(57)【要約】【課題】連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させる。【解決手段】互いに相補関係にあるコードＡとコードＢが、時分割処理部２３を介して交互にＰＳＫ変調処理部２４へ出力される。ＰＳＫ変調処理部２４は、コードＡとコードＢを利用して、位相シフトキーイングによるデジタル変調処理を施す。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ受信信号に対して復調処理を施す。時分割処理部４２，４４により、コードＡに対応した復調信号とコードＢに対応した復調信号が分けられる。そして、合成部５２Ｉは、加算部４６Ａ，４６Ｂから得られる信号を加算し、合成部５２Ｑは、加算部４８Ａ，４８Ｂから得られる信号を加算する。これにより、目標位置以外からの受信信号が低減されて目標位置の選択性が高められる。【選択図】図１
2011217875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに相補関係にある２つの周期的な第１信号列と第２信号列に基づいたデジタル変調処理により得られる、第１信号列に対応した連続波の第１送信信号と第２信号列に対応した連続波の第２送信信号とを交互に出力する送信信号処理部と、
第１送信信号と第２送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより、第１送信信号に対応した第１受信信号と第２送信信号に対応した第２受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ第１受信信号と第２受信信号に対して復調処理を施すことにより、第１受信信号に対応した第１復調信号と第２受信信号に対応した第２復調信号を得る受信信号処理部と、
第１復調信号と第２復調信号に基づいて前記目標位置に対応した生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列Nを繰り返す第１信号列に基づいてデジタル変調処理された第１送信信号と、符号長Ｎの第２符号列Nを繰り返す第２信号列に基づいてデジタル変調処理された第２送信信号と、を交互に出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記符号長Ｎは２の累乗であり、
前記第１符合列Nと前記第２符合列Nの各々は、第１符合列N/2と第２符号列N/2に基づいて形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記第１符合列Nは、符号列ＡNであり、
前記第２符合列Nは、符号列ＢNであり、
符号列ＡNは、符号列ＡN/2と符号列ＢN/2を直列接続した符号列であり、
符号列ＢNは、符号列ＡN/2と符号列−ＢN/2を直列接続した符号列であり、
符号列−ＢN/2は、符号列ＢN/2の符号の値を反転させた符号列である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項４に記載の超音波診断装置において、
前記符号列ＡNと前記符号列ＢNの各々は、符号長２の符号列Ａ2＝（１，１）と符号列Ｂ2＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記第１符合列Nは、符号列ＡNであり、
前記第２符合列Nは、符号列ＢN´であり、
符号列ＡNは、符号列ＡN/2と符号列ＢN/2を直列接続した符号列であり、
符号列ＢN´は、符号列ＢN/2-1と符号列−ＡN/2-1を直列接続した符号列であり、
符号列ＢN/2は、符号列ＡN/4と符号列−ＢN/4を直列接続した符号列であり、
符号列ＢN/2-1は、符号列ＢN/2の符号の並び反転させた符号列であり、
符号列−ＡN/2-1は、符号列ＡN/2の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、
符号列−ＢN/4は、符号列ＢN/4の符号の値を反転させた符号列である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記符号列ＡNと前記符号列ＢN´の各々は、符号長２の符号列Ａ2＝（１，１）と符号列Ｂ2＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記生体内情報抽出部は、第１復調信号と第２復調信号を合成処理して得られる合成復調信号に基づいて前記目標位置に対応した生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、互いに相補関係にある２つの周期的な第１信号列と第２信号列に基づいたデジタル変調処理により得られる、第１信号列に対応した連続波の第１送信信号と第２信号列に対応した連続波の第２送信信号とを交互に出力する送信信号処理部と、第１送信信号と第２送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより、第１送信信号に対応した第１受信信号と第２送信信号に対応した第２受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ第１受信信号と第２受信信号に対して復調処理を施すことにより、第１受信信号に対応した第１復調信号と第２受信信号に対応した第２