(57)【要約】【課題】磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在する同期電動機に対しても、数個のパラメータを設定するだけで、速度・位置センサレス制御を実現する制御装置の提供を行う。【解決手段】上記課題を解決するために、本発明では、磁束と電流の非線形関数を準備し、それらから式変形により導出した、磁束飽和特性を考慮した軸誤差推定演算式を実行する。【効果】本発明によれば、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在する永久磁石同期電動機に対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。【選択図】  図１
2011050168.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄｑ軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖdc*，ｖqc*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、
前記磁極位置の推定手段に設定するモータ特性を表現するパラメータとして、５つの異なる物理的意味を有する数値を設定することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄｑ軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖdc*，ｖqc*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、
前記磁極位置の推定手段に設定するモータ特性を表現するパラメータとして、５つの異なる物理的意味を有する数値を設定し、
前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分の近似式に分数式を用い、前記分数式の分子をモータ固有の定数で構成し、かつ、分母をｑ軸電流の一次式とｄ軸電流の一次式の和で構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１、又は２において、前記分数式に設定するパラメータは、制御対象とするモータのｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ4と、ｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ6と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ5と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ0とすることを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、モータ特性を表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、軸誤差推定値をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌq（ｉdc，ｉqc，Δθ）を（式１）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【数１】
2011050168.tif 000037
【請求項５】
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、モータ特性を表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、軸誤差推定値をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌq（ｉdc，ｉqc，Δθ）を（式２）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【数２】
2011050168.tif 000038
【請求項６】
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、モータ特性を表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0とするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌq（ｉdc，ｉqc）を（式３）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【数３】
2011050168.tif 000039
【請求項７】
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、ｄc軸電圧指令値をｖdc*、ｑc軸電圧指令値をｖqc*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差推定値をΔθ、前記電力変換器の電気角速度をω1とするとき、Δθを（式４）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【数４】
2011050168.tif 000040
【請求項８】
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、ｄc軸電圧指令値をｖdc*、ｑc軸電圧指令値をｖqc*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差推定値をΔθ、前記電力変換器の電気角速度をω1とするとき、Δθを（式５）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【数５】
2011050168.tif 000041
【請求項９】
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、ｄc軸電圧指令値をｖdc*、ｑc軸電圧指令値をｖqc*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差推定値をΔθ、前記電力変換器の電気角速度をω1とするとき、Δθを（式６）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【数６】
2011050168.tif 000042
【請求項１０】
請求項４，５，７、又は８において、（式１），（式２），（式４），（式５）の右辺演算において利用する前記軸誤差推定値Δθとして、（式４），（式５）の前回演算値を代入することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項１１】
