【事件の表示】
　特許第３４５３０８０号「ミリ波レーダ」の請求項７に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３４５３０８０号の請求項７に係る特許を維持する。
【理　由】
１．手続の経緯
　特許第３４５３０８０号の請求項１〜９に係る発明についての出願は、平成１１年３月５日に特許出願され、平成１５年７月１８日にその発明について特許権の設定登録がなされ、その後、その請求項７に係る特許に対し、特許異議申立人京セラ株式会社より特許異議の申立てがなされ、取消理由が通知され、その指定期間内である平成１６年１１月１２日に訂正請求がされたものである。
　
　
２．訂正の適否についての判断
（１）訂正の内容
　特許権者が求めている訂正事項の内容は、以下のとおりである。
ａ．特許請求の範囲の請求項７において、文頭の「ミリ波帯発振器」とあるのを「ミリ波帯信号を出力するミリ波帯発振器」と訂正し、「パルス変調器」とあるのを「周波数変換型パルス変調器」と訂正し、「該第３のＮＲＤガイドに接続された送受信アンテナと、」とあるのを「該第３のＮＲＤガイドに帯域フィルタを介して接続された送受信アンテナと、」と訂正し、「ミクサとからなる」とあるのを「ミクサとからなり、前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されている」と訂正することで、請求項７全体を「ミリ波帯信号を出力するミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の出力を第１のサーキュレータに導く第１のＮＲＤガイドと、該第１のサーキュレータに接続された周波数変換型パルス変調器と、前記第１のサーキュレータと第２のサーキュレータを接続する第２のＮＲＤガイドと、第２のサーキュレータに接続された第３のＮＲＤガイドと、該第３のＮＲＤガイドに帯域フィルタを介して接続された送受信アンテナと、前記第２のサーキュレータに接続されたミクサとからなり、前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されていることを特徴とするミリ波レーダ。」に訂正する。
　
ｂ．明細書の段落【００１９】の記載について、「本発明の請求項７に記載のミリ波レーダは、 ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の出力を第１のサーキュレータに導く第１のＮＲＤガイドと、該第１のサーキュレータに接続されたパルス変調器と、前記第１のサーキュレータと第２のサーキュレータを接続する第２のＮＲＤガイドと、第２のサーキュレータに接続された第３のＮＲＤガイドと、該第３のＮＲＤガイドに接続された送受信アンテナと、前記第２のサーキュレータに接続されたミクサとからなることを特徴とする。」とあるのを、「本発明の請求項７に記載のミリ波レーダは、 ミリ波帯信号を出力するミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の出力を第１のサーキュレータに導く第１のＮＲＤガイドと、該第１のサーキュレータに接続された周波数変換型パルス変調器と、前記第１のサーキュレータと第２のサーキュレータを接続する第２のＮＲＤガイドと、第２のサーキュレータに接続された第３のＮＲＤガイドと、該第３のＮＲＤガイドに帯域フィルタを介して接続された送受信アンテナと、前記第２のサーキュレータに接続されたミクサとからなり、前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されていることを特徴とする。」と訂正する。
　
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無及び拡張・変更の存否
ア．上記ａ．の訂正は、請求項７の「ミリ波帯発振器」及び「パルス変調器」を、それぞれ「ミリ波帯信号を出力するミリ波帯発振器」及び「周波数変換型パルス変調器」に限定し、「第３のＮＲＤガイドに接続された送受信アンテナ」を「第３のＮＲＤガイドに帯域フィルタを介して接続された送受信アンテナ」に限定したうえで、さらに「前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されている」点に限定するものである。そして、このような限定事項は、本件明細書の段落【００３８】〜【００３９】に記載されたものである。よって、上記訂正事項ａは、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであって、新規事項を追加するものでもなく、実質上特許請求の範囲を拡張し変更するものでもない。
　
イ．上記ｂ．の訂正は、上記ａ．の訂正により特許請求の範囲を訂正したことに伴い、発明の詳細な説明の記載の整合を図るものであるから、明りょうでない記載の釈明を目的とするものであって、新規事項を追加するものでもなく、実質上特許請求の範囲を拡張し変更するものでもない。
　
 （３）むすび
　したがって、上記訂正は、特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項において読み替えて準用する特許法第１２６条第２項から第４項までの規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
　
３　特許異議申立てについての判断
（１）申立ての理由の概要
　異議申立人京セラ株式会社は、本件特許出願前に頒布された刊行物である下記の甲第１〜４号証を提出し、以下の理由１又は２により、本件請求項７に係る発明の特許は特許法第１１３条第２号に該当し、取り消すべきものである旨主張している。
　
理由１．請求項７に係る発明は、甲第１号証に記載された発明と同一であるから、特許法第２９条第１項第３号に規定する発明に該当する。
理由２．請求項７に係る発明は、甲第１〜４号証に記載された発明に基づいて、その発明の属する分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであり、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　　　　　　　　　　　　　　　記
・甲第１号証：Futoshi Kuroki,et.al., High-Speed ASK Transceiver Based on the NRD-Guide Technology at 60-GHz Band, IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.46,NO.6, JUNE 1998, p.806-810
・甲第２号証：特開平７−２３４２７４号公報
・甲第３号証：Futoshi Kuroki,et.al., NRD Guide High Speed Pulse Radar at 60GHz Band, 1998 Asia-Pacific Microwave Conference TH3C-2, p.1381-1384, 1998
・甲第４号証：特開平８−８６８５８号公報
　
（２）本件請求項７に係る発明
　上記「２．訂正の適否についての判断」で示したとおり、上記訂正が認められるから、本件特許第３４５３０８０号の請求項７に係る発明は、平成１６年１１月１２日付け訂正明細書の特許請求の範囲の請求項７に記載された事項により特定される次のとおりのものである。
　
「ミリ波帯信号を出力するミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の出力を第１のサーキュレータに導く第１のＮＲＤガイドと、該第１のサーキュレータに接続された周波数変換型パルス変調器と、前記第１のサーキュレータと第２のサーキュレータを接続する第２のＮＲＤガイドと、第２のサーキュレータに接続された第３のＮＲＤガイドと、該第３のＮＲＤガイドに帯域フィルタを介して接続された送受信アンテナと、前記第２のサーキュレータに接続されたミクサとからなり、前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されていることを特徴とするミリ波レーダ。」（以下、「本件発明」という。）
　
（３）各刊行物に記載された発明
ア．Futoshi Kuroki,et.al., High-Speed ASK Transceiver Based on the NRD-Guide Technology at 60-GHz Band, IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.46,NO.6, JUNE 1998, p.806-810（甲第１号証）には、図面とともに以下ａ〜ｃの事項が記載されている（なお、翻訳文については申立人の提出したものをそのまま採用した。）。
　
ａ．「２（当審注；原文はローマ数字となっている。）. NEW TYPE OF NRD-GUIDE ASK MODULATOR
A. Operation Principle 
 The structure  of the newly developed NRD-guide ASK modulator with a built-in circulator [6] is shown in Fig. 1. The beam-lead type of the SBD is bonded across a slot between two electrodes etched on a dielectric substrate together with λ/4 RF choke structures, as shown in Fig. 2. The diode mount is placed at one port of the NRD-guide circulator. A high-permittivity sheet and an air gap are installed at proper positions to make matching between the NRD-guide and SBD when it is forward biased [8]. Incident millimeter waves are, therefore, absorbed by a dc resistive load connected to the SBD under the forward-biased condition, whereas those are reflected back under the zero or reeverse-biased condition. Thus, pulse modulated millimeter waves appear at the output port of the circulator. This ASK modulator can be expected to operate with higher speed than the p-i-n diode-type modulator because the minority carrier lifetime of the SBD is picosecond order while that of the p-i-n diode is nanosecond order. Another advantage of this modulator is that the matched load used to create the OFF state is a simple dc resistive load and, hence, a considerable size reduction.（２．ＮＲＤガイドＡＳＫ変調器の新型　Ａ．作用原理　　新たに開発した、サーキュレータを内蔵したＮＲＤガイドＡＳＫ変調器の構造を図１に示す。ビームリードタイプのＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）が、図２に示すように、誘電体基板上にλ／４ＲＦチョーク構造を伴ってエッチングされた２つの電極間のスロットを横切って接続されている。ダイオードマウントは、ＮＲＤガイドサーキュレータの１つのポートに設置されている。高誘電率シートおよび空隙が、順バイアス時にＳＢＤとＮＲＤガイド間の整合をとるために、適切な位置に設置されている。これにより、入射ミリ波は、ゼロまたは逆バイアス条件では反射されるのに対して、順バイアス条件ではＳＢＤに接続された直流抵抗の負荷により吸収される。従って、パルス変調されたミリ波が、サーキュレータの出力ポートに現れる。このＡＳＫ変調器は、ＳＢＤの少数キャリアのライフタイムがピコ秒オーダーであり、一方、ｐ−ｉ−ｎダイオードのそれがナノ秒オーダであるので、ｐ−ｉ−ｎダイオード型変調器よりも高速で作動すると期待されている。この変調器の他の利点は、オフ状態を作り出すのに使用される整合負荷が単純な直流負荷であることと、それによる、かなりの寸法の縮小である。）」（８０６頁右欄１２行〜８０７頁左欄１５行）
　
ｂ．「３（当審注；原文はローマ数字となっている。）. NRD-GUIDE ASK TRANSCEIVERS AND HIGH-SPEED DATA-TRANSMISSION TEST
A. Performance of NRD- Guide ASK Transceivers
 A pair of NRD-guide ASK transceivers tuned at 59.785 and 60.960 GHz have been fabricated for a data-transmission test. The photograph and block diagram of it are shown in Fig. 7. It consists of an ASK modulator as described above, GaAs SBD balanced mixer, frequency-stabilized Gunn oscillator, circulators, and directional couplers. Output power of the Gunn oscillator is divided into two parts: the carrier and local oscillation (LO) power by using a directional coupler. The coupler is adjusted so as to supply the LO power of 10 mW, which is required for the minimum conversion loss of the mixer. As a result, the power of carrier is reduced to 20 mW.
