(57)【要約】【課題】非線形キャパシタ回路を用いつつも平均的な直流電圧Ｖｃの脈動を低減できる単相／三相直接変換装置の制御方法を提供する。【解決手段】第１乃至第３の期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚの和で表される一定の所定期間ｔｓの各々において、第１期間ｔｒｅｃに単相ダイオード整流器３に電流を流し、第３期間ｔｚにインバータ５に電圧ベクトルとして零電圧ベクトルを採用した動作を行わせ、所定期間の各々において、単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときには第２期間ｔｃにおいてコンデンサＣ４１，Ｃ４２を互いに並列接続し、単相交流電圧の絶対値が所定値よりも高いときには第２期間ｔｃにおいて互いに直列接続されたコンデンサＣ４１，Ｃ４２に電流を流し、単相交流電圧の絶対値が所定値よりも高いときの第２期間ｔｃの最大値は単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときの第２期間ｔｃの最大値よりも大きい。【選択図】図１
2011050159.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電圧が入力される単相ダイオード整流器（３）と、
前記単相ダイオード整流器の出力側に接続された第１の電源線（ＬＨ）と、
記単相ダイオード整流器の出力側に接続され、前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線（ＬＬ）と、
前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられたＮ（Ｎは２以上の自然数）個のコンデンサ（Ｃ４１〜Ｃ４３）を有し、前記第１の電源線から前記第２の電源線へと前記Ｎ個のコンデンサを流れる電流は互いに直列接続された前記Ｎ個のコンデンサを流れ、前記第２の電源線から前記第１の電源線へと流れる電流は互いに並列接続された前記Ｎ個のコンデンサを流れる非線形キャパシタ回路（４）と、
前記第１及び前記第２の電源線の間の電圧が入力され、電圧ベクトルに基づいて動作するインバータ（５）と
を備える単相／三相直接変換装置を制御する方法であって、
第１乃至第３の期間（ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚ）の和で表される一定の所定期間（ｔｓ）の各々において、前記第１期間に前記単相ダイオード整流器に電流を流し、前記第３期間に前記インバータに前記電圧ベクトルとして零電圧ベクトルを採用した動作を行わせ、
前記所定期間の各々において、前記単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときには前記第２期間において前記Ｎ個のコンデンサを互いに並列接続し、前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときには前記第２期間において互いに直列接続された前記Ｎ個のコンデンサに電流を流し、
前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも低いときの前記第２期間の最大値は前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときの前記第２期間の最大値よりも大きい、単相／三相直接変換装置の制御方法。
【請求項２】
前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも低いときの前記第２期間（ｔｃ）の最大値は前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときの前記第２期間の最大値の（２Ｎ−１）倍よりも小さい、請求項１に記載の単相／三相直接変換装置の制御方法。
【請求項３】
前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも低いときの前記第２期間（ｔｃ）の最大値は前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときの前記第２期間の最大値のＮ倍である、請求項１に記載の単相／三相直接変換装置の制御方法。
【請求項４】
前記Ｎ個のコンデンサ（Ｃ４１〜Ｃ４３）の各々の両端電圧が前記所定値以上となるように予め前記Ｎ個のコンデンサを充電する、請求項１乃至３の何れか一つに記載の単相／三相直接変換装置の制御方法。
【請求項５】
前記非線形キャパシタ回路（４）は、
前記Ｎ個のコンデンサ（Ｃ４１〜Ｃ４３）の相互間に設けられ、アノードを前記第１の電源線（ＬＨ）にカソードを前記第２の電源線（ＬＬ）にそれぞれ向けて前記第Ｎのコンデンサと共に互いに直列接続される第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオード（Ｄ４１，Ｄ４４）と、
前記第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオードの各々のアノードと前記アノードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第２の電源線との間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオード（Ｄ４３，Ｄ４６）と、
前記第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオードの各々のカソードと前記カソードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第１の電源線との間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオード（Ｄ４２，Ｄ４５）と、
前記（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオードと前記（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオードとそれぞれ直接接続される２（Ｎ−１）個のスイッチ（Ｓ４１〜Ｓ４４）と
を備える、請求項１乃至４の何れか一つに記載の単相／三相直接変換装置の制御方法。
【請求項６】
前記非線形キャパシタ回路（４）は、
アノードを前記第１の電源線（ＬＨ）にカソードを前記第２の電源線（ＬＬ）にそれぞれ向けて前記Ｎ個のコンデンサの相互間にそれぞれ設けられる第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオード（Ｄ４１）と、
前記第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオードの各々のアノードと前記アノードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第２の電源線との間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオード（Ｄ４３）と、
前記第２乃至第Ｎの充電用ダイオードの各々のカソードと前記カソードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第１の電源線の間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオード（Ｄ４２）と、
前記（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオードのアノードと前記第２の電源線との間又は前記（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオードのカソードと前記第１の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ４７）と、
アノードを前記第１の電源線にカソードを前記第２の電源線にそれぞれ向けて前記スイッチ素子と並列に接続される第Ｎの充電用ダイオード（Ｄ４７）と
を備える、請求項１乃至４の何れか一つに記載の単相／三相直接変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相／三相直接変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
非特許文献１には単相／三相直接変換装置の一例が示されている。かかる単相／三相直接変換装置では単相ダイオード整流器とインバータとを繋ぐ２本の直流電源線（直流リンク）にスナバ回路が設けられている。このスナバ回路は互いに直列接続されたダイオード及びコンデンサと、ダイオードと並列接続されたスイッチ素子とを有している。ダイオードはそのアノードを直流リンクの高電位側に、そのカソードを低電位側に向けて配置される。
【０００３】
非特許文献１では、かかるスイッチ素子とインバータとを制御することにより、単相ダイオード整流器による直流リンクの電力脈動を解消する技術が示されている。
【０００４】
なお、本願に関連する技術として、特許文献１乃至４及び非特許文献２が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４０４９１８９号
【特許文献２】特許第４２３８９３５号
【特許文献３】特許第４１３５０２６号
【特許文献４】米国特許第６９９５９９２号明細書
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】大沼喜也、伊東淳一、「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資，SPC-08-162（2008）
【非特許文献２】山下陽太  他、「単相／三相マトリックスコンバータの鉄道車両への適用の検討」、平成２０年電気学会産業応用部門大会、1-22
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
非特許文献１では直流リンクにスイッチ素子を有するスナバ回路を採用している。そして、スイッチ素子が導通してコンデンサが放電するときにはコンデンサの両端電圧がインバータの入力側に印加される。このとき、コンデンサの両端電圧に応じたスイッチング損がインバータに発生する。
【０００８】
そこでスイッチング損失を低減すべく、スナバ回路の代わりに非線形キャパシタ回路を採用することが考えられる。非線形キャパシタ回路は複数のコンデンサとスイッチ素子とを有し、高電位側の直流電源線から低電位側の直流電源線へと電流を互いに直列状態で複数のコンデンサに流し、スイッチ素子の導通によって低電位側の直流電源線から高電位側の直流電源線へと電流を互いに並列状態で複数のコンデンサに流す。
【０００９】
かかる非線形キャパシタ回路を採用することにより、コンデンサが並列状態でインバータと接続されるときにはインバータに印加される電圧を低減できるので、インバータで生じるスイッチング損失を低減できる。
【００１０】
かかる構成の単相／三相直接変換装置に対して、非特許文献１で示された制御を実行する場合を考察する。しかしながら非線形キャパシタ回路は放電時と充電時とで、その両端電圧が大きく変動する。そのため、非特許文献１で示された制御を単純に適用して実行すると、直流リンク間の電圧の、電源周期についての平均は、一定ではなく脈動する。かかる脈動は好ましくなく、脈動による直流電圧の平均の変動、中でも当該平均の低下を抑制することが望まれていた。
【００１１】
