(57)【要約】【課題】複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置において、デバイスのオン電圧降下を出力電圧等に対して補償する際に、精度良く且つ容易に補償できるようにする。【解決手段】電力変換装置において、逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）（例えばインバータ回路）と、電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、を設ける。そして、制御部（10）によって、電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正する。【選択図】図１
2011050234.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）と、
前記電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、
を備え、
前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、前記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の電力変換装置において、
上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２の電力変換装置において、
それぞれのスイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のうちの何れか１つの電力変換装置において、
前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルに基づいて、前記補正を行うことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、該スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御部と、を備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要がある家電機器や産業機器などに広く用いられている。
【０００３】
ところで、上記電力変換装置では、一般的に、スイッチング素子に対して逆並列に還流ダイオードが接続されている。これらのスイッチング素子や還流ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下によって、実際の出力電圧は電圧指令に対して誤差を生じている。その結果、出力電流やトルクに歪みが生じることになる。
【０００４】
これに対し、例えば特許文献１のように、デバイスのオン電圧降下を考慮してインバータの電圧指令を決める方法などが考えられている。なお、この特許文献１では、インバータ回路内で直列に接続される一対のスイッチング素子が同時期にオンにならないように設定されるデッドタイムの影響も考慮して、上記オン電圧降下の補償を行うようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−６４９４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上述のように、一般的なインバータ回路では、各スイッチング素子に対して逆並列に還流ダイオードが接続されているため、これらのデバイスに電流が流れるタイミングや電流量は、デューティ比や電流の極性、デバイスの特性などによって変化する。よって、オン電圧降下の補償を精度良く行うためには、これらの諸条件を考慮して、各デバイスでオン電圧降下を求める必要があり、制御が非常に複雑になってしまう。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置において、デバイスのオン電圧降下を出力電圧等に対して補償する際に、精度良く且つ容易に補償できるような構成を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記の課題を解決するため、第１の発明は、
逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）と、
前記電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、
を備え、
前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、前記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正することを特徴とする。
【０００９】
この構成では、スイッチング素子（Sp,Sn）に逆方向電流を流すことができるため、インバータ回路（4）内で発生するデバイスのオン電圧降下は、該スイッチング素子（Sp,Sn）で発生するオン電圧降下のみになる。したがって、インバータ回路（4）内のオン電圧降下を容易に求めることができ、出力電圧等に対してオン電圧降下の補償を容易に行うことができる。そして、オン時間が、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下が考慮されて補正されるので、インバータ回路（4）の出力電圧は、オン電圧降下分の誤差を低減できる。したがって、インバータ回路（4）の出力電圧に対して上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分を補償して、所望の電圧を出力することが可能になる。
【００１０】
また、第２の発明は、
第１の発明の電力変換装置において、
上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする。
【００１１】
この構成では、逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を容易に構成することが可能になる。
【００１２】
また、第３の発明は、
第１又は第２の発明の電力変換装置において、
それぞれのスイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする。
【００１３】
この構成では、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子の内部に寄生ダイオードが形成される場合でも、ダイオードの立ち上がり電圧は、Ｓｉからなるスイッチング素子内の寄生ダイオードの立ち上がり電圧に比べて大きくなる。そのため、Ｓｉからなるスイッチング素子で電力変換装置を構成した場合と比べ、スイッチング素子（Sp,Sn）のみに流すことができる電流の範囲が拡がる。
【００１４】
また、第４の発明は、
第１から第３の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルに基づいて、前記補正を行うことを特徴とする。
【００１５】
この構成では、オン電圧降下は、スイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに応じて、補正量を設定することが可能になる。
【発明の効果】
【００１６】
第１の発明によれば、オン電圧降下分の誤差を低減できるので、出力電圧等に対するオン電圧降下の補償を精度良く且つ容易に行うことが可能になる。
【００１７】
また、第２の発明によれば、前記発明の構成を容易に実現して、オン電圧降下の補償を精度良く且つ容易に行うことが可能になる。
【００１８】
また、第３の発明によれば、スイッチング素子（Sp,Sn）のみに流すことができる電流の範囲が拡がるので、補償できる出力電流の範囲が拡がる。
【００１９】
また、第４の発明によれば、オン電圧降下がスイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに依存する場合に、出力電圧の補正を精度よく行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、インバータ回路内の１組の上下アームの動作を示す図である。