請求項７、又は８において、（式４），（式５）の演算に際して、ゼロ次ホールド処理により固定した同一の前記ｄ軸電流検出値ｉdc，前記ｑ軸電流検出値ｉqc，前記ｄc軸電圧指令値ｖdc*，前記ｑc軸電圧指令値ｖqc*，前記電力変換器の電気角速度ω1を用いて、得られた前記Δθを（式４），（式５）の右辺に繰り返し代入する収束演算を行うことを特徴とする同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータの位置・速度センサレス制御装置に関わり、特に同期電動機の磁気回路飽和に起因する非線形特性を考慮した制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流モータ、特に同期電動機は、小形・高効率という特徴を活かし、家電，産業，自動車等、適用用途を拡大している。特に近年は、更なる小形化の結果として、モータを構成する磁気回路の飽和特性が顕著なモータが出現している。このようなモータでは、従来定数として扱ってきたインダクタンスが電流によって大きく変動するために、位置・速度センサレス制御で重要な磁極位置推定値の誤差が増大する。
【０００３】
こうした課題に対して、磁極位置推定演算に用いる交流モータの電気定数設定値を、電流に応じて変化させる技術が〔特許文献１〕に示されている。この技術は、同期電動機の磁束と電流、または、インダクタンスと電流の非線形な関係を磁束テーブル、または、インダクタンステーブルとして磁極位置推定演算部に持たせ、磁極位置推定精度を改善する技術である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１４１８３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
〔特許文献１〕によれば、磁束の飽和特性を、軸間の相互干渉磁束まで考慮した磁極位置推定演算を行うことが可能となり、速度・位置センサレス制御特性の向上が期待できる。しかし、特許文献１では、モータの磁束と電流、または、インダクタンスと電流の非線形な関係を磁束テーブル、または、インダクタンステーブルとして与える必要がある。このため、制御対象とするモータを変更する場合には、その都度テーブルデータを変更する必要があり、制御装置への設定が煩雑となる。また、磁極位置推定精度を向上するには、テーブルサイズを増大する必要が発生する。
【０００６】
これに対して、本発明は、上記の点を考慮してなされたものであり、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在する同期電動機に対しても、数個のパラメータを設定するだけで、速度・位置センサレス制御を実現することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を達成するために、本発明では、回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄq軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖdc*，ｖqc*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、前記磁極位置の推定手段に設定するモータ特性を表現するパラメータとして、５つの異なる物理的意味を有する数値を設定することを特徴とするものである。
【０００８】
更に、本発明は回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄq軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖdc*，ｖqc*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、前記磁極位置の推定手段に設定するモータ特性を表現するパラメータとして、５つの異なる物理的意味を有する数値を設定し、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分の近似式に分数式を用い、前記分数式の分子をモータ固有の定数で構成し、かつ、分母をｑ軸電流の一次式とｄ軸電流の一次式の和で構成することを特徴とするものである。
【０００９】
更に、本発明は前記分数式に設定するパラメータは、制御対象とするモータのｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ4と、ｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ6と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ5と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ0とすることを特徴とするものである。
【００１０】
更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、モータ特性を表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、軸誤差をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌq（ｉdc，ｉqc，Δθ）を（式１）により算出することを特徴とするものである。
【００１１】
【数１】
2011050168.tif 000003
【００１２】
更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、モータ特性を表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、軸誤差をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌq（ｉdc，ｉqc，Δθ）を（式２）により算出することを特徴とするものである。
【００１３】
【数２】
2011050168.tif 000004
【００１４】
更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、モータ特性を表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0とするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌq（ｉdc，ｉqc）を（式３）により算出することを特徴とするものである。
【００１５】
【数３】
2011050168.tif 000005
【００１６】
更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、ｄc軸電圧指令値をｖdc*、ｑc軸電圧指令値をｖqc*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差をΔθ、前記電力変換器の回転角速度をω1とするとき、Δθを（式４）により算出することを特徴とするものである。
