(57)【要約】【課題】波形を記録するためのメモリ手段を必要とすることなく、補償電流を速やかに生成できるアクティブフィルタを提供すること。【解決手段】本発明のアクティブフィルタ２０は、三相の交流電源３に対して、負荷である電動モータ５と並列に接続される。アクティブフィルタ２０は、高調波成分を打ち消す補償電流を生成する主回路２３と、主回路２３の駆動を制御するコントローラ２１と、を備える。コントローラ２１は、交流電源３による系統電圧が転流したタイミングにおける電流波形を、二乗の放物線で近似した電流指令を求め、求められた電流指令に基づいて、主回路２３を駆動させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相の交流電源に対して、負荷と並列に接続されるアクティブフィルタであって、
前記アクティブフィルタは、
高調波成分を打ち消す補償電流を生成する主回路と、
前記主回路の駆動を制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、
前記交流電源による系統電圧が転流したタイミングにおける電流波形を、二乗の放物線で近似した電流指令を求め、
求められた前記電流指令に基づいて、前記主回路を駆動させる、
ことを特徴とするアクティブフィルタ。
【請求項２】
前記コントローラは、
前記電流波形から基本波成分を取り除いて、前記高調波成分を求め、
求めた前記高調波成分から、電流のピーク値ＩＰとピーク値ＩＰを示すときの位相θを検出し、
前記位相θが、前記系統電圧の相電圧が等しくなる位相〜θp（ピーク値ＩＰを示すときの前記位相θ）の範囲よりも、制御遅れ分だけ進んでいる所定転流タイミングに当たるか当たらないかを判断する、
請求項１に記載のアクティブフィルタ。
【請求項３】
前記コントローラは、
前記高調波成分を打ち消す、前記補償電流であるＡＦ電流指令（ＣＣ１）を求める、
請求項２に記載のアクティブフィルタ。
【請求項４】
前記コントローラは、
前記所定転流タイミングに当たると判断すると、前記位相θpと前記ピーク値ＩＰに基づいて、前記位相θから前記制御遅れ分だけ進めたＡＦ電流指令（ＣＣ２）を求め、
前記ＡＦ電流指令（ＣＣ１）の値を前記ＡＦ電流指令（ＣＣ２）の値で置き換えて電流制御を行う、
請求項３に記載のアクティブフィルタ。
【請求項５】
前記コントローラは、
前記所定転流タイミングに当たらないと判断すると、前記ＡＦ電流指令（ＣＣ１）となるように電流制御を行う、
請求項３に記載のアクティブフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高調波成分を打ち消す補償電流を生成するアクティブフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から負荷へ負荷電流が流れると、一般的には負荷電流にいわゆる高調波成分が発生する。この高調波成分はいわゆる高調波障害の原因となるために、アクティブフィルタを用いた対策が行われている。アクティブフィルタは、交流電源に接続されている高調波発生負荷の電流を電流センサで検出し、検出された高調波成分を打ち消す補償電流を交流電源線に注入することで、交流電源に流れる電源電流の高調波成分を低減する。
【０００３】
アクティブフィルタの制御について、例えば、特許文献１は、補償対象となる機器の電流波形を記憶して、アクティブフィルタの電流指令に利用する。このとき記憶する波形は電源１/６周期分として、電流検出遅れや制御遅れを補償する。特許文献１は、記憶する波形を電源１/６周期分とすることでメモリの容量を節約できる、としている。
【０００４】
また、特許文献２は、補償対象となる機器の電流波形の位相を進相しアクティブフィルタの電流指令に利用する。これにより、特許文献２は、電流検出遅れや制御遅れを補償することができる、としている。
【０００５】
また、特許文献３は、補償対象となる機器の電流波形から計算されるアクティブフィルタの電流指令に対して、電流検出遅れや制御遅れによる無駄時間や出力フィルタを補償することを提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１５−１１１９９５号公報
【特許文献２】特開２０１４−１２１１４５号公報
