(57)【要約】【課題】コンバータ装置の信頼性を高める。【解決手段】電気回路であるコンバータ装置１００は、平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８を備える。制御部２１０は、通常動作状態において、電流センサ１０８からの電流検出値ＤＣＳにもとづいて電気回路を制御する。異常判定器２２０は、突入電流防止抵抗１０４を介した平滑コンデンサ１０２の初期充電状態において、電流センサ１０８からの電流検出値ＤＣＳにもとづいて異常判定を行う。【選択図】図２
2018098836.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサと、前記コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、前記突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、前記充電経路上に設けられた電流センサと、を有する電気回路の制御装置であって、
通常動作状態において、前記電流センサからの電流検出値にもとづいて前記電気回路を制御する制御部と、
通常動作状態に先立つ前記突入電流防止抵抗を介した前記コンデンサの初期充電状態において、前記電流センサからの電流検出値にもとづいて異常判定を行う異常判定器と、
を備えることを特徴とする制御装置。
【請求項２】
前記異常判定器による判定結果を表示する表示部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記異常判定器は、前記電気回路への入力電圧および前記コンデンサの電圧の少なくとも一方の測定値にもとづいて、前記異常判定を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記異常判定器は、前記初期充電状態において、前記入力電圧と前記コンデンサの電圧の差分の測定値が所定値より大きい期間、あるいは前記入力電圧と前記コンデンサの電圧の測定値から計算される充電電流が所定値より大きい期間を、異常判定期間とすることを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
【請求項５】
コンデンサと、
前記コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、
前記突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、
前記充電経路上に設けられた電流センサと、
請求項１から４のいずれかに記載の制御装置と、
を備えることを特徴とする電気回路。
【請求項６】
電力変換装置であることを特徴とする請求項５に記載の電気回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
パワーエレクトロニクスの分野において、直流電圧のレベルを変換するＤＣ／ＤＣコンバータ、トランスで絶縁された１次側と２次側の間で電力を授受する双方向コンバータ、直流電力を交流電力に変換するインバータなど、さまざまな電力変換装置が用いられる。
【０００３】
図１は、モータ駆動システム２の回路図である。モータ駆動システム２は、直流電源４、スイッチ６、コンバータ装置１００Ｒ、インバータ装置８、モータ１０を備える。
【０００４】
直流電源４は、電池やキャパシタなどの蓄電手段を含み、直流電圧ＶＩＮを生成する。あるいは直流電源４は、エンジンにより駆動される発電機と整流器の組み合わせを含んでもよい。直流電圧ＶＩＮは、スイッチ６を介してコンバータ装置１００Ｒの入力端子Ｐ１に供給される。
【０００５】
コンバータ装置１００Ｒは、直流の入力電圧ＶＩＮを昇圧し、出力端子Ｐ２，Ｎ２に接続されるＤＣリンクバス１２Ｐ，１２Ｎの間に、ＤＣリンク電圧（出力電圧）ＶＤＣを発生する。インバータ装置８は、ＤＣリンク電圧ＶＤＣを受け、モータ１０に交流の駆動電圧を供給する。
【０００６】
コンバータ装置１００Ｒは、平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８、放電抵抗１１０、リアクトルＬ１〜Ｌ３、スイッチング素子ＭＨ１〜ＭＨ３，ＭＬ１〜ＭＬ３を備える。
【０００７】
Ｎ極ラインＬＮは、Ｎ極側の入力端子Ｎ１とＮ極側の出力端子Ｎ２の間を接続する。またＰ極ラインＬＰは、出力端子Ｐ２と接続されている。平滑コンデンサ１０２は、Ｐ極ラインＬＰとＮ極ラインＬＮの間に設けられる。平滑コンデンサ１０２は直列に接続される２個のコンデンサＣ１１，Ｃ１２を含む。放電抵抗１１０は、平滑コンデンサ１０２と並列に接続されており、コンバータ装置１００Ｒの停止状態において、平滑コンデンサ１０２の電荷を放電する。放電抵抗１１０はコンデンサＣ１１，Ｃ１２それぞれと並列に接続される抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を含む。ダイオードＤ１１，Ｄ１２は回路保護のために設けられる。
【０００８】
