(57)【要約】      （修正有）【課題】インバータ回路の出力電圧誤差を低減し、モータを高速回転まで安定して制御するインバータ装置を提供する。【解決手段】モータ装置５００において、インバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧ＤＣＶを交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧ＤＣＶを交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、
前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるインバータ装置。 
【請求項２】
請求項１に記載のインバータ装置において、
前記ＰＷＭパルス生成部は、前記交流電圧の周波数に対して非同期のキャリア周波数を有するキャリア信号を用いた非同期ＰＷＭにより、前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
【請求項３】
請求項２に記載のインバータ装置において、
前記ＰＷＭパルス生成部は、
前記キャリア信号に基づくタイミングで前記ＰＷＭパルスを生成し、
前記ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで、前記ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるための電圧調整パルスを生成するインバータ装置。
【請求項４】
請求項３に記載のインバータ装置において、
前記ＰＷＭパルス生成部は、前記台形波の所定次数の高調波に応じたタイミングで前記電圧調整パルスを生成するインバータ装置。
【請求項５】
請求項２から請求項４までのいずれか一項に記載のインバータ装置において、
前記ＰＷＭパルス生成部は、前記台形波のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、前記キャリア信号に基づくタイミングとは異なるタイミングで、前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
【請求項６】
モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路と、
前記直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させる電動車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置および電動車両に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御してモータ駆動するインバータ駆動装置では、インバータの可変出力周波数に対し、キャリア周波数を一定にしてＰＷＭ制御する非同期ＰＷＭ方式が多く採用されている。このため、インバータ出力周波数が高周波数になった場合、ＰＷＭパルス数が減少し、インバータの出力誤差が増大する。また、インバータの出力電圧指令が、インバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モード時に出力電圧誤差が増大する。
特許文献１には、インバータの出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間にＰＷＭパルスを生成して出力電圧誤差を最小限にする技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−１９４５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１では、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をモータ出力要求に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する。このようにすることで、インバータの出力電圧誤差が生じる現象を防止している。しかしながら、特許文献１では、インバータ出力電圧（基本波）のピーク中央付近でのＰＷＭパルスは考慮されていない。そのため、正弦波変調から過変調領域に入る前後で電圧誤差が生じてしまう課題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によるインバータ装置は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。
本発明による電動車両は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路と、前記直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させる。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、インバータ回路の出力電圧誤差を低減することができ、モータを高速回転まで安定して制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明のインバータ装置の構成を示すブロック図。
【図２】一実施形態における変調波を示す波形図。
【図３】一実施形態におけるパルス生成を示す波形図。
【図４】一実施形態におけるパルス生成を示す波形図。
【図５】本発明によるインバータ装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。
【図６】本発明によるインバータ装置が適用された電動車両の構成図。
【図７】従来のゼロクロス近傍を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
