(57)【要約】【課題】本発明は、フラックスゲート型の電流センサにおいて、簡単な構成で励起電圧の周波数を高め、交流および直流の電流を検出可能な電流センサを提供することを目的とする。【解決手段】電流センサが、環状の磁性体コアと、磁性体コア上に卷回された励起コイルと、磁性体コア上に卷回された補助励起コイルと、励起コイルに交流励起電圧を印加する第１の励起回路と、励起電圧の立上り及び立下りに同期し、補助励起コイルに励起コイルが発生する磁界の方向と同じ方向の磁界を発生させるパルス状の電圧を印加する第２の励起回路と、励起コイルに流れる電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路と、磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングをそれぞれ検出する検出手段とを有する。【選択図】  図１
2011017618.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
導線を流れる被測定電流の向きと大きさを検出するための電流センサであって、
中央部に前記導線が挿通される開口を有する環状の磁性体コアと、
前記磁性体コア上に卷回された励起コイルと、
前記磁性体コア上に卷回された補助励起コイルと、
前記励起コイルに前記磁性体コアの交流磁場を正負両方向に飽和させる所定の周波数の矩形波状の交流励起電圧を印加する第１の励起回路と、
前記補助励起コイルに発生する磁界の方向が前記励起コイルに前記交流励起電圧を印加することにより発生する磁界の方向と同じ方向となるように、前記交流励起電圧の立上りエッジ及び立下りエッジに同期した正及び負のパルス状の電圧を前記補助励起コイルに印加する第２の励起回路と、
前記励起コイルに流れる励起電流を電圧に変換し、検出電圧を出力する電流／電圧変換回路と、
前記検出電圧に基づいて、前記磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングをそれぞれ検出する検出手段とを備え、
前記磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングが、前記被測定電流の向きと大きさに対応していることを特徴とする電流センサ。
【請求項２】
前記正及び負のパルス状の電圧は、前記励起コイルのみで前記磁性体コアの交流磁場を飽和させる場合の飽和所要時間よりも短いパルス幅を有することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
【請求項３】
前記第２の励起回路は、前記正のパルス状の電圧を印加する第１のスイッチ素子と、前記負のパルス状の電圧を印加する第２のスイッチ素子と、スイッチ制御回路とを備え、
前記スイッチ制御回路は、前記交流励起電圧の立上りエッジを検出したときに前記第１のスイッチ素子を制御して前記正のパルス状の電圧を生成し、前記交流励起電圧の立下りエッジを検出したときに前記第２のスイッチ素子を制御して前記負のパルス状の電圧を生成することを特徴とする請求項１または２のいずれか一項に記載の電流センサ。
【請求項４】
前記検出手段は、前記磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングに基づいて出力状態を反転させるコンパレータであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電流センサ。
【請求項５】
前記コンパレータの出力信号を平均化するローパスフィルタをさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の電流センサ。
【請求項６】
前記ローパスフィルタの出力と所定の基準電圧との差を求めるアンプをさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、太陽光発電システムやエアコン等の電子機器において、漏電を検出するためのセンサとして用いられる、フラックスゲート型の電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、直流を使用した電子機器等において、機器を安全に作動させる観点から（例えば、漏電の検出）直流電流を計測するための電流センサが使用されている。そして、常温において使用でき、小型化及び高感度化が容易であり、また微小磁界に対して高い感度を有する等の理由からフラックスゲート型電流センサ（以下、単に「電流センサ」という）が多く使用されている（例えば、特許文献１及び２）。
【０００３】