リアクトルＬ１〜Ｌ３、スイッチング素子ＭＨ１〜ＭＨ３，ＭＬ１〜ＭＬ３、平滑コンデンサ１０２は、昇圧コンバータ（Boostコンバータ）であり、入力電圧ＶＩＮを昇圧し、直流電圧ＶＤＣを発生する。
【０００９】
電流センサ１０８は、コンバータ装置１００Ｒの動作時において、入力ラインＬＩＮおよびリアクトルＬ１〜Ｌ３に流れるリアクトル電流ＩＬを検出するために設けられる。制御装置２００Ｒは、ＤＣリンク電圧ＶＤＣが所定の目標電圧と一致するように、ＤＣリンク電圧ＶＤＣの検出値およびリアクトル電流ＩＬの検出値にもとづいてスイッチングコンバータ１３０をフィードバック制御する。
【００１０】
突入電流防止抵抗１０４および開閉器１０６は、コンバータ装置１００Ｒの起動時の突入電流を抑制するために設けられる。起動直後の初期充電状態において、開閉器１０６がオフされ、突入電流防止抵抗１０４および保護回路であるダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して、平滑コンデンサ１０２が充電される。これにより突入電流を抑制しつつ、平滑コンデンサ１０２を充電し、入力電圧ＶＩＮの近傍までＤＣリンク電圧ＶＤＣを上昇させる。
【００１１】
そしてＤＣリンク電圧ＶＤＣが入力電圧ＶＩＮ付近まで上昇すると、初期充電状態が終了し、開閉器１０６がオンされ、突入電流防止抵抗１０４がバイパスされる。そしてスイッチングコンバータ１３０の動作が開始し、ＤＣリンク電圧ＶＤＣがその目標電圧に安定化される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平６−２３２６４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明者は、図１のコンバータ装置１００Ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
【００１４】
制御装置２００Ｒは、ＤＣリンク電圧ＶＤＣの検出値（フィードバック値）とその目標値の誤差に応じて、リアクトル電流ＩＬの目標値を設定し、リアクトル電流ＩＬの検出値が目標値に近づくようにスイッチングコンバータ１３０のデューティ指令値を生成する。
【００１５】
電流センサ１０８のコネクタが抜ける異常が発生する場合がある。このような異常状態では、制御装置２００Ｒにリアクトル電流ＩＬの正しい検出値が入力されない。たとえばリアクトル電流ＩＬが流れているにもかかわらず、その検出値がゼロを示す場合には、リアクトル電流ＩＬがさらに増加する方向にフィードバックがかかり、リアクトル電流ＩＬが際限なく上昇していき、やがて過電流となる。
【００１６】
電流センサ１０８のコネクタ外れの対策として、特許文献１には、コネクタ抜けの検出回路が開示されている。しかしながら、このような検出回路は、追加の部品が必要となるためコスト増の要因となる。加えて検出できるのはコネクタ抜けのみであり、電流センサ１０８自体の異常や、電流センサ１０８と制御装置２００Ｒを接続するケーブルの異常は検出できない。
【００１７】
本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、少ない追加部品で、電流検出系の異常を判定可能な制御装置の提供にある
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明のある態様は電気回路の制御装置に関する。電気回路は、コンデンサと、コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、充電経路上に設けられた電流センサと、を有する。制御装置は、通常動作状態において、電流センサからの電流検出値にもとづいて電気回路を制御する制御部と、通常動作状態に先立つ突入電流防止抵抗を介したコンデンサの初期充電状態において、電流センサからの電流検出値にもとづいて異常判定を行う異常判定器と、を備える。
【００１９】
電気回路が正常である場合に、初期充電状態において突入電流防止抵抗に流れる充電電流は、その抵抗値および印加される電圧にもとづいて計算することができる。通常動作状態に使用される電流センサを、初期充電状態における充電電流の監視に流用し、電流センサにより測定される充電電流を、その理想波形から導かれる判定基準に照らすことにより、電流検出系の異常を判定できる。この態様は、追加の部品をほとんど、あるいは全く必要としない。
【００２０】
突入電流防止抵抗の抵抗値をＲ、電気回路への入力電圧をＶＩＮ、コンデンサの電圧をＶＤＣとするとき、正常時に期待される充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）は式（１）で与えられる。
ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）＝（ＶＩＮ−ＶＤＣ）／Ｒ    …（１）
したがって式（１）で計算される充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）にもとづいて判定基準を定めて、電流検出系の異常を判定してもよい。
【００２１】
