(57)【要約】【課題】インバータ制御装置において、電流急変時の過渡的な電圧飽和を抑制し、電圧飽和によるｑ軸電流の応答低下を回避する。【解決手段】弱め磁束制御部３において、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ＿ｃｍｄの振幅と、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄの変化によって生じる過渡電圧と、を加算した値、または、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ＿ｃｍｄの振幅が、閾値Ｖｌｉｍを超えた場合に、その超過量に基づいて弱め磁束制御のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｖｓａｔを算出する。この弱め磁束制御のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｖｓａｔをｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄに加算する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｄ軸電流指令値と弱め磁束制御のｄ軸電流指令値との加算値とｄ軸電流検出値との偏差、および、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換する逆ｄｑ変換部と、
前記三相電圧指令値に応じた電力を出力する電力変換部と、
弱め磁束制御のｄ軸電流指令値を算出する弱め磁束制御部と、
を備えたインバータ制御装置であって、
前記弱め磁束制御部は、
前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の振幅と、前記ｑ軸電流指令値の変化によって生じる過渡電圧と、を加算した値、または、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の振幅が、閾値を超えた場合に、その超過量に基づいて弱め磁束制御のｄ軸電流指令値を算出することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
前記弱め磁束制御部は、
前記電力変換部が出力可能な最大電圧から裕度を減算する第１減算器と、
前記ｄ軸電圧指令値の前回値および前記ｑ軸電圧指令値の前回値の振幅を演算する振幅演算部と、
前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の前回値との差分をとり、前記差分を演算周期で除算して前記ｑ軸電流指令値の変化量を求め、前記変化量にｑ軸インダクタンスを乗じ、前記ｑ軸電圧指令値の前回値の符号を乗じて、過渡電圧を演算する過渡電圧演算部と、
前記第１減算器の出力から前記振幅と前記過渡電圧を減算する第２減算器と、
前記第２減算器の出力に比例ゲインを乗算する第１乗算器と、
前記第１乗算器の出力の正の値を零でリミットとする第１リミッタと、
前記第１リミッタの出力から前記第１リミッタの出力の前回値を減算する第３減算器と、
前記第１乗算器の出力に積分ゲインを乗算する第２乗算器と、
前記第３減算器の出力と、前記第２乗算器の出力と、第２リミッタの出力の前回値と、を加算する第１加算器と、
前記第１加算器の出力の正の値を零でリミットし、弱め磁束制御のｄ軸電流指令値として出力する前記第２リミッタと、を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記弱め磁束制御部は、
前記電力変換部が出力可能な最大電圧から裕度を減算する第１減算器と、
前記ｄ軸電圧指令値の前回値および前記ｑ軸電圧指令値の前回値の振幅を演算する振幅演算部と、
前記第１減算器の出力から前記振幅演算部の出力を減算する第２減算器と、
前記第２減算器の出力に比例ゲインを乗算する第１乗算器と、
前記第１乗算器の出力の正の値を零でリミットとする第１リミッタと、
前記第１リミッタの出力から前記第１リミッタの出力の前回値を減算する第３減算器と、
前記第１乗算器の出力に積分ゲインを乗算する第２乗算器と、
前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の前回値との差分をとり、前記差分を演算周期で除算して前記ｑ軸電流指令値の変化量を求め、前記変化量にｑ軸インダクタンスを乗じ、前記ｑ軸電圧指令値の前回値の符号を乗じて、過渡電圧を演算する過渡電圧演算部と、
前記第２減算器の出力から前記過渡電圧を減算した電圧飽和量をｄ軸インダクタンスと速度検出値の絶対値で除算するｄ軸電流指令値変換部と、
前記第２乗算器の出力と前記ｄ軸電流指令値変換部の出力とを加算する第２加算器と、
前記第３減算器の出力と、前記第２加算器の出力と、第２リミッタの出力の前回値と、を加算する第１加算器と、
前記１加算器の出力の正の値を零でリミットし、弱め磁界制御のｄ軸電流指令値として出力する前記第２リミッタと、を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石型同期電動機をインバータで駆動するインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
