(57)【要約】【課題】電源システムに含まれる素子における損失を分散させる。【解決手段】第１の直流電源１０ａと、第１の直流電源１０ａに直列に接続された第１のリアクトル１０ｂと、第１のリアクトル１０ｂにエネルギーを蓄えさせる又は第１のリアクトル１０ｂからエネルギーを放出させるためのスイッチング素子１４ｆ（１４ｄ）と、第２の直流電源１２ａと、第２の直流電源１２ａに直列に接続された第２のリアクトル１２ｂと、第２のリアクトル１２ｂにエネルギーを蓄えさせる又は第２のリアクトル１２ｂからエネルギーを放出させるためのスイッチング素子１６ｄ（１６ｆ）と、を備える電源システム１００であって、第１の直流電源１０ａと第２の直流電源１２ａとを直列に接続して負荷との電力の授受を行う制御において、スイッチング素子１４ｆ（１４ｄ）とスイッチング素子１６ｄ（１６ｆ）とが同時にスイッチングされないようにタイミングをずらしてスイッチングを行う。【選択図】図１
2018102020.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電源と、前記第１の直流電源に直列に接続された第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルにエネルギーを蓄えさせる又は前記第１のリアクトルからエネルギーを放出させるための第１のスイッチング素子と、
第２の直流電源と、前記第２の直流電源に直列に接続された第２のリアクトルと、前記第２のリアクトルにエネルギーを蓄えさせる又は前記第２のリアクトルからエネルギーを放出させるための第２のスイッチング素子と、
を備える電源システムであって、
前記第１の直流電源と前記第２の直流電源とを直列に接続して負荷との電力の授受を行う制御において、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが同時にスイッチングされないようにタイミングをずらしてスイッチングが行われることを特徴とする電源システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電源システムであって、
前記第１の直流電源、前記第１のリアクトル及び前記第１のスイッチング素子を含む第１の昇降圧チョッパ回路と、
前記第２の直流電源、前記第２のリアクトル及び前記第２のスイッチング素子を含む第２の昇降圧チョッパ回路と、
前記第１の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、前記第２の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、を繋ぐ連結スイッチング素子と、を備えることを特徴とする電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの直流電源と負荷との間で電力を授受する電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
２つの直流電源から負荷（例えば車両駆動電動機等）へ電力を供給するための電源システムが開示されている（特許文献１〜５）。このような電源システムは、例えば複数の太陽電池から負荷へ電力を供給するためにも用いられている。太陽電池モジュールの各々に昇圧チョッパ（昇圧コンバータ）を接続し、ＭＰＰＴ制御（最大電力点トラッキング）により各太陽電池モジュールでの発電効率が最大化されるように制御する。このように複数の昇圧チョッパ（昇圧コンバータ）を用いる理由は、設置場所等の影響により各太陽電池モジュールの発電状況が異なるときにすべての太陽電池モジュールを直列に接続して１つの昇圧チョッパ（昇圧コンバータ）で制御すると発電効率が低下してしまうからである。また、別の理由として、発電電力が大きなシステムでは、すべての太陽電池モジュールを直列に接続してしまうと出力電圧が高電圧となり、回路設計上の制約が大きくなることがある。
【０００３】
例えば、２つの直流電源にそれぞれ昇圧チョッパ回路が設けられており、それぞれの直流電源からの電圧を独立に昇圧チョッパ回路により昇圧して負荷に供給することができる電源システムが開示されている。また、２つの昇圧チョッパ回路の間を双方向スイッチング素子で接続し、２つの昇圧チョッパ回路を協働させて２つの直流電源から負荷へと電力を供給できる電源システムが開示されている。さらに、２つの直流電源をスイッチング素子により直列及び並列に接続可能としたシリーズパラレルコンバータ型の電源システムが開示されている。
【０００４】
図１８は、従来の電源システム３００の構成例を示す。また、図１９は、電源システム３００における従来のシリーズ昇圧モードにおける制御状態を示す。また、図２０は、電源システム３００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）におけるリアクトルＬ１，Ｌ２に流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。
【０００５】
以下、電源システム３００における従来のシリーズ昇圧モードにおける制御を説明する。状態ａでは、スイッチＱ１〜Ｑ４がオフ状態、スイッチＱ５ａ，Ｑ５ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム３００は、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２が直列に接続された状態で負荷３０２へ電力が供給される力行状態である。状態ｂでは、スイッチＱ５ａがオフ状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、電源システム３００は、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２からの力行状態が維持される。状態ｃでは、スイッチＱ２及びＱ４をオン状態とする（時刻ｔ２）。状態ｃでは、電源システム３００は、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２のそれぞれで下アームによってリアクトルＬ１及びＬ２へ充電電流が流れる状態となる。その後、状態ｄでは、スイッチＱ２及びＱ４がオフ状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄでは、環流ダイオードＤ１を介して負荷３０２への力行状態となる。このとき、第１電源Ｂ１より電圧が低い第２電源Ｂ２については充電状態が維持される。そして、状態ｅでは、スイッチＱ５ａがオン状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅでは、状態ｄと同じ状態が維持される。その後、電流が安定すると、電源システム３００は状態ａに戻る。
【０００６】
また、図２１は、電源システム３００における従来のシリーズ降圧モードにおける制御状態を示す。また、図２２は、電源システム３００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）におけるリアクトルＬ１，Ｌ２に流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。
