【事件の表示】
　特許第３２２１６７１号「信号発生器とベクトル変調器」の請求項１ないし３に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３２２１６７１号の請求項３に係る特許を取り消す。
　同請求項１ないし２に係る特許を維持する。
【理　由】
１．手続の経緯
特許出願　　　　　　　　　　昭和６３年８月２５日（パリ条約による優先　　　　　　　　　　　　　　権主張　１９８７年８月２８日，米国）
特許権設定登録　　　　　　　平成１３年８月１７日
特許異議申立て（申立人　金澤有紀子、請求項１〜３に係る特許に対して）                              平成１４年４月２２日
取消理由通知　　　　　　　　平成１４年６月２６日（同年７月５日発送）
訂正請求　　　　　　　　　　平成１４年１０月２２日　
 審尋（特許異議申立人に対して）
　　　　　　　　　　　　　　平成１４年１１月２９日
２．訂正の適否
２．（１）訂正の内容
ａ．特許第３２２１６７１号の明細書中　特許請求の範囲の請求項１の記載
「次の（イ）〜（ニ）より構成される信号発生器：
（イ）第１信号を供給する手段、
（ロ）ベースバンドマニピュレーション回路で制御される補償回路を備え該ベースバンドマニピュレーション回路で校正されたベクトル変調をおこなう、前記第１信号をベクトル変調する手段、
（ハ）所定周波数範囲内の複数の周波数から選択された所望の周波数を有する第２信号を供給する手段、及び
（ニ）所定周波数範囲内の出力周波数を有するベクトル変調された出力信号を供給する手段。」
を、
「次の（イ）〜（ト）より構成される信号発生器：
（イ）第１信号を供給する手段、
（ロ）ベースバンドマニピュレーション回路で制御される補償回路を備え該ベースバンドマニピュレーション回路で校正されたベクトル変調をおこなう、前記第１信号をベクトル変調する手段、
（ハ）所定周波数範囲内の複数の周波数から選択された所望の周波数を有する第２信号を供給する手段、
（ニ）前記ベクトル変調された前記第１信号と前記第２信号を混合して、所定周波数範囲内の出力周波数を有するベクトル変調された出力信号を供給する手段、
（ホ）前記第１信号をベクトル変調するためのデジタル信号を受信する手段、
（へ）前記第１信号をベクトル変調するためのアナログ信号を受信する手段、及び
（ト）前記デジタル信号と前記アナログ信号のいずれか一方を選択して前記ベクトル変調する手段へ印加するスイッチ手段。」
と訂正。
　
ｂ．特許第３２２１６７１号の明細書中特許請求の範囲の請求項３の「ト）」を、「（ト）」と訂正。
　
ｃ．特許第３２２１６７１号の明細書中　特許請求の範囲の請求項３の記載
「次の（イ）〜（ヨ）より構成されるベクトル変調器：
（イ）入力キャリア信号を受信する入力ポート、
（ロ）ベクトル変調された信号を供給するための出力ポート、
（ハ）前記入力キャリア信号を受信して、Ｉキャリア成分とＱキャリア成分を供給するＩ／Ｑスプリッタ、
（ニ）前記Ｉキャアリア成分の位相を調整するためのＩ位相調整手段、
（ホ）前記Ｑキャアリア成分の位相を調整するためのＱ位相調整手段、
（ヘ）Ｉ変調入力データを受信するためのＩ変調入力端子、
（ト）Ｑ変調入力データを受信するためのＱ変調入力端子、
（チ）前記Ｉ変調入力データを受信してゲイン調整されたＩ変調データ信号を供給するためのＩ変調データ・ゲイン調整手段、
（リ）前記Ｑ変調入力データを受信してゲイン調整されたＱ変調データ信号を供給するためのＱ変調データ・ゲイン調整手段、
（ヌ）前記Ｉキャリア成分を前記Ｉ変調データ信号で変調して出力するためのＩ変調手段、
（ル）前記Ｑキャリア成分を前記Ｑ変調データ信号で変調して出力するためのＱ変調手段、
（ヲ）前記Ｉ変調データ信号にDCレベルを供給するためのＩキャリア漏れ調整手段、
（ワ）前記Ｑ変調データ信号にDCレベルを供給するためのＱキャリア漏れ調整手段、
（カ）前記Ｉ変調手段の出力と前記Ｑ変調手段の出力を結合して、前記出力ポートに結合された信号を供給する結合手段、及び
（ヨ）Ｉ位相調整手段、Ｑ位相調整手段、Ｉ変調データ・ゲイン調整手段、Ｑ変調データ・ゲイン調整手段、Ｉキャリア漏れ調整手段、Ｑキャリア漏れ調整手段とをディジタル制御して、前記ベクトル変調された信号に所望のキャリア漏れあるいは直交位相誤差をあたえるための手段。」
を、
「次の（イ）〜（ツ）より構成されるベクトル変調器：
（イ）入力キャリア信号を受信する入力ポート、
（ロ）ベクトル変調された信号を供給するための出力ポート、
（ハ）前記入力キャリア信号を受信して、Ｉキャリア成分とＱキャリア成分を供給するＩ／Ｑスプリッタ、
（ニ）前記Ｉキャアリア成分の位相を調整するためのＩ位相調整手段、
（ホ）前記Ｑキャアリア成分の位相を調整するためのＱ位相調整手段、
（へ）Ｉ変調入力データを受信するためのＩ変調入力端子、
（ト）Ｑ変調入力データを受信するためのＱ変調入力端子、
（チ）前記Ｉ変調入力データを受信してゲイン調整されたＩ変調データ信号を供給するためのＩ変調データ・ゲイン調整手段、
（リ）前記Ｑ変調入力データを受信してゲイン調整されたＱ変調データ信号を供給するためのＱ変調データ・ゲイン調整手段、
（ヌ）前記Ｉキャリア成分を前記Ｉ変調データ信号で変調して出力するためのＩ変調手段、
（ル）前記Ｑキャリア成分を前記Ｑ変調データ信号で変調して出力するためのＱ変調手段、
（ヲ）前記Ｉ変調データ信号にDCレベルを供給するためのＩキャリア漏れ調整手段、
（ワ）前記Ｑ変調データ信号にDCレベルを供給するためのＱキャリア漏れ調整手段、
（力）前記Ｉ変調手段の出力と前記Ｑ変調手段の出力を結合して、前記出力ポートに結合された信号を供給する結合手段、
（ヨ）Ｉ位相調整手段、Ｑ位相調整手段、Ｉ変調データ・ゲイン調整手段、Ｑ変調データ・ゲイン調整手段、Ｉキャリア漏れ調整手段、Ｑキャリア漏れ調整手段とをディジタル制御して、前記ベクトル変調された信号に所望のキャリア漏れあるいは直交位相誤差をあたえるための手段、
（タ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｉ変調手段間に接続されたアイソレータ、
（レ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｑ変調手段間に接続されたアイソレータ、
（ソ）前記Ｉ変調手段と前記結合手段に接続されたアイソレータ、及び
（ツ）前記Ｑ変調手段と前記結合手段間に接続されたアイソレータ。」
と訂正。
　
２．（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　上記訂正事項ａ．については、請求項１の信号発生器に「（ホ）前記第１信号をベクトル変調するためのデジタル信号を受信する手段、（へ）前記第１信号をべクトル変調するためのアナログ信号を受信する手段、（ト）前記デジタル信号と前記アナログ信号のいずれか一方を選択して前記ベクトル変調する手段へ印加するスイッチ手段」の構成要件を加えて、これらの構成を備えたものに限定するもので、特許請求の範囲の減縮を目的とした明細書の訂正に該当し、また、上記訂正事項ａ．は、願書に添付した明細書又は図面における第４図、第５図と同明細書の第１４頁第６行〜第１２行及び第２３頁第８行〜第１３行（特許第３２２１６７１号掲載公報の第４図、第５図、第７欄第４行〜第８行、第１０欄第７行〜第１７行）の記載に基くもので、願書に添付した明細書又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　
　上記訂正事項ｂ．は、請求項３の構成要素を指定する符号「ト）」を「（ト）」とするものであり、これは残余の構成要素の符号の記載に整合させたもので、明りょうでない記載の釈明を目的とするものである。
