(57)【要約】【課題】大容量負荷に適用される際に、高効率の変換効率を維持できる直流電圧変換装置を提供する。【解決手段】直流電圧変換装置１０は、内部電源線Ｌｓに接続された第１スイッチ素子ＳＷ１と、ローパスフィルタ１３と、直列接続された補助スイッチ素子ＳＡと補助リアクトルＬＡとを含み、第１スイッチ素子ＳＷ１とローパスフィルタ１３との接続点である第１接続点Ｎ１に接続された補助共振回路２０とを備える。また、直流電圧変換装置１０は、補助共振回路２０とグランド線Ｌｇとに電気的に接続され、入力電圧Ｖｉｎの電圧値より低い一定電圧の補助電圧ＶＡを、補助スイッチ素子ＳＡを介して補助リアクトルＬＡに印加する補助電圧印加部１２と、第１スイッチ素子ＳＷ１をゼロ電圧スイッチングし、補助スイッチ素子ＳＡをゼロ電流スイッチングするスイッチ制御部１１とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
主電源から印加される直流の入力電圧を所定の電圧値を有する出力電圧に変換する直流電圧変換装置であって、
前記主電源に接続される内部電源線と、
前記内部電源線に接続された第１スイッチ素子と、
一端が第１スイッチ素子の一端と接続されるローパスフィルタと、
直列接続された補助スイッチ素子と補助リアクトルとを含み、前記補助リアクトルの一端が前記第１スイッチ素子と前記ローパスフィルタとの接続点である第１接続点に接続された補助共振回路と、
前記補助共振回路とグランド線とに電気的に接続され、前記入力電圧の電圧値より低い一定電圧の補助電圧を、前記補助スイッチ素子を介して前記補助リアクトルに印加する補助電圧印加部と、
前記第１接続点と前記グランド線との間に接続された還流部と、
前記第１スイッチ素子をゼロ電圧スイッチングし、前記補助スイッチ素子をゼロ電流スイッチングするスイッチ制御部と、
を備えた直流電圧変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電圧変換装置において、
前記還流部は、前記スイッチ制御部によってゼロ電圧スイッチングされる第２スイッチ素子によって構成される、直流電圧変換装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の直流電圧変換装置において、
前記第１スイッチ素子に並列に接続された第１並列容量と、
前記還流部に並列に接続された第２並列容量をさらに備える、直流電圧変換装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
前記補助リアクトルと前記補助スイッチ素子との接続点である第２接続点と前記グランド線との間に接続された第１ダイオードをさらに備える、直流電圧変換装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
前記補助スイッチ素子は、前記スイッチ制御部によって同時に制御される、
直列に接続された二個の補助スイッチ素子によって構成される、直流電圧変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の直流電圧変換装置において、
前記二個の補助スイッチ素子の中間接続点である第３接続点と前記内部電源線との間に接続された第２ダイオードをさらに備える、直流電圧変換装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
前記主電源は複数のセルからなるバッテリから構成され、
前記補助電圧印加部は、
前記バッテリの中間電位部に接続される外部接続端子と、
前記外部接続端子と前記補助スイッチ素子とを接続する電圧印加線と、
によって構成される、直流電圧変換装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
前記補助電圧は、前記入力電圧の半分以上の電圧値を有する、直流電圧変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書に開示される技術は、直流電圧変換装置に関し、詳しくは、補助共振回路を備えた直流電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング素子をいわゆるソフトスイッチングさせることによって、スイッチングによるスイッチング損失と高周波ノイズとを抑制するために、直流電圧変換装置に補助共振回路を備える方法が幅広く行われている。このような補助共振回路を備えた直流電圧変換装置として、例えば、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータ（直流電圧変換装置）が知られている。この文献のＤＣ−ＤＣコンバータでは、平滑リアクトルに流れる電流に基づいて、第２の主スイッチ（ローサイドスイッチ）と補助共振回路に含まれる補助スイッチとが同時にオンされる期間を最適化することによって、無駄な電力損失の発生を防止するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１２９３９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記文献のＤＣ−ＤＣコンバータは、補助共振回路のエネルギー源、すなわち、電源は出力電圧Ｖｏｕｔになっている。