(57)【要約】【課題】モータのセンサレス制御では、上述の応答周波数の特性から、誘起電圧及び磁極位置推定ゲイン、電流制御ゲイン、速度制御ゲインが密接に関連する。しかしながら、これらのパラメータを設計する手法が確立できず、これらのパラメータを試行錯誤的に調整しなければならないという問題に対して、誘起電圧及び磁極位置推定系の周波数特性が明確に設計可能とし、センサレス制御に必要なすべての制御ゲインの設計を理論的かつ定量的に行うこと。【解決手段】制御装置１００は、誘起電圧オブザーバを適用して、モータの推定誘起電圧及び位相誤差を推定する推定器１０１と、推定誘起電圧及び位相誤差に基づいてモータを制御する制御器１０２と、を備える。【選択図】図１
2018046595.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘起電圧オブザーバを適用して、モータの推定誘起電圧及び位相誤差を推定する推定器と、
推定誘起電圧及び位相誤差に基づいて前記モータを制御する制御器と、を備える制御装置。
【請求項２】
前記推定器は、
過去に推定したモータの磁極位置推定値、目標電圧及び応答電流に基づいてモータの推定誘起電圧及び位相誤差を推定する誘起電圧オブザーバと、
誘起電圧を誘起電圧係数で除算する誘起電圧演算器と、
位相誤差に誤差角積分ゲインを掛けて積分する位相演算器と、
誘起電圧演算器１の演算結果から位相演算器の演算結果を減算して、磁極位置推定値を得る第１減算器と、を備える請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
磁極位置推定値から回転速度を算出する速度演算器と、
目標回転速度から速度演算器が算出した回転速度を減算する第２減算器と、を備え、
前記制御器は、第２減算器の減算結果に基づいて前記モータを制御する請求項２に記載の制御装置。
【請求項４】
インバータを備え、目標電圧に基づいてデューティ比のパルス波でモータを駆動するＰＷＭ制御器と、
目標電圧をインバータの出力電圧が指令電圧と遅れなく一致するように前記ＰＷＭ制御器に負帰還制御を行うデッドタイム補償器と、を備える請求項２に記載の制御装置。
【請求項５】
前記制御器は、
目標回転速度と速度演算器により得られた回転速度との差から決定される電流目標値を決定する速度ＰＩ制御器と、
速度演算器が推定した回転速度が所定の閾値より大きい場合、ｄ軸目標電流を０とし、ｑ軸目標電流を目標回転速度と速度演算器により得られた回転速度との差から決定される電流目標値とし、
前記推定した回転速度が所定の閾値以下である場合、引き込み動作時の所定のｄ軸電流とし、ｑ軸目標電流を０とする切替器と、
ｄ軸目標値とｄ軸電流値の差からｄ軸目標電圧を決定する。ｄ軸電流ＰＩ制御器と、
ｑ軸目標値とｑ軸電流値の差からｑ軸目標電圧を決定する。ｄ軸電流ＰＩ制御器と、
を備える請求項３に記載の制御装置。
【請求項６】
前記引き込み動作時の所定のｄ軸電流は、前記推定した回転速度が閾値以下となった時のｑ軸電流値である請求項５に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は制御装置に関し、例えばモータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスＤＣモータでは、一般的な制御手法の１つとして回転子磁極方向をｄ軸、ｄ軸からθ正方向９０°先をｑ軸として定義した回転座標系に基づき、ｄ軸電流を０とし、ｑ軸電流とトルクの線形制御が行われている。
【０００３】
このブラシレスＤＣモータにおいて、回転子の回転位置を、センサを用いて検出するのではなく、三相コイルに流れる電流に基づいて演算しようとする技術が提案されている。
【０００４】
電流推定誤差に基づく手法を含む、センサレス制御では回転子の磁極位置（ｄｑ軸の位置）は分からないので、モータに発生する誘起電圧の大きさと位相を推定し、そこから回転子の磁極位置（ｄｑ軸の位置）を推定している。
【０００５】
例えば、特許文献１には、固定子コイルに流れる電流値Ｉｕ、Ｉｖを検出し、これから回転角度を推定している。また、非特許文献１では、電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスＤＣモータ制御が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−３０８２８６号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】竹下隆晴、野村尚史、松井信行「電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスＤＣモータ制御手法」Ｔ．  ＩＥＥ  Ｊａｐａｎ、  Ｖｏｌ．１１５−Ｄ、  Ｎｏ．４  １９９５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
一般に、電流推定誤差に基づくモータのセンサレス制御では、誘起電圧及び磁極位置推定系の周波数特性がモータの速度に依存するので、モータの回転が低速になると、推定系の収束ゲインが小さくなり、応答周波数が低くなる。
【０００９】
