(57)【要約】【課題】電力変換装置と直流電源との間の配線が変わって両者間のインダクタンスが変化すると、機器の動作が不安定になることがある。【解決手段】スイッチング動作により電力を変換する電力変換装置（１０）に、電力変換装置の入力側に設けられたコンデンサ（ＣＣ）の両端の電圧Ｖinv を検出する電圧検出部（３１）と、コンデンサの容量を特定する容量出力部（５２）とを設け、インバータ（３０）を介した電動機（４０）の巻線への通電を遮断した直後の電圧Ｖinv の周波数ｆから、直流電源（２０）から電力変換装置（１０）への配線のインダクタンスＬを推定し、インダクタンスＬが大きい場合には、電力変換の目標値Ｉ＊を制限する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（２０）に接続されて電力変換を行なう電力変換装置（１０）であって、
前記直流電源に接続される入力側の電源ライン間に接続されたコンデンサ（ＣＣ）と、
前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出部（３１）と、
前記直流電源と前記コンデンサとの間のインダクタンスを、前記検出された両端電圧から推定するインダクタンス推定部（５１）と、
前記電源ラインに接続され、前記推定したインダクタンスの大きさを考慮した電力変換を行なって、電力を出力する電力変換部（３０，５５）と、
を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換部は、前記推定したインダクタンスが予め定めた閾値より大きい場合に、前記推定したインダクタンスが予め定めた閾値以下の場合と比べて、前記電力変換する前記電力の出力を制限する請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換部は、前記推定したインダクタンスが予め定めた閾値より大きい場合に、前記推定したインダクタンスが予め定めた閾値以下の場合と比べて、前記電力変換の際のスイッチング周波数を高くする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置であって、
更に、前記コンデンサの容量を出力する容量出力部（５２）を備え、
前記インダクタンス推定部は、
前記電力変換部に流れていた電流を急減させた際の前記電圧検出部の検出結果から、前記検出された電圧の振動の周期を検出し、
前記出力された前記コンデンサの容量と、前記検出した電圧の振動周期とから、前記インダクタンスを演算する
電力変換装置。
【請求項５】
前記容量出力部は、予め測定された前記コンデンサの容量を記憶しており、前記記憶された容量を前記インダクタンス推定部に出力する請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
請求項４記載の電力変換装置であって、
前記容量出力部は、
前記電力変換部に流れる電流を検出し、
前記電源ラインの電圧が変動していない状態から、前記電力変換部が通電を開始した後の期間であって、前記検出された電流が前記コンデンサに流れる電流であると近似できる期間（ＤＴ）において、前記検出した電流と前記検出した電圧とから、前記インダクタンス推定部に出力するコンデンサの前記容量を演算する
電力変換装置。
【請求項７】
前記容量出力部は、前記検出した電流と前記検出した電圧とから、前記コンデンサの容量と共に、前記コンデンサの抵抗値を演算する請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記コンデンサの前記演算された抵抗値が予め定めた閾値より大きい場合に、前記演算した抵抗値が予め定めた閾値以
下の場合と比べて、前記電力変換する前記電力の出力を更に制限する請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記コンデンサの前記演算された抵抗値が予め定めた閾値より大きい場合に、前記演算した抵抗値が予め定めた閾値以下の場合と比べて、前記電力変換の際のスイッチング周波数を高くする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
直流電源に接続されて電力変換を行なう電力変換方法であって、
前記直流電源に接続される入力側の電源ライン間に接続されたコンデンサの両端電圧を検出し（ステップＳ１１０）、
前記直流電源と前記コンデンサとの間のインダクタンスを、前記検出された両端電圧から推定し（ステップＳ１４０）、
前記コンデンサの下流側において前記電源ラインに接続された電力変換用のスイッチング素子（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）を制御して、前記推定したインダクタンスの大きさを考慮した電力変換を行なう（ステップＳ１５０，Ｓ１６０）
電力変換方法。
【請求項１１】
電力変換装置と直流電源との間の配線のインダクタンスを推定するインダクタンス推定装置（１０）であって、
前記直流電源を電源とする前記電力変換装置の入力側の電源ライン間に接続されたコンデンサの容量を出力する容量出力部（５２）と、
