(57)【要約】【課題】構造を複雑化することなく、インバータの出力電圧と負荷母線の電圧との位相同期処理の精度を向上させる。【解決手段】Ａ−Ｄ変換器１１は、負荷母線の電圧をデジタル値である電圧データに変換する。第１の補正量算出部１２は、電圧データと基準データ出力部１５が出力する基準データとの位相差に応じて、インバータの出力電圧の角速度の補正に用いられる第１の補正量を算出する。角速度算出部１３は、第１の補正量に応じて、補正後の角速度を算出する。積分器１４は、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期より短い周期で補正後の角速度を積分して位相角を算出する。指令生成部１６は、位相角に応じてインバータに対する電圧指令を生成する。制御部１７は、電圧指令に応じた、インバータが有するスイッチング素子のオンオフを切り替える制御信号をインバータに出力する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
母線用スイッチを介して負荷母線に接続され、前記母線用スイッチおよび前記負荷母線を介して負荷に交流電力を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記負荷母線の電圧を取得し、サンプリング周期に応じて前記負荷母線の電圧をデジタル値である電圧データに変換するＡ−Ｄ変換器と、
前記電圧データと前記インバータの出力電圧との位相差に応じて、前記出力電圧の角速度の補正に用いられる第１の補正量を算出する第１の補正量算出部と、
前記第１の補正量に応じて、補正後の前記角速度を算出する角速度算出部と、
前記サンプリング周期より短い周期で前記補正後の角速度を積分して位相角を算出する積分器と、
前記位相角に応じて前記インバータに対する電圧指令を生成する指令生成部と、
前記電圧指令に応じた制御信号を前記インバータに出力する制御部と、
前記電圧データと前記出力電圧との位相差が閾値以下である場合に、前記母線用スイッチを投入することで、前記インバータを前記負荷母線に投入するスイッチ切替部と、
を備えるインバータ制御装置。
【請求項２】
前記出力電圧および前記インバータの出力電流を取得し、前記出力電圧および前記出力電流から算出される有効電流と、有効電流垂下特性とに応じて、前記出力電圧の角速度の補正に用いられる第２の補正量を算出する第２の補正量算出部と、
前記第１の補正量および前記第２の補正量が入力され、前記第１の補正量および前記第２の補正量のいずれかを出力する補正用スイッチと、
をさらに備え、
前記角速度算出部は、前記補正用スイッチが出力する前記第１の補正量および前記第２の補正量のいずれかに応じて、前記補正後の角速度を算出し、
前記スイッチ切替部は、前記電圧データと前記出力電圧との位相差が前記閾値以下である場合に、前記母線用スイッチを投入し、前記補正用スイッチを制御して前記補正用スイッチに前記第２の補正量を出力させる、
請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記位相角に定められた位相補正量を加算することで、前記位相角を補正する位相補正部をさらに備え、
前記指令生成部は、前記位相補正部で補正された前記位相角に応じて前記電圧指令を生成する、
請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記位相角が０になるタイミングの位相が初期位相であって、前記初期位相の値は０であり、周期が、前記位相角の変動周期を自然数で除算した値である、パルス幅変調方式の搬送波を生成する搬送波生成部をさらに備え、
前記制御部は、前記搬送波に基づき生成される前記制御信号を出力する、
請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記位相補正部で補正された前記位相角が０になるタイミングの位相が初期位相であって、前記初期位相の値は０であり、周期が、前記位相補正部で補正された位相角の変動周期を自然数で除算した値である、パルス幅変調方式の搬送波を生成する搬送波生成部をさらに備え、
前記制御部は、前記搬送波に基づき生成される前記制御信号を出力する、
請求項３に記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、並列運転を行うインバータを制御するインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
