(57)【要約】【課題】電流制御に電源電圧を検出する際に、電源電圧のサンプリングなどによる遅れが伴っても、不平衡や高調波など外乱の影響を低減できる電力変換装置を提供する。【解決手段】交流電源１に入力フィルタ２を介して接続されて電源電流が所望の値に制御されるように電圧指令に基づいて入力フィルタ２側への出力電圧を調整するインバータ３と、交流電源１の電源電圧を検出する電圧検出手段４と、交流電源から入力フィルタ２を経由してインバータ３へ流れる電源電流を検出する電流検出手段５と、電圧検出手段４で検出された電源電圧と電流検出手段５で検出された電源電流とに基づいて電圧指令を演算する制御手段６とを備え、制御手段６は、電圧検出手段４で検出される電源電圧の少なくとも半周期前の値を用いて電圧指令を演算する。【選択図】図１
2011067008.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に入力フィルタを介して接続され、上記交流電源の電源電流が所望の値に制御されるように電圧指令に基づいて上記入力フィルタ側への出力電圧を調整するインバータと、
上記交流電源の電源電圧を検出する電圧検出手段と、
上記交流電源から上記入力フィルタを経由して上記インバータへ流れる電源電流を検出する電流検出手段と、
上記電圧検出手段で検出された電源電圧と上記電流検出手段で検出された電源電流とに基づいて上記電圧指令を演算する制御手段と、
を備え、
上記制御手段は、上記電圧検出手段で検出される電源電圧の少なくとも半周期前の値を用いて上記電圧指令を演算するものである電力変換装置。
【請求項２】
上記制御手段は、
上記電圧検出手段で検出された電源電圧に対応した値をもつ少なくとも半周期前の電源電圧を現時点の電源電圧として採用して電源電圧の遅延分を補償する電源電圧遅延補償手段と、
上記電流検出手段で検出された電源電流と電流指令とに基づいて電源電流補正用の補正電圧指令を作成する補正電圧指令作成手段と、
上記電源電圧遅延補償手段で得られた遅延補償後の電源電圧に、上記補正電圧指令作成手段で得られた補正電圧指令を加算し、これを上記電圧指令として上記インバータに出力する加算手段と、
を備える請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記電源電圧遅延補償手段の前段には、上記電圧検出手段で検出された電源電圧の周期的な値に対してフィルタ処理を行う第１フィルタ手段が設けられている請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記電源電圧遅延補償手段の前段には、上記電圧検出手段で検出された電源電圧の連続した値に対してフィルタ処理を行う第２フィルタ手段が設けられている請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記電源電圧遅延補償手段の前段には、上記電圧検出手段で検出された電源電圧の連続した値に対して、時間の正順と逆順にそれぞれ同じフィルタ処理を行った結果の平均値を演算する第３フィルタ手段が設けられている請求項２ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に接続されてその電源電流を制御する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から直流電源を得たり、系統の電力を安定化したり、あるいは系統の高調波電流を補償したりするためには、それぞれ電源電流の制御が必要である。このような電源電流を制御する一般的な手法として、電源にリアクトルなどの入力フィルタを介してインバータを接続し、電源電流が所望の値に制御されるようにインバータの出力電圧を調整する手法がある。
【０００３】
しかしながら、電源電流はインバータの出力電圧と電源電圧の差を入力フィルタのインピーダンスで除した値となるので、電流制御で応答できない周波数の外乱、例えば不平衡電圧や高調波電圧などが電源電圧に含まれる場合は、電源電流を所望の値に制御することが困難である。
【０００４】
