(57)【要約】【課題】従来技術における問題点を解決した永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムを提供することである。【解決手段】永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムが開示される。インバーターに印加される相電圧指令と、前記インバーターから電動機に印加される相電流を利用して逆起電力を推定する逆起電力推定部；及び推定逆起電力を利用して前記電動機の回転子の角速度及び電気角を推定する速度推定部を含むセンサレス制御システムにおいて、本発明の一実施例の逆起電力推定部は、従来ルーエンバーガー観測機形態で一部を修正し、低速でも強靭な性能を維持することができる。【選択図】図８
2018074891.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバーターから電動機に印加される相電流と、前記インバーターに印加される相電圧指令を利用して、前記電動機の逆起電力を推定する逆起電力推定部；及び
前記逆起電力推定部で推定された推定逆起電力を利用して、前記電動機の回転子の角速度及び電気角を推定する速度推定部を含み、
前記逆起電力推定部は、
前記インバーターの出力から測定される相電流を利用して推定状態変数を決定するセンサレス制御システム。
【請求項２】
前記逆起電力推定部は、次の式によって前記推定逆起電力を決定する、請求項１に記載のセンサレス制御システム。
2018074891.tif 000105
（このとき、
2018074891.tif 000106
で、
2018074891.tif 000107
であり、
2018074891.tif 000108
は状態変数で、
2018074891.tif 000109
は推定状態変数であり、
2018074891.tif 000110
は推定逆起電力である。また、
2018074891.tif 000111
は前記電動機の推定角速度で、Ｒｓは前記電動機の相抵抗である。また、
2018074891.tif 000112
で、Ｔｓはセンサレス制御システムのサンプリング時間で、g２１及びg２２は調節可能な利得である）
【請求項３】
前記推定状態変数
2018074891.tif 000113
は、インダクタンスと電流の積で構成された磁束成分である、請求項２に記載のセンサレス制御システム。
【請求項４】
前記逆起電力推定部は、次の式によって前記推定逆起電力を決定する、請求項１に記載のセンサレス制御システム。
2018074891.tif 000114
（このとき、
2018074891.tif 000115
で、Ｋｏｂｓは加重値で、０から１の間の値である）
【請求項５】
前記加重値Ｋｏｂｓは、推定角速度と基準角速度の大きさを比べて決定される、請求項４に記載のセンサレス制御システム。
【請求項６】
前記加重値Ｋｏｂｓは、０と１との間の値である、請求項５に記載のセンサレス制御システム。
【請求項７】
前記速度推定部は、
前記推定逆起電力を利用して実際角と推定角との間の誤差に比例利得を適用する比例制御器；
前記誤差に積分利得を適用する積分制御器；
前記積分制御器の出力を積分した結果をｑ軸推定逆起電力と前記電動機の逆起電力定数を利用して決定するフィードフォワード補償項を加算する第１演算部；
前記第１演算部の出力と前記比例制御器の出力を加算する第２演算部；
前記第２演算部の出力を積分して推定角を出力する積分部；及び
前記第２演算部の出力を低域通過して推定角速度を出力するフィルター部を含む、請求項１ないし６に記載のセンサレス制御システム。
【請求項８】
前記フィードフォワード補償項は、
2018074891.tif 000116
によって決定される、請求項７に記載のセンサレス制御システム。
（このとき、
2018074891.tif 000117
はｑ軸推定逆起電力で、λＰＭは逆起電力定数である）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期電動機（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍａｃｈｉｎｅ、ＰＭＳＭ）は、効率が高くて単位体積当たりトルク（ｔｏｒｑｕｅ）及び出力が高く、速い動特性を得られるので、高性能サーボ（ｓｅｒｖｏ）の応用分野に主に使われてきた。
【０００３】
