【事件の表示】
　特許第３４２２２１８号「コンバータ」の請求項１ないし１５に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３４２２２１８号の請求項１ないし３、７ないし１５に係る特許を取り消す。
　同請求項４ないし６に係る特許を維持する。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本件特許第３４２２２１８号の請求項１ないし１５に係る発明は、平成９年６月９日（優先権主張平成８年１０月１１日、日本国）の出願であって、平成１５年４月２５日に特許の設定登録がなされ、その後、伊佐治卓哉及び三菱電機株式会社により特許異議の申立てがなされ、当審において取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１６年９月１４日に訂正請求がなされたものである。
　
第２．訂正の適否
１．訂正の内容
　訂正請求は、本件特許に係る願書に添付した明細書（以下「本件特許明細書」という。）を訂正請求書に添付した訂正明細書（以下「本件訂正明細書」という。）のとおり訂正することを求めるものであり、その訂正の内容は次のとおりである。
　
（１）訂正事項１
　特許請求の範囲の請求項１における
「スイッチング手段（Ｓ１）を電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段（３）（１３）（２３）（３３）（４３）を設けた」を、
「スイッチング手段（Ｓ１）を電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段（Ｓ１）を制御する制御手段（３）（１３）（２３）（３３）（４３）を設けた」と訂正する。
　
（２）訂正事項２
　特許請求の範囲の請求項９における
「スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設けた」を、
「スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を制御する制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設けた」と訂正する。
　
（３）訂正事項３
　特許請求の範囲の請求項１０における
「スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設けた」を、
「スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を制御する制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設けた」と訂正する。
　
（４）訂正事項４
　発明の詳細な説明の段落【００１５】における
「電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御」を、
「電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段を制御」と訂正する。
　
（５）訂正事項５
　発明の詳細な説明の段落【００１９】における
「スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御」を、
「スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段を制御」と訂正する。
　
（６）訂正事項６
　発明の詳細な説明の段落【００２０】における
「スイッチングさせるべく制御」を、
「オン及びオフさせるべくスイッチング手段を制御」と訂正する。
　
２．訂正の目的の適否、新規事項の有無及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
（１）訂正事項１
  訂正事項１は、請求項１において、制御手段がオン及びオフさせるべくスイッチング手段（Ｓ１）を制御することに限定するもので、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正に該当し、本件特許明細書の段落【００４１】及び図７等の記載に基づくものであって、新規事項の追加に該当せず、また、実質的に特許請求の範囲を拡張又は変更するものでない。
　
（２）訂正事項２
　訂正事項２は、請求項９において、訂正事項１と同様の限定を加えるもので、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正に該当し、本件特許明細書の段落【００７８】及び図２６等の記載に基づくものであって、新規事項の追加に該当せず、また、実質的に特許請求の範囲を拡張又は変更するものでない。
（３）訂正事項３
　訂正事項３は、請求項１０において、訂正事項１と同様の限定を加えるもので、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正に該当し、本件特許明細書の段落【００９５】等の記載に基づくものであって、新規事項の追加に該当せず、また、実質的に特許請求の範囲を拡張又は変更するものでない。
　
（４）訂正事項４〜６
　訂正事項４〜６は、上記訂正事項１、２及び３の訂正に、発明の詳細な説明の記載を整合させるもので、明りょうでない記載の釈明を目的とする訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、実質的に特許請求の範囲を拡張又は変更するものでない。
　
３．むすび
　以上のとおりであるから、上記訂正は、特許法第１２０条の４第２項並びに第３項において準用する同法第１２６条第２項及び第３項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
第３．特許異議の申立てについて
１．申立ての理由の概要
（１）特許異議申立人・伊佐治卓哉は、本件特許の請求項１ないし１５に係る発明は、次の甲第１号証に基づき容易に発明をすることができたもので、当該請求項に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたもので、取り消されるべきであるとの主張をしている。
　甲第１号証：An　improved　high　power　factor　and　low　cost　three−phase　rectifier　Mehl，E．L．M．；Barbi，I．；Applied　Power　Electronics　Conference　and　Exposition，１９９５．APEC’９５．Conference　Proceedings　１９９５，Tenth　Annual　Issue：５−９　March　１９９５，８３５〜８４１頁　vol．２
　
（２）特許異議申立人・三菱電機株式会社は、本件特許の請求項１ないし１５に係る発明は、次の甲第１号証〜甲第１２号証に基づき容易に発明をすることができたもので、当該請求項に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたもので、取り消されるべきであるとの主張をしている。
　なお、甲第１２号証については、特許異議申立人は、本件特許に係る出願の出願前に頒布されたものと述べているが、出願前ではあるが、優先日の後に刊行されたものである。
　甲第１号証：特開平６−１１３５４８号公報
  甲第２号証：特開昭５３−１７９５２号公報
  甲第３号証：特開平７−７９４６号公報
  甲第４号証：特開昭５４−１０１１４８号公報
  甲第５号証：特開昭５９−１９８８７３号公報
  甲第６号証：特開平３−６５０５６号公報
  甲第７号証：特開平６−２４５５２７号公報
  甲第８号証：特開平８−２２８４８７号公報
  甲第９号証：特開昭５６−４６６６３号公報
  甲第１０号証：特開平６−２５３５４０号公報
　甲第１１号証：電気学会論文誌Ｄ、産業応用部門誌１１２巻５号（平成４年５月）、４９７〜４９８頁
　甲第１２号証：IEEE　TRANSACTIONS　ON　INDUSTRY　APPLICATIONS、VOL．３３，NO．２、MARCH／APRIL　1997　４８５〜４９２頁
　
２．本件各発明
　本件特許の請求項１ないし１５に係る発明（以下「本件発明１」ないし「本件発明１５」という。）は、本件訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１ないし１５に記載された次のとおりのものである。
　
「【請求項１】  交流電源に対してリアクトル（１）を介して全波整流回路（２）を接続し、全波整流回路（２）の出力端子間に平滑用コンデンサ（Ｃ２）と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）とを互いに並列接続し、全波整流回路（２）の入力端子と昇圧用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１）を電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段（Ｓ１）を制御する制御手段（３）（１３）（２３）（３３）（４３）を設けたことを特徴とするコンバータ。（本件発明１）
　
【請求項２】  前記制御手段（３）（１３）（２３）（３３）（４３）は、スイッチング手段（Ｓ１）を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものである請求項１に記載のコンバータ。（本件発明２）
　
【請求項３】  前記制御手段（３）は、電源電圧のゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段（Ｓ１）を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１または請求項２に記載のコンバータ。（本件発明３）
　
【請求項４】  前記制御手段（１３）（２３）は、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１または請求項２に記載のコンバータ。（本件発明４）
　
【請求項５】  前記制御手段（１３）は、電源電圧のゼロクロスを中心とする所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項４に記載のコンバータ。（本件発明５）
 
【請求項６】  前記制御手段（２３）は、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロクロスを基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間よりも短くなるように設定された所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項４に記載のコンバータ。（本件発明６）
　
【請求項７】  前記制御手段（３）は、予め設定された所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１から請求項６の何れかに記載のコンバータ。（本件発明７）
　
【請求項８】  前記制御手段（４３）は、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電圧を直流電圧指令値に接近させることができる所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１から請求項６の何れかに記載のコンバータ。（本件発明８）
　
【請求項９】  三相交流電源（１００）に対してリアクトル（１０１）を介して三相全波整流回路（１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ１０１）（Ｃ１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の各相の入力端子と平滑用コンデンサ（Ｃ１０１）（Ｃ１０２）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１０１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を制御する制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設けたことを特徴とするコンバータ。（本件発明９）
　
【請求項１０】  三相交流電源（１００）に対してリアクトル（１０１）を介して三相全波整流回路（１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の出力端子間に、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）を接続し、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）に対して、これらのコンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）よりも静電容量が大きい平滑用コンデンサ（Ｃ１０３）を並列に接続し、三相全波整流回路（１０２）の各相の入力端子と昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１０１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてオン及びオフさせるべくスイッチ手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を制御する制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設けたことを特徴とするコンバータ。（本件発明１０）
　
【請求項１１】  前記制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）は、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものである請求項９または請求項１０に記載のコンバータ。（本件発明１１）
　
【請求項１２】  前記制御手段（１０３）は、特定の高調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間を設定するものである請求項９から請求項１１の何れかに記載のコンバータ。（本件発明１２）
　
【請求項１３】  前記制御手段（１０３）は、負荷情報を検出し、検出値に応じてスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）をＯＮさせるタイミングを設定するものである請求項１２に記載のコンバータ。（本件発明１３）
　
【請求項１４】  前記制御手段（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）は、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるようにスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間およびスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）をＯＮさせるタイミングを設定するものである請求項９から請求項１３の何れかに記載のコンバータ。（本件発明１４）
　
【請求項１５】  前記制御手段（１０５）（１０８）（１０９）は、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じてスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間を設定するものである請求項９から請求項１１の何れかに記載のコンバータ。（本件発明１５）」
　
３．引用文献
３−１．引用文献１
（１）当審において通知した取消理由に引用した、本件特許に係る出願の出願（優先日）前に国内において頒布された上記特開平６−１１３５４８号公報（以下「引用文献１」という。）には、次の事項が記載されている。
　
