(57)【要約】【課題】デッドタイムに起因する出力電圧誤差を精度良く補正し、電圧指令通りに回転電機に電力を供給することが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】補正電圧演算手段６において、電流検出手段３で検出した回転電機電流に基づいて振幅演算器７で求めた電流振幅値と、位置検出手段５で検出した回転子磁極位置θｍに基づいて余弦演算器８で求めた三相分の余弦値とを補正電圧演算器９に入力し、補正電圧演算器９で両者を乗算して得られる三相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを用いて補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。そして、電圧加算手段１０で補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算することで、電力変換器１の出力電流の零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を補正する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧指令に基づき三相電圧を出力して回転電機に供給する電力変換器を有するとともに、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記回転電機の回転子磁極位置を検出する位置検出手段と、上記回転電機を所望の状態に駆動制御するための上記電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記回転電機電流と上記回転子磁極位置とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、
上記補正電圧演算手段は、上記回転電機電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記回転子磁極位置から三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて上記補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含む電力変換装置。
【請求項２】
上記余弦演算器は、上記回転子磁極位置に加えて、上記電圧指令演算手段により演算された電流指令に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記余弦演算器は、上記回転子磁極位置に加えて、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
電圧指令に基づき三相電圧を出力して誘導性負荷に供給する電力変換器を有するとともに、上記誘導性負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、上記誘導性負荷に所望の電力を供給するための電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記負荷電流と上記誘導性負荷の周波数指令とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、
上記補正電圧演算手段は、上記負荷電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値より三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて上記補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含む電力変換装置。
【請求項５】
上記余弦演算器は、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値に加えて、上記電圧指令演算手段により演算された電流指令に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記余弦演算器は、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値に加えて、上記電流検出手段で検出された上記負荷電流に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、回転電機や誘導性負荷に交流電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置は、その主要部を構成するインバータ等の電力変換器の出力段を構成する上下アームのパワーデバイス素子が、電圧指令に基づきスイッチング動作を行って交流電圧を生成し、交流負荷に出力するが、上下アームのパワーデバイス素子の同時導通による短絡防止を目的として、上下アームのパワーデバイス素子を同時にオフ動作状態に制御する期間、いわゆるデッドタイムを設けている。
【０００３】
ところが、このデッドタイムによって、電力変換器が受ける電圧指令と、それに基づいて電力変換器が実際に負荷に出力する電圧との間に誤差が生じることが知られており、この誤差電圧は、電力変換器の出力相電流の特性と逆極性の電圧となる。
【０００４】
そして、このデッドタイムに起因する電圧誤差を補正するために、電流検出手段によって電力変換器の出力相電流を検出し、この検出した出力相電流の極性と同じ極性の電圧を電圧指令に加えることでデッドタイムに起因する電圧誤差を相殺し、こうして補正した電圧指令を、電力変換器に与える方法が知られている（例えば、下記の非特許文献１）。なお、上記の電流検出手段としては、電力変換器の出力相電流を直接検出する他に、電力変換器のＤＣリンク電流から検出する方法も知られている（例えば、下記の非特許文献２）。
【０００５】
しかし、出力相電流の極性が切り替わる零クロス近傍では、出力相電流の絶対値が小さいので、電流検出手段によって出力相電流の極性を正確に検出することが困難である。また、零クロス近傍では、出力相電流がチャタリングを起こすので、出力相電流の極性と同じ極性の電圧を電圧指令に加算する前記の補正方法では、電圧指令に加える補正電圧の極性誤りが発生したり、補正電圧の極性が正負交互に連続して切り替わる現象が発生したりする不具合を起こす。
【０００６】
そこで、従来から、出力相電流の絶対値が小さい零クロス近傍におけるデッドタイムの補正の問題点を回避するために、種々の提案がなされている（例えば、下記の特許文献１〜５等）。
【０００７】
すなわち、特許文献１では、インバータ装置の出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差を補正するインバータ装置の出力電圧誤差補正装置を、インバータ装置の出力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段にて検出された出力電流の極性を判別する電流極性判別手段と、出力電流に対し設定した閾値に対し、インバータ装置の出力電流が閾値外ならば、判別した出力電流の極性により出力電圧誤差の補正を行い、閾値内ならば電圧指令の極性により出力電圧補正を行う電圧誤差補正手段とで構成した例が開示されている。
