(57)【要約】【課題】機械的機構ではなく、電気的制御によってスイッチトリラクタンスモータの騒音および振動の低減を図る。【解決手段】スイッチトリラクタンスモータ２は、複数の突極３を有する固定子４と、固定子４の各突極３に巻かれる各相の巻線５と、複数の突極６を有する回転子７とを備え、スイッチトリラクタンスモータ制御装置１により制御される。この制御装置１は、回転子７の回転角を検出する回転角センサ１２と、巻線５の電流を検出する電流センサ１３と、巻線５に電流を供給する駆動回路１４と、駆動回路１４の制御器１５とを備え、電気角を横軸として各相の巻線５の電流の値を縦軸とした波形が、立ち下がり部を電気角が大きくなるに従って各相の巻線５の電流の値が小さくなるよう略傾斜した形状とした略台形状の矩形波となるように、各相の巻線５の電流を制御する。【選択図】図１
2018148701.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の突極を有する固定子と、前記固定子の前記各突極に巻かれる各相の巻線と、複数の突極を有する回転子とを備えるスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、
前記スイッチトリラクタンスモータの駆動中、前記固定子の突極と前記回転子の突極との間の磁気吸引力による前記各相のラジアル力の和が一定となるように、前記各相の前記巻線の電流を制御する
ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
【請求項２】
前記スイッチトリラクタンスモータの電気角を横軸として前記各相の巻線の電流の値を縦軸とした波形が、立ち下がり部を前記電気角が大きくなるに従って前記各相の巻線の電流の値が小さくなるよう略傾斜した形状とした略台形状の矩形波となるように、前記各相の巻線の電流を制御することで、前記電気角を横軸として前記各相のラジアル力を縦軸とした波形が略台形状とされて前記各相のラジアル力の和が一定となる
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチトリラクタンスモータの制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチトリラクタンスモータは、産業用途で用いられて普及しつつあるが、モータの駆動中における騒音および振動が問題となっている。そこで、下記特許文献１に開示されるスイッチドリラクタンスモータが提案されている。下記特許文献１に記載のスイッチドリラクタンスモータは、複数の極部を有するステータ内部に回転可能に配置されるロータの突極に、反回転方向側かつ外側から回転方向側かつ内周側に向かう形状、または、反回転方向側かつ外側から回転方向側かつ内周側に向かう線を一辺とし、反回転方向側かつ内周側に向かって延びる形状で、ロータの材質に比べて弱い磁性となる弱磁性部分が形成されている。
【０００３】
このような構成であるので、下記特許文献１に記載のスイッチドリラクタンスモータは、ロータの回転によってロータの突極がステータの極部に重なり、突極と極部との対向面積の増大に伴って磁気吸引力が増加するが、磁気吸引力の増加に寄与する磁束の増加が弱磁性部分により制限される。従って、ロータ反回転方向側の突極端部とステータの極部の端部とが重なった段階では、ロータの突極内を通る磁力線が弱磁性部分に遮られて、磁気吸引力の増加が抑えられ、これにより、モータの騒音を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−３３１６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載のスイッチドリラクタンスモータにおいては、前述したようにロータの突極に特有の形状の弱磁性部分を形成するものであるので、ロータの複数の突極それぞれに加工を施さなければならず、製造に手間とコストがかかるものであった。このように、機械的機構でモータの騒音を低減するものでは、改善の余地がある。
【０００６】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、機械的機構ではなく、電気的制御によってスイッチトリラクタンスモータの騒音および振動の低減を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するための本発明に係るスイッチトリラクタンスモータの制御方法は、複数の突極を有する固定子と、前記固定子の前記各突極に巻かれる各相の巻線と、複数の突極を有する回転子とを備えるスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記スイッチトリラクタンスモータの駆動中、前記固定子の突極と前記回転子の突極との間の磁気吸引力による前記各相のラジアル力の和が一定となるように、前記各相の前記巻線の電流を制御することを特徴とする。
