(57)【要約】【課題】バッテリの充電状況に応じてモータの回生電力を当該モータにて吸収しながら、モータが過熱することも防止できるインバータ装置を提供する。【解決手段】制御装置１１は、モータ６の回生電力によりバッテリ４を充電する際、当該バッテリの充電状態から充電可能な回生電力Ｗｂを求め、目標制動トルクＴとモータの回転数から最大回生電力Ｗｍａｘを求め、更に、モータの温度、外気温度、及び、走行速度からモータ自体で吸収可能な電力Ｗｍを求めて、Ｗｍａｘ＜Ｗｂの場合、目標制動トルクＴと最大回生電力Ｗｍａｘより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路を制御すると共に、Ｗｂ≦Ｗｍａｘの場合、（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）＜Ｗｍとなるように目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと充電可能な回生電力Ｗｂより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路３を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリの電力を用いて三相疑似交流電圧をモータに印加するためのインバータ主回路と、
前記モータに流れる電流を界磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｑに分離し、前記インバータ主回路を用いて前記モータのセンサレスベクトル制御を実行する制御手段とを備え、
該制御手段は、前記モータの回生電力により前記バッテリを充電する際、当該バッテリの充電状態から充電可能な回生電力Ｗｂを求め、目標制動トルクＴと前記モータの回転数から最大回生電力Ｗｍａｘを求め、更に、前記モータの温度、外気温度、及び、走行速度から前記モータ自体で吸収可能な電力Ｗｍを求めて、
Ｗｍａｘ＜Ｗｂの場合、前記目標制動トルクＴと前記最大回生電力Ｗｍａｘより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めて前記インバータ主回路を制御すると共に、
Ｗｂ≦Ｗｍａｘの場合、（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）＜Ｗｍとなるように前記目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと前記充電可能な回生電力Ｗｂより前記目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めて前記インバータ主回路を制御することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記界磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｄより前記モータの相電流を求め、この相電流が限界値を超えている場合は、Ｗｍａｘ＜Ｗｂであっても、前記目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと前記最大回生電力Ｗｍａｘより前記目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めて前記インバータ主回路を制御することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動アシスト自転車やバイク、コミューター、電気自動車等のモータをセンサレスベクトル制御により運転するインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来よりバッテリの電力を用いてインバータによりハイブリッド自動車のモータをセンサレスベクトル制御をする技術は特許文献１でも知られている。この文献では、モータで発生した回生電力によりバッテリを充電している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−２８２９０８号公報
【特許文献２】特開２００３−２５９５０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前記特許文献１では、バッテリが満充電であるときは、回生による制動トルクを削減し、エンジンのブレーキを大きくしなければならない。そこで、特許文献２では、バッテリが満充電のときには、モータで回生電力を吸収する方式が採られているが、その場合にはモータの発熱が問題となる。
【０００５】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、バッテリの充電状況に応じてモータの回生電力を当該モータにて吸収しながら、モータが過熱することも防止できるインバータ装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、バッテリの電力を用いて三相疑似交流電圧をモータに印加するためのインバータ主回路と、モータに流れる電流を界磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｑに分離し、インバータ主回路を用いてモータのセンサレスベクトル制御を実行する制御手段とを備え、この制御手段は、モータの回生電力によりバッテリを充電する際、当該バッテリの充電状態から充電可能な回生電力Ｗｂを求め、目標制動トルクＴとモータの回転数から最大回生電力Ｗｍａｘを求め、更に、モータの温度、外気温度、及び、走行速度からモータ自体で吸収可能な電力Ｗｍを求めて、Ｗｍａｘ＜Ｗｂの場合、目標制動トルクＴと最大回生電力Ｗｍａｘより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路を制御すると共に、Ｗｂ≦Ｗｍａｘの場合、（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）＜Ｗｍとなるように目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと充電可能な回生電力Ｗｂより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路を制御することを特徴とする。
