(57)【要約】【課題】簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置を提供する。【解決手段】充電装置１は、入力電圧Ｖｄｃをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷１０に供給するスイッチング電源回路３と、二次出力における出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電圧検出値Ｖｄを生成する電圧検出回路４と、相互に絶縁された入力端子Ｐ２及び反転出力端子Ｐ６を有し、入力端子Ｐ２に電圧検出値Ｖｄが入力され、入力端子Ｐ２の電圧の増加に対して反転出力端子Ｐ６の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ６と、反転出力端子Ｐ６から入力される電圧の減少に対して二次出力における出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング電源回路３のスイッチング動作を制御する駆動制御回路５を備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
相互に絶縁された入力端子及び反転出力端子を有し、前記入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記入力端子の電圧の増加に対して前記反転出力端子の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプと、
前記反転出力端子から入力される電圧の減少に対して前記二次出力における出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。
【請求項２】
前記駆動制御回路が、前記反転出力端子から入力される電圧を上限値以下に制限するクランプ回路をさらに備える、請求項１に記載の充電装置。
【請求項３】
充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
相互に絶縁された入力端子及び非反転出力端子を有し、前記入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記入力端子の電圧の増加に対して前記非反転出力端子の電圧を増加させるように構成されたアイソレーションアンプと、
前記非反転出力端子から入力される電圧の増加に対して前記二次出力における出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。
【請求項４】
前記駆動制御回路が、前記非反転出力端子から入力される電圧を下限値以上に制限するプルアップ回路をさらに備える、請求項３に記載の充電装置。
【請求項５】
充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
前記二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
相互に絶縁された第１の入力端子及び第１の反転出力端子を有し、前記第１の入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記第１の入力端子の電圧の増加に対して前記第１の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第１のアイソレーションアンプと、
相互に絶縁された第２の入力端子及び第２の反転出力端子を有し、前記第２の入力端子に前記電流検出値が入力され、前記第２の入力端子の電圧の増加に対して前記第２の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第２のアイソレーションアンプと、
第１の反転出力端子の電圧又は第２の反転出力端子の電圧若しくはその分圧値のうちの低い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、
前記選択電圧の減少に対して前記出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。
【請求項６】
充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
前記二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
相互に絶縁された第１の入力端子及び第１の非反転出力端子を有し、前記第１の入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記第１の入力端子の電圧の増加に対して前記第１の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第１のアイソレーションアンプと、
相互に絶縁された第２の入力端子及び第２の非反転出力端子を有し、前記第２の入力端子に前記電流検出値が入力され、前記第２の入力端子の電圧の増加に対して前記第２の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第２のアイソレーションアンプと、
第１の非反転出力端子の電圧若しくはその分圧値又は第２の非反転出力端子の電圧のうちの高い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、
前記選択電圧の増加に対して前記出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。
【請求項７】
