(57)【要約】【課題】相互インダクタンスの変化を大きくすることを目的としている。【解決手段】外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、ロータマグネットと対向配置され、それぞれが複数の磁極歯を有する内ヨーク及び外ヨークを有し、内ヨークと外ヨークによって各相のコイルを囲む第一及び第二のリング状極歯部と、第一及び第二のリング状極歯部のそれぞれの内ヨークにおいて形成された、第一及び第二のリング状極歯部を貫通させる複数の開口部と、複数の開口部によって形成される、複数の開口部の間の複数の磁路狭窄部と、を有し、複数の磁路狭窄部の第一及び第二のリング状極歯部の周方向における中心と、複数の磁路狭窄部と同相の内ヨーク又は外ヨークの磁極歯の前記周方向における中心と、が同一平面上にある、永久磁石型モータである。【選択図】図７
2018148646.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、
前記ロータマグネットと対向配置され、それぞれが複数の磁極歯を有する内ヨーク及び外ヨークを有し、前記内ヨークと前記外ヨークによって各相のコイルを囲む第一及び第二のリング状極歯部と、
前記第一及び第二のリング状極歯部のそれぞれの内ヨークにおいて形成された、前記第一及び第二のリング状極歯部を貫通させる複数の開口部と、
前記複数の開口部によって形成される、前記複数の開口部の間の複数の磁路狭窄部と、を有し、
前記複数の磁路狭窄部の前記第一及び第二のリング状極歯部の周方向における中心と、前記複数の磁路狭窄部と同相の内ヨーク又は外ヨークの磁極歯の前記周方向における中心と、が同一平面上にある、永久磁石型モータ。
【請求項２】
前記複数の磁路狭窄部における、前記周方向の幅は、前記磁極歯の根元の幅の半分よりも狭い、請求項１記載の永久磁石型モータ。 
【請求項３】
前記複数の磁路狭窄部における、前記第一及び第二のリング状極歯部の半径方向の幅は、前記内ヨークにおける前記半径方向の幅の半分よりも広い、請求項１又は２記載の永久磁石型モータ。
【請求項４】
前記複数の磁路狭窄部間の間隔を示す角度と、前記複数の磁極歯間の間隔を示す角度とが等しい、請求項１乃至３の何れか一項に記載の永久磁石型モータ。
【請求項５】
前記複数の磁路狭窄部間の間隔を示す角度は、
前記第一及び第二のリング状極歯部の切断面において、前記第一及び第二のリング状極歯部の中心から、第一の磁路狭窄部の周方向の第一の中心を結んだ第一の直線と、
前記第一及び第二のリング状極歯部の中心から、第二の磁路狭窄部の周方向の第二の中心を結んだ第二の直線と、とが成す角度であり、
前記複数の磁極歯間の間隔を示す角度は、
前記切断面において、前記第一及び第二のリング状極歯部の中心から、第一の磁極歯の周方向の第一の中心を結んだ第一の直線と、
前記第一及び第二のリング状極歯部の中心から、第二の磁極歯の周方向の第二の中心を結んだ第二の直線と、とが成す角度である、請求項４記載の永久磁石型モータ。
【請求項６】
請求項１乃至５の何れか一項に記載の永久磁石型モータと、
前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高調波信号を生成する高調波生成部と、
前記高調波信号の応答である高調波電流成分を検出する電流検出部と、
前記高調波信号及び前記高調波電流成分に基づき、前記永久磁石型モータの有する前記回転子の位置を推定する位置推定部と、を有するモータ駆動制御装置と、を有するモータ駆動制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石型モータ及びモータ駆動制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、界磁に電力を消費しない永久磁石型モータが高効率モータとして広く利用されている（特許文献１）。永久磁石型モータにおいて、特に永久磁石を回転子の内部に埋め込んだ埋込磁石型（ＩＰＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ）モータは、コイルインダクタンスが回転子角度に応じて変化する、突極性と呼ばれる特性を有する。このため、ＩＰＭモータは、永久磁石の磁束によるマグネットトルクだけでなく、突極性によるリラクタンストルクも利用でき、高効率かつ広い使用速度域をもつため、近年、利用範囲を拡大している。
【０００３】
さらに、ＩＰＭモータは、突極性を利用して回転センサを用いずに回転子角度を推定するセンサレス角度推定にも利用されている。
【０００４】
具体的には、従来では、第一、第二の各リング状極歯部の周方向に沿って開口部を形成することで、突極性を大きくする技術が知られている（特許文献２）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年では、回転センサを用いずに回転子角度を推定する場合には、自己インダクタンスだけではなく、相互インダクタンスも、自己インダクタンスと同程度の変化幅があることが好ましいことが知られている。
【０００６】
しかしながら、上述した特許文献２に記載されるような構造では、回転子角度に応じた相互インダクタンスの変化は、自己インダクタンスと同程度の変化幅があるとは言えず、不十分であった。
【０００７】
開示の技術は、上記事情に鑑みてこれを解決すべく成されたものであり、相互インダクタンスの変化を大きくすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
開示の技術は、外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、前記ロータマグネットと対向配置され、それぞれが複数の磁極歯を有する内ヨーク及び外ヨークを有し、前記内ヨークと前記外ヨークによって各相のコイルを囲む第一及び第二のリング状極歯部と、前記第一及び第二のリング状極歯部のそれぞれの内ヨークにおいて形成された、前記第一及び第二のリング状極歯部を貫通させる複数の開口部と、前記複数の開口部によって形成される、前記複数の開口部の間の複数の磁路狭窄部と、を有し、前記複数の磁路狭窄部の前記第一及び第二のリング状極歯部の周方向における中心と、前記複数の磁路狭窄部と同相の内ヨーク又は外ヨークの磁極歯の前記周方向における中心と、が同一平面上にある、永久磁石型モータである。
【発明の効果】
【０００９】
相互インダクタンスの変化を大きくできる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】モータ駆動制御装置を説明する図である。
【図２】ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【図３】ステッピングモータの断面の一例を示す図である。
【図４】モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。
【図５】ステッピングモータの導体を説明する図である。
【図６】第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する第一の図である。
【図７】第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する第二の図である。
【図８】比較例となるステッピングモータの導体を説明する図である。
【図９】第一の実施形態における相互インダクタンスと比較例における相互インダクタンスを示す図である。
【図１０】第一の実施形態における磁気回路と比較例における磁気回路について説明する図である。
【図１１】位置フィードバック制御部を説明する図である。
【図１２】ｄ軸電流制御部を説明する図である。
【図１３】ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【図１４】ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。
【図１５】ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。
【図１６】他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。
【図１７】位置推定部を説明する図である。
【図１８】ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【図１９】位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【図２０】第二の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２１】第二の実施形態における相互インダクタンスと第一の実施形態における相互インダクタンスを示す図である。
【図２２】第二の実施形態の内ヨークの比透磁率分布について説明する図である。
【図２３】第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２４】第三の実施形態における相互インダクタンスと第二の実施形態における相互インダクタンスを示す図である。
