(57)【要約】【課題】入力電圧が変動した場合でも入力電圧を算出することができる電源装置及び電源装置の入力電圧算出方法を提供する。【解決手段】電源装置は、トランスの電流を取得する電流取得部と、電流取得部で取得した電流に基づいて、第１のスイッチング素子のオン期間でのトランスの励磁電流の変化量を算出する電流変化量算出部と、電流変化量算出部で算出した励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を算出する入力電圧算出部とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、該トランスの一次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、前記一次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子及び第２のキャパシタの直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、前記トランスの一次巻線に入力電圧が印加される電源装置であって、
前記トランスの電流を取得する電流取得部と、
該電流取得部で取得した電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間での前記トランスの励磁電流の変化量を算出する電流変化量算出部と、
該電流変化量算出部で算出した励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を算出する入力電圧算出部と
を備える電源装置。
【請求項２】
所定の電圧閾値を設定する設定部と、
前記入力電圧算出部で算出した入力電圧及び前記設定部で設定した電圧閾値に基づいて入力電圧の異常の有無を判定する判定部と
を備え、
前記制御部は、
前記判定部で異常があると判定した場合、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを停止する請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記電流取得部は、
前記第１のスイッチング素子のオン期間内の第１時点及び該第１時点よりも後の第２時点それぞれで電流を取得し、
前記電流変化量算出部は、
前記第１時点及び前記第２時点で取得された各電流に基づいて励磁電流の変化量を算出する請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第２時点は、前記第１のスイッチング素子のオン期間の中点を含む所定範囲内の時点である請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記第１時点及び前記第２時点で取得された各電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間の開始時点での第１励磁電流と、前記オン期間の終了時点での第２励磁電流とを算出する励磁電流算出部を備え、
前記電流変化量算出部は、
前記第２励磁電流と前記第１励磁電流との差に基づいて励磁電流の変化量を算出する請求項３又は請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記トランスの一次巻線に直列に接続されたカレントトランスを備え、
前記電流取得部は、
前記カレントトランスで検出した電流を取得する請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項７】
トランスと、該トランスの一次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、前記一次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子及び第２のキャパシタの直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、前記トランスの一次巻線に入力電圧が印加される電源装置の入力電圧算出方法であって、
前記トランスの電流を電流取得部が取得し、
取得された電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間での前記トランスの励磁電流の変化量を電流変化量算出部が算出し、
算出された励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を入力電圧算出部が算出する
電源装置の入力電圧算出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置及び電源装置の入力電圧算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが産業用機器及び車載装置に用いられている。ＤＣ／ＤＣコンバータには、アクティブクランプ型のＤＣ／ＤＣコンバータがある。アクティブクランプ型のＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線と主スイッチング素子との直列回路が直流電源に接続され、１次巻線の両端にキャパシタと補助スイッチング素子とからなるアクティブクランプ回路が接続されている。そして、主スイッチング素子と補助スイッチング素子とを所要のデューティ比で交互にオン／オフすることによって、一周期の前半でトランスに投入されるエネルギーと一周期の後半でトランスから放出されるエネルギーとをバランスさせている。