並列運転を行う複数のインバータを備えるインバータシステムにおいて、複数のインバータの出力電圧の位相同期に用いられる位相同期信号の引き通し線が設けられていないことがある。該インバータシステムにおいて、インバータの運転中に他のインバータの負荷母線への投入が指示されることがある。この場合、該他のインバータの出力電圧と負荷母線の電圧との位相同期が、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）によって確立された後に、該他のインバータが負荷母線に投入される。インバータシステムは、複数のインバータが並列運転を行っている間は、インバータの出力電圧と出力電流から算出される有効電流の垂下特性に応じてインバータの周波数を調節することで、インバータ間の横流電流の発生を抑制する。
【０００３】
特許文献１に開示されるインバータの並列運転装置は、待機インバータの出力電圧と負荷母線の電圧とを導入して同期を検出する同期検出器を有し、同期確立後にインバータを負荷母線に投入する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】実開平１−１５７５８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
並列運転を行う複数のインバータを備えるインバータシステムをアナログ回路で実現する場合、周囲の温度または経年によって制御回路の特性が変化する。制御回路の特性の変化によって、ＰＬＬの同期処理の性能が劣化することがある。また制御回路の特性の変化によって、インバータの有効電流の垂下特性に応じてインバータの周波数を調節する、周波数調節回路の性能が劣化することがある。制御回路の特性の変化を抑制するためにインバータシステムをデジタル回路で実現する場合、ＰＬＬの演算周期および周波数調節回路の演算周期と、Ａ−Ｄ（Analogue-to-Digital）変換器のサンプリング周期とを一致させる必要がある。そのため、インバータの出力電圧と負荷母線の電圧との位相差が微小であると、母線負荷の電圧の位相変化に対して、インバータの出力電圧の位相が十分に追従しないことがある。またインバータの出力電圧と負荷母線の電圧との位相同期処理の精度を向上させるためには、ＰＬＬの演算周期および周波数調節回路の演算周期を短くするとともに、Ａ−Ｄ変換器のサンプリング周期を短くしなければならない。そのため、インバータシステムの構造が複雑化し、製造コストが増大することがある。
【０００６】
本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、構造を複雑化することなく、インバータの出力電圧と負荷母線の電圧との位相同期処理の精度を向上させることが目的である。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明に係るインバータ制御装置は、母線用スイッチを介して負荷母線に接続され、母線用スイッチおよび負荷母線を介して負荷に交流電力を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、Ａ−Ｄ変換器、第１の補正量算出部、角速度算出部、積分器、指令生成部、制御部、およびスイッチ切替部を備える。Ａ−Ｄ変換器は、負荷母線の電圧を取得し、サンプリング周期に応じて負荷母線の電圧をデジタル値である電圧データに変換する。第１の補正量算出部は、電圧データとインバータの出力電圧との位相差に応じて、出力電圧の角速度の補正に用いられる第１の補正量を算出する。角速度算出部は、第１の補正量に応じて、補正後の角速度を算出する。積分器は、サンプリング周期より短い周期で補正後の角速度を積分して位相角を算出する。指令生成部は、位相角に応じてインバータに対する電圧指令を生成する。制御部は、電圧指令に応じた制御信号をインバータに出力する。スイッチ切替部は、電圧データと出力電圧との位相差が閾値以下である場合に、母線用スイッチを投入することで、インバータを負荷母線に投入する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、Ａ−Ｄ変換器のサンプリング周期より短い周期で角速度を積分し、インバータに対する電圧指令の生成に用いられる位相角を算出することで、構造を複雑化することなく、インバータの出力電圧と負荷母線の電圧との位相同期処理の精度を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態１に係るインバータシステムの例を示すブロック図
【図２】鉄道車両に搭載される実施の形態１に係るインバータシステムの例を示すブロック図
【図３】実施の形態１に係るインバータ制御装置の構成例を示すブロック図
【図４】実施の形態１に係るインバータ制御装置の他の構成例を示すブロック図
【図５】実施の形態１におけるインバータの出力電圧の例を示す図
【図６】実施の形態１における電圧データと位相角の例を示す図
【図７】本発明の実施の形態２に係るインバータ制御装置の構成例を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態３に係るインバータ制御装置の構成例を示すブロック図
【図９】実施の形態３における位相角と搬送波の例を示す図
【図１０】実施の形態３における位相角と搬送波の例を示す図