【０００７】
以下、電源システム３００における従来のシリーズ降圧モードにおける制御を説明する。状態ａでは、スイッチＱ１〜Ｑ４がオフ状態、スイッチＱ５ａ，Ｑ５ｂがオン状態である。状態ａでは、負荷３０２からの電力の回生状態である。状態ｂでは、スイッチＱ５ｂがオフ状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、回生状態が維持される。状態ｃでは、スイッチＱ１及びＱ３をオン状態とする（時刻ｔ２）。状態ｃでは、電源システム３００は、負荷３０２からスイッチＱ１及びスイッチＱ３を介してそれぞれ第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２へ電流が流れる状態となる。その後、状態ｄでは、スイッチＱ１及びＱ３がオフ状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄでは、第２電源Ｂ２に対して環流ダイオードＤ４を介して環流電流が流れる状態となる。このとき、第２電源Ｂ２より電圧が高い第１電源Ｂ１については回生状態が維持される。そして、状態ｅでは、スイッチＱ５ｂがオン状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅでは、状態ｄと同じ状態が維持される。そして、第１電源Ｂ１及びＢ２の電流が同じ値になると、電源システム３００は状態ａに戻る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３６５５２７７号公報
【特許文献２】特許第５４９２０４０号公報
【特許文献３】特開２０１３−１３２３４号公報
【特許文献４】特開２０１５−１６５７５９号公報
【特許文献５】特開２０１５−１６２９６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の電源システムにおける上記のシリーズ昇圧制御で、かつリアクトル電流Ｉ１＞０、Ｉ２＞０の場合には、スイッチＱ２及びＱ４にスイッチング損失が集中する。特に、２つの第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２のうち電圧が高い側の下アーム素子にスイッチング損失が集中する。また、上記のシリーズ降圧制御においてリアクトル電流Ｉ１＜０、Ｉ２＜０の場合には、スイッチＱ１及びＱ３にスイッチング損失が集中する。特に、２つの第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２のうち電圧が高い側の上アーム素子にスイッチング損失が集中する。したがって、これらの素子容量を大きくして耐熱性を高めておく必要があり、それに伴って電源システム３００全体の回路サイズも大きくなってしまうという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の１つの態様は、第１の直流電源と、前記第１の直流電源に直列に接続された第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルにエネルギーを蓄えさせる又は前記第１のリアクトルからエネルギーを放出させるための第１のスイッチング素子と、第２の直流電源と、前記第２の直流電源に直列に接続された第２のリアクトルと、前記第２のリアクトルにエネルギーを蓄えさせる又は前記第２のリアクトルからエネルギーを放出させるための第２のスイッチング素子と、を備える電源システムであって、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源とを直列に接続して負荷との電力の授受を行う制御において、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが同時にスイッチングされないようにタイミングをずらしてスイッチングが行われることを特徴とする電源システムである。
【００１１】
ここで、前記第１の直流電源、前記第１のリアクトル及び前記第１のスイッチング素子を含む第１の昇降圧チョッパ回路と、前記第２の直流電源、前記第２のリアクトル及び前記第２のスイッチング素子を含む第２の昇降圧チョッパ回路と、前記第１の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、前記第２の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、を繋ぐ連結スイッチング素子と、を備えることが好適である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、電源システムに含まれる素子における損失を分散させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１の実施の形態における電源システムの構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態における電源システムを用いたシステムを示す図である。
【図３】第１の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図４】第１の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図５】第１の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図６】第１の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図７】第１の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図８】第１の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図９】第１の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図１０】第１の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図１１】第１の実施の形態における電源システムの具体的な制御を説明するための構成図である。
【図１２】第１の実施の形態における電源システムの具体的な制御を説明するためのタイミングチャートである。
【図１３】従来の電源システム制御における各素子の温度変化を示す図である。
【図１４】第１の実施の形態の電源システム制御における各素子の温度変化を示す図である。
【図１５】第２の実施の形態における電源システムの構成を示す図である。
【図１６】第２の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図１７】第２の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図１８】従来の電源システムの構成例を示す図である。