 Since a circulator is implemented as a duplexer, a single pyramidal horn antenna is enough for both transmission and reception. The antenna is covered with a thin Teflon sheet over the 16 mm × 23 mm aperture and fed by a tapered dielectric rod of 3 mm in length. Its measured gain is 20 dBi. All circuit components are contained in a compact housing of 64 mm × 56 mm in area. Performances of the transceivers are summarized in Table I.（３．ＮＲＤガイドＡＳＫトランシーバおよび高速データ通信試験　Ａ．ＮＲＤガイドＡＳＫトランシーバの性能　　データ通信試験のために、５９．７８５および６０．９６０ＧＨｚに調整した一組のＮＲＤガイドＡＳＫトランシーバを製作した。その写真とブロックダイアグラムを図７に示す。これは、前述のＡＳＫ変調器、ＧａＡｓ　ＳＢＤ平衡型ミキサ、周波数安定化ガン発振器、サーキュレータ、および方向性結合器で構成されている。ガン発振器の出力電圧は、方向性結合器を用いることによって、キャリアとローカル発振（ＬＯ）電力の２つの部分に分割される。結合器は、ミキサの最小変換損失のために必要とされている、１０ｍＷのＬＯ電力を供給するように調整されている。サーキュレータはデュプレクサとして用いているので、送信と受信の両方には、単一の四角錐状ホーンアンテナで十分である。このアンテナは、１６ｍｍ×２３ｍｍの開口が薄いテフロンシートで覆われており、長さが３ｍｍのテーパー状の誘電体ロッドにより給電される。その利得の測定値は２０ｄＢｉである。全ての部品は、面積が６４ｍｍ×５６ｍｍのコンパクトなハウジングの中に収められている。このトランシーバの性能は表１にまとめられている。）」（８０８頁左欄１行〜右欄１６行）
　
ｃ．Ｆｉｇ７（ｂ）には、ＮＲＤガイドＡＳＫトランシーバのブロックダイアグラムが示されており、このブロックダイアグラムによれば、周波数安定化ガン発振器の出力は第１のサーキュレータによりＡＳＫ変調器に導かれ、該ＡＳＫ変調器からの出力は前記第１のサーキュレータにより第２のサーキュレータに導かれるとともに該第２のサーキュレータによりアンテナに導かれアンテナから送信される。一方、アンテナから受信された信号は、前記第２のサーキュレータによりＧａＡｓ　ＳＢＤ平衡型ミキサに導かれており、また該ＧａＡｓ　ＳＢＤ平衡型ミキサには、方向性結合器により前記周波数安定化ガン発振器からの出力も導かれている。
　
イ．特開平７−２３４２７４号公報（甲第２号証）には、図面とともに以下ｄ及びｅの事項が記載されている。
ｄ．「【請求項１】　所望フィールド内の対象物を検出するための小型レーダ装置において、周波数変調搬送波信号を送信するための送信機とその反射信号を受信するための受信機を備えたモノリシックミリ波集積回路（ＭＭＩＣ）トランシーバを有するトランシーバ手段であって、前記ＭＭＩＣトランシーバ回路は単一のモノリシックチップ上に集積されているようなトランシーバ手段と、所望フィールド内の前記信号を送信し且つ受信するために前記トランシーバ手段に接続されたアンテナ手段と、前記トランシーバ手段に接続され、受信信号を分析して前記フィールド内の対象物の存在を検出するデジタル信号プロセッサを含むプロセッサ手段とを備えたことを特徴とする小型レーダ装置。」（第１欄２〜１４行）
　
ｅ．「【０００７】【実施例】　図１は、本発明による小型ミリ波（ＭＭＷ）レーダセンサ１０が示されたブロック図である。レーダセンサ１０は、モノリシックミリ波集積回路（ＭＭＩＣ）トランシーバ１２を用いる。トランシーバ１２は、従来から知られている標準的な写真石版術技術を用いて単一のモノリシックチップ１３上に構成されたＭＭＷ送信及び受信機能を提供する。トランシーバ１２は、増幅器２２に接続された電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０を含む。増幅器２２は更に、送受切換器２４のポートＡに接続されたカプラ２５に接続されている。プリアンプ２８は、送受切換器２４のポートＢに接続され、アンテナ１４によって受信された反射信号を増幅する。プリアンプ２８の出力に接続された入力を持つ平衡形ミクサ２６が設けられる。平衡形ミクサ２６は更に漏れ信号を受信するようなものとされている。この漏れ信号は、電圧制御発振器２０及び送信増幅器２２によって発生された送信信号がカプラ２５から出力されたものである。平衡形ミクサ２６は送信信号と反射信号との差を与えるようなものとされている。平衡形ミクサ２６の出力は、レンジ情報を含んだうなり周波数として知られる中間周波数（ＩＦ）である。代替実施例では、送受切換器２４及びカプラ２５を取り除いて簡易なカプラで置換し、更にコストの減少及びサイズを小型化を可能とする。
【０００８】　マイクロストリップパッチアンテナ１４は送受切換器２４のポートＣに接続される。アンテナ１４は、監視すべき所望フィールドを通過する高周波変調搬送波信号を送信するようなものとされている。この送信信号は、３５〜９４ＧＨｚ辺りの周波数を持つであろう。より高い周波数信号を用いることもできる。アンテナ１４は、更に、反射信号を受信するようなものとされている。この反射信号は、フィールド内に位置する対象物から反射された送信信号によって生じたものである。」（第５欄４〜３６行）
　
ウ．Futoshi Kuroki,et.al., NRD Guide High Speed Pulse Radar at 60GHz Band, 1998 Asia-Pacific Microwave Conference TH3C-2, p.1381-1384, 1998（甲第３号証）には、図面とともに以下ｆ〜ｈの事項が記載されている（なお、翻訳文については申立人の提出したものをそのまま採用した。）。
ｆ．「2. NRD Guide High Speed Pulse Modulator
2.1 Prototype of pulse modulator
 The structure of NRD guide pulse modulator with a built in circulator is shown in Fig. 1. The beam-lead diode mount, on which the SBD is bonded, is placed at port 2（当審注；原文では数字は○で囲まれている）of the NRD guide circulator. A high permittivity sheet and an air gap are installed at proper positions to made good matching between the NRD-guide and forward-biased SBD. Millimeter waves inputted in the port 1（当審注；原文では数字は○で囲まれている） are, therefore, absorbed by a DC resistive load connected to the SBD under the forward-biased condition, whereas those are reflected back under the zero or reverse-biased condition. Thus, pulse modulated waves appear at the output port 3（当審注；原文では数字は○で囲まれている）. This pulse modulator can be expected to operate with higher speed than the p-i-n diode-type modulator because the minority carrier lifetime of the SBD is picosecond order whereas that of the p-i-n diode is several ten nanosecond orders. （２．