(57)【要約】【課題】インダクタの直流重畳特性を考慮した過電流保護を提供する。【解決手段】ブリッジ型の出力段１０２は、インダクタＬを介して電気音響変換素子２０２と接続される。駆動回路１０４Ｈ，１０４Ｌは、オーディオ信号Ｓ１に応じたパルス信号Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌに応じて、出力段１０２を駆動する。過電流検出回路１３０Ｌは、（i）出力段１０２を構成する監視対象のトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬが第１しきい値ＩＯＣＰ１を超えた状態が所定の第１時間τ１持続すると、または（ii）監視対象のトランジスタＭＬがターンオンしてから所定の第２時間τ２経過以降に、監視対象のトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬが、第１しきい値ＩＯＣＰ１より高い第２しきい値ＩＯＣＰ２を超えると、過電流検出信号Ｓ３Ｌをアサートする。【選択図】図４
2018046431.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタを介して電気音響変換素子と接続されるブリッジ型の出力段と、
オーディオ信号に応じたパルス信号に応じて、前記出力段を駆動する駆動回路と、
（i）前記出力段を構成する監視対象のトランジスタに流れる電流が第１しきい値を超えた状態が所定の第１時間持続すると、または（ii）前記監視対象のトランジスタがターンオンしてから所定の第２時間経過以降に、前記監視対象のトランジスタに流れる電流が、第１しきい値より高い第２しきい値を超えると、過電流検出信号をアサートする過電流検出回路と、
を備えることを特徴とするＤ級アンプ回路。
【請求項２】
前記過電流検出信号のアサートに応答して、前記監視対象のトランジスタがターンオフすることを特徴とする請求項１に記載のＤ級アンプ回路。
【請求項３】
前記過電流検出信号のアサートが所定のサイクル数、連続発生すると、前記出力段のスイッチングが停止することを特徴とする請求項１または２に記載のＤ級アンプ回路。
【請求項４】
前記過電流検出信号を外部に出力可能に構成されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のＤ級アンプ回路。
【請求項５】
前記過電流検出回路は、
前記監視対象のトランジスタに流れる電流に応じた電流検出信号を、前記第１しきい値に対応する第１しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第１比較信号を生成する第１コンパレータと、
前記電流検出信号を、前記第２しきい値に対応する第２しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第２比較信号を生成する第２コンパレータと、
前記第１比較信号および前記第２比較信号にもとづいて前記過電流検出信号を生成する判定回路と、
を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤ級アンプ回路。
【請求項６】
前記電流検出信号は、前記監視対象のトランジスタの電圧降下に応じていることを特徴とする請求項５に記載のＤ級アンプ回路。
【請求項７】
前記監視対象のトランジスタは、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタの両方であることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＤ級アンプ回路。
【請求項８】
前記出力段はフルブリッジ回路であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のＤ級アンプ回路。
【請求項９】
ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のＤ級アンプ回路。
【請求項１０】
電気音響変換素子と、
請求項１から９のいずれかに記載のＤ級アンプ回路と、
前記Ｄ級アンプ回路と前記電気音響変換素子の間に設けられたインダクタを含むフィルタ回路と、
を備えることを特徴とするオーディオ出力装置。
【請求項１１】
電気音響変換素子と、
請求項１から９のいずれかに記載のＤ級アンプ回路と、
