(57)【要約】【課題】限られた掃引幅のスイープ信号を用いて、高い精度の測距を実現する。【解決手段】本発明に係るＦＭＣＷ方式レーダの信号処理部は、アップ掃引時のビート信号と、ダウン掃引時のビート信号を時間方向において反転した信号とを順次繋ぎ合わせて、合成ビート信号を生成する（ステップＳ０４）。信号処理部は、生成した合成ビート信号の周波数スペクトラムを生成し（ステップＳ０５）、生成した周波数スペクトラムが最大ピークを示す周波数と、合成ビート信号の真の周波数の推定値との差が所定の閾値以下となり、かつ、最大ピーク値と第２ピーク値との差が所定の閾値以上となるように、繋ぎ合わせるビート信号の位相の回転の角度を調整する（ステップＳ０４〜Ｓ０８）。信号処理部は、上記の条件を満たす周波数スペクトラムが最大ピークを示す周波数に基づき、対象物までの距離を算出する（ステップＳ０９）。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数回の掃引の各々に応じたビート信号を合成した信号を用いて測距を行うＦＭＣＷ方式レーダ。
【請求項２】
前記合成した信号は、複数回の掃引の各々に応じたビート信号の位相を回転した信号を繋ぎ合わせた信号である
請求項１に記載のＦＭＣＷ方式レーダ。
【請求項３】
前記合成した信号の周波数成分が最大ピークを示す周波数が、前記位相の回転の角度と前記掃引の時間に応じて定まる前記合成した信号の真の周波数に近づくように、前記位相の回転の角度を調整する
請求項２に記載のＦＭＣＷ方式レーダ。
【請求項４】
前記合成した信号の周波数成分の最大ピーク値と、前記合成した信号の周波数成分の２番目に大きいピーク値との差が大きくなるように、前記位相の回転の角度を調整する
請求項２または３に記載のＦＭＣＷ方式レーダ。
【請求項５】
前記掃引において三角波による変調を行い、
前記合成した信号は、ダウン掃引時のビート信号を時間方向において反転させた信号とアップ掃引時のビート信号を合成した信号である
請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＦＭＣＷ方式レーダ。
【請求項６】
前記掃引において三角波による変調を行い、
前記合成した信号は、アップ掃引時のビート信号を時間方向において反転させた信号とダウン掃引時のビート信号を合成した信号である
請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＦＭＣＷ方式レーダ。
【請求項７】
前記合成した信号は、時間方向において隣接する掃引の各々に応じたビート信号を合成した信号である
請求項１乃至６のいずれか１項に記載のＦＭＣＷ方式レーダ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式で測距を行うレーダ（本願において、「ＦＭＣＷ方式レーダ」という）に関する。
【背景技術】
【０００２】
電波を用いて信号を送信し、送信した信号が対象物で反射した信号を受信し、送信した信号と受信した信号に基づき対象物の存在の検出又は対象物までの距離を測定するレーダが知られている。特許文献１には、近距離と遠距離の両方の目標物体を良好なＳＮ比で計測することが記載されている。そのために、特許文献１の発明では、１種類の送信パルス幅を用い、目標物体にパルス波を送信している間は受信信号を遮断する。特許文献２には、送信側では、移動する目標の推定速度情報に基づいて、移動速度に応じたサブキャリア数、及びサブキャリア間隔に適応した送信波形を生成することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−８０７９４号公報
【特許文献２】特開２０１２−８８２７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＦＭＣＷ方式レーダは、所定の周波数範囲内で連続的に周波数が変化するスイープ信号（掃引信号又はチャープ信号ともいう）を示す電波を送信するとともに、送信した電波の反射波を受信し、送信した電波が示すスイープ信号と受信した反射波が示す信号（以下、「反射波信号」という）を乗算して得られるビート信号の周波数に基づき、対象物までの距離を測定する。
【０００５】
ＦＭＣＷ方式レーダが測定する距離の精度は、一般的に、１回の測距に用いられるスイープ信号が変化する周波数範囲の幅（以下、「掃引幅」という）が広い程、高くなる。図９及び図１０は、掃引幅によって測定される対象物までの距離の精度が異なることを説明するための図である。