ＮＲＤガイド高速パルス変調器　２．１パルス変調器の試作品　　サーキュレータを内蔵したＮＲＤガイドパルス変調器の構造を図１に示す。ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）が結合されるビームリードダイオードマウントが、ＮＲＤガイドサーキュレータのポート２に設置されている。高誘電率シートおよび空隙が、順バイアスのＳＢＤとＮＲＤガイド間の良好な整合をとるために、適切な位置に設置されている。これにより、ポート１に入力されたミリ波は、ゼロまたは逆バイアス条件では反射されるのに対して、順バイアス条件ではＳＢＤに接続された直流抵抗の負荷により吸収される。従って、パルス変調波が、出力ポート３に現れる。このパルス変調器は、ＳＢＤの少数キャリアのライフタイムがピコ秒オーダであり、一方、ｐ−ｉ−ｎダイオードのそれが数十ナノ秒オーダーであるので、ｐ−ｉ−ｎダイオード型変調器よりも高速で作動すると期待されている。）」（１３８１頁右欄７行〜１３８２頁右欄１０行）
　
ｇ．「3. Tests of Short Range Detection by Using NRD Guide Pulse Modulator 
 Figure 4 shows the configuration of the radar system, which consists of frequency stabilized Gunn oscillators, pulse modulator, circulator, balanced mixer, directional coupler and two antennas for transmission and reception purpose. In this system, millimeter-waves at 61 GHz, modulated by trigger pulse with pulse width of 5ns, are reflected at target and are received at the receiving antenna together with some direct-coupled waves from directional coupler.（３．ＮＲＤガイドパルス変調器を用いた短距離探知試験　　図４にレーダシステムの構成を示しており、周波数安定化ガン発振器、パルス変調器、サーキュレータ、平衡型ミキサ、方向性結合器および送信および受信用の２つのアンテナで構成されている。このシステムでは、パルス幅５ｎｓのトリガーパルスで変調された６１ＧＨｚのミリ波が、ターゲットで反射され、方向性結合器からの方向結合された波とともに受信アンテナで受信される。）」（１３８３頁右欄１〜１３行）
　
ｈ．Ｆｉｇ４では、第１のガン発振器からの信号が、第１のサーキュレータによりパルス変調器に導かれ、該パルス変調器からの信号が前記第１のサーキュレータにより第１のアンテナへ導かれ、該第１のアンテナからターゲットへ信号を送信するとともに、該ターゲットから反射された信号が、第２のアンテナで受信された信号と第２のガン発振器からの信号とが平衡型ミキサへ入力されている。
　
エ．特開平８−８６８５８号公報（甲第４号証）には、図面とともに以下ｉ及びｊの事項が記載されている。
ｉ．「【００２５】【実施例】　以下，この発明のパルス式レーダ装置について，〔実施例１〕，〔実施例２〕，〔実施例３〕，〔実施例４〕の順で図面を参照して詳細に説明する。
【００２６】　先ず，図１を参照して，本発明のパルス式レーダ装置の概略構成について説明する。このパルス式レーダ装置は，高周波信号を発振する電圧制御発振器（以下ＶＣＯと記述する）１０１と，ＶＣＯ１０１の保護および高周波信号の安定動作を行うためのアイソレータ１０２と，アイソレータ１０２から送出された高周波信号を，後述する一次線路側に配設されたスイッチ１０５に伝搬すると共に二次線路側に配設されたミキサ１０８に伝搬する方向性結合器１０３と，方向性結合器１０３から送出された高周波信号を送信する送信アンテナ１０４と，方向性結合器１０３と送信アンテナ１０４との間に配設され，一次線路のＯＮ／ＯＦＦを行うためのスイッチ１０５と，スイッチ１０５のＯＮ／ＯＦＦを行ってパルス幅を制御をするパルス幅制御部１０６と，送信アンテナ１０４から送信された高周波信号が検知対象物によって反射された反射信号を受信するための受信アンテナ１０７と，受信アンテナ１０７で受信した反射信号をＲＦ信号入力端に入力し，方向性結合器１０３から入力した高周波信号をＬＯ信号入力端に入力して，ＲＦ信号とＬＯ信号を混合してＩＦ信号を出力するミキサ１０８と，ミキサ１０８から入力したＩＦ信号をフィルタリングおよび増幅をするＩＦ回路１０９と，ＩＦ回路１０９から入力した信号を数値演算を用いて測定した距離の算出を行う信号処理部１１０とで構成されている。
【００２７】　なお，ＶＣＯ１０１は，スイッチ１０５のＯＮ／ＯＦＦ動作と連動して，スイッチ１０５がＯＮの場合に高周波信号を周波数ｆ０で発振し，ＯＦＦの場合に周波数ｆ０をｆIF分ずらした周波数ｆ０＋ｆIF（またはｆ０−ｆIF）で発振する。したがって，送信アンテナ１０４から送信されたパルス状の高周波信号は周波数ｆ０を有する。」（第６欄１８行〜第７欄２行）
ｊ．「【００５３】　なお，前述した実施例１〜実施例４では，ミキサ１０８のＬＯ信号およびＲＦ信号の入力を方向性結合器１０３および受信アンテナ１０７を介して行う構成例を示したが，図７（ａ）〜（ｄ）に示すような構成を用いても良いのは勿論であ
る。以下，図７（ａ）〜（ｄ）の構成について説明する。
【００５４】　図７（ａ）は，方向性結合器１０３に代えてサーキュレータ７０１を配設したものである。図７（ｂ）は，方向性結合器１０３に代えて局部発振器７０２を配し，局部発振器７０２からＬＯ信号を入力するようにしたものである。図７（ｃ）は，送信アンテナ１０４および受信アンテナ１０７に代えて送受信アンテナ７０４を配置し，送受信を一つのアンテナで行うようにし，さらにサーキュレータ７０３によって送信時および受信時の信号の経路を切り換えるようにしたものである。図７（ｄ）は，図７（ｃ）の構成においてさらに方向性結合器１０３に代えてサーキュレータ７０１を配置したものである。」（第１０欄３６行〜第１１欄３行）
　
（４）当審の判断
　本件発明と甲第１号証から甲第４号証までに記載された発明とを対比すると、甲第１号証から甲第４号証までに記載された発明には、いずれも本件発明の「周波数変換型パルス変調器」及び「帯域フィルタ」が示されていない。すなわち、甲第１号証に記載された発明は、ＡＳＫ変調器を有するミリ波トランシーバであって、このＡＳＫ変調器は、パルス変調を行うものであるが、本願発明の「周波数変換型パルス変調器」ではない。また、本件発明の「帯域フィルタ」については示されていない。甲第２号証は、単にトランシーバがレーダとして用いられることが示されているのみで、本件発明の「周波数変換型パルス変調器」及び「帯域フィルタ」については示されていない。甲第３号証に記載された発明は、パルス変調器を有するミリ波レーダであるが、このパルス変調器は、本件発明の「周波数変換型パルス変調器」ではなく、また、本件発明の「帯域フィルタ」について示されていない。甲第４号証には、パルス式レーダ装置において、送信アンテナおよび受信アンテナに代えて送受信アンテナを配置し，送受信を一つのアンテナで行うようにできることが記載されているが、本件発明の「周波数変換型パルス変調器」及び「帯域フィルタ」については示されていない。
