(57)【要約】【課題】シングルキャリア周波数領域等化方式において帯域外輻射電力を抑圧し、受信側で通信品質の劣化を抑えることを可能とする。【解決手段】シングルキャリア周波数領域等化方式の送信装置において、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）およびオーバーラップマージン（ＯＭ）を挿入する回路と、ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルが入力される時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、時間軸ウィンドウイング処理回路は、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信装置である。【選択図】図１
2018098653.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリア周波数領域等化方式の送信装置において、
サイクリックプレフィックス（ＣＰ）およびオーバーラップマージン（ＯＭ）を挿入する回路と、
前記ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルが入力される時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
前記時間軸ウィンドウイング処理回路は、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信装置。
【請求項２】
前記時間軸ウィンドウイング処理回路において、前記時間軸窓関数の窓遷移長がＣＰの長さ以上である請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
シングルキャリア周波数領域等化方式の送信装置において、
ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルをリソースエレメント毎に複数のグループに分割し、各グループのシンボルが入力される複数の時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
前記複数の時間軸ウィンドウイング処理回路のそれぞれは、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信装置。
【請求項４】
ＳＣ−ＦＤＥ方式の受信データシンボルに対してＦＦＴ処理、チャネル等化、ＩＤＦＴ処理を行うことによって得られた受信一次変調シンボルに対して、送信側で乗算している窓関数の逆数を乗算するDe-windowing処理を行うことで振幅レベルを補償するようにした受信装置。
【請求項５】
シングルキャリア周波数領域等化方式の送信方法において、
ＣＰおよびＯＭを挿入する処理と、
前記ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルが入力される時間軸ウィンドウイング処理を有し、
前記時間軸ウィンドウイング処理は、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信方法。
【請求項６】
ＳＣ−ＦＤＥ方式の受信データシンボルに対してＦＦＴ処理、チャネル等化、ＩＤＦＴ処理を行うことによって得られた受信一次変調シンボルに対して、送信側で乗算している窓関数の逆数を乗算するDe-windowing処理を行うことで振幅レベルを補償するようにした受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア周波数領域等化方式に対して適用可能な送信装置、送信方法、受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、移動通信システムとして主流となりつつあるＬＴＥ（Long Term Evolution)およびＬＴＥ−Advancedでは、下りリンク信号波形として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式、上りリンク信号波形としてシングルキャリア周波数領域等化（Single Carrier Frequency-domain Equalization: ＳＣ−ＦＤＥ）方式が用いられている。第五世代移動通信システム（５Ｇシステム）では、更なる周波数利用効率の向上が求められており、それを実現するための新たな信号波形として、従来方式を基本とした波形整形技術の研究開発が進められている。
【０００３】
しかし、従来の波形整形技術は主に下りリンクのＯＦＤＭ方式を基本として検討されており、上りリンクのＳＣ−ＦＤＥ方式に関する検討が少ない。このＳＣ−ＦＤＥ方式はＯＦＤＭ方式に比べピーク対平均電力比（Peak-to-Average Power Ratio;ＰＡＰＲ）が低いという特長があり、送信機に実装される電力増幅器のバックオフマージンを低減できるため、端末側の送信波形として非常に有効である。一方で、ＳＣ−ＦＤＥ方式は帯域外輻射電力（Out-of-band emission; ＯＯＢＥ）が高く、周波数利用効率の点でＯＯＢＥの抑圧が課題であった。