前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出部（３１）と、
前記電力変換装置において電力変換を行なう電力変換部に流れていた電流を急減させた際の前記電圧検出部の検出結果から、前記検出された電圧の振動の周期を検出し、前記出力された前記コンデンサの容量と、前記電圧検出部が検出した電圧の振動の周期とから、前記インダクタンスを演算するインダクタンス推定部（５１）と
を備えたインダクタンス推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、配線によるインダクタンスを考慮した電力変換に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、バッテリや、太陽光発電パネル、燃料電池などの直流電源が供給する電力の電力変換を行なう電力変換装置が広く用いられている。こうした電力変換装置では、多相モータ等を駆動するインバータはもとより、ＤＣ／ＤＣコンバータであっても、電源の直流を一旦交流に変換した上で、その電圧を変換し、あるいは電流量、延いては電力を制御する（例えば、下記特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−２１１５８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
こうした電力変換装置では、インバータを構成するスイッチング素子からみた直流電源のインピーダンスを小さくするために、電源入力ラインに容量の大きなコンデンサを並列に接続することが一般的なである。この場合、直流電源から電力変換装置までの配線には、インダクタンスが存在するから、スイッチング素子のオン・オフによって、直流電源ラインを流れる電流が変動すると、入力電圧変動が大きくなってしまう場合がある。このため、電力変換装置を設計する場合、配線のインダクタンスを見積もり、これに応じて適切なコンデンサ容量を選択するといっ対応が必要であった。直流電源から電力変換装置までの配線距離が変わると、配線のインダクタンスも変化する。このため、従来、こうした電力変換装置は、直流電源までの距離に応じてコンデンサの容量を適切な値に設計していた。
【０００５】
コンデンサの値を個別に設計しない場合には、配線長が長くインダクタンスが高いと、入力電圧変動が大きくなって、様々な不具合を生じることがある。例えば、回路の直流電源ラインのリップルが大きくなって、コンピュータなどの制御装置の動作が不安定になったり、時にはインバータの入力電源ラインの電圧が定格を下回り、インバータとしての動作が停止してしまうことも有り得た。また、リップルが大きくなれば、コンデンサは充放電を繰り返すことになるので、その耐久性や信頼性にも影響を与えてしまう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の態様又は適用例として実現することが可能である。
【０００７】
本発明の第１の態様は、直流電源（２０）に接続されて電力変換を行なう電力変換装置（１０）である。この電力変換装置は、前記直流電源に接続される入力側の電源ライン間に接続されたコンデンサ（ＣＣ）と、前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出部（３１）と、前記直流電源と前記コンデンサとの間のインダクタンスを、前記検出された両端電圧から推定するインダクタンス推定部（５１）と、前記電源ラインに接続され、前記推定したインダクタンスの大きさを考慮した電力変換を行なって、電力を出力する電力変換部（３０，５０）と、を備える。
【０００８】
この電力変換装置は、直流電源と電力変換装置のコンデンサとの間のインダクタンスを、コンデンサの両端電圧から推定し、推定したインダクタンスの大きさを考慮した電力変換を行なって、電力を出力する。従って、直流電源と電力変換装置との配置が異なって、配線のインダクタンスが変わっても、これを推定し、考慮して電力変換を行なうことができる。
【０００９】
本発明の第２の態様は、直流電源に接続されて電力変換を行なう電力変換方法である。この電力変換方法は、前記直流電源に接続される入力側の電源ライン間に接続されたコンデンサの両端電圧を検出し（ステップＳ１１０）、前記直流電源と前記コンデンサとの間のインダクタンスを、前記検出された両端電圧から推定し（ステップＳ１４０）、前記コンデンサの下流側において前記電源ラインに接続された電力変換用のスイッチング素子（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）を制御して、前記推定したインダクタンスの大きさを考慮した電力変換を行なう（ステップＳ１５０，Ｓ１６０）。このため、第２の態様においても、直流電源と電力変換装置との配置が異なり配線のインダクタンスが変わっても、これを推定し、考慮して電力変換を行なうことができる。
【００１０】