本発明は、ＰＷＭ制御で半導体スイッチ素子を駆動するようにしたインバータ装置であって、変調率が所定値以上の過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の位相に基づいて台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させて高出力なインバータ装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。
【０００９】
図１は、本発明によるインバータ装置１００を有するモータ装置５００の構成を示すブロック図である。モータ装置５００は、モータ３００とインバータ装置１００を有している。モータ装置５００は、モータ３００の回転位置センサの取付位置誤差を検出して、モータ駆動の際に補正することでモータ３００を高効率に駆動する用途に適したものである。
【００１０】
インバータ装置１００は、電流検出部１８０、電流制御器１２０、ＰＷＭ制御器１４５、ドライブ信号生成器１４０、インバータ回路１１０、および回転位置検出器１３０を有している。バッテリ２００は、インバータ装置１００の直流電圧源であり、バッテリ２００の直流電圧ＤＣＶは、インバータ装置１００のインバータ回路１１０によって可変電圧、可変周波数の３相交流に変換され、モータ３００に印加される。
【００１１】
モータ３００は、３相交流の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて３相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ３２０が取り付けられており、回転位置検出器１３０にて回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θｓを演算する。ここで、回転位置センサには、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサや、ホール素子を用いたセンサを用いることができる。
【００１２】
インバータ装置１００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流検出部１８０は、３相のモータ電流を電流センサＩｃｔで検出し、３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と回転位置θとからｄｑ変換したｄｑ電流検出値（Ｉｄ’，Ｉｑ’）を出力するｄｑ電流変換器１６０と、ｄｑ電流検出値（Ｉｄ’，Ｉｑ’）を平滑して電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を出力する電流フィルタ１７０とを有する。電流制御器１２０は、電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。
【００１３】
ＰＷＭ制御器１４５では、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を回転角度θに基づき２相／３相変換し、第三高調波を重畳した３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に応じた変調波を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことで、ＰＷＭパルスを生成する。このとき後述するように、ゼロクロス付近では変調波を直線近似してＰＷＭパルスを生成すると共に、台形状の変調波を用いたＰＷＭである台形波変調を行う場合は、台形波の上辺部分においてＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるための電圧調整パルスを生成する。ＰＷＭ制御器１４５により生成されたＰＷＭパルスは、ドライブ信号生成器１４０にてドライブ信号ＤＲに変換され、インバータ回路１１０に出力される。インバータ回路１１０の半導体スイッチ素子はドライブ信号ＤＲによりオン／オフ制御され、インバータ回路１１０の出力電圧が調整される。
なお、モータ装置５００において、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。
【００１４】
次に、図２を用いて、一実施形態における変調波を示す波形図について説明する。
図２（ａ）は変調信号波形とキャリア信号波形を示し、変調率が比較的低い変調信号（変調波１）と、正弦波変調できる最大の変調波（変調波２）と、正弦波変調を直線近似した台形状の変調波（変調波３）と、インバータ出力が最大となる矩形波状態となる変調波（変調波４）、および変調波信号と大小比較してＰＷＭパルスを生成するキャリア信号とを示している。図２（ｂ）は、変調波２のときのＰＷＭパルス信号を示し、図２（ｃ）は、変調波３のときのＰＷＭパルス信号を示す。図２（ｃ）では、電気角度３０〜１５０度の区間でほぼ１００％のＰＷＭパルスが連続してオンである。図２（ｄ）は、変調波４のＰＷＭパルス信号を示し、このＰＷＭパルス信号は、電気角度０〜１８０度全区間でオンである。
【００１５】
それぞれの変調波は、３相電圧指令（Ｖｕc，Ｖｖc、Ｖｗc）の１相分の変調波Ｈ(θ)と等価であり、デッドタイムを無視すればＵ相の変調波Ｈｕ(θ)＝Ｖｕｃ／（ＤＣＶ／２）にほぼ等しい。インバータ出力が飽和しない変調率＝１となる時の正弦波の実効値を１とすれば、第３高調波を重畳した変調波Ｈ(θ)に含まれる基本波成分は１．１５倍（１１５％）である（変調波２）。すなわち、変調率が１．１５となる電圧指令まではインバータ出力は飽和しない。
【００１６】
