(57)【要約】【課題】帯域と入力換算ノイズの特性を向上させ、微弱な光の検出を可能とする。【解決手段】トランスインピーダンス増幅回路は、エミッタ電極が入力端子ｔ０に接続され、コレクタ電極が出力端子ｔ２に接続されたトランジスタｘｑａ１０と、ベース電極が入力端子ｔ０に接続され、コレクタ電極がトランジスタｘｑａ１０のベース電極に接続されたトランジスタｘｑａ２０と、一端が電源電圧に接続され、他端が出力端子ｔ２に接続された抵抗Ｒ１と、一端が電源電圧に接続され、他端がトランジスタｘｑａ１０のベース電極およびトランジスタｘｑａ２０のコレクタ電極に接続された抵抗Ｒ２と、一端がトランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ４とから構成される。【選択図】  図１
2018098668.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エミッタ電極が信号入力端子に接続され、コレクタ電極が信号出力端子に接続された第１のトランジスタと、
ベース電極が前記信号入力端子に接続され、コレクタ電極が前記第１のトランジスタのベース電極に接続された第２のトランジスタと、
一端が電源電圧に接続され、他端が前記信号出力端子に接続された第１の抵抗と、
一端が前記電源電圧に接続され、他端が前記第１のトランジスタのベース電極および前記第２のトランジスタのコレクタ電極に接続された第２の抵抗と、
一端が前記第２のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が接地された第３の抵抗とを備えることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項２】
コレクタ電極が信号出力端子に接続された第１のトランジスタと、
ベース電極が信号入力端子に接続され、コレクタ電極が前記第１のトランジスタのベース電極に接続され、エミッタ電極が接地された第２のトランジスタと、
一端が電源電圧に接続され、他端が前記信号出力端子に接続された第１の抵抗と、
一端が前記電源電圧に接続され、他端が前記第１のトランジスタのベース電極および前記第２のトランジスタのコレクタ電極に接続された第２の抵抗と、
一端が前記第１のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された第３の抵抗とを備えることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項３】
請求項２記載のトランスインピーダンス増幅回路において、
前記第２のトランジスタのエミッタ電極と接地との間に挿入された第４の抵抗をさらに備えることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載のトランスインピーダンス増幅回路において、
前記第１の抵抗の他端と前記信号出力端子との間に直列に挿入された複数個のダイオードと、
前記信号出力端子から出力される信号を入力とする増幅器とをさらに備えることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項５】
請求項４記載のトランスインピーダンス増幅回路において、
前記信号出力端子と前記増幅器の入力端子との間に挿入されたエミッタフォロワをさらに備えることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項６】
請求項４または５記載のトランスインピーダンス増幅回路において、
前記信号出力端子と前記増幅器の出力端子とを接続する帰還抵抗をさらに備えることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項７】
請求項４乃至６のいずれか１項に記載のトランスインピーダンス増幅回路において、
前記増幅器は、
ベース電極が前記信号出力端子に接続された第３のトランジスタと、
ベース電極が前記第３のトランジスタのコレクタ電極に接続され、コレクタ電極が前記電源電圧に接続され、エミッタ電極が増幅器の出力端子に接続された第４のトランジスタと、
一端が前記第３のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が接地された第５の抵抗と、
一端が前記電源電圧に接続され、他端が前記第３のトランジスタのコレクタ電極および前記第４のトランジスタのベース電極に接続された第６の抵抗と、
一端が増幅器の出力端子に接続され、他端が接地された第７の抵抗とから構成されることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【請求項８】
請求項５記載のトランスインピーダンス増幅回路において、
前記エミッタフォロワは、
ベース電極が前記信号出力端子に接続され、コレクタ電極が前記電源電圧に接続され、エミッタ電極が前記増幅器の入力端子に接続された第５のトランジスタと、
一端が前記第５のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が接地された第８の抵抗とから構成されることを特徴とするトランスインピーダンス増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フォトダイオード等の受光素子で得られた電流信号を電圧信号へ変換するトランスインピーダンス増幅回路に関し、特にレギュレイテドカスコード回路を改良したトランスインピーダンス増幅回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般にトランスインピーダンス回路には多くの場合ＣＭＯＳ（complementary metal oxide semiconductor）が用いられ、その回路構成の中のある回路にはレギュレイテドカスコード（regulated cascode）構造が用いられてきた（非特許文献１）。もちろんバイポーラトランジスタを使った回路もわずかに存在する（非特許文献２）。
【０００３】
非特許文献１，２に開示されているレギュレイテドカスコード回路の構成を図１６に示す。非特許文献１に開示されたレギュレイテドカスコード回路では、抵抗Ｒ４がなく、バイポーラトランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極に相当するＭＯＳトランジスタのソース電極が直接接地されている。非特許文献２に開示されたレギュレイテドカスコード回路では、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４の代わりに定電流源が使用されている。
【０００４】
最初のレギュレイテドカスコード回路は、非特許文献３に示されているようにＭＯＳデバイスで構成されていた。レギュレイテドカスコード回路を用いた目的は、単純に縦積みされたＭＯＳデバイスのカスコード（cascode）構造のドレインソース間を流れる電流の増加を抑制し、高出力インピーダンスを得るためであった。
【０００５】
非特許文献３に開示されたレギュレイテドカスコード回路の場合、図１６の抵抗Ｒ４の代わりにＭＯＳトランジスタによる定電流源が使用され、バイポーラトランジスタｘｑａ１０に相当するＭＯＳトランジスタが帰還回路を構成し、バイポーラトランジスタｘｑａ２０に相当するＭＯＳトランジスタのドレインソース間の電圧を一定値にして電流の増加を抑制していた。
【０００６】
このようにレギュレイテドカスコード回路といってもその回路構成には幾つかの違いが存在するが、共通の特徴が存在する。その共通の特徴は、バイポーラデバイスの場合で説明すると、（I）回路の入力は、ベース接地されているように見えるトランジスタｘｑａ１０のエミッタ電極とエミッタ接地されているように見えるトランジスタｘｑａ２０のベース電極との接続部であること、（II）トランジスタｘｑａ２０のコレクタ電極はトランジスタｘｑａ１０のベース電極に接続されていること、（III）トランジスタｘｑａ１０のエミッタ電極は抵抗または定電流源を介して接地され、トランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極も同様に接地されるが、エミッタ電極がそのまま接地される場合もあることである。ＭＯＳデバイスを用いる場合は、上記の共通の特徴の説明におけるエミッタ電極をソース電極、ベース電極をゲート電極、コレクタ電極をドレイン電極に置き換えるようにすればよい。