【０００６】
図９（ａ）及び図１０（ａ）はいずれもスイープ信号の周波数の変化を示したグラフである。図９（ａ）のスイープ信号は、下限周波数ｆL1と上限周波数ｆU1の間の周波数範囲内で周波数が線形で増加及び減少を交互に繰り返す信号である。また、図１０（ａ）のスイープ信号は、下限周波数ｆL2と上限周波数ｆU2の間の周波数範囲内で周波数が線形に増加及び減少を交互に繰り返す信号である。
【０００７】
図９（ａ）及び図１０（ａ）のいずれのスイープ信号においても、周波数が線形で増加する部分（以下、「アップスイープ信号」という）と、周波数が線形で減少する部分（以下、「ダウンスイープ信号」という）の各々が、１回の測距に用いられるスイープ信号（以下、「１掃引のスイープ信号」という）である。
【０００８】
図１０（ａ）のスイープ信号の掃引幅Ｗ2は、図９（ａ）のスイープ信号の掃引幅Ｗ1より広い。従って、図９（ａ）及び図１０（ａ）のグラフの勾配が示すスイープ信号の周波数の変化速度（以下、「掃引速度」という）が同じ場合、図１０（ａ）の１回の測距に用いられるスイープ信号の時間Δτ2は、図９（ａ）の１回の測距に用いられるスイープ信号の時間Δτ1より長くなる。
【０００９】
図９（ｂ）は図９（ａ）の１掃引のスイープ信号を示す電波が送信される間に得られるビート信号Ｉ1を示すグラフであり、図９（ｃ）はＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により解析されたビート信号Ｉ1の周波数スペクトラムである。また、図１０（ｂ）は図１０（ａ）の１掃引のスイープ信号を示す電波が送信される間に得られるビート信号Ｉ2を示すグラフであり、図１０（ｃ）はＦＦＴ処理により解析されたビート信号Ｉ2の周波数スペクトラムである。
【００１０】
図９（ｃ）及び図１０（ｃ）から明らかなように、掃引時間が長い図１０（ａ）のスイープ信号を用いる方が、ビート信号の周波数成分の最大ピークが鋭い。測距に用いられるビート信号の周波数は、ビート信号の周波数成分が最大ピークを示す周波数であるため、最大ピークが鋭い図１０（ｃ）の周波数スペクトラムが得られる図１０（ａ）のスイープ信号を用いる方が、図９（ｃ）の周波数スペクトラムが得られる図９（ａ）のスイープ信号を用いるよりも高い精度で測距を行うことができる。
【００１１】
なお、スイープ信号の掃引速度を遅くすると掃引時間は長くなるが、乗算されるスイープ信号と反射波信号の周波数の差が小さくなり、ビート信号の周波数成分の最大ピークの鋭さが低下する。従って、掃引幅を広げることなく掃引時間を長くしても、測距の精度を高めることはできない。
【００１２】
上述のように、ＦＭＣＷ方式レーダにおいて測距の精度を高めるためには掃引幅を広げる必要があるが、一般的に、広い掃引幅でスイープ信号の送受信が可能なモジュールは高価である。また、利用可能な電波の周波数帯は用途等に応じて法律等で定められているため、仮に装置のコストを考慮しなくても、掃引幅は自由に広げることはできない。従って、従来技術に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいては、測距の精度の向上には一定の限界がある。
【００１３】
本発明は、上記の事情に鑑み、限られた掃引幅のスイープ信号を用いて、高い精度の測距を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上述した課題を解決するために、本発明は、複数回の掃引の各々に応じたビート信号を合成した信号を用いて測距を行うＦＭＣＷ方式レーダを第１の態様として提供する。
【００１５】
上記の第１の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダによれば、１掃引に応じたビート信号を用いて測距を行う場合と比較し、最大ピークが鋭いビート信号の周波数スペクトラムが得られる。その結果、ビート信号の周波数が高い精度で特定され、高い精度で測距が行われる。
【００１６】
上記の第１の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて、前記合成した信号は、複数回の掃引の各々に応じたビート信号の位相を回転した信号を繋ぎ合わせた信号である、という構成が第２の態様として採用されてもよい。