　これに対し、本件発明は、「周波数変換型パルス変調器」と「帯域フィルタ」とを組み合わせたことで、本件明細書の段落【００３８】に「周波数変換パルス変調器２４では周波数変換パルス変調器として動作し、ミリ波帯周波数信号は、その周波数（ｆRF）と中間周波数（ｆIF）の和及び差の周波数（ｆRF±ｆIF）成分に変換される。この周波数成分信号は第１のサーキュレータ２２及び第２のサーキュレータ２３を通過後、帯域フィルタ２６に導かれる。帯域フィルタ２６の中心周波数は発振器２１のミリ波帯信号の周波数に設定されているので、和及び差の周波数（ｆRF±ｆIF）の信号は帯域フィルタ２６で反射される。反射された和及び差の周波数（ｆRF±ｆIF）成分信号は第２のサーキュレータ２３を介してミクサ２５の局部発振信号として加えられる。」と記載されたとおりの、周波数変換パルス変調器で変換された周波数成分信号を局部発振信号として利用できるという作用を奏するものである。
　以上のことから、本件発明は、甲第１号証に記載された発明と同一であるとはいえず、また、当業者が甲第１号証から甲第４号証までに記載された発明に基いて容易に発明をすることができたものともいえない。
　よって、本件発明についての特許が特許法２９条第１項又は第２項の規定に違反してされたものであるとすることはできない。
　
（５）むすび
　以上のとおりであるから、特許異議の申立ての理由及び証拠によっては、本件発明についての特許を取り消すことはできない。また、他に本件発明についての特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１６年１２月１０日（２００４．１２．１０）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
ミリ波レーダ
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器からの発振信号をパルス変調する周波数変換型パルス変調器と、前記周波数変換型パルス変調器で反射されたミリ波帯信号を送信する送信アンテナと、検知物体で反射された反射波を受信する受信アンテナと、を備えたことを特徴とするミリ波レーダ。
　【請求項２】前記周波数変換型パルス変調手段は、ショットキーダイオードやＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）或いはＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）の少なくともいずれかを備えることを特徴とする請求項１に記載のミリ波レーダ。
　【請求項３】前記周波数変換型パルス変調器は、サーキュレータを備え、前記サーキュレータに入力ポートと、出力ポートと、前記入力ポートと出力ポートの間に制御ポートを備えることを特徴とする請求項２に記載のミリ波レーダ。
　【請求項４】前記周波数変換型パルス変調器は、少数キャリア寿命時間が１０ｎｓ以下のスイッチング素子を用いた周波数変換型パルス変調器であることを特徴とする請求項２に記載のミリ波レーダ。
　【請求項５】前記受信アンテナで受信された受信信号とパルス変調器で変調された信号とを混合するミクサを具備することを特徴とする請求項１に記載のミリ波レーダ。
　【請求項６】前記周波数変換型パルス変調器で反射されたミリ波帯信号を送信アンテナに伝達し、前記周波数変換型パルス変調器でパルス変調された信号をミクサに伝達する手段が帯域フィルタであることを特徴とする請求項５に記載のミリ波レーダ。
　【請求項７】
ミリ波帯信号を出力する
周波数変換型
帯域フィルタを介して
り、前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されている
　【請求項８】前記周波数変換型パルス変調器は、ＳＢＤ（ショットキバリアダイオード）と負荷抵抗とを含み、バイアス電圧の状態によって前記ＳＢＤによるミリ波反射、ミリ波周波数変換をパルス的に制御することを特徴とする請求項１に記載のミリ波レーダ。
　【請求項９】前記周波数変換型パルス変調器は、ＦＥＴ或いはＨＥＭＴの何れか一方と、負荷抵抗とを含み、ＦＥＴ或いはＨＥＭＴの何れか一方へのバイアス電圧の状態によって前記ＦＥＴ或いはＨＥＭＴの何れか一方によるミリ波反射、ミリ波周波数変換をパルス的に制御することを特徴とする請求項１に記載のミリ波レーダ。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　本発明は、短距離から長距離までの検知を可能にするミリ波レーダに関するものである。
　【０００２】
　【従来の技術】
　乗用車、バス、トラック等車載、その他に使用されるミリ波レーダの方式として、ＦＭ−ＣＷ、２周波ＣＷ、パルス、パルスドップラ、スペクトラム拡散など種々提案され、３００ｍ程度の最大検知距離を目標とした開発がなされている。一方で後方発進や左折時における数１０ｃｍ〜数ｃｍ程度の近距離検知の重要性も指摘されている。
　【０００３】
　例えば、特開平１０−２２８６４号公報は、図１７に示すように誘電体ストリップ８１に直交する方向に誘電体線路を設けるとともに、ＲＦチョーク用誘電体パターンを設け、上記誘電体線路にガンダイオードを接続し、その誘電体線路と上記ＲＦチョーク用誘電体パターンとの間にバラクタダイオードを接続している。そして、バイアス端子８２よりガンダイオードにバイアス電圧を印加し、端子８３から変調信号をバラクタダイオードに印加することにより、バラクタダイオードの静電容量を変化させてガンダイオードの発振周波数を変化させている。この特許出願ではＦＭ−ＣＷを使用している。発振出力はサーキュレータ８４、送信用誘電体共振器８５を介して送信アンテナ８６より送信される。検知物体で反射した電波は受信アンテナ８７で受信され、ミクサ８８によりＩＦ信号を端子８９に得る。
　【０００４】
　【発明が解決しようとする課題】
　電波式レーダとしてＦＭ−ＣＷ方式が最も多く用いられているが、ＦＭ−ＣＷ方式は雑音のため数ｍ以下の高精度物体検知は難しく、また発振器の発振周波数を時間的に変化させているので、周波数安定度の点から検知距離精度にも問題が残されている。パルス方式は発振周波数が安定化できるため、検知距離精度が良好であるが、数ｃｍオーダーの近距離検知を行うためにはミリ波を使用し、かつミリ波信号を数ｎｓオーダーのトリガパルスで変調する必要がある。ミリ波を半導体素子を用いて数ｎｓオーダーのパルス幅で変調するためには、現在パルスレーダに常用されているＰＩＮダイオードを使用することになるが、ＰＩＮダイオードの少数キャリア寿命時間は数１０ｎｓオーダーであり長いため、数ｎｓオーダーの高速パルスを扱うのは困難である。
　【０００５】
　光波や超音波を利用した近距離レーダもあるが、光波は雨水や露、霧などで、また超音波は気温や風などでそれぞれ誤動作を起こす問題がある。
　【０００６】
　本発明は、上記問題を解決するもので、悪天候下でも安定に動作し、かつ３００ｍ程度の最大距離は保持しつつ、かつ従来は困難とされていた数１０ｃｍ〜数ｃｍ程度の近距離を高精度に検知することが可能なミリ波レーダを提供するものである。
　【０００７】
　【課題を解決するための手段】
　本発明の請求項１に記載のミリ波レーダは、ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器からの発振信号をパルス変調する周波数変換型パルス変調器と、前記周波数変換型パルス変調器で反射されたミリ波帯信号を送信する送信アンテナと、検知物体で反射された反射波を受信する受信アンテナと、を備えたことを特徴とする。
