(57)【要約】【課題】オーディオ周波数帯域の高域での位相遅れをゼロに近づけ、高品質なＤ級オーディオ電力増幅器を、より簡単な回路構成、ローコストで提供する。【解決手段】信号入力端に入力されるオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置は、前記オーディオ入力信号を電力増幅して出力するＤ級電力増幅器と、前記Ｄ級電力増幅器から出力されたパルス幅変調信号を復調して出力するＬＣローパスフィルタと、前記ＬＣローパスフィルタの出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力へ帰還をかける第１帰還回路と、を備え、前記Ｄ級電力増幅器は、前記オーディオ入力信号を入力する前置増幅器と、前記前置増幅器からの出力信号によりＤ級動作を行うスイッチング回路と、オーディオ周波数帯域の高域での位相遅れをゼロに近づけるため、前記前置増幅器の出力から前記前置増幅器の入力へ帰還をかける第２帰還回路と、を備えたことを特徴とする。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号入力端からのオーディオ入力信号を電力増幅してパルス幅変調信号を出力するＤ級電力増幅器と、前記Ｄ級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力へ帰還をかける第１帰還回路と、を備え、前記信号入力端に入力されるオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置に用いられる前記Ｄ級電力増幅器であって、
前記Ｄ級電力増幅器は、
前記オーディオ入力信号を入力する前置増幅器と、
前記前置増幅器からの出力信号によりＤ級動作を行うスイッチング回路と、
前記前置増幅器の出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力であるところの前記前置増幅器の入力へ帰還をかける第２帰還回路と、
を備えたことを特徴とするＤ級電力増幅器。
【請求項２】
前記前置増幅器と前記スイッチング回路の間に、抵抗とコンデンサから構成される位相進み回路を備え、
前記第２帰還回路は抵抗からなること特徴とする請求項１に記載のＤ級電力増幅器。
【請求項３】
前記第２帰還回路は、前記前置増幅器の入力端子および出力端子に接続される枝は共に抵抗からなり、接地される枝は抵抗とコンデンサの直列回路とからなるＴ型回路構造を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤ級電力増幅器。
【請求項４】
前記第２帰還回路は、前記前置増幅器の入力端子に接続される枝は抵抗とコンデンサの直列回路と抵抗の並列回路からなり、前記前置増幅器の出力端子に接続される枝は抵抗からなり、接地される枝は抵抗とコンデンサの直列回路からなるＴ型回路構造を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤ級電力増幅器。
【請求項５】
前記第２帰還回路は、前記前置増幅器の出力端子と第１節点とを抵抗で接続し、第１節点を抵抗とコンデンサの直列回路を介して接地し、前記前置増幅器の入力端子と第２節点とを抵抗で接続し、前記第１節点と前記第２節点とを、２つのコンデンサと１つの抵抗で構成したハイパス形Ｔ型回路を抵抗でブリッジした回路で接続した回路構造を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤ級電力増幅器。
【請求項６】
前記請求項１〜５の何れか一つに記載の前記Ｄ級電力増幅器と、
前記Ｄ級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力へ帰還をかける第１帰還回路と、を備えたオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ周波数帯域（２０〜２０ｋＨｚ）の電気信号を増幅する自励発振型のＤ級電力増幅器、および、前記電力増幅器を用いる電力増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
増幅誤差を低減し、高品質オーディオ出力を得るために、その出力をフィードバックするシステム構成が普及し、一般化している。その細部についてみると、フィードバックシステムを構成するにも２つの方法がある。
（方法１）
