(57)【要約】【課題】ＲＦ帯のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器の消費電力を削減する。【解決手段】送信装置は、入力信号から抽出される第１の変調成分および第２の変調成分を表す第１の変調成分信号および第２の変調成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、パルス幅変調信号をフィルタリングする帯域通過フィルタを備える。パルス幅変調器は、第１の変調成分信号または第１の変調成分信号に基づいて生成される信号に所定の関数を乗算して第１の乗算信号を生成する第１の乗算器と、第２の変調成分信号に所定の関数を乗算して第２の乗算信号を生成する第２の乗算器と、第１の乗算信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、第２の乗算信号に対応する発振信号を生成する発振信号生成回路と、Ｄ／Ａ変換器の出力信号と発振信号生成回路により生成される発振信号との比較に基づいてパルス幅変調信号を生成するコンパレータを備える。【選択図】図８
2018133716.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から抽出される第１の変調成分および第２の変調成分を表す第１の変調成分信号および第２の変調成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、
前記パルス幅変調器により生成されるパルス幅変調信号をフィルタリングする帯域通過フィルタと、を備え、
前記パルス幅変調器は、
前記第１の変調成分信号または前記第１の変調成分信号に基づいて生成される信号に所定の関数を乗算して第１の乗算信号を生成する第１の乗算器と、
前記第２の変調成分信号に前記所定の関数を乗算して第２の乗算信号を生成する第２の乗算器と、
前記第１の乗算信号をアナログ信号に変換する第１のＤ／Ａ変換器と、
前記第２の乗算信号に対応する発振信号を生成する発振信号生成回路と、
前記第１のＤ／Ａ変換器の出力信号と前記発振信号生成回路により生成される発振信号との比較に基づいて前記パルス幅変調信号を生成するコンパレータと、を備える
ことを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記所定の関数は、前記第１の変調成分信号である
ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記所定の関数は、常に正の値をとる
ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項４】
前記第１の変調成分信号は前記入力信号の振幅を表し、
前記第２の変調成分信号は前記入力信号の位相を表し、
前記発振信号生成回路は、前記第２の乗算信号により表される位相を有する発振信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項５】
前記発振信号生成回路は、
サイン波を表すデジタル信号を生成する発振器と、
前記発振器の出力信号に前記第２の乗算信号を乗算する第３の乗算器と、
前記第３の乗算器の出力信号をアナログ信号に変換して前記発振信号を生成する第２のＤ／Ａ変換器と、を備える
ことを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
【請求項６】
前記第１の乗算器と前記第１のＤ／Ａ変換器との間に実装される第１の低域通過フィルタ３１と、
前記第２の乗算器と前記発振信号生成回路との間に実装される第２の低域通過フィルタ３２と、をさらに備える
ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項７】
前記帯域通過フィルタの出力信号の振幅が前記入力信号の振幅に対して線形となるように前記第１の変調成分信号を補正する補正部をさらに備え、
前記第１の乗算器は、前記補正部により補正された第１の変調成分信号に前記所定の関数を乗算して前記第１の乗算信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項８】
入力信号から抽出される第１の変調成分を表す第１の変調成分信号または前記第１の変調成分信号に基づいて生成される信号に所定の関数を乗算して第１の乗算信号を生成し、
前記入力信号から抽出される第２の変調成分を表す第２の変調成分信号に前記所定の関数を乗算して第２の乗算信号を生成し、
前記第１の乗算信号をアナログ信号に変換し、
前記第２の乗算信号に対応する発振信号を生成し、
コンパレータを用いた前記アナログ信号と前記発振信号との比較に基づいてパルス幅変調信号を生成し、
帯域通過フィルタを用いて前記パルス幅変調信号をフィルタリングして変調信号を生成し、
前記変調信号を出力する
ことを特徴とする送信方法。
【請求項９】
第１の通信装置、第２の通信装置、および前記第１の通信装置と前記第２の通信装置とを接続する光ファイバリンクを備える伝送システムであって、
前記第１の通信装置は、
入力信号から抽出される第１の変調成分および第２の変調成分を表す第１の変調成分信号および第２の変調成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、
前記パルス幅変調信号を光信号に変換して光パルス幅変調信号を生成するＥ／Ｏ回路と、を備え、
前記第２の通信装置は、
前記光ファイバリンクを介して受信する前記光パルス幅変調信号を電気信号に変換するＯ／Ｅ回路と、
前記Ｏ／Ｅ回路の出力信号をフィルタリングして変調信号を生成する帯域通過フィルタと、
前記変調信号を出力するアンテナと、を備え、
前記パルス幅変調器は、
前記第１の変調成分信号または前記第１の変調成分信号に基づいて生成される信号に所定の関数を乗算して第１の乗算信号を生成する第１の乗算器と、
前記第２の変調成分信号に前記所定の関数を乗算して第２の乗算信号を生成する第２の乗算器と、
前記第１の乗算信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記第２の乗算信号に対応する発振信号を生成する発振信号生成回路と、
前記Ｄ／Ａ変換器の出力信号と前記発振信号生成回路により生成される発振信号との比較に基づいて前記パルス幅変調信号を生成するコンパレータと、を備える
