【事件の表示】
　特許第３２２７３５８号「チューナ装置」の請求項１乃至２に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３２２７３５８号の請求項１乃至２に係る特許を維持する。
【理　由】
１．手続の経緯
　本件特許第３２２７３５８号発明は、株式会社日立製作所より、平成７年１０月６日に特許出願され、平成１３年８月３１日にその特許権の設定登録がなされ、その後、板垣久恵より請求項１乃至２について特許異議の申立てがなされ、平成１４年８月６日付で取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１４年１０月１５日に請求項１乃至２について訂正請求がなされたものである。
　
２．訂正の適否
（１）訂正請求の内容
　特許権者が求めている本件訂正請求の内容は、
　（ａ）特許請求の範囲の減縮を目的とし、本件明細書における特許請求の範囲の請求項１に係る記載である、
　「受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、
　を備えることを特徴とするチューナ装置。」を、
　「ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備え、
　前記複数の局部発振回路のうちの一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscminからfoscmid＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとることを特徴とするチューナ装置。但し、Ｖmin＜Ｖmax、およびfoscmin＜foscmid−β＜foscmid＋α＜foscmaxとする。」
と訂正するものであり、又、
　
　（ｂ）特許請求の範囲の減縮を目的とし、本件明細書における特許請求の範囲の請求項２に係る記載である
　「請求項１記載のチューナ装置において、複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの同一の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なることを特徴とするチューナ装置。」を、
　「ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備え、
　前記複数の局部発振回路は、前記位相同期制御回路から共通の範囲を有する制御電圧が供給され、該共通の範囲の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なることを特徴とするチューナ装置。」
と訂正するものである。
　
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び拡張・変更の存否についての判断
　訂正請求（ａ）は、訂正（ｉ）請求項１の記載である「受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、」を、「ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、」に訂正すると共に、訂正（ii）請求項１の記載である「を備えることを特徴とするチューナ装置。」を、「を備え、前記複数の局部発振回路のうちの一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscminからfoscmid＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとることを特徴とするチューナ装置。但し、Ｖmin＜Ｖmax、およびfoscmin＜foscmid−β＜foscmid＋α＜foscmaxとする。」と訂正するものである。
　
　訂正（ｉ）は、チューナ装置の受信信号がディジタル変調された信号であることに限定するものであり、又、本件発明１のチューナ装置がディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であることは、本件明細書の段落【０００１】に、「本発明は、・・・・ディジタル変調された高周波信号を受信するチューナ装置に関する。」と記載されていることから明らかなように、明細書に記載されているものである。よって、この訂正（ｉ）は、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであり、又、新規事項の追加には該当せず、更に、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　
　訂正（ii）は、複数の局部発振回路のうち、一つの発振回路に加えられる制御電圧の範囲がＶminからＶmaxであり、その時の発振周波数がfoscminからfoscmid＋αの範囲の値であり、他の一つの局部発振回路に加えられる制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxであり、その時の発振周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとることに限定するものであり、又、本件発明の局部発振回路のうち、一つの発振回路に加えられる制御電圧の範囲がＶminからＶmaxであり、その時の発振周波数がfoscminからfoscmid＋αの範囲の値であり、他の一つの局部発振回路に加えられる制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxであり、その時の発振周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとることは、出願当初の明細書の図２及び段落【００４０】〜【００４４】に、「本発明では、全発振帯域で良好な位相雑音特性を得るため、局部発振回路１７及び１８を用いて、図２の実線で示す発振周波数曲線４９、５０の特性を得るものとする。これは、切り換え回路１９で局部発振回路１７が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖtmaxでfosc０〜foscmidの低い側の発振帯域を得、切り換え回路１９で局部発振回路１８が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖtmaxでfoscmid〜foscmaxの高い側の発振帯域を得るものである。この場合、それぞれの局部発振回路１７、１８の制御電圧として、制御電圧０〜Ｖtmaxの全範囲を用いて発振信号を得ることにより、発振感度を低く、また、ほぼ一定に保つことができる。このため、位相雑音特性は、図３に実線で示す曲線５２のように全発振帯域にわたって、ほぼ一定の良好な特性が得られる。なお、この例においては、上記低い側の周波数帯域と高い側の周波数帯域とは、一部重なっているものとする。」と記載されていることから明らかなように、明細書に記載されているものである。よって、この訂正（ii）は、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであり、又、新規事項の追加には該当せず、更に、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　
　訂正請求（ｂ）は、訂正（iii）請求項２の記載である「請求項１記載のチューナ装置において、」を、「ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備え、」と訂正すると共に、訂正（iv）請求項２の記載である「複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの同一の制御電圧に対し、」を、「前記複数の局部発振回路は、前記位相同期制御回路から共通の範囲を有する制御電圧が供給され、該共通の範囲の制御電圧に対し、」と、訂正するものである。
　
　訂正（iii）は、請求項１を引用していた記載のかわりに、本訂正請求前の請求項１の記載に、訂正（ｉ）による上記訂正を加味したところの、「ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備え、」と訂正するものである。よって、この訂正（iii）は、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであり、又、新規事項の追加には該当せず、更に、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　
　訂正（iv）は、「複数の局部発振回路」及び「位相同期制御回路」は訂正（iii）の結果、既に記載されているので、それを明確にするために、「前記」を加えたものであり、又、位相同期制御回路から局部発振回路に与えられる制御電圧値の範囲を限定するものであり、またこの記載は、訂正（ii）について述べたように、出願当初の明細書の図２及び段落【００４０】〜【００４４】の記載から明らかなように、明細書に記載されているものである。よって、この訂正（iv）は、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであり、又、新規事項の追加には該当せず、更に、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　
（３）むすび
　以上のとおりであり、上記訂正請求は、特許法第１２０条の４第２項、及び同第３項で準用する同法第１２６条第２項〜第３項の規定に適合する。よって、本件訂正を認める。
　
３．取消理由・特許異議の申立てについての判断
（１）請求項１乃至２に係る発明
　請求項１乃至２に係る発明は、訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１乃至２に記載されたとおりの
　「【請求項１】　ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備え,
　前記複数の局部発振回路のうちの一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscminからfoscmid＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとることを特徴とするチューナ装置。但し、Ｖmin＜Ｖmax、およびfoscmin＜foscmid−β＜foscmid＋α＜foscmaxとする。
