(57)【要約】【課題】本発明は、２つマイクロホンから入力した音響信号を処理して雑音を抑圧した信号を生成することを目的とする。【解決手段】２つのマイクロホンで取得した音響信号からクロススペクトルを算出し、クロススペクトルの位相成分の時間変動度合いを測定し、変動が少ない周波数成分を音声成分とし、時間変動が大きい部分は雑音成分であるとして雑音成分の振幅を抑圧するような補正係数を算出する。算出された補正係数を用いて音響信号から雑音が抑圧された信号を生成する。【選択図】  図３
2011033717.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの集音器にて取得した音響信号を処理して雑音成分を抑圧する雑音抑圧装置であって、前記２つの音響信号同士の位相差の時間変動度合いを周波数成分毎に評価する位相差変動評価部と、
前記位相差の時間変動度合いが大きい周波数成分を雑音として当該周波数成分の振幅成分が小さくなるような振幅補正係数を算出し、前記音響信号に前記振幅補正係数を作用させて雑音成分を抑圧した信号を出力する振幅補正部と、
を有することを特徴とする雑音抑圧装置。
【請求項２】
前記位相差変動評価部は、
前記２つの音響信号のクロススペクトルを所定周期ごとに算出するクロススペクトル算出部と、
前記算出されたクロススペクトルを所定数記憶するバッファリング部と、
前記バッファリング部に記憶されたクロススペクトルの位相成分の所定周期ごとの時間変動度合いを前記位相差の時間変動度合いとして算出する変動測定部と、
を有することを特徴とする請求項１の雑音抑圧装置。
【請求項３】
前記振幅補正部は、前記振幅補正係数を前記クロススペクトルの振幅成分に乗算して雑音成分を抑圧したクロススペクトルを算出することを特徴とする請求項２に記載の雑音抑圧装置。
【請求項４】
前記振幅補正部は、前記クロススペクトルの振幅成分に白色化処理を行う白色化部を有し、
前記白色化されたクロススペクトルの振幅成分に対し、前記振幅補正係数を乗算して雑音成分を抑圧することを特徴とする請求項３に記載の雑音抑圧装置。
【請求項５】
前記振幅補正部は、前記振幅補正係数を逆フーリエ変換したフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部を有し、
前記２つの音響信号のいずれか又は合成した音響信号に前記フィルタ係数を作用させて雑音成分が抑圧された音響信号を生成することを特徴とする請求項２の雑音抑圧装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、騒音環境下において音声を明瞭に検出するための雑音抑圧装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、雑音環境下においてマイクロホンから入力される音響信号の雑音成分を抑圧して音声成分を精度よく検出するための雑音抑圧装置が提案されている。
中でも代表的な手法として、スペクトルサブトラクション法（例えば非特許文献１、以下ＳＳ法）がある。
ＳＳ法は、発声が無い区間において雑音のパワースペクトルを計測し、発話時のパワースペクトルから雑音スペクトルを減算することにより、目的音声のパワースペクトルを推定するものであり、ＳＳ法については多くの改良手法が提案されている(例えば特許文献１)。
また非特許文献２では２チャンネルのマイク入力を用いて雑音除去を行う適応アレー技術が開示されている。
この技術は、２つのマイクの信号の和による主パスで音声を強調し、差信号による副パスで目的音声が含まれない参照信号を生成し、主パスに含まれる雑音成分を、副パスからの参照信号を変形させて差し引くことにより、雑音を抑制しようとするものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平８−２２１０９２号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｓ．Ｆ．Ｂｏｌｌ，「Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎｏｆ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｎｏｉｓｅ ｉｎ ｓｐｅｅｃｈ ｕｓｉｎｇ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｓｕｂｔｒａｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ａｃｏｕｓｔ．ＳｐｅｅｃｈＳｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ．，ｖｏｌ．２７，ｎｏ．２７，ｐ．１１３−１２０，１９７９
