(57)【要約】【課題】ソレノイドに印加される電源電圧の変動に起因する噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減する。【解決手段】制御装置３は、電磁弁２のソレノイド２ａへの通電を制御するものであり、電流検出部８、ＤＡＣ９、リファレンス電源１０および駆動制御部１１を備えている。電流検出部８は、ソレノイド２ａに流れる電流に対応した検出電圧Ｖｄを出力する。ＤＡＣ９は、ソレノイド２ａに流れる電流の目標値に対応した閾値電圧Ｖthを生成する。リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてＤＡＣ９のリファレンスとなるリファレンス電圧Ｖｒを変化させる。これにより、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて閾値電圧Ｖthが変化する。駆動制御部１１は、検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthを比較し、その比較結果に基づいて、負荷電源４から与えられる昇圧電圧Ｖboostをソレノイド２ａに印加する駆動回路５の動作を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
内燃機関に燃料を噴射する噴射弁（２）のソレノイド（２ａ）への通電を制御する制御装置（３、２２、３２、４２、５２、６２、７２）であって、
前記ソレノイドに流れる電流に対応した検出電圧を出力する電流検出部（８）と、
前記ソレノイドに流れる電流の目標値に対応した閾値電圧を生成する閾値生成部（９）と、
負荷電源（４）から与えられる電源電圧を前記ソレノイドに印加することにより前記ソレノイドへの通電を行う駆動回路（５）の動作を制御する駆動制御部（１１、２３）と、
前記電源電圧の変動に応じて前記検出電圧および前記閾値電圧のうち少なくとも一方を変化させる電圧変化部（１０、３３、４３、６３、７３）と、
を備え、
前記駆動制御部は、前記検出電圧および前記閾値電圧を比較し、その比較結果に基づいて前記駆動回路の動作を制御する制御装置。
【請求項２】
前記閾値生成部は、設定された駆動期間の開始時に前記噴射弁を速やかに開弁させるために前記ソレノイドに供給されるピーク電流の目標値に対応する前記閾値電圧を生成する請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記閾値生成部は、前記噴射弁の開弁を完了させるために前記ソレノイドに供給されるピックアップ電流の目標値に対応する前記閾値電圧を生成する請求項１または２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記負荷電源は、直流電源から与えられる直流電圧を昇圧する昇圧回路（６）と、前記昇圧回路の出力電圧により充電されるコンデンサ（７）と、を備える請求項１から３のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項５】
前記電圧変化部は、前記電源電圧の変動に応じて前記検出電圧および前記閾値電圧のうち少なくとも一方をアナログ的に変化させる請求項１から４のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項６】
前記電圧変化部は、前記電源電圧または前記電源電圧と同様に変化する電圧を用いて前記閾値電圧を生成する請求項５に記載の制御装置。
【請求項７】
前記電源電圧が所定の下限電圧まで低下すると、前記電圧変化部の動作を停止させる動作停止部（５６）を備える請求項１から６のいずれか一項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
内燃機関に燃料を噴射する噴射弁のソレノイドへの通電を制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
内燃機関の機関室に燃料を直接噴射する直噴インジェクタの噴射弁（電磁弁）の駆動を制御する噴射制御装置には、電磁弁のソレノイドへの通電を制御する制御装置が設けられている。このような噴射制御装置では、上記制御装置が、同じく噴射制御装置に設けられたマイコンからの駆動指令に基づいてソレノイドへの通電電流を制御することにより、電磁弁の開弁期間や開閉タイミングなどが制御される（例えば特許文献１参照）。また、噴射制御装置には、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路と、その昇圧回路の出力電圧により充電されるコンデンサとからなる負荷電源が設けられている。
【０００３】
上記制御装置は、例えば、設定された駆動期間の開始時、コンデンサに充電された電圧をソレノイドに印加して大電流、つまりピーク電流を流すことにより、電磁弁を速やかに開弁させる。なお、以下、このような制御のことをピーク電流制御と呼ぶ。ピーク電流制御は、ソレノイドに流れる電流がピーク電流の目標値に到達するまで行われる。
【０００４】
その後、制御装置は、駆動期間が終了するまで定電流制御を行う。定電流制御では、制御装置は、ソレノイドに対して比較的高い一定のピックアップ電流を供給することにより弁体を所定の開弁位置まで移動させ、その後、ソレノイドに対して比較的低い一定のホールド電流を供給することにより電磁弁の開弁状態を保持する。なお、このような通電制御は、電流の検出値と所定の閾値とを比較することにより実施される。
【０００５】
上記構成においては、ソレノイドへの通電が行われると、それに伴いコンデンサの充電電圧が低下するため、ソレノイドに印加する電源電圧が変動し易くなっている。ソレノイドに印加する電源電圧が変動すると、次のような問題が生じる。すなわち、電磁弁は、負荷電源からソレノイドに供給されるエネルギー（以下、投入エネルギーと呼ぶ）が所定の開弁必要値に達することにより開弁する。また、上記ピーク電流の傾きは、コンデンサの充電電圧、つまりソレノイドに印加する電源電圧に応じて変動する。
【０００６】
具体的には、ピーク電流の傾きは、電源電圧が高いほど急峻になり、逆に電源電圧が低いほど緩やかになる。そのため、駆動期間の開始時からソレノイドに流れる電流の検出値がピーク電流の目標値に対応した閾値に到達するまでに要する時間（以下、ピーク電流制御期間と呼ぶ）は、電源電圧が高いほど短くなり、逆に電源電圧が低いほど長くなる。
