(57)【要約】【課題】位相変調部の順バイアス状態への遷移を回避しつつＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成を半導体型のマッハツェンダ光変調器に適用し、高信頼度かつ、低消費電力の光送信機を実現する。【解決手段】差動信号対を出力する差動ドライバ回路と、４つの進行波電極を備えた進行波電極型マッハツェンダ光変調器から構成され、差動ドライバ回路の第１の出力と第２の出力が進行波電極型マッハツェンダ光変調器の４つの進行波電極型にＤＣまたはＡＣ接続されている光送信機とした。【選択図】図３
2018180255.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力光カプラと、前記入力光カプラより１対２本に分岐された第１のアーム光導波路および第２のアーム光導波路と、それらを結合する出力光カプラとを備えた進行波電極型マッハツェンダ光変調器と、差動信号対を出力する第１の出力と第２の出力とを備えた差動ドライバ回路からなる光送信機であって、
前記第１のアーム光導波路および前記第２のアーム光導波路は、光導波路進行方向に沿って、其々、第１の半導体極性を持つ領域および第２の半導体極性を持つ領域からなる位相変調部を備えており、
前記第１のアーム光導波路の前記第１の半導体極性を持つ領域に設けられた第１の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第１の出力とＤＣ接続され、出力端が第１の終端抵抗を通じて第１のバイアス電圧と接続され、
前記第１のアーム光導波路の前記第２の半導体極性を持つ領域に設けられた第２の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第２の出力と第１のキャパシタによってＡＣ接続され、出力端が第２の終端抵抗を通じて第２のバイアス電圧と接続され、
前記第２のアーム光導波路の前記第２の半導体極性を持つ領域に設けられた第３の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第１の出力と第２のキャパシタによってＡＣ接続され、出力端が第３の終端抵抗を通じて前記第２のバイアス電圧と接続され、
前記第２のアーム光導波路の前記第１の半導体極性を持つ領域に設けられた第４の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第２の出力とＤＣ接続され、出力端が第４の終端抵抗を通じて前記第１のバイアス電圧と接続されること  
を特徴とする光送信機。
【請求項２】
請求項１記載の光送信機であって、
前記差動ドライバ回路がハイパスフィルタ特性を備え、
前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタが同一のキャパシタンスを有し、
前記第１の終端抵抗、前記第２の終端抵抗、前記第３の終端抵抗、そして前記第４の終端抵抗は、それぞれ同一の抵抗値を有し、
前記ハイパスフィルタ特性Ｈ（ｆ）が、ｆを周波数とし、前記第１および第２のキャパシタの有する低域のカットオフ周波数をｆLとし、前記差動ドライバ回路が前記ハイパスフィルタ特性を備えない場合の、前記差動ドライバ回路の第１および第２の出力におけるゲイン特性をｇ（ｆ）とし、ｇ（ｆm）がｇ（ｆL）−３ｄＢとなる周波数をｆmとすると、
Ｈ（ｆ）＜ ｇ（ｆL）−３ｄＢ−ｇ（ｆ）   ｆ＜ｆm 
Ｈ（ｆ）＝０                              ｆ＞ｆm 
であることを特徴とする光送信機。
【請求項３】
請求項１または２に記載の光送信機において、
前記第１のバイアス電圧および第２のバイアス電圧の値は等しく、前記第１の半導体極性を持つ領域が前記位相変調部のアノードであり、前記第２の半導体極性を持つ領域が前記位相変調部のカソードであり、
前記差動ドライバ回路の前記第１および第２の出力の直流動作電圧をＶDとし、その単相の電圧振幅の大きさをＶPPSとした場合に、前記第１または第２のバイアス電圧の値ＶBIASは
ＶBIAS ≧ＶD＋ＶPPS
となることを特徴とする光送信機。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の光送信機において、
前記差動ドライバ回路は、出力端子に送端抵抗を持たないこと
を特徴とする光送信機。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の光送信機において、
前記進行波電極型マッハツェンダ光変調器の前記第１のアーム光導波路および第２のアーム光導波路の位相変調部は、ラテラル型のＰＮ接合であること
を特徴とする光送信機。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の光送信機において、