【非特許文献２】Ｇｒｉｆｆｉｔｈｓ，Ｌ．Ｊ．およびＪｉｍ，Ｃ．Ｗ．、「Ａｎ ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｌｉｎｅａｒｌｙ ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄａｄａｐｔｉｖｅ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ、１９８２、ｖｏｌ．３０．、ｐ．２７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ＳＳ法を用いる場合、環境雑音は絶えず変動しており、非発声時に計測した雑音レベルと、発声時に含まれている雑音レベルの間に生じる誤差のため、スペクトル減算の際に、雑音の残留或いは引き過ぎが発生し、人間が耳にした場合、耳障りなmusical noiseと呼ばれる雑音が発生する。
これに対して特許文献１では音声中のポーズ区間についてスペクトル減算の係数を変更することにより、引き過ぎの対策を行っている。しかし、雑音レベルが高くなると発声かどうかを切り分けることが困難となり、正しい雑音計測ができなくなる。また、ＳＳ法では、突発性の雑音には対応できないという問題がある。
【０００６】
非特許文献２の適応アレー技術では、２つのマイクの差信号として求める参照信号を音声信号が含まれないように作成するのが困難であるという問題がある。これは２チャンネルのマイクロホンアレーでは音声信号が含まれないようにするための死角形成が1方向にしか形成できないことに起因する。一般の残響環境下では、音声信号は空間的に直接マイクに入力する経路以外に、壁などの物体に反射してから入力する成分が存在する。
仮にパワーが大きい直接波をキャンセルできたとしても反射波はキャンセルできない場合があり、その結果、参照信号中に含まれている残存音声成分の影響で、主パスから雑音を差し引く際に、目的信号である音声信号を除去する方向に適応処理が働き、処理された信号の品質は著しく損なわれることになるという問題がある。
また適応アレー技術では、適応処理を動作させるタイミング信号（音声が発せられたかどうか）を知る必要があり、一般的な雑音環境下では少なからず誤りが発生するため、適応処理が意図しない方向に進んでしまうという問題もある。
【０００７】
そこで、本発明は、かかる課題を解決するため、２つのマイクロホンからの入力信号を利用して簡易な手法にて精度よく雑音成分だけを抑圧可能な雑音抑圧装置の実現を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、２つの集音器にて取得した音響信号を処理して雑音成分を抑圧する雑音抑圧装置であって、２つの音響信号同士の位相差の時間変動度合いを周波数成分毎に評価する位相差変動評価部と位相差の時間変動度合いが大きい周波数成分を雑音として当該周波数成分の振幅成分が小さくなるような振幅補正係数を算出し、音響信号に振幅補正係数を作用させて雑音成分を抑圧した信号を出力する振幅補正部を有する雑音抑圧装置を提供する。
【０００９】
また、本発明の好適な態様は、位相差変動評価部は、２つの音響信号のクロススペクトルを所定周期ごとに算出するクロススペクトル算出部と、算出されたクロススペクトルを所定数記憶するバッファリング部と、バッファリング部に記憶されたクロススペクトルの位相成分の時間変動度合いを音響信号同士の位相差の時間変動度合いとして所定周期ごとに算出する変動測定部とを有する。
【００１０】
また、本発明の好適な態様では、振幅補正部は、振幅補正係数をクロススペクトルの振幅成分に乗算して雑音成分を抑圧したクロススペクトルを算出する。
【００１１】
さらに、本発明の好適な態様として振幅補正部は、クロススペクトルの振幅成分に白色化処理を行う白色化部を有し、白色化されたクロススペクトルの振幅成分に対し、振幅補正係数を乗算して雑音成分を抑圧する。
【００１２】
また、本発明の好適な態様として、振幅補正部は、振幅補正係数を逆フーリエ変換したフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部を有し、２つの音響信号のいずれか又は合成した音響信号にフィルタ係数を作用させて雑音が抑圧された音響信号を生成する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の雑音抑圧装置を発声検知装置に適用すれば、目的方向以外の音声や雑音に反応しにくい発声検知装置を構成できる。
