(57)【要約】【課題】エリア受信における所要Ｃ／Ｎが劣化することを防止し、伝送特性を改善する。【解決手段】誤差抑圧型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５の抑圧係数生成回路９０は、所定のテーブルまたは数式を用いて、受信Ｃ／Ｎに応じた最適な抑圧係数γ（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となる抑圧係数γ）を生成する。最近傍点検出回路９２は、受信信号点のシンボルに対して最近傍の規定信号点を検出し、減算回路９３は、受信信号点のシンボルから規定信号点のシンボルを減算して誤差信号を生成する。乗算回路９４は、誤差信号に抑圧係数γを乗算し、加算回路９６は、抑圧係数乗算後の誤差信号と規定信号点のシンボルとを加算し、加算結果を再生後のシンボルとして出力する。【選択図】図２１
2018129773.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した信号のシンボルを再生するシンボル再生回路において、
前記受信した信号のシンボルの信号点と、前記受信した信号のシンボルに対する最近傍の規定信号点との間の誤差が減少かつ残留するように、前記受信した信号のシンボルに代わる新たなシンボルを生成する、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項２】
請求項１に記載のシンボル再生回路において、
前記受信した信号のシンボルに対して最近傍の規定信号点を検出する最近傍点検出回路と、
前記受信した信号のシンボルから前記最近傍点検出回路により検出された前記規定信号点のシンボルを減算して、誤差を求める減算回路と、
前記減算回路により求めた前記誤差が減少かつ残留するように、前記受信した信号のシンボルに代わる新たなシンボルを生成し、前記新たなシンボルを再生後のシンボルとして出力する生成回路と、
を備えたことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項３】
請求項２に記載のシンボル再生回路において、
前記生成回路は、乗算回路及び加算回路を備え、
前記乗算回路は、
前記減算回路により求めた前記誤差が減少かつ残留するように、予め設定された抑圧係数を前記誤差に乗算して乗算結果の誤差を求め、
前記加算回路は、
前記最近傍点検出回路により検出された前記規定信号点のシンボルに、前記乗算回路により求めた前記乗算結果の誤差を加算し、前記受信した信号のシンボルに代わる前記新たなシンボルを生成し、前記新たなシンボルを前記再生後のシンボルとして出力する、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項４】
請求項２に記載のシンボル再生回路において、
前記生成回路は、絶対値クリップ回路、加算回路及び選択回路を備え、
前記絶対値クリップ回路は、
前記減算回路により求めた前記誤差の位相を変えることなく、前記誤差の絶対値を予め設定されたクリップ値にクリップし、
前記加算回路は、
前記絶対値クリップ回路により前記クリップ値にクリップされた誤差に、前記最近傍点検出回路により検出された前記規定信号点のシンボルを加算し、前記誤差が前記クリップ値にクリップされたシンボルを生成し、
前記選択回路は、
前記減算回路より求めた前記誤差の絶対値が前記クリップ値よりも小さい場合には、前記受信した信号のシンボルを前記再生後のシンボルとして出力し、前記減算回路より求めた前記誤差の絶対値が前記クリップ値よりも大きい場合には、前記加算回路により生成された前記誤差が前記クリップ値にクリップされたシンボルを前記再生後のシンボルとして出力する、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項５】
請求項３に記載のシンボル再生回路において、
前記生成回路は、さらに抑圧係数生成回路を備え、
前記抑圧係数生成回路は、
受信Ｃ／Ｎと抑圧係数との関係が規定された所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信した信号の受信Ｃ／Ｎに応じた抑圧係数を生成し、
前記乗算回路は、
前記減算回路により求めた前記誤差が減少かつ残留するように、前記抑圧係数生成回路により生成された前記抑圧係数を前記誤差に乗算して乗算結果の誤差を求める、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項６】
請求項５に記載のシンボル再生回路において、
当該シンボル再生回路が、受信したＯＦＤＭ信号のキャリアシンボルを再生する場合に、
前記抑圧係数生成回路は、
前記所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信したＯＦＤＭ信号における全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに応じた抑圧係数を生成し、
前記受信Ｃ／Ｎとして、前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれる制御シンボル、パイロットシンボルまたはデータシンボルに基づいて算出された値を用いる、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項７】
請求項４に記載のシンボル再生回路において、
前記生成回路は、さらにクリップ値生成回路を備え、
前記クリップ値生成回路は、
受信Ｃ／Ｎとクリップ値との関係が規定された所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信した信号の受信Ｃ／Ｎに応じたクリップ値を生成し、
前記絶対値クリップ回路は、
前記減算回路により求めた前記誤差の位相を変えることなく、前記誤差の絶対値を、前記クリップ値生成回路により生成された前記クリップ値にクリップし、前記クリップ値に前記誤差の絶対値がクリップされた誤差信号を生成する、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項８】
請求項７記載のシンボル再生回路において、
当該シンボル再生回路が、受信したＯＦＤＭ信号のキャリアシンボルを再生する場合に、
前記クリップ値生成回路は、
前記所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信したＯＦＤＭ信号における全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに応じたクリップ値を生成し、
前記受信Ｃ／Ｎとして、前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれる制御シンボル、パイロットシンボルまたはデータシンボルに基づいて算出された値を用いる、ことを特徴とするシンボル再生回路。
【請求項９】
請求項１から８までのいずれか一項のシンボル再生回路を備えた中継装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号の伝送技術に係り、特に、誤り訂正符号に低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ：Low Density Parity Check）符号を用いる地上デジタル放送のシンボル再生回路及び中継装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高性能な誤り訂正符号であるＬＤＰＣ符号を採用したデジタル放送方式が規格化され、一部の国で既に実際の放送が行われている。ＬＤＰＣ符号は、パリティ検査行列の“１”の密度が低く、符号長が長いことを特徴とするブロック符号であり、シャノン限界に近い性能を得られることが知られている。
【０００３】
これまで、デジタル放送では、内符号に畳み込み符号、外符号にリードソロモン符号を用いることが主流であったが、ＬＤＰＣ符号が実用化されて以降、内符号にＬＤＰＣ符号、外符号にＢＣＨ符号を用いる新たな方式の提案が相次いでいる。
【０００４】
ＬＤＰＣ符号を用いる放送方式の例として、高度広域衛星デジタル放送方式、ＤＶＢ−Ｓ２、ＤＶＢ−Ｔ２、ＤＶＢ−ＮＧＨなどが挙げられる。ＤＶＢ−Ｔ２は、ＬＤＰＣ符号を用いる欧州の地上デジタル放送方式であり、符号長が64,800ビットの非正則ＬＤＰＣ符号が採用されている。
【０００５】
日本では、ＩＳＤＢ−Ｔ方式による地上デジタル放送が実施されている。ＩＳＤＢ−Ｔは、ＤＶＢ−Ｔ２と同様に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を基本とした方式であるが、内符号に従来の畳み込み符号が用いられている。今後、ＬＤＰＣ符号を採用した新たな日本の次世代地上デジタル放送方式が登場してくるものと予想される。
【０００６】
一方、日本では、地上デジタル放送の電波をあまねく全国に届けるために、数多くの中継局が設置されており、中継局の多くは、中継方式として、上位局の電波を受信及び増幅して再送信する放送波中継を採用している。
【０００７】
中継局に設けられた中継装置は、単純に上位局から送信された電波を受信し、増幅及び再送信処理を行うだけではなく、受信した電波に含まれるマルチパス歪みの等化を行う機能、及び判定処理による雑音成分の除去を行う機能を持つものがある（例えば特許文献１、非特許文献１，２を参照）。このような中継装置は、多段中継における信号品質劣化の軽減に役立っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−３３０１１２号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】中原俊二、濱住啓之、澁谷一彦、阿良田洋雄、“地上デジタル放送の放送波中継におけるスペースダイバシティ受信の適用〜周波数軸等化および等化判定を行う放送波中継の検討〜”、ITE Technical Report、Vol.25、No.50、PP.13〜18、BCS2001-26 ROF2001-66（Jul.2001）
【非特許文献２】竹内知明、澁谷一彦、“地上デジタル放送の判定再生中継における伝送特性”、IEICE Technical Report、EMCJ2005-141（2006-03）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図１は、中継局を含む地上放送システムの構成例を示すブロック図である。この地上放送システムは、親局（送信装置）２００、中継局（中継装置）２０２及び受信機２０４により構成される。親局２００から送信された放送波は、親局２００と中継局２０２との間の伝送路２０１を介して中継局２０２へ伝送される。中継局２０２から送信された放送波は、中継局２０２と一般家庭に設置された受信機２０４との間の伝送路２０３を介して、受信機２０４へ伝送される。
【００１１】
親局２００は、変調などの各種処理を行い、放送波を送信し、中継局２０２は、親局２００から送信された放送波を受信し、伝送路等化、シンボル判定及び再マッピングなどの各種処理を行い、放送波を送信する。受信機２０４は、中継局２０２から送信された放送波を受信し、伝送路等化及び復調復号などの各種処理を行う。
【００１２】
図１において、白色ガウス雑音ａは、中継局２０２の受信部（図示せず）における熱雑音を表しており、白色ガウス雑音ｂは、受信機２０４のチューナー部（図示せず）における熱雑音を表している。
【００１３】
以下、上位局受信における中継局２０２の受信信号のＣ／Ｎ（伝送路２０１からの信号のレベルをＣ、白色ガウス雑音ａのレベルをＮとする）を中継局受信Ｃ／Ｎという。また、エリア受信における受信機２０４の受信信号のＣ／Ｎ（伝送路２０３からの信号のレベルをＣ、白色ガウス雑音ｂのレベルをＮとする）をエリア受信Ｃ／Ｎという。上位局受信は、上位局である親局２００から送信された放送波の、中継局２０２による受信を意味し、エリア受信とは、中継局２０２から送信された放送波の、受信機２０４が設置されたエリアでの受信をいう。誤り訂正符号化処理にＬＤＰＣ符号を使用するものとする。
