【事件の表示】
　平成　２年特許願第２１４６８６号「同期検波回路」拒絶査定に対する審判事件［平成　４年　３月２７日出願公開、特開平　４−　９６５４９］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成２年８月１４日の出願であって、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１２年１１月９日付けの手続補正書により最終的に補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された次の事項により特定されるものと認める。
　
　「入力信号の搬送波周波数を再生し、上記搬送波周波数を用いて上記入力信号を復調するようにした同期検波回路において、
　入力信号と制御発振器の出力信号との位相誤差信号を形成する位相誤差信号発生手段と、
　上記入力信号の周波数成分に周波数軸上の重み付けをし、上記重み付けされた上記入力信号の周波数成分を積分することにより、上記制御発振器の出力信号を基準とした周波数スペクトルの対称誤差信号を形成する周波数スペクトル対称信号発生手段とを有し、
　上記制御発振器は、上記周波数スペクトル対称誤差信号により制御される周波数制御ループと、上記位相誤差信号により制御される位相制御ループとにより制御され、上記周波数スペクトル対称誤差が所定値より大きいときには、上記周波数制御ループにより周波数スペクトル対称誤差が該所定値以内となるように上記制御発振器を制御し、上記周波数スペクトル対称誤差が該所定値以内になったら、上記位相制御ループにより上記位相誤差が最小となるように上記制御発振器を制御する
　ようにした同期検波回路。」
　
２．引用例記載の発明
　（１）これに対して、当審の拒絶理由（平成１３年４月２６日付け）において引用された　特開昭５６−１５４８５９号公報（以下、「引用例１」という。）には、下記ア．、イ．の記載がある。
ア．「３．入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位相差に応じた電圧を制御電圧として前記電圧制御発振器に加える位相引込ループを有する搬送波再生回路に於いて、ベースバンド処理回路の一方の出力信号と微分する微分回路、該微分回路の出力信号と前記ベースバンド処理回路の他方の出力信号とを加えるミキサ、該ミキサの出力信号を加えて前記入力信号周波数と前記電圧制御発振器の発信周波数との周波数差の信号を出力する低域ろ波器、該低域ろ波器の出力信号が所定値以上であるか否か判別する判別器とを備えた周波数引込ループ及び該周波数引込ループと前記位相引込ループとを切換える切換回路を設け、前記判別器により、前記周波数差の信号が所定値以下のとき前記位相引込ループにより前記電圧制御発振器を制御し、前記周波数差の信号が所定値以上のとき前記周波数引込ループにより前記電圧制御発振器を制御するように前記切換回路の切換制御を行う構成としたことを特徴とする搬送波再生回路。」（特許請求の範囲、請求項３、１頁右下欄２０行〜２頁左上欄２０行）、
イ．「第１０図は本発明の他の実施例のブロック線図であり、１０１はハイブリッド回路、１０２、１０３は位相検波器、１０４はベースバンド処理回路、１０５は微分回路、１０６はミキサ、１０７、１０９は低域ろ波器、１０８は判別器、１１０、１１１は増幅器、１１２は電圧制御発振器、１１３は９０°位相器、１１４は切換回路である。この切換回路１１４は判別器１０８の出力によって切換動作するもので、低域ろ波器１０７の出力は前述の実施例と同様に入力信号周波数と電圧制御発振器１１２の発振周波数との周波数差ｗｄを示すので、擬似引込みに相当する周波数差ｗｄの場合に判別器１０８で判別し、低域ろ波器１０７の出力を増幅器１１１で増幅した信号を切換回路１１４を介して電圧制御発振器１１２の制御電圧とし、周波数差ｗｄが零又は僅かの場合は低域ろ波器１０９の出力を増幅器１１０で増幅した信号が切換回路１１４を介して電圧制御発振器１１２の制御電圧となる。即ち擬似引込み状態のときはＡＦＣ（自動周波数制御）ループにより擬似引込みを開放するように作用し、同期引込み又はそれに近い状態ではＰＬＬ（位相同期ループ）により位相同期が行なわれ、これを切換回路１１４によって切換えるものである。従って擬似引込みを防止し、且つ高速に同期引込みを行なわせることができる。」（４頁右下欄６行〜７頁左上欄９行）。
　なお、前記ア．、イ．における「低域ろ波器」の「ろ」は、引用例１において、実際には、さんずい偏の「戸」によって記載されている。
