【事件の表示】
　特許第３４１３７５４号「電源装置、蛍光ランプ装置および照明装置」の請求項１ないし１０に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第３４１３７５４号の請求項１ないし９に係る特許を維持する。
【理　由】
第１．手続の経緯
（１）本件特許第３４１３７５４号の請求項１ないし１０に係る発明についての出願は、平成９年５月２３日に特許出願され、平成１５年４月４日にその発明について特許権の設定登録がなされ、平成１５年６月９日にその特許公報が発行された。
（２）これに対し、平成１５年１２月９日に松下電器産業株式会社より特許異議の申立てがなされ、当審において平成１７年１月１９日付けで「特許第３４１３７５４号の請求項１ないし１０に係る特許を取り消す。」との決定がなされた。
（３）本件発明の特許権者は、平成１７年３月４日付けで東京高等裁判所に特許取消決定を取り消すことを求めた訴訟を提起した（平成１７年行ケ第１０３８７号）。
（４）本件発明の特許権者は、平成１７年５月３１日付けで本件特許につき、特許請求の範囲の減縮等を目的とする訂正審判の請求をしたところ（訂正２００５−３９０８５号）、平成１７年６月２３日付けで当該訂正を認める旨の審決がなされた。
（５）その後、知的財産高等裁判所において、特許取消決定を取り消す旨の判決（平成１７年７月１９日言渡）がなされた。
　
第２．本件発明
　平成１７年６月２３日付けで訂正認容審決がなされたため、本件特許第３４１３７５４号の請求項１ないし９に係る発明（以下、「本件発明１」、・・・「本件発明９」という。）は、当該訂正審判請求書に添付された訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１ないし９に記載されている事項により特定される、以下のとおりのものであると認められる。
　
「【請求項１】全波整流器と；
　この全波整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと；
　平滑コンデンサに対して並列に接続されたＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタの直列回路を主スイッチング素子としたハーフブリッジ型のインバータ回路と；
　直列に接続されたインダクタおよびコンデンサの共振回路を有し、この共振回路の共振によりＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを制御する制御手段と；
　平滑コンデンサの一端とＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートとの間に接続された抵抗およびＰチャネルのトランジスタのドレイン、ソース間に接続された抵抗を有し、これらの抵抗を介してＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに電圧を印加する起動回路と；
　を具備したことを特徴とする電源装置。
　　【請求項２】　Ｎチャネルのトランジスタは、高電位側に位置する
　ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
　　【請求項３】　インバータ回路に接続されたバラストチョークを備え、
　制御手段は、このバラストチョークに磁気的に接続された二次巻線を有し、
　この二次巻線に誘起された電圧で共振回路のインダクタおよびコンデンサが共振してＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを駆動する
　ことを特徴とする請求項１または２記載の電源装置。
　　【請求項４】　トランジスタは、ＭＯＳ型電界効果トランジスタおよびＩＧＢＴのいずれかである
　ことを特徴とする請求項１ないし３いずれか一記載の電源装置。
　　【請求項５】　起動回路は、共振回路のコンデンサに直列に接続されＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに電圧を印加するコンデンサを有する
　ことを特徴とする請求項１ないし４いずれか一記載の電源装置。
　　【請求項６】　請求項１ないし５いずれか一記載の電源装置と；
　この電源装置により点灯される蛍光ランプと；
　を具備したことを特徴とする蛍光ランプ装置。
　　【請求項７】　口金を有する基体と；
　この基体に収容される請求項１ないし５いずれか一記載の電源装置と；
　基体に取り付けられインバータにより点灯される蛍光ランプと；
　を具備したことを特徴とする蛍光ランプ装置。
　　【請求項８】　基体に取り付けられこの基体とともにほぼ電球型となるグローブ
　を具備したことを特徴とする請求項７記載の蛍光ランプ装置。
　　【請求項９】　請求項６ないし８いずれか一記載の蛍光ランプ装置と；