そこで、従来技術では、電源電圧と電源電流をそれぞれ検出し、検出した電源電流と電流指令とに基づいて電源電流補正用の補正電圧指令を作成し、この補正電圧指令を検出した電源電圧に加算し、これを上記インバータに対して電圧指令として与えることにより、インバータの出力電圧を調整して電源電流を制御するようにしたものが提案されている（例えば、下記の特許文献１、特許文献２等を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特公平４−１９７９６号公報
【特許文献２】特開平７−１２３７２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このように、特許文献１や特許文献２記載の従来技術では、電源電圧を検出し、この検出した電源電圧と電源電流補正用の補正電圧指令とを加算してインバータの出力電圧を調整することにより、電源電圧の外乱の影響を低減するようにしているものの、電源電圧の検出にはサンプリングによる遅れが伴うため、この遅延によって外乱の影響が大きくなる。特に、電力変換装置を低コスト化するために安価なマイクロコンピュータを用いる場合には、サンプリング周波数がより遅くなるので、外乱の影響はより一層大きなものとなる。
【０００７】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、電源電圧を検出し、その検出出力に基づいて電源電流の制御を行う場合に、電源電圧の検出においてサンプリングなどによる遅れが伴う場合にも、不平衡や高調波など電源電圧の外乱の影響を有効に低減できて精度良く電源電流制御を行うことが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電力変換装置は、交流電源に入力フィルタを介して接続され、上記交流電源の電源電流が所望の値に制御されるように電圧指令に基づいて上記入力フィルタ側への出力電圧を調整するインバータと、上記交流電源の電源電圧を検出する電圧検出手段と、上記交流電源から上記入力フィルタを経由して上記インバータへ流れる電源電流を検出する電流検出手段と、上記電圧検出手段で検出された電源電圧と上記電流検出手段で検出された電源電流とに基づいて上記電圧指令を演算する制御手段とを備え、上記制御手段は、上記電圧検出手段で検出される電源電圧の少なくとも半周期前の値を用いて上記電圧指令を演算するものである、ことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の電力変換装置によれば、電源電圧を検出し、その検出出力に基づいて電源電流の制御を行う場合に、電源電圧の少なくとも半周期前の値を用いて電圧指令を演算しているので、電源電圧の検出においてサンプリングなどによる遅れが伴う場合にも、不平衡や高調波など電源電圧の外乱の影響を低減することができる。これにより、不平衡や高調波など電源電圧の外乱の影響を有効に低減して精度良い電源電流制御が可能な電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】同装置における電源電圧検出時のサンプリング動作に伴う遅延発生の説明図である。
【図３】同装置の動作説明に供する波形図で、同図（ａ）は本発明の適用前、同図（ｂ）は本発明の適用後の状態をそれぞれ示している。
【図４】同装置において、電源電圧検出時の遅延補償器の遅延補償動作の説明に供する波形図である。
【図５】本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図６】同装置の第１フィルタ手段の動作説明に供する波形図で、同図（ａ）は本発明の適用前、同図（ｂ）は本発明の適用後の状態をそれぞれ示している。
【図７】本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図８】同装置の第２フィルタ手段の動作説明に供する波形図で、同図（ａ）は本発明の適用前、同図（ｂ）は本発明の適用後の状態をそれぞれ示している。
【図９】本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】同装置の第３フィルタ手段の動作説明に供する波形図で、同図（ａ）は本発明の適用前、同図（ｂ）は本発明の適用後の状態をそれぞれ示している。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【００１２】