本発明の第３の態様は、電力変換装置と直流電源との間の配線のインダクタンスを推定するインダクタンス推定装置（１０）である。このインダクタンスを推定する装置は、前記直流電源を電源とする前記電力変換装置の入力側の電源ライン間に接続されたコンデンサの容量を出力する容量出力部（５２）と、前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出部（３１）と、前記電力変換装置において電力変換を行なう電力変換部に流れていた電流を急減させた際の前記電圧検出部の検出結果から、前記検出された電圧の振動の周期を検出する周期検出部と、前記出力された前記コンデンサの容量と、前記電圧検出部が検出した電圧の振動の周期とから、前記インダクタンスを演算するインダクタンス推定部（５１）とを備える。このインダクタンス推定装置によれば、直流電源と電力変換装置のコンデンサとの間のインダクタンスを、精度よく推定できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態の電力変換装置を示す概略構成図。
【図２】電力変換装置の電力制御部の概略構成図。
【図３】インダクタンス推定部が行なうインダクタンス演算処理を示すフローチャート。
【図４】インダクタンスを演算する際のコンデンサの両端電圧の変動の様子を示す説明図。
【図５】電力変換部に相当するインバータの等価回路を示す説明図。
【図６】コンデンサの容量と抵抗値とを求める際の等価回路を示す回路図。
【図７】過渡応答時の各部の電流を示すグラフ。
【図８】過渡応答時の各部の電流とコンデンサの両端電圧との関係を示すグラフ。
【図９】コンデンサの容量と抵抗値を演算する処理を示すフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
Ａ．電力変換装置のハードウェア構成：
実施形態の電力変換装置１０は、図１に示すように、電動機４０を駆動するものであり、直流電源２０からの電力供給をうけて電動機４０を駆動するインバータ３０と、インバータ３０を制御する電力変換制御装置５０とを備える。
【００１３】
電動機４０は、本実施形態では回転子に永久磁石を用いた三相モータである。こうしたモータは、例えば、電気自動車の駆動源や内燃機関の動力をアシストする補助動力源として用いられる。もとより、他の用途にも用いることができる。また、他のタイプの電動機であっても差し支えない。電動機４０の三相の電機子巻線を、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相巻線と呼ぶが、このうち、Ｖ相とＷ相巻線には、各相電流ｉｖ，ｉｗを検出するＶ相電流センサ４１、Ｗ相電流センサ４３が設けられている。また、三相やその巻線を一括して扱う場合には、それぞれＵＶＷ相、ＵＶＷ相巻線と呼ぶことがある。
【００１４】
この電動機４０を直接駆動するインバータ３０は、直流電源２０に接続される。直流電源２０からの正負の電源ライン間には、電圧センサ３１とコンデンサＣＣと３組のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとが接続されている。コンデンサＣＣは、直流電源２０が接続される入力側に、３組のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、電動機４０が接続される出力側に、それぞれ設けられている。電圧センサ３１は、電圧Ｖinv を検出する電圧検出部に相当する。３組のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの各々は、正の電源ラインに片側を接続されたスイッチング素子と、負の電源ライン（グランドライン）に片側を接続されたスイッチング素子とを直列に接続した構成を有し、両スイッチング素子の接続点がＵＶＷ相の各巻線に接続されている。各スイッチング素子には、保護用のダイオードが接続されている。これら３組のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、それぞれ電動機４０の電気角で１２０度ずつずれてオン・オフされ、ＵＶＷ相巻線に流れる電流量を、つまり電動機４０の駆動力を制御する。なお、インバータ３０には、コンデンサＣＣの下流側の電源ラインに流れる電流Ｉinv を検出する電流センサ３３も設けられているが、この電流センサ３３は第１実施形態では用いないので、その接続については破線で描いてある。電流センサ３３が検出する電流Ｉinv の扱いについては、第２実施形態で説明する。
【００１５】