　蛍光ランプ装置が取り付けられる器具本体と；
　を具備したことを特徴とする照明装置。」
　
第３．特許異議申立の理由の概要
　異議申立人は、訂正前の請求項１ないし１０に係る発明は、下記の２点の理由により取り消すべきでものである旨主張している。
（１）理由１
　訂正前の請求項１ないし１０に係る発明は、本件特許の出願日前の米国出願である米国出願第７０９０６２号（異議申立人が提出した甲第２号証）を基礎としてなされた出願であり、かつ本件特許の出願後に公開された特開平１０−１６２９８３号公報（特願平９−２４０５２１号、異議申立人が提出した甲第１号証）に記載された発明であり、また出願人が同一でなく、発明者も同一でないから特許法第２９条の２の規定により、特許を受けることができないものであり、上記各発明に係る特許はいずれも特許法第１１３条第１項第２号により取り消すべきものである。
（２）理由２
　訂正前の請求項１ないし１０に係る発明は、特開昭６３−３１０５９７号公報（異議申立人の提出した甲第３号証）及び特開昭６３−７３８８４号公報（異議申立人が提出した甲第４号証）に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、当該発明の特許は特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものであり、上記各発明に係る特許はいずれも特許法第１１３条第１項第２号により取り消すべきものである。
　
第４．理由１の検討
１．先願発明
　特願平９−２４０５２１号（特開平１０−１６２９８３号）の明細書及び図面（以下、「先願明細書」という。）には、以下の記載がある。
　
ａ．「【０００９】
【好適実施例の記載】
発明の第一の態様
図１−６により、本発明の第一の態様を説明する。図１は、本発明の第一の態様によるガス放電ランプ１２のための安定回路１０を示す。スイッチＱ１およびＱ２は、電源１４からの直流電流、たとえば全波ブリッジ（図示しない）の出力を、共振インダクタＬＲおよび共振コンデンサＣＲを含む共振負荷回路１６が受ける交流電流に変換するように、それぞれ制御される。導体１８と基準導体２０との間に直流バス電圧ＶＢＵＳが存在する。便宜上、基準導体２０は地気として示されている。共振負荷回路１６には、ランプ１２も含まれている。図示するように、ランプ１２は共振コンデンサＣＲに並列接続してもよい。コンデンサ２２および２４は、それらの共通に接続された節点２３をバス電圧ＶＢＵＳの約１／２に維持するための標準の「ブリッジ」コンデンサである。共振負荷回路１６内にランプ１２を相互接続するための他の構成、およびブリッジコンデンサ２２および２４の代替構成は当業者には知られている。
【００１０】図１の安定回路１０では、スイッチＱ１とＱ２は互いに相補形である。たとえば、スイッチＱ１を図示するようにｎチャネルエンハンスメントモードのデバイスとし、スイッチＱ２を図示するようにｐチャネルエンハンスメントモードのデバイスとする。これらはＭＯＳＦＥＴスイッチの公知の形式であるが、たとえば、バイポーラ接合型トランジスタスイッチを使用することもできる。各スイッチＱ１、Ｑ２はそれぞれのゲート、すなわち制御端子Ｇ１、Ｇ２をそなえている。スイッチＱ１のゲートＧ１からソースＳ１までの電圧が、そのスイッチの導電状態を制御する。同様に、スイッチＱ２のゲートＧ２からソースＳ２までの電圧が、そのスイッチの導電状態を制御する。図示するように、ソースＳ１とソースＳ２は共通の節点２６で一緒に接続されている。ゲートＧ１とゲートＧ２が共通制御節点２８で相互接続され、制御節点２８と共通節点２６との間の単一の電圧が、両方のスイッチＱ１およびＱ２の導電状態を制御する。スイッチのドレーンＤ１およびＤ２は、それぞれバス導体１８および基準導体２０に接続されている。」
　
ｂ．「【００１５】次に、図１の回路からインダクタ３４を除くと、次の回路解析はゲート駆動回路３０の動作を説明する。図４を参照し、上記のように定義されたＩ０のような項を用いて、双方向電圧クランプ３６の逆直列接続されたツェナーダイオードが導電状態にあるときの状態について説明する。電流Ｉ０は次の式で表すことができる。
【００１６】
Ｉ０＝（ＬＲ／ｎＬ３２）ＩＲ                  （５）
ここでＬＲ（図１）は共振インダクタ、ｎはＬＲとＬＤとの間のターン比、そしてＩＲは共振インダクタＬＲの電流である。ツェナーダイオード３６を通る電流Ｉ３６は次の式で表すことができる。
【００１７】
Ｉ３６＝Ｉ０−Ｉ３２                         （６）
ツェナーダイオード３６が導電状態にあるとき、コンデンサ３８（図１）を通る電流は零であり、Ｉ０の大きさはＩ３２より大きい。このときツェナーダイオード３６の両端間の電圧Ｖ３６（ゲート−ソース間電圧）は、活動状態すなわちクランプしている一方のツェナーダイオードの定格クランプ電圧（たとえば７．５ボルト）と他方の非クランプダイオードの両端間の電圧降下（たとえば０．７ボルト）との和に＋または−の符号をつけたものとなる。
