(57)【要約】【課題】受信端において光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調するための光受信器を提供することを目的とする。【解決手段】光ＯＦＤＭ信号を受信する光受信器は、前記光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、１シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部とを有する。【選択図】図１１
2011205401.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ＯＦＤＭ信号を受信する光受信器であって、
前記光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、１シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、
サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部と、
を有する光受信器。
【請求項２】
前記サンプリング部は、前記サブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたタイミング差でサンプリングを実施し、
前記復調部は、前記タイミング差でのサンプリングにより得られた情報を離散フーリエ変換することにより、前記データ信号を復調する、請求項１に記載の光受信器。
【請求項３】
前記光ＯＦＤＭ信号が、光強度変調された、互いに偏波が直交関係にある２つのサブキャリアで構成される場合、
前記サンプリング部は、
遅延量が１／２Δｆ（Δｆは隣接するサブキャリア間の周波数間隔を表す）に設定されたマッハツェンダー干渉計を用いて、前記光ＯＦＤＭ信号に対して自己遅延干渉を実施し、
前記マッハツェンダー干渉計の各出力ポートから出力された光信号に対して、所定のサンプリングタイミングｔ０及びｔ０＋τ（τはサブキャリア間のシンボル同期ずれを表す）においてサンプリングを実施し、
前記復調部は、以下の式：
【数１４】
2011205401.tif 000016
に従って、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する、請求項１又は２に記載の光受信器。
【請求項４】
前記サンプリング部は、
前記マッハツェンダー干渉計の一方の出力ポートから出力された光信号を二分岐し、分岐後の光信号の一方に対して、サンプリングタイミングｔ０においてサンプリングを実施し、他方に対して、サンプリングタイミングｔ０＋τにおいてサンプリングを実施し、
前記マッハツェンダー干渉計の他方の出力ポートから出力された光信号を二分岐し、前記マッハツェンダー干渉計の一方の出力ポートから出力された光信号のサンプリングとタイミングを合わせてサンプリングを実施する、請求項３に記載の光受信器。
【請求項５】
前記光ＯＦＤＭ信号が、光差動位相変調された、互いに偏波が直交関係にある２つのサブキャリアで構成される場合、
前記サンプリング部は、
遅延量がΔｆ（Δｆは隣接するサブキャリア間の周波数間隔を表す）に設定された第１のマッハツェンダー干渉計を用いて、前記光ＯＦＤＭ信号に対して自己遅延干渉を実施することで、前記光ＯＦＤＭ信号を強度変調信号に変換し、
遅延量が１／２Δｆに設定された第２のマッハツェンダー干渉計を用いて、前記強度変調信号に対して自己遅延干渉を実施し、
前記第２のマッハツェンダー干渉計の各出力ポートから出力された光信号に対して、所定のサンプリングタイミングｔ０及びｔ０＋τ（τはサブキャリア間のシンボル同期ずれを表す）においてサンプリングを実施し、
前記復調部は、以下の式：
【数１５】
2011205401.tif 000017
に従って、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する、請求項１又は２に記載の光受信器。
【請求項６】
前記サンプリング部は、
前記第２のマッハツェンダー干渉計の一方の出力ポートから出力された光信号を二分岐し、分岐後の光信号の一方に対して、サンプリングタイミングｔ０においてサンプリングを実施し、他方に対して、サンプリングタイミングｔ０＋τにおいてサンプリングを実施し、
前記第２のマッハツェンダー干渉計の他方の出力ポートから出力された光信号を二分岐し、前記第２のマッハツェンダー干渉計の一方の出力ポートから出力された光信号のサンプリングとタイミングを合わせてサンプリングを実施する、請求項５に記載の光受信器。
【請求項７】
前記光ＯＦＤＭ信号が、光差動位相変調された、互いに偏波が直交関係にある２つのサブキャリアで構成される場合、
前記サンプリング部は、
遅延量が１／２Δｆ（Δｆは隣接するサブキャリア間の周波数間隔を表す）に設定された第１のマッハツェンダー干渉計を用いて、前記光ＯＦＤＭ信号に対して自己遅延干渉を実施し、
遅延量がΔｆに設定された第２のマッハツェンダー干渉計を用いて自己遅延干渉を実施することで、前記第１のマッハツェンダー干渉計の各出力ポートから出力された光信号を強度変調信号に変換し、