【００１４】
図１に示す地上放送システムにおいて、中継局受信Ｃ／Ｎが低く、当該中継局受信Ｃ／Ｎが変復調直結の白色ガウス雑音環境での所要Ｃ／Ｎに近い場合を想定する。この場合には、中継局２０２がシンボル硬判定を行うと、シンボル硬判定を行わない場合よりも、エリア受信における所要Ｃ／Ｎが高くなることがある。
【００１５】
これは、伝送特性を改善するために行う中継局２０２でのシンボル硬判定の処理が、逆に、伝送特性を劣化させていることを意味する。このため、中継局受信Ｃ／Ｎに依らず、常に伝送特性を改善できるシンボル判定手法を確立することが必要となる。
【００１６】
受信機２０４において、ＬＤＰＣ符号の復号には、Sum-Productアルゴリズムが用いられる。Sum-Productアルゴリズムは、各ビットの尤度（信頼度）をビットノードとチェックノードとの間で繰り返し交換し合うことで、符号全体のビットの尤度を改善していくアルゴリズムである。このため、訂正能力を十分に発揮するためには、最初に与える尤度（初期尤度）の精度が重要となる。
【００１７】
一方、中継局２０２がシンボル硬判定を行うと、中継局２０２の受信信号の信号点は、最も近いコンスタレーション上の規定信号点に強制的に再マッピングされる。このため、中継局２０２の受信信号に含まれる雑音のレベルが高い場合には、受信信号の各ビットの尤度情報に大きな誤差が生じてしまう場合がある。
【００１８】
中継局受信Ｃ／Ｎがある程度高い場合は、シンボル硬判定による雑音成分除去の効果が大きく、エリア受信における所要Ｃ／Ｎは改善される。しかし、中継局受信Ｃ／Ｎが低くなると、中継局２０２の受信信号の雑音成分に関わる尤度情報に大きな誤差が生じて、エリア受信における所要Ｃ／Ｎは逆に劣化してしまう。
【００１９】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、エリア受信における所要Ｃ／Ｎが劣化することを防止し、伝送特性を改善するシンボル再生回路及び中継装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
前記課題を解決するために、請求項１のシンボル再生回路は、受信した信号のシンボルを再生するシンボル再生回路において、前記受信した信号のシンボルの信号点と、前記受信した信号のシンボルに対する最近傍の規定信号点との間の誤差が減少かつ残留するように、前記受信した信号のシンボルに代わる新たなシンボルを生成する、ことを特徴とする。
【００２１】
また、請求項２のシンボル再生回路は、請求項１に記載のシンボル再生回路において、前記受信した信号のシンボルに対して最近傍の規定信号点を検出する最近傍点検出回路と、前記受信した信号のシンボルから前記最近傍点検出回路により検出された前記規定信号点のシンボルを減算して、誤差を求める減算回路と、前記減算回路により求めた前記誤差が減少かつ残留するように、前記受信した信号のシンボルに代わる新たなシンボルを生成し、前記新たなシンボルを再生後のシンボルとして出力する生成回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、請求項３のシンボル再生回路は、請求項２に記載のシンボル再生回路において、前記生成回路が、乗算回路及び加算回路を備え、前記乗算回路が、前記減算回路により求めた前記誤差が減少かつ残留するように、予め設定された抑圧係数を前記誤差に乗算して乗算結果の誤差を求め、前記加算回路が、前記最近傍点検出回路により検出された前記規定信号点のシンボルに、前記乗算回路により求めた前記乗算結果の誤差を加算し、前記受信した信号のシンボルに代わる前記新たなシンボルを生成し、前記新たなシンボルを前記再生後のシンボルとして出力する、ことを特徴とする。
【００２３】
また、請求項４のシンボル再生回路は、請求項２に記載のシンボル再生回路において、前記生成回路が、絶対値クリップ回路、加算回路及び選択回路を備え、前記絶対値クリップ回路が、前記減算回路により求めた前記誤差の位相を変えることなく、前記誤差の絶対値を予め設定されたクリップ値にクリップし、前記加算回路が、前記絶対値クリップ回路により前記クリップ値にクリップされた誤差に、前記最近傍点検出回路により検出された前記規定信号点のシンボルを加算し、前記誤差が前記クリップ値にクリップされたシンボルを生成し、前記選択回路が、前記減算回路より求めた前記誤差の絶対値が前記クリップ値よりも小さい場合には、前記受信した信号のシンボルを前記再生後のシンボルとして出力し、前記減算回路より求めた前記誤差の絶対値が前記クリップ値よりも大きい場合には、前記加算回路により生成された前記誤差が前記クリップ値にクリップされたシンボルを前記再生後のシンボルとして出力する、ことを特徴とする。
【００２４】
また、請求項５のシンボル再生回路は、請求項３に記載のシンボル再生回路において、前記生成回路が、さらに抑圧係数生成回路を備え、前記抑圧係数生成回路が、受信Ｃ／Ｎと抑圧係数との関係が規定された所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信した信号の受信Ｃ／Ｎに応じた抑圧係数を生成し、前記乗算回路が、前記減算回路により求めた前記誤差が減少かつ残留するように、前記抑圧係数生成回路により生成された前記抑圧係数を前記誤差に乗算して乗算結果の誤差を求める、ことを特徴とする。
【００２５】
また、請求項６のシンボル再生回路は、請求項５に記載のシンボル再生回路において、当該シンボル再生回路が、受信したＯＦＤＭ信号のキャリアシンボルを再生する場合に、前記抑圧係数生成回路が、前記所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信したＯＦＤＭ信号における全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに応じた抑圧係数を生成し、前記受信Ｃ／Ｎとして、前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれる制御シンボル、パイロットシンボルまたはデータシンボルに基づいて算出された値を用いる、ことを特徴とする。
【００２６】
また、請求項７のシンボル再生回路は、請求項４に記載のシンボル再生回路において、前記生成回路が、さらにクリップ値生成回路を備え、前記クリップ値生成回路が、受信Ｃ／Ｎとクリップ値との関係が規定された所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信した信号の受信Ｃ／Ｎに応じたクリップ値を生成し、前記絶対値クリップ回路が、前記減算回路により求めた前記誤差の位相を変えることなく、前記誤差の絶対値を、前記クリップ値生成回路により生成された前記クリップ値にクリップし、前記クリップ値に前記誤差の絶対値がクリップされた誤差信号を生成する、ことを特徴とする。
【００２７】
また、請求項８のシンボル再生回路は、請求項７記載のシンボル再生回路において、当該シンボル再生回路が、受信したＯＦＤＭ信号のキャリアシンボルを再生する場合に、前記クリップ値生成回路が、前記所定のテーブルまたは数式を用いて、前記受信したＯＦＤＭ信号における全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに応じたクリップ値を生成し、前記受信Ｃ／Ｎとして、前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれる制御シンボル、パイロットシンボルまたはデータシンボルに基づいて算出された値を用いる、ことを特徴とする。
【００２８】
さらに、請求項９の中継装置は、請求項１から８までのいずれか一項のシンボル再生回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
以上のように、本発明によれば、エリア受信における所要Ｃ／Ｎが劣化することを防止し、伝送特性を改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】中継局を含む地上放送システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】誤差抑圧型再マッピングの原理を説明する図である。
【図３】誤差クリップ型再マッピングの原理を説明する図である。
【図４】変調方式が１０２４ＱＡＭの場合における均一コンスタレーションを示す図である。
【図５】変調方式が１０２４ＱＡＭの場合における不均一コンスタレーションの例を示す図である。
【図６】計算機シミュレーションの系統図である。
【図７】誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを３０ｄＢとしたときのエリア受信Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図８】誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２９ｄＢとしたときのエリア受信Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図９】誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２８ｄＢとしたときのエリア受信Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１０】誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２９ｄＢとしたときのエリア受信Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１１】誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２８ｄＢとしたときのエリア受信Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１２】誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、抑圧量を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。
【図１３】誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、抑圧量を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。
【図１４】誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、クリップ値を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。
【図１５】誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、クリップ値を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。
【図１６】中継局受信Ｃ／Ｎをパラメータとし、中継局のシンボル判定の処理に従来のシンボル硬判定を用いた場合の、エリア受信Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１７】ＳＩＳＯ型の中継装置の構成例を示すブロック図である。
【図１８】ＭＩＭＯ型の中継装置の構成例を示すブロック図である。
【図１９】ＳＩＳＯ型の等化判定装置の構成例を示すブロック図である。
【図２０】ＭＩＭＯ型の等化判定装置の構成例を示すブロック図である。
【図２１】誤差抑圧型再マッピングを行うシンボル再生回路の構成例を示すブロック図である。
