(57)【要約】【課題】送信パルス幅が変動した場合においても適切なフィルタ処理を行うことができる信号処理装置を提供する。【解決手段】ＣＰＵ２３のフィルタ係数演算部２３２は、送信パルス幅検出器２２が検出した送信パルス幅、および局発周波数制御部２３１が検出したＩＦ信号の中心周波数に基づいてデジタルフィルタ１９のフィルタ係数を演算し、設定する。信号抽出部１７は、ＣＰＵ２３のフィルタ係数の演算、設定が終了すると、メモリ１８に記憶しておいたＩＦ信号（デジタル信号）をデジタルフィルタ１９に出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス状の送信信号を送信し、物標からのエコー信号を受信する信号処理装置であって、
前記エコー信号をフィルタ処理するデジタルフィルタと、
前記送信信号の送信パルス幅を検出するパルス幅検出手段と、
前記送信パルス幅に基づいて前記デジタルフィルタのフィルタ係数を演算するフィルタ係数演算部と、
を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
請求項１に記載の信号処理装置において、
前記エコー信号の中心周波数を検出する周波数検出手段を備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記送信パルス幅および前記中心周波数に基づいて前記デジタルフィルタのフィルタ係数を演算することを特徴とする信号処理装置。
【請求項３】
請求項２に記載の信号処理装置において、
前記送信信号およびエコー信号を局発信号と混合し、ＩＦ信号に変換する変換部を備え、
前記周波数検出手段は、前記ＩＦ信号の中心周波数を検出し、
前記変換部は、前記ＩＦ信号の中心周波数に応じて前記局発信号の周波数を制御することを特徴とする信号処理装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の信号処理装置において、
前記エコー信号を一時記憶する一時記憶手段を備え、
前記一時記憶手段は、前記フィルタ係数演算部のフィルタ係数の演算に要する時間分、前記エコー信号を一時記憶することを特徴とする信号処理装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の信号処理装置において、
前記パルス幅検出手段は、前記送信信号の包絡線を検出し、
前記包絡線の最大値に対して所定低下レベルを示すタイミングの時間幅を算出することにより前記送信パルス幅を検出することを特徴とする信号処理装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の信号処理装置において、
前記パルス幅検出手段は、前記送信信号の振幅を算出し、
前記振幅の最大値に対して所定低下レベルを示すタイミングの時間幅を算出することにより前記送信パルス幅を検出することを特徴とする信号処理装置。
【請求項７】
前記パルス幅検出手段は、前記送信信号をＩＱ分離することにより前記振幅を算出することを特徴とする請求項６に記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記デジタルフィルタは、ＦＩＲフィルタからなる請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の信号処理装置。
【請求項９】
前記フィルタ係数演算部は、前記送信パルス幅に基づいて前記デジタルフィルタのフィルタ長を変化させることを特徴とする請求項１乃至請求項８に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の信号処理装置において、
前記デジタルフィルタの出力信号に基づいて物標の画像を表示する表示手段を備えたエコー信号処理装置。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載のエコー信号処理装置と、