インバータ３０に対して電力を供給する直流電源２０は、バッテリや燃料電池などの直流電源である。本実施形態では、高電圧の二次電池（バッテリ）を用いた。直流電源２０とインバータ３０とは、配線によって電気的に接続されているが、この配線には、インダクタンス成分が存在する。これを図１では、インダクタンスＬとして示した。図示では正の電源ラインに描いたが、インダクタンスＬは、配線全体のインダクタンス成分を代表して示すものである。配線のインダクタンス成分は、電源が直流電源２０であることから、常に一定の電流が流れていれば、本来は問題とならないが、インバータ３０におけるスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのスイッチング動作により、電源ラインに流れる電流は、時間軸上でみれば、大きく変動する。こうした変動を抑え、スイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ側から見たインピーダンスを低下させるために、インバータ３０の入力側には上述したコンデンサＣＣが設けられているが、それでも直流電源２０からインバータ３０に至る配線を流れる電流量の変動は避けられない。従って、配線のインダクタンスＬは、インバータ３０の動作にとって、考慮すべき事項の１つである。
【００１６】
電力変換制御装置５０は、上述した配線のインダクタンスＬを推定するインダクタンス推定部５１、インバータ３０に備えられたコンデンサＣＣの容量Ｃの大きさを出力する容量出力部５２，電動機４０のＵＶＷ相巻線に印加される電圧を制御する電圧制御部５５を備える。この電力変換制御装置５０は、インバータ３０のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのスイッチングのタイミングを制御することで、外部からの目標値Ｉ＊に対応した駆動力が電動機４０から得られるように、制御している。本実施形態では、インバータ３０と電圧制御部５５とが、電力変換部に相当する。外部から指令される目標値Ｉ＊は、上位のコントローラが出力するものであり、電動機４０の回転数およびトルクを所望の状態とするために、電力変換装置１０に対して、電力変換の状態を制御するように指示する目標値である。
【００１７】
インダクタンス推定部５１には、インバータ３０の電圧センサ３１が検出する電圧値Ｖinv と、容量出力部５２からのコンデンサＣＣの容量Ｃとが入力されている。インダクタンス推定部５１が行なうインダクタンスＬを推定する手法については後で詳しく説明する。容量出力部５２は、第１実施形態では、予めインバータ３０に設けられたコンデンサＣＣの容量Ｃの値が記憶されている。
【００１８】
電圧制御部５５には、上述した目標値Ｉ＊やインダクタンス推定部５１が推定したインダクタンスＬの推定値が入力される他、Ｖ相電流センサ４１，Ｗ相電流センサ４３が検出したｉｖ，ｉｗが入力される。これらの値を用いて、電圧制御部５５は、スイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの各スイッチング素子のオン・オフのタイミングを決定し、スイッチング素子をオン・オフする制御信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、スイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに出力する。なお、各信号の接辞「＊」は、これが目標値であることを示している。
【００１９】
電圧制御部５５の詳細構成を図２に示した。図示するように、電圧制御部５５は、目標値制限部６１，ｄｑ軸換算部６２、電圧変換部６４、座標逆変換部６６、座標変換部６７等を備える。目標値制限部６１は、外部から指示された目標値Ｉ＊に対して、これを必要に応じて出力制限値ＩＬ以内に制限する回路である。この制限については後述する。
【００２０】
ｄｑ軸換算部６２は、目標値Ｉ＊を、ｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑに変換する回路である。電流や電圧値は、時間軸上の値であるところ、電圧制御部５５の内部では、電動機４０の制御のために、ｄ，ｑ軸上の値として扱う。このため外部からの目標値Ｉ＊を、軸換算部６２により、ｄ軸，ｑ軸上の制御値に変換している。なお、この換算に対応して、最終段の座標逆変換部６６では、これを時間軸上の制御値である制御信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に逆変換している。また、Ｖ相電流センサ４１，Ｗ相電流センサ４３からの電流値ｉｖ，ｉｗも、座標変換部６７によりｄ，ｑ軸上の電流値ｉｄ，ｉｑに座標変換される。
【００２１】
軸換算部６２により変換されたｄ軸，ｑ軸上の目標電流値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、フィードバック制御のために、実際の電流値ｉｄ，ｉｑと比較され、差分Δｉｄ，Δｉｑが求められ、これが電圧変換部６４に入力される。電圧変換部６４は、増減すべき各軸の電流値Δｉｄ，Δｉｑを、とスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのスイッチング素子をオン・オフする電圧信号Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に変換する。
【００２２】
こうして得られたｄ，ｑ軸上の電圧指示値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、座標逆変換部６６により、スイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに対するオン・オフの指示に対応した制御信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に逆変換し、インバータ３０に出力する。
