(57)【要約】【課題】コストをより低減することが可能な電流センサを提供する。【解決手段】電流センサは、第１の導線が挿通されるコアと、前記コアに巻回された第２の導線と、前記第２の導線に流れるコア電流を計測する計測部と、前記計測部の計測結果に基づいて、前記第１の導線における電流値を算出する算出部とを備え、前記第１の導線には直流電流が供給され、前記コア電流の向きは切り替え可能であり、前記計測部は、前記向きの切り替えを行うための前記第２の導線への印加電圧の反転に起因する前記コアにおける磁束変化を打ち消すように誘導される電流が前記第２の導線に流れる期間において前記コア電流を計測する。【選択図】図１
2018100872.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の導線が挿通されるコアと、
前記コアに巻回された第２の導線と、
前記第２の導線に流れるコア電流を計測する計測部と、
前記計測部の計測結果に基づいて、前記第１の導線における電流値を算出する算出部とを備え、
前記第１の導線には直流電流が供給され、
前記コア電流の向きは切り替え可能であり、
前記計測部は、前記向きの切り替えを行うための前記第２の導線への印加電圧の反転に起因する前記コアにおける磁束変化を打ち消すように誘導される電流が前記第２の導線に流れる期間において前記コア電流を計測する、電流センサ。
【請求項２】
前記計測部は、前記期間に含まれる対象期間において前記コア電流を計測し、
前記対象期間は、前記コアの温度および前記直流電流の大きさの少なくともいずれか一方に応じて前記期間の長さが変化することを考慮して設定される、請求項１に記載の電流センサ。
【請求項３】
前記計測部は、互いに異なる２つの前記向きへの切り替えに対応する２つの前記期間における前記コア電流を計測し、
前記算出部は、前記計測部による前記２つの期間における前記コア電流の計測結果に基づいて前記電流値を算出する、請求項１または請求項２に記載の電流センサ。
【請求項４】
前記第２の導線の第１端に電圧パルスを印加するともに、前記第２の導線の第２端に前記電圧パルスと反対の極性を有する電圧パルスを印加する電圧供給部をさらに備える、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電流センサ。
【請求項５】
前記第２の導線の第１端に電圧パルスを印加するともに、前記第２の導線の第２端に前記電圧パルスの最大電圧および最小電圧の中間電圧を印加する電圧供給部をさらに備える、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電流を計測するための電流センサが開発されている。このような電流センサの一例として、たとえば、特開２０００−９７９７３号公報（特許文献１）には、以下のような電流センサが開示されている。すなわち、電流センサは、略円環形状の磁性材料からなり、ギャップが形成されるとともに、貫通穴に第１の電流とこの第１の電流よりも小さい第２の電流との合計電流からなる貫通電流が流れるコアと、このコアに形成された前記ギャップに挿入され、前記貫通電流により発生した磁束に応じた電圧を出力する磁電変換手段と、この磁電変換手段により得られた電圧を増幅して前記貫通電流に応じた出力電圧を得る電圧増幅手段と、前記コアに第１の巻数分巻回されたオフセットコイルと、前記第１の電流により発生した第１の磁束を打ち消すために前記オフセットコイルに所定のオフセット制御電流を流すオフセットコイル電流制御手段とを備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−９７９７３号公報
【特許文献２】特開２０１４−１３７３５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載の電流センサでは、磁電変換手段としてのホール素子、およびホール素子を動作させるための定電流回路が設けられる。このように、ホール素子を用いる構成では、高価な素子および周辺回路が必要となり、コストが上昇するため好ましくない。より低コストな電流センサが求められる。
【０００５】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、コストをより低減することが可能な電流センサを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
（１）上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電流センサは、第１の導線が挿通されるコアと、前記コアに巻回された第２の導線と、前記第２の導線に流れるコア電流を計測する計測部と、前記計測部の計測結果に基づいて、前記第１の導線における電流値を算出する算出部とを備え、前記第１の導線には直流電流が供給され、前記コア電流の向きは切り替え可能であり、前記計測部は、前記向きの切り替えを行うための前記第２の導線への印加電圧の反転に起因する前記コアにおける磁束変化を打ち消すように誘導される電流が前記第２の導線に流れる期間において前記コア電流を計測する。
【０００７】
本発明は、このような特徴的な処理部を備える電流センサとして実現することができるだけでなく、かかる特徴的な処理をステップとする方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、本発明は、電流センサの一部または全部を実現する半導体集積回路として実現することができる。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、コストをより低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、本発明の実施の形態に係る電流センサの構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明の実施の形態に係る電流センサにおける制御回路の構成を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施の形態に係る電流センサが処理する電圧パルスの信号電圧の時間変化、およびコア電流の時間変化の一例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施の形態に係る電流センサが処理する電圧パルスの信号電圧の時間変化、およびコア電流の時間変化の一例を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例の構成を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例の構成を示す図である。