【００１８】次にツェナーダイオード３６が導電状態にないときは、コンデンサ３８（図１）の両端間の電圧は負の値から正の値へ、または正の値から負の値へと状態を変える。この変化の間のこのような電圧の値は、スイッチＱ１およびＱ２の一方をターンオンさせ、他方をターンオフさせるのに充分である。上記のようにコンデンサ３８は、ゲート−ソース電圧の予測可能な変化速度を保証する。更に、ツェナーダイオード３６が導電状態にないときは、Ｉ３２の大きさはＩ０の大きさより大きい。このとき、コンデンサ３８の電流ＩC は次のように表すことができる。
【００１９】
Ｉｃ＝Ｉ０−Ｉ３２                           （７）
電流Ｉ３２は三角波形である。電流Ｉ３６（図４）は、ゲート−ソース電圧が一定である（すなわち、ツェナーダイオード３６が導電状態にある）間、Ｉ０とＩ３２との差である。電流ＩＣは、ツェナーダイオード３６が導電状態にないときにＩ０とＩ３２との差によって生じる電流である。したがってＩＣにより、コンデンサ３８の両端間の電圧（すなわち、ゲート−ソース電圧）が状態を変え、これによりスイッチＱ１およびＱ２が上記のようにスイッチングする。ゲート−ソース電圧は、正電圧から負電圧への遷移と負電圧から正電圧への遷移により、ほぼ方形波となり、コンデンサ３８を含めることにより予測可能となる。」
　
　以上のことから、先願明細書には、自明の事項も考慮すると次の発明（以下、「先願発明」という。）が記載されているものと認められる。
　
「全波ブリッジと；
　全波ブリッジに対して並列に接続されたｎチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ１およびｐチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ２の直列回路を主スイッチング素子としたハーフブリッジ型の安定回路１０と；
　ｎチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ１のゲートＧ１およびｐチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ２のゲートＧ２に交互に電圧を印加してこの安定回路１０のｎチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ１およびｐチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ２を制御するゲート駆動回路３０と；
　を備えたガス放電ランプ用安定回路。」
　
２．対比・判断
（１）本件発明１についての判断
　本件発明１と先願発明とを対比すると、後者における「全波ブリッジ」がその作用・機能からみて前者における「全波整流器」に相当し、以下同様に、後者の「ｎチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ１およびｐチャンネルエンハンスモードのスイッチＱ２」が前者の「ＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタ」に、後者の「安定回路」が前者の「インバータ回路」に、後者の「ガス放電ランプ用安定回路」が前者の「電源装置」に相当し、後者の「ゲート駆動回路」と前者の「制御手段」とは、いずれも「ＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを制御する制御手段」という概念で共通する。
　以上のことから、本件発明１と先願発明とは以下の一致点及び相違点を有することとなる。
（一致点）
「全波整流器と；
　全波整流器に対して並列に接続されたＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタの直列回路を主スイッチング素子としたハーフブリッジ型のインバータ回路と；
　ＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを制御する制御手段と；
　を具備した電源装置。」
（相違点）
　本件発明１が「全波整流器の出力を平滑する平滑コンデンサ」及び「平滑コンデンサの一端とＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートとの間に接続された抵抗およびＰチャネルのトランジスタのドレイン、ソース間に接続された抵抗を有し、これらの抵抗を介してＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに電圧を印加する起動回路」を備えるとともに、「制御手段」が「直列に接続されたインダクタおよびコンデンサの共振回路」を有するのに対し、先願発明はかかる平滑コンデンサ、起動回路、共振回路を備えていない点で相違する。