方位毎に電磁波を発射し、エコー信号を受信しながら回転するアンテナと、を備えたレーダ装置。
【請求項１２】
所定パルス幅の送信信号を送信し、エコー信号を受信する信号処理方法であって、
前記送信信号の送信パルス幅を検出するパルス幅検出手順と、
前記パルス幅検出手順において検出した送信パルス幅に基づいてデジタルフィルタのフィルタ係数を演算するフィルタ係数演算手順と、
前記フィルタ係数演算手順において演算したフィルタ係数が設定されたデジタルフィルタで、前記エコー信号をフィルタ処理するフィルタ処理手順と、
を備えたことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１３】
所定パルス幅の送信信号を送信し、エコー信号を受信する信号処理装置に実行させる信号処理プログラムであって、
前記送信信号の送信パルス幅を検出するパルス幅検出手順と、
前記パルス幅検出手順において検出した送信パルス幅に基づいてデジタルフィルタのフィルタ係数を演算するフィルタ係数演算手順と、
前記フィルタ係数演算手順において演算したフィルタ係数が設定されたデジタルフィルタで、前記エコー信号をフィルタ処理するフィルタ処理手順と、
を実行させる信号処理プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、所定方位毎に送信信号を送信し、受信したエコー信号に種々の処理を行う信号処理装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、レーダ装置等においては、ノイズ成分を除去するために種々の処理が行われている。
【０００３】
例えば、特許文献１においては、ダウンコンバート後のＩＦ信号をバンドパスフィルタに通過させた後、周波数特性を検出して、ＩＦ信号の周波数が目標値になるように局部発振信号の周波数を制御する旨が記載されている。
【０００４】
また、特許文献２においては、受信信号から不要信号の中心周波数と帯域幅を検出し、フィルタを制御するものが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−３３３４８１号公報
【特許文献２】特開平５−２０３７３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、送信パルス幅は、発振器側の個体差や経年変化等により、変動する場合がある。送信パルス幅が変動すると、エコーの周波数特性が変化する。上述の従来の装置では、受信信号を分析することで局部発振信号の周波数を制御したり、フィルタを制御したりしているが、送信パルス幅が変動した場合の影響を考慮していないため、ノイズだけでなく物標からのエコーまで除去している可能性がある。
【０００７】
そこで、この発明は、送信パルス幅が変動した場合においても適切なフィルタ処理を行うことができる信号処理装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の信号処理装置は、パルス状の電磁波を送信し、物標からのエコー信号を受信する信号処理装置であって、前記エコー信号をフィルタ処理するデジタルフィルタと、前記電磁波の送信パルス幅を検出するパルス幅検出手段と、前記送信パルス幅に基づいて前記デジタルフィルタのフィルタ係数を演算するフィルタ係数演算部と、を備えたことを特徴とする。
【０００９】
すなわち、電磁波の送信毎にそのパルス幅を検出し、送信パルス幅に応じたフィルタ係数を設定したデジタルフィルタでエコー信号をフィルタ処理する。そのため、発振器の個体差や経年変化によってパルス幅が変動した場合、あるいは送信毎に微細なパルス幅の変化が生じた場合であっても、理想的な帯域幅を有するバンドパスフィルタを実現することができ、固定帯域幅のフィルタを用いていた従来の装置や、受信信号からフィルタを制御していた従来の装置よりもＳ／Ｎ比が向上する。
【００１０】
