(57)【要約】【課題】ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷電力の変動に追従可能とすることである。【解決手段】回転電機駆動システム１０は、回転電機１２に接続されるインバータ装置１４、蓄電装置１６、蓄電装置１６とインバータ装置１４との間に設けられるＤＣＤＣコンバータ本体部２０と、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。ＤＣＤＣコンバータ制御部４０の除算器６８は負荷電力値ＰとＶLとを入力としＰ／ＶL＝ＩBを算出する。微分器７０にはＩBが入力されｄＩB／ｄｔを算出する。除算器７２はインダクタンス値Ｌと出力電圧指令値ＶH*が入力されＬ／ＶH*を算出する。乗算器７４はＬ／ＶH*とｄＩB／ｄｔとを入力として（Ｌ／ＶH*）×（ｄＩB／ｄｔ）＝ｄｕｔｙ３を算出する。このｄｕｔｙ３によって定常デューティ比ｄｕｔｙ２が補正される。【選択図】図１
2011167011.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムであって、
蓄電装置の端子電圧である入力電圧値と出力電圧指令値とに基づき定常デューティ比を算出する定常デューティ比算出手段と、
負荷駆動装置によって駆動される負荷の電力値である負荷電力値と、入力電圧値を検出する入力電圧検出器の検出値である入力電圧検出値とに基づいて、入力電流値を算出する手段と、
入力電流値の時間微分値と、インダクタンス成分値と、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値とに基づき、負荷電力変動に対する補正デューティ比を算出する手段と、
定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
補正デューティ比を算出する手段は、
入力電流値の時間微分値に、インダクタンス成分値を乗算し、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値を除算して、補正デューティ比を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【請求項３】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値の平方値と、出力電圧指令値の平方値との間の偏差を電力偏差として、電力偏差に応じ、電力フィードバックによるデューティ比を算出する手段を備え、
スイッチング素子のデューティ比を設定する手段は、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比と、フィードバックによるデューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【請求項４】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出する手段と、
入力電流値を検出する入力電流検出器の検出値である入力電流値と入力電流指令値との偏差に基づき電圧フィードバックによるデューティ比を算出する手段と、
を備え、
スイッチング素子のデューティ比を設定する手段は、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比と、フィードバックによるデューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【請求項５】
請求項３または４に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
スイッチング素子は、正極側母線と負極側母線との間に直列接続される上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを含み、
上アーム側スイッチング素子のオン・オフと下アーム側スイッチング素子のオン・オフとの間に、双方がオフとなるデッドタイムが設けられるときに、そのデッドタイムの大きさに応じて、デッドタイムに対する補償デューティ比を算出する手段を備え、
スイッチング素子のデューティ比を設定する手段は、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比と、フィードバックによるデューティ比と、デッドタイムに対する補償デューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【請求項６】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
定常デューティ比算出手段は、
入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【請求項７】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
負荷駆動装置は、回転電機に接続されるインバータ装置であることを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータシステムに係り、特に蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
２次電池等の蓄電装置から駆動状態にある負荷駆動回路に対し電力を供給し、あるいは逆に回生状態にある負荷駆動回路から蓄電装置に電力を供給する装置として、昇降圧を行う電圧変換器が用いられる。この電圧変換器は、直流電力の電圧を変更する機能を有することから、ＤＣＤＣコンバータとも呼ばれる。
【０００３】
例えば、特許文献１には、昇圧コンバータ制御装置として、スイッチング素子の切り替えに要するデッドタイムＴdがあり、電流経路が変動する場合には、出力電圧が大きく変動し、インバータの制御範囲を超えてしまう課題があることが指摘されている。そこで、出力電圧を検出し、その出力電圧と目標電圧の差である電圧偏差に応じてデューティ比を制御することを基本とし、インバータ出力電力値を演算によって求め、これを比較器で所定値と比較することでコンバータの電流経路を判断し、電流の流れる方向に応じデューティ指令値からデッドタイム分τd＝Ｔd／（ＴON＋ＴOFF）を増減して補正することが開示されている。このように、電圧フィードバックを基本とし、電流センサを用いずに、デッドタイム補償を行うことで、無負荷、力行または回生等の負荷の急激な変動に対して安定かつ高速に対応できると述べられている。
【０００４】
また、特許文献２には、２次電池と降圧チョッパ回路とインバータとモータとを利用したエレベータシステムが開示されているが、その従来技術として、モータと接続されるインバータの入力部平滑コンデンサの端子間電圧Ｖdcがある設定レベルＶcn2以上となったときに、入力部平滑コンデンサの端子間電圧ＶdcがＶcn2以下の予め定めた設定電圧Ｖrefとなるように、降圧チョッパ回路のゲートドライバのＰＷＭ電圧制御を行うＤＣリアクトル制御系が述べられている。
【０００５】
