(57)【要約】【課題】測定対象となる電流をＡＤコンバータの入力レンジに適合するよう、レンジが広く且つ高精度のゲイン制御増幅装置を得る。【解決手段】測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器Ａ１、Ａ２と、差動増幅器の出力Ｖａ２と閾値電圧Ｖｒｅｆを比較する閾値制御回路Ａ３と、閾値制御回路Ａ３の出力に基づいて複数の差動増幅器Ａ１、Ａ２のうち１つの差動増幅器の出力を選択するスイッチＭ１、Ｍ２と、差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路ＯＦと加算回路ＫＡを備えた。【選択図】図１
2018205223.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器と、前記差動増幅器の出力と閾値電圧を比較する閾値制御回路と、前記閾値制御回路の出力に基づいて前記複数の差動増幅器のうち１つの差動増幅器の出力を選択するスイッチと、前記差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路と加算回路を備えたことを特徴とするゲイン制御増幅装置。
【請求項２】
前記複数の差動増幅器は、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、前記閾値制御回路は前記低精度増幅器の出力電圧と閾値電圧を比較し、前記出力電圧が前記閾値電圧よりも小さい場合は、前記スイッチは前記高精度増幅器の出力を選択するようにした請求項１に記載のゲイン制御増幅装置。
【請求項３】
前記複数の差動増幅器は、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、前記閾値制御回路は前記低精度増幅器の出力電圧と閾値電圧を比較し、前記出力電圧が前記閾値電圧よりも大きい場合は、前記スイッチは前記低精度増幅器の出力を選択し、前記オフセット制御回路と加算回路は前記低精度増幅器の出力にオフセット電圧を加えるようにした請求項１または請求項２に記載のゲイン制御増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、測定対象となる電流または電圧をＡＤコンバータの入力レンジに適合するように増幅を制御するゲイン制御増幅装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流あるいは電圧の測定器は、一定のゲインで増幅した入力電圧を、通常マイコンに付随するＡＤコンバータへ入力することによって、測定対象電流あるいは電圧を測定する。ＡＤコンバータは最小入力電圧と最大入力電圧が決められ、そのビット数により測定対象の精度が決まる。上記ゲインはそのＡＤコンバータの入力電圧レンジに適合するように決定される。
【０００３】
例えば、図６に示すように、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔに流れる電流を測定したいとする。マイコン内蔵のＡＤコンバータの仕様が入力電圧レンジ０Ｖから５Ｖ、１０ｂｉｔ（(５―０)／(２１０)＝約４.８８ｍＶ）精度、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔが１ｍΩ、測定対象電流が０から５Ａの場合、ＡＤコンバータのレンジと精度をフルに使用するためには、差動増幅器Ａ１のゲインＲ２／Ｒ１を１０００に設定すればよい。この時の電流検出精度は約４.８８ｍＡとなる。
【０００４】
しかし、測定対象電圧あるいは電流に対する精度要求は、必ずしも測定レンジ間で同一ではなく、電圧または電流が小さいところでは高い精度が要求され、逆に電圧または電流が大きいところでは低い精度で許容される場合がある。例えば、０[Ａ]から０.５[Ａ]までの検出精度が２[ｍＡ]、０.５[Ａ]から５[Ａ]までの検出精度は６[ｍＡ]でよいと仮定する。
【０００５】
上記差動増幅器Ａ１では、要求される測定精度が必ずしも測定レンジ間で同一ではない場合、要求精度の高い方に合わせると測定レンジが足りなくなり、要求精度の低い方に合わせると低レンジの検出精度が満足できなくなる。また、上述の測定回路をスイッチやリレーで切り替えようとすると、電流から導出した演算結果をスイッチ制御にフィードバックさせなければならず、応答性の面で要求が満足できない。
【０００６】
一方、検知信号をアナログ電気信号に変換してＡ／Ｄ変換器に入力し、変換されたデジタル信号で検知信号のレベルを測定する場合、アナログ電気信号に含まれる不必要な直流オフセット電圧の大きさによってはＡ／Ｄ変換器の入力レンジを越えてしまう。このようなオフセット電圧を除去するため、差動増幅器の一方の入力端に検知信号を入力し、他方の入力端にオフセット除去電圧が帰還入力されるようにして、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにした発明が知られている（特許文献１参照）。
【０００７】
また、電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗が用いられるが、従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体スイッチで切り替え（レンジ切り替え）して測定していた。
