(57)【要約】【課題】より簡素な構成にて、モータ駆動回路のスイッチングノイズを低減することのできるモータ制御装置を提供すること。【解決手段】モータ制御部は、互いの位相がずれた第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を用いることにより、モータの各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応した第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３を生成する。そして、モータ制御部は、モータの通電相（通電パターン）毎に、そのモータ制御信号の生成に用いる各ＰＷＭ信号α（α１〜α３）を切り替える。【選択図】図４
2018042349.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された一対のスイッチング素子を有する複数のスイッチングアームを並列に接続してなるモータ駆動回路と、
モータの作動を制御すべく前記各スイッチング素子をオン／オフさせるモータ制御信号を出力するモータ制御部と、を備え、
前記モータ制御部は、
制御指令と搬送波との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記ＰＷＭ信号に基づき前記モータの回転角に応じた前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成部と、を備えるとともに、
前記ＰＷＭ信号生成部は、互いの位相がずれた複数の搬送波を用いることにより前記モータの通電相毎に前記ＰＷＭ信号を生成するモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記ＰＷＭ信号生成部は、複数のデジタルカウンタを用いて前記各搬送波を生成し、該各デジタルカウンタのカウント値と前記制御指令のＤｕｔｙ比に対応したＤｕｔｙカウント設定値との比較に基づき前記各ＰＷＭ信号を生成するとともに、
前記各デジタルカウンタには、互いに異なる初期値が設定されること、
を特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記各デジタルカウンタには、前記初期値として、前記搬送波の一周期に対応する上限設定値を右シフト演算することにより得られる値が設定されること、
を特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記上限設定値を前記初期値とする第１のデジタルカウンタと、
２回の前記右シフト演算を行うことにより得られる値を前記初期値とする第２のデジタルカウンタと、
１回の前記右シフト演算を行うことにより得られる値を前記初期値とする第３のデジタルカウンタと、を備えること、を特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１〜請求項４の何れか一項に記載のモータ制御装置において、
前記モータ制御部は、前記モータの制御モードが回生モードである場合には、前記搬送波に位相のずれを設定しないこと、を特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、制御指令と搬送波との比較によりＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に基づくモータ制御信号の出力を通じてモータ駆動回路の各スイッチング素子をオン／オフ動作させるモータ制御装置がある。そして、例えば、特許文献１や特許文献２等には、搬送波周波数を時間とともに変化させることにより、そのモータ駆動回路のスイッチングノイズを低減する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−３３６８１２号公報
【特許文献２】特開２００９−３８８５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来技術のように、搬送波周波数を時間的に変化させるためには、複雑な回路構成が必要になる。そして、これにより製造コストが上昇するおそれがあることから、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。
