(57)【要約】【課題】スイッチング素子の発熱を抑制しても直流電力源からの直流電力を昇圧し交流電力に変換できる電力変換装置を提供する。【課題解決手段】本発明は、直流電力源から供給された直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路とを備え、前記第１の電力変換回路は、複数のスイッチング素子を利用した直流−直流電力変換によって、前記直流電力源から供給された直流電力を昇圧させ、昇圧させた直流電力を前記第２の電力変換回路に出力し、前記第１の電力変換回路の上アームのスイッチング素子のオン電圧は下アームのスイッチング素子のオン電圧より低いというものである。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力源から供給された直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
第１の電力変換回路と第２の電力変換回路とを備え、
前記第１の電力変換回路は、複数のスイッチング素子を利用した直流−直流電力変換によって、前記直流電力源から供給された直流電力を昇圧させ、昇圧させた直流電力を前記第２の電力変換回路に出力し、
前記第２の電力変換回路は、複数のスイッチング素子によって、前記第１の電力変換回路から出力された直流電力を直流−交流電力変換し、変換された交流電力を負荷に対して出力し、
前記第１の電力変換回路の上アームのスイッチング素子のオン電圧は下アームのスイッチング素子のオン電圧より低い
電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の電力変換回路は、前記直流電力源からリアクトルを介して直流電力を取り込み、
前記第２の電力変換回路は、前記第１の電力変換回路の出力端にキャパシタを介して接続され、前記第１の電力変換回路から出力され、前記キャパシタに充電された直流電力を前記複数のスイッチング素子によって交流電力に変換し、当該変換後の交流電力を前記負荷としての鉄道車両用の交流モータに出力する
請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の電力変換回路の複数のスイッチング素子の夫々は電圧駆動型半導体素子から構成されている
請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧駆動型半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴである
請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の電力変換回路の複数のスイッチング素子は、夫々ＭＯＳＦＥＴから構成され、
前記上アームのスイッチング素子のドレイン-ソース端子間電圧が前記下アームのスイッチング素子のドレイン-ソース間電圧より低くなるようにした
請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の電力変換回路の複数のスイッチング素子は、夫々ＩＧＢＴから構成され、
前記上アームのスイッチング素子のコレクタ-エミッタ端子間電圧が前記下アームのスイッチング素子のコレクタ-エミッタ端子間電圧より低くなるようにした
請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１の電力変換回路は、
前記上アームとして、ＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチング素子と、
前記下アームとして、ＩＧＢＴからなる第２のスイッチング素子と、
を備える請求項４記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記上アームは並列に接続された複数のスイッチング素子を備える
請求項１記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記上アームのスイッチング素子の並列数を前記下アームの並列数より多くした
請求項７記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係り、例えば、鉄道車両に適用される大容量の電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大容量の電気エネルギーを利用する分野として鉄道分野がある。鉄道分野では、電気エネルギーを動力に変換して利用するために、電力源（架線）とモータとの間に大容量の電力変換装置が置かれている。近年、低炭素社会の実現の一環として、鉄道分野でもエネルギーの省力化が求められ、例えば、鉄道車両の電力変換装置やモータの高効率化のための技術開発が進められている。
【０００３】
モータは巻線に電流を流してトルクを発生させるため、巻線抵抗に起因する銅損が発生する。銅損を低減するためにはモータに印加される電圧を上昇させてモータ電流を低減することが有効である。そこで、電力変換装置に昇圧回路を追加することによって、モータの電圧を上昇できるが、一方で、昇圧回路を追加した分、発熱が集中するスイッチング素子が増え、それを冷却するための構造も余分に必要になってくる。したがって、電力変換化装置の小型化が損なわれるおそれがある。
【０００４】
