(57)【要約】【課題】交流電源の電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、スイッチング周波数に対応して生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有する平滑コンデンサを備えた電力変換装置において、インバータ部の制御によって電源高調波を低減する構成を低コストで実現する。【解決手段】コンバータ部（11）とコンデンサ（12）のグランド側との間に設けられるリアクトル（L）と、該リアクトル（L）に印加されるリアクトル電圧を検出する電圧検出部（21）と、該電圧検出部（21）によって検出されたリアクトル電圧に基づいて上記インバータ部（13）を制御するインバータ制御部（25）と、を備えた構成とする。【選択図】図１
2011205729.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（2）に接続されて該交流電源（2）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ部（11）と、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって上記コンバータ部（11）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部（13）と、上記コンバータ部（11）の出力側に設けられたコンデンサ（12）と、を備えた電力変換装置であって、
上記コンバータ部（11）と上記コンデンサ（12）のグランド側との間に設けられるリアクトル（L）と、
上記リアクトル（L）に印加されるリアクトル電圧を検出する電圧検出部（21）と、
上記電圧検出部（21）によって検出された上記リアクトル電圧に基づいて上記インバータ部（13）を制御するインバータ制御部（25）と、を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記インバータ制御部（25）は、上記電圧検出部（21）によって検出された上記リアクトル電圧から求められるリアクトル電流の波形が高調波の少ない所定の目標電流の波形に近づくように、上記インバータ部（13）を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
上記インバータ制御部（25）は、上記リアクトル電流と目標電流との偏差が小さくなるように電流補償量を算出する制御器（34）を備えていて、該電流補償量を、トルク指令値（T*）、電流指令値（id*,iq*）、電圧指令（Vd*,Vq*）の少なくとも一つに加算することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記インバータ制御部（25）は、上記電圧検出部（21）によって検出されたリアクトル電圧の波形が所定の目標電圧の波形に近づくように、上記インバータ部（13）を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
上記インバータ制御部（25）は、上記リアクトル電圧と目標電圧との偏差が小さくなるように電圧補償量を算出する制御器（52）を備えていて、該電圧補償量を、トルク指令値（T*）、電流指令値（id*,iq*）、電圧指令（Vd*,Vq*）の少なくとも一つに加算することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ部及びインバータ部を備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、該コンバータ部の出力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部と、を備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置では、一般的に、上記コンバータ部の出力側に、交流電源の電源周波数に起因する電圧変動を平滑化するために、電解コンデンサなどの比較的、容量の大きいコンデンサが設けられている。
【０００３】
一方、例えば特許文献１に開示されるように、電源周波数に起因する電圧変動を平滑化可能な静電容量の大きい電解コンデンサを、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング周波数に対応して生じる電圧変動のみを平滑化可能な小容量のコンデンサに変更することにより、整流部分の小型化及びコスト低減を図る構成が知られている。なお、このような構成では、電源側の電流を検出して、検出された電流値に基づいてインバータ部を制御することにより、電源側の力率低下や高調波の問題などを解消するようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−５１５８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上述のように、平滑コンデンサを小型化して電源高調波などの問題をインバータ部の制御によって解消する場合には、通常、電源側の電流を検出する必要があるため、そのための電流センサが必要になる。この電流センサとしては、例えばＣＴやシャント抵抗などが用いられるが、このような電流センサは一般的に高価であり、電力変換装置のコストアップにつながってしまう。
【０００６】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、スイッチング周波数に対応して生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有する平滑コンデンサを備えた電力変換装置において、インバータ部の制御によって電源高調波を低減する構成を低コストで実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置（1）では、コンバータ部（11）と平滑コンデンサ（12）のグランド側との間にリアクトル（L）を設けて、リアクトル電圧に基づいてインバータ部（13）を制御するようにした。