【図１１】実施の形態３に係るインバータ制御装置の他の構成例を示すブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。
【００１１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータシステムの例を示すブロック図である。インバータシステム１は、インバータ３０ａ，３０ｂ、インバータ３０ａを制御するインバータ制御装置１０ａおよびインバータ３０ｂを制御するインバータ制御装置１０ｂを備える。図１の例では、インバータシステム１が有するインバータの数は２つであるが、インバータシステム１は、任意の数のインバータ、およびインバータごとに設けられるインバータ制御装置を備えることができる。図１の例では、インバータ３０ａ，３０ｂの出力は三相交流である。インバータ３０ａは母線用スイッチ３ａを介して負荷母線４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに接続される。インバータ３０ｂは、母線用スイッチ３ｂを介して負荷母線４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに接続される。
【００１２】
負荷母線４には、負荷２ａ，２ｂが接続されている。インバータ３０ａは母線用スイッチ３ａおよび負荷母線４を介して負荷２ａに交流電力を供給する。インバータ３０ｂは母線用スイッチ３ｂおよび負荷母線４を介して負荷２ｂに交流電力を供給する。インバータ制御装置１０ａ，１０ｂはそれぞれ、負荷母線４の電圧を取得し、負荷母線４の電圧とインバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧との位相同期を確立してから、インバータ３０ａ，３０ｂを負荷母線４に投入する。負荷母線４の電圧とインバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧との位相同期を確立してから、インバータ３０ａ，３０ｂを負荷母線４に投入することで、インバータ３０ａ，３０ｂの間の横流電流の発生を抑制することが可能である。
【００１３】
図２は、鉄道車両に搭載される実施の形態１に係るインバータシステムの例を示すブロック図である。インバータ３０ａ，３０ｂの入力側の正極端子は、遮断器７およびリアクトル８を介して集電装置６に接続される。インバータ３０ａ，３０ｂの入力側の負極端子は接地される。架線５から集電装置６を介して取得された電力は、遮断器７およびリアクトル８を介してインバータシステム１に供給される。インバータシステム１が鉄道車両に搭載される場合、インバータ３０ａ，３０ｂは補助電源装置として動作する。負荷２ａ，２ｂは、例えば、空調機器および照明機器などである。例えば、インバータ３０ａと負荷２ａが１号車に搭載され、インバータ３０ｂと負荷２ｂが２号車に搭載される。
【００１４】
インバータシステム１において、例えば、母線用スイッチ３ｂが投入され、インバータ３０ｂが運転中である場合に、インバータ３０ａが負荷母線４に投入され、インバータ３０ａ，３０ｂが並列運転することがある。インバータ３０ａを負荷母線４に投入する前に、インバータ制御装置１０ａは、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期を確立する。インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期を確立することで、インバータ３０ａ，３０ｂの間の横流電流の発生を抑制することが可能である。インバータ制御装置１０ａ，１０ｂの構造は同じであるから、インバータ制御装置１０ａについて説明する。
【００１５】
図３は、実施の形態１に係るインバータ制御装置の構成例を示すブロック図である。インバータ制御装置１０ａは、負荷母線４の電圧をデジタル値である電圧データに変換するＡ−Ｄ（Analogue-to-Digital）変換器１１、および電圧データと後述する基準データ出力部１５が出力する基準データとの位相差に応じて、インバータ３０ａの出力電圧の角速度の補正に用いられる第１の補正量を算出する第１の補正量算出部１２を備える。第１の補正量算出部１２は、電圧データに基準データを乗算し、乗算結果を出力する位相比較器１２１、ループフィルタ１２２、およびループフィルタ１２２の出力から第１の補正量を算出する第１の増幅器１２３を備える。
【００１６】