また、本発明の信号処理装置は、エコー信号の中心周波数を検出する周波数検出手段を備え、フィルタ係数演算部は、前記送信パルス幅および前記中心周波数に基づいて前記デジタルフィルタのフィルタ係数を演算する態様としてもよい。
【００１１】
デジタルフィルタのバンドパスフィルタの中心周波数をエコー信号の中心周波数に応じて設定することで、より理想的な特性を有するデジタルフィルタを設定することができる。
【００１２】
なお、本発明の信号処理装置は、フィルタ係数の演算に要する時間分だけ、受信信号を一時記憶しておくことが望ましい。フィルタ係数の演算およびデジタルフィルタへの設定が終了してから、受信信号をフィルタ処理することで、時間軸上の全ての信号を、送信パルス幅に応じたフィルタ特性によってフィルタ処理することができる。
【００１３】
送信パルス幅の検出手法は、例えば、送信信号の包絡線を検出し、最大値に対して所定レベルに低下するタイミング（−３ｄＢとなるタイミング）の時間幅とする。また、送信信号をＩＱ分離することにより送信パルス幅を求めることも可能である。この場合、パルス幅検出手段は、ＦＰＧＡを用いたＦＩＲフィルタを構成し、Ｉ成分と９０度位相のずれたＱ成分を求める。そして、各サンプリング時刻ｎにおける瞬時振幅値を算出し、振幅の最大値に対して−３ｄＢとなるタイミングの時間幅を抽出する。
【００１４】
なお、フィルタ係数は、各タップの増幅係数のみならず、フィルタ長そのものを変更する態様も含む。例えば、複数のＦＰＧＡを用意しておき、送信パルス幅に応じてＦＰＧＡのハードウェアプログラムを変更すればフィルタ長を可変とすることができる。
【発明の効果】
【００１５】
この発明の信号処理装置によれば、送信パルス幅が変動した場合においても、適切なフィルタ処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本実施形態のレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】デジタルフィルタの構成を示すブロック図である。
【図３】図３（Ａ）は送信トリガ、同図（Ｂ）はＩＦ信号、同図（Ｃ）は送信信号のエンベロープ、同図（Ｄ）は送信信号のデジタル信号を示した図である。
【図４】デジタルフィルタの周波数特性を示す図である。
【図５】レーダ画像を比較する図である。
【図６】デジタルフィルタの周波数特性を示す図である。
【図７】レーダ画像を比較する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明の信号処理装置を内蔵したレーダ装置の構成を示すブロック図である。レーダ装置は、例えば船舶に設置され、自船の周囲に電磁波を送受信し、他船等の物標を探知する装置である。
【００１８】
同図において、レーダ装置は、アンテナ１１、マグネトロン１２、切替部１３、ミキサ１４、バンドパスフィルタ１５、Ａ／Ｄ変換器１６、信号抽出部１７、メモリ１８、デジタルフィルタ１９、表示処理部２０、検波器２１、送信パルス幅検出器２２、ＣＰＵ２３、および局部発振器２４を備えている。
【００１９】
切替部１３には、アンテナ１１、マグネトロン１２、およびミキサ１４が接続されている。マグネトロン１２が発生した電磁波（例えば９４１０ＭＨｚ）は、切替部１３を介してアンテナ１１に入力される。
【００２０】
アンテナ１１は、送信トリガ（図３（Ａ）を参照）に同期して自船の周囲にパルス状の電磁波を発射し、物標からのエコー信号を受信する。アンテナ１１で受信した受信信号は、切替部１３を経てミキサ１４に入力される。ミキサ１４は、本発明の変換部に相当し、局部発振器２４から入力される局発信号（例えば９４７０ＭＨｚ）と切替部１３から入力される信号を混合し、ＩＦ信号（例えば６０ＭＨｚ程度の中間周波数帯域の信号）を出力する。局部発振器２４は、印加電圧を調整することで発振周波数を制御することができる発振器であり、ＣＰＵ２３により発振周波数が制御される。
【００２１】