この出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎが変換されたものであるため、変換損失として補助共振回路での損失も上乗せされるこことなる。これは、コンバータの高効率化にとって有利であるとは言えなかった。また、このように出力電圧Ｖｏｕｔを補助共振回路に印加する構成においては、入力電圧Ｖｉｎを非常に低い出力電圧Ｖｏｕｔに変換する場合、出力電圧Ｖｏｕｔを補助共振回路に印加しても、文献１の図１のＭ点の電圧が入力電圧Ｖｉｎに達せず、第１の主スイッチＳ１のソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング）ができない虞があった。この場合、第１の主スイッチＳ１でのスイッチング損失が増加することとなる。
【０００５】
また、近年、直流電圧変換装置が、電気自動車等、大電流が必要とされるパワー回路として使用される場合、言い換えれば大容量負荷に使用される場合、微小な変換効率の低下が大きな変換損失となってしまう。そのため、大容量負荷に適用される際であっても高効率の変換効率を維持できる直流電圧変換装置が所望されていた。
【０００６】
本明細書に開示される技術は、上記のような事情に基づいて完成されたものであって、大容量負荷に適用される際に、高効率の変換効率を維持できる直流電圧変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本明細書に開示される直流電圧変換装置は、主電源から印加される直流の入力電圧を所定の電圧値を有する出力電圧に変換する直流電圧変換装置であって、前記主電源に接続される内部電源線と、前記内部電源線に接続された第１スイッチ素子と、一端が第１スイッチ素子の一端と接続されるローパスフィルタと、直列接続された補助スイッチ素子と補助リアクトルとを含み、前記補助リアクトルの一端が前記第１スイッチ素子と前記ローパスフィルタとの接続点である第１接続点に接続された補助共振回路と、前記補助共振回路とグランド線とに電気的に接続され、前記入力電圧の電圧値より低い一定電圧の補助電圧を、前記補助スイッチ素子を介して前記補助リアクトルに印加する補助電圧印加部と、前記第１接続点と前記グランド線との間に接続された還流部と、前記第１スイッチ素子をゼロ電圧スイッチングし、前記補助スイッチ素子をゼロ電流スイッチングするスイッチ制御部と、を備える。
本構成によれば、補助共振回路へ電力を供給する補助電圧印加部が設けられている。そのため、補助共振回路に起因する損失、例えば、補助スイッチ素子によるスイッチング損失は、入力電圧を出力電圧に変換する際の第１スイッチ素子のスイッチング損失に上乗せされない。また、第１スイッチ素子はゼロ電圧スイッチングされ、補助スイッチ素子はゼロ電流スイッチングされる。そのため、本構成の直流電圧変換装置によれば、大容量負荷に適用される際であっても、高効率の変換効率を維持できる。
【０００８】
上記直流電圧変換装置において、前記還流部は、前記スイッチ制御部によってゼロ電圧スイッチングされる第２スイッチ素子によって構成されるようにしてもよい。
本構成によれば、第２スイッチ素子のオンオフ制御によって還流期間の設定を適宜行えるとともに、ゼロ電圧スイッチングによって、第２スイッチ素子のスイッチング損失を抑制できる。
【０００９】
また、上記直流電圧変換装置において、前記第１スイッチ素子に並列に接続された第１並列容量と、前記還流部に並列に接続された第２並列容量とをさらに備えるようにしてもよい。
本構成によれば、第１スイッチ素子がオフされた際、いわゆるデッドタイムにおける、第１接続点の電位変化の速度を調整することができる。
【００１０】
また、上記直流電圧変換装置において、前記補助リアクトルと前記補助スイッチ素子との接続点である第２接続点と前記グランド線との間に接続された第１ダイオードをさらに備えるようにしてもよい。
本構成によれば、第１ダイオードによって、補助スイッチ素子がオフの期間における第２接続点の電位を安定化できる。すなわち、補助スイッチ素子がオフで第２スイッチ素子がオンの期間においては、補助スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴが使用される場合、補助スイッチ素子の寄生容量を介して、第２接続点の電位が変動することが考えられる。その際、第１ダイオードによって第２接続点の電位の変動が抑制される。
【００１１】
また、上記直流電圧変換装置において、前記補助スイッチ素子は、前記スイッチ制御部によって同時に制御される、直列に接続された二個の補助スイッチ素子によって構成されるようにしてもよい。