　
　そうすると、先願発明は、本件発明１の必須の構成である「平滑コンデンサ」、「起動回路」及び「共振回路」を備えておらず、本件発明１が先願発明と同一であるとすることはできない。
　
（２）本件発明２ないし９についての判断
　本件発明２ないし９は、いずれも本件発明１の構成を更に限定したものに相当するから、本件発明１が先願発明と同一であるとすることができない以上、同様の理由により、本件発明２ないし９についても先願発明と同一であるとすることはできない。
　
第５．理由２の検討
１．引用刊行物
（１）特開昭６３−３１０５９７号公報（異議申立人の提出した甲第３号証）
　上記刊行物（１）（以下、「引用例１」という。）には、図面と共に以下の記載がある。
ａ．「本発明の目的は従来の変換器における欠点を除去すると共に、回路に必要とされる部品を最少に減らすように適切に接続配置した直流−交流変換器を提供することにある。
　本発明は、冒頭にて述べた種類の直流−交流変換器において、前記第２スイッチング素子の制御回路が前記第１スイッチング素子の制御回路に接続した整流素子に接続される電圧測定点を有することを特徴とする。
　第２スイッチング素子の制御回路は主制御回路として機能し、かつ第２スイッチング素子の制御回路は補助制御回路として機能する。第２スイッチング素子の瞬時導通状態は斯かる補助制御回路にて整流素子を介して固定される。第１スイッチング素子は、第２スイッチング素子の制御回路の電圧値に基いて第２スイッチング素子の導通状態とは反対の導通状態に持たされる。」（２頁下段左欄３−２０行。）
　
ｂ．「さらに、従来の変換器と比較するに、回路に必要とされる電気部品の数も少なくて済む。さらにまた、（例えば「表面取付デバイス」技法により）部品の集積化が一層実用的となる。これにより、一般的な照明目的用の白熱ランプに取って替わるコンパクトな放電ランプに変換器を首尾良く使用することができる。」（２頁下段右欄６−１２行。）
　
ｃ．「第２図における第１図の素子と同一素子を示すものには同一符号を付して示してある。１２及び１３は直流電圧源（２２０Ｖ、５０Ｈｚ）に接続する入力端子を示す。入力端子１２を抵抗１４を介してダイオードブリッジ１５の入力端子に接続する。ブリッジ１５の２つの端子はコンデンサ１６によって相互接続する。抵抗１４とコンデンサ１６は入力フィルタを構成する。ブリッジ１５の出力端子を平滑コンデンサ１７によって相互接続する。」（３頁下段右欄１１−１９行。）
　
ｄ．「コイル１９はコイル５における補助巻線２１を介してコイル５に電気的に接続する。」（４頁上段右欄４−５行。）
　
ｅ．「変換器は始動回路も具えており、この始動回路は抵抗３３と３４の接続点と、第２スイッチング素子７の制御電極との間に配置する抵抗３１と二方向性のブレークダウン素子（ダイアック）３２との直列回路で構成する。抵抗３３と３４との接続点と、前記接続点Ａとの間にはコンデンサ３５も接続する。」（４頁下段左欄３−９行。）
　
ｆ．「本発明による変換器はつぎのように作動する。端子１２及び１３を給電幹線（２２０Ｖ，５０Ｈｚ）に接続すれば、コンデンサ１７はダイオードブリッジ１５を介して充電される。これによりコンデンサ４及び１１もコイル１８を経て充電される。始動コンデンサ３５も回路１８，３３，３５及びＡ、Ｄを経て充電される。コンデンサ３５の電圧が回路素子３２のスレッショールド電圧に達すると、この素子３２が導通して、これは回路素子３１を介して第２半導体スイッチング素子７を導通させる。」（４頁下段左欄１４行−同右欄３行。）
　
ｇ．「第１スイッチング素子６を導通させる制御信号はコンデンサ４及び１１の電圧によって直接供給される。コイル１９とコンデンサ２０（ＬＣ発振回路）によって周波数が極めて正確に決定される直流電圧が点ＰとＡとの間のコンデンサ２０の両端間に発生する。この直流電圧に応答して第２スイッチング素子７をスイッチ・オフさせることができる。電流が依然コイル５を経て流れている間は第１スイッチング素子６にフリーホイール電流が流れて第２スイッチング素子７はスイッチ・オフされる。従って、点Ａの電位は点Ｄにおける電位と同じとなる。点Ｐにおける電圧が点Ａにおける電圧に対して負となる場合に、補助トランジスタ２２の制御が整流素子１０を介してオフセットされ、この補助トランジスタ２２はターン・オフする。しかし、点ＰとＡとの間の電圧差が再び零となるや歪や補助トランジスタ２２はターン・オンし、第１スイッチング素子６は非導通となる。ついで第２スイッチング素子７が再び導通し、このような状態が繰返えされる。従って、点Ｐの電圧は第２スイッチング素子７の制御回路９にて測定され、この測定電圧は第１スイッチング素子６を導通させる時点を決定する。」（４頁下段右欄７行−５頁上段左欄９行。）
　
ｈ．「ＭＯＳＴ−ＦＥＴ６：タイプＢＳＴ７８