そして、この従来技術のＰＷＭ電圧制御の内容として、ＤＣリアクトルの電流制御系をマイナーループとして設けることが述べられている。すなわち、ＶdcとＶrefとを比較し、その差分を比例積分要素に入力し、比例積分要素の出力に対してリミッタにより上限リミットを与えた信号を、降圧チョッパ回路のＤＣリアクトルの電流制御系の電流指令値とする。そして、この電流指令値をＤＣリアクトルの電流検出値と比較し、その差分を比例積分要素に入力し、その比例積分要素の出力に対してリミッタにより上下限リミットを与えた信号をＰＷＭ発生手段の入力信号とすることが述べられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−１２０８４４号公報
【特許文献２】特開２００１−２５３６５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１の昇圧コンバータ制御装置によれば、負荷電力が緩やかに変化し、リアクトルに流れる電流の方向が変化した場合には、デッドタイム補償と電圧フィードバック制御によって出力電圧を電圧指令値に追従制御できる。しかしながら、負荷電力が急激に大きく変動した場合には、出力電圧が電圧指令値に追従できない恐れがある。
【０００８】
負荷電力が急激に大きく変動したときでも出力電圧が電圧指令値に追従させるには、電圧フィードバックのゲインを高くすればよい。しかし、これによって定常状態における制御安定性が低下する。特許文献２のように電圧フィードバックループのマイナーループに電流フィードバック制御を設けることで、ゲインを上げながらＤＣＤＣコンバータの出力安定性を向上させることができるが、電流センサが必要となり、コストが上昇する。
【０００９】
本発明の目的は、負荷電力の変動に追従可能なＤＣＤＣコンバータシステムを提供することである。他の目的は、電流センサを用いずに、負荷電力の変動に追従可能なＤＣＤＣコンバータシステムを提供することである。以下の手段は、これらの目的の少なくとも１つに貢献する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムは、蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムであって、蓄電装置の端子電圧である入力電圧値と出力電圧指令値とに基づき定常デューティ比を算出する定常デューティ比算出手段と、負荷駆動装置によって駆動される負荷の電力値である負荷電力値と、入力電圧値を検出する入力電圧検出器の検出値である入力電圧検出値とに基づいて、入力電流値を算出する手段と、入力電流値の時間微分値と、インダクタンス成分値と、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値とに基づき、負荷電力変動に対する補正デューティ比を算出する手段と、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段と、を備えることを特徴とする。  
【００１１】
また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、補正デューティ比を算出する手段は、入力電流値の時間微分値に、インダクタンス成分値を乗算し、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値を除算して、補正デューティ比を算出することが好ましい。
【００１２】
また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値の平方値と、出力電圧指令値の平方値との間の偏差を電力偏差として、電力偏差に応じ、電力フィードバックによるデューティ比を算出する手段を備え、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段は、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比と、フィードバックによるデューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を算出することが好ましい。
【００１３】
また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出する手段と、入力電流値を検出する入力電流検出器の検出値である入力電流値と入力電流指令値との偏差に基づき電圧フィードバックによるデューティ比を算出する手段と、を備え、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段は、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比と、フィードバックによるデューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を算出することが好ましい。
【００１４】
また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、スイッチング素子は、正極側母線と負極側母線との間に直列接続される上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを含み、上アーム側スイッチング素子のオン・オフと下アーム側スイッチング素子のオン・オフとの間に、双方がオフとなるデッドタイムが設けられるときに、そのデッドタイムの大きさに応じて、デッドタイムに対する補償デューティ比を算出する手段を備え、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段は、定常デューティ比と、負荷電力変動に対する補正デューティ比と、フィードバックによるデューティ比と、デッドタイムに対する補償デューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を算出することが好ましい。
【００１５】
また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、定常デューティ比算出手段は、入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出することが好ましい。
【００１６】
また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置は、回転電機に接続されるインバータ装置であることが好ましい。
【発明の効果】
【００１７】
上記構成により、ＤＣＤＣコンバータシステムは、負荷駆動装置によって駆動される負荷の電力値である負荷電力値と、入力電圧値を検出する入力電圧検出器の検出値である入力電圧検出値とに基づいて入力電流値を算出し、算出された入力電流値の時間微分値と、インダクタンス成分値と、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値とに基づき、負荷電力変動に対する補正デューティ比を算出する。このように、負荷電力値の変動に関係する入力電流値の時間微分値に基づいて補正デューティ比を求めて定常比率設定によるデューティ比を補正する。定常比率設定はローパスフィルタ処理を行って設定処理の発散を防ぐことが行われているので、急激な負荷変動に追従しにくい。上記構成によれば、入力電流値の時間微分値に応じて定常比率設定によるデューティ比を補正できるので、負荷電力の変動に追従可能となる。また、入力電流値は演算で求めるので、電流センサを用いずに、負荷電力の変動に追従可能なＤＣＤＣコンバータシステムとすることができる。