【０００７】
このようなことから、ピーク電流制御期間が短いほど投入エネルギー小さくなり、逆にピーク電流制御期間が長いほど投入エネルギーが大きくなる。したがって、ピーク電流制御期間の長さに応じて、投入エネルギーが開弁必要値に達するまでの時間、つまり電磁弁の開弁タイミングが変化する。電磁弁の開弁タイミングがばらつくと、燃料噴射量が変動するため、燃費やエミッションの悪化を招くおそれがある。
【０００８】
そこで、特許文献１記載の従来技術では、駆動期間の開始時に、コンデンサの充電電圧を検出するとともに、その電圧検出値が所定の電圧閾値より高いか否かを判定し、その判定結果に応じてピックアップ電流の設定値を変更するようになっている。これにより、上記従来技術では、投入エネルギーが開弁必要値に達するまでに要する時間、つまり開弁タイミングを一定に保つことを可能としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１６−１５３６１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、上記従来技術には、次のような課題がある。すなわち、上記従来技術は、そもそもピックアップ電流を流す期間が存在しない電流プロファイルには適用することができない。また、上記従来技術は、判定および設定値の変更などを行うための構成が必要となるため、制御装置がＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などにより構成される場合、その回路面積が大きくなるという問題がある。
【００１１】
また、ピーク電流に対してピックアップ電流は小さい電流であるため、ピーク電流の傾きが大きく変動する場合には、開弁タイミングを一定に保てない可能性がある。さらに、上記従来技術は、ピックアップ電流の設定値の変更により投入エネルギーを揃えるものであるため、ピックアップ電流を供給するための電源電圧が、例えば上述した負荷電源により生成される電圧など、変動し易い電圧である場合には、開弁タイミングを一定に保てない可能性がある。
【００１２】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ソレノイドに印加される電源電圧の変動に起因する噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減することができる制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
請求項１に記載の制御装置（３、２２、３２、４２、５２、６２、７２）は、内燃機関に燃料を噴射する噴射弁（２）のソレノイド（２ａ）への通電を制御するものであって、電流検出部（８）、閾値生成部（９）、駆動制御部（１１、２３）および電圧変化部（１０、３３、４３、６３、７３）を備えている。電流検出部は、ソレノイドに流れる電流に対応した検出電圧を出力する。閾値生成部は、ソレノイドに流れる電流の目標値に対応した閾値電圧を生成する。駆動制御部は、検出電圧および閾値電圧を比較し、その比較結果に基づいて駆動回路の動作を制御する。駆動回路（５）は、負荷電源（４）から与えられる電源電圧をソレノイドに印加することによりソレノイドへの通電を行うものである。
【００１４】
このような構成において、電圧変化部は、電源電圧の変動に応じて検出電圧および閾値電圧のうち少なくとも一方を変化させる。このようにすれば、ソレノイドに印加する電源電圧が変動すると、その変動が、駆動制御部による検出電圧および閾値電圧の比較結果に反映される。そこで、電源電圧の変動にかかわらず一定の比較結果が得られるように電圧変化部による電圧の変化幅を設定しておけば、ソレノイドへの通電制御についても、電源電圧の変動の影響を受けることなく、一定の制御を実施することが可能となる。その結果、電源電圧が変動した場合におけるソレノイドへの投入エネルギーの変動が抑制される。したがって、上記構成によれば、ソレノイドに印加される電源電圧の変動に起因する噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減することができるという優れた効果が得られる。
【００１５】
請求項２に記載の閾値生成部は、設定された駆動期間の開始時に噴射弁を速やかに開弁させるためにソレノイドに供給されるピーク電流の目標値に対応する閾値電圧を生成する。つまり、この場合、駆動制御部は、ピーク電流制御を行うものであり、電圧変化部は、そのピーク電流制御の際に用いられる検出電圧および閾値電圧の一方を電源電圧の変動に応じて変化させる。上記構成では、電源電圧の変動に応じて、ピーク電流制御期間が変動する。そこで、電源電圧が高いほどピーク電流制御期間が長くなり、電源電圧が低いほどピーク電流制御期間が短くなるように、電圧変化部による電圧の変化幅を設定すれば、電源電圧が変動した場合においても、ピーク電流制御におけるソレノイドへの投入エネルギーが一定に保たれる。このような構成によれば、ピーク電流の傾きが大きく変動する場合であっても、噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】第１実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【図２】従来技術および第１実施形態に係る電磁弁の開弁時におけるインジェクタ電流の波形を模式的に示す図
【図３】第２実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【図４】第３実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【図５】第４実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【図６】第５実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【図７】第６実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【図８】第７実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１および図２を参照して説明する。