【０００８】
具体的には、第１の発明では、交流電源（2）に接続されて該交流電源（2）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ部（11）と、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって上記コンバータ部（11）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部（13）と、上記コンバータ部（11）の出力側に設けられたコンデンサ（12）と、を備えた電力変換装置を対象とする。
【０００９】
そして、上記コンバータ部（11）と上記コンデンサ（12）のグランド側との間に設けられるリアクトル（L）と、上記リアクトル（L）に印加されるリアクトル電圧を検出する電圧検出部（21）と、上記電圧検出部（21）によって検出された上記リアクトル電圧に基づいて上記インバータ部（13）を制御するインバータ制御部（25）と、を備えているものとする。
【００１０】
以上の構成より、電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル電圧に基づいてインバータ部（13）を制御し、電源周波数に起因する高調波を低減することが可能になる。したがって、電源側の電流を検出するための高価な電流センサを設けることなく、インバータ部（13）を制御できるため、電力変換装置（1）のコスト低減を図れる。
【００１１】
さらに、上記リアクトル（L）は、コンバータ部（11）とコンデンサ（12）のグランド側との間に設けられているため、コンデンサ（12）のグランド側とインバータ制御部（25）のグランドとが同電位化されていれば、電圧検出部（21）によってリアクトル電圧を検出する際に、リアクトル（L）の高電位側のみを検出することにより、該リアクトル（L）に印加されている電圧を検出することができる。したがって、上述の構成により、リアクトル（L）の両端の電圧を検出する必要がなくなるため、より安価に且つ精度良くリアクトル電圧を求めてインバータ部（13）を制御することができる。
【００１２】
上記第１の発明において、上記インバータ制御部（25）は、上記電圧検出部（21）によって検出された上記リアクトル電圧から求められるリアクトル電流の波形が高調波の少ない所定の目標電流の波形に近づくように、上記インバータ部（13）を制御するものとする（第２の発明）。
【００１３】
これにより、電源側の電流波形を高調波の少ない波形にすることが可能になり、電源周波数に起因する高調波を低減することができる。しかも、電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル電圧から求めたリアクトル電流の波形を直接、高調波の少ない所定の形状に近づけるため、電源側の電流に生じる高調波を確実に低減することができる。
【００１４】
上記第２の発明において、上記インバータ制御部（25）は、上記リアクトル電流と目標電流との偏差が小さくなるように電流補償量を算出する制御器（34）を備えていて、該電流補償量を、トルク指令値（T*）、電流指令値（id*,iq*）、電圧指令（Vd*,Vq*）の少なくとも一つに加算するものとする（第３の発明）。
【００１５】
これにより、リアクトル電流と目標電流との偏差を小さくするように設定される電流補償量を用いてインバータ部（13）を制御することができる。したがって、電源周波数に起因する高調波を低減するように、インバータ部（13）を精度良く制御することができる。
【００１６】
上記第１の発明において、上記インバータ制御部（25）は、上記電圧検出部（21）によって検出されたリアクトル電圧の波形が所定の目標電圧の波形に近づくように、上記インバータ部（13）を制御するものとする（第４の発明）。
【００１７】
こうすることで、電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル電圧から電流を求めることなく、該リアクトル電圧を用いてインバータ部（13）を制御できるため、その分、演算等による時間遅れなどを生じることなく精度良くインバータ部（13）を制御することができる。
【００１８】
上記第４の発明において、上記インバータ制御部（25）は、上記リアクトル電圧と目標電圧との偏差が小さくなるように電圧補償量を算出する制御器（52）を備えていて、該電圧補償量を、トルク指令値（T*）、電流指令値（id*,iq*）、電圧指令（Vd*,Vq*）の少なくとも一つに加算するものとする（第５の発明）。
【００１９】
これにより、リアクトル電圧と目標電圧との偏差を小さくするように設定される電圧補償量を用いてインバータ部（13）を制御することができる。したがって、電源周波数に起因する高調波を低減するように、インバータ部（13）を精度良く制御することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る電力変換装置（1）によれば、コンバータ部（11）とコンデンサ（12）のグランド側との間にリアクトル（L）を設け、電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル電圧に基づいてインバータ部（13）を制御するため、低コストな構成で精度良くインバータ部（13）を制御して電源周波数に起因する高調波を低減することができる。
【００２１】