制御装置は、異常判定器による判定結果を表示する表示部をさらに備えてもよい。これにより、ユーザに電流検出系の異常発生を通知でき、適切な処理を促すことができる。
【００２２】
異常判定器は、電気回路への入力電圧およびコンデンサの電圧の少なくとも一方の測定値にもとづいて、異常判定を行ってもよい。
【００２３】
異常判定器は、初期充電状態において、入力電圧とコンデンサの電圧の差分の測定値が所定値より大きい期間、あるいは入力電圧とコンデンサの電圧の測定値から計算される充電電流が所定値より大きい期間を、異常判定期間としてもよい。
【００２４】
電気回路への入力電圧およびコンデンサの電圧の少なくとも一方の測定値にもとづいて、充電電流の正常範囲が設定されてもよい。これにより電流検出系の異常をさらに正確に判定できる。
【００２５】
本発明の別の態様は、電気回路に関する。電気回路は、コンデンサと、コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、充電経路上に設けられた電流センサと、上述のいずれかの制御装置と、を備えてもよい。
【００２６】
電気回路は、電力変換装置であってもよい。コンデンサは、ＤＣリンクバスに接続される平滑コンデンサであってもよい。
【００２７】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【００２８】
さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、すべての欠くべからざる特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、少ない追加部品で、電流検出系の異常を判定できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】モータ駆動システムの回路図である。
【図２】実施の形態に係るコンバータ装置の回路図である。
【図３】初期充電状態における充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）とＤＣリンク電圧ＶＤＣの波形図である。
【図４】異常判定処理のフローチャートである。
【図５】コンバータ装置の正常時の動作波形図である。
【図６】コンバータ装置の異常時の動作波形図である。
【図７】変形例に係るスイッチングコンバータの回路図である。
【図８】コンバータ装置を備える産業機械のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３２】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３３】
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３４】
本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
【００３５】
図２は、実施の形態に係るコンバータ装置１００の回路図である。コンバータ装置１００は、平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８、スイッチングコンバータ１３０および制御装置２００を備える。
【００３６】
平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８、放電抵抗１１０、保護回路１２０、スイッチングコンバータ１３０については、図１を参照して説明した通りである。
【００３７】
電流センサ１０８は、たとえばカレントトランスであり、フィードバック制御において参照されるリアクトル電流ＩＬの経路であって、かつ初期充電状態における平滑コンデンサ１０２への充電電流ＩＣＨＧの経路の上に設けられる。電流センサ１０８は、センス抵抗とセンス抵抗の電圧降下を増幅するアンプを含むセンサであってもよい。電流センサ１０８が生成する電流検出値ＤＣＳは、スイッチングコンバータ１３０の動作状態において、リアクトル電流ＩＬの検出値ＩＬ（ＭＥＡＳ）を示し、初期充電状態において充電電流ＩＣＨＧの測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）を示す。
【００３８】
開閉器１０６は、電磁接触器（ＭＣ：Electromagnetic Contactor）や電磁開閉器（ＭＷ：Electromagnetic Switch）、電磁リレーなどの機械的な接点を有するスイッチ素子である。
【００３９】
制御装置２００は、制御部２１０、異常判定器２２０、表示装置２３０、シーケンサ２４０を備える。
【００４０】
制御部２１０は、通常動作状態において、電流センサ１０８が生成する電流検出値ＤＣＳにもとづいてスイッチングコンバータ１３０を制御する。制御部２１０は、パルス発生器２１２およびドライバ２１４を含む。パルス発生器２１２には、電流検出値ＤＣＳに加えて、ＤＣリンク電圧ＶＤＣの検出値ＤＶＳが入力されている。パルス発生器２１２はたとえばパルス幅変調器あるいはパルス周波数変調器を含む。パルス発生器２１２の構成は特に限定されず、公知技術を用いて構成すればよい。
