(57)【要約】【課題】センサレスベクトル制御を行なう同期モータの制御装置及び制御方法を提供する。【解決手段】同期モータ１４、１５を駆動するＰＷＭインバータ１９に指令信号を送るベクトル制御部２０を備えた同期モータの制御装置１０は、指令信号に第１の高周波信号及び第１の高周波信号より低周波数の第２の高周波信号を重畳する高周波注入手段２１と、ベクトル制御部２０が検出した同期モータ１４、１５の相電流から第１の高周波信号の高周波成分を除去した相電流信号をベクトル制御部２０に送る相電流信号作成手段２２と、相電流から抽出した第１の高周波信号の交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求め同期モータ１４、１５の回転子の回転角度として出力する位相算出手段２３と、回転子の回転速度が臨界回転速度未満では回転子の回転角度をベクトル制御部２０に入力し、臨界回転速度以上では回転角度の入力を停止する切替手段２４とを有する。【選択図】図１
2018182922.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期モータを駆動するＰＷＭインバータに、該同期モータのセンサレスベクトル制御を行なう指令信号を入力するベクトル制御部を備えた同期モータの制御装置において、
前記指令信号にＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、該第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳する高周波注入手段と、
前記ベクトル制御部により検出された前記同期モータの相電流を該ベクトル制御部より取り出し、該相電流から前記第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して形成した相電流信号を該ベクトル制御部に戻す相電流信号作成手段と、
前記ベクトル制御部より取り出された前記相電流から前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を抽出し、該交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求めて前記同期モータの回転子の回転角度として出力する位相算出手段と、
前記ベクトル制御部で推定された前記回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度未満では前記回転子の回転角度を前記ベクトル制御部に入力し、前記回転子の回転速度が前記臨界回転速度以上では前記回転子の回転角度の前記ベクトル制御部への入力を停止する切替手段とを有していることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の同期モータの制御装置において、前記第１の高周波信号の周波数は前記ＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１であり、前記第２の高周波信号の周波数は該第１の高周波信号の周波数の整数分の１であって、かつ、該第２の高周波信号の周波数は該第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定されることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の同期モータの制御装置において、前記高周波注入手段は、前記ＰＷＭキャリアのパルスに同期して前記第１、第２の高周波信号をそれぞれ生成する第１、第２の高周波信号形成器と、前記第１の高周波信号及び前記第２の高周波信号を加算して高周波信号を形成する加算器と、前記高周波信号を前記指令信号に重畳する注入器とを有していることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置において、前記相電流信号作成手段は、前記ＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出された前記相電流の前記第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘る移動平均値を算出する移動平均算出器を有していることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置において、前記位相算出手段は、前記相電流から前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを抽出するデジタルフィルタを有していることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項６】
請求項５記載の同期モータの制御装置において、前記デジタルフィルタの上流側には、前記相電流と前記第１の高周波信号との乗算信号を形成する乗算器が設けられ、該第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルは該第１の高周波信号の周波数の２倍の周波数に起因する交流成分ベクトルに変換されることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項７】
同期モータを駆動するＰＷＭインバータに該同期モータのセンサレスベクトル制御の指令信号をベクトル制御部から入力して行う同期モータの制御方法において、
前記指令信号にＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、該第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳し、前記ベクトル制御部が検出した前記同期モータの相電流を該ベクトル制御部より取り出し、該相電流から前記第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して相電流信号を形成し、該相電流信号を該ベクトル制御部に戻しながら、