【０００４】
帯域外輻射電力を抑圧するためにはローパスフィルタ（ＬＰＦ）が有効である。しかし例えばＬＴＥでは帯域内のガード帯域幅が両側に高々０．２５ＭHz 程度しか残されてい
ない。この狭いガード帯域以内で十分に帯域外輻射電力を抑圧するＬＰＦを実装するためには大きな計算量規模が必要となる。
【０００５】
本願発明者は、ＬＰＦを用いずにＯＦＤＭ（Ａ）信号送信装置に関し、ユニバーサル時間軸窓型直交周波数分割多重方式 (Universal time-domain windowed OFDM;ＵＴＷ−ＯＦＤＭ）方式を提案している（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１５−２０７８３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したように、特許文献１に記載のものは，ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭ（Ａ）の方式を対象とするものであった。したがって、ＳＣ−ＦＤＥ方式がＯＯＢＥが高く、周波数利用効率が悪いという問題を解決するものではなかった。
【０００８】
したがって、本発明の目的は、ＳＣ−ＦＤＥ方式の周波数利用効率を改善する新たな物理層信号波形として、ユニバーサル時間軸窓シングルキャリア周波数領域等化（Universal time-domain windowed ＳＣ−ＦＤＥ;ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ）方式による送信装置、送信方法、受信装置および受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、シングルキャリア周波数領域等化方式の送信装置において、
サイクリックプレフィックス（ＣＰ）およびオーバーラップマージン（ＯＭ）を挿入する回路と、
ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルが入力される時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
時間軸ウィンドウイング処理回路は、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信装置である。
また、本発明は、シングルキャリア周波数領域等化方式の送信装置において、
ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルをリソースエレメント毎に複数のグループに分割し、各グループのシンボルが入力される複数の時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
複数の時間軸ウィンドウイング処理回路のそれぞれは、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信装置である。
さらに、本発明は、ＳＣ−ＦＤＥ方式の受信データシンボルに対してＦＦＴ処理、チャネル等化、ＩＤＦＴ処理を行うことによって得られた受信一次変調シンボルに対して、送信側で乗算している窓関数の逆数を乗算するDe-windowing処理を行うことで振幅レベルを補償するようにした受信装置である。
さらに、本発明は、シングルキャリア周波数領域等化方式の送信方法において、
ＣＰおよびＯＭを挿入する処理と、
ＣＰおよびＯＭが挿入された送信シンボルが入力される時間軸ウィンドウイング処理を有し、
時間軸ウィンドウイング処理は、任意の時間軸窓関数を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧するようになされた送信方法である。
さらに、本発明は、ＳＣ−ＦＤＥ方式の受信データシンボルに対してＦＦＴ処理、チャネル等化、ＩＤＦＴ処理を行うことによって得られた受信一次変調シンボルに対して、送信側で乗算している窓関数の逆数を乗算するDe-windowing処理を行うことで振幅レベルを補償するようにした受信方法である。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば，長大なＵＴＷの適用と強力なチャネル符号化技術との組み合わせによって、通信品質の劣化なしに，若しくは劣化量を抑制しつつ、周波数利用効率の観点から問題となる帯域外への輻射電力（ＯＯＢＥ）を効率的に抑圧することができる。従来の送信側に軽微な変更を加えるだけで実現可能であり、また受信側では従来方式の受信機構成がそのまま利用できるため、従来方式との親和性が高い。さらに受信機側にＵＴＷによる振幅歪みを補償する軽微な変更を加えることで，通信品質を改善できる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本発明中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、以下の説明における例示された効果により本発明の内容が限定して解釈されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施の形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】時間軸ウィンドウイング処理について説明するための略線図である。
