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　特願２０１０−５２５５３７「電力変換装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年　２月２５日国際公開、ＷＯ２０１０／０２１０５２、請求項の数（３）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
１．手続の経緯 
　本願は、２００８年８月２２日を国際出願日とする出願であって、平成２４年１１月２６日付で拒絶の理由が通知され（発送日：平成２４年１２月４日）、これに対し、平成２５年１月８日付で意見書及び手続補正書が提出されたが、平成２５年４月２日付で拒絶査定がなされ（発送日：平成２５年４月９日）、これに対し、平成２５年５月２８日に拒絶査定不服審判の請求がなされると共に手続補正書が提出されたものである。
　
　
２．本願発明 
　本願の請求項１−３に係る発明（以下、請求項１記載の発明を「本願発明」という。）は、平成２５年５月２８日付手続補正書の特許請求の範囲の請求項１−３に記載された事項により特定される以下のとおりのものである。
　
「【請求項１】
　直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
　前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に前記第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路（２３）を含み、直流電力供給源（８）からの直流電力の電圧値を変換して、前記第１の変換器（４）に前記直流電力供給源（８）からの直流電力を供給する第３の変換器（７）と、
　リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
　前記第３のマルチレベル回路（２３）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
【請求項２】
　前記制御装置（１０）は、前記第１のコンデンサ（１５）の両端の電圧（Ｅｐ）と前記第２のコンデンサ（１６）の両端の電圧（Ｅｎ）との差に基づいて、前記第１のコンデンサ（１５）の充電期間および前記第２のコンデンサ（１６）の充電期間が変化するように、対応するマルチレベル回路を制御することにより、前記中性点（２１）の前記電位変動を抑制する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
　前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）は、
　前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ）と、
　前記第１から第４の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオード（Ｄ１Ｕ〜Ｄ４Ｕ）と、
　前記中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される第１のクランプダイオード（Ｄ５Ｕ）と、
　前記中性点（２１）と前記第３および第４の半導体スイッチング素子（Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕ）の接続点との間に接続される第２のクランプダイオード（Ｄ６Ｕ）とを含む、請求項１または２に記載の電力変換装置。」
　
　上記平成２５年５月２８日付手続補正書による補正は、補正前の請求項２、３を削除し、補正前の請求項４、５を繰り上げる補正であって、請求項の記載内容を変えるものではないから、補正前の請求項２、３を削除するものであり、特許法第１７条の２第５項第１号の請求項の削除を目的とするものに該当する。
　
　
３．原査定の理由の概要
　平成２４年１１月２６日付の拒絶の理由２の概要は以下のとおりである。
「この出願の下記の請求項に係る発明は、その出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。」として、請求項１、２に対して引用例１〜５、請求項５、６に対して引用例１〜５を挙げている。（引用例１は特開２００８−１１６０６号公報、引用例２は特開２００３−１９９３５４号公報、引用例３は特開２００７−２４６０３８号公報、引用例４は特開平９−２９４３８１号公報、引用例５は国際公開第２００４／０４５０５５号）。
　なお、平成２４年１１月２６日付の拒絶の理由１（特許法第３６条第６項第２号）は、平成２５年１月８日付手続補正書による補正により解消された。
　
　
４．当審の判断
（１）引用例
　原査定の拒絶の理由で引用した引用例１には、図面と共に以下の事項が記載されている。
　
１−ａ「交流を低電位、前記低電位よりも高い高電位、及び、前記低電位よりも高く前記高電位よりも低い中間電位に変換するコンバータと、前記低電位となるような電圧が印加される低電位導電体、前記高電位となるような電圧が印加される高電位導電体、及び、前記中間電位となるような電圧が印加される中間電位導電体を介して供給される電圧を交流に変換するインバータを有する電力変換装置において、前記中間電位導電体の電圧を所定に保つように前記コンバータを制御する制御系と、前記中間電位導電体の電圧を所定に保つように前記インバータを制御する制御系とを有する、ことを特徴とする電力変換装置。」（【請求項１】）
　
