(57)【要約】【課題】デッドタイムを考慮して電力変換装置を適切制御できる制御装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１００の現在の状態値に応じて、電力変換装置１００に含まれる第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン時間の比であるデューティ比ｄに対する誤差デューティ比Δｄを推定し、電力変換装置１００の状態方程式をデューティ比ｄの二次方程式に変形し、誤差デューティ比Δｄを二次方程式に導入することによってデューティ比ｄを定める処理を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン時間の比であるデューティ比ｄに対する誤差デューティ比Δｄを推定するオブザーバと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比ｄの二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比Δｄを前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比ｄを定めるモデル予測制御器と、
を備えることを特徴とする制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、
前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉｍ及び前記リアクトルに流れる電流の測定値であるリアクトル電流ｉＬを前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることを特徴とする制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値ｉＬ〜を推定するオブザーバを更に備え、
前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉｍ及び前記リアクトル電流推定値ｉＬ〜を前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることを特徴とする制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、
前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値ｉＬ〜を推定するオブザーバを更に備え、
前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉｍ及び前記リアクトル電流推定値ｉＬ〜を前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることを特徴とする制御装置。
【請求項５】
請求項２〜４のいずれか１項に記載の制御装置であって、
前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルの値を設定し、当該リアクトルの値を前記二次方程式に適用することを特徴とする制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１５は、従来の昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＦＥＴ等のスイッチング素子をスイッチング制御することによって、電源Ｅの電圧を昇圧して負荷Ｒに出力電圧ｖｏとして出力させる。
【０００３】
このような昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、図１６に示すようにモデル予測制御器ＭＰＣを適用した制御装置が開示されている（非特許文献１）。出力電圧に対する目標値ｖｒと出力電圧ｖｏの誤差から指令値ｖｒ’を生成し、その指令値ｖｒ’及びＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値ｘに応じてモデル予測制御器ＭＰＣにおいてＤＣ／ＤＣコンバータの状態を予測し、その予測値に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】「昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモデル予測制御とその実装」、劉康志、片根保、平成２５年電気学会全国大会４−００３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、従来の制御技術では、デューティ比毎にリアクトル電流予測値及び評価関数を算出し、評価関数が最少となるデューティ比を選択する探索方式を採用しているが、制御周期が短くなると演算負荷が膨大となり現実的な使用が困難となる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の１つの態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン時間の比であるデューティ比ｄに対する誤差デューティ比Δｄを推定するオブザーバと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比ｄの二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比Δｄを前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比ｄを定めるモデル予測制御器と、を備えることを特徴とする制御装置である。
【０００７】
ここで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉｍ及び前記リアクトルに流れる電流の測定値であるリアクトル電流ｉＬを前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることが好適である。
【０００８】
また、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉＬ〜を推定するオブザーバを更に備え、前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉｍ及び前記リアクトル電流推定値（チルダ）ｉＬ〜を前記二次方程式に適用するこにより前記デューティ比ｄを定めることが好適である。
【０００９】
また、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値（チルダ）ｖｃ〜及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉＬ〜を推定するオブザーバを更に備え、前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値（チルダ）ｖｃ〜、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉｍ及び前記リアクトル電流推定値（チルダ）ｉＬ〜を前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることが好適である。
【００１０】
また、前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルの値を設定し、当該リアクトルの値を前記二次方程式に適用することが好適である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、デッドタイムを考慮して電力変換装置を適切制御できる制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。