ミキサ１４から出力されたＩＦ信号は、アンプ（不図示）で増幅された後、バンドパスフィルタ１５および検波器２１に入力される。バンドパスフィルタ１５は、本発明において必須ではないが、後述のデジタルフィルタの前処理として、送信パルス幅に対して十分に広い帯域幅を有したアナログフィルタ（例えば−３ｄＢ帯域幅で１７ＭＨｚ程度のもの）を設けている。
【００２２】
バンドパスフィルタ１５から出力されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１６でデジタル信号に変換され、信号抽出部１７に入力される。信号抽出部１７は、入力されたＩＦ信号をメモリ１８に順次記憶し、所定のタイミングでメモリ１８から読み出してデジタルフィルタ１９に出力する。メモリ１８には、後述のフィルタ係数の演算に必要とする時間分だけＩＦ信号が記憶される。
【００２３】
デジタルフィルタ１９は、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタからなり、ＦＰＧＡ等のハードウェアにより実現される。本実施形態においては、説明のための一例として図２に示すような６３段のタップ（フィルタ長）を有するＦＩＲフィルタを示す。図２のＦＩＲフィルタは、（ｎ０）乃至（ｎ６２）の係数を有する乗算器１９２と、各乗算器に対応する遅延器１９１とを備えている。なお、実際にはさらに多段のタップを有するＦＩＲフィルタを用いる（無論、適用周波数によってはこの例より少ないタップ数であってもよい）。各乗算器１９２の各係数は、ＣＰＵ２３により設定される。本実施形態に示すデジタルフィルタ１９は、バンドパスフィルタの特性を実現しており、入力されたＩＦ信号の所定帯域を通過させる。詳細は後述する。
【００２４】
デジタルフィルタ１９で帯域制限がされたＩＦ信号は、表示処理部２０に入力され、表示処理に必要な各種処理がなされる。例えば、各サンプリング時間におけるＩＦ信号のレベル、および送信から受信までの時間差に応じてエコー画像を表示する処理を行う。
【００２５】
ここで、本実施形態のレーダ装置は、アンテナ１１が送信する電磁波のパルス幅（送信パルス幅）を検出し、デジタルフィルタ１９のフィルタ係数を動的に制御してバンドパスフィルタの帯域を可変とすることで、送信パルス幅が変動した場合であっても、適切なフィルタ処理を実現することができるものである。以下、送信パルス幅の検出とフィルタ係数の制御について説明する。
【００２６】
まず、送信パルス幅の検出処理について説明する。ミキサ１４には、アンテナ１１から送信される送信信号が入力される（ただし、切替部１３や不図示のリミッタ等によって信号レベルは抑えられている）。ミキサ１４から出力されたＩＦ信号は、検波器２１に入力される。検波器２１は、ＩＦ信号から図３（Ｂ）に示す送信信号を検波して、同図（Ｃ）に示すエンベロープ（包絡線）を検出し、送信パルス幅検出器２２に出力する。
【００２７】
送信パルス幅検出器２２は、検波器２１から入力されたエンベロープから、送信パルス幅τを検出する。送信パルス幅τは、例えば、振幅の最大値に対して−３ｄＢとなるタイミングの時間幅とする。送信パルス幅検出器２２は、検出した送信パルス幅τをＣＰＵ２３に出力する。また、送信パルス幅検出器２２は、信号抽出部１７からＩＦ送信信号のデジタル信号を入力し、順次記憶しておく。そして、送信パルス幅検出器２２は、図（Ｄ）に示すように、検出した送信パルス幅内におけるデジタル信号をＣＰＵ２３に出力する。
【００２８】
なお、送信パルス幅検出器２２は、ＩＦ信号から振幅値を直接検出し、送信パルス幅τを求めることも可能である。振幅値は、例えばＩＦ信号をＩＱ分離することにより求められる。この場合、送信パルス幅検出器２２は、信号抽出部１７からデジタル信号を入力して、ＦＰＧＡを用いたＦＩＲフィルタ（ヒルベルト変換器）を構成し、Ｉ成分と９０度位相のずれたＱ成分を求める。そして、各サンプリング時刻ｎにおける瞬時振幅値
【００２９】
【数１】
2011191142.tif 000003
を算出し、振幅の最大値に対して−３ｄＢとなるタイミングの時間幅を抽出する。
【００３０】
