(57)【要約】【課題】小型化を図ることができる電力変換装置を提供することである。【解決手段】実施形態の電力変換装置は、直列に接続された複数の電力変換部と、並列に接続された複数の電力変換部と、絶縁回路とを持つ。直列に接続された複数の電力変換部は、第１の電源に接続可能である。並列に接続された複数の電力変換部は、前記第１の電源とは異なる第２の電源に接続可能である。絶縁回路は、前記直列に接続された複数の電力変換部と、前記並列に接続された複数の電力変換部との間を接続する。【選択図】図１
2018098834.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源に接続可能であり、それぞれが直列に接続された複数の電力変換部と、
前記第１の電源とは異なる第２の電源に接続可能であり、それぞれが並列に接続された複数の電力変換部と、
前記直列に接続された複数の電力変換部と、前記並列に接続された複数の電力変換部との間を接続した絶縁回路と、
を備える電力変換装置。
【請求項２】
前記直列に接続された複数の電力変換部は、第１の電力変換部および第２の電力変換部を備え、
前記並列に接続された複数の電力変換部は、第３の電力変換部および第４の電力変換部を備え、
前記第１の電力変換部は、前記絶縁回路を介して前記第３の電力変換部と接続され、前記第２の電力変換部は、前記絶縁回路を介して前記第４の電力変換部と接続される、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の電力変換部と前記第３の電力変換部とが出力する電圧と、前記第２の電力変換部および前記第４の電力変換部とが出力する電圧との位相を制御して、前記第１の電源と前記第２の電源との間の電力の供給状態を制御する制御部を更に備える、
請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１の電源と、前記直列に接続された複数の電力変換部のうち少なくとも一つの電力変換部との間に、リアクトルが接続される、
請求項１〜３のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の電力変換部、前記第２の電力変換部、前記第３の電力変換部、および前記第４の電力変換部のうち少なくとも一つは、ワイドバンドギャップ半導体を含む、
請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の電力変換部、前記第２の電力変換部、前記第３の電力変換部、および前記第４の電力変換部のうち少なくとも一つは、ＩＧＢＴ素子を含み、
前記ＩＧＢＴ素子にはスナバコンデンサが並列に接続される、
請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１の電力変換部および前記第２の電力変換部の各々は、コンデンサを備え、
前記制御部は、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧と前記第２の電力変換部のコンデンサの電圧とに基づき、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧と前記第２の電力変換部のコンデンサの電圧との差が小さくなるように前記第１の電力変換部および前記第２の電力変換部の少なくとも一方を制御する、
請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１の電力変換部のコンデンサと前記第２の電力変換部のコンデンサとは、互いに直列に接続されており、
前記制御部は、前記第１の電力変換部のコンデンサと前記第２の電力変換部のコンデンサの電圧の平均値と、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧および前記第２の電力変換部のコンデンサの電圧の少なくとも一方との比較に基づき、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧と前記第２の電力変換部のコンデンサの電圧との差が小さくなるように前記第１の電力変換部および前記第２の電力変換部の少なくとも一方を制御する、
請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記第１の電力変換部のコンデンサと前記第２の電力変換部のコンデンサの電圧の平均値と、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧とを比較し、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧が前記平均値よりも低い場合、前記第１の電力変換部を通じた前記第１の電源から前記第２の電源への電力供給を減らすように制御し、前記第１の電力変換部のコンデンサの電圧が前記平均値よりも高い場合、前記第１の電力変換部を通じた前記第１の電源から前記第２の電源へ電力供給を増やすように制御する、