【００１７】
【数４】
2011050168.tif 000006
【００１８】
更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、ｄc軸電圧指令値をｖdc*、ｑc軸電圧指令値をｖqc*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差をΔθ、前記電力変換器の回転角速度をω1とするとき、Δθを（式５）により算出することを特徴とするものである。
【００１９】
【数５】
2011050168.tif 000007
【００２０】
更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉdc、前記ｑ軸電流検出値をｉqc、ｄc軸電圧指令値をｖdc*、ｑc軸電圧指令値をｖqc*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差をΔθ、前記電力変換器の回転角速度をω1とするとき、Δθを（式６）により算出することを特徴とするものである。
【００２１】
【数６】
2011050168.tif 000008
【００２２】
更に、本発明は（式１），（式２），（式４），（式５）の右辺演算において利用する前記軸誤差Δθとして、（式４），（式５）の前回演算値を代入することを特徴とするものである。
【００２３】
更に、本発明は（式４），（式５）の演算に際して、ゼロ次ホールド処理により固定した同一の前記ｄ軸電流検出値ｉdc、前記ｑ軸電流検出値ｉqc、前記ｄc軸電圧指令値ｖdc*、前記ｑc軸電圧指令値ｖqc*、前記電力変換器の回転角速度ω1を用いて、得られた前記Δθを（式４），（式５）の右辺に繰り返し代入する収束演算を行うことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在する電動機に対しても、電動機の磁束飽和特性を含む数個のパラメータを、制御器に設定するだけで、高精度な速度・位置センサレス制御が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態１による速度制御系。
【図２】理想的なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図。
【図３】非線形なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図。
【図４】軸誤差Δθの定義図。
【図５】（式１０），（式１１）による電流と磁束の関係。
【図６】軸誤差推定部（非収束演算方式）。
【図７】軸誤差推定部（収束演算方式）。
【図８】軸誤差収束過程の説明図。
【図９】実施形態１，２における電圧指令生成部の構成。
【図１０】シミュレーションによる実施形態１の効果。
【図１１】本発明の実施形態２によるトルク制御系。
【図１２】本発明の実施形態３による簡易速度制御系。
【図１３】実施形態３における電圧指令生成部の構成。
【図１４】本発明の実施形態４による鉄道車両駆動への適用例。
【図１５】本発明の実施形態５による自動車駆動への適用例。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
本発明では、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用までを考慮した軸誤差演算式を制御系に導入する。本発明を説明するために、まず、従来技術での軸誤差演算式を（式７）に示す。
【００２７】
【数７】
2011050168.tif 000009
【００２８】
（式７）に示す軸誤差演算式の導出過程は、電学論Ｄ、１２４巻１１号、２００４年「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期電動機の簡易ベクトル制御」（以下、従来技術１と記す）に詳しく記載されているため、省略する。（式７）において、Δθは軸誤差、ｖdc*はｄc軸電圧指令値、ｖqc*はｑc軸電圧指令値、ｉdcはｄ軸電流検出値、ｉqcはｑc軸電流検出値、ω1はＰＷＭインバータがモータに印加する電圧の回転角速度、Ｒはモータの電機子巻線抵抗、Ｌqはｑ軸インダクタンスである。この〔特許文献１〕では、制御対象とするＰＭモータのｄ軸磁束および、ｑ軸磁束には電流に増加に伴う磁束飽和が無く、また、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用も存在しない理想特性を前提としている。このような、理想的なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図を、図２に示す。図２（ａ）はｄ軸電流ｉdとｄ軸磁束Φdの線形関係を示しており、その関係式は、ｄ軸方向の永久磁石磁束をΦmとするとき、（式８）で表現できる。
【００２９】
【数８】
2011050168.tif 000010
【００３０】
同様に、図２（ｂ）はｑ軸電流ｉqとｑ軸磁束Φqの線形関係を示しており、その関係式は、（式９）で表現できる。
【００３１】
【数９】
2011050168.tif 000011
【００３２】
このように、従来技術１の（式７）に用いるｑ軸インダクタンスＬqは、ｑ軸電流とｑ軸磁束を関係付ける係数であり、電流とは無関係に一定の値である。
【００３３】
しかし、本発明が制御対象とする非線形性の強いＰＭモータでは、その磁束と電流は、一般に図３に示す様な関係となる。このとき、（式９）のｑ軸インダクタンスＬqに相当する定数が存在せず、（式７）も適用できないことが分かる。そこで、本発明では、まず、図３（ａ）に示すｉqをパラメータとするｄ軸電流ｉdとｄ軸磁束Φdの関係を表す近似関数Φd（ｉd，ｉq）を、係数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3、および定数Ｉ0，φ0をパラメータとして、（式１０）で定義する。同様に、図３（ｂ）に示すｉdをパラメータとするｑ軸電流ｉqとｑ軸磁束Φqの関係を表す近似関数Φq（ｉd，ｉq）を係数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6をパラメータとして（式１１）で定義する。そして、定義した近似関数Φd（ｉd，ｉq）とΦq（ｉd，ｉq）とを基に、非線形性の強いＰＭモータに適用可能な（式７）に代る新しい軸誤差推定式を導出する事とする。
【００３４】
【数１０】
2011050168.tif 000012
【００３５】
【数１１】
2011050168.tif 000013
【００３６】
突極性を有する永久磁石同期電動機の電圧方程式は、磁束飽和の有無に関わりなく、回転子に同期したｄq軸直交回転座標軸上において、（式１２）で表現できる。
【００３７】
【数１２】
2011050168.tif 000014
【００３８】
