【事件の表示】
　特許第３２９２０６６号「電源装置及びこれを用いた電気機器」の請求項１、２に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３２９２０６６号の請求項１、２に係る特許を取り消す。
【理　由】
１．訂正の適否の判断
（１）訂正の内容
訂正事項ａ
　特許請求の範囲における請求項１の「有している電源装置。」を、「有している電源装置であって、前記特性改善回路が、前記監視回路から前記駆動回路への信号線と、前記スイッチング素子および前記インダクタンス素子を接続する配線とに接続されている電源装置。」と訂正する。
　
（２）訂正の適否
　請求項１についての訂正事項ａは、「特性改善回路」が、監視回路から駆動回路への信号線と、スイッチング素子およびインダクタンス素子を接続する配線とに接続されていることを限定するもので、特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。訂正事項ａは特許明細書の段落【００１３】及び図１に記載されていたことである。
　以上のとおりであるから、上記訂正は、特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項において準用する特許法第１２６条第２、３項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
２．特許異議の申立てについての判断
（１）本件発明
　上記のとおり、訂正は認められるから、本件特許の発明（請求項１及び２、以下、「本件発明１及び２」という。）は、訂正された特許明細書に記載された次のとおりのものである。
「【請求項１】電圧入力端子と出力端子との間に直列接続されたスイッチング素子及びインダクタンス素子と、前記出力端子に向けて前記インダクタンス素子から流れ出る電流を直に検出して一定値以上の電流が流れるのを防止するのに加えて前記出力端子の電圧が所定値を超えて上昇するのも防止するための監視回路と、前記監視回路での電流検出結果が前記一定値より大きいときに加えて前記出力端子の電圧が前記所定値より大きいときにも前記スイッチング素子を遮断させる駆動回路と、前記スイッチング素子が遮断されたときに前記インダクタンス素子の逆起電力による電流が流れる経路を形成するためのフライホイールダイオードと、前記インダクタンス素子の逆起電力による電流が前記一定値より小さな値の電流であって前記フライホイールダイオードの順方向電圧を規定する電流以下になるまで前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を遮断状態にし且つその後に前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を導通させる特性改善回路とを有している電源装置であって、前記特性改善回路が、前記監視回路から前記駆動回路への信号線と、前記スイッチング素子および前記インダクタンス素子を接続する配線とに接続されている電源装置。
【請求項２】商用電源の整流及び平滑を行う入力電源回路と、その出力を前記電圧入力端子に受ける請求項１記載の電源装置と、これの前記出力端子に接続された出力電圧平滑用の出力コンデンサと、これに動作電力受給用の電源電圧端子が接続された半導体装置とを備えている電気機器。」
　
（２）引用刊行物
刊行物１：特開平７−１７７７３３号公報（異議申立人の提出した甲第１号証）
刊行物２：実公昭５９−１８８５９号公報（異議申立人の提出した甲第２号証）
刊行物３：特開平６−７０５４４号公報（異議申立人の提出した甲第３号証）
刊行物４：特開平５−２６０７８７号公報（異議申立人の提出した甲第４号証）
刊行物５：実願平３−７２３５５号（実開平５−２５９８９号）のＣＤ−ＲＯＭ（異議申立人の提出した甲第５号証）
刊行物６：特開平５−３２８７２３号公報（異議申立人の提出した甲第６号証）
　
（３）刊行物に記載された発明
　当審が通知した取消しの理由に引用した刊行物１には、
ア．「【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明図であり、図１中、図８〜図１２と同じものは、同一符号で示してある。また、ＳＶは基準電圧発生部、Ｄ２はダイオード、Ｑ７はトランジスタ（駆動用トランジスタ）を示す。」（第５頁右欄第１５〜１９行）
イ．「本発明は上記の課題を解決するため、次のように構成した。
マル１：発振部と、該発信部を制御する制御部を備えた自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記発振部の主スイッチング動作を行う主スイッチングトランジスタＱ１（バイポーラトランジスタ、またはＭＯＳ−ＦＥＴ）と、前記主スイッチングトランジスタＱ１を駆動する駆動用トランジスタＱ７（バイポーラトランジスタ、またはＭＯＳ−ＦＥＴ）を設けると共に、前記主スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合は、ドレイン）と、駆動用トランジスタＱ７のベース（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合は、ゲート）間に、ダイオードＤ２を接続した自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。」（第５頁右欄第２７〜３７行）
ウ．「【作用】前記構成に基づく本発明の作用を、図１に基づいて説明する。
・・・
【００７３】　(6) ：前記のように、トランジスタＱ１がオフになると、トランジスタＱ７もオフになる。この時、抵抗Ｒ２０→トランジスタＱ７のベース（ｅ点）→ダイオードＤ２→トランジスタＱ１のコレクタ（ｄ点）→チョークコイルＣＨの経路で電流が流れる。
【００７４】このため、ｄ点、ｅ点の電圧（電位）は降下し、トランジスタＱ１、Ｑ７のオフ状態を確実にする。なお、ダイオードＤ２がオンの場合、トランジスタＱ７のベース電圧も低く維持され、トランジスタＱ７がオンになるのを防止する。
・・・
【００７７】以上のようにして、発振部にダイオードを設けたことにより、従来のような帰還用の巻線を使用しなくても、安定した発振動作を行うことができる。従って、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するコイル（巻線）の数を減らして、コストダウンを図ることが可能となる。」（第６頁左欄第４行〜右欄第１行）
エ．「【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図２〜図７は、本発明の実施例を示した図であり、図２〜図７中、図１、図８〜図１２と同じものは、同一符号で示してある。また、ＺＤ３はツェナーダイオード、ＣＨはチョークコイルを示す。