請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第１の電源と前記直列に接続された複数の電力変換部との間、前記第２の電源と前記並列に接続された複数の電力変換部との間、前記絶縁回路と前記直列に接続された複数の電力変換部との間、前記絶縁回路と前記並列に接続された複数の電力変換部との間の少なくとも一方に設けられたコモンモードコアを更に備える、
請求項１から９のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記絶縁回路は、前記電力変換装置の筐体と絶縁体を挟んで設置され、
前記絶縁回路の筐体側のアースは、インダクタを介してアースに接続される、
請求項１から１０のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記直列に接続された複数の電力変換部および前記並列に接続された複数の電力変換部のそれぞれは、単相インバータである、
請求項１から１１のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のき電システムでは、架線電圧の低下や余剰回生電力を吸収するために蓄電装置を設置している。蓄電装置は、蓄電池電圧を任意の電圧に変換して出力するための変圧器を備えている。しかしながら、架線側の電圧が蓄電池側の電圧よりも大幅に高い場合、架線側につながる一次側の回路および変圧器から電力が出力される二次側の回路に同じ定格電圧の半導体素子を適用することができず、必然的に架線側につながる一次側の素子定格電圧が高くなる。このような場合、半導体素子のスイッチング損失が増加することから、冷却が困難になるためスイッチング周波数を下げる、もしくは、変換器の冷却能力を強化することになる。スイッチング周波数を下げる場合、高周波トランスの変圧器が周波数の低下に比例して大型化し、変換器の体格増加につながる。一方、冷却を強化する場合についても冷却機器の体積が必然的に増加することから変換器の体格増加につながる場合があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−１７７５５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明が解決しようとする課題は、小型化を図ることができる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
実施形態の電力変換装置は、直列に接続された複数の電力変換部と、並列に接続された複数の電力変換部と、絶縁回路とを持つ。直列に接続された複数の電力変換部は、第１の電源に接続可能である。並列に接続された複数の電力変換部は、前記第１の電源とは異なる第２の電源に接続可能である。絶縁回路は、前記直列に接続された複数の電力変換部と、前記並列に接続された複数の電力変換部との間を接続する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】第１の実施形態の電力変換装置の一例を示す図。
【図２】電力変換部１２−１〜１２−４の構成例を示す図。
【図３】スナバコンデンサを備えた電力変換部の一例を示す図。
【図４】ワイドバンドギャップ半導体を備えた電力変換部の一例を示す図。
【図５】直流電源３０と、直流電源３２とにおける電力供給の様子を説明するための図。
【図６】制御部２０の機能構成の一例を示す図。
【図７】電圧演算部２１の機能構成の一例を示す図。
【図８】第２の実施形態の電力変換装置の一例を示す図。
【図９】第３の実施形態の電力変換装置の一例を示す図。
【図１０】第４の実施形態の電力変換装置の一例を示す図。
【図１１】第５の実施形態の変圧器１４−１および１４−２の構成例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下、実施形態の電力変換装置を、図面を参照して説明する。なお本願でいう「接続」とは、電気的接続を意味する場合も含む。
【０００８】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の電力変換装置の一例を示す図である。電力変換装置１は、例えば、鉄道用定置型システムに用いられる。電力変換装置１は、例えば、第１の直流電源（直流電源３０）と第２の直流電源（直流電源３２）との間で双方向の電力供給が可能なコンバータ装置である。
【０００９】