ことを特徴とする伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス幅変調を利用して変調信号を送信する送信装置およびパルス幅変調方法に係わる。
【背景技術】
【０００２】
送信データから変調信号を生成し、無線アンテナを介してその変調信号を出力する送信装置が広く実用化されている。そして、この送信装置が備える増幅器の効率を高くするために、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）を利用して変調信号を生成する構成が提案されている。
【０００３】
送信装置は、たとえば、図１に示すように、矩形波変調器１、増幅器２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３を備える。矩形波変調器１は、入力変調信号の振幅および位相に対応するＰＷＭ信号を生成する。パルスの幅は、入力変調信号の振幅Ａinに対応する。パルスのタイミング（時間領域におけるパルスの位置）は、入力変調信号の位相φinに対応する。パルス列の繰返し周波数は、送信装置の出力信号のキャリア周波数に相当する。増幅器２は、ＰＷＭ信号を増幅する。ここで、ＰＷＭ信号は２値信号なので、増幅器２は、スイッチング動作によりＰＷＭ信号を増幅することできる。したがって、増幅器２は、例えば、効率のよいＤ級大電力増幅器により実現され得る。ＢＰＦ３は、キャリア周波数成分を抽出する。この構成により、送信装置は、入力変調信号を増幅して送信することができる。このとき、出力信号の位相φoutは、入力変調信号の位相φinと同じであることが好ましい。
【０００４】
このように、増幅器の入力側でデータ信号をＰＷＭ信号に変換し、増幅器の出力側に帯域通過フィルタを設ける構成においては、増幅器の効率が改善する。なお、ＰＷＭを利用して信号を処理する技術は、例えば、特許文献１〜２および非特許文献１〜２に記載されている。また、特許文献３に関連技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１５９３４３号公報
【特許文献２】国際公開ＷＯ２０１０／００１８０６
【特許文献３】国際公開ＷＯ２０１４／１９２５７４
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】F. H. Raab, Radio Frequency Pulsewidth Modulation, IEEE Trans on Communications, vol.21, No.8, pp.958-966, August 1973
【非特許文献２】Michael Nielsen et al., An RF Pulse Width Modulator for Switch-Mode Power Amplification of Varying Envelope Signals, Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuit in RF Systems, pp.277-280, 2007 IEEE
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ＰＷＭ信号を生成する矩形波変調器１は、送信シンボルの振幅を表す振幅情報信号とキャリア周波数のサイン波信号とを比較するコンパレータを備える。振幅情報信号は、入力変調信号の振幅Ａinに基づいて生成される。また、サイン波信号の位相は、入力変調信号の位相φinに基づいて制御される。そして、サイン波信号が振幅情報信号よりも高いときに、コンパレータからパルスが出力される。
【０００８】
振幅情報信号およびサイン波信号は、デジタル処理により生成される。そして、振幅情報信号およびサイン波信号は、それぞれＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換されてコンパレータに与えられる。
【０００９】
ただし、送信装置がＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する場合、コンパレータに与えられる高速アナログサイン波信号を生成するために、非常に高速のＤ／Ａ変換器が要求される。例えば、キャリア周波数が300MHzである場合、Ｄ／Ａ変換器は、数GHzのサンプリング周波数で動作することが好ましい。しかしながら、このような高速Ｄ／Ａ変換器は、消費電力が大きい。
【００１０】
本発明の１つの側面に係わる目的は、ＲＦ帯のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器の消費電力を削減することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の１つの態様の送信装置は、入力信号から抽出される第１の変調成分および第２の変調成分を表す第１の変調成分信号および第２の変調成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調器により生成されるパルス幅変調信号をフィルタリングする帯域通過フィルタと、を備える。前記パルス幅変調器は、前記第１の変調成分信号または前記第１の変調成分信号に基づいて生成される信号に所定の関数を乗算して第１の乗算信号を生成する第１の乗算器と、前記第２の変調成分信号に前記所定の関数を乗算して第２の乗算信号を生成する第２の乗算器と、前記第１の乗算信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記第２の乗算信号に対応する発振信号を生成する発振信号生成回路と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力信号と前記発振信号生成回路により生成される発振信号との比較に基づいて前記パルス幅変調信号を生成するコンパレータと、を備える。
【発明の効果】
【００１２】
上述の態様によれば、ＲＦ帯のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器の消費電力が削減される。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】パルス幅変調を利用して変調信号を生成して送信する送信装置の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係わる送信装置の一例を示す図である。
【図３】パルス幅変調器の一例を示す図である。