本構成によれば、補助スイッチ素子を直列に接続された二個の補助スイッチ素子によって構成することによって、補助スイッチ素子としてのオン抵抗が増加する。それによって、補助スイッチ素子のオン時に流れるオン電流が低減されることによって、補助スイッチ素子のオン抵抗損失が、補助スイッチ素子が一個の場合と比べて低減される。なお、損失（電力）は電流の二乗に比例するため、この場合、オン抵抗の増加に伴うオン抵抗損失の増加量よりも、オン電流の低減によるオン抵抗損失の低下量の方が大きくなる。そのため、オン抵抗損失が低減される。
【００１２】
また、上記直流電圧変換装置において、前記二個の補助スイッチ素子の中間接続点である第３接続点と前記電源線との間に接続された第２ダイオードをさらに備えるようにしてもよい。
本構成によれば、第２ダイオードによって、補助電圧印加部に近い一方の補助スイッチ素子がオフの期間における第３接続点の電位を安定化できる。すなわち、一方の補助スイッチ素子がオフで、他方の補助スイッチ素子および第２スイッチ素子がオンの期間においては、一方の補助スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴが使用される場合、一方の補助スイッチ素子の寄生容量を介して、第３接続点の電位が変動することが考えられる。その際、第２ダイオードによって第３接続点の電位の変動が抑制される。
【００１３】
また、上記直流電圧変換装置において、前記主電源は複数のセルからなるバッテリから構成され、前記補助電圧印加部は、前記バッテリの中間電位部に接続される外部接続端子と、前記外部接続端子と前記補助スイッチ素子とを接続する電圧印加線とによって構成されるようにしてもよい。
本構成によれば、装置内部にバッテリ等の補助電源を設けなくても補助電圧印加部を簡易な構成で形成できる。
【００１４】
また、上記直流電圧変換装置において、前記補助電圧は、前記入力電圧の半分以上の電圧値を有するようにしてもよい。
本構成によれば、補助電圧の電圧値を入力電圧以下で入力電圧の半分以上とすることによって、確実に各スイッチ素子をソフトスイッチングすることができる。
【発明の効果】
【００１５】
本明細書に開示される直流電圧変換装置によれば、大容量負荷に適用される際に、高効率の変換効率を維持できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施形態１の直流電圧変換装置を示す概略的な回路図
【図２】直流電圧変換装置の動作を示す概略的なタイムチャート
【図３】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図４】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図５】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図６】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図７】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図８】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図９】直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図
【図１０】実施形態２に係る補助電圧印加部を示す部分回路図
【図１１】直流電圧変換装置を昇圧コンバータに適用した際の動作を示す概略的なタイムチャート
【発明を実施するための形態】
【００１７】
＜実施形態１＞
実施形態１に直流電圧変換装置１０を、図１から図９を参照しつつ説明する。
１．直流電圧変換装置の構成
直流電圧変換装置１０は、本実施形態では、いわゆるチョッパ型の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、主電源４０であるバッッテリーから印加される直流の入力電圧Ｖｉｎを降圧して、所定の電圧値を有する直流の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。入力電圧Ｖｉｎは、例えば、４８Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔは、例えば、２４Ｖである。
【００１８】
直流電圧変換装置１０は、本実施形態、例えば、ガソリンエンジンと走行用モータとが搭載されたＨＶ車用に配置され、走行用モータ等の大容量負荷５０に電力を供給するパワー回路に適用される。なお、直流電圧変換装置１０の適用は、ＨＶ車に限られず、また車両にも限られない。また、直流電圧変換装置１０が適用される負荷は、必ずしも大容量負荷に限られない。さらには、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも限られず、後述するように昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
【００１９】
直流電圧変換装置１０は、図１に示されるように、内部電源線Ｌｓ、第１スイッチ素子ＳＷ１、第１並列容量Ｃ１、スイッチ制御部１１、補助電圧印加部１２、ローパスフィルタ１３、還流部１４、および補助共振回路２０を含む。