前記ベクトル制御部で推定された前記同期モータの回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度未満では、前記ベクトル制御部より取り出した前記相電流から抽出した前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求め前記回転子の回転角度として前記ベクトル制御部に入力し、前記回転速度が前記臨界回転速度以上では、前記回転子の回転角度の前記ベクトル制御部への入力を停止することを特徴とする同期モータの制御方法。
【請求項８】
請求項７記載の同期モータの制御方法において、前記第１の高周波信号の周波数を前記ＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１にし、前記第２の高周波信号の周波数を該第１の高周波信号の周波数の整数分の１にすると共に、該第２の高周波信号の周波数を該第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定することを特徴とする同期モータの制御方法。
【請求項９】
請求項７又は８記載の同期モータの制御方法において、前記相電流信号を、前記ＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出された前記相電流の前記第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘って求めた移動平均値から構成することを特徴とする同期モータの制御方法。
【請求項１０】
請求項７〜９のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを、前記相電流からデジタルフィルタを用いて抽出することを特徴とする同期モータの制御方法。
【請求項１１】
請求項１０記載の同期モータの制御方法において、前記デジタルフィルタには、前記相電流と前記第１の高周波信号との乗算信号を入力することにより該第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを該第１の高周波信号の周波数の２倍の周波数に起因する交流成分ベクトルに変換して抽出することを特徴とする同期モータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石回転子（以下、単に回転子という）の回転角度（回転子の位置）を演算により推定し、永久磁石同期モータ（以下、単に同期モータという）を駆動するＰＷＭインバータ（以下、単にインバータという）を制御する同期モータの制御装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期モータを運転するためには、回転子の磁極位置に応じて電流と電圧を制御して回転磁界の磁束方向と大きさをベクトル量として制御する必要があり、レゾルバやエンコーダ等の位置検出器を使用して運転を行っていた。しかし、位置検出器を使用することで種々の問題（例えば、価格アップ、配線作業の煩雑化、位置検出器の劣化に伴う信頼性低下、位置検出器を取付けることに伴う同期モータの大型化等）が生じるため、位置検出器を使用しないで同期モータを運転するセンサレスベクトル制御が注目されている。
【０００３】
センサレスベクトル制御では、同期モータに流れる電流と電圧を検知し、電流と電圧から回転子の速度と磁極位置を演算し、これらを用いて磁極と平行な方向の電流成分及び磁極と直角な方向の電流成分をそれぞれ制御することでトルクと回転子速度を制御している。図７、図８に、例えば、自動搬送台車の駆動車輪を回転させる同期モータ８０を駆動するＰＷＭインバータ（Module38）を制御する同期モータの制御装置８１のブロック図を示す。
【０００４】
図７、図８において、Module35は自動搬送台車の自走運転操作部からの速度指令を受入れる機器、Module36は速度指令のＰＩ制御器（Module35から入力される速度指令のＰＩ制御を行なう機器）、Module37はｑ軸電流のＰＩ制御を行なう機器、Module42はｄ軸電流制御の初期定数を設定する機器、Module43はModule42から出力される信号を参照信号としてｄ軸電流のＰＩ制御を行なう機器である。Module40はModule37の出力値Ｑｓ、Module43の出力値Ｄｓ、及び後述するModule47で得られる正弦値及び余弦値を用いて回転座標系から固定座標系に変換された指令信号Ｕａｌｐｈａ、Ｕｂｅｔａを出力する機器、Module41は指令信号Ｕａｌｐｈａ、Ｕｂｅｔａの空間ベクトル変調を行って三相の指令信号を形成する機器、Module39はModule41から出力される三相の指令信号にそれぞれ対応するＰＷＭパルスを出力する機器である。
【０００５】
Module44はModule38（ＰＷＭインバータ）から同期モータ８０に入力される三相の相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、及びＤＣバス電圧を検出してデジタル信号に変換（Ａ／Ｄ変換）する機器、Module46は検出した三相の相電流を二相の相電流Ａｌｐｈａ、Ｂｅｔａに変換する機器、Module48はModule41から出力される指令信号及びModule44から出力されるＤＣバス電圧を用いて相電圧Ｖａｌｐｈａ、Ｖｂｅｔａを求めて出力する機器、Module49はModule46から入力される二相の相電流信号Ｉａｌｐｈａ、Ｉｂｅｔａ及びModule48から入力される相電圧Ｖａｌｐｈａ、Ｖｂｅｔａを用いて同期モータ８０の回転子の回転角度Ｔｈｅｔａを推定する機器である。