復調信号を得る受信信号処理部と、第１復調信号と第２復調信号に基づいて前記目標位置に対応した生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列Nを繰り返す第１信号列に基づいてデジタル変調処理された第１送信信号と、符号長Ｎの第２符号列Nを繰り返す第２信号列に基づいてデジタル変調処理された第２送信信号と、を交互に出力することを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記符号長Ｎは２の累乗であり、前記第１符合列Nと前記第２符合列Nの各々は、第１符合列N/2と第２符号列N/2に基づいて形成される、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記第１符合列Nは、符号列ＡNであり、前記第２符合列Nは符号列ＢNであり、符号列ＡNは、符号列ＡN/2と符号列ＢN/2を直列接続した符号列であり、符号列ＢNは、符号列ＡN/2と符号列−ＢN/2を直列接続した符号列であり、符号列−ＢN/2は、符号列ＢN/2の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記符号列ＡNと前記符号列ＢNの各々は、符号長２の符号列Ａ2＝（１，１）と符号列Ｂ2＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記第１符合列Nは、符号列ＡNであり、前記第２符合列Nは符号列ＢN´であり、符号列ＡNは、符号列ＡN/2と符号列ＢN/2を直列接続した符号列であり、符号列ＢN´は、符号列ＢN/2-1と符号列−ＡN/2-1を直列接続した符号列であり、符号列ＢN/2は、符号列ＡN/4と符号列−ＢN/4を直列接続した符号列であり、符号列ＢN/2-1は、符号列ＢN/2の符号の並び反転させた符号列であり、符号列−ＡN/2-1は、符号列ＡN/2の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、符号列−ＢN/4は、符号列ＢN/4の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記符号列ＡNと前記符号列ＢN´の各々は、符号長２の符号列Ａ2＝（１，１）と符号列Ｂ2＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記生体内情報抽出部は、第１復調信号と第２復調信号を合成処理して得られる合成復調信号に基づいて前記目標位置に対応した生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】コードＡ8に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図３】コードＢ8に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図４】コードＢ8´に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図５】コードＡに対応したＰＳＫ連続波の位置選択性を説明するための図である。
【図６】コードＢに対応したＰＳＫ連続波の位置選択性を説明するための図である。
【図７】汎用の位相検波器の特性を示す図である。
【図８】コードＡとコードＢの時分割処理を説明するための図である。
【図９】コードＡに関する平均化を説明するための図である。
【図１０】コードＢに関する平均化を説明するための図である。
【図１１】ドプラ信号の抽出を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内から得られる超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信と受信がそれぞれ異なる振動子で行われ、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１９】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、ＰＳＫ変調処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、超音波の送信ビームが形成される。
【００２０】
ＰＳＫ変調処理部２４は、搬送波発生部２０から得られる搬送波（ＲＦ波）に対して、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波の送信信号を発生する。その位相シフトキーイングにおいて、互いに相補関係にある２つのコード（符号列）が利用される。つまり、コードＡ発生部２２Ａが発生するコードＡとコードＢ発生部２２Ｂが発生するコードＢが、時分割処理部２３を介して交互にＰＳＫ変調処理部２４へ出力され、互いに相補関係にあるコードＡとコードＢを利用してＰＳＫ変調処理部２４が位相シフトキーイングによるデジタル変調処理を施す。ＰＳＫ変調処理部２４により形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２１】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２２】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２３】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＰＳＫ変調処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、ＰＳＫ変調処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２４】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２５】