このような測定方法は、一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えが困難であり、測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならなかった。
【０００８】
そこで、この問題を解決するため、誤差増幅用演算増幅器とＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗とするＩ／Ｖ変換用演算増幅器を設け、電流オン／オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン／オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できるようにし、電流オン／オフ用の半導体スイッチとレンジオン／オフ用の半導体スイッチの両方または何れか一方をオン／オフさせることにより、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流／電圧変換回路を得るようにした発明が知られている（特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００７−８８８４５号公報
【特許文献２】特許第４８００３７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１は、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにしたものであり、測定レンジが広い測定対象のものには対応しておらず、また、オフセット除去電圧をフィードバックさせなければならず、応答性に問題がある。
また、特許文献２は、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流／電圧変換回路を得ようとするための発明であり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をチューニングするようにしたものでなく、回路構成も複雑であった。
【００１１】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をダイナミックに制御できるゲイン制御増幅装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係わるゲイン制御増幅装置は、測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器と、差動増幅器の出力と閾値電圧を比較する閾値制御回路と、閾値制御回路の出力に基づいて複数の差動増幅器のうち１つの差動増幅器の出力を選択するスイッチと、差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路と加算回路を備えたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、測定対象電流あるいは電圧において、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、要求に応じて適切に測定レンジと検出精度をチューニングすることにより、不必要に高価なＡＤコンバータを使用したり、且つ測定レンジを狭めたり、応答性を損ねたりすることなく、リアルタイムで精度要求を遵守することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】この発明の実施の形態１におけるゲイン制御増幅装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１におけるゲイン制御増幅装置に基づいて異なる要求精度を実現する増幅率とオフセットを示す図である。
【図３】高精度要求に対する増幅率を示す図である。
【図４】低精度要求に対する増幅率とオフセットを示す図である。
【図５】測定対象電流の入力例を示す図である。
【図６】一般的な差動増幅回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係るゲイン制御増幅装置について図１から図５に基づいて説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係わるゲイン制御増幅装置の回路構成図であり、ゲイン制御増幅装置は、測定対象電流Ｉ０の測定のために使用するシャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔ、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器Ａ１、Ａ２、差動増幅器Ａ１、Ａ２の入力抵抗Ｒ１およびフィードバック抵抗Ｒ２、Ｒ３、ＰＭＯＳスイッチＭ１、ＮＭＯＳスイッチＭ２、閾値電圧Ｖｒｅｆとの比較によりＭＯＳスイッチＭ１とＭ２のオン／オフ制御を行う閾値制御回路Ａ３、差動増幅器Ａ２からの出力電位にオフセット電圧を与えるためのオフセット制御回路ＯＦと加算回路ＫＡ、ＭＣＵ（マイコン）のＡＤ入力へのインタフェースとなる出力電圧端子Ｖ３から構成され、出力電圧端子Ｖ３（端子の電圧はＶ３とする）は通常ＭＣＵのＡＤコンバータの入力端子に接続される。
【００１６】