また、第２の発明によれば、上記電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル電圧に基づいてリアクトル電流を求め、該リアクトル電流の波形が所定の目標電流の波形になるようにインバータ部（13）を制御するため、電源側の電流の高調波を確実に低減することができる。
【００２２】
また、第３の発明によれば、リアクトル電流と目標電流との偏差が小さくなるように設定される電流偏差量を、指令値に加算するため、電源周波数に起因する高調波を低減するようにインバータ部（13）を精度良く制御できる。
【００２３】
また、第４の発明によれば、上記電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル電圧の波形が所望の波形になるようにインバータ部（13）を制御するため、該インバータ部（13）を精度良く制御することができ、電源側の電流の高調波をより確実に低減することができる。
【００２４】
さらに、第５の発明によれば、リアクトル電圧と目標電圧との偏差が小さくなるように設定される電圧偏差量を、指令値に加算するため、電源周波数に起因する高調波を低減するようにインバータ部（13）を精度良く制御できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図２】図２は、本実施形態における平滑コンデンサの端子間電圧（ＤＣリンク電圧）の波形を示す図である。
【図３】図３は、電圧指令生成部の概略構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、実施形態１の変形例に係る電力変換装置の電圧指令生成部の概略構成を示す図３相当図である。
【図５】図５は、実施形態２に係る電力変換装置の電圧指令生成部の概略構成を示す図３相当図である。
【図６】図６は、その他の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す図１相当図である。
【図７】図７は、三相交流の交流電源を用いた場合における、ＤＣリンク電圧の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
【００２７】
《実施形態１》
本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）の概略構成を図１に示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（11）（コンバータ部）と、平滑コンデンサ（12）（コンデンサ）と、インバータ回路（13）（インバータ部）とを備えていて、単相の交流電源（2）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、三相交流モータ（3）に供給するように構成されたものである。なお、この三相交流モータ（3）は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するためのものである。
【００２８】
上記コンバータ回路（11）は、上記交流電源（2）に接続され、交流の電圧を直流に整流するように構成されている。このコンバータ回路（11）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されてなるダイオードブリッジ回路であり、上記交流電源（2）に対して接続されている。これにより、上記交流電源（2）の交流電圧は、上記ダイオード（D1〜D4）のブリッジ回路によって直流電圧に変換される。
【００２９】
上記平滑コンデンサ（12）は、上記コンバータ回路（11）の出力側（図１の紙面上側）とグランド（図１の紙面下側）との間に設けられている。この平滑コンデンサ（12）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されていて、インバータ回路（13）の後述するスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有するように構成されている。すなわち、上記平滑コンデンサ（12）は、上記コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。図２は、本実施形態における平滑コンデンサ（12）の端子間電圧（ＤＣリンク電圧）の波形を示す図である。同図に示すように、本実施形態のＤＣリンク電圧の波形は、単相交流を全波整流した波形と似ているが、平滑コンデンサ（12）の作用により、波形のボトムが若干滑らかになっていて、ボトムにおける電圧は０Ｖより大きい。すなわち、ＤＣリンク電圧の波形は脈動しており、この例での脈動の最大値はその最小値の２倍以上である。
【００３０】
上記インバータ回路（13）は、上記コンバータ回路（11）の出力側に、上記平滑コンデンサ（12）に対して並列に接続されている。このインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）（例えば三相交流であれば６個）がブリッジ結線されてなる。すなわち、上記インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備えていて、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点がそれぞれ上記三相交流モータ（3）の各相のコイル（3a,3b,3c）に接続されている。
【００３１】