【００４１】
一例としてパルス発生器２１２は、電圧制御器と、電流制御器と、パルス変調器と、を含んでもよい。電圧制御器は、ＰＩ（比例・積分）コントローラやＰＩＤ（比例・積分・微分）コントローラであり、ＤＣリンク電圧ＶＤＣの検出値ＤＶＳと目標値の誤差に応じた電流指令値を生成する。電流制御器は、電流検出値ＩＬ（ＭＥＡＳ）と電流指令値ＩＲＥＦの誤差に応じたデューティ指令値を生成する。パルス変調器は、デューティ指令値に応じたデューティ比を有するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。
【００４２】
ドライバ２１４は、パルス信号ＳＰＷＭに応じて、スイッチングコンバータ１３０のスイッチング素子ＭＨ１〜ＭＨ３，ＭＬ１〜ＭＬ３を駆動する。
【００４３】
異常判定器２２０は、突入電流防止抵抗１０４を介した平滑コンデンサ１０２の初期充電状態において、電流センサ１０８が検出した電流検出値ＤＣＳにもとづいて異常判定を行う。
【００４４】
表示装置２３０は、異常判定器２２０による判定結果を表示する。たとえば表示装置２３０は、異常が検出されると、「電流検出系の異常」などのメッセージを表示してもよいし、異常を示すアイコンや画像を表示してもよい。
【００４５】
シーケンサ２４０は、コンバータ装置１００全体の動作を制御する。シーケンサ２４０は、コンバータ装置１００の起動が指示されると、初期充電状態となり、開閉器１０６をオフする。そして初期充電状態において突入電流防止抵抗１０４および保護回路１２０のダイオードを介して、平滑コンデンサ１０２の充電が完了すると、通常動作状態に遷移し、開閉器１０６をオンする。シーケンサ２４０による処理は、後出の図４のフローチャートに例示的に示される。
【００４６】
通常動作状態では、開閉器１０６がオンとなり、突入電流防止抵抗１０４がバイパスされる。制御部２１０は通常動作状態においてアクティブとなり、ＤＣリンク電圧ＶＤＣが目標電圧に安定化されるようにスイッチングコンバータ１３０を制御する。
【００４７】
異常判定器２２０、シーケンサ２４０、パルス発生器２１２は、コンピュータやプロセッサなどのハードウェアとソフトウェアの組み合わせで構成してもよいし、ＦＰＧＡやロジック回路などのハードウェアで構成してもよい。
【００４８】
以上がコンバータ装置１００の構成である。
電気回路が正常である場合に、初期充電状態において突入電流防止抵抗１０４に流れるであろう充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）は、その抵抗値および印加される電圧にもとづいて計算（推定）することができる。通常動作状態に使用される電流センサ１０８を、初期充電状態における充電電流ＩＣＨＧの監視に流用し、電流センサ１０８により測定される充電電流ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）を、その理想波形ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）から導かれる判定基準に照らすことにより、電流検出系の異常を判定できる。
【００４９】
図１のコンバータ装置１００Ｒと図２のコンバータ装置１００を対比すると、制御装置２００の構成（機能）のみが異なっており、それ以外の部分については、追加の部品をほとんど、あるいは全く必要としないという利点がある。
【００５０】
また制御装置２００によれば、電流センサ１０８のコネクタ外れのみでなく、電流センサ１０８の故障や異常、ケーブルやハーネスの異常なども検出できる。さらには、突入電流防止抵抗１０４の抵抗値が設計値と異なるような異常も検出対象とすることができる。
【００５１】
本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な制御例や構成例を説明する。
【００５２】
異常判定器２２０による異常判定について詳細に説明する。初期充電状態において、平滑コンデンサ１０２には、突入電流防止抵抗１０４を介して入力電圧ＶＩＮが印加される。実際には、電流センサ１０８や保護回路１２０において電圧降下が発生するが、それらを無視すると、突入電流防止抵抗１０４の両端間電圧は、ＶＩＮ−ＶＤＣとなり、したがって回路が正常である場合に期待される充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）（ｔ）は式（１）で表される。
ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）（ｔ）＝（ＶＩＮ（ｔ）−ＶＤＣ（ｔ））／Ｒ      …（１）
【００５３】
図３は、初期充電状態における充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）とＤＣリンク電圧ＶＤＣの波形図である。時刻ｔ＝０におけるＤＣリンク電圧ＶＤＣ（０）を０Ｖ、平滑コンデンサ１０２の容量をＣとすると、式（２）を得る。
ＶＤＣ（ｔ）＝∫ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）（ｔ）ｄｔ／Ｃ      …（２）