【００１７】
上記の第２の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダによれば、合成により得られる信号が滑らかに変化する信号となり、当該信号の周波数スペクトラムの最大ピークを示す周波数が正しくビート信号の周波数を示す。その結果、ビート信号の周波数が高い精度で特定され、高い精度で測距が行われる。
【００１８】
上記の第２の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて、前記合成した信号の周波数成分が最大ピークを示す周波数が、前記位相の回転の角度と前記掃引の時間に応じて定まる前記合成した信号の真の周波数に近づくように、前記位相の回転の角度を調整する、という構成が第３の態様として採用されてもよい。
【００１９】
また、上記の第２又は第３の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて、前記合成した信号の周波数成分の最大ピーク値と、前記合成した信号の周波数成分の２番目に大きいピーク値との差が大きくなるように、前記位相の回転の角度を調整する、という構成が第４の態様として採用されてもよい。
【００２０】
上記の第３又は第４の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダによれば、正しい角度で位相の回転が行われるため、合成により得られる信号が滑らかに変化する信号となる。従って、ビート信号の周波数が高い精度で特定され、高い精度で測距が行われる。
【００２１】
また、上記の第１乃至第４のいずれかの態様に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて、前記掃引において三角波による変調を行い、前記合成した信号は、ダウン掃引時のビート信号を時間方向において反転させた信号とアップ掃引時のビート信号を合成した信号である、という構成が第５の態様として採用されてもよい。
【００２２】
上記の第１乃至第４のいずれかの態様に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて、前記掃引において三角波による変調を行い、前記合成した信号は、アップ掃引時のビート信号を時間方向において反転させた信号とダウン掃引時のビート信号を合成した信号である、という構成が第６の態様として採用されてもよい。
【００２３】
上記の第５又は第６の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダによれば、アップスイープ信号とダウンスイープ信号を交互に含むスイープ信号を用いた測距が高い精度で行われる。
【００２４】
上記の第１乃至第６のいずれかの態様に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて、前記合成した信号は、時間方向において隣接する掃引の各々に応じたビート信号を合成した信号である、という構成が第７の態様として採用されてもよい。
【００２５】
上記の第７の態様に係るＦＭＣＷ方式レーダによれば、対象物の移動等によりビート信号の周波数が変化する場合であっても、合成により得られる信号が滑らかに変化する信号となる。従って、ビート信号の周波数が高い精度で特定され、高い精度で測距が行われる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダの構成を示すブロック図。
【図２】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて用いられるスイープ信号及びその反射波信号の周波数変化を示すグラフ。
【図３】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダが生成する合成ビート信号を示したグラフ。
【図４】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダが生成する合成ビート信号の周波数スペクトラムを示す図。
【図５】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダの信号処理部が行う処理を示したフロー図。
