(57)【要約】【課題】  ＳＣＲやＴＲＩＡＣに代わる簡単な回路で、幅広い用途に対応できる、位相制御回路の開発。【解決手段】  図１のように、交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により負荷回路に実質的に直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせる位相制御回路にすれば、ＳＣＲやＴＲＩＡＣの問題点をカバーできる非常に使い易い回路になる。具体的には、負荷回路を交流側や直流側に接続するか、一部回路の電圧を定電圧化する事による閾値電圧の固定化、分圧抵抗器の分圧比等の操作、等で幅広い用途が開ける。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路のしきい値電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により、負荷回路に実質的に直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせて負荷電力を制御する、位相制御回路。
【請求項２】
請求項１の回路において、交流電源電圧の実効値電圧が変動時でも請求項１に記載の基準電圧として使用する素子または回路のしきい値電圧を一定にすることにより、スイッチング用トランジスタのオン／オフする交流電源瞬時電圧を一定にする、位相制御回路。
【請求項３】
請求項１の回路において、整流後の直流部分にコンデンサを含んだ負荷回路と請求項１に記載されたスイッチング用トランジスタを実質的に直列接続し、前記スイッチング用トランジスタをオン／オフさせて前記コンデンサの充電電流回路をオン／オフさせる、位相制御回路。
【請求項４】
請求項１の回路において、整流後の直流部分に二次電池と請求項１に記載されたスイッチング用トランジスタを実質的に直列接続し、前記スイッチング用トランジスタをオン／オフさせて前記二次電池の充電電流回路をオン／オフさせる、位相制御回路。
【請求項５】
請求項１の回路において、発光回路を有する負荷回路と請求項１に記載されたスイッチング用トランジスタとを実質的に直列接続し、前記スイッチング用トランジスタのオン／オフ比を変動させて調光する、位相制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により、負荷回路に実質的に直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせて負荷電力を制御する、位相制御回路である。
実施例は一つの回路例であり、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ間では簡単な回路変更で置き換え可能であり、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にも置き換え可能である。実施例の回路は基本回路部分の記載であり、ＭＯＳＦＥＴ使用時のゲート・ソース間電圧が定格電圧以上にならないようにツェナーダイオード等をゲート・ソース間に接続する等の記載はないが、回路を分かり易くするためであり、実使用では必要に応じて接続する。
明細書で使用する下記用語を、念のため最初に定義付けしておく。
（１）交流電源：商用電源が主体であるがインバータ等を用いた発振回路等による電源も含む。周波数も５０Ｈｚや６０Ｈｚのみではなく、発振回路等による周波数も含む。
（２）電源波形：説明は正弦波で行うが、矩形波や三角波等でも適用可能である。
（３）トランジスタ：回路例はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを主体に説明しているが、簡単な回路変更でＰチャンネルＭＯＳＦＥＴあるいはバイポーラトランジスタやＩＧＢＴにも置き換え可能である。ダーリントン接続等も使用できる。
（４）負荷回路：単純な抵抗器やコンデンサやインダクタを組み合わせた負荷は勿論、トランスを介した負荷やシステム回路負荷や機器負荷も含む。
（５）サイリスタ：「ＰＮＰＮ４層構造あるいはそれ以上の多層構造からなっていて、導通状態と阻止状態をもった半導体スイッチング素子」である。従来回路での使用例は、ＳＣＲで説明する。