ＭＯＳＴ−ＦＥＴ７：タイプＢＳＴ７８」（５頁上段右欄３−４行。）
　
　上記引用例１の記載によれば以下のことが明らかである。
　
ア．上記ａないしｈ及び図面から、引用例１の第２半導体スイッチング素子７及び第１半導体スイッチング素子６の実施例として、それぞれ同一タイプ（タイプＢＳＴ７８）のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７及びＭＯＳＴ−ＦＥＴ６が記載され、これら２つのＭＯＳＴ−ＦＥＴはトランジスタであって、この２つのトランジスタをスイッチング素子とした回路は、ハーフブリッジ型のインバータ回路を成すといえる。
　
イ．上記ａ、ｇから、上記２つのスイッチング素子のうち、ＭＯＳＴ−ＦＥＴ６は、補助トランジスタ２２及び整流素子１０よりなる制御回路８（補助制御回路）により制御されるものであるといえる。
　
ウ．上記ｇ及び第２図から、制御回路９および補助制御回路８は、直列に接続されたインダクタ（コイル１９）およびコンデンサ（コンデンサ２０）の共振回路（ＬＣ発振回路）を有し、この共振回路の共振により前記同一タイプより成るＭＯＳＴ−ＦＥＴ７のゲート及び（整流素子１０と補助トランジスタ２２等により構成される）補助制御回路８によりＭＯＳＴ−ＦＥＴ６のゲートに交互に電圧を印加して前記インバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７およびＭＯＳＴ−ＦＥＴ６を制御する制御手段であるといえる。
　
エ．引用例１の直流−交流変換器は、その全体として電源装置を構成するといえる。
　
オ．上記ｅ、ｆ及び第２図から、電源装置（直流−交流変換器）は、全波整流器（ダイオードブリッジ１５）と、この全波整流器の出力を平滑化するとともにインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７およびＭＯＳＴ−ＦＥＴ６の直列回路が並列に接続された平滑コンデンサ（平滑コンデンサ１７）と、この平滑コンデンサの一端に接続された起動用の抵抗（抵抗３３）を有し、少なくとも起動用の抵抗を介してインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７に電圧を印加する起動回路（始動回路）とを具備する。
　
　以上のことから、引用例１には、自明の事項も考慮すると次の発明（以下、「引用発明１」という。）が記載されているものと認められる。
　
「全波整流器（ダイオードブリッジ１５）と、
　この全波整流器の出力を平滑する平滑コンデンサ１７と、
平滑コンデンサに対して並列に接続された同一タイプのＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよび補助制御回路８により制御されるＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタの直列回路をスイッチング素子としたハーフブリッジ型のインバータ回路と、
　直列に接続されたインダクタ（コイル１９）およびコンデンサ（コンデンサ２０）の共振回路を有し、この共振回路の共振によりＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタのゲートおよび補助制御回路８を介してＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよびＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタを制御する制御手段（制御回路９および補助制御回路８）と、
　平滑コンデンサの一端とブレークダウン素子（ダイアック）３２と抵抗３１を介してＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタのゲートとの間に接続された起動用の抵抗（抵抗３３）と、平滑コンデンサに並列に接続された抵抗３３と抵抗３４との直列回路における抵抗３３と抵抗３４との接続点とＭＯＳＴ−ＦＥＴ７とＭＯＳＴ−ＦＥＴ６との接続点との間に接続された起動コンデンサ３５とを有し、該起動コンデンサ３５が充電されブレークダウン素子のスレッショールド電圧に達して導通状態となることにより該起動用の抵抗を介してインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７に電圧を印加する起動回路（始動回路）と、
　を具備したことを特徴とする電源装置。」
　
（２）特開昭６３−７３８８４号公報（異議申立人が提出した甲第４号証）
　上記刊行物（２）（以下、「引用例２」という。）には、図面と共に以下の記載がある。
ａ．「ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ゲート端子及び各ソース端子を接続し、該ゲート端子及びソース端子間に正、負のゲート電圧を加えるゲート駆動回路を備えて構成したことを特徴とするパワーＭＯＳＦＥＴによるインバータ回路。」（特許請求の範囲）
