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　特願２００６−　　４０２０「信号の直流的に分離された伝送方法および回路」拒絶査定不服審判事件〔平成１８年　７月２７日出願公開、特開２００６−１９７５９５〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、平成１８年１月１１日（パリ条約による優先権主張２００５年１月１１日　ドイツ国）の出願であって、平成２４年４月１０日に拒絶査定がなされ、これに対し、同年８月９日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　　平成２４年８月９日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　上記手続補正（以下、「本件補正」という。）は、本件補正前の平成２３年１０月１４日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　変成器を介する直流的な分離が行われる、信号の直流的に分離された伝送方法であって、
　変成器（Ｌ１，Ｌ２）の１次側に、異なっているキーイング比が異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧（ＳＩＧ１）を印加し、ここで、２次側で得られる電圧は電子回路を用いてキーイング比に依存している少なくとも１つの信号電圧に変換され、該信号電圧の大きさが信号状態を表している、方法において、
　前記変成器の１次コイル（Ｌ１）と直列に、１次コイルに流れる直流成分を抑圧するためのエレメント（Ｃ１）を接続する
ことを特徴とする方法。」
　
という発明（以下、「本願発明」という。）を、平成２４年８月９日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　変成器を介する直流的な分離が行われる、信号の直流的に分離された伝送方法であって、
　変成器（Ｌ１，Ｌ２）の１次側に、異なっているキーイング比が、異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧（ＳＩＧ１）を印加し、ここで、２次側で得られる電圧は電子回路を用いてキーイング比に依存している少なくとも１つの信号電圧に変換され、該信号電圧の大きさが信号状態を表し、
　前記変成器の１次コイル（Ｌ１）と直列に、１次コイルに流れる直流成分を抑圧するためのエレメント（Ｃ１）を接続する、方法において、
　２次側で得られた電圧を、少なくとも１つのコンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）の給電のためのキーイング比に無関係なまたは僅かだけキーイング比に依存した給電電圧に変換し、
　前記回路を用いて、２次側で生成される給電電圧から比較電圧を取り出し、かつ、得られた前記信号電圧を少なくとも１つの前記コンパレータを介して前記比較電圧と比較し、ここで比較結果が信号状態を表している
ことを特徴とする方法。」
　
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に補正することを含むものである。
　
２．新規事項の有無、補正の目的要件について
　本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、本願発明の請求項１に「２次側で得られた電圧を、少なくとも１つのコンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）の給電のためのキーイング比に無関係なまたは僅かだけキーイング比に依存した給電電圧に変換し、前記回路を用いて、２次側で生成される給電電圧から比較電圧を取り出し、かつ、得られた前記信号電圧を少なくとも１つの前記コンパレータを介して前記比較電圧と比較し、ここで比較結果が信号状態を表している」という構成を付加して特許請求の範囲を減縮するものである。
　したがって、本件補正は、特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項（補正の目的）の規定に適合している。
　
３．独立特許要件について
　上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。
　
（１）補正後の発明
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で「補正後の発明」として認定したとおりである。
　
（２）引用発明
　原審の拒絶理由に引用された、特開平８−２４２５９０号公報（以下、「引用例」という。）には「電力変換装置のドライブ回路」として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　イ．「【請求項１】  少なくとも１個のスイッチング素子を備え、スイッチング素子のオン・オフにより電源の電力を変換して出力する電力変換装置に用いられ、スイッチング素子をオン・オフさせるように制御するドライブ回路において、高周波の２種類の信号を所定周期で切り換えて発生させる手段と、上記各信号を電気的に絶縁して後段回路に伝達する駆動トランスと、駆動トランスの２次側に整流手段を介して接続された一対のコンデンサと、上記各信号に応じて各コンデンサの両端電圧の大小関係を入れ換える手段と、両コンデンサの両端電圧の大小関係の判定結果に応じて２値出力を発生し、この２値出力によりスイッチング素子を駆動する手段とを備えることを特徴とする電力変換装置のドライブ回路。」（２頁１欄）
