【事件の表示】
　特許第３２０２６７２号「電動機負荷電流検出回路」の請求項１、２に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３２０２６７２号の請求項１ないし２に係る特許を取り消す。
【理　由】
１．手続の経緯
　特許第３２０２６７２号の請求項１ないし２に係る発明は、平成９年１１月１０日（パリ条約による優先権主張　１９９６年１１月　８日（ＵＳ）アメリカ合衆国）の出願であって、平成１３年６月２２日にその特許権の設定がなされ、その後、吉田春男より特許異議の申立がなされ、取り消し理由が通知され、その指定期間内である平成１４年８月２１日に訂正請求がなされたものである。
２．訂正の適否についての判断
２．１　訂正の内容
　請求項２において、「第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって」、を「前記複数の抵抗を含み、第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって」と訂正する。
２．２　訂正の目的の適否、新規事項の有無及び拡張・変更の存否
　請求項２は、請求項１のレベルシフト回路の構成を具体的に限定するものであるが、訂正前の請求項２では、請求項２の「抵抗回路」と、請求項１の「複数の抵抗」との関係が不明瞭であった。　そこで、上記訂正事項に示す内容のとおり訂正することにより、請求項１の「抵抗回路」と請求項２の「複数の抵抗」との対応関係を明りょうにしたものであるから、上記訂正は、明りょうでない記載の釈明を目的としているものと認められる。しかも、上記訂正は、明細書の段落【００１１】，【００１２】，【００１５】及び図４に記載された事項に基づくものと認められるから、新規事項ではなく、かつ実質的に特許請求の範囲を拡張・変更するものでもない。
２．３　むすび
　したがって、上記訂正は、平成１１年改正前の特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項において準用する同法第１２６条第２項ないし４項の規定に適合するので、この訂正を認める。
　
３．特許異議の申し立てについての判断
３．１　申立の概要
　申立人吉田春男は、本件特許第３２０２６７２号の請求項１ないし２に係る発明は、甲第１号証に記載の発明と同一であり、当該特許は特許法第２９条の２の規定により、特許を受けることができないものであり、また、請求項２に係る特許発明は特許を受けようとする発明が明確でないから、特許法第３６条第６項第２号の規定により、特許を受けることができないものであり、したがって、上記発明に係る特許は同法第１１３条第１項第２号の規定により取り消すべきものであると主張している。
３．２　本件特許
　上記２．（２）で示したように上記訂正が認められたため、本件の請求項１及び２に係る発明（以下、「本件発明１」および「本件発明２」という。）は、訂正明細書の請求項１および２に記載事項により特定される以下のとおりのものである。
「【請求項１】　両端間の検出電圧が負荷に送られる電流に比例するように、
その一端においてハーフブリッジの高圧側、低圧側のトランジスタ対の接続点に接続され、その他端において負荷に接続されるように構成された抵抗性分路と、　前記ハーフブリッジのトランジスタの転流を制御するために使用され得るフィードバック電圧が前記検出電圧から生成されるように、前記検出電圧を、高圧側及び低圧側のトランジスタ対の接続点を基準とする高電位から、接地を基準とするより低い電位へと置き換えるように構成されたレベルシフト回路とを備え、　前記レベルシフト回路はブートストラップコンデンサから供給される電流によってＦＥＴを駆動し、前記検出電圧に比例した制御電流を生成するコンパレータを含んでおり、該制御電流は複数の抵抗を通過することによって低い電位の電圧に変換される、電流検出回路。