さらに本発明を適用した音声再生装置によれば、定常的な環境雑音の影響が取り除かれた聞きやすい音声が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明に係る雑音抑圧装置を発声検出装置に適用した場合（第１の実施形態）のブロック図である。
【図２】金融機関におけるＡＴＭ利用者を話者として認識するための発声検出装置の配置図である。
【図３】本発明の第1の実施形態に係る雑音抑圧装置のブロック図である。
【図４】本発明に係る雑音抑圧装置を音声再生装置に適用した場合（第２の実施形態）のブロック図である。
【図５】２つのマイクロホンから入力した音響信号のクロススペクトルを求めた例である。
【図６】音響信号中の音声を含む区間のスペクトルを求めた例である。
【図７】雑音抑圧処理を行うための動作フローである。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る雑音抑圧装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明に係る雑音抑圧装置を適用した実施形態について図を参照して説明する。
（第１の実施形態）
ここでは、本発明に係る雑音抑圧装置を、金融機関のＣＤ／ＡＴＭ前で操作者が携帯電話により会話を行っていることを検出する発声検出装置に使用したときの例を説明する。
近年増加しつつある振込め詐欺の被害を未然に防止することを目的とし、金融機関のＣＤ／ＡＴＭの操作者が音声を発していることを検出するとスピーカ等から警告を発する発声検出装置が提案されている。
【００１６】
振り込め詐欺では、犯罪者が被害者に携帯電話にてＣＤ／ＡＴＭの操作を誘導し、被害者のお金を加害者の口座に振り込ませる手口を使うことがあり、振り込め詐欺の可能性のある操作者は、携帯電話を使用して電話口の相手と会話しながら、操作をすることが多い。
本発声検出装置は、振り込め詐欺を防止するためＣＤ／ＡＴＭの上部左右両端に設置した２つのマイクロホンからの音響信号を解析することで、ＣＤ／ＡＴＭの正面にて操作者が発声した音声信号を検知するものである。
このようなＣＤ／ＡＴＭが設定される環境は、ＣＤ／ＡＴＭの作動音や設置ブース内外の周辺雑音が大きく、精度よく音声を検出するためには、この周辺雑音を抑圧する必要がある。
【００１７】
図２は、金融機関におけるＡＴＭ３の利用者４の発声を検出するための発声検出装置の配置の例を示した図である。発声検出装置１は、本体装置が壁面に設置され、マイクロホン２がＡＴＭ３の上部の左右両端に所定距離を離隔させて２つ設置されている。本実施の形態では、マイクロホン２を２つ使用しているが、これに限られるものではなく、３以上を適宜の数を適宜の配置にて使用しても良く、この場合、２つずつのマイクロホンのペアで後述の処理を実行すればよい。
【００１８】
次に図１を用いて、本発明に係る雑音抑圧装置を適用した発声検出装置１の構成について説明する。発声検出装置１は、集音器である２つのマイクロホン２と、増幅器１０、Ａ／Ｄコンバータ１１、本発明の雑音抑圧装置である雑音抑圧部１２、相互相関計算部２４、発声検出部２５から構成されている。
【００１９】
マイクロホン２は、全方向からの音声を集音するのが望ましいため、無指向性のものを使用している。マイクロホン２同士は、所定距離の間隔を空けて設置される（例えば５０ｃｍ）。この所定距離は、サンプリング周期や話者との想定距離範囲などに応じてＡＴＭ３の正面の操作者が発声したことを特定できるような値に決定される。
尚、この所定距離は、音声の発声方向を精度よく検出するために必要な距離であり、本発明に係る雑音抑圧装置に制限を課するものではない。
また、マイクロホン２は、ほぼ同程度の感度、特性を持ったものが使用するが、特別に高品質なものを用意する必要はない。
【００２０】
増幅器１０は、マイクロホン２により集音された音響信号を増幅するアンプである。この増幅率はＡ／Ｄコンバータ１１の入力電圧に応じて適宜設定される。
Ａ／Ｄコンバータ１１は増幅されたアナログ信号である音響信号を２チャネル同時に所定サンプリング周波数でサンプリングして離散時間信号（デジタル信号）に変換する。
増幅器１０、Ａ／Ｄコンバータ１１は、いずれも周知の部品であるので、詳細な説明は省略する。
【００２１】
雑音抑圧部１２は、位相差変動評価部１３と振幅補正部１４から構成される。第１の実施形態における雑音抑圧部１２では、Ａ/Ｄコンバータ１１から入力した２つチャネルの信号のクロススペクトルを求め、周波数軸上で雑音抑圧処理をして、雑音が抑圧されたクロススペクトルを出力する。