　【０００８】
　この特徴により、数ｃｍの近距離から数１００ｍの遠距離までの物体検知を雑音なしで、高精度に行うことができる。また、本発明は第１のミリ波帯発振器の発振出力を直接送信する方式であるから、アップコンバートした信号を送信波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しかし、本発明はパルス変調器の高速動作素子が不整合時に発生する高電力の反射波をレーダの送信波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能化、低コストを実現している。
　【０００９】
　本発明の請求項２に記載のミリ波レーダは、前記周波数変換型パルス変調器は、ショットキーダイオードやＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）或いはＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）の少なくともいずれかを備えることを特徴とする。
　【００１０】
　この特徴により、パルス変調器は少数キャリア寿命時間が数ｐｓオーダーのように短いショットキバリアダイオードのような２端子半導体素子、あるいはＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高速動作素子により構成されるから、高速スイッチング動作が行われ、ミリ波パルスレーダを得ることができる。
　【００１１】
　本発明の請求項３に記載のミリ波レーダは、前記周波数変換型パルス変調器は、サーキュレータを備え、前記サーキュレータに入力ポートと、出力ポートと、前記入力ポートと出力ポートの間に制御ポートを備えることを特徴とする。
　【００１２】
　【００１３】
　本発明の請求項４に記載のミリ波レーダは、前記周波数変換型パルス変調器は、少数キャリア寿命時間が１０ｎｓ以下のスイッチング素子を用いた周波数変換型パルス変調器であることを特徴とする。
　【００１４】
　この特徴により、ミリ波帯発振器の発振信号は周波数変換され、１つのミリ波発振器の出力を送信用と、受信器の局部発振用に利用することができる。また、少数キャリア寿命時間が１０ｎｓ以下のスイッチング素子を用いているので、高速のスイッチングが無理なく実現できる。
　【００１５】
　本発明の請求項５に記載のミリ波レーダは、前記受信アンテナで受信された受信信号とパルス変調器で変調された信号とを混合するミクサを具備することを特徴とする。
　【００１６】
　この特徴により、数ｃｍの近距離から数１００ｍの遠距離までの物体検知を雑音なしで、高精度に行うことができる。また、本発明はミリ波帯発振器の発振出力を直接送信する方式であるから、アップコンバートした信号を送信波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しかし、本発明はパルス変調器の高速動作素子が不整合時に発生する高電力の反射波をレーダの送信波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能化、低コストを実現している。さらに、１つのミリ波発振器を送信用と受信用に利用することができ、安価に製造することができる。
　【００１７】
　本発明の請求項６に記載のミリ波レーダは、前記周波数変換型パルス変調器で反射されたミリ波帯信号を送信アンテナに伝達し、前記周波数変換型パルス変調器でパルス変調された信号をミクサに伝達する手段が帯域フィルタであることを特徴とする。
　【００１８】
　この特徴により、帯域フィルタにより送信信号とミクサに送る信号を弁別することができ、１つのミリ波発振器の出力を送信用と、受信器の局部発振用に利用することができる。
　【００１９】
　本発明の請求項７に記載のミリ波レーダは、
ミリ波帯信号を出力する
周波数変換型
帯域フィルタを介して
り、前記帯域フィルタの中心周波数は、前記ミリ波帯信号の周波数に設定されている
　【００２０】
　この特徴により、１つのミリ波発振器を送信用と受信用に利用することができ、安価に製造することができる。また、低損失でコンパクトに構成することができ、ミリ波の安定動作が得られる。
　【００２１】
　本発明の請求項８に記載のミリ波レーダは、前記周波数変換型パルス変調器は、ＳＢＤ（ショットキバリアダイオード）と負荷抵抗とを含み、バイアス電圧の状態によって前記ＳＢＤによるミリ波反射、ミリ波周波数変換をパルス的に制御することを特徴とする。
　【００２２】
　また、本発明の請求項９に記載のミリ波レーダは、前記周波数変換型パルス変調器は、ＦＥＴ或いはＨＥＭＴの何れか一方と、負荷抵抗とを含み、ＦＥＴ或いはＨＥＭＴの何れか一方へのバイアス電圧の状態によって前記ＦＥＴ或いはＨＥＭＴの何れか一方によるミリ波反射、ミリ波周波数変換をパルス的に制御することを特徴とする。
　【００２３】
　【発明の実施の形態】
（実施例１）
　図１に実施例１の回路図を示す。図１のミリ波レーダは、ミリ波帯発振器１、パルス変調器２、サーキュレータ３、送信アンテナ５、受信アンテナ６、ミクサ７、局部発振器８、ＩＦ増幅器９、可変利得増幅器（ＡＧＣ）１０、検波器１１、ベースバンド（ＢＢ）増幅器１２よりなる。これらミリ波帯発振器１、パルス変調器２、サーキュレータ３、送信アンテナ５、受信アンテナ６、ミクサ７、局部発振器８は、ＮＲＤガイド（非放射性誘電体線路）を使用して接続されミリ波回路で構成される。送信アンテナ５と受信アンテナ６の付近に送信信号の一部をミクサ７に導く方向性結合器１３が設けられる。
　【００２４】
　ミリ波帯発振器１は、ガンダイオードを用いて周波数安定化ガン発振器で構成され、６０ＧＨｚ帯や７７ＧＨｚ帯発振周波数信号を得る。パルス変調器２は図２、図３に示すようにショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いたＡＳＫ変調器で構成される。図２において、パルス変調器２はＮＲＤガイドを使用して構成され、ＮＲＤガイドは上導体板１０１と下導体板１０２の間に誘電体ストリップを配置して構成され、単一モード動作帯域が得られる。ミリ波帯発振器１の発振出力は第１のＮＲＤガイド１０３に加えられ、発振出力信号はサーキュレータ１０４の方向に向かう。サーキュレータ１０３にはパルス変調器２に向かうＮＲＤガイド１０５と変調出力信号を出力するＮＲＤガイド１０６が接続される。ＮＲＤガイド１０５はエアギャップ１０７を介してパルス変調器２に接続される。
　【００２５】
　パルス変調器２は図３に示すように、テフロン（テフロンは登録商標であり、正式には「四フッ化エチレン」である）基板１０８に銅箔をエッチングしてバイアスチョーク１０９と低域フィルタ１１０を形成し、このバイアスチョーク１０９と低域フィルタ１１０の間にショットキダイオード１１１を接続して構成される。ここで一例として、テフロン基板１０８は幅が２．２５ｍｍであり、バイアスチョークは幅が２．０ｍｍで長さが１．０ｍｍの太いパターン部分と、幅が０．２ｍｍで長さが１．１ｍｍの細いパターンを３段繰返して形成される。低域フィルタ１１０は幅が２．０ｍｍで長さが１．０ｍｍの太い部分と、幅０．２ｍｍで長さが１．１ｍｍの細い部分とからなる。そして、バイアスチョーク１０９と低域フィルタ１１０の間には０．４ｍｍの隙間を開けて幅が１．４ｍｍで長さが１．０ｍｍの２つの電極１１２と１１３が形成され、この２つの電極１１２と１１３の間にショットキバリアダイオード１１１が接続される。このパルス変調器２はショットキバリアダイオード１１１のマウントの裏面にテフロン片１１４を取り付け、ショットキバリアダイオード１１１が壊れないよう保護している。またショットキバリアダイオード１１１のマウントの表面側（ミリ波入射側）には高誘電率薄膜１１５を取り付け、抵抗が小さいショットキバリアダイオードとインピーダンスの高いＮＲＤガイド１０５との整合をとっている。高誘電率薄膜の厚さは約λ／４である。さらに高誘電率薄膜の前後にテフロン片１１６を取り付けＮＲＤガイドとの整合をより高めている。
