(57)【要約】【課題】光送信機のマッハツェンダ光変調器の、進行波電極の特性インピーダンスおよび位相速度を変更することなく、ドライバの負荷抵抗を低下させる。【解決手段】光送信機のマッハツェンダ光変調器の２本の光導波路は、位相変調部を１本の光導波路につきＮ（Ｎは２以上の自然数）個備えており、  第１の前記光導波路の前記Ｎ個の位相変調部の前記第１の極性を持つ領域それぞれに接続されるＮ本の第１の進行波電極すべての信号入力端が、前記差動ドライバ回路の前記第１の出力と接続され、  第２の前記光導波路の前記Ｎ個の位相変調部の前記第１の極性を持つ領域それぞれに接続されるＮ本の第２の進行波電極すべての信号入力端が、前記差動ドライバ回路の前記第２の出力と接続される光送信機とした。【選択図】図５
2018205343.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力光カプラと、前記入力光カプラにより２分岐された入力光を導波する１対２本の並行する光導波路と、前記光導波路の出力光を結合する出力光カプラとを備えたマッハツェンダ光変調器と、
差動信号対を出力する第１の出力と第２の出力を備えた差動ドライバ回路とからなる光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器の前記２本の光導波路は、光導波路の光進行方向に沿って、其々、第１の極性を持つ領域および第２の極性を持つ領域からなる位相変調部を１本の光導波路につきＮ（Ｎは２以上の自然数）個備えており、
第１の前記光導波路の前記Ｎ個の位相変調部の前記第１の極性を持つ領域それぞれに接続されるＮ本の第１の進行波電極を備え、該第１の進行波電極Ｎ本すべての信号入力端が前記差動ドライバ回路の前記第１の出力と接続され、
第２の前記光導波路の前記Ｎ個の位相変調部の前記第１の極性を持つ領域それぞれに接続されるＮ本の第２の進行波電極を備え、該第２の進行波電極Ｎ本すべての信号入力端が前記差動ドライバ回路の前記第２の出力と接続されること、
を特徴とする光送信機。
【請求項２】
請求項１に記載の光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器の前記位相変調部は、前記光導波路の光進行方向に隣接する位相変調部との間において、光導波路の位置する面内の光進行方向に垂直な方向にクランク状に屈曲する光導波路の屈曲部を有してなり、前記隣接する位相変調部は、前記面内の光進行方向に垂直な方向に偏寄した位置に形成されること、
を特徴とする光送信機。
【請求項３】
請求項１または２に記載の光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器は、
前記第１および第２の光導波路で対応する前記位相変調部の対のそれぞれにおいて、１対ある前記第２の極性を持つ領域が、第１の光導波路と第２の光導波路の間で共通化されて形成されており、
前記第２の極性を持つ領域に接続されるバイアス電極を備えた光変調器であること、
を特徴とする光送信機。
【請求項４】
請求項１または２に記載の光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器は、
前記第１の光導波路の前記第１の極性を持つ領域が、前記第２の光導波路側に形成されており、
前記第２の光導波路の前記第１の極性を持つ領域が、前記第１の光導波路側に形成されており、
前記第１および第２の光導波路で対応する前記位相変調部の対のそれぞれにおいて、前記第１および第２の光導波路で１対備える前記第１の極性を持つ領域は、それぞれ電気的に分離され、
前記第２の極性を持つ領域に接続されるグランド電極を備えた光変調器であること、
を特徴とする光送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信において用いられるマッハツェンダ光変調器とドライバ回路とで構成される光送信機に関する。特に、高速な光送信機を提供する為の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネットを基盤とするサービスの爆発的な進展に伴い、これを支える光通信の大容量化、低電力化への期待はますます高まっている。光通信を行う為には、光信号を送信する光送信機が必要である。光送信機としては、マッハツェンダ光変調器と、それを駆動する為のドライバ回路から構成される光送信機が広く用いられている。
【０００３】
マッハツェンダ光変調器は、入力側の光導波路に入射した光を２つの光導波路（アーム光導波路）に１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝播させた後に、再度合波させて出力する構造を持つ。２つに分岐された光導波路に設けられた位相変調部により、２つの光の位相を変化させることで、合波されるときの光の干渉条件を変え、出力光の強度や位相を変調することができる。マッハツェンダ光変調器は、波長依存性が小さく、原理的に波長チャープ成分が無く、さらに高速であることから光通信に広く用いられている。
【０００４】