【００２２】
位相差変動評価部１３は、周波数軸上において各周波数帯域が音声成分か、雑音成分のいずれかが支配的かを測定する。具体的には、非常に細かい時間間隔で分析を行い、２チャネルの信号のクロススペクトルを求め、その位相成分（２つの音響信号の位相差）の時間変動度合いを測定する。
振幅補正部１４では、位相差変動評価部１３で２つのマイクの位相差の変動が大きい周波数成分を雑音として当該周波数成分の振幅値が小さくなるような雑音抑圧係数を算出する。そして元の信号のクロスペクトルに対して算出した雑用抑圧係数を周波数軸上で乗算して雑音抑圧処理を行う。雑音抑圧処理の詳細な処理については後述する。
【００２３】
相互相関算出部２４では、雑音成分が抑圧された２つのマイクロホン２のクロススペクトルを所定時間毎に逆フーリエ変換して相互相関関数を算出し、発声検出部２５へ出力する。
【００２４】
発声検出部２５では、相互相関算出部２４にて算出した相互相関値列のピークの高さ、ピークの幅、ピークの連続性を評価し、指定した方向から発声があったかを判定する。
無音声の音響フレームでは無秩序な音響信号が左右のマイクロホン２の入力に現れているため、相互相関値が相対的に小さくなるのに対し、有音声の音響フレームでは、例えばＡＴＭ３の操作者４が発声すると、正面方向からの音声が同位相で両方のマイクロホン２の入力に現れるため、相互相関値が相対的に大きくなる。
従って、発声検出部２５では相互相関値列の最大値を与えるピークの高さが一定以上で、かつ、その幅が一定以下を満たし、かつ、ピーク位置が所定方向に近く、かつ、前記条件が複数フレームに渡って満たされるときに、音声が発せられたと判断している。
【００２５】
以上、本発明に係る雑音抑圧装置を発声検出装置１に適用したときの構成について説明した。
尚、本発明に係る雑音抑圧装置である雑音抑圧部１２は、発声検出装置１を構成するソフトウェアの一部として実現できる。また、２チャンネルの信号入力機能と、雑音抑圧した信号を出力するモジュールしても実現可能である。
【００２６】
次に、本発明の雑音抑圧装置である雑音抑圧部１２の具体的な雑音抑圧原理について詳細に説明する。
一般に、人間が会話をしている場合などの音声信号を分析処理する場合、１０ｍｓ〜２０ｍｓの分析周期（シフト幅）で２０ｍｓ〜４０ｍｓの分析窓を用いて周波数分析を行う。これは音声信号の統計的性質として１０ｍｓ程度の間ではその統計的性質が変わらないという事実に基づいている。
図６は、騒音環境下での女性の音声の有声部を３０ｍｓのハミング窓で切り出して分析した際のパワースペクトルの例である（横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は強度［ｄＢ］）。
この信号の音声の成分は、１ｋＨｚ以下の帯域では３００Ｈｚ、６００Ｈｚ、９００Ｈｚに鋭いピークが存在し、音声成分と見分けがつくが、１ｋＨｚ以上は雑音に埋もれており、どの帯域が音声成分であるかを見分けるのは難しい。このように、１つのフレーム分析結果だけを見ても、どの帯域が音声成分が優勢なのか、もしくは環境雑音が優勢なのかを判断することは難しい。
【００２７】
雑音抑圧部１２では、各周波数における音声成分の優勢性を、通常の分析周期よりも非常に細かい時間間隔で分析することにより精度良く推定するものであり、以下これを詳細に説明する。
図６の６００Hzのピークは音声の成分であるが、この６００Hzの成分の左右チャネルのクロススペクトル（複素数）を求め、その１０ｍｓの間の時間推移を表示したものを図５（ａ）に示す。
また、同様に雑音成分である１８４０Hzのクロススペクトルの１０ｍｓの間の時間推移を表示したものを図５（ｂ）に示す。
図５について説明する。図５は、特定の周波数におけるクロススペクトルの時間変動を表したものである。クロススペクトルは左右チャネルの相互相関関数をフーリエ変換したものを意味する。
図５において円周方向の変化は特定周波数のクロススペクトルの位相の時間変動度合い、即ち、２つのチャネルから入力した音響信号の相対的な位相差の変動度合いを示す。また半径方向の変化は特定周波数のクロススペクトルの振幅の時間変動度合い、即ち２つのチャネルの振幅値の積の変動度合いを示している。
【００２８】
図５において黒丸印は分析中心フレームでの値であり、その前後５フレームを１ｍｓずつずらして分析した際の軌跡を太線で示している。
図５（ａ）をみると音声成分である６００Hzのクロススペクトル成分は、位相も振幅も１０ｍｓの間、ほとんど変動していないことがわかる。一方、図５（ｂ）を見ると雑音成分である１８４０Hzの成分は１０ｍｓの間で左右チャネルの振幅（積）は殆ど変化しないが、位相差は大きく変動しているのがわかる。