【図３】従来の受信機構成を示すブロック図である。
【図４】本発明が適用された受信機構成を示すブロック図である。
【図５】De-windowing処理の説明に用いるタイミングチャートである。
【図６】規格化電力スペクトラム密度の平均値を示すグラフである。
【図７】本発明の帯域外輻射電力の抑圧性能を説明するためのグラフである。
【図８】本発明を適用した相補累積分布関数を示すグラフである。
【図９】従来の受信機構成を用いた場合のＢＬＥＲ特性を示すグラフである。
【図１０】本発明の受信機構成を用いた場合のＢＬＥＲ特性を示すグラフである。
【図１１】１０-3のＢＬＥＲを達成するＳＮＲとチャネル端におけるＯＯＢＥの関係を示すグラフである。
【図１２】本発明の変形例の送信装置を説明するためのブロック図である。
【図１３】本発明の変形例の送信装置を説明するためのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明を実施の形態について説明する。なお、以下に説明する一実施の形態は、本発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において、特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施の形態に限定されないものとする。
なお、以下の説明は、下記の順序でもって行われる。
＜１．ＳＣ−ＦＤＥ方式＞
＜２．一実施の形態（ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ方式）＞
＜３．特性評価＞
＜４．変形例＞
【００１３】
＜１．ＳＣ−ＦＤＥ方式＞
ＳＣ−ＦＤＥ方式の送信信号の生成手順を以下に説明する。第ｋ番目ＳＣ−ＦＤＥシンボルの第ｍ番目一次変調シンボルをａ(k,m) とする。
【００１４】
まず、（数１）の複数シンボルがＭポイントの離散フーリエ変換（Discrete Fourier transform; DFT）処理され、（１）式および（２）式で表すものとなる。
【００１５】
【数１】
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【００１６】
【数２】
2018098653.tif 000004
【００１７】
【数３】
2018098653.tif 000005
【００１８】
ただし、Ｍは一つのＳＣ−ＦＤＥデータシンボルに含まれる変調シンボル数であり、また、０＜＝p1 ＜Ｍおよび０＜＝p2 ＜Ｍである。次に、ＤＦＴ処理後の送信ベクトルｚk
を割り当てられた周波数帯域に相当する要素にマッピングし、さらにその他の要素に０をマッピングしたベクトルｘk （数４、（３）式）を生成する。
【００１９】
【数４】
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【００２０】
ただし、Ｍ1 ＞＝０，Ｍ2 ＞＝０およびＭ1 ＋Ｍ2 ＝Ｎであり、（数５）はＰ行Ｑ列の零行列である。
【００２１】
【数５】
2018098653.tif 000007
【００２２】
ベクトルｘk に対しＮポイントの逆高速フーリエ変換（Inversed fast Fourier transform; IFFT）処理を行うことで、ＳＣ−ＦＤＥデータシンボルベクトル（数６）（（４）
式）が生成される。
【００２３】
【数６】
2018098653.tif 000008
【００２４】
【数７】
2018098653.tif 000009
【００２５】
ただし、Ｎ（＞＝）はＳＣ−ＦＤＥデータシンボルの時間サンプル数である。ここで、式（３）および（４）の処理は、式（５）および（６）と表記できる。ただし、０＜＝ｑ1 ＜Ｍおよび０＜＝ｑ2 ＜Ｎである。
【００２６】
【数８】
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【００２７】
【数９】
2018098653.tif 000011
【００２８】
また、（数１０）は逆離散フーリエ変換（Inversed DFT; IDFT）行列である。最後に時間サンプル数ＮG のＣＰを挿入し、ＳＣ−ＦＤＥ送信シンボル（数１１）が得られる。
【００２９】
【数１０】
2018098653.tif 000012
【００３０】
【数１１】
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【００３１】
ＳＣ−ＦＤＥ送信信号は、（数１２）を連結して生成するが、（数１３）と（数１４）の連結部分において不連続性が生じ、高いＯＯＢＥが発生する原因となる。
【００３２】
【数１２】
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【００３３】
【数１３】
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【００３４】