【００７９】§１：実施例１の構成説明・・・図２参照
図２は実施例１の自励式降圧チョッパー回路である。この実施例は、前記従来例１を改善した自励式降圧チョッパー回路の例である。
・・・
【００８３】§２：実施例１の動作説明
前記自励式降圧チョッパー回路の動作は次の通りである。
（１）：入力電圧Ｖinが印加されると、抵抗Ｒ５→トランジスタＱ５のエミッタ→ベース→抵抗Ｒ４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランジスタＱ５がオンになる。トランジスタＱ５がオンになると、ツェナーダイオードＺＤ１にも電流が流れ、基準電圧が発生する。
【００８４】また、ａ点の電位が低い時は、トランジスタＱ４がオフ、トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ２がオフとなっている。
（２）：前記の状態で、抵抗Ｒ２０→トランジスタＱ７のベース（ｅ点）→エミッタ→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランジスタＱ７（駆動用トランジスタ）がオンになる。
【００８５】(3) ：トランジスタＱ７がオンになると、トランジスタＱ１のエミッタ→ベース→抵抗Ｒ１→トランジスタＱ７のコレクタ→エミッタ→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランジスタＱ１がオンになる。
【００８６】（４）：トランジスタＱ１がオンになると、トランジスタＱ１のエミッタ→コレクタ→チョークコイルＣＨ→コンデンサＣ２→ＧＮＤの経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。
【００８７】（５）：前記経路で電流が流れることにより、トランジスタＱ１のコレクタ電流が増加すると、トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間電圧ＶCEが大きくなる。このため、トランジスタＱ１のベース電流が足りなくなる。
【００８８】（６）：その後、出力電圧Ｖout が一定値以上になると、トランジスタＱ４がオンとなり、トランジスタＱ３がオフとなる。
（７）：トランジスタＱ４がオンになると、トランジスタＱ２もオンとなる。これにより、トランジスタＱ１がオフとなる。
【００８９】（８）：前記のように、トランジスタＱ１がオフになると、トランジスタＱ７もオフになる。この時、抵抗Ｒ２０→トランジスタＱ７のベース（ｅ点）→ダイオードＤ２→トランジスタＱ１のコレクタ（ｄ点）→チョークコイルＣＨの経路で電流が流れる。
【００９０】このため、ｄ点、ｅ点の電圧（電位）は降下し、トランジスタＱ１、Ｑ７のオフ状態を確実にする。なお、ダイオードＤ２がオンの場合、トランジスタＱ７のベース電位も低く維持され、トランジスタＱ７がオンになるのを防止する。
【００９１】（９）：一方、前記のようにトランジスタＱ１がオフになると、ダイオードＤ１が順方向バイアスされ、チョークコイルＣＨに蓄えられていた磁束（電磁エネルギー）により、チョークコイルＣＨ→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１の経路（図示点線の経路）で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。
【００９２】（１０）：前記のようにして、電流が流れ、チョークコイルＣＨの磁束（電磁エネルギー）が無くなると、再び、前記と同様にして、トランジスタＱ１がオンとなり、前記動作を繰り返す。
・・・
【００９４】前記のようにして、トランジスタＱ１はオン／オフを繰り返し、コンデンサＣ２を充電することにより、出力電圧Ｖout を得られる。この場合、マル１に示したように、トランジスタＱ１のオン時には、ｄ点の電圧は、入力電圧（Ｖin）に近い電圧（＋電位）になり、オフになると、負電圧（ダイオードＤ１の電圧降下分だけ−電位）となる。
【００９５】そして、前記トランジスタＱ１のオン／オフにより、トランジスタＱ１には、マル２に示したような断続的なコレクタ電流が流れる。また、トランジスタＱ１のオン／オフに伴って、トランジスタＱ７も断続するが、この場合、ｅ点の電圧波形はマル３のようになる（約０．７Ｖと、ＧＮＤ電位）。
【００９６】すなわち、トランジスタＱ７がオンの時、ｅ点の電圧は、約０．７Ｖであり、トランジスタＱ７がオフの時は、ｅ点の電圧は略ＧＮＤ電圧（ｄ点の電圧＋ダイオードＤ２の電圧）となる。」（第６頁右欄第３行〜第７頁右欄第９行）
オ．「【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
マル１：従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、発振部に、帰還用の制御巻線（トランスのコイル）を必要としていたが、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータの発振部にダイオード（Ｄ２）を設けたことにより、前記帰還用の制御巻線（コイル）を使用しなくても、安定した発振動作が可能である。
【０１５３】従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する巻線（コイル）の数を減らすことができる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータのコストダウンが可能になる。
マル２：発振部にダイオード（Ｄ２）を設けたので、主スイッチングトランジスタ（Ｑ１）がオフからオンになる際、チョークコイル、或いはフライバックトランスの磁束（電磁エネルギー）が全て無くなってから、前記主スイッチングトランジスタ（Ｑ１）がオンになる。」（第１０頁右欄第２〜１７行）
の記載からみて、
「主スイッチングトランジスタと、該主スイッチングトランジスタを駆動する駆動用トランジスタと、チョークコイルと、出力電圧が一定値以上になると前記主スイッチングトランジスタをオフにする抵抗（Ｒ７、Ｒ８）及び制御部と、前記主スイッチングトランジスタがオフのとき前記チョークコイルに蓄えられていた磁束により流れる電流の経路を形成するダイオード（Ｄ１）と、前記主スイッチングトランジスタがオフからオンになる際チョークコイルの磁束（電磁エネルギー）が全てなくなってから前記主スイッチングトランジスタをオンにするように駆動用トランジスタのベース電圧を低く維持するダイオード（Ｄ２）とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。」
の発明が記載されている。
　
