(57)【要約】【課題】発振周波数に対する製造誤差の影響を受け難い電圧制御発振器を提供する。【解決手段】本発明に係る電圧制御発振器は、１次インダクタ（Ｌ１）と、１次インダクタと磁気的に結合された２次インダクタ（Ｌ２）と、１次インダクタと並列に接続されたキャパシタ（Ｃ）と、１次インダクタおよびキャパシタと交流的に並列に接続された負性抵抗回路（１１）と、１次インダクタの電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が変更可能な可変移相器（１２）と、可変移相器から出力された電圧を電流に変換し、２次インダクタに供給する電圧電流変換器（１３）とを備えることを特徴とする。【選択図】図１
2018011167.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次インダクタと、
前記１次インダクタと磁気的に結合された２次インダクタと、
前記１次インダクタと並列に接続されたキャパシタと、
前記１次インダクタおよび前記キャパシタと交流的に並列に接続された負性抵抗回路と、
前記１次インダクタの端子間の電圧の位相をシフトして出力し、その位相のシフト量が変更可能な可変移相器と、
前記可変移相器から出力された電圧を電流に変換して前記２次インダクタに供給する電圧電流変換器と、を備える
電圧制御発振器。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧制御発振器において、
前記電圧電流変換器は、
前記可変移相器から出力された電圧に対する電流の変換率が可変である
ことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電圧制御発振器において、
前記可変移相器は、
前記１次インダクタの電圧と同相の第１電圧と、前記１次インダクタの電圧と直交する位相の第２電圧とを生成する９０°ハイブリッド回路と、
前記第１電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第１可変振幅調整器と、
前記第２電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第２可変振幅調整器と、
前記第１可変振幅調整器から出力された電圧と前記第２可変振幅調整器から出力された電圧とを重ね合わせて出力する合波器と、を有する
ことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項４】
請求項１または２に記載の電圧制御発振器において、
前記可変移相器は、
前記１次インダクタの電圧を入力する入力端子と、前記２次インダクタに電流を供給するアイソレーション端子と、通過端子と、結合端子とを有する９０°ハイブリッド回路と、
交流的に電位が固定された固定電位ノードと前記通過端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第１可変リアクタンス素子と、
前記固定電位ノードと前記結合端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第２可変リアクタンス素子と、を有する
ことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項５】
請求項１または２に記載の電圧制御発振器において、
前記可変移相器は、
前記１次インダクタの電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が互いに相違する複数の固定移相器と、
前記複数の固定移相器から出力された電圧の中から何れか一つの電圧を選択して出力する選択部と、を有する
ことを特徴とする電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧によって発振周波数を変更可能な電圧制御発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、広範囲な通信規格の対応やレーダの高レンジ分解能化のためには、広帯域な電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が必要となる。特に、キャリア周波数が高い通信では、相互インダクタンスを可変させる構成の電圧制御発振器が用いられることがある（非特許文献１参照）。
【０００３】
図８は、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器の構成を示す図である。
