(57)【要約】【課題】３レベル式三相インバータ回路の入力側に接続され上下に分圧した平滑化コンデンサに不平衡が生じた場合においても、三相交流負荷に供給する電流波形に偶数次高調波が発生することを抑制する。【解決手段】３レベル式三相インバータ回路が出力する三相の各相電圧を、基本波の一周期を６０度ずつ等分割した６つの区間を順に区間１〜６として、区間１では区間内において左右対称の波形とし、区間２および３では区間１の波形を繰り返し、区間４では区間内において左右対称の波形とし、区間５および６では区間４の波形を繰り返すように制御する。【選択図】図４
2018023210.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を供給する第１および第２の直流電源と、
前記第１および第２の直流電源が供給する直流電力をそれぞれ平滑化する第１および第２の平滑化コンデンサと、
直列接続した前記第１および第２の平滑化コンデンサから３種類の電位を選択出力して三相交流電力を生成する３レベル式三相インバータ回路と、
前記３レベル式三相インバータ回路のスイッチングを制御するＰＷＭ制御回路と
を備え、
前記３レベル式三相インバータ回路が出力する三相の各相電圧に対し、基本波の一周期を６０度ずつ等分割した６つの区間を順に区間１〜６として、
前記ＰＷＭ制御部は、前記区間１〜６のスイッチングオン期間中に少なくとも１回はオンオフを行い、
前記各相電圧は、
区間１では当該区間内において左右対称の波形とし、
区間２および３では前記区間１の波形を繰り返し、
区間４では当該区間内において左右対称の波形とし、
区間５および６では前記区間４の波形を繰り返す
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記３種類の電位を順に第１〜第３の電位とし、
前記第１の電位は前記第１の平滑化コンデンサの正極電位であり、
前記第２の電位は前記第１の平滑化コンデンサの負極と前記第２の平滑化コンデンサの正極とを接続した中性点の電位であり、
前記第３の電位は前記第２の平滑化コンデンサの負極電位であって、
前記区間１〜３までは前記第１の電位および前記第２の電位を選択出力し、
前記区間４〜６までは前記第２の電位および前記第３の電位を選択出力する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記第１の平滑化コンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
前記第２の平滑化コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と
を設け、
前記ＰＷＭ制御回路は、前記第１および第２の電圧検出手段の出力に応じて、前記区間１〜３までのスイッチング回数と前記区間４〜６までのスイッチング回数を変更する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記ＰＷＭ制御回路は、前記第１の電圧検出手段の出力が前記第２の電圧検出手段の出力よりも小さい場合、前記区間１〜３のスイッチング回数を前記区間４〜６のスイッチング回数よりも多くし、前記第２の電圧検出手段の出力が前記第１の電圧検出手段の出力よりも小さい場合、前記区間４〜６のスイッチング回数を前記区間１〜３のスイッチング回数よりも多くする
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
直流電力を供給する第１および第２の直流電源と、
前記第１および第２の直流電源が供給する直流電力をそれぞれ平滑化する第１および第２の平滑化コンデンサと、
直列接続した前記第１および第２の平滑化コンデンサから３種類の電位を選択出力して三相交流電力を生成する３レベル式三相インバータ回路と
を備えた電力変換装置における電力変換方法であって、
前記３レベル式三相インバータ回路が出力する三相の各相電圧に対し、基本波の一周期を６０度ずつ等分割した６つの区間を順に区間１〜６として、
前記３レベル式三相インバータ回路は、前記区間１〜６において少なくとも１回はスイッチングを行い、
区間１では当該区間内において左右対称の相電圧波形を出力する第１ステップと、
区間２および３では前記区間１の相電圧波形を出力することを繰り返す第２ステップと、