【００２９】
音声成分は、１０ｍｓの間では特性が変化しないこと、音声の方向性が強いこと、１０ｍｓで残響特性が一定であることにより、２つのマイクロホンから入力された信号間の位相差の変動は、音声成分では少ない。一方、雑音成分は方向性が低く、さまざまな音源からの信号がランダムに左右のマイクロホンに到達するため、２つのマイクロホンから入力された信号間の位相差の変動が大きい。
よって、定められた時間内（ここでは１０ｍｓ）の間にクロススペクトルの位相、即ち２つのマイクロホンから入力した信号の位相差がどれだけ変動しているかを計測することで、注目している周波数成分が音声成分優位なのか、もしくは雑音成分優位なのかを判定することができる。雑音成分と判断された周波数帯域は、その振幅強度を落とすことにより、実質的に雑音抑圧を行うことが可能となる。
【００３０】
以上、雑音抑圧部１２の具体的な雑音抑圧の原理を説明した。
尚、ここでは、２つのマイクロホンから入力した音響信号の位相差の変動を、ＦＦＴを利用したクロススペクトル計算結果から計測する例で説明した。これにより、計算量を削減することができるという利点があるが、計算量を考慮する必要がない場合は、２つのマイクロホンから入力した音響信号の各々のＦＦＴ算出結果から直接位相成分を算出し、それらの差分から位相差を求め、その変動度合いを計測するようにしてもよい。その他、クロススペクトルは、時間領域で相互相関関数を求め、これをフーリエ変換して算出するようにしても同様の結果が得られる。
また、位相差の変動を計測して音声成分と雑音成分を識別するには、上述のように音声の性質から１０ｍｓ程度の区間から推定するのが適切であり、分析周期も通常の音声分析よりも短い１ｍｓ程度で行うことが適切である。これらは計算量と精度の兼ね合いで適宜決めればよい。
【００３１】
次に、雑音抑圧部１２の具体的な雑音抑圧処理手順について説明する。雑音抑圧部１２は、図３に示すよう位相差変動評価部１３と、振幅補正部１４から構成される。位相差変動評価部１３は、さらに前処理部１５、フレーム切出部１６、ＦＦＴ計算部１７、クロススペクトル計算部１８、バッファリング部１９、変動測定部２０からなり、振幅補正部１４は、白色化部２１と振幅補正係数算出部２２と抑圧処理部２３からなる。
以下、図７のフローチャート及び適宜図３の構成図を参照して各部の機能と雑音抑圧のための具体的な処理手順について説明する。
【００３２】
まずステップＳ１０では、Ａ/Ｄコンバータ１１で所定のサンプリング周期（例えば８ｋＨｚ）で変換された離散信号に対し、前処理部１５にて前処理が行われる。前処理部１５は、入力された離散信号の処理に不要な周波数帯域、例えば７０Ｈｚ以下の周波数成分をカットする低域カットフィルタ、および、信号のダイナミックレンジを圧縮して数値演算精度を高める高域強調処理からなる。
これらはともに必須の処理ではない。また、左右の両チャネルで同じ構成にする必要があるが、低域カットフィルタに関して、ＦＩＲ(Finite Impulse Response)型、ＩＩＲ(Infinite
Impulse Response)型の制限は無い。
【００３３】
次にステップＳ２０で、前処理部１５で処理された信号に対しフレーム切出部１６でフレーム切出処理が行われる。フレーム切出部１６は、音響信号から固定長のフレーム（例えば３０ｍｓとする）を所定のシフト幅で切り出す。ここでシフト幅は分析周期を表し、上述のように通常の音声分析と比較して非常に短い周期で切り出すものとする。ここではシフト幅を１ｍｓとしている。フレームを切り出す際には、ハミング窓を窓関数として音響信号に乗じて切り出す。なお、窓関数は、ハミング窓に限られるものではなく、ハニング窓等を用いてもよい。
【００３４】
次にステップＳ３０では、フレーム切出部１６で切出された音響信号が、ＦＦＴ計算部１７でＦＦＴ（Ｆａｓｔ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）計算が実行され周波数成分に変換される。８ｋＨｚサンプリング、３０ｍｓ分析窓を使用する分析条件の場合、信号のポイント数は２４０点となるため、ＦＦＴサイズとしては２５６を採用する。先頭から２４０点は窓かけ信号を入力し、後ろの１６点は０を入力して処理を行う。
【００３５】
次にステップＳ４０で、クロススペクトル算出部１８において、左右チャンネルのＦＦＴ計算結果から、以下の計算式（式１）によりクロススペクトルを算出する。
【００３６】
【数１】
2011033717.tif 000003
【００３７】
