(57)【要約】【課題】本発明は、従来の周波数逓倍器による悪い高調波抑圧比を改善し、又、周波数逓倍器からの発振周波数は、他の高調波に妨害されにくいため、周波数逓倍器装置及びその操作方法を提供することを目的とする。【解決手段】本発明の周波数逓倍器装置は、高調波発生器、高調波抑制器及び特定高調波応用装置を含んでいる。前記高調波発生器は、基本周波数を有する入力信号を受信して、第一高調波信号成分及び第二高調波信号成分を含む高調波信号を発生させる。前記高調波抑制器は、前記高調波信号を受信して、前記第一高調波信号成分を抑制し、前記第二高調波信号成分を高める。前記周波数逓倍器装置は、高められた前記第二高調波信号成分を受信する。【選択図】図３（ｂ）
2011160400.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本周波数を有する入力信号を受信して、第一高調波信号成分及び第二高調波信号成分を含む高調波信号を発生させる高調波発生器と、
前記高調波信号を受信して、前記第一高調波信号成分を抑制し、前記第二高調波信号成分を高める高調波抑制器と、
高められた前記第二高調波信号成分を受信する特定高調波応用装置と、を備えてなることを特徴とする周波数逓倍器装置。
【請求項２】
前記第一高調波信号成分は、前記基本周波数を有する一次高調波及び偶数倍の基本周波数を有する偶次高調波を含み、
前記第二高調波信号成分は、三倍の前記基本周波数を有する三次高調波を含み、
前記特定高調波応用装置は発振器であり、
前記発振器は、発振周波数を有し、前記発振周波数を前記三次高調波によって三倍の前記基本周波数に注入同期し、
前記高調波抑制器は、少なくとも一つのフィルター及び高調波抑制回路を含み、
前記フィルターは、帯域阻止フィルターであり、インダクタ及び蓄電器を含み、前記インダクタと前記蓄電器を直列に接続することを特徴とする請求項１記載の周波数逓倍器装置。
【請求項３】
前記帯域阻止フィルターは、更に第一蓄電器、第二蓄電器及び前記インダクタを含み、前記第一蓄電器と前記インダクタを並列に接続して成る回路は、さらに前記第二蓄電器を直列に接続し、
前記帯域阻止フィルターは、前記一次高調波を抑制することを特徴とする請求項２記載の周波数逓倍器装置。
【請求項４】
前記高調波抑制回路は、複数の蓄電器及びトランジスターを含み、前記偶次高調波を抑制し、
前記インダクタは、前記三次高調波を高め、
前記複数のトランジスターは、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタであり、第一トランジスター及び第二トランジスターを含み、
前記第一トランジスターは、第一ゲート、第一ソース及び第一ドレインを有し、
前記第二トランジスターは、第二ゲート、第二ソース及び第二ドレインを有し、
前記第一蓄電器は、第一端と第三端を有し、前記第二蓄電器は、第二端と第四端を有し、
前記第一ゲートは、前記第四端と接続し、前記第二ゲートは、前記第三端と接続し、前記第一ソースは、前記第一端と接続し、前記第二ソースは、前記第二端と接続することを特徴とする請求項２記載の周波数逓倍器装置。
【請求項５】
前記高調波発生器は、差動回路であり、複数のトランジスター、インダクタ及び蓄電器を含み、
前記複数のトランジスターは、第一トランジスター及び第二トランジスターを含み、前記第一トランジスターは、第一ゲート、第一ソース及び第一ドレインを有し、前記第二トランジスターは、第二ゲート、第二ソース及び第二ドレインを有し、
前記複数のインダクタは、第一インダクタ及び第二インダクタを含み、前記第一インダクタは、第一端と第三端を有し、前記第二インダクタは、第二端と第四端を有し、
前記複数の蓄電器は、第一蓄電器及び第二蓄電器を含み、前記第一蓄電器は、第五端と第七端を有し、前記第二蓄電器は、第六端と第八端を有し、
前記第一ドレインは、前記第一端と接続し、前記第二ドレインは、前記第二端と接続し、
前記第一ソースと前記第二ソースが接地され、
前記第一ゲートは、前記第五端と接続し、前記第二ゲートは、前記第六端と接続し、
前記入力信号は、基本周波数を有する非反転信号及び反転信号であり、前記非反転信号が前記第七端に入力され、前記反転信号が前記第八端に入力されることを特徴とする請求項１記載の周波数逓倍器装置。
【請求項６】
基本周波数を有する入力信号を受信して、第一高調波信号成分及び第二高調波信号成分を含む高調波信号を発生させる高調波発生器と、
前記高調波信号を受信して、前記第一高調波信号成分を抑制し、前記第二高調波信号成分を高める高調波抑制器と、
を備えてなることを特徴とする周波数逓倍器装置。
【請求項７】
前記第一高調波信号成分は、前記基本周波数を有する一次高調波及び偶数倍の偶次高調波を含み、
前記第二高調波信号成分は、三倍の前記基本周波数を有する三次高調波を含み、
前記周波数逓倍器装置は、前記三次高調波を出力する少なくとも一つのバッファを有し、
前記高調波抑制器は、前記一次高調波を抑制する少なくとも一つのフィルター及び前記偶次高調波を抑制する高調波抑制回路を有することを特徴とする請求項６記載の周波数逓倍器装置。
【請求項８】
周波数逓倍器装置の操作方法であって、
基本周波数を有する信号に基づいて、一次高調波、偶次高調波及び三次高調波を発生させる工程と、
前記一次高調波及び前記偶次高調波を抑制する工程と、
前記三次高調波と発振周波数を同期させる工程と、を有することを特徴とする周波数逓倍器装置の操作方法。
【請求項９】
前記周波数逓倍器装置の操作方法であって、
前記三次高調波を発振器に注入して、発振周波数を同期させる工程と、
前記発振器を発振させる工程と、を有することを特徴とする請求項９記載の周波数逓倍器装置の操作方法。
【請求項１０】
周波数逓倍器装置の操作方法であって、
一次高調波、偶次高調波及び三次高調波を発生させる工程と、
前記一次高調波及び前記偶次高調波を抑制する工程と、