【０００８】
さらに、本発明に係るスイッチトリラクタンスモータの制御方法は、前記スイッチトリラクタンスモータの電気角を横軸として前記各相の巻線の電流の値を縦軸とした波形が、立ち下がり部を前記電気角が大きくなるに従って前記各相の巻線の電流の値が小さくなるよう略傾斜した形状とした略台形状の矩形波となるように、前記各相の巻線の電流を制御することで、前記電気角を横軸として前記各相のラジアル力を縦軸とした波形が略台形状とされて前記各相のラジアル力の和が一定となることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係るスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、各相のラジアル力の和が一定となるよう巻線の電流を制御することで、ラジアル力の高調波成分が抑制され、モータの騒音および振動を低減することができる。
【００１０】
さらに、本発明に係るスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、巻線の電流が描く波形が略台形状となるよう電流を制御して、各相のラジアル力の和を一定とするので、容易で確実にモータの騒音および振動を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明のスイッチトリラクタンスモータ制御装置の一実施例を示す概略構成図である。
【図２】図１のスイッチトリラクタンスモータ制御装置の駆動回路を示す図である。
【図３】図１のスイッチトリラクタンスモータ制御装置の制御ブロックを示す図である。
【図４】図１のスイッチトリラクタンスモータ制御装置により制御されるスイッチトリラクタンスモータのラジアル力の係数の波形の外形を示すグラフである。
【図５】図１のスイッチトリラクタンスモータ制御装置により制御されるスイッチトリラクタンスモータの電流の波形の外形を示すグラフである。
【図６】図１のスイッチトリラクタンスモータ制御装置により制御されるスイッチトリラクタンスモータのラジアル力の波形の外形を示すグラフである。
【図７】図１のスイッチトリラクタンスモータ制御装置の実験システムを示す概略構成図である。
【図８】試験で用いられるスイッチトリラクタンスモータの寸法および仕様を示す表である。
【図９】電流指令値と駆動電流との比較を示すグラフであり、（ａ）は従来の場合、（ｂ）は本実施例の場合を示している。
【図１０】音圧レベルのスペクトルを示すグラフであり、（ａ）は従来の場合、（ｂ）は制御周波数５０ｋＨｚでの本実施例の場合、（ｃ）は制御周波数１００ｋＨｚでの本実施例の場合を示している。
【図１１】各相のラジアル力とその合計を示すグラフであり、（ａ）は従来の場合、（ｂ）は制御周波数５０ｋＨｚでの本実施例の場合、（ｃ）は制御周波数１００ｋＨｚでの本実施例の場合を示している。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の具体的実施例を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明のスイッチトリラクタンスモータ制御装置の一実施例を示す概略構成図である。本実施例のスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）制御装置１は、三相のＳＲモータ２に適用される。このＳＲモータ２は、複数の突極３を有する固定子４と、固定子４の各突極３に巻かれる各相の巻線５と、複数の突極６を有する回転子７とを備え、たとえば、遠心分離用のＳＲモータとされる。
【００１４】
固定子４は、ＳＲモータ２のいわゆるステータである。本実施例の固定子４は、略円筒状の固定子本体８と、この固定子本体８に設けられる複数（図示例では１２個）の突極３とを有している。複数の突極３は、固定子本体８の内周面に周方向等間隔に内方へ突出して形成されている。この際、複数の突極３は、固定子本体８の直径方向に対向して配置される。なお、本実施例の固定子４は、磁性材料から形成された薄板状の鋼板を積層して形成される。
【００１５】