位相変調部の光導波路を構成する材料としては、ＬｉＮｂＯ3等の誘電体、ＩｎＰ，ＧａＡｓ，Ｓｉ等の半導体が用いられ、これらの光導波路近傍に配置された電極に変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することで、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。特にＳｉ（シリコン）を光導波路として用いたマッハツェンダ光変調器は、小型集積化が可能であることから、次世代の光送信機への応用に向け、近年研究・開発が盛んに行われている。
【０００５】
Ｓｉ光変調器はＳｉ基板の表面を熱酸化した酸化膜（ＢＯＸ）層上にＳｉの薄膜を張り付けたＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  ｏｎ  Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板から構成され、ＳＯＩ層を光が導波できるようＳｉ薄膜を細線に加工した後、ｐ型・ｎ型の半導体となるようドーパントを注入し、光のクラッド層となるＳｉＯ2の堆積、電極の形成等を行い作製する。このとき、光の導波路は光損失が小さくなるように設計・加工する必要があり、ｐ型・ｎ型のドーピング及び電極の作製は、光の損失発生を小さく抑えるとともに、高速電気信号の反射や損失を小さく抑えるように設計・加工する必要がある。
【０００６】
図１に、従来のＳｉ光変調器の基本となるラテラル型のＰＮ接合を持つ光位相変調部の光導波路の断面構造図を示す。図１では光は紙面垂直方向に伝搬するものとする。このＳｉ光変調器の光導波路は、上下のＳｉＯ2クラッド層１，３に挟まれたＳｉ層２で構成され、図中央の光を閉じ込めるためのＳｉ細線は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造を取っている。
【０００７】
図１のＳｉ層２の中央の厚いＳｉ層２０をコアとして、周囲のＳｉＯ2クラッド層１，３との屈折率差を利用して紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路７を構成する。
【０００８】
光導波路７の両側のスラブ領域２１に高濃度ｐ型半導体層２２、高濃度ｎ型半導体層２３が設けられ、更に光導波路７のコア中央部には中濃度ｐ型半導体層２４、中濃度ｎ型半導体層２５によるｐｎ接合構造が形成されて、図１の左右両端より変調電気信号とバイアスが印加されている。中濃度ｐ型半導体層２４、中濃度ｎ型半導体層２５によるｐｎ接合構造は間にドーピングされていないｉ型（真性）半導体を挟んだｐｉｎ構造としても良い。また、位相変調部はｐｎ接合またはｐｉｎ接合である為、等価的にダイオードとして表すことができ、これを等価ダイオード８として描いている。
【０００９】
なお、以下同様であるが半導体デバイスにおいて一般的に、ｐ型半導体、ｎ型半導体の一方を任意的に第１の極性を持つ領域、他方を第２の極性を持つ領域ということができる。
【００１０】
図１に図示は無いが、両端の高濃度半導体層２２、２３に接する金属電極を設け、金属電極よりｐｎ接合部に、ＲＦ（高周波）の変調電気信号とともに逆バイアス電界（図１では右から左）を印加する。これにより光導波路コア２０内部のキャリア密度を変化させ（キャリアプラズマ効果）、光導波路の屈折率を変えることで、光の位相を変調することができる。導波路寸法はコア／クラッドとなる材料の屈折率に依存するため、一意には決定できないが、図１のような光導波路コア部分２０と両側のスラブ領域２１を備えるリブ型シリコン導波路構造とした場合の一例を挙げると、導波路は、コアが幅４００〜６００（ｎｍ）×高さ１５０〜３００（ｎｍ）、スラブは厚さ５０〜２００（ｎｍ）で長さ数（ｍｍ）程度になる。
【００１１】
大容量な光通信を行うためには、高速な光送信機が必要である。すなわち、高速（広帯域）で動作するマッハツェンダ光変調器に加え、それを駆動するドライバ回路も高速（広帯域）である必要がある。１０Ｇｂｐｓ以上の帯域を持つ広帯域なマッハツェンダ光変調器として、進行波電極型マッハツェンダ光変調器がある。進行波電極は、変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合(位相速度整合)させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う電極である。例えば、非特許文献１は、長さ数ミリメートル程度の進行波型電極を用いたＳｉマッハツェンダ光変調器の報告例である。高速なドライバ回路としては、差動ドライバ回路を用いた報告例が多く、例えば非特許文献２は、ＣＭＯＳプロセスを用いた差動ドライバ回路と、Ｓｉの進行波電極型マッハツェンダ光変調器を組み合わせた光送信機の報告例である。
【００１２】
(シングル電極型マッハツェンダ光変調器）
図２に、一般的な光送信機の構成例として、差動ドライバ回路１００とシングル電極型マッハツェンダ光変調器１１０による構成を示す。差動ドライバ回路１００は、第１の出力１０１と第２の出力１０２を備える。シングル電極型マッハツェンダ光変調器１１０は、入力光カプラ１１１と、それより２分岐された入力光を導波する１対２本の並行する第１のアーム光導波路１１２と第２のアーム光導波路１１３と、それらの出力光を結合する出力光カプラ１１４を備える。
【００１３】