【図２２】誤差クリップ型再マッピングを行うシンボル再生回路の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔本発明の概要〕
まず、本発明の概要について説明する。本発明は、受信信号をシンボル判定及び再マッピングする際に、硬判定のように規定信号点と完全に一致する点に受信信号を再マッピングするのではなく、受信信号点と規定信号点との間の誤差（距離）を減少させると共に、当該誤差をある程度残留させるように再マッピングすることを特徴とする。以下、このような処理を、誤差残留型再マッピング（または誤差残留型シンボル判定）という。
【００３２】
これにより、例えば図１に示した中継局２０２が誤差残留型再マッピングの処理を行うことで、中継局受信信号に含まれる雑音の影響が、エリア受信における受信機２０４のＬＤＰＣ復号処理の尤度情報にも一部反映されることとなる。受信機２０４は、中継局受信信号の雑音及びエリア受信における雑音の影響が反映された尤度情報に対し、Sum-Productアルゴリズムを用いたＬＤＰＣ符号の復号処理を行うことで、前記中継局受信信号に含まれる雑音の影響が全く反映されていない場合に比べ、ビット誤り率特性を向上させることができる。したがって、シンボル判定処理を行うことによりエリア受信における所要Ｃ／Ｎが逆に劣化することを防止することができ、受信機２０４の伝送特性を改善することができる。
【００３３】
誤差残留型再マッピングの具体的な例として、誤差抑圧型再マッピング及び誤差クリップ型再マッピングがある。以下、誤差抑圧型再マッピング及び誤差クリップ型再マッピングについて詳細に説明する。
【００３４】
〔誤差抑圧型再マッピング〕
まず、誤差抑圧型再マッピングについて説明する。図２は、誤差抑圧型再マッピングの原理を説明する図である。この例では、変調方式は６４ＱＡＭ、コンスタレーションタイプは均一コンスタレーション（ＵＣ：Uniform Constellation）としている。
【００３５】
受信信号（入力シンボル）の信号点をＡ、受信信号の信号点Ａに最も近い（信号点間の距離が最も小さい）コンスタレーション上の規定信号点（マッピング時の信号点）をＢとする。規定信号点Ｂを始点として、規定信号点Ｂと受信信号点Ａとを結ぶベクトルを誤差ベクトル
2018129773.tif 000003
とし、この位相は変化させず、絶対値のみをγ倍したベクトルを残留誤差ベクトル
2018129773.tif 000004
βとする。ここで、γは抑圧係数であり、
2018129773.tif 000005
及び０≦γ≦１を満たすスカラー量である。
【００３６】
γ＝０は、従来の硬判定に相当し、γ＝１は、判定なしに相当する。また、抑圧係数γの逆数を抑圧量とする。規定信号点Ｂに残留誤差ベクトル
2018129773.tif 000006
を加算して得られる信号点Ｃを、再生シンボルの信号点（再マッピング点）とする。抑圧係数γが小さいほど、再マッピング点Ｃは規定信号点Ｂに近づき、抑圧係数γが大きいほど、再マッピング点Ｃは規定信号点Ｂから離れて受信信号点Ａに近づく。
【００３７】
図２に示すように、誤差抑圧型再マッピングにより、信号点Ａの受信信号は、最近傍の規定信号点Ｂに再マッピングされるのではなく、信号点Ｂと信号点Ａの間の抑圧係数γで定められる信号点Ｃに再マッピングされる。再マッピング点Ｃの信号には誤差が残留している。
【００３８】
〔誤差クリップ型再マッピング〕
次に、誤差クリップ型再マッピングについて説明する。図３は、誤差クリップ型再マッピングの原理を説明する図である。この例では、図２と同様に、変調方式は６４ＱＡＭ、コンスタレーションタイプは均一コンスタレーションとしている。
【００３９】
受信信号の信号点の例としてＡ１，Ａ２、受信信号の信号点Ａ１，Ａ２に最も近いコンスタレーション上の規定信号点をＢ、信号点Ｃ１，Ｃ２を再マッピング点、Ｒは閾値（クリップ値）とする。
【００４０】
受信信号点Ａ１は、規定信号点Ｂを中心とする半径Ｒの円の外側にある。規定信号点Ｂを始点とし受信信号点Ａ１を終点とするベクトルを誤差ベクトル
2018129773.tif 000007
とし、この位相は変化させることなく、その絶対値だけを閾値Ｒにクリップして得られるベクトルを残留誤差ベクトル
2018129773.tif 000008
とする。そして、残留誤差ベクトル
2018129773.tif 000009
を規定信号点Ｂに加算して得られる信号点を再マッピング点Ｃ１とする。
【００４１】
一方、受信信号点Ａ２は、規定信号点Ｂを中心とする半径Ｒの円の内側にある。このため、受信信号点Ａ２をそのまま再マッピング点Ｃ２とする。
【００４２】
図３に示すように、誤差クリップ型再マッピングにより、受信信号点Ａ１，Ａ２の信号は、最近傍の規定信号点Ｂに再マッピングされない。規定信号点Ｂを中心とし、クリップ値Ｒを半径とする円の外側にある受信信号点Ａ１の信号は、当該半径Ｒの円と信号点Ａ１と信号点Ｂを結ぶ直線の交点である信号点Ｃ１に再マッピングされる。また、前記規定信号点Ｂを中心とする半径Ｒの円の内側にある受信信号点Ａ２の信号は、当該受信信号点Ａ２と同じ位置の信号点Ｃ２に再マッピングされる。ここで、閾値であるクリップ値Ｒが小さいほど再マッピング点は規定信号点Ｂに近づき、クリップ値の閾値Ｒが大きいほど再マッピング点は規定信号点Ｂから離れる。
【００４３】
尚、図２及び図３は、規定信号点間の距離が一定な均一コンスタレーションの場合を示しているが、規定信号点間の距離が不均等な不均一コンスタレーション（ＮＵＣ：Non-Uniform Constellation）の場合にも、全く同じ処理が適用できる。
【００４４】
図４は、変調方式が１０２４ＱＡＭの場合における均一コンスタレーションを示す図であり、図５は、変調方式が１０２４ＱＡＭの場合における不均一コンスタレーションの例を示す図である。
【００４５】
図４に示す均一コンスタレーションの例では、規定信号点間の距離が一定であり、図５に示す不均一コンスタレーションの例では、規定信号点間の距離が一定でなく不均等である。
【００４６】
〔誤差残留型再マッピングの効果〕
次に、図２及び図３に示した誤差残留型再マッピングの効果について説明する。図６は、中継局２０２のシンボル判定処理に誤差残留型再マッピングを用いた場合の特性を検証するために実施した計算機シミュレーションの系統図である。
【００４７】
また、この計算機シミュレーションの諸元は、以下に示す表１のとおりである。尚、このシミュレーションでは、伝送信号としてパイロットキャリアを含むＯＦＤＭ信号を想定している。さらに、対数尤度比（ＬＬＲ）は、以下の式に基づき計算した。
【数１】
2018129773.tif 000010
ここで、ＹIは受信シンボルのＩ軸成分、ＹQは受信シンボルのＱ軸成分、ｉは１つのシンボルで送る情報ビットの番号（例えば変調方式が１０２４ＱＡＭの場合、ｉ＝１〜１０）、ｊは変調シンボルのコンスタレーション上の信号点番号（例えば変調方式が１０２４ＱＡＭの場合、ｊ＝１〜１０２４）、ＸI,jはコンスタレーション上のｊ番目の信号点のＩ軸成分、ＸQ,jはコンスタレーション上のｊ番目の信号点のＱ軸成分、σ2は雑音分散(シンボル当たりの雑音電力)である。また、｛Ｊi,1｝はコンスタレーション上の信号点のうちｉ番目のビットが１である信号点番号の集合、｛Ｊi,0｝はコンスタレーション上の信号点のうちｉ番目のビットが０である信号点番号の集合である。
【００４８】
尚、雑音分散σ2は、中継局出力信号の誤差電力とエリア受信で加算されるガウス雑音の電力の和のシンボル当たりの値とし、計算で求めて与えている(受信機２０４側での推定値ではない）。また、伝播環境はマルチパスのないＡＷＧＮ環境を想定しているので、雑音分散σ2は帯域内で一定値である。
【００４９】
【表１】
2018129773.tif 000011
【００５０】
図６において、親局２００は、送信データのＰＮ（Pseudo Noise：疑似雑音）符号を発生し、ＬＤＰＣ符号化、ビットインターリーブ及びマッピングの各処理を行ってデータシンボル（周波数領域のデータキャリアのシンボル）を生成、ＳＰ（Scattered Pilot）及びＣＰ（Continual Pilot）を発生し、データシンボル、ＳＰ及びＣＰなどによりＯＦＤＭフレームを構成する。そして、親局２００は、ＯＦＤＭフレーム化されたキャリアシンボルをＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）し、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付加などの各処理を行い、時間領域のＯＦＤＭ信号を出力する。親局２００から出力されたＯＦＤＭ信号には、上位局受信において白色ガウス雑音ａが加算される。
【００５１】
中継局２０２は、白色ガウス雑音ａが加算されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）窓で有効シンボル期間を抽出し、当該有効シンボル期間をＦＦＴして周波数領域のキャリアシンボルに変換する。そして、中継局２０２は、誤差残留型再マッピングによるシンボル判定、ＳＰ付け替えなどの処理を行い、当該処理後のキャリアシンボルをＩＦＦＴし、ＧＩ付加などの各処理を行って、時間領域のＯＦＤＭ信号に変換、出力する。中継局２０２から出力されたＯＦＤＭ信号は、エリア受信において白色ガウス雑音ｂが加算される。
【００５２】
受信機２０４は、白色ガウス雑音ｂが加算されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴ窓で有効シンボル期間を抽出し、当該有効シンボル期間をＦＦＴして周波数領域のキャリアシンボルに変換し、ＳＰ及びＣＰの抽出、チャネル推定、等化、ＬＬＲ算出、ビットデインターリーブ及びＬＤＰＣ符号の復号などの各処理を行い、復号データを出力する。そして、受信機２０４から出力された復号データのＢＥＲ（Bit Error Rate：ビット誤り率）を測定する。
【００５３】
以下、図７、図８、図９、図１２及び図１３に、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合のシミュレーション結果を示し、図１０、図１１、図１４及び図１５に、誤差クリップ型再マッピングを用いた場合のシミュレーション結果を示す。
【００５４】
図７は、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを３０ｄＢとしたときの、エリア受信Ｃ／Ｎに対する受信機２０４の出力のＢＥＲ特性を示している。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。
【００５５】
縦軸はＬＤＰＣ符号の復号後のビット誤り率（ＢＥＲ）、横軸はエリア受信Ｃ／Ｎを示す。図８〜図１１についても同様である。所要Ｃ／Ｎは、ＢＣＨ符号の復号後に擬似エラーフリーが得られ、かつＢＣＨ符号の復号前（すなわちＬＤＰＣ符号復号後）のＢＥＲ＝１．０-7が得られるＣ／Ｎである。
【００５６】
図７には、単純中継（ａ）、抑圧量＝０ｄＢ（ｂ）、抑圧量＝２ｄＢ（ｃ）、抑圧量＝４ｄＢ（ｄ）、抑圧量＝８ｄＢ（ｅ）、抑圧量＝１４ｄＢ（ｆ）及びシンボル硬判定（ｇ）の各特性が示されている。単純中継は、判定処理を行わないことを意味する。抑圧量は、図２にて説明したとおり、抑圧係数γの逆数である。
【００５７】
図７から、判定処理を行わない単純中継（ａ）に対し、抑圧量＝２ｄＢ（ｃ）及び抑圧量＝４ｄＢ（ｄ）のように、抑圧量が増加するに従って所要Ｃ／Ｎが下がっていくことがわかる。しかし、抑圧量＝８ｄＢ（ｅ）を超えて抑圧量＝１４ｄＢ（ｆ）まで抑圧量が増加すると、逆に所要Ｃ／Ｎは上昇に転じる。そして、抑圧量が無限大である従来のシンボル硬判定（ｇ）の場合には、抑圧量＝２ｄＢ（ｃ）よりも所要Ｃ／Ｎが高くなってしまう。
【００５８】