ここで、差動増幅器Ａ１は高ゲインＲ２／Ｒ１を実現する高精度増幅器であり、差動増幅器Ａ２は低ゲインＲ３／Ｒ１を実現する低精度増幅器である。また、閾値電圧Ｖｒｅｆは差動増幅器Ａ１、Ａ２でそれぞれ測定するレンジ外の測定結果を排除するための基準値となるもので、適宜可変されるようになっている。
【００１７】
この発明は、要求される検出精度に依存して、複数の検出精度およびゲインを持つ差動増幅器Ａ１、Ａ２を用意する。例えば上記の例と同じく、０[Ａ]から０.５[Ａ]までの検出精度が２[ｍＡ]、０.５[Ａ]から５[Ａ]までの検出精度が６[ｍＡ]が要求されているとすると、当該検出精度を持つ差動増幅器を２つ準備する。
図２に示すように、電流検出レンジ０[Ａ]から０.５[Ａ]までの測定結果に対するＡＤコンバータの入力レンジを０[Ｖ]から１.２５[Ｖ]までの２８ステップに割り当て、０.５[Ａ]から５[Ａ]までの測定結果に対するＡＤコンバータの入力レンジを１.２５[Ｖ]から５[Ｖ]までの３×２８ステップに割り当てることにより、１０ｂｉｔの入力レンジ割り当て(２１０)を行う。すると、前者の検出レンジは約１.９５[ｍＡ]、後者の検出レンジは約５.８６[ｍＡ]となり、検出精度要求を満足する。入力電流に対する増幅ゲインはそれぞれ２５００倍と８３３倍となる。
【００１８】
前者の電流測定レンジは０[Ａ]から０.５[Ａ]までなので、図３に示すように、２５００倍したものを出力し、０.５[Ａ]を超える測定結果を排除する。後者の電流測定レンジは０.５[Ａ]から５[Ａ]なので、図４に示すように、８３３倍したものを出力し、０.５[Ａ]以下の測定結果を排除し、かつ、当該電流測定結果となる差動増幅電圧値の約０.４１６５[Ｖ]を１.２５[Ｖ]に補正（オフセット）しなければならない。このオフセットを行う理由は、有効としたい差動増幅器の出力を切り替えた時に、双方の差動増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するためである。
【００１９】
レンジ外測定結果を排除するために、図１に示すように、閾値電圧Ｖｒｅｆを、ここでは約０.４１６５[Ｖ]に設定した閾値制御回路Ａ３を使用する。すなわち、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２が閾値電圧Ｖｒｅｆよりも小さい時、ＰＭＯＳスイッチＭ１をオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２をオフにし、差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１を出力する。また、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２が閾値電圧Ｖｒｅｆ以上の時、ＰＭＯＳスイッチＭ１をオフ、ＮＭＯＳスイッチＭ２をオンにし、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２を出力する。その際、０.５[Ａ]時の出力Ｖａ２の値０.４１６５[Ｖ]を１.２５Ｖへシフトするために、オフセット制御回路ＯＦを使用し、当該オフセット電圧値を加算回路ＫＡにより測定結果に加算する。
【００２０】
以上のようにこの発明は、測定対象電流Ｉ０はシャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔを介して端子Ｖ１と端子Ｖ２にかかる電圧差（Ｖ２―Ｖ１）を、その測定量に依存して、使用する差動増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２をダイナミックに切り替えながら、所定の出力電圧Ｖ３に変換し、当該電圧Ｖ３からＭＣＵを使って測定対象電流Ｉ０の判別を行う。
すなわち、ＭＣＵはＡＤコンバータを介して入力された電圧値から、当該測定精度、本例ではレンジが０[Ｖ]から５[Ｖ]で、ステップが１０ｂｉｔ、つまり、２１０＝１０２４となるため、４.８８ｍ[Ｖ]刻みで、入力電圧を正規化し、ＭＣＵ内部に保有する変換マップを使って元の入力電流値を逆算する。
【実施例１】
【００２１】
本実施例では、図５に示した入力電流がこの発明のゲイン制御増幅装置を介して測定される実施例について述べる。電流測定対象は、カムシャフト位置や車両速度、ヒーター等、ダイナミックに変化するアナログ値とし、横軸が測定時間[ｍs]、縦軸が測定時間における入力電流[Ａ]である。
図５において、各時刻における入力電流は、Ｔ１[ｍs]:０.３[Ａ]、Ｔ２[ｍs]:０.５[Ａ]、Ｔ３[ｍs]:１.６[Ａ]、Ｔ４[ｍs]:０.５[Ａ]、Ｔ５[ｍs]:０.４[Ａ]であるとする。差動増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２のゲインは上述の通り、それぞれ２５００倍と８３３倍、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔは１ｍΩ、閾値電圧Ｖｒｅｆは０.４１６５[Ｖ]、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは（１.２５―０.４１６５）＝０.８３３５[Ｖ]とする。以下、時刻順に回路動作を説明する。
【００２２】