【図２５】第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布について説明する図である。
【図２６】第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２７】第四の実施形態における相互インダクタンスと第三の実施形態における相互インダクタンスを示す図である。
【図２８】第四の実施形態の内ヨークの比透磁率分布について説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第一の実施形態）
図面を参照して以下に第一の実施形態について説明する。図１は、モータ駆動制御システムを説明する図である。
【００１２】
図１に示すモータ駆動制御システム１は、モータ駆動制御装置１００と、ステッピングモータ１０と、を有する。
【００１３】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、ステッピングモータ１０の駆動を制御する。本実施形態のステッピングモータ（ＳＴＭ）１０は、例えば２相の励磁コイルＡ相とＢ相に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで、永久磁石からなる回転子が回転する。また、本実施形態のステッピングモータ１０（以下、単にモータ１０と呼ぶ）は、突極性を有するものとした。突極性とは、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する特性である。
【００１４】
本実施形態において、モータ１０は、Ａ相コイルとＢ相コイルの自己インダクタンスが回転子角度の関数で正弦波的に変化する特性を利用している。
【００１５】
さらに、本件の発明者は、Ａ相コイルとＢ相コイル間の相互インダクタンスの突極性を、Ａ相及びＢ相コイルの自己インダクタンスの突極性と同程度に大きくすると、回転子の位置推定を行うための推定位置誤差が安定して発生することに着目した。
【００１６】
すなわち、本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイルとＢ相コイル間の相互インダクタンスの突極性を、Ａ相及びＢ相コイルの自己インダクタンスの突極性と同程度に大きくするように構成した。本実施形態のモータ１０の詳細は後述する。
【００１７】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置フィードバック制御部１０１、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３、位置推定部１０４、加算器１０５、ベクトル回転部１０６及び１０７、高周波発生部１０８、増幅部１０９及び１１０、電流センサ１１１及び１１２を有する。尚、電流センサ１１１及び１１２は、モータ駆動制御装置１００の外部に設けられていても良い。
【００１８】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、モータ１０に対し、モータ１０を駆動させる駆動電流に、高周波発生部１０８において発生させた高周波成分を重畳した電流を供給する。そして、モータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。
【００１９】
したがって、本実施形態では、例えばモータ１０に供給される駆動電流が微少なものであった場合にも、高周波成分の応答信号を検出し、この応答信号に基づき回転子の位置を推定することができる。
【００２０】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても、エンコーダ等の回転子の位置を検出するためのセンサを使用せずに、閉ループ制御で回転子の位置を推定できる。
【００２１】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在の回転子の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、回転子の位置が制御される。
【００２２】
本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のモータ１０の回転子は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。
【００２３】
本実施形態のｄ軸電流制御部１０２は、ベクトル回転部１０７が検出したｄ軸電流ベクトルｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部１０３は、ベクトル回転部１０７が検出したｑ軸電流ベクトルｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。
【００２４】
本実施形態の位置推定部１０４は、ｑ軸電流に重畳された高周波成分からモータ１０の回転子の位置（電気角）と速度を推定し、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔと、回転子の推定回転速度を示す速度情報ｗ＿ｅｓｔと、を出力する。位置推定部１０４の詳細は後述する。
【００２５】
本実施形態の加算器１０５は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄと、高周波信号Ｖｈとを加算する。本実施形態の高周波信号Ｖｈの周波数は、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとする。高周波信号Ｖｈの周波数の詳細は後述する。
【００２６】
本実施形態のベクトル回転部１０６は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ及びｑ軸の駆動電圧Ｖｑを位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａと、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂとを出力する。以下の式１は、ベクトル回転部１０６による演算式である。
【００２７】
【数１】
2018148646.tif 000003
駆動電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３の出力駆動電圧で、直流に近い信号である。本実施形態では、これを回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、駆動電圧ベクトルＶａ，Ｖｂは交流信号になる。
【００２８】
本実施形態のベクトル回転部１０７は、Ａ相で検出された検出電流ベクトルｉａと、Ｂ相で検出された検出電流ベクトルｉｂとを角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、ｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑを出力する。以下の式２は、ベクトル回転部１０７による演算式である。
【００２９】
【数２】
2018148646.tif 000004
ベクトル回転部１０６及び１０７は、ベクトル回転の方向が逆である。検出電流ベクトルｉａ，ｉｂは、コイル電流相当で、回転子の回転数×磁極ペア数の周波数を持つ交流信号である。本実施形態では、この検出電流ベクトルｉａ，ｉｂを、回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは直流に近い信号になる。
【００３０】
本実施形態の高周波発生部１０８は、駆動電圧に重畳する高周波信号Ｖｈを生成し、出力する。高周波信号Ｖｈは、固定周波数であり、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとした。
【００３１】
本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、位置推定部１０４における駆動信号（駆動電流）と高周波成分の応答信号との分離がしやすくなり、回転子の位置の推定精度を向上させることができる。また、本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、モータ１０の機械的な応答を抑制できるため、回転子の位置や速度の制御への影響を抑えられる。
【００３２】
さらに、本実施形態では、高周波信号Ｖｈの周波数を、人間の可聴域より高い周波数とすれば、不快な聴感ノイズを抑えることができる。本実施形態の高周波信号Ｖｈの波形は、正弦波又は矩形波であっても良いし、その他の周期的な信号であれば良い。
【００３３】