【０００７】
そして、レギュレイテドカスコード回路の入力抵抗はトランジスタｘｑａ１０，ｘｑａ２０の相互コンダクタンスに大きく依存し、相互コンダクタンスはトランジスタを流れる電流により決定できる。そして、その電流値を大きくすることで、入力抵抗値を下げることができる。このレギュレイテドカスコード回路は、トランスインピーダンス増幅回路（TransImpedance Amplifier：ＴＩＡ）の初段の入力抵抗設定（５０Ω）のところで使用され、またトランスインピーダンス増幅回路のバンド幅（−３ｄＢ帯域）を大きくする目的でも用いられている。
【０００８】
発明者は、ＩｎＰのＤＨＢＴ（Double Heterojunction Bipolar Transistor）を用いたトランスインピーダンス増幅回路の初段の回路としてレギュレイテドカスコード回路を採用し、トランスインピーダンス増幅回路の特性を評価した。その結果以下のことが明らかとなった。
【０００９】
先に示した図１６のレギュレイテドカスコード回路は、発明者が先だって検討した回路の構成を示しており、非特許文献１，２に開示されたレギュレイテドカスコード回路を基礎とし、定電流源やアクティブ負荷が使われている箇所を抵抗に置き換えた回路である。
【００１０】
まず、非特許文献１に開示されたレギュレイテドカスコード回路のように、抵抗Ｒ４＝０Ωの場合を評価する。図１６に示したレギュレイテドカスコード回路において、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩ、Ｒ４＝０Ωとした場合の入力抵抗Ｚｉ＝Ｖｍ（ｔ０）と−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ３依存性を図１７に示し、ゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ３依存性を図１８に示す。
【００１１】
入力抵抗Ｚｉは、単位電流が図１６の端子ｔ０に印加された場合に端子ｔ０に現れる電圧の絶対値＝Ｖｍ（ｔ０）である。ゲインは、入力信号周波数１ＭＨｚでの端子ｔ０，ｔ２の電圧比＝Ｖ（ｔ２）／Ｖ（ｔ０）である。入力換算ノイズは、端子ｔ０での入力信号周波数１ＭＨｚにおける入力換算ノイズである。なお、以降の説明においても、ゲインと入力換算ノイズは、入力信号周波数１ＭＨｚでの値を採用する。
【００１２】
図１７より、抵抗Ｒ３をどんなに変化させても入力抵抗Ｚｉが５０Ωにはならないことが分かる。抵抗Ｒ３＝３００Ωで入力抵抗Ｚｉが上昇しているのは、ゲインが極端に減少しているためである。入力信号周波数１ＭＨｚの入力換算ノイズも高いことから、抵抗Ｒ３＝３００Ωの領域は、増幅器としてうまく動作しない領域である。抵抗Ｒ３が大きいほど、入力換算ノイズも低く、帯域も広いことが分かる。以下の評価ではノイズ、帯域を考慮して、抵抗Ｒ３＝１０ｋΩとおいてみる。
【００１３】
レギュレイテドカスコード回路の入力抵抗Ｚｉは以下の式で与えられることが知られている。
【００１４】
【数１】
2018098668.tif 000003
【００１５】
式（１）におけるＧｍ１，Ｇｍ２はそれぞれトランジスタｘｑａ１０，ｘｑａ２０のコンダクタンスである。
ＩｎＰのＤＨＢＴの場合、コレクタ電流の絶対値が１×１０-3Ａで、コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２が大きくなるため、入力抵抗Ｚｉは、設定したい５０Ωより非常に低くなってしまう傾向にある。式（１）より、入力抵抗Ｚｉを大きくするためには、コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２および抵抗Ｒ２を小さくすることが必要であることが分かる。
【００１６】
次に、抵抗Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｒ４＝０Ω、Ｒ１＝２．５ｋΩとして、抵抗Ｒ２依存性を評価する。図１９は、図１６に示したレギュレイテドカスコード回路の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ２依存性を示し、図２０は、レギュレイテドカスコード回路のゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ２依存性を示している。
【００１７】
抵抗Ｒ２を小さくすると、トランジスタｘｑａ２０のエミッタ−コレクタ間を流れる電流が増加するため、トランジスタｘｑａ２０のコンダクタンスＧｍ２が大きくなってしまう。そのため、入力抵抗Ｚｉは５０Ωにはならない。また、ノイズレベルを低く保とうとすると、抵抗Ｒ２は３００Ω以上が必要であることが分かる。
【００１８】
続いて、抵抗Ｒ４を使ってトランジスタｘｑａ２０のコンダクタンスＧｍ２を変化させてみる。図１６に示したレギュレイテドカスコード回路において、抵抗Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝３００Ωとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ４依存性を図２１に示し、ゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ４依存性を図２２に示す。
【００１９】
入力抵抗Ｚｉが５０Ωとなるのは、抵抗Ｒ４＝２００Ω近傍であることが図２１から読み取れる。また図２２より、抵抗Ｒ４の増加につれて入力信号周波数１ＭＨｚの入力換算ノイズが低下していることが分かる。
【００２０】
図１６に示したレギュレイテドカスコード回路において、抵抗Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ４依存性を図２３に示し、ゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ４依存性を図２４に示す。抵抗Ｒ２＝２ｋΩの場合は、抵抗Ｒ４＝５３０Ω近傍で入力抵抗Ｚｉが５０Ωとなった。
【００２１】
入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωの場合、−３ｄＢ帯域は、抵抗Ｒ２＝２ｋΩの場合よりも抵抗Ｒ２＝３００Ωの場合の方が格段に広く、入力信号周波数１ＭＨｚの入力換算ノイズは、抵抗Ｒ２＝３００Ωの場合よりも抵抗Ｒ２＝２ｋΩの場合の方が少し低いことが分かる。
【００２２】
抵抗Ｒ２＝３００Ω、Ｒ４＝２００Ω、Ｒ３＝１０ｋΩとして、抵抗Ｒ１を変化させて同様な評価を行ってみる。図１６に示したレギュレイテドカスコード回路において、抵抗Ｒ２＝３００Ω、Ｒ４＝２００Ω、Ｒ３＝１０ｋΩとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ１依存性を図２５に示し、ゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ１依存性を図２６に示す。
【００２３】
図２５より、入力抵抗Ｚｉは、抵抗Ｒ１には依存せず一定であることが分かる。一方、−３ｄＢ帯域は、抵抗Ｒ１の増加につれて減少している。図２６より、入力信号周波数１ＭＨｚの入力換算ノイズは、抵抗Ｒ１の増加につれて減少していることが分かる。ノイズを低くすることを優先すると、抵抗Ｒ１は２ｋΩ以上に設定する必要がある。
【００２４】
図１７、図１８より、抵抗Ｒ３が大きいほど、帯域が増加し、入力換算ノイズが低下することが分かるが、抵抗Ｒ３の上限はどの程度か不明である。抵抗Ｒ３＝１０ｋΩで、抵抗Ｒ３を流れる電流は７×１０-5Ａ程度であり、抵抗Ｒ３の値がさらに大きくなれば、その電流値はさらに小さくなる。抵抗Ｒ３が無限大でも、回路が動作すれば抵抗Ｒ３は必要ない。
【００２５】
ここで、図１６の抵抗Ｒ３を定電流源に変えて上記と同様な評価を行う。定電流源としては、ＩｎＰのＤＨＢＴのトランジスタのベース電極に定電圧を印加したものを用いた。このときの定電圧は電圧源を用いて実現した。
【００２６】
図１６に示したレギュレイテドカスコード回路において、抵抗Ｒ３の代わりに定電流源を用い、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩ、Ｒ４＝０Ωとした場合のトランジスタｘｑａ１０，ｘｑａ２０のコレクタ電流（コレクタ−エミッタ間電流）の、定電流源電流値（current of current source）依存性を図２７に示す。図２７のＩｃ＿ｘｑａ１０はトランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流を示し、Ｉｃ＿ｘｑａ２０はトランジスタｘｑａ２０のコレクタ電流を示している。
