【事件の表示】
　特願２００２−５０３８６１「正弦波符号化」拒絶査定不服審判事件〔平成１３年１２月２７日国際公開、ＷＯ０１／９９０９７、平成１５年１２月　２日国内公表、特表２００３−５３６１１２、請求項の数（８）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯 
　本願は、２００１年６月１４日（パリ条約による優先権主張外国庁受理２０００年６月２０日、欧州特許庁）を国際出願日とする出願であって、原審において平成２０年６月１３日付けで手続補正がされ、平成２３年６月２８日付けで拒絶理由が通知され、同年１２月６日付けで手続補正がされたが、平成２４年８月３０日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年１２月２６日に拒絶査定不服の審判が請求されるとともに、同日付けで手続補正がされ、平成２５年４月１５日付けで当審より審尋がなされ、同年１０月１１日に回答書が提出されたものである。
　
第２　平成２４年１２月２６日付けの手続補正（以下、「本件補正」という。）の適否
１．補正の内容 
　上記手続補正は補正前の平成２３年１２月６日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された 
　 
　「【請求項１】
　音声信号を符号化する方法であって、
　前記音声信号における少なくとも１つの正弦波成分の周波数及び振幅情報を決定するステップと、
　前記周波数及び振幅情報を表す正弦波パラメタを送信するステップとを有する方法において、
　前記方法は更に、前記送信された正弦波パラメタから前記正弦波成分を復元する間に加えられるべき位相ジッタの量を表す位相ジッタパラメタを送信するステップを有することを特徴とする方法。」 
 　
という発明を、 
　 
　「【請求項１】
　音声信号を符号化する方法であって、
　前記音声信号における少なくとも１つの正弦波成分の周波数及び振幅情報を決定するステップと、
　前記周波数及び振幅情報を表す正弦波パラメタを送信するステップとを有する方法において、
　前記方法は更に、前記送信された正弦波パラメタから前記正弦波成分を復号器において復元する間に加えられるべきランダム位相の量を表す位相ジッタパラメタを前記復号器に送信するステップを有することを特徴とする方法。」
　
と補正するものであり、また、独立請求項である本件補正前の請求項５ないし７についても同様に補正をするものである。 
　
２．補正の適否 
　本件補正は、請求項１に記載した発明を特定するために必要な事項である「位相ジッタ」について、「ランダム位相」との限定を付加するものであって、補正前の請求項１に記載された発明と補正後の請求項１に記載された発明の産業上の利用分野及び解決しようとする課題が同一であるから、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項第２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　また、平成１４年法律第２４号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第３項に違反するところはない。
　そこで、本件補正後の前記請求項１に記載された発明（以下、「補正発明」という。）が平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか（特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか）について以下に検討する。
　
（１）刊行物の記載事項 
Ａ　原査定の拒絶の理由に引用された特開平１１−２２４０９９（以下、「刊行物１」）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
　
イ．「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、サイン波合成符号化等における各高調波（ハーモニクス）成分の位相を検出して量子化するための位相量子化装置及び方法に関する。」（３頁３欄） 
　
ロ．「【００１２】図１は、上述した位相量子化装置あるいは方法が適用される音声符号化装置の具体例の概略構成を示している。
【００１３】図１の音声信号符号化装置は、入力信号に対して、サイン波分析（sinusoidalanalysis ）符号化、例えばハーモニックコーディング（harmonic coding） を行う第１の符号化部１１０と、入力信号に対して、例えば合成による分析法を用いて最適ベクトルのクローズドループサーチによるベクトル量子化を用いた符号励起線形予測（ＣＥＬＰ）符号化を施す第２の符号化部１２０とを有し、入力信号の有声音（Ｖ：Voiced）の部分の符号化に第１の符号化部１１０を用い、入力信号の無声音（ＵＶ：Unvoiced）の部分の符号化には第２の符号化部１２０を用いるようにしている。本発明に係る位相量子化の実施の形態は、第１の符号化部１１０に対して適用されている。なお、図１の例では、入力音声信号の短期予測残差例えばＬＰＣ（線形予測符号化）残差を求めた後に第１の符号化部１１０に送られるようにしている。