【０００３】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、例えば、入力電圧が急激に増大すると、主スイッチング素子のデューティ比をより小さい値にして、トランスに投入されるエネルギーと放出されるエネルギーとをバランスさせる（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１９９８７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、デューティ比の変化が完了するまでの過度期間では、エネルギーのバランスが崩れ、トランスに過大な励磁電流が流れ、トランスが磁気飽和になり、励磁電流が急激に増加するおそれがある。トランスの磁気飽和を防止するためには、入力電圧の変動を検出することが重要である。
【０００６】
従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、例えば、入力電圧が高圧であり、出力電圧が低圧であるため、スイッチング素子などを制御する制御回路は、トランスの２次側の低圧側に配置されるのが一般的である。このため、入力電圧を検出して制御回路に伝達するためには、トランスの１次側の入力電圧を検出する電圧センサ、及び、別途、絶縁トランス等を設ける必要があり、高価となる。また、絶縁トランス等を介して検出信号を伝達する場合、信号の遅延が生じる場合もあり、入力電圧の変動に追従できないおそれがある。
【０００７】
本発明は、斯かる事情に鑑みてなされたものであり、入力電圧が変動した場合でも入力電圧を算出することができる電源装置及び電源装置の入力電圧算出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施の形態に係る電源装置は、トランスと、該トランスの一次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、前記一次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子及び第２のキャパシタの直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、前記トランスの一次巻線に入力電圧が印加される電源装置であって、前記トランスの電流を取得する電流取得部と、該電流取得部で取得した電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間での前記トランスの励磁電流の変化量を算出する電流変化量算出部と、該電流変化量算出部で算出した励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を算出する入力電圧算出部とを備える。
【０００９】
本発明の実施の形態に係る電源装置の入力電圧算出方法は、トランスと、該トランスの一次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、前記一次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子及び第２のキャパシタの直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、前記トランスの一次巻線に入力電圧が印加される電源装置の入力電圧算出方法であって、前記トランスの電流を電流取得部が取得し、取得された電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間での前記トランスの励磁電流の変化量を電流変化量算出部が算出し、算出された励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を入力電圧算出部が算出する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、入力電圧が変動した場合でも入力電圧を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本実施の形態の電源装置の回路構成の一例を示す説明図である。
【図２】本実施の形態の電源装置の各部の波形の一例を示すタイムチャートである。
【図３】本実施の形態の電源装置の期間Ｄ１での動作状態の一例を示す説明図である。
【図４】本実施の形態の電源装置の期間Ｄ２での動作状態の一例を示す説明図である。
【図５】本実施の形態の電源装置の期間Ｄ３での動作状態の一例を示す説明図である。
【図６】本実施の形態の電源装置の期間Ｄ４での動作状態の一例を示す説明図である。
【図７】本実施の形態の電源装置によるトランスの励磁電流の変化量の算出方法の一例を示す説明図である。
