(57)【要約】【課題】従来のインバータ装置の制御方法ではカレントトランスには温度特性があるため、高温時などには実際の電流値と検出電流値にずれがでる、すなわち電流検出素子の温度特性による変動分だけ、流れる電流と検出される電流値がずれるという課題を有していた。本発明は、前記従来の課題を解決するもので、カレントトランスによる精度の高い電流検出方法を提供することを目的とする。【解決手段】前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置の制御方法は、周囲の温度と自己発熱による温度差を推定することにより、電流検出値を補正するものである。これにより、カレントトランスの温度が大きく変動しても精度の良い電流検出を行うことを実現できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータと、前記モータの駆動用の３相フルブリッジ回路で構成されたインバータ回路と、前記インバータ回路に流れる電流を検出するカレントトランスと、前記カレントトランスの雰囲気温度を検出する外気温度検出回路と、制御部とで構成された、インバータ駆動回路において、前記制御部は前記カレントトランスで検出される電流値を、前記カレントトランスの温度特性と前記外気温度検出回路の出力と運転時間と運転電流より補正してインバータ制御に用いることを特徴とする、ブラシレスモータ駆動用インバータ装置の制御方法。
【請求項２】
カレントトランスの温度を測定するカレントトランス温度検出回路を備えた、請求項1のインバータ駆動回路において、前記カレントトランス温度検出回路で検出された温度を元に温度特性で補正して、制御に用いることを特徴とする、ブラシレスモータ駆動用インバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスモータのセンサレス駆動に使用されるインバータ装置の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５を用いて従来の技術について説明する。図５は従来の発明のモータ制御装置の一実施態様を示す図である。
【０００３】
このモータ制御装置は、交流電源３１を入力とする整流回路３２と、整流回路３２の直流出力を入力とする３相インバータ回路（パワーデバイス）３３と、３相インバータ回路３３の出力が供給されるモータ３４と、整流回路３２と３相インバータ回路３３とを接続するＤＣリンクの所定位置に設けられてＯＣＰを行うＯＣＰ部３５ｂと、モータ３４の相電流を算出する相電流算出部３６と、３相インバータ回路３３のスイッチング素子にスイッチング信号を供給するとともに、出力電圧情報を出力するドライバー３９とを有している。
【０００４】
さらにこのモータ制御装置は、相電流および出力電圧を入力として、モータ３４の回転子の回転位置および回転速度を検出する位置速度検出部３７と、回転速度指令および検出された回転速度を入力として速度制御演算を行い、出力電流指令を出力する速度制御部３８と、出力電流指令を入力として、出力電流指令がＯＣＰ以下の電流指令になるようにクランプする電流指令制限部４０と、電流指令制限部４０から出力される出力電流指令と検出された相電流とを比較し、相電流が出力電流指令となるように電圧指令を作成し、ドライバー３９に供給する電流制御部４１とを有している。
【０００５】
前記ＯＣＰ部３５ｂは、ＤＣリンクに介挿されたシャント抵抗３５ａと、シャント抵抗３５ａの端子間電圧を入力として所定の閾値（パワーデバイスやモータの限界電流から設定された最大電流に対応する値）と比較してＯＣＰ信号を出力するとともに、ＤＣリンク電流Ｉｄｃを出力するＯＣＰ部３５ｂとを有している。
【０００６】
前記相電流算出部３６は、ＤＣリンク電流Ｉｄｃを入力として相電流を算出するものである。なお、この相電流の算出は、従来公知である。
【０００７】
上記の構成のモータ制御装置を採用すれば、出力電流指令を過電流保護以下の電流指令に制限することによって、瞬間的な過負荷などに起因する過電流保護による停止を起こさずにモータを駆動し続けることができる。また、電流検出のためのハードウエアを簡単化することができる。
【０００８】
さらに、例えば、ＯＣＰ下限値になるようなＤＣリンク電流検出の誤差が生じた場合、電流検出を共用していることに起因して、相電流検出においては相電流制限下限値となるように誤差が生じ、結果的に、相電流制限にかかる前にＯＣＰにかかることを防止することができる。
【０００９】