そこで本発明は、非線形キャパシタ回路を直流リンクに設けつつも、脈動による直流電圧の平均の低下を抑制できる単相／三相直接変換装置の制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第１の態様は、単相交流電圧が入力される単相ダイオード整流器（３）と、前記単相ダイオード整流器の出力側に接続された第１の電源線（ＬＨ）と、記単相ダイオード整流器の出力側に接続され、前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線（ＬＬ）と、前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられたＮ（Ｎは２以上の自然数）個のコンデンサ（Ｃ４１〜Ｃ４３）を有し、前記第１の電源線から前記第２の電源線へと前記Ｎ個のコンデンサを流れる電流は互いに直列接続された前記Ｎ個のコンデンサを流れ、前記第２の電源線から前記第１の電源線へと流れる電流は互いに並列接続された前記Ｎ個のコンデンサを流れる非線形キャパシタ回路（４）と、前記第１及び前記第２の電源線の間の電圧が入力され、電圧ベクトルに基づいて動作するインバータ（５）とを備える単相／三相直接変換装置を制御する方法であって、第１乃至第３の期間（ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚ）の和で表される一定の所定期間（ｔｓ）の各々において、前記第１期間に前記単相ダイオード整流器に電流を流し、前記第３期間に前記インバータに前記電圧ベクトルとして零電圧ベクトルを採用した動作を行わせ、前記所定期間の各々において、前記単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときには前記第２期間において前記Ｎ個のコンデンサを互いに並列接続し、前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときには前記第２期間において互いに直列接続された前記Ｎ個のコンデンサに電流を流し、前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも低いときの前記第２期間の最大値は前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときの前記第２期間の最大値よりも大きい。
【００１３】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法であって、前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも低いときの前記第２期間（ｔｃ）の最大値は前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときの前記第２期間の最大値の（２Ｎ−１）倍よりも小さい。
【００１４】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法であって、前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも低いときの前記第２期間（ｔｃ）の最大値は前記単相交流電圧の絶対値が前記所定値よりも高いときの前記第２期間の最大値のＮ倍である。
【００１５】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第４の態様は、第１乃至第３の何れか一つの態様にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法であって、前記Ｎ個のコンデンサ（Ｃ４１〜Ｃ４３）の各々の両端電圧が前記所定値以上となるように予め前記Ｎ個のコンデンサを充電する。
【００１６】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第５の態様は、第１乃至第４の何れか一つの態様にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法であって、前記非線形キャパシタ回路（４）は、前記Ｎ個のコンデンサ（Ｃ４１〜Ｃ４３）の相互間に設けられ、アノードを前記第１の電源線（ＬＨ）にカソードを前記第２の電源線（ＬＬ）にそれぞれ向けて前記第Ｎのコンデンサと共に互いに直列接続される第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオード（Ｄ４１，Ｄ４４）と、前記第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオードの各々のアノードと前記アノードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第２の電源線との間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオード（Ｄ４３，Ｄ４６）と、前記第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオードの各々のカソードと前記カソードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第１の電源線との間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオード（Ｄ４２，Ｄ４５）と、前記（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオードと前記（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオードとそれぞれ直接接続される２（Ｎ−１）個のスイッチ（Ｓ４１〜Ｓ４４）とを備える。
【００１７】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第６の態様は、第１乃至第４の何れか一つの態様にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法であって、前記非線形キャパシタ回路（４）は、アノードを前記第１の電源線（ＬＨ）にカソードを前記第２の電源線（ＬＬ）にそれぞれ向けて前記Ｎ個のコンデンサの相互間にそれぞれ設けられる第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオード（Ｄ４１）と、前記第１乃至第（Ｎ−１）の充電用ダイオードの各々のアノードと前記アノードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第２の電源線との間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオード（Ｄ４３）と、前記第２乃至第Ｎの充電用ダイオードの各々のカソードと前記カソードと隣り合って設けられる前記コンデンサとの間と、前記第１の電源線の間に設けられ、アノードを前記第２の電源線側にカソードを前記第１の電源線側にそれぞれ向けて配置される（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオード（Ｄ４２）と、前記（Ｎ−１）個の第１の放電用ダイオードのアノードと前記第２の電源線との間又は前記（Ｎ−１）個の第２の放電用ダイオードのカソードと前記第１の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ４７）と、アノードを前記第１の電源線にカソードを前記第２の電源線にそれぞれ向けて前記スイッチ素子と並列に接続される第Ｎの充電用ダイオード（Ｄ４７）とを備える。
【発明の効果】
【００１８】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第１の態様によれば、単相交流電圧の絶対値が所定値より高いときの第２期間では第１及び第２の電源線の間の電圧はＮ個のコンデンサの両端電圧の和と一致する。単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときの第２期間では第２の電源線から第１の電源線へと互いに並列接続されたＮ個のコンデンサに電流が流れれば、第１及び第２の電源線の間の電圧はＮ個のコンデンサの両端電圧の各々と一致する。
【００１９】
また単相交流電圧の絶対値が所定値より高いときの第２期間の最大値は単相交流電圧の絶対値が所定値より低いときの第２期間の最大値よりも大きい。これにより、単相交流電圧の絶対値が低いときのＮ個のコンデンサによる第１及び第２の電源線の間の電圧の平均を、単相交流電圧の絶対値が高いときのＮ個のコンデンサによる第１及び第２の電源線の間の電圧の平均へと近づけることができる。
【００２０】
よって、非線形キャパシタ回路を用いたことによる、第１及び第２の電源線の電圧の低下を抑制することができる。
【００２１】
しかも単相交流電圧の絶対値が低いときの第２期間の最大値を高めているので、このときの第３期間を低めることができる。第３期間ではインバータが前記電圧ベクトルとして零電圧ベクトルを採用した動作を行うところ、かかる第３期間を低減できるので、平均的な直流電圧に対するインバータが平均的に出力する電圧の割合（電圧利用率）を高めることができる。
【００２２】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第２の態様によれば、非線形キャパシタ回路を用いたことによる、第１及び第２の電源線の電圧の増大を抑制することができる。
【００２３】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第３の態様によれば、非線形キャパシタ回路を用いたことによる、第１及び第２の電源線の電圧の脈動を最も抑制することができる。
【００２４】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第４の態様によれば、単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときに、コンデンサの両端電圧が単相交流電圧以上となるので、単相交流電圧の絶対値が所定値よりも低いときに、第２の電源線から第１の電源線へと互いに並列接続されたＮ個のコンデンサにより確実に電流を流すことができる。
【００２５】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第５の態様によれば、請求項１乃至４に記載の単相／三相直接変換装置の実現に寄与する。
【００２６】
本発明にかかる単相／三相直接変換装置の制御方法の第６の態様によれば、一つのスイッチ素子で非線形キャパシタ回路の機能を実現できるので、複数のスイッチ素子が設けられる場合に比べて製造コストを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】単相／三相直接変換回路の概念的な構成の一例を示す図である。
【図２】単相／三相直接変換回路の等価回路を示す図である。
【図３】電流分配率の一例を示すグラフである。
【図４】等価回路におけるタイミングチャートの一例を示す図である。
【図５】電圧ベクトルを示す図である。
【図６】インバータのタイミングチャートの一例を示す図である。
【図７】直流電圧の平均の一例を示すグラフである。
【図８】直流電圧と、入力線電流と、出力線電流と、出力線間電圧と、出力線間電圧の平均とを示す図である。
【図９】制御部の概念的な構成の一例を示す図である。
【図１０】等価回路及びインバータのタイミングチャートの一例を示すグラフである。
【図１１】電流分配率の一例を示すグラフである。
【図１２】直流電圧の平均の一例を示すグラフである。
【図１３】直流電圧と、入力線電流と、出力線電流と、出力線間電圧と、出力線間電圧の平均とを示す図である。