　上記訂正事項ｃ．については、請求項３に「（タ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｉ変調手段間に接続されたアイソレータ、（レ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｑ変調手段間に接続されたアイソレータ、（ソ）前記Ｉ変調手段と前記結合手段間に接続されたアイソレータ、（ツ）前記Ｑ変調手段と前記結合手段間に接続されたアイソレータ」の構成要件を加えて、これらの構成を備えたものに限定するもので、特許請求の範囲の減縮を目的とした明細書の訂正に該当し、また、上記訂正事項ｃ．は、願書に添付した明細書又は図面における第４図、第８図と同明細書の第２８頁第１３行〜第２９頁第１０行（特許第３２２１６７１号掲載公報の第４図、第８図、第１１欄第４３行〜第１２欄第７行）の記載に基くものであり、願書に添付した明細書又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
２．（３）むすび　
　よって、上記訂正ａ．〜ｃ．は、特許法第１２０条の４第３項において準用する平成６年法律第１１６号による改正前の特許法第１２６条第１項ただし書、第２項及び第３項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
３．特許異議申立の概要
　異議申立人　金澤　有紀子は、次に掲示の甲第１〜３号証を提出し、請求項１〜３に係る発明の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものであるから取り消すべき旨主張している。
甲第１号証：特開昭６２−１９４７６６号公報
甲第２号証：ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ　ＯＮ　ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．ＣＯＭ−３２，ＮＯ．３，ＭＡＲＣＨ，１９８４，Ｐ．３２２〜３２４
甲第３号証：ＪＡＩＡＹＯ、丹羽　共著「ハムのトランジスタ活用」ＣＱ出版（昭５８−６−３０）Ｐ．１５２〜１５３
 　
４．本件発明
　特許第３２２１６７１号（昭和６３年８月２５日出願、優先権主張１９８７年８月２８日米国、平成１３年８月１７日設定登録。）の請求項１〜３に係る発明（以下、それぞれ本件発明１〜３という。）は、訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１〜３にそれぞれ記載された事項により特定されるとおりのものである（上記、２．（１）訂正の内容を参照）。
　
５．本件発明１の特許について
５．（１）刊行物記載の発明
　当審が通知した取消しの理由において引用した刊行物１（特開昭６２−１９４７６６号公報；甲第１号証）には、第４図に示されたデジタル衛星通信等に用いられる４相の位相変調器（ＱＰＳＫ変調器）の発明（以下、刊行物１の発明、という。）について次の記載がされている。
Ａ．「ＱＰＳＫ変調器２８は端子１８に入力される周波数制御電圧（ＦＲＥＱＣ〇ＮＴ）によって発振周波数が１４００〜１６００ＭＨｚの範囲で変化するＶＣＯ５の発振信号を、端子２０に入力される出力停止制御電圧（ＭＵＴＥ）によって動作するスイッチ回路２５を介してスプリッタ３に入力し、このスプリッタ３で９０度の位相差を有する２つの信号に分配されてＤＢＭＩ、２へそれぞれ入力する。ＤＢＭ１、２は端子１５、１６からデータＩ、データＱのディジタル信号が入力され、スプリッタ３の出力を変調して０度／１８０度の位相変調波と、９０度／２７０度の位相変調波が得られる。そして、ＤＢＭ１、２から出力される位相変調波をコンバイナ７に入力して信号合成してＱＰＳＫ変調波が得られる。そして、ＤＢＭ１、２から出力される位相変調波をコンバイナ７に入力して信号合成してＱＰＳＫ変調波が得られ、」（第２頁左上欄第８行〜右上欄第２行）
Ｂ．「さらに、ＱＰＳＫ変調波が入力されるアップコンバータ３４は、増幅器２９でＱＰＳＫ変調波を増幅し周波数変換のためにミキサ３０に入力する。また、端子３５に入力される周波数安定度の高い発振器からの信号を逓倍器３３に入力して周波数逓倍し、周波数逓倍された信号をミキサ３０に入力する。そして、ミキサ３０により逓倍された信号でＱＰＳＫ変調波を周波数変換し、１４ＧＨｚ帯を通過させるＢＰＦ３１を介して電力増幅器３２に入力する。この電力増幅器３２で必要電力まで増幅されて通信衛星への送信出力（ＵＰ−ＬＩＮＫ）信号として出力する。」（第２頁右上欄第５〜１５行）
Ｃ．　第４図の記載から、ＱＰＳＫ変調器２８のＤＢＭ１と２にＶＣＯ５の発振信号が入力されていることは明らかである。
　また、上記ＱＰＳＫ変調器２８は、２つのＤＢＭ１、２を用いて、９０度位相差のあるキャリア信号をデータ信号Ｉ、Ｑでそれぞれ変調し、その出力を合成して出力する構成である。この構成は、本件特許公報で「典型的なべクトル変調器１０」の構成として第２図に示されたものと同一であり、また、特許公報第２頁の右欄第８〜１２行に記載されているように、ディジタル変調はベクトル変調の特別な場合であると認められる。
　よって、刊行物１には、第１信号をベクトル変調するベクトル変調器が記載されている。
　また、刊行物１の第４図では、ＱＳＰＫ変調器２８の出力信号と端子３５から入力される信号とをミキサ３０に入力して、ＱＰＳＫ変調波を周波数変換している。
　したがって、刊行物１には、
（イ）入力キャリア信号を受信する入力ポート、
（ロ）ベクトル変調された信号を供給するための出力ポート、
（ハ）前記入力キャリア信号を受信して、Ｉキャリア成分とＱキャリア成分を供給するＩ／Ｑスプリッタ、
（へ）Ｉ変調入力データを受信するためのＩ変調入力端子、
（ト）Ｑ変調入力データを受信するためのＱ変調入力端子、
（ヌ）前記Ｉキャリア成分を前記Ｉ変調データ信号で変調して出力するためのＩ変調手段、
（ル）前記Ｑキャリア成分を前記Ｑ変調データ信号で変調して出力するためのＱ変調手段、
（カ）前記Ｉ変調手段の出力と前記Ｑ変調手段の出力を結合して、前記出力ポートに結合された信号を供給する結合手段、
より構成されるベクトル変調器
に相当する構成が開示されていることは明らかである。
　
　同じく刊行物２（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ　ＯＮ　ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．ＣＯＭ−３２，ＮＯ．３，ＭＡＲＣＨ，１９８４，Ｐ．３２２〜３２４；甲第２号証）には
　広帯域二重平衡変調器のキャリア信号の直交補正に関すものであり、ＦＩｇ．ｌ、ＦＩｇ．２には、２つの変調信号と９０度位相差（誤差を含む）を有するキャリア信号とをそれぞれＤＢＭに入力し、その出力を加算合成して、単側波帯（ＳＳＢ）の信号を出力する二重平衡変調器の構成と、キャリア信号の直交誤差αと変調ポートの信号の位相補正値と出力信号との関係が示されており、ＦＩｇ．３には、その二重平衡変調器から正確な変調出力を得るために、変調信号を調整するための構成が開示されている。
　第３２２頁の要約（Ａｂｓｔｒａｃｔ）の欄には、以下の内容が記載されている。
「本文献では、二重平衡型マイクロウェーブミキサが、ＲＦ入力ポートについて広帯域動作する上で、ＲＦハイブリッド部の直交誤差によるスプリアスを出力するが、ここでは、変調ポートに位相補正を導入することで最小化できることを示す。」　したがって、変調ポート側で補正する点、つまりベースバンド側で補正する技術が記載されている。
　第３２２頁から第３２４頁の「ＩＭＰＬＥＭＥＮＴＡＴＩＯＮ　ＯＦ　ＰＨＡＳＥ　ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ」の欄には、ＦＩｇ．３の構成について、以下の内容が記載されている。