【０００８】
また、特許文献２では、半導体スイッチング素子であるアームをブリッジ接続して直流を交流に変換するインバータを構成し、電圧指令信号とキャリア信号との大小関係で得られるパルス幅変調した電圧信号を前記ブリッジ接続の上側アーム素子または下側アーム素子との同時オンを防止するオン遅延時間を設けているパルス幅変調制御インバータの制御回路として、前記インバータの出力電流が正または負の所定値を超えた場合にこの出力電流の極性を判別する信号を出力する電流極性判別手段と、前記オン遅延時間が原因で当該インバータの出力電圧に誤差電圧を補償する量を演算する第１の補正量演算手段と、この第１補償量演算値の極性を前記電流極性と電圧極性とに対応させて出力する補償量分配手段と、前記電圧指令信号にこの補償量分配手段の出力値を加算した値を新たな電圧指令信号とする加算手段と、で構成した例が開示されている。
【０００９】
また、特許文献３では、ＡＣモータへ流れる電流を検出する電流検出手段と、指令電流と検出電流とから偏差電流を計算する偏差電流演算手段と、前記偏差電流から指令電圧の演算を行う電流制御部と、電流極性を決める電流極性判別手段を有し、デッドタイム補償電圧を出力するデッドタイム補償電圧を加えて最終指令電圧を演算する電圧加算演算手段と、前記電圧加算演算手段により得られた最終指令電圧の情報を用い直流電圧から交流電圧への変換を行うＰＷＭ電力変換装置とを備えたＡＣモータ駆動装置において、前記デッドタイム補正手段を、指令電流から指令電流極性を判断する指令電流極性判断手段と、検出電流から検出電流極性を判断する検出電流極性判断手段と、前記指令電流極性と検出電流極性から最終電流極性を判断する最終電流極性判断手段と、で構成した例が開示されている。
【００１０】
また、特許文献４では、上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正する電圧補正手段が、インバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力電圧を補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値よりも小さいときはインバータ出力電圧の極性に応じてインバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置において、前記ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリア設定手段を、誤差電圧がインバータ出力電圧よりも小さいときはＰＷＭキャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電圧よりも大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるように構成した例が開示されている。
【００１１】
さらに、特許文献５では、入力する交流電圧指令に従って交流負荷に供給する交流電力を生成する電力変換手段と、前記電力変換手段に与えるべき周波数ｆの交流電圧指令を演算する電圧指令演算手段との間に、電流検出手段より検出された出力電流に基づいて電圧指令演算手段が求めた交流電圧指令を補正する補正電圧を演算し、前記補正電圧を前記電圧指令演算手段が求めた交流電圧指令に加算して前記電力変換手段に与える電圧指令補正手段を設け、前記電圧指令補正手段は、前記出力電流に対してそのゼロレベルを含む所定の電流範囲を設け、前記出力電流の値が前記電流範囲の外部から内部に入る第１の時刻に、前記第１の時刻と前記周波数ｆとを用いて電流の零クロスタイミングを求め、この求めた零クロスタイミングに前記補正電圧の極性を切り替える時刻を設定する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】杉本、小山、玉井：ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際：総合電子出版社（５５頁９行〜５７頁５行）
【非特許文献２】’’Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｗａｖｅｆｏｒｍ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｏｎ  ＰＷＭ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｒｏｍ  ＤＣ  Ｌｉｎｋ  Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｓｔｅｐｓ’’ＩＰＥＣ−Ｙｏｋｏｈａｍａ’９５  ｐ．ｐ．２７１−２７５
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特許第２７５６０４９号公報（１６頁、図１１）
【特許文献２】特許第３２４５９８９号公報（１２頁、図７）
【特許文献３】特許第２００４−１１２８７９号公報（６頁、図２）
【特許文献４】特許第３２８７１８６号公報（８頁、図３）
【特許文献５】ＷＯ２００８／０５３５３８号公報（３３頁、図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記の各特許文献１〜４に記載の従来技術は、出力相電流の零クロスを正確に検出することが難しく、このため出力相電流の零クロスおいて補正電圧の極性を精度良いタイミングで切り替えることができず、その極性の反転する瞬間が出力相電流の零クロス前後にずれる。その結果、出力相電流の零クロス近傍においては、電力変換器に入力する補正した電圧指令、つまり補正電圧を加算して得られる電圧指令と電力変換器からの出力電圧との間に電圧誤差が生じ、依然としてデッドタイムに起因する誤差電圧の発生を十分に補正することができない。
【００１５】
また、上記の特許文献５記載の従来技術は、特許文献１〜４の課題を解決するために提案されたものではあるが、出力相電流にはノイズやリップルが含まれているので、出力相電流が電流範囲近傍の値をとるときに、出力相電流に含まれるリップル成分の影響によって、第１の時刻と周波数ｆとを用いて求めた出力相電流の零クロスタイミングが、実際の零クロスタイミングより遅れることになり、そのため、特許文献１〜４と同様、出力相電流が零クロス近傍において、補正電圧を加算して得られる電圧指令と電力変換手段からの出力電圧との間に依然として誤差が生じる。
【００１６】
特に、この電圧誤差は、電力変換器から低い周波数の交流電力を出力する場合に顕著となり、回転電機を接続した場合には、この電圧誤差によって回転ムラが大きくなって駆動性能が劣化したり、低速駆動時に回転ムラが顕著となるなどの問題がある。
【００１７】