巻線５は、固定子４の各突極３にそれぞれ巻かれており、固定子本体８の直径方向に対向する一対の巻線５，５が並列に接続されることで巻線体が構成される。これにより、図１において時計方向に順に、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相が構成され、このＵ相、Ｖ相およびＷ相がこの順序で時計方向に繰り返される。
【００１６】
具体的には、図１において上下に垂直に対向して配置される一対の突極３，３にそれぞれＵ相の巻線５が巻かれ、その一対の突極３，３に時計方向に隣接して配置される一対の突極３，３それぞれにＶ相の巻線５が巻かれ、その一対の突極３，３に時計方向に隣接して配置される一対の突極３，３それぞれにＷ相の巻線５が巻かれている。そして、その一対の突極３，３に時計方向に隣接して配置される一対の突極３，３それぞれにＵ相の巻線５が巻かれる。このようにして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がこの順序で時計方向に順に繰り返されて構成されている。
【００１７】
回転子７は、ＳＲモータ２のいわゆるロータである。本実施例の回転子７は、略円柱状の回転子本体９と、この回転子本体９に設けられる複数（図示例では８個）の突極６とを有している。回転子本体９の略中央には、軸方向へ沿って貫通穴１０が形成されている。複数の突極６は、回転子本体９の外周面に周方向等間隔に外方へ突出して形成されている。このような構成の回転子７は、回転子本体９に形成された貫通穴１０に出力軸１１が差し込まれた状態で、出力軸１１に固定される。これにより、回転子７は、出力軸１１と一体回転可能とされる。この状態で、回転子７は、固定子４内に配置される。この際、固定子４の各突極３と回転子７の各突極６との間には、隙間が形成される。なお、本実施例の回転子７は、磁性材料から形成された薄板状の鋼板を積層して形成されている。
【００１８】
図１に示されるように、ＳＲモータ制御装置１は、回転子７の回転角を検出する回転角センサ１２と、固定子４の各突極３に巻かれた巻線５の電流を検出する電流センサ１３と、固定子４の各突極３に巻かれた巻線５に電流を供給する駆動回路１４と、駆動回路１４を制御する制御器１５とを備える。本実施例では、回転角センサ１２として、エンコーダまたはレゾルバなどが用いられる。また、本実施例では、電流センサ１３は、駆動回路１４に設けられる。
【００１９】
図２は、本実施例のＳＲモータ制御装置の駆動回路を示す図であり、電流センサを省略して示している。この図２に示されるように、駆動回路１４は、直流電源１６と、この直流電源１６に接続されるＵ相回路１７、Ｖ相回路１８およびＷ相回路１９とを備える。
【００２０】
直流電源１６は、交流電源２０と、この交流電源２０からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２１とを備えて構成される。なお、直流電源１６は、交流電源２０と整流回路２１とから構成されるものに限定されるものではなく、たとえば、バッテリであってもよい。直流電源１６には、平滑用コンデンサ２２、ダイオード２３が並列接続されたトランジスタ２４、ダイオード２５および制動抵抗器２６を介して、Ｕ相回路１７、Ｖ相回路１８およびＷ相回路１９が接続されている。
【００２１】
Ｕ相回路１７は、第一Ｕ相トランジスタ２７、第二Ｕ相トランジスタ２８、第一Ｕ相ダイオード２９および第二Ｕ相ダイオード３０を有している。本実施例では、第一Ｕ相トランジスタ２７および第二Ｕ相トランジスタ２８は、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、それぞれに還流ダイオード３１，３２が並列に接続されている。
【００２２】
具体的には、第一Ｕ相トランジスタ２７のドレイン端子と還流ダイオード３１のカソード端子とが接続されていると共に、第一Ｕ相トランジスタ２７のソース端子と還流ダイオード３１のアノード端子とが接続されている。一方、第二Ｕ相トランジスタ２８のドレイン端子と還流ダイオード３２のカソード端子とが接続されていると共に、第二Ｕ相トランジスタ２８のソース端子と還流ダイオード３２のアノード端子とが接続されている。
【００２３】
還流ダイオード３１が並列に接続された第一Ｕ相トランジスタ２７と第二Ｕ相ダイオード３０とは、第一Ｕ相トランジスタ２７のソース端子と第二Ｕ相ダイオード３０のカソード端子とが接続されて、直列に接続されている。さらに、第一Ｕ相トランジスタ２７のドレイン端子と直流電源１６の正極端子とが接続されており、第二Ｕ相ダイオード３０のアノード端子と直流電源１６の負極端子とが接続されている。この際、直流電源１６との接続は、コンデンサ３３を介してなされている。