上記インバータ回路（13）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流電圧を三相交流電圧に変換して、上記三相交流モータ（3）へ供給するように構成されている。なお、本実施形態では、上記各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対して、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。また、本実施形態では、上記インバータ回路（13）のグランド側には、該インバータ回路（13）内を流れる電流を検出するためのシャント抵抗（14）が設けられている。
【００３２】
ところで、上述のように、平滑コンデンサ（12）が、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧しか平滑化できないような小容量のコンデンサの場合には、交流電源（2）の電源周波数に起因するリプル電圧を平滑化できないため、電源高調波が発生しやすい。そのため、上述のような構成では、インバータ回路（13）内のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の駆動を制御して、電源高調波がなるべく小さくなるようにしている。そして、そのようなインバータ回路（13）の制御のためには、電源側の電流を検出する必要があるため、一般的に、ＣＴやシャント抵抗などの電流センサが用いられている。しかしながら、このような電流センサは、比較的、高価であり、電力変換装置（1）のコスト増大を招くという問題があった。
【００３３】
これに対し、本実施形態の特徴部分として、上記コンバータ回路（11）と平滑コンデンサ（12）のグランド側との間に、リアクトル（L）を設ける。そして、このリアクトル（L）に印加される電圧（以下、リアクトル電圧とも呼ぶ）を電圧検出部（21）によって検出する。
【００３４】
上記電圧検出部（21）によって検出されたリアクトル電圧は、後述するインバータ制御部（25）へ信号として送信され、電流値（リアクトル電流）に換算される。この電流値は、電源側の電流波形が所定の形状である正弦波（例えば電圧と同位相の正弦波）に近づくようなスイッチング素子の制御信号を生成する際に利用される。したがって、従来のように、電源側の電流を検出するための高価な電流センサを設ける必要がなくなるため、電力変換装置（1）のコスト低減を図れる。ここで、上述のようにリアクトル電圧から電流を求めると、誤差が問題となるが、上述のような小容量の平滑コンデンサ（12）を備えた電力変換装置（1）において、電源高調波を低減するためには、電源側の電流の波形が検出できればよいため、上記誤差が生じても問題はない。
【００３５】
しかも、平滑コンデンサ（12）のグランド側とインバータ制御部（25）のグランドとが同電位化されていれば、上述のように、上記リアクトル（L）を上記コンバータ回路（11）と平滑コンデンサ（12）のグランド側との間に設けることにより、該リアクトル（L）の一端側の電圧はほぼゼロとなる。したがって、上記電圧検出部（21）によってリアクトル（L）のコンバータ回路（11）側の電圧のみを検出すれば、上記リアクトル電圧を容易に求めることができる。さらに、電圧検出部（21）によってリアクトル（L）の一方の端部の電圧のみを検出すればよいため、該リアクトル（L）の両端の電圧を検出する場合に比べて、検出精度に起因するばらつきが少なくなり、インバータ回路（13）内のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を精度良く制御することができる。
【００３６】
また、上記電力変換装置（1）は、上記インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御するためのインバータ制御部（25）を備えている。このインバータ制御部（25）は、上記電圧検出部（21）で検出されたリアクトル電圧ＶＬや、三相交流モータ（3）内に流れる電流ｉｄ、ｉｑ、該三相交流モータ（3）内の回転子の回転速度ωなどに基づいて電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成し、該電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づいて上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対して制御信号を出力するように構成されている。
【００３７】
詳しくは、上記インバータ制御部（25）は、上記電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成する電圧指令生成部（26）と、該電圧指令生成部（26）で生成された電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づいてスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の制御信号を生成し、図示しないゲート駆動回路へ信号出力するスイッチング制御部（27）と、を備えている。なお、特に図示しないが、上記インバータ制御部（25）には、上記電圧検出部（21）で検出されたリアクトル電圧ＶＬからリアクトル電流ｉＬを求める電流演算部も有している。この電流演算部では、下式によってリアクトル電圧ＶＬからリアクトル電流ｉＬを演算している。
【００３８】
【数１】
2011205729.tif 000003
【００３９】