特開２０１５−１３３７７９号公報に開示された鉄道車両用電力変換装置は、昇圧回路として機能する第１の電力変換回路のスイッチング素子と、昇圧させた直流電力を交流電力に変換する第２の電力変換回路のスイッチング素子とを平面状の受熱部材に実装することによって、昇圧回路を備えながらも、電力変換装置の全体の冷却を図りつつ装置サイズが増えないようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１５−１３３７７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、既述の従来の電力変換装置では、スイッチング素子の冷却性能は十分とはいえず、スイッチング素子を極力冷却しようとすると、冷却のための構造のサイズを増加させ、ひいては、電力変換装置全体のサイズを増加せざるを得ないという課題がある。そこで、本発明は、スイッチング素子の発熱を抑制しても直流電力源からの直流電力を昇圧し交流電力に変換できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記目的を達成するために、本発明は、直流電力源から供給された直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路とを備え、前記第１の電力変換回路は、複数のスイッチング素子を利用した直流−直流電力変換によって、前記直流電力源から供給された直流電力を昇圧させ、昇圧させた直流電力を前記第２の電力変換回路に出力し、前記第２の電力変換回路は、複数のスイッチング素子によって、前記第１の電力変換回路から出力された直流電力を直流−交流電力変換し、変換された交流電力を負荷に対して出力し、前記第１の電力変換回路の上アームのスイッチング素子のオン電圧は下アームのスイッチング素子のオン電圧より低いというものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、スイッチング素子の発熱を抑制しても直流電力源からの直流電力を昇圧し交流電力に変換可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る電力変換装置を鉄道車両に適用したシステムのブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係る電力変換装置の回路ブロック図である。
【図３】図２に示す電力変換装置のスイッチング素子の特性図である。
【図４】図２に示す電力変換装置のスイッチング素子の他の特性図である。
【図５】第２の実施形態に係る電力変換装置の回路ブロック図である。
【図６】図５に示す電力変換装置のスイッチング素子の特性図である。
【図７】第３の実施形態に係る電力変換装置のスイッチング素子の特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図面を用いて、本願発明の実施形態について説明する。図１は、本発明に係る電力変換装置の一実施形態を鉄道車両に適用したシステムのブロック図である。電力源としての架線１に接続する集電装置７を介して電力が電力変換装置６に供給される。電力変換装置６は、直流電力を昇圧して交流に変換して、車両８の交流モータ５に供給する。モータ５は台車４に搭載されており、台車４は車両８を支えている。モータ５は車輪３を回転駆動して、車両８を前進または後進させる。電力は、導電レールを介して供給されてもよい。
【００１１】
電気的なグランドとして、電力変換装置６の負電圧側は車輪３を介してレール２に接続されている。架線１は直流電力源であればよく、例えば、直流１５００Ｖの電力を電力変換装置６に供給する。
【００１２】
図２は、図１に示す電力変換装置６の回路ブロック図である。電力変換装置６は、直流−直流電力変換回路（第１の電力変換回路）１０１と直流−交流電力変換回路（第２の電力変換回路）１０２とを備える。第１の電力変換回路１０１は集電装置７に一端が接続し、架線１から直流電力を取り込む直流リアクトル（コイル）１０３とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを備える。
【００１３】
リアクトル１０３の他端側は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の入力端子に接続している。リアクトル１０３とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とは共働して、リアクトル１０３を介して入力された直流電圧を昇圧する昇圧回路として機能する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は互に直列に接続されて一相を構成している。リアクトル１０３はスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのラインの途中に接続されている。
【００１４】
スイッチング素子はシリコン又はシリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料を母材とするものであってよい。スイッチング素子は電圧駆動型素子であって、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）から構成されてよい。ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴをはじめとするパワー半導体は高速なスイッチング動作によりスイッチング損失を低減することができる。
【００１５】
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の夫々がＩＧＢＴであると、通流方向が逆方向となるように、ダイオードＤ１をスイッチング素子Ｑ１に並列に、ダイオードＤ２をスイッチング素子Ｑ２に並列に接続させる。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の夫々がＭＯＳＦＥＴであれば、ダイオードをスイッチング素子に接続せずに、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを代用すればよい。直流の高電位側のスイッチング素子Ｑ１が上アームを構成し、低電位側のスイッチング素子Ｑ２が下アームを構成する。