本実施形態の増幅部１０９は、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ａ＋、電圧Ａ−）に変換する。また、増幅部１１０は、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−）に変換する。電圧Ａ＋、電圧Ａ−及び電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−は、逆相の信号である。本実施形態の増幅部１０９、１１０は、具体的には、例えばリニアな電力増幅器や、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ回路等により実現されても良い。
【００３４】
本実施形態の電流センサ１１１は、Ａ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉａを出力する。また、本実施形態の電流センサ１１２は、Ｂ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉｂを出力する。本実施形態の電流センサ１１１、１１２は、例えばコイル駆動線や増幅部１０９、１１０の各母線に直列に低抵抗を挿入して両端を差動増幅する構成や、ホール素子等の磁気的なセンサ等により実現されても良い。
【００３５】
次に、本実施形態のモータ１０について説明する。図２は、ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【００３６】
本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル（電機子コイル）１１と、Ｂ相コイル（電機子コイル）１２と、回転子２０と、を有する。本実施形態のモータ１０において、Ａ相コイル１１はＡ相コイル端子１３として、Ａ＋端子とＡ−端子とを有する。Ｂ相コイル１２は、Ｂ相コイル端子１４として、Ｂ＋端子とＢ−端子とを有する。本実施形態において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２とは、互いに接続されておらず、独立して設けられている。本実施形態の回転子２０は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。
【００３７】
モータ１０において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２は、回転子２０の永久磁石により発生する磁束方向に対し、９０度の関係になるように配置されている。モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に、９０度位相のずれた交流電流を供給することで、回転子２０が回転する。また、モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に供給される交流電流の位相を所定の位相に固定すると、回転子２０が磁気的につりあう位置に維持される。
【００３８】
図３は、本実施形態のステッピングモータの断面の一例を示す図である。図３に示す例では、回転子２０は、多極着磁されている。
【００３９】
本実施形態の回転子２０は、円筒状の形をしており、円筒表面に周期的に永久磁石が着磁されたロータマグネット２０Ａと、回転軸２０Ｂとを有する。Ａ相コイル１１は、回転子２０の円周の外側に円環状に巻かれている。Ａ相コイル端子１３が引き出されている。
【００４０】
Ａ相コイル１１は、導体（リング状極歯部）２１により囲まれている。導体２１は、Ａ相コイル１１を囲むように配置され、内径（回転子の面側）に片方向（図では上方向）から爪状に導体部材が伸びており、これを誘電子（クローポール；磁極歯）２３と呼ぶ。クローポール２３のピッチは回転子の着磁極ペアと等しいピッチにしてあり、コイル電流方向により全てのクローポール２３がＮ極あるいはＳ極コアを形成する。
【００４１】
Ａ相コイル１１の反対方向（図では下方向）からも同様のクローポール２４が伸びており、上側のクローポール２３とは反対極性のコアを形成する。尚、図３では、クローポール２３、２４は、Ｂ相コイル１２側に形成されたものとして示したが、Ａ相コイル１１側においても同様に形成されている。以下の説明では、Ａ相コイル１１側のクローポールを２３Ａ、２４Ａとし、Ｂ相コイル１２側のクローポールを２３Ｂ、２４Ｂとする。
【００４２】
Ｂ相コイル１２と、Ｂ相コイル端子１４は、Ａ相と同様である。Ｂ相コイル１２は、導体２２により囲まれている。導体２２は、導体２１と同様に、上側のクローポール２３Ｂと、下側のクローポール２４Ｂが形成されている。
【００４３】
本実施形態では、Ａ相におけるクローポール２３Ａ、２４Ａと、Ｂ相におけるクローポール２３Ｂ、２４Ｂは、回転子２０の磁極ペアの１周期を３６０度（いわゆる電気角）としたとき、９０度ずらして配置される。この配置により、図３に示すモータ１０は、図２に示すＡ相コイル１１及びＢ相コイル１２と等価な２相コイルと多極着磁ロータからなる構造となる。
【００４４】
図４は、モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。図４において、横軸は回転子２０の位相であり、電気角で表示している。ここでは、単位は、［ｄｅｇｒｅｅ］である。電気角と回転子２０の機械角の関係は、以下の式３で示される。
【００４５】
電気角＝回転子の機械角×着磁極ペア数      式３
図４において、縦軸はコイルインダクタンスであり、単位は［ｍＨ（ミリ・ヘンリー）］である。波線Ｌａは、Ａ相コイル１１のコイルインダクタンスを示し、一点鎖線Ｌｂは、Ｂ相コイル１２のコイルインダクタンスを示す。
【００４６】
図３に示すクローポール型のＰＭ（Permanent Magnet）ステッピングモータは、回転子の着磁位相とクローポール位相の関係により、磁気的な特性が変化するため、回転子の位相（電気角）に対して周期的にコイルインダクタンスが変化することがわかっている。このようなステッピングモータの特性を、突極性と呼ぶ。
【００４７】
ここでは、コイルインダクタンスは、電気角３６０度（回転子の磁極ペアの１ピッチ）につき２周期の正弦波に変化するものとする。尚、コイルインダクタンスの変化の周期や変化量及び変化形状は、これに限ったものではない。
【００４８】
また、図４に示すインダクタンス変化をもたらすモータ構造は、クローポール型に限ったものではない。例えば、回転子の磁石を円筒表面でなく、円筒状導体の内部に埋め込んだ構造によっても、回転子の位相に応じたインダクタンス変化が生じることがわかっている。クローポール型のＰＭステッピングモータは、コイルの巻き方やその他部材を簡素かでき、工業的に安価に生産できる。
【００４９】
図５は、ステッピングモータの導体を説明する図である。図５では、本実施形態のステッピングモータの導体との比較例となる一般的なステッピングモータの導体を示している。
【００５０】
図５のステッピングモータにおいて、Ａ相コイル１１を囲む導体（リング状極歯部）２１は、外ヨーク２１−１と内ヨーク２１−２とから形成される。また、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２も同様に、外ヨーク２２−１と内ヨーク２２−２とから形成される。
【００５１】
また、尚、内ヨーク２１−２、２２−２のそれぞれの任意の位置に、位置決め用の孔とピンが形成されていても良い。
【００５２】
本実施形態では、導体２１の内ヨーク２１−２における導体２２との接合面２６Ａと、導体２２の内ヨーク２２−２における導体２１との接合面２６Ｂと、にそれぞれ複数の開口部を設け、開口部の間に磁路狭窄部を設ける。さらに、本実施形態では、磁路狭窄部の周方向における中心を、同じ相のクローポールの中心と同一平面上に位置するようにした。
【００５３】
以下に、図６及び図７を参照し、本実施形態のステッピングモータの導体について説明する。
【００５４】
図６は、第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する第一の図である。図６（Ａ）は、第一の実施形態のステッピングモータの導体の斜視図であり、図６（Ｂ）は、第一の実施形態のステッピングモータの導体の平面図である。尚、図６では、Ａ相の外ヨーク２１−１の図示は、説明のため省略している。
【００５５】
本実施形態ではＡ相の内ヨーク２１−２において、開口部３１Ａと、磁路狭窄部３２Ａとを形成し、さらに、磁路狭窄部３２Ａの中心が、クローポール２３Ａの中心とが同一平面上になるようにした。Ｂ相でも同様に、Ｂ相の内ヨーク２２−２に開口部３１Ｂと磁路狭窄部３２Ｂが形成されており、磁路狭窄部３２Ｂの中心が、Ｂ相のクローポール２３Ｂの中心と同一平面上になるようにした。
【００５６】
尚、開口部３１Ａと開口部３１Ｂとは、少なくとも一部が重なっており、導体２１の内ヨーク２１−２と、導体２２の内ヨーク２２−２とを貫通させる。
【００５７】
図７は、第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する第二の図である。図７（Ａ）は、Ａ相の内ヨーク２１−２の平面図を示し、図７（Ｂ）は、Ｂ相の内ヨーク２２−２の平面図を示す。
【００５８】
