(57)【要約】【課題】過電圧状態になった場合にも電力を供給し続けるとともに、過電圧状態が解消された場合には通常動作に自動的に復帰可能なスイッチング電源を提供する。【解決手段】本発明の一実施例におけるスイッチング電源は、交流入力電圧が許容電圧の範囲を超えた過電圧状態を検出する検出手段と、前記検出手段によって前記過電圧状態が検出された場合、前記交流入力電圧をクランプし、前記検出手段によって前記過電圧状態から回復したことが検出された場合、前記交流入力電圧のクランプを解除する電圧クランプ手段とを有することを特徴とする。【選択図】図５
2018121383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力電圧が許容電圧の範囲を超えた過電圧状態を検出する検出手段と、
前記検出手段によって前記過電圧状態が検出された場合、前記交流入力電圧をクランプし、
前記検出手段によって前記過電圧状態から回復したことが検出された場合、前記交流入力電圧のクランプを解除する電圧クランプ手段と
を有することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記検出手段は、前記交流入力電圧を整流し、平滑した後の分圧電位と、所定の第１の基準電位とに基づき、前記分圧電位が前記第１の基準電位よりも高い場合に、前記過電圧状態にあると判断することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記第１の基準電位が、前記交流入力電圧を整流した後に平滑する電解コンデンサの定格電圧に対応する値であることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記検出手段は、前記分圧電位と、前記第１の基準電位よりも低い第２の基準電位とに基づき、前記分圧電位が前記第２の基準電位よりも低い場合に、前記過電圧状態から回復したと判断することを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記第２の基準電位が、前記許容電圧の範囲の上限値に対応する値であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記電圧クランプ手段は、交流入力ラインに２個のツエナーダイオードを極性を互いに逆向きに直列に配置して構成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記ツエナーダイオードのツエナー電圧が、前記過電圧状態にある前記交流入力電圧を前記許容電圧の範囲内に低減させる分の電圧に対応することを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記電圧クランプ手段が、前記ツエナーダイオードをバイパスするためのトライアックまたはリレーを含むことを特徴とする請求項６または７に記載のスイッチング電源。
【請求項９】
前記検出手段が、前記スイッチング電源のトランスの出力２次巻線からチャージポンプ回路を用いて生成された出力電位と、所定の第３の基準電位とに基づき、前記出力電位が前記第３の基準電位よりも高い場合に、前記過電圧状態にあると判断することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れか１項に記載のスイッチング電源を備えた画像形成装置であって、
前記検出手段によって前記過電圧状態が検出された場合、前記過電圧状態であることをユーザに通知する通知手段を有することを特徴とする画像形成装置。
【請求項１１】
前記検出手段によって前記過電圧状態が検出された場合、前記画像形成装置に対するユーザ操作を不可にする手段をさらに有することを特徴とする請求項１０に記載の画像形成装置。
【請求項１２】
前記検出手段によって前記過電圧状態が検出された場合、前記画像形成装置の動作モードをスタンバイ状態に移行する移行手段と、
前記スタンバイ状態へ移行した後に、前記電圧クランプ手段を動作させて前記交流入力電圧をクランプする電圧クランプ作動手段と
をさらに有することを特徴とする請求項１０または１１に記載の画像形成装置。
【請求項１３】
前記電圧クランプ手段を動作させて前記交流入力電圧をクランプした後、所定時間の経過後に前記電圧クランプ手段を動作させて、前記交流入力電圧のクランプを解除する電圧クランプ解除手段をさらに有し、
前記電圧クランプ作動手段は、前記過電圧状態から回復していない場合には、再度、前記電圧クランプ手段を動作させて前記交流入力電圧をクランプすることを特徴とする請求項１２に記載の画像形成装置。
【請求項１４】
前記過電圧状態から回復した場合には、前記ユーザへの通知を解除する通知解除手段をさらに有することを特徴とする請求項１０乃至１３のいずれか１項に記載の画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流入力電圧の過電圧状態に対応可能なスイッチング電源及び該スイッチング電源を備えた画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
国によって電源事情が不安定な場合があり、頻繁な瞬時停電や、ＡＣ３００Ｖないし時にＡＣ５００Ｖにも達する過大電圧の発生が報告されている。このような交流入力電圧の異常電圧が頻発すると、画像形成装置に搭載されたスイッチング電源に含まれる平滑用コンデンサが劣化したり、スイッチング動作を司る半導体スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴが耐圧オーバーにより短絡を起こしたりする可能性がある。そうなってしまうと、電源ユニット内の部品を交換して修理したり、あるいは電源ユニットごと交換したりするなどの作業が必要になる。
【０００３】
特許文献１〜４には、過電圧状態になった場合に交流入力電圧の入力ラインを遮断して、スイッチング電源回路を保護する方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−１５０６６７号公報
【特許文献２】特開平６−２２５５４号公報
【特許文献３】特開平９−１６２７４号公報
【特許文献４】特開平１１−１１３１６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の技術では、過電圧状態になった場合にスイッチング電源回路を保護することはできるが、交流入力電圧の入力ラインを遮断せずに、電力を供給し続けることはできなかった。したがって、そのような場合にも電力を供給し続けるとともに、過電圧状態が解消された場合には通常動作に自動的に復帰可能なスイッチング電源が望まれていた。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一実施例におけるスイッチング電源は、交流入力電圧が許容電圧の範囲を超えた過電圧状態を検出する検出手段と、前記検出手段によって前記過電圧状態が検出された場合、前記交流入力電圧をクランプし、前記検出手段によって前記過電圧状態から回復したことが検出された場合、前記交流入力電圧のクランプを解除する電圧クランプ手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、過電圧状態になった場合にも電力を供給し続けるとともに、過電圧状態が解消された場合には通常動作に自動的に復帰可能なスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】従来のスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【図２】図１のスイッチング電源回路のスイッチング動作を説明する図である。
【図３】図１のスイッチング電源回路の機能ブロック図である。
【図４】図１のスイッチング電源回路において入力平滑用コンデンサを２個直列に接続した場合の一例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電源回路の機能ブロック図である。