【００１８】
図１に示す噴射制御装置１は、車両に搭載される複数の電子制御装置（以下、ＥＣＵと呼ぶ）のうちの１つであるエンジンＥＣＵに設けられている。エンジンＥＣＵは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現するものである。
【００１９】
噴射制御装置１は、例えば車両に搭載された内燃機関に相当するエンジンの気筒内に高圧に圧縮された燃料を噴射供給するインジェクタの駆動を制御する。噴射制御装置１は、上記インジェクタが備える噴射弁に相当する電磁弁２のソレノイド２ａへの通電電流を制御して電磁弁を開閉駆動する。なお、図１では１つの電磁弁２だけを図示しているが、実際には、エンジンの気筒数に応じた数の電磁弁が存在しており、噴射制御装置１には、それら複数の電磁弁を駆動するための構成が設けられている。
【００２０】
この場合、噴射制御装置１は、設定された駆動期間の開始時、ソレノイド２ａに対してピーク電流を供給するピーク電流制御を行い、電磁弁２を速やかに開弁させる。その後、噴射制御装置１は、駆動期間が終了するまで定電流制御を行い、電磁弁２の開弁状態を保持する。電磁弁２は、ソレノイド２ａに通電されると、弁体が開弁位置からリターンスプリングの付勢力に抗して開弁位置に変位して燃料噴射が行われる。また、ソレノイド２ａが断電されると、リターンスプリングの付勢力により弁体が閉弁位置に復帰して燃料噴射が停止する。
【００２１】
噴射制御装置１は、制御装置３、負荷電源４、駆動回路５などを備えている。制御装置３は、例えばＡＳＩＣにより構成されている。制御装置３は、インジェクタの駆動要求時、装置の動作全般を制御するマイコン（図示略）から、電磁弁２について開弁および閉弁を指令するための駆動要求信号、電磁弁２のソレノイド２ａに流す電流値を指令するための要求電流値などの各種の指令信号を受信する。制御装置３は、駆動要求のあるインジェクタに対応した電磁弁２のソレノイド２ａに要求電流値に基づいた電流を供給する。
【００２２】
噴射制御装置１には、図示しない車載バッテリから出力されるバッテリ電圧ＢＡＴＴが直流電源線Ｌｄを通じて供給されている。なお、上記車載バッテリは、直流電源に相当し、バッテリ電圧ＢＡＴＴは直流電圧に相当する。
【００２３】
駆動開始直後に電磁弁２を高速に開弁させるため、負荷電源４は、電磁弁２にピーク電流を流すための昇圧電圧Ｖboostを生成する。なお、昇圧電圧Ｖboostは、電源電圧に相当する。負荷電源４は、昇圧回路６およびコンデンサ７を備えている。昇圧回路６は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータを備えており、直流電源線Ｌｄを通じて供給されるバッテリ電圧ＢＡＴＴを昇圧して出力する。コンデンサ７は、昇圧回路６の出力端子と、回路の基準電位（０Ｖ）が与えられるグランド線Ｌｇとの間に接続されており、昇圧回路６の出力電圧により充電される。
【００２４】
上記構成において、コンデンサ７の端子電圧が昇圧電圧Ｖboostとなり、昇圧電源線Ｌｂを通じて出力される。なお、昇圧回路６の動作は、図示しない昇圧制御部により制御される。昇圧制御部は、昇圧電源線Ｌｂの電圧を検出し、その検出値が昇圧電圧Ｖboostの目標値に一致するように昇圧回路６が備えるスイッチング素子の駆動を制御する。
【００２５】
駆動回路５は、昇圧電圧Ｖboostまたはバッテリ電圧ＢＡＴＴをソレノイド２ａに印加することによりソレノイド２ａへの通電を行うものであり、トランジスタＱ１〜Ｑ３、ダイオードＤ１およびシャント抵抗Ｒｓ１を備えている。トランジスタＱ１〜Ｑ３は、いずれもＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタＱ１のドレインは昇圧電源線Ｌｂに接続され、そのソースはソレノイド２ａの上流側端子である端子ＰＨに接続されている。
【００２６】
トランジスタＱ２のドレインは直流電源線Ｌｄに接続され、そのソースは、逆流防止用のダイオードＤ１を順方向に介して端子ＰＨに接続されている。トランジスタＱ３のドレインはソレノイド２ａの下流側端子である端子ＰＬに接続され、そのソースはシャント抵抗Ｒｓ１を介してグランド線Ｌｇに接続されている。
【００２７】
シャント抵抗Ｒｓ１は、ソレノイド２ａに流れる電流（以下、インジェクタ電流とも呼ぶ）を検出するためのものであり、その端子電圧は制御装置３に与えられている。トランジスタＱ１〜Ｑ３の各ゲートには、制御装置３から出力されるゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ３がそれぞれ与えられている。これにより、トランジスタＱ１〜Ｑ３の駆動は、制御装置３により制御される。
【００２８】
制御装置３は、ソレノイド２ａへの通電を制御するものであり、電流検出部８、Ｄ／Ａコンバータ９（以下、ＤＡＣ９と称す）、リファレンス電源１０および駆動制御部１１を備えている。電流検出部８は、インジェクタ電流を検出するものであり、インジェクタ電流に対応した検出電圧Ｖｄを出力する。この場合、電流検出部８は、インジェクタ電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗Ｒｓ１の端子電圧を増幅した電圧を、検出電圧Ｖｄとして出力する。
【００２９】
ＤＡＣ９は、インジェクタ電流の目標値に対応した閾値電圧Ｖthを生成するもので、閾値生成部に相当する。なお、閾値電圧Ｖthは、ピーク電流制御が行われる期間にはピーク電流の目標値Ｉth_peakに対応した電圧となり、定電流制御が行われる期間にはピックアップ電流またはホールド電流の目標値に対応した電圧となる。なお、ピックアップ電流の目標値としては、上限閾値Ｉth_pickhおよび下限閾値Ｉth_picklの２つの値がある。また、ホールド電流の目標値としては、上限閾値Ｉth_holdhおよび下限閾値Ｉth_holdlの２つの値がある。
【００３０】
ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒが与えられている。ＤＡＣ９の入力端子には、駆動制御部１１のロジック回路１２から出力されるデジタル信号Ｓｄが入力されている。ロジック回路１２は、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthが、各制御期間に対応した電流の目標値を表す電圧となるように、出力するデジタル信号Ｓｄを切り替える。
【００３１】
リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostを用いてリファレンス電圧Ｖｒを生成するもので、抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧回路１３およびアンプ１４を備えている。分圧回路１３は、昇圧電圧Ｖboostを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。アンプ１４は、ボルテージフォロアの接続形態となっており、分圧回路１３から出力される分圧電圧を入力してリファレンス電圧Ｖｒを出力する。
【００３２】
このような構成により、リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動をアナログ的に反映できる電源となっている。そのため、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒ、ひいてはＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてアナログ的（連続的）に変化する電圧となる。このように、リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて閾値電圧Ｖthを変化させるものであり、電圧変化部に相当する。
【００３３】
リファレンス電源１０による閾値電圧Ｖthの変化幅は、分圧回路１３の分圧比により任意の値に設定することができる。本実施形態では、この分圧比は、後述する本実施形態による効果、つまり昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず電磁弁２の開弁タイミングのばらつきを低減する効果が十分に得られるような値に設定されている。
【００３４】
駆動制御部１１は、マイコンから送信される指令信号、電流検出部８から与えられる検出電圧ＶｄおよびＤＡＣ９から与えられる閾値電圧Ｖthなどに基づいて、駆動回路５の動作を制御する。この場合、駆動制御部１１は、検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthを比較し、その比較結果に基づいて、インジェクタ電流が目標値に一致するように駆動回路５の動作を制御する。
【００３５】
駆動制御部１１は、前述したロジック回路１２、コンパレータ１５およびドライバ１６〜１８を備えている。コンパレータ１５は、検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthを比較し、その比較結果を表す信号を出力する。ロジック回路１２は、マイコンから送信される指令信号およびコンパレータ１５の出力信号に基づいて、駆動回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ３を駆動するための駆動信号を生成する。ドライバ１６〜１８は、ロジック回路１２から与えられる駆動信号をそれぞれ入力し、それら駆動信号に対応したゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ３を出力する。
【００３６】
なお、上記構成では、制御装置３側のグランド（ＩＣ側のグランド）と、制御装置３の負荷となるソレノイド２ａ側のグランド（負荷側のグランド）とが同一のグランド線Ｌｇが供給される構成、つまりグランドが共通の構成となっているが、これらのグランドが異なる構成であってもよい。ＩＣ側のグランドと負荷側のグランドが異なる構成の場合、電流検出の構成について、シングルエンドの構成ではなく、差動の構成を採用するとよい。
【００３７】
次に、上記構成の作用について図２を参照して説明する。
［１］電磁弁２の開弁時における噴射制御装置１の基本動作
上記構成において、設定された駆動期間の開始時、駆動制御部１１がトランジスタＱ１およびＱ３をオン駆動するとともにトランジスタＱ２をオフ駆動することにより、ピーク電流制御が実行される。駆動制御部１１は、コンパレータ１５の出力信号に基づいて、インジェクタ電流がピーク電流の目標値Ｉth_peakに達するとトランジスタＱ１をオフ駆動し、これによりピーク電流制御が終了となる。
【００３８】
その後、駆動制御部１１は、駆動期間が終了するまで定電流制御を行う。駆動制御部１１は、定電流制御の際、トランジスタＱ１をオフ駆動するとともにトランジスタＱ３をオン駆動したうえで、トランジスタＱ２をオンオフ駆動する。そして、定電流制御の前半では、駆動制御部１１は、コンパレータ１５の出力信号に基づいて、インジェクタ電流が比較的高いピックアップ電流の上限閾値Ｉth_pickhおよび下限閾値Ｉth_picklで挟まれた整定範囲内となるように、トランジスタＱ２をオンオフ駆動する。
【００３９】
また、定電流制御の後半では、駆動制御部１１は、コンパレータ１５の出力信号に基づいて、インジェクタ電流が比較的低いホールド電流の上限閾値Ｉth_holdhおよび下限閾値Ｉth_holdlで挟まれた整定範囲内となるようにトランジスタＱ２をオンオフ駆動する。
【００４０】
［２］一般的な噴射制御装置における開弁タイミング
従来の噴射制御装置では、ソレノイドに流れる電流の目標値に対応した閾値電圧は、一定の電圧値に設定されることが一般的である。このような構成では、従来技術の説明にて既述したように、開弁タイミングがばらつく問題が生じるおそれがある。なお、ここでは、例えば図２（ａ）に示すように、昇圧電圧Ｖboostが変動することなく、その目標値Ｖth_boostで一定となる理想状態を想定して各閾値が設定されていることとする。
【００４１】
昇圧電圧Ｖboostは、昇圧回路６の出力電圧をコンデンサ７に充電することにより生成しているため、変動し易くなっている。そのため、図２（ｂ）に示すように、実際の状態では、ソレノイド２ａへのピーク電流の供給が開始されると、それに伴い、昇圧電圧Ｖboostが目標値Ｖth_boostから低下する。