図７（Ａ）に示すように、Ａ相の内ヨーク２１−２では、磁路狭窄部３２Ａの中心Ｏ１ａと、クローポール２４Ａの中心Ｏ２ａと、が、同一平面Ｒ１上に位置していることがわかる。
【００５９】
また、本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａの、内ヨーク２１−２の周方向の幅を幅Ｌ１とし、クローポール２４Ａの、内ヨーク２１−２の周方向において、最も幅が広い位置の幅を幅Ｌ２としたとき、Ｌ１／２＜Ｌ２となるようにした。また、本実施形態では、磁路狭窄部３２Ｂでも同様とした。
【００６０】
つまり、本実施形態では、磁路狭窄部の周方向の幅が、クローポールの周方向の幅の最大値の半分よりも大きくなるように、開口部が形成される。クローポールの周方向の幅の最大値とは、例えば、クローポールの根元における周方向の幅である。
【００６１】
また、図７（Ｂ）では、Ｂ相の内ヨーク２２−２に形成された磁路狭窄部３２Ｂの中心Ｏ１ｂが、クローポール２３Ｂの間の中心Ｏ２ｂと同一平面Ｒ２上に位置している。つまり、Ｂ相では、磁路狭窄部３２Ｂの中心Ｏ１ｂは、外ヨーク２２−１に形成されたクローポール２４Ｂの中心Ｏ２ｂと同一平面Ｒ２上に存在することになる。
【００６２】
このように、本実施形態では、磁路狭窄部の中心が、磁路狭窄部が形成された相の内ヨーク又は外ヨークのクローポールの中心と同一平面上に存在するように、開口部が形成される。
【００６３】
次に、図８を参照して、比較例のステッピングモータの導体について説明する。図８は、比較例となるステッピングモータの導体を説明する図である。図８（Ａ）は、Ａ相の内ヨークの平面図を示し、図８（Ｂ）は、Ｂ相の内ヨークの平面図を示す。
【００６４】
図８に示すＡ相の内ヨークには、開口部３１Ａ′と磁路狭窄部３２Ａ′が形成されており、磁路狭窄部３２Ａ′の中心Ｏ１は、クローポールの中心Ｏ２と同一平面上にないことがわかる。また、図８に示すＢ相の内ヨークには、開口部３１Ｂ′と磁路狭窄部３２Ｂ′が形成されており、磁路狭窄部３２Ｂ′の中心Ｏ３は、クローポールの中心Ｏ４と同一平面上にないことがわかる。
【００６５】
次に、図９を参照して、図８に比較例における相互インダクタンスと、本実施形態における相互インダクタンスについて説明する。図９は、第一の実施形態における相互インダクタンスと比較例における相互インダクタンスを示す図である。
【００６６】
図９（Ａ）は、比較例と本実施形態における相互インダクタンスの最大値と最小値を示している。また、図９（Ｂ）は、比較例と本実施形態における突極比を示している。尚、突極比は、（相互インダクタンス最大値−相互インダクタンス最小値）／自己インダクタンス平均値［％］として算出している。
【００６７】
図９（Ａ）から、本実施形態のモータ１０では、比較例として示したモータよりも、コイルの相互インダクタンスの最大値が大きくなっていることがわかる。
【００６８】
また、図９（Ｂ）から、本実施形態のモータ１０は、比較例とした示したモータよりも、突極比が大きくなっていることがわかる。これは、比較例として示したモータよりも、本実施形態のモータ１０の方が、コイルの相互インダクタンスの最大値が大きいことに起因している。
【００６９】
次に、図１０を参照して、本実施形態のモータ１０における磁気回路と、比較例として示したモータにおける磁気回路とについて説明する。
【００７０】
図１０は、第一の実施形態における磁気回路と比較例における磁気回路について説明する図である。
【００７１】
図１０（Ａ−１）は、本実施形態のモータ１０の断面図を示す。図１０（Ａ−２）は、図１０（Ａ−２）において、磁路狭窄部３２Ａの中心Ｏ１ａの切断面を示す。尚、図１０（Ａ−２）では、磁気回路の例として、Ａ相コイル１１の周りの磁気回路を示す。
【００７２】
図１０（Ｂ−１）は、比較例として示したモータの断面図を示す。図１０（Ｂ−２）は、図１０（Ｂ−１）において、磁路狭窄部の中心Ｏ１の切断面を示す。また、図１０（Ｂ−２）では、磁気回路の例として、Ａ相コイルの周りの磁気回路を示す。
【００７３】
図１０（Ａ−２）と図１０（Ｂ−２）からわかるように、比較例と比べて、本実施形態の方が、Ａ相コイルの周囲において、透磁率の高い鉄で囲われる部分が大きくなる。したがって、本実施形態の方が、Ａ相コイルの周りに磁束が発生しやすくなる。
【００７４】
このため、本実施形態では、比較例と比べて、磁路狭窄部３２Ａに磁束を集中させることができ、相互インダクタンスの最大値を大きくすることができる。すなわち、本実施形態によれば、相互インダクタンスの変化を大きくすることができる。言い換えれば、本実施形態にわれば、相互インダクタンスの変動幅を大きくすることができる。
【００７５】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１００の有する各部の詳細を説明する。図１１は、位置フィードバック制御部を説明する図である。
【００７６】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、減算器５０１、５０３、ゲイン要素５０２、５０４、５０５、積分器５０６、加算器５０７、固定値発生部５０８を有する。
【００７７】
本実施形態の減算器５０１は、位置フィードバック制御部１０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器５０１は、回転子２０の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。
【００７８】
ゲイン要素５０２は、減算器５０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器５０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素５０２の出力は、回転子の目標速度となる。
【００７９】
減算器５０３は、ゲイン要素５０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、回転子２０の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器５０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。
【００８０】
ゲイン要素５０４は、減算器５０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素５０４で増幅された速度誤差は、ゲイン要素５０５と加算器５０７へ供給される。
【００８１】
ゲイン要素５０５は、ゲイン要素５０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器５０６へ供給する。積分器５０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器５０７へ供給される。
【００８２】
加算器５０７は、ゲイン要素５０４の出力と、積分器５０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。
【００８３】
以下に、演算について説明する。
【００８４】
回転子２０の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
回転子２０の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
回転子２０の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部１０１の内側ループにおいて、回転子２０の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、回転子２０の位置の制御を容易に安定化させることができる。
【００８５】
また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、回転子２０の位置が目標位置に到達し、モータ１０が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。
【００８６】
尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差を用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、たとえば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。
【００８７】
本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流及びｑ軸の駆動電流に相当する。そして、ｑ軸の駆動電流がトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流のみを制御し、ｄ軸の駆動電流を０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部５０８によりｄ軸の駆動電流の目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。