【００２７】
図１６に示したレギュレイテドカスコード回路において、抵抗Ｒ３の代わりに定電流源を用い、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩ、Ｒ４＝０Ωとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の定電流源電流値依存性を図２８に示し、ゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の定電流源電流値依存性を図２９に示す。
【００２８】
抵抗Ｒ３の代わりに用いた定電流源の電流値が１×１０-6Ａ以下で入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域は一定である。同様に、定電流源の電流値が１×１０-6Ａ以下でゲインと入力信号周波数１ＭＨｚの入力換算ノイズは一定である。
【００２９】
図２７より、トランジスタｘｑａ２０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ２０は、定電流源の電流値によらず一定であることが分かる。一方、トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０は、定電流源からの電流の増加につれて増加している。図１６の端子ｔ０に接続された電流源Ｉｉｎからの直流電流の流入はないという設定にしているので、定電流源の電流は、トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０の一部となっていることが分かる。この定電流源からの電流の増加がゲインおよび入力換算ノイズの増加となっている（図２９）。そしてこのゲインの増加（式（１）のコンダクタンスＧｍ１の増加）が、図２８に示した入力抵抗の減少と帯域の低下をもたらす。
【００３０】
光通信に使われるトランスインピーダンス増幅回路の定電流源（または抵抗Ｒ３）は、入力のフォトダイオードからの直流電流をグランドに流すために設けられている。フォトダイオードからの直流電流は１ｍＡを超える場合もある。このため、定電流源の電流値を１ｍＡ以上に設定する必要があり、この場合の入力換算ノイズは大きく増加してしまう（図２９）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００３１】
【非特許文献１】Jan Nissinen and Juha Kostamovaara，“Fully Differential，Regulated Cascode Amplifier”，IEEE MELECON 2006，May16-19，Benalmadena(Malaga)，Spain，p51-54，2006
【非特許文献２】S.Bashiri Amid，C.Plett，P.Schvan，“Fully Differential，40 Gb/s Regulated Cascode Transimpedance Amplifier in 0.13μm SiGe BiCMOS Technology”，2010 IEEE Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (BCTM)，p33-36，2010
【非特許文献３】E.Sackinger，W.Guggenbuhl，“A High-Swing，High-Impedance MOS Cascode Circuit”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL 25，No.1，FEBRUARY 1990，p289-298
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、フォトダイオードのからの電流値を制限することにより帯域と入力換算ノイズの特性を向上させることができ、微弱な光の検出が可能となるトランスインピーダンス増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明のトランスインピーダンス増幅回路は、エミッタ電極が信号入力端子に接続され、コレクタ電極が信号出力端子に接続された第１のトランジスタと、ベース電極が前記信号入力端子に接続され、コレクタ電極が前記第１のトランジスタのベース電極に接続された第２のトランジスタと、一端が電源電圧に接続され、他端が前記信号出力端子に接続された第１の抵抗と、一端が前記電源電圧に接続され、他端が前記第１のトランジスタのベース電極および前記第２のトランジスタのコレクタ電極に接続された第２の抵抗と、一端が前記第２のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が接地された第３の抵抗とを備えることを特徴とするものである。
【００３４】
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路は、コレクタ電極が信号出力端子に接続された第１のトランジスタと、ベース電極が信号入力端子に接続され、コレクタ電極が前記第１のトランジスタのベース電極に接続され、エミッタ電極が接地された第２のトランジスタと、一端が電源電圧に接続され、他端が前記信号出力端子に接続された第１の抵抗と、一端が前記電源電圧に接続され、他端が前記第１のトランジスタのベース電極および前記第２のトランジスタのコレクタ電極に接続された第２の抵抗と、一端が前記第１のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された第３の抵抗とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路の１構成例は、前記第２のトランジスタのエミッタ電極と接地との間に挿入された第４の抵抗をさらに備えることを特徴とするものである。
【００３５】
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路の１構成例は、前記第１の抵抗の他端と前記信号出力端子との間に直列に挿入された複数個のダイオードと、前記信号出力端子から出力される信号を入力とする増幅器とをさらに備えることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路の１構成例は、前記信号出力端子と前記増幅器の入力端子との間に挿入されたエミッタフォロワをさらに備えることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路の１構成例は、前記信号出力端子と前記増幅器の出力端子とを接続する帰還抵抗をさらに備えることを特徴とするものである。
【００３６】
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路の１構成例において、前記増幅器は、ベース電極が前記信号出力端子に接続された第３のトランジスタと、ベース電極が前記第３のトランジスタのコレクタ電極に接続され、コレクタ電極が前記電源電圧に接続され、エミッタ電極が増幅器の出力端子に接続された第４のトランジスタと、一端が前記第３のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が接地された第５の抵抗と、一端が前記電源電圧に接続され、他端が前記第３のトランジスタのコレクタ電極および前記第４のトランジスタのベース電極に接続された第６の抵抗と、一端が増幅器の出力端子に接続され、他端が接地された第７の抵抗とから構成されることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンス増幅回路の１構成例において、前記エミッタフォロワは、ベース電極が前記信号出力端子に接続され、コレクタ電極が前記電源電圧に接続され、エミッタ電極が前記増幅器の入力端子に接続された第５のトランジスタと、一端が前記第５のトランジスタのエミッタ電極に接続され、他端が接地された第８の抵抗とから構成されることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によれば、トランスインピーダンス増幅回路を、第１、第２のトランジスタと第１〜第３の抵抗とを用いた構成、または第４の抵抗をさらに加えた構成とすることにより、従来と同様の入力抵抗とゲインの特性を実現することができ、かつ帯域と入力換算ノイズの特性を向上させることができる。その結果、本発明では、低雑音および広帯域なトランスインピーダンス増幅回路を実現することができる。