アーム光導波路１１２および１１３に形成された、おのおの第１の極性を持つ領域および第２の極性を持つ領域からなる１対の位相変調部１１５および１１６は、ダイオード記号として図示し、アーム光導波路１１２および１１３に囲まれる側が、アノードであるとしている。この１対の位相変調部１１５および１１６のカソード側には、１対２本の第１の進行波電極１２０および第２の進行波電極１２１が設けられている。進行波電極１２０および１２１の電気信号の入力端が、差動ドライバ回路１００の第１の出力１０１と第２の出力１０２とそれぞれ接続される。そして終端側は、進行波電極１２０および１２１の特性インピーダンスと概ね等しい値を持つ、終端抵抗１２２によってそれぞれ終端され、第１のバイアス電圧１３０に接続される。
【００１４】
位相変調部１１５および１１６のアノード側は、共通のバイアス電極１２３に接続され、第２のバイアス電圧１３１に接続される。位相変調部１１５および１１６のアノード側の２つの半導体領域は同一極性であり同一電位でバイアスされるため、第１のアーム光導波路１１２と第２のアーム光導波路１１３の間で共通化された半導体領域として形成してもよい。第１のバイアス電圧１３０および第２のバイアス電圧１３１は、変調器を構成する材料によって異なるが、それぞれ一定の好適なＤＣバイアスに設定される。例えば図１に示したようなＳｉ光変調器の場合は、ＰＮ接合が逆バイアス状態でなければ、変調速度の劣化を招く。そのため、第１のバイアス電圧１３０と第２のバイアス電圧１３１は、差動ドライバ回路１００の出力する信号の状態にかかわらず、常にＰＮ接合が逆バイアス状態となるように設定される。
【００１５】
説明において、位相変調部１１５および１１６は、カソード側が進行波電極１２０および１２１と接続され、アノード側が、共通のバイアス電極１２３に接続されるとしたが、バイアス電圧を逆にして逆バイアス状態であれば位相変調部１１５および１１６のアノードとカソードを逆向きとしても良い。
【００１６】
(デュアル電極型マッハツェンダ光変調器）
図３に、一般的な光送信機のさらなる構成例として、差動ドライバ回路１００とデュアル電極型マッハツェンダ光変調器２１０による構成を示す。図２と同様に、差動ドライバ回路１００は第１の出力１０１と第２の出力１０２を備える。デュアル電極型マッハツェンダ光変調器２１０の光回路部分は、図２のシングル電極型光変調器１１０と同様に、入力光カプラ１１１と、それより１対２本に分岐された、第１のアーム光導波路１１２と第２のアーム光導波路１１３と、それらを結合する出力光カプラ１１４を備える。
【００１７】
アーム光導波路１１２および１１３に形成された１対の位相変調部１１５および１１６は、ダイオード記号として図示している点も図２と同様であるが、ここではアーム光導波路１１２および１１３に囲まれる側が、カソードであるとしている。
【００１８】
図３のデュアル電極型マッハツェンダ光変調器２１０では、この１対の位相変調部１１５および１１６のカソード側（アーム光導波路１１２および１１３に囲まれる側）に、１対２本の第１の進行波電極１２０および第２の進行波電極１２１が設けられている。進行波電極１２０および１２１は電気信号の入力端が、差動ドライバ回路１００の第１の出力１０１と第２の出力１０２とそれぞれ接続される。
【００１９】
デュアル電極型マッハツェンダ光変調器２１０では、位相変調部１１５および１１６のカソード側の２つの半導体領域の極性は同一であるが、差動出力で駆動するため、電気的には分離された領域とする必要がある。
【００２０】
そして進行波電極１２０、１２１の終端側は、進行波電極１２０および１２１の特性インピーダンスと概ね等しい値を持つ終端抵抗１２２によって、それぞれ終端され、バイアス電圧１３０に接続される。
【００２１】
デュアル電極型マッハツェンダ光変調器２１０では、位相変調部１１５および１１６のアノード側（アーム光導波路１１２および１１３を囲む外側）に、グランド電極２３１Ａおよび２３１Ｂが設けられる。図面では省略したが、グランド電極の電気信号入力側は、通常ドライバの出力端子のグランドに接続され、終端側はグランドに接続される。
【００２２】
デュアル電極型マッハツェンダ光変調器２１０においては、バイアス電極が存在しない為に、差動ドライバ回路とＤＣ結合した場合には、差動ドライバ回路１００の出力コモンレベルとグランドのレベル差が位相変調部に印加される。このため、位相変調部のバイアスを調整する場合には、差動ドライバ回路とキャパシタやバイアスティーを介して接続する必要がある。一方で、デュアル電極型マッハツェンダ光変調器の利点として、変調電気信号が伝搬する進行波電極がグランド電極に囲まれていることから、クロストークに強いことがあげられる。
【００２３】
また、図３の説明では、進行波電極１２０および１２１、グランド電極２３１Ａおよび２３１Ｂから構成されるＧＳＳＧ線路のマッハツェンダ光変調器としたが、進行波電極１２０と１２１の間に３本目のグランド電極を設け、ＧＳＧＳＧ線路としても良い。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２４】
【非特許文献１】David Patel, Samir Ghosh, Mathieu Chagnon, Alireza Samani,Venkat Veerasubramanian, Mohamed Osman, and  David V. Plant,「Design, analysis, and transmission system performance of a 41 GHz silicon photonic modulator」 Opt. Express vol.23, no.11, pp.14263-14275, 2015.