【００１４】図１において、入力端子１０１に供給された音声信号は、ＬＰＣ逆フィルタ１３１及びＬＰＣ分析部１３２に送られ、また、第１の符号化部１１０のオープンループピッチサーチ部１１１にも送られる。ＬＰＣ分析部１３２は、入力信号波形の２５６サンプル程度の長さ（分析長）を１ブロックとしてハミング窓をかけて、自己相関法により線形予測係数、いわゆるαパラメータを求める。データ出力の単位となるフレーミングの間隔は、１６０サンプル程度とする。ここで、入力音声信号のサンプリング周波数ｆｓが例えば８ｋHzのとき、１フレーム間隔は１６０サンプルで２０ｍsec となる。
【００１５】ＬＰＣ分析部１３２からのαパラメータは、例えばα→ＬＳＰ変換により線スペクトル対（ＬＳＰ）パラメータに変換される。これは、直接型のフィルタ係数として求まったαパラメータを、例えば１０個、すなわち５対のＬＳＰパラメータに変換する。変換は例えばニュートン−ラプソン法等を用いて行う。このＬＳＰパラメータに変換するのは、αパラメータよりも補間特性に優れているからである。このＬＳＰパラメータは、ＬＳＰ量子化器１３３によりマトリクスあるいはベクトル量子化される。このとき、フレーム間差分をとってからベクトル量子化してもよく、複数フレーム分をまとめてマトリクス量子化してもよい。ここでは、２０ｍsec を１フレームとし、２０ｍsec 毎に算出されるＬＳＰパラメータを２フレーム分まとめて、マトリクス量子化及びベクトル量子化している。
【００１６】このＬＳＰ量子化器１３３からの量子化出力、すなわちＬＳＰ量子化のインデクスは、端子１０２を介して取り出され、また量子化済みのＬＳＰベクトルは、例えばＬＳＰ補間やＬＳＰ→α変換を介してＬＰＣのαパラメータとされて、ＬＰＣ逆フィルタ１３１や、後述する第２の符号化部１２０の聴覚重み付きのＬＰＣ合成フィルタ１２２及び聴覚重み付けフィルタ１２５に送られる。」（３頁４欄〜４頁５欄）
　
ハ．「【００１７】また、ＬＰＣ分析部１３２からのαパラメータは、聴覚重み付けフィルタ算出部１３４に送られて聴覚重み付けのためのデータが求められ、この重み付けデータが後述する聴覚重み付きのベクトル量子化器１１６と、第２の符号化部１２０の聴覚重み付きのＬＰＣ合成フィルタ１２２及び聴覚重み付けフィルタ１２５とに送られる。
【００１８】ＬＰＣ逆フィルタ１３１では、上記αパラメータを用いて、入力音声信号の線形予測残差（ＬＰＣ残差）を取り出すような逆フィルタリング処理を行っている。このＬＰＣ逆フィルタ１３１からの出力は、サイン波分析符号化、具体的には例えばハーモニック符号化を行う第１の符号化部１１０の、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）回路等の直交変換部１１２及び位相検出部１４０に送られる。
【００１９】また、符号化部１１０のオープンループピッチサーチ部１１１には、上記入力端子１０１からの入力音声信号が供給されている。オープンループピッチサーチ部１１１では、入力信号のＬＰＣ残差をとってオープンループによる比較的ラフなピッチのサーチが行われ、抽出された粗ピッチデータは高精度ピッチサーチ部１１３に送られて、後述するようなクローズドループによる高精度のピッチサーチ（ピッチのファインサーチ）が行われる。また、オープンループピッチサーチ部１１１からは、上記粗ピッチデータと共にＬＰＣ残差の自己相関の最大値をパワーで正規化した正規化自己相関最大値ｒ(p) が取り出され、Ｖ／ＵＶ（有声音／無声音）判定部１１４に送られている。
【００２０】直交変換部１１２では例えばＤＦＴ（離散フーリエ変換）等の直交変換処理が施されて、時間軸上のＬＰＣ残差が周波数軸上のスペクトル振幅データに変換される。この直交変換部１１２からの出力は、高精度ピッチサーチ部１１３及びスペクトル振幅あるいはエンベロープを評価するためのスペクトルエンベロープ評価部１１５に送られる。
【００２１】高精度（ファイン）ピッチサーチ部１１３には、オープンループピッチサーチ部１１１で抽出された比較的ラフな粗ピッチデータと、直交変換部１１２により例えばＤＦＴされた周波数軸上のデータとが供給されている。この高精度ピッチサーチ部１１３では、上記粗ピッチデータ値を中心に、0.２〜0.５きざみで±数サンプルずつ振って、最適な小数点付き（フローティング）のファインピッチデータの値へ追い込む。このときのファインサーチの手法として、いわゆる合成による分析 (Analysis by Synthesis)法を用い、合成されたパワースペクトルが原音のパワースペクトルに最も近くなるようにピッチを選んでいる。このようなクローズドループによる高精度のピッチサーチ部１４６からのピッチデータについては、スペクトルエンベロープ評価部１１５、位相検出部１４１、及び切換部１０７に送っている。