【図４】ＰＷＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図５】振幅成分信号および位相成分信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図６】ＬＰＦを備えるパルス幅変調器の一例を示す図である。
【図７】ＬＰＦを備えるパルス幅変調器の出力信号のスペクトラムの例を示す図である。
【図８】第１の実施形態に係わるパルス幅変調器の一例を示す図である。
【図９】第１の実施形態に係わるパルス幅変調器の好適な例を示す図である。
【図１０】図９に示すパルス幅変調器における乗算信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１１】第１の実施形態による効果を説明する図である。
【図１２】分散アンテナシステムの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図２は、本発明の実施形態に係わる送信装置の一例を示す。実施形態に係わる送信装置１０は、この実施例では、図２に示すように、変調成分信号生成部１１、パルス幅変調器１３、増幅器１４、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band pass filter）１５、アンテナ１６を備える。なお、送信装置１０は、図２に示していない他の回路要素を備えていてもよい。
【００１５】
送信装置１０には、デジタルデータが入力される。このデジタルデータは、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）により生成される。
【００１６】
変調成分信号生成部１１は、入力データに基づいて変調成分信号を生成する。ここで、変調成分信号生成部１１は、入力データを表す信号（例えば、電界情報信号）から第１の変調成分および第２の変調成分を抽出することにより第１の変調成分信号および第２の変調成分信号を生成してもよい。この実施例では、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号Ａおよび位相成分信号φが生成される。
【００１７】
変調成分信号生成部１１は、この実施例では、Ｉ／Ｑマッパ１２ａおよび振幅／位相計算機１２ｂを備える。Ｉ／Ｑマッパ１２ａは、指定された変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなど）に応じて、入力データからシンボル列を生成する。各シンボルは、Ｉ成分およびＱ成分で表される。振幅／位相計算機１２ｂは、Ｉ／Ｑマッパ１２ａから出力されるＩ成分信号およびＱ成分信号に基づいて、各シンボルの振幅および位相を計算する。なお、変調成分信号生成部１１は、例えば、プロセッサエレメントおよびメモリを含むプロセッサシステムで実現される。あるいは、変調成分信号生成部１１は、デジタル信号処理回路で実現してもよい。
【００１８】
なお、変調成分信号生成部１１は、Ｉ／Ｑマッパ１２ａを含まなくてもよい。即ち、変調成分信号生成部１１は、Ｉ／Ｑマッパを用いることなく、入力データに基づいて送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号を生成してもよい。
【００１９】
パルス幅変調器１３は、変調成分信号生成部１１により生成される振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinに基づいて、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭ信号のパルス幅は、振幅成分信号に依存する。また、時間領域におけるＰＷＭ信号のパルスの位置（即ち、タイミング）は、位相成分信号に依存する。ここで、パルス幅変調器１３は、チャネル指示に応じてＰＷＭ信号を生成することができる。チャネル指示は、キャリア周波数の異なる複数の周波数チャネルが多重化される通信システムにおいて送信装置１０が使用する周波数チャネルを指示する。すなわち、チャネル指示は、送信装置１０により送信されるＲＦ変調信号のキャリア周波数を指定する。なお、チャネル指示は、例えば、ユーザまたはネットワーク管理システムにより生成される。そして、チャネル指示は、送信装置１０が備える不図示のコントローラからパルス幅変調器１３およびＢＰＦ１５に与えられる。
【００２０】
増幅器１４は、パルス幅変調器１３により生成されるＰＷＭ信号を増幅する。ここで、ＰＷＭ信号は２値信号なので、増幅器１４は、スイッチング動作によりＰＷＭ信号を増幅することができる。よって、増幅器２は、例えば、効率のよいＤ級大電力増幅器により実現され得る。ＢＰＦ１５は、チャネル指示に応じて、送信装置１０の出力信号（即ち、送信装置１０から出力されるＲＦ変調信号）のキャリア周波数を通過させる。ＢＰＦ１５の通過帯の幅は、データ信号のビットレートおよび変調方式などに基づいて決められるようにしてもよい。また、ＢＰＦ１５は、例えば、周波数可変帯域通過フィルタにより実現される。
【００２１】
ＢＰＦ１５の出力信号は、アンテナ１６を介して他の通信機器へ送信される。なお、ＢＰＦ１５の出力信号は、必要に応じて所望の周波数帯にアップコンバートされるようにしてもよい。
【００２２】
上記構成の送信装置１０において、パルス幅変調器１３の入力信号Ｓ(ｔ)は、（１）式で表される。
【００２３】
【数１】
2018133716.tif 000003
【００２４】
Ａinは、振幅成分信号を表す。φinは、位相成分信号を表す。
パルス幅変調器１３から出力されるＰＷＭ信号は、増幅器１４により利得Ｇで増幅される。そして、ＢＰＦ１５は、増幅されたＰＷＭ信号からチャネル指示により指定された周波数成分ｆcを抽出する。ＢＰＦ１５は、上述したように、所定の帯域幅の通過帯を有する。なお、以下の記載では、周波数ｆcは、パルス幅変調器１３においてＰＷＭ信号を生成するために使用される発振信号の周波数であるものとする。この場合、ＢＰＦ１５の出力信号Ｓout(t)は、（２）式で表される。
【００２５】
【数２】
2018133716.tif 000004
【００２６】
ＢＰＦ１５は、パルス幅変調器１３および増幅器１４において発生する高次周波数成分を除去する。ここで、説明を簡単にするために、増幅器１４の利得Ｇは「１」であるものとする。そうすると、以下の記載では、増幅器１４がないものとして送信装置１０の動作を説明することができる。
【００２７】
