(57)【要約】【課題】実負荷調整試験を行うことなく磁束シミュレータに用いるインダクタンス値を補正可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】同期電動機３のベクトル制御を行う駆動制御部６は、同期電動機３のトルク特性を決定づける磁束シミュレータ７０と、速度帰還とトルク基準を乗算して演算上の電動機出力を得る乗算手段７２と、電流検出手段５の検出電流と、インバータ２３の電圧基準を相ごとに掛け合わせて３相分加算する瞬時電力演算手段７３と、この出力から電動機損失設定手段７４で設定された電動機損失を減算する減算手段と、この減算手段の出力から乗算手段７２の出力を減算した偏差が最小となるように制御してＤ軸インダクタンス補正値を出力するＤ軸インダクタンス制御手段７５とを具備する。基準となるＤ軸インダクタンスからＤ軸インダクタンス補正値を減算Ｄ軸インダクタンスを磁束シミュレータ７０の演算式に用いる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流に変換して同期電動機を駆動するインバータと、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
前記同期電動機の回転位相を検出する回転位相検出手段と、
前記同期電動機の界磁巻線を励磁する励磁電流変換器と、
前記励磁電流変換器の出力電流を検出する励磁電流検出器と、
前記インバータ及び励磁電流変換器の出力を制御する駆動制御部と
を具備し、
前記駆動制御部は、
前記回転位相検出手段の出力を微分して得られる速度帰還が所定の速度基準となるように制御してトルク基準及びトルク電流基準を出力する速度制御手段と、
前記電流検出手段の検出電流を前記回転位相検出手段の検出位相θで３相−２相変換してＱ軸電流帰還及びＤ軸電流帰還を得る３相−２相変換手段と、
前記トルク電流基準を負荷角δで２軸変換してＱ軸電流基準及びＤ軸電流基準を出力する電流基準変換器と、
前記Ｑ軸電流基準と、前記Ｑ軸電流帰還、前記Ｄ軸電流基準と前記Ｄ軸電流帰還とを夫々比較してＱ軸電圧基準及びＤ軸電圧基準を夫々出力する電流制御手段と、
与えられた励磁磁束基準、前記励磁電流検出器で検出された励磁電流帰還、前記Ｑ軸電流帰還及び前記Ｄ軸電流帰還を入力として、前記負荷角δ及び励磁電流基準を出力する磁束シミュレータと、
前記励磁電流帰還が前記励磁電流基準となるように前記励磁電流変換器を制御する励磁電流制御手段と、
前記Ｑ軸電圧基準及び前記Ｄ軸電圧基準を前記回転位相検出手段の検出位相θで２相−３相変換して前記インバータの各相の電圧基準を得る２相−３相変換手段と、
前記インバータの各相の電圧基準をＰＷＭ制御して前記インバータを構成するスイッチング素子へのゲート信号を出力するＰＷＭ制御手段と、
前記速度帰還と前記トルク基準を乗算して演算上の電動機出力を得る乗算手段と、
前記電流検出手段の各相の検出電流と前記インバータの各相の電圧基準を相ごとに掛け合わせて３相分加算する瞬時電力演算手段と、
前記瞬時電力演算手段の出力から、電動機損失設定手段で設定された電動機損失を減算する減算手段と、
前記減算手段の出力から前記乗算手段の出力を減算した偏差が最小となるように制御してＤ軸インダクタンス補正値を出力するＤ軸インダクタンス制御手段と
を有し、
基準となるＤ軸インダクタンスから前記Ｄ軸インダクタンス補正値を減算したＤ軸インダクタンスを前記磁束シミュレータ内の演算式に用いるＤ軸インダクタンスとしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
基準となるＱ軸インダクタンス、前記基準となるＤ軸インダクタンス、及び前記Ｄ軸インダクタンス補正値からＱ軸インダクタンス補正値を求め、前記基準となるＱ軸インダクタンスから前記Ｑ軸インダクタンス補正値を減算した値を前記磁束シミュレータ内の演算式に用いるＱ軸インダクタンスとしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記磁束シミュレータは、