この実施の形態１の電力変換装置は、交流電源１に入力フィルタ２を介してインバータ３が接続されている。また、入力フィルタ２の入力側には交流電源１の電圧である電源電圧を検出する電圧検出手段４が、また、入力フィルタ２の出力側には入力フィルタ２を経由して流れる電源電流を検出する電流検出手段５が、それぞれ設けられている。さらに、この実施の形態１では、電圧検出手段４で検出された電源電圧と電流検出手段５で検出された電源電流とに基づいてインバータ３に与える電圧指令を演算する制御手段６を備えている。
【００１３】
ここに、入力フィルタ２は、この実施の形態１ではリアクトルが採用されている。ただし、これに限らず、リアクトルＬやコンデンサＣを組み合わせた、例えばＬＣフィルタやＬＣＬフィルタなどを適用することもできる。
【００１４】
インバータ３は、電源電流が所望の値に制御されるように制御手段６から与えられる電圧指令に基づいて入力フィルタ２側への出力電圧を調整するものであって、制御手段６から与えられる電圧指令ｖｉｕ＊，ｖｉｖ＊，ｖｉｗ＊に基づいて三相電圧を出力する。
【００１５】
電圧検出手段４は、例えば変成器等からなるもので、交流電源の電源電圧である各相電圧ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗを検出する。
【００１６】
電流検出手段５は、入力フィルタ２を経由して流れる電源電流である三相分の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。なお、ここでは、電源電流として三相とも検出しているが、これに限らず、例えば二相分を検出して三相電流の和がゼロであることを利用して三相電流を求めてもよいし、インバータ３の母線電流や、インバータ３を構成するスイッチング素子に流れる電流とスイッチングの状態から三相電流を再生してもよい。
【００１７】
制御手段６は、例えばＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ、メモリ、ＣＰＵ等を含むマイクロコンピュータで構成されており、所定の制御プログラムがインストールされることにより、位相検出器７、三相・二相変換器８、座標変換器Ａ９、減算器１８，１９、ｄ軸電流制御器１０、ｑ軸電流制御器１１、座標変換器Ｂ１２、二相・三相変換器１３、加算手段としての加算器２１〜２３、および遅延補償器１４が構成されている。
【００１８】
そして、上記の位相検出器７、三相・二相変換器８、座標変換器Ａ９、減算器１８，１９、ｄ軸電流制御器１０、ｑ軸電流制御器１１、座標変換器Ｂ１２、および二相・三相変換器１３によって特許請求の範囲における補正電圧指令作成手段が構成されている。
【００１９】
ここに、位相検出器７は、三相の電源電圧ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗから電源電圧の位相θｓを演算する。三相・二相変換器８は、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを静止二軸座標上の電流値ｉα、ｉβに変換する。座標変換器Ａ９は、静止二軸座標上の電流値ｉα，ｉβを電源電圧の位相θｓに同期した回転座標上の電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。
【００２０】
一方の減算器１８は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの誤差を算出する。他方の減算器１９は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの誤差を算出する。ｄ軸電流制御器１０は、一方の減算器１８で得られるｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの誤差を比例積分制御してｄ軸電圧指令ｖｉｄ＊を演算する。また、ｑ軸電流制御器１１は、他方の減算器１９で得られるｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの誤差を比例積分制御してｑ軸電圧指令ｖｉｑ＊を演算する。