　また、同じく刊行物２には、
カ．「本考案はスイッチングレギュレータの過電流保護回路に関するものである。」（第２頁右欄第４〜５行）
キ．「第１図の一対の電源端子１、２と一対の出力３、４との間の一対の給電線５、６のうちの一方の給電線５に直列にスイッチング制御回路７を構成するためのスイッチングトランジスタＱ１が接続されている。スイッチング制御回路７は、スイッチングトランジスタＱ１の他に、ダーリントン接続された前段のトランジスタＱ２、このトランジスタＱ２のベースと接地給電線６との間に抵抗Ｒ６を介して接続された駆動制御トランジスタＱ３、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース間に接続された抵抗Ｒ７、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース間に接続された抵抗Ｒ８を有し、トランジスタＱ３のベースにオン・オフ制御信号を受けて、スイッチングトランジスタＱ１がオン・オフし、負荷８に定電圧を供給する。
　制御回路７の出力側の一方の給電線５にはチョークコイル９と０．０２Ωの電流検出抵抗Ｒ５とが夫々直列に接続されている。また正の給電線５と接地給電線６との間にはダイオードＤ、抵抗Ｒ９とＲ１０とから成る電圧検出用分圧抵抗回路、及び平滑用コンデンサＣ１が接続され、更に第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２とから成る第１の分圧抵抗回路、及び第３の抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とから成る第２の分圧抵抗回路が接続されている。尚第１の分圧抵抗回路は電流検出抵抗Ｒ５の入力側に接続され、第２の分圧抵抗回路は電流検出抵抗Ｒ５の出力側に接続されている。」（第２頁左欄第１３〜３９行）
ク．「過電圧検出用比較器１３は一方の入力端子（非反転入力端子）に付与される基準電圧と他方の入力端子（反転入力端子）に付与される作動出力重畳三角波信号との比較出力を発生するものである。・・・。従って定常電流の場合には比較器１３の出力が常に高レベルに保たれ、過電流状態の場合には、基準電圧を重畳三角波信号がオーバーした期間のみ低レベルになる。
　トランジスタＱ３を過電流制御にのみ使用するのみならず、低電圧制御にも使用するために、このベースには電圧制御用比較器１８の出力ラインが接続されている。・・・ツェナーダイオードＺＤが接続されている。」（第２頁右欄第１４〜４３行）
ケ．「即ち、第２図のｔ１〜ｔ２期間に例え比較器１３が高レベル出力状態であっても、もう一方の比較器１８が低レベル出力状態であるので、この期間はトランジスタＱ３がオフに保たれ、ｔ２〜ｔ３期間にオンになる。従って、トランジスタＱ３は２つの比較器１３、１８のＡＮＤ出力で制御される。」（第３頁左欄第２３〜２９行）
コ．第１図の本考案の実施例に係わるスイッチングレギュレータの回路図
の記載からみて、「一対の電源端子と一対の出力との間の一対の給電線のうちの一方の給電線に直列に接続されたスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタをオン・オフする駆動制御トランジスタと、制御回路の出力側の一方の給電線に直列に接続された電流検出用抵抗と、該電流検出用抵抗により検出した電流が過電流状態の場合を検出する過電圧検出用比較器と、電圧制御用比較器とを備え、前記過電圧検出用比較器と電圧制御用比較器とのＡＮＤ出力で前記駆動制御トランジスタを制御することにより、該駆動制御用トランジスタを過電流制御に使用するのみならず低電圧制御にも使用するようにしたスイッチングレギュレータ。」
の発明が記載されている。
　
　また、同じく刊行物３には、
サ．「【産業上の利用分野】本発明はＤＣ／ＤＣコンバータ又はＡＣ／ＤＣコンバータ電源の並列運転における負荷出力側のダイオードオア回路の改良に関する。交換機等に使用される電源は、出力側の負荷容量に応じて複数の電源を並列に接続して負荷に供給している。このとき、並列に接続された複数の電源の障害対策として予備の電源を更に１台付加している。
【０００２】例えば、交換機用の電源は48Ｖ直流電源をＤＣ／ＤＣコンバータにより±５Ｖや−２Ｖの直流電源に変換して、ＬＳＩ等の電子回路に供給している。」（第２頁左欄第２０〜２９行）
の記載からみて、
「ＬＳＩ等の電子回路に電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ又はＡＣ／ＤＣコンバータ。」
の発明が記載されている。
　
　また、同じく刊行物４には、
シ．「【目的】  電動機駆動用インバータ装置の電気的構成を簡素化し、しかも高効率化、低騒音化を達成する。
【構成】  三相ダイオードブリッジ整流回路２により直流電圧を得、降圧チョッパ回路３により直流電圧を降圧し、降圧チョッパ回路３により得られる直流電源を電圧形三相フルブリッジインバータ４に供給する。そして、降圧チョッパ回路３と並列に回生電力バイパス用ダイオード５を接続し、回生電力バイパス用ダイオード５の導通期間が短い場合に電流形インバータとして機能させ、導通期間が長い場合に電圧形インバータとして機能させ、しかも力率がほぼ１になるようにインバータ制御回路８によりスイッチング指令を供給して回生電力バイパス用ダイオードの導通時間を短縮する。」（第１頁【要約】）
ス．「さらに、降圧チョッパ回路３の出力端子間に小容量のコンデンサ９が接続されているので、負荷電流リプルを小さくできる。この結果、高調波成分が減少し、より高効率かつ低騒音の運転を行なうことができ、さらに負荷としてコンプレッサを用いた場合等に特に問題となる漏れ電流をも小さくできる。さらにまた、コンデンサ９により負荷電流リプルを小さくできる関係上、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ａのスイッチング周波数を低くでき、スイッチングロスを少なくできる。」（第４頁右欄第３５〜４４行）
の記載からみて、
「整流回路と、該整流回路により得られた直流電圧を降圧する降圧チョッパ回路と、該降圧チョッパ回路の出力端子間に接続され負荷電流リプルを減少させるコンデンサとを備えたインバータ回路。」
の発明が記載されている。
　
　また、同じく刊行物５には、
セ．「【請求項１】　外部より交流電圧を入力し直流電圧を出力する整流平滑部と、前記整流平滑部の出力する直流電圧を断続し電圧を可変するチョッパ回路と、前記チョッパ回路の出力する直流電圧を交流電圧に変換し外部へ出力するインバータ部と、前記チョッパ回路へ断続用のパルス信号を供給すると同時に前記パルス信号のデューティー比を変えて前記インバータ部の出力する交流電圧の可変と安定化を行なう制御部とを備える交流電源装置において、