回転子に永久磁石を備え、その磁石による磁束を界磁源とした永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと称する）をインバータで駆動するインバータ制御システムが従来から知られている。このインバータ制御システムは、磁石の磁束方向をｄ軸とし、その直行軸をｑ軸としたｄｑ軸座標系で制御を行うことが一般的である。
【０００３】
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｐｐは直流電圧Ｖｄｃにより制限され、零相変調を行った場合には出力可能な最大電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＿ｐｐは（１）式となることが知られている。
【０００４】
【数１】
2018098843.tif 000003
【０００５】
一方、ＰＭモータのｄｑ座標上における電圧方程式は以下の（２），（３）式である。
【０００６】
【数２】
2018098843.tif 000004
【０００７】
Ｖｄ，Ｖｑ：ｄｑ軸電圧、ｉｄ，ｉｑ：ｄｑ軸電流、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄｑ軸インダクタンス、Ｒ：巻線抵抗、ω：モータの角速度（電気角）、φ：磁石による磁交磁束、ｐ：微粉演算子（＝ｄ／ｄｔ）
また、トルクＴは以下の（４）式で表される。
【０００８】
【数３】
2018098843.tif 000005
【０００９】
Ｐ：極数
ＰＭモータのベクトル制御において、（１）式で示した最大電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＿ｐｐを超えないように制御する弱め磁束制御と呼ばれる制御が一般的に知られている。弱め磁束制御ではｄ軸電流ｉｄを負の値で流すことにより、（３）式の右辺第３項ωＬｄｉｄの電圧成分が負になることを利用して、ｑ軸電圧を小さくすることが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００３−４０１２８号公報
【特許文献２】特開２０１０―５７２２３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
一般的な弱め磁束制御の制御ブロックを図５に示す。この弱め磁束制御はインバータの出力電圧指令値が閾値Ｖｌｉｍを超えた場合に、その偏差に応じて弱め磁束制御のｄ軸電流指令値を生成する。
【００１２】
この方式では出力電圧指令値が閾値Ｖｌｉｍを超えてから制御が動作するため、制御に遅延時間が生じる。そのため、この遅延時間も考慮して閾値Ｖｌｉｍは最大電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＿ｐｐから裕度αを持った低い値を設定する必要がある。
【００１３】
また、トルク（電流）を急峻に変化させる用途においては、（３）式の右辺第二項Ｌｑｐｉｄの電流の微分項の電圧成分が大きくなり、過渡的な電圧飽和が発生しやすくなる。この電圧飽和が生じてしまうと電流応答の低下、ひいてはトルク応答の低下につながる。
【００１４】
この過渡的な電圧飽和を従来の方式で抑制しようと思うと、閾値Ｖｌｉｍは最大電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＿ｐｐから十分に大きな裕度αを設ける必要があるが、これは過剰に弱め磁束制御のｄ軸電流指令値を流すことになる。過剰に電流を流すことはインバータやモータの損失を増加させることにつながるため、好ましくない。
【００１５】
以上示したようなことから、インバータ制御装置において、電流急変時の過渡的な電圧飽和を抑制し、電圧飽和によるｑ軸電流の応答低下を回避することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、ｄ軸電流指令値と弱め磁束制御のｄ軸電流指令値との加算値とｄ軸電流検出値との偏差、および、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換する逆ｄｑ変換部と、前記三相電圧指令値に応じた電力を出力する電力変換部と、弱め磁束制御のｄ軸電流指令値を算出する弱め磁束制御部と、を備えたインバータ制御装置であって、前記弱め磁束制御部は、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の振幅と、前記ｑ軸電流指令値の変化によって生じる過渡電圧と、を加算した値、または、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の振幅が、閾値を超えた場合に、その超過量に基づいて弱め磁束制御のｄ軸電流指令値を算出することを特徴とする。
【００１７】