前記差動ドライバ回路は、補助アンプを用いて帰還する差動オフセット補償回路を備えたことを特徴とする光送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信において用いられるマッハツェンダ光変調器とドライバ回路とで構成される光送信機に関する。特に、信頼度が高く、低消費電力な光送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネットを基盤とするサービスの爆発的な進展に伴い、これを支える光通信の大容量化、低電力化への期待はますます高まっている。マッハツェンダ光変調器は、入力側の光導波路に入射した光を２つの光導波路（アーム光導波路）に１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝播させた後に、再度合波させて出力する構造を持つ。２つに分岐された光導波路に設けられた位相変調部により、２つの光の位相を変化させることで、合波されるときの光の干渉条件を変え、出力光の強度や位相を変調することができ、波長依存性が小さく、原理的に波長チャープ成分が無い、高速な光変調器として光通信に広く用いられている。
【０００３】
位相変調部の光導波路を構成する材料としては、ＬｉＮｂＯ3等の誘電体、ＩｎＰ，ＧａＡｓ，Ｓｉ等の半導体が用いられ、これらの光導波路近傍に配置された電極に変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することで、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。特にＳｉ（シリコン）を光導波路として用いたマッハツェンダ光変調器は、小型集積化が可能であることから、次世代の光送信機への応用に向け、近年研究・開発が盛んに行われている。
【０００４】
大容量な光通信を行うためには、変調速度が速いマッハツェンダ光変調器が必要となる。１０Ｇｂｐｓ以上の高速な光変調を、数ボルトの駆動電圧で行うためには、高速の変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合(位相速度整合)させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う進行波型電極が必要となる。例えば、非特許文献１では、進行波型電極の長さを、数十ミリメートルにしたマッハツェンダ光変調器が報告されている。
【０００５】
この進行波電極型マッハツェンダ光変調器においては、光導波路方向に沿った変調部の長さＬが大きくなるほど、半波長電圧Ｖπが小さくなることが一般に知られる。半波長電圧Ｖπとは、マッハツェンダ光変調器中を進む光の位相をπずらすのに要する電圧である。このＶπに対してドライバ回路が出力する駆動電圧ＶDRVが大きいほど、変調の度合いが大きいことを意味し、より長距離伝送に適する。そのため、Ｖπの小さな変調器とＶDRVが大きいドライバ回路が一般に要求される。
【０００６】
しかし、Ｖπを小さくする為には、高周波損失を持つ進行波電極を長尺化する必要があり、帯域を律速する要因となる。また、大きなＶDRVを持つ(大出力振幅)のドライバは、大きな電源電圧が必要となる為に消費電力の増大を招く。さらに、ＶDRVの最大値は、信頼性の観点から材料・プロセスによっても制限される。
【０００７】
(Ｓｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成）
図１に、従来の一般的な光送信機として、差動ドライバ回路１００と進行波電極型マッハツェンダ光変調器１１０を用いたシリーズプッシュプル駆動構成（Ｓｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成）の光送信機の平面図を示している。差動ドライバ回路１００は、互いに逆位相の信号成分を含む第１の出力１０１と第２の出力１０２を備える。進行波電極型マッハツェンダ光変調器１１０は、入力光カプラ１１１と、それにより１対２本に分岐された第１のアーム光導波路１１２および第２のアーム光導波路１１３と、それらを結合する出力光カプラ１１４とを備える。
【０００８】
アーム光導波路１１２および１１３に形成された１対の位相変調部１１５および１１６は、半導体型の光変調器の場合は通常、第１および第２の異なる半導体極性の領域が光導波路に沿って接する半導体接合で構成されるので、等価的にダイオードとして図示している。
【０００９】
この１対の位相変調部１１５および１１６のカソード側には、１対２本の第１および第２の進行波電極１２０、１２１が設けられ、差動ドライバ回路１００の第１の出力１０１と第２の出力１０２がそれぞれの進行波電極の入力側に接続される。２本の進行波電極１２０および１２１は、図示しない接続電極（ビア）などによって、光導波路を構成する一方の極性の半導体領域に電気的に接続されている。また、進行波電極１２０および１２１は、それぞれの特性インピーダンスと等しい値を持つ終端抵抗１２２Ａおよび１２２Ｂによって終端され、終端抵抗の他端は共通の第１のバイアス電圧１３０に接続される。
【００１０】
位相変調部１１５および１１６のアノード側の１つの共通のバイアス電極１２３は、図示しない接続電極（ビア）などによって、光導波路を構成する他方の極性の半導体領域に電気的に接続されている。また、共通のバイアス電極１２３は、第２のバイアス電圧１３１に接続される。
【００１１】
第１のバイアス電圧１３０および第２のバイアス電圧１３１は、変調器を構成する材料によって異なるが、それぞれ一定の好適なＤＣバイアスに設定される。例えば、半導体材料としてシリコン（Ｓｉ）を用いたＳｉ光導波路に形成された、ラテラル型のＰＮ接合を位相変調部として用いるＳｉ光変調器の場合は、ＰＮ接合が逆バイアス状態でなければ、変調速度の劣化を招く。