【００２０】
内部電源線Ｌｓは、バッッテリーＢａに接続され、バッッテリーＢａからの電力を直流電圧変換装置１０の各部に供給する。
【００２１】
第１スイッチ素子ＳＷ１は、本実施形態ではボディダイオードＤ１を含むＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成されている。第１スイッチ素子ＳＷ１のドレインが内部電源線Ｌｓに接続されている。
【００２２】
第１並列容量Ｃ１は、第１スイッチ素子ＳＷ１に並列に接続されている。なお、第１並列容量Ｃ１は個別の素子に限られず、第１スイッチ素子ＳＷ１の寄生容量であってもよい。
【００２３】
ローパスフィルタ１３は周知のものであり、図１に示されるように、例えば、平滑リアクトルＬｏおよび平滑コンデンサＣｏによって構成される。ローパスフィルタ１３の入力端１３ａ（ローパスフィルタの一端に相当）は第１スイッチ素子ＳＷ１のソース端子Ｓ（第１スイッチ素子の一端に相当）と接続され、その出力端１３ｂは直流電圧変換装置１０の出力端に接続される。ローパスフィルタ１３は、第１接続点Ｎ１の電位Ｖｎ１、すなわち第１接続点電圧Ｖｎ１を入力し、第１接続点電圧Ｖｎ１が平滑された出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００２４】
還流部１４は第１接続点Ｎ１とグランド線Ｌｇとの間に接続され、周知のものである。本実施形態では、還流部１４は、図１に示されるように、第２スイッチ素子ＳＷ２によって構成される。第２スイッチ素子ＳＷ２は、ボディダイオードＤ２をＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成され、スイッチ制御部１１によってゼロ電圧スイッチングされる。
【００２５】
第２並列容量Ｃ２は、第２スイッチ素子ＳＷ２に並列に接続される。第２並列容量Ｃ２によって、第１スイッチ素子ＳＷ１および第２スイッチ素子ＳＷ２がオフ状態、いわゆるデッドタイムにおける、第１接続点電位Ｖｎ１の変化速度を調整することができる。なお、第２並列容量Ｃ２は、第１並列容量Ｃ１と同様に、個別の素子に限られず、第２スイッチ素子ＳＷ２の寄生容量であってもよい。
【００２６】
このように、還流部１４が第２スイッチ素子ＳＷ２によって構成されることによって、第２スイッチ素子ＳＷ２のオンオフ制御によって還流期間の設定を適宜行えるとともに、ゼロ電圧スイッチングによって、第２スイッチ素子ＳＷ２のスイッチング損失を抑制できる。なお、還流部１４の構成はこれに限られず、例えば、一個の還流ダイオードによって構成されてもよい。
【００２７】
補助共振回路２０は、直列接続された、補助スイッチ素子ＡＳと補助リアクトルＬＡ、第１安定化ダイオード（第１ダイオード）Ｄ２１、および第２安定化ダイオード（第２ダイオード）Ｄ２２を含む。補助共振回路２０は、第１スイッチ素子ＳＷ１とローパスフィルタ１３との接続点である第１接続点Ｎ１に接続されている。詳細には、補助共振回路２０の補助リアクトルＬＡの一端Ｌａ１が第１接続点Ｎ１に接続されている。一方、補助リアクトルＬＡの他端Ｌａ２は、補助スイッチ素子ＡＳ２２のドレインＤに接続されている。なお、ここで補助リアクトルＬＡのリアクタンスは、平滑リアクトルＬｏに比べて、十分小さくなるように設定されている。
【００２８】
詳細には、図１に示されるように、補助スイッチ素子ＡＳは、スイッチ制御部１１によって同時に制御される、直列に接続された二個の補助スイッチ素子ＳＡ（第１補助スイッチ素子ＳＡ２１および第２補助スイッチ素子ＳＡ２２）によって構成される。各補助スイッチ素子ＳＡ２１、ＳＡ２２は、本実施形態においてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成されている。なお、以下において二個の補助スイッチ素子（ＳＡ２１、ＳＡ２２）を特に区別する必要がない場合、「補助スイッチ素子ＳＡ」と記す。
【００２９】
第１安定化ダイオードＤ２１は、補助リアクトルＬＡと第２補助スイッチ素子ＳＡ２２との接続点である第２接続点Ｎ２とグランド線Ｌｇとの間に接続されている。詳細には、第１安定化ダイオードＤ２１のカソードが第２接続点Ｎ２に接続され、第１安定化ダイオードＤ２１のアノードがグランド線Ｌｇに接続されている。
【００３０】
また、第２安定化ダイオードＤ２２は、二個の補助スイッチ素子ＳＡ２１、ＳＡ２２の中間接続点である第３接続点Ｎ３と内部電源線Ｌｓとの間に接続されている。詳細には、第２安定化ダイオードＤ２２のカソードが内部電源線Ｌｓに接続され、第２安定化ダイオードＤ２２のアノードが第３接続点Ｎ３に接続されている。第１安定化ダイオードＤ２１および第２安定化ダイオードＤ２２は、補助スイッチ素子ＳＡのオフ時に、補助スイッチ素子ＳＡのドレイン−ソース間の電圧Ｖｓａを安定化させる。
【００３１】