同図に示されるように、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器９０は、１次インダクタＬ1、２次インダクタＬ2、キャパシタＣ、負性抵抗回路（−Ｒ）９１、固定移相器９２、および可変電圧電流変換器９３から構成されている。
【０００４】
電圧制御発振器９０において、１次インダクタＬ1から出力された電圧は、位相のシフト量が固定の固定移相器９２に入力される。固定移相器９２は、入力された電圧の位相を＋９０°または−９０°シフトして出力する。可変電圧電流変換器９３は、固定移相器９２から出力された電圧を電流に変換して２次インダクタＬ2に供給する。ここで、可変電圧電流変換器９３における入力電圧に対する電流の変換率は、外部から入力された制御信号ＶCIに基づいて変更可能にされている。
【０００５】
上記構成を有する電圧制御発振器９０から出力される信号の発振周波数は、下記式（１）で表すことができる。
【０００６】
【数１】
2018011167.tif 000003
【０００７】
ここで、αは、一次インダクタＬ1の電流ｉ1に対する２次インダクタの電流ｉ２の比率（以下、「電流比率」と称する。）であり、式（２）で表される。また、Ｍは、相互インダクタンスであり、結合係数をｋとしたとき式（３）で表される。
【０００８】
【数２】
2018011167.tif 000004
【０００９】
【数３】
2018011167.tif 000005
【００１０】
上記式（１）に示されるように、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器９０では、制御信号ＶCIを変化させることにより、相互インダクタンスＭの係数となる電流比率αを変化させて発振周波数ｆを可変としている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】Giuseppe Gusmai, et al., “A Magnetically Tuned Quadrature Oscillator”, p.2870-p.2877, JSSC,VOL.42, NO.12,December 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、従来の相互インダクタンスを用いた電圧制御発振器９０では、半導体製造プロセスの製造誤差により、発振周波数の可変範囲が狭くなることが、発明者らの検討によって明らかとなった。以下、詳細に説明する。
【００１３】
図９は、従来の電圧制御発振器９０による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。同図において、横軸は、上記式（２）に示した電流比率αを表し、縦軸は発振周波数ｆを表している。同図に示される特性９００は、上述した式（１）において、Ｌ1＝１５ｐＨ，Ｍ＝７．５ｐＨ，Ｃ＝５０ｆＦとし、電流比率αを１〜０の範囲で変化させたときの発振周波数ｆの計算結果である。
【００１４】
図９に示されるように、従来の電圧制御発振器９０では、１次インダクタＬ１と２次インダクタＬ２の電流の位相差が目標値（理論値）の１８０°である場合には、周波数ｆの可変範囲は１８３ＧＨｚ〜２６０ＧＨｚとなる。
【００１５】
図１０は、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器において、半導体製造プロセスの製造誤差により１次インダクタと２次インダクタに流れる電流の位相がばらついた場合の発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。
【００１６】
同図に示される特性９０１は、１次インダクタと２次インダクタに流れる電流の位相差が目標値（理想値）の１８０°から２０％（３６°）ずれたと仮定した場合に、上述した式（１）において、Ｌ1＝１５ｐＨ，Ｍ＝７．５ｐＨ，Ｃ＝５０ｆＦとし、電流比率αを変化させたときの発振周波数ｆの計算結果である。この場合、電流比率αが“−０．８１（＝−１×ｃｏｓ（３６°））から０の範囲で変化するため、図１０に示されるように、発振周波数ｆの可変範囲は１８３ＧＨｚ〜２３８ＧＨｚとなる。
【００１７】
図９，１０のシミュレーション結果から理解されるように、従来の電圧制御発振器９０において、半導体製造プロセスの製造誤差によって１次インダクタと２次インダクタの電流の位相差がずれると、発振周波数の可変範囲が狭くなる。
【００１８】