同相信号成分側の経路において、時分割処理部４２は、ＬＰＦ３６から得られる復調信号を時分割処理する。これにより、コードＡに対応した復調信号が加算部４６Ａへ出力され、コードＢに対応した復調信号が加算部４６Ｂへ出力される。そして、加算部４６ＡにおいてコードＡに対応した復調信号が所定期間に亘って加算され、加算部４６ＢにおいてコードＢに対応した復調信号が所定期間に亘って加算される。これにより、参照信号の符号パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後に詳述する。さらに、合成部５２Ｉにおいて、加算部４６Ａから得られる信号と加算部４６Ｂから得られる信号が加算され、合成後の復調信号（同相信号成分）が得られる。合成部５２Ｉにおける合成処理により目標位置の選択性が高められる。この位置選択性の向上についても後に詳述する。
【００２６】
直交信号成分側の経路においても同相信号成分側と同様な処理が実行される。つまり、ＬＰＦ３８から得られる復調信号が時分割処理部４４により時分割処理され、コードＡに対応した復調信号が加算部４８Ａへ出力され、コードＢに対応した復調信号が加算部４８Ｂへ出力される。そして、加算部４８ＡにおいてコードＡに対応した復調信号が所定期間に亘って加算され、加算部４８ＢにおいてコードＢに対応した復調信号が所定期間に亘って加算される。さらに、合成部５２Ｑにおいて、加算部４８Ａから得られる信号と加算部４８Ｂから得られる信号が加算され、合成後の復調信号（直交信号成分）が得られる。
【００２７】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５４は、合成部５２Ｉ，５２Ｑから得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５４において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５４から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２８】
ドプラ情報解析部５６は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５６において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５６は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２９】
表示部５８は、ドプラ情報解析部５６において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３０】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、互いに相補関係にあるコードＡとコードＢを利用して得られるＰＳＫ連続波の送信信号を用いて超音波を送受することにより受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで、図１の超音波診断装置におけるＰＳＫ変調処理と目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３１】
図１の超音波診断装置では、互いに相補関係にある２つのコード（符号列）を用いて位相シフトキーイング（ＰＳＫ）が行われる。つまり、コードＡ発生部２２Ａから出力されるコードＡとコードＢ発生部２２Ｂから出力されるコードＢが互いに相補関係にあり、コードＡとコードＢを利用してＰＳＫ変調処理部２４が位相シフトキーイングによるデジタル変調処理を施す。
【００３２】
まず、コードＡとコードＢの自己相関を数１式のように定義し、そして、数２式の条件を満足する具体的なコードを検討する。
【００３３】
【数１】
2011217875.tif 000003
【００３４】
【数２】
2011217875.tif 000004
【００３５】
例えば、ｎ＝２の場合に、Ａ2＝（１，１）、Ｂ2＝（１，−１）が上述した条件を満足する。数１式と数２式に基づいた具体的な計算結果を数３式に示す。
【００３６】
【数３】
2011217875.tif 000005
【００３７】
ｎ＝２（２ビット）のコードを拡張したｎ＝４（４ビット）のコードは、数４式から得られる。
【００３８】
【数４】
2011217875.tif 000006
【００３９】
Ａ2＝（１，１）、Ｂ2＝（１，−１）に基づいて得られるｎ＝４のコードは、数５式に示すとおりである。
【００４０】
【数５】
2011217875.tif 000007
【００４１】
数５式に示すコードＡ4の自己相関（数１式参照）は、数６式に示すとおりとなる。
【００４２】
【数６】
2011217875.tif 000008
【００４３】