区間４では当該区間内において左右対称の相電圧波形を出力する第３ステップと、
区間５および６では前記区間４の相電圧波形を出力することを繰り返す第４ステップと
を有する電力変換方法。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換方法において、
前記第１の平滑化コンデンサの電圧が前記第２の平滑化コンデンサの電圧よりも小さい場合、前記区間１〜３のスイッチング回数を前記区間４〜６のスイッチング回数よりも多くし、前記第２の平滑化コンデンサの電圧が前記第１の平滑化コンデンサの電圧よりも小さい場合、前記区間４〜６のスイッチング回数を前記区間１〜３のスイッチング回数よりも多くするステップを有する電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換装置に関し、特に３レベル式の電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
３レベル式の電力変換装置は、直流電源電圧を２組の平滑化コンデンサで分圧し、直流電源電圧の正・負および中間電位の３種類の電位を選択・出力できるもので、直流電源電圧が高い場合、あるいは接続する交流負荷や交流電源に与える電圧・電流の高調波を低減させたい場合に用いられる変換装置である。
【０００３】
この３レベル式の電力変換装置には、大きく分けて以下の２種類の回路方式が存在する。
一つは、特許文献１（特開平５−３０８７７８号公報）に記載された回路方式である。この方式は、耐圧の低い素子を直列接続することで直流電源電圧が高い用途に適用できる。また、この方式は、各相の出力電位として直流電源電圧の正・負および中間電位の３種類の電位を選択・出力できるため、出力電圧・電流の高調波を低減させることができる。
もう一つは、特許文献２（特開２００２−２４７８６２号公報）に記載された回路方式である。この方式は、２レベル回路と同じ耐圧の素子が必要となるが、出力電圧・電流の高調波を低減させることができる。また、この方式は、スイッチング損失を低減させることもできるため、素子損失の中でスイッチング損失が支配的な用途においても有効である。
【０００４】
３レベル式の電力変換装置の場合、２つに分圧した平滑化コンデンサの電圧が不平衡になると、素子損失にばらつきが生じたり、出力電圧・電流の高調波が増加するなどの不都合が生じる。また、特許文献１に記載された回路方式の場合は、素子耐圧を超えて素子破壊を引き起こす可能性も生じる。このような事態を防ぐため、３レベル式の電力変換装置においては、２つに分圧した平滑化コンデンサの電圧を平衡化させるために、中性点電位制御が一般的に用いられている。この関連としては、特許文献３（特開平１１−１１３２６３号公報）に記載された技術などが知られている。
【０００５】
ところが、２つに分圧した平滑化コンデンサの静電容量が異なる場合、あるいは、平滑化コンデンサに直流電力を供給する直流電源側の能力が低いため平滑化コンデンサの電圧不平衡を拡大させるような外乱要因に対して中性点電位制御の応答が不足している場合には、電圧不平衡を解消させることが難しい。また、２つに分圧した平滑化コンデンサに対して、それぞれ直流電力を供給する２つの直流電源があり、これら２つの直流電源の電源供給能力に違いがある場合にも、電圧不平衡を完全に解消させることは難しい。このような電圧不平衡は直流電源の電力供給能力に依存するので、電圧不平衡の抜本的な解決を図ろうとすると、直流電源の電力供給能力の強化が必要となり直流電源のコストアップに繋がる。
【０００６】
システム全体での経済性を考慮すると、このような電圧不平衡はある程度容認できた方が好ましい。例えば、特許文献２に記載された３レベル回路の場合、２つに分圧した平滑化コンデンサの電圧が大きく偏っても素子破壊に至ることはない。また、電圧不平衡が生じた場合でもそれぞれの平滑化コンデンサの電圧検出値で出力電圧指令を補正することにより、より正確な電圧を出力できる技術も存在する。一例として、特許文献４（特開２００２−２５２９８４号公報）に記載された技術を挙げることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平５−３０８７７８号公報
【特許文献２】特開２００２−２４７８６２号公報