【００３８】
また、本発明では、第１の抵抗の他端と信号出力端子との間に直列に挿入された複数個のダイオードと、信号出力端子から出力される信号を入力とする増幅器とを設けることにより、従来のトランスインピーダンス増幅回路と比較してゲインを増加させることができる。
【００３９】
また、本発明では、信号出力端子と増幅器の出力端子とを接続する帰還抵抗を設けることにより、帯域を増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の第１の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ４依存性の１例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ４依存性の１例を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ４依存性の他の例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ４依存性の他の例を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ１０依存性の１例を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ１０依存性の１例を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施例に係る回路の出力端子に従来のレベルシフト回路と従来のエミッタ接地増幅器とを接続したトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第３の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の第４の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。
【図１２】図９、図１０、図１１のトランスインピーダンス増幅回路の各々について、帰還をかけない場合の入力抵抗、ゲインおよび入力換算ノイズの周波数特性を示す図である。
【図１３】本発明の第３の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の出力信号の入力信号振幅依存性を示す図である。
【図１４】本発明の第３の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の出力信号の入力信号振幅依存性の他の例を示す図である。
【図１５】従来のトランスインピーダンス増幅回路の出力信号の入力信号振幅依存性を示す図である。
【図１６】従来のレギュレイテドカスコード回路の構成を示す回路図である。
【図１７】従来のレギュレイテドカスコード回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ３依存性の１例を示す図である。
【図１８】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ３依存性の１例を示す図である。
【図１９】従来のレギュレイテドカスコード回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ２依存性の１例を示す図である。
【図２０】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ２依存性の１例を示す図である。
【図２１】従来のレギュレイテドカスコード回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ４依存性の１例を示す図である。
【図２２】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ４依存性の１例を示す図である。
【図２３】従来のレギュレイテドカスコード回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ４依存性の他の例を示す図である。
【図２４】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ４依存性の他の例を示す図である。
【図２５】従来のレギュレイテドカスコード回路における入力抵抗と帯域の抵抗Ｒ１依存性の１例を示す図である。
【図２６】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ１依存性の１例を示す図である。
【図２７】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるトランジスタのコレクタ電流の、定電流源電流値依存性の１例を示す図である。
【図２８】従来のレギュレイテドカスコード回路における入力抵抗と帯域の定電流源電流値依存性の１例を示す図である。
【図２９】従来のレギュレイテドカスコード回路におけるゲインと入力換算ノイズの定電流源電流値依存性の１例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
以下、本発明の実施例について図を参照して説明する。
【００４２】
［第１の実施例］
図１は本発明の第１の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。本実施例のトランスインピーダンス増幅回路（レギュレイテドカスコード回路）は、エミッタ電極がトランスインピーダンス増幅回路の入力端子ｔ０に接続され、コレクタ電極がトランスインピーダンス増幅回路の出力端子ｔ２に接続されたトランジスタｘｑａ１０と、ベース電極がトランスインピーダンス増幅回路の入力端子ｔ０に接続され、コレクタ電極がトランジスタｘｑａ１０のベース電極に接続されたトランジスタｘｑａ２０と、一端が電源電圧に接続され、他端がトランスインピーダンス増幅回路の出力端子ｔ２に接続された抵抗Ｒ１と、一端が電源電圧に接続され、他端がトランジスタｘｑａ１０のベース電極およびトランジスタｘｑａ２０のコレクタ電極に接続された抵抗Ｒ２と、一端がトランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ４とから構成される。トランジスタｘｑａ１０，ｘｑａ２０としては、例えばＩｎＰのＤＨＢＴが使用される。
【００４３】
本実施例のトランスインピーダンス増幅回路は、図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路から抵抗Ｒ３を取り除いたものであり、フォトダイオード（電流源Ｉｉｎ）からの直流電流値を２×１０-5Ａ以下に制限にすることにより、トランスインピーダンス増幅回路の入力換算ノイズを低く設定することができ、微弱な光の検出が可能となる。
【００４４】
図１に示した本実施例のトランスインピーダンス増幅回路において、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝３００Ωとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ４依存性を図２に示し、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝３００Ωとした場合のゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ４依存性を図３に示す。
【００４５】
図２より、入力抵抗Ｚｉは抵抗Ｒ４に比例して増加しており、入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωは抵抗Ｒ４＝４１Ωで実現できることが分かる。また、帯域も抵抗Ｒ４の増加につれて増加している。図３より、ゲインと入力換算ノイズは抵抗Ｒ４の増加につれて減少することが分かる。
【００４６】