【００１８】
また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、入力電流値の時間微分値に、インダクタンス成分値を乗算し、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値を除算して、補正デューティ比を算出する。このように演算によって補正デューティ比を算出でき、また、この算出値を定常比率設定によるデューティ比から、例えば、減算することで、負荷電力の急変時に、適切なデューティ比とすることができる。
【００１９】
また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値の平方値と、出力電圧指令値の平方値との間の偏差を電力偏差として、電力偏差に応じ、電力フィードバックによるデューティ比を算出する。電圧フィードバックは、出力電圧を保持する平滑コンデンサの端子間電圧であるので、平滑コンデンサの充放電時間の影響を受ける。これに対し、上記構成によれば、電力偏差に応じた電力フィードバックを用いるので、電圧フィードバックよりも迅速にフィードバックを行うことができる。
【００２０】
また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出し、入力電流値と入力電流指令値との偏差に基づき電圧フィードバックによるデューティ比を算出する。これによって、ＤＣＤＣコンバータシステムの出力電圧フィードバック制御のマイナーループに電流フィードバックを組み込むことができ、ＤＣＤＣコンバータシステムとして出力電圧の安定性と負荷電力の急変時の応答性向上を図ることができる。
【００２１】
また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、スイッチング素子についてデッドタイムが設けられるときに、そのデッドタイムの大きさに応じて、デッドタイムに対する補償デューティ比を算出する。これによって、デッドタイム補償も行うことができる。
【００２２】
また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出する。入力電圧検出値をそのまま用いて定常デューティ比を算出すると、場合によって定常デューティ比が発散して制御破綻を生じる恐れがある。ローパスフィルタ処理によってカットオフ周波数を低く設定し、定常デューティを算出することで、安定した制御を行うことができる。
【００２３】
また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置として回転電機に接続されるインバータ装置とするので、広くインバータ装置に接続されるＤＣＤＣコンバータシステムについても、電流センサを要せずに入力電流値を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む回転電機駆動システムの構成を示す図である。
【図２】本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける定常比率設定器の内部構成を説明する図である。
【図３】本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む別の回転電機駆動システムの構成を示す図である。
【図４】本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムの作用を説明するために用いた負荷の変動モデルの様子を示す図である。
【図５】本発明に係る実施の形態において、電力フィードバック制御のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】図５の例で、ｄｕｔｙ２の様子を示す図である。
【図７】図５の例の拡大図にｄｕｔｙ２の様子を合わせて示す図である。
【図８】本発明に係る実施の形態において、入力電流値の時間微分に関するｄｕｔｙ補正を行ったときのシミュレーション結果を示す図である。
【図９】図８の例で、ｄｕｔｙ２，ｄｕｔｙ３の様子を示す図である。
【図１０】図８の例の拡大図に、ｄｕｔｙ２，ｄｕｔｙ３の様子を合わせて示す図である。
【図１１】図８の例で、インダクタンスの誤差を＋５０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】図１１の例の拡大図に、ｄｕｔｙ２，ｄｕｔｙ３の様子を合わせて示す図である。
【図１３】図８の例で、インダクタンスの誤差を＋１００％としたときのシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】図１３の例の拡大図に、ｄｕｔｙ２，ｄｕｔｙ３の様子を合わせて示す図である。
【図１５】図８の例で、インダクタンスの誤差を−３４％としたときのシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】図１５の例の拡大図に、ｄｕｔｙ２，ｄｕｔｙ３の様子を合わせて示す図である。
【図１７】図８の例で、インダクタンスの誤差を−５０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】図１７の例の拡大図に、ｄｕｔｙ２，ｄｕｔｙ３の様子を合わせて示す図である。
【図１９】本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む他の回転電機駆動システムの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき詳細に説明する。以下では、ＤＣＤＣコンバータシステムに接続される負荷駆動回路としてインバータ装置を説明するが、ＤＣＤＣコンバータシステムを介して蓄電装置との間で直流電力をやり取りする駆動回路であれば、インバータ装置以外のものであってもよい。例えば、一般的なドライバ回路であってもよい。また、負荷駆動回路に接続される負荷装置として車両に搭載される３相回転電機を説明するが、車両搭載以外の回転電機であってもよく、また、回転電機以外の負荷装置、例えば、空調装置、ＡＶ機器、小型モータ等の装置であってもよい。
【００２６】
なお、以下では、適宜リミッタを設けてあるが、場合によってはリミッタを省略することもできる。
【００２７】
以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。
【００２８】