【図７】図７は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例における制御回路の構成を示す図である。
【図８】図８は、本発明の実施の形態に係る電流センサが処理する電圧パルスの信号電圧の時間変化、およびコア電流の時間変化の一例を示す図である。
【図９】図９は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。
【００１１】
（１）本発明の実施の形態に係る電流センサは、第１の導線が挿通されるコアと、前記コアに巻回された第２の導線と、前記第２の導線に流れるコア電流を計測する計測部と、前記計測部の計測結果に基づいて、前記第１の導線における電流値を算出する算出部とを備え、前記第１の導線には直流電流が供給され、前記コア電流の向きは切り替え可能であり、前記計測部は、前記向きの切り替えを行うための前記第２の導線への印加電圧の反転に起因する前記コアにおける磁束変化を打ち消すように誘導される電流が前記第２の導線に流れる期間において前記コア電流を計測する。
【００１２】
このように、上記期間においてコア電流を計測し、計測結果に基づいて第２の導線における電流値を算出する構成により、高価な素子および周辺回路を用いることなく第２の導線における電流値を算出することができるので、電流センサのコストをより低減することができる。
【００１３】
（２）好ましくは、前記計測部は、前記期間に含まれる対象期間において前記コア電流を計測し、前記対象期間は、前記コアの温度および前記直流電流の大きさの少なくともいずれか一方に応じて前記期間の長さが変化することを考慮して設定される。
【００１４】
このように、上記期間の長さがコアの温度および直流電流の大きさに応じて変化することに着目し、上記期間の長さが変化することを考慮して対象期間が設定される構成により、コア電流の計測により適した対象期間を設定することができるので、より正しい直流電流の電流値を安定に算出することができる。
【００１５】
（３）好ましくは、前記計測部は、互いに異なる２つの前記向きへの切り替えに対応する２つの前記期間における前記コア電流を計測し、前記算出部は、前記計測部による前記２つの期間における前記コア電流の計測結果に基づいて前記電流値を算出する。
【００１６】
このような構成により、互いに異なる２つのコア電流の向きにそれぞれ対応する、コアにおける磁気ヒステリシスに起因するコア電流のシフトを相殺することができるので、直流電流の電流値を簡易な処理でより正しく算出することができる。
【００１７】
（４）好ましくは、前記第２の導線の第１端に電圧パルスを印加するともに、前記第２の導線の第２端に前記電圧パルスと反対の極性を有する電圧パルスを印加する電圧供給部をさらに備える。
【００１８】
このような構成により、電圧パルスのパルス強度を抑制しながらコアを磁気飽和させることができるので、電圧供給部へ供給すべき電圧を下げることができる。また、極性の反転する印加電圧を発生させるための電圧パルス用の電圧を２種類にすることができる。これにより、電圧供給部の電源回路を簡素化することができる。
【００１９】
（５）好ましくは、前記第２の導線の第１端に電圧パルスを印加するともに、前記第２の導線の第２端に前記電圧パルスの最大電圧および最小電圧の中間電圧を印加する電圧供給部をさらに備える。
【００２０】
このような構成により、電圧パルスの生成回路を１つにすることができるので、電流センサのコストをより低減することができる。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。また、以下に記載する実施の形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
【００２２】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電流センサの構成を示す図である。
【００２３】
図１を参照して、電流センサ１０１は、オペアンプ（電圧供給部）３１Ａ，３１Ｂと、センスアンプ３２と、コア３３と、導線３６ｐと、制御回路３４とを備える。
【００２４】
電流センサ１０１は、たとえば、太陽光発電システムに用いられる。より詳細には、太陽光発電システムでは、最小単位であるセルの集合体によって構成された複数の太陽電池パネルにおいて直流電力が発電される。
【００２５】
各太陽電池パネルが発電した直流電力は、対応の送電用ケーブルを介して電力変換装置へ送電される。電力変換装置は、各太陽電池パネルから受けた直流電力を交流電力へ変換し、変換後の交流電力を家屋、工場または系統等へ出力する。
【００２６】
各太陽電池パネルの出力をモニタするために、対応の送電用ケーブルを流れる直流電流の測定が行われる。電流センサ１０１は、この直流電流の測定に用いられる。
【００２７】
電流センサ１０１は、たとえば送電用ケーブルである導線３６ｔに流れる電流Ｉｔの電流値を算出する。より詳細には、電流センサ１０１は、導線３６ｐに流れる電流Ｉｐを計測し、計測結果に基づいて電流Ｉｔの電流値を算出する。
【００２８】
電流センサ１０１におけるオペアンプ３１Ａは、制御回路３４における端子５８Ａに接続された非反転入力端子と、反転入力端子と、反転入力端子に接続された出力端子と、電源ノードＶ１に接続された正電源端子と、接地された負電源端子とを有する。
【００２９】