前記強度変調信号に対して、所定のサンプリングタイミングｔ０及びｔ０＋τ（τはサブキャリア間のシンボル同期ずれを表す）においてサンプリングを実施し、
前記復調部は、以下の式：
【数１６】
2011205401.tif 000018
に従って、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する、請求項１又は２に記載の光受信器。
【請求項８】
前記サンプリング部は、
一方の強度変調信号を二分岐し、分岐後の強度変調信号の一方に対して、サンプリングタイミングｔ０においてサンプリングを実施し、他方に対して、サンプリングタイミングｔ０＋τにおいてサンプリングを実施し、
他方の強度変調信号を二分岐し、前記一方の強度変調信号のサンプリングとタイミングを合わせてサンプリングを実施する、請求項７に記載の光受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光受信器に関する。特に、本発明は、受信端でシンボル同期がとれていない複数のサブキャリアから構成される光ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する光受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。大容量トラヒック伝送の実現には高い周波数利用効率の実現が必要であり、それを実現する技術として、多値変調技術や光周波数直交分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）技術が挙げられる。特に光ＯＦＤＭは、各チャネル間で満足される光周波数の直交性を用いることで、本来ならば発生しうる隣接チャネルからの光干渉を抑制し、高い周波数利用効率を実現する方式であり、多値変調との併用も可能である（例えば、非特許文献1参照）。
【０００３】
図１に光ＯＦＤＭ信号を生成する光送信器の構成の一例を示す。この光送信器は光源、光変調器、クロック発生器、光遅延線及び光カプラを備えている。それぞれの光源から出力される光はサブキャリアと呼ばれ、互いに等しい周波数間隔を持って配置される（ｆ１−ｆ２＝ｆ３−ｆ２＝ｆ４−ｆ３＝Δｆ）。それぞれのサブキャリアは各光変調器により同一のクロック周波数で個別に変調され、スペクトル広がりを持った信号となる。ここで、変調レートはサブキャリア間の周波数間隔に等しい。これらの変調されたサブキャリアを光カプラにより合波することで、光ＯＦＤＭ信号が生成される。光遅延線は各サブキャリアに重畳された信号のタイミングをそろえる、すなわちシンボル同期をとるために用いられる。
【０００４】
図２に光ＯＦＤＭ信号を各サブキャリアに分離する光受信器の構成の一例を示す。この光受信器はマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zehnder Interferometer）、アレイ導波路回折格子（ＡＷＧ：Arrayed Waveguide Grating）及び光復調器を備えている。ＭＺＩは所望の周波数の光信号を干渉なく取り出すことができるため、光ＯＦＤＭ信号は、遅延量Δｔが１／２Δｆに設定されたＭＺＩにより偶奇それぞれのサブキャリアに分離される。ここで、Δｆは隣接するサブキャリア間の周波数間隔を表す。偶奇に分離されたサブキャリアはさらにＡＷＧにより各サブキャリアに分離され、光復調器により復調される。
【０００５】
また、光受信器として、コヒーレント検波とディジタル信号処理とを用いた構成もある。図３に光受信器の構成の別の例を示す。この場合、図３に示すように、信号光と位相同期がとられた局発光を信号光と合波し、受光器（ＰＤ：Photo Detector）により受光することで、光信号の位相情報も含んだ状態でベースバンド信号へ変換される。このベースバンド信号の１シンボルに対して、サンプリング部においてサンプリング間隔Δｔがシンボル長Ｔに対してΔｔ＝１／ＮΔｆを満足するようにサンプリングし、得られたＮ個のデータ列Ｓ（ｋΔｔ）に対してディジタル信号処理部において（数１）で表される離散フーリエ変換を施すことにより、各サブキャリアに重畳された信号が復調される。ここでＮは光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア数を表し、ｋ＝０，１，・・・，Ｎ−１、ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１であり、ｄｎはｎ番目のサブキャリアに重畳された信号、ｆは光ＯＦＤＭ信号を構成する最も低周波側のサブキャリアに重畳された信号のキャリア周波数である。
【０００６】
【数１】
2011205401.tif 000003
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】H. Sanjoh, et. al., 'Optical orthogonal frequency division multiplexing using frequency/time domain filtering for high spectral efficiency up to 1 bit/s/Hz,' OFC 2002, ThD1.