図３は、パルス幅変調器１３の一例を示す。パルス幅変調器１３は、この例では、図３に示すように、振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２２、発振信号生成回路２３、コンパレータ２４を備える。
【００２８】
振幅補正部２１は、振幅成分信号Ａinを補正して振幅成分信号Ａmapを生成する。具体的には、振幅補正部２１は、図２に示すＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutが振幅成分信号Ａinに対して線形になるように、振幅成分信号Ａinから振幅成分信号Ａmapを生成する。一例としては、振幅補正部２１は、（３）式でＡinからＡmapを生成してもよい。
【００２９】
【数３】
2018133716.tif 000005
【００３０】
Ｄ／Ａ変換器２２は、振幅成分信号Ａmapをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路２３は、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。発振信号生成回路２３から出力される発振信号の波形は、例えば、サイン波である。
【００３１】
発振信号生成回路２３は、発振器２３ａ、乗算器２３ｂ、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２３ｃを備える。発振器２３ａは、所望の周波数の発振信号を生成できる。ここで、発振器２３ａは、チャネル指示に従って発振信号を生成してもよい。この場合、発信器２３ａから出力される発振信号の周波数ｆcは、送信装置１０から送信される変調信号のキャリア周波数に相当する。発振信号の波形は、例えば、サイン波である。また、発振器２３ａは、例えば、数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillator）により実現される。なお、発振器２３ａは、サイン波を表すデジタル信号を生成する。
【００３２】
乗算器２３ｂは、デジタル演算により、発振器２３ａから出力される発振信号に位相成分信号φinを乗算する。この結果、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号が生成される。そして、Ｄ／Ａ変換器２３ｃは、乗算器２３ｂから出力される発振信号をアナログ信号に変換する。
【００３３】
コンパレータ２４は、振幅成分信号Ａmapと発振信号生成回路２３から出力される発振信号との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成する。この実施例では、振幅成分信号Ａmapよりも発振信号の方が高いときにパルスが生成される。
【００３４】
図３に示すパルス幅変調器１３により生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムは、（４）式に示すフーリエ級数で表される。
【００３５】
【数４】
2018133716.tif 000006
【００３６】
ｙは、パルス幅を表す。また、ωcは、発振信号生成回路２３により生成される発振信号の角周波数を表す。
【００３７】
パルス幅変調器１３により生成されるＰＷＭ信号は、ＢＰＦ１５によりフィルタリングされる。ここで、ＢＰＦ１５の通過帯の中心周波数は、ｆc（ωc＝２πｆc）である。そうすると、ＢＰＦ１５の出力信号Ｓoutは、（５）式で表される。
【００３８】
【数５】
2018133716.tif 000007
【００３９】
ここで、振幅補正部２１によりＡinがＡmapに変換される場合、パルス幅ｙは（６）式で表される。ｋは、比例係数を表す。
【００４０】
【数６】
2018133716.tif 000008
【００４１】
したがって、（７）式で表されるように、ＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutは、振幅成分信号Ａinに対して線形になる。
【００４２】
【数７】
2018133716.tif 000009
【００４３】
このように、振幅補正部２１は、逆サイン関数を用いて振幅成分信号Ａinに対して予歪処理を行う。この結果、ＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutは、振幅成分信号Ａinに対して線形である。また、パルス幅変調器１３において位相φは変化しないので、ＢＰＦ１５の出力信号の位相φoutは、位相成分信号φinと同じである。すなわち、（８）式が満たされる。したがって、送信装置１０は、歪みのない信号を送信することができる。
【００４４】
【数８】
2018133716.tif 000010
【００４５】
図４は、ＰＷＭ信号のスペクトラムの一例を示す。なお、キャリア周波数（図３では、発振器２３ａの周波数）は、200MHzである。入力データ信号は、ＬＴＥ信号であり、その帯域幅は20MHzである。この場合、ＢＰＦ１５の透過帯の中心周波数は、200MHzに設定される。
【００４６】
ただし、パルス幅変調器１３において歪みのないＰＷＭ信号を生成するためには、Ｄ／Ａ変換器２２およびＤ／Ａ変換器２３ｃが十分に高速であることが要求される。特に、位相成分信号φinに基づいてアナログ発振信号を生成するＤ／Ａ変換器２３ｃは、非常に高速な動作が要求される。
【００４７】
図５は、振幅成分信号および位相成分信号のスペクトラムの一例を示す。図４に示す例と同様に、キャリア周波数は200MHzである。入力データ信号はＬＴＥ信号であり、その帯域は20MHzである。
【００４８】
図５（ａ）に示すように、振幅成分信号Ａin、Ａmapの周波数は低い。たとえば、振幅成分信号Ａmapの電力がそのピーク電力に対して80dB低下する周波数は、約40MHzである。これに対して、図５（ｂ）に示すように、位相成分信号φinの周波数は高い。例えば、600MHzにおいて、位相成分信号φinの電力は、そのピーク電力に対して約60dBしか低下しない。そして、位相成分信号φinの電力がそのピーク電力に対して80dB低下する周波数は、1GHzよりも高くなる。この場合、位相成分信号φinの歪みを十分に小さくするためには、Ｄ／Ａ変換器２３ｃは、数GHzの動作速度が要求される。そして、Ｄ／Ａ変換器の動作速度が高くなると、消費電力が大きくなってしまう。
【００４９】