【図８】本実施の形態の電源装置の入力電圧算出方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
［本願発明の実施形態の説明］
本実施の形態に係る電源装置は、トランスと、該トランスの一次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、前記一次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子及び第２のキャパシタの直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、前記トランスの一次巻線に入力電圧が印加される電源装置であって、前記トランスの電流を取得する電流取得部と、該電流取得部で取得した電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間での前記トランスの励磁電流の変化量を算出する電流変化量算出部と、該電流変化量算出部で算出した励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を算出する入力電圧算出部とを備える。
【００１３】
本実施の形態に係る電源装置の入力電圧算出方法は、トランスと、該トランスの一次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、前記一次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子及び第２のキャパシタの直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、前記トランスの一次巻線に入力電圧が印加される電源装置の入力電圧算出方法であって、前記トランスの電流を電流取得部が取得し、取得された電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間での前記トランスの励磁電流の変化量を電流変化量算出部が算出し、算出された励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を入力電圧算出部が算出する。
【００１４】
電流取得部は、トランスの電流を取得する。トランスの電流は、負荷に流れる負荷電流及びトランスの励磁電流の合計となる。
【００１５】
電流変化量算出部は、電流取得部で取得した電流に基づいて、第１のスイッチング素子のオン期間でのトランスの励磁電流の変化量を算出する。電流取得部で取得したトランスの電流は、負荷電流及び励磁電流の合計となる。第１のスイッチング素子のオン期間において、負荷電流は略一定と考えられるので、トランスの電流の時間的変化量は、励磁電流の時間的変化量に相当する。
【００１６】
入力電圧算出部は、電流変化量算出部で算出した励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を算出する。例えば、入力電圧をＶＩＮ、第１のスイッチング素子のオン期間をＤｔ、トランスの励磁インダクタンスをＬｍ、オン期間Ｄｔの間での励磁電流の変化量をΔＩｍとすると、入力電圧ＶＩＮは、ＶＩＮ＝ΔＩｍ・（Ｌｍ／Ｄｔ）という式で算出することができる。
【００１７】
上述の構成により、入力電圧を検出する必要がなく、検出した入力電圧をトランスの２次側に伝達するための、別個の絶縁トランスが不要なので、コストを抑えることができる。また、絶縁トランスが不要なので、入力電圧が変動した場合でも、遅延なく確実に入力電圧を求めることができる。
【００１８】
本実施の形態に係る電源装置は、所定の電圧閾値を設定する設定部と、前記入力電圧算出部で算出した入力電圧及び前記設定部で設定した電圧閾値に基づいて入力電圧の異常の有無を判定する判定部とを備え、前記制御部は、前記判定部で異常があると判定した場合、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを停止する。
【００１９】
設定部は、所定の電圧閾値を設定する。設定部は、例えば、書き換え可能なメモリなどで構成することができる。電圧閾値は、例えば、上限閾値及び下限閾値とすることができる。
【００２０】
判定部は、入力電圧算出部で算出した入力電圧及び設定部で設定した電圧閾値に基づいて入力電圧の異常の有無を判定する。例えば、判定部は、算出した入力電圧が上限閾値以上である場合、入力電圧の異常があると判定する。また、判定部は、算出した入力電圧が下限閾値以下である場合、入力電圧の異常があると判定する。なお、上限閾値及び下限閾値は、トランスの磁気飽和を未然に防止することができるように設定すればよい。
【００２１】
制御部は、判定部で異常があると判定した場合、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン／オフを停止する。第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることにより、トランスの磁気飽和を未然に防止することができる。
【００２２】