「図１は、本発明の第１実施例を示す図である。本実施例は、負荷としてエアコンにおける誘導モータを制御した例である。同図において１１はラインフィルタ、１２はリアクター、１３は整流ダイオード、１４は半導体式スイッチ手段としてのトライアック、１５は平滑コンデンサであり、整流ダイオード１３と平滑コンデンサ１５により整流・平滑回路が構成されている。１６は出力電圧検出抵抗、１７は６個のスイッチング素子からなるトランジスタモジュール、１８はＡＣコンプレッサモータで誘導モータ、１９はＡＣゼロクロス検出回路、２０はトライアック駆動回路、２１は出力電圧検出回路、２２はマイコン等で駆動手段としての波形合成回路を含むエアコン全体のコントローラである。
　次に、上述のように構成されたインバータ装置の動作を説明する。インバータ装置を用いたエアコンは周囲の環境に応じて最適な能力で運転するため、コンプレッサモータの回転速度を可変する。この場合、一般には運転周波数と運転電圧の比は一定に保ったまま速度制御を行う。本実施例における速度制御の方式は以下のように行われる。コントローラ２２からのトランジスタモジュール１７の駆動信号は常に通電時間を最大の状態に設定しておく。そして、運転電圧はトライアック１４の通電時間を制限することによってトランジスタモジュール１７に印加する直流電圧を可変することで行う。トライアック１４を常時オン状態にすると、整流回路は倍電圧整流回路となり、出力電圧は２８０Ｖ近くに達する。また、トライアック１４を常時オフ状態にすると、整流回路は常時両波整流回路となり、出力電圧は１４０Ｖ程度となる。また、トライアック１４をＡＣ電圧の特定の位相の位置で導通させると、その時のＡＣ電圧の波高値に応じて出力電圧は１４０Ｖから２８０Ｖの間の値となる。そして、負荷変動などにより出力電圧が変動する可能性があるので、出力電圧検出抵抗１６と出力電圧検出回路２１により出力電圧の変動を検出して、最適な電圧となるようにトライアック１４を通電する位相を制御する。本発明の第１実施例によれば、従来の方式に比べて、中低速回転域では導通時間を長くとることでＰＷＭ信号のデューティ比が高くなり、モータ効率が向上する。また、モータ電流の高調波成分が減少して低騒音駆動が可能となる。」（段落【００１１】【００１２】）
　
（２）ここで、図１に関する上記の記載において、次のことが明らかである。
　ア．トランジスタモジュール１７には、可変とした直流電圧が入力されており、電源からこのトランジスタモジュール１７に直流電圧を印加するまでの装置はコンバータといえるものである。
　
　イ．平滑コンデンサ１５を構成する３個のコンデンサのうち、図示右側のコンデンサは、その左の２個の直列のコンデンサと並列に接続されるものであって、通常の平滑コンデンサの機能を果たすのに対し、左側の２個のコンデンサは、これによって、トライアック１４の駆動の際に、直流電圧を両波整流回路による電圧の倍電圧にまで昇圧可能なことから、昇圧コンデンサといえる。
　
　ウ．「トライアック１４をＡＣ電圧の特定の位相の位置で導通させると、その時のＡＣ電圧の波高値に応じて出力電圧は１４０Ｖから２８０Ｖの間の値となる。・・・最適な電圧となるようにトライアック１４を通電する位相を制御する。」とされており、電源電圧であるＡＣ電圧の変化する波において、所定の出力電圧となるように、適宜な波高値の位相において、トライアック１４を通電させており、このことは、電源電圧の変動に応じて、トライアック１４を制御しているといえる。
　
（３）以上から、引用文献１には、次の発明が記載されていると認められる。
「交流電源に対してリアクター１２を介して整流ダイオード１３を接続し、整流ダイオード１３の出力端子間に平滑用コンデンサと、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサとを互いに並列接続し、整流ダイオード１３の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接続点との間にトライアック１４を接続し、トライアック１４を電源電圧の変動に応じてオンさせるべくトライアック１４を制御するコントローラ２２を設けたコンバータ。
　また、負荷に供給される出力電圧を検出し、それが最適な値となるようにトライアック１４を制御する。
　さらに、電源電圧のゼロクロスを検出する。」（以下「引用発明１」という。）
　
３−２．引用文献２
（１）当審において通知した取消理由に引用した、本件特許に係る出願の出願（優先日）前に国内において頒布された上記特開昭５６−４６６６３号公報（以下「引用文献２」という。）には、次の事項が記載されている。
　
　ア．「ライン−ロード状態に依存して全波ブリッジとして又は位相制御電圧ダブラーとして、作動できる整流器回路の単相および３相実施例が説明される。」（４頁左下欄４〜７行）
　
　イ．「もしピーク交流入力電圧が「ブラウン・アウト（brown−out）」状態のために減少するならば、出力ＶＸＹは所望の直流レベル以下に減少し、ＶＡＢ（ピーク）＞ＶＸＹまたはＶＡＢ（ピーク）＜ＶＸＹに依存して、回路は位相制御ブリッジ・ダブラーモードにて又は位相制御ダブラーモードにて作動する。もしＶＡＢ（ピーク）＜１／２ＶＸＹ（所望）ならば、回路は非制御ダブラーモードにて作動する。何れにしても、回路はフル・ブリッジ・モードにて動作を中止し、トライアック（triac）ＣＲ５はコントローラによってパルスされる。」（６頁左上欄８行〜右上欄３行）
　
　ウ．「各種のダブラーモードの間ＣＲ５がパルスされる時間の点を決定する第３図のコントローラは、第４図に示され、ＶＡＢのライン周波数に同期される制御パルスを発生するために及びこれらのパルスのフェーシング（すなわち正確なタイミング）を変えるために作動し、充電時間およびＣ１ならびにＣ２が充電する電圧を制御することによってＶＸＹを調節する。
　第４図および第５図を参照して、コントローラおよびその動作を説明しよう。交流入力ＶＡＢに接合されるランプ発生器は、ＶＡＢに同期するがＶＡＢと無関係にピーク電圧および固定スロープを有する一定ランプ電圧を発生するように作動する。ブリッジ・ダブラー回路の出力電圧ＶＸＹは、演算エラー増幅器と両立するレベルに適当な電圧デバイダによって次に減少される。それから、そのエラー増幅器は、減少された出力信号を一定直流基準電圧ＶＲＥＦ（この電圧は希望のＶＸＹに比例する値に固定される）と比較して、ＶＲＥＦと実際の出力電圧との差を決定する。」（６頁左下欄２行〜右下欄５行）
　
　エ．「ブリッジ・ダブラー回路の動作が単相交流入力に対して説明されたが、この回路は３相交流入力に対しても同様に応用できる。３相入力を与えると、この回路は第８図のように形成され、動作のダブラーモードにスイッチするために制御素子としてトライアックを使用するかわりに、並列なシリコン制御整流器（ＳＣＲ）が使用される。トライアックが使用されうるが、位相間に或る位相角度およびパルス幅状態が与えられると、トライアックは或る環境において悪い方向に電流を伝導しうる。それゆえに、ＳＣＲが使用される。何故ならば、それらは単方向デバイスであり、一度「オン」にパルスされると電流の流れる方向は固定される。
　３相ブリッジ・ダブラーの動作は、単相ブリッジ・ダブラーについて前述したのと実質的に同一であるが、相互に１２０度の位相差で動作する３つの単相回路が今存在する。したがって、キャパシタＣ１およびＣ２は従来の３倍パルスされる。交番入力ＶＡＢ，ＶＡＣおよびＶＢＣに対する動作のブリッジ・モードおよびダブラーモードに対する可能な伝導シーケンスは、次のようになる。
（中略）
　３相ブリッジ・ダブラー回路のコントローラは、第９図に示され、それは、そのそれぞれの単相入力に各コントローラが同期化される３つの単相コントローラに対するのと実質的に同一に作動する。」（８頁右上欄２行〜右下欄４行）
　
（２）ここで、図３〜６及び図８、９の記載及び上記記載から、図８に記載された回路に関して、次のことが明らかである。
　ア．ダイオードＣＲ１〜ＣＲ６は、三相全波整流回路を構成している。
　
　イ．図５（ｃ）、図６等に示されるように、単相入力の場合、制御素子としてのＳＣＲは、電源電圧の半周期に１回スイッチングされており、上記（１）エのとおり、３相入力の場合も同様である。
　
　ウ．上記（１）ア、イのとおり、電源電圧である入力電圧と出力電圧の関係によって、スイッチングされてモードが切り換えられ、また、上記（１）ウのとおり、ダブラーモードにおいて、負荷に関係する値を取るものである出力電圧が基準電圧と比較されて、その差によって、スイッチのトリガのタイミングが決定されている。
　さらに、図６のとおり、変化する入力電圧の波において、所定の出力電圧となるように、適宜な位相の個所でスイッチのトリガがされている。
　これらから、制御素子は、負荷変動や電源電圧の変動に応じてオンされているといえる。
　
（３）以上から、引用文献２には、次の発明が記載されていると認められる。
「三相交流電源に対してインダクタＬ１〜Ｌ３を介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続されたキャパシタＣ１、Ｃ２を接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子とキャパシタＣ１、Ｃ２どうしの接続点との間に制御素子ＳＣＲを接続し、制御素子ＳＣＲを負荷変動や電源電圧の変動に応じてオンさせるべく制御素子ＳＣＲを制御するコントローラを設けたコンバータ。
　また、出力電圧が検出され、基準電圧との偏差を算出され、それに応じて制御素子のオン時間が設定されている。
　さらに、制御素子としてのＳＣＲは、電源電圧の半周期に１回スイッチングされている。」（以下「引用発明２」という。）
　
４．本件発明１の特許について
（１）対比
　本件発明１と引用発明１を対比すると、引用発明１における「リアクター１２」、「整流ダイオード１３」、「トライアック１４」、「コントローラ２２」は、本件発明１における「リアクトル」、「全波整流回路」、「スイッチング手段」、「制御手段」に相当することから、両発明は、
「交流電源に対してリアクトルを介して全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に平滑用コンデンサと、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサとを互いに並列接続し、全波整流回路の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を電源電圧の変動に応じてオンさせるべくスイッチング手段を制御する制御手段を設けたコンバータ。」である点で一致し、次の点で相違する。
　
（相違点１）
　本件発明１においては、スイッチング手段はオンのみでなく、オフもするように制御されているのに対し、引用発明１においては、オンのみがなされている点。
　
（２）判断
　ア．引用発明１においては、スイッチ手段として通常オン制御のみを行うトライアック１４が使用されており、引用文献１においても、トライアック１４を通電（オン）することについては記載されているが、オフ制御することについては特に言及されていない。
　イ．しかし、コンバータにおいて、電源電圧に対応してスイッチングする際に、オンのみでなくオフの制御も行うことは、本件特許に係る出願の出願（優先日）前において周知であり（必要であれば、上記特開昭５３−１７９５２号公報、上記特開平７−７９４６号公報、上記特開昭５４−１０１１４８号公報、上記特開平６−２５３５４０号公報等参照。）、特に、特開昭５４−１０１１４８号公報には、スイッチとして各種の消弧可能なスイッチが使用可能であり、また、サイリスタについても消弧させるためには消弧装置を用いることが記載（２頁右下欄１５行〜３頁左上欄１２行）されているように、トライアック等の消弧できないスイッチ素子を用いるか、消弧可能（オフ制御可能）なスイッチ素子を用いるかは、適宜選択可能な事項である。
　
　ウ．そして、引用発明１においては、トライアックの使用ではあっても、倍電圧整流と全波整流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることができ、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を達成するという本件発明１と同様な作用を行っている。
　また、上記のとおり、コンバータにおいて、電源電圧に対応してスイッチングする際に、オンのみでなくオフの制御も行うことは、本件特許に係る出願の出願（優先日）前において周知であるところ、スイッチング素子のオン、オフ制御によって、力率の向上を図ることができることは、当該周知の例として挙げた特開昭５３−１７９５２号公報、特開平７−７９４６号公報、特開平６−２５３５４０号公報にも示されているように周知の事項に過ぎない。
　そうすると、本件発明１における他の作用効果である力率改善やノイズ除去についても、必要に応じて、オフ制御可能なスイッチ素子を採用することで、適宜達成できることである。
  また、このことは、上記「An　improved　high　power　factor　and　low　cost　three−phase　rectifier　Mehl，E．L．M．；Barbi，I．；Applied　Power　Electronics　Conference　and　Exposition，１９９５．APEC’９５．Conference　Proceedings　１９９５，Tenth　Annual　Issue：５−９　March　１９９５，８３５〜８４１頁　vol．２」に、単相ではなく３相電源についてではあるが、交流電源に対してリアクトルを介して全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、全波整流回路の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続したコンバータにおいては、スイッチングのオン制御とともにオフ制御も行い、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になり力率が１となるものが図示されていることからも明らかである。
　
　エ．以上から、相違点１に関する本件発明１の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１は、引用発明１及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
５．本件発明２の特許について
（１）対比
　本件発明２と引用発明１を対比すると、両発明は、本件発明１との対比における上記相違点１に加えて、次の点において相違している。
（相違点２）
　本件発明２においては、スイッチング手段は、電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するのに対し、引用文献１には、そのような記載がない点。
　
（２）判断
　ア．相違点１については、上記と同じである。
　
　イ．相違点２について検討する。
　引用文献１に記載のものにおいては、電源電圧のゼロクロスを検出しており、ゼロクロスによって、スイッチングする場合、ゼロクロスは半周期に１回検出されることから半周期に１回スイッチさせることは、容易に想定されることであり、このことは、上記特開昭５６−４６６６３号公報（引用文献２）にも、引用発明１と同じく全波整流と倍電圧整流を行うコンバータにおいて、電源電圧の半周期に１回スイッチングを行うことが開示されていることからも明らかである。
　
　ウ．以上から、相違点２に関する本件発明２の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明２は、引用発明１及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明２に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
６．本件発明３の特許について
（１）対比
　本件発明３と引用発明１を対比すると、両発明は、本件発明１との対比における上記相違点１に加えて、次の点において相違している。
（相違点３）
　本件発明３においては、ゼロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するのに対し、引用文献１には、そのような記載がない点。
　
（２）判断
　ア．相違点１については、上記と同じである。
　
　イ．相違点３について検討する。