【０００６】
Module47は推定された回転子の回転角度Ｔｈｅｔａの正弦値及び余弦値を算出する機器、Module45はModule47で得られた正弦値及び余弦値、Module46から入力される固定座標系の二相の相電流信号Ａｌｐｈａ、Ｂｅｔａを回転座標系の二相の相電流信号Ｄｓ、Ｑｓに変換する機器、Module50はModule49で推定された回転子の回転角度Ｔｈｅｔａから回転子の回転速度を推定する機器である。
なお、Module45で得られた回転座標系の二相の相電流信号Ｄｓ、ＱｓはそれぞれModule37、Module43にフィードバック信号として入力され、Module50で推定された回転子の回転速度はModule36にフィードバック信号として入力される。
【０００７】
同期モータの制御装置８１では、演算される電流推定値とＰＷＭインバータ（Module38）から同期モータ８０に流れる電流の検出値との電流偏差から位置演算誤差を検出している。電流偏差に表れる位置演算誤差の情報は、誘起電圧（回転子が回転した際に回転子の永久磁石により固定子巻線に誘導される電圧）に比例して大きくなるので、回転子の回転速度が大きいほど演算精度が向上する。一方、誘起電圧が小さい、即ち、回転子の回転速度が低い（定格回転数の数％以下の）場合は、電流偏差から位置演算誤差を検出できないという問題が生じる。
【０００８】
そこで、回転子の回転速度が低い場合、同期モータ８０の運転周波数とは異なる周波数の高周波電圧を電圧指令に重畳し、このときに検出した同期モータ８０に流れる電流からバンドパスフィルタ（中心周波数は重畳する高周波電圧の周波数に一致）を用いて高周波電流を抽出し、高周波電流軌跡からインダクタンスを測定して回転子の位置を推定し、これを基に位置演算誤差を検出している（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】尾中正人、野口季彦，「高調波注入方式によるＩＰＭモータセンサレスシステムの位置制御」平成17年電気学会全国大会，４−１４８，ｐ．２３６−２３７，２００５年３月１７日〜１９日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ここで、バンドパスフィルタは、中心周波数を境界として低周波数領域と高周波数領域で位相が大きく回転するため、設計が難しいという問題がある。このため、バンドパスフィルタの中心周波数が重畳する高周波電圧の周波数に対して少しずれただけで、同期モータの電圧指令に重畳する高周波電圧に対応する高周波電流の位相を正確に抽出することができない。その結果、正しい高周波電流の軌跡が抽出できず、回転子の正確な位置を推定できないという問題がある。
【００１１】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、同期モータの電圧指令に重畳する高周波電圧に対応する高周波電流を、同期モータに流れる電流から正確に抽出して回転子の位置を正確に推定することが可能な同期モータの制御装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記目的に沿う第１の発明に係る同期モータの制御装置は、同期モータを駆動するＰＷＭインバータに、該同期モータのセンサレスベクトル制御を行なう指令信号を入力するベクトル制御部を備えた同期モータの制御装置において、
前記指令信号にＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、該第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳する高周波注入手段と、
前記ベクトル制御部により検出された前記同期モータの相電流を該ベクトル制御部より取り出し、該相電流から前記第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して形成した相電流信号を該ベクトル制御部に戻す相電流信号作成手段と、
前記ベクトル制御部より取り出された前記相電流から前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を抽出し、該交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求めて前記同期モータの回転子の回転角度として出力する位相算出手段と、
前記ベクトル制御部で推定された前記回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度未満では前記回転子の回転角度を前記ベクトル制御部に入力し、前記回転子の回転速度が前記臨界回転速度以上では前記回転子の回転角度の前記ベクトル制御部への入力を停止する切替手段とを有している。
【００１３】
第１の発明に係る同期モータの制御装置において、前記第１の高周波信号の周波数は前記ＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１であり、前記第２の高周波信号の周波数は該第１の高周波信号の周波数の整数分の１であって、かつ、該第２の高周波信号の周波数は該第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定されることが好ましい。
【００１４】
第１の高周波信号の周波数がＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１であり、第２の高周波信号の周波数が第１の高周波信号の周波数の整数分の１であるので、第１、第２の高周波信号の処理をＰＷＭキャリアのパルスに同期して行うことが容易となる。