【００２４】
一方、第一Ｕ相ダイオード２９と還流ダイオード３２が並列に接続された第二Ｕ相トランジスタ２８とは、第一Ｕ相ダイオード２９のアノード端子と第二Ｕ相トランジスタ２８のドレイン端子とが接続されて、直列に接続されている。さらに、第一Ｕ相ダイオード２９のカソード端子と直流電源１６の正極端子とが接続されており、第二Ｕ相トランジスタ２８のソース端子と直流電源１６の負極端子とが接続されている。この際、直流電源１６との接続は、コンデンサ３３を介してなされている。
【００２５】
このような構成のＵ相回路１７には、Ｕ相コイルが接続される。このＵ相コイルは、前述したＵ相の巻線体同士が直列に接続されたものであり、一端が第一Ｕ相トランジスタ２７と第二Ｕ相ダイオード３０との接続点に接続される一方、他端が第一Ｕ相ダイオード２９と第二Ｕ相トランジスタ２８との接続点に接続されている。
【００２６】
Ｖ相回路１８およびＷ相回路１９は、Ｕ相回路１７と同様の構成である。すなわち、Ｖ相回路１８では、第一Ｖ相トランジスタ、第二Ｖ相トランジスタ、第一Ｖ相ダイオードおよび第二Ｖ相ダイオードの構成とそれらの接続構成が、Ｕ相回路１７の第一Ｕ相トランジスタ２７、第二Ｕ相トランジスタ２８、第一Ｕ相ダイオード２９および第二Ｕ相ダイオード３０と同様である。また、Ｗ相回路１９では、第一Ｗ相トランジスタ、第二Ｗ相トランジスタ、第一Ｗ相ダイオードおよび第二Ｗ相ダイオードの構成とそれらの接続構成が、Ｕ相回路１７の第一Ｕ相トランジスタ２７、第二Ｕ相トランジスタ２８、第一Ｕ相ダイオード２９および第二Ｕ相ダイオード３０と同様である。従って、ここでは、Ｖ相回路１８およびＷ相回路１９についての説明は省略する。
【００２７】
Ｖ相回路１８には、Ｖ相の巻線体が直列に接続されたＶ相コイルが接続されている。このＶ相コイルは、一端が第一Ｖ相トランジスタと第二Ｖ相ダイオードとの接続点に接続される一方、他端が第一Ｖ相ダイオードと第二Ｖ相トランジスタとの接続点に接続されている。また、Ｗ相回路１９には、Ｗ相の巻線体が直列に接続されたＷ相コイルが接続されている。このＷ相コイルは、一端が第一Ｗ相トランジスタと第二Ｗ相ダイオードとの接続点に接続される一方、他端が第一Ｗ相ダイオードと第二Ｗ相トランジスタとの接続点に接続されている。なお、本実施例では、前述したように、各相回路のトランジスタに還流ダイオードが並列に接続されたが、これに限定されるものではなく、還流ダイオードを省略してもよい。
【００２８】
本実施例のＳＲモータ２は、制御器１５により制御される。制御器１５は、回転角センサ１２および電流センサ１３などの検出信号に基づき、駆動回路１４を制御する。具体的には、制御器１５は、以下に述べるようにして、ＳＲモータ２の駆動を図る。
【００２９】
図３は、本実施例のＳＲモータ制御装置の制御ブロックを示す図である。この図３に示されるように、制御器１５には、回転速度指令値と回転速度検出値とが供給され、それらが第一減算器３４に入力される。ここで、回転速度指令値は、ＳＲモータ２の制御を行うためのプログラムに予め入力されている。また、回転速度指令値は、制御器１５よりも上位の制御器から制御器１５に供給されてもよい。回転速度検出値は、回転角センサ１２で検出された回転角（電気角）を時間微分して求められた値である。第一減算器３４は、入力された回転速度指令値と回転速度検出値とを減算し、その減算した結果をＰＩ制御部３５へ出力する。ＰＩ制御部３５は、比例増幅器３６、積分増幅器３７、積分器３８および加算器３９を備える。
【００３０】
比例増幅器３６は、第一減算器３４での演算結果に、比例ゲインＫＰを乗算し、その乗算結果を加算器３９に出力する。なお、比例ゲインＫＰは、予め比例増幅器３６に記憶されている。積分増幅器３７は、第一減算器３４での演算結果に、積分ゲインＫＩを乗算し、その乗算結果を積分器３８に出力する。なお、積分ゲインＫＩは、予め積分増幅器３７に記憶されている。積分器３８は、積分増幅器３７での演算結果を積分し、その積分した結果を加算器３９に出力する。加算器３９は、比例増幅器３６での演算結果と積分器３８での演算結果とを加算し、その加算した結果を処理部４０に出力する。なお、加算器３９は、前述した演算結果を電流指令値の最大値として処理部４０に出力する。このようにして、ＰＩ制御部３５は、第一減算器３４での演算結果に対してＰＩ演算を行って電流指令値の最大値を算出し、その算出結果を処理部４０に出力する。
【００３１】