　また、前記ア．、イ．の記載からみて、第１０図の回路が「同期検波回路」を構成すること、第１０図低域ろ波器１０９の出力には、入力信号と電圧制御信号発生器の出力信号の位相誤差信号が出力されること、第１０図低域ろ波器１０７の出力には、入力信号の周波数と上記制御発振器の出力信号の周波数誤差信号が出力されること、は当業者に自明のことである。
　
　これら事項を勘案すると、引用例１には、　
　「入力信号の搬送波周波数を再生し、上記搬送波周波数を用いて上記入力信号を復調するようにした同期検波回路において、
　入力信号と電圧制御発振器（第１０図１１２）の出力信号との位相誤差信号を形成する位相誤差信号発生手段（第１０図１０４、１０９）と、
　上記入力信号の周波数と上記制御発振器の出力信号の周波数誤差信号を発生する周波数誤差信号発生手段（第１０図１０４、１０５、１０６、１０７）とを有し、
　上記電圧記制御発振器は、上記周波数誤差信号により制御される自動周波数制御ループと、上記位相誤差信号により制御される位相同期ループとにより制御され、上記周波数誤差が所定値より大きいときには、上記自動周波数制御ループにより周波数誤差が該所定値以内となるように上記電圧制御発振器を制御し、上記周波数誤差が該所定値以内になったら、上記位相同期ループにより上記位相誤差が最小となるように上記電圧制御発振器を制御するようにした同期検波回路。」、
を構成とする発明（以下、「引用例１に記載された発明」という。）が記載されているものと認める。
　
　（２）　当審の拒絶理由（平成１３年４月２６日付け）において引用された　特開平２−２０３６４５号公報（以下、「引用例２」という。）には、ウ．〜キ．の記載がある。 
ウ．「本発明は、準同期型復調器に関し、特にディジタル周波数弁別器を含むＡＦＣループによって局部発振周波数を受信周波数に引き込む準同期型復調器に関するものである。」（１頁右下欄２〜５行）、
エ．「第３図はＡＦＣループを備えた一般的な４相−ＰＳＫ準同期型復調器を概略的に示したもので、入力信号を４相直交検波器１１でアナログのＩ軸信号とＱ軸信号に分離し、これを更にＡ／Ｄ変換器１２でディジタル信号に変換した後、ディジタルトランスバーサルフィルタ（ＤＦＴ）１３で線路等化してＩ軸及びＱ軸のディジタル等化出力を発生し、−−−そこでＡＦＣをかけて局部発振周波数ｆＬ  を搬送波再生回路が正常に動作できる周波数に変化させることにより周波数偏差を除去する必要があり、これを行うため、フィルタ１３のディジタル等化出力をＡＦＣ制御電圧発生回路に入力し、その出力電圧の高周波成分をループフィルタ（ＬＰＦ）１６で除去し、この復調器の局部発振器としての電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）１７に制御電圧を与えることにより、４相検波器１１の局部発振周波数ｆＬ   を制御し、以て点線で示すＡＦＣループを形成している。」（１頁右下欄１８行〜２頁右上欄３行）、
オ．「第４図は、このＡＦＣ制御電圧発生回路１５を示したブロック図で、−−−更に周波数弁別器２２で周波数偏差を弁別し、ディジタルループフィルタ（低域通過フィルタ）で帯域制限した後、Ｄ／Ａ変換器２４でアナログ信号に変換して局部発振器１７のための制御電圧を発生する。」（２頁右上欄１６行〜左下欄４行）
カ．「従って、本発明は、ディジタル周波数弁別器を含むＡＦＣループによって局部発振周波数に引き込む準同期型復調器において、４逓倍器を取り除くことを目的とする。−−−上記課題を解決するため、本発明に係る準同期型復調器では、第１図に概念的に示すように、ディジタル周波数弁別器１が、１／２シンボルで遅延器２、３の動作を行うようにしている。」（３頁左上欄１８行〜右上欄６行）、
キ．「ここで同図（ｃ）を眺めると、（i）〜（iii）を加算するとき”０”になり、(iv)のみが残ることが分かる。即ち、遅延器２、３の遅延動作を１／２シンボル毎に行うと、同図（ｃ）の（i）〜（iii）のような変化は互いに相殺されてしまい(iv)のデータだけが周波数弁別出力として有効となり、４逓倍器を用いなくとも変調データ成分を除去できる。」（３頁右下欄１６行〜４頁左上欄３行）。
　また、オ．、カ．、キの記載からみて、第１図のディジタル周波数弁別器１の出力ｄがループフィルタ（低域通過フィルタ）により平均が取られ、この平均値が、電圧制御発振器を制御するため周波数誤差信号として出力されることは当業者に自明のことである。
　
　これら事項及び第１図、第２図、第３図の記載を勘案すると引用例２には、
　「入力信号の検波信号Ｘ（ｔ）のＩ成分とＱ成分とそれらを遅延した信号Ｉ’、Ｑ’の交叉演算（Ｉ’*Ｑ−Ｉ*Ｑ’）した信号を求め、この平均値を、制御発信器を制御するための周波数誤差信号として出力する周波数誤差信号発生手段。」、