前記Ｑ軸電流帰還からＱ軸磁束を求めるためのＱ軸磁束演算器と、
前記Ｄ軸電流帰還及び前記励磁電流帰還からＤ軸磁束を求めるためのＤ軸磁束演算器と、
前記励磁磁束基準と前記Ｑ軸磁束から前記励磁電流基準を求めるための励磁電流演算器と、
前記Ｑ軸磁束と前記Ｄ軸磁束から前記負荷角δを求める逆正接演算器と
から成ることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記励磁磁束基準は、
基底速度以上で弱め界磁となるような磁束演算手段の出力から得るようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電動機損失設定手段は、電動機電流と電動機電圧をパラメータとした損失テーブルを有し、この損失テーブルから電動機損失を求めるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電動機損失設定手段は、電動機電流と電動機電圧から演算によって求めるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、同期電動機の定数であるインダクタンスの磁気飽和による変化を補正するようにした電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機のベクトル制御において、出力トルクを適切に制御するためには、同期電動機の定数を用いて諸電流から磁束を演算する磁束シミュレータに用いるインダクタンス値が磁気飽和によって変化するのを補正して制御系に与える必要がある。このため、磁気飽和特性に応じたインダクタンス値の変化をルックアップテーブルに記憶し、これを参照してインダクタンス値を補正する提案が為されている。（例えば特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−３１２５６号公報（全体）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示されたように、磁束飽和を想定して磁束シミュレータにおけるインダクタンス値を補正すれば、磁束飽和によるトルク不足をある程度位は回避することができる。しかしながら、磁気飽和特性を正確に推定するには、例えば実負荷状態による調整試験が必要となる。この実負荷調整試験は過負荷領域においてその特性が特に重要となるが、設備の稼働計画によっては過負荷領域の調整試験が困難な場合もあった。
【０００５】
この発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、実負荷調整試験を行うことなく磁束シミュレータに用いるインダクタンス値を比較的正しく補正可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流に変換して同期電動機を駆動するインバータと、前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機の回転位相を検出する回転位相検出手段と、前記同期電動機の界磁巻線を励磁する励磁電流変換器と、前記励磁電流変換器の出力電流を検出する励磁電流検出器と、前記インバータ及び励磁電流変換器の出力を制御する駆動制御部とを具備し、前記駆動制御部は、前記回転位相検出手段の出力を微分して得られる速度帰還が所定の速度基準となるように制御してトルク基準及びトルク電流基準を出力する速度制御手段と、前記電流検出手段の検出電流を前記回転位相検出手段の検出位相θで３相−２相変換してＱ軸電流帰還及びＤ軸電流帰還を得る３相−２相変換手段と、前記トルク電流基準を負荷角δで２軸変換してＱ軸電流基準及びＤ軸電流基準を出力する電流基準変換器と、前記Ｑ軸電流基準と、前記Ｑ軸電流帰還、前記Ｄ軸電流基準と前記Ｄ軸電流帰還とを夫々比較してＱ軸電圧基準及びＤ軸電圧基準を夫々出力する電流制御手段と、与えられた励磁磁束基準、前記励磁電流検出器で検出された励磁電流帰還、前記Ｑ軸電流帰還及び前記Ｄ軸電流帰還を入力として、前記負荷角δ及び励磁電流基準を出力する磁束シミュレータと、前記