（６）しきい値電圧：交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較して素子または回路をオン／オフさせるが、その回路がオンまたはオフに切り替わる制御端子電圧の境界電圧とする。ただし、オンまたはオフに切り替わる制御端子電圧の境界電圧は、「シリコンの接合電圧」や「ＭＯＳＦＥＴのゲートカット電圧」ではアナログ動作であり、「ＣＭＯＳ等のロジックＩＣ」や「コンパレータ」ではデジタル動作である。正式には「しきい値電圧」と平仮名での表現するべきであるが、かえって分かり難い文になることもあるので、特許請求項以外では「閾値電圧」と記す。
●シリコンによる閾値電圧は、ダイオードのＰＮ接合やバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に存在するが、０．７Ｖ程度である。
●ＭＯＳＦＥＴでは、カットオフ電圧、スレッショルド電圧、等、他の呼び方もある。ＭＯＳＦＥＴでは品名により異なるが、１〜５Ｖ程度が多い。
●ＣＭＯＳ等のロジックＩＣでは制御端子への入力電圧等の値により出力電圧はハイ／ロウに変動するが、出力電圧がハイ／ロウに切り替わる制御回路への入力電圧の境界線の電圧を、閾値電圧とした。電源電圧の変動により閾値電圧は変動するが、電源電圧が一定なら閾値電圧は一定である。シュミット回路等のようにハイ→ロウとロウ→ハイで，閾値電圧が異なる回路もある。
（７）基準電圧：交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較する。基準電圧は、シリコンダイオードの０．７Ｖのように素子の持っている固有の電圧の時と、コンパレータの２入力端子回路のように一方の入力端子を基準電圧端子として別の素子や回路の電圧を利用することもある。
（８）オン／オフ：本提案の基本は、印加する交流電源の瞬時電圧に比例した電圧と基準電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により、負荷回路ＲＬに直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせて負荷電力を制御する回路である。ただ、電圧比較の大／小に対応したオン／オフのみではなく、オフ／オンも含む。
（９）汎用電源：世界の商用電源は、実効値で１００Ｖ（日本）〜２４０Ｖ（ヨーロッパ、等）であるが、トランス等の使用なしに１００Ｖ〜２４０Ｖで、電圧フリーにできる電源回路。本特許回路では、直流と交流とで下記のような回路になる。
●直流電源回路：例えば図１の負荷回路ＲＬをコンデンサとし、コンデンサに充電された電圧を直流電源として使用する機器では、商用電源電圧に無関係に外部負荷回路ＲＬ接続用端子に、機器は接続可能である。電源非絶縁ではあるが、通称「ＡＣアダプター」と同じ使用法が期待できる。
●交流電源回路：例えば図５の外部負荷回路ＲＬ接続用端子の電圧を外部接続機器のプラグに接続する回路では、図５に記載されている可変抵抗器ＶＲの操作でプラグに印加される電圧の実効値を制御できる。商用電源電圧が異なる地域への、転居や旅行等のときに使用できる。
【背景技術】
【０００２】  本発明は、交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により実質的に負荷回路に直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせて負荷電力を制御する、位相制御回路である。従来の回路では、本提案に類似した回路は見当たらず、この回路にい回路はサイリスタであるＳＣＲやＴＲＩＡＣ（トライアック）を使用した、位相制御回路がある。そのため、従来回路例はＳＣＲ回路で説明する。
通常、交流電源の導通角を変えて位相制御を行うときは、交流電源ではＴＲＩＡＣを、交流電源を整流した脈流電源ではＳＣＲを用いることが多い。ＴＲＩＡＣやＳＣＲを用いた回路技術はここ数十年、他の半導体に比較して新しい技術提案は見当たらなく、基本的な素子や回路動作も新しい提案がない。
ＳＣＲの動作を、ＳＣＲの素子とその等価回路により簡単に説明する。
ＳＣＲの記号は図９の左に示すように３端子で、アノードとカソードとゲートがある。ＳＣＲの等価回路は、図９の右に示すようにＰＮＰトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２で表せる。この等価回路で、ＳＣＲの動作を説明する。
ＰＮＰトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２のバイポーラトランジスタを図９の右のように接続する。このときのＱ１のエミッタはＳＣＲのアノードに相当し、Ｑ２のエミッタはＳＣＲのカソードに相当し、Ｑ１コレクタとＱ２ベースがＳＣＲのゲートに相当する。アノードにカソードより高い電圧を印加して、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間にパルス等の電圧を印加すると、Ｑ２のベース・エミッタ間に電流が流れてＱ２はオンする。トランジスタＱ２がオンになればＱ２のコレクタ電流は流れるが、この電流はトランジスタＱ１のベース電流でもあるのでＱ１はオンになる。その結果、トランジスタＱ１とＱ２間は正帰還動作でオンになる。即ち、ＳＣＲはオンする。ＳＣＲには交流電源の半波整流電圧が印加されている間は、トランジスタＱ１とＱ２は正帰還動作を行い、一且オンになれば電流が流れている間はオンのままである。ＳＣＲは、トランジスタＱ１とＱ２の正帰還動作が維持なくなった時点（アノード電流が保持電流以下になった時点）でオフになる。一旦オフになったＳＣＲをオンにするには、前記のようにトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に再度パルス等の電圧が印加してオンにする必要がある【０００３】  図７と図８でＳＣＲを回路として接続時の動作を説明する。図７のように、交流電源ＡＣとダイオードブリッジＤＢを接続し、ＤＢの正負端子間に負荷回路ＲＬとＳＣＲを直列に接続する。本説明では、負荷回路ＲＬは抵抗負荷とする。
図８−（１）は、ダイオードブリッジＤＢの出力波形で交流電源ＡＣの全波整流波形である。
図８−（２）は、ある位相角でオンになったときのＳＣＲの電圧波形（太線部分）である。
図８−（３）は、図８−（２）に対応した負荷回路ＲＬの電流波形（太線部分）である。
ＳＣＲは印加電圧と負荷回路ＲＬの値により決まるオン電流が流れ、その電流が保持電流以下になるまでＳＣＲはオンである。負荷回路が誘導性負荷回路や容量性負荷回路の時は電圧と電流の位相が異なるので図８とは必ずしも一致しないが、詳細の説明は割愛する。
【先行技術文献】
【０００４】
【非特許文献１】  「半導体の応用と回路」誠文堂新光社、昭和４１年１１月２５日第５版、Ｐ．２９４〜２９７。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】  従来回路での位相制御回路は、前記のようにＳＣＲやＴＲＩＡＣを使用することが多く、それらの素子の使用時には、下記のような注意を必要とする問題があった。
（１）．サイリスタはゲート電圧値だけでは、自由にはオン／オフはできない。通常のサイリスタは一旦オンになればアノード・カソード間電流が保持電流以下になるまで流れる。（ＧＴＯのように強制的にオフさせることのできる素子もあるが、使用法は制限が多い）
（２）．サイリスタのオン時は、前記のように基本的には正帰還動作である。そのためオン時には急激に電流が流れるので、振動やノイズの発生することが多い。
（３）．インダクタを含む回路では、電圧の位相より電流の位相が遅れるので電流がゼロになった時点で、交流電源の次の半サイクルの高い電圧がＳＣＲのアノード・カソード間に印加されることもあり、ゲートトリガがなくともｄｖ／ｄｔでターンオンすることがある。
（４）．品名により異なるが、前記記載の保持電流は数ｍＡと意外に大きく、誘導性負荷接続時のＳＣＲのオフ時にはパルス電圧が発生する。
（５）．品名により異なるが、ゲートトリガ電流は数ｍＡで、意外と大きい（ゲートトリガ電流とは、サイリスタをオンさせるために必要なゲート電流）。
（６）．サイリスタは位相制御回路として使用して発光素子の調光に使用されることも多い。ＬＥＤの調光回路を考えてみる。ＬＥＤの発光維持には、ある電圧が必要である。例えば、サイリスタ使用による位相制御回路では、調光するために導通角を小さくすると正弦波の交流電源波形の後縁部分のみの使用になる。後縁部分の電圧は低いのでＬＥＤの発光は不安定になり、サイリスタでの調光率を小さくするのは難しい。蛍光ランプの点灯でも点灯維持にはある電圧が必要であり、サイリスタ使用での調光率を小さくするのは難しい。そのため、ＬＥＤや蛍光ランプの大幅な調光回路には、複雑な回路が必要になる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】  交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により実質的に負荷回路に直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせる、位相制御回路にすることにより「０００５」記載の問題点は「０００７」記載のように解決でき、さらに「０００８」記載のように新しい用途も開ける。