【００１２】
そのため、第１のバイアス電圧１３０と第２のバイアス電圧１３１は、差動ドライバ回路１００の出力する信号の状態にかかわらず、常にＰＮ接合が逆バイアス状態となるように設定される。図１の例では、第１のバイアス電圧１３０は第２のバイアス電圧１３１よりも高い電位に設定される。
【００１３】
この構成では、差動ドライバ回路１００の単相の出力振幅をＶPPSとすると、その２倍の値を駆動電圧ＶDRVとして進行波電極型マッハツェンダ光変調器１１０の直列接続された位相変調部１１５および１１６に与えることが出来る。
【００１４】
(Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成）
図１に示したＳｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成と比較して、さらに大きな駆動電圧を変調器に与えることが出来る構成として、Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ（パラレルプッシュプル）と呼ばれる構成が報告されている。(下記、非特許文献２参照)
図２に、従来のＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成の概略図２（ａ）を、Ｓｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成の概略図２（ｂ）と対比して示す。(非特許文献２、Ｆｉｇ．３より抜粋)
【００１５】
図２（ａ）のＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成では、マッハツェンダ光変調器の位相変調部２１５および２１６は、差動ドライバ回路２００に対して逆並列に接続されている。このため、差動ドライバ回路２００の出力Ｖ／２が、そのまま位相変調部２１５および２１６に加わり、図２（ｂ）のＳｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成の差動ドライバ回路３００の出力Ｖの半分で、同様に位相変調部を駆動できる。
【００１６】
より具体的には、図１に示す単相のスイングの出力振幅をＶPPSとして、図２（ａ）の差動ドライバ回路２００で駆動をすれば、位相変調部２１５および２１６に入力される信号は、それぞれ−ＶPPSから＋ＶPPSの間で遷移する。その為、図２（ａ）のＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成では全体として実質的に、ＶPPSの４倍の値をＶDRVとしてマッハツェンダ光変調器に与えることが出来ることとなる。
【００１７】
(Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成のメリット）
一般に、駆動電圧ＶDRVを大きくするためには、ドライバ回路の単相の出力振幅ＶPPSを大きくするしかない。しかし、ＶPPSの限界は、ドライバの材料・プロセスによって決まり、信頼性を担保しながらＶPPSを大きくすることは一般に困難である。また、大きなＶPPSを出力する為には、大きな電源電圧が必要となり、消費電力の増加を招く。
【００１８】
しかし、上述のようにＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成を用いることで、ＶPPSを変えずとも、その４倍の値をＶDRVとしてマッハツェンダ光変調器に与えることができる。よって、信頼性を担保しながら、図１に示したＳｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成よりも大きなＶDRVを与えることが出来る。さらに、ＶPPSを変えずとも良いことから、電源電圧をＳｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成よりも削減でき、より低消費電力かつ高変調効率化が図れる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】David Patel, Samir Ghosh, Mathieu Chagnon, Alireza Samani,Venkat Veerasubramanian, Mohamed Osman, and  David V. Plant, ”Design, analysis, and transmission system performance of a 41 GHz silicon photonic modulator”, Opt. Express vol.23, no.11, pp.14263-14275, 2015.
【非特許文献２】Robert G. Walker, ”High-Speed III-V Semiconductor Intensity Modulators“, IEEE JOURNAL OF QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 27, NO. 3, pp.654-667, 1991.