【００２１】
座標変換器Ｂ１２は、位相検出器７で検出された電源電圧の位相θｓを用いて回転座標上の電圧指令ｖｉｄ＊，ｖｉｑ＊を静止二軸座標上の電圧指令ｖｉα＊，ｖｉβ＊に変換する。二相・三相変換器１３は、静止二軸座標上の電圧指令ｖｉα＊，ｖｉβ＊を、三相電圧指令値ｖｉｕ＊’，ｖｉｖ＊’，ｖｉｗ＊’に変換し、これを電源電流補正用の補正電圧指令として次段の各加算器２１〜２３に出力する。
【００２２】
一方、遅延補償器１４は、特許請求の範囲における電源電圧遅延補償手段に相当するもので、電圧検出手段４で検出された各相の電源電圧ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗをサンプリングした後の少なくとも１周期Ｔｖ分の波形を連続して記憶することができる図示しないメモリ等を備えている。そして、この遅延補償器１４は、サンプリング後にメモリに記憶された各相の電源電圧の値に対応した値をもつ１周期Ｔｖ前の電源電圧を調べ、これから１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた電源電圧の値を現時点の電源電圧として採用してサンプリングに伴う電源電圧の遅延分の補償を行い、遅延補償後の電源電圧ｖｓｕｆ，ｖｓｖｆ，ｖｓｗｆを出力する。なお、この遅延補償器１４の動作については、後でさらに詳しく説明する。
【００２３】
そして、各加算器２１〜２３は、二相・三相変換器１３から出力される電源電流補正用の補正電圧指令ｖｉｕ＊’，ｖｉｖ＊’，ｖｉｗ＊’と、遅延補償器１４で遅延補償された電源電圧ｖｓｕｆ，ｖｓｖｆ，ｖｓｗｆとを加算し、これを電圧指令ｖｉｕ＊，ｖｉｖ＊，ｖｉｗ＊としてインバータ３に出力する。
【００２４】
次に、従来技術と本発明との相違点について、詳しく説明する。なお、以下において、交流電源１の電源電圧を総称するときには符号Ｖｓ、電圧検出手段４で検出された各相電圧ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗを総称するときには符号Ｖｓｄ、制御手段６でサンプリングされた後の各相電圧を総称するときには符号Ｖｓｓ、遅延補償器１４で遅延補償後の各相の電源電圧ｖｓｕｆ，ｖｓｖｆ，ｖｓｗｆを総称するときにはＶｓｆ、入力フィルタ２を通過する各相の電源電流を総称するときにはＩｓでそれぞれ表記する。
【００２５】
図２に示すように、電圧検出手段４で検出して得られた電源電圧Ｖｓｄをサンプリングして制御手段６に取り込む際には、サンプリングや通信時間などによる遅れが生じる。例えば、サンプリング周期をＴｓとしたとき、制御手段６に入力される電源電圧Ｖｓｄ（図中、一点鎖線で示す）がサンプリング周期Ｔｓでサンプリングされると、サンプリング後の電源電圧Ｖｓｓ（図中、実線で示す）は、入力される電源電圧Ｖｓｄよりサンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れる。
【００２６】
従来技術では、本発明のような遅延補償器１４による処理をすることなく、交流電源１の電源電圧を電圧検出手段４で検出した後にサンプリングして得られた電源電圧Ｖｓｓを、単純に電流指令により作成した補正電圧指令ｖｉｕ＊’，ｖｉｖ＊’，ｖｉｗ＊’にそのまま加算してインバータ３に電圧指令値ｖｉｕ＊，ｖｉｖ＊，ｖｉｗ＊として出力している。
【００２７】
この結果、従来技術では、図３（ａ）に示すように、入力フィルタ２を通過して流れる電源電流Ｉｓには、電源電圧Ｖｓに含まれる高調波の影響を受けて信号歪みが発生する。つまり、電源電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓとインバータ３の出力電圧Ｖｉとの差に基づいて制御されるが、サンプリング後の電源電圧Ｖｓｓに遅延の影響があると、その影響が電源電流制御に影響し、特に電源電圧Ｖｓに高調波が含まれるとインバータ３で精度良く電源電流Ｉｓを制御することが難しくなり、電源電流Ｉｓに信号歪みが発生する。
【００２８】
これに対して、この実施の形態１では、交流電源１の電源電圧Ｖｓを電圧検出手段４で検出した電源電圧Ｖｓｄをサンプリングし、これにより得られた電源電圧Ｖｓｓについて、次の演算処理を行う。