【００５４】
ＶＩＮを一定とすると、式（１）および（２）から式（３Ａ），（３Ｂ）を得る。
ＶＤＣ（ｔ）＝ＶＩＮ×（１−ｅ−ｔ／ＣＲ）      …（３Ａ）
ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）（ｔ）＝ＶＩＮ×ｅ−ｔ／ＣＲ／Ｒ      …（３Ａ）
【００５５】
初期充電状態における充電電流ＩＣＨＧの測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）の正常範囲は、式（１）あるいは（３Ａ）で表される理想充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）にもとづいて規定される。たとえば正常範囲は、充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）の最大値ＩＭＡＸにもとづいて決定してもよい。充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）は、充電開始時刻であるｔ＝０において最大となる。ｔ＝０においてＶＤＣ＝０Ｖとすれば、式（４）を得る。ＶＩＮ（ＮＯＭ）は入力電圧の設計値（公称値）である。
ＩＭＡＸ＝ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）（０）＝ＶＩＮ（ＮＯＭ）／Ｒ      …（４）
正常範囲は、この充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）の最大値ＩＭＡＸにもとづいて規定してもよい。一例として正常範囲の下限を式（５）で規定し、ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）＜ＩＴＨＡとなると異常と判定してもよい。
ＩＴＨＡ＝α×ＩＭＡＸ＝α×ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）（０）
＝α×ＶＩＮ（ＮＯＭ）／Ｒ      …（５）
αは定数であり、電流検出や電圧検出の精度、マージン等を考慮して定めればよい。
【００５６】
初期充電状態において、充電が進んでＤＣリンク電圧ＶＤＣが入力電圧ＶＩＮに近づくと、充電電流ＩＣＨＧが減少するため、異常判定が難しくなる。そこで充電電流ＩＣＨＧがある程度大きい期間が異常判定期間ＴＤＥＴに設定される。そして異常判定期間ＴＤＥＴにおいて測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）が正常範囲から逸脱したときに異常と判定する。
【００５７】
具体的には異常判定器２２０は、各時刻において式（６）にもとづいて充電電流ＩＣＨＧの計算値ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）を逐次計算する。そして計算値ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）が、所定のしきい値ＩＴＨＢより大きい状態を異常判定期間ＴＤＥＴとする。
ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）（ｔ）＝（ＶＩＮ（ＭＥＡＳ）（ｔ）−ＶＤＣ（ＭＥＡＳ）（ｔ））／Ｒ  …（６）
【００５８】
たとえば、しきい値ＩＴＨＢは、充電電流ＩＣＨＧの最大値ＩＭＡＸにもとづいて式（７）で規定してもよい。
ＩＴＨＢ＝β×ＩＭＡＸ＝β×ＶＩＮ（ＮＯＭ）／Ｒ    …（７）
ただし、βは、α＜β＜１を満たす定数である。
【００５９】
たとえば、ＶＩＮ（ＮＯＭ）＝６００Ｖ、Ｒ＝１０Ω、ＩＭＡＸ＝６０Ａであるとき、ＩＴＨＡ＝１０Ａ、ＩＴＨＢ＝２０Ａとしてもよい。
【００６０】
以上が異常判定処理の詳細である。図４は、異常判定処理のフローチャートである。開閉器１０６がオフされ（Ｓ１００）、突入電流防止抵抗１０４を介した初期充電が開始する（Ｓ１０２）。異常判定器２２０は、入力電圧ＶＩＮ、ＤＣリンク電圧ＶＤＣを測定し（Ｓ１０４）、それらの測定値ＶＩＮ（ＭＥＡＳ）、ＶＤＣ（ＭＥＡＳ）にもとづいて、充電電流ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）を計算する（Ｓ１０６）。そして、ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）＞ＩＴＨＢであれば、異常判定期間と判定される（Ｓ１０８のＹ）。
【００６１】
異常判定期間において、電流センサ１０８からの電流検出値ＤＣＳが示す充電電流ＩＣＨＧの測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）が、正常範囲に含まれるか否かが判定される（Ｓ１１０）。そして測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）が正常範囲に含まれる場合（Ｓ１１０のＹ）、正常と判定され、Ｓ１０４に戻る。処理Ｓ１０８においては、より詳しくは、測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）が正常範囲の下限しきい値ＩＴＨＡと比較される。そしてＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）＞ＩＴＨＡであるとき、正常と判定される。