「周波数シンセサイザは、ＦＩｇ３に示されているように、ｓｉｎｅとｃｏｓｉｎｅの関数を生成するものが使用されている。このシンセサイザは、計算部（ａｃｃｕｍｌａｔｏｒ）、ｓｉｎｅとｃｏｓｉｎｅの値を含む２つのメモリテーブル、および２つのＤ／Ａ変換器により構成されている。２進値Ｋが計算部の加算器にラッチされると、ｓｉｎｅとｃｏｓｉｎｅのテーブルをアドレスするための公差Ｋの等差数列値が生成される。ディジタル出力値は、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換される。出力周波数は、ｆｏｕｔ＝Ｋｆｃｌｏｋ／Ｎによって決定される。ここで、ｆｃｌｏｋは、計算部のクロック周波数、Ｎは、計算部のレジスタのビット数である。変調は、パラメータＫがリアルタイムに変化され、出力周波数をＮによって決まる分解能でステップで変化させることでなされる。
　２進値βが計算部のレジスタに初期設定されると、ｓｉｎｅとｃｏｓｉｎｅの初期位相が決定される。
　２進アドレス値の順番は１＝β十（ｎ−１）Ｋとなり、ここで１は、クロックの間隔の値ｎによって変化する２進アドレス値である。
　ＰＲＯＭテーブルには、０〜１８０°のみの値が含まれている。そのために、ｓｉｎｅとｃｏｓｉｎｅの１８０°〜３６０°までの値を生成する２進コンプリメント回路が使われている。電流増幅器はミキサの変調ポートを駆動する。変調機能に下限がないことから、Ｎで分割されたクロック周波数のＫ倍に等しい不連続なステップ内のどのような周波数に対しても、０Ｈｚの変調周波数に対応するキャリアから一つの単側波帯が生成される。位相補正は、ｓｉｎｅのＰＲＯＭのアドレスに位相修正角θを加算することで行なわれ、このようにして変調ポートの直交関係のオフセットがなされる。
　スプリアスキャンセルを達成するためには、初期の標準の手順として電流駆動増幅器を経由して変調器を信号レベルとＤＣオフセットについてバランスさせたあとに続いて行なう必要がある。
　スプリアス周波数最小化に必要なθの値は、スペクトラムアナライザでＳＳＢ出力を観測しながらスプリアス周波数がなくなるまで、ディジタルの手動回転スイッチを用いてｓｉｎｅアドレスに位相修正角を与えて経験的に決定することができる。この手順は、興味のあるキャリア周波数毎に繰り返され記録される。キャリア周波数が広帯域にわたって変化するなら、コンピュータプログラムがその度に適切な補償を行なう。」
　上記した記載から、刊行物２には、２つのＤＢＭに９０°の位相差のあるキャリア信号を与えて、変調ポートから入力される信号で変調し、両ＤＢＭの出力を合成して変調波を出力する変調器が開示されていることが明らかである。
　この構成は、上記刊行物１に開示されている変調器と同一構成であり、また、キャリアポートに入力される信号が「ＱＵＡＤＲＴＵＲＥ　ＣＡＲＲＩＥＲ」と記載されており、要約の欄に「ＲＦハイブリッド」と記載されていることから、単一位相のキャリア信号をＲＦハイブリッドによって９０度位相が異なる２つのキャリア信号に分けてＤＢＭに入力していることも明らかである。
　ＦＩｇ．３には、キャリアポートに入力される信号の位相を調整する手段は示されていないが、刊行物２の技術の目的は、キャリアポートの位相誤差αを変調ポートの信号の位相補正値θから決定してスプリアスが最小となるようにすることであるから、キャリアポートに入力される信号の位相を調整する手段が存在することが前提となっている。　つまり、刊行物２では、変調ポートに入力する一方の信号に対して他方の信号の位相を位相修正角θとして操作することで、位相の異なる２つのキャリア信号の誤差α（Ｆｉｇ．ｌ、Ｆｉｇ．２参照）を調整すること、変調ポートに対する信号レベルとＤＣオフセットの調整によって変調器の誤差を補償することが開示され、また、少なくとも位相調整についてはコンピュータプログラムにしたがって制御することが明記されている。
　つまり、刊行物２には、変調ポート（ベースバンド信号の入力ポート）でマニピュレータで制御して、補償する技術について開示されている。
　
　同じく刊行物３（ＪＡＩＡＹＯ、丹羽　共著「ハムのトランジスタ活用」ＣＱ出版（昭５８−６−３０）Ｐ．１５２〜１５３；甲第３号証）には、アマチュア無線用のＳＳＢ／ＣＷ送信機に関するものであり、第１５２頁の第３−２−１図（ｂ）および第１５３頁の第３−２−１表には、ＳＳＢジェネレータ（変調器）から出力される１４ＭＨｚ帯の信号を１６ＭＨｚ、１８ＭＨｚ、２１．５ＭＨｚの周波数から選択した一つの周波数の信号を用いて、２〜１．５ＭＨｚ、４〜３．５ＭＨｚ、７．５〜７ＭＨｚのいずれかにダウンコンバートすることが示されている。
　
５．（２）　対比・判断
本件発明１に対して
　刊行物１には、５．（１）において既述のように、本件発明１の構成要件の前記（イ）（ロ）（ハ）（へ）（ト）（ヌ）（ル）（カ）より構成されるベクトル変調器に相当する構成が開示されていると認められるが、本件発明１の構成要件の、（ホ）前記第１信号をベクトル変調するためのデジタル信号を受信する手段、（へ）前記第１信号をベクトル変調するためのアナログ信号を受信する手段、（ト）前記デジタル信号と前記アナログ信号のいずれか一方を選択して前記ベクトル変調する手段へ印加するスイッチ手段、を含むベースバンドマニピュレーション回路によって制御される補償回路に相当する構成が記載されていない。
　刊行物２には、ベクトル変調器と同一構成の二重平衡変調器の誤差を、変調ポートに入力される信号の位相差、信号レベル、ＤＣオフセットを調整して補償することが示されているが、前記（ホ）（へ）（ト）の手段は記載されていない。
　したがって、本件発明１の校正されたスカラ変調、デジタル変調、バースト変調、およびベクトル変調を含む広帯域変調能力を持ち、１０メガヘルツから３ギガヘルツの周波数範囲の合成信号を提供できる信号発生器を提供するための構成要件であるところの前記（ホ）〜（ト）の構成要件、すなわち「（ホ）前記第１信号をベクトル変調するためのデジタル信号を受信する手段、（へ）前記第１信号をベクトル変調するためのアナログ信号を受信する手段、及び（ト）前記デジタル信号と前記アナログ信号のいずれか一方を選択して前記ベクトル変調する手段へ印加するスイッチ手段」は、刊行物１〜２のいずれにも記載されておらず、刊行物３にも記載されておらず、これらの刊行物１〜３に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるとすることはできない。
　したがって、本件発明１は、異議申立人が証拠として提出した刊行物１〜３（甲第１〜３号証）に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものではないので、本件発明１の特許は特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものではない。
　
６．本件発明２に対して
　本件発明２は、本件発明１を引用しており、前記の本件発明１の場合と同様のことが言えるので、前記刊行物１〜３に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるとすることはできない。
　したがって、本件発明２の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものではない。
　
７．本件発明３に対して
７．（１）刊行物記載の発明
　省略（前掲５．（１）刊行物記載の発明の段落参照）
７．（２）対比・判断
　本件発明３と刊行物１の発明とを対比する。
　前記５．（１）刊行物記載の発明の段落において、既述のように、刊行物１の発明は、本件発明３の（イ）（ロ）（ハ）（ヘ）（ト）（ヌ）（ル）（カ）に相当する構成を備えており、これらの構成を備えた点で本件発明３と刊行物１の発明は一致し、そして、次の点で相違している。
〔相違点〕
　相違点１：本件発明３が、次の（ニ）、（ホ）、（チ）、（リ）、（ヲ）、（ワ）の各調整手段を備えているのに対し、刊行物１の発明は備えていない点。
（ニ）前記Ｉキャアリア成分の位相を調整するためのＩ位相調整手段、
（ホ）前記Ｑキャアリア成分の位相を調整するためのＱ位相調整手段、
（チ）前記Ｉ変調入力データを受信してゲイン調整されたＩ変調データ信号を供給するためのＩ変調データ・ゲイン調整手段、
（リ）前記Ｑ変調入力データを受信してゲイン調整されたＱ変調データ信号を供給するためのＱ変調データ・ゲイン調整手段、
（ヲ）前記Ｉ変調データ信号にDCレベルを供給するためのＩキャリア漏れ調整手段、