【図６】図５の機能ブロック図に対応するスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【図７】様々な電源電圧波形を表わす図である。
【図８】図６のスイッチング電源回路の各信号波形を示す図である。
【図９】図５の機能ブロック図に対応する別のスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【図１０】図９のスイッチング電源回路の各信号波形を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電源回路の機能ブロック図である。
【図１２】図１１の機能ブロック図に対応する電源回路の一例を示す図である。
【図１３】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電源回路の機能ブロック図である。
【図１４】図１３の機能ブロック図に対応するスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【図１５】図１４のスイッチング電源回路における入力電圧と入力電圧監視信号との関係を示す図である。
【図１６】図１４のスイッチング電源回路の各信号波形を示す図である。
【図１７】図９のスイッチング電源回路における入力電圧異常信号とクランプ制御信号との関係を表す制御フロー図である。
【図１８】図９のスイッチング電源回路における入力電圧異常信号とクランプ制御信号との関係を表す制御フロー図である。
【図１９】図１６のスイッチング電源回路における入力電圧異常信号とクランプ制御信号との関係を示す制御フロー図である。
【図２０】図１６のスイッチング電源回路における入力電圧異常信号とクランプ制御信号との関係を示す制御フロー図である。
【図２１】図６の入力電圧監視部における入力電圧監視信号と入力電圧監視出力の関係を示す図である。
【図２２】本発明におけるスイッチング電源を適用可能な画像形成装置の概略構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（従来例）
まず、従来のスイッチング電源回路について説明する。
【００１０】
一般に、画像形成装置の電源としては、その電源効率の高さや、小型・軽量などの利点により、スイッチング電源が使用される。こうしたスイッチング電源は、そのスイッチング方式に基づき幾つかの種類に分類され、その回路構成の簡素さやコストの観点から、フライバック方式が最も広く採用されている。最近では、こうしたフライバック方式のための専用の制御ＩＣがデバイスメーカ各社から数多く提供されており、高い信頼性を有する回路の設計が比較的容易になった。
【００１１】
図１は、フライバック方式による従来のスイッチング電源回路の一例を示す。この例では、ＩＣ１が市販のＰＷＭ（パルス幅変調）制御ＩＣであり、電流モードのフィードバック制御を実現する。
【００１２】
ここでは、図１のスイッチング電源回路の動作の概略について説明する。
【００１３】
商用周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの入力電圧ＶａｃがブリッジダイオードＢＤ１により整流され、その後電解コンデンサＣ１により平滑されて、直流電圧Ｖｉｎが生成される。この直流電圧Ｖｉｎは国内では約ＤＣ１４０Ｖ、欧州圏などの２３０Ｖ地域ではＤＣ３２０Ｖ程度となる。この直流電圧ＶｉｎがトランスＴ１に供給されて、トランジスタＱ１（具体的にはＭＯＳＦＥＴ）によりスイッチング制御され、その結果、トランスＴ１の１次巻線１１に蓄えられたエネルギーが、出力２次巻線１２に伝達されて、直流出力電圧Ｖｏが生成される。より詳細には、図２を参照して、図１のトランジスタＱ１のターンオン期間Ｔｏｎに、トランスＴ１の１次巻線１１に電流Ｉｄが流れてエネルギーが蓄えられる。続いてＱ１のオフ期間Ｔｏｆｆ１の間に、その蓄えられたエネルギーが出力２次巻線１２に伝搬されて、電流Ｉｓが生じる。オフ期間Ｔｏｆｆ１の間にトランスＴ１に蓄積されたエネルギーが全て放出されると、駆動周期Ｔの残りの時間Ｔｏｆｆ２の間は、図２に示されるように、トランスの自由振動すなわち共振現象が発生する。この共振現象は、当業者には周知のように、トランスの１次インダクタンスＬｐ、１次漏れインダクタンスＬｌｋ、またトランジスタＱ１のドレインとソース間の静電容量Ｃｄｓ、及びトランスＴ１の浮遊容量Ｃｔなどの成分で決まる。その共振周波数ｆは、次式で表わされる。
【００１４】
【数１】
2018121383.tif 000003
【００１５】
ここで図２では、１次電流Ｉｄのピーク値がＩｐ、２次電流Ｉｓのピーク値がＩｓｐで示される。
【００１６】
再度、図１を参照し、こうして出力２次巻線１２に伝搬されたエネルギーは、ダイオードＤ２及び電解コンデンサＣ４により整流・平滑され、直流出力電圧Ｖｏが生成される。この出力電圧Ｖｏが抵抗Ｒ６及びＲ７により分圧され、分圧された電圧が定電圧レギュレータ、いわゆるシャントレギュレータＩＣ３のリファレンス端子Ｖｒｅｆに入力される。シャントレギュレータＩＣ３はいわゆるエラーアンプの一種であって、この実施例では、ＩＣ３のリファレンス端子の基準電圧Ｖｒｅｆが常にＤＣ２．５Ｖになるように、その出力電圧Ｖｋが制御されて、フィードバック制御が行われる。その結果、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの関係は、次の式で表わされる。
【００１７】
【数２】
2018121383.tif 000004
【００１８】
なお、図１の破線１４で示される回路がフィードバック回路に該当する。ここでは、シャントレギュレータＩＣ３の出力電圧により、フォトカプラＩＣ２内のＬＥＤ１５に流れる電流が制御され、ＩＣ２の出力側のフォトトランジスタ１６に流れる電流が、ＩＣ２のＣＴＲ（電流伝達率）により決定される。こうしてＩＣ２のフォトトランジスタ１６に流れるフィードバック電流が制御され、その結果生成されるフィードバック信号ＦＢが制御ＩＣ１に入力信号として戻される。制御ＩＣ１はこのＦＢ信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御する。なお、シャントレギュレータＩＣ３及び制御ＩＣ１の詳細な動作については、本発明に直接関係しないため、ここでは省略する。
【００１９】
図３は、図１のスイッチング電源回路を機能ブロック図として表わしたものである。
【００２０】
ＡＣ入力部３１は、通常フィルタ回路で構成され、当業者であれば周知のように、各国のノイズ規制及びイミュニティ規制に準拠する役割を果たす。なお、図１では簡略化のため、ＡＣ入力部３１は省略されている。
【００２１】
ＡＣ入力部３１に続いて整流回路３２が配置され、ここでは交流電圧が図１のブリッジダイオードＢＤ１から成る全波整流回路により整流され、後段の平滑回路３３に送られる。平滑回路３３は図１の電解コンデンサＣ１により構成され、全波整流された電圧を平滑して、直流電圧（図１のＶin）を生成する。
【００２２】
生成された直流電圧は次にトランス３４に送られ、図２に関連して述べたように、トランス３４がスイッチング駆動部３８により駆動されて、１次エネルギーが２次エネルギーに変換され、整流・平滑回路３５を通じて、出力電圧Ｖｏが生成される。ここで整流・平滑回路３５には、図１のダイオードＤ２及び電解コンデンサＣ４が含まれる。
【００２３】
こうして生成された出力電圧Ｖｏは、フィードバック回路３６により処理され、ＰＷＭ制御部３７に渡される。再度、フィードバック回路３６は、図１に関連して前述した破線１４で示される回路で構成される。ＰＷＭ制御部３７では、フィードバック回路３６から受け取ったＦＢ信号レベルを基に、出力電圧Ｖｏが常に一定になるように、スイッチング駆動部３８に含まれるスイッチング素子（図１のＱ１)のターンオン時間比率、つまりオン・デューティが制御される。なお、オン・デューティは、図２で示される１周期Ｔに占めるスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎの比率、すなわちＴｏｎ／Ｔで表わされる。
【００２４】