を構成とする発明（（以下、「引用例２に記載された発明」という。）が記載されているものと認める。
　なお、前記記載では、引用例２の「ａ1」、「ｂ1」、［ａ2」、「ｂ2」は、各々 「 Ｉ」、「Ｑ」、「Ｉ’」、「Ｑ’」で記載されている。
　
３．対比・判断
　本願発明と引用例１に記載された発明を対比すると、引用例１に記載のされた発明の「電圧制御発振器」、「自動周波数制御ループ」、「位相同期ループ」は、各々本願発明の「制御発振器」、「周波数制御ループ」、「位相制御ループ」に相当する。また、本願発明の「周波数スペクトルの対称誤差信号」は、入力信号の周波数と制御発振器の出力信号の周波数の誤差を示す信号であり、引用例１に記載された発明の「周波数誤差信号」に含まれる。
　してみると、両者は、
　「入力信号の搬送波周波数を再生し、上記搬送波周波数を用いて上記入力信号を復調するようにした同期検波回路において、
　入力信号と制御発振器の出力信号との位相誤差信号を形成する位相誤差信号発生手段と、
　上記入力信号の周波数と上記制御発振器の出力信号の周波数誤差信号を発生する周波数誤差信号発生手段とを有し、
　上記制御発振器は、上記周波数誤差信号により制御される周波数制御ループと、上記位相誤差信号により制御される位相制御ループとにより制御され、上記周波数誤差が所定値より大きいときには、上記周波数制御ループにより周波数誤差が該所定値以内となるように上記制御発振器を制御し、上記周波数誤差が該所定値以内になったら、上記位相制御ループにより上記位相誤差が最小となるように上記制御発振器を制御するようにした同期検波回路。」である点で一致し、
　次の点で相違する。
（１）周波数誤差信号発生手段について、本願発明が、「上記入力信号の周波数成分に周波数軸上の重み付けをし、上記重み付けされた上記入力信号の周波数成分を積分することにより、上記制御発振器の出力信号を基準とした周波数スペクトルの対称誤差信号を形成する周波数スペクトル対称信号発生手段」であるにのに対して、引用例１に記載された発明では、このような記載がない点、
（２）周波数誤差について、本願発明が「周波数スペクトル対称誤差」で表すのに対し、引用例１に記載された発明では、このような記載がない点、　
　
　次ぎに前記相違点（１）、（２）について検討すると、
　入力信号の検波信号Ｘ（ｔ）のＩ成分とＱ成分とそれらを遅延した信号Ｉ’、Ｑ’の交叉演算（Ｉ’*Ｑ−Ｉ*Ｑ’）した信号を求め、この平均値を、制御発信器を制御するための周波数誤差信号として出力する周波数誤差信号発生手段は引用例２に記載されているように本件出願前公知であり、また、交叉演算（Ｉ’*Ｑ−Ｉ*Ｑ’）が複素乗算Ｘ（ｔ）＊Ｘ（ｔ−τ）＊の虚数成分と同等のものであることは当業者に自明の事項であるので、結局、引用例２には、「入力信号の復調信号Ｘ（ｔ）から導かれる複素乗算Ｘ（ｔ）＊Ｘ（ｔ−τ）＊の虚数成分の平均値を求め、この平均値を、制御発信器を制御するための周波数誤差信号として出力する周波数誤差信号発生手段」が記載されているということができる。そして、時間領域における処理を周波数領域において表現し、所特性の理解、改良に役立てることは通信分野において通常に行われていることであり、前記公知の技術における「複素乗算Ｘ（ｔ）＊Ｘ（ｔ−τ）＊の虚数成分の平均値」（周波数誤差信号）が、周波数領域における表現をもちいて、「入力信号の周波数成分に周波数軸上の重み付けをし、上記重み付けされた上記入力信号の周波数成分を積分することにより、制御発振器の出力信号を基準とした周波数スペクトルの対称誤差信号」の形をもって表現し得ることは、当業者が自明乃至容易に導くことができる事項であり、前記公知の技術において、周波数誤差が、周波数スペクトルの対称誤差で表され、周波数誤差信号発生手段が、「入力信号の周波数成分に周波数軸上の重み付けをし、上記重み付けされた上記入力信号の周波数成分を積分することにより、制御発振器の出力言号を基準とした周波数スペクトルの対称誤差信号を形成する周波数スペクトル対称信号発生手段」である、とすることは当業者が自明乃至容易に導くことができる事項にすぎない。
　よって、引用例１に記載された発明において、引用例２に記載された発明を適用して、周波数誤差信号発生手段を、前記相違点（１）に係る本願発明のように構成し、周波数誤差を周波数スペクトルの対称誤差をもって表すことは、当業者が容易に成し得る程度のものである。　
　なお、前記記載において、Ｘ（ｔ−τ）＊　はＸ（ｔ−τ）の複素共役を表している。
　
４．したがって、本願発明は、引用例１、２に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって結論のとおり審決する。