図１に示した本実施例のトランスインピーダンス増幅回路において、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ４依存性を図４に示し、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとした場合のゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ４依存性を図５に示す。
【００４７】
入力抵抗Ｚｉと帯域とゲインと入力換算ノイズの抵抗Ｒ４依存性は、上記の抵抗Ｒ２＝３００Ωの場合と同様の傾向である。入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωは、抵抗Ｒ４＝３７Ωの時に実現できる。抵抗Ｒ２＝３００Ωの場合との違いは、帯域がほぼ１／２程度狭くなっていることと、入力換算ノイズが若干低下していることである。
【００４８】
図２、図３、図４、図５を、図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路において抵抗Ｒ３＝１０ｋΩとした場合の図２１、図２２、図２３、図２４と比較すると、入力抵抗Ｚｉとゲインの抵抗Ｒ４依存性は同じ傾向を示している。一方、抵抗Ｒ２＝３００Ω，２ｋΩのいずれの場合も、抵抗Ｒ３の無い本実施例の方が、抵抗Ｒ３＝１０ｋΩの場合と比較して、帯域が約２倍になっている。また、入力換算ノイズは、抵抗Ｒ３の無い本実施例の方が若干低下している。
【００４９】
図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路では、トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０は、その電流値が１×１０-4Ａ以上ならば、抵抗Ｒ３により決定される。そして、トランジスタＩｃ＿ｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０の値が２×１０-4Ａ及び２×１０-3Ａの場合、入力換算ノイズが大きく増加してしまう（図２９）。
【００５０】
入力換算ノイズを低下させるためには、トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０の値（すなわち、入力端子ｔ０に接続されるフォトダイオードからの電流の値）を低下させる必要がある。トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０の値が２×１０-5Ａ以下であれば、図１６のレギュレイテドカスコード回路から抵抗Ｒ３を取り外した本実施例の回路で、入力換算ノイズの低減が可能である。
【００５１】
こうして、本実施例のトランスインピーダンス増幅回路によれば、従来と同様の入力抵抗Ｚｉとゲインの特性を実現することができ、かつ帯域と入力換算ノイズの特性を向上させることができる。その結果、本実施例では、低雑音および広帯域なトランスインピーダンス増幅回路を実現することができる。
【００５２】
［第２の実施例］
次に、本発明の第２の実施例について説明する。図６は本発明の第２の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図であり、図１と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施例は、第１の実施例のトランスインピーダンス増幅回路において、トランジスタｘｑａ１０のエミッタ電極とトランスインピーダンス増幅回路の入力端子ｔ０との間に抵抗Ｒ１０を挿入し、抵抗Ｒ４を無くしてトランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極を直接接地したものである。
【００５３】
図６に示したトランスインピーダンス増幅回路において、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとした場合の入力抵抗Ｚｉと−３ｄＢ帯域（Band Width）の抵抗Ｒ１０依存性を図７に示し、抵抗Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとした場合のゲイン（Gain）と入力換算ノイズ（Inoise）の抵抗Ｒ１０依存性を図８に示す。
【００５４】
図７より、入力抵抗Ｚｉと帯域は抵抗Ｒ１０の増加と共に増加しており、抵抗Ｒ１０＝２．３ｋΩで入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωとなり、帯域は３．２９ＧＨｚである。第１の実施例の図４の入力抵抗Ｚｉ＝５０Ω（抵抗Ｒ４＝３７Ω）のときの帯域と比較すると、本実施例では帯域が約２倍となっている。
【００５５】
図８より、抵抗Ｒ１０の増加に伴いゲインは減少し、入力換算ノイズは増加することが分かる。第１の実施例の図５の入力抵抗Ｚｉ＝５０Ω（抵抗Ｒ４＝３７Ω）のときの値と比較すると、本実施例では、ゲインが若干小さく、入力換算ノイズが若干大きくなっている。
【００５６】
図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路の入力抵抗Ｚｉは式（１）により決定される。抵抗Ｒ３固定の場合（式（１）のコンダクタンスＧｍ１が固定）、回路の入力抵抗Ｚｉは、抵抗Ｒ２およびＲ４（式（１）のコンダクタンスＧｍ２）により決定される。抵抗Ｒ２は入力換算ノイズが小さくなるように設定されるとすると、抵抗Ｒ４の値を大きくして（コンダクタンスＧｍ１を小さくして）、回路の入力抵抗Ｚｉを５０Ωに設定することになる。このような設定方法は、第１の実施例でも同様である。
【００５７】
しかし、抵抗Ｒ４の値を大きくすると、回路の増幅度の−３ｄＢ帯域が狭くなり過ぎるという欠点があった。そこで、本実施例では、抵抗Ｒ４＝０Ωとし、抵抗Ｒ１０を設けることにより、トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０の値が２×１０-5Ａ以下の場合に、従来と同様の広帯域のまま、トランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗Ｚｉを設定可能とした。
【００５８】
なお、第１の実施例と第２の実施例を組み合わせてもよい。すなわち、図１に示した第１の実施例のトランスインピーダンス増幅回路において、トランジスタｘｑａ１０のエミッタ電極とトランスインピーダンス増幅回路の入力端子ｔ０との間に抵抗Ｒ１０を挿入してもよい。
【００５９】
図９は、本発明の第２の実施例に係る回路（図９のレギュレイテドカスコード回路１ａ）の出力端子ｔ２に、従来のレベルシフト回路２と従来のエミッタ接地増幅器３とを接続したトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図である。レベルシフト回路２は、エミッタフォロワを構成するトランジスタｘｑａ１０１と、トランジスタｘｑａ１０１のエミッタ電極とレベルシフト回路２の出力端子ｔ１０４０間に、ダイオード接続したトランジスタＤ１〜Ｄ３を複数段接続し、出力端子ｔ１０４０に抵抗Ｒ１０４０の一端を接続し、抵抗Ｒ１０４０の他端を接地したものである。
【００６０】
エミッタ接地増幅器３は、トランジスタｘｑａ２０１，ｘｑａ２０２と、抵抗Ｒ２０１０，Ｒ２０１２，Ｒ２０２０とから構成される。なお、エミッタ接地増幅器３を帰還回路にする場合は、トランジスタｘｑａ２０１のベース電極と出力端子ｔ２０２０との間に帰還抵抗Ｒｆ４を追加する。
【００６１】
ここでは、ノイズを小さくするという点から、レギュレイテドカスコード回路１ａの抵抗をＲ２＝２ｋΩ、Ｒ１＝２．５ｋΩに設定している。さらに、帯域を広くとるため、第２の実施例で説明した回路を採用し、抵抗Ｒ１０は、回路の入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωとなるように設定した（Ｒ１０＝２．３ｋΩ）。
【００６２】
レギュレイテドカスコード回路１ａとエミッタ接地増幅器３とをそのまま接続することはできないので、レギュレイテドカスコード回路１ａとエミッタ接地増幅器３との間にレベルシフト回路２を設けている。レベルシフト回路２およびエミッタ接地増幅器３の抵抗は、Ｒ１０４０＝３００Ω、Ｒ２０１２＝２ｋΩ、Ｒ２０１０＝７００Ω、Ｒ２０２０＝３００Ωに設定した。
【００６３】
図９に示したトランスインピーダンス増幅回路について入力信号周波数１ＭＨｚにおける入力換算ノイズ（Inoise）［ｐＡ／√Ｈｚ］、ゲイン（Gain）［ｄＢＶ］、入力抵抗Ｚｉ［Ω］をＳＹＮＯＰＳＹＳ社の回路シミュレータであるＨＳＰＩＣＥにより評価した。また、等価入力換算ノイズ電流密度（ieq）［ｐＡ／√Ｈｚ］と、それをノイズバンド幅で積分したtieq［×１０-6Ａ］も同時に評価した。