この結果、２つの電流検出部を設けていた場合に発生していた相互ばらつき（一方が多く、他方が少ないというばらつき）をなくし、３相インバータ回路３３の最大出力の下限である相電流下限値から、保護時の最大電流であるＯＣＰ上限値までの幅を狭めることができ、ひいては、３相インバータ回路３３のパワーデバイスやモータ３４の容量を削減することができる。
【００１０】
さらにまた、相間の電流検出アンバランスを防止することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−１１１４７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、前記従来の構成では電流検出素子の温度特性による変動分だけ、流れる電流と検出される電流値がずれるという課題を有していた。
【００１３】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、カレントトランス３ａによる精度の高い電流検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、周囲の温度と自己発熱による温度差を推定することにより、電流検出値を補正するものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のインバータ装置は、カレントトランス３ａの温度が大きく変動しても精度の良い電流検出を行うことを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施例１における回路ブロック図
【図２】本発明の実施例１におけるカレントトランスの温度特性値グラフ
【図３】本発明の実施例１におけるモータ電流と温度上昇値のグラフ
【図４】本発明の実施例１における温度上昇値の時間変化のグラフ
【図５】従来の実施例における回路ブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
第１の発明は、カレントトランスから出力される電流値を、前記カレントトランスの温度特性と雰囲気温度検出回路の出力と運転電流と運転時間とで推定して補正することにより、周辺温度による温度特性分の出力変動を算入したより現実に近い出力値で制御を行うことが出来るものである。
【００１８】
（実施の形態１）
図１、図２，図３，図４を用いて本発明の実施の形態を説明する。
【００１９】
図１において、直流電源１は交流電源を整流して作られインバータの電源となるものである。３相フルブリッジ回路２は直流電源１に入力側が接続され、制御部４からの指令によって駆動されるものである。カレントトランス３ａはトランスの相互誘導の作用により、主線路である１次側巻線を流れる電流を２次側に伝達する。これにより１次側電流と、１次側と２次側巻線の巻数比によって決まる電流、または電流を電圧に変換して出力するものである。制御部４はカレントトランス３ａからの出力値を元に演算を行い、所定のパターンの駆動指令を３相フルブリッジ回路２へ出力するものである。また運転時間を計測する機能を持たせている。
【００２０】
３相ブラシレスモータ５は、３相フルブリッジ回路２から所定のパターンの電力供給を受けて機械的に回転する３相式のブラシレスモータである。サーミスタ６は本装置の周辺
温度を検出するものである。ファンモータ７は本装置の冷却に使用されるものである。あるいは、空気調和機の圧縮機用インバータ装置であれば、冷凍サイクルの構成に用いつつ制御装置の冷却にも使用される場合もある。本インバータ装置のケース８に本制御装置が収められているものである。これらが有機的に関連して、３相ブラシレスモータ５をセンサレス駆動するインバータ装置を構成している。
【００２１】
以上のように構成されたインバータ駆動装置のカレントトランス出力の補正方法について以下に説明する。
【００２２】
図２にカレントトランス３ａの温度による出力変動値を実線として示す。この値は通常部品仕様として提供されるものである。温度が２５℃のときの出力電圧Ｖ２５を基準とすると、そこから温度がΔＴ１だけ変動した場合、出力がΔＶ１だけ変動することを示す。これは出力が温度に比例して増減し、基準からの温度差が大きくなれば出力に対する影響も大きくなるということを示している。よって、ある運転条件で３相フルブリッジ回路２からカレントトランス３ａを経由し３相ブラシレスモータ５へ電力供給された場合、その電流と部品のインピーダンスによる電力損失により発熱が起こる。この発熱によってケース８内のカレントトランス３ａの周辺温度が変動すると、図２のように出力変動の影響を受けることとなる。