図６は従来の電流センサの概略的な構成を示している。一般に、電流センサは、パーマロイ等の高透磁率材料からなる環状の軟磁性体コア２１、コア２１の周囲に卷回した励起コイル２２、励起コイル２２に励起電圧を印加する発振回路２３、励起コイル２２に流れる電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路２４及びコンパレータ２５よりなり、被測定電流が流れる導線３０がコア２１に貫通して配置される。
【０００４】
図７は、図６に示す電流センサの動作を説明するタイミングチャートであり、導線３０に電流が流れていない場合の励起電圧、検出電流、及びコンパレータ出力の各波形を示している。また、図７中の右上のグラフは、励起コイル２２のＢ−Ｈ特性を示す磁気ヒステリシス曲線である。発振回路２３は、所定の周波数の交流矩形波信号を励起電圧として励起コイル２２に印加する。この時、図７中のＢ−Ｈ特性を有するコア２１が十分磁気飽和するように励起される。電流／電圧変換回路２４は、励起コイル２２に流れる電流を検出し、検出した電流を電圧に変換してコンパレータ２５に出力する。ここで、コア２１が不飽和な領域では励起コイル２２はインダクタンスを有するので、検出電流は略直線的に増減し、コア２１が飽和する領域では励起コイル２２のインダクタンスが減少するため大きな電流が流れ、略パルス（スパイク）状の波形となる。コンパレータ２５は、電流／電圧変換回路２４の出力から正方向のパルスの位置と負方向のパルスの位置を検出する。すなわち、正のパルスの立上りエッジを検出した場合、コンパレータ２５は出力を負から正に反転させ、続いて負のパルスの立上りエッジを検出した場合、コンパレータ２５は出力を正から負に反転させる。従って、導線３０に電流が流れていない場合、正のパルスから負のパルスまでの時間ｔ１と負のパルスから正のパルスまでの時間ｔ２は等しくなるため、コンパレータ２５の出力は、励起電圧と同じ周波数でデューティ比５０％の矩形波信号となる。
【０００５】
図８は、図６に示す電流センサの動作を説明するタイミングチャートであり、導線３０に正方向（図６中の矢印で示す方向）の電流が流れている場合の各波形を示している。導線３０に正方向の電流が流れると、コア２１のＢ−Ｈカーブは、導線３０から発生する正の磁界＋△Ｈによってシフトした特性となる。すなわち、発振回路２３が、所定の周波数の交流矩形波信号を励起電圧として励起コイル２２に印加しても、正方向に磁界が加わる場合には飽和し易く、負方向に磁界が加わる場合には飽和し難い特性となる。従って、正のパルスから負のパルスまでの時間ｔ１は負のパルスから正のパルスまでの時間ｔ２よりも長くなり、コンパレータ２５の出力は、励起電圧と同じ周波数でデューティ比はｔ２／（ｔ１＋ｔ２）（但し、ｔ１＞ｔ２）となる。そして、導線３０を流れる電流と発生する磁界＋△Ｈは比例するため、コンパレータ２５の出力信号のデューティ比は導線３０を流れる電流の大きさと向きを表すこととなる。
【０００６】
図９は、図６に示す電流センサの動作を説明するタイミングチャートであり、導線３０に負方向（図６中の矢印で示す方向とは逆の方向）の電流が流れている場合の各波形を示している。導線３０に負方向の電流が流れると、コア２１のＢ−Ｈカーブは、導線３０から発生する負の磁界−△Ｈによってシフトした特性となる。すなわち、発振回路２３が、所定の周波数の交流矩形波信号を励起電圧として励起コイル２２に印加しても、正方向に磁界が加わる場合には飽和し難く、負方向に磁界が加わる場合には飽和し易い特性となる。従って、正のパルスから負のパルスまでの時間ｔ１は負のパルスから正のパルスまでの時間ｔ２よりも短くなり、コンパレータ２５の出力は、励起電圧と同じ周波数でデューティ比はｔ２／（ｔ１＋ｔ２）（但し、ｔ１＜ｔ２）となる。そして、導線３０を流れる電流と発生する磁界−△Ｈは比例するため、コンパレータ２５の出力信号のデューティ比は導線３０を流れる電流の大きさと向きを表すこととなる。
【０００７】
以上のように、電流センサは、コア２１のＢ−Ｈカーブが導線３０を流れる電流によって発生する磁界の向き及び大きさによってシフトすることを利用して、導線３０を流れる電流の向き及び電流値を出力することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平７−１２８３７３号
【特許文献２】特開２０００−２７３８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