このような永久磁石同期電動機では、回転子の磁束が回転子に附着された永久磁石から発生するので、電動機が発生するトルクを瞬時に正確に制御するためには、永久磁石が発生させる磁束の絶対位置、つまり、回転子の絶対位置を正確に分からなければならない。よって、従来には永久磁石同期電動機制御時の回転子の絶対位置を検出し、磁束の基準制御に使用した。しかし、エンコーダ（ｅｎｃｏｄｅｒ）やリゾルバ（ｒｅｓｏｌｖｅｒ）などのような回転子の速度及び位置検出器は、システムの価格及び体積を高めるし、信頼性を落とすなどの問題点がある。
【０００４】
このような従来技術の問題点を解決するために、速度及び位置検出器を使わずに回転子の位置情報を間接的に得る制御方式をセンサレス制御（ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌ）と言う。
【０００５】
以下では、従来のエンコーダのような回転子の速度及び位置検出器を使用するベクトル制御について説明した後、センサレス制御方式について説明する。
【０００６】
図１は、電動機の駆動に使われる２レベル３相電圧型インバーターの概略的な回路図であって、直流端１０１の電圧Ｖｄｃが３相の電力スイッチ１０２に印加され、電力スイッチ１０２によって交流に変換された電圧が負荷１０３に印加されるものである。
【０００７】
直流端１０１でnは仮想の中性点位置を示し、３相電力スイッチ１０２でＳａ、Ｓｂ及びＳｃは、それぞれの電力スイッチのスイッチング関数を示す。すなわち、Ｓａ=１は、a相の上部スイッチが導通したことを意味し、Ｓａ=０はa相の下部スイッチが導通したことを意味する。すなわち、Ｓａと
2018074891.tif 000003
は、相補的（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）関係である。
【０００８】
図２は、インバーターの電力スイッチ１０２を制御するための三角波比較電圧変調方式に適用するための極電圧を説明するためのものである。
【０００９】
オフセット電圧指令計算部２０２は、相電圧指令２０１を用いてオフセット電圧指令を計算するものであって、３相の極電圧指令２０４は、３相の相電圧指令２０１とオフセット電圧指令計算部２０２の出力を加算部２０３が合算して求められ、次の関係式を満たす。
【００１０】
【数１】
2018074891.tif 000004
【００１１】
オフセット電圧は、３相の極電圧に共通に存在する成分として、零相分電圧を意味するので、線間電圧の合成には影響を与えない。計算部２０２は、オフセット電圧をとても多様に求めることができるし、代表的に次のような二つの形態が知られている。
【００１２】
正弦波電圧変調方式（ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、ＳＰＷＭ）でオフセット電圧は次のとおりである。
【００１３】
【数２】
2018074891.tif 000005
【００１４】
空間ベクトル電圧変調方式（Ｓｐａｃｉａｌ ＶｅｃｔｏｒＰＷＭ、ＳＶＰＷＭ）でオフセット電圧は次のとおりである。
【００１５】
【数３】
2018074891.tif 000006
このとき、ｖｍａｘは３相の相電圧指令のうち、最も大きい電圧を意味し、ｖｍｉｎは最も小さい電圧を意味する。
【００１６】
図３は、三角波比較電圧変調方式を説明するための例示図である。
【００１７】
比較部３０３は、図２のように、決まった極電圧指令２０４と三角搬送波（ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｗａｖｅ）を比較する。このとき、三角搬送波の周期はスイッチング周波数と同一であり、三角搬送波の最大及び最小値は、それぞれ Ｖｄｓ／２及び−Ｖｄｓ／２である。
【００１８】
比較部３０３は、極電圧指令と三角搬送波の差が正の数であればスイッチング関数を１を出力し、負の数であれば０を出力する。三角搬送波をｖｔｒｉと定義するとき、それぞれのスイッチング関数は、次のように整理される。
【００１９】
【数４】
2018074891.tif 000007
【００２０】
【数５】
2018074891.tif 000008
【００２１】
【数６】
2018074891.tif 000009
【００２２】
下部スイッチのスイッチング関数は、上部スイッチのスイッチング関数と相補的に動作するので、ＮＯＴ回路３０４を経ると上部スイッチのスイッチング関数が出力される。
【００２３】
図４は、一般的な永久磁石同期電動機の制御システムを説明するための構成図である。
【００２４】
速度制御部４１０は、電動機の速度指令
