(57)【要約】【課題】伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防ぐことのできる適応等化器を得る。【解決手段】第１の信号変換部１０１〜第２の信号変換部１０６は、周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、このフィルタ係数に基づいて、対象とする未知システムの入力信号と、未知システムの出力信号から適応化学習を行い、未知システムの伝達関数を同定する。周波数重み処理部１０７は、非線形歪み特性情報保持部１０８に保持されている未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、フィルタ処理部１０２におけるフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずる。【選択図】図１
2011205533.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、当該フィルタ係数に基づいて、対象とする未知システムの入力信号と、当該未知システムの出力信号から適応化学習を行い、前記未知システムの伝達関数を同定する周波数領域適応フィルタ手段と、
前記未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、前記周波数領域適応フィルタ手段の前記フィルタ係数または当該フィルタ係数の更新量に重みを乗ずる周波数重み付け手段とを備えた適応等化器。
【請求項２】
非線形歪み特定情報は、未知システムの入力信号の周波数に対して、当該未知システムの出力信号に現れる非線形歪みの性質を示すものであることを特徴とする請求項１記載の適応等化器。
【請求項３】
非線形歪み特性情報は、未知システムの入力信号と、これに対する未知システムの出力信号に含まれる各次高調波成分とのパワー比であることを特徴とする請求項１または請求項２記載の適応等化器。
【請求項４】
非線形歪み特性情報は、未知システムの入出力特性であることを特徴とする請求項１記載の適応等化器。
【請求項５】
非線形歪み特性情報は、未知システムの入力信号に対する当該未知システムの出力信号の歪み率であることを特徴とする請求項１または請求項２記載の適応等化器。
【請求項６】
周波数重み付け手段は、未知システムの入力信号と非線形歪み特性情報とに従って未知システムの出力信号に含まれる高調波のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の適応等化器。
【請求項７】
周波数重み付け手段は、周波数毎に、歪み率が大きいほど当該周波数のフィルタの利得が低減されるように、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じることを特徴とする請求項１、請求項２または請求項５のうちのいずれか１項記載の適応等化器。
【請求項８】
計測用の信号を未知システムに入力し、これに対する未知システムの出力信号を元に非線形歪み特性情報を収集する非線形歪み特性情報計測手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載の適応等化器。
【請求項９】
受話信号を受話音として再生するスピーカと、スピーカを駆動するアンプと、送話音を送話信号として取得するマイクとを有するエコー経路を未知システムとすると共に、
請求項１から請求項４及び請求項６のうちのいずれか１項記載の適応等化器を用いて、前記スピーカ及び前記アンプの非線形歪み特性を、非線形歪み特性情報として当該適応等化器に与え、かつ、前記受話信号を前記未知システムの入力信号、前記送話信号を未知システムの出力信号として前記エコー経路の伝達関数を同定し、疑似エコー信号を出力すると共に、
前記送話信号から前記疑似エコー信号を引き去るエコー引き去り手段を備えたエコー消去装置。
【請求項１０】
適応等化器は、受話信号とスピーカ及びアンプの非線形歪み特性情報とに従って、送話信号に含まれるエコーの高調波成分のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じることを特徴とする請求項９記載のエコー消去装置。
【請求項１１】
騒音源の近傍で騒音源信号を収音し、参照信号として出力する参照マイクと、
騒音を低減する目標位置に設置され、当該位置での騒音信号を対象システム出力信号として収音する誤差マイクと、
前記騒音源信号を入力として、前記騒音を制御する制御音を出力する制御フィルタと、
前記制御音を再生するスピーカと、
前記スピーカを駆動するアンプと、
前記スピーカから前記参照マイクまでの二次経路の伝達関数を持ち、前記参照信号をフィルタリングして中間信号として出力する二次経路特性フィルタと、
前記中間信号の位相を反転させ、対象システム入力信号として出力する位相反転器と、
前記スピーカ及び前記アンプの非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、前記対象システム入力信号と前記対象システム出力信号から、当該対象システム入力信号を入力として前記対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する請求項５記載の適応等化器と、
前記適応等化器によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して前記制御フィルタに出力するフィルタ係数転送手段とを備え、
前記制御フィルタは、前記フィルタ係数に基づいて制御音を生成することを特徴とする能動騒音制御装置。
【請求項１２】
騒音を低減する目標位置に設置され、当該位置での騒音信号を参照信号として収音する参照マイクと、
前記参照信号から所定の相殺信号を減算し、対象システム出力信号を出力する減算器と、
前記減算器で減算された参照信号を入力として、前記騒音を制御する制御音信号を出力する制御フィルタと、
前記制御音信号を再生するスピーカと、
前記スピーカを駆動するアンプと、
前記スピーカから前記参照マイクまでの二次経路の伝達関数を持ち、前記制御音信号をフィルタリングして前記所定の相殺信号を出力する第１の二次経路特性フィルタと、
前記スピーカから前記参照マイクまでの二次経路の伝達関数を持ち、減算された参照信号をフィルタリングして対象システム入力信号を出力する第２の二次経路特性フィルタと、
前記スピーカ及び前記アンプの非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、前記対象システム入力信号と前記対象システム出力信号から、前記対象システム入力信号を入力として前記対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する請求項５記載の適応等化器と、
前記適応等化器によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して前記制御フィルタに出力するフィルタ係数転送手段とを備え、
