(57)【要約】【課題】  スイッチモード電源のための例示的なコントローラを提供する。【解決手段】  スイッチモード電源のための例示的なコントローラは、ゼロ交差検出器、フィードバック基準回路および駆動信号発生器を含む。ゼロ交差検出器は、電源の入力電圧のゼロ交差条件が存在する時間の長さを表すゼロ交差信号を生成するよう結合されている。フィードバック基準回路はフィードバック信号および基準信号を受信するよう結合されることとなる。フィードバック信号は電源の出力を表し、コントローラはゼロ交差条件が存在する時間の長さに応じて基準信号を調整するよう適合されている。駆動信号発生器は、電源の出力を調整するために、フィードバック基準回路の出力に応じて、電源に含まれるスイッチの切換を制御するよう結合されることとなる。【選択図】図１
2011167058.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチモード電源のためのコントローラであって、前記コントローラは、
電源の入力電圧のゼロ交差条件が存在する時間の長さを表すゼロ交差信号を生成するよう結合されたゼロ交差検出器と、
フィードバック信号および基準信号を受信するよう結合されたフィードバック基準回路とを含み、前記フィードバック信号は電源の出力を表し、コントローラは、ゼロ交差条件が存在する時間の長さに応じて基準信号を調整するよう適合されており、前記コントローラはさらに、
電源の出力を調整するために、フィードバック基準回路の出力に応じて電源に含まれるスイッチの切換を制御するよう結合された駆動信号発生器を含む、コントローラ。
【請求項２】
ゼロ交差検出器は、入力電圧を表す電圧検知信号とゼロ交差基準との比較に応じて、ゼロ交差信号を生成する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項３】
ゼロ交差信号は、電源の入力電圧の大きさがゼロ交差電圧しきい値未満である場合にゼロ交差条件が存在することを示す、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項４】
ゼロ交差検出器は、電流検知信号とゼロ交差基準との比較に応じてゼロ交差信号を生成し、電流検知信号はスイッチを通って流れるスイッチ電流を表す、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項５】
入力電圧は調光器出力電圧であり、前記コントローラはさらに、
ゼロ交差信号に応じて調光器出力電圧の位相角を表す位相カウントを生成するよう結合されたカウンタと、
位相カウントに応じて基準信号を生成するよう結合されたデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）とを含む、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項６】
ＤＡＣは、
複数の電流源と、
複数のスイッチとを含み、各スイッチは、それぞれの電流源に結合され、位相カウントのそれぞれの２進数に応じて基準電流信号に電流を供給するようそれぞれの電流源を結合するよう構成されており、基準信号は基準電流信号を表す、請求項５に記載のコントローラ。
【請求項７】
複数の電流源はバイナリ重み付けされた電流源である、請求項６に記載のコントローラ。
【請求項８】
位相カウントがオフセット量よりも少ない場合に、オフセットブロックの出力が０となるように、非ゼロオフセット量を与えるようＤＡＣに結合されたオフセットブロックをさらに含む、請求項５に記載のコントローラ。
【請求項９】
システムクロックを供給するようカウンタに結合されたライン同期発振器をさらに含み、システムクロックは、入力電圧の周波数とは無関係に入力電圧のハーフラインサイクル毎に一定のサイクルカウントを有する、請求項５に記載のコントローラ。
【請求項１０】
ライン同期発振器は、ゼロ交差信号に応じてクロック信号の周波数を調整する、請求項９に記載のコントローラ。
【請求項１１】
コントローラおよびスイッチが集積回路に含まれる、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１２】
スイッチモード電源であって、
スイッチと、
スイッチに結合され、調光器出力電圧を受信するよう結合されたエネルギ転送要素と、
調光器出力電圧に応じて電源の出力を調整するようスイッチに結合されたコントローラとを含み、前記コントローラは、
調光器出力電圧のゼロ交差条件が存在する時間の長さを表すゼロ交差信号を生成するよう結合されたゼロ交差検出器と、
フィードバック信号および基準信号を受信するよう結合されたフィードバック基準回路とを含み、フィードバック信号は電源の出力を表し、コントローラは、ゼロ交差条件が存在する時間の長さに応じて基準信号を調整するよう適合され、前記コントローラはさらに、
電源の出力を調整するために、フィードバック基準回路の出力に応じてスイッチの切換を制御するよう結合された駆動信号発生器を含む、スイッチモード電源。
【請求項１３】
位相角を有する調光器出力電圧を供給するようエネルギ転送要素に結合された調光器回路をさらに含む、請求項１２に記載の電源。
【請求項１４】
調光器回路はトライアック調光器回路である、請求項１３に記載の電源。
【請求項１５】
電源の出力は発光ダイオードのアレイを含む負荷に結合されることとなる、請求項１２に記載の電源。
【請求項１６】
ゼロ交差検出器は、調光器出力電圧を表す電圧検知信号とゼロ交差基準との比較に応じてゼロ交差信号を生成する、請求項１２に記載の電源。
【請求項１７】
ゼロ交差信号は、調光器出力電圧の大きさがゼロ交差電圧しきい値未満である場合、ゼロ交差条件が存在することを示す、請求項１２に記載の電源。
【請求項１８】
コントローラはさらに、
ゼロ交差信号に応じて調光器出力電圧の位相角を表す位相カウントを生成するよう結合されたカウンタと、
位相カウントに応じて基準信号を生成するよう結合されたデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）とを含む、請求項１２に記載の電源。
【請求項１９】
システムクロックを与えるようカウンタに結合されたライン同期発振器をさらに含み、システムクロックは、入力電圧の周波数とは無関係に入力電圧のハーフラインサイクル毎に一定のサイクルカウントを有する、請求項１８に記載の電源。
【請求項２０】
ライン同期発振器はゼロ交差信号に応じてクロック信号の周波数を調整する、請求項１９に記載の電源。
【請求項２１】
ＤＡＣは、
複数の電流源と、
複数のスイッチとを含み、各スイッチは、それぞれの電流源に結合されており、位相カウントのそれぞれの２進数に応じて基準電流信号に電流を供給するようそれぞれの電流源を結合するよう構成されており、基準信号は基準電流信号を表している、請求項１８に記載の電源。
【請求項２２】
複数の電流源は、バイナリ重み付けされた電流源である、請求項２１に記載の電源。
【請求項２３】
コントローラはさらに、位相カウントがオフセット量未満である場合に、オフセットブロックの出力が０になるように非ゼロオフセット量を与えるようＤＡＣに結合されたオフセットブロックを含む、請求項２１に記載の電源。
【請求項２４】
コントローラおよびスイッチが集積回路に含まれる、請求項１２に記載の電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
発明の背景
１．発明の分野
本発明は一般に電源に関し、より特定的には、調光器回路とともに用いられる電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
２．関連技術の検討
電子機器は、動作するのに電力を用いる。スイッチモード電源は、高効率、小型および軽量であるために、一般的に、今日の多くの電子機器への電力供給に用いられている。従来のコンセントから高圧交流電流が供給される。スイッチング電源において、高圧交流（ａｃ）入力は、エネルギ転送要素を通して十分に調整された直流（ｄｃ）出力を与えるように変換される。スイッチモード電源制御回路は、通常、１つ以上の出力量を表す１つ以上の入力を検知し、出力を閉ループで制御することによって出力調節を行なう。動作時に、スイッチを利用して、デューティサイクル（典型的には全スイッチング期間に対するスイッチのオン時間の比率）を変化させるか、切換え頻度を変化させるか、または、スイッチモード電源におけるスイッチの単位時間当たりパルスの数を変化させることによって、所望の出力を与える。
【０００３】
照明実用例に対してある種の調光を行う場合、トライアック調光器回路は、典型的には、ａｃ入力電圧の一部を除去して、白熱ランプに供給された電圧および電流の量を制限する。これは位相調光として公知である。というのも、度の単位で測定されたわずかな周期のａｃ入力電圧の観点から欠落した電圧の位置を指定することがしばしば好都合であるからである。一般に、ａｃ入力電圧は正弦波であり、ａｃ入力電圧の周期はフルラインサイクルと称される。そのため、ａｃ入力電圧のサイクルの半分はハーフラインサイクルと称される。周期全体は３６０度を有しており、ハーフラインサイクルは１８０度を有している。典型的には、位相角は、各ハーフラインサイクルのうち（０度の基準値から）何度分を調光器回路が除去するかについての基準となる。このため、ハーフラインサイクルのうちトライアック調光器回路によって除去される半分のａｃ入力電圧は、９０度の位相角に相当する。別の例においては、ハーフラインサイクルのうち除去される４分の１のａｃ入力電圧が、４５度の位相角に相当し得る。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