オペアンプ３１Ｂは、制御回路３４における端子５８Ｂに接続された非反転入力端子と、反転入力端子と、反転入力端子に接続された出力端子と、電源ノードＶ２に接続された正電源端子と、接地された負電源端子とを有する。
【００３０】
オペアンプ３１Ａは、ボルテージフォロワとして機能し、電源ノードＶ１から供給される電力によって動作する。同様に、オペアンプ３１Ｂは、ボルテージフォロワとして機能し、電源ノードＶ２から供給される電力によって動作する。電源ノードＶ１の電圧および電源ノードＶ２の電圧は、たとえば同じである。
【００３１】
抵抗３５は、オペアンプ３１Ａにおける反転入力端子に接続された第１端と、第２端とを有する。
【００３２】
コア３３は、抵抗３５とオペアンプ３１Ｂとの間に設けられ、たとえば、パーマロイおよびフェライト等の強磁性を有する磁性体である。コア３３は、たとえば環状であり、導線３６ｔが挿通される。導線３６ｔには直流電流（以下、被測定電流とも称する。）Ｉｔが供給される。
【００３３】
より詳細には、コア３３は、円筒形であり、たとえば自己の一部を開閉するための機構を有している。コア３３の一部が開いた状態において当該コア３３の略中心に導線３６ｔが挿通された後、当該一部が閉じられる。なお、コア３３は、口字状等の円筒形と異なる形状であってもよい。また、コア３３は、ギャップを有してもよい。
【００３４】
導線３６ｐは、たとえばエナメルの被膜の施された銅線であり、コア３３に巻回される。導線３６ｐは、抵抗３５の第２端に接続された第１端と、オペアンプ３１Ｂにおける反転入力端子に接続された第２端とを有する。
【００３５】
なお、この例では、コア３３は、抵抗３５とオペアンプ３１Ｂとの間に設けられる構成であるとしたが、これに限定するものではない。コア３３は、オペアンプ３１Ａと抵抗３５との間に設けられてもよい。
【００３６】
センスアンプ３２は、抵抗３５の第１端に接続された第１入力端子と、抵抗３５の第２端に接続された第２入力端子と、制御回路３４における端子５８Ｃに接続された出力端子とを有する。
【００３７】
センスアンプ３２は、たとえば、抵抗３５の第１端における電圧と抵抗３５の第２端における電圧との差の電圧すなわちコア電流Ｉｐに比例する電圧を増幅し、増幅した電圧Ｖｐを有する増幅信号Ｓｓを出力端子から制御回路３４における端子５８Ｃへ出力する。
【００３８】
図２は、本発明の実施の形態に係る電流センサにおける制御回路の構成を示す図である。
【００３９】
図２を参照して、制御回路３４は、算出部５２と、出力部５３と、制御部（計測部）５５と、ＧＰＩＯ（Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｐｕｒｐｏｓｅ  Ｉｎｐｕｔ／Ｏｕｔｐｕｔ）５６Ａ，５６Ｂと、ＡＤ（アナログデジタル）コンバータ（ＡＤＣ）５７と、カウンタ５９とを含む。以下、ＧＰＩＯ５６Ａおよび５６Ｂの各々を、ＧＰＩＯ５６とも称する。
【００４０】
カウンタ５９は、たとえば、水晶振動子を用いた発振回路等により生成されるクロックパルスをカウントし、カウントした値を保持する。
【００４１】
図３および図４は、本発明の実施の形態に係る電流センサが処理する電圧パルスの信号電圧の時間変化、およびコア電流の時間変化の一例を示す図である。なお、図３および図４において、横軸は時間を示す。また、図３および図４における、各横軸のスケールは同じである。
【００４２】
図３には、被測定電流Ｉｔの大きさがＩｍｉｎである場合におけるコア電流Ｉｐ１の時間変化が示される。また、図４には、被測定電流Ｉｔの大きさがＩｍａｘである場合におけるコア電流Ｉｐ２の時間変化が示される。ここで、Ｉｍｉｎ＜Ｉｍａｘである。
【００４３】
図１〜図４を参照して、コア電流Ｉｐの向きは切り替え可能である。具体的には、たとえば、制御部５５は、コア電流Ｉｐの向きを切り替える制御を行う。
【００４４】
より具体的には、オペアンプ３１Ａは、たとえば、制御部５５の制御に従って、導線３６ｐの第１端に電圧パルスＳｐａ１を印加する。オペアンプ３１Ｂは、たとえば、制御部５５の制御に従って、電圧パルスＳｐａ１と反対の極性を有する電圧パルスＳｐｂ１を導線３６ｐの第２端に印加する。
【００４５】
詳細には、制御部５５は、たとえば、カウンタ５９におけるカウント値を監視し、監視結果に基づいて、ゼロを示すオフ命令、および１を示すオン命令をＧＰＩＯ５６へ周期Ｔｐごとに出力してＧＰＩＯ５６を制御する。
【００４６】
より詳細には、制御部５５は、たとえば、オフ命令およびオン命令をＧＰＩＯ５６Ａおよび５６Ｂへそれぞれ略同時に出力すること、およびオフ命令およびオン命令をＧＰＩＯ５６Ｂおよび５６Ａへそれぞれ略同時に出力することを周期Ｔｐごとに繰り返す。
【００４７】
ＧＰＩＯ５６は、制御部５５から受けるオン命令およびオフ命令に従って、アナログの電圧パルスを生成する。
【００４８】
より詳細には、ＧＰＩＯ５６Ａは、制御部５５からオン命令を受けると、ハイレベルＶＨの電圧を有する電圧パルスＳｐａ１を、制御部５５からオフ命令を受けるまで継続して端子５８Ａへ出力する。
【００４９】
同様に、ＧＰＩＯ５６Ｂは、制御部５５からオフ命令を受けると、ローレベルＶＬの電圧を有する電圧パルスＳｐｂ１を、制御部５５からオン命令を受けるまで継続して端子５８Ｂへ出力する。
【００５０】
そして、ＧＰＩＯ５６Ａは、制御部５５からオフ命令を受けると、ローレベルＶＬの電圧を有する電圧パルスＳｐａ１を、制御部５５からオン命令を受けるまで継続して端子５８Ａへ出力する。
【００５１】
同様に、ＧＰＩＯ５６Ｂは、制御部５５からオン命令を受けると、ハイレベルＶＨの電圧を有する電圧パルスＳｐｂ１を、制御部５５からオフ命令を受けるまで継続して端子５８Ｂへ出力する。
【００５２】
図１を参照して、オペアンプ３１Ａは、ＧＰＩＯ５６Ａから出力された電圧を端子５８Ａ経由で非反転入力端子において受けて、受けた電圧と同じレベルの電圧を出力端子から出力する。
【００５３】
オペアンプ３１Ｂは、ＧＰＩＯ５６Ｂから出力された電圧を端子５８Ｂ経由で非反転入力端子において受けて、受けた電圧と同じレベルの電圧を出力端子から出力する。
【００５４】