上記電圧指令生成部（26）は、図３に示すように、上記回転速度ωと目標回転速度ω＊とを比較して指令トルクＴ＊（トルク指令値）を求める速度制御部（31）と、該指令トルクＴ＊に後述する電流補償量を考慮して電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊（電流指令値）を生成する電流指令生成部（32）と、該電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と実際に三相交流モータ（3）に流れる電流ｉｄ、ｉｑとを考慮して電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成する電流制御部（33）と、上記電圧検出部（21）で検出されたリアクトル電圧から求められたリアクトル電流ｉＬを、電流波形が正弦波状の場合の目標電流ｉＬ＊と比較して上記電流補償量を算出する制御器（34）と、を備えている。この制御器（34）は、例えばＰＩ制御を行うように構成されている。
【００４０】
すなわち、上記速度制御部（31）は、三相交流モータ（3）の回転子の現在の回転速度ωが目標回転速度ω＊に到達するような指令トルクＴ＊を生成して出力するように構成されている。また、上記制御器（34）は、上記電圧検出部（21）で検出されるリアクトル電圧から求められるリアクトル電流の波形が、正弦波状の波形（所定の目標電流の波形）になるような電流補償量を算出し、出力するように構成されている。これにより、上記電流指令生成部（32）では、回転速度ωから決まる指令トルクＴ＊に加えて、上記リアクトル電圧から算出される電流、すなわち電源側の電流の波形が正弦波に近づくように、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を生成する。
【００４１】
そして、上記電流制御部（33）は、三相交流モータ（3）に流れる電流ｉｄ、ｉｑが、上記指令トルクＴ＊と電源側の電流波形とを考慮した電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に到達するような電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成するように構成されている。
【００４２】
以上の構成により、電源側の電流の波形が正弦波に近づくように、インバータ回路（13）内のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を駆動制御することができるため、電源周波数に起因する高調波を低減することができる。
【００４３】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、コンバータ回路（11）と平滑コンデンサ（12）のグランド側との間にリアクトル（L）を設けるとともに、リアクトル電圧を電圧検出部（21）によって検出するようにしたため、電源側の電流を検出することなく、該電圧検出部（21）によって検出された電圧から求められる電流値を用いて、電源側の高調波が小さくなるようにインバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を駆動制御することができる。したがって、従来のような高価な電流センサが不要になるため、電力変換装置（1）のコスト低減を図れる。
【００４４】
しかも、上述のように、リアクトル（L）を平滑コンデンサ（12）のグランド側に設けることにより、該リアクトル（L）の一方の端部の電圧がほぼゼロになるため、他方の端部の電圧のみを検出することでリアクトル電圧を検出することが可能になる。よって、上述の構成により、リアクトル電圧を容易に検出できるとともに、電圧の検出箇所が減ることによってリアクトル電圧の検出精度の向上も図れる。したがって、より簡単な構成によってインバータ回路（13）をより精度良く制御することが可能になる。
【００４５】
また、上記リアクトル電圧から求められるリアクトル電流が正弦波状になるように制御器（34）によって電流補償量を求めて、電流指令生成部（32）で電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を生成する際に該電流補償量を考慮することにより、電源側の電流の波形を確実に正弦波に近づけることができる。
【００４６】
−実施形態１の変形例−
この変形例は、図４に示すように、電圧指令生成部（41）において、上記制御器（34）で求められる電流補償量を考慮する部分が上記実施形態１とは異なるだけなので、以下の説明において、上記実施形態１と同一の部分には同一の符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。なお、この変形例では、上記電圧指令生成部（41）が、上記実施形態の電圧指令生成部（26）の代わりとして用いられる。
【００４７】
具体的には、上記図４に示すように、上記制御器（34）で求められた電流補償量は、電流指令生成部（42）で生成された電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に対する補正値とする。すなわち、電流制御部（43）に入力される電流指令は、指令トルクＴ＊に基づいて上記電流指令生成部（42）で生成された電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に対して、上記電流補償量によって補正された値となる。
【００４８】
このような構成によっても、上記実施形態１と同様、リアクトル電圧から求められる電流の波形を正弦波状に近づけるように、インバータ回路（13）を制御することができる。
【００４９】
《実施形態２》
図５に実施形態２に係る電力変換装置の電圧指令生成部（51）の概略構成を示す。この実施形態２の構成は、リアクトル電圧を電流に換算せずに、電圧波形が所望の波形になるようにインバータ回路（13）を制御する点で、上記実施形態１の構成とは異なる。以下の説明では、実施形態１と同一の構成には同一の符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。なお、この実施形態２では、上記電圧指令生成部（51）が、上記実施形態１の電圧指令生成部（26）の代わりとして用いられる。