【特許文献３】特開平１１−１１３２６３号公報
【特許文献４】特開２００２−２５２９８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１は、本発明に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示す電力変換装置は、３レベル式三相インバータ回路、直流電源１が供給する直流電力を平滑化する平滑化コンデンサ３、直流電源２が供給する直流電力を平滑化する平滑化コンデンサ４を備えている。平滑化コンデンサ３および４は、それぞれ正極と負極の２つの端子を持ち、平滑化コンデンサ３の負極端子と平滑化コンデンサ４の正極端子を接続することにより、平滑化コンデンサ３および４を直接接続させる。ここで、平滑化コンデンサ３の負極と平滑化コンデンサ４の正極との接続点の電位を、中性点電位を呼ぶ。
【０００９】
３レベル式三相インバータ回路は、ブリッジ回路５、６および７を備え、平滑化コンデンサ３の正極電位、平滑化コンデンサ４の負極電位および中性点電位の３種類のいずれかの電位を選択して出力する。ブリッジ回路５、６および７が出力する交流電力は、三相交流電動機８に供給される。
Ｕ相ブリッジ回路５は、平滑化コンデンサ３の正極電位と交流出力を接続するスイッチング素子１０、中性点電位と交流出力を接続するスイッチング素子１１と１２および平滑化コンデンサ４の負極電位と交流出力を接続するスイッチング素子１３から構成される。スイッチング素子１０〜１３を駆動するゲート信号をＧｐｕ１〜４とする。
同様に、Ｖ相ブリッジ回路６は、スイッチング素子１４〜１７から構成され、これらを駆動するゲート信号をＧｐｖ１〜４、また、Ｗ相ブリッジ回路７は、スイッチング素子１８〜２１から構成され、これらを駆動するゲート信号をＧｐｗ１〜４とする。
また、本発明に係る電力変換装置は、平滑化コンデンサ３の電圧を検出する電圧センサ２２、平滑化コンデンサ４の電圧を検出する電圧センサ２３およびＰＷＭ制御回路９を備える。ＰＷＭ制御回路９は、電圧センサ２２が検出する平滑化コンデンサ３の出力電圧Ｅｄｐおよび電圧センサ２３が出力する平滑化コンデンサ４の出力電圧Ｅｄｎを入力し、ブリッジ回路５〜７のスイッチング素子１０〜２１を駆動するゲート信号Ｇｐｕ１〜４、Ｇｐｖ１〜４およびＧｐｗ１〜４を出力する。
【００１０】
図１２は、３レベル式三相インバータ回路の出力電圧波形の一例を示す図である。図１２は、鉄道車両のインバータ制御では従来から用いられている最大出力電圧領域（１パルスモード）の波形であり、２つに分圧した平滑化コンデンサ３および４の電圧が等しい（Ｅｄｐ＝Ｅｄｎ）場合を示す。図１２には図示していないが、Ｇｐｕ３はＧｐｕ１の相補信号とし、Ｇｐｕ２はＧｐｕ４の相補信号とする。Ｇｐｕ１のオン期間とＧｐｕ４のオン期間は同一とし、位相角をαで表し、位相角α＜１８０ｄｅｇとする。
２つに分圧した平滑化コンデンサ３および４の電圧が等しい（Ｅｄｐ＝Ｅｄｎ）ため、Ｕ相電圧Ｖｕの波形は上下対称かつ左右対称となっている。なお、位相θ（単位はｄｅｇ）におけるＵ相電圧の波形をＶｕ（θ）とおくと、
上下対称：Ｖｕ（θ）＝−Ｖｕ（θ＋１８０）
左右対称：Ｖｕ（θ）＝  Ｖｕ（１８０−θ）
と定義する。
また、Ｖ相電圧Ｖｖの波形はＵ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０ｄｅｇ遅れとなっている。Ｖ相電圧Ｖｖの波形も上下対称かつ左右対称になっており、
上下対称：Ｖｖ（θ）＝−Ｖｖ（θ＋１８０）
左右対称：Ｖｖ（θ）＝  Ｖｖ（３００−θ）
となる。左右対称の基準軸がＵ相に対して１２０ｄｅｇ遅れている。
そうすると、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖも上下対称かつ左右対称になっている。このとき、左右対称の基準軸がＵ相に対して３０ｄｅｇ進んでいる。
上下対称：Ｖｕｖ（θ）＝−Ｖｕｖ（θ＋１８０）
左右対称：Ｖｕｖ（θ）＝  Ｖｕｖ（１５０−θ）
また、図１２に示す出力電圧が印加された時のモータ電流波形およびその電流高調波の分布を図１３に示す。図示のように、モータ電流波形は上下対称になっているが、奇数次の高調波（５次、７次および１３次など）が発生していることが分かる。
【００１１】