【００２９】
電源電圧Ｖｓの波形は、その外乱の有無にかかわらず数周期から数十周期の間は略一定であると推定できるので、電源電圧Ｖｓの１周期Ｔｖ前後の値は等しいと見なすことが可能である。そこで、遅延補償器１４は、制御手段６にサンプリングして取り込まれた電源電圧Ｖｓｓについて、現在時点からその１周期Ｔｖ前の値を調べ、これから１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた電源電圧の値を現時点の電源電圧の値と見なして採用する。
【００３０】
例えば、図４において、電圧検出手段４で検出して得られる電源電圧Ｖｓｄ（図中破線で示す）に対して、制御手段６によりサンプリングして得られる電源電圧Ｖｓｓ（図中実線で示す）は、サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れている。これは図２に示した通りである。そこで、遅延補償器１４は、サンプリング後に図示しないメモリに記憶されている電源電圧Ｖｓｓについて、次の処理を行う。
【００３１】
いま、現時点をｔ１とすると、これから１周期Ｔｖ前の時点ｔ２の電源電圧Ｖｓｓを調べ、この電源電圧Ｖｓｓから１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた符号ｐ２で示す位置の電源電圧を現時点の電源電圧の値と見なして採用する。これは、現時点ｔ１において電圧検出手段４で検出された符号ｐ１で示す位置の電源電圧Ｖｓｄに対応しているので、これにより、サンプリングに伴う電源電圧の遅延分が補償されることになる。
【００３２】
このようにすれば、遅延補償器１４から出力される電源電圧Ｖｓｆ（ｖｓｕｆ，ｖｓｖｆ，ｖｓｗｆ）は、サンプリングなどによる遅れの影響を受けなくなるため、図３（ｂ）に示すように、電源電圧Ｖｓに高調波を含む場合でも電源電流Ｉｓの信号歪みが解消されて正弦波に制御することができる。このため、電圧検出手段４で検出される電源電圧Ｖｓｄを用いて電流制御を精度良く行うことができる。
【００３３】
以上のように、この実施の形態１による電力変換装置は、電源電圧を検出し、その検出出力に基づいて電源電流の制御を行う場合に、電源電圧の検出に際してサンプリングなどによる遅れが伴う場合にも、不平衡や高調波など電源電圧の外乱の影響を低減することができる。
【００３４】
なお、この実施の形態１では、遅延補償器１４において、上記のようにサンプリング後の電源電圧Ｖｓｓについて、現在時点ｔ１からその１周期Ｔｖ前の値を調べ、これから１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた電源電圧の値を現時点の電源電圧の値と見なして採用することで遅延補償を行っているが、電源電圧Ｖｓｄ、Ｖｓｓの波形は、半周期対称の場合が多いので、Ｎ／２周期前（Ｎは１以上の整数）の値を調べ、これから１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた電源電圧の値（図４では例えば符号ｐ３で示す値）をレベル反転した値を現時点の電源電圧の値と見なして採用することも可能である。また、このようにして、Ｎ／２周期前の値からそれぞれ１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた複数の電源電圧を選んでそれらを平均化した値を用いることも可能である。
【００３５】
また、ここでは、サンプリングに伴う遅延補償のみについて説明したが、さらに通信の遅れを伴う場合には、その通信の遅れを考慮し、現時点から１周期Ｔｖ前の時点の電源電圧を調べ、この電源電圧から１サンプリング周期Ｔｓおよび通信の遅れを考慮した分だけ遅れた位置の電源電圧を現時点の電源電圧の値と見なして採用することで、サンプリングに伴う遅延および通信の遅れを考慮した遅延補償を行うことができる。
【００３６】
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００３７】