位相角調光は、変更されたａｃ入力電圧を直接受取る白熱ランプで十分に作用するが、典型的には発光ダイオード（ＬＥＤ）ランプの場合には問題を引き起こす。ＬＥＤランプでは、調整された電流および電圧をａｃ電力線から供給するのに調整電源が必要とされる。従来の調整電源コントローラは、典型的には、トライアック調光器回路による一部のａｃ入力電圧の除去に対しては所望のとおりには反応しない。調整電源は、典型的には、ａｃ入力電圧の歪みを無視するよう設計されている。これらの目的は、低入力電圧によってそれら調整電源が完全に遮断されるまで、一定の調整された出力を送達することである。従来の調整電源ではＬＥＤランプが調光されない可能性があった。ＬＥＤランプ用の電源が、所望の態様でトライアック調光器回路からの電圧を認識し、これに応答するよう特別に設計されていない限り、トライアック調光器は、ＬＥＤランプの点滅、高位相角でのＬＥＤランプの閃光およびＬＥＤランプの色ずれなどの許容できない結果をもたらす可能性がある。このため、電源が備え得る改善された従来の電源コントローラは、要求される調光量を決定するために、調光器回路出力の平均値（換言すると、トライアック調光器回路がａｃ入力電圧の一部を除去した後のａｃ入力電圧の平均値）を直接検知することにより、トライアック調光器回路に応答するよう設計されている。一般に、調光器回路出力が有するより小さな平均値は、ａｃ入力電圧のうち除去された大部分と、このため、より大きな位相角とに相当することとなる。改善された従来の電源コントローラはこの関係を利用して、間接的に位相角を決定し、電源出力の調整量を変更する。しかしながら、このようにして間接的に位相角を測定することにより、検出された調光量（これにより、電源出力の調整量）が、ａｃ入力電圧の変動の影響を受ける。換言すると、調光器回路出力の平均値を介して測定された位相角の精度は、ａｃ入力電圧の変動に依存している。
【０００５】
本発明のいくつかの実施例の上記および他の局面、特徴および利点が添付の図面と関連して提示される以下のより特定的な説明からより明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本発明の実施例に従う、コントローラを利用する調光器回路を備えた例示的なスイッチング電源を示す機能ブロック図である。
【図２Ａ】本発明の実施例に従う、図１のスイッチング電源の例示的な整流された入力電圧波形を示す図である。
【図２Ｂ】本発明の実施例に従う、図２Ａの例示的な整流された入力電圧の区間と対応するゼロ交差信号とを示す図である。
【図３Ａ】本発明の実施例に従う、スイッチング電源の別の例示的な整流された入力電圧波形を示す図である。
【図３Ｂ】本発明の実施例に従う、図３Ａの例示的な整流された入力電圧の区間と対応するゼロ交差信号とを示す図である。
【図４】本発明の実施例に従う、コントローラの機能ブロック図である。
【図５】本発明の実施例に従う、図４のデジタル−アナログコンバータの機能ブロック図である。
【図６】図４のカウンタの例示的なカウントを示す表である。
【図７】本発明の実施例に従う、図４の例示的なライン同期発振器の機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
詳細な説明
図面のいくつかの図全体を通して、対応の参照番号は対応の構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔さおよび明瞭さのために図示されており、必ずしも縮尺通りには描かれていないことを認めるであろう。たとえば、図中の要素のうちいくつかの寸法は、本発明のさまざまな実施例の理解を向上させるのを助けるために他の要素に対して誇張されているかもしれない。また、商業的に見込みのある実施例において有用であるかまたは必要となり、一般的であるが十分に理解される要素は、本発明のこれらのさまざまな実施例の図ができるだけ遮られないようにするために、しばしば示されていない。
【０００８】
調光回路の位相角測定のためのコントローラおよび電源についての実施例を本明細書中に記載する。以下の説明では、実施例を完全に理解できるようにするために、数多くの具体的な詳細を述べる。しかしながら、具体的な詳細のうち１つ以上がなくても、または他の方法、構成要素、材料などを用いて、本発明中に記載の技術を実践可能であることが当業者には明らかであろう。他の例では、いくつかの局面を曖昧にすることを回避するため、周知の構造、材料または動作を詳細に示したり説明したりしていない。
【０００９】
この明細書を通じて、「一実施例」、「ある実施例」、「一例」、または「ある例」に対する参照は、実施例または例と関連して説明される特定的な特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも一実施例に含まれることを意味する。したがって、「一実施例では」、「ある実施例では」、「一例」、または「ある例」という、この明細書を通じてさまざまな場所に現われる文言は、必ずしも同じ実施例または例をすべて指しているわけではない。さらに、特定的な特徴、構造、または特性は、１つ以上の実施例または例において任意の好適な組合せおよび／または副次的組合せで組合されてもよい。さらに、ここで与えられる図は当業者への説明を目的としたものであり、図面は必ずしも縮尺通りに描かれているわけではないことが認められる。
【００１０】
位相調光に用いられる場合、発光ダイオード（ＬＥＤ）の場合も含めて、位相調光器回路は、典型的には、ハーフラインサイクルごとにａｃ入力電圧の一部を除去して、ＬＥＤに供給される電圧および電流の量を制限する。上述のように、典型的には、位相角は、各ハーフラインサイクルのうち何度分を調光器回路が除去するかについての基準となる。たとえば、ａｃ入力電圧のハーフラインサイクルは合計１８０度であってもよい。このため、ハーフラインサイクルのうち調光器回路によって除去される半分のａｃ入力電圧は、９０度の位相角に相当する。別の例においては、ハーフラインサイクルのうち除去される４分の１のａｃ入力電圧が、４５度の位相角に相当し得る。
【００１１】
本発明の実施例については、位相角は、より正確に測定を行なうために、ａｃ入力電圧のゼロ交差によって直接測定される。ゼロ交差は、概して、ａｃ入力電圧がいつゼロ電圧と交差するかを示すものである。換言すると、ゼロ交差は、ａｃ入力電圧の大きさがいつ正から負へ、または負から正に変化するかを示す。しかしながら、ゼロ交差は、概して、信号がいつ実質的にゼロ電圧付近になるかを示すものでもあり得る。調光器回路の出力のゼロ交差の持続時間（換言すると、調光器回路がａｃ入力電圧の一部を除去した後のａｃ入力電圧）を決定することにより、施される調光の量に加えて、調光器回路が利用中であることが電源コントローラに信号で伝えられるだろう。本発明の実施例においては、出力調光器回路のゼロ交差の持続時間を決定することにより、位相角が直接測定されることとなる。このため、測定された位相角および検出される調光量は、ａｃ入力電圧の変動にさほど影響されないだろう。
【００１２】
まず図１を参照すると、例示的なスイッチング電源１００の機能的ブロック図が図示される。これは、ａｃ入力電圧ＶAC１０２、調光器回路１０４、調光器出力電圧ＶDO１０６、整流器１０８、整流された電圧ＶRECT１１０、１次巻線１１４および２次巻線１１６を備えたエネルギ転送要素Ｔ１  １１２、スイッチＳＰ  １１８、入力帰線１２０、クランプ回路１２２、フィルタコンデンサＣF１２４、整流器Ｄ１  １２６、出力コンデンサＣ１  １２８、出力量ＵO、出力電圧ＶO、出力電流ＩO、フィードバック回路１３２、フィードバック信号ＵFB１３４、コントローラ１３６、駆動信号１３８、電流検知入力信号１４０、電圧検知入力信号１４２およびスイッチ電流ＩD１４４を含む。同様に図１には、スイッチング電源１００の出力に結合された負荷１３０も図示される。図１に図示される例示的なスイッチング電源１００は、一般的に、本発明の教示から利するであろうスイッチング電源トポロジの一例であるフライバックレギュレータとして構成される。しかしながら、スイッチング電源レギュレータの他の公知のトポロジおよび構成も本発明の教示から利するであろうことが認められる。
【００１３】
スイッチング電源１００は未調整入力電圧から負荷１３０に出力電力を与える。一実施例では、入力電圧はａｃ入力電圧ＶAC１０２である。別の実施例では、入力電圧は、整流された電圧ＶRECT１１０などの整流されたａｃ入力電圧である。図示のとおり、調光器回路１０４はａｃ入力電圧ＶAC１０２を受け、調光器出力電圧ＶDO１０６を生成する。一実施例においては、調光器回路１０４はトライアック位相調光器などの位相調光回路であってもよい。調光器回路１０４はさらに整流器１０８に結合し、整流器１０８が調光器出力電圧ＶDO１０６を受ける。整流器１０８は整流された電圧ＶRECT１１０を出力する。一実施例においては、整流器１０８はブリッジ整流器であってもよい。整流器１０８はさらにエネルギ転送要素Ｔ１  １１２に結合している。本発明のいくつかの実施例においては、エネルギ転送要素Ｔ１  １１２は結合されたインダクタであり得る。他の実施例においては、エネルギ転送要素Ｔ１  １１２は変圧器であり得る。図１の例では、エネルギ転送要素Ｔ１  １１２は２つの巻線、すなわち１次巻線１１４と２次巻線１１６とを含む。しかしながら、エネルギ転送要素Ｔ１  １１２は３つ以上の巻線を有してもよいことが認められるべきである。１次巻線１１４はスイッチＳＰ  １１８にさらに結合され、これがさらに入力帰線１２０に結合される。一実施例においては、スイッチＳ１  １１８は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などのトランジスタであり得る。別の例においては、コントローラ１３６は、モノリシック集積回路として実現されてもよく、または離散的な電気的構成要素もしくは離散的および集積された構成要素の組合せによって実現されてもよい。コントローラ１３６およびスイッチＳＰ  １１８はハイブリッドまたはモノリシック集積回路のいずれかとして製造される集積回路１４６の一部を形成し得る。
【００１４】
