(57)【要約】【課題】装置全体のコストを低減することが可能な電流検出装置を提供する。【解決手段】電気回路中の検出部位１１０ａ，１１０ｂに流れる電流を検出する電流検出装置１１０であって、検出部位１１０ａ，１１０ｂに直列接続される第１コイル１１１ａと、第１コイル１１１ａと磁気的に結合している第２コイル１１１ｂと、第２コイル１１１ｂの両端に対して接続されている全波整流回路１１２と、全波整流回路１１２の正極側の出力部に第１側が接続され、第２側が第１抵抗１１３に接続されたスイッチング素子Ｑ７と、スイッチング素子Ｑ７の開閉状態に係わらず第２コイル１１１ｂと閉回路を構成している第２抵抗１１４と、を備える。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気回路中の検出部位（１１０ａ，１１０ｂ）に流れる電流を検出する電流検出装置（１１０）であって、
前記検出部位に直列接続される第１コイル（１１１ａ）と、
前記第１コイルと磁気的に結合している第２コイル（１１１ｂ）と、
前記第２コイルの両端に対して接続されている全波整流回路（１１２）と、
前記全波整流回路の正極側の出力部に第１側が接続され、第２側が第１抵抗（１１３）に接続されたスイッチング素子（Ｑ７）と、
前記スイッチング素子の開閉状態に係わらず前記第２コイルと閉回路を構成している第２抵抗（１１４）と、を備える電流検出装置。
【請求項２】
前記電気回路中の前記検出部位には間欠的に通電され、
前記スイッチング素子のオン期間は、前記検出部位への通電期間を包含し、且つ、前記検出部位への非通電期間に前記スイッチング素子をオフとする、請求項１に記載の電流検出装置。
【請求項３】
前記検出部位への通電期間には、上限が定められており、
前記スイッチング素子のオン期間の長さは、前記上限の通電期間よりも長く設定されている、請求項２に記載の電流検出装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴである、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項５】
トランスを介して接続されている第１回路（１００）、及び第２回路（２００）と、
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電流検出装置と、
前記電流検出装置により検出される電流、又は、前記第２回路側に流れる電流である電流値を、所定の指令値とすべく、前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも一方の制御を行う制御部（３００）と、を備える電力変換装置（１０）であって、
前記第１回路は複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）により構成されているスイッチング素子群と、そのスイッチング素子群に並列接続されているコンデンサ（１０１）と、を備え、前記制御部による前記スイッチング素子群の制御により降圧を行う電圧型の電力変換回路であり、
前記検出部位は、前記スイッチング素子群と前記コンデンサとの間に設けられている、電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記第１回路から前記第２回路へ電力を供給する場合、
前記トランスの前記第１回路側の電圧である入力電圧、及び、前記トランスの前記第２回路側の電圧である出力電圧に基づいて、前記指令値及び前記電流値の一方を補正する、請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記出力電圧に対して単調増加する値を前記指令値に加算する、請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記入力電圧に対して単調減少する値を前記指令値に加算する、請求項６又は７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記入力電圧をＶＨ、前記出力電圧をＶＢ、定数をａ、ｂとすると、
前記制御部は、
【数１】
2018082582.tif 000012
を前記指令値に加算する、請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記指令値に対して単調増加する値を前記指令値に加算する、請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記入力電圧をＶＨ、前記出力電圧をＶＢ、前記指令値をＩＨ＊、定数をａ、ｂ、ｃとすると、
前記制御部は、
【数２】
2018082582.tif 000013
を前記指令値に加算する、請求項６又は１０に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流検出装置、及び、その電流検出装置を備える電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電気回路中に流れる電流を検出するうえで、電気回路中の検出部位に直列接続された第１コイルから、その第１コイルと磁気的に結合する第２コイルへと電流を供給し、第２コイル側で電流の値を検出する電流検出装置が実現されている。
【０００３】
このような電流検出装置として、特許文献１に記載の電流検出装置がある。特許文献１に記載の電流検出装置では、一対のスイッチング素子を設けることで、電気回路中の検出部位における双方向の電流の検出を可能としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−３２５３４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載の電流検出装置では、双方向の電流の検出を行うべく一対のスイッチング素子を設けるものとしているため、装置の製造コストが増加したり、装置の体格が大きくなったりするといった問題が生ずる。また、スイッチング素子がＰ型のＭＯＳＦＥＴであるため、このスイッチング素子を駆動するうえで負極性の電源も必要となる。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、装置全体のコストを低減することが可能な電流検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、電気回路中の検出部位に流れる電流を検出する電流検出装置であって、前記検出部位に直列接続される第１コイルと、前記第１コイルと磁気的に結合している第２コイルと、前記第２コイルの両端に対して接続されている全波整流回路と、前記全波整流回路の正極側の出力部に第１側が接続され、第２側が第１抵抗に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の開閉状態に係わらず前記第２コイルと閉回路を構成している第２抵抗と、を備える。
【０００８】
上記構成では、スイッチング素子を閉塞している場合に、第２コイルに流れる電流の向きに関わらず、第２コイルから流入する電流を全波整流回路により整流して、全波整流回路の正極側の出力部から電流を出力することできる。したがって、電気回路中の検出部位に流れる電流の向きにかかわらず電流を検出することを可能とするうえで、スイッチング素子をひとつ備えていればよく、電流検出装置全体のコストを低減することができる。また、このスイッチング素子を開放すれば、トランスに蓄積した磁気エネルギが励磁電流として第２抵抗に流れるため、トランスに蓄積した磁気エネルギを消費することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】電力変換装置の回路図である。
【図２】電流検出装置の回路図である。