　引用文献１に記載のものにおいては、電源電圧のゼロクロスを検出しており、このことから、このゼロクロスによって、スイッチング手段を所定期間ターンオンさせることは、容易に想定されることである。
　
　ウ．以上から、相違点３に関する本件発明３の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明３は、引用発明１及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明３に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
７．本件発明７の特許について
（１）対比
　本件発明７と引用発明１を対比すると、両発明は、本件発明１との対比における上記相違点１に加えて、次の点において相違している。
（相違点４）
　本件発明７においては、予め設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するのに対し、引用文献１には、そのような記載がない点。
　
（２）判断
　ア．相違点１については、上記と同じである。
　
　イ．相違点４について検討する。
　引用文献１に記載のものにおいては、電源電圧の所定の位相において、スイッチ手段をターンオンさせていることから、このことは、予め設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさせることと格別の相違はない。
　
　ウ．以上から、相違点４に関する本件発明７の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明７は、引用発明１及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明７に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
８．本件発明８の特許について
（１）対比
　本件発明８と引用発明１を対比すると、両発明は、本件発明１との対比における上記相違点１に加えて、次の点において相違している。
（相違点５）
　本件発明８においては、制御手段は、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電圧を直流電圧指令値に接近させることができる所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するのに対し、引用文献１には、そのような記載がない点。
　
（２）判断
　ア．相違点１については、上記と同じである。
　
　イ．相違点５について検討する。
　引用発明１においては、負荷に供給される直流電圧（出力電圧）を検出し、それが最適な値となるようにスイッチング手段を制御しており、このような場合、直流電圧が指令値に接近するようにスイッチング手段をターンオンさせることは、当然の事項に過ぎない。
　
　ウ．以上から、相違点５に関する本件発明８の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明８は、引用発明１及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明８に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
９．本件発明９の特許について
（１）対比
　本件発明９と引用発明２を対比すると、引用発明２における「インダクタＬ１〜Ｌ３」、「キャパシタＣ１、Ｃ２」、「制御素子」、「コントローラ」は、本件発明９における「リアクトル」、「平滑用コンデンサ」、「スイッチング手段」、「制御手段」に相当することから、両発明は、
「三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じてオンさせるべくスイッチング手段を制御する制御手段を設けたコンバータ。」である点で一致し、次の点で相違する。
　
（相違点Ａ）
　本件発明９においては、スイッチング手段はオンのみでなく、オフもするように制御されているのに対し、引用発明２においては、オンのみがなされている点。
　
（２）判断
　ア．引用発明２においては、スイッチ手段として通常オン制御のみを行うＳＣＲが使用されており、引用文献２においても、ＳＣＲ又はトライアックをオン制御することについては記載されているが、オフ制御することについては特に言及されていない。
　イ．しかし、コンバータにおいて、電源電圧に対応してスイッチングする際に、オンのみでなくオフの制御も行うことは、本件特許に係る出願の出願（優先日）前において周知であり（必要であれば、上記特開昭５３−１７９５２号公報、上記特開平７−７９４６号公報、上記特開昭５４−１０１１４８号公報、上記特開平６−２５３５４０号公報等参照。）、特に、特開昭５４−１０１１４８号公報には、スイッチとして各種の消弧可能なスイッチが使用可能であり、また、サイリスタについても消弧させるためには消弧装置を用いることが記載（２頁右下欄１５行〜３頁左上欄１２行）されているように、ＳＣＲやトライアック等の消弧できないスイッチ素子を用いるか、消弧可能（オフ制御可能）なスイッチ素子を用いるかは、適宜選択可能な事項である。
　
　ウ．そして、引用発明２においては、ＳＣＲの使用ではあっても、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を達成できることは明らかであり、本件発明９と同様な作用を行っている。
　また、上記のとおり、コンバータにおいて、電源電圧に対応してスイッチングする際に、オンのみでなくオフの制御も行うことは、本件特許に係る出願の出願（優先日）前において周知であるところ、スイッチング素子のオン、オフ制御によって、力率の向上を図ることができることは、当該周知の例として挙げた特開昭５３−１７９５２号公報、特開平７−７９４６号公報、特開平６−２５３５４０号公報にも示されているように周知の事項に過ぎない。
　そうすると、本件発明９における他の作用効果である力率改善、ノイズ除去、高調波低減等についても、必要に応じて、オフ制御可能なスイッチ素子を採用することで、適宜達成できることである。
　
　エ．以上から、相違点Ａに関する本件発明９の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明９は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明９に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１０．本件発明１０の特許について
（１）対比
　本件発明１０と引用発明２を対比すると、両発明は、本件発明２との対比における上記相違点Ａに加えて、次の点において相違している。
（相違点Ｂ）
　本件発明１０においては、本件発明９における平滑用コンデンサを昇圧用コンデンサとして、新たに、これらのコンデンサよりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に接続したのに対し、引用発明２はそのような構成を備えない点。
　
（２）判断
　ア．相違点Ａについては、上記と同じである。
　
　イ．相違点Ｂについて検討する。
　引用発明２においては、コンデンサは２個を直列に接続したものを備えるだけであるが、このように、２個のコンデンサを直列に接続したものに、さらに、平滑用のコンデンサを並列に接続するものは、例えば上記特開平６−１１３５４８号公報（引用文献１）、上記特開平８−２２８４８７号公報にも図示されるように周知の事項である。
　そして、平滑用コンデンサとしては、静電容量の大きいものを使用することは当然であることから、相違点Ｂに関する本件発明１０の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１０は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１０に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１１．本件発明１１の特許について
（１）対比
　本件発明１１と引用発明２を対比すると、本件発明９に加えた構成である「制御手段はスイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する」ことは、引用発明２も備えていることから、両発明は、本件発明９との対比における上記相違点Ａにおいて相違しているのみである。
　
（２）判断
　相違点Ａについては、上記と同じである。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１１は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１２．本件発明１２の特許について
（１）対比
　本件発明１２と引用発明２を対比すると、両発明は、本件発明９との対比における上記相違点Ａに加えて、次の点において相違している。
（相違点Ｃ）
　本件発明１２においては、制御手段は特定の高調波成分を除去しまたは低減すべくスイッチング手段のＯＮ時間を設定するのに対し、引用発明２は、そのような構成を備えない点。
　
（２）判断
　ア．相違点Ａについては、上記と同じである。
　
　イ．相違点Ｃについて検討する。
　引用文献２においては、特定の高調波成分を除去することについての記載はないが、コンバータにおいて、スイッチングによって特定の高調波成分を低減することは、例えば上記特開平７−７９４６号公報（特に段落【０２０９】）、上記特開昭５９−１９８８７３号公報（特に２頁右上欄１７〜２０行）にも開示されるように、周知の技術に過ぎない。
　
　ウ．以上から、相違点Ｃに関する本件発明１２の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１２は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１２に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１３．本件発明１３の特許について
（１）対比
　本件発明１３と引用発明２を対比すると、両発明は、本件発明１２との対比における上記相違点Ａ、Ｃに加えて、次の点において相違している。
（相違点Ｄ）
　本件発明１３においては、制御手段は負荷情報を検出し検出値に応じてスイッチング手段をＯＮさせるタイミングを設定するのに対し、引用文献２には、そのような記載がない点。
　
（２）判断
　ア．相違点Ａ，Ｃについては、上記と同じである。
　
　イ．相違点Ｄについて検討する。
　引用発明２においては、上記のとおり、出力電圧が検出され、基準電圧との偏差を算出されて、それに応じて制御素子のオン時間が設定されており、この出力電圧は負荷に関連することから、負荷情報であるともいえ、相違点Ｄにおいては格別の相違があるとは認められない。
　また、コンバータにおいて何らかの負荷情報でスイッチングのタイミングを設定することは、例えば、上記特開平６−１１３５４８号公報（引用文献１）、上記特開平７−７９４６号公報、上記特開平３−６５０５６号公報にも開示されるように、周知の技術事項でもある。
　
　ウ．以上から、相違点Ｄに関する本件発明１３の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１３は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１３に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１４．本件発明１４の特許について
（１）対比
　本件発明１４と引用発明２を対比すると、両発明は、本件発明９との対比における上記相違点Ａに加えて、次の点において相違している。
（相違点Ｅ）
　本件発明１４においては、制御手段は入力電流の基本波と電源電圧とが同相に成るようにスイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチング手段をＯＮさせるタイミングを設定するのに対し、引用発明２はそのような構成を備えない点。
　
（２）判断
　ア．相違点Ａについては、上記と同じである。
　
　イ．相違点Ｅについて検討する。
　引用発明２においては、スイッチング手段はオン制御のみをされており、オフ制御をされておらず、引用文献２には、力率を向上させることについての記載はない。
　しかしながら、相違点Ａについての検討において述べたように、コンバータにおいて、電源電圧に対応してスイッチングする際に、オンのみでなくオフの制御も行うことは、本件特許に係る出願の出願（優先日）前において周知であり、スイッチング素子のオン、オフ制御によって、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるようにして力率の向上を図ることができることも、周知の事項に過ぎない。
　このことは、上記「An　improved　high　power　factor　and　low　cost　three−phase　rectifier　Mehl，E．L．M．；Barbi，I．；Applied　Power　Electronics　Conference　and　Exposition，１９９５．APEC’９５．Conference　Proceedings　１９９５，Tenth　Annual　Issue：５−９　March　１９９５，８３５〜８４１頁　vol．２」に、本件発明９、本件発明１４と同じく、三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を接続したコンバータにおいては、スイッチングのオン制御とともにオフ制御も行い、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるようにされているものが図示されていることからも明らかである。
　
　ウ．以上から、相違点Ｅに関する本件発明１４の構成とすることは、当業者が容易に想到することができたものと認められる。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１４は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１４に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１５．本件発明１５の特許について
（１）対比
　本件発明１５と引用発明２を対比すると、本件発明１５における「直流電圧」は、引用発明２における「出力電圧」に相当するところ、本件発明１５で特定された「制御手段は、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じてスイッチング手段のＯＮ時間を設定する」ことは、引用発明２にも実質的に備えられていることから、両発明は、本件発明９との対比における上記相違点Ａにおいて相違するのみである。
　
（２）判断
　相違点Ａについては、上記と同じである。
　
（３）むすび
　したがって、本件発明１５は、引用発明２及び周知技術に基づいて、容易に発明をすることができたもので、本件発明１５に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものである。
　
１６．本件発明４〜６の特許について
（１）特許異議申立人の提出する各証拠のいずれにも、本件発明４ないし６と同様のコンバータの技術において、電源電圧のゼロクロスを含む時間をターンオンさせることについての記載がない。
　特に、本件発明４ないし６の基本的な構成といえる本件発明１に対して、スイッチング手段が異なること以外の構成で一致する引用発明１においては、スイッチング手段はトライアックであることから、ゼロクロス部分をその前後の期間と同様にオンとしておくことは、困難なことである。
　そして、本件発明４ないし６においては、本件訂正明細書に記載されたように、力率改善効果及び高調波改善効果を図ることができるものである。
　
（２）したがって、本件発明４ないし６が、特許異議申立人の提出する各証拠に記載の発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたとはいえない。