励磁電流帰還が前記励磁電流基準となるように前記励磁電流変換器を制御する励磁電流制御手段と、前記Ｑ軸電圧基準及び前記Ｄ軸電圧基準を前記回転位相検出手段の検出位相θで２相−３相変換して前記インバータの各相の電圧基準を得る２相−３相変換手段と、前記インバータの各相の電圧基準をＰＷＭ制御して前記インバータを構成するスイッチング素子へのゲート信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記速度帰還と前記トルク基準を乗算して演算上の電動機出力を得る乗算手段と、前記電流検出手段の各相の検出電流と前記インバータの各相の電圧基準を相ごとに掛け合わせて３相分加算する瞬時電力演算手段と、前記瞬時電力演算手段の出力から、電動機損失設定手段で設定された電動機損失を減算する減算手段と、前記減算手段の出力から前記乗算手段の出力を減算した偏差が最小となるように制御してＤ軸インダクタンス補正値を出力するＤ軸インダクタンス制御手段とを有し、基準となるＤ軸インダクタンスから前記Ｄ軸インダクタンス補正値を減算したＤ軸インダクタンスを前記磁束シミュレータ内の演算式に用いるＤ軸インダクタンスとしたことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、実負荷調整試験を行うことなく磁束シミュレータに用いるインダクタンス値を比較的正しく補正可能な電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。
【図２】本発明の実施例１に係る電力変換装置における磁束シミュレータの内部構成図。
【図３】本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図。
【図４】本発明の実施例３に係る電力変換装置の電動機損失設定器の構成図。
【図５】本発明の実施例４に係る電力変換装置の電動機損失設定器の構成図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【実施例１】
【００１０】
以下、本発明の実施例１に係る電力変換装置を、図１及び図２を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明に係る電力変換装置の回路構成図である。交流電源１から電力変換器２のコンバータ２１に交流が給電され、これを所望の電圧の直流に変換し、平滑コンデンサ２２Ｐ、２２Ｎを介してインバータ２３に与える。インバータ２３は直流を交流電圧に変換して同期電動機３を駆動する。図１においてはコンバータ２１及びインバータ２３は３レベル回路としているが、２レベルであっても４レベル以上の多レベル回路であっても良い。インバータ２３を構成するパワーデバイスは駆動制御部６から与えられるゲート信号ＧＡＴＥによってオンオフ制御されている。同期電動機３にはレゾルバ４が取り付けられており、この出力は位置信号θとして駆動制御部６に与えられる。また、インバータ２３の出力側には電流検出器５が設けられ、この出力も電流帰還信号ＩＵ＿Ｆ、ＩＶ＿Ｆ、ＩＷ＿Ｆとしてインバータ制御部６に与えられる。
【００１２】
同期電動機３の界磁巻線１１には励磁用変換器１２から励磁電流として直流電流が供給されている。この直流電流は電流検出器１３によって検出され、励磁電流帰還信号ＦＣ＿Ｆとして駆動制御部６に与えられる。
【００１３】
次に駆動制御部６の内部構成について説明する。
【００１４】
電流検出器５の出力は３相／２相変換器６１に与えられ、３相の電流帰還信号ＩＵ＿Ｆ、ＩＶ＿Ｆ、ＩＷ＿Ｆを、位置信号θに基づいて２軸の電流帰還信号ＩＤ＿Ｆ及びＩＱ＿Ｆに変換する。ここでＩＤ＿Ｆ及びＩＱ＿Ｆは直流量である。
【００１５】