【００６４】
ゲインは、入力信号周波数１ＭＨｚでの端子ｔ０，ｔ２０２０の電圧比＝Ｖ（ｔ２０２０）／Ｖ（ｔ０）である。等価入力換算ノイズ電流密度は、出力端子ｔ２０２０での各周波数の出力ノイズ（onoise）の二乗を積分した値を、いま対象としている周波数領域でのトランスインピーダンスの二乗の積分値で除してルートをとったものである。また、tieqは、等価入力換算ノイズ電流密度をノイズバンド幅で積分したものである。ノイズバンド幅は、上記トランスインピーダンスの二乗の積分値を、トランスインピーダンスの最大値の二乗で除したものである。図９に示したトランスインピーダンス増幅回路の評価結果を表１に示す。
【００６５】
【表１】
2018098668.tif 000004
【００６６】
表１に示すように、レギュレイテドカスコード回路１ａに従来のレベルシフト回路２とエミッタ接地増幅器３とを接続した構成では、帰還抵抗Ｒｆ４がない状態でゲインが低下し、入力換算ノイズが増加した。そして、帰還抵抗Ｒｆ４を減少させると、ゲインが若干低下するだけで、入力換算ノイズは減少せず、且つ−３ｄＢ帯域は変化がなく、不適切なことが判明した。そこで、本発明の改良したトランスインピーダンス増幅回路の構成について説明する。
【００６７】
［第３の実施例］
図１０は本発明の第３の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図であり、図１、図６と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施例のトランスインピーダンス増幅回路は、レギュレイテドカスコード回路１ｂと、エミッタ接地増幅器３ａとから構成される。
【００６８】
レギュレイテドカスコード回路１ｂは、第２の実施例で説明したトランスインピーダンス増幅回路（レギュレイテドカスコード回路）において、抵抗Ｒ１の他端と出力端子ｔ２との間に、ダイオード接続したトランジスタＤ１０〜Ｄ１４を５個直列に挿入したものである。このように、本実施例のレギュレイテドカスコード回路１ｂは、内部にレベルシフト回路を設けたものである。
【００６９】
ここで、ダイオード接続とは、トランジスタのコレクタ電極とベース電極とを接続することにより、ダイオードの機能を実現することを言う。本実施例では、トランジスタＤ１０〜Ｄ１４の段数を５段としているが、これに限るものではなく、レギュレイテドカスコード回路１ｂの出力端子ｔ２の所望のレベルシフトに必要な段数とすればよい。
【００７０】
エミッタ接地増幅器３ａは、ベース電極（エミッタ接地増幅器３ａの入力端子）がレギュレイテドカスコード回路１ｂの出力端子ｔ２に接続されたトランジスタｘｑａ２０１と、ベース電極がトランジスタｘｑａ２０１のコレクタ電極に接続され、コレクタ電極が電源電圧に接続され、エミッタ電極がトランスインピーダンス増幅回路の出力端子（エミッタ接地増幅器３ａの出力端子）ｔ２０２０に接続されたトランジスタｘｑａ２０２と、一端がトランジスタｘｑａ２０１のエミッタ電極に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ２０１０と、一端が電源電圧に接続され、他端がトランジスタｘｑａ２０１のコレクタ電極およびトランジスタｘｑａ２０２のベース電極に接続された抵抗Ｒ２０１２と、一端が出力端子ｔ２０２０に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ２０２０とから構成される。なお、エミッタ接地増幅器３ａを帰還回路にする場合は、エミッタ接地増幅器３ａの入力端子と出力端子ｔ２０２０間に帰還抵抗Ｒｆ４を追加する。
【００７１】
本実施例では、Ｒ１０＝２．３ｋΩ、Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩ、Ｒ２０１２＝２ｋΩ、Ｒ２０１０＝７００Ω、Ｒ２０２０＝３００Ωに設定した。本実施例のトランスインピーダンス増幅回路について、図９に示したトランスインピーダンス増幅回路と同じ項目で評価した結果を表２に示す。
【００７２】
【表２】
2018098668.tif 000005
【００７３】
表２によれば、帰還抵抗Ｒｆ４が無い状態で、本実施例のトランスインピーダンス増幅回路は、図９に示したトランスインピーダンス増幅回路と比較してゲインを増加させることができ、また入力換算ノイズ（Inoise）と等価入力換算ノイズ電流密度（ieq）とtieqの大幅な増加がないことが分かる。
【００７４】
また、本実施例では、帰還抵抗Ｒｆ４を設けることにより、帯域を向上させることができる。また、本実施例では、帰還抵抗Ｒｆ４の値を大幅に変えることでゲインおよび帯域が大幅に変化しても、トランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗Ｚｉをほぼ５０Ωのまま維持することができる。
【００７５】
帰還抵抗Ｒｆ４を設けた状態の本実施例のトランスインピーダンス増幅回路について、ＨＳＰＩＣＥトランジェントによる解析（信号入力周波数１０ＭＨｚおよび２．７ＧＨｚ）から、回路の出力信号の完全性による動作限界を評価した。その結果、本実施例のトランスインピーダンス増幅回路の動作限界の上限はトランジスタｘｑａ１０のコレクタを流れる電流値に影響され、動作限界の下限は入力換算ノイズに影響されることが明らかとなった。
【００７６】
トランジスタｘｑａ１０のコレクタを流れる電流値を２×１０-5Ａとして、動作限界の評価を試みた結果、後述のように、信号入力周波数１０ＭＨｚの場合には入力端子ｔ０に入力される入力電流の振幅の上限値は２×１０-5Ａ、下限値は３×１０-10Ａであった。また、信号入力周波数２．７ＧＨｚの場合には入力端子ｔ０に入力される入力電流の振幅の上限値は２×１０-4Ａ、下限値は３×１０-11Ａであった。
【００７７】
［第４の実施例］
次に、本発明の第４の実施例について説明する。図１１は本発明の第４の実施例に係るトランスインピーダンス増幅回路の構成を示す回路図であり、図１、図６、図１０と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施例のトランスインピーダンス増幅回路は、レギュレイテドカスコード回路１ｃと、エミッタ接地増幅器３ｂとから構成される。
【００７８】
本実施例のレギュレイテドカスコード回路１ｃは、第３の実施例のレギュレイテドカスコード回路１ｂと同様の構成を有するが、抵抗Ｒ１の他端と出力端子ｔ２との間に、ダイオード接続したトランジスタＤ１０〜Ｄ１３を４個直列に挿入している。第３の実施例で説明したとおり、トランジスタＤ１０〜Ｄ１３の段数は、出力端子ｔ２の所望のレベルシフトに必要な段数とすればよい。
【００７９】
本実施例のエミッタ接地増幅器３ｂは、レギュレイテドカスコード回路１ｃの出力端子ｔ２と第３の実施例のエミッタ接地増幅器３ａの入力端子（トランジスタｘｑａ２０１のベース電極）との間に、エミッタフォロワを追加したものである。このエミッタフォロワは、ベース電極がレギュレイテドカスコード回路１ｃの出力端子ｔ２に接続され、コレクタ電極が電源電圧に接続され、エミッタ電極がトランジスタｘｑａ２０１のベース電極に接続されたトランジスタｘｑａ１０６と、一端がトランジスタｘｑａ１０６のエミッタ電極に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ１０６０とから構成される。なお、エミッタ接地増幅器３ｂを帰還回路にする場合は、エミッタ接地増幅器３ｂの入力端子（トランジスタｘｑａ１０６のベース電極）と出力端子ｔ２０２０との間に帰還抵抗Ｒｆ４を追加する。
【００８０】
本実施例では、Ｒ１０＝２．３ｋΩ、Ｒ１＝２．５ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩ、Ｒ２０１２＝２ｋΩ、Ｒ１０６０＝３００Ω、Ｒ２０１０＝７００Ω、Ｒ２０２０＝３００Ωに設定した。本実施例のトランスインピーダンス増幅回路について、図９に示したトランスインピーダンス増幅回路と同じ項目で評価した結果を表３に示す。
【００８１】
【表３】
2018098668.tif 000006
【００８２】