　
　ロ．「【００３２】（実施例２）本実施例は、図３に示すように、駆動トランスＴｃとして１次巻線ｎ１にセンタタップのないものを用い、この１次巻線ｎ１とトランジスタＱｃとの直列回路を直流電源Ｅの両端間に接続し、トランジスタＱｃは信号源４ａと信号源４ｃとの出力をエクスクルーシブオア回路ＸＯＲに通した信号により駆動される。つまり、信号源４ａから図４（ｂ）のような矩形波低周波の制御信号が出力され、信号源４ｃから図４（ａ）のような高周波の信号が連続的に出力されているときに、エクスクルーシブオア回路ＸＯＲの出力は図４（ｃ）のようになる。要するに、制御信号がＬレベルの期間には信号源４ｃからの高周波がそのまま出力され、瀬魚信号ＨがＨレベルの期間には信号源４ｃからの高周波のＬレベルの期間にＨレベルになるような信号が出力される。また、駆動トランスＴｃの１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との極性は、トランジスタＱｃのオン期間にコンデンサＣｃ２が充電されるように設定される。
【００３３】したがって、信号源４ｃから出力される高周波のオン期間をオフ期間より短く設定しておけば、制御信号がＨレベルの期間にはスイッチング素子Ｑｃのオン期間がオフ期間よりも長くなり、逆に制御信号がＬレベルの期間にはスイッチング素子Ｑｃのオン期間がオフ期間よりも短くなる。しかして、スイッチング素子Ｑｃのオンデューティが小さい期間（制御信号がＬレベルの期間）では、コンデンサＣ２の両端電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも高くなり、制御信号がＨレベルの期間には、コンデンサＣ２の両端電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも低くなる。つまり、コンパレータＣＰ１の出力は制御信号がＬレベルの期間にＬレベルになり、制御信号がＨレベルの期間にＨレベルになる。つまり、制御信号と同様の信号でスイッチング素子Ｑを制御することができるのである。他の構成および動作は実施例１と同様である。」（６頁１０欄〜７頁１１欄）
　
　ハ．「【００４０】（実施例７）本実施例は、図９に示すように、コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路にコンデンサＣｄを並列接続したものであって、コンパレータＣＰ１においてコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の両端電圧と比較される電圧およびコンプリメンタリ接続されたトランジスタＱａ，Ｑｂの直列回路への給電電圧を、コンデンサＣｄにより安定化してある。他の構成および動作は実施例１、実施例２と同様である。」（７頁１２欄）
　
　上記イ．ないし上記ハ．の記載及び関連する図面である図３、図４、図９並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
（ａ）引用例には、上記イ．に記載されるように、電力変換器のスイッチング素子をオン・オフさせるように制御するドライブ回路の駆動方法に関して記載があり、後記するように、制御信号に基づきパルス幅変調された電圧を駆動トランスの１次側に印加し、前記駆動トランスの２次側で電力変換装置のスイッチング素子をオンオフ制御する『駆動信号』というべき信号電圧を得ることが記載されている。すなわち、駆動トランスを介したスイッチング素子の『駆動信号』の伝送方法が記載されているといえる。
　また、駆動トランスは１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を有している。
　
（ｂ）上記イ．ないし上記ロ．の記載及び図３、図４によれば、信号源４ａからの矩形波低周波の制御信号と信号源４ｃからの矩形波高周波とをエクスクルーシブオア回路ＸＯＲに通した出力によってトランジスタＱｃがオンオフ駆動され、前記トランジスタＱｃのオンオフ駆動に基づいたパルス電圧が駆動トランスＴｃの１次巻線ｎ１に供給されている。
　すなわち、信号源４ａの制御信号がＬレベルのとき、図４（ｃ）のＨレベルの期間がＬレベルの期間より小さい信号区間の信号によりトランジスタＱｃをオンオフ制御することにより、『制御信号がＬレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より小さいパルス幅変調された電圧』というべき電圧が駆動トランスＴｃの１次巻線ｎ１に印加され、同様に、信号源４ａの制御信号がＨレベルのとき、図４（ｃ）のＨレベルの期間がＬレベルの期間より大きい信号区間の信号によりトランジスタＱｃをオンオフ制御することにより、『制御信号がＨレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より大きいパルス幅変調された電圧』というべき電圧が駆動トランスＴｃの１次巻線ｎ１に印加されているといえる。
　
（ｃ）上記イ．ないし上記ロ．及び図３によれば、駆動トランスＴｃは１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２を有しており、駆動トランスは上記イ．において「各信号を電気的に絶縁して後段回路に伝達する駆動トランス」と記載され、１次側で発生する上記（ｂ）に記載した２種類のパルス幅変調された電圧を２次側の後段回路に供給している。
　