　　【請求項２】　請求項１の電流検出回路において、前記レベルシフト回路は、　前記検出電圧をフィードバック電流に変換するように構成された高電圧アナログレベルシフト回路と、前記複数の抵抗を含み、第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって、前記フィードバック電流に応じて前記フィードバック電圧が生成されるように、該抵抗回路の前記第１端子が接地に接続され、前記第２端子が前記高電圧アナログレベルシフト回路に接続されている抵抗回路とを備えている電流検出回路。」
　
３．３　引用例
　当審が通知した取消理由に引用した引用例（甲第１号証）の特願平８−２７４５３９号（平成８年１０月１７日出願、平成１０年５月１５日公開（特開平１０−１２３１８４号））の願書に最初に添付した明細書（以下、「先願明細書」という。）には、以下の事項が記載されている。
　ａ．「 【請求項５】　ブリッジインバータの相電流が流れるシャント抵抗両端の正負の電圧を第１のオペアンプにより直流バイアスを有する電圧に変換し、この電圧を、固定電位を基準とする検出抵抗両端電圧に変換して前記相電流を検出する電流検出回路において、
　第１のオペアンプの出力信号が入力される第２のオペアンプと、
　第２のオペアンプの帰還回路にソース及びゲートが直列接続され、かつドレインが前記検出抵抗に接続される第１のＦＥＴと、
　第１及び第２のオペアンプの正電源の正極と第１のＦＥＴのソースとの間に接続される第１の抵抗と、
　第１及び第２のオペアンプの正電源に、前記ブリッジインバータの上アームの駆動回路内のスイッチング素子を介して直列に接続される第１のコンデンサ及び第１のダイオードと、
　第１のダイオードの両端に直列接続される第２のコンデンサ及び第２のダイオードとを備え、
　第２のコンデンサと第２のダイオードとの接続点を第１及び第２のオペアンプの負電源端子に接続し、
　第２のオペアンプにより第１のＦＥＴのゲート電圧を調整して第１の抵抗の両端電圧を一定にすることを特徴とする電流検出回路。」
　ｂ．　図４によれば、上アームと下アームの接続点にシャント抵抗Ｒｓが接続され、又該接続点はオペアンプのＧＮＤ端子として用いられている。
　ｃ．また、上記オペアンプおよびＦＥＴからなる回路の正電源の正極とＧＮＤ端子間にコンデンサの記号で表した正電源「Ｖ＋」が記載されている。
　ｄ．第４図において、ＦＥＴ（Ｔ４）は正電源（Ｖ＋）から供給される電流（ｉ２）により駆動されていることは明らかである。
　ｅ．第１図および第１図を説明する記載である「【００２０】　この回路において、シャント抵抗Ｒｓの電圧はオペアンプＯｐ１により増幅され、電圧Ｖ５がオペアンプＯｐ２に入力される。オペアンプＯｐ２はボルテージフォロワであるため、抵抗Ｒ６に印加される電圧Ｖ６が次の数式２で示される一定値になるようにＭＯＳＦＥＴＴ４のゲート電圧を調整する。
【００２１】Ｖ６＝Ｒ６×ｉ２＝Ｖ＋−Ｒ５
　（注：「Ｒ５」は段落００２０の記載からみて、「Ｖ５」の誤記と思われる。）
【００２２】このとき、抵抗Ｒ７はＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４を介して抵抗Ｒ６と同じ電流Ｉ２が流れる。・・・」は、第４図の構成と同じであり、Ｖ５はバイアス電圧が加わっているが、ほぼシャント抵抗の検出電圧に比例し、さらに、Ｖ５に応じて抵抗Ｒ６に電流が流れるから、この回路が検出電圧（Ｖ１）に比例した電流・電圧を生成していることは明らかである。
  以上の点を考慮すると、先願明細書には、
「ブリッジインバータの上アームと下アームの接続点に接続され、相電流が流れるシャント抵抗（Ｒｓ）両端の正負の電圧を第１のオペアンプ（ＯＰ１）により直流バイアスを有する電圧（Ｖ５）に変換し、この電圧を固定電位を基準とする検出抵抗（Ｒ７）両端電圧（Ｖ４）に変換して前記相電流を検出する電流検出回路において、
　前記第１のオペアンプ（ＯＰ１）の出力信号が入力される第２のオペアンプ（ＯＰ２）と、
　該第２のオペアンプ（ＯＰ２）の帰還回路にソース及びゲートが直列接続され、かつドレインが前記検出抵抗（Ｒ７）の一端に接続される第１のＦＥＴと、
　前記第１及び第２のオペアンプの正電源の正極と前記第１のＦＥＴのソースとの間に接続される第１の抵抗（Ｒ６）とを備え、
　前記検出抵抗Ｒ７の他端はインバータ主回路の直流電源の負極Ｎ（固定電位）に接続し、