前記スイッチング電源回路が、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、トランスの一次巻線を含み、前記スイッチング回路のスイッチング出力電流を共振させる共振回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電力を整流及び平滑して整流平滑出力を前記二次出力として前記充電負荷に供給する二次側回路とを備える、請求項１から６のいずれか一項に記載の充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１はスイッチング電源装置を開示する。このスイッチング電源装置は、ハーフブリッジ回路と、ハーフブリッジ回路の駆動手段を含む制御回路と、ハーフブリッジ回路のスイッチングによって共振されるトランスの一次巻線及びコンデンサを含む共振回路と、トランスの二次巻線に励起された電圧を整流平滑して二次側直流電圧を生成する回路とを備える。制御回路は、発振器、ドライブ回路、誤差増幅器及びフォトカプラを備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５１９４６００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記のようなスイッチング電源装置は、充電負荷を充電する充電装置にも適用され得る。このようないわゆるＬＬＣ共振回路を用いた充電装置においては、負荷変動に対する適応性が低いため、出力電圧の増加に対して出力電流を低減する定電力制御（定電力充電）を行うことが望ましい。しかし、上記のような構成を用いて定電力制御を行う場合には、例えば、二次出力の電圧値と電流値を乗算する乗算器、乗算出力を誤差増幅するオペアンプ、乗算出力の目標値をオペアンプに供給するマイコン、誤差増幅出力を一次側に伝達するためのフォトカプラなどが必要となり、回路構成が複雑化する。
【０００５】
そこで、本発明は、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、相互に絶縁された入力端子及び反転出力端子を有し、入力端子に電圧検出値が入力され、入力端子の電圧の増加に対して反転出力端子の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプと、反転出力端子から入力される電圧の減少に対して二次出力における出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
【０００７】
第２の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、相互に絶縁された入力端子及び非反転出力端子を有し、入力端子に電圧検出値が入力され、入力端子の電圧の増加に対して非反転出力端子の電圧を増加させるように構成されたアイソレーションアンプと、非反転出力端子から入力される電圧の増加に対して二次出力における出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
【０００８】
第１の形態の充電装置によると、アイソレーションアンプが、入力端子に入力される電圧検出値の増加に対して反転出力端子の電圧を減少させ、駆動制御回路が、反転出力端子の電圧の減少に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する。第２の形態の充電装置によると、アイソレーションアンプが、入力端子に入力される電圧検出値の増加に対して非反転出力端子の電圧を増加させ、駆動制御回路が、非反転出力端子の電圧の増加に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する。このように、いずれの場合も、スイッチング電源回路、電圧検出回路及び駆動制御回路に対してアイソレーションアンプを適切に付加するだけで、出力電圧の増加に対して出力電流が減少する定電力制御による充電が可能となる。したがって、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置が実現される。
【０００９】
上記第１の形態において、駆動制御回路が、反転出力端子から入力される電圧を上限値以下に制限するクランプ回路を備えてもよい。また、上記第２の形態において、駆動制御回路が、非反転出力端子から入力される電圧を下限値以上に制限するプルアップ回路を備えてもよい。これにより、いずれの場合においても、特に充電電圧すなわち出力電圧の低い充電初期において、出力電流を上限値以下に制限することが可能となる。
【００１０】
第３の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、相互に絶縁された第１の入力端子及び第１の反転出力端子を有し、第１の入力端子に電圧検出値が入力され、第１の入力端子の電圧の増加に対して第１の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第１のアイソレーションアンプと、相互に絶縁された第２の入力端子及び第２の反転出力端子を有し、第２の入力端子に電流検出値が入力され、第２の入力端子の電圧の増加に対して第２の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第２のアイソレーションアンプと、第１の反転出力端子の電圧又は第２の反転出力端子の電圧若しくはその分圧値のうちの低い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、選択電圧の減少に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
【００１１】
第４の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、相互に絶縁された第１の入力端子及び第１の非反転出力端子を有し、第１の入力端子に電圧検出値が入力され、第１の入力端子の電圧の増加に対して第１の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第１のアイソレーションアンプと、相互に絶縁された第２の入力端子及び第２の非反転出力端子を有し、第２の入力端子に電流検出値が入力され、第２の入力端子の電圧の増加に対して第２の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第２のアイソレーションアンプと、第１の非反転出力端子の電圧若しくはその分圧値又は第２の非反転出力端子の電圧のうちの高い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、選択電圧の増加に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