さらに、図１の実施例のクランプ回路１２２は、エネルギ転送要素Ｔ１  １１２の１次巻線１１４の両端に結合されるように図示される。フィルタコンデンサＣF１２４は１次巻線１１４およびスイッチＳＰ  １１８の両端に結合し得る。換言すると、フィルタコンデンサＣF１２４は整流器１０８および入力帰線１２０に結合し得る。エネルギ転送要素Ｔ１  １１２の２次巻線１１６は整流器Ｄ１  １２６に結合される。図１の例では、整流器Ｄ１  １２６はダイオードとして例示される。しかしながら、いくつかの実施例では、整流器Ｄ１  １２６は、同期整流器として用いられるトランジスタであってもよい。出力コンデンサＣ１  １２８および負荷１３０の両者とも図１では整流器Ｄ１  １２６に結合されるものとして示される。出力が負荷１３０に与えられ、調整された出力電圧ＶO、調整された出力電流ＩO、またはこの２つの組合せのいずれかとして与えられ得る。一実施例においては、負荷１３０は発光ダイオード（ＬＥＤ）アレイであり得る。
【００１５】
スイッチモード電源１００はさらに、出力量ＵOとして例示される出力を調整するための回路を含む。概して、出力量ＵOは、出力電圧ＶO、出力電流ＩO、またはこれら２つの組合せのいずれかである。フィードバック回路１３２はスイッチモード電源１００の出力からの出力量ＵOを検知するために結合され、フィードバック信号ＵFB１３４を生成する。他の実施例においては、フィードバック信号ＵFBが、出力量ＵOを表す変圧器の入力側の１つ以上の量を検知することによって得られてもよい。フィードバック回路１３２は、コントローラ１３６がフィードバック信号ＵFB１３４を受信するように、コントローラ１３６の端子にさらに結合される。コントローラ１３６は、電流検知入力信号１４０を受信するための端子をさらに含む。電流検知入力信号１４０は、スイッチＳＰ  １１８のスイッチ電流ＩD１４４を表わす。さらに、スイッチＳＰ  １１８はコントローラ１３６から駆動信号１３８を受信する。加えて、コントローラ１３６はまた、電圧検知入力信号１４２を受信するための端子を含み得る。図１の例においては、電圧検知入力信号１４２は、整流された電圧ＶRECT１１０を表している。しかしながら、他の実施例においては、電圧検知信号１４２が調光器出力電圧ＶDO１０６を表す可能性もある。
【００１６】
動作時に、図１のスイッチング電源１００は、ａｃ入力電圧ＶAC１０２などの未調整入力から負荷１３０に出力電力を与える。調光器回路１０４は、スイッチング電源１００の負荷１３０がＬＥＤアレイである場合に利用され、電源に送達される電力の量を制限し得る。その結果、ＬＥＤアレイの負荷に送達される電流が制限され、ＬＥＤアレイが調光する。上述のとおり、調光器回路１０４はトライアック調光器回路などの位相調光器回路であってもよい。調光器回路１０４は、ａｃ入力電圧ＶAC１０２がゼロ電圧と交差する際に、ａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離す。所与の時間量の後、調光器回路１０４は、電源１００にａｃ入力電圧ＶAC１０２を再接続する。換言すると、調光器回路１０４は、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の位相を中断してもよい。求められる調光の量に応じて、調光器回路１０４は、ａｃ入力電圧ＶAC１０２が電源から切り離される時間の量を制御する。概して、求められる調光がより多いと、調光器回路１０４がａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離す期間がより長くなる。さらに以下に説明するように、位相角は、調光回路１０４がａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離している期間を測定することによって決定されてもよい。
【００１７】
調光器回路１０４は、整流器１０８が受取った調光器出力電圧ＶDO１０６を生成する。整流器１０８は整流された電圧ＶRECT１１０を生成する。フィルタコンデンサＣF１２４はスイッチＳＰ  １１８からの高周波電流をフィルタリングする。他の適用例については、フィルタコンデンサＣF１２４は、実質的にｄｃ電圧がエネルギ転送要素Ｔ１  １１２に印加されるように十分に大きいものであってもよい。しかしながら、力率改善（ＰＦＣ）を有する電源については、小さなフィルタコンデンサＣF１２４を利用して、エネルギ転送要素Ｔ１  １１２に印加される電圧が実質的に整流された電圧ＶRECT１１０に従うことを可能にし得る。そのため、フィルタコンデンサＣF１２４の値は、フィルタコンデンサＣF１２４の電圧がａｃ入力電圧ＶAC１０２の各ハーフラインサイクルの間に実質的に０に達するように選択され得る。または、換言すると、フィルタコンデンサＣF１２４の電圧は、調光器出力電圧ＶDO１０６の正の大きさに実質的に従う。そのため、コントローラ１３６は、フィルタコンデンサＣF１２４上の電圧（換言すると、整流された電圧ＶRECT１１０）を検知することにより、調光器回路１０４が電源１００からａｃ入力電圧ＶAC１０２をいつ切り離すかを検出し得る。別の実施例においては、コントローラ１３６が、スイッチ電流ＩD１４４を検知することにより、調光器回路１０４が電源１００からａｃ入力電圧ＶAC１０２をいつ切り離すかを検出し得る。
【００１８】
スイッチング電源１００はエネルギ転送要素Ｔ１  １１２を利用して１次巻線１１４と２次巻線１１６との間で電圧を転送する。クランプ回路１２２は１次巻線１１４に結合されて、スイッチＳＰ  １１８の最大電圧を制限する。スイッチＳＰ  １１８は駆動信号１３８に応答して開閉される。閉じられたスイッチは電流を導通し得、オンとみなされる一方で、開いたスイッチは電流を導通することができず、オフとみなされることが一般的に理解される。いくつかの実施例では、スイッチＳＰ  １１８はトランジスタであり得、スイッチＳＰ  １１８およびコントローラ１３６は集積回路１４６の一部を形成し得る。動作において、スイッチＳＰ  １１８のスイッチングは、整流器Ｄ１  １２６において脈動電流を発生させる。整流器Ｄ１  １２６の電流は出力コンデンサＣ１  １２８によってフィルタリングされ、負荷１３０において、実質的に一定の出力電圧ＶO、出力電流ＩO、またはその２つの組合せを発生させる。
【００１９】
フィードバック回路１３２は、電源１００の出力量ＵOを検知して、コントローラ１３６にフィードバック信号ＵFB１３４を与える。フィードバック信号ＵFB１３４は電圧信号または電流信号であってもよく、出力量ＵOに関する情報をコントローラ１３６に与える。さらに、コントローラ１３６は、スイッチＳＰ  １１８におけるスイッチ電流ＩD１４４を中継する電流検知入力信号１４０を受ける。スイッチ電流ＩD１４４は、たとえば、離散的な抵抗器の両端の電圧、またはトランジスタが導通しているときのトランジスタの両端の電圧など、さまざまな態様で検知され得る。加えて、コントローラ１３６は、整流された電圧ＶRECT１１０の値を中継する電圧検知入力信号１４２を受信し得る。整流された電圧ＶRECT１１０は、たとえば抵抗分割器などによってさまざまな方法で検知され得る。
【００２０】
コントローラ１３６は、電流検知入力信号１４０によって与えられるスイッチ電流ＩD１４４、または電圧検知入力信号１４２によって与えられる整流された電圧ＶRECT１１０、またはこれら２つの組合せを利用することによって位相角を決定し得る。たとえば、コントローラ１３６は、調光器回路１０４が電源１００からａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離している時間の長さを測定する。換言すると、コントローラ１３６は、調光器出力電圧ＶDO１０６および整流された電圧ＶRECT１１０がゼロ電圧に実質的に等しくなっている時間の長さを測定する。位相角を測定するために、コントローラ１３６は、調光器出力電圧ＶDO１０６および整流された電圧ＶRECT１１０がゼロ電圧と実質的に等しくなっている時間の長さを、ハーフラインサイクルの時間の長さで割る。さらに以下に説明するように、コントローラ１３６は、整流された電圧ＶRECT１１０がいつしきい電圧ＶTH未満となるかを決定することにより、調光器出力電圧ＶDO１０６および整流された電圧ＶRECT１１０がいつ実質的にゼロ電圧に等くなるかを決定する。加えて、コントローラ１３６は、カウンタを利用して、整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH未満である時間の長さを測定してもよい。
【００２１】
コントローラ１３６は駆動信号１４０を出力し、さまざまなシステム入力に応答してスイッチＳＰ  １１８を動作させ、出力量ＵOを所望の値に実質的に調整する。一実施例では、駆動信号１３８は、論理ハイの区間および論理ローの区間の長さが異なる矩形パルス波形であり得る。論理ハイの値は閉じたスイッチに対応し、論理ローは開いたスイッチに対応する。別の実施例においては、駆動信号が、実質的に固定長の論理ハイ（またはＯＮ）パルスから構成されてもよく、発振器サイクルの数ごとにＯＮパルスの数を変更することによって調整されてもよい。
【００２２】
次いで図２Ａを参照すると、スイッチング電源１００の整流された電圧ＶRECT１１０の例示的な波形の図が示されており、これは、ハーフラインサイクルＴHL２０２、しきい電圧ＶTH２０４、ピーク電圧ＶP２０６および区間２１０を含む。図２Ｂは、区間２１０および対応するゼロ交差信号２１２を示す。コントローラは、ゼロ交差信号２１２を利用して、位相角を測定し、その後、電源の出力の調整量を変更する。
【００２３】
一般的に、ａｃ入力電圧ＶAC１０２は正弦波形であり、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の周期はフルラインサイクルと称される。数学的には、ＶAC＝ＶPｓｉｎ（２πｆLｔ）である。ＶP２０６がａｃ入力電圧ＶAC１０２のピーク電圧であり、ｆLがライン入力電圧の周波数である。または、換言すると、ｆLはａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数である。フルラインサイクルはライン周波数ｆLの逆数であるか、または数学的にはフルラインサイクル＝１／ｆLであることが認められるべきである。さらに、ハーフラインサイクルＴHL２０２はライン周波数の２倍の逆数であるか、または数学的には、