前記三次高調波を出力する工程と、を有することを特徴とする周波数逓倍器装置の操作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数逓倍器に関し、特に、高調波を抑制可能な周波数逓倍器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の発振回路は、ＲＣ発振器、ＬＣ発振器及び水晶発振器に分類できる。これらの回路の構成要素には、回路設計の主要素として演算増幅器を利用した。しかし、演算増幅器に利用した発振回路は、ＧＢ積  （Ｇａｉｎ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｐｒｏｄｕｃｔ、すなわち、利得帯域幅積）が一定なので、例えばウィーン・ブリッジ発振回路（Ｗｉｅｎ−ｂｒｉｄｇｅ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の高周波回路の設計には重大な欠点がある。また、ＬＣ発振器、例えばハートレー発振回路（Ｈａｒｔｌｅｙ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）とコルピッツ発振回路（Ｃｏｌｐｉｔｔｓ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）には、それに使われる要素が容易に温度係数と浮遊容量／抵抗に影響されて、発振周波数を変化させる。通常、温度係数１００ｐｐｍ／℃（温度が１０℃に変化すると、周波が０．０３％に変化することに相当する）より高いので、ＬＣ発振器の安定性は良くない。
【０００３】
セラミック共振子（ｃｅｒａｍｉｃ  ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）と水晶発振器（ｃｒｙｓｔａｌ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）は、晶体発振器に属するものであるから、温度係数と浮遊容量／抵抗に影響を受けにくく、発振周波数の精度が０．００１％に達し、高い精度を有する装置に適用される。
【０００４】
従来の発振器の代わり、数十ギガヘルツ（ＧＨｚ）のＲＦキャリア信号が周波数シンセサイザ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）によって生成されるが、消費仕事率が大き過ぎ、位相ノイズも良くない。もう一つの方法は、低周波信号を周波数逓倍器を介して数倍の周波数にした高発振周波数を生成させる。しかし、この方法の欠点は、出力仕事率が小さい過ぎ、高調波除去比（Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ、すなわち、必要周波数の仕事率／不要周波数の仕事率）も良くない。
【０００５】
図１は、従来のプッシュ−プッシュ発振器が発生する信号の概要図である。図１によると、第一基本周波数信号Ｓ１は第一基本周波数ｆ０１を有し、前記第一基本周波数信号Ｓ１は正相を有する正弦波である。第二基本周波数信号Ｓ２は第二基本周波数ｆ０２を有し、前記第二基本周波数信号Ｓ２は反相を有する正弦波である。また、第一基本周波数ｆ０１は第二基本周波数ｆ０２に等しい。第一基本周波数信号Ｓ１の二次高調波は第一基本周波数ｆ０１の二倍の周波数を有し、第二基本周波数信号Ｓ２の二次高調波は第一基本周波数ｆ０１の二倍の周波数を有し、第一基本周波数信号Ｓ１の二次高調波と第二基本周波数信号Ｓ２の二次高調波は同じ位相を有する。
【０００６】
故に、二つの二次高調波の振幅を合計し且つ増大させ、ダブル周波数信号Ｓ３が得られる。ダブル周波数信号Ｓ３はダブル基本周波数２ｆ０１を有し、ダブル基本周波数２ｆ０１は第一基本周波数ｆ０１の二倍の周波数である。第一基本周波数信号Ｓ１の奇数次高調波と第二基本周波数信号Ｓ２の奇数次高調波は反対位相を有するため、二つの奇数次高調波の振幅は互いに相殺する。
【０００７】
図２（ａ）は、従来のプッシュ−プッシュ発振器の回路図である。プッシュ−プッシュ発振器２０は、トランジスター２０１と２０２、インダクタ２０３と２０４、電流源２０５及び導線２０６を含んでいる。インダクタ２０３は、端点（接続用端部をいう。以下において、同じ。）Ａと端点Ｂを含んでいる。インダクタ２０４は、端点Ｃと端点Ｄを含んでいる。
【０００８】
図２（ａ）によると、トランジスター２０１のゲートＧ１０は、トランジスター２０２のドレインＤ２０と接続され、トランジスター２０２のゲートＧ２０は、トランジスター２０１のドレインＤ１０と接続される。トランジスター２０１のソースＳ１０とトランジスター２０２のソースＳ２０は、電流源２０５と接続される。インダクタ２０３の端点Ａは、トランジスター２０１のドレインＤ１０と接続され、インダクタ２０３の端点Ｂは、導線２０６と接続される。インダクタ２０４の端点Ｃは、トランジスター２０２のドレインＤ２０と接続され、インダクタ２０４の端点Ｄは、導線２０６と接続される。
【０００９】
プッシュ−プッシュ発振器２０は、トランジスター２０１のドレインＤ１０に第一基本周波数ｆ０１を有する第一基本周波数信号Ｓ１を発生させ、トランジスター２０２のドレインＤ２０に第二基本周波数ｆ０２を有する第二基本周波数信号Ｓ２を発生させ、且つ第一基本周波数ｆ０１は第二基本周波数ｆ０２に等しい。導線２０６、インダクタ２０３の端点Ｂ及びインダクタ２０４の端点Ｄとの接合部には、振幅を合計したダブル周波数信号Ｓ３が得られる。ダブル周波数信号Ｓ３は、ダブル基本周波数２ｆ０１を有する。
【００１０】
図２（ｂ）は、従来の注入同期型周波数逓倍器の回路図である。注入同期型周波数逓倍器２１は、導線２０６を除いて、プッシュ−プッシュ発振器２０を含む。注入同期型周波数逓倍器２１は、更にトランジスター２１１、トランジスター２１２、バッファ２１３、バッファ２１４及び電流源２１５を含む。バッファ２１３は、入力端ｉｎ＋と出力端ｏｕｔ＋を含む。バッファ２１４は、入力端ｉｎ−と出力端ｏｕｔ−を含む。
【００１１】
図２（ｂ）によると、トランジスター２０１のドレインＤ１０は、トランジスター２０２のゲートＧ２０、バッファ２１３の入力端ｉｎ＋、及びインダクタ２０３の端点Ａに接続され、インダクタ２０３の端点Ｂが電圧ＶＤＤに接続される。トランジスター２０２のドレインＤ２０は、トランジスター２０１のゲートＧ１０、バッファ２１４の入力端ｉｎ−、及びインダクタ２０４の端点Ｃに接続され、インダクタ２０４の端点Ｄが電圧ＶＤＤに接続される。トランジスター２０１のソースＳ１０とトランジスター２０２のソースＳ２０は、電流源２０５に接続される。トランジスタ２１１のドレインＤ３０は、トランジスター２０１のドレインＤ１０に接続され、トランジスター２１２のドレインＤ４０は、トランジスター２０２のドレインＤ２０に接続される。トランジスター２１１のソースＳ３０及びトランジスター２１２のソースＳ４０は、電流源２１５に接続される。
【００１２】