【００１６】
第１の電力変換回路１０１の高電位側出力端子と低電位側出力端子との間に、第２の電力変換回路１０２が接続されている。第２の電力変換回路１０２はキャパシタ１０４とスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８を備える。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、第１の電力変換回路１０１から出力され、キャパシタ１０４に充電された直流電力を交流電力に変換する。
【００１７】
スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は直列接続されてＵ相、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６は直列接続されてＶ相、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８は直列接続されてＷ相をそれぞれ構成する。
【００１８】
各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、通流方向が逆方向となるようにダイオードＤ３〜Ｄ８が並列接続されている。なお、既述のとおり、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の夫々がＩＧＢＴの場合にはダイオードＤ３〜Ｄ８を夫々のスイッチング素子に接続する必要があるが、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、ダイオードを接続せずにＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用することができる。
【００１９】
キャパシタ１０４は、第１の電力変換回路１０１が出力した直流電力を平滑化し、ノイズを除去する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御等によって、キャパシタ１０４の直流電力を交流電力に変換してモータ５に交流電力を供給する。
【００２０】
次に電力変換装置６の動作について説明する。車両８を加速するために電力変換装置６が力行される際、架線１からリアクトル１０３を介して直流電力が第１の電力変換回路１０１に供給される。スイッチング素子Ｑ１はオフ状態、スイッチング素子Ｑ２がオン状態になっていると、リアクトル１０３には電力が蓄えられる。次いで、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態に移行すると、リアクトル１０３に蓄えられた電力はダイオードＤ１を介してキャパシタ１０４に供給される。このとき、スイッチング素子Ｑ１をオン状態にして同期整流を行ってもよい。
【００２１】
第１の電力変換回路１０１がキャパシタ１０４に供給する電力は、架線１とリアクトル１０３に蓄えられた電力の和になる。リアクトル１０３に蓄えられる電力は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティに起因している。例えば、架線１の電圧が直流１５００Ｖであり、第１電力変換回路１０１の出力電圧、即ち、キャパシタ１０４に供給される電圧が直流１８００Ｖになるとすると、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは０．１７（＝１−１５００／１８００）になる。一方、ダイオードＤ１（同期整流時はスイッチング素子Ｑ１）のオンデューティは０．８３（＝１−０．１７）になる。
【００２２】
このように、車両８を加速するために電力変換装置６が力行するときには、ダイオードＤ１もしくはスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長いため、スイッチング素子Ｑ２に比べてスイッチング素子Ｑ１の導通損失が大きくなる。
【００２３】
一方、車両８を減速するために電力変換装置６が回生するとき、モータ５が交流電圧源となり架線１に電力が回生される。このとき、第２の電力変換回路１０２はモータ５の交流電圧を整流することで直流電圧に変換し、キャパシタ１０４に電力を蓄える。このとき、キャパシタ１０４に供給される電圧は、例えば、直流１８００Ｖである。第１電力変換回路１０１は、キャパシタ１０４の電圧を架線１の電圧を１５００Ｖにするために、降圧動作を行う。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ１はオン状態、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態であると、リアクトル１０３に電力が蓄えられる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に移行すると、リアクトル１０３に蓄えられた電力はダイオードＤ２を介して架線１に供給される。このとき、スイッチング素子Ｑ２をオン状態にして同期整流を行ってもよい。
【００２５】
第１電力変換回路１０１が架線１に供給する電力はリアクトル１０３に蓄えられた電力になる。リアクトル１０３に蓄えられる電力はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティに起因している。例えば、キャパシタ１０４の電圧が直流１８００Ｖであり、第１電力変換回路１０１の出力電圧、即ち、架線１に供給される電圧が直流１５００Ｖとすると、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティは０．８３（＝１５００／１８００）になる。一方、ダイオードＤ２（同期整流時はスイッチング素子Ｑ２）のオンデューティは０．１７（＝１−０．８３）になる。