また、その一態様として、前記弱め磁束制御部は、前記電力変換部が出力可能な最大電圧から裕度を減算する第１減算器と、前記ｄ軸電圧指令値の前回値および前記ｑ軸電圧指令値の前回値の振幅を演算する振幅演算部と、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の前回値との差分をとり、前記差分を演算周期で除算して前記ｑ軸電流指令値の変化量を求め、前記変化量にｑ軸インダクタンスを乗じ、前記ｑ軸電圧指令値の前回値の符号を乗じて、過渡電圧を演算する過渡電圧演算部と、前記第１減算器の出力から前記振幅と前記過渡電圧を減算する第２減算器と、前記第２減算器の出力に比例ゲインを乗算する第１乗算器と、前記第１乗算器の出力の正の値を零でリミットとする第１リミッタと、前記第１リミッタの出力から前記第１リミッタの出力の前回値を減算する第３減算器と、前記第１乗算器の出力に積分ゲインを乗算する第２乗算器と、前記第３減算器の出力と、前記第２乗算器の出力と、第２リミッタの出力の前回値と、を加算する第１加算器と、前記第１加算器の出力の正の値を零でリミットし、弱め磁束制御のｄ軸電流指令値として出力する前記第２リミッタと、を備えたことを特徴とする。
【００１８】
また、他の態様として、前記弱め磁束制御部は、前記電力変換部が出力可能な最大電圧から裕度を減算する第１減算器と、前記ｄ軸電圧指令値の前回値および前記ｑ軸電圧指令値の前回値の振幅を演算する振幅演算部と、前記第１減算器の出力から前記振幅演算部の出力を減算する第２減算器と、前記第２減算器の出力に比例ゲインを乗算する第１乗算器と、前記第１乗算器の出力の正の値を零でリミットとする第１リミッタと、前記第１リミッタの出力から前記第１リミッタの出力の前回値を減算する第３減算器と、前記第１乗算器の出力に積分ゲインを乗算する第２乗算器と、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の前回値との差分をとり、前記差分を演算周期で除算して前記ｑ軸電流指令値の変化量を求め、前記変化量にｑ軸インダクタンスを乗じ、前記ｑ軸電圧指令値の前回値の符号を乗じて、過渡電圧を演算する過渡電圧演算部と、前記第２減算器の出力から前記過渡電圧を減算した電圧飽和量をｄ軸インダクタンスと速度検出値の絶対値で除算するｄ軸電流指令値変換部と、前記第２乗算器の出力と前記ｄ軸電流指令値変換部の出力とを加算する第２加算器と、前記第３減算器の出力と、前記第２加算器の出力と、第２リミッタの出力の前回値と、を加算する第１加算器と、前記１加算器の出力の正の値を零でリミットし、弱め磁界制御のｄ軸電流指令値として出力する前記第２リミッタと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、インバータ制御装置において、電流急変時の過渡的な電圧飽和を抑制し、電圧飽和によるｑ軸電流の応答低下を回避することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】実施形態１におけるインバータ制御装置を示すブロック図。
【図２】実施形態１における弱め磁束制御部を示すブロック図。
【図３】実施形態２における弱め磁束制御部を示すブロック図。
【図４】各方式のシミュレーション波形を示す図。
【図５】従来の弱め磁束制御部の一例を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
［実施形態１］
まず、図１に基づいて本実施形態１におけるインバータ制御装置について説明する。
【００２２】
速度制御部１は、速度指令値ωｒ＿ｃｍｄと速度演算部１１から出力された速度検出値ωｒ＿ｄｅｔを入力し、速度指令値ωｒ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒ＿ｄｅｔの偏差がなくなるようなトルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄを出力する。
【００２３】
電流指令変換部２は、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄをｄｑ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ，ｉｑ＿ｃｍｄに変換する。
【００２４】
弱め磁束制御部３は、電圧指令が閾値Ｖｌｉｍ以上になると、その超過量に応じて弱め磁束制御のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｖｓａｔを出力する。この弱め磁束制御のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｖｓａｔはｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄに加算され、補正後のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄとして電流制御部４に出力される。
【００２５】
電流制御部４は、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄとｄｑ軸電流検出値ｉｄ＿ｄｅｔ，ｉｑ＿ｄｅｔの誤差がなくなるようなｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄ，ｖｑ＿ｃｍｄを出力する。
【００２６】
逆ｄｑ変換部５は、位相θに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄ，ｖｑ＿ｃｍｄを三相電圧指令値ｖｕ＿ｃｍｄ，ｖｖ＿ｃｍｄ，ｖｗ＿ｃｍｄに変換する。
【００２７】