さて、新興国地域の電源電圧は一般にＡＣ２２０ＶないしＡＣ２４０Ｖであるが、前述したようなＡＣ３００ＶないしＡＣ５００Ｖにも達する異常電圧に対処する必要がある。そのために、たとえば図１の平滑用コンデンサＣ１の耐圧を上げたり、あるいはスイッチング素子Ｑ１の耐圧を通常使用される６００Ｖから９００Ｖに上げたりする工夫が取られている。しかしながら、一般に市販される平滑用電解コンデンサの最大定格は高々ＤＣ４５０Ｖ程度であり、仮に電源電圧がＡＣ３２０Ｖになると、その整流・平滑後の電圧は√２倍のＤＣ４５０Ｖに達する。よって、これ以上の異常電圧が発生すると、これらのコンデンサは時間とともに徐々に劣化することになる。従来、前述のような画像形成装置において、入力２００Ｖ地域向けのスイッチング電源の入力平滑用コンデンサとしては、一般にＤＣ４００Ｖ仕様のものが使用されてきた。しかしながら、昨今ではこのような事情により、新興国地域向けに限り、ＤＣ４５０Ｖのコンデンサが使用されるケースが増えつつある。
【００２５】
同様に、異常入力電圧に備え、スイッチング素子Ｑ１についても、従来は６００Ｖ耐圧品が一般に使用されてきたが、最近では９００Ｖ耐圧品が使用されるケースが増えつつあり、コストアップの要因となっている。
【００２６】
一方で、上述したようなコンデンサＣ１やスイッチング素子Ｑ１の耐圧アップは一定の効果は発揮するものの、異常電圧に対処しきれていないのが現状である。
【００２７】
別の耐圧アップの方法として、図４に示すように、定格ＤＣ４００Ｖの電解コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂを直列に２個接続することで、実質的な耐圧をＤＣ８００Ｖまで強化する方法も一部で見受けられる。しかしながら、こうしたコンデンサの直列接続により合計静電容量が２分の１に低下するため、元の静電容量を確保するためには、２倍の静電容量のコンデンサが２個必要となり、サイズ及びコストの両面において実用的ではない。
【００２８】
このように、コストアップを抑えながら、不安定な電源電圧環境に対応可能なスイッチング電源が待望されている。さらに、異常電圧が発生している間は、その旨をユーザに通知し、当該異常電圧から回復した後には、改めて通常動作に自動的に復帰できるスイッチング電源が望まれている。
【００２９】
以下、本発明の実施例ついて図面を参照しながら詳細に説明する。
【００３０】
（実施例１）
図５は、本発明の第１の実施例によるスイッチング電源回路の機能ブロック図を表わす。図３に示した従来のスイッチング電源回路の機能ブロックと同じブロックに対応するものについては、同一の参照番号で示してある。図５に示したように、本実施例におけるスイッチング電源回路は、図３に示した従来のスイッチング電源回路に対して、破線で示したブロック５０が新たに追加されている。ブロック５０には、入力電圧監視部５１と電圧クランプ回路５２、さらにＩ／Ｆ（インターフェース）回路５３が含まれる。
【００３１】
入力電圧監視部５１は、商用の交流入力電圧が所定の許容電圧範囲の上限値、たとえばＡＣ２６４Ｖ（ＡＣ２４０Ｖの１０％アップ）を超えたことを検出する。すなわち、入力電圧監視部５１は、交流入力電圧が許容電圧の範囲を超えた過電圧状態を検出する検出手段として機能する。許容電圧範囲の上限値の超過（すなわち、過電圧状態）が検出されると、Ｉ／Ｆ回路５３を通じて、入力電圧異常検出信号Ｓ１が出力され、画像形成装置本体のコントローラ装置（不図示）に通知される。コントローラ装置は、もしプリンタや複写機などの装置本体のプリント動作中であれば、その動作を停止させ、スタンバイ状態に遷移したのち、クランプ制御信号Ｓ２を出力する。Ｉ／Ｆ回路５３はクランプ制御信号Ｓ２を受信すると、それを入力電圧監視部５１に通知する。それを受け、入力電圧監視部５１は、制御信号Ｓ３を電圧クランプ回路５２に対して出力し、以降、交流入力電圧が電圧クランプ回路５２によって所定電圧にクランプされて、後段の整流回路３２に渡される。すなわち、コントローラ装置は、電圧クランプ回路５２を動作させて交流入力電圧をクランプする電圧クランプ作動手段として機能する。
【００３２】
なお、電圧クランプ回路５２におけるクランプ状態の制御は、クランプ制御信号Ｓ２を用いずに行ってもよい。すなわち、検出した電圧に応じて入力電圧監視部５１が制御するように構成してもよい。したがって、クランプ制御信号Ｓ２に関する構成は任意である。
【００３３】
また、コントローラ装置は、入力電圧異常検出信号Ｓ１に応じて、交流入力電圧が過電圧状態にあることをユーザに通知する。その際、コントローラ装置は、画像形成装置に対するユーザ操作を不可にすることができる。すなわち、後述する画像形成装置のインターフェース部において、ユーザ操作の入力を受け付けないように制御することができる。
【００３４】
次に、図６を参照して、図５の破線ブロック５０に相当する具体的な回路例について説明する。なお、図６において、図５のブロック５０内の機能ブロックに対応する構成については、同一参照番号が付されている。また、図６のスイッチング電源回路は、クランプ制御信号Ｓ２を用いずに電圧クランプ回路５２のクランプ状態の制御を行う構成の例を示す。
【００３５】
まず、入力電圧監視部５１は図示されたように、交流入力ラインのノードＸａ及びＸｂからの入力電圧を、それぞれダイオードＤ６１及びＤ６２を通じて整流し、コンデンサＣ６１を充電する。図７(ａ)の入力電圧波形を併せて参照すると、ダイオードＤ６１は参照番号７１で示した交流電圧の位相角０度から１８０度の間の整流を行ない、ダイオードＤ６２は参照番号７２で示される位相角１８０度から３６０度の間の整流を担う。ここで入力電圧波形がこれらの２つの位相角期間で相似形であれば、ダイオードＤ６１またはＤ６２のいずれか一方のダイオードだけでも足りる。しかしながら、実際の入力電圧波形は、たとえば図７（ｂ）のように、期間Ｔ１において高調波成分が重畳して波形ひずみが発生したり、期間Ｔ２のように、２つの位相角期間で波形ひずみの形が相互に著しく異なったりすることさえある。図７（ｂ）では、位相角０度から１８０度の間の電圧ピーク値Ｖｐ１と、位相角１８０度から３６０度の間のピーク値Ｖｐ２との関係が、Ｖｐ１＜Ｖｐ２である。こうした環境下では、それぞれの位相角期間の電圧波形の対称性がくずれてしまうため、異常電圧ピーク値を検出するには、それぞれの期間を別々に整流する必要がある。
【００３６】
あるいは、入力電圧波形は、図７（ｃ）に示すように、時間の経過により、中心電圧のＤＣオフセットＶｏｆｆが発生することがある。この場合、期間Ｔ２では、位相角０度から１８０度の間のプラス側のピーク電圧がＶｐ＋Ｖｏｆｆなのに対し、位相角１８０度から３６０度の間のマイナス側のピーク電圧はＶｐ−Ｖｏｆｆとなり、両者の間に２xＶｏｆｆの差異が発生する。
【００３７】
また、図７（ｄ）に示すように、期間Ｔ１では正常（許容電圧の範囲内）であった交流入力電圧が、期間Ｔ２では許容電圧範囲を超えた過電圧となってしまうこともある。
【００３８】
以上、図７に関連して述べたように、交流入力電圧Ｖａｃが正常波形から逸脱する態様は様々であり、図７の例はそれらの一部を表わしたに過ぎない。特に、新興国地域では、先進国地域と比べてインフラ整備が立ち遅れている事情から、商用電源電圧が本来の規定値から著しく逸脱する機会が多いことが報告されている。
【００３９】
こうした背景をふまえ、図６の入力電圧監視部５１の電圧整流回路では、２つのダイオードＤ６１、Ｄ６２が使用され、交流入力電圧のそれぞれの位相期間に対応する電圧が整流される。整流された電圧は、次にコンデンサＣ６１により平滑されて、交流電圧のほぼピーク値が直流電圧として検出される。
【００４０】