【図３】電流検出部位に順方向の電流が流れる場合の電気経路を示す図である。
【図４】電流検出装置において電流をリセットする場合の電気経路を示す図である。
【図５】電流検出部位に逆方向の電流が流れる場合の電気経路を示す図である。
【図６】電流検出装置において電流をリセットする場合の電気経路を示す図である。
【図７】第１回路から第２回路へ電力を供給する場合のタイムチャートである。
【図８】第２回路から第１回路へ電力を供給するうえで、第１モードの制御を行う場合のタイムチャートである。
【図９】第２回路から第１回路へ電力を供給するうえで、第２モードの制御を行う場合のタイムチャートである。
【図１０】第２回路から第１回路へ電力を供給するうえで、第３モードの制御を行う場合のタイムチャートである。
【図１１】リセット期間が不足する場合の電流値と第１電圧との関係を示す図である。
【図１２】第１回路から第２回路へと電力を供給する場合の励磁電圧及び励磁電流を示す図である。
【図１３】指令値の補正量を求める演算を説明する図である。
【図１４】電流値の指令値の補正量と、第１電圧及び第２電圧との関係を示す図である。
【図１５】電流値の指令値の補正量と、第２電圧及び指令値との関係を示す図である。
【図１６】第１回路から第２回路へと電力を供給する場合の制御ブロック図である。
【図１７】第２実施形態の効果を説明する図である。
【図１８】第２回路から第１回路へと電力を供給する場合の制御ブロック図である。
【図１９】電流検出装置の別の例である。
【図２０】電流検出装置の別の例である。
【図２１】電流検出装置の別の例である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
【００１１】
＜第１実施形態＞
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１０の回路図である。電力変換装置１０は、トランスＴｒ１１を介して電気的に接続された第１回路１００及び第２回路２００と、第１回路１００及び第２回路２００を制御する制御部３００とを含んで構成されている。
【００１２】
トランスＴｒ１１は、互いに磁気的に結合した高圧側コイルＬ１１と低圧側コイルＬ１２とにより構成され、低圧側コイルＬ１２は、センタータップを有している。高圧側コイルＬ１１の巻数は、低圧側コイルＬ１２の巻数のＮ／２倍である。すなわち、高圧側コイルＬ１１の巻数が、低圧側コイルＬ１２のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数のＮ倍となっている。
【００１３】
高圧側コイルＬ１１に接続される第１回路１００は、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有している。第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、本実施形態ではＮ型のＭＯＳＦＥＴを採用している。高圧側コイルＬ１１の端部の一方は、第１スイッチング素子Ｑ１のソース及び第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。高圧側コイルＬ１１の端部の他方は、第３スイッチング素子Ｑ３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ４のドレインに接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン及び第３スイッチング素子Ｑ３のドレインは、正極側端子１００ａに接続されており、第２スイッチング素子Ｑ２のソース及び第４スイッチング素子Ｑ４のソースは、負極側端子１００ｂに接続されている。これら正極側端子１００ａ、負極側端子１００ｂには、コンデンサ１０１が並列接続されている。正極側端子１００ａ，負極側端子１００ｂには、例えば、リチウムイオンバッテリ等の二次電池が接続される。第１回路１００は、このように構成されているため、スイッチング素子群の制御により降圧が行われる電圧型変換回路ということができる。
【００１４】
低圧側コイルＬ１２に接続される第２回路２００は、第５スイッチング素子Ｑ５、第６スイッチング素子Ｑ６、及びチョークコイルＬ１３を有している。第５，６スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６として、本実施形態ではＮ型のＭＯＳＦＥＴを採用している。低圧側コイルＬ１２の両端は、それぞれ、第５スイッチング素子Ｑ５のドレイン、第６スイッチング素子Ｑ６のドレインに接続されている。一方、第５スイッチング素子Ｑ５のソースと第６スイッチング素子Ｑ６のソースとが接続されている。低圧側コイルＬ１２のセンタータップは、チョークコイルＬ１３を介して正極側端子２００ａに接続されており、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６との接続点は、負極側端子２００ｂに接続されている。これら正極側端子２００ａ、負極側端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。正極側端子２００ａ、負極側端子２００ｂには、例えば、鉛蓄電池等の二次電池が接続される。第２回路２００は、このように構成されているため、第５、第６スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の制御によりチョークコイルＬ１３の電流を増加させる電流型変換回路ということができる。
【００１５】
電力変換装置１０は、第１回路１００における正極側端子１００ａと負極側端子１００ｂの間の電圧である第１電圧ＶＨを検出する第１電圧検出部１０２、第２回路２００における正極側端子２００ａと負極側端子２００ｂの間の電圧である第２電圧ＶＢを検出する第２電圧検出部２０２、及び、第１回路１００におけるコンデンサ１０１とスイッチング素子群との間の電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間を流れる電流である電流値ＩＨを検出する電流検出装置１１０を備えている。なお、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂのコンデンサ１０１側を第１側１１０ａと称し、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂのスイッチング素子群側を第２側１１０ｂと称する。検出された第１電圧ＶＨ、第２電圧ＶＢ、及び電流値ＩＨは、制御部３００へ入力される。
【００１６】
この電流検出装置１１０の構成について、図２を参照して説明する。電流検出装置１１０は、磁気的に結合した第１コイル１１１ａ及び第２コイル１１１ｂにより構成されるトランス１１１と、第２コイル１１１ｂに接続された全波整流回路１１２と、全波整流回路１１２の正極側の出力部に第１側が接続され、第２側が終端抵抗１１３に接続されたスイッチング素子Ｑ７と、第２コイル１１１ｂと全波整流回路１１２との間において、第２コイル１１１ｂ及び全波整流回路１１２に対して並列接続されたリセット抵抗１１４と、を備えている。スイッチング素子Ｑ７としては、第１〜第６スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と同様にＮ型のＭＯＳＦＥＴが採用されている。すなわち、全波整流回路１１２にはスイッチング素子Ｑ７のドレインが接続され、終端抵抗１１３にはスイッチング素子Ｑ７のソースが接続される。トランス１１１を構成する第２コイル１１１ｂの巻数は、第１コイル１１１ａの巻数のＮｃｔ倍（Ｎｃｔは１よりも大きい数）に設定されている。Ｎｃｔの具体的な値としては、一般的には、５０〜１０００程度の値が採用される。なお、終端抵抗１１３を第１抵抗と称することができ、リセット抵抗１１４を第２抵抗と称することができる。
