(57)【要約】【課題】誘導熱プラズマ生成装置において、放電中に失火した際に、急激な電流や電圧の増加による、電源の破損を回避する事ができる制御方法を用いた装置を提供する。【解決手段】放電点火前は、定電圧直流電源、定電流制御直流電源、三相全波サイリスタ位相制御方式直流電源、ＰＷＭ制御方式直流電源のいずれかを用いて運転し、点火後、直流電源制御方式切換器を用いて、定電流制御直流電源から定電圧制御直流電源又は定電圧制御直流電源から定電流制御直流電源に切り換えて運転する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導熱プラズマ生成装置において、電圧型ＭＯＳＦＥＴインバータ又は電流型ＭＯＳＦＥＴインバータを備え、放電点火前は、定電圧直流電源、定電流制御直流電源、三相全波サイリスタ位相制御方式直流電源、ＰＷＭ制御方式直流電源のいずれかを用いて運転し、点火後、直流電源制御方式切換器を用いて、定電流制御直流電源から定電圧制御直流電源又は定電圧制御直流電源から定電流制御直流電源に切り換えて運転するようにしたことを特徴とする誘導熱プラズマ生成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、誘導熱プラズマ生成装置の電源の制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
半導体素子の大電力化、高速化等と相俟って誘導熱プラズマ生成装置も大型化している。
【０００３】
従来の誘導熱プラズマ生成装置の概略図を図１に示す。図１を用いて、従来の誘導熱プラズマ生成装置における、熱プラズマの生成手順を示す。
【０００４】
図１において真空チャンバー１を排気する。次にアルゴンガス２を真空チャンバー１に注入する。この状態で高周波コイル７に高周波電圧を印加する。次にイグナイター（点火器、例えばテスラーコイル）で点火放電させる。この状態から、ガスの流入量と直流電圧を徐々に増加して、所望の状態の誘導熱プラズマ６を生成する。所望の熱プラズマ６が生成された雰囲気中に試料等を注入し、種々の処理を行うものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−２５１０８８号
【特許文献２】特許第５２４１５７８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の誘導熱プラズマ生成装置の電源には、次のような欠点があった。
【０００７】
誘導熱プラズマ生成装置を用いて試料を処理する場合、直流電源は、三相全波サイリスタ位相制御方式直流電源、定電圧制御直流電源（サイリスタ位相制御によるもの、ＰＷＭ制御によるもの等がある）が採用される。ここでは三相全波サイリスタ位相制御による定電圧制御直流電源を使用した時を念頭に置いて記述する。
【０００８】
熱プラズマ雰囲気中で試料を処理している時の状況を考える。何らかの擾乱で放電が停止（失火）した場合、負荷の抵抗が数分の１に変化する。定電圧制御直流電源を採用しているので、電圧を保持しようとすると、電流は数倍になろうとする。この時、定格直流電流を遥かに超える。この状態では失火する度に、電源破損の恐れがあり、または装置保護のために強力な保護協調回路が必要になる。
【０００９】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の誘導熱プラズマ生成装置は、電圧型ＭＯＳＦＥＴインバータ又は電流型ＭＯＳＦＥＴインバータを備え、放電点火前は、定電圧直流電源、定電流制御直流電源、三相全波サイリスタ位相制御方式直流電源、ＰＷＭ制御方式直流電源のいずれかを用いて運転し、点火後、直流電源制御方式切換器を用いて、定電流制御直流電源から定電圧制御直流電源又は定電圧制御直流電源から定電流制御直流電源に切り換えて運転するようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
放電中の熱プラズマ雰囲気中で試料を処理している際などに、何らかの擾乱で放電が停止（失火）した場合、定電圧制御直流電源を採用していれば、電圧を保持しようと、電流は数倍になろうとする。この時、定格直流電流を遥かに超える。
【００１２】
本発明において、点火後、直流電源切換器を用いて、直流電源を定電流直流電源に切り換えることで、放電が停止した場合、定電流直流電源のために、電流はほぼ一定で、直流電圧を下げる方向に動作するため、装置破損の危険性を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、従来の誘導熱プラズマ生成装置の概略図である。