【００２３】
このため、運転条件による温度変化を推定し、これにケース８の外側の温度の変化を加えた補正を行うことでより正確な電流検出を行う。以下にその方法を示す。
【００２４】
カレントトランスの温度上昇値ΔＴｒは電力損失Ｐ０と熱抵抗Ｒｔで求まり、それと時間による時定数の積である次式で表される。なおＣｔは熱容量をあらわす。
【００２５】
【数１】
2011244635.tif 000003
【００２６】
ここで、カレントトランス周辺の部品の温度上昇による空間温度の上昇がある場合その値を考慮する必要がある。トータルの温度上昇値をΔＴとして式にあらわすと、
【００２７】
【数２】
2011244635.tif 000004
【００２８】
ここで、Ｒｐ１，…Ｒｐｎは周辺部品の熱抵抗、Ｐｐｎ１…Ｐｐｎは周辺部品の電力損失、Ｃｔｐ１，…Ｃｔｐｎは周辺部品の熱容量を表す。数２のＰｐ１×Ｒｐ１＋…Ｐｐｎ×Ｒｐｎを、カレントトランス３ａ以外での周辺空間の温度上昇値と考えΔＴｐｎと置き、Ｒｔ＋Ｒｐ１…ＲｐｎをまとめてＲｔｏ、Ｃｔ＋Ｃｔｐ１＋…ＣｔｐｎをまとめてＣｔｏと置くと、
【００２９】
【数３】
2011244635.tif 000005
【００３０】
と表すことが出来る。
【００３１】
ここで、カレントトランス３ａの電力損失Ｐ０はモータへの出力電流Ｉ０の二乗と経路のインピーダンスＺ０の積で表され次式となる。
【００３２】
【数４】
2011244635.tif 000006
【００３３】
温度上昇値ΔＴｒは、（１）式の時定数項を除いて考えると以下のように変形できる。
【００３４】
【数５】
2011244635.tif 000007
【００３５】
ここで、Ｚ０×Ｒｔを定数Ｋとすると、
【００３６】
【数６】
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【００３７】
定数Ｋは、安定時の温度上昇値ΔＴｒと、モータ制御の出力値から制御部４で既知の電流Ｉ０から算出することが出来、あらかじめ記憶させておく必要がある。ΔＴｐｎの変化はモータ電流の影響が支配的と考えられるときのΔＴ，ΔＴｒ，ΔＴｐｎとモータ電流Ｉ０の関係を図３に示す。
【００３８】
時定数を表す項［１−ｅｘｐ｛−ｔ／（Ｒｔ０×Ｃｔ０）｝］は温度上昇値ΔＴが安定時の６３．２％となる時間を測定することで求められる。これを図４に示す。Ｒｔ０，Ｃｔ０は物理的構造によって所定の値をとるが、ファンモータ７をインバータ駆動する場合には流量によっても異なってくるため、システム使用状態であらかじめ測定し制御部４に記憶しておく必要がある。
【００３９】
以上の値から実際の制御値を次のように算出する。サーミスタ６で検出された温度Ｔａと基準温度Ｔ２５との差ΔＴｓに基づく補正値ΔＶｓを採用する。運転開始時は周辺の発熱がしばらくの期間ない状態であるため、カレントトランス３ａの周辺温度は、サーミスタ６によって検出される外気温度Ｔａと同等とみなせる。ここで、ΔＴｓより、それに対応するΔＶｓが算出でき、これによって初期の補正値を決定し、０Ａに相当する出力をＶｏｓ＝Ｖ２５＋ΔＶｓとする。
【００４０】
３相ブラシレスモータ５の運転電流Ｉ１により図３から補正値ΔＴ１が求まる。ΔＴｓ＋ΔＴ１が最終的な温度上昇値となる。また、温度変化の時定数を２ｃから選択し、運転時間によって補正値を更新することでより正確な制御を行うことが出来る。
【００４１】
なお、モータ制御に対し温度上昇は比較的ゆっくりであるため、数分に１度補正値を更新すれば十分である。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明は、インバータ駆動回路に幅広く適用できるものである。
【符号の説明】
【００４３】
１      直流電源
２      ３相フルブリッジ回路
３ａ    カレントトランス
４      制御部
５      ３相ブラシレスモータ
６      サーミスタ
７      ファンモータ
８      ケース
３１    交流電源
３２    整流回路
３３    ３相インバータ回路
３５ｂ  ＯＣＰ部
３５ａ  シャント抵抗
３６    相電流算出部
３７    位置速度検出部
３８    速度制御部
３９    ドライバー
４０    電流指令制限部
４１    電流制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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