（ワ）前記Ｑ変調データ信号にDCレベルを供給するためのＱキャリア漏れ調整手段、
相違点２：本件発明３が、前記相違点１の各調整手段、つまり、Ｉ位相調整手段、Ｑ位相調整手段、Ｉ変調データ・ゲイン調整手段、Ｑ変調データ・ゲイン調整手段、Ｉキャリア漏れ調整手段、Ｑキャリア漏れ調整手段とをディジタル制御して、前記ベクトル変調された信号に所望のキャリア漏れあるいは直交位相誤差をあたえるための手段、を備えるのに対し、刊行物１の発明は備えていない点。
相違点３：本件発明３が、次の（タ）〜（ツ）のアイソレータを備えているのに対し、刊行物１の第４図に係るベクトル変調器の発明は備えていない点。
（タ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｉ変調手段間に接続されたアイソレータ、
（レ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｑ変調手段間に接続されたアイソレータ、
（ソ）前記Ｉ変調手段と前記結合手段に接続されたアイソレータ、及び
（ツ）前記Ｑ変調手段と前記結合手段間に接続されたアイソレータ
相違点１について
　ベクトル変調器の誤差補償のためにベクトル変調器に入力されるベースバンド信号に対する処理を行なうという技術は公知（取消理由通知において示された特開昭６２−１４２４４０号公報参照）であり、しかも、刊行物２には、ベクトル変調器と同一構成の二重平衡変調器の変調ポートに入力される信号に対する位相調整、レベル調整、ＤＣオフセット調整等の調整を行なう技術が開示されており、この技術を同一構成のベクトル変調器に適用することは、何ら阻害する要因はなく、適宜決定し得ることである上に、刊行物２には、変調ポートに入力される一方の信号の位相を他方に対して相対的に操作することで、キャリアポートに入力される一方のキャリアの位相を他方に対して相対的に調整し、変調ポートに入力される一方の信号に対する他方の信号レベルとＤＣオフセットを相対的に調整する技術が開示されていて、ベクトル変調器において調整手段をＩ変調とＱ変調の夫々の系に備えることとすることは通常想到し得る技術思想のものと認められるので、キャリア成分の位相調整を含めて、扱うベースバンド信号に応じてその双方の調整を行なうようにすることは当業者が容易に想到できる程度のことである。
　これらの技術を踏まえ、刊行物１の第４図に係るベクトル変調器の発明において、刊行物２の前記変調ポートに入力される信号に対する位相調整、レベル調整、ＤＣオフセット調整を行なう技術を適用するに際し、Ｉ変調とＱ変調の系に夫々調整手段を備えることとし、これにより刊行物１の発明に前記（ニ）、（ホ）、（チ）、（リ）、（ヲ）、（ワ）の各調整手段を備えるとすることは当業者が容易になし得ることである。
相違点２について
　刊行物２には、少なくとも位相調整をコンピュータプログラムにしたがってディジタル制御することが明記されており、レベルなど他の調整項目についても同様にディジタル制御することに何ら困難性はなく、さらに、刊行物２には、変調器の誤差を補償する目的で変調ポートに入力される信号の位相、レベル、ＤＣオフセットの調整を行なっているが、この技術は、直交誤差やキャリア漏れの状態を、変調ポートに入力される信号の位相、レベル、ＤＣオフセットの調整で異なる状態に変化させることができるという前提に基づくものであるから、誤差補償以外の目的のために、直交誤差やキャリア漏れを最小値以外の値に制御することも当然可能である。
　また、刊行物２には、前記のように、変調ポートに入力される一方の信号の位相を他方に対して相対的に操作することで、キャリアポートに入力される一方のキャリアの位相を他方に対して相対的に調整し、変調ポートに入力される一方の信号に対する他方の信号レベルとＤＣオフセットを相対的に調整することが記載されている上、調整のし方として、扱うベースバンド信号に応じて双方の調整を一方と他方のそれぞれ行なうようにすることは当業者が容易に想到できる技術的事項といえる。
　これらの点を踏まえると、刊行物１の発明において、前記相違点１において既述のように、Ｉ位相調整手段、Ｑ位相調整手段、Ｉ変調データ・ゲイン調整手段、Ｑ変調データ・ゲイン調整手段、Ｉキャリア漏れ調整手段、Ｑキャリア漏れ調整手段とを備えたものとした場合のこれらの制御において、これらの調整手段をディジタル制御して、前記ベクトル変調された信号に所望のキャリア漏れあるいは直交位相誤差をあたえるための手段を備えるとすることは当業者が容易になし得ることである。
相違点３について
　分離手段ないし結合手段に接続される別々の信号路における信号間のアイソレーションをよくするために、アイソレータを挿入するアイソレーション技術は、本願出願前周知の技術と認められ、必要に応じて採用し得るものであると認められる。
　刊行物１の第４図に係るベクトル変調器のＩ、Ｑ信号のアイソレーションをよくするために、スプリッタ及びコンバイナとデータＩ及びデータＱ信号のそれぞれの系の間にアイソレータを挿入し、前記相違点３に掲示の（タ）〜（ツ）のアイソレータを備えるとすることは当業者が容易になし得ることである。
　したがって、本件発明３は、刊行物１及び刊行物２に記載された発明及び本願出願前周知の技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件発明３の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　
８．むすび
　以上のとおり、本件発明３の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものであるから、同法第１１３条第２号に該当し、取り消されるべきものである。
　また、本件発明１及び２の特許については取消理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１５年４月１０日（２００３．４．１０）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
信号発生器とベクトル変調器
（５７）【特許請求の範囲】
　１．次の（イ）〜（
ト
（イ）第１信号を供給する手段、
（ロ）ベースバンドマニピュレーション回路で制御される補償回路を備え該ベースバンドマニピュレーション回路で校正されたベクトル変調をおこなう、前記第１信号をベクトル変調する手段、
（ハ）所定周波数範囲内の複数の周波数から選択された所望の周波数を有する第２信号を供給する手段
、
（
（ホ）前記第１信号をベクトル変調するためのデジタル信号を受信する手段、
（ヘ）前記第１信号をベクトル変調するためのアナログ信号を受信する手段、及び
（ト）前記デジタル信号と前記アナログ信号のいずれか一方を選択して前記ベクトル変調する手段へ印加するスイッチ手段
　２．前記所定周波数範囲内の出力周波数を有するベクトル変調された出力信号が前記ベクトル変調された前記第１信号をダウンコンバートして得られることを特徴とする請求項１に記載の信号発生器。
　３．次の（イ）〜（
ツ
（イ）入力キャリア信号を受信する入力ポート、
（ロ）ベクトル変調された信号を供給するための出力ポート、
（ハ）前記入力キャリア信号を受信して、Ｉキャリア成分とＱキャリア成分を供給するＩ／Ｑスプリッタ、
（ニ）前記Ｉキャアリア成分の位相を調整するためのＩ位相調整手段、
（ホ）前記Ｑキャアリア成分の位相を調整するためのＱ位相調整手段、
（ヘ）Ｉ変調入力データを受信するためのＩ変調入力端子、
（
（チ）前記Ｉ変調入力データを受信してゲイン調整されたＩ変調データ信号を供給するためのＩ変調データ・ゲイン調整手段、
（リ）前記Ｑ変調入力データを受信してゲイン調整されたＱ変調データ信号を供給するためのＱ変調データ・ゲイン調整手段、
（ヌ）前記Ｉチャリア成分を前記Ｉ変調データ信号で変調して出力するためのＩ変調手段、（ル）前記Ｑキャリア成分を前記Ｑ変調データ信号で変調して出力するためのＱ変調手段、（ヲ）前記Ｉ変調データ信号にＤＣレベルを供給するためのＩキャリア漏れ調整手段、（ワ）前記Ｑ変調データ信号にＤＣレベルを供給するためのＱキャリア漏れ調整手段、（カ）前記Ｉ変調手段の出力と前記Ｑ変調手段の出力を結合して、前記出力ポートに結合された信号を供給する結合手段