　前記制御部は制御電圧によりディーティー比を可変するパルス信号発生器と、前記インバータ部の出力する交流電圧を入力し電圧検出する検出回路と、前記検出回路の検出電圧と基準電圧とを入力し差電圧を増幅して前記制御電圧として前記パルス信号発生器へ出力する差動増幅器と、外部より入力される第１の基準電圧と内部で生成するあらかじめ設定されたプログラムにより電圧が自動的に変化する第２の基準電圧とを切替えて何れか一方を前記基準電圧として前記差動増幅器へ出力する基準電圧発生器とを備えることを特徴とする交流電源装置。」（【実用新案登録請求の範囲】）
ソ．図１の実施例の回路構成を示すブロック図
の記載からみて、
「外部より交流電圧を入力し直流電圧を出力する整流平滑部と、前記整流平滑部の出力する直流電圧を断続し電圧を可変するチョッパ回路とを備えた電源装置。」
の発明が記載されている。また、図１には、チョッパ回路の出力端にコンデンサが設けられていることが記載されている。
　
　さらに、同じく刊行物６には、
タ．「【従来の技術】商用交流電源を入力として動作する各種機器の電源として、例えば図４に示すような回路構成を持つコンデンサインプット形整流回路が用いられている。この回路は次のように動作する。即ち、図５(a) に示す商用交流電源１の出力電圧Ｖiｓｉｎωt を、ダイオード２〜５よりなる全波整流回路Ａにより図５(b) 中の点線図示のように全波整流し、商用周波数平滑用コンデンサ６により図５(b) 中の実線図示のように平滑な出力電圧Ｖo を得る。」（第２頁左欄第２４〜３２行）
チ．「そこで、この対策として図６に示す回路が提案されている。なお上記図４のコンデンサインプット形整流回路と同一の回路素子には、同一の符号を付している。本回路は、全波整流回路Ａの出力に降圧チョッパ回路Ｃのスイッチング周波数のリプル電流平滑用入力フィルタＢを備え、さらにその出力に降圧チョッパ回路Ｃが接続されている。ここで、降圧チョッパ回路Ｃのスイッチング周波数が商用周波数に比べて十分高ければ、インダクタ７は電源ラインの寄生インダクタンスを利用できるため、特に外付けする必要はない。また、コンデンサ８はスイッチング周波数のリプルを低減すればよいため、図４のコンデンサインプット形整流回路の商用周波数平滑用コンデンサ６に比べて十分小さくできる。」（第２頁左欄第４４行〜右欄第６行）
ツ．「【課題を解決するための手段】本発明の単相交流入力電源は、全波整流回路、入力フィルタ、降圧チョッパ回路、及び降圧チョッパ回路のスイッチ素子を制御する制御回路により構成される。そして、この制御回路は、前記降圧チョッパ回路の出力電圧と直流基準電圧とを入力とする第１の誤差増幅器、入力交流電圧を整流した正弦波状の電圧と前記降圧チョッパ回路の出力電圧の差電圧を求める減算器、この減算器出力と前記第１の誤差増幅器の出力との積を求める乗算器、前記入力フィルタの入力電流と乗算器出力とを入力とする第２の誤差増幅器、この第２の誤差増幅器出力と一定周波数の鋸歯状波あるいは三角波とを入力とし、前記降圧チョッパ回路のスイッチ素子を制御する信号を生成する比較器とから構成される。」（第２頁右欄第３１〜４４行）
テ．図１の降圧チョッパ形交流入力電源
の記載からみて、
「全波整流回路と、降圧チョッパ回路とを備えた、商用交流電源を入力として動作する各種機器の電源。」
の発明が記載されている。また、図１には、降圧チョッパ回路の出力端にコンデンサが設けられていることが記載されている。
　
（４）対比・判断
ア．本件発明１について
　本件発明１と、刊行物１に記載された発明とを対比すると、後者の「主スイッチングトランジスタ」、「チョークコイル」、及び「ダイオード（Ｄ１）」は、前者における「スイッチング素子」、「インダクタンス素子」、及び「フライホイールダイオード」にそれぞれ相当する。
　また、後者における「抵抗（Ｒ７、Ｒ８）」と「制御部」とは、一定値以上の電流が流れるのを防止する作用は有しないものの、出力端子の電圧が所定値を超えないように主スイッチングトランジスタをオフする点で、前者における「監視回路」と「駆動回路」とに相当する。
　さらに、後者における「ダイオード（Ｄ２）」は、その作用である、「主スイッチングトランジスタがオフからオンになる際チョークコイルの磁束（電磁エネルギー）が全てなくなってから前記主スイッチングトランジスタをオンにするように駆動用トランジスタのベース電圧を低く維持する」ことが、「インダクタンス素子の逆起電力による電流が前記一定値より小さな値の電流であって前記フライホイールダイオードの順方向電圧を規定する電流以下になるまで前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を遮断状態に」することと等価であるから、前者における「特性改善回路」に相当する。
　したがって、本件発明１と刊行物１に記載された発明とは、
「電圧入力端子と出力端子との間に直列接続されたスイッチング素子及びインダクタンス素子と、前記出力端子の電圧が所定値を超えて上昇するのを防止するために前記出力端子の電圧が前記所定値より大きいときに前記スイッチング素子を遮断させる回路と、前記スイッチング素子が遮断されたときに前記インダクタンス素子の逆起電力による電流が流れる経路を形成するためのフライホイールダイオードと、前記インダクタンス素子の逆起電力による電流が前記一定値より小さな値の電流であって前記フライホイールダイオードの順方向電圧を規定する電流以下になるまで前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を遮断状態にし且つその後に前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を導通させる特性改善回路とを有している電源装置。」
である点で一致し、以下の点で相違する。
　
［相違点１］
　本件発明１においては、「監視回路」は、出力端子に向けて前記インダクタンス素子から流れ出る電流を直に検出して一定値以上の電流が流れるのを防止するのに加えて前記出力端子の電圧が所定値を超えて上昇するのも防止するものであり、「駆動回路」は、前記監視回路での電流検出結果が前記一定値より大きいときに加えて前記出力端子の電圧が前記所定値より大きいときにもスイッチング素子を遮断させるものであるのに対し、刊行物１に記載の発明においては、駆動用トランジスタ、抵抗（Ｒ１）、及び抵抗（Ｒ２０）から成る主スイッチングトランジスタをオンする回路とは別途に主スイッチングトランジスタをオフするための制御部を備え、出力電圧のみを監視して、該出力電圧が一定値以上にならないようにするものである点。
　
［相違点２］
　本件発明１では、「特性改善回路」は、監視回路から駆動回路への信号線と、スイッチング素子およびインダクタンス素子を接続する配線とに接続されているものであるのに対し、刊行物１に記載の発明においては、そのような構成となっていない点。