2018074891.tif 000010
を追従するために、リゾルバまたはエンコーダのような位置センサ４６０から速度
2018074891.tif 000011
を受信して制御に使用する。電流制御部４２０は、速度制御部４１０から受信する同期座標系（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ）のｄ、ｑ軸電流指令
2018074891.tif 000012
を追従するために、電動機のｄ、ｑ軸電流
2018074891.tif 000013
を受信して制御する。電流制御部４２０の出力は、同期座標系ｄ、ｑ軸電圧指令
2018074891.tif 000014
である。このとき、電流指令は
2018074891.tif 000015
のように示すことができ、測定電流は
2018074891.tif 000016
のように示すことができる。
【００２５】
第１座標変換部４３０は、同期座標系ｄ、ｑ軸物理量をａｂｃ相物理量に変換するもので、
2018074891.tif 000017
を
2018074891.tif 000018
に変更するために、次の数式を利用する。このとき、
2018074891.tif 000019
で、
2018074891.tif 000020
である。
【００２６】
【数７】
2018074891.tif 000021
【００２７】
このとき、θeは位置センサ４６０が測定する電気角である。
【００２８】
一方、第２座標変換部４３５は、入力の
2018074891.tif 000022
を
2018074891.tif 000023
に変更するために、次の数式を利用する。このとき
2018074891.tif 000024
で、
2018074891.tif 000025
である。
【００２９】
【数８】
2018074891.tif 000026
【００３０】
このとき、数式７と同様、θeは位置センサ４６０が測定する電気角である。ＰＷＭ制御部４４０はａｂｃ相電圧指令
2018074891.tif 000027
を極電圧指令
2018074891.tif 000028
に変更してインバーター４５０に提供する。ＰＷＭ制御部４４０の動作は、図２を参照にして説明したとおりである。ここで
2018074891.tif 000029
である。
【００３１】
インバーター４５０はＰＷＭ制御部４４０から受信した極電圧指令
2018074891.tif 000030
を極電圧に合成する。インバーター４５０の構成については、図１及び図３を参照して説明したとおりである。極電圧指令は図３の三角波比較電圧変調方式を通じてスイッチング関数の形で図１のインバーター４５０に印加される。
【００３２】
極電圧指令
2018074891.tif 000031
は、インバーター４５０を通じて実際極電圧
2018074891.tif 000032
に合成される。このとき
2018074891.tif 000033
である。
【００３３】
しかし、このような従来の制御システムは、位置センサ４６０によってシステムの価格が高くなり、体積が大きくなるし、位置センサ４６０の誤作動によってシステムの信頼性が低下する問題点があった。
【００３４】
したがって、前記のような問題点を解決するために、図５のようなセンサレス制御システムが開示されている。図５は、一般的な永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムを説明するための構成図であって、速度推定部５１０と逆起電力推定部５２０の構成が図４と相違し、それ以外の構成は同一である。
【００３５】
速度推定部５１０は逆起電力推定部５２０から推定された逆起電力
2018074891.tif 000034
から角速度及び電気角を推定し、逆起電力推定部５２０は各相電圧指令
2018074891.tif 000035
と各相電流
2018074891.tif 000036
を利用して逆起電力を推定する。
【００３６】
従来のセンサレス制御システムでは、逆起電力を推定するために逆起電力全次元観測機（ｏｂｓｅｒｖｅｒ）を構成する。観測機の構成及び利得を簡略化するために、状態変数は電流ではなく、下記数式９のようにインダクタンスと電流の積で構成された磁束成分を使う。
【００３７】
【数９】
2018074891.tif 000037
【００３８】
推定同期座標系の電圧方程式は、下記のとおりである。
【００３９】
【数１０】
2018074891.tif 000038