【発明の効果】
【０００７】  本特許の基本的考え方を１００Ｖの交流電源で説明する。本発明は、交流電源瞬時電圧の絶対値に比例した電圧と、基準電圧として使用する素子または回路の閾値電圧との間で電圧の大小を比較し、その大／小により実質的に負荷回路に直列に接続されたスイッチング用トランジスタをオン／オフさせて負荷電力を制御する、位相制御回路である。この回路は、下記のように幅広い用途に応用可能である。
（１）．本提案回路の基本は、交流電源の瞬時電圧と基準電圧の比較でオン／オフが決まる。一旦オンになって電流が流れても、前記オン／オフ条件が異なればオフになる。
（２）．交流電源の半サイクルで説明すれば、電圧の絶対値がある電圧より低い電圧の時にオンする回路と、電圧の絶対値がある電圧より高い電圧の時にオンする回路が考えられる。この回路では、何れの回路にするかは自由に選択できる。従って電熱回路の温度調節は勿論、簡単な回路でＬＥＤや蛍光ランプ等の調光も可能である。
（３）．オンの時やオフの時は正帰還動作ではないので、振動やノイズの発生はない。遅延回路によりある程度の時定数を持たせてオン／オフすることも可能であるので、ソフトスタートやソフトオフの回路にもできる。
（４）．サイリスタの特性であるゲートトリガ電流や保持電流等に相当する特性項目はない。
（５）．「０００８」記載のように、汎用電源回路も可能である。【０００８】  この回路の一番の特徴は、商用電源電圧の値に依存しない、汎用電源回路（ユニバーサル電源回路）が可能なことである。全世界の商用電源周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるが、電圧は１００Ｖ（日本）〜２４０Ｖ（ヨーロッパ、等）の電圧である。一般的には半導体を使用した家庭用電気機器の内部電圧はトランス使用の降圧回路やスイッチング回路を使用した直流５〜２０Ｖ程度の電圧が多いが、商用電源電圧が異なればトランスの交換またはトランスのタップの切り替え等が必要になる。従来回路ではいずれにしても、トランス使用の降圧回路やスイッチング電源回路でのトランスの使用が不可欠であった。
本提案特許回路を使用すれば、下記のような汎用電源回路が可能になる。
（１）．内部回路が直流電源１５Ｖ程度で、商用電源電圧が交流１００〜２４０Ｖの時
トランスなしで、単に商用電源に接続するのみで可能。勿論、ＡＣアダプター等は不要。機器メーカーはトランスを使用しないので、軽量、安価、小型化、できる回路が可能である。さらに商用電源電圧が異なってもトランスの変更やトランスタップの切り替えなしで直流１５Ｖの電源回路も可能である。直流電源１５Ｖとしたが、他の電圧でも可能である。
（２）．交流１００Ｖで動作する電気機器を、交流〜２４０Ｖで動作させようとする時
海外転居や海外旅行時には、そのままでは日本の電気機器の使用ができないことが多い。交流電源１００Ｖ用電気機器をより高い交流電圧での使用は、一般的にはトランス使用で解決できるがトランスは重くて高価で大型である。この回路を使用していればトランスを使用することなしに可変抵抗器ＶＲのスライドまたは電圧に合わせたＶＲタップの切り替え（図５では、Ａ点の位置）で交流電源１００Ｖ用電気機器が使用可能になる。即ち、本提案回路は商用電源電圧に依存しない、汎用電源回路を提供できる。
（３）．以上の（１）と（２）により、電源事情の悪い地域でも比較的安定に電気機器が使用できる。
海外商用電源と１００Ｖ用電気機器との間に図５の回路をアダプターとして接続し外部負荷回路ＲＬ接続用端子を使用すれば、多くの１００Ｖ用電気機器は海外で使用できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】  本発明の第１の実施例で、負荷回路を直流側に接続した回路例。
【図２】  図１の、主要部分の電圧波形と電流波形（太線部分）。
【図３】  本発明の第２の実施例で、図１の変形回路例。
