(57)【要約】【課題】電圧変換のためのコンバータを含むシステムにおいて、コンバータの数を低減する。【解決手段】インダクタＬ１〜Ｌ４、コンデンサＣ１〜Ｃ６及びスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を含み、ポートＡ，ＢとポートＣとが電気的に絶縁されており、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は交互にスイッチングされ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は交互にスイッチングされ、インダクタＬ１〜Ｌ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチングとスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のスイッチングの位相差が０のときに同一方向に磁束を発生させるように巻回されており、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチングとスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のスイッチングのデューティは等しく変化させると共に、当該スイッチングの位相差を変化させる。【選択図】図１
2018078745.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１コンデンサ、第２コンデンサ及び第３コンデンサ、第１インダクタ及び第２インダクタ、並びに第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を含んで構成され、第１ポート及び第２ポートが設けられた第１コンバータ回路と、
第４コンデンサ、第５コンデンサ及び第６コンデンサ、第３インダクタ及び第４インダクタ、並びに第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を含んで構成され、第３ポートが設けられた第２コンバータ回路と、
を含み、
前記第１コンバータ回路と前記第２コンバータ回路とは電気的に絶縁されており、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子は交互にスイッチングされ、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子は交互にスイッチングされ、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタ並びに前記第３インダクタ及び第４インダクタは、共通の１つの磁気コアにより磁気的に結合されると共に、前記第１コンバータ回路と前記第２コンバータ回路のスイッチングの位相差が０の場合に互いに前記磁気コア内に同じ方向に磁束を発生させる方向に巻回されており、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子とのスイッチングのデューティは等しく変化させると共に、当該スイッチングの位相差を変化させることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
第１コンデンサ及び第２コンデンサ、第１インダクタ及び第１トランス巻線並びに第１スイッチング素子を含んで構成され、第１ポートが設けられた第１コンバータ回路と、
第３コンデンサ及び第４コンデンサ、第２インダクタ及び第２トランス巻線並びに第２スイッチング素子を含んで構成され、第２ポートが設けられた第２コンバータ回路と、
第５コンデンサ、第６コンデンサ及び第７コンデンサ、第３インダクタ及び第４インダクタ、並びに第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を含んで構成され、第３ポートが設けられた第３コンバータ回路と、
を含み、
前記第１コンバータ回路、前記第２コンバータ回路及び前記第３コンバータ回路は互いに電気的に絶縁されており、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子は交互にスイッチングされ、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子は交互にスイッチングされ、
前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、前記第３インダクタ及び前記第４インダクタは共通の１つの第１磁気コアにより磁気的に結合され、前記第１トランス巻線と前記第２トランス巻線は共通の１つの第２磁気コアにより磁気的に結合されると共に、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のスイッチングと前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のスイッチングとの位相差が０の場合に互いに前記第１磁気コア内に同じ方向に磁束を発生させる方向に巻回されており、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子とのスイッチングのデューティは等しく変化させると共に、当該スイッチングの位相差を変化させることを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電源回路であって、