【請求項２】　ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、ディジタル変調された受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備え、
　前記複数の局部発振回路は、前記位相同期制御回路から共通の範囲を有する制御電圧が供給され,該共通の範囲の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なることを特徴とするチューナ装置。」
により特定されるものである（以下、請求項１に係る発明を「本件発明１」、請求項２に係る発明を「本件発明２」という）。
　
（２）取消理由の概要
　当審が平成１４年８月６日付けで通知した取消理由の概要は、
引用刊行物１〜３として、
刊行物１：特開平５−２１８８９４号公報（平成５年８月２７日特許庁発行）
刊行物２：特開平５−２９１９７７号公報（平成５年１１月５日特許庁発行）
刊行物３：特開平７−５８６４９号公報（平成７年３月３日特許庁発行）
を引用して、本件発明１，２は、刊行物１〜３に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件発明１，２の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである、と言うものである。
　
（３）異議申立ての概要
　異議申立人板垣久恵は、
甲第１号証：特開平５−２１８８９４号公報（上記刊行物１に同じ）
甲第２号証：特開平５−２９１９７７号公報（上記刊行物２に同じ）
参考文献：特開平７−５８６４９号公報（上記刊行物３に同じ）
を引用して、本件発明１乃至２は、甲第１号証乃至甲第２号証に記載の発明から、当業者が容易になし得る発明であるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものである、と主張している。
　
（４）引用刊行物１〜３の記載
　（ａ）引用刊行物１
　上記刊行物１（特開平５−２１８８９４号公報）は、チューナ回路に関するものであり、その発明の詳細な説明の欄の段落【００２０】〜【００２４】及び図１には、
　「【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面により説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す受信装置のブロック図である。同図において、１はＢＳ信号入力端子、２はＴＶ信号入力端子、３はＲＦアンプ、４は周波数変換器、５はＩＦアンプ、６はＩＦ信号切換回路、７は切換信号入力端子、８はＢＳ信号の第２ＩＦ信号出力端子、９はＴＶ信号のＩＦ信号出力端子、１０は局部発振信号切換回路、１１は切換信号入力端子、１２はＴＶ信号のＶＨＦ帯用局部発振器、１３はＴＶ信号のＵＨＦ帯用局部発振器、１４はＢＳ信号用局部発振器、１５は同調電圧入力端子、１０１はＢＳ信号用前置フィルタ、１０２は制御信号入力端子、１０３はＴＶ信号用前置フィルタ、１０４は制御信号入力端子、１０５はＲＦ信号切換回路、１０６は切換信号入力端子、１０７は入力フィルタ、１０８は制御信号入力端子、１０９はＩＦフィルタ、１１０は制御信号入力端子である。
【００２１】ＢＳ信号入力端子１，ＴＶ信号入力端子２から各々入力したＢＳ信号とＴＶ信号は、それぞれの前置フィルタ１０１，１０３で帯域制限を受ける。前置フィルタ１０１，１０３はそれぞれの制御信号入力端子１０２，１０４からの制御信号により中心周波数や帯域幅等の帯域特性を可変できるフィルタである。これらのフィルタは、主にイメージ信号の除去、ＢＳ信号帯域とＴＶ信号帯域のアイソレーション確保、局部発振信号漏洩の抑圧を行うため、１チャネルのみを選択通過させる入力フィルタ１０７に比べ広帯域な帯域特性を有し、従って比較的簡単な低次の同調フィルタで構成している。
【００２２】前置フィルタ１０１，１０３を通過した信号はＲＦ信号切換回路１０５で、切換信号入力端子１０６に印加する信号に応じて取捨選択され、入力フィルタ１０７に入力する。入力フィルタ１０７の構成については後述するが、制御信号入力端子１０８に印加する信号と、局部発振信号切換回路１０により選択された局部発振信号を用いて、ＢＳ信号またはＴＶ信号の希望信号１チャネル分を選択通過させ、ＲＦアンプ３に入力する。
【００２３】ＲＦアンプ３で増幅した信号は周波数変換器４で局部発振信号切換回路１０により選択された局部発振信号を用いてＩＦ信号に変換する。局部発振回路はＴＶ信号のＶＨＦ帯用局部発振器１２、ＴＶ信号のＵＨＦ帯用局部発振器１３、ＢＳ信号用局部発振器１４で構成し、同調電圧入力端子１５に印加する同調電圧により発振する所望の局部発振信号を局部発振信号切換回路１０で、切換信号入力端子１１に印加する信号に応じて選択し、周波数変換器４に注入する。
【００２４】周波数変換器４で変換されたＩＦ信号はＩＦアンプ５で増幅し、ＩＦフィルタ１０９へ入力する。ＩＦフィルタ１０９の構成は後述するが、制御信号入力端子１１０に印加する信号に応じて、ＢＳ信号の第２ＩＦ信号またはＴＶ信号のＩＦ信号を選択通過させ、ＩＦ信号切換回路６に入力する。ＩＦ信号切換回路６では、切換信号入力端子７に印加する信号に応じて、ＢＳ信号の第２ＩＦ信号はその出力端子８に、また、ＴＶ信号のＩＦ信号はその出力端子９に、それぞれ出力する。」（第４ページ第５欄第３９行〜同ページ第６欄第４２行目）と、記載されている。
　
　（ｂ）引用刊行物２
　上記刊行物２（特開平５−２９１９７７号公報）は、無線通信装置の局部発振回路に関するものであり、その発明の詳細な説明の欄の段落【０００１】〜【０００４】には、
　「【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、選択呼出受信機や携帯無線電話機などの移動無線通信装置に設けられる局部発振回路に係わり、特に周波数シンセサイザを使用した局部発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、選択呼出受信機や携帯無線電話機などの移動無線通信装置では、周波数シンセサイザを使用した局部発振回路が多く用いられている。図６はその構成の一例を示す回路ブロック図である。
【０００３】同図において、１１は水晶発振器からなる基準発振器であり、この基準発振器１１により発生された基準発振信号はＰＬＬ集積回路１２内で基準分周器１３により分周されて位相比較器（ＰＤ）１４に入力される。また１７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、このＶＣＯ１７から発生された発振信号は上記ＰＬＬ集積回路１２内の比較分周器１５で分周されて位相比較器１４に帰還入力される。位相比較器１４では、上記基準分周器１３で分周された基準発振信号と、上記比較分周器１５で分周されたＶＣＯ１７の発振信号との位相が比較され、その位相差に応じた信号がループフィルタ１６に供給される。このループフィルタ１６からは上記位相差信号に応じた制御電圧が発生され、この制御電圧により上記ＶＣＯ１７が駆動される。そしてＶＣＯ１７から発生された発振信号は周波数逓倍器１８で逓倍（図では３逓倍）されて局部発振信号となり、受信回路のミキサ３に供給される。
【０００４】したがって、アンテナ１により受信されたのち高周波増幅器２で増幅された受信高周波信号は、上記ミキサ３において上記局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換され、この中間周波信号は中間周波フィルタ４を通って後段の例えば復調回路に供給される。」（第２ページ第１欄第２３行〜同ページ第２欄第５行目）と記載され、又、段落【００１４】〜【００１６】には、
　「【００１４】
【実施例】以下本発明を実施例に基づいて説明する。
【００１５】図１は、本発明の一実施例における局部発振回路の構成を示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図６と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００１６】本実施例の局部発振回路は、基準発振器１１と基準分周器１３と位相比較器１４と比較分周器１５とループフィルタ１６と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７とにより構成されるＰＬＬ回路からなる第１の発振回路と、上記基準発振器１１とＰＬＬ集積回路１２１内に設けられた可変分周器１９とから構成される第２の発振回路とを有している。このうち先ず第１の発振回路は、局部発振信号の必要とされる全周波数帯域のうちの一部に対応する所定の帯域幅をカバーする第１の発振信号を発生する。また第２の発振回路は、基準発振器１１から発生される基準発振信号を、可変分周器１９で異なる分周数に従って分周することにより、周波数が異なる２種類の第２の発振信号を選択的に発生する。なお、上記可変分周器１９の分周数は、図示しない制御回路から出力される分周数制御信号ＤＳに応じて可変設定される。」（第３ページ第３欄第５０行〜同ページ第６欄第１４行目）と、記載されている。
　
　（ｃ）引用刊行物３
　上記刊行物３（特開平７−５８６４９号公報）は、ＦＭモジュレータに関するものであり、その発明の詳細な説明の欄の段落【０００８】〜【００１０】には、
　「【０００８】
【実施例】図１は本発明によるＦＭモジュレータの一実施例のブロック構成図である。１１、１２はそれぞれＶＣＯ１、ＶＣＯ２であって、希望する発振周波数範囲を二分してそれぞれ分担するように構成する。ＰＬＬコントローラ、１４はＬＰＦでこの三者でＰＬＬ回路を構成し、同回路中の１６の重畳部へ、外部からの音声信号を１５のＣＭＰでコンポジット信号化したものを入力して制御電圧ＶＴに重畳させて前記ＶＣＯ１１及び１２の発振周波数をＦＭ変調し、ＲＦアンプ１７で増幅したのちＡＮＴ　ＯＵＴとして出力し、元来オーディオ装置に備えているＦＭラジオ２０に入力する。１８は制御部、１９はマイコンで、前記ＰＬＬコントローラ１３へ制御信号を入力するとともに上記のＶＣＯ１、ＶＣＯ２が発振周波数範囲を二分してそれぞれ分担するための切り換えを制御する。
【０００９】上記構成の回路のＦＭモジュレータの動作については次のようになる。
（１）制御部１８によってＦＭモジュレータの電源（図示省略）がオンするようマイコン１９へ入力される。
（２）マイコン１９は、ＰＬＬコントローラ１３に希望周波数でＰＬＬをロックさせるよう周波数制御信号を出力するとともに希望周波数が１１のＶＣＯ１、１２のＶＣＯ２かどちらの担当周波数かを判断し、ＶＣＯの切り換え信号を出力する。