【００４０】
前記数式９及び数式１０でＲｓは、電動機４７０の相抵抗、Ｌｄｓは同期座標系 ｄ軸インダクタンス、Ｌｑｓは同期座標系ｑ軸インダクタンス、
2018074891.tif 000039
は電動機４７０の推定角速度、λＰＭは永久磁石同期電動機４７０の逆起電力定数を示す。ｐは微分演算子を示し、Δθは実際角と推定角との間の角の誤差を示す。
【００４１】
前記数式１０を利用して状態方程式を整理すれば、次のとおりである。
【００４２】
【数１１】
2018074891.tif 000040
2018074891.tif 000041
【００４３】
前記数式１１で
2018074891.tif 000042
、
2018074891.tif 000043
、
2018074891.tif 000044
を示し、
2018074891.tif 000045
、
2018074891.tif 000046
である。
【００４４】
数式１１を利用して全次元ルーエンバーガー観測機を構成すれば、下記のとおりである。
【００４５】
【数１２】
2018074891.tif 000047
【００４６】
このとき、Ｌ行列は観測機の利得を意味する。ルーエンバーガー観測機形態の逆起電力推定部において、観測機利得Ｌは次のように示すことができる。
【００４７】
【数１３】
2018074891.tif 000048
【００４８】
図６は、一般的なルーエンバーガー観測機形態の逆起電力推定部の詳細構成図である。
【００４９】
第１加算部６０１は
2018074891.tif 000049
を計算して出力する。第１利得適用部６０２は、第１加算部６０１の出力に利得Ｌの中で使用者が調節できる利得である
2018074891.tif 000050
を適用して出力する。第２利得適用部６０３は、利得Ｌの中で
2018074891.tif 000051
を第１加算部６０１の出力に適用して出力する。また、第３利得適用部６０６は、第１加算部６０１の出力に利得Ｌの中で使用者が調節できる利得である
2018074891.tif 000052
を適用して出力する。第１積分部６０７は、第３利得適用部６０６の出力を積分して推定された逆起電力
2018074891.tif 000053
を出力する。
【００５０】
第２加算部６０４は、第１及び第２利得適用部６０２、６０３の差を計算し、第３加算部６０５は第２加算部６０４の出力と
2018074891.tif 000054
を加算する。第４加算部６０９は、第３加算部６０４の出力と、第１積分部６０７の出力である推定された逆起電力との差を求める。
【００５１】
第４利得適用部６１２は推定された状態変数
2018074891.tif 000055
に利得
2018074891.tif 000056
を適用し、第５加算部６１０が第４加算部６０９の出力と第４利得適用部６１２との出力の差を求める。以後、第２積分部６１１がこれを積分して推定された状態変数
2018074891.tif 000057
を出力する。
【００５２】
前記のような永久磁石同期電動機のセンサレスベクトル制御システムでは、逆起電力観測機のような逆起電力推定部を利用するが、このような逆起電力推定部は、逆起電力が大きい中高速領域ではその性能が優秀であるが、逆起電力が小さい低速領域では電圧情報が足りないため、性能が低下する問題点がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５３】
本発明が解決しようとする技術的課題は、低速及び高速領域で優れた性能が維持される永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００５４】
前記のような技術的課題を解決するために、本発明の一実施例のセンサレス制御システムは、インバーターから電動機に印加される相電流と、前記インバーターに印加される相電圧指令を利用して、前記電動機の逆起電力を推定する逆起電力推定部；及び前記逆起電力推定部で推定された推定逆起電力を利用して前記電動機の回転子の角速度及び電気角を推定する速度推定部を含み、前記逆起電力推定部は、前記インバーターの出力から測定される相電流を利用して推定状態変数を決定することができる。
【００５５】
本発明の一実施例において、前記逆起電力推定部は、
2018074891.tif 000058
によって前記推定逆起電力を決定することができ、このとき、
2018074891.tif 000059
で、
2018074891.tif 000060
であり、