【図４】  本発明の第３の実施例で、主トランスを使用した回路例。
【図５】  本発明の第４の実施例で、負荷回路を交流側に接続した回路例。
【図６】  図５の、主要部分の電圧波形と電流波形（太線部分）。
【図７】  従来回路の実施例で、ＳＣＲを使用した回路例。
【図８】  図７の、主要部分の電圧波形と電流波形（太線部分）。
【図９】  ＳＣＲの記号と、ＳＣＲのバイポーラトランジスタによる等価回路。
【発明を実施するための形態】
【００１０】  以下、本発明の実施するための形態を、図１〜図６に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１１】  図１は本発明の請求項１〜請求項５にかかわる第１の実施例である。
この回路は、交流電源ＡＣとダイオードブリッジＤＢと負荷回路ＲＬとＭＯＳＦＥＴＱを実質的に直列に接続すると同時に、ＤＢの出力端子間に可変抵抗器ＶＲを接続する。可変抵抗器ＶＲの分割抵抗をｒ１とｒ２とする。さらにダイオードブリッジＤＢの正負端子間に正側より、ダイオードＤ５と抵抗器ＲとツェナーダイオードＺＤを直列に接続し、ＺＤに並列にコンデンサＣを接続して、Ｃの電圧を反転回路Ｈの電源にしている。反転回路Ｈの入力端子は前記可変抵抗器ＶＲの中間タップであるＡ点に接続し、Ｈの出力端子はＭＯＳＦＥＴＱのゲートに接続する。ダイオードブリッジＤＢの負端子を０端子とする。また、説明のためダイオードブリッジＤＢの４つのダイオードはそれぞれ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とする。なお、負荷回路ＲＬの両端の「外部負荷回路ＲＬ接続用端子」は、外部の負荷回路ＲＬを接続するか内部の負荷回路ＲＬを使用するかで、どちらかに負荷回路ＲＬを接続すればよい回路なので、本特許の基本的な問題は含んでいない。この回路の基本的動作には問題はないが実際の回路では反転回路Ｈの保護用に、Ａ点とＨの入力端子間は抵抗器で接続し、０点とＨの入力端子間にツェナーダイオードを接続した方がよい。
図２を説明する。
図２−（１）は、ダイオードブリッジＤＢの出力波形である。
図２−（２）は、負荷回路ＲＬが抵抗器の時の、ＭＯＳＦＥＴＱのドレイン・ソース間電圧波形である（太線部分）。
図２−（３）は、図２−（２）対応のＭＯＳＦＥＴＱのドレイン電流波形である（太線部分）。【００１２】  図１と図２で動作を説明する。
ダイオードブリッジＤＢの出力電圧波形は、図２−（１）の全波整流波形である。この電圧は、負荷回路ＲＬとＭＯＳＦＥＴＱの直列回路、および、ダイオードＤ５と抵抗器ＲとツェナーダイオードＺＤの直列回路、ならびに、可変抵抗器ＶＲに印加される。なお、ツェナーダイオードＺＤにはコンデンサＣが並列に接続されてＣの電圧は直流電圧になっている。Ａ点電圧は可変抵抗器ＶＲのｒ１とｒ２により下記式で決まる。
Ａ点電圧＝交流電源瞬時電圧の絶対値×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）
反転回路Ｈの電源電圧はツェナーダイオードＺＤの電圧であるが、Ａ点電圧がＨの入力端子の閾値電圧より低い時はＨの出力電圧はハイになりＭＯＳＦＥＴＱはオンになる。即ち、下記のように表せる。
Ａ点の電圧が反転回路Ｈの閾値電圧より低い時：ＭＯＳＦＥＴＱはオン
Ａ点の電圧が反転回路Ｈの閾値電圧より高い時：ＭＯＳＦＥＴＱはオフ
即ち、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧である正弦波の半波では、波形の中間部のみ負荷電流はオフになり、波形の両端部では電流はオンになる。交流電源ＡＣの黒点側が正の時で負荷回路ＲＬを流れる電流は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ１−負荷回路ＲＬ−ＭＯＳＦＥＴＱ−ダイオードＤ４−交流電源ＡＣと流れ、交流電源ＡＣの非黒点側が正の時の電流は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ３−負荷回路ＲＬ−ＭＯＳＦＥＴＱ−ダイオードＤ２−交流電源ＡＣと流れる。一方、可変抵抗器ＶＲを流れる電流は、前記ルートの「負荷回路ＲＬ−ＭＯＳＦＥＴＱ」を「可変抵抗器ＶＲ」に置き換えればよい。さらに、ダイオードＤ５と抵抗器ＲとツェナーダイオードＺＤを流れる電流は、前記ルートの「負荷回路ＲＬ−ＭＯＳＦＥＴＱ」を「ダイオードＤ５−抵抗器Ｒ−ツェナーダイオードＺＤ」に置き換えればよい。なお、交流電源ＡＣの全電流は、前記３つの電流のトータル電流になる。なお、下記のような動作も可能になる。