【００４２】
そうすると、図２（ｂ）に示す実際の状態では、図２（ａ）に示す理想状態に比べ、ピーク電流の傾きが緩やかになり、駆動期間の開始時からインジェクタ電流がピーク電流の目標値Ｉth_peakに到達するまでに要する時間であるピーク電流制御期間が長くなる。その結果、図２（ｂ）に示す実際の状態では、図２（ａ）に示す理想状態に比べ、ソレノイド２ａに供給されるエネルギーである投入エネルギーが大きくなり、想定した開弁タイミングｔａよりも早い開弁タイミングｔｂで電磁弁２が開弁してしまう。
【００４３】
［３］本実施形態の噴射制御装置１における開弁タイミング
これに対し、本実施形態の噴射制御装置１では、閾値電圧Ｖthは、一定の電圧値ではなく、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するようになっている。そのため、図２（ｃ）に示すように、ピーク電流の供給に伴い昇圧電圧Ｖboostが低下すると、それに伴い、ピーク電流の目標値が低下する。なお、図２（ｃ）では、昇圧電圧Ｖboostの低下に伴って変化した後の各閾値は、それぞれの末尾に「’」を付して示している。
【００４４】
この場合も、ピーク電流の傾きが緩やかになるものの、ピーク電流の目標値が低下したことにより、インジェクタ電流が、その目標値Ｉth_peak'に到達するまでに要する時間が短くなる。そのため、本実施形態では、従来構成に比べ、早いタイミングでピーク電流制御が終了して定電流制御へと切り替わる。その結果、本実施形態では、従来構成に比べ、投入エネルギーが大きくなり難く、想定した開弁タイミングｔａと同程度のタイミングで電磁弁２が開弁する。
【００４５】
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
上記構成において、リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するリファレンス電圧Ｖｒを生成する。そして、そのリファレンス電圧Ｖｒが、インジェクタ電流の目標値に対応した閾値電圧Ｖthを生成するＤＡＣ９のリファレンスとして与えられている。そのため、上記構成では、閾値電圧Ｖth、つまりインジェクタ電流の各目標値は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するようになっている。
【００４６】
このようにすれば、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が、駆動制御部１１による検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthの比較結果に反映される。したがって、昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず一定の比較結果が得られるようにリファレンス電源１０による閾値電圧Ｖthの変化幅を設定しておけば、ソレノイド２ａへの通電制御についても、昇圧電圧Ｖboostの変動の影響を受けることなく、一定の制御を実施することが可能となる。
【００４７】
その結果、昇圧電圧Ｖboostが変動した場合におけるソレノイド２ａへの投入エネルギーの変動が抑制される。したがって、本実施形態によれば、昇圧電圧Ｖboostの変動に起因する電磁弁２の開弁タイミングのばらつき、つまり燃料噴射量の変動が抑制される。そのため、本実施形態によれば、エミッションの低減、燃費の向上などの優れた効果が得られる。
【００４８】
この場合、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化する閾値電圧Ｖthは、ピーク電流制御の際にはピーク電流の目標値に対応した電圧となり、定電流制御の際にはピックアップ電流またはホールド電流の目標値に対応した電圧となる。つまり、この場合、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて、ピーク電流、ピックアップ電流およびホールド電流の各目標値が、いずれも変化するようになっている。
【００４９】
したがって、昇圧電圧Ｖboostが高いほどピーク電流制御期間が長くなり、昇圧電圧Ｖboostが低いほどピーク電流制御期間が短くなるようにリファレンス電源１０による閾値電圧Ｖthの変化幅を設定しておけば、ピーク電流制御における投入エネルギーが大きく変動することがなくなる。このような構成によれば、ピーク電流の傾きが大きく変動するような場合であっても、電磁弁２の開弁タイミングのばらつきを低減することができる。また、上記構成は、前述したように全電流フェーズを対象に昇圧電圧Ｖboostの変動を反映させることができるため、ピーク電流またはピックアップ電流を流す期間が存在しない電流プロファイルであっても適用することが可能となる。
【００５０】
噴射制御装置１では、昇圧電圧Ｖboostを用いてピックアップ電流も供給する、といった構成も考えられる。本実施形態によれば、このような構成に変更した場合でも、上述したように昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてピックアップ電流の目標値が変化するため、電磁弁２の開弁タイミングを一定に保つことができる。
【００５１】
さらに、上記構成では、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が閾値電圧Ｖthの電圧値、ひいては駆動制御部１１によるソレノイド２ａの通電制御に直ちに反映されるようになっている。したがって、本実施形態の制御装置３は、従来技術のように、判定および設定値の変更などを行うための構成を必要とすることなく、開弁タイミングのばらつきを低減することができるため、その回路面積（ＡＳＩＣの専有面積）を小さく抑えることができる。
【００５２】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図３を参照して説明する。
図３に示すように、本実施形態の噴射制御装置２１が備える制御装置２２は、第１実施形態の制御装置３に対し、駆動制御部１１に代えて駆動制御部２３を備えている点、スイッチＳ２１、Ｓ２２および反転バッファ２４が追加されている点などが異なる。
【００５３】