【００２４】
【数１】
2011167058.tif 000003
【００２５】
である。整流された電圧ＶRECT１１０は、整流器１０８および調光回路１０４の合成出力である。図２Ａの例については、整流された電圧ＶRECT１１０の各ハーフラインサイクルＴHL２０２の始まりは、調光器回路１０４が電源からａｃ入力電圧ＶAC１０２をいつ切り離すかに対応しており、実質的にゼロ電圧に等しくなっている。調光器回路１０４がａｃ入力電圧ＶAC１０２を再度電源に接続すると、整流された電圧ＶRECT１１０が実質的にａｃ入力電圧ＶAC１０２の正の大きさに従う。または数学的には、ＶRECT＝｜ＶDO｜となる。
【００２６】
いくつかの実施例については、しきい電圧ＶTH２０４は実質的に０に等しくなる。他の実施例については、しきい電圧ＶTH２０４は、実質的に、整流された電圧ＶRECT１１０のピーク電圧ＶP２０６の５分の１となる。一例においては、整流された電圧ＶRECT１１０のピーク電圧ＶP２０６が実質的に１２５Ｖと等しければ、しきい電圧ＶTH２０４は実質的に２５Ｖと等しくなる。別の実施例においては、しきい電圧ＶTH２０４は、実質的に、整流された電圧ＶRECT１１０のピーク電圧ＶP２０６の４分の１となる。しきい電圧ＶTH２０４の値がゼロ電圧に近ければ近いほど、整流された電圧ＶRECT１１０が実質的にゼロに等しいということをゼロ交差信号２１２がより正確に示すことが認識されるはずである。しかしながら、整流された電圧ＶRECT１１０の値がゼロ電圧に近ければ近いほど、コントローラ１３６の実施例が、整流された電圧ＶRECT１１０の値を検知することがより難しくなる可能性がある。特に、コントローラ１３６は、整流された電圧ＶRECT１１０がゼロ電圧であるかまたはゼロ電圧付近である場合に、電流検知信号１４０によって供給されるスイッチ電流ＩD１４４を介して、整流された電圧ＶRECT１１０の値を検知するのが幾分困難になる可能性がある。このため、コントローラ１３６の実施例は、整流された電圧ＶRECT１１０の値がゼロ電圧であるかまたはゼロ電圧付近である場合に、ゼロ電圧条件の検知を可能にするよう非ゼロしきい電圧ＶTH２０４を有していてもよい。加えて、整流された電圧ＶRECT１１０は、１つにはフィルタコンデンサＣF１２４の選択された値のせいで、０に達しないかもしれない。
【００２７】
図２Ｂは、整流された電圧ＶRECT１１０および対応するゼロ交差信号２１２の区間２１０を示す。本発明の実施例は、ゼロ交差信号２１２を利用して、電源１００についての位相角と、さらには調光量とを決定する。整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH２０４未満である場合、ゼロ交差信号２１２は、整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH２０４未満であることを示す状態にある。ゼロ交差信号２１２は、論理ハイの区間および論理ローの区間を有する矩形パルス波形をなしている。図２Ｂに示される例については、整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH２０４未満である場合、ゼロ交差信号２１２の値は論理ハイとなる。整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH２０４よりも大きい場合、ゼロ交差信号２１２の値は論理ローとなる。上述のとおり、調光器回路１０４がａｃ入力電圧ＶAC１０２を再度電源１００に接続すると、整流された電圧ＶRECT１１０はａｃ入力電圧ＶAC１０２の正の大きさに従う。このため、整流された電圧ＶRECT１１０がいつゼロ電圧付近になるかを決定することは、ａｃ入力電圧ＶAC１０２がいつ０電圧と交差するかを検出することに相当し、このため、「ゼロ交差」と称される。
【００２８】
しかしながら、調光器回路１０４がａｃ入力電圧ＶAC１０２を電源から切り離すので、整流された電圧ＶRECT１１０の後続部分は実質的に０に等しくなる。そのため、ゼロ交差信号２１２は、整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH２０４未満であることを示す状態となる。図２Ｂに示される例については、ゼロ交差信号２１２は論理ハイ値になるだろう。位相角は、各ハーフラインサイクルＴHL２０２のうちａｃ入力電圧ＶAC１０２から何度分を調光器回路が除去するかについての基準となる。したがって、整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH２０４未満である（すなわち、この例においては論理ハイ）であることを示す状態にゼロ交差信号２１２がある時間の長さを測定することによって、コントローラ１３６は位相角を測定し得る。図２Ｂについては、ゼロ交差信号が論理ハイ値である時間の長さはＴZ２１８で表され、この明細書中では、ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８と称される。本発明の実施例に従うと、（度で表された）位相角は、ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８をハーフラインサイクルＴHL２０２で割ることによって計算され得る。または、数学的には、
【００２９】
【数２】
2011167058.tif 000004
【００３０】
となる。上述のとおり、典型的な調光システムは、調光器回路がａｃ入力電圧の一部を除去した後、ａｃ入力電圧の平均値を測定することにより調光量を決定する。調光器回路出力のうちより小さな平均値はより広い位相角に相当するだろう。そのため、典型的なコントローラはこの関係を利用して、位相角を間接的に決定し、かつ電源の出力調整量を変更する。しかしながら、このように間接的に位相角を測定することによって、検出された調光量（および、これにより電源の出力調整量）は、ａｃ入力電圧の変動に影響されることとなる。換言すると、調光器回路出力の平均値を介して測定された位相角の精度は、ａｃ入力電圧の変動に依存することとなる。ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８の長さをカウントし、それをハーフラインサイクルＴHL２０２と比較することにより、コントローラ１３６は、調光器回路１０４の位相角を計算し、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の形状やａｃ入力電圧ＶAC１０２の変動とは無関係に必要な調光量を決定し得る。このため、コントローラ１３６は位相角および調光量をより正確に決定することができ、測定された位相角は、ａｃ入力電圧の変動にさほど影響されないだろう。
【００３１】
求められる調光量は、調光器回路１０４が電源からａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離している時間の長さに相当する。調光器回路１０４が、求められる調光量に関する情報を調光器回路１０４に供給する入力（図示せず）をも含むことが認識されるべきである。調光器回路１０４がａｃ入力電圧ＶAC１０２を電源から切り離している期間が長ければ長いほど、整流された電圧ＶRECT１１０はより長期間にわたって実質的にゼロ電圧と等しくなる。結果として、ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８の長さは、調光器回路１０４および対応する位相角によって与えられる調光量に相当する。
【００３２】
さらに以下に説明するように、コントローラ１３６は、カウンタを用いてゼロ交差パルス幅ＴZ２１８の長さを決定する。カウンタは、ゼロ交差信号２１２が図２Ｂにおいて開始時間ｔSTART２１４で示される論理ハイ値にパルスすると、カウントし始める。カウンタは、ゼロ交差信号２１２が図２Ｂにおいて停止時間ｔSTOP２１６で示される論理ロー値にパルスすると、カウントを停止する。カウンタから出力される停止時間ｔSTOP２１６でのカウントは、ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８の長さの測定の一例である。本発明の一実施例においては、カウンタがハーフラインサイクルＴHL２０２の長さにわたってカウントを続けてもよく、コントローラが位相角を決定してもよい。本発明の別の実施例においては、コントローラ１３６は、ハーフラインサイクルＴHL２０２についての固定されたカウントを利用する。たとえば、コントローラ１３６は、ハーフラインサイクルＴHL２０２から３２０のカウントについての総カウントを固定してもよい。ハーフラインサイクルＴHL２０２についての総カウントが固定されると、起こり得る位相の角度が各々、ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８の特定のカウントに固定されることとなる。ハーフラインサイクルＴHL２０２当たりの総カウントは、１カウント当たりの百分率誤差が容認できる許容レベルに収まるように選択され得る。ハーフラインサイクルＴHL２０２当たりの総カウントが大きければ大きいほど、１カウント当たりの百分率誤差、または数学的には、
【００３３】
【数３】
2011167058.tif 000005
【００３４】
がより小さくなる。この場合、Ｍは、ハーフラインサイクルＴHL２０２についての総カウントである。ハーフラインサイクルＴHL２０２についての総カウントが１００に等しければ、１カウント当たりの百分率誤差は１％になるだろう。ハーフラインサイクルＴHL２０２についての総カウントが３２０カウントと等しければ、１カウント当たりの百分率誤差が０．３１％になるだろう。以下にさらに説明するように、図４および図５は、コントローラ１３６が如何に位相角を決定し、決定された位相角を用いて調光を容易にするかを示している。