このように、図７から、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合、伝送特性を向上させるための抑圧量には適正値があることがわかる。また、抑圧量＝０ｄＢ（ｂ）の特性が単純中継（ａ）よりも改善されているのは、ＳＰの付け替えによる効果である。
【００５９】
図８は、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２９ｄＢとしたときの、エリア受信Ｃ／Ｎに対する受信機２０４の出力のＢＥＲ特性を示している。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。前述の図７とこの図８の違いは、図７の中継局受信Ｃ／Ｎが３０ｄＢであるのに対し、図８の中継局受信Ｃ／Ｎが２９ｄＢである点のみである。
【００６０】
図８には、単純中継（ａ）、抑圧量＝０ｄＢ（ｂ）、抑圧量＝１ｄＢ（ｃ）、抑圧量＝２ｄＢ（ｄ）、抑圧量＝３ｄＢ（ｅ）、抑圧量＝４ｄＢ（ｆ）、抑圧量＝８ｄＢ（ｇ）、抑圧量＝１２ｄＢ（ｈ）及びシンボル硬判定（ｉ）の各特性が示されている。
【００６１】
図８から、シンボル硬判定（ｇ）の所要Ｃ／Ｎは単純中継（ａ）よりも高くなっているから、シンボル硬判定（ｇ）の特性は、単純中継（ａ）の特性よりも悪くなっていることがわかる。また、所要Ｃ／Ｎが最も低くなるのは、図８では抑圧量＝４ｄＢ（ｆ）付近であり、図７では抑圧量＝８ｄＢ（ｅ）付近である。したがって、図８の場合の所要Ｃ／Ｎが最も低くなる抑圧量は、図７の場合に比べて小さくなっている。
【００６２】
このように、図７及び図８から、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合、伝送特性を向上させるための最適な抑圧量（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となる抑圧量）は、中継局受信Ｃ／Ｎに依存して変化することがわかる。
【００６３】
図９は、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２８ｄＢとしたときの、エリア受信Ｃ／Ｎに対する受信機２０４の出力のＢＥＲ特性を示している。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。前述の図７及び図８とこの図９の違いは、図７及び図８のコンスタレーションタイプがＵＣであるのに対し、図９ではＮＵＣであり、図７及び図８の中継局受信Ｃ／Ｎがそれぞれ３０ｄＢ及び２９ｄＢであるのに対し、図９では２８ｄＢである点のみである。
【００６４】
図９には、単純中継（ａ）、抑圧量＝０ｄＢ（ｂ）、抑圧量＝２ｄＢ（ｃ）、抑圧量＝４ｄＢ（ｄ）、抑圧量＝６ｄＢ（ｅ）、抑圧量＝１４ｄＢ（ｆ）及びシンボル硬判定（ｇ）の各特性が示されている。
【００６５】
図９の特性を図７と比較すると、コンスタレーションタイプ（図９ではＮＵＣ、図７ではＵＣ）及び中継局受信Ｃ／Ｎ（図９では２８ｄＢ、図７では３０ｄＢ）の違いはあるが、両特性は同じ傾向を示している。また、図９から、コンスタレーションタイプがＮＵＣの場合であっても、図２に示した誤差抑圧型再マッピングをそのまま適用できることがわかる。
【００６６】
つまり、図２に示した誤差抑圧型再マッピングは、コンスタレーションタイプがＵＣ及びＮＵＣのいずれの場合も同じ処理を適用することができる。そして、中継局受信Ｃ／Ｎに応じて最適な抑圧量（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となる抑圧量）を選択することで、所要Ｃ／Ｎを改善することができる。
【００６７】
図１０は、誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２９ｄＢとしたときの、エリア受信Ｃ／Ｎに対する受信機２０４の出力のＢＥＲ特性を示している。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。
【００６８】
図１０には、単純中継（ａ）、誤差クリップ値＝２８ｄＢ（ｂ）、誤差クリップ値＝３０ｄＢ（ｃ）、誤差クリップ値＝３２ｄＢ（ｄ）、誤差クリップ値＝３４ｄＢ（ｅ）、誤差クリップ値＝４０ｄＢ（ｆ）及びシンボル硬判定（ｇ）の各特性が示されている。誤差クリップのレベルすなわち誤差クリップ値は、当該変調方式における平均レベル（電力平均値の√）に対する比率をｄＢ表示（符号は反転している）したものである。
【００６９】
図１０から、判定処理を行わない単純中継（ａ）に対し、誤差クリップ値＝２８ｄＢ（ｂ）及び誤差クリップ値＝３０ｄＢ（ｃ）のように、クリップ値が小さくなる（ｄＢ値が大きくなる）に従い、所要Ｃ／Ｎが下がっていくことがわかる。しかし、誤差クリップ値＝３４ｄＢ（ｅ）を超えて誤差クリップ値＝４０ｄＢ（ｆ）までクリップ値が小さくなると、逆に所要Ｃ／Ｎは上昇に転じる。そして、クリップ値が０（ｄＢ値で無限大）である従来のシンボル硬判定（ｇ）の場合には、単純中継（ａ）よりも所要Ｃ／Ｎが高くなってしまう。
【００７０】
このように、図１０から、誤差クリップ型再マッピングを用いた場合、伝送特性を向上させるためのクリップ値には適正値があることがわかる。また、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合と同様に、伝送特性を向上させるための最適なクリップ値（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となるクリップ値）は、中継局受信Ｃ／Ｎに依存して変化する。
【００７１】
図１１は、誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、中継局受信Ｃ／Ｎを２８ｄＢとしたときの、エリア受信Ｃ／Ｎに対する受信機２０４の出力のＢＥＲ特性を示している。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。前述の図１０とこの図１１の違いは、図１０のコンスタレーションタイプがＵＣであるのに対し、図１１ではＮＵＣであり、図１０の中継局受信Ｃ／Ｎが２９ｄＢであるのに対し、図１１では２８ｄＢである点のみである。
【００７２】
図１１には、単純中継（ａ）、誤差クリップ値＝２８ｄＢ（ｂ）、誤差クリップ値＝３０ｄＢ（ｃ）、誤差クリップ値＝３２ｄＢ（ｄ）、誤差クリップ値＝３４ｄＢ（ｅ）、誤差クリップ値＝４０ｄＢ（ｆ）及びシンボル硬判定（ｇ）の各特性が示されている。
【００７３】
図１１の特性を図１０と比較すると、コンスタレーションタイプ（図１１ではＮＵＣ、図１０ではＮＣ）及び中継局受信Ｃ／Ｎ（図１１では２８ｄＢ、図１０では２９ｄＢ）の違いはあるが、両特性は同じ傾向を示している。また、図１１から、コンスタレーションタイプがＮＵＣの場合であっても、図３に示した誤差クリップ型再マッピングをそのまま適用できることがわかる。
【００７４】
つまり、図３に示した誤差クリップ型再マッピングは、コンスタレーションタイプがＵＣ及びＮＵＣのいずれの場合も同じ処理を適用することができる。そして、中継局受信Ｃ／Ｎに応じて最適なクリップ値（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となるクリップ値）を選択することで、所要Ｃ／Ｎを改善することができる。
【００７５】
このように、誤差抑圧型再マッピングの抑圧量及び誤差クリップ型再マッピングのクリップ値の最適値は、中継局受信Ｃ／Ｎに加え、コンスタレーションタイプ、変調多値数、符号化率及びビットインターリーブなどに依存して変化する。
【００７６】
図１２は、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、抑圧量を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。
【００７７】
図１２には、単純中継（判定なし）（ａ）、シンボル硬判定（ｂ）及び誤差抑圧型再マッピングによるシンボル判定（ｃ）の各特性が示されている。尚、単純中継ではＳＰの付け替えは行われないが、シンボル硬判定と誤差抑圧型再マッピングでは、ＳＰは規定値に付け替えが行われる。
【００７８】
図１２から、シンボル硬判定（ｂ）の場合、中継局受信Ｃ／Ｎが低くなるに従い、単純中継（ａ）に対する改善効果が小さくなり、やがて逆転し、最後にはエラーフリー（ＱＥＦ）が得られなくなることがわかる。また、誤差抑圧型再マッピング（ｃ）の場合、常に単純中継（ａ）に対して改善効果が得られることがわかる。
【００７９】
図１３は、誤差抑圧型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、抑圧量を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。前述の図１２とこの図１３の違いは、図１２のコンスタレーションタイプがＵＣであるのに対し、図１３ではＮＵＣである点のみである。
【００８０】
図１３には、単純中継（ａ）、シンボル硬判定（ｂ）及び誤差抑圧型再マッピング（ｃ）の各特性が示されている。
【００８１】
図１２及び図１３から、単純中継（ａ）とシンボル硬判定（ｂ）との特性が逆転する中継局受信Ｃ／Ｎは、コンスタレーションタイプがＮＵＣの場合の方がＵＣの場合よりも低いことがわかる。エリア受信所要Ｃ／Ｎの改善量は、コンスタレーションタイプがＮＵＣの場合の方がＵＣの場合よりも大きいが、両者は同じ傾向を示していることがわかる。
【００８２】
図１４は、誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＵＣ、クリップ値を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。
【００８３】
また、図１５は、誤差クリップ型再マッピングを用いた場合において、コンスタレーションタイプをＮＵＣ、クリップ値を最適値としたときの中継局受信Ｃ／Ｎとエリア受信所要Ｃ／Ｎの関係を示す図である。パラメータなどの詳細については、表１に示したとおりである。
【００８４】
図１４及び図１５には、単純中継（ａ）、シンボル硬判定（ｂ）及び誤差クリップ型再マッピングによるシンボル判定（ｃ）の各特性が示されている。
【００８５】
図１４及び図１５から、誤差クリップ型再マッピングの場合、図１２及び図１３に示した誤差抑圧型再マッピングの場合と同様の傾向を示すことがわかる。
【００８６】
図１６は、中継局受信Ｃ／Ｎをパラメータとし、中継局２０２のシンボル判定の処理に従来のシンボル硬判定を用いた場合の、エリア受信Ｃ／Ｎに対する受信機２０４の出力のＢＥＲ特性を示している。パラメータなどの詳細については、表１に示した諸元の一部が異なり、実際のハードウエアを想定して、ＬＤＰＣ符号の復号法にＵＭＰ−ＢＰ法（min-sum法）を適用している。また、データが有限語長で表現されることを考慮して、対数外部値比αmnの絶対値が一定値を超えている場合に、その値を当該一定値にクリップしている。
【００８７】
図１６には、中継局受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢ（ａ）、中継局受信Ｃ／Ｎ＝３１ｄＢ（ｂ）、中継局受信Ｃ／Ｎ＝３２ｄＢ（ｃ）、中継局受信Ｃ／Ｎ＝３３ｄＢ（ｄ）、中継局受信Ｃ／Ｎ＝３４ｄＢ（ｅ）及び中継局受信Ｃ／Ｎ＝３５ｄＢ（ｆ）の各特性が示されている。
【００８８】
図１６から、中継局受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢ（ａ）〜３３ｄＢ（ｄ）の場合に、エリア受信Ｃ／Ｎを高くしていくと、一旦１×１０-7以下になったＢＥＲが再び増加していくことがわかる。これは、ＬＤＰＣ符号の復号処理において、対数外部値比αmnの絶対値を一定値以下にクリップしたことに関係しており、実際の装置でも生じる現象である。
【００８９】