図１に示す電力変換装置１は、高周波絶縁回路１０−１および１０−２と、制御部２０とを備える。高周波絶縁回路１０−１は、電力変換部１２−１および１２−３と、変圧器１４−１とを備える。電力変換部１２−１と１２−３とは、変圧器１４−１を介して直列に接続されている。高周波絶縁回路１０−２は、電力変換部１２−２および１２−４と、変圧器１４−２とを備える。電力変換部１２−２と１２−４とは、変圧器１４−２を介して直列に接続されている。電力変換部１２−１は、「第１の電力変換部」の一例である。電力変換部１２−２は、「第２の電力変換部」の一例である。電力変換部１２−３は、「第３の電力変換部」の一例である。電力変換部１２−４は、「第４の電力変換部」の一例である。変圧器１４−１および変圧器１４−２は、「絶縁回路」の一例を形成している。第１の実施形態では、図１に示す高周波絶縁回路１０−１および１０−２を用いたデュアルアクティブブリッジ回路で、双方向の電力融通を可能とする。
【００１０】
電力変換部１２−１および１２−２は、互いに直列に接続されるとともに、直流電源３０と接続される。直流電源３０は、例えば、架線である。直流電源３０の電圧は、例えば、約１５００Ｖである。直流電源３０は、「第１の電源」の一例である。
【００１１】
電力変換部１２−３および１２−４は、互いに並列に接続されるとともに、直流電源３２と接続される。直流電源３２は、例えば、蓄電池等のエネルギー蓄積素子である。直流電源３２の電圧は、例えば、約７５０Ｖである。直流電源３２は、「第２の電源」の一例である。
【００１２】
変圧器１４−１および１４−２は、高周波変圧器（高周波トランス）である。変圧器１４−１および１４−２の巻線比は、例えば１：１である。変圧器１４−１の一次側には、電力変換部１２−１が直列に接続される。また、変圧器１４−１の二次側には、電力変換部１２−３が直列に接続される。言い換えると、電力変換部１２−１と電力変換部１２−３とは変圧器１４−１を介して接続されている。一方で、変圧器１４−２の一次側には、電力変換部１２−２が直列に接続される。また、変圧器１４−２の二次側には、電力変換部１２−４が直列に接続される。言い換えると、電力変換部１２−２と電力変換部１２−４とは変圧器１４−２を介して接続されている。第１の実施形態では、例えば、電力変換部１２−１〜１２−４の少なくとも１つを高周波スイッチングすることで、直流電源３０から直流電源３２へ、または、直流電源３２から直流電源３０へ電力を供給する。なお、変圧器１４−１および１４−２は、直流電源３０の電圧と、直流電源３２の電圧とがバランスされている場合には、一次側の回路と、二次側の回路とを絶縁する。また、変圧器１４−１および１４−２は、直流電源３０の電圧と、直流電源３２の電圧とがバランスされていない場合には、電圧の高い方の回路から電圧の低い方の回路へ電圧を供給する。
【００１３】
電力変換部１２−１は、電力変換部１２−２と直列に接続される。この場合、直流電源３０に対し、電力変換部１２−１と電力変換部１２−２との電圧分担が半分になることで、電力変換部１２−１と電力変換部１２−２に用いられる素子の定格電圧を下げることができる。定格電圧の低い素子を使用することにより、スイッチング時に発生する損失を低減することができる。スイッチング損失が低減できることから、電力変換装置１内の冷却に余裕ができる。これにより、変圧器１４−１および１４−２の周波数を上げることができ、変圧器１４−１および１４−２の体格を低減することができる。また別の観点で見ると、電力変換部１２−１〜１２−４を冷却するための冷却機器の小型化を図ることができる。
【００１４】
一方、並列に接続される変圧器１４−１および１４−２を介して直流電源３２側に接続される電力変換部１２−３および１２−４は、直流電源３２の電圧に応じた絶縁定格を満たせばよい。例えば、直流電源３２の電圧を１１００Ｖとし、第１の直流電源３０の電圧が９００Ｖに至る場合でも、直流電源３０と、直流電源３２との間の電力潮流を制御することができる。
【００１５】
制御部２０は、電力変換装置１の全体または一部を制御する。制御部２０は、例えばプログラムを実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサ、ＬＳＩ（Large Scale Integration）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等のハードウェア、或いは、これらの組み合わせによって実現される。制御部２０の機能の詳細については、後述する。
【００１６】
次に、電力変換部１２−１〜１２−４について具体的に説明する。図２は、電力変換部１２−１〜１２−４の構成例を示す図である。図２に示す各電力変換部１２−１〜１２−４は同様の構成であるため、以下の説明では電力変換部１２−１を用いて具体的に説明する。
【００１７】