【００１２】
上記第３及び第４の形態の充電装置によると、出力電圧が低い充電初期においては第２のアイソレーションアンプの動作が選択回路によって有効化されて定電流制御が行われ、その後、出力電圧の上昇に伴い第１のアイソレーションアンプの動作が選択回路によって有効化されて定電力制御が行われる。したがって、充電初期の定電流充電とその後の定電力充電を可能とする簡素な構成の充電装置が実現される。
【００１３】
上記第１から第４の形態のいずれかの充電装置において、スイッチング電源回路は、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、絶縁トランスの一次巻線を含み、スイッチング回路のスイッチング出力電流を共振させる共振回路と、絶縁トランスの二次巻線に発生する電力を整流及び平滑して整流平滑出力を二次出力として充電負荷に供給する二次側回路とを備える。本発明は、一次側の回路と二次側の回路とが絶縁された絶縁型のスイッチング電源回路における定電力制御に好適に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１の実施形態による充電装置の回路図である。
【図２】アイソレーションアンプの動作を説明する図である。
【図３】第１の実施形態による充電装置の動作を説明する図である。
【図４】第１の実施形態の変形例による充電装置の一部回路図である。
【図５】第１の実施形態の変形例による充電装置の動作を説明する図である。
【図６】第２の実施形態による充電装置の回路図である。
【図７】第２の実施形態の変形例による充電装置の一部回路図である。
【図８】第３の実施形態による充電装置の回路図である。
【図９】第３の実施形態による充電装置の動作を説明する図である。
【図１０】第４の実施形態による充電装置の回路図である。
【図１１】第４の実施形態による充電装置の動作を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図１に、本発明の第１の実施形態による充電装置１の回路図を示す。充電装置１は、直流電源部２、スイッチング電源回路３、電圧検出回路４、駆動制御回路５及びアイソレーションアンプ６を備える。充電負荷１０は、充電池、コンデンサなどの容量性素子などであり、充電装置１の出力端ＯＵＴ＋及びＯＵＴ−に接続される。充電装置１において、直流入力電圧（ＤＣ＋−ＤＣ−）から昇圧又は降圧される直流出力電圧（ＯＵＴ＋−ＯＵＴ−）が充電負荷１０に供給される。以降の説明において、入力電圧（ＤＣ＋−ＤＣ−）を入力電圧Ｖｄｃといい、出力電圧（ＯＵＴ＋−ＯＵＴ−）に実質的に等しい充電負荷１０の電圧を充電電圧又は出力電圧Ｖｏｕｔというものとする。また、入力電圧ＤＣ−の電位を一次側グランドＧ１といい、出力電圧ＯＵＴ−の電位を二次側グランドＧ２というものとする。
【００１６】
直流電源部２は入力電圧Ｖｄｃを生成し、これをスイッチング電源回路３に印加する。直流電源部２は、安定化電源装置であってもよいし、入力電源を所定の直流電圧に変換するコンバータ回路であってもよい。入力電源が交流電源である場合、コンバータ回路は、入力電源を全波整流する整流回路及びその全波整流出力を昇圧する力率改善回路（ＰＦＣ）で構成されることが好ましい。
【００１７】
スイッチング電源回路３は、ハーフブリッジ回路Ｈ（スイッチング回路）、共振回路Ｒ及び二次側回路Ｓを備え、全体として共振型のスイッチング電源回路を構成する。スイッチング電源回路３は、入力電圧Ｖｄｃスイッチングして二次出力を生成し、この二次出力を充電負荷１０に供給する。本開示において、二次出力とは、出力電圧、出力電流及び出力電力の総称である。
【００１８】
ハーフブリッジ回路Ｈは、スイッチング素子３１及び３２の直列回路からなり、その両端に入力電圧Ｖｄｃが印加される。スイッチング素子３１及び３２の各々は、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのトランジスタからなる。スイッチング素子３１及び３２は制御回路５（ドライバＩＣ５０）によって所定のスイッチング周波数で交互にオン／オフされ、これにより入力電圧Ｖｄｃが交流変換される。
【００１９】
共振回路Ｒは、インダクタ３３、共振コンデンサ３４及び絶縁型のトランス３５の一次巻線Ｔｐの直列回路からなり、この直列回路がハーフブリッジ回路Ｈの出力点（スイッチング素子３１及び３２の中点）と、一方の入力端（図１においては一次側グランドＧ１）との間に接続される。共振回路Ｒは、いわゆるＬＬＣ型の共振回路を構成し、ハーフブリッジ回路Ｈの交流変換出力を電流共振させる。共振回路Ｒの共振周波数はインダクタ３３及びトランス３５のインダクタンス及び共振コンデンサ３４の容量によって決定され、ハーフブリッジ回路Ｈはこの共振周波数よりも高い周波数でスイッチングされる。したがって、ハーフブリッジ回路Ｈのスイッチング周波数が高いほど、トランス３５を介して共振回路Ｒから二次側回路Ｓに伝達される出力は低い。
【００２０】
二次側回路Ｓは、トランス３５の二次巻線Ｔｓ１及びＴｓ２、ダイオード３６及び３７並びにコンデンサ３８を含む。二次側回路Ｓは、共振回路Ｒの出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷１０に投入する。トランス３５の二次巻線Ｔｓ１及びＴｓ２は、センタータップを挟んで同じ巻数を有し、二次巻線Ｔｓ１−Ｔｓ２には一次巻線Ｔｐに対する巻数比に応じた電圧が発生する。ダイオード３６及び３７は、二次巻線Ｔｓ１及びＴｓ２に発生する電圧を全波整流し、この全波整流出力がコンデンサ３８によって平滑される。コンデンサ３８は、出力端ＯＵＴ−及びＯＵＴ＋を介して充電負荷１０に並列接続される。
【００２１】
電圧検出回路４は、分圧回路を構成する抵抗４１及び４２を備え、充電負荷１０に並列接続される。電圧検出回路４は、二次出力における出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、抵抗４２に発生する電圧検出値Ｖｄを生成及び出力する。
【００２２】