【図３】電力変換装置の出力特性を示す図である。
【図４】電力変換装置の出力特性を示す図である。
【図５】第２の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。
【図６】第２の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。
【図７】第２の実施の形態における電圧制御の例を示すグラフである。
【図８】第２の実施の形態における電流制御の例を示すグラフである。
【図９】第２の実施の形態におけるデューティ比制御の例を示すグラフである。
【図１０】第３の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。
【図１１】第３の実施の形態における電圧制御の例を示すグラフである。
【図１２】第３の実施の形態における電流制御の例を示すグラフである。
【図１３】第３の実施の形態におけるデューティ比制御の例を示すグラフである。
【図１４】リアクトル電流とリアクトルの値（インダクタンス）との関係を示す図である。
【図１５】従来の電力変換装置の構成を示す図である。
【図１６】従来技術による電力変換装置の制御装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の実施の形態における電力変換装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１００の基本構成を示す。電力変換装置１００は、直流電源１０、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６及びコンデンサ１８を含んで構成される。
【００１４】
直流電源１０の正極にリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は負荷１０２への出力端（ＯＵＴ＋）に接続され、第２スイッチング素子１６の他端は直流電源１０の負極（ＯＵＴ−）に接続される。また、出力端と直流電源１０の負極との間には電圧を平滑化させるためにコンデンサ１８が接続される。
【００１５】
なお、本実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、出力端側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、直流電源１０の負極側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。
【００１６】
電力変換装置１００において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉＬが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第１スイッチング素子１４をオン状態及び第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉＬが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電池電圧ｖｂ）よりも高い電圧が生じ、これに応じた電流が出力端に向けて流れてコンデンサ１８が充電されてコンデンサ電圧ｖｃが上昇する。このコンデンサ電圧ｖｃが負荷１０２に印加される。電力変換装置１００の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖｃは、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間（オン時間）の比であるデューティ比によって決定される。
【００１７】
電力変換装置１００は、制御装置１０４によって制御される。本実施の形態では、電力変換装置１００の現在の状態値が制御装置１０４へ入力され、制御装置１０４は入力された状態値に応じて電力変換装置１００を制御する。状態値として、直流電源１０の電圧ｖｂ、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉＬ、コンデンサ１８の両端のコンデンサ電圧ｖｃ、負荷であるモータの電流ｉｕ，ｉｗ及びモータの回転角θが制御装置１０４へ入力される。制御装置１０４は、モータの電流ｉｕ，ｉｗ及びモータの回転角θから電力変換装置１００の出力電流ｉｍを算出する。
【００１８】
図２は、制御装置１０４の構成を示す図である。制御装置１０４は、演算器２０、オブザーバ２２、モデル予測制御器（ＭＰＣ）２４及びリミッタ２６を含んで構成される。
【００１９】
演算器２０は、電力変換装置１００の制御の目標となるコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊及びコンデンサ１８の現在の電圧値であるコンデンサ電圧ｖｃを受けて、リアクトル１２を流れる電流の制御の目標値であるリアクトル電流指令値ｉＬ＊を生成して出力する。リアクトル電流指令値ｉＬ＊は、ＭＰＣ２４に入力される。
【００２０】
オブザーバ２２は、コンデンサ電圧指令値ｖｃ＊、コンデンサ電圧ｖｃ、リアクトル電流ｉＬ、電源電圧ｖｂ及び出力電流ｉｍを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出して出力する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）付して示す。
【００２１】
ここで、電力変換装置１００の状態方程式は数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧ｖｃ、リアクトル電流ｉＬ、電源電圧ｖｂ、出力電流（負荷電流）ｉｍ、リアクトル１２の値（インダクタンス）Ｌ、コンデンサ１８の値（キャパシタンス）Ｃ、リアクトル１２の抵抗値ＲＬ及びデューティ比ｄである。
【数１】
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【００２２】
数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。
【数２】
2018074747.tif 000004
【００２３】
数式（２）を双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。
【数３】
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【００２４】
数式（３）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の予測値であるコンデンサ電圧予測値（チルダ）ｖｃ〜（ｋ）、リアクトル１２の電流の予測値であるリアクトル電流予測値（チルダ）ｉＬ〜（ｋ）及び誤差デューティ比の予測値である誤差デューティ比予測値（チルダ）Δｄ〜（ｋ）は数式（４）のように表すことができる。ここで、制御周期Ｔであり、ｈ１〜ｈ３は比例定数である。
【数４】
2018074747.tif 000006
【００２５】
オブザーバ２２は、入力されたコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊、コンデンサ電圧ｖｃ、リアクトル電流ｉＬ、電源電圧ｖｂ及び出力電流ｉｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出する。なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））は、ＭＰＣ２４に入力される。
【００２６】
なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、ｋ＋１回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。
【００２７】