（１２式）において、ｖdはモータ端子電圧のｄ軸方向成分、ｖqはモータ端子電圧のｑ軸方向成分、ｐは微分演算子、ωrはモータの電気角速度であり、モータの永久磁石磁束軸の方向にｄ軸を、ｄ軸から回転方向に９０度進んだ方向にｑ軸を定義した。
【００３９】
ここで、簡単化として、（式１２）における右辺第二項目の過渡項を無視し、（式１０），（式１１）を代入すると、定常状態における永久磁石同期電動機の電圧方程式（式１３）が得られる。
【００４０】
【数１３】
2011050168.tif 000015
【００４１】
さらに、（式１３）において、（式１４），（式１５）で定義する飽和を考慮したｄ軸インダクタンスＬd（ｉd，ｉq）、および飽和を考慮したｑ軸インダクタンスＬq（ｉd，ｉq）で置換えを行うと（式１６）に変形できる。
【００４２】
【数１４】
2011050168.tif 000016
【００４３】
【数１５】
2011050168.tif 000017
【００４４】
【数１６】
2011050168.tif 000018
【００４５】
（式１６）を、後の式変形が容易となるように、（式１７）のように変形する。ここで、（式１７）の右辺第３項以降が定常状態での拡張誘起電圧成分に相当する。
【００４６】
【数１７】
2011050168.tif 000019
【００４７】
（式１７）において、定常状態での拡張誘起電圧の大きさを（式１８）の如くＥSxとおくと、非線形性の強いＰＭモータモデルに対応した拡張誘起電圧表現による電圧方程式が（式１９）として得られる。
【００４８】
【数１８】
2011050168.tif 000020
【００４９】
【数１９】
2011050168.tif 000021
【００５０】
【数２０】
2011050168.tif 000022
【００５１】
ところで、位置位置センサレス制御では、実際の回転子位置を検出できない。このため、回転子の推定位置を基準にした座標系で制御を行う。以下では、制御に用いる座標系を仮想回転子座標（ｄc−ｑc座標）と呼び、その回転角速度をω1とする。また、回転子位置を基準にしたｄ−ｑ座標軸と、ｄc−ｑc座標軸のずれを、軸誤差Δθとよぶ。軸誤差Δθは、Ｕ相からｄ軸までの角度をθd、Ｕ相からｄc軸までの電気角をθdcとするとき、（式２０）で定義されるように、ｄ−ｑ座標軸からみたｄc−ｑc座標軸の位相角となる（図４）。よって、ｄ−ｑ座標軸からｄc−ｑc座標軸への座標変換には、（式２１）に示す座標変換行列Ｃが適用できる。ここで行列Ｃは軸誤差Δθの関数であるので、それを明示するために、以下では、Ｃ（Δθ）と表記する。また、座標変換行列Ｃの逆行列Ｃ-1は、（式２２）となる。更に、これらの行列Ｃ（Δθ）、Ｃ-1（Δθ）を用いた電圧・電流ベクトルの座標変換例を（式２３），（式２４）に示す。
【００５２】
【数２１】
2011050168.tif 000023
【００５３】
【数２２】
2011050168.tif 000024
【００５４】
【数２３】
2011050168.tif 000025
【００５５】
【数２４】
2011050168.tif 000026
【００５６】
次に、上記座標変換行列を利用して、（式１９）をｄc−ｑc座標上のモータ電圧方程式に変形する。定常状態を仮定すると、モータの電気角速度ωrとｄc−ｑc座標軸の回転角速度ω1は等しい。そこで、（式１９）において、ωr＝ω1とし、更に、両辺に左から行列Ｃを掛けると、（式２５）が得られる。
【００５７】
【数２５】
2011050168.tif 000027
【００５８】
【数２６】
2011050168.tif 000028
【００５９】
定常状態を仮定すると、モータの電気角速度ωrとｄc−ｑc座標軸の回転角速度ω1は等しい。そこで、（式１９）において、ωr＝ω1とし、更に、両辺に左から行列Ｃを掛けると、（式２５）が得られ、（式２５）に（式２３）を代入すると（式２６）が得られる。
【００６０】
（式２６）に（式１５）を代入し、（式２４）を用いてＬq（ｉd，ｉq）内のｉd，ｉqをｉdc，ｉqcに変換すると、非線形性の強いＰＭモータモデルに対応した仮想回転子座標軸上での電圧方程式が（式２７）として得られる。
【００６１】
【数２７】
2011050168.tif 000029
【００６２】
一方、ｄc軸電圧指令値ｖdc*とモータ端子電圧のｄc軸方向成分ｖdcは、軸誤差に関わらず、略一致する。同様に、ｑc軸電圧指令値ｖqc*とモータ端子電圧のｑc軸方向成分ｖqcも略一致する。よって、（式２７）におけるｖdcをｖdc*に、ｖqcをｖqc*に置換えし、Δθについて解くと、定常状態における軸誤差推定式が（式２８）として求まる。（式２８）において、特にΔθが小さい場合には、cosΔθ＾≒１，sinΔθ＾≒Δθ等の近似が、良好に成立することから、（式２９）を軸誤差推定近似式として利用できる。
【００６３】
さらに、Δθが十分に小さく、若干の軸誤差を許容できる場合には、（式２８）または（式２９）右辺でΔθ＾＝０とおいた（式３０）も利用可能である。
【００６４】
【数２８】
2011050168.tif 000030
【００６５】
【数２９】
2011050168.tif 000031
【００６６】
【数３０】
2011050168.tif 000032
【００６７】
以上導出した３つの軸誤差推定式（式２８），（式２９），（式３０）を用いて速度・位置センサレス制御系を構成すれば、（式１０），（式１１）がＰＭモータの非線形特性を正確に表現している限り、ＰＭモータ側の磁束飽和および軸間の相互干渉磁束に関わらず、軸誤差の少ない理想的な制御が期待できる。そこで、（式１０），（式１１）の近似レベルを、あるモータを例に、磁界解析により算出した目標値と比較してみる。
【００６８】
図５（ａ）は、横軸にｉdをとり、ｉqを０Ａ，１００Ａ，２００Ａ，３００Ａと変化させた時の磁束Φdについて、磁界解析により算出した目標値と（式１０）の関数式で算出した近似値とを比較したグラフである。また、図５（ｂ）は、横軸にｉqをとり、ｉdを−２００Ａ，−１００Ａ，０Ａ，１００Ａ，２００Ａと変化させた時の磁束Φqについて、磁界解析により算出した目標値と（式１１）の関数式で算出した近似値を比較したグラフである。
【００６９】
図５（ａ），（ｂ）の比較結果より、（式１０），（式１１）の関数式近似を用いることにより、磁気飽和やｄq軸間干渉の影響が強く、非線形な特性のモータであっても、ｉd，ｉqがｄ軸磁束φdや、ｑ軸磁束φqへ与える影響を良好に近似できることが確認できる。ゆえに、（式１０），（式１１）に立脚した（式２８），（式２９），（式３０）の高精度な演算も実現可能である。
【００７０】
以上述べたように、本発明では、磁束と電流の非線形関数を準備し、それらから式変形により導出した、磁束飽和特性を考慮した軸誤差推定演算式を実行することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御を可能とした。
【００７１】