　【００２６】
　パルス変調器２のバイアスチョーク１０９は配線１１７により下導体板１０２の穴１１８を経て、直流負荷抵抗１１９と直流負荷抵抗１２０を介してデジタル信号端子１２１に接続される。因に一例として直流負荷抵抗１１９は１０Ω、直流負荷抵抗１２０は５０Ωに設定された。また低域フィルタ１１０は配線１２２により下導体板１０２の穴１２３を経て、アースに接続される。
　【００２７】
　したがって、ミリ波帯発振器１が６０ＧＨｚを発振し、パルス変調器２のデジタル信号端子１２１にパルス幅が５ｎｓ、パルス繰り返し周期１μｓの負極性トリガパルスをバイアス電圧として印加すると、ショットキバリアダイオード１１１はバイアス電圧が順方向期間はオン状態になるので検波器として動作し、ミリ波帯発振器１の発振信号は、ショットキバリアダイオードに接続した直流負荷抵抗１１９と１２０に吸収される。ここで直流負荷抵抗１１９と１２０は順・逆バイアス印加ショットキダイオード１１１とパルス波の整合がとれるよう設定している。一方、バイアス電圧が逆方向期間はショットキダイオード１１１がオフ状態となるので検波器として動作しないことにより、パルス変調器２に入射したミリ波帯発振器１の発振周波数信号は不整合となり、反射される。以上の動作によりＡＳＫパルス変調が行われる。
　【００２８】
　また、パルス変調器２はＦＥＴやＨＥＭＴなど３端子半導体素子等の高速動作素子を用いて図４のように構成することができる。このパルス変調器２の回路図を図４に示すように、サーキュレータ３の入力ポート５１と出力ポート５２の間に変調ポート５３を配置し、変調ポート５３に３端子半導体素子５４のソース・ドレイン端子を接続する。ソースとアース間には整合負荷抵抗５６を接続し、ゲートにＲＦチョーク５７を介して端子５８よりバイアス電圧としてパルス信号を印加し、ドレインに端子６０よりノイズ除去用のチョーク５９を介してミリ波帯信号を印加して動作させる。したがって、ゲートに印加されたパルス信号がハイレベルのときは３端子半導体素子のドレイン・ソース間が短絡され、ドレインに入力したミリ波信号は整合負荷抵抗５６に吸収される。パルス信号がローレベルのときはドレイン・ソース間は開放になるので、ドレインに入力したミリ波信号は反射され、その結果サーキュレータ３の出力ポート５２にパルス被変調信号が得られる。
　【００２９】
　図５は図４に示した回路をマイクロストリップに応用した例を示し、図４と同等部分には添え字ａを付して示す。なお、６１は直流阻止用コンデンサ、６２は整合回路を示す。図５の回路でもアップコンバータの動作は図４の回路と同様に行われる。また図６はＮＲＤガイドに応用した例を示し、図４と同等部分には添え字ｂを付して示す。
　【００３０】
　上記のように、パルス変調器２で反射されたミリ波帯信号はサーキュレータ３を通過して、送信アンテナ５から送信されるとともに、その一部は基準波として方向性結合器１３によりミクサ７へ導かれる。
　【００３１】
　検知物体で反射した反射波は受信アンテナ６で受信され、ミクサ７に入力される。ミクサ７には受信信号と、局部発振器８からの局部発振信号と、方向性結合器１３によって供給される基準波の一部が入力され、ミクサ７がダウンコンバータとして動作することにより中間周波信号を出力する。ここで、局部発振器８はミリ波帯発振器１と同様にガンダイオードによって周波数安定化ガン発振器で構成され、またミクサ７はバランス型ミクサで構成され、ヘテロダイン受信を行っている。中間周波数信号はさらにＩＦ増幅器９、可変利得増幅器（ＡＧＣ）１０、検波器１１、ベースバンド（ＢＢ）増幅器１２を経て、出力端子１５に基準波パルスＰ１と反射波パルスＰ２を得る。
　【００３２】
　図７に示すように、基準波パルスＰ１と受信波パルスＰ２の時間差Δｔ（ｓ）を計測することで、検知物体までの距離Ｒ（ｍ）は（１）式より算出できる。
　【００３３】
　　Ｒ＝Δｔ・ｃ／２　（１）
ここで、ｃは光速（ｍ／ｓ）
　このミリ波レーダの最大検知距離（Ｒｍａｘ）は、パルス変調器２に印加されるパルス繰り返し周期（ｔｐ）から（２）式で求められる。
　【００３４】
　　Ｒｍａｘ＝ｔｐ・ｃ／２　（２）
また、最小検知距離（Ｒｍｉｎ）は、パルス変調器２に印加されるパルス幅（ｔｗ）から（３）式で求められる。
　【００３５】
　　Ｒｍｉｎ＝ｔｗ・ｃ／２　（３）
　本発明のパルス変調器２はショットキバリアダイオードのような２端子半導体素子、あるいはＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高速動作素子を用いて外部変調方式により動作させＮＲＤガイドＡＳＫ変調器により構成されるから、少数キャリア寿命時間が数ｐｓオーダーと非常に短いことから高速のスイッチング動作が行われ、伝送速度４００Ｍｂｐｓに対してまだ十分余裕のある高速性能を有しているので、数ｃｍの最小検知距離を得ることができる。
　【００３６】
　また、本発明のミリ波帯発振器１は周波数安定化ガン発振器により構成され、パルス変調器２はＡＳＫ変調器によって構成されるので、周波数変動が少なく、計測誤差は図８（横軸は検知距離、縦軸は誤差）に示すように、検知距離が数ｃｍから数１０ｍにわたり±２ｃｍ以下であり、高精度に検知物体までの距離を検知できる。
　【００３７】
　また、本発明はミリ波帯発振器の発振出力を直接送信する方式であるから、アップコンバートした信号を基準波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しかし、本発明はパルス変調器を構成する高速動作素子に印加するバイアス電圧を時間的に制御し、高速動作素子の不整合時の高電力の反射波をレーダの基準波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能化、低コストを実現している。
（実施例２）
　本発明の実施例２において、ミリ波レーダは、図９に示すように発振器２１と、第１のサーキュレータ２２と、第２のサーキュレータ２３と、周波数変換パルス変調器２４と、ミクサ（ダウンコンバータ）２５と、帯域フィルタ２６と、アンテナ２７とからなる。
　【００３８】
　発振器２１はガンダイオードを用いて構成され、ミリ波帯信号を発振し、この発振信号は第１のサーキュレータ２２を介して周波数変換パルス変調器２４に供給される。周波数変換パルス変調器２４はショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）によって構成され、ショットキバリアダイオードに図１０（ａ）に示すように無変調連続波信号ＣＷを中間周波数信号ＰＩＦとして印加し、また図１０（ｂ）に示すようにパルス幅ｔｗ、パルス繰り返し周期ｔｐの負極性トリガパルスをバイアス電圧ＶＢとして印加する。ショットキバリアダイオードはバイアス電圧が順方向期間では周波数変換器として動作するようにミリ波整合回路が設定されている。したがって、周波数変換パルス変調器２４に第１のサーキュレータ２２を介して発振器２１の発振信号が印加される同時に、中間周波数信号ＰＩＦと順方向バイアス電圧ＶＢが印加されると、周波数変換パルス変調器２４では周波数変換パルス変調器として動作し、ミリ波帯周波数信号は、その周波数（ｆＲＦ）と中間周波数（ｆＩＦ）の和及び差の周波数（ｆＲＦ±ｆＩＦ）成分に変換される。この周波数成分信号は第１のサーキュレータ２２及び第２のサーキュレータ２３を通過後、帯域フィルタ２６に導かれる。帯域フィルタ２６の中心周波数は発振器２１のミリ波帯信号の周波数に設定されているので、和及び差の周波数（ｆＲＦ±ｆＩＦ）の信号は帯域フィルタ２６で反射される。反射された和及び差の周波数（ｆＲＦ±ｆＩＦ）成分信号は第２のサーキュレータ２３を介してミクサ２５の局部発振信号として加えられる。