外部から与えられた速度基準ＳＰ＿Ｒは、位置信号θを微分器６２で微分することによって得られた速度帰還信号ＳＰ＿Ｆと比較され、両者の偏差が速度制御器６３の入力となる。速度制御器６３においてはこの偏差が最小となるように調節制御し、トルク基準Ｔ＿Ｒを出力する。トルク基準Ｔ＿Ｒは除算器６５で磁束演算器６４の出力である磁束基準ＦＬ＿Ｒによって除算され、その出力であるトルク電流基準は電流基準演算器６６に与えられる。電流基準演算器６６は全磁束と直交するトルク電流基準を後述する負荷角δを基準角としてＱ軸電流基準ＩＱ＿ＲとＤ軸電流基準ＩＤ＿Ｒに分解する。これらのＱ軸電流基準ＩＱ＿ＲとＤ軸電流基準ＩＤ＿Ｒは、３相−２相変換器６１で変換して得られたＱ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆ、Ｄ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆと夫々比較され、夫々の偏差が電流制御器６７の入力となる。
【００１６】
電流制御器６７はこれらのＱ軸及びＤ軸の夫々の電流偏差が最小となるように調節制御し、Ｑ軸電圧基準ＥＱ＿Ｒ及びＤ軸電圧基準ＥＤ＿Ｒとを夫々出力する。Ｑ軸電圧基準ＥＱ＿Ｒ及びＤ軸電圧基準ＥＤ＿Ｒ及び位置信号θは２相−３相変換器６８に与えられ、２相−３相変換器６８は３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒを出力する。この３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿ＲはＰＷＭ制御器６９に与えられる。ＰＷＭ制御器６９はインバータ２３の各相の出力電圧が３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒとなるようにインバータ２３の各パワーデバイスに対して、ＰＷＭ変調されたゲート信号ＧＡＴＥを供給する。
【００１７】
速度帰還信号ＳＰ＿Ｆは磁束演算器６４に与えられる。磁束演算器６４は基底速度までは一定で、それを超えると速度に反比例して減少するような弱め界磁特性を有する磁束基準ＦＬ＿Ｒを出力する。磁束基準ＦＬ＿Ｒは上述のように除算器６５に与えられると共に磁束シミュレータ７０に与えられる。
【００１８】
磁束シミュレータ７０は、磁束基準ＦＬ＿Ｒ、Ｑ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆ、Ｄ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆ、励磁電流帰還信号ＦＣ＿Ｆ及びＤ軸インダクタンスＬｄを入力として、負荷角δ及び励磁電流基準ＦＣ＿Ｒを出力する。ここで、Ｄ軸インダクタンスＬｄは基準となるＤ軸インダクタンスＬｄ＊を後述する手法で補正した値である。励磁電流基準ＦＣ＿Ｒと励磁電流帰還信号ＦＣ＿Ｆの差分は励磁電流制御器７１に与えられ、励磁電流帰還信号ＦＣ＿Ｆはこの差分が最小となるように界磁ゲートパルスＦＧを出力して励磁用変換器１２に与える。
【００１９】
以下図２を参照して磁束シミュレータ７０の内部構成について説明する。Ｑ軸電流帰還ＩＱ＿ＦをＱ軸磁束演算器７０１に与えることによって、Ｑ軸磁束ＦＬ＿Ｑが得られる。同様に、Ｄ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆと励磁電流帰還信号ＦＣ＿ＦをＤ軸磁束演算器７０２に与えることによって、Ｄ軸磁束ＦＬ＿Ｄが得られる。磁束基準ＦＬ＿ＲとＱ軸磁束ＦＬ＿Ｑを励磁電流演算器７０３に与えることによって励磁電流基準ＦＣ＿Ｒが得られる、また、Ｑ軸磁束ＦＬ＿ＱとＤ軸磁束ＦＬ＿Ｄを逆正接演算器７０４に与えることによって負荷角δが得られる。
【００２０】
Ｑ軸磁束演算器７０１においては、Ｑ軸電流帰還ＩＱ＿ＦにＱ軸インダクタンスＬｑを乗算し、更にＱ軸ダンパ巻線伝達関数Ｆ（Ｔｑ、ｓ）を乗算したものとＱ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆに電機子漏れインダクタンスＬａを乗算したものを加える。
【００２１】
Ｄ軸磁束演算器７０２においては、Ｄ軸電流帰還ＩＤ＿ＦにＤ軸インダクタンスＬｄを乗算したものに励磁電流帰還信号ＦＣ＿Ｆに磁気回路定数Ｃ１を乗算したものを加え、この磁束成分をＤ軸ダンパ巻線伝達関数Ｆ（Ｔｄ、ｓ）を乗算し、この乗算結果にＤ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆに電機子漏れインダクタンスＬａを乗算したものを加える