シンボル硬判定の処理により間違った規定信号点に再マッピングされた場合、エリア受信Ｃ／Ｎが高くなると、見かけ上の誤差が小さくなり、そのシンボルで伝送されるビットの対数尤度比が、間違っているにも関わらず大きな値を示すようになることに起因している。
【００９０】
前述のとおり、図２に示した誤差抑圧型再マッピング及び図３に示した誤差クリップ型再マッピングでは、再近傍の規定信号点Ｂが、本来の正しい規定信号点とは異なる場合であっても、誤差を残留させて再マッピングを行うため、誤差抑圧型再マッピングの抑圧量、または誤差クリップ型再マッピングのクリップ値を適切に設定することにより、エリア受信Ｃ／Ｎの上昇に伴って再びＢＥＲが上昇するという従来のシンボル硬判定での問題（図１６に示した特性）を軽減、解消することができる。
【００９１】
尚、前記シミュレーション結果は、本発明による誤差残留型再マッピングの効果をわかりやすく示すために実施したものであり、計算条件（ＬＤＰＣ復号のアルゴリズム、イタレーション回数、ＬＬＲの計算方法、雑音分散σ2の与え方、ＳＰの挿入間隔、ＳＰのブースト比などがあるが、それに止まらない）が異なれば、数値そのものは変化するものであることを付け加えておく。
【００９２】
〔実施形態〕
次に、本発明の誤差残留型再マッピングを用いる具体的な実施形態について詳細に説明する。以下、伝送信号がＳＰ（Scattered Pilot）、ＣＰ（Continual Pilot）、ＡＣ（Auxiliary Channel）のようなパイロットシンボル、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）のような制御シンボルを有するＩＳＤＢ−Ｔ形式に準拠したＯＦＤＭ信号である場合について説明する。
【００９３】
〔ＳＩＳＯ型の中継装置〕
まず、ＳＩＳＯ（Single-Input Single-Output）型の放送システム（送信アンテナ１本及び受信アンテナ１本の伝送形式）に用いる等化及び判定機能付き中継装置について説明する。図１７は、ＳＩＳＯ型の中継装置の構成例を示すブロック図である。この中継装置１は、受信アンテナ１０、受信ＢＰＦ（Band Pass Filter：バンドパスフィルタ）１１、受信部１２、等化判定装置１３、送信部１４、ＰＡ（Power Amplifier：電力増幅）部１５、送信ＢＰＦ１６及び送信アンテナ１７を備えている。
【００９４】
中継装置１が親局２００から送信された放送波を受信すると、受信ＢＰＦ１１は、受信アンテナ１０を介して受信信号を入力し、受信信号から所望の帯域成分のみを抽出し、フィルタ処理後の受信信号を受信部１２に出力する。受信部１２は、受信ＢＰＦ１１からフィルタ処理後の受信信号を入力し、低雑音増幅、ＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）、周波数変換などの処理を行う。そして、受信部１２は、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）帯の信号（ＩＦ信号）を生成して等化判定装置１３に出力する。
【００９５】
等化判定装置１３は、受信部１２からＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号に含まれる伝送路応答歪みを等化し、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理によって雑音成分を軽減または除去する。そして、等化判定装置１３は、誤差残留型再マッピング後のＩＦ信号を送信部１４に出力する。等化判定装置１３の詳細については後述する。
【００９６】
送信部１４は、等化判定装置１３から誤差残留型再マッピング後のＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号を周波数変換して増幅し、ＲＦ（Radio Frequency：高周波）帯の信号（ＲＦ信号）を生成してＰＡ部１５に出力する。
【００９７】
ＰＡ部１５は、送信部１４からＲＦ信号を入力し、ＲＦ信号を所望の電力に増幅し、電力増幅後のＲＦ信号を送信ＢＰＦ１６に出力する。送信ＢＰＦ１６は、ＰＡ部１５から電力増幅後のＲＦ信号を入力し、スプリアス及び帯域外不要成分を除去し、フィルタ処理後のＲＦ信号を出力する。フィルタ処理後のＲＦ信号は、放送波として送信アンテナ１７を介して再送信される。
【００９８】
〔ＭＩＭＯ型の中継装置〕
次に、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output ）型の放送システム（送信アンテナ２本及び受信アンテナ２本の伝送形式）に用いる等化及び判定機能付き中継装置について説明する。図１８は、ＭＩＭＯ型の中継装置の構成例を示すブロック図である。この中継装置２は、受信アンテナ２０−１，２０−２、受信ＢＰＦ２１−１，２１−２、受信部２２−１，２２−２、等化判定装置２３、送信部２４−１，２４−２、ＰＡ部２５−１，２５−２、送信ＢＰＦ２６−１，２６−２及び送信アンテナ２７−１，２７−２を備えている。中継装置２は、図１７に示した中継装置１の構成を２系統化したものであるため、詳細な説明を省略する。
【００９９】
ここで、等化判定装置２３は、受信部２２−１，２２−２から２系統のＩＦ信号を入力し、それぞれの系統のＩＦ信号に含まれる伝送路応答歪みを等化し、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理によって雑音成分を軽減または除去する。また、等化判定装置２３は、各系統間のクロクトーク（混信成分、偏波ＭＩＭＯの場合、交差偏波成分）のキャンセル及び除去も行う。このため、等化判定装置２３では、２系統のＩＦ信号を一括処理して出力する形式となっている。等化判定装置２３の詳細については後述する。
【０１００】
等化判定装置２３より出力された各ＩＦ信号は、それぞれ送信部２４−１，２４−２、ＰＡ部２５−１，２５−２、送信ＢＰＦ２６−１，２６−２を介して送信アンテナ２７−１，２７−２に供給される。送信ＢＰＦ２６−１，２６−２によりフィルタ処理されたそれぞれのＲＦ信号は、送信アンテナ２７−１，２７−２から放送波として、再送信される。
【０１０１】
〔等化判定装置１３／ＳＩＳＯ型〕
次に、図１７に示したＳＩＳＯ型の等化判定装置１３について詳細に説明する。図１９は、ＳＩＳＯ型の等化判定装置１３の構成例を示すブロック図である。この等化判定装置１３は、入力ＢＰＦ３０、増幅器３１、Ａ／Ｄ変換器３２、ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator：数値制御発振器）３３、ＱＤＥＭ（Quadrature DEModulator：直交復調回路）３４、ダウンサンプル（ＤＳ）回路３５、同期再生回路３６、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control：自動周波数制御）回路３７、ＦＦＴ窓回路３８、ＦＦＴ回路３９、ＳＰ抽出回路４０、伝送路応答推定回路４１、等化回路４２、シンボル分離回路４３、Ｃ／Ｎ推定回路４４、シンボル再生回路４５、ＡＣ及びＴＭＣＣ硬判定回路４６、ＳＰ生成回路４７、フレーム構成回路４８、ＩＦＦＴ回路４９、ＧＩ付加回路５０、アップサンプル（ＵＳ）回路５１、ＮＣＯ５２、ＱＭＯＤ（Quadrature MODulation：直交変調回路）５３、Ｄ／Ａ変換器５４、増幅器５５及び出力ＢＰＦ５６を備えている。
【０１０２】
前述のとおり、等化判定装置１３は、受信部１２から入力したＩＦ信号に含まれる伝送路応答歪みを等化し、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理によって雑音成分を軽減または除去し、誤差残留型再マッピング後のＩＦ信号を送信部１４に出力する。
【０１０３】
入力ＢＰＦ３０は、受信部１２からＩＦ信号を入力し、当該ＩＦ信号から不要な帯域外成分を除去し、増幅器３１は、入力ＢＰＦ３０によりフィルタ処理されたＩＦ信号を所定レベルに増幅する。
【０１０４】
Ａ／Ｄ変換器３２は、増幅器３１により増幅されたアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換する。ＱＤＥＭ３４は、Ａ／Ｄ変換器３２によりデジタル信号に変換されたＩＦ信号を入力し、ＮＣＯ３３から供給されたローカル信号を用いて等価ベースバンド信号（ＩＱ信号）に変換して出力する。
【０１０５】
ダウンサンプル回路３５は、ＱＤＥＭ３４より出力されたＩＱ信号を入力して間引き処理（ダウンサンプリング処理）を行い、サンプリング速度を下げて出力する。同期再生回路３６は、ダウンサンプル回路３５により間引き処理されたＩＱ信号に基づいて同期再生処理を行い、シンボル同期及びクロック同期などの同期信号を再生し、図１９には明記していないが、前記同期信号を必要とする各部に供給する。
【０１０６】
ＡＦＣ回路３７は、ダウンサンプル回路３５より間引き処理されたＩＱ信号を入力し、同期再生回路３６により再生された同期信号を用いて当該ＩＱ信号の周波数誤差を除去する。ＦＦＴ窓回路３８は、同期再生回路３６により再生された同期信号を用いて、ＡＦＣ回路３７により周波数誤差が除去されたＩＱ信号に対しＦＦＴ窓のタイミングを設定し、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を抽出する。
【０１０７】
ＦＦＴ回路３９は、ＦＦＴ窓回路３８により抽出された有効シンボル期間のＩＱ信号を高速フーリエ変換し、周波数領域のキャリアシンボルを生成して出力する。ＳＰ抽出回路４０は、ＦＦＴ回路３９より出力された周波数領域のキャリアシンボルのうち、所定のＳＰ（シンボル方向とキャリア方向の両方に分散配置され、ＢＰＳＫ変調されているパイロットシンボル）を抽出する。伝送路応答推定回路４１は、ＳＰ抽出回路４０により抽出されたＳＰの変調成分を除去し、シンボル方向及びキャリア方向の補間処理を行い、全てのキャリアシンボルの伝送路応答を推定する。
【０１０８】
等化回路４２は、伝送路応答推定回路４１により推定されたキャリアシンボル毎の伝送路応答を用いて、ＦＦＴ回路３９より出力された周波数領域のキャリアシンボルの等化処理（キャリアシンボルを伝送路応答で除算する処理）を行う。
【０１０９】
シンボル分離回路４３は、等化回路４２で等化処理されたキャリアシンボルから、データシンボル、ＡＣ及びＴＭＣＣなどを分離する。データシンボルは、Ｃ／Ｎ推定回路４４及びシンボル再生回路４５に供給され、ＡＣ及びＴＭＣＣなどの信号は、Ｃ／Ｎ推定回路４４及びＡＣ及びＴＭＣＣ硬判定回路４６に供給される。
【０１１０】
Ｃ／Ｎ推定回路４４は、シンボル分離回路４３からデータシンボル、ＡＣ及びＴＭＣＣなどを入力すると共に、伝送路応答推定回路４１からキャリアシンボル毎の伝送路応答を入力する。そして、Ｃ／Ｎ推定回路４４は、データシンボル、ＡＣ及びＴＭＣＣなどにおける各キャリアシンボルの誤差を算出し、各キャリアシンボルの誤差を平均化して平均誤差を算出する。キャリアシンボルの誤差とは、キャリアシンボルの信号点とそのキャリアシンボルの硬判定後の規定信号点との間の距離をいう。Ｃ／Ｎの推定においては、データシンボルを用いる方法、ＡＣやＴＭＣＣを用いる方法、ＳＰを用いる方法、さらには、これらの方法を組み合わせた方法などがあるが、既知の技術であり、ここでは詳しい説明を省く。
【０１１１】
Ｃ／Ｎ推定回路４４は、例えば平均誤差から信号全体の受信Ｃ／Ｎを推定すると共に、キャリアシンボル毎の誤差及び伝送路応答から、キャリアシンボル毎（キャリア毎）の受信Ｃ／Ｎを推定する。尚、Ｃ／Ｎ推定回路４４は、信号全体の受信Ｃ／Ｎを推定した後、当該信号全体の受信Ｃ／Ｎの推定値とキャリアシンボル毎の伝送路応答から、キャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎを推定するようにしてもよい。後述するＣ／Ｎ推定回路７４についても同様である。
【０１１２】