【００２６】
即ち、車両８を減速させるために電力変換装置６が回生するときには、スイッチング素子Ｑ１はオン時間が長いため、ダイオードＤ２もしくはスイッチング素子Ｑ２に比べてスイッチング素子Ｑ１の導通損失が大きくなる。
【００２７】
以上説明したように、架線１の電圧が直流１５００Ｖであり、キャパシタの電圧が直流１８００Ｖになるように第１の電力変換回路１０１が動作するときに、第１の電力変換回路１０１はその力行、回生の夫々においてスイッチング素子Ｑ１のオン時間はスイッチング素子Ｑ２のオン時間より長くなる。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が同じ特性の半導体から構成されていると、スイッチング素子Ｑ１の導通損失はスイッチング素子Ｑ２よりも増大して、スイッチング素子Ｑ１の発熱が盛んになる。発熱が盛んなスイッチング素子Ｑ１に合わせようとすると、その冷却のための構造のサイズを増加させなければならず、電力変換装置６が大型化せざるを得ないことになる。
【００２９】
図３に、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）であるＱ１、Ｑ２の特性を示す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオン状態になる場合には、そのゲート−ソース端子間に正電圧（例えば＋１５Ｖ）が印加される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフ状態である場合には、そのゲート−ソース端子間に負電圧（例えば１５Ｖ）が印加される。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート−ソース端子間に正電圧が印加されて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンの状態では、ドレイン−ソース端子間電圧と、ドレイン電流と、そして、オン時間を乗算した値に相当する導通損失が発生する。
【００３１】
ドレイン電流とオン時間は、負荷（モータ）を駆動するための指令としてスイッチング素子に与えられる。即ち、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減するためには、スイッチング素子のオン電圧（駆動電圧）であるドレイン−ソース端子間電圧が低減されればよい。従来、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２として、同じ特性の半導体素子が電力変換回路６に適用されていたが、例えば、オン電圧（ドレイン−ソース端子間電圧）がスイッチング素子Ｑ２のオン電圧より低くなる特性の半導体素子をスイッチング素子Ｑ１に適用すれば、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減できる。本願発明者が検討したところ、スイッチング素子（Ｑ１）のオン電圧を下げることにデメリットはないものの、オン電圧を下げるために大きなチップを用いることは、コストの増大に繋がりかねない。従来、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を大きなチップとしていたが、本発明では、スイッチング素子Ｑ１のみを大きなチップにすればよい。スイッチング素子Ｑ１の導通損失をスイッチング素子Ｑ２の導通損失と同等にするという観点から、スイッチング素子（Ｑ１）のオン電圧の下限としては、０．２Ｔ（Ｔ：スイッチング素子Ｑ２の導通損失）であってよい。
【００３２】
例えば、図３に示すように、ドレイン電流を１２００Ａ、ゲート電圧を＋１５Ｖとすると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン電圧（ドレイン−ソース端子間電圧）がそれぞれ４Ｖ、４．５Ｖになればよい。これによって、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を減少させてその発熱量を下げることができる。スイッチング素子Ｑ１の導通損失がスイッチング素子Ｑ２の導通損失以下となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン電圧が小さくなるようにすることでよい。
【００３３】
図３は、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであるものの特性を示すのに対して、図４はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＩＧＢＴであるものの特性を示すものである。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＩＧＢＴであっても、スイッチング素子としての動作はＭＯＳＦＥＴと同様であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオン状態では、ゲート−エミッタ端子間に正電圧（例えば＋１５Ｖ）が印加される。スイッチング素子がＩＧＢＴであると立ち上り電圧（例えば０．７Ｖ）が発生するが、スイッチング素子Ｑ１のオン電圧（コレクタ−エミッタ端子間電圧）がスイッチング素子Ｑ２より小さくなるように、例えば、コレクタ電流が１２００Ａにおけるスイッチング素子Ｑ１のオン電圧が３Ｖであり、スイッチング素子Ｑ２のオン電圧が３．５Ｖになるように、スイッチング素子Ｑ１の特性を設定することによって、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減させることができる。