フラックスゲート型の電流センサは、主に直流電流の検出用として用いられ、交流電流の検出用としてはあまり用いられない。これは、電流センサが、コア２１が正方向に飽和するまでの時間と負方向に飽和するまでの時間差に基づいて導線３０を流れる電流の向き及び電流値を検出する構成であることに由来し、交流電流の検出が可能なまでに励起電圧の周波数を上げることができないためである。電流センサのコア２１は主に材料によって定まる所定のＢ−Ｈ特性を有しており、Ｂ−Ｈカーブの傾きが小さい（すなわち透磁率が低い）コア２１を用いた場合には、励起電圧が印加されてからコア２１が飽和するまでのタイムラグが大きくなる。そして、このタイムラグが励起電圧の周波数を制限するため、Ｂ−Ｈカーブの傾きが小さいコア２１を用いた場合には交流電流の検出が可能なまでに励起電圧の周波数を上げることができない。
また、交流電流を検出するために、Ｂ−Ｈカーブの角形特性の優れたコバルト基アモルファス合金等の磁性体コアを使用することも可能であるが、角形特性の優れた磁性体は一般的に高価である。
【００１０】
本発明は上記の問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明は、簡単な構成で励起電圧の周波数を高め、交流および直流の電流を検出可能な電流センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の目的を達成するため、本願発明の電流センサは、中央部に導線が挿通される開口を有する環状の磁性体コアと、磁性体コア上に卷回された励起コイルと、磁性体コア上に卷回された補助励起コイルと、励起コイルに磁性体コアの交流磁場を正負両方向に飽和させる所定の周波数の矩形波状の交流励起電圧を印加する第１の励起回路と、補助励起コイルに発生する磁界の方向が励起コイルに交流励起電圧を印加することにより発生する磁界の方向と同じ方向となるように、交流励起電圧の立上りエッジ及び立下りエッジに同期した正及び負のパルス状の電圧を補助励起コイルに印加する第２の励起回路と、励起コイルに流れる励起電流を電圧に変換し、検出電圧を出力する電流／電圧変換回路と、検出電圧に基づいて、磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングをそれぞれ検出する検出手段とを備え、磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングが、被測定電流の向きと大きさに対応していることを特徴とする。このような構成により、励起電圧の周波数を高め、交流および直流の電流を検出可能な電流センサを提供することが可能となる。
【００１２】
また、補助励起コイルに印加される正及び負のパルス状の電圧は、励起コイルのみで磁性体コアの交流磁場を飽和させる場合の飽和所要時間よりも短いパルス幅を有することが好ましい。このような構成により、電流センサの感度に影響を与えることなく確実にコアが飽和するまでの時間を短縮することが可能となる。
【００１３】
また、第２の励起回路は、正のパルス状の電圧を印加する第１のスイッチ素子と、負のパルス状の電圧を印加する第２のスイッチ素子と、スイッチ制御回路とを備え、スイッチ制御回路は、交流励起電圧の立上りエッジを検出したときに第１のスイッチ素子を制御して正のパルス状の電圧を生成し、交流励起電圧の立下りエッジを検出したときに第２のスイッチ素子を制御して負のパルス状の電圧を生成することが好ましい。このような構成により、簡単な構成で励起電圧の周波数を高めることが可能となる。
【００１４】
また、検出手段は、磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングに基づいて出力状態を反転させるコンパレータであることが好ましい。このような構成により、飽和タイミングを確実に検出することが可能となる。
【００１５】
また、コンパレータの出力信号を平均化するローパスフィルタをさらに備えることが好ましい。このような構成により、後段の処理が容易になる。
【００１６】
また、ローパスフィルタの出力と所定の基準電圧との差を求めるアンプをさらに備えることが好ましい。このような構成により、後段の処理が容易になる。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように本発明によれば、簡単な構成で励起電圧の周波数を高め、交流および直流の電流を検出可能な電流センサを提供することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に係る電流センサの構成を示す概略構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電流センサの回路構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電流センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施の形態に係る電流センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施の形態に係る電流センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図６】従来の電流センサの構成を示す概略構成図である。