【図１９】従来の電源システムにおける電源システムの制御状態を示す図である。
【図２０】従来の電源システムにおける各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図２１】従来の電源システムにおける電源システムの制御状態を示す図である。
【図２２】従来の電源システムにおける各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
［第１の実施の形態における電源システムの構成］
第１の実施の形態における電源システム１００は、図１に示すように、第１の直流電源１０ａ、第１のリアクトル１０ｂ、第２の直流電源１２ａ、第２のリアクトル１２ｂ、第１電力変換器（第１昇降圧チョッパ回路）１４、第２電力変換器（第２昇降圧チョッパ回路）１６及び連結スイッチング素子１８を含んで構成される。電源システム１００の高電圧側の第１の電力線Ｘ１と低電圧側の第２の電力線Ｘ２との間には負荷１０２が接続される。
【００１５】
電源システム１００では、第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６の少なくとも１つを介して第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａの少なくとも１つから負荷１０２へと電力を供給することができる（力行）。また、第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６の少なくとも１つを介して負荷１０２から第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａの少なくとも１つへ電力が回収することができる（回生）。
【００１６】
第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａは、特に限定されるものではないが、太陽電池とすることができる。また、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａは、充放電が可能な二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電手段を含んでもよい。
【００１７】
第１電力変換器１４は、第１の直流電源１０ａの電力変換を行う回路を含んで構成される。すなわち、第１の直流電源１０ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第１の直流電源１０ａへ回生することができる。第１電力変換器１４は、上アーム１４ａ、下アーム１４ｂを含んで構成される。上アーム１４ａは、上アーム側スイッチング素子１４ｄと環流ダイオード１４ｅとが並列に接続されている。下アーム１４ｂは、下アーム側スイッチング素子１４ｆと環流ダイオード１４ｇとが並列に接続されている。上アーム１４ａと下アーム１４ｂとは直列に接続され、その両端に負荷１０２が接続される。また、上アーム１４ａと下アーム１４ｂとの接続点Ｃ１に第１のリアクトル１０ｂを介して第１の直流電源１０ａが接続される。
【００１８】
第２電力変換器１６は、第２の直流電源１２ａの電力変換を行う回路を含んで構成される。すなわち、第２の直流電源１２ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第２の直流電源１２ａへ回生することができる。第２電力変換器１６は、下アーム１６ａ及び上アーム１６ｂを含んで構成される。下アーム１６ａは、下アーム側スイッチング素子１６ｄと環流ダイオード１６ｅとが並列に接続されている。上アーム１６ｂは、上アーム側スイッチング素子１６ｆと環流ダイオード１６ｇとが並列に接続されている。下アーム１６ａと上アーム１６ｂとは直列に接続され、その両端に負荷１０２が接続される。また、下アーム１６ａと上アーム１６ｂとの接続点Ｃ２に第２のリアクトル１２ｂを介して第２の直流電源１２ａが接続される。
【００１９】
連結スイッチング素子１８は、接続点Ｃ１と接続点Ｃ２との間の電流方向を規制する素子である。例えば、連結スイッチング素子１８は、例えば、整流素子やスイッチング素子である。連結スイッチング素子１８は、双方向スイッチング素子、すなわちオン時において接続点Ｃ１から接続点Ｃ２への電流及び接続点Ｃ２から接続点Ｃ１への電流に対していずれも低い抵抗値となり、オフ時において接続点Ｃ１と接続点Ｃ２との両側に対して耐圧性を有する素子とすることが好適である。
【００２０】
本実施の形態における電源システム１００では、連結スイッチング素子１８を備えることによって、第１電力変換器１４のみならず、第２電力変換器１６を介して、第１の直流電源１０ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第１の直流電源１０ａへ回生することができる。また、第２電力変換器１６のみならず、第１電力変換器１４を介して、第２の直流電源１２ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第２の直流電源１２ａへ回生することができる。
【００２１】
本実施の形態では、図２のシステム構成図に示すように、第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６と負荷１０２との間に電源システム１００の出力電圧を制御することができる直流／交流変換回路１０４（インバータ）を設けた構成とする。なお、交流変換回路１０４に代えて直流／直流変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を設けた構成としてもよい。例えば、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａを太陽電池とすることによって、太陽電池電力供給システムとして使用することができる。
【００２２】
なお、電源システム１００は、外部の制御部（図示しない）によって制御される。制御部は、第１電力変換器１４、第２電力変換器１６及び連結スイッチング素子１８に含まれるスイッチング素子の開閉制御を行う。制御部は、マイクロコンピュータ等を含んで構成される。制御部による制御については後述する。
【００２３】
［電源システムの制御］
以下、電源システム１００においてシリーズ昇圧と呼ばれる制御について説明する。当該制御では、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２へ電力を供給する力行制御が行われる。
【００２４】
図３は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図４は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図４では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００２５】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２への電力の力行状態である。