【数１４】
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【００３５】
＜２．一実施の形態（ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ方式）＞
本発明によるＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ方式では、ＵＴＷによってＳＣ−ＦＤＥ送信シンボル間の不連続性を解消しＯＯＢＥを大幅に抑制する。以下に提案方式を実現するための送信機および受信機構成について述べる。
【００３６】
「送信機構成」
図１に本発明の一実施の形態による送信機の構成を示す。送信バイナリデータはチャネル符号化器１に供給され、チャネル符号化される。チャネル符号化器１の出力がインターリーブ回路２に供給され、インターリーブされる。インターリーブ回路２の出力が変調器３に供給され、複素信号へ変調される。
【００３７】
変調器３の出力がＰＲＢ（物理リソースブロック）マッピング回路４に供給される。ＰＲＢマッピング回路４からのシンボルがＭポイントＤＦＴ回路５に供給される。ＭポイントＤＦＴ回路５からの送信シンボルがＲＳ（基準信号）挿入回路６に供給される。
【００３８】
ＲＳ挿入回路６の出力に対してＭ1 およびＭ2 の０シンボルを付加した送信シンボルがＮポイントＩＦＦＴ回路７に供給され、ＳＣ−ＦＤＥデータシンボルベクトルが生成される。ＮポイントＩＦＦＴ回路７の出力が伝搬遅延の影響を吸収するためのＣＰ（Cyclic Prefix)および隣接ＳＣ−ＦＤＥ送信シンボルとのオーバーラップマージン（ＯＭ）挿入回路８に供給される。
【００３９】
ＣＰおよびＯＭ挿入回路８の出力が時間軸ウィンドウイング処理回路９において、時間軸ウィンドウイング処理がなされ、ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ送信シンボルが生成される。任意の時間軸窓関数（Universal Time-domain Window; ＵＴＷ）を乗じ、帯域外輻射電力を抑圧する。ここでの時間軸窓関数はチャネル毎にその種類や窓遷移長を任意に設定できる他、ベースバンドにおける送信電力制御が可能な様に任意の規格化係数を乗ずることができるものである。時間軸窓の種類と窓遷移長と規格化係数の制御は例えば物理層スケジューラのような制御器によって制御される。さらに、時間軸ウィンドウイング処理のためのルックアップテーブルによって時間軸ウィンドウイング処理の係数が規定される。
【００４０】
図２を参照してＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ送信信号の生成過程について説明する。  ＣＰおよびＯＭ挿入回路８において挿入されるＣＰおよびＯＭは図２Ａに示すようにそれぞれＳＣ−ＦＤＥシンボルの前後をコピーすることで生成される。サンプル数ＮG のＣＰ、シンボルの前後にそれぞれサンプル数ＮM およびＮM ＋１のＯＭが挿入された第ｋ番目のＳＣ−ＦＤＥシンボル（数１５）は（７）式で表される。
【００４１】
【数１５】
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【００４２】
【数１６】
2018098653.tif 000018
【００４３】
ただし、ＮGM＝Ｎ＋ＮG ＋２ＮM ＋１である。また、（数１７）は、ＣＰおよびＯＭ挿入を考慮したＩＤＦＴ行列であり、（８）式で表される。
【００４４】
【数１７】
2018098653.tif 000019
【００４５】
【数１８】
2018098653.tif 000020
【００４６】
ただし、０＜＝ｔ1 ＜＝ＮGMである。このＣＰとＯＭを挿入したＳＣ−ＦＤＥシンボルに対してＵＴＷを乗算することによって、第ｋ番目ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ送信シンボル（（数１９）（９）式）を生成する（図２Ｂ参照）。
【００４７】
【数１９】
2018098653.tif 000021
【００４８】
【数２０】
2018098653.tif 000022
【００４９】
ここで、（数２１）はＵＴＷ行列である。また、ｄｉａｇ（・）は対角行列化演算子、（数２２）は、ＵＴＷベクトルであり、（１０）式によって生成される。
【００５０】
【数２１】
2018098653.tif 000023
【００５１】
【数２２】
2018098653.tif 000024
【００５２】
【数２３】
2018098653.tif 000025
【００５３】
ただし、（数２４）はＰ行Ｑ列の要素がすべて１の行列であり、（数２５）および（数２６）はそれぞれＵＴＷ遷移ベクトル、逆遷移ベクトルである。
【００５４】
【数２４】
2018098653.tif 000026
【００５５】
【数２５】
2018098653.tif 000027
【００５６】
【数２６】
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【００５７】