このように、従来の電圧制御発振器９０では、固定移相器９１によって１次インダクタＬ1の電流ｉ1と２次インダクタＬ2の電流ｉ2とが同相あるいは逆相になるようにする必要があるが、半導体製造プロセスの製造誤差により、固定移相器９１による位相シフト量が目標値の±９０°からずれると、１次インダクタＬ１と２次インダクタＬ２の電流の位相差が目標値の１８０°からずれるため、発振周波数の可変範囲が狭くなる。
特に、テラヘルツ帯のような高周波数帯では、その影響が顕著となり、発振周波数の可変範囲が更に狭くなるおそれがある。
【００１９】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、発振周波数に対する製造誤差の影響を受け難い電圧制御発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明に係る電圧制御発振器（１０，１０Ａ）は、１次インダクタ（Ｌ1）と、１次インダクタと磁気的に結合された２次インダクタ（Ｌ2）と、１次インダクタと並列に接続されたキャパシタ（Ｃ）と、１次インダクタおよびキャパシタと交流的に並列に接続された負性抵抗回路（１１）と、１次インダクタの端子間の電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が変更可能な可変移相器（１２）と、可変移相器から出力された電圧を電流に変換して２次インダクタに供給する電圧電流変換器（１３）とを備えることを特徴とする。
【００２１】
上記電圧制御発振器（１０Ａ）において、電圧電流変換器（１３Ａ）は、可変移相器から出力された電圧に対する電流の変換率が可変であってもよい。
【００２２】
上記電圧制御発振器において、可変移相器（１２Ａ）は、１次インダクタの電圧と同相の第１電圧（ＶI）と、１次インダクタの電圧と直交する位相の第２電圧（ＶQ）とを生成する９０°ハイブリッド回路（１２０）と、第１電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第１可変振幅調整器（１２１）と、第２電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第２可変振幅調整器（１２２）と、第１可変振幅調整器から出力された電圧と第２可変振幅調整器から出力された電圧とを重ね合わせて出力する合波器（１２３）とを有してもよい。
【００２３】
上記電圧制御発振器において、可変移相器（１２Ｂ）は、１次インダクタの電圧を入力する入力端子（Ｐａ）と、２次インダクタに電流を供給するアイソレーション端子（Ｐｄ）と、通過端子（Ｐｂ）と、結合端子（Ｐｃ）とを有する９０°ハイブリッド回路（１２０）と、交流的に電位が固定された固定電位ノード（ＧＮＤ）と通過端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第１可変リアクタンス素子（１２４）と、固定電位ノードと結合端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第２可変リアクタンス素子（１２５）とを有してもよい。
【００２４】
上記電圧制御発振器において、可変移相器（１２Ｃ）は、１次インダクタの電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が互いに相違する複数の固定移相器（１２７＿１〜１２７＿ｎ）と、複数の固定移相器から出力された電圧の中から何れか一つの電圧を選択して出力する選択部（１２８）とを有していてもよい。
【００２５】
なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号によって表している。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、発振周波数に対する製造誤差の影響を受け難い電圧制御発振器を提供することにある。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の構成を示す図である。
【図２】負性抵抗回路の回路構成を示す図である。
【図３】ベクトル合成型の可変移相器の回路構成を示す図である。
【図４】反射型の可変移相器の回路構成を示す図である。
【図５】スイッチ切替型の可変移相器の回路構成を示す図である。
【図６】本実施の形態に係る電圧制御発振器による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の別の構成を示す図である。
【図８】従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器の構成を示す図である。