また、モータのセンサレス制御では、電流制御と誘起電圧及び磁極位置の推定演算を安定した制御軸上で実施するために、誘起電圧推定応答時間が制御系の電流応答時間以上である必要がある。
【００１０】
この関係を保つためには、モータの回転が低速になるのに従って、電流の応答周波数を下げなければならない。更に電流の応答周波数を下げるということは、速度の応答周波数も下げなければならない場合もある。
【００１１】
このようにモータのセンサレス制御では、上述の応答周波数の特性から、誘起電圧及び磁極位置推定ゲイン、電流制御ゲイン、速度制御ゲインが密接に関連する。しかしながら、これらのパラメータを設計する手法が確立できず、これらのパラメータを試行錯誤的に調整しなければならないという問題があった。
【００１２】
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
一実施の形態によれば、誘起電圧オブザーバを用いて、誘起電圧を推定し、すべての制御ゲインを一意に決定する。
【発明の効果】
【００１４】
前記一実施の形態によれば、誘起電圧及び磁極位置推定系の周波数特性が明確に設計可能となり、センサレス制御に必要なすべての制御ゲインの設計を理論的かつ定量的に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施の形態の概要に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】モータの構成および座標系を説明するための図である。
【図４】推定したい真の座標軸と制御に使用する座標軸を説明するための図である。
【図５】ｄ軸誘起電圧推定系のブロック線図である。
【図６】ｑ軸誘起電圧推定系のブロック線図である。
【図７】実施の形態１の制御装置の推定器の詳細を示す図である。
【図８】実施の形態２に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図９】デッドタイム補償制御を実現する電圧制御系のブロック線図である。
【図１０】実施の形態３に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】位置指令値から速度指令値の作成の例を示すグラフである。
【図１２】引き込み動作モードへの移行の例を示すグラフである。
【図１３】実施の形態３の制御装置の切替器の構成をしめす回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。
【００１７】
（実施形態の概要）
図１は、実施の形態の概要に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、制御装置１００は、推定器１０１と、制御器１０２とを備える。制御装置１００は、モータを制御する制御装置である。
【００１８】
推定器１０１は、誘起電圧オブザーバを適用して、モータの目標電圧、モータの電流値及び過去に推定したモータの回転子の磁極位置（回転角度）からモータの推定誘起電圧及び位相誤差を推定する。
制御器１０２は、推定誘起電圧及び位相誤差に基づいてモータを制御する。
【００１９】
このように、実施の形態の概要に係る制御装置によれば、誘起電圧オブザーバを用いて、誘起電圧を推定し、すべての制御ゲインを一意に決定することにより、誘起電圧及び磁極位置推定系の周波数特性が明確に設計可能となり、センサレス制御に必要なすべての制御ゲインの設計を理論的かつ定量的に行うことができる。
【００２０】
（実施の形態１）
実施の形態１では、実施の形態の概要で説明した制御装置１００の詳細な構成及び制御装置１００を用いたモータの制御装置について説明する。
【００２１】
最初に実施の形態１に係る制御装置の各構成の機能について説明する。図２は、実施の形態１に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図２において、制御装置２００は、推定器１０１と、制御器１０２と、速度演算器２０１と、減算器２０２と、２相／３相変換器２０３と、ＰＷＭ制御器２０４と、３相／２相変換器２０５とを備える。そして、制御装置２００は、モータ２１０の回転速度を制御する。例えば、推定器１０１、制御器１０２、速度演算器２０１及び減算器２０２は、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）、またはＣＰＵ（Central Processing Unit）及びメモリで構成された処理器または半導体装置で構成しても良い。
【００２２】
推定器１０１は、このＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ及び過去（例えば１サンプル前）のモータ２１０の回転子の回転角度に基づいて、現在のモータ２１０の回転子の回転角度を推定する。そして、推定器１０１は、推定した回転角度を速度演算器２０１、２相／３相変換器２０３及び３相／２相変換器２０５に出力する。推定器１０１の詳細な構成及び動作については後述する。
【００２３】
制御器１０２は、目標回転速度と速度演算器２０１により得られた回転速度との差から決定される電流目標値Ｉｑ＊と、実際にモータ２１０に流れている３相電流をｄｑ座標軸上の電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換した値との偏差に基づいて、ｄｑ座標軸上の目標電圧Ｖｄ、Ｖｑを演算する。そして、制御器１０２は、演算結果を推定器１０１及び２相／３相変換器２０３に出力する。