、
（
（タ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｉ変調手段間に接続されたアイソレータ、
（レ）前記Ｉ／Ｑスプリッタと前記Ｑ変調手段間に接続されたアイソレータ、
（ソ）前記Ｉ変調手段と前記結合手段間に接続されたアイソレータ、及び
（ツ）前記Ｑ変調手段と前記結合手段間に接続されたアイソレータ
【発明の詳細な説明】
＜発明の技術分野＞
　本発明は、例えば、校正されたスカラ変調、デジタル変調、バースト変調、およびベクトル変調を含む広帯域変調能力を持ち、１０メガヘルツから３ギガヘルツの周波数範囲の合成信号を提供できるベクトル変調器と信号発生器とに関する。これらは従来技術の信号発生器では得られなかった。
＜従来技術とその問題点＞
　ここ十年間にわたって、無線周波数（ＲＦ）およびマイクロ波システムに用いられる変調は着実に複雑さを増してきた。この増加の陰の原動力となったものは集積回路（ＩＣ）技術における進歩、より効果的に周波数帯域を用いる必要性、広帯域で高周波の素子が入手可能になったこと、および電子戦争（ＥＷ）やレーダ技術における優れたシステム性能の追求などである。この変調が複雑になるにしたがい、これらの複雑な変調信号を発生したり、あるいはシミュレートすることが必要になってきた。伝統的な信号発生器は単純なＡＭおよびＦＭ変調能力しかなく、変調帯域幅も制限されており、この必要性に合致しない。今までのところ、テストエンジニアが複雑な変調を発生する仕事に直面したときによるアプローチは、狭い範囲のキャリア周波数および／またはデータ率でのみ動作し、高価であると同時に文書化して維持するのが困難な専用の装置を自分たちで作り上げることである。
　「ベクトル変調」は、キャリア信号のＩ（同相）およびＱ（直角位相）成分が独立に変調される事から、ＩＱ変調と呼ばれることがある。ベクトル変調は非常に強力な技術であり、参照キャリアに関する任意の位相および振幅変調を発生するのに用いられる。
　「スカラ変調」はキャリア信号の包格線、すなわち振幅の変調に関する。
　「デジタル変調」は地上通信および衛星通信に用いられる用語であり、デジタル状態がキャリアの位相状態および振幅状態で表される変調に関する。デジタル変調は各変調状態がＩ成分およびＱＳ成分に分解出来るのでベクトル変調の特別な場合である。
　キャリアの「バースト変調」はパルス変調に類似しており、バースト変調デジタル入力を用いてキャリアをゲートオンしたり、ゲートオフしたりするのに用いられる。
　ＩあるいはＱの「精度」とは第３図に示したように発生器が生ずる実際のＩおよびＱの変調レベルを理論上のレベルと比較したものである。
　ＩあるいはＱの「周波数応答」とはＩまたはＱの変調レベルの平坦度である。この測定法ではＩまたはＱは個々に測定されるのでパワーメータは良好なテスト装置である。
　「クロストーク」はＱだけが変調された時にＩに生ずる、あるいはその逆に生ずる変調である。ＤＣにちかい変調率でのクロストークは第３図に描いたようにＩおよびＱの精度の一部分として測定される。
　典型的なベクトル変調器１０の概念ブロック図を第２図に示す。所望周波数のキャリア信号は典型的にはオーブンで安定化されたタイムベース（図示せず）を基準とした周波数合成器から入力端子１１で受信される。キャリア信号が、まずベクトル変調器１０に入ると、たとえば９０度のハイブリッド移相器１２によってＩ成分およびＱ成分に分離される。各キャリア成分ＩおよびＱのレベルおよび位相極性はミキサ１３および１４においてアナログベースバンド信号によって制御される。次にミキサ１３および１４からの変調されたＩおよびＱ信号は加算装置１５で結合される。加算装置１５は、たとえば従来技術でよく知られた加算器、あるいは結合器である。
　しかしながら、従来技術のベクトル変調器は、固定周波数フィルタを用いて出力信号から高調波を除去できるように固定動作周波数で使用するには適当であるが、広い周波数範囲にわたって使用するのには適していない。
＜発明の目的＞
　従って、本発明の目的は、新規なベースバンドマニピュレーション回路を装備した広帯域ベクトル変調器と信号発生器とを提供することである。
＜発明の概要＞
　本発明に従えばベースバンドマニピュレーション回路によって制御されたベクトル変調器から成る新しいベクトル信号発生器が提供される。ベースバンドマニピュレーション回路は、たとえばマイクロプロセッサからのデジタル制御により位相、キャリア漏れ、およびＩ信号とＱ信号の変調レベルを調整する。ベクトル変調を固定周波数で行い、次に所望の出力周波数にダウンコンバートすることにより、広い範囲のキャリア周波数にわたって非常に正確なベクトル変調信号が発生される。この方法において、広い周波数範囲でベクトル変調を実現しようとするのではなく、特定の周波数で正確に動作するように設計された回路を用いてむしろ微妙なベクトル変調動作が実現される。しかしながら、広い所望周波数範囲においてベクトル変調信号を供給するために、ベクトル変調信号は低ノズル周波数合成器を用いてダウンコンバートされる。さらに、自動校正が提供される。そこでは広い周波数範囲の出力信号が分析され、ベクトル変調器を調節して、特定の変調信号やあるいはダウンコンバートされた出力信号の周波数に関係なく、非常に正確なベクトル変調の実現が保証される。この校正により、本発明のユニークなベクトル変調信号発生器の製造が比較的容易になる。本発明においては、この校正調節により非常に正確なベクトル変調が保証されるため部品の正確な整合や工場での調節は不要となる。
＜発明の詳細な説明＞
　本発明に従って組み立てられたベクトル信号発生器の一実施例のブロック図を第１図に示す。ベクトル変調器２７はＩＦ逓倍器２４が供給する８ギガヘルツの固定周波数信号に対してベクトル変調を実行する。ベクトル変調器２７からの変調された出力信号は次にミキサ３３ａを含む出力段３３によってダウンコンバートされ、出力端子３６上に１０メガヘルツから３ギガヘルツの範囲の所望周波数のＲＦ出力信号を供給する。出力段３３はまたフィルタ３３ｂを含む。該フィルタは低域通過フィルタであり、リード線３４上の出力信号のスプリアス成分を除去する。出力増幅器３５は出力端子３６に増幅された出力信号を供給する。８．０１ギガヘルツから１１ギガヘルツのダウンコンバート信号が局部発振器（ＬＯ）逓倍器２５によって供給される。該ＬＯ逓倍器は１．００１２５から１．３７５００ギガヘルツの出力周波数を持つシンセサイザ２３からの出力信号を８倍する。８ギガヘルツのＩＦ信号はＦＭセクション２２の１ギガヘルツの出力信号を８倍したものである。ＩＣ逓倍器２４からのベクトル変調前の８ギガヘルツ信号をＬＯ逓倍器２５からの８．０１ギガヘルツから１１ギガヘルツの信号でダウンコンバートすることにより、別個のコヒーレントキャリアが出力端子３５上に供給される。ＦＭセクション２２から１ギガヘルツの信号は、シンセサイザ２３からの１００メガヘルツの基準信号の１０次高調波に位相ロックされ、高い安定性および精度のキャリア周波数を供給する。
　一実施例において、ベクトル変調器２７がＩＱ変調器である。ＩＣ変調器ミキサは本質的に非常に線形な広帯域の振幅制御素子である。ベクトル変調用のＩＦを８ギガヘルツと高くしたので、非常に広い変調帯域幅が得られる。このＩＦは出力周波数より高いので、出力段３３内の低域通過フィルタ３３ｂを用いて比較的単純にフィルタすることにより、出力信号に抜けることを避け、出力信号内のスプリアス周波数を除去できる。
　ベクトル変調器の３つの主要ＤＣ（直流）誤差は次のようなものである。
　１．キャリア漏れ−ＩとＱの変調レベルが両方ゼロにセットされた場合の残留ＲＦ出力信号。
　２．ＩＱ不均衡−ＩチャンネルおよびＱチャンネルに同一振幅の入力信号を印加し、変調したときのＩおよびＱの変調レベルの差。
　３．ＩＱ直交誤差−ＩおよびＱの変調位相の９０度からの偏差。