以下、本発明による交流モータの制御装置の実施形態を図面を用いて説明する。尚、以下の実施形態では、交流モータとして永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他のモータ（例えば、巻線型同期電動機，リラクタンスモータ，誘導モータなど）に関しても同様に実現可能である。
【００７２】
〔実施形態１〕
図１は、本発明による同期電動機制御装置の実施形態１の構成を示すブロック図である。図１は、位置・速度センサレスによる速度制御系を構成しており、モータ８に速度指令ω1*を与える速度指令発生部１と、ｄ軸電流指令値ｉd*を発生するｉd*発生部４と、ω1*からＰＬＬ制御器１３が出力するＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の回転角速度ω1を減算し速度偏差ωeを出力する減算器２と、ωeに対して比例積分演算を行い、ｑ軸電流指令値ｉq*を出力する速度制御器３と、ｉd*，ｉq*およびｄ軸電流検出値ｉdc，ｑ軸電流検出値ｉqcおよびω1を入力し、ｄq座標逆変換部６に対してｄc軸電圧指令値ｖdc*とｑc軸電圧指令値ｖqc*を出力する電圧指令生成部５と、ｖdc*，ｖqc*，ｉdc，ｉqc，ω1を入力し、（式２８）または（式２９）または（式３０）と、パラメータ設定部１４から入力されるモータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ4，モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ5，モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ6，ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ0，モータの電機子巻線抵抗Ｒを用いて軸誤差Δθを演算する軸誤差１２と、Δθに対して比例積分演算もしくは比例演算を行い、Δθを小さくする制御を行うことで、回転角速度ω1を出力するＰＬＬ制御器１３と、ω1を積分し、ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角θdcを出力する積分器１５と、ｖdc*，ｖqc*を、電気角θdcによって三相交流電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換するｄq座標逆変換部６と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ７と、ＰＷＭインバータ７の出力するＵ相電流ｉuを検出する電流検出器１０と、ＰＷＭインバータ７の出力するＷ相電流ｉwを検出する電流検出器９と、検出した電流ｉu，ｉwを、電気角θdcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄc，ｑc各軸上の成分ｉdc，ｉqcに座標変換するｄq座標変換部１１からなる。
【００７３】
次に、電圧指令生成部５の構成について、図９のブロック線図を用いて説明する。図９に示す電圧指令生成部は、杉本英彦  編著「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」（総合電子出版社）４章記載内容（以下、〔非特許文献１〕と記す）とほぼ同じ構成である。図９において、ｉd*はｄ軸電流指令値、ｉq*はｑ軸電流指令値、ｉdcはｄ軸電流検出値、ｉqcはｑ軸電流検出値である。この従来技術２では、減算器１２０によりｉd*とｉdcのｄ軸電流偏差Δｉdを演算し、減算器１２１によりｉq*とｉqcのｑ軸電流偏差Δｉqを演算する。次に、ゲイン１２２において、電流偏差ΔｉdにＰＭモータのｄ軸インダクタンスＬdを乗ずることで、ｄ軸磁束偏差ΔΦdを算出する。同様に、ゲイン１２８において、電流偏差ΔｉqにＰＭモータのｑ軸インダクタンスＬqを乗ずることで、ｑ軸磁束偏差ΔΦqを算出する。こうして得られたΔΦd，ΔΦqは、それぞれ各軸電流偏差Δｉd，Δｉqに対応する各軸磁束成分の補償量と考えることができる。続くゲイン１２５，１３１では、それぞれ各軸の磁束偏差ΔΦd，ΔΦqを電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍し、それぞれ電圧非干渉制御前の電圧指令値ｖd′*，ｖq′*を演算する加算器１２６，１３２に入力することで、ＰＭモータの巻線電流磁束を考慮した電流フィードバック制御系を各軸で構成している。一方、ゲインωacr（rad／ｓ）付の積分器１２３，１２９は、それぞれ各軸電流偏差Δｉd，Δｉqを入力し、その積分値を電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍したｉd′，ｉq′を出力する。さらにゲイン１２４，１３０は、それぞれｉd′，ｉq′にモータの電機子巻線抵抗Ｒを乗じた値を出力し、電圧非干渉制御前の電圧指令値ｖd′*，ｖq′*を演算する加算器１２６，１３２に入力することで、ＰＭモータの電機子巻線抵抗による電圧降下を考慮した電流フィードバック制御系を各軸で構成している。さらに、電圧非干渉制御を次の様に構成している。即ち、ｄc軸電圧指令値ｖdc*の生成に際して、ゲイン１３４において、ｉqcにＬqを乗ずることで、ｑ軸磁束Φqを演算し、乗算器１３５において、Φqにω1を乗ずることで、ｑ軸磁束Φqがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φqω1を演算する。減算器１２７では、電圧非干渉制御前のｄ軸電圧指令値ｖd′*からΦqω1を減じたｄc軸電圧指令値ｖdc*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｄ軸方向に発生するｑ軸磁束Φq由来の速度誘起電圧Φqω1を、相殺可能となる。ｑc軸電圧指令値ｖqc*の生成に際しても同様であり、ゲイン１３６において、ｉdにＬdを乗ずることで、ｄ軸電流磁束Φidを演算し、加算器１３７でΦidにｄ軸方向の永久磁石磁束Φmを加算したｄ軸磁束Φdを算出し、乗算器１３８において、Φdにω1を乗ずることで、ｄ軸磁束Φdがｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φdω1を演算する。加算器１３３では、電圧非干渉制御前のｑ軸電圧指令値ｖq′*にΦdω1を加えたｑc軸電圧指令値ｖqc*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｑ軸と反対方向に発生するｄ軸磁束Φd由来の速度誘起電圧Φdω1を、相殺可能となる。また、図９の電圧指令生成部に設定するモータ特性を表すパラメータＬd，Ｌqには、（式１４），（式１５）において、ｉd＝ｉq＝０とおいた（式３１），（式３２）を用いる。また、永久磁石磁束Φmには、（式１０）において、ｉd＝ｉq＝０と���いた（式３３）を用いる。
【００７４】
【数３１】
2011050168.tif 000033
【００７５】
【数３２】
2011050168.tif 000034