図１は、ＤＣＤＣコンバータシステムが用いられる回転電機駆動システム１０の構成を説明する図である。回転電機駆動システム１０は、車両に搭載される回転電機１２の駆動を行うシステムである。回転電機駆動システム１０は、回転電機１２に接続されるインバータ装置１４、蓄電装置１６、蓄電装置１６とインバータ装置１４との間に設けられるＤＣＤＣコンバータ本体部２０と、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。ここで、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０とＤＣＤＣコンバータ制御部４０とが、ＤＣＤＣコンバータシステムに相当する。
【００２９】
回転電機１２は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、車両の力行時には、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して蓄電装置１６から電力の供給を受けてモータとして機能して車両の車軸を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して蓄電装置１６に供給する３相同期型回転電機である。
【００３０】
インバータ装置１４は、回転電機１２を負荷とするときの負荷駆動装置に相当する。インバータ装置１４は、回転電機１２を発電機として機能させるとき、回転電機１２からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して、蓄電装置１６側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、回転電機１２をモータとして機能させるとき、蓄電装置１６側からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して供給される直流電力を交流３相駆動電力に変換し、回転電機１２に駆動電力として供給する直交変換機能を有する。かかるインバータ装置１４は、図１に示されるように、スイッチング素子とダイオードを複数組み合わせて構成される。
【００３１】
蓄電装置１６は充放電可能な直流電力源である。かかる蓄電装置１６としては、例えば、数１００Ｖの端子電圧を有するリチウムイオン組電池あるいはニッケル水素組電池、またはキャパシタ等を用いることができる。
【００３２】
インバータ装置１４を作動させる電圧は、蓄電装置１６の両端子電圧と必ずしも同じではないので、その間に電圧変換を行いながら電力をやり取りするためにＤＣＤＣコンバータシステムが設けられる。ＤＣＤＣコンバータシステムは、蓄電装置１６とインバータ装置１４の間に配置されて接続されるＤＣＤＣコンバータ本体部２０とＤＣＤＣコンバータ本体部２０の動作を制御するＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。
【００３３】
ＤＣＤＣコンバータシステムは、リアクトルのエネルギ蓄積作用を利用し、スイッチング素子のデューティ比を制御して、蓄電装置１６側の電圧とインバータ装置１４側の電圧との間の電圧変換を行う機能を有する。例えば、蓄電装置１６側の電圧をＶLとし、インバータ装置側の電圧をＶHとして、スイッチング素子のデューティ比を制御することで、電圧変換比であるＶH／ＶLを制御する機能を有する。
【００３４】
ここで、蓄電装置１６、インバータ装置１４のそれぞれの電源ラインについて、高電圧側を正極側母線、低電圧側を負極側母線と呼ぶことにすると、蓄電装置１６のプラス端子に接続されるラインが蓄電装置１６側の正極側母線であり、蓄電装置１６のマイナス端子に接続されるラインが蓄電装置１６側の負極側母線である。同様に、インバータ装置１４の高電圧側電源ラインがインバータ装置１４側の正極側母線であり、その低電圧側電源ラインがインバータ装置１４側の負極側母線である。図１に示されるように、蓄電装置１６側の負極側母線とインバータ装置１４側の負極側母線とは相互に接続されて共通の負極側母線とされる。
【００３５】
蓄電装置１６側において、その正極側母線と負極側母線との間に設けられる平滑コンデンサ３０は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧であるＶLを保持する容量素子である。同様に、インバータ装置１４側において、その正極側母線と負極側母線との間に設けられる平滑コンデンサ３２は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の出力電圧であるＶHを保持する容量素子である。
【００３６】
ＤＣＤＣコンバータ本体部２０は、上記のように、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０と共にＤＣＤＣコンバータシステムを構成するもので、リアクトル２２と、相互に直列に接続される２つのスイッチング素子２４，２６と、２つのスイッチング素子２４，２６のそれぞれに並列に逆接続されるダイオード２５，２７を含んで構成される。
【００３７】
リアクトル２２は、インダクタンス値Ｌを有する素子であって、電流Ｉが流れることで、（ＬＩ2）／２の電磁エネルギを蓄積でき、また、この蓄積された電磁エネルギを放出することができる。リアクトル２２の一方側端子は、蓄電装置１６の一方側端子と接続され、リアクトル２２の他方側端子は、２つのスイッチング素子２４，２６が相互に直列接続されるその接続点に接続される。
【００３８】
２つのスイッチング素子２４，２６は、リアクトル２２に対し、電磁エネルギを蓄積させあるいは放出させることで、蓄電装置１６側とインバータ装置１４側との間において電圧変換を行いながら電力をやり取りさせる機能を有する。２つのスイッチング素子２４の一方側は、リアクトル２２の他方側端子とインバータ装置１４の正極側母線との間に設けられ、２つのスイッチング素子２４の他方側は、リアクトル２２の他方側端子とインバータ装置１４の負極側母線との間に設けられる。
【００３９】
２つのスイッチング素子２４，２６を区別するときは、インバータ装置１４の正極側母線に接続される方を上アーム側のスイッチング素子２４、共通の負極側母線に接続される方を下アーム側のスイッチング素子と呼ぶことができる。かかるスイッチング素子２４，２６としては、大電力用バイポーラトランジスタあるいは大電力用ＭＩＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ等を用いることができる。例えば、ｎチャネル型ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｉｎｇ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。
【００４０】
２つのダイオード２５，２７は、２つのスイッチング素子２４，２６に対し、それぞれ並列に逆接続される整流素子である。ダイオード２５は、上アーム側のスイッチング素子２４の電流の流れる方向とは逆方向を整流素子の順方向とするように、並列に逆接続される。すなわち、ダイオード２５は、カソード側がインバータ装置１４の正極側母線に接続され、アノード側がリアクトル２２の他方側端子に接続される。同様に、ダイオード２７は、カソード側がリアクトル２２の他方側端子に接続され、アノード側が共通の負極側母線に接続される。
【００４１】