すなわち、オペアンプ３１Ａにおける出力端子から出力される電圧パルスＳｐａ１は、周期ＴｐごとにハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬに切り替わる。また、オペアンプ３１Ｂにおける出力端子から出力される電圧パルスＳｐｂ１は、周期ＴｐごとにハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬに切り替わり、かつ電圧パルスＳｐａ１と位相がπずれている。
【００５５】
したがって、オペアンプ３１Ａにおける出力端子とオペアンプ３１Ｂにおける出力端子との間における電圧（以下、印加電圧とも称する。）の極性は、周期Ｔｐごとに反転する。具体的には、印加電圧は、周期Ｔｐごとに（ＶＨ−ＶＬ）および（ＶＬ−ＶＨ）に切り替わる。
【００５６】
これにより、導線３６ｐには、周期Ｔｐごとに極性が反転する印加電圧に基づくコア電流Ｉｐが供給される。
【００５７】
再び図２を参照して、ＡＤコンバータ５７は、たとえば、端子５８Ｃ経由でセンスアンプ３２から受ける増幅信号Ｓｓを所定周期ごとのサンプリング期間においてサンプリングし、サンプリング結果すなわち電圧Ｖｐを示すデジタルの電圧データを制御部５５へ出力する。
【００５８】
制御部５５は、導線３６ｐに流れるコア電流Ｉｐを計測する。詳細には、制御部５５は、コア電流Ｉｐの向きの切り替えを行うための導線３６ｐへの印加電圧の反転に起因するコア３３における磁束変化を打ち消すように誘導される電流が導線３６ｐに流れる期間（以下、飽和期間とも称する。）においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００５９】
言い換えると、制御部５５は、たとえば、上記印加電圧の反転に起因する相互誘導がコア３３における導線３６ｐおよび導線３６ｔ間に発生する飽和期間においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００６０】
また、言い換えると、制御部５５は、たとえば、上記印加電圧の反転に起因する自己誘導がコア３３における導線３６ｐに発生する飽和期間においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００６１】
また、言い換えると、制御部５５は、たとえば、上記印加電圧の反転に起因する逆起電力がコア３３における導線３６ｐに発生する飽和期間においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００６２】
また、言い換えると、制御部５５は、たとえば、上記印加電圧の極性が反転してからコア３３が磁気飽和するまでの飽和期間においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００６３】
具体的には、制御部５５は、電圧パルスＳｐａ１，Ｓｐｂ１が反転してからコア電流が一定値を示すまでの飽和期間においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００６４】
好ましくは、制御部５５は、たとえば、飽和期間に含まれる期間であってコア電流Ｉｐの時間に対する変化の割合の絶対値が所定値以下の状態となる緩慢変化期間においてコア電流Ｉｐを計測する。
【００６５】
この例では、制御部５５は、飽和期間ごとにコア電流Ｉｐを計測する。
【００６６】
詳細には、制御部５５は、たとえば、互いに異なる２つのコア電流Ｉｐの向きへの切り替えに対応する２つの飽和期間におけるコア電流Ｉｐを計測する。
【００６７】
より詳細には、制御部５５は、たとえば、連続する２回のコア電流Ｉｐの向きへの切り替えに対応する２つの飽和期間（以下、連続飽和期間とも称する。）におけるコア電流Ｉｐを計測する。
【００６８】
また、制御部５５は、たとえば、飽和期間に含まれる対象期間においてコア電流Ｉｐを計測する。好ましくは、制御部５５は、たとえば、緩慢変化期間に含まれる対象期間においてコア電流Ｉｐを計測する。ここで、対象期間は、制御部５５がオフ命令またはオン命令をＧＰＩＯ５６へ出力してから所定の遅延時間ｔｓが経過した直後の１または複数のサンプリング期間である。
【００６９】
より詳細には、制御部５５は、オフ命令またはオン命令をＧＰＩＯ５６へ出力したタイミングにおけるカウンタ５９におけるカウント値を用いて、当該タイミングから遅延時間ｔｓが経過したタイミングを示すカウント値である遅延カウント値を設定する。
【００７０】
制御部５５は、カウンタ５９におけるカウント値が遅延カウント値と一致するまでＡＤコンバータ５７から受ける電圧データを破棄し、カウンタ５９におけるカウント値が遅延カウント値と一致すると、ＡＤコンバータ５７から受ける電圧データを１つ取得する。
【００７１】
なお、制御部５５は、複数の電圧データを取得してもよい。この場合、制御部５５は、複数の電圧データのたとえば平均値を採用する。
【００７２】
再び図３および図４を参照して、対象期間Ｔｔを定めるための遅延時間ｔｓの設定方法について説明する。図３および図４に示すように、コア電流Ｉｐ１，Ｉｐ２は、飽和期間Ｔ０〜Ｔ３において変化する。
【００７３】
対象期間Ｔｔは、たとえば、コア３３の温度および直流電流Ｉｔの大きさに応じて飽和期間の長さが変化することを考慮して設定される。
【００７４】
より詳細には、コア電流Ｉｐ１，Ｉｐ２は、電圧パルスＳｐａ１，Ｓｐｂ１が反転した直後に大きな変化を示し、そして、緩慢変化期間Ｔｓ０〜Ｔｓ３において緩やかに変化した後、再度大きな変化を示す。ここで、緩慢変化期間Ｔｓ０〜Ｔｓ３は、上述したように、コア電流Ｉｐ１，Ｉｐ２の時間に対する変化の割合の絶対値が所定値以下の状態となる期間である。
【００７５】
緩慢変化期間Ｔｓ０〜Ｔｓ３におけるコア電流Ｉｐ１，Ｉｐ２の電流値は、たとえば、電圧パルスの極性に応じて、Ｉｘ／Ｎ＋αｐ（ｔ）およびＩｘ／Ｎ−αｍ（ｔ）のいずれか一方で表すことが可能である。ここで、Ｉｘは、被測定電流Ｉｔの電流値である。Ｎは、導線３６ｐのコア３３における巻き数と導線３６ｔのコア３３における巻き数との比である。αｐ（ｔ），αｍ（ｔ）は、たとえば、コア３３の磁気ヒステリシス等に起因する電流値であり、時間ｔの関数として表すことが可能である。