１−ｂ「本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に係り、特に、いわゆる３レベル電力変換において、直流中性点電圧の変動を抑制するのに最適な電力変換装置及び電力変換方法に関する。」（【0001】）
　
１−ｃ「図１は、本発明の全体構成図である。１は交流電源、２は前記交流電源１の交流電力を直流電力に変換するコンバータユニット、３は前記コンバータユニット２が出力する直流電力を所望の電力に変換するインバータユニット、４は前記インバータユニット３が出力する電力で駆動される電動機である。前記コンバータユニット２は、コンバータ部２１とコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２，２３と共振抑制用の抵抗器２４および直流電圧を検出し出力する直流電圧検出器２５，２６で構成されている。そして、前記インバータユニット３は、インバータ部３１とインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２，３３と共振抑制用の抵抗器３４および直流電圧を検出し出力する直流電圧検出器３５，３６で構成されている。５は直流電力が所望の値となるように前記コンバータ部２１を操作するコンバータ制御装置、６は前記電動機４の出力トルクや速度が所望の特性を満たすように前記インバータ部３１を操作するインバータ制御装置である。７は電流検出器で前記コンバータユニット２の出力電流を検出し出力する。８は電動機４に直結された速度検出器で電動機の速度を検出し出力する。９は電流検出器で前記インバータユニット３の出力電流を検出し出力する。前記電流検出器７，直流電圧検出器２５，２６の出力信号は、コンバータ制御装置５に入力され、コンバータ制御装置５は、各種演算処理を行い、前記コンバータ部２１を操作する信号を出力する。前記速度検出器８，電流検出器９，直流電圧検出器３５，３６の出力信号は、インバータ制御装置６に入力され、インバータ制御装置６は、各種演算処理を行い、前記インバータ部３１を操作する信号を出力する。」（【0012】）
　
１−ｄ「次に、本発明における制御動作について説明する。先ず、コンバータ側に直流中性点電圧制御器５５を設置し、直流中性点電圧制御器５５では、直流電圧検出器２５，２６から出力される直流電圧検出値から直流中性点電圧検出値を演算し、前記直流中性点電圧検出値が零となるような補償量を演算し出力する。前記補償量は、電流制御器５３への入力をオン・オフする切替器５６を介して、電流制御器５３に入力され、電流制御器５３で演算されるコンバータ電圧指令値と合成する。一方、インバータ側にも同様に直流中性点電圧制御器６５を設置し、直流中性点電圧制御器６５では、直流電圧検出器３５，３６から出力される直流電圧検出値から直流中性点電圧検出値を演算し、前記直流中性点電圧検出値が零となるような補償量を演算し出力する。前記補償量は、電流制御器６３への入力をオン・オフする切替器６６を介して、電流制御器６３に入力され、電流制御器６３で演算されるインバータ電圧指令値と合成する。６７は、コンバータ側とインバータ側の直流中性点電圧制御器が演算し出力する補償量を電流制御器に入力するか、しないかを切替える切替判断部である。切替判断部には、例えば電動機の速度検出値や電流検出値が入力され、判断条件に従って切替信号を出力する。」（【0014】）
　
１−ｅ「図２の中に示すコンバータ側の中性点電圧Ｖｚｃとインバータ側の中性点電圧Ｖｚｉは、各変換器のスイッチングによって流れる中性点電流Ｉｚｃ，Ｉｚｉとコンデンサ容量Ｃｆｃ，Ｃｆｉにより」（【0015】）
　
１−ｆ「そして、共振抑制用のコンバータ側抵抗器２４に流れる電流Ｉｒｃｃと共振抑制用のインバータ側抵抗器３４に流れる電流Ｉｒｃｉは、前記直流中性点電圧Ｖｚｃ，Ｖｚｉと直流中性点電圧の共通の測定点Ｖｚｄの差電圧で流れ」（【0017】）
　
１−ｇ「Ｖｚｄ＝１／２（Ｖｚｃ＋Ｖｚｉ）　・・・（６）
　（６）式より、Ｖｚｄ＝０が成立する条件は、Ｖｚｃ＝０かつＶｚｉ＝０とＶｚｃ＝−Ｖｚｉの２通りあることがわかる。即ち、直流中性点電圧の共通の測定点Ｖｚｄが零となるように、各変換器の電圧指令を操作することで中性点電流Ｉｚｃ，Ｉｚｉを変化させ、そしてＶｚｃ，Ｖｚｉを変化させて制御することをコンバータ側とインバータ側の両方で行う場合、図２が示すように測定点は零に制御しているがインバータ側の直流中性点電圧Ｖｚｉ，コンバータ側の直流中性点電圧Ｖｚｃが変動してしまう恐れがあり、この時コンバータ側とインバータ側の素子に過電圧が印加されたり、コンバータ側とインバータ側の電位差により共振抑制用の抵抗器２４，３４に過大電流が流れてしまう問題がある。従って、直流中性点電圧制御系を同時に併用することができないため、切替えることが必要となる。図３は切替判断部６７で行われる切替方法の一例を示したフローチャート図である。インバータ側が電動機制御のため可変電圧，可変周波数の制御を行うのに対して、コンバータ側は一定周波数制御であるので、直流中性点制御を行う時の影響が比較的小さい。一方、インバータ側のスイッチング周波数と電動機周波数の関係や負荷電流の大きさなどにより、インバータ側の特定の条件や範囲において直流中性点電圧が変動することがあり、この場合は変動要因であるインバータ側の直流中性点制御で変動抑制することが望ましい。そこで、図３に示すように通常はコンバータ側の直流中性点電圧制御系を使用し、直流中性点電圧の変動が大きくなる特定の範囲、例えば速度（周波数）がある設定レベルより大きいかを判断部１０２で判断し、そして負荷電流が設定レベルより大きいかを判断部１０３で判断し、１０２と１０３の判断部で条件を満たした場合は、処理部１０４でインバータ側の直流中性点電圧制御系を使用する信号を出力し、処理部１０５でインバータ側直流中性点電圧制御系を使用中はコンバータ側直流中性点電圧制御系を不使用とする信号を出力する。」（【0020】−【0021】）