ここで、スイッチング素子２４，２６のオン・オフのデューティ比を適当に変更することで、電圧変換比＝ＶH／ＶLを制御することができる。スイッチング素子２４，２６のオン・オフは、通常の場合、相補的に行われる。相補的とは、上アーム側のスイッチング素子２４がオンのときは下アーム側のスイッチング素子２６はオフであり、逆に下アーム側のスイッチング素子２６がオンのときは上アーム側のスイッチング素子２４がオフである。デューティ比は、オン時間／（オン時間＋オフ時間）で与えられるが、スイッチング素子２４，２６が相補的にオン・オフするときは、スイッチング素子２４のデューティ比＝（１−スイッチング素子２６のデューティ比）となる。
【００４２】
したがって、スイッチング素子２４，２６が相補的にオン・オフするときは、いずれかのスイッチング素子のデューティ比でもって、スイッチング素子２４，２６の全体の動作を表すことができる。そこで、以下では、特に断らない限り、デューティ比といえば、上アーム側のスイッチング素子２４のデューティ比をさすものとする。
【００４３】
図１において、上アーム側のスイッチング素子２４がオンのときは、平滑コンデンサ３２の電圧をＶHとしてＶHを有するエネルギがリアクトル２２に移される。逆に、上アーム側のスイッチング素子２４がオフのときは下アーム側のスイッチング素子２６がオンであるので、平滑コンデンサ３０の電圧をＶLとしてＶLを有するエネルギがリアクトル２２に蓄えられ、次にこのエネルギが平滑コンデンサ３２に移される。したがって、上アーム側のスイッチング素子２４のデューティ比が大きくなると、ＶHがＶLに対し小さくなり、逆に、デューティ比が小さくなると、ＶHがＶLに対し大きくなる。
【００４４】
理想的に相補的オン・オフがなされ、スイッチング素子２４，２６の抵抗分とリアクトル２２の抵抗分が無視できるときは、上側アームのスイッチング素子２６のデューティ比は（ＶL／ＶH）｝で与えられる。例えば、ＶL＝３００Ｖとして、デューティ比＝０．５とすれば、ＶH＝６００Ｖとなる。逆に、ＶL＝３００Ｖとして、ＶH＝５００Ｖとしたいときは、デューティ比＝（３００／５００）＝０．６とすればよく、ＶL＝３００Ｖとして、ＶH＝７００Ｖとしたいときは、デューティ比＝（３００／７００）＝０．４２８とすればよいことになる。
【００４５】
図２において、電力検出器３４は、回転電機１２への入力電力、すなわち、インバータ装置１４から見た負荷電力を検出する機能を有する。具体的には、インバータ装置１４からの三相駆動信号の電圧と電流とを検出し、電力に換算する機能を有する。電力検出器３４は、電圧センサと電流センサと、これらセンサによって検出された値から電力に換算する演算部とで構成することができる。なお、場合によっては、演算部の部分をＤＣＤＣコンバータ制御部４０の機能としてもよい。電力検出器３４のデータは、負荷電力値Ｐとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０の除算器６８に伝送される。
【００４６】
平滑コンデンサ３０に対応して設けられる電圧センサ３６は、平滑コンデンサ３０の両端子間電圧であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧を検出する機能を有する出力電圧検出器である。電圧センサ３６によって検出されたデータは、入力電圧検出値ＶLとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。
【００４７】
平滑コンデンサ３２に対応して設けられる電圧センサ３８は、平滑コンデンサ３２の両端子間電圧であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０の出力電圧を検出する機能を有する出力電圧検出器である。電圧センサ３８によって検出されたデータは、出力電圧検出値ＶHとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。
【００４８】
ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、上記のようにして伝送された負荷電力値Ｐ、入力電圧検出値ＶL、出力電圧検出値ＶHを用い、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０における入力電流値を算出し、負荷電力変動に対する補正デューティ比としてｄｕｔｙ３を算出し、フィードバックのないときの定常デューティ比であるｄｕｔｙ２を補正する機能を有する。また、電力フィードバックを行って、そのフィードバックによるデューティ比ｄｕｔｙ１を算出する機能を有する。なお、上アーム側のスイッチング素子２４のオン・オフと下アーム側スイッチング素子２６のオン・オフとの間の関係が完全な相補的関係でなく、双方がオフとなるデッドタイムが設けられるものとする場合には、デッドタイム補償のためのｄｕｔｙ４を算出する機能も有する。
【００４９】
そして、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、これらのｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３、ｄｕｔｙ４に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のスイッチング素子２４，２６のオン・オフ指令を行う機能を有する。これらのＤＣＤＣコンバータ制御部４０の各機能は、ソフトウェアで実現することができ、具体的にはＤＣＤＣコンバータ制御プログラムを実行することで実現できる。勿論、各機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。
【００５０】
上記のように、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の作動を制御するためにスイッチング素子２４，２６にオン・オフ指令を生成する。図１では、このオン・オフ指令の生成を、上側のスイッチング素子２４のデューティ比ｄｕｔｙＡの生成に代表させて示されている。なお、スイッチング素子２６のデューティ比は、例えば、理想的な相補的オン・オフ指令の場合、上記のように、（１−スイッチング素子２４のデューティ比）で求めることができる。
【００５１】
上記のように、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、ｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３、ｄｕｔｙ４に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のスイッチング素子２４，２６のオン・オフ指令を行うが、ここでは、基本的なフィードバック制御としてｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２に基づく流れをまず説明し、次に、負荷電力の急変に対応するｄｕｔｙ３を考慮する流れを説明し、最後にデッドタイム補償に対応するｄｕｔｙ４を考慮する流れを説明する。なお、場合によっては、ｄｕｔｙ４を省略してもよい。
【００５２】