検出されたピーク値は２つの抵抗Ｒ６１、Ｒ６２により分圧されて、分圧電位が比較器ＩＣ６1の反転入力端子（マイナス入力）に入力され、非反転入力端子（プラス入力）の基準電圧Ｖrefと比較される。ここでＶrefは、たとえば図６の１次平滑用電解コンデンサＣ１の定格電圧に対応して設定される。一例では、平滑用電解コンデンサＣ１の定格電圧はＤＣ４００Ｖであり、比較器ＩＣ６１の非反転入力端子は抵抗Ｒ６３及びＲ６４により、平滑用コンデンサＣ１の定格電圧の１／１００、したがって４Ｖに設定される。一方、比較器ＩＣ６１の反転入力端子には、コンデンサＣ６１の電圧を２つの抵抗Ｒ６１、Ｒ６２により適切に分圧した値（分圧電位）Ｖｐが入力され、コンデンサＣ６１の電圧がＤＣ４００Ｖを超えたとき、比較器ＩＣ６１の出力レベルＶqが反転する。なお、コンデンサＣ６１はセラミックコンデンサであり、その静電容量を小さな値に選定できるので、図７に関連して前述した交流入力電圧の波形ひずみのピーク値に適度に追従することが可能である。
【００４１】
また、セラミックコンデンサＣ６１は電解コンデンサＣ１に比べて安価であり、その定格電圧をＤＣ１０００Ｖなどに選択することができるので、交流入力電圧Ｖacがたとえ過電圧異常状態であっても耐え得るように選定できる。
【００４２】
ここで、図６の入力電圧監視部５１の２つの抵抗Ｒ６１、Ｒ６２の値は、コンデンサＣ６１とのＣＲ時定数が数百ミリ秒程度とすることが好ましい。なぜなら、たとえばスパイク性のノイズなど、余りに短い周期の入力電圧変動に反応して、電圧クランプ回路５２が作動してしまうのを回避するためである。一方で、ＣＲ時定数を大きく設定し過ぎてしまうと、過電圧の検出に時間を要し、結果的に電圧クランプ回路５２が作動する前に、平滑用電解コンデンサＣ１あるいは他の素子に過電圧がかかってしまうためである。一例では、コンデンサＣ６１が０.０１uFで、抵抗Ｒ６１とＲ６２の合成抵抗値が１０ＭΩで、それらのＣＲ時定数が１００msecである。また、コンデンサＣ６１の電圧がＤＣ４００Ｖのとき、比較器ＩＣ６１のマイナス入力端子が４Ｖになるように設定するために、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２を以下のように求めることができる。
【００４３】
【数３】
2018121383.tif 000005
【００４４】
ここで、Ｒ６１＋Ｒ６２＝１０ＭΩであるので、抵抗Ｒ６１は１００ＫΩ、抵抗Ｒ６２は１０ＭΩとなる。
【００４５】
再び図６を参照して、交流入力電圧Ｖacが許容電圧の範囲内にあれば、比較器ＩＣ６１のプラス入力の基準電位Ｖrefがマイナス入力の電位Ｖpよりも高いために、比較器ＩＣ６１の出力がハイレベルとなり、トランジスタＱ６１がオンになる。その結果、電圧クランプ回路５２内のフォトトライアックＰＴＲ６１のＬＥＤ６１が点灯し、出力側のトライアックＴＲ６２がオンになる。その結果、抵抗Ｒ６９及びＲ７０を通じて、トライアックＴＲ６1のゲート（記号Ｇで図示）がトリガーされ、トライアックＴＲ６１がオンになる。これにより、ツエナーダイオードＺＤ６1及びＺＤ６２はバイパスされ、無効となる。詳細については図８を参照して後述する。
【００４６】
一方、交流入力電圧Ｖacが許容電圧範囲を超え、入力電圧監視部５１のコンデンサＣ６１の電位により、たとえばＤＣ４００Ｖを超える過電圧が検出されると、比較器ＩＣ６１のマイナス入力の電位Ｖpがプラス入力の基準電位Ｖrefよりも高くなる。比較器ＩＣ６１の出力Ｖqはロウレベルとなり、トランジスタＱ６１がオフになる。その結果、電圧クランプ回路５２内のフォトトライアックＰＴＲ６１のＬＥＤ６１が消灯し、出力側のトライアックＴＲ６２がオフになる。その結果、トライアックＴＲ６1のゲートのトリガーが解除され、トライアックＴＲ６１もオフになる。これにより、ツエナーダイオードＺＤ６1及びＺＤ６２が導通し、交流入力電圧Ｖacがツエナー電圧分だけクランプ（低減）されて、後段のブリッジダイオードＢＤ１に伝搬される。より詳細には、交流入力電圧の位相角０度から１８０度の間はツエナーダイオードＺＤ６１によりクランプされ、位相角１８０度から３６０度の間はツエナーダイオードＺＤ６２によりクランプされる。つまり、ツエナーダイオードＺＤ６１及びＺＤ６２は、極性を互いに逆向きにして直列に配置され、それぞれ１周期の異なる半サイクルごとの電圧クランプを行う。なお、図６ではツエナーダイオードＺＤ６1及びＺＤ６２をバイパスする手段にトライアックを使用したが、当業者であれば分かるように、リレーを使用することも可能である。
【００４７】
次に、比較器ＩＣ６1の帰還抵抗Ｒ６５の役割について、図２１を参照して説明する。図２１は、図６の入力電圧監視部５１による交流入力電圧Ｖacの入力電圧監視信号Ｖpと入力電圧監視出力Ｖqとの関係を示す。前述のように、入力電圧監視部５１のコンデンサＣ６１の電圧がたとえばＤＣ４００Ｖに達した時刻ｔ１に、入力電圧監視信号Ｖpが４Ｖとなり、比較器ＩＣ６１のマイナス入力電位がプラス入力の基準電圧Ｖref、すなわち異常判定基準電圧に達する。その時、それまでハイレベルを維持していた比較器ＩＣ６１の出力、すなわち入力電圧監視出力Ｖqがロウレベルに転じる。その結果、比較器ＩＣ６１のプラス入力の基準電位Ｖrefがそれまでの４Ｖから帰還抵抗Ｒ６５で決まるヒステリシス分（ΔＶref）だけ低下する。図２１では、低下した基準電圧をＶref’として示す。一例では、基準電圧Ｖref’は３．５Ｖであり、これはコンデンサＣ６１の電位ＤＣ３５０Ｖに相当する。その後、時刻ｔ２において、入力電圧監視信号Ｖpが基準電圧Ｖref’より低くなると、入力電圧監視出力Ｖqは再びハイレベルに変化し、交流入力電圧Ｖacが許容電圧の範囲内に回復したことを示す。したがって、異常状態における基準電圧Ｖref’は、異常状態から正常状態に遷移するための回復判定基準電圧を意味することになる。
【００４８】
帰還抵抗Ｒ６５によってこうしたヒステリシスを設ける目的は、入力電圧監視信号Ｖpが短い時間間隔で異常判定基準電圧Ｖref付近を行き来するような場合に、電圧クランプ回路５２が不安定に作動・解除を繰り返すことを回避するためである。
【００４９】
図６を再度参照して、スイッチング電源回路の説明を続ける。前述した比較器ＩＣ６１の出力はＩ／Ｆ回路５３にも送られ、入力電圧異常検出信号Ｓ１を生成するために使用される。交流入力電圧Ｖacが許容電圧の範囲内にあれば、比較器ＩＣ６１の入力電圧監視出力Ｖqがハイレベルなので、トランジスタＱ６２がオンになり、フォトカプラＩＣ６２のＬＥＤ６１が点灯する。その結果、フォトトランジスタＱ６３がオンになり、入力電圧異常検出信号Ｓ１はロウレベルとなる。逆に、交流入力電圧Ｖacが許容電圧範囲を超えて過電圧状態になると、関連素子が前述とは反対の動作をし、入力電圧異常検出信号Ｓ１はハイレベルとなる。
【００５０】
次に、図６に関連して述べた各回路素子の動作を、図８の入力電圧シーケンスに照らして詳述する。但し、図６に関連して述べた内容の繰り返しについては省略する。
【００５１】
まず、図８において、時刻ｔ０からｔ２の間は、許容電圧範囲内の交流入力電圧Ｖac（ＡＣ２３０Ｖ）が入力される。次に、時刻ｔ２からｔ５の間は、許容電圧の範囲を超えた過電圧（ＡＣ４００Ｖ）が入力され、時刻ｔ５以降は再び許容電圧の範囲内の交流入力電圧に回復するものとする。図６に関連して既に述べたように、時刻ｔ０からｔ２の間は、コンデンサＣ６１がＡＣ２３０Ｖの波高値、すなわち√２倍の約ＤＣ３２０Ｖ（Ｖｄ１）まで充電される。この間、比較器ＩＣ６１の入力電圧監視出力Ｖqはハイレベルであり、トランジスタＱ６１はオンになり、それによりフォトトライアックＰＴＲ６１、及びトライアックＴＲ６１がオンになる。その結果、ツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２はバイパスされ、無効となる。こうした正常状態においては、交流入力電圧ＶacはトライアックＴＲ６1を通じて伝搬され、ブリッジダイオードＢＤ１により整流され、その後平滑用電解コンデンサＣ１により平滑される。平滑用電解コンデンサＣ１の電圧は、前述のように、入力電圧監視部５１のコンデンサＣ６１とほぼ同等のピーク電圧ＤＣ３２０Ｖ（Ｖｐ１）に達する。
【００５２】
次に、時刻ｔ２において、交流入力電圧Ｖacが許容電圧の範囲を超えてＡＣ４００Ｖに上昇する。これを受けて、入力電圧監視部５１のコンデンサＣ６１の電圧が√２倍の約ＤＣ５６０Ｖ（Ｖｄ４）に向けて上昇する。電圧クランプ回路５２が存在しないと、平滑用電解コンデンサＣ１も時刻ｔ４において、同様の電圧すなわちＤＣ５６０Ｖ（Ｖｐ３）まで上昇してしまう。こうした状況が発生すると、平滑用電解コンデンサＣ１は静電容量を失い、コンデンサとしての機能を失ってしまう可能性がある。