励磁電流演算器７０３においては、磁束基準ＦＬ＿Ｒの２乗からＱ軸磁束ＦＬ＿Ｑの２乗を減算したものの平方根によって界磁電流による磁束成分を求め、これに磁気回路定数Ｃ２を乗算する。
【００２２】
次に、図１に戻ってＤ軸インダクタンスＬｄの補正方法について説明する。
【００２３】
速度帰還信号ＳＰ＿Ｆとトルク基準Ｔ＿Ｒを乗算器７２で乗算することにより、演算による同期電動機３の出力パワーＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲが得られる。一方、電流帰還信号ＩＵ＿Ｆ、ＩＶ＿Ｆ、ＩＷ＿Ｆと３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒを瞬時電力演算器７３に与えることによって同期電動機３の実際の入力パワーＩ＿ＰＯＷＥＲが得られる。ここで、瞬時電力演算器７３は各相の電流帰還信号と電圧基準を乗算して各々の乗算結果を３相分加算する構成とする。そしてこの入力パワーＩ＿ＰＯＷＥＲから電動機損失設定器７４によって設定された電動機損失ＭＬを減算器８０によって減算して実際の電動機の出力パワーＯ＿ＰＯＷＥＲが得られる。このＯ＿ＰＯＷＥＲからＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲを減算した偏差をＤ軸インダクタンス制御器７５に与える。Ｄ軸インダクタンス制御器７５は入力された偏差が最小となるように調節制御してＤ軸インダクタンス補正値ΔＬｄを出力する。そして、基準負荷状態におけるＤ軸インダクタンスの値Ｌｄ＊からこのＤ軸インダクタンスΔＬｄを減算器７６で減算し、得られたＤ軸インダクタンスを前述したＤ軸磁束演算器７０２におけるＤ軸インダクタンスＬｄとする。このようにすれば、例えば定格電圧で運転している状態で負荷率が増大し、磁気飽和が発生してＤ軸インダクタンスＬｄの値が低下したとき、この低下分を補正して、実際に発生しているトルクとトルク指令の値Ｔ＿Ｒとを一致させることができる。
【００２４】
このように、本願の実施例１によれば、同期電動機３の出力パワーについて、インダクタンス値が磁気飽和によって変化したときに変化する演算上のＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲと、実際の出力パワーであるＯ＿ＰＯＷＥＲの二つを比較することによってインダクタンス値を適切に補正することが可能となる。
【実施例２】
【００２５】
図３は本発明の実施例２に係わる電力変換装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、Ｄ軸インダクタンスの補正に加えてＱ軸インダクタンスの補正を行うため、Ｑ軸インダクタンス補正演算器７７及び基準負荷状態におけるＱ軸インダクタンスの値Ｌｑ＊からＱ軸インダクタンス補正演算器７７の出力を減算する減算器７８を設けた点である。
【００２６】
実施例１においては、演算上のＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲと、実際の出力パワーであるＯ＿ＰＯＷＥＲの二つが等しくなるようにＤ軸インダクタンスを補正した。実際、Ｄ軸インダクタンスはＱ軸インダクタンスに比べて磁気飽和による影響を強く受けるので、この値のみの補正でも実用的には問題ない。しかしながら、さらに厳密にトルク特性の改善を行うにはＱ軸インダクタンスの補正も併せて行う必要がある。一般的にはＤ軸インダクタンスの補正量比率ΔＬｄ／Ｌｄ＊に対して、Ｑ軸インダクタンスの補正量比率ΔＬｑ／Ｌｑ＊は５０％以下となり、負荷率に依らずほぼ一定となる。
【００２７】
従って、図３に示すように、例えばＱ軸インダクタンス補正演算器７７で、ΔＬｑ＝０．５×（ΔＬｄ／Ｌｄ＊）×Ｌｑ＊のような演算を行ってΔＬｑを求め、補正後のＱ軸インダクタンスをＬｑ＝Ｌｑ＊−ΔＬｑとしてＱ軸磁束演算器７０１に与えれば、実施例１に比べてより厳密なトルク特性の改善を行うことができる。