【図１４】直流電圧の平均の一例を示すグラフである。
【図１５】単相／三相直接変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【図１６】非線形キャパシタ回路の概念的な構成の一例を示す図である。
【図１７】非線形キャパシタ回路の概念的な構成の一例を示す図である。
【図１８】電流分配率の一例を示すグラフである。
【図１９】直流電圧の平均の一例を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
第１の実施の形態．
＜単相／三相直接変換装置の構成＞
図１に示すように、単相／三相直接変換装置は、単相ダイオード整流器３と、非線形キャパシタ回路４と、インバータ５とを備えている。
【００２９】
単相ダイオード整流器３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つと単相ダイオード整流器３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。
【００３０】
単相ダイオード整流器３はダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される単相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。
【００３１】
非線形キャパシタ回路４は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられたＮ（Ｎは２以上の自然数）個のコンデンサを有し、直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへとＮ個のコンデンサを流れる電流は互いに直列接続されたＮ個のコンデンサを流れ、直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと流れる電流は互いに並列接続されたＮ個のコンデンサを流れる。図１の例示では、非線形キャパシタ回路４は２つのコンデンサＣ４１，Ｃ４２とダイオードＤ４１〜Ｄ４３とスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２とを備えている。
【００３２】
ダイオードＤ４１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側にそのカソードを直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。コンデンサＣ４１，Ｃ４２はダイオードＤ４１に対してそれぞれ直流電源線ＬＨ，ＬＬ側に設けられ、ダイオードＤ４１とともに相互に直列に接続される。
【００３３】
スイッチング素子Ｓ４１とダイオードＤ４２とは、ダイオードＤ４１のカソードとコンデンサＣ４２との間の点と、直流電源線ＬＨとの間で互いに直列に設けられる。スイッチング素子Ｓ４２とダイオードＤ４３とは、ダイオードＤ４１のアノードとコンデンサＣ４１との間の点と、直流電源線ＬＬとの間で互いに直列に設けられる。ダイオードＤ４２，Ｄ４３はそのアノードを直流電源線ＬＬ側に、そのカソードを直流電源線ＬＨ側にそれぞれ向けて配置される。スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２は例えばトランジスタであって、そのエミッタ端子を直流電源線ＬＨ側に、そのコレクタ端子を直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて配置される。
【００３４】
かかる非線形キャパシタ回路４によれば、直流電源線ＬＨからコンデンサＣ４１，Ｃ４２及びダイオードＤ４１を経由して直流電源線ＬＬ側へと電流が流れることにより、コンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに直列状態で電流が流れる。またスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２の導通により、コンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに並列状態で直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨ側へと電流が流れる。
【００３５】
インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。
【００３６】
ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。
【００３７】
例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ、以下、単にＩＧＢＴと呼ぶ）が採用される。
【００３８】
誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｕ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。
【００３９】
＜単相／三相直接変換装置の制御方法＞
本単相／三相直接変換装置においては、単相交流電源１と単相ダイオード整流器３とを用いている。よって、直流電源線ＬＨ，ＬＬに供給される電力は、非線形キャパシタ回路４を含めた後段の要素を無視すれば、単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有して脈動する。ここでは、かかる電力の脈動を低減する制御方法について説明する。
【００４０】
図１に示された回路の等価回路（図２）によれば、インバータに入力される電流Ｉｄｃは、コンデンサＣ４１，Ｃ４２を流れる電流Ｉｃと、単相ダイオード整流器３を流れる電流Ｉｒｅｃと、インバータ５が零電圧ベクトルで動作する期間に流れる電流Ｉｚとに振り分けられる。当該等価回路によれば、電流Ｉｃ，Ｉｒｅｃ，ＩｚはそれぞれスイッチＳｃ，Ｓｒｅｃ，Ｓｚの導通により流れる。各スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚは常に何れか一つのみが導通するように制御される。なお、詳細は後述するものの、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃが導通する期間においてもインバータ５は零電圧ベクトルで動作する期間が存在する。ここでいう電流Ｉｚとは、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃが導通する期間においてインバータ５が零電圧ベクトルで動作する期間を除く。
【００４１】
各電流Ｉｒｅｃ，Ｉｃ，Ｉｚについての電流分配率をそれぞれｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとすると次式が導かれる。なお各電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、それぞれ所定期間に対するスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚの導通期間の割合とも把握できる。
【００４２】
【数１】
2011050159.tif 000003
【００４３】
電流の連続性から各電流Ｉｒｅｃ，Ｉｃ，Ｉｚの和が電流Ｉｄｃと等しいので、次式が成立する。
【００４４】
【数２】
2011050159.tif 000004
【００４５】
まず入力電流を正弦波とするという条件の下に電流分配率ｄｒｅｃについて考慮する。入力電流を正弦波とするには、電流Ｉｒｅｃが次式を満たせばよい。
【００４６】
【数３】
2011050159.tif 000005
【００４７】
ここで、Ｉｍは単相ダイオード整流器３に入力される入力電流の振幅を示す。ωｔは単相ダイオード整流器３に入力される単相交流電圧の位相を示す。式（１）と式（３）とにより、電流分配率ｄｒｅｃは次式で表される。
【００４８】
【数４】
2011050159.tif 000006
【００４９】
更に、電力脈動を低減するという条件の下に電流分配率ｄｃについて考慮する。単相ダイオード整流器３が出力する電力Ｐ１は次式で表される。
【００５０】
【数５】
2011050159.tif 000007
【００５１】
ここで、Ｖｍは単相交流電圧の振幅を示す。式（５）において右辺の第２項目が電力脈動を示す。かかる電力脈動を打ち消すためには非線形キャパシタ回路４が第２項目と同じ値であって極性の異なる電力Ｐ２を出力すればよい。かかる電力Ｐ２は次式で表される。
【００５２】
【数６】
2011050159.tif 000008
【００５３】
式（６）より非線形キャパシタ回路４が出力する電力Ｐ２は正負の値を採りえる。具体的には、単相交流電圧の位相ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下であるときに正の値を採り、これ以外のときに負の値を採る。
【００５４】
単相交流電圧はＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧の絶対値がその振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには非線形キャパシタ回路４は正の電力を出力し、振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも把握できる。
【００５５】
かかる正負の電力を出力するには、非線形キャパシタ回路４に流れる電流Ｉｃの方向を変化させればよい。具体的に、電流Ｉｃの方向を変化させるには例えば次の制御を行えばよい。即ち、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧の各々が単相交流電圧の絶対値よりも高ければ、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を導通させることでコンデンサＣ４１，Ｃ４２には正の電流Ｉｃが流れる。換言すれば、コンデンサＣ４１，Ｃ４２は放電する。またインバータ５のスイッチング制御により後述する逆電圧ベクトルを出力し、これによりインバータ５側から非線形キャパシタ回路４へと回生電流を流すことで、コンデンサＣ４１，Ｃ４２には負の電流Ｉｃが流れる。換言すれば、コンデンサＣ４１，Ｃ４２は充電される。よってコンデンサＣ４１，Ｃ４２のそれぞれの充電電圧を予めＶｍ／√２以上に設定しておけば、上述の正負の電力を出力できることとなる。
【００５６】
コンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに並列状態で放電する。よって放電時（即ち、０≦ωｔ≦π／４、３π／４≦ωｔ≦５π／４、７π／４≦ωｔ≦２πのとき、換言すれば単相交流電圧の絶対値がＶｍ／√２より小さいとき）において、非線形キャパシタ回路４はコンデンサＣ４１，Ｃ４２の各両端電圧の和たる電圧Ｖｃの半値を出力する。
【００５７】
コンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに直列状態で充電される。よって、充電時（即ち、π／４≦ωｔ≦３π／４、５π／４≦ωｔ≦７π／４のとき、換言すれば単相交流電圧の絶対値がＶｍ／√２より大きいとき）において、非線形キャパシタ回路４はコンデンサＣ４１，Ｃ４２の書く両端電圧の和たる電圧Ｖｃを出力する。
【００５８】
したがって非線形キャパシタ回路４が出力する電力Ｐ２は充電時における電力Ｐ２と放電時における電力Ｐ２とに分けてそれぞれ次式のように表現される。
【００５９】