【００２２】スペクトルエンベロープ評価部１１５では、ＬＰＣ残差の直交変換出力としてのスペクトル振幅及びピッチに基づいて各ハーモニクスの大きさ及びその集合であるスペクトルエンベロープが評価され、高精度ピッチサーチ部１１３、Ｖ／ＵＶ（有声音／無声音）判定部１１４及びスペクトルエンベロープ量子化部１１６に送られる。スペクトルエンベロープ量子化部１１６としては、聴覚重み付きのベクトル量子化器が用いられる。
【００２３】Ｖ／ＵＶ（有声音／無声音）判定部１１４は、直交変換部１１２からの出力と、高精度ピッチサーチ部１１３からの最適ピッチと、スペクトルエンベロープ評価部１１５からのスペクトル振幅データと、オープンループピッチサーチ部１１１からの正規化自己相関最大値ｒ(p) とに基づいて、当該フレームのＶ／ＵＶ判定が行われる。さらに、ＭＢＥの場合の各バンド毎のＶ／ＵＶ判定結果の境界位置も当該フレームのＶ／ＵＶ判定の一条件としてもよい。このＶ／ＵＶ判定部１１５からの判定出力は、出力端子１０５を介して取り出される。
【００２４】ところで、スペクトル評価部１１５の出力部あるいはスペクトルエンベロープ量子化部１１６の入力部には、データ数変換（一種のサンプリングレート変換）部が設けられている。このデータ数変換部は、上記ピッチに応じて周波数軸上での分割帯域数が異なり、データ数が異なることを考慮して、エンベロープの振幅データ｜Ａm｜ を一定の個数にするためのものである。すなわち、例えば有効帯域を３４００ｋHzまでとすると、この有効帯域が上記ピッチに応じて、８バンド〜６３バンドに分割されることになり、これらの各バンド毎に得られる上記振幅データ｜Ａm｜ の個数も８〜６３と変化することになる。このため上記データ数変換部で、この可変個数の振幅データを一定個数、例えば４４個、のデータに変換している。
【００２５】このスペクトルエンベロープ評価部１１５の出力部あるいはスペクトルエンベロープ量子化部１１６の入力部に設けられたデータ数変換部からの上記一定個数（例えば４４個）の振幅データあるいはエンベロープデータが、スペクトルエンベロープ量子化部１１６により、所定個数、例えば４４個のデータ毎にまとめられてベクトルとされ、重み付きベクトル量子化が施される。この重みは、聴覚重み付けフィルタ算出回路１３４からの出力により与えられる。スペクトルエンベロープ量子化部１１６からの上記エンベロープのインデクスは、切換部１０７に送られる。
【００２６】位相検出部１４１では、後述するようにサイン波分析合成符号化の各ハーモニクス（高調波）毎の位相や位相の固定遅延成分等の位相情報を検出し、この位相情報を位相量子化部１４２に送って量子化し、量子化された位相データを切換部１０７に送っている。
【００２７】切換部１０７は、Ｖ／ＵＶ判定部１１５からのＶ／ＵＶ判定出力に応じて、第１の符号化部１１０のピッチ、スペクトルエンベロープのベクトル量子化インデクス、位相の各データと、第２の符号化部１２０からの後述するシェイプ、ゲインの各データとを切り換えて、端子１０３より出力する。」（４頁５欄〜５頁７欄）
　
ニ．「【００３０】先ず、図２は、本発明に係る好ましい実施の形態となる位相量子化装置の概略構成を示すブロック図である。この図２の位相検出部１２及びスカラ量子化器１３が、それぞれ図１の位相検出部１４１及び位相量子化部１４２に相当する。
【００３１】この図２において、入力端子１１に供給される入力信号としては、ディジタル化した音声信号そのもの、あるいは上述した図１の例のＬＰＣ逆フィルタ１３１からの信号のようなディジタル音声信号の短期予測残差信号（ＬＰＣ残差信号）が用いられる。この入力信号は、各高調波成分の位相情報を検出する位相検出部１２に送られ、この位相検出部１２にて各高調波（ハーモニクス）成分の位相情報が検出される。ここで図２中のφi は、第ｉ番目のハーモニクスの位相情報を表しており、他の指示符号についても添字のｉは第ｉ番目のハーモニクス成分を表すものである。この位相検出部１２からの位相情報φi がスカラ量子化器１３に送られてスカラ量子化され、位相情報の量子化出力いわゆるインデクスが出力端子１４より取り出される。図２の入力端子１６には例えば上記図１の高精度ピッチサーチ部１１３等からのピッチ情報pch が供給されており、このピッチ情報pch は重み計算部１８に送られる。入力端子１７には、上記音声信号のＬＰＣ分析結果であるＬＰＣ係数αi が供給されており、ここではデコーダ側で再現される値として、量子化され逆量子化されたＬＰＣ係数αi が用いられている。このＬＰＣ係数αi は、重み計算部１８に送られて、後述するような各ハーモニクス（高調波）成分におけるスペクトル振幅に対応する重みｗｔi が計算される。重み計算部１８からの出力（重みｗｔi） はビット割当計算部１９に送られ、入力音声信号の各高調波成分への最適量子化割当ビット数ｂａi が計算される。スカラ量子化器１３は、この割当ビット数ｂａi に応じて、位相検出部１２からの各高調波成分の位相情報φi を量子化する。