ＭＰＣ２４は、電力変換装置１００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４は、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置１００を制御する。
【００２８】
数式（３）の左辺の２行目ｉＬ（ｋ＋１）をｉＬ＾＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（５）となる。
【数５】
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【００２９】
数式（５）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（６）で表される。
【数６】
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【００３０】
ＭＰＣ２４は、数式（６）に、電力変換装置１００の各状態量及びオブザーバ２２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。
【００３１】
リミッタ２６は、ＭＰＣ２４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。
【００３２】
図３は、電力変換装置１００からの出力Ｐとデューティ比ｄとの関係を示す。図３に示すように、出力Ｐを最大出力Ｐｍａｘとするためにはデューティ比ｄを電源電圧ｖｂ／（２×コンデンサ電圧ｖｃ）となるように電力変換装置１００を制御すればよい。一方、デューティ比ｄが電源電圧ｖｂ／（２×コンデンサ電圧ｖｃ）を下回るように電力変換装置１００を制御すると、出力Ｐが低下してしまう。そこで、デューティ比ｄを電源電圧ｖｂ／（２×コンデンサ電圧ｖｃ）を下限とした範囲となるように電力変換装置１００を制御することが好適である。なお、最適デューティ比範囲ＤＲは、必ずしも電源電圧ｖｂ／（２×コンデンサ電圧ｖｃ）を下限とした範囲に設定する必要はなく、例えば、図４に示すように、最大出力Ｐｍａｘよりも小さい出力値Ｐａを出力上限としたときのデューティ比ｄＬをその下限に設定してもよい。さらに、出力値Ｐｂを回生上限としたときのデューティ比ｄＨを最適デューティ比範囲ＤＲの上限に設定してもよい。
【００３３】
リミッタ２６は、ＭＰＣ２４からのデューティ比ｄ（ｋ＋１）が設定された最適デューティ比範囲ＤＲ内の値であれば、ＭＰＣ２４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）をそのまま出力する。また、リミッタ２６は、ＭＰＣ２４からのデューティ比ｄ（ｋ＋１）が設定された最適デューティ比範囲ＤＲ外の値であれば、ＭＰＣ２４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内に収まるように制限して出力する。
【００３４】
制御装置１０４は、リミッタ２６から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、電力変換装置１００は、目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊及びリアクトル電流指令値ｉＬ＊となるようにコンデンサ電圧ｖｃ及びリアクトル電流ｉＬが制御される。
【００３５】
［第２の実施の形態］
第１の実施の形態では、リアクトル１２を実際に流れるリアクトル電流ｉＬを計測し、そのリアクトル電流ｉＬに基づいてデューティ比ｄを制御する制御装置１０４の構成について説明した。第２の実施の形態では、電力変換装置２００は、図６に示すように、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉＬを計測するためのセンサを備えない。その代わりに、図６に示すように、制御装置１０４ａに含まれるオブザーバ２２ａでは、誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））に加えて、リアクトル１２を流れる電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉＬ〜（チルダ）及びコンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（チルダ）を算出して出力する。
【００３６】
オブザーバ２２ａは、コンデンサ電圧指令値ｖｃ＊、コンデンサ電圧ｖｃ、電源電圧ｖｂ及び出力電流ｉｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を算出する。なお、誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））は、ＭＰＣ２４ａに入力される。
【００３７】
ＭＰＣ２４ａは、電力変換装置２００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４ａは、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置２００を制御する。ＭＰＣ２４ａでの処理は、第１の実施の形態におけるＭＰＣ２４とほぼ同様であるが、実際のリアクトル電流ｉＬ及びコンデンサ電圧ｖｃの代わりに、オブザーバ２２ａで求められたリアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を用いる点で異なる。
【００３８】
数式（３）の左辺の２行目ｉＬ（ｋ＋１）をｉＬ＾＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、ｉＬ（ｋ）をｉＬ〜（ｋ）（チルダ）、ｖｃ（ｋ）をｖｃ〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（７）となる。
【数７】
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【００３９】
数式（７）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（８）で表される。
【数８】
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【００４０】
ＭＰＣ２４ａは、数式（８）に、電力変換装置２００の各状態量及びオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。
【００４１】
このようにして、第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって、リミッタ２６から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間が制御される。これにより、電力変換装置２００は、目標とされるリアクトル電流指令値ｉＬ＊となるように制御される。
【００４２】
図７（ａ）〜図７（ｃ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊、コンデンサ電圧ｖｃ及び電源電圧ｖｂを示す。図８（ａ）〜図８（ｃ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのリアクトル電流指令値ｉＬ＊、リアクトル電流ｉＬ及び出力電流ｉｍを示す。また、図９は、デューティ比ｄの時間変化を示す。
【００４３】
なお、図７、図８及び図９では、横軸の時間は同じ時間範囲を示している。また、図７（ａ）〜図７（ｃ）では、縦軸の電流値は同じ電圧範囲を示している。図８（ａ）〜図８（ｃ）では、縦軸の電流値は同じ電流範囲を示している。
【００４４】