●交流電源ＡＣの電圧が一定のまま、可変抵抗器ＶＲの中間タップをスライドさせれば、ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）の値が変化するのでオン／オフする交流電源ＡＣ電圧の瞬時電圧値、即ち交流電源のオン／オフする位相角度が変化する。
●反転回路Ｈの電源電圧が一定ならＨの閾値電圧は一定である。この回路で、交流電源ＡＣの電圧が変化しても反転回路Ｈの電源電圧は一定でありＨのハイ／ロウの閾値電圧は変化しないので、ＭＯＳＦＥＴＱのオン／オフの位相角度のみ変わる。
●別に基準電圧を設け、反転回路Ｈに代えてコンパレータの使用も可能である。
●例えば反転回路Ｈの電源に電池を使用するなら、ダイオードＤ５と抵抗器ＲとツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣは不要になる。
●反転回路Ｈに代えてＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタで反転させても良い。
●図１の回路で、反転回路ＨとＭＯＳＦＥＴＱのゲート間にもう一段の反転回路Ｈを接続するか、Ａ点をＱのゲートに直接接続すれば、図２−（２）と図２−（３）のオン／オフが逆転する。この反転した回路は、蛍光ランプやＬＥＤの調光点灯回路には有効な回路になる。【００１３】  図１の回路で負荷回路ＲＬをコンデンサにすれば、Ａ点電圧がある電圧以下ではＭＯＳＦＥＴＱがオンになりコンデンサに充電電流が流れ、Ａ点電圧がある電圧以上ではＱはオフになりコンデンサには充電しない。具体的例で説明する。例えば、反転回路Ｈの電源電圧が１０Ｖで閾値電圧は５Ｖとする。ある家電機器の内部は直流電圧１５Ｖで動作しているとすれば交流電源ＡＣ電圧の瞬時値が１５Ｖ以下の時にこの回路をオンにすればよい。閾値電圧は５Ｖで必要とする直流電圧は１５Ｖなので、ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）＝１／３にすれば、交流電源ＡＣの立ち上がり時は瞬時電圧が１５Ｖでオン→オフになり、交流電源ＡＣの立ち下がり時は瞬時電圧が１５Ｖで、オフ→オンになる。この事は、交流電源ＡＣが１００Ｖでも２４０Ｖでも同じである。即ち、ピーク電圧が１５Ｖ以上の交流電源であれば、汎用電源回路として動作する。この回路を採用した日本向けの電子機器では、プラグ等の接続の問題のみの解決で、世界中で使用可能になり、海外転居や海外旅行でも重くて高価な電源トランスなしに使用できる。なお、実回路では、コンデンサに直列に逆流防止用素子としてのダイオードが必要になる。
コンデンサに代えて二次電池を接続すれば電池の充電器になる。
反転回路Ｈの出力とＭＯＳＦＥＴＱのゲート間に積分回路等を設け、急激にはオン／オフしない回路にもできる。
前記、コンデンサまたは二次電池に直列にインダクタを接続し、その直列回路に並列にダイオードを接続してＭＯＳＦＥＴＱがオフになった瞬間のインダクタに蓄積されたエネルギーを、コンデンサまたは電池に戻す回路等にしてもよい。
【実施例２】
【００１４】  図３は本発明の請求項１〜請求項５にかかわる第２の実施例である。
図３を説明する。交流電源ＡＣの両端子はダイオードブリッジＤＢの交流端子に接続し、ＤＢの正負端子間に負荷回路ＲＬとＭＯＳＦＥＴＱを直列に接続するが、ＤＢの負端子は０端子とする。別に、交流電源ＡＣの両端子にはダイオードＤ５とＤ６のアノードを接続し、Ｄ５とＤ６のカソード同士を接続する。ダイオードＤ５とＤ６のカソードと０端子間に可変抵抗器ＶＲを接続し、ＶＲの中間タップであるＡ点と前記ＭＯＳＦＥＴＱのゲートを接続する。可変抵抗器ＶＲの分割抵抗をｒ１とｒ２とする。また、説明のためダイオードブリッジＤＢの４つのダイオードはそれぞれ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とする。なお、可変抵抗器ＶＲに電圧を印加する電圧はダイオードＤ５とＤ６を使用せずにダイオードブリッジＤＢの正負端子より印加してもよい。負荷回路ＲＬの両端の外部負荷回路ＲＬ接続用端子は、図１と同じである。【００１５】  図３の動作を説明する。