方法１は図７に示されるように、オーディオ入力信号１１をＤ級電力増幅器１３に入力し、Ｄ級電力増幅器１３によりＤ級電力増幅し、Ｄ級電力増幅器１３の出口から抵抗１５（Ｒｆ）を介して、Ｄ級電力増幅器１３にフィードバックする構成となっている。Ｄ級電力増幅器１３でＤ級増幅されたオーディオ信号は、インダクタ１６とコンデンサ１７で構成されるローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタを経て、スピーカＺＬからオーディオ出力信号１２として出力される。
（方法２）
方法２は図８に示されるように、オーディオ入力信号２１をＤ級電力増幅器２３に入力し、Ｄ級電力増幅器２３によりＤ級電力増幅し、Ｄ級電力増幅器２３の出力を、インダクタ２６とコンデンサ２７で構成されるローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタの出力からフィードバックする構成となっている。ローパスフィルタの出口すなわち負荷となるスピーカＺＬのポイントで、フィードバックの効果があり、特性がある程度改善される。特許文献１を参照。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開昭６１−２１００７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の２つの方法は、どちらも一般化しているが、高品質オーディオ特性というには、不十分な点がある。それは、オーディオ周波数帯域の高域部の位相特性である。
【０００５】
（方法１）
図９は図７に示されるＤ級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例である。ローパスフィルタの入口のポイントでは、十分にフィードバックの効果があり、特性が改善される。しかし、負荷となるスピーカＺＬへは、ローパスフィルタを介して信号が供給されるため、ローパスフィルタの特性の影響を避けることができない。
【０００６】
ローパスフィルタのカットオフ周波数は、Ｄ級電力増幅器の高周波スイッチング波形を十分に減衰させるために、そのスイッチング周波数（４００ｋＨｚ程度）の、１／１０程度（３０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ）の周波数に設定される。その結果、ゲイン周波数特性は、オーディオ周波数全域でほぼフラットにできる。しかし、位相特性は、数ｋＨｚから遅れが目立ち始め、２０ｋＨｚでは、３５度以上の遅れとなる。これでは、高品質なオーディオ信号波形を得るのに十分とは言えない。
【０００７】
（方法２）
図１０は図８のＤ級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例である。この場合、フィードバックループにＬＣローパスフィルタが含まれる。ローパスフィルタの位相遅れによって発生する、望ましくない低い周波数（ＬＣローパスフィルタのカットオフ周波数より少し高い周波数）での発振を避ける必要がある。このため、図８のコンデンサ２９（Ｃｃ），抵抗２０（Ｒｃ）の直列回路によってローパスフィルタの位相遅れを補償し、位相が１８０度遅れる周波数を所定の高い周波数（４００ｋＨｚ前後）にシフトし、高周波発振（自励発振）をさせる。
【０００８】
したがって、フィードバックの抵抗（図８の抵抗２５（Ｒｆ））に並列にコンデンサ２９（Ｃｃ），抵抗２０（Ｒｃ）の直列回路が接続される結果として、このシステムの周波数特性が、このコンデンサ２９（Ｃｃ），抵抗２０（Ｒｃ）の直列回路のインピーダンス周波数特性の影響を大きく受けることになる。しかも、このコンデンサ２９（Ｃｃ），抵抗２０（Ｒｃ）による位相補償回路の定数は、ローパスフィルタのカットオフ周波数より少し高い周波数で位相が進むような定数とすることが必要であり、ローパスフィルタのカットオフ周波数に無関係には定めることはできない。
【０００９】
その結果、図８に示される回路構成の周波数特性は、ローパスフィルタそのものよりは少し広帯域化され、ゲインの周波数特性はオーディオ周波数全域でほぼフラットにできるが、位相特性は、図７に示される回路構成と比べれば、ある程度の改善（２０ｋＨｚで２０度程度の遅れ）があるものの、やはり、高品質なオーディオ信号波形を得るのに十分とは言えないもの（図１０を参照）となる。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、上記のオーディオ周波数帯域の高域での位相遅れをゼロに近づけ、高品質なＤ級オーディオ電力増幅器を、より簡単な回路構成、ローコストで提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の従来技術の問題点は、ローパスフィルタの位相周波数特性をフィードバック回路網の特性で補償したことに起因するものである。したがって、本発明は、フィードバック回路網には周波数特性を持たせないで、Ｄ級オーディオ電力増幅器内に前記周波数特性と同等の機能を有する補償回路を構成することにより、上記問題点を解決する。