インバータ制御装置１０ａはさらに、第１の補正量に応じて補正後の角速度を算出する角速度算出部１３、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期より短い周期で補正後の角速度を積分して位相角を算出する積分器１４、および位相角に応じてインバータ３０ａの出力電圧に相当するデジタル値を出力する基準データ出力部１５を備える。角速度算出部１３、積分器１４および基準データ出力部１５が協働してＶＣＯ（Voltagge-Controlled Oscillator：電圧制御発振器）として動作する。第１の補正量算出部１２と、ＶＣＯとして動作する角速度算出部１３、積分器１４、および基準データ出力部１５とで、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）を形成する。
【００１７】
インバータ制御装置１０ａはさらに、位相角に応じてインバータ３０ａに対する電圧指令を生成する指令生成部１６、および電圧指令に応じた制御信号をインバータ３０ａに出力する制御部１７を備える。インバータ制御装置１０ａはさらに、ループフィルタ１２２の出力、すなわち電圧データと基準データとの位相差に応じて母線用スイッチ３ａの投入および開放を切り替えるスイッチ切替部１８を備える。
【００１８】
インバータ制御装置１０ａの各部について説明する。Ａ−Ｄ変換器１１は、例えば、負荷母線４のＵ相電圧を取得し、Ｕ相電圧をＡ−Ｄ変換して電圧データを生成する。なおＡ−Ｄ変換器１１は、Ｕ相電圧の代わりに、Ｖ相電圧またはＷ相電圧を取得してもよい。基準データ出力部１５は、積分器１４が算出した位相角に応じてインバータ３０ａの出力電圧に相当するデジタル値を出力するデジタル値である基準データを出力する。負荷母線４のＵ相電圧が正弦波である場合、基準データは、位相角に対応した余弦の値である。
【００１９】
位相比較器１２１は、電圧データに基準データを乗算した結果をループフィルタ１２２に出力する。乗算結果は、電圧データと基準データの周波数の差の成分と和の成分を含む。ループフィルタ１２２は、乗算結果の高調波成分、すなわち電圧データと基準データの周波数の和の成分を除去し、電圧データと基準データとの位相差を出力する。ループフィルタ１２２の出力は、負荷母線４の電圧とインバータ３０ａの出力電圧との位相差に相当する。例えば、ループフィルタ１２２の出力は、負荷母線４のＵ相電圧とインバータ３０ａの出力のＵ相電圧との位相差に相当する。第１の増幅器１２３は、ループフィルタ１２２の出力にＰＬＬゲインを乗算することで、初期角速度からの補正量である第１の補正量を算出する。初期角速度は、インバータ３０ａの角速度の初期値であり、インバータ３０ａの定格周波数に応じた角速度である。初期角速度は、例えば、インバータの定格周波数より０．５Ｈｚ程度大きい値、すなわち５０．５Ｈｚまたは６０．５Ｈｚに対応する角速度である。
【００２０】
角速度算出部１３は、第１の増幅器１２３が出力する第１の補正量に初期角速度を加算することで、補正後の角速度を算出する。積分器１４は、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期より短い周期で補正後の角速度を積分して位相角を算出する。積分器１４の演算周期は、例えばサンプリング周期の１／１６である。Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期が例えば１０μ秒である場合、積分器１４の積分の周期が０．６２５μ秒である。指令生成部１６は、位相角に応じてインバータ３０ａに対する電圧指令を生成する。例えば、指令生成部１６は、積分器１４が出力するＵ相の位相角に応じて、インバータ３０ａに対するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令を生成する。制御部１７は、インバータ３０ａが有するスイッチング素子のオンオフを切り替える制御信号をインバータ３０ａに送る。スイッチ切替部１８は、電圧データと基準データとの位相差が閾値以下である場合に、母線用スイッチ３ａを投入することで、インバータ３０ａを負荷母線４に投入する。閾値を十分に小さい値に設定することで、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期を確立してから、インバータ３０ａを負荷母線４に投入することが可能となる。
【００２１】
上述の構成により、インバータ制御装置１０ａは、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期を確立してから、インバータ３０ａを負荷母線４に投入することが可能である。積分器１４の積分周期をＡ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期より短くすることで、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相差が微小な場合であっても、インバータ３０ａの出力電圧の位相を、負荷母線４の電圧の位相に追従させることが可能である。積分器１４の演算周期のみを短くすればよく、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期は固定でよいため、構造を複雑化することなく、インバータの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期処理の精度を向上させることが可能である。