【非特許文献３】Nan Qi, Xi Xiao, Shang Hu, Xianyao Li, Hao Li, Liyuan Liu, Zhiyong Li, Nanjian Wu, and Patrick Yin Chiang, “Co-Design and Demonstration of a 25-Gb/s  Silicon-Photonic Mach-Zehnder Modulator  With a CMOS-Based High-Swing Driver”, IEEE JOURNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 22, NO. 6, pp. 3400410, 2016.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図２（ａ）で示した従来のＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成では、位相変調部２１５および２１６に入力される信号は、−ＶPPSと＋ＶPPSの間で遷移する。この為、半導体のＰＮ接合を位相変調部としたＳｉ変調器などでは、ＰＮ接合が順バイアス状態と逆バイアス状態の間で遷移することになる。これにより、いわゆるダイオードのリカバリー時間（逆回復時間）が発生し、遅れが生じて変調速度が劣化してしまう。この対策として上記非特許文献３などでは、ドライバ回路を２つ用いて順バイアス状態への遷移を回避する構成を開示しているが、ドライバ回路を２つ含む（Ｄｕａｌ−ｄｒｉｖｅ）ので電子回路規模が増大し、消費電力が増え、信頼度も低下してしまう。
【００２１】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、例えばＳｉなどの半導体のＰＮ接合を用いた光変調器に対して、位相変調部の順バイアス状態への遷移を回避しつつＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌを適用し、信頼度が高く、高速、低消費電力かつ高変調効率な光送信機を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、このような目的を達成するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。
【００２３】
（発明の構成１）
入力光カプラと、前記入力光カプラより１対２本に分岐された第１のアーム光導波路および第２のアーム光導波路と、それらを結合する出力光カプラとを備えた進行波電極型マッハツェンダ光変調器と、差動信号対を出力する第１の出力と第２の出力とを備えた差動ドライバ回路からなる光送信機であって、
前記第１のアーム光導波路および前記第２のアーム光導波路は、光導波路進行方向に沿って、其々、第１の半導体極性を持つ領域および第２の半導体極性を持つ領域からなる位相変調部を備えており、
前記第１のアーム光導波路の前記第１の半導体極性を持つ領域に設けられた第１の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第１の出力とＤＣ接続され、出力端が第１の終端抵抗を通じて第１のバイアス電圧と接続され、
前記第１のアーム光導波路の前記第２の半導体極性を持つ領域に設けられた第２の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第２の出力と第１のキャパシタによってＡＣ接続され、出力端が第２の終端抵抗を通じて第２のバイアス電圧と接続され、
前記第２のアーム光導波路の前記第２の半導体極性を持つ領域に設けられた第３の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第１の出力と第２のキャパシタによってＡＣ接続され、出力端が第３の終端抵抗を通じて前記第２のバイアス電圧と接続され、
前記第２のアーム光導波路の前記第１の半導体極性を持つ領域に設けられた第４の進行波電極の、入力端が前記差動ドライバ回路の前記第２の出力とＤＣ接続され、出力端が第４の終端抵抗を通じて前記第１のバイアス電圧と接続されること  
を特徴とする光送信機。
【００２４】
（発明の構成２）
発明の構成１記載の光送信機であって、
前記差動ドライバ回路がハイパスフィルタ特性を備え、
前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタが同一のキャパシタンスを有し、
前記第１の終端抵抗、前記第２の終端抵抗、前記第３の終端抵抗、そして前記第４の終端抵抗は、それぞれ同一の抵抗値を有し、
前記ハイパスフィルタ特性Ｈ（ｆ）が、ｆを周波数とし、前記第１および第２のキャパシタの有する低域のカットオフ周波数をｆLとし、前記差動ドライバ回路が前記ハイパスフィルタ特性を備えない場合の、前記差動ドライバ回路の第１および第２の出力におけるゲイン特性をｇ（ｆ）とし、ｇ（ｆm）がｇ（ｆL）−３ｄＢとなる周波数をｆmとすると、
Ｈ（ｆ）＜ ｇ（ｆL）−３ｄＢ−ｇ（ｆ）   ｆ＜ｆm 
Ｈ（ｆ）＝０                              ｆ＞ｆm 
であることを特徴とする光送信機。
【００２５】
（発明の構成３）
発明の構成１または２に記載の光送信機において、