　
　上記記載及び図面を参照すれば、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３、及び、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３が示されている。
　上記記載及び図面を参照すれば、３レベルインバータは、高電位導体と低電位導体との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子と、前記第１から第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオードと、平滑コンデンサ３２、３３の中性点の中間電位導体と前記第１および第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第１のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の前記中間電位導体と前記第３および第４の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第２のクランプダイオードとを含み、直流電力を所望の電力に変換して電動機に供給している。
　上記記載及び図面を参照すれば、３レベルコンバータは、高電位導体、低電位導体および中間電位導体に３レベルインバータと並列に接続され、前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第５から第８の半導体スイッチング素子と、前記第５から第８の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第５から第８の還流ダイオードと、平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第５および第６の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第３のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第７および第８の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第４のクランプダイオードとを含み、交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記３レベルインバータに出力している。
　
　上記記載事項からみて、引用例１には、
「高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３と、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３と、
　前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子と、前記第１から第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の中間電位導体と前記第１および第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第１のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の前記中間電位導体と前記第３および第４の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第２のクランプダイオードとを含み、直流電力を所望の電力に変換して電動機に供給する３レベルインバータと、
　前記高電位導体、前記低電位導体および前記中間電位導体に前記３レベルインバータと並列に接続され、前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第５から第８の半導体スイッチング素子と、前記第５から第８の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第５から第８の還流ダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第５および第６の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第３のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第７および第８の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第４のクランプダイオードとを含み、交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記３レベルインバータに出力する３レベルコンバータと、
　通常はコンバータ側の直流中性点電圧制御系を使用し、直流中性点電圧の変動が大きくなる特定の範囲でインバータ側の直流中性点電圧制御系を切り替えて使用することにより直流中性点電圧の共通の測定点電位が零となるよう制御するコンバータ制御装置またはインバータ制御装置とを備える、電力変換装置。」
との発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
　
　同じく、原査定の拒絶の理由で引用した引用例２には、図面と共に以下の事項が記載されている。
　