【００２６】
状態ｂでは、スイッチ１６ｄをオン状態とする前に、スイッチ１８ａがオフ状態及びスイッチ１４ｆがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、負荷１０２への力行状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対してはリアクトル１０ｂへの充電状態と、第２の直流電源１２ａに対しては負荷１０２への力行状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１４ｆは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００２７】
状態ｃでは、スイッチ１６ｄがオン状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａからそれぞれリアクトル１０ｂ及び１２ｂへの充電状態となる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１６ｄにターンオン損失が発生する。
【００２８】
状態ｄでは、スイッチ１４ｆがオフ状態とされる前に、スイッチ１６ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、負荷１０２への力行状態となる。状態ｄは、第１の直流電源１０ａに対してはリアクトル１０ｂへの充電状態と、第２の直流電源１２ａに対しては負荷１０２への力行状態とみなすこともできる。このとき、オン状態からオフ状態となるときにスイッチ１６ｄにターンオフ損失が発生する。
【００２９】
状態ｅでは、スイッチ１４ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、環流ダイオード１４ｅを介した負荷１０２への力行状態となる。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対しては環流ダイオード１４ｅを介した負荷１０２への力行状態であり、第２の直流電源１２ａに対してはリアクトル１２ｂへの充電状態とみなすこともできる。このとき、スイッチ１４ｆに差分電流によるターンオフ損失が発生する。なお、電流の大小により環流ダイオード１４ｇに電流が流れていた場合にはターンオフ損失は発生しない。
【００３０】
その後、スイッチ１８ａがオン状態とされる（時刻ｔ５）。これで、負荷１０２への力行状態となり、電流が安定すると状態ａに戻る。このとき、オフ状態からオン状態となるスイッチ１８ａには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００３１】
以上のように、本実施の形態における制御方法を適用することにより、スイッチ１６ｄにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。ただし、スイッチ１４ｆをオン状態からオフ状態にする際に若干のターンオフ損失が発生することがある。
【００３２】
以下、電源システム１００においてシリーズ昇圧と呼ばれる制御の別例について説明する。図５は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図６は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図６では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００３３】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、負荷１０２への電力の力行状態である。
【００３４】
状態ｂでは、スイッチ１４ｆをオン状態とする前に、スイッチ１８ａをオフ状態とする共にスイッチ１６ｄがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、負荷１０２への力行状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対しては負荷１０２への力行状態が維持され、第２の直流電源１２ａに対しては第２のリアクトル１２ｂへの充電状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１６ｄは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００３５】
状態ｃでは、スイッチ１４ｆがオン状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａはそれぞれ第１のリアクトル１０ｂ及び第２のリアクトル１２ｂへの充電状態となる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１４ｆにターンオン損失が発生する。
【００３６】
状態ｄでは、スイッチ１６ｄがオフ状態とされる前に、スイッチ１４ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａに対しては負荷１０２への力行状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては第２のリアクトル１２ｂへの充電状態とみなすことができる。このとき、スイッチ１４ｆにおいてターンオフ損失が発生する。
【００３７】
状態ｅでは、スイッチ１６ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、負荷１０２への力行状態である。このとき、第１の直流電源１０ａに対しては第１のリアクトル１０ｂへの充電状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては力行状態とみなすことができる。このとき、スイッチ１６ｄに差分電流によるターンオフ損失が発生する。なお、電流の大小により環流ダイオード１６ｅに電流が流れていた場合にはターンオフ損失は発生しない。
【００３８】
その後、スイッチ１８ａがオン状態とされる（時刻ｔ５）。これで、負荷１０２への力行状態となり、電流が安定すると状態ａに戻る。このとき、オフ状態からオン状態となるスイッチ１８ａには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００３９】
以上のように、本実施の形態における制御方法を適用することにより、スイッチ１４ｆにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。ただし、スイッチ１６ｄをオン状態からオフ状態にする際に若干のターンオフ損失が発生することがある。
【００４０】
以下、電源システム１００においてシリーズ降圧と呼ばれる制御について説明する。当該制御では、負荷１０２から第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａへの回生制御が行われる。