次に、フィルタ係数の演算処理について説明する。図１に示すように、ＣＰＵ２３は、機能的に局発周波数制御部２３１とフィルタ係数演算部２３２を実現する。局発周波数制御部２３１は、送信パルス幅検出器２２から入力されたＩＦ信号に基づいて中心周波数ｆｃを推定する。
【００３１】
中心周波数ｆｃの推定手法は、例えばＩＦ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）あるいはＦＦＴ（高速フーリエ変換）することにより行う。局発周波数制御部２３１は、ＩＦ信号をＤＦＴあるいはＦＦＴして周波数領域の信号に変換し、各周波数の値のうち、最大値を示す周波数を求め、この最大値となる周波数を中心周波数ｆｃとして推定する。なお、中心周波数の推定手法は、この例に限らず、ゼロクロス点の計数等、他の種々の手法を用いることが可能である。
【００３２】
そして、局発周波数制御部２３１は、推定した中心周波数ｆｃと目標周波数（例えば６０ＭＨｚ）とに基づいて、ＩＦ信号の周波数が目標周波数となるように、局部発振器２４の局発周波数を変更する。なお、中心周波数ｆｃの検出と局発周波数の制御は、本発明において必須ではない。
【００３３】
フィルタ係数演算部２３２は、局発周波数制御部２３１が推定した中心周波数ｆｃと、送信パルス幅検出器２２から入力された送信パルス幅τに基づいてデジタルフィルタ１９のフィルタ係数を演算する。
【００３４】
デジタルフィルタ１９は、インパルス応答が送信信号の特性に合致する（マッチドフィルタとなる）ようにフィルタ係数が設定される。本実施形態では、送信信号の時間軸波形がｓｉｎｃ関数であるとしてハミング窓関数法によりローパスフィルタのフィルタ係数を演算し、ローパスフィルタを中心周波数ｆｃにシフトすることでバンドパスフィルタのフィルタ係数を求める例を示す。
【００３５】
まず、ｓｉｎｃ関数を用いたフィルタ係数は、フィルタ長をＮとすると、以下の数式１のように定義される。
【００３６】
【数２】
2011191142.tif 000004
ここで、Ｈ（ｗ）は、フィルタの周波数応答であり、ローパスフィルタを実現する場合、サンプリング周波数ｆｓ、および−３ｄＢ通過帯域幅Ｂ（ＭＨｚ）を用いて以下の数式２のように定義される。
【００３７】
【数３】
2011191142.tif 000005
−３ｄＢ通過帯域幅Ｂは、上述の送信パルス幅τにより決定され、例えばＢ＝１．２／τとする。この数式２を数式１に代入すれば、ローパスフィルタのフィルタ係数を求めることができる。ここで、ハミング窓は、
【００３８】
【数４】
2011191142.tif 000006
で表されるため、ハミング窓関数法による所望のフィルタ係数は、
【００３９】
【数５】
2011191142.tif 000007
で表される。本実施形態では、このローパスフィルタのフィルタ係数を、目標とする中心周波数ｆｃにシフトさせ、バンドパスフィルタを実現する。例えば、中心周波数ｆｃがサンプリング周波数ｆｓの１／４である場合、バンドパスフィルタのフィルタ係数は、
【００４０】
【数６】
2011191142.tif 000008
となる。なお、この例では、中心周波数ｆｃがサンプリング周波数ｆｓの１／４（固定）であるとしているが、中心周波数ｆｃを都度検出する場合は、ｃｏｓ（ｎ・２π・ｆｃ／ｆｓ）を乗算してバンドパスフィルタにシフトすればよい。
【００４１】
フィルタ係数演算部２３２は、以上のようにして求めたフィルタ係数をデジタルフィルタ１９に設定する。よって、デジタルフィルタ１９のフィルタ係数は、送信パルス幅検出器２２で検出された送信パルス幅τと局発周波数制御部２３１で推定された中心周波数ｆｃによって動的に制御され、バンドパスフィルタの特性が変化する。
【００４２】
信号抽出部１７は、ＣＰＵ２３からフィルタ係数の演算が通知されると、メモリ１８に記憶しておいたデジタル信号を読み出し、デジタルフィルタ１９に出力する。したがって、時間軸上の受信信号は全て、送信パルス幅に応じたフィルタ特性によってフィルタ処理されることになる。