駆動制御回路５は、ドライバＩＣ５０及び周辺回路（不図示）を備える。ドライバＩＣ５０は、一次側グランドＧ１を基準電位として、ハーフブリッジ回路Ｈを所定のスイッチング周波数で駆動する。ドライバＩＣ５０は制御入力端子Ｐ０を有し、本例では、制御入力端子Ｐ０の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させるように、すなわち出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにハーフブリッジ回路Ｈのスイッチング動作を制御するものとする。制御入力端子Ｐ０は、アイソレーションアンプ６に接続される。
【００２３】
アイソレーションアンプ６は、例えば、少なくとも、端子Ｐ１（入力側電源端子）、端子Ｐ２（入力端子）、端子Ｐ４（入力側基準端子）、端子Ｐ５（出力側基準端子）、端子Ｐ６（反転出力端子）、端子Ｐ７（非反転出力端子）及び端子Ｐ８（出力側電源端子）を有する。入力側の端子Ｐ１〜Ｐ４に関する内部回路と、出力側の端子Ｐ５〜Ｐ８に関する内部回路とは、フォトエミッタ（入力側）及びフォトディテクタ（出力側）を介して光結合され、電気的には絶縁及びシールドされる。
【００２４】
アイソレーションアンプ６の入力側において、入力側基準端子Ｐ４は二次側グランドＧ２に接続され、入力側電源端子Ｐ１にはトランス３５の補助巻線（不図示）に発生する電圧を整流平滑して得られる電圧又は二次側回路Ｓの出力電圧を降圧して得られる電圧が制御電源Ｖｓとして供給される。入力端子Ｐ２には、電圧検出回路４によって検出される電圧検出値Ｖｄが入力される。
【００２５】
アイソレーションアンプ６の出力側において、出力側基準端子Ｐ５は一次側グランドＧ１に接続され、出力側電源端子Ｐ８には直流電源部２から供給される電圧などが制御電源Ｖｃｃとして供給される。反転出力端子Ｐ６は、駆動制御回路５に接続される。非反転出力端子Ｐ７は、本実施形態では使用されない。
【００２６】
図２に、アイソレーションアンプ６の動作特性を示す。図２において、横軸は入力端子Ｐ２の電圧であり、縦軸に反転出力端子Ｐ６及び非反転出力端子Ｐ７の各出力端子電圧を示す。実線Ｖ−に示す反転出力端子Ｐ６の電圧は、入力端子Ｐ２の電圧に対して所定電圧Ｖｍから単調減少する。一方、破線Ｖ＋に示す非反転出力端子Ｐ７の電圧は、入力端子Ｐ２の電圧に対して所定電圧Ｖｍから単調増加する。なお、以下において、反転出力端子Ｐ６の電圧を反転出力電圧Ｖ−といい、非反転出力端子Ｐ７の電圧を非反転出力電圧Ｖ＋ともいう。
【００２７】
図１〜図３を参照して、充電装置１の動作について説明する。充電負荷１０が未充電であるものとして、出力電圧Ｖｏｕｔは充電開始から徐々に増加する。図２を参照すると、入力端子Ｐ２の電圧である電圧検出値Ｖｄが増加するにつれて、反転出力電圧Ｖ−は低下していくことが分かる。反転出力電圧Ｖ−（制御入力端子Ｐ０の電圧）の低下に伴い、ドライバＩＣ５０は、ハーフブリッジ回路Ｈのスイッチング周波数を上昇させて出力電流Ｉｏｕｔを低下させていく。したがって、図３に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ（横軸）の増加に対して出力電流Ｉｏｕｔ（縦軸）が減少することになり、定電力制御が実行されることになる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔに対する反転出力電圧Ｖ−の具体的な値は電圧検出回路４の分圧比によって調整され、反転出力電圧Ｖ−（制御入力端子Ｐ０の電圧）に対する出力電流Ｉｏｕｔの具体的な値は駆動ＩＣ５０の周辺回路の回路定数、入力電圧Ｖｄｃ、共振回路Ｒの回路定数などによって調整される。
【００２８】
以上のように、本実施形態の充電装置１は、入力電圧Ｖｄｃをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷１０に供給するスイッチング電源回路３と、二次出力における出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電圧検出値Ｖｄを生成する電圧検出回路４と、相互に絶縁された入力端子Ｐ２及び反転出力端子Ｐ６を有し、入力端子Ｐ２に電圧検出値Ｖｄが入力され、入力端子Ｐ２の電圧の増加に対して反転出力端子Ｐ６の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ６と、反転出力端子Ｐ６から入力される電圧の減少に対して二次出力における出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング電源回路３（ハーフブリッジ回路Ｈ）のスイッチング動作を制御する駆動制御回路５を備える。
【００２９】
すなわち、アイソレーションアンプ６が、入力端子Ｐ２に入力される電圧検出値Ｖｄの増加に対して反転出力電圧Ｖ−を減少させ、駆動制御回路５が、反転出力電圧Ｖ−の減少に対して出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング動作を制御する。このように、直流電源部２、スイッチング電源回路３、電圧検出回路４及び駆動制御回路５に対してアイソレーションアンプ６を適切に付加するだけで、出力電圧Ｖｏｕｔの増加に対して出力電流Ｖｏｕｔが減少する定電力制御による充電が可能となる。したがって、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置１が実現される。また、出力電流Ｉｏｕｔを検出するための回路素子（電流検出抵抗など）が不要となり、充電時の損失が低減される。
【００３０】
＜第１の実施形態の変形例＞
また、図４に示すように、駆動制御回路５において、制御入力端子Ｐ０と一次側グランドＧ１の間にツェナーダイオード５１（クランプ回路）が接続されてもよい。ツェナーダイオード５１のカソードと反転出力端子Ｐ６の間には抵抗５２が接続される。これにより、電圧検出値Ｖｄの低電圧域では、制御入力端子Ｐ０の電圧がツェナー電圧に制限される。
【００３１】