また、数５式に示すコードＢ4の自己相関は、数７式に示すとおりとなる。
【００４４】
【数７】
2011217875.tif 000009
【００４５】
数６式と数７式に示すように、コードＡ4とコードＢ4の両コード共に、自己相関の値は、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値４となる。また、両コードの相関値の和についても、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値８となる。
【００４６】
さらに、ｎ＝４（４ビット）のコードを拡張したｎ＝８（８ビット）のコードは、数８式から得られる。
【００４７】
【数８】
2011217875.tif 000010
【００４８】
数５式のＡ4，Ｂ4から得られるｎ＝８のコードは、数９式に示すとおりである。
【００４９】
【数９】
2011217875.tif 000011
【００５０】
数９式に示すコードＡ8の自己相関（数１式参照）は、数１０式に示すとおりとなる。
【００５１】
【数１０】
2011217875.tif 000012
【００５２】
図２は、コードＡ8に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。極大値である８よりは小さいものの、τが３，５の場合には相関値が４であり０になっていない。
【００５３】
一方、数９式に示すコードＢ8の自己相関は、数１１式に示すとおりとなる。
【００５４】
【数１１】
2011217875.tif 000013
【００５５】
図３は、コードＢ8に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。τが３，５の場合の相関値が−４であり、コードＡ8に関する自己相関の計算結果（図２）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。
【００５６】
そのため、コードＡ8とコードＢ8の両コードの相関値の和を算出すると、コードのずれを示すτが０，８の場合、つまりコードのずれが無い場合に、相関値の和が極大値１６となり、τが他の値の場合、つまりコードのずれが有る場合に、相関値の和が常に０となる。このように、コードＡ8とコードＢ8は、コードがずれている場合に互いの相関値を打ち消し合う相補関係にある。
【００５７】
なお、互いに相補関係にあるｎ＝８のコードは、次の数１２式から得ることもできる。数１２式において、コードＢ4-1は、コードＢ4の符号の並び反転させたコードであり、コード−Ａ4-1は、コードＡ4の符号の値と並びを共に反転させたコードである。
【００５８】
【数１２】
2011217875.tif 000014
【００５９】
数５式のＡ4，Ｂ4から、数１２式に基づいて得られるコードＡ8は、数９式の場合と同じであり、数１２式に基づいて得られるコードＢ8´は、数１３式に示すとおりとなる。
【００６０】
【数１３】
2011217875.tif 000015
【００６１】
図４は、コードＢ8´に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。つまり、コードＢ8に関する自己相関の計算結果（図３）と同じ結果が得られており、コードＡ8とコードＢ8´の組み合わせも、互いに相補関係にあることがわかる。
【００６２】
さらに、ｎ＝８（８ビット）のコードを拡張したｎ＝１６（１６ビット）のコードは、数１４式または数１５式から得られる。
【００６３】
【数１４】
2011217875.tif 000016
【００６４】
【数１５】
2011217875.tif 000017
【００６５】
さらに、３２ビット、６４ビット、１２８ビット、２５６ビット等のコードも同様の法則を適用して拡張できる。数１４式に対応した一般式を示すと数１６式のようになり、数１５式に対応した一般式を示すと数１７式のようになる。数１６式と数１７式におけるＮは、コードに含まれるビット数（符号長）であり２の累乗となる。
【００６６】
【数１６】
2011217875.tif 000018
【００６７】
【数１７】
2011217875.tif 000019
【００６８】
図１の超音波診断装置では、Ａ2＝（１，１）、Ｂ2＝（１，−１）から、数１６式または数１７式を利用して得られるコードＡNとコードＢN（又はコードＢN´）が用いられる。つまり、コードＡ発生部２２ＡがコードＡNを発生し、コードＢ発生部２２ＢがコードＢN（又はコードＢN´）を発生し、時分割処理部２３がコードＡNとコードＢN（又はコードＢN´）を交互にＰＳＫ変調処理部２４へ出力する。そして、ＰＳＫ変調処理部２４がコードＡNに対応した送信信号と、コードＢN（又はコードＢN´）に対応した送信信号を交互に出力する。さらに、受信系において、時分割処理部４２，４４により、コードＡNに対応した復調信号とコードＢN（又はコードＢN´）に対応した復調信号に時分割処理される。つまり、時分割処理により、コードＡNに対応したＰＳＫ連続波に関する送受信処理と、コードＢN（又はコードＢN´）に対応したＰＳＫ連続波に関する送受信処理が、個別的に実行される。そこで、２つのＰＳＫ連続波の各々に関する位置選択性について説明する。
【００６９】