【００６２】
正常な状態が持続すると、平滑コンデンサ１０２の充電が進み、ＤＣリンク電圧ＶＤＣが上昇し、それにともない処理Ｓ１０６で計算される充電電流ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）が減少していく。処理Ｓ１０８において、ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）＜ＩＴＨＢと判定されると（Ｓ１０８のＮ）、異常判定期間が終了する（Ｓ１１２）。続いて初期充電状態が完了するまで充電が継続する（Ｓ１１４のＮ）。やがてＶＩＮとＶＤＣの電位差が、突入電流の発生のおそれが無い程度まで小さくなると、初期充電の完了と判定される（Ｓ１１４のＹ）。そして開閉器１０６がオンされ（Ｓ１１６）、スイッチングコンバータ１３０が始動する（Ｓ１１８）。
【００６３】
異常判定期間中の処理Ｓ１１０において、測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）が正常範囲から逸脱すると（Ｓ１１０のＮ）、異常判定がなされる（Ｓ１２０）。そして必要なエラーを表示し（Ｓ１２２）、起動が停止する（Ｓ１２４）。
【００６４】
図５は、コンバータ装置１００の正常時の動作波形図である。回路が正常であるとき、充電電流ＩＣＨＧの測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）は、実際の充電電流ＩＣＨＧを表しており、理想波形ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）と一致する。
【００６５】
入力電圧ＶＩＮおよびＤＣリンク電圧ＶＤＣの測定値から計算される充電電流ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）の波形もまた理想波形と一致する。ＩＣＡＬＣ＞ＩＴＨＢが成り立つ期間ｔ０〜ｔ１が、異常判定期間ＴＤＥＴとなる。異常判定期間ＴＤＥＴにおいて、ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）＞ＩＴＨＡが成り立つため、正常と判定され、判定信号はローレベルとなる。
【００６６】
時刻ｔ２にＶＩＮとＶＤＣの電位差が所定値より小さくなると、言い換えれば、充電電流ＩＣＨＧの計算値ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）が所定値ＩＴＨＣより小さくなると、初期充電が完了し、開閉器１０６がオンする。
【００６７】
続いて、異常状態における動作を説明する。
図６は、コンバータ装置１００の異常時の動作波形図である。ここでは、電流センサ１０８のコネクタ外れや、電流センサ１０８の故障が生じているものとする。このとき電流センサ１０８からの電流検出値ＤＣＳが表す測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）と実際の充電電流ＩＣＨＧとの間には相関がなく、測定値ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）はゼロ付近の一定値をとる。
【００６８】
ＩＣＡＬＣ＞ＩＴＨＢが成り立つ期間ｔ０〜ｔ１が異常判定期間ＴＤＥＴとなる。ＩＣＨＧ（ＭＥＡＳ）＜ＩＴＨＡであるから、直ちに異常と判定される。
【００６９】
以上、本発明を実施例にもとづいて説明した。本発明は上記実施形態に限定されず、種々の設計変更が可能であり、様々な変形例が可能であること、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは、当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。
【００７０】
（第１変形例）
正常範囲に関して、実施の形態では下限のみを設定する場合を説明したがその限りではなく、上限と下限を設定してもよい。
【００７１】
（第２変形例）
また、正常範囲を規定する際に、入力電圧ＶＩＮの公称値ＶＩＮ（ＮＯＲＭ）を用いることとしたがその限りではなく、コンバータ装置１００の起動毎に、入力電圧ＶＩＮを測定し、測定値ＶＩＮ（ＭＥＡＳ）にもとづいて、正常範囲（しきい値ＩＴＨＡ）を計算してもよい。
【００７２】
（第３変形例）
また正常範囲を固定したが、その限りではなく、理想充電電流ＩＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）の波形にしたがって、正常範囲を時間と共に変化させてもよい。
【００７３】
（第４変形例）