【００３２】次に、図３は上記図２の位相検出部１２の具体例の概略構成を示すブロック図、図４は図２の位相検出部１２の動作を概略的に示すフローチャートである。
【００３３】図３の入力端子２０は、図２の入力端子１１に相当し、上述したように、ディジタル化した音声信号そのもの、あるいは音声信号の短期予測残差信号（ＬＰＣ残差信号）が入力される。この入力信号に対して、波形切り出し部２１により、図４のステップＳ２１に示すように、１ピッチ周期分の波形信号を切り出している。これは、図５に示すように、入力信号（音声信号あるいはＬＰＣ残差信号）ｓ(i) の分析ブロック中の分析点（時刻）ｎから１ピッチ周期に相当するサンプル数（ピッチラグ）pch を切り出す処理である。この図５の例では、分析ブロック長を２５６サンプルとしているが、これに限定されない。また、図５の横軸は分析ブロック中の位置あるいは時刻をサンプル数で表しており、上記分析点の位置あるいは時刻ｎは、分析開始からｎサンプル目であることを示している。
【００３４】この切り出された１ピッチ分の波形信号に対して、ゼロ詰め処理部２２により、図４のステップＳ２２のゼロ詰め処理が施される。これは、図６に示すように、上記１ピッチラグ分のpch サンプルの信号波形を先頭に配置し、信号長が２Nサンプル、この実施の形態では、２8 ＝２５６サンプルとなるように、残りをゼロ詰めした信号列re(i) （ただし、０≦ｉ＜２N） を得る処理である。
【００３５】
【数１】（略）
【００３６】次に、このゼロ詰めされた信号列re(i) を実数部とし、虚数信号列im(i) として、
im(i) ＝ ０         （０≦ｉ＜２N）
を用い、ＦＦＴ処理部２３により、図４のステップＳ２３に示すように、これらの実数信号列re(i) 及び虚数信号列im(i) に対して２N ポイントのＦＦＴ（高速フーリエ変換）を実行する。
【００３７】このＦＦＴの実行結果に対して、tan-1 処理部２４により、図４のステップＳ２４に示すようにtan-1 （逆正接）を計算して位相を求める。これは、ＦＦＴの実行結果の実数部をＲe(i)、虚数部をＩm(i)とするとき、０≦ｉ＜２N-1 の成分が、周波数軸上で０〜π（rad） の成分に相当することから、この周波数軸上のω＝０〜πの範囲の位相φ(ω)を、次の（２）式により２N-1 ポイント求めるものである。求められた位相の具体例を図７の実線に示す。
【００３８】
【数２】（略）」（５頁８欄〜６頁１０欄）
　
　上記刊行物１の記載及び図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記ロ．の【００１３】における「図１の音声信号符号化装置は、入力信号に対して、サイン波分析（sinusoidalanalysis ）符号化、例えばハーモニックコーディング（harmonic coding） を行う第１の符号化部１１０と、入力信号に対して、例えば合成による分析法を用いて最適ベクトルのクローズドループサーチによるベクトル量子化を用いた符号励起線形予測（ＣＥＬＰ）符号化を施す第２の符号化部１２０とを有し」との記載、上記ハ．の【００２１】における「高精度（ファイン）ピッチサーチ部１１３には、オープンループピッチサーチ部１１１で抽出された比較的ラフな粗ピッチデータと、直交変換部１１２により例えばＤＦＴされた周波数軸上のデータとが供給されている。・・・高精度のピッチサーチ部１４６からのピッチデータについては、スペクトルエンベロープ評価部１１５、位相検出部１４１、及び切換部１０７に送っている。」との記載、同ハ．の【００２２】における「スペクトルエンベロープ評価部１１５では、ＬＰＣ残差の直交変換出力としてのスペクトル振幅及びピッチに基づいて各ハーモニクスの大きさ及びその集合であるスペクトルエンベロープが評価され、・・・スペクトルエンベロープ量子化部１１６に送られる。」との記載、同ハ．の【００２５】における「このスペクトルエンベロープ評価部１１５の出力部あるいはスペクトルエンベロープ量子化部１１６の入力部に設けられたデータ数変換部からの上記一定個数（例えば４４個）の振幅データあるいはエンベロープデータが、スペクトルエンベロープ量子化部１１６により、所定個数、例えば４４個のデータ毎にまとめられてベクトルとされ、重み付きベクトル量子化が施される。」との記載、及び図１によれば、音声信号符号化装置は、（α）音声信号におけるピッチ及びスペクトルエンベロープを求めている。