前記制御フィルタは、前記フィルタ係数に基づいて制御音を生成することを特徴とする能動騒音制御装置。
【請求項１３】
周波数毎のスピーカ及びアンプの歪み率に応じて、歪みの大きい周波数における制御フィルタの利得が小さくなるよう周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じることを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の能動騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音波の伝播経路などの所望の伝達係数を同定するための適応等化器及びこれを用いたエコー消去装置、能動騒音制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
音響信号処理の分野において、適応等化器（適応フィルタ）は音波の伝播経路などの所望の伝達関数を同定する目的で使用される。例えば、音響エコーキャンセラでは、受話音を再生するアンプ・スピーカからマイクロホンまでのエコー経路の伝達関数を同定することにより、マイクロホンに漏入するエコーを予測し、これの消去を行う。このような音響エコーキャンセラとしては、例えば非特許文献１に開示されている。
【０００３】
また、能動騒音制御では、騒音を制御する為のフィルタを最適化するために用いられる。例えば、フィードフォワード方式の能動騒音制御では、騒音源から目標位置までの音波の伝達特性に、アンプから目標位置までの音波の伝達特性の逆特性を付加した伝達関数をもつフィルタを導くために適応等化器を用いる。導かれたフィルタは、騒音源の近傍で収音される騒音信号を、目標点で騒音を低減する制御音に変換する特性を持つ。このような能動騒音制御装置としては、例えば非特許文献２に開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】辻井重男，「適応信号処理」，昭晃堂，１９９５年５月１５日，ｐｐ．４８−４９
【非特許文献２】伊勢史郎他，「アクティブノイズコントロール」，コロナ社，２００６年７月７日，ｐｐ．９−１４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
音響エコーキャンセラや能動騒音制御装置に用いるスピーカは、一般に応答特性に非線形要素を持つ事が知られている。また、これを駆動するアンプも、飽和レベルを超える入力に対して、高調波などの非線形応答を発生させる事が知られている。従ってスピーカやアンプの応答特性が同定対象の伝達関数に含まれる音響エコーキャンセラや能動騒音制御装置においては、本来、非線形の伝達関数に対応した適応等化器を用いる必要がある。例えばこのような適応等化器として、棟安実治他，「非線形デジタル信号処理」，朝倉書店，１９９９年３月２０日，ｐｐ．１２９−１３２に示されているようなボルテラ適応フィルタがある。しかしながら、一般的な線形適応フィルタに比較して、ボルテラ適応フィルタは演算コストが大きいという問題がある。このため、実際にはスピーカやアンプの応答特性の中の非線形要素は無視し、これらの特性が完全に線形であるものとみなして演算コストの小さい線形適応等化器を用いることが多い。
【０００６】
しかしながら、この場合、適応等化器が同定した伝達関数と、実際の伝達関数との間には、非線形要素による誤差が常に含まれるという問題があった。また、非線形要素を含む伝達関数を線形とみなして同定することで、線形要素の同定も十分な精度で行われなくなるという問題があった。
【０００７】
これらの問題は、例えば音響エコーキャンセラでは、スピーカ・アンプの非線形要素によって生じるエコーの非線形成分が、常にエコーキャンセル処理の残差に含まれることで、エコー経路の伝達関数の線形要素さえも十分に同定することができなくなり、エコーの消去効果が低下するという問題が生じる。
【０００８】
また、能動騒音制御装置では、スピーカの歪み率の比較的大きい周波数帯域、例えばスピーカの再生下限周波数付近に騒音が存在する場合において、適応等化器がこの非線形歪みを無視して制御音用のフィルタを導き出すことにより、スピーカから出力される制御音に意図しない非線形歪みが生じ、この非線形歪み成分によって余分な音波が付加され、騒音低減効果が低下するという問題が生じる。
【０００９】
本発明は上記の様な課題を解決する為になされたもので、非線形要素を含む伝達関数を線形適応等化器によって同定する際に、伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防ぎ、さらにこれによって生じるエコー消去装置や能動騒音制御装置における問題を解決する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係る適応等化器は、周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、このフィルタ係数に基づいて、対象とする未知システムの入力信号と、未知システムの出力信号から適応化学習を行い、未知システムの伝達関数を同定する周波数領域適応フィルタ手段と、未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずる周波数重み付け手段とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１１】
この発明の適応等化器は、未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずるようにしたので、伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１による適応等化器を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による適応等化器と未知システムとの接続例を示す構成図である。
【図３】この発明の実施の形態２による適応等化器を示す構成図である。
【図４】この発明の実施の形態２による適応等化器における入出力特性関数の説明図である。
【図５】この発明の実施の形態３による適応等化器を示す構成図である。
【図６】この発明の実施の形態３による適応等化器の歪み率に従った周波数重みの設定例を示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態４による適応等化器を示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態４による適応等化器と未知システムとの接続例を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態５によるエコー消去装置を示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態６による能動騒音制御装置を示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態７による能動騒音制御装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による適応等化器１００を示す構成図である。