　これら３つの影響のそれぞれがＩおよびＱの精度に生じる許容できない誤差の原因となる。ベクトル信号精度を最高にするために、本発明のＩＱ変調器２７にはベースバンドマニピュレーション回路２８によって制御される補償回路が組み込まれている。ベースバンドマニピュレーション回路２８は、たとえばマイクロコンピュータを含み、該マイクロコンピュータはＩおよびＱの誤差が最小になるように補償回路を調節するようプログラムされている。以上のことは、たとえばＥｄｗａｒｄｓおよびＧｉｌｄｅａによる「Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｖｅｃｔｏｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ　Ｕｓｉｎｇ　ａ　Ｓｃａｌａｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ」と題した発明で１９８６年１０月２３日に出願された合衆国特許出願第９２７，３９３号に述べられている。
　第４図は本発明に従って組立てられたＩＱ変調器の一実施例を描いたものであり、第１図のベースバンドマニピュレーション回路２８によって制御される補償回路を含む。キャリア漏れは入力端子２７ａからキャリア信号がＩミキサ１０２ａおよびＱミキサ１０２ｂを通って漏れることによって生じる。第４図を参照するとこれらのキャリア漏れ信号はベースバンドマニピュレーション回路２８（第１図）による校正の間ＩチャンネルおよびＱチャンネルの変調レベルに小さいオフセットを付加することにより補償される。第４図に示したように入力端子１０６ａおよび１０６ｂからキャリア漏れ調整１０５ａおよび１０５ｂを通って直流信号を導入し、変調器１０２ａおよび１０２ｂのそれぞれのＩ変調入力リード線５１１ａおよび５１１ｂに印加されたＩ変調データおよびＱ変調データに直流レベルを供給する。一実施例において、キャリア漏れ調整１０５ａおよび１０５ｂはＤＡ変換器である。該ＤＡ変換器はベースバンドマニピュレーション回路２８（第１図）からデジタルオフセット語を受信し、キャリア漏れを最小にするために必要なＤＣレベルをＩ変調データおよびＱ変調データに与える。ベースバンドマニピュレーション回路２８（第１図）の制御下で、キャリア漏れ調整１０５ａおよび１０５ｂの調整を行い、端子２７ｂ上の出力信号におけるキャリア漏れを最小にする。この方法で典型的には４０デジベルキャリア漏れを減少できる。
　同様に、ベースバンドマニピュレーション回路２８（第１図）によって制御されるそれぞれの可変アナログ減衰器１０４ａ及び１０４ｂにより、入力リード線１０３ａおよび１０３ｂに供給されたＩおよびＱのアナログ変調信号間の振幅不均衡をなくす。スイッチ５０９ａおよび５０９ｂは、アナログ減衰器１０４ａ、１０４ｂからの振幅調整されたアナログ信号、あるいは端子５１０ａ、５１０ｂからのデジタル情報を、変調器１０２ａ、１０２ｂのそれぞれのＩからＱの変調データ入力リード線５１１ａ、５１１ｂに印加される変調信号として選択する。
　マイクロ波移相器１０１ａおよび１０１ｂもまたベースバンドマニピュレーション回路２８により制御された、該マイクロ波移相器はベクトル変調器２７内のＩ信号路長とＱ信号路長の差から生ずる直交誤差を最小にするように調整される。
　ベクトル変調器２７を校正するのに位相および大きさ両方の調整が必要なので、校正にネットワークアナライザが必要と思われるかもしれない。しかしながら、ＥｄｗａｒｄｓおよびＧｉｌｄｅａの前述の特許出願に述べたようなアルゴリズムが本発明に適しており、本発明では端子２７ｂの出力信号の振幅を分析するのに幅専用検波器（図示せず）を用いている。キャリア漏れ、ＩＱ不均衡、およびＩＱ直角誤差は相互に作用するので本発明のアルゴリズムではこれらの誤差がそれ以上減少しなくなるまで前述の調整を繰り返す。
　キャリア漏れは一般にＩ成分およびＱ成分の両方から成るので、全キャリア漏れが最小になるまで（キャリア漏れ調整１０５ａ、１０５ｂを通して）Ｉ漏れとＱ漏れをまず交互に調整する。次に単位信号がＩ変調ポート１０３ａのみ、およびＱ変調ポート１０３ｂのみに印加された状態に対して振幅専用検波器の測定レベルが等しくなるまで（可変アナログ減衰器１０４ａ、１０４ｂを通して）ＩＱ振幅バランスを調整する。次に変調状態の大きさに対する以下の式が満足されるまでＩＱ位相の直交状態が調整される。
　｜（＋Ｉ，＋Ｑ）｜＋｜（−Ｉ，−Ｑ）｜＝｜（−Ｉ，＋Ｑ）｜＋｜（＋Ｉ，−Ｑ）｜，ここで順序対（＋Ｉ、＋Ｑ）、（−Ｉ、＋Ｑ），（−Ｉ，−Ｑ），（＋Ｉ，−Ｑ）は第３図に示したようにそれぞれＩＱ空間の第１，２，３，４象限でのベクトル出力を表す。
　再び第１図を参照すると８ギガヘルツおよび８．０１から１１ギガヘルツの信号の位相ノイズは全て出力周波数に変換される。７０メガヘルツのユーザに受け入れられるスペクトル純度を得るために８ギガヘルツおよび８．０１ギガヘルツから１１ギガヘルツの信号は極めて低ノイズでなければならない。本発明の教えに従えば、両方の信号は同じ１００メガヘルツの基準から導出されるのでキャリアから約１００ヘルツ以内にある逓倍された基準ノイズは出力でのンコンバージョン時に部分的に相殺される。
　出力信号キャリアから約１００ヘルツよりさらにオフセットしたところで、シンセサイザ２３は本発明のベクトル信号発生器の出力信号のスペクトル純度に対する鍵となる。出力周波数へ変換する間にＬＯ逓倍器２５によってシンセザ２３からの位相ノイズおよびスプリアス信号は８倍されるので、所望のノイズ性能仕様を達成するためにはシンセサイザ２３からの位相ノイズおよびスプリアス信号は出力信号に要求されるよりも第１８デシベル優れていなければならない。本発明でシンセサイザ２３として用いるのに適した低ノイズシンセサイザの一実施例は１９８６年５月２日に出願され、「Ｌｏｗ　Ｐｈａｓｅ　Ｎｏｉｓｅ　ＲＦ　Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ」と題したＥｄｗａｒｄｓの発明に関する合衆国特許出願第８５９，０９６号が教えてくれる。
　本発明の信号発生器の一つの主要な特徴は広帯域で正確な変調を生成出来る事である。この性能（あるいはＩＱ変調器２７）を実現するため主要な構成要素は第１図および第４図の広帯域で線形なベクトル変調器２７、および第１図の広帯域マニピュレーション回路２８である。本発明の教えに従って組立てられたベースバンドマニピュレーション回路２８の一実施例のブロック図を第５図に示す。ベースバンドマニピュレーション回路２８の主機能はＩおよびＱのドライブレベルをベクトル変調器２７（第１図、第４図）に供給することである。デジタル変調およびベクトル変調の２つの変調が提供される。
　デジタル変調が選択されるとユーザは変調フォーマットを指定する。以下は適当なデジタルフォーマットの例である。
　（１）ＢＰＳＫ（２相位相変調）
　（２）ＱＰＳＫ（４相位相変調）
　（３）８ＰＳＫ
　（４）１６ＱＡＭ（直交振幅変調）
　（５）６４ＱＡＭ
　さらに、最初の３個のフォーマットと同時にバースト変調が選択できる。バーストモードでは、ユーザはバースト入力端子に高い論理レベルを印加することにより信号を止めることができる。これは他のデータラインの状態とは独立している。これはデータの送信がバーストで起こる時分割多元接続をシミュレートしたいユーザ、あるいはコード化されたレーダパルスを発生させることに興味のあるユーザに役立つ。
　前述のフォーマットのすべてに組合せてスカラ変調を選択することもできる。これは端子３６（第１図）上の出力信号の振幅を線形制御することである。換言すれば、出力信号振幅はスカラ変調入力端子２９（第１図、および第５図）に印加されたアナログ電圧に比例する。たとえば、スカラ変調入力電圧がゼロの場合は出力信号はなく、スカラ変調入力が１ボルトの場合は出力信号はフルスケールレベルとなる。この特徴は受信器のＡＬＣ回路のテストに興味のあるユーザ、あるいは振幅−フェード（ｆａｄｅ）のシミュレーションに興味のあるユーザには有用である。