また、ＮTR（＜＝Ｎ）は窓遷移長であり、これらは（１１）式および（１２）式で表記できる。
【００５８】
【数２７】
2018098653.tif 000029
【００５９】
【数２８】
2018098653.tif 000030
【００６０】
なお、ＵＴＷには様々な窓関数を適用可能であり、例えばレイズドコサイン窓関数を用いる場合は、（１３）式で表すものとなる。
【００６１】
【数２９】
2018098653.tif 000031
【００６２】
最後に、図２Ｃに示すように、隣接する送信シンボル前後のＯＭが重なるように結合し、ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ送信信号を生成する。ただし、ＮTR＝０の条件では、ＵＴＷベクトル（数３０）は、（１４）式で示すものとなる。これはすなわちＳＣ−ＦＤＥ方式を表す。
【００６３】
【数３０】
2018098653.tif 000032
【００６４】
【数３１】
2018098653.tif 000033
【００６５】
「受信機構成」
本発明においては、基本的には従来のＳＣ−ＦＤＥ方式の受信機構成（図３参照）を特別な追加処理なしに利用できるが、簡単な追加処理を行いＵＴＷによる信号の振幅歪みを補償することで受信品質の更なる改善が可能である。さらに、図４は、図３の受信機構成に加え、振幅歪みを補償するためのDe-windowing処理回路２０を追加した他の受信機構成である。
【００６６】
図３に示すように、受信機では、まずＣＰおよびＯＭ除去回路１１に受信信号が供給され、ＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ受信信号に対してフレーム同期を行った信号（数３２）に対して、ＳＣ−ＦＤＥデータシンボル長に相当するＮサンプルを取り出し、ＳＣ−ＦＤＥ受信データシンボルベクトル（数３３）を得る。
【００６７】
【数３２】
2018098653.tif 000034
【００６８】
【数３３】
2018098653.tif 000035
【００６９】
【数３４】
2018098653.tif 000036
【００７０】
【数３５】
2018098653.tif 000037
【００７１】
ただし、（数３６）は単位行列、Ｎs はフレーム同期点からデータシンボルの同期点までのサンプル点数である。Ｎs は実効的なＣＰ長に相当し、Ｎs ＝ＮG の場合ＣＰ長が最大となり、Ｎs ＝ＮG ／２の場合ＵＴＷによる受信信号の振幅歪みが最小となる。
【００７２】
【数３６】
2018098653.tif 000038
【００７３】
次に、ＮポイントＦＦＴ回路１２によって受信データシンボルベクトル（数３７）に対してＦＦＴ処理を行った後に、割り当て帯域に相当する要素を抜き出し、チャネル等化回路１３によるチャネル等化を行う。さらに、ＲＳデマッピング回路１４およびＭポイントＩＤＦＴ回路１５によるＩＤＦＴ処理を行うことで受信一次変調シンボル（（数３８）（１８）式）を得る。
【００７４】
【数３７】
2018098653.tif 000039
【００７５】
【数３８】
2018098653.tif 000040
【００７６】
【数３９】
2018098653.tif 000041
【００７７】
ただし、（数４０）はチャネル等化行列であり、（数４１）は周波数領域チャネル等化ウェイトベクトルである。
【００７８】
【数４０】
2018098653.tif 000042
【００７９】
【数４１】
2018098653.tif 000043
【００８０】
なお、図３のＳＣ−ＦＤＥ方式の受信機構成では（数４２）を受信判定シンボルとするが、図４の受信機構成の他の例では（数４３）に対して、De-windowing処理を行い、受信判定シンボル（数４４）を得る。
【００８１】
【数４２】
2018098653.tif 000044
【００８２】
【数４３】
2018098653.tif 000045
【００８３】
【数４４】
2018098653.tif 000046
【００８４】
【数４５】
2018098653.tif 000047
【００８５】
（１８）式において（数４６）はDe-windowing行列であり、以下のように定義される。
【００８６】
【数４６】
2018098653.tif 000048
【００８７】
【数４７】
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【００８８】
【数４８】
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【００８９】
【数４９】
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【００９０】
【数５０】
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【００９１】
ただし、（数５１）は受信側でデータシンボルとして取り出す範囲に乗算されるＵＴＷ行列である。
【００９２】
【数５１】
2018098653.tif 000053
【００９３】
「De-windowing処理」