　
ｂ．「〔従来の技術〕
　従来この種のインバータ回路として第４図のものが知られている。この従来構造は２個のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ５１・５２と２組の互いに絶縁されたゲート駆動回路５３・５４とで構成されている。
　〔発明が解決しようとする問題点〕
　この回路構成の場合素子のターンオフ遅れやゲートパルスの伝達遅れに伴いスイッチング時に上下の素子が同時導通するアーム短絡が生じ、素子の定格を脅かし、スイッチング損失を増大させるなどの不都合を生じる。
　この短絡防止対策として第５図の如くアームを構成する上下の素子の制御パルスに一定のデッドタイムを設ける方法がある。
　しかしながらこの方法の場合、素子のターンオフ時間は負荷電流の大きさや温度条件により変化し、またゲートドライブ回路の影響も受けるため十分な余裕をとってデッドタイムを設定する必要がある。
　またデッドタイムを持たせることはゲート駆動回路を複雑にするとともにインバータの出力波形の精度を低下し、素子の利用率の低下や制御系の不安定現象を生じさせることがあるという不都合を有している。」（１頁下段左欄２０行−２頁上段左欄８行。）
　
ｃ．「〔作用〕
　ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの両ゲート端子間及び両ソース端子間の電圧は同一となり、同時導通は起こり得ず、スイッチング過渡時のアーム短絡は回避される。」（２頁上段右欄１８行−同下段左欄２行。）
　
ｄ．「〔実施例〕
　第１図乃至第３図は本発明の実施例を示し、１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ、２は同一定格のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであって、各ゲート端子３，４を直結している。
　５はゲート駆動回路である。
　第３図は、第１図の回路を１００〔Ｖ〕の直流電源に接続し、ゲート端子３・４間とすでに直結されているソース端子間を第２図の正、負のゲート電圧で駆動して無負荷運転したときに得られた波形である。
　すなわち第３図から、大きなピーク電流や素子電圧の上昇は生ぜず、短絡現象の起こっていないことが理解される。」（２頁下段左欄３−２０行。）
　
ｅ．「〔発明の効果〕
　本発明は上述の如く、スイッチング過渡時の電源短絡を回避でき、このためパワーＭＯＳＦＥＴ固有の高速スイッチング性能を充分に活用でき、高周波大電力のスイッチングが容易にできるとともにゲート駆動回路も一組でよく部品点数の減少や装置の小型、軽量化を図ることができ、かつゲートとソース間を直接駆動するため電源や負荷条件に関係なくスイッチングでき、電力変換回路への適用が可能となる。」（２頁下段右欄５−１８行）
　
　上記引用例２の記載によれば以下のことが明らかである。
ア．そのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、即ちトランジスタである。
　
イ．第１図の回路は、前記トランジスタを主スイッチング素子としたハーフブリッジ型のインバータ回路である。また、それが電力変換回路へ適用された場合に電源装置として利用できることは当業者に自明である。
　
　以上のことから、引用例２には、自明の事項も考慮すると次の発明（以下、「引用発明２」という。）が記載されているものと認められる。
　
「ＮチャンネルのトランジスタおよびＰチャンネルのトランジスタを主スイッチング素子としたハーフブリッジ型のインバータ回路と、
　（第２図の正、負のゲート電圧を発生する）駆動回路を有し、この駆動回路の駆動によりＮのチャンネルのトランジスタのゲートおよびＰチャンネルのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＮチャンネルのトランジスタおよびＰチャンネルのトランジスタを制御する制御手段と、
　を具備したことを特徴とする電源装置。」
　
２．本件発明１についての判断
（１）本件発明１と引用発明１との対比
　上記本件発明１（前者）と引用発明１（後者）とを以下に対比する。
　前者の「ＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタ」も、後者の「同一タイプのＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよび補助制御回路８により制御されるＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタ」も、共に少なくともそれらをハーフブリッジ型のインバータ回路のスイッチング素子とした「２つのトランジスタ」であるといえる。