電力変換部（インバータ）７は、直流を交流の電圧に変換し、３相電圧指令値ｖｕ＿ｃｍｄ，ｖｖ＿ｃｍｄ，ｖｗ＿ｃｍｄに応じた電圧をＰＭモータ８に出力する。
【００２８】
ＰＭモータ８は、永久磁石の磁束を界磁源としたモータである。位置センサ９は、ＰＭモータ８の位置を検出する。位相演算部１０は、位置センサ９の情報から位相θを演算する。速度演算部１１は、検出した位相θから速度検出値ωｒ＿ｄｅｔを演算する。
【００２９】
ｄｑ変換部６は、位相θに基づいて、三相電流検出値ｉｕ＿ｄｅｔ，ｉｖ＿ｄｅｔ，ｉｗ＿ｄｅｔをｄｑ軸電流検出値ｉｄ＿ｄｅｔ，ｉｑ＿ｄｅｔに変換する。
【００３０】
次に、図２に基づいて、本実施形態１における弱め磁束制御部３について説明する。図２に示すように、本実施形態１における弱め磁束制御部３は、図５の弱め磁束制御部３に過渡電圧演算部２０と、ｑ軸過渡電圧加算部２１の追加を行っている。
【００３１】
最大電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＿ｐｐは電力変換器７が出力可能な最大電圧であり、Ｖｄｃ／√２である。第１減算器１４ａにおいて、最大電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＿ｐｐから裕度αを引いた値が閾値Ｖｌｉｍとなる。
【００３２】
電圧指令値の振幅演算部１３は、電圧指令値の振幅を演算する。振幅は、ｄ軸電圧指令値の前回値ｖｄ＿ｃｍｄ＿ｚ，ｑ軸電圧指令値の前回値ｖｑ＿ｃｍｄ＿ｚをそれぞれ２乗して足し合わせたものの平方根とする。
【００３３】
過渡電圧演算部２０は、ｑ軸電流指令変化時のｑ軸インダクタンスＬｑで生じる過渡電圧を演算する。第４減算器２５において、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄとｑ軸電流指令値の前回値との差分Δｉｑ＿ｃｍｄをとり、第３乗算器２６でＬｑ／Ｔｓを乗算する。すなわち、差分Δｉｑ＿ｃｍｄを演算周期Ｔｓで除算してｑ軸電流指令値の変化量を求めて、それにｑ軸インダクタンスＬｑを乗じる。乗算器２６の出力は、Ｌｑ（Δｉｑ＿ｃｍｄ）／Ｔｓ＝Ｌｑｄｉｑ／ｄｔとなる。
【００３４】
符号抽出部２２は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｃｍｄの前回値の符号を抽出する。ｑ軸電圧指令値の前回値が０以上の場合は「１」を出力し、負の時は「−１」を出力する。第４乗算器２７は、第３乗算器２６の出力に符号抽出部２２の出力を乗算する。第４乗算器２７の出力が過渡電圧となる。
【００３５】
ｑ軸過渡電圧加算部２１は、電圧指令の振幅に過渡電圧を加算する。第２減算器１４ｂにおいて、閾値Ｖｌｉｍからｑ軸過渡電圧加算部２１の出力を減算する。
第１乗算器１５において、第２減算器１４ｂで減算した値に弱め磁束制御の比例ゲインＫｐ＿ｖｓａｔを乗算する。
【００３６】
第１リミッタ１６は、第１乗算器１５の出力を入力し、上限値を零として、正の値を零でリミットする。第３減算器２３は、第１リミッタ１６の出力から、第１リミッタ１６の出力の前回値を減算する。第２乗算器１７は、第１乗算器１５の出力に弱め磁束制御の積分ゲインＫｉ＿ｖｓａｔを乗算する。
【００３７】
第１加算器２４は、第３減算器２３の出力と、第２乗算器１７の出力と、後述する第２リミッタ１９の出力の前回値を加算する。
【００３８】
弱め磁束制御のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｓａｔの第２リミッタ１９は、上限値を零として、正の値を零でリミットする。第２リミッタ１９の出力は、弱め磁束制御のｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｖｓａｔとなる。
【００３９】
追加した過渡電圧演算部２０では、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄが変化した際の（３）式における右辺第二項Ｌqｐｉqのｑ軸インダクタンスＬｑで生じる電流変化時の過渡電圧を求めている。さらに、この過渡電圧に符号抽出部２２で抽出したｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｃｍｄの前回値の符号を乗じ、ｑ軸過渡電圧加算部２１でこの過渡電圧を前回の出力電圧の振幅に加算し、その加算した電圧が閾値Ｖｌｉｍを超過した場合に弱め磁束制御が動作するようにしている。
【００４０】
これにより、本実施形態１によれば、電流の変化に必要な過渡電圧で電圧飽和が生じる場合には、あらかじめ弱め磁束制御が動作するため、電圧飽和を抑制し、その電圧飽和によるｑ軸電流の応答の低下を回避することが可能となる。また、過渡電圧の分は補償されるので、裕度αを大きくとる必要はなくなる。
【００４１】
［実施形態２］
本実施形態２におけるインバータ制御装置の弱め磁束制御部３の構成を図３に基づいて説明する。
【００４２】
第２減算器１４ｂは閾値Ｖｌｉｍから振幅演算部１３で演算された振幅を減算する。
【００４３】
ｄ軸電流指令演算部２８は、第５減算器２９において、第２減算器１４ｂの出力からｑ軸インダクタンスＬｑの電流変化時の過渡電圧を減じて電圧飽和量Ｖｏｖｅｒを算出する。第１除算器３０において、電圧飽和量Ｖｏｖｅｒをｄ軸インダクタンスＬｄで除算する。また、第２除算器３２において、第１除算器３０の出力を速度検出値ωｒ＿ｄｅｔの絶対値ωで除算し、電圧飽和分ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｆｆとして出力する。