【００４１】
図７は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図８は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図８では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００４２】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、負荷１０２から第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａへ電力が回生されている回生状態である。
【００４３】
状態ｂでは、スイッチ１６ｆをオン状態とする前に、スイッチ１８ｂをオフ状態とすると共にスイッチ１４ｄがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、回生状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２から回生が続いた状態と、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｄ及び環流ダイオード１４ｅを介してリアクトル１２ｂへ環流電流が流れる状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１４ｄは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００４４】
状態ｃでは、スイッチ１６ｆがオン状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して回生状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して回生状態となる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１６ｆにターンオン損失が発生する。
【００４５】
状態ｄでは、スイッチ１４ｄがオフ状態とされる前に、スイッチ１６ｆがオフ状態とされ（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａに対しては回生状態であり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｄ及び環流ダイオード１４ｅを介して環流電流が流れる状態となる。このとき、スイッチ１６ｆにおいてターンオフ損失が発生する。
【００４６】
状態ｅでは、スイッチ１４ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対しては環流ダイオード１４ｇを介して環流電流が流れる状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては回生状態とみなすことができる。このとき、スイッチ１４ｄに差分電流によるターンオフ損失が発生する。なお、電流の大小により環流ダイオード１４ｅに電流が流れていた場合にはターンオフ損失は発生しない。
【００４７】
その後、スイッチ１８ｂがオン状態とされる（時刻ｔ５）。これで、負荷１０２からの回生状態となり、電流が安定すると状態ａに戻る。このとき、オフ状態からオン状態となるスイッチ１８ｂには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００４８】
以上のように、本実施の形態における制御方法を適用することにより、スイッチ１６ｆにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。ただし、スイッチ１４ｄをオン状態からオフ状態にする際に若干のターンオフ損失が発生することがある。
【００４９】
以下、電源システム１００においてシリーズ降圧と呼ばれる制御の別例について説明する。図９は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図１０は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図１０では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００５０】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、負荷１０２から第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａへ電力が回生されている回生状態である。
【００５１】
状態ｂでは、スイッチ１４ｄをオン状態とする前に、スイッチ１８ｂをオフ状態とすると共にスイッチ１６ｆがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１６ｆ及び環流ダイオード１６ｅを介して環流電流が流れる状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては回生状態が維持される。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１６ｆは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００５２】
状態ｃでは、スイッチ１４ｄがオン状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して回生状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して回生状態となる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１４ｄにターンオン損失が発生する。
【００５３】
状態ｄでは、スイッチ１６ｆがオフ状態とされる前に、スイッチ１４ｄがオフ状態とされ（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１６ｆ及び環流ダイオード１６ｇを介して環流電流が流れる状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては回生状態となる。このとき、スイッチ１４ｄにおいてターンオフ損失が発生する。
【００５４】
状態ｅでは、スイッチ１６ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対しては回生状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては環流ダイオード１６ｅを介して環流電流が流れる状態とみなすことができる。このとき、スイッチ１６ｆに差分電流によるターンオフ損失が発生する。なお、電流の大小により環流ダイオード１６ｇに電流が流れていた場合にはターンオフ損失は発生しない。
【００５５】