【００５３】
次に、時刻ｔ３において、入力電圧監視部５１のコンデンサＣ６１の電圧がＤＣ４００Ｖ（Ｖｄ３）に達すると、比較器ＩＣ６１の入力電圧監視出力Ｖqがロウレベルに変化する。その結果、トランジスタＱ６１がオフになり、フォトトライアックＰＴＲ６１及びトライアックＴＲ６１がオフになる。こうして、ツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２のバイパス経路が遮断され、交流入力電流がツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２を通じて流れることになる。好適な実施例では、ツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２のツエナー電圧は２００Ｖ程度である。その結果、図８に示すように、電解コンデンサＣ１の電圧（Ｖin）がＤＣ４００Ｖに達した時点ｔ３から、Ｃ１電圧が下降し始める。こうして、ツエナーダイオードＺＤ６１、ＺＤ６２を介さないとＤＣ５６０Ｖに到達してしまう時点ｔ４には、Ｃ１電圧は、ツエナー電圧２００Ｖ分だけ減算された電圧値、すなわちＤＣ３６０Ｖに留まることが分かる。
【００５４】
そして、この状態が、時刻ｔ５まで、すなわち交流入力電圧Ｖacが再び許容電圧の範囲内に回復する時刻まで維持される。こうして、過電圧入力状態になっても、電圧クランプ回路５２により、平滑用電解コンデンサＣ１の電位が、その耐圧値であるＤＣ４００Ｖよりも低く維持される。また、図６の電圧クランプ回路５２の作用により、その後段に配置されるブリッジダイオードＢＤ１及びスイッチング素子Ｑ１についても、定格電圧を超える過電圧から保護され得る。
【００５５】
本実施例のさらなる重要な特徴は、上記のように電圧クランプ回路５２の作用により保護された状況において、本体である画像形成装置側の消費電力を図６のツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２の定格電力範囲内に抑制することにある。さもないと、ツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２に過剰な電力負担がかかってしまうからである。そこで、実際に許容される負荷電力について検証する。
【００５６】
市販されるツエナー電圧２００Ｖ程度のツエナーダイオードの最大定格電力は５Ｗ程度であるので、その許容電流Ｉａｃは次のように求まる。
【００５７】
【数４】
2018121383.tif 000006
【００５８】
つまり、許容電流Ｉａｃは、実効値で２５ｍＡ程度である。
【００５９】
ここで、許容可能な負荷電力条件を求めるために、図６の電圧クランプ回路５２のツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２が導通するときの最小の交流入力電圧条件を定義する。たとえば、交流入力電圧ＡＣ３００ＶないしＡＣ４５０Ｖ程度の範囲の異常電圧を想定すると、理想的な正弦波であれば整流平滑後のＤＣ電圧は√２倍となるため、ＤＣ４２０ＶないしＤＣ６３０Ｖとなる。そこで、ツエナー電圧２００Ｖ程度のツエナーダイオードを使用すると、平滑用電解コンデンサＣ１にかかる電圧はツエナー電圧分だけ低減されて、ＤＣ２２０ＶないしＤＣ４３０Ｖとなる。よって、汎用品として入手可能な定格電圧ＤＣ４５０Ｖのアルミ電解コンデンサを使用すれば足りることになる。なお、現在一般用途として市販される高耐圧の平滑用電解コンデンサは、ＤＣ４５０Ｖが最大仕様である。
【００６０】
したがって、異常電圧の下限値ＡＣ３００Ｖの場合に平滑用電解コンデンサＣ１にかかる電圧ＤＣ２２０Ｖを想定すると、後段の回路に供給できる電力はおおよそ５．５Ｗ（＝ＤＣ２２０Ｖ×２５ｍＡ）となる。実際には、後段のトランスを含むスイッチング回路の電力変換効率ηを８０％程度と仮定すると、異常電圧発生時でも、出力４Ｗ程度の負荷電力を得ることができ、装置本体をスタンバイ状態に維持しつつ、ユーザに警告表示などを提供することが可能である。ちなみに、交流入力電圧ＡＣ４５０Ｖのとき、平滑用電解コンデンサＣ１の電圧がより高いＤＣ４３０Ｖでは、上記条件すなわち５．５Ｗを供給するためにツエナーダイオードに流れる電流は１３ｍＡ（＝５．５／４３０［Ａ］）に減る。よって、ツエナーダイオードにかかる負担は入力ＡＣ３００Ｖの場合よりも軽減する。
【００６１】
このように、時刻ｔ３からｔ５の間、交流入力電圧が過電圧状態にも関わらず、本体装置側は少なくとも４Ｗ程度の負荷を取り続けることができる。
【００６２】
次に、時刻ｔ５において、交流入力電圧Ｖａｃが再び許容電圧の範囲内のＡＣ２３０Ｖに回復する。すると、ある時間遅延の後、時刻ｔ６において、平滑用電解コンデンサＣ１の電圧はＤＣ１２０Ｖまで低下する。なぜなら、時刻ｔ５とｔ６の間は、まだ図６の電圧クランプ回路５２が有効に機能しているからである。
【００６３】
前述したように、図６の入力電圧監視部５１のコンデンサＣ６１と抵抗Ｒ６１、Ｒ６２で決まる時定数に基づき、所定時間経過後の時刻ｔ６において、比較器ＩＣ６１の入力電圧監視出力Ｖｑが変化する。ここでは、入力電圧監視出力Ｖｑはロウレベルからハイレベルに変化し、図６のトランジスタＱ６１が再びオンになり、フォトトライアックＰＴＲ６１及びトライアックＴＲ６１がオンになる。その結果、交流入力電流は再度トライアックＴＲ６１を通じて流れることになり、電圧クランプ回路５２は無効となる。ここでトランジスタＱ６１がオンになる時刻ｔ６の直前には、平滑用電解コンデンサＣ１の電圧値は、ＡＣ２３０Ｖの√２倍すなわちＤＣ３２０Ｖからツエナー電圧２００Ｖを差し引いた値、すなわちＤＣ１２０Ｖまで低下している。時刻ｔ７では、電圧クランプ回路５２の解除（無効化）により、それまで有効であったクランプ電圧分が加算され、平滑用電解コンデンサＣ１の電圧値は、ＤＣ３２０Ｖまで上昇する。
【００６４】
（実施例１の変形例）
次に、図９を参照すると、図５の機能ブロック図に対応する別のスイッチング電源回路の例が示される。図９のスイッチング電源回路では、入力電圧監視回路９１において図６のトランジスタＱ６１の代わりに、Ｉ／Ｆ回路９３にクランプ制御信号Ｓ２を受信するための回路が追加されている。クランプ制御信号Ｓ２は、一例では装置本体から転送される信号である。なお、図９では、図６と同じ回路あるいは素子は、同一参照番号で示される。通常、クランプ制御信号Ｓ２はロウレベルであり、その結果、トランジスタＱ９１がオフになり、それによりフォトカプラＩＣ９１のＬＥＤ９１が消灯することで、フォトトランジスタＱ９２がオフになり、トランジスタＱ９３がオンになる。それにより、フォトトライアックＰＴＲ６１及びトライアックＴＲ６１がオンになり、交流入力電流がトライアックＴＲ６1を流れ、トライアックＴＲ６１と並列に接続されるツエナーダイオードＺＤ６1及びＺＤ６２が無効となる。
【００６５】
一方、クランプ制御信号Ｓ２がハイレベルに変化すると、関連素子が前述の説明とは逆に作用する。その結果、トライアックＴＲ６1がオフ状態となり、交流入力電流がトライアックＴＲ６１と並列に接続されるツエナーダイオードＺＤ６1及びＺＤ６２を通じて流れる。つまり、電圧クランプ回路５２が作動する。その結果、図８に関連して詳述したように、平滑用電解コンデンサＣ１への印加電圧（Ｖｉｎ）が、電圧クランプ回路５２が作動しない場合に比べて、ツエナー電圧分だけ低く抑えられる。
【００６６】
図１０は、図９のスイッチング電源回路の実際の動作シーケンスを表わす。前述した図８のシーケンスと比較して、図１０のシーケンスの大きな違いは、電圧クランプ回路５２の動作を制御するクランプ制御信号Ｓ２が本体装置側から転送されて、図９の電圧クランプ回路５２を制御する点である。詳細には、入力電圧異常検出信号Ｓ１が本体装置側に送られた後、本体装置側のＣＰＵ（不図示）が適当なタイミングで、クランプ制御信号Ｓ２を返信する。具体的には、本体装置側のＣＰＵ（不図示）は、たとえば入力電圧異常検出信号Ｓ１が印刷動作の途中で入力された場合、印刷動作を中止し、印刷中の用紙を排出し、スタンバイ状態に移行した後で、クランプ制御信号Ｓ２を返信する。図１０では、入力電圧異常検出信号Ｓ１が送信されてから、クランプ制御信号Ｓ２が返信されるまでの時間遅延が、ΔＴｗとして示される。