【図２】図２は、従来の誘導熱プラズマ生成装置負荷の電気等価回路図である。
【図３】図３は、本発明における直流電源制御方式切換器のブロック図である。
【図４】図４は、本発明における誘導熱プラズマ生成装置の電源ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１４】
以下、本発明を実施する形態、手順を説明する。
【００１５】
誘導熱プラズマ生成装置の電源負荷の電気等価回路を図２に示す。図２において、Ｒ：高周波コイル高周波抵抗１０、ＲD：高周波放電抵抗１１、Ｌ：高周波コイルのインダクタンス１２、△Ｌ：高周波放電によるインダクタンスの変化分１３、Ｃ：整合コンデンサ１４、Ｚ：負荷インピーダンス１５、ω＝２πｆ：角周波数である。
【００１６】
誘導熱プラズマ生成装置において、無放電時は、定電圧制御直流電流、三相全波サイリスタ位相制御直流電源、ＰＷＭ制御直流電源等を用いて、電圧型ＭＯＳＦＥＴインバータを運転することができる。
【００１７】
その根拠は、放電していない時の負荷抵抗はＲ（Ω）であり、点火後、放電した時の負荷抵抗がＲ＋ＲD（Ω）と数倍に増加すること、及び点火時点の電力供給量が、電源の定格供給電力量に比して、遥かに小さいことである。
【００１８】
図１において真空チャンバー１を排気する。次にアルゴンガス２を１０Ｌ／ｍｉｎ真空チャンバーに注入する（チャンバー内圧約１．２ｋＰａ）。誘導熱プラズマ生成装置の高周波電源４は定格直流電圧ＥDC＝５２０Ｖ、定格直流電流ＩDC＝２００Ａ、高周波周波数ｆ＝４００ｋＨｚ、ＰＬＬ（位相同期ループ）付電圧型ＭＯＳＦＥＴインバータとする。誘導熱プラズマ生成装置の電源は、ここでは定電圧制御直流電源を採用する。
【００１９】
図１における整合器５の整合トランスの巻数比を１０：３とする。この状態で高周波コイル７に高周波電圧を印加する。ＥDC＝１１０Ｖ、ＩDC＝１２０Ａ、移相率ｃｏｓ２７．６°程度とする。この状態ではまだ放電されてないから図２におけるＲD＝０Ωである。整合トランス二次巻線の高周波出力電流ｉHFは、下数式１により算出する。負荷抵抗Ｒ×ｉ2HF＝ＥDC×ＩDCと見做してＲ＝０．０５３Ωと求まる。
【００２０】
【数１】
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【００２１】
次にイグナイター（点火器、例えばテスラーコイル）で点火放電させる。ＥDC＝１１０Ｖ、ＩDC＝１８Ａ、移相率ｃｏｓ２７．６°程度になる。これより前述と同様に計算して、Ｒ＋ＲD＝０．３５２Ωが導かれる。放電によりＲD＝０．２９９Ωが発生すると考えられる。この状態から、ガスの流入量と直流電圧を徐々に増加して、所望の状態の誘導熱プラズマ６を生成する。
【００２２】
例えば、アルゴンガス流入量（１００Ｌ／ｍｉｎ、１５Ｌ／ｍｉｎの二系統）、窒素ガス流入量３０Ｌ／ｍｉｎ、チャンバー内圧３０ｋＰａとする。この時、ＥDC＝４２５Ｖ、ＩDC＝８５Ａ、ｃｏｓ２７．６°程度で動作する。これより負荷抵抗Ｒ＋ＲD＝０．２８７Ω、ＲD＝０．２３４Ωが期待される。
【００２３】
誘導熱プラズマ生成装置の電源の負荷インピーダンスＺは図２より、下数式２のように記述される。
【００２４】
【数２】
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【００２５】
前述のＥDC＝４２５Ｖ、ＩDC＝８５Ａでの熱プラズマ雰囲気中で試料を処理している時の状況を考える。何らかの擾乱で放電が停止（失火）した場合、Ｒ＋ＲD＝０．２８７ΩからＲ＋０＝０．０５３Ωに負荷の抵抗が約５．４分の１に変化する。定電圧制御直流電源を採用しているので、ＥDC＝４２５Ｖを保持しようとすると、ＩDC＝５．４×８５Ａ、即ちＩDC＝４５９Ａになろうとする。定格直流電流ＩDC＝２００Ａであるから、この状態では失火する度に、装置保護のために強力な保護協調回路が必要になる。
【００２６】
実際に図３、図４の構成による誘導熱プラズマ生成装置の運転を説明する。
【００２７】
真空チャンバー１を排気する。次に、アルゴンガス２を５Ｌ／ｍｉｎを真空チャンバー１に注入する（チャンバー内圧約０．６ｋＰａ）。図３の出力調整器（Ｂ）１８を用いて、制御信号（Ｂ）１９を三相全波サイリスタ位相制御直流電源３０に供給する。電圧型インバータ３２にＥDC＝１２５Ｖ、ＩDC＝１２０Ａを供給する。この時、自然点火してＥDC＝２４０Ｖ、ＩDC＝２０Ａになった。点火後、アルゴンガス２を１０Ｌ／ｍｉｎに増加し、ＥDC＝２２０Ｖ、ＩDC＝２０Ａとした。
【００２８】