その後、スイッチ１８ｂがオン状態とされる（時刻ｔ５）。これで、負荷１０２からの回生状態となり、電流が安定すると状態ａに戻る。このとき、オフ状態からオン状態となるスイッチ１８ｂには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００５６】
以上のように、本実施の形態における制御方法を適用することにより、スイッチ１４ｄにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。ただし、スイッチ１６ｆをオン状態からオフ状態にする際に若干のターンオフ損失が発生することがある。
【００５７】
以下、上記制御方法を実現する具体例について説明する。図１１に示すように、制御は、第１キャリア発生回路２００、第２キャリア発生回路２０２及びゲート制御信号発生回路２０４によって実現することができる。ここでは、図１２のタイミングチャートを参照しつつ、電源システム１００によりシリーズ昇圧による負荷１０２への力行制御について説明する。
【００５８】
第１キャリア発生回路２００は、図１２に示すように、電源システム１００の制御の周期で減少するノコギリ波である第１キャリア信号を発生する。第２キャリア発生回路２０２は、図１２に示すように、電源システム１００の制御の周期で増加するノコギリ波である第２キャリア信号を発生する。
【００５９】
ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア発生回路２００及び第２キャリア発生回路２０２からそれぞれ第１キャリア信号及び第２キャリア信号を受けて、それらを基準値（デューティＤ１，Ｄ２、サブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４）と比較してスイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆ，１８ａ，１８ｂのゲート制御信号を生成して出力する。
【００６０】
具体的には、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値Ｄ１より大きい状態から第１キャリア信号が基準値Ｄ１より小さい状態へ移行するタイミングでスイッチ１８ａをオン状態からオフ状態とするゲート制御信号を出力する。また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値Ｄ１より大きい状態から第１キャリア信号が基準値Ｄ１より小さい状態へ移行するタイミングから所定のデッドタイム期間後にスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄをオフ状態からオン状態とするゲート制御信号を出力する。ただし、スイッチ１６ｄに対しては後述する基準値（サブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４）に基づく制御を優先して行う。
【００６１】
また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値Ｄ２より小さい状態から第２キャリア信号が基準値Ｄ２より大きい状態へ移行するタイミングでスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄをオン状態からオフ状態とするゲート制御信号を出力する。ただし、スイッチ１６ｄに対しては後述する基準値（サブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４）に基づく制御を優先して行う。また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値Ｄ２より小さい状態から第２キャリア信号が基準値Ｄ２より大きい状態へ移行するタイミングからデッドタイム期間後にスイッチ１８ａをオフ状態からオン状態とするゲート制御信号を出力する。
【００６２】
さらに、本実施の形態では、基準値（サブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４）に基づいて、スイッチ１６ｄ及びスイッチ１６ｆの強制的なオフ制御が行われる。すなわち、スイッチ１６ｄがオンされるタイミングの前においてスイッチ１４ｆがオン状態となり、スイッチ１４ｆがオフされるタイミングの前においてスイッチ１６ｄがオフ状態となるようにスイッチ１６ｄ及びスイッチ１６ｆを強制的にオフにする制御が行われる。
【００６３】
具体的には、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値ＳＤ１より大きい状態から基準値ＳＤ１より小さい状態へ移行するタイミングから第１キャリア信号が基準値ＳＤ２より大きい状態から基準値ＳＤ２より小さい状態となるまでの期間においてスイッチ１６ｄ及びスイッチ１６ｆを強制的にオフ状態とする。これにより、スイッチ１６ｄは、スイッチ１４ｆと同時にオンされず、スイッチ１４ｆから所定の時間だけ遅れてオンされる。
【００６４】
また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値ＳＤ３より小さい状態から基準値ＳＤ３より大きい状態へ移行するタイミングから第２キャリア信号が基準値ＳＤ４より小さい状態から基準値ＳＤ４より大きい状態となるまでの期間においてスイッチ１６ｄ及びスイッチ１６ｆを強制的にオフ状態とする。これにより、スイッチ１６ｄは、スイッチ１４ｆと同時にオフされず、スイッチ１４ｆより早くオフされる。
【００６５】
このような制御を行うことによって、スイッチ１４ｆのスイッチング損失をスイッチ１６ｄのスイッチング損失に肩代わりさせることができる。なお、電源システム１００における他のシリーズ昇圧及びシリーズ降圧における制御も同様に行うことができる。
【００６６】
また、スイッチ１６ｄより早くスイッチ１４ｆをスイッチングさせるようにすれば、スイッチ１６ｄのスイッチング損失をスイッチ１４ｆに肩代わりさせることも可能となる。
【００６７】
［スイッチング損失による素子の温度上昇制御］
図１３は、電源システム１００のシリーズ昇圧の回生制御時における従来のスイッチング制御によるスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄの素子温度の時間変化を示す。
【００６８】
図１３に示されるように、従来のようにスイッチ１４ｆとスイッチ１６ｄとを同時にスイッチングさせる制御を行った場合、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄの素子温度が時間経過と共に上昇する。このとき、より負荷が大きい素子（ここでは、スイッチ１４ｆとしている）にスイッチング損失が集中し、スイッチ１４ｆの素子温度の上昇がより顕著となる。したがって、電源システム１００から供給できる最大電力はスイッチ１４ｆの発熱許容量に依存することになっていた。
【００６９】