【００７６】
たとえば、対象期間Ｔｔの開始タイミングすなわち電圧パルスＳｐａ１，Ｓｐｂ１が反転してから遅延時間ｔｓが経過したタイミングにおいて、αｐ（ｔｓ）≒αｍ（ｔｓ）と近似することができる。これにより、Ｉｘ／Ｎ＋αｐ（ｔｓ）およびＩｘ／Ｎ−αｍ（ｔｓ）の平均を算出することにより、Ｉｘ／Ｎを取得することができる、すなわち被測定電流Ｉｔの電流値を取得することができる。
【００７７】
図３および図４に示すように、飽和期間Ｔ０〜Ｔ３の長さは、電圧パルスＳｐａ１，Ｓｐｂ１の極性、および被測定電流Ｉｔの大きさに応じて異なる。
【００７８】
これは、被測定電流Ｉｔの大きさすなわちＩｍｉｎ，Ｉｍａｘに応じた静磁場がコア３３に存在するため、コア３３の磁気飽和に要する時間が、静磁場の大きさおよび電圧パルスＳｐａ１，Ｓｐｂ１の極性に応じて異なるためである。
【００７９】
たとえば、被測定電流Ｉｔの大きさがＩｍｉｎである場合における飽和期間Ｔ０の長さは、被測定電流Ｉｔの大きさがＩｍａｘである場合における飽和期間Ｔ２の長さより短い。一方、被測定電流Ｉｔの大きさがＩｍｉｎである場合における飽和期間Ｔ１の長さは、被測定電流Ｉｔの大きさがＩｍａｘである場合における飽和期間Ｔ３の長さより長い。また、図示しないが、飽和期間の長さは温度に応じて異なる。
【００８０】
これに対して、対象期間Ｔｔは、たとえば、被測定電流Ｉｔの測定対象の大きさの範囲Ｒｇｉ、およびコア３３が設けられる環境の温度範囲Ｒｇｔを考慮して、ユーザにより決定される。
【００８１】
より詳細には、ユーザは、たとえば、対象期間の決定に用いる計測条件として、計測対象とすべき被測定電流Ｉｔの大きさおよび温度を設定する。ここで、計測対象とすべき被測定電流Ｉｔの大きさは、たとえば、範囲Ｒｇｉの上限の電流値および下限の電流値である。また、計測対象とすべき温度は、たとえば、温度範囲Ｒｇｔ上限の温度および下限の温度である。
【００８２】
ユーザは、設定した各被測定電流Ｉｔの大きさおよび各温度における飽和期間をそれぞれ計測し、計測した各飽和期間に基づいて、対象期間が当該各飽和期間に含まれるように遅延時間ｔｓを決定する。
【００８３】
好ましくは、ユーザは、たとえば、設定した各被測定電流Ｉｔの大きさおよび各温度における緩慢変化期間をそれぞれ計測し、計測した各緩慢変化期間に基づいて、対象期間が当該各緩慢変化期間に含まれるように遅延時間ｔｓを決定する。ユーザは、決定した遅延時間ｔｓを制御部５５に保持させる操作を電流センサ１０１に対して行う。
【００８４】
再び図２を参照して、算出部５２は、制御部５５の計測結果に基づいて、導線３６ｔにおける電流値を算出する。
【００８５】
詳細には、算出部５２は、たとえば、制御部５５による互いに異なる２つのコア電流Ｉｐの向きへの切り替えに対応する２つの飽和期間におけるコア電流Ｉｐの計測結果に基づいて、直流電流Ｉｔの電流値を算出する。
【００８６】
より詳細には、算出部５２は、制御部５５から周期Ｔｐごとに電圧データを受けて、制御部５５から受ける電圧データのうち、連続する２つの電圧データを取得する。この２つの電圧データは、上述のＩｘ／Ｎ＋αｐ（ｔ）に比例する値、およびＩｘ／Ｎ−αｍ（ｔ）に比例する値をそれぞれ示す。
【００８７】
算出部５２は、取得した２つの電圧データのそれぞれ示す値の平均を算出し、算出結果すなわちＩｘ／Ｎに比例する値に基づいて被測定電流Ｉｔの電流値を算出する。算出部５２は、算出した被測定電流Ｉｔの電流値を示す電流情報を出力部５３へ出力する。
【００８８】
出力部５３は、算出部５２から受ける電流情報を他の装置たとえばサーバへ送信する。
【００８９】
［電流センサ１０１の変形例１］
図５は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例の構成を示す図である。
【００９０】
図５を参照して、電流センサ１０１の変形例１である電流センサ１０２は、図１に示す電流センサ１０１と比べて、オペアンプ３１Ａ，３１Ｂの代わりに、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）（電圧供給部）３７Ａ，３７Ｂを備え、さらに、抵抗３８Ａ，３８Ｂを備える。
【００９１】
電流センサ１０２におけるセンスアンプ３２、コア３３、制御回路３４および抵抗３５の動作は、図１に示す電流センサ１０１におけるセンスアンプ３２、コア３３、制御回路３４および抵抗３５とそれぞれ同様である。
【００９２】
電流センサ１０２における抵抗３８Ａは、電源ノードＶ１に接続された第１端と、第２端とを有する。抵抗３８Ｂは、電源ノードＶ２に接続された第１端と、第２端とを有する。
【００９３】
ＦＥＴ３７Ａは、たとえばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ＦＥＴ）であり、制御回路３４における端子５８Ａに接続されたゲートと、抵抗３８Ａの第２端および抵抗３５の第１端に接続されたドレインと、接地されたソースとを有する。
【００９４】
ＦＥＴ３７Ｂは、たとえばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、制御回路３４における端子５８Ｂに接続されたゲートと、抵抗３８Ｂの第２端および導線３６ｐの第２端に接続されたドレインと、接地されたソースとを有する。
【００９５】
上述したように、周期ＴｐごとにハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬに切り替わる電圧パルスＳｐａ１が、端子５８Ａから出力される。また、周期ＴｐごとにハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬに切り替わり、かつ電圧パルスＳｐａ１と位相がπずれている電圧パルスＳｐｂ１が、端子５８Ｂから出力される。
【００９６】