【図３】図３は、電圧指令に対するオン信号の波形及び出力電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図４】図４は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとの立ち上がり電圧の違いを模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
【００２２】
《実施形態１》
−電力変換装置の全体構成−
図１に本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）を示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）とコンデンサ回路（3）とインバータ回路（4）とを備えている。なお、上記電力変換装置（1）は、例えば空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（5）（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。ここで、空気調和装置の冷媒回路は、特に図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路を構成するように接続されてなり、冷媒が循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うように構成されている。この冷媒回路によって、冷房運転では、蒸発器で冷却された空気が室内へ供給され、暖房運転では、凝縮器で加熱された空気が室内へ供給される。
【００２３】
上記コンバータ回路（2）は、複数のダイオード（2a）を備えていて、商用電源（6）から出力される交流電力を整流するように構成されている。特に図示しないが、上記コンバータ回路（2）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のダイオード（2a）がブリッジ状に接続されて整流回路を構成している。なお、本実施形態では、上記コンバータ回路（2）を複数のダイオード（2a）によって構成しているが、この限りではなく、スイッチング素子によって構成し、交流電力を直流電力に整流するように該スイッチング素子を制御してもよい。
【００２４】
上記コンデンサ回路（3）は、上記コンバータ回路（2）の出力側に並列に接続されるコンデンサ（3a）を備えている。このコンデンサ回路（3）を設けることによって、上記コンバータ回路（2）で整流された電圧を平滑化することができる。これにより、上記インバータ回路（4）側に直流電力を安定して供給することができる。
【００２５】
上記インバータ回路（4）は、上記コンバータ回路（2）に対して上記コンデンサ回路（3）とともに並列に接続されている。このインバータ回路（4）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のスイッチング素子（S）がブリッジ結線されてなる。すなわち、特に図示しないが、上記インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子（S,S）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグが並列に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（S）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、モータ（5）へ供給する。
【００２６】
上記スイッチング素子（S）は、ＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴなどのユニポーラ素子であり、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体からなる。また、上記スイッチング素子（S）は、逆方向にも導通可能に構成されている。
【００２７】
ここで、本実施形態では、上記各スイッチング素子（S）に対して、ダイオード（D）が逆並列に接続されていて、該スイッチング素子（S）とダイオード（D）とによって、スイッチング部（4a）が構成されている。また、本実施形態では、上記ダイオード（D）は、該スイッチング素子（S）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードによって構成される。
【００２８】
また、上記電力変換装置（1）は、スイッチング制御部（11）と、インバータ制御部（15）とを備えている。スイッチング制御部（11）は、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）に対して所定のタイミングでオン信号Ｇｐ、Ｇｎ（ゲート駆動信号）を出力する。また、インバータ制御部（15）は、該スイッチング制御部（11）に対して電圧指令Ｖo*（指令信号）を出力する。すなわち、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）は、インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo*に基づいてオンオフ動作を行うように構成されている。なお、この電圧指令は、図３に示すように、キャリア周期の単位時間Ｔに対して所定の出力期間Ｔonでオンとなるような信号波形を有している（図３の場合、特に図示しないが、キャリア周期の単位時間Ｔ当たりの平均電圧はＶ*となる。以下、このＶ*を単に電圧指令Ｖo*における平均電圧と呼ぶ。）。
【００２９】
上記スイッチング制御部（11）とインバータ制御部（15）とは、制御部（10）を構成している。この制御部（10）は、本発明の制御部の一例である。
【００３０】
上記スイッチング制御部（11）は、上記インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo*に基づいて、各スイッチング素子（S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力するタイミングを決めるように構成されている。このスイッチング制御部（11）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）のいずれか一方のみがオンになるように、該２つのスイッチング素子（S,S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力する。すなわち、上記スイッチング制御部（11）は、２つのスイッチング素子（S,S）に対し、上記電圧指令Ｖo*に応じたオン出力設定時間Ｔp*を設定する。なお、本来であれば、上記スイッチング制御部（11）は、上記２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるデッドタイムを設けるように構成されているが、本実施形態では、説明の簡略化のために、デッドタイムについては無視する。すなわち、２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるデッドタイムの期間では、スイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れて、該ダイオード（D）によるオン電圧降下が発生するが、この期間はごく短時間であり、ダイオード（D）のオン電圧降下による影響はほとんどないため、ここではデッドタイムを無視する。
【００３１】
上記インバータ制御部（15）は、インバータ回路（4）によって駆動される電動機（5）に対する負荷の要求や、上記電動機（5）を回転子の回転位置を検出することなく制御するために必要な情報（インバータ回路（4）の出力電流ｉや直流電圧Ｖdc、オン設定時間Ｔp*）などを信号として受信し、これらの信号に基づいて上記スイッチング制御部（11）へ電圧指令Ｖo*を出力するように構成されている。また、このインバータ制御部（15）は、スイッチング素子（S）のオン電圧降下を考慮して上記電圧指令Ｖo*を補正するように構成されている。
【００３２】