【００４４】
ｄ軸電流加算部３３は、過渡電圧による電圧飽和量Ｖｏｖｅｒに応じた電圧飽和分ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｆｆを第２乗算器１７の出力に加算する。その他は実施形態１と同様である。
【００４５】
実施形態１では電圧指令の振幅に過渡電圧による電圧を加算することで、ｑ軸電流指令変化時の過渡電圧による電圧飽和量を求め、従来よりも早く弱め磁束制御を動作させることで、電圧飽和を抑制している。しかし、ＰＩ制御部による制御応答の遅れが存在するため、ＰＩ制御部の制御応答によっては電圧飽和が生じてしまう場合がある。また、この制御応答を早くするにはゲインを高くする必要があり、ゲイン調整時の制約が生じてしまうため、好ましくない。
【００４６】
本実施形態２では、実施形態１と同様に過渡電圧演算部２０においてｑ軸電流指令変化時のｑ軸インダクタンスＬｑで生じる過渡電圧を演算している。閾値Ｖｌｉｍから電圧指令の振幅を減じたものから、さらに過渡電圧演算部２０で演算した過渡電圧成分を減じる。これにより、ｑ軸電流指令変化時の過渡電圧も含めた電圧飽和量Ｖｏｖｅｒが求まる。
【００４７】
次に、ｄ軸電流指令演算部２８において、この電圧飽和量Ｖｏｖｅｒからｄ軸電流成分に変換する。弱め磁束制御で電圧を下げる成分は（３）式の右辺第３項ωＬdｉdであることから、電圧飽和分ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｆｆは以下の（５）式で求めることができる。（５）式の電圧飽和分ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ＿ｆｆを弱め磁束制御部３の積分項に加算する。
【００４８】
【数４】
2018098843.tif 000006
【００４９】
これにより、電圧飽和量Ｖｏｖｅｒに応じたｄ軸電流指令値がフィードフォワードとして出力され、弱め磁束制御として動作するため、実施形態１に比べ制御応答による遅延を減らすことができる。その結果、より電圧飽和を抑制し、電流制御応答の低下を回避することが可能となる。
【００５０】
［効果］
ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄを増加させた時の電流急変時の従来技術，実施形態１，実施形態２のｄ軸電流、ｑ軸電流の挙動をシミュレーションした結果を図４に示す。シミュレーション条件は定格速度で無負荷状態のところから、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄを定格電流の０％から１００％に、その後１００％から０％にステップ変化させている。
【００５１】
従来方式では電圧飽和が生じてから弱め磁束制御が動作し、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄが負に変化し、電圧飽和状態から復帰していっているが、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄの変化時に電圧飽和状態となっているため、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｄｅｔの応答が悪くなっている。
【００５２】
実施形態１では、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄが変化した時点で、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄが負に大きく変化し、従来方式に比べ弱め磁束制御が高速に動作している。これにより電圧飽和している期間が大幅に短くなっており、ｑ軸電流ｉｑ＿ｄｅｔの応答も改善している。
【００５３】
実施形態２では、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄが変化した時点で、実施形態１よりも大きくｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄが負に変化している。より高速に電圧飽和を抑制できている。
【００５４】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００５５】
１３…振幅演算部
１４ａ…第１減算器
１４ｂ…第２減算器
１５…第１乗算器
１６…第１リミッタ
１７…第２乗算器
１９…第２リミッタ
２０…過渡電圧演算部
２１…ｑ軸過渡電圧加算部
２２…符号抽出部
２３…第３減算器
２４…第１加算器
２５…第４減算器
２６…第３乗算器
２７…第４乗算器
２８…ｄ軸電流指令値演算部
２９…第５減算器
３０…第１除算器
３１…絶対値演算部
３２…第２除算部
３３…第２加算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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