  前記第２のオペアンプにより前記第１のＦＥＴのゲート電圧を調整して前記第１の抵抗（Ｒ６）の両端電圧を一定にすることを特徴とする電流検出回路。」の発明（以下、「先願発明」という。）が記載されているものと認められる。
　
　叉、取消理由に周知例１として掲げた刊行物（甲第２号証）の「特開平８−１０３０８７号公報（平成８年４月１６日公開）」には、「モータをブリッジ回路で駆動する際、単一の直流電源で駆動する回路として、前記ブリッジの上側スイッチングトランジスタを駆動するためにブートストラップコンデンサを用いた回路」が記載されている。
　同じく周知例２として掲げた刊行物（甲第３号証）の「NIKKEI　ELECTRONICS　１９８７．１．２６（ｎｏ．４１３）第１５４頁」には、「交流モータを駆動するための多機能制御用パワーＩＣ」について記載されており、特に、図面（図Ｂ）には上段ＩＧＢＴのゲート回路に直列に接続されているＲＳフリップフロップを駆動するようにコンデンサが接続され、該コンデンサの一端は電源とダイオードを介して接続され、他端は上・下段のＩＧＢＴの接続点に接続されている。
　　　
３．４　当審の判断
（１）３６条６項違反について     
　本件請求項２に係る発明は、上記２．（２）に示したように訂正された。
　そのため、請求項２における「抵抗回路」は請求項１における「複数の抵抗」に該当することが明かとなった。
　したがって、当審が取り消し理由の「２」として掲げた、明細書に関する記載の不備は解消したので、本件発明２の特許が特許法第３６条第６項に規定する要件を満たしていない出願に対してなされたものであるとすることはできない。
　
（２）２９条の２違反について
Ａ．本件発明１について
　本件発明１の構成要件に対応して先願発明を対比すると、
　先願発明の「シャント抵抗」は本件発明１の「抵抗性分路」に相当し、以下同様に「スイッチング素子」は「トランジスタ」に、「検出抵抗両端電圧」は「検出電圧」に相当し、
　さらに、先願発明の「前記第１のオペアンプ（ＯＰ１）の出力信号が入力される第２のオペアンプ（ＯＰ２）と、該第２のオペアンプ（ＯＰ２）の帰還回路にソース及びゲートが直列接続され、」の構成から、第２のオペアンプには、第１のオペアンプの出力（直流バイアスを有する電圧（Ｖ５））と、ＦＥＴのソース（第１の抵抗（Ｒ６）の電圧降下（Ｖ６））が入力されているので、第１の抵抗の電圧降下と入力電圧（シャント抵抗の両端の電圧に関連する）を比較していることになるから、本件発明１の「コンパレータ」に相当する。
　また、先願発明の「固定電位を基準とする検出抵抗（Ｒ７）両端電圧に変換し」は、本件発明１の「接地を基準とするより低い電位へと置き換える」に対応し、かつ、このために先願発明の第２のオペアンプ、第１のＦＥＴからなる回路が本件発明１の「レベルシフト回路」に相当する。
　したがって、両者は「両端間の検出電圧が負荷に送られる電流に比例するように、
その一端においてハーフブリッジの高圧側、低圧側のトランジスタ対の接続点に接続され、その他端において負荷に接続されるように構成された抵抗性分路と、
　前記検出電圧を、高圧側及び低圧側のトランジスタ対の接続点を基準とする高電位から、接地を基準とするより低い電位へと置き換えるように構成されたレベルシフト回路を備え、さらに前記レベルシフト回路はＦＥＴを駆動し、前記検出電圧に比例した制御電流を生成するコンパレータを含んおり、該検出電圧に比例した制御電流は抵抗を通過することによって低い電位の電圧に変換される電流検出回路。」で一致し、
以下の点で一応相違する。
【相違点１】
　本件発明１がレベルシフト回路について「ハーフブリッジのトランジスタの転流を制御するために使用され得るフィードバック電圧が前記検出電圧から生成されるように」と規定しているのに対し、先願発明はこのような規定をしていない点。
【相違点２】
　本件発明１が「レベルシフト回路はブートストラップコンデンサから供給される電圧によってＦＥＴを駆動し、」と規定しているのに対し、先願発明は「正電源」によりＦＥＴを駆動している点。
【相違点３】
　本件発明１が低い電位の電圧を得る際、「制御電流は複数の抵抗を通過すること」と規定しているのに対し、先願発明の検出抵抗は複数でない点。