【特許文献３】特開平１０−３３６８９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、特許文献１は、容量を節約できるとしても、波形を記憶するためのメモリ手段が必要であることに変わりはない。また、特許文献１は、交流電源や負荷が不平衡である場合には、１/６周期ごとの波形がそれぞれ異なるために、補償性能が悪化するおそれがある。
また、特許文献２は、位相を進相するために、電源周期から進相分（電源周期−進相分）だけを除いた分だけ波形の遅延を行うが、これにはやはり波形を記録するメモリ手段が必要である。
さらに、特許文献３は、無駄時間を補償する具体的な手段について述べられていない。
【０００８】
以上より、本発明は、波形を記録するためのメモリ手段を必要とすることなく、補償電流を速やかに生成できるアクティブフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、三相の交流電源に対して、負荷と並列に接続されるアクティブフィルタであって、このアクティブフィルタは、高調波成分を打ち消す補償電流を生成する主回路と、主回路の駆動を制御するコントローラと、を備える。
本発明におけるコントローラは、交流電源による系統電圧が転流したタイミングにおける電流波形を、二乗の放物線で近似した電流指令を求め、求められた電流指令に基づいて、主回路を駆動させる、ことを特徴とする。
【００１０】
本発明のアクティブフィルタにおけるコントローラは、電流波形から基本波成分を取り除いて、高調波成分を求め、求めた高調波成分から、電流のピーク値ＩＰとピーク値ＩＰを示すときの位相θを検出し、位相θが、系統電圧の相電圧が等しくなる位相〜θp（ピーク値ＩＰを示すときの位相θ）の範囲よりも、制御遅れ分だけ進んでいる所定転流タイミングに当たるか当たらないかを判断する、ことができる。
【００１１】
本発明のアクティブフィルタにおけるコントローラは、高調波成分を打ち消す補償電流であるＡＦ電流指令（ＣＣ１）を求める、ことができる。
【００１２】
また、本発明のアクティブフィルタにおけるコントローラは、所定転流タイミングに当たると判断すると、位相θpとピーク値ＩＰに基づいて、位相θから制御遅れ分だけ進めたＡＦ電流指令（ＣＣ２）を求め、ＡＦ電流指令（ＣＣ１）の値をＡＦ電流指令（ＣＣ２）の値で置き換えて電流制御を行う、ことができる。
【００１３】
また、本発明のアクティブフィルタにおけるコントローラは、所定転流タイミングに当たらないと判断すると、ＡＦ電流指令（ＣＣ１）となるように電流制御を行う、ことができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、転流が終了するときの電流値とタイミングを測定するだけで足りるので、メモリ手段を必要とすることなく、補償電流を生成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施形態に係るインバータの構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態のインバータにおいて、Ｒ相からＳ相に転流するときのコンバータに流れる電流を示す図である。
【図３】（ａ）は本発明の実施形態に係る系統電圧の電圧波形を示し、（ｂ）はコンバータの直流電流とＲ相電流の波形を示し、（ｃ）はアクティブフィルタで生成されるＲ相電流指令の波形を示す。
【図４】（ａ）は、本発明の実施形態において、コンバータのＲ相電流（上段のグラフ）、アクティブフィルタのＱ軸電流指令及びアクティブフィルタのＰ軸電流指令の波形（下段のグラフ）を対比して示す図であり、（ｂ）は電圧不平衡状態となったときのコンバータのＲ相，Ｓ相，Ｔ相のそれぞれの電流波形を示す図である。
【図５】本実施形態の第一実施形態の制御手順を示すフローチャートである。
【図６】本実施形態の第二実施形態の制御手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
本実施形態に係る電源装置１は、交流電源３と負荷である例えば電動モータ５との間に配置されるインバータ１０と、電源装置１とインバータ１０の間に並列に接続されるアクティブフィルタ２０と、を備える。
電源装置１は、交流電源３が出力する一定電圧及び一定周波数の三相交流電流をインバータ１０で直流に変換した後に交流に逆変換することで、周波数と電圧の大きさが任意に調整された交流電流を電動モータ５に供給する。