前記第１のバイアス電圧および第２のバイアス電圧の値は等しく、前記第１の半導体極性を持つ領域が前記位相変調部のアノードであり、前記第２の半導体極性を持つ領域が前記位相変調部のカソードであり、
前記差動ドライバ回路の前記第１および第２の出力の直流動作電圧をＶDとし、その単相の電圧振幅の大きさをＶPPSとした場合に、前記第１または第２のバイアス電圧の値ＶBIASは
ＶBIAS ≧ＶD＋ＶPPS
となることを特徴とする光送信機。
【００２６】
（発明の構成４）
発明の構成１から３のいずれか１項に記載の光送信機において、
前記差動ドライバ回路は、出力端子に送端抵抗を持たないこと
を特徴とする光送信機。
【００２７】
（発明の構成５）
発明の構成１から４のいずれか１項に記載の光送信機において、
前記進行波電極型マッハツェンダ光変調器の前記第１のアーム光導波路および第２のアーム光導波路の位相変調部は、ラテラル型のＰＮ接合であること
を特徴とする光送信機。
【００２８】
（発明の構成６）
発明の構成１から５のいずれか１項に記載の光送信機において、
前記差動ドライバ回路は、補助アンプを用いて帰還する差動オフセット補償回路を備えたことを特徴とする光送信機。
【発明の効果】
【００２９】
本発明に係る光送信機においては、位相変調部の順バイアス状態への遷移を回避しつつＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成を半導体（例えばＳｉ）型のマッハツェンダ光変調器に適用することができる。さらに、低周波数領域(カットオフ周波数ｆL以下の領域)での大きな出力振幅を補償する為に、差動ドライバ回路にハイパスフィルタ特性を設けることもできる。それにより、さらに信頼度が高く、低消費電力な光送信機を実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】従来のＳｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成の光送信機の平面図である。
【図２】従来のＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成（ａ）を、Ｓｅｒｉｅｓ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成（ｂ）と対比して示す光送信機の概略図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の光送信機の構成を示す平面図である。
【図４】ハイパスフィルタ特性を持たない場合の、低周波数領域における動作の説明図である。
【図５】ハイパスフィルタ特性を持たない場合の、差動ドライバ回路の周波数特性を示した図である。
【図６】本発明で用いる、ハイパスフィルタおよび差動ドライバ回路の周波数特性を示した図である。
【図７】本発明の第１の実施形態の第１の変形の構成を示した平面図である。
【図８】本発明の第１の実施形態の第２の変形の構成を示した平面図である。
【図９】本発明の第２の実施形態の光送信機の構成を示す平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下に、本発明を進行波電極型マッハツェンダ光変調器とドライバ回路で構成される光送信機に適用した場合の実施形態を示す。以下の実施形態においては、半導体型の光変調器（望ましくはシリコン：Ｓｉ）を例示するが、いずれの半導体構成材料、いずれのドライバ回路の作製プロセスにおいても実現可能である。
【００３２】
（第１の実施形態）
図３に、本発明の第１の実施形態の光送信機の構成の平面図示す。以下、図３の構成について説明する。
【００３３】
本実施形態１の光送信機は、差動信号対を出力する差動ドライバ回路４００と、進行波電極型マッハツェンダ光変調器４１０から構成される。差動ドライバ回路４００は、第１の出力４０１と第２の出力４０２を備え、進行波電極型マッハツェンダ光変調器４１０の４つの進行波電極４２０〜４２３の入力端にＤＣまたはＡＣ接続されている。
【００３４】
進行波電極型マッハツェンダ光変調器４１０の光回路部分は、入力光カプラ４１１と、それにより１対２本に分岐された第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３と、それらを結合する出力光カプラ４１４とを備える。第１のアーム光導波路４１２および第２のアーム光導波路４１３は、光導波路進行方向に沿って、其々、第１の半導体極性を持つ領域および第２の半導体極性を持つ領域からなる位相変調部を備えている。位相変調部はＰＮ接合を含むので、ダイオード記号により位相変調部４１５と４１６として図示する。以下の説明においては、第１の半導体極性を持つ領域をダイオード記号のアノードとして、第２の半導体極性を持つ領域をカソードとする。
【００３５】
第１のアーム光導波路４１２の位相変調部４１５のカソード側には、第１の進行波電極４２０が設けられ、その入力端が差動ドライバ回路４００の第１の出力４０１とＤＣ接続され、出力端が第１の終端抵抗４３０Ａを通じて第１のバイアス電圧４４０と接続されている。
【００３６】