２−ａ「これに対し、本の実施形態のように、正負各コンデンサ６Ａ，６Ｂにエネルギー蓄積部４２Ａ，４２Ｂを備えることで、エネルギーの吸収という機能だけでなく、正負コンデンサ６Ａ，６Ｂの電圧アンバランス制御を担わせることができる。この結果、３レベルインバータ４２Ｃの制御の安定性が向上し、また、電圧利用率向上のため、小型・軽量・コストダウン・出力増大などの効果がある。
　この３レベルインバータ４２Ｃを直列に接続する点は、先の例と同様の効果を奏するものである
（第１１の実施形態）
　図１４は、第１１の実施形態の電力変換装置を示しており、先の図と同一部分には同一符号を付している。
　図１４に示すように、交流電源３２にトランス３３を介して３レベルコンバータ４３を接続し、３レベルコンバータ４３と３レベルインバータ４６とのＰ、Ｎ及び中性点を接続すると共に各線間にエネルギー蓄積部４４（４４−１），（４４−２）及びコンデンサ４５（４５−１），（４５−２）を接続し、３レベルインバータ４６により負荷８を駆動する。
　この３レベルコンバータ４３、コンデンサ４５（４５−１），（４５−２）及び３レベルインバータ４６により負荷運転部を構成し、各線間にエネルギー蓄積部４４（４４−１），（４４−２）を設けたことにより、負荷８が回生運転できる場合には、正側及び負側の回生エネルギーを効果的に吸収することができ、負荷８が力行運転だけができる場合には、電源断等が発生しても事前にエネルギー蓄積部４４（４４−１），（４４−２）にエネルギー蓄積しておくことで、その蓄積エネルギーにより負荷又は補機等の継続運転を可能にすることができる。
　また、正側電圧と負側電圧とのアンバランスの抑制に関しては、先の例と同様の効果を奏するものである」（【0111】−【0115】）
　
　同じく、原査定の拒絶の理由で引用した引用例３には、図面と共に以下の事項が記載されている。
　
３−ａ「複数のバッテリモジュールＢを直列接続し、その中間接続位置を電気中性点Ｃとして、この中性点Ｃに対して＋１５０Ｖおよび−１５０Ｖの電位を有する３レベル電位の高圧電源供給ラインＨＬにて３レベルインバータ６０に電源供給する。３レベルインバータ６０では、直流電力を３相交流電力に変換して電動モータ２０を駆動する。このため、高圧電源供給ラインＨＬに接続される制御装置や制御素子の耐電圧性能を従来に比べて半分にすることが可能となり、電源供給システムの小型、軽量、低コスト化を図ることができる。また、発電機４０の発電電力を３レベルコンバータ７０で直流電力に変換して高圧電源供給ラインＨＬに送り、バッテリモジュールＢを充電する。」（【解決手段】）
  
　
（２）対比 
　本願発明と引用発明とを対比すると、引用発明の「高電位導体」、「低電位導体」、「所望の電力」、「電動機」、「３レベルインバータ」、「交流電源の交流電力」、「出力する」、「３レベルコンバータ」は、それぞれ本願発明の「直流正母線（１３）」、「直流負母線（１４）」、「交流電力」、「負荷」、「第１の変換器（４）」、「交流電源からの交流電力」、「供給する」、「第２の変換器（３）」に相当する。
　
　引用発明の「高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３と、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３」と、本願発明の「直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）」は、「直流正母線および直流負母線との間に直列に接続される所定数の２つのコンデンサ」との概念で共通する。
　引用発明の「前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子と、前記第１から第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の中間電位導体と前記第１および第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第１のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の前記中間電位導体と前記第３および第４の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第２のクランプダイオード」はマルチレベル回路であるから、当然に「直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され」ているから、引用発明の「前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子と、前記第１から第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の中間電位導体と前記第１および第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第１のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ３２、３３の中性点の前記中間電位導体と前記第３および第４の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第２のクランプダイオードとを含み、直流電力を所望の電力に変換して電動機に供給する３レベルインバータ」と、本願発明の「直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）」は、「直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線と前記直流負母線と２つのコンデンサの中性点とに接続された第１のマルチレベル回路を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する第１の変換器」との概念で共通する。