  上記相違点について検討する。
【相違点１について】
  先願明細書の段落【００３６】には、「【発明の効果】・・高精度に相電流を検出することができる。・・・」と記載されている。このように相電流（負荷電流）を精密に検出する回路は、負荷の状態を知るためのものである。負荷の状態を精密に知る目的は、負荷の状態を知った上で、どの程度負荷（電流）を精密に増減するかを調整するフィードバック制御を行うためのものであることは、当業者において技術常識にすぎない。
　そして、ハーフブリッジ型インバータにおける負荷電流は、高圧側のトランジスタと低圧側のトランジスタのオン・オフすなわち転流の制御によって得られるパルス幅変調による出力電圧の平均値を負荷に印加することによって定まることも自明のことである。
　したがって、シャント抵抗により検出した電圧から負荷電流に比例した電圧を得ている先願発明において、この電圧を「ハーフブリッジのトランジスタの転流を制御するために使用され得るフィードバック電圧」を生成するために用いることは、当業者が当然想起しうることにすぎないと認められる。
　
【相違点２について】
  先願明細書及び図４によれば、少なくとも下アーム（低圧側）のトランジスタがオンの時、ＦＥＴＴ４は「正電源」を電源として駆動されているものと認められる。しかも、該「正電源」は、一般にコンデンサを表す記号を用いて表されている。
　一方、電源回路の構成を簡略にするために、上アームのトランジスタと下アームのトランジスタからなるハーフブリッジで負荷に通電する際、上アームのトランジスタを制御するための電源として、前記下アームのトランジスタがオンの時に他の正の電源からダイオードを介して形成される充電回路により充電されるブートストラップコンデンサを用いることは、異議申立人の提示した甲第２号証に記載のように周知のことであり、さらに甲第２号証の記載および本件特許明細書に記載の実施例と同一分野であるモータの駆動回路において、例えば、特開平５−２９２７５５号公報、特開平５−３８１６０号公報、実願昭６３−１２７４４４号（実開平２−４９３８８号）のマイクロフィルム等に記載のように周知・慣用の技術にすぎない。
　したがって、先願発明において、ハーフブリッジの上アーム側に設けられ、コンデンサの記号で表されＦＥＴを駆動する「正電源」を具体化させる際、周知のブートストラップコンデンサとすることは、当業者が当然実施しうる程度のことにすぎないと認められる。
　なお、特許権者は、先願明細書の図１，２，４，５では、正電源と負電源を必要としており、回路構成が複雑になると主張しているが、本件発明１はＦＥＴの駆動電源については規定しているが、オペアンプの駆動電源については規定しておらず、該オペアンプの駆動電源に関する差異についての主張は採用できない。                                
　
【相違点３について】
　電流が抵抗に流れる場合の該抵抗の両端に生じる電圧降下を出力電圧として得る際、直列接続された複数の抵抗の一部の抵抗の電圧降下を取り出して出力電圧を得るようにすることは、電気回路において技術常識にすぎないから、先願発明における出力端においても上記のように構成することは、必要に応じて適宜実施しうる程度のことにすぎないと認められる。
　以上のように、本件発明１と先願発明との相違点１ないし３は格別のものではないから、本件発明１と先願発明は実質的に同一と認められる。
Ｂ．本件発明２について　
　本件発明２は、本件発明２の構成要件を全て含み、さらに構成要件を付加したものである。
　該付加した部分について、先願発明と検討する。
　（１）本件発明２の「レベルシフト回路は、前記検出電圧をフィードバック電流に変換するように構成された高電圧アナログレベルシフト回路」について、先願発明のオペアンプ及びＦＥＴからなる回路と比較すると、先願発明の回路はアナログ回路であることは自明のことであり、作用もシャント抵抗（Ｒｓ）で検出した電圧を該回路に入力することにより該検出した電圧に比例した電流ｉ２が流れるように構成している。（この電流は、ＦＥＴを介して抵抗（Ｒ７）に流すことにより出力電圧に変換される。）そして、この出力電圧をフィードバック電圧として用いることは、前記「相違点１について」で記載したように、当業者が当然想起しうる程度のことにすぎない。