この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、電力変換器の出力相電流の零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を精度良く補正し、電力変換手段が電圧指令の通りに交流電力を精度良く出力することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
第１の発明は、電圧指令に基づき三相電圧を出力して回転電機に供給する電力変換器を有するとともに、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記回転電機の回転子磁極位置を検出する位置検出手段と、上記回転電機を所望の状態に駆動制御するための上記電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記回転電機電流と上記回転子磁極位置とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、上記補正電圧演算手段は、上記回転電機電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記回転子磁極位置から三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含むものである。
【００１９】
第２の発明は、電圧指令に基づき三相電圧を出力して誘導性負荷に供給する電力変換器を有するとともに、上記誘導性負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、上記誘導性負荷に所望の電力を供給するための電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記負荷電流と上記誘導性負荷の周波数指令とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、上記補正電圧演算手段は、上記負荷電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値より三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含むものである。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、補正電圧演算手段において、余弦演算器により求めたノイズやリップルを含まない三相分の余弦値と、振幅演算器により求めた電流振幅値とを乗算して得られる三相の電流推定値を用いて補正電圧を算出し、電圧加算手段でこの補正電圧を電圧指令に加算するので、電力変換器の出力相電流の零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を精度良く補正することができる。その結果、電力変換器は電圧指令の通りに交流電力を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】この発明の実施の形態１における電力変換装置のシステム構成図である。
【図２】同装置の補正電圧演算器の詳細を示す回路構成図である。
【図３】電流検出手段で検出される一相分の回転電機電流Ｉｕと、図２の補正電圧演算器で得られる一相分の電流推定値Ｉｕｃとを比較して示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態２における電力変換装置のシステム構成図である。
【図５】同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。
【図６】同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。
【図７】同装置の余弦演算器の他の変形例を示す回路構成図である。
【図８】この発明の実施の形態３における電力変換装置のシステム構成図である。
【図９】同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。
【図１０】同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態４における電力変換装置のシステム構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５における電力変換装置のシステム構成図である。
【図１３】同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。
【図１４】同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。
【図１５】同装置の余弦演算器の他の変形例を示す回路構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態６における電力変換装置のシステム構成図である。
【図１７】同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。
【図１８】同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置のシステム構成図である。
【００２３】
この実施の形態１の電力変換装置は、三相分の電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’に基づいて三相交流電圧を生成してこれを回転電機２に供給するインバータ等からなる電力変換器１を備える。すなわち、この電力変換器１は、図示しない上下アームのパワーデバイス素子が、後述の電圧加算手段１０から入力される三相分の電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’に基づいてスイッチング動作を行うことで三相交流電圧を生成し、これを回転電機２に出力する。この場合、電力変換器１に与えられる各電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’は、上下アームのパワーデバイス素子の同時導通による短絡防止を目的として、上下アームのパワーデバイス素子を同時にオフ状態に制御するデッドタイム電圧指令を含んでいる。
【００２４】
回転電機制御手段４は、回転電機２を所望の状態に駆動制御するための三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算するもので、特許請求の範囲の電圧指令演算手段に対応している。
【００２５】
ここで、回転電機２を所望の状態に駆動制御するとは、回転電機２の回転子位置指令θ＊、回転電機２の速度指令ω＊、回転電機２の周波数指令ｆ＊、回転電機２のトルク指令Ｔ＊、回転電機２の電流指令Ｉ＊など、回転電機２を所望の状態に駆動制御すべく入力される信号の全てを指す。なお、回転電機２が誘導機の場合には、電力変換器１から出力される交流電力の周波数と、前記誘導機の回転周波数とは、すべり周波数の分だけ差異が生じる。公知の技術を用いてすべり周波数を算出し、そのすべり周波数を回転周波数に加えて電力変換器１から出力される交流電力の周波数を求め、それを周波数指令ｆ＊としてもよい。