【０００５】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、より簡素な構成にて、モータ駆動回路のスイッチングノイズを低減することのできるモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するモータ制御装置は、直列接続された一対のスイッチング素子を有する複数のスイッチングアームを並列に接続してなるモータ駆動回路と、モータの作動を制御すべく前記各スイッチング素子をオン／オフさせるモータ制御信号を出力するモータ制御部と、を備え、前記モータ制御部は、制御指令と搬送波との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号に基づき前記モータの回転角に応じた前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成部と、を備えるとともに、前記ＰＷＭ信号生成部は、互いの位相がずれた複数の搬送波を用いることにより前記モータの通電相毎に前記ＰＷＭ信号を生成することが好ましい。
【０００７】
上記構成によれば、簡素な構成にて、モータの通電相毎に、そのモータ駆動回路を構成する各スイッチング素子のオン／オフタイミングをずらすことができる。そして、これにより、時間平均的に、そのスイッチングノイズのピークレベルを低減することができる。
【０００８】
上記課題を解決するモータ制御装置は、前記ＰＷＭ信号生成部は、複数のデジタルカウンタを用いて前記各搬送波を生成し、該各デジタルカウンタのカウント値と前記制御指令のＤｕｔｙ比に対応したＤｕｔｙカウント設定値との比較に基づき前記各ＰＷＭ信号を生成するとともに、前記各デジタルカウンタには、互いに異なる初期値が設定されることが好ましい。
【０００９】
上記構成によれば、簡素な構成にて、位相のずれた複数の搬送波を生成し、及びこれらの各搬送波を用いて複数のＰＷＭ信号を生成することができる。
上記課題を解決するモータ制御装置は、前記各デジタルカウンタには、前記初期値として、前記搬送波の一周期に対応する上限設定値を右シフト演算することにより得られる値が設定されることが好ましい。
【００１０】
上記構成によれば、簡素な構成にて、基準となる搬送波の位相に対し、１／２のべき乗周期、位相がずれた複数の搬送波を生成することができる。そして、例えば、仕様変更等により、搬送波の一周期、即ち各デジタルカウンタの上限設定値が変更された場合であっても、その互いにずれた位相の関係性を維持することができる。
【００１１】
上記課題を解決するモータ制御装置は、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記上限設定値を前記初期値とする第１のデジタルカウンタと、２回の前記右シフト演算を行うことにより得られる値を前記初期値とする第２のデジタルカウンタと、１回の前記右シフト演算を行うことにより得られる値を前記初期値とする第３のデジタルカウンタと、を備えることが好ましい。
【００１２】
上記構成によれば、「１／４周期」ずつ位相がずれた、モータの各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応する三相分の搬送波を生成することができる。そして、これにより、バランスよく、そのモータ駆動回路を構成する各スイッチング素子がオン／オフするタイミングをずらすことができる。
【００１３】
上記課題を解決するモータ制御装置は、前記モータ制御部は、前記モータの制御モードが回生モードである場合には、前記搬送波に位相のずれを設定しないことが好ましい。
上記構成によれば、その回生ブレーキ作用を最大化することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、より簡素な構成にて、モータ駆動回路のスイッチングノイズを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】モータ制御装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】矩形波通電の態様を示す説明図。
【図３】モータ制御演算の処理手順を示すフローチャート。
【図４】互いの位相がずれた第１〜第３の搬送波、及びこれら第１〜第３の搬送波を用いて生成される第１〜第３のＰＷＭ信号を示す波形図。
【図５】ＰＷＭ信号生成部の概略構成を示すブロック図。
【図６】シフトイネーブル信号の出力判定処理を示すフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、モータ制御装置の一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態のモータ制御装置１は、モータ２の作動を制御するためのモータ制御信号Ｓｍｃを生成するモータ制御部３と、このモータ制御部３が出力するモータ制御信号Ｓｍｃに基づいてモータ２に駆動電力を供給するモータ駆動回路４と、を備えている。