（３）上記の（２）によってＰＬＬの発振周波数は希望周波数に制御され、音声信号はＣＯＭＰ１５へ入力されてＦＭ放送のフォーマットのコンポジット信号に変換され、重畳部１６で発振周波数制御電圧ＶＴに重ねられ、ＶＣＯ１あるいは２の発振周波数を周波数変調する。
（４）上記（３）によってＶＣＯ１あるいは２より出力される変調出力は、ＲＦアンプ１７により所定のアンテナ出力のレベルまで増幅されＡＮＴ　ＯＵＴより出力される。
（５）上記の（４）のＡＮＴ　ＯＵＴはＦＭラジオ２０によって受信され、音声信号に復調されてスピーカから音響信号として再生される。
【００１０】図５の、前記の二つのＶＣＯを用いて、ＦＭモジュレータのＰＬＬ回路を構成した場合の特性図によって、ＶＣＯ１とＶＣＯ２とのそれぞれの特性をＡ点で切り換えて利用することによって本発明の目的が達成されている模様を示している」（第３ページ第３欄第７〜４７行目）と記載され（なお、「（１）」〜「（５）」については、原文は「丸数字」であるが、「丸数字」は使用できないので、ここでは便宜上「（数字）」を使用した。）、又、段落【００１５】には、
　「【００１５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、ＰＬＬ方式のＦＭモジュレータを構成するＶＣＯ自体を・・・・、複数としてこれを切り換えるようにしたので、発振し出力する周波数の可変幅が従来のものと比較して格段に広く取ることができ・・・・る。」（第３ページ第４欄第２５〜３２行目）と、記載されている。
　
（５）対比・判断
　（ａ）そこで、本件発明１と上記刊行物１に記載の発明とを対比すると、両者は共に、放送信号を受信するためのチューナ装置に関するものであって、刊行物１における「ＢＳ信号およびＴＶ信号」，「ＩＦ信号」，「周波数変換器」，「ＴＶ信号用のＶＨＦ帯用局部発振器，ＴＶ信号のＵＨＦ帯用局部発振器およびＢＳ信号用局部発振器」，「同調電圧」，「局部発信信号切換回路」は、それぞれ、本件発明１の「受信信号」，「選局信号」，「ミキサ回路」，「発振周波数帯域が、互いに異なる複数の局部発信回路」，「制御電圧」，「動作制御手段」，に相当するので、両者は共に、受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御し、選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備えることを特徴とするチューナ装置である点では同じである。
　
　（ｂ）ただ、本件発明１においては、チューナ装置は、ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であり、又、複数の局部発振回路のうちの一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscminからfoscmid＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとるものであり、制御電圧と発振周波数の関係が、Ｖmin＜Ｖmax、及びfoscmin＜foscmid−β＜foscmid＋α＜foscmaxとなっているものであるのに対して、引用刊行物１には、そのようなことは記載されていない点で、両者は相違している。
　
　（ｃ）よって、上記相違点について検討すると、引用刊行物２は選択呼出受信機や携帯無線電話機などの移動無線通信装置に設けられる、周波数シンセサイザを使用した局部発振回路であり、基準発振器１と基準分周器１３と位相比較器１４と比較分周器１５とループフィルタ１６と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７とにより構成されるＰＬＬ回路からなる第１の発振回路と、基準発振器１１とＰＬＬ集積回路１２１内に設けられた可変分周器１９とから構成される第２の発振回路とを有し、第２の発振回路は、基準発振器１１からの基準発振信号を可変分周器１９で異なる分周数にしたがって分周することにより、周波数が異なる２種類の第２の発振信号を選択的に発生することが記載されており、又、引用文献３はＦＭ変調と発振にＰＬＬ方式の発振回路を用いたものであって、該発振回路は、２つのＶＣＯ１、２を有しており、その図５に示されているように、発振周波数範囲をＡ点で切り換えて利用することにより、希望する発振周波数範囲を二分してそれぞれ分担することが記載されているが、引用刊行物１〜３に記載の発明は、いずれもディジタル変調された信号を受信するチューナ装置ではなく、又、それらには、ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置を示唆する記載も存在せず、又、引用刊行物２，３には、複数の局部発振回路に与えられる制御電圧の値の範囲と発振する信号の周波数の範囲の関係が、本件発明１のように、一つの局部発振回路は、位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscminかfoscmid＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶminからＶmaxのとき、発振する信号の周波数がfoscmid−βからfoscmaxの範囲の値をとり、制御電圧と発振周波数の関係が、Ｖmin＜Ｖmax、およびfoscmin＜foscmid−β＜foscmid＋α＜foscmaxとなるようにすることは記載されておらず、又、そのようにすることの示唆もない。
　そして、本件発明１は、上記構成を具備することによって、明細書記載の所期の効果が得られるものと認められる。
　したがって、本件発明１は、上記引用刊行物１〜３に記載の発明と発明と同一であるとも、又は、それらから当業者が容易に発明をすることができたものと認めることもできない。
　
　（ｄ）次に、本件発明２と上記刊行物１に記載の発明とを対比すると、両者は共に、放送信号を受信するためのチューナ装置に関するものであって、刊行物１における「ＢＳ信号およびＴＶ信号」，「ＩＦ信号」，「周波数変換器」，「ＴＶ信号用のＶＨＦ帯用局部発振器，ＴＶ信号のＵＨＦ帯用局部発振器およびＢＳ信号用局部発振器」，「同調電圧」，「局部発信信号切換回路」は、それぞれ、本件発明の「受信信号」，「選局信号」，「ミキサ回路」，「発振周波数帯域が、互いに異なる複数の局部発信回路」，「制御電圧」，「動作制御手段」，に相当するので、両者は共に、受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御し、選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、を備えることを特徴とするチューナ装置である点では同じである。
　
　（ｅ）ただ、本件発明２においては、チューナ装置は、ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であり、又、複数の局部発振回路は、位相同期制御回路から共通の範囲を有する制御電圧が供給され、該共通の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発信するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なるようにされているのに対して、引用刊行物１には、そのようなことは記載されていない点で、両者は相違している。
　
　（ｆ）よって、上記相違点について検討すると、引用刊行物２は選択呼出受信機や携帯無線電話機などの移動無線通信装置に設けられる、周波数シンセサイザを使用した局部発振回路であり、基準発振器１と基準分周器１３と位相比較器１４と比較分周器１５とループフィルタ１６と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７とにより構成されるＰＬＬ回路からなる第１の発振回路と、基準発振器１１とＰＬＬ集積回路１２１内に設けられた可変分周器１９とから構成される第２の発振回路とを有し、第２の発振回路は、基準発振器１１からの基準発振信号を可変分周器１９で異なる分周数にしたがって分周することにより、周波数が異なる２種類の第２の発振信号を選択的に発生することが記載されており、又、引用刊行物３はＦＭ変調と発振にＰＬＬ方式の発振回路を用いたものであって、該発振回路は、２つのＶＣＯ１、２を有しており、その図５に示されているように、発振周波数範囲をＡ点で切り換えて利用することにより、希望する発振周波数範囲を二分してそれぞれ分担することが記載されているが、引用刊行物１〜３に記載の発明は、いずれもディジタル変調された信号を受信するチューナ装置ではなく、又、それらには、ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置を示唆する記載も存在せず、又、引用刊行物２，３には、複数の局部発振回路に与えられる制御電圧の値の範囲と発振する信号の周波数の範囲の関係が、本件発明２のように、複数の局部発振回路は、前記位相同期制御回路から共通の範囲を有する制御電圧が供給され、該共通の範囲の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なるようにすることは記載されておらず、又、そのようにすることの示唆もない。
　そして、本件発明２は、上記構成を具備することによって、明細書記載の所期の効果が得られるものと認められる。
　したがって、本件発明２は、上記引用刊行物１〜３に記載の発明と発明と同一であるとも、又は、それらから当業者が容易に発明をすることができたものと認めることもできない。
　
（６）異議申立人の主張について
　異議申立人板垣久恵は、特許異議申立書中の「（５）拒絶されるべき理由」において、概要、
　引用刊行物１と本件発明１とは、「これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、」の構成が引用刊行物１には記載がない点で相違するのみであり、その他の点で共通している。しかしながら、この相違点は、局部発振回路を位相同期発振回路とすることのみであり、例えば、引用刊行物２に、基準発振器１と基準分周器１３と位相比較器１４とを有し、電圧制御発振器１７とループフィルター１６とを介して、位相比較器１４へ位相同期させた局部発振器からの信号をミキサ３へ注入することが記載されていることから明らかなように、当業者であれば位相雑音を低減するために通常行なうことであり、本件発明１は、引用刊行物１及び２から当業者が容易に発明をすることができたものであり、又、本件発明２と引用刊行物１に記載の発明はいずれも、複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの同一の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振する点で共通しており、引用刊行物１には、連続する周波数帯域どうしの一部は重なることについては明記されていないが、複数の発信帯域を有する発振器を切り換えて、連続する周波数帯域に適用する場合において、発振器の切換時に、使用できない周波数帯域を発生させないために連続する周波数帯域どうしの一部は重ねることにより、マージンを取ることは当業者が通常行なうことにすぎず、何等格別のことではなく、又、１つの電圧制御信号で２つの発振器を切り換えて連続する周波数帯域として使用する例としては、引用刊行物３の図５及びその説明である段落【００１０】がある、