図５は、コードＡに対応したＰＳＫ連続波の位置選択性を説明するための図である。図５には、８ビットのコードＡ8を用いて搬送波に対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施した例が図示されている。
【００７０】
ＰＳＫ変調処理部２４は、コードＡ8が供給されている期間において、コードＡ8を用いて搬送波に対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。これにより、図５に示すようにＰＳＫ連続波の位相が調整される。図５には、このＰＳＫ連続波を利用して得られる受信信号の位相も示されている。
【００７１】
本実施形態では、ＰＳＫ連続波の位相を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。図５には、参照信号の位相をφ１〜φ９まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。
【００７２】
例えば、参照信号の位相（φ２）は、ＰＳＫ連続波の位相を１ビット期間だけ遅延して得られる参照信号である。そして、乗算器電圧は、参照信号と受信信号の位相差から、例えば、図７に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。
【００７３】
図５に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値であり、例えば加算部４６Ａ，４８Ａの各々において得られる。図５に示すように、受信信号の位相と完全に一致している参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。これに対し、受信信号の位相と一致していない参照信号の位相（φ２〜φ８）の場合には、乗算器電圧がランダムに変化して合計値が０または４となる。
【００７４】
そのため、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させることにより、目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。例えば、遅延回路２５における遅延時間を目標位置までの超音波の往復の伝播時間とすることにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させ、目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。なお、加算部４６Ａ，４８Ａに代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去して、図５に示した常に１となる乗算器電圧を抽出してもよい。
【００７５】
図５に示すように、参照信号の位相（φ４，φ６）の場合には、乗算器電圧の合計値が４となる。つまり、目標位置からの受信信号に関する選択性（極大値８）よりは小さいものの、目標位置以外からの受信信号も選択されている。この目標位置以外からの受信信号の選択性を抑えるために、コードＢに対応したＰＳＫ連続波が併用されている。
【００７６】
図６は、コードＢに対応したＰＳＫ連続波の位置選択性を説明するための図である。図６には、８ビットのコードＡ8と相補関係にある８ビットのコードＢ8を用いていて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）処理を施した例が図示されている。
【００７７】
ＰＳＫ変調処理部２４は、コードＢ8が供給されている期間において、コードＢ8を用いて搬送波に対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。これにより、図６に示すように、ＰＳＫ連続波の位相が調整される。図６には、このＰＳＫ連続波を利用して得られる受信信号の位相も示されている。
【００７８】
そして、ＰＳＫ連続波の位相を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。図６には、参照信号の位相をφ１〜φ９まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。乗算器電圧は、参照信号と受信信号の位相差から、例えば、図７に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。
【００７９】
図６に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値であり、例えば加算部４６Ｂ，４８Ｂの各々において得られる。なお、加算部４６Ｂ，４８Ｂに代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去してもよい。
【００８０】
図６に示すように、受信信号の位相と完全に一致している参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。そして、参照信号の位相（φ４，φ６）の場合には、乗算器電圧の合計値が−４となり、コードＡに関する合計値（図５）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。
【００８１】