【００１７】
詳述すると、本実施形態のモータ駆動回路４には、そのモータ制御信号Ｓｍｃに基づきオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（ＦＥＴ：Field effect transistor）をブリッジ状に接続してなる周知のＰＷＭインバータが用いられている。そして、本実施形態のモータ制御装置１は、このモータ駆動回路４を介して三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力を出力することにより、そのブラシレスモータとしての構成を有したモータ２の作動を制御する構成になっている。
【００１８】
即ち、本実施形態のモータ駆動回路４は、モータ２の各相に対応する三列のスイッチングアーム１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを備えている。また、これらの各スイッチングアーム１０ｕ，１０ｖ，１０ｗは、それぞれ、直列に接続された上下一対のＦＥＴ１１ｕ，１２ｕ、ＦＥＴ１１ｖ，１２ｖ、及びＦＥＴ１１ｗ，１２ｗを有している。更に、モータ駆動回路４は、これらの各スイッチングアーム１０ｕ，１０ｖ，１０ｗが並列に接続された構成を有している。そして、その各ＦＥＴ１１ｕ，１２ｕ間、ＦＥＴ１１ｖ，１２ｖ間、及びＦＥＴ１１ｗ，１２ｗ間の各接続点１３ｕ，１３ｖ，１３ｗが、それぞれ、その対応する各相のモータコイル１４ｕ，１４ｖ，１４ｗに対して接続される構成になっている。
【００１９】
また、モータ制御部３は、モータ２の回転角（電気角）θに応じたモータ制御信号Ｓｍｃを生成する。そして、本実施形態のモータ制御装置１は、このモータ制御信号Ｓｍｃの出力によって、順次、モータ２の通電相を切り替えることにより、そのモータ２の作動を制御する構成になっている。
【００２０】
具体的には、図２に示すように、本実施形態のモータ制御部３は、モータ２に対して矩形波通電（１２０°通電）を行うべく、そのモータ制御信号Ｓｍｃを生成する。即ち、モータ制御部３は、例えば、図２中、モータ２の回転角θが０°〜６０°にある場合には、モータ駆動回路４のＵ相上段のＦＥＴ１１ｕ及びＶ相下段のＦＥＴ１２ｖがオン、モータ２の回転角θが６０°〜１２０°にある場合には、そのＵ相上段のＦＥＴ１１ｕ及びＷ相下段のＦＥＴ１２ｗがオンとなるようなモータ制御信号Ｓｍｃを生成する。また、モータ制御部３は、モータ２の回転角θが１２０°〜１８０°にある場合には、モータ駆動回路４のＶ相上段のＦＥＴ１１ｖ及びＷ相下段のＦＥＴ１２ｗがオン、モータ２の回転角θが１８０°〜２４０°にある場合には、そのＶ相上段のＦＥＴ１１ｖ及びＵ相下段のＦＥＴ１２ｕがオンとなるようなモータ制御信号Ｓｍｃを生成する。そして、モータ制御部３は、モータ２の回転角θが２４０°〜３００°にある場合には、モータ駆動回路４のＷ相上段のＦＥＴ１１ｗ及びＵ相下段のＦＥＴ１２ｕがオン、モータ２の回転角θが３００°〜３６０°にある場合には、そのＷ相上段のＦＥＴ１１ｗ及びＶ相下段のＦＥＴ１２ｖがオンとなるようなモータ制御信号Ｓｍｃを生成する。
【００２１】
さらに詳述すると、図３のフローチャートに示すように、本実施形態のモータ制御部３は、モータ制御演算の実行により制御指令γを生成すると（ステップ１０１）、この制御指令γと搬送波δとの比較に基づいてＰＷＭ信号αを生成する（ＰＷＭ信号生成演算、ステップ１０２）。更に、モータ制御部３は、上記のようにモータ２の回転角θを検出し（ステップ１０３）、その回転角θに応じた通電パターンＰ（Ｐ１〜Ｐ６）を決定する（ステップ１０４）。そして、このステップ１０４において決定した通電パターンＰ及び上記ステップ１０２において生成したＰＷＭ信号αに基づいて、そのモータ駆動回路４に出力するモータ制御信号Ｓｍｃを生成する構成になっている。
【００２２】
ここで、図４に示すように、本実施形態のモータ制御部３は、そのＰＷＭ信号生成演算において、互いの位相がずれた第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を用いることにより、モータ２の各相に対応した第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３を生成する。そして、モータ２の通電相毎、つまりは、通電パターンＰ（Ｐ１〜Ｐ６）毎に、そのモータ制御信号の生成に用いる各ＰＷＭ信号α（α１〜α３）を切り替える構成になっている。
【００２３】