　
　以下、上記相違点について検討する。
ａ．相違点１について
　電源装置において、出力端子に向けてインダクタンス素子から流れ出る電流を直に検出すると共に出力端子の電圧も検出し、前記電流検出の結果と電圧検出の結果との両方を駆動回路に入力することで、電流検出結果が一定値より大きいときに加えて出力端子の電圧が所定値より大きいときにもスイッチング素子を遮断させるように駆動制御トランジスタを駆動するものは、刊行物２に記載がある。刊行物２に記載の発明では、負荷電流がそのまま用いられるものではなく、三角波電圧と重畳されるものであるが、電流検出と電圧検出とを行い、一定電圧制御のみでなく過電流制御も行うという構成は、駆動信号が三角波との比較によって得られるものであることに限定されるものではなく、刊行物１に記載の発明に適用することを妨げるものではない。したがって、刊行物１に記載の発明においても、出力端子に向けてチョークコイルから流れ出る電流を直に検出して一定値以上の電流が流れるのを防止するのに加えて前記出力端子の電圧が所定値を超えて上昇するのも防止するように監視し、電流検出結果が前記一定値より大きいときに加えて前記出力端子の電圧が前記所定値より大きいときにも主スイッチングトランジスタを遮断させるように駆動用トランジスタを駆動するように制御部及び発振部を構成することは、当業者が容易に想到し得たことと認められる。
　
ｂ．相違点２について
　刊行物１に記載の発明においては、駆動用トランジスタ（Ｑ７）をオンすることで主スイッチングトランジスタ（Ｑ１）をオンすると共に、制御部を構成するトランジスタ（Ｑ２とＱ４）をオンすることで主スイッチングトランジスタ（Ｑ１）をオフしているが、電源装置の駆動回路としては、上記の構成以外にも、駆動用トランジスタのオン、オフにより主スイッチングトランジスタをオン、オフするものもあることは、刊行物２にも記載があるように公知であって、刊行物１に記載の発明においても、上記ａ．で検討したように、刊行物２に記載の、電流検出値及び電圧検出値によって駆動用トランジスタをオフして主スイッチングトランジスタを遮断させる構成とすることは、容易に想到し得たことである。刊行物１に記載の発明において、特性改善回路に相当するダイオード（Ｄ２）は、駆動用トランジスタ（Ｑ７）のベースに接続されることが要求されるのであるから、ダイオード（Ｄ２）の接続は、駆動用トランジスタの接続に依存するものであって、上記のように刊行物２に記載の構成を適用するものにおいては、駆動用トランジスタを遮断する信号を発生する回路から駆動用トランジスタへの信号線と、主スイッチングトランジスタとチョークコイルとを接続する配線とに接続されなければならないことは明らかである。したがって、刊行物１に記載の発明において刊行物２に記載の駆動回路を適用することが当業者が容易に想到し得たものである以上、特性改善回路に相当するダイオード（Ｄ２）の接続を、駆動用トランジスタを遮断する信号を発生する回路から駆動用トランジスタのベースへの信号線と、主スイッチングトランジスタとチョークコイルとを接続する配線とに接続することも、当業者が容易に想到し得たものであると認められる。
　
イ．本件発明２について
　本件発明２は、本件発明１を電源装置として引用した「電気機器」の発明であって、前記電源装置の入力回路として「商用電源の整流及び平滑を行う入力電源回路」を備え、また、前記電源装置の「出力端子に接続された出力電圧平滑用の出力コンデンサと、これに動作電力受給用の電源電圧端子が接続された半導体装置」を備える旨の構成が付加された。
　上記の構成について、引用発明１と更に対比・検討すると、刊行物１に記載の発明における「コンデンサ（Ｃ２）」は、本件発明２の「出力コンデンサ」に相当するから、前記本件発明１の特許についての対比・判断で挙げた一致点・相違点に加えて、両者は以下の点でさらに相違する。
　
［相違点３］
　本件発明２では、電源回路の入力側に商用電源の整流及び平滑を行う入力電源回路を備えると共に、出力側に動作電力受給用の電源電圧端子が接続された半導体装置を備えた電気機器であるのに対し、刊行物１に記載の発明においては、電源回路の入力側及び出力側に接続されるものについては記載がない点。
　
　以下、上記相違点３について検討する。
　電源回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、商用電源の整流及び平滑を行う回路を備えて入力とすることは、甲第４〜６号証にも記載があるように、この出願前から周知のことに過ぎない。また、半導体装置に出力することも、刊行物３に記載があるように、普通に行われていることである。したがって、刊行物１に記載の電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータを、入力側に商用電源の整流及び平滑を行う入力電源回路を備えると共に、出力側に動作電力受給用の電源電圧端子が接続された半導体装置を備えた電気機器に適用することに、格別の困難性は認められない。
　
（５）むすび
　以上のとおりであるから、本件発明は、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本件発明についての特許は拒絶の査定をしなければならない特許出願に対してされたものと認める。
　よって、特許法等の一部を改正する法律（平成６年法律第１１６号）附則第１４条の規定に基づく、特許法等の一部を改正する法律の施行に伴う経過措置を定める政令（平成７年政令第２０５号）第４条第２項の規定により、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１５年７月２日（２００３．７．２）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
電源装置及びこれを用いた電気機器
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　電圧入力端子と出力端子との間に直列接続されたスイッチング素子及びインダクタンス素子と、前記出力端子に向けて前記インダクタンス素子から流れ出る電流を直に検出して一定値以上の電流が流れるのを防止するのに加えて前記出力端子の電圧が所定値を超えて上昇するのも防止するための監視回路と、前記監視回路での電流検出結果が前記一定値より大きいときに加えて前記出力端子の電圧が前記所定値より大きいときにも前記スイッチング素子を遮断させる駆動回路と、前記スイッチング素子が遮断されたときに前記インダクタンス素子の逆起電力による電流が流れる経路を形成するためのフライホイールダイオードと、前記インダクタンス素子の逆起電力による電流が前記一定値より小さな値の電流であって前記フライホイールダイオードの順方向電圧を規定する電流以下になるまで前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を遮断状態にし且つその後に前記駆動回路を介して前記スイッチング素子を導通させる特性改善回路とを有している電源装置