処理部４０は、回転角センサ１２から入力される回転角に基づいて、電流指令値の最大値と最大値が１の規格化された波形とを掛け算することで、電流指令値を出力する。そして、電流指令値は、第二減算器４１に入力される。また、第二減算器４１には、電流センサ１３からの各相の電流検出値が入力される。第二減算器４１は、入力された電流指令値と各相の電流検出値とを減算し、その減算した結果をコンパレータ４２に出力する。コンパレータ４２は、第二減算器４１での演算結果に基づいて、駆動回路１４を制御するための制御信号を生成し、その生成された制御信号を駆動回路１４に送信する。すなわち、Ｕ相回路１７の第一Ｕ相トランジスタ２７および第二Ｕ相トランジスタ２８、Ｖ相回路１８の第一Ｖ相トランジスタおよび第二Ｖ相トランジスタ、Ｗ相回路１９の第一Ｗ相トランジスタおよび第二Ｗ相トランジスタを操作する操作信号を送信する。これにより、各相の巻線５に電流が供給される。このようにして、本実施例のＳＲモータ制御装置１は、それに接続されるＳＲモータ２を制御することができる。
【００３２】
ところで、ＳＲモータ２は、駆動時の騒音および振動が大きいことが課題として挙げられる。この騒音および振動の主な原因は、ラジアル力であると考えられている。ＳＲモータ２は、駆動時において、固定子４の突極３に電磁力が発生する。この電磁力の半径方向成分は、ラジアル力と呼ばれ、このラジアル力が急激に変動することで固定子４が振動し、それに伴って騒音が発生する。
【００３３】
そこで、本実施例では、次のようにして、ＳＲモータ２の駆動時の騒音および振動を低減している。図４、図５および図６はそれぞれ、本実施例のＳＲモータ制御装置により制御されるＳＲモータのラジアル力の係数の波形の外形を示すグラフ、電流の波形の外形を示すグラフ、ラジアル力の波形の外形を示すグラフである。なお、各図において、横軸が電気角であり、縦軸がそれぞれラジアル力の係数の値、電流の値、ラジアル力の値である。
【００３４】
まず、ラジアル力について説明する。θを電気角として、ＳＲモータ２の各相にかかるラジアル力ｆ（θ）は、各相に流れる電流ｉ（θ）の二乗に比例するものとして下記式（１）で示される。
【００３５】
【数１】
2018148701.tif 000003
【００３６】
ここで、ｋ（θ）は、ラジアル力の係数である。これにより、全ての相によって引き起こされるラジアル力ｆｔｏｔａｌは、それぞれの相にかかるラジアル力の和として下記式（２）で示される。
【００３７】
【数２】
2018148701.tif 000004
【００３８】
ここで、ｆＵ、ｆＶ、ｆＷはそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子４の歯である突極３に発生するラジアル力である。この全ての相によって引き起こされるラジアル力ｆｔｏｔａｌを一定にすることで、ラジアル力の高調波成分を抑制することができ、ＳＲモータ２の騒音を低減することができる。本実施例では、各相のラジアル力の波形を台形状にすることで、三相分足し合わすと常に一定の値となるようにする。なお、ラジアル力の波形は、ＳＲモータ２の電気角を横軸とし、ラジアル力を縦軸としたものである。
【００３９】
各相のラジアル力の波形を台形状にするような各相の電流の波形を導出する方法について、以下に示す。電流の波形を得るための方法として、有限要素法で得たラジアル力の係数ｋ（θ）を図４に示すように簡易化し、それを基に対向位置を０°と３６０°として、ラジアル力が増加する区間（２２８°〜３００°）、一定な区間（３００°〜３４８°）、減少する区間（３４８°〜３６０°，０°〜６０°）およびゼロの区間（６０°〜２２８°）の４つの区間に分けて考える。なお、本実施例の電流の波形は、従来型の矩形波を基に作成したため、通電開始は非対向位置（１８０°）から始め、最初の１２０°の区間は一定な電流値を流すものとしている。
【００４０】
増加区間（２２８°〜３００°）におけるＵ相のラジアル力の係数ｋＵ（θ）は、下記の式（３）で表される。
【００４１】
【数３】
2018148701.tif 000005
【００４２】
また、この区間では、Ｕ相の電流値ｉＵ（θ）は、一定な値であり、その値をＩｆｌａｔとすると、
【００４３】
【数４】
2018148701.tif 000006
【００４４】
となり、この区間では、回転子７が進むごとにＵ相のラジアル力が線形に増加する。
【００４５】
一定な区間（３００°〜３４８°）では、Ｕ相のラジアル力の係数ｋＵ（θ）は、増加区間と等しく、式（３）で表される。よって、この区間でのＵ相のラジアル力は、以下のように表される。
【００４６】
【数５】
2018148701.tif 000007