【数７】
2011050159.tif 000009
【００６０】
【数８】
2011050159.tif 000010
【００６１】
式（６）と式（７）とを用いて変形し、式（６）と式（８）とを用いて変形すると、充電時においてコンデンサＣ４１，Ｃ４２に流れる電流Ｉｃと、放電時においてコンデンサＣ４１，Ｃ４２に流れる電流Ｉｃについてそれぞれ次式が導かれる。
【００６２】
【数９】
2011050159.tif 000011
【００６３】
【数１０】
2011050159.tif 000012
【００６４】
上述のように電流Ｉｃの向きを制御することができるので電流分配率ｄｃは正の値で考慮することができる。よって、式（１）と式（９）及び式（１）と式（１０）により、充電時におけるコンデンサＣ４１，Ｃ４２についての電流分配率ｄｃと放電時におけるコンデンサＣ４１，Ｃ４２についての電流分配率ｄｃとがそれぞれ次式で表される。
【００６５】
【数１１】
2011050159.tif 000013
【００６６】
【数１２】
2011050159.tif 000014
【００６７】
さて、式（４）、式（１１）、式（１２）から理解できるように、各電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃは、それぞれ単相電源電圧の周波数と同じ周波数、２倍の周波数を有する正弦波の絶対値と同じ形状を有しており、その振幅のみが決定していない。
【００６８】
更に、電圧利用率を最大にするという条件の下でパラメータＩｍ／Ｉｄｃについて考慮する。ここでいう電圧利用率とは、例えば直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧に対するインバータ５が出力する電圧の割合である。インバータ５が零電圧ベクトルを出力する期間ではインバータ５は電圧を出力しないので、電圧利用率の向上のためにはかかる期間は短いほうが望ましい。ただし、式（２）と式（４）、式（１１）、式（１２）から理解できるように常に電流分配率ｄｚをゼロにすることはできない。また電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚはいずれもが正の数である。よって、電流分配率ｄｚの最小値を０とすれば全体的な電圧利用率を最も高めることができる。換言すれば電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃの和が最大となるとき、即ちωｔ＝π／２のときにｄｚ＝０とすればよい。
【００６９】
例えばωｔ＝π／２，ｄｚ＝０をそれぞれ式（２）、式（４）、式（１１）に代入すると次式が導かれる。
【００７０】
【数１３】
2011050159.tif 000015
【００７１】
また例えばωｔ＝π／２，ｄｚ＝０をそれぞれ式（２）、式（４）、式（１２）に代入すると次式が導かれる。
【００７２】
【数１４】
2011050159.tif 000016
【００７３】
式（１３）を式（４）、式（１１）に代入すると充電時における電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃは次式で表される。
【００７４】
【数１５】
2011050159.tif 000017
【００７５】
【数１６】
2011050159.tif 000018
【００７６】
式（１４）を式（４）、（１２）に代入すると放電時における電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃは次式で表される。
【００７７】
【数１７】
2011050159.tif 000019
【００７８】
【数１８】
2011050159.tif 000020
【００７９】
図３はかかる電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚの一例を示している。図３では振幅Ｖｍと電圧Ｖｃとを等しい値としている。かかる電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚはいずれも電圧位相角で１８０度周期を有している。電流分配率ｄｒｅｃは電圧位相角１８０度を半周期とする正の正弦波に沿う形状を有している。但し、充電時の電流分配率ｄｒｅｃが沿う正弦波の振幅は、放電時の電流分配率ｄｒｅｃが沿う正弦波の振幅よりも大きい。また、充電時の電流分配率ｄｒｅｃと放電時の電流分配率ｄｒｅｃとの不連続を解消すべく、例えば所定の傾斜を有する直線でこれらを適宜に繋いでいる。不連続があれば、入力電流の波形にゆがみが生じるからである。電流分配率ｄｃは電圧位相角９０度を半周期とする正の正弦波に沿う形状を有している。但し、放電時の電流分配率ｄｃが沿う正弦波の振幅は、充電時の電流分配率ｄｃが沿う正弦波の振幅よりも大きい。
【００８０】
このような電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを指令値として、所定のキャリヤと比較することにより、一定の所定期間ｔｓにおいてスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通させる期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚを得ることができる。なお、所定期間ｔｓは単相交流電圧の周期に対して十分に短い期間である。
【００８１】
かかる期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚは例えば図４に示すように電流分配率ｄｒｅｃと、電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｚの和（＝１−ｄｃ）と、キャリヤＣとの比較によって求めることができる。キャリヤＣは最小値０、最大値１を取る周期性の波形を有し、例えば三角形波であって図４では二等辺三角形波が例示されている。
【００８２】
スイッチＳｒｅｃはキャリヤＣが電流分配率ｄｒｅｃ以下となる期間ｔｒｅｃにおいて導通する。スイッチＳｃはキャリヤＣが電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｚの和以上となる期間ｔｃにおいて導通する。スイッチＳｚはキャリヤＣが電流分配率ｄｒｅｃ以上かつ電流分配率の和ｄｒｅｃ＋ｄｚ以下となる期間ｔｚにおいて導通する。これによって所定期間ｔｓに対する期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚの割合を、それぞれ電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚと一致させることができる。なお、キャリヤＣが二等辺三角形波であることと、電流分配率ｄｒｅｃ及び電流分配率の和ｄｒｅｃ＋ｄｚのいずれもキャリヤＣの最小値または最大値を取らないことから、期間ｔｚは所定期間ｔｓにおいて二等分され、二つの期間ｔｚ／２として現れている。
【００８３】
なお図１に示す単相／三相直接変換装置に、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが実際に設けられているわけではない。図２に示す等価回路上のスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚは非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチングによって等価的に制御される。スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚを等価的に制御する方法を説明するために、まずインバータの一般的な制御について説明する。
【００８４】
一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ、一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ及び一対のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ相互に排他的に制御される。よって、各スイッチング素子のスイッチパターンとしては次の８つのパターンが存在する。ここで上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通であるスイッチ状態を「１」で表現し、上側スイッチング素子が非導通であって下側スイッチング素子が導通するスイッチ状態を「０」で表現する。各相についてのスイッチ状態をこの順で並べると、スイッチパターンとしては、（０，０，０）（０，０，１）（０，１，０）（０，１，１）（１，０，０）（１，０，１）（１，１，０）（１，１，１）の８つのパターンが存在する。
【００８５】
上述した各スイッチパターンをインバータが実現することにより、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにはスイッチングパターンに応じた電圧ベクトルが出力される。各スイッチパターンにより出力される電圧ベクトルを、スイッチパターンの上記３つの数字を１０進数で表した数字を採用して、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表現する。例えばスイッチパターン（１，０，０）により電圧ベクトルＶ４が出力される。
【００８６】
図５には電圧ベクトル図が示されている。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７では出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。かかる電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルと称している。なお、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうちの隣り合う２つと、各電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とにより構成される正三角形の領域をそれぞれＳ１〜Ｓ６と呼ぶ。
【００８７】
例えば二相変調方式に則れば、電圧指令ベクトルＶ*が位置する領域Ｓ１〜Ｓ６に応じて、当該領域Ｓ１〜Ｓ６を構成する２つの電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と電圧ベクトルＶ０（或いは電圧ベクトルＶ７）とが出力される。かかる電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと電圧ベクトルＶ０（或いは電圧ベクトルＶ７）とは、これらの合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*に一致するように出力される。以下、零電圧ベクトルとして電圧ベクトルＶ０を出力する場合の一例について説明する。
【００８８】
例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｓ１に位置する場合、所定期間ｔｓにおいて例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６（ｔｓ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６）において出力される。
【００８９】