　
第４．むすび
　以上のとおりであるから、本件発明１ないし３、７ないし１５の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものであるから、特許法１１３条第２号に該当し、取り消されるべきものである。
　また、本件発明４ないし６の特許については、取消理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する
【異議決定日】
平成１６年１２月７日（２００４．１２．７）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
コンバータ
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　交流電源に対してリアクトル（１）を介して全波整流回路（２）を接続し、全波整流回路（２）の出力端子間に平滑用コンデンサ（Ｃ２）と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）とを互いに並列接続し、全波整流回路（２）の入力端子と昇圧用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１）を電源電圧の変動に応じて
オン及びオフ
スイッチング手段（Ｓ１）を
　【請求項２】
　前記制御手段（３）（１３）（２３）（３３）（４３）は、スイッチング手段（Ｓ１）を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものである請求項１に記載のコンバータ。
　【請求項３】
　前記制御手段（３）は、電源電圧のゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段（Ｓ１）を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１または請求項２に記載のコンバータ。
　【請求項４】
　前記制御手段（１３）（２３）は、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１または請求項２に記載のコンバータ。
　【請求項５】
　前記制御手段（１３）は、電源電圧のゼロクロスを中心とする所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項４に記載のコンバータ。
　【請求項６】
　前記制御手段（２３）は、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロクロスを基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間よりも短くなるように設定された所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項４に記載のコンバータ。
　【請求項７】
　前記制御手段（３）は、予め設定された所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１から請求項６の何れかに記載のコンバータ。
　【請求項８】
　前記制御手段（４３）は、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電圧を直流電圧指令値に接近させることができる所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである請求項１から請求項６の何れかに記載のコンバータ。
　【請求項９】
　三相交流電源（１００）に対してリアクトル（１０１）を介して三相全波整流回路（１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ１０１）（Ｃ１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の各相の入力端子と平滑用コンデンサ（Ｃ１０１）（Ｃ１０２）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１０１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じて
オン及びオフ
スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を
　【請求項１０】
　三相交流電源（１００）に対してリアクトル（１０１）を介して三相全波整流回路（１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の出力端子間に、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）を接続し、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）に対して、これらのコンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）よりも静電容量が大きい平滑用コンデンサ（Ｃ１０３）を並列に接続し、三相全波整流回路（１０２）の各相の入力端子と昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１０１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じて
オン及びオフ
スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を
　【請求項１１】
　前記制御手段（１０３）（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）は、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものである請求項９または請求項１０に記載のコンバータ。
　【請求項１２】
　前記制御手段（１０３）は、特定の高調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間を設定するものである請求項９から請求項１１の何れかに記載のコンバータ。
　【請求項１３】
　前記制御手段（１０３）は、負荷情報を検出し、検出値に応じてスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）をＯＮさせるタイミングを設定するものである請求項１２に記載のコンバータ。
　【請求項１４】
　前記制御手段（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）は、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるようにスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間およびスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）をＯＮさせるタイミングを設定するものである請求項９から請求項１３の何れかに記載のコンバータ。
　【請求項１５】
　前記制御手段（１０５）（１０８）（１０９）は、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じてスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間を設定するものである請求項９から請求項１１の何れかに記載のコンバータ。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　この発明はコンバータに関し、さらに詳細にいえば、交流電源に対して全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続されたコンデンサを接続してなる構成のコンバータに関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　近年、空気調和機に用いられるインバータ、モータの小型化、高効率化のための技術が急速に発展しつつある。しかし、システム全体としての性能改善のためには、それらの電源となるコンバータの性能改善が必須事項であることから、高性能コンバータの技術開発が急がれている。加えて、電力変換器から流出する電源高調波による、送電系統あるいは他機器への障害が社会問題となってきており、欧州においては１９９６年よりＩＥＣ（国際電気標準会議）による電源高調波規格値（ＩＥＣ１００−３−２）がすでに制定されている。また、国内においても、１９９６年より資源エネルギー庁の統括のもと、高調波電流自主規制（家電・汎用品高調波ガイドライン）がスタートした。
　【０００３】
　従来から一般的に用いられてきたコンバータは、図１中（ａ）に示すように、全波整流回路の出力端子間にリアクトルを介して平滑用コンデンサを接続してなる構成である。この構成のコンバータを採用した場合には、図１中（ｂ）に示すように、リアクトルによる入力電流導通角拡大効果は見込めるものの、基本波の位相遅れが大きいために大きな力率改善効果を得ることができない（最大力率が８０％程度）。また、高調波に関しても、図１中（ｃ）に示すように、ＩＥＣ規制（ｃｌａｓｓＡ）をクリアすることができない。
　【０００４】
　そこで、特に単相２００Ｖ系統に接続される空気調和機に用いられているコンバータは、力率性能を向上させるために、図２中（ａ）に示すように、チャージポンプ方式と呼ばれるコンバータが用いられ、８５％を越える力率改善性能を達成している。しかし、このコンバータでは、電源系統と直列に接続されたコンデンサが電源系統のインダクタンス成分と直列共振回路を構成するため、その入力電流は、図２中（ｂ）に示すように、１０次ないし３０次の高調波成分を多く含み、図２中（ｃ）に示すように、家電・汎用品高調波ガイドラインに適合しない電源になってしまう。ＩＥＣ規制は系統インピーダンスを考慮しないが、適合レベルではない。また、コンバータの直流電圧は最大（無負荷時）で電源電圧ピーク値（２００Ｖ系統で約２８０Ｖ）と同等であり、リアクトルを挿入することによる電圧降下により負荷が大きくなるほど直流電圧は低下する。直流電圧が低下すると、それにほぼ反比例して電流を増加させる必要があるので、インバータ、モータのコストアップ、大型化が必要になる。また、モータの運転周波数領域は印可電圧によってほぼ決定付けられるので、直流電圧の低下はモータの運転周波数領域の縮小を招いてしまう。
　【０００５】
　一方、主に単相１００Ｖ系のコンバータとして、図３中（ａ）に示すような倍電圧方式のコンバータが多く用いられる。この方式を採用すれば、出力電圧が電源電圧のほぼ２倍になり、高調波発生量も比較的低く押さえられることが知られている。しかし、この方式を２００Ｖ系統に用いる場合には、逆に軽負荷時の直流電圧が過上昇して負荷開放時には電源電圧ピークの２倍（約５６０Ｖ）に達する。このため、コンバータ後に接続される部品の耐圧を増加しなければならず、特にインバータのようにスイッチを含む電力変換器等が接続されている場合は、スイッチング素子の耐圧を約２倍にしなければならない。この結果、装置が大型化し、コストも大幅に増加してしまう。また、倍電圧電流は、図３中（ｂ）に示すように、基本的に電源電圧位相に対して大きく進み位相になるため、１００Ｖ系入力の空気調和機などに用いられる倍電圧方式のコンバータは高力率を維持するために２０％程度のリアクトルを用いているが、同等の電流平滑力を持つリアクトルを２００Ｖ系で実現する場合、そのインダクタンスは約４倍となり、リアクトルの大型化、コストアップにより実用レベルから逸脱してしまう。
　【０００６】
　近年、上述の各コンバータの持つ問題点を解決するために、図４中（ａ）に示すように、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータが提案されている。このコンバータは、入力電圧、入力電流、直流電圧、直流電圧指令値を入力とする制御回路によって昇圧チョッパのオン・デューティを制御することにより直流電圧を制御するものであり、図４中（ｂ）に示すように、入力力率をほぼ１に制御することができる。また、直流電流を自在に可変でき、原理的には無限大まで昇圧が可能であるから、理想的なコンバータといえる。
　【０００７】
　また、三相交流電源に接続されるコンバータとしては、図１９中（ａ）に示すように、三相交流電源の各相の出力端子と三相整流回路の各入力端子との間にリアクトルを接続し、三相整流回路の出力端子間に平滑用コンデンサを接続する構成のものが知られている。この構成のコンバータを採用した場合には、図１９中（ｂ）に示すように、リアクトルによる入力力率改善効果や、ある程度の高調波電流の低減効果を得ることができるが、数ｋＷ以上の機器に直流電力を供給する場合には、図１９中（ｃ）に示すように、ＩＥＣ規格クラスＡをクリアすることは困難である。
　【０００８】
　この不都合を解消するために、図２０中（ａ）に示すように、６個のスイッチング素子を用いたＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータが採用されることがある。このＰＷＭコンバータを採用すれば、入力電流を高周波スイッチングで制御するため、入力電流に高調波成分を含まないように、しかも入力力率を１に制御することが可能である。具体的には、このＰＷＭコンバータの各相の等価回路は図２０中（ｃ）に示すようになるので、コンバータ入力電圧ｖｕを正弦波状にすれば、入力電流ｉｕに高調波成分が含まれなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図２０中（ｄ）に示すようになる。したがって、例えば、「三相ＰＷＭコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論Ｄ，１０７巻１１号，昭６２に示されているような方式で、コンバータ入力電圧のＰＷＭパターンを作成し、コンバータ入力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の低減を達成することができる。
　【０００９】
　また、ＤＣ送電用変換器や、炉用整流器などのかなりの大容量機器には、変圧器を用いた多重化方式や多段化方式が用いられることが多い。例えば、特開平２−１４２３５７号公報に記載されているような三相１２パルス整流回路方式がある。なお、この方式の構成を図２１に示す。この方式は、１次側がＹ結線、２次側がＹ結線およびΔ結線を有する変圧器を採用して、出力電圧位相をπ／６ずらし、互いに絶縁された２次側の巻線に２組みの三相ダイオード整流回路を互いに並列に接続することにより２重化を行っている。この方式において、ｕ相の電源電圧波形は図２２中（ａ）に示すとおりであり、変圧器の２次側のＹ結線に接続された三相ダイオード整流回路の入力電流は図２２中（ｂ）に示すように２π／３通電幅の電流になり、変圧器の２次側のΔ結線に接続された三相ダイオード整流回路の入力電流は図２２中（ｃ）に示すように図２２中（ｂ）に示す入力電流よりπ／６位相の遅れた電流となる。したがって、変圧器の１次側に流れる電流は、図２２中（ｂ）に示す入力電流と、図２２中（ｃ）に示す入力電流をΔ−Ｙ変換した電流（図２２中（ｄ）参照）とを重ね合わせた電流（図２２中（ｅ）参照）になる。
　【００１０】
　【発明が解決しようとする課題】
　しかし、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータを採用した場合には、スイッチの制御が著しく複雑になり、しかも電源系統へ流出するノイズ対策のために強力なフィルタが必要になるので、大幅なコストアップを招いてしまい、また、リアクトルに流れる電流の高周波数成分による損失が大きいため、効率が低下してしまうという不都合がある。
　【００１１】
　また、図２０中（ａ）に示す構成のＰＷＭコンバータを採用した場合には、図２０中（ｂ）に入力電流波形および入力電圧波形を示すように、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招くという不都合がある。さらに、図２１に示す構成の三相１２パルス整流回路方式を採用した場合には、変圧器と多数の三相ダイオード整流回路とが必要になるので、全体として大型化するとともに、大幅なコストアップを招いてしまうという不都合がある。