一方で、第１のアーム光導波路４１２の位相変調部４１５のアノード側には、第２の進行波電極４２１が設けられ、その入力端が差動ドライバ回路４００の第２の出力４０２と第１のキャパシタ４３１ＡによってＡＣ接続され、出力端が終端抵抗４３０Ｂを介して第２のバイアス電圧４４１と接続されている。
【００３７】
第２のアーム光導波路４１３の位相変調部４１６のアノード側には、第３の進行波電極４２２が設けられ、その入力端が差動ドライバ回路４００の第１の出力４０１と第２のキャパシタ４３１ＢによってＡＣ接続され、出力端が第２の終端抵抗４３０Ｃを通じて第２のバイアス電圧４４１と接続されている。
【００３８】
一方で、第２のアーム光導波路４１３の位相変調部４１６のカソード側には、第４の進行波電極４２３が設けられ、その入力端が差動ドライバ回路４００の第２の出力４０２とＤＣ接続され、出力端が終端抵抗４３０Ｄを通じて第１のバイアス電圧４４０と接続されている。
【００３９】
終端抵抗４３０Ａ〜４３０Ｄは、２つのアームが同一ないし対称の構造、動作条件であればそれぞれ等しい抵抗値とすることができ、第１〜第４の進行波電極４２０〜４２３が持つ特性インピーダンスと同じ抵抗値に設定することができる。さらにキャパシタ４３１Ａおよび４３１Ｂもそれぞれ等しいキャパシタンスとすることができる。
【００４０】
上述の説明においては、第１の半導体極性を持つ領域がアノードであり、第２の半導体極性を持つ領域がカソードとしたが、それぞれを入れ替えてもよい。また、説明の為、第２の進行波電極４２１と第１のキャパシタ４３１Ａの間を、ノード４０３とし、第３の進行波電極４２２と第２のキャパシタ４３１Ｂの間を、ノード４０４とする。
【００４１】
（実施形態１の動作説明１)
図３の実施形態１の動作を説明する。図３では、差動ドライバ回路４００の単相の出力電圧振幅の大きさをＶPPSとして、第１の出力４０１がポジ信号ＶHiを、第２の出力４０２がネガ信号ＶLoを出力した場合を示している。図３の場合、第１のアーム光導波路４１２の位相変調部４１５には、ＶHi−ＶLoの逆バイアスが与えられる。他方、第２のアーム光導波路４１３には、ＶLo−ＶHiの逆バイアスが与えられる。
【００４２】
つまり、ポジ信号からネガ信号への遷移が差動ドライバ回路４００から与えられた時、アーム光導波路４１２および４１３にかかる電圧スイングは、ＶHi−ＶLoからＶLo−ＶHiで遷移する。すなわち、アーム光導波路４１２および４１３はＶPPSの２倍の電圧振幅で駆動されていることになる。第１の出力４０１と第２の出力４０２はそれぞれ逆相の差動信号であるため、アーム光導波路４１２および４１３に与えられるバイアスはそれぞれ逆相となる。その結果、マッハツェンダ光変調器４１０には、ＶPPSの４倍の値が駆動電圧ＶDRVとして与えられる。
【００４３】
第２の進行波電極４２１と第３の進行波電極４２２に設けられたキャパシタ４３１Ａおよび４３１Ｂは、ノード４０３および４０４における差動信号のコモンレベルを任意に調整する為に設けられている。例えば、ＶHiが３Ｖ、ＶLoが２Ｖであるとする(コモンレベルは２．５Ｖであり、ＶPPSは１Ｖである)。もし、ノード４０３および４０４のコモンレベルも２．５Ｖであれば、アーム光導波路４１２および４１３にかかる電圧スイングは１Ｖから−１Ｖの間で遷移する。その場合、ラテラル型のＰＮ接合を持つＳｉマッハツェンダ光変調器を用いた場合には、ＰＮ接合を常に逆バイアスに保たなければ、動作速度の低下を招く。
【００４４】
そのような場合には、バイアス電圧４４１を１．５Ｖとすれば、コモンレベルがオフセットされ、ノード４０３および４０４のおける電圧スイングは、１Ｖから２Ｖの間で遷移する。その場合、第１と第２のアーム光導波路４２０および４２３にかかる電圧スイングの遷移は、２Ｖから０Ｖである。よって、ＰＮ接合を常に逆バイアス状態に保った上で、４Ｖの駆動電圧ＶDRVをマッハツェンダ光変調器４２０に与えることが出来る。
【００４５】
（実施形態１の動作説明２：カットオフ周波数ｆL以下の周波数成分を入力信号が含む場合）
上述の動作説明１では、キャパシタのカットオフ周波数ｆLと入力信号の周波数成分については考慮していない。しかし、光通信において一般的に用いられるＮＲＺ信号では、最も低い信号の周波数成分として、１００ｋＨｚ程度の信号成分を含む場合がある。これに対して、カットオフ周波数ｆLを１００ｋＨｚ程度とする為には、１μＦ程度の大きな値を持つ大型のキャパシタが必要である。そのようなキャパシタは光変調器チップでの実装が困難であり、実際には数ｐＦ程度のキャパシタが通常であることから、そのカットオフ周波数ｆLは数ＧＨｚのオーダーになる。
【００４６】
そこで、ハイパスフィルタ特性を持たないドライバ回路を用いた場合において、カットオフ周波数ｆL以下の周波数成分を含む信号が入力された場合を考える。その際、信頼性から鑑みた差動ドライバ回路４００の出力電圧振幅の限界はＶPPSであるとする。
【００４７】
図４は、ドライバ回路にハイパスフィルタ特性が無いとして、キャパシタ４３１Ａおよび４３１Ｂのカットオフ周波数ｆL以下の周波数成分を含む信号を伝送する場合の動作を説明する図である。図４では、図３の場合と異なり、差動ドライバ回路４００からの高周波の信号電流成分は第２と第３の進行波電極４２１および４２２には分流せず、第１と第４の進行波電極４２０および４２３にのみ電流は分流する状態を示している。つまり、カットオフ周波数ｆL以下では、ノード４０３および４０４には電圧振幅が発生しないことを示している。