ＤＡＣ９のリファレンス入力端子は、スイッチＳ２１を介してアンプ１４の出力端子に接続されるとともに、スイッチＳ２２を介してリファレンス電圧Ｖrefが供給されるリファレンス電源線Ｌｒに接続されている。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。
【００５４】
スイッチＳ２２のオンオフは、駆動制御部２３のロジック回路２５から出力される切替信号Ｓａにより制御される。スイッチＳ２１のオンオフは、切替信号Ｓａを入力する反転バッファ２４の出力信号により制御される。つまり、スイッチＳ２１、Ｓ２２は、相補的にオンオフされる。このような構成により、本実施形態では、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒまたはリファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。
【００５５】
ロジック回路２５は、ピーク電流制御の際にスイッチＳ２１がオンするとともに、定電流制御の際にスイッチＳ２２がオンするように、出力する切替信号Ｓａのレベルを変化させる。そのため、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、ピーク電流制御の期間には昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するものの、定電流制御の期間には昇圧電圧Ｖboostの変動には関係なく一定の電圧値となる。
【００５６】
上記構成の噴射制御装置２１では、第１実施形態の噴射制御装置１と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、それに伴ってピーク電流の目標値が変化する。そのため、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動したとしも、ピーク電流制御における投入エネルギーが大きく変動することがなくなる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００５７】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図４を参照して説明する。
図４に示すように、本実施形態の噴射制御装置３１が備える制御装置３２は、第１実施形態の制御装置３に対し、リファレンス電源１０に代えて電圧変化部３３を備えている点などが異なる。
【００５８】
電圧変化部３３は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて検出電圧Ｖｄを変化させるものであり、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２からなる分圧回路３４、アンプ３５およびレベルシフト部３６を備えている。分圧回路３４は、昇圧電圧Ｖboostを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。アンプ３５は、ボルテージフォロアの接続形態となっており、その入力端子には、分圧回路３４から出力される分圧電圧が入力されている。
【００５９】
アンプ３５の出力電圧は、レベルシフト部３６に与えられている。レベルシフト部３６は、入力される検出電圧Ｖｄをレベルシフトし、そのレベルシフト後の検出電圧Ｖdsを出力する。レベルシフト部３６でのレベルシフトの量は、アンプ３５の出力電圧に応じてリニアに変化するようになっている。このような機能を有するレベルシフト部３６は、例えば、抵抗および定電流源により構成することができる。
【００６０】
なお、電圧変化部３３による検出電圧Ｖｄの変化幅は、分圧回路３４の分圧比の設定により任意の値に設定することができる。本実施形態では、この分圧比は、後述する本実施系形態による効果が十分に得られるような値に設定されている。
【００６１】
この場合、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。したがって、本実施形態では、コンパレータ１５の一方の入力端子に入力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず、一定の電圧となる。ただし、本実施形態では、コンパレータ１５の他方の入力端子に入力される検出電圧Ｖdsは、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてアナログ的に変化する電圧となる。
【００６２】
上記構成によっても、第１実施形態の構成と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が、駆動制御部１１による検出電圧Ｖdsおよび閾値電圧Ｖthの比較結果に反映される。したがって、本実施形態によっても、昇圧電圧Ｖboostの変動の影響を受けることなく一定の通電制御を実施することが可能となるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００６３】
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図５を参照して説明する。
図５に示すように、本実施形態の噴射制御装置４１が備える制御装置４２は、第１実施形態の制御装置３に対し、リファレンス電源１０に代えて電圧変化部４３を備えている点などが異なる。
【００６４】
この場合、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。したがって、本実施形態では、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず、一定の電圧となる。
【００６５】
電圧変化部４３は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて閾値電圧Ｖthを変化させるものであり、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２からなる分圧回路４４、アンプ４５およびレベルシフト部４６を備えている。分圧回路４４は、昇圧電圧Ｖboostを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。アンプ４５は、ボルテージフォロアの接続形態となっており、その入力端子には、分圧回路４４から出力される分圧電圧が入力されている。