したがって、図５に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ（横軸）の低出力電圧域（ツェナーダイオード５１がオン状態となる領域）では出力電圧Ｖｏｕｔの増加にかかわらず出力電流Ｉｏｕｔ（縦軸）は上限値Ｉｌｍｔで略一定となる。他の出力電圧域（ツェナーダイオード５１がオフ状態となる領域）では上記実施形態と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔの増加に対して出力電流Ｉｏｕｔが単調減少する。
【００３２】
このように、駆動制御回路５が、制御入力端子Ｐ０の電圧を上限値以下に制限するクランプ回路（ツェナーダイオード５１）を備えることにより、充電電圧の低い充電初期には出力電流Ｉｏｕｔを上限値以下とすることが可能となる。ただし、反転出力電圧Ｖ−の最大値よりも低いツェナー電圧のツェナーダイオードが存在する場合に本変形例が可能となる。
【００３３】
＜第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、制御入力端子Ｐ０の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバＩＣ５０を示したが、本実施形態では、逆に、制御入力端子Ｐ０の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバＩＣが採用される場合を検討する。
【００３４】
図６に、本実施形態による充電装置１の回路図を示す。本実施形態において、第１の実施形態と同様の要素には同じ符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態では、制御入力端子Ｐ０の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバＩＣ５５に対して、アイソレーションアンプ６の非反転出力端子Ｐ７（非反転出力電圧Ｖ＋）が使用される。
【００３５】
図６に示すように、アイソレーションアンプ６の非反転出力端子Ｐ７が駆動制御回路５に接続され、図２に示す破線Ｖ＋の特性が利用される。充電負荷１０が未充電であるものとして、充電開始から出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に増加すると、入力電圧Ｐ２の電圧である電圧検出値Ｖｄが増加するにつれて、非反転出力電圧Ｖ＋は増加していく。したがって、制御入力端子Ｐ０の電圧の上昇に伴い、ドライバＩＣ５５は、ハーフブリッジ回路Ｈの周波数を上昇させて出力電流Ｉｏｕｔを低下させていく。
【００３６】
これにより、第１の実施形態（図３）と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔの増加に対して出力電流Ｉｏｕｔが減少することになり、定電力制御による充電が実行されることになる。なお、必要に応じて、非反転出力電圧Ｖ＋の分圧値が制御入力端子Ｐ０の電圧となるように、非反転出力端子Ｐ７と制御入力端子Ｐ０との間に分圧回路が設けられてもよい。
【００３７】
以上のように、本実施形態の充電装置１は、入力電圧Ｖｄｃをスイッチングして二次出力を生成してその二次出力を充電負荷１０に供給するスイッチング電源回路３と、二次出力における出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電圧検出値Ｖｄを生成する電圧検出回路４と、相互に絶縁された入力端子Ｐ２及び非反転出力端子Ｐ６を有し、入力端子Ｐ２に電圧検出値Ｖｄが入力され、入力端子Ｐ２の電圧の増加に対して非反転出力電圧Ｖ＋を増加させるように構成されたアイソレーションアンプ６と、非反転出力電圧Ｖ＋の増加に対して二次出力における出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング電源回路３（ハーフブリッジ回路Ｈ）のスイッチング動作を制御する駆動制御回路５を備える。
【００３８】
すなわち、アイソレーションアンプ６が、入力端子Ｐ２に入力される電圧検出値Ｖｄの増加に対して非反転出力電圧Ｖ＋を増加させ、駆動制御回路５が、非反転出力電圧Ｖ＋の増加に対して出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング動作を制御する。このように、第１の実施形態と同様に、直流電源部２、スイッチング電源回路３、電圧検出回路４及び駆動制御回路５に対してアイソレーションアンプ６を適切に付加するだけで、出力電圧Ｖｏｕｔの増加に対して出力電流Ｖｏｕｔが減少する定電力制御による充電が可能となる。したがって、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置１が実現される。また、出力電流Ｉｏｕｔを検出するための回路素子（電流検出抵抗など）が不要となり、充電時の損失が低減される。
【００３９】
＜第２の実施形態の変形例＞
また、図７に示すように、駆動制御回路５において、制御入力端子Ｐ０と基準電圧源Ｖｒｅｆ（例えば制御電源Ｖｃｃ）の間にツェナーダイオード５６（プルアップ回路）が接続され、ツェナーダイオード５６のアノードと非反転出力端子Ｐ７の間に抵抗５２が接続されてもよい。これにより、電圧検出値Ｖｄの低電圧域では、制御入力端子Ｐ０の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとツェナー電圧の差分に制限される。
【００４０】
したがって、図５に示す特性と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔの低出力電圧域（ツェナーダイオード５６がオン状態となる領域）では出力電圧Ｖｏｕｔの増加にかかわらず出力電流Ｉｏｕｔは上限値Ｉｌｍｔで略一定となる。他の出力電圧域（ツェナーダイオード５６がオフ状態となる領域）では出力電圧Ｖｏｕｔの増加に対して出力電流Ｉｏｕｔが減少する。このように、駆動制御回路５が、制御入力端子Ｐ０の電圧を下限値以上に制限するプルアップ回路（ツェナーダイオード５６）を備えることにより、充電電圧の低い充電初期には出力電流Ｉｏｕｔを上限値以下とすることが可能となる。
【００４１】
＜第３の実施形態＞
上記第１及び第２の実施形態では、充電期間全体として定電力充電を行う構成を示したが、本実施形態では、充電初期の期間に出力電流Ｉｏｕｔをフィードバックして定電流充電を行う構成を示す。