と主張している。
　
　よって検討する。
　引用刊行物１〜３のいずれにも、本件発明１乃至２の構成要件の一部である、ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置は記載されておらず、又、複数の局部発振回路に位相同期制御回路から供給される制御電圧と発振周波数との関係が、共通の範囲を有する制御電圧が複数の局部発振回路に供給され、該共通の制御電圧に対し、各々の局部発振回路が異なる周波数の信号を発信するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なるようにされていることは記載されておらず、又、それらのことを示唆する記載も存在していないことは、前記（５）で認定したとおりである。そして、本件発明１乃至２は、該構成を採用したことにより、引用刊行物１〜３にはない、格別の効果を有しているものと認められるので、該相違点は、構成上の微差に過ぎないものと言うこともできない。
　したがって、異議申立人の係る主張には根拠がなく、採用することはできない。
　
４．まとめ
　以上のとおりであるので、本件特許異議申立ての理由および証拠によっては、本件請求項１乃至２に係る発明の特許を取り消すことはできない。
　また、外に本件請求項１乃至２に係る発明の特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１５年２月１９日（２００３．２．１９）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
▲１▼　特許請求の範囲の減縮を目的とし、特許第３２２７３５８号明細書における特許請求の範囲の請求項１に係る記載を、
「【請求項１】　
ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、
ディジタル変調された
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、
を備え、
　前記複数の局部発振回路のうちの一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶｍｉｎからＶｍａｘのとき、発信する信号の周波数がｆｏｓｃｍｉｎからｆｏｓｃｍｉｄ＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶｍｉｎからＶｍａｘのとき、発信する信号の周波数がｆｏｓｃｍｉｄ―βからｆｏｓｃｍａｘの範囲の値をとる
但し、Ｖｍｉｎ＜Ｖｍａｘ、およびｆｏｓｃｍｉｎ＜ｆｏｓｃｍｉｄ−β＜ｆｏｓｃｍｉｄ＋α＜ｆｏｓｃｍａｘとする。
とする。
▲２▼　特許請求の範囲の減縮を目的とし、特許第３２２７３５８号明細書における特許請求の範囲の請求項２に係る記載を、
「【請求項２】　
ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、
ディジタル変調された
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、
を備え、
　前記複数の局部発振回路は、前記位相同期制御回路から
共通の範囲を有する制御電圧が供給され、該共通の範囲の制御電圧
とする。
▲３▼なお、請求項１又は２を引用する請求項３、４、５、６、９、１０、１１についても上記と同様である。
（５４）【発明の名称】
チューナ装置
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、
ディジタル変調された
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、
を備え、
　
前記複数の局部発振回路のうちの一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶｍｉｎからＶｍａｘのとき、発信する信号の周波数がｆｏｓｃｍｉｎからｆｏｓｃｍｉｄ＋αの範囲の値をとり、他の一つの局部発振回路は、前記位相同期制御回路における制御電圧の値の範囲がＶｍｉｎからＶｍａｘのとき、発信する信号の周波数がｆｏｓｃｍｉｄ―βからｆｏｓｃｍａｘの範囲の値をとることを特徴とするチューナ装置。但し、Ｖｍｉｎ＜Ｖｍａｘ、およびｆｏｓｃｍｉｎ＜ｆｏｓｃｍｉｄ−β＜ｆｏｓｃｍｉｄ＋α＜ｆｏｓｃｍａｘとする。
　【請求項２】
ディジタル変調された信号を受信するチューナ装置であって、
ディジタル変調された
　発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、
　これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、
　選局信号に応じて、上記複数の局部発振回路のうち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手段と、
を備え、
　前記複数の局部発振回路は、前記位相同期制御回路から
共通の範囲を有する制御電圧が供給され、該共通の範囲の制御電圧
　【請求項３】請求項１又は２記載のチューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、局部発振回路の制御電圧と可変同調フィルタの同調電圧とは、独立に設定されることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項４】請求項１又は２記載のチューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、可変同調フィルタの同調電圧は、上記複数の局部発振回路に供給される制御電圧から生成されることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項５】請求項１記載のチューナ装置において、複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの制御電圧に応じて、異なる周波数帯域の信号を出力し、連続する周波数帯域どうしの一部は、異なった制御電圧範囲で発振周波数を可変し、制御電圧の一部と発振周波数の一部は重なることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項６】請求項１又は５記載のチューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、上記複数の局部発振回路の制御電圧と可変同調フィルタの制御電圧とを同一とすることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項７】供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する局部発振回路と、それぞれ帯域幅の異なった第１及び第２のループフィルタを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御するとともに、上記制御電圧に基づいて、上記可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、上記第１及び第２のループフィルタを切り換える動作制御手段と、を備えることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項８】供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振する信号を上記ミキサ回路に供給する局部発振回路と、その帯域幅を可変できる帯域幅可変ループフィルタを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御するとともに、上記制御電圧に基づいて、上記可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、上記帯域幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換える動作制御手段と、を備えることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項９】請求項１、２、３、４、５、６、７又は８のうちのいずれか一項記載のチューナ装置において、上記ミキサ回路からの出力信号を直交検波して、同相成分信号及び直交成分信号の２信号を出力する直交検波回路を備えることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項１０】請求項１又は２記載のチューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、可変同調フィルタの同調電圧は、上記複数の局部発振回路に供給される制御電圧から生成され、位相同期制御回路は、その利得が可変である可変利得ループアンプを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御し、上記動作制御手段は、選局信号に応じて、上記可変利得ループアンプの利得を変化させることを特徴とするチューナ装置。
　【請求項１１】請求項１又は２記載のチューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、可変同調フィルタの同調電圧は、上記複数の局部発振回路に供給される制御電圧から生成され、位相同期制御回路は、その帯域幅を可変できる帯域幅可変ループフィルタを有し、動作制御手段は、選局信号に応じて、上記帯域幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換えることを特徴とするチューナ装置。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】本発明は、地上系、衛星系、ＣＡＴＶ系で放送されるディジタル変調された高周波信号を受信するチューナ装置に関する。