　引用発明の「前記高電位導体、前記低電位導体および前記中間電位導体に前記３レベルインバータと並列に接続され、前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第５から第８の半導体スイッチング素子と、前記第５から第８の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第５から第８の還流ダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第５および第６の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第３のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第７および第８の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第４のクランプダイオード」はマルチレベル回路であって、第１のマルチレベル回路と同じ構成であるから、引用発明の「前記高電位導体、前記低電位導体および前記中間電位導体に前記３レベルインバータと並列に接続され、前記高電位導体と前記低電位導体との間に直列に接続される第５から第８の半導体スイッチング素子と、前記第５から第８の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される第５から第８の還流ダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第５および第６の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第３のクランプダイオードと、前記平滑コンデンサ２２、２３の中性点の前記中間電位導体と前記第７および第８の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される第４のクランプダイオードとを含み、交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記３レベルインバータに出力する３レベルコンバータ」と、本願発明の「前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）」は、「前記第１のマルチレベル回路と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線、前記直流負母線および２つのコンデンサの中性点に第１のマルチレベル回路と並列に接続された第２のマルチレベル回路を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器に供給する第２の変換器」との概念で共通する。
　
　したがって、両者は、
「直流正母線および直流負母線との間に直列に接続される所定数の２つのコンデンサと、
　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線と前記直流負母線と２つのコンデンサの中性点とに接続された第１のマルチレベル回路を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する第１の変換器と、
　前記第１のマルチレベル回路と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線、前記直流負母線および２つのコンデンサの中性点に第１のマルチレベル回路と並列に接続された第２のマルチレベル回路を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器に供給する第２の変換器とを備える、電力変換装置。」
の点で一致し、以下の点で相違している。
　
〔相違点１〕
　本願発明は、直流正母線および直流負母線との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサのみを有し、第１の変換器は前記直流正母線と前記直流負母線と前記第１および第２のコンデンサの中性点とに接続され、第２の変換器は前記直流正母線と前記直流負母線と前記第１および第２のコンデンサの中性点とに接続されるのに対し、引用発明は、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３と、前記高電位導体および前記低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３を有し、第１の変換器は前記高電位導体と前記低電位導体とインバータ側に設置された前記平滑コンデンサ３２、３３に接続され、第２の変換器は前記高電位導体と前記低電位導体とコンバータ側に設置された前記平滑コンデンサ２２、２３に接続される点。
〔相違点２〕
　本願発明は、リアクトルおよびコンデンサを含み、第１の変換器により発生する高調波を除去するフィルタを有するのに対し、引用発明は、このようなフィルタを有していない点。
〔相違点３〕