であって、前記特性改善回路が、前記監視回路から前記駆動回路への信号線と、前記スイッチング素子および前記インダクタンス素子を接続する配線とに接続されている電源装置
　【請求項２】
　商用電源の整流及び平滑を行う入力電源回路と、その出力を前記電圧入力端子に受ける請求項１記載の電源装置と、これの前記出力端子に接続された出力電圧平滑用の出力コンデンサと、これに動作電力受給用の電源電圧端子が接続された半導体装置とを備えている電気機器。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　本発明は多機能電話器、電気掃除機及びリチウムイオン電池等の２次電池の充電装置等の電気機器に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータといわれる電源装置に関し、詳しくはその回路構成に関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　従来、１チップマイクロコンピュータ等の半導体装置を使用するような電気機器では、半導体装置の電源として安定した出力電圧特性を要求されるとともに、各機器の外形的制約から高効率で小型な電源装置が要望されている。この要望を満たすものとして、図５に回路図を示すようなＤＣ−ＤＣコンバータといわれる方式の電源装置を用いていた。
　【０００３】
　図５の電源装置１ｂは、直流電源２ａ及び入力コンデンサ２ｂからなる入力電源回路２と、トランジスタ１１からなるスイッチング素子３と、インダクタンス素子４と、出力コンデンサ５と、抵抗２１、２２及び２４、ツェナダイオード２３、トランジスタ１９及び２０からなる監視回路６と、トランジスタ１４、抵抗１２乃至１４からなる駆動回路７と、ダイオード（以下「フライホイールダイオード」と称す）２２とから構成されている。
　【０００４】
　そして、入力電源回路２は端子Ｔ１（以下「電圧入力端子Ｔ１」と称す）を介してトランジスタ１１のエミッタに接続され、トランジスタ１１のコレクタ側（図５の配線Ｌ′）はインダクタンス素子４を介して端子Ｔ３（以下「出力端子Ｔ３」と称す）に接続され、出力端子Ｔ３と端子Ｔ２（以下「基準電圧端子Ｔ２」と称す）との間には出力コンデンサ５が接続されている。また、監視回路６のトランジスタ１９のコレクタ出力は駆動回路７のトランジスタ１４のベースに接続されるとともに、コンデンサ１６を介して配線Ｌ′に接続されている。更に、基準電圧端子Ｔ２もダイオード８を介して配線Ｌ′に接続されている。
　【０００５】
　動作について説明する。まず、電源装置１ｂの出力端子Ｔ３と基準電圧端子Ｔ２との間にモータや半導体装置等の負荷を接続し、直流電源２ａを所定の電圧Ｖ１に設定すると、電圧入力端子Ｔ１を介して以降の回路に電圧が印加されて動作可能になる。この電圧印加により、トランジスタ１４が導通するとトランジスタ１１が導通され、インダクタンス４を介して監視回路６及び負荷に電流（以下「出力電流」と称す）が流れるようになる。このとき、コンデンサ１６を介してもトランジスタ１４にベース電流が流れるので、トランジスタ１４のコレクタ電流が大きくなり、トランジスタ１１は急速に飽和する。
　【０００６】
　そして、出力電流が大きい場合には監視回路６に出力電流が流れてトランジスタ２０を導通する電圧が抵抗２２に発生し、トランジスタ２０が導通することによりトランジスタ１９が導通するようになる。一方、出力電流が少なく出力電圧が上昇するような場合には抵抗２４に発生する電圧によりトランジスタ１９が導通するようになる。このようにして、トランジスタ１９が導通すると、トランジスタ１４のベース電圧が低レベルになるのでトランジスタ１４が遮断し、トランジスタ１１が遮断される。このとき、インダクタンス４には逆起電力が発生するので、負荷及びダイオード８にはこの逆起電力による電流が流れ続ける。
　【０００７】
　その後、逆起電力が徐々に低下するとともに出力電流が減少し、抵抗２２による電圧降下が少なくなってトランジスタ２０が遮断されるようになると、トランジスタ１９が遮断されてトランジスタ１４のベース電圧が上昇するので、トランジスタ１１が再び導通するようになる。以上のような動作サイクルを繰り返しながら出力電流を出力コンデンサ５に充電し、負荷に対して略一定の出力電流が供給できるようになっている。
　【０００８】
　【発明が解決しようとする課題】
　しかしながら、従来の電源装置１ｂの負荷に流れる出力電流に対する出力電圧及び端子Ｔ１での入力電流の特性は、図６に波形図を示すように、出力電流が規格値（図５中のＢ、Ｂ′点）を越えた後は出力電圧及び入力電流共徐々に低下するような特性をしているとともに、出力電流が増大するにつれて上述の動作サイクルの周期が短くなるように動作する。従って、トランジスタ１１及びインダクタンス素子４等の素子による電力損失が増大し、各素子及び電源装置が発熱してしまうという問題がある。また、各素子の発熱が大きくなると、パッケージ及びこれを用いた基板等に放熱処理を行う必要が生じ、各素子の外形が大きくなるとともに、電源装置全体及びこれを用いる機器の外形も大きくなるという問題もある。
　【０００９】
　そこで本発明はこれらの問題を解決し、電源装置の電力損失が少なくするような回路構成にすることにより、小型且つ安価な電源装置及びこれを用いた電気機器を容易に形成できるようにすることを目的とする。
　【００１０】
　【課題を解決するための手段】
　上述の問題を解決するために、請求項１の記載に係わる電源装置は、電圧入力端子と出力端子との間に直列接続されたスイッチング素子及びインダクタンス素子と、出力端子に流れる電流を検出し一定値以上の電流が流れるのを防止するための監視回路と、監視回路での電流検出結果に応じてスイッチング素子を遮断させるための駆動回路と、スイッチング素子が遮断されたときにインダクタンス素子の逆起電力による電流が流れる経路を形成するためのフライホイールダイオードと、を有する電源装置において、インダクタンス素子による逆起電力がフライホイールダイオードの順方向電圧を規定する電流以下になるまでスイッチング素子を遮断状態にするための特性改善回路を有することを特徴とする。
　【００１１】