また、図２は、図１に示す適応等化器１００と、同定対象である未知システム９００との接続例を示す構成図である。
図１に示す適応等化器１００は、未知システム９００に入力される入力信号ｘ（ｎ）及び未知システム９００から出力される出力信号ｙ（ｎ）をそれぞれ入力とし、これら２つの信号ｘ（ｎ），ｙ（ｎ）に基づいて未知システム９００の伝達関数を学習同定し、未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）を模擬した出力信号ｄ（ｎ）を出力する。未知システム９００は、スピーカ９０１とアンプ９０２、マイク９０３を含む音響伝達系である。
【００１４】
図１に示すように、本実施の形態の適応等化器１００は、第１の信号変換部１０１、フィルタ処理部１０２、信号逆変換部１０３、減算器１０４、適応化学習処理部１０５、第２の信号変換部１０６、周波数重み処理部１０７、非線形歪み特性情報保持部１０８を備える。ここで、第１の信号変換部１０１〜第２の信号変換部１０６によって、周波数領域適応フィルタ手段が構成され、周波数重み処理部１０７によって、周波数重み付け手段が構成されている。
【００１５】
次に、実施の形態１に係る適応等化器１００の動作を説明する。
第１の信号変換部１０１は、時系列信号である未知システム９００の入力信号ｘ（ｎ）を受け、これを周波数領域で表現された信号に変換し、周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）を出力する。ここで、ｎは時系列信号のサンプル順を表している。また、ωは周波数を表し、ｋは周波数領域変換された信号のブロック順を表している。時系列信号の周波数変換には、例えばＤＦＴ（離散フーリエ変換）を用いるが、このような変換処理は時系列信号を、任意のオーバーラッピングを施しながら、所定のブロック長で分割する動作が伴う。
【００１６】
フィルタ処理部１０２は、周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）を受け、これに周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）をかけ、周波数領域模擬信号Ｄ（ω，ｋ）を出力する。周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）は、未知システム９００の伝達関数を模擬することを目的としたものであり、フィルタ処理部１０２に保持されているものとする。信号逆変換部１０３は、周波数領域模擬信号Ｄ（ω，ｋ）を受け、これを時系列信号に変換し、模擬信号ｄ（ｎ）を出力する。この模擬信号ｄ（ｎ）は、未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）を模擬したものとなる。
【００１７】
減算器１０４は、模擬信号ｄ（ｎ）と未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）とを受け、未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）から模擬信号ｄ（ｎ）を減算して得られた誤差信号ｅ（ｎ）を出力する。第２の信号変換部１０６は、誤差信号ｅ（ｎ）を周波数領域で表現された信号に変換し、周波数領域誤差信号Ｅ（ω，ｋ）を出力する。第２の信号変換部１０６の変換は、第１の信号変換部１０１と同様の変換を行うものである。適応化学習処理部１０５は、周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）と周波数領域誤差信号Ｅ（ω，ｋ）を受け、周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）を、未知システム９００の伝達関数により接近させるための、周波数領域フィルタ係数更新量ΔＨ（ω，ｋ）を出力する。フィルタ処理部１０２は、周波数領域フィルタ係数更新量ΔＨ（ω，ｋ）を受けると、次の式（１）のような更新によって周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）を更新する。
Ｈ（ω，ｋ＋１）＝Ｈ（ω，ｋ）＋ΔＨ（ω，ｋ）          （１）
【００１８】
尚、このような周波数領域での適応化学習処理を行う適応フィルタの好適な例としては、ＦＤＡＦ（Frequency Domain Adaptive Filter）が、例えば、Ｈａｙｋｉｎ、「適応フィルタ理論」、科学技術出版、２００１年１月１０日、ｐｐ．５００−５４１といった文献に示されている。
【００１９】
また、周波数重み処理部１０７は、周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）と周波数領域誤差信号Ｅ（ω，ｋ）とを受け、さらに、非線形歪み特性情報保持部１０８から未知システム９００の伝達関数に含まれる非線形要素に関する非線形歪み情報を読み出して、これらを元に周波数重みＷ（ω）を出力する。本実施の形態の適応等化器１００において、非線形歪み特性情報保持部１０８に保持されている非線形歪み情報は、周波数ωの入力信号に対して、未知システム９００の出力信号に含まれるｊ次高調波のパワー比を表す高調波パワー比Ａ（ω，ｊ）であるものとする。実際には、入力信号と高次高調波のパワーは必ずしも一定の比率になるとは限らないため、ここでは観測されるパワー比よりも十分大きな値を持たせるものとする。
【００２０】
周波数重み処理部１０７は、周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）から、高調波パワー比Ａ（ω，ｊ）より、予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）を、例えば下記の式（２）のように算出する。
2011205533.tif 000003
ここで、Ｍは所定の定数であり、高次高調波の計算を適当な次数によって打ち切るためのものである。
【００２１】
さらに周波数重み処理部１０７は、予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）と周波数領域誤差信号Ｅ（ω，ｋ）との比率Ｐ（ω，ｋ）を以下の式（３）のように求める。
2011205533.tif 000004
周波数重み処理部１０７は、この比率Ｐ（ω，ｋ）に従い、比率Ｐ（ω，ｋ）が高いほど、周波数重みＷ（ω）が小さくなるように定める。これには、一例として、比率Ｐ（ω，ｋ）に対して所定の閾値を設け、０＜ａ＜ｂの関係をなす所定の重みａ，重みｂに対し、比率Ｐ（ω，ｋ）が上記閾値を超える周波数ωの重みは重みａ、超えない周波数ωの重みは重みｂと定めるといった方法を用いるが、他の重み付け方法であってもよい。
【００２２】