【００２６】
電圧加算手段１０は、回転電機制御手段４から出力される回転電機駆動用の三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して、後述の補正電圧演算手段６から与えられる三相分の補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃをそれぞれ加算して、電力変換器１に電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’として出力するものである。
【００２７】
電流検出手段３は、本例では、電力変換器１からの三相分の出力相電流である回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの全てを直接検出するように三相出力線の全てに配置されている。しかし、このように、三相分の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの全てを検出しなくても、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があるので、三相の内の二相出力線に電流検出手段３を配置して二相分の回転電機電流を検出し、残り一相の回転電機電流を演算で求めるようにしてもよい。
【００２８】
また、電流検出手段３は、本例の場合、各相の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを直接検出しているが、その他に、例えば前述の非特許文献２に紹介されているように、電力変換器１のＤＣリンク電流から回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する方法を用いてもよい。さらに、この発明を実施する際に後述の補正電圧演算手段６が必要な電流情報としては、電流検出手段３で直接に検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに限らず、回転電機制御手段４の構成法との関連で、例えば、次のような電流情報を用いてもよい。
【００２９】
すなわち、回転電機制御手段４は、電流検出手段３が求めた三相の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、電力変換器１から出力したい電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊との偏差に基づいて三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する場合があるが、そのような構成を採る場合には、電流検出手段３で直接に検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに代えて、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を補正電圧演算手段６が必要な電流情報として利用することができる。
【００３０】
また、回転電機制御手段４は、内部に磁束オブザーバを構成し、推定した回転電機内部の磁束と回転電機２の定数とを用いて換算した回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する場合があるが、そのような構成を採る場合にも、電流検出手段３で直接に検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに代えて、演算で求めた回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを補正電圧演算手段６が必要な電流情報として利用することができる。
【００３１】
以上説明した各種の方法で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊は、電力変換器１が回転電機２に供給する交流電力の電流成分を示す情報であり、これらは全てこの発明で言う電流検出手段３で検出される回転電機電流に含まれる。ただし、ここでは、発明の理解を容易にするため、図１に示す構成に従って、電流検出手段３が直接に検出した三相の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを補正電圧演算手段６に与えるものとして説明する。
【００３２】
位置検出手段５は、本例の場合、回転電機２の回転子磁極位置θｍを直接に検出するものである。しかし、この発明を実施する際に補正電圧演算手段６が必要な回転子磁極位置情報としては、このように位置検出手段５で直接に検出する場合に限らず、例えば、「金原：回転座標上の適応オブザーバを用いたＰＭ電動機の位置センサレス制御：電学論Ｄ  ＭＡＹ２００３  Ｖｏｌｕｍｅ１２３−Ｄ」に記載されているように、回転電機２に供給する電圧、回転電機電流および回転電機２の定数を用いて回転子磁極位置を推定する方式によって求められた回転子磁極位置を用いてもよい。同様に、例えば、ＷＯ２００９／０４０９６５号公報に記載されているように、電力変換器１の回転電機電流に高周波成分を重畳し、その成分を抽出、演算することによって求められた回転子磁極位置を用いてもよい。ただし、ここでは、発明の理解を容易にするため、図１に示す構成に従って、位置検出手段５が直接検出した回転電機２の回転子磁極位置θｍを補正電圧演算手段６に与えるものとして説明する。
【００３３】
補正電圧演算手段６は、前述の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび回転子磁極位置θｍに基づいて、回転電機制御手段４から出力される電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対するデッドタイム誤差補正用の補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを生成するものである。これにより、電力変換器１を構成する上下アームのパワーデバイス素子の同時導通による短絡防止を目的として設定されるデッドタイムに起因する回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの零クロス近傍における電圧誤差を精度良く低減することができる。
【００３４】
ここで、補正電圧演算手段６は、振幅演算器７、余弦演算器８、および補正電圧演算器９からなる。
【００３５】
振幅演算器７は、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて次式（１）からその電流振幅値Ｉａｍｐを演算する。
【００３６】
Ｉａｍｐ＝√｛（２／３）・（Ｉｕ２＋Ｉｖ２＋Ｉｗ２）｝          （１）
【００３７】