（ｄ）上記ロ．の記載及び図３によれば、駆動トランスＴｃの２次巻線ｎ２の一端は一対のダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の直列回路の接続点に接続され、他端は一対のコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点に接続されている。また、前記ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の直列回路と前記コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路と抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路は並列接続されている。そして、前記抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路の接続点の電位と前記コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位はコンパレータＣＰ１により比較されている。
　ここで、上記ロ．の段落【００３３】には、制御信号がＬレベルの期間に「コンデンサＣ２の両端電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも高く」なり、制御信号がＨレベルの期間に「コンデンサＣ２の両端電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも低く」なると記載されているから、前記コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位は、制御信号のレベルを表しているといえる。
　さらに、上記ロ．の段落【００３３】には、「コンパレータＣＰ１の出力は制御信号がＬレベルの期間にＬレベルになり、制御信号がＨレベルの期間にＨレベルになる。つまり、制御信号と同様の信号でスイッチング素子Ｑを制御することができるのである。」と記載されているから、前記コンパレータＣＰ１の比較結果は、制御信号のレベルを表しているといえる。
　そして、この比較結果の信号は、後段回路であるトランジスタＱａ、Ｑｂの直列回路を介して電力変換器のスイッチング素子Ｑをオンオフ制御する『駆動信号』というべき信号電圧となっている。
　
（ｅ）上記ハ．及び図９の記載によれば、（実施例７）の構成では、コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路に対して並列にコンデンサＣｄが接続されており、コンデンサＣｄにより、「比較される電圧」（すなわち、抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路）およびコンパレータの後段回路であるトランジスタＱａ、Ｑｂの直列回路への供給電圧を、安定化してあると記載されている。すなわち、駆動トランスＴｃの２次側の電圧をコンデンサＣｄにより安定化した給電電圧に変換している。
　そして、上記ハ．に記載された（実施例７）は、上記ロ．に記載された（実施例２）の構成をその基礎としていると記載されている。
　
　したがって、（実施例２）の構成をその基礎とする（実施例７）の記載によれば、引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されているものと認められる。
　
（引用発明）
　「駆動トランスＴｃを用いた電力変換装置のスイッチング素子の駆動信号の伝送方法であって、
　１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を有した駆動トランスＴｃの１次側に、制御信号がＬレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より小さいパルス幅変調された電圧と、制御信号がＨレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より大きいパルス幅変調された電圧とを印加し、２次側で得られる電圧は、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の直列回路とコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路と抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路とコンパレータＣＰ１を用いて、前記コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位に変換され、該コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位は制御信号のレベルを表わす、
方法において、
　２次側で得られた電圧を、コンデンサＣｄにより安定化した給電電圧に変換し、
　前記ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の直列回路と前記コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路と抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路とコンパレータＣＰ１を用いて、２次側で生成される安定化した給電電圧から抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路の接続点の電位を得て、かつ、得られた前記コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位を前記コンパレータＣＰ１を介して前記抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路の接続点の電位と比較し、ここで比較結果が制御信号のレベルを表わしている