【００２３】
以上、電圧制御部５５の内部構成について説明したが、実際の電力変換制御装置５０は、電圧制御部５５はもとより、インダクタンス推定部５１や容量出力部５２共々、コンピュータとその制御プログラムにより、各部の動作を実現している。もとより、インダクタンス推定部５１，容量出力部５２，電圧制御部５５などは、ディスクリートな電気回路により実現することも可能である。
【００２４】
Ｂ．第１実施形態における処理：
次に、電力変換制御装置５０が行なう処理の１つであるインダクタンス演算処理について、図３を用いて説明する。図３に示した処理は、インダクタンス推定部５１と目標値制限部６１とを実現するものである。図３に示したインダクタンス演算処理ルーチンは、電動機４０の制御が開始される度に実行される。但し、配線によるインダクタンスＬは、経年変化するものの短時間に変化することはないので、出荷時やオーバーホール、部品の交換時などに実行し、処理結果を不揮発性メモリに記憶しておき、以後は記憶された値を参照するようにしてもよい。
【００２５】
図３に示した処理が開始されると、まず電動機４０に対して短時間通電を行ない、通電を遮断する。このとき、三相の電機子巻線には、電動機４０の回転子が回転しない程度の時間通電する。この様子を、図４の下段に示した。僅かな時間、通電することで、インバータ３０には大きな電流Ｉinv が流れ、これにより、電圧センサ３１が検出するコンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv は一瞬低下する。インバータ３０の入力端子には直流電源２０が接続されているが、配線のインダクタンスＬと直流電源２０自体のインピーダンスのために、コンデンサＣＣへの充電は遅れるからである。
【００２６】
この結果、通電が終了してインバータ電流Ｉinv が急減すると、コンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv は、図４上段に示したように、振動する。これは、配線によるインダクタンスＬとコンデンサＣＣの容量ＣによるＬＣ共振回路が形成されているからである。そこで、電力変換制御装置５０は、次にこの電圧の変動を測定し（ステップＳ１１０）、振動の周期Ｔｆを検出する（ステップＳ１２０）。振動の周期Ｔｆは、電圧変動を測定し、正側（または負側）のピークから、次の正側（または負側）のピークまでの時間を計ることで検出することができる。
【００２７】
続いて、この周期Ｔｆから、振動の周波数ｆを演算し（ステップＳ１３０）、更に周波数ｆからインダクタンスＬを求めるために必要なコンデンサＣＣの容量Ｃを特定する（ステップＳ１３５）。容量Ｃの特定は、本実施形態では、予め記憶しておいた値を読み出すことで行なう。容量Ｃは、設計値または製造後の実測値を、電力変換制御装置５０のメモリに記憶しておき、これを読み出せばよい。
【００２８】
容量Ｃを特定した後、配線のインダクタンスＬを演算する（ステップＳ１４０）。インダクタンスＬの演算は、ＬＣ共振の周波数ｆを求める式、
１／ｆ＝２π√（ＬＣ）
を変形した以下の式（１）
Ｌ＝１／｛４Ｃ（πｆ）２ ｝    …（１）
から、容易に求めることができる。
【００２９】
こうしてインダクタンスＬを求めた後、インダクタンスＬが予め定めた閾値Ｌthより大きいか否かの判断を行なう（ステップＳ１５０）。演算した配線のインダクタンスＬが閾値Ｌthより大きければ、電動機４０を駆動する３１の出力を制限するとして、出力制限値ＩＬを設定する処理を行なう（ステップＳ１６０）。その後、「ＥＮＤ」に抜けて、本処理ルーチンを終了する。
【００３０】
ステップＳ１６０で設定された出力制限値ＩＬは、図２に示した目標値制限部６１において、目標値Ｉ＊を制限するのに用いられる。いま、ステップＳ１５０での判断が「ＹＥＳ」、つまり推定された配線のインダクタンスＬが閾値Ｌthより大きければ、目標値制限部６１において、外部から与えられた目標値Ｉ＊が出力制限値ＩＬより大きければ、目標値Ｉ＊は出力制限値ＩＬに制限される。配線のインダクタンスＬが電力変換制御装置５０のインバータ３０が設計値として想定している閾値Ｌthより大きいと、直流電源２０からの電源ラインの電圧Ｖinv が大きく変動し、電源ラインのリップルが大きくなって、電源ラインを同じくする機器、例えばコンピュータの動作が不安定になる場合が考えられるが、上記の様に目標値Ｉ＊を出力制限値ＩＬに制限するので、電源ラインの変動が抑えられ、電源ラインを同じくする機器の動作が不安定になることが予防される。
【００３１】
更に、上記構成の電力変換装置１０によれば、配線の長さが変わるなど、配線のインダクタンスＬが変化しても、電力変換制御装置５０の設定などを変更する必要がない。このため、直流電源２０と電力変換制御装置５０との配置が変更されたり、あるいは両者の配置が若干異なる機種などで、それぞれの配置に合わせて、電力変換制御装置５０の設計を変更するといった必要がない。