ただし、上記の式（１）の他に、回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを静止座標直交二軸電流に変換したもの、または回転座標直交二軸電流に変換したものを用いるなど、三相電流の振幅値が求まる演算ならばどのような演算手段であってもよい。
【００３８】
次に、余弦演算器８は、回転電機２の回転子磁極位置θｍの情報を用いて、電流ベクトルの位相角θｃを次式（２）より求める。
【００３９】
θｃ＝θｍ＋α                                                （２）
ただし、αは定数であり、回転子磁極位置θｍが機械角の場合は、θｍを回転電機２の極対数倍して電気角に直して演算を行う。
【００４０】
続いて、式（２）で求めた電流ベクトルの位相角θｃから三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を演算する。ここで、余弦値と正弦値には、次式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。
【００４１】
ｓｉｎ（θ＋π／２）＝ｃｏｓθ                                （３）
【００４２】
補正電圧演算器９は、振幅演算器７より求めた回転電機電流の電流振幅値Ｉａｍｐ、および余弦演算器８より求めた各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を共に入力し、これらに基づいて補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを求めて出力するもので、図２に示すように、各相に対応して３つの乗算器９１、９２、９３と、３つの補正電圧発生器９７、９８、９９とからなる。
【００４３】
ここに、各乗算器９１、９２、９３は、振幅演算器７で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流振幅値Ｉａｍｐを共通に入力するとともに、余弦演算器８で得られる三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を個別に入力して、各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めるものである。また、各補正電圧発生器９７、９８、９９は、入力される各電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに対する補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが予めテーブル化するなどして記憶されており、各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃが入力されると、これに対応した補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを出力する。
【００４４】
すなわち、乗算器９１にｃｏｓθｃとＩａｍｐとを入力してＩｕｃを求め、次いで、この求めたＩｕｃを補正電圧発生器９７に入力してＵ相の補正電圧Ｖｕｃを求める。同様に、乗算器９２にｃｏｓ（θｃ−２π／３）とＩａｍｐとを入力してＩｖｃを求め、次いで、この求めたＩｖｃを補正電圧発生器９８に入力してＶ相の補正電圧Ｖｖｃを求める。同様に、乗算器９３にｃｏｓ（θｃ−４π／３）とＩａｍｐとを入力してＩｗｃを求め、次いで、この求めたＩｗｃを補正電圧発生器９９に入力してＷ相の補正電圧Ｖｗｃを求める。この場合に得られる各補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、電流検出手段３で検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと同じ極性となっている。
【００４５】
次に、各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに基づいて、補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出することによる効果について説明する。
【００４６】
各乗算器９１、９２、９３から出力される各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、位置検出手段５で検出される回転子磁極位置θｍの情報を含むので電流検出手段３で検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと同期している。一方、電流振幅値Ｉａｍｐは、前述の式（１）ように、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて生成されるものであるので、リップルやノイズ成分を含んでいる。ただし、電流振幅値Ｉａｍｐに含まれるノイズやリップル成分をフィルタを通して除かないようにすることで、負荷変動に伴う補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの算出時の追従性が高められる。
【００４７】
いま、回転電機電流の電流振幅値Ｉａｍｐを、直流成分Ｉａとノイズやリップル成分Ｉｒｉｐｐｌｅとに分離するとすれば、例えばＵ相の電流推定値Ｉｕｃは、次式（４）のように変形することができる。
【００４８】
Ｉｕｃ＝Ｉａｍｐ・ｃｏｓθｃ
＝（Ｉａ＋Ｉｒｉｐｐｌｅ）・ｃｏｓθｃ
＝Ｉａ・ｃｏｓθｃ＋Ｉｒｉｐｐｌｅ・ｃｏｓθｃ            （４）
【００４９】
ここで、直流成分Ｉａは零でない（Ｉａ≠０）とすると、Ｉｕｃの基本波成分Ｉａ・ｃｏｓθｃの項が零近傍の値をとるとき、ｃｏｓθｃは零近傍の値をとる。よって、上記の式（４）のリップル成分を含む第２項においてもｃｏｓθｃが含まれているため、その項も零近傍の値をとる。よって、電流推定値Ｉｕｃが零近傍の値をとるとき、Ｉｒｉｐｐｌｅ・ｃｏｓθｃは零近傍の値となり、零クロス近傍におけるＩｒｉｐｐｌｅの影響が激減する。
【００５０】
図３（ａ）に電流検出手段３で検出されるＵ相の回転電機電流Ｉｕの波形を、図３（ｂ）に補正電圧演算器９の乗算器９１で得られるＵ相の電流推定値Ｉｕｃの波形を、それぞれ比較して示す。図３から明らかなように、回転電機電流Ｉｕの波形（同図（ａ））よりも電流推定値Ｉｕｃの波形（同図（ｂ））の方が零クロス近傍においてリップルやノイズ成分が激減していることが確認できる。
【００５１】
したがって、補正電圧演算器９でこの電流推定値Ｉｕｃに基づいて得られる補正電圧Ｖｕｃも零クロス近傍におけるＩｒｉｐｐｌｅの影響が解消されており、かつ、この補正電圧Ｖｕｃは、電流検出手段３で検出される回転電機電流Ｉｕと同じ極性となっている。このため、こうして得られた補正電圧Ｖｕｃを電圧指令Ｖｕ＊に加算することにより、デッドタイムに起因する回転電機電流Ｉｕの零クロス近傍における電圧誤差を精度良く低減することができる。なお、ここでは、一例としてＵ相の電流推定値Ｉｕｃに着目して補正電圧Ｖｕｃを求める場合について説明したが、他のＶ相、Ｗ相についても同様である。