【０００７】
請求項２のインバータ装置は、上記において界磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｄよりモータの相電流を求め、この相電流が限界値を超えている場合は、Ｗｍａｘ＜Ｗｂであっても、目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと最大回生電力Ｗｍａｘより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路を制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、Ｗｂ≦Ｗｍａｘの場合、（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）＜Ｗｍとなるように目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと充電可能な回生電力Ｗｂより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路を制御するので、回生時、モータの過熱を防止しながら、最大限の制動トルクを得ることができるようになる。
【０００９】
特に、請求項２の如く界磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｄよりモータの相電流を求め、この相電流が限界値を超えている場合は、Ｗｍａｘ＜Ｗｂであっても、目標制動トルクＴを低減し、低減した目標制動トルクＴと最大回生電力Ｗｍａｘより目標界磁電流成分と目標トルク電流成分を求めてインバータ主回路を制御するようにすれば、モータの巻線に過電流が流れる不都合も回避することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明を適用した一実施例のインバータ装置の回路構成図（力行）である。
【図２】図１のインバータ装置のもう一つの回路構成図（回生）である。
【図３】図１の制御装置の機能ブロックと、インバータ主回路及びモータを示す図である。
【図４】図１の制御装置の動作を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１２】
図１は本発明を適用した例えば電動アシスト自転車や電動コミューター、電気自動車やハイブリッド自動車等のインバータ装置１の電気回路図である。この図において、３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路である。
【００１３】
インバータ主回路３は、直流電源としてのバッテリ４から供給される電力を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、モータ（この場合は、電動アシスト自転車のアシスト用モータ、或いは、電動コミューターや電気自動車、ハイブリッド自動車の走行用モータ。例えば、同期モータ）６に供給する。
【００１４】
インバータ主回路３は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子（７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ）をバッテリ４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成されている。即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、モータ６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。
【００１５】
ここで、実施例のスイッチング素子７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗには、例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用されている（以降も同様である。）。スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。そして、ＭＯＳ−ＦＥＴはＯＮのときに双方向で電流を流すことができるものである。
【００１６】
そして、図中２は母線電流用（過電流保護用）のシャント抵抗である。この母線電流用のシャント抵抗２は、インバータ主回路３の下側の直流母線とバッテリ４のマイナス（−）側に直列に接続されており、このシャント抵抗２には直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）が流れる構成とされている。
【００１７】
また、図中１２、１３は相電流用のシャント抵抗である。この相電流用のシャント抵抗１２、１３はそれぞれＶ相用の下アームとＷ相用の下アームとバッテリ４のマイナス（−）側に直列に接続されており、シャント抵抗１２にはＶ相の相電流Ｉｖ、シャント抵抗１３にはＷ相の相電流Ｉｗ（２シャント電流）が流れる構成とされている。
【００１８】
尚、二つのシャント抵抗１２、１３をＶ相用の下アームとＷ相用の下アームに接続する２シャント方式では、Ｕ相を流れる電流を直接検出できないため、過電流の保護ができなくなるが、母線電流用のシャント抵抗２を接続しているので、過電流はこのシャント抵抗２で検出することができ、問題は無い。
【００１９】
また、制御装置（制御手段）１１は、モータ６の力行時（駆動時、図１）の制御と、モータ６が発電機として作動する際に発生する電力をバッテリ４に回生する（図２）制御を実行する。また、制御装置１１には外気温度を検出する外気温度センサ１６と、モータ６の温度を検出するモータ温度センサ１７の出力が入力される。
【００２０】