電力変換部１２−１は、例えば、４つの半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄと、コンデンサ１２−１ｅとを備える。４つの半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄは、フルブリッジの単相インバータである。半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のように、電流をオン／オフ制御することができる素子である。半導体スイッチング素子１２−１ａと１２−１ｂとは、直列に接続される。変圧器１４−１は、半導体スイッチング素子１２−１ａと１２−１ｂとの間と接続する。半導体スイッチング素子１２−１ｃと１２−１ｄとは、直列に接続される。変圧器１４−１は、半導体スイッチング素子１２−１ｃと１２−１ｄとの間と接続する。半導体スイッチング素子１２−１ａおよび１２−１ｂと、半導体スイッチング素子１２−１ｃおよび１２−１ｄとは並列に接続される。
【００１８】
コンデンサ１２−１ｅは、４つの半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄによるインバータ回路よりも、直流電源３０側に設けられている。コンデンサ１２−１ｅは、電気を充電または放電する。また、コンデンサ１２−１ｅは、電圧を安定させたり、ノイズを取り除く処理を行ってもよい。コンデンサ１２−１ｅを設けることで、半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄの損失が減るため、発熱量を抑制することができる。
【００１９】
なお、電力変換部１２−１には、コンデンサ１２−１ｅの電圧を検出する電圧検出部１２−１ｆを備えていてもよい。電圧検出部１２−１ｆにより検出された電圧値は、制御部２０に出力される。電力変換部１２−１のコンデンサ１２−１ｅと、電力変換部１２−２のコンデンサ１２−２ｅとは、直列に接続される。電力変換部１２−３のコンデンサ１２−３ｅと、電力変換部１２−４のコンデンサ１２−４ｅとは、並列に接続される。
【００２０】
ここで、半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄは、ＩＧＢＴの代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であってもよい。また、電力変換部１２−１〜１２−４は、それぞれに設けられた半導体スイッチング素子に対して、スナバコンデンサを備えてもよい。図３は、スナバコンデンサを備えた電力変換部の一例を示す図である。なお、図３の例では、電力変換部１２−１に対応する電力変換部１２−１’の部分を概略的に示すものである。図３の例では、各半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄのそれぞれに対してスナバコンデンサ４１ａ〜４１ｄが並列に接続されている。スナバコンデンサ４１ａ〜４１ｄを備えることで、素子のスイッチング損失を抑えることができる。
【００２１】
更に、第１の実施形態では、半導体スイッチング素子にＳｉＣ（Silicon Carbide）等のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。図４は、ワイドバンドギャップ半導体を備えた電力変換部の一例を示す図である。図４の例では、電力変換部１２−１に対応する電力変換部１２−１’’の部分を概略的に示すものである。ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップの大きい半導体である。例えば、ワイドバンドギャップは、約２．２［ｅＶ］程度以上のバンドギャップを持つ。ワイドバンドギャップ半導体には、例えば、ＩＩＩ−Ｖ族半導体が含まれる。
【００２２】
図４の例では、上述したＩＧＢＴの半導体スイッチング素子１２−１ａ〜１２−１ｄと同様の配置で、ワイドバンドギャップ半導体４２−１ａ〜４２−１ｄが設置されている。ワイドバンドギャップ半導体４２−１ａ〜４２−１ｄを備えることで、より一層の低損失化や高周波化による装置の小型化を図ることができる。なお、第１の実施形態では、電力変換部１２−１〜１２−４ごとに異なる半導体スイッチング素子を用いてもよい。例えば、直流電源３０の方が直流電源３２よりも高電圧である場合、一次側の電力変換部１２−１および１２−２の半導体スイッチング素子を、二次側の電力変換部１２−１および１２−２の半導体スイッチング素子よりも絶縁性の高い素子を用いる。また、電力変換部１２−１〜１２−４のそれぞれに含まれる複数の半導体スイッチング素子に異なる素子を備えてもよい。
【００２３】
次に、直流電源３０と、直流電源３２とにおける電力供給の様子について説明する。図５は、直流電源３０と、直流電源３２とにおける電力供給の様子を説明するための図である。ここで、図５（Ａ）に示すように変圧器１４−１および１４−２の一次側の電圧をＶｔｒ１とし、二次側の電圧をＶｔｒ２とする。電圧Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２は、図５（Ｂ）および図５（Ｃ）に示すように、時刻Ｔに対して、交流パルス電圧を出力する。
【００２４】