補助電圧印加部１２は、補助共振回路２０とグランド線Ｌｇとに電気的に接続され、入力電圧Ｖｉｎの電圧値より低い一定電圧の補助電圧ＶＡを、補助スイッチ素子ＳＡを介して補助リアクトルＬＡに印加する。実施形態１では、補助電圧印加部は、補助電圧ＶＡを出力するバッテリ１２によって構成される。その際、バッテリ１２の正極側出力は、補助共振回路２０の第１補助スイッチ素子ＡＳ２１のドレイン端子に接続され、バッテリ１２の負極側出力は、グランド線Ｌｇに接続される。
【００３２】
ここで、補助電圧ＶＡは、入力電圧Ｖｉｎの半分以上で入力電圧Ｖｉｎ未満とされる。このように、補助電圧ＶＡを設定することによって、確実に各スイッチ素子をソフトスイッチングすることができる。実施形態１では、補助電圧ＶＡは、例えば、およそ３０Ｖとされる。
【００３３】
スイッチ制御部１１は、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）に接続され、各スイッチ素子のオンオフのスイッチングを制御するゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）を生成する。詳細には、スイッチ制御部１１は、ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２）によって、第１、第２スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を、いわゆるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によってスイッチングする。また、スイッチ制御部１１は、ゲート制御信号ＧＡによって、補助スイッチ素子ＳＡを、いわゆるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）によってスイッチングする。なお、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限られない。例えば、ＩＧＢＴ等であってもよい。
【００３４】
２．直流電圧変換装置の動作
次に、図２から図９を参照しつつ直流電圧変換装置１０の動作を説明する。
図２に示されるように、第１スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態で、第２スイッチ素子ＳＷ２はオン状態である還流状態、言い換えれば、同期整流状態の時刻ｔ０において、補助スイッチ素子ＳＡがゲート制御信号ＧＡによってオンされると、すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）されると、補助共振回路２０による共振動作が開始される。
【００３５】
すると、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間である第１期間Ｋ１において、図３に示されように電流が流れる。すなわち、補助スイッチ素子ＳＡおよび補助リアクトルＬＡに流れる電流である共振電流Ｉｒｓが増加し、それに伴って第２スイッチ素子ＳＷ２に流れる電流である第２電流Ｉｓｗ２が減少する。共振電流Ｉｒｓの増加速度は補助リアクトルＬＡのリアクタンスの大きさに依存する。第１期間Ｋ１において、平滑リアクトルＬｏを流れる電流である出力電流Ｉｏは一定である。なお、第１期間Ｋ１に限られず、出力電流Ｉｏは、ほぼ一定とする。
【００３６】
第１期間Ｋ１内において、第２スイッチ素子ＳＷ２がオフされる。第２スイッチ素子ＳＷ２のオフに伴って、時刻ｔ１において第２電流Ｉｓｗ２がさらに減少しゼロとなる。
【００３７】
図４には、時刻ｔ１から第１接続点電圧Ｖｎ１が入力電圧Ｖｉｎより大きくなる時刻ｔ２までの期間（第２期間Ｋ２）における電流の流れが、示される。第２期間Ｋ２において、第１、第２スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）がオフ状態（いわゆる、デッドタイム）であるため、共振電流Ｉｒｓは、主に、第１並列容量Ｃ１および第２並列容量Ｃ２を介して流れる（図４の電流Ｉｃ１、Ｉｃ２参照）。このとき、第１並列容量Ｃ１は放電し、一方、第２並列容量Ｃ２は充電される。そのため、第１接続点電圧Ｖｎ１が上昇する。なお、ここで、第１接続点電圧Ｖｎ１と、第２スイッチ素子ＳＷ２のドレイン−ソース間電圧である第２電圧Ｖｓｗ２とは等しい。そのため、図２に示されるように、第２期間Ｋ２において第２電圧Ｖｓｗ２は上昇する。
【００３８】
そして、時刻ｔ２において、第１接続点電圧Ｖｎ１（第２電圧Ｖｓｗ２）が入力電圧Ｖｉｎより大きくなると、第１スイッチ素子ＳＷ１のボディダイオードＤ１が導通して、第１スイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース間電圧である第１電圧Ｖｓｗ１がゼロとなる。図５に、ボディダイオードＤ１の導通期間である時刻ｔ２から時刻ｔ３（第３期間Ｋ３）の状態が示される。このとき、ボディダイオードＤ１を介して逆方向の第１電流Ｉｓｗ１が流れる。
【００３９】