【００６７】
ここで、図８のシーケンスに対する、図１０のシーケンスの利点について説明する。図８では、入力電圧異常検出信号Ｓ１と同期して、電圧クランプ回路５２が作動するため、本体装置側は入力電圧異常検出信号の発生と同時に、前述した理由から、総負荷電力を４Ｗ程度に低減しなければならない。それに対し、図１０のシーケンスでは、印刷動作を停止させ、スタンバイ状態に移行した後、クランプ制御信号Ｓ２を返信し、電圧クランプ回路５２を作動することができる。
【００６８】
前者の例（図８）では、本体装置が印刷動作中などに入力電圧異常検出信号Ｓ１を受信すると、例えば、モータなどの駆動系を直ちに停止しなければならない。よって、時に異常停止状態となり、印刷用紙が機内に残留するなどの可能性があり、後に入力電圧異常検出信号Ｓ１が解除されても、印刷動作を再開するためには、ユーザによる後処理操作などが必要となりうる。一方、図１０のシーケンスによると、本体装置側の任意のタイミングで電圧クランプ回路５２を作動させることができるので、異常停止状態を回避することができる。
【００６９】
図１７及び図１８は、図１０を参照して上述した図９のスイッチング電源回路の動作シーケンスを、特に入力電圧異常信号Ｓ１とクランプ制御信号Ｓ２との関係に着目して、スイッチング電源を備えた画像形成装置の観点から説明するフロー図である。
【００７０】
図１７のステップＳ１７１において、画像形成装置は、スイッチング電源回路から出力される入力電圧異常検出信号Ｓ１（以下、信号Ｓ１とも呼ぶ）を監視する。入力電圧が許容電圧の範囲内にある場合、信号Ｓ１はロウレベルとして出力される。
【００７１】
ステップＳ１７２において、画像形成装置は、入力電圧異常が発生しているか否かを、信号Ｓ１がハイレベルになったかどうかで判断する。信号Ｓ１がロウレベルであれば入力電圧異常は発生していないので、ステップＳ１７１に戻り、信号Ｓ１の監視を継続する。一方、信号Ｓ１がハイレベルである場合、入力電圧異常が発生しているので、ステップＳ１７４に進む。
【００７２】
ステップＳ１７４では、画像形成装置は、画像形成装置自身がスタンバイ状態にあるか否かを判断する。スタンバイ状態であれば、ステップＳ１７８に進み、画像形成装置は直ちにクランプ制御信号Ｓ２（以下、信号Ｓ２とも呼ぶ）をハイレベルに変化させる。すなわち、信号Ｓ２をオンにして、図９の電圧クランプ回路５２を作動させる。その結果、上述したように、後段の回路が異常入力電圧から保護された状態となる。その際、画像形成装置は、異常入力電圧が発生していること（過電圧状態にあること）をユーザに対して通知して警告する。また、画像形成装置は、ユーザ操作を不可にしてもよい。
【００７３】
一方、ステップＳ１７４において、画像形成装置がスタンバイ状態でない場合には、ステップＳ１７６に進む。この場合、画像形成装置はプリント動作の最中であると判断できる。
【００７４】
ステップＳ１７６では、画像形成装置は、そのプリント動作を停止させる。具体的には、画像形成装置は、印字動作を停止し、印字中の記録用紙を装置外に排紙した後、スタンバイ状態に移行する。次いで、ステップＳ１７８に進む。
【００７５】
ステップＳ１７８では、上述したように、クランプ制御信号Ｓ２をハイレベル（オン状態）に変化させる。これにより、図９の電圧クランプ回路５２が作動し、前述したように後段の回路が異常入力電圧から保護される状態となる。
【００７６】
次いで、図１８の制御フロー図について説明する。
【００７７】
図１７の制御フローでクランプ制御信号Ｓ２がオン状態、すなわちハイレベルになると、処理は、図１８の制御フローに進む。
【００７８】
図１８のステップＳ１８１において、画像形成装置は、入力電圧異常が発生しているためにハイレベルになっている信号Ｓ１を監視する。
【００７９】
ステップＳ１８２において、画像形成装置は、入力電圧異常が解消されたか否かを、信号Ｓ１がハイレベルからロウレベルに変化したかどうかで判断する。信号Ｓ１がハイレベルのままであれば、ステップＳ１８１に戻り、信号Ｓ１の監視を継続する。なお、信号Ｓ２はハイレベルのままであり、電圧クランプ回路５２は動作状態にある。一方、信号Ｓ１がロウレベルになると、入力電圧異常は解消されているので、ステップＳ１８３に進む。
【００８０】
ステップＳ１８３では、画像形成装置は、クランプ制御信号Ｓ２をロウレベルに変化させ、図のＩ／Ｆ回路９３に送信する。すなわち、クランプ制御信号Ｓ２をオフにして、図９の電圧クランプ回路５２のクランプ状態を解除する。その際、画像形成装置は、ユーザへの通知（警告）を解除する。また、画像形成装置は、通常動作に戻り、ユーザ操作を可能にする。
【００８１】
以上説明したように、本実施例によると、入力電圧が許容電圧の範囲内にあるかどうかに応じて電圧クランプ回路が制御され、画像形成装置に適切な入力電圧を供給することができる。また、交流入力電圧が過電圧状態にあることをユーザに通知し、ユーザ操作を制御することができる。
【００８２】
（実施例２）
図１１は、本発明の第２の実施例によるスイッチング電源回路の機能ブロック図を表わす。上述した第１の実施例による図５の機能ブロック図との違いは、電圧クランプ回路１１２が整流回路３２の後段に配置されていることである。
【００８３】
図１２は、図１１の機能ブロック図に対応するスイッチング電源回路の一例を示す。なお、図１２において、図１１の機能ブロックに対応する構成については、同一参照番号が付されている。また、図１２において、入力電圧監視回路１１１は図９の入力電圧監視回路９１と同じ構成であり、Ｉ／Ｆ回路１１３も図９のＩ／Ｆ回路９３と同じ構成である。
【００８４】
図１２では、電圧クランプ回路１１２が、整流回路３２を構成するブリッジダイオードＢＤ１と、平滑用電解コンデンサＣ１との間の電流経路上に配置されるため、電圧クランプ回路１１２には交流電圧ではなく、直流電圧が印加されることになる。したがって、図６及び図９の電圧クランプ回路で２つ必要であったツエナーダイオードが、図１２では１つで済むため、コストダウンが可能になる。
【００８５】
また、電圧クランプ回路１１２の入力電圧は既にブリッジダイオードＢＤ１により整流されているため、トライアックＴＲ６１の代わりにサイリスタを、フォトトライアックＰＴＲ６１の代わりにフォトカプラを使用してもよい。こうすることで、一層のコストダウンを図ることもできる。但し、図１２の回路では、入力電圧異常時にブリッジダイオードＢＤ１に過電圧が直に印加されてしまうため、図９の場合に比べて、その定格電圧仕様が大きなものを選定する必要がある。
【００８６】
なお、図１２のスイッチング電源回路の各部の動作シーケンスは、前述した図１０の動作シーケンスと同様であるので、説明を省略する。また、図１２の実施例に関しても、図中の信号Ｓ１及び信号Ｓ２の制御フローは、前述の図１７及び図１８の制御フローが適用される。
【００８７】
（実施例３）
図１３は、本発明の第３の実施例によるスイッチング電源回路の機能ブロック図を表わす。図１３では、トランス３４の１次側回路に、本発明の機能を実現する第１のブロック１３０ａが、トランス３４の２次側回路に、本発明の機能を実現する第２のブロック１３０ｂが分かれて配置される。また、１次側回路の第１のブロック１３０ａには、電圧クランプ回路１３２とＩ／Ｆ回路１３３とが配置され、２次側回路の第２のブロック１３０ｂには、入力電圧監視回路１３１が配置される。入力電圧監視信号Ｓ１´は、入力電圧監視回路１３１から出力され、クランプ制御信号Ｓ２は、Ｉ／Ｆ回路１３３に入力される。
【００８８】
図１４は、図１３の機能ブロック図に対応するスイッチング電源回路の一例を示す。電圧クランプ回路１３２とＩ／Ｆ回路１３３はそれぞれ、図９に関連して述べた電圧クランプ回路５２、及びＩ／Ｆ回路９３のクランプ制御信号Ｓ２に関する構成と同じであるため、説明を省略する。
【００８９】