周波数重みＷ（ω）は、適応化学習処理部１０５に与えられ、適応化学習処理部１０５は、周波数領域フィルタ係数更新量ΔＨ（ω，ｋ）にこれを乗じることによって、高調波成分の比率の高い周波数での更新を抑え、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐ。
【００２３】
このように、実施の形態１では、周波数領域誤差信号Ｅ（ω，ｋ）に含まれる高調波成分の比率Ｐ（ω，ｋ）に応じ、比率Ｐ（ω，ｋ）の高い周波数における係数更新を抑えることで、未知システム９００の非線形要素による高調波成分に対する適応等化器の誤適応を防ぎ、同定精度を向上させるという効果が得られる。
【００２４】
以上のように、実施の形態１の適応等化器１００によれば、周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、このフィルタ係数に基づいて、対象とする未知システム９００の入力信号と、未知システム９００の出力信号から適応化学習を行い、未知システム９００の伝達関数を同定する周波数領域適応フィルタ手段と、未知システム９００の非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずる周波数重み付け手段とを備えたので、伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防止することができる。
【００２５】
また、実施の形態１の適応等化器１００によれば、非線形歪み特定情報を、未知システム９００の入力信号の周波数に対して、未知システム９００の出力信号に現れる非線形歪みの性質を示すものとしたので、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。
【００２６】
また、実施の形態１の適応等化器１００によれば、非線形歪み特性情報を、未知システム９００の入力信号と、これに対する未知システム９００の出力信号に含まれる各次高調波成分とのパワー比としたので、未知システム９００の非線形要素による高調波成分に対する適応等化器の誤適応を防ぎ、同定精度を向上させることができる。
【００２７】
また、実施の形態１の適応等化器１００によれば、周波数重み付け手段は、未知システム９００の入力信号と非線形歪み特性情報とに従って未知システム９００の出力信号に含まれる高調波のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じるようにしたので、高調波成分の比率の高い周波数での更新を抑え、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。
【００２８】
実施の形態２．
上記実施の形態１の適応等化器１００は、周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）に高調波パワー比Ａ（ω，ｊ）を乗ずることによって予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）を求めていた。しかしながら、高調波パワー比Ａ（ω，ｊ）の情報量や、予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）を求めるのに必要な演算負荷を、現実的に装置化可能な範囲に抑えるには、所定の定数Ｍによって、予測する高調波の次数を適度に打ち切る必要がある。しかし、この打ち切りを行う事によって高次高調波成分が適応化学習に影響することにより、同定の精度が低下するという問題がある。実施の形態２では、装置化に適した構成で、高次高調波成分の打ち切りの不要な適応等化器について説明する。
【００２９】
図３は、この発明の実施の形態２に係る適応等化器２００の構成を示すブロック図である。図１と同一または相当の部分については同一の符号を付す。適応等化器２００が上記実施の形態１の適応等化器１００と異なる点は、入力信号ｘ（ｎ）が歪み付加部１０９、減算器１１０、第３の信号変換部１１１を経て予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）に変換され、周波数重み処理部１０７に入力される点、また非線形歪み特性情報保持部は、歪み付加部１０９に非線形歪み特性情報として、入出力特性関数ｆ（ｘ）を与える点である。
【００３０】
次に、実施の形態２に係る適応等化器２００の動作のうち、上記実施の形態１の適応等化器１００と異なる部分について、図３を用いて説明する。
未知システム９００への入力信号ｘ（ｎ）は、歪み付加部１０９に入力される。歪み付加部１０９は、非線形歪み特性情報保持部１０８から、未知システム９００の非線形歪みをモデル化した入出力特性関数ｆ（ｘ）を読出し、歪み付き入力信号ｘ’（ｎ）を出力する。ここで、ｘ’（ｎ）＝ｆ（ｘ’（ｎ））である。
【００３１】
入出力特性関数ｆ（ｘ）は、入力の振幅値に対して出力の振幅値を定める関数であり、図４のようなシグモイドであるものとする。このシグモイドは未知システム９００に含まれるスピーカ・アンプの振幅飽和特性を近似したものであり、これによって歪み付き入力信号ｘ’（ｎ）には、スピーカ・アンプの振幅飽和特性による高調波成分を模擬した信号が含まれる。ここで、入出力特性関数ｆ（ｘ）は、スピーカ・アンプの振幅飽和特性の実測値から、多項式近似などを用いて近似した関数を用いる事ができる。尚、こうした任意の入出力特性を信号に付与する処理は、音響信号処理では一般にＤＲＰ（Dynamic Range Processing）という機能として知られている。
【００３２】
減算器１１０では、歪み付き入力信号ｘ’（ｎ）から入力信号ｘ（ｎ）が減算され、高調波成分のみを取り出した予測高調波信号ｑ（ｎ）が出力される。予測高調波信号ｑ（ｎ）は第３の信号変換部１１１に入力され、第３の信号変換部１１１は予測高調波信号ｑ（ｎ）を周波数領域の信号に変換し、さらにそのパワースペクトルを求め予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）を出力する。
周波数重み処理部１０７は、第３の信号変換部１１１から出力された予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）を元に周波数重みＷ（ω，ｋ）を定める。
実施の形態２で付加されたこれらの処理は、一般的な音響信号処理においてよく用いられているものであり、その演算負荷は現実的に装置化可能な規模に収まるものである。
【００３３】
このように、実施の形態２では、スピーカ・アンプの飽和特性を模擬した入出力特性関数ｆ（ｘ）を用いて予測高調波パワースペクトルＢ（ω，ｋ）を導く事により、より小さな演算負荷で、高次の高調波成分を打ち切ることなく予測し、これに基づいた周波数重みを適応化学習処理に反映することで、より高精度の同定を可能とした適応等化器が得られる。
【００３４】
以上説明したように、実施の形態２の適応等化器２００によれば、非線形歪み特性情報を、未知システム９００の入出力特性としたので、未知システム９００の伝達関数を高精度で同定することができる。
【００３５】
実施の形態３．