ここで、Ｙ（ｋ，ｔ）は周波数番号ｋ、フレーム番号ｔでのクロススペクトル、Ｘ１（ｋ，ｔ）は左チャンネルのＦＦＴ結果、Ｘ２（ｋ，ｔ）は右チャンネルのＦＦＴ結果である。また＊は複素数の共役を表している。
尚、ここでは、クロススペクトルを左右チャネルの信号のフーリエ変換を求めてから計算しているが、左右チャネルの相互相関関数を求めてからフーリエ変換を行って求めるようにしてもよい。
【００３８】
算出されたクロススペクトルはバッファリング部１９に記憶される。バッファリング部１９は所定サイズのリングバッファであり、所定サイズを超えて新たなクロススペクトルが入力されると古いものから順次消去される。
リングバッファのサイズは、位相差の時間変動を観測するのに必要な分用意すればよい。前述のように、ここでは位相差の時間変動の観測時間を１０ｍｓ、クロススペクトルの算出を１ｍｓごとに行っており、前後５ｍｓ分のクロススペクトルがあればよいので、バッファサイズは１１とする。
ステップＳ５０では、予め設定した所定期間が経過したか否かを判定する。この所定期間は、後述の雑音抑圧処理を行う周期である。
所定期間（ここでは１０ｍｓ）が経過するごとにバッファリング部１９は、雑音抑圧処理を行うため、後段の変動測定部２０に蓄積されたクロススペクトルのデータを出力する。
【００３９】
ステップＳ６０では、変動測定部２０が、所定期間ごとにバッファリング部１９に一時記憶されたクロススペクトル系列を使って、どの帯域が音声成分優勢か、雑音成分優勢かを判定するためのクロススペクトルの位相変動度合いを算出する。
発声検出装置１では、発声判定の周期をそれほど短くする必要はない。ここではその判定周期を１０ｍｓとし、バッファリング部へのクロススペクトル入力１０回につき１回の割合でバッファリング部１９のデータを処理する。
【００４０】
変動測定部２０による具体的な位相成分の変動度合いの算出方法を説明する。
いま、扱うクロススペクトルの数を２Ｍ＋１（ここではＭ＝５）、真ん中のフレーム番号をｔ０とする。このとき、クロススペクトルの位相変動度合いとして、例えば式２の評価値を使うことができる。
【００４１】
【数２】
2011033717.tif 000004
【００４２】
ここで、Ｄ（ｋ，ｔ）は周波数番号ｋ、フレーム番号ｔでの位相誤差評価値、θ（ｋ，ｔ）は周波数番号ｋ、フレーム番号ｔでのクロススペクトルＹ（ｋ，ｔ）の位相情報である。この評価値は、式２から明らかなように１０ｍｓの範囲内でのクロススペクトルの直前のフレームからの位相の変動度の平均値を表しており、クロススペクトルの位相成分の変動が小さいほどＤ（ｋ，ｔ）の値は０に近くなり、位相成分の変動が大きいほどＤの値は大きくなる。
【００４３】
以上までが位相差変動評価部１３による２つのチャネルの信号の位相差の変動評価する処理となる。
尚、ここでは、位相差の変動度合いの評価値として式２のような値を用いたが、この評価値以外にも、位相情報の分散や、クロススペクトルの分散などを位相差の変動度合いの評価値として使用することができる。
【００４４】
以下、振幅補正部１４の処理としてステップＳ６０で算出された評価値Ｄ（ｋ、ｔ）に基づいて雑音抑圧処理について説明する。
まず、ステップ７０において振幅補正係数算出部２２は変動測定部２０で算出した評価値Ｄ（ｋ、ｔ）を使って振幅補正係数を算出する。ここでは振幅補正係数の例として式３の関数を用いる。
【００４５】
【数３】
2011033717.tif 000005
【００４６】
式３の関数は０に近い入力で１に近い値を出力し、絶対値が大きい入力ほど出力が小さくなる。ここでγは補正の傾斜を制御するパラメータで大きい値ほど抑圧率が高くなる。
振幅補正係数算出部２２では、フレームｔ０、周波数ｋにおける振幅補正係数をｆ（Ｄ（ｋ，ｔ０））として算出する。
即ち、フレームｔ０、周波数ｋが雑音成分であればＤ（ｋ、ｔ０）の値は大きくなるため、ｆ（Ｄ（ｋ，ｔ０））の値は小さくなり、音声成分であればＤ（ｋ、ｔ０）の値は小さくなるため、ｆ（Ｄ（ｋ，ｔ０））の値は大きくなり、結果として雑音成分を抑圧する振幅補正係数となる。
【００４７】
さらにオプションとして、振幅補正係数をフレーム間で平滑化する処理を加えてもよい。例えば次式のような更新を行う。
【００４８】
【数４】
2011033717.tif 000006
【００４９】
ここで、Ａ（ｋ，ｔ）は周波数番号ｋ、フレーム番号ｔでの振幅補正係数、Ａ’（ｋ，ｔ）は周波数番号ｋ、フレーム番号ｔでの平滑化振幅補正係数である。βは平滑化の窓長を制御するパラメータで１に近く１を超えない正数である。
【００５０】
次にステップＳ８０では、抑圧処理部２３が雑音抑圧処理を行う。