【００３５】
次いで図３Ａを参照すると、ハーフラインサイクルＴHL３０２、しきい電圧ＶTH３０４、ピーク電圧ＶP３０６および区間３１１を含む、整流された電圧ＶRECT３１０の別の例示的な波形が示される。図３Ｂは、整流された電圧ＶRECT３１０および対応するゼロ交差信号３１２の区間３１１を示す。ハーフラインサイクルＴHL３０２、しきい電圧ＶTH３０４およびピーク電圧ＶP３０６は、図２Ａおよび図２Ｂにおいて示されるハーフラインサイクルＴHL２０２、しきい電圧ＶTH２０４およびピーク電圧ＶP２０６のさらなる例であり得る。
【００３６】
整流された電圧ＶRECT３１０の例示的な波形は、図２Ａに示される整流された電圧ＶRECT１１０に類似している。図２Ａの例においては、整流された電圧ＶRECT１１０は、トライアック調光器などの調光器回路１０４がすべてのハーフラインサイクルＴHL２０２の開始時にａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離した結果、得られるものである。しかしながら、図３Ａおよび図３Ｂに示される整流された電圧ＶRECT３１０は、調光器回路１０４がすべてのハーフラインサイクルＴHL３０２の終わりにａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離した結果、得られるものである。この結果、整流された電圧ＶRECT３１０は、ハーフラインサイクルＴHL３０２の終わりにはゼロ電圧と実質的に等しくなる。ハーフラインサイクルＴHL３０２の開始時に、整流された電圧ＶRECT３１０は、調光器回路１０４が電源１００からａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離すまで、実質的にａｃ入力電圧ＶAC１０２の正の大きさに従う。整流された電圧ＶRECT３１０の値は、次いで、次のハーフラインサイクルの開始まで実質的にゼロ電圧にまで低下する。
【００３７】
図３Ｂは、整流された電圧ＶRECT３１０および対応するゼロ交差信号３１２の区間３１１を示す。本発明の実施例は、ゼロ交差信号３１２を利用して、電源１００についての位相角と、さらには調光量とを決定する。整流された電圧ＶRECT３１０がしきい電圧ＶTH３０４未満である場合、ゼロ交差信号３１２はゼロ交差条件が存在することを示している。図３Ｂの例については、整流された電圧ＶRECT３１０がしきい電圧ＶTH３０４未満である場合、ゼロ交差信号３１２の値は論理ハイ値とされる。整流された電圧ＶRECT３１０がしきい電圧ＶTH３０４よりも大きい場合、ゼロ交差信号３１２の値は論理ロー値とされる。
【００３８】
上述のとおり、ゼロ交差信号３１２が、ゼロ交差条件が存在することを示している論理ハイ値である時間の長さは、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８と称される。ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８の長さは、調光器回路１０４によって示される調光量および位相角を測定するのに利用される。本発明の実施例に従うと、位相角は、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８をハーフラインサイクルＴHL３０２と比較することによって計算され得る。または数学的には、以下のとおりである。
【００３９】
【数４】
2011167058.tif 000006
【００４０】
ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８の長さをカウントし、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８をハーフラインサイクルＴHL３０２の長さと比較することにより、コントローラ１３６は、調光器回路１０４の位相角を計算し、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の形状やａｃ入力電圧ＶAC１０２の変動とは無関係に、必要とされる調光量を決定し得る。
【００４１】
コントローラ１３６はカウンタを用いて、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８の長さを決定し得る。カウンタは、ゼロ交差信号３１２が図３Ｂにおいて開始時間ｔSTART３１４で示される論理ハイ値にパルスすると、カウントを始める。カウンタは、ゼロ交差信号３１２が図３Ｂにおいて停止時間ｔSTOP３１６で示される論理ロー値にパルスすると、カウントを停止する。カウンタから出力される停止時間ｔSTOP３１６でのカウントは、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８の測定の一例である。本発明の一実施例においては、カウンタがハーフラインサイクルＴHL３０２の長さにわたってカウントを続けてもよく、コントローラは、位相角を決定するために、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８のカウントをハーフラインサイクルＴHL３０２のカウントと比較してもよい。本発明の別の実施例においては、コントローラ１３６は、ハーフラインサイクルＴHL３０２について固定されたカウントを利用する。たとえば、コントローラ１３６は、ハーフラインサイクルＴHL３０２から３２０のカウントについての総カウントを固定し得る。ハーフラインサイクルＴHL３０２についての総カウントが固定されると、起こり得る位相の角度は各々、ゼロ交差パルス幅ＴZ３１８の特定のカウントに固定されることとなる。ハーフラインサイクルＴHL３０２当たりの総カウントは、１カウント当たりの百分率誤差が容認できる許容レベルに収まるように選択され得る。ハーフラインサイクルＴHL３０２当たりの総カウントが大きければ大きいほど、１カウント当たりの百分率誤差、または数学的には、
【００４２】
【数５】
2011167058.tif 000007
【００４３】
がより小さくなる。この場合、Ｍは、ハーフラインサイクルＴHL３０２についての総カウントである。ハーフラインサイクルＴHL３０２についての総カウントが１００に等しければ、１カウント当たりの百分率誤差は１％になるだろう。ハーフラインサイクルＴHL３０２についての総カウントが３２０カウントと等しければ、１カウント当たりの百分率誤差が０．３１％になるだろう。以下にさらに説明するように、図４および図５は、コントローラ１３６が如何に位相角を決定し、決定された位相角を用いて調光を容易にするかを示している。
【００４４】
図４をさらに参照すると、コントローラ１３６の機能ブロック図が示される。ここでは、フィードバック信号ＵFB１３４、駆動信号１３８、電流検知入力信号１４０、電圧検知入力信号１４２、ゼロ交差検出器４０２、発振器４０４、システムクロック信号４０５、カウンタ４０６、オプションのオフセットブロック４０７、デジタル−アナログコンバータ（Ｄ／Ａコンバータ４０８）、増幅器４１０、ゼロ交差信号４１２、駆動論理ブロック４１４（すなわち駆動信号発生器）、ゼロ交差基準４１６、および基準電圧４１８が含まれる。ゼロ交差信号４１２は、図２Ｂおよび図３Ｂに示されるゼロ交差信号の一例である。図４は、如何にコントローラ１３６が位相角を測定し、この位相角を利用して基準電圧４１８を変更することにより電源１００の出力の調光を容易にするかを例示している。
【００４５】
フィードバック信号ＵFB１３４、駆動信号１３８、電流検知入力信号１４０および電圧検知入力信号１４２は、上述のとおり結合および機能する。コントローラ１３６はさらに、電流検知入力信号１４０およびゼロ交差基準４１６に結合しこれらを受信するゼロ交差検出器４０２を含む。ゼロ交差検出器４０２はまた、電圧検知入力信号１４２を受信し得る。ゼロ交差基準４１６は（しきい電圧ＶTH２０４および３０４として説明される）しきい電圧ＶTHを表わし、ゼロ交差検出器４０２はゼロ交差信号４１２を出力する。上述のとおり、ゼロ交差信号４１２は、いつゼロ交差条件が存在するか、または換言すると、整流された電圧ＶRECT１１０がいつしきい電圧ＶTHを下回るかを示す。ゼロ交差信号４１２は、論理ハイ区間および論理ロー区間の長さが変化する矩形パルス波形である。ゼロ交差信号４１２の連続した立上がりエッジ間の長さはハーフラインサイクルＴHLと実質的に等しい。加えて、論理ハイ区間の時間の長さは、ゼロ交差パルス幅ＴZと実質的に等しい。一実施例においては、ゼロ交差検出器４０２が、整流された電圧ＶRECT１１０に関する情報を電圧検知信号１４２から得、ゼロ交差検出器４０２が、電圧検知信号１４２およびゼロ交差基準４１６を利用してゼロ交差信号を生成する。別の実施例においては、ゼロ交差検出器４０２が、電流検知信号１４０によって与えられるスイッチ電流ＩD１４４から、整流された電圧ＶRECT１１０に関する情報を受取る。また、ゼロ交差検出器４０２は、電流検知信号１４０およびゼロ交差基準４１６を利用してゼロ交差信号を生成する。さらなる実施例においては、ゼロ交差検出器４０２が、整流された電圧ＶRECT１１０に関する情報を電圧検知信号１４２および電流検知信号１４０の両方から受取って、電流検知信号１４０、電圧検知信号１４２およびゼロ交差基準４１６を利用してゼロ交差信号を生成する。
【００４６】
スイッチＳＰ  １１８がＯＮである場合のスイッチＳＰ  １１８の電圧と電流との関係は、
【００４７】
【数６】
2011167058.tif 000008
【００４８】
と表すこともでき、この場合、ＬPは、１次巻線１１４のインダクタンスである。不連続導通モード（ＤＣＭ：discontinuous conduction mode）で動作する電源については、いずれのスイッチングサイクル中のこの関係も、