　【００１２】
　【発明の目的】
　この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチングの制御を著しく簡素化し、しかも、十分な入力力率改善、高調波低減を達成するコンバータを提供することを第１の目的としている。また、直流電圧の昇圧を達成することを第２の目的としている。
　【００１３】
　さらに、全ての負荷変動範囲で特定の高調波成分を除去しまたは低減することを第３の目的としている。さらにまた、入力電流の基本波力率を１に保つことを第４の目的としている。また、電源電圧変動、負荷変動に拘らず安定した直流電圧を供給することを第５の目的としている。
　【００１４】
　また、構成を大幅に簡素化することを第６の目的としている。
　【００１５】
　【課題を解決するための手段】
　請求項１のコンバータは、交流電源に対してリアクトルを介して全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に平滑用コンデンサと、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサとを互いに並列接続し、全波整流回路の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を電源電圧の変動に応じて
オン及びオフ
スイッチング手段を
　【００１６】
　請求項２のコンバータは、前記制御手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものを採用している。請求項３のコンバータは、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するものを採用している。
　【００１７】
　請求項４のコンバータは、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用している。請求項５のコンバータは、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを中心とする所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用している。
　【００１８】
　請求項６のコンバータは、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロクロスを基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間よりも短くなるように設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用している。請求項７のコンバータは、前記制御手段として、予め設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用している。
　【００１９】
　請求項８のコンバータは、前記制御手段として、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電圧が直流電圧指令値に接近させることができる所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用している。請求項９のコンバータは、三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じて
オン及びオフ
スイッチング手段を
　【００２０】
　請求項１０のコンバータは、三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサを接続し、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサに対して、これらのコンデンサよりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じて
オン及びオフ
スイッチング手段を
　【００２１】
　請求項１１のコンバータは、前記制御手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものを採用している。請求項１２のコンバータは、前記制御手段として、特定の高調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採用している。
　【００２２】
　請求項１３のコンバータは、前記制御手段として、負荷情報を検出し、検出値に応じてスイッチング手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用している。請求項１４のコンバータは、前記制御手段として、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるようにスイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチング手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用している。
　【００２３】
　請求項１５のコンバータは、前記制御手段として、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じてスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採用している。
　【００２４】
　【作用】
　請求項１のコンバータであれば、交流電源に対してリアクトルを介して全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に平滑用コンデンサと、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサとを互いに並列接続し、全波整流回路の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設けているので、倍電圧整流と全波整流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることができ、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成できるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、電源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、コストアップを大幅に抑制することができる。もちろん、高調波の低減も実現できる。
　【００２５】
　請求項２のコンバータであれば、前記制御手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものを採用しているので、請求項１の作用に加え、スイッチングの制御をさらに簡単化できる。請求項３のコンバータであれば、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するものを採用しているので、倍電圧整流方式による進相側導通角拡大と全波整流方式による遅相側導通角拡大の両方の効果を効率的に利用し、著しい力率改善及び高調波改善を達成することができる。
　【００２６】
　請求項４のコンバータであれば、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用しているので、力率改善効果、高調波改善効果を得ることができる。請求項５のコンバータであれば、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを中心とする所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用しているので、力率改善効果、高調波改善効果を高めることができる。
　【００２７】
　請求項６のコンバータであれば、前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロクロスを基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間よりも短くなるように設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用しているので、力率改善効果を高めることができ、しかも、高調波改善効果を一層高めることができる。
　【００２８】
　請求項７のコンバータであれば、前記制御手段として、予め設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用しているので、請求項１から請求項６の何れかと同様の作用を達成することができる。請求項８のコンバータであれば、前記制御手段として、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電圧が直流電圧指令値に接近させることができる所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用しているので、請求項１から請求項６の何れかの作用に加え、コンバータの後段の回路で必要とされている直流電圧を出力することができる。
　【００２９】
　請求項９のコンバータであれば、三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設けたのであるから、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成できるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、電源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、コストアップを大幅に抑制することができる。もちろん、高調波の低減も実現できる。
　【００３０】
　請求項１０のコンバータであれば、三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサを接続し、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサに対して、これらのコンデンサよりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設けたのであるから、入力電流の高次高調波成分を低減させることができるほか、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成できるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、電源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、コストアップを大幅に抑制することができる。もちろん、高調波の低減も実現できる。
　【００３１】
　請求項１１のコンバータであれば、前記制御手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するものを採用しているので、請求項９または請求項１０の作用に加え、スイッチングの制御をさらに簡単化できる。また、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるので、ＰＷＭコンバータにおける高周波スイッチングに起因する効率の低下、ノイズの増加、漏洩電流の増大、コストアップという不都合を改善することができる。
　【００３２】
　請求項１２のコンバータであれば、前記制御手段として、特定の高調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採用しているので、特定の高調波成分を除去し、または低減することができるほか、請求項９から請求項１１の何れかと同様の作用を達成することができる。請求項１３のコンバータであれば、前記制御手段として、負荷情報を検出し、検出値に応じてスイッチング手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用しているので、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、または低減することができるほか、請求項１２と同様の作用を達成することができる。
　【００３３】
　請求項１４のコンバータであれば、前記制御手段として、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるようにスイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチング手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用しているので、入力電流の基本波力率を常に１に保つことができるほか、請求項９から請求項１３の何れかと同様の作用を達成することができる。
　【００３４】
　請求項１５のコンバータであれば、前記制御手段として、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じてスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採用しているので、電源電圧変動、負荷変動に拘らず安定した直流電圧を供給することができるほか、請求項９から請求項１１の何れかと同様の作用を達成することができる。
　【００３５】
　【発明の実施の態様】
　以下、添付図面を参照しながらこの発明の実施の態様を詳細に説明する。図５はこの発明のコンバータの一実施態様を示す電気回路図である。このコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列に接続され、かつ互いに等しい静電容量を有する昇圧用コンデンサ（倍電圧用コンデンサ）Ｃ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部３を設けている前記制御部３は、外部から与えられる直流電圧指令値に対応するパルス幅のパルス信号を出力するパルス幅制御回路３ａと、パルス幅制御回路３ａから出力されるパルス信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力する駆動回路３ｂとから構成されている。また、パルス幅制御回路３ａから出力されるパルス信号は、電源電圧の半周期に１回双方向スイッチＳ１をスイッチングさせるものである。
　【００３６】
　この実施態様のコンバータを採用した場合には、電源電圧の半周期に１回双方向スイッチＳ１をスイッチングさせることができ、双方向スイッチＳ１がオンの期間に倍電圧整流を行い、双方向スイッチＳ１がオフの期間に全波整流を行う。そして、倍電圧整流により得られる直流電圧、全波整流により得られる直流電圧はそのまま負荷に供給されるのではなく、平滑用コンデンサＣ２で平滑化された状態で供給されるので、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成できるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、電源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、コストアップを大幅に抑制することができる。もちろん、高調波の低減も実現できる。
　【００３７】
　なお、この実施態様において、双方向スイッチＳ１は、リアクトル１を介在させることなく交流電源に接続された全波整流回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２どうしの接続点との間に接続されているが、全波整流回路２の他方の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２どうしの接続点との間に接続双方向スイッチＳ１を接続してもよく、同様の作用を達成することができる。
　【００３８】