ここで、上記インバータ制御部（15）は、上記電動機（5）の回転子の回転位置をセンサレスで検出するために必要な出力電圧演算値Ｖ’を計算する出力電圧演算部（16）を備えている。この出力電圧演算部（16）では、電圧指令Ｖo*から定まるオン信号の出力期間Ｔon（以下、オン時間ともいう）によって設定されるオン出力設定時間Ｔp*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp*／Ｔ×Ｖdcによって出力電圧演算値Ｖ’を算出するように構成されている。なお、この出力電圧演算値Ｖ’は、キャリア周期Ｔ当たりの平均電圧であり、検出値且つ瞬時値である出力電圧Ｖoとは異なる。
【００３３】
さらに、上記インバータ制御部（15）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）の一方のスイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れる際に、該スイッチング素子（S）に対してオン信号を出力してオン状態にするように構成されている。すなわち、この電力変換装置（1）では、同期整流を行うのである。このようなスイッチング制御を行うことにより、スイッチング素子（S）側に逆方向電流を流すことができるため、ダイオード（D）側に逆方向電流を流す場合に比べて、損失の低減を図ることができる。
【００３４】
−オン電圧補償−
次に、インバータ回路（4）の出力電圧に対するオン電圧降下の補償（オン電圧補償）について説明する。なお、以下の説明では、説明簡略化のために、図２に示すように、直流電源としてのコンデンサ（3a）と、直列に接続された２つのスイッチング素子と、からなる回路を用いて説明する。なお、２つのスイッチング素子を区別するために、以下の説明において、各スイッチング素子の符号はSp，Snとする。
【００３５】
ここで、上記図２に示す回路では、直列に接続されたスイッチング素子（Sp,Sn）に対して、それぞれ、逆並列にダイオード（Dp,Dn）が接続されている。スイッチング素子（Sp,Sn）とダイオード（Dp,Dn）とによって、それぞれ、スイッチング部（4a,4a）が構成されている。そして、これらのスイッチング部（4a,4a）の中点が、図示しない負荷に接続されている。なお、上記図２中における符号ｇp,ｇnは、それぞれ、スイッチング素子（Sp,Sn）のゲート端子を示している。
【００３６】
上記図２の回路において、上記インバータ制御部（15）から図３に示すような電圧指令Ｖo*が上記スイッチング制御部（11）に入力されると、該スイッチング制御部（11）では、スイッチング素子（Sp,Sn）に対して該電圧指令Ｖo*に応じたオン信号Ｇp、Ｇn（ゲート駆動信号）を出力する。このようなオン信号Ｇpをスイッチング素子（Sp）に対して入力して該スイッチング素子（Sp）をオンにすると、例えば上記図２の回路で出力電流ｉが負荷側へ流れる場合（この場合をｉ＞０とする）には、該スイッチング素子（Sp）に電流が流れるため、出力電圧Ｖo（下アームのスイッチング素子（Sn）の被制御端子間の電圧に相当）は、コンデンサ（3a）の電圧Ｖdcから該スイッチング素子（Sp）のオン電圧降下分Ｖsを引いたＶdc−Ｖsとなる。一方、上記スイッチング素子（Sp）をオフにして下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に逆方向電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分に相当する−Ｖsとなる。
【００３７】
ここで、スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間とは、制御端子（例えばゲート端子）によって電流の導通及び非導通が切り換えられるスイッチング素子（Sp,Sn）の両端子間（例えば、ＭＯＳＦＥＴではドレイン−ソース間）を意味する。
【００３８】
一方、ｉ＜０の場合（出力電流ｉが上記図２の回路内へ流れ込む場合）には、上アームのスイッチング素子（Sp）をオンにすると、該スイッチング素子（Sp）に逆方向電流が流れて、オン電圧降下が生じるため、出力電圧Ｖoは、Ｖdc＋Ｖsとなる。また、下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に順方向電流が流れるため、出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分であるＶsとなる。
【００３９】
このように、ダイオード（Dn）に電流が流れるタイミングで、該ダイオード（Dn）よりも導通時の損失が少ないスイッチング素子（Sn）側に電流を流すような制御を行うことにより、インバータ回路（4）の損失低減を図れる。
【００４０】
そして、上述のように、デューティや電流極性に関係なく、インバータ回路（4）内のスイッチング素子（Sp,Sn）のみに電流を流すことにより、図３に示すように、出力電圧Ｖoにおけるデバイスのオン電圧降下分は、上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけとなる。
【００４１】
すなわち、下式に示すように、実際の出力電圧におけるキャリア周期の単位時間Ｔ当たりの電圧Ｖ（以下、単に平均出力電圧Ｖという。）は、電圧指令Ｖo*における平均電圧に対して、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ誤差が生じる。ただし、上述のとおり、平均出力電圧Ｖに対するデッドタイムの影響は無視する。
【００４２】
ｉ＞０の場合
【００４３】
【数１】
2011050234.tif 000003
【００４４】
ｉ＜０の場合
【００４５】
【数２】
2011050234.tif 000004
【００４６】
これに対し、本実施形態では、電圧指令を決定する際に、インバータ制御部（15）において、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮する。具体的には、ｉ＞０の場合には、上記（１）式及び図３に示すように、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ出力電圧が小さくなるため、その分を考慮し、目標とする電圧指令Ｖo*から決まるオン信号の出力期間ＴonにＶs／Ｖdc×Ｔを足して、オン出力設定時間Ｔp*（オン電圧降下を考慮したオン信号の出力時間）が、
【００４７】
【数３】
2011050234.tif 000005
【００４８】
となるような電圧指令を出力すると、
【００４９】
【数４】
2011050234.tif 000006
【００５０】
となる。
【００５１】
一方、ｉ＜０の場合にも、上記（２）式及び図３に示すように、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ出力電圧が大きくなるため、その分を考慮し、目標とする電圧指令Ｖo*から決まるオン信号の出力期間ＴonからＶs／Ｖdc×Ｔを引いて、オン出力設定時間Ｔp*が、
【００５２】
【数５】
2011050234.tif 000007
【００５３】
となるような電圧指令を出力すると、
【００５４】
【数６】
2011050234.tif 000008
【００５５】
となる。
【００５６】
このような補償によって、平均出力電圧Ｖを電圧指令Ｖo*における平均電圧と一致させることができる。すなわち、本実施形態の制御部（10）は、インバータ回路（4）の出力電圧から定まる各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下（Vs）に基づいて補正している。
【００５７】