【実施例３】
【００２８】
図４は本発明の実施例３に係る電力変換装置の電動機損失設定器７４の第１のブロック構成図である。
【００２９】
同期電動機３の損失ＭＬは、与えられた電圧とそのときの電流によって決まる。この場合の電圧と電流は、正規化された値であっても良い。例えば、図４の電動機損失設定器７４Ａに示すように、電流に関しては、Ｑ軸電流基準ＩＱ＿ＲとＤ軸電流基準ＩＤ＿ＲのＲＭＳ値Ｉ（二乗平均平方根）をＲＭＳ演算器７４１で演算して求める。すなわち、Ｉ＝{１／２・（ＩＱ＿Ｒ）２＋１／２・（ＩＤ＿Ｒ）２}１／２である。同様にＲＭＳ演算器７４２によって、Ｑ軸電圧基準ＥＱ＿ＲとＤ軸電圧基準ＥＤ＿ＲのＲＭＳ値Ｅを求める。そしてこれらＩとＥをパラメータとした電動機損失ＭＬの損失テーブル７４３を予め電動機の試験データ等を参照して準備しておき、この損失テーブル７４３に基づいて電動機損失ＭＬを決定する。このようにすれば、同期電動機３の運転速度に見合う電動機電圧、あるいは同期電動機３の負荷の大きさに見合う電動機電流が変化した場合であっても電動機損失ＭＬを精度良く求めることが可能となる。
【実施例４】
【００３０】
図５は本発明の実施例４に係る電力変換装置の電動機損失設定器７４の第２のブロック構成図である。この電動機損失設定器７４Ｂが図４の電動機損失設定器７４Ａと異なる点は、損失テーブル７４３に代えて損失演算器７４４を設けた点である。電動機損失ＭＬは基本的に銅損と鉄損と固定損（機械損＋漂遊損）とから成り、銅損は電流の２乗に比例し、鉄損は電圧に比例し、固定損はほぼ一定である。従って、実施例３と同様に、規格化された電流Ｉ及び電圧Ｅを入力とし、損失演算器７４４の演算式をＭＬ＝Ｋ１・Ｉ２＋Ｋ２・Ｅ＋Ｃ３とする。Ｋ１、Ｋ２及びＣ３は同期電動機３の固有の定数である。
【００３１】
この実施例４によれば、同期電動機３の固有の定数による演算を電動機損失設定器７４Ｂで行うことによって、比較的簡単な手法で精度良く電動機損失ＭＬを求めることができる。
【００３２】
以上、いくつかの実施例について説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【００３３】
例えば、図１においては弱め界磁を行う領域においてもＰＷＭ制御器６９を用いて制御を行うように構成しているが、この領域においては出力電圧が一定であるので、電流制御器６７の出力でインバータ２３の出力位相を制御するようにしても良い。
【００３４】
また、実施例２及び３では正規化された電動機電流Ｉ及び電動機電圧Ｅを用いたが、特に正規化された値を用いなくても良い。例えば相電圧ＩＵ＿Ｆの実効値を電動機電圧としても良く、また相電流ＩＵ＿Ｆの実効値を電動機電流としても良い。また、必ずしも実効値とする必要はなく、電動機電圧と電動機電流の大きさを表す量であれば良い。
【符号の説明】
【００３５】
１  交流電源
２  電力変換器
２１  コンバータ
２２Ｐ、２２Ｎ  平滑コンデンサ
２３  インバータ
３  同期電動機
４  レゾルバ
５  電流検出器
６  駆動制御部
７  電流検出器
１１  界磁巻線
１２  励磁用変換器
１２  電流検出器
６１  ３相２相変換器
６２  微分器
６３  速度制御器
６４  磁束演算器
６５  除算器
６６  電流基準演算器
６７  電流制御器
６８  ２相３相変換器
６９  ＰＷＭ制御器
７０  磁束シミュレータ
７１  励磁電流制御器
７２  乗算器
７３  電力演算器
７４  電動機損失設定器
７５  Ｄ軸インダクタンス制御器
７６  減算器
７７  Ｑ軸インダクタンス補正演算器
７８、８０  減算器
７０１  Ｑ軸磁束演算器
７０２  Ｄ軸磁束演算器
７０３  励磁電流演算器
７０４  逆正接演算器
７４１、７４２  ＲＭＳ演算器
７４３  損失テーブル
７４４  損失演算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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