シンボル再生回路４５は、シンボル分離回路４３からデータシンボルを入力すると共に、Ｃ／Ｎ推定回路４４から信号全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリア毎の受信Ｃ／Ｎを受信Ｃ／Ｎ情報として入力する。そして、シンボル再生回路４５は、データシンボル及び受信Ｃ／Ｎ情報に基づいて誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理を行い、シンボルを再生する。
【０１１３】
ここで、シンボル再生回路４５は、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理として誤差抑圧型再マッピングを行う場合、受信Ｃ／Ｎ情報に応じて最適な抑圧係数γを設定する。また、シンボル再生回路４５は、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理として誤差クリップ型再マッピングを行う場合、受信Ｃ／Ｎ情報に応じて最適なクリップ値を設定する。シンボル再生回路４５の詳細については後述する。
【０１１４】
ＡＣ及びＴＭＣＣ硬判定回路４６は、シンボル分離回路４３により分離されたＡＣ及びＴＭＣＣなど（シンボル方向にＤＢＰＳＫ変調されているＡＣ及びＴＭＣＣなど）の信号に対しシンボル硬判定処理を行い、雑音成分を除去する。ＳＰ生成回路４７はＳＰを生成する。
【０１１５】
フレーム構成回路４８は、シンボル再生回路４５によりシンボル再生されたデータシンボル、ＡＣ及びＴＭＣＣ硬判定回路４６によりシンボル硬判定処理されたＡＣ及びＴＭＣＣなどの信号、並びにＳＰ生成回路４７により生成されたＳＰを入力する。そして、フレーム構成回路４８は、これらのデータシンボル、ＡＣ、ＴＭＣＣなどの信号及びＳＰからＯＦＤＭシンボルを構成し、さらにＯＦＤＭフレームを構成する。
【０１１６】
ＩＦＦＴ回路４９は、フレーム構成回路４８により構成されたＯＦＤＭシンボル毎のキャリアシンボルを逆高速フーリエ変換し、有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号を生成する。
【０１１７】
ＧＩ付加回路５０は、ＩＦＦＴ回路４９により生成された有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号のうち有効シンボル期間後縁の一部をコピーし、ＧＩとして有効シンボル期間の前縁に付加する。
【０１１８】
アップサンプル回路５１は、ＧＩ付加回路５０によりＧＩが付加されたＯＦＤＭ信号（等価ベースバンド信号、ＩＱ信号）に対しアップサンプリング処理を行い、サンプリング速度を上げる（例えば１６倍に上げる）。
【０１１９】
ＱＭＯＤ５３は、アップサンプル回路５１によりアップサンプリング処理されたＩＱ信号形式のＯＦＤＭ信号を、ＮＣＯ５２から供給されたローカル信号を用いて直交変調処理し、デジタルＩＦ信号に変換する。例えば、ＱＭＯＤ５３は、ＯＦＤＭ信号に周波数が３７．１５ＭＨｚのローカル信号を乗算し、中心周波数が３７．１５ＭＨｚのデジタルＩＦ信号を生成して出力する。
【０１２０】
Ｄ／Ａ変換器５４は、ＱＭＯＤ５３より出力されたデジタルＩＦ信号を入力し、アナログＩＦ信号に変換する。増幅器５５は、Ｄ／Ａ変換器５４よりアナログＩＦ信号を入力し、所定のレベルに増幅する。出力ＢＰＦ５６は、増幅器５５により増幅されたＩＦ信号から不要な帯域外成分を除去し、誤差残留型再マッピング後のＩＦ信号として送信部１４に出力する。
【０１２１】
〔等化判定装置２３／ＭＩＭＯ型〕
次に、図１８に示したＭＩＭＯ型の等化判定装置２３について詳細に説明する。図２０は、ＭＩＭＯ型の等化判定装置２３の構成例を示すブロック図である。この等化判定装置２３は、入力ＢＰＦ６０−１，６０−２、増幅器６１−１，６１−２、Ａ／Ｄ変換器６２−１，６２−２、ＮＣＯ６３、ＱＤＥＭ６４−１，６４−２、ダウンサンプル回路６５−１，６５−２、同期再生回路６６、ＡＦＣ回路６７−１，６７−２、ＦＦＴ窓回路６８−１，６８−２、ＦＦＴ回路６９−１，６９−２、ＳＰ抽出回路７０−１，７０−２、伝送路応答推定回路７１、ＭＩＭＯ検出器７２、シンボル分離回路７３−１，７３−２、Ｃ／Ｎ推定回路７４、シンボル再生回路７５−１，７５−２、ＡＣ及びＴＭＣＣ硬判定回路７６−１，７６−２、ＳＰ生成回路７７−１，７７−２、フレーム構成回路７８−１，７８−２、ＩＦＦＴ回路７９−１，７９−２、ＧＩ付加回路８０−１，８０−２、アップサンプル回路８１−１，８１−２、ＮＣＯ８２、ＱＭＯＤ８３−１，８３−２、Ｄ／Ａ変換器８４−１，８４−２、増幅器８５−１，８５−２及び出力ＢＰＦ８６−１，８６−２を備えている。
【０１２２】
前述のとおり、等化判定装置２３は、受信部２２−１，２２−２から入力したＩＦ信号に含まれる伝送路応答歪みを等化し、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理によって雑音成分を軽減または除去し、各系統間の干渉、混信成分のキャンセル及び除去も行う。そして、等化判定装置２３は、誤差残留型再マッピング後のＩＦ信号を送信部２４−１，２４−２に出力する。
【０１２３】
図２０に示す等化判定装置２３の構成は、図１９に示したＳＩＳＯ型の等化判定装置１３を２系統並べたものに近似しているが、完全に２系統並べたものとは一部の構成に違いがある。以下、その違いのある部分を中心に説明する。
【０１２４】
入力ＢＰＦ６０−１は、受信部２２−１からＩＦ信号を入力し、入力ＢＰＦ６０−２は、受信部２２−２からＩＦ信号を入力する。入力ＢＰＦ６０−１，６０−２からＳＰ抽出回路７０−１，７０−２までの構成は、図１９に示した入力ＢＰＦ３０からＳＰ抽出回路４０までの構成を２系統並べたものとなっている。
【０１２５】
ＮＣＯ６３は、両系統で共通化した構成部であり、共通のローカル信号をＱＤＥＭ６４−１，６４−２にそれぞれ供給する。同期再生回路６６も両系統で共通化した構成部であり、ダウンサンプル回路６５−１，６５−２により間引き処理されたそれぞれのＩＱ信号に基づいて同期再生処理を行い、同期信号を再生する。そして、同期再生回路６６は、共通の同期信号をＡＦＣ回路６７−１，６７−２及びＦＦＴ窓回路６８−１，６８−２に供給する。また、図２０には明記していないが、同期再生回路６６は、同期信号を必要とする各部に前記再生した同期信号を供給する。
【０１２６】
尚、ＮＣＯ６３及び同期再生回路６６は、両系統で共通化することなく、系統毎の構成部とするようにしてもよい。また、ＡＦＣ回路６７−１，６７−２は、送信側及び受信側の周波数変換処理にて２系統間に周波数偏差が生じる可能性があるため、系統毎に独立して動作する。ＦＦＴ窓回路６８−１，６８−２は、送信側及び受信側の群遅延特性または伝搬路特性の違いにより２系統間で僅かな遅延時間差が生じる可能性があるため、ＦＦＴ窓のタイミングも系統毎に別々に設定する。
【０１２７】
伝送路応答推定回路７１は、図１９に示した伝送路応答推定回路４１に相当し、ＳＰ抽出回路７０−１，７０−２により抽出された各系統のＳＰから、ＯＦＤＭ信号のキャリアシンボル毎にＭＩＭＯ伝送路応答行列の４つの成分を算出する。そして、伝送路応答推定回路７１は、キャリアシンボル毎のＭＩＭＯ伝送路応答行列の４つの成分をＭＩＭＯ検出器７２及びＣ／Ｎ推定回路７４に出力する。尚、図２０において、伝送路応答推定回路７１からＭＩＭＯ検出器７２及びＣ／Ｎ推定回路７４への８本の信号線は、４つの成分のそれぞれが複素数であることを示している。
【０１２８】
ＭＩＭＯ検出器７２は、図１９に示した等化回路４２に相当し、ＦＦＴ回路６９−１，６９−２から各系統のキャリアシンボルを入力すると共に、伝送路応答推定回路７１からキャリアシンボル毎のＭＩＭＯ伝送路応答行列の４つの成分を入力する。ＭＩＭＯ検出器７２は、各系統のキャリアシンボル、及び４つの成分からなる２×２のＭＩＭＯ伝送路応答行列による除算処理（言い換えれば、逆行列の乗算処理）により、系統分離及び各系統の等化処理を同時に実現する。
【０１２９】
ＭＩＭＯ検出器７２の後段のシンボル分離回路７３−１，７３−２から出力ＢＰＦ８６−１，８６−２までの構成は、図１９に示したシンボル分離回路４３から出力ＢＰＦ５６までの構成を２系統並べたものとなっている。ＮＣＯ８２は、両系統で共通化した構成部であり、共通のローカル信号をＱＭＯＤ８３−１，８３−２にそれぞれ供給し、両系統の信号の周波数を同期させる。
【０１３０】
Ｃ／Ｎ推定回路７４は、図１９に示したＣ／Ｎ推定回路４４に相当し、シンボル分離回路７３−１，７３−２から各系統のデータシンボル、ＡＣ及びＴＭＣＣなどを入力すると共に、伝送路応答推定回路７１からキャリアシンボル毎のＭＩＭＯ伝送路応答行列の４つの成分を入力する。そして、Ｃ／Ｎ推定回路７４は、系統毎に、信号全体の受信Ｃ／Ｎを推定すると共に、キャリアシンボル毎（キャリア毎）の受信Ｃ／Ｎを推定する。
【０１３１】
Ｃ／Ｎ推定回路７４は、第１の系統における信号全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリアシンボル毎（キャリア毎）の受信Ｃ／Ｎを、第１の系統の受信Ｃ／Ｎ情報としてシンボル再生回路７５−１に出力する。また、Ｃ／Ｎ推定回路７４は、第２の系統における信号全体の受信Ｃ／Ｎまたはキャリアシンボル毎（キャリア毎）の受信Ｃ／Ｎを、第２の系統の受信Ｃ／Ｎ情報としてシンボル再生回路７５−２に出力する。
【０１３２】
シンボル再生回路７５−１，７５−２は、図１９に示したシンボル再生回路４５に相当し、シンボル分離回路７３−１，７３−２から対応する系統のデータシンボルを入力すると共に、Ｃ／Ｎ推定回路７４から対応する系統の受信Ｃ／Ｎ情報を入力する。そして、シンボル再生回路７５−１，７５−２は、データシンボル及び受信Ｃ／Ｎ情報に基づいて誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理を行い、シンボルを再生する。
【０１３３】
ここで、シンボル再生回路７５−１，７５−２は、図１９に示したシンボル再生回路４５と同様に、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理として誤差抑圧型再マッピングを行う場合、受信Ｃ／Ｎ情報に応じて最適な抑圧係数γを設定する。また、シンボル再生回路７５−１，７５−２は、図１９に示したシンボル再生回路４５と同様に、誤差残留型再マッピングのシンボル判定処理として誤差クリップ型再マッピングを行う場合、受信Ｃ／Ｎ情報に応じて最適なクリップ値を設定する。シンボル再生回路７５−１，７５−２の詳細については後述する。
【０１３４】
〔誤差抑圧型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５〕
次に、図１９に示したシンボル再生回路４５及び図２０に示したシンボル再生回路７５−１，７５−２（総称してシンボル再生回路７５という。）が誤差抑圧型再マッピングを行う場合について詳細に説明する。
【０１３５】
図２１は、誤差抑圧型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５の構成例を示すブロック図である。シンボル再生回路４５，７５は、抑圧係数生成回路９０、遅延回路９１，９５、最近傍点検出回路９２、減算回路９３、乗算回路９４及び加算回路９６を備えている。前記抑圧係数生成回路９０、遅延回路９１，９５、最近傍点検出回路９２、減算回路９３、乗算回路９４及び加算回路９６により、誤差抑圧型再マッピングにて再生後のキャリアシンボルを生成する生成回路が構成される。
【０１３６】
ＳＩＳＯ型のシンボル再生回路４５は、等化回路４２を経てシンボル分離回路４３からキャリアシンボル（データシンボル）を入力して２分配する。また、ＭＩＭＯ型のシンボル再生回路７５（シンボル再生回路の７５−１と７５−２）は、ＭＩＭＯ検出器７２を経てシンボル分離回路７３−１，７３−２からキャリアシンボル（データシンボル）を入力して２分配する。２分配されたキャリアシンボルはＩＱ軸成分の複素信号であり、一方は遅延回路９１へ入力され、他方は最近傍点検出回路９２へ入力される。