　【０００２】
　【従来の技術】現在、国内のＴＶ放送は、アナログ変調方式による地上ＴＶ放送、１２ＧＨｚ帯衛星放送等が実施されている。また、将来は、１２ＧＨｚあるいは２１ＧＨｚ帯の放送衛星によるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を用いたディジタルＴＶ放送も計画されている。このようなＴＶ放送受信装置のチューナ部においては、妨害波を除去する可変同調フィルタ及び希望信号を選局する局部発振回路が用いられる。
　【０００３】一般的な、衛星ＴＶ放送受信装置のチューナ部の構成が、ＴＶ学会技術報告、Ｖｏｌ．１７、Ｎｏ．４６、ＰＰ．１９〜２４（Ａｕｇ．１９９３）“衛星放送用広帯域低電圧フロントエンドの開発”に記載されている。可変同調フィルタ（同調周波数ｆ０）、局部発振回路（発振周波数ｆ１）は、ＰＬＬ選局回路からの制御電圧で制御され、ｆ１−ｆ０＝ｆｉ（ｆｉ：中間周波数）の関係が保たれるようにトラッキングを行う。
　【０００４】受信周波数範囲は、約１ＧＨｚと広く、広帯域可変の局部発振回路を単一の回路で構成している。受信信号の変調方式はアナログ方式であり、一般的なＰＬＬ制御局部発振回路の位相雑音特性（例えば、発振周波数ｆｏｓｃ＝２ＧＨｚ、ｆｏｓｃからのオフセット周波数１０ＫＨｚで位相雑音−６５ｄＢｃ／Ｈｚ程度）で、復調特性にほとんど影響を与えることがない。
　【０００５】
　【発明が解決しようとする課題】ところで、アナログ変調方式によるＴＶ放送では、局部発振回路の位相雑音は、復調特性にほとんど影響を与えないが、今後開始が予定されるディジタル変調方式によるＴＶ放送では、位相雑音は復調特性に影響を与えるため、チューナ部で用いられる選局用の局部発振回路の発振信号の位相雑音低減が重要な課題となっている。
　【０００６】ＰＬＬ制御型の局部発振回路の位相雑音は、位相比較をおこなう基準発振器の位相雑音、ＰＬＬループの雑音、ＰＬＬループの帯域幅、ＰＬＬループのループゲイン、局部発振回路の発振感度等によって決定される。以下、簡単に位相雑音について解析し、位相雑音低減に有効な手段について考察する。
　【０００７】図１５にチューナで用いられる一般的なＰＬＬ選局回路の等価回路を示す。図１５において、１０１は局部発振回路、１０３は分周器、１０９は位相検波器、１０５は基準発振器、１０７は分周器、１１３は雑音発生器、１１５はループアンプ、１１７はループフィルタである。
　【０００８】以下、選局回路の動作について説明する。局部発振回路１０１は、電圧制御型発振回路であり、制御電圧で負荷リアクタンス値を変え、周波数制御をおこなう。局部発振回路１０１の周波数変調感度をΔω（ｒａｄ／ｓｅｃ／Ｖ）、位相変調感度をΔφ（ｒａｄ／Ｖ）とすると、これらの関係は、次式（１）のように、Δω＝ｄΔφ／ｄｔ又はΔφ＝Δω・ｔ……………（１）
と、表すことができる。
　【０００９】いま、局部発振回路の発振角周波数をω１（ｒａｄ／ｓｅｃ）、制御電圧をＶｃｏｎ（ｖ）、位相をφ１とすると発振信号１０２（ｆｏｓｃ）は、次式（２）のように、ｆｏｓｃ
　　＝ｃｏｓ｛（ω１＋Δω・Ｖｃｏｎ）・ｔ＋φ１｝
　　＝ｃｏｓ｛（ω１＋ｄΔφ／ｄｔ・Ｖｃｏｎ）・ｔ＋φ１｝
　　＝ｃｏｓ｛ω１・ｔ＋（φ１＋Δφ・Ｖｃｏｎ）｝……………（２）
と、表すことができる。
　【００１０】ここで、初期値として制御電圧Ｖｃｏｎ＝０とすると、（２）式は、次式（３）となる。
　　ｆｏｓｃ＝ｃｏｓ（ω１・ｔ＋φ１）……………（３）
また、基準発振器１０５の発振信号ｆｒｅｆは、発振角周波数をω１、位相をφ０とすると、次式（４）のように、ｆｒｅｆ＝ｃｏｓ（ω０・ｔ＋φ０）……………（４）
となる。
　【００１１】局部発振回路１０１と基準発振器１０５の出力信号は、それぞれ分周器１０３、１０７で分周され、位相比較器１０９で位相比較される。分周器１０３（１／Ｎ）の出力信号１０４（ｆｏｓｃ）は、次式（５）で与えられる。
　　ｆｏｓｃ＝ｃｏｓ（ω１・ｔ／Ｎ＋φ１／Ｎ）……………（５）
また、分周器１０７（１／Ｍ）の出力信号１０８（ｆｒｅｆ）は、次式（６）のように、ｆｒｅｆ＝ｃｏｓ（ω０・ｔ／Ｍ＋φ０／Ｍ）……………（６）
となる。
　【００１２】位相検波器１０９の検波出力信号１１０（Ｖｄｅｔ）は、次のようになる。
　　Ｖｄｅｔ＝ｆｏｓｃ・ｆｒｅｆ＝［ｃｏｓ｛（ω０／Ｍ＋ω１／Ｎ）・ｔ＋φ０／Ｍ＋φ１／Ｎ｝＋ｃｏｓ｛（ω０／Ｍ−ω１／Ｎ）・ｔ＋φ０／Ｍ−φ１／Ｎ｝］……………（７）
（７）式の第１項はループフィルタ１１７で削除されるとすると、次式（８）にように、Ｖｄｅｔ＝ｃｏｓ｛（ω０／Ｍ−ω１／Ｎ）・ｔ＋φ０／Ｍ−φ１／Ｎ｝……………（８）
となる。
　【００１３】雑音発生器１１３で発生する雑音をｎ（ｔ）（ＰＬＬループで発生する雑音成分）、ループアンプ１１７のループゲインをｋ、ループフィルタの伝達関数をＬとすると、局部発振回路１０１に印加される制御電圧（Ｖｃｏｎ）は次式（９）で与えられる。
　　Ｖｃｏｎ＝Ｋ・Ｌ・ｃｏｓ｛（ω０／Ｍ−ω１／Ｎ）・ｔ＋φ０／Ｍ−φ１／Ｎ｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）………（９）
いま、簡単のために周波数同期条件が成り立っているとすると、次式（１０）が成立する。
　　ω０／Ｍ−ω１／Ｎ＝０即ち、ω１＝Ｎ／Ｍ・ω０……………（１０）
また、位相同期過程にあって、φ０／Ｍ−φ１／Ｎの位相がπ／２の近傍にあるとすると、（９）式は次式（１１）のように、Ｖｃｏｎ＝Ｋ・Ｌ・｛π／２−（φ０／Ｍ−φ１／Ｎ）｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）……………（１１）
と近似できる。
　【００１４】また、（２）及び（１１）式から、位相同期過程の発振信号１０２（ｆｏｓｃ）は次式となる。
　　ｆｏｓｃ＝Ａ・ｃｏｓ［Ｎ／Ｍ・ω０・ｔ＋｛φ１１＋Δφ・Ｋ・Ｌ・｛π／２−（φ０／Ｍ−φ１／Ｎ）｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）｝］・・・・・・…（１２）
分周後の局部発振信号出力１０４と分周後の基準発振信号１０８の位相差がπ／２となることが位相同期条件であり、位相同期条件は次式（１３）に示すように、［φ１＋Δφ・Ｋ・Ｌ・｛π／２−（φ０／Ｍ−φ１／Ｎ）｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）｝］／Ｎ−φ０／Ｍ＝π／２……（１３）
となる。
　【００１５】次に、位相雑音について考察する。ＦＭ性の位相雑音は、位相の時間変化で与えられるため、（１３）式を時間微分し、次式（１４）及び（１５）から局部発振信号１０２の位相雑音成分ｄφ１／ｄｔを求める。
　　［ｄφ１／ｄｔ−Δφ・Ｋ・Ｌ・｛１／Ｍ・ｄφ０／ｄｔ−１／Ｎ・ｄφ１／ｄｔ｝＋Δφ・Ｋ・Ｌ・ｄｎ（ｔ）／ｄｔ＝Ｎ／Ｍ・ｄφ０／ｄｔ……（１４）
（１４）式を変形して、ｄφ１／ｄｔ＝Ｎ／Ｍ・ｄφ０／ｄｔ＋｛Δφ・Ｋ・Ｌ／（１＋Δφ・Ｋ・Ｌ／Ｎ）｝・ｄｎ（ｔ）／ｄｔ……（１５）
が得られる。
　【００１６】（１５）式の第１項は、基準発振器１０５の位相雑音成分が分周器１０３及び分周り器１０７の比Ｎ／Ｍ倍された成分であり、第２項はＰＬＬループで発生する雑音に比例した成分である。一般的には第２項が支配的になるため、第２項を充分小さくすることが必要である。
　【００１７】通常は、分周比Ｎは充分大きいため、第２項の係数はΔφ・Ｋ・Ｌで与えられる。従って、第２項のＰＬＬループで発生する雑音成分は位相変調感度、ル−プゲイン、ル−プフィルタの帯域幅に比例し、Δφ、Ｋ、Ｌを小さくすることで位相雑音を低減することが可能である。
　【００１８】Δφ・Ｋ・ＬはＰＬＬループの総合利得であり、ＰＬＬループの同期安定性や同期確立時間にも影響を与える量である。従ってこれらの特性も考慮に入れてΔφ、Ｋ、Ｌを小さくする必要がある。
　【００１９】しかしながら、広帯域受信機に用いられる一般的な発振回路の発振周波数特性は、図１６に示すように、制御電圧の低い側で発振感度が高く、反対に制御電圧の高い側で発振感度が低くなる。このため、ＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌは、発振感度が低い側を基準に設計する必要があり、発振感度が高い側ではＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌが大きくなりすぎて、図１７の位相雑音特性で示すように特性が劣化してしまう。
　【００２０】本発明の目的は、局部発信回路の発信信号の位相雑音特性が広帯域にわたって改善されたチューナ装置を実現することである。
　【００２１】
　【課題を解決するための手段】以上の点を考慮すると、広帯域受信機における位相雑音低減のためには、次に示す３つの事項が考えられる。
（１）発振感度を下げ、また、全発振帯域で発振感度をほぼ一定とするために、局部発振回路を複数設け、切り換えて使用する。このとき、各局部発振回路の発振周波数の設定によっては、単一で構成した可変同調フィルタとのトラッキングがとれなくなるため、可変同調フィルタの同調電圧は局部発振回路の制御電圧と独立に与える必要がある。
　【００２２】（２）ループアンプのループゲインを局部発振回路の発振感度の高い側と低い側で切り換える。
　【００２３】（３）ループフィルタの帯域幅を局部発振回路の発振感度の高い側と低い側で切り換える。
　【００２４】局部発振器を複数設け、これを切り換えて使用することにより、発振感度を下げ、また、全発振帯域で発振感度をほぼ一定とすることができる。これにより、ＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相雑音特性の向上が可能である。
　【００２５】また、ループアンプのループゲインあるいはループフィルタの帯域幅を発振感度の高い側と低い側で切り換えることにより、ＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相雑音特性の向上が可能である。そこで、本発明は、上記目的を達成するため、次のように構成される。受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号をミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、複数の局部発振回路のうち、選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路からの発振信号をミキサ回路に供給させる動作制御手段とを備える。