所定期間ｔｓにおける合成電圧ベクトルは、ｔ０／ｔｓ・Ｖ０＋ｔ４／ｔｓ・Ｖ４＋ｔ６／ｔｓ・Ｖ６で表されるところ、この合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が出力される。換言すれば、合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように期間ｔ０，ｔ４，ｔ６が求められ、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６においてそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が出力される。
【００９０】
なお電圧ベクトルＶ０に代えて電圧ベクトルＶ７が出力されても良い。
【００９１】
以上のようにして、各領域Ｓ１〜Ｓ６にて各電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ，Ｖ０（Ｖ７）が出力されて、インバータ５は交流電圧を出力する。
【００９２】
さて、図２に示す等価回路上のスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚは非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチングによって等価的に以下のように制御される。
【００９３】
スイッチＳｚが導通する期間ｔｚは、インバータ５が零電圧ベクトルを出力している期間である。よって、期間ｔｚにおいてスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのいずれも導通させ、或いはスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのいずれも導通させることによってスイッチＳｚは等価的に制御される。
【００９４】
スイッチＳｃが導通する期間ｔｃは放電時にはスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２が導通し、且つインバータ５が所望の電圧ベクトルを出力する期間である。即ち、放電時にはスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を導通させ且つインバータ５に所望の電圧ベクトルを出力させることによって、放電時のスイッチＳｃは等価的に制御される。但し、期間ｔｃにおいてインバータ５に所望の電圧ベクトルを出力させていることから、期間ｔｃにおいても零電圧ベクトルは出力されうる。かかる零電圧ベクトルの期間においては実際にはコンデンサＣ４１，Ｃ４２には電流が流れない。しかしながら、ここでは期間ｔｃにおいて零電圧ベクトルが出力される期間も電流Ｉｃが流れるものと仮定して扱っている。かかる仮定に起因する誤差を低減するために、インバータ５が出力する交流電圧の振幅（電圧ベクトルＶの大きさ）を大きくするとよい。これにより、期間ｔｃにおいて零電圧ベクトルが出力される期間を短くできるからである。
【００９５】
またスイッチＳｃが導通する期間ｔｃは充電時にはインバータ５が所望の電圧ベクトルとはその方向が反対の逆電圧ベクトルを出力する期間である。例えば所望の電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０を出力した後に逆電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ１を出力する。
【００９６】
電圧ベクトルＶ４ではスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎが導通して正のｕ相電流と負のｖ相電流、ｗ相電流が流れる。ここでいう、ｕ相電流、ｖ相電流、ｗ相電流とは出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに流れる電流であり、インバータ５から誘導性負荷６へと流れる電流を正としている。次にスイッチング素子Ｓｕｎを導通して電圧ベクトルＶ０を出力すると、ダイオードＤｕｎが導通して正のｕ相電流と負のｖ相電流、ｗ相電流が維持される。次にスイッチング素子Ｓｗｐを導通して電圧ベクトルＶ１を出力すると、ダイオードＤｗｐが導通して正のｕ相電流と負のｖ相電流、ｗ相電流が維持される。このときダイオードＤｗｐを経由してコンデンサＣ４１，Ｃ４２へと回生電流が流れる。なお、充電時において期間ｔｒｅｃにおいて電圧ベクトルを出力する際には、単相交流電圧が大きく、誘導性負荷２に蓄えられる誘導エネルギーが大きい。よって、期間ｔｃにおいて回生電流が流れる。
【００９７】
以上のように、インバータ５に逆電圧ベクトルを出力させることによって、充電時のスイッチＳｃは等価的に制御される。同じく、期間ｔｃにおいてインバータ５が零電圧ベクトルを出力する期間についても電流Ｉｃが流れるものとしてスイッチＳｃを等価的に制御している。なお、充電時においてはスイッチング素子Ｓ４１，４２の導通／非導通は不問である。充電時の期間ｔｃにおいて回生電流が流れるために、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２の導通／非導通に拘わらずコンデンサＣ４１，Ｃ４２は放電しないからである。
【００９８】
スイッチＳｒｅｃが導通する期間ｔｒｅｃは、スイッチＳｚ，Ｓｃが制御されることで必然的に決定される。かかる期間ｔｒｅｃにおいて、インバータ５は所望の電圧ベクトルを出力する。これにより、スイッチＳｒｅｃが等価的に制御される。同じく、期間ｔｒｅｃにおいても零電圧ベクトルが出力されるところ、期間ｔｒｅｃにおいてインバータ５が零電圧ベクトルを出力する期間においても電流Ｉｒｅｃが流れるものとしてスイッチＳｒｅｃを等価的に制御している。
【００９９】
なお、インバータ５は所定期間ｔｓにおいて各電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖｉ，Ｖｊを出力するところ、各出力期間を期間ｔｒｅｃ，ｔｃに等しい割合で分配することが望ましい。換言すれば放電時において、期間ｔｒｅｃに対する各電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖｉ，Ｖｊの各出力期間の割合と、期間ｔｃに対する各電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖｉ，Ｖｊの各出力期間の割合とは等しいことが望ましい。同様に充電時において、期間ｔｒｅｃに対する各電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖｉ，Ｖｊの出力期間の割合と、期間ｔｃに対する各電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖｉ’，Ｖｊ’（Ｖｉ’，Ｖｊ’はそれぞれＶｉ，Ｖｊの逆電圧ベクトル）の出力期間の割合とは等しいことが望ましい。これにより、単相ダイオード整流器３に入力される入力電流の波形のゆがみを低減できる。
【０１００】
以下、充電時におけるインバータ５側のタイミングチャートについて図６の例示を参照して説明する。なお図６においては、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと排他的に制御されるスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの導通／非導通については図示を省略している。
【０１０１】
インバータ５が有する各スイッチング素子の導通期間も、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚの導通期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚを導くために用いたキャリヤと同じキャリヤＣを用いて求めることができる。
【０１０２】
期間ｔｒｅｃ，ｔｃの２つの各々において、相電圧指令値Ｖｕ*を期間ｔｒｅｃ，ｔｃの比で内分して得られる２つ指令値と、キャリヤＣとの大小をそれぞれ比較し、同じく相電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*を期間ｔｒｅｃ、ｔｃの比でそれぞれ内分して得られる４つの指令値とキャリヤＣの大小をそれぞれ比較する。但し、期間ｔｃにおいては逆電圧ベクトルを出力すべく、相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を１から減じた指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を用いている。以下では相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*がこの順で大きくなる場合を例示し、特にＶｗ*＝１となる場合を例に採って説明する。
【０１０３】
期間ｔｒｅｃにおいては、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ*）以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ*）以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ*）以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。
【０１０４】
これにより、期間ｔｒｅｃにおいては例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で出力される。なお期間ｔｃではキャリヤＣが最大値を採る三角形状を呈するところ、期間ｔｒｅｃではキャリヤＣが上下反転して最小値を採る逆三角形状を呈している。よって、期間ｔｒｅｃではかかる逆三角形状に合わせて相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ１から減じている。
【０１０５】
期間ｔｃにおいては逆電圧ベクトルを出力すべく、相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ１から減じた相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を用いる。なお、期間ｔｃにおいても相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ１から減じるところ、期間ｔｃではキャリヤＣは三角形状を呈している。よって、以下のように、期間ｔｃでは逆電圧ベクトルが出力される。
【０１０６】
期間ｔｃにおいてはキャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ**以上のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ**以上のときにスイッチング素子Ｔｕｖを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ**以上のときにスイッチング素子Ｔｕｗを導通させる。
【０１０７】
これにより、期間ｔｃにおいては例えば電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ１が出力される。図５を参照して、電圧ベクトルＶ１，Ｖ３はそれぞれ電圧ベクトルＶ６，Ｖ４に対する逆電圧ベクトルである。かかる期間ｔｃにおいては誘導性負荷６に蓄えられた誘導エネルギーが直流電源線ＬＨ，ＬＬへと回生するため、コンデンサＣ４１，Ｃ４２には負の電流Ｉｃが流れる。
【０１０８】
また上述した期間ｔｒｅｃ，ｔｃにおける各スイッチング素子の制御により、期間ｔｒｅｃ，ｔｃで挟まれた期間ｔｚにおいては、スイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となる。これにより、期間ｔｚにおいて零電圧ベクトルとして電圧ベクトルＶ０が出力される。