前記Ｄ級アンプ回路と前記電気音響変換素子の間に設けられたインダクタを含むフィルタ回路と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【請求項１２】
インダクタを介して電気音響変換素子と接続されるＤ級アンプ回路の制御方法であって、
オーディオ信号に応じたパルス信号を生成するステップと、
前記パルス信号に応じて前記オーディオＤ級アンプの出力段を駆動するステップと、
（i）前記出力段を構成する監視対象のトランジスタに流れる電流が第１しきい値を超えた状態が所定の第１時間持続すると、または（ii）前記監視対象のトランジスタがターンオンしてから所定の第２時間経過以降に、前記監視対象のトランジスタに流れる電流が、第１しきい値より高い第２しきい値を超えると、過電流検出信号をアサートするステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項１３】
前記過電流検出信号のアサートが所定のサイクル数、連続発生すると、前記出力段のスイッチングを停止するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１２に記載の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スピーカやヘッドホンを駆動するＤ級アンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
微弱なオーディオ信号を増幅し、スピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子を駆動するために、Ｄ級アンプ回路が用いられる。図１は、Ｄ級アンプ回路の出力段の回路図である。Ｄ級アンプ回路１００Ｒは、ハーフブリッジ型の出力段１０２と、駆動回路１０４Ｈ，１０４Ｌ、パルス幅変調器１０６を備える。
【０００３】
出力段１０２は、電源ピンＶＣＣと出力ピンＯＵＴの間に設けられたハイサイドトランジスタＭＨおよび出力ピンＯＵＴと接地ピンＧＮＤの間に設けられたローサイドトランジスタＭＬを含む。ＯＵＴピンは、ＬＣフィルタ２０４および出力カップリングキャパシタ２０５を介して電気音響変換素子２０２と接続される。
【０００４】
パルス幅変調器１０６は、アナログあるいはデジタルのオーディオ信号を受け、デューティ比（パルス幅）がオーディオ信号に応じて変化するＰＷＭ信号を生成する。駆動回路１０４Ｈ、１０４Ｌは、パルス幅変調器１０６が生成したＰＷＭ信号にもとづいて、ハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬを駆動する。
【０００５】
出力段１０２に大電流が流れると、出力段１０２のトランジスタＭＨ，ＭＬの回路素子の信頼性が低下するおそれがある。そこでＤ級アンプ回路１００Ｒの出力段１０２には過電流保護回路１２０Ｈ，１２０Ｌが設けられる。
【０００６】
過電流保護回路１２０Ｈは、ハイサイドトランジスタＭＨに流れる電流ＩＭＨを、過電流検出のしきい値ＩＯＣＰと比較する。ハイサイドトランジスタＭＨに流れる電流ＩＭＨがしきい値ＩＯＣＰを超えると過電流状態と判定され、ハイサイドトランジスタＭＨは強制的にターンオフされる。同様に過電流保護回路１２０Ｌは、ローサイドトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬがしきい値ＩＯＣＰを超えると過電流状態と判定し、過電流状態においてローサイドトランジスタＭＬが強制的にターンオフされる。
【０００７】
過電流保護回路１２０Ｈ（１２０Ｌ）は、出力段１０２のスイッチングノイズの影響を受けやすい。そこで、所定の判定時間τ１を規定し、判定時間τ１よりも短い時間発生するＩＭＨ＞ＩＯＣＰの状態はマスクし、判定時間τ１より長くＩＭＨ＞ＩＯＣＰの状態のみ過電流保護の対象とすることで、ノイズの影響を抑制できる。
【０００８】
図２（ａ）、（ｂ）は、過電流保護の動作を示す波形図である。はじめに図２（ａ）を参照して、通常の過電流保護動作を説明する。理解の容易化のために、Ｄ級アンプ回路１００Ｒの負荷として、ＬＣフィルタ２０４のインダクタＬにフォーカスする。一般的に、インダクタに流れる電流ＩＯＵＴと、インダクタの電圧ｖの間には、以下の式（１）が成り立つ。
ＩＯＵＴ＝１／Ｌ×∫ｖｄｔ      …（１）