　また、上記ハ．の【００２６】における「位相検出部１４１では、後述するようにサイン波分析合成符号化の各ハーモニクス（高調波）毎の位相や位相の固定遅延成分等の位相情報を検出し、この位相情報を位相量子化部１４２に送って量子化し、量子化された位相データを切換部１０７に送っている。」との記載、同ハ．の【００２７】における「切換部１０７は、Ｖ／ＵＶ判定部１１５からのＶ／ＵＶ判定出力に応じて、第１の符号化部１１０のピッチ、スペクトルエンベロープのベクトル量子化インデクス、位相の各データと、第２の符号化部１２０からの後述するシェイプ、ゲインの各データとを切り換えて、端子１０３より出力する。」との記載、及び図１によれば、音声信号符号化装置は、位相検出部（１４１）で各ハーモニクス（高調波）毎の位相や位相の固定遅延成分等の位相情報を検出し、この位相情報を位相量子化部１４２に送って量子化し、位相データを出力している。すなわち、（β）位相データを出力している。また、（γ）前述のピッチ及びスペクトルエンベロープを出力している。
　ここで、音声信号符号化装置は、上記（α）ないし（γ）を方法として捉えると、音声信号を符号化する方法ということができる。
　
　したがって、上記（α）ないし（γ）をステップとして纏めると、上記刊行物１には、以下の発明（以下、「引用発明１」という。）が記載されているものと認められる。
　
　「音声信号を符号化する方法であって、
　前記音声信号におけるピッチ及びスペクトルエンベロープを求めるステップと、
　前記ピッチ及びスペクトルエンベロープを出力するステップとを有する方法において、
　前記方法は更に、位相データを出力するステップを有する方法。」
　
　ここで、原査定において刊行物１に記載されていると認定した「位相ジッタパラメタ」は、本願明細書段落【００１３】における「ｔ２における予測される位相と実際に測定された位相との誤差が計算される。例えば平均絶対値又は分散のようなこの誤差の特性値が決定される。好ましくは、位相ジッタパラメタは、この特性値から得られる。」との記載によれば、「予測される位相と実際に測定された位相との誤差の特性値」である。一方、刊行物１には、「位相」について、上記ハ．の【００２６】における「位相検出部１４１では、後述するようにサイン波分析合成符号化の各ハーモニクス（高調波）毎の位相や位相の固定遅延成分等の位相情報を検出し、この位相情報を位相量子化部１４２に送って量子化し、量子化された位相データを切換部１０７に送っている。」との記載、上記ニ．の【００３２】における「図３は上記図２の位相検出部１２の具体例の概略構成を示すブロック図、図４は図２の位相検出部１２の動作を概略的に示すフローチャートである。」との記載、同ニ．の【００３３】における「図３の入力端子２０は、図２の入力端子１１に相当し、上述したように、ディジタル化した音声信号そのもの、あるいは音声信号の短期予測残差信号（ＬＰＣ残差信号）が入力される。この入力信号に対して、波形切り出し部２１により、図４のステップＳ２１に示すように、１ピッチ周期分の波形信号を切り出している。」との記載、同ニ．の【００３６】における「ＦＦＴ処理部２３により、図４のステップＳ２３に示すように、これらの実数信号列re(i) 及び虚数信号列im(i) に対して２N ポイントのＦＦＴ（高速フーリエ変換）を実行する。」との記載、同ニ．の【００３７】における「このＦＦＴの実行結果に対して、tan-1 処理部２４により、図４のステップＳ２４に示すようにtan-1 （逆正接）を計算して位相を求める。」との記載、図２ないし図７が記載されている。しかしながら、刊行物１の各記載を見ても、原査定において刊行物１に記載されていると認定した「位相ジッタパラメタ」が記載されているとはいえない。
　
Ｂ　原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第９９／０３０９５号（以下、「刊行物２」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。 
　
ホ．「The present invention is related to a transmitter with a speech encoder, said speech encoder comprises analysis means for determining a plurality of linear prediction coefficients from a speech signal, said analysis means comprises pitch determining means for determining a fundamental frequency of said speech signal, the analysis means further being arranged for determining an amplitude and a frequency of a plurality of harmonically related sinusoidal signals representing said speech signal from said plurality of linear prediction coefficients and said fundamental frequency.