2018074891.tif 000061
は状態変数で、
2018074891.tif 000062
は推定状態変数であり、
2018074891.tif 000063
は推定逆起電力である。また、
2018074891.tif 000064
は前記電動機の推定角速度で、Ｒｓは前記電動機の相抵抗であり、
2018074891.tif 000065
で、Ｔｓはセンサレス制御システムのサンプリング時間で、ｇ２１及びｇ２２は調節可能な利得である。
【００５６】
本発明の一実施例において、前記推定状態変数
2018074891.tif 000066
は、インダクタンスと電流の積で構成された磁束成分であってもよい。
【００５７】
本発明の一実施例において、前記逆起電力推定部は、
2018074891.tif 000067
によって前記推定逆起電力を決定することができる。このとき、
2018074891.tif 000068
で、Ｋｏｂｓは加重値で、０から１の間の値である。
【００５８】
本発明の一実施例において、前記加重値Ｋｏｂｓは、推定角速度が基準角速度と大きさを比べて決定されてもよい。
【００５９】
本発明の一実施例において、前記加重値Ｋｏｂｓは、０以上及び１以下の値であってもよい。
【００６０】
本発明の一実施例において、前記速度推定部は、前記推定逆起電力を利用して実際角と推定角との間の誤差（推定誤差）に比例利得を適用する比例制御器；前記推定誤差に積分利得を適用する積分制御器；前記積分制御器の出力を積分した結果を ｑ軸推定逆起電力と前記電動機の逆起電力定数を利用して決定するフィードフォワード補償項を加算する第１演算部；前記第１演算部の出力と前記比例制御器の出力を加算する第２演算部；前記第２演算部の出力を積分して推定角を出力する積分部；及び前記第２演算部の出力を低域通過して推定角速度を出力するフィルター部を含んでもよい。
【００６１】
本発明の一実施例において、前記フィードフォワード補償項は
2018074891.tif 000069
によって決定されることができ、このとき、
2018074891.tif 000070
はｑ軸推定逆起電力で、λＰＭは逆起電力定数である。
【発明の効果】
【００６２】
前記のような本発明は、低速で強靭な性能を行う逆起電力推定部と従来高速で強靭な性能を表す逆起電力推定部を混合した形態の逆起電力推定部を提供することで、低速及び高速のいずれにおいても正確に逆起電力を推定し、これによって回転子の位置及び速度を推定する効果がある。
【００６３】
また、簡単に構成できる速度推定部を利用して推定された回転子位置誤差情報から回転子の位置及び速度情報を得られる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】電動機の駆動に使われる２レベル３相電圧型インバーターの概略的な回路図である。
【図２】インバーターの電力スイッチを制御するための三角波比較電圧変調方式に適用するための極電圧を説明するためのものである。
【図３】三角波比較電圧変調方式を説明するための例示図である。
【図４】従来の永久磁石同期電動機の制御システムを説明するための構成図である。
【図５】一般的な永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムを説明するための構成図である。
【図６】一般的なルーエンバーガー観測機形態の逆起電力推定部の詳細構成図である。
【図７】本発明の一実施例における永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムの構成図である。
【図８】図７の逆起電力推定部の一実施例の詳細構成図である。
【図９】図７の逆起電力推定部の他の実施例を説明するための詳細構成図である。
【図１０】本発明の一実施例によって加重値を決定する方式を説明するための一例示図である。
【図１１】図７の速度推定部の一実施例の詳細構造図である。
【発明を実施するための形態】
【００６５】
本発明は、多様な変更を加えることができ、様々な実施例を有することができるので、特定の実施例を図面に例示し、詳細な説明で詳しく説明する。しかし、これは本発明を特定の実施形態に対して限定しようとするものではなく、本発明の思想及び技術範囲に含まれる全ての変更、均等物ないし代替物を含むものとして理解されなければならない。
【００６６】
従来の逆起電力推定部の式である数式１２に基づいて、低速で強靭な性能を確保するために、本発明の発明者らは、次のような原則を提示する。
【００６７】