上記実施の形態１の適応等化器１００は、歪み成分の比率に応じて周波数領域フィルタ係数更新量ΔＨ（ω，ｋ）を操作していたが、周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）自体を操作し、特定の周波数帯域ではフィルタの利得を持たせないようにしてもよい。特にスピーカでは、再生下限周波数付近の入力信号に対して大きな非線形歪みを生じる事が知られている。このような周波数帯域においては、伝達特性を同定すること自体が困難であり、例えば能動騒音制御などの目的では同定を行わない方が良い事がある。実施の形態３では、歪みが大きい周波数帯域では、フィルタの利得を持たせないようにする適応等化器について説明する。
【００３６】
図５は、この発明の実施の形態３に係る適応等化器３００の構成を示すブロック図である。図１と同一または相当の部分については同一の符号を付す。適応等化器３００が上記実施の形態１の適応等化器１００と構成上で異なる点は、周波数重み処理部１０７は周波数領域入力信号Ｘ（ω，ｋ）及び周波数領域誤差信号Ｅ（ω，ｋ）を受けず、また周波数重みＷ（ω）がフィルタ処理部１０２に与えられている点である。
【００３７】
次に、実施の形態３に係る適応等化器３００の動作のうち、上記実施の形態１の適応等化器１００と異なる部分について、図５を用いて説明する。
非線形歪み特性情報保持部１０８に保存されている情報は、未知システム９００の歪み率Ａ（ω）であり、周波数重み処理部１０７は、Ａ（ω）に対して一意に周波数重みＷ（ω）を定める。図６は歪み率に従った周波数重みの設定例を示している。周波数重み処理部１０７は、図６に示すように、未知システム９００の歪み率に従い、歪み率の大きい周波数帯域では重みを小さく、大きい周波数帯域では重みを大きくする。具体的な手順として、例えば、歪み率に対して所定の閾値を設け、０＜ａ＜ｂの関係をなす所定の重みａ，重みｂに対し、上記閾値を超える歪み率の存在する周波数帯域は重みａ、超えない周波数帯域は重みｂと定めるという方法を用いるが、他の重み付け方法を用いてもよい。
【００３８】
周波数重みＷ（ω）は、フィルタ処理部１０２に与えられ、フィルタ処理部１０２では、周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）に周波数重みＷ（ω）を乗じることで、未知システム９００の歪み率の大きい周波数帯域の利得が制限されることとなる。
【００３９】
このように、実施の形態３では、未知システム９００の歪み率が大きく、同定精度が期待できない周波数帯域において、周波数領域フィルタの利得を制限することで、不完全な同定を回避し、結果として全体的な同定精度を向上させるという効果が得られる。
【００４０】
以上説明したように、実施の形態３の適応等化器３００によれば、非線形歪み特性情報を、未知システム９００の入力信号に対する未知システム９００の出力信号の歪み率としたので、不完全な同定を回避し、結果として全体的な同定精度を向上させることができる。
【００４１】
また、実施の形態３の適応等化器３００によれば、周波数重み付け手段は、周波数毎に、歪み率が大きいほどその周波数のフィルタの利得が低減されるように、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じるようにしたので、未知システム９００の歪み率の大きい周波数帯域の利得が制限され、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。
【００４２】
実施の形態４．
上記実施の形態１の適応等化器１００は、非線形歪み特性情報保持部１０８に保持される非線形歪み情報は事前に与えられたものとしているが、適応等化器が自らこれらの情報を取得するようにすれば、例えばスピーカの経年変化がある時に、常に最新の状態に対応させる事が可能となる。実施の形態４ではこのような適応等化器について説明する。
【００４３】
図７は、この発明の実施の形態４に係る適応等化器４００の構成を示すブロック図である。図１と同一または相当の部分については同一の符号を付す。適応等化器４００が上記実施の形態１の適応等化器１００と構成上で異なる点は、開閉器１１２、切替器１１３及び歪み計測部１１４を備えている点である。
【００４４】
また、図８は実施の形態４の適応等化器４００と未知システム９００との接続例を示すブロック図である。図８において、適応等化器４００は、模擬信号ｄ（ｎ）のほか、計測信号ｒ（ｎ）を出力しており、計測信号ｒ（ｎ）は入力信号ｘ（ｎ）に重畳して未知システムに入力されるようになっている。
【００４５】
次に、実施の形態４に係る適応等化器４００の動作のうち、上記実施の形態１の適応等化器１００と異なる部分について、図７及び図８を用いて説明する。
歪み計測部１１４は、非線形歪み特性情報計測手段を構成するもので、外部からの操作などによって計測動作に入ると、開閉器１１２及び切替器１１３に指示を送り、信号の経路を変更する。即ち、開閉器１１２は計測動作の指示を受けた場合に回路を開き、未知システム９００の入力信号ｘ（ｎ）が第１の信号変換部１０１に入力されないようにする。また、同様にして、切替器１１３は、未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）の送出先を、減算器１０４から歪み計測部１１４へと切り替える。このようにする事で、歪み計測部１１４が計測動作を行っている間は、フィルタ処理や適応化学習は一切行われないようになる。
【００４６】
歪み計測部１１４は、このように信号経路を切り替えた上で、所定の計測信号ｒ（ｎ）を出力する。計測信号ｒ（ｎ）は、図８に示されるように、未知システム９００の入力信号ｘ（ｎ）に重畳され、未知システム９００に入力される。この際、より精度の高い計測を行うため、もし未知システム９００の入力信号ｘ（ｎ）が制御可能であるならば、ｘ（ｎ）＝０となるようにし、計測信号ｒ（ｎ）のみが未知システム９００に入力されるようにする。制御可能でない場合は、計測信号ｒ（ｎ）が未知システム９００の入力信号ｘ（ｎ）よりも十分大きなレベルとなるようにする。
【００４７】
計測信号ｒ（ｎ）が入力されている間の、未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）は、適応等化器４００に入力され、内部で切替器１１３を経て歪み計測部１１４に入力される。歪み計測部１１４は、計測信号ｒ（ｎ）に対する出力信号ｙ（ｎ）から、歪みに関する情報を取得し、非線形歪み特性情報保持部１０８に情報を保存する。
【００４８】
このとき、所望の歪み特性情報が、実施の形態１で用いている、周波数ωの入力信号に対する未知システム９００の出力信号に含まれるｊ次高調波のパワー比の情報か、実施の形態３で用いている歪み率であるならば、計測信号ｒ（ｎ）は所望の周波数帯域を掃引する周波数スイープ信号を用い、これに対する未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）をスペクトル分析し、高調波のパワー計測する事で、容易にこれらを求める事ができる。