まず、雑音抑圧処理を行う前に、バッファリング部１９に記憶されたクロススペクトルの白色化が行われる。上述の判定周期（例えば１０ｍｓ）で１つのクロススペクトルがバッファリング部１９から取り出され、白色化部２１において白色化（平坦化）される。取り出されるクロススペクトルはバッファリング部１９に記憶される１１個のクロススペクトルのうち、中央のクロススペクトルである。
この白色化は、後述の相互相関関数をパルス状にする効果がある。この処理はいくつかのバリエーションが考えられるが、一例を以下に示す。
クロススペクトルからパワースペクトルを計算し、これをＩＦＦＴすることにより相互相関関数の自己相関関数を求める。これらの数値列の適当な低次の項からＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ
Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｄｉｎｇ）係数を求め、さらにＬＰＣケプストラム係数に変換する。このＬＰＣケプストラム係数によるスペクトル包絡を基に、平坦化処理を周波数軸上で行う。この白色化も必須の処理ではない。
【００５１】
次に抑圧処理部２３は、白色化部２１で白色化されたクロススペクトルの振幅成分に対して、振幅補正係数算出部２２で算出された振幅補正係数を使って、周波数軸上で乗算処理を行い、雑音が抑圧されたクロススペクトル系列を出力する。クロススペクトル系列の出力は前述の通り、所定の判定周期（ここでは１０ｍｓ）に1回出力される。
【００５２】
尚、上述の例では、クロススペクトルの位相成分の変動度合いに応じた振幅補正係数を算出して雑音抑圧処理を行っているが、本発明の範囲はこれに限られるものではない。別の態様として、位相成分の変動度合いが所定値以上の周波数成分を雑音成分と判定し、当該雑音と判定された周波数成分を抑圧するような補正係数を導入するようにしてもよい。
【００５３】
以上、本発明の雑音抑圧装置である雑音抑圧部１２による、具体的な雑音抑圧処理について説明した。雑音抑圧処理されたクロススペクトルは前述のように相互相関算出部２４で逆フーリエ変換を行い相互相関関数に戻される。雑音抑圧処理が成された相互相関関数は、処理を施さないそれと比べて、非発声時における相関値が著しく低くなるという性質がある。そのため、発声検出部２５により発声検知処理では、発声の有無を判定する閾値設定が容易となり、環境雑音が大きい環境下においても精度よく発声検出が行われる。
【００５４】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態として、本発明に係る雑音抑圧装置を、音声再生装置に適用した例について説明する。
本実施形態で説明する音声再生装置は、２つのマイクロホン２から入力した音響信号に含まれる雑音成分を本発明に係る雑音抑圧装置にて抑圧して、雑音が抑圧されたクリアの音響信号をスピーカから再生する装置である。
【００５５】
第１の実施形態である発声検出装置１と共通する部分については説明を適宜省略するものとし、以下本音声再生装置の動作について説明する。尚、第１の実施形態で説明に用いた図７雑音抑圧処理のフローチャートは基本的に第２の実施形態においても同じであるものとする。
図４に本実施形態に係る音声再生装置５のブロック図を示す。
マイクロホン２、増幅器１０、Ａ/Ｄコンバータ１１は第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。
雑音抑圧部５２は、本願の雑音抑圧装置であり、Ａ／Ｄコンバータ１１で離散信号に変換された音響信号が入力されると、雑音が抑圧処理された離散信号を出力する。第１の実施形態では、雑音が抑圧されたクロススペクトルを出力したが、第２の実施形態に係る雑音抑圧部５２は雑音が抑圧された音響信号を出力する点が異なる。
【００５６】
Ｄ／Ａコンバータ５８は雑音抑圧部５２で雑音が抑圧された離散信号をアナログ信号に変換する。
Ｄ／Ａコンバータ５８で変換されたアナログ信号は増幅器５９で増幅され、スピーカ６０により再生される。Ｄ／Ａコンバータ５８、増幅器５９、スピーカ６０は周知のものであるため詳細な説明を省略する。
【００５７】
次に図８を用いて本発明の雑音抑圧装置である雑音抑圧部５２の詳細ブロック図を説明する。
位相差変動評価部１３はクロススペクトルの位相の変動に応じて周波数成分ごとに時間変動度合いを算出するものであり、第１の実施形態と同じ機能を有する。
【００５８】
振幅補正部５４は、波形合成部５５と、振幅補正係数算出部５６、抑圧処理部５７からなる。
【００５９】
波形合成部５５では、左右チャンネルの音声信号を合成し、１チャンネルの信号とし、振幅補正係数算出部５６の処理に連動して必要な波形を出力する。