【００２２】
図４は、実施の形態１に係るインバータ制御装置の他の構成例を示すブロック図である。図４に示すインバータ制御装置１０ａは、図３の構成に加え、インバータ３０ａの出力電流の有効電流と有効電流垂下特性とに応じて、インバータ３０ａの出力電圧の角速度の補正に用いられる第２の補正量を算出する第２の補正量算出部１９、ならびに、第１の補正量および第２の補正量が入力され、第１の補正量および第２の補正量のいずれかを出力する補正用スイッチ２０をさらに備える。第２の補正量算出部１９は、インバータ３０ａの出力電圧および出力電流から有効電流を算出する有効電流算出部１９１、ならびに有効電流の垂下特性に応じたゲインである垂下特性ゲインを有効電流に乗算することで第２の補正量を算出する第２の増幅器１９２を備える。
【００２３】
有効電流算出部１９１は、インバータ３０ａの出力電圧および出力電流を取得し、出力電圧および出力電流から有効電流を算出する。有効電流算出部１９１は、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期と同じ周期で動作し、インバータ３０ａの出力電圧および出力電流から、デジタル値である有効電流を算出する。第２の増幅器１９２は、有効電流に垂下特性ゲインを乗算することで、初期角速度からの変化量を示す第２の補正量を算出する。スイッチ切替部１８は、ループフィルタ１２２の出力、すなわち電圧データと基準データとの位相差に応じて母線用スイッチ３ａおよび補正用スイッチ２０の投入および開放を切り替える。
【００２４】
図５は、実施の形態１におけるインバータの出力電圧の例を示す図である。インバータ３０ｂの運転中に、時刻Ｔ１において、インバータ３０ａの投入が指示される。時刻Ｔ１において母線用スイッチ３ａは開放された状態である。時刻Ｔ１において、インバータ制御装置１０ａは、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期処理を開始する。その後、時刻Ｔ２において、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期が確立すると、インバータ制御装置１０ａが母線用スイッチ３ａを投入し、インバータ３０ａが負荷母線４に投入される。図５のように、位相同期処理中は、インバータ３０ａの出力電圧の振幅はランプ関数で示されるように増大する。
【００２５】
図４に示すインバータ制御装置１０ａを用いて、母線用スイッチ３ａが開放された状態で、インバータ３０ａの投入が指示された場合に、インバータ制御装置１０ａが行う、インバータ３０ａの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期処理について説明する。母線用スイッチ３ａが開放されている間は、スイッチ切替部１８は、補正用スイッチ２０を制御して補正用スイッチ２０に第１の補正量を出力させる。Ａ−Ｄ変換器１１は、Ｕ相電圧を取得し、サンプリング周期に応じてＵ相電圧のＡ−Ｄ変換を行って、電圧データを生成する。
【００２６】
位相比較器１２１は、電圧データに基準データを乗算し、乗算結果を出力する。ループフィルタ１２２は、乗算結果の高調波成分を除去し、電圧データと基準データとの位相差を出力する。第１の増幅器１２３は、電圧データと基準データとの位相差に定められたＰＬＬゲインを乗算することで第１の補正量を算出する。補正用スイッチ２０は第１の補正量を出力する。角速度算出部１３は、補正用スイッチ２０が出力する第１の補正量に初期角速度を加算することで、補正後の角速度を算出する。積分器１４は、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期より短い周期で補正後の角速度を積分して位相角を算出する。積分器１４は、位相角を基準データ出力部１５および指令生成部１６に送る。基準データ出力部１５は、位相角に応じた基準データを出力する。
【００２７】
指令生成部１６は、位相角に応じて、インバータ３０ａに対する電圧指令を生成する。実施の形態１においては、指令生成部１６は、位相角に応じて、Ｕ相電圧指令、Ｖ相電圧指令、およびＷ相電圧指令を生成する。指令生成部１６は、位相角、およびインバータ３０ａの定格電圧が示す振幅または電圧データが示す負荷母線４の電圧の振幅に応じて、電圧指令を生成してもよい。制御部１７は、電圧指令に応じて、インバータ３０ａが有するスイッチング素子のオンオフを切り替える制御信号を生成し、インバータ３０ａに出力する。
【００２８】