ここで、上述のように、精度の良いオン電圧補償を容易に行うためには、スイッチング素子（Sp,Sn）側にのみ電流を流すのが望ましい。その場合には、スイッチング部（4a）にかかる電圧が、ダイオード（Dp,Dn）がオン状態になる立ち上がり電圧よりも低いことが条件となる。すなわち、図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子には、立ち上がり電圧がほとんどないのに対し、ＳｉからなるＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードやＳｉＣからなる還流ダイオード（ＳＢＤ）には、通常、１Ｖ程度の立ち上がり電圧が存在する。そのため、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードやＳｉＣのＳＢＤを備えたインバータ回路では、ダイオード（Dp,Dn）側に電流が流れない範囲、すなわち、オン電圧降下が１Ｖまでの範囲（電流では１／Ｒon（オン抵抗）以下の範囲）でしか上述のようなオン電圧補償が適用できない。
【００５８】
これに対し、本実施形態では、スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、還流ダイオードの代わりに該スイッチング素子（Sp,Sn）のチップ内に形成される寄生ダイオードを用いている。そのため、本実施形態では、上記図４に示すように、ダイオードの立ち上がり電圧を大きくすることができ、その分、オン電圧補償の適用範囲を拡大することができる。例えば、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子（Sp,Sn）のチップ内に形成される寄生ダイオードの立ち上がり電圧は、一般的に、３Ｖ程度であり、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードやＳｉＣのＳＢＤの立ち上がり電圧の約３倍であるため、その分、オン電圧補償の適用範囲が拡がる。
【００５９】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、インバータ回路（4）内でスイッチング素子（Sp,Sn）に逆方向電流が流れるように該スイッチング素子（Sp,Sn）を制御することで、デューティや電流極性に関係なく、インバータ回路（4）内でのデバイスのオン電圧降下を、スイッチング素子（Sp,Sn）によるオン電圧降下のみにすることができる。これにより、デューティや電流極性に関係なく、上記インバータ回路（4）内でのオン電圧降下を精度良く且つ容易に把握することができ、該オン電圧降下に基づいて精度の良いオン電圧補償を容易に行うことができる。
【００６０】
また、スイッチング制御部（11）において、電圧指令を決定する際に、上記オン電圧降下を考慮することにより、平均出力電圧Ｖを電圧指令Ｖo*における平均電圧と一致させることができる。これにより、上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下による出力電圧の誤差を低減することができる。
【００６１】
さらに、上記スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、且つ、ダイオード（Dp,Dn）を寄生ダイオードとすることで、Ｓiによって構成されるスイッチング素子の寄生ダイオードやワイドバンドギャップ半導体によって構成される還流ダイオードを備えた回路構成に比べて、本実施形態のようなオン電圧補償の適用可能範囲を拡大することができる。
【００６２】
《関連技術》
以下で、本発明の関連技術について説明する。この関連技術は、インバータ制御部（15）の出力電圧演算部（16）の構成及びオン電圧補償の方法が上記実施形態１とは異なる。以下の説明において、実施形態１と同一の部分には同一の符号を付して、異なる部分についてのみ説明する。
【００６３】
具体的には、本関連技術における出力電圧演算部（16）では、電圧指令におけるオン信号の出力期間Ｔonによって設定されるオン出力設定時間Ｔp*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp*／Ｔ×Ｖdcによって算出される出力電圧演算値に、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮するように構成されている。すなわち、上記出力電圧演算部（16）では、下式のように、ｉ＞０の場合には上記出力電圧演算値Ｔp*／Ｔ×Ｖdcからオン電圧降下分Ｖsを引いて、ｉ＜０の場合には上記出力電圧演算値Ｔp*／Ｔ×Ｖdcにオン電圧降下分Ｖsを足すことにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を算出する。
【００６４】
ｉ＞０の場合
【００６５】
【数７】
2011050234.tif 000009
【００６６】
ｉ＜０の場合
【００６７】
【数８】
2011050234.tif 000010
【００６８】
このようにして求められた出力電圧演算値Ｖ’は、例えば位置センサを用いずにモータの回転制御を行うセンサレス制御などに用いられる。したがって、上述のように、実際の出力電圧Ｖと同じ値を算出できるような精度の高い計算方法を用いることにより、モータを精度良く制御することが可能となる。
【００６９】
−関連技術の効果−
以上より、この関連技術によれば、出力電圧を計算によって求める際に、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮することにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を求めることができ、出力電圧の計算精度の向上を図れる。
【００７０】
したがって、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下の影響によって、電圧指令Ｖo*における平均電圧Ｖ*に対して実際の平均出力電圧Ｖに誤差が生じても、出力電圧演算値Ｖ’を精度良く求めることができるため、該出力電圧演算値Ｖ’を用いてモータを精度良く制御することができる。
【００７１】
《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【００７２】
上記各実施形態では、ダイオード（Dp,Dn）としてスイッチング素子（Sp,Sn）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードを用いているが、この限りではなく、該スイッチング素子（Sp,Sn）を、逆方向にも導通可能なＪＦＥＴによって構成して、該スイッチング素子（Sp,Sn）に逆並列に接続するダイオードを省略してもよい。このようなダイオードがない場合のスイッチングの制御方法としては、スイッチング素子（S）に逆方向の電流が流れる所定のタイミングで、該スイッチング素子（S）をオン状態にする。
【００７３】
また、上記実施形態１では、インバータ制御部（15）でスイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下を考慮して電圧指令を出力するようにしているが、この限りではなく、スイッチング制御部（11）でオン信号の出力時間を決める際に上記オン電圧降下を考慮してもよい。
【００７４】
また、本発明は、前記のインバータ回路の他にも、種々の電力変換方式に適用できる。例えば、本発明は、コンバータ回路についても適用できる。
【００７５】
また、本発明は、センサレス制御の電力変換装置には限定されない。センサを用いてモータの回転位置を検出する場合にも適用できる。
【００７６】
また、オン電圧降下は、スイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに依存するので、該依存性を考慮して出力電圧の補正を行うようにしてもよい。例えば、前記インバータ回路（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルを制御部（10）に設け、該制御部（10）が、そのテーブルに基づいて、出力電圧の補正を行うようにすればよい。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【００７８】
１      電力変換装置
３      コンデンサ回路
３ａ    コンデンサ
４      インバータ回路
４ａ    スイッチング部
５      電動機
１０      制御部
１１      スイッチング制御部
１５      インバータ制御部
１６      出力電圧演算部
Ｓ、Ｓｐ、Ｓｎ  スイッチング素子
Ｄ、Ｄｐ、Ｄｎ  ダイオード