そのため、コードＡに関する合計値とコードＢに関する合計値の和を算出すると、参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に合計値の和が極大値１６となり、参照信号の位相（φ２〜φ８）の場合に合計値の和が常に０となる。この合計値の加算は、合成部５２Ｉ，５２Ｑの各々において実行される。
【００８２】
図５に示す合計値と図６に示す合計値の加算は、図２および図３を利用して説明したコードＡ8とコードＢ8の両コードの相関値の和に相当する。つまり、互いに相補関係にあるコードＡ8とコードＢ8を利用して２つのＰＳＫ連続波を形成し、これら２つのＰＳＫ連続波を交互に送信して交互に得られる乗算結果（復調信号）を合成することにより、目標位置以外から得られる受信信号の成分を極端に小さくすることができ、望ましくは完全に０とすることができ、レンジサイドローブが著しく低減される。
【００８３】
なお、図５，６においては、８ビットのコードＡ8とコードＢ8を利用してＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明したが、装置の具現化においては、コードに含まれるビット数（符号長）が、例えば２５６ビット等に拡張されることが望ましい。ビット数を増やして１ビットの期間を小さくすることにより位置分解能を高めることができる。次に、図１の超音波診断装置による時分割処理の具体例について説明する。
【００８４】
図８は、コードＡとコードＢの時分割処理を説明するための図である。図８（Ａ）にはコードＡNの期間αにおける信号が図示されており、図８（Ｂ）にはコードＢNの期間βにおける信号が図示されている。
【００８５】
送信系において、時分割処理部２３は、期間αにおいてコードＡNを繰り返し出力し、期間βにおいてコードＢNを繰り返し出力する。そして、ＰＳＫ変調処理部２４は、期間αにおいてコードＡNを繰り返し用いてＰＳＫ変調処理を施し、図８（Ａ）に示すように、コードＡNを繰り返すＰＳＫ連続波を形成する。また、ＰＳＫ変調処理部２４は、期間βにおいてコードＢNを繰り返し用いてＰＳＫ変調処理を施し、図８（Ｂ）に示すように、コードＢNを繰り返すＰＳＫ連続波を形成する。そして、ＰＳＫ変調処理部２４は、図８（Ｃ）に示すように期間αのＰＳＫ連続波と期間βのＰＳＫ連続波を交互に繰り返す送信信号を出力する。
【００８６】
これにより、受信系において、期間αに対応した受信信号と期間βに対応した受信信号が交互に受信され、受信ミキサ３０から、期間αに対応した復調信号と期間βに対応した復調信号が交互に出力される。そこで、時分割処理部４２は、期間αに対応した復調信号を加算部４６Ａへ出力し、期間βに対応した復調信号を加算部４６Ｂへ出力する。同様に時分割処理部４４は、期間αに対応した復調信号を加算部４８Ａへ出力し、期間βに対応した復調信号を加算部４８Ｂへ出力する。
【００８７】
こうして、図５，６を利用して説明したように、コードＡNとコードＢNに対応した２種類のＰＳＫ連続波に関する送受信処理が時分割で実行され、２種類のＰＳＫ連続波による受信結果が合成部５２Ｉ，５２Ｑにおいて合成される。
【００８８】
なお、期間αと期間βの間に、特殊なコード（例えば全てのデータが０）に対応したＰＳＫ連続波を挿入して、期間αに対応したＰＳＫ連続波と期間βに対応したＰＳＫ連続波の送受信における干渉を低減または回避するようにしてもよい。もちろん、期間αと期間βの間で送信を停止させて干渉を低減または回避するようにしてもよい。
【００８９】
また、受信系において、図８に示すように、コードＡNとコードＢNの各々をｎビットごとに区切り、ｎビットごとに得られる複数の乗算器出力（復調信号）を平均化して、目標位置に対応した復調信号を抽出してもよい。
【００９０】
図９は、コードＡに関する平均化を説明するための図である。図９には、コードＡ8（図２参照）を利用した場合に、ｄ0からｄ8までの各深さにおいて、１ビットごとに得られる乗算器出力と、コードＡ8の１周期（８ビット）に亘って得られる乗算器出力の平均値が図示されている。
【００９１】
図９に示す深さｄ0と深さｄ8は、参照信号との位相が一致した深さ（目標位置）であり、図２に示すτ＝０とτ＝８に対応している。また、図９に示す深さｄ1からｄ7の各々は、図２に示すτ＝１から７に対応している。
【００９２】
図９に示す深さｄ0と深さｄ8では、コードＡ8の１周期に亘って、参照信号と受信信号との間で符号が全て一致するため（図２参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さｄ1からｄ7では、参照信号と受信信号との間で符号がずれているため（図２参照）、「１」に相当する乗算器出力と「−１（図９においては０）」に相当する乗算器出力がランダムに得られる。
【００９３】
そのため、時間軸方向に複数ビットに亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さｄ0と深さｄ8において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり、目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。なお、コードＡに関する復調信号を平均化する場合には、例えば、加算部４６Ａ，４８Ａに代えてローパスフィルタを利用すればよい。
【００９４】