【図９】従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器において、半導体製造プロセスの製造誤差により１次インダクタと２次インダクタに流れる電流の位相がばらついた場合の発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【００２９】
≪本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の構成≫
図１は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の構成を示す図である。
同図に示される電圧制御発振器１０は、１次インダクタＬ1、２次インダクタＬ2、キャパシタＣ、負性抵抗回路１１、可変移相器１２、および電圧電流変換器１３を備えている。なお、同図に示される電圧制御発振器１０において、１次インダクタＬ1と、２次インダクタＬ2、キャパシタＣ、および負性抵抗回路１１の接続関係については、小信号等価回路が示されている。
【００３０】
電圧制御発振器１０は、例えば、公知のＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ＭＯＳ）製造プロセスによって、電圧制御発振器１０の全ての機能部を一つの半導体基板に形成された１チップの半導体集積回路として実現されてもよいし、一部の回路素子をディスクリート部品とし、その他の回路を１チップまたはマルチチップの半導体集積回路によって構成し、それらを一つの回路基板に実装した電子回路モジュールとして実現してもよい。
【００３１】
電圧制御発振器１０において、１次インダクタＬ1と、キャパシタＣと、負性抵抗回路１１とは、交流的に並列に接続されている。具体的には、一次インダクタＬ1の一端と、キャパシタＣの一端と、負性抵抗回路１１の一端とが、交流的に電位が固定された固定電位ノード（例えば電源電圧ライン）ｎｃに共通に接続され、一次インダクタＬ1の他端と、キャパシタＣの他端と、負性抵抗回路１１の他端とが、ノードｎ１に共通に接続されている。
【００３２】
負性抵抗回路１１は、入力された電圧に対して見かけ上の抵抗がマイナスとなる回路である。本実施の形態では、負性抵抗回路１１のインピーダンス（抵抗）を“−Ｒ”と表すこととする。なお、負性抵抗回路１１の具体的な回路構成については後述する。
【００３３】
２次インダクタＬ2は、１次インダクタＬ1と磁気的に結合される。２次インダクタＬ2の一端は、一次インダクタＬ1の一端とともに固定電位ノードｎｃに接続され、２次インダクタＬ2の他端は、後述する電圧電流変換器１３の出力端子に接続されている。
【００３４】
可変移相器１２は、１次インダクタＬ1の電圧の位相をシフトさせて出力する機能部であり、その位相のシフト量が可変に構成されている。具体的に、可変移相器１２は、ノードｎ１の電圧（信号）Ｖ1を入力し、電圧Ｖ1の位相を制御信号ＶCPに応じたシフト量だけ変位させて、電圧Ｖ2として出力する。可変移相器１２の具体的な回路構成については後述する。
【００３５】
電圧電流変換器１３は、可変移相器１２から出力された電圧Ｖ2を電流に変換し、２次インダクタＬ2の他端に供給する機能部である。電圧電流変換器１３としては、入力した電圧Ｖ2の応じた電流ｉ2を生成するｇｍアンプを例示することができる。
【００３６】
次に、電圧制御発振器１０を構成する各機能部の具体的な回路構成について説明する。
【００３７】
（１）負性抵抗回路
図２は、電圧制御発振器１０における負性抵抗回路１１の回路構成を示す図である。ここでは、図１に示した容量Ｃと１次インダクタＬ1から成る共振回路が、キャパシタＣAとインダクタＬ1Aとが並列に接続された共振回路とキャパシタＣBとインダクタＬ1Bとが並列に接続された共振回路とから構成されているものとして説明する。なお、キャパシタＣA＝ＣB＝Ｃであり、インダクタＬ1＝Ｌ1A＝Ｌ1Bである。
【００３８】
図２に示されるように、負性抵抗回路１１は、２つのトランジスタＭ1，Ｍ2から構成されている。
Ｎチャネル型のトランジスタＭ1のドレイン電極は、キャパシタＣAの一端とインダクタＬ1Aの一端とが接続されるノードｎ１に接続され、トランジスタＭ1のソース電極は固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）に接続されている。Ｎチャネル型のトランジスタＭ2のドレイン電極は、キャパシタＣBの一端とインダクタＬ1Bの一端とが接続されるノードｎ１ｘに接続され、トランジスタＭ2のソース電極が固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）に接続されている。また、トランジスタＭ1のゲート電極はノードｎｂに接続され、トランジスタＭ2のゲート電極はノードｎａに接続されている。