　図６はこの発明のコンバータの他の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部１３を設けている前記制御部１３は、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器１３ａと、外部から与えられる直流電圧指令値と検出された電源電圧との大小を比較して比較結果信号を出力する比較器１３ｂと、比較器１３ｂから出力される比較結果信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力する駆動回路１３ｃとから構成されている。具体的には、直流電圧指令値が検出された電源電圧よりも大きい場合に、双方向スイッチＳ１をオンに制御する。したがって、例えば、直流電圧指令値が検出された電源電圧を越えるタイミングを起点とする電源電圧の半周期に１回スイッチングが行われることになる。
　【００３９】
　この実施態様のコンバータの作用を図７の波形図を参照しながら詳細に説明する。なお、定常状態であれば、初期状態（図７の時刻ｔ０参照）において昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は前の１周期に蓄積された電荷を保持しており、ある一定の電位を持っている。以下には、昇圧用コンデンサＣ１１の動作を主に図７に示す各モードの動作を説明する。
　【００４０】
　ｍｏｄｅ１（時刻ｔ０から時刻ｔ２）
双方向スイッチＳ１は初期状態ｔ０で既にオンであり、回路は倍電圧整流動作を行っている。昇圧用コンデンサＣ１１は双方向スイッチＳ１がターンオフするまで初期状態からさらに充電され、両端電圧が上昇する（図７中ＶＣ１１参照）。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ４による放電電流との合成電流）によって入力電流の導通角が拡大される。実際は、入力電流は前の半周期にリアクトル１に蓄積されたエネルギーによって、昇圧用コンデンサＣ１１の電位が入力電圧より低くなった時点ｔ１よりさらに早い時刻に導通を開始するので、導通角は飛躍的に拡大する。
　【００４１】
　ｍｏｄｅ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ２）ターンオフされ、昇圧形コンバータは、全波整流動作に切り替わる。そして、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホールドされる。
　【００４２】
　ｍｏｄｅ３（時刻ｔ３から時刻ｔ５）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ３）ターンオンされ、コンバータは、再び倍電圧整流動作に切り替わる。昇圧用コンデンサＣ１１は、昇圧用コンデンサＣ１２の電位が入力電圧より高くなるまでさらに充電され、両端電圧が上昇する。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ６による放電電流との合成電流）によって入力電流は全波整流時以上に遅れ位相角が拡大する。また、リアクトル１の蓄積エネルギーによって電流立ち下がりが遅れるので導通角はさらに拡大される。
　【００４３】
　ｍｏｄｅ４（時刻ｔ５から時刻ｔ７）
次の半周期（電源電圧が負の半周期）にはいり、昇圧用コンデンサＣ１２の電位が電源電圧の絶対値より低くなり、充電を開始する（時刻ｔ６）と昇圧用コンデンサＣ１１は放電を開始する。昇圧用コンデンサＣ１１は双方向スイッチＳ１がターンオフするまで（時刻ｔ７）放電を続ける。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ１による充電電流との合成電流）によって入力電流は早い時刻から導通を開始するので、導通角が拡大する。また、ｍｏｄｅ１と同様にリアクトル１による導通角拡大効果によって電流立ち下がり時の導通角はさらに拡大する。
　【００４４】
　ｍｏｄｅ５（時刻ｔ７から時刻ｔ８）
双方向スイッチＳ１がターンオフされ、全波整流動作に切り替わり、昇圧用コンデンサＣ１１が非導通となり、入力電流は直接平滑用コンデンサＣ２を充電する。もちろん、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホールドされる。
　【００４５】
　ｍｏｄｅ６（時刻ｔ８から時刻ｔ１０）
双方向スイッチＳ１がターンオンされ、昇圧用コンデンサＣ１１は電位が電源電圧の絶対値と等しくなるまで（時刻ｔ９）さらに放電される。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ３による充電電流との合成電流）によって入力電流は全波整流時以上に遅れ位相角が拡大する。実際は、リアクトル１の蓄積エネルギーによって電流立ち下がりが遅れるので導通角はさらに拡大され、立ち下がり時の導通角はさらに拡大する。昇圧用コンデンサＣ１１の放電が終了すると昇圧用コンデンサＣ１１の電位は初期状態に戻り、ｍｏｄｅ１に戻る。
　【００４６】
　昇圧用コンデンサＣ１２は、倍電圧整流回路と同様に、昇圧用コンデンサＣ１１と等しい静電容量を有しているので、半周期遅れで上記と同様の動作を行う。以上のように、昇圧用コンデンサＣ１１（昇圧用コンデンサＣ１２）を倍電圧動作させ、全波整流時以上に電荷を蓄えることにより、直流電圧Ｖｄｃの昇圧を実現している。直流電圧Ｖｄｃは、双方向スイッチＳ１のオン時間によって全波出力から倍電圧出力までの範囲で自在にコントロールできるため、負荷が大きく、直流電圧が低下した時は、双方向スイッチＳ１のオン時間を延ばすことによって容易に昇圧することができる。逆に、直流電圧が上昇する軽負荷の場合には、双方向スイッチＳ１のオン時間を短くすることによって容易に直流電圧の過上昇を抑えることができる。また、高調波対応とする場合は、双方向スイッチＳ１のオン時間を２ｍｓｅｃないし４ｍｓｅｃに付近に設定することによって、昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充放電電流が進相側および遅相側双方の導通角拡大効果を併せ持つようになり、導通角は飛躍的に増大し、高力率、低高調波の高性能コンバータを実現できる。図８にこの実施態様のコンバータにおける高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドラインとの適合性を示している。図８から明らかなように、この実施態様のコンバータは、家電・汎用品高調波ガイドラインに適合する低高調波の電源であることが分かる。また、この時の入力力率は９７％の高力率であった。
　【００４７】
　ここで、全波整流回路２の入力側に用いられているリアクトル１は、従来倍電圧整流方式に用いられていたリアクトルと異なり、大きな電流平滑力を必要としないので、８％ないし９％のリアクトルで上記の高性能を実現できる。また、半周期に１回という簡単なスイッチングであるから、制御部１３は、回路構成が簡単になり、安価となる。そして、図４に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータで問題になっていたキャリアなどのノイズ発生もなくなる。さらに、高周波スイッチングによる電流の高周波リプル成分がリアクトルに流れないので、リアクトルの高周波損失が低減され、図４に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータに対してコンバータ効率が改善される。
　【００４８】
　図９はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部２３を設けている前記制御部２３は、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器２３ａと、外部から与えられる直流電圧指令値と検出された電源電圧との大小を比較して比較結果信号を出力する比較器２３ｂと、比較器２３ｂから出力される比較結果信号を入力として、電源電圧のゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短縮すべく位相を調整する位相調整器２３ｃと、位相調整器２３ｃからの出力信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力する駆動回路２３ｄとから構成されている。具体的には、図６の実施態様において電源電圧のゼロクロス点を中心として互いに対称な期間だけ双方向スイッチＳ１をオンに制御していたのに対して、この実施態様では、双方向スイッチＳ１をオンに制御する期間の長さは変更せず、電源電圧のゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短縮するとともに、電源電圧のゼロクロス点に対する遅れ位相側の期間を延長している。したがって、例えば、直流電圧指令値が検出された電源電圧を越えるタイミングから位相調整が施されたタイミングを起点とする電源電圧の半周期に１回スイッチングが行われることになる。
　【００４９】
　この実施態様を採用した場合には、双方向スイッチＳ１のオン信号の、電源電圧ゼロクロス点に対して進み位相側の期間を適宜短縮することによって、倍電圧電流の充放電動作が緩和され、電流ピークを大幅に低減してリプルの少ない良好な電流波形を得ることができる。この実施態様を採用して双方向スイッチＳ１の制御を行った場合における各部の波形を図１０に示す。図１０から明らかなように、倍電圧電流による電流ピークは殆ど見られず、リプルの少ない良好な電流波形になっていることが分かる。また、この実施態様を採用して双方向スイッチＳ１の制御を行った場合における高調波発生量を図１１に示す。図１１から明らかなように、図８と比較して低次高調波が大幅に低減され、家電・汎用品高調波ガイドラインに対して非常に厳しい規格であるＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値をクリアするさらに高性能なコンバータを実現することができることが分かる。また、この時の入力力率は、基本波の位相が遅れるために図６の実施態様の入力力率よりも多少低下するが、９２％の高力率を達成することができる。
　【００５０】
　さらに詳細に説明する。図６の実施態様により双方向スイッチＳ１の制御を行った場合には、双方向スイッチＳ１制御信号が電源電圧ゼロクロス点を中心とした左右対称のパルス波形になる。そして、この制御によると、全波整流電流（図７のｍｏｄｅ２およびｍｏｄｅ５）がリアクトルによって電源電圧に対して位相遅れとなっているために、倍電圧整流と全波整流の切替点における電流リプルが大きくなり、それに起因する高調波の低減力が弱くなる。図７に示す波形を見て分かるように、倍電圧整流と全波整流を切り替える点で電流リプルが発生し、図８の高調波分布に見られる７次、１３次などの高調波成分増加を引き起こしていることが分かる。また、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値をクリアできないことも分かる。
　【００５１】
　ここで、電流リプルを低減するためにリアクトルの容量を大きくすることは容易に考えられる。しかし、単にリアクトルの容量を調整しただけでは電流リプル低減に大きな効果を期待することができない。その理由は、全波整流時と倍電圧整流時とでは同一容量のインダクタンスであっても蓄積エネルギーが互いに異なり、全波整流動作時と倍電圧整流動作時とではリアクトルのピーク抑制効果にアンバランスが生じるためである。すなわち、リアクトルの容量を増加することによる倍電圧整流動作時の電流ピーク抑制効果が、全波整流動作時の電流ピーク抑制効果に比べて小さいために、倍電圧動作電流のピークが高くなり、それに起因する中間次高調波の増大を招くことになる。
　【００５２】
　しかし、この実施態様を採用した場合には、双方向スイッチＳ１のオン信号の、電源電圧ゼロクロス点に対して進み位相側の期間を適宜短縮しているので、倍電圧整流動作時の電流ピーク抑制効果と全波整流動作時の電流ピーク抑制効果との差を低減し、上述のように電流ピークを大幅に減少させることができるのである。
　【００５３】
　この実施態様に基づく双方向スイッチＳ１制御信号は、例えば、直流電圧指令のレベルを多少低下させ、図９に示すように、位相調整器を用いて双方向スイッチＳ１制御信号の位相を調整することによって実現できるので、制御部の構成を簡単にできる。また、リアクトルの容量は、上述の電流リプル抑制のために図６の実施態様におけるリアクトルの容量と比べて多少大きくなる（例えば、１２％）が、倍電圧整流方式におけるリアクトルの容量と比べて十分に小さい。もちろん、直流電圧指令によって直流出力電圧の制御を達成することができる。
　【００５４】
　図１２はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部３３を設けている前記制御部３３は、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路３３ａと、外部から与えられる直流電圧指令値とゼロクロス検出信号とを入力として、電源電圧のゼロクロス点を起点として立ち上がり、直流電圧指令値に対応する期間が経過した時点で立ち下がるパルス信号を出力するパルス幅制御回路３３ｂと、パルス幅制御回路３３ｂからの出力信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力する駆動回路３３ｃとから構成されている。
　【００５５】
　この実施態様のコンバータの作用を図１３の波形図を参照しながら詳細に説明する。なお、定常状態であれば、初期状態（図１３の時刻ｔ０参照）において昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は前の１周期に蓄積された電荷を保持しており、ある一定の電位を持っている。以下には、昇圧用コンデンサＣ１１の動作を主に図１３に示す各モードの動作を説明する。
　【００５６】
　ｍｏｄｅ１（時刻ｔ０から時刻ｔ１）
双方向スイッチＳ１は電源電圧のゼロクロス検出信号が検出されたタイミングでターンオンし、コンバータは倍電圧整流動作を開始する。昇圧用コンデンサＣ１１は双方向スイッチＳ１がターンオフするまで初期状態からさらに充電され、両端電圧が上昇する（図１３中ＶＣ１１参照）。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ４による放電電流との合成電流）によって入力電流は早い時刻に導通を開始する。
　【００５７】
　ｍｏｄｅ２（時刻ｔ１から時刻ｔ２）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ１）ターンオフされ、コンバータは、全波整流動作に切り替わる。そして、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホールドされる。入力電流は直接平滑用コンデンサＣ２を充電し、リアクトル１によってその遅れ位相側導通角が拡大される。
　【００５８】
　ｍｏｄｅ３（時刻ｔ２から時刻ｔ３）
平滑用コンデンサＣ２の充電が終了（時刻ｔ２）すると、電流は非導通となり、次の電源電圧のゼロクロス検出信号まで休止期間となる。
ｍｏｄｅ４（時刻ｔ３から時刻ｔ４）
次の電源電圧のゼロクロス検出信号が検出されたタイミング（時刻ｔ３）で双方向スイッチＳ１がターンオンすると、昇圧用コンデンサＣ１１は放電を開始し、双方向スイッチＳ１がターンオフする（時刻ｔ４）まで、もしくは初期状態の電位になるまで（定常状態ではｔ０−ｔ１とｔ３−ｔ４は等しいので初期状態の電位に戻る）放電を続ける。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ１による充電電流との合成電流）によって入力電流は早い時刻から導通を開始するので、導通角が拡大する。
　【００５９】
　ｍｏｄｅ５（時刻ｔ４から時刻ｔ５）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ４）ターンオフされ、昇圧用コンバータは全波整流動作に切り替わり、ｍｏｄｅ２と同様に遅れ位相側導通角が拡大される。
ｍｏｄｅ６（時刻ｔ５から時刻ｔ６）