図１０は、コードＢに関する平均化を説明するための図である。図１０にはコードＢ8（図３参照）を利用した場合に、ｄ0からｄ8までの各深さにおいて、１ビットごとに得られる乗算器出力と、コードＢ8の１周期（８ビット）に亘って得られる乗算器出力の平均値が図示されている。
【００９５】
図１０においても、深さｄ0と深さｄ8は、参照信号との位相が一致した深さ（目標位置）であり、図３に示すτ＝０とτ＝８に対応している。また、図１０に示す深さｄ1からｄ7の各々は、図３に示すτ＝１から７に対応している。
【００９６】
図１０に示す深さｄ0と深さｄ8では、コードＢ8の１周期に亘って、参照信号と受信信号との間で符号が全て一致するため（図３参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さｄ1からｄ7では、参照信号と受信信号との間で符号がずれているため（図３参照）、「１」に相当する乗算器出力と「−１（図１０においては０）」に相当する乗算器出力がランダムに得られる。
【００９７】
そのため、時間軸方向に複数ビットに亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さｄ0と深さｄ8において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり、目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。なお、コードＢに関する復調信号を平均化する場合には、例えば、加算部４６Ｂ，４８Ｂに代えてローパスフィルタを利用すればよい。
【００９８】
また、深さｄ3とｄ5における乗算器出力の平均値について、コードＡ8（図９）とコードＢ8（図１０）を比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっているため、合成部５２Ｉ，５２Ｑにおいて実行され合成処理により、深さｄ3とｄ5における乗算器出力の平均値がさらに低減（望ましくは除去）される。なお、コードＡ8に対応する復調信号とコードＢ8に対応する復調信号の合成は、ＦＦＴ処理部５４の後段で行うようにしてもよい。
【００９９】
次に、復調信号を平均化する際のｎビット（図８参照）の具体的な大きさについて検討する。なお、以下に説明する具体例は、好適な例の１つに過ぎず、例えば、装置の構成や診断対象などに応じて、他の具体例を利用してもよいことはいうまでもない。
【０１００】
検出すべき信号は、受信信号と参照信号の位相が一致したときのドプラ信号である。図９，１０では、深さｄ0，ｄ8における信号がこれに相当する。この信号は、図９，１０では、時間変動が無く一定の値として描いてあるが、実際にはドプラ周波数の周期で変動している。このドプラ信号はＦＦＴ解析のためにサンプリングされるが、そのサンプリング周期は、サンプリング定理により最大ドプラ周波数の２倍以上に設定する。サンプリングは、ｎビットの平均値に対して行うから、サンプリング周期ごとに平均値が出力されていればよいことになる。
【０１０１】
まず、最大１０ｋＨｚのドプラ信号を検出することを想定し、サンプリング周波数を２０ｋＨｚ（以上）に設定する。コードＡとコードＢの繰り返し周期は、診断の深さにより決定する。例えば、最大診断距離Ｌを１５ｃｍとし、音速をｃとすると、往復の伝搬時間は、次式のように算出される。
【０１０２】
【数１８】
2011217875.tif 000020
【０１０３】
したがって、繰り返し周期を往復の伝搬時間より大きく設定すれば、最大診断距離Ｌ内において目標位置を１つに限定することができる。そこで、例えば繰り返し周期Ｔを２００μｓに設定すると、繰り返し周波数ｆｐは次式のとおりに決定される。
【０１０４】
【数１９】
2011217875.tif 000021
【０１０５】
位置選択特性、すなわち距離分解能は、繰り返し周期Ｔで一巡するコードＡとコードＢのビット数により決定される。１ビット長をσとすると、距離分解能ΔＬは次式により表現できる。
【０１０６】
【数２０】
2011217875.tif 000022
【０１０７】
例えばΔＬを１ｍｍとすると、１ビット長σは次式のようになる。
【０１０８】
【数２１】
2011217875.tif 000023
【０１０９】
そして、コードＡとコードＢのビット数ｉは次式のように決定される。
【０１１０】
【数２２】
2011217875.tif 000024
【０１１１】
数１６式と数１７式を利用して説明したように、コードに含まれるビット数（符号長）は２の累乗となる。数２２式の結果を踏まえると、コードＡとコードＢの各々のビット数（符号長）は、例えば１２８ビット又は２５６ビットに設定される。
【０１１２】
復調信号をｎビットごとに平均化し、平均化された信号をサンプリングする場合、例えばサンプリング周期を５０μｓ（２０ｋＨｚの逆数）とすれば、平均化に必要なビット数は、次式のように決定される。
【０１１３】
【数２３】
2011217875.tif 000025
【０１１４】
さらに、ドプラ信号の周波数分解能について検討する。ＦＦＴ出力におけるドプラスペクトラムの周波数分解能ΔＦとデータ取り込み時間ΔＴは、次式に示す関係にある。
【０１１５】
【数２４】
2011217875.tif 000026
【０１１６】
測定可能なドプラ周波数の最大値を例えば１０ｋＨｚとし、ドプラスペクトラムの周波数分解能を例えば最大周波数の１／１００とすると、周波数分解能ΔＦは次式のとおりとなる。