【非特許文献２】K. Yonenaga, et. al., 'Bit-Rate-Flexible All-Optical OFDM Transceiver Using Variable Multi-Carrier Source and DQPSK/DPSK Mixed Multiplexing,' OFC 2009, OWM1.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
光ファイバ通信において長距離大容量伝送を実現するためには、高い周波数利用効率の実現が重要である一方、ファイバ伝送路の持つ波長分散に対する高い耐力を持つことも重要となる。
【０００９】
上記の方式では、（数１）で表される離散フーリエ変換を実現するために、Ｎ個のサンプリングを実行する時間内において、各サブキャリアに重畳されたデータ信号ｄｎが一定でなければならない。これは、各データ信号のシンボルのタイミングが揃っている、すなわちシンボル同期がとれている必要があることを意味する。この様子を図４に示す。しかし一般に、受信時における光ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングは伝送路の波長分散の影響によりずれている。これは光ＯＦＤＭ信号に対して伝送ペナルティを生み、伝送距離を制限する重大な要因となる。図５は実験により得られた、光ＯＦＤＭ信号における伝送距離とパワーペナルティとの関係を示している。ここでは各サブキャリアの偏波は直交化されている。また、伝送路の波長分散は16.6ps/nm/kmである。この光ＯＦＤＭ信号は２つのサブキャリアから構成されており、各サブキャリアには20Gbps NRZ-DQPSK変調が施されている。もし伝送路の波長分散によるシンボルタイミングのずれがなければ、すなわちシンボル同期がとれている状態であれば、光ＯＦＤＭ信号はシングルキャリアの20Gbps NRZ-DQPSK信号と同等の分散耐力（×を結ぶ実線）を有するはずである。しかし、実際には伝送路が波長分散を有しているためにシンボルタイミングのずれが生じ、伝送ペナルティが発生していることが確認できる（▲を結ぶ実線）。一方で●を結ぶ破線は、光送信器の光遅延線において伝送路の分散に合わせたシンボルタイミングの最適化を図った場合における分散耐力を示している。これを見ると、伝送路の波長分散によるシンボルタイミングのずれが、ペナルティに大きく寄与していることが確認できる。例えばペナルティが4dBとなる伝送距離に注目すると、シンボルタイミングずれの影響を抑えることで、伝送距離が40kmから60kmと、1.5倍に延伸されることがわかる。光ＯＦＤＭ信号に対する波長分散の影響は、シンボルタイミングのずれだけでなく、信号パルス広がりも考えられるが、図５より、シンボルタイミングのずれが光ＯＦＤＭ信号の信号波形劣化に対する支配的な要因であることがわかる。
【００１０】
また、伝送路が波長分散を有していない場合においても、異なるクロックを用いて生成された光ＯＦＤＭ信号においては、厳密にシンボル同期はとれておらず、時間と共にそのずれは大きくなる。この場合も同様のペナルティが発生することが考えられる。図６にシンボルタイミングのずれとパワーペナルティとの関係を示す。ここでは数値シミュレーションにより二つの10Gbps強度変調信号から構成されている光ＯＦＤＭ信号に対するペナルティを算出しており、破線はサブキャリア間の偏波を直交化させたものとなっている。図６より、シンボルタイミングのずれがシンボル長の半分程度になった場合、サブキャリア間の偏波を直交化させたとしても、6dB以上のペナルティが発生していることが確認できる。このように、異なるクロックを使用することや、伝送路の波長分散によって発生するサブキャリア間のシンボルタイミングのずれは、光ＯＦＤＭ伝送における信号波形劣化に対して、多大な影響を与えることがわかる。
【００１１】
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、受信端において光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調するための光受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するため、本発明の光受信器は、
光ＯＦＤＭ信号を受信する光受信器であって、
前記光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、１シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、
サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部と、
を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の実施の形態によれば、受信端において光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調できる。従って、分散耐力が向上し、伝送距離の延伸化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】光ＯＦＤＭ信号を生成する光受信器の構成の一例を示す図
【図２】光ＯＦＤＭ信号を各サブキャリアに分離する光受信器の構成の一例を示す図
【図３】光ＯＦＤＭ信号を各サブキャリアに分離する光受信器の構成の別の例を示す図
【図４】シンボル同期がとれている様子を示す図
【図５】光ＯＦＤＭ信号における伝送距離とパワーペナルティとの関係を示す図
【図６】光ＯＦＤＭ信号におけるシンボルタイミングのずれとパワーペナルティとの関係を示す図
【図７】シンボル同期がとれていない様子を示す図
【図８】シンボル同期がとれていない様子を示す図（Ｎ＝２の場合）
【図９】本発明の第１の実施の形態に係る光送信器の構成を示す図
【図１０】本発明の第１の実施の形態に係る光送信器の別の構成を示す図
【図１１】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器の構成を示す図
【図１２】２つの10Gpbs強度変調信号から構成される光ＯＦＤＭ信号を直接検波した際のアイパターンを示す図
【図１３】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器の別の構成を示す図
【図１４】本発明の第２の実施の形態に係る光送信器の構成を示す図
【図１５】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の別の構成を示す図
【図１６】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の別の構成を示す図
【図１７】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の別の構成を示す図
【図１８】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の別の構成を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１６】
本発明の実施の形態に係る光受信器は、隣接するサブキャリア間の偏波が直交状態にあり、受信端でシンボル同期がとれていない複数のサブキャリアから構成される光ＯＦＤＭ信号を受信する。受信端でシンボル同期がとれていない光ＯＦＤＭ信号は、光送信器において生成されてもよく、伝送路による波長分散のため生じてもよい。光受信器は、受信時の光ＯＦＤＭ信号のシンボル同期のずれ量によって特徴付けられるサンプリングタイミングでサンプリングを実施するサンプリング部と、サンプリングにより得られたデータ列から各サブキャリアに重畳された信号を復調するディジタル信号処理部とを有する。
【００１７】
まず、本発明の原理について説明する。一般にＮ個のサブキャリアから構成される光ＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）は（数２）、コヒーレント検波された後のベースバンドＯＦＤＭ信号ｓ（ｔ）は（数３）のように表される。
【００１８】
【数２】
2011205401.tif 000004
【００１９】
【数３】
2011205401.tif 000005
上記のように、図４はシンボル同期がとれている信号を示している。Ｔはシンボル長である。各サブキャリアに重畳されたデータ信号ｄｎ（ｔ）を得るためには、１シンボルの間にｔ０，ｔ０＋Ｔ／Ｎ，・・・，ｔ０＋（Ｎ−１）Ｔ／Ｎと、サンプリング間隔Δｔ＝Ｔ／ＮでＮ回のサンプリングを行い、そこから得られたデータ列ｓ（ｔ０＋ｋΔｔ）に対して（数４）に示された離散フーリエ変換を施す必要がある。このとき（数４）に示された離散フーリエ変換を実行するためには、サンプリングをしている間、各サブキャリアにおけるｄｎ（ｔ）が一定でなければならない、すなわちサンプリング中のデータの値が不変でなければならない。従って、通常の光ＯＦＤＭ信号においては、シンボル同期のずれはペナルティを発生させる。
【００２０】
【数４】
2011205401.tif 000006