【００８８】
次に、図１２及び図１３を参照し、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３について説明する。図１２は、ｄ軸電流制御部を説明する図である。図１３は、ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【００８９】
図１２に示すｄ軸電流制御部１０２は、減算器２０１、ゲイン要素２０２、２０３、積分器２０４、加算器２０５を有する。
【００９０】
図１３に示すｑ軸電流制御部１０３は、減算器３０１、ゲイン要素３０２、３０３、積分器３０４、加算器３０５を有する。
【００９１】
図１２、図１３に示す各部の動作は、図１１において対応する各部の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００９２】
尚、図１２及び図１３における伝達関数表現による演算は、下記のようになり、比例・積分制御が実現される。
【００９３】
ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ＝（目標振幅値ｉｄｔ−ｄ軸電流ベクトルｉｄ）×Ｇ１
×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｑ軸の駆動電圧Ｖｑ＝（目標振幅値ｉｑｔ−ｑ軸電流ベクトルｉｑ）×Ｇ３
×（１＋Ｇ４×（１／ｓ））
次に、図１４乃至図１６を参照し、本実施形態のベクトル回転部１０６について説明する。
【００９４】
図１４は、ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。図１４は、ベクトル回転部１０６の動作概念を示しており、図１４において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸は回転子２０の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、回転子２０の位相そのものではなく、位置推定部１０４により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部１０４は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。
【００９５】
図１４において、破線はｄ軸の駆動電圧Ｖｄを示す。図１４に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００９６】
図１４において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図１４に示すように、
Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂ＝ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。
【００９７】
これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。
【００９８】
図１５は、ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図１５の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。尚、図１５に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００９９】
図１５の例では、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相が回転子の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。
【０１００】
本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３におけるｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばモータ１０の回転数が上がり、検出電流ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａとＢ相の駆動電圧ベクトルＶｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、モータ１０の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、モータ１０に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。
【０１０１】
図１６は、他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。図１６は、ベクトル回転部１０７の動作概念を示しており、条件は図１５と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。
【０１０２】
図１６では、Ａ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相が、回転子の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。
【０１０３】
また、相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂが、回転子２０の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。
【０１０４】
すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、回転子２０の基準位相に対するＡ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。
【０１０５】
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流ベクトルｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石と回転子の導体が引き合うときのトルクである。
【０１０６】
以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３及びベクトル回転部１０６、ベクトル回転部１０７により、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。
【０１０７】
また、本実施形態では、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。
【０１０８】
次に、図１７、図１８を参照して本実施形態の位置推定部１０４について説明する。図１７は、位置推定部を説明する図である。
【０１０９】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００、乗算器４０１、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４、４０６、加算器４０５を有する。
【０１１０】
本実施形態において、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄに重畳された高周波信号Ｖｈは、ｑ軸電流ベクトルｉｑを観察すると以下の式４のようになる。
【０１１１】
ｉｑ＝Ｋ×Ｖｈ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））＋駆動信号成分      式４
ここで、Ｋはモータ特性や回路定数等から決まる定数であり、Ｖｈは駆動電圧Ｖｄに重畳される高周波信号であり、ｔｈは回転子２０の現在位置を示す電気角であり、ｔｈ＿ｅｓｔは回転子２０の推定位置を示す位置情報（電気角）である。
【０１１２】
式４において、第１項は、高周波成分が推定誤差でＡＭ（Amplitude Modulation）変調された成分である。推定誤差は、回転子２０の現在位置から回転子２０の推定位置を減算したものであり、ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））で示される。
【０１１３】
また、第２項は、モータ１０の駆動を制御するモータ駆動信号成分である。したがって、第１項から、推定誤差を抽出（復調）すれば、回転子２０の推定位置を示す位置情報を取得できる。
【０１１４】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００により、ベクトル回転部１０７から供給されるｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分のみを通過させる。本実施形態では、これにより、式４の第２項におけるモータ駆動信号成分が除去され、第１項だけが残る。
【０１１５】