ダイオードブリッジＤＢの出力電圧波形は、図２−（１）の全波整流波形と同じであり、この電圧は負荷回路ＲＬとＭＯＳＦＥＴＱの直列回路に印加される。可変抵抗器ＶＲに印加される電圧はダイオードブリッジＤＢの出力電圧と同じであり、Ａ点電圧は可変抵抗器ＶＲのｒ１とｒ２により下記式で決まる。
Ａ点電圧＝交流電源瞬時電圧の絶対値×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）
また、Ａ点電圧によりＭＯＳＦＥＴＱのオン／オフは下記になる。
Ａ点の電圧がＭＯＳＦＥＴＱの閾値電圧より高い時：ＭＯＳＦＥＴＱはオン
Ａ点の電圧がＭＯＳＦＥＴＱの閾値電圧より低い時：ＭＯＳＦＥＴＱはオフ
この回路では、波形の中間部のみ負荷電流が流れ、両端部では電流は流れない。これは、図２−（２）と図２−（３）のオン／オフは逆転している。負荷回路ＲＬを流れる電流ルートは実施例１と同じである。可変抵抗器ＶＲを流れる電流は交流電源Ａｃの黒点側が正の時は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ５−可変抵抗器ＶＲ−ダイオードＤ４−交流電源ＡＣと流れ、非黒点側が正の時は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ６−可変抵抗器ＶＲ−ダイオードＤ２−交流電源ＡＣと流れる。なお、ＭＯＳＦＥＴＱのオン／オフはアナログ的動作であり、必ずしもオン／オフは明確に区分できないこともある。
【実施例３】
【００１６】  図４は本発明の請求項１〜請求項５にかかわる第３の実施例である。
この回路は交流電源ＡＣを主トランスＴＲの１次巻き線Ｎ１に接続し、２次巻き線Ｎ２は中間端子である０端子付きで、Ｎ２のそれぞれの巻き線はｎ１とｎ２とするがｎ１とｎ２は通常は同じ巻き数である。２次巻き線Ｎ２の両端子間にダイオードＤ１とＤ２を、カソード同士を共通にして逆直列に接続し、両カソードと０端子であるＮ２の中間端子間に負荷回路ＲＬとＭＯＳＦＥＴＱの直列回路に並列に可変抵抗器ＶＲを接続し、ＶＲの中間タップであるＡ点とＱのゲートを接続する。可変抵抗器ＶＲの分割抵抗はｒ１とｒ２とする。この回路の動作は図３の回路動作に準じる。具体的には、ダイオードＤ１とＤ２のカソード同士と０端子間の波形は図３のダイオードブリッジＤＢの出力波形と同じになり、ＭＯＳＦＥＴＱの電圧と電流波形も図３と同じになる。外部負荷回路ＲＬ接続用端子の記載はないが、図３と同じ様に設定できる。なお、動作は図３と同じなので詳しい動作説明は省略する。
【実施例４】
【００１７】  図５と図６は本発明の請求項１〜請求項５にかかわる第４の実施例で、負荷回路ＲＬは交流電源用負荷である。
まず、図５を説明する。この回路は、交流電源ＡＣの両端子に、負荷回路ＲＬとダイオードブリッジＤＢを直列に接続すると同時に、ＤＢの出力端子間にＭＯＳＦＥＴＱを直接接続する。交流電源ＡＣを補助トランスＴＲの１次巻き線はＮ１に接続し、ＴＲの２次巻き線Ｎ２はダイオードブリッジＤＢ２を接続する。ダイオードブリッジＤＢ２の正負の出力端子は可変抵抗器ＶＲの両端子に接続し、ＶＲの中間タップはＡ点として反転回路Ｈの入力端子に接続し、Ｈの出力端子はＭＯＳＦＥＴＱのゲートに接続する。さらに、ダイオードブリッジＤＢ２の正負の出力は、ダイオードＤ５と抵抗器Ｒを介してツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣの並列回路に接続し、Ｃの電圧は反転回路Ｈの電源端子に接続する。補助トランスＴＲの１次巻き線Ｎ１と二次巻き線Ｎ２の巻き数をｎ１とｎ２とする。ダイオードブリッジＤＢとＤＢ２の負端子とＭＯＳＦＥＴＱのソースと可変抵抗器ＶＲの一方の端子を接続して０端子とする。ダイオードブリッジＤＢの各ダイオードと可変抵抗器ＶＲの分割抵抗器の各抵抗器は図１と同じ名前を付ける。【００１８】  図６を説明する。
図６−（１）は、ダイオードブリッジＤＢの出力波形である。
図６−（２）は、ＭＯＳＦＥＴＱのドレイン・ソース間電圧波形である（太線部分）。
図６−（３）は、負荷回路ＲＬの電流波形である（太線部分）。なお、負荷回路ＲＬの電流波形ではなくＭＯＳＦＥＴＱのドレイン電流波形であれば、基準線の上側のみになる。
但し、図６−（１）の波形は負荷回路ＲＬ電流がゼロの時で、図６−（２）と図６−（３）の波形は負荷回路ＲＬが抵抗器の時で、ＲＬに電流が流れているときの波形である。
