(57)【要約】【課題】フライバックコンバータとして、入力電圧の高圧化や広範囲化に対応可能な構成を提供する。【解決手段】制御部１８によって、スイッチ素子１１とスイッチ部１４がオンであり、スイッチ素子１２とスイッチ部１３がオフである第１状態と、スイッチ素子１１とスイッチ部１４がオフであり、スイッチ素子１２とスイッチ部１３がオンである第２状態とが、交互に繰り返される。トランス２１の１次側に与えられるノードＰ，Ｑ間の電圧ＶＰＮの波高値は、コンデンサ１５，１６の電圧になる。【選択図】図１
2018148734.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を受ける第１および第２入力端子と、
前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直列に設けられた、第１スイッチ素子、第１スイッチ部、第２スイッチ部、および、第２スイッチ素子と、
前記第１入力端子と、前記第１スイッチ部と前記第２スイッチ部との間の第１中間ノードとの間に設けられた第１コンデンサと、
前記第２入力端子と、前記第１中間ノードとの間に設けられた第２コンデンサと、
１次側と２次側が逆極性になっており、１次側に、前記第１スイッチ素子と前記第１スイッチ部との間の第２中間ノードと、前記第２スイッチ素子と前記第２スイッチ部との間の第３中間ノードとの間の電圧が与えられるトランスと、
前記トランスの２次巻線の一端に接続された整流ダイオードと、
前記トランスの２次巻線の他端と、前記整流ダイオードとの間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１および第２スイッチ素子、並びに、前記第１および第２スイッチ部のスイッチング動作を、制御信号によって制御する制御部とを備え、
前記制御部は、第１動作モードにおいて、
前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ部がオンであり、前記第２スイッチ素子および前記第１スイッチ部がオフである第１状態と、前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ部がオフであり、前記第２スイッチ素子および前記第１スイッチ部がオンである第２状態とを、交互に繰り返すよう、制御する
ことを特徴とするフライバックコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のフライバックコンバータにおいて、
前記制御部は、第２動作モードにおいて、
前記第１および第２スイッチ部をオフにし、前記第１および第２スイッチ素子のいずれか一方をオンにし、他方をオン／オフ制御する
ことを特徴とするフライバックコンバータ。
【請求項３】
請求項１記載のフライバックコンバータにおいて、
前記トランスの１次巻線と前記第３中間ノードとの間に設けられた第３スイッチ素子を備え、
前記制御部は、第２動作モードにおいて、
前記第１および第２スイッチ素子をオンにするとともに、前記第１および第２スイッチ部をオフにし、前記第３スイッチ素子をオン／オフ制御する
ことを特徴とするフライバックコンバータ。
【請求項４】
請求項１または３のうちいずれか１項記載のフライバックコンバータにおいて、
前記制御部は、前記第１および第２コンデンサの電圧値を示す信号を受け、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの電圧差が小さくなるように、前記制御信号の時比率を調整する
ことを特徴とするフライバックコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜４のうちいずれか１項記載のフライバックコンバータにおいて、
前記第１および第２スイッチ部は、それぞれ、
直列に接続された２個のスイッチング素子を有する
ことを特徴とするフライバックコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜４のうちいずれか１項記載のフライバックコンバータにおいて、
前記第１および第２スイッチ部は、それぞれ、
直列に接続されたダイオードおよびスイッチング素子を有する