また、実施の形態２で用いている入出力特性であるならば、所定の周波数の正弦波を計測信号ｒ（ｎ）として用い、これを所望の振幅域で単調増加させて、計測信号ｒ（ｎ）と未知システム９００の出力信号ｙ（ｎ）のパワー比から簡便に求めることができる。
【００４９】
このように、実施の形態４では、非線形歪み特性情報を計測する機能を持つ事で、未知システムの非線形歪み特性が変化した場合でも、再度非線形歪み特性の情報を与える必要がなく、自ら適応が可能になるという効果がある。
【００５０】
以上説明したように、実施の形態４の適応等化器４００によれば、計測用の信号を未知システム９００に入力し、これに対する未知システム９００の出力信号を元に非線形歪み特性情報を収集する非線形歪み特性情報計測手段を備えたので、未知システム９００の経年変化がある場合でも、常に最新の状態に対応させる事が可能となる。
【００５１】
実施の形態５．
本実施の形態５では、音響エコーキャンセラ装置において好適な適応等化器の使用方法を説明する。図９はこの発明の実施の形態５の音響エコーキャンセラ装置の構成を示すブロック図である。図９に示す音響エコーキャンセラ装置は適応等化器５００を備え、この適応等化器５００には、実施の形態１に係る適応等化器１００、実施の形態２に係る適応等化器２００、実施の形態４に係る適応等化器４００において、歪み特性情報が実施の形態１で用いている周波数ωの入力信号に対する未知システム９００の出力信号に含まれるｊ次高調波のパワー比の情報か、実施の形態２で用いている入出力特性であるもののうち、いずれかの実施の形態のものを用いることができる。
【００５２】
また図９の音響エコーキャンセラ装置は、受信信号ｘ（ｎ）を所定のゲインで増幅して出力するアンプ９０２と、アンプ９０２によって駆動されるスピーカ９０１、使用者の会話音声を収音して収音信号ｙ（ｎ）に変換するマイク９０３、及び、後述する減算器５０１とを備える。
スピーカ９０１、アンプ９０２、マイク９０３は、未知システム９００を構成しており、受信信号ｘ（ｎ）はこの未知システム９００への入力信号、収音信号ｙ（ｎ）はこの未知システム９００からの出力信号となっている。未知システム９００の内部では、スピーカ９０１から出力された受話音声が、エコーとしてマイク９０３に収音されるため、収音信号ｙ（ｎ）には、使用者の会話音声とエコーの双方が含まれている。
【００５３】
よって適応等化器５００は、未知システム９００への入力信号である受信信号ｘ（ｎ）と、未知システム９００からの出力信号である収音信号ｙ（ｎ）から、未知システム９００の伝達関数を同定し、エコーを模擬した模擬信号ｄ（ｎ）を出力する。尚、前述の通り、収音信号ｙ（ｎ）には、受信信号ｘ（ｎ）に対する未知システム９００の応答であるエコーだけでなく、使用者の会話音声も含まれているため、正確な同定を行う為には、収音信号ｙ（ｎ）にエコーのみが含まれている状態において適応化学習を実行する必要がある。このため、一般には、この状態を判定する判定器を用いて適応等化器５００の学習の実行・停止を制御するが、これは公知の技術であり、また本発明の本質に関わる箇所ではないため、本実施の形態で５では説明を省略する。
【００５４】
減算器５０１は、エコー引き去り手段を構成するもので、収音信号ｙ（ｎ）から模擬信号ｄ（ｎ）を減算して送信信号ｙ’（ｎ）を出力する。模擬信号ｄ（ｎ）はエコーを模擬した信号となっているため、この減算処理によって、エコーが除去され、音響エコーキャンセラ装置としての機能が実現される。
【００５５】
この音響エコーキャンセラ装置において、適応等化器５００は、未知システム９００のスピーカ９０１、アンプ９０２の非線形歪み特性情報を用い、収音信号ｙ（ｎ）において高調波成分の比率の高い周波数帯域を予測し、このような周波数帯域での、周波数領域適応フィルタ係数の更新量を抑えることによって、高調波成分の影響による誤適応を防ぎ、同定精度を高めることが出来る。
【００５６】
このように、実施の形態５では、高調波成分の比率の高い周波数帯域において、周波数領域適応フィルタ係数の更新量を抑え、誤適応を防ぐ事で同定精度を高め、エコー消去効果を高めるという効果が得られる。
【００５７】
以上のように、実施の形態５のエコー消去装置によれば、受話信号を受話音として再生するスピーカ９０１と、スピーカ９０１を駆動するアンプ９０２と、送話音を送話信号として取得するマイク９０３とを有するエコー経路を未知システム９００とすると共に、実施の形態１または実施の形態２の適応等化器５００を用いて、スピーカ９０１及びアンプ９０２の非線形歪み特性を、非線形歪み特性情報として適応等化器５００に与え、かつ、受話信号を未知システム９００の入力信号、送話信号を未知システム９００の出力信号としてエコー経路の伝達関数を同定し、疑似エコー信号を出力すると共に、送話信号から疑似エコー信号を引き去るエコー引き去り手段を備えたので、エコー消去効果の高いエコー消去装置を得ることができる。
【００５８】
また、実施の形態５のエコー消去装置によれば、適応等化器５００は、受話信号とスピーカ９０１及びアンプ９０２の非線形歪み特性情報とに従って、送話信号に含まれるエコーの高調波成分のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じるようにしたので、高調波成分の比率の高い周波数での更新を抑え、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。
【００５９】
実施の形態６．
本実施の形態６では、フィードフォワード型の能動騒音制御装置において好適な適応等化器の使用方法を説明する。図１０はこの発明の実施の形態６の、適応等化器の使用法の一例を示す為の、能動騒音制御装置の構成を表すブロック図である。図１０に示す能動騒音制御装置は適応等化器６００を備え、この適応等化器６００には上記実施の形態３に係る適応等化器３００か、実施の形態４に係る適応等化器４００において、歪み特性情報が、実施の形態３で用いている歪み率であるもののいずれかを用いることができる。
【００６０】
図１０の能動騒音制御装置は、この他に後述の騒音源９０４の近傍に設置された参照マイク６０１、騒音を制御するための制御音を出力するスピーカ６０２、目標位置に設置され、この位置で騒音を観測する誤差マイク６０３、制御音を生成するための制御フィルタ６０４、スピーカ６０２を駆動するアンプ６０５、周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）を時間領域フィルタ係数ｈ（ｉ，ｋ）に変換して制御フィルタ６０４に転送するフィルタ係数転送手段６０６、二次経路特性フィルタ６０７、信号の位相を反転する位相反転器６０８を備えている。
また図１０の騒音源９０４は、騒音の発生源を示しており、一次経路９０５は、騒音源９０４から目標位置までの音波の経路、二次経路９０６はスピーカ６０２から目標位置までの音波の経路を示している。
【００６１】