表３によれば、帰還抵抗Ｒｆ４が無い状態で、本実施例のトランスインピーダンス増幅回路は、図９に示した回路と比較してゲインを増加させることができ、また入力換算ノイズ（Inoise）と等価入力換算ノイズ電流密度（ieq）とtieqの大幅な増加がないことが分かる。
【００８３】
また、本実施例では、帰還抵抗Ｒｆ４を設けることにより、帯域を大幅に向上させることができる。また、本実施例では、帰還抵抗Ｒｆ４の値を大幅に変えてもゲインおよび帯域の大きな変化がなく、トランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗Ｚｉをほぼ５０Ωのまま維持することができる。
【００８４】
比較のため、帰還抵抗Ｒｆ４の一端を、エミッタ接地増幅器３ｂの入力端子（トランジスタｘｑａ１０６のベース電極）でなく、端子ｔ１０６０（トランジスタｘｑａ１０６のエミッタ電極）に接続した場合の評価結果を表４に示す。
【００８５】
【表４】
2018098668.tif 000007
【００８６】
ここで、図９に示したトランスインピーダンス増幅回路、図１０に示した第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路、図１１に示した第４の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の各々について、帰還をかけない場合（帰還抵抗Ｒｆ４を設けない場合）の評価結果を図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）に示す。図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）の横軸は周波数である。
【００８７】
図１２（Ａ）のＺｉ＿１は図９に示した回路の入力抵抗、Ｚｉ＿３は第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗、Ｚｉ＿４は第４の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗である。図１２（Ｂ）のＧａｉｎ＿１は図９に示した回路のゲイン、Ｇａｉｎ＿３は第３実施例のトランスインピーダンス増幅回路のゲイン、Ｇａｉｎ＿４は第４実施例のトランスインピーダンス増幅回路のゲインである。図１２（Ｃ）のＩｎｏｉｓｅ＿１は図９に示した回路の入力換算ノイズ、Ｉｎｏｉｓｅ＿３は第３実施例のトランスインピーダンス増幅回路の入力換算ノイズ、Ｉｎｏｉｓｅ＿４は第４実施例のトランスインピーダンス増幅回路の入力換算ノイズである。
【００８８】
図９に示した回路、第３の実施例、第４の実施例のいずれにおいても、入力信号周波数２０ｋＨｚから３５０ＭＨｚまでの入力抵抗Ｚｉは４９．７Ωであった。第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の帯域が一番狭く、第４の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の帯域は第３の実施例よりも広く、１．５９ＧＨｚであった。図９に示したトランスインピーダンス増幅回路の帯域は第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路よりも広いが、ゲインが大きく低下している。入力信号周波数１ＭＨｚにおける入力換算ノイズは第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路が一番低く、図９に示したトランスインピーダンス増幅回路の入力換算ノイズが一番大きい。
【００８９】
図６に示した第２の実施例のトランスインピーダンス増幅回路（レギュレイテドカスコード回路）のゲイン（Ｒ４＝０、入力抵抗５０Ω）は、図８より求められ、３３．６ｄＢ（４７．９倍）であった。このゲインを、図９に示したレギュレイテドカスコード回路１ａ、図１０に示したレギュレイテドカスコード回路１ｂ、図１１に示したレギュレイテドカスコード回路１ｃのゲインとすると、後段のエミッタ接地増幅器３，３ａ，３ｂのゲインは２ｋΩ／７００Ω（Ｒ２０１２／Ｒ２０１０）により求められるので、トランスインピーダンス増幅回路全体のゲインは４２．７ｄＢＶ（１３７倍）と予想される。
【００９０】
このゲインの予想値を表１、表２、表３、表４の帰還抵抗Ｒｆ４無しの場合のゲインと比較すると、第３の実施例の回路のゲイン（表２）、第４の実施例の回路のゲイン（表３）、および第４の実施例において帰還抵抗Ｒｆ４の一端を端子ｔ１０６０に接続した回路のゲイン（表４）と良い一致を示していて、インピーダンスマッチングはとれていることが分かる。
【００９１】
また、表１、表２、表３、表４の帰還抵抗Ｒｆ４有りの場合について検討すると、全ての場合で、トランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗Ｚｉは５０Ωに設定されているものとみなしてよいことが分かる。
【００９２】
従来のレベルシフト回路を使った図９に示したトランスインピーダンス増幅回路では、帰還抵抗Ｒｆ４の減少につれて等価入力換算ノイズ電流密度（ieq）とtieq共に僅かに増加するだけであるが、帯域は減少している。
【００９３】
第３実施例のトランスインピーダンス増幅回路では、帰還抵抗Ｒｆ４の減少につれて帯域、等価入力換算ノイズ電流密度、tieqが共に増加している。
第４の実施例において帰還抵抗Ｒｆ４の一端を端子ｔ１０６０に接続したトランスインピーダンス増幅回路（表４）では、帰還抵抗Ｒｆ４の減少につれて帯域は僅かに減少し、等価入力換算ノイズ電流密度とtieqは僅かに増加している。これは図９に示したトランスインピーダンス増幅回路と同じ傾向である。
【００９４】
第４の実施例（表３の場合）のトランスインピーダンス増幅回路では、帰還抵抗Ｒｆ４の減少につれて帯域、等価入力換算ノイズ電流密度、tieqが共に大幅に増加している。
実用的な回路は第３の実施例と第４の実施例（表３の場合）のトランスインピーダンス増幅回路である。帰還抵抗Ｒｆ４が大きい場合（５ｋΩまで）、第４の実施例の方が帯域の面で優れており、一方、第３の実施例はノイズの面で優れている。
【００９５】
ここで、従来のレギュレイテドカスコード回路の特性と本発明の回路の特性との比較を行う。トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流が大きい場合（１×１０-4Ａ以上）は、図６に示したトランスインピーダンス増幅回路（レギュレイテドカスコード回路）を使用することはできない。
【００９６】
まず、図１６に示したレギュレイテドカスコード回路のトランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流Ｉｃ＿ｘｑａ１０が大きい場合（１．５８×１０-4〜１．６２×１０-4Ａ）の特性を評価する。抵抗Ｒ３はトランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流を設定するために使用されるため、抵抗Ｒ４により回路の入力抵抗Ｚｉを５０Ωに設定する。
【００９７】
評価に使ったトランスインピーダンス増幅回路としては、図１０に示した構成の代わりに、図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路の出力端子ｔ２に、図１０に示したエミッタ接地増幅器３ａの入力端子を接続した構成を用いる。ただし、トランジスタｘｑａ１０に適当なバイアスを印加するため、抵抗Ｒ１と出力端子ｔ２の間に、ダイオード接続したトランジスタを直列に４個挿入し、さらに後段の抵抗Ｒ２０１２の値を２ｋΩから１ｋΩに変更した。トランスインピーダンス増幅回路全体の入力抵抗Ｚｉは、抵抗Ｒ４を変化させることにより、４９Ωから５０Ωの間になるように設定した。
【００９８】
表１〜表４と同様な評価を行ない、抵抗Ｒ４の調整によりトランスインピーダンス増幅回路の入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωが実現できるかどうかを評価した。抵抗Ｒ３＝１０ｋΩ（Ｉｃ＿ｘｑａ１０＝１．５８×１０-4〜１．６２×１０-4Ａ）の場合の評価結果を表５に示す。
【００９９】
【表５】
2018098668.tif 000008
【０１００】