【非特許文献２】Nan Qi, Xi Xiao, Shang Hu, Xianyao Li, Hao Li, Liyuan Liu, Zhiyong Li, Nanjian Wu, and Patrick Yin Chiang,「Co-Design and Demonstration of a 25-Gb/s  Silicon-Photonic Mach-Zehnder Modulator  With a CMOS-Based High-Swing Driver」IEEE JOURNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 22, NO. 6, pp. 3400410, 2016.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
大容量の光通信を行うためには、高速変調可能な広い光変調帯域（ＥＯ帯域）特性を備えた光送信機の実現が必要である。光送信機のＥＯ帯域は、マッハツェンダ光変調器のＥＯ帯域特性と、それを駆動するドライバ回路の帯域特性(ゲイン周波数特性)によって決まる。ドライバ回路は前述のように、差動増幅回路が用いられることが一般的であり、その基本となるソース接地増幅回路を図４（ａ）に示す。
【００２６】
図４（ａ）は、ドライバ回路内の前段回路からの入力信号の信号源３０１、トランジスタ３０２、負荷抵抗３０３、寄生容量３０４を示している。信号源３０１の電圧振幅をＶinとし、トランジスタのドレイン電流Ｉinはトランジスタ３０２の伝達コンダクタンスをｇmとした時に、Ｉin=gm×Ｖinで表されるとする。するとＶoutにかかる電圧は、Ｉinに対するＶoutの伝達関数Ｚ（ｓ）は概ね式（１）で表される。
【００２７】
【数１】
2018205343.tif 000003
【００２８】
ここで、sはjωであり、Ｒは負荷抵抗３０３の抵抗値、Ｃは寄生容量３０４の容量値である。式（１）は、Ｒが大きいほど高周波で伝達関数Ｚ（ｓ）は相対的に小さくなる、すなわち帯域特性が劣化することを示している。
【００２９】
光送信機においては、マッハツェンダ光変調器とその終端抵抗が、ドライバ回路にとっての負荷となる。その負荷インピーダンスの大きさについて、マッハツェンダ光変調器とドライバ回路との接続ごとに説明する。
【００３０】
図４（ｂ）は、駆動するマッハツェンダ光変調器とのインピーダンスマッチングを行う為の送端抵抗３０３を持つ図４（ａ）のドライバ回路に、進行波電極３０５を有するマッハツェンダ光変調器を接続した場合の模式図である。進行波電極３０５は終端抵抗３０６で終端されており、その抵抗値はマッハツェンダ光変調器の進行波電極３０５の特性インピーダンスと一致する値が用いられている。ドライバ内の送端抵抗３０３は、終端抵抗３０６と概ね等しい抵抗値のものが用いられるので、送端抵抗３０３の抵抗値をＲとすれば、結局ドライバ回路出力から見た負荷抵抗は、Ｒ／２である。
【００３１】
図４（ｃ）は、送端抵抗を持たないオープンドレインまたはオープンコレクタドライバ回路と、マッハツェンダ光変調器を接続した場合の模式図である。終端抵抗３０６はマッハツェンダ光変調器の進行波電極３０５の特性インピーダンスと一致する値が用いられ、変調器の終端抵抗３０６のみがドライバ回路出力から見た負荷抵抗Ｒとなる。
【００３２】
このように、インピーダンスマッチングの為、マッハツェンダ光変調器の変調器の特性インピーダンス、終端抵抗値、ドライバ回路の送端抵抗の値は概ね等しく設定される。その結果、マッハツェンダ光変調器の特性インピーダンスによって、ドライバ回路の負荷抵抗の値が決定される。すなわち、ドライバ回路の帯域特性を向上させる為には、変調器の特性インピーダンスを低く設計する必要がある。
【００３３】
しかし、マッハツェンダ光変調器の進行波電極を、特性インピーダンスを任意の値に設定しながら、他の特性を任意に設定することは難しい。これは、進行波電極の特性インピーダンスＺdevが式（２）によって決まると同時に、位相速度ｖpが式（３）で一意に定まるからである。(非特許文献１)
【００３４】
【数２】
2018205343.tif 000004
【００３５】
【数３】
2018205343.tif 000005
【００３６】
ここで、Ｃpnはｐｎ接合の単位長あたりの容量、Ｌtlは伝送線路の単位長あたりのインダクタンス、Ｃtlはｐｎ接合以外での線路の単位長あたりのキャパシタンスである。
【００３７】
例えば、マッハツェンダ光変調器のＺdevを低減する設計として、進行波電極の電極幅を広げたり、１対２本ある進行波電極同士を近づけたりしてＣtlを大きくすることが考えられる。しかし、このような設計を取ると、同時にＬtlが減少してしまう。このため式（３）で表される電気速度ｖpが増加してしまい、光と電気の速度整合が取れなくなってしまい、結果的にマッハツェンダ光変調器の帯域特性が劣化してしまう。
【００３８】
その為、マッハツェンダ光変調器の特性インピーダンスを小さく設計することは難しい。一般的には、非特許文献１にあるように、マッハツェンダ光変調器の特性インピーダンスは概ね２０Ω以上に設計される場合が多い。
【００３９】
以上から、大容量の光通信を行うための、高速変調可能な広い光変調帯域（ＥＯ帯域）特性を備えた光送信機の実現は難しい。
【００４０】
本発明は、光送信機のマッハツェンダ光変調器の位相変調部に接続される進行波電極の、特性インピーダンスおよび位相速度を変更することなく、ドライバの負荷抵抗を低下させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
本発明は、このような目的を達成するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。
【００４２】
（発明の構成１）