図２に示すように、第３高調波を重畳させた変調波Ｈ(θ)は、ゼロクロス付近で直線近似することができる。また、変調率が大きくなるほど、変調波Ｈ(θ)は変調波２のような形状から変調波３のような台形波に近づいていく。そのため、変調率が所定値以上、例えば１．１５以上の領域では、変調波３のような台形波を用いることで演算によるＰＷＭパルスの生成が可能となる。これにより、マイコン等を用いたＰＷＭ変調処理を簡素化できると同時に、変調波Ｈ(θ)とキャリア信号が非同期であることに起因するＰＷＭパルスの電圧誤差を制御することが可能となる。
なお、変調波２のときを考えれば変調波のゼロクロスを中心に電気角度で±３０度の角度区間を直線近似することができるが、飽和付近の電圧誤差を考慮すれば電気角度で±３５度の角度区間とするのが好ましい。
【００１７】
台形波変調を用いたＰＷＭパルス演算では、ゼロクロス付近の直線近似できる区間の変調波の傾きＡは、電圧指令値に応じた変調率に比例し、変調波は角度位置θに比例する。例えば、ゼロクロス付近の角度をθ’とし、θ’を−３０≦θ’≦３０とすると、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ’）は式（１）で表すことができる。
Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’      （１）
【００１８】
すなわち、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ）は、変調率の代わりに変調波の傾きＡを用いて表すことができるので、ゼロクロス付近のインバータ出力パルス、すなわちＰＷＭパルスは、変調波の傾きＡから決定することができる。
なお、｜Ｈ(θ)｜＜｜Ａ・θ｜となる条件で、０＜θ＜１８０であれば１００％、１８０＜θ＜３６０であれば０％としてインバータ出力パルスを決定すれば良い。
【００１９】
次に、図３を用いて、一実施形態におけるパルス生成を示す波形図について説明する。
図３（ａ）は、台形波状の変調波（Ｕ相分）、すなわち図２（ａ）の変調波３を示している。図３（ｂ）は、図３（ａ）の変調波を用いた台形波変調により生成されるＰＷＭパルス（Ｕ相分）を示している。図３（ｃ）は、図３（ａ）の変調波における７次高調波（Ｕ相分）を示している。図３（ｄ）は、図３（ａ）の変調波における台形上辺部分に重畳して生成される電圧調整パルス（Ｕ相分）を示している。図３（ｅ）は、図３（ｂ）のＰＷＭパルスに図３（ｄ）の電圧調整パルスを重畳した三相各相のインバータ出力のＰＷＭパルスを示している。
【００２０】
図３（ａ）の台形変調波において、概ね３０〜１５０度の角度区間と、概ね２１０〜３３０度の角度区間とは、台形波の上辺に対応する部分である。この上辺部分では、変調波のレベルが最高または最低であり変化しないため、図３（ｂ）の様にＰＷＭパルスが変化しない。換言すると、台形波の上辺部分において発生するＰＷＭパルスは全てオンパルス（またはオフパルス）となり、オフパルス（またはオンパルス）が発生しない。このようにＰＷＭパルスが変化しない期間が長くなると、電圧指令に対するインバータ出力の誤差が大きくなる。そこで本実施形態では、ＰＷＭ制御器１４５において台形波変調を行う際に、台形波の上辺部分における所定のタイミングで図３（ｄ）のような電圧調整パルスを生成し、ＰＷＭパルスに重ねて出力する。これにより、ＰＷＭパルスのパルス幅を強制的に変化させ、インバータ出力の誤差を低減する。
【００２１】
なお、台形変調波の上辺部分における電圧調整パルスは、ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで生成される。好ましくは、図３（ｃ）の７次高調波に応じたタイミング、具体的には図３（ｄ）に示すように、７次高調波の逆位相のタイミングである位相θｐ１および位相θｐ２のタイミングに合わせて、電圧調整パルスを生成するようにする。この電圧調整パルスを台形波変調による本来のＰＷＭパルスに重ねてＰＷＭ制御器１４５から出力することで、図３（ｅ）に示すようなインバータ出力のＰＷＭパルスを生成することができる。その結果、電圧誤差と位相誤差の影響が大きな過変調領域においても、非同期ＰＷＭで電流制御を安定継続することができる。
なお、図３（ｃ）では、３０〜１５０度の角度区間に対応する上辺部分での電圧調整パルスの位相θｐ１、θｐ２のみを示しているが、２１０〜３３０度の角度区間に対応する上辺部分での電圧調整パルスの位相についても同様である。また、７次高調波に限らず、他の次数の高調波に応じたタイミングで電圧調整パルスを生成してもよい。その場合は、台形波の上辺部分において、位相θｐ１、θｐ２とは異なるタイミングで電圧調整パルスが生成されることになる。
【００２２】
従来のＰＷＭ制御では、図２（ａ）のような変調波２を用いた場合に、変調波２における２つのピークの間にある中央部付近でＰＷＭパルスが生成されることが好ましい。しかしながら、非同期ＰＷＭでは、インバータ回路１１０が出力する交流電圧の周波数に対して非同期のキャリア周波数を有するキャリア信号を用いてＰＷＭパルスを生成するため、変調波の位相とキャリア信号の位相との関係が一定ではない。したがって、タイミングによっては、変調波の中央部付近でＰＷＭパルスの位相が変化したり、ＰＷＭパルスが消失することがある。例えば、キャリア信号の周波数（キャリア周波数）が１０ｋＨｚで、変調波の周波数が８００Ｈｚの場合には、キャリア信号一周期あたりの電気角度は約２８度となり、タイミングによっては変調波の中央部付近でＰＷＭパルスが消失してしまうことがある。そのため、変調波２を用いた非同期ＰＷＭでは、モータ電流が不安定になる現象が発生してしまう。
【００２３】
そこで、本発明の一実施形態では、非同期ＰＷＭであっても変調波の位相に基づいてＰＷＭパルスの位相を決定することで、所望のタイミングでＰＷＭパルスを生成するようにしてもよい。例えば、変調波の７次高調波に対して逆位相となるタイミングでＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスに電圧調整パルスを重畳して出力する。このようにすれば、インバータ回路１１０を安定制御できると共に、７次高調波を低減できる効果もある。