【００７６】
【数３３】
2011050168.tif 000035
【００７７】
次に、軸誤差推定部１２の構成について、図６のブロック線図を用いて説明する。図６は（式２８）をブロック線図で表現したものであり、その演算結果は、（式２８）に等しい。図６のブロック線図は以下に述べる構成を備える。ゼロ次ホールダー５０，５１，５２，５３，５４は、それぞれｖdc*，ｖqc*，ｉdc，ｉqc，ω1を入力し、Ｔs［秒］間サンプル・ホールドし、出力する、パラメータ設定部１４は（式２８）の係数に相当する可変ゲイン７２，６６，６７に対して、それぞれＫ4，Ｋ5，Ｋ6をゲイン設定し、可変ゲイン７７，７８に対してパラメータＲをゲイン設定し、加算器６３に対してパラメータＩ0を加算する、サンプル遅延器８６はリミッタ８５が出力した軸誤差Δθの値をＴse［秒］間遅延し、Δθbkとして出力する、コサイン関数５５はサンプル遅延器８６の出力するΔθbkを入力しcos（Δθbk）を出力する、サイン関数５６はサンプル遅延器８６の出力するΔθbkを入力しsin（Δθbk）を出力する、乗算器５７はコサイン関数５５の出力するcos（Δθbk）とゼロ次ホールダー５２の出力するｉdcを乗算する、乗算器５８はコサイン関数５５の出力するcos（Δθbk）とゼロ次ホールダー５３の出力するｉqcを乗算する、乗算器５９はサイン関数５６の出力するsin（Δθbk）とゼロ次ホールダー５３の出力するｉqcを乗算する、乗算器６０はサイン関数５６の出力するsin（Δθbk）とゼロ次ホールダー５２の出力するｉdcを乗算する、減算器６１は乗算器５７の出力から乗算器５９の出力を減算する、加算器６２は乗算器５８の出力と乗算器６０の出力を加算する、加算器６３は減算器６１の出力とパラメータ設定部１４が出力するパラメータＩ0を加算する、絶対値演算器６４は加算器６３の出力値を入力し、絶対値を出力する、絶対値演算器６５は加算器６２の出力値を入力し、絶対値を出力する、可変ゲイン６６は絶対値演算器６４の出力を入力し、Ｋ5倍して出力する、可変ゲイン６７は絶対値演算器６５の出力を入力し、Ｋ6倍して出力する、加算器６８は可変ゲイン６６と６７の出力を加算する、定数６９は値１を出力する、加算器７０は加算器６８と定数６９の出力を加算する、除算器７１は定数６９の出力する値１を加算器７０の出力で除算する、可変ゲイン７２は除算器７１の出力を入力し、Ｋ4倍して出力する、乗算器７３は可変ゲイン７２の出力とゼロ次ホールダー５３の出力するｉqcを乗算する、７４は可変ゲイン７２の出力とゼロ次ホールダー５２の出力するｉdcを乗算する乗算器、乗算器７５は乗算器７３の出力とゼロ次ホールダー５４の出力するω1を乗算する、乗算器７６は乗算器７４の出力とゼロ次ホールダー５４の出力するω1を乗算する乗算器、可変ゲイン７７はゼロ次ホールダー５２の出力するｉdcをＲ倍する、可変ゲイン７８はゼロ次ホールダー５３の出力するｉqcをＲ倍する、減算器７９はゼロ次ホールダー５０の出力するｖdc*から可変ゲイン７７の出力を減算する、減算器８０はゼロ次ホールダー５１の出力するｖqc*から可変ゲイン７８の出力を減算する、加算器８１は減算器７９の出力と乗算器７５の出力を加算する、減算器８２は減算器８０の出力から乗算器７６の出力を減算する、除算器８３は加算器８１の出力を減算器８２の出力で除算する、tan-1関数８４は除算器８３の出力に対してアークタン��ェントを演算し出力する、リミッタ８５はtan-1関数８４の出力に対して−π／２からπ／２の上下限リミット値を設定し出力する。
【００７８】
上記の図６の構成によれば、１演算周期Ｔse［秒］前の軸誤差を用いて（式２８）の右辺を演算することとなるが、演算周期Ｔseが十分に短いか、または、軸誤差Δθの時間変動が小さければ十分な精度が得られる。特に、急激な加減速や負荷外乱の少ない様な、軸誤差Δθが大きくならない用途においては、（式２８）に代えて（式２９）を利用することも可能である。この場合、図６のブロック図において、コサイン関数５５を定数１に置換えし、サイン関数５６をゲイン１に置換えすることで実現できる。これにより、三角関数５５，５６のみならずコサイン関数５５の出力に繋がる乗算器５７，５８の削除が可能となり、演算処理を軽減できる利点がある。さらに、軸誤差Δθが大きくならない用途においては、（式２８）に代えて（式３０）を利用することも可能である。この場合、図６のブロック図において、コサイン関数５５を定数１に置換えし、サイン関数５６をゲイン０に置換えすることで実現できる。これにより、三角関数５５，５６のみならずコサイン関数５５とサイン関数５６の出力に繋がる乗算器５７，５８，５９，６０と減算器６１および加算器６２の削除が可能となり、演算処理をさらに軽減できる利点がある。
【００７９】
次に、本実施形態１の効果をシミュレーション結果により示す。図１０は、図１に示した本実施形態１の速度制御系において、従来技術１の軸誤差演算式（式７）を軸誤差推定部１２に用いた場合と、（式２８）を軸誤差推定部１２に用いた場合とのシミュレーションによる各部波形である。図１０において、左側に示した波形１６０から波形１６５までが従来技術１による軸誤差演算式（式７）を用いた結果であり、右側に示した波形１６６から波形１７１までが（式２８）による波形である。比較においては、軸誤差推定部１２以外は構成，条件共に等しくし、時刻０.１［ｓ］で７０［Ｎ・ｍ］のステップ状負荷トルクを波形１６０，１６６の様に与えた。この時のｉdc変動が波形１６１と波形１６７、ｉqc変動が波形１６２と波形１６８であり、何れの電流も（式２８）では抑制可能となる。また、このときの速度指令ω1*は波形１６３，波形１６９であり一定値である。一方、ω1は波形１６４，１７０であり、（式２８）を用いた本実施形態１では変動が小さく安定動作が伺える。最下段のグラフは、推定軸誤差の真の軸誤差からの推定誤差を示しており、（式７）による軸誤差推定誤差１６５に対して、（式２８）の軸誤差推定誤差１７１は小さくなることが分かる。特に、時刻０.６［ｓ］以降の定常時の軸誤差推定誤差は、（式２８）では略ゼロの理想状態となる。よって、図６の軸誤差推定部で構成した、図１に示す本実施形態によれば、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。
【００８０】
〔実施形態２〕