【００１２】
そして、本発明の一実施形態のＤ級電力増幅器は、信号入力端からのオーディオ入力信号を電力増幅してパルス幅変調信号を出力するＤ級電力増幅器と、前記Ｄ級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力へ帰還をかける第１帰還回路と、を備え、前記信号入力端に入力されるオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置に用いられる前記Ｄ級電力増幅器であって、前記Ｄ級電力増幅器は、前記オーディオ入力信号を入力する前置増幅器と、前記前置増幅器からの出力信号によりＤ級動作を行うスイッチング回路と、前記前置増幅器の出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力であるところの前記前置増幅器の入力へ帰還をかける第２帰還回路と、を備えたことを特徴とするＤ級電力増幅器である。
他の実施形態のＤ級電力増幅器は、前記前置増幅器と前記スイッチング回路の間に、抵抗とコンデンサから構成される位相進み回路を備え、前記第２帰還回路は抵抗からなることを特徴とする。
【００１３】
他の実施形態のＤ級電力増幅器において、前記第２帰還回路は、前記前置増幅器の入力端子および出力端子に接続される枝は共に抵抗からなり、接地される枝は抵抗とコンデンサの直列回路とからなるＴ型回路構造を備えたことを特徴とする。
【００１４】
他の実施形態のＤ級電力増幅器において、前記第２帰還回路は、前記前置増幅器の入力端子に接続される枝は抵抗とコンデンサの直列回路と抵抗の並列回路からなり、前記前置増幅器の出力端子に接続される枝は抵抗からなり、接地される枝は抵抗とコンデンサの直列回路からなるＴ型回路構造を備えたことを特徴とする。
【００１５】
他の実施形態のＤ級電力増幅器において、前記第２帰還回路は、前記前置増幅器の出力端子と第１節点とを抵抗で接続し、第１節点を抵抗とコンデンサの直列回路を介して接地し、前記前置増幅器の入力端子と第２節点とを抵抗で接続し、前記第１節点と前記第２節点とを、２つのコンデンサと１つの抵抗で構成したハイパス形Ｔ型回路を抵抗でブリッジした回路で接続した回路構造を備えたことを特徴とする。
そして、上記の何れか一つの実施形態のＤ級電力増幅器と、前記Ｄ級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力から前記Ｄ級電力増幅器の入力へ帰還をかける第１帰還回路と、を備えたオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置を構成できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により、上記のオーディオ周波数帯域の高域での位相遅れをゼロに近づけ、高品質なＤ級オーディオ電力増幅器を、より簡単な回路構成、ローコストで提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明によるＤ級電力増幅装置の第１の実施形態を説明する図である。
【図２】本発明によるＤ級電力増幅装置の第２の実施形態を説明する図である。
【図３】本発明によるＤ級電力増幅装置の第３の実施形態を説明する図である。
【図４】本発明によるＤ級電力増幅装置の第４の実施形態を説明する図である。
【図５】スイッチング回路の基本構成を示す図である。
【図６】本発明による、Ｄ級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例を示す図である。
【図７】従来のＤ級電力増幅装置の一例を示す図である。
【図８】従来のＤ級電力増幅装置の一例を示す図である。
【図９】図７のＤ級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例を示す図である。
【図１０】図８のＤ級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態１〜４を図面と共に説明する。図１は実施形態１、図２は実施形態２、図３は実施形態３、図４は実施形態４を説明する図である。まず、図１〜図４に共通する構成を説明する。
【００１９】