一方、制御装置１１は後述するようにバッテリ４の充電状態を常時監視しており、回生中にバッテリ４が過電圧（過充電）とならないように制御を行う。
【００２１】
（力行時の制御）
モータ６の力行時（駆動時。例えば電動アシスト自転車において坂道等で人力を補助する場合）、制御装置１１は、このモータ６の力行時（駆動時）のロータ位置を推定する方法として、母線電流用のシャント抵抗２を用いた１シャント方式と、相電流用のシャント抵抗１２、１３を用いた２シャント方式の何れか、又は、双方で検出した電流値を用いてロータの位置を推定する。
【００２２】
上記１シャント方式では、制御装置１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗２に流れる直流母線電流Ｉｄｃを検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃを各相に分配することによってモータ６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相の相電流Ｉｕ、Ｖ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗを推定する。
【００２３】
図３は係る制御装置１１の機能ブロックを示している。シャント抵抗２に流れる母線電流Ｉｄｃは電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。この場合、図１に示すようにＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるときは、Ｕ相の相電流Ｉｕ（符号は負）が検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
【００２４】
また、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるときは、Ｗ相の相電流Ｉｗ（符号は負）が検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
【００２５】
また、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗとの和が零となることからＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）でＶ相の相電流Ｉｖも推定される。このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。
【００２６】
次に、２シャント方式では、制御装置１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗１２及び１３に流れるＶ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗを検出する。シャント抵抗１２、１３に流れるＶ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗは、図３の電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。
【００２７】
この場合、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮである期間で、シャント抵抗１２によりＶ相の相電流Ｉｖ（符号は負）が検出され、シャント抵抗１３によりＷ相の相電流Ｉｗ（符号は負）が検出される。また、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗとの和が零となることからＩｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）でＵ相の相電流Ｉｕも求められる。このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。
【００２８】
制御装置１１は、このような１シャント方式及び２シャント方式の何れか、又は、双方を実行して各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。ここで、１シャント方式を実行する場合には、モータ６の高回転及び高負荷時にも対応できる。また、２シャント方式を実行する場合には、１シャント方式に比べて騒音や振動の少ない制御が可能となる。その理由は、２相の電圧指令値が略同じになるときが周期的にあるが、そのとき１シャント方式では、１相の相電流のみしか検出できない。そのために、係る期間に電圧指令値を上下にずらす補正を行うが、電圧指令値が本来の正弦波からずれてしまい、これがモータ６の騒音・振動の原因となるからである。
【００２９】
そして、両方式の双方を実行する場合には、例えば、電圧指令値に基づいてモータ６の負荷を判断し、高回転及び高負荷時には１シャント方式を実行し、低負荷時には２シャント抵抗を実行することにより、低負荷時に相電流を検出できなくなる１シャント方式の欠点と、高負荷時に検出できなくなる２シャント方式の欠点を解消して、幅広い回転範囲で、且つ、騒音・振動の少ないモータ６を運転制御することが可能となる。
【００３０】
制御装置１１の電流検出部２１では、このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。次に、３相２相座標変換部２２において、電流検出部２１で求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換し、ｑ軸電流（トルク電流成分）Ｉｑと、ｄ軸電流（界磁電流成分）Ｉｄとを分離算出する。次に、位置・速度推定器２３において、３相２相座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用いてモータ６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置（ロータ位置）が推定される。
【００３１】