ここで、図１において、出力電圧指令値ＶH*は、図示されていない回転電機制御部からＤＣＤＣコンバータシステムに与えられる出力電圧の指令値である。また、インダクタンス値Ｌは、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０におけるリアクトル２２のインダクタンスの値を示すものである。
【００５３】
最初に、電力フィードバック制御としてのｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の流れを説明する。
ｄｕｔｙ２はフィードバックがないときの定常デューティ比であり、ｄｕｔｙ１が電力フィードバックによるデューティ比である。
【００５４】
図１において、ＶH*とＶLに基づいて、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のスイッチング素子２４，２６に対するオン・オフ指令信号を生成する部分が、ＶHのフィードバックがなく、また推定入力電流のフィードバックがないときの定常的なデューティ比ｄｕｔｙ２による動作制御の部分である。具体的には、ＶH*とＶLを入力データとして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６、定常比率設定器４８によってｄｕｔｙ２を算出し、リミッタ５０、三角波比較器５２を経由して、スイッチング素子２４，２６のオン・オフ指令信号が生成される。
【００５５】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６は、入力電圧検出値ＶLに対し、ローパスフィルタ処理を行って、フィルタ処理後電圧検出値としてＶL-LPFを出力する機能を有するフィルタ演算手段である。
【００５６】
ローパスフィルタ処理を行うのは、入力電圧検出値をそのまま用いて定常デューティ比を算出すると、場合によって定常デューティ比が発散して制御破綻を生じる恐れがあるからである。カットオフ周波数を低く設定したローパスフィルタ処理によって得られるＶL-LPFを用いることで、定常デューティ比の発散を抑制することができる。
【００５７】
定常比率設定器４８は、ＶH*とＶL-LPFを用いて、フィードバックがないときのデューティ比を算出して、それを定常比率として設定する機能を有する演算手段である。定常比率は、上側アームのデューティ比で、これをｄｕｔｙ２とすると、上記のように一般的には、（ＶL／ＶH）｝で与えられる。ここでは、ＶHに出力電圧指令値ＶH*を用い、また、ＶLに代えてＶL-LPFを用いることにするので、ｄｕｔｙ２＝（ＶL-LPF／ＶH*）で与えられる。
【００５８】
図２は、定常比率設定器４８の内部構成を示す図である。定常比率設定器４８は、除算器８０とリミッタ８２を含んで構成される。除算器８０は、ＶL-LPFを入力値Ａとし、ＶH*を入力値Ｂとして、Ａ／Ｂ＝（ＶL-LPF／ＶH*）を出力する演算処理手段である。リミッタ８２は、このようにして算出されたＡ／Ｂに対し、上限値と下限値を設定し、以後の処理に適した範囲の値に調整する上下限演算処理手段である。このようにして、上下限設定を行った後のＡ／Ｂが、以後の処理にｄｕｔｙ２として用いられる。上下限設定の例としては、上限を１００％、下限を２５％とすることができる。勿論これ以外の値を上下限とすることもできる。
【００５９】
図１において、出力電圧指令値ＶH*に対応する電力値としてＶH*の平方値を用い、出力電圧検出値ＶHに対応する電力値としてＶHの平方値を用い、これらの差を電力偏差ΔＰとして、この電力偏差ΔＰをゼロとするＰＩ制御を行う部分が、電力フィードバックによるｄｕｔｙ１を算出する部分である。
【００６０】
具体的には、ＶH*の平方値を求める平方器５４、ＶHの平方値を求める平方器５６、ＶH*の平方値とＶHの平方値から電力偏差ΔＰを求める減算器５８、ＰＩ制御器６０、リミッタ６２を含んで構成される。ＰＩ制御器６０は、ΔＰを入力し、これに対して比例積分演算を行ってΔＰをゼロとするデューティ比を出力する比例微分制御演算処理手段である。リミッタ６２は、このようにして出力されたデューティ比に対し、上下限制限をかけて、以後の処理を行う減算器６６等の能力を超えない範囲とするための上下限演算処理手段である。このようにして、上下限設定を行った後のｄｕｔｙがｄｕｔｙ２に対し、電力フィードバックの補正を加えるためのｄｕｔｙ１となる。
【００６１】
電力フィードバックは、電圧フィードバックに比べ、迅速にフィードバックを行うことができる。つなり、電圧フィードバックは、出力電圧を保持する平滑コンデンサの端子間電圧であるので、平滑コンデンサの充放電時間の影響を受ける。これに対し、電力偏差に応じた電力変化の方が平滑コンデンサの電圧変化よりも速いので、電力フィードバックの方が電圧フィードバックよりも迅速にフィードバックを行うことができ、したがって、ＤＣＤＣコンバータシステムの出力電圧変動を効果的に抑制できる。
【００６２】
次に、負荷電力の急変に対応するｄｕｔｙ３について説明する。負荷電力の急変に対する対応は、次のような考えで算出されるｄｕｔｙ３を用いて実行される。すなわち、負荷電力値Ｐを、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧検出値ＶLで除算して、負荷電力値Ｐに対応する蓄電装置１６の出力電流値であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０に対する入力電流値ＩBをまず算出する。ここでは、入力電流値ＩBの取得には、電流センサが用いられていない。次に、この入力電流値ＩBの時間微分値に、リアクトル２２のインダクタンス値Ｌを乗算して電圧値に換算し、その値を出力電圧指令値ＶH*で除算する。この除算値がｄｕｔｙ３である。
【００６３】
具体的には、図１において、除算器６８に負荷電力値ＰとＶLとを入力して、Ｐ／ＶL＝ＩBを算出する。そして微分器７０にＩBを入力して、ｄＩB／ｄｔを算出する。一方、除算器７２に、インダクタンス値Ｌと出力電圧指令値ＶH*を入力して、Ｌ／ＶH*を算出する。そして、乗算器７４に、算出されたＬ／ＶH*とｄＩB／ｄｔを入力し、（Ｌ／ＶH*）×（ｄＩB／ｄｔ）＝ｄｕｔｙ３を算出する。
【００６４】
このように、ｄｕｔｙ３＝（Ｌ／ＶH*）×（ｄＩB／ｄｔ）と算出されるので、この演算に用いるインダクタンス値Ｌが小さいほど、ｄｕｔｙ３が小さくなり、補正が行われない場合に近くなる。ここで、負荷電力値Ｐに対応する入力電流値ＩBを用いてインダクタンス値Ｌを補正することとすれば、インダクタンス値Ｌの誤差を小さくできる。上記のように、除算器６８において、負荷電力値Ｐを用いて（Ｐ／ＶL）＝ＩBを求めることとすることで、インダクタンス値Ｌの誤差をある程度吸収することができる。なお、除算器６８への入力のＶLに代えて、ＶLのローパスフィルタ処理後の値であるＶL-LPFを用いるものとしてもよい。
【００６５】