図２（ｂ）によると、差動信号ＳＤ１は、基本周波数ｆを有し、トランジスター２１１のゲートＧ３０及びトランジスター２１２のゲートＧ４０に入力される。差動信号ＳＤ１は、直流成分と交流成分を有し、前記直流成分は、トランジスター２１１とトランジスター２１２を非線形部にバイアスする。前記交流成分は、トランジスター２１１を介して変換され、トランジスター２１１のドレインＤ３０に高調波信号ＳＤ２を発生させる。前記高調波信号ＳＤ２は、正相のトリプル基本周波数３ｆ１を有する高調波成分である。正相のトリプル基本周波数３ｆ１は、基本周波数ｆの三倍の周波数である。前記高調波信号ＳＤ２は、バッファ２１３の入力端ｉｎ＋に入力される。前記直流成分は、トランジスター２１２を非線形部にバイアスする。前記交流成分は、トランジスター２１２を介して変換され、トランジスタ２１１のドレインＤ４０に高調波信号ＳＤ３を発生させる。前記高調波信号ＳＤ３は、反相のトリプル基本周波数３ｆ２を有する高調波成分である。反相のトリプル基本周波数３ｆ２は、基本周波数ｆの三倍の周波数である。高調波信号ＳＤ３はバッファ２１４の入力端ｉｎ−に入力される。
【００１３】
注入同期型周波数逓倍器２１は、プッシュ−プッシュ発振器２０からの信号の発振周波数を注入してロックすることができるが、注入同期型周波数逓倍器２１から出力する信号の発振周波数は、他の高調波によって妨害されやすい。又、すべての高調波をプッシュ−プッシュ発振器２０に注入すると共に、注入同期仕組みによって不要な周波数を抑制して、結果としては悪い高調波抑圧比（Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ，すなわち、ＨＲＲ）を起こし、発振信号の品質に影響を与える。
【００１４】
上記の従来技術では、一倍と二倍の周波数を有する信号を、直接に、出力して、悪い高調波抑圧比を引き起している。したがって、本発明はこのような従来の課題を解決するため、実験と研究を重ねた結果を通じて、ついに本発明の周波数逓倍器装置及びその操作方法を提供し得るようにしたものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明の主な目的は、従来の周波数逓倍器による悪い高調波抑圧比を改善し、又、周波数逓倍器からの発振周波数は、他の高調波に妨害されにくいようにした周波数逓倍器装置及びその操作方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
第１には、上述の目的を達成するために、本発明では、周波数逓倍器装置であって、基本周波数を有する入力信号を受信して、第一高調波信号成分及び第二高調波信号成分を含む高調波信号を発生させる高調波発生器と、前記高調波信号を受信して、前記第一高調波信号成分を抑制し、前記第二高調波信号成分を高める高調波抑制器と、高められた前記第二高調波信号成分を受信する特定高調波応用装置とを備えてなることを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００１７】
第２には、上記第１の構成の周波数逓倍器装置において、前記第一高調波信号成分は、前記基本周波数を有する一次高調波及び前記基本周波数の偶数倍の周波数を有する偶数次高調波を含み、前記第二高調波信号成分は、前記基本周波数の三倍の周波数を有する三次高調波を含み、前記特定高調波応用装置は発振器であり、前記発振器は、発振周波数を有し、前記発振周波数を前記三次高調波によって注入した前記基本周波数の三倍の周波数に同期させ、前記高調波抑制器は、少なくとも一つのフィルター及び高調波抑制回路を含み、前記フィルターは、帯域阻止フィルターであり、インダクタ及び蓄電器を含み、前記インダクタと前記蓄電器を直列に接続することを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００１８】
第３には、上記第２の構成の周波数逓倍器装置において、前記帯域阻止フィルターは、更に第一蓄電器、第二蓄電器及び前記インダクタを含み、前記第一蓄電器と前記インダクタを並列に接続して成る回路は、さらに前記第二蓄電器を直列に接続し、前記帯域阻止フィルターは、前記一次高調波を抑制することを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００１９】
第４には、上記第２の構成の周波数逓倍器装置において、前記高調波抑制回路は、複数の蓄電器及びトランジスターを含み、前記偶数次高調波を抑制し、前記インダクタは、前記三次高調波を高め、前記複数のトランジスターは、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタであり、第一トランジスター及び第二トランジスターを含み、前記第一トランジスターは、第一ゲート、第一ソース及び第一ドレインを有し、前記第二トランジスターは、第二ゲート、第二ソース及び第二ドレインを有し、前記第一蓄電器は、第一端と第三端を有し、前記第二蓄電器は、第二端と第四端を有し、前記第一ゲートは、前記第四端と接続し、前記第二ゲートは、前記第三端と接続し、前記第一ソースは、前記第一端と接続し、前記第二ソースは、前記第二端と接続して構成したことを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００２０】
第５には、上記の第１の構成の周波数逓倍器装置において、前記高調波発生器は、差動回路であり、複数のトランジスター、インダクタ及び蓄電器を含み、前記複数のトランジスターは、第一トランジスター及び第二トランジスターを含み、前記第一トランジスターは、第一ゲート、第一ソース及び第一ドレインを有し、前記第二トランジスターは、第二ゲート、第二ソース及び第二ドレインを有し、前記複数のインダクタは、第一インダクタ及び第二インダクタを含み、前記第一インダクタは、第一端と第三端を有し、前記第二インダクタは、第二端と第四端を有し、前記複数の蓄電器は、第一蓄電器及び第二蓄電器を含み、前記第一蓄電器は、第五端と第七端を有し、前記第二蓄電器は、第六端と第八端を有し、前記第一ドレインは、前記第一端と接続し、前記第二ドレインは、前記第二端と接続し、前記第一ソースと前記第二ソースが接地され、前記第一ゲートは、前記第五端と接続し、前記第二ゲートは、前記第六端と接続し、前記入力信号は、基本周波数を有する非反転信号及び反転信号であり、前記非反転信号が前記第七端に入力され、前記反転信号が前記第八端に入力されるように構成したことを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００２１】