　本願発明は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ直流正母線、直流負母線および中性点に第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路を含み、直流電力供給源からの直流電力の電圧値を変換して、第１の変換器に前記直流電力供給源からの直流電力を供給する第３の変換器を有し、前記第３のマルチレベル回路の動作を制御することにより前記中性点の電位変動を抑制する制御装置を備えるのに対し、引用発明は第３の変換器を有しておらず、通常はコンバータ側の直流中性点電圧制御系を使用し、直流中性点電圧の変動が大きくなる特定の範囲でインバータ側の直流中性点電圧制御系を切り替えて使用することにより直流中性点電圧の共通の測定点電位が零となるよう制御するコンバータ制御装置またはインバータ制御装置を有している点。
　
　
（３）判断
相違点２について
　インバータの出力に高調波が含まれること、及び、この高調波除去のためリアクトルおよびコンデンサを含むフィルタを用いることは、引用例を示すまでもなく何れも周知の事項（必要があれば引用例４参照）であるから、引用発明においても、リアクトルおよびコンデンサを含み、第１の変換器により発生する高調波を除去するフィルタを設けることは当業者が適宜なし得ることと認められる。
　
相違点１、３について
　引用発明は、３レベルコンバータ、３レベルインバータは用いてはいるものの、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３と、前記高電位導体および前記低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３を有し、第１の変換器は前記高電位導体と前記低電位導体とインバータ側に設置された前記平滑コンデンサ３２、３３に接続され、第２の変換器は前記高電位導体と前記低電位導体とコンバータ側に設置された前記平滑コンデンサ２２、２３に接続され、通常はコンバータ側の直流中性点電圧制御系を使用し、直流中性点電圧の変動が大きくなる特定の範囲でインバータ側の直流中性点電圧制御系を切り替えて使用することにより直流中性点電圧の共通の測定点電位が零となるよう制御するコンバータ制御装置またはインバータ制御装置を有しており、第３の変換器を有してはいない。
　一方、本願発明は、直流正母線および直流負母線との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサのみを有し、第１の変換器は前記直流正母線と前記直流負母線と前記第１および第２のコンデンサの中性点とに接続され、第２の変換器は前記直流正母線と前記直流負母線と第１および第２のコンデンサの中性点とに接続され、前記直流正母線、前記直流負母線および前記中性点に第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路を含み、直流電力供給源からの直流電力の電圧値を変換して、前記第１の変換器に前記直流電力供給源からの直流電力を供給する第３の変換器を有し、前記第３のマルチレベル回路の動作を制御することにより前記中性点の電位変動を抑制する制御装置を有するものである。
　そうすると、引用発明において、本願発明のように中性点の電位変動を抑制しようとするためには、まず、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３と、前記高電位導体および前記低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３の２組の直列コンデンサを１組の直列コンデンサにしなければならない。しかし、引用発明は、通常はコンバータ側の直流中性点電圧制御系を使用し、直流中性点電圧の変動が大きくなる特定の範囲でインバータ側の直流中性点電圧制御系を切り替えて使用することにより直流中性点電圧の共通の測定点電位が零となるよう制御するものであるので、２組の直列コンデンサを１組の直列コンデンサに代えれば、直流中性点電圧の共通の測定点電位を零とすることはできなくなるから、２組の直列コンデンサを１組の直列コンデンサに代えることには阻害要因がある。
　更に、仮に、引用発明において、２組の直列コンデンサを１組の直列コンデンサに代えることができたとしても、引用発明は、コンバータ側の直流中性点電圧制御系とインバータ側の直流中性点電圧制御系を用いて中性点電位の変動を抑制するものであるから、引用発明の１組の直列コンデンサに新たに並列に第３のマルチレベル回路を接続し、前記第３のマルチレベル回路の動作を制御することにより中性点の電位変動を抑制しようとすることは、３レベルコンバータと３レベルインバータの間の直列コンデンサの電圧がアンバランスになることが周知の事項であっても動機付けが存在せず、且つ引用例１〜５には当該技術的事項の記載も示唆も無い。
　そうであれば、引用発明において、高電位導体および低電位導体との間に直列接続されるインバータ側に設置された平滑コンデンサ３２、３３と、前記高電位導体および前記低電位導体との間に直列接続されるコンバータ側に設置された平滑コンデンサ２２、２３の２組の直列コンデンサを１組の直列コンデンサにして、前記１組の直列コンデンサに並列に第３のマルチレベル回路を接続し、前記第３のマルチレベル回路の動作を制御することにより中性点の電位変動を抑制しようとすることは、当業者が容易に考えられたものとすることはできない。
　
　したがって、本願発明は、引用発明に基づいて当業者が容易に発明することができたものとすることはできない。また、本願発明が当業者が容易に発明することができたものではないので、本願発明の発明特定事項を全て含む請求項２〜３に係る発明についても、当業者が容易に発明することができたものとすることはできない。
 　 
 　 
５．むすび 
　以上のとおり、本願については、原査定の特許法第２９条第２項の規定に基づく拒絶理由を検討してもその理由によって拒絶すべきものとすることはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。