また、所定の電圧閾値を設定することができるので、例えば、電源装置の入力電圧の定格値が異なるような、電源装置の仕様が異なる場合でも、仕様に応じて電圧閾値を設定することができる。このため、仕様に応じて部品等を変更する必要がなく共通化できるので、さらにコストを抑えることが可能となる。また、回路部品等の設計の手間を省くことができる。
【００２３】
本実施の形態に係る電源装置において、前記電流取得部は、前記第１のスイッチング素子のオン期間内の第１時点及び該第１時点よりも後の第２時点それぞれで電流を取得し、前記電流変化量算出部は、前記第１時点及び前記第２時点で取得された各電流に基づいて励磁電流の変化量を算出する。
【００２４】
電流取得部は、第１のスイッチング素子のオン期間内の第１時点及び当該第１時点よりも後の第２時点それぞれで電流を取得する。
【００２５】
電流変化量算出部は、第１時点及び第２時点で取得された各電流に基づいて励磁電流の変化量を算出する。第１時点で取得した電流をＩ１とし、第２時点で取得した電流をＩ２とすると、第１時点から第２時点までの間での電流の変化量ΔＩは、Ｉ２−Ｉ１で表すことができる。トランスの励磁電流は、時間の経過とともに直線状に増加すると考えられるので、第１時点及び第２時点で取得した電流に基づいて、第１のスイッチング素子のオン期間での励磁電流の変化量を求めることができる。
【００２６】
本実施の形態に係る電源装置において、前記第２時点は、前記第１のスイッチング素子のオン期間の中点を含む所定範囲内の時点である。
【００２７】
第２時点は、第１のスイッチング素子のオン期間の中点を含む所定範囲内の時点である。所定範囲とは、中点でもよく、中点の近傍でもよい。ここで、近傍は、中点とみなすことができる範囲とすることができる。第１のスイッチング素子のオン期間の中点では、負荷電流は平均値となるので、第２時点での電流を取得することにより、負荷電流を求めることができる。
【００２８】
本実施の形態に係る電源装置は、前記第１時点及び前記第２時点で取得された各電流に基づいて、前記第１のスイッチング素子のオン期間の開始時点での第１励磁電流と、前記オン期間の終了時点での第２励磁電流とを算出する励磁電流算出部を備え、前記電流変化量算出部は、前記第２励磁電流と前記第１励磁電流との差に基づいて励磁電流の変化量を算出する。
【００２９】
励磁電流算出部は、第１時点及び第２時点で取得された各電流に基づいて、第１のスイッチング素子のオン期間の開始時点での第１励磁電流と、オン期間の終了時点での第２励磁電流とを算出する。第１のスイッチング素子のオン期間において、励磁電流は直線的に変化するので、第１時点及び第２時点で取得された各電流に基づいて、励磁電流の時間的変化量（電流変化を示す直線の傾き）を求めることができる。当該直線を第１のスイッチング素子のオン期間の開始時点及び終了時点まで延ばすことにより、第１励磁電流及び第２励磁電流を算出することができる。
【００３０】
電流変化量算出部は、第２励磁電流と第１励磁電流との差に基づいて励磁電流の変化量を算出する。第２励磁電流と第１励磁電流との差が、第１のスイッチング素子のオン期間Ｄｔの間での励磁電流の変化量ΔＩｍとなる。
【００３１】
本実施の形態に係る電源装置は、前記トランスの一次巻線に直列に接続されたカレントトランスを備え、前記電流取得部は、前記カレントトランスで検出した電流を取得する。
【００３２】
トランスの一次巻線に直列に接続されたカレントトランスを備え、電流取得部は、カレントトランスで検出した電流を取得する。カレントトランスを用いることにより、トランスの１次側と、制御部が設けられるトランスの２次側とを電気的に絶縁することができる。また、カレントトランスは、電圧を変換する絶縁トランスに比べて信号の遅延も抑制することができる。
【００３３】
［本願発明の実施形態の詳細］
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は本実施の形態の電源装置１００の回路構成の一例を示す説明図である。本実施の形態の電源装置１００は、入力側の端子Ａ及びＢ、出力側の端子Ｃ及びＤを備え、入力側の端子Ａ及びＢには、直流電源（不図示）が接続され、出力側の端子Ｃ及びＤには負荷が接続される。電源装置１００は、例えば、降圧変換装置である。
【００３４】
電源装置１００は、トランス３０、第１のスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor、以下、「ＦＥＴ」と称する）１１、第１のキャパシタとしてのキャパシタ２１、第２のスイッチング素子としてのＦＥＴ１２、第２のキャパシタとしてのキャパシタ２２、整流回路を構成するダイオード４１及びダイオード４２、キャパシタ２３、インダクタ６１（出力側のチョークコイル）、並びにＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のオン／オフを制御する制御部５０などを備える。ＦＥＴ１１、ＦＥＴ１２は、それぞれボディダイオードを有する。
【００３５】
端子Ａには、トランス３０の１次巻線３１の一端が接続されている。１次巻線３１の他端には、ＦＥＴ１１のドレインが接続されている。ＦＥＴ１１のソースは、端子Ｂに接続されている。ＦＥＴ１１のドレイン・ソース間には、キャパシタ２１（共振用のキャパシタ）が接続されている。トランス３０の１次巻線３１に直列にカレントトランス７１を接続している。