この実施の形態２の特徴は、遅延補償器１４の前段に電圧検出手段４で検出後にサンプリングされた電源電圧Ｖｓｓの周期的な値に対してフィルタ処理を行う第１フィルタ手段１５が設けられていることである。この場合の第１フィルタ手段１５は、サンプリングされた電源電圧Ｖｓｓの少なくとも１周期Ｔｖ分の波形を連続して記憶することができる図示しないメモリ等を備えている。
【００３８】
電源電圧の周期的な波形は、電源電圧の数周期から数十周期では一定とみなせるが、重い負荷が突発的に交流電源１に投入された場合や、交流電源１が瞬間的に短絡されたような場合などには、電源電圧Ｖｓに不規則な外乱が生じることがある。
【００３９】
図６（ａ）はこの一例を示すものであり、時刻ｔ２において電源電圧Ｖｓに不規則な外乱が生じたため、制御手段６にサンプリングされて取り込まれた電源電圧Ｖｓｓも瞬間的に歪んでいる。この場合、遅延補償器１４において、遅延補償を行うために、実施の形態１のように、サンプリング後の電源電圧Ｖｓｓについて、その現時点ｔ３からその１周期Ｔｖ前の値を調べ、これから１サンプリング周期Ｔｓ分だけ遅れた電源電圧の値（時刻ｔ２のｐ２で示す位置の値）を現時点の電源電圧の値と見なして採用すると、その時刻ｔ２では電源電圧Ｖｓｓが瞬間的に歪んでいるため、その周期的な値は実線で示されるように大きく変動し、この外乱電圧を制御系に加算することになって悪影響を及ぼす。
【００４０】
そこで、このような不具合発生を解決するため、この実施の形態２では、遅延補償器１４の前段に設けた第１フィルタ手段１５により、サンプリング後にメモリに記憶されている電源電圧Ｖｓｓについて、時刻ｔ２に対応する電源電圧Ｖｓｓに含まれる外乱電圧を除くようにしている。このようにすれば、図６（ｂ）に示すように、次段の遅延補償器１４において、現時点の電源電圧の値と見なして採用する周期的な値（図６（ｂ）の符号ｐ１，ｐ２，・・・の各位置での電源電圧の離散的な値）は、実線で示されるように、外乱電圧の影響が低減されて変動が抑えられる。
【００４１】
なお、第１フィルタ手段１５は、現時点の電源電圧の値と見なして採用する周期的な値（図６（ｂ）の符号ｐ１，ｐ２，・・・の各位置での電源電圧の離散的な値）に対してフィルタリングを行うだけであって、交流成分に対するフィルタリング処理ではないから、この第１フィルタ手段１５によるフィルタ処理によって遅れが発生することはない。
【００４２】
以上のように、この実施の形態２によれば、実施の形態１の効果に加えて、電圧検出手段４で検出される電源電圧Ｖｓｄに不規則な外乱が含まれる場合でもその影響を低減することができ、より一層精度良い電源電流制御が可能となる。
その他の構成および作用、効果は、実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００４３】
実施の形態３．
図７は本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００４４】
この実施の形態３の特徴は、遅延補償器１４の前段に、電圧検出手段４で検出後にサンプリングされた電源電圧Ｖｓｓの連続した値に対してフィルタ処理を行う第２フィルタ手段１６が設けられていることである。この場合の第２フィルタ手段１６は高調波成分を除くローパスフィルタと、このローパスフィルタ処理された電源電圧Ｖｓｓの少なくとも１周期Ｔｖ分の波形を連続して記憶することができる図示しないメモリ等を備えている。
【００４５】
電流制御のために電源電圧検出手段４によって電源電圧を検出する際、交流電源１からの電源電圧にインバータ３が出力できないような高い高調波成分が含まれている場合には、制御される電源電流の高調波成分をかえって増大させることがある。また、交流電源１や入力フィルタ２にリアクトルとコンデンサが存在する場合などは、その共振によって高調波成分を増大させることがある。
【００４６】
このような、交流電源１からの電源電圧に含まれる高調波成分を除くためには、一般的にローパスフィルタを適用することができる。図８（ａ）はサンプリング後の電源電圧Ｖｓｓの波形（図中破線）と、この電源電圧Ｖｓｓをローパスフィルタ処理した後の電源電圧Ｖｓｓ１の波形（図中実線）を示す。ローパスフィルタ処理すると高調波成分は除けるが、電源電圧Ｖｓｓ１の位相が遅れる。したがって、位相が遅れた電源電圧を単純に遅延補償器１４に入力すると、その遅延の影響が残るので、不平衡や高調波など電源電圧の外乱の影響が大きくなる。