スイッチ切替部１８は、ループフィルタ１２２が出力する位相差が閾値以下である場合に、母線用スイッチ３ａを投入し、補正用スイッチ２０を制御して補正用スイッチ２０に第２の補正量を出力させる。これにより、インバータ３０ａが負荷母線４に投入され、後述する、インバータ３０ａの有効電流の垂下特性に応じたインバータ３０ａの周波数調節処理が開始される。スイッチ切替部１８は、ループフィルタ１２２が出力する位相差が閾値以下であり、かつ、負荷母線４の電圧の振幅とインバータ３０ａの出力電圧の振幅との比が閾値以下である場合に、母線用スイッチ３ａの投入および補正用スイッチ２０の切替を行ってもよい。閾値は、負荷母線４の電圧とインバータ３０ａの出力電圧との位相同期処理に求められる精度に応じて定めることができる。
【００２９】
インバータ３０ａが負荷母線４に投入された後における、インバータ３０ａの有効電流の垂下特性に応じたインバータ３０ａの周波数の調節について説明する。有効電流算出部１９１は、インバータ３０ａの出力電圧および出力電流から有効電流を算出する。第２の増幅器１９２は、有効電流に垂下特性ゲインを乗算することで、第２の補正量を算出する。補正用スイッチ２０は第２の補正量を出力する。後続の処理は、上述の位相同期処理の場合と同じである。垂下特性ゲインをマイナスゲインとすることで、有効電流が増加した場合にインバータ３０ａの周波数を低下させることができる。
【００３０】
図６は、実施の形態１における電圧データと位相角の例を示す図である。Ａ−Ｄ変換器１１におけるサンプリング周期がＣ１である。積分器１４は、Ｃ１よりも短い周期Ｃ２で角速度を積分し、位相角を算出する。積分器１４がＣ１よりも短い周期Ｃ２で角速度を積分することで、負荷母線４の電圧の位相に対する、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧の位相の追従性を向上させることができる。すなわち、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期処理の精度が向上する。また積分器１４の演算周期のみを短縮するため、Ａ−Ｄ変換器１１として、サンプリング周期が可変であるＡ−Ｄ変換器を用いる必要がなく、構造の複雑化を避けることができ、製造コストの増大を抑制することが可能である。
【００３１】
図４に示すインバータ制御装置１０ａ，１０ｂにおいては、母線用スイッチ３ａ，３ｂの投入にあわせて、補正用スイッチ２０が切り替わるため、位相角の連続性が担保される。またインバータ３０ａ，３０ｂを負荷母線４に投入する前の位相同期処理と、インバータ３０ａ，３０ｂを負荷母線４に投入した後の周波数調節処理とで、位相角の算出に用いる積分器１４を共用することで、インバータ制御装置１０ａ，１０ｂの構造を簡易化することが可能である。
【００３２】
以上説明したとおり、本実施の形態１に係るインバータ制御装置１０ａ，１０ｂによれば、Ａ−Ｄ変換器１１のサンプリング周期より短い周期で、積分器１４が角速度を積分して位相角を算出することで、構造を複雑化することなく、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相同期処理の精度を向上させることが可能である。
【００３３】
（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２に係るインバータ制御装置の構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係るインバータ制御装置１０ａ，１０ｂは、図４に示すインバータ制御装置１０ａ，１０ｂの構成に加えて、位相補正部２１をさらに備える。位相補正部２１は、積分器１４が出力する位相角に定められた位相補正量を加算することで、位相角を補正する。指令生成部１６は、補正された位相角に応じて電圧指令を生成する。位相補正部２１は、例えば、インバータ制御装置１０ａ，１０ｂの制御回路およびインバータ３０ａ，３０ｂの主回路で生じ得る位相の遅れに応じて、位相角をすすめる補正を行う。これにより、制御回路および主回路での位相の遅れが生じても、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧と負荷母線４の電圧との位相差が生じない。そのため、インバータ３０ａ，３０ｂの間の横流電流の発生を抑制することが可能である。
【００３４】
以上説明したとおり、本発明の実施の形態２に係るインバータ制御装置１０ａ，１０ｂによれば、例えば制御回路および主回路で生じ得る位相の遅れに応じて位相角を補正することで、インバータ３０ａ，３０ｂの間の横流電流の発生を抑制することが可能である。
【００３５】