【０１３７】
また、ＳＩＳＯ型のシンボル再生回路４５は、Ｃ／Ｎ推定回路４４から受信Ｃ／Ｎ情報を入力し、ＭＩＭＯ型のシンボル再生回路７５は、Ｃ／Ｎ推定回路７４から受信Ｃ／Ｎ情報を入力する。受信Ｃ／Ｎ情報は抑圧係数生成回路９０へ入力される。
【０１３８】
抑圧係数生成回路９０は、ＲＯＭテーブルまたは多項式近似演算回路などにて実現することができる。例えば、抑圧係数生成回路９０は、入力した受信Ｃ／Ｎ情報に含まれるキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに対応する抑圧係数γを、予め設定されたテーブルから読み出すことで、抑圧係数γを生成する。抑圧係数γは乗算回路９４へ入力される。
【０１３９】
図７〜図９にて説明したとおり、受信Ｃ／Ｎ（中継局受信Ｃ／Ｎ）に応じて最適な抑圧量（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となる抑圧量）を選択することで、所要Ｃ／Ｎを改善することができる。予め設定されたテーブルは、受信Ｃ／Ｎと抑圧係数γとの関係が規定されており、シミュレーションなどにて得られた、受信Ｃ／Ｎ毎の最適な抑圧係数γが格納されている。
【０１４０】
例えば、テーブルには、受信Ｃ／Ｎと抑圧係数γとが反比例するように、すなわち受信Ｃ／Ｎが高くなると抑圧係数γが小さくなり（再マッピング点Ｃが規定信号点Ｂに近くなる抑圧係数γとし）、受信Ｃ／Ｎが低くなると抑圧係数γが大きくなるように（再マッピング点Ｃが規定信号点Ｂから離れて受信信号点Ａに近くなる抑圧係数γとするように）、受信Ｃ／Ｎに対応する抑圧係数γが格納されている。尚、前述のとおり、抑圧係数γが小さいほど再マッピング点Ｃは規定信号点Ｂに近づき、抑圧係数γが大きいほど再マッピング点Ｃは規定信号点Ｂから離れて受信信号点Ａに近づく。
【０１４１】
また、抑圧係数生成回路９０は、テーブルを用いる代わりに所定の数式を用いて、キャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに対応する抑圧係数γを算出するようにしてもよい。所定の数式は、テーブルと同様に、受信Ｃ／Ｎと抑圧係数γとの関係が規定されており、受信Ｃ／Ｎ毎に最適な抑圧係数γが対応するように定義されている。
【０１４２】
遅延回路９１は、最近傍点検出回路９２における遅延を補償するための回路であり、入力したキャリアシンボルを、最近傍点検出回路９２と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させたキャリアシンボルは、減算回路９３へ入力される。最近傍点検出回路９２は、入力したキャリアシンボルに対し、信号空間上で最も信号点間距離が近いコンスタレーション上の規定信号点を検出し、検出した規定信号点のキャリアシンボルを出力する。規定信号点のキャリアシンボルは２分配され、一方は減算回路９３へ入力され、他方は遅延回路９５へ入力される。
【０１４３】
減算回路９３は、遅延回路９１により遅延させたキャリアシンボル（雑音または歪に起因する誤差を含むキャリアシンボル）から、最近傍点検出回路９２により検出された規定信号点のキャリアシンボルを減算し、誤差信号を生成する。誤差信号は、乗算回路９４へ入力される。
【０１４４】
乗算回路９４は、減算回路９３により生成された誤差信号に、抑圧係数生成回路９０により生成された抑圧係数γを乗算する。抑圧係数乗算後の誤差信号は、減算回路９３により生成された誤差信号よりも誤差が減少した信号であり、加算回路９６へ入力される。遅延回路９５は、減算回路９３及び乗算回路９４における遅延を補償するための回路であり、入力した規定信号点のキャリアシンボルを、減算回路９３及び乗算回路９４と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させた規定信号点のキャリアシンボルは、加算回路９６へ入力される。
【０１４５】
加算回路９６は、乗算回路９４から入力した抑圧係数乗算後の誤差信号と、遅延回路９５から入力した最近傍の規定信号点のキャリアシンボルとを加算し、加算結果を再生後のキャリアシンボルとして出力する。再生後のキャリアシンボルはフレーム構成回路４８，７８−１，７８−２へ入力される。
【０１４６】
〔誤差クリップ型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５〕
次に、図１９に示したシンボル再生回路４５及び図２０に示したシンボル再生回路７５が誤差クリップ型再マッピングを行う場合について詳細に説明する。
【０１４７】
図２２は、誤差クリップ型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５の構成例を示すブロック図である。このシンボル再生回路４５，７５は、クリップ値生成回路１００、遅延回路１０１，１０２，１０４，１０９，１１０，１１１、最近傍点検出回路１０３、減算回路１０５、絶対値算出回路１０６、除算回路１０７、比較回路１０８、乗算回路１１２、加算回路１１３及び選択回路１１４を備えている。前記回路１００〜回路１１４の各回路により、誤差クリップ型再マッピングにて再生後のキャリアシンボルを生成する生成回路が構成される。
【０１４８】
ＳＩＳＯ型のシンボル再生回路４５は、等化回路４２を経てシンボル分離回路４３からキャリアシンボル（データシンボル）を入力して３分配する。また、ＭＩＭＯ型のシンボル再生回路７５（シンボル再生回路の７５−１と７５−２）は、ＭＩＭＯ検出器７２を経てシンボル分離回路７３−１，７３−２からキャリアシンボル（データシンボル）を入力して３分配する。３分配されたキャリアシンボルはＩＱ軸成分の複素信号であり、遅延回路１０２，１０４及び最近傍点検出回路１０３へそれぞれ入力される。
【０１４９】
また、ＳＩＳＯ型のシンボル再生回路４５は、Ｃ／Ｎ推定回路４４から受信Ｃ／Ｎ情報を入力し、ＭＩＭＯ型のシンボル再生回路７５は、Ｃ／Ｎ推定回路７４から受信Ｃ／Ｎ情報を入力する。受信Ｃ／Ｎ情報はクリップ値生成回路１００へ入力される。
【０１５０】
クリップ値生成回路１００は、ＲＯＭテーブルまたは多項式近似演算回路などにて実現することができる。例えば、クリップ値生成回路１００は、入力した受信Ｃ／Ｎ情報に含まれるキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに対応するクリップ値を、予め設定されたテーブルから読み出すことで、クリップ値を生成する。クリップ値は遅延回路１０１へ入力される。
【０１５１】
図１０及び図１１にて説明したとおり、受信Ｃ／Ｎ（中継局受信Ｃ／Ｎ）に応じて最適なクリップレベル（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となるクリップレベル）を選択することで、所要Ｃ／Ｎを改善することができる。予め設定されたテーブルは、受信Ｃ／Ｎとクリップ値との関係が規定されており、シミュレーションなどにて得られた、受信Ｃ／Ｎ毎の最適なクリップ値が格納されている。
【０１５２】
例えば、テーブルには、受信Ｃ／Ｎとクリップ値とが反比例するように、すなわち受信Ｃ／Ｎが高くなるとクリップ値が小さくなり（再マッピング点Ｃが規定信号点Ｂに近くなるクリップ値とし）、受信Ｃ／Ｎが低くなるとクリップ値が大きくなるように（再マッピング点Ｃが規定信号点Ｂから離れるクリップ値とするように）、受信Ｃ／Ｎに対応するクリップ値が格納されている。尚、前述のとおり、クリップ値が小さいほど再マッピング点Ｃは規定信号点Ｂに近づき、クリップ値が大きいほど再マッピング点Ｃは規定信号点Ｂから離れる。
【０１５３】
また、クリップ値生成回路１００は、テーブルを用いる代わりに所定の数式を用いて、キャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに対応するクリップ値を算出するようにしてもよい。所定の数式は、テーブルと同様に、受信Ｃ／Ｎとクリップ値との関係が規定されており、受信Ｃ／Ｎ毎に最適なクリップ値が対応するように定義されている。
【０１５４】
遅延回路１０１は、遅延回路１０２、減算回路１０５及び絶対値算出回路１０６における遅延を補償するための回路であり、入力したクリップ値を、これらの回路の遅延量の合計と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させたクリップ値は２分配され、一方は除算回路１０７へ入力され、他方は比較回路１０８へ入力される。
【０１５５】
遅延回路１０２は、最近傍点検出回路１０３における遅延を補償するための回路であり、入力したキャリアシンボルを、最近傍点検出回路１０３と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させたキャリアシンボルは、減算回路１０５へ入力される。
【０１５６】
最近傍点検出回路１０３は、入力したキャリアシンボルに対し、信号空間上で最も信号点間距離が近いコンスタレーション上の規定信号点を検出し、検出した規定信号点のキャリアシンボルを出力する。規定信号点のキャリアシンボルは２分配され、一方は減算回路１０５へ入力され、他方は遅延回路１１１へ入力される。
【０１５７】
遅延回路１０４は、遅延回路１０２、減算回路１０５、遅延回路１１０、乗算回路１１２及び加算回路１１３の遅延を補償するための回路であり、入力したキャリアシンボルを、これらの回路の遅延量の合計と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させたキャリアシンボルは、選択回路１１４へ入力される。
【０１５８】
減算回路１０５は、遅延回路１０２により遅延させたキャリアシンボル（雑音または歪に起因する誤差を含むキャリアシンボル）から、最近傍点検出回路１０３により検出された規定信号点のキャリアシンボルを減算し、誤差信号を生成する。誤差信号は２分配され、一方は絶対値算出回路１０６へ入力され、他方は遅延回路１１０へ入力される。
【０１５９】
絶対値算出回路１０６は、減算回路１０５により生成された誤差信号の絶対値を算出する。誤差信号の絶対値は２分配され、一方は除算回路１０７へ入力され、他方は比較回路１０８へ入力される。
【０１６０】
除算回路１０７は、遅延回路１０１により遅延させたクリップ値を、絶対値算出回路１０６により算出された誤差信号の絶対値で除算し、除算結果を係数信号として生成する。係数信号は乗算回路１１２へ入力される。
【０１６１】
比較回路１０８は、遅延回路１０１により遅延させたクリップ値と、絶対値算出回路１０６により算出された誤差信号の絶対値とを比較する。比較回路１０８は、クリップ値が誤差信号の絶対値よりも大きい場合に、比較結果として“１”を設定し、クリップ値が誤差信号の絶対値以下の場合に、比較結果として“０”を設定する。比較結果は遅延回路１０９へ入力される。
【０１６２】
遅延回路１０９は、絶対値算出回路１０６、比較回路１０８及び当該遅延回路１０９の遅延量の合計と、遅延回路１１０、乗算回路１１２及び加算回路１１３の遅延量の合計とが同じになるように、遅延量を設定する。そして、遅延回路１０９は、比較回路１０８から入力した比較結果を、設定した遅延量だけ遅延させる。遅延させた比較結果は選択回路１１４へ入力される。
【０１６３】
尚、絶対値算出回路１０６及び比較回路１０８の遅延量の合計が、遅延回路１１０、乗算回路１１２及び加算回路１１３の遅延量の合計よりも大きい場合には、遅延回路１０９を、加算回路１１３と選択回路１１４との間に配置すればよい。この場合、比較回路１０８により設定された比較結果は、選択回路１１４へ直接入力される。
【０１６４】
遅延回路１１０は、絶対値算出回路１０６及び除算回路１０７の遅延を補償するための回路であり、入力した誤差信号を、これらの回路の遅延量の合計と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させた誤差信号は、乗算回路１１２へ入力される。
