(57)【要約】      （修正有）【課題】電流検出手段を１個だけ用いる場合であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値が得られるインバータの電流検知方法を提供する。【解決手段】三相３回路の６素子のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを備えたインバータ１１の電流検知方法であって、前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に１個の電流検出手段Ｒｓを接続し、前記電流検出手段Ｒｓによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する。【選択図】図１
2018133853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相３回路の６素子のスイッチング素子（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）を備えたインバータ（１１）の電流検知方法であって、
前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に１個の電流検出手段（Ｒｓ）を接続し、
前記電流検出手段（Ｒｓ）によって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正することを特徴とする、インバータの電流検知方法。
【請求項２】
前記インバータ（１１）は、三角波比較によるＰＷＭ制御が行われるものであり、
ＰＷＭ周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、ＰＷＭ周期の中点での電流値を求める、請求項１記載のインバータの電流検知方法。
【請求項３】
前周期の中点電流と現周期の中点電流とから、現周期の終点電流を求める、請求項２記載のインバータの電流検知方法。
【請求項４】
三相３回路の６素子のスイッチング素子（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）を備えたインバータ（１１）用の電流検知装置であって、
前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に接続される１個の電流検出手段（Ｒｓ）と、
前記電流検出手段（Ｒｓ）によって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部（１２）とを備えていることを特徴とする、インバータの電流検知装置。
【請求項５】
三相３回路の６素子のスイッチング素子（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）を備えたインバータ（１１）と、
前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に接続される１個の電流検出手段（Ｒｓ）と、
前記電流検出手段（Ｒｓ）によって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部（１２）とを備えていることを特徴とする、アクティブフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの電流検知方法およびそれを利用した電流検知装置、アクティブフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１は、アクティブフィルタ１の基本的な導入例を示している。アクティブフィルタ１は、三相交流の電源２と、高調波を発生する高調波発生負荷３との間に接続され、高調波発生負荷３から出力された負荷電流ｉＬを負荷電流検出部５で検出し、高調波成分を抽出すると共に、その高調波成分の逆位相の補償電流ｉＡＦを電源２側に注入することで、総合電流ＩＳにおける高調波電流を低減するものである（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図１２は、従来のアクティブフィルタ１のブロック回路図を示している。図に示すように、このアクティブフィルタ１は、三相３線回路の６素子インバータ６と、このインバータ６の入力側にそれぞれ介装されているリアクトルＡＣＬと、インバータ６に並列に接続されているコンデンサＣと、インバータ６の各スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをＰＷＭ制御する制御部７とを備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１１３４６０号公報