次に、速度制御部２７において、位置・速度推定器２２で推定された回転速度及び目標回転速度（例えば、電動アシスト自転車や電動コミューターの走行状態に基づいて算出される）から、ＰＩ制御により目標ｑ軸電流（目標トルク電流成分。ｑ軸電流はトルクに比例）が算出される。次に、ｑ軸電流制御部２４において、この速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部２２で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、ＰＩ制御によりｑ軸電圧Ｖｑが算出される。
【００３２】
一方、弱め磁束制御部２８（弱め磁束制御とは誘起電圧を減らす制御）において、位置・速度推定器２３で推定された回転速度（推定値）と速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流から目標ｄ軸電流（目標界磁電流成分）が求められる。次に、ｄ軸電流制御部２６において、この弱め磁束制御部２８で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部２２で算出された実際のｄ軸電流Ｉｄから、ＰＩ制御によりｄ軸電圧Ｖｄが算出される。
【００３３】
そして、２相３相座標変換部２９において、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されたｑ軸電圧Ｖｑとｄ軸電圧Ｖｄを２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗが算出される。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路３の各アームのスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成される。
【００３４】
インバータ主回路３ではこのパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarにより各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗがＯＮ／ＯＦＦ制御され、モータ６を駆動制御するものである。このようにして、制御装置１１はモータ６のセンサレスベクトル制御を実行する。
【００３５】
制御装置１１はモータ６を駆動（力行）又は回生で制御する。力行の場合には上述したスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗの力行時の制御を実行すると共に、モータ６のロータ位置の推定は上述した１シャント方式又は２シャント方式で検出した電流により行う。
【００３６】
（回生時の制御）
次に、電動アシスト自転車や電動コミューターが下り坂を走行する際など、モータ６による駆動力が必要無くなり、逆に重力によってモータ６が回転される場合、モータ６は発電機として作動する。制御装置１１はこのような場合、モータ６で発生する電力をバッテリ４に充電する回生を実行する。
【００３７】
制御装置１１はこの回生時において、シャント抵抗２が検出する電流値を用いてモータ６のロータ位置を推定する。図２はこのような回生時の回路の状態を示している。制御装置１１はインバータ主回路３のスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをＯＮ／ＯＦＦすることにより、モータ６で発生した三相電力を整流して効率的にバッテリ４への充電を行う制御を実行する。図２はＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮである状態を示している。この状態ではスイッチング素子８ｖ、８ｗには力行時とは逆方向に電流が流れることになるが、実施例のＭＯＳ−ＦＥＴは双方向に電流が流れるので、逆並列接続されたダイオードに流れるよりもロスが少なくなる。
【００３８】
この期間ではバッテリ４を介して下側の直流母線に母線電流Ｉｄｃが流れるため、制御装置１１は母線電流用のシャント抵抗２に流れる電流値に基づき、上述した１シャント方式と同様の方法で各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。そして、求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、前述した位置・速度推定器２３において、３相２相座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用い、モータ６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置を推定する。
【００３９】
但し、バッテリ４が満充電であるときには、充電によって過電圧となってしまうため、以下に説明する回生保護動作を実行する。この場合に制御装置１１が用いる理論式を下記に示す。
【００４０】
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ・・・（１）
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ・・・（２）
Ｗ＝α×（Ｖｄ×Ｉｄ＋Ｖｑ×Ｉｑ）・・・（３）
Ｔ＝Ｐ×（φ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｑ×Ｉｄ）・・・（４）
上記式（１）、（２）を式（３）に代入することで、
Ｗ＝α×（（Ｒ×Ｉｑ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ）×Ｉｄ＋（Ｒ×Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ）×Ｉｑ）・・・（５）
【００４１】
ここで、Ｒはモータ６の巻線抵抗、ωは現在の回転数、φは鎖交磁束、Ｗはバッテリ４への回生電力、αは回生効率、Ｔはモータ６による目標制動トルク、Ｐはモータ６の極数であり、回転数ω、目標制動トルクＴから回生電力Ｗが最大となる目標ｄ軸電流と目標ｑ軸電流を求める。このときの最大回生電力をＷｍａｘとする。そして、目標制動トルクＴと回生電力Ｗが与えられたとき、目標ｑ軸電流（目標トルク電流成分）と目標ｄ軸電流（目標界磁電流成分）を求める。