【図６】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダが生成する合成ビート信号を示したグラフ。
【図７】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダが生成する合成ビート信号の周波数スペクトラムを示す図。
【図８】一実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダが生成する合成ビート信号の周波数スペクトラムを従来技術に係るＦＭＣＷ方式レーダが生成する合成ビート信号の周波数スペクトラムと比較した図。
【図９】従来技術に係るＦＭＣＷ方式レーダが用いるスイープ信号の掃引幅によって測距の精度が異なることを説明するための図。
【図１０】従来技術に係るＦＭＣＷ方式レーダが用いるスイープ信号の掃引幅によって測距の精度が異なることを説明するための図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
［実施形態］
以下、本発明の実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダ１を説明する。図１は、ＦＭＣＷ方式レーダ１の構成を示すブロック図である。
【００２８】
ＦＭＣＷ方式レーダ１は、ＦＭＣＷ方式に従い、対象物２までの距離を測定する。ＦＭＣＷ方式レーダ１は、信号処理部１１と、発振器１２と、送信アンテナ１３と、方向性結合器１４と、受信アンテナ１５と、ミキサ１６と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１７とを備える。
【００２９】
信号処理部１１は、測距に関わる信号処理を行う。具体的には、信号処理部１１は、発振器１２にスイープ信号の発振を指示する。また、信号処理部１１は、ＬＰＦ１７から入力されるビート信号を合成し、合成により得られる信号（以下、「合成ビート信号」という）を用いて測距を行う。信号処理部１１は、例えばＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）により実現されるが、これら以外のハードウェアで実現されてもよい。
【００３０】
発振器１２は、信号処理部１１の指示に従い、スイープ信号の発振を行う。図２は、ＦＭＣＷ方式レーダ１において用いられるスイープ信号と、当該スイープ信号を示す電波の反射波が示す信号（反射波信号）の周波数変化を示すグラフである。図２のグラフの横軸は時間、縦軸は周波数を示す。
【００３１】
図２に示すように、ＦＭＣＷ方式レーダ１において用いられるスイープ信号（以下、単に「スイープ信号」という）の周波数範囲は、下限周波数ｆLと上限周波数ｆUの間の範囲である。スイープ信号の掃引時間はΔτである。スイープ信号には、線形で連続的に周波数が増加するアップスイープ信号と、線形で連続的に周波数が減少するダウンスイープ信号とが時間的に交互に含まれる。以下では、先頭からｉ（ｉは自然数）番目に発振されるアップスイープ信号又はダウンスイープ信号を「Ｔ（ｉ）」と表す。なお、従来技術においては、Ｔ（ｉ）の各々が１回の測距に用いられるが、本実施形態においては、複数個のＴ（ｉ）が１回の測距に用いられる。
【００３２】
送信アンテナ１３は、発振器１２により発振されたスイープ信号を示す電波を送信する。方向性結合器１４は、発振器１２から送信アンテナ１３に入力されるスイープ信号を分配する。
【００３３】
受信アンテナ１５は、送信アンテナ１３から送信されて対象物２において反射した反射波を受信する。受信アンテナ１５は、受信した反射波が示す信号（反射波信号）を、ミキサ１６へ供給する。以下では、スイープ信号Ｔ（ｉ）に対応する反射波信号を「反射波信号Ｒ（ｉ）」と表す。図２の例では、スイープ信号の送信タイミングと、当該スイープ信号に応じた反射波信号の受信タイミングとの間に、時間ｔの差異がある。時間ｔは、ＦＭＣＷ方式レーダ１と対象物２との距離に応じた大きさとなる。
【００３４】
ミキサ１６は、方向性結合器１４から入力されるスイープ信号と、受信アンテナ１５から入力される反射波信号とを乗算し、ビート信号を出力する。ビート信号の周波数は、送信アンテナ１３から送信されるスイープ信号の周波数と、受信アンテナ１５が受信する反射波信号の周波数との差である。ビート信号の周波数は、ＦＭＣＷ方式レーダ１と対象物２との間の距離に比例する。従って、ビート信号の周波数が特定されることにより、ＦＭＣＷ方式レーダ１と対象物２との間の距離が特定される。