【特許文献２】特開平２−１９７２９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、アクティブフィルタ１の三角波比較方式ＰＷＭ制御によって高調波成分を打ち消すには、高調波成分の逆位相を出力するための比較値（各スイッチング素子をオン／オフ制御するための基準値）が必要となる。そして、この三角波と比較する比較値を精度良く生成するにはインバータからの出力電流が必要である。そこで従来、電源２に接続する三相のうち二相に電流センサ８を設けて二相の出力電流を検出するとともに、残りの一相の出力電流を二相の出力電流から算出することで、三相それぞれの出力電流を得ていた。しかしながら、電流センサ８は高価で寸法も大きく、電流センサ８に付帯するコンデンサや抵抗も必要になることから、高コスト化・大型化を招くといった問題を有していた。
【０００６】
そこで、例えば特許文献２に開示されているように、２個の電流センサ８を用いることなく、１個のシャント抵抗で三相の電流を検出することも考えられる。ただ、三角波比較によるＰＷＭ制御では、各相の電流はＰＷＭ周期毎に変動する異なるタイミングでシャント抵抗に流れるため、各相の電流を同時に検出することはできない。加えて、ＰＷＭ周期の始点（終点）となる三角波の谷や中間点となる三角波の頂点ではシャント抵抗に電流が流れないため、その区間の電流を検出することができず、精度良く比較値を生成することができないといった問題が生じる。
【０００７】
本発明は上述の問題点に鑑み、電流検出手段を１個だけ用いる場合であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値が得られるインバータの電流検知方法の提供を目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のインバータの電流検知方法は、三相３回路の６素子のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを備えたインバータ１１の電流検知方法であって、前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に１個の電流検出手段Ｒｓを接続し、前記電流検出手段Ｒｓによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正することを特徴とする。
【０００９】
前記インバータ１１は、三角波比較によるＰＷＭ制御が行われるものであり、ＰＷＭ周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、ＰＷＭ周期の中点での電流値を求めることを特徴とする。
【００１０】
また、前周期の中点電流と現周期の中点電流とから、現周期の終点電流を求めることを特徴とする。
【００１１】
本発明のインバータの電流検知装置は、三相３回路の６素子のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを備えたインバータ１１用の電流検知装置であって、前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に接続される１個の電流検出手段Ｒｓと、前記電流検出手段Ｒｓによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部１２とを備えていることを特徴とする。
【００１２】
本発明のアクティブフィルタは、三相３回路の６素子のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを備えたインバータ１１と、前記スイッチング素子のＮ側の共通接続点に接続される１個の電流検出手段Ｒｓと、前記電流検出手段Ｒｓによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部１２とを備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
三相３回路の６素子のスイッチング素子を備えたインバータにおいて、スイッチング素子のＮ側の共通接続点に１個の電流検出手段を接続すれば、検出される時間（タイミング）は異なるものの、三相のうち二相の電流値が得られる。そのため、本発明のインバータの電流検知方法によれば、二相の電流値を共通の時間基準点（例えば、三角波の頂点）での電流値に補正することで、残り一相についても共通の時間基準点での電流値が得られる（三相の電流の和が０になるため）ことになり、１個の電流検出手段であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値を得ることができる。
【００１４】
ＰＷＭ周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、ＰＷＭ周期の中点での電流値を求めれば、電流検出手段で直接検知することができない三角波の頂点での電流値を得ることができる。
【００１５】
また、前周期の中点電流と現周期の中点電流とから、現周期の終点の電流を求めれば、ＰＷＭ周期の開始点（終点）となる三角波の谷での電流値を得ることができる。