【００２４】
速度演算器２０１は、推定器１０１により推定された回転角度に基づいて回転速度を算出する。そして、速度演算器２０１は、得られた回転速度を減算器２０２に出力する。
【００２５】
減算器２０２は、外部より指示された目標回転速度から速度演算器２０１により得られた回転速度を減算する。そして、減算器２０２は、減算結果を制御器１０２に出力する。
【００２６】
２相／３相変換器２０３は、制御器１０２から指令される目標電圧Ｖｄ、Ｖｑを実際の３相の目標電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。そして、２相／３相変換器２０３は、実際の３相の目標電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ制御器２０４に出力する。
【００２７】
ＰＷＭ制御器２０４は、３相の目標電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を、図示しない直流電源のオンオフにより実現する、デューティ比を決定する。そして、ＰＷＭ制御器２０４は、このデューティ比のパルス波でモータ２１０を駆動する。例えば、ＰＷＭ制御器２０４は、内部にインバータを備え、６個のスイッチング素子を制御して、モータ２１０の三相コイルの各々に印加する電圧を制御する。なお、インバータには、Ｕ相およびＶ相の電流を検出する電流センサが設けられており、Ｕ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖを検出している。また、インバータはＰＷＭ制御器２０４の内部または外部のいずれに備えても良い。
【００２８】
３相／２相変換部２０５は、推定器１０１にて推定された回転角度とＰＷＭ制御器２０４で検出した各相電流値Ｉｕ、Ｉｖからｄｑ座標軸上の電流値Ｉｄ、Ｉｑを算出する。そして、３相／２相変換器２０５は、電流値Ｉｄ、Ｉｑを推定器１０１及び制御器１０２に出力する。
【００２９】
次に、推定器１０１の内部構成について説明する。図２において、推定器１０１は、誘起電圧オブザーバ１１１と、誘起電圧演算器１１２と、位相演算器１１３と、減算器１１４とを備える。
【００３０】
誘起電圧オブザーバ１１１は、ｄｑ座標軸上の目標電圧Ｖｄ、Ｖｑ、ｄｑ座標軸上の電流値Ｉｄ、Ｉｑ及び過去に推定したモータ２１０の回転子の回転角度に基づいて、推定誘起電圧の大きさｅと位相誤差βを推定する。そして、誘起電圧オブザーバ１１１は、推定誘起電圧の大きさｅを誘起電圧演算器１１２に出力する。また、誘起電圧オブザーバ１１１は、位相誤差βを位相演算器１１３に出力する。
【００３１】
誘起電圧演算器１１２は、誘起電圧の大きさを誘起電圧係数で除算する演算を行う。そして、誘起電圧演算器１１２は、演算結果を減算器１１４に出力する。
【００３２】
位相演算器１１３は、位相誤差βに誤差角積分ゲインωβを掛けて積分する演算を行う。そして、位相演算器１１３は、演算結果を減算器１１４に出力する。
【００３３】
減算器１１４は、誘起電圧演算器１１２の演算結果から位相演算器１１３の演算結果を減算して、磁極位置推定値θ＾を得る。そして、減算器１１４は、磁極位置推定値θ＾を誘起電圧オブザーバ１１１、速度演算器２０１、２相／３相変換器２０３及び３相／２相変換部２０５に出力する。
【００３４】
このように、推定器１０１では、磁極位置推定値θ＾は、振幅ｅから算出した位相情報を足しこむと共に位相誤差βに誤差角積分ゲインωβを掛けて積分し、β＝０になるように制御される。
【００３５】
次に、制御器１０２の内部構成について説明する。図２において、制御器１０２は、速度ＰＩ制御器１２１と、減算器１２２と、減算器１２３と、ｄ軸電流ＰＩ制御器１２４と、ｑ軸電流ＰＩ制御器１２５とを備える。
【００３６】
速度ＰＩ制御器１２１は、目標回転速度と速度演算器２０１により得られた回転速度との差から決定される電流目標値Ｉｑ＊を決定する。そして、速度ＰＩ制御器１２１は、電流目標値Ｉｑ＊を減算器１２３に出力する。
【００３７】
減算器１２２は、目標値Ｉｄ＊（＝０）から、３相／２相変換器２０５から出力された電流値Ｉｄを減算する。そして減算結果をｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力する。
【００３８】
減算器１２３は、目標値Ｉｑ＊から、３相／２相変換器２０５から出力された電流値Ｉｑを減算する。そして減算結果をｑ軸電流ＰＩ制御器１２５に出力する。
【００３９】
ｄ軸電流ＰＩ制御器１２４は、目標値Ｉｄ＊と電流値Ｉｄの差から目標電圧Ｖｄを決定する。そして、ｄ軸電流ＰＩ制御器１２４は、目標電圧Ｖｄを２相／３相変換器２０３に出力する。
【００４０】
ｑ軸電流ＰＩ制御器１２５は、目標値Ｉｑ＊と電流値Ｉｑの差から目標電圧Ｖｑを決定する。そして、ｑ軸電流ＰＩ制御器１２５は、目標電圧Ｖｑを２相／３相変換器２０３に出力する。
【００４１】