図１４も、３レベル式三相インバータ回路の出力電圧波形の一例を示す図である。図１４では図１２と同様に最大出力電圧領域（１パルスモード）の波形であるところ、２つに分圧した平滑化コンデンサ３および４の電圧が大きく偏っている（Ｅｄｐ＜Ｅｄｎ）場合である。Ｕ相およびＶ相の電圧波形それぞれは、左右対称は守られているが上下対称にはなっていない。このときのモータ電流波形およびその電流高調波の分布を図１５に示す。図示のように、モータ電流波形は上下非対称になっており、正のピーク値と負のピーク値が異なっていることが分かる。また、偶数次（２次、４次）の電流高調波が発生していることが分かる。
駆動される交流電動機において、このような偶数次の電流高調波が発生すると、偏磁や磁気飽和などを誘発し電動機の電磁騒音や振動の要因となるほか、偶数次高調波による損失が発生してモータ効率が低下する。また、インバータ側からみても、電流波形が上下非対称になることは、スイッチング素子に求められる最大電流遮断性能が上下の素子によって異なることになり好ましくない。
【００１２】
以上のとおり、本発明が解決しようとする課題は、３レベル式三相インバータ回路にあって、２つに分圧した平滑化コンデンサの電圧に不平衡が生じた場合においても、三相交流電動機に流れる電流に偶数次高調波が発生するのを抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の課題を解決するために、本発明に係る３レベル式三相インバータ回路が出力する三相の各相電圧を、基本波の一周期を６０度ずつ等分割した６つの区間を順に区間１〜６として、区間１では区間内において左右対称の波形とし、区間２および３では区間１の波形を繰り返し、区間４では区間内において左右対称の波形とし、区間５および６では区間４の波形を繰り返すように制御する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る３レベル式三相インバータ回路によれば、２つに分圧した平滑化コンデンサの電圧に不平衡が生じた場合においても、三相交流電動機に流れる電流に偶数次高調波が発生することを抑制し、偶数次高調波に起因する騒音、振動およびモータ損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、本発明に係る３レベル式三相インバータ回路の構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明の各実施例による出力電圧波形を説明するための補足図である。
【図３】図３は、本発明の各実施例による出力電圧波形の概念図である。
【図４】図４は、実施例１によるゲート信号および出力電圧波形（Ｕ相、Ｖ相）を示す図である。
【図５】図５は、実施例１による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。
【図６】図６は、実施例２によるゲート信号および出力電圧波形（Ｕ相、Ｖ相）を示す図である。
【図７】図７は、実施例２による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。
【図８】図８は、実施例３によるゲート信号および出力電圧波形（Ｕ相、Ｖ相）を示す図である。
【図９】図９は、実施例３による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。
【図１０】図１０は、実施例４によるゲート信号および出力電圧波形（Ｕ相、Ｖ相）を示す図である。
【図１１】図１１は、実施例４による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。
【図１２】図１２は、最大出力電圧領域（１パルスモード）の出力電圧波形（電圧平衡時）を示す図である。
【図１３】図１３は、最大出力電圧領域（１パルスモード）の出力電流波形および電流高調波（電圧平衡時）を示す図である。
【図１４】図１４は、最大出力電圧領域（１パルスモード）の出力電圧波形（電圧不平衡時）を示す図である。
【図１５】図１５は、最大出力電圧領域（１パルスモード）の出力電流波形および電流高調波（電圧不平衡時）を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態として、実施例１〜４を、図面を用いて説明する。実施例１〜４に係る３レベル式三相インバータ回路の構成は、図１に示すものである。実施例１〜４は、それぞれ駆動パルス波形に違いを有する。