　【００２６】好ましくは、上記チューナ装置において、複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの同一の制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するとともに、連続する周波数帯域どうしの一部は重なる。また、好ましくは、上記チューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、局部発振回路の制御電圧と可変同調フィルタの同調電圧とは、独立に設定される。
　【００２７】また、好ましくは、上記チューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、可変同調フィルタの同調電圧は、複数の局部発振回路に供給される制御電圧から生成される。また、好ましくは、上記チューナ装置において、複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの制御電圧に応じて、異なる周波数帯域の信号を出力し、連続する周波数帯域どうしの一部は、異なった制御電圧範囲で発振周波数を可変し、制御電圧の一部と発振周波数の一部は重なる。また、好ましくは、上記チューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、複数の局部発振回路の制御電圧と可変同調フィルタの制御電圧とを同一とする。
　【００２８】
　【００２９】
　【００３０】また、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振する信号をミキサ回路に供給する局部発振回路と、それぞれ帯域幅の異なった第１及び第２のループフィルタを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御するとともに、制御電圧に基づいて、可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、第１及び第２のループフィルタを切り換える動作制御手段とを備える。
　【００３１】また、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発振する信号をミキサ回路に供給する局部発振回路と、その帯域幅を可変できる帯域幅可変ループフィルタを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御するとともに、制御電圧に基づいて、可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、帯域幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換える動作制御手段とを備える。
　【００３２】好ましくは、上記チューナ装置において、ミキサ回路からの出力信号を直交検波して、同相成分信号及び直交成分信号の２信号を出力する直交検波回路を備える。また、好ましくは、上記チューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、可変同調フィルタの同調電圧は、複数の局部発振回路に供給される制御電圧から生成され、位相同期制御回路は、その利得が可変である可変利得ループアンプを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御し、動作制御手段は、選局信号に応じて、可変利得ループアンプの利得を変化させる。
　【００３３】また、好ましくは、上記チューナ装置において、供給される同調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタをさらに備え、可変同調フィルタの同調電圧は、複数の局部発振回路に供給される制御電圧から生成され、位相同期制御回路は、その帯域幅を可変できる帯域幅可変ループフィルタを有し、動作制御手段は、選局信号に応じて、帯域幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換える。
　【００３４】
　【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この図１の例は、ディジタル変調された高周波信号を受信、検波して、ほぼベースバンド帯のＩ（Ｉｎｐｈａｓｅ、同相成分）信号、Ｑ（Ｑｕａｄｐｈａｓｅ、直交成分）信号の直交した２信号に変換出力する直交検波チューナのブロック図である。
　【００３５】図１において、１は高周波信号入力端子であり、例えば、衛星放送受信装置の場合は１．０〜２．０ＧＨｚ程度の搬送波信号が、この入力端子１に入力される。入力端子１から入力された入力信号は、高周波増幅回路２で増幅され、可変同調フィルタ３で、イメージ信号等の妨害波が除去され、希望信号（選局信号）が選択される。可変同調フィルタ３の出力信号は、利得制御増幅回路４で利得制御され後、ミキサ回路５に入力される。
　【００３６】ミキサ回路５では局部発振回路１７、１８のいずれか一方からの発振信号と希望受信信号とを混合し、中間周波信号（以下ＩＦ信号と略称する。このＩＦ信号は、例えば、衛星放送受信装置の場合は４７９．５ＭＨｚである）に変換し、出力する。局部発振回路１７、１８は、切り換え回路１９からの切り換え信号２０によい、どちらか一方が選択される。
　【００３７】ミキサ回路５からのＩＦ信号は、利得制御増幅回路６、ＩＦフィルタ７及びＩＦ増幅回路８を介して、直交検波部７０に入力される。直交検波部７０は、ＩＦ信号を直交検波してほぼベースバンド帯のＩ（Ｉｎｐｈａｓｅ）、Ｑ（Ｑｕａｄｐｈａｓｅ）の直交した２信号に変換するミキサ回路９及び１０、直交検波用の発振回路１１、９０度移相器１２、ベースバンド帯増幅回路１３及び１４から構成され、Ｉ、Ｑ信号の出力端子１５、１６から、それぞれＩ、Ｑ信号を出力する。出力端子１５、１６から出力されたＩ信号及びＱ信号は、デジタル復調回路（図示せず）に供給される。
　【００３８】以下、ＰＬＬ（位相制御）選局回路の動作について詳細に説明する。局部発振回路１７、１８は、以下に述べるＰＬＬシンセサイザ方式により周波数制御される。即ち、局部発振回路１７、１８からの発振信号は、分周器２１で１／ｎに分周され、分周器２３で１／ｍに分周された基準発振器２２からの基準発振信号と位相比較器２４で位相比較される。位相比較器２４から出力される誤差信号は、ループアンプ２５、制御電圧発生回路４７、ループフィルタ２６を介して局部発振回路１７、１８に帰還され、発振周波数を制御する。
　【００３９】制御電圧発生回路４７は、ループアンプ２５からの誤差信号を、端子３２から印加される同調用固定電圧（Ｖｔｍａｘ、例えば２０Ｖ）を用いて、局部発振回路制御電圧に変換する回路であり、通常、ほぼ０〜Ｖｔｍａｘまでの制御電圧を発生する。このＰＬＬシンセサイザ方式では、分周器２１、２３の分周比は、ミキサ回路５で受信する希望信号（選局信号）に応じてマイクロコンピュータ（動作制御手段）２９から供給されるデータ３０によって設定される。そして、設定された分周器２１、２３の分周比により、局部発振回路１７、１８の発振周波数が設定される。また、切り換え回路１９は、ミキサ５で受信する希望信号に応じてマイクロコンピュータ２９からのデータ３０によって、局部発信回路１７又は１８を選択する。
　【００４０】局部発振回路１７、１８の、それぞれの発振帯域および位相雑音について、図２及び図３を用いて説明する。広帯域信号受信器における一般的な発振周波数特性を図２の破線で示す。この破線で示す発振周波数曲線４８は、単一の局部発振回路を用いて、制御電圧０〜Ｖｔｍａｘで、全発振周波数帯域ｆｏｓｃ０〜ｆｏｓｃｍａｘの信号を発振させるときの特性である。
　【００４１】この場合は、制御電圧Ｖｔが、０からＶｔｍｉｄまでは発振感度が高く、制御電圧Ｖｔが、Ｖｔｍｉｄ以上では発振感度が低くなっている。このため、位相雑音は、図３に破線で示す曲線５１のように、発振周波数ｆが、ｆｏｓｃｍｉｄまでは位相雑音特性は良好ではなく、ｆｏｓｃｍａｘに近づくに従い、位相雑音特性は向上する。
　【００４２】そこで、本発明では、全発振帯域で良好な位相雑音特性を得るため、局部発振回路１７及び１８を用いて、図２の実線で示す発振周波数曲線４９、５０の特性を得るものとする。これは、切り換え回路１９で局部発振回路１７が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖｔｍａｘでｆｏｓｃ０〜ｆｏｓｃｍｉｄの低い側の発振帯域を得、切り換え回路１９で局部発振回路１８が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖｔｍａｘでｆｏｓｃｍｉｄ〜ｆｏｓｃｍａｘの高い側の発振帯域を得るものである。
　【００４３】この場合、それぞれの局部発振回路１７、１８の制御電圧として、制御電圧０〜Ｖｔｍａｘの全範囲を用いて発振信号を得ることにより、発振感度を低く、また、ほぼ一定に保つことができる。このため、位相雑音特性は、図３に実線で示す曲線５２のように全発振帯域にわたって、ほぼ一定の良好な特性が得られる。
　【００４４】なお、この例においては、上記低い側の周波数帯域と高い側の周波数帯域とは、一部重なっているものとする。例えば、ｆｏｓｃ０を１．３ＧＨｚ、ｆｏｓｃｍｉｄを２ＧＨｚ、ｆｏｓｃｍａｘを２．７ＧＨｚとすると、低い側の周波数帯域ｆｏｓｃ０〜ｆｏｓｃｍｉｄは、１．３ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚ、高い側の周波数帯域は、１．９ＧＨｚ〜２７．ＧＨｚとする。
　【００４５】次に、可変同調フィルタ３の同調周波数を制御する同調電圧について説明する。ミキサ回路５で受信する希望信号の周波数をｆｉｎ、局部発振回路１７、１８の発振周波数をｆｏｓｃ、ミキサ回路５から出力されるＩＦ信号の周波数をｆｉｆとすると次式（１６）の関係が成り立つ。
　　ｆｏｓｃ＝ｆｉｎ＋ｆｉｆ……（１６）
従って、可変同調フィルタ３の同調周波数ｆｔｕｎ（希望信号の周波数ｆｉｎとほぼ同一）は、発振周波数ｆｏｓｃと（１６）式に示す関係がほぼ成り立つようにトラッキングを取る必要があり、一般的な受信装置では可変同調フィルタ３の同調電圧として局部発振回路１７、１８の制御電圧が用いられる。
　【００４６】しかしながら、本例では、局部発振回路１７、１８を切り換え、しかも、それぞれの局部発振回路の発振周波数制御に制御電圧０〜Ｖｔｍａｘの全範囲を用いるため、可変同調フィルタ３に、この局部発振回路１７、１８の制御電圧を用いてトラッキングをとるためには、可変同調フィルタ３を局部発振回路１７、１８と同様に２つ設け、切り換える必要がある。