図７はシンボル同期がとれていない様子を示している。τｎはサブキャリア０に対する各サブキャリアのシンボル同期ずれを表す。図７に示されているように、各サブキャリアに重畳されたデータ信号ｄｎ（ｔ）はシンボル長Ｔの時間において一定である。本発明では、まずデータ信号ｄ０（ｔ）が一定である時間領域において、基準となる所定のサンプリングタイミングｔ０からサンプリング間隔Δｔ＝Ｔ／Ｎで、ｔ０，ｔ０＋Ｔ／Ｎ，・・・，ｔ０＋（Ｎ−１）Ｔ／Ｎにおける信号を抽出する。次にデータ信号ｄ１（ｔ）が一定である時間領域において、基準となる所定のサンプリングタイミングｔ１から同じくサンプリング間隔Δｔ＝Ｔ／Ｎで、ｔ１，ｔ１＋Ｔ／Ｎ，・・・，ｔ１＋（Ｎ−１）Ｔ／Ｎにおける信号を抽出する。これを全てのデータ信号に対する時間領域で行い、合計Ｎ２個の信号を抽出する。ここで、ｔｎ＝ｔ０＋τｎである。
【００２１】
以下では簡単のため、Ｎ＝２の場合に注目する。このときシンボル非同期の光ＯＦＤＭ信号は図８のように表され、抽出する信号は（数５）として表される。ここで、Ｔ＝１／Δｆであり、ｄ０（ｔ）において注目するビット情報をｄ０、隣接するビット情報をｄ０'とし、ｄ１（ｔ）において注目するビット情報をｄ１、隣接するビット情報をｄ１'とする。今、サブキャリア０とサブキャリア１との位相差は不確定である。この不確定要因を除去するために、隣接するサブキャリア間の偏波を直交化し、各信号の抽出には直接検波を用いることとする。このような処理を行うことにより、未知数がｄ０，ｄ０'，ｄ１，ｄ１'の４個であるのに対し、抽出した信号も４つ（ｓ（ｔ０），ｓ（ｔ０＋τ１），ｓ（ｔ０＋Ｔ／２），ｓ（ｔ０＋τ１＋Ｔ／２））であるので、ディジタル信号処理を施すことにより、データ信号ｄ０，ｄ１を得ることが可能となる。
【００２２】
【数５】
2011205401.tif 000007
なお、シンボル同期ずれτｎが光受信器で予め分かっていなくても、光受信器で信号の変化によって（数５）の４つの信号（ｓ（ｔ０），ｓ（ｔ０＋τ１），ｓ（ｔ０＋Ｔ／２），ｓ（ｔ０＋τ１＋Ｔ／２））を抽出できるため、データ信号ｄ０，ｄ１を得ることが可能となる。上記ではＮ＝２の場合に着目して本発明の原理について説明したが、Ｎ＞２の場合にも同様の手順でデータ信号を得ることが可能である。
【００２３】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態における光送受信器の動作及び信号光の状態を、図９〜図１２を用いて説明する。図９に光送信器１０の構成を示す。光送信器１０は光源１０１、強度変調器１０３、クロック発生器１０５、偏波ビーム結合器（ＰＢＣ：Polarization beam combiner）１０７から構成されている。各光源１０１は互いに異なるキャリア周波数を持った連続光を生成し、その周波数間隔Δｆは信号のシンボル長Ｔに対して、Δｆ＝１／Ｔの関係を満足する。異なるクロック発生器１０５により動作するそれぞれの変調器１０３において、強度変調によりそれぞれの連続光にデータ信号ｄ０（ｔ），ｄ１（ｔ）を付与する。なお、異なるクロック発生器１０５のクロック周波数に差があってもよい。また、それぞれの変調器１０３に対して同一のクロック発生器を用いてもよい。ここで、各サブキャリアのキャリア周波数はｆ，ｆ＋Δｆとする。データが付与された光信号は、ＰＢＣ１０７によりサブキャリア同士の偏波が直交するように合波される。このようにしてシンボル非同期の光ＯＦＤＭ信号が生成される。
【００２４】
第１の実施の形態においては、光ＯＦＤＭ信号は必ずしもシンボル非同期である必要はない。従って、図１０又は非特許文献２に示すように、単一の光源１１１から送出される連続光を、強度変調器１１２により複数のサブキャリアに変換し、クロック発生器１１５により動作するそれぞれの変調器１１３によって互いに独立のデータ信号を付与することで生成される光ＯＦＤＭ信号、すなわちシンボル同期がとれた光ＯＦＤＭ信号を用いてもよい。この場合も同様に、それぞれの変調器１１３に対して同一のクロック発生器を用いてもよい。
【００２５】