【００１６】
本発明のインバータの電流検知装置によれば、二相の電流値を共通の時間基準点（例えば、三角波の頂点）での電流値に補正することで、残り一相についても共通の時間基準点での電流値が得られる（三相の電流の和が０になるため）ことになり、１個の電流検出手段であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値を得ることができる。そのため、電流センサなどの電流検出手段を２個設ける必要がなくなり、低コスト化・小型化を図ることができる。
【００１７】
本発明のアクティブフィルタによれば、二相の電流値を共通の時間基準点（例えば、三角波の頂点）での電流値に補正することで、残り一相についても共通の時間基準点での電流値が得られる（三相の電流の和が０になるため）ことになり、１個の電流検出手段であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値を得ることができる。そのため、その電流値に基づき、精度良く比較値を生成できる結果、逆位相を精度良く出力することができ、高調波を効果的に打ち消すことができる。また、電流センサなどの電流検出手段を２個設ける場合に比べて、低コスト化・小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態におけるアクティブフィルタのブロック回路図である。
【図２】本発明の実施の形態における三角波と比較値を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態におけるＰＷＭパルスとスイッチモードを示す図である。
【図４】本発明の実施の形態における各相とシャント抵抗の電流変化を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態におけるモードＥ０（Ｅ０Ｐ）における電流経路を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態におけるモードＥ０（Ｅ０Ｎ）における電流経路を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態におけるモードＥ１における電流経路を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態におけるモードＥ２における電流経路を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態における各スイッチモードでのスイッチング素子の電流極性を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態における終点電流の予測を示す図である。
【図１１】アクティブフィルタの基本的な使用状態を示す回路図である。
【図１２】従来例のアクティブフィルタのブロック回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明は、インバータのＮ端子の１個の電流検出手段を用いて、異なる相の電流を異なるタイミングで検出し、これを共通の時間基準点（例えば、ＰＷＭ周期の始点（終点）や中間点など）での電流値に補正する方法及びそのような制御部を備える電流検知装置、共通の時間基準点での電流値に基づいて高調波成分の逆位相を出力するアクティブフィルタに関するものであるが、以下、アクティブフィルタに基づいて本発明の詳細を説明していく。
【００２０】
図１は、アクティブフィルタ１０のブロック回路図を示している。図に示すように、このアクティブフィルタ１０は、各相の６素子のインバータ１１と、このインバータ１１の入力側と電流を出力する三相３線の電源系統Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃとの間にそれぞれ介装されているリアクトルＡＣＬと、インバータ１１の三相の各スイッチング素子ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮのＮ側のコモン（共通接続点）に接続した電流検出手段（シャント抵抗）Ｒｓと、インバータ１１の正極側とシャント抵抗Ｒｓの下端との間に並列に接続されているコンデンサＣと、負荷電流を検出して高調波成分を打ち消すべくインバータ１１の各スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮをＰＷＭ制御する制御部１２と、シャント抵抗Ｒｓの両端からの電圧を演算してその出力信号を制御部１２へ入力する演算アンプ１３とで構成されている。なお、電流検知装置は、電流検出手段Ｒｓと、制御部１２と、演算アンプ１３とで構成されている。前記スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮは、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いている。なお、便宜的に電流方向は図１の矢印方向を正としている。