時刻Ｔ１の時、Ｖ２―Ｖ１＝０.３[Ｖ]×０.００１[Ω]＝０.３[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０.３×２５００＝０.７５[Ｖ]、０.３×８３３＝０.２５[Ｖ]となる。ここで、Ｖａ２＜Ｖｒｅｆなので、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオフとなり、出力電圧端子Ｖ３へは差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１の電圧０.７５[Ｖ]がそのまま出力され、ＡＤコンバータに読み込まれる。ＭＣＵには、図３、図４で示したように、ＡＤコンバータで読み込んだ入力電圧値から元の電流値を逆変換するテーブルを持たせておくことで元の電流値が算出される。
【００２３】
時刻Ｔ２では、Ｖ２―Ｖ１＝０．５[Ｖ]×０.００１[Ω]＝０．５[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０．５×２５００＝１.２５[Ｖ]、０．５×８３３＝０.４１６５[Ｖ]となる。ここでＶａ２の値が閾値電圧Ｖｒｅｆを上回っていくため、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオンからオフ、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオフからオンに切り替わり、出力電圧端子Ｖ３へ出力される電圧値は、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２に加算回路ＫＡによる加算（オフセット）値、本事例では０.８３３５[Ｖ]を加えた値、すなわち０.４１６５＋０.８３３５＝１．２５[Ｖ]に切り替わる。
【００２４】
時刻Ｔ３の時、Ｖ２―Ｖ１＝１.６×０.００１＝１.６[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、４.０００[Ｖ]、１.３３３[Ｖ]となる。ここで、Ｖａ２＞Ｖｒｅｆなので、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオフ、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオンとなり、出力電圧端子Ｖ３へは差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２の電圧１.３３３[Ｖ]に０.８３３５[Ｖ]が加算された電圧２.１６６５[Ｖ]が出力され、ＡＤコンバータに読み込まれる。上述同様、ＭＣＵにおいて、ＡＤコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
【００２５】
時刻Ｔ４において、Ｖ２―Ｖ１＝０．５[Ｖ]×０.００１[Ω]＝０．５[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０．５×２５００＝１.２５[Ｖ]、０．５×８３３＝０.４１６５[Ｖ]となる。ここでＶａ２が閾値電圧Ｖｒｅｆを下回っていくため、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオフからオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオンからオフに切り替わり、出力電圧端子Ｖ３へ出力される電圧値は、今まで差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２に加算回路ＫＡによる加算値を加えた値だったものが、差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１の１．２５[Ｖ]に切り替わる。
【００２６】
時刻Ｔ５の時、Ｖ２―Ｖ１＝０．４×０.００１＝０.４[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０．４×２５００＝１.０００[Ｖ]、０．４×８３３＝０.３３３[Ｖ]となる。ここで、Ｖａ２＜Ｖｒｅｆなので、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオフとなり、差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１の電圧１.０００[Ｖ]がそのまま出力電圧端子Ｖ３へ出力され、ＡＤコンバータに読み込まれる。上述同様、ＭＣＵにおいて、ＡＤコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
このようにして、入力電流に依存して必要なゲインとオフセット電圧をダイナミックに切り替えることを可能とし、要求電流精度を確保することが可能となる。なお、測定対象として電流について説明したが、電圧においても同様である。
【００２７】
以上のようにこの発明は、異なる検出精度とゲインを持つ差動増幅器を使って、出力インタフェースとなるＡＤコンバータの保有ビット数と入力電圧規格から、要求精度切り替え閾値を算出し、ＡＤコンバータの入力レンジが個々の増幅器の出力電圧に合致するように、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、各々の増幅器のゲインを設定する。設定した切り替えポイントを閾値とした閾値制御回路によって、有効としたい増幅器の出力を切り替え、双方の増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するため、オフセット制御回路を使用し、オフセット制御回路で付与されたオフセット電圧値を加算回路により測定結果に加算させる。