図５は、De-windowing処理を説明するものである。図５の横軸は時間領域におけるリソースエレメントのインデックスであり、縦軸が振幅である。図５Ａは、（ＮTR＝２５６）の場合のＭポイントＩＤＦＴ回路１５（図３または図４）からの出力結果である。送信側のWindowing 処理によりＭポイントＩＤＦＴの出力である、時間軸のリソースエレメント（ＲＥ）信号において振幅値に変動が生じる．図はレイズドコサイン窓の場合における例である。
【００９４】
この振幅の変動をそのままにして、図３の従来の構成のように後段の受信復調処理を行ってもよい。しかし、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなど多値変調を用いる場合は、振幅の変動値によって通信品質に影響が出る場合がある。ここで、送信側で乗算している窓関数の種類と窓長が受信機側で分かっていれば、伝搬チャネル変動や雑音が無い理想的な状態において、受信機側のＭポイントＩＤＦＴ処理後の信号にどのような振幅変動が生じるか事前に計算によって求めることができる。そこで、このあらかじめ計算によって求められる振幅変動値の逆数をDe-windowing係数（図５Ｂ）とし、この係数をＭポイントＩＤＦＴ処理の出力結果（図５Ａ）に乗算する。これをDe-windowing処理と呼ぶ。図５Ｂは、例えばレイズドコサイン窓関数（ＮTR＝２５６）を用いる場合のDe-windowing係数を示す。De-windowing回路２０においては、図５Ａに示す信号に対して図５Ｂに示すDe-windowing係数が乗算される。
【００９５】
De-windowing処理後の信号は図５Ｃに示すように、信号端の振幅レベルが落ち込んでいる部分が補償されていることがわかる。これにより、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなど多値変調を用いる場合における復調および復号の精度を向上できる。ただし、前後のシンボルからの漏れ込み等の影響は除去することができずに補償後に残っている。
【００９６】
＜３．特性評価＞
「帯域外輻射電力特性評価」
本発明によるＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ方式のＯＯＢＥ特性（帯域外輻射電力抑圧性能）を表１の諸元を適用したＬＴＥ信号を用いて計算機シミュレーションにより評価する。
【００９７】
【表１】
2018098653.tif 000054
【００９８】
図６に本発明の方式の規格化電力スペクトラム密度（Power spectrum density;PSD）の平均値を示す。一次変調方式としてＱＰＳＫ、窓関数として式（１４）に示すレイズドコサイン窓関数を用い、分解能帯域幅が１００ｋHz、オーバーサンプリング４倍の条件で評価を行った。
【００９９】
図６より、本発明では従来のＳＣ−ＦＤＥ方式に対してＯＯＢＥが十分に抑圧でき、窓遷移長ＮTRを大きくするほどＯＯＢＥ抑圧性能が向上することがわかる。また、一次変調方式として１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭを用いて同様の評価を行い、ＵＴＷの窓遷移長ＮTRNTRをその最大値として適用可能なＮで規格化した値ＮTR／Ｎと、チャネル帯域端（Channel-edge）、すなわち中心周波数から２．５ＭHz離れた周波数におけるRelative ＰＳＤの関係を評価した結果を図７に示す。
【０１００】
図７より、 本発明の方式の Channel-edgeにおけるＯＯＢＥ抑圧性能は一次変調方式に依らず、ＳＣ−ＦＤＥ方式に対して十分に抑圧できることがわかる。具体的には、ＮTR／Ｎ＝９／１２８、１／８、１／４、１／２、３／４および１でのChannel-edgeにおけるRelative ＰＳＤ は、ＳＣ−ＦＤＥ方式と比較してそれぞれ２１．５ｄＢ、３２．４ｄＢ、４５．０ｄＢ、５７．５ｄＢ、６４．８ｄＢおよび７０．２ｄＢ改善されている。なお、ＮTR／Ｎ＝９／１２８の条件はＮTRがＣＰのサンプル数の最小値と等しくなる条件である。
【０１０１】
「ピーク対平均電力特性」
本発明によるＰＡＰＲ特性を、表１の諸元を適用したＬＴＥ信号を用い、計算機シミュレーションにより評価した。図８は本発明の方式を適用したＬＴＥ信号におけるＰＡＰＲの相補累積分布関数（Complementary Cumulative Distribution Function; CCDF）を示しており、一つのＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ送信シンボルのピーク電力対平均電力比が横軸のＰＡＰＲを上回る確率を表す。一次変調方式としてはＱＰＳＫ、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭのそれぞれにおいて、ＵＴＷの遷移長ＮTRがＮTR／Ｎ＝０、１／２および１の各条件で評価を行った。また、比較対象としてＯＦＤＭ方式における評価も合わせて行った。
【０１０２】