前記第１磁気コアと前記第２磁気コアは一体であることを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項２又は３に記載の電源回路であって、
前記第１トランス巻線及び前記第２トランス巻線にそれぞれスナバ回路が設けられていることを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源回路を介してそれぞれ電源を含む複数の電気回路が互いに接続されていることを特徴とする電源システム。
【請求項６】
請求項５に記載の電源システムであって、前記電源回路を介して前記複数の電気回路間の接続が二重化されていることを特徴とする電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータを含む電源回路及びそれを用いた電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車等の電動化の進展に伴って、複数の電源からモータ、補機等の様々な負荷へ電力を供給するために複数のコンバータが用いられることが多くなっている。
【０００３】
図１４は、ハイブリッド自動車における電源システム１００の構成例を示す図である。電源システム１００には、それぞれ出力電圧が異なるメイン電源１０２、第１サブ電源１０４及び第２サブ電源１０６を含む。メイン電源１０２、第１サブ電源１０４及び第２サブ電源１０６は、例えば、それぞれ６００Ｖ、１２Ｖ及び４８Ｖの電圧を出力する電源とされる。メイン電源１０２、第１サブ電源１０４及び第２サブ電源１０６の出力電圧は、コンバータ１０８Ａ〜１０８ＤによってＤＣ−ＤＣ変換されてモータ１１０、補機１１２、充電器１１４、コンセント出力１１６、大電力補機１１８等の負荷に印加される。
【０００４】
また、自動運転車等の登場に伴って、安定走行や安全走行等の目的のために車両システムの二重化による冗長性の担保が望まれている。図１５は、システムを二重化した電源システム１５０の構成例を示す図である。電源システム１５０は、メイン電源１５２ａ，１５２ｂ、第１サブ電源１５４及び第２サブ電源１５６を含む。メイン電源１５２ａ，１５２ｂと第１サブ電源１５４の出力電圧は、コンバータ１５８Ａ，１５８ＢによってＤＣ−ＤＣ変換される。また、メイン電源１５２ａ，１５２ｂと第２サブ電源１５６の出力電圧は、コンバータ１５８Ｄ，１５８ＥによってＤＣ−ＤＣ変換される。メイン電源１５２ａ，１５２ｂ、第１サブ電源１５４及び第２サブ電源１５６の出力電圧は、ＤＣ−ＤＣ変換されてモータ１６０ａ，１６０ｂ、補機１６２、充電器１６４、大電力補機１６６等の負荷に印加される。このようにして、メイン電源１５２ａ，１５２ｂ、モータ１６０ａ，１６０ｂ（それを接続するためのインバータ等の周辺機器を含む）、コンバータ１５８Ａ，１５８Ｂ、コンバータ１５８Ｄ，１５８Ｅを二重化することができる。
【０００５】
図１６は、２つのインバータ間を絶縁化した電源システム１７０の構成例を示す図である。電源システム１７０では、２つのインバータ間が絶縁されているので、インバータの１つが故障しても残りの１つのインバータにより電源システムを維持することができる。また、メイン電源１５２ａ，１５２ｂの１つが故障しても残りの１つにより電源システムを維持することができる。さらに、メイン電源１５２ａ，１５２ｂと第１サブ電源１５４又は第２サブ電源１５６を繋ぐ、コンバータ１５８Ａ，１５８Ｂの１つ又はコンバータ１５８Ｄ，１５８Ｅの１つが故障しても電源システムを維持することができる。
【０００６】
図１７は、入出力ポートを３つ有する従来の電圧コンバータ２００の構成を示す。従来の電圧コンバータ２００では、図１８に示すように、巻線Ｌ１，Ｌ２及びＬ３の両端間の電圧であるＬ１電圧，Ｌ２電圧及びＬ３電圧がそれぞれ異なる位相で変化するようにスイッチＳ１〜Ｓ６をスイッチングさせることによって、巻線Ｌ１，Ｌ２及びＬ３を流れるＬ１電流、Ｌ２電流及びＬ３電流を制御することができる。これによって、ポート１，ポート２及びポート３の間で伝送電力を制御することができる（非特許文献１）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Chuanhong Zhao, et. al. "An Isolated Three-Port Bidirectional DC-DC Converter With Decoupled Power Flow Management", IEEE Trans. Power Electron., vol.23, no.5, pp.2443-2453, Sep. 2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上記のように、車両等のシステムの電動化が進むと絶縁型のコンバータの数が増加してしまう。また、システムの二重化による冗長性の確保が必要とされる場合、さらにコンバータの数を増加させなければならない。したがって、コンバータの数を削減させるための技術が必要とされる。
【０００９】