このようにすることで、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、電流または電圧の測定値から自動で測定精度をダイナミックに制御することが可能となる。
【００２８】
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
この発明は、自動車に搭載されるパワートレイン用電子部品として適用される。
【符号の説明】
【００３０】
Ａ１、Ａ２：差動増幅器、  Ｒ１：入力抵抗、  Ｒ２、Ｒ３：フィードバック抵抗、
Ｍ１：ＰＭＯＳスイッチ、  Ｍ２：ＮＭＯＳスイッチ、  Ａ３：閾値制御回路、
ＯＦ：オフセット制御回路、  ＫＡ：加算回路、  Ｖ３：出力電圧端子
【図１】
2018205223.tif 000003
【図２】
2018205223.tif 000004
【図３】
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【図４】
2018205223.tif 000006
【図５】
2018205223.tif 000007
【図６】
2018205223.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成29年11月30日(2017.11.30)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、測定対象となる電流または電圧をＡ／Ｄコンバータの入力レンジに適合するように増幅を制御するゲイン制御増幅装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流あるいは電圧の測定器は、一定のゲインで増幅した入力電圧を、通常マイコンに付随するＡ／Ｄコンバータへ入力することによって、測定対象電流あるいは電圧を測定する。Ａ／Ｄコンバータは最小入力電圧と最大入力電圧が決められ、そのビット数により測定対象の精度が決まる。上記ゲインはそのＡ／Ｄコンバータの入力電圧レンジに適合するように決定される。
【０００３】
例えば、図６に示すように、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔに流れる電流を測定したいとする。マイコン内蔵のＡ／Ｄコンバータの仕様が入力電圧レンジ０Ｖから５Ｖ、１０ｂｉｔ（(５―０)／(２１０)＝約４.８８ｍＶ）精度、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔが１ｍΩ、測定対象電流が０から５Ａの場合、Ａ／Ｄコンバータのレンジと精度をフルに使用するためには、差動増幅器Ａ１のゲインＲ２／Ｒ１を１０００に設定すればよい。この時の電流検出精度は約４.８８ｍＡとなる。
【０００４】
しかし、測定対象電圧あるいは電流に対する精度要求は、必ずしも測定レンジ間で同一ではなく、電圧または電流が小さいところでは高い精度が要求され、逆に電圧または電流が大きいところでは低い精度で許容される場合がある。例えば、０[Ａ]から０.５[Ａ]までの検出精度が２[ｍＡ]、０.５[Ａ]から５[Ａ]までの検出精度は６[ｍＡ]でよいと仮定する。
【０００５】
上記差動増幅器Ａ１では、要求される測定精度が必ずしも測定レンジ間で同一ではない場合、要求精度の高い方に合わせると測定レンジが足りなくなり、要求精度の低い方に合わせると低レンジの検出精度が満足できなくなる。また、上述の測定回路をスイッチやリレーで切り替えようとすると、電流から導出した演算結果をスイッチ制御にフィードバックさせなければならず、応答性の面で要求が満足できない。
【０００６】
一方、検知信号をアナログ電気信号に変換してＡ／Ｄ変換器に入力し、変換されたデジタル信号で検知信号のレベルを測定する場合、アナログ電気信号に含まれる不必要な直流オフセット電圧の大きさによってはＡ／Ｄ変換器の入力レンジを越えてしまう。このようなオフセット電圧を除去するため、差動増幅器の一方の入力端に検知信号を入力し、他方の入力端にオフセット除去電圧が帰還入力されるようにして、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにした発明が知られている（特許文献１参照）。
【０００７】
また、電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗が用いられるが、従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体スイッチで切り替え（レンジ切り替え）して測定していた。
このような測定方法は、一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えが困難であり、測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならなかった。
【０００８】