入力電圧監視回路１３１では、トランスＴ１の出力２次巻線ｎ２の終端部Ａとグラウンドとの間で、チャージポンプ回路が構成される。チャージポンプ回路の動作原理は、当業者には明らかなので説明は省略する。また、図示されるように、入力電圧監視回路１３１には、ダイオードＤ１４１、Ｄ１４２、コンデンサＣ１４１、Ｃ１４２、及び抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２が含まれる。抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２は、出力電圧（出力電位）Ｓ１´を任意の適切なレベルに分圧して取り出す役割をする。出力電圧（出力電位）Ｓ１´は、図１５の直線１５０に示すように、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に供給される電圧、すなわち、平滑用電解コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎに依存して、線形に変化する。より詳細には、出力電圧（出力電位）Ｓ１´は以下の式で表わされる。
【００９０】
【数５】
2018121383.tif 000007
【００９１】
ここで、上式の右辺は、トランスの入力電圧Ｖｉｎに対し、出力２次巻線にｎ２／ｎ１の比で誘起される電圧に出力電圧Ｖｏを加算した値を、２つの抵抗Ｒ１４１及びＲ１４２で分圧した値を示す。
【００９２】
コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎは、交流入力電圧Ｖａｃに関連付けられるので、結局、出力電圧（出力電位）Ｓ１´は交流入力電圧Ｖａｃの変化に追従する結果となる。したがって、チャージポンプ回路の出力電圧（出力電位）Ｓ１´を監視することにより、交流入力電圧Ｖａｃを間接的に監視することができる。この方法は、前述した図６や図９の入力電圧監視回路に比べて安価に構成できる。
【００９３】
なお、参考ではあるが、図１４の例では、出力電圧Ｖｏを得るための出力２次巻線ｎ２を共用してチャージポンプ回路を構成し、入力電圧監視信号Ｓ１´を生成したが、信号Ｓ１´を出力２次巻線ｎ２とは別に設けられた専用の巻線により生成してもよい。この場合、チャージポンプ回路ではなく単なる整流・平滑回路で済み、ダイオード、コンデンサなどの部品点数が減る。しかしながら、トランスにＳ１´信号生成用の専用巻線が必要となるため、全体として見ると、図１４のスイッチング電源回路の方がコスト的に有利である。
【００９４】
図１５は、図１４のスイッチング電源回路における入力電圧と入力電圧監視信号との関係を示す図である。図１５では、縦軸が、図１４の入力電圧監視回路１３１の出力端子の電圧Ｓ１´を表わし、横軸が、交流入力電圧Ｖａｃあるいは図１４の平滑用電解コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎを表わし、これら両者の間の関係が直線１５０で示される。さらに、図１５には、図１４のスイッチング電源回路のクランプ制御の様子が示されるが、その詳細について図１６を参照して後述する。
【００９５】
図１６は、図１４のスイッチング電源回路の各信号波形を示す。前述のように、入力電圧監視信号Ｓ１´は、交流入力電圧Ｖａｃに応じて図１５に示すように変動する。
【００９６】
交流入力電圧ＶａｃがＡＣ２３０Ｖのときには、信号Ｓ１´は時刻ｔ１においてＶｄ１レベルに達する。この時のコンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎは、ＤＣ３２０Ｖ（Ｖｐ１）である。続いて、時刻ｔ２において交流入力電圧Ｖａｃが許容電圧範囲を超えてＡＣ４００Ｖに変化すると、時刻ｔ３においてコンデンサＣ１の電圧ＶｉｎはＤＣ４００Ｖ（Ｖｐ２）に上昇し、信号Ｓ１´はＶｄ２レベルに達する。すると、信号Ｓ１´に応じて、装置本体側のＣＰＵ（不図示)がクランプ制御信号Ｓ２をハイレベルに変化させる。その結果、Ｉ／Ｆ回路１３３のトランジスタＱ９１がオンになり、フォトカプラＩＣ９１のＬＥＤ９１が点灯するので、フォトトランジスタＱ９２がオンになり、トランジスタＱ９３がオフになる。最終的に、電圧クランプ回路１３２のフォトトライアックＰＴＲ６１及びトライアックＴＲ６1がオフになる。したがって、電圧クランプ回路１３２のツエナーダイオードＺＤ６1、ＺＤ６２を通じて入力電流が流れることになり、クランプ動作が作用する。
【００９７】
その結果、時刻ｔ４において、コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎは、ＤＣ５６０Ｖ（Ｖｐ３）まで上昇せずに、ツエナー電圧に相当する２００Ｖだけ低下し、ＤＣ３６０Ｖとなる。換言すると、コンデンサＣ１はその最大定格４００Ｖを下回る電圧値に維持されるので、許容電圧範囲を超えた電圧から保護される。一方、入力電圧監視信号Ｓ１´は、前述のＶｄ１とＶｄ２の間のレベルに維持される。
【００９８】
次いで、電圧クランプ回路１３２が作動した時刻ｔ３から所定時間Ｔｗが経過した時刻ｔ５において、装置本体側のＣＰＵ（不図示)は、再度クランプ制御信号Ｓ２をロウレベルに変化させる。ここで所定時間Ｔｗは任意であるが、たとえば交流異常電圧が発生し続ける平均時間データなどに基づき決めることが好ましい。一例では、所定時間Ｔｗは、数十分から１時間程度の時間となる。なお、時刻ｔ５でクランプ制御信号Ｓ２をロウレベルに変化させる目的は、所定時間Ｔｗ経過後に、交流入力電圧Ｖａｃの異常状態が解消されたか否かをチェックするためである。本実施例では、電圧クランプ回路１３２の後段に入力電圧監視回路１３１が配置されているため、交流入力電圧Ｖａｃの異常状態が解消されたか否かをチェックするために、クランプ状態を解除する必要がある。
【００９９】
図示されるように、時刻ｔ５では依然として交流入力電圧Ｖａｃの異常状態が継続している。よって、コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎは時刻ｔ６で再度ＤＣ４００Ｖ（Ｖｐ２）に達し、それに伴い入力電圧監視信号Ｓ１´も同様にＶｄ２に達するため、再度クランプ制御信号Ｓ２がハイレベルに変化する。
【０１００】
その後、時刻ｔ７において、交流入力電圧Ｖａｃは正常値ＡＣ２３０Ｖに回復する。次いで、時刻ｔ６から所定時間Ｔｗ経過後の時刻ｔ８において、クランプ制御信号Ｓ２が再びロウレベルに変化し、クランプ状態が解除される。時刻ｔ８の前に、交流入力電圧Ｖａｃが既に許容電圧範囲内に回復しているため、コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎは正常な平滑電圧値ＤＣ３２０Ｖ（Ｖｐ１）からツエナー電圧２００Ｖを差し引いた値、すなわちＤＣ１２０Ｖまで低下している。同様に、入力電圧監視信号Ｓ１´もＶｄ１より低い値Ｖｄ３に維持されている。したがって、時刻ｔ８でクランプ状態が解除された後の時刻ｔ９では、コンデンサＣ１の電圧Ｖｉｎが正常値Ｖｐ１に復帰し、入力電圧監視信号Ｓ１´も正常値Ｖｄ１に復帰する。
【０１０１】
図１９及び図２０は、図１６を参照して上述した図１４のスイッチング電源回路の動作シーケンスにおける入力電圧監視信号Ｓ１´及びクランプ制御信号Ｓ２の制御フローを表す。ここでは、スイッチング電源を備えた画像形成装置の観点から、当該制御フローを説明する。
【０１０２】
図１９のステップＳ１９１において、画像形成装置は、スイッチング電源回路から出力される入力電圧監視信号Ｓ１´（以下、信号Ｓ１´とも呼ぶ）を監視する。
【０１０３】
ステップＳ１９２において、画像形成装置は、入力電圧異常が発生しているか否かを、信号Ｓ１´を図１５の異常電圧範囲の下限値Ｐ１と比較することによって判断する。ここで、異常電圧範囲の下限値Ｐ１とは、コンデンサＣ１の最大定格４００Ｖに対応する値である。信号Ｓ１´が異常電圧範囲の下限値Ｐ１よりも小さい場合、入力電圧異常は発生していないので、ステップＳ１９１に戻り、信号Ｓ１´の監視を継続する。一方、信号Ｓ１´が下限値Ｐ１以上の場合、入力電圧異常が発生しているので、ステップＳ１９４に進む。
【０１０４】