【００４９】
【数７】
2011167058.tif 000009
【００５０】
と表すことができ、この場合、ＩPEAKはスイッチ電流ＩD１４４のピーク値であり、ｔONがスイッチＳＰ  １１８のオン時間となる。しかしながら、一スイッチングサイクルにおいては、オン時間ｔONがハーフラインサイクルＴHLに比べて小さいので、ＶACの値が定数とみなされる可能性がある。図１に示される例については、
【００５１】
【数８】
2011167058.tif 000010
【００５２】
であり、こうして、ゼロ交差検出器４０２は、スイッチ電流ＩD１４４から整流された電圧ＶRECT１１０の値を決定し得る。コントローラ１３６は、スイッチＳＰ  １１８がＤＣＭにおいてＯＮである場合にスイッチＳＰ  １１８の電圧と電流との関係を利用して、しきい電圧ＶTH（２０４および３０４）に対応させるようゼロ交差電流しきい値ＩZCおよびゼロ交差時間しきい値ｔZCを固定し得る。または数学的には以下のとおりである。
【００５３】
【数９】
2011167058.tif 000011
【００５４】
ゼロ交差検出器４０２は、スイッチ電流ＩD１４４のピーク値がいつゼロ交差電流しきい値ＩZC未満となるかを判定することによって、整流された電圧ＶRECT１１０がしきい電圧ＶTH（２０４および３０４）未満であると判断し得る。一実施例については、ゼロ交差基準４１６の一例としてゼロ交差電流しきい値ＩZCが挙げられる。
【００５５】
ゼロ交差検出器４０２はカウンタ４０６に結合し、カウンタ４０６はゼロ交差信号４１２を受信する。加えて、カウンタ４０６は発振器４０４に結合し、発振器４０４からシステムクロック信号４０５を受信する。一実施例においては、発振器４０４はライン同期発振器であり、その一例を、図７を参照して以下により詳細に説明する。一実施例においては、システムクロック信号４０５は、論理ハイ区間および論理ロー区間の長さが異なっている矩形パルス波形である。連続した立上がりエッジ間の時間の長さは、発振器周期ＴOSCと実質的に等しい。発振器周波数ｆOSCはハーフライン周波数ｆHLの倍数となるよう選択され得るか、または数学的には、ｆOSC＝ＭｆHL，Ｍ＞１となる。この場合、Ｍは正の整数である。換言すると、ハーフラインサイクルＴHL（ＴHL＝１／ｆHL）は発振器周期の倍数、ＴOSC（ＴOSC＝１／ｆOSC）、または数学的には、
【００５６】
【数１０】
2011167058.tif 000012
【００５７】
となる。上述のとおり、Ｍの値はまた、ハーフラインサイクルＴHL当たりの総カウントを指している。本発明の一実施例の場合、Ｍの値は３２０である。一実施例においては、発振器４０４はさらに、ゼロ交差検出器４０２に結合し、ゼロ交差信号４１２を受信する。さらに以下に説明するように、発振器４０４はゼロ交差信号４１２を利用して、ハーフラインサイクルＴHL、または換言すると、ハーフライン周波数ｆHL、を決定し得る。発振器４０４がライン同期発振器である場合、発振器４０４はＭの値が実質的に一定になるように発振器周波数ｆOSCを調整し得る。
【００５８】
カウンタ４０６は、発振器４０４から受信したシステムクロック信号４０５に応じて増分するバイナリカウンタである。換言すると、カウンタ４０６は、発振器４０４のサイクル毎に増分するバイナリカウンタである。カウンタ４０６は、ゼロ交差信号４１２（図２Ｂおよび図３Ｂに関しては、開始時間ｔSTART２１４および３１４として示される）立上がりエッジからカウントを始める、カウンタ４０６は、ゼロ交差パルス幅ＴZの長さにわたってカウントし続ける。一実施例においては、カウンタ４０６は、次いで、ゼロ交差信号の（図２Ｂおよび図３Ｂに関しては、停止時間ｔSTOP２１６および３１６として示される）次の立下がりエッジでカウントを停止する。次いで、カウンタ４０６の内部カウントが、ビットＢ１からＢＮとしてオフセットブロック４０７に出力される。この明細書中では、ビットＢ１からＢＮを位相カウントと称する。一例においては、Ｂ１は最下位ビット（ＬＳＢ：least significant bit）であり、ＢＮは最上位ビット（ＭＳＢ：most significant bit）である。一実施例においては、カウンタ４０６は、ゼロ交差信号４１２の立下がりエッジで０にリセットされる。別の実施例においては、カウンタ４０６はゼロ交差信号４１２の立上がりエッジからカウントを始め、ゼロ交差パルス幅ＴZの長さにわたってカウントし続ける。次の立下がりエッジにおいて、カウンタ４０６は、内部カウントを、この明細書中では位相カウントと称されるビットＢ１からＢＮとして、オフセットブロック４０７に転送する。しかしながら、カウンタ４０６は、ゼロ交差信号４１２の次の立上がりエッジまでその内部カウントをリセットしない。一実施例においては、カウンタ４０６は、非同期カウンタまたは同期カウンタを形成するよう配置された複数のフリップフロップである。本発明の実施例に従うと、カウンタ４０６から出力された位相カウント（Ｂ１からＢＮ）は位相角を表している。具体的には、カウンタ４０６から出力された位相カウント（Ｂ１からＢＮ）は、ハーフラインサイクルＴHL毎の総カウントが固定されている場合の位相角を表している。または、換言すると、カウンタ４０６から出力された位相カウント（Ｂ１からＢＮ）は、
【００５９】
【数１１】
2011167058.tif 000013
【００６０】
である場合の位相角を表している。ここで、Ｍは実質的に一定である。一実施例においては、ハーフラインサイクルＴHL毎の総カウントが３２０カウントに設定されている。または、換言すると、Ｍは３２０に等しい。一例においては、９０度の位相角は、ハーフラインサイクルＴHLの半分の間だけａｃ入力電圧ＶＡＣ１０２を切り離す調光器回路１０４に対応するものであるが、１６０の位相カウントまでカウントするカウンタ４０６に相当するものとなるだろう。別の例においては、４５度の位相角は、ハーフラインサイクルＴHLの４分の１の間だけａｃ入力電圧ＶＡＣ１０２を切り離す調光器回路１０４に対応するものであるが、８０の位相カウントまでカウントするカウンタ４０６に相当するものとなるだろう。
【００６１】
図６はカウンタ４０６の例示的なカウントを示す表６００である。上述のとおり、カウンタ４０６は、ゼロ交差信号４１２が論理ハイ値である場合、システムクロック信号４０５のサイクル毎に増分する。０の内部カウント値に関して、ビットＢ１、Ｂ２およびＢ３は論理ロー値となる。１の内部カウント値に関して、ビットＢ１は論理ハイ値であり、ビットＢ２およびＢ３は論理ロー値のままである。値７の内部カウントに関して、ビットＢ１、Ｂ２およびＢ３は論理ハイ値である。表６００は３ビットカウンタを示しているが、如何なるビットの数がカウンタ４０６に含まれてもよいことが認識されるはずである。
【００６２】
再び図４を参照すると、カウンタ４０６は、オプションのオフセットブロック４０７に結合し、オフセットブロック４０７は位相カウント（Ｂ１からＢＮ）を受信する。オフセットブロック４０７は、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がオフセット量よりも少ない場合にコントローラ１３６が調光を検出せず、かつ基準電圧ＶREF４１８が同じ値のままとなるようにオフセット量を与える。位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がオフセット量よりも大きい場合、コントローラは調光を検出せず、基準電圧ＶREF４１８が位相カウント（Ｂ１からＢＮ）が増加するのに応じて低減する。オフセットブロック４０７は位相カウント（Ｂ１からＢＮ）を受信し、オフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）を出力する。位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がオフセット量よりも少ない場合、オフセットブロック４０７は実質的に０に等しいバイナリ出力を出力する。または、換言すると、オフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）は、実質的に０に等しい。位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がオフセット量よりも大きい場合、オフセットブロック４０７の出力は、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）から引かれたオフセット量のバイナリ値である。換言すると、オフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）は、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）から引かれたオフセット量と実質的に等しい。本発明の一実施例においては、オフセット量は６４であってもよい。上述のとおり、一実施例においては、コントローラ１３６は、ハーフラインサイクルＴHLの総カウントを３２０（Ｍ＝３２０）に等しくなるよう設定する。３２０を総カウントとして利用し、６４のオフセット量を利用すると、コントローラ１３６は、３６度未満の位相角（位相角＝（６４／３２０）（１８０度））に対する調光を検出しない。６４（オフセット量）プラス２５６が３２０に等しくなるので、一実施例においては、カウンタ４０６がバイナリカウンタである場合、３２０が総カウントとして選択されてもよい。一実施例においては、カウンタ４０６は、（２8＝２５６であるので）２５６および（２6＝６４であるので）６４までカウントし得る８ビットのバイナリカウンタを利用してもよい。
【００６３】