平滑コンデンサＣ２の充電が終了（時刻ｔ５）すると、電流は非導通となり、次の電源電圧ゼロクロス検出信号が検出されたタイミングでｍｏｄｅ１に戻る。
　【００６０】
　昇圧用コンデンサＣ１２は、倍電圧整流回路と同様に、昇圧用コンデンサＣ１１と等しい静電容量を有しているので、半周期遅れで上記と同様の動作を行う。以上のように、昇圧用コンデンサＣ１１（昇圧用コンデンサＣ１２）を倍電圧動作させ、全波整流時以上に電荷を蓄えることにより、直流電圧Ｖｄｃの昇圧を実現している。直流電圧Ｖｄｃは、双方向スイッチＳ１のオン時間によって全波出力から倍電圧出力までの範囲で自在にコントロールできるため、負荷が大きく、直流電圧が低下した時は、双方向スイッチＳ１のオン時間を延ばすことによって容易に昇圧することができる。逆に、直流電圧が上昇する軽負荷の場合には、双方向スイッチＳ１のオン時間を短くすることによって容易に直流電圧の過上昇を抑えることができる。また、高調波対応とする場合は、双方向スイッチＳ１のオン時間を２ｍｓｅｃないし４ｍｓｅｃに付近に設定することによって、昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電流による入力電流の進相側導通角拡大効果とリアクトル１による遅相側導通角拡大効果を併せ持つようになり、導通角は飛躍的に増大し、力率改善と低次高調波低減を実現できる。さらに、チョークインプット形であるため、電源系統のインダクタンス成分による中間次高調波発生もない。図１４にこの実施態様のコンバータにおける高調波発生量とＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値との整合性を示す。図１４から明らかなように、この実施態様のコンバータはＩＥＣ規格に適合した低高調波の電源であることが分かる。空気調和機における国内高調波ガイドライン（家電・汎用品高調波ガイドライン）はＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ規格値を緩和した値となっているので、国内高調波ガイドラインは余裕をもってクリアすることができる。また、この時の入力力率は９３％の高力率であった。
　【００６１】
　ここで、全波整流回路２の入力側に用いられているリアクトルは、従来倍電圧方式では倍電圧電流の基本波位相を電源電圧に同期させる必要があるために、２０％程度の大型リアクトルを用いていた（２０％リアクトルでもＩＥＣ規制をクリアすることは不可能）が、この実施態様では、全波整流電流による遅相側導通角拡大効果を有するので、８％ないし９％のリアクトルでＩＥＣ規制をクリアできる高性能なコンバータを実現することができる。
　【００６２】
　また、半周期に１回という簡単なスイッチングであるから、制御部３３は、回路構成が簡単になり、安価となる。そして、図４に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータで大きな問題になっていたキャリアなどのノイズ発生もなくなる。さらに、高周波スイッチングによる電流の高周波リプル成分がリアクトルに流れないので、リアクトルの高周波損失が低減され、図４に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータに対してコンバータ効率が改善される。
　【００６３】
　この実施態様の双方向スイッチＳ１制御信号は、トリガ（電源電圧のゼロクロス検出信号）からある一定時間駆動信号を出力するという非常に簡単なものであるので、例えば、図１２に示す実施態様のようにマルチバイブレータのようなパルス幅制御装置を用いることによって簡単に実現できる。また、図１５に示すように、直流出力電圧は、双方向スイッチＳ１のオンタイムによって全波整流電圧から倍電圧整流電圧まで直線的に変化するので、所望の直流出力電圧に対する双方向スイッチＳ１のオンタイム設定は簡単な四則計算で行うことができる。
　【００６４】
　図１６はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部４３を設けている前記制御部４３は、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路４３ａと、負荷に与えられる直流電圧を検出する直流電圧検出回路４３ｂと、外部から与えられる直流電圧指令値と直流電圧検出回路４３ｂにより検出された直流電圧とを入力として、両者の偏差を出力する偏差検出器４３ｃと、電源電圧、または電源電圧のゼロクロス点検出信号および直流電圧指令値に偏差検出器４３ｃの出力を足し合わせた直流電圧指令補正値を入力として、双方向スイッチＳ１を駆動するための制御信号を出力する制御回路４３ｄと、制御回路４３ｄからの出力信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力する駆動回路４３ｅとから構成されている。
　【００６５】
　ここに、制御回路４３ｄは、検出された電源電圧と直流電圧指令補正値との大小を比較して比較結果信号を出力するか、あるいは前記比較結果信号の電源電圧ゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短縮すべく位相を調節した信号を出力するか、あるいは電源電圧のゼロクロス点を起点として立ち上がり、直流電圧指令補正値に対応する期間が経過した時点で立ち下がるパルス信号を出力するかの何れかの制御方式が採用される。
　【００６６】
　この実施態様を採用した場合には、直流電圧指令値に対する直流電圧の偏差に基づいて双方向スイッチＳ１のオン時間を設定することができ、精度よく直流電圧を制御することができる。すなわち、図１２の実施態様を採用した場合には、入力電流が増加した場合に、リアクトル１による電圧降下が大きくなるので、直流電圧を精度よく制御することができないのに対して、この実施態様を採用することにより、直流電圧を精度よく制御することができる。
　【００６７】
　図１７はモータを制御するインバータを負荷として採用した状態を示す図である。図１７においては、インバータ４４に対して駆動回路４４ａを介してスイッチング指令を供給するインバータ制御回路４４ｂが必要とする直流電圧値を直流電圧指令値としてコンバータ制御部４３に供給している。したがって、例えば、インバータ４４のＶ／Ｆ制御などを用いる場合、インバータが運転状態に応じて最適なインバータ駆動を行うために必要な直流電圧値を直流電圧指令値としてコンバータ制御部４３に供給することによって、コンバータが常に最適な直流電圧を供給でき、インバータ、モータの高効率運転に大きな役割を果たすことができる。
　【００６８】
　図１８はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。この実施態様においてはモータを制御するインバータを負荷として採用しており、前記の何れかの実施態様の制御部の構成要素のうち、電源電圧（ゼロクロス）検出回路、直流電圧検出回路、駆動回路を除く構成要素をインバータ４４を制御するためのマイクロコンピュータ４４ｃに組み込んでいる。
　【００６９】
　図６、図９の実施態様に対応させる場合には、マイクロコンピュータ４４ｃにおいて直流電圧指令値と電源電圧との比較演算および位相調整を行わせればよく、図１２の実施態様に対応させる場合には、マイクロコンピュータ４４ｃにおいて、電源電圧のゼロクロス検出信号により内部タイマをスタートすると同時に双方向スイッチＳ１を駆動する駆動信号を出力し、前記内部タイマによる所定カウント終了後に駆動信号をオフすればよい。そして、直流電圧および高調波、力率改善はタイマのカウント数のみによって制御することができる。なお、何れの実施態様に対応させる場合であっても、マイクロコンピュータ４４ｃの制御プログラムは非常に簡単なものでよい。
　【００７０】
　さらに、通常空気調和機に用いられる制御回路には電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路が装備されている上、インバータからの直流電圧指令値をわざわざ他から受け取る必要もなくなるので、双方向スイッチＳ１制御をインバータ用のマイクロコンピュータに組み込むことによって、倍電圧整流方式に対する付加部品は、双方向スイッチとその駆動回路以外は殆ど必要でなく、低コスト、省スペースで高性能なモータ駆動システムを構成することができる。このとき、マイクロコンピュータで必要となるハードウェアは出力ポート１ないし２個と内部タイマ１台のみである。
　【００７１】
　また、直流電圧がα倍になると、同容量の負荷を駆動するインバータの電流容量は１／αとなる。そして、インバータの発熱もそれに比例して減少することになり、インバータを小型化、低コスト化することができる。また、上述したように、インバータの指令によってコンバータの直流電圧を自在に可変できるため、Ｖ／Ｆ制御を効果的に行うことができ、インバータ、モータの高効率化を実現することができる。
　【００７２】
　先に述べたように、モータの高周波化の限界は駆動電圧によって定まる。すなわち、駆動電圧にほぼ比例的に限界周波数が上昇することとなり、直流電圧の上昇はモータの運転範囲を広げる効果をもたらす。空気調和機は、運転開始時には即冷（即暖）のために最大能力運転を行うが、運転範囲拡大は即冷（即暖）能力を飛躍的に改善するものである。また、能力の異なる空気調和機の圧縮機モータ統一化を実現する有用な手段であり、コストダウンに大きく寄与する。
　【００７３】
　一方、コンバータ単体においても、高効率と高調波抑制を実現し、従来はＰＷＭコンバータあるいは高コスト大型のパッシブ方式でしか適合できなかった数ｋＷクラスのＩＥＣ高調波規制（ｃｌａｓｓＡ）を低コスト省スペースの回路構成でクリアすることができるとともに、９０％をゆうに越える高力率を達成することができる。また、半周期に１回の簡易スイッチであるため、ＰＷＭ方式で問題となっていたノイズや高周波損失などの問題が発生することがない。
　【００７４】
　また、双方向スイッチのオン期間を自在に可変できることから、例えば、軽負荷時に直流電圧を抑制し、高負荷時は直流電圧を上昇し、定格負荷時には高調波、力率優先制御を行うなど、状況に応じた最適なコンバータ駆動を簡単に行うことができる。上記制御には、負荷状態の予測が必要であるが、負荷状態は、機器入力電流、コンバータ出力電流、インバータ周波数等で予測が可能であるので、空気調和機等のインバータ制御回路（マイクロコンピュータ）が従来から持っている機器入力電流、インバータ周波数等の情報で、負荷予測は容易に実現できる。
　【００７５】
　さらに、機器入力電流もしくはインバータ周波数に対応する最適な双方向スイッチＳ１のオン時間を予めマイクロコンピュータのメモリに持たせておくことによって、負荷容量演算を必要としなくなるので、制御はさらに簡素化される。図２３はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【００７６】
　このコンバータは、三相交流電源１００の各相の出力端子をそれぞれリアクトル１０１を介して三相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子に接続している。そして、三相ダイオード全波整流回路１０２の出力端子間に、互いに等しい静電容量を有する平滑用コンデンサＣ１０１，Ｃ１０２を直列接続し、三相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子と平滑用コンデンサＣ１０１，Ｃ１０２の接続点との間にそれぞれ双方向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３を接続し、双方向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部１０３を設けている。
　【００７７】
　前記制御部１０３は、三相交流電源１００の相電圧を検出し、相電圧に基づいて、所定のタイミングで双方向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３をＯＮさせるべく制御信号を出力する。次いで、図２６に示す各部の波形を参照しながら前記の構成のコンバータの動作を説明する。
　【００７８】
　三相交流電源１００の電源電圧は図２６中（ａ）に示すように変化する。そして、制御部１０３は、各相電源電圧のゼロクロスを検出して図２６中（ｂ）に示すように該当する相の双方向スイッチをＯＮさせるべく制御信号を出力する。そして、三相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子における相電圧は、図２６中（ｃ）に示すように、双方向スイッチがＯＮの期間に対応してゼロになり、この期間を挟んでＶ０／２、−Ｖ０／２を反復するように変化する。なお、Ｖ０は直流電圧である。したがって、三相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子における線間電圧は、図２６中（ｄ）に示すように、Ｖ０、Ｖ０／２、０、−Ｖ０／２、−Ｖ０の５つのレベルの振幅を持つ、１周期に８ステップの波形になる。そして、電源電圧の中性点に対するコンバータ入力電圧（三相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子における電圧）は、図２６中（ｅ）に示すように、２Ｖ０／３、Ｖ０／２、Ｖ０／３、０、−Ｖ０／３、−Ｖ０／２、−２Ｖ０／３の７つのレベルの振幅を持つ、１周期に１２ステップの波形になる。なお、入力電圧と入力電流とは図２４に示すとおりである。
　【００７９】
　このように、コンバータ入力電圧を１２ステップの電圧波形にすることができるので、図２６中（ｆ）に示すように、入力電流はほぼ正弦波状の波形になり、従来の三相１２パルス整流回路方式以上の高調波低減効果を達成することができる（図２５参照）。図２３の実施態様において、各交流スイッチのＯＮ時間を変化させることが可能である。
　【００８０】
　図２７はＯＮ時間を変化させた場合のコンバータ入力電圧波形の変化を説明する図である。このようにコンバータ入力電圧波形を変化させれば、各高調波成分の含有率が変わるので、特定の高調波成分を除去し、または低減することができる。図２８は交流スイッチのＯＮ時間に対する高調波電流特性を示す図である。
　【００８１】
　この図を参照すれば、ＯＮ時間をπ／６に設定することにより、５次高調波成分および７次高調波成分を共に低減できることが分かる。また、ＯＮ時間をπ／６よりもやや長くすれば５次高調波成分を除去することができ、ＯＮ時間をπ／６よりもやや短くすれば７次高調波成分を除去することができる。また、図２３の実施態様において、各交流スイッチのＯＮのタイミングを変化させることが可能である。
　【００８２】
　図２９はＯＮタイミングを変化させた場合のコンバータ入力電圧波形の変化を説明する図である。なお、電源電圧も共に示している。図２９中（ａ）には、電源電圧波形とコンバータ入力電圧波形とを示し、図２９中（ｂ）には、タイミングの変化に対応する交流スイッチのＯＮ状態を示している。このようにコンバータ入力電圧波形を変化させる場合には、例えば、負荷情報として入力電流を検出し、その検出値に応じて双方向スイッチをＯＮするタイミングを変え、コンバータ入力電圧の電源電圧に対する位相差θを制御すればよく、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、または低減する状態を保つことができる。
　【００８３】
　各高調波成分がＩＥＣ規格クラスＡをクリアするように、双方向スイッチのＯＮ時間を設定し、負荷に応じてコンバータ入力電圧の位相制御を行えば、図３０に示すように、全ての負荷変動範囲で高調波規格を満足することができる。図３１はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【００８４】
　図３１のコンバータが図２３のコンバータと異なる点は、制御部１０３に代えて、入力電流を検出するとともに、三相交流電圧のゼロクロスを検出して位相制御を行うべく位相差指令（ＯＮタイミング指令）θを出力する位相制御部１０４と、この位相差指令θおよびＯＮ時間指令を入力としてＯＮタイミングからＯＮ時間だけ各双方向スイッチをＯＮさせるべく双方向スイッチ駆動信号を出力するドライブ回路１０５とを設けた点のみである。
　【００８５】