図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃに示す通り、ＵＴＷの遷移長ＮTRを大きくするほどＰＡＰＲ特性が劣化するが、これはＮTRを大きくすることでＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ送信信号の遷移時間が長くなり、結果として信号の平均電力が低下するためである。なお、いずれの変調方式においても、ＮTR／Ｎ＝１、すなわち、ＮTR＝５１２の条件で、ＳＣ−ＦＤＥ方式と比較してＰＡＰＲが約2 dB劣化するが、ＯＦＤＭ方式よりも良好な特性を示しており、ＳＣ−ＦＤＥ方式の特長である低ＰＡＰＲ特性は損なわれていない。
【０１０３】
「ブロック誤り率特性」
本発明の方式について、周波数選択性フェージング環境下でのブロック誤り率ＢＬＥＲ特性を計算機シミュレーションにより評価した。送信機構成として図１に示したものを用い、表１に示す提案方式を適用したＬＴＥ上りリンク信号を送信する。受信機構成としては、従来のＳＣ−ＦＤＥ方式（図３）および提案方式（図４）の二通りで評価した。両受信機とも、チャネル推定はＬＴＥ上りリンクにおけるリファレンス信号を用いた線形補間によって行い、チャネル等化には最小平均二乗誤差等化方式を用いた。
【０１０４】
計算機シミュレーション諸元を表２に示す。
【０１０５】
【表２】
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【０１０６】
一次変調方式をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭとし、符号化率をそれぞれ０．４９、０．５０、および０．５０とした。また、チャネルモデルはExtended Typical Urban （ETU）モデルを用い、中心周波数は２．５ＧHz、最大ドップラー周波数は７０Hzとした。これは移動速度として約３０ｋｍ／ｈを想定した条件である。ＥＴＵモデルは到来波の最大遅延時間が５．０μｓであり、Normal CPモードにおけるＬＴＥ上りリンク信号の
ＣＰ長は4.7 μsおよび5.0 μsと到来波の最大遅延時間以下である。そのため、受信時の実効CP長を最大とするためにＮs ＝ＮG として評価した。
【０１０７】
「従来受信機構成での評価結果」
まず、従来受信機構成（図３参照）を用いた場合の、本発明のＳＮＲに対するＢＬＥＲ特性の評価結果を図９に示す。その結果を図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃに示す。図９は、横軸をＳＮＲとし、縦軸をＢＬＥＲとしたグラフである。ＱＰＳＫ（図９Ａ）においては、ＵＴＷの遷移長ＮTRが最大となるＮTR／Ｎ＝１を含むすべての条件でＢＬＥＲ＝１０-3を達成する。特にＮTR／Ｎ＝１／２では、ＯＯＢＥを従来方式に比べて６０ｄＢ程度改善できるにもかかわらず、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲの劣化は高々０．６ｄＢにすぎない。
【０１０８】
１６ＱＡＭ（図９Ｂ）においては、ＮTR／Ｎ＝０、９／１２８、１／８および１／４の条件でＢＬＥＲ＝１０-3を達成する。特にＮTR／Ｎ＝１／４では、ＯＯＢＥを従来方式に比べて４５．０ｄＢ程度改善できるにもかかわらずＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲの劣化は高々０．８ｄＢである。
【０１０９】
６４ＱＡＭ（図９Ｃ）の場合は、ＮTR／Ｎ＝０、９／１２８および１／８の条件でＢＬＥＲ＝１０-3を達成するが、ＮTR／Ｎ＝１／４、１／２、３／４および１の条件では軽減困難な誤りが生じ、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成しない。これは高次変調では特に窓関数によるシンボル間干渉およびキャリア間干渉の影響を受けるためである。とはいえ、従来受信方式を用いた場合でも、６４ＱＡＭ方式において本発明によるＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ方式はＯＯＢＥを約４０ｄＢ程度改善が可能であると言える。
【０１１０】
「De-windowingを導入した受信機構成での評価結果」
次にDe-windowingを導入した本発明による受信機構成（図４）を適用した場合の、ＳＮＲに対するＢＬＥＲ特性を図１０Ａ、図１０Ｂに示す。１６ＱＡＭ（図１０Ａ）においては、従来の受信機構成（図３）ではＢＬＥＲ＝１０-3が達成できなかったＮTR／Ｎ＝１／２の条件においても、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成している。また、ＮTR／Ｎ＝３／４および１の条件においてもフロア誤り時のＢＬＥＲが一桁ほど改善している。６４ＱＡＭ（図１０Ｂ）においても同様に、従来の受信機構成と比較して、ＮTR／Ｎ＝１／４および１／２の条件でフロア誤り時のＢＬＥＲが半減している。
【０１１１】
「ＯＯＢＥｖｓＵＴＷ遷移長（ＮTR）特性」