オフセット量は、（図２Ｂおよび図３Ｂにおいてはしきい電圧ＶTH２０４および３０４として示される）しきい電圧ＶTHが正の非ゼロ値である場合に発生するオフセットに部分的に相互に関連する。換言すると、ゼロ交差パルス幅ＴZ２１８はしきい電圧ＶTHの値のせいで長さが最小となり、このため、コントローラ１３６は、調光器回路１０４がゼロ交差パルス幅ＴZの最小長よりも長い時間の長さにわたってａｃ入力電圧ＶAC１０２を切り離すまで、いずれの調光も検出しない。換言すると、オフセットブロック４０７におけるオフセット量は、部分的にゼロ交差パルス幅ＴZの最小長に相当する。オフセットが６４である例においては、ゼロ交差パルス幅ＴZの最小長は、６４までカウントするカウンタ４０６に相当する。加えて、オフセット量は、調光の誤検出につながる恐れのあるａｃ入力電圧ＶAC１０２の如何なる突然の変動にも対応するよう選択され得る。
【００６４】
オフセットブロック４０７はＤ／Ａコンバータ４０８に結合し、Ｄ／Ａコンバータ４０８はオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）を受信する。以下にさらに説明するように、Ｄ／Ａコンバータ４０８は受信したオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）を基準電圧ＶREF４１８に変換する。一実施例においては、オフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）が高ければ高いほど、基準電圧ＶREF４１８が低くなる。コントローラ１３６がオフセットブロック４０７を利用しない場合、Ｄ／Ａコンバータ４０８は位相カウント（Ｂ１からＢＮ）を基準電圧ＶREF４１８に変換する。本発明の一実施例においては、オフセットブロック４０７がカウンタ４０６に一体化されてもよい。本発明の別の実施例においては、オフセットブロック４０７はＤ／Ａコンバータ４０７に一体化されてもよい。
【００６５】
Ｄ／Ａコンバータ４０８はさらに、増幅器４１０が基準電圧ＶREF４１８を受信するように、増幅器４１０とも称されるフィードバック基準回路に結合している。増幅器４１０はまた、フィードバック信号ＵFB１３４を受信する。フィードバック信号ＵFB１３４は、電源１００の出力量ＵOに関する情報をコントローラに１３６を供給する。一実施例においては、基準電圧ＶREF４１８が増幅器４１０の反転入力で受信され、フィードバック信号ＵFB１３４が増幅器４１０の非反転入力で受信される。増幅器４１０（すなわちフィードバック基準回路）の出力はさらに、駆動論理ブロック４１４に結合している。駆動論理ブロックはまた、電流検知入力信号１４０に結合して、これを受信する。上述のとおり、電流検知入力信号１４０はスイッチ電流ＩD１４４を表している。増幅器４１０の出力および他のさまざまなパラメータを利用して、駆動論理ブロック４１４は駆動信号１３８を出力して、スイッチＳＰ  １１８を作動させて、出力量ＵOを所望の値になるよう調整する。一実施例においては、出力量ＵOの所望の値は、基準電圧ＶREF４１８によって部分的に決定される。そのため、コントローラ１３６はゼロ交差信号４１２を通じて位相角を測定し、その後、ＬＥＤ負荷の調光を容易にするよう基準電圧ＶREF４１８を変更する。
【００６６】
さらに図５を参照すると、例示的なデジタル−アナログコンバータ（Ｄ／Ａコンバータ）４０８の機能ブロック図が示される。ここでは、基準電圧ＶREF４１８、電流源５０４、５０６、５０８および５１０、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳＫ、抵抗器Ｒ１  ５１２、基準接地５１４、ならびに基準電流ＩREF５１６が含まれている。オフセットブロック４０７も、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）およびオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）とともに図５に示される。
【００６７】
Ｄ／Ａコンバータ４０８はオフセットブロック４０７からオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）を受信する。一実施例においては、オフセットブロック４０７は、図４を参照して上に説明したとおり、オフセット量を提供する。カウンタ４０６によって与えられる位相カウント（Ｂ１からＢＮ）が、オフセット量よりも少ない場合、コントローラ１３６は、調光器回路１０４が電源１００の出力を調光しているとは判断しない。このため、オフセットブロック４０７の出力は、実質的に０に等しいバイナリ出力となる。または、換言すると、オフセットブロックから出力されたＢＩＴ１からＢＩＴＫはすべて、論理ロー値である。しかしながら、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がオフセットブロック４０７によって与えられるオフセット量よりも大きければ、コントローラ１３６は、電源１００の出力を調光しなければならないと判断し、Ｄ／Ａコンバータ４０８は、より高い位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がより小さな基準電圧ＶREF４１８に相当するように基準電圧ＶREF４１８を変更することとなる。しかしながら、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）がオフセットブロック４０７によって与えられるオフセット量よりも大きい場合、オフセットブロック４０７によって出力されたオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）は、位相カウント（Ｂ１からＢＮ）から引かれたオフセット量のバイナリ値となる。
【００６８】
オフセット位相カウントはビットＢＩＴ１からＢＩＴＫとして図５に例示されている。一例においては、ＢＩＴ１は最下位ビット（ＬＳＢ）であり、ＢＩＴＫは最上位ビット（ＭＳＢ）である。Ｄ／Ａコンバータ４０８はさらに、基準電圧ＶREF４１８を供給するためのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳＫによって結合された電流源５０４、５０６、５０８および５１０を含む。Ｄ／Ａコンバータ４０８がＫ個の電流源およびスイッチ（Ｋは正の整数である）を含み得ることが認識されるべきである。図５に示される例においては、電流源５０４、５０６、５０８および５１０によって供給される電流の値は、それが関連付けられるオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）のビットに応じて重み付けされる。たとえば、ＢＩＴ１は、スイッチＳ１が電流源５０４からＩ1Xの電流を供給することを可能にしたり不可能にしたりするよう結合されている。ＢＩＴ２は、スイッチＳ２が電流源５０６からＩ2Xの電流を供給することを可能にしたり不可能にしたりするよう結合されている。ＢＩＴＫについては、スイッチＳＫが電流源５１０からＩ(2^K)Xの電流Ｘを供給することを可能にしたり不可能にしたりするよう結合されている。図５に図示のとおり、電流源５０６からの電流Ｉ2Xは、電流源５０４からの電流Ｉ1Xの値の２倍である。図５の例においては、電流源５１０からの電流Ｉ(2^K)Xは、電流源５０４からの電流Ｉ1Xの値よりも２＾Ｋ倍大きい値である。一例においては、オフセットブロック４０７から出力されたビットＢＩＴ１からＢＩＴＫのうちのいずれかについての論理ハイ値（１）は、開いた（換言すると、使用不可能な）スイッチに対応し、オフセットブロック４０７から出力されたビットＢＩＴ１からＢＩＴＫのうちのいずれかについての論理ロー値（０）は、閉じた（換言すると、使用可能な）スイッチに対応するだろう。図示のとおり、電流源５０４、５０６、５０８および５１０は、電流が基準接地５１４に流れるように結合されている。加えて、抵抗Ｒ１  ５１２は、ＳＫを介するスイッチＳ１と基準接地５１４との間で結合されている。電流源５０４、５０６、５０８または５１０から使用可能ないずれかの電流源によって与えられる電流を合計して、抵抗器Ｒ１  ５１２を介して基準電流ＩREF５１６を供給する。抵抗器Ｒ１  ５１２にわたる結果として得られる電圧降下は基準電圧ＶREF４１８となる。そのため、Ｄ／Ａコンバータ４０８内のスイッチ（Ｓ１からＳＫ）がすべて使用可能になると、基準電圧ＶREF４１８がその最高値となる。または、換言すると、オフセットブロック４０７のオフセット位相カウント（ＢＩＴ１からＢＩＴＫ）のバイナリ値が実質的に０に等しい場合、基準電圧ＶREF４１８がその最高値となる。図示されるＤ／Ａコンバータの実施例にはデジタル入力をアナログ電圧出力に変換するためにバイナリ重み付けされた電流源が含まれているが、当業者であれば、開示された発明に従ってフィードバック情報を適切に変更するための基準値として使用するためにアナログ出力が適切な形式で提供された限りにおいては、開示されている特定のＤＡＣ構造の代わりに、デジタル入力を変動するアナログ出力に変換するための周知の構造および技術のいずれをも使用できたであろう��とを認識するだろう。
【００６９】
ここで図７を参照すると、例示的なライン同期発振器７００の機能ブロック図が本発明の教示に従って示される。図示のとおり、ライン同期発振器７００はクロック周波数発生器７０２、サイクルカウント計算器７０４、クロック周波数調整器７０５、システムクロック信号７０６、カウント信号７１０、周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８および周波数調整信号ＦADJ７１２を含む。ライン同期発振器７００およびシステムクロック信号７０６が、それぞれ、図４に関連付けて示された発振器４０４およびシステムクロック信号４０５の一例であることが認識されるべきである。以下にさらに説明するように、本発明の実施例については、ライン同期発振器７００は、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数の変動に係らず、サイクルカウントＮがａｃ入力電圧ＶAC１０２のハーフラインサイクルＴHL毎に実質的に一定になるようにシステムクロック信号７０６の周波数（換言すると、周期）を調整する。加えて、ライン同期発振器７００は、さまざまなａｃライン周波数を有する領域におけるコントローラ１３６の使用を容易にする。たとえば、英国におけるａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数は５０ヘルツ（ＨＺ）であり、米国におけるａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数は６０Ｈｚである。コントローラ１３６は両方の国で利用可能である。というのも、ライン同期発振器７００がａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数にかかわらず実質的に一定のサイクルカウントＮを与えるからである。