【０１０９】
放電時におけるインバータ５のタイミングチャートについては図示を省略するものの、図６を参照して説明できる。即ち、期間ｔｃにおいて指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の代わりに相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を用い、期間ｔｃにおいてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を導通させればよい。これにより、期間ｔｃにおいてインバータ５は所望の電圧ベクトルを出力し、期間ｔｃにおいてコンデンサＣ４１，Ｃ４２には正の電流Ｉｃが流れる。
【０１１０】
なおスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２の導通／非導通の切り替えは、インバータ５が零電圧ベクトルを出力する期間で行うことが望ましい。このときスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２には電流が流れていないのでスイッチング損失を発生しないからである。よってスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を、期間ｔｃと期間ｔｚにおいて導通させ、期間ｔｒｅｃ，ｔｚの境界にてスイッチングを切り替えて期間ｔｒｅｃにおいて非導通にするとよい。なぜなら上記の例では期間ｔｒｅｃの端において出力される電圧ベクトルが零電圧ベクトル（電圧ベクトルＶ０）だからであり、期間ｔｒｅｃ，ｔｚの境界で零電圧ベクトルが出力されるからである。
【０１１１】
また、充電時においては期間ｔｃにおいてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２は非導通であってもよいものの、充電時と放電時との区別により、期間ｔｃのスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２のスイッチ状態を切り替えることは制御を複雑にする。他方、充電時においてはスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２は導通しても充電動作を妨げない。よって、充電時と放電時との区別に拘わらず、期間ｔｃにおいてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を導通させることが好ましい。換言すれば図６の例示において、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を、キャリヤＣが電流分配率ｄｒｅｃ以上となる期間で導通させることが望ましい。
【０１１２】
上述した制御によって、インバータ５に入力される直流電圧Ｖｄｃは、単相ダイオード整流器３による直流電圧Ｖｒｅｃと、非線形キャパシタ回路４による電圧Ｖｃ１とを交互に採用する。電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃ１は次式で表される。
【０１１３】
【数１９】
2011050159.tif 000021
【０１１４】
【数２０】
2011050159.tif 000022
【０１１５】
但し、充電期間では電流が回生されるため電圧Ｖｃ１は負として考慮される。そして直流電圧Ｖｄｃの平均は電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃ１の和として考慮される。かかる電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃ１及びインバータ５へと入力される直流電圧Ｖｄｃの平均が例えば図７に示されている。
【０１１６】
比較のために、図１の単相／三相直接変換回路において非特許文献１の制御を実行する場合を考慮する。図１８は、単相ダイオード整流器を流れる電流についての比率（以下、電流分配率とも呼ぶ）ｄｒｅｃ１と、コンデンサに流れる電流の電流分配率ｄｃ１と、インバータが零電圧ベクトルを出力することによりインバータに流れる電流の電流分配率ｄｚ１とが示されている。
【０１１７】
図１９は、かかる電流分配率ｄｒｅｃ１，ｄｃ１，ｄｚ１を用いて制御を行った場合の、直流リンクの瞬時的に採り得る電圧と、これらの平均とを示している。図１９に示すように直流電圧の平均は一定ではなく脈動している。かかる脈動は好ましくなく、脈動による直流電圧の平均の低下を抑制することが望まれていた。
【０１１８】
図７に示すように、直流電圧Ｖｄｃの平均は変動するものの、図１９との比較より、直流電圧Ｖｄｃの平均の低下分を抑制することができることが分かる。具体的には、図１９では、放電時の直流電圧Ｖｄｃの平均の最小は、充電時の直流電圧Ｖｄｃの平均の０．５倍であり、図７では放電時の直流電圧Ｖｄｃの平均値の最小は放電時の直流電圧Ｖｄｃの平均の０．８４倍である。
【０１１９】
なお、このように直流電圧Ｖｄｃの平均の低下分を抑制できるポイントは、放電時のコンデンサＣ４１，Ｃ４２による直流電圧Ｖｄｃが電圧Ｖｃの半値となるところ、放電時の電流分配率ｄｃの最大値が充電時の電流分配率ｄｃの最大値よりも大きいからである。
【０１２０】
また本第１の実施の形態にかかる制御方法では、直流電圧Ｖｄｃの平均値の低下分は抑制することができるものの、依然として脈動は残っている。したがって、かかる脈動をインバータ５側で補正することが望ましい。具体的には補正係数を相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に乗じるとよい。かかる補正係数は例えば図７に示す直流電圧Ｖｄｃの平均の逆数で表される。
【０１２１】
また放電時の電流分配率ｄｃの最大を充電時の電流分配率ｄｃの最大よりも高めているので、放電時の電流分配率ｄｚを低めることができる（例えば図３と図１８との比較）。電流分配率ｄｚは零電圧ベクトルが出力される比率であるところ、かかる比率が低まるので、電圧利用率を高めることができる。即ちより効率的に誘導性負荷６を制御することができる。
【０１２２】
このような単相／三相直接変換装置の制御によるシミュレーション結果が例えば図８に示されている。シミュレーション条件として、単相交流電圧の振幅Ｖｍ＝√２×２００Ｖ、単相交流電圧の周波数５０Ｈｚ、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧の和Ｖｃ＝６００Ｖ、補正係数を乗じた後の出力電圧の振幅変調率（直流電圧Ｖｄｃの平均の最大を１としたときの出力電圧の比）０．８４、周波数１５０Ｈｚ、誘導性負荷６の抵抗値２．２５Ω、リアクタンス１．１６ｍＨ、力率＝０．９、キャリヤＣの周波数１０ｋＨｚを採用した。図８に示すように、放電時における直流電圧Ｖｄｃの最大は電圧Ｖｃの半値であって、充電時における直流電圧Ｖｄｃの最大は電圧Ｖｃである。また図８に示すように入力電流を正弦波にすることができ、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの出力線電流を三相交流で出力できる。また、図８には、たとえば出力端Ｐｕ，Ｐｖの間に出力される出力線間電圧が示されている。放電時の出力線間電圧の最大は充電時の出力線間の最大の半値であって、また充電時では逆電圧ベクトルが出力されている。かかる出力線間電圧の平均は交流電圧となっている。
【０１２３】
インバータ５の各スイッチング素子に生じるスイッチング損失は、各スイッチング素子に印加される電圧が大きいほど大きい。図８に示すように、放電時における直流電圧Ｖｄｃが放電時に比べて低いので、放電時においてインバータ５に生じるスイッチング損失を低下できる。
【０１２４】
＜制御部の構成＞
次に、単相／三相直接変換装置を制御する制御部１０の構成について図９を参照して説明する。制御部１０は電流分配率生成部１１と、変調率補正部２１と、極性反転部２２と、キャリヤ生成部２３と、出力電圧指令値生成部３１と、補正部３２，３３と、比較器１２，３４，３５と、論理和／論理積部３６とを備えている。
【０１２５】
電流分配率生成部１１には、単相交流電圧の振幅Ｖｍと、単相交流電圧の角速度ωと、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の各両端電圧の和Ｖｃとが入力される。振幅Ｖｍと角速度ωは単相交流電圧が図示せぬ検知部によって検出されて電流分配率生成部１１に入力される。和Ｖｃは設定値として例えば外部のＣＰＵによって入力される。電流分配率生成部１１は例えば式（２）、式（１５）〜式（１８）に基づいて電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを生成する。
【０１２６】
比較器１２は電流分配率ｄｒｅｃとキャリヤ生成部２３からのキャリヤＣとを比較してスイッチ信号ＳＳをスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２へと与える。比較器１２は例えば図６を参照してキャリヤＣが電流分配率ｄｒｅｃ以上となる期間で活性化したスイッチ信号ＳＳを出力する。これにより期間ｔｃ，ｔｚにおいてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２が導通する。
【０１２７】
変調率補正部２１は直流電圧Ｖｄｃの平均の脈動を補正する補正係数を生成して、これを出力電圧指令値生成部３１へと出力する。例えば電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃと振幅Ｖｍと和Ｖｃと角速度ωから直流電圧Ｖｄｃの平均値の逆数を算出し、これを補正係数として出力する。
【０１２８】
出力電圧指令値生成部３１には、例えば外部のＣＰＵから例えば出力電圧についての振幅及び角速度についての指令値が入力される。出力電圧指令値生成部３１は例えばかかる振幅及び角速度から相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を算出し、これに補正係数を乗じて相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成し、これを補正部３２，３３に出力する。
【０１２９】
極性反転部２２は充電時か放電時かを判定して補正部３２に出力する。例えば極性反転部２２は電流分配率生成部１１から角速度ωを受け取って、充電時か放電時かを補正部３２に通知する。
【０１３０】
補正部３２は充電時であれば相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ１から減じて相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を生成し、これに電流分配率ｄｃを乗じた上で、電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｚを加算した値を比較器３４へと出力する。補正部３２は放電時であれば相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に電流分配率ｄｃを乗じた上で、電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｚを加算した値を比較器３４へと出力する。
【０１３１】
補正部３３は相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を１から減じた上で、それぞれ電流分配率ｄｒｅｃを乗じた値を比較器３５へと出力する。