【０１１７】
【数２５】
2011217875.tif 000027
【０１１８】
したがって、この具体例におけるデータ取り込み時間ΔＴは次式のようになる。
【０１１９】
【数２６】
2011217875.tif 000028
【０１２０】
データ取り込み時間ΔＴは、図８における期間αと期間βの長さに相当する。期間αと期間βで得られる２つの復調信号は、合成された後にＦＦＴ処理されて周波数スペクトラムに変換される。あるいは、期間αと期間βで得られる２つの復調信号がそれぞれＦＦＴ処理されて周波数スペクトラムに変換されてから合成されてもよい。
【０１２１】
図１１は、ドプラ信号の抽出を説明するための図である。図１１（Ａ）には、送信信号の含まれるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ0は、ＲＦ信号（搬送波信号）の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、コードＡNとコードＢNの繰り返し周波数ｆpである。また、周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔はコードＡNとコードＢNの１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。
【０１２２】
図１１（Ｂ）には、受信信号に含まれるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図１１（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図１１（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。
【０１２３】
本実施形態では、ＰＳＫ連続波に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。
【０１２４】
図１１（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図１１（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図１１（Ｃ）の復調信号となる。
【０１２５】
図１１（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ0の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、こららの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ処理部５４においては、図１１（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ0の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。
【０１２６】
そして、ドプラ情報解析部５６において、図１１（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。また、直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。
【０１２７】
なお、上述した実施形態においては、連続波をデジタル変調する際に位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を利用している。このＰＳＫに換えて、デジタル変調方式として周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用してもよい。また、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。
【０１２８】
さらに、図１では、遅延回路２５と、π／２シフト回路２６と、受信ミキサ３０から合成部５２Ｉ，５２Ｑまでの受信系回路に関して、１つの目標位置に対応した単独の構成を示している。この図１に示す受信系の構成を拡張し、複数の目標位置に応じた複数の受信系回路を設けて、超音波ビームに沿った複数の目標位置から並列的にドプラ情報を抽出するようにしてもよい。
【０１２９】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１３０】
２２Ａ  コードＡ発生部、２２Ｂ  コードＢ発生部、２３  時分割処理部、２４  ＰＳＫ変調処理部、２５  遅延回路、３０  受信ミキサ、４２，４４  時分割処理部、５４  ＦＦＴ処理部、５６  ドプラ情報解析部。
【図１】
2011217875.tif 000029
【図２】
2011217875.tif 000030
【図３】
2011217875.tif 000031
【図４】
2011217875.tif 000032
【図５】
2011217875.tif 000033
【図６】
2011217875.tif 000034
【図７】
2011217875.tif 000035
【図８】
2011217875.tif 000036
【図９】
2011217875.tif 000037
【図１０】
2011217875.tif 000038
【図１１】
2011217875.tif 000039