第６には、上述の目的を達成するために、さらに、本発明では、周波数逓倍器装置であって、基本周波数を有する入力信号を受信して、第一高調波信号成分及び第二高調波信号成分を含む高調波信号を発生させる高調波発生器と、前記高調波信号を受信して、前記第一高調波信号成分を抑制し、前記第二高調波信号成分を高める高調波抑制器とを備えてなることを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００２２】
第７には、上記の第６の構成の周波数逓倍器装置において、前記第一高調波信号成分は、前記基本周波数を有する一次高調波及び前記基本周波数の偶数倍の偶数次高調波を含み、前記第二高調波信号成分は、前記基本周波数の三倍の周波数を有する三次高調波を含み、前記周波数逓倍器装置は、前記三次高調波を出力する少なくとも一つのバッファを有し、前記高調波抑制器は、前記一次高調波を抑制する少なくとも一つのフィルター及び前記偶数次高調波を抑制する高調波抑制回路を有することを特徴とする周波数逓倍器装置を提供する。
【００２３】
第８には、上述の目的を達成するために、さらに、本発明では、周波数逓倍器装置の操作方法であって、基本周波数を有する信号に基づいて、一次高調波、偶数次高調波及び三次高調波を発生させる工程と、前記一次高調波及び前記偶数次高調波を抑制する工程と、前記三次高調波と発振周波数を同期させる工程とを有することを特徴とする周波数逓倍器装置の操作方法を提供する。
【００２４】
第９には、上記の第８の構成の周波数逓倍器装置の操作方法において、前記三次高調波を発振器に注入して、発振周波数を同期させる工程と、前記発振器を発振させる工程とを有することを特徴とする周波数逓倍器装置の操作方法を提供する。
【００２５】
第１０には、上述の目的を達成するために、さらに、本発明では、周波数逓倍器装置の操作方法であって、一次高調波、偶数次高調波及び三次高調波を発生させる工程と、前記一次高調波及び前記偶数次高調波を抑制する工程と、前記三次高調波を出力する工程とを有することを特徴とする周波数逓倍器装置の操作方法を提供する。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、従来の周波数逓倍器による悪い高調波抑圧比を改善し、又、周波数逓倍器からの発振周波数が他の高調波に妨害されにくくなるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】従来のプッシュ‐プッシュ発振器が発生する信号の概要図である。
【図２（ａ）】従来のプッシュ‐プッシュ発振器の回路図である。
【図２（ｂ）】従来の注入同期型周波数逓倍器の回路図である。
【図３（ａ）】本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置を示す概略図である。
【図３（ｂ）】本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置を示す回路図である。
【図４】本発明の第一実施例の図３（ｂ）による入力電圧とトリプル周波数電流との関係を示す図である。
【図５（ａ）】本発明の第一実施例による高調波抑制回路が偶数次高調波を抑制することを示す概要図である。
【図５（ｂ）】本発明の第一実施例による帯域阻止フィルターを示す回路図である。
【図５（ｃ）】本発明の第二実施例による周波数逓倍器装置を示す回路図である。
【図６】本発明の第一実施例による発振周波数計測回路を示す回路図である。
【図７（ａ）】本発明の第一実施例による高調波の周波数と電流との関係を示す特性図である。
【図７（ｂ）】本発明の第一実施例による高調波の周波数と電流の減損との関係を示す特性図である。
【図７（ｃ）】本発明の第一実施例による発振器に注入される各高調波の周波数と電流との関係を示す特性図である。
【図７（ｄ）】本発明の第一実施例による高調波の仕事率を示す特性図である。
【図７（ｅ）】本発明の第一実施例による高調波抑圧比を示す特性図である。
【図７（ｆ）】本発明の第一実施例による発振器とバッファの出力仕事率を示す特性図である。
【図７（ｇ）】本発明の第一実施例による信号バランス装置の出力信号の位相と周波数との関係を示す特性図である。
【図８（ａ）】本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置の操作方法を示すフローチャートである。
【図８（ｂ）】本発明の第二実施例による周波数逓倍器装置の操作方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下のように、本発明を実施例に基づいて詳述するが、あくまでも例示であって、本発明の範囲はこれらの実施形態に限定されない。本発明の範囲は、特許請求の範囲に記載されており、さらに特許請求の範囲の記載と均等な意味及び範囲内での全ての変更を含んでいる。
【００２９】
図３（ａ）は、本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置を示す概略図である。周波数逓倍器装置３０は、高調波発生器３０１、高調波抑制器３０２及び、特定高調波応用装置を構成する発振器３０３を含んでいる。入力信号ＳＤは、差動電圧Ｖｉｎと基本周波数ｆ０を有する。高調波発生器３０１は、基本周波数ｆ０を有する入力信号ＳＤを受信し、電圧Ｖｘの高調波信号ＳＨを発生させる。高調波信号ＳＨは、第一高調波成分ＳＨＤ１と第二高調波成分ＳＨＤ２を含む。第一高調波成分ＳＨＤ１は、前記基本周波数ｆ０を有する一次高調波及び基本周波数の偶数倍の周波数を有する偶数次高調波を含む。第二高調波信号成分ＳＨＤ２は、基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する三次高調波を含む。前記一次高調波、前記偶数次高調波及び前記三次高調波は高調波抑制器３０２に入力され、高調波抑制器３０２は、注入電圧Ｖｉｎｊを有する注入信号Ｓｉｎｊを出力する。注入信号Ｓｉｎｊは、基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する。発振器３０３の発振周波数ｆｃは、注入（受信）された基本周波数ｆ０の三倍の周波数に同期される。
【００３０】