この問題は、例えば、Ｄ／Ａ変換器の入力信号の帯域を狭くすることにより解決され得る。すなわち、Ｄ／Ａ変換器の入力信号の帯域を狭くすれば、動作速度の遅いＤ／Ａ変換器を用いてパルス幅変調器１３を構成することが可能である。そして、Ｄ／Ａ変換器の入力信号の帯域を狭くする構成は、例えば、Ｄ／Ａ変換器の入力側に低域通過フィルタ（ＬＰＦ：low pass filter）を設けることにより実現される。
【００５０】
図６は、ＬＰＦを備えるパルス幅変調器の一例を示す。振幅成分信号の高周波成分を除去するＬＰＦ３１は、振幅補正部２１とＤ／Ａ変換器２２との間に設けられる。即ち、ＬＰＦ３１は、振幅補正部２１から出力される振幅成分信号Ａmapをフィルタリングする。また、位相成分信号の高周波成分を除去するＬＰＦ３２は、例えば、発振信号生成回路２３の入力側に設けられる。この場合、ＬＰＦ３２は、位相成分信号φinをフィルタリングする。或いは、ＬＰＦ３２は、発振信号生成回路２３内で乗算器２３ｂとＤ／Ａ変換器２３ｃとの間に設けられるようにしてもよい。この場合、ＬＰＦ３２は、乗算器２３ｂの出力信号（即ち、位相成分信号φinにより位相が制御されたデジタル発振信号）をフィルタリングする。なお、ＬＰＦ３１およびＬＰＦ３２は、それぞれデジタルフィルタにより実現される。
【００５１】
図７は、ＬＰＦを備えるパルス幅変調器の出力信号のスペクトラムの例を示す。この例では、キャリア周波数（図６では、発振器２３ａの周波数）は、300MHzである。入力データ信号は、ＬＴＥ信号であり、その帯域幅は20MHzである。
【００５２】
図７（ａ）は、振幅成分信号ＡmapがＬＰＦ３１によりフィルタリングされたときにパルス幅変調器１３により生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムを示す。この例では、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数は、8MHz、16MHz、62MHzである。なお、ＬＰＦ３２は実装されていないものとする。すなわち、位相成分信号φinは、ＬＰＦ３２によりフィルタリングされないものとする。
【００５３】
ＬＰＦ３１のカットオフ周波数が振幅成分信号Ａmapに対して十分に高いとき（カットオフ周波数：62MHz）は、ＰＷＭ信号のスペクトラムは、ＬＰＦ３１が実装されていないときに生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムとほぼ同じである。すなわち、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数が振幅成分信号Ａmapに対して十分に高いときは、パルス幅変調器１３から出力されるＰＷＭ信号の歪みは小さい。これに対して、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数が振幅成分信号Ａmapに対して低いとき（カットオフ周波数：8MHz、16MHz）には、帯域外スペクトルエミッション（out-of-band spectral emission）が大きくなる。すなわち、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数が振幅成分信号Ａmapに対して低いときには、パルス幅変調器１３から出力されるＰＷＭ信号の歪みは大きい。
【００５４】
図７（ｂ）は、位相成分信号φinがＬＰＦ３２によりフィルタリングされたときにパルス幅変調器１３により生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムを示す。この例では、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数は、61MHz、256MHz、4GHzである。なお、ＬＰＦ３１は実装されていないものとする。すなわち、振幅成分信号Ａmapは、ＬＰＦ３１によりフィルタリングされないものとする。
【００５５】
ＬＰＦ３２のカットオフ周波数が位相成分信号φinに対して十分に高いとき（カットオフ周波数：4GHz）は、ＰＷＭ信号のスペクトラムは、ＬＰＦ３２が実装されていないときに生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムとほぼ同じである。すなわち、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数が位相成分信号φinに対して十分に高いときは、パルス幅変調器１３から出力されるＰＷＭ信号の歪みは小さい。これに対して、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数が位相成分信号φinに対して低いとき（カットオフ周波数：61MHz、256MHz）には、帯域外スペクトルエミッションが大きくなる。すなわち、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数が位相成分信号φinに対して低いときには、パルス幅変調器１３から出力されるＰＷＭ信号の歪みは大きい。
【００５６】
図６に示すパルス幅変調器１３において、Ｄ／Ａ変換による波形歪みを小さくするためには、Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周波数は、対応するＬＰＦのカットオフ周波数の２倍以上であることが好ましい。そうすると、帯域外スペクトルエミッションを抑制し、且つ、Ｄ／Ａ変換による波形歪みを小さくするためには、上述の例では、Ｄ／Ａ変換器２２のサンプリング周波数を124MHz以上とすることが要求される。また、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数を8GHz以上とすることが要求される。すなわち、図６に示す構成では、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数を低くすることは困難である。
【００５７】
＜第１の実施形態＞
図８は、本発明の第１の実施形態に係わるパルス幅変調器の一例を示す。第１の実施形態のパルス幅変調器１３は、図２に示す送信装置１０に実装される。
【００５８】