【００３６】
カレントトランス７１は、トランス３０の一次巻線３１に流れる電流を検出し、検出した電流を制御部５０へ出力する。
【００３７】
１次巻線３１の両端には、ＦＥＴ１２とキャパシタ２２との直列回路が接続されている。ＦＥＴ１２とキャパシタ２２との直列回路は、アクティブクランプ回路を構成する。
【００３８】
図１の例では、１次巻線３１の一端にキャパシタ２２の一端が接続され、キャパシタ２２の他端にはＦＥＴ１２のドレインが接続されている。ＦＥＴ１２のソースは、１次巻線３１の他端に接続されている。
【００３９】
トランス３０の２次巻線３２の一端にはダイオード４１のカソードが接続され、ダイオード４１のアノードは端子Ｄ（接地レベル）に接続されている。２次巻線３２の他端には、ダイオード４２のカソード及びインダクタ６１の一端が接続されている。ダイオード４２のアノードは、ダイオード４１のアノードに接続されている。なお、図１の例では、ダイオード４１、ダイオード４２それぞれのアノード同士が接続された構成となっているが、これに限定されるものではなく、ダイオード４１、ダイオード４２それぞれのカソード同士が接続された構成にしてもよい。
【００４０】
インダクタ６１の他端は端子Ｃに接続されている。端子Ｃ及びＤ間にはキャパシタ２３が接続されている。制御部５０は、ＦＥＴ１１、ＦＥＴ１２のゲートへゲート電圧を出力する。
【００４１】
制御部５０は、電流取得部５１、励磁電流算出部５２、入力電圧算出部５３、設定部５４、判定部５５などを備える。
【００４２】
電流取得部５１は、例えば、ＤＳＰ（digital signal processor）等で構成され、増幅回路、ＡＤ変換回路、デジタルフィルタなどを備え、トランス３０の電流を取得する。具体的には、電流取得部５１は、カレントトランス７１で検出されたトランス３０の電流を取得する。トランス３０の電流は、負荷に流れる負荷電流及びトランス３０の励磁電流の合計となる。
【００４３】
励磁電流算出部５２は、電流変化量算出部としての機能を有し、電流取得部５１で取得した電流に基づいて、ＦＥＴ１１のオン期間でのトランス３０の励磁電流の変化量を算出する。電流取得部５１で取得したトランス３０の電流は、負荷電流及び励磁電流の合計となる。ＦＥＴ１１のオン期間において、負荷電流は略一定と考えられるので、トランス３０の電流の時間的変化量は、励磁電流の時間的変化量に相当する。
【００４４】
入力電圧算出部５３は、励磁電流算出部５２で算出した励磁電流の変化量に基づいて入力電圧を算出する。例えば、入力電圧をＶＩＮ、ＦＥＴ１１のオン期間をＤｔ、トランス３０の励磁インダクタンスをＬｍ、オン期間Ｄｔの間での励磁電流の変化量をΔＩｍとすると、入力電圧ＶＩＮは、ＶＩＮ＝ΔＩｍ・（Ｌｍ／Ｄｔ）という式で算出することができる。
【００４５】
上述の構成により、入力電圧を検出する必要がなく、検出した入力電圧をトランス３０の２次側に伝達するための、別個の絶縁トランスが不要なので、コストを抑えることができる。また、絶縁トランスが不要なので、入力電圧が変動した場合でも、遅延なく確実に入力電圧を求めることができる。
【００４６】
また、トランスの１次側と２次側とを電気的に絶縁して、信号を伝達する方法として、例えば、フォトカップラを用いることもできるが、フォトカップラによって伝達することができるのは、二値の信号（例えば、ハイレベル及びローレベルの信号）であるため、実際の入力電圧をアナログ値として伝達することができない。一方、本実施の形態では、実際の入力電圧をアナログ値として算出することができる。
【００４７】
トランス３０の一次巻線３１に直列に接続されたカレントトランス７１を備え、電流取得部５１は、カレントトランス７１で検出した電流を取得する。カレントトランス７１を用いることにより、トランス３０の１次側と、制御部５０が設けられるトランス３０の２次側とを電気的に絶縁することができる。また、カレントトランス７１は、電圧を変換する絶縁トランスに比べて信号の遅延も抑制することができる。
【００４８】
設定部５４は、所定の電圧閾値を設定する。設定部５４は、例えば、書き換え可能なメモリなどで構成することができる。電圧閾値は、例えば、上限閾値及び下限閾値とすることができる。
【００４９】
判定部５５は、入力電圧算出部５３で算出した入力電圧及び設定部５４で設定した電圧閾値に基づいて入力電圧の異常の有無を判定する。例えば、判定部５５は、算出した入力電圧が上限閾値以上である場合、入力電圧の異常があると判定する。また、判定部５５は、算出した入力電圧が下限閾値以下である場合、入力電圧の異常があると判定する。なお、上限閾値及び下限閾値は、トランス３０の磁気飽和を未然に防止することができるように設定すればよい。
【００５０】
制御部５０は、判定部５５で異常があると判定した場合、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のオン／オフを停止する。ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のスイッチング動作を停止させることにより、トランス３０の磁気飽和を未然に防止することができる。