【００５２】
以上のように、この実施の形態１では、補正電圧演算手段６の補正電圧演算器９において、余弦演算器８で求めた回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに同期したリップルやノイズ成分を含まない各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）と、振幅演算器７で求めた電流振幅値Ｉａｍｐとを用いて、各相の補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを求める演算を行い、こうして得られた補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを電圧加算手段１０で電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算するので、回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を精度良く補正することができる。その結果、電力変換器１は電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の通りに交流電力を回転電機２の出力することができるため、回転電機２の回転ムラやトルクリップルを低減することが可能となる。
【００５３】
実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００５４】
上記の実施の形態１では、前述の（２）式におけるαを定数としている。これは、回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊のいずれか一方が零であることを前提としている。これに対して、この実施の形態２では、（２）式におけるαが回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に応じて変動する場合を想定し、これに対処して三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）が得られるようにしたものである。
【００５５】
したがって、この実施の形態２の特徴は、補正電圧演算手段６における余弦演算器８の構成が実施の形態１の場合と異なっており、回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍとを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。
【００５６】
図５は、この実施の形態２の余弦演算器８の詳細を示す回路構成図である。
この余弦演算器８は、位相演算器Ａ１で回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊から回転座標軸基準の位相角θｃ’を求め、それを次段の加算器８４で回転子磁極位置θｍと加算することで電流ベクトルの位相角θｃを求める。次いで、この位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。
【００５７】
ただし、回転電機２の磁極位置θｍが機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、前述の式（３）の関係があるので、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）の代わりに正弦値を演算してもよい。
【００５８】
なお、余弦演算器８としては、図５に示した構成のものに限らず、例えば、図６に示すように、回転電機制御手段４から静止座標直交二軸電流指令Ｉα＊、Ｉβ＊を入力することにより位相演算器Ａ２で電流ベクトルの位相角θｃを求めたり、あるいは、図７に示すように、回転電機制御手段４から三相分の電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を入力して座標変換器Ｂ１と位相演算器Ａ２とを組み合わせることによって電流ベクトルの位相角θｃを求めることが可能である。
【００５９】
以上のように、この実施の形態２では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑと、位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍとを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されているので、実施の形態１の効果に加えて、回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の両方を変化させる場合にも適用することが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６０】
実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００６１】
この実施の形態３の特徴は、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。
【００６２】
図９は、この実施の形態３の余弦演算器８の詳細を示す回路構成図である。
この余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、回転電機２の磁極位置θｍおよび回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ低域通過フィルタ８２、８３に入力して、ノイズやリップル成分が取り除かれた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを求める。続いて、こうして得られた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを座標変換器Ｂ３に入力して、静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを求める。引き続いて、これらの静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを位相演算器Ａ２に入力し、電流ベクトルの位相角θｃを求める。そして、位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。
【００６３】
ただし、回転電機２の磁極位置θｍが機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。
【００６４】