図３（ｂ）は、本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置を示す回路図である。高調波発生器３０１は、差動回路であり、トランジスターＭ３、トランジスターＭ４、インダクタＬｄ１、インダクタＬｄ２、蓄電器Ｃ１及び蓄電器Ｃ２を含む。前記トランジスターＭ３は、ゲートＧ３、ソースＳ３及びドレインＤ３を有し、前記トランジスターＭ４は、ゲートＧ４、ソースＳ４及びドレインＤ４を有する。前記インダクタＬｄ１は、第一端Ｐ１と第三端Ｐ３を有し、前記トランジスターＭ３のドレインＤ３は、前記第一端Ｐ１と接続する。前記インダクタＬｄ２は、第二端Ｐ２と第四端Ｐ４を有し、前記トランジスターＭ４のドレインＤ４は、前記第二端Ｐ２と接続する。前記蓄電器Ｃ１は、第五端Ｐ５と第七端Ｐ７を有し、前記トランジスターＭ３のゲートＧ３は、前記第五端Ｐ５と接続する。前記蓄電器Ｃ２は、第六端Ｐ６と第八端Ｐ８を有し、前記トランジスターＭ４のゲートＧ４は、前記第六端Ｐ６と接続する。前記トランジスターＭ３のソースＳ３と前記トランジスターＭ４のソースＳ４が接地される。非反相の基本周波数信号Ｖｉｎ＋は、第七端Ｐ７に入力される。蓄電器Ｃ１にカップルすることにより、信号Ｖｉｎ＋の交流成分は、トランジスターＭ３のゲートＧ３に入力される。反相の基本周波数信号Ｖｉｎ−は、第八端Ｐ８に入力される。蓄電器Ｃ２にカップルすることにより、交流電圧信号は、トランジスターＭ４のゲートＧ４に入力される。
【００３１】
高調波抑制器３０２は、フィルターセット３０２１及び高調波抑制回路３０２２を含む。高調波抑制器３０２は、高調波信号ＳＨを受信し、第二高調波信号成分ＳＨＤ２を出力する。第二高調波信号成分ＳＨＤ２は、前記基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する三次高調波を含む。フィルターセット３０２１は、基本周波数を抑制する帯域阻止フィルター３０２１１、３０２１２を含む。帯域阻止フィルター３０２１１は、蓄電器（すなわち、コンデンサ、以下において同じ）Ｃｐ１、蓄電器Ｃｇ１及びインダクタＬｐ１を含み、蓄電器Ｃｐ１をインダクタＬｐ１と並列に接続した回路であり、前記回路を蓄電器Ｃｇ１と直列に接続する。あるいは、インダクタＬｐ１を蓄電器Ｃｇ１と直列に接続して帯域阻止フィルターになる。帯域阻止フィルター３０２１２は、二つの蓄電器Ｃｐ２、Ｃｇ２及びインダクタＬｐ２を含み、蓄電器Ｃｐ１をインダクタＬｐ２と並列に接続した回路であり、前記回路を蓄電器Ｃｇ２と直列に接続する。あるいは、インダクタＬｐ２を蓄電器Ｃｇ２と直列に接続して帯域阻止フィルターになる。帯域阻止フィルター３０２１１と３０２１２は、前記一次高調波を抑制する。高調波発生器３０１は、様々な高調波を生成させ、前記基本周波数の三倍以上の周波数を有する高調波が低いエネルギーを有しているため、その影響を無視することができ、後の回路の入力や出力に影響を与えない。本発明の実施例では、後の回路は高調波抑制器３０２と発振器３０３である。
【００３２】
高調波抑制回路３０２２は、二つのトランジスターＭ５とＭ６、二つの蓄電器Ｃｃ１とＣｃ２、及び二つの抵抗器Ｒｂ１とＲｂ２を含む。トランジスターＭ５とＭ６は、ゲートＧ５とＧ６、ドレインＤ５とＤ６、ソースＳ５とＳ６、それぞれを含む。蓄電器Ｃｃ１は、二つの端点Ｐ９とＰ１１を含み、蓄電器Ｃｃ２は、二つの端点Ｐ１０とＰ１２を含み、抵抗器Ｒｂ１は、二つの端点Ｐ１３とＰ１５を含み、抵抗器Ｒｂ２は、二つの端点Ｐ１４とＰ１６を含む。
【００３３】
トランジスターＭ５のゲートＧ５は、蓄電器Ｃｃ２の端点Ｐ１０と抵抗器Ｒｂ１の端点Ｐ１３に接続され、トランジスターＭ６のゲートＧ６は、蓄電器Ｃｃ１の端点Ｐ９と抵抗器Ｒｂ２の端点Ｐ１４に接続される。蓄電器Ｃｇ１は、端点Ｐ１７を含み、端点Ｐ１７は、インダクタＬｄ１の端点Ｐ３、蓄電器Ｃｃ１の端点Ｐ１１及びトランジスターＭ５のソースＳ５に接続される。蓄電器Ｃｇ２の端点Ｐ１８は、インダクタＬｄ２の端点Ｐ４、蓄電器Ｃｃ２の端点Ｐ１２及びトランジスターＭ６のソースＳ６に接続される。抵抗器Ｒｂ１の端点Ｐ１５と抵抗器Ｒｂ２の端点Ｐ１６は、電圧Ｖｄｄ２に接続される。抵抗器Ｒｂ１は、バイアス抵抗器として、トランジスターＭ５をバイアスする。抵抗器Ｒｂ２は、バイアス抵抗器として、トランジスターＭ６をバイアスする。高調波抑制回路は、前記偶数次高調波を抑制するためのものである。
【００３４】
発振器３０３は、トランジスターＭ１とＭ２、インダクタＬｓ１とＬｓ２、及びバイアス電流源３０３１を含む。インダクタＬｓ１は、端点Ｐ１９とＰ２１を含み、インダクタＬｓ２は、端点Ｐ２０とＰ２２を含む。トランジスターＭ１のゲートＧ１は、トランジスターＭ２のドレインＤ２及びインダクタＬｓ２の端点Ｐ２０に接続される。トランジスターＭ２のゲートＧ２は、トランジスターＭ１のドレインＤ１及びインダクタＬｓ１の端点Ｐ１９に接続される。トランジスターＭ１のソースＳ１とトランジスターＭ２のソースＳ２は、バイアス電流源３０３１に接続される。インダクタＬｓ１の端点Ｐ２１とインダクタＬｓ２の端点Ｐ２２は、電圧源Ｖｄｄ１に接続される。本発明の実施例による前記トランジスターは、バイポーラトランジスターまたは電界効果トランジスターを適用できる。
【００３５】
図３（ｂ）によると、周波数逓倍器装置３０は、発振器３０３を必要とせずに、基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する発振信号を発生できる。この実施例では、高調波発生器３０１と高調波抑制器３０２は、第二周波数逓倍器装置を形成する。
【００３６】
図３（ｂ）によると、正相の基本周波数信号Ｖｉｎ＋は、トランジスターＭ３に入力される。反相の基本周波数信号Ｖｉｎ−がトランジスターＭ４に入力されると、トランジスターＭ３とＭ４に適当なレベルでバイアスを生成させて複数の周波数を有する高調波を発生させる。本実施例によると、高調波発生器３０１の設計により、目的とする基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する信号の電流（以下、「トリプル周波数電流」という）を生成させることができる。高調波発生器３０１の出力インピーダンスも考慮され、トランジスターＭ３とＭ４を非線形部にバイアスすると、出力電流がその最大値を実現し、トリプル周波数電流の最大量を得られる。
【００３７】