　前者の制御手段が「共振回路の共振によりＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを制御する」ことも、また、後者の制御手段が「共振回路の共振によりＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタのゲートおよび補助制御回路８を介してＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよびＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタを制御する」ことも、共に少なくとも「共振回路の共振により２つのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路の２つのトランジスタを制御する」ことであるといえる。
　前者の起動回路が「平滑コンデンサの一端とＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートとの間に接続された抵抗およびＰチャネルのトランジスタのドレイン、ソース間に接続された抵抗を有し、これらの抵抗を介してＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに電圧を印加する」ことも、後者の起動回路が「平滑コンデンサの一端とブレークダウン素子（ダイアック）３２と抵抗３１を介してＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタのゲートとの間に接続された起動用の抵抗（抵抗３３）と、平滑コンデンサに並列に接続された抵抗３３と抵抗３４との直列回路における抵抗３３と抵抗３４との接続点とＭＯＳＴ−ＦＥＴ７とＭＯＳＴ−ＦＥＴ６との接続点との間に接続された起動コンデンサ３５とを有し、該起動コンデンサ３５が充電されブレークダウン素子のスレッショールド電圧に達して導通状態となることにより該起動用の抵抗を介してインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７に電圧を印加する」ことも、共に少なくとも「平滑コンデンサの一端と少なくとも一方のトランジスタのゲートとの間に接続された抵抗を有し、少なくとも該抵抗を介してインバータ回路のトランジスタに電圧を印加する」ことであるといえる。
　以上のことから、本件発明１と引用発明１とは以下の一致点及び相違点を有することとなる。
（一致点）
「２つのトランジスタをスイッチング素子としたハーフブリッジ型のインバータ回路と、；
　直列に接続されたインダクタおよびコンデンサの共振回路を有し、この共振回路の共振により２つのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路の２つのトランジスタを制御する制御手段と；
　平滑コンデンサの一端と少なくとも一方のトランジスタのゲートに接続された抵抗を有し、少なくとも該抵抗を介してインバータ回路のトランジスタに電圧を印加する起動回路と；
　を具備したことを特徴とする電源装置。」
（相違点１）
　ハーフブリッジ型のインバータ回路のスイッチング素子として、本件発明１はＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを主スイッチング素子としたものであるのに対し、引用発明１は同一タイプのＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよび補助制御回路８により制御されるＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタをスイッチング素子としたものであり、そのことに伴って、本件発明１の制御手段は共振回路の共振によりＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを制御するのに対し、引用発明１の制御手段は共振回路の共振によりＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタのゲートおよび補助制御回路８を介してＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタのゲートに交互に電圧を印加してこのインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよびＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタを制御する点。
（相違点２）