このように、制御器１０２では、電流目標値Ｉｑ＊と、実際にモータ２１０に流れている３相電流をｄｑ座標軸上の電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換した値との偏差に基づいて、ｄｑ座標軸上の目標電圧Ｖｄ、Ｖｑを演算する。
【００４２】
次に、モータ２１０について説明する。図３は、モータの構成および座標系を説明するための図である。モータ２１０は、この実施形態では、三相ブラシレスモータである。そして、図２に示すように、界磁としてのロータ２２０と、このロータ２２０に対向するステータ２３０に配置されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線２３１、２３２、２３３とを備えている。モータ２１０は、ロータの外部にステータを対向配置したインナーロータ型のものであってもよいし、筒状のロータの内部にステータを対向配置したアウターロータ型のものであってもよい。
【００４３】
各相のステータ巻線２３１、２３２、２３３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ２２０の磁極方向にｄ軸（磁極軸）をとり、ロータ２２０の回転平面内においてｄ軸と直角な方向にｑ軸（トルク軸）をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系は、ロータ２２０とともに回転する回転座標系である。ｄｑ座標系では、ｑ軸電流のみがロータ２２０のトルク発生に寄与するので、ｄ軸電流を零とし、ｑ軸電流を所望のトルクに応じて制御すればよい。ロータ２２０の回転角（ロータ角）θは、Ｕ軸に対するｄ軸の回転角である。ｄｑ座標系は、ロータ角θに従う実回転座標系である。このロータ角θを用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄｑ座標系との間での座標変換を行うことができる。
【００４４】
実施の形態１では、制御装置１００が上述した三相ブラシレスモータであるモータ２１０の制御を行う。次に、実施の形態１の制御装置１００の動作について説明する。
【００４５】
１．誘起電圧オブザーバを利用した誘起電圧及び位相の推定
図４を用いて、誘起電圧オブザーバを利用した誘起電圧及び位相の推定について説明する。図４は、推定したい真の座標軸と制御に使用する座標軸を説明するための図である。図４において、ｄ軸は推定したい真のｄ軸を示し、ｄ＾軸は制御に使用するｄ軸を示す。同様に、図４において、ｑ軸は推定したい真のｑ軸を示し、ｑ＾軸は制御に使用するｑ軸を示す。また、図４において、θは、真の磁極位置を示し、θ＾は、磁極推定位置を示す。βは、ｄ軸とｄ＾軸との誤差角及びｑ軸とｑ＾軸との誤差角を示す。ｅはｄ＾ｑ＾軸上に現れる誘起電圧を示す。
【００４６】
図４より、ｄｑ制御軸上の電圧方程式は下記の式（１）、式（２）のように書ける。
【数１】
2018046595.tif 000003
【数２】
2018046595.tif 000004
式（１）及び式（２）において、Ｖｄ＊及びＶｑ＊は、ｄ軸及びｑ軸の指令電圧値である。また、Ｒはロータのコイルの巻線抵抗値である。また、ｓは微分演算子（ラプラス演算子）である。Ｌｄ及びＬｑはｄ軸及びｑ軸におけるインダクタンスである。ｉｄ及びｉｑはｄ軸及びｑ軸の電流値である。ω＊は、目標回転速度である。ｅｄ及びｅｑはｄ軸及びｑ軸の推定誘起電圧値である。
【００４７】
ここで、−ω＊Ｌｑｉｑ、ω＊Ｌｄｉｄを外乱に見立てて、それぞれ−ｄｄ、−ｄｑとおく。
【数３】
2018046595.tif 000005
【数４】
2018046595.tif 000006
【００４８】
すると、電圧方程式は、上記式（３）、式（４）のようになり、ｄ軸とq軸が分離した方程式となる。ここからまずｄ軸誘起電圧の推定式を導出する。式（３）を下記の式（５）に書き換える。
【数５】
2018046595.tif 000007
【００４９】
式（５）をもとにｉｄとｄ(外乱)を状態変数として状態方程式（６）及び式（７）を立てる。
【数６】
2018046595.tif 000008
【数７】
2018046595.tif 000009
【００５０】
ここで、ｉｄとｄの推定値を
【数８】
2018046595.tif 000010
、
【数９】
2018046595.tif 000011
とすると、オブザーバ側の推定状態方程式は、推定誤差に推定ゲインＫＥｄ１、ＫＥｄ２を掛けた項を加えて、下記の式（８）及び式（９）のように書ける。
【数１０】
2018046595.tif 000012
【数１１】
2018046595.tif 000013
【００５１】
式（９）を式（８）に代入すると、
【数１２】
2018046595.tif 000014
は、以下の式（１０）となる。
【数１３】
2018046595.tif 000015
【００５２】
また、式（１０）を式（９）に代入すると、
【数１４】
2018046595.tif 000016
は、以下の式（１１）と書ける。
【数１５】
2018046595.tif 000017
図５は、誘起電圧オブザーバを適用したｄ軸誘起電圧推定系のブロック線図である。具体的には、図５は、式（１１）を表したブロック線図である。
【００５３】
ここで、式（１０）、式（１１）を見ると、
【数１６】
2018046595.tif 000018
、
【数１７】