図４は、本発明の第一実施例の図３（ｂ）による入力電圧とトリプル周波数電流との関係を示す図である。図４によると、２つの入力電圧Ｖｇｓ３とＶｇｓ４及び２つのインダクタＬｄ１とＬｄ２のインダクタンスに対応するトリプル周波数電流との関係を得ることができる。両方のインダクタＬｄ１とＬｄ２のインダクタンスが約２００ｐＨになり、且つ両方の入力電圧Ｖｇｓ３とＶｇｓ４の電圧が約０．６ボルトになると、最大のトリプル周波数電流を得られる。
【００３８】
トランジスターＭ３とＭ４をバイアスすることで、最大のトリプル周波数電流を生成させるように、出力インピーダンスを考慮する必要がある。インピーダンス理論に基づき、回路の出力インピーダンスが基本周波数ｆ０の一倍、二倍及び三倍の周波数に関して、それぞれ短絡、短絡及び開回路を対応させると、回路から出力されるトリプル周波数電流を最大にすることを果たす。このような周波数応答を達成するための要素がインダクタであり、図４によると、バイアスＶｇｓ−ｍａｘは、０．６ボルトに設定されると共に、インダクタンスＬｄ１とＬｄ２は２００ｐＨに設定されて、最大のトリプル周波数電流を得られる。
【００３９】
図５（ａ）は、本発明の第一実施例による高調波抑制回路が偶数次高調波を抑制することを示す概要図である。ソースＳ５にある偶数次の高調波ＥＷ１は、ソースＳ６にある偶数次高調波ＥＷ２と同じ相であるため、トランジスターＭ５にとって、ゲートＧ５にある偶数次高調波の交流電圧レベルは、いつでもソースＳ５の電圧レベルと同じになる。即ち、トランジスターＭ５に送られる偶数次高調波に関する電圧ＶＧＳはゼロであり、ドレインＤ５にある偶数次高調波に対応する出力電圧はゼロである。トランジスターＭ６において、ゲートＧ６にある偶数次高調波の交流電圧レベルは、いつでもソースＳ６の電圧レベルと同じになる。即ち、トランジスターＭ６に送られる偶数次高調波に関する電圧ＶＧＳはゼロであり、ドレインＤ６にある偶数次高調波に対応する出力電圧はゼロである。
【００４０】
上記構想に基づけば、高調波抑制回路３０２２は、基本周波数ｆ０の奇数倍の周波数を有する奇数次高調波の振幅を増加させる効果があり、同時に一次と三次高調波の電流を増加させる。本発明の実施例には、三次高調波の電流を増加させる必要があり、だが一次高調波の電流を増加させる必要がない。したがって、適当な操作方法で一次高調波の電流を処理する必要がある。
【００４１】
トランジスターＭ３とＭ４を動作させると、基本周波数ｆ０を有する一次高調波は、最大量の電流を生成させる。もし、一次高調波を発振器３０３に、注入する前（受信される前）に、一次高調波の電流を減少させて、完全な三次高調波を注入（受信）させれば、より効果的な結果を得られる。そこで、本発明の好ましい実施形態は、２つの帯域阻止フィルター３０２１１と３０２１２により、一次高調波をフィルター処理することができる。
【００４２】
図５（ｂ）は、本発明の第一実施例による帯域阻止フィルターを示す回路図である。図５（ｂ）によると、蓄電器Ｃｐ２とインダクタＬｐ２とを並列に接続して、トリプル基本周波数信号に対して高いインピーダンスを有する回路を形成し、前記回路は、さらに蓄電器Ｃｇ２を直列に接続して、基本周波数信号に対して低いインピーダンスを有する回路を形成する。基本周波数ｆ０が２０ＧＨｚになると、トリプル基本周波数が６０ＧＨｚになる。入力インピーダンスの〔計算式１〕は、蓄電器Ｃｇ２のキャパシタンスをＣｇ、蓄電器Ｃｐ２のキャパシタンスをＣｐ、インダクタＬｐ２のインダクタンスをＬｐという文字によって以下に示す：
〔計算式１〕
2011160400.tif 000003
【００４３】
本発明の実施例による回路設計は、基本周波数ｆ０が２０ＧＨｚであることに対して、Ｃｇ、ＣＰ及びＬｐの値に基づく等価インピーダンスは低いインピーダンスになり、一次高調波の電流を接地に流出できる。基本周波数ｆ０の三倍の周波数６０ＧＨｚになると、等価インピーダンスが高いインピーダンスになり、トリプル周波数信号の電流が接地に流出することを防止できる。
【００４４】
〔計算式１〕から、以下の式を導き出すことができる：
2011160400.tif 000004
【００４５】
以上により、Ｃｐ値とＣｇ値とは倍数関係であることが得られる。しかし、工程ドリフトからの影響により、選択されるＬｐ値が小さくならないため、これに対応する一次高調波を流出するための回路を設計する。同じ考えに基づいて、帯域阻止フィルター３０２１１にも同様の設計が適用される。
【００４６】
図３（ｂ）によると、ゲートＧ２とソースＳ２との間に寄生容量Ｃｇｓ２を形成し、ゲートＧ１とソースＳ１との間に寄生容量Ｃｇｓ１を形成し、インダクタＬｓ１及び寄生容量Ｃｇｓ２並びにインダクタＬｓ２及び寄生容量Ｃｇｓ１は、周波数選択性を有するＬＣ共振回路（すなわち、ＬＣタンク回路）を形成する。ドレインＤ１とドレインＤ２との間に等価回路は、−２／ｇｍの負性インピーダンスを有する。発振周波数がＬＣ共振回路によって減損され、前記負性インピーダンスは、前記発振周波数の減損を補償できる。周波数逓倍器装置３０の発振周波数を計測するために、バッファ回路を周波数逓倍器装置３０に加える必要がある。
【００４７】
図５（ｃ）は、本発明の第二実施例による周波数逓倍器装置を示す回路図である。周波数逓倍器装置５０は、高調波発生器３０１及び高調波抑制器３０２を含んでいる。高調波発生器３０１は、基本周波数ｆ０を有する入力信号ＳＤを受信し、電圧Ｖｘの高調波信号ＳＨを発生させる。高調波信号ＳＨは、第一高調波成分ＳＨＤ１と第二高調波成分ＳＨＤ２を含む。第一高調波成分ＳＨＤ１は、前記基本周波数ｆ０を有する一次高調波及び前記基本周波数の偶数倍の周波数を有する偶数次高調波を含む。第二高調波信号成分ＳＨＤ２は、基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する三次高調波を含む。高調波抑制器３０２は、フィルターセット３０２１及び高調波抑制回路３０２２を含む。高調波抑制器３０２は、高調波信号ＳＨを受信し、第二高調波信号成分ＳＨＤ２を出力する。第二高調波信号成分ＳＨＤ２は、前記基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する三次高調波を含む。本発明の第二実施例には、三次高調波がトランジスターＭ５のドレインＤ５とトランジスターＭ６のドレインＤ６から出力される。
【００４８】