【００１７】
図２は、本発明の各実施例による出力電圧波形を説明するための補足図である。図２において、基本波の一周期（０〜３６０ｄｅｇ）を６つの区間（６０ｄｅｇ毎の区間）に等分割し、順に区間１〜６と呼ぶ。区間１〜６におけるＵ相電圧Ｖｕの波形を順にＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、ＥおよびＦとする。Ｖ相電圧Ｖｖの波形およびＷ相電圧Ｖｗの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して、１２０ｄｅｇ遅れおよび２４０ｄｅｇ遅れとなる。このとき、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは以下のように表すことができる。
区間１：Ａ−Ｅ
区間２：Ｂ−Ｆ
区間３：Ｃ−Ａ
区間４：Ｄ−Ｂ
区間５：Ｅ−Ｃ
区間６：Ｆ−Ｄ
【００１８】
ここで、先に説示した偶数次高調波の発生を抑制させるためには、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖの波形を以下の条件を満足するように制御すればよい。
（１）区間１〜３の波形と区間４〜６の波形とが、０Ｖラインを対称軸として上下対称であること
（２）区間１の波形と区間２の波形とが、位相６０ｄｅｇを対象軸として左右対称であること
（３）区間４の波形と区間５の波形とが、位相２４０ｄｅｇを対象軸として左右対称であること
（４）区間３の波形が、区間内で（位相１５０ｄｅｇを対称軸として）左右対称であること
（５）区間６の波形が、区間内で（位相３３０ｄｅｇを対称軸として）左右対称であること
【００１９】
図３は、本発明の各実施例による出力電圧波形の概念図である。例えば、Ｕ相電圧Ｖｕの波形において、区間１〜３は全て同じ波形Ａを繰り返し、区間４〜６も同様に同じ波形Ｄを繰り返すものとする。また、波形Ａおよび波形Ｄは、それぞれの区間内において左右対称とする。Ｖ相電圧Ｖｖの波形およびＷ相電圧Ｖｗの波形も同様に定義する。そうすると、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは以下のように表すことができる。
区間１：Ａ−Ｄ
区間２：Ａ−Ｄ
区間３：０
区間４：Ｄ−Ａ
区間５：Ｄ−Ａ
区間６：０
【００２０】
以上より、まず、先の条件（１）が成立していることは明らかである。また、波形ＡおよびＤが区間内において左右対称であればＡ−Ｄも区間内で左右対称となる。区間１と区間２の波形Ａ−Ｄがそれぞれ区間内で左右対称であれば、条件（２）も成立する。同様にして、条件（３）も成立する。区間３と区間６の波形はゼロになるので、条件（４）および（５）が成立することも明らかである。すなわち、図３に示す相電圧波形を出力すれば、線間電圧波形が先の条件（１）〜（５）を満足する上下対称かつ左右対称となり、偶数次高調波の発生を抑制することができる。
【実施例１】
【００２１】
図４は、実施例１によるゲート信号および出力電圧波形を示す図である。図４では、Ｕ相の、スイッチング素子１０を駆動するゲート信号Ｇｐｕ１およびスイッチング素子１３を駆動するゲート信号Ｇｐｕ４を示す。また、図４には図示していないが、スイッチング素子１１を駆動するゲート信号Ｇｐｕ２はゲート信号Ｇｐｕ４と相補関係にあり、スイッチング素子１２を駆動するゲート信号Ｇｐｕ３はＧｐｕ１と相補関係にあるものとする。すなわち、図４に示すゲート信号Ｇｐｕ１およびＧｐｕ４だけで相電圧波形が一意に決まることとなる。
【００２２】
実施例１では、先に説示した条件（１）〜（５）を満足させるために、図４に示すとおりゲート信号を以下のように制御する。
ゲート信号Ｇｐｕ１において、区間１の両端からそれぞれ位相δの期間はオフとし、それ以外の期間はオンとする。区間２および区間３も区間１と同じとする。そして、区間４〜６はオフとする。ゲート信号Ｇｐｕ４において、区間１〜３はオフとし、区間４〜６はオンとする。２つに分圧した平滑化コンデンサ電圧は不平衡であり、Ｅｄｐ＜Ｅｄｎとする。また、Ｖ相電圧Ｖｖの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０ｄｅｇ遅れとなる。これにより、Ｕ相電圧Ｖｕの波形およびＶ相電圧Ｖｖの波形は上下対称になっていないが、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは上下対称かつ左右対称になっていることが分かる。