【００４３】
図４乃至図７を参照して、デジタルフィルタ１９の特性の変化によるＳ／Ｎ比の改善効果について説明する。
【００４４】
図４（Ａ）は、送信パルス幅が０．０８μｓｅｃ、中心周波数１９．４２５ＭＨｚ（ｆｃ＝５８．２７５ＭＨｚをｆｓ＝７７．７ＭＨｚでアンダーサンプリングした例）の場合において、上述のフィルタ係数を設定したデジタルフィルタ１９の周波数特性を示す図である。同図に示すように、デジタルフィルタ１９の−３ｄＢの通過帯域幅は、１５ＭＨｚ程度となっている。一方、図４（Ｂ）は、送信パルス幅が０．３μｓｅｃ、中心周波数１９．４２５ＭＨｚ（ｆｃ＝５８．２７５ＭＨｚをｆｓ＝７７．７ＭＨｚでアンダーサンプリングした例）の場合において、上述のフィルタ係数を設定したデジタルフィルタ１９の周波数特性を示す図である。この場合、デジタルフィルタ１９の−３ｄＢの通過帯域幅は、４ＭＨｚ程度となっている。
【００４５】
ここで、図５を参照して、送信パルス幅が０．３μｓｅｃの電磁波を送信した場合において、通過帯域幅１７ＭＨｚでフィルタ処理を行った場合（つまり、デジタルフィルタのフィルタ処理がなく、アナログのバンドパスフィルタ１５：通過帯域幅１７ＭＨｚの処理のみである場合）と、図４（Ｂ）に示した通過帯域幅４ＭＨｚでフィルタ処理を行った場合とのＳ／Ｎ比を比較する。
【００４６】
同図（Ａ）は、送信パルス幅が０．３μｓｅｃの電磁波を送信した場合において、通過帯域幅１７ＭＨｚでフィルタ処理を行った場合（デジタルフィルタ１９のフィルタ処理がない場合）のレーダ画像を示す図である。この場合、受信信号のピークレベルは、−２７．３ｄＢ、ノイズレベルが−４９．９ｄＢとなっており、ピーク／ノイズは、２２．６ｄＢとなる（図中白丸の箇所の実測値）。
【００４７】
一方で、同図（Ｂ）は、送信パルス幅が０．３μｓｅｃの電磁波を送信した場合において、通過帯域幅４ＭＨｚのデジタルフィルタ１９でフィルタ処理を行った場合のレーダ画像を示す図である。この場合、受信信号のピークレベルは、−２８．０ｄＢ、ノイズレベルが−５７．６ｄＢとなっており、ピーク／ノイズは、２９．６ｄＢとなる（図中白丸の箇所の実測値）。
【００４８】
このように、送信パルス幅τが長くなると、エコーに相当する信号成分の帯域は狭くなるため、フィルタを広帯域に固定していると、バンドパスフィルタの通過帯域内においてノイズ成分が多く含まれるようになる。したがって、Ｓ／Ｎ比が低下してしまう。図５の例のように、通過帯域幅が１７ＭＨｚと４ＭＨｚとでは、ピーク／ノイズの差が７ｄＢ生じており、レーダ画像からもその差が明らかとなる。
【００４９】
次に、図６（Ａ）は、送信パルス幅が０．５μｓｅｃ、中心周波数１９．４２５ＭＨｚ（ｆｃ＝５８．２７５ＭＨｚをｆｓ＝７７．７ＭＨｚでアンダーサンプリングした例）の場合において、上述のフィルタ係数を設定したデジタルフィルタ１９の周波数特性を示す図である。同図に示すように、デジタルフィルタ１９の−３ｄＢの通過帯域幅は、１．７ＭＨｚ程度となっている。一方、図６（Ｂ）は、送信パルス幅が０．８μｓｅｃ、中心周波数１９．４２５ＭＨｚ（ｆｃ＝５８．２７５ＭＨｚをｆｓ＝７７．７ＭＨｚでアンダーサンプリングした例）の場合において、上述のフィルタ係数を設定したデジタルフィルタ１９の周波数特性を示す図である。この場合、デジタルフィルタ１９の−３ｄＢの通過帯域幅は、１．５ＭＨｚ程度となっている。ただし、フィルタ長が６３の場合、ハミング窓の周波数特性は、−３ｄＢ幅が約１．６ＭＨｚとなるため、図６（Ｂ）においては、フィルタ長が１２７である例を示している。無論、フィルタ長が１２７であっても、同図（Ａ）に示す−３ｄＢの通過帯域幅１．７ＭＨｚを実現することは可能である。
【００５０】
このような送信パルス幅の差であっても、本実施形態の構成によれば、理想的なフィルタ処理を行うことができる。図７を参照して、送信パルス幅が０．８μｓｅｃの電磁波を送信した場合において、通過帯域幅１．７ＭＨｚでフィルタ処理を行った場合と、通過帯域幅１．５ＭＨｚでフィルタ処理を行った場合とのＳ／Ｎ比を比較する。