図１１に光受信器２０の構成を示す。光受信器２０はＭＺＩ２０３、ＰＤ２０５、サンプリング部２０７及びディジタル信号処理部２０９から構成されている。光送信器より送出された光ＯＦＤＭ信号は、シンボル同期がとれていないため、もしくは伝送路における波長分散のため、光受信器２０においてシンボル同期ずれτが生じた状態となっている。ここでいうシンボル同期ずれとは、各サブキャリアに重畳されたデータ信号列間の時間差を意味する。このような光ＯＦＤＭ信号を自由スペクトル領域（ＦＳＲ：Free spectral range）が２ΔｆであるＭＺＩ２０３により分波し、それぞれの光信号をＰＤ２０５により直接検波する。直接検波されて光の強度情報のみとなった電気信号に対し、サンプリング部２０７により1シンボル当たり時間差τで２回のサンプリングを行い、そこから得られた情報をディジタル信号処理部２０９へ送出する。各サンプリング部２０７から２個ずつ、計４個のデータをもとに、ディジタル信号処理部２０９にてディジタル演算を施すことで、各サブキャリアに重畳されたデータ信号ｄ０（ｔ），ｄ１（ｔ）を得る。
【００２６】
以下では、各機能部における信号の状態について説明する。２つのサブキャリアから構成される光ＯＦＤＭ信号におけるベースバンド信号ｓ（ｔ）は一般に（数６）のように表される。
【００２７】
【数６】
2011205401.tif 000008
この信号が、ＦＳＲが２ΔｆであるＭＺＩ２０３により分波されると、ＭＺＩ２０３のｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔとｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔそれぞれから送出される信号は（数７）で表される。
【００２８】
【数７】
2011205401.tif 000009
図８は各サブキャリアに重畳されたベースバンド信号を示しており、光受信器２０における信号にはτのシンボル同期ずれが生じているものとする。ここではｄ０（ｔ）において注目するビット情報をｄ０、隣接するビット情報をｄ０'とし、ｄ１（ｔ）において注目するビット情報をｄ１、隣接するビット情報をｄ１'とする。このような状況において、サンプリング部２０７は（数７）で表されるＭＺＩ２０３から送出され、ＰＤ２０５により光の強度情報のみとなった電気信号に対して、ｔ＝ｔ０，ｔ０＋τでサンプリングを行う。このとき得られるデータ信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、それぞれ（数８）、（数９）、（数１０）、（数１１）で表される。
【００２９】
【数８】
2011205401.tif 000010
【００３０】
【数９】
2011205401.tif 000011
【００３１】
【数１０】
2011205401.tif 000012
【００３２】
【数１１】
2011205401.tif 000013
ここで、Ａ及びＢは、ＭＺＩ２０３のｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔ及びｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔそれぞれから出力された光信号に対して、注目するサブキャリアのアイ開口タイミングｔ＝ｔ０においてサンプリングしたデータ情報を表している。なお、ｔ０はサンプリングの基準となるアイ開口タイミングであり、アイ開口が良好になるタイミングでもよい。また、Ｃ及びＤはＭＺＩ２０３のｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔ及びｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔそれぞれから出力された光信号に対して、タイミングｔ＝ｔ０＋τにおいてサンプリングしたデータ情報を表している。
【００３３】
（数８）における右辺第二項と、（数１１）における右辺第一項は隣接するサブキャリアからのクロストークである。このデータ信号から、各サブキャリアに重畳されたデータ信号の強度情報ｄ０２，ｄ１２を得るために、下記のようなディジタル信号処理を行う。
【００３４】
図１２は２つの10Gbps強度変調信号から構成される光ＯＦＤＭ信号をＰＤにより直接検波した際のアイパターンを示している。ここではサブキャリア間の偏波は直交状態となっている。２つの図は、それぞれτ＝0ps、τ＝50psの場合におけるアイパターンを示している。図１２より、τ＝0psにおいてクロストークは発生していないが、τ＝50psにおいては、隣接サブキャリアからのクロストークが発生していることが確認できる。また、クロストークのパワーは、最小で０、最大で信号パワーの１／４程度であることが確認できる。
【００３５】