【００４７】
この区間では、Ｕ相のラジアル力は、常に一定値を維持する必要があるが、その値は、増加区間においてθ＝３００°とした場合の値と等しい。この値をｆｍａｘとおくと、
【００４８】
【数６】
2018148701.tif 000008
【００４９】
となる必要があり、ｆｍａｘは、
【００５０】
【数７】
2018148701.tif 000009
【００５１】
と求めることができるので、以下の式（８）が成り立つ。
【００５２】
【数８】
2018148701.tif 000010
【００５３】
よって、この区間でのＵ相の電流ｉＵ（θ）は、以下のように表される。
【００５４】
【数９】
2018148701.tif 000011
【００５５】
減少する区間（３４８°〜３６０°，０°〜６０°）では、Ｕ相のラジアル力ｆＵ（θ）と次に励磁されるＶ相のラジアル力ｆＶ（θ）の合計のラジアル力が常に一定値ｆｍａｘとなるように、ｉＵ（θ）を決定する。この条件は、以下のように表される。
【００５６】
【数１０】
2018148701.tif 000012
【００５７】
Ｖ相は、Ｕ相から１２０°位相が遅れているため、Ｕ相のラジアル力が減少している時、Ｖ相のラジアル力は増加する。Ｕ相の減少前半の区間（３４８°〜３６０°）では、Ｕ相のラジアル力の係数ｋＵ（θ）は、増加区間と等しく、式（３）で表され、Ｖ相のラジアル力の係数ｋＶ（θ）は、以下の式（１１）で表される。
【００５８】
【数１１】
2018148701.tif 000013
【００５９】
また、この区間でのＶ相の電流値ｉＶ（θ）は、一定値Ｉｆｌａｔであるので、Ｖ相のラジアル力ｆＶ（θ）は、
【００６０】
【数１２】
2018148701.tif 000014
【００６１】
となる。よって、式（１０）は、以下のようになる。
【００６２】
【数１３】
2018148701.tif 000015
【００６３】
これを解くと、Ｕ相の電流ｉＵ（θ）が求められる。
【００６４】
【数１４】
2018148701.tif 000016
【００６５】
Ｕ相の減少後半の区間（０°〜６０°）でも同様に考える。この区間でのｋＵ（θ）およびｋＶ（θ）は、以下のようになる。
【００６６】
【数１５】
2018148701.tif 000017
【００６７】
【数１６】
2018148701.tif 000018
【００６８】
また、この区間でも、Ｖ相の電流値ｉＶ（θ）は、一定値Ｉｆｌａｔであるので、式（１０）より、Ｕ相の電流ｉＵ（θ）は、以下のようになる。
【００６９】
【数１７】
2018148701.tif 000019
【００７０】
上記より、ラジアル力の波形を台形とする場合の電流を導出することができる。本実施例の場合、Ｕ相の電流指令値は、回転子７の位置に応じて、ラジアル力増加区間ではＩｆｌａｔ、ラジアル力一定区間では式（９）、ラジアル力減少区間では式（１４）より導出される。前述したように、Ｕ相の電流指令値は、回転速度指令値と回転速度検出値との偏差から比例積分制御を経て導出される。そして、Ｕ相の電流指令値とＵ相の駆動電流である電流検出値とが制御周波数に応じて比較される。なお、Ｖ相の電流指令値およびＷ相の電流指令値は、Ｕ相の電流指令値と同様にして導出される。
【００７１】
Ｕ相回路１７においては、Ｕ相の電流指令値とＵ相の電流検出値とが比較され、Ｕ相の電流指令値がＵ相の電流検出値を上回る際にはＵ相回路１７のゲート信号がオンとされ、Ｕ相の電流指令値がＵ相の電流検出値を下回る際にはＵ相回路１７のゲート信号がオフとされる。また、Ｖ相回路１８においては、Ｖ相の電流指令値とＶ相の電流検出値とが比較され、Ｖ相の電流指令値がＶ相の電流検出値を上回る際にはＶ相回路１８のゲート信号がオンとされ、Ｖ相の電流指令値がＶ相の電流検出値を下回る際にはＶ相回路１８のゲート信号がオフとされる。さらに、Ｗ相回路１９においては、Ｗ相の電流指令値とＷ相の電流検出値とが比較され、Ｗ相の電流指令値がＷ相の電流検出値を上回る際にはＷ相回路１９のゲート信号がオンとされ、Ｗ相の電流指令値がＷ相の電流検出値を下回る際にはＷ相回路１９のゲート信号がオフとされる。すなわち、各相のオンオフ制御が並行に実行される。
【００７２】
このようにして各相の巻線５の電流を制御することで、図５に示されるように、ＳＲモータ２の電気角を横軸として各相の巻線５の電流の値を縦軸とした波形は、その立ち下がり部を略傾斜した形状とした略台形状の矩形波とすることができる。ここで、各相の電流の波形の立ち下がり部は、ＳＲモータ２の電気角が大きくなるに従って各相の巻線５の電流の値が小さくなるよう略傾斜した形状とされる。各相の電流の波形を略台形状の矩形波とすることで、図６に示されるように、ＳＲモータ２の電気角を横軸として各相のラジアル力を縦軸とした波形を略台形状とすることができる。これにより、各相のラジアル力の和を一定にすることができる。