このとき、図５（Ｂ）に示すように、変圧器１４−１および１４−２の一次側の電圧Ｖｔｒ１に対し、二次側の電圧Ｖｔｒ２の位相がδ［ｒａｄ］遅れることにより、その位相差に基づいて直流電源３０から直流電源３２へ電力供給を行うことができる。
【００２５】
また、図５（Ｃ）に示すように、変圧器１４−１および１４−２の一次側の電圧Ｖｔｒ１に対し、二次側の電圧Ｖｔｒ２の位相がδ［ｒａｄ］進むことにより、その位相差に基づいて直流電源３２から直流電源３０へ電力供給を行うことができる。ここで、各電力変換部１２−１〜１２−４に基づいて、第１の電源３０から第２の電源３２へ出力される供給電力ＰＤＣは、「ＰＤＣ＝（Ｅ１×Ｅ２／ωＬ）×（δ−δ２／π）」で表される。
【００２６】
上述の供給電力ＰＤＣの式において、Ｅ１は、例えば、直流電源３０に接続される電力変換部１２−１のコンデンサ１２−１ｅまたは電力変換部１２−２のコンデンサ１２−２ｅの電圧である。Ｅ２は、直流電源３２に接続される電力変換部１２−３のコンデンサ１２−３ｅまたは電力変換部１２−４のコンデンサ１２−４ｅの電圧である。ωは、角周波数であり、ω＝２πfで表される。この場合、ｆは、制御部２０が変圧器１４−１および１４−２に印加する周波数である。また、Ｌは、変圧器１４−１および１４−２の漏れインダクタンスと、電力変換部１２から変圧器１４までの導体インダクタンスを加算した値である。δは、直流電源３０に接続される電力変換部１２−１および１２−２が、変圧器１４−１および１４−２に出力する交流を基準とした、直流電源３２に接続される電力変換部１２-３および１２−４が出力する電圧の位相差［ｒａｄ］である。
【００２７】
例えば、直流電源３０側に接続される電力変換部１２−１および１２−２の電圧分担が偏ると、素子耐圧が不足し、素子故障に至る可能性がある。そのため、第１の実施形態では、直流電源３０接続される電力変換部１２−１のコンデンサ電圧Ｖｄｃ１と、電力変換部１２−２のコンデンサ電圧Ｖｄｃ２とにおける電圧分担を管理する。
【００２８】
制御部２０は、上述の電圧分担が略均等になるように制御する。例えば、制御部２０は、電力変換部１２−１のコンデンサ１２−１ｅの電圧と、電力変換部１２−２のコンデンサ１２−２ｅの電圧とに基づき、それぞれの電圧の差が小さくなるように電力変換部１２−１および電力変換部１２−２の少なくとも一方を制御する。
【００２９】
ここで、制御部２０の機能の詳細について、図を用いて説明する。図６は、制御部２０の機能構成の一例を示す図である。図６の例において、制御部２０は、電圧演算部２１と、判定部２２と、電力バランス制御部２３とを備える。電圧演算部２１は、電力変換部１２−１および１２−２のコンデンサ電圧Ｖｄｃ１およびＶｄｃ２を入力し、入力したコンデンサ電圧Ｖｄｃ１およびＶｄｃ２に基づいて、電圧演算を行う。図７は、電圧演算部２１の機能構成の一例を示す図である。図７に示す電圧演算部２１は、例えば、演算部２１ａ、２１ｃ、および２１ｅと、増幅部２１ｂ、２１ｄ、および２１ｆとを備える。
【００３０】
図７の例において、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１は、電力変換部１２−１の電圧検出部１２−１ｆまたは電力変換部１２−２の電圧検出部１２−２ｆの少なくとも一方で検出された電圧値である。また、コンデンサ電圧Ｖｄｃ２は、電力変換部１２−３の電圧検出部１２−３ｆまたは電力変換部１２−４の電圧検出部１２−４ｆの少なくとも一方で検出された電圧値である。演算部２１ａは、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１とＶｄｃ２とを加算する。増幅部２１ｂは、演算部２１ａにより得られた値に１／２を乗じる。演算部２１ａおよび増幅部２１ｂの処理により、平均コンデンサ電圧が算出される。
【００３１】
次に、演算部２１ｃは、増幅部２１ｂから出力された平均コンデンサ電圧と、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１との差分を算出する。増幅部２１ｄは、演算部２１ｃにより算出された差分値に、所定の制御ゲインＫｐを乗じて差分電圧値δａｄｄ１を出力する。また、演算部２１ｅは、増幅部２１ｂから出力された平均コンデンサ電圧と、コンデンサ電圧Ｖｄｃ２との差分を算出する。増幅部２１ｆは、演算部２１ｅにより算出された値に所定の制御ゲインＫｐを乗じて差分電圧値δａｄｄ２を出力する。
【００３２】
なお、電圧演算部２１は、図７の構成例において、更に、演算部２１ｃと、増幅部２１ｄとの間、および演算部２１ｅと増幅部２１ｆとの間に、それぞれ一次遅延回路を設けてもよい。一次遅延回路を設けることで、電力バランス制御の応答を緩やかにすることができる。
【００３３】