ｇｐ、ｇｎ  ゲート端子
【図１】
2011050234.tif 000011
【図２】
2011050234.tif 000012
【図３】
2011050234.tif 000013
【図４】
2011050234.tif 000014
【手続補正書】
【提出日】平成22年12月20日(2010.12.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、該スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御部と、を備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要がある家電機器や産業機器などに広く用いられている。
【０００３】
ところで、上記電力変換装置では、一般的に、スイッチング素子に対して逆並列に還流ダイオードが接続されている。これらのスイッチング素子や還流ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下によって、実際の出力電圧は電圧指令に対して誤差を生じている。その結果、出力電流やトルクに歪みが生じることになる。
【０００４】
これに対し、例えば特許文献１のように、デバイスのオン電圧降下を考慮してインバータの電圧指令を決める方法などが考えられている。なお、この特許文献１では、インバータ回路内で直列に接続される一対のスイッチング素子が同時期にオンにならないように設定されるデッドタイムの影響も考慮して、上記オン電圧降下の補償を行うようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−６４９４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上述のように、一般的なインバータ回路では、各スイッチング素子に対して逆並列に還流ダイオードが接続されているため、これらのデバイスに電流が流れるタイミングや電流量は、デューティ比や電流の極性、デバイスの特性などによって変化する。よって、オン電圧降下の補償を精度良く行うためには、これらの諸条件を考慮して、各デバイスでオン電圧降下を求める必要があり、制御が非常に複雑になってしまう。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置において、デバイスのオン電圧降下を出力電圧等に対して補償する際に、精度良く且つ容易に補償できるような構成を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記の課題を解決するため、第１の発明は、
逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）と、
前記電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、
を備え、
前記制御部（10）は、電流の還流時に所定のスイッチング素子（Sn）を逆導通させて該スイッチング素子（Sn）で電流が還流するように、前記電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、前記スイッチング素子（Sp,Sn）のみのオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正することを特徴とする。
【０００９】
この構成では、スイッチング素子（Sp,Sn）に逆方向電流を流すことができるため、インバータ回路（4）内で発生するデバイスのオン電圧降下は、該スイッチング素子（Sp,Sn）で発生するオン電圧降下のみになる。したがって、インバータ回路（4）内のオン電圧降下を容易に求めることができ、出力電圧等に対してオン電圧降下の補償を容易に行うことができる。そして、オン時間が、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下が考慮されて補正されるので、インバータ回路（4）の出力電圧は、オン電圧降下分の誤差を低減できる。したがって、インバータ回路（4）の出力電圧に対して上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分を補償して、所望の電圧を出力することが可能になる。
【００１０】
また、第２の発明は、
第１の発明の電力変換装置において、
上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする。
【００１１】
この構成では、逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を容易に構成することが可能になる。
【００１２】
また、第３の発明は、
第１又は第２の発明の電力変換装置において、
それぞれのスイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする。
【００１３】
この構成では、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子の内部に寄生ダイオードが形成される場合でも、ダイオードの立ち上がり電圧は、Ｓｉからなるスイッチング素子内の寄生ダイオードの立ち上がり電圧に比べて大きくなる。そのため、Ｓｉからなるスイッチング素子で電力変換装置を構成した場合と比べ、スイッチング素子（Sp,Sn）のみに流すことができる電流の範囲が拡がる。
【００１４】
また、第４の発明は、
第１から第３の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルに基づいて、前記補正を行うことを特徴とする。
【００１５】
この構成では、オン電圧降下は、スイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに応じて、補正量を設定することが可能になる。
【発明の効果】
【００１６】
第１の発明によれば、オン電圧降下分の誤差を低減できるので、出力電圧等に対するオン電圧降下の補償を精度良く且つ容易に行うことが可能になる。
【００１７】
また、第２の発明によれば、前記発明の構成を容易に実現して、オン電圧降下の補償を精度良く且つ容易に行うことが可能になる。
【００１８】
また、第３の発明によれば、スイッチング素子（Sp,Sn）のみに流すことができる電流の範囲が拡がるので、補償できる出力電流の範囲が拡がる。
【００１９】
また、第４の発明によれば、オン電圧降下がスイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに依存する場合に、出力電圧の補正を精度よく行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、インバータ回路内の１組の上下アームの動作を示す図である。
【図３】図３は、電圧指令に対するオン信号の波形及び出力電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図４】図４は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとの立ち上がり電圧の違いを模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
【００２２】
《実施形態１》
−電力変換装置の全体構成−
図１に本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）を示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）とコンデンサ回路（3）とインバータ回路（4）とを備えている。なお、上記電力変換装置（1）は、例えば空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（5）（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。ここで、空気調和装置の冷媒回路は、特に図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路を構成するように接続されてなり、冷媒が循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うように構成されている。この冷媒回路によって、冷房運転では、蒸発器で冷却された空気が室内へ供給され、暖房運転では、凝縮器で加熱された空気が室内へ供給される。