　【００３９】
　一方、ショットキバリアダイオードに逆方向バイアス電圧が印加されると、周波数変換パルス変調器２４はアップコンバータとして動作しないので、ショットキバリアダイオードに印加されたミリ波帯周波数信号は不整合のためこの部分で反射され、第１のサーキュレータ２２及び第２のサーキュレータ２３を通過後、帯域フィルタ２６に導かれる。帯域フィルタ２６の中心周波数は発振器２１のミリ波帯信号の周波数に設定されているから、帯域フィルタ２６に導かれたミリ波帯周波数信号は帯域フィルタ２６を通過して、アンテナ２７から図１０（ｃ）に示すようにレーダの送信信号ＰＴとして発射される。そして検知物体からの反射波は、ショットキバリアダイオードによって構成されるバランスミクサ型のダウンコンバータが前記和及び差の周波数信号とヘテロダイン検波され、その結果図１０（ｄ）に示す受信出力ＰＲが得られる。レーダから検知物体までの距離Ｒ（ｍ）は、送信波を発射した時刻から反射波が到来した時刻までの差の時間Δｔ（ｓ）、光速をｃ（ｍ／ｓ）とすると、前記式（１）により表される。またパルスの繰り返し周期ｔｐからミリ波レーダの最大検知距離Ｒｍａｘは、前記式（２）より求めることができ、パルス幅ｔｗから最小検知距離はＲｍｉｎは、前記式（３）により求めることができる。
　【００４０】
　また、本発明はミリ波帯発振器の発振出力を直接送信する方式であるから、アップコンバートした信号を基準波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しかし、本発明はパルス変調器を構成する高速動作素子に印加するバイアス電圧を時間的に制御し、高速動作素子の不整合時の高電力の反射波をレーダの基準波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能化、低コストを実現している。
　【００４１】
　本発明の実施例２のミリ波レーダはＮＲＤガイド（非放射性誘電体線路）を使用して図１１の平面図、図１２の立体図に示すように構成される。ＮＲＤガイドは、３５ＧＨｚ帯、６０ＧＨｚ帯のようなミリ波帯の伝送線路として使用され、遮断平行平板導波管内に方形誘電体ストリップを挿入して構成される。ＮＲＤガイドは、図１３に示すように上下に所定間隔をおいて平行配置されたアルミニウム、銅、真鍮などの良導電体・非磁性体材料よりなる厚さ４．０ｍｍ程度の上導体板３１と下導体板３２との間に高さａ、幅ｂの角棒状の誘電体ストリップ３３を配置して構成される。誘電体ストリップ３３として、ミリ波帯のような高周波で低損失な比誘電率が３．０以下、例えば２．０４のテフロン、２．１のポリエチレン、２．５６のポリスチレン等の誘電体が使用され、信号周波数の自由空間波長をλ０とすると、誘電体ストリップ３３の高さａは、ａ＝０．４５λ０の近傍、幅ｂは、比誘電率をεｒとすると、
　【００４２】
　【数１】
　【００４３】
に設定される。６０ＧＨｚ帯では、誘電体ストリップとしてテフロンを使用した場合、高さａ＝２．２５ｍｍ、幅ｂ＝２．５ｍｍに設定され、５５ＧＨｚから６５．５ＧＨｚで単一モード動作帯域を得ている。
　【００４４】
　本発明のミリ波レーダは上記ＮＲＤガイドを伝送線路として使用して構成され、ガンダイオード発振器２１は図１４（ａ）に図１１及び図１２のガンダイオード発振器２１の部分の別方向からの立体図を示し、また図１４（ｂ）にガンダイオード発振器の部分断面図を示すように、ガンダイオード４１は円筒状磁器パッケージの中に封入されて、Ｈ形断面形状を有し、λ／４ステップ低域フィルタを施した真鍮製の金属片４２の側面にマウントされ、上導体板３１と下導体板３２の間に横向きに装荷される。
　【００４５】
　上記金属片４２の一表面上に、図１４（ｃ）に示すようにエッチングによりλ／４チョークパターンからなるマイクロストリップ低域フィルタ線路４４が形成された厚み０．１３ｍｍのテフロン基板４３を貼り付け、マイクロストリップ低域フィルタ線路４４を介してガンダイオード４１にバイアス電圧を印加して、ガンダイオード発振器２１から５９ＧＨｚ帯発振信号を得る。この発振信号は図１４（ｄ）に示すテフロン基板４５に金属ストリップ４６を形成した金属ストリップ共振器４７を経てＮＲＤガイド２８ａに導かれる。金属ストリップ共振器４７は金属ストリップ４６の幅ｃ、長さｄ、テフロン基板の厚みｅによって発振周波数を決定することができ、一例としてテフロン基板の厚みｅを０．２６５ｍｍ、金属ストリップの幅ｃを１．４ｍｍとし、長さｄを１．５ｍｍから２．５ｍｍに変化したとき、５５ＧＨｚから６３ＧＨｚに可変することができ、６０ＧＨｚ帯ＮＲＤガイドの帯域をほぼカバーし、発振出力６０ｍＷ以上が得られる。ここで、ＮＲＤガイド２８が金属ストリップ共振器４７に接する先端部に結合部分で生じる不要モードを抑えるためモードサプレッサ２９を挿入するのが望ましい。金属ストリップ共振器４６は金属ストリップの長さを変えて目的の周波数５９ＧＨｚ帯に調整される。この実施例では５８．３６ＧＨｚ又は５９．１５ＧＨｚに調整された。
　【００４６】
　前記ＮＲＤガイド２８ａの近くに周波数安定化のための高Ｑを有するセラミック共振器４８が側結合するように配置され、セラミック共振器４８は上下導体板間隔の方向を共振器長として動作することにより周波数安定化を図る。セラミック共振器４８は高Ｑのセラミックディスク４８ａを真中にして上下をテフロンディスク４８ｂ、４８ｃで挟んで構成され、セラミックディスク４８ａが上下導体板の中心位置にくるようにして放射がなくなるようにしてある。セラミックディスク４８ａは厚さｔを薄くすることで共振器長を短くして共振周波数を高くでき、厚さを０．４７ｍｍにすると、共振周波数が５９ＧＨｚになった。
　【００４７】
　このセラミック共振器４８は図１１に示すように、ＮＲＤガイド２８ａからの距離ｇを１．３５ｍｍに設定し、定在波比を２とした。また、ＮＲＤガイド２８のモードサプレサ端面からセラミック共振器４８の中心までの距離ｚをセラミック共振器４８がロッキングする位置に設定した。ロッキング位置は、６．０ｍｍと６．５ｍｍであった。ロッキング時、スペクトラムアナライザの周波数軸（ＳＰＡＮ）を５０ｋＨｚにしても発振周波数の変動は観測されず、波形もきれいであった。
　【００４８】
　セラミック共振器４８は、セラミックディスクの代替としてアルミナ等を使用することができ、またテフロンディスクの代替としてポリエチレン、ポリスチレン、ボロンナイトライド等を使用することができる。形状は円形以外に楕円形、三角形、方形にすることが可能であるが、円形が最も製作しやすい。更に、セラミック共振器４８はセラミックディスクが上下導体板の真中になるように上側又は下側の一方をテフロンディスクで支持する構造とし、他方を空間とする構成でもよい。この場合、セラミックディスクは誘電率が無限大に近いほうがよい。
　【００４９】
　セラミック共振器４８は、前記説明の通り高Ｑを有する比較的硬い誘電体であるセラミックディスク４８ａを真中にして上下をセラミックよりは誘電率が低く柔らかい誘電体であるテフロンディスク４８ｂ、４８ｃで挟むようにして、セラミックディスク４８ａが上下導体板の中心に位置するよう構成される。セラミック共振器４８は円形に形成され、その周囲をリング状の誘電率が低い誘電体よりなるテフロンチューブ（図示しない）で被覆するのが望ましい。テフロンチューブはセラミック共振器４８の形くずれを防止すると同時に、ＮＲＤガイド送信機、ＮＲＤガイド受信機内部に結露等による湿度の影響を防止する。セラミック共振器４８の共振周波数は、その厚さｔを含め上下導体板間隔の方向を共振器長とする上下導体板の間隔で決定され、この間隔が電気的に半波長の整数倍になる周波数で共振する。このセラミック共振器４８はＴＥ（０２δ）で共振するので、セラミックディスク４８ａを薄くして共振周波数を高くすることができる。セラミック共振器４８の全体の高さを上下導体板の間隔２．２５ｍｍに調整しながら、セラミックディスク４８ａを薄く、テフロンディスク４８ｂ、４８ｃを厚くして共振周波数を調整する。セラミックディスク４８ａの厚さを０．４７ｍｍにして５９ＧＨｚ帯の共振周波数を得る。