【００５１】
同図（Ａ）は、送信パルス幅が０．８μｓｅｃの電磁波を送信した場合において、通過帯域幅１．７ＭＨｚのデジタルフィルタ１９でフィルタ処理を行った場合のレーダ画像を示す図である。この場合、受信信号のピーク／ノイズは、２４．３ｄＢとなる（図中白丸の箇所の実測値）。
【００５２】
一方で、同図（Ｂ）は、送信パルス幅が０．８μｓｅｃの電磁波を送信した場合において、通過帯域幅１．５ＭＨｚのデジタルフィルタ１９でフィルタ処理を行った場合のレーダ画像を示す図である。この場合、ピーク／ノイズは、２４．８ｄＢとなる（図中白丸の箇所の測定値）。
【００５３】
したがって、送信パルス幅τがさらに長い場合においても、０．５ｄＢ程度のＳ／Ｎ比の差が生じており、レーダ画像からもその差が明らかとなる。
【００５４】
なお、上述の例では、フィルタの帯域幅が広すぎる場合と理想的な帯域幅の場合との差を示したが、逆に送信パルス幅τが短くなり、エコー信号の周波数帯域に対してフィルタの帯域幅が狭すぎると、エコー信号に相当する信号成分まで除去してしまい、やはりＳ／Ｎ比が低下する。このような場合においても、本実施形態の構成によれば、送信パルス幅の変動に応じて動的にフィルタ係数を変更する構成であるため、送信パルス幅に応じた理想的な通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを設定する事ができる。また、図４〜図７では、説明のために送信パルス幅の差が大きい場合の例を示したが、本実施形態の構成によれば、送信毎の微細な送信パルス幅の変化にも対応した理想的な帯域幅を有するバンドパスフィルタを実現することができ、従来よりも明らかに高いＳ／Ｎ比を実現することができる。
【００５５】
なお、本実施形態においては、送信波形がｓｉｎｃ関数であるとして、ハミング窓関数法によりＦＩＲフィルタのフィルタ係数を演算する例を示したが、制約付最小二乗フィルタ等、他の演算手法を用いることも可能である。
【００５６】
また、デジタルフィルタは、ローパスフィルタとハイパスフィルタを直列に組み合わせることによりバンドパスフィルタとすることも可能である。また、ＦＩＲフィルタではなく、ＩＩＲフィルタ等、他の形式のデジタルフィルタを用いる事も可能である。
【００５７】
また、本実施形態ではフィルタ長を固定として各タップ段の係数を変化させる構成を示したが、送信パルス幅に応じてフィルタ長を変化させてもよい。この場合、予め複数のＦＰＧＡを用意しておき、送信パルス幅τに応じてＦＰＧＡのハードウェアプログラムを変更すればフィルタ長を可変とすることができる。
【００５８】
また、ＣＰＵのハードウェア能力が高く、デジタルフィルタをソフトウェアにより実現可能である場合は、デジタルフィルタ１９の機能をＣＰＵ２３に内蔵させ、フィルタ長やフィルタ係数を可変とすることも可能である。
【００５９】
なお、本実施形態においては、マグネトロン方式のレーダについて説明したが、他の方式のレーダ（固体化レーダ）を用いることも可能である。
【符号の説明】
【００６０】
１１…アンテナ
１２…マグネトロン
１３…切替部
１４…ミキサ
１５…バンドパスフィルタ
１６…Ａ／Ｄ変換器
１７…信号抽出部
１８…メモリ
１９…デジタルフィルタ
２０…表示処理部
２１…検波器
２２…送信パルス幅検出器
２３…ＣＰＵ
２４…局部発振器
２３１…局発周波数制御部
２３２…フィルタ係数演算部
【図１】
2011191142.tif 000009
【図２】
2011191142.tif 000010
【図３】
2011191142.tif 000011
【図４】
2011191142.tif 000012
【図６】
2011191142.tif 000013
【図５】
2011191142.tif 000014
【図７】
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