2018046595.tif 000019
は、ｉｄと、ｖｄ＊を入力とする、式（１２）及び式（１３）の２次系となる。
【数１８】
2018046595.tif 000020
【数１９】
2018046595.tif 000021
【００５４】
つまりｄ軸誘起電圧推定系の周波数特性は、固有振動数ωＥＧ、ダンピングファクタζＥＧで設計でき、推定ゲインＫＥｄ１、ＫＥｄ２は、以下の式（１４）及び式（１５）と書ける。
【数２０】
2018046595.tif 000022
【数２１】
2018046595.tif 000023
【００５５】
続いてq軸に関しても同様の計算を行う。式（４）を下記の式（１６）のように書き換える。
【数２２】
2018046595.tif 000024
【００５６】
式（１６）をもとにｉｑとｄ(外乱)を状態変数として状態方程式（１７）及び式（１８）を立てる。
【数２３】
2018046595.tif 000025
【数２４】
2018046595.tif 000026
【００５７】
ここで、ｉｑとｄの推定値を
【数２５】
2018046595.tif 000027
、
【数２６】
2018046595.tif 000028
とすると、オブザーバ側の推定状態方程式は、推定誤差に推定ゲインＫＥｑ１、ＫＥｑ２掛けた項を加えて、下記の式（１９）及び式（２０）のように書ける。
【数２７】
2018046595.tif 000029
【数２８】
2018046595.tif 000030
【００５８】
式（２０）を式（１９）に代入すると、
【数２９】
2018046595.tif 000031
は、以下の式（２１）となる。
【数３０】
2018046595.tif 000032
【００５９】
また、式（２１）を式（２０）に代入すると、
【数３１】
2018046595.tif 000033
は、以下の式（２２）と書ける。
【数３２】
2018046595.tif 000034
図６は、誘起電圧オブザーバを適用したｑ軸誘起電圧推定系のブロック線図である。具体的には、図６は、式（１１）を表したブロック線図である。
【００６０】
ここで、式（２１）、式（２２）を見ると、
【数３３】
2018046595.tif 000035
、
【数３４】
2018046595.tif 000036
は、ｉｑと、Ｖｑ＊を入力とする、式（２３）及び式（２４）の２次系となる。
【数３５】
2018046595.tif 000037
【数３６】
2018046595.tif 000038
【００６１】
つまりｄ軸誘起電圧推定系と同様に、q軸誘起電圧推定系の周波数特性も、ωＥＧとζＥＧで設計でき、推定ゲインＫＥｑ１、ＫＥｑ２は、以下の式（２５）及び式（２６）と書ける。
【数３７】
2018046595.tif 000039
【数３８】
2018046595.tif 000040
【００６２】
次に、式（１１）、式（２２）で求めた推定外乱
【数３９】
2018046595.tif 000041
、
【数４０】
2018046595.tif 000042
から推定誘起電圧を算出すると、下記の式（２７）及び式（２８）のようになる。
【数４１】
2018046595.tif 000043
【数４２】
2018046595.tif 000044
【００６３】
よって推定誘起電圧の大きさeと
位相誤差βは、下記の式（２９）及び式（３０）のように求まる。
【数４３】
2018046595.tif 000045
【数４４】
2018046595.tif 000046
【００６４】
次に、算出したｅとβから磁極位置を推定する。図７は、実施の形態１の制御装置の推定器の詳細を示す図である。図７では、図２の制御装置における、誘起電圧及び磁極位置推定の機能を示している。この誘起電圧推定系７０１では、指令電圧値と検出電流値を入力すると、位相誤差βと誘起電圧の大きさｅが出力される。そして磁極位置推定値θ＾は、振幅ｅから算出した位相情報を足しこむと共に位相誤差βに誤差角積分ゲインωβを掛けて積分し、β＝０になるように制御される。
【００６５】
誘起電圧推定系の周波数特性GEは、推定ゲインＫＥｄ１、ＫＥｄ２、ＫＥｑ１、ＫＥｑ２を式（３１）、式（３２）、式（３３）及び式（３４）のように設計すると、固有振動数ωＥＧ、ダンピングファクタζＥＧで決まる安定な２次系となる。
【数４５】
2018046595.tif 000047
【数４６】
2018046595.tif 000048
【数４７】
2018046595.tif 000049
【数４８】
2018046595.tif 000050
【００６６】
よって誘起電圧及び磁極位置推定系において設計が必要な制御ゲインは、ωＥＧ、ζＥＧ、ωβの３つである。
【００６７】
２．ゲインの設計手法
２−１．速度制御系と電流制御系の設計
速度制御系の帯域ωＳＣと電流制御系の帯域ωＣＣは、それぞれが干渉しないように式（３５）の関係を保つように設計する。
【数４９】
2018046595.tif 000051
【００６８】
２−２．誘起電圧推定系の設計
図５及び図６に示すように、誘起電圧推定系の周波数特性は、ωＥＧとζＥＧで決まる２次系となっているので、誘起電圧推定応答が電流応答に対して同等以上になるようにωＥＧとζＥＧを設計する。
【００６９】