入力光カプラと、前記入力光カプラにより２分岐された入力光を導波する１対２本の並行する光導波路と、前記光導波路の出力光を結合する出力光カプラとを備えたマッハツェンダ光変調器と、
差動信号対を出力する第１の出力と第２の出力を備えた差動ドライバ回路とからなる光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器の前記２本の光導波路は、光導波路の光進行方向に沿って、其々、第１の極性を持つ領域および第２の極性を持つ領域からなる位相変調部を１本の光導波路につきＮ（Ｎは２以上の自然数）個備えており、
第１の前記光導波路の前記Ｎ個の位相変調部の前記第１の極性を持つ領域それぞれに接続されるＮ本の第１の進行波電極を備え、該第１の進行波電極Ｎ本すべての信号入力端が前記差動ドライバ回路の前記第１の出力と接続され、
第２の前記光導波路の前記Ｎ個の位相変調部の前記第１の極性を持つ領域それぞれに接続されるＮ本の第２の進行波電極を備え、該第２の進行波電極Ｎ本すべての信号入力端が前記差動ドライバ回路の前記第２の出力と接続されること、
を特徴とする光送信機。
【００４３】
（発明の構成２）
発明の構成１に記載の光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器の前記位相変調部は、前記光導波路の光進行方向に隣接する位相変調部との間において、光導波路の位置する面内の光進行方向に垂直な方向にクランク状に屈曲する光導波路の屈曲部を有してなり、前記隣接する位相変調部は、前記面内の光進行方向に垂直な方向に偏寄した位置に形成されること、
を特徴とする光送信機。
【００４４】
（発明の構成３）
発明の構成１または２に記載の光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器は、
前記第１および第２の光導波路で対応する前記位相変調部の対のそれぞれにおいて、１対ある前記第２の極性を持つ領域が、第１の光導波路と第２の光導波路の間で共通化されて形成されており、
前記第２の極性を持つ領域に接続されるバイアス電極を備えた光変調器であること、
を特徴とする光送信機。
【００４５】
（発明の構成４）
発明の構成１または２に記載の光送信機であって、
前記マッハツェンダ光変調器は、
前記第１の光導波路の前記第１の極性を持つ領域が、前記第２の光導波路側に形成されており、
前記第２の光導波路の前記第１の極性を持つ領域が、前記第１の光導波路側に形成されており、
前記第１および第２の光導波路で対応する前記位相変調部の対のそれぞれにおいて、前記第１および第２の光導波路で１対備える前記第１の極性を持つ領域は、それぞれ電気的に分離され、
前記第２の極性を持つ領域に接続されるグランド電極を備えた光変調器であること、
を特徴とする光送信機。
【発明の効果】
【００４６】
本発明に係る光送信機においては、マッハツェンダ光変調器の位相変調部に接続される進行波電極の、特性インピーダンスおよび位相速度を変更することなく、ドライバの負荷抵抗を１／Ｎに低下させることが出来る。
【００４７】
このため、変調器の特性インピーダンスの低下が困難な場合にも、ドライバ回路の帯域特性を向上させることができる。よって、大容量の光通信の実現に必要な、広い光変調帯域（ＥＯ帯域）特性を備えた光送信機を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】Ｓｉ光導波路の位相変調部の断面図である。
【図２】従来のシングル電極変調器を用いた光送信機の概略図である。
【図３】従来のデュアル電極変調器を用いた光送信機の概略図である。
【図４】ドライバ回路およびドライバ回路と変調器の接続の例を示す回路図である。
【図５】本発明をシングル電極変調器に用いた実施例１の光送信機の概略図である。
【図６】実施例１の差動ドライバ回路のゲイン周波数特性を示した図である。
【図７】本発明をシングル電極変調器に用いた実施例２の光送信機の概略図である。
【図８】本発明をシングル電極変調器に用いた実施例２の変形例の光送信機の概略図である。
【図９】本発明をデュアル電極変調器に用いた実施例３の光送信機の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００４９】
以下に、本発明をマッハツェンダ光変調器とドライバ回路で構成される光送信機に適用した場合の実施形態を示す。以下の実施例は、いずれの光変調器の構成材料、いずれのドライバ回路の作製プロセスにおいても実現可能である。
【００５０】
（実施例１）
図５は、本発明の実施例１のマッハツェンダ光変調器構成を示す平面図である。実施例１では、アーム光導波路上に設ける位相変調部の分割数Ｎ＝２として、従来例の図２にあるシングル電極構造の進行波電極型マッハツェンダ光変調器に対して本発明を適用した形態を説明する。図５に示すように、本発明の光送信機は、差動信号対を出力する差動ドライバ回路１００と、シングル電極構造の進行波電極型マッハツェンダ光変調器４００から構成される。差動ドライバ回路１００は、第１の出力１０１と第２の出力１０２を備える。
【００５１】
本発明の進行波電極型マッハツェンダ光変調器４００は、一般的なマッハツェンダ光変調器と同様に、入力光カプラ１１１と、前記入力光カプラより１対２本に分岐され直線上に並行配置された、第１のアーム光導波路４１２と第２のアーム光導波路４１３と、それらを結合する出力光カプラ１１４を備える。第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３は、光導波路進行方向に沿って、それぞれ第１の極性を持つ領域および第２の極性を持つ領域からなる位相変調部を備える。しかし、以下の点において、従来のマッハツェンダ光変調器と異なった構造的特徴がある。
【００５２】