電源装置１は、補償対象を直流電流平滑型のコンバータに限定することで、直流電流平滑型のコンバータの波形を予測して、アクティブフィルタ２０の電流指令を求める。このように補償対象の電流を予測することで、波形を記録するためのメモリ手段を設ける必要がなくなる。
【００１７】
［インバータ１０］
インバータ１０は、交流電源３に接続されるコンバータ回路１１と、コンバータ回路１１の出力端に接続されるインバータ回路１３と、を備える。コンバータ回路１１が交流電源３からの交流電流を直流電流に変換し、コンバータ回路１１から受ける直流電流をインバータ回路１３が交流電流に変換する。インバータ回路１３は半導体スイッチング素子を利用して電力変換を行うが、この電力変換の際に高調波を発生させる。
インバータ１０は、コンバータ回路１１の出力側に平滑回路１５を備える。この平滑回路１５は、直流リアクトルＤＣＬとキャパシタＣ１を組み合わせたフィルタであり、抵抗負荷に加わる電圧を平滑化する。つまり、インバータ１０は直流電流平滑型のコンバータ回路１１を備える。
【００１８】
コンバータ回路１１及びインバータ回路１３はその機能を果たす限り具体的な内容は任意である。
例えば、コンバータ回路１１については、単数又は複数のダイオードを備えることを前提とし、トランス方式とスイッチング方式が存在するが、いずれを用いることができる。
【００１９】
また、インバータ回路１３については、電圧形インバータと電流型インバータが存在するが、いずれを用いることができる。ここで、電圧形インバータは、負荷と直流電源を半導体スイッチで切り替え、負荷に方形波の交流電流を供給する。また、電流型インバータは、直流側にリアクトルが挿入され、電流波形が方形波となる。なお、本実施形態は電圧形インバータを採用している。
【００２０】
［アクティブフィルタ２０］
アクティブフィルタ２０は、検出された高調波を打ち消し補償する電流を生成するとともに、生成した補償電流を交流電源３とインバータ１０のコンバータ回路１１とを接続する電線ＷＲ，ＷＳ，ＷＴに注入する。アクティブフィルタ２０は、交流電源３に対して、インバータ１０と並列に接続されている。
【００２１】
アクティブフィルタ２０は、アクティブフィルタ２０の動作を司るコントローラ２１と、コントローラ２１の指示に従って高調波を打ち消して補償する電流を発生させる主回路２３と、を備えている。
アクティブフィルタ２０は、コントローラ２１と主回路２３が交流リアクトルＡＣＬ及び高調波フィルタ２５を介して、交流電源３に接続されている。主回路２３はキャパシタＣ２と接続されている。高調波フィルタ２５は、アクティブフィルタ２０の主回路２３を構成するスイッチング素子が行うパルス幅変調（Pulse Width Modulation）による高調波を除去する。
【００２２】
コントローラ２１は、交流電源３の系統電圧（Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）及び交流電源３から電動モータ５に流れる三相交流電流（ｉＲ，ｉＳ，ｉＴ）を、第一検出回路ＤＬ１を介して検出する。また、コントローラ２１は、交流リアクトルＡＣＬを流れる電流、つまり、高調波を補償する三相交流電流を第二検出回路ＤＬ２検出する。コントローラ２１は、検出したこれらの情報に基づいて、高調波を補償する電流を生成するための制御演算を実施して、アクティブフィルタ２０の主回路２３を駆動制御する。
【００２３】
主回路２３は、コントローラ２１の指示に従って高調波を打ち消して補償する電流を生成する。主回路２３は、スイッチング素子で構成されており、そのオン及びオフを制御することにより、パルス波のデューティー比を変化させるＰＷＭ変調により補償電流を生成させる。
主回路２３で生成された補償電流は、交流リアクトルＡＣＬ及び高調波フィルタ２５を介して、交流電源３に供給される。
【００２４】
さて、特許文献１及び特許文献２は波形をメモリ手段に記録していたが、本実施形態はコンバータ回路１１を直流電流平滑型に限定することで、コンバータの電流波形を近似により求める。
直流電流平滑型のコンバータの場合、相電流が転流するタイミングに合わせて、入力電流が急峻に変化する。コンバータ回路１１の電流波形を図３（ｂ）に示す。