強度変調においては、各信号は０≦ｄ０（ｔ）２≦１,０≦ｄ１（ｔ）２≦１と規格化することができるので、ｄ０２＝０又は１，ｄ１２＝０又は１且つ０≦ｄ０'２≦１，０≦ｄ１'２≦１となる。これより、上記クロストークのパワーは０≦（ｄ０'−ｄ０）２≦１，０≦（ｄ１−ｄ１'）２≦１となることがわかる。また、（数９）より、Ｂ＜１／２（パターン１）ならばｄ１２＝０、Ｂ≧１／２（パターン２）ならばｄ１２＝１となるので、パターン１では２Ｂ＝ｄ１'２、パターン２では２Ｂ＝（ｄ１'±１）２となる。したがってサブキャリア０に重畳されるクロストークのパワーは、パターン１のとき（ｄ１'−ｄ１）２／２＝Ｂ、パターン２のとき、（ｄ１'−ｄ１）２／２＝［２−√（２Ｂ）］２／２となり、Ｂからクロストークパワーを算出することが可能となる。サブキャリア１に重畳されるクロストークのパワーも同様にＣから算出することが可能である。これらをまとめると、クロストークパワーとＢ，Ｃとの関係は（数１２）のように表すことができる。
【００３６】
【数１２】
2011205401.tif 000014
以上のように、サンプリングにより得られたデータＢ，Ｃを（数１２）のようにディジタル演算することで、各サブキャリアに重畳されたクロストークのパワーを算出することができる。さらに、同じくサンプリングにより得られたデータＡ，Ｄに対して、（数１２）で得られたクロストークパワーを減算することで、データ信号ｄ０，ｄ１を得ることができる。以上まとめると、シンボル同期ずれτを持つ光ＯＦＤＭ信号に重畳されたデータ信号ｄ０，ｄ１は、サンプリングにより得られたデータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄに対して（数１３）のようなディジタル演算を施すことにより得られる。
【００３７】
【数１３】
2011205401.tif 000015
図１１の光受信器２０ではサンプリング部２０７において1シンボルあたり２回のサンプリングを行うことを考えてきたが、図１３のように光受信器２１を構成してもよい。光受信器２１はＭＺＩ２１３、光カプラ２１４、ＰＤ２１５、サンプリング部２１７及びディジタル信号処理部２１９から構成されている。光カプラ２１４はＭＺＩ２１３のｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔ及びｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ｐｏｒｔそれぞれから出力された光信号を二分岐する。分岐後の光信号をＰＤ２１５により直接検波する。このとき、サンプリング部１（２１７１）にてデータＡを取得し、且つサブキャリア０の信号に対するクロック抽出を行う。そのクロックを元にサンプリング部３（２１７３）に対してクロック同期を行うことで、サンプリング部３（２１７３）にてデータＢを取得することが可能となる。同様にサンプリング部４（２１７４）にてデータＤを取得すると共に、サブキャリア１の信号に対するクロック抽出を行う。そのクロックを元にサンプリング部２（２１７２）に対してクロック同期を行うことで、サンプリング部２（２１７２）にてデータＣを取得することが可能となる。このように、サンプリング部１（２１７１）においてタイミングｔ０でデータＡが取得され、サンプリング部２（２１７２）においてタイミングｔ０＋τでデータＣが取得され、サンプリング部３（２１７３）においてタイミングｔ０でデータＢが取得され、サンプリング部４（２１７４）においてタイミングｔ０＋τでデータＤが取得される。このような構成にすることで、シンボル同期ずれτが時間的に変化する場合や不確定である場合においても、信号からクロック抽出が可能である限り、データ信号ｄ０，ｄ１の復調が可能になる。また、それぞれのサンプリング部２１７でのアイ開口タイミングにおいてサンプリングを行うため、シンボル同期ずれτが非常に小さい場合であっても高速なサンプリングを行う必要がなくなる。
【００３８】
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態における光送受信器の動作及び信号光の状態を、図１４及び図１５を用いて説明する。図１４に光送信器１２の構成を示す。光送信器１２は光源１２１、位相変調器１２３、クロック発生器１２５、ＰＢＣ１２７から構成されている。各光源１２１は互いに異なるキャリア周波数を持った連続光を生成し、その周波数間隔Δｆは信号のシンボル長Ｔに対して、Δｆ＝１／Ｔの関係を満足する。異なるクロック発生器１２５により動作するそれぞれの変調器１２３において、差動位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ：Differential phase shift keying）によりそれぞれの連続光にデータ信号ｄ０（ｔ），ｄ１（ｔ）を付与する。なお、異なるクロック発生器１２５のクロック周波数に差があってもよい。また、それぞれの変調器１２３に対して同一のクロック発生器を用いてもよい。ここで、各サブキャリアのキャリア周波数はｆ，ｆ＋Δｆとする。データが付与された光信号は、ＰＢＣ１２７によりサブキャリア同士の偏波が直交するように合波される。このようにしてシンボル非同期の光ＯＦＤＭ信号が生成される。