【００１７】
全波整流回路１１２は、第１〜第４ダイオード１１２ａ〜１１２ｄにより構成されている。具体的には、第１ダイオード１１２ａのアノードに第３ダイオード１１２ｃのカソードが接続され、第２ダイオード１１２ｂのアノードに第４ダイオード１１２ｄのカソードが接続され、第１ダイオード１１２ａ及び第２ダイオード１１２ｂのカソードどうしが接続され、第３ダイオード１１２ｃ及び第４ダイオード１１２ｄのアノードどうしが接続されている。
【００１８】
第１ダイオード１１２ａと第３ダイオード１１２ｃとの接続部位には、第２コイル１１１ｂの第１側が接続され、第２ダイオード１１２ｂと第４ダイオード１１２ｄとの接続部位には、第２コイル１１１ｂの第２側が接続されている。
【００１９】
全波整流回路１１２の正極側の出力部となる第１ダイオード１１２ａと第３ダイオード１１２ｃとの接続部には、スイッチング素子Ｑ７のドレインに接続されており、スイッチング素子Ｑ７のソースには、終端抵抗１１３が接続されている。この終端抵抗１１３は、複数の抵抗が並列接続されたものである。
【００２０】
このように構成される電流検出装置１１０において、スイッチング素子Ｑ７と終端抵抗１１３との間の電流を検出し、検出された値に巻数比Ｎｃｔを乗算することで、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間の電流値ＩＨを求める。
【００２１】
以上のように構成される電力変換装置１０において、第１回路１００と第２回路２００との間で電力の授受を行う場合の電流検出器に流れる電流について、図３〜図６を参照して説明する。
【００２２】
第１回路１００から第２回路２００へと電力を供給する場合には、図３に示すように、電流検出装置１１０の第１側１１０ａから第２側１１０ｂへと電流が流れる。この場合の電流を検出するうえで、スイッチング素子Ｑ７をオンとする。こうすれば、図３において矢印で示すように、電流は、全波整流回路１１２の正極側からスイッチング素子Ｑ７及び終端抵抗１１３側へと流れるため、スイッチング素子Ｑ７と終端抵抗１１３との間の電流値に基づいて、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂを流れる電流値ＩＨを求めることができる。
【００２３】
一方、電流を検出しない期間では、スイッチング素子Ｑ７をオフとする。こうすれば、図４に矢印で示すように、第２コイル１１１ｂとリセット抵抗１１４とにより構成される閉回路を電流が流れ、トランス１１１に蓄積した磁気エネルギがリセット抵抗１１４によって熱として消費される。
【００２４】
第２回路２００から第１回路１００へと電力を供給する場合には、図５に示すように、電流検出装置１１０の第２側１１０ｂから第１側１１０ａへと電流が流れる。この場合の電流を検出するうえで、スイッチング素子Ｑ７をオンとする。こうすれば、図５において矢印で示すように、電流は、全波整流回路１１２の正極側からスイッチング素子Ｑ７及び終端抵抗１１３側へと流れるため、スイッチング素子Ｑ７と終端抵抗１１３との間の電流値に基づいて、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂを流れる電流値ＩＨを求めることができる。
【００２５】
一方、電流を検出しない期間では、スイッチング素子Ｑ７をオフとする。こうすれば、図６に矢印で示すように、第２コイル１１１ｂとリセット抵抗１１４とにより構成される閉回路を電流が流れ、トランス１１１に蓄積した磁気エネルギがリセット抵抗１１４によって熱として消費される。
【００２６】
続いて、第１回路１００と第２回路２００との間で電力の授受を行う場合の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ７の制御、及び、電流検出装置１１０により検出される電流値ＩＨについて、図７〜１０を参照して説明する。
【００２７】
まず、第１回路１００の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御して、第１回路１００側から第２回路２００側へと電力を供給する場合について、図７を参照して説明する。
【００２８】
第１回路１００側から第２回路２００側へと電力を供給する場合には、第１回路１００において、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを同期させ、且つ、オン／オフ状態を異ならせて制御し、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４とを同期させ、且つ、オン／オフ状態を異ならせて制御する。このように制御することで、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオンであり、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とが共にオフである期間、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが共にオンであり、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオフである期間、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３が共にオンであり、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオフである期間、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオンであり、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが共にオフである期間が、この順で設けられることとなる。
【００２９】
この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオンであり、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とが共にオフである期間、及び、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３が共にオンであり、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオフである期間に、第１回路１００から第２回路２００へ電力の供給が行われる。すなわち、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂの間に電流が流れる。
【００３０】
また、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが共にオンであり、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とが共にオフである期間、及び、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４が共にオンであり、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが共にオフである期間には、第１回路１００から第２回路２００への電力の供給は行われない。すなわち、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂの間に電流が流れない。
【００３１】
このように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が制御されるため、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには間欠的に通電がなされる。