位置推定部１０４は、乗算器４０１により、ｑ軸駆動電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波発生部１０８から供給される高周波信号Ｖｈを乗算し、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを出力する。
【０１１６】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が含まれているが、その低域成分には推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。したがって、本実施形態では、位置推定部１０４において、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの低域成分を抽出すれば良い。
【０１１７】
位置推定部１０４は、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４及び加算器４０５により、比例積分制御を実行する。そして、位置推定部１０４は、加算器４０５の出力を推定速度ｗ＿ｅｓｔとして出力する。
【０１１８】
また、加算器４０５の出力は、積分器４０６に供給される。積分器４０６は、推定速度ｗ＿ｅｓｔを積分し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとして出力する。この位置情報ｔｈ＿ｅｓｔは、現在の回転子２０の推定位置を示す電気角である。
【０１１９】
上述した角演算を伝達関数で示すと、以下のようになる。
【０１２０】
ｗ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｒｒ×Ｇ５×（１＋Ｇ６×（１／ｓ））      式４
ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ×（１／ｓ）      式５
位置推定部１０４では、ｔｈ＿ｅｓｔがベクトル回転部１０６に供給されるため、式４の第１項にフィードバックされる。したがって、位置推定部１０４において、ゲイン要素４０２から積分器４０６までは、位置推定の演算に関するフィードバック制御を行う制御部の機能を果たす。本実施形態では、この制御部自体が、低域通過フィルタの機能を果たすため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒに含まれる高周波成分は除去される。
【０１２１】
図１８は、ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【０１２２】
図１８において、横軸は誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）（電気角）である。図１８では、ｑ軸電流ベクトルｉｑの駆動信号成分（式４の第２項）は、既に除去されているものとする。
【０１２３】
図１８において、破線はｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分（応答信号）を示し、高周波信号Ｖｈが推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））でＡＭ変調されている。
【０１２４】
図１８において、点線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示し、ｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波信号Ｖｈを乗算した結果である。
【０１２５】
図１８から、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が残っているが、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が正の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも正の値となり、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が負の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも負の値となることがわかる。尚。誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）は、現在の回転子の位置から位置推定部１０４により推定された回転子の位置を減算したものであり、位置推定部１０４により推定された推定位置と、実際の回転子２０の位置との誤差を示す。
【０１２６】
したがって、図１８では、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）と推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒと一致した時点で、回転子２０の推定位置が、現在の回転子２０の位置と一致したことを示す。
【０１２７】
以上のように、本実施形態では、位置推定部１０４において推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを後段のフィードバック制御に用いることで、位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置との誤差すなわち推定位置誤差が０になる。したがって、本実施形態の位置推定部１０４は、両者（位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置）が一致する位置に回転子２０の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔを収束させることができる。
【０１２８】
図１８の実線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを仮に低域通過フィルタにかけた場合を示す。実線では、高周波成分は残っているが、ほぼ推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））の形に近いものとなっていることがわかる。本実施形態では、位置推定部１０４のゲイン要素４０２から積分器４０６により構成されるフィードバック制御が、低域通過フィルタの機能を果たすため、実線に示すように高周波成分が除去される。
【０１２９】
尚、本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有する構成としたが、これに限定されない。位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有していなくても良い。
【０１３０】
位置推定部１０４が高域通過フィルタ４００を有していない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒは、以下の式５で示される。
【０１３１】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
＋Ｖｈ×駆動信号成分
となる。
【０１３２】
式５において、第１項は、高域通過フィルタ４００を有していた場合と同様であり、第１項における低域成分に推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。式５における第２項は、高周波信号Ｖｈが乗じられて高周波成分になるため、上述した位置推定部１０４の有する低域通過フィルタの機能により除去される。
【０１３３】
以上のように、本実施形態では、高域通過フィルタ４００は必須ではないが、以下の観点で高域通過フィルタ４００を有している方が好ましい。
【０１３４】
本実施形態において、高域通過フィルタ４００を有していない場合、位置推定部１０４の有する高域通過フィルタ４００以外の部品で、高域から低域までの広帯域の信号の制御を行う必要がある。この場合、例えば位置推定部１０４におけるフィードバック制御において、ゲイン要素等の設計において、各種の制限が生じる可能性がある。
【０１３５】
これに対し、高域通過フィルタ４００を有していれば、予め駆動信号成分を低減できるため、フィードバック制御における設計の自由度が広がり、全体として回転子２０の位置の推定の精度を向上できる。
【０１３６】
また、本実施形態の高周波信号Ｖｈが矩形波の場合、ｑ軸電流ベクトルｉｑを高周波信号Ｖｈの両エッジでサンプリングすることで、ｑ軸電流ベクトルｉｑを矩形波状とすることができる。したがって、この場合にはフィルタを用いずに推定誤差が抽出できる。ここで、振幅１の矩形波の高周波信号Ｖｈは、以下のように示される。
【０１３７】
Ｖｈ＝（−１）ｎ
ここで、ｎはサンプル番号（０，１，２，３，・・・）とすることができる。したがって、サンプリングしたｑ軸電流ベクトルｉｑの第１項は、以下のように示される。
【０１３８】
ｉｑ＝Ｋ×（−１）ｎ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
これに、高周波信号Ｖｈ（矩形波）を乗算すると、