【００４８】
第１と第４の進行波電極４２０および４２３にのみ分流する電流の値は、図３において第１から第４の進行波電極４２０〜４２３それぞれに流れる電流の２倍の値である。差動ドライバ回路において、出力電圧振幅の大きさは、負荷抵抗(図３、図４においては、進行波電極の特性インピーダンスと一致する終端抵抗が負荷抵抗である)と大きさと電流に比例することから、第１と第４の進行波電極４２０および４２３には、図３における進行波電極４２０〜４２３それぞれの電圧振幅の２倍の値が入力される。
【００４９】
ここで、差動ドライバ回路４００の単相の出力電圧振幅の限界をＶPPSであるとして設計した場合には、その限界を超えてしまっており、信頼性を確保することができない。つまり、この現象を補償しなければ、カットオフ周波数ｆL以下の周波数成分を含む信号が入力された場合には、信頼性を担保して、Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成をＳｉマッハツェンダ光変調器に適用することが出来ない。
【００５０】
上記の現象について、図５に示した周波数特性を用いて説明する。図５は、周波数ｆ（ＧＨｚ）を横軸として、本願の光変調器各部の周波数特性（伝達関数ｄＢ）を示した図である。
【００５１】
図５の３本のグラフで、差動ドライバ回路４００の第１と第２の出力４０１および４０２におけるゲイン特性を中央のグラフｇ（ｆ）、ノード４０３および４０４におけるゲイン特性を下のグラフｇ’（ｆ）としている。そして、一番上のグラフが、最終的に第１と第２の光導波路アーム４１２および４１３に与えられる差動電圧振幅のゲイン特性Ｇ（ｆ）を示している。
【００５２】
参考までに、２０ＧＨｚにおいて、ゲイン特性Ｇ（ｆ）は、ゲイン特性ｇ（ｆ）およびゲイン特性ｇ’（ｆ）よりも６ｄＢ大きい値のピークを持つ。これは、単相の出力振幅の４倍の値（６ｄＢ）がマッハツェンダ光変調器に対して、駆動電圧ＶDRVとして与えられることを意味する。
【００５３】
ここで、カットオフ周波数ｆL以上において本発明の効果を最大化する為には、図５のゲイン特性ｇ（ｆ）およびゲイン特性ｇ’（ｆ）が２０ＧＨｚにあるピークにおいて、差動ドライバ回路４００が出力する最大の単相出力振幅ＶPPSとなるように設計する。すなわちそのピークが電圧振幅の限界Ｖlimitとして設計する。
【００５４】
ここで、ゲイン特性ｇ（ｆ）がｇ（ｆL）-３ｄＢとなる値の周波数をｆmとする。すると、ゲイン特性ｇ（ｆ）はｆm以下の周波数において、電圧振幅の限界Ｖlimitを超えるゲインを持つことがわかる。
【００５５】
よって、カットオフ周波数ｆL以下の周波数成分を含む信号が入力された場合には、すべての周波数で信頼性を保った上で、Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成を実現することはできない。または、ゲイン特性ｇ（ｆ）の最大のゲイン(図５においては０．１ＧＨｚに存在する)をＶlimitとなるように設計することで、信頼性を保つことが出来るが、ｆm以上の周波数におけるゲイン特性Ｇ（ｆ）も同様に小さくなり、マッハツェンダ光変調器に与える駆動振幅ＶDRVが小さくなってしまう。よって、この場合においては、差動ドライバ回路４００にハイパスフィルタ特性を設ける必要がある。
【００５６】
さらに、本発明では、図３に示したようにマッハツェンダ光変調器４１０は終端抵抗４３０Ａ〜Ｄを介してバイアス電圧４４０および４４１に接続される。そのため、オープンドレイン(オープンコレクタ)ドライバ、すなわち出力端子に送端抵抗を持たないドライバ回路を差動ドライバ回路とすることが出来る。
【００５７】
（最も効果を発揮するハイパスフィルタ特性）
図６に、本発明で用いるハイパスフィルタおよび差動ドライバ回路の周波数特性を説明する。図６（ａ）は、差動ドライバ回路４００に設けるべきハイパスフィルタ特性Ｈ (f)を示す。その特性Ｈ (f)は概ね下記式によって定義される。  
Ｈ（ｆ）＝ｇ（ｆL）−３ｄＢ−ｇ（ｆ）   ｆ＜ｆm 
Ｈ（ｆ）＝０                            ｆ＞ｆm
上述のハイパスフィルタ特性をドライバに備えると、図６（ｂ）に示したようにｇ（ｆ）は、すべての周波数領域において、電圧振幅の限界Ｖlimitを超えることはない。
【００５８】
また副次的な効果として、最終的に第１と第２の光導波路アーム４１２および４１３に与えられる電圧振幅のゲイン特性Ｇ（ｆ）は、カットオフ周波数をｆLにもつディエンファシスを備える。以上説明したようにドライバ回路にハイパスフィルタ特性を備えることにより、カットオフ周波数ｆL以下の周波数成分を含む信号が入力された場合であっても、本発明の効果を発揮することができる。信頼性を保つ為には、ｆ＜ｆmにおいて、Ｈ（ｆ）＜ ｇ（ｆL）−３ｄＢ−ｇ（ｆ）となる特性であれば良い。
【００５９】
（実施形態１の変形例１）
実施形態１の動作説明２においては、差動ドライバ回路４００自体がハイパスフィルタ特性を持つものとして説明した。図７には、ドライバ回路にハイパスフィルタ特性を備える為の変形例１として、差動ドライバ回路４００の前段に別途のハイパス特性のフィルタ回路８００を挿入した変形例１を示す。別途のフィルタ回路８００を設けることによって、より最適なハイパスフィルタ特性を実現することが容易となる。