また、第２の高周波信号の周波数が第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定されるので、相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを抽出した際、交流成分ベクトルに第２の高周波信号に起因する交流成分を含ませることができる。
【００１５】
第１の発明に係る同期モータの制御装置において、前記高周波注入手段は、前記ＰＷＭキャリアのパルスに同期して前記第１、第２の高周波信号をそれぞれ生成する第１、第２の高周波信号形成器と、前記第１の高周波信号及び前記第２の高周波信号を加算して高周波信号を形成する加算器と、前記高周波信号を前記指令信号に重畳する注入器とを有する構成とすることができる。
【００１６】
これにより、指令信号に第１、第２の高周波信号を同時に、ＰＷＭキャリアのパルスに同期させて重畳することが容易にできる。
ここで、第１、第２の高周波信号形成器でそれぞれ生成される第１、第２の高周波信号の振幅は、指令信号に応答して形成される相電流の大きさ（振幅値）に影響しない程度の大きであることが必要である。なお、第２の高周波信号の振幅は第１の高周波信号の振幅より大きくする必要がある。これにより、相電流から抽出された第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値の変化を第２の高周波信号の位相の変化から抽出することができる。
【００１７】
第１の発明に係る同期モータの制御装置において、前記相電流信号作成手段が、前記ＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出された前記相電流の前記第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘る移動平均値を算出する移動平均算出器を有することにより、第１の高周波信号に起因する高周波成分を完全に除去できる。
相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分を完全に除去することで、相電流信号を容易に形成することができる。
【００１８】
第１の発明に係る同期モータの制御装置において、前記位相算出手段は、前記相電流から前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを抽出するデジタルフィルタを有していることが好ましい。
デジタルフィルタを用いることで、第１の高周波信号に起因する、即ち、第１の高周波信号の周波数と同一の周波数を有する交流成分ベクトルを正確に抽出することができる。
【００１９】
第１の発明に係る同期モータの制御装置において、前記デジタルフィルタの上流側には、前記相電流と前記第１の高周波信号との乗算信号を形成する乗算器が設けられ、該第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを該第１の高周波信号の周波数の２倍の周波数に起因する交流成分ベクトルに変換することができる。
これにより、デジタルフィルタでは第１の高周波信号の２倍の周波数を有する交流成分ベクトルを抽出することができ、スイッチングノイズ等の影響を除去することができる。
【００２０】
前記目的に沿う第２の発明に係る同期モータの制御方法は、同期モータを駆動するＰＷＭインバータに該同期モータのセンサレスベクトル制御の指令信号をベクトル制御部から入力して行う同期モータの制御方法において、
前記指令信号にＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、該第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳し、前記ベクトル制御部が検出した前記同期モータの相電流を該ベクトル制御部より取り出し、該相電流から前記第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して相電流信号を形成し、該相電流信号を該ベクトル制御部に戻しながら、
前記ベクトル制御部で推定された前記同期モータの回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度未満では、前記ベクトル制御部より取り出した前記相電流から抽出した前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求め前記回転子の回転角度として前記ベクトル制御部に入力し、前記回転速度が前記臨界回転速度以上では、前記回転子の回転角度の前記ベクトル制御部への入力を停止する。
【００２１】
第２の発明に係る同期モータの制御方法において、前記第１の高周波信号の周波数を前記ＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１にし、前記第２の高周波信号の周波数を該第１の高周波信号の周波数の整数分の１にすると共に、該第２の高周波信号の周波数を該第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定することが好ましい。
【００２２】
第１の高周波信号の周波数をＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１とし、第２の高周波信号の周波数を第１の高周波信号の周波数の整数分の１とするので、第１、第２の高周波信号の処理をＰＷＭキャリアのパルスに同期して行うことが容易となる。
また、第２の高周波信号の周波数を第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定するので、相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を抽出した際、交流成分ベクトルの絶対値に第２の高周波信号に起因する交流成分を含ませることができる。
【００２３】