具体的には、これら各搬送波δ（δ１〜δ３）の周期を「Ｔ」とした場合、第２の搬送波δ２は、第１の搬送波δ１から「Ｔ／４」、つまりは「１／４周期」進んだ位相を有している。更に、第３の搬送波δ３もまた、この第２の搬送波δ２から「Ｔ／４」、つまりは「１／４周期」進んだ位相を有している。尚、図４に示す例において、制御指令γのＤｕｔｙ比は「５０％」となっている。また、本実施形態の各搬送波δ（δ１〜δ３）には、所謂「鋸波」が用いられている。そして、本実施形態のモータ制御部３は、これらの各搬送波δ（δ１〜δ３）が、それぞれ、制御指令γ以下である場合にオンとなり、各搬送波δ（δ１〜δ３）が制御指令γを超えた場合にオフとなるような各ＰＷＭ信号α（α１〜α３）を生成する。
【００２４】
また、本実施形態のモータ制御部３は、モータ駆動回路４のＵ相下段のＦＥＴ１２ｕがオンとなる第４及び第５の通電パターンＰ４，Ｐ５が選択されるモータ２の回転角θ（図２参照、θ＝１８０°〜３００°）においては、その第１のＰＷＭ信号α１に示されるタイミングでＵ相下段のＦＥＴ１２ｕをオン／オフするようなモータ制御信号を生成する。更に、モータ制御部３は、モータ駆動回路４のＶ相下段のＦＥＴ１２ｖがオンとなる第１及び第６の通電パターンＰ１，Ｐ６が選択されるモータ２の回転角θ（θ＝３００°〜３６０°，０°〜６０°）においては、その第２のＰＷＭ信号α２に示されるタイミングでＶ相下段のＦＥＴ１２ｖをオン／オフするようなモータ制御信号を生成する。そして、モータ制御部３は、モータ駆動回路４のＷ相下段のＦＥＴ１２ｗがオンとなる第２及び第３の通電パターンＰ２，Ｐ３が選択されるモータ２の回転角θ（θ＝６０°〜１８０°）においては、その第２のＰＷＭ信号α２に示されるタイミングでＶ相下段のＦＥＴ１２ｖをオン／オフするようなモータ制御信号を生成する構成になっている。
【００２５】
さらに詳述すると、図５に示すように、本実施形態のモータ制御部３において、ＰＷＭ信号生成演算（図３参照、ステップ１０２）を実行するＰＷＭ信号生成部１５は、第１〜第３のデジタルカウンタ２０ａ〜２０ｃを備えている。即ち、このＰＷＭ信号生成部１５は、これらの各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）を用いて、上記第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を生成する。そして、その各カウント値Ｃ（Ｃ１〜Ｃ３）と制御指令γのＤｕｔｙ比に対応したＤｕｔｙカウント設定値Ｄとの比較に基づいて、モータ２の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応した三相分の上記各ＰＷＭ信号α（α１〜α３）を生成する構成になっている。
【００２６】
具体的には、これらの各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）は、それぞれ、第１及び第２のマルチプレクサ２１，２２と、カウント保持部２３と、を備えている。本実施形態の各デジタルカウンタ２０において、第１のマルチプレクサ２１には、その第１入力値Ｘａとして、カウント保持部２３に保持されたカウント値Ｃに「１」を加えた値（Ｘａ＝Ｃ＋１）が入力される。また、第１のマルチプレクサ２１は、その制御入力Ｚａが「０」である場合、その第１入力値Ｘａを第２のマルチプレクサ２２に出力する。そして、通常、この第１のマルチプレクサ２１には、その制御入力Ｚａとして「０」が入力されるようになっている。
【００２７】
更に、第２のマルチプレクサ２２には、その第１のマルチプレクサ２１の出力する第１入力値Ｘａが第２のマルチプレクサ２２における第１入力値Ｘｂとして入力される。更に、第２のマルチプレクサ２２は、制御入力Ｚｂが「０」である場合、その第１入力値Ｘｂをカウント保持部２３に出力する。そして、カウント保持部２３は、この第２のマルチプレクサ２２の出力する第１入力値Ｘｂ、つまりは、「Ｃ＋１」によって、その保持するカウント値Ｃを置き換える構成になっている。
【００２８】
また、各デジタルカウンタ２０は、それぞれ、カウント保持部２３に保持されたカウント値Ｃと予め設定された上限設定値Ｃ０（例えば、Ｃ０＝３２０）とを比較する比較器２５を備えている。この比較器２５は、カウント保持部２３に保持されたカウント値Ｃが、その上限設定値Ｃ０以上である場合（Ｃ０≦Ｃ）には「１」を出力し、そのカウント値Ｃが上限設定値Ｃ０に満たない場合（Ｃ０＞Ｃ）には「０」を出力する。更に、上記第２のマルチプレクサ２２は、この比較器２５の出力を、その制御入力Ｚｂとする。そして、第２のマルチプレクサ２２は、この制御入力Ｚｂが「１」である場合には、その第２入力値Ｙｂとして予め設定された「０」をカウント保持部２３に出力する構成になっている。
【００２９】