これまでに得られた結果から本発明方式のＯＯＢＥ抑圧特性とＢＬＥＲ特性の総合的な評価を行った。図１１に各一次変調方式について、ＮTR／Ｎを変化させて評価した、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲとChannel-edgeにおけるＯＯＢＥの関係を示す。
【０１１２】
ＱＰＳＫにおいては従来の受信機構成を用いた場合でも、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲの悪化無しに、Channel-edgeでのＯＯＢＥをＳＣ−ＦＤＥ方式と比較して約６０ｄＢ改善できる。またＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲについて高々３．６ｄＢの劣化を許容すれば、Channel-edgeでのＯＯＢＥをＳＣ−ＦＤＥ方式と比較して最大７０．２ｄＢ改善できる。
【０１１３】
１６ＱＡＭにおいては従来の受信機構成を用いた場合でも、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲの悪化を高々１．３ｄＢに抑えつつ、Channel-edgeにおけるＯＯＢＥを最大で４５．０ｄＢ改善できる。６４ＱＡＭにおいては従来受信機構成を用いた場合でも、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲの悪化６．８ｄＢに抑えつつ、Channel-edgeにおけるＯＯＢＥを最大で３２．４ｄＢ改善できる。このＳＮＲの劣化はDe-windowingの導入によって５．４ｄＢまで改善できる。
【０１１４】
以上の結果より、本発明方式は、周波数選択性フェージング環境下においても大幅にＯＯＢＥを低減でき、周波数利用効率の点で優れた方式と言える。ＯＯＢＥ抑圧効果と通信品質はトレードオフの関係にあるが、ＱＰＳＫの場合は特段問題にならない。６４ＱＡＭなど高次変調モードの場合でもＮTRの適切な選択およびDe-windowingの適用により通信品質の劣化を抑えつつＯＯＢＥの十分な抑圧が可能である。
【０１１５】
＜４．変形例＞
図１２および図１３を参照して本発明の一実施の形態の変形例（Partial-UTW処理)について説明する。本発明によるＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥ方式は、ＳＣ−ＦＤＥデータシンボルに対してサイクリックプレフィックス（ＣＰ）、オーバーラップマージン（ＯＭ）を挿入後、ユニバーサル時間軸窓（ＵＴＷ）を乗算してからシンボル連結して送信信号とする方式である。ここで、リソースエレメント（ＲＥ）ごとに別のＵＴＷ関数を適用してもよい。
【０１１６】
図１２および図１３に示す例では、リソースエレメント（ＲＥ）をｘ個のグループに分割し、グループごとに任意のＵＴＷ関数を適用している。ＲＳ挿入回路６の出力側にｘ個の処理部２１1 〜２１x を接続し、各処理部はＮポイントＩＦＦＴ回路７1 〜７x 、パラレルシリアル変換回路１０1 〜１０x 、ＣＰおよびＯＭ挿入回路８1 〜８x 、時間軸ウィンドウイング処理回路９1 〜９x を有する。処理部２１1 〜２１x から出力されるＵＴＷ−ＳＣ−ＦＤＥシンボルが合成回路２２で合成され、送信シンボルが生成される。このとき、各グループに全部同じＵＴＷ関数を適用する場合は、図１と同等の送信機となる。このＲＥのグループ分けの例として，例えばリソースブロックごとに別のＵＴＷ関数を適用してもよい。
【０１１７】
上述したように、本発明の一実施の形態では、一次変調方式によらず、ＳＣ−ＦＤＥ方式に対してＰＡＰＲ特性の悪化を２ｄＢ以下に抑えつつチャネル端におけるＯＯＢＥを最大７０．２ｄＢ抑圧できる。また周波数選択性フェージング環境下においても、ＱＰＳＫにおいてはほぼ通信品質の劣化無しにＯＯＢＥを５７．５ｄＢ改善できる。６４ＱＡＭのような高次変調モードにおいても、受信機にDe-windowingを導入することで、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＳＮＲの悪化をＳＣ−ＦＤＥ方式と比較して５．４ｄＢに抑えつつ、チャネル端におけるＯＯＢＥを最大３２．４ｄＢ改善できる。本発明は、通信品質の劣化を抑えつつＯＯＢＥを大幅に低減でき、周波数利用効率の更なる改善が可能である。このため、５Ｇシステムで実用化される様々なアプリケーションや規格からの要求に柔軟に対応できる、有用性が高い方式である。
【０１１８】
以上、本発明の実施の形態について具体的に説明したが、上述の各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
【符号の説明】
【０１１９】
１  チャネル符号化器
２  インターリーブ回路
３  変調器
４  ＰＲＢマッピング回路
１１  ＣＰおよびＯＭ除去回路
１２  ＮポイントＦＦＴ回路
１３  チャネル等化回路
１４  ＲＳデマッピング回路
１５  ＭポイントＩＤＦＴ回路
２０  De-windowing回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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