　The present invention is also related to a speech encoder, a speech encoding method and a tangible medium comprising a computer program implementing said method.」（１頁１〜９行） 
　
訳文（ホ．）「本発明は、音声符号器を備えた送信機に関するものであり、前記音声符号器は、音声信号から複数の線形予測係数を決定する解析手段を含み、前記解析手段は、前記音声信号の基本周波数を決定するピッチ測定手段を含み、当該解析手段は、更に、前記音声信号を表わす複数の調波関連正弦信号の振幅及び周波数を前記複数の線形予測係数及び前記基本周波数から決定するのに配される。 
　本発明は、音声符号器、音声符号化方法、及び前記方法を実施するコンピュータプログラムを有する実媒体にも関する。」
　
ヘ．「In the voiced speech decoder 94 according to Fig. 8, the encoded pitch received from the demultiplexer 92 is decoded and converted into a pitch period by a pitch decoder 104. The pitch period determined by the pitch decoder 104 is applied to an input of a phase synthesizer 106, to an input of a Harmonic Oscillator Bank 108 and to a first input of a LPC Spectrum Envelope Sampler 110.
　The LPC coefficients received from the demultiplexer 92 is decoded by the LPC decoder 112. The way of decoding the LPC coefficients depends on whether the current speech frame contains voiced or unvoiced speech. Therefore the voiced/unvoiced flag is applied to a second input of the LPC decoder 112. The LPC decoder passes the quantized a-parameters to a second input of the LPC Spectrum envelope sampler 110. The operation of the LPC Spectral Envelope Sampler 112 is described by (13), (14) and (15) because the same operation is performed in the Refined Pitch Computer 32.
　The phase synthesizer 106 is arranged to calculate the phase ψ k [i]of the i sinusoidal signal of the L signals representing the speech signal. The phase ψ k [i] is chosen such that the ith sinusoidal signal remains continuous from one frame to a next frame. The voiced speech signal is synthesized by combining overlapping frames, each comprising 160 windowed samples. There is a 50% overlap between two adjacent frames as can be seen from graph 118 and graph 122 in Fig. 9 . In graphs 118 and 122 the used window is shown in dashed lines. The phase synthesizer is now arranged to provide a continuous phase at the position where the overlap has its largest impact. With the window function used here this position is at sample 119. For the phase ψ k [i]of the current frame can now be written:
　
( 22 ) （略）」（１３頁１１行〜１４頁５行）
　
訳文（ヘ．）「第８図に従う有声音の音声復号器９４において、デマルチプレクサ９２から入力された符号化ピッチが復号され、ピッチ復号器１０４によってピッチ周期に変換される。ピッチ復号器１０４で決定される前記ピッチ周期は、位相合成器１０６の入力部、調波発振器バンク(Harmonic Oscillator Bank)１０８の入力部及びＬＰＣスペクトル包絡線サンプラ１１０の第１入力部に加えられる。
　デマルチプレクサ９２から入力されるＬＰＣ係数は、ＬＰＣ復号器１１２によって復号される。このＬＰＣ係数を復号する方法は、現在の音声フレームが有声音の音声又は無声音の音声を含むかに依存する。従って、前記有声音／無声音フラグがＬＰＣ復号器１１２の第２入力部に加えられる。このＬＰＣ復号器が量子化されたａパラメタをＬＰＣスペクトル包絡線サンプラ１１０の第２入力部に送る。このＬＰＣスペクトル包絡線サンプラ１１２の動作は、同様の動作が精密なピッチコンピュータ３２で行われるので、式（１３）、（１４）及び（１５）によって説明される。