【００４２】
図８に、本実施形態による充電装置１の回路図を示す。本実施形態において、第１及び第２の実施形態と同様の要素には同じ符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態では、充電装置１は、直流電源部２、スイッチング電源回路３、電圧検出回路４、駆動制御回路５、アイソレーションアンプ６Ａ及び６Ｂ、電流検出回路７並びに選択回路８を備える。
【００４３】
電流検出回路７は出力電流Ｉｏｕｔの経路に挿入接続された低抵抗素子で構成され（以下、「抵抗７」ともいう）、抵抗７に発生する電圧が電流検出値Ｉｄとしてアイソレーションアンプ６Ｂに入力される。
【００４４】
アイソレーションアンプ６Ａ及び６Ｂの各々の構成は、第１の実施形態のアイソレーションアンプ６と同じである。ただし、説明の便宜上、アイソレーションアンプ６Ａに関係する要素の符号には「ａ」を付し、アイソレーションアンプ６Ｂに関係する要素の符号には「ｂ」を付す。アイソレーションアンプ６Ａの入力端子Ｐ２ａには、第１の実施形態と同様に、電圧検出回路４から電圧検出値Ｖｄが入力される。一方、アイソレーションアンプ６Ｂの入力端子Ｐ２ｂには、電流検出回路７から電流検出値Ｉｄが入力される。また、アイソレーションアンプ６Ａ及び６Ｂをそれぞれ個別のＩＣとして記載するが、これらは１つのＩＣに集積されてもよい。
【００４５】
選択回路８は、ダイオード８１及び８２、分圧回路８３並びに抵抗８４を備え、分圧回路８３は抵抗８３１及び８３２を備える。アイソレーションアンプ６Ａの反転出力端子Ｐ６ａがダイオード８１のカソードに接続され、アイソレーションアンプ６Ｂの反転出力端子Ｐ６ｂが分圧回路８３を介してダイオード８２のカソードに接続される。すなわち、分圧回路８３が反転出力電圧Ｖｂ−を分圧し、その分圧点がダイオード８２のカソードに接続される。ダイオード８１及び８２のアノード同士が接続され、抵抗８４を介して基準電圧源Ｖｒｅｆ（制御電源Ｖｃｃなど）に接続されるとともに制御入力端子Ｐ０に接続される。すなわち、ドライバＩＣ５０において、反転出力電圧Ｖａ−又は反転出力電圧Ｖｂ−の分圧値Ｖｂ−´のうちの低い方の電圧値（選択電圧）に基づいてスイッチング周波数が決定される。
【００４６】
ここで、仮にアイソレーションアンプ６Ｂのみが動作するとする。この場合、出力電流Ｉｏｕｔが増加すると、電流検出値Ｉｄが増加し、反転出力電圧Ｖｂ−（制御入力端子Ｐ０の電圧）低下し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ｉｏｕｔが減少する。逆に、出力電流Ｉｏｕｔが減少すると、電流検出値Ｉｄが低下し、反転出力電圧Ｖｂ−（制御入力端子Ｐ０の電圧）が上昇し、スイッチング周波数が低下し、出力電流Ｉｏｕｔが増加する。このような帰還作用により、出力電流Ｉｏｕｔは一定に維持される。一方、仮にアイソレーションアンプ６Ａのみが動作したとした場合、第１の実施形態に関して上述したように、出力電圧Ｖｏｕｔが増加すると、電圧検出値Ｖｄが増加し、反転出力電圧Ｖａ−（制御入力端子Ｐ０の電圧）が低下し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ｉｏｕｔが減少する。
【００４７】
図９に、本実施形態の充電装置１における出力電圧Ｖｏｕｔ（横軸）に対する出力電流Ｉｏｕｔ（上段）及び出力端子電圧（下段）を示す。図９の下段において、反転出力電圧Ｖａ−を実線で示し、反転出力電圧Ｖｂ−の分圧値Ｖｂ−´を破線で示す。充電開始後に出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していく過程で、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｔｈ以下となる領域では分圧値Ｖｂ−´が反転出力電圧Ｖａ−以下となるものとし、この領域では、分圧値Ｖｂ−´がダイオード８２のオンによって選択されて制御入力端子Ｐ０に入力される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｔｈを超える領域では、反転出力電圧Ｖａ−が分圧値Ｖｂ−´未満となり、反転出力電圧Ｖａ−がダイオード８１のオンによって選択されて制御入力端子Ｐ０に入力される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｔｈを超える領域では、出力電流Ｉｏｕｔはアイソレーションアンプ６Ａの作用によって強制的に低減されていくため、電流検出値Ｉｄ並びに反転出力電圧Ｖｂ−及びその分圧値Ｖｂ−´は上昇する。
【００４８】
この結果として、出力電圧Ｖｏｕｔに対する出力電流Ｉｏｕｔの関係は、図９の上段に示すものとなる。すなわち、Ｖｏｕｔ≦Ｖｔｈの領域では出力電流Ｉｏｕｔのフィードバックによる定電流充電が行われ、Ｖｔｈ＜Ｖｏｕｔの領域では定電力充電が行われる。なお、上記の電圧Ｖｔｈ（反転出力電圧Ｖａ−と分圧値Ｖｂ−´とが等しくなる電圧）は、分圧回路８３の分圧比の設定によって決定される。
【００４９】
なお、通常は、低抵７での損失を最小限にするため、低抵７の抵抗値は非常に低く設定され、そこに発生する電圧が検出動作に必要な最小レベル（例えば、数１０ｍＶなどに）となるように構成される。したがって、Ｖｏｕｔ≦Ｖｔｈの領域での反転出力電圧Ｖｂ−は、最大値付近（電圧Ｖｍ付近）で一定となる。そのため、本実施形態では、アイソレーションアンプ６Ａに関係する回路定数が第１の実施形態と同様に設定される一方で、アイソレーションアンプ６Ｂに関係する回路構成（分圧回路８３）の定数が、上記動作を実現するために整合される。ただし、分圧回路８３を設けることなく電圧検出回路４の分圧比の調整のみで上記動作が得られる場合には、分圧回路８３は省略可能である。この場合には、反転出力端子Ｐ６ｂが直接ダイオード８２のカソードに接続され、反転出力電圧Ｖａ−と反転出力電圧Ｖｂ−とがダイオード８１及び８２によって直接比較される。
【００５０】