　さらに、先願発明における前記回路には、高電圧が加わることも、段落【００１１】に記載の「・・加えて、高電圧を印加したままＭＯＳＦＥＴＴ４に電流を常時流すと、・・・」、段落【００１９】の「図１の実施形態では、・・・オペアンプＯＰ２の帰還回路には第１のＦＥＴとしての高耐圧ＭＯＳＦＥＴＴ４のゲート・ソースが直列に接続されている。・・・」の記載から明かである。
　したがって、本件発明２の上記構成については、全て先願発明と同じである。
（２）　本件発明２の「前記複数の抵抗を含み、第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって、前記フィードバック電流に応じて前記フィードバック電圧が生成されるように、該抵抗回路の前記第１端子が接地に接続され、前記第２端子が前記高電圧アナログレベルシフト回路に接続されている抵抗回路」については、すでに前記「相違点３について」で記載したように当業者が必要に応じて適宜実施しうる程度のことにすぎない。
　なお、先願発明においても、電流ｉ２（本件発明２の「フィードバック電流」に相当）を流すように制御することにより、検出抵抗Ｒ７の両端に検出電圧（Ｖ４：本件発明２の「フィードバック電圧」に相当）を得ており、構成上の相違はない。
  
 以上のように、本件発明２において付加した部分も、先願発明と格別の相違するものではないから、本件発明２も先願発明と実質的に同一と認められる。
　　
３．５　むすび
　以上のとおり、本件発明１，２の特許は、先願発明と同一であり、しかも、本件発明１、２の発明者が上記先願明細書に記載された発明の発明者と同一であるとも、また、本件の出願時に、その出願人が上記他の出願の出願人と同一であるとも認められないので、本件発明１、２は特許法第２９条の２に違反して特許されたものである。
　したがって本件発明１，２についての特許は、同法第１１３条第２号に該当し、取り消されるべきものである。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１４年１２月１９日（２００２．１２．１９）
【訂正の要旨】
　特許請求の範囲の請求項２を以下のように訂正する。
　請求項２において、「第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって」を、「前記複数の抵抗を含み、第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって」と訂正する。
（５４）【発明の名称】
電動機負荷電流検出回路
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】　両端間の検出電圧が負荷に送られる電流に比例するように、その一端においてハーフブリッジの高圧側、低圧側のトランジスタ対の接続点に接続され、その他端において負荷に接続されるように構成された抵抗性分路と、前記ハーフブリッジのトランジスタの転流を制御するために使用され得るフィードバック電圧が前記検出電圧から生成されるように、前記検出電圧を、高圧側及び低圧側のトランジスタ対の接続点を基準とする高電位から、接地を基準とするより低い電位へと置き換えるように構成されたレベルシフト回路とを備え、前記レベルシフト回路はブートストラップコンデンサから供給される電流によってＦＥＴを駆動し、前記検出電圧に比例した制御電流を生成するコンパレータを含んでおり、該制御電流は複数の抵抗を通過することによって低い電位の電圧に変換される、電流検出回路。
　【請求項２】　請求項１の電流検出回路において、前記レベルシフト回路は、前記検出電圧をフィードバック電流に変換するように構成された高電圧アナログレベルシフト回路と、前記複数の抵抗を含み、第１端子および第２端子を有する抵抗回路であって、前記フィードバック電流に応じて前記フィードバック電圧が生成されるように、該抵抗回路の前記第１端子が接地に接続され、前記第２端子が前記高電圧アナログレベルシフト回路に接続されている抵抗回路とを備えている電流検出回路。