第２の発明に係る同期モータの制御方法において、前記相電流信号を、前記ＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出された前記相電流の前記第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘って求めた移動平均値から構成することができる。
これにより、相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分を完全に除去することができ、相電流信号を容易に形成することができる。
【００２４】
第２の発明に係る同期モータの制御方法において、前記第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを、前記相電流からデジタルフィルタを用いて抽出することが好ましい。
デジタルフィルタを用いることで、第１の高周波信号に起因する、即ち、第１の高周波信号の周波数と同一の周波数を有する交流成分ベクトルを正確に抽出することができる。
【００２５】
第２の発明に係る同期モータの制御方法において、前記デジタルフィルタに、前記相電流と前記第１の高周波信号との乗算信号を入力することにより該第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを該第１の高周波信号の周波数の２倍の周波数に起因する交流成分ベクトルに変換して抽出することができる。
デジタルフィルタにより第１の高周波信号の２倍の周波数を有する交流成分ベクトルを抽出するので、スイッチングノイズ等の影響を除去することができる。
【発明の効果】
【００２６】
第１の発明に係る同期モータの制御装置及び第２の発明に係る同期モータの制御方法においては、ベクトル制御部からＰＷＭインバータに入力される同期モータのセンサレスベクトル制御を行なう指令信号に、ＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳するので、ベクトル制御部で検出された同期モータの相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を抽出すると、交流成分ベクトルの絶対値は第２の高周波信号と同一の周波数で変化する。ここで、第２の高周波信号の周波数としてはその設定値を使うので想定外の位相のずれが生じない。従って、第２の高周波信号に依存する高周波電流の軌跡を正確に求めることができ、同期モータの回転子の回転角度を正確に推定することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】(Ａ）は本発明の一実施の形態に係る同期モータの制御装置を搭載したモータドライバを備えた自動搬送台車の説明図、（Ｂ）は同同期モータの制御装置の説明図である。
【図２】同同期モータの制御装置の構成を示す部分ブロック図である。
【図３】同同期モータの制御装置の構成を示す部分ブロック図である。
【図４】同同期モータの制御装置の構成を示す部分ブロック図である。
【図５】同同期モータの制御装置の構成を示す部分ブロック図である。
【図６】デジタルフィルタの構成を示す説明図である。
【図７】従来の同期モータのセンサレスベクトル制御を行なう同期モータの制御装置の部分ブロック図である。
【図８】従来の同期モータのセンサレスベクトル制御を行なう同期モータの制御装置の部分ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
続いて、添付した図面を参照しつつ、本発明を具体化した実施の形態につき説明し、本発明の理解に供する。
図１(Ａ）に示すように、本発明の一実施の形態に係る同期モータの制御装置１０は、例えば、自動搬送台車１１に設けられた左右の駆動車輪１２、１３とそれぞれ接続している同期モータ１４、１５を駆動するモータドライバ１６、１７内にそれぞれ搭載されている。ここで、モータドライバ１６に搭載された同期モータの制御装置１０には自動搬送台車１１の自動運転操作部１８から左の駆動車輪１２と接続する同期モータ１４に対する速度指令が入力され、モータドライバ１７に搭載された同期モータの制御装置１０には自動搬送台車１１の自動運転操作部１８から右の駆動車輪１３と接続する同期モータ１５に対する速度指令が入力される。そして、各同期モータの制御装置１０からは、速度指令に基づいて同期モータ１４、１５のセンサレスベクトル制御を行なうための指令信号が同期モータ１４、１５をそれぞれ駆動するＰＷＭインバータ１９に入力される。以下、詳細に説明する。
【００２９】
図１(Ｂ）に示すように、同期モータの制御装置１０は、自動運転操作部１８から入力される速度指令に基づいて同期モータ１４、１５のセンサレスベクトル制御を行なう指令信号を形成してＰＷＭインバータ１９（以下、Module18と記載することもある）に入力するベクトル制御部２０と、指令信号にＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳する高周波注入手段２１と、ベクトル制御部２０により検出された同期モータ１４、１５の相電流をベクトル制御部２０より取り出し、相電流から第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して形成した相電流信号をベクトル制御部２０に戻す相電流信号作成手段２２とを有している。
【００３０】
ここで、第１の高周波信号の周波数はＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１であり、第２の高周波信号の周波数は第１の高周波信号の周波数の整数分の１であって、かつ、第２の高周波信号の周波数は第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定される。例えば、ＰＷＭキャリアの周波数が２０ｋＨｚの場合、第１の高周波信号の周波数をＰＷＭキャリアの周波数の１/１０である２ｋＨｚに、第２の高周波信号の周波数を第１の高周波信号の周波数の１／１００である２００Ｈｚにそれぞれ設定される。