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
となり、低域通過フィルタ等を通さなくても推定位置誤差を抽出できる。また、このような矩形波は発生も簡単であり、乗算も符号のロジックだけで簡単になり、低コストで高速な処理が可能になる。
【０１３９】
次に、図１９を参照して、本実施形態の位置フィードバック制御部１０１の変形例について説明する。図１９は、位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【０１４０】
位置フィードバック制御部１０１Ａは、位置フィードバック制御部１０１の有する、固定値発生部５０８を除く各部に加え、ｑ軸目標電流算出部５０９、ｄ軸目標電流算出部５１０を有する。
【０１４１】
ｑ軸目標電流算出部５０９は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを算出する。ｑ軸目標電流算出部５０９における演算は、下記のように示される。
【０１４２】
振幅目標値ｉｑｔ＝ｉｔ×ｔａｎ（ｐｈ）／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
ｄ軸目標電流算出部５１０は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔを算出する。ｄ軸目標電流算出部５１０における演算は、下記のように示される。
【０１４３】
振幅目標値ｉｄｔ＝ｉｔ／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
尚、図１９における目標位相ｐｈとは、Ａ相の検出電流ベクトルｉａ、Ｂ相の検出電流ベクトルｉｂの基準位相と、回転子２０の基準位相の位相差（進角）である。
【０１４４】
上述の演算において、右辺のｉｔより右側は、目標位相ｐｈを決めれば、予め演算しておけるので、容易に実装できる。本実施形態では、以上のように、目標位相ｐｈをずらすことで、リラクタンストルクが利用可能なモータ等ではさらに高効率で運転することができる。
【０１４５】
以上のように、本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。この応答信号は、モータ１０を駆動するために供給される駆動信号に重畳された高周波信号Ｖｈをキャリアとする応答信号である。
【０１４６】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０に供給される電流センサ１１１及び１１２で検出することが困難な微弱な信号であっても、高周波成分である応答信号を検出し、回転子２０を推定することができる。
【０１４７】
以上のことから、本実施形態によれば、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持でき、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。
【０１４８】
また、本実施形態では、モータ１０がステッピングモータであっても、駆動電流を全速度域で負荷に応じた電流に制御できるため、脱調の発生を抑制し、且つ効率良くモータを駆動させることができる。
【０１４９】
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して第二の実施形態について説明する。第二の実施形態では、クローポールの周方向の幅Ｌ１と、磁路狭窄部の周方向の幅Ｌ２の関係のみ、第一の実施形態と相違する。よって、以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには、第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１５０】
図２０は、第二の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２０（Ａ）は、本実施形態のモータ１０ＡのＡ相の内ヨーク２１−２Ａの平面図を示し、図２０（Ｂ）は、Ｂ相の内ヨーク２２−２Ａの平面図を示す。
【０１５１】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａ−１の、内ヨーク２１−２Ａの周方向の幅を幅Ｌ１とし、クローポール２４Ａ−１の、内ヨーク２１−２Ａの周方向において、最も幅が広い位置の幅を幅Ｌ２としたとき、Ｌ１／２＞Ｌ２となるようにした。
【０１５２】
また、本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの半径方向の幅を幅Ｌ３とし、開口部３１Ａ−１の半径方向の幅を幅Ｌ４としたとき、Ｌ３／２＞Ｌ４となるように、開口部３１Ａ−１を形成した。尚、開口部３１Ａ−１の半径方向とは、磁路狭窄部３２Ａ−１の半径方向の幅と同義である。
【０１５３】
つまり、本実施形態では、磁路狭窄部の周方向の幅が、クローポールの周方向の幅の最大値の半分の値よりも小さくなり、且つ、開口部の半径方向の幅が内ヨークの半径方向の幅の半分の値よりも小さくなるように、開口部が形成される。言い換えれば、本実施形態では、第一の実施形態のモータ１０と比較して、磁路狭窄部の周方向の幅を狭くしている。また、本実施形態では、Ｂ相側でも同様に、開口部３１Ｂ−１が形成される。
【０１５４】
次に、図２１を参照して、第一の実施形態における相互インダクタンスと、本実施形態における相互インダクタンスについて説明する。図２１は、第二の実施形態における相互インダクタンスと第一の実施形態における相互インダクタンスを示す図である。
【０１５５】
図２１（Ａ）は、本実施形態と第一の実施形態における相互インダクタンスの最大値と最小値を示している。また、図２１（Ｂ）は、本実施形態と第一の実施形態における突極比を示している。
【０１５６】
図２１（Ａ）から、本実施形態のモータ１０Ａは、第一の実施形態のモータ１０よりも、コイルの相互インダクタンスの最大値が大きくなっていることがわかる。
【０１５７】
また、図２１（Ｂ）から、本実施形態のモータ１０Ａは、第一の実施形態のモータ１０よりも、突極比が大きくなっていることがわかる。これは、第一の実施形態のモータ１０よりも、本実施形態のモータ１０Ａの方が、コイルの相互インダクタンスの最大値が大きくになり、相互インダクタンスの変化が大きくなったことに起因している。
【０１５８】
次に、図２２を参照して、第一の実施形態の導体２１と第二の実施形態の導体２１ＡのＡ相の内ヨークにおける比透磁率分布について説明する。図２２は、第二の実施形態の内ヨークの比透磁率分布について説明する図である。
【０１５９】
尚、図２２では、相互インダクタンスが最大値となっているときの比透磁率の分布を示している。
【０１６０】
図２２（Ａ）は、第一の実施形態のＡ相の内ヨーク２１−２の比透磁率の分布を示し、図２２（Ｂ）は、本実施形態のＡ相の内ヨーク２1−２Ａの比透磁率の分布を示している。
【０１６１】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａ−１の周方向の幅を、第一の実施形態の磁路狭窄部３２Ａの周方向の幅よりも狭くしている。
【０１６２】
図２２から、本実施形態の磁路狭窄部３２Ａ−１では、第一の実施形態の磁路狭窄部３２Ａと比較して、磁束の集中による比透磁率の低下が生じていることがわかる。また、この比透磁率の低下が、本実施形態において、相互インダクタンスの最大値が大きくなった要因であることがわかる。尚、Ｂ相ヨークもＡ相ヨークと同様の傾向を示す。
【０１６３】
以上のことから、本実施形態によれば、相互インダクタンスの変化を大きくすることができる。
【０１６４】
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して第三の実施形態について説明する。第三の実施形態では、開口部の半径方向の幅と、内ヨークの半径方向の幅の関係のみ、第二の実施形態と相違する。よって、以下の第三の実施形態の説明では、第二の実施形態との相違点についてのみ説明し、第二の実施形態と同様の機能構成を有するものには、第二の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１６５】
図２３は、第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２３（Ａ）は、本実施形態のモータ１０ＢのＡ相の内ヨーク２１−２Ｂの平面図を示し、図２３（Ｂ）は、Ｂ相の内ヨーク２２−２Ｂの平面図を示す。
【０１６６】
本実施形態では、Ａ相の内ヨーク２１−２Ｂの半径方向の幅Ｌ３と、開口部３１Ａ−２の半径方向の幅Ｌ４の関係が、Ｌ３／２＜Ｌ４となるように、開口部３１Ａ−２と磁路狭窄部３２Ａ−２を形成した。
【０１６７】
つまり、本実施形態では、開口部の半径方向の幅が、内ヨークの半径方向の幅の半分の値よりも大きくなるように、開口部が形成される。尚、本実施形態では、Ｂ相においても同様に、開口部３１Ｂ−２と磁路狭窄部３２Ｂ−２が形成される。
【０１６８】