すなわち本実施例１では、図５の光変調器４００内部に一点鎖線で範囲を示す両矢印にＡ，Ｂとあるように、位相変調部が、光信号の入力側（図面左方部）の位相変調部Ａと、光信号の出力側（図面右方部）の位相変調部Ｂに２分割されて構成される。
【００５３】
位相変調部Ａは、図面左方部の上下１対の第１の位相変調部４１５Ａおよび４１６Ａで構成され、位相変調部Ｂは図面右方部の上下１対の第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂで構成されている。本説明では、各位相変調部４１５Ａおよび４１５Ｂ、４１６Ａおよび４１６Ｂのアノード側は第１および第２のアーム光導波路４１２および４１３に囲まれた側であるとしている。アノードとカソードの向きを逆方向にしても、逆バイアスであれば本実施例は成り立つことは従来と同様である。
【００５４】
第１のアーム光導波路４１２の前記第１の位相変調部４１５Ａおよび第２の位相変調部４１５Ｂのカソード側には、それぞれ第１の進行波電極４２０Ａ、４２０Ｂが備えられる。そして、それらの信号入力端は、ともに差動ドライバ回路１００の第１の出力１０１と接続される。
【００５５】
第２のアーム光導波路４１３の第１の位相変調部４１６Ａのおよび第２の位相変調部４１６Ｂのカソード側には、それぞれ第２の進行波電極４２１Ａ，４２１Ｂが備えられる。そして、それらの信号入力端は、ともに差動ドライバ回路１００の第２の出力１０２と接続される。
【００５６】
変調効率を最大化するために、第１の進行波電極４２０Ａ、４２０Ｂと第２の進行波電極４２１Ａ，４２１Ｂは等長となるように配置されているのが望ましい。また差動ドライバ回路１００からそれぞれの進行波電極をつなぐ配線も概ね等長となるように配置するのが望ましい。
【００５７】
すべての進行波電極４２０Ａ、Ｂ、４２１Ａ、Ｂの信号終端側は、それぞれ等しい抵抗値を持つ終端抵抗１２２に接続されバイアス電圧１３０に接続される。位相変調部４１５Ａおよび４１６Ａの位相変調部対のアノード側と、位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂの位相変調部対のアノード側は、それぞれバイアス電極４２５Ａ、４２５Ｂに接続され、図示しないバイアス電圧に接続される。バイアス電圧は同一電位なので、バイアス電極４２５Ａ、４２５Ｂは共通化されても良い。さらに位相変調部の対となるアノード側の２つの半導体領域も、２つのアーム光導波路４１２、４１３に挟まれた部分において単一の共通化された半導体領域（図５ではｐ型領域）として形成してもよい。
【００５８】
（実施例１の動作および効果）
本発明の実施例１の動作及び効果について説明する。まず、実施例１の差動ドライバ回路１００の動作は、従来の光送信機における動作と変化はない。一方で、効果はドライバ回路の負荷特性による光送信機としての帯域特性の向上にある。その効果を説明する為に、位相変調部Ａの実効的な変調区間を区間Ａ、位相変調部Ｂの実効的な変調区間を区間Ｂとする。
【００５９】
ここで、区間Ａと区間Ｂの和が、図２に示したような従来のマッハツェンダ光変調器の変調領域の長さと等しく、区間Ａと区間Ｂは、従来と同じ構造を持つとするとする。すると、進行波電極の区間Ａおよび、区間Ｂの進行波電極単位長さあたりの帯域特性は等しくなる。また、進行波電極１本あたりの特性インピーダンスは従来例と等しくなる。
【００６０】
ここで、差動ドライバ回路１００から見た負荷としてのマッハツェンダ光変調器を考える。図２の従来のマッハツェンダ光変調器では、差動ドライバ回路１００の単相の出力１０１または１０２から見て、負荷は１本の進行波電極の特性インピーダンスと等しい値の抵抗値を持つ終端抵抗となる。一方で、本実施例１では、一つのドライバ出力に対して、２本の進行波電極が負荷として並列に接続される。このため、前述の通り式（２）、式（３）の条件から、マッハツェンダ光変調器の進行波電極の特性インピーダンスを低下させることが困難な場合に、その特性インピーダンスを変化させなくとも、ドライバから見た負荷抵抗は従来の半分となる。これにより、ドライバの帯域特性を向上させることが出来る。その結果、光送信機としての帯域特性を向上させることが出来る。
【００６１】
図６に、上記効果について、図４（ｃ）のオープンドレイン型ドライバを用いた場合の差動ゲイン特性についてのシミュレーション結果を示す。図６では、同一のオープンドレインドライバを用いてシミュレーションした結果であり、進行波電極1本あたり２５Ωのマッハツェンダ光変調器の変調器を用いた際に、従来例と本発明の例を比較している。従来例では３ｄＢ帯域は２６.８ＧＨｚであり、本発明の構成を用いた際は３１.３ＧＨｚであり、ドライバの帯域特性を向上させることができる。これは、上述の通り、従来例では、ドライバ回路に対する負荷は２５Ωとなるが、本発明の構成を用いることで、負荷は１２.５Ωとなるためである。
【００６２】
さらなる本発明の副次的な効果として、マッハツェンダ光変調器自体の帯域向上効果もある。図２の従来のマッハツェンダ光変調器において、第１および第２の進行波電極の、変調電気信号伝搬方向に沿って、前半部を区間Ａ、後半部を区間Ｂと考えると、区間Ｂにおける変調電気信号は区間Ａを経た後に到達する為、高周波損失を受けており、帯域律速の要因となっている。一方で、図５の本発明では、区間Ａを経ずに区間Ｂへと到達する。このため、図２の従来例と比較して、本発明のマッハツェンダ光変調器の帯域特性も向上している。
【００６３】
（実施例２）
図７は、本発明の実施例２のマッハツェンダ光変調器構成を示す平面図である。図７の実施例２は図５の実施例１と同様に、差動信号対を出力する差動ドライバ回路１００と、進行波電極型マッハツェンダ光変調器４１０から構成される。
【００６４】