【００３２】
このように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するうえで、いずれかのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンとする時刻から、そのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を再度オンとするまでの時刻を１制御周期Ｔｓとするならば、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂの間に電流が流れる期間の長さは、１未満の数値である時比率Ｄを用いて「１／２・Ｄ・Ｔｓ」として表すことができる。
【００３３】
電流検出装置１１０では、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間に電流が流れている期間を包含するように、スイッチング素子Ｑ７をオンとする。具体的には、第３スイッチング素子Ｑ３がオフであり第４スイッチング素子Ｑ４がオンである場合に、オフ状態である第１スイッチング素子Ｑ１をオンとし、オン状態である第２スイッチング素子Ｑ２をオフとする制御に同期させて、スイッチング素子Ｑ７をオンとする。この場合には、第１スイッチング素子Ｑ１がオンであり第２スイッチング素子Ｑ２がオフである状態が継続し、且つ、オフ状態である第３スイッチング素子Ｑ３をオンとし、オン状態である第４スイッチング素子Ｑ４をオフとする制御が行われた後に、スイッチング素子Ｑ７をオフとする。
【００３４】
または、第３スイッチング素子Ｑ３がオンであり第４スイッチング素子Ｑ４がオフである場合に、オン状態である第１スイッチング素子Ｑ１をオフとし、オフ状態である第２スイッチング素子Ｑ２をオンとする制御に同期させて、スイッチング素子Ｑ７をオンとする。この場合には、第１スイッチング素子Ｑ１がオフであり第２スイッチング素子Ｑ２がオンである状態が継続し、且つ、オン状態である第３スイッチング素子Ｑ３をオフとし、オフ状態である第４スイッチング素子Ｑ４をオンとする制御が行われた後に、スイッチング素子Ｑ７をオフとする。
【００３５】
このように制御するうえで、スイッチング素子Ｑ７をオフとする契機は、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間の通電期間を終了すべく各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御を行うことを契機とすればよい。または、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間に電流を流す期間の上限が予め定められている場合、すなわち、時比率Ｄの上限として上限値Ｄｍａｘが予め定められている場合には、スイッチング素子Ｑ７のオン期間Ｔ＿ｏｎを「１／２・Ｄｍａｘ・Ｔｓ」よりも長く、Ｔｓ／２よりも短い期間に設定するものとしてもよい。
【００３６】
続いて、第２回路２００の各スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を制御して、第２回路２００側から第１回路１００側へと電力を供給する場合について、図８〜１０を参照して説明する。
【００３７】
第２回路２００側から第１回路１００側へと電力を供給する場合には、第１電圧ＶＨの値に応じて、制御を変更する。具体的には、第１電圧ＶＨが増加するにつれて、第１モード、第２モード、第３モードの順に、制御を変更する。
【００３８】
まず、第１モードの制御について図８を参照して説明する。第１モードでは、第５スイッチング素子Ｑ５については、オン状態とオフ状態とを交互に繰り返し、第６スイッチング素子Ｑ６については、オフ状態を継続する。こうすることで、第５スイッチング素子Ｑ５がオンであり第６スイッチング素子Ｑ６がオフである期間と、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオフである期間とが交互に設けられることとなる。
【００３９】
この場合、第５スイッチング素子Ｑ５がオンであり第６スイッチング素子Ｑ６がオフである期間では、第２回路２００から第１回路１００へ電力が供給される。すなわち電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに電流が流れる。一方、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオフである期間には、第２回路２００から第１回路１００へは電力が供給されず、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには電流が流れない。すなわち、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには間欠的に通電がなされる。
【００４０】
そこで、電流検出装置１１０のスイッチング素子Ｑ７は、第５スイッチング素子Ｑ５に同期させてオンとし、第５スイッチング素子Ｑ５をオフとした後に、スイッチング素子Ｑ７をオフとすればよい。または、第５スイッチング素子Ｑ５をオンとする期間を示す時比率Ｄに上限値Ｄｍａｘ（＜１）が定められている場合には、スイッチング素子Ｑ７のオン期間Ｔ＿ｏｎを「Ｄｍａｘ・Ｔｓ」よりも長く且つ、Ｔｓよりも短く設定すればよい。
【００４１】
続いて、第２モードの制御について、図９を参照して説明する。第２モードでは、１制御周期Ｔｓの間に、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６とを同期させてオンとし、第６スイッチング素子Ｑ６を第５スイッチング素子Ｑ５よりも先にオフとし、続けて第５スイッチンング素子をオフとする。こうすることで、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６が共にオンである期間、第５スイッチング素子Ｑ５がオンであり第６スイッチング素子Ｑ６がオフである期間、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６が共にオフである期間が、この順で設けられることとなる。
【００４２】
この場合、第５スイッチング素子Ｑ５がオンであり第６スイッチング素子Ｑ６がオフである期間では、第２回路２００から第１回路１００へ電力が供給される。すなわち電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに電流が流れる。一方、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオフである期間には、第２回路２００から第１回路１００へは電力が供給されず、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには電流が流れない。すなわち、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには間欠的に通電がなされる。
【００４３】
そこで、電流検出装置１１０のスイッチング素子Ｑ７は、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６に同期させてオンとし、第５スイッチング素子Ｑ５をオフとした後に、スイッチング素子Ｑ７をオフとすればよい。または、第５スイッチング素子Ｑ５をオンとする期間を示す時比率Ｄに上限値Ｄｍａｘ（＜１）が定められている場合には、スイッチング素子Ｑ７のオン期間Ｔ＿ｏｎを「Ｄｍａｘ・Ｔｓ」よりも長く且つ、Ｔｓよりも短く設定すればよい。
【００４４】