また、従来の電圧コンバータ２００の構成では、位相を付けたくないポート間で位相が生じてしまう。例えば、ポート１とポート２のみで位相を制御しようとした場合、巻線Ｌ１と巻線Ｌ２のみならず、巻線Ｌ２と巻線Ｌ３とでも位相が生じてしまう。したがって、図１８に示すように、Ｌ１電流及びＬ２電流として台形電流を発生させるはずが、巻線Ｌ３を介してＬ３電流も発生してしまう。そして、Ｌ３電流は、ピーク電流値においてターンオフのハードスイッチングされてしまうためコンバータでの効率が悪化してしまう。
【００１０】
例えば、ポート１〜３を１００Ｖ，４８Ｖ，１２Ｖの電圧とし、１．５ｋＷ及び最大位相３０°のコンバータを設計した場合、３７５Ｗ伝送時において定常時における約２倍のターンオフ損失が生ずる可能性がある。このとき、図１９に示すように、電流リプルによってハードスイッチング時におけるＬ３電流の値は約２倍程度まで上昇する可能性がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の１つの態様は、第１コンデンサ、第２コンデンサ及び第３コンデンサ、第１インダクタ及び第２インダクタ、並びに第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を含んで構成され、第１ポート及び第２ポートが設けられた第１コンバータ回路と、第４コンデンサ、第５コンデンサ及び第６コンデンサ、第３インダクタ及び第４インダクタ、並びに第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を含んで構成され、第３ポートが設けられた第２コンバータ回路と、を含み、前記第１コンバータ回路と前記第２コンバータ回路とは電気的に絶縁されており、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子は交互にスイッチングされ、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子は交互にスイッチングされ、前記第１インダクタ及び前記第２インダクタ並びに前記第３インダクタ及び第４インダクタは、共通の１つの磁気コアにより磁気的に結合されると共に、前記第１コンバータ回路と前記第２コンバータ回路のスイッチングの位相差が０の場合に互いに前記磁気コア内に同じ方向に磁束を発生させる方向に巻回されており、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子とのスイッチングのデューティは等しく変化させると共に、当該スイッチングの位相差を変化させることを特徴とする電源回路である。
【００１２】
また、本発明の別の態様は、第１コンデンサ及び第２コンデンサ、第１インダクタ及び第１トランス巻線並びに第１スイッチング素子を含んで構成され、第１ポートが設けられた第１コンバータ回路と、第３コンデンサ及び第４コンデンサ、第２インダクタ及び第２トランス巻線並びに第２スイッチング素子を含んで構成され、第２ポートが設けられた第２コンバータ回路と、第５コンデンサ、第６コンデンサ及び第７コンデンサ、第３インダクタ及び第４インダクタ、並びに第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を含んで構成され、第３ポートが設けられた第３コンバータ回路と、を含み、前記第１コンバータ回路、前記第２コンバータ回路及び前記第３コンバータ回路は互いに電気的に絶縁されており、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子は交互にスイッチングされ、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子は交互にスイッチングされ、前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、前記第３インダクタ及び前記第４インダクタは共通の１つの第１磁気コアにより磁気的に結合され、前記第１トランス巻線と前記第２トランス巻線は共通の１つの第２磁気コアにより磁気的に結合されると共に、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のスイッチングと前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のスイッチングとの位相差が０の場合に互いに前記第１磁気コア内に同じ方向に磁束を発生させる方向に巻回されており、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子とのスイッチングのデューティは等しく変化させると共に、当該スイッチングの位相差を変化させることを特徴とする電源回路である。
【００１３】
また、前記第１磁気コアと前記第２磁気コアは一体であることが好適である。
【００１４】
また、前記第１トランス巻線及び前記第２トランス巻線にそれぞれスナバ回路が設けられていることが好適である。
【００１５】
また、本発明の別の態様は、上記電源回路を介してそれぞれ電源を含む複数の電気回路が互いに接続されていることを特徴とする電源システムである。
【００１６】
