度依存性に関して言えば、第２ＡＤ変換器３４は第１ＡＤ変換器３３よりも温度依存性が低いことが望ましい。具体的には、同一の温度変化量に対して生じる第１デジタル値の変化量が、第２デジタル値の変化量よりも小さいことが望ましい。また、第１ＡＤ変換器３３はサンプリング周期が１ｍｓｅｃ未満であることが望ましく、第２ＡＤ変換器３４はサンプリング周期が１ｍｓｅｃ以上であってもよい。
【００８６】
・上記第１実施形態では、第１ＡＤ変換器３３が温度依存性を有することを利用して、第１デジタル値Ｄref(Tx)に基づき雰囲気温度Ｔｘを推定しているが、温度センサを搭載して、温度センサにより雰囲気温度Ｔｘを直接検出するようにしてもよい。この場合、基準電圧源３８を廃止することも可能となる。
【００８７】
・上記第１実施形態では、第２デジタル値Ｖ２Ｂ’及び温度Ｔｘに基づき補正式（１）を算出しているが、温度Ｔｘとは無関係に第２デジタル値Ｖ２Ｂ’に基づき補正式（１）を算出するようにしてもよい。
【００８８】
・上記第１実施形態では、高圧バッテリ１４及び図示しない内燃機関を車両走行駆動源としたハイブリッド車において、高圧バッテリ１４のセル電圧検出に本発明のＡＤ変換装置を適用させているが、内燃機関を搭載せずにバッテリのみを車両走行駆動源とした電気自動車において、バッテリのセル電圧検出に本発明のＡＤ変換装置を適用させてもよい。
【符号の説明】
【００８９】
３３…第１ＡＤ変換器、３４…第２ＡＤ変換器、３８…基準電圧回路、Ｓ１０〜Ｓ３０…温度取得手段、Ｓ８０…基準値補正手段、Ｓ８０，Ｓ１００…取得手段、Ｓ９０…補正式算出手段、Ｓ１００…補正手段。
【図１】
2011044920.tif 000003
【図２】
2011044920.tif 000004
【図３】
2011044920.tif 000005
【図４】
2011044920.tif 000006
【図５】
2011044920.tif 000007
【図６】
2011044920.tif 000008
【図７】
2011044920.tif 000009
【図８】
2011044920.tif 000010
【図９】
2011044920.tif 000011
【図１０】
2011044920.tif 000012
【図１１】
2011044920.tif 000013