したがって、ＦＥＴ３７Ａにおけるゲートが端子５８ＡからハイレベルＶＨの電圧を受ける場合、ＦＥＴ３７Ｂにおけるゲートは、端子５８ＢからローレベルＶＬの電圧を受ける。
【００９７】
このような場合、ＦＥＴ３７Ａがオンし、ＦＥＴ３７Ａにおけるドレインおよびソース間において電流が流れる、すなわち抵抗３８Ａの第２端が接地される。一方、ＦＥＴ３７Ｂがオフし、ＦＥＴ３７Ｂにおけるドレインおよびソース間における電流が制限される、すなわち抵抗３８Ｂの第２端は接地されない。
【００９８】
また、ＦＥＴ３７Ａにおけるゲートが端子５８ＡからローレベルＶＬの電圧を受ける場合、ＦＥＴ３７Ｂにおけるゲートは、端子５８ＢからハイレベルＶＨの電圧を受ける。
【００９９】
このような場合、ＦＥＴ３７Ｂがオンし、ＦＥＴ３７Ｂにおけるドレインおよびソース間において電流が流れる、すなわち抵抗３８Ｂの第２端が接地される。一方、ＦＥＴ３７Ａがオフし、ＦＥＴ３７Ａにおけるドレインおよびソース間における電流が制限される、すなわち抵抗３８Ａの第２端は接地されない。
【０１００】
すなわち、抵抗３８Ａの第２端と抵抗３８Ｂの第２端との間における電圧は、周期Ｔｐごとに反転する。
【０１０１】
これにより、導線３６ｐには、周期Ｔｐごとに極性が反転する印加電圧に基づくコア電流Ｉｐが供給される。
【０１０２】
［電流センサ１０１の変形例２］
図６は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例の構成を示す図である。
【０１０３】
図６を参照して、電流センサ１０１の変形例２である電流センサ１０３は、図１に示す電流センサ１０１と比べて、制御回路３４の代わりに、制御回路４０を備え、さらに、抵抗３９Ａ，３９Ｂを備える。
【０１０４】
電流センサ１０３におけるオペアンプ３１Ａ，３１Ｂ、センスアンプ３２、コア３３および抵抗３５の動作は、図１に示す電流センサ１０１におけるオペアンプ３１Ａ，３１Ｂ、センスアンプ３２、コア３３および抵抗３５とそれぞれ同様である。
【０１０５】
電流センサ１０３における抵抗３９Ａは、電源ノードＶ２に接続された第１端と、第２端とを有する。抵抗３９Ｂは、抵抗３９Ａの第２端に接続された第１端と、接地された第２端とを有する。
【０１０６】
オペアンプ３１Ｂは、抵抗３９Ａの第２端に接続された非反転入力端子と、反転入力端子と、反転入力端子および導線３６ｐの第２端に接続された出力端子と、電源ノードＶ２に接続された正電源端子と、接地された負電源端子とを有する。
【０１０７】
オペアンプ３１Ｂは、ボルテージフォロワとして機能し、電源ノードＶ２から供給される電力によって動作する。
【０１０８】
図７は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例における制御回路の構成を示す図である。
【０１０９】
図７を参照して、制御回路４０は、図２に示す制御回路３４と比べて、ＧＰＩＯ５６Ｂを備えない構成である。
【０１１０】
制御回路４０における算出部５２、出力部５３、ＡＤコンバータ５７およびカウンタ５９の動作は、図１に示す制御回路３４における算出部５２、出力部５３、ＡＤコンバータ５７およびカウンタ５９とそれぞれ同様である。
【０１１１】
図８は、本発明の実施の形態に係る電流センサが処理する電圧パルスの信号電圧の時間変化、およびコア電流の時間変化の一例を示す図である。なお、図８において、横軸は時間を示す。
【０１１２】
図７および図８を参照して、オペアンプ３１Ａは、たとえば、制御部５５の制御に従って、導線３６ｐの第１端に電圧パルスＳｐａ１を印加する。
【０１１３】
詳細には、制御部５５は、カウンタ５９におけるカウント値を監視し、たとえば、オフ命令およびオン命令を周期ＴＰごとに交互にＧＰＩＯ５６Ａへ出力する。
【０１１４】
ＧＰＩＯ５６Ａは、制御部５５からオン命令を受けると、ハイレベルＶＨ１の電圧を有する電圧パルスＳｐａ１を、制御部５５からオフ命令を受けるまで継続して端子５８Ａへ出力する。
【０１１５】
そして、ＧＰＩＯ５６Ａは、制御部５５からオフ命令を受けると、ローレベルＶＬ１の電圧を有する電圧パルスＳｐａ１を、制御部５５からオン命令を受けるまで継続して端子５８Ａへ出力する。
【０１１６】
再び図６を参照して、オペアンプ３１Ａは、ＧＰＩＯ５６Ａから出力された電圧を端子５８Ａ経由で非反転入力端子において受けて、受けた電圧と同じレベルの電圧を出力端子から出力する。
【０１１７】
オペアンプ３１Ｂは、抵抗３９Ａ，３９Ｂによって電源ノードＶ２の電圧が分圧された電圧Ｖｒｅｆを非反転入力端子において受けて、受けた電圧Ｖｒｅｆと同じレベルの電圧を出力端子から出力する。
【０１１８】
ここで、抵抗３９Ａ，３９Ｂの抵抗値は、たとえば、電圧Ｖｒｅｆが電圧パルスＳｐａ１の最大電圧ＶＨ１および最小電圧ＶＬ１の中間電圧になるように設定されている。この中間電圧は、最大電圧ＶＨ１および最小電圧ＶＬ１間の電圧であればよく、ここでは、最大電圧ＶＨ１および最小電圧ＶＬ１の中間値である。
【０１１９】
すなわち、オペアンプ３１Ａにおける出力端子とオペアンプ３１Ｂにおける出力端子との間における電圧すなわち印加電圧の極性は、周期Ｔｐごとに反転する。具体的には、印加電圧は、周期Ｔｐごとに（ＶＨ１−ＶＬ１）／２および（ＶＬ１−ＶＨ１）／２に切り替わる。
【０１２０】
これにより、導線３６ｐには、周期Ｔｐごとに極性が反転する印加電圧に基づくコア電流Ｉｐが供給される。
【０１２１】
［電流センサ１０１の変形例３］
図９は、本発明の実施の形態に係る電流センサの変形例の構成を示す図である。
【０１２２】
図９を参照して、電流センサ１０１の変形例３である電流センサ１０４は、図１に示す電流センサ１０１と比べて、さらに、参照電圧を供給する図示しない供給回路を備える。
【０１２３】
電流センサ１０４におけるオペアンプ３１Ａ，３１Ｂ、センスアンプ３２、コア３３、制御回路３４および抵抗３５の動作は、図１に示す電流センサ１０１におけるオペアンプ３１Ａ，３１Ｂ、センスアンプ３２、コア３３、制御回路３４および抵抗３５とそれぞれ同様である。
【０１２４】
電流センサ１０４では、オペアンプ３１Ａ，３１Ｂは、コンパレータとして機能する。参照電圧は、供給回路から参照電圧ノードＶｒ１，Ｖｒ２経由で供給される。