ことを特徴とするフライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フライバックコンバータに関し、特に、入力電圧の高圧化や広範囲化に対応する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
フライバックコンバータは、ＡＣアダプターや各種電源の補助電源として、一般的によく用いられている回路形式である。例えば特許文献１には、フライバックコンバータの回路構成の一例が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−３６０６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
例えば、パワーコンディショナー（Power Conditioning System：ＰＣＳ）において、直流中間電圧を入力とする補助電源が、システム上必要な場合がある。そして、ＰＣＳが高圧系統例えば４００Ｖ系と連携する場合には、補助電源の入力電圧もそれに応じて高電圧になる。
【０００５】
また、ＡＣアダプターは、ワールドワイド対応のために広範囲の電圧（ＡＣ８５〜２６５Ｖ）を入力としている。そして例えば、７５Ｗ以下（高調波規制Class D）の場合、コンデンサインプト方式ダイオード全整流回路の後段に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。入力がＡＣ８５〜２６５Ｖの場合、コンデンサインプト方式ダイオード全整流回路の出力すなわち、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、ＤＣ８０〜３００Ｖと広範囲になる。このような広範囲の電圧に対応して動作する回路を、小形化することは困難である。
【０００６】
前記の問題に鑑み、本発明は、フライバックコンバータとして、入力電圧の高圧化や広範囲化に対応可能な構成を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るフライバックコンバータは、マルチレベル回路をトランスの１次側に設けて、与えられた入力電圧をマルチレベル回路によって低圧化できるような構成としている。これにより、入力電圧の高圧化や広範囲化に対応可能となる。
【０００８】
すなわち、本発明の態様では、フライバックコンバータは、入力電圧を受ける第１および第２入力端子と、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直列に設けられた、第１スイッチ素子、第１スイッチ部、第２スイッチ部、および、第２スイッチ素子と、前記第１入力端子と、前記第１および第２スイッチ部の間の第１中間ノードとの間に設けられた第１コンデンサと、前記第２入力端子と、前記第１中間ノードとの間に設けられた第２コンデンサと、１次側と２次側が逆極性になっており、１次側に、前記第１スイッチ素子と前記第１スイッチ部との間の第２中間ノードと、前記第２スイッチ素子と前記第２スイッチ部との間の第３中間ノードとの間の電圧が与えられるトランスと、前記トランスの２次巻線の一端に接続された整流ダイオードと、前記トランスの２次巻線の他端と、前記整流ダイオードとの間に接続された平滑コンデンサと、前記第１および第２スイッチ素子、並びに、前記第１および第２スイッチ部のスイッチング動作を、制御信号によって制御する制御部とを備える。そして、前記制御部は、第１動作モードにおいて、前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ部がオンであり、前記第２スイッチ素子および前記第１スイッチ部がオフである第１状態と、前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ部がオフであり、前記第２スイッチ素子および前記第１スイッチ部がオンである第２状態とが、交互に繰り返されるよう、制御する。
【０００９】