【００２３】
上記コンバータ回路（2）は、複数のダイオード（2a）を備えていて、商用電源（6）から出力される交流電力を整流するように構成されている。特に図示しないが、上記コンバータ回路（2）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のダイオード（2a）がブリッジ状に接続されて整流回路を構成している。なお、本実施形態では、上記コンバータ回路（2）を複数のダイオード（2a）によって構成しているが、この限りではなく、スイッチング素子によって構成し、交流電力を直流電力に整流するように該スイッチング素子を制御してもよい。
【００２４】
上記コンデンサ回路（3）は、上記コンバータ回路（2）の出力側に並列に接続されるコンデンサ（3a）を備えている。このコンデンサ回路（3）を設けることによって、上記コンバータ回路（2）で整流された電圧を平滑化することができる。これにより、上記インバータ回路（4）側に直流電力を安定して供給することができる。
【００２５】
上記インバータ回路（4）は、上記コンバータ回路（2）に対して上記コンデンサ回路（3）とともに並列に接続されている。このインバータ回路（4）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のスイッチング素子（S）がブリッジ結線されてなる。すなわち、特に図示しないが、上記インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子（S,S）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグが並列に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（S）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、モータ（5）へ供給する。
【００２６】
上記スイッチング素子（S）は、ＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴなどのユニポーラ素子であり、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体からなる。また、上記スイッチング素子（S）は、逆方向にも導通可能に構成されている。
【００２７】
ここで、本実施形態では、上記各スイッチング素子（S）に対して、ダイオード（D）が逆並列に接続されていて、該スイッチング素子（S）とダイオード（D）とによって、スイッチング部（4a）が構成されている。また、本実施形態では、上記ダイオード（D）は、該スイッチング素子（S）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードによって構成される。
【００２８】
また、上記電力変換装置（1）は、スイッチング制御部（11）と、インバータ制御部（15）とを備えている。スイッチング制御部（11）は、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）に対して所定のタイミングでオン信号Ｇｐ、Ｇｎ（ゲート駆動信号）を出力する。また、インバータ制御部（15）は、該スイッチング制御部（11）に対して電圧指令Ｖo*（指令信号）を出力する。すなわち、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）は、インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo*に基づいてオンオフ動作を行うように構成されている。なお、この電圧指令は、図３に示すように、キャリア周期の単位時間Ｔに対して所定の出力期間Ｔonでオンとなるような信号波形を有している（図３の場合、特に図示しないが、キャリア周期の単位時間Ｔ当たりの平均電圧はＶ*となる。以下、このＶ*を単に電圧指令Ｖo*における平均電圧と呼ぶ。）。
【００２９】
上記スイッチング制御部（11）とインバータ制御部（15）とは、制御部（10）を構成している。この制御部（10）は、本発明の制御部の一例である。
【００３０】
上記スイッチング制御部（11）は、上記インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo*に基づいて、各スイッチング素子（S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力するタイミングを決めるように構成されている。このスイッチング制御部（11）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）のいずれか一方のみがオンになるように、該２つのスイッチング素子（S,S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力する。すなわち、上記スイッチング制御部（11）は、２つのスイッチング素子（S,S）に対し、上記電圧指令Ｖo*に応じたオン出力設定時間Ｔp*を設定する。なお、本来であれば、上記スイッチング制御部（11）は、上記２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるデッドタイムを設けるように構成されているが、本実施形態では、説明の簡略化のために、デッドタイムについては無視する。すなわち、２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるデッドタイムの期間では、スイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れて、該ダイオード（D）によるオン電圧降下が発生するが、この期間はごく短時間であり、ダイオード（D）のオン電圧降下による影響はほとんどないため、ここではデッドタイムを無視する。
【００３１】
上記インバータ制御部（15）は、インバータ回路（4）によって駆動される電動機（5）に対する負荷の要求や、上記電動機（5）を回転子の回転位置を検出することなく制御するために必要な情報（インバータ回路（4）の出力電流ｉや直流電圧Ｖdc、オン設定時間Ｔp*）などを信号として受信し、これらの信号に基づいて上記スイッチング制御部（11）へ電圧指令Ｖo*を出力するように構成されている。また、このインバータ制御部（15）は、スイッチング素子（S）のオン電圧降下を考慮して上記電圧指令Ｖo*を補正するように構成されている。
【００３２】
ここで、上記インバータ制御部（15）は、上記電動機（5）の回転子の回転位置をセンサレスで検出するために必要な出力電圧演算値Ｖ’を計算する出力電圧演算部（16）を備えている。この出力電圧演算部（16）では、電圧指令Ｖo*から定まるオン信号の出力期間Ｔon（以下、オン時間ともいう）によって設定されるオン出力設定時間Ｔp*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp*／Ｔ×Ｖdcによって出力電圧演算値Ｖ’を算出するように構成されている。なお、この出力電圧演算値Ｖ’は、キャリア周期Ｔ当たりの平均電圧であり、検出値且つ瞬時値である出力電圧Ｖoとは異なる。
【００３３】
さらに、上記インバータ制御部（15）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）の一方のスイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れる際に、該スイッチング素子（S）に対してオン信号を出力してオン状態にするように構成されている。すなわち、この電力変換装置（1）では、同期整流を行うのである。このようなスイッチング制御を行うことにより、スイッチング素子（S）側に逆方向電流を流すことができるため、ダイオード（D）側に逆方向電流を流す場合に比べて、損失の低減を図ることができる。