　【請求項３】　請求項１の電流検出回路において、前記フィードバック電圧を所定の中心電圧を有する電圧へと変換するように構成された後処理回路を更に備える電流検出回路。
　【請求項４】　請求項１の電流検出回路において、前記検出電圧を受け取り、前記検出電圧の振幅を表現する電圧パルス列を含む中間信号を生成するように構成された電圧・時間変換回路を更に備える電流検出回路。
　【請求項５】　請求項４の電流検出回路において、前記中間信号からなるパルスは可変周波数または可変幅のいずれかを有する電流検出回路。
　【請求項６】　請求項４の電流検出回路において、前記検出電圧のアナログ版を再構成して前記フィードバック信号を生成するように構成された時間・電圧変換回路を更に備える電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　この出願は、１９９６年１１月８日に出願された、電動機負荷電流検出回路（ＣＩＲＣＵＩＴ　ＦＯＲ　ＳＥＮＳＩＮＧ　ＭＯＴＯＲ　ＬＯＡＤ　ＣＵＲＲＥＮＴ）という名称の米国の仮特許出願第６０／０３０，０６８号に基づき優先権を主張されたものである。本発明は、電動機コントローラ、無停電電源装置またはハーフブリッジ回路を使用する任意のシステムにおける電流検出回路に関し、更に詳しくは、分路電圧（ｓｈｕｎｔ　ｖｏｌｔａｇｅ）を検出すること及びその情報を接地レベルに伝達することにより負荷電流を検出する回路に関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　装置を貫通する電流を検出する低価格の回路素子として抵抗性分路（ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ　ｓｈｕｎｔｓ）が広く使用されている。この分路は、電流が検出されるべき装置と直列に配置される。したがって、その分路における電圧降下は、その分路および装置を流れる電流に比例する。
　【０００３】
　図１は、３相電動機コントローラによって駆動される電動機を流れる電流を検出するための抵抗性分路を使用する典型的な従来技術による回路を示している。その３相電流ｉａ，ｉｂ，およびｉｃの和の電流が、共通の分路抵抗Ｒの両端間の電圧を検出することにより検出される。その後、この単一の電圧レベルは、その電動機コントローラの各スイッチがオンのときにおけるような情報を使用しマイクロプロセッサ１０において数学的技法を用いて、ｉａ，ｉｂ，およびｉｃという３つの電動機電流に「分解される」。
　【０００４】
　負荷電流を検出する上述の方法の不利な点は、所定の負荷及び速度条件の下でその方法が使用できず、したがって頑丈な方法（ｒｏｂｕｓｔ　ｍｅｔｈｏｄ）ではない、ということである。
　【０００５】
　負荷電流を検出する他の方法は、図２に示されているように、各相における電流の流れを検出するホール効果素子を使用することである。この方法では、ホール効果素子２０、２２および２４のそれぞれは、各相における電動機電流によって生じる磁束を測定する。ホール素子を使用することによる不利な点は、そのような素子は高価であるということである。
　【０００６】
　電動機コントローラ回路（上記３相のうちの一つの相について図３に示されている）における負荷電流を検出するために採用することのできる他の手法は、低圧側スイッチとグランドとの間に直列に抵抗３０を付加することである。抵抗３０の両端間の電圧が検出され、その波形を再現するためにサンプル及びホールド（Ｓ／Ｈ）要素３２が使用される。
　【０００７】
　図３に示された手法の不利な点は次の通りである。
１．抵抗３０が寄生インダクタンス３４（その抵抗と直列に図示されている）を有していて、この寄生インダクタンスがその波形において各ターンオン及びターンオフの瞬間に大きな電圧スパイクを生じさせる（図３Ａ）。このスパイクの振幅は、信号値の１００倍となる可能性がある。
２．この波形は本質的に「三角波状（ｃｈｏｐｐｙ）」である。
３．抵抗３０のインダクタンス３４によって生じる電圧スパイクは、高圧側に短絡が在ると駆動回路３６を破壊する可能性がある。