【００３１】
更に、同期モータの制御装置１０は、ベクトル制御部２０より取り出された相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を抽出し、交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求めて同期モータ１４、１５の回転子（図示せず）の回転角度（回転子の位置）として出力する位相算出手段２３と、ベクトル制御部２０で推定された回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度未満では回転子の回転角度をベクトル制御部２０に入力し、回転子の回転速度が臨界回転速度以上では位相算出手段２３で得られた回転子の回転角度のベクトル制御部２０への入力を停止する切替手段２４とを有している。
【００３２】
図２、図３に示すように、ベクトル制御部２０は、自動搬送台車１１の自走運転操作部１８からの速度指令を受入れるModule14と、Module14から入力される速度指令のＰＩ制御を行なうModule15と、Module15から出力される信号を参照信号としてｑ軸電流のＰＩ制御を行なうModule17と、ｄ軸電流制御の初期定数を設定するModule22と、Module22から出力される信号を参照信号としてｄ軸電流のＰＩ制御を行なうModule23と、Module17のｑ軸電流制御値、Module23のｄ軸電流制御値、及びそのときの正弦値及び余弦値（後述するModule30から出力される）を用いて回転座標系から固定座標系に変換された指令信号Ａｌｐｈａ、Ｂｅｔａを出力するModule19と、指令信号Ａｌｐｈａ、Ｂｅｔａの空間ベクトル変調を行って三相の指令信号を形成するModule20と、Module20から出力される指令信号にそれぞれ対応するＰＷＭパルスを出力するModule24とを有している。そして、出力されたＰＷＭパルスがＰＷＭインバータ１９であるModule18に入力される。なお、Module24にはＰＷＭキャリアのパルスの出力端子２５が設けられている。
【００３３】
ベクトル制御部２０は、Module18から左右の同期モータ１４、１５に入力される三相の相電流及びＤＣバス電圧を検出してデジタル信号に変換（Ａ／Ｄ変換）するModule26と、検出した三相の相電流を二相の相電流ＩａＡｌｐｈａ、ＩｂＢｅｔａに変換するModule28とを有している。なお、二相の相電流ＩａＡｌｐｈａ、ＩｂＢｅｔａはModule28の出力端子２６、２７からそれぞれ出力される。
【００３４】
ベクトル制御部２０は、Module20から出力される指令信号及びModule26から出力されるＤＣバス電圧を用いて相電圧Ｖａｌｐｈａ、Ｖｂｅｔａを求めて出力するModule31と、相電圧Ｖａｌｐｈａ、Ｖｂｅｔａ、及び後述する相電流信号作成手段２２のModule29、Module34から入力される二相の相電流信号Ｉａｌｐｈａ、Ｉｂｅｔａを用いて同期モータ１４、１５の回転子の回転角度Ｔｈｅｔａを推定するModule32と、推定された回転子の回転角度Ｔｈｅｔａの正弦値及び余弦値を算出するModule30とを有している。なお、Module30で得られた正弦値及び余弦値は、Module19でｑ軸電流制御値及びｄ軸電流制御値を回転座標系から固定座標系に変換する際にも使用される。
【００３５】
ベクトル制御部２０は、Module30で得られた正弦値及び余弦値を用いて、後述する相電流信号作成手段２２のModule29、Module34から入力端子３２、３３に入力される固定座標系の二相の相電流信号Ｉａｌｐｈａ、Ｉｂｅｔａを回転座標系の二相の相電流信号Ｄｓ、Ｑｓに変換するModule27と、Module32で推定された回転子の回転角度Ｔｈｅｔａから回転子の回転速度を推定するModule33とを有している。なお、Module27で得られた回転座標系の二相の相電流信号Ｄｓ、ＱｓはそれぞれModule17、Module23にフィードバック信号として入力され、Module33で推定された回転子の回転速度はModule１５にフィードバック信号として入力される。
【００３６】
図４に示すように、高周波注入手段２１は、第１の高周波信号を生成する第１の高周波信号形成器３０と、第２の高周波信号を生成する第２の高周波信号形成器３１と有している。ここで、第１の高周波信号形成器３０は、図３のModule24の出力端子２５から出力されるＰＷＭキャリアのパルスに同期して、例えば、ＰＷＭキャリアのパルス１０回で、２πの角度を均等に出力するModule12と、Module12から出力される角度に対応する正弦値及び余弦値を求めてベクトルを生成するModule11と、得られたベクトルを定数Ｋ１倍して第１の高周波信号の最大振幅を設定するModule10とを備えている。
【００３７】
第２の高周波信号形成器３１は、Module24の出力端子２５から出力されるＰＷＭキャリアのパルスに同期して、例えば、ＰＷＭキャリアのパルス１００回で、２πの角度を均等に出力するModule4と、Module4から出力される角度に対応する正弦値及び余弦値を求めてベクトルを生成するModule3と、得られたベクトルを定数Ｋ２倍して第２の高周波信号の最大振幅を設定するModule2とを備えている。なお、Ｋ１＜＜Ｋ２であり、例えば、Ｋ２＝１００Ｋ１である。
【００３８】