最後に、第３モードの制御について、図１０を参照して説明する。第３モードでは、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６の制御周期を半周期ずらし、且つ、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６のオン期間を半周期よりも長く設定する。こうすることで、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオンである期間と、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６との一方がオンである期間とが交互に設けられることとなる。
【００４５】
この場合、第５スイッチング素子Ｑ５がオンであり第６スイッチング素子Ｑ６がオフである期間では、第２回路２００から第１回路１００へ電力が供給される。すなわち電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに電流が流れる。一方、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオフである期間には、第２回路２００から第１回路１００へは電力が供給されず、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには電流が流れない。すなわち、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂには間欠的に通電がなされる。
【００４６】
そこで、電流検出装置１１０のスイッチング素子Ｑ７は、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６の一方をオフとする制御に同期させてオンとし、そのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を再びオンとするよりも後であり、且つ、他方のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオフとするよりも前に、オフとする。この場合、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６の一方のみをオンとする期間を示す時比率Ｄに上限値Ｄｍａｘ（＜１）が定められている場合には、スイッチング素子Ｑ７のオン期間Ｔ＿ｏｎを「Ｄｍａｘ・Ｔｓ」よりも長く且つ、Ｔｓ／２よりも短く設定すればよい。
【００４７】
上記構成により、本実施形態に係る電流検出装置１１０、及び電力変換装置１０は、以下の効果を奏する。
【００４８】
・電流検出装置１１０において、スイッチング素子Ｑ７を閉塞している場合に、第２コイル１１１ｂに流れる電流の向きに関わらず、第２コイル１１１ｂから流入する電流を全波整流回路１１２により整流して、全波整流回路１１２の正極側の出力部から電流を出力することできる。したがって、電気回路中の検出部位に流れる電流の向きにかかわらず電流を検出することを可能とするうえで、スイッチング素子Ｑ７をひとつ備えていればよく、電流検出装置１１０全体のコストを低減することができる。また、このスイッチング素子Ｑ７を開放すれば、トランスに蓄積した磁気エネルギが励磁電流としてリセット抵抗１１４に流れるため、トランスに蓄積した磁気エネルギを消費することができる。
【００４９】
電流の検出対象である電気回路中に電流が流れている場合、すなわち、電気回路からトランス１１１を介して電流検出装置１１０へと電流が流入している場合に、スイッチング素子Ｑ７をオフとすれば、電流検出装置中でサージ電圧が発生するおそれがある。本実施形態では、電気回路の非通電期間にスイッチング素子Ｑ７をオフとするものとしているため、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【００５０】
・スイッチング素子Ｑ７のオン期間Ｔ＿ｏｎの長さを上限の通電期間よりも長くしているため、電気回路の通電期間が終了するタイミングの検出が困難な場合でも、電気回路の非通電期間でスイッチング素子Ｑ７をオフとすることができる。したがって、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【００５１】
・スイッチング素子Ｑ７としてよりコストの小さいＮ型のＭＯＳＦＥＴを用いているため、装置全体のコストをより小さくすることができる。
【００５２】
＜第２実施形態＞
第１実施形態で示したように、第１回路１００から第２回路２００へと電力を供給する場合、スイッチング素子Ｑ７をオフとして電流検出装置１１０中の電流をリセット抵抗１１４で消費する期間であるリセット期間が不足する場合がある。この場合には、電流検出装置１１０中に励磁電流が残存することとなるため、電流検出装置１１０で検出される電流値ＩＨは、実際に電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間に流れる電流よりも小さな値となる。すなわち、電流検出装置で検出される電流値ＩＨを第２回路２００に流れる電流である出力電流Ｉｏに換算し、その出力電流Ｉｏの指令値Ｉｏ＊となるように制御すれば、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間に流れる電流は、指令値Ｉｏ＊よりも大きくなる。
【００５３】
このように、リセット期間が不足する場合の出力電流Ｉｏと第２電圧ＶＢとの関係について、図１１を参照して説明する。図１１に示すように、第２電圧ＶＢが小さいほど、実際に電流検出部位１０２ａ，１１０ｂに流れる電流と検出される電流値との乖離が大きくなる。これは、電流、時比率Ｄは、第１電圧ＶＨに反比例し、第２電圧ＶＢに比例する値であるため、第１電圧ＶＨが小さいほど通電期間が長くなり、第２電圧ＶＢが大きいほど通電期間が長くなるためである。すなわち、第１電圧ＶＨが小さいほどリセット期間が不足し、第２電圧ＶＢが大きいほどリセット期間が不足するためである。
【００５４】
そこで、本実施形態では、出力電流Ｉｏを指令値Ｉｏ＊とすべく制御を行ううえで、出力電流Ｉｏに対するオフセット量を考慮した補正を行う。この補正を行ううえで用いる、電流検出装置１１０の第２コイル１１１ｂに生ずる電圧である励磁電圧ＶＬＭと、電流のオフセット量を示す励磁電流ＩＬＭについて、図１２及び、励磁電圧ＶＬＭを拡大した図１３を用いて説明する。励磁電圧ＶＬＭは、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに通電がなされる期間に増加し、スイッチング素子Ｑ７がオンであり且つ電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに通電がなされない期間には、励磁電流ＩＬＭの値に応じて負の値をとり、スイッチング素子Ｑ７がオフである期間に絶対値が増加する負の値をとる。
【００５５】
電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間の通電期間において電流検出装置１１０のトランス１１１の電圧時間積を示すＳ１は、定常状態において、励磁電流ＩＬＭが一定であるとすれば、指令値Ｉｏ＊、巻数比Ｎ、巻数比Ｎｃｔ、１制御周期の長さＴｓ、時比率Ｄ、終端抵抗１１３の抵抗値Ｒ、スイッチング素子Ｑ７の抵抗値Ｒ＿ｍｏｓ、トランス１１１の抵抗値Ｒ＿ｔｒａ、及び電圧のオフセット量ＶＦを用いて、次式（１）として表すことができる。
【００５６】
【数１】
2018082582.tif 000003
電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに通電が行われておらず、且つ、スイッチング素子Ｑ７がオン状態である場合には、電圧時間積を示すＳ２は、励磁電流ＩＬＭに回路中の各抵抗値を乗算した値の時間積分値となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ７のオフ期間Ｔ＿ｏｆｆ（＜Ｔｓ／２）を用いて、次式（２）として表すことができる。