この状態で、直流電源制御方式切換器３６を用いて、以下の手順で切り換え作業を行った。直流電源制御方式切換器３６は、切換器スイッチ、零点調整スイッチを具備する。また、図３における出力調整器（Ａ）１６、出力調整器（Ｂ）１８は１０回転ダイヤル目盛付き可変抵抗器である。
【００２９】
切換器３６の零点調整スイッチをＯＮする。指示器の指針２１が動作する。出力調整器（Ａ）１６を回転し、制御信号（Ａ）１７を変化させる。零点調整器の指針２１を限りなく零点に調整する事が好ましい。零点調整を確認後、切換器スイッチをＯＮにする。ＥDC＝２３０Ｖ、ＩDC＝２０Ａであった。零点調整スイッチをＯＦＦにする。
【００３０】
三相全波サイリスタ位相制御直流電源３０は、帰還回路が付いていないので、ＥDC、ＩDCが負荷の変化に応じて変化するのは仕方ない。切換器スイッチＯＮにより、以降は定電流制御直流電源により、ＭＯＳＦＥＴインバータは運転される。
【００３１】
この状態から、ガスの流入量と直流電圧を徐々に増加して、所望の状態の誘導熱プラズマを生成する。アルゴンガス流入量（１００Ｌ／ｍｉｎ、１５Ｌ／ｍｉｎの二系統）、窒素ガス流入量３０Ｌ／ｍｉｎ、チャンバー内圧３０ｋＰａとする。この時、ＥDC＝４２５Ｖ、ＩDC＝８５Ａとなる。
【００３２】
この状態で、意図的に放電停止実験を実施した。失火させた状態のとき、ＥDC＝８０Ｖ、ＩDC＝８０Ａ程度になり、電圧は減少し、電流はほぼ一定となった。このように、失火した際にも、安全サイドで動作することが確認できる。
【実施例２】
【００３３】
ここまでは、高周波コイルと整合コンデンサが直列接続である電圧型ＭＯＳＦＥＴインバータを採用している誘導熱プラズマ生成装置を検討してきた。
【００３４】
ここからは、高周波コイルと整合コンデンサを並列接続した電流型ＭＯＳＦＥＴインバータを採用した誘導熱プラズマ生成装置を検討する。電流型ＭＯＤＦＥＴインバータの負荷インピーダンスＺは、下数式３で表される。更に並列共振周波数は下数式４のように表され、その近傍においては下数式５のように表される。一般に△Ｌ＜＜Ｌと考える。したがって、電流型ＭＯＤＦＥＴインバータの負荷インピーダンスＺは、下数式６のように表される。
【００３５】
【数３】
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【００３６】
【数４】
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【００３７】
【数５】
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【００３８】
【数６】
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【００３９】
前記の考え方から、負荷インピーダンスＺは、電圧型ＭＯＳＦＥＴインバータの逆となる。この現象を基本にして検討し、次の結論を得る。
【００４０】
電流型ＭＯＳＦＥＴインバータを採用した誘導熱プラズマ生成装置は、点火前、即ち無放電時は（高周波）定電流直流電源とか、三相全波サイリスタ位相制御直流電源を用いて、電流型ＭＯＳＦＥＴインバータを運転する。イグナイター（点火器）で点火し、直流電源制御方式切換器を用いて直流電源を定電圧直流電源に切り換える。
【００４１】
これにより、放電停止時に負荷インピーダンスが増加する。定電圧直流電源であるから、直流電圧はほぼ一定で、直流電流が負荷インピーダンスに対応して、減ることが理解される。これにより、放電停止時に直流電源、及び電流型ＭＯＳＦＥＴインバータが安全サイドで運転できる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
半導体素子の大電力化、高速化等と相俟って誘導熱プラズマ生成装置も大型化している。これに伴い、高出力化が期待されるが、同時に装置保護のために強力な保護協調回路が必要になる。また、装置の小型化、低コスト化も要求される。本発明は、このような欠点を改善するためになされたものである。この発明による、誘導熱プラズマ生成装置の電源の制御を用いることで、装置の安全性、小型化、低コスト化が期待される。
【符号の説明】
【００４３】
１６  出力調整器（Ａ）
１７  制御信号（Ａ）
１８  出力調整器（Ｂ）
１９  制御信号（Ｂ）
２０  切換器零点調整回路
２１  零点調整指示器
２２  制御信号切換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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