　このような構成により、簡単な回路構成でありながら回路の内部損失が少なくなって放熱処理を簡略化できるようになり、小型で安価な電子部品またはこれらの一部を１つに集積化した小型の半導体装置を使用して電源装置を形成できるようになる。また、請求項２の記載に係わる電気機器は、電圧入力端子に商用電源の整流電圧が接続され、出力端子に出力電圧平滑用の出力コンデンサ及び半導体装置が接続された請求項１記載の電源装置を用いていることを特徴とする。このような構成により、半導体応用製品の電源回路に小型で安価な電源装置を容易に使用できるようになる。
　【００１２】
　【実施の形態】
　以下、本発明の実施の形態を図１乃至図４を参照しながら詳細に説明する。尚、本明細書では全図面を通して同一または同様の回路要素には同一の符号を付して重複する説明を省略している。図１は本発明を用いたＤＣ−ＤＣコンバータといわれる電源装置の回路図を示し、その構成は、電源電圧を所定のタイミングで導通または遮断（以下「スイッチング」と称す）するためのスイッチング素子３と、スイッチング素子３により電源電圧が遮断されたときに逆起電力を発生させるためのインダクタンス素子４と、インダクタンス素子４により発生した逆起電力により充電されて出力のインピーダンスを下げるための電解型の出力コンデンサ５と、出力電流を検出するとともに異常電圧が入力されたときにスイッチング素子３の動作を停止するための監視回路６と、監視回路６からの信号に応じてスイッチング素子３を制御駆動するための駆動回路７と、発生した逆起電力による電流が流れる経路を形成するダイオード（以下「フライホイールダイオード」と称す）８と、出力電流に対する出力電圧の特性が所定の電流値以上では急激に出力電圧が低下する垂下型の特性にするための特性改善回路９とから構成されている。
　【００１３】
　各回路の構成について更に詳しく説明する。スイッチング素子３は端子Ｔ１（以下「電圧入力端子Ｔ１」と称す）にエミッタが接続されるとともにインダクタンス素子４にコレクタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタ１５から構成され、インダクタンス素子４はフェライトやアモルファス等をコアにして巻かれたコイルから構成されている。更に、監視回路６は負荷に流れる電流（以下「出力電流」と称す）を検出するための抵抗２２と、端子Ｔ３（以下「出力端子Ｔ３」と称す）と端子Ｔ２（以下「基準電圧端子Ｔ２」と称す）との間に直列に接続されたツェナダイオード２３及び抵抗２４と、出力端子Ｔ３にベースが接続されるとともに抵抗２２とインダクタンス素子４との間にエミッタが接続され、コレクタが抵抗２１を介してツェナダイオード２３のアノードと抵抗２４の接続点に接続されたＰＮＰ型のトランジスタ２０と、ツェナダイオード２３のアノード側にベースが接続されるとともにエミッタが基準電圧端子Ｔ２に接続されてコレクタ出力により駆動回路７を制御するためのＮＰＮ型のトランジスタ１９とから構成されている。駆動回路７はトランジスタ１１のベースに抵抗１３を介してコレクタが接続されるとともに、基準電圧端子Ｔ２に抵抗１５を介してエミッタが接続され、電圧入力端子Ｔ１に抵抗１２を介してベースが接続されたＮＰＮ型のトランジスタ１４とから構成されている。特性改善回路９はカソードがフライホイールダイオード８のカソードに接続されるとともに、アノードが抵抗１８を介してトランジスタ１９のコレクタに接続されたダイオード１７から構成されている。
　【００１４】
　各回路構成間の接続について更に説明する。電圧入力端子Ｔ１を介して電源電圧がトランジスタ１１のエミッタに接続され、トランジスタ１１のコレクタ側（図１中の配線Ｌ）はインダクタンス素子４を介して出力端子Ｔ３に接続され、出力端子Ｔ３と基準電圧端子Ｔ２との間には出力コンデンサ５が接続されている。また、監視回路６のトランジスタ１９のコレクタ出力は駆動回路７のトランジスタ１４のベースに接続されるとともに、特性改善回路９を介して配線Ｌに接続されている。更に、基準電圧端子Ｔ２もダイオード８を介して配線Ｌに接続されている。
　【００１５】
　次に本発明の回路動作について説明する。まず、電源装置１ａの出力端子Ｔ３と基準電圧端子Ｔ２との間にモータや半導体装置等の負荷となる装置を接続するとともに、電圧入力端子Ｔ１に直流電源２ａとそのインピーダンスを下げるために直流電源２ａと並列に設けられた電解型のコンデンサ２ｂとからなる入力電源回路２を接続する。そして、直流電源２ａを所定の電圧Ｖ１に設定すると、電圧入力端子Ｔ１を介して以降の回路に電圧が印加されて動作が可能になる。この電圧印加により、トランジスタ１４が導通するとトランジスタ１１が導通され、インダクタンス素子４を介して監視回路６及び負荷に出力電流が流れるようになる。この時、トランジスタ１４のベースにはダイオード１７がコンデンサのように作用して抵抗１８を介して正帰還がかかるようになるので、トランジスタ１１は急速に飽和及び導通するようになっている。
　【００１６】
　そして、出力電流が大きい場合には監視回路６に出力電流が流れてトランジスタ２０を導通する電圧が抵抗２２に発生し、トランジスタ２０が導通することによりトランジスタ１９が導通するようになる。一方、出力電流が少なくトランジスタ２０が導通しないような場合で出力電圧が上昇するような場合には、ツェナーダイオード２３に電流が流れて抵抗２４に電圧が発生することによりトランジスタ１９が導通するようになる。このようにして、トランジスタ１９が導通すると、トランジスタ１４のベース電圧が低レベルになるのでトランジスタ１４が遮断するとともに、トランジスタ１１が遮断される。この時、インダクタンス４には逆起電力が発生するので、この逆起電力により負荷及びダイオード８には出力電流が流れ続ける。
　【００１７】
　その後、逆起電力が徐々に低下するとともに逆起電力による電流が減少してトランジスタ２０が遮断されるか、出力電圧が所定値よりも低下してツェナーダイオード２３に電流が流れなくなり抵抗２４の電圧が低下すると、トランジスタ１９が遮断されるようになる。この時、配線Ｌの電圧は図３（ａ）に示す（後述あり）ようにダイオード８の順方向電圧（ＶＦ（Ｖ））分だけ基準電圧（０（Ｖ））よりも低い電圧になっているので、特性改善回路９のダイオード１７及び抵抗１８を介してトランジスタ１４のベース電圧（ＶＢ１４）を式（１）で示すような電圧に設定することになる。実際には、抵抗１８の抵抗値（Ｒ１８）に比べて抵抗１２の抵抗値（Ｒ１２）の方が充分大きいので、そのベース電圧は概ね基準電圧になっている。従って、トランジスタ１４のベース電圧はそのベース・エミッタ間の電圧より小さい値になり、トランジスタ１４は遮断されたままとなって逆起電力による出力電流が流れ続ける。尚、抵抗１８は無くても良いが、ダイオード１７を過電流から保護するために設けられている。
　【００１８】
　【数式１】
　　ＶＢ１４　＝　Ｖ１×Ｒ１８／（Ｒ１２＋Ｒ１８）　　　　　・・・（１）