【００４７】
そこで、このような不具合発生を解決するため、この実施の形態３では、第２フィルタ手段１６において、サンプリング後の電源電圧Ｖｓｓに対して、高調波成分を減衰させるローパスフィルタ処理を行うとともに、このローパスフィルタ処理に伴う遅延分を補償する進相処理を行う。
【００４８】
すなわち、第２フィルタ手段１６は、まず、電源電圧Ｖｓｓの連続した値に対してローパスフィルタ処理を行う。この場合のローパスフィルタの差分方程式は、例えば次の式（１）で表される。
【００４９】
【数１】
2011067008.tif 000003
【００５０】
ここに、ｘは入力信号、ｙは出力信号、添字の−１は１サンプリング期間Ｔｓだけ前の値を示す。また、ａとｂはフィルタの特性で決まる定数である。
【００５１】
しかしながら、このようなローパスフィルタ処理には、図８（ａ）に示したように、遅れΔＴが発生するので、第２フィルタ手段１６は、この遅れΔＴを補正するために、ローパスフィルタ処理後の電源電圧について、遅延分ΔＴだけ逆に位相を進ませる処理を行う。すなわち、第２フィルタ手段１６は、図４を用いて遅延補償器１４の動作について説明した場合と同様に、ローパスフィルタ処理後にメモリに記憶されている電源電圧について、現時点から１周期Ｔｖ前の時点の電源電圧の値を調べ、この電源電圧からローパスフィルタ処理による遅延分ΔＴだけ逆に位相が進んだ位置の電源電圧の値を現時点の電源電圧の値と見なして採用する。
【００５２】
このようにして、第２フィルタ手段１６で電源電圧Ｖｓｓをローパスフィルタ処理するとともに、その際の遅延分ΔＴを補正処理した電源電圧Ｖｓｓ２の波形の一例を図８（ｂ）に示す。図から分かるように、処理後の電源電圧Ｖｓｓ２の波形は、不要な高調波成分が除かれるとともに、必要な周波数成分を遅らせることなく減衰できていることが確認できる。
【００５３】
以上のように、この実施の形態３によれば、実施の形態１の効果に加えて、電圧検出手段４で検出される電源電圧にインバータ３が出力しないような高い周波数の高調波成分や、リアクトルとコンデンサの共振成分のような不要な高調波成分が含まれている場合、必要な周波数成分を遅らせることなく、これらの不要な高調波成分のみを減衰することができるので、より一層精度良い電源電流制御が可能となる。
その他の構成および作用、効果は、実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００５４】
実施の形態４．
図９は本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００５５】
この実施の形態４の特徴は、遅延補償器１４の前段に、電圧検出手段４で検出後にサンプリングされた電源電圧Ｖｓｓの連続した値に対してフィルタ処理を行う第３フィルタ手段１７が設けられていることである。
【００５６】
ただし、この第３フィルタ手段１７は、上記の実施の形態３の第２のフィルタ手段１６と異なり、電源電圧Ｖｓｓの少なくとも１周期Ｔｖ分の波形を連続して記憶することができる図示しないメモリを備えており、このメモリから読み出された電源電圧Ｖｓｓの１周期Ｔｖ前の時間の正順と逆順にそれぞれローパスフィルタ処理を行うとともに、ローパスフィルタ処理を行った結果の平均値を演算するように構成されている。
【００５７】
上記の実施の形態３では、ローパスフィルタ処理の遅れを補正することで、必要な周波数成分を遅らせることなく不要な高調波成分を減衰できるものの、例えば前述の式（１）で表されるようなローパスフィルタの場合、周波数成分毎に遅れる時間が異なるため、必要な周波数成分が複数存在する場合には、それら周波数成分のすべての遅れをゼロに補正することが難しい。この例を図１０（ａ）に示す。
【００５８】
図１０（ａ）ではサンプリング後の電源電圧Ｖｓｓの波形（図中破線）と、この電源電圧Ｖｓｓを第２フィルタ手段１６でフィルタ処理した後の電源電圧Ｖｓｓ２の波形（図中実線）を示す。第２フィルタ手段１６でフィルタ処理すると、電源電圧の高調波成分が除かれるとともに、電源電圧の基本波成分の位相もゼロに補正されているが、他の周波数成分の位相は遅れている。したがって、このような位相が遅れた電源電圧を単純に遅延補償器１４に入力すると、その遅延の影響が残るので、不平衡や高調波など電源電圧の外乱の影響が大きくなる。