以上の設計思想に則り、ζＥＧをζＥＧ=0.6程度の値で固定し、ωＥＧを下記の式（３６）の関係になるように設計する。
【数５０】
2018046595.tif 000052
【００７０】
２−３．磁極位置推定系の設計
図７の磁極位置推定系における誤差角積分ゲインωβは、まずは位相余裕が十分に確保できるように誘起電圧推定系の帯域に対して十分に低い値に設計してやればよい。ところが、この誤差角積分ゲインωβを低くし過ぎると、速度制御系の帯域が高く、磁極位置推定系に高い周波数の入力があるような場合に、大きな位相遅れを生じることがある。
【００７１】
この位相遅れは、トルク低下に直結するので、位相遅れをどの程度まで許容できるかによって、誤差角積分ゲインωβの下限が決まってくる。
【００７２】
以上の設計思想に則り、誤差角積分ゲインωβを設計する。まず誤差角積分ゲインωβを下記の式（３７）のように設計すると、磁極位置推定系の周波数特性は、１次遅れ系とほぼ同じ特性となるので、カットオフ周波数ωβで約４５°位相が遅れる。
【数５１】
2018046595.tif 000053
【００７３】
つまり、磁極位置推定系の入力周波数の上限は、速度制御系の帯域で決まると考えてよいので、例えば、速度制御系の帯域が誤差角積分ゲインωβ以下に設計されていれば、最大でも４５°程度の誤差に収まることになる。この４５°を誤差の許容範囲(トルク低下率は３０％程度)とし、速度制御系の帯域と誤差角積分ゲインの関係を、常に、下記の式（３８）の関係を保つように設計する。
【数５２】
2018046595.tif 000054
【００７４】
式（３７）式と式（３８）をまとめると、下記の式（３９）となる。
【数５３】
2018046595.tif 000055
【００７５】
以上２−１、２−２及び２−３をまとめると、各制御系のゲインの関係は、式（４０）のようになる。
【数５４】
2018046595.tif 000056
【００７６】
つまり誘起電圧オブザーバを使用したセンサレス制御系全体の設計は、モータパラメータが分かれば、式（４０）の関係を保ちつつゲイン設計するのみである。
【００７７】
このように実施の形態１の制御装置によれば、誘起電圧推定アルゴリズムに誘起電圧オブザーバを適用することにより、誘起電圧推定系の周波数特性を固有振動数ωＥＧにより、明確に決めることができる。そして、式（４０）式に従って電流制御系の帯域ωＣＣ、位相誤差積分ゲインωβ、速度制御系の帯域ωＳＣが、一意に決まり、ゲインの調整は不要で、安定した制御を実現できる。
【００７８】
（実施の形態２）
一般的にセンサレス制御では、インバータ制御するために必要なデッドタイムによる電圧歪みにより、低速時には低い電圧を正しく出力することができない。この結果、誘起電圧及び磁極位置を正しく推定できない。
【００７９】
実施の形態２では、インバータの出力電圧が指令電圧と遅れなく一致するように負帰還制御を行い、デッドタイムによる電圧歪みを小さくすることにより、誘起電圧及び磁極位置の推定精度を上げる。
【００８０】
図８は、実施の形態２に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図８において、図２と同一の構成は、同一の番号を付し、説明を省略する。図８において、制御装置８００は、デッドタイム補償器８０１を備える。
【００８１】
２相／３相変換器２０３は、制御器１０２から指令される目標電圧Ｖｄ、Ｖｑを実際の３相の目標電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。そして、２相／３相変換器２０３は、実際の３相の目標電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をデッドタイム補償器８０１に出力する。
【００８２】
デッドタイム補償器８０１は、２相／３相変換器２０３から出力された３相の目標電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をインバータの出力電圧が指令電圧と遅れなく一致するように負帰還制御を行う。デッドタイム補償器８０１の詳細な動作は後述する。また、例えば、デッドタイム補償器８０１は、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）、またはＣＰＵ（Central Processing Unit）及びメモリで構成された処理器または半導体装置で構成しても良い。
【００８３】
ＰＷＭ制御器２０４は、デッドタイム補償器８０１から出力された３相の目標電圧を、図示しない直流電源のオンオフにより実現する、デューティ比を決定する。そして、ＰＷＭ制御器２０４は、このデューティ比のパルス波でモータ２１０を駆動する。例えば、ＰＷＭ制御器２０４は、内部にインバータを備え、６個のスイッチング素子を制御して、モータ２１０の三相コイルの各々に印加する電圧を制御する。
【００８４】
次にデッドタイム補償器８０１の詳細な動作について説明する。図９は、デッドタイム補償制御を実現する電圧制御系のブロック線図である。図９の電圧制御系の入出力特性は、下記の式（４１）で示される。
【数５５】
2018046595.tif 000057