【００２４】
上記のようにＰＷＭパルスを所望のタイミングで出力する方法として、ＰＷＭパルスの位置をキャリア信号に応じた位置からシフトさせるパルスシフトと呼ばれる手法が知られている。この手法では、ＰＷＭ制御器１４５において、変調波の所望の位相に応じたタイミングでＰＷＭパルスを生成するために、ＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦタイミングを、変調波とキャリア信号が交差するタイミングからシフトさせる。このとき、変調波の位相に応じてシフト量を調整することで、キャリア信号に基づくタイミングとは異なる任意のタイミングでＰＷＭパルスを生成することができる。
【００２５】
なお、上記の説明では非同期ＰＷＭの場合を例としたが、同期ＰＷＭでも同様の手法により、台形変調波を用いたＰＷＭ制御を行うことができる。同期ＰＷＭでは非同期ＰＷＭとは異なり、変調波の位相とキャリア信号の位相との関係が一定に保たれており、変調波の周期は例えばキャリア信号の周期の整数倍に設定されている。この点以外は、同期ＰＷＭでも非同期ＰＷＭでも同様である。
【００２６】
以上説明したように、本発明の一実施形態では、ＰＷＭ制御器１４５において、ＰＷＭ制御の方式が非同期ＰＷＭか同期ＰＷＭかに関わらず、台形変調波の上辺部分でＰＷＭパルスのパルス幅が変化するように電圧調整パルスを生成する。その結果、複数のＰＷＭパルスにおけるＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔は、キャリア信号の周期に対応する時間間隔とは異なるように制御される。すなわち、本発明の一実施形態によるＰＷＭ制御器１４５は、台形変調波の上辺部分の区間において、ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで電圧調整パルスを生成することで、台形変調波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。
【００２７】
なお、図３では、キャリア周波数に対してインバータ出力周波数の比較的大きな状態を図示している。インバータ出力周波数が小さくなれば、台形変調波のゼロクロス付近におけるＰＷＭパルス数と、上辺部分に重畳するパルス数とが増えることを除けば、図３と同様に扱うことができる。
【００２８】
次に、図４を用いて、一実施形態におけるパルス生成を示す波形図について説明する。図４（Ａ）は、変調波と三角波キャリアとの位相関係から、三角波キャリアの前半、すなわち三角波キャリア信号の立ち上がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合を示す。図４（Ａ）の信号波形をゼロクロス・タイミング１の信号波形と呼ぶ。図４（Ｂ）は、変調波と三角波キャリアとの位相関係から、三角波キャリアの後半、すなわち三角波キャリア信号の立ち下がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合を示している。図４（Ｂ）の信号波形をゼロクロス・タイミング２の信号波形と呼ぶ。
図４（Ａ）、（Ｂ）ともに、モータが一定速度で回転しているときの一例であり、一定のＰＷＭキャリア周期の間にモータが回転した時の角度変化幅Δθがほぼ一定であり、この角度変化幅△θがキャリア周期と同等である。また、変調波をゼロクロス近傍で直線近似した区間において、ＰＷＭパルスが２〜３パルス発生する場合を示す。
【００２９】
図４（Ａ），（Ｂ）において、（ａ）は変調波と三角波キャリア信号を示し、（ｂ）は１ＰＷＭ周期で出力すべきＰＷＭパルスを示し、（ｃ）は、マイコンを使ってＰＷＭパルスを生成する場合のＰＷＭタイマ値を示し、この実施形態では、鋸波状のＰＷＭタイマを示している。
【００３０】
図４（Ａ）のゼロクロス・タイミング１の信号波形は、上述したように、三角波キャリア信号の立ち上がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合であり、角度位置θｒのタイミングからΔθ／２以上離れた角度位置θａで変調波が過変調レベル１に達する場合を示している。ゼロクロス・タイミング１の信号波形では、角度位置θｒ＋Δθのタイミング以降でＰＷＭパルスを区間θ２だけＨｉｇｈにする。その後、変調波Ｈ（θ）がゼロになる角度θｃまでＬｏｗパルスを出力する。そして、角度θｃのタイミングでＰＷＭパルスをＨｉｇｈにし、角度θｃ以降にＰＷＭパルスを区間θ５だけＬｏｗパルスを出力する。その後、変調波は角度θｂのタイミングで過変調レベル２に達する。
従来では、過変調モードにおいて、変調波がｄｕｔｙ１００％となるハイレベル値及びｄｕｔｙ０％となるローレベル値との遷移区間に、ｄｕｔｙ５０％となるミドルレベル値を設けてＰＷＭパルスを出力していた。このようにすることで、変調波の傾斜が急峻な場合に生じるＰＷＭキャリアとの交差が不連続になって（図７参照）パルス成分が消失する現象を防止していた。しかしながら、この方式ではインバータ出力電圧のゼロクロス付近でｄｕｔｙ５０％とするため、その間の平均電圧は０Ｖになり、インバータ出力が低下してしまうという課題がある。
【００３１】
そこで、本発明の一実施形態では、変調波がゼロクロスする電気角度の前後の電気角度範囲、たとえば、±３０度範囲では、−３０度範囲での正側の出力電圧と、＋３０度範囲での負側の出力電圧が等しくなるようにして、±３０度の電気角度範囲での出力低下を抑制する。
図４（Ａ），（Ｂ）において、θ２＝θ５とすれば、変調波のゼロクロスを中心に負側電圧と正側電圧の大きさを平衡にできる。また、変調波のゼロクロス付近において、θｃ−θａ＝θｂ−θｃに調整してパルスエッジを発生できるため、インバータ出力の位相誤差を低減できる。更に、ＰＷＭパルスは変調波に応じた大きさを正確に発生できるため、インバータ出力の低下も防止できる。