２本のマイクを結ぶ線に垂直な方向からの音声の場合には、単純な和でよい。それ以外の場合は、左右の音波の到達時間の差に基づいた位相シフトを行った上での加算が望ましい。もしくは、左右どちらかの信号を出力するのでも構わない。
【００６０】
振幅補正係数算出部５６では、第１の実施形態と同様に、変動測定部２０で算出した変動評価値を使って振幅補正係数を算出する。
振幅補正係数算出部５６はさらにフィルタ係数計算部５６１を有し、フィルタ係数計算部５６１は、算出された振幅補正係数からＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ
Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの係数を計算する。第２の実施形態では、第１の実施形態と異なり、この算出されたフィルタ係数を用いて時間軸上で雑音抑圧処理が実施され、雑音抑圧処理された時間波形を出力する。
ここでは、高品質な音声の出力を行うため、振幅補正係数算出部５６およびフィルタ係数計算部５６１の更新周期は１ｍｓとしている。これは図７のフローチャートにおいて、ステップＳ５０の所定周期を１ｍｓとすることに相当する。
即ち、クロススペクトルを算出する分析周期も１ｍｓであるため、クロススペクトルが算出されるたびに、バッファリング１９に記憶されているクロススペクトルを用いてステップＳ６０〜ステップＳ８０の雑音抑圧処理を実施することを意味する。
更新周期を短くすることにより高品質な音声が再生可能となる。尚、多少の品質劣化を許容すればこの更新周期を延ばしてもよい。
【００６１】
フィルタ係数計算部５６１における処理についてさらに説明する。
一般に、計算されたスペクトル補正特性は複雑な形状を有するため、ＦＩＲフィルタ係数長は長くなる傾向にある。そのため、本実施形態ではフィルタ係数を求めるのに、振幅補正係数を算出したＦＦＴ長よりも、長いＦＦＴ長を使用してフィルタ係数を計算している。具体的には、例えば２５６点の振幅特性を4倍のアップサンプリングを行い、これを逆ＦＦＴすることにより１０２４点のフィルタ係数を求め、これから適当な長さの窓関数を使って切り出す作業を行うようにしている。
この算出されたフィルタ係数を時間軸上で元の音響信号に畳み込むことにより、スペクトル形状が複雑で時々刻々変化したとしても変化に対応した高品質な音声の出力が可能となる。
【００６２】
抑圧処理部５７では、波形合成部５５の出力に対して、振幅補正係数算出部５６で算出されたフィルタ係数を用いて時間軸上で畳み込み演算を行いフィルタリング処理を行う。
処理対象の波形は、バッファリング部１９に記憶されている１１個のクロススペクトルのうちの中央のクロススペクトルの算出に用いた時間窓（３０ｍｓ）の中央部分１ｍｓに相当する波形合成部からの信号で、この信号にフィルタリング処理を施して１ｍｓ（＝８ポイント）の波形を出力する。
なお、ここではフィルタ処理を時間軸上で行う処理について説明したが、上述のように高品質の音声再生が要求されない場合は、算出された振幅補正係数を時間軸上に戻さず、周波数軸上で元の音響信号のＦＦＴ算出結果に乗算して雑音成分を抑圧する処理に置き換えても構わない。
【００６３】
雑音抑圧処理が施された離散信号は、前述のようにＤ/Ａコンバータ５８にてアナログ
信号に変換され、増幅器５９にて増幅され、スピーカ６０から再生される。
【００６４】
以上、本発明の雑音抑圧装置を音声再生装置に適用した第２の実施形態について説明した。
尚、本発明の雑音抑圧装置は上記実施形態以外にも適用が可能である。例えば本発明に係る雑音抑圧装置を音声認識処理の前段に使用すれば、雑音や目的方向以外の音声を認識対象音声から精度良く外すことができるため、湧き出し誤りを大幅に減少させることが可能になる。その上、認識対象音声に含まれる雑音成分が抑圧されることにより、音声認識率も大きく向上させることが可能となる。
【符号の説明】
【００６５】
１・・・発声検出装置の本体
１０・・・増幅器
１１・・・Ａ／Ｄコンバータ
１２・・・雑音抑圧部（本発明の雑音抑圧装置）
１３・・・位相差変動評価部
１４・・・振幅補正部
２４・・・相互相関計算部
２５・・・発声推定部
５８・・・Ｄ／Ａコンバータ
５９・・・増幅器
６０・・・スピーカ
２・・・マイクロホン
３・・・ＡＴＭ
４・・・話者
５・・・音声再生装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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