なお、余弦演算器８としては、図９に示した構成に限らず、例えば図１０に示す構成を採用することもできる。すなわち、図１０に示す余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、回転電機２の磁極位置θｍおよび回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅演算器７９へ入力することにより電流振幅値を演算する。続いて、各除算器８０、８１で回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算し、その結果をそれぞれ低域通過フィルタＬＰＦ８２、８３に入力して回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ’、Ｉｑｆ’を求める。次に、それらを座標変換器Ｂ４へ入力することにより各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を演算する。
【００６５】
なお、図１０の構成では、座標変換器Ｂ２で得られる回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算したが、これに限らず、例えば入力した回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを電流振幅値で除算した後に、座標変換器Ｂ２に入力するようにしてもよい。
【００６６】
以上のように、この実施の形態３では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するので、実際の各検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、θｍに基づくフィードバック制御となり、実施の形態１、２の場合よりも一層精度の高い電圧誤差補正を行うことが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６７】
実施の形態４．
図１１は、この発明の実施の形態４における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００６８】
この実施の形態４の特徴は、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを検出する位置検出手段５が省略されている。また、補正電圧演算手段６には、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１が設けられるとともに、余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊を用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。
【００６９】
次に、補正電圧演算手段６を構成する余弦演算器８の動作について説明する。
まず、積分器１１により演算された回転電機２の速度指令ω＊の積分値θ＊を用いて、電流ベクトルの位相角θｃを次式（５）より求める。
【００７０】
θｃ＝θ＊＋α                                                  （５）
ただし、αは定数であり、積分値θ＊が機械角の場合は、θ＊を回転電機２の極対数倍して電気角に直して演算を行う。
【００７１】
次に、上記の式（５）で求めた位相角θｃより各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３））を演算する。なお、余弦値と正弦値には、前述の式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００７２】
以上のように、この実施の形態４では、位置検出手段５が省略された場合でも、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１を設けるとともに、積分器１１で演算された回転電機２の速度指令の積分値θ＊を用いることで、余弦演算器８において各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算することができるので、位置検出手段５を設ける場合よりもコストダウンを図ることが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００７３】
実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００７４】
この実施の形態５の特徴は、実施の形態４と同様、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを検出する位置検出手段５が省略され、また、補正電圧演算手段６には、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１が設けられている。さらに、余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊、および回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。
【００７５】
図１３は、余弦演算器８の構成を示すブロックである。
この余弦演算器８は、位相演算器Ａ１で回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊から回転座標軸基準の位相角θｃ’を求め、次段の加算器８４で位相角θｃ’と積分器１１で演算された回転電機２の速度指令ω＊の積分値θ＊と加算することで電流ベクトルの位相角θｃを求める。次いで、この位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。
【００７６】
ただし、速度指令ω＊の積分値θ＊が機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、前述の式（３）の関係があるので、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）の代わりに正弦値を演算してもよい。
【００７７】
なお、余弦演算器８としては、図１３に示した構成のものに限らず、例えば、図１４に示すように、回転電機制御手段４から静止座標直交二軸電流指令Ｉα＊、Ｉβ＊を入力することにより位相演算器Ａ２で電流ベクトルの位相角θｃを求めたり、あるいは、図１５に示すように、回転電機制御手段４から三相分の電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を入力して座標変換器Ｂ１と位相演算器Ａ２とを組み合わせることによって電流ベクトルの位相角θｃを求めることが可能である。
【００７８】