また、本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａ−２間の間隔を示す角度Ｘと、クローポール２４Ａ間の間隔を示す角度Ｙとが、等しくならないように、開口部３１Ａ−２が形成されている。
【０１６９】
角度Ｘとは、導体２１Ｂのある切断面において、導体２１Ｂの中心Ｐから、第一の磁路狭窄部３２Ａ−２の周方向の第一の中心Ｏ１ｂを結んだ第一の直線Ｇ１と、導体２１Ｂの中心Ｐから、第二の磁路狭窄部３２Ａ−２の周方向の第二の中心Ｏ１ｂを結んだ第二の直線Ｇ１と、とが成す角度である。
【０１７０】
また、角度Ｙとは、導体２１Ｂのある切断面において、導体２１Ｂの中心Ｐから、第一のクローポール２４Ａの周方向の第一の中心Ｏ２ｂを結んだ第一の直線Ｇ２と、導体２１Ｂの中心Ｐから、第二のクローポール２４Ａの周方向の第二の中心Ｏ２ｂを結んだ第二の直線Ｇ２と、とが成す角度である。
【０１７１】
図２４は、第三の実施形態における相互インダクタンスと第二の実施形態における相互インダクタンスを示す図である。
【０１７２】
図２４（Ａ）は、本実施形態と第二の実施形態における相互インダクタンスの最大値と最小値を示している。また、図２４（Ｂ）は、本実施形態と第二の実施形態における突極比を示している。
【０１７３】
図２４（Ａ）から、本実施形態のモータ１０Ｂは、第二の実施形態のモータ１０Ａよりも、コイルの相互インダクタンスの最大値が大きくなっていることがわかる。
【０１７４】
また、図２４（Ｂ）から、本実施形態のモータ１０Ｂは、第二の実施形態のモータ１０Ａよりも、突極比が大きくなっていることがわかる。これは、第二の実施形態のモータ１０Ａよりも、本実施形態のモータ１０Ｂの方が、コイルの相互インダクタンスの最大値が大きくなり、相互インダクタンスの変化が大きくなったことに起因している。
【０１７５】
次に、図２５を参照して、第二の実施形態の導体２１Ａと第三の実施形態の導体２１ＢのＡ相の内ヨークにおける比透磁率分布について説明する。図２５は、第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布について説明する図である。
【０１７６】
尚、図２５では、相互インダクタンスが最大値となっているときの比透磁率の分布を示している。
【０１７７】
図２５（Ａ）は、第二の実施形態のＡ相の内ヨーク２１−２Ａの比透磁率の分布を示し、図２５（Ｂ）は、本実施形態のＡ相の内ヨーク２1−２Ｂの比透磁率の分布を示している。
【０１７８】
本実施形態では、開口部３１Ａ−２の半径方向の幅Ｌ４を、第二の実施形態の開口部３１Ａ−１の半径方向の幅Ｌ４よりも広くしている。
【０１７９】
図２５から、本実施形態の磁路狭窄部３２Ａ−２では、第二の実施形態の磁路狭窄部３２Ａ−１と比較して、磁束の集中による比透磁率の低下が生じていることがわかる。また、この比透磁率の低下が、本実施形態において、相互インダクタンスの最大値が大きくなった要因であることがわかる。尚、Ｂ相ヨークもＡ相ヨークと同様の傾向を示す。
【０１８０】
以上のことから、本実施形態によれば、相互インダクタンスの変化を大きくすることができる。
【０１８１】
（第四の実施形態）
以下に図面を参照して第四の実施形態について説明する。第四の実施形態では、磁路狭窄部間の間隔を示す角度Ｘと、クローポール間の間隔を示す角度Ｙとを等しくした点が、第三の実施形態と相違する。よって、以下の第四の実施形態の説明では、第三の実施形態との相違点についてのみ説明し、第三の実施形態と同様の機能構成を有するものには、第三の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１８２】
図２６は、第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２６（Ａ）は、本実施形態のモータ１０ＣのＡ相の内ヨーク２１−２Ｃの平面図を示し、図２６（Ｂ）は、Ｂ相の内ヨーク２２−２Ｃの平面図を示す。
【０１８３】
本実施形態では、Ａ相の内ヨーク２１−２Ｃの磁路狭窄部３２Ａ−３間の間隔を示す角度Ｘと、クローポール２４Ａ間の間隔を示す角度Ｙとが等しくなるように、開口部３１Ａ−３と磁路狭窄部３２Ａ−３が形成されている。
【０１８４】
また、Ｂ相の内ヨーク２２−２Ｃにおいて同様に、開口部３１Ｂ−３と磁路狭窄部３２Ｂ−３が形成されている。
【０１８５】
図２７は、第四の実施形態における相互インダクタンスと第三の実施形態における相互インダクタンスを示す図である。
【０１８６】
図２７（Ａ）は、本実施形態と第三の実施形態における相互インダクタンスの最大値と最小値を示している。また、図２７（Ｂ）は、本実施形態と第三の実施形態における突極比を示している。
【０１８７】
図２７（Ａ）から、本実施形態のモータ１０Ｃは、第三の実施形態のモータ１０Ｂよりも、コイルの相互インダクタンスの最小値が小さくなっていることがわかる。
【０１８８】
また、図２７（Ｂ）から、本実施形態のモータ１０Ｃは、第三の実施形態のモータ１０Ｂよりも、突極比が大きくなっていることがわかる。これは、第三の実施形態のモータ１０Ｂよりも、本実施形態のモータ１０Ｃの方が、コイルの相互インダクタンスの最小値が小さくなり、相互インダクタンスの変化が大きくなったことに起因している。
【０１８９】
次に、図２８を参照して、第三の実施形態の導体２１Ｂと第四の実施形態の導体２１ＣのＡ相の内ヨークにおける比透磁率分布について説明する。図２８は、第四の実施形態の内ヨークの比透磁率分布について説明する図である。
【０１９０】
尚、図２８では、相互インダクタンスが最小値となっているときの比透磁率の分布を示している。
【０１９１】
図２８（Ａ）は、第三の実施形態のＡ相の内ヨーク２１−２Ｂの比透磁率の分布を示し、図２８（Ｂ）は、本実施形態のＡ相の内ヨーク２1−２Ｃの比透磁率の分布を示している。
【０１９２】
図２８から、本実施形態の磁路狭窄部３２Ａ−３では、第三の実施形態の磁路狭窄部３２Ａ−２と比較して、磁束の集中が緩和されていることがわかる。本実施形態では、この磁束の集中の緩和が、相互インダクタンス最小値が小さくなった要因であることがわかる。尚、Ｂ相ヨークもＡ相ヨークと同様の傾向を示す。
【０１９３】
以上のことから、本実施形態によれば、相互インダクタンスの変化を大きくすることができる。
【０１９４】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【０１９５】
１  モータ駆動制御システム
１０  ステッピングモータ
２０  回転子
２３Ａ、２３Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ  クローポール
３１、３１Ａ〜３１Ｃ開口部
３２、３２Ａ〜３２Ｃ  磁路狭窄部
１００  モータ駆動制御装置
１０１  位置フィードバック制御部
１０２  ｄ軸電流制御部
１０３  ｑ軸電流制御部
１０４、１１３  位置推定部
１０５  加算器
１０６、１０７  ベクトル回転部
１０８  高周波発生部
１０９、１１０  増幅部
１１１、１１２  電流センサ
１１４  セレクタ
１１５  カウンタ
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１９６】
【特許文献１】特開２０１４−０９９９９６号公報
【特許文献２】特開２０１６−１１１９２０号公報
【図１】
2018148646.tif 000005
【図２】
2018148646.tif 000006
【図３】
2018148646.tif 000007
【図４】
2018148646.tif 000008
【図５】
2018148646.tif 000009
【図６】
2018148646.tif 000010
【図７】
2018148646.tif 000011
【図８】
2018148646.tif 000012
【図９】
2018148646.tif 000013
【図１０】
2018148646.tif 000014
【図１１】
2018148646.tif 000015
【図１２】
2018148646.tif 000016
【図１３】
2018148646.tif 000017
【図１４】
2018148646.tif 000018
【図１５】
2018148646.tif 000019
【図１６】
2018148646.tif 000020
【図１７】
2018148646.tif 000021
【図１８】
2018148646.tif 000022
【図１９】
2018148646.tif 000023
【図２０】
2018148646.tif 000024
【図２１】
2018148646.tif 000025
【図２２】
2018148646.tif 000026
【図２３】
2018148646.tif 000027
【図２４】
2018148646.tif 000028
【図２５】
2018148646.tif 000029
【図２６】
2018148646.tif 000030
【図２７】
2018148646.tif 000031
【図２８】
2018148646.tif 000032