【０１３２】
比較器３４，３５は、それぞれ入力された値とキャリヤＣとの比較結果を論理和／論理積部３６に出力する。比較器３４，３５は例えば入力された値がキャリヤＣ以上となる期間で活性化した信号を出力する。
【０１３３】
論理和／論理積部３６は比較結果を適宜に論理和演算及び論理積演算して図６で説明したようにスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを導通させるべく、スイッチ信号ＳｕＳｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。以下、代表的にスイッチ信号ＳＳｕｐ，ＳＳｕｎについて説明する。比較器３４はキャリヤＣが値ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ**よりも低いときに活性化した信号ＳＳ１を出力し、比較器３５はキャリヤＣが値ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ*）よりも低いときに活性化した信号ＳＳ２を出力する。図６を参照して、スイッチング素子Ｓｕｐのスイッチング信号ＳＳｕｐは信号ＳＳ１を反転した上で信号ＳＳ２との論理和を算出することで得られる。スイッチング素子Ｓｕｎのスイッチング信号ＳＳｕｎは信号ＳＳ２を反転した上で信号ＳＳ１との論理積を算出することで得られる。
【０１３４】
＜キャリヤの変形例＞
図１０に示すように、キャリヤとして鋸歯状のキャリヤＣ１を用いても良い。なお図１０の例示では三相変調方式に則ってインバータ５が制御されている。キャリヤの相違、変調方式の相違があるものの、上述した制御と同じ制御を行えばよい。即ち、期間ｔｒｅｃにおいては、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ*）以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ*）以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ*）以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。また期間ｔｃにおいては逆電圧ベクトルを出力すべく、相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ１から減じた相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を用いる。なお、期間ｔｃにおいても相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ１から減じるところ、期間ｔｃではキャリヤＣは最大値を採る三角形状を呈している。よって期間ｔｃでは逆電圧ベクトルが出力される。期間ｔｃにおいてコンデンサＣ４１，Ｃ４２に負の電流Ｉｃが流れる。
【０１３５】
充電時におけるインバータ５のタイミングチャートについては図示を省略するものの、図１０を参照して説明できる。即ち、期間ｔｃにおいて指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の代わりに相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を用い、期間ｔｃにおいてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を導通させればよい。これにより、期間ｔｃにおいてインバータ５は所望の電圧ベクトルを出力し、期間ｔｃにおいてコンデンサＣ４１，Ｃ４２には正の電流Ｉｃが流れる。
【０１３６】
第２の実施の形態．
第２の実施の形態における電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは第１の実施の形態における電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚと相違する。
【０１３７】
式（１３）を式（１２）に代入すると、放電時における電流分配率ｄｃは次式で表される。
【０１３８】
【数２１】
2011050159.tif 000023
【０１３９】
第３の実施の形態では、充電時における電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃとしてそれぞれ式（１５）と式（１６）とを採用し、放電時における電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃとしてそれぞれ式（１５）と式（２１）とを採用する。なお電流分配率ｄｚについては式（２）より算出される。
【０１４０】
かかる電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚが図１１に示されている。電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚはいずれも、電圧位相角で１８０度周期を有している。電流分配率ｄｒｅｃは電圧位相角１８０度を半周期とする正の正弦波に沿う形状を有している。第１の実施の形態と相違して、充電時の電流分配率ｄｒｅｃが沿う正弦波と、放電時の電流分配率ｄｒｅｃが沿う正弦波とは同じである。電流分配率ｄｃは電圧位相角９０度を半周期とする正の正弦波に沿う形状を有している。但し、放電時の電流分配率ｄｃが沿う正弦波の振幅は、充電時の電流分配率ｄｃが沿う正弦波の振幅の２倍である。
【０１４１】
かかる電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを用いて第１の実施の形態と同様に非線形キャパシタ回路４及びインバータ５を制御することで、直流電圧Ｖｄｃの平均は図１２に示すように一定となる。以上のように、直流電圧Ｖｄｃの平均の脈動を最も低減できる。
【０１４２】
しかも直流電圧Ｖｄｃの平均を一定にできるため、インバータ５側において補正を行わなくても良い。例えば図９において変調率補正部２１を不要にできる。従って、制御をより簡易とすることができる。
【０１４３】
変調率補正部２１による補正を行わずに第１の実施の形態と同様に単相／三相直接変換装置を制御したシミュレーション結果が図１３に示されている。図１３で示した結果のシミュレーション条件は図８で示した結果のシミュレーション条件と同じである。ただし、補正は行ってないので出力電圧の振幅変調率０．８４である。
【０１４４】
第３の実施の形態．
第２の実施の形態では、放電時の電圧分配率ｄｃの最大値を充電時の電流圧分配率ｄｃの最大値の２倍に設定して直流電圧Ｖｄｃの平均の脈動（変動）を最も低減している。しかるに、直流電圧Ｖｄｃの平均の変動を図１９に示す直流電圧Ｖｄｃよりも低減するという観点に鑑みれば、放電時の電圧分配率ｄｃの最大値は充電時の電流圧分配率ｄｃの最大値の２倍を超えても良い。ここでは、図１９に示す直流電圧Ｖｄｃの平均の変動よりも低減するための、放電時の電流分配率ｄｃの最大値の上限について規定する。
【０１４５】
第２の実施の形態では放電時の電流分配率ｄｃの最大値を充電時の電流分配率ｄｃの最大値の３倍よりも低く設定する。より具体的には、放電時の電流分配率ｄｃは次式よりも低く設定される。
【０１４６】
【数２２】
2011050159.tif 000024
【０１４７】
以下では、まず放電時の電流分配率ｄｃとして式（２２）を採用した場合に、直流電圧Ｖｄｃの平均の変動幅（脈動の振幅とも言う）が図１９で示される変動幅と一致することを示す。図１４には放電時の電流分配率ｄｃとして式（２２）を採用したときの直流電圧Ｖｄｃの平均Ｖｄｃ１が示されている。
【０１４８】
さて、第１の実施の形態で説明したように直流電圧Ｖｄｃの平均Ｖｄｃ１は電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃ１の和で表される。充電時の電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃとして式（１５）と式（１６）とを採用し、放電時の電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃとして式（１５）と式（２２）とを採用し、また式（２０）において放電時の電圧Ｖｄｃはその半値であることに注意すると、充電時の平均Ｖｄｃ１及び放電時の平均Ｖｄｃ１はそれぞれ次式で表される。
【０１４９】
【数２３】
2011050159.tif 000025
【０１５０】
【数２４】
2011050159.tif 000026
【０１５１】
式（２３）から、充電時の平均Ｖｄｃ１は一定である。式（２４）から放電時の平均Ｖｄｃ１は、放電時の期間（例えばωｔが３／４π以上且つ５／４π以下）の両端（ωｔ＝３／４π、５／４π）が最小値を採って充電時の平均Ｖｄｃと一致し、その期間の中央（例えばωｔ＝π）が最大値を採る形状を有する（図１４参照）。そして、放電時における平均Ｖｄｃ１が最大値を採るとき、即ち例えばωｔ＝πのとき、放電時における平均Ｖｄｃ１と充電時における平均Ｖｄｃ１との差たる変動幅ΔＶは最大を採る。よって式（２３）と式（２４）とを減算してωｔ＝πを代入すると変動幅ΔＶの最大値ΔＶｍａｘが導かれる。
【０１５２】
【数２５】
2011050159.tif 000027
【０１５３】
図１９で示した直流電圧Ｖｄｃの平均Ｖｄｃ１の、放電時と充電時との差Ｖｄｃ１についても同様にして考慮する。図１８では、電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃとして充電時及び放電時の区別に関係なく、式（１５）と式（１６）とがそれぞれ採用される。充電時の平均Ｖｄｃ１は式（２３）で表され、放電時の平均Ｖｄｃ１は次式で表される。
【０１５４】
【数２６】
2011050159.tif 000028
【０１５５】
式（２６）及び図８から、放電時の平均Ｖｄｃ１は、放電時の期間（例えばωｔが３／４π以上且つ５／４π以下）の両端（ωｔ＝３／４π、５／４π）が最大値を採って充電時の平均Ｖｄｃと一致し、その中央（例えばωｔ＝π）が最小値を採る形状を有する（図１９参照）。そして、放電時における平均Ｖｄｃ１が最小値を採るとき、即ち例えばωｔ＝πのとき、放電時における平均Ｖｄｃ１と充電時における平均Ｖｄｃ１の変動幅ΔＶは最大を採る。よって式（２３）と式（２６）とを減算してωｔ＝πを代入すると変動幅ΔＶの最大値ΔＶｍａｘが導かれる。
【０１５６】
【数２７】
2011050159.tif 000029
【０１５７】
式（２５）と式（２７）との比較から理解できるように、放電時の電流分配率ｄｃとして式（２２）を用いた場合の最大値ΔＶｍａｘと、従来の電流分配率ｄｃを用いた場合の最大値ΔＶｍａｘとが一致する。
【０１５８】
また第２の実施の形態で説明したように放電時の電流分配率ｄｃの最大値が充電時の電流分配率ｄｃの最大値の２倍を超えるときに、平均Ｖｄｃ１の変動幅をより効率的に低減できる。そして、この２倍を超える範囲では、平均Ｖｄｃ１の変動幅は放電時の電流分配率ｄｃの最大値が増大するほど増大する。よって、放電時の電流分配率ｄｃの最大値を充電時の電流分配率ｄｃの最大値の３倍よりも低く設定することで、平均Ｖｄｃ１の変動幅ΔＶの最大値ΔＶｍａｘを従来の制御に比して抑制することができる。
【０１５９】
第４の実施の形態．
第４の実施の形態では、初期的にコンデンサＣ４１，Ｃ４２を充電する方法について説明する。
【０１６０】