【０１６５】
遅延回路１１１は、減算回路１０５、遅延回路１１０及び乗算回路１１２の遅延を補償するための回路であり、入力した規定信号点のキャリアシンボルを、これらの回路の遅延量の合計と同じ遅延量だけ遅延させる。遅延させた規定信号点のキャリアシンボルは、加算回路１１３へ入力される。
【０１６６】
乗算回路１１２は、遅延回路１１０により遅延させた誤差信号に、除算回路１０７により生成された係数信号を乗算する。乗算結果の位相は、減算回路１０５により生成された誤差信号の位相と同じであり、乗算結果の絶対値は、クリップ値と同じである。乗算結果は、このような位相及び絶対値を有し、減算回路１０５により生成された誤差信号よりも誤差が減少した誤差信号となる。乗算結果の誤差信号は加算回路１１３へ入力される。
【０１６７】
ここで、加算回路１１３へ入力される乗算結果の誤差信号は、減算回路１０５により生成された誤差信号の位相を変えることなく、当該誤差信号の絶対値を、クリップ値生成回路１００により生成されたクリップ値にクリップした信号である。シンボル再生回路４５，７５において、遅延回路１０１，１１０、絶対値算出回路１０６、除算回路１０７及び乗算回路１１２により、絶対値クリップ回路が構成されるものとする。絶対値クリップ回路は、減算回路１０５により生成された誤差信号の位相を変えることなく、当該誤差信号の絶対値を、クリップ値生成回路１００により生成されたクリップ値にクリップする。誤差信号の絶対値がクリップ値にクリップされた信号は、前記乗算回路１１２により生成された乗算結果の誤差信号に相当し、加算回路１１３へ入力される。
【０１６８】
加算回路１１３は、乗算回路１１２から入力した乗算結果の誤差信号と、遅延回路１１１により遅延させた規定信号点のキャリアシンボルとを加算する。加算結果は、誤差の絶対値がクリップ値にクリップされたキャリアシンボルとなる。クリップ値にクリップされたキャリアシンボルは選択回路１１４へ入力される。
【０１６９】
選択回路１１４は、遅延回路１０４から遅延させたキャリアシンボルを入力し、加算回路１１３から誤差の絶対値がクリップ値にクリップされたキャリアシンボルを入力し、遅延回路１０９から比較結果を入力する。
【０１７０】
選択回路１１４は、比較結果が“１”の場合、すなわちクリップ値が誤差信号（キャリアシンボルと規定信号点のキャリアシンボルとの間の誤差）の絶対値よりも大きい場合（図３において、受信信号点がＡ２の場合）、遅延回路１０４から入力したキャリアシンボルを選択する。また、選択回路１１４は、比較結果が“０”の場合、すなわちクリップ値が誤差信号の絶対値以下の場合（図３において、受信信号点がＡ１の場合）、加算回路１１３から入力した、誤差の絶対値がクリップ値にクリップされたキャリアシンボルを選択する。
【０１７１】
選択回路１１４は、シンボル再生回路４５，７５に入力されたキャリアシンボル、または当該キャリアシンボルの誤差をクリップ値にクリップしたキャリアシンボルを、比較回路１０８の比較結果に応じて選択し、シンボル再生後のキャリアシンボルとして出力する。シンボル再生後のキャリアシンボルはフレーム構成回路４８，７８−１，７８−２へ入力される。
【０１７２】
以上のように、本発明の実施形態のシンボル再生回路４５，７５によれば、受信信号をシンボル判定及び再マッピングする際に、硬判定のように規定信号点と完全に一致する点に受信信号を再マッピングするのではなく、受信信号点と規定信号点との間の誤差（距離）を減少させると共に、当該誤差をある程度残留させるように再マッピングするようにした。
【０１７３】
具体的には、図２１に示した誤差抑圧型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５によれば、抑圧係数生成回路９０は、受信Ｃ／Ｎ情報に基づいて、所定のテーブルまたは数式を用いて受信Ｃ／Ｎに応じた最適な抑圧係数γ（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となる抑圧係数γ）を生成する。最近傍点検出回路９２は、受信キャリアシンボルの信号点に対して最近傍の規定信号点を検出し、減算回路９３は、受信信号点のキャリアシンボルから規定信号点のキャリアシンボルを減算して誤差信号を生成する。
【０１７４】
乗算回路９４は、誤差信号に抑圧係数γを乗算し、加算回路９６は、抑圧係数乗算後の誤差信号と規定信号点のキャリアシンボルとを加算し、加算結果を再生後のキャリアシンボルとして出力する。
【０１７５】
また、図２２に示した誤差クリップ型再マッピングを行うシンボル再生回路４５，７５によれば、クリップ値生成回路１００は、受信Ｃ／Ｎ情報に基づいて、所定のテーブルまたは数式を用いて受信Ｃ／Ｎに応じた最適なクリップ値（エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となるクリップ値）を生成する。そして、最近傍点検出回路１０３は、受信キャリアシンボルの信号点に対して最近傍の規定信号点を検出し、減算回路１０５は、受信信号点のキャリアシンボルから規定信号点のキャリアシンボルを減算して誤差信号を生成する。除算回路１０７は、クリップ値を誤差信号の絶対値で除算して係数信号を生成する。
【０１７６】
乗算回路１１２は、誤差信号に係数信号を乗算し、加算回路１１３は、係数信号を乗算後の誤差信号と規定信号点のキャリアシンボルとを加算し、誤差の絶対値がクリップ値にクリップされたキャリアシンボルを生成する。
【０１７７】
選択回路１１４は、クリップ値が誤差信号の絶対値よりも大きい場合、受信信号点のキャリアシンボルを選択し、これを再生後のキャリアシンボルとして出力する。また、選択回路１１４は、クリップ値が誤差信号の絶対値以下の場合、誤差の絶対値がクリップ値にクリップされたキャリアシンボルを選択し、これを再生後のキャリアシンボルとして出力する。
【０１７８】
これにより、再生後のキャリアシンボルには、エリア受信所要Ｃ／Ｎが最低となるように、誤差が残留するようになる。そして、例えば図１に示した中継局２０２がシンボル再生回路４５または７５を備える場合に、中継局受信信号に含まれる雑音の影響が、エリア受信における受信機２０４のＬＤＰＣ復号処理の尤度情報にも一部反映されることとなる。受信機２０４は、中継局受信信号の雑音及びエリア受信における雑音の影響が反映された尤度情報に対し、Sum-Productアルゴリズムを用いたＬＤＰＣ符号の復号処理を行うことで、尤度情報に中継局受信信号に含まれる雑音の影響が全く反映されていない場合に比べ、訂正能力を向上させることができる。
【０１７９】
したがって、エリア受信における所要Ｃ／Ｎが劣化することを防止することができ、受信機２０４の伝送特性を改善することができる。
【０１８０】
以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施形態では、シンボル再生回路４５，７５は、中継装置１，２に備えるようにしたが、中継装置１，２以外の通信装置に備えるようにしてもよい。
【０１８１】
また、シンボル再生回路４５，７５の抑圧係数生成回路９０は、予め設定されたテーブルまたは数式を用いて、受信Ｃ／Ｎ情報に含まれるキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに対応する抑圧係数γを生成するようにした。これに対し、抑圧係数生成回路９０は、信号全体の受信Ｃ／Ｎに対応する抑圧係数γを生成するようにしてもよい。
【０１８２】
また、シンボル再生回路４５，７５のクリップ値生成回路１００は、予め設定されたテーブルまたは数式を用いて、受信Ｃ／Ｎ情報に含まれるキャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎに対応するクリップ値を生成するようにした。これに対し、クリップ値生成回路１００は、信号全体の受信Ｃ／Ｎに対応するクリップ値を生成するようにしてもよい。抑圧係数生成回路９０及びクリップ値生成回路１００において、予め設定されたテーブルまたは数式には、キャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎまたは信号全体の受信Ｃ／Ｎに対して、最適な抑圧係数γが対応するように格納または定義されている。
【０１８３】
この場合、Ｃ／Ｎ推定回路４４，７４は、ＴＭＣＣのような制御シンボル、及びＳＰ、ＣＰ、ＡＣのようなパイロットシンボルの誤差から、抑圧係数生成回路９０またはクリップ値生成回路１００にて用いる信号全体の受信Ｃ／Ｎを推定する。また、Ｃ／Ｎ推定回路４４，７４は、データシンボルの誤差から、抑圧係数生成回路９０またはクリップ値生成回路１００にて用いる信号全体の受信Ｃ／Ｎを推定してもよい。本発明は、Ｃ／Ｎ推定回路４４，７４による受信Ｃ／Ｎの推定処理を前記処理に限定するものではなく、他の処理を適用することができる。要するに、抑圧係数γ及びクリップ値は、キャリアシンボル毎の受信Ｃ／Ｎ、または、信号全体の受信Ｃ／Ｎに応じて生成される。
【０１８４】
また、前記実施形態では、受信機２０４は、雑音の影響が反映された受信信号の尤度情報に対し、Sum-Productアルゴリズムを用いたＬＤＰＣ符号の復号処理を行うようにした。本発明は、受信機２０４による復号処理を、Sum-Productアルゴリズムを用いたＬＤＰＣ符号の復号処理に限定するものではなく、他の処理を適用することができる。要するに、本発明は、受信機２０４が受信信号の尤度情報を用いた復号処理を行う場合に適用がある。
【０１８５】
また、前記実施形態では、図１７及び図１８等に示したように、伝送信号として、マルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ信号の例を挙げて説明した。本発明は、伝送信号をＯＦＤＭ信号に限定するものではなく、シングルキャリア伝送を行う信号にも適用がある。
【符号の説明】
【０１８６】
１，２  中継装置
１０，２０  受信アンテナ
１１，２１  受信ＢＰＦ
１２，２２  受信部
１３，２３  等化判定装置
１４，２４  送信部
１５，２５  ＰＡ部
１６，２６  送信ＢＰＦ
１７，２７  送信アンテナ
３０，６０  入力ＢＰＦ
３１，５５，６１，８５  増幅器
３２，６２  Ａ／Ｄ変換器
３３，６３，５２，８２  ＮＣＯ（数値制御発振器）
３４，６４  ＱＤＥＭ（直交復調回路）
３５，６５  ダウンサンプル（ＤＳ）回路
３６，６６  同期再生回路
３７，６７  ＡＦＣ回路
３８，６８  ＦＦＴ窓回路
３９，６９  ＦＦＴ回路
４０，７０  ＳＰ抽出回路
４１，７１  伝送路応答推定回路
４２  等化回路
４３，７３  シンボル分離回路
４４，７４  Ｃ／Ｎ推定回路
４５，７５  シンボル再生回路
４６，７６  ＡＣ及びＴＭＣＣ硬判定回路
４７，７７  ＳＰ生成回路
４８，７８  フレーム構成回路
４９，７９  ＩＦＦＴ回路
５０，８０  ＧＩ付加回路
５１，８１  アップサンプル（ＵＳ）回路
５３，８３  ＱＭＯＤ（直交変調回路）
５４，８４  Ｄ／Ａ変換器
５６，８６  出力ＢＰＦ
７２  ＭＩＭＯ検出器
９０  抑圧係数生成回路
９１，９５，１０１，１０２，１０４，１０９，１１０，１１１  遅延回路
９２  最近傍点検出回路
９３，１０５  減算回路
９４，１１２  乗算回路
９６，１１３  加算回路
１００  クリップ値生成回路
１０３  最近傍点検出回路
１０６  絶対値算出回路
１０７  除算回路
１０８  比較回路
１１４  選択回路
２００  親局（送信装置）
２０１，２０３  伝送路
２０２  中継局（中継装置）
２０４  受信機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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