したがって、電圧ｖが一定であるとすれば、出力電流ＩＯＵＴは時間とともに一定の傾きで増大していく。図１のハーフブリッジのＤ級アンプにおいて、ハイサイドトランジスタＭＨがオンのとき、ｖ≒ＶＣＣであるから（電気音響変換素子２０２の電圧をゼロと近似している）、式（２）が成り立つ。
ＩＯＵＴ＝ＶＣＣ／Ｌ×ｔ      …（２）
【０００９】
図２（ａ）において、時刻ｔ０に出力電流ＩＯＵＴがしきい値ＩＯＣＰを超えると、それから判定時間τ１の経過後の時刻ｔ１に過電流保護が有効となる（ＯＣＰがハイレベル）。過電流保護状態ではハイサイドトランジスタＭＨが強制的にオフとなり、出力電流ＩＯＵＴが遮断される。判定時間τ１の間に、出力電流ＩＯＵＴは、ΔＩ＝ＶＣＣ／Ｌ×τ１増加することとなる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明者は、図１のＤ級アンプ回路１００Ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
【００１１】
インダクタに直流（バイアス）電流を流すと、磁気飽和が発生し、インダクタンス値が低下する。これをインダクタの直流重畳特性という。図３は、インダクタの直流重畳特性を説明する図である。具体的には直流電流が許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸより小さい領域では、インダクタンス値は実質的に一定値をとり、許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸを超えると、インダクタンス値が急激に減少する。
【００１２】
図２（ｂ）には、ＬＣフィルタ２０４のインダクタＬに許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸを超える直流電流が流れたときの動作が示される。磁気飽和が発生すると、インダクタンス値Ｌが低下する（そのときの値をＬ’とする）。そうすると、式（２）で示される出力電流ＩＯＵＴの傾きが急峻となる。
【００１３】
時刻ｔ０に出力電流ＩＯＵＴがしきい値ＩＯＣＰを超えると、それから判定時間τ１の経過後の時刻ｔ１に過電流保護が有効となるが、この判定時間τ１の間に、出力電流ＩＯＵＴは、ΔＩ＝ＶＣＣ／Ｌ’×τ１増加するため、時刻ｔ１において、出力電流ＩＯＵＴは、回路素子の信頼性が保証される領域を逸脱し、ハッチングを付した破壊領域に入るおそれがある。
【００１４】
なお同様の問題は、ＢＴＬ（Bridged Transformerless）方式のＤ級アンプにおいても生じうる。
【００１５】
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、インダクタの直流重畳特性を考慮した過電流保護の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明のある態様はＤ級アンプ回路に関する。Ｄ級アンプ回路は、インダクタを介して電気音響変換素子と接続されるブリッジ型の出力段と、オーディオ信号に応じたパルス信号に応じて、出力段を駆動する駆動回路と、（i）出力段を構成する監視対象のトランジスタに流れる電流が第１しきい値を超えた状態が所定の第１時間持続すると、または（ii）監視対象のトランジスタがターンオンしてから所定の第２時間経過以降に、監視対象のトランジスタに流れる電流が、第１しきい値より高い第２しきい値を超えると、過電流検出信号をアサートする過電流検出回路と、を備える。
【００１７】
インダクタに流れる直流電流成分が許容電流より小さい領域では、第１しきい値にもとづいて過電流状態を検出できる。またインダクタに流れる直流電流成分が許容電流を超え、磁気飽和によりインダクタのインダクタンス値が低下すると、トランジスタに流れる電流は第２しきい値に達する。この場合は、第１時間よりも短い検出遅延で過電流検出信号をアサートすることで、トランジスタに流れる電流が過度に上昇する前に、過電流状態を検出できる。
【００１８】
ここで、出力段のトランジスタがターンオンした直後は、ノイズの影響が大きい。一方、インダクタに流れる直流電流成分が許容電流を超えるのは、出力段のトランジスタがターンオンしてからある程度の時間が経過した以降であり、出力段のトランジスタがターンオンした直後に直流電流成分が許容電流を超えるのは希である。そこで監視対象のトランジスタがターンオンしてから所定の第２時間経過以降を、第２しきい値にもとづく過電流検出の条件とすることで、ノイズによる誤検出を防止できる。