第１の実施形態のパルス幅変調器１３は、この実施例では、図８に示すように、振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２２、発振信号生成回路２３、コンパレータ２４、ＬＰＦ３１、３２、乗算器４１、４２を備える。振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器２２、発振信号生成回路２３、コンパレータ２４、ＬＰＦ３１、３２の構成は、図３または図６に示す構成と同じである。ただし、第１の実施形態で実装されるＤ／Ａ変換器２２およびＤ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数は、図３または図６に示すＤ／Ａ変換器２２およびＤ／Ａ変換器２３ｃより低くてもよい。また、第１の実施形態のＬＰＦ３１、３２のカットオフ周波数は、図６に示すＬＰＦ３１、３２より低くてもよい。更に、ＬＰＦ３２は、図６に示す例では発振信号生成回路２３の入力側に設けられているが、発振信号生成回路２３内の乗算器２３ｂとＤ／Ａ変換器２３ｃとの間に実装されるようにしてもよい。
【００５９】
尚、振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器２２、発振器２３ａ、乗算器２３ｂ、ＬＰＦ３１、３２、乗算器４１、４２は、例えば、プロセッサおよびメモリを含むプロセッサシステムで実現してもよい。或いは、振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器２２、発振器２３ａ、乗算器２３ｂ、ＬＰＦ３１、３２、乗算器４１、４２は、デジタル演算回路で実現してもよい。
【００６０】
乗算器４１は、振幅補正部２１から出力される振幅成分信号Ａmapに関数ｆ(t)を乗算する。すなわち、乗算信号ｆ(t)Ａmapが生成される。よって、ＬＰＦ３１は、乗算器４１から出力される乗算信号ｆ(t)Ａmapをフィルタリングする。また、Ｄ／Ａ変換器２２は、ＬＰＦ３１によりフィルタリングされた乗算信号ｆ(t)Ａmapをアナログ信号に変換する。
【００６１】
乗算器４２は、位相成分信号φinに関数ｆ(t)を乗算する。即ち、振幅成分信号Ａmapおよび位相成分信号φinに同じ関数ｆ(t)が乗算される。この結果、乗算信号ｆ(t)φinが生成される。よって、ＬＰＦ３２は、乗算器４２から出力される乗算信号ｆ(t)φinをフィルタリングする。また、発振信号生成回路２３は、ＬＰＦ３２によりフィルタリングされた乗算信号ｆ(t)φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。
【００６２】
関数ｆ(t)は、特に限定されるものではないが、以下の３つの条件を満足することが好ましい。
（１）振幅成分信号Ａmapおよび位相成分信号φinにそれぞれ関数ｆ(t)を乗算することでコンパレータ２４の入力関係が変化しない。
（２）乗算信号ｆ(t)φinの帯域は、位相成分信号φinの帯域よりも狭くなる。
（３）乗算信号ｆ(t)Ａmapの帯域は、振幅成分信号Ａmapの帯域と比較して大幅に大きくなることはない。
【００６３】
ここで、コンパレータ２４は、信号Ｘが信号Ｙよりも高いときにパルスを出力するものとする。この場合、コンパレータ２４の動作は、（９）式で表される。なお、Ｃoutは、コンパレータ２４の出力信号の論理値を表す。
【００６４】
【数９】
2018133716.tif 000011
【００６５】
コンパレータ２４の動作が（９）式で表される場合、関数ｆ(t)は、例えば（１０）式で表される条件を満足するように決定される。
【００６６】
【数１０】
2018133716.tif 000012
【００６７】
（１０）式は、上述の条件（１）に相当する。そして、この条件は、関数ｆ(t)の値が「常に正」または「負にはならない」である場合に満たされる。ただし、関数ｆ(t)は、他の条件を満足するように決定してもよい。例えば、関数ｆ(t)は、（１１）式で表される条件を満足するように決定してもよい。
【００６８】
【数１１】
2018133716.tif 000013
【００６９】
この条件は、関数ｆ(t)の値が「常に負」または「正にはならない」である場合に満たされる。ただし、関数ｆ(t)が（１１）式で表される条件を満足するように決定されるときは、コンパレータ２４の動作論理を反転させる必要がある。例えば、Ｄ／Ａ変換器２２の出力信号が非反転入力端子に導かれ、発振信号生成回路２３の出力信号が反転入力端子に導かれる。
【００７０】
１つの好適な例では、図９に示すように、関数ｆ(t)として振幅成分信号Ａinが使用される。ここで、振幅成分信号Ａinは信号の「振幅」を表すので、Ａinの値は常に「正」である。したがって、関数ｆ(t)として振幅成分信号Ａinが使用される場合、上述した条件（１）が満たされる。
【００７１】
図９に示すパルス幅変調器１３においては、乗算器４１において振幅成分信号Ａmapに振幅成分信号Ａinが乗算され、乗算信号ＡinＡmapが生成される。したがって、ＬＰＦ３１は、乗算器４１から出力される乗算信号ＡinＡmapをフィルタリングする。Ｄ／Ａ変換器２２は、ＬＰＦ３１によりフィルタリングされた乗算信号ＡinＡmapをアナログ信号に変換する。また、乗算器４２において位相成分信号φinに振幅成分信号Ａinが乗算され、乗算信号Ａinφinが生成される。したがって、ＬＰＦ３２は、乗算器４２から出力される乗算信号Ａinφinをフィルタリングする。発振信号生成回路２３は、ＬＰＦ３２によりフィルタリングされた乗算信号Ａinφinにより表される位相を有する発振信号を生成する。
【００７２】
図１０は、図９に示すパルス幅変調器１３における乗算信号のスペクトラムの一例を示す。なお、図５に示す実施例と同様に、キャリア周波数は200MHzである。入力データ信号はＬＴＥ信号であり、その帯域は20MHzである。
【００７３】
乗算器４１から出力される乗算信号ＡinＡmapの帯域は、図１０（ａ）に示すように、振幅成分信号Ａmapと比較して少し広くなる。具体的には、振幅成分信号Ａmapの電力がそのピーク電力に対して80dB低下する周波数は約40MHzである。これに対して、乗算信号ＡinＡmapの電力がそのピーク電力に対して80dB低下する周波数は約100MHzである。すなわち、関数ｆ(t)として振幅成分信号Ａinが使用される場合、上述した条件（３）が満たされる。なお、図１０（ａ）に示す例では、乗算信号ＡinＡmapのスペクトラムは、振幅成分信号Ａinのスペクトラムとほぼ同じである。
【００７４】