この態様によると、入力電圧を受ける第１および第２入力端子の間に、第１スイッチ素子、第１および第２スイッチ部、並びに、第２スイッチ素子が、直列に設けられている。また、第１コンデンサが、第１入力端子と、第１および第２スイッチ部の間の中間ノードとの間に設けられており、第２コンデンサが、第２入力端子と、第１および第２スイッチ部の間の中間ノードとの間に設けられている。トランスの１次側には、第１スイッチ素子と第１スイッチ部との間の第２中間ノードと、第２スイッチ素子と第２スイッチ部との間の第３中間ノードとの間の電圧が与えられる。そして、第１動作モードにおいて、制御部によって、第１スイッチ素子および第２スイッチ部がオンであり、第２スイッチ素子および第１スイッチ部がオフである第１状態と、第１スイッチ素子および第２スイッチ部がオフであり、第２スイッチ素子および第１スイッチ部がオンである第２状態とが、交互に繰り返される。これにより、トランスの１次側に与えられる電圧の波高値は、第１コンデンサと第２コンデンサの電圧になり、例えば理想的には入力電圧の１／２になる。したがって、入力電圧が高い場合であっても、それを半分程度に低くして、トランスに与えることができる。
【００１０】
そして、前記態様において、前記制御部は、第２動作モードにおいて、前記第１および第２スイッチ部をオフにし、前記第１および第２スイッチ素子のいずれか一方をオンにし、他方をオン／オフ制御する、としてもよい。
【００１１】
この構成により、第２動作モードにおいて、制御部によって、第１および第２スイッチ部がオフになり、前記第１および第２スイッチ素子のいずれか一方がオンになり、他方がオン／オフ制御される。これにより、入力電圧が与えられた一般的なフライバックコンバータと同じ動作が実現される。
【００１２】
また、前記態様において、フライバックコンバータは、前記トランスの１次巻線と前記第３中間ノードとの間に設けられた第３スイッチ素子を備え、前記制御部は、第２動作モードにおいて、前記第１および第２スイッチ素子をオンにするとともに、前記第１および第２スイッチ部をオフにし、前記第３スイッチ素子をオン／オフ制御する、としてもよい。
【００１３】
この構成により、トランスの１次巻線と、第２スイッチ素子と第２スイッチ部との間の第３中間ノードとの間に、第３スイッチ素子が設けられている。そして、第２動作モードにおいて、制御部によって、第１および第２スイッチ素子がオンになり、第１および第２スイッチ部がオフになり、第３スイッチ素子がオン／オフ制御される。これにより、入力電圧が与えられた一般的なフライバックコンバータと同じ動作が実現される。
【００１４】
また、前記態様において、前記制御部は、前記第１および第２コンデンサの電圧値を示す信号を受け、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの電圧差が小さくなるように、前記制御信号の時比率を調整する、としてもよい。
【００１５】
この構成により、第１および第２コンデンサの電圧がアンバランスな状態であっても、これを制御によってバランスさせることができる。
【００１６】
また、前記態様において、前記第１および第２スイッチ部は、それぞれ、直列に接続された２個のスイッチング素子を有する、としてもよい。
【００１７】
また、前記態様において、前記第１および第２スイッチ部は、それぞれ、直列に接続されたダイオードおよびスイッチング素子を有する、としてもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によると、フライバックコンバータは、入力電圧の高圧化や広範囲化に対応可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】第１実施形態に係るフライバックコンバータの回路構成
【図２】図１の回路構成における動作波形の例
【図３】第１実施形態の変形例に係るフライバックコンバータの回路構成
【図４】第２実施形態に係るフライバックコンバータの回路構成
【図５】図４の回路構成における動作波形の例
【図６】直流電圧のアンバランス制御を行う制御系の構成例
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００２１】
（第１実施形態）