【０１２５】
この参照電圧は、最大電圧ＶＨおよび最小電圧ＶＬ間の電圧であればよく、ここでは、最大電圧ＶＨおよび最小電圧ＶＬの中間値である。なお、参照電圧ノードＶｒ１経由で供給される電圧、および参照電圧ノードＶｒ２経由で供給される電圧は、互いに異なってもよい。
【０１２６】
オペアンプ３１Ａは、制御回路３４における端子５８Ａに接続された非反転入力端子と、参照電圧ノードＶｒ１に接続された反転入力端子と、抵抗３５の第１端に接続された出力端子と、電源ノードＶ１に接続された正電源端子と、接地された負電源端子とを有する。
【０１２７】
オペアンプ３１Ｂは、制御回路３４における端子５８Ｂに接続された非反転入力端子と、参照電圧ノードＶｒ２に接続された反転入力端子と、導線３６ｐの第２端に接続された出力端子と、電源ノードＶ２に接続された正電源端子と、接地された負電源端子とを有する。
【０１２８】
上述したように、周期ＴｐごとにハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬに切り替わる電圧パルスＳｐａ１が、端子５８Ａから出力される。また、周期ＴｐごとにハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬに切り替わり、かつ電圧パルスＳｐａ１と位相がπずれている電圧パルスＳｐｂ１が、端子５８Ｂから出力される。
【０１２９】
したがって、オペアンプ３１Ａにおける非反転入力端子が端子５８ＡからハイレベルＶＨの電圧を受ける場合、オペアンプ３１Ｂにおける非反転入力端子は、端子５８ＢからローレベルＶＬの電圧を受ける。
【０１３０】
このような場合、オペアンプ３１Ａにおける出力端子の電圧が電源ノードＶ１の電圧となり、かつオペアンプ３１Ｂにおける出力端子がゼロボルトとなる。
【０１３１】
また、オペアンプ３１Ａにおける非反転入力端子が端子５８ＡからローレベルＶＬの電圧を受ける場合、オペアンプ３１Ｂにおける非反転入力端子は、端子５８ＢからハイレベルＶＨの電圧を受ける。
【０１３２】
このような場合、オペアンプ３１Ａにおける出力端子がゼロボルトとなり、かつオペアンプ３１Ｂにおける出力端子の電圧が電源ノードＶ２の電圧となる。
【０１３３】
すなわち、オペアンプ３１Ａにおける出力端子とオペアンプ３１Ｂにおける出力端子との間における電圧は、周期Ｔｐごとに反転する。
【０１３４】
これにより、導線３６ｐには、周期Ｔｐごとに極性が反転する印加電圧に基づくコア電流Ｉｐが供給される。
【０１３５】
なお、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、コア電流Ｉｐの向きが周期Ｔｐごとに切り替わる構成であるとしたが、これに限定するものではない。コア電流Ｉｐの向きが１回だけ切り替わる構成であってもよい。この場合、算出部５２は、たとえば、切り替え前のコア電流Ｉｐの向きに応じてαｐ（ｔ）またはαｍ（ｔ）を算出し、算出結果およびコア電流Ｉｐの大きさからＩｘ／Ｎを算出する。
【０１３６】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサは、連続飽和期間におけるコア電流Ｉｐをそれぞれ計測し、計測した各コア電流Ｉｐの平均値に基づいて、直流電流Ｉｔの電流値を算出してサーバへ電流情報を送信する構成であるとしたが、これに限定するものではない。電流センサ１０１は、飽和期間単位でコア電流Ｉｐを計測し、計測したコア電流Ｉｐに基づいて、直流電流Ｉｔの電流値を算出してサーバへ電流情報を送信する構成であってもよい。
【０１３７】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサには、電圧供給部として、オペアンプ３１Ａ，３１ＢおよびＦＥＴ３７Ａ，３７Ｂのいずれか一方が設けられる構成であるとしたが、これに限定するものではない。電圧供給部が、電流センサ１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【０１３８】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、制御部５５は、ユーザにより決定された遅延時間ｔｓにより定まる対象期間においてコア電流を計測する構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部５５は、飽和期間においてコア電流を計測する構成であれば、たとえば、特定の条件を考慮せずに汎用的に使用可能な任意の対象期間においてコア電流を計測する構成であってもよい。
【０１３９】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、対象期間は、被測定電流Ｉｔの測定対象の大きさの範囲Ｒｇｉ、およびコア３３が設けられる環境の温度範囲Ｒｇｔを考慮して設定されるとしたが、これに限定するものではない。対象期間は、たとえば、コア３３の温度および直流電流Ｉｔの大きさのいずれか一方に応じて飽和期間の長さが変化することを考慮して設定されてもよい。
【０１４０】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、制御部５５は、連続する２回のコア電流Ｉｐの向きへの切り替えに対応する２つの飽和期間におけるコア電流Ｉｐを計測する構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部５５は、たとえば、連続しない２回のコア電流Ｉｐの向きへの切り替えであって互いに異なる２つの向きへの切り替えに対応する２つの飽和期間におけるコア電流Ｉｐを計測する構成であってもよい。
【０１４１】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、図１、図５および図８に示す回路を用いて導線３６ｐへ電流を供給する構成であるとしたが、これに限定するものではない。電流センサ１０１では、図１、図５および図８に示す回路と異なる回路を用いて導線３６ｐへ電流を供給する構成であってもよい。