図１４は、本実施の形態におけるスイッチング制御を適用したときスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄの素子温度の時間変化を示す。
【００７０】
ここでは、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄにおける温度上昇が分散されるように、スイッチ１６ｄより先にスイッチ１４ｆをスイッチングさせる制御（期間Ｔ１）と、スイッチ１４ｆより先にスイッチ１６ｄをスイッチングさせる制御（期間Ｔ２）と、をスイッチ１４ｆ，１６ｄの温度を考慮して時間的に切り替える制御を繰り返す。繰り返しの周期（Ｔ１＋Ｔ２）は、例えば、数１００ｍｓ程度にすればよい。
【００７１】
これによって、図１４に示されるように、スイッチ１６ｄより先にスイッチ１４ｆをスイッチングさせる制御（期間Ｔ１）では、スイッチ１４ｆにスイッチング損失が集中してスイッチ１４ｆの温度が上昇し、スイッチ１６ｄの温度は低下する。また、スイッチ１４ｆより先にスイッチ１６ｄをスイッチングさせる制御（期間Ｔ２）では、スイッチ１６ｄにスイッチング損失が集中してスイッチ１６ｄの温度が上昇し、スイッチ１４ｆの温度は低下する。スイッチ１６ｄとスイッチ１４ｆの温度に応じて期間Ｔ１と期間Ｔ２の比率を変えることで、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄにおいて素子温度が均等化される。
【００７２】
以上のように、電源システム１００において、スイッチング素子の発熱の負担を制御し、最大力行電力又は最大回生電力を向上させることができる。
【００７３】
なお、本実施の形態では、スイッチング素子の発熱の負担を均等化する例を示したが、各スイッチング素子の許容熱容量が異なる場合、許容熱容量が大きい素子に許容熱容量が小さい素子より熱負荷が大きく掛かるように制御してもよい。例えば、力行制御又は回生制御においてデューティ比を不均等にして、許容熱容量が大きい素子の温度の上昇期間を長くし、許容熱容量が小さい素子の温度の上昇期間を短くすればよい。
【００７４】
また、本実施の形態では、直流電源１０ａ及び直流電源１２ａにそれぞれ第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６をそれぞれ接続した構成を示したが、３つ以上の電源及び電力変換器を有する構成としてもよい。この場合も、各電力変換器を連結スイッチング素子で接続し、力行制御時又は回生制御時においてスイッチング素子間においてオン／オフのタイミングをずらしてスイッチング制御を行えばよい。これにより、各スイッチング素子において生ずるスイッチング損失を制御することができる。
【００７５】
また、上アーム側スイッチング素子１４ｄ，下アーム側スイッチング素子１４ｆ、下アーム側スイッチング素子１６ｄ及び上アーム側スイッチング素子１６ｆのすべてを設けなくてもよい場合がある。すなわち、全制御期間において上アーム側スイッチング素子１４ｄに環流ダイオード１４ｅの順方向のみしか電流が流れない場合には上アーム側スイッチング素子１４ｄを省略してもよい。同様に、全制御期間において環流ダイオード１４ｇ、環流ダイオード１６ｅ及び環流ダイオード１６ｇにしか電流が流れない場合にはそれぞれスイッチング素子１４ｆ、スイッチング素子１６ｄ及びスイッチング素子１６ｆを省略することができる。
【００７６】
また、本実施の形態では、連結スイッチング素子１８は、逆直列に接続された順方向耐圧性を有する２つのスイッチング素子１８ａ，１８ｂから構成するものとしたが、両方向耐圧性を有するスイッチング素子から構成してもよい。
【００７７】
［第２の実施の形態における電源システムの構成］
第２の実施の形態における電源システム１５０は、図１５に示すように、第１の直流電源２０ａ、第１のリアクトル２０ｂ、第２の直流電源２２ａ、第２のリアクトル２２ｂ、、スイッチ２４ａ，２６ａ，２８ａ，３０ａ及び環流ダイオード２４ｂ，２６ｂ，２８ｂ，３０ｂを含んで構成される。電源システム１５０の高電圧側の第１の電力線Ｘ１と低電圧側の第２の電力線Ｘ２との間には負荷１５２が接続される。
【００７８】
本実施の形態では、スイッチ２８ａ及び３０ａは、第１の昇降圧チョッパ回路を構成する。スイッチ２８ａ及び３０ａは、それぞれ第１の直流電源２０ａに対する上アーム側スイッチング素子及び下アーム側スイッチング素子となる。また、スイッチ２６ａ及びスイッチ２８ａは、第２の昇降圧チョッパ回路を構成する。スイッチ２６ａ及びスイッチ２８ａは、それぞれ第２の直流電源２２ａに対する上アーム側スイッチング素子及び下アーム側スイッチング素子となる。すなわち、第１の昇降圧チョッパ回路の上アームと第２の昇降圧チョッパ回路の下アームが共通である。
【００７９】
電源システム１５０では、スイッチ２４ａ，２６ａ，２８ａ，３０ａの少なくとも１つを介して第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａの少なくとも１つから負荷１５２へと電力を供給することができる（力行）。また、スイッチ２４ａ，２６ａ，２８ａ，３０ａの少なくとも１つを介して負荷１５２から第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａの少なくとも１つへ電力が回収することができる（回生）。
【００８０】
第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａは、特に限定されるものではないが、第１の実施の形態と同様に、太陽電池とすることができる。また、第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａは、充放電が可能な二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電手段を含んでもよい。
【００８１】
［電源システムの制御］
以下、電源システム１５０においてシリーズ昇圧と呼ばれる制御について説明する。当該制御では、第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａから負荷１５２へ電力を供給する力行制御が行われる。
【００８２】
本実施の形態では、電源システム１５０においてシリーズ昇圧と呼ばれる状態で力行制御を行う例について説明する。なお、シリーズ降圧と呼ばれる状態での制御も同様に行うことができる。
【００８３】
図１６は、電源システム１５０に対する制御状態を示す。また、図１７は、電源システム１５０での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）における第１のリアクトル２０ｂ、第２のリアクトル２２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図１７では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。従来の制御とは、スイッチ２６ａ及び３０ａを同時にオン／オフする制御である。なお、第１の直流電源２０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源２２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００８４】