【００１９】
過電流検出信号のアサートに応答して、監視対象のトランジスタがターンオフしてもよい。これによりサイクルバイサイクルの過電流保護が可能となる。
【００２０】
過電流検出信号のアサートが所定のサイクル数、連続発生すると、出力段のスイッチングを停止してもよい。これにより、磁気飽和状態が発生すると、過電流検出信号のアサートが連続発生する。そこでこの場合には出力段のスイッチングを停止することで、より
安全に回路を保護できる。
【００２１】
過電流検出回路は、監視対象のトランジスタに流れる電流に応じた電流検出信号を、第１しきい値に対応する第１しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第１比較信号を生成する第１コンパレータと、電流検出信号を、第２しきい値に対応する第２しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第２比較信号を生成する第２コンパレータと、第１比較信号および第２比較信号にもとづいて過電流検出信号を生成する判定回路と、を含んでもよい。
【００２２】
電流検出信号は、監視対象のトランジスタの電圧降下に応じていてもよい。これにより、低損失で電流を検出できる。
【００２３】
監視対象のトランジスタは、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタの両方であってもよい。
【００２４】
出力段はフルブリッジ回路であってもよい。
【００２５】
Ｄ級アンプ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。
【００２６】
本発明の別の態様は、オーディオ再生装置に関する。オーディオ再生装置は、電気音響変換素子と、上述のいずれかのＤ級アンプ回路と、Ｄ級アンプ回路と電気音響変換素子の間に設けられたインダクタを含むフィルタ回路と、を備えてもよい。
【００２７】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、Ｄ級方式のＤ級アンプ回路の過電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】Ｄ級アンプ回路の出力段の回路図である。
【図２】図２（ａ）、（ｂ）は、過電流保護の動作を示す波形図である。
【図３】インダクタの直流重畳特性を説明する図である。
【図４】実施の形態に係るＤ級アンプ回路を備えるオーディオ出力装置のブロック図である。
【図５】図５（ａ）、（ｂ）は、図４のＤ級アンプ回路の動作波形図である。
【図６】磁気飽和が持続的に生じたときのＤ級アンプ回路の動作波形図である。
【図７】Ｄ級アンプ回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図８】ＢＴＬ方式のＤ級アンプ回路のブロック図である。
【図９】図９（ａ）〜（ｃ）は、電子機器の外観図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３１】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３２】
図４は、実施の形態に係るＤ級アンプ回路１００を備えるオーディオ出力装置２００のブロック図である。オーディオ出力装置２００は、図１と同様に、電気音響変換素子２０２、ＬＣフィルタ２０４、出力カップリングキャパシタ２０５およびＤ級アンプ回路１００を備える。
【００３３】
Ｄ級アンプ回路１００は、出力段１０２、駆動回路１０４Ｈ，１０４Ｌ、パルス幅変調器１０６、過電流検出回路１３０Ｈ，１３０Ｌを備え、ひとつの半導体基板に集積化された機能ＩＣである。
【００３４】
ハーフブリッジ型の出力段１０２は、ＬＣフィルタ２０４のインダクタＬおよび出力カップリングキャパシタ２０５を介して電気音響変換素子２０２と接続される。パルス幅変調器１０６は、オーディオ信号Ｓ１を受け、パルス幅変調されたパルス信号Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌを生成する。駆動回路１０４Ｈ，１０４Ｌはそれぞれ、パルス信号Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌにもとづいて出力段１０２のハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬを駆動する。なおハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬは、Ｄ級アンプ回路１００に外付けされるディスクリート素子であってもよい。この実施の形態ではハイサイドトランジスタＭＨはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、駆動回路１０４Ｈには図示しないブートストラップ回路が接続される。