乗算信号ＡinＡmapのスペクトラムが図１０（ａ）に示す状態である場合、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数を100MHz以上に設定すれば、ＬＰＦ３１により除去される信号成分は少なく、ＬＰＦ３１による信号の歪みは僅かである。ここで、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数が100MHzである場合、Ｄ／Ａ変換器２２のサンプリング周波数を200MHzとすれば、Ｄ／Ａ変換による波形歪みは十分に小さい。したがって、振幅成分信号Ａmapに関数ｆ(t)（即ち、振幅成分信号Ａin）を乗算しても、図６に示す構成と比較して、Ｄ／Ａ変換器２２のサンプリング周波数を大幅に高くする必要はない。
【００７５】
乗算器４２から出力される乗算信号Ａinφinの帯域は、図１０（ｂ）に示すように、位相成分信号φinと比較して大幅に狭くなる。具体的には、位相成分信号φinの電力がそのピーク電力に対して80dB低下する周波数は1GHzよりも高い。これに対して、乗算信号Ａinφinの帯域は、実質的に入力データ信号の帯域と同じである。すなわち、この実施例では、乗算信号Ａinφinの帯域は、約20MHzである。したがって、関数ｆ(t)として振幅成分信号Ａinが使用される場合、上述した条件（２）が満たされる。
【００７６】
ここで、入力データを表す変調信号ｓ（すなわち、Ｉ／Ｑマッパ１２ａから出力される変調信号）が下式で表されるものとする。
ｓ(t)＝Ａin(t)×exp{φin(t)}
また、振幅／位相計算機１２ｂは、変調信号ｓから振幅成分Ａinおよび位相成分φinを抽出する。この場合、乗算器４２から出力される乗算信号Ａinφinは、変調信号ｓに相当する。したがって、乗算信号Ａinφinの帯域は、実質的に入力データ信号の帯域と同じである。
【００７７】
乗算信号Ａinφinのスペクトラムが図１０（ｂ）に示す状態である場合、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数を２０＋αMHzに設定すれば、ＬＰＦ３２により除去される信号成分は少なく、ＬＰＦ３２による信号の歪みは僅かである。αは、マージンを表す。例えば、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数が50MHzである場合、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数を100MHzとすれば、Ｄ／Ａ変換による波形歪みは十分に小さい。したがって、位相成分信号φinに関数ｆ(t)（即ち、振幅成分信号Ａin）を乗算すれば、図６に示す構成と比較して、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数を大幅に低くすることができる。
【００７８】
図１１は、第１の実施形態による効果を説明する図である。なお、図１１は、パルス幅変調器１３の出力信号のスペクトラムの例を示す。キャリア周波数（図３、図６、または図９においては、発振器２３ａの周波数）は、300MHzである。入力データ信号は、ＬＴＥ信号であり、その帯域幅は20MHzである。
【００７９】
「ＬＰＦなし」は、図３に示すパルス幅変調器１３の出力信号のスペクトラムを示す。なお、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数は、位相成分信号φinの帯域に対して十分に高いものとする。すなわち、「ＬＰＦなし」は、理想的なスペクトラムを示す。ただし、Ｄ／Ａ変換器２３ｃの消費電力を大きい。
【００８０】
「φin（128MHz）」は、図６に示すパルス幅変調器１３の出力信号のスペクトラムを示す。「Ａinφin（128MHz）」は、図９に示すパルス幅変調器１３の出力信号のスペクトラムを示す。これら２つのケースでは、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数は、128MHzであり、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数は256MHzである。
【００８１】
このように、図３に示す構成と比較すると、第１の実施形態によれば、Ｄ／Ａ変換器２３ｃのサンプリング周波数を低くすることができる。すなわち、パルス幅変調器１３の消費電力が削減される。また、図６に示す構成と比較すると、第１の実施形態によれば、図１１に示すように、帯域外スペクトルエミッションが抑制される。
【００８２】
図９に示す実施例では、関数ｆ(t)として振幅成分信号Ａinが使用されるが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えば、関数ｆ(t)として、所定のカットオフ周波数のＬＰＦによりフィルタリングされた振幅成分信号Ａinを使用してもよい。
【００８３】
図８または図９に示す実施例では、乗算器４１、４２を用いてそれぞれ乗算信号が生成されるが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えば、加算器を用いて乗算器４１、４２による演算を実現してもよい。あるいは、ルックアップテーブルを利用して乗算器４１、４２による演算を実現してもよい。この場合、乗算器４１の機能を実現するルックアップテーブルには、振幅成分信号Ａmapの値および関数ｆ(t)の値の組合せに対して、それぞれ振幅成分信号Ａmapの値と関数ｆ(t)の値との積が格納される。なお、振幅成分信号Ａmapおよび関数ｆ(t)の値域は、それぞれ予め決められているものとする。また、乗算器４２の機能を実現するルックアップテーブルには、位相成分信号φinの値および関数ｆ(t)の値の組合せに対して、それぞれ位相成分信号φinの値と関数ｆ(t)の値との積が格納される。位相成分信号φinの値域は、−πから＋πである。
【００８４】
図８または図９に示す実施例では、送信装置１０の出力信号の振幅が振幅成分信号Ａinに対して線形となるように、振幅補正部２１により振幅成分信号Ａmapが生成される。ただし、送信装置１０の出力信号の振幅が振幅成分信号Ａinに対して線形でなくてもよいときは、送信装置１０は、振幅補正部２１を備えていなくてもよい。
【００８５】
この場合、図８に示す構成では、乗算器４１は、振幅成分信号Ａinに関数ｆ(t)を乗算して乗算信号ｆ(t)Ａinを生成し、ＬＰＦ３１は、乗算信号ｆ(t)Ａinをフィルタリングし、Ｄ／Ａ変換器２２は、フィルタリングされた乗算信号ｆ(t)Ａinをアナログ信号に変換する。また、図９に示す構成では、乗算器４１は、振幅成分信号Ａinを自乗することにより乗算信号ＡinＡinを生成し、ＬＰＦ３１は、乗算信号ＡinＡinをフィルタリングし、Ｄ／Ａ変換器２２は、フィルタリングされた乗算信号ＡinＡinをアナログ信号に変換する。なお、送信装置１０が振幅補正部２１を備えない場合であっても、乗算器４２、ＬＰＦ３２、発振信号生成回路２３の動作は、図８または図９に示す構成での動作と同じである。