【００３９】
図２に示される負性抵抗回路１１によれば、回路全体で発生するエネルギー損失を補填することができるので、キャパシタＣBおよびインダクタＬ1Bが接続されるノードｎ１ｘから発生した所定の発振周波数ｆの交流信号（電圧）Ｖ1の発振を減衰させることなく、維持することができる。
【００４０】
（２）可変移相器１２
電圧制御発振器１０における可変移相器１２としては、ベクトル合成型の可変移相器１２Ａ、反射型の移相器１２Ｂ、およびスイッチ切替型の移相器１２Ｃを例示することができる。以下、夫々の移相器について具体的に説明する。
図３は、ベクトル合成型の可変移相器の回路構成を示す図である。
図３に示されるように、ベクトル合成型の可変移相器１２Ａは、９０°ハイブリッド回路１２０と、２つの可変振幅調整器１２１、１２２と、合波器１２３とから構成されている。
【００４１】
９０°ハイブリッド回路１２０は、１次インダクタＬ1の電圧Ｖ1と同相の電圧ＶIと、１次インダクタＬ1の電圧Ｖ1と直交する位相の電圧ＶQとを生成する回路である。具体的に、９０°ハイブリッド回路１２０は、入力端子Ｐａに電圧Ｖ1が入力され、アイソレーション端子Ｐｄと固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）との間に抵抗Ｒ０が接続され、通過端子Ｐｂから電圧ＶIを出力し、結合端子Ｐｃから電圧ＶQを出力する。
【００４２】
可変振幅調整器１２１，１２２は、入力された信号（電圧）の振幅を制御信号ＶCPに応じて調整して出力する回路である。具体的に、可変振幅調整器１２１は、９０°ハイブリッド回路１２０の通過端子Ｐｂから出力された電圧ＶIを入力し、制御信号ＶCPの電圧に応じた量だけ電圧ＶIの振幅を変化（例えば減衰）させて出力する。同様に、可変振幅調整器１２２は、９０°ハイブリッド回路１２０の結合端子Ｐｃから出力された電圧ＶQを入力し、制御信号ＶCPの電圧に応じた量だけ電圧ＶQの振幅を変化（例えば減衰）させて出力する。
【００４３】
ここで、可変振幅調整器１２１の振幅減衰率と可変振幅調整器１２２の振幅減衰率とは、制御信号ＶCPに対して互いに異なる適切な値で変化する。
【００４４】
合波器１２３は、可変振幅調整器１２１から出力された電圧と可変振幅調整器１２２から出力された電圧とを重ね合わせた電圧Ｖ2を生成し、出力する回路である。
【００４５】
図３に示されるベクトル合成型の可変移相器１２Ａによれば、電圧Ｖ1に対して位相をシフトさせた電圧Ｖ2を生成することができるとともに、その位相のシフト量を制御信号ＶCPによって制御することができる。
【００４６】
図４は、反射型の可変移相器の回路構成を示す図である。
図４に示されるように、反射型の可変移相器１２Ｂは、９０°ハイブリッド回路１２０と、２つの可変リアクタンス素子１２４，１２５とから構成されている。
【００４７】
９０°ハイブリッド回路１２０は、入力端子Ｐａに電圧Ｖ1が入力され、通過端子Ｐｂと固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）との間に可変リアクタンス素子１２４が接続され、結合端子Ｐｃと固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）との間に可変リアクタンス素子１２５が接続され、アイソレーション端子Ｐｄから電圧Ｖ2を出力する。
【００４８】
可変リアクタンス素子１２４，１２５は、制御信号ＶCPの大きさに応じて、そのリアクタンス値が変化する。
【００４９】
ここで、可変リアクタンス素子１２４，１２５とは、例えば、同一の構成を有し、制御信号ＶCPに対するリアクタンスの変化率も同じであるとする。
【００５０】
図４に示される反射型の可変移相器１２Ｂによれば、上述したベクトル合成型の可変移相器１２Ａと同様に、電圧Ｖ1に対して位相をシフトさせた電圧Ｖ2を生成することができるとともに、その位相のシフト量を制御信号ＶCPによって制御することができる。
【００５１】
ここで、電圧制御発振器１０から出力される電圧Ｖ1に対する、２次インダクタＬ2の他端とトランジスタＭ３のドレイン電極とが接続されるノードの電圧を“Ｖ3”と表記する。
【００５２】
図５は、スイッチ切替型の可変移相器の回路構成を示す図である。