【００３５】
ＬＰＦ１７は、ミキサ１６から入力される信号に含まれる高周波成分を除去し、ビート信号を取り出す。ＬＰＦ１７が行うフィルタ処理は、送信アンテナ１３から送信された後、直接、受信アンテナ１５により受信されるスイープ信号を示す電波等のノイズを除去するために行われる。
【００３６】
既述のとおり、信号処理部１１は、ＬＰＦ１７から入力されるビート信号を合成し、合成により得られる合成ビート信号を用いて測距を行う。より具体的には、信号処理部１１は、スイープ信号Ｔ（ｋ）（ただし、ｋは任意の奇数）に応じたビート信号（以下、「ビート信号Ｂ（ｋ）」という）、スイープ信号Ｔ（ｋ＋１）に応じたビート信号Ｂ（ｋ＋１）を時間方向において反転させた信号、スイープ信号Ｔ（ｋ＋２）に応じたビート信号Ｂ（ｋ＋２）、スイープ信号Ｔ（ｋ＋３）に応じたビート信号Ｂ（ｋ＋３）を時間方向において反転させた信号、・・・、スイープ信号Ｔ（ｋ＋ｎ−２）（ただし、ｎは所定の偶数）に応じたビート信号Ｂ（ｋ＋ｎ−２）、スイープ信号Ｔ（ｋ＋ｎ−１）に応じたビート信号Ｂ（ｋ＋ｎ−１）を時間方向において反転させた信号を順次繋ぎ合わせて、合成ビート信号を生成する。
【００３７】
図３は、後述する位相の回転を行わずに単純にビート信号を繋ぎ合わせて得られる合成ビート信号を示したグラフである。図３に示されるように、ビート信号を単純に繋ぎ合わせて得られる合成ビート信号においては、繋ぎ目において位相のずれが生じる。
【００３８】
図４は、図３のグラフが示す合成ビート信号の周波数スペクトラムを示す図である。図４の周波数スペクトラムにおいては以下の特徴が確認される。
（１）最大ピークを示す周波数と、合成ビート信号の真の周波数との差Δｆが大きい。
（２）最大ピーク値と第２ピーク値との差Δｐが小さい。
【００３９】
上記の（１）の特徴があるため、繋ぎ目に位相のずれがある合成ビート信号を用いて特定される周波数に基づき距離の算出が行われると、算出される距離には無視できない誤差が含まれることになる。この問題を解決するために、信号処理部１１は第２掃引以降のスイープ信号に応じたビート信号を先行するビート信号と繋ぎ合わせる際に、互いに繋ぎ合わされるビート信号の少なくとも一方の位相を回転し、繋ぎ目における位相のずれを最大限小さくする。
【００４０】
また、信号処理部１１は、上記の（２）の特徴を利用して、位相の回転を行ったビート信号を繋ぎ合わせて得られる合成ビート信号の周波数スペクトラムにおいて最大ピーク値と第２ピーク値との差が所定の閾値以上であるか否かに基づき、合成ビート信号において繋ぎ目における位相のずれが解消されているか否かを判定する。
【００４１】
以下に、信号処理部１１が、対象物２までの距離を測定するために、繋ぎ目における位相のずれのない合成ビート信号を生成し、生成した合成ビート信号の周波数を特定するために行う一連の処理を説明する。図５は、信号処理部１１が行う処理を示したフロー図である。
【００４２】
信号処理部１１は、まず、ＬＰＦ１７から出力される、時間方向において隣接する掃引の各々に応じたｎ個のビート信号、すなわち、ビート信号Ｂ（ｋ）〜ビート信号Ｂ（ｋ＋ｎ−１）を取得する（ステップＳ０１）。
【００４３】
続いて、信号処理部１１は、ステップＳ０１において取得したｎ個のビート信号のうち、偶数番目のビート信号、すなわちビート信号Ｂ（ｋ＋１）、ビート信号Ｂ（ｋ＋３）、・・・、ビート信号Ｂ（ｋ＋ｎ−１）を時間方向において反転する（ステップＳ０２）。ステップＳ０２の処理は、ダウン掃引時のビート信号をアップ掃引時のビート信号と繋ぎ合わせるために、仮想的にダウン掃引時のビート信号をアップ掃引時のビート信号に変換する処理である。以下、ビート信号Ｂ（ｋ＋１）、ビート信号Ｂ（ｋ＋３）、・・・、ビート信号Ｂ（ｋ＋ｎ−１）を時間方向において反転した信号を、ビート信号β（ｋ＋１）、ビート信号β（ｋ＋３）、・・・、ビート信号β（ｋ＋ｎ−１）という。
【００４４】
続いて、信号処理部１１は、位相の回転の角度を所定角度ずつ増加させるために用いるカウンタｊに初期値０を代入する（ステップＳ０３）。
【００４５】