【００６６】
アンプ４５の出力電圧は、レベルシフト部４６に与えられている。レベルシフト部４６は、入力される閾値電圧Ｖthをレベルシフトし、そのレベルシフト後の閾値電圧Ｖthsを出力する。レベルシフト部４６でのレベルシフトの量は、アンプ４５の出力電圧に応じてリニアに変化するようになっている。このような機能を有するレベルシフト部４６は、例えば、抵抗および定電流源により構成することができる。
【００６７】
なお、電圧変化部４３による閾値電圧Ｖthの変化幅は、分圧回路４４の分圧比の設定により任意の値に設定することができる。本実施形態では、この分圧比は、後述する本実施系形態による効果が十分に得られるような値に設定されている。上記構成により、本実施形態では、コンパレータ１５の一方の入力端子に入力される閾値電圧Ｖthsは、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてアナログ的に変化する電圧となる。
【００６８】
上記構成によっても、第１実施形態の構成と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が、駆動制御部１１による検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthsの比較結果に反映される。したがって、本実施形態によっても、昇圧電圧Ｖboostの変動の影響を受けることなく一定の通電制御を実施することが可能となるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００６９】
（第５実施形態）
以下、第５実施形態について図６を参照して説明する。
図６に示すように、本実施形態の噴射制御装置５１が備える制御装置５２は、第１実施形態の制御装置３に対し、コンパレータ５３、電圧源５４、スイッチＳ５１、Ｓ５２および反転バッファ５５が追加されている点などが異なる。コンパレータ５３は、反転入力端子に与えられる昇圧電圧Ｖboostと、非反転入力端子に与えられる電圧源５４により生成される判定電圧ＶＬとを比較し、その比較結果を表す信号を出力する。判定電圧ＶＬは、昇圧電圧Ｖboostの下限電圧に対応した電圧である。
【００７０】
ＤＡＣ９のリファレンス入力端子は、スイッチＳ５１を介してアンプ１４の出力端子に接続されるとともに、スイッチＳ５２を介してリファレンス電圧Ｖrefが供給されるリファレンス電源線Ｌｒに接続されている。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。
【００７１】
スイッチＳ５１、Ｓ５２は、切替制御端子に入力される信号がハイレベルのときにオンし、ロウレベルのときにオフする構成となっている。スイッチＳ５２の切替制御端子には、コンパレータ５３の出力信号が入力されている。スイッチＳ５１の切替制御端子には、コンパレータ５３の出力信号を反転バッファ５５により反転した信号が入力されている。
【００７２】
したがって、コンパレータ５３の出力信号がハイレベルのときにはスイッチＳ５１がオフするとともにスイッチＳ５２がオンする。また、コンパレータ５３の出力信号がロウレベルのときにはスイッチＳ５１がオンするとともにスイッチＳ５２がオフする。このように、スイッチＳ５１、Ｓ５２は、相補的にオンオフされる。
【００７３】
このような構成により、本実施形態では、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒまたはリファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。具体的には、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬを超える電圧値である期間、スイッチＳ５１オンすることにより、ＤＡＣ９のリファレンスとしてリファレンス電圧Ｖｒが与えられる。また、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬ以下の電圧値である期間、スイッチＳ５２がオンすることにより、ＤＡＣ９のリファレンスとしてリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。
【００７４】
したがって、上記構成では、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬを超える電圧値である期間には昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するものの、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬ以下の電圧値である期間には昇圧電圧Ｖboostの変動には関係なく一定の電圧値となる。なお、本実施形態では、コンパレータ５３、電圧源５４、反転バッファ５５およびスイッチＳ５１、Ｓ５２により、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬまで低下すると電圧変化部の動作を停止させる動作停止部５６が構成されている。
【００７５】
上記構成の噴射制御装置５１の動作は、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬを超える電圧値である期間、第１実施形態の噴射制御装置１と同様の動作となる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。さらに、本実施形態では、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬ以下に低下すると、ＤＡＣ９のリファレンスが安定化されたリファレンス電圧Ｖrefに切り替えられる構成となっている。このような構成を採用したのは、フェールセーフの考えに基づいたものであり、具体的には次の通りである。
【００７６】