図５に示されるように、スイッチ切替型の可変移相器１２Ｃは、１次インダクタＬ1の電圧Ｖ1の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が互いに相違する複数の固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎ（ｎは２以上の整数）と、複数の固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎから出力された電圧Ｖｐ＿１〜Ｖｐ＿ｎの中から何れか一つの電圧を選択して出力する選択部１２８とを有する。
【００５３】
固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎは、入力された信号の位相を所定量（固定値）だけシフトさせて出力する機能部であり、夫々の位相シフト量は、例えば１８０°、９０°、４５°、および２２．５°というように、互いに相違した値となっている。選択部１２８は、制御信号ＶCPによって指定された一つの固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎの出力信号を選択して、電圧Ｖ2として出力する。
【００５４】
図５に示されるスイッチ切替型の可変移相器１２Ｃによれば、上述した可変移相器１２Ａ，１２Ｂと同様に、電圧Ｖ1に対して位相をシフトさせた電圧Ｖ2を生成することができるとともに、その位相のシフト量を制御信号ＶCPによって制御することができる。
【００５５】
≪電圧制御発振器１０の動作原理≫
次に、電圧制御発振器１０の動作原理について説明する。
電圧制御発振器１０において、１次インダクタＬ1、キャパシタＣ、および負性抵抗回路１１が共通に接続されるノードｎｃに発振周波数ｆの電圧（交流信号）Ｖ1が発生する。交流信号Ｖ1は可変移相器１２に入力され、可変移相器１２により、制御信号ＶCPに応じたシフト量だけ位相がずらされて、電圧Ｖ2として出力される。
【００５６】
可変移相器１２から出力された電圧Ｖ2は、電圧電流変換器１３に入力されて電流ｉ2に変換され、２次インダクタＬ2の他端に入力される。２次インダクタＬ2に電流ｉ2が流れることにより、１次インダクタＬ1に対して相互誘導が発生する。
【００５７】
電圧Ｖ１の発振周波数ｆは、以下の数式によって表すことができる。
【００５８】
先ず、図１において、１次インダクタＬ1と２次インダクタＬ2のみを含めたインピーダンスＺ1は、式（４）で表すことができる。
【００５９】
【数４】
2018011167.tif 000006
【００６０】
１次インダクタＬ1、キャパシタＣ、および負性抵抗回路１１を含めたインピーダンスＺallは、上記式（４）に基づいて、下記式（５）で表すことができる。
【００６１】
【数５】
2018011167.tif 000007
【００６２】
ここで、式（５）を有理化し、虚部＝０となるωについて解くと、電圧Ｖ1の発振周波数ｆ（＝ω／２π）は、下記式（６）で表すことができる。
【００６３】
【数６】
2018011167.tif 000008
【００６４】
式（６）において、Ｍは、１次インダクタＬ1と２次インダクタＬ2との間の相互インダクタンスを表し、上述した（式３）で表される。
【００６５】
また、θは、１次インダクタＬ1に流れる電流ｉ1に対する２次インダクタＬ2に流れる電流ｉ2の位相差を表している。ここで、可変移相器１２による電圧Ｖ1に対する電圧Ｖ2の位相差をθ1としたとき、電圧電流変換部１３の入力信号と出力信号とに位相のずれがない（電圧Ｖ2と電圧Ｖ3との間に位相のずれがない）とすれば、θ＝θ1＋９０°である。
【００６６】
式（６）から理解されるように、電圧制御発振器１０では、１次インダクタＬ1に流れる電流ｉ1に対する２次インダクタＬ2に流れる電流ｉ2の位相差θを変化させることにより、交流信号（電圧）Ｖ1の発振周波数ｆを変化させることができる。
【００６７】
また、式（６）においてθ＝０°とすれば、上述した従来の電圧制御発振器９０に関する上記式（１）において“α＝１”としたときの式と、同様の式が得られる。
【００６８】
≪電圧制御発振器１０の効果≫
電圧制御発振器１０の効果について、発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を用いて説明する。
図６は、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。同図において、横軸は、位相差θを表し、縦軸は発振周波数ｆを表している。同図に示される特性６００は、上述した式（６）において、Ｌ1＝１５ｐＨ，Ｍ＝７．５ｐＨ，Ｃ＝５０ｆＦとし、電流比率αを“１”に固定し、位相差θを０〜３６０°の範囲で変化させたときの発振周波数ｆの計算結果である。図７に示されるように、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０では、発振周波数ｆの可変範囲は１５０ＧＨｚ〜２６０ＧＨｚとなる。