図１は第１実施形態に係るフライバックコンバータの回路構成である。図１のフライバックコンバータにおいて、第１および第２入力端子Ｉ１，Ｉ２は入力電圧Ｖｉｎを受け、第１および第２出力端子Ｏ１，Ｏ２は出力電圧Ｖｏを出力する。第１入力端子Ｉ１に第１スイッチ素子１１が接続されており、第２入力端子Ｉ２に第２スイッチ素子１２が接続されている。第１スイッチ素子１１と第２スイッチ素子１２との間に、第１および第２スイッチ部１３，１４が直列に設けられている。すなわち、第１入力端子Ｉ１と第２入力端子Ｉ２との間に、第１スイッチ素子１１、第１スイッチ部１３、第２スイッチ部１４、および、第２スイッチ素子１２が直列に設けられている。ここでは、第１スイッチ素子１１はトランジスタＱＰ１を有し、第２スイッチ素子１２はトランジスタＱＮ１を有する。また、第１スイッチ部１３は直列に接続されたトランジスタＱＰ２１，ＱＰ２２を有し、第２スイッチ部１４は直列に接続されたトランジスタＱＮ２１，ＱＮ２２を有する。なお、各トランジスタには、逆並列に接続されたダイオードが付されている。
【００２２】
第１入力端子Ｉ１と、第１スイッチ部１３と第２スイッチ部１４との間の第１中間ノードＸとの間に、第１コンデンサ１５が設けられており、第２入力端子Ｉ２と第１中間ノードＸとの間に、第２コンデンサ１６が設けられている。なお、第１コンデンサ１５と第２コンデンサ１６は、容量値が同一であることが好ましい。
【００２３】
トランス２１は、１次側と２次側が逆極性になっており、１次巻線の、一端が第１スイッチ素子１１と第１スイッチ部１３との間の第２中間ノードＰに接続され、他端が第２スイッチ素子１２と第２スイッチ部１４との間の第３中間ノードＮに接続されている。すなわち、第２中間ノードＰと第３中間ノードＮとの間の電圧ＶＰＮが、トランス２１の１次側に与えられる。整流ダイオード２２は、トランス２１の２次巻線の一端に接続されている。平滑コンデンサ２３は、トランス２１の２次巻線の他端と、整流ダイオード２２との間に接続されている。平滑コンデンサ２３の両端がそれぞれ、第１および第２出力端子Ｏ１，Ｏ２と接続されている。なお、本実施形態では、整流ダイオード２２は、第１出力端子Ｏ１側の配線において、アノードがトランス２１側、カソードが平滑コンデンサ２３側になるように挿入されている。ただし、整流ダイオード２２は、第２出力端子Ｏ２側の配線において、アノードが平滑コンデンサ２３側、カソードがトランス２１側になるように挿入されていてもよい。
【００２４】
そして、制御部１８は、第１および第２スイッチ素子１１，１２、並びに、第１および第２スイッチ部１３，１４のスイッチング動作を、制御信号（各トランジスタのゲート信号）によって制御する。
【００２５】
図１の回路構成の動作について説明する。図２は、高入力電圧時の動作モードにおける動作波形の例である。図２に示すように、制御部１８は、トランジスタＱＰ１，ＱＮ２１，ＱＮ２２に同じゲート信号ＳＧ１１を与え、また、トランジスタＱＮ１，ＱＰ２１，ＱＰ２２に同じゲート信号ＳＧ１２を与える。すなわち、制御部１８は、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４を同一タイミングでオン／オフ制御するとともに、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３を同一タイミングでオン／オフ制御する。また、ゲート信号ＳＧ１１とゲート信号ＳＧ１２とは、位相が１８０度ずれており、時比率（デューティ）は同じ（ただし０．５より小さい）である。
【００２６】
ゲート信号ＳＧ１１がハイの期間は、トランジスタＱＰ１，ＱＮ２１，ＱＮ２２がオン、トランジスタＱＮ１，ＱＰ２１，ＱＰ２２がオフなので、第１コンデンサ１５の電圧が電圧ＶＰＮとして供給される。また、ゲート信号ＳＧ１２がハイの期間は、トランジスタＱＮ１，ＱＰ２１，ＱＰ２２がオン、トランジスタＱＰ１，ＱＮ２１，ＱＮ２２がオフなので、第２コンデンサ１６の電圧が電圧ＶＰＮとして供給される。
【００２７】
すなわち、制御部１８は、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオンであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオフである第１状態と、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオフであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオンである第２状態とが、交互に繰り返されるよう、制御を行う。このような動作の結果、トランス２１の１次側の電圧ＶＰＮの波高値は、理想的には、入力電圧Ｖｉｎの１／２になる。