【００５０】
具体的には、上記図５に示すように、電圧指令生成部（51）は、リアクトル（L）で検出された電圧ＶＬと電圧波形が所望の波形になる電圧ＶＬ＊とから電圧補償量を求める制御器（52）を備えている。すなわち、この制御器（52）は、リアクトル（L）で検出される電圧ＶＬの波形が正弦波状の電流波形に対応する所望の波形（所定の目標電圧の波形）になるような補正値（電圧補償量）を求めるように構成されている。なお、電圧波形が所望の波形になる上記電圧ＶＬ＊は、電源側の電流波形が正弦波状になる電流をｉＬ＊とすると、下式によって求められる。
【００５１】
【数２】
2011205729.tif 000004
【００５２】
上記制御器（52）で求められた電圧補償量は、電流制御部（53）で生成される電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対する補正値として利用される。
【００５３】
−実施形態２の効果−
以上より、この実施形態によれば、リアクトル電圧から求められる電圧補償量を、直接、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対して補正するため、演算等による時間遅れが少なくなり、より精度良くインバータ回路（13）を制御することができる。したがって、電源側の電流の高調波をより確実に低減することができる。
【００５４】
《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【００５５】
上記各実施形態では、交流電源として単相の交流電源（2）を用いているが、この限りではなく、図６に示すように、三相交流の交流電源（102）を用いてもよい。当然のことながら、この場合には、６個のダイオード（D1〜D6）によってコンバータ回路（111）を構成する必要がある。なお、図７は、三相交流の交流電源（102）を用いた場合における、ＤＣリンク電圧の波形を示す図である。この例では、ＤＣリンク電圧の波形は、三相交流を全波整流した波形とほぼ同じ波形である。ただし、平滑コンデンサ（12）の容量によっては、上記実施形態１で示した単相交流の例と同様に、平滑コンデンサ（12）の作用により、波形のボトムが、この状態よりも滑らかになる。
【００５６】
また、上記各実施形態では、電圧検出部（21）は、リアクトル（L）の両端のうち一方のみの電圧を検出するように構成されているが、この限りではなく、該リアクトル（L）の両端の電圧を検出するように構成されていてもよい。
【００５７】
また、上記実施形態１及びその変形例では、制御器（34）で求めた電流補償量を、指令トルクＴ＊、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に対する補正値としているが、この限りではなく、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対する補正値としてもよい。また、電流補償量は、指令トルクＴ＊、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊及び電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊のうち複数の指令値に対する補正値であってもよい。
【００５８】
さらに、上記実施形態２では、制御器（52）で求めた電圧補償量を、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対する補正値としているが、この限りではなく、指令トルクＴ＊、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に対する補正値としてもよい。また、電圧補償量は、指令トルクＴ＊、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊及び電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊のうち複数の指令値に対する補正値であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
以上説明したように、本発明は、電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、インバータ回路のスイッチング周波数に対応して生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有する平滑コンデンサを備えた電力変換装置に有用である。
【符号の説明】
【００６０】
１    電力変換装置
２    交流電源
３    三相交流モータ
１１    コンバータ回路（コンバータ部）
１２    平滑コンデンサ（コンデンサ）
１３    インバータ回路（インバータ部）
２１    電圧検出部
２５    インバータ制御部
２６、４１、５１    電圧指令生成部
２７    スイッチング制御部
３１    速度制御部
３２    電流指令生成部
３３、４３、５３    電流制御部
３４、４２、５２    制御器
Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚ    スイッチング素子
Ｌ    リアクトル
【図１】
2011205729.tif 000005
【図２】
2011205729.tif 000006
【図３】
2011205729.tif 000007
【図４】
2011205729.tif 000008
【図５】
2011205729.tif 000009
【図６】
2011205729.tif 000010
【図７】
2011205729.tif 000011