　【００４７】しかし、２つの可変同調フィルタを設けて、これらを切り換える構成とすると、構成が複雑となるため、可変同調フィルタ３の同調電圧は、局部発振回路１７、１８の制御電圧とは独立に印加する構成とした。つまり、ミキサ回路５で受信する希望信号に応じてマイクロコンピュータ２９からのデータ３０を同調電圧発生回路３１に入力し、同調電圧発生回路３１に印加される端子３２からの固定同調電圧から同調電圧３３を発生し、可変同調回路３に印加し、同調周波数ｆｔｕｎを制御する。
　【００４８】例えば、同調電圧発生回路３１は、同調用固定電圧が供給される直列接続された複数の抵抗と、これら複数の抵抗間の電圧を取り出す複数の端子と、これら複数の端子のうちのいずれか一つを選択するスイッチとにより構成する。そして、希望信号（選局信号）に応じて、データ３０により、上記スイッチを切り換えて適切な同調電圧３３を発生する。
　【００４９】以上のように、本発明の第１の実施形態によれば、発振周波数帯域が低い局部発振回路１７と発振周波数帯域が高い局部発振回路１８とを備え、希望信号（選局信号）に応じて、これら、局部発振回路１７と１８とを切り換えることで、制御電圧に対する発振感度を低く設定し、発振帯域に拘らず、ほぼ一定に保つことができる。これにより、全発振帯域にわたってほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られるという効果がある。
　【００５０】また、可変同調フィルタ３の同調電圧は、局部発振回路１７、１８の制御電圧とは、独立に与えられるので、可変同調フィルタ３と局部発振回路１７、１８の良好なトラッキング特性が得られるという効果がある。
　【００５１】図４は、本発明の第２の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この第２の実施形態においては、第１の実施形態と同等なものについては、同一の符号を付け、説明は省略する。この第２の実施形態は、第１の実施形態において、可変同調フィルタ３の同調電圧に局部発振回路１７、１８の制御電圧を用いるものである。つまり、ミキサ回路５で受信する希望信号に応じた、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０を、同調電圧発生回路２８に供給する。そして、端子３２から同調電圧発生回路２８に印加される固定同調電圧及び局部発振回路１７、１８の制御電圧２７から、同調電圧３３を発生する。発生した同調電圧３３は、可変同調回路３に印加され、印加された同調電圧３３に従って、可変同調回路３は、同調周波数ｆｔｕｎを制御する。
　【００５２】同調電圧発生回路２８の回路例を図５に示す。図５において、端子３２から印加される固定同調電圧３２を、直列接続された複数の抵抗４３、４４、４５、４６で分割し、中点（抵抗４４と４５との接続点）に局部発振回路制御電圧２７を印加する。抵抗４３と４４との接続点に接続された端子５６及び抵抗４５と４６との接続点に接続された端子５７を同調電圧出力端子とし、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０によって、いずれか一方の出力端子５６又は５７を選択し、可変同調フィルタ３の同調電圧３３とする。
　【００５３】局部発振回路１７が選択されたときは、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０によって端子５７を選択し、局部発振回路１８が選択されたときは、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０によって端子５６を選択する。局部発振回路１７、１８の制御電圧２７とフィルタ同調電圧３３との関係を図６に示す。局部発振回路１７が選択されたときは、端子５７から直線５９で示す特性の電圧を出力し、局部発振回路１８が選択されたときは、端子５６から直線５８で示す特性の電圧を出力する。図５に示した同調電圧発生回路２８により、簡単な構成で制御電圧２７からフィルタ同調電圧３３を得ることができる。
　【００５４】以上のように、本発明の第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様な効果を得ることができる。また、この第２の実施形態によれば、可変同調フィルタ３の同調電圧３３は、局部発振回路１７、１８の制御電圧２７を利用して発生するように構成したので、同調電圧発生回路２８を簡単な構成で実現できる他、可変同調フィルタ３と局部発振回路１７、１８との良好なトラッキング特性を得ることができる。
　【００５５】図７は、本発明の第３の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この第３の実施形態においては、第１の実施形態と同等なものについては、同一の符号を付け、説明は省略する。この第３の実施形態は、局部発振回路１７、１８のそれぞれの発振帯域を第１の実施形態における局部発振回路１７、１８とは異なったものとしている。また、この第３の実施形態においては、可変同調フィルタ３の同調電圧に、局部発振回路１７、１８の制御電圧を、そのまま用いるものである。つまり、制御電圧発生回路４７からの電圧をループフィルタ２６を介して、発振回路１７、１８に供給するとともに、印加可変同調フィルタ３にも供給する構成となっている。
　【００５６】図８に示すように、局部発振回路１７、１８を用いて、発振周波数曲線５３、５４の特性を得るものとする。これは、切り換え回路１９で局部発振回路１７が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖｔｍｉｄでｆｏｓｃ０〜ｆｏｓｃｍｉｄの発振帯域を得、切り換え回路１９で局部発振回路１８が選択されたときは、制御電圧Ｖｔｍｉｄ〜Ｖｔｍａｘでｆｏｓｃｍｉｄ〜ｆｏｓｃｍａｘの発振帯域を得るものである。
　【００５７】つまり、２つの局部発振回路１７、１８の発振帯域を制御電圧２７に対してほぼ連続的に増加するように設定する。このように発振帯域を選ぶことで、単一の局部発振回路で発振させる場合に比べ、特に低い発振帯域で、発振感度を低くすることができる。このため、図９に実線で示す直線５５のように全発振帯域にわたってほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られる。
　【００５８】以上のように、本発明の第３の実施形態によれば、局部発振回路１７、１８の発振帯域を、制御電圧に対して、連続的に直線的に増加するように切り換えることで、制御電圧に対する発振感度を低く設定し、発振帯域に拘らず、ほぼ一定に保つことができる。これにより、全発振帯域にわたってほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られるという効果がある。
　【００５９】また、局部発振回路１７、１８の発振帯域を制御電圧に対して連続的に増加するように切り換えることで、可変同調フィルタ３の同調電圧３３は、局部発振回路の制御電圧２７をそのまま用いて供給することができ、可変同調フィルタ３と局部発振回路１７、１８との良好なトラッキング特性が得られるという効果がある。
　【００６０】図１０は、本発明の第４の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この第４の実施形態においては、第１の実施形態と同等なものについては、同一の符号を付け、説明は省略する。この第４の実施形態は、ＰＬＬ選局回路のループゲインを切り換えることで局部発振回路の位相雑音特性向上を図るものである。
　【００６１】つまり、この第４の実施形態では、ＰＬＬ選局回路において、単一の局部発振回路３４からの発振信号は、ミキサ回路５に供給されるとともに、分周器２１を介して位相比較器２４に供給される。また、基準発振器２２からの発振信号は、分周器２３を介して位相比較回路２４に供給され、分周器２１からの発振信号と位相比較される。そして、位相比較器２４から出力される誤差信号は、互いに並列接続された２つのループアンプ３５、３６に供給される。
　【００６２】これら２つのループアンプ３５及び３６は、希望信号に応じたマイクロコンピュータ２９からデータ３０に基づき、切り換え回路３７が、いずれか一方を選択する。ループアンプ３５及び３６の出力信号は、制御電圧発生回路４７に供給され、この制御電圧発生回路４７からの出力電圧は、ループフィルタ２６を介して局部発振回路３４及び可変同調フィルタ３に供給される。
　【００６３】局部発振回路３４は、単一で構成するため、発振周波数特性は、図１６に示すように、低い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。
　【００６４】そこで、ＰＬＬループに、２つのループアンプ３５及び３６を設け、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０により切り換え回路３７を制御し、高い発振感度が得られる低い発振帯域側では、利得の低いループアンプ３５を選択し、低い発振感度が得られる高い発振帯域側では利得の高いループアンプ３６を選択する。図１１に、本実施形態の位相雑音特性を実線６０で示す。低い発振帯域では低利得のループアンプ３５を用いるため、位相雑音特性が改善される。
　【００６５】以上のように、本発明の第４の実施形態によれば、局部発振回路３４の発振感度に応じて、最適な利得のループアンプ３５又は３６を選択できるので、全発振帯域にわたって、ほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られる。
　【００６６】図１２は、本発明の第５の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この第５の実施形態においては、第４の実施形態と同等なものについては、同一の符号を付け、説明は省略する。この第５の実施形態は、第４の実施形態と同様に、ＰＬＬ選局回路のループゲインを切り換えることで局部発振回路３４の位相雑音特性の向上を図るものであり、第４の実施形態における２つのループアンプ３５及び３６に代えて、一つの可変利得アンプ３６Ａを設けたものである。
　【００６７】局部発振回路３４Ａは単一で構成するため、発振周波数特性は、図１６に示すように低い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。
　【００６８】そこで、ＰＬＬループのループアンプ３６Ａを可変利得アンプとし、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０により、切り換え回路３７を制御し、高い発振感度が得られる低い発振帯域側ではループアンプ３６Ａの利得を低く設定し、低い発振感度が得られる高い発振帯域側ではループアンプ３６Ａの利得を高く設定する。