　位相合成器１０６は、音声信号を表すＬ信号のｉ番目の正弦信号の位相ψk[i]を計算するように配される。この位相ψk[i]は、例えばｉ番目の正弦信号が１つのフレームから次のフレームへ絶え間ないように選択される。この有声音の音声信号は、重複するフレームを結合することによって合成され、これらフレームの各々は１６０個のウインドウ処理されるサンプルを有する。第９図におけるグラフ１１８及びグラフ１２２から見られるように、２つの隣接するフレーム間に５０％の重複が存在する。これらグラフ１１８及び１２２において使用されるウインドウが一点鎖線で示される。この位相合成器は、重複が最もインパクトが大きい位置で連続する位相を供給するように配される。ここで用いられるウインドウ関数において、この位置はサンプル１１９である。現在のフレームの位相ψk[i]に対し、以下の式が書かれる。
（２２）（略）」
　
　上記刊行物２の記載及び図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記ホ．における「本発明は、・・・音声符号化方法・・・にも関する。」との記載、上記へ．における「第８図に従う有声音の音声復号器９４において、デマルチプレクサ９２から入力された符号化ピッチが復号され、ピッチ復号器１０４によってピッチ周期に変換される。ピッチ復号器１０４で決定される前記ピッチ周期は、位相合成器１０６の入力部、調波発振器バンク(Harmonic Oscillator Bank)１０８の入力部及びＬＰＣスペクトル包絡線サンプラ１１０の第１入力部に加えられる。・・・位相合成器１０６は、音声信号を表すＬ信号のｉ番目の正弦信号の位相ψk[i]を計算するように配される。」との記載、図８によれば、音声符号化方法において、音声復号器（９４）の位相合成器（１０６）が位相を合成している。
　
　したがって、上記刊行物２には、以下の発明（以下、「引用発明２」という。）が記載されているものと認められる。
　
　「音声復号器（９４）の位相合成器（１０６）が位相を合成する音声符号化方法。」
　
Ｃ　原査定の拒絶の理由に引用された米国特許第５６６４０５１号明細書（以下、「刊行物３」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。 
　
ト．「[57]　ABSTRACT
A speech decoder apparatus for synthesizing a speech signal from a digitized speech bit stream of the type produced by processing speech with a speech encoder. The apparatus includes an analyzer for processing the digitized speech bit stream to generate an angular frequency and magnitude for each of a plurality of sinusoidal components representing the speech processed by the speech encoder, the analyzer generating the angular frequencies and magnitudes over a sequence of times; a random signal generator for generating a time sequence of random phase components; a phase synthesizer for generating a time sequence of synthesized phases for at least some of the sinusoidal components, the synthesized phases being generated from the angular frequencies and random phase components; and a synthesizer for synthesizing speech from the time sequences of angular frequencies, magnitudes, and synthesized phases.」（１頁右欄２３〜３９行） 
　
訳文（ト．）「要約
音声符号化器により音声を処理することによって生成された形式のデジタル化された音声ビットストリームから音声信号を合成するための音声復号装置。装置は、音声符号器によって処理された音声を表す複数の正弦波成分のそれぞれについて角周波数及び振幅を生成するためにデジタル化された音声ビットストリームを処理するための分析装置を含む、時間のシーケンス上の角周波数及び振幅を生成する分析器；ランダム位相成分の時間シーケンスを生成するためのランダム信号発生器；正弦波成分、角周波数から生成される合成位相及びランダム位相成分の少なくともいくらかについて合成位相の時間シーケンスを生成する位相合成器；角周波数、振幅及び合成された位相の時間シーケンスから音声を合成する合成器。」
　
　上記刊行物３の記載及び図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記ト．における「音声符号化器により音声を処理することによって生成された形式のデジタル化された音声ビットストリームから音声信号を合成するための音声復号装置・・・ランダム位相成分の時間シーケンスを生成するためのランダム信号発生器」との記載、及びFIGURE 1によれば、音声復号装置は、ランダム位相成分の時間シーケンスを生成するためのランダム信号発生器を備えている。
　
　したがって、上記刊行物３には、方法として捉えると、以下の発明（以下、「引用発明３」という。）が記載されているものと認められる。
　
　「ランダム信号発生器がランダム位相成分の時間シーケンスを生成する音声復号方法。」
　
Ｄ　原査定の拒絶の理由に引用された特開平１−２２１８００号公報（以下、「刊行物４」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。 
　
チ．「［産業上の利用分野］
　本発明は、スピーチ処理技術に関し、特定すると、スピーチまたはその他の音響波を分析し、ディジタル的にコード化し、変更しそして合成するための方法および装置に関する。」（３頁右上欄１〜５行） 
　
リ．「本発明に従えば、正弦スピーチ表示モデルに基づく新規なコード化技術が開示される。本発明の１側面においては、振幅コード化のためのピッチ適応性チャンネルコード化技術が開示されるが、この技術にあっては、チャンネルの間隔が、話者のボイスのピッチにしたがって変化される。本発明の他の側面においては、迅速に変化する位相を基本はの位相と同期するように固定する位相合成技術が開示される。