このようにして、ｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３がそれぞれ算出されると、減算器７６において、（ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ３）が演算され、その結果は、減算器６６においてさらにｄｕｔｙ１が減算される。すなわち、減算器６６から（ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ３−ｄｕｔｙ１）が出力される。この値は、フィードバックがかけられていないときの定常デューティ比であるｄｕｔｙ２から、負荷電力変動に対する補正デューティ比であるｄｕｔｙ３を減算し、さらに、電力フィードバックによるｄｕｔｙ１を減算したものとなっている。
【００６６】
次に、デッドタイムに対する補償デューティ比であるｄｕｔｙ４について説明する。上記では、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の上アーム側スイッチング素子２４と下アーム側スイッチング素子２６が、相補的にオン・オフするものとして説明した。すなわち、上アーム側スイッチング素子２４がオンのときは下アーム側スイッチング素子２６がオフし、逆に、下アーム側スイッチング素子２６がオンのときは上アーム側スイッチング素子２４がオフする。これを、上アーム側スイッチング素子２４と下アーム側スイッチング素子２６とが共にオフするデッドタイムＴdを設けるものとしてもよい。
【００６７】
上記では、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の上アーム側スイッチング素子２４と下アーム側スイッチング素子２６が、相補的にオン・オフする構成のときは、スイッチング素子の応答の具合によって、上アーム側スイッチング素子２４と下アーム側スイッチング素子２６が共にオンすることが起こり得て、その場合には正極側母線と負極側母線との間に貫通電流が流れる。デッドタイムＴdを設ける構成とすれば、このような貫通電流が生じることを防ぐことができる。しかしながら、デッドタイムＴdを設けると、例えば、定常デューティ比に対し異なるオン・オフ制御となるために、デューティ比の補償を行うことが好ましい。この補償のためのデューティ比がｄｕｔｙ４である。
【００６８】
ｄｕｔｙ４は、特許文献１に記載されているように、オン時間ＴONとオフ時間ＴOFFを用いて、Ｔd／（ＴON＋ＴOFF）＝ｄｕｔｙ４とできるが、入力電流の流れる方向によって、ｄｕｔｙ４の符号が異なる。図１では、ｄｕｔｙ４を減算器６６において加算側としてあるが、入力電流の流れる方向によってｄｕｔｙ４の符号が変わるので、減算側となることがある。
【００６９】
ｄｕｔｙ４の符号は、入力電流を検出するセンサを用いて、その電流の流れる方向を検出することで決定できる。また、スイッチング素子２４とスイッチング素子２６との接続点の電圧を検出する電圧検出手段を用い、デッドタイム期間中の接続点の電圧がＶHに近いかあるいは負極側母線の電圧に近いかによって、電流の流れる方向を判断してｄｕｔｙ４の符号を決定することもできる。後者の方法は電圧検出を要するが電流センサを要しないので、コスト的には安価に構成することができる。
【００７０】
具体的には、デッドタイム補償器６４において、予め設定されたデッドタイムＴdの大きさに応じた補償デューティ比が計算され、入力電流の流れる方向に応じて符号が決定されるｄｕｔｙ４として出力される。デッドタイム補償を行うことで、ＤＣＤＣコンバータシステムの電圧制御性能をさらに向上させることができる。
【００７１】
このように、デッドタイムを含む構成のときには、デッドタイム補償器６４からデッドタイムに対する補償デューティ比であるｄｕｔｙ４が出力されて、減算器６６に入力される。したがって、ｄｕｔｙ４が用いられるときは、減算器６６から（ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ３−ｄｕｔｙ１＋ｄｕｔｙ４）が出力される。
【００７２】
これらのｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ３、ｄｕｔｙ４は、定常デューティ比であるｄｕｔｙ２を補正するために用いられる。例えば、定常比率設定器４８がｄｕｔｙ２＝０．５と設定し、負荷電力変動に対する補正デューティ比をｄｕｔｙ３＝＋０．１であるときは、減算器７６は、ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ３＝０．５−０．１＝０．４を出力する。
【００７３】
そして、ｄｕｔｙ１＝−０．２と算出され、デッドタイムが設定されてなくｄｕｔｙ４＝０であるとすれば、減算器６６では、（ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ３−ｄｕｔｙ１＋ｄｕｔｙ４）＝０．４＋０．２＝０．６が出力される。この値がｄｕｔｙＡとなる。
【００７４】
図１における三角波比較器５２は、算出されたｄｕｔｙＡを、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を構成するスイッチング素子２４，２６のオン・オフ制御信号に変換する機能を有する制御信号発生器である。
【００７５】
例えば、上記の例でｄｕｔｙＡ＝０．４と算出されるときは、上アーム側のスイッチング素子２４について、基準の三角波の周期Ｔ0に対し、オン時間が４０％、オフ時間が６０％のパルス信号が出力される。下アーム側のスイッチング素子２６については、スイッチング素子２４に対し相補的なパルス信号が出力される。すなわち、スイッチング素子２４がオンのときにスイッチング素子２６がオフ、スイッチング素子２４がオフのときにスイッチング素子２６がオンとなるようなパルス信号が出力される。
【００７６】
このようにして、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、電流センサを用いることなく、負荷電力変動に対する対応が可能となる。また、電力フィードバックを用いているので、出力電圧変動を効果的に抑制できる。また、デッドタイムが設定される場合でも、その補償を行うことが可能となる。
【００７７】
上記では、回転電機を１つとして説明したが、回転電機を２つとし、それぞれのインバータについて１つのＤＣＤＣコンバータ本体部を用いる構成とすることもできる。図３「は、車両に２台の回転電機１２，１３を搭載し、一方を車両駆動用、他方を発電機用として用いる回転電機駆動システム１１の構成を示す図である。
【００７８】
この構成では、図１の構成に比較して、回転電機１３が増加し、その駆動用としてインバータ装置１５が設けられる。２つのインバータ装置１４，１５は、１つのＤＣＤＣコンバータ本体部２０に接続される。
【００７９】
また、電力検出器３４がインバータ装置１４からの負荷電力値Ｐ1を検出するために用いられるのに対し、電力検出器３５がインバータ装置１５からの負荷電力値Ｐ2を検出するものとして設けられる。そして、除算器６８の前に減算器７８が設けられ、（Ｐ1−Ｐ2）＝Ｐが計算されて、この値が負荷電力値Ｐとして除算器６８に入力される。つまり、負荷電力値Ｐとしては、２つの回転電機１２，１３の電力量の差が用いられる。その他のＤＣＤＣコンバータ本体部２０の構成、これを制御するＤＣＤＣコンバータ制御部４０の構成の内容は図１で説明したものと同じであるので、詳細な説明を省略する。