ダイオードブリッジＤＢの出力電圧はＭＯＳＦＥＴＱに印加され、Ｑのオン／オフで負荷回路ＲＬがオン／オフする。一方、補助トランスＴＲの２次電圧を整流・平滑したコンデンサＣの電圧は反転回路Ｈの電源電圧となり、平滑前の脈流電圧であるダイオードブリッジＤＢ２の出力電圧は可変抵抗器ＶＲで分圧されてＨの入力電圧になる。Ａ点の電圧は、補助トランスＴＲのｎ１とｎ２との巻き線比と可変抵抗器ＶＲの分割抵抗ｒ１とｒ２の値により下記になる。
Ａ点電圧＝交流電源瞬時電圧の絶対値×（ｎ２／ｎ１）×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）
その時の、ＭＯＳＦＥＴＱのオンかオフかは、図１に準じて下記のように決まる。
Ａ点の電圧が反転回路Ｈの閾値電圧より低い時：ＭＯＳＦＥＴＱはオン
Ａ点の電圧が反転回路Ｈの閾値電圧より高い時：ＭＯＳＦＥＴＱはオフ
ＭＯＳＦＥＴＱがオン時の負荷電流は交流電源ＡＣの黒点側が正なら、交流電源ＡＣ−負荷回路ＲＬ−ダイオードＤ１−ＭＯＳＦＥＴＱ−ダイオードＤ４−交流電源ＡＣと流れ、交流電源ＡＣの非黒点側が正の時の電流は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ３−ＭＯＳＦＥＴＱ−ダイオードＤ２−負荷回路ＲＬ−交流電源ＡＣと流れる。補助トランスＴＲの二次巻き線Ｎ２からは常時可変抵抗器ＶＲとツェナーダイオードＺＤに電流は流れているが、電流ルートを詳述するのは割愛する。
図５の回路では、次のことが言える。
●図５の回路で、交流電源ＡＣの電圧が一定のまま可変抵抗器ＶＲのＡ点をスライドすればオン／オフする電圧の値、即ち位相角度が変動する。オン／オフの電圧が変動すれば負荷電流も変動し負荷電力も変動する。具体的例として負荷をヒーターにして、可変抵抗器ＶＲのＡ点をスライドさせればヒーターの電力調節が可能である。
●反転回路Ｈの電源電圧が一定であれば（図６ではツェナーダイオードＺＤにより電源電圧は一定になる）、Ｈの閾値電圧は変動しない。可変抵抗器ＶＲのＡ点を固定したまま交流電源ＡＣの電圧を変動させてもオン／オフする電圧の値は変動しない。
海外で、図５の内部負荷回路は使用せず、負荷回路両端の外部負荷回路ＲＬ接続用端子に電気機器のプラグを接続する。このようにすれば、商用電源電圧が１２０Ｖや２４０Ｖの電圧であっても交流電源ＡＣのある瞬時電圧でＭＯＳＦＥＴＱをオン／オフさせれば、トランスで１００Ｖに降圧しなくとも日本の電気製品を使用できる。即ち図５の回路は、Ａ点のスライドで交流電源用汎用電源として動作する。
●図５の回路で、反転回路ＨとＭＯＳＦＥＴＱのゲート間にもう一段の反転回路Ｈを接続するか、Ａ点をＱのゲートに直接接続すれば、図６−（２）と図６−（３）のオン／オフが逆転する。蛍光ランプやＬＥＤの点灯にはある電圧が必要なので、この回路を調光に利用できる。
●この回路は、交流電源ＡＣ部の信号とスイッチ部のＭＯＳＦＥＴＱを絶縁する必要があり補助トランスＴＲを使用したが、ＴＲに代えてフォトカプラも使用できる。この回路で必要なフォトカプラは、交流電源ＡＣの半波毎の瞬時値により発光することと、受光側は受光量によりＭＯＳＦＥＴＱをオン／オフさせる回路である。フォトカプラはメーカにより種々の商品があるので、回路設計の要望に応じたフォトカプラを選択使用できる。
【符号の説明】
【００１９】      ＡＣ            交流電源
ＲＬ            負荷回路
Ｑ              ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１とＱ２      バイポーラトランジスタ
Ｄ〜Ｄ６        ダイオード
ＤＢとＤＢ２    ダイオードブリッジ
ＺＤ            ツェナーダイオード
Ｈ              反転回路
Ｒ１〜Ｒ２      抵抗器
ＶＲ            可変抵抗器
ｒ１〜ｒ２      ＶＲの分割抵抗
Ｃ              コンデンサ
ＴＲ            トランス
Ｎ１とＮ２      トランスの一次巻線と二次巻線
ｎ１とｎ２      トランスの巻数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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