４．上記問題は寄生インダクタンスの小さい抵抗Ｒを使用して最小化されるかもしれないが、そのような抵抗は極めて高価である。
　【０００８】
　【発明が解決しようとする課題】
　本発明は、図１〜３に示された上述の従来の手法に関する不利な点を回避する抵抗性分路を使用した電流検出回路に向けられたものである。
　【０００９】
　【課題を解決するための手段】
　従来技術の不利な点を克服するために、本発明は、両端間の検出電圧が負荷に送られる電流に比例するように、その一端においてハーフブリッジの高圧側、低圧側のトランジスタ対の接続点に接続され、その他端において負荷に接続されるように構成された抵抗性分路と、前記ハーフブリッジのトランジスタの転流（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）を制御するために使用され得るフィードバック電圧が前記検出電圧から生成されるように、前記検出電圧を、高圧側及び低圧側のトランジスタ対の接続点を基準とする高電位から、接地を基準とするより低い電位へと置き換えるように構成されたレベルシフト回路とを有する電流検出回路を提供する。
　【００１０】
　【発明の実施の形態】
　本発明の第１の実施形態が図４に示されている。そこに示されているように、ハーフブリッジ回路における高圧側と低圧側のトランジスタの接続点から電動機などの負荷へと分路抵抗（ｓｈｕｎｔ　ｒｅｓｉｓｔｏｒ）Ｒｓｈｕｎｔが配置されている。負荷（例えば電動機の巻線の一つの相）を流れる電流を表す電圧降下Ｖｓが、抵抗Ｒｓｈｕｎｔの両端間に現れる。
　【００１１】
　分路は直接に負荷と直列になっており、したがって電流を双方のスイッチから送るため、電圧Ｖｓは、従来技術とは異なり、「三角波状（ｃｈｏｐｐｙ）」ではなく、実質上、より平滑なものとなっている（あるいはノイズを含むかもしれないが）。しかし、電圧Ｖｓは、高圧側と低圧側のスイッチの接続点を基準としている。その接続点は、また、高圧側トランジスタをオンするのに十分に高い電圧を提供するために使用される高圧側（または高電圧）の基準点でもある。
　【００１２】
　制御回路（図示せず）が検出電圧Ｖｓを利用してそれらのスイッチの転流を制御するために、その電圧Ｖｓは接地電位を基準としなければならない。
　【００１３】
　Ｒｓｈｕｎｔの両端間の電圧は集積回路（ＩＣ）４２により処理されて電流検出信号とされ、その集積回路は、信号調整回路、高電圧レベルシフト回路および信号処理回路を含んでいる。具体的には、Ｒｓｈｕｎｔの両端間の電圧は、まずＩＣ４２の信号調整ブロック４４に送られ、このブロック４４は、その信号に対してフィルタリング、クランプ、およびオフセット電圧の加算を行うことにより、その信号を調整する。
　【００１４】
　調整された信号は、高電圧アナログレベルシフト回路４６に供給され、この回路４６は、図４に示された構成においてＦＥＴ（ブートストラップコンデンサＣＢＳから電流が供給される）を駆動する比較器から構成される。
　【００１５】
　当業者には明らかなように、高電圧アナログレベルシフト回路４６は、抵抗Ｒｐを通過する被制御電流（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ）Ｉｆｂを生成して、調整された信号Ｖｓに比例する電圧を作成する。そのとき、被制御電流Ｉｆｂは続いて、安定した値を有する抵抗Ｒを通過して電圧Ｖｆｂを生成する。この電圧は処理ブロック４８で後処理をされて、所定のパラメータ（例えば２．５Ｖ程度の中心電圧など）を有する信号が生成される。結果として得られる信号は、電動機に流れ込む電流を表し、その後ＩＣ４２から出力される。
　【００１６】
　図４に示され上述された回路の一つの不利な点は、レベルシフタ４６を流れる任意の有意な電流により、過度の電力消費を生じることである。これはＲｐをチップの外側に配置することにより回避できる。図４に示された回路の他の不利な点は、電流Ｉｆｂを供給するブートストラップコンデンサＣＢＳが、その電流が相当に大きい場合には、極めて早く使い尽くされる可能性がある、ということである。
　【００１７】