　【００６９】この第５の実施形態の位相雑音特性は、図１１に示した線６０の位相雑音特性と同じ特性が得られる。低い発振帯域でループアンプ３６Ａの利得を低下させるため、位相雑音特性が改善される。
　【００７０】以上のように、この第５の実施形態によれば、局部発振回路の発振の感度に応じて、最適なループアンプの利得を選択できるので、全発振帯域にわたってほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られるという効果がある。
　【００７１】図１３は、本発明の第６の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この第６の実施形態においては、第１の実施形態と同等なものについては、同一の符号を付け、説明は省略する。この第６の実施形態は、ＰＬＬ選局回路のループフィルタを切り換えることで帯域幅を切り換えて、局部発振回路の位相雑音特性向上を図るものである。
　【００７２】つまり、この第６の実施形態では、ＰＬＬ選局回路において、単一の局部発振回路３４からの発振信号は、ミキサ回路５に供給されるとともに、分周器２１を介して位相比較器２４に供給される。また、基準発振器２２からの発振信号は、分周器２３を介して位相比較回路２４に供給され、分周器２１からの発振信号と位相比較される。そして、位相比較器２４から出力される誤差信号は、ループアンプ２５を介して、制御電圧発生回路４７に供給される。この制御電圧発生回路４７からの出力電圧は、互いに並列接続された２つのループフィルタ３９及び４０を介して局部発振回路３４及び可変同調フィルタ３に供給される。
　【００７３】ループフィルタ３９と４０とは、切り換え回路４１からの切り換え信号により、どちらか一方が選択される。切り換え回路４１は、希望信号（選局信号）に応じたマイクロコンピュータ２９からのデータ３０に基づいて、ループフィルタ３９及び４０の切り換えを行う。
　【００７４】図１３の例において、局部発振回路３４は単一で構成するため、発振周波数特性は、図１６に示すように、低い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。
　【００７５】そこで、ＰＬＬループに２つのループフィルタ３９、４０を設け、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０により切り換え回路４１を制御し、高い発振感度が得られる低い発振帯域側では、帯域幅の狭いループフィルタ３９を選択し、低い発振感度が得られる高い発振帯域側では帯域幅の広いループフィルタ４０を選択する。
　【００７６】この第６の実施形態における位相雑音特性は、図１１に示した線６０の位相雑音特性と同じ特性が得られる。つまり、低い発振帯域で狭帯域のループフィルタを用いるため、位相雑音特性が改善される。
　【００７７】以上のように、この第６の実施形態によれば、局部発振回路の発振の感度に応じて、２つのループフィルタのうちの最適なループフィルタの帯域を選択できるので、全発振帯域にわたって、ほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られる。
　【００７８】図１４は、本発明の第７の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。この第７の実施形態においては、第６の実施形態と同等なものについては、同一の符号を付け、説明は省略する。この第７の実施形態は、第６の実施形態と同様に、ＰＬＬ選局回路のループフィルタ帯域幅を切り換えることで局部発振回路の位相雑音特性向上を図るものである。
　【００７９】ただし、第７の実施形態においては、第６の実施形態における２つのループフィルタ３９及び４０に代えて、単一の可変ループフィルタ３９Ａが配置されている。そして、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０に従った、切り換え回路４１の切り換え信号により、ループフィルタ３９Ａの帯域幅が切り換えられる構成となっている。
　【００８０】局部発振回路３４は、単一で構成するため、発振周波数特性は図１６に示すように、低い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。
　【００８１】そこで、ＰＬＬループのループフィルタ３９Ａを帯域幅可変フィルタとし、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０により、切り換え回路４１を制御し、高い発振感度が得られる低い発振帯域側ではループフィルタ３９Ａの帯域幅を狭く設定し、低い発振感度が得られる高い発振帯域側ではループフィルタ３９Ａの帯域幅を広く設定する。
　【００８２】この第７の実施形態における位相雑音特性は、図１１に示した線６０の位相雑音特性と同じ特性が得られる。つまり、低い発振帯域で狭帯域のループフィルタを用いるため、位相雑音特性が改善される。
　【００８３】以上のように、この第７の実施形態によれば、局部発振回路の発振の感度に応じて、最適なループフィルタの帯域を選択できるので、全発振帯域にわたって、ほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られる。
　【００８４】本発明の第８の実施形態としては、図４に示した第２の実施形態において、ループアンプ２５を図１２に示した可変アンプ３６Ａと同様に、可変アンプとし、この可変アンプのゲインを、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０により切り換え回路を介して切り換える構成とすることができる。このように、構成すれば、第２の実施形態と同等以上の位相雑音特性を得ることができるという効果がある。
　【００８５】また、本発明の第９の実施形態としては、図４に示した第２の実施形態において、ループフィルタ２６を図１４に示した可変ループフィルタ３９Ａと同様に、可変ループフィルタとし、この可変ループフィルタの帯域幅を、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０により、切り換え回路を介して切り換える構成とすることができる。このように、構成すれば、第２の実施形態と同等以上の位相雑音特性を得ることができるという効果がある。
　【００８６】なお、上述した実施形態においては、ＩＦ増幅回路８からの出力信号を、直交検波部７０に供給する構成としたが、直交検波ではなく、単なる検波のみ、実行し、後段のディジタル復調回路に供給するように構成することも可能である。つまり、直交検波部７０からミキサ回路９、ベースバンド帯増幅回路１３及び出力端子１５を省略し、ＩＦ増幅回路８の出力信号を、ミキサ回路１０、ベースバンド帯増幅回路１４及び端子１６を介して得られる信号のみを、ディジタル復調回路に供給する構成とすることも可能である。
　【００８７】また、上述した図１、図４、図７の例は、局部発振回路を２つ設けた例であるが、発振周波数帯域が、それぞれ異なる局部発振回路を３つ以上設けて、これらのうちの、適切な発振回路を選択して、その出力信号をミキサ回路５に供給するように、構成することも可能である。
　【００８８】
　【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成されているため、次のような効果がある。局部発振器を複数設け、これを切り換えて使用することにより、発振感度を下げ、また、全発振帯域で発振感度をほぼ一定とすることができる。これにより、ＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相雑音特性の向上が可能なチューナ装置を実現することができる。
　【００８９】また、ループアンプのループゲインあるいはループフィルタの帯域幅を発振感度の高い側と低い側で切り換えることにより、ＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相雑音特性の向上が可能なチューナ装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
　【図１】本発明の第１の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図２】本発明の第１の実施形態における局部発振回路の特性図である。
　【図３】本発明の第１の実施形態における位相雑音の特性図である。
　【図４】本発明の第２の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図５】本発明の第２の実施形態における同調電圧発生回路の具体的構成図である。
　【図６】本発明の第２の実形態の同調電圧特性図である。
　【図７】本発明の第３の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図８】本発明の第３の実施形態における局部発振回路の特性図である。
　【図９】本発明の第３の実施形態の位相雑音の特性図である。
　【図１０】本発明の第４の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図１１】本発明の第４の実施形態の位相雑音の特性図である。
　【図１２】本発明の第５の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図１３】本発明の第６の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図１４】本発明の第７の実施形態であるチューナ装置の概略構成図である。
　【図１５】従来におけるＰＬＬ選局回路の概略構成図である。
　【図１６】従来におけるＰＬＬ選局回路の発振特性を示すグラフである。
　【図１７】従来におけるＰＬＬ選局回路の位相雑音特性を示すグラフである。
　【符号の説明】
　１　高周波信号入力端子
　３　可変同調フィルタ
　５、９、１０　ミキサ回路
　１１　発振回路
　１２　９０度移相器
　１７、１８、３４　局部発振回路
　１９　切り換え回路
　２１、２３　分周器
　２２　基準発振器
　２４　位相比較器
　２５、３５、３６　ループアンプ
　３６Ａ　可変利得ループアンプ
　２６、３９、４０　ループフィルタ
　２８、３１　同調電圧発生回路
　２９　マイクロコンピュータ
　３７、４１　切り換え回路
　３９Ａ　帯域幅可変ループフィルタ
　４７　制御電圧発生回路
　７０　直交検波部