　正弦モデルのパラメータは、基礎となる正弦波の振幅、周波数および位相であり、代表的な低ピッチ話者の場合４ＫＨｚのスピーチ帯域幅に８０程の正弦波があり得るから、すべてのパラメータを直接的にコード化し、９．６ｋｂｐｓ以下の伝送速度を達成することは不可能である。
　コード化されるべきパラメータセットのサイズを減するに際しての第１ステツプは、測定された正弦波に対して知覚的な最良の適合を示す１組の調波の正弦波をもたらすピッチ抽出アルゴリズムを採用することである。この戦略の場合、個々の正弦波周波数のコード化は回避される。ついで、ピッチ調波にて振幅および位相をサンプルすることにより、新しい１組の正弦波振幅および位相が得られる。隣接する正弦波の振幅間に存在する相関を利用することにより、振幅のコード化に際して効率が増大される。正弦波の位相に対する予測的モデルも開発されるが、このモデルは、ダイナミックレンジが測定される位相の［−π，π］領域の１部である１組の残留位相をもたらすだけでなく、１組のコード化された基本帯域位相から高周波正弦波の位相を生成できるモデルをもたらす。コード化される振幅および基本帯域位相の数に対して許容されるビット数によれば、非常に自然で了解し易いコード化スピーチが、８．０ｋｐｂｓで得られる。」（４頁左下欄３行〜同頁右下欄１７行）
　
　上記刊行物４の記載及び図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記リ．における「本発明に従えば、正弦スピーチ表示モデルに基づく新規なコード化技術が開示される。・・・正弦モデルのパラメータは、基礎となる正弦波の振幅、周波数および位相であり」との記載、及びＦＩＧ．１によれば、コード化技術は、正弦スピーチ表示モデルに基づいて、正弦モデルのパラメータを、基礎となる正弦波の振幅、周波数及び位相としている。
　
　したがって、上記刊行物４には、方法として捉えると、以下の発明（以下、「引用発明４」という。）が記載されているものと認められる。
　
　「正弦スピーチ表示モデルに基づいて、正弦モデルのパラメータを、基礎となる正弦波の振幅、周波数及び位相とするコード化方法。」
　
（２）対比
　補正発明と引用発明１とを対比する。 
ａ．引用発明１の「前記音声信号におけるピッチ及びスペクトルエンベロープを求める」は、引用発明１の「ピッチ及びスペクトルエンベロープ」は、「正弦波成分の周波数及び振幅情報」に含まれるから、「前記音声信号における少なくとも１つの正弦波成分の周波数及び振幅情報を決定する」ということができる。
ｂ．引用発明１の「ピッチ及びスペクトルエンベロープ」は、変数（パラメタ）であり、上記ａ．の対比を考慮すれば、「周波数及び振幅情報を表す正弦波パラメタ」ということができる。
ｃ．引用発明１の「位相データを出力する」と、補正発明の「前記送信された正弦波パラメタから前記正弦波成分を復号器において復元する間に加えられるべきランダム位相の量を表す位相ジッタパラメタを前記復号器に送信する」とは、いずれも、「位相に係る特定の要素を出力する」という点で一致する。
　
 　したがって、補正発明と引用発明１は、以下の点で一致ないし相違している。 
 　 
（一致点） 
　「音声信号を符号化する方法であって
　前記音声信号における少なくとも１つの正弦波成分の周波数及び振幅情報を決定するステップと、
　前記周波数及び振幅情報を表す正弦波パラメタを送信するステップとを有する方法において、
　前記方法は更に、位相に係る特定の要素を出力するステップを有する方法。」
　
（相違点）
　「位相に係る特定の要素を出力する」に関し、
　補正発明は、「前記送信された正弦波パラメタから前記正弦波成分を復号器において復元する間に加えられるべきランダム位相の量を表す位相ジッタパラメタを前記復号器に送信する」のに対し、引用発明１は、「位相データを出力する」点。
　
（判断）　
　上記相違点について検討する。 
　引用発明１ないし引用発明４には、上記相違点である補正発明における「前記送信された正弦波パラメタから前記正弦波成分を復号器において復元する間に加えられるべきランダム位相の量を表す位相ジッタパラメタを前記復号器に送信する」構成について開示されていない。そして、補正発明は、この構成を備えることによって、復号器において与えられるランダム位相の量と本来の信号との関係が確立され、本来の信号に上手く対応する再現された音声信号のより自然な音を得ることが可能となり、ランダム位相の量を復号器において部分的に決定する必要がないので、復号器においてより素早くそして正確にランダム位相の量を決定することが可能となるという作用効果を奏するものである。また、引用発明１ないし４を組み合わせて進歩性を否定する根拠となる動機づけを見いだすことができない。
　したがって、補正発明は、引用発明１と同一ではなく、引用発明１ないし引用発明４に基いて、当業者が容易に発明をすることができたとはいえない。また、補正後の請求項５ないし７についても同様である。
　
　よって、本件補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合する。
　
３．むすび 
　本件補正は、平成１４年法律第２４号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第３項、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項及び第５項の規定に適合する。
 　 
第３　本願発明
　本件補正は上記のとおり、平成１４年法律第２４号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第３項、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項及び第５項の規定に適合するから、本願の請求項１ないし８に係る発明は、本件補正により補正された特許請求の範囲の請求項１ないし８に記載された事項により特定されるとおりのものである。
　そして、本願については、原査定の拒絶理由を検討してもその理由によって拒絶すべきものとすることはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。