【００７０】
動作時に、ライン同期発振器７００が、周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８に応じてシステムクロック信号７０６を出力する。一実施例においては、ゼロ交差信号４１２が周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８として利用されてもよい。周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８は、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数に関する情報をライン同期発振器７００に与える。または、換言すると、周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８は、ハーフライン周波数ｆHLおよびハーフラインサイクルＴHL（ＴHL＝１／ｆHL）の長さに関する情報をライン同期発振器７００に与える。動作時に、システムクロック信号７０６がａｃ入力電圧ＶAC１０２のハーフラインサイクルＴHL毎に一定のサイクルカウントＮを有するよう同期される。これを実現するために、システムクロック信号７０６の周波数は、システムクロック信号７０６のサイクルカウントＮがａｃ入力電圧ＶAC１０２に同期されたままとなるように調整される。システムクロック信号７０６の周波数はまた、発振器周波数ｆOSCとも称され得る。
【００７１】
サイクルカウントＮが一定でない場合、ハーフライン周波数ｆHLの変動によってサイクルカウントＮが変化することとなる。上述のとおり、発振器周波数ｆOSCはハーフライン周波数ｆHLの倍数であるか、または数学的には、ｆOSC＝ＭｆHL，Ｍ＞１となる。この場合、Ｍは正の整数である。換言すると、ハーフラインサイクルＴHL（ＴHL＝１／ｆHL）は発振器周期の倍数、ＴOSC（ＴOSC＝１／ｆOSC）、または数学的には、
【００７２】
【数１２】
2011167058.tif 000014
【００７３】
となる。一実施例においては、Ｍは実質的に所望のサイクルカウントＮDESと等しい。（周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８によって表わされる）ａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数が低下するか、または換言すると、ハーフライン周波数ｆHLが低下した場合、システムクロック信号２０６の周波数（換言すると発振器周波数ｆOSC）が同じままであれば、サイクルカウントＮがハーフラインサイクルＴHLを越えて増大する可能性がある。同様に、ハーフライン周波数ｆHLが増大した場合、システムクロック信号２０６の周波数（換言すると発振器周波数ｆOSC）が同じままであれば、サイクルカウントＮはハーフラインサイクルＴHLよりも低下する可能性がある。一例においては、ライン同期発振器７００の設計中に、所望のサイクルカウントＮDESが、ａｃ入力電圧ＶAC１０２のハーフラインサイクルＴHL毎に２００にまでプリセットされる可能性がある。ライン同期発振器７００は、この例に従って、ａｃ入力電圧ＶAC１０２のハーフラインサイクルＴHLについてのサイクルカウントＮが２００になるように、システムクロック信号７０６の周波数（換言すると発振器周波数ｆOSC）を調整し得る。一実施例においては、所望のサイクルカウントＮDESは３２０であってもよく、ライン同期発振器７００は、ハーフラインサイクルＴHLについてのサイクルカウントＮが実質的に３２０に等しくなるようにシステムクロック信号７０６の周波数（換言すると発振器周波数ｆOSC）を調整し得る。上述のとおり、（所望のサイクルカウントＮDESとも称される）ハーフラインサイクルＴHL２０２毎の総カウントは、カウント毎の百分率誤差が容認できる許容レベルに収まるように選択され得る。ハーフラインサイクルＴHL２０２毎の総カウントが大きければ大きいほど、カウント毎の百分率誤差が小さくなる。または数学的には、
【００７４】
【数１３】
2011167058.tif 000015
【００７５】
となる。一実施例においては、６４（オフセット量）プラス２５６が３２０に等しくなるので、カウンタ４０６がバイナリカウンタである場合、３２０が所望のサイクルカウントＮDESとして選択されてもよい。一実施例においては、カウンタ４０６は、（２8＝２５６であるので）２５６および（２6＝６４であるので）６４までカウントし得る８ビットのバイナリカウンタを利用してもよい。
【００７６】
図示のとおり、サイクルカウント計算器７０４は周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８を受信し、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の周波数（換言すると、周波数ハーフラインサイクル信号ＦHL７０８によって与えられるハーフライン周波数ｆHL）に応じてシステムクロック信号７０６のサイクルの数を計算する。一例においては、サイクルカウント計算器７０４において以下の式を用いて、電流ハーフラインサイクル中のサイクルカウントを決定する。
【００７７】
【数１４】
2011167058.tif 000016
【００７８】
ここでは、Ｎは、ａｃ入力電圧ＶAC１０２の現在のハーフライン周波数ｆHLについての計算されたサイクルカウントであり、Ｃは定数である。動作時に、カウント計算器７０４が、電流サイクルカウントＮと所望のサイクルカウントＮDESとの間の違いを表すカウント信号７１０をクロック周波数調整器７０６に出力する。たとえば、サイクルカウントＮが２４０に等しく、所望のサイクルカウントＮDESが２００に等しい場合、カウント信号７１０は４０の値を表す可能性がある。クロック周波数調整器７０５はサイクルカウント計算器７０４に結合し、カウント信号７１０を受信する。カウント信号７１０があれば、クロック周波数調整器７０５は、所望のサイクルカウントＮDESを維持するのにシステムクロック７０２に必要な周波数の変化を決定することができる。
【００７９】
動作時に、クロック周波数調整器７０５は、カウント信号７１０に応じて周波数調整信号ＦADJ７１２を出力する。たとえば、所望のサイクルカウントＮDESが２００に設定される場合、クロック周波数調整器７０６は、サイクルカウントＮが実質的に所望のサイクルカウントＮDESに等しくなるように、システムクロック信号７０６の周波数を増大または低減させるよう指示する周波数調整信号ＦADJ７１２を出力する。一例においては、クロック周波数調整器７０５が含み得るデジタル−アナログコンバータＤＡＣは、カウント信号７１０をデジタル値として受信し、出力周波数調整信号ＦADJ７１２をアナログ値として出力し得る。一例においては、周波数調整信号ＦADJ７１２は、カウント信号７１０に応じて決定された値を有する電流であってもよい。
【００８０】
図示のとおり、クロック周波数発生器７０２はクロック周波数調整器７０５に結合して、周波数調整信号ＦADJ７１２を受信する。一例においては、クロック周波数発生器７０２は、可変周波数発振器、電流制御発振器、電圧制御発振器、デジタル制御発振器などであってもよい。動作時に、クロック周波数発生器７０２は、ハーフラインサイクルＴHL毎に一定の所望のサイクルカウントＮDESを維持するために、周波数の異なるシステムクロック信号７０６を出力する。このようにして、ライン同期発振器７００は、システムクロック信号７０６が（周波数ハーフラインサイクル信号ＦFL７０８を表す）ａｃ入力電圧ＶAC１０２と同期することを可能にする。換言すると、ハーフラインサイクルＴHL毎のシステムクロック信号７０６のサイクルカウントＮは、上述のとおり、システムクロック信号７０６の周波数（換言すると発振器周波数ｆOSC）を調整することにより、一定の値に維持される。
【００８１】
この明細書中に開示される本発明を、具体的な実施例、例およびその応用例を用いて説明してきたが、当業者であれば、特許請求の範囲に規定される本発明の範囲から逸脱することなく、多数の変更および変形を加えることができるだろう。
【符号の説明】
【００８２】
１００  スイッチング電源、１０２  ａｃ入力電圧ＶAC、１０４  調光器回路、１０６  調光器出力電圧ＶDO、１０８  整流器、１１０  整流された電圧ＶRECT、１１４  １次巻線、１１６  ２次巻線。
【図１】
2011167058.tif 000017
【図２Ａ】
2011167058.tif 000018
【図２Ｂ】
2011167058.tif 000019
【図３Ａ】
2011167058.tif 000020
【図３Ｂ】
2011167058.tif 000021
【図４】
2011167058.tif 000022
【図５】
2011167058.tif 000023
【図６】
2011167058.tif 000024
【図７】
2011167058.tif 000025
【外国語明細書】
2011167058000001.pdf