以上のように、本実施形態の充電装置１は、入力電圧Ｖｄｃをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷１０に供給するスイッチング電源回路３と、二次出力における出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電圧検出値Ｖｄを生成する電圧検出回路４と、二次出力における出力電流Ｉｏｕｔを検出して電流検出値Ｉｄを生成する電流検出回路７と、相互に絶縁された入力端子Ｐ２ａ及び反転出力端子Ｐ６ａを有し、入力端子Ｐ２ａに電圧検出値Ｖｄが入力され、入力端子Ｐ２ａの電圧の増加に対して反転出力電圧Ｖａ−を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ６Ａと、相互に絶縁された入力端子Ｐ２ｂ及び反転出力端子Ｐ６ｂを有し、入力端子Ｐ２ｂに電流検出値Ｖｄが入力され、入力端子Ｐ２ｂの電圧の増加に対して反転出力電圧Ｖｂ−を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ６Ｂと、反転出力電圧Ｖａ−又は反転出力電圧Ｖｂ−若しくはその分圧値Ｖｂ−´のうちの低い方に基づく選択電圧を出力する選択回路８と、選択電圧の減少に対して出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング電源回路３のスイッチング動作を制御する駆動制御回路５を備える。
【００５１】
これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが低い充電初期においてはアイソレーションアンプ６Ｂの動作が選択回路８によって有効化されて定電流充電が行われ、その後、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴いアイソレーションアンプ６Ａの動作が選択回路８によって有効化されて定電力充電が行われる。したがって、充電初期の定電流充電とその後の定電力充電を可能とする簡素な構成の充電装置１が実現される。
【００５２】
＜第４の実施形態＞
上記第３の実施形態では、制御入力端子Ｐ０の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバＩＣ５０を示したが、本実施形態では、第２の実施形態と同様に、制御入力端子Ｐ０の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバＩＣ５５が採用される場合を検討する。
【００５３】
図１０に、本実施形態による充電装置１の回路図を示す。本実施形態において、第１〜第３の実施形態と同様の要素には同じ符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態では、上記ドライバＩＣ５５に対して、アイソレーションアンプ６Ａ及び６Ｂの非反転出力端子Ｐ７ａ及びＰ７ｂ（非反転出力電圧Ｖａ＋及びＶｂ＋）が使用される。
【００５４】
選択回路８はダイオード８５及び８６、分圧回路８７並びに抵抗８８を備え、分圧回路８７は抵抗８７１及び８７２を備える。アイソレーションアンプ６Ａの非反転出力端子Ｐ７ａが分圧回路８７を介してダイオード８５のアノードに接続され、アイソレーションアンプ６Ｂの非反転出力端子Ｐ７ｂがダイオード８６のアノードに接続される。すなわち、分圧回路８７が非反転出力電圧Ｖａ＋を分圧し、その分圧点がダイオード８５のアノードに接続される。ダイオード８５及び８６のカソード同士が接続され、抵抗８８を介して一次側グランドＧ１に接続されるとともに制御入力端子Ｐ０に接続される。すなわち、ドライバＩＣ５５において、非反転出力電圧Ｖａ＋の分圧値Ｖａ＋´又は非反転出力電圧Ｖｂ−のうちの高い方の電圧値（選択電圧）に基づいてスイッチング周波数が決定される。
【００５５】
ここで、仮にアイソレーションアンプ６Ｂのみが動作するとする。この場合、出力電流Ｉｏｕｔが増加すると、電流検出値Ｉｄが増加し、非反転出力電圧Ｖｂ＋（制御入力端子Ｐ０の電圧）が増加し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ｉｏｕｔが減少する。逆に、出力電流Ｉｏｕｔが減少すると、電流検出値Ｉｄが低下し、非反転出力電圧Ｖｂ＋（制御入力端子Ｐ０の電圧）が低下し、スイッチング周波数が低下し、出力電流Ｉｏｕｔが増加する。このような帰還作用により、出力電流Ｉｏｕｔは、一定に維持される。一方、仮にアイソレーションアンプ６Ａのみが動作したとした場合、第２の実施形態に関して上述したように、出力電圧Ｖｏｕｔが増加すると、電圧検出値Ｖｄが増加し、非反転出力電圧Ｖａ＋（制御入力端子Ｐ０の電圧）が増加し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ｉｏｕｔが減少する。
【００５６】
図１１に、本実施形態の充電装置１における出力電圧Ｖｏｕｔ（横軸）に対する出力電流Ｉｏｕｔ（上段）及び出力端子電圧（下段）を示す。図１１の下段において、非反転出力電圧Ｖａ＋の分圧値Ｖａ＋´を実線で示し、非反転出力電圧Ｖｂ＋を破線で示す。充電開始後に出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していく過程で、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｔｈ以下となる領域では非反転出力電圧Ｖｂ＋が分圧値Ｖａ＋´以上となるものとし、この領域では、非反転出力電圧Ｖｂ＋がダイオード８６のオンによって選択されて制御入力端子Ｐ０に対して出力される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｔｈを超える領域では、分圧値Ｖａ＋´が非反転出力電圧Ｖｂ＋を超え、分圧値Ｖａ＋´がダイオード８５のオンによって選択されて制御入力端子Ｐ０に対して出力される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｔｈを超える領域では、出力電流Ｉｏｕｔはアイソレーションアンプ６Ａの作用によって強制的に低減されていくため、電流検出値Ｉｄ及び非反転出力電圧Ｖｂ＋は低下していく。
【００５７】