　標準デジタル変調フォーマットの他にもデジタル型のベースバンドマニピュレーション回路２８の一実施例は、本発明の信号発生器に、ある新しい動作能を提供する。
　（１）Ｉ＜Ｑ：第６ａ図に描いたようにユーザがＱチャンネルの利得と相対的に１チャンネルの利得を可変できる。
　（２）代替レベル：ユーザが第２の電力レベルを指定できるようにし、第６ｂ図に描いたように一本のデータラインを使って出力レベルを一方のレベルからもう一方のレベルまで高速で切り換えられる。
　（３）２状態：ユーザがＩＱ平面内の２つの任意の状態を指定できるようにし、第６ｃ図に描いたように一本のデータラインを使って出力を一方の状態からもう一方の状態に高速で切り換えられる。
　（４）キャリア漏れの付加：ユーザが制御された量だけ変調出力信号にキャリアを付加できる。これはラジオのキャリア回復回路をテストする場合に役に立つ。
　（５）直交位相誤差の付加：ユーザが出力信号に直交位相誤差を導入できる。これは理想的でない変調器のシミュレートに役立つ。
　（６）ＰＲＢＳ発生器：内蔵擬似ランダムビットシーケンス（ＰＲＢＳ）発生器によりユーザは外部データ発生器なしでデジタル変調された信号を発生できる。
　（７）２クロック同期モード：このモードでは、ＩチャンネルおよびＱチャンネルは異なるクロック信号を持てる。これによりオフセットＱＰＳＫ信号、あるいはＩチャンネルおよびＱチャンネルが異なるクロックレートで動作する他の変調のシミュレートが容易になる。
　第５図を参照するとベースバンドマニピュレーション回路２８はＤ０からＤ３までの入力リード線を含み、該入力リード線はデジタル変調およびバースト変調に用いられる入力デー夕を受信する。Ｄ０からＤ３までのどの入力リード線がどの機能を果たすほかはマッピング回路５０２によって定義する。バッファおよびラッチ回路５００はマッピング回路５０２の用意ができるまで入力リード線Ｄ０からＤ３で受信される情報をバッファし、ストアする役割を果たす。バッファおよびラッチ回路５００はクロック回路５０１で制御され、該クロック回路は入力クロック信号φＩおよびφＱを受信する。クロック回路５０１はバッファおよびラッチ回路５００が入力信号Ｄ０からＤ３に応じてクロック信号φＩおよびφＱの一つ、あるいは両方に同期して動作するようにする。
　マッピング回路５０２はバッファおよびラッチ回路５００からの入力信号を受信し、ＤＡ変換器５０３および５０４への適切な入力信号を形成する。これらＩ０からＩ２、およびＱ０からＱ２の入力信号は入力リード線Ｄ０からＤ３上でユーザが選択した所望変調フォーマットに応じて決定される。Ｉ０からＩ２およびＱ０からＱ２の信号により、高速スイッチ５０３ａおよび５０３ｂはノード５１２ａおよび５１２ｂのそれぞれにどの電流源５０４ａおよび５０４ｂを接続するかを選択する。これらの選択された電流源からの電流は電流源５０５ａおよび５０５ｂのそれぞれからの電流に付加され、入力リード線Ｄ０からＤ３に印加された入力信号によって指定された変調タイプと変調状態に対して正しい電流駆動レベルを供給する。
　もし、必要ならば電流源５０４ａ、５０４ｂ、５０５ａおよび５０５ｂからの電流レベルはスカラ変調入力端子２９に印加されたスカラ変調入力信号に応じて可変される。この場合、ノード５１２ａおよび５１２ｂに供給された実際の電流レベルは電流源５０４ａ、５０５ａおよび５０４ｂ、５０５ｂによって供給された電流に等しく、スカラ入力端子２９に印加された信号によって指定された割合だけスケーリングされている。スイッチ５０９ａ、５０９ｂはデジタル入力信号とアナログ入力信号のどちらがリード線５１１ａおよび５１１ｂを通ってベクトル変調器２７（第４図）のミキサ１０２ａおよび１０２ｂに変調情報を供給するかを選択する。第５図に示したスイッチ位置はデジタル入力信号を変調源として選択しているが、スイッチ５０９ａおよび５０９ｂを反対の位置に切り換えれば入力端子１０３ａ、１０３ｂ上のアナログ入力信号がアナログ減衰器１０４ａ、１０４ｂを経てそれぞれリード線５１１ａおよび５１１ｂに印加され、次に第４図のＩ変調器１０２ａおよびＱ変調器１０２ｂに印加される。
　キャリア信号をベクトル変調するためにデジタル情報を用いる場合、電流源５０４ａ、５０５ａ、および５０４ｂ、５０５ｂのそれぞれのレベルを調整することによってＩ変調器１０２ａおよびＱ変調器１０２ｂの利得を交互に変え、ベクトル変調器のＩチャンネルおよびＱチャンネル間の利得差を補償しなければならない。これにより変調信号はできうるかぎりの正確さになる。逆に、アナログ入力信号を用いてキャリア周波数をベクトル変調する場合、入力端子１０３ａおよび１０３ｂ上で受信されたアナログ入力信号レベルはアナログ減衰器１０４ａおよび１０４ｂのそれぞれによって調整され、それによってベクトル変調器のＩチャンネルおよびＱチャンネルネ間の利得差を補償する。
　デジタル変調が選択されると、ベースバンドフィルタ５０６−１ａから５０６−５ａまでと５０６−１ｂから５０６−５ｂまでの一つが選択され、ＩチャンネルおよびＱチャンネルのそれぞれにスイッチされベースバンド信号のスペクトルを制限する。ベースバンド信号のスイッチング時間が非常に早く（典型的には１ナノ秒以下）、したがって非常に広い帯域幅を占めるのでこのフィルタが必要となる。内蔵のベースバンドフィルタ５０６−１ａから５０６−４ａ、５０６−１ｂから５０６−４ｂの内のどれか一つが選択されたキャリア周波数に応じてスイッチされる。キャリア周波数が低い時はキャリア周波数が高い時よりもフィルタの帯域幅を狭く選んで出力信号でのエイリアシングが問題とならないようにする。ユーザが自分自身のベースバンドフィルタ５０６−５ａ、５０６−５ｂを用意し、ユーザが所望のスペクトルを形成できるような準備もある。
　ベクトル変調において、ユーザはベクトル入力にアナログのＩベースバンド信号およびＱベースバンド信号を供給し、本発明の信号発生器は選択されたキャリア周波数で理想的なベクトル変調器として動作する。内蔵校正ルーチンは変調器のオフセットが低く、二つのチャンネルが（同じ利得で）釣合い、直交位相が正確にセットされるよう保証する。このモードにおいて、保証される変調帯はＤＣから３５０メガヘルツであり、これは７００メガヘルツまでのＲＦ両側波帯を生じる。これで非常に広い帯域の複雑な変調が可能になり、レーダチャープ、ＭＳＫ（ｍｉｎｉｍｕｍ　ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）信号などの信号のシミュレートが可能になる。
　一対の任意波形合成器（米国ヒューレット・パッカード社で製造されたＨＰ８８７０など）と共に用いれば本発明の信号発生器な特別的な信号シミュレーション能力を備え、信号がＩ成分およびＱ成分に分解される限り、保証された変調帯域幅内のいかなる信号をもシミュレートできる。あるいは、もしＲＦ信号を復製したいなら該信号をベクトル復調し、波形記録計でＩ成分、およびＱ成分を捕らえ、もし必要ならコンピュータ上でデータを修正し、そのデータをＨＰ８８７０に送りさえずればよい。ＨＰ８８７０が本発明の信号発生器をベクトル変調する。
　高速電流スイッチング装置５０３ａ、５０３ｂとしての第５図のデジタルベースバンドマニピュレーション回路２８の最も重要な必要条件の一つは正確なレベルを供給して高いデータレートでベクトル変調器を駆動することである。第５図に精密ＤＡ変換器（ＤＡＣ）５０４ａ、５０４ｂを示す。ＤＡＣがレベル精度を供給し、高速電流スイッチング装置５０３ａ、５０３ｂをそれぞれＩチャンネルおよびＱチャンネルに用い、ＤＡＣ発生電流をオンおよびオフすることによりレベルからレベルへの高速遷移が可能になる。たとえば、ＢＰＳＫ信号を発生するためにＩチャンネルベースバンドは第５図のノード５１２ａへの電流を高速スイッチ５０３ａによりオン・オフするのに応じて二つのレベルの内の一つを持ち得る。スイッチ５０４ａ、５０４ｂの内の一つ以上を並列に接続することにより二つ以上のレベルを発生することが可能であり、したがってより複雑な変調を生成できる。たとえば、１６ＱＡＭはチャンネルあたり４レベル必要であり、６４ＱＡＭはチャンネルあたり８レベル必要である。第７図はひ化ガリウム（ＧａＡｓ）で製造され、第５図の高速スイッチ５０３ａおよび５０３ｂとして使うのに適した回路の一実施例の概略図である。３個の差動電流スイッチ８０１、８０２、８０３のそれぞれを駆動する３個のシュミットトリガ７０１、７０２、７０３がある。シュミットトリガ７０１、７０２、７０３は入力リード線上で約０．５ボルトの振幅が必要であり、出力リード線上に３ボルトの振幅を供給して差動電流スイッチ８０１、８０２、８０３を駆動する。各スイッチ８０１、８０２、８０３の電流範囲はゼロから２０ミリアンペアである。