【００２１】
ところで、負荷電流の高調波成分を打ち消すには、負荷電流を負荷電流検出部で検出し、高調波成分を抽出するとともに、これを制御目標としてインバータ１１から高調波成分の逆位相を出力する必要がある。具体的には、リアクトルＡＣＬの片端は系統電圧（電源系統）に接続しているので、インバータ１１を制御するＰＷＭ回路（図示せず）のＰＷＭ周期の開始時に流れている電流とＰＷＭ周期の終了時に流れているべき指令電流（図１０における、制御目標ｃ−現周期の始点ｂ）の差により、リアクトルＡＣＬが１ＰＷＭ周期の間に上記の電流増減（差）を得られる電圧をインバータ１１から出力する必要がある。
【００２２】
そのために、まず高さ０〜０．５、周期１の三角波との比較でスイッチング素子ＵＰ〜ＷＮをオン／オフ制御することによって、インバータ１１の制御に必要な比較値（Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ）を生成する。なお、スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮのオン／オフ制御は制御部１２からの指令で行う。この比較値（ＰＷＭの始点で決定された比較値）は、そのＰＷＭ周期の終点まで変化しないものとする。また、その間、系統電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ、コンデンサ電圧Ｖｄｃ、リアクトルＡＣＬのインダクタンスの変動は無視できるものとする。比較値（Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ）は、以下の式で表される。
【００２３】
Ｔａ＝１／２＊（−Ｌａ＊Δｉａ／Ｔｓ＋Ｖａ）／Ｖｄｃ・・・（１）
Ｔｂ＝１／２＊（−Ｌｂ＊Δｉｂ／Ｔｓ＋Ｖｂ）／Ｖｄｃ・・・（２）
Ｔｃ＝１／２＊（−Ｌｃ＊Δｉｃ／Ｔｓ＋Ｖｃ）／Ｖｄｃ・・・（３）
ただし、
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ：系統電圧（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝０）
Ｖｄｃ：コンデンサＣのコンデンサ電圧
Ｔｓ：ＰＷＭ周期
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ：各相のリアクトルＡＣＬのインダクタンス
Δｉａ，Δｉｂ，Δｉｃ：各相の電流変化＝終点電流−始点電流（図１０における、制御目標ｃ−現周期の始点ｂ）
【００２４】
次に、Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃを値が０〜０．５に均等に収まるようにオフセットを加算したものを小さい順にＴ１，Ｔ２，Ｔ３とする。実際の大小関係の組み合わせは６種類あるが、ここでは代表例としてＴａ＜Ｔｂ＜Ｔｃの場合について説明していく。この代表例の場合、Ｔ１＝Ｔａ＋α、Ｔ２＝Ｔｂ＋α、Ｔ３＝Ｔｃ＋αである。αは、Ｔ３＝０．５−Ｔ１の関係になるオフセット量である。
【００２５】
上記並び替えに伴い、Ｔ１に対応する相を＃１相、Ｔ２に対応する相を＃２相、Ｔ３に対応する相を＃３相と呼ぶこととする。また、＃１相の相電流をｉ１、＃２相の相電流をｉ２、＃３相の相電流をｉ３とする。これは、三相交流電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃをＴａ，Ｔｂ，Ｔｃと同様に並べ替えたものになる。なお、本代表例では、ｉａ＝ｉ１、ｉｂ＝ｉ２、ｉｃ＝ｉ３である。
【００２６】
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３と三角波との比較の様相を図２に、発生するパルスを図３にそれぞれ示す。なお、図３において、Ｐls−a は＃１相でのＰＷＭパルスで、Ｐls−b は＃２相でのＰＷＭパルスで、Ｐls−c は＃３相でのＰＷＭパルスを示している。
【００２７】
三角波より比較値が小さいとき、Ｐ側のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰをオン、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをオフさせる。逆のとき、Ｐ側のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰをオフ、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをオンさせる。
つまり、以下の状況となる。
三角波＞比較値  →  Ｐ側：オン  Ｎ側：オフ
比較値＞三角波  →  Ｐ側：オフ  Ｎ側：オン
【００２８】