ここで、前記電源回路を介して前記複数の電気回路間の接続が二重化されていることが好適である。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、電圧変換のためのコンバータを含むシステムにおいて、コンバータの数を低減できる。また、効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態におけるコンバータの基本回路を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態におけるコンバータの基本回路の動作を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態におけるコンバータの基本回路の１つの状態を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態におけるコンバータの基本回路の別の状態を示す図である。
【図５】第１の実施の形態におけるコンバータの構成を示す図である。
【図６】第１の実施の形態におけるコンバータの各制御状態における電流の変化を示す図である。
【図７】第１の実施の形態におけるコンバータの各制御状態における電流の変化を示す図である。
【図８】第１の実施の形態におけるコンバータの変形例１の構成を示す図である。
【図９】第１の実施の形態におけるコンバータの変形例２の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態におけるコンバータの変形例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態におけるコンバータの変形例を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態におけるコンバータの変形例を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態における電源システムの構成を示す図である。
【図１４】従来の電源システムの構成を示す図である。
【図１５】従来の二重化された電源システムの構成例を示す図である。
【図１６】従来の二重化された電源システムの別例を示す図である。
【図１７】従来の３ポート型のコンバータの構成を示す図である。
【図１８】従来のコンバータの制御時における電流の変化を示す図である。
【図１９】従来のコンバータにおける電流リプルの発生状態を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
［基本構成］
本実施の形態における電源システムは、図１に示すコンバータの基本回路３００を利用して構成される。コンバータの基本回路３００は、電源ＶＡ、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３、インダクタＬ１，Ｌ２、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を含んで構成される。基本回路３００は、電源ＶＡを入力電圧として、出力ポートの電圧ＶＢを制御する。
【００２０】
図２は、基本回路３００におけるインダクタＬ１に流れる電流ｉＡとインダクタＬ２に流れる電流ｉＢの時間変化を示す。図３は、スイッチング素子Ｓ１がオンでありスイッチング素子Ｓ２がオフである第１期間の基本回路３００の状態を示す。スイッチング素子Ｓ１がオンでありスイッチング素子Ｓ２がオフである第１期間では、図３に示すように、出力ポートの電圧ＶＢからコンデンサＣ２に充電電流が流れる。図４は、スイッチング素子Ｓ１がオフでありスイッチング素子Ｓ２がオンである第２期間の基本回路３００の状態を示す。スイッチング素子Ｓ１がオフでありスイッチング素子Ｓ２がオンである第２期間では、図４に示すように、電源ＶＡからコンデンサＣ２に充電電流が流れる。基本回路３００では、第１期間と第２期間のデューティを制御することによって、コンデンサＣ２がインダクタＬ１及びＬ２に正負の電圧を印加することを可能にしている。これにより、基本回路３００では、出力ポートの電圧ＶＢを制御することができる。
【００２１】
［第１の実施の形態］
図５は、第１の実施の形態におけるコンバータ４００の構成を示す。コンバータ４００は、コンデンサＣ１〜Ｃ６、インダクタＬ１〜Ｌ４、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を含んで構成される。
【００２２】
コンバータ４００は、コンデンサＣ１〜Ｃ３、インダクタＬ１，Ｌ２及びスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２から構成される一次側の基本回路４０２と、コンデンサＣ４〜Ｃ６、インダクタＬ３，Ｌ４及びスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４から構成される二次側の基本回路４０４を組み合わせて構成される。基本回路４０２には、ポートＡ及びポートＢが設けられる。また、基本回路４０４には、ポートＣが設けられる。ポートＡ、ポートＢ及びポートＣからそれぞれ異なる電圧ＶＡ、ＶＢ及びＶＣが出力される。
【００２３】
基本回路４０２は、以下のように構成される。ポートＡの両端子には、コンデンサＣ１が接続される。インダクタＬ１及びスイッチング素子Ｓ１は直列に接続され、さらにこれらがコンデンサＣ１に並列に接続される。同様に、ポートＢの両端子には、コンデンサＣ３が接続される。インダクタＬ２及びスイッチング素子Ｓ２は直列に接続され、さらにこれらがコンデンサＣ３に並列に接続される。インダクタＬ１とスイッチング素子Ｓ１との接続点とインダクタＬ２及びスイッチング素子Ｓ２の接続点がコンデンサＣ２にて接続される。さらに、コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｓ１の接続点とコンデンサＣ３とスイッチング素子Ｓ２との接続点が短絡される。基本回路４０２では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２が排他的に交互にスイッチングされる。