　そして、トランジスタ１４のベース電圧が上昇して再び導通するのは、逆起電力及び出力電流が更に減少してダイオード８に流れる電流が順方向電圧（一般的に０．４Ｖ乃至１．７Ｖ）により規定される電流（「順方向電流」という）以下になりダイオード１７の順方向電圧が無くなった後になる。
　【００１９】
　以上のような動作サイクルを繰り返しながら出力電流を出力コンデンサ５に充電し、負荷に対して略一定の出力電流及び電圧が供給されることにより、図２（ａ）に示すように、規定の出力電流値（図２中のＡ点）までは一定の出力電圧を出力するとともに、規定の出力電流値以上になると出力電圧が急激に低下するような垂下型の出力特性になる。また、このとき端子Ｔ１での入力電流の特性は図２（ｂ）に示すようになる。このような電気的特性を有することにより、出力端子Ｔ３が基準電位に短絡したり過負荷が接続された場合の電力損失を大幅に抑えることができるようになるので、その分回路の発熱が抑えられ放熱処理が容易になり、回路及び装置の小型化が可能になる。例えば、本発明の回路での電力損失は、従来の回路に比べて４０％程度削減可能になり約１Ｗにすることができる。
　【００２０】
　図３は、図１の電源装置１ａにおける配線Ｌの電圧と、インダクタンス４に流れる電流の波形の一例を示している。尚、同図においてはリップル電圧等は省略している。同図（ａ）のＶｓａｔはトランジスタ１１の導通時の飽和電圧を示し、ｔ１はスイッチング素子３の動作サイクルの周期時間を示している。更に、同図（ｂ）のインダクタンス素子４に流れる電流は、コンデンサ２ｂの両端間の電圧をＶ１（Ｖ）、コンデンサ５の両端間の出力電圧をＶ２（Ｖ）、抵抗２２の両端間の電圧をＶｂｅ（Ｖ）、インダクタス素子４のインダクタンス値をＬ（Ｈ）、逆起電力によるダイオード８の順方向電圧をＶＦ（Ｖ）、経過時間をΔｔ（ｓ）とすると、トランジスタ１１が導通しているときの充電電流は式（２）で表され、トランジスタ１１が遮断されて逆起電力により充電されているときは式（３）で表される。
　【００２１】
　【数式２】
　　ｉ　＝　（Ｖ１−（Ｖ２＋Ｖｂｅ））×Δｔ／Ｌ　　　　　　・・・（２）
　【００２２】
　【数式３】
　　ｉ’　＝−（Ｖ１−（ＶＦ−Ｖｂｅ））×Δｔ／Ｌ　　　　　・・・（３）
　尚、出力電流や各定数の値は、接続される負荷に応じて必要な電流を設定すれば良く、例えば、出力電流のピーク値が数１００ｍＡの場合には、動作サイクルの周期ｔ１を数μｓ乃至数１０μｓ、インダクタンス素子４のインダクタンス値を数ｍＨ乃至数１０ｍＨ、抵抗２２の抵抗値を数Ω乃至数１０Ω程度、抵抗１２の抵抗値を数ＭΩ程度、抵抗１８の抵抗値を数１００Ω程度に設定するようにすれば良い。
　【００２３】
　図４は図１の電源装置１ａを電気掃除機等に用いた場合の応用回路としての実施の形態を示す。図４の応用回路５０は、交流電圧（いわゆる「商用電源」）を入力するためのプラグ５１と、交流電源を整流及び平滑して本発明の電源装置１ａの電源電圧とするためのダイオード素子５２と入力コンデンサ２ｃからなる入力電源回路と、電源装置１ａから電源電圧を供給されて動作する１チップマイクロコンピュータ等の半導体装置５３と、半導体装置５３からの制御信号を伝送するためのインタラプタ回路５４と、インタラプタ回路５４で入力された信号に応じて交流電源の導通及び遮断の制御を行うトライアック等の駆動装置６０と、駆動装置６０により制御された交流電源により動作するモータ等の負荷５９から構成されている。
　【００２４】
　各部の接続関係について説明する。交流電源はプラグ５１を介して一端が電源装置１ａの基準電圧端子Ｔ２及び各回路の基準電圧（ＧＮＤ）側に接続されるとともに、他端は負荷５９及びダイオード素子５２のアノードに接続されている。ダイオード素子５２と入力コンデンサ２ｃにより整流及び平滑された電源電圧は本発明の電源装置１ａの電圧入力端子Ｔ１に接続され、電源装置１ａの出力端子Ｔ３は半導体装置５３の電源電圧端子（ＶＤＤ）に接続され、半導体装置５３の出力Ｓは抵抗５５を介してインタラプタ回路５４の発光ダイオード５６のアノードに接続されている。発光ダイオード５６の発光出力は、抵抗５８を介して駆動装置６０のトライアックのアノード及びゲート間に接続されたピンダイオード等の受光素子５７で受光され、トライアックの他のアノードが負荷５９に接続されている。このような回路構成により、１００Ｖや２２０Ｖ等の商用電源を使用したモータ等の負荷を容易に制御できるようになっている。
　【００２５】
　尚、本発明は上述の実施の形態に限定されるものではなく、例えば、入力電源回路にダイオードブリッジ回路やセンタタップ付きトランス等を用いた全波整流回路を用いるようにしたり、入力電源回路に動作制御用のスイッチ回路を設けたり、動作状態表示用に発光ダイオード等の表示装置を設けたり、本発明の電源装置の出力電圧を抵抗等で分圧して１チップマイコン等の電源電圧として使用するようにしても構わない。また、監視回路の電圧検出回路は負荷に流れる電流を検出できる回路構成ならば任意の回路構成で構わない。更に、本発明の回路を単品の電子部品のみを使用して形成しても良いし、トランジスタ、ダイオード及び抵抗による回路部分のみを１つに集積化した半導体装置に形成しても良い。また、図１のバイポーラトランジスタによる回路の代わりにＭＯＳトランジスタを用いた回路構成にしても構わない。
　【００２６】
　【発明の効果】
　以上のように本発明によれば、請求項１の記載に係わる電源装置は、簡単な回路構成でありながら内部損失が少なくなって放熱処理を簡略化できるようになるので、小型で安価な電子部品またはこれらの一部を１つに集積化した小型の半導体装置を使用して電源装置を容易に形成できるようになり、小型且つ安価な電源装置を容易に形成できるという効果がある。
　【００２７】
　また、請求項２の記載に係わる電気機器は、半導体応用製品の電源回路に小型で安価な電源装置を容易に使用できるようになるので、製品の外形形状の制限が少なくなって設計期間が短縮され設計費用が削減されるとともに、製品の単価を低減できるようになるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
　【図１】本発明の実施の形態を示す回路図、
　【図２】本発明の実施の形態の出力電圧及び入力電流の特性を示す波形図、
　【図３】本発明の実施の形態の主要部の特性を示す波形図、
　【図４】本発明の回路を用いた応用装置を示す構成図、
　【図５】従来の回路例を示す回路図、
　【図６】従来の回路例の特性を示す波形図である。
　【符号の説明】
　１ａ：電源装置
　２　：入力電源回路
　３　：スイッチング素子（ＰＮＰトランジスタ）
　４　：インダクタンス素子
　５　：出力コンデンサ
　６　：監視回路
　７　：駆動回路
　８　：（フライホイール）ダイオード
　９　：特性改善回路