ステップＳ１９４では、画像形成装置は、画像形成装置自身がスタンバイ状態にあるか否かを判断する。スタンバイ状態であれば、ステップＳ１９８に進み、画像形成装置は直ちにクランプ制御信号Ｓ２（以下、信号Ｓ２とも呼ぶ）をハイレベルに変化させる。すなわち、信号Ｓ２をオンにして、電圧クランプ回路１３２を作動させる。その際、画像形成装置は、異常入力電圧が発生していること（過電圧状態にあること）をユーザに対して通知して警告する。また、画像形成装置は、ユーザ操作を不可にしてもよい。
【０１０５】
一方、ステップＳ１９４において、画像形成装置がスタンバイ状態でない場合には、ステップＳ１９６に進む。この場合、画像形成装置はプリント動作の最中であると判断できる。
【０１０６】
ステップＳ１９６では、画像形成装置は、そのプリント動作を停止させる。プリント動作の停止については、図１７のステップＳ１７６と同様であるため、詳細な説明は省略する。次いで、ステップＳ１９８に進む。
【０１０７】
ステップＳ１９８では、上述したように、クランプ制御信号Ｓ２をハイレベル（オン）に変化させる。これにより、電圧クランプ回路１３２が作動し、前述したように後段の回路が異常入力電圧から保護される状態となる。
【０１０８】
次いで、図２０の制御フローについて説明する。
【０１０９】
図１９の制御フローでクランプ制御信号Ｓ２がオン状態、すなわちハイレベルになると、処理は、図２０の制御フローに進む。
【０１１０】
図２０のステップＳ２０１において、画像形成装置は、信号Ｓ１´を監視する。
【０１１１】
ステップＳ２０２において、画像形成装置は、入力電圧異常が解消されたか否か、すなわち交流入力電圧Ｖａｃが許容電圧の範囲内に回復したか否かを、信号Ｓ１´を図１５の基準電圧Ｐ２と比較することによって判断する。基準電圧Ｐ２は、ヒステリシスΔＶｉｎを考慮した値である。図１５では、基準電圧Ｐ２はＡＣ２５０Ｖと示されているが、別の例では、定格入力電圧ＡＣ２４０Ｖの＋１０％にあたるＡＣ２６４Ｖなどとしてもよい。信号Ｓ１´が基準電圧Ｐ２より大きい場合、入力電圧異常状態が継続しているので、クランプ制御信号をオン状態（ハイレベル）のまま維持し、ステップＳ２０１に戻り、信号Ｓ１´の監視を継続する。一方、信号Ｓ１´が基準電圧Ｐ２以下の場合、入力電圧異常状態は解消しているので、ステップＳ２０３に進む。
【０１１２】
ステップＳ２０３では、画像形成装置は、クランプ制御信号Ｓ２をオフ状態に、すなわち信号Ｓ２をロウレベルに変化させる。これにより、電圧クランプ回路１３２のクランプ状態が解除される。その際、画像形成装置は、ユーザへの通知（警告）を解除する。また、画像形成装置は、通常動作に戻り、ユーザ操作を可能にする。
【０１１３】
（画像形成装置の構成）
図２２は、上述した実施例におけるスイッチング電源を適用可能な画像形成装置の概略構成を示す。
【０１１４】
画像形成装置１００は、スイッチング電源１０１、コントローラ装置１０２、印刷部１０３、インターフェース部１０４を備える。スイッチング電源１０１は、コントローラ装置１０２、印刷部１０３、インターフェース部１０４に対して電力を供給する。コントローラ装置１０２は、不図示のＣＰＵを有し、スイッチング電源１０１、印刷部１０３、インターフェース部１０４の動作を制御する。印刷部１０３は、コントローラ装置１０２の指示に従い、不図示の画像メモリに一時記憶された画像データを、記録用紙などの記録媒体に形成して出力する。
【０１１５】
インターフェース部１０４は、コントローラ装置１０２の指示に従って、画像形成装置１００の動作状態や、エラーメッセージ、警告メッセージなどを表示する。また、インターフェース部１０４は、画像形成装置１００に対するユーザ操作を受け付けるユーザインターフェースとして機能する。インターフェース部１０４は、スイッチング電源１０１によって交流入力電圧が過電圧状態であることが検出された場合には、コントローラ装置１０２の指示に従い、ユーザに対してその旨を通知する。その際、インターフェース部１０４は、画像形成装置１００に対するユーザ操作を不可にすることもできる。さらに、インターフェース部１０４は、交流入力電圧が過電圧状態から回復した場合には、コントローラ装置１０２の指示に従い、ユーザへの通知を解除する。すなわち、ユーザへの通知を解除する通知解除手段として機能する。また、画像形成装置１００に対するユーザ操作が不可にされている場合はそれを解除し、ユーザ操作を可能にする。
【０１１６】
また、コントローラ装置１０２は、画像形成装置の動作モードを制御する。動作モードには、印刷部１０３によってプリント動作を行う動作モードと、プリント動作を行っていないスタンバイ状態が含まれる。スタンバイ状態では、画像形成装置は、プリント動作を行っている場合と比較してより低い電力で稼働している状態にある。コントローラ装置１０２は、画像形成装置の動作状態またはユーザ操作に従って、画像形成装置を各動作モードに移行する。
【０１１７】
例えば、コントローラ装置１０２は、スイッチング電源１０１によって交流入力電圧が過電圧状態であることが検出されたことに応じて、画像形成装置をスタンバイ状態に移行させる。さらに、コントローラ装置１０２は、スタンバイ状態に移行した後、スイッチング電源１０１を制御して過電圧状態にある交流入力電圧をクランプさせることができる。すなわち、コントローラ装置１０２は、電圧クランプ作動手段として機能する。
【０１１８】
また、コントローラ装置１０２は、交流入力電圧をクランプした後、所定時間の経過後にスイッチング電源１０１を制御し、交流入力電圧のクランプを解除させることができる。すなわち、コントローラ装置１０２は、電圧クランプ解除手段として機能する。コントローラ装置１０２は、クランプを解除した後、交流入力電圧が過電圧状態にある場合には、再度、スイッチング電源１０１を制御して、交流入力電圧をクランプさせることができる。
【０１１９】
このように、コントローラ装置１０２は、スイッチング電源１０１、印刷部１０３、インターフェース部１０４を制御して動作させる手段として機能する。
【０１２０】
以上説明したように、本発明によれば、許容可能な入力電圧範囲を超えた異常電圧、すなわち、過電圧が発生した場合に、スイッチング電源を保護しながら、許容範囲内に低減させた電圧を画像形成装置に供給し続けることができる。その際、画像形成装置は、印刷動作中であればその動作を停止させ、スタンバイ状態に移行することができる。また、異常電圧状態が解消された場合には、スイッチング電源は通常動作に自動的に復帰することができる。また、異常電圧が発生している場合には、その旨をユーザに通知することができる。このように、本発明によると、メンテナンス性及びユーザビリティを向上させたスイッチング電源及び該スイッチング電源を備えた画像形成装置を提供することができる。
【図１】
2018121383.tif 000008
【図２】
2018121383.tif 000009
【図３】
2018121383.tif 000010
【図４】
2018121383.tif 000011
【図５】
2018121383.tif 000012
【図６】
2018121383.tif 000013
【図７】
2018121383.tif 000014
【図８】
2018121383.tif 000015
【図９】
2018121383.tif 000016
【図１０】
2018121383.tif 000017
【図１１】
2018121383.tif 000018
【図１２】
2018121383.tif 000019
【図１３】
2018121383.tif 000020
【図１４】
2018121383.tif 000021
【図１５】
2018121383.tif 000022
【図１６】
2018121383.tif 000023
【図１７】
2018121383.tif 000024
【図１８】
2018121383.tif 000025
【図１９】
2018121383.tif 000026
【図２０】
2018121383.tif 000027
【図２１】
2018121383.tif 000028
【図２２】
2018121383.tif 000029