図６は、本発明の第一実施例による発振周波数計測回路を示す回路図である。発振周波数計測回路６０は、周波数逓倍器装置６０１、計測回路６０２、計測回路６０３及び差動信号平衡回路６０４を含んでいる。周波数逓倍器装置６０１は、高調波発生器３０１、高調波抑制器３０２及び発振器３０３を含んでいる。しかし、この発振器３０３は、使用しなくてもよい。周波数逓倍器装置６０１は、基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する発振周波数を出力できる。計測回路６０２は、Ａ級増幅器構成によるバッファ（以下、「Ａ級バッファ」という）６０２１、Ｂ級増幅器構成によるバッファ（以下、「Ｂ級バッファ」という）としてのトランジスターＭ１１、等価モデルの計測回路６０２２及びバイアス回路６０２３を含んでいる。計測回路６０３は、Ａ級バッファ６０３１、Ｂ級バッファとしてのトランジスターＭ１２、等価モデルの計測回路６０３２及びバイアス回路６０３３を含んでいる。差動信号平衡回路６０４は、信号平衡装置６０４１、複数のトランジスター、抵抗器及び蓄電器を含んでいる。
【００４９】
周波数逓倍器装置６０１と周波数逓倍器装置３０との相違点は、入力される正相差動信号Ｖｉｎ＋と反相差動信号Ｖｉｎ−が信号平衡装置６０４１によって発生する。１９〜２２ＧＨｚの基本周波数ｆ０を有する信号が信号平衡装置６０４１に入力されると、信号平衡装置６０４１は正相差動信号Ｖｉｎ＋と反相差動信号Ｖｉｎ−を発生させる。１．６ｐＦの二つの蓄電器は、正相差動信号Ｖｉｎ＋と反相差動信号Ｖｉｎ−を交流結合（ＡＣ−ｃｏｕｐｌｉｎｇ）するためのものであり、０．４ｐＦの蓄電器は、接地に交流結合するためのものである。５０オームの二つの抵抗器は、入力インピーダンスを整合するためのものである。５ｋオームの二つの抵抗器は、トランジスターＭ３とＭ４に対して、バイアス電圧として、電圧Ｖｂ１に供給するためのものである。トランジスターＭ１７とＭ１８は、ＥＳＤ保護の機能を果たして、静電放電による損傷の影響が無いように周波数逓倍器装置６０１を保護する。
【００５０】
図６によると、Ａ級バッファ６０２１は、トランジスターＭ９、インダクタＬｂｕｆ１及び抵抗器Ｒｂｕｆ１を含む。端点ＶｏｐとＶｏｎには、基本周波数ｆ０の三倍の周波数を有する発振周波数が出力される。過剰な負荷が発振に影響を与えることを避けるために、計測回路６０２と６０３は、Ｂ級バッファ及びより少ない寸法を有するトランジスターを用いる。バッファは発振器に結合されるので、バッファの入力容量を考慮しなければならないので、小さな寸法を有する共通ソースアンプを利用する。トランジスターＭ９は過剰なＤＣ電流によって破壊されることを回避するために、適切な抵抗値を有する抵抗器Ｒｂｕｆ１を、共通ソースアンプのソースＳ９に接続させる。インダクタＬｂｕｆ１の誘導性リアクタンス（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ  ｒｅａｃｔａｎｃｅ）は、Ａ級バッファ６０２１の負荷インピーダンスである。ドレインＤ９は、トランジスターＭ１１のゲートＧ１１に接続される。トランジスターＭ１１は、ソースフォロワとし、且つＢ級バッファとする。トランジスタＭ１１は、発振信号を拡大する機能を提供する。ソースフォロワは、ソースＳ１１に発振信号を出力する。ソースフォロアは、低い出力インピーダンスを持っていて、低いインピーダンス回路６０２２の等価インピーダンスと整合することができる。
【００５１】
低いインピーダンス回路６０２２は、Ｂ級バッファの出力端に接続し、プローブをシミュレートするためのものである。プローブの等価インピーダンスは、およそ５０オームである。電圧バイアス回路６０２３は、バイアス電圧をトランジスターＭ１１に提供するカレントミラーである。同様に、Ａ級バッファ６０３１は、トランジスターＭ１０、インダクタＬｂｕｆ２及び抵抗器Ｒｂｕｆ２を含む。低いインピーダンス回路６０３２は、Ｂ級バッファの出力端に接続し、プローブをシミュレートするためのものである。プローブの等価インピーダンスは、およそ５０オームである。電圧バイアス回路６０３３は、バイアス電圧をトランジスターＭ１２に供給するカレントミラーである。
【００５２】
図７（ａ）は、本発明の第一実施例による高調波の周波数と電流との関係を示す特性図である。図７（ａ）によると、二次高調波の電流は、３５０マイクロアンペアに抑制され、一次高調波の電流は、２０ＧＨｚの基本周波数ｆ０で約５．０５ミリアンペアであり、三次高調波の電流は、基本周波数ｆ０の三倍の周波数（６０ＧＨｚ）で約８００マイクロアンペアである。
【００５３】
図７（ｂ）は、本発明の第一実施例による高調波の周波数と電流の減損との関係を示す特性図である。図７（ｂ）によると、２０ＧＨｚの基本周波数ｆ０を有する一次高調波が減損した電流は、相対的に高い。これは、周波数が２０ＧＨｚになると、低いインピーダンスになる帯域阻止フィルター３０２１２は、一次高調波の電流を接地に流出するようにして、高調波抑圧比（ＨＲＲ）を向上させる。二次高調波が減損した電流も高い。三次高調波が減損した電流は、図４のような三次高調波の電流とほぼ同じく、完全に三次高調波の電流として出力されることを示す。
【００５４】
図７（ｃ）は、本発明の第一実施例による発振器に注入（受信）される各高調波の周波数と電流との関係を示す特性図である。図７（ｃ）によると、発振器３０３に注入（受信）される二次高調波の電流は、２００マイクロアンペア以下に抑制される。発振器３０３に注入（受信）される一次高調波の電流は、６００マイクロアンペア以下に抑制される。発振器３０３に注入（受信）される三次高調波の電流は、約１３００マイクロアンペアであり、完全に発振器３０３に注入（受信）される。
【００５５】
図７（ｄ）は、本発明の第一実施例による高調波の仕事率を示す特性図である。図７（ｄ）によると、一次高調波、二次高調波及び三次高調波の仕事率は、それぞれ図に示すように、ｍｏ１、ｍｏ２及びｍｏ３である。又、三次高調波の周波数６０ＧＨｚになると、仕事率は、０ｄＢｍである。
【００５６】
図７（ｅ）は、本発明の第一実施例による高調波抑圧比を示す特性図である。図７（ｅ）によると、周波数が６０ＧＨｚになると、高調波抑圧比は、３０ｄＢである。
【００５７】
図７（ｆ）は、本発明の第一実施例による発振器とバッファの出力仕事率を示す特性図である。図７（ｆ）によると、ロック周波数が５９〜６０ＧＨｚになると、発振器３０３とバッファの出力仕事率は最大である。
【００５８】
図７（ｇ）は、本発明の第一実施例による信号バランス装置の出力信号の位相と周波数との関係を示す特性図である。正相の差動信号Ｖｉｎ＋と反相の差動信号Ｖｉｎ−との位相差は、１８０度である。入力周波数が２０ＧＨｚになると、正相の差動信号Ｖｉｎ＋と反相の差動信号Ｖｉｎ−との位相差は、１８２度である。