そして、ボディダイオードＤ１の導通中に、第１スイッチ素子ＳＷ１がオンされる（時刻ｔ３）。すなわち、第１スイッチ素子ＳＷ１がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。このとき、補助リアクトルＬＡには逆方向の電圧（入力電圧Ｖｉｎ−補助電圧ＶＡ）が印加される。すると、図２に示されるように、時刻ｔ３以降において、第１スイッチ素子ＳＷ１に流れる電流である第１電流Ｉｓｗ１が増加するとともに、共振電流Ｉｒｓが減少する。そして第１電流Ｉｓｗ１の値が出力電流Ｉｏに達した後において、共振電流Ｉｒｓがゼロとなる（時刻ｔ４）。図６には、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間（第４期間Ｋ４）における電流の流れが示される。第４期間Ｋ４においては、最初、ボディダイオードＤ１を介して逆方向の第１電流Ｉｓｗ１が流れるが、共振電流Ｉｒｓが減少して出力電流Ｉｏより小さくなった時点で、順方向の第１電流Ｉｓｗ１が流れ始める。
【００４０】
そして、共振電流Ｉｒｓがゼロとなる時刻ｔ４の直後において、補助スイッチ素子ＳＡがオフ、すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）される。次いで、時刻ｔ４からの所定時間経過後の時刻ｔ５において、第１スイッチ素子ＳＷ１がオフ、すなわち、ゼロ電圧スイッチングされる。図７には、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間（第５期間Ｋ５）における電流の流れが示される。第５期間Ｋ５においては、第２スイッチ素子ＳＷ２はオフ状態であり、補助共振回路２０は動作していないため、通常の変換動作が行われる。
【００４１】
時刻ｔ５において第１スイッチ素子ＳＷ１がオフされた直後において、第１電流Ｉｓｗ１が、第１並列容量Ｃ１および第２並列容量Ｃ２に転流される（図８の電流Ｉｃ１、Ｉｃ２参照）。このとき、第１接続点電圧Ｖｎ１（第２電圧Ｖｓｗ２）が急激に降下する。そして、第１接続点電位Ｖｎ１がゼロＶより低くなる時刻ｔ６以降において、ボディダイオードＤ２および第１安定化ダイオードＤ２１が導通する（図９の電流Ｉｄ２１参照）。第１安定化ダイオードＤ２１が導通することによって補助リアクトルＬＡの一端（第２接続点Ｎ２）の電位がゼロＶ付近に維持され、第２接続点Ｎ２の電位の振動が抑制される。
【００４２】
そして、ボディダイオードＤ２が導通する時刻ｔ６以降の時刻ｔ７において、第２スイッチ素子ＳＷ２がオンされて、すなわち、ゼロ電圧スイッチングされて、いわゆる同期整流が開始される。ここで、時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間は、いわゆるデッドタイムである。図８には、デッドタイムの前半である時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間（第６期間Ｋ６）における電流の流れが示され、図９には、デッドタイムの後半である時刻ｔ６から時刻ｔ７までの期間（第７期間Ｋ７）における電流の流れが示される。
【００４３】
時刻ｔ７から次に第２スイッチ素子ＳＷ２がオフされる時刻ｔ８までの期間（第８期間Ｋ８）が同期整流期間に相当する。時刻ｔ８以降は、上記時刻ｔ０からの動作が繰り返される。なお、時刻ｔ０から時刻ｔ８までの１周期は、例えば、１０μｓ（マイクロ秒）である。
【００４４】
ここで、各ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングの決定は、周知の方法によって行われる。すなわち、オンオフタイミングは、例えば、共振電流Ｉｒｓ等の電気量を検知する検知回路(図示せず)からの検知信号と、基準値との比較に基づいて、スイッチ制御部１１によって決定される。または、補助リアクトルＬＡのリアクタンス値等の回路定数に基づく計算によって予め決定される。この場合、決定されたタイミングデータがスイッチ制御部１１のメモリ等に格納され、スイッチ制御部１１は、その格納データに基づいてオンオフタイミングを決定する。あるいは、オンオフタイミングは、検知信号と格納データの両方に基づいて決定される。
【００４５】
３．実施形態１の効果
実施形態１では、補助共振回路２０へ電力を供給する補助電圧印加部１２が設けられている。そのため、補助共振回路２０に起因する損失、例えば、補助スイッチ素子（ＳＡ２１，ＳＡ２２）によるスイッチング損失は、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する際の第１スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング損失に上乗せされない。また、第１スイッチ素子ＳＷ１および第２スイッチ素子ＳＷ２はゼロ電圧スイッチングされ、補助スイッチ素子（ＳＡ２１，ＳＡ２２）はゼロ電流スイッチングされる。そのため、実施形態１の直流電圧変換装置１０によれば、大容量負荷に適用される際であっても、高効率の変換効率を維持できる。
【００４６】