【００５７】
【数２】
2018082582.tif 000004
また、スイッチング素子Ｑ７がオフである期間には、負の電圧が印加される。リセット抵抗１１４の抵抗値がトランス１１１の抵抗値に対して十分大きいと仮定すると、トランス１１１に印加される電圧は、トランス１１１の寄生容量Ｃに反比例し、且つ、一定である励磁電流ＩＬＭに比例して絶対値が大きくなる。したがって、電圧時間積を示すＳ３は、励磁電流ＩＬＭの時間積分をすることで求めることができ、次式（３）で表すことができる。なお、このＳ３を求めるうえで、電圧の絶対値の最大値が、Ｓ２における電圧の絶対値に対して十分大きいため、電圧がゼロである状態から変化するものとして近似している。
【００５８】
【数３】
2018082582.tif 000005
励磁電流ＩＬＭが一定となる定常状態では、Ｓ１がＳ２とＳ３との合計と等しくなればよい。すなわち、次式（４）が成立すればよい。
【００５９】
【数４】
2018082582.tif 000006
この式（４）に対して式（１）〜（３）を代入すれば、次式（５）が得られる。
【００６０】
【数５】
2018082582.tif 000007
上式（５）により、電流検出装置１１０における出力電流Ｉｏのオフセット量を示す励磁電流ＩＬＭは、次式（６）で表される。
【００６１】
【数６】
2018082582.tif 000008
ところで、第１回路１００から第２回路２００へと電力を供給する際の時比率Ｄは、次式（７）で表される。
【００６２】
【数７】
2018082582.tif 000009
定常状態では、指令値Ｉｏ＊、第１電圧ＶＨ、及び第２電圧ＶＢは変化し、それ以外の各数値は一定であると見なすことができるため、上式（６）に上式（７）を代入して、定数ａ、ｂ、ｃを用いれば、次式（８）が得られる。
【００６３】
【数８】
2018082582.tif 000010
以上のようにして求めた励磁電流ＩＬＭが、電流検出装置１１０における電流値のオフセット分であるため、この励磁電流ＩＬＭに巻数比Ｎｃｔを乗算したものを補正量として、指令値Ｉｏ＊に加算すればよい。
【００６４】
指令値Ｉｏ＊を一定とし、第１電圧ＶＨ及び第２電圧ＶＢを変化させた場合の補正量について、図１４を参照して説明する。図１４は、第１電圧ＶＨがＶＨ１、ＶＨ２、ＶＨ３である場合の（ただし、ＶＨ１＜ＶＨ２＜ＶＨ３）、第２電圧ＶＢと指令値Ｉｏ＊の補正量との関係を示している。図１４に示すように、第１電圧ＶＨが小さくなるほど補正量が大きくなり、第２電圧ＶＢが大きくなるほど補正量が大きくなる。なお、補正量には上限が予め定められており、図１４では、第１電圧ＶＨがＶＨ１である場合に、第２電圧ＶＢが所定値よりも大きい場合に、補正量が上限値となることを示している。
【００６５】
図１５は、第１電圧ＶＨを一定とし、第２電圧ＶＢがＶＢ１、ＶＢ２、ＶＢ３である場合の（ただし、ＶＢ１＜ＶＢ２＜ＶＢ３）、指令値Ｉｏ＊と指令値Ｉｏ＊の補正量との関係を示している。図１５に示すように、第２電圧ＶＢが大きくなるほど補正量が大きくなり、指令値Ｉｏ＊が大きくなるほど補正量が大きくなる。
【００６６】
続いて、第１回路１００から第２回路２００へ電力を供給する際の制御について、図１６を参照して説明する。
【００６７】
第１回路１００から第２回路２００へと電力を供給する場合には、定電圧制御における電流値ＩＨの指令値と、定電流制御における電流値ＩＨの指令値とのうち、小さいほうの指令値を用いて制御する。定電圧制御部５１０は第２電圧ＶＢの指令値ＶＢ＊を取得し、加算器５１１へ入力する。この指令値ＶＢ＊は、制御部３００が備えるメモリに記憶されていてもよいし、上位のＥＣＵ等から取得するものとしてもよい。加算器５１１へは、電圧検出部２１０が検出した第２電圧ＶＢも入力され、指令値ＶＢ＊と第２電圧ＶＢとの差分が算出される。指令値ＶＢ＊と第２電圧ＶＢとの差分は、ＰＩ制御器５１２へ入力され、その出力値である指令値は、最小値選択部５３０へ入力される。
【００６８】
定電流制御部５２０は、指令値Ｉｏ＊、第１電圧ＶＨ、及び第２電圧ＶＢを取得し、電流補正部５２１へ入力する。この指令値Ｉｏ＊は、制御部３００が備えるメモリに記憶されていてもよいし、上位のＥＣＵ等から取得するものとしてもよい。電流補正部５２１では、上式（８）を用いた演算により指令値Ｉｏ＊の補正値を求め、その補正値を指令値Ｉｏ＊に加算する。そして、指令値Ｉｏ＊に補正値が加算された値を、電流値ＩＨの指令値に換算する。具体的には、指令値Ｉｏ＊に補正値が加算された値を、第１回路１００と第２回路２００との間のトランスＴｒ１１の巻数比Ｎで除算する。そして、得られた電流値ＩＨの指令値を最小値選択部５３０へ入力する。
【００６９】
最小値選択部５３０では、定電圧制御部５１０から得た指令値、及び定電流制御部５２０から得た指令値のうちの小さいほうを、ピーク電流制御部５４０へ出力する。ピーク電流制御部５４０では、指令値はＤＡ変換器５４１においてアナログ値に変換され、コンパレータ５４２のマイナス端子に入力される。
【００７０】
一方、ピーク電流制御部５４０のスロープ補償部５４３は、レジスタの値により得られるスロープ電流の値を信号として生成し、ＤＡ変換器５４４に入力する。このスロープ電流は、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器５４４によりアナログ波形とされたスロープ電流と、電流検出装置１１０により検出された電流値ＩＨとを加算部５４５において加算して、コンパレータ５４２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部５４３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器５４４を介さずコンパレータ５４２に入力するものとしてもよい。
【００７１】
コンパレータ５４２は、マイナス端子に入力された指令値と、プラス端子に入力された、電流値ＩＨにスロープ電流が加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ５４７のＲ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ５４７のＲ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ５４７のＳ端子には、クロック５４６からクロック信号が入力される。
【００７２】
ＲＳフリップフロップ５４７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７８によってＤｕｔｙ値の上限値及び下限値を設定された上で、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へと出力される。
【００７３】
以上のように制御される電力変換装置１０で奏される効果について、図１７を参照して説明する。図１７では、定電圧制御部５１０における第２電圧ＶＢの指令値ＶＢ＊としてＶＢ１＊、ＶＢ２＊、ＶＢ３＊（ＶＢ１＊＞ＶＢ２＞ＶＢ３＊）が選択される場合の、第２電圧ＶＢと出力電流Ｉｏとの関係について示している。図１６で示したように、定電圧制御部５１０により求められた指令値と定電流制御部５２０により求められた指令値とのうち、小さい方の指令値に基づいて出力電流Ｉｏの制御を行う。そのため、出力電流Ｉｏが所定値よりも小さい場合には、定電圧制御による指令値のほうが小さくなり、定電圧制御が行われる。また、出力電流Ｉｏが所定値よりも大きい場合には、定電流制御による指令値のほうが小さくなり、定電流制御が行われる。この場合に、上述したとおり、定電流制御の指令値Ｉｏ＊の補正を行うため、第２電圧ＶＢの指令値ＶＢ＊にかかわらず、出力電流Ｉｏの制御を等しく行うことができる。