【００５９】
図８（ａ）は、本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置３０の操作方法を示すフローチャートである。本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置３０の操作方法は、基本周波数を有する信号を高調波発生器３０１に入力して、一次高調波、偶数次高調波及び三次高調波を発生させる工程（Ｓ８０１）と、前記一次高調波及び前記偶数次高調波を抑制する工程（Ｓ８０２）と、前記三次高調波を発振器３０３に注入（受信）させて、発振周波数ｆｃを同期させる工程（Ｓ８０３）と、を有する。本発明の第一実施例による周波数逓倍器装置３０の操作方法は、更に前記発振器を発振させる工程を含む。
【００６０】
図８（ｂ）は、本発明の第二実施例によるもう１つの周波数逓倍器装置５０の操作方法を示すフローチャートである。このもう一つの周波数逓倍器装置５０では、図５（ｃ）に示したように、図３（ｂ）における発振器３０３を必要としない。本発明の第二実施例によるもう一つの周波数逓倍器装置５０の操作方法は、一次高調波、偶数次高調波及び三次高調波を発生させる（Ｓ８１１）と、前記一次高調波及び前記偶数次高調波を抑制する（Ｓ８１２）と、前記三次高調波を出力する工程（Ｓ８１３）と、を有する。
【００６１】
前述をまめると、本発明は、高調波抑制器により、一次と偶数次高調波を抑制し、三次高調波を高めることで、より良い品質の発振信号を得ることができる。
【００６２】
以上説明した内容を通して、当業者であれば本発明の技術思想を逸脱しない範囲で、多様な変更及び修正が可能であることが分かる。従って、本発明の技術的な範囲は、明細書の詳細な説明に記載された内容に限らず、特許請求の範囲によって定めなければならない。
【符号の説明】
【００６３】
Ｓ１  第一基本周波数信号
Ｓ２  第二基本周波数信号
Ｓ３  ダブル周波数信号
ｆ０１    第一基本周波数
ｆ０２    第二基本周波数
２ｆ０１    ダブル基本周波数
３ｆ１  正相のトリプル基本周波数
３ｆ２  反相のトリプル基本周波数
２０  プッシュ‐プッシュ発振器
２１  注入ロック周波数逓倍器
２０１、２０２、２１１、２１２  トランジスター
２０３、２０４  インダクタ
２０５  電流源
２０６  導線
２１３、２１４  バッファ
２１５、Ｖｄｄ１  電流源
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ  端点
Ｄ１０、Ｄ２０、Ｄ３０、Ｄ４０    ドレイン
Ｇ１０、Ｇ２０、Ｇ３０、Ｇ４０    ゲート
Ｓ１０、Ｓ２０、Ｓ３０、Ｓ４０    ソース
ｉｎ＋、ｉｎ−  入力端
ｏｕｔ＋、ｏｕｔ−  出力端
ＳＤ１  差動信号
ＳＤ  入力信号
ＳＨ、ＳＤ３、ＳＤ２    高調波信号
Ｖｘ、ＶＤＤ、Ｖｂ１    電圧
Ｖｇｓ−ｍａｘ  バイアス
３０、５０  周波数逓倍器装置
３０１  高調波発生器
３０２  高調波抑制器
３０３  発振器
Ｖｉｎ  差動電圧
Ｖｉｎｊ  注入電圧
Ｓｉｎｊ  注入信号
ＳＨＤ１    第一高調波成分
ＳＨＤ２    第二高調波成分
ｆ０  基本周波数
Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４、Ｇ５、Ｇ６、Ｇ１１    ゲート
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ９    ドレイン
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ９、Ｓ１１ソース
Ｌｄ１、Ｌｄ２、Ｌｐ１、Ｌｐ２、Ｌｂｕｆ１、Ｌｂｕｆ２  インダクタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｇ１、Ｃｇ２、Ｃｃ１、Ｃｃ２  蓄電器
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７、Ｐ８、Ｐ９、Ｐ１０、Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３、Ｐ１４、Ｐ１５、Ｐ１６、Ｐ１７、Ｐ１８、Ｐ１９、Ｐ２０、Ｐ２１、Ｐ２２、Ｖｏｐ、Ｖｏｎ    端点
Ｖｉｎ＋  非反相の基本周波数信号
Ｖｉｎ−  反相の基本周波数信号
３０２１  フィルターセット
３０２２  高調波抑制回路
３０２１１、３０２１２  帯域阻止フィルター
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１７、Ｍ１８    トランジスター
Ｒｂ１、Ｒｂ２、Ｒｂｕｆ１、Ｒｂｕｆ２  抵抗器
Ｖｇｓ３、Ｖｇｓ４  入力電圧
６０  発振周波数計測回路
６０１  周波数逓倍器装置
６０２、６０３  計測回路
６０４  差動信号平衡回路
６０２１、６０３１  Ａ級バッファ
６０２２  低いインピーダンス回路
６０２３、６０３３  バイアス回路
６０４１  信号平衡装置
Ｖｉｎ＋  正相差動信号
Ｖｉｎ−  反相差動信号
【図１】
2011160400.tif 000005
【図２（ａ）】
2011160400.tif 000006
【図２（ｂ）】
2011160400.tif 000007
【図３（ａ）】
2011160400.tif 000008
【図３（ｂ）】
2011160400.tif 000009
【図４】
2011160400.tif 000010
【図５（ａ）】
2011160400.tif 000011
【図５（ｂ）】
2011160400.tif 000012
【図５（ｃ）】
2011160400.tif 000013
【図６】
2011160400.tif 000014
【図７（ａ）】
2011160400.tif 000015
【図７（ｂ）】
2011160400.tif 000016
【図７（ｃ）】
2011160400.tif 000017
【図７（ｄ）】
2011160400.tif 000018
【図７（ｅ）】
2011160400.tif 000019
【図７（ｆ）】
2011160400.tif 000020
【図７（ｇ）】
2011160400.tif 000021
【図８（ａ）】
2011160400.tif 000022
【図８（ｂ）】
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