また、実施形態１では、第２接続点Ｎ２とグランド線Ｌｇとの間に接続された第１安定化ダイオードＤ２１が設けられている。この第１安定化ダイオードＤ２１によって、補助スイッチ素子ＳＡがオフの期間における第２接続点Ｎ２の電位を安定化できる。すなわち、補助スイッチ素子ＳＡ２１がオフで第２スイッチ素子ＳＷ２がオンの期間（第７期間Ｋ７）においては、実施形態１のように補助スイッチ素子ＳＡとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される場合、補助スイッチ素子ＳＡの寄生容量を介して、第２接続点Ｎ２の電位が変動し、第２接続点Ｎ２の電位が入力電圧Ｖｉｎより大きく上昇することが考えられる。しかしながら、その際、第１安定化ダイオードＤ２１によって第２接続点Ｎ２の電位の変動が抑制される。なお、第１安定化ダイオードＤ２１は、省略されてもよい。
【００４７】
また、実施形態１では、補助スイッチ素子ＳＡは、直列に接続され、スイッチ制御部１１によって同時に制御される二個の補助スイッチ素子（ＳＡ２１、ＳＡ２２）によって構成されている。そのため、補助スイッチ素子ＳＡとしてのオン抵抗が増加する。それによって、補助スイッチ素子ＳＡのオン時に流れるオン電流が減少し、補助スイッチ素子ＳＡのオン抵抗損失が、補助スイッチ素子ＳＡが一個の場合と比べて低減される。すなわち、損失（電力）は電流の二乗に比例するため、この場合、オン抵抗の増加に伴うオン抵抗損失の増加量よりも、オン電流の減少によるオン抵抗損失の低下量の方が大きくなる。そのため、オン抵抗損失が低減される。
【００４８】
また、実施形態１では、二個の補助スイッチ素子（ＳＡ２１、ＳＡ２）の中間接続点である第３接続点Ｎ３と内部電源線Ｌｓとの間に接続された第２安定化ダイオードＤ２２が設けられている。この第２安定化ダイオードＤ２２によって、補助電圧印加部１２に近い第１補助スイッチ素子（一方の補助スイッチ素子）ＳＡ２１がオフの期間における第３接続点Ｎ３の電位を安定化できる。すなわち、第１補助スイッチ素子ＳＡ２１がオフで、第２補助スイッチ素子（他方の補助スイッチ素子）ＳＡ２２および第２スイッチ素子ＳＷ２がオンの期間においては、実施形態１のように第１補助スイッチ素子ＳＡ２１としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される場合、第１補助スイッチ素子ＳＡ２１の寄生容量を介して、第３接続点Ｎ３の電位が変動することが考えられる。その際、第２安定化ダイオードＤ２２によって第３接続点Ｎ３の電位の変動が抑制される。なお、第２安定化ダイオードＤ２２は、省略されてもよい。
【００４９】
また、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一レベルにできるとともに、各スイッチ素子に流れる電流を出力電流Ｉｏほぼ同一レベルにできる。そのため、各スイッチ素子を定格の小さい部品とすることができ、それによって導通損失を低減できる。
【００５０】
＜実施形態２＞
実施形態２を、図１０を参照して説明する。実施形態１とは補助電圧印加部１２の構成のみが異なる。そのため、以下において、補助電圧印加部１２の相違点のみを説明する。
【００５１】
図１０に示されるように、実施形態２における補助電圧印加部１２Ａは、電圧値が「ＶＡ」であるバッテリ４０の中間電位部４０ｍに接続される外部接続端子Ｊ１と、外部接続端子Ｊ１と補助スイッチ素子ＳＡ２１とを接続する電圧印加線Ｌｖと、によって構成される。この場合、電圧印加線Ｌｖは補助共振回路２０の第１補助スイッチ素子ＡＳ２１のドレイン端子に接続され、外部接続端子Ｊ１はバッテリ４０を介してグランド線Ｌｇに接続される。
【００５２】
実施形態２における補助電圧印加部１２Ａによれば、直流電圧変換装置１０の内部にバッテリ等の補助電源の構成を別途に設ける必要がなく、補助電圧印加部を簡易な構成によって形成できる。
【００５３】
なお、補助電圧印加部の構成はこれに限られず、例えば、入力電圧Ｖｉｎを補助電圧ＶＡに変換する変換器を設け、この変換器によって補助電圧印加部１２を構成するようにしてもよい。あるいは、主電源としてのバッテリ４０を直流電圧変換装置１０の構成として備え、そのバッテリの一部によって補助電圧印加部を構成するようにしてもよい。
【００５４】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述および図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
【００５５】
（１）上記実施形態では、補助スイッチ素子ＳＡは、二個の補助スイッチ素子（ＳＡ２１、ＳＡ２）によって構成する例を示したが、これに限られない。例えば、補助スイッチ素子ＳＡは、一個の補助スイッチ素子ＳＡ２１によって構成されてもよい。
【００５６】
（２）上記実施形態では、還流部１４が第２スイッチ素子ＳＷ２と第２並列容量Ｃ２とによって構成される例を示したがこれに限られない。例えば、還流部１４は、一個の還流ダイオードによって構成されてもよい。
【００５７】