【００３２】
ここで、ＰＷＭ制御器１４５が出力すべきＰＷＭパルス幅について、変調波のゼロクロス点の回転角度θｃから過変調レベル２に達する回転角度θｂの区間を用いて説明する。変調波を規格化して−１（過変調レベル１）から＋１（過変調レベル２）とした場合、回転角度θｃの規格化値＝０から回転角度θｂの規格化値＝１との変調波の面積は、１／２になる。一方、規格化した変調波−１〜＋１の区間（回転角度θａ〜θｂ）で出力できるＯｎＤｕｔｙを１００％とすると、規格化した変調波０〜１の区間（回転角度θｃ〜θｂ）でのＯｎＤｕｔｙは５０〜１００％（Δ５０％）に相当する。すなわち、図４（Ａ）における回転角度θｃ〜θｂの区間平均ＯｎＤｕｔｙは７５％になり、回転角度θｃ〜θｂの区間でＰＷＭパルスの１．５パルス分で、ＯｎＤｕｔｙ＝７５％となるように、θ４、θ５、θ６を決定する。θ４とθ６はＯｎＤｕｔｙであるので、好ましくは、θ５＝２５％のＯｆｆＤｕｔｙを設定すればよい。また、回転角度θａ〜θｃの区間は同様に、θ１とθ３はＯｆｆＤｕｔｙを設定し、θ２にＯｎＤｕｔｙ＝２５％を設定すればよい。
このように、ＰＷＭ制御器１４５は、出力電圧のゼロクロス点θｃを中心に直線近似した角度区間θａ〜θｂにおいて、ＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積を積分した値が等しくなるようにＰＷＭパルスを生成する。
【００３３】
図４（Ｂ）のゼロクロス・タイミング２の信号波形は、上述したように、三角波キャリア信号の立ち下がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合であり、角度位置θｒのタイミングからΔθ／２以内の角度位置θａで変調波が過変調レベル１に達する場合を示している。ゼロクロス・タイミング２の信号波形では、角度位置θａで過変調レベル１と等しくなる。この点が図４（Ａ）と異なる。したがって、変調波と三角波キャリアとの位相関係から三角波キャリアの後半、すなわち立ち下がりスロープ側でＰＷＭパルスがＨｉｇｈになる点以外は図４（Ａ）と同様である。
【００３４】
本発明の一実施形態では、ＰＷＭ制御器１４５において、非同期ＰＷＭの周期内で変調波のゼロクロス付近でパルス幅が変化するようにＰＷＭパルスを生成するため、ＰＷＭパルスのＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔が異なるように制御することになる。すなわち、ＰＷＭ制御器１４５は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、キャリア信号に基づくタイミングとは異なるタイミングで、複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔と、オフパルスの中心時間間隔がインバータ回路１１０の運転状態、すなわち、モータ出力要求に基づいて異なるようにＰＷＭパルスが生成される。その結果、本実施形態では、交流出力の１／２周期で変化する正側の電圧積分（正側電圧）と負側の電圧積分（負側電圧）のアンバランスを解消して、インバータ回路１１０の出力電圧誤差が生じる現象を防止するとともに、インバータ回路１１０の出力電圧を決定する台形変調波の上辺部分において安定した電圧調整パルスを生成できる。そのため、正弦波変調から過変調領域に入る前後の電圧誤差を低減してモータ電流を安定して制御することができる。
【００３５】
ここで、図４では、１相分のＰＷＭパルスを示しているが、過変調モードにある場合の他の２相は過変調レベル１あるいは過変調レベル２の状態にある。
【００３６】
なお、図４では、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジをＰＷＭキャリア周期のタイミングに同期させた場合を示している。しかし、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを、ＰＷＭキャリア周期のタイミングに一致させなくても良く、角度θｃを基準に出力電圧の波形を対称波形とすること望ましい。また、モータ３００が一定速度で回転している場合について説明したが、モータ３００が加減速している場合には、加速度あるいは減速度を考慮してΔθを演算すれば、同様のロジックにてＰＷＭパルスが作成できる。
【００３７】
以上説明したインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、すなわち、インバータ運転状態に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、モータ出力要求に応じてモータ３００が所定トルクと所定回転速度で駆動されるように、正弦波変調と台形波変調で生成したＰＷＭパルスを変調率に応じて出力する。また、変調率が所定の変調率となる過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。
以上説明した実施形態では、インバータ運転状態に応じてタイマ比較値をシフトさせることにより台形変調波とキャリア信号間の位相差分量に基いて、台形変調波の上辺部分において所定のタイミングで電圧調整パルスを生成することで、ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させることができる。なお、この方式以外でＰＷＭパルスのパルス幅を変化させてもよい。
【００３８】
本発明の一実施形態では、ＰＷＭキャリア周期内で任意のタイミングにパルスシフトして、台形変調波の上辺部分とゼロクロス付近のＰＷＭパルスタイミングを調整することができるため、非同期ＰＷＭ制御においてもインバータ出力電圧（位相含む）誤差の影響を低減したインバータ出力が得られる。また、同期ＰＷＭ制御に比べてマイコン負荷の増大を抑制することができるといった効果がある。