第１の実施の形態で説明したように、単相交流電圧の絶対値がその振幅Ｖｍの１／√２倍よりも低いとき（充電時）には、期間ｔｃにおいてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２を導通させてコンデンサＣ４１，Ｃ４２を放電させる。しかるに、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧が振幅Ｖｍの１／√２倍よりも低ければ、放電時の期間ｔｃにおいて単相交流電圧がコンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧を超える期間が存在し、この期間においてはコンデンサＣ４１，Ｃ４２は放電できない。
【０１６１】
例えば図１の単相／三相直接変換回路では、非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチングを制御するに先立って、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の各々には単相交流電圧の振幅Ｖｍの半値が充電される。よって、非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチングの制御を開始したときに、最初に放電時が現れるとコンデンサＣ４１，Ｃ４２が放電できない期間が存在していた。
【０１６２】
そこで、本第４の実施の形態では、非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチング制御に先立って、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧の各々が振幅Ｖｍの１／√２倍以上となるように予めコンデンサＣ４１，Ｃ４２を充電する。
【０１６３】
例えば図１５に示すように、本単相／三相直接変換装置は、第１乃至第３の実施の形態の単相／三相直接変換装置に比べて初期充電用のスイッチＳ７を更に備えている。スイッチＳ７の一端はダイオードＤ３１，Ｄ３２の間又はダイオードＤ３３，Ｄ３４の間と接続される。他端はコンデンサＣ４１，Ｃ４２の間と接続される。図１５の例示ではスイッチＳ７はその一端がダイオードＤ３３，Ｄ３４の間と、その他端がダイオードＤ４１とコンデンサＣ４２との間と接続されて設けられている。
【０１６４】
かかる三相／単相直接変換装置において、非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチングに先立ってスイッチＳ７を導通させる。スイッチＳ７の導通によってダイオードＤ３１，Ｄ３４とコンデンサＣ４１，Ｃ４２は倍電圧整流回路を構成する。よってスイッチＳ７の導通により、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧の各々が振幅ＶｍとなるようにコンデンサＣ４１，Ｃ４２は充電される。
【０１６５】
したがって、非線形キャパシタ回路４及びインバータ５のスイッチングの制御を開始したときに、最初に放電時が来たとしてもコンデンサＣ４１，Ｃ４２を確実に放電させることができる。
【０１６６】
第５の実施の形態．
第１乃至第４の実施の形態では、非線形キャパシタ回路４が２つのコンデンサＣ４１，Ｃ４２を有する態様について説明した。図１６に例示されるように、第５の実施の形態にかかる非線形キャパシタ回路４は３つのコンデンサＣ４１〜Ｃ４３を有している。なお３つに限らず４つ以上のコンデンサを有していても良い。非線形キャパシタ回路４においては、直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへとコンデンサＣ４１〜Ｃ４３を流れる電流は互いに直列接続されたコンデンサＣ４１〜Ｃ４３を流れ、直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと流れる電流は互いに並列接続されたコンデンサＣ４１〜Ｃ４３を流れる。
【０１６７】
図１６の例示では、非線形キャパシタ回路４は、ダイオードＤ４１〜Ｄ４６と、スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４を備えている。２個のダイオードＤ４１，Ｄ４４は３個のコンデンサＣ４１〜Ｃ４３の相互間に設けられている。ダイオードＤ４１，Ｄ４４のいずれもが、そのアノードを直流電源線ＬＨに、そのカソードを直流電源線ＬＬにそれぞれ向けてコンデンサＣ４１〜Ｃ４３と共に互いに直列接続されている。
【０１６８】
スイッチング素子Ｓ４４とダイオードＤ４６とは、ダイオードＤ４１のアノードと当該アノードと隣り合って設けられるコンデンサＣ４１との間と、直流電源線ＬＬとの間で、互いに直列接続されている。スイッチング素子Ｓ４２とダイオードＤ４３とは、ダイオードＤ４４のアノードと当該アノードと隣り合って設けられるコンデンサＣ４２との間と、直流電源線ＬＬとの間に設けられている。
【０１６９】
スイッチング素子Ｓ４３とダイオードＤ４５とは、ダイオードＤ４４のカソードと当該カソードと隣り合って設けられるコンデンサＣ４３との間と、直流電源線ＬＨとの間で、互いに直列接続されている。スイッチング素子Ｓ４１とダイオードＤ４２とは、ダイオードＤ４１のカソードと当該カソードと隣り合って設けられるコンデンサＣ４２との間と、直流電源線ＬＨとの間に設けられている。
【０１７０】
ダイオードＤ４２，Ｄ４３，Ｄ４５，Ｄ４６のいずれもがそのアノードを直流電源線ＬＬ側にカソードを直流電源線ＬＨ側にそれぞれ向けて配置される。
【０１７１】
かかる非線形キャパシタ回路４によれば、直流電源線ＬＨからコンデンサＣ４１〜Ｃ４３及びダイオードＤ４１，Ｄ４４を経由して直流電源線ＬＬ側へと電流が流れることにより、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３は互いに直列状態で電流が流れる。またスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４の導通により、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３は互いに並列状態で電流が流れる。
【０１７２】
したがって、かかる非線形キャパシタ回路４によれば、放電時のコンデンサＣ４１〜Ｃ４３による直流電圧Ｖｄｃは、充電時のコンデンサＣ４１〜Ｃ４３による直流電圧Ｖｄｃの３分の１である。
【０１７３】
本第５の実施の形態においても第１の実施の形態と同様に、放電時における電流分配率ｄｃの最大値を充電時の電流分配率ｄｃの最大値より高くすることで、直流電圧Ｖｄｃの低下分を抑制することができる。
【０１７４】
また第２の実施の形態と同様に、放電時の電流分配率ｄｃの最大値を充電時の電流分配率ｄｃの最大値の３（＝コンデンサの数）倍とすることで、脈動による直流電圧Ｖｄｃの変動の振幅を更に抑制することができる。より具体的には、放電時の電流分配率ｄｃとして式（２２）を採用することが望ましい。
【０１７５】
また第３の実施の形態と同様に、放電時の電流分配率ｄｃの最大値を充電時の電流分配率ｄｃの最大値の５（＝２×コンデンサの数−１）倍よりも低く設定することで、直流電圧Ｖｄｃの平均の脈動を低減することができる。
【０１７６】
第６の実施の形態．
第１乃至第５の実施の形態では、複数のスイッチング素子を有した非線形キャパシタ回路４を例示した。第６の実施の形態では、図１７に例示されるように、非線形キャパシタ回路４は一つのスイッチング素子Ｓ４７を備えている。図１７の例示では非線形キャパシタ回路４は２つのコンデンサＣ４１，Ｃ４２とダイオードＤ４１〜Ｄ４３を有している。
【０１７７】
ダイオードＤ４１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側にそのカソードを直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。コンデンサＣ４１，Ｃ４２はダイオードＤ４１に対してそれぞれ直流電源線ＬＨ，ＬＬ側に設けられ、ダイオードＤ４１とともに相互に直列に接続される。
【０１７８】
ダイオードＤ４２は、ダイオードＤ４１のカソードとコンデンサＣ４２との間の点と、直流電源線ＬＨとの間に設けられる。ダイオードＤ４３は、ダイオードＤ４１のアノードとコンデンサＣ４１との間の点と、直流電源線ＬＬとの間に設けられる。ダイオードＤ４２，Ｄ４３はそのアノードを直流電源線ＬＬ側に、そのカソードを直流電源線ＬＨ側にそれぞれ向けて配置される。
【０１７９】
スイッチング素子Ｓ４７はダイオードＤ４２のカソードと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。より具体的には、スイッチング素子Ｓ４７はその一端がダイオードＤ４２のカソード及びコンデンサＣ４１と共通して接続され、その他端が直流電源線ＬＨに接続されている。
【０１８０】
ダイオードＤ４７は、そのアノードを直流電源線ＬＨ側にそのカソードを直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて、スイッチング素子Ｓ４７と並列接続される。
【０１８１】
かかる非線形キャパシタ回路４によれば、直流電源線ＬＨからコンデンサＣ４１，Ｃ４２及びダイオードＤ４１，Ｄ４７を経由して直流電源線ＬＬ側へと電流が流れることにより、コンデンサＣ４１，Ｃ４２には互いに直列状態で電流が流れる。またスイッチング素子Ｓ４７の導通により、コンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに並列状態で電流が流れる。しかも、第１乃至第５の実施の形態に比べて一つのスイッチング素子Ｓ４７のみで非線形キャパシタ回路４の選択機能を実現できるため、製造コストを低減することができる。
【０１８２】
なお、スイッチング素子Ｓ４７はダイオードＤ４３のアノードと直流電源線ＬＬとの間に設けられていてもよい。より具体的には、スイッチング素子Ｓ４７の一端がダイオードＤ４３のアノードとコンデンサＣ４２とに共通して接続され、その他端が直流電源線ＬＬに接続されてもよい。このとき、ダイオードＤ４２のカソードは直流電源線ＬＨに接続される。
【０１８３】
また非線形キャパシタ回路４が有するコンデンサの個数に限らずスイッチング素子は一つでよい。例えば図１６においてスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４の代わりに、一つのスイッチング素子の一端がダイオードＤ４２，Ｄ４５のカソードとコンデンサＣ４１とに接続され、その他端が直流電源線ＬＨに接続されていれば良い。また一つのスイッチング素子の一端がダイオードＤ４３，Ｄ４６のカソードとコンデンサＣ４３とに共通して接続され、その他端が直流電源線ＬＬに接続されていても良い。
【０１８４】
また第４の実施の形態と同様にスイッチＳ７を、ダイオードＤ３１，Ｄ３２の間又はダイオードＤ３３，Ｄ３４の間と、コンデンサＣ４１，Ｃ４２との間に設ければ、初期的にコンデンサＣ４１，Ｃ４２の両端電圧が振幅Ｖｍとなるように充電できる。
【符号の説明】
【０１８５】
３  単相ダイオード整流器
４  非線形キャパシタ回路
５  インバータ
Ｃ４１〜Ｃ４３  コンデンサ
Ｄ４１〜Ｄ４７  ダイオード
ＬＨ，ＬＬ  直流電源線
Ｓ４１〜Ｓ４４，Ｓ４７  スイッチング素子
ｔｓ，ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚ  期間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図８】
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【図１３】
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