　一実施例において、第４図のベクトル変調器２７は第８図のブロック図に示したようなアイソレータによって相互接続された３個の回路として組立てられる。変調器の機能はデジタルベースバンド回路によって駆動されたとき非常に正確なＩ信号およびＱ信号を発生することである。アイソレータ９９ａ、９９ｂ、１００ａ、１００ｂは個々の超小型電子回路アセンブリ間に用いられ、ＩチャンネルおよびＱチャンネル間クロストークが非常に低くなるよう保証する。
　Ｉ／Ｑスプリッタ３１（第４図、第８図）は入力リード線２７から８．０ギガヘルツのＩＦ信号を受け、二つの振幅が等しく、位相が直交した信号ＩおよびＱを発生する。これらの高レベル（＋１２ｄＢｍ）位相直交信号がＩ変調器１０２ａ、およびＱ変調器１０２ｂのＬＯポートを駆動する。電圧可変移相器１０１ａ、１０１ｂが含まれている。−４から−１２ボルトの同調範囲で約２５度の位相調整範囲が得られる。校正の間、たとえ個々のアイソレータ９９ａ、９９ｂ、１００ａ、１００ｂ、あるいは変調器１０２ａ、１０２ｂが完全には位相整合していなくても、これらの移相ネットワーク１０１ａ、１０１ｂにより正確な直角位相が得られる。一実施例において、Ｉ／Ｑスプリッタ３１は２５ミルの厚さのサファイア基板上に４線インターデジタル型として組立られた９０度ハイブリッドである。移相器１０１ａ、１０１ｂは第９図の概略図に示したように、結合ポートと直接出力ポート上に接地されたＧａＡｓ同調バラクタ９０、９１を持った同じタイプのハイブリッドを用いて作られる。このように作る場合、ハイブリッドの「アイソレートされた」ポートからの信号は単純にバラクタの（一定の位相オフセットを加えた）反射に等しい。バラクタ上のＤＣ電圧が変化するとそれに応じてキャパシタンスが変化する。これは反射係数（ｒｈｏ）の角度の変化になる。ｒｈｏの大きさは１であるので出力信号の位相変化だけが正味の結果として起こる。
　第８図のデュアル変調器１０２ａ、１０２ｂはＩ／Ｑスプリッタ３１からの２個の直交位相信号ＩとＱを広帯域（たとえばＯから３５０メガヘルツ）で変調する。デュアル変調器１０２ａ、１０２ｂはＩおよびＱのベースバンド変調入力リード線１０３ａ、および１０３ｂ上のそれぞれに低域通過フィルタ（図示せず）も含む。これらのフィルタはベースバンド入力ポート１０３ａ、１０３ｂ上の８．０ギガヘルツＩＦ信号を除去し、変調器のＩＦポートに８ギガヘツで５０オーム、すなわち「整合された」端子を供給する。この整合は８．０ギガヘルツの全変調帯域幅にわたって変調器が異常動作するのを防ぐ。８ギガヘルツのキャリア周波数で変調器を動作することにより３５０メガヘルツの変調レートは１０％以下の帯域幅にしかならない。これにより低いクロストークで非常に線形な変調が可能になる。
　ダブルバランスミキサは以下の属性を持っており、その故に変調器として使われている。
　１．Ｉポートは直流結合され、広帯域で周波数特性が平坦である。
　２．卓越したＬ−Ｒアイソレーション（典型的に４０デシベル）と低いＤＣオフセット。
　３．±０．１ボルトまでのＩＦ駆動レベルに対する卓越した直線性。
　４．ミキサのＩポートのＤＣから３５０メガヘルツまでの低いＶＳＷＲ（典型的には５０オームインピーダンス）。
　５．低いＡＭ−ＰＭ変換。
　コンバイナ１０７は２個の変調された信号を取り、それらをいっしょに加え合わせ、単一のベクトルにする。各経路の低域通過フィルタ（図示せず。）はデュアル変調器１０２ａ、１０２ｂによって生じた高調波（１６、２４、３２ＧＨｚ）が出力ポート２７ｂに現れるのを防ぎ、それによって出力リード線２７ｂ上の出力信号からスプリアス信号を防ぐ。これらの低域通過フィルタは変調器１０２ａ、および１０２ｂ間の結合を防ぎ、それによってＩ信号およびＱ信号間のクロストークを除去する。
　抵抗性負荷のリアクティブ電力結合器１０７（第４図）は信号を同相（０度）で加算する。このタイプの電力結合の損失は最小（３デシベル）であり、アイソレーションが高く、入力／出力ＶＳＷＲが優れている。これらの属性は平坦な振幅／位相応答および低いクロストークに必須である。一実施例において、出力ミキサ３３ａ（第１図）はベクトル変調器から８ギガヘルツの変調信号を受け、それを１０から３０００メガヘルツの範囲にダウンコンバートする。ＬＯは８．０１から１１．０ギガヘルツの周波数範囲をカバーする。
　出力ミキサ３３にはＩＦ応答帯域が広く（１０−３３５０メガヘルツ）、振幅／位相の平坦さに優れ、低歪みとなるように注意深く選択されたダブルバランスミキサ３３ａ（第１図）を用いる。ミキサのＩポート上のダイプレクサ（ｄｉｐｌｅｘｅｒ）回路は次の３つの重要な機能を果たす。
　１．出力ポートへの５ギガヘルツ以上の信号の除去。
　２．ミキサのＩポートを８ギガヘルツで５０オームに成端する。
　３．３ギガヘルツでリアクティブ成端し、変換ロスの平坦さ、およびＩポートの「整合」を改善する。
　出力増幅器３５（第１図）は広帯域、超線形、低ノイズ、かつ周波数応答が平坦で、入力および出力の整合が良好である。増幅器の線形性は機器の直流ベクトル精度に影響を及ぼす。増幅器周波数応答および整合はダイナミッククロストーク、すなわちＡＭ−ＰＭ変換を引き起こす。雑音指数は機器のノイズフロアを決める。
＜発明の効果＞
　上述したように、本発明によれば、広帯域（例えばＭＨｚから３ＧＨｚ）で可変されるＲＦキャリアを広帯域（例えば直流から３５０ＭＨｚ）ベクトル変調できる信号発生器が得られる。勿論、スカラ変調を行うようにしたり、その他の変形も容易である。さらに本発明の一実施例からも明らかなように、ベクトル変調精度が高く、かつスプリマスも少ない良好な変調特性が得られる。従って、実用に供して有益である。
【図面の簡単な説明】
　第１図は本発明に従って構成した信号発生器の一実施例のブロック図、第２図は従来例のＩＱ変調器のブロック図、第３図はベクトル変調された信号の理論的変調状態と確からしさの窓（ａｃｃｕｒａｃｙ　ｗｉｎｄｏｗ）を表した図表、第４図は本発明に従って構成したＩＱ変調器の一実施例のブロック図、第５図は第１図のベースバンドマニピュレーション回路２８の一実施例のブロック図、第６ａ図から第６Ｃ図は、本発明に従って構成した信号発生器の一実施例から得られる変調パターンの例を示す図表、第７図は第５図のスイッチ５０３ａと５０３ｂに好適な高速ヒ化ガリウム・スイッチの一実施例の概略図、第８図は本発明に従って構成したＩＱ変調器の一実施例の概略図、第９図は第４図のマイクロ波移相器１０１ａと１０１ｂの一実施例の概略図である。
　１０：ベクトル変調器
　１２：ハイブリッド移相器
　１３，１４：ミキサ
　１５：加算装置
　２２：ＦＭセクション
　２３：シンセサイザ
　２４：ＩＦ逓倍器
　２５：局部発振器逓倍器
　２６：ミキサ
　２７：ベクトル変調器
　２８：ベースバンドマンピュレーション回路
　２９：スカラ変調入力端子
　３０：ベクトル変調入力端子
　３１：Ｉ／Ｑスプリッタ
　３３：出力段　３５：出力増幅器
　１０１ａ，１０１ｂ：マイクロ波移相器
　１０２ａ，１０２ｂ：変調器
　１０４ａ，１０４ｂ：可変アナログ減衰器
　１０５ａ，１０５ｂ：キャリア漏れ調整
　１０７：コンバイ＋（電力結合器）
　５００：バッファ及びラッチ回路
　５０１：クロック回路
　５０２：マッピング回路
　５０３，５０４：ＤＡ変換器
　５０６−１ａ〜５０６−５ａ，５０６−１ｂ〜５０６−５６：ベースバンドフィルタ
　７０１〜７０３：シュミットトリガ
　８０１〜８０３：差動電流スイッチ
　９０，９１：ＧａＡｓ同調バラクタ