【００３９】
本発明の一実施形態では、インバータ出力電圧に含まれる低次の高調波成分を低減する位相でＰＷＭパルスを生成できると言った効果がある。
【００４０】
次に、図５を用いて、本発明の一実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。
【００４１】
図５は、本発明の一実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。
【００４２】
電動パワーステアリングの電動アクチュエータは、図５に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、インバータ装置１００とから構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。
【００４３】
電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として操作量指令器９０３にて作成される。トルク指令τ＊により駆動される電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力が軽減される。インバータ装置１００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。
【００４４】
モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。ラック９１０に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減（アシスト）され、車輪９２０，９２１の操舵角が操作される。
【００４５】
このアシスト量は次のようにして決定される。すなわち、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊が算出される。
【００４６】
本発明の一実施形態によるインバータ装置１００は、高速回転した場合にもインバータ出力電圧の平均化により、低振動・低騒音化できる利点がある。
【００４７】
図６は、本発明によるインバータ装置１００が適用された電動車両６００を示す図である。電動車両６００は、モータ３００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
【００４８】
電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。
【００４９】
前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたとモータ３００の回転軸に設けられたプーリーの間に架け渡されたベルトを介して機械的に連結されている。
【００５０】
これにより、モータ３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力がモータ３００にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ３００は、インバータ装置１００によって制御された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
【００５１】
すなわち、モータ３００は、インバータ装置１００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、３相交流電力を発生する発電機として動作する。
【００５２】
インバータ装置１００は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置とに基づいて、モータ３００のステータコイルに流れる３相交流電流を制御する。
【００５３】
モータ３００によって発電された３相交流電力は、インバータ装置１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ−ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、電動車両６００の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５，ラジオ，ライトなどの電源に用いられている。
【００５４】
電動車両６００が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ装置１００でモータ３００を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。
【００５５】
なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ３００を駆動させて補機類を駆動する。
【００５６】
加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によってモータ３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、モータ３００は、電動車両６００の制動時や減速時などでは回生運転される。
【００５７】
電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成し、生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ装置１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備えている。インバータ装置１００は、前述したようなＰＷＭ制御器１４５の処理により、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する。また、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させる。