【００７４】
続いて、第２回路２００から第１回路１００へと電力を供給する場合の制御について、図１８を参照して説明する。
【００７５】
最初に、第１モード設定部４１０について説明する。まず、第２回路２００側に流れる電流の指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１が乗算器４１１へ入力され、巻数比Ｎの逆数が乗算される。すなわち、第２回路２００側に流れる電流の指令値を、電流値ＩＨの指令値に換算する。乗算器４１１から得られた値は、ＤＡ変換器４１２を介してコンパレータ４１３のマイナス端子へ入力される。一方、コンパレータ４１３のプラス端子には、電流値ＩＨが入力される。
【００７６】
コンパレータ４１３は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１を電流値ＩＨの指令値に換算した値と、プラス端子に入力された電流値ＩＨとの比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４１４のＲ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４１４のＳ端子には、クロック４１５からクロック信号が入力される。
【００７７】
第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、電流値ＩＨが第１指令値Ｉｒｅｆ１を巻数比Ｎで除算した値を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４１４は、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６を共にＯＦＦとする信号を送信する。そして、１制御周期が経過すれば、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信する。
【００７８】
ＲＳフリップフロップ４１４の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４１６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４１６では、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６のＤｕｔｙ値が、上限値Ｄ＿ｍａｘよりも大きければＤｕｔｙ値が上限値Ｄ＿ｍａｘに設定される。この上限値Ｄ＿ｍａｘは、５０％未満の値、例えば４５％に設定されている。以上のように求められた第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
【００７９】
次に、第２モード設定部４２０について説明する。第２モード設定部４２０では、第５スイッチング素子Ｑ５のＯＮ／ＯＦＦ状態と、第６スイッチング素子Ｑ６のＯＮ／ＯＦＦ状態とが、それぞれ別の演算により求められる。
【００８０】
第５スイッチング素子Ｑ５の制御では、まず、第２回路２００側に流れる電流の上限値Ｉｇが乗算器４２１へ入力され、巻数比Ｎの逆数が乗算される。この上限値Ｉｇは、第２モードにおいて、電流の上限を示している。すなわち、第２回路２００側に流れる電流の上限を、電流値ＩＨの上限に換算する。乗算器４２１から得られた値は、ＤＡ変換器４２２を介してコンパレータ４２３のマイナス端子へ入力される。一方、コンパレータ４２３のプラス端子には、電流値ＩＨが入力される。
【００８１】
コンパレータ４２３は、マイナス端子に入力された、上限値Ｉｇを電流値ＩＨの上限に換算した値と、プラス端子に入力された電流値ＩＨとの比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４２４のＲ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４２４のＳ端子には、クロック４２５からクロック信号が入力される。
【００８２】
入力された信号がロー状態の信号となれば、電流値ＩＨが上限値Ｉｇを巻数比Ｎで除算した値を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４２４は、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信する。ＲＳフリップフロップ４２４の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４２６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４２６では、第５スイッチング素子Ｑ５のＤｕｔｙ値が、上限値Ｄｍａｘよりも大きければＤｕｔｙ値が上限値Ｄｍａｘに設定される。この上限値Ｄｍａｘは、例えば５０％に設定されている。以上のように設定された第５スイッチング素子Ｑ５の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
【００８３】
第６スイッチング素子Ｑ６の制御では、第２回路２００に流れる電流の指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２が乗算器４２７へ入力される。この乗算器４２７へは、リアクトル電圧ＶＬの逆数と、チョークコイルＬ１３の自己インダクタンスＬを１制御周期の長さＴｓで除算した値も入力される。この乗算器４２７の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４２８へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４２８では、第６スイッチング素子Ｑ６のＤｕｔｙ値が、上限値よりも大きければＤｕｔｙ値が５０％未満である上限値に設定される。この上限値は、例えば４５％に設定されている。以上のように設定された第６スイッチング素子Ｑ６の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
【００８４】
続いて、第３モード設定部４３０について説明する。第３モード設定部４３０では、まず、第２回路２００に流れる電流の平均値の指令値を求める。具体的には、定電圧制御を行ううえでの指令値と、定電流制御を行ううえでの指令値を求めたうえで、求められた指令値の中で最も小さい指令値を用いて制御を行う。
【００８５】
定電圧制御の指令値を求めるうえで、第１電圧ＶＨの目標値ＶＨ＊と、検出された第１電圧ＶＨとが加算器４３１へ入力され、その偏差は、ＰＩ制御器４３２へ入力される。ＰＩ制御器４３２の出力値は定電圧制御を行ううえでの指令値であり、最小値選択部４４０へ入力される。
【００８６】
一方、制御部３００は、上位のＥＣＵからＣＡＮ通信等により、第２回路２００の電流の指令値Ｉｒｅｆ３を取得する。この指令値Ｉｒｅｆ３は徐変部４３３に入力される。徐変部４３３では、入力された指令値Ｉｒｅｆ３に基づいて、漸増する値を出力するものである。徐変部４３３の出力値は、最小値選択部４４０へ入力される。
【００８７】
以上のようにして最小値選択部４４０へ各指令値が入力されれば、最小値選択部４４０は、入力された各指令値のうち最も小さい値を指令値として出力する。最小値選択部４４０から出力された指令値は、加算器４４１へ入力される。加算器４４１へは、電流値ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅを第２回路２００側に流れる電流の値に換算した値も入力される。具体的には、電流値ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅと、第１電圧ＶＨを第２電圧ＶＢで除算した値とが乗算器４４２へ入力される。この乗算器４４２で乗算を行ううえで、電力変換装置１０の変換効率αを考慮するものとしてもよい。乗算器４４２の出力値は加算器４４１へ入力される。加算器４４１では、入力された値の差分がとられ、その差分はＰＩ制御器４４３へ入力される。