即ち、カウント保持部２３に保持された各デジタルカウンタ２０のカウント値Ｃは、一演算周期につき「１」ずつ増加する。そして、このカウント保持部２３に保持されたカウント値Ｃは、その上限設定値Ｃ０に到達することによりクリアされる構成になっている（Ｃ＝０）。
【００３０】
更に、本実施形態のＰＷＭ信号生成部１５は、これら第１〜第３のデジタルカウンタ２０ａ〜２０ｃに対応して設けられた第１〜第３の比較器２６ａ〜２６ｃを備えている。即ち、これらの各比較器２６（２６ａ〜２６ｃ）は、それぞれ、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）のカウント値Ｃ（Ｃ１〜Ｃ３）と制御指令γのＤｕｔｙ比に対応したＤｕｔｙカウント設定値Ｄ（例えば、制御指令γのＤｕｔｙ比が５０％である場合には、Ｄ＝１６０）とを比較する。また、これらの各比較器２６は、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）のカウント値Ｃが、そのＤｕｔｙカウント設定値Ｄ以下である場合（Ｃ≦Ｄ）には「１」を出力し、そのカウント値ＣがＤｕｔｙカウント設定値Ｄよりも大きい場合（Ｃ＞Ｄ）には「０」を出力する。本実施形態のＰＷＭ信号生成部１５は、これら各比較器２６（２６ａ〜２６ｃ）の出力を、その第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３とする構成になっている。
【００３１】
また、本実施形態のＰＷＭ信号生成部１５において、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）には、それぞれ、その上限設定値Ｃ０について右シフト演算を実行する右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）が設けられている。更に、これらの各右シフト演算部３０ａ〜３０ｃには、それぞれ、異なるシフト設定値Ｎが設定されている。そして、これらの各右シフト演算部３０ａ〜３０ｃは、それぞれ、そのシフト設定値Ｎに示された回数の右シフト演算を実行する構成になっている。
【００３２】
具体的には、第１のデジタルカウンタ２０ａの右シフト演算部３０ａには、そのシフト設定値Ｎとして「０」が設定されている（Ｎ＝０）。また、第２のデジタルカウンタ２０ｂの右シフト演算部３０ｂには、そのシフト設定値Ｎとして「２」が設定されている（Ｎ＝２）。そして、第３のデジタルカウンタ２０ｃの右シフト演算部３０ｃには、そのシフト設定値Ｎとして「１」が設定されている（Ｎ＝１）。
【００３３】
更に、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）において、これら右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）の演算値Ｑ（Ｑ１〜Ｑ３）は、それぞれ、その第２入力値Ｙａとして第１のマルチプレクサ２１に入力される。また、第１のマルチプレクサ２１には、その制御入力Ｚａとして、シフトイネーブル信号Ｓｅが入力される。そして、第１のマルチプレクサ２１は、このシフトイネーブル信号Ｓｅが「オン」、即ち「１」の値を有する場合に、その第２入力値Ｙａである右シフト演算部３０の演算値Ｑを上記カウント保持部２３に出力する構成になっている。
【００３４】
図６のフローチャートに示すように、本実施形態のモータ制御装置１においては、制御モードの切り替え時において、そのシフトイネーブル信号Ｓｅの出力判定が実行される。そして、本実施形態のモータ制御装置１は、制御モードが「回生モード」である場合（ステップ２０１：ＹＥＳ）を除き、そのモータ制御（例えば、正転駆動及び逆転駆動）の開始時（ステップ２０１：ＮＯ）に、このシフトイネーブル信号Ｓｅが「オン」となるような構成になっている（ステップ２０２）。
【００３５】
即ち、図５に示すように、例えば、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）の上限設定値Ｃ０を「３２０」とした場合、第２のデジタルカウンタ２０ｂに設けられた右シフト演算部３０ｂの演算値Ｑ２は、当該右シフト演算部３０ｂが、そのシフト設定値（Ｎ＝２）に示される２回の右シフト演算を実行することにより「８０」となる。また、第３のデジタルカウンタ２０ｃに設けられた右シフト演算部３０ｃの演算値Ｑ３は、当該右シフト演算部３０ｃが、そのシフト設定値（Ｎ＝１）に示される１回の右シフト演算を実行することにより「１６０」となる。尚、そのシフト設定値Ｎに「０」が設定された右シフト演算部３０ａの演算値Ｑ１は、上限設定値Ｃ０と同じ「３２０」である。更に、モータ制御の開始時（図６参照、回生モードを除く）には、上記シフトイネーブル信号Ｓｅが「オン」になることにより、これら各右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）の演算値Ｑ（Ｑ１〜Ｑ３）を初期値として、そのカウント保持部２３に保持された各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）のカウント値Ｃが更新される。そして、本実施形態のモータ制御装置１は、これにより、その「１／４周期」、つまりは「Ｔ／４」ずつ位相がずれた第１〜第３の搬送波δ１〜δ３が生成される構成になっている（図４参照）。