前置増幅器（５１２，６０１，７０１，８０１）は、各図面に共通で、同じ特性をもつ前置増幅器である。帯域幅が１０ＭＨｚ以上の高速ＯＰアンプと言われるものであれば前置増幅器として用いることができる。
【００２０】
５１３，６０２，７０２，８０２の符号で示されるものは、Ｄ級動作を行うスイッチング回路である。図５はその内部の基本構成を示す図である。スイッチング回路５１３，６０２，７０２，８０２の入力信号は、コンパレータ９１によって、レベルの正負が判別され出力される。その出力は、所定の信号処理に伴う遅延回路９２によりディレイタイム（１００〜２００ｎｓ程度）が付加されて、スイッチ部９３を制御する。直列に接続されたスイッチは制御信号Ｖｉに従って交互にＯＮ・ＯＦＦすることにより正（＋Ｖｃｃ）または負（−Ｖｃｃ）の電圧を出力する。この機能を有する回路ブロックは、一般的なもので容易に入手できるものである。
【００２１】
（実施形態１）
図１は本発明によるＤ級電力増幅装置の第１の実施形態を説明する図である。Ｄ級電力増幅器３３は、前置増幅器５１２、スイッチング回路５１３を備えている。Ｄ級電力増幅器３３は、オーディオ入力信号５０１を入力しパルス幅変調信号を出力する。Ｄ級電力増幅器３３の出力信号であるパルス幅変調信号は、インダクタ５１０とコンデンサ５１１で構成されるＬＣローパスフィルタを介してスピーカＺＬに入力する。スピーカＺＬからオーディオ出力信号５０２が出力される。
【００２２】
図１に示す本発明の実施形態は、インダクタ５１０とコンデンサ５１１で構成されるＬＣローパスフィルタとスピーカＺＬの間から、Ｄ級電力増幅器３３の入力（つまり、前置増幅器５１２の負の入力端）へ帰還する抵抗５０５からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第１帰還回路という。
【００２３】
オーディオ入力信号５０１は、Ｄ級電力増幅器３３の前置増幅器５１２の信号入力端（正入力端）に入力される。Ｄ級電力増幅器３３において、前置増幅器５１２の出力とスイッチング回路５１３の間に、抵抗５０６，５０７，５０８、コンデンサ５０９による、図８に示されるフィードバック回路網と同等の特性を有する位相進み回路を挿入する。これにより、図８に示される回路構成と同等のループ特性を実現できる。なお、この抵抗５０４を含む回路を第２帰還回路という。
【００２４】
そして、全体としてのオーディオ周波数帯域のゲイン周波数特性は、ほぼ（抵抗５０３＋抵抗５０５）／抵抗５０３で決まることから、周波数に関係する要素であるインダクタとコンデンサを含まないので、問題となる位相遅れが改善される。しかし、理論的には実現可能であるが、実際には、抵抗５０７と抵抗５０８による信号電圧分割による減衰分を補うために、前置増幅器５１２には、大きな出力振幅が要求される。
【００２５】
（実施形態２）
図２は本発明によるＤ級電力増幅装置の第２の実施形態を説明する図である。Ｄ級電力増幅器４３は、前置増幅器６０１、スイッチング回路６０２を備えている。Ｄ級電力増幅器４３は、オーディオ入力信号６１を入力しパルス幅変調信号を出力する。オーディオ入力信号６１が、Ｄ級電力増幅器４３の前置増幅器６０１の正の信号入力端に入力される。
【００２６】
Ｄ級電力増幅器４３の出力信号であるパルス幅変調信号は、インダクタ６５とコンデンサ６０で構成されるＬＣローパスフィルタを介してスピーカＺＬに入力する。スピーカＺＬからオーディオ出力信号６２が出力される。
【００２７】
図２に示す本発明の実施形態は、インダクタ６５とコンデンサ６０で構成されるフィルタとスピーカＺＬの間から、Ｄ級電力増幅器４３の入力（つまり、前置増幅器６０１の負の入力端）へ帰還する抵抗６８からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第１帰還回路という。
【００２８】
オーディオ入力信号６１が、Ｄ級電力増幅器４３の前置増幅器６０１に入力される。Ｄ級電力増幅器４３において、前置増幅器６０１には、抵抗６４，６６，６９とコンデンサ６７によって、部分的なフィードバック回路が構成されている。このフィードバック回路を第２帰還回路という。  
第２帰還回路は、前置増幅器６０１の入力端子に接続される枝は抵抗６４からなり、前置増幅器６０１の出力端子に接続される枝は抵抗６６からなり、接地される枝は抵抗６９とコンデンサ６７の直列回路からなるＴ型回路構造を備えている。
【００２９】
前置増幅器６０１には、抵抗６６、コンデンサ６７等による遅れ位相回路網になって、部分的なフィードバックがかかっている。その結果、前置増幅器６０１の入力端子の出力端子までの周波数特性は、主として抵抗６６とコンデンサ６７により決まる周波数から、周波数の増加に伴いゲインが上昇し同時に位相が進む。そして、抵抗６９により、ゲインは一定値に近づき、位相は元に戻る特性となる。