実施形態１では、（式２８）で表現される軸誤差推定式を用いて図１に示す構成の速度制御系を実現した。これに対して、以下説明する実施形態２では、実施形態１と同一構成の軸誤差推定手段を用いて、速度・位置センサレスによるトルク制御系を構成したものである。このため、本実施形態２においても、電圧指令生成部５の構成を示す図９、および軸誤差推定部の構成を示す図６は実施形態１の場合と同一である。図１１は本実施形態２の構成を示すブロック図であり、モータ８にトルク指令τ*を与えるトルク指令発生部１８１と、ｄ軸電流指令値ｉd*を発生するｉd*発生部４と、トルク指令τ*をトルク定数ｋｔで除算しｑ軸電流指令値ｉq*を出力するゲイン１８０と、ｉd*，ｉq*およびｄ軸電流検出値ｉdc，ｑ軸電流検出値ｉqcおよびω1を入力し、ｄq座標逆変換部６に対してｄc軸電圧指令値ｖdc*とｑc軸電圧指令値ｖqc*を出力する電圧指令生成部５と、ｖdc*，ｖqc*，ｉdc，ｉqc，ω1を入力し、（式２８）または（式２９）または（式３０）と、パラメータ設定部１４から入力されるモータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ4，モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ5，モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ6，ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ0，モータの電機子巻線抵抗Ｒを用いて軸誤差Δθを演算する軸誤差推定部１２と、Δθに対して比例積分演算もしくは比例演算を行い、Δθを小さくする制御を行うことで、回転角速度ω1を出力するＰＬＬ制御器１３と、ω1を積分し、ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角θdcを出力する積分器１５と、ｖdc*，ｖqc*を、電気角θdcによって三相交流電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換するｄq座標逆変換部６と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ７と、ＰＷＭインバータ７の出力するＵ相電流ｉuを検出する電流検出器１０と、ＰＷＭインバータ７の出力するＷ相電流ｉwを検出する電流検出器９と、検出した電流ｉu，ｉwを、電気角θdcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄc，ｑc各軸上の成分ｉdc，ｉqcに座標変換するｄq座標変換部１１からなる。
【００８１】
以上述べた、本実施形態２によれば、トルク制御系においても、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。
【００８２】
〔実施形態３〕
実施形態１では、速度制御器や、電流制御ループを用いて高精度な速度制御系を構成した。これに対して、本実施形態３では、速度制御器や電流制御系を持たない簡易速度制御系に対して軸誤差推定式（式２８），（式２９），（式３０）を適用する。ちなみに、本実施形態の基礎となる簡易速度制御系については、電学論Ｄ、１２４巻１１号、２００４年「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期電動機の簡易ベクトル制御」に詳しく記載されている。図１２は本実施形態３の構成を示すブロック図であり、モータ８に速度指令ω1*を与える速度指令発生部１と、ｄ軸電流指令値ｉd*を発生するｉd*発生部４と、ω1*とＰＬＬ制御器１３が出力する電気角速度偏差推定値Δω1を加算し回転角速度ω1を出力する加算器１９２と、ｄ軸電流検出値ｉdcに対してフィルタ処理を行い、ｑ軸電流指令値ｉq*を出力する一次遅れフィルタ１９１と、ｉd*，ｉq*およびω1*を入力し、ｄq座標逆変換部６に対してｄc軸電圧指令値ｖdc*とｑc軸電圧指令値ｖqc*を出力する電圧指令生成部１９０と、ｖdc*，ｖqc*，ｉdc，ｉqc，ω1*を入力し、（式２８）または（式２９）または（式３０）と、パラメータ設定部１４から入力されるモータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ4，モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ5，モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ6，ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ0，モータの電機子巻線抵抗Ｒを用いて軸誤差Δθを演算する軸誤差推定部１２と、Δθに対して比例演算を行い、Δθを小さくする制御を行うことで、Δω1を出力するＰＬＬ制御器１３と、加算器１９２の出力するω1を積分し、ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角θdcを出力する積分器１５と、ｖdc*，ｖqc*を、電気角θdcによって三相交流電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換するｄq座標逆変換部６と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ７と、ＰＷＭインバータ７の出力するＵ相電流ｉuを検出する電流検出器１０と、ＰＷＭインバータ７の出力するＷ相電流ｉwを検出する電流検出器９と、検出した電流ｉu，ｉwを、電気角θdcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄc，ｑc各軸上の成分ｉdc，ｉqcに座標変換するｄq座標変換部１１からなっている。また、本実施形態３における軸誤差推定部１２の内部構成は、前述した実施形態１の場合と同一である。
【００８３】
次に、電圧指令生成部１９０の構成について、図１３のブロック線図を用いて説明する。図１３において、ｉd*はｄ軸電流指令値、ｉq*はｑ軸電流指令値、ゲイン２００，２０２は、それぞれｉd*，ｉq*にモータの電機子巻線抵抗Ｒを乗じた値を出力し、それぞれｖdc*およびｖqc*を出力する減算器２０１と加算器２０３に入力することで、ＰＭモータの電機子巻線抵抗による電圧降下を補償したｖdc*およびｖqc*を作成している。
【００８４】
さらに、ｄc軸電圧指令値ｖdc*の生成に際して、ゲイン２０４において、ｉq*にＬqを乗ずることで、ｑ軸磁束Φqを演算し、乗算器２０７において、Φqにω1*を乗ずることで、ｑ軸磁束Φqがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φqω1*を演算する。減算器２０１では、ゲイン２００の出力からΦqω1*を減じたｄc軸電圧指令値ｖdc*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｄ軸方向に発生するｑ軸磁束Φq由来の速度誘起電圧Φqω1*の補償を行う。ｑc軸電圧指令値ｖqc*の生成に際しても同様であり、ゲイン２０５において、ｉd*にＬdを乗ずることで、ｄ軸電流磁束Φidを演算し、加算器２０６でΦidにｄ軸方向の永久磁石磁束Φmを加算したｄ軸磁束Φdを算出し、乗算器２０８において、Φdにω1*を乗ずることで、ｄ軸磁束Φdがｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φdω1*を演算する。加算器２０３では、ゲイン２０２の出力にΦdω1*を加えたｑc軸電圧指令値ｖqc*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｑ軸と反対方向に発生するｄ軸磁束Φd由来の速度誘起電圧Φdω1*の補償を行う。