【００３９】
第２の実施の形態においては、光ＯＦＤＭ信号は必ずしもシンボル非同期である必要はない。従って、第１の実施の形態と同様に、単一の光源から送出される連続光を、強度変調器により複数のサブキャリアに変換し、クロック発生器によって互いに独立のデータ信号を付与することで生成される光ＯＦＤＭ信号、すなわちシンボル同期がとれた光ＯＦＤＭ信号を用いてもよい。
【００４０】
図１５に光受信器２２の構成を示す。光受信器２２はＭＺＩ２２１、ＭＺＩ２２３、ＰＤ２２５、サンプリング部２２７及びディジタル信号処理部２２９から構成されている。光送信器より送出された光ＯＦＤＭ信号は、シンボル同期がとれていないため、もしくは伝送路における波長分散のため、光受信器２２においてシンボル同期ずれτが生じた状態となっている。このような光ＯＦＤＭ信号をＦＳＲがΔｆであるＭＺＩ２２１を通過させることで、各サブキャリアに重畳されているＤＰＳＫ信号を強度変調信号に変換し、さらにその強度変調信号を、ＦＳＲが２ΔｆであるＭＺＩ２２３により分波したものをＰＤ２２５により直接検波する。ＰＤ２２５により検波される信号は第１の実施の形態と同様の強度変調信号となっているため、検波後のサンプリング部２２７及びディジタル信号処理部２２９の処理に関しては第１の実施の形態と同様の操作を行うことで各サブキャリアに重畳されたデータ信号ｄ０，ｄ１を得る。なお、ｄ０２，ｄ１２＝１は隣接ビット間の位相差が０の場合を、ｄ０２，ｄ１２＝１は隣接ビット間の位相差がπの場合をそれぞれ示している。
【００４１】
また、図１６に示すように、光受信器２３の構成としてＦＳＲが２ΔｆであるＭＺＩ２３３を前段に、ΔｆであるＭＺＩ２３１を後段に配置する構成も考えられる。この構成においても、ＰＤ２３５による検波後のサンプリング部２３７及びディジタル信号処理部２３９の処理に関しては、図１５の場合と同様の操作を行うことで、サブキャリアに重畳されたデータ信号ｄ０，ｄ１を得ることが可能である。
【００４２】
第２の実施の形態においても、第１の実施の形態同様、図１５の光受信器２２で１シンボル当たり２回のサンプリングを行う代わりに、図１７のように光受信器２４を構成してもよい。光受信器２４を図１７のように構成することにより、シンボル同期ずれτが時間的に変化する場合や、不確定である場合においても、信号からクロックを抽出することが可能である限り、データ信号ｄ０，ｄ１の復調が可能である。また、それぞれのサンプリング部２４７でのアイ開口タイミングにおいてサンプリングを行うため、シンボル同期ずれτが非常に小さい場合であっても高速なサンプリングを行う必要がなくなる。
【００４３】
また、図１６の光受信器２３で１シンボル当たり２回のサンプリングを行う代わりに、図１８のように光受信器２５を構成してもよい。光受信器２５を図１８のように構成することにより、シンボル同期ずれτが時間的に変化する場合や、不確定である場合においても、信号からクロックを抽出することが可能である限り、データ信号ｄ０，ｄ１の復調が可能である。また、それぞれのサンプリング部２５７でのアイ開口タイミングにおいてサンプリングを行うため、シンボル同期ずれτが非常に小さい場合であっても高速なサンプリングを行う必要がなくなる。
【００４４】
＜本発明の実施の形態の効果＞
本発明の実施の形態によれば、受信端において光ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調できる。従って、分散耐力が向上し、伝送距離の延伸化を実現できる。また、サブキャリア間でクロック周波数に差がある場合でもデータ信号を復調できる。
【００４５】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は、上記の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲内において、種々の変更・応用が可能である。
【符号の説明】
【００４６】
１０、１１、１２  光送信器
２０、２１、２２、２３、２４、２５  光受信器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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