異常判定期間の終了判定に関して、実施の形態では、入力電圧ＶＩＮとＤＣリンク電圧ＶＤＣの測定値から計算される充電電流ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）を用いたがその限りではない。入力電圧ＶＩＮの変動やばらつきが小さい場合、入力電圧ＶＩＮに関しては公称値ＶＩＮ（ＮＯＲＭ）を用いてもよい。
ＩＣＨＧ（ＣＡＬＣ）（ｔ）＝（ＶＩＮ（ＮＯＲＭ）−ＶＤＣ（ＭＥＡＳ）（ｔ））／Ｒ
【００７４】
（第５変形例）
異常判定期間の終了を、充電開始からの経過時間にもとづいて判定してもよい。具体的にはタイマー回路を設け、充電開始からの経過時間が所定のしきい値に達すると、異常判定期間を終了してもよい。
【００７５】
（第６変形例）
スイッチングコンバータ１３０の構成は、図２のそれに限定されない。図７は、変形例に係るスイッチングコンバータ１３０Ａの回路図である。スイッチングコンバータ１３０Ａは、１個のリアクトルＬ１と、１組のハイサイドトランジスタＭＨ１，ローサイドトランジスタＭＬ１、平滑コンデンサ１０２を備える。
【００７６】
スイッチングコンバータ１３０や１３０Ａにおいて、ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬは、バイポーラトランジスタに限定されず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴを用いることができる。
【００７７】
（第７変形例）
実施の形態では、電気回路の例としてスイッチングコンバータを備えるコンバータ装置について説明したが、その限りではなく、その他の形式の電源回路やインバータなどに広く適用することができる。
【００７８】
（用途）
続いて、コンバータ装置１００の用途を説明する。図８は、コンバータ装置１００を備える産業機械のブロック図である。産業機械は、作業機械、工作機械、作業車両、建設機械であり、クレーンやショベル、二次電池の充放電検査装置などが例示される。
【００７９】
産業機械３００は、バッテリと油圧のハイブリッド型であり、エンジン発電機３０２、スイッチ３０４、整流器３０６、エンジンコンバータ３０８、蓄電手段３１２、スイッチ３１４、バッテリコンバータ３１６、インバータ３１８、モータ３２０を備える。
【００８０】
エンジン発電機３０２はエンジンによって駆動される発電機であり、三相交流電力を発生する。整流器３０６は、スイッチ３０４を介して三相交流電力を受け、直流電圧ＶＩＮ１に変換する。エンジンコンバータ３０８は直流電圧ＶＩＮ１を受け、それを昇圧した電圧ＶＤＣをＤＣリンクバス３１０に発生させ、その電圧レベルを安定化する。
【００８１】
蓄電手段３１２は、バッテリあるいはキャパシタであり、直流電圧ＶＩＮ２を生成する。バッテリコンバータ３１６の出力は、エンジンコンバータ３０８の出力と共通のＤＣリンクバス３１０と接続される。バッテリコンバータ３１６は、スイッチ３１４を介して直流電圧ＶＩＮ２を受け、それを昇圧して、ＤＣリンクバス３１０の直流電圧ＶＤＣを安定化する。インバータ３１８は、ＤＣリンクバス３１０のＤＣリンク電圧ＶＤＣを受け、交流電力に変換し、モータ３２０を駆動する。
【００８２】
モータ３２０が回生動作する際には、モータ３２０からの回生電流が、インバータ３１８を介してＤＣリンクバス３１０に流れ込む。バッテリコンバータ３１６は、モータ３２０の回生動作時には充電モードとなり、ＤＣリンクバス３１０側を入力、蓄電手段３１２側を出力とする降圧コンバータとして動作する。これにより余った電力を、蓄電手段３１２に回収することができる。
【００８３】
エンジンコンバータ３０８およびバッテリコンバータ３１６はそれぞれ、上述のコンバータ装置１００と同様の構成を有する。これにより、エンジンコンバータ３０８、バッテリコンバータ３１６それぞれにおける電流検出系の異常を判定できる。
【００８４】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００８５】
２…モータ駆動システム、４…直流電源、６…スイッチ、８…インバータ装置、１０…モータ、１２…ＤＣリンクバス、１００…コンバータ装置、１０２…平滑コンデンサ、１０４…突入電流防止抵抗、１０６…開閉器、１０８…電流センサ、１１０…放電抵抗、１２０…保護回路、１３０…スイッチングコンバータ、２００…制御装置、２１０…制御部、２１２…パルス発生器、２１４…ドライバ、２２０…異常判定器、２３０…表示装置、２４０…シーケンサ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、Ｃ１１，Ｃ１２…コンデンサ、Ｒ１１，Ｒ１２…抵抗、３００…産業機械、３０２…エンジン発電機、３０４…スイッチ、３０６…整流器、３０８…エンジンコンバータ、３１０…ＤＣリンクバス、３１２…蓄電手段、３１４…スイッチ、３１６…バッテリコンバータ、３１８…インバータ、３２０…モータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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