【００７３】
本実施例の場合、ＳＲモータ２の駆動中、固定子４の突極３と回転子７の突極６との間の磁気吸引力による各相のラジアル力の和が一定となるように、各相の巻線５の電流が制御される。従って、ラジアル力の高調波成分を抑制することができ、ＳＲモータ２の騒音および振動を低減することができる。また、本実施例の場合、各相の巻線５の電流の波形が略台形状となるように各相の巻線５の電流を制御することで、各相のラジアル力の波形を略台形状とし、これにより、各相のラジアル力の和が一定とされる。従って、ＳＲモータ２の騒音および振動の低減を容易で確実に図ることができる。
【００７４】
次に、本実施例のＳＲモータ制御装置１により制御されるＳＲモータ２の騒音の試験について説明する。図７は、本実施例のＳＲモータ制御装置の実験システムを示す概略構成図である。図８は、試験で用いられるＳＲモータの寸法および仕様を示す表である。
【００７５】
本試験に用いられているＳＲモータ２は、固定子４の突極３が１２個、回転子７の突極６が８個の三相構成のものとされている。図７に示されるように、ＳＲモータ２は、その軸トルクを検出するトルクメータ４３に接続されている。また、ＳＲモータ２は、誘導モータ４４に接続されており、負荷モータとして用いられている。
【００７６】
本試験では、ＳＲモータ２の回転子７の位置情報は、回転角センサ１２であるロータリーエンコーダを介して、制御器１５にフィードバックされる。また、ＳＲモータ２の巻線５の電流に関する情報は、駆動回路１４であるインバータを介して、制御器１５にフィードバックされる。制御器１５は、ＰＥ−ＥｘｐｅｒｔＩＶ（Ｍｙｗａｙプラス株式会社製）が用いられ、前述した制御演算をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）コントローラで行っている。制御器１５からは、操作信号がインバータへ送信される。インバータに用いられているＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴは、ＳＣＴ２０８０ＫＥ（ローム株式会社製）とされている。また、インバータに用いられているＳｉＣショットキーバリアダイオードは、ＳＣ２２０ＡＭ（ローム株式会社製）とされている。なお、本試験では、各相回路のトランジスタに還流ダイオードが並列に接続されている。
【００７７】
また、本試験では、ＳＲモータ２の騒音の音圧レベルを測定するために、ＳＲモータ２の回転軸の延長線上において、ＳＲモータ２のフレーム表面から約３０ｃｍの距離にマイクロホン４５が設置されている。マイクロホン４５に接続される騒音解析機器４６として、ＤＳ−３０００ｓｅｒｉｅｓ（株式会社小野測器製）が用いられている。なお、本試験に用いられているＳＲモータ２の寸法および仕様は、図８に示すとおりである。
【００７８】
ところで、ＳＲモータ２の回転速度Ｎ（ｒ／ｍｉｎ）と周波数（毎相の電流のサイクル数）ｆ（Ｈｚ）との関係式は、Ｎｒを回転子７の突極６の数として、
【００７９】
【数１８】
2018148701.tif 000020
【００８０】
と表すことができる。本試験で用いられているＳＲモータ２の回転子７の突極６の数は、８個であるので、
【００８１】
【数１９】
2018148701.tif 000021
【００８２】
【数２０】
2018148701.tif 000022
【００８３】
となり、三次高調波は一次調波ｆの整数倍３ｆで表せる。本試験では、ＳＲモータ２を負荷３Ｎｍにおいて回転速度５００〜３０００ｒｐｍで駆動させて音圧レベルを測定し、三次高調波上で最も騒音が大きくなる６６０Ｈｚを固有周波数とし、６６０Ｈｚが三次高調波となる１６５０ｒｐｍで実験を行った。また、本試験では、電圧は、スライダックを用いて整流後の直流電圧を３５０Ｖに設定した。また、負荷トルクは、２．０Ｎｍとし、比例ゲインおよび積分ゲインは、０．０００５とした。また、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴを用いたインバータによる高速スイッチング周波数動作を用いて、本実施例の有効性を評価した。さらに、制御周波数５０ｋＨｚまたは１００ｋＨｚで実験を行い、結果を比較した。
【００８４】