【００８６】
なお、第１の実施形態に係わるパルス幅変調器１３を備える送信装置１０は、任意の通信機器に実装され得る。例えば、送信装置１０は、無線通信端末に実装される。ここで、第１の実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器の消費電力が小さい。したがって、送信装置１０が無線通信端末に実装される場合、無線通信端末のバッテリ使用時間が長くなることが期待される。また、送信装置１０は、基地局に実装されるようにしてもよい。
【００８７】
＜第２の実施形態＞
無線通信システムを構築するためのコストを削減する技術の１つとして、分散アンテナシステム（ＤＡＳ：Distributed Antenna System）が実用化されている。分散アンテナシステムにおいては、送信信号を処理する信号処理装置と無線信号を出力する無線装置とが分離されている。信号処理装置は、「デジタル処理ユニット」と呼ばれることがある。無線装置は、「遠隔無線ユニット（ＲＲＵ：Remote Radio Unit）」または「遠隔無線ヘッド（ＲＲＨ：Remote Radio Head）」と呼ばれることがある。
【００８８】
図１２は、分散アンテナシステムの一例を示す。この実施例では、分散アンテナシステムは、図１２に示すように、デジタル信号処理ユニット５０および遠隔無線ユニット６０を備える。デジタル信号処理ユニット５０および遠隔無線ユニット６０は、光ファイバリンク７０により接続されている。光ファイバリンク７０上には、光増幅器が設けられていてもよい。また、１台のデジタル信号処理ユニット５０に対して複数の遠隔無線ユニット６０が接続されていてもよい。
【００８９】
デジタル処理ユニット５０は、無線周波数（又は、中間周波数）の変調光信号を遠隔無線ユニット６０へ送信する。デジタル処理ユニット５０と遠隔無線ユニット６０との間の伝送は、光ファイバ無線（ＲｏＦ：Radio over Fiber）により実現される。光ファイバ無線システムにおいては、光ファイバを介して無線周波数信号（又は、中間周波数信号）が伝送される。
【００９０】
デジタル処理ユニット５０は、図１２に示すように、変調成分信号生成部１１、パルス幅変調器１３、Ｅ／Ｏ回路５１を備える。変調成分信号生成部１１は、図２を参照しながら説明したように、入力データ信号から振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinを生成する。パルス幅変調器１３は、図８または図９に示す第１の実施形態と同様に、振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinに基づいてＰＷＭ信号を生成する。Ｅ／Ｏ回路５１は、パルス幅変調器１３により生成されるＰＷＭ信号を光信号に変換する。すなわち、デジタル処理ユニット５０は、データを伝送する光ＰＷＭ信号を生成する。そして、この光ＰＷＭ信号は、光ファイバリンク７０を介して遠隔無線ユニット６０へ伝送される。
【００９１】
遠隔無線ユニット６０は、Ｏ／Ｅ回路６１、増幅器１４、ＢＰＦ１５、アンテナ１６を備える。Ｏ／Ｅ回路６１は、光ファイバリンク７０を介して受信する光ＰＷＭ信号を電気信号に変換する。Ｏ／Ｅ回路６１から出力されるＰＷＭ信号は、増幅器１４により増幅された後、ＢＰＦ１５によりフィルタリングされる。この結果、振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinに対応する振幅および位相を有するＲＦ変調信号が生成される。このＲＦ変調信号は、アンテナ１６を利用して移動局へ送信される。
【００９２】
このように、第２の実施形態に係わる伝送システムでは、振幅成分および位相成分に基づいて生成されるＰＷＭ信号は、光信号に変換されてデジタル処理ユニット５０から遠隔無線ユニット６０へ伝送される。ここで、光ＰＷＭ信号の品質は、長距離伝送においても劣化が少ない。したがって、第２の実施形態によれば、デジタル処理ユニット５０と遠隔無線ユニット６０との間の距離が大きい大規模分散アンテナシステムを実現することができる。
【００９３】
なお、上述の実施例では、光ファイバ無線システムにおいて第２の実施形態の伝送システムが使用されているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。すなわち、第２の実施形態は、１組の通信装置の一方に変調成分信号生成部１１、パルス幅変調器１３、Ｅ／Ｏ回路５１が実装され、他方の通信措置にＯ／Ｅ回路６１、増幅器１４、ＢＰＦ１５が実装される構成に適用され得る。
【符号の説明】
【００９４】
１０  送信装置
１１  変調成分信号生成部
１３  パルス幅変調器
１４  増幅器
１５  帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
２１  振幅補正部
２２  Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）
２３  発振信号生成回路
２３ａ  発振器
２３ｂ  乗算器
２３ｃ  Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）
２４  コンパレータ
３１、３２  低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４１、４２  乗算器
５０  デジタル処理ユニット
５１  Ｅ／Ｏ回路
６０  遠隔無線ユニット（ＲＲＵ）
６１  Ｏ／Ｅ回路
【図１】
2018133716.tif 000014
【図２】
2018133716.tif 000015
【図３】
2018133716.tif 000016
【図４】
2018133716.tif 000017
【図５】
2018133716.tif 000018
【図６】
2018133716.tif 000019
【図７】
2018133716.tif 000020
【図８】
2018133716.tif 000021
【図９】
2018133716.tif 000022
【図１０】
2018133716.tif 000023
【図１１】
2018133716.tif 000024
【図１２】
2018133716.tif 000025