実施例２の進行波電極型マッハツェンダ光変調器４１０は、実施例１の進行波電極マッハツェンダ光変調器４００と同様に、入力光カプラ１１１、第１のアーム光導波路４１２、第２のアーム光導波路４１３、出力光カプラ１１４を備える。また、位相変調部Ａを構成する第１の位相変調部４１５Ａおよび４１６Ａ、位相変調部Ｂを構成する第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂを備え、差動ドライバ回路１００および終端抵抗１２２に対して、実施例１と同様の条件で接続される進行波電極４２０Ａ、４２１Ａおよび４２０Ｂ、４２１Ｂを備える。また、バイアス電極４２５Ａ、４２５Ｂを備え、それぞれのバイアス電極はバイアス電圧に接続される。
【００６５】
しかし、図７の実施例２は以下の点において、実施例１と異なる。すなわち図７に示すように、実施例２の並行する第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３は、位相変調部Ａと光進行方向に隣接する位相変調部Ｂとの間において、光導波路の位置する面内の光進行方向に垂直な方向にクランク状に屈曲する光導波路の屈曲部を有している。この結果、第１の位相変調部４１５Ａおよび４１６Ａよりも、基板面内の光進行方向に垂直な方向に偏寄した位置（図７では下側、または上側でもよい)に、第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂが形成可能とされている。
【００６６】
この構成により、区間Ａおよび区間Ｂ以外の部位にも進行波電極４２０Ａ、Ｂおよび４２１Ａ、Ｂを直線状に延伸することができ、入力端から終端までほぼ等しい長さとすることができる。
【００６７】
この位相変調部Ａと位相変調部Ｂの間の光導波路のクランク状屈曲部においては、光導波路４１２，４１３は直線状に延伸された進行波電極４２１Ａ、４２０Ｂと基板平面視で交差している。しかし、光導波路と進行波電極は別の層に形成されており、機械的な配置において接触することはなく、また交差部分において光導波路はドーピングされていないため光変調作用も生じない。
【００６８】
（実施例２の効果）
分割する進行波電極が長くなる場合や変調周波数が高くなる場合は、差動ドライバ回路１００から入力する信号を進行波電極４２０Ｂおよび４２１Ｂの区間Ｂに入力するタイミングを、出力１０１および１０２と進行波電極４２０Ｂおよび４２１Ｂの間の接続により調整する必要がある。この調整が無い場合、ひとつの区間の長さが変調周波数の最小信号周期と同等程度に長くなると、区間Ａと区間Ｂに同一のタイミングで差動ドライバ回路１００から変調電気信号が入力された場合には、アーム光導波路を進む光と電気信号の位相速度が整合しない為に、効率的な変調が行えないか、または結果的にマッハツェンダ光変調器の帯域が低下するといった問題が起きうる。
【００６９】
上述の問題に対して、実施例２においては、第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３の屈曲と、進行波電極４２０Ｂおよび４２１Ｂの延伸により解決している。第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂに接続された進行波電極４２０Ｂおよび４２１Ｂは、その区間Ｂより差動ドライバ回路１００に近い側に、位相変調部に接続されない区間Ｂ０を持つ。これは、アーム光導波路４１２および４１３が屈曲を持つことにより実現可能である。その区間Ｂ０の長さを調整することにより、区間Ｂに差動ドライバ回路１００からの信号を入力するタイミングを調整することが出来る。
【００７０】
実際の設計においては、区間Ｂ０の進行波電極の特性インピーダンスは、区間Ａや区間Ｂと等しいとした上で、信号の入力タイミングが合うように位相速度に、前述の式（２）に則り、ｐｎ接合部の容量Ｃpnを０として計算し、進行波電極の長さを設計すれば良い。また区間Ｂ０の高周波損失は概ね０であると見なすことが出来ることからマッハツェンダ光変調器としての帯域にも影響を与えない。この理由は、非特許文献１にあるように、進行波電極型マッハツェンダ光変調器の高周波損失のほとんどが、進行波電極上の電気信号伝搬による導体損失ではなく、位相変調部の誘電体損失によるからであり、位相変調部と接続されない区間Ｂ０は、区間Ａ、Ｂと比較して、その高周波損失は極めて小さい為である。
【００７１】
（実施例２の変形例）
図８は、本発明の実施例２の変形例のマッハツェンダ光変調器構成を示す平面図である。実施例２の変形例として、位相変調部の分割数Ｎ＝３とした場合について説明する。図５や図７の説明において、既に説明した符号については省略する。
【００７２】
図８の実施例２の変形例は実施例１、２と同様に、差動信号対を出力する差動ドライバ回路１００と、シングル電極構造の進行波電極型マッハツェンダ光変調器４３０から構成される。差動ドライバ回路１００は、第１の出力１０１と第２の出力１０２を備える。
【００７３】
本発明の進行波電極型マッハツェンダ光変調器４３０は、実施例２の進行波電極型マッハツェンダ光変調器４１０に加えて、第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３に２つ目のクランク状屈曲部を設けることにより、第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂよりも、紙面下側に、第３の位相変調部４１５Ｃと４１６Ｃを備える。それに伴い、第１の出力１０１に接続される第１の進行波電極４２０Ｃと、第２の出力１０２に接続される第２の進行波電極４２１Ｃをさらに１本ずつ備える。合計６本のすべての進行波電極４２０Ａ〜Ｃ、４２１Ａ〜Ｃは、ほぼ等長に形成可能であり、等しい抵抗値を持つ終端抵抗１２２により終端されバイアス電圧１３０に接続される。また、位相変調部４１５Ｃおよび４１６Ｃのアノード側は、バイアス電極４２５Ｃに接続され、それぞれのバイアス電極は図示しないバイアス電圧に接続される。
【００７４】