三角波と比較値Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の大小関係は、次の４つの状態が順に現れる。
（１）Ｅ０Ｎ：全相の比較値が三角波より大きい場合。
このとき、全相Ｐ側のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰがオフ、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮがオン。このとき、後述のＥ０Ｐと同じく、インバータ１１の出力は０Ｖになっている。
（２）Ｅ１：Ｔ１のみ三角波より小さく、Ｔ２，Ｔ３は三角波より大きい場合。
このとき、＃１相はＰ側のスイッチング素子ＵＰがオン、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮがオフ。＃２相、＃３相はＰ側のスイッチング素子ＶＰ，ＷＰがオフ、Ｎ側のスイッチング素子ＶＮ，ＷＮがオンを継続。
【００２９】
（３）Ｅ２：Ｔ１，Ｔ２が三角波より小さく、Ｔ３は三角波より大きい場合。
このとき、＃１相、＃２相はＰ側のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰがオン、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮ，ＶＮがオフ。＃３相はＰ側のスイッチング素子ＷＰがオフ、Ｎ側のスイッチング素子ＷＮがオンを継続。
（４）Ｅ０Ｐ：全相の比較値が三角波より小さい場合。
このとき、全相Ｐ側のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰがオン、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮがオフ。このとき上記Ｅ０Ｎと同じく、インバータ１１の出力は０Ｖになっている。
【００３０】
図３に示すように、１ＰＷＭ周期の中で上記モードが次の順に推移する。
始点→Ｅ０Ｎ→Ｅ１→Ｅ２→Ｅ０Ｐ→頂点→Ｅ０Ｐ→Ｅ２→Ｅ１→Ｅ０Ｎ→終点
なお、Ｅ０ＮとＥ０Ｐはインバータ１１の電圧が０Ｖであり、電流変化率が等しいので、ともにＥ０に分類する。
【００３１】
また、各モードの開始・終了・継続時間は次のようになる。（単位：ＰＷＭ１周期に対する割合）
開始      終了        期間
１回目  Ｅ０Ｎ    ０        Ｔ１        Ｔ１
１回目  Ｅ１      Ｔ１      Ｔ２        Ｔ２−Ｔ１
１回目  Ｅ２      Ｔ２      Ｔ３        Ｔ３−Ｔ２
１回目  Ｅ０Ｐ    Ｔ３      ０．５      Ｔ１
２回目  Ｅ０Ｐ    ０．５    １−Ｔ３    Ｔ１
２回目  Ｅ２      １−Ｔ３  １−Ｔ２    Ｔ３−Ｔ２
２回目  Ｅ１      １−Ｔ２  １−Ｔ１    Ｔ２−Ｔ１
２回目  Ｅ０Ｎ    １−Ｔ１  １          Ｔ１
期間合計＝１．０  ∵Ｔ３＝０．５−Ｔ１
【００３２】
図５〜図８に各モードと電流経路の状態を示す。図５はモードＥ０を示し、Ｅ０Ｐで、三角波＞比較値（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）の場合である。Ｐ側の３つのスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは全てオン、Ｎ側の３つのスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは全てオフになるよう制御部１２によって制御されている。このとき、シャント抵抗Ｒｓには電流は流れない（ｉｓ＝０）。
【００３３】
図６はモードＥ０を示し、Ｅ０Ｎの場合で、比較値（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）＞比較値の場合である。Ｎ側の３つのスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは全てオン、Ｐ側の３つのスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは全てオフになるよう制御部１２によって制御されている。このとき、シャント抵抗Ｒｓには電流は流れない（ｉｓ＝０）。
【００３４】
図７はモードＥ１を示し、Ｐ側のスイッチング素子の内１相のスイッチング素子ＵＰがオン（ＶＰ，ＷＰがオフ）、Ｎ側のスイッチング素子は他の２相のスイッチング素子ＶＮ，ＷＮがオン（ＵＮがオフ）であり、図７はＵ相でのＥ１（Ｅ１Ｕ）で、スイッチング素子ＵＰ，ＶＮ，ＷＮがオン、スイッチング素子ＵＮ，ＶＰ，ＷＰがオフで、シャント抵抗ＲｓにはＵ相電流（ｉｓ＝ｉｂ＋ｉｃ＝−ｉａ＝−ｉ１）が逆向きに流れる。
【００３５】