【００４２】
次に、図４のフローチャートを用いて実際の回生保護動作について説明する。制御装置１１はステップＳ１で現在のバッテリ４の充電状態から充電可能な回生電力（バッテリ４が過充電とならない回生電力）Ｗｂを求める。次に、ステップＳ２で各温度センサ１６、１７が検出する外気温度、モータ６の温度、及び、モータ６の回転数から、モータ６自体で吸収可能な電力（モータ６が過熱すること無く吸収（発熱）可能な電力）Ｗｍを求める。
【００４３】
次に、ステップＳ３で目標制動トルクＴとモータ６の回転数ωから式（４）と（５）を用いて最大回生電力Ｗｍａｘを発生する目標ｑ軸電流と目標ｄ軸電流を求め、そのときの回生電力を最大回生電力Ｗｍａｘとする。そして、ステップＳ４でバッテリ４に充電可能な回生電力Ｗｂとモータ６が発生可能な最大回生電力Ｗｍａｘとを比較し、Ｗｍａｘ＜Ｗｂの場合はステップＳ５に進み、ステップＳ３で求めた目標ｑ軸電流と目標ｄ軸電流からモータ６の相電流を求める。そして、相電流が許容可能な限界値（リミット）より小さいか否か判断し、小さい場合にはステップＳ７に進み、ステップＳ３で算出した目標ｑ軸電流と目標ｄ軸電流を用いてインバータ主回路３のスイッチング素子７ｕ、７ｖ、７ｗを制御する。これにより、バッテリ４にはモータ６で発生可能な最大回生電力が充電されることになる。
【００４４】
次に、ステップＳ４でＷｂ≦Ｗｍａｘである場合、ステップＳ８に進んで今度は（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）＜Ｗｍを判断し、モータ６における最大回生電力Ｗｍａｘとバッテリ４に充電可能な回生電力Ｗｂとの差が、モータ６で吸収可能な電力Ｗｍより小さい場合には、即ち、バッテリ４に充電できない分の回生電力Ｗをモータ６に吸収させ、発熱させても過熱しないと判断できる場合にはステップＳ９に進み、目標制動トルクＴと回転数ω、充電可能な回生電力Ｗｂから式（４）と（５）を用いて目標ｑ軸電流（目標トルク電流成分）と目標ｄ軸電流（目標界磁電流成分）を求め、ステップＳ５に進む。
【００４５】
一方、ステップＳ８でＷｍ≦（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）となる場合、即ち、モータ６における最大回生電力Ｗｍａｘとバッテリ４に充電可能な回生電力Ｗｂとの差が、モータ６で吸収可能な電力Ｗｍ以上である場合には、ステップＳ１０に進んで（Ｗｍａｘ−Ｗｂ）＜Ｗｍとなるように目標制動トルクＴを低減する。そして、ステップＳ３に戻り、この低減した目標制動トルクＴとモータ６の回転数ωから式（４）と（５）を用いて最大回生電力Ｗｍａｘを発生する目標ｑ軸電流(目標トルク電流成分）と目標ｄ軸電流（目標界磁電流成分）を求め、以降の制御を実行する。
【００４６】
係る目標ｑ軸電流(目標トルク電流成分）は前述同様に速度制御部２７で算出される。そして、同様に電流制御部２４において、この速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部２２で算出された実際のｑ軸電流（トルク電流成分）Ｉｑから、ＰＩ制御によりｑ軸電圧Ｖｑが算出される。
【００４７】
また、同様に目標ｄ軸電流（目標界磁電流成分）は、弱め磁束制御部２８において、位置・速度推定器２３で推定された回転速度（推定値）と速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流から求められる。次に、ｄ軸電流制御部２６において、この弱め磁束制御部２８で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部２２で算出された実際のｄ軸電流（界磁電流成分）Ｉｄから、ＰＩ制御によりｄ軸電圧Ｖｄが算出される。
【００４８】
そして、同様に２相３相座標変換部２９において、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されたｑ軸電圧Ｖｑとｄ軸電圧Ｖｄを２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗが算出される。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路３の各アームのスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成される。
【００４９】
インバータ主回路３ではこのパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarにより各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗがＯＮ／ＯＦＦ制御され、モータ６を回生制御する。このようにして、制御装置１１は回生時のモータ６のセンサレスベクトル制御を実行する。
【００５０】
他方、ステップＳ６で相電流が限界値を超える場合にも、同様にステップＳ１０に進む。これにより、回生時にモータ６で得られる制動トルクは減少するものの、バッテリ４を過充電とすること無く効率良く充電しながら、モータ６における発熱で当該モータ６が過熱し、また、巻線に過電流が流れて損傷を来す不都合を回避することができるようになる。
【００５１】
尚、実施例では式（１）〜（５）を用いて最大回生電力Ｗｍａｘを求めたが、それに限らず、予めＷｍａｘのデータテーブルを計算しておいて、それをルックアップするようにしても良い。
【符号の説明】
【００５２】
１  インバータ装置
３  インバータ主回路
４  バッテリ
６  モータ
７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ  スイッチング素子
１１  制御装置（制御手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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