【００５９】
そこで、このような不具合発生を解決するため、この実施の形態４では、第３フィルタ手段１７において、サンプリング後にメモリに記憶された連続した電源電圧Ｖｓｓについて、その周期性を考慮して、現時点から１周期Ｔｖ前の時刻を基準にして、正順と逆順（例えば、１サンプリングＴｓ期間前後）にそれぞれ同じローパスフィルタ処理を行い、そのローパスフィルタ処理後の結果の平均値を演算する。時刻の正順と逆順にローパスフィルタ処理した結果は、位相は進み分と遅れ分とが等しいので、これらの平均をとれば、振幅は若干減衰するものの、位相遅れはゼロとなる。
【００６０】
ここで、ローパスフィルタの差分方程式は、前述の式（１）で表される。これを時刻の逆順に適用した場合の差分方程式を式（２）に示す。添字の＋１は１サンプリング期間Ｔｓだけ遅れた次の値を示す。
【００６１】
【数２】
2011067008.tif 000004
【００６２】
ここで、電源電圧の信号の周期性を考慮して、例えば現時点の１周期Ｔｖ前の時刻から１サンプリング期間Ｔｓだけ前を基準として式（１）と（２）を演算すれば、次の式（３）と（４）となる。式（４）中のＴｃは、入力信号の一周期が何サンプリングかを示す。Ｔｃが整数にならない場合は、線形補完により求めればよい。
【００６３】
【数３】
2011067008.tif 000005
【００６４】
【数４】
2011067008.tif 000006
【００６５】
そして、式（３）と式（４）において、位相は進みと遅れが等しく反転しているので、その平均をとれば、位相遅れがゼロのフィルタが構成される。
【００６６】
これらの処理を、図１０（ａ）と同じ電源電圧Ｖｓｓに対して行った波形を、図１０（ｂ）に示す。図から分かるように、処理後の電源電圧Ｖｓｓ３の波形は、基本波だけでなく、他の必要な周波数成分も遅れがゼロの状態で、不要な高調波成分が減衰できていることが確認できる。
【００６７】
以上のように、この実施の形態４によれば、実施の形態１の効果に加えて、電圧検出手段４で検出される電源電圧にインバータ３が出力しないような高い周波数の高調波成分や、リアクトルとコンデンサの共振成分のような不要な高調波成分が含まれている場合、必要な周波数成分を遅らせることなく、これらの不要な高調波成分のみを減衰することができる。特に、この実施の形態４では、必要な周波数成分が複数ある場合もそれらを遅らせることなく、不要な高調波成分のみを減衰させることができるので、より一層精度良い電源電流制御が可能となる。
その他の構成および作用、効果は、実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６８】
なお、上記の説明では、実施の形態２では第１フィルタ手段１５を、実施の形態３では第２フィルタ手段１６を、実施の形態４では第３フィルタ手段１７を、それぞれ個別に設けているが、これに限らず、第１〜第３の各フィルタ手段１５〜１７をそれぞれ組み合わせて電力変換装置を構成してもよいことは言うまでもない。また、上記の各実施の形態１〜４では、電源電圧の加算は三相座標上で行ったが、回転座標上や静止二軸上で行ってもよいのは勿論である。
【符号の説明】
【００６９】
１  交流電源、２  入力フィルタ、３  インバータ、４  電圧検出手段、
５  電流検出手段、６  制御手段、１４  遅延補償器（電源電圧遅延補償手段）、
２１，２２，２３  加算器（加算手段）、１５  第１フィルタ手段、
１６  第２フィルタ手段、１７  第３フィルタ手段。
【図１】
2011067008.tif 000007
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2011067008.tif 000013
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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