【００８８】
ＰＩ制御器４４３の出力値は、乗算器４４４へ入力され、巻数比Ｎを第１電圧ＶＨの２倍の値で除算した値が乗算される。乗算器４４４の出力値は、加算器４４５へと入力される。この加算器４４５へは、フィードフォワード制御用のＤｕｔｙ値が入力される。
【００８９】
加算器４４５の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４４６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４４６には、上限値設定部４４７で求められたＤｕｔｙ値の上限値Ｄ＿ｍａｘも入力される。このＤｕｔｙ値の上限値Ｄ＿ｍａｘは、第１電圧ＶＨ及び第２電圧ＶＢで定まるものである。Ｄｕｔｙ制限部４４６では、算出されたＤｕｔｙ値が上限値Ｄ＿ｍａｘよりも大きければ、上限値Ｄ＿ｍａｘを出力する。Ｄｕｔｙ制限部４４６の出力値は、モード選択部４５０に入力される。
【００９０】
モード選択部４５０へは第１電圧ＶＨも入力され、第１〜第３モードの選択が行われる。そして、選択されたモードにより、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６の制御が行われる。
【００９１】
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置１０は、以下の効果を奏する。
【００９２】
・電流検出装置１１０の検出値である電流値ＩＨを出力電流Ｉｏに換算し、その出力電流Ｉｏを所定の指令値Ｉｏ＊とすべく第１回路１００の制御を行ううえで、リセット期間を十分に確保することができず、リセット期間の終了時点で電流検出装置中に励磁電流ＩＬＭが残存することとなる場合がある。この場合には、電流検出装置１１０による検出値は、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに流れる電流に相当する値に励磁電流ＩＬＭが加算されたものとなる。すなわち、実際に電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに流れる電流よりも小さな検出値を取得することになる。そのため、出力電流Ｉｏを指令値Ｉｏ＊とすべく第１回路１００の制御を行えば、検出部位に流れる電流は指令値Ｉｏ＊よりも大きくなり、第１回路１００から第２回路２００への電力の供給により時間を要することになる。この点、本実施形態では、第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＢとに基づいて指令値Ｉｏ＊を補正しているため、電流検出装置１１０における励磁電流ＩＬＭのオフセット分を考慮した指令値Ｉｏ＊とすることができる。したがって、検出部位に実際に流れる電流を指令値Ｉｏ＊に近づけることができる。
【００９３】
＜変形例＞
・電流検出装置１１０の回路構成は、第１実施形態で示したものに限られず、変更が可能である。具体的には、図１９に示すように、リセット抵抗１１４ａをスイッチング素子Ｑ７に対して並列接続してもよい。また、図２０に示すように、リセット抵抗１１４ｂを、スイッチング素子Ｑ７と終端抵抗１１３との直列接続体に対して並列接続してもよい。これら場合でも、スイッチング素子Ｑ７をオフとした場合に、リセット抵抗１１４ａ，１１４ｂと第２コイル１１１ｂとを含む閉回路が維持される。また、図２１に示すように、第２コイル１１１ｂの巻き方向を逆にしてもよい。この場合でも、電流検出部位１１０ａ，１１０ｂ間においていずれの方向に電流が流れたとしても、全波整流回路１１２により整流が行われ、電流値ＩＨを検出することができる。
【００９４】
・各実施形態において、電力変換装置１０を、電圧型変換回路である第１回路１００と電流型変換回路である第２回路２００とにより構成するものとしたが、第１回路１００と第２回路２００の構成は、各実施形態で示したものに限られない。すなわち、第１回路１００と第２回路２００との間で双方向の電力の授受が可能なものであればよい。
【００９５】
・第２実施形態において、出力電流Ｉｏの指令値Ｉｏ＊を用いて制御を行うものとしたが、電流値ＩＨの指令値ＩＨ＊を用いて制御するものとしてもよい。この場合には、上式（３）、（５）、（６）において、Ｉｏ＊／Ｎの値の代わりに指令値ＩＨ＊を用いればよい。なお、上式（８）では、１／Ｎを定数ａに含めるものとし、指令値Ｉｏ＊の代わりに指令値ＩＨ＊を用いればよい。
【００９６】
・第２実施形態において、出力電流Ｉｏの指令値Ｉｏ＊に補正値を加算して補正するものとしたが、電流検出装置１１０において検出される電流値ＩＨ、又は、その電流値ＩＨを出力電流Ｉｏに換算したうえで、その出力電流Ｉｏを補正するものとしてもよい。具体的には、上式（８）で得られた補正値に巻数比Ｎを乗算した値を電流値ＩＨから減算するものとしてもよいし、上式（８）で得られた補正値を出力電流Ｉｏから減算するものとしてもよい。この場合には、図１６で示した制御ブロック図におけるピーク電流制御部５４０において、電流値ＩＨをコンパレータ５４２に入力する前に、電流値ＩＨから補正値を減算する等とすればよい。こうすることでも、第２実施形態と同等の効果を得ることができる。
【００９７】
・第２実施形態において、出力電流Ｉｏの指令値Ｉｏ＊を変化させるものとしているため、指令値Ｉｏ＊の補正量は上式（８）により求まる。この点、出力電流Ｉｏの指令値Ｉｏ＊を一定としてもよい。この場合には、指令値Ｉｏ＊を定数として扱うことができるため、励磁電流ＩＬＭは、定数ａ、ｂを用いて、次式（９）により表すことができる。
【００９８】
【数９】
2018082582.tif 000011
・実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ７としてＮ型のＭＯＳＦＥＴを採用したが、Ｐ型のＭＯＳＦＥＴでもよく、他の素子を採用するものとしてもよい。
【符号の説明】
【００９９】
１０…電力変換装置、１００…第１回路、１０１…コンデンサ、１１０…電流検出装置、１１０ａ…電流検出部位、１１０ｂ…電流検出部位、１１１…トランス、１１１ａ…第１コイル、１１１ｂ…第２コイル、１１２…波整流回路、１１３…終端抵抗、１１４…リセット抵抗、２００…第２回路、３００…制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【手続補正書】
【提出日】平成29年12月22日(2017.12.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５３】
このように、リセット期間が不足する場合の出力電流Ｉｏと第２電圧ＶＢとの関係について、図１１を参照して説明する。図１１に示すように、第２電圧ＶＢが小さいほど、実際に電流検出部位１１０ａ，１１０ｂに流れる電流と検出される電流値との乖離が大きくなる。これは、電流、時比率Ｄは、第１電圧ＶＨに反比例し、第２電圧ＶＢに比例する値であるため、第１電圧ＶＨが小さいほど通電期間が長くなり、第２電圧ＶＢが大きいほど通電期間が長くなるためである。すなわち、第１電圧ＶＨが小さいほどリセット期間が不足し、第２電圧ＶＢが大きいほどリセット期間が不足するためである。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１８】
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