【００３２】
Ｃ．第２実施形態：
次に第２実施形態について説明する。第２実施形態はでは、図１に示した第１実施形態と同様にハードウェア構成を用いる。但し、第２実施形態では、図１に示した電流センサ３３を用いる。また、容量出力部５２は、単にコンデンサＣＣの容量Ｃを記憶しておいて、これをインダクタンス推定部５１に出力するのではなく、このコンデンサＣＣの容量Ｃを演算する。以下、その手法について説明する。
【００３３】
まず、コンデンサＣＣの周辺の回路について説明する。図５は、コンデンサＣＣとスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの接続関係と共に、各部を流れる電流を示す模式図である。また図６は、コンデンサＣＣと電動機４０との関係を示す等価回路図ある。図５では、スイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの各々について、正の電源ライン側に接続されたスイッチング素子ｕ１，ｖ１，ｗ１と、負の電源ライン側に接続されたスイッチング素子ｕ２，ｖ２，ｗ２を、模式的にスイッチとして示した。これらのスイッチング素子のうち、今、スイッチング素子ｕ１，ｖ２，ｗ２をオンにすると、電源ラインの電流Ｉinv は、電動機４０のＵ相巻線から、Ｖ相およびＷ相巻線を流れることになる。この電流をインバータ電流Ｉinv と呼ぶ。
【００３４】
このインバータ電流Ｉinv は、スイッチング素子がターンオンした直後には、コンデンサＣＣから供給される電流（コンデンサ電流と呼ぶ）Ｉｃとほぼ等しい。インバータ電流Ｉinv は、最終的には直流電源２０から供給されるが、配線のインダクタンスＬと直流電源２０の内部インピーダンスから、スイッチング素子をターンオンして電流が流れ始めた状態では、直流電源２０から供給される電流（以下、バッテリ電流Ｉｂという）は、直ぐには立ちあがらず、遅れるからである。そうすると、スイッチング素子がターンオンした直後には、直流電源２０からの電流はないものとして扱える。電源ライン間の電圧であって、電圧センサ３１により検出される電圧Ｖinv は、同時にコンデンサＣＣの両端電圧に等しい。従って、図６の等価回路に示すように、スイッチング素子がターンオンした直後のコンデンサＣＣと負荷との関係は、図６に示した様に、コンデンサＣＣの電圧Ｖinv により電動機４０の巻線Ｌｍにインバータ電流Ｉinv が流れるというものになる。
【００３５】
実際に、スイッチング素子をターンオンした直後のコンデンサＣＣを流れる電流Ｉｃ、インバータ３０に流れる電流Ｉinv 、直流電源２０から流れ込む電流Ｉｂ、更には電源ライン間の電圧Ｖinv などを測定したのが、図７である。図示するように、スイッチング素子がターンオンした直後には、インバータ電流Ｉinv とコンデンサ電流Ｉｃはほぼ一致しており、時間が経つに連れて、直流電源２０からのバッテリ電流Ｉｂが上昇していくことが分る。従って、スイッチング素子がターンオンした直後の短い期間、図７で符号ＤＴで示した期間では、インバータ電流Ｉinv をコンデンサ電流Ｉｃとして扱うことができる。なお、第２実施形態では、インバータ電流Ｉinv を電流センサ３３により測定することにしたが、図５に示したように、スイッチング素子ｕ１、ｖ２、ｗ２をターンオンした状態では、インバータ電流Ｉinv は、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れる電流ｉｖ，ｉｗの和に等しいから、Ｖ相電流センサ４１およびＷ相電流センサ４３の検出結果を利用してインバータ電流Ｉinv を求めるものとしてもよい。
【００３６】
図７の符号ＤＴで示した期間を、図８に拡大して示した。図８の上段は、コンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv を示し、下段はコンデンサ電流Ｉｃおよびインバータ電流Ｉinv を示す。コンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv とコンデンサ電流Ｉｃは、図６に示した回路における過渡応答を示す。つまり、スイッチング素子がオンなると、コンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv は時間ｔと共に低下し、他方、コンデンサ電流Ｉｃは時間と共に増加する。電圧Ｖinv とコンデンサ電流Ｉｃは、次式（２）に従う。式（２）において、Ｖinv （０）は時間ｔ＝０の電圧であり、本実施形態では、直流電源２０の出力電圧に等しい電圧１２Ｖである。また、符号ＣはコンデンサＣＣの容量、ＲｃはコンデンサＣＣの抵抗値、である。
【００３７】
【数１】
2018182774.tif 000003
【００３８】