すなわち、ピーク電流制御の際、ソレノイド２ａに印加する昇圧電圧Vboostが大幅に低下すると、それに伴いピーク電流の目標値も大幅に低下する。その結果、ピーク電流制御期間が非常に短くなって投入エネルギーが小さくなり過ぎてしまい、電磁弁２が開弁できなくなるおそれがある。電磁弁２を開弁できない場合、必要以上のリーンになる、あるいは燃料不足で失火となる、といった問題が生じる可能性がある。
【００７７】
このような事態を避けるため、本実施形態では、昇圧電圧Vboostが低下し過ぎる前に、ＤＡＣ９のリファレンスを安定化されたリファレンス電圧Ｖrefに切り替え、ピーク電流の目標値を昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化しない比較的高い一定の値とする。このようにすれば、ピーク電流制御期間が非常に短くなることが抑制され、投入エネルギーが開弁必要値に満たなくなる事態の発生を防止することができる。
【００７８】
（第６実施形態）
以下、第６実施形態について図７を参照して説明する。
図７に示すように、本実施形態の噴射制御装置６１が備える制御装置６２は、第１実施形態の制御装置３に対し、リファレンス電源１０に代えてリファレンス電源６３を備えている点などが異なる。
【００７９】
リファレンス電源６３は、電圧変化部に相当するものであり、リファレンス電源１０に対し、分圧回路１３に代えて分圧回路６４を備えている。分圧回路６４は、２つの抵抗Ｒ６１、Ｒ６２のうち少なくとも一方が可変抵抗により構成されている。本実施形態では、抵抗Ｒ６２が、例えばトリミング抵抗などの可変抵抗となっている。つまり、分圧回路６４は、その分圧比が可変となっている。
【００８０】
このような構成によれば、例えば製造工程において、分圧回路６４の分圧比を調整することが可能となる。そのため、本実施形態によれば、使用する電磁弁２の仕様、駆動回路５を構成する回路素子の仕様などに応じて、閾値電圧Ｖthの変化幅を最適な値に設定することができ、ひいては、昇圧電圧Ｖboostの変動に起因する開弁タイミングのばらつきを一層低減することができる。
【００８１】
（第７実施形態）
以下、第７実施形態について図８を参照して説明する。
図８に示すように、本実施形態の噴射制御装置７１は、図３に示した噴射制御装置２１に対し、制御装置２２に代えて制御装置７２を備えている点などが異なる。制御装置７２は、制御装置２２に対し、リファレンス電源１０に代えてリファレンス電源７３を備えている。
【００８２】
リファレンス電源７３は、電圧変化部に相当するものであり、リファレンス電源１０と同様の構成を備えている。ただし、リファレンス電源７３は、ソレノイド２ａの上流側端子である端子ＰＨの電圧を用いてリファレンス電圧Ｖｒを生成する構成となっている。すなわち、この場合、分圧回路１３は、端子ＰＨの電圧を所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。
【００８３】
この場合、スイッチＳ２２のオンオフは、ロジック回路２５から出力される切替信号Ｓｂにより制御される。また、スイッチＳ２１のオンオフは、切替信号Ｓｂを入力する反転バッファ２４の出力信号により制御される。そして、この場合、ロジック回路２５は、トランジスタＱ１がオンされている期間にスイッチＳ２１がオンするとともに、トランジスタＱ１がオフされている期間にスイッチＳ２２がオンするように、出力する切替信号Ｓｂのレベルを変化させる。
【００８４】
上記構成において、端子ＰＨの電圧は、トランジスタＱ１がオンの期間には、昇圧電圧Ｖboostとほぼ同じ電圧であり、昇圧電圧Ｖboostと同様に変化する。したがって、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、トランジスタＱ１がオンされる期間、つまりピーク電流制御の期間には、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化する。また、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、トランジスタＱ１がオフされる期間、つまり定電流制御の期間には、昇圧電圧Ｖboostの変動には関係なく一定の電圧値となる。
【００８５】
したがって、本実施形態の噴射制御装置７１では、第１実施形態の噴射制御装置１と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、それに伴ってピーク電流の目標値が変化する。そのため、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動したとしも、ピーク電流制御における投入エネルギーが大きく変動することがなくなる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００８６】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
第３〜第７実施形態についても、第２実施形態のように、ピーク電流の目標値だけを昇圧電圧Ｖboostに応じて変化させることも可能である。
ホールド電流の目標値は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化させず、一定の値としてもよい。
【００８７】
電流検出部８は、シャント抵抗Ｒｓ１の端子電圧を増幅した電圧を検出電圧Ｖｄとして出力するようになっていたが、シャント抵抗Ｒｓ１の端子電圧が後段の回路（コンパレータ１５など）で判別可能な十分な電圧値を有する場合には、上記端子電圧を増幅することなく、そのまま検出電圧Ｖｄとして出力してもよい。
【００８８】
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
【符号の説明】
【００８９】
２…電磁弁、２ａ…ソレノイド、３、２２、３２、４２、５２、６２、７２…制御装置、４…負荷電源、５…駆動回路、６…昇圧回路、７…コンデンサ、８…電流検出部、９…ＤＡＣ、１０、６３、７３…リファレンス電源、１１、２３…駆動制御部、３３、４３…電圧変化部、５６…動作停止部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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