　起動回路に関して、本件発明１は平滑コンデンサの一端とＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートとの間に接続された抵抗およびＰチャネルのトランジスタのドレイン、ソース間に接続された抵抗を有し、これらの抵抗を介してＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートに電圧を印加するのに対し、引用発明１は平滑コンデンサの一端とブレークダウン素子（ダイアック）３２と抵抗３１を介してＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタのゲートとの間に接続された起動用の抵抗（抵抗３３）と、平滑コンデンサに並列に接続された抵抗３３と抵抗３４との直列回路における抵抗３３と抵抗３４との接続点とＭＯＳＴ−ＦＥＴ７とＭＯＳＴ−ＦＥＴ６との接続点との間に接続された起動コンデンサ３５とを有し、該起動コンデンサ３５が充電されブレークダウン素子のスレッショールド電圧に達して導通状態となることにより該起動用の抵抗を介してインバータ回路のＭＯＳＴ−ＦＥＴ７に電圧を印加する点。
　
（２）本件発明１と引用発明１との相違点についての判断
（相違点１）について
　上記３．（２）において示したように、引用例２には引用発明２が記載されている。この引用発明２は、ハーフブリッジ型のインバータ回路のスイッチング素子として、ＮチャンネルのトランジスタおよびＰチャンネルのトランジスタをスイッチング素子としたものであるから、引用発明１のハーフブリッジ型のスイッチング素子として、同一タイプのＭＯＳＴ−ＦＥＴ７からなるトランジスタおよび補助制御回路８により制御されるＭＯＳＴ−ＦＥＴ６からなるトランジスタに替えて、この引用発明２のＮチャネルのトランジスタおよびＰチャネルのトランジスタを適用して本件発明１の前記相違点１に係る発明特定事項を想到することは、その適用により本件発明１の前記発明特定事項が自動的（必然的）に得られ、また、前記適用を阻害すべき特段の事情も認められない以上、当業者が適宜容易になし得た程度のものであり、その効果も前記適用により当然に予測されるものにすぎない。
　
（相違点２）について
　本件発明１も引用発明１も共に「起動回路」を備えているものの、その具体的構成は異なる。
　すなわち、本件発明１の起動回路は、平滑コンデンサの一端とＮチャネルのトランジスタのゲートおよびＰチャネルのトランジスタのゲートとの間に接続された抵抗およびＰチャネルのトランジスタのドレイン、ソース間に接続された抵抗を有し、これらの抵抗を介してインバータ回路のトランジスタに電圧を印加するものであるのに対し、引用発明１の起動回路は、抵抗３３のほかに、抵抗３３とトランジスタとの間にブレークダウン素子（ダイアック）３２及び始動コンデンサ３５を備えており、引用発明１は起動時に始動コンデンサ３５が充電され、コンデンサ３５の電圧がブレークダウン素子３２のスレッショールド電圧に達してこの素子３２が導通状態となることでインバータ回路のトランジスタに電圧を印可するものである点で相違する。
　そして、引用発明１はコンデンサ３５の電圧がブレークダウン素子３２のスレッショールド電圧に達してこの素子３２が導通状態となることを起動のための必須の構成とするものであるから、当業者といえども、直ちに引用発明１の起動回路からコンデンサ３５及びブレークダウン素子３２を省略し、本件発明１の起動回路を想起し得るものともいえない。
　さらに、引用発明１の起動回路はコンデンサ３５及びブレークダウン素子３２を備えた複雑な構成のものであるのに対し、本件発明１はこれらの素子を不要とし、起動回路の簡素化という引用発明１にはない格別な効果を奏するものである。
　また、引用発明２は起動回路を備えておらず、引用発明１と引用発明２とをいかに組み合わせても、本件発明１の相違点２に係る構成とすることはできない。
　したがって、本件発明１の相違点２に係る構成については、引用例１及び２のいずれにも記載されておらず、また、当業者が容易に想到し得たものとすることはできないから、本件発明１が引用例１及び２に記載された発明に基づいて、当業者が容易になし得たものとすることはできない。
　
３．本件発明２ないし９についての判断
　本件発明２ないし９は、いずれも本件発明１の構成を更に限定したものに相当するから、本件発明１が引用例１及び２に記載された発明に基づいて、当業者が容易になし得たものとすることはできない以上、同様の理由により、本件発明２ないし９についても引用例１及び２に記載された発明に基づいて、当業者が容易になし得たものとすることはできない。
　
第６．むすび
　以上のとおりであるから、請求項１ないし９に係る発明の特許は、特許異議申立ての理由及び証拠によっては取り消すことはできない。
　また、他に請求項１ないし９に係る発明の特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１７年１月１９日（２００５．１．１９）