【００３０】
この回路は、図１に示す回路が持つ信号の減衰がないので、前置増幅器６０１に、過大な出力振幅が要求されることはない。また、この回路の位相進み特性で、インダクタ６５とコンデンサ６０で構成されるローパスフィルタの位相遅れを補償することにより、ローパスフィルタを含むフィードバックループの位相遅れが１８０度になる周波数を、４００ｋＨｚ前後にまでシフトする。
【００３１】
その結果、４００ｋＨｚ前後で自励発振することにより、この発振矩形波がローパスフィルタ、前置増幅器６０１を通過して減衰し、正弦波に近い波形になった信号が、オーディオ入力信号６１のオーディオ信号とともに、スイッチング回路６０２に入力されることにより、ＰＷＭ変調されて出力され、ＬＣローパスフィルタ（６５，６０）を通してオーディオ信号が復調、出力されるというＤ級電力増幅器が得られる。
【００３２】
この増幅器のオーディオ周波数帯域ゲインは、ほぼ（抵抗６３＋抵抗６８）／抵抗６３で決まり、周波数に関係する要素を含まないので、問題となる位相遅れが改善される。その一例として図６のような特性が得られ、オーディオ周波数帯域における位相遅れは無視できる程度となる。
【００３３】
（実施形態３）
図３は本発明によるＤ級電力増幅装置の第３の実施形態を説明する図である。Ｄ級電力増幅器５３は、前置増幅器７０１、スイッチング回路７０２を備えている。Ｄ級電力増幅器５３は、オーディオ入力信号７０３を入力しパルス幅変調信号を出力する。オーディオ入力信号７０３が、Ｄ級電力増幅器５３の前置増幅器７０１の正の信号入力端に入力される。
【００３４】
図３に示す本発明の実施形態は、インダクタ７１３とコンデンサ７１４で構成されるフィルタとスピーカＺＬの間から、Ｄ級電力増幅器５３の入力（つまり、前置増幅器７０１の負の入力端）へ帰還する抵抗７１２からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第１帰還回路という。
【００３５】
オーディオ入力信号７０３が、Ｄ級電力増幅５３の前置増幅器７０１に入力される。前置増幅器７０１には、図２と同様に抵抗とコンデンサによる回路網によって、部分的なフィードバック回路が構成されている。この回路の周波数特性も、主として抵抗７１０とコンデンサ７０９により決まる周波数から、周波数の増加に伴いゲインが上昇し同時に位相が進む。
【００３６】
そして、抵抗７１１により、ゲインは一定値に近づき、位相は元に戻る特性となる。この位相進み特性で、インダクタ７１３とコンデンサ７１４で構成されるＬＣローパスフィルタの位相遅れを補償することにより、ローパスフィルタを含むフィードバックループの位相遅れが１８０度になる周波数が、４００ｋＨｚ前後にまでシフトする。このフィードバックループを第２帰還回路という。
第２帰還回路は、実施形態２の第２帰還回路において、前置増幅器６０１の入力端子に接続される枝を、抵抗７０６とコンデンサ７０７の直列回路と抵抗７０８の並列回路に置き換えている。
【００３７】
第２帰還回路において、抵抗７０６とコンデンサ７０７を直列に接続した回路を抵抗７０８に並列となるように接続している。実施形態２の図２に示す回路構成との相違点は、抵抗７０６，７０８とコンデンサ７０７と図２の回路の抵抗６４との機能差である。
【００３８】
図３においては、オーディオ周波数帯域の低域でのループゲインを十分に大きくし、電源電圧変動などに対してその影響を低減するフィードバック量を確保することを狙っている。したがって、抵抗、コンデンサの定数は、抵抗７１０とコンデンサ７０９による位相補償帯域においては、図２と同等の回路動作となるように定めることが必要となる。
【００３９】
すなわち、上記の位相補償帯域においては、コンデンサ７０７はほぼ短絡とみなせるような容量にする。（ωＣ７０７・Ｒ７０６＞＞１）抵抗７０６は図２の抵抗６４とほぼ同じ値である。抵抗７０８は、いくら大きくても良い。概略、この特性は、１次の積分回路のそれに近いものとなる。
【００４０】
この結果、得られる特性は、やはり図６のようなものとなり、オーディオ周波数帯域における位相遅れは無視できる程度となる。さらに、オーディオ周波数帯域の低域で、特性が大きく改善されていて、スピーカＺＬからオーディオ出力信号７０４として高品質オーディオ出力が得られる。
【００４１】
（実施形態４）
図４は本発明によるＤ級電力増幅装置の第４の実施形態を説明する図である。Ｄ級電力増幅器７３は、前置増幅器８０１、スイッチング回路８０２を備えている。Ｄ級電力増幅器７３は、オーディオ入力信号８０３を入力しパルス幅変調信号を出力する。