図８はモードＥ２を示し、Ｎ側の３つのスイッチング素子の内スイッチング素子ＷＮがオン（ＵＮ，ＶＮがオフ）、Ｐ側の３つのスイッチング素子の内他の２相のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰがオン（ＷＰがオフ）であり、図８は、Ｗ相でのＥ２（Ｅ２Ｗ）で、スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＮがオン、スイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＰがオフで、シャント抵抗ＲｓにはＷ相電流（ｉｓ＝ｉｃ＝ｉ３）が流れる。
【００３６】
このように、モードＥ０ではシャント抵抗Ｒｓには電流が流れず、モードＥ１では電流−ｉ１が、モードＥ２では電流＋ｉ３がシャント抵抗Ｒｓに流れることが判る。このように、シャント抵抗が１個であっても、タイミングを選んで検出することにより、検出されるタイミングは異なるものの三相のうち二相の相電流を検出することができるのである。
【００３７】
図９は、スイッチモード（Ｅ０，Ｅ１，Ｅ２）での各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰ側スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰと、Ｎ側のスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの電流極性と、シャント抵抗Ｒｓに流れる電流ｉｓを示している。
【００３８】
次に、上記方法で得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点に補正する方法について説明する。
【００３９】
上記比較値によって出力された電流は、同じモード（Ｅ０，Ｅ１，Ｅ２）では等しい電流変化率、等しい時間幅であること、ＰＷＭ周期の前半分と後半分とでモードの並び順が逆であることから、図４に示すように、各相の電流波形はＰＷＭ中点を中心とした点対称となる。そのため、三角波の任意の１周期に着目したときの開始点を始点と呼び、１周期の最後を終点と呼び、それらの時間的中間点を中点と呼ぶとすると、周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、ＰＷＭ周期の中点での電流値を求めることができる。
【００４０】
具体的には、中点から前後に同じ時間（ｔ１）離れた２箇所のＥ１での電流を平均することで、中点（図４の横軸０．５）での電流−ｉ１が得られる。
１回目始点からの時間  ｔ１１＝  Ｔ１  〜  Ｔ２    ＝０．５−ｔ１
２回目始点からの時間  ｔ１２＝１−Ｔ２〜１−Ｔ１  ＝０．５＋ｔ１
【００４１】
また、中点から前後に同じ時間（ｔ２）離れた２箇所のＥ２での電流を平均することで、中点（図４の横軸０．５）での電流＋ｉ３が得られる。
１回目始点からの時間  ｔ２１＝  Ｔ２  〜  Ｔ３    ＝０．５−ｔ２
２回目始点からの時間  ｔ２２＝１−Ｔ３〜１−Ｔ２  ＝０．５＋ｔ２
【００４２】
中点の他の相の電流は、ｉ１＋ｉ２＋ｉ３＝０からｉ２＝−（ｉ１＋ｉ３）で与えられる。そして、現実の相に対応させるために、当初の並べ替えを元に戻すと、対応するｉａ，ｉｂ，ｉｃの中点の実測に基づく値が求められることになる。なお、このような演算は制御部１２内で行われる。
【００４３】
続いて、上記方法で求められた中点での電流値（前周期の中点での電流値と現周期の中点での電流値）に基づいて現周期の終点電流（図１０におけるｃ’）を補正（予測）する方法について説明する。なお、ここで求められた現周期の終点電流は、次周期の始点となる三角波の谷での電流値となり、比較値Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃを算出する際に使用する各相の電流変化Δｉａ，Δｉｂ，Δｉｃの始点として用いられる。
【００４４】
図１０は三相の任意の相における電流変化を示したものである。ここで、
ａは、前周期の中点（実測に基づく値）
ｂは、前周期の修正後の終点＝現周期の始点
ｃは、現周期の終点（制御目標）
ｄは、現周期の中点（予定）
ｄ’は、上記方法で得られた現周期の中点（実測に基づく値）
を示している。
【００４５】
現周期では、現周期の終点での電流値を制御目標ｃにするべく、Δｉ＝ｃ−ｂより、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３（比較値Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃにオフセットαを加算し、小さい順に並び替えたもの）を計算し実行中である。従って、本来であれば制御目標ｃと実際の終点電流ｃ’とは等しくなる。しかしながら、実際には種々の誤差により終点電流ｃ’が制御目標ｃを少し外れたところになる。そこで、現周期の中点の電流値ｄ’を用いて補正し、終点電流ｃ’を精度良く予測（補正）するのである。
【００４６】
以下は、その方法の一例である。
中点の電流値ｄ’から、終点電流ｃ’が、