【００３６】
以上、本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）モータ制御部３は、互いの位相がずれた第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を用いることにより、モータ２の各相に対応した第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３を生成する。そして、モータ制御部３は、モータ２の通電相毎、つまりは、通電パターンＰ（Ｐ１〜Ｐ６）毎に、そのモータ制御信号Ｓｍｃの生成に用いる各ＰＷＭ信号α（α１〜α３）を切り替える。
【００３７】
上記構成によれば、簡素な構成にて、モータ２の通電相毎に、そのモータ駆動回路４を構成する各ＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ，１２ａ〜１２ｃのオン／オフタイミングをずらすことができる。そして、これにより、時間平均的に、そのスイッチングノイズのピークレベルを低減することができる。
【００３８】
（２）モータ制御部３は、ＰＷＭ信号生成部１５を備える。このＰＷＭ信号生成部１５は、第１〜第３のデジタルカウンタ２０ａ〜２０ｃを用いて第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を生成し、そのカウント値Ｃ（Ｃ１〜Ｃ３）と制御指令γのＤｕｔｙ比に対応したＤｕｔｙカウント設定値Ｄとの比較に基づいて第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３を生成する。そして、これらの各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）には、互いに異なる初期値が設定される。
【００３９】
上記構成によれば、簡素な構成にて、位相のずれた第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を生成し、及びこれら第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を用いて第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３を生成することができる。
【００４０】
（３）各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）には、それぞれ、そのカウント保持部２３の上限設定値Ｃ０について、右シフト演算を実行する右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）が設けられる。そして、各デジタルカウンタ２０は、それぞれ、その初期値として、これら各右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）の演算値Ｑ（Ｑ１〜Ｑ３）が設定される。
【００４１】
上記構成によれば、簡素な構成にて、基準となる搬送波δ（δ１）の位相に対し、１／２のべき乗周期、その位相がずれた複数の搬送波δ（δ２，δ３）を生成することができる。そして、仕様変更等により、その搬送波δの一周期Ｔ、即ち各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）の上限設定値Ｃ０が変更された場合であっても、その互いにずれた位相の関係性を維持することができる。
【００４２】
（４）第１のデジタルカウンタ２０ａは、そのシフト設定値Ｎとして「０」が設定された右シフト演算部３０ａの演算値Ｑ１、即ち上限設定値Ｃ０（例えば、３２０）を初期値とする。また、第２のデジタルカウンタ２０ｂは、そのシフト設定値Ｎとして「２」が設定された右シフト演算部３０ｂの演算値Ｑ２（＝８０）を初期値とする。そして、第３のデジタルカウンタ２０ｃは、そのシフト設定値Ｎとして「１」が設定された右シフト演算部３０ｂの演算値Ｑ３（＝１６０）を初期値とする。