この結果として、出力電圧Ｖｏｕｔに対する出力電流Ｉｏｕｔの関係は、図１１の上段に示すものとなる。すなわち、Ｖｏｕｔ≦Ｖｔｈの領域では出力電流Ｉｏｕｔのフィードバックによる定電流充電が行われ、Ｖｔｈ＜Ｖｏｕｔの領域では定電力充電が行われる。なお、上記の電圧Ｖｔｈ（分圧値Ｖａ＋´と非反転出力電圧Ｖｂ＋とが等しくなる電圧）は、分圧回路８７の分圧比の設定により決定される。
【００５８】
なお、上述したように、低抵７での損失を最小限にするため、通常は低抵７に発生する電圧が検出動作に必要な最小レベル（例えば、数１０ｍＶなどに）となるように構成される。したがって、非反転出力電圧Ｖｂ−は最小値付近（電圧Ｖｍ付近）で一定となるため、本実施形態ではアイソレーションアンプ６Ｂではなく、アイソレーションアンプ６Ａに関係する回路構成（分圧回路８７）の定数が、上記動作を実現するために整合される。ただし、分圧回路８７を設けることなく電圧検出回路４の分圧比の調整のみで上記動作が得られる場合には、分圧回路８７は省略可能である。この場合には、非反転出力端子Ｐ７ａが直接ダイオード８５のアノードに接続され、非反転出力電圧Ｖａ＋と非反転出力電圧Ｖｂ＋とがダイオード８５及び８６によって直接比較される。
【００５９】
以上のように、本実施形態の充電装置１は、入力電圧Ｖｄｃをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷１０に供給するスイッチング電源回路３と、二次出力における出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電圧検出値Ｖｄを生成する電圧検出回路４と、二次出力における出力電流Ｉｏｕｔを検出して電流検出値Ｉｄを生成する電流検出回路７と、相互に絶縁された入力端子Ｐ２ａ及び非反転出力端子Ｐ７ａを有し、入力端子Ｐ２ａに電圧検出値Ｖｄが入力され、入力端子Ｐ２ａの電圧の増加に対して非反転出力電圧Ｖａ＋を増加させるように構成されたアイソレーションアンプ６Ａと、相互に絶縁された入力端子Ｐ２ｂ及び非反転出力端子Ｐ７ｂを有し、入力端子Ｐ２ｂに電流検出値Ｉｄが入力され、入力端子Ｐ２ｂの電圧の増加に対して非反転出力電圧Ｖｂ＋を増加させるように構成されたアイソレーションアンプ６Ｂと、反転出力電圧Ｖａ−の分圧値Ｖａ−´（若しくは反転出力電圧Ｖａ−自体）又は反転出力電圧Ｖｂ−のうちの高い方に基づく選択電圧を出力する選択回路８と、選択電圧の増加に対して出力電流Ｉｏｕｔを減少させるようにスイッチング電源回路３のスイッチング動作を制御する駆動制御回路５を備える。
【００６０】
これにより、第３の実施形態と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔが低い充電初期においてはアイソレーションアンプ６Ｂの動作が選択回路８によって有効化されて定電流充電が行われ、その後、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴いアイソレーションアンプ６Ａの動作が選択回路８によって有効化されて定電力充電が行われる。したがって、充電初期の定電流充電とその後の定電力充電を可能とする簡素な構成の充電装置１が実現される。
【００６１】
＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
【００６２】
（１）スイッチング電源回路３に関する変形
上記各実施形態及びその変形例では、スイッチング電源回路３として、ハーフブリッジ回路Ｈ、共振回路Ｒ及び二次側回路Ｓを含む回路を示したが、本発明が適用され得るスイッチング電源回路３の構成はこれに限られない。例えば、スイッチング回路として、ハーフブリッジ回路Ｈの代わりにフルブリッジ回路が用いられてもよい。また、共振型ではなく、フライバックコンバータ、フォワードコンバータなどで構成されるスイッチング電源回路３に対しても本発明は適用可能である。この場合、駆動制御回路５に含まれるドライバＩＣは、制御入力端子Ｐ０の電圧に応じてスイッチング動作におけるオン時間を制御してＰＷＭ制御を行う。いずれの場合であっても、本発明は、一次側の回路と二次側の回路とが絶縁された絶縁型のスイッチング電源回路における定電力制御に好適に適用可能となる。
【００６３】
（２）駆動制御回路５の制御対象に関する変形
上記各実施形態では、駆動制御回路５がハーフブリッジ回路Ｈを制御する構成を示したが、駆動制御回路５は、ハーフブリッジ回路Ｈとともに直流電源部２（すなわち入力電圧Ｖｄｃ）を制御するように構成されてもよい。
【００６４】
（３）充電停止タイミング
上記各実施形態及びその変形例では、電圧検出回路４の分圧比を適切に設定することにより、電圧検出値Ｖｄが入力上限値に達して制御入力端子Ｐ０の電圧が上限値又は下限値となると、駆動制御回路５がスイッチング動作を停止して充電が停止することが想定されている（自然放電などによって充電電圧Ｖｏｕｔが減少すると、わずかに出力電流Ｉｏｕｔが生成されることにより、満充電状態が保持され得る）。一方、端子Ｐ６、Ｐ７、Ｐ６ａ又はＰ７ａの電圧（例えば、上記実施形態で不使用の端子の電圧）を検出し、その電圧が所定値に達した時点で満充電と判定してドライバＩＣ５０又は５５の動作、すなわちハーフブリッジ回路Ｈのスイッチング動作を停止させる回路が適用されてもよい。
【符号の説明】
【００６５】
１  充電装置
２  直流電源部
３  スイッチング電源回路
４  電圧検出回路
５  駆動制御回路
６、６Ａ、６Ｂ  アイソレーションアンプ
７  電流検出回路
８  選択回路
１０  充電負荷
Ｈ  ハーフブリッジ回路（スイッチング回路）
Ｒ  共振回路
Ｓ  二次側回路
【図１】
2018148663.tif 000003
【図２】
2018148663.tif 000004
【図３】
2018148663.tif 000005
【図４】
2018148663.tif 000006
【図５】
2018148663.tif 000007
【図６】
2018148663.tif 000008
【図７】
2018148663.tif 000009
【図８】
2018148663.tif 000010
【図９】
2018148663.tif 000011
【図１０】
2018148663.tif 000012
【図１１】
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