（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３に係るインバータ制御装置の構成例を示すブロック図である。実施の形態３に係るインバータ制御装置１０ａ，１０ｂは、図４に示すインバータ制御装置１０ａ，１０ｂの構成に加えて、位相角に応じて、制御部１７での制御信号の生成に用いられるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）方式の搬送波を生成する搬送波生成部２２をさらに備える。搬送波生成部２２は、角速度に応じた分周比を出力する分周比出力部２２１、図示しない水晶発振器からの基準信号を分周して搬送波用クロックを生成する分周器２２２、位相角が０度になるタイミングを検出する位相角検出部２２３、ならびに、位相角が０になるタイミングおよび搬送波用クロックに応じて搬送波を生成する搬送波同期部２２４を備える。
【００３６】
分周比出力部２２１は、角速度に応じた分周比を出力する。分周比は、搬送波の周期が、位相角の変動周期を自然数で除算した値になるように、水晶発振器の発振周波数に基づき、角速度に応じて定められている。分周器２２２は、水晶発振器からの基準信号を分周して搬送波用クロックを生成する。位相角検出部２２３は、位相角が０度になるタイミングを検出し、搬送波同期部２２４に通知する。搬送波同期部２２４は、搬送波用クロックに応じて、位相角が０度になるタイミングの位相が初期位相であり、初期位相は０度である搬送波を生成する。上記の構成により、搬送波生成部２２は、位相角が０度になるタイミングの位相が０度であって、周期が、位相角の変動周期を自然数で除算した値である搬送波を生成する。搬送波生成部２２は、搬送波を制御部１７に送る。制御部１７は指令生成部１６が生成した電圧指令および搬送波生成部２２が生成した搬送波に基づいて制御信号を生成し、インバータ３０ａ，３０ｂに制御信号を出力する。
【００３７】
図９および図１０は、実施の形態３における位相角と搬送波の例を示す図である。図９において、位相角が０度になるタイミングで搬送波の位相が０度である。搬送波の周期は、位相角の変動周期Ｃ３を自然数で除算した値である。図９の例では、搬送波の周期は、位相角の変動周期Ｃ３を６で除算した値である。図１０においても同様に、位相角が０度になるタイミングで搬送波の位相が０度である。搬送波の周期は、位相角の変動周期Ｃ４を自然数で除算した値である。図１０の例では、搬送波の周期は、位相角の変動周期Ｃ４を６で除算した値である。分周器２２２が、角速度に応じて定められた分周比で水晶発振器からの基準信号を分周して搬送波用クロックを生成するため、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧と搬送波との同期をとることが可能である。
【００３８】
搬送波生成部２２を設けることで、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧と搬送波とが同期するため、インバータ３０ａ，３０ｂの帰線電流に非理論高調波が重畳されない。そのため、非理論高調波が重畳されることによるＡＴＣ（Automatic Train Control：自動列車制御装置）およびＡＴＳ（Automatic Train Stop：自動列車停止装置）などの保安装置が使用する信号波が妨害される誘導障害の発生を抑制することが可能である。
【００３９】
図１１は、実施の形態３に係るインバータ制御装置の他の構成例を示すブロック図である。図１１に示すインバータ制御装置１０ａ，１０ｂは、図７に示すインバータ制御装置１０ａ，１０ｂの構成に加えて、上述の搬送波生成部２２を備える。搬送波生成部２２の動作は上述の通りである。ただし位相角検出部２２３は、位相補正部２１が出力する補正された位相角が０度になるタイミングを検出する。
【００４０】
以上説明したとおり、本発明の実施の形態３に係るインバータ制御装置１０ａ，１０ｂによれば、インバータ３０ａ，３０ｂの出力電圧と同期した搬送波に基づく制御信号を用いることで、誘導障害の発生を抑制することが可能である。
【００４１】
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。インバータ３０ａ，３０ｂの出力は単相交流でもよい。
【符号の説明】
【００４２】
１  インバータシステム、２ａ，２ｂ  負荷、３ａ，３ｂ  母線用スイッチ、４  負荷母線、５  架線、６  集電装置、７  遮断器、８  リアクトル、１０ａ，１０ｂ  インバータ制御装置、１１  Ａ−Ｄ変換器、１２  第１の補正量算出部、１３  角速度算出部、１４  積分器、１５  基準データ出力部、１６  指令生成部、１７  制御部、１８  スイッチ切替部、１９  第２の補正量算出部、２０  補正用スイッチ、２１  位相補正部、２２  搬送波生成部、３０ａ，３０ｂ  インバータ、１２１  位相比較器、１２２  ループフィルタ、１２３  第１の増幅器、１９１  有効電流算出部、１９２  第２の増幅器、２２１  分周比出力部、２２２  分周器、２２３  位相角検出部、２２４  搬送波同期部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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