　【００５０】
　ＮＲＤガイド２８ａに入力された発振信号は、第１のサーキュレータ２２により周波数変換パルス変調器２４の方向に導かれＮＲＤガイド２８ｂを通して入力する。周波数変換パルス変調器２４は図１５に示すように構成され、実施例１で説明した図２、図３のパルス変調器とほぼ同様に構成されるが、バイアスチョークに印加される信号に相違点がある。すなわち、図１３に示すように、ＩＦ印加端子１３０に図１０（ａ）の無変調連続波が印加され、バイアス端子１３１に図１０（ｂ）のトリガパルスが印加される。
　【００５１】
　また、この周波数変換パルス変調器は図１６に示すように、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導体素子１４０を用いて構成され、第１のサーキュレータ２２の入力端ポート５１と出力端ポート５２の間に変調ポート５３が配置され、変調ポート５３に周波数変換パルス変調器２４が接続される。３端子半導体素子１４０よりなる周波数変換パルス変調器２４の回路図は図１６に示すように、第１のサーキュレータ２２の変調端ポート５３に３端子半導体素子１４０のゲート・ソース端子を接続する。ゲートにはミリ波帯信号を印加し、ドレインには端子１４２より図１０（ａ）の無変調連続波信号を中間周波数信号として印加する。また、ドレインには端子１４１より図１０（ｂ）のパルスをバイアス電圧として印加する。この構成の周波数変換パルス変調器２４において、入力端ポート５１にミリ波帯発振信号を、端子１４１にパルスを印加すると、３端子半導体素子１４０としてＧａＡｓＦＥＴを用いた場合、パルス信号が”Ｌｏｗ”レベル（−数Ｖ）では３端子半導体素子１４０はドレイン・ソース間が高抵抗となり、３端子半導体素子１４０に入力した伝送波は反射を受けて出力端ポート５２に出力される。一方、パルス信号が”Ｈｉｇｈ”レベル（＋数Ｖ）ではドレイン・ソース間は非線形領域となり、出力端ポート５２にミリ波帯発振信号と中間周波数信号の和と差の周波数信号が得られる。以上のような動作に基づいて周波数変換パルス変調器が構成される。
　【００５２】
　上記したように、周波数変換パルス変調器２４で周波数変換された和信号と差信号は、第２のサーキュレータ２３及びＮＲＤガイド２８ｃ、２８ｄを通して帯域通過フィルタ２６に向かう。帯域通過フィルタ２６は、中心周波数６０．６２５ＧＨｚ、帯域幅２ＧＨｚ、０．５ｄＢリップルの３段チェビシェフフィルタで構成され、ミリ波帯発振周波数信号のみを通過させ、送信アンテナ２７に伝送され、送信アンテナ２７よりミリ波電波が送信される。周波数変換パルス変調器２４の和信号及び差信号は帯域フィルタ２６で反射されて第２のサーキュレータ２３を介してミクサ２５に入力する。
　【００５３】
　検知物体で反射した電波はアンテナで受信され、第２のサーキュレータ２３、ＮＲＤガイド２８ｅを介してミクサ２５に入力する。ミクサ２５は図１２に示すように、ショットキバリアダイオード６１で検波する構造であり、ショットキバリアダイオード６１のマウントの裏面にテフロン片６２を取り付け、ショットキバリアダイオード６１が壊れないよう保護している。またショットキバリアダイオード６１のマウントの表面（ミリ波帯信号入射側）には高誘電率薄膜を取り付け、抵抗が小さいショットキバリアダイオードとインピーダンスの高いＮＲＤガイド２８との整合をとっている。高誘電率薄膜の厚さは約λ／４である。さらに高誘電率薄膜の後にテフロンチップ６３を取り付けＮＲＤガイドとの整合をより高めている。
　【００５４】
　ミクサ２５で前記和信号と反射波をミクサすることによりミリ波帯信号はダウンコンバートされて、元のＩＦ信号を端子６４に得る。この後は図示しないが、実施例１と同様にＩＦ増幅器９、可変利得増幅器（ＡＧＣ）１０、検波器１１、ベースバンド（ＢＢ）増幅器１２を備え、出力端子１５から基準波パルスと受信波パルスを得る。そして検知物体までの距離が検知される。
　【００５５】
　本発明はミリ波発振器の発振出力を直接送信する方式であるから、アップコンバートした信号を送信波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しかし、本発明は周波数変換パルス変調器に印加するバイアス電圧を時間的に制御し、周波数変換パルス変調器の不整合時に発生する高電力の反射波をレーダの送信波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能化、低コストを実現している。
　【００５６】
　【発明の効果】
　以上のように本発明によれば、数ｃｍの近距離から数１００ｍの遠距離までの物体検知を雑音なしで、高精度に行うことができる。また、パルス変調器が少数キャリア寿命時間が数ｐｓオーダーのように短いショットキバリアダイオードのような２端子半導体素子、あるいはＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高速動作素子を用いて構成されるから、高速スイッチング動作が行われ、ミリ波パルスレーダを得ることができる。さらに、本発明のミリ波レーダはコンパクトに構成することができ、またミリ波の安定動作が得られる。また、本発明は最長検知距離がパルス周期の１／２から、最短検知距離がパルス幅の１／２までを検知することができる。そして、本発明によれば１つのミリ波発振器を送信用と受信用に利用することができ、安価に製造することができる。また、ミリ波信号をアップコンバートし、パルス変調することができる。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　本発明の実施例１のミリ波レーダのブロックダイヤグラムを示す。
　【図２】
　実施例１のミリ波レーダをＮＲＤガイドに応用した斜視図を示す。
　【図３】
　実施例１に使用される周波数変換パルス変調器の平面図を示す。
　【図４】
　実施例１に使用されるパルス変調器の回路図を示す。
　【図５】
　パルス変調器をマイクロストッリプで構成した図を示す。
　【図６】
　パルス変調器をＮＲＤガイドで構成した図を示す。
　【図７】
　実施例１の動作を説明する波形図を示す。
　【図８】
　実施例１の計測誤差を説明する図である。
　【図９】
　本発明の実施例２のブロックダイヤグラムを示す。
　【図１０】
　実施例２の動作を説明する波形図である。
　【図１１】
　実施例２のミリ波レーダをＮＲＤガイドに応用した平面図を示す。
　【図１２】
　実施例２のミリ波レーダをＮＲＤガイドに応用した立体図を示す。
　【図１３】
　ＮＲＤガイドを説明する図である。
　【図１４】
　ガンダイオード発振器付近のＮＲＤガイド立体図を示す。
　【図１５】
　周波数変換パルス変調器付近のＮＲＤガイド立体図を示す。
　【図１６】
　周波数変換パルス変調器の回路図を示す。
　【図１７】
　従来のミリ波レーダの構成を示す。
　【符号の説明】
　１　ミリ波帯発振器
　２　パルス変調器
　３　サーキュレータ
　４　帯域フィルタ
　５　送信アンテナ
　６　受信アンテナ
　７　ミクサ
　８　局部発振器
　９　ＩＦ増幅器
　１０　ＡＧＣ
　１１　検波器
　１２　ＢＢ増幅器
　２１　発振器
　２２　第１のサーキュレータ
　２３　第２のサーキュレータ
　２４　アップコンバータ
　２５　ミクサ
　２６　帯域フィルタ
　２７　アンテナ