そこで、この問題を解決するため、誤差増幅用演算増幅器とＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗とするＩ／Ｖ変換用演算増幅器を設け、電流オン／オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン／オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できるようにし、電流オン／オフ用の半導体スイッチとレンジオン／オフ用の半導体スイッチの両方または何れか一方をオン／オフさせることにより、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流／電圧変換回路を得るようにした発明が知られている（特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００７−８８８４５号公報
【特許文献２】特許第４８００３７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１は、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにしたものであり、測定レンジが広い測定対象のものには対応しておらず、また、オフセット除去電圧をフィードバックさせなければならず、応答性に問題がある。
また、特許文献２は、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流／電圧変換回路を得ようとするための発明であり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をチューニングするようにしたものでなく、回路構成も複雑であった。
【００１１】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をダイナミックに制御できるゲイン制御増幅装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係わるゲイン制御増幅装置は、測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器と、差動増幅器の出力と閾値電圧を比較する閾値制御回路と、閾値制御回路の出力に基づいて複数の差動増幅器のうち１つの差動増幅器の出力を選択するスイッチと、差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路と加算回路を備えたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、測定対象電流あるいは電圧において、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、要求に応じて適切に測定レンジと検出精度をチューニングすることにより、不必要に高価なＡ／Ｄコンバータを使用したり、且つ測定レンジを狭めたり、応答性を損ねたりすることなく、リアルタイムで精度要求を遵守することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】この発明の実施の形態１におけるゲイン制御増幅装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１におけるゲイン制御増幅装置に基づいて異なる要求精度を実現する増幅率とオフセットを示す図である。
【図３】高精度要求に対する増幅率を示す図である。
【図４】低精度要求に対する増幅率とオフセットを示す図である。
【図５】測定対象電流の入力例を示す図である。
【図６】一般的な差動増幅回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係るゲイン制御増幅装置について図１から図５に基づいて説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係わるゲイン制御増幅装置の回路構成図であり、ゲイン制御増幅装置は、測定対象電流Ｉ０の測定のために使用するシャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔ、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器Ａ１、Ａ２、差動増幅器Ａ１、Ａ２の入力抵抗Ｒ１およびフィードバック抵抗Ｒ２、Ｒ３、ＰＭＯＳスイッチＭ１、ＮＭＯＳスイッチＭ２、閾値電圧Ｖｒｅｆとの比較によりＭＯＳスイッチＭ１とＭ２のオン／オフ制御を行う閾値制御回路Ａ３、差動増幅器Ａ２からの出力電位にオフセット電圧を与えるためのオフセット制御回路ＯＦと加算回路ＫＡ、ＭＣＵ（マイコン）のＡ／Ｄ入力へのインタフェースとなる出力電圧端子Ｖ３から構成され、出力電圧端子Ｖ３（端子の電圧はＶ３とする）は通常ＭＣＵのＡ／Ｄコンバータの入力端子に接続される。
【００１６】
ここで、差動増幅器Ａ１は高ゲインＲ２／Ｒ１を実現する高精度増幅器であり、差動増幅器Ａ２は低ゲインＲ３／Ｒ１を実現する低精度増幅器である。また、閾値電圧Ｖｒｅｆは差動増幅器Ａ１、Ａ２でそれぞれ測定するレンジ外の測定結果を排除するための基準値となるもので、適宜可変されるようになっている。
【００１７】
この発明は、要求される検出精度に依存して、複数の検出精度およびゲインを持つ差動増幅器Ａ１、Ａ２を用意する。例えば上記の例と同じく、０[Ａ]から０.５[Ａ]までの検出精度が２[ｍＡ]、０.５[Ａ]から５[Ａ]までの検出精度が６[ｍＡ]が要求されているとすると、当該検出精度を持つ差動増幅器を２つ準備する。