（３）上記実施形態では、直流電圧変換装置１０をチョッパ型の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用する例を示したが、これに限られず、例えば、直流電圧変換装置１０をチョッパ型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用することもできる。図１１に、直流電圧変換装置１０をチョッパ型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した際の、制御および動作の例を示す。なお、詳しくは、図１１においては、入力側と出力側とを反対にすることが可能な双方向型の降圧−昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける、昇圧モードにおける制御および動作の例が示される。また、例えば、直流電圧変換装置１０の入力側が４８Ｖのバッテリに接続され、出力側が１２Ｖのバッテリに接続されていると仮定する。
【００５８】
図１１において、時刻ｔ０はゲート制御信号ＧＡがオンとなる時刻を示し、時刻ｔ１はゲート制御信号Ｇ２がオフとなる時刻を示し、時刻ｔ２はゲート制御信号Ｇ１がオンとなる時刻を示す。また、時刻ｔ３はゲート制御信号Ｇ１がオフとなる時刻を示し、時刻ｔ４はゲート制御信号ＧＡがオフとなる時刻を示し、時刻ｔ５はゲート制御信号Ｇ２がオンとなる時刻を示す。また、時刻ｔ６は、再びゲート制御信号ＧＡがオンとなる時刻を示す。
ここで、昇圧モードは、図１に示す実施形態１と同一の回路構成で実現でき、各ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングのみが、実施形態１とは異なる。言い換えれば、各ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングのみを変更することによって、図１に示される降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる
【００５９】
すなわち、降圧動作時は、電流が高圧側（図１の左側）から低圧側(右側)に流れる。その際、第１スイッチ素子ＳＷ１のオン時間（図１１の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの時間）を長くすれば出力電流Ｉｏが大きくなり、短くすれば出力電流Ｉｏが小さくなる。そして、出力電流Ｉｏがゼロになった時点の第１スイッチ素子ＳＷ１のオン時間を更に短くする場合、直流電圧変換装置１０の電流が逆方向（低圧側から高圧側）に流れ始め、昇圧モードに変わる。これは、出力側（図１の右側）の低圧が入力側(図１の左側)の高圧に変換されたことを意味する。この場合、通常のチョッパ方式と同様に、降圧時には第２スイッチ素子ＳＷ２は同期整流素子になり、昇圧時には第１スイッチ素子ＳＷ１は同期整流素子になる。そして、昇圧時においても、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ１、ＳＡ）は、全てゼロ電圧あるいはゼロ電流スイッチング（ソフスイッチング）される。
【００６０】
このように、実施形態１の直流電圧変換装置１０は、何ら回路構成を変更することなしに、単に各ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングのみを変更することによって、双方向型の降圧−昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
なお、直流電圧変換装置１０は、これに限られず、入力側と出力側が固定された通常の一方向の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
【符号の説明】
【００６１】
１０…直流電圧変換装置
１１…スイッチ制御部
１２…補助電圧印加部
１３…ローパスフィルタ
１４…還流部
２０…補助共振回路
４０…主電源
Ｃ１…第１並列容量
Ｃ２…第２並列容量
Ｄ２１…第１安定化ダイオード（第１ダイオード）
Ｄ２２…第２安定化ダイオード（第２ダイオード）
Ｊ１…外部接続端子（補助電圧印加部）
ＬＡ…補助リアクトル
Ｌｇ…グランド線
Ｌｓ…内部電源線
Ｌｖ…電圧印加線（補助電圧印加部）
Ｎ１…第１接続点
Ｎ２…第２接続点
Ｎ３…第３接続点
ＳＡ…補助スイッチ素子
ＳＡ２１…第１補助スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
ＳＡ２２…第２補助スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
ＳＷ１…第１スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
ＳＷ２…第２スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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