続いて、信号処理部１１は、ステップＳ０１において取得した奇数番目のビート信号と、ステップＳ０２において反転した偶数番目のビート信号とを順次繋ぎ合わせて、合成ビート信号Ｓ（ｊ）を生成する（ステップＳ０４）。その際、信号処理部１１はそれらｎ個のビート信号のうちｉ番目のビート信号の位相を（ｉ−１）×ａ×ｊ（ただし、ａは十分に小さい所定の角度）で算出される角度だけ回転させた後、ビート信号の繋ぎ合わせを行う。これにより、２番目以降のビート信号の各々は１つ前のビート信号に対し、単純に繋ぎ合わされる場合と比較し、角度（ａ×ｊ）だけ位相が回転された状態で繋ぎ合わされることになる。なお、最初のステップＳ０４においてはカウンタｊ＝０であるため、生成される合成ビート信号Ｓ（ｊ）は、図３に示される合成ビート信号、すなわち、位相の回転が行われないビート信号が単純に繋ぎ合わされた信号となる。
【００４６】
続いて、信号処理部１１は、例えばＦＦＴ変換処理により、ステップＳ０４において生成した合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムを生成する（ステップＳ０５）。
【００４７】
続いて、信号処理部１１は、位相の回転の角度（ａ×ｊ）と掃引時間に応じて定まる、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数の推定値と、ステップＳ０５において生成した周波数スペクトラムが最大ピークを示す周波数との差が所定の閾値以下であるか否かを判定する（ステップＳ０６）。
【００４８】
以下に、位相の回転の角度（ａ×ｊ）と掃引時間に応じて定まる、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数の推定値について説明する。
【００４９】
例えば、位相の回転の角度（ａ×ｊ）が（π／２）であって、掃引時間が１ミリ秒である場合を想定する。また、各掃引時間には、概ね１周期前後のビート信号が含まれることが想定されている。この場合、各掃引時間には１．２５周期のビート信号が含まれると推定されていることになる。従って、仮にこの推定が正しいとすれば、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数は１．２５ｋＨｚとなる。このように算出される周波数が、ステップＳ０６において用いられる、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数の推定値である。
【００５０】
ステップＳ０６の判定において、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数の推定値と、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムが最大ピークを示す周波数との差が所定の閾値を超える場合（ステップＳ０６；Ｎｏ）、信号処理部１１はカウンタｊを１だけ増加する（ステップＳ０７）。その後、信号処理部１１はステップＳ０４以降の処理を繰り返す。
【００５１】
図６は、カウンタｊが１ずつ増加されながら、ステップＳ０４の処理が何度か繰り返されて、の繋ぎ目における位相のずれが小さくなった状態の合成ビート信号Ｓ（ｊ）を示している。また、図７は、図６の合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムを示している。図７の周波数スペクトラムにおいては、図６の周波数スペクトラムと比べて、真の周波数と最大ピークを示す周波数との差Δｆが小さくなっており、また、最大ピーク値と第２ピーク値との差Δｐが大きくなっている。
【００５２】
ステップＳ０６の判定において、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数の推定値と、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムが最大ピークを示す周波数との差が所定の閾値以下である場合（ステップＳ０６；Ｙｅｓ）、信号処理部１１は続いて、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムの最大ピーク値と第２ピーク値との差が所定の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ０８）。
【００５３】
合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムの最大ピーク値と第２ピーク値との差が所定の閾値未満である場合（ステップＳ０８；Ｎｏ）、信号処理部１１はカウンタｊを１だけ増加する（ステップＳ０７）。その後、信号処理部１１はステップＳ０４以降の処理を繰り返す。