【００３４】
−オン電圧補償−
次に、インバータ回路（4）の出力電圧に対するオン電圧降下の補償（オン電圧補償）について説明する。なお、以下の説明では、説明簡略化のために、図２に示すように、直流電源としてのコンデンサ（3a）と、直列に接続された２つのスイッチング素子と、からなる回路を用いて説明する。なお、２つのスイッチング素子を区別するために、以下の説明において、各スイッチング素子の符号はSp，Snとする。
【００３５】
ここで、上記図２に示す回路では、直列に接続されたスイッチング素子（Sp,Sn）に対して、それぞれ、逆並列にダイオード（Dp,Dn）が接続されている。スイッチング素子（Sp,Sn）とダイオード（Dp,Dn）とによって、それぞれ、スイッチング部（4a,4a）が構成されている。そして、これらのスイッチング部（4a,4a）の中点が、図示しない負荷に接続されている。なお、上記図２中における符号ｇp,ｇnは、それぞれ、スイッチング素子（Sp,Sn）のゲート端子を示している。
【００３６】
上記図２の回路において、上記インバータ制御部（15）から図３に示すような電圧指令Ｖo*が上記スイッチング制御部（11）に入力されると、該スイッチング制御部（11）では、スイッチング素子（Sp,Sn）に対して該電圧指令Ｖo*に応じたオン信号Ｇp、Ｇn（ゲート駆動信号）を出力する。このようなオン信号Ｇpをスイッチング素子（Sp）に対して入力して該スイッチング素子（Sp）をオンにすると、例えば上記図２の回路で出力電流ｉが負荷側へ流れる場合（この場合をｉ＞０とする）には、該スイッチング素子（Sp）に電流が流れるため、出力電圧Ｖo（下アームのスイッチング素子（Sn）の被制御端子間の電圧に相当）は、コンデンサ（3a）の電圧Ｖdcから該スイッチング素子（Sp）のオン電圧降下分Ｖsを引いたＶdc−Ｖsとなる。一方、上記スイッチング素子（Sp）をオフにして下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に逆方向電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分に相当する−Ｖsとなる。
【００３７】
ここで、スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間とは、制御端子（例えばゲート端子）によって電流の導通及び非導通が切り換えられるスイッチング素子（Sp,Sn）の両端子間（例えば、ＭＯＳＦＥＴではドレイン−ソース間）を意味する。
【００３８】
一方、ｉ＜０の場合（出力電流ｉが上記図２の回路内へ流れ込む場合）には、上アームのスイッチング素子（Sp）をオンにすると、該スイッチング素子（Sp）に逆方向電流が流れて、オン電圧降下が生じるため、出力電圧Ｖoは、Ｖdc＋Ｖsとなる。また、下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に順方向電流が流れるため、出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分であるＶsとなる。
【００３９】
このように、ダイオード（Dn）に電流が流れるタイミングで、該ダイオード（Dn）よりも導通時の損失が少ないスイッチング素子（Sn）側に電流を流すような制御を行うことにより、インバータ回路（4）の損失低減を図れる。
【００４０】
そして、上述のように、デューティや電流極性に関係なく、インバータ回路（4）内のスイッチング素子（Sp,Sn）のみに電流を流すことにより、図３に示すように、出力電圧Ｖoにおけるデバイスのオン電圧降下分は、上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけとなる。
【００４１】
すなわち、下式に示すように、実際の出力電圧におけるキャリア周期の単位時間Ｔ当たりの電圧Ｖ（以下、単に平均出力電圧Ｖという。）は、電圧指令Ｖo*における平均電圧に対して、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ誤差が生じる。ただし、上述のとおり、平均出力電圧Ｖに対するデッドタイムの影響は無視する。
【００４２】
ｉ＞０の場合
【００４３】
【数１】
2011050234.tif 000015
【００４４】
ｉ＜０の場合
【００４５】
【数２】
2011050234.tif 000016
【００４６】
これに対し、本実施形態では、電圧指令を決定する際に、インバータ制御部（15）において、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮する。具体的には、ｉ＞０の場合には、上記（１）式及び図３に示すように、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ出力電圧が小さくなるため、その分を考慮し、目標とする電圧指令Ｖo*から決まるオン信号の出力期間ＴonにＶs／Ｖdc×Ｔを足して、オン出力設定時間Ｔp*（オン電圧降下を考慮したオン信号の出力時間）が、
【００４７】
【数３】
2011050234.tif 000017
【００４８】
となるような電圧指令を出力すると、
【００４９】
【数４】
2011050234.tif 000018
【００５０】
となる。
【００５１】
一方、ｉ＜０の場合にも、上記（２）式及び図３に示すように、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ出力電圧が大きくなるため、その分を考慮し、目標とする電圧指令Ｖo*から決まるオン信号の出力期間ＴonからＶs／Ｖdc×Ｔを引いて、オン出力設定時間Ｔp*が、
【００５２】
【数５】
2011050234.tif 000019
【００５３】
となるような電圧指令を出力すると、
【００５４】
【数６】
2011050234.tif 000020
【００５５】
となる。
【００５６】
このような補償によって、平均出力電圧Ｖを電圧指令Ｖo*における平均電圧と一致させることができる。すなわち、本実施形態の制御部（10）は、インバータ回路（4）の出力電圧から定まる各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下（Vs）に基づいて補正している。
【００５７】
ここで、上述のように、精度の良いオン電圧補償を容易に行うためには、スイッチング素子（Sp,Sn）側にのみ電流を流すのが望ましい。その場合には、スイッチング部（4a）にかかる電圧が、ダイオード（Dp,Dn）がオン状態になる立ち上がり電圧よりも低いことが条件となる。すなわち、図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子には、立ち上がり電圧がほとんどないのに対し、ＳｉからなるＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードやＳｉＣからなる還流ダイオード（ＳＢＤ）には、通常、１Ｖ程度の立ち上がり電圧が存在する。そのため、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードやＳｉＣのＳＢＤを備えたインバータ回路では、ダイオード（Dp,Dn）側に電流が流れない範囲、すなわち、オン電圧降下が１Ｖまでの範囲（電流では１／Ｒon（オン抵抗）以下の範囲）でしか上述のようなオン電圧補償が適用できない。
【００５８】
これに対し、本実施形態では、スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、還流ダイオードの代わりに該スイッチング素子（Sp,Sn）のチップ内に形成される寄生ダイオードを用いている。そのため、本実施形態では、上記図４に示すように、ダイオードの立ち上がり電圧を大きくすることができ、その分、オン電圧補償の適用範囲を拡大することができる。例えば、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子（Sp,Sn）のチップ内に形成される寄生ダイオードの立ち上がり電圧は、一般的に、３Ｖ程度であり、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードやＳｉＣのＳＢＤの立ち上がり電圧の約３倍であるため、その分、オン電圧補償の適用範囲が拡がる。