【００８０】
上記構成の作用、特に負荷電力の変動に対する作用について、図４から図１０を用いて説明し、インダクタンス値Ｌの誤差の影響について、図１１から図１８を用いて説明する。これらは、いずれもシミュレーションによる結果を示すものである。
【００８１】
図４は、シミュレーションに用いる負荷電力の変動をモデル的に示す図である。図４の横軸は時間、縦軸は負荷電力の大きさを示し、ここでは、時間０．１４ｓから０．１５ｓの間で、負荷電力がＨレベルからＬレベルに急変する。
【００８２】
図５から図７は、図１の構成で、電力フィードバック制御を行い、ｄｕｔｙ３の補正を行わない場合について、図４の負荷変動があるときの入力電圧と出力電圧の変化をｄｕｔｙ２の変化とあわせて説明する図である。
【００８３】
図５は、横軸が時間、縦軸が出力電圧指令値ＶH*、出力電圧検出値ＶH、入力電圧検出値ＶL、ＶLに対してローパスフィルタ処理を行ったＶL-LPFがとられている。図６は、図５のＶH*とＶL-LPFに基づいて定常比率設定器４８の機能によって算出されたｄｕｔｙ２の時間変化の様子を示す図で、横軸は図４、図５と共通の時間にとられている。図７は、図５の部分拡大図で、ｄｕｔｙ２の変化の様子も合わせて示す図である。
【００８４】
これらの図から分かるように、図４の負荷電力の変動があると、出力電圧検出値ＶHは出力電圧指令値ＶH*から一旦外れるが、これに伴いｄｕｔｙ２が変化するので、再びＶH*に追従するようになる。ＶHのＶH*からの外れは、最大で約５０Ｖである。
【００８５】
図８から図１０は、図５から図７と同様の図であるが、ここでは、図１の構成において、電力フィードバック制御を行い、ｄｕｔｙ３の補正を行った場合について、図４の負荷変動があるときの入力電圧と出力電圧の変化をｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３の変化とあわせて説明する図である。
【００８６】
図９に示されるように、図４の負荷電力の変動に応じて、マイナスの大きさを有するｄｕｔｙ３の補正が行われる。その結果、図１０の拡大図に示されるように、ＶHのＶH*からの外れは、最大で約３０Ｖに抑制される。
【００８７】
図８から図１０では、インダクタンス値Ｌに誤差がないものとして、理想的なシミュレーション結果が示されている。図１のｄｕｔｙ３の算出に関連して説明したように、ｄｕｔｙ３＝（Ｌ／ＶH*）×（ｄＩB／ｄｔ）と算出されるので、したがって、インダクタンス値Ｌに誤差があると、ｄｕｔｙ３の算出に誤差が生じる。例えば、この演算に用いるインダクタンス値Ｌが小さいほど、ｄｕｔｙ３が小さくなり、補正が行われない場合に近くなる。なお、負荷電力値Ｐを用いて入力電流値ＩBを算出するようにすることで、インダクタンス値Ｌの誤差をある程度吸収できることは既に説明した。
【００８８】
図１１から図１８は、インダクタンス値Ｌの影響をシミュレーションした結果を示す図である。図１１と図１２はインダクタンス値Ｌに＋５０％の誤差がある場合で、図１１は、図８に対応し、図１２は図１０に対応する図である。同様に、図１３と図１４はインダクタンス値Ｌに＋１００％の誤差がある場合で、図１３は、図８、図１１に対応し、図１４は図１０、図１２に対応する図である。図１５と図１６はインダクタンス値Ｌに−３４％の誤差がある場合で、図１５は、図８、図１１、図１３に対応し、図１６は図１０、図１２、図１４に対応する図である。図１７と図１８はインダクタンス値Ｌに−５０％の誤差がある場合で、図１７は、図８、図１１、図１３、図１５に対応し、図１８は図１０、図１２、図１４、図１６に対応する図である。
【００８９】
これらの図から、インダクタンス値Ｌの誤差がマイナス側になるほど、ｄｕｔｙ３の効果が少なくなることが示されているが、例えば、インダクタンス値Ｌの誤差が−５０％の場合でも、ＶHのＶH*からの外れは、ｄｕｔｙ３の補正を行わない図７に比べて抑制されていることが分かる。
【００９０】
上記では、電力フィードバックを用いたが、これを電圧フィードバックとすることもできる。図１９は、電圧フィードバックのマイナーループに電流制御を取り入れてより制御の安定性を向上させた回転電機駆動システム１７の構成を示す図である。ここでは、図１の回転電機駆動システム１０と同様に、１つの回転電機１２について示されているが、これを図３のように２つの回転電機１２，１３に対応するものとしてもよい。
【００９１】
回転電機駆動システム１７においては、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電流を検出する電流センサ９０が用いられる。電流センサ９０によって検出されたデータは、入力電流値ＩBとして、適当な信号線でＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。
【００９２】
ＤＣＤＣコンバータ制御部４０においては、電圧センサ３８の検出値である出力電圧検出値ＶHと出力電圧指令値ＶH*との偏差である電圧偏差ΔＶHを求める減算器９３と、電圧偏差ΔＶHをゼロにするように比例積分制御処理を行うＰＩ制御器９４と、ＰＩ制御器９４の出力に対し上下限を規定された入力電流指令値ＩB*を出力するリミッタ９６と、入力電流指令値ＩB*と入力電流値ＩBとの偏差である電流偏差ΔＩBを算出する減算器９８と、電流偏差ΔＩBをゼロにするように比例積分制御処理を行うＰＩ制御器１００と、ＰＩ制御器１００の出力に対し上下限を規定されたデューティ比としてのｄｕｔｙ１を出力するリミッタ９６が設けられる。
【００９３】
この構成によって、出力電圧検出値ＶHのフィードバックに、入力電流値ＩBについての電流制御マイナーループを組み込むことができる。なお、図１９では、電流センサ９０を用いて入力電流を検出するものとしたが、適当な入力電流推定法を用いて入力電流を推定するものとすることもできる。この場合には、電流センサ９０を省略することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムは、例えば、車両に搭載される回転電機を駆動するインバータ装置に接続されて利用することができる。
【符号の説明】
【００９５】
１０，１１，１７  回転電機駆動システム、１２，１３  回転電機、１４，１５  インバータ装置、１６  蓄電装置、２０  ＤＣＤＣコンバータ本体部、２２  リアクトル、２４，２６  スイッチング素子、２５，２７  ダイオード、３０，３２  平滑コンデンサ、３４，３５  電力検出器、３６，３８  電圧センサ、４０  ＤＣＤＣコンバータ制御部、４８  定常比率設定器、５０，６２，８２，９６  リミッタ、５２  三角波比較器、５４，５６  平方器、５８，６６，７６，７８，９３，９８  減算器、６０，９４，１００  ＰＩ制御器、６４  デッドタイム補償器、６８，７２，８０  除算器、７０  微分器、７４  乗算器、９０  電流センサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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