１．状態変数推定時に推定された電流を使用せずに、実際測定された電流を使用する。これを通じて、フィードバックによる誤差を減らすことができる。
【００６８】
２．実際に各計算に利用されるｄ軸逆起電力成分は、積分による不安定性を解決するために積分しない。
【００６９】
３．低速で足りない電圧情報による逆起電力成分誤差が反映されることを減らすため、実際に各計算と係るｄ軸磁束推定時には使用しない。
【００７０】
前記のような原則を反映した逆起電力推定部の式は、次のとおりである。
【００７１】
【数１４】
2018074891.tif 000071
【００７２】
前記数式１４で観測機の利得Ｌは、下記のとおりである。
【００７３】
【数１５】
2018074891.tif 000072
【００７４】
このとき、Ｔｓは本発明の一実施例であるセンサレス制御システムのサンプリング時間を示し、g２１及びg２２は使用者が調節することができる利得を示す。
【００７５】
一方、数式１４を整列すれば、数式１２の全次元観測機と利得Ｋ１及びＫ２を利用して次のように構成することができる。
【００７６】
【数１６】
2018074891.tif 000073
【００７７】
このとき、Ｋ１及びＫ２は、次のとおりである。
【００７８】
【数１７】
2018074891.tif 000074
2018074891.tif 000075
【００７９】
したがって、本発明の一実施例では、このような特徴を利用して、従来使われたセンサレス制御システムを一部分修正して、低速でも強靭な性能を実現するセンサレス制御システムを提案する。
【００８０】
すなわち、本発明の一実施例は、逆起電力推定部の利得を数式１５のように構成し、従来逆起電力推定部の構造に数式１６のような形態のフィードフォワード補償項を追加して低速性能を向上させたものである。
【００８１】
以下、添付の図面を参照して本発明による望ましい一実施例を詳しく説明する。
【００８２】
図７は、本発明の一実施例の永久磁石同期電動機のセンサレス制御システムの構成図である。
【００８３】
図面に図示されたように、本発明の一実施例のシステムは、速度制御部１、電流制御部２、変換部３、４、速度推定部５、逆起電力推定部６、ＰＷＭ制御部７、及びインバーター８を含み、インバーター８の出力は永久磁石同期電動機９に印加されてもよい。
【００８４】
速度推定部５は逆起電力推定部６より推定された逆起電力から角速度及び電気角を推定し、逆起電力推定部６は相電圧指令と相電流を利用して逆起電力を推定することができる。
【００８５】
速度制御部１は、速度推定部５によって推定された速度を利用し、電動機９の速度指令を利用して電流指令を出力することができる。電流制御部２は電流指令を受信し、変換部４によって同期座標系に変換された電動機９のｄ、ｑ軸電流を利用して電圧指令を出力することができる。変換部３は同期座標系電圧指令をａｂｃ物理量に変換することができる。
【００８６】
変換部３、４のそれぞれは、速度推定部５によって推定された電気角を利用してそれぞれ座標変換を行うことができる。
【００８７】
ＰＷＭ制御部７は、ａｂｃ相電圧指令を極電圧指令に変更してインバーター８に印加し、インバーター８は極電圧指令を極電圧で合成して電動機９に印加することができる。
【００８８】
図８は、図７の逆起電力推定部の一実施例の詳細構成図である。
【００８９】
図面に図示されたように、本発明の一実施例の逆起電力推定部６は、第１加算部１１、第１利得適用部１２、第２利得適用部１３、第３利得適用部１４、第２加算部１５、第３加算部１６、第４加算部１７、第１積分部１８、第４利得適用部１９、第５利得適用部２０、第５加算部２１、第６加算部２２、第２積分部２３及び第６利得適用部２４を含んでもよい。
【００９０】
第１加算部１１は、状態変数
2018074891.tif 000076
と推定された状態変数
2018074891.tif 000077
の差を決めることができる。第１利得適用部１２は、第１加算部１１の出力である
2018074891.tif 000078
に利得Ｌの中でサンプリング時間と係る利得を適用することができる。第２利得適用部１３は、利得Ｌの中で
2018074891.tif 000079
を第１加算部１１の出力である
2018074891.tif 000080
に適用することができる。また、第３利得適用部１４は、利得Ｌの中で使用者が調節できる利得である
2018074891.tif 000081
を第１加算部１１の出力である
2018074891.tif 000082