【００２４】
基本回路４０４では、基本回路４０２と同様に、コンデンサＣ４〜Ｃ６、インダクタＬ３，Ｌ４及びスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がそれぞれコンデンサＣ１〜Ｃ３、インダクタＬ１，Ｌ２及びスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と同様に接続される。ポートＣは、コンデンサＣ４とインダクタＬ３との接続点及びコンデンサＣ６とインダクタＬ４との接続点から引き出される。基本回路４０４では、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４が排他的に交互にスイッチングされる。また、基本回路４０４におけるスイッチングのデューティは、基本的に基本回路４０２のスイッチングのデューティに等しくする。
【００２５】
また、インダクタＬ１とインダクタＬ３とが電磁気的に結合され、インダクタＬ２とインダクタＬ４とが電磁気的に結合される。これにより、ポートＡ及びポートＢが設けられる一次側とポートＣが設けられる二次側とが電磁気的に結合される。インダクタＬ１〜Ｌ４は、１つの磁気コアにより結合させることが好適である。ここで、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のスイッチングと、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のスイッチングとの位相差が０の場合に互いに磁気コア内に同じ方向に磁束を発生させる方向にインダクタＬ１〜Ｌ４は巻回される。
【００２６】
コンバータ４００は、ポートＡとポートＢとの電圧比の変化に対してデューティが変化したときにポートＣの電圧が影響を受けない構成となっている。
【００２７】
図６は、コンバータ４００において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング制御して、インダクタＬ１の端子間のＬ１電圧とインダクタＬ３の端子間のＬ３電圧を同位相で変化させた場合のインダクタＬ３を流れるＬ３電流の変化を示す。インダクタＬ１の端子間のＬ１電圧とインダクタＬ３の端子間のＬ３電圧を同位相で変化させた場合、Ｌ３電流は略０で推移する。
【００２８】
図７は、コンバータ４００において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング制御して、インダクタＬ１の端子間のＬ１電圧の位相をインダクタＬ３の端子間のＬ３電圧よりも進めた場合のインダクタＬ３を流れるＬ３電流の変化を示す。この場合、インダクタＬ１及びインダクタＬ３が電磁気的に結合されていることから、Ｌ３電流は台形電流となる。
【００２９】
一次側の基本回路４０２と二次側の基本回路４０４とのスイッチングに位相差をつけることによって、ポートＡ及びポートＢからポートＣへ電力を伝送することができる。このとき、同時にスイッチングのデューティを変化させれば、ポートＡからポートＢへ電力を伝送することもできる。ここで、ポートＢからポートＣへ伝送される電力とポートＡからポートＢへ伝送される電力が等しくなるようにスイッチングの位相とデューティを調整することによって、ポートＢから持ち出される電力は０となり、ポートＡからポートＣへのみ電力を伝送することができる。
【００３０】
このように、２つの基本回路４０２及び基本回路４０４を組み合わせることによって、ポートＡ，ポートＢ及びポートＣから出力される電圧ＶＡ、ＶＢ及びＶＣをインダクタＬ１〜Ｌ４の電圧のデューティ及び位相により互いに独立に制御することができる。
【００３１】
［変形例１］
図８は、コンバータ４００の変形例であるコンバータ４１０の構成を示す。コンバータ４１０では、ポートＡ側にトランス巻線ＬＴ１及び補助回路４１４及びポートＢ側にトランス巻線ＬＴ２及び補助回路４１６を設けることによって、ポートＡ側の回路とポートＢ側の回路がトランス４１２を介して電磁気的に結合された構成とされる。補助回路４１４，４１６は、スナバ回路を構成しており、それぞれコンデンサＣａ１，Ｃａ２に蓄積された電荷をスイッチング素子Ｓａ１，Ｓａ２により伝送電力へ戻すために設けられる。
【００３２】
このように、ポートＡとポートＢの間にトランス４１２を設けることによって、ポートＡとポートＢとを絶縁した状態とすることができる。
【００３３】
［変形例２］
図９は、コンバータ４１０の変形例であるコンバータ４２０の構成を示す。コンバータ４２０では、インダクタＬ１とインダクタＬ３、インダクタＬ２とインダクタＬ４及びトランス巻線ＬＴ１とトランス巻線ＬＴ２の磁気回路を一体化した構成とされる。このように、磁気回路を一体化することによって、コアの数を低減することができる。
【００３４】
また、コンバータ４２０の効率を従来のコンバータよりも高めることができる。また、上記のとおり、磁気回路を一体化することによって、コアの数を低減することができる。また、ピーク電流値におけるハードスイッチングを回避することができる。
【００３５】
［他の変形例］