状態ａでは、スイッチ２４ａ，２６ａ及び３０ａがオフ状態、スイッチ２８ａがオン状態である。状態ａでは、電源システム１５０は、第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａから負荷１５２への電力の力行状態である。
【００８５】
状態ｂでは、スイッチ３０ａをオン状態とする前に、スイッチ２６ａがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、負荷１５２への力行状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源２０ａに対しては負荷１５２への力行状態、第２の直流電源２２ａに対しては第２のリアクトル２２ｂへの充電状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ２６ａは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００８６】
状態ｃでは、スイッチ３０ａがオン状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源２０ａ及び第２の直流電源２２ａからそれぞれリアクトル２０ｂ及び２２ｂへの充電状態となる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ３０ａにターンオン損失が発生する。
【００８７】
状態ｄでは、スイッチ２６ａがオフ状態とされる前に、スイッチ３０ａがオフ状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、負荷１５２への力行状態となる。状態ｄでは、負荷１５２への力行状態となる。状態ｄは、第１の直流電源２０ａに対しては負荷１５２への力行状態、第２の直流電源２２ａに対しては第２のリアクトル２２ｂへの充電状態とみなすこともできる。このとき、オン状態からオフ状態となるときにスイッチ３０ａにターンオフ損失が発生する。
【００８８】
状態ｅでは、スイッチ２６ａがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、負荷１５２への力行状態である。状態ｅは、第１の直流電源２０ａに対してはリアクトル２０ｂへの充電状態であり、第２の直流電源２２ａに対しては負荷１５２への力行状態とみなすこともできる。このとき、スイッチ２６ａに差分電流によるターンオフ損失が発生する。なお、電流の大小により環流ダイオード２６ｂに電流が流れていた場合にはターンオフ損失は発生しない。その後、電流が安定すると状態ａに戻る。
【００８９】
以上のように、本実施の形態における制御方法を適用することにより、スイッチ３０ａにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。ただし、スイッチ２６ａをオン状態からオフ状態にする際に若干のターンオフ損失が発生することがある。
【００９０】
なお、本実施の形態では、スイッチ３０ａをオン/オフさせる前にスイッチ２６ａをオン／オフさせることによってターンオン損失及びターンオフ損失をスイッチ３０ａに集中させたが、逆の制御とすることもできる。すなわち、スイッチ２６ａをオン/オフさせる前にスイッチ３０ａをオン／オフさせることによってターンオン損失及びターンオフ損失をスイッチ２６ａに集中させることもできる。
【００９１】
また、シリーズ降圧における回生制御においても、スイッチ３０ａをオン/オフさせる前にスイッチ２６ａをオン／オフさせることによってターンオン損失及びターンオフ損失をスイッチ３０ａに集中させることができる。また、スイッチ２６ａをオン/オフさせる前にスイッチ３０ａをオン／オフさせることによってターンオン損失及びターンオフ損失をスイッチ２６ａに集中させることもできる。
【００９２】
また、第１の実施の形態と同様に、スイッチ２６ａより先にスイッチ３０ａをスイッチングさせる制御（期間Ｔ１）と、スイッチ３０ａより先にスイッチ２６ａをスイッチングさせる制御（期間Ｔ２）と、の割合を調整することにより、スイッチ２６ａ及びスイッチ３０ａでのスイッチング損失の負担割合を制御することができる。これにより、スイッチ２６ａ及びスイッチ３０ａにおける素子温度を制御することができる。
【符号の説明】
【００９３】
１０ａ  第１の直流電源、１０ｂ  第１のリアクトル、１２ａ  第２の直流電源、１２ｂ  第２のリアクトル、１４  第１電力変換器、１４ａ  上アーム、１４ｂ  下アーム、１４ｄ  上アーム側スイッチング素子、１４ｅ  環流ダイオード、１４ｆ  下アーム側スイッチング素子、１４ｇ  環流ダイオード、１６  第２電力変換器、１６ａ  下アーム、１６ｂ  上アーム、１６ｄ  下アーム側スイッチング素子、１６ｅ  環流ダイオード、１６ｆ  上アーム側スイッチング素子、１６ｇ  環流ダイオード、１８  連結スイッチング素子、１８ａ，１８ｂ  スイッチング素子、２０ａ  第１の直流電源、２０ｂ  第１のリアクトル、２２ａ  第２の直流電源、２２ｂ  第２のリアクトル、２４ａ，２６ａ，２８ａ，３０ａ  スイッチ、２４ｂ，２６ｂ，２８ｂ，３０ｂ  環流ダイオード、１００，１５０  電源システム、１０２，１５２  負荷、１０４  交流変換回路、２００  第１キャリア発生回路、２０２  第２キャリア発生回路、２０４  ゲート制御信号発生回路、３００  電源システム、３０２  負荷。
【図１】
2018102020.tif 000003
【図２】
2018102020.tif 000004
【図３】
2018102020.tif 000005
【図４】
2018102020.tif 000006
【図５】
2018102020.tif 000007
【図６】
2018102020.tif 000008
【図７】
2018102020.tif 000009
【図８】
2018102020.tif 000010
【図９】
2018102020.tif 000011
【図１０】
2018102020.tif 000012
【図１１】
2018102020.tif 000013
【図１２】
2018102020.tif 000014
【図１３】
2018102020.tif 000015
【図１４】
2018102020.tif 000016
【図１５】
2018102020.tif 000017
【図１６】
2018102020.tif 000018
【図１７】
2018102020.tif 000019
【図１８】
2018102020.tif 000020
【図１９】
2018102020.tif 000021
【図２０】
2018102020.tif 000022
【図２１】
2018102020.tif 000023
【図２２】
2018102020.tif 000024