高周波注入手段２１は、第１、第２の高周波信号形成器３０、３１でそれぞれ生成された第１、第２の高周波信号の正弦部同士を加算して正弦部の高周波信号を形成するModule1（加算器）と、第１、第２の高周波信号形成器３０、３１でそれぞれ生成された第１、第２の高周波信号の余弦部同士を加算して余弦部の高周波信号を形成するModule8（加算器）と、ベクトル制御部２０のModule19とModule20と間に設けられ、Module19から出力される指令信号ＡｌｐｈａにModule1から出力される正弦部の高周波信号を重畳するModule16（正弦部の注入器）と、ベクトル制御部２０のModule19とModule20と間に設けられ、Module19から出力される指令信号ＢｅｔａにModule8から出力される余弦部の高周波信号を重畳するModule25（余弦部の注入器）とを有している。
【００３９】
図２、図３、図５に示すように、相電流信号作成手段２２は、ベクトル制御部２０のModule28の出力端子２６から相電流ＩａＡｌｐｈａを取り出し、相電流ＩａＡｌｐｈａから第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して形成した相電流信号Ｉａｌｈｐａをベクトル制御部２０のModule27の入力端子３２に戻すModule29と、ベクトル制御部２０のModule28の出力端子２７から相電流ＩｂＢｅｔａを取り出し、相電流ＩｂＢｅｔａから第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して形成した相電流信号Ｉｂｅｔａをベクトル制御部２０のModule27の入力端子３３に戻すModule34とを有している。
【００４０】
Module29は、ベクトル制御部２０のModule28の出力端子２６から出力される相電流ＩａＡｌｐｈａをＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出した（サンプリングした）相電流値Ｉａの第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘る移動平均値を算出する移動平均算出器、Module34は、ベクトル制御部２０のModule28の出力端子２７から出力される相電流ＩｂＢｅｔａをＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出した（サンプリングした）相電流値Ｉｂの第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘る移動平均値を算出する移動平均算出器である。例えば、ＰＷＭキャリアのパルスの周波数が２０ｋＨｚ，第１の高周波信号の周波数が２ｋＨｚの場合、Module29、Module34では相電流値Ｉａ、Ｉｂの１０回分の移動平均をそれぞれ算出する。
【００４１】
図５に示すように、位相算出手段２３は、ベクトル制御部２０のModule28の出力端子２６から出力される相電流ＩａＡｌｐｈａをＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出した（サンプリングした）相電流値Ｉａから第１の高周波信号に起因する部分交流成分ベクトルＡを抽出するデジタルフィルタであるModule9と、ベクトル制御部２０のModule28の出力端子２７から出力される相電流ＩｂＢｅｔａをＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出した（サンプリングした）相電流値Ｉｂから第１の高周波信号に起因する部分交流成分ベクトルＢを抽出するデジタルフィルタであるModule21と、部分交流成分ベクトルＡ、Ｂから交流成分ベクトルの絶対値を求めるModule7と、Module24から出力されるＰＷＭキャリアのパルスと同期して、部分交流成分ベクトルＡ、Ｂの位相データ（Module4から出力される）から得られた交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値MAX Thetaを求めて同期モータ１４、１５の回転子の回転角度Ｔｈｅｔａとして出力するModule6とを有している。
【００４２】
図６にModule9、Module21の構成を示す。
ここで、符号３４は加算器、符号３５は定数の掛け算器、符号３６、３７は１クロック分の遅延器、符号３８は定数ａ１の掛け算器、符号３９は定数ａ２の掛け算器、符号４０は加算器である。
【００４３】
図５に示すように、Module9の上流側には、Module10から出力される第１の高周波信号の正弦部の高周波信号と相電流値Ｉａとの乗算信号を形成するModule5（乗算器）が設けられ、Module21の上流側には、Module10から出力される第１の高周波信号の余弦部の高周波信号と相電流値Ｉｂとの乗算信号を形成するModule13（乗算器）が設けられている。このため、Module5、Module13によって、第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルが第１の高周波信号の周波数の２倍の周波数に起因する交流成分ベクトルに変換され、Module9、Module21では第１の高周波信号の２倍の周波数を有する交流成分ベクトルを抽出することになって、スイッチングノイズ等の影響を除去することができる。
【００４４】
図２に示すように、切替手段２４は、Module32で推定された回転子の回転角度ＴｈｅｔａをModule33及びModule30に伝達する入力線４１上に設けられたスイッチであって、入力線４１のModule32の側に設けられた接点４３と、入力線４１のModule33及びModule30の側に設けられた接点４２とを有している。更に、切替手段２４は、Module33で推定された同期モータ１４、１５の回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度（例えば、定格回転数の５％）未満では、Module6から出力される回転子の回転角度Ｔｈｅｔａの出力信号線４４の端末に設けられた接点４５と接点４３を接続し、回転子の回転速度が臨界回転速度以上では接点４３と接点４２を接続する連結部４６とを有している。このような構成とすることにより、ベクトル制御部２０で推定された回転子の回転速度が臨界回転速度未満ではModule6で推定した回転子の回転角度Ｔｈｅｔａをベクトル制御部２０に入力し、回転子の回転速度が臨界回転速度以上ではModule6で推定した回転子の回転角度Ｔｈｅｔａのベクトル制御部２０への入力を停止することができる。なお、切替手段２４をプログラムで実施する場合は、この部分をｉｆ文（条件文）等を用いた条件論理式を使い実施することもできる。