【００３４】
以上説明した電力変換装置６によれば、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減して、スイッチング素子Ｑ１の発熱を抑制しながらも、直流電力源からの直流電力を昇圧して交流電力に変換することができる。
【００３５】
次に、電力変換装置の第２の実施形態について説明する。図５は、その回路ブロック図である。この実施形態が第１実施形態と異なる点は、上アームを並列化されたスイッチング素子（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ）から構成した点である。換言すれば、上アームのスイッチング素子の並列数は下アームのスイッチング素子のそれよりも多くした点である。上アームのスイッチング素子の並列数は、スイッチング素子Ｑ１ａ、Ｑ１ｂの“２”であるのに対して、下アームでのスイッチング素子の並列数は、スイッチング素子Ｑ２の“１”である。
【００３６】
図６は、図５の第１の電力変換回路のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）の特性図である。第１の電力変換回路１０１のスイッチング素子Ｑ１ａ、Ｑ１ｂ、Ｑ２の特性は同一であってよい。スイッチング素子のドレイン電流が１２００Ａであり、ゲート−ソース端子間に＋１５Ｖが印加されると、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース端子間電圧は４．５Ｖである。一方、上アームはスイッチング素子Ｑ１ａ、Ｑ１ｂが並列に接続されているため、ドレイン−ソース端子間電圧はスイッチング素子Ｑ２の略半分の２．３Ｖになる。その結果、上アームのスイッチング素子のオン時間が下アームのスイッチング素子のオン時間より長くても上アームのスイッチング素子の導通損失が増加することを妨げて、その発熱を低減させることができる。一方で、下アームのスイッチング素子の並列数を増加させなくてもよいため、使用すべきスイッチング素子数を徒に増やしてコストの増加にもならない。
【００３７】
スイッチング素子の並列数を増大することはスイッチング素子のチップ面積を増加させることと同義である。即ち、上アームの総チップ面積を下アームよりも大きくすることによっても上アームの導通損失を下アームよりも低くすることができる。
【００３８】
なお、以上のことは、スイッチング素子がＩＧＢＴでも、ほぼ同様である。
【００３９】
さらに、電力変換装置の第３の実施形態について説明する。この実施形態が、第１実施形態と異なる点は、第１の電力変換回路１０１のスイッチング素子Ｑ１とＱ２とを異なるタイプの半導体、例えば、スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴとし、スイッチング素子Ｑ２をＩＧＢＴにしたことである。ＩＧＢＴでは立ち上り電圧があるものの、オン状態になると伝導度変調が生じるため、コレクタ−エミッタ端子間電圧を低減することができる。一方、ＭＯＳＦＥＴでは立ち上り電圧がないため、低電流領域においてＩＧＢＴよりドレイン−ソース端子間電圧が低くなる。したがって、既述した実施形態１と同様に、スイッチング素子Ｑ１のオン電圧（ドレイン−ソース端子間電圧）を低くすることができる。
【００４０】
図７に示す第１の電力変換回路１０１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の特性を示す。ドレイン（コレクタ）電流が１２００Ａでは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース端子間電圧の方がスイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ端子間電圧よりも大きいもののＩＧＢＴ（スイッチング素子Ｑ２）は立ち上り電圧を有するため、低電流領域（例えば、ドレイン（コレクタ）電流が８００Ａ以下）においては、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１）の方がＩＧＢＴ（スイッチング素子Ｑ２）より、オン電圧が低くなる。
【００４１】
電力変換装置は、スイッチング素子の最大電流に対して半分程度の領域で運用されるため、結果的に、スイッチング素子Ｑ１の導通損失はスイッチング素子Ｑ２よりも小さくなる。さらに、ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体、ＩＧＢＴはＳｉ半導体で構成することにより、高価なワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子数の数を減らして、コスト低減に資することも可能となる。
【００４２】
以上説明した実施形態は一例であって、既述の実施形態は適宜変更されてよい。例えば、実施形態の構成要素の省略、置き換え、変更、追加は許容される。
【符号の説明】
【００４３】
１  架線
２  レール
３  車輪
４  台車
５  モータ
６  電力変換装置
７  集電装置
８  車両
Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード
１０１  直流−直流電力変換回路（第１の電力変換回路）
１０２  直流−交流電力変換回路（第２の電力変換回路）
１０３  リアクトル
１０４  キャパシタ
【図１】
2018011496.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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