以上のように、この実施の形態５では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊、および回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されているので、実施の形態４の効果に加えて、電流指令の回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の両方を変化させる場合にも適用することが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態４と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００７９】
実施の形態６．
図１６は、この発明の実施の形態６における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００８０】
この実施の形態６の特徴は、実施の形態４と同様、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを検出する位置検出手段５が省略され、また、補正電圧演算手段６には、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１が設けられている。さらに、余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊、および電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。
【００８１】
図１７は、この実施の形態６の余弦演算器８の詳細を示す回路構成図である。
この余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、速度指令ω＊の積分値θ＊および回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ低域通過フィルタ８２、８３に入力して、ノイズやリップル成分が取り除かれた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを求める。続いて、こうして得られた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを座標変換器Ｂ３に入力して、静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを求める。引き続いて、これらの静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを位相演算器Ａ２に入力し、電流ベクトルの位相角θｃを求める。そして、位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。
【００８２】
ただし、速度指令ω＊の積分値θ＊が機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。
【００８３】
なお、余弦演算器８としては、図１７に示した構成に限らず、例えば図１８に示す構成を採用することもできる。すなわち、図１８に示す余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、速度指令ω＊の積分値θ＊および回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅演算器７９へ入力することにより電流振幅値を演算する。続いて、各除算器８０、８１で回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算し、その結果をそれぞれ低域通過フィルタＬＰＦ８２、８３に入力して回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ’、Ｉｑｆ’を求める。次に、それらを座標変換器Ｂ４へ入力することにより各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を演算する。
【００８４】
なお、図１８の構成では、座標変換器Ｂ２で得られる回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算したが、これに限らず、例えば入力した回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを電流振幅値で除算した後に、座標変換器Ｂ２に入力するようにしてもよい。
【００８５】
以上のように、この実施の形態６では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および積分器１１で得られる速度指令ω＊の積分値θ＊を用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するので、実際の各検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づくフィードバック制御となり、実施の形態４、５の場合よりも一層精度の高い電圧誤差補正を行うことが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態４と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００８６】
上記の実施の形態４〜６では、電力変換器１から回転電機２に交流電力が供給されることを前提として説明したが、これらの各実施の形態４〜６の構成は、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを直接に検出する位置検出手段５が不要であるため、電力変換器１に誘導性負荷（例えば、変圧器、照明、ＩＨクッキングヒータ）を接続した場合も適用することが可能である。
【００８７】
すなわち、電力変換器１に回転電機２に代えて誘導性負荷を接続する場合、実施の形態４〜６の構成に対して、積分器１１に与えられる回転電機の速度指令ω＊を周波数指令ｆ＊に変更し、回転電機制御手段４は、周波数指令ｆ＊に基づいて誘導性負荷を所望の状態に駆動制御するための三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する負荷制御手段（特許請求の範囲の電圧指令演算手段に相当）として構成する。また、電流検出手段３は、誘導性負荷に流れる電流を負荷電流として検出する。電圧加算手段１０および補正電圧演算手段６の構成は、実施の形態４〜６の場合と同様の構成とする。このようにすることにより、電力変換器１に誘導性負荷が接続された場合でも実現することが可能となる。
【符号の説明】
【００８８】
１  電力変換器、２  回転電機（誘導性負荷）、３  電流検出手段、
４  回転電機制御手段（電圧指令演算手段）、５  位置検出手段、
６  補正電圧演算手段、７  振幅演算器、８  余弦演算器、９  補正電圧演算器、
１０  電圧加算手段、１１  積分器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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