図２に示すように、電流検出レンジ０[Ａ]から０.５[Ａ]までの測定結果に対するＡ／Ｄコンバータの入力レンジを０[Ｖ]から１.２５[Ｖ]までの２８ステップに割り当て、０.５[Ａ]から５[Ａ]までの測定結果に対するＡ／Ｄコンバータの入力レンジを１.２５[Ｖ]から５[Ｖ]までの３×２８ステップに割り当てることにより、１０ｂｉｔの入力レンジ割り当て(２１０)を行う。すると、前者の検出レンジは約１.９５[ｍＡ]、後者の検出レンジは約５.８６[ｍＡ]となり、検出精度要求を満足する。入力電流に対する増幅ゲインはそれぞれ２５００倍と８３３倍となる。
【００１８】
前者の電流測定レンジは０[Ａ]から０.５[Ａ]までなので、図３に示すように、２５００倍したものを出力し、０.５[Ａ]を超える測定結果を排除する。後者の電流測定レンジは０.５[Ａ]から５[Ａ]なので、図４に示すように、８３３倍したものを出力し、０.５[Ａ]以下の測定結果を排除し、かつ、当該電流測定結果となる差動増幅電圧値の約０.４１６５[Ｖ]を１.２５[Ｖ]に補正（オフセット）しなければならない。このオフセットを行う理由は、有効としたい差動増幅器の出力を切り替えた時に、双方の差動増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するためである。
【００１９】
レンジ外測定結果を排除するために、図１に示すように、閾値電圧Ｖｒｅｆを、ここでは約０.４１６５[Ｖ]に設定した閾値制御回路Ａ３を使用する。すなわち、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２が閾値電圧Ｖｒｅｆよりも小さい時、ＰＭＯＳスイッチＭ１をオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２をオフにし、差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１を出力する。また、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２が閾値電圧Ｖｒｅｆ以上の時、ＰＭＯＳスイッチＭ１をオフ、ＮＭＯＳスイッチＭ２をオンにし、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２を出力する。その際、０.５[Ａ]時の出力Ｖａ２の値０.４１６５[Ｖ]を１.２５Ｖへシフトするために、オフセット制御回路ＯＦを使用し、当該オフセット電圧値を加算回路ＫＡにより測定結果に加算する。
【００２０】
以上のようにこの発明は、測定対象電流Ｉ０はシャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔを介して端子Ｖ１と端子Ｖ２にかかる電圧差（Ｖ２―Ｖ１）を、その測定量に依存して、使用する差動増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２をダイナミックに切り替えながら、所定の出力電圧Ｖ３に変換し、当該電圧Ｖ３からＭＣＵを使って測定対象電流Ｉ０の判別を行う。
すなわち、ＭＣＵはＡ／Ｄコンバータを介して入力された電圧値から、当該測定精度、本例ではレンジが０[Ｖ]から５[Ｖ]で、ステップが１０ｂｉｔ、つまり、２１０＝１０２４となるため、４.８８ｍ[Ｖ]刻みで、入力電圧を正規化し、ＭＣＵ内部に保有する変換マップを使って元の入力電流値を逆算する。
【実施例１】
【００２１】
本実施例では、図５に示した入力電流がこの発明のゲイン制御増幅装置を介して測定される実施例について述べる。電流測定対象は、カムシャフト位置や車両速度、ヒーター等、ダイナミックに変化するアナログ値とし、横軸が測定時間[ｍs]、縦軸が測定時間における入力電流[Ａ]である。
図５において、各時刻における入力電流は、Ｔ１[ｍs]:０.３[Ａ]、Ｔ２[ｍs]:０.５[Ａ]、Ｔ３[ｍs]:１.６[Ａ]、Ｔ４[ｍs]:０.５[Ａ]、Ｔ５[ｍs]:０.４[Ａ]であるとする。差動増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２のゲインは上述の通り、それぞれ２５００倍と８３３倍、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔは１ｍΩ、閾値電圧Ｖｒｅｆは０.４１６５[Ｖ]、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは（１.２５―０.４１６５）＝０.８３３５[Ｖ]とする。以下、時刻順に回路動作を説明する。
【００２２】
時刻Ｔ１の時、Ｖ２―Ｖ１＝０.３[Ａ]×０.００１[Ω]＝０.３[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０.３×２５００＝０.７５[Ｖ]、０.３×８３３＝０.２５[Ｖ]となる。ここで、Ｖａ２＜Ｖｒｅｆなので、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオフとなり、出力電圧端子Ｖ３へは差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１の電圧０.７５[Ｖ]がそのまま出力され、Ａ／Ｄコンバータに読み込まれる。ＭＣＵには、図３、図４で示したように、Ａ／Ｄコンバータで読み込んだ入力電圧値から元の電流値を逆変換するテーブルを持たせておくことで元の電流値が算出される。
【００２３】