図３（ｂ）のグラフにおいて、一例としてコンバータのＲ相電流は、コンバータ直流電流が急峻に変化する楕円で囲まれるタイミング以外のときは、コンバータの直流電流と等しいか０であるから、変化が小さい。
このコンバータ（Ｒ相）電流から基本波成分を除いたものがアクティブフィルタ２０の電流指令、つまり補償電流となる。したがって、図３（ｃ）のグラフに示すように、アクティブフィルタ２０の電流指令も、楕円で囲まれる転流タイミングで急峻に変化する以外では変化が小さい。つまり、補償電流は、転流タイミング以外では素早い追従性を求められない。
このように、検出や制御の遅れを補償する必要があるのは転流タイミングのみであり、この転流するときの電流波形が判りさえすれば、全体としての遅れを補償できることになる。
【００２５】
転流は系統電圧の相電圧が等しくなったとき、具体的には、Ｒ相の電流の場合、Ｒ相電圧とＴ相電圧が等しくなったとき、Ｒ相電圧とＳ相電圧が等しくなったときに発生する。図３（ａ）に系統電圧の相電圧の一例を示すが、円で囲まれるタイミングでＲ相は転流している。
図２は、図３（ａ）に倣って、Ｒ相からＳ相に転流するときのコンバータ回路１１に流れる電流を示している。転流前、転流中及び転流後は、以下の経過を辿る。
転流前：ｉＲ ＝ ｉｄｃ, ｉＳ ＝ ０
転流中：ｉＲ＋ｉＳ ＝ ｉｄｃ
転流後：ｉＲ ＝ ０, ｉＳ ＝ ｉｄｃ
【００２６】
転流中は、コンバータ回路１１のダイオードを通じて短絡するため、Ｒ相の受電電圧ＶＲとＳ相の受電電圧ＶＳが等しくなり、系統インピーダンスＺＬには系統電源電圧ＶＲＧ,ＶＳＧの差分が負荷されることになる。
転流は極めて短時間で終了するので、抵抗成分を無視することができ、系統のインダクタンス成分ＬＬのみが影響する。
ＶＲＧ,ＶＳＧの差分は線間電圧であり、正確には正弦波状であるが、転流は短時間であるため、線形に近似(ｖＳＧ − ｖＲＧ ＝ ｋｔ)することができる。
このため、転流中のＳ相電流が０から変化する波形は、下記の式１として示される式のように二乗の放物線に近似することができる。
【００２７】
【数１】
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【００２８】
前述したように、系統電圧の相電圧が等しくなったとき（線間電圧＝０）に転流が開始されるので、系統電圧を測定することにより、転流の開始タイミングを知ることができる。
アクティブフィルタ２０の電流指令として使用するコンバータ電流としては、転流開始タイミングと転流終了タイミングを検出し、制御遅れ分だけ進めておくことや指令電流の変化を予め電圧指令にフィードフォワードしておくことで、その遅れを補償できる。
この補償電流の生成には、転流が終了するときの電流値とタイミングを測定するだけで足りるので、メモリ手段を必要としない。一例として、この電流値は図３（ｂ）の横方向の実線Ｈで示され、転流が終了するタイミングは図３（ｂ）の縦方向の実線Ｖで示される。
【００２９】
本実施形態は、図４（ａ）に示すように、コンバータ電流からアクティブフィルタ２０の電流指令のために基本波成分を除いた高調波を有効成分(Ｐ軸)と無効成分(Ｑ軸)に変換することができる。そうすれば、転流による急峻な電流変化は交流電源周期の１/６周期毎にＱ軸のみに現れる。
そして、転流が充分短い時間で終わるので、このＱ軸電流の変化も二乗の放物線に近似できる。このとき転流の終了は、図４の下段のグラフにおいて円で囲まれるように極大値をとるので、判定がしやすくなる。
【００３０】
次に、本実施形態による電源装置１のアクティブフィルタ２０により交流電源３に対して補償電流を流す手順を、図５を参照して説明する。この手順は、アクティブフィルタ２０のコントローラ２１が系統電圧、コンバータ電流などを取得して実行する。
【００３１】
［第１実施形態］
［系統電圧位相更新（図５  Ｓ１０１）］
アクティブフィルタ２０のコントローラ２１は、第一検出回路ＤＬ１を介して検出するアクティブフィルタ２０の入力電圧の電圧波形から位相θを継続的に計算し、更新する。系統電圧の電圧波形は、図３（ａ）に例示した通りである。
【００３２】
［コンバータ電流高調波成分計算（図５  Ｓ１０３）］
次に、コントローラ２１は、第一検出回路ＤＬ１を介して検出するコンバータ電流波形（Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）から基本波成分を取り除いて、コンバータ電流の高調波成分を求める。