【００３５】
ハイサイドトランジスタＭＨがオン、ローサイドトランジスタＭＬがオフの区間、ＯＵＴピンには電源ピンＶＣＣに供給される入力電圧ＶＣＣに近い電圧が発生する。またハイサイドトランジスタＭＨがオフ、ローサイドトランジスタＭＬがオンの区間、ＯＵＴピンにはＧＮＤピンに供給される接地電圧ＶＧＮＤに近い電圧が発生する。ＯＵＴピンには、オーディオ信号Ｓ１に応じてデューティ比が変化するパルス信号ＶＯＵＴが発生する。このパルス信号ＶＯＵＴがＬＣフィルタ２０４によって平滑化され、オーディオ信号Ｓ１が電気音響変換素子２０２から再生される。
【００３６】
過電流検出回路１３０Ｈ，１３０Ｌはそれぞれ、ハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬを監視対象とし、機能的には同様に構成される。ここでは過電流検出回路１３０Ｌの構成、動作を説明する。
【００３７】
過電流検出回路１３０Ｌは、（i）出力段１０２を構成する監視対象のトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬが第１しきい値ＩＯＣＰ１を超えた状態が、所定の第１時間（判定時間とも称する）τ１持続すると、過電流検出信号Ｓ３Ｌをアサート（たとえばハイレベル）する。これを第１条件と称する。
【００３８】
また過電流検出回路１３０Ｌは、（ii）監視対象のトランジスタＭＬがターンオンしてから所定の第２時間（マスク時間と称する）τ２の経過以降に、監視対象のトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬが、第１しきい値ＩＯＣＰ１より高い第２しきい値ＩＯＣＰ２を超えると、過電流検出信号Ｓ３Ｌをアサートする。これを第２条件と称する。第２条件に関して、電流ＩＭＬが第２しきい値ＩＯＣＰ２を超えてから過電流検出信号Ｓ３Ｌがアサートされるまでの検出遅延（あるいは判定時間）τ３は、第１条件で規定される判定時間τ１よりも十分に短い。監視対象のトランジスタＭＬのターンオンのイベントは、トランジスタＭＬのゲート信号にもとづいて検出可能であるがその限りでなく、パルス信号Ｓ２Ｌや、ＯＵＴピンの電圧ＶＯＵＴにもとづいて検出してもよいし、パルス幅変調器１０６の内部信号にもとづいて検出してもよい。
【００３９】
たとえば過電流検出回路１３０Ｌは、第１コンパレータ１３２、第２コンパレータ１３４、判定回路１３６を含む。第１コンパレータ１３２は、監視対象のトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬに応じた電流検出信号ＶＣＳＬを、第１しきい値ＩＯＣＰ１に対応する第１しきい値電圧ＶＴＨ１と比較し、比較結果を示す第１比較信号Ｓ４を生成する。たとえば第１比較信号Ｓ４はＶＣＳＬ＞ＶＴＨ１のとき、言い換えればＩＭＬ＞ＩＯＣＰ１のときハイレベルとなり、ＶＣＳＬ＜ＶＴＨ１のとき、言い換えればＩＭＬ＜ＩＯＣＰ１のときローレベルとなる。
【００４０】
第２コンパレータ１３４は、監視対象のトランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬに応じた電流検出信号ＶＣＳＬを、第２しきい値ＩＯＣＰ２に対応する第２しきい値電圧ＶＴＨ２と比較し、比較結果を示す第２比較信号Ｓ５を生成する。たとえば第２比較信号Ｓ５はＶＣＳＬ＞ＶＴＨ２のとき、言い換えればＩＭＬ＞ＩＯＣＰ２のときハイレベルとなり、ＶＣＳＬ＜ＶＴＨ２のとき、言い換えればＩＭＬ＜ＩＯＣＰ２のときローレベルとなる。
【００４１】
判定回路１３６は、第１比較信号Ｓ４および第２比較信号Ｓ５にもとづいて過電流検出信号Ｓ３Ｌを生成する。判定回路１３６は、第１比較信号Ｓ４のハイレベルが第１時間τ１持続すると、または、トランジスタＭＬのターンオンから第２時間τ２経過以降に、第２比較信号Ｓ５がハイレベルに遷移すると、過電流検出信号Ｓ３Ｌをアサートする。