に適用することができる。
【００９１】
第２加算部１５は、第１利得適用部１２の出力と第２利得適用部１３の出力との差を求めることができる。
【００９２】
一方、第４加算部１７は、第３利得適用部１４の出力から推定された逆起電力
2018074891.tif 000083
に第４利得適用部１９が利得Ｋ２を適用したことを差し引くことができる。つまり、第４加算部１７は、第３利得適用部１４の出力から
2018074891.tif 000084
を差し引くことができる。
【００９３】
積分部１８は、第４加算部１７の出力を積分して推定された逆起電力
2018074891.tif 000085
を出力することができる。
【００９４】
第５利得適用部２０は、積分部１８の出力である、推定された逆起電力に利得Ｋ１を適用することができる。つまり、
2018074891.tif 000086
を出力することができる。
【００９５】
第３加算部１６は、第２加算部１５の出力から第５利得適用部２０の出力を差し引き
2018074891.tif 000087
、つまり、電圧から電動機相抵抗と電流の積を差し引いたことを加算することができる。第４加算部２１は第３加算部２０の出力から推定された逆起電力を差し引くことができる。第５加算部２２は第４加算部２１の出力から第６利得適用部２４の出力を差し引くことができる。第６利得適用部２４は、推定された状態変数
2018074891.tif 000088
に利得
2018074891.tif 000089
を適用して
2018074891.tif 000090
を出力することができる。第２積分部２３は第５加算部２２の出力を加算して推定された状態変数
2018074891.tif 000091
を出力することができる。
【００９６】
すなわち、本発明の一実施例の逆起電力推定部６は、図６の従来の構成において、観測機利得を数式１５のように構成し、従来の観測機構造でフィードフォワード補償項を付け加えたことが分かる。
【００９７】
一方、本発明の一実施例の逆起電力推定部６は、低速で性能向上のためのものであることは既に説明したとおりである。よって、以下では、従来高速で優れた性能を実現する逆起電力推定部と、本発明の一実施例の逆起電力推定部６を混合した、別の実施例による逆起電力推定部を提案する。
【００９８】
図９は、図７の逆起電力推定部の他の実施例を説明するための詳細構成図である。
【００９９】
従来逆起電力推定部の観測機は数式１２のとおりであり、本発明の逆起電力推定部の観測機は数式１６のように示すことができる。それぞれ次のとおりである。
2018074891.tif 000092
2018074891.tif 000093
【０１００】
両数式の相違点は
2018074891.tif 000094
の有無なので、Ｋｏｂｓという加重値を利用して簡単に次の数式に切り替えることができる。
【０１０１】
【数１８】
2018074891.tif 000095
【０１０２】
例えば、Ｋｏｂｓが０であれば、低速で強靭な性能を表す図８の逆起電力推定部と同一で、Ｋｏｂｓが１であれば、高速で優れた性能を表す図６の逆起電力推定部と同一であることが分かる。
【０１０３】
一方、図６の従来の逆起電力推定部で観測機利得は数式１３のように示すことができ、図８の逆起電力推定部の観測機利得は数式１５のように示すことができる。それぞれ次のとおりである。
2018074891.tif 000096
2018074891.tif 000097
【０１０４】
両利得の相違点は、利得の中で、
2018074891.tif 000098
、
2018074891.tif 000099
の差である。よって、加重値Ｋｏｂｓを利用して切り替えることが可能である。すなわち、加重値Ｋｏｂｓを利用して、次のような混合形態の観測機利得を設定することができる。
【０１０５】
【数１９】
2018074891.tif 000100
【０１０６】
例えば、Ｋｏｂｓが０であれば、低速で強靭な性能を表す図８の逆起電力推定部の観測機利得と同一であり、Ｋｏｂｓが１であれば、高速で優れた性能を表す図６の逆起電力推定部の観測機利得と同一であることが分かる。
【０１０７】
図９は、これを反映した修正逆起電力観測部を表したものである。
【０１０８】
図面に図示されたように、本発明の一実施例の逆起電力推定部６は、第１加算部３１、第１利得適用部３２、第２利得適用部３３、第３利得適用部３４、第４利得適用部３５、第２加算部３６、第３加算部３７、第４加算部３８、第１積分部３９、第５利得適用部４０、第６利得適用部４１、第５加算部４２、第６加算部４３、第２積分部４５、及び第６利得適用部４６を含んでもよい。