式（４１）において、Ｋｐ及びＫＩは、ＰＩ制御における比例ゲイン及び積分ゲインである。またωＣは、ＰＷＭの周波数以下をカットするフィルタのカットオフ周波数である、
【００８５】
ここで、Ｋｐ＝１、ＫＩ＝ωＣに設計すると、式（４１）は、以下の式（４２）となる。
【数５６】
2018046595.tif 000058
【００８６】
すなわち、式（４２）の関係に示すように、指令電圧Ｖ＊と出力電圧ＶＯは遅れなく一致する。デッドタイム補償器８０１は、式（４２）の制御処理を行う。
【００８７】
このように、実施の形態２の制御装置によれば、デッドタイムによる電圧歪みを小さくできるため、誘起電圧及び磁極位置の推定精度が上がり、より低速でも制御が可能となる。また、デッドタイムによる電圧歪みを小さくできるため、磁極位置推定の低速限界速度を下げることができる。
【００８８】
（実施の形態３）
実施の形態３では、誘起電圧及び磁極位置推定の低速限界速度を下回る場合、ｄ軸電流を流し、強制的に位置指令値に従って位相を回して駆動するモード(これを引き込み動作モードと呼ぶ)に切り替える。
【００８９】
図１０は、実施の形態３に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図１０において、図２及び図８と同一の構成は、同一の番号を付し、説明を省略する。図１０において、制御装置１０００は、切替器１００１を備える。
【００９０】
切替器１００１は、速度演算器２０１が推定した回転速度が所定の閾値より大きい場合、ｉｄ＊＝０をｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力し、そして、速度ＰＩ制御器１２１から出力されたｉｑ＊をｑ軸電流ＰＩ制御器１２５に出力する。また、切替器１００１は、回転速度が所定の閾値以下である場合、ｉｄ＊＝ｉｄ＿ｏｌをｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力し、ｉq＊＝０をｑ軸電流ＰＩ制御器１２５に出力する。例えば、切替器１００１は、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）、またはＣＰＵ（Central Processing Unit）及びメモリで構成された処理器または半導体装置で構成しても良い。
【００９１】
次に、制御装置１０００の動作について説明する。まず、位置指令値から速度指令値を作成する動作について説明する。図１１は、位置指令値から速度指令値の作成の例を示すグラフである。図１１において、横軸は時刻を示し、縦軸は回転角度（回転位置）及び回転速度を示す。また、図１１において、θ＊は目標位置を示し、Ｔａは加速時間を示し、ωＭＡＸは最大速度を示し、ω＊は、速度指令値を示す。
【００９２】
速度指令値は、位置指令値の微分により作成される。そして、速度指令値は、入力パラメータに依存して台形もしくは三角形のパターンとなる。この速度指令値に従ってモータが駆動される。
【００９３】
次に、モータが低速回転する場合の制御装置１０００の動作について説明する。
図１２は、引き込み動作モードへの移行の例を示すグラフである。図１２において、横軸は時刻を示し、縦軸は、回転速度、ｑ軸電流、ｄ軸電流を示す。また、図１２において、ωｓｗｔｉｃｈは、低速限界速度（引き込み動作モードに移行する閾値の速度）である。ｉｄ＿ｏｌは、引き込み動作時のｄ軸電流である。Ｔｓｗｔｉｃｈは、引き込み動作への移行時間である。
【００９４】
図１２に示すように、回転速度が低速限界速度ωｓｗｔｉｃｈより大きい場合、速度ＰＩ制御器１２１から出力されたｉｑ＊がｑ軸電流ＰＩ制御器１２５に出力され、ｉｄ＊＝０がｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力されて、モータが制御される。そして、回転速度が低速限界速度ωｓｗｔｉｃｈ以下となった場合、引き込み動作への移行時間Ｔｓｗｔｉｃｈ内にｉｄ＊が引き込み動作時のｄ軸電流ｉｄ＿ｏｌがｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力され、ｉq＊＝０がｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力されて、モータが制御される。引き込み動作時のｄ軸電流ｉｄ＿ｏｌはモード切り替え直前のq軸電流とするのが好適である。
【００９５】
以上の動作により、引き込み動作モードへの切り替え時には、モード切り替え直前のq軸電流をｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に受け渡し、ｄ軸電流とq軸電流を入れ替えるようにすることで、トルクをシームレスに繋ぐ。
【００９６】
次に、切替器１００１の内部構成について説明する。図１３は、実施の形態３の制御装置の切替器の構成をしめす回路図である。図１３において、切替器１００１は、判定器１０１１と、第１スイッチ１０２１と、第２スイッチ１０３１とを備える。
【００９７】
判定器１０１１は、速度演算器２０１が推定した回転速度が所定の閾値より大きいか、所定の閾値以下であるか判定し、判定結果を第１スイッチ１０２１及び第２スイッチ１０３１に出力する。
【００９８】