【００４２】
過電流検出回路１３０Ｈによって、ハイサイドトランジスタＭＨの電流ＩＭＨが監視され、過電流状態において過電流検出信号Ｓ３Ｈがアサートされる。
【００４３】
過電流検出信号Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌは、過電流保護に利用することができる。たとえばパルス幅変調器１０６は、過電流検出信号Ｓ３Ｈがアサートされると、パルス信号Ｓ２Ｈをオフレベルに遷移させ、ハイサイドトランジスタＭＨを強制的にターンオフする。同様にパルス幅変調器１０６は、過電流検出信号Ｓ３Ｌがアサートされると、パルス信号Ｓ２Ｌをオフレベルに遷移させ、ローサイドトランジスタＭＬを強制的にターンオフする。
【００４４】
あるいは過電流検出信号Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌを、駆動回路１０４Ｈ，１０４Ｌに入力してもよい。駆動回路１０４Ｈは、過電流検出信号Ｓ３Ｈがアサートされると、ハイサイドトランジスタＭＨのゲート信号をローレベルに遷移させ、ハイサイドトランジスタＭＨを強制的にターンオフしてもよい。同様に駆動回路１０４Ｌは、過電流検出信号Ｓ３Ｌがアサートされると、ローサイドトランジスタＭＬのゲート信号をローレベルに遷移させ、ローサイドトランジスタＭＬを強制的にターンオフしてもよい。
【００４５】
より好ましくは、過電流検出信号Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌのアサートが所定のサイクル数Ｎ（Ｎは２以上の整数）、連続発生した場合、出力段１０２のスイッチングを停止させる。
【００４６】
フェイル出力回路１０８は、過電流検出信号Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌがアサートされると、フェイルピンＦＡＩＬの電気的状態を変化させる。ＦＡＩＬピンには外部のＣＰＵやマイクロコントローラなどのプロセッサ２０６が接続されており、プロセッサ２０６は、ＦＡＩＬピンの状態にもとづいて、Ｄ級アンプ回路１００において異常が発生しているか否かを判定できる。フェイル出力回路１０８は、オープンドレインあるいはオープンコレクタの出力段を含んでもよい。
【００４７】
以上がＤ級アンプ回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図５（ａ）、（ｂ）は、図４のＤ級アンプ回路１００の動作波形図である。ここでは過電流検出回路１３０Ｌの動作に着目する。
【００４８】
はじめに図５（ａ）を参照して、インダクタＬにおいて磁気飽和が生じてないときの動作を説明する。時刻ｔ０にローサイドトランジスタＭＬがターンオンすると、それに流れる電流ＩＭＬが増大し始める。磁気飽和が発生していないとき、電流の傾きは小さい。時刻ｔ１に電流ＩＭＬが第１しきい値ＩＯＣＰ１に到達すると、それから判定時間τ１の経過後の時刻ｔ２に、過電流検出信号Ｓ３Ｌがアサートされ、ローサイドトランジスタＭＬが強制的にターンオフされ、電流ＩＭＬが遮断される。
【００４９】
続いて図５（ｂ）を参照して、インダクタＬにおいて磁気飽和が生じたときの動作を説明する。時刻ｔ０にローサイドトランジスタＭＬがターンオンすると、それに流れる電流ＩＭＬが増大し始める。ローサイドトランジスタＭＬのターンオンから第２時間τ２が経過する時刻ｔ１までの期間、第２条件にもとづく過電流検出は無効化される。
【００５０】
時刻ｔ２にインダクタＬに流れる直流電流成分が許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸを超えると、インダクタンスが低下し、電流ＩＭＬの傾きが増大する。時刻ｔ３に電流ＩＭＬが第２しきい値ＩＯＣＰ２を超えると、直ちに（判定時間τ１より短い遅延で）、過電流検出信号Ｓ３Ｌがアサートされ、ローサイドトランジスタＭＬが強制的にターンオフされ、電流ＩＭＬが遮断される。
【００５１】
なお当業者によれば、過電流検出回路１３０Ｈが過電流検出回路１３０Ｌと同様に動作することが理解される。以上がＤ級アンプ回路１００の動作である。続いてその利点を説明する。
【００５２】
Ｄ級アンプ回路１００によれば、図５（ａ）に示したように、インダクタＬに流れる直流電流成分が許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸより小さく、磁気飽和が生じていない領域では、第１条件にしたがい、第１しきい値ＩＯＣＰ１にもとづいて過電流状態を検出できる。