【００２８】
一方、低入力電圧時の動作モードでは、制御部１８は、トランジスタＱＰ１を常時オンにし、ＱＰ２１，ＱＰ２２，ＱＮ２１，ＱＮ２２を常時オフにする。そして、トランジスタＱＮ１をオン／オフ制御する。この場合、トランジスタＱＮ１がいわゆるフライバックトランジスタとして機能し、図１の回路構成は一般的なフライバックコンバータとして動作する。この結果、トランス２１の１次側の電圧ＶＰＮの波高値は、入力電圧Ｖｉｎと同じになる。あるいは、制御部１８は、トランジスタＱＮ１を常時オンにし、ＱＰ２１，ＱＰ２２，ＱＮ２１，ＱＮ２２を常時オフにし、トランジスタＱＰ１をオン／オフ制御するようにしてもよい。すなわち、制御部１８は、第１および第２スイッチ部１３，１４をオフにし、第１および第２スイッチ素子１１，１２のいずれか一方をオンにし、他方をオン／オフ制御する。
【００２９】
以上のように本実施形態によると、フライバックコンバータは、マルチレベル回路をトランス２１の１次側に設けて、与えられた入力電圧Ｖｉｎをマルチレベル回路によって低圧化できるような構成としている。すなわち、入力電圧Ｖｉｎを受ける第１および第２入力端子Ｉ１，Ｉ２の間に、第１スイッチ素子１１、第１および第２スイッチ部１３，１４、並びに、第２スイッチ素子１２が、直列に接続されている。また、第１コンデンサ１５が、第１入力端子Ｉ１と中間ノードＸとの間に設けられており、第２コンデンサ１６が、第２入力端子Ｉ２と中間ノードＸとの間に設けられている。トランス２１の１次側には、第２中間ノードＰと第３中間ノードＮとの間の電圧ＶＰＮが与えられる。
【００３０】
そして、高入力電圧時の第１動作モードにおいて、制御部１８によって、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオンであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオフである第１状態と、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオフであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオンである第２状態とが、交互に繰り返される。これにより、トランス２１の１次側に与えられる電圧ＶＰＮの波高値は、第１コンデンサ１５、第２コンデンサ１６の電圧になり、理想的には入力電圧Ｖｉｎの１／２になる。したがって、入力電圧Ｖｉｎが高い場合であっても、それを半分程度に低くしてトランス２１に与えることができる。
【００３１】
また、低入力電圧時の第２動作モードにおいて、制御部１８によって、第１および第２スイッチ部１３，１４がオフになり、第１および第２スイッチ素子１１，１２のいずれか一方がオンになり、他方がオン／オフ制御される。これにより、入力電圧Ｖｉｎが与えられた一般的なフライバックコンバータと同じ動作が実現される。
【００３２】
＜変形例＞
図３は第１実施形態の変形例に係るフライバックコンバータの回路構成である。図３の回路構成では、第１スイッチ部１３は、直列に接続されたダイオードＤＰとトランジスタＱＰ２を有し、第２スイッチ部１４は、直列に接続されたダイオードＤＮとトランジスタＱＮ２を有する。その他の構成は、図１と同様である。
【００３３】
動作制御についても、図１の回路構成と基本的には同様である。制御部１８Ａは、高入力電圧時の動作モードでは、トランジスタＱＰ１，ＱＮ２に同じゲート信号ＳＧ１１を与え、また、トランジスタＱＮ１，ＱＰ２に同じゲート信号ＳＧ１２を与える。低入力電圧時の動作モードでは、制御部１８Ａは例えば、トランジスタＱＰ１を常時オンにし、ＱＰ２，ＱＮ２を常時オフにする。そして、トランジスタＱＮ１をオン／オフ制御する。
【００３４】
この変形例でも、高入力電圧時の第１動作モードにおいて、トランス２１の１次側に与えられる電圧ＶＰＮの波高値は、第１コンデンサ１５、第２コンデンサ１６の電圧になり、理想的には入力電圧Ｖｉｎの１／２になる。したがって、入力電圧Ｖｉｎが高い場合であっても、それを半分程度に低くしてトランス２１に与えることができる。また、低入力電圧時の第２動作モードにおいて、入力電圧Ｖｉｎが与えられた一般的なフライバックコンバータと同じ動作が実現される。
【００３５】