次に、図１０の能動騒音制御装置の動作と、実施の形態６に係る適応等化器の使用方法について説明する。騒音源９０４で発生した騒音は、参照マイク６０１によって収音され、参照信号となる。参照信号は二次経路９０６の伝達関数を模擬した二次経路特性フィルタ６０７にてフィルタリングされ、さらに位相反転器６０８にて位相反転されて対象システム入力信号ｘ（ｎ）となり、適応等化器６００に入力される。また、騒音源９０４で発生した騒音は、一次経路９０５を通じて誤差マイク６０３で収音され、対象システム出力信号ｙ（ｎ）として適応等化器６００に入力される。適応等化器６００は、対象システム入力信号ｘ（ｎ）を未知システムの入力信号、対象システム出力信号ｙ（ｎ）を未知システムの出力信号として、上記未知システムの伝達関数を同定する。上記未知システムの伝達関数は、一次経路の伝達関数をＧ、二次経路の伝達関数をＣとおいた時、
未知システムの伝達関数＝−Ｇ／Ｃ
と表される。
【００６２】
この伝達関数は、フィードフォワード型の能動騒音制御装置において、制御フィルタの最適な伝達関数となる事が知られている。また、対象システム入力信号ｘ（ｎ）、対象システム出力信号を用い、適応等化器によって上記仮想的な未知システムの伝達関数を同定する方法は、ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ｘ法と呼ばれている。
従って、フィルタ係数転送手段６０６は、適応等化器６００によって同定された伝達関数を表す周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）を、時間領域フィルタ係数ｈ（ｉ，ｋ）に変換し、制御フィルタ６０４に与える。ここで、ｉはフィルタ次数を表す。周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）から時間領域フィルタ係数ｈ（ｉ，ｋ）への変換には、周波数変換の逆変換、例えば逆ＤＦＴを用いればよい。制御フィルタ６０４は、参照信号を受け、フィルタ係数転送手段６０６から与えられた時間領域フィルタ係数ｈ（ｉ，ｋ）を用いてフィルタリングし、制御音信号を出力する。制御音信号はアンプ６０５を通じてスピーカ６０２から出力され、二次経路９０６を通じて目標位置に伝播し、目標位置では騒音と制御音が完全に逆位相となることで互いに相殺され、騒音が低減される。
【００６３】
この時、騒音源９０４から発せられる騒音に、スピーカ６０２の再生下限周波数近傍か、それよりも低い周波数の騒音成分が含まれていると、これを打消す制御音がスピーカ６０２で歪み、騒音が十分に低減できなくなるばかりか、高調波などの余分な音を付加してしまうという問題を生じる。このため、適応等化器６００は、スピーカの非線形歪み特性情報として内部に保持されている歪み率の情報を元に、歪み率の高い、再生下限周波数近傍より低域の周波数帯域において利得を持たないように周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）に重みをかける。こうすることによって、制御フィルタ６０４は当該周波数帯域において利得を持たず、結果として制御音に当該周波数帯域の信号成分が含まれなくなり、スピーカ６０２において制御音の歪みが発生する事を防ぐ事ができる。
【００６４】
尚、本実施の形態６の適応等化器の使用法において、実施の形態４の適応等化器４００を用い、適応等化器４００から計測信号ｒ（ｎ）を出力して非線形歪み特性情報を測定する場合には、計測信号ｒ（ｎ）はアンプ６０５に入力される制御音信号に加えるものとする。またこの際、制御音信号はミュートしてもよい。
【００６５】
このように、実施の形態６では、スピーカの歪みの大きい周波数帯域のフィルタにおいて利得を持たないように、適応等化器６００の内部で周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）に重みをかける事で、制御音の歪みを抑え、能動騒音制御装置の騒音低減効果を高めるという効果が得られる。
【００６６】
以上説明したように、実施の形態６の能動騒音制御装置によれば、騒音源の近傍で騒音源信号を収音し、参照信号として出力する参照マイク６０１と、騒音を低減する目標位置に設置され、この位置での騒音信号を対象システム出力信号として収音する誤差マイク６０３と、騒音源信号を入力として、騒音を制御する制御音を出力する制御フィルタ６０４と、制御音を再生するスピーカ６０２と、スピーカ６０２を駆動するアンプ６０５と、スピーカ６０２から誤差マイク６０３までの二次経路の伝達関数を持ち、参照信号をフィルタリングして中間信号として出力する二次経路特性フィルタ６０７と、中間信号の位相を反転させ、対象システム入力信号として出力する位相反転器６０８と、スピーカ６０２及びアンプ６０５の非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、対象システム入力信号と対象システム出力信号から、対象システム入力信号を入力として対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する実施の形態３の適応等化器６００と、適応等化器６００によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して制御フィルタ６０４に出力するフィルタ係数転送手段６０６とを備え、制御フィルタ６０４は、フィルタ係数に基づいて制御音を生成するようにしたので、騒音低減効果の高い能動騒音制御装置を得ることができる。
【００６７】
また、実施の形態６の能動騒音制御装置によれば、周波数毎のスピーカ６０２及びアンプ６０５の歪み率に応じて、歪みの大きい周波数における制御フィルタ６０４の利得が小さくなるよう周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じるようにしたので、歪み率の大きい周波数帯域の利得が制限され、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。
【００６８】
実施の形態７．
本実施の形態７では、フィードバック型の能動騒音制御装置において好適な適応等化器の使用方法を説明する。図１１はこの発明の実施の形態７の、適応等化器の使用法の一例を示す為の、能動騒音制御装置の構成を表すブロック図である。図１１に示す能動騒音制御装置は適応等化器７００を備え、この適応等化器７００には上記実施の形態３に係る適応等化器３００か、実施の形態４に係る適応等化器４００において、歪み特性情報が、実施の形態３で用いている歪み率であるもののいずれかを用いることができる。
図１１の能動騒音制御装置は、この他にスピーカ７０１、アンプ７０２、参照マイク７０３、第１の二次経路特性フィルタ７０４、減算器７０５、制御フィルタ７０６、フィルタ係数転送手段７０７、第２の二次経路特性フィルタ７０８を備える。
また図１１において、騒音源９０４は騒音の発生源を示しており、二次経路９０６はスピーカ７０１から目標位置までの音波の経路を示している。
【００６９】