またインダクタＬに流れる直流電流成分が許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸを超え、磁気飽和によりインダクタＬのインダクタンス値が低下すると、トランジスタＭＬに流れる電流ＩＭＬは第２しきい値ＩＯＣＰ２に達する。この場合は、第１時間（判定時間）τ１よりも短い検出遅延で過電流検出信号Ｓ３Ｌをアサートすることで、トランジスタＭＬに流れる電流が過度に上昇する前に、過電流状態を検出でき、電流ＩＭＬがハッチングを付す破壊領域に入る前に、適切な保護を施すことができる。
【００５３】
ここで、出力段１０２のトランジスタＭＬがターンオンした直後は、ノイズの影響が大きくなる。一方、インダクタＬに流れる直流電流成分が許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸを超えるのは、出力段１０２のトランジスタＭＬがターンオンしてからある程度の時間が経過した以降であり、したがって出力段１０２のトランジスタＭＬがターンオンした直後に直流電流成分が許容電流ＩＤＣ＿ＭＡＸを超えるのは希である。そこで監視対象のトランジスタＭＬがターンオンしてから所定の第２時間経過τ２以降を、第２しきい値ＩＯＣＰ２にもとづく過電流検出の条件とすることで、ノイズをマスクすることができ、ノイズに起因する過電流状態の誤検出を防止できる。
【００５４】
図６は、磁気飽和が持続的に生じたときのＤ級アンプ回路１００の動作波形図である。図６には、図５（ｂ）よりも長い、複数のスイッチングサイクルにわたる動作が示される。磁気飽和が発生すると、スイッチングサイクル毎に、ローサイドトランジスタＭＬの電流ＩＭＬが第２しきい値ＩＯＣＰ２を超える。過電流検出信号Ｓ３Ｌのアサートの回数をカウンタでカウントし、カウント値が所定値Ｎに達すると、ＯＵＴピンがハイインピーダンスの状態（ハイサイドトランジスタＭＨ，ローサイドトランジスタＭＬの両方がオフ）で、出力段１０２のスイッチングが停止する。これにより、ノイズの影響を除去しつつ、磁気飽和が発生したときに、オーディオ信号の再生を停止することができる。
【００５５】
本発明は、図４の回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を容易、明確化するために、より具体的な構成例を説明する。
【００５６】
図７は、Ｄ級アンプ回路１００の具体的な構成例を示す回路図である。電流検出回路１５０Ｈ，１５０Ｌはそれぞれ、ハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬに流れる電流を示す電流検出信号ＶＣＳＨ，ＶＣＳＬを発生する。電流検出信号ＶＣＳＨ，ＶＣＳＬはそれぞれ、ハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬの電圧降下（すなわちドレインソース間電圧ＶＤＳ）に応じていてもよい。ハイサイドトランジスタＭＨのオン抵抗ＲＯＮが既知であるとき、ドレインソース間電圧ＶＤＳＨは、以下の式で表される。
ＶＤＳＨ＝ＲＯＮ×ＩＭＨ
ローサイドトランジスタについても同様である。
【００５７】
電流検出回路１５０Ｈは、ハイサイドトランジスタＭＨの電圧降下ＶＤＳＨを接地電圧基準にシフトし、必要に応じて適切な利得で増幅する。ローサイドトランジスタＭＬの電圧降下ＶＤＳＬはもともと接地電圧基準であるため電圧シフトは不要であり、電流検出回路１５０Ｌは、電圧降下ＶＤＳＬを必要に応じて適切な利得で増幅する。
【００５８】
上述のように過電流検出回路１３０Ｌは、第１コンパレータ１３２、第２コンパレータ１３４、判定回路１３６で構成することができる。判定回路１３６の時定数回路１４０は、第１比較信号Ｓ４のアサートが判定時間τ１持続すると、その出力Ｓ６をアサート（たとえばハイレベル）する。第１コンパレータ１３２および時定数回路１４０の組み合わせによって、第１しきい値ＩＯＣＰ１を利用した第１条件による過電流検出が実現できる。
【００５９】