【００４５】
続いて、本発明の一実施の形態に係る同期モータの制御装置１０による同期モータの制御方法について説明する。
同期モータの制御装置１０による同期モータの制御方法は、図１（Ｂ）に示すように、同期モータ１４、１５を駆動するＰＷＭインバータ１９に、同期モータ１４、１５のセンサレスベクトル制御の指令信号をベクトル制御部２０から入力して行うものである。
【００４６】
同期モータの制御方法では、指令信号にＰＷＭキャリアの周波数より低い周波数を有する第１の高周波信号と、第１の高周波信号より低い周波数を有する第２の高周波信号を同時に重畳し、ベクトル制御部２０が検出した同期モータ１４、１５の相電流をベクトル制御部２０より取り出し、相電流から第１の高周波信号に起因する高周波成分を除去して相電流信号を形成し、この相電流信号をベクトル制御部２０に戻しながら、ベクトル制御部２０で推定された同期モータ１４、１５の回転子の回転速度が予め設定された臨界回転速度（例えば、定格回転数の５％）未満では、ベクトル制御部２０より取り出した相電流から抽出した第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルの絶対値を最大とする最大振幅位相値を求め回転子の回転角度としてベクトル制御部２０に入力し、回転速度が臨界回転速度以上では、回転子の回転角度のベクトル制御部２０への入力を停止している。
【００４７】
第１の高周波信号の周波数はＰＷＭキャリアの周波数の偶数分の１にし、第２の高周波信号の周波数を第１の高周波信号の周波数の整数分の１にする。これにより、第１、第２の高周波信号の処理をＰＷＭキャリアのパルスに同期して行うことが容易となる。
ベクトル制御部２０から出力される相電流をＰＷＭキャリアのパルスと同期して取り出しながら、取り出した相電流値の第１の高周波信号の１周期に相当する時間に亘る移動平均値を算出することにより、相電流から第１の高周波信号に起因する高周波成分が完全に除去されて、相電流信号を容易に形成することができる。
【００４８】
第２の高周波信号の周波数は第１の高周波信号の周波数の１／５０〜１／２００の範囲に設定する。これにより、第１の高周波信号に起因する交流成分と第２の高周波信号に起因する交流成分が重畳している相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを抽出すると、交流成分ベクトルに第２の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを含ませることができる。
【００４９】
ここで、相電流から第１の高周波信号に起因する交流成分ベクトルを抽出する際、相電流と第１の高周波信号との乗算信号を形成する。乗算信号では、第１の高周波信号に起因する交流成分が第１の高周波信号の２倍の周波数を有する交流成分となるので、乗算信号からデジタルフィルタを用いて第１の高周波信号の２倍の周波数を有する交流成分ベクトルを抽出する。そして、第１の高周波信号の２倍の周波数を有する交流成分ベクトルの絶対値を求めるため、デジタルフィルタの演算誤差等の未確定要素による位相の変化は無視することができて、更にスイッチングノイズ等の影響を除去することができ、第２の高周波信号に依存する高周波電流の軌跡を正確に求めることができる。その結果、同期モータ１４、１５の誘起電圧が小さい状態（同期モータ１４、１５の起動時や回転子の回転速度が低い状態）でも同期モータ１４、１５の回転子の回転角度を正確に推定することが可能になる。
【００５０】
以上、本発明を、実施の形態を参照して説明してきたが、本発明は何ら上記した実施の形態に記載した構成に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載されている事項の範囲内で考えられるその他の実施の形態や変形例も含むものである。
更に、本実施の形態とその他の実施の形態や変形例にそれぞれ含まれる構成要素を組合わせたものも、本発明に含まれる。
【符号の説明】
【００５１】
１０：同期モータの制御装置、１１：自動搬送台車、１２：左の駆動車輪、１３：右の駆動車輪、１４、１５：同期モータ、１６、１７：モータドライバ、１８：自動運転操作部、１９：ＰＷＭインバータ、２０：ベクトル制御部、２１：高周波注入手段、２２：相電流信号作成手段、２３：位相算出手段、２４：切替手段、２５：出力端子、２６、２７：出力端子、３０：第１の高周波信号形成器、３１：第２の高周波信号形成器、３２、３３：入力端子、３４：加算器、３５：定数の掛け算器、３６、３７：１クロック分の遅延器、３８：定数ａ１の掛け算器、３９：定数ａ２の掛け算器、４０：加算器、４１：入力線、４２、４３：接点、４４：出力信号線、４５：接点、４６：連結部
【図１】
2018182922.tif 000003
【図２】
2018182922.tif 000004
【図３】
2018182922.tif 000005
【図４】
2018182922.tif 000006
【図５】
2018182922.tif 000007
【図６】
2018182922.tif 000008
【図７】
2018182922.tif 000009
【図８】
2018182922.tif 000010