方法。」
　
（３）対比・判断
（ａ）引用発明の「駆動トランスＴｃ」は、明らかに補正後の発明の「変成器」に相当する。ここで、トランスは、原理的に１次側の信号の直流成分が２次側に出力されないので、引用発明の「駆動トランス」においても、「直流的な分離」が行われるのは自明である。
　また、引用発明の「駆動トランス」は、「１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を有し」ており、「１次巻線ｎ１」、「２次巻線ｎ２」は、補正後の発明の「１次コイルＬ１」、「２次コイルＬ２」にそれぞれ相当するから、補正後の発明の「変成器（Ｌ１、Ｌ２）」に相当する。
　
（ｂ）引用発明の駆動トランスの１次側に印加される「制御信号がＬレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より小さいパルス幅変調された電圧」と、「制御信号がＨレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より大きいパルス幅変調された電圧」については、それぞれ「Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より小さい」電圧、「Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より大きい」電圧であり、Ｈレベルの期間とＬレベルの期間の比が「キーイング比」であるから、補正後の発明の「異なっているキーイング比」の電圧に相当する。また、それぞれ「制御信号がＬレベルを示す」電圧、「制御信号がＨレベルを示す」電圧でもあるから、補正後の発明の「異なっている信号状態を特徴付けている」電圧に相当する。
　したがって、引用発明の「制御信号がＬレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より小さいパルス幅変調された電圧と、制御信号がＨレベルを示す、Ｈレベルの期間がＬレベルの期間より大きいパルス幅変調された電圧」は、補正後の発明の「異なっているキーイング比が、異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧」に相当する。ここで、この電圧を「ＳＩＧ１」と称呼することは任意である。
　
（ｃ）引用発明の「コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位」は、制御信号のレベルを表しており、前記したように、制御信号のＨレベルまたはＬレベルはＨレベルとＬレベルの期間が異なるパルス幅変調電圧に関連しているから、補正後の発明の「キーイング比に依存している少なくとも１つの信号電圧」に相当し、また、補正後の発明のように「信号状態」を表している。
　
（ｄ）引用発明の「ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の直列回路とコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路と抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路とコンパレータＣＰ１」からなる回路は、異なっている信号状態を特徴付けている「パルス幅変調された電圧」を１次側に入力することによって「２次側で得られた電圧」を入力して、その大きさが信号状態を表す「コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位」（補正後の発明の「信号電圧」に相当）を出力する回路であり、また、抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路の接続点の電位とコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の直列回路の接続点の電位とをコンパレータＣＰ１で比較して信号状態を表す比較結果を出力する回路であるから、補正後の発明の「電子回路」および「回路」に相当する。
　
（ｅ）引用発明の「コンデンサＣｄにより安定化した給電電圧に変換」することについては、コンデンサＣｄによる「安定化」が、駆動トランスの１次側に所定のオン期間とオフ期間を有する、すなわち「キーイング比」に基づくパルス変調された電圧が入力されることによって２次側の出力電圧に生じる電圧変動をほぼ除去するものであることは自明であるから、引用発明の「安定化した給電電圧」は、補正後の発明の「キーイング比に無関係なまたは僅かだけキーイング比に依存した給電電圧」に相当する。
　
（ｆ）引用発明の「抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路の接続点の電位」は、補正後の発明の「比較電圧」に相当し、引用発明の「コンパレータＣＰ１」は、補正後の発明の「少なくとも１つの前記コンパレータ」に相当し、引用発明の「比較結果」は、制御信号のレベルを表わすのであるから、補正後発明のように「信号状態」を表している。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「変成器を介する直流的な分離が行われる、信号の直流的に分離された伝送方法であって、