（第２実施形態）
図４は第２実施形態に係るフライバックコンバータの回路構成である。図４において、図１と共通の構成要素については、図１と同一の符号を付しており、ここではその詳細な説明を省略する。
【００３６】
図４の回路構成では、トランス２１の１次巻線と第３中間ノードＮとの間に、第３スイッチ素子２５が設けられている。ここでは、第３スイッチ素子２５はトランジスタＱＦＢを有している。また、第１スイッチ部１３は、一個のトランジスタＱＰ２を有し、第２スイッチ部１４は、一個のトランジスタＱＮ２を有する。その他の構成は、図１と同様である。
【００３７】
そして、制御部２８は、第１および第２スイッチ素子１１，１２、第１および第２スイッチ部１３，１４、並びに、第３スイッチ素子２５のスイッチング動作を、制御信号（各トランジスタのゲート信号）によって制御する。
【００３８】
図４の回路構成の動作について説明する。図５は、高入力電圧時の動作モードにおける動作波形の例である。図５に示すように、制御部２８は、トランジスタＱＰ１にゲート信号ＳＧ２１を与え、トランジスタＱＰ２にゲート信号ＳＧ２１の反転信号を与える。また、トランジスタＱＮ１にゲート信号ＳＧ２２を与え、トランジスタＱＮ２にゲート信号ＳＧ２２の反転信号を与える。すなわち、制御部２８は、第１スイッチ素子１１と第１スイッチ部１３を逆論理でオン／オフ制御するとともに、第２スイッチ素子１２と第２スイッチ部１４を逆論理でオン／オフ制御する。また、ゲート信号ＳＧ２１とゲート信号ＳＧ２２とは、位相が１８０度ずれており、時比率は同じ（ただし０．５より小さい）である。そして、制御部２８は、トランジスタＱＦＢにゲート信号ＳＧ２３を与える。ゲート信号ＳＧ２３は、第１スイッチ素子１１がオンになったタイミングから所定時間の間と、第２スイッチ素子１２がオンになったタイミングから所定時間の間に、トランジスタＱＦＢをオンにする。
【００３９】
ゲート信号ＳＧ２１がハイの期間は、トランジスタＱＰ１，ＱＮ２がオン、トランジスタＱＮ１，ＱＰ２がオフなので、第１コンデンサ１５の電圧が電圧ＶＰＮとして供給される。また、ゲート信号ＳＧ２２がハイの期間は、トランジスタＱＮ１，ＱＰ２がオン、トランジスタＱＰ１，ＱＮ２がオフなので、第２コンデンサ１６の電圧が電圧ＶＰＮとして供給される。
【００４０】
すなわち、制御部２８は、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオンであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオフである第１状態と、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオフであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオンである第２状態とが、交互に繰り返されるよう、制御を行う。このような動作の結果、トランス２１の１次側の電圧ＶＰＮの波高値は、理想的には、入力電圧Ｖｉｎの１／２になる。
【００４１】
一方、低入力電圧時の動作モードでは、制御部２８は、トランジスタＱＰ１，ＱＮ１を常時オンにし、ＱＰ２，ＱＮ２を常時オフにする。この状態で、トランジスタＱＦＢをオン／オフ制御すると、図５の回路構成は一般的なフライバックコンバータとして動作する。すなわち、制御部２８によって、第１および第２スイッチ素子１１，１２がオンになり、第１および第２スイッチ部１３，１４がオフになり、第３スイッチ素子２５がオン／オフ制御される。この結果、トランス２１の１次側の電圧ＶＰＮの波高値は、入力電圧Ｖｉｎと同じになる。
【００４２】
以上のように本実施形態によると、フライバックコンバータは、マルチレベル回路をトランスの１次側に設けて、与えられた入力電圧をマルチレベル回路によって低圧化できるような構成としている。すなわち、入力電圧Ｖｉｎを受ける第１および第２入力端子Ｉ１，Ｉ２の間に、第１スイッチ素子１１、第１および第２スイッチ部１３，１４、並びに、第２スイッチ素子１２が、直列に接続されている。また、第１コンデンサ１５が、第１入力端子Ｉ１と中間ノードＸとの間に設けられており、第２コンデンサ１６が、第２入力端子Ｉ２と中間ノードＸとの間に設けられている。トランス２１の１次側には、第２中間ノードＰと第３中間ノードＮとの間の電圧が与えられる。