【００８５】
本実施形態３によれば、実施形態１ほどの制御応答が実現できないものの、速度制御器，電流制御器のゲイン調整を行わずとも、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。
【００８６】
〔実施形態４〕
既に述べた、実施形態２のトルク制御系を、鉄道車両駆動装置に応用したのが、図１４に示す本実施例である。本実施例では、架線２１２からパンタグラフ２１３を介して受電された直流は、受電フィルタ２１１を介してＰＷＭインバータ７に入力される。受電フィルタ２１１は、フィルタリアクトル２１１ａとフィルタコンデンサ２１１ｂを備えており、ＰＷＭインバータ７からのリプル電流を平滑化する。主幹制御器５０５は、運転士のノッチ操作をトルク指令τ*に変換して、実施形態２のトルク制御系に入力する。モータ８は、トルク制御系により、トルク指令τ*に略等しいトルクを発生し、図示していないギアを介してレール２１５上の車輪２１４を駆動する。
【００８７】
〔実施形態５〕
以上述べた、実施形態２のトルク制御系を、後輪駆動電気自動車に応用したのが、図１５に示す本実施例である。本実施例では、二次電池２３１の直流電圧は、ＰＷＭインバータ７に入力される。コントロールユニット（ＣＵ）２３０は、図示していないアクセルペダルの踏み込み量に応じたトルク指令τ*を、実施形態２のトルク制御系に入力する。モータ８は、トルク制御系により、トルク指令τ*に略等しいトルクを発生し、モータ軸２２０，クラッチ２２１，クラッチ出力シャフト２２２，デファレンシャルギア２２３，後輪車軸２２４を介して、右後輪２２８，左後輪２２９を駆動する。
【００８８】
〔実施形態６〕
以上述べた、実施形態１から実施形態５における軸誤差推定部１２に対して、軸誤差Δθの収束演算処理を導入したのが、本実施形態６である。図７は、本実施形態６における軸誤差推定部の構成を示すブロック図であり、図６に対して、収束判定部１０２と、波線内部処理の実行／停止処理を追加した点が異なる。波線内部処理は、収束判定部１０２がＡct入力端子１０３に入力するＡct_cal信号が１の場合に実行状態となり、０の場合に停止状態となる。また、図７のブロックでは、ゼロ次ホールダー５０，５１，５２，５３，５４のサンプル周期Ｔsに対して、波線内部処理の実行周期Ｔseを短く（Ｔse＜Ｔs）設定している。このため、サンプル周期Ｔs間に、軸誤差Δθが大きく変動する場合でも、（式２８），（式２９），（式３０）の右辺に誤差の少ない（時間遅れの少ない）Δθを設定することができる。よって、波線内部の処理をＴsサンプル周期でサンプルホールドされたｖdc*，ｖqc*，ｉdc，ｉqc，ω1を基にＴseサンプル周期で実行すると、Δθが次第に一定値に収束する。このときの収束の様子を図８に示す。
【００８９】
図８において、波形１１０はｖqc*、波形１１１はｖdc*、波形１１２はｉqc、波形１１３はｉdc、波形１１４はω1、波形１１５はΔθ、波形１１６はＡct_calであり、横軸一杯の範囲がサンプル周期Ｔsである。このため、図８に図示した範囲では、ｖdc*，ｖqc*，ｉdc，ｉqc，ω1は一定値となっている。これに対して、Δθの演算は、サンプル周期Ｔseで実行されることから、波形１１５に見る通り、Δθは次第に一定値に近付く結果となる。そして、収束判定部１０２が出力するＡct_calが１から０に変化した時点で、Δθの演算を停止する。このときの、収束判定には、（式３４）を用いる。（式３４）において、ΔθbkはＴseサンプル前の演算値であり、εは収束判定基準となる十分に小さな正数値である。
【００９０】
【数３４】
2011050168.tif 000036
【００９１】
本実施形態６のように、収束演算による軸誤差Δθを用いれば、軸誤差推定誤差を更に低減することが可能となる。磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度・高応答な速度・位置センサレス制御が可能となる。
【符号の説明】
【００９２】
１  速度指令発生部
２，６１，７９，８０，８２  減算器
３  速度制御器
４  ｉd*発生部
５  電圧指令生成部
６  ｄq座標逆変換部
７  ＰＷＭインバータ
８  モータ
９  Ｗ相電流検出器
１０  Ｕ相電流検出器
１１  ｄq座標変換部
１２  軸誤差推定部
１３  ＰＬＬ制御器
１４  パラメータ設定部
１５  積分器
５０〜５４  ゼロ次ホールダー
５５  cos関数
５６  sin関数
５７〜６０，７３〜７６  乗算器
６２，６３，６８，７０，８１  加算器
６４，６５  絶対値演算器
６６，６７，７２，７７，７８  可変ゲイン
６９  定数
７１，８３  除算器
８４  tan-1演算器
８５  リミッタ
２１１  受電フィルタ
２１１ａ  フィルタリアクトル
２１１ｂ  フィルタコンデンサ
２１２  架線
２１３  パンタグラフ
２１４  車輪
２１５  レール
２２０  モータシャフト
２２１  クラッチ
２２２  クラッチ出力シャフト
２２３  デファレンシャルギア
２２４  後輪車軸
２２５  前輪車軸
２２６  右前輪
２２７  左前輪
２２８  右後輪
２２９  左後輪
２３０  コントロールユニット
２３１  二次電池
５０５  主幹制御器
ｉd*  ｄ軸電流指令値
ｉq*  ｑ軸電流指令値
ｉdc  ｄ軸電流検出値
ｉqc  ｑ軸電流検出値
Δθ  軸誤差
ω1*  速度指令
ω1  ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の回転角速度
ωe  速度偏差
Ｖu*  Ｕ相電圧指令
Ｖv*  Ｖ相電圧指令
Ｖw*  Ｗ相電圧指令
ｉu  Ｕ相電流
ｉw  Ｗ相電流
θdc  ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角
ｖdc*  ｄc軸電圧指令値
ｖqc*  ｑc軸電圧指令値
Ｋ4  モータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータ
Ｋ5  モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータ
Ｋ6  モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータ
Ｉ0  ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータ
Ｒ  モータの電機子巻線抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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