　変成器（Ｌ１，Ｌ２）の１次側に、異なっているキーイング比が、異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧（ＳＩＧ１）を印加し、ここで、２次側で得られる電圧は電子回路を用いてキーイング比に依存している少なくとも１つの信号電圧に変換され、該信号電圧の大きさが信号状態を表わす方法において、
　２次側で得られた電圧を、キーイング比に無関係なまたは僅かだけキーイング比に依存した給電電圧に変換し、
　前記回路を用いて、２次側で生成される給電電圧から比較電圧を取り出し、かつ、得られた前記信号電圧を少なくとも１つの前記コンパレータを介して前記比較電圧と比較し、ここで比較結果が信号状態を表している
方法。」
　
（相違点）
（１）補正後の発明では、「前記変成器の１次コイル（Ｌ１）と直列に、１次コイルに流れる直流成分を抑圧するためのエレメント（Ｃ１）を接続」しているのに対し、引用発明では、駆動トランスＴｃの１次巻線ｎ１にそのようなエレメントが接続されていない点。
（２）「キーイング比に無関係なまたは僅かだけキーイング比に依存した給電電圧」が、補正後の発明では、「少なくとも１つのコンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）の給電のため」に用いられているのに対し、引用発明では、コンパレータＣＰ１の給電のために用いられているのか不明である点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
　まず、上記相違点（１）について検討する。
　トランスの１次コイルと直列に、１次コイルに流れる直流成分を抑圧するためのコンデンサを接続することは、周知・慣用技術にすぎない。（例えば、原審の拒絶査定にて周知例として示された実願昭５９−６２６７２号（実開昭６０−１７４３４７号）のマイクロフィルムの第１図の直流電流阻止用のキャパシタＣ０に関する記載を参照。）
　ここで、この周知・慣用技術を引用発明の駆動トランスＴｃに適用して、駆動トランスＴｃの１次巻線ｎ１と直列に、１次巻線に流れる直流成分を抑圧するためのエレメント（Ｃ１）、すなわち、コンデンサを接続することは当業者が適宜為し得ることにすぎない。
　したがって、相違点（１）は格別なものでない。
　
　ついで、上記相違点（２）について検討する。
　引用発明では、補正後の発明の「キーイング比に無関係なまたは僅かだけキーイング比に依存した給電電圧」に相当する「安定化した給電電圧」を、その安定化した給電電圧に変換するコンデンサＣｄの後段の回路である「抵抗Ｒｃ１とＲｃ２の直列回路」に給電しており、また、引用例の摘記事項の上記ロ．ないし上記ハ．や図３，図４、図９の記載によれば、同様に後段の回路であるトランジスタＱａ，Ｑｂの直列回路にも給電している。
　ここで、引用発明のコンパレータＣＰ１の給電がどのように行われているのか引用例には記載がないものの、コンパレータＣＰ１がコンデンサＣｄの後段の回路であること、また、トランスの２次側電圧をコンデンサに充電し、前記充電された電圧を後段回路である演算増幅器に供給する構成が周知（例えば、特開平６−７８５２６号公報の第１図、３頁４欄４７行〜４頁５欄３行の記載参照。）であることから、前記補正後の発明の「少なくとも１つのコンパレータ（ＩＣ１、ＩＣ２）」に相当する引用発明のコンパレータＣＰ１の給電電圧を「コンデンサＣｄにより安定化した給電電圧」とすることを当業者は容易に想到するものである。
　したがって、相違点（２）も格別なものでない。
　
　そして、補正後の発明に関する作用・効果も、引用発明及び周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。
　
　以上のとおりであるから、補正後の発明は引用発明及び周知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．結語
　以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、平成１８年法律第５５号附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に適合していない。
　したがって、本件補正は、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　本件補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第２．補正却下の決定」の「１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。　
　
２．引用発明及び周知技術
　引用発明及び周知技術は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の「（２）引用発明」及び「（３）対比・判断」の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、本願発明は補正後の発明から、本件補正に係る構成を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成に本件補正に係る限定を付加した補正後の発明が、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明及び周知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、補正後の発明から本件補正に係る限定を省いた本願発明も、同様の理由により、容易に発明できたものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。