図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路の出力端子ｔ２に、図１０に示したエミッタ接地増幅器３ａの入力端子を接続した構成の場合、帰還抵抗Ｒｆ４によらず、回路の入力抵抗Ｚｉ＝５０Ωは実現できていることが分かる。ただし、表２の場合（Ｉｃ＿ｘｑａ１０＝２×１０-5Ａ）と比較すると、帰還抵抗Ｒｆ４がどんなに小さくなっても、帯域は狭く、ノイズは大きい。例えば帰還抵抗Ｒｆ４＝５００Ωで比較すると、表５の場合の帯域は１／１６以下、tieqは１．５倍となっている。
【０１０１】
次に、第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路を例にとり、入力端子ｔ０に実際に光電流信号を印加したときの動作範囲を明確にするため、入力交流電流の振幅電流値をパラメータとして出力信号波形を評価した。図１０の入力端子ｔ０に正弦波の交流電流を入力し、この交流電流の振幅をパラメータとして出力信号のトランジェント特性を評価した。信号周波数は１０ＭＨｚおよび２．７ＧＨｚであり、帰還抵抗Ｒｆ４＝５ｋΩに設定した。
【０１０２】
図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）、図１３（Ｃ）は第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の出力信号の入力信号振幅依存性を示す図である。入力信号周波数は２．７ＧＨｚである。図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）、図１３（Ｃ）の縦軸は出力端子ｔ２０２０の電圧、横軸は時間である。図１３（Ａ）は入力電流の振幅が２×１０-4Ａ、図１３（Ｂ）は入力電流の振幅が３×１０-4Ａ、図１３（Ｃ）は入力電流の振幅が５×１０-4Ａの場合を示している。
【０１０３】
入力電流の振幅が５×１０-4Ａの場合にはトランスインピーダンス増幅回路の出力信号が完全に崩れてしまっていて、入力電流の振幅が３×１０-4Ａの場合には出力信号が少し歪んでいる。入力電流の振幅が２×１０-4Ａの場合には出力信号の良好な振幅が出現している。トランジスタｘｑａ１０のコレクタ電流は１．９×１０-5Ａなので、許容できる入力電流の振幅の最大値はその１０倍程度であることが分かる。
【０１０４】
トランスインピーダンス増幅回路の最少感度を調べるため、入力電流の振幅を減少させて評価を行った。その結果、入力電流の振幅が３×１０-11Ａの場合には出力信号が出現し、入力電流の振幅が２×１０-11Ａの場合には出力信号が現れなかった。このときの入力換算ノイズは５×１０-12Ａなので、その１０倍程度までの入力電流振幅が最少の感度であるということが分かる。信号周波数１０ＭＨｚで同様な評価を行い、入力電流の振幅の上限値は２×１０-5Ａ、下限値は２×１０-10Ａであった。
【０１０５】
次に、ノイズの大きい場合の最少動作電流を評価するため、第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路において帰還抵抗Ｒｆ４＝５００Ωとした場合と従来のトランスインピーダンス増幅回路において帰還抵抗Ｒｆ４＝５００Ωとした場合の最少動作電流の比較を行う。このときの従来のトランスインピーダンス増幅回路としては、図１０に示した構成の代わりに、図１６に示した従来のレギュレイテドカスコード回路の出力端子ｔ２に、図１０に示したエミッタ接地増幅器３ａの入力端子を接続した構成を用いる。上記のとおり、トランジスタｘｑａ１０に適当なバイアスを印加するため、抵抗Ｒ１と出力端子ｔ２との間に、ダイオード接続したトランジスタを直列に４個挿入し、抵抗Ｒ２０１２の値を１ｋΩに設定した。
【０１０６】
図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）、図１４（Ｃ）、図１４（Ｄ）は第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の出力信号の入力信号振幅依存性を示す図、図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）、図１５（Ｃ）、図１５（Ｄ）は従来のトランスインピーダンス増幅回路の出力信号の入力信号振幅依存性を示す図である。図１４（Ａ）〜図１４（Ｄ）、図１５（Ａ）〜図１５（Ｄ）の縦軸は出力端子ｔ２０２０の電圧、横軸は時間である。図１４（Ａ）、図１５（Ａ）は入力端子ｔ０に与えた正弦波（周波数１０ＭＨｚ）の入力電流の振幅が１２×１０-10、図１４（Ｂ）、図１５（Ｂ）は入力電流の振幅が９×１０-10、図１４（Ｃ）、図１５（Ｃ）は入力電流の振幅が６×１０-10、図１４（Ｄ）、図１５（Ｄ）は入力電流の振幅が３×１０-10の場合を示している。
【０１０７】
従来のトランスインピーダンス増幅回路の場合、入力電流の振幅が９×１０-10Ａ以上の場合に入力電流に応じた波形が出力端子ｔ２０２０に現れるのに対し、第３の実施例のトランスインピーダンス増幅回路の場合、入力電流の振幅が３×１０-10Ａ以上で入力電流に応じた波形が出力端子ｔ２０２０に現れる。すなわち、ノイズ（入力換算ノイズ（Inoise）、等価入力換算ノイズ電流密度（ieq）、tieq）が低いものほど、信号の最少電流に対する感度が良くなっていることが分かる。
【０１０８】
なお、第３、第４の実施例では、図６に示した第２の実施例のトランスインピーダンス増幅回路（レギュレイテドカスコード回路）を基礎として説明しているが、これに限るものではなく、第１の実施例、または第１の実施例と第２の実施例の組み合わせを基礎としてもよい。すなわち、図１０、図１１において、トランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極と接地との間に抵抗Ｒ４を挿入してもよい。また、図１０、図１１において、抵抗Ｒ１０を削除して、トランジスタｘｑａ１０のエミッタ電極と端子ｔ０とを直結し、トランジスタｘｑａ２０のエミッタ電極と接地との間に抵抗Ｒ４を挿入してもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１０９】
本発明は、トランスインピーダンス増幅回路に適用することができる。
【符号の説明】
【０１１０】
Ｉｉｎ…電流源、Ｖ３…電圧源、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ１０，Ｒ１０５０，Ｒ２０１２，Ｒ２０１０，Ｒ２０２０，Ｒ１０６０…抵抗、Ｒｆ４…帰還抵抗、ｘｑａ１０，ｘｑａ２０，ｘｑａ１０１，ｘｑａ２０１，ｘｑａ２０２，ｘｑａ１０６…バイポーラトランジスタ、Ｄ１０〜Ｄ１４…ダイオード接続のトランジスタ、１ａ，１ｂ，１ｃ…レギュレイテドカスコード回路、３ａ，３ｂ…エミッタ接地増幅器。
【図１】
2018098668.tif 000009
【図２】
2018098668.tif 000010
【図３】
2018098668.tif 000011
【図４】
2018098668.tif 000012
【図５】
2018098668.tif 000013
【図６】
2018098668.tif 000014
【図７】
2018098668.tif 000015
【図８】
2018098668.tif 000016
【図９】
2018098668.tif 000017
【図１０】
2018098668.tif 000018
【図１１】
2018098668.tif 000019
【図１２】
2018098668.tif 000020
【図１３】
2018098668.tif 000021
【図１４】
2018098668.tif 000022
【図１５】
2018098668.tif 000023
【図１６】
2018098668.tif 000024
【図１７】
2018098668.tif 000025
【図１８】
2018098668.tif 000026
【図１９】
2018098668.tif 000027
【図２０】
2018098668.tif 000028
【図２１】
2018098668.tif 000029
【図２２】
2018098668.tif 000030
【図２３】
2018098668.tif 000031
【図２４】
2018098668.tif 000032
【図２５】
2018098668.tif 000033
【図２６】
2018098668.tif 000034
【図２７】
2018098668.tif 000035
【図２８】
2018098668.tif 000036
【図２９】
2018098668.tif 000037