判定部２２は、電圧演算部２１により算出された差分電圧値δａｄｄ１を高周波絶縁回路１０−１および１０−２で制御しているそれぞれの位相制御値δに加算し、加算により得られる値（δ+δａｄｄ１、δ+δａｄｄ２）となる。判定部２２は、この結果に基づいて、例えば、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１が平均値よりも高いか、低いかを判定する。
【００３４】
そして、判定部２２は、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１が平均値よりも高い場合に、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１が減る方向、すなわち直流電源３０から直流電源３２へ電力供給が増える方向にバランス制御を行うと判定する。また、判定部２２は、コンデンサ電圧Ｖｄｃ１が平均値よりも低い場合に、第２のコンデンサ電圧を減らす方向、すなわち直流電源３２から直流電源３０へ電力を供給する方向にバランス制御を行うと判定する。
【００３５】
電力バランス制御部２３は、判定部２２により判定された結果に基づく電力バランス制御を行う。例えば、電力バランス制御部２３は、判定部２２により判定された結果に基づいて、電力変換部１２−１〜１２−４の少なくとも１つに対する電圧制御を行う。これにより、直列にした高周波絶縁回路１０−１および１０−２の電圧が均等になるように調整することができる。
【００３６】
上述したように、第１の実施形態によれば、電圧分担を行うことで、素子のスイッチング損失を抑制することができる。そのため、素子の発熱量が低減され、冷却機器等の設備を小型化することができる。また、従来ではスイッチング周波数を下げる場合の高周波トランスの変圧器が周波数の低下に比例して大型化するが、第１の実施形態では、スイッチング周波数を下げる制御を行わないため、変圧器１４の体格を小型化することができる。したがって、任意の入力電圧、出力電圧の電源に接続され電力潮流を制御する電力変換装置１を小型化することができる。更に、第１の実施形態によれば、高周波絶縁による低騒音化を図ることができる。
【００３７】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。なお、以下の説明において、上述した第１の実施形態と同様の構成部分については、同様の名称および符号を付するものとし、ここでの具体的な説明は省略する。
【００３８】
図８は、第２の実施形態の電力変換装置の一例を示す図である。図８に示す電力変換装置２は、高周波絶縁回路１０−１および１０−２と、制御部２０と、リアクトル５０とを備える。第２の実施形態は、上述した第１の実施形態と比較すると、リアクトル５０を備えている。したがって、以下の説明では、リアクトル５０について説明する。
【００３９】
リアクトル５０は、直流電源３０の正極側と電力変換部１２−２との間に接続される。したがって、電力変換装置２には、リアクトル５０と、電力変換部１２が備えるコンデンサ１２−１ｅ〜１２−４ｅとにより、ＬＣフィルタが構成される。これにより、高調波電流成分の直流電源３０への流出を抑制することができる。
【００４０】
上述したように、第２の実施形態によれば、リアクトル５０とコンデンサ１２−１ｅ〜１２−４ｅとにより高調波を吸収し、電力変換装置２における他の構成への悪影響を軽減することができる。
【００４１】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について説明する。なお、以下の説明において、上述した第１の実施形態と同様の構成部分については、同様の名称および符号を付するものとし、ここでの具体的な説明は省略する。
【００４２】
図９は、第３の実施形態の電力変換装置の一例を示す図である。図９に示す電力変換装置３は、高周波絶縁回路１０−１および１０−２と、制御部２０と、コモンモードコア６０および６１とを備える。第３の実施形態は、上述した第１の実施形態と比較すると、電力変換装置３は、２つのコモンモードコア６０および６１を備える。したがって、以下の説明では、２つのコモンモードコア６０および６１について説明する。
【００４３】
コモンモードコア６０は、直流電源３０と、電力変換部１２−１および電力変換部１２−２との間に並列に接続される。コモンモードコア６２は、直流電源３２と、電力変換部１２−３および電力変換部１２−４との間に並列に接続される。コモンモードコア６０および６１は、例えば、コモンモードチョークである。
【００４４】
コモンモードコア６０は、直流電源３０に対して流出するコモンモード電流を抑制する。また、コモンモードコア６１は、直流電源３２に対して流出するコモンモード電流を抑制する。
【００４５】
上述したように、第３の実施形態によれば、直流電源３０および第２の直流電源３２は、コモンモード電流による影響を受けずに安定した電源供給を行うことができる。したがって、電力変換装置３において、電圧分担も適切に行うことができる。また、コモンモード電流に対する対策を行うことで、ＳｉＣ等の高速なスイッチング素子が使用できる。そのため、スイッチング損失を抑制することができ、素子の発熱量が低減されるため、冷却機器等の設備を小型化することができる。