　図５に示される代替としての回路は上述の問題を回避する。図５の回路は、ＷＨＥＮ回路５０および（Ｓ／ＨまたはＷＨＥＮ否定（ｎｏｔ−ＷＨＥＮ））回路５２の追加を除いて、図４の回路と同様である。ＷＨＥＮ回路５０（これは、この開示を見た同業者には明らかなように、多くの方法の中の任意の方法で実現できる）により、電動機のコントローラ回路の低圧側トランジスタ５４がオンのときにのみ、Ｉｆｂが流れることができる。（低圧側トランジスタの状態（オンかオフか）は、従来の方法で容易に検出することができる）。
　【００１８】
　Ｓ／ＨまたはＷＨＥＮ否定回路５２は、抵抗Ｒの両端間の電圧を標本化し、低圧側スイッチがオフしている期間中そのレベルを保持して、滑らかなフィードバック電圧が例えば後処理回路４８に渡されることを保証する。
　【００１９】
　低圧側トランジスタスイッチ５４がオフのときに電流Ｉｆｂの流れを停止させることにより、抵抗Ｒｐにおける電力消費が最小化され、ブートストラップコンデンサＣＢＳにおける充電が維持される。
　【００２０】
　図６は、本発明の第２の実施形態の回路を示しており、これは、本質的に、第１の実施形態をデジタル化した実現例である。第１の実施形態におけるのと同様、抵抗Ｒｓｈｕｎｔの両端間に生じる電圧降下Ｖｓが、電動機コントローラ回路における高電圧供給ラインを経て電動機に流れる電流を検出するために使用される。
　【００２１】
　Ｒｓｈｕｎｔの両端間の負の高電圧は、集積回路（ＩＣ）６０によって処理されて電流検出信号とされ、その集積回路６０は、信号調整ブロック６２、電圧・時間変換（ｖｏｌｔａｇｅ−ｔｏ−ｔｉｍｅ　ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）ブロック６４、レベルシフトダウン・ブロック６６、受取ブロック（ｒｅｃｅｉｖｅ　ｂｌｏｃｋ）６８、および時間・電圧再構成（ｔｉｍｅ−ｔｏ−ｖｏｌｔａｇｅ　ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ）７０を有している。具体的には、第２の実施形態では、Ｒｓｈｕｎｔの両端間の電圧は、第１の実施形態と同様、まずＩＣ６０の信号調整ブロック６２に送られる。
　【００２２】
　調整済みの信号は電圧・時間変換ブロック６４に供給され、このブロック６４は、その調整済みの高電圧信号を（例えば電圧振幅に応じてパルス周波数またはパルス幅を変化させることにより）その電圧信号の振幅を表現するデジタルパルス列に変換する。ブロック６４によって生成されたパルスはレベルシフトダウン・ブロック６６に送られ、このブロック６６は、それらのパルスを、ＶＳを基準とするフローティング信号（ｆｌｏａｔｉｎｇ　ｓｉｇｎａｌ）からグランドを基準とする信号に変換し、変換された信号を受取（バッファ）ブロック６８に送る。これらのデジタルパルスは、その後、電動機を流れる電流を表すアナログ信号を再構成する時間・電圧再構成ブロック７０に転送される。
　【００２３】
　本発明は、その特定の実施の形態に関連づけて説明されたが、当業者にとっては他の多くの変形や修正および他の用途が明らかであろう。したがって、本発明は、ここでの特定の開示内容によって限定されるものではなく、添付された特許請求の範囲のみによって限定されるものとされたい。
　【００２４】
　本発明を説明するために、現時点において好ましい形態が図面に示されている。しかし、本発明は、図示されたそのままの構成および手段に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
　【図１】　３相電動機コントローラによって駆動される電動機を流れる電流を検出する単一の抵抗性分路を使用した従来の回路を示す。
　【図２】　ホール効果素子を用いて電動機電流を検出する他の従来の回路を示す。
　【図３】　電動機を流れる電流を検出するための第３の従来の回路を示す。
　【図３Ａ】　図３の回路に対する検出電圧波形を示す。
　【図４】　本発明の回路の第１の実施形態を示す。
　【図５】　電動機コントローラの低圧側スイッチがオフしているときに望ましくない電力消費を防止する内部ゲートを有する代替回路を示す。
　【図６】　本発明の電流検出回路のデジタル化した実現例である、本発明に第２の実施形態を示す。