Ｎ＝３とした場合には、差動ドライバ回路１００からみて、マッハツェンダ光変調器の特性インピーダンスを変化させなくとも、ドライバから見た負荷抵抗は従来の１／３となる。このため、実施例１や２における説明と同様に、ドライバの帯域特性を向上させ、結果として光送信機の帯域特性を向上させることが出来る。
【００７５】
一般に位相変調部をＮ分割した場合、Ｎ個の位相変調部の間の光導波路のクランク状屈曲部はＮ−１箇所存在することとなり、各屈曲部での光導波路の偏寄方向を揃えることによって、Ｎ組の進行波電極をすべて直線状に形成することができる。本発明はＮが３以上の数の時にも実施することができ、この場合にドライバからみた負荷抵抗を従来の１／Ｎとすることで、光送信機の帯域特性を向上させることが出来る。
【００７６】
（実施例３）
図９に本発明の実施例３として、本発明をデュアル電極型マッハツェンダ光変調器に適用した例を示す。実施例３の光送信機は一般的な光送信機と同じく、差動信号対を出力する差動ドライバ回路１００と、進行波電極型マッハツェンダ光変調器５１０から構成される。差動ドライバ回路１００は、第１の出力１０１と第２の出力１０２を備える。
【００７７】
実施例３の進行波電極型マッハツェンダ光変調器５１０は、デュアル電極構造のマッハツェンダ光変調器であって、従来と同様に、入力光カプラ１１１と、前記入力光カプラより１対２本に分岐された、第１のアーム光導波路４１２と第２のアーム光導波路４１３と、それらを結合する出力光カプラ１１４を備える。図７の実施例２と同様に第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３は、光導波路進行方向に沿って、其々、第１の極性を持つ領域および第２の極性を持つ領域からなる位相変調部を２つづつ備え、光進行方向に隣接する２つの位相変調部の間に光導波路の屈曲部が設けられている。また、実施例１および２と同様に、以下のような従来のマッハツェンダ光変調器と異なった構造的特徴がある。
【００７８】
第１および第２のアーム光導波路４１２および４１３の位相変調部は、紙面左方部の上下１対の第１の位相変調部４１５Ａおよび４１６Ａと、紙面右方部の上下１対の第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂに２分割され、第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３のクランク状の屈曲により、第１の位相変調部４１５Ａおよび４１６Ａよりも、基板面内の光進行方向に垂直な方向に偏寄した位置（図９では下側、または上側でもよい)に、第２の位相変調部４１５Ｂおよび４１６Ｂが形成されている。本説明では、各位相変調部４１５ＡおよびＢ、４１６ＡおよびＢのカソード側は第１および第２のアーム光導波路４１２および４１３に囲まれた側であるとしている。（アノードとカソードの向きを逆方向にしても本実施例は成り立つ。）
【００７９】
第１のアーム光導波路４１２のそれぞれの位相変調部のカソード側に接続される、第１の進行波電極４２０Ａ，４２０Ｂは、光変調器のほぼ全長にわたり直線状に形成され、その信号入力端が差動ドライバ回路１００の第１の出力１０１と接続される。第２のアーム光導波路４１３のそれぞれの位相変調部のカソード側に接続される第２の進行波電極４２１Ａ，４２１Ｂも、光変調器のほぼ全長にわたり直線状に形成され、その信号入力端が差動ドライバ回路１００の第２の出力１０２と接続される。すべての進行波電極は、それぞれ等しい抵抗値を持つ終端抵抗１２２で終端されバイアス１３０に接続される。
【００８０】
各位相変調部のアノード側にそれぞれ接続される４本のグランド電極４５０も、光導波路を挟んで対応する進行波電極に対向して位置し、光変調器のほぼ全長にわたり直線状に形成される。
【００８１】
実施例３の効果は、デュアル電極型でありグランド電極に囲まれていることから、クロストークに強いことのほか、実施例１や２と同様に、マッハツェンダ光変調器の特性インピーダンスを変化させずに、ドライブ回路からみた負荷インピーダンスを低下させ、ドライバの帯域特性を向上させることにある。結果として、光送信機としての帯域特性を向上させることが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００８２】
以上述べたように本発明に係る光送信機においては、広い光変調帯域（ＥＯ帯域）特性を備える為、より高速な光変調が可能である、このため、光変調を高速化し、大容量の光通信を実現することが出来る。
【符号の説明】
【００８３】
１  ＳｉＯ2クラッド層
２  Ｓｉ層
３  ＳｉＯ2クラッド層
７    光導波路
８    等価ダイオード
２０  コア
２１  スラブ層
２２  高濃度ｐ型半導体層
２３  高濃度ｎ型半導体層
２４  中濃度ｐ型半導体層
２５  中濃度ｎ型半導体層
１００  差動ドライバ回路
１０１  差動ドライバ回路の第１の出力
１０２  差動ドライバ回路の第２の出力
１１０、２１０、４００、４１０、４３０、５１０  進行波電極型マッハツェンダ光変調器１１１  入力光カプラ
１１２、４１２  第１のアーム光導波路
１１３、４１３  第２のアーム光導波路
１１４  出力光カプラ
１１５、１１６、４１５Ａ〜Ｃ、４１６Ａ〜Ｃ  位相変調部
１２０、１２１、３０５、４２０Ａ〜Ｃ、４２１Ａ〜Ｃ  進行波電極
１２２、３０６  終端抵抗
１２３、４２５Ａ〜Ｃ  バイアス電極
１３０、１３１  バイアス電圧
２３１Ａ、Ｂ、４５０  グランド電極
３０１  入力信号
３０２  トランジスタ
３０３  負荷抵抗
３０４  寄生容量
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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