【００２３】
図５は、実施例１による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。図５において、出力電流波形は、上下対称となっており、正のピーク値と負のピーク値とが同一であることが分かる。また、電流高調波は、奇数次高調波しか発生しておらず、偶数次高調波の発生を抑制できていることが分かる。
【実施例２】
【００２４】
図６は、実施例２によるゲート信号および出力電圧波形を示す図である。
実施例２では、先に説示した条件（１）〜（５）を満足させるために、図６に示すとおりゲート信号を以下のように制御する。
ゲート信号Ｇｐｕ１において、区間１の中央でオフし、それ以外の期間はオンとする。区間２および区間３も区間１と同じとする。そして、区間４〜６はオフとする。ゲート信号Ｇｐｕ４において、区間１〜３はオフとし、区間４〜６はオンとする。２つに分圧した平滑化コンデンサ電圧は不平衡であり、Ｅｄｐ＜Ｅｄｎとする。また、Ｖ相電圧Ｖｖの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０ｄｅｇ遅れとなる。これにより、Ｕ相電圧Ｖｕの波形およびＶ相電圧Ｖｖの波形は上下対称になっていないが、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは上下対称かつ左右対称になっていることが分かる。
【００２５】
図７は、実施例２による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。図７において、出力電流波形は、上下対称となっており、正のピーク値と負のピーク値とが同一であることが分かる。また、電流高調波は、奇数次高調波しか発生しておらず、偶数次高調波の発生を抑制できていることが分かる。
【００２６】
次に、実施例１と実施例２とを比較すると、実施例１における出力電流高調波（図５）に対して実施例２における出力電流高調波（図７）の方が、５次高調波が少なくなっている。これは、実施例２の方がスイッチング回数が多いことに起因する。すなわち、ゲート信号Ｇｐｕ１をみると、基本波の一周期内で、実施例１ではオンとオフを３回繰り返しているのに対し、実施例２ではそれを４回繰り返している。
【実施例３】
【００２７】
図８は、実施例３によるゲート信号および出力電圧波形を示す図である。
実施例３では、先に説示した条件（１）〜（５）を満足させるために、図８に示すとおりゲート信号を以下のように制御する。
ゲート信号Ｇｐｕ１において、区間１の中央でオンし、それ以外の期間はオフとする。区間２および区間３も区間１と同じとする。そして、区間４〜６はオフとする。ゲート信号Ｇｐｕ４において、区間１〜３はオフとし、区間４の中央でオフし、それ以外の期間はオンとする。区間５および区間６も区間４と同じとする。２つに分圧した平滑化コンデンサ電圧は不平衡であり、Ｅｄｐ＜Ｅｄｎとする。また、Ｖ相電圧Ｖｖの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０ｄｅｇ遅れとなる。これにより、Ｕ相電圧Ｖｕの波形およびＶ相電圧Ｖｖの波形は上下対称になっていないが、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは上下対称かつ左右対称になっていることが分かる。
【００２８】
図９は、実施例３による出力電流波形およびその電流高調波を示す図である。図９において、出力電流波形は、上下対称となっており、正のピーク値と負のピーク値とが同一であることが分かる。また、電流高調波は、奇数次高調波しか発生しておらず、偶数次高調波の発生を抑制できていることが分かる。
【００２９】