【００４２】
図４に示す本発明の実施形態は、インダクタ８１５とコンデンサ８１６で構成されるＬＣローパスフィルタとスピーカＺＬの間から、Ｄ級電力増幅器７３の入力（つまり、前置増幅器８０１の負の入力端）へ帰還する抵抗８１０からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第１帰還回路という。
【００４３】
オーディオ入力信号８０３が、Ｄ級電力増幅器７３の前置増幅器８０１の正の信号入力端に入力する。前置増幅器８０１には、図２と同様に抵抗とコンデンサによる回路網によって、部分的なフィードバック回路が構成されている。この回路の周波数特性も、主として抵抗８１２とコンデンサ８１３により決まる周波数から、周波数の増加に伴いゲインが上昇し同時に位相が進む。
【００４４】
そして、抵抗８１４により、ゲインは一定値に近づき、位相は元に戻る特性となる。この位相進み特性で、ローパスフィルタ（８１５，８１６）の位相遅れを補償することにより、ローパスフィルタを含むフィードバックループの位相遅れが１８０度になる周波数を、４００ｋＨｚ前後にまでシフトする。このフィードバックループを第２帰還回路という。
【００４５】
第２帰還回路は、実施形態２の第２帰還回路において、コンデンサ２個、抵抗１個で構成された、ハイパス形Ｔ型回路を抵抗でブリッジしたもので置き換え、抵抗を介して前置増幅器８０１の入力端子に帰還する構造となっている。換言すると、第２帰還回路は、前置増幅器８０１の出力端子と第１節点８２１とを抵抗８１２で接続し、第１節点８２１を抵抗８１４とコンデンサ８１３の直列回路を介して接地し、前置増幅器８０１の入力端子と第２節点８２２とを抵抗８０６で接続し、第１節点８２１と第２節点８２２とを、２つのコンデンサ８０８，８１１と１つの抵抗８０９で構成したハイパス形Ｔ型回路を抵抗８０７で架橋した回路で接続した回路構造を備えている。
【００４６】
実施形態４のフィードバックループでは、コンデンサ８０８とコンデンサ８１１とを直列に接続した回路に、抵抗８０７が並列になるように接続している。なお、図２との相違点は、抵抗（８０６，８０７，８０９）とコンデンサ（８０８，８１１）と図２の抵抗６４との機能差である。
【００４７】
図４においては、オーディオ周波数帯域の中低域でのループゲインを十分に大きくし、電源電圧変動などに対してその影響を低減するフィードバック量を確保することを狙っている。したがって、抵抗、コンデンサの定数は、抵抗８１２とコンデンサ８１３による位相補償帯域においては、図２と同等の回路動作となるように定めることが必要となる。すなわち、この帯域においては、コンデンサ（８０８、８１１）は、ほぼ短絡とみなせるような容量にする。（ωＣ８０８・Ｒ8０６＞＞１、ωＣ８１１・Ｒ８０６＞＞１）
【００４８】
抵抗８０６は、図２の抵抗６４とほぼ同じ値である。抵抗８０７は、いくら大きくても良い。抵抗８０９は、概略、２次の積分回路のそれに近いものとするためのものであり、その特性が上記の位相補償帯域に影響しないように決める。この結果、得られる特性は、やはり図６のようなものとなり、オーディオ周波数帯域における位相遅れは無視できる程度となる。さらに、オーディオ周波数帯域の中低域で、特性が大きく改善されていて、スピーカＺＬからオーディオ出力信号８０４として、高品質オーディオ出力が得られる。
【符号の説明】
【００４９】
１３，２３，３３，４３，５３，７３    Ｄ級電力増幅器
１１，２１，５０１，６１，７０３，８０３  オーディオ入力信号
１２，２２，５０２，６２，７０４，８０４  オーディオ出力信号
５１２，６０１，７０１，８０１  前置増幅器
５１３，６０２，７０２，８０２  スイッチング回路
１４，１５，２０，２４，６３，６４，６６，６８，６９，５０３，５０４，５０５，５０６，５０７，５０８，７０６，７０８，７１０，７１１，７１２，８０５，８０６，８０７，８０９，８１０，８１２  ８１４    抵抗
１６，２６，５１０，６５，７１３，８１５  インダクタ
１７，２７，２９，６０，６７，５０９，５１１，７０７，７１１，７１４，８１６  コンデンサ
８２１  第１節点
８２２  第２節点
９１  コンパレータ
９２  遅延回路
９３  スイッチ部
Ｖｉ  制御信号
ＺＬ  スピーカ
【図１】
2018088575.tif 000003
【図２】
2018088575.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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