【００５１】
また、所定の電圧閾値を設定することができるので、例えば、電源装置１００の入力電圧の定格値が異なるような、電源装置１００の仕様が異なる場合でも、仕様に応じて電圧閾値を設定することができる。このため、仕様に応じて部品等を変更する必要がなく共通化できるので、さらにコストを抑えることが可能となる。また、回路部品等の設計の手間を省くことができる。
【００５２】
次に、本実施の形態の電源装置１００の動作について説明する。
【００５３】
図２は本実施の形態の電源装置１００の各部の波形の一例を示すタイムチャートである。図２では、上から、ＦＥＴ１１のゲート電圧、ＦＥＴ１２のゲート電圧、トランス３０の電流（以下、トランス電流とも称する）、トランス３０の励磁電流（以下、励磁電流とも称する）の各波形を模式的に示す。便宜上各部の波形を模式的に図示するので、実際の各部の波形は異なる場合がある。
【００５４】
図２に示すように、周期Ｔを期間Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４の４つの期間に区分する。期間Ｄ１は、ＦＥＴ１１のオン期間であり、ＦＥＴ１１は、所定のデューティ比（Ｄ１／Ｔ）でオン／オフを繰り返す。また、期間Ｄ３は、ＦＥＴ１２のオン期間であり、ＦＥＴ１２は、所定のデューティ比（Ｄ３／Ｔ）でオン／オフを繰り返す。期間Ｄ２、Ｄ４は、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２の両方がオフとなる期間である。次に、各期間Ｄ１〜Ｄ４における電源装置１００の動作状態について順に説明する。
【００５５】
図３は本実施の形態の電源装置１００の期間Ｄ１での動作状態の一例を示す説明図である。図２に示すように、期間Ｄ１においては、制御部５０の制御により、ＦＥＴ１１がオンとなり、ＦＥＴ１２はオフとなる。期間Ｄ１では、トランス３０の１次巻線には、入力側の電源電圧が印加され、１次巻線の電圧は正となる。２次巻線の電圧も正となり、ダイオード４１が導通して負荷に負荷電流が流れる。トランス３０の一次巻線３１には、負荷電流及び励磁電流の合計が流れる。図２に示すように、トランス電流（負荷電流＋励磁電流）及び励磁電流は直線的に増加する。期間Ｄ１では、負荷電流は略一定であるので、励磁電流の時間的変化量はトランス電流（負荷電流）の時間的変化量に相当する。図３中、符号Ｌｍはトランス３０の励磁インダクタンスを表し、Ｌｓは漏れインダクタンスを表す。なお、便宜上、図３において、１次巻線及び２次巻線の下端に対して上端の電位が高い場合を正の電圧とする。
【００５６】
なお、トランス３０の一次側と二次側それぞれに流れる負荷電流による磁束はお互いに打消し合うのに対し、励磁電流は磁束を作るので、トランス３０が磁気飽和するか否かの要因の一つは励磁電流となる。
【００５７】
図４は本実施の形態の電源装置１００の期間Ｄ２での動作状態の一例を示す説明図である。期間Ｄ２では、ＦＥＴ１１がオフとなる。ＦＥＴ１２はオフのままである。期間Ｄ２では、ＦＥＴ１１をオフにすることにより、キャパシタＣｓ（２１）が充電され、励磁電流が維持される。なお、キャパシタ２１が共振用のキャパシタであることを表すため、キャパシタ２１をキャパシタＣｓとも称する。キャパシタＣｓの充電に伴ってトランス３０（１次巻線及び２次巻線）の電圧は減少し、負荷電流は減少する。トランス３０の電圧が減少し、負になると、ダイオード４１は逆バイアスとなり、非導通となる。ダイオード４１に流れていた負荷電流はダイオード４２を介して流れるようになる。
【００５８】
図５は本実施の形態の電源装置１００の期間Ｄ３での動作状態の一例を示す説明図である。期間Ｄ３では、ＦＥＴ１２がオンとなる。ＦＥＴ１１はオフのままである。期間Ｄ３では、ＦＥＴ１２がオンになるので、トランス３０には、キャパシタ２２の電圧が逆方向（負の電圧の方向）に印加され、トランス３０の励磁電流は減少し、トランス３０の励磁をリセットする状態に移行する。そして、トランス３０の励磁電流が逆転し（負になる、電流方向が逆になる）、キャパシタ２２に蓄えられたエネルギーが放出され、トランス３０の漏れインダクタンスＬｓにエネルギーが蓄積される。
【００５９】
図６は本実施の形態の電源装置１００の期間Ｄ４での動作状態の一例を示す説明図である。期間Ｄ４では、ＦＥＴ１２をオフにし、ＦＥＴ１１はオフのままである。期間Ｄ４では、トランス３０（より具体的には、漏れインダクタンスＬｓ）及びキャパシタＣｓによる共振が発生する。ダイード４２には、負荷に流れる負荷電流Ｉｌ（図中、実線で示す）、トランス３０の励磁電流Ｉｍ（図中、破線で示す）、トランス３０（トランス３０の漏れインダクタンスＬｓ）及びキャパシタＣｓの共振による共振電流Ｉｒ（図中、一点鎖線で示す）が流れる。すなわち、トランス３０に流れる電流は共振する。
【００６０】
負荷電流Ｉｌは、ダイオード４２、インダクタ６１、負荷の閉ループを流れる。負荷電流Ｉｌは、例えば、インダクタ６１のインダクタンスを比較的大きくすることにより、一定の値となる。
【００６１】
励磁電流Ｉｍは、トランス３０、ダイオード４２、４１の閉ループを流れる。期間Ｄ４において、励磁インダクタンスＬｍに印加される電圧がほぼゼロであるため、励磁電流Ｉｍは維持される。