【図７】従来の電流センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図８】従来の電流センサの動作を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の電流センサの動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施の形態に係る電流センサについて以下に説明する。図１及び２は、本発明の実施の形態に係る電流センサの概略構成図及び回路図であり、図３は、図１の導線１０に電流が流れていない場合の各波形を示すタイミングチャートである。なお、各図面に共通する構成には同一の符号を付している。
【００２０】
本実施形態に係る電流センサ１は、コア１１、励起コイル１２、発振回路１３、電流／電圧変換回路１４、コンパレータ１５、フィルタ１６、アンプ１７、ショットコイル制御回路１８及びショットコイル１９を有する。そして、被測定電流が流れる導線１０がコア１１に貫通して配置される。
【００２１】
コア１１は、高透磁率材料（例えば、パーマロイ）からなる環状の軟磁性体コアであり、中央部に導線１０が挿通される開口を有している。
【００２２】
励起コイル１２は、コア１１にトロイダル状に卷回（例えば、３０００〜５０００ターン）され、一端が発振回路１３に接続され、他端が電流／電圧変換回路１４に接続される。発振回路１３から交流励起電圧を印加されることによって交流励起電流が流れ、コア１１を励起する。
【００２３】
発振回路１３（第１の励起回路）は、所定の周波数（例えば、２ｋＨｚ〜４ｋＨｚ）の交流矩形波信号を交流励起電圧として励起コイル１２に印加する回路であり、交流励起電圧は、コア１１のＢ−Ｈ特性に応じてコア１１の正方向及び負方向の磁場（交流磁場）を十分に磁気飽和できる振幅を有している（図３）。また、発振回路１３は、ショットコイル制御回路１８にも接続され、交流矩形波信号がショットコイル制御回路１８にも供給される。本実施形態においては、発振回路１３は、オペアンプで構成される。
【００２４】
ショットコイル１９は、コア１１にトロイダル状に卷回（例えば、３〜５ターン）され、一端がショットコイル制御回路１８のＮＰＮトランジスタＴＲ１のエミッタ及びＰＮＰトランジスタＴＲ２のエミッタに接続され、他端がグラウンド電位に接続される。ショットコイル１９は、ショットコイル制御回路１８からパルス状の電圧（ショットパルス）を印加されることによって、コア１１に磁界を発生させる。すなわち、ショットコイル１９は補助励起コイルとして機能する。
【００２５】
ショットコイル制御回路１８（第２の励起回路）は、ＮＰＮトランジスタＴＲ１（第１のスイッチ素子）、ＰＮＰトランジスタＴＲ２（第２のスイッチ素子）とスイッチ制御回路ＣＰＵとからなる。スイッチ制御回路ＣＰＵは、発振回路１３から交流矩形波信号を受信して交流矩形波信号と同期した同期パルスを生成し、当該同期パルスによってＮＰＮトランジスタＴＲ１及びＰＮＰトランジスタＴＲ２を制御し、ショットコイル１９に正又は負のショットパルスを印加する。具体的には、スイッチ制御回路ＣＰＵは、交流矩形波信号の立上りエッジに同期したデューティ比２０％に相当する時間幅の正の同期パルスを生成し、正の同期パルスをＮＰＮトランジスタＴＲ１のベースに入力することにより、ＮＰＮトランジスタＴＲ１をオンにする。ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオンすると、ＮＰＮトランジスタＴＲ１のコレクタに接続された電圧（＋１２Ｖ）が正のショットパルスとしてショットコイル１９に印加される。また、ショットコイル制御回路１８は、交流矩形波信号の立下りエッジに同期したデューティ比２０％に相当する時間幅の負の同期パルスを生成し、負の同期パルスをＰＮＰトランジスタＴＲ２のベースに入力することにより、ＰＮＰトランジスタＴＲ２をオンにする。ＰＮＰトランジスタＴＲ２がオンすると、ＰＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタに接続された電圧（−１２Ｖ）が負のショットパルスとしてショットコイル１９に印加される。