【００４３】
そして、高入力電圧時の第１動作モードにおいて、制御部２８によって、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオンであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオフである第１状態と、第１スイッチ素子１１および第２スイッチ部１４がオフであり、第２スイッチ素子１２および第１スイッチ部１３がオンである第２状態とが、交互に繰り返される。これにより、トランス２１の１次側に与えられる電圧ＶＰＮの波高値は、第１コンデンサ１５、第２コンデンサ１６の電圧になり、理想的には入力電圧Ｖｉｎの１／２になる。したがって、入力電圧Ｖｉｎが高い場合であっても、それを半分程度に低くしてトランス２１に与えることができる。
【００４４】
また、低入力電圧時の第２動作モードにおいて、制御部２８によって、第１および第２スイッチ素子１１，１２がオンになり、第１および第２スイッチ部１３，１４がオフになり、第３スイッチ素子２５がオン／オフ制御される。これにより、入力電圧Ｖｉｎが与えられた一般的なフライバックコンバータと同じ動作が実現される。
【００４５】
（直流電圧のアンバランス制御）
理想的な状態では、直列接続されている第１および第２コンデンサ１５，１６は、同じ電圧、すなわち、入力電圧Ｖｉｎの１／２を維持している。ところが、トランジスタ等の部品の定数や、ゲート信号の時比率のばらつきにより、第１および第２コンデンサ１５，１６の電圧は同じにならないで異なる場合あり、アンバランスが生じる可能性がある。そこで、第１および第２コンデンサ１５，１６の電圧差に従って、ゲート信号の時比率を調整することにより、このアンバランスを解消する制御を行うようにしてもよい。
【００４６】
図６はアンバランス制御を行う制御系の構成例である。図６の構成では、第１コンデンサ１５の電圧Ｖｃ１と第２コンデンサ１６の電圧Ｖｃ２の差から、補償器３１を経由して、バランス制御信号ＳＢを生成している。そして、出力電圧制御信号ＳＡからバランス制御信号ＳＢを減算し、ゲート信号ＳＧ２１，ＳＧ２２を生成している。例えばこのような構成により、ゲート信号ＳＧ２１，ＳＧ２２の時比率が、第１および第２コンデンサ１５，１６の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の差に従って調整される。したがって、出力電圧の制御と、コンデンサ電圧をバランスさせる制御の両方を実行することができる。
【００４７】
上述の本実施形態に係るフライバックコンバータは、例えば、高圧系統と連携するパワーコンディショナーにシステム上必要となる補助電源に、用いてもよい。あるいは、ＡＣアダプターの絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとして、用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明では、フライバックコンバータは、入力電圧の高圧化や広範囲化に対応可能なので、例えば、パワーコンディショナーの補助電源やＡＣアダプターに有用である。
【符号の説明】
【００４９】
１１  第１スイッチ素子
１２  第２スイッチ素子
１３  第１スイッチ部
１４  第２スイッチ部
１５  第１コンデンサ
１６  第２コンデンサ
１８，１８Ａ  制御部
２１  トランス
２２  整流ダイオード
２３  平滑コンデンサ
２５  第３スイッチ素子
２８  制御部
Ｉ１  第１入力端子
Ｉ２  第２入力端子
ＱＰ１，ＱＰ２，ＱＰ２１，ＱＰ２２，ＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ２１，ＱＮ２２  ＱＦＢ  トランジスタ
ＤＰ，ＤＮ  ダイオード
Ｘ  第１中間ノード
Ｐ  第２中間ノード
Ｎ  第３中間ノード
Ｖｉｎ  入力電圧
【図１】
2018148734.tif 000003
【図２】
2018148734.tif 000004
【図３】
2018148734.tif 000005
【図４】
2018148734.tif 000006
【図５】
2018148734.tif 000007
【図６】
2018148734.tif 000008