【００６２】
次に、本実施の形態の電源装置１００による入力電圧の算出方法について具体的に説明する。
【００６３】
図７は本実施の形態の電源装置１００によるトランス３０の励磁電流の変化量の算出方法の一例を示す説明図である。上段の図は、所定のデューティ比でオン／オフされるＦＥＴ１１のオン期間（前述の期間Ｄ１に相当）を示し、下段の図は、トランス３０の励磁電流を示す。横軸は時間を示す。なお、励磁電流の時間的変化は、トランス電流の時間的変化に相当するので、図７において、励磁電流をトランス電流と読み替えることもできる。
【００６４】
ＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔの開始時点をｔ０とし、オン期間Ｄｔの終了時点をｔ４とする。オン期間Ｄｔを四等分に分割する時点を順番にｔ１、ｔ２、ｔ３とする。すなわち、例えば、時点ｔ１と時点ｔ０との時間差は、Ｄｔの４分の１に相当する。他の時点も同様である。本実施の形態では、時点ｔ１を第１時点、時点ｔ２を第２時点として説明する。
【００６５】
電流取得部５１は、ＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔ内の第１時点ｔ１及び当該第１時点ｔ１よりも後の第２時点ｔ２それぞれで電流を取得する。
【００６６】
励磁電流算出部５２は、第１時点ｔ１及び第２時点ｔ２で取得された各電流に基づいて励磁電流の変化量を算出する。
【００６７】
図７に示すように、第１時点ｔ１で取得した電流をＩｍ１とし、第２時点ｔ２で取得した電流をＩｍ２とすると、第１時点ｔ１から第２時点ｔ２までの間での電流の変化量ΔＩｍは、Ｉｍ２−Ｉｍ１で表すことができる。トランス３０の励磁電流は、時間の経過とともに直線状に増加すると考えられるので、第１時点ｔ１及び第２時点ｔ２で取得した電流に基づいて、ＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔでの励磁電流の変化量を求めることができる。
【００６８】
励磁電流算出部５２は、第１時点ｔ１及び第２時点ｔ２で取得された各電流に基づいて、ＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔの開始時点ｔ０での第１励磁電流と、オン期間Ｄｔの終了時点ｔ４での第２励磁電流とを算出する。
【００６９】
ＦＥＴ１１のオン期間において、励磁電流は直線的に変化するので、第１時点ｔ１及び第２時点ｔ２で取得された各電流に基づいて、励磁電流の時間的変化量（電流変化を示す直線の傾き）を求めることができる。当該直線をＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔの開始時点ｔ０及び終了時点ｔ４まで延ばすことにより、第１励磁電流及び第２励磁電流を算出することができる。
【００７０】
すなわち、第１時点ｔ１で取得した電流をＩｍ１とし、第２時点ｔ２で取得した電流をＩｍ２とすると、時点（時刻）ｔにおける励磁電流Ｉｍ（ｔ）は、式（１）によって算出することができる。また、式（１）によって、第１時点ｔ１及び第２時点ｔ２で取得した電流によって、例えば、時点ｔ０における第１励磁電流Ｉｍ（ｔ０）、及び時点ｔ４における第２励磁電流Ｉｍ（ｔ４）を算出することができる。
【００７１】
【数１】
2018182823.tif 000003
【００７２】
また、励磁電流算出部５２は、第２励磁電流Ｉｍ（ｔ４）と第１励磁電流Ｉｍ（ｔ０）との差に基づいて励磁電流の変化量を算出する。第２励磁電流と第１励磁電流との差が、ＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔの間での励磁電流の変化量ΔＩｍとなる。
【００７３】
また、ＦＥＴ１１のオン期間Ｄｔの間での励磁電流の変化量ΔＩｍは、式（２）で表すことができる。ここで、Ｌｍはトランス３０の励磁インダクタンスであり、ＶＩＮは入力電圧であり、ＤｔはＦＥＴ１１のオン期間の時間長である。
【００７４】
従って、入力電圧算出部５３は、式（３）によって入力電圧ＶＩＮを算出することができる。
【００７５】
【数２】
2018182823.tif 000004
【００７６】
なお、トランス３０の飽和磁束密度をＢｍａｘとし、コアの断面積をＡとし、励磁インダクタンスをＬｍとし、励磁電流をＩｍとし、トランス３０の１次巻線の巻線数をｎとし、トランス３０の磁束をΦとすると、磁束Φは、Φ＝Ｉｍ×Ｌｍ／ｎで表すことができ、磁気飽和する条件は、｜Φ｜／Ａ≧Ｂｍａｘという式で表すことができる。なお、磁束Φを求めるための励磁インダクタンスＬｍは、トランス３０の巻線比を含む値であるため、キャンセルするため巻線数ｎで除算している。
【００７７】
第２時点ｔ２は、ＦＥＴ１１のオン期間の中点を含む所定範囲内の時点とすることができる。所定範囲とは、中点でもよく、中点の近傍でもよい。ここで、近傍は、中点とみなすことができる範囲とすることができる。ＦＥＴ１１のオン期間の中点では、負荷電流は平均値となるので、第２時点ｔ２でトランス３０の電流を取得することにより、負荷電流を求めることができる。なお、一般的に、負荷電流は、励磁電流よりもかなり大きいと見なせるので、トランス３０の電流値は、負荷電流の値と同等と見ることができる。