本実施の形態における制御装置１０４ａによって、図７〜図９に示すように、電力変換装置２００は目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊及びリアクトル電流指令値ｉＬ＊にコンデンサ電圧ｖｃ及びリアクトル電流ｉＬが追従するように制御できる。
【００４５】
なお、オブザーバ２２ａにおいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（ｖｃ〜（ｋ））（チルダ）を用いずに、コンデンサ１８の電圧の実測値であるコンデンサ電圧ｖｃを用いてもよい。この場合、数式（８）においてコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））をコンデンサ電圧ｖｃ（ｋ）に置き換えて演算を行えばよい。
【００４６】
［第３の実施の形態］
第１及び第２の実施の形態では、リアクトル１２を実際に流れるリアクトル電流の目標値であるリアクトル電流指令値ｉＬ＊に基づいて制御を行ったが、コンデンサ電圧の目標値であるコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊に基づいて制御を行ってもよい。図１０に示すように、ＭＰＣ２４ｂでは、コンデンサ電圧指令値ｖｃ＊に基づいてデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求める処理を行う。
【００４７】
オブザーバ２２ａは、第２の実施の形態と同様に、コンデンサ電圧指令値ｖｃ＊、コンデンサ電圧ｖｃ、電源電圧ｖｂ及び出力電流ｉｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を算出する。なお、誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））は、ＭＰＣ２４ｂに入力される。
【００４８】
ＭＰＣ２４ｂは、電力変換装置２００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４ａは、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置２００を制御する。
【００４９】
ＭＰＣ２４ｂでは、数式（３）を二次方程式に変更して、当該二次方程式を解くことによってデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。数式（３）の左辺の１行目ｖｃ（ｋ＋１）をｖｃ＾＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、ｉＬ（ｋ）をｉＬ〜（ｋ）（チルダ）、ｖｃ（ｋ）をｖｃ〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（９）となる。
【数９】
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【００５０】
数式（９）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１０）で表される。
【数１０】
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【００５１】
ＭＰＣ２４ｂは、数式（１０）に、電力変換装置２００の各状態量及びオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉＬ〜（＝ｉＬ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。
【００５２】
このようにして、第３の実施の形態における制御装置１０４ａによって、リミッタ２６から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間が制御される。これにより、電力変換装置２００は、目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊となるように制御される。
【００５３】
図１１（ａ）〜図１１（ｃ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊、コンデンサ電圧ｖｃ及び電源電圧ｖｂを示す。図１２（ａ）〜図１２（ｂ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのリアクトル電流ｉＬ及び出力電流ｉｍを示す。また、図１３は、デューティ比ｄの時間変化を示す。
【００５４】
なお、図１１、図１２及び図１３では、横軸の時間は同じ時間範囲を示している。また、図１１（ａ）〜図１１（ｃ）では、縦軸の電流値は同じ電圧範囲を示している。図１２（ａ）〜図１２（ｂ）では、縦軸の電流値は同じ電流範囲を示している。
【００５５】
本実施の形態における制御装置１０４ａによって、図１１〜図１３に示すように、電力変換装置２００は目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊にコンデンサ電圧ｖｃが追従するように制御できる。
【００５６】
なお、オブザーバ２２ａにおいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（ｖｃ〜（ｋ））（チルダ）を用いずに、コンデンサ１８の電圧の実測値であるコンデンサ電圧ｖｃを用いてもよい。この場合、数式（１０）においてコンデンサ電圧推定値ｖｃ〜（＝ｖｃ〜（ｋ）（チルダ））をコンデンサ電圧ｖｃ（ｋ）に置き換えて演算を行えばよい。
【００５７】
［変形例］
電力変換装置１００，２００において、リアクトル電流に応じてリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）は変化する。そこで、第１〜第３の実施の形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉＬ又は流れると予想されるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉＬ〜に応じてリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）を変更することが好適である。
【００５８】
図１４は、電流値に対するリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）の変化を示す図である。図１４において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）は電流値が０のときを１として正規化して示している。
【００５９】
第１〜第３の実施の形態において、制御に用いられるリアクトル電流ｉＬ又は予想されるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉＬ〜に応じたリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）を各数式に適用することによって、電力変換装置１００，２００に対してより適切な制御を行うことができる。
【００６０】
なお、上記実施の形態では、同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。
【符号の説明】
【００６１】
１０  直流電源、１２  リアクトル、１４  第１スイッチング素子、１６  第２スイッチング素子、１８  コンデンサ、２０  演算器、２２  オブザーバ、２２ａ  オブザーバ、２６  リミッタ、１００，２００  電力変換装置、１０２  負荷、１０４  制御装置、１０４ａ  制御装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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