【００４３】
上記構成によれば、簡素な構成にて、「１／４周期」ずつ位相がずれた、モータの各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応する三相分の搬送波δ（δ１〜δ３）を生成することができる。そして、これにより、バランスよく、そのモータ駆動回路４を構成するＦＥＴ１１ｕ，１２ｕ、ＦＥＴ１１ｖ，１２ｖ、及びＦＥＴ１１ｗ，１２ｗがオン／オフするタイミングをずらすことができる。
【００４４】
（５）モータ制御部３は、モータ２の制御モードが回生モードである場合には、各搬送波δに位相のずれを設定しない。これにより、その回生ブレーキ作用を最大化することができる。
【００４５】
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、各右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）は、カウント保持部２３の上限設定値Ｃ０について、それぞれ、「０〜２回」の右シフト演算を実行する。そして、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）は、それぞれ、その互いに異なる右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）の各演算値Ｑ（Ｑ１〜Ｑ３）を初期値として、各搬送波δ（δ１〜δ３）を生成することとした。しかし、これに限らず、例えば、それぞれ「１〜３回」の右シフト演算を実行する、或いは、その右シフト演算回数が２回又３回以上異なる等、各右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）が実行する右シフト演算の回数は、任意に設定してもよい。
【００４６】
・また、各デジタルカウンタ２０（２０ａ〜２０ｃ）の初期値は、必ずしも、上記のような上限設定値Ｃ０について右シフト演算を行うことにより得られる値でなくともよい。即ち、例えば、その第１のマルチプレクサ２１の第２入力値Ｙａは、必ずしも右シフト演算部３０（３０ａ〜３０ｃ）の演算値Ｑ（Ｑ１〜Ｑ３）でなくともよく、それぞれ、任意に設定してもよい。そして、例えば、各搬送波δ（δ１〜δ３）の位相が１／３周期ずつずれるように構成する等、必ずしも１／２のべき乗周期、位相がずれるものでなくともよい。
【００４７】
・更に、各搬送波δ（δ１〜δ３）間の位相ずれ量は、必ずしも一定でなくともよい。そして、各搬送波δの生成方法についてもまた、必ずしもデジタルカウンタ２０を用いるものでなくともよい。
【００４８】
・上記実施形態では、モータ駆動回路４のＵ相下段のＦＥＴ１２ｕがオンとなる第４及び第５の通電パターンＰ４，Ｐ５、Ｖ相下段のＦＥＴ１２ｖがオンとなる第１及び第６の通電パターンＰ１，Ｐ６、及びＷ相下段のＦＥＴ１２ｗがオンとなる第２及び第３の通電パターンＰ２，Ｐ３に対応した第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を生成する。そして、これら第１〜第３の搬送波δ１〜δ３を用いて生成された第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３に示されるタイミングで、それぞれ、その対応する各相下段のＦＥＴ（１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ）をオン／オフするようなモータ制御信号を生成することとした。
【００４９】
しかし、これに限らず、互いの位相がずれた搬送波δを第１〜第６の通電パターンＰ１〜Ｐ６のそれぞれに対応するかたちで生成する。尚、この場合、例えば、互いの初期値が異なる６つのデジタルカウンタを用いるとよい。そして、これらの各搬送波δを用いて生成された各ＰＷＭ信号αを、その各通電パターンＰ（Ｐ１〜Ｐ６）、つまりは通電相毎に切り替える構成としてもよい。
【００５０】
・また、第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３に示されるタイミングで各相下段のＦＥＴ（１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ）をオン／オフする際、対応する各相上段のＦＥＴ（１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ）については、オン状態を維持する構成であってもよく、その対応する上限側ＦＥＴが下段側ＦＥＴのオン／オフに同期してオン／オフする構成であってもよい。例えば、第４の通電パターンＰ４（図２参照、Ｖ→Ｕ通電時）において、そのＵ相下段のＦＥＴ１２ｕのみが、第１のＰＷＭ信号α１に示されるタイミングでオン／オフする構成でもよく、このＵ相下段のＦＥＴ１２ｕに同期して、Ｖ相上段のＦＥＴ１１ｖがオン／オフする構成であってもよい。そして、第１〜第３のＰＷＭ信号α１〜α３に示されるタイミングで、それぞれ、その対応する各相上段のＦＥＴ（１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ）をオン／オフするようなモータ制御信号を生成する構成としてもよい。