次に、実施例２と実施例３とを比較すると、実施例３の方が各相におけるスイッチング回数が多いにも関わらず、実施例３における出力電流高調波（図９）は、実施例２における出力電流高調波（図７）とあまり変わらない。これは、Ｕ−Ｖ間の線間電圧波形から分かる。２つに分圧した平滑化コンデンサ電圧に不平衡が生じている場合、電圧が大きい側（Ｅｄｎ）をスイッチングするより、電圧が小さい側（Ｅｄｐ）をスイッチングする方が電圧変化が小さいため、電圧が小さい側（Ｅｄｐ）のスイッチング回数を増やした方が奇数次の高調波も低減できる。併せて、スイッチング素子の損失の面からも、電圧が小さい側をスイッチングする方が有利である。奇数次の高調波が発生しても電流波形の上下対称性（正負対称性）は保たれるところ、奇数次であっても騒音・振動の観点からすると、可能な限り高調波を低減した方が好ましい。この点から、本発明に係る実施例２と実施例３とを比較すると、１相分のスイッチング回数は多くても電圧が小さい側（Ｅｄｐ）のスイッチング回数が少ない実施例３（オンオフ３回）よりも、電圧が小さい側（Ｅｄｐ）のスイッチング回数が多い実施例２（オンオフ４回）の方がより優れているといえる。
【実施例４】
【００３０】
図１０は、実施例４によるゲート信号および出力電圧波形を示す図である。
実施例４では、先に説示した条件（１）〜（５）を満足させるために、図１０に示すとおりゲート信号を以下のように制御する。
ゲート信号Ｇｐｕ１において、区間１の中央でオフ、それ以外の期間はオンとして左右対称とする。区間２および区間３も区間１と同じとする。次に、区間４の両側でオン、それ以外の期間はオフとして左右対称とする。区間５および６も区間４と同じとする。ゲート信号Ｇｐｕ４において、区間１〜３はオフとする。区間４の中央でオン、それ以外の期間はオフとして左右対称とする。区間５および６も区間４と同じとする。また、区間４〜６において、ゲート信号Ｇｐｕ１とＧｐｕ４とは同時にオンしないことが必要となる。２つに分圧した平滑化コンデンサ電圧は不平衡であり、Ｅｄｐ＜Ｅｄｎとする。また、Ｖ相電圧Ｖｖの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０ｄｅｇ遅れとなる。これにより、Ｕ相電圧Ｖｕの波形およびＶ相電圧Ｖｖの波形は上下対称になっていないが、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは上下対称かつ左右対称になっていることが分かる。
【００３１】
図１１は、実施例４による出力電圧波形およびその電流高調波を示す図である。図１１において、出力電流波形は、上下対称となっており、正のピーク値と負のピーク値とが同一であることが分かる。また、電流高調波は、奇数次高調波しか発生しておらず、偶数次高調波の発生を抑制できていることが分かる。
【００３２】
図１０および図１１より、実施例４の相電圧ＶｕおよびＶｖの波形は、区間１内において電圧波形が左右対称、区間２および３も区間１と同じ、また、区間４内において電圧波形が左右対称、区間５および６も区間４と同じである。この条件を満たせば、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖｕｖは上下対称かつ左右対称となり、偶数次高調波の発生を抑制できることが分かる。
【００３３】
なお、以上では、Ｕ相、Ｖ相およびＵ−Ｖ間に着目して説明をしたが、Ｖ相、Ｗ相およびＶ−Ｗ間、また、Ｗ相、Ｕ相およびＷ−Ｕ間についても、位相が異なるのみで、相電圧波形、線間電圧波形および電流波形は、同じ態様となる。
【符号の説明】
【００３４】
１、２  直流電源、３、４  平滑化コンデンサ、
５  Ｕ相ブリッジ回路、６  Ｖ相ブリッジ回路、７  Ｗ相ブリッジ回路、
８  三相交流電動機、９  ＰＷＭ制御回路、
１０〜１３  Ｕ相スイッチング素子、１４〜１７  Ｖ相スイッチング素子、
１８〜２１  Ｗ相スイッチング素子、２２、２３  電圧センサ、
Ｅｄｐ  平滑化コンデンサ３の電圧、Ｅｄｎ  平滑化コンデンサ４の電圧、
Ｇｐｕ１〜４  Ｕ相スイッチング素子１０〜１３のゲート信号、
Ｇｐｖ１〜４  Ｖ相スイッチング素子１４〜１７のゲート信号、
Ｇｐｗ１〜４  Ｗ相スイッチング素子１８〜２１のゲート信号、
Ｖｕ  Ｕ相電圧、Ｖｖ  Ｖ相電圧、Ｖｗ  Ｗ相電圧、
Ｖｕｖ  Ｕ−Ｖ間電圧（線間電圧）、Ｖｖｗ  Ｖ−Ｗ間電圧（線間電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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