従って、励起電圧の立上りからデューティ比２０％の期間は、励起コイル１２とショットコイル１９が同時にコア１１の磁界を正方向に励起することとなり、励起電圧の立下がりからデューティ比２０％の期間は、励起コイル１２とショットコイル１９が同時にコア１１の磁界を負方向に励起することとなる。そして、その結果、コア１１の正方向の磁場の飽和タイミング及び負方向の磁場の飽和タイミングが早められることとなる。コア１１を流れる電流、すなわち検出電流は、従来の電流センサの検出電流と同様、略パルス状の波形となるが、負から正に反転する時には正方向にオフセットし、正から負に反転する時には負方向にオフセットした波形として観測される（図３）。
【００２６】
電流／電圧変換回路１４は、励起コイル１２を流れる電流を検出し、例えば、抵抗器によって電流を電圧に変換する。検出電圧は、コンパレータ１５に出力される。
【００２７】
コンパレータ１５（検出手段）は、電流／電圧変換回路１４の出力からパルスの正方向の位置と負方向の位置、すなわち、コア１１の交流磁場が正方向に飽和するタイミング及び負方向に飽和するタイミングを検出する。コンパレータ１５が正のパルスの立上りエッジを検出した場合（磁場が正方向に飽和した場合）、コンパレータ出力は負から正に反転し、コンパレータ１５が負のパルスの立上りエッジを検出した場合（磁場が負方向に飽和した場合）、コンパレータ出力は正から負に反転する。コンパレータ１５の出力信号のデューティ比は、従来の電流センサと同様、導線１０を流れる電流の大きさ及び向きを表す信号であり、図３においては、導線１０に電流が流れていないため、デューティ比５０％の出力波形となる。本実施形態においては、コンパレータ１５は、オペアンプによって構成されるコンパレータであり、ヒステリシス特性を有している。
【００２８】
フィルタ１６は、入力されるコンパレータ１５の出力を平均化（積分）するためのローパスフィルタであり、本実施形態においては、オペアンプ、抵抗及びコンデンサで構成される２次のローパスフィルタである。ローパスフィルタのカットオフ周波数を決める抵抗とコンデンサの値は、電流センサ１の使用用途で異なり、直流を検出する場合には、比較的長めの時定数が選択され、交流を検出する場合には、検出する交流波形が十分にサンプリングできるように交流波形の周波数に応じた短めの時定数が選択される。フィルタ１６によって導線１０に流れる電流がアナログ電圧に変換されるため後段の処理が容易になる。
【００２９】
アンプ１７は、フィルタ１６の出力と基準電圧（例えば、０Ｖ）との差を求め、所定のゲインを掛けて出力する。本実施形態においては、アンプ１７は、入力電圧と基準電圧（０Ｖ）との差を求めるエラーアンプと、エラーアンプの出力を反転し増幅する反転増幅器で構成される。アンプ１７によって導線１０に流れる電流が所定の電位を基準とした所定の大きさのアナログ電圧に変換されるため後段の処理がさらに容易になる。
【００３０】
従来の電流センサと同様、本実施形態においてもコンパレータ１５の出力信号のデューティ比は導線１０を流れる電流の向きと大きさを表すので、後段のフィルタ１６の出力及びアンプ１７の出力も電流の向きと大きさを表す信号に他ならず、アンプ１７の出力は、接続される不図示の外部回路又は装置で演算、処理されて電流値を測定することができる。なお、図３においては、導線１０に電流が流れていないため、フィルタ１６の出力及びアンプ１７の出力は、０Ｖを中心とした振幅の小さな三角波として観測される。
【００３１】
図４は、図１の導線１０に正方向（図１中の矢印で示す方向）の電流が流れている場合の各波形を示すタイミングチャートである。
【００３２】
導線１０に正方向の電流が流れると、コア１１のＢ−Ｈ特性は、導線１０から発生する正の磁界＋△Ｈによってシフトした特性となる。すなわち、発振回路１３が、所定の周波数の交流矩形波信号を励起電圧として励起コイル１２に印加しても、正方向に磁界が加わる場合には飽和し易く、負方向に磁界が加わる場合には飽和し難い特性となる。従って、正のパルスから負のパルスまでの時間ｔ１は負のパルスから正のパルスまでの時間ｔ２よりも長くなり、コンパレータ１５の出力は、励起電圧と同じ周波数でデューティ比はｔ２／（ｔ１＋ｔ２）（但し、ｔ１＞ｔ２）となる。そして、この出力を平均化したフィルタ１６の出力は、マイナスの電圧で振幅する鋸波として観測され、さらにアンプ１７によって反転増幅されてプラスの電圧で振幅する鋸波として観測される。
【００３３】