【００５９】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、インバータ回路（4）内でスイッチング素子（Sp,Sn）に逆方向電流が流れるように該スイッチング素子（Sp,Sn）を制御することで、デューティや電流極性に関係なく、インバータ回路（4）内でのデバイスのオン電圧降下を、スイッチング素子（Sp,Sn）によるオン電圧降下のみにすることができる。これにより、デューティや電流極性に関係なく、上記インバータ回路（4）内でのオン電圧降下を精度良く且つ容易に把握することができ、該オン電圧降下に基づいて精度の良いオン電圧補償を容易に行うことができる。
【００６０】
また、スイッチング制御部（11）において、電圧指令を決定する際に、上記オン電圧降下を考慮することにより、平均出力電圧Ｖを電圧指令Ｖo*における平均電圧と一致させることができる。これにより、上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下による出力電圧の誤差を低減することができる。
【００６１】
さらに、上記スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、且つ、ダイオード（Dp,Dn）を寄生ダイオードとすることで、Ｓiによって構成されるスイッチング素子の寄生ダイオードやワイドバンドギャップ半導体によって構成される還流ダイオードを備えた回路構成に比べて、本実施形態のようなオン電圧補償の適用可能範囲を拡大することができる。
【００６２】
《関連技術》
以下で、本発明の関連技術について説明する。この関連技術は、インバータ制御部（15）の出力電圧演算部（16）の構成及びオン電圧補償の方法が上記実施形態１とは異なる。以下の説明において、実施形態１と同一の部分には同一の符号を付して、異なる部分についてのみ説明する。
【００６３】
具体的には、本関連技術における出力電圧演算部（16）では、電圧指令におけるオン信号の出力期間Ｔonによって設定されるオン出力設定時間Ｔp*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp*／Ｔ×Ｖdcによって算出される出力電圧演算値に、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮するように構成されている。すなわち、上記出力電圧演算部（16）では、下式のように、ｉ＞０の場合には上記出力電圧演算値Ｔp*／Ｔ×Ｖdcからオン電圧降下分Ｖsを引いて、ｉ＜０の場合には上記出力電圧演算値Ｔp*／Ｔ×Ｖdcにオン電圧降下分Ｖsを足すことにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を算出する。
【００６４】
ｉ＞０の場合
【００６５】
【数７】
2011050234.tif 000021
【００６６】
ｉ＜０の場合
【００６７】
【数８】
2011050234.tif 000022
【００６８】
このようにして求められた出力電圧演算値Ｖ’は、例えば位置センサを用いずにモータの回転制御を行うセンサレス制御などに用いられる。したがって、上述のように、実際の出力電圧Ｖと同じ値を算出できるような精度の高い計算方法を用いることにより、モータを精度良く制御することが可能となる。
【００６９】
−関連技術の効果−
以上より、この関連技術によれば、出力電圧を計算によって求める際に、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮することにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を求めることができ、出力電圧の計算精度の向上を図れる。
【００７０】
したがって、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下の影響によって、電圧指令Ｖo*における平均電圧Ｖ*に対して実際の平均出力電圧Ｖに誤差が生じても、出力電圧演算値Ｖ’を精度良く求めることができるため、該出力電圧演算値Ｖ’を用いてモータを精度良く制御することができる。
【００７１】
《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【００７２】
上記各実施形態では、ダイオード（Dp,Dn）としてスイッチング素子（Sp,Sn）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードを用いているが、この限りではなく、該スイッチング素子（Sp,Sn）を、逆方向にも導通可能なＪＦＥＴによって構成して、該スイッチング素子（Sp,Sn）に逆並列に接続するダイオードを省略してもよい。このようなダイオードがない場合のスイッチングの制御方法としては、スイッチング素子（S）に逆方向の電流が流れる所定のタイミングで、該スイッチング素子（S）をオン状態にする。
【００７３】
また、上記実施形態１では、インバータ制御部（15）でスイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下を考慮して電圧指令を出力するようにしているが、この限りではなく、スイッチング制御部（11）でオン信号の出力時間を決める際に上記オン電圧降下を考慮してもよい。
【００７４】
また、本発明は、前記のインバータ回路の他にも、種々の電力変換方式に適用できる。例えば、本発明は、コンバータ回路についても適用できる。
【００７５】
また、本発明は、センサレス制御の電力変換装置には限定されない。センサを用いてモータの回転位置を検出する場合にも適用できる。
【００７６】
また、オン電圧降下は、スイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに依存するので、該依存性を考慮して出力電圧の補正を行うようにしてもよい。例えば、前記インバータ回路（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルを制御部（10）に設け、該制御部（10）が、そのテーブルに基づいて、出力電圧の補正を行うようにすればよい。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【００７８】
１      電力変換装置
３      コンデンサ回路
３ａ    コンデンサ
４      インバータ回路
４ａ    スイッチング部
５      電動機
１０      制御部
１１      スイッチング制御部
１５      インバータ制御部
１６      出力電圧演算部
Ｓ、Ｓｐ、Ｓｎ  スイッチング素子
Ｄ、Ｄｐ、Ｄｎ  ダイオード
ｇｐ、ｇｎ  ゲート端子
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）と、
前記電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、
を備え、
前記制御部（10）は、電流の還流時に所定のスイッチング素子（Sn）を逆導通させて該スイッチング素子（Sn）で電流が還流するように、前記電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、前記スイッチング素子（Sp,Sn）のみのオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の電力変換装置において、
上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２の電力変換装置において、
それぞれのスイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のうちの何れか１つの電力変換装置において、
前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルに基づいて、前記補正を行うことを特徴とする電力変換装置。