【００６０】
（実施形態１の変形例２）
図８には、ドライバ回路にハイパスフィルタ特性を備える為の、さらなる別の変形例２を示す。図８では、差動ドライバ回路４００をアンプ多段構成として、前段アンプ９０４および最終段アンプ９０５で構成している。、そして、ハイパスフィルタ特性を備えるために、最終段アンプ９０５の出力側から抵抗９０１ＡおよびＢ、キャパシタ９０２ＡおよびＢ、補助アンプ９０３を用いて入力側に帰還する差動オフセット補償回路９００を組み込んである。
【００６１】
図８の例では、差動オフセット補償回路９００は、補助アンプ９０３、抵抗９０１ＡおよびＢ、キャパシタ９０２ＡおよびＢの組み合わせによって、任意の低域のカットオフ周波数を設計することが出来る。このような構成によっても、ドライバ回路にハイパスフィルタ特性を持たせることができる。なお、図８においては、マッハツェンダ光変調器４１０の内部構造や、終端抵抗との接続は省略している。
【００６２】
（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態による、光送信機の構成を示す平面図である。
【００６３】
本実施形態２の第１の実施形態（図３）との相違点は、図９の実施形態２では、第１から第４の進行波電極４２０〜４２３が終端抵抗４３０Ａ〜Ｄを介してすべてバイアス電圧４４０に接続されていることである。また、位相変調部を表す等価ダイオードは、図３とは逆向きに第１の半導体極性を持つ領域がカソードであり、前記第２の半導体極性を持つ領域がアノードである点も相違する。さらに、差動ドライバ回路４００の第１および第２の出力４０１および４０２の直流動作電圧をＶDとし、その単相の電圧振幅の大きさをＶPPSとした場合に、バイアス電圧４４０の電圧ＶBIASは下記式となるように設計されている。  
ＶBIAS ≧ＶD＋ＶPPS
このように設計すれば、単一のバイアス電圧のみでも、マッハツェンダ光変調器がラテラル型のＰＮ接合を用いた変調器を用いた場合に、ＰＮ接合は逆バイアス状態になることが無く、本発明を実施することができる。また、単一のバイアス電圧のみでも、Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成の効果を得ることが出来る為、従来構成と比較してもより簡便な構成で、省スペースで信頼度が高く低電力な光送信機を実現できる。
【００６４】
その動作について以下に説明する。例えば、第１と第２の出力４０１および４０２における単相の出力電圧振幅ＶPPSが１Ｖであり、その直流動作電圧をＶDは２Ｖであるとした時に、バイアス電圧４４１の電圧ＶBIASが３Ｖとなるように設定する。すると、第１と第２の出力４０１および４０２における単相の電圧スイングは１．５Ｖから２．５Ｖの間で遷移する。また、ノード４０３および４０４における電圧スイングは、２．５Ｖから３．５Ｖで遷移する。よって、ダイオードで図示した位相変調部４１５および４１６に与えられる遷移は、逆バイアスで１．５Ｖから３Ｖである。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上のような構成によって、本発明の光送信機は、順バイアス状態への遷移を回避しつつＰａｒａｌｌｅｌ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ構成を半導体（例えばＳｉ）型のマッハツェンダ光変調器に適用することができる。さらに、低周波数領域(カットオフ周波数ｆL以下の領域)での大きな出力振幅を補償するために、差動ドライバ回路にハイパスフィルタ特性を設けることもできる。それにより、信頼度が高く、高速、低消費電力で高変調効率の光送信機を実現することが出来る。
【符号の説明】
【００６６】
１００、２００、３００、４００  差動ドライバ回路
１０１、１０２、４０１、４０２  差動ドライバ回路の第１、第２の出力
１１０、４１０  進行波電極型マッハツェンダ光変調器
１１１、４１１  入力光カプラ
１１２、１１３、４１２、４１３  アーム光導波路
１１４、４１４  出力光カプラ
１１５、１１６、２１５、２１６、３１５、３１６、４１５、４１６  位相変調部
１２０、１２１、４２０、４２１、４２２、４２３  進行波電極
１２２Ａ、１２２Ｂ、４３０Ａ〜Ｄ  終端抵抗
１２３  バイアス電極
１３０、１３１、４４０、４４１  バイアス電圧
４０３、４０４  ノード
４３１Ａ、４３１Ｂ、９０２Ａ，９０２Ｂ  キャパシタ
８００  ハイパスフィルタ回路
９００  差動オフセット補償回路
９０１Ａ、９０１Ｂ  抵抗
９０３  補助アンプ
９０４  前段アンプ
９０５  最終段アンプ
【図１】
2018180255.tif 000003
【図２】
2018180255.tif 000004
【図３】
2018180255.tif 000005
【図４】
2018180255.tif 000006
【図５】
2018180255.tif 000007
【図６】
2018180255.tif 000008
【図７】
2018180255.tif 000009
【図８】
2018180255.tif 000010
【図９】
2018180255.tif 000011