【００４６】
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態について説明する。なお、以下の説明において、上述した第３の実施形態と同様の構成部分については、同様の名称および符号を付するものとし、ここでの具体的な説明は省略する。
【００４７】
図１０は、第４の実施形態の電力変換装置の一例を示す図である。図１０に示す電力変換装置４は、上述した第３の実施形態と比較すると、コモンモードコアの接続位置が異なる。図１０に示す電力変換装置４は、高周波絶縁回路１０−１および１０−２と、制御部２０と、コモンモードコア６２〜６５とを備える。図１０の例では、変圧器１４−１の一次側にコモンモードコア６２が設置され、二次側にコモンモードコア６３が設置される。また、変圧器１４−２の一次側にコモンモードコア６４が設置され、二次側にコモンモードコア６５が設置される。
【００４８】
上述したように、第４の実施形態によれば、図１０に示すような構成にすることで、第３の実施形態と同様に、コモンモード電流を抑制することができる。なお、第４の実施形態では、４箇所にコモンモードコア６２〜６５を設置したが、例えば、図１０に示すルートＲに示すような電流経路上のコモンモード電流を減衰させればよいため、コモンモードコア６２〜６５のうち、少なくとも１つを設置すればよい。
【００４９】
（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態について説明する。第５の実施形態では、上述した第１〜第４の実施形態における変圧器１４−１および１４−２以外の部分は、これらの実施形態と同様の構成であるため、以下では、主に変圧器１４−１および１４−２の部分の構成について説明する。図１１は、第５の実施形態の変圧器１４−１および１４−２の構成例を示す図である。図１１の例では、変圧器１４−１および変圧器１４−２と、第１〜第４の実施形態における電力変換装置１〜４の筐体７０との間に絶縁体７２を備える。言い換えると、変圧器１４−１および１４−２は、絶縁体７２を挟んで筐体７０に設置される。なお、図１１の例では、説明の便宜上、第１〜第４の実施形態における電力変換装置１〜４の筐体の一部を示している。筐体７０は、アース７４と接続され、変圧器１４−１および１４−２は、インダクタ７６を介してアース７４と接続される。
【００５０】
上述したように、第５の実施形態によれば、変圧器１４−１および１４−２と筐体７０とを絶縁体７２で絶縁することで、電力変換装置１〜４の筐体（アース）側にコモンモード電流が流出するのを抑制することができる。これにより、電力変換装置内の電磁誘導障害を低減し、安定して装置を稼働させることが可能となる。
【００５１】
なお、電力変換装置の実施形態については、上述した第１〜第５の実施形態に限定されるものではなく、例えば第１〜第５の実施形態のうち、一部または全部を組み合わせてもよい。また、上述の各実施形態では、２つの高周波絶縁回路１０−１および１０−２に対する電圧分担の制御等について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば直流電源３０および直流電源３２の電圧値に応じて３以上の高周波絶縁回路を設け、制御部２０がそれぞれの電圧分担の制御を行ってもよい。例えば、直流電源３０が約３０００Ｖである場合に、４つの高周波絶縁回路を備えてもよい。
【００５２】
以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、電力変換装置１（２〜４）は、第１の電源３０に接続可能であり、それぞれが直列に接続された複数の電力変換部１２−１および１２−２と、前記第１の電源３０とは異なる第２の電源３２に接続可能であり、それぞれが並列に接続された複数の電力変換部１２−３および１２−４と、前記直列に接続された複数の電力変換部と、前記並列に接続された複数の電力変換部との間を接続した絶縁回路１４と、を持つことにより、電力変換装置の小型化を図ることができる。
【００５３】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００５４】
１〜４…電力変換装置、１０…高周波絶縁回路、１２…電力変換部、１４…変圧器、２０…制御部、２１…電圧演算部、２２…判定部、２３…電力バランス制御部、３０…第１の直流電源、３２…第２の直流電源、４１…スナバコンデンサ、４２…ワイドバンドギャップ半導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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