次に、図１１の能動騒音制御装置の動作と、実施の形態７に係る適応等化器の使用方法について説明する。騒音源９０４で発生した騒音は、目標位置に設置された参照マイク７０３によって収音され、参照信号となる。この参照信号は、減算器７０５で後述の減算処理が行われた後、対象システム出力信号ｙ（ｎ）として適応等化器７００に入力される。また、対象システム出力信号ｙ（ｎ）は、第２の二次経路特性フィルタ７０８にも入力され、第２の二次経路特性フィルタ７０８はこれをフィルタリングし、対象システム入力信号ｘ（ｎ）を出力する。この第２の二次経路特性フィルタ７０８は、実施の形態６で説明した二次経路特性フィルタ６０７と同様の動作を行う。適応等化器７００は、対象システム入力信号ｘ（ｎ）を未知システムの入力信号、対象システム出力信号ｙ（ｎ）を未知システムの出力信号として、その伝達関数を同定する。同定された伝達関数は、フィードバック型能動騒音制御装置において、参照信号から制御音を生成するための伝達関数となる事が知られている。
【００７０】
よって、フィルタ係数転送手段７０７は、適応等化器７００の周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）を、時間領域フィルタ係数ｈ（ｉ，ｋ）に変換し、制御フィルタ７０６に与え、制御フィルタ７０６は、対象システム出力信号ｙ（ｎ）を、時間領域フィルタ係数ｈ（ｉ，ｋ）を用いてフィルタリングし、制御音信号を出力する。制御音信号はアンプ７０２、スピーカ７０１を経て制御音として出力され、この制御音は二次経路９０６を経て目標位置に伝播し、目標位置において到来騒音と逆位相となり、互いに相殺し合って騒音を低減する。
尚、この時、到来騒音だけでなく制御音も参照マイク７０３に収音されてしまうため、第１の二次経路特性フィルタ７０４は、制御フィルタ７０６の出力した制御音信号をフィルタリングし、相殺信号を出力する。ここで、第１の二次経路特性フィルタ７０４の動作は第２の二次経路特性フィルタ７０８の動作と同一である。相殺信号は減算器７０５に入力され、減算器７０５は参照信号から相殺信号を減算することで、参照信号に含まれる制御音成分を除去する。
【００７１】
この時、実施の形態６のフィードフォワード型能動騒音制御装置と同様に、騒音源９０４から発せられる騒音に、スピーカ７０１の再生下限周波数近傍か、それよりも低い周波数の騒音成分が含まれていると、これを打消す制御音がスピーカ７０１で歪み、騒音が十分に低減できなくなるばかりか、高調波などの余分な音を付加してしまうという問題を生じる。さらに、本実施の形態７で扱っているフィードバック型能動騒音制御装置では、減算器７０５における制御音成分の減算処理においても、制御音の歪み成分を除去できなくなるという問題が生じる。この結果、除去できなかった歪み成分が、制御フィルタ７０６に入力される事で、さらに不正な制御音を生じることで、歪み成分のループが起こり、これによって能動騒音制御装置が機能を果たせなくなる場合がある。
【００７２】
このため、適応等化器７００は、スピーカの非線形歪み特性情報として内部に保持されている歪み率の情報を元に、歪み率の高い、再生下限周波数近傍より低域の周波数帯域において利得を持たないように周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）に重みをかける。こうすることによって、制御フィルタ７０６は当該周波数帯域において利得を持たず、結果として制御音に当該周波数帯域の信号成分は含まれなくなり、スピーカ７０１における制御音の歪みや、この結果としての歪み成分のループが発生する事を防ぐ事ができる。
【００７３】
尚、本実施の形態７の適応等化器の使用法において、実施の形態４の適応等化器４００を用い、適応等化器４００から計測信号ｒ（ｎ）を出力して非線形歪み特性情報を測定する場合には、計測信号ｒ（ｎ）はアンプ７０２に入力される制御音信号に加えるものとする。またこの際、制御音信号はミュートしてもよい。
【００７４】
このように、実施の形態７では、スピーカの歪みの大きい周波数帯域のフィルタにおいて利得を持たないように、適応等化器７００の内部で周波数領域フィルタ係数Ｈ（ω，ｋ）に重みをかける事で、制御音の歪みを抑え、能動騒音制御装置の騒音低減効果を高めるという効果が得られる。
【００７５】
以上のように、実施の形態７の能動騒音制御装置によれば、騒音を低減する目標位置に設置され、この位置での騒音信号を参照信号として収音する参照マイク７０３と、参照信号から所定の相殺信号を減算し、対象システム出力信号を出力する減算器７０５と、減算器７０５で減算された参照信号を入力として、騒音を制御する制御音信号を出力する制御フィルタ７０６と、制御音信号を再生するスピーカ７０１と、スピーカ７０１を駆動するアンプ７０２と、スピーカ７０１から参照マイク７０３までの二次経路の伝達関数を持ち、制御音信号をフィルタリングして所定の相殺信号を出力する第１の二次経路特性フィルタ７０４と、スピーカ７０１から参照マイク７０３までの二次経路の伝達関数を持ち、減算された参照信号をフィルタリングして対象システム入力信号を出力する第２の二次経路特性フィルタ７０８と、スピーカ７０１及びアンプ７０２の非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、対象システム入力信号と対象システム出力信号から、対象システム入力信号を入力として対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する実施の形態３の適応等化器７００と、適応等化器７００によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して制御フィルタ７０６に出力するフィルタ係数転送手段７０７とを備え、制御フィルタ７０６は、フィルタ係数に基づいて制御音を生成するようにしたので、騒音低減効果の高い能動騒音制御装置を得ることができる。
【符号の説明】
【００７６】
１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００  適応等化器、１０１  第１の信号変換部、１０２  フィルタ処理部、１０３  信号逆変換部、１０４  減算器、１０５  適応化学習処理部、１０６  第２の信号変換部、１０７  周波数重み処理部、１０８  非線形歪み特性情報保持部、１０９  歪み付加部、１１０，７０５  減算器、１１１  第３の信号変換部、１１２  開閉器、１１３  切替器、１１４  歪み計測部、６０１，７０３  参照マイク、６０２，７０１，９０１  スピーカ、６０３  誤差マイク、６０４，７０６  制御フィルタ、６０５，７０２，９０２  アンプ、６０６，７０７  フィルタ係数転送手段、６０７  二次経路特性フィルタ、６０８  位相反転器、７０４  第１の二次経路特性フィルタ、７０８  第２の二次経路特性フィルタ、９００  未知システム、９０３  マイク、９０４  騒音源、９０５  一次経路、９０６  二次経路。
【図１】
2011205533.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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