【０１４２】
ところで、特許文献１に記載の電流センサでは、磁電変換手段としてのホール素子、およびホール素子を動作させるための定電流回路が設けられる。このように、ホール素子を用いる構成では、高価な素子および周辺回路が必要となり、コストが上昇するため好ましくない。より低コストな電流センサが求められる。
【０１４３】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電流センサは、導線３６ｔが挿通されるコア３３と、コア３３に巻回された導線３６ｐと、導線３６ｐに流れるコア電流Ｉｐを計測する制御部５５と、制御部５５の計測結果に基づいて、導線３６ｔにおける電流値を算出する算出部５２とを備える。導線３６ｔには直流電流Ｉｔが供給される。コア電流Ｉｐの向きは切り替え可能である。そして、制御部５５は、コア電流Ｉｐの向きの切り替えを行うための導線３６ｐへの印加電圧の反転に起因するコア３３における磁束変化を打ち消すように誘導される電流が導線３６ｐに流れる飽和期間Ｔ０〜Ｔ３においてコア電流Ｉｐを計測する。
【０１４４】
このように、飽和期間においてコア電流Ｉｐを計測し、計測結果に基づいて導線３６ｔにおける電流値を算出する構成により、高価な素子および周辺回路を用いることなく導線３６ｔにおける電流値を算出することができるので、電流センサ１０１のコストをより低減することができる。
【０１４５】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、制御部５５は、飽和期間Ｔ０〜Ｔ３に含まれる対象期間Ｔｔにおいてコア電流Ｉｐを計測する。そして、対象期間Ｔｔは、コア３３の温度Ｔおよび直流電流Ｉｔの大きさに応じて飽和期間の長さが変化することを考慮して設定される。
【０１４６】
このように、飽和期間の長さがコア３３の温度Ｔおよび直流電流Ｉｔの大きさに応じて変化することに着目し、飽和期間の長さが変化することを考慮して対象期間Ｔｔが設定される構成により、コア電流Ｉｐの計測により適した対象期間Ｔｔを設定することができるので、より正しい直流電流Ｉｔの電流値を安定に算出することができる。
【０１４７】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、制御部５５は、互いに異なる２つのコア電流Ｉｐの向きへの切り替えに対応する２つの飽和期間におけるコア電流Ｉｐを計測する。そして、算出部５２は、制御部５５による上記２つの飽和期間におけるコア電流Ｉｐの計測結果に基づいて、直流電流Ｉｔの電流値を算出する。
【０１４８】
このような構成により、互いに異なる２つのコア電流Ｉｐの向きにそれぞれ対応する、コア３３における磁気ヒステリシスに起因するコア電流Ｉｐのシフトを相殺することができるので、直流電流Ｉｔの電流値を簡易な処理でより正しく算出することができる。
【０１４９】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、オペアンプ３１Ａは、導線３６ｐの第１端に電圧パルスＳｐａ１を印加する。そして、オペアンプ３１Ｂは、導線３６ｐの第２端に電圧パルスＳｐａ１と反対の極性を有する電圧パルスＳｐｑ２を印加する。
【０１５０】
このような構成により、電圧パルスのパルス強度を抑制しながらコア３３を磁気飽和させることができるので、オペアンプ３１Ａ，３１Ｂへ供給すべき電圧を下げることができる。また、極性の反転する印加電圧を発生させるための電圧パルスＳｐａ１，Ｓｐａ２用の電圧をたとえばハイレベルＶＨおよびローレベルＶＬの２種類にすることができる。これにより、オペアンプ３１Ａ，３１Ｂの電源回路を簡素化することができる。
【０１５１】
また、本発明の実施の形態に係る電流センサでは、オペアンプ３１Ａは、導線３６ｐの第１端に電圧パルスＳｐａ１を印加する。そして、オペアンプ３１Ｂは、導線３６ｐの第２端に電圧パルスＳｐａ１の最大電圧ＶＨ１および最小電圧ＶＬ１の中間電圧Ｖｒｅｆを印加する。
【０１５２】
このような構成により、電圧パルスの生成回路を１つにすることができるので、電流センサ１０１のコストをより低減することができる。
【０１５３】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１５４】
以上の説明は、以下に付記する特徴を含む。
【０１５５】
［付記１］
第１の導線が挿通されるコアと、
前記コアに巻回された第２の導線と、
前記第２の導線に流れるコア電流を計測する計測部と、
前記計測部の計測結果に基づいて、前記第１の導線における電流値を算出する算出部とを備え、
前記第１の導線には直流電流が供給され、
前記コア電流の向きは切り替え可能であり、
前記計測部は、前記向きの切り替えを行うための前記第２の導線への印加電圧の反転に起因する前記コアにおける磁束変化を打ち消すように誘導される電流が前記第２の導線に流れる飽和期間において前記コア電流を計測し、
前記コアは、環状の磁性体であり、
前記計測部は、前記飽和期間に含まれる期間であって、前記コア電流の時間に対する変化の割合の絶対値が所定値以下の状態となる緩慢変化期間において前記コア電流を計測する、電流センサ。
【符号の説明】
【０１５６】
３１Ａ，３１Ｂ  オペアンプ（電圧供給部）
３２  センスアンプ
３３  コア
３４  制御回路
３５  抵抗
３６ｐ，３６ｔ  導線
３７Ａ，３７Ｂ  ＦＥＴ（電圧供給部）
３８Ａ，３８Ｂ  抵抗
３９Ａ，３９Ｂ  抵抗
４０  制御回路
５２  算出部
５３  出力部
５５  制御部（計測部）
５６Ａ，５６Ｂ  ＧＰＩＯ
５７  ＡＤコンバータ
５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃ  端子
５９  カウンタ
１０１，１０２，１０３，１０４  電流センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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