以下、図１０〜図１２を参照して、本発明の変形例について示す。図１０〜図１２に示す変形例は、いずれも３ポート（ポートＡ〜Ｃ）が互いに絶縁された構成の例である。
【００３６】
図１０の左列及び右列は、それぞれ磁気回路のコアを２個及び１個とした変形例を示す。図１０の最上行の変形例３及び４は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けていない構成を示す。図１０の二段目の変形例１及び２は、上記に説明した通り、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けた構成である。図１０の三段目の変形例５及び６は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けた別例である。図１０の四段目の変形例７及び８は、抵抗消費型のスナバ回路を設けた構成である。図１０の五段目の変形例９及び１０は、抵抗消費型のスナバ回路を設けた別例である。
【００３７】
図１１の左列及び右列は、それぞれ磁気回路のコアを２個及び１個とした変形例を示す。図１１の各変形例は、ポートＣ側の回路を変形した構成である。すなわち、図５に示した基本回路４０４におけるコンデンサＣ４とスイッチング素子Ｓ３との接続点と、コンデンサＣ６とスイッチング素子Ｓ４との接続点との間をポートＣとし、その間にコンデンサＣ５を接続した構成としている。
【００３８】
図１１の最上行の変形例１１及び１２は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けていない構成を示す。図１１の二段目の変形例１３及び１４は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けた構成である。図１１の三段目の変形例１５及び１６は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けた別例である。図１１の四段目の変形例１７及び１８は、抵抗消費型のスナバ回路を設けた構成である。図１１の五段目の変形例１９及び２０は、抵抗消費型のスナバ回路を設けた別例である。
【００３９】
図１２の左列及び右列は、それぞれ磁気回路のコアを２個及び１個とした変形例を示す。図１２の各変形例は、ポートＣ側の回路を変形した構成である。すなわち、図５に示した基本回路４０４におけるコンデンサＣ４とスイッチング素子Ｓ３との接続点と、コンデンサＣ６とスイッチング素子Ｓ４との接続点との間をポートＣとし、コンデンサＣ４とコンデンサＣ６の接続点とスイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４の接続点の間にインダクタを接続した構成としている。すなわち、図１２の変形例では、ポートＣ側はハーフブリッジの構成とされている。
【００４０】
図１２の最上行の変形例２１及び２２は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けていない構成を示す。図１２の二段目の変形例２３及び２４は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けた構成である。図１２の三段目の変形例２５及び２６は、ポートＡとポートＢとの間に追加したトランスの漏れインダクタンスのためのスナバ回路を設けた別例である。図１２の四段目の変形例２７及び２８は、抵抗消費型のスナバ回路を設けた構成である。図１２の五段目の変形例２９及び３０は、抵抗消費型のスナバ回路を設けた別例である。
【００４１】
［システム構成］
図１３は、本発明の実施の形態におけるコンバータ４００を用いた電源システムの構成例を示す。図１３は、図１６に示した従来の電源システム１７０を３ポート型のコンバータ４００（４００Ａ〜４００Ｄ）を用いて構成した例である。
【００４２】
図１３に示すように、メイン電源１５２ａ，１５２ｂ，第１サブ電源１５４及び第２サブ電源１５６、補機１６２、充電器１６４、大電力補機１６６等を３ポート型のコンバータ４００により互いに接続することによって使用されるコンバータ４００の数を低減することができる。
【００４３】
なお、ここでは、コンバータ４００を用いた例を示したが、コンバータ４１０、４２０、その他のコンバータの変形例を適用してもよい。
【符号の説明】
【００４４】
１００  電源システム、１０２  メイン電源、１０４  第１サブ電源、１０６  第２サブ電源、１０８Ａ-１０８Ｄ  コンバータ、１１０  モータ、１１２  補機、１１４  充電器、１１６  コンセント出力、１１８  大電力補機、１５０  電源システム、１５２ａ，１５２ｂ  メイン電源、１５４  第１サブ電源、１５６  第２サブ電源、１５８Ａ，１５８Ｂ  コンバータ、１５８Ｄ，１５８Ｅ  コンバータ、１６０ａ，１６０ｂ  モータ、１６２  補機、１６４  充電器、１６６  大電力補機、１７０  電源システム、２００  電圧コンバータ、３００  基本回路、４００  コンバータ、４０２，４０４  基本回路、４１０  コンバータ、４１２  トランス、４１４，４１６  補助回路、４２０  コンバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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