従って、第１の時間ｔ１、第２の時間ｔ２におけるコンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv（ｔ１）、Ｖinv（ｔ２）と、コンデンサ電流Ｉｃ（ｔ１）、Ｉｃ（ｔ２）とを測定し、これを上記式（２）に代入すれば、変数Ｒｃ、Ｃについての連立方程式が得られる。コンデンサ電流Ｉｃは、既に説明したように、期間ＤＴにおいては、インバータ電流Ｉinv で近似できるので、コンデンサ電流Ｉｃに代えて、第１，第２の時間ｔ１，ｔ２におけるインバータ電流Ｉinv（ｔ１）、Ｉinv（ｔ２）を用いて連立方程式を立て、これをコンデンサＣＣの抵抗値Ｒｃと容量Ｃについて解いたのが、次式（３）、（４）である。
【００３９】
【数２】
2018182774.tif 000004
【００４０】
従って、上記式（３）（４）を予め記憶しておけば、第１，第２の時間ｔ１、ｔ２におけるコンデンサＣＣの両端の電圧Ｖinv とインバータ電流Ｉinv を測定すれば、コンデンサＣＣの容量Ｃと抵抗値Ｒｃを知ることができる。
【００４１】
そこで、次に第２実施形態としての電力変換装置１０における電力変換制御装置５０が行なう処理について説明する。図９は、電力変換制御装置５０の、特に容量出力部５２の働きについて説明するフローチャートである。第２実施形態では、第１実施形態の電力変換装置と同様に、図３に示したインダクタンス演算処理を実行するが、図３のステップＳ１３５の処理、即ちコンデンサＣＣの容量Ｃを特定する際、予め記憶しておいたコンデンサＣＣの容量Ｃを読み出すのではなく、インバータ電流等を用いて、容量Ｃを演算する。この処理について説明する。
【００４２】
第２実施形態の電力変換制御装置５０は、第１実施形態と同様、図３に示した処理を実行し、ステップＳ１３５のコンデンサの容量を特定する処理おいて、図９に示されたコンデンサ容量・抵抗値演算処理ルーチンを実行する。この処理を開始すると、まず電動機４０の三相巻線への通電を開始し（ステップＳ２００）、第１の時間ｔ１での電圧Ｖinv（ｔ１）とインバータ電流Ｉinv（ｔ１）とを測定する処理を行なう（ステップＳ２１０）。この第１の時間ｔ１とは、三相巻線への通電を開始してからの経過時間であり、図８に示した期間ＤＴ内であれば、任意のタイミングである。ここでは、２０μsecとした。
【００４３】
続いて、第２の時間ｔ２での電圧Ｖinv（ｔ２）とインバータ電流Ｉinv（ｔ２）とを測定する処理を行なう（ステップＳ２２０）。第２の時間ｔ１は、三相巻線への通電を開始してからの経過時間であり、図８に示した期間ＤＴ内であって、第１の時間ｔ１より後の任意のタイミングである。ここでは、４０μsecとした。
【００４４】
これらの測定結果を、既述した式（３）（４）に入れて、コンデンサＣＣの容量Ｃおよび抵抗値Ｒｃを求め（ステップＳ２３０）、特にコンデンサ容量ＣをインダクタンスＬの演算用に特定する（ステップＳ２４０）。特定された容量Ｃは、図３のステップＳ１４０に示したインダクタンスＬの演算に用いられる。
【００４５】
次に、ステップＳ２３０で求めたコンデンサＣＣの抵抗値Ｒｃにより出力制限値ＩＬを修正する処理を行なう（ステップＳ２６０）。この出力制限値ＩＬは、第１実施形態において説明したように、配線によるインダクタンスＬが閾値Ｌthより大きい場合に、インバータ３０から電動機４０に出力する電力の目標値Ｉ＊を制限する上限値である。第２実施形態では、このコンデンサＣＣの抵抗値Ｒｃの大きさによりこの出力制限値ＩＬを修正する。修正は、抵抗値Ｒｃが大きい場合には、出力制限値ＩＬをより小さい値に修正するように行なわれる。コンデンサＣＣの抵抗値Ｒｃが大きいと、インバータ３０のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗがオン・オフしたときのコンデンサＣＣの両端電圧Ｖinv の変動（リップル）が大きくなるので、配線のインダクタンスＬが閾値Ｌthより大きい場合、目標値Ｉ＊を、更に制限するためである。
【００４６】
以上の処理の後、「ＥＮＤ」に抜けて、本演算ルーチンを終了する。電力変換制御装置５０は、図９に示した処理の後、図３に示したステップＳ１４０以下の処理を実行する。この結果、インダクタンスＬの演算（ステップＳ１４０）、その大きさによる出力制限値ＩＬの設定（ステップＳ１６０）が行なわれる。このインダクタンスＬの演算（ステップＳ１４０）で、ステップＳ２４０で特定されたコンデンサＣＣの容量Ｃが用いられる。また、出力制限値ＩＬを設定する際（ステップＳ１６０）には、ステップＳ２６０で修正された出力制限値ＩＬが用いられる。
【００４７】
以上説明した第２実施形態によれば、インバータ３０が直流電源２０と接続される入力側に設けられたコンデンサＣＣの容量Ｃを求めて、直流電源２０との配線のインダクタンスＬを求めることができる。このため、第１実施形態と同様の作用・効果を奏する上、更に予め容量Ｃを記憶しておく必要がないという利点が得られる。また、経年変化などで容量Ｃが変化しても、インダクタンスＬを精度良く求めることができる。このため、インダクタンスＬの大きさに基づいて、電力変換装置１０の目標値Ｉ＊を適切に制限できる。また容量Ｃを演算により求めているので、コンデンサＣＣの容量の異なる装置毎に、異なる値を記憶しておくといった対応を取る必要がない。
【００４８】
また、第２実施形態では、コンデンサＣＣの抵抗値Ｒｃも求めており、これにより出力制限値ＩＬを修正しているので、コンデンサＣＣの経年変化などに対して、より適切な対応を取ることができる。