図５は、図１の導線１０に負方向（図１中の矢印で示す方向とは逆の方向）の電流が流れている場合の各波形を示すタイミングチャートである。
【００３４】
導線１０に負方向の電流が流れると、コア１１のＢ−Ｈ特性は、導線１０から発生する負の磁界−△Ｈによってシフトした特性となる。すなわち、発振回路１３が、所定の周波数の交流矩形波信号を励起電圧として励起コイル１２に印加しても、正方向に磁界が加わる場合には飽和し難く、負方向に磁界が加わる場合には飽和し易い特性となる。従って、正のパルスから負のパルスまでの時間ｔ１は負のパルスから正のパルスまでの時間ｔ２よりも短くなり、コンパレータ１５の出力は、励起電圧と同じ周波数でデューティ比はｔ２／（ｔ１＋ｔ２）（但し、ｔ１＜ｔ２）となる。そして、この出力を平均化したフィルタ１６の出力は、プラスの電圧で振幅する鋸波として観測され、さらにアンプ１７によって反転増幅されてマイナスの電圧で振幅する鋸波として観測される。
【００３５】
以上のように、本実施形態に係る電流センサ１は、励起コイル１２とショットコイル１９が所定のタイミングで同時にコア１１の磁界を励起することにより、コア１１が飽和するまでに要する時間を短縮している。従って、コア１１が飽和するまでに要する時間の短縮分だけ励起電圧の周波数を高めることが可能となり、直流電流のみならず、交流電流の検出も可能となる。また、従来の電流センサで使用されているコアよりもＢ−Ｈカーブの傾きが小さい（すなわち透磁率が低い）安価なコアを使用することも可能となる。
【００３６】
本実施形態においては、ショットパルスのパルス幅は交流矩形波信号の周期のデューティ比２０％として説明したが、これに限定されるものではない。ショットパルスのパルス幅は、励起コイル１２のみでコア１１の磁場を飽和させた場合の励起電圧を入力してから飽和するまでに要する飽和所要時間の最小値よりも短い時間であればよい。すなわち、コア１１の飽和所要時間は導線１０を流れる電流の大きさによって異なるが、電流センサ１が許容できる最大の電流値を検出したときの飽和所要時間が最小飽和所要時間（例えば、デューティ比２５％相当）となり、この時間よりも短いショットパルスのパルス幅であれば、本来の電流センサ１の感度に影響を与えることなく飽和に要する時間を確実に短縮することができる。また、ショットパルスのパルス幅は、最小飽和所要時間までの範囲で使用するコアのＢ−Ｈカーブの傾きに応じて適宜変更が可能である。ショットパルスのパルス幅を長くすることによって、コアはより早く飽和することになり、安価なコアを使用する場合に有利である。
【００３７】
また、本実施形態に係るショットパルスは、交流矩形波信号の立上りエッジに同期した正のショットパルス及び立下りエッジに同期した負のショットパルスであるとして説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、励起コイル１２が発生する磁界の方向とショットコイル１９が発生する磁界の方向が同じであればよい。例えば、励起コイル１２とショットコイル１９の卷回方向が相異なる場合、ショットパルスは、交流矩形波信号の立下がりエッジに同期した正のショットパルス及び立上りエッジに同期した負のショットパルスとなる。
【００３８】
本実施形態に係るショットコイル制御回路１８は、ＮＰＮトランジスタＴＲ１、ＰＮＰトランジスタＴＲ２とスイッチ制御回路ＣＰＵとからなるものであるが、これに限定されるものではない。例えば、トランジスタに換えて、アナログスイッチを適用することも可能であり、タイミング切替回路ＣＰＵは、タイマー回路とアナログスイッチで構成されても良い。
【００３９】
また、本実施形態に係るフィルタ１６は、２次のローパスフィルタであるとして説明したが、これに限定されるものではなく、抵抗とコンデンサからなる一次のローパスフィルタであっても良い。
【符号の説明】
【００４０】
１    電流センサ
１０    導線
１１    コア
１２    励起コイル
１３    発振回路
１４    電流／電圧変換回路
１５    コンパレータ
１６    フィルタ
１７    アンプ
１８    ショットコイル制御回路
１９    ショットコイル
【図１】
2011017618.tif 000003
【図２】
2011017618.tif 000004
【図３】
2011017618.tif 000005
【図４】
2011017618.tif 000006
【図５】
2011017618.tif 000007
【図６】
2011017618.tif 000008
【図７】
2011017618.tif 000009
【図８】
2011017618.tif 000010
【図９】
2011017618.tif 000011