ｃ’＝ｃ＋（ｄ’−ｄ）＊ｋ
になると推測（仮定）する。
【００４７】
図１０ａは、始点ｂが正しく、Δｉに誤差が生じている場合を示している。図に示すようにｂ＝ｂ’（ｂ’は現周期の始点での実際の電流値）であるため、終点での誤差は中点での誤差の２倍になる。従って、
ｃ’＝ｃ＋（ｄ’−ｄ）＊２    （ｋ＝２）
と表すことができる。
【００４８】
図１０ｂは、Δｉに誤差は無く、始点ｂに誤差がある場合を示している。図に示すようにｂ→ｄ→ｃとｂ’→ｄ’→ｃ’は並行であるため、終点での誤差は中点と同じ値となる。従って、
ｃ’＝ｃ＋（ｄ’−ｄ）＊１    （ｋ＝１）
と表すことができる。
【００４９】
図１０ｃは、始点ｂ、Δｉともに誤差がある場合を示している。前周期の中点ａは実測で正しいとみなし、ａ→ｂ’、ｂ’→ｄ、ｄ’→ｃ’間にそれぞれ同じ誤差が生じると仮定すると、終点での誤差は中点での誤差の１．５倍となる。従って、
ｃ’＝ｃ＋（ｄ’−ｄ）＊１．５    （ｋ＝１．５）
と表すことができる。
なお、ｋの値は用いられる装置の特性に合わせて適宜変更しても良い。
【００５０】
このようにすれば、１個のシャント抵抗による電流検知であっても、実測に基づいた中点での電流値から、現周期の終点（三角波の谷）での電流値を精度良く求めることができる。そのため、この電流値に基づいて比較値を生成すれば、逆位相を精度良く出力することができ、高調波を精度良く打ち消すことができるようになる。すなわち、アクティブフィルタなどのリアクトルＡＣＬの電流を制御する電流出力インバータでは、リアクトルＡＣＬのインダクタンスが比較的小さい場合にはＰＷＭ周期内の電流変化が大きいので、共通の時間基準点での電流値が得られないことや、制御の基点となる三角波の谷の電流値が得られないことは、精度良く比較値を求めることができず、出力電流の精度低下に繋がるが、そのような問題を解消できるのである。
【００５１】
また、本発明では電流検出手段が１個であるため、低コスト化・小型化を図ることができる。なお、上記実施形態では、電流検出手段としてシャント抵抗Ｒｓを用いていたが、シャント抵抗Ｒｓの出力電圧が微小であるため、マイコンのＡ／Ｄ変換器に入力するための増幅と適切なオフセットを設定するため、一般的には演算アンプ１３が必要であり、さらに図示していないものの、演算アンプに付帯するコンデンサや抵抗なども必要となる。ただ、いずれも小型・少額であって、さらにシャント抵抗はＩＰＭ（ Intelligent Power Module ) の過電流検知のために使用しているものを流用することも可能である。そのため、全体としては部品点数が減り、基板のサイズダウンも可能である。
【００５２】
以上に、本発明の具体的な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々変更して実施することが可能である。例えば、電流検出手段としてはシャント抵抗に限らず、電流センサなど種々の公知のものを用いても良い。また、演算アンプを必ずしも設ける必要は無い。また、上記実施形態では、比較値や中点電流、終点電流を算出するにあたって制御部１２が演算をしていたが、演算手段を装置内や装置外に別途設けて、そこでの演算結果を制御部１２に伝えるようにしても良い。
【００５３】
また、終点電流を求める方法としては、上記方法に限らず種々の方法を採用し得る。例えば、前周期と現周期の中点電流を結んだ線を終点まで単に延長し、これを終点電流と仮定しても良いし、前周期の終点電流（現周期の始点電流）を加味して精度を向上させても良い。要は前周期と現周期の２点の中点電流に基づき、終点電流を求めれば良い。いずれの場合であっても、実測に基づいた値を用いているため、精度良く現周期の終点電流を求めることができる。
【符号の説明】
【００５４】
１  アクティブフィルタ
２  電源
３  高調波発生負荷
５  負荷電流検出部
６  インバータ回路
７  制御部
８  電流センサ
１０  アクティブフィルタ
１１  インバータ
１２  制御部
１３  演算アンプ
ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ  スイッチング素子
ｉＬ    負荷電流
ｉＡＦ  補償電流
ｉＳ    総合電流
【図１】
2018133853.tif 000003
【図２】
2018133853.tif 000004
【図３】
2018133853.tif 000005
【図４】
2018133853.tif 000006
【図５】
2018133853.tif 000007
【図６】
2018133853.tif 000008
【図７】
2018133853.tif 000009
【図８】
2018133853.tif 000010
【図９】
2018133853.tif 000011
【図１０】
2018133853.tif 000012
【図１１】
2018133853.tif 000013
【図１２】
2018133853.tif 000014