【００４９】
Ｄ．その他の実施形態：
他の実施形態の一つとして、直流電源２０とインバータ３０との配線のインダクタンスが大きいほど、スイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのスイッチング周波数を高くする態様が可能である。スイッチング周波数は、電圧制御部５５がインバータ３０のスイッチング素子対Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに流れる電流を切換える周波数である。上記第１，第２実施形態のように、電動機４０を駆動している場合には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の相電圧は、回転子の回転速度に合わせた周波数の擬似サイン波になるように、電圧指令値であるＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリアを比較することによって生成されたスイッチング制御信号に基づきＰＷＭ（バルス幅変調）される。配線のインダクタンスが高い場合にはスイッチング周波数を高くするとは、このキャリアの基本周波数を高くすることに相当する。なお、電動機などを駆動するインバータではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータなどの場合に用いられるインバータでは、電動機の回転速度などを考慮することなく、取り出そうとする目標値Ｉ＊に応じて、パルス幅変調が行なわれる。この場合には、このパルス幅変調のスイッチング周波数を、インダクタンスＬに合わせて増減すればよい。パルス幅変調のスイッチング周波数を調整することで、電力変換装置１０の目標値Ｉ＊を制限する場合と同様、配線のインダクタンスが異なる機器においても、電力変換装置１０による電力変換を適切に行なうことができる。なお、スイッチング周波数を変更するのであれば、ＰＡＭなど、ＰＷＭ以外の変調方式でも差し支えない。
【００５０】
また、第１実施形態や上記実施形態において、配線のインダクタンスＬが閾値Ｌthより高いか否かの判断を行なわず、インダクタンスＬと補正係数を対応付けたマップやルックアップテーブルを用意し、演算したインダクタンスＬに対応する補正係数を求めて、目標値Ｉ＊を補正するようにしても良い。また、こうした電力変換装置１０の電力変換の大きさを制限するためには、目標値Ｉ＊ではなく、図２に示した各部において、制御量（例えば、Ｖｄ＊やＶｑ＊等）に上限値を設けるなどの手法をとってもよい。
【００５１】
また、コンデンサＣＣの抵抗値Ｒｃが高い場合に、電力変換装置１０の電力変換の目標値Ｉ＊の出力制限値ＩＬを修正するのではなく、スイッチング周波数を修正するものとしてよい。抵抗値Ｒｃが高い場合には、スイッチング周波数を高くするように修正すればよい。
【００５２】
式（３）（４）では、コンデンサＣＣを流れるコンデンサ電流Ｉｃを、インバータ電流Ｉinv を用いて近似したが、コンデンサ電流Ｉｃを直接測定するセンサを設け、その出力を用いて、コンデンサの容量Ｃや抵抗値Ｒｃを求めてもよい。あるいは他の方法でコンデンサ電流Ｉｃを推定し、これを用いるものとしてもよい。それらの場合、第１，第２の時間ｔ１，ｔ２は、近似が成り立つと仮定した期間ＤＴ内の時間である必要はない。また、インバータ電流Ｉinv を用いる場合も含めて、計測は第１，第２の時間以外の第３の時間ｔ３など、３以上のタイミングで行なって、演算精度を高めるものとしてもよい。
【００５３】
以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、種々なる態様で実施し得ることは勿論である。例えば、電動機以外の機器を駆動する電力変換装置としても実施することができる。また、電力変換装置と直流電源との間の配線のインダクタンスを推定する方法としても実施することができる。あるいは直流電源と電力変換装置との組合せが違っていたり、配線用のケーブルが設定品と違っていたりして、推定した配線のインダクタンスＬが設計値と異なる場合に、これを警告するといった使い方も可能である。また、上記各実施形態では、電力変換を行なう装置を中心に説明したが、インダクタンス推定装置としての構成も読み取ることができる。更に、電力変換方法、インダクタンス推定方法としての実施形態も併せて読み取ることができる。
【符号の説明】
【００５４】
１０…電力変換装置、２０…直流電源、３０…インバータ、３１…電圧センサ、３３…電流センサ、４０…電動機、４１…Ｖ相電流センサ、４３…Ｗ相電流センサ、５０…電力変換制御装置、５１…インダクタンス推定部、５２…容量出力部、５５…電圧制御部、６１…目標値制限部、６２…ｄｑ軸換算部、６４…電圧変換部、６６…座標逆変換部、６７…座標変換部、ＣＣ…コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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