【００５１】
・上記実施形態では、モータ２の制御モードが回生モードである場合（ステップ２０１：ＹＥＳ）には、シフトイネーブル信号Ｓｅを「オン」としない、即ち搬送波δに位相のずれを設定しないこととした。しかし、これに限らず、回生モードにおいても、その制御開始時に、シフトイネーブル信号Ｓｅが「オン」となる構成であってもよい。そして、センサレス制御の場合には、モータ２の起動時においても、その搬送波δに位相のずれを設定しない構成としてもよい。
【００５２】
・更に、上記実施形態では、モータ２に対して矩形波通電（１２０°通電）を行う構成に具体化したが、正弦波通電（１８０°通電）を行う構成に適用してもよい。例えば、Ｕ相上段のＦＥＴ１１ｕがオンとなる通電パターン（Ｕ→ＷＶ通電時）では、第１のＰＷＭ信号α１に示されるタイミングでＵ相上段のＦＥＴ１１ｕをオン／オフし、Ｕ相下段のＦＥＴ１２ｕがオンとなる通電パターン（ＶＷ→Ｕ通電時）では、同じく第１のＰＷＭ信号α１に示されるタイミングでＵ相下段のＦＥＴ１２ｕをオン／オフする。また、Ｖ相上段のＦＥＴ１１ｖがオンとなる通電パターン（Ｖ→ＷＵ通電時）では、第２のＰＷＭ信号α２に示されるタイミングでＶ相上段のＦＥＴ１１ｖをオン／オフし、Ｖ相下段のＦＥＴ１２ｖがオンとなる通電パターン（ＷＵ→Ｖ通電時）では、同じく第２のＰＷＭ信号α２に示されるタイミングでＶ相下段のＦＥＴ１２ｖをオン／オフする。更に、Ｗ相上段のＦＥＴ１１ｗがオンとなる通電パターン（Ｗ→ＵＶ通電時）では、第３のＰＷＭ信号α３に示されるタイミングでＷ相上段のＦＥＴ１１ｗをオン／オフし、Ｗ相下段のＦＥＴ１２ｗがオンとなる通電パターン（ＵＶ→Ｗ通電時）では、同じく第３のＰＷＭ信号α３に示されるタイミングでＷ相下段のＦＥＴ１２ｗをオン／オフする。そして、このような構成を採用することにより、正弦波通電（１８０°通電）においても、その高い静粛性を確保することができる。
【００５３】
次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。
（イ）前記モータ制御信号生成部は、前記モータに対して矩形波通電を行うべく前記モータ制御信号を生成すること、を特徴とするモータ制御装置。
【００５４】
（ロ）前記ＰＷＭ信号生成部は、１／３周期ずつ位相をずらして前記各搬送波を生成すること、を特徴とするモータ制御装置。これにより、モータの各相に対応して均等に、そのモータ駆動回路を構成する各スイッチング素子がオン／オフするタイミングをずらすことができる。
【符号の説明】
【００５５】
１…モータ制御装置、２…モータ、３…モータ制御部、４…モータ駆動回路、１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ…スイッチングアーム、１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ…上段のＦＥＴ（スイッチング素子）、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…下段のＦＥＴ（スイッチング素子）、１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ…接続点、１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ…モータコイル、１５…ＰＷＭ信号生成部、２０（２０ａ〜２０ｃ）…デジタルカウンタ、２６（２６ａ〜２６ｃ）…比較器、３０（３０ａ〜３０ｃ）…右シフト演算部、θ…回転角、Ｐ（Ｐ１〜Ｐ６）…通電パターン、δ（δ１〜δ３）…搬送波、α（α１〜α３）…ＰＷＭ信号、Ｓｍｃ…モータ制御信号、γ…制御指令、Ｄ…Ｄｕｔｙカウント設定値、Ｃ…カウント値、Ｃ０…上限設定値、Ｔ…周期、Ｎ…シフト設定値、Ｑ（Ｑ１〜Ｑ３）…演算値（初期値）、Ｓｅ…シフトイネーブル信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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