図９は、電流指令値と駆動電流との比較を示すグラフであり、（ａ）は従来の場合、（ｂ）は本実施例の場合を示している。なお、このグラフでは、制御周波数が５０ｋＨｚである。図９から分かるように、本実施例の場合の電流波形では、従来の矩形波の場合と比較して、電流指令値が緩やかに下降しており、駆動電流が電流指令値に追従できていることが確認できた。
【００８５】
図１０は、音圧レベルのスペクトルを示すグラフであり、（ａ）は従来の場合、（ｂ）は制御周波数５０ｋＨｚでの本実施例の場合、（ｃ）は制御周波数１００ｋＨｚでの本実施例の場合を示している。図１０から分かるように、騒音の主成分は、三次高調波成分であることが確認できた。従来のように電流の波形を単なる矩形波とする制御では、三次高調波成分となる６６０Ｈｚにおいて、音圧レベルが７６．４ｄＢ、総音圧レベルが８１．５ｄＢであった。これに対し、本実施例の制御では、制御周波数が５０ｋＨｚの場合、三次高調波成分の音圧レベルが７０．２ｄＢ、総音圧レベルが７６．５ｄＢであった。また、制御周波数が１００ｋＨｚの場合、三次高調波成分の音圧レベルが６８．７ｄＢ、総音圧レベルが７５．３ｄＢであった。
【００８６】
従って、制御周波数５０ｋＨｚの場合、三次高調波成分の音圧レベルが６．２ｄＢ、総音圧レベルが５．０ｄＢ低減できていることが確認できた。また、１００ｋＨｚの場合、三次高調波成分の音圧レベルが７．７ｄＢ、総音圧レベルが６．２ｄＢ低減できていることが確認できた。さらに、本実施例の制御では、三次高調波成分である６６０Ｈｚだけでなく、三次の整数倍の成分である六次高調波成分１３２０Ｈｚおよび九次高調波成分１９８０Ｈｚにおいても低減効果が見られた。このように、本実施例の制御と従来の制御とを比較して、騒音の低減効果が確認できた。
【００８７】
図１１は、各相のラジアル力とその合計を示すグラフであり、（ａ）は従来の場合、（ｂ）は制御周波数５０ｋＨｚでの本実施例の場合、（ｃ）は制御周波数１００ｋＨｚでの本実施例の場合を示している。なお、各相のラジアル力の合計は、測定した各相の駆動電流波形から回転子７の電気角に応じて式（１）に代入することにより導出した。図１１から分かるように、従来のように電流の波形を単なる矩形波とする制御では、各相のラジアル力の合計が最小値約２０Ｎから最大値約９０Ｎであり、７０Ｎ程度のリプルとなった。一方、本実施例の制御では、制御周波数が５０ｋＨｚの場合、各相のラジアル力の合計が最小値約４０Ｎから最大値約６０Ｎであり、２０Ｎ程度のリプルであった。従って、従来の制御の場合と本実施例の制御の場合とを比較して、大幅なリプルの抑制を確認することができた。また、制御周波数が１００ｋＨｚの場合、制御周波数が５０ｋＨｚの場合と比較して、周波数が上がることによって、全体的にリプルが低減することが確認できた。
【００８８】
以上のように、本実施例の制御を用いることで、三相のラジアル力の合計のリプルが低減され、騒音が低減されることが確認できた。これに加えて、ＳｉＣを用いた高速スイッチングにより制御周波数を上げることで、駆動電流が電流指令値に近づき、騒音の低減効果を特に得られることが確認できた。
【００８９】
本発明は、前記実施例の構成に限らず、適宜変更可能である。たとえば、前記実施例では、ＳＲモータ２は、１２個の突極３を有する固定子４と８個の突極６を有する回転子７とを備える三相構成とされたが、これに限定されるものではなく、たとえば、６個の突極３を有する固定子４と４個の突極６を有する回転子７とを備える三相構成としてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
本発明は、スイッチトリラクタンスモータの制御方法に好適に用いることができる。
【符号の説明】
【００９１】
１  スイッチトリラクタンスモータ制御装置
２  スイッチトリラクタンスモータ
３  突極
４  固定子
５  巻線
６  突極
７  回転子
１２  回転角センサ
１３  電流センサ
１４  駆動回路
１５  制御器
【図１】
2018148701.tif 000023
【図２】
2018148701.tif 000024
【図３】
2018148701.tif 000025
【図４】
2018148701.tif 000026
【図５】
2018148701.tif 000027
【図６】
2018148701.tif 000028
【図７】
2018148701.tif 000029
【図８】
2018148701.tif 000030
【図９】
2018148701.tif 000031
【図１０】
2018148701.tif 000032
【図１１】
2018148701.tif 000033