　図３２（ａ）（ｂ）は、それぞれ重負荷時、軽負荷時における電圧ベクトル図である。何れの電圧ベクトル図においても、入力電流の基本波Ｉと電源電圧Ｖｓとが同相になっている。換言すれば、入力電流に応じて双方向スイッチのＯＮタイミングを変えて、電源電圧Ｖｓに対する位相差θを制御することにより、入力電流の基本波Ｉと電源電圧Ｖｓとを同相にすることができる。また、双方向スイッチのＯＮ時間を変えて、コンバータ入力電圧の基本波Ｖの大きさを制御することができる。
　【００８６】
　このように制御を行うことにより、入力電流の基本波力率を常に１に保つことができる。なお、前記位相制御部１０４においては、θ＝ｔａｎ−１（ωＬ・Ｉ／Ｖｓ）の演算を行うことにより位相差指令θを算出する。図３３はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【００８７】
　図３３のコンバータが図３１のコンバータと異なる点は、位相制御部１０４に代えて、入力電流を検出するとともに、入力電圧を検出して位相制御を行うべく位相差指令（ＯＮタイミング指令）θを出力する位相制御部１０６と、入力電流を検出するとともに、入力電圧を検出してＯＮ時間指令ｔｏｎを出力する電圧制御部１０７とを設けた点のみである。
　【００８８】
　この構成のコンバータを採用した場合には、図３１の構成のコンバータと同様に位相差指令θを出力することができるほかに、電圧制御部１０７によって双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを出力することができる。ここで、直流電圧は、電源電圧と入力電流の基本波との位相差φを検出し、電源電圧と入力電流の基本波との位相が互いに同相になるように双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを設定して出力する。具体的には、図３４中（ａ）に示すように入力電流が進み位相である場合には、双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを短くしてコンバータ入力電圧を小さくし、図３４中（ｂ）に示すように入力電流が遅れ位相である場合には、双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを長くしてコンバータ入力電圧を大きくする。
　【００８９】
　したがって、図３１の構成のコンバータを用いてコンバータ入力電圧の位相のみを制御する場合に、入力電流の基本波と電源電圧との間に僅かな位相差が生じ、入力力率が多少低下するのであるが、図３３の構成のコンバータを採用すれば、コンバータ入力電圧の大きさをも制御するので、電源電圧と入力電流の基本波とを常に互いに同相とすることができ、入力力率を高く保つことができる。
　【００９０】
　図３５はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。図３５のコンバータが図３１のコンバータと異なる点は、位相制御部１０４に代えて、直流電圧を検出して直流電圧指令値との偏差を算出する偏差算出部１０８と、算出された偏差を入力としてＰＩ（比例・積分）制御を行って双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを出力するＰＩ回路１０９とを採用し、ドライブ回路１０５において、電源電圧のゼロクロスを検出し、かつ双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを入力として、ゼロクロスから時間ｔｏｎだけ双方向スイッチをＯＮさせるべく双方向スイッチ駆動信号を出力するようにした点のみである。
　【００９１】
　この実施態様のコンバータを採用した場合には、直流電圧を検出して直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じて双方向スイッチのＯＮ時間を変化させることができるので、電源電圧変動、負荷変動に拘らず、安定した直流電圧を供給することができる。また、高調波電流は、図３６に示すように、直流電圧設定値に応じて変化する（双方向スイッチのＯＮ時間に対する特性と同様）のであるから、最大負荷時に各高調波電流がＩＥＣ規格クラスＡを満足する直流電圧で、直流電圧一定制御を行えば、全ての負荷変動範囲で高調波規格を満足することができる（図３７参照）。
　【００９２】
　さらに、図３８の直流電圧−入力電力特性図に示すように、この実施態様を採用した場合には、負荷が増加しても直流電圧が低下しないことが分かる（図３８中白四角を参照）。なお、図３８中黒四角は従来のコンバータの特性図であり、負荷の増加に伴って直流電圧が低下している。図３９はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【００９３】
　図３９のコンバータが図３５のコンバータと異なる点は、直流電圧を負荷としてのインバータ回路１１０に供給し、インバータ回路１１０によりモータＭ０を駆動している点、およびインバータ回路１１０を制御するためのインバータ制御部１１１からから出力される直流電圧指令値を偏差算出部１０８に供給している点のみである。
　【００９４】
　したがって、この構成のコンバータを採用した場合には、インバータ回路１１０が要求する直流電圧、例えば、Ｖ／Ｆ制御時の最適Ｖ／Ｆパターンを実現するのに必要な直流電圧をコンバータから供給することができる。この実施態様において、インバータ制御部１１１、偏差算出部１０８、ＰＩ回路１０９、ドライブ回路１０５をインバータのマイコンで実現することが可能であり、この場合には、双方向スイッチおよびその駆動回路のみを付加すればよいので、安価、かつ高力率のコンバータを実現することができる。また、図１９中（ａ）に示すコンバータと比較して直流電圧を高くできるので、モータ運転能力範囲を拡大することができる。
　【００９５】
　図４０はこの発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。図４０のコンバータは、三相ダイオード全波整流回路１０２の出力端子間に互いに直列接続された昇圧用コンデンサ（倍電圧用コンデンサ）Ｃ１０４，Ｃ１０５の静電容量を上記の各コンバータの平滑用コンデンサＣ１０１，Ｃ１０２の静電容量よりも小さく（例えば、１／１０程度）設定し、１対の昇圧用コンデンサＣ１０４，Ｃ１０５の直列回路と並列に静電容量が大きい平滑用コンデンサＣ１０３を接続した点のみである。ただし、平滑用コンデンサＣ１０１，Ｃ１０２の直列接続回路の静電容量と平滑用コンデンサＣ１０３の静電容量とを等しく設定する。なお、双方向スイッチを制御するための構成は、上記の何れかのコンバータと同様であるから、図４０においては図示を省略してある。
　【００９６】
　この実施態様を採用した場合には、図４１中（ｂ）に示すように、直流電圧の中性点電位が変動するので、コンバータ入力電圧波形は図４１中（ａ）に示すように、正弦波に近い波形になる。この結果、入力電流の高調波成分を低減することができる。特に、規格値に対して余裕がない次数（７、１１、１７、１９次）の高調波電流を低減することができる（図４２参照）。ただし、５次高調波成分は増加することになるが、もともと５次高調波電流は規格値に対して十分に余裕があるので、特に問題とはならない。
　【００９７】
　【発明の効果】
　請求項１の発明は、倍電圧整流と全波整流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることができ、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという特有の効果を奏する。
　【００９８】
　請求項２の発明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、倍電圧整流と全波整流との切り替えをより簡単化できるという特有の効果を奏する。請求項３の発明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、倍電圧整流方式による進相側導通角拡大と全波整流方式による遅相側導通角拡大の両方の効果を効率的に利用し、著しい力率改善及び高調波改善を達成することができるという特有の効果を奏する。
　【００９９】
　請求項４の発明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、力率改善効果、高調波改善効果を得ることができるという特有の効果を奏する。請求項５の発明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、力率改善効果、高調波改善効果を高めることができるという特有の効果を奏する。請求項６の発明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、力率改善効果を高めることができ、しかも、高調波改善効果を一層高めることができるという特有の効果を奏する。
　【０１００】
　請求項７の発明は、請求項１から請求項６の何れかと同様の効果を奏する。請求項８の発明は、請求項１から請求項６の何れかの効果に加え、コンバータの後段の回路で必要とされている直流電圧を出力することができるという特有の効果を奏する。請求項９の発明は、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという特有の効果を奏する。
　【０１０１】
　請求項１０の発明は、入力電流の高次高調波成分を低減させることができるほか、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという特有の効果を奏する。請求項１１の発明は、コンデンサ入力形整流回路における低入力力率、高調波電流の発生という不都合を改善することができ、しかもＰＷＭコンバータにおける高周波スイッチングに起因する効率の低下、ノイズの増加、漏洩電流の増大、コストアップという不都合を改善することができるという特有の効果を奏する。
　【０１０２】
　請求項１２の発明は、特定の高調波成分を除去し、または低減することができるほか、請求項９から請求項１１の何れかと同様の効果を奏する。請求項１３の発明は、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、または低減することができるほか、請求項１２と同様の効果を奏する。請求項１４の発明は、入力電流の基本波力率を常に１に保つことができるほか、請求項９から請求項１３の何れかと同様の効果を奏する。
　【０１０３】
　請求項１５の発明は、電源電圧変動、負荷変動に拘らず安定した直流電圧を供給することができるほか、請求項９から請求項１１の何れかと同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　従来のコンバータの一例を示す電気回路図、入力電圧、電流波形を示す図、および高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【図２】
　従来のコンバータの他の例を示す電気回路図、入力電圧、電流波形を示す図、および高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【図３】
　従来のコンバータのさらに他の例を示す電気回路図、および入力電圧、電流波形を示す図である。
　【図４】
　従来のコンバータのさらに他の例を示す電気回路図、および入力電圧、電流波形を示す図である。
　【図５】
　この発明のコンバータの一実施態様を示す図である。
　【図６】
　この発明のコンバータの他の実施態様を示す図である。
　【図７】
　図６のコンバータの各部の波形を示す図である。
　【図８】
　図６のコンバータの高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【図９】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。
　【図１０】
　図９のコンバータの各部の波形を示す図である。
　【図１１】
　図９のコンバータの高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【図１２】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。
　【図１３】
　図１２のコンバータの各部の波形を示す図である。
　【図１４】
　図１２のコンバータの高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【図１５】
　双方向スイッチのオン時間に対する出力電圧の変化を示す図である。
　【図１６】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す図である。
　【図１７】
　図１６のコンバータの変形例を示す図である。
　【図１８】
　この発明のコンバータの変形例を示す図である。
　【図１９】
　従来のチョーク入力形整流回路を示す図である。
　【図２０】
　従来のＰＷＭコンバータを示す図である。
　【図２１】
　従来の三相１２パルス整流回路方式を示す図である。
　【図２２】
　従来の三相１２パルス整流回路方式の各部の波形を示す図である。
　【図２３】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【図２４】
　図２３のコンバータの入力電圧・電流波形を示す図である。
　【図２５】
　図２３のコンバータの高調波発生量とＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【図２６】
　図２３のコンバータの各部の波形を示す図である。
　【図２７】
　双方向スイッチのＯＮ時間を変化させた場合のコンバータ入力電圧波形を示す図である。
　【図２８】
　ＯＮ時間に対する入力電流高調波成分の変化特性を示す図である。
　【図２９】
　電源電圧と、双方向スイッチのＯＮタイミングを変化させた場合のコンバータ入力電圧の変化を示す図である。
　【図３０】
　入力電力に対する各次の高調波電流の変化特性を示す図である。
　【図３１】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【図３２】
　重負荷時、軽負荷時に対応する電圧ベクトル図である。
　【図３３】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【図３４】
　進み位相、遅れ位相に対応する電圧ベクトル図である。
　【図３５】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【図３６】
　最大負荷時における入力電力に対する各次の高調波電流の変化特性を示す図である。
　【図３７】
　直流電圧制御時における入力電力に対する各次の高調波電流の変化特性を示す図である。
　【図３８】
　入力電力に対する直流電圧の変化特性を示す図である。
　【図３９】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【図４０】
　この発明のコンバータのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
　【図４１】
　コンバータ入力電圧波形およびコンデンサリプル電圧波形を示す図である。
　【図４２】
　図４１のコンバータの高調波発生量とＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
　【符号の説明】
　１，１０１　リアクトル
　２　全波整流回路
　３，１３，２３，３３，４３　制御部
　１００　三相交流電源
　１０２　三相ダイオード全波整流回路
　１０３　制御回路
　１０４　位相制御部
　１０５　ドライブ回路
　１０６　位相制御部
　１０７　電圧制御部
　１０８　偏差算出部
　１０９　ＰＩ回路
　Ｃ２，Ｃ１０１，Ｃ１０２，Ｃ１０３　平滑用コンデンサ
　Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１０４，Ｃ１０５　昇圧用コンデンサ
　Ｓ１，Ｓ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３　双方向スイッチ