【００３３】
［転流検出（図５  Ｓ１０５）］
次に、コントローラ２１は、求めたコンバータ電流の高調波成分から、電流のピーク値ＩＰとピーク値ＩＰを示すときの位相θを検出する。なお、このときの位相θをθpとする。１電源周期中にθpは各相、つまりＲ相、Ｓ相及びＴ相毎に２回ずつ出現する。
【００３４】
［ＡＦ電流指令計算（図５  Ｓ１０７）］
コントローラ２１は、コンバータ電流の高調波成分を打ち消す、アクティブフィルタ２０の電流指令（ＡＦ電流指令）の波形を求める。このＡＦ電流指令をＡＦ電流指令（ＣＣ１）とする。
【００３５】
［転流タイミング判断（図５  Ｓ１０９）］
コントローラ２１は、位相θが転流タイミングより制御遅れ分だけ進んだ所定転流タイミングに当たるか当たらないかを判断する。なお、ここでいう転流タイミングとは、系統電圧の相電圧が等しくなる位相〜θpの範囲で特定される。θpは、高調波成分においてピーク値を示す位相θである。また、制御遅れはハード的な構成により決まるため、予め制御遅れの時間が設定される。
【００３６】
［ＡＦ電流指令補償（図５  Ｓ１１５）］
コントローラ２１は、所定の転流タイミングにあたるものと判断する（図５  Ｓ１０９ Ｙｅｓ）と、ピーク値を示す位相θpとピーク値ＩＰに基づいて、位相θから制御遅れ分だけ進めたＡＦ電流指令（ＡＦ電流指令（ＣＣ２）とする）を求める。コントローラ２１は、先に求めているＡＦ電流指令（ＣＣ１）の値を求めたＡＦ電流指令（ＣＣ２）の値で置き換えることで、制御遅れを補償する。
【００３７】
［ＡＦ電流制御（図５  Ｓ１１１）］
コントローラ２１は、転流タイミングに当たらないと判断する（図５  Ｓ１０９ Ｎｏ）と、Ｓ１０７で求めたＡＦ電流指令（ＣＣ１）となるように電流制御を行い、アクティブフィルタ２０による電圧指令を計算により求める。
一方、コントローラ２１は、転流タイミングに当たらないと判断し（図５  Ｓ１０９ Ｎｏ）、Ｓ１１５にてＡＦ電流指令（ＣＣ２）を求めているのであれば、ＡＦ電流指令（ＣＣ２）となるように電流制御を行い、アクティブフィルタ２０による電圧指令を計算により求める。
【００３８】
［ｄｕｔｙ出力（Ｓ１１３）］
コントローラ２１は、計算で求めたＡＦ電圧指令を、アクティブフィルタ２０の主回路２３を構成するスイッチング素子のスイッチングｄｕｔｙに換算する。コントローラ２１は換算したスイッチングｄｕｔｙに基づいて主回路２３を構成するスイッチング素子を駆動制御して、補償電流を出力する。
【００３９】
［第２実施形態］
図６に、高調波を有効成分(Ｐ軸)と無効成分(Ｑ軸)に変換する場合の一連の手順を示す。
図６に示すように、３相（Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）を２相（Ｐ軸，Ｑ軸）に変換する手順、及び、２相（Ｐ軸，Ｑ軸）を３相（Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）に変換する手順が加わることを除いて、図５に示す手順と同じである。
【００４０】
［効  果］
以上説明したように、本実施形態によれば、転流が終了するときの電流値とタイミングを測定するだけで足りるので、メモリ手段を必要とすることなく、補償電流を生成できる。
【００４１】
以上、好ましい実施形態を説明したが、本発明の主旨を逸脱しない限り、上記実施形態で挙げた構成を取捨選択したり、他の構成に適宜変更したりすることが可能である。
【符号の説明】
【００４２】
１      電源装置
３      交流電源
５      電動モータ
１０    インバータ
１１    コンバータ回路
１３    インバータ回路
１５    平滑回路
２０    アクティブフィルタ
２１    コントローラ
２３    主回路
２５    高調波フィルタ
ＤＣＬ  直流リアクトル
ＡＣＬ  交流リアクトル
Ｃ１，Ｃ２  キャパシタ
ＤＬ１  第一検出回路
ＤＬ２  第二検出回路
ＷＲ，ＷＳ，ＷＴ  電線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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