時刻Ｔ２では、Ｖ２―Ｖ１＝０．５[Ａ]×０.００１[Ω]＝０．５[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０．５×２５００＝１.２５[Ｖ]、０．５×８３３＝０.４１６５[Ｖ]となる。ここでＶａ２の値が閾値電圧Ｖｒｅｆを上回っていくため、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオンからオフ、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオフからオンに切り替わり、出力電圧端子Ｖ３へ出力される電圧値は、差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２に加算回路ＫＡによる加算（オフセット）値、本事例では０.８３３５[Ｖ]を加えた値、すなわち０.４１６５＋０.８３３５＝１．２５[Ｖ]に切り替わる。
【００２４】
時刻Ｔ３の時、Ｖ２―Ｖ１＝１.６[Ａ]×０.００１[Ω]＝１.６[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、１.６×２５００＝４.０００[Ｖ]、１.６×８３３＝１.３３３[Ｖ]となる。ここで、Ｖａ２＞Ｖｒｅｆなので、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオフ、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオンとなり、出力電圧端子Ｖ３へは差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２の電圧１.３３３[Ｖ]に０.８３３５[Ｖ]が加算された電圧２.１６６５[Ｖ]が出力され、Ａ／Ｄコンバータに読み込まれる。上述同様、ＭＣＵにおいて、Ａ／Ｄコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
【００２５】
時刻Ｔ４において、Ｖ２―Ｖ１＝０．５[Ａ]×０.００１[Ω]＝０．５[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０．５×２５００＝１.２５[Ｖ]、０．５×８３３＝０.４１６５[Ｖ]となる。ここでＶａ２が閾値電圧Ｖｒｅｆを下回っていくため、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオフからオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオンからオフに切り替わり、出力電圧端子Ｖ３へ出力される電圧値は、今まで差動増幅器Ａ２の出力Ｖａ２に加算回路ＫＡによる加算値を加えた値だったものが、差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１の１．２５[Ｖ]に切り替わる。
【００２６】
時刻Ｔ５の時、Ｖ２―Ｖ１＝０．４[Ａ]×０.００１[Ω]＝０.４[ｍＶ]となるため、Ｖａ１、Ｖａ２はそれぞれ、０．４×２５００＝１.０００[Ｖ]、０．４×８３３＝０.３３３[Ｖ]となる。ここで、Ｖａ２＜Ｖｒｅｆなので、ＰＭＯＳスイッチＭ１がオン、ＮＭＯＳスイッチＭ２がオフとなり、差動増幅器Ａ１の出力Ｖａ１の電圧１.０００[Ｖ]がそのまま出力電圧端子Ｖ３へ出力され、Ａ／Ｄコンバータに読み込まれる。上述同様、ＭＣＵにおいて、Ａ／Ｄコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
このようにして、入力電流に依存して必要なゲインとオフセット電圧をダイナミックに切り替えることを可能とし、要求電流精度を確保することが可能となる。なお、測定対象として電流について説明したが、電圧においても同様である。
【００２７】
以上のようにこの発明は、異なる検出精度とゲインを持つ差動増幅器を使って、出力インタフェースとなるＡ／Ｄコンバータの保有ビット数と入力電圧規格から、要求精度切り替え閾値を算出し、Ａ／Ｄコンバータの入力レンジが個々の増幅器の出力電圧に合致するように、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、各々の増幅器のゲインを設定する。設定した切り替えポイントを閾値とした閾値制御回路によって、有効としたい増幅器の出力を切り替え、双方の増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するため、オフセット制御回路を使用し、オフセット制御回路で付与されたオフセット電圧値を加算回路により測定結果に加算させる。
このようにすることで、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、電流または電圧の測定値から自動で測定精度をダイナミックに制御することが可能となる。
【００２８】
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
この発明は、自動車に搭載されるパワートレイン用電子部品として適用される。
【符号の説明】
【００３０】
Ａ１、Ａ２：差動増幅器、  Ｒ１：入力抵抗、  Ｒ２、Ｒ３：フィードバック抵抗、
Ｍ１：ＰＭＯＳスイッチ、  Ｍ２：ＮＭＯＳスイッチ、  Ａ３：閾値制御回路、
ＯＦ：オフセット制御回路、  ＫＡ：加算回路、  Ｖ３：出力電圧端子。