【００６９】
図６から理解されるように、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０によれば、位相差θを変更することにより、従来の固定移相器を用いた電圧制御発振器９０と同様に、発振周波数ｆを変更することが可能となる。
【００７０】
また、上述したように、従来の電圧制御発振器９０では、半導体製造プロセスによる製造誤差により固定移相器の位相シフト量を目標値（±９０°）に合せ込むことができず、テラヘルツ帯などの高周波数帯で発振周波数の可変範囲が狭くなるおそれがあるが、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０によれば、可変移相器１２によって位相のシフト量を調整することで発振周波数ｆを可変にする構成であることから、半導体製造プロセスによる製造誤差によって位相のシフト量が目標値からずれた場合であっても、そのシフト量を制御信号ＶCPによって調整できる。これにより、テラヘルツ帯などの高周波数帯においても発振周波数の可変範囲が狭くなるおそれがない。
【００７１】
すなわち、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０によれば、テラヘルツ帯のような高周波帯域においても発振周波数に対して製造誤差による影響を受け難い。
【００７２】
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【００７３】
例えば、上記実施の形態では、電圧電流変換器１３として、電圧Ｖ2に対する電流ｉ2の変換率が固定である回路を例示したが、その変換率が可変の回路を用いることもできる。例えば、図７に示す電圧制御発振器１０Ａの電流電圧変換器として、制御信号ＶCIに基づいて相互コンダクタンスｇｍが可変なｇｍアンプを電圧電流変換器１３Ａとして用いてもよい。
ここで、電圧電流変換器１３Ａを用いた電圧制御発振器１０Ａの電発振周波数ｆは、下記式（７）で表すことができる。
【００７４】
【数７】
2018011167.tif 000009
【００７５】
式（７）において、電流比率αは式（８）で表すことができる。
【００７６】
【数８】
2018011167.tif 000010
【００７７】
式（７）から理解されるように、電圧制御発振器１０Ａによれば、位相のシフト量のみならず電流比率αによっても発振周波数ｆを調整することができるので、発振周波数ｆの可変範囲を更に広げることができる。
【００７８】
また、上記実施の形態において、電圧検出回路１がＣＭＯＳプロセスで実現される場合を例示したが、ＢｉＣＭＯＳ（Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）プロセス等の他の半導体プロセスによって実現してもよい。
【００７９】
また、上記実施の形態では、負性抵抗回路１１として、図２に示す回路を例示したが、負性抵抗としてき機能する回路であれば、上記回路に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００８０】
１０，１０Ａ…電圧制御発振器、１１…負性抵抗回路、１２，１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ…可変移相器、１３，１３Ａ…電圧電流変換器、Ｌ1，Ｌ1A，Ｌ1B…１次インダクタ、Ｌ2…２次インダクタ、Ｃ，ＣA，ＣB…キャパシタ、Ｖ1〜Ｖ3…電圧，ＶCP，ＶCI…制御信号、ｉ1…１次インダクタの電流、ｉ2…２次インダクタの電流、ノード…ｎ１，ｎｃ、Ｍ１〜Ｍ３…トランジスタ、１２０…９０°ハイブリッド回路、１２１，１２２…可変振幅調整器、１２４，１２５…可変リアクタンス素子、Ｐａ…入力端子、Ｐｂ…アイソレーション端子、Ｐ３…通過端子、Ｐｄ…結合端子。
【図１】
2018011167.tif 000011
【図２】
2018011167.tif 000012
【図３】
2018011167.tif 000013
【図４】
2018011167.tif 000014
【図５】
2018011167.tif 000015
【図６】
2018011167.tif 000016
【図７】
2018011167.tif 000017
【図８】
2018011167.tif 000018
【図９】
2018011167.tif 000019
【図１０】
2018011167.tif 000020