【００７８】
図８は本実施の形態の電源装置１００の入力電圧算出方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。制御部５０は、所定のデューティ比に基づいてＦＥＴ１１、ＦＥＴ１２のスイッチングを行う（Ｓ１１）。制御部５０は、ＦＥＴ１１がオフからオンになったか否かを判定し（Ｓ１２）、ＦＥＴ１１がオンになっていない場合（Ｓ１２でＮＯ）、ステップＳ１２の処理を続ける。
【００７９】
ＦＥＴ１１がオンになった場合（Ｓ１２でＹＥＳ）、制御部５０は、第１時点になったか否かを判定し（Ｓ１３）、第１時点になっていない場合（Ｓ１３でＮＯ）、ステップＳ１３の処理を続ける。第１時点になった場合（Ｓ１３でＹＥＳ）、制御部５０は、トランス３０の電流を取得する（Ｓ１４）。
【００８０】
制御部５０は、第２時点になったか否かを判定し（Ｓ１５）、第２時点になっていない場合（Ｓ１５でＮＯ）、ステップＳ１５の処理を続ける。第２時点になった場合（Ｓ１５でＹＥＳ）、制御部５０は、トランス３０の電流を取得する（Ｓ１６）。
【００８１】
制御部５０は、ＦＥＴ１１のオン期間でのトランス３０の励磁電流の変化量を算出し（Ｓ１７）、算出した変化量に基づいて、入力電圧を算出する（Ｓ１８）。制御部５０は、入力電圧の異常の有無を判定する（Ｓ１９）。例えば、算出した入力電圧が上限閾値以上である場合、あるいは、算出した入力電圧が下限閾値以下である場合、入力電圧の異常があると判定することができる。
【００８２】
入力電圧の異常がある場合（Ｓ１９でＹＥＳ）、制御部５０は、ＦＥＴ１１、ＦＥＴ１２のオン／オフを停止し（Ｓ２０）、処理を終了する。入力電圧の異常がない場合（Ｓ１９でＮＯ）、制御部５０は、処理を終了するか否かを判定し（Ｓ２１）、処理を終了しない場合（Ｓ２１でＮＯ）、ステップＳ１１以降の処理を繰り返す。処理を終了する場合（Ｓ２１でＹＥＳ）、制御部５０は、ＦＥＴ１１、ＦＥＴ１２のオン／オフを停止して処理を終了する。
【００８３】
本実施の形態の電源装置１００の入力電圧の算出方法は、制御部５０を、例えば、ＣＰＵ（１又は複数のプロセッサ又はプロセッシングデバイスなど）、ＲＡＭ（メモリ）などで構成し、図８に示すような、各処理の手順を定めたコンピュータプログラムをＲＡＭ（メモリ）にロードし、コンピュータプログラムをＣＰＵ（プロセッサ）で実行することにより、コンピュータ上で電源装置１００の入力電圧の算出方法を実現することができる。
【００８４】
上述の実施の形態では、トランス３０の電流を取得する第１時点及び第２時点を、それぞれＦＥＴ１１のオン期間中の４分の１の時点、及び４分の２の時点としたが、これに限定されるものではなく、第１時点及び第２時点は、ＦＥＴ１１のオン期間内の任意の時点であってもよい。
【００８５】
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのデバイスであってもよい。本実施の形態のように、スイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴの場合には、ドレイン・ソース間には等価的に内蔵されたボディダイオードが存在する。また、スイッチング素子として、バイポーラトランジスタを用いる場合には、トランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続すればよい。
【００８６】
本実施の形態では、電源装置として、図１に示したようなＤＣ／ＤＣコンバータの構成を例に挙げて説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成は図１に例示した構成に限定されるものではなく、トランスの一次巻線に直列にスイッチング素子が接続され、トランスの磁気リセットが行われるような構成であればよい。
【００８７】
以上に開示された実施の形態及び実施例は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態及び実施例ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての修正や変形を含むものと意図される。
【符号の説明】
【００８８】
１１、１２  ＦＥＴ
２１、２２、２３  キャパシタ
３０  トランス
３１  １次巻線
３２  ２次巻線
４１、４２  ダイオード
５０  制御部
５１  電流取得部
５２  励磁電流算出部
５３  入力電圧算出定部
５４  設定部
５５  判定部
６１  インダクタ
【図１】
2018182823.tif 000005
【図２】
2018182823.tif 000006
【図３】
2018182823.tif 000007
【図４】
2018182823.tif 000008
【図５】
2018182823.tif 000009
【図６】
2018182823.tif 000010
【図７】
2018182823.tif 000011
【図８】
2018182823.tif 000012