判定回路１３６のマスク回路１４２には、ローサイドトランジスタＭＬのターンオンイベントを示す信号（たとえばローサイドトランジスタＭＬのゲート信号など）が入力される。マスク回路１４２は、ローサイドトランジスタＭＬのターンオンイベントからマスク時間τ２の間、第２比較信号Ｓ５の変化をマスクする。ローサイドトランジスタＭＬのターンオンからマスク時間τ２の経過以降に、第２比較信号Ｓ５がアサートされると、マスク回路１４２の出力信号Ｓ７がアサート（たとえばハイレベル）される。第２コンパレータ１３４およびマスク回路１４２の組み合わせによって、第２しきい値ＩＯＣＰ２を利用した第２条件による過電流検出が実現できる。
【００６０】
論理ゲート１４４は、２つの信号Ｓ６、Ｓ７の少なくとも一方がアサートされると、過電流検出信号Ｓ３Ｌをアサートする。たとえば論理ゲート１４４はＯＲゲートで構成してもよい。
【００６１】
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
【００６２】
（第１変形例）
本発明は、フルブリッジ型の出力段を有するＢＴＬ（Bridged Transformerless）方式のＤ級アンプにも適用可能である。図８は、ＢＴＬ方式のＤ級アンプ回路１００Ａのブロック図である。出力段１０２Ａは、４個のトランジスタＭＨＰ，ＭＬＰ，ＭＨＮ，ＭＬＮを含む。過電流検出回路１３０ＨＰ，１３０ＬＰ，１３０ＨＮ，１３０ＬＮは、４個のトランジスタＭＨＰ，ＭＬＰ，ＭＨＮ，ＭＬＮそれぞれの電流を監視対象として構成される。そのほかについては図４と同様である。ＢＴＬ方式のＤ級アンプの動作方式は限定されず、ＯＵＴＰピンの電圧ＶＯＵＴＰとＯＵＴＮピンの電圧ＶＯＵＴＮが相補的な関係となる差動方式であってもよい。
【００６３】
あるいはＤ級アンプは、フィルタレス方式で動作してもよい。フィルタレス方式であっても、ノイズの除去のためにインダクタＬが挿入され、そのインダクタＬにおいて磁気飽和が発生するおそれがあるため、本発明は有効である。
【００６４】
（第２変形例）
ハイサイドトランジスタＭＨはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【００６５】
（第３変形例）
過電流状態が検出されたときの保護処理は特に限定されない。たとえば、過電流が検出されたトランジスタのターンオフ、出力段のスイッチングの停止に代えて、あるいはそれに加えて、過電流検出信号Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌを、図示しない上位のコントローラや、Ｄ級アンプ回路１００の外部に設けられるＣＰＵ（Central Processing Unit）やマイクロコントローラに供給するようにしてもよい。この場合、外部のＣＰＵ等において、適切な保護処理を実行できる。
【００６６】
（用途）
最後に、オーディオ出力装置２００のアプリケーションを説明する。図９（ａ）〜（ｃ）は、電子機器１の外観図である。図９（ａ）は電子機器１の一例であるディスプレイ装置６００である。ディスプレイ装置６００は、筐体６０２、スピーカ２を備える。オーディオ出力装置２００は筐体に内蔵され、スピーカ２を駆動する。スピーカ２は、電気音響変換素子２０２に相当する。
【００６７】
図９（ｂ）は電子機器１の一例であるオーディオコンポ７００である。オーディオコンポ７００は、筐体７０２、スピーカ２を備える。オーディオ出力装置２００は筐体７０２に内蔵され、スピーカ２を駆動する。
【００６８】
図９（ｃ）は電子機器１の一例である小型情報端末８００である。小型情報端末８００は、携帯電話、ＰＨＳ（Personal Handy-phone System）、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、タブレットＰＣ（Personal Computer）、オーディオプレイヤなどである。小型情報端末８００は、筐体８０２、スピーカ２、ディスプレイ８０４を備える。オーディオ出力装置２００は筐体８０２に内蔵され、スピーカ２を駆動する。
【符号の説明】
【００６９】
１００…Ｄ級アンプ回路、１０２…出力段、１０４…駆動回路、１０６…パルス幅変調器、１３０…過電流検出回路、１３２…第１コンパレータ、１３４…第２コンパレータ、１３６…判定回路、２００…オーディオ出力装置、２０２…電気音響変換素子、２０４…ＬＣフィルタ、２０５…出力カップリングキャパシタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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