第１スイッチ１０２１は、判定器１０１１の判定に従い、接点１０２２と接点１０２３の何れかを接点１０２４に接続する。接点１０２４は、ｄ軸電流ＰＩ制御器１２４が接続されている。
【００９９】
具体的には、速度演算器２０１が推定した回転速度が所定の閾値より大きい場合、接点１０２２を接点１０２４に接続する。すなわち、ｉｄ＊＝０がｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力される。
【０１００】
また、速度演算器２０１が推定した回転速度が所定の閾値以下である場合、接点１０２３を接点１０２４に接続する。すなわち、ｉｄ＊＝ｉｄ＿ｏｌがｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に出力される。ここでｉｄ＿ｏｌは、引き込み動作時のｄ軸電流である。
【０１０１】
第２スイッチ１０３１は、判定器１０１１の判定に従い、接点１０２２と接点１０３３の何れかを接点１０３４に接続する。接点１０３２は、速度ＰＩ制御器１２１が接続されている。また、接点１０３４は、ｑ軸電流ＰＩ制御器１２４が接続されている。
【０１０２】
具体的には、速度演算器２０１が推定した回転速度が所定の閾値より大きい場合、接点１０３２を接点１０３４に接続する。すなわち、速度ＰＩ制御器１２１から出力されたｉｑ＊がｑ軸電流ＰＩ制御器１２５に出力される。
【０１０３】
また、速度演算器２０１が推定した回転速度が所定の閾値以下である場合、接点１０３３を接点１０３４に接続する。すなわち、ｉq＊＝０がｑ軸電流ＰＩ制御器１２５に出力される。
【０１０４】
以上の構成により、モータに印加する電圧を負帰還制御することで実現するデッドタイム補償機能と組み合わせ、位置指令プロフィールから生成した指令速度に追従するように駆動する。
【０１０５】
このように実施の形態３の制御装置によれば、低速限界速度を閾値として、速度制御モードと引き込み動作モードをシームレスに切り替え、位置指令値から生成した指令速度に基づいて駆動することで、簡易位置決め動作を実現することができる。
【０１０６】
また、誘起電圧及び磁極位置推定の低速限界速度を上回る状態から誘起電圧及び磁極位置推定の低速限界速度を下回る状態に状態が遷移する場合に、状態が遷移する直前のq軸電流をｄ軸電流ＰＩ制御器１２４に受け渡し、ｄ軸電流とq軸電流を入れ替えることにより、トルクをシームレスに繋ぐことができ、低速限界速度を下回る状態において、位置決め動作を実現することができる。
【０１０７】
具体的には、低速限界速度を下回る場合は、引き込み動作モードに切り替え、位置指令プロフィールに従って位相を強制的に回すことにより、簡易位置決め動作を実現することができる。
【０１０８】
また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ−ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ  ｃｏｍｐｕｔｅｒ  ｒｅａｄａｂｌｅ  ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ  ｓｔｏｒａｇｅ  ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ  ｃｏｍｐｕｔｅｒ  ｒｅａｄａｂｌｅ  ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
【０１０９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。
【０１１０】
例えば、上記実施の形態では、三相ブラシレスモータを制御する例について記載しているが、三相モータ以外の永久磁石を使用したPM(Permanent  Magnet)型やHB(Hybrid)型のステッピングモータに適用してもよい。
【符号の説明】
【０１１１】
１００、８００、１０００  制御装置
１０１  推定器
１０２  制御器
１１１  誘起電圧オブザーバ
１１２  誘起電圧演算器
１１３  位相演算器
１１４、１２２、１２３、２０２  減算器
１２１  速度ＰＩ制御器
１２４  ｄ軸電流ＰＩ制御器
１２５  ｑ軸電流ＰＩ制御器
２００  制御装置
２０１  速度演算器
２０３  ２相／３相変換器
２０４  ＰＷＭ制御器
２０５  ３相／２相変換器
７０１  誘起電圧推定系
８０１  デッドタイム補償器
１００１  切替器
１０１１  判定器
１０２１  第１スイッチ
１０３１  第２スイッチ
【図１】
2018046595.tif 000059
【図２】
2018046595.tif 000060
【図３】
2018046595.tif 000061
【図４】
2018046595.tif 000062
【図５】
2018046595.tif 000063
【図６】
2018046595.tif 000064
【図７】
2018046595.tif 000065
【図８】
2018046595.tif 000066
【図９】
2018046595.tif 000067
【図１０】
2018046595.tif 000068
【図１１】
2018046595.tif 000069
【図１２】
2018046595.tif 000070
【図１３】
2018046595.tif 000071