【００５４】
合成ビート信号Ｓ（ｊ）の周波数スペクトラムの最大ピーク値と第２ピーク値との差が所定の閾値以上である場合（ステップＳ０８；Ｙｅｓ）、信号処理部１１は最後に実行したステップＳ０５において生成された周波数スペクトラムが最大ピークを示す周波数を、合成ビート信号Ｓ（ｊ）の真の周波数として、対象物２までの距離の算出に用いる（ステップＳ０９）。以上が、信号処理部１１の処理の説明である。
【００５５】
図８は、図５のフローに従い信号処理部１１が行う一連の処理によって、繋ぎ目におけるずれが解消された合成ビート信号の周波数スペクトラムＡと、１掃引分のビート信号の周波数スペクトラムＢを示している。
【００５６】
図８に示されるように、本実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダ１において生成される合成ビート信号の周波数スペクトラムの最大ピークは、従来技術にＦＭＣＷレーダにおいて生成される１掃引分のビート信号の周波数スペクトラムの最大ピークよりも鋭い。従って、本実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダ１において特定されるビート信号の周波数は、従来技術に係るＦＭＣＷ方式レーダにおいて特定されるビート信号の周波数よりも精度が高いものとなる。その結果、本実施形態に係るＦＭＣＷ方式レーダ１によれば、従来技術に係るＦＭＣＷ方式レーダと比較し高い精度の測距が実現される。
【００５７】
［変形例］
本発明は、上述した実施形態と異なる形態で実施されてもよい。以下に上述した実施形態の変形例を示す。また、以下の変形例は各々組み合わされてもよい。
【００５８】
（１）上述した実施形態において、ＦＭＣＷ方式レーダ１は、ダウンスイープ信号に応じたビート信号を時間方向において反転した信号を、隣接するアップスイープ信号に応じたビート信号に繋ぎ合わせて合成ビート信号を生成する。これに代えて、ＦＭＣＷ方式レーダ１が、アップスイープ信号に応じたビート信号を時間方向において反転した信号を、隣接するダウンスイープ信号に応じたビート信号に繋ぎ合わせて合成ビート信号を生成する構成が採用されてもよい。
【００５９】
（２）上述した実施形態において、ＦＭＣＷ方式レーダ１は、アップスイープ信号とダウンスイープ信号を交互に含む、いわゆる三角波掃引信号を用いる。これに代えて、ＦＭＣＷ方式レーダ１が、アップスイープ信号及びダウンスイープ信号のいずれか一方のみを含む、いわゆるノコギリ波掃引信号を用いる構成が採用されてもよい。この変形例においては、ＦＭＣＷ方式レーダ１は、合成ビート信号を生成する際に、奇数番目及び偶数番目のいずれに関しても、それらのビート信号を時間方向において反転しない。
【００６０】
（３）上述した実施形態において、ＦＭＣＷ方式レーダ１は、合成ビート信号を生成する際、互いに時間方向において隣り合うビート信号を互いに繋ぎ合わせる。これに代えて、ＦＭＣＷ方式レーダ１が、互いに時間方向において隣り合わないビート信号を互いに繋ぎ合わせて合成ビート信号を生成する構成が採用されてもよい。対象物２が短時間では移動しない場合、いずれの掃引に応じたビート信号も概ね同じ信号となるため、複数のビート信号の繋ぎ合わせの順番は測距の精度に影響を与えない。
【００６１】
（４）上述した実施形態において、ＦＭＣＷ方式レーダ１がステップＳ０３〜Ｓ０８において行う処理は、合成ビート信号の繋ぎ目における位相のずれを解消するための位相の回転角度を探索する処理の一例であって、他の探索方法に従った処理が行われてもよい。すなわち、ＦＭＣＷ方式レーダ１が、繋ぎ目における位相のずれを解消するための位相の回転角度を探索する方法としては、ニュートン法、最急降下法等の既知の最適値探索法のいずれが採用されてもよい。
【符号の説明】
【００６２】
１…ＦＭＣＷ方式レーダ、２…対象物、１１…信号処理部、１２…発振器、１３…送信アンテナ、１４…方向性結合器、１５…受信アンテナ、１６…ミキサ、１７…ＬＰＦ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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