【００５８】
本発明によるインバータ駆動装置を用いた電動車両では、直流電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に応じて、インバータ出力電圧のゼロクロス点（図４に示すθｃに相当）を中心に直線近似した角度区間（図４に示すθａ〜θｂに相当）のＰＷＭパルスのＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔を変化させる。また、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させる。これにより、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ装置１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。
【００５９】
以上説明した本発明によるインバータ装置によれば、以下のような作用効果を奏する。
（１）本発明のインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部、すなわちＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。このようにしたので、正弦波変調と台形波変調との電圧誤差を調整し、インバータ装置１００の運転状態によって生じる出力電圧や位相の誤差を低減できる。その結果、モータを高速回転まで安定して制御することができる。
【００６０】
（２）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、交流電圧の周波数に対して非同期のキャリア周波数を有するキャリア信号を用いた非同期ＰＷＭにより、ＰＷＭパルスを生成する。このようにしたので、処理負荷の少ない非同期ＰＷＭにおいても、モータの安定制御が可能となる。
【００６１】
（３）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、キャリア信号に基づくタイミングでＰＷＭパルスを生成し、ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで、ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるための電圧調整パルスを生成する。このようにしたので、キャリア周波数に関わらず、所望のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させることができる。
【００６２】
（４）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、台形波の所定次数の高調波、例えば７次高調波に応じたタイミングで電圧調整パルスを生成する。このようにしたので、インバータ装置１００の運転状態によらず、高調波を低減したインバータ出力による安定したモータ制御を実現できる。
【００６３】
（５）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、台形波のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、キャリア信号に基づくタイミングとは異なるタイミングで、ＰＷＭパルスを生成する。これにより、モータ高速回転時にも台形波のゼロクロス点からピーク付近まで最適なタイミングでＰＷＭパルスを生成することができ、インバータ出力の電圧誤差と位相誤差を低減することができる。
【００６４】
（６）本発明の電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部、すなわちＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させる。このようにしたので、正弦波変調と台形波変調との電圧誤差を調整し、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の運転状態によって生じる出力電圧や位相の誤差を低減できる。その結果、モータを高速回転まで安定して制御すると共に、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ装置１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。
【００６５】
一実施形態の電動車両６００はハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
【００６６】
また、上述の実施形態では、インバータ装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
【００６７】
なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【００６８】
１００…インバータ装置
１１０…インバータ回路
１２０…電流制御器
１３０…回転位置検出器
１４０…ドライブ信号生成器
１４５…ＰＷＭ制御器
１６０…ｄｑ電流変換器
１７０…電流フィルタ
１８０…電流検出部
２００…バッテリ
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
５００…モータ装置
６００…電動車両
【図１】
2018133935.tif 000003
【図２】
2018133935.tif 000004
【図３】
2018133935.tif 000005
【図４】
2018133935.tif 000006
【図５】
2018133935.tif 000007
【図６】
2018133935.tif 000008
【図７】
2018133935.tif 000009