【０１０９】
本発明の逆起電力推定部６の出力は、推定された逆起電力と推定された状態変数であり、加重値Ｋｏｂｓが０である場合、低速で強靭な性能を表す図８の逆起電力推定部と同一となり、Ｋｏｂｓが１である場合、高速で優れた性能を表す図６の従来の逆起電力推定部と同一である。
【０１１０】
図１０は、本発明の一実施例によって加重値を決める方式を説明するための一例示図である。
【０１１１】
図面に図示されたように、本発明の一実施例において、推定された角速度がωｃｕｒｒｅｎｔに逹するまで加重値Ｋｏｂｓは０であり、この場合、図８の逆起電力推定部と同一であってもよい。
【０１１２】
推定された角速度がωｃｕｒｒｅｎｔ以上の場合、加重値Ｋｏｂｓは徐々に増加し、推定角速度がωｖｏｌｔａｇｅ以上の場合、Ｋｏｂｓは１になって図６の逆起電力推定部と同一になることがある。すなわち、低速の場合は、図８の逆起電力推定部が支配的に作用し、高速では図６の逆起電力推定部が支配的に作用することが分かる。
【０１１３】
図１１は、図７の速度推定部の一実施例の詳細構造図である。
【０１１４】
図面に図示されたように、本発明の一実施例の速度推定部５は、比例制御器５１、積分制御器５２、第１積分部５３、第１加算部５４、第２加算部５５、第２積分部５６、及び低域通過フィルター（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ、ＬＰＦ、５７）を含んでもよい。
【０１１５】
第１利得適用部５１の入力は実際角と推定角との間の誤差（推定誤差）であり、逆起電力推定部６で推定された逆起電力を利用して、次のように求めることができる。
【０１１６】
【数２０】
2018074891.tif 000101
【０１１７】
このとき、Ｅは下記のように求めることができ、「ｓｇｎ（ｘ）」はｘの符号を意味する。つまり、ｘが正の数であれば「+」、負の数であれば「−」である。
【０１１８】
【数２１】
2018074891.tif 000102
【０１１９】
比例制御器５１は比例利得Ｋｐを推定誤差に適用し、積分制御器５２は積分利得Ｋiを推定誤差に適用することができる。
【０１２０】
第１積分部５３は積分制御器５２の出力を積分し、第１加算部５４は第１積分部５３の出力とフィードフォワード補償項（ｆｅｅｄ−ｆｏｒｗａｒｄ ｔｅｒｍ）
2018074891.tif 000103
を加算することができる。
2018074891.tif 000104
は図６または図８の逆起電力推定部によって求めることができるもので、ｑ軸推定逆起電力に該当する。
【０１２１】
第２加算部５５は、第１加算部５４の出力と比例制御器５１の出力を合算し、第２積分部５６が第２加算部５５の出力を積分して推定電気角を出力することができる。また、ＬＰＦ５７は第２加算部５５の出力を低域通過して推定角速度を出力することができる。
【０１２２】
本発明の一実施例によれば、全次元状態観測機形態の逆起電力推定部を通じて逆起電力を推定し、推定された逆起電力から回転子の位置推定誤差情報を決定することで、センサレス制御を行うことができる。
【０１２３】
また、簡単に構成できる速度推定部を利用して、推定された回転子位置誤差情報から回転子の位置及び速度情報を得ることができる。
【０１２４】
本発明によれば、低速で強靭な性能を表す逆起電力推定部と、従来高速で強靭な性能を表す逆起電力推定部を混合した形態の逆起電力推定部を提供することにより、低速及び高速で正確に逆起電力を推定し、これによって回転子の位置及び速度を推定することができる。
【０１２５】
以上、本発明による実施例を説明したが、これは例示的なものに過ぎず、当該分野における通常の知識を有する者であれば、これより多様な変形及び均等な範囲の実施例が可能であるという点を理解できる。よって、本発明の真の技術的保護範囲は、次の特許請求範囲によって決定されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2018074891.tif 000122
【図６】
2018074891.tif 000123
【図７】
2018074891.tif 000124
【図８】
2018074891.tif 000125
【図９】
2018074891.tif 000126
【図１０】
2018074891.tif 000127
【図１１】
2018074891.tif 000128