(57)【要約】【課題】静電電位利用の塗装機器が効率よく動作するドライブ信号の周波数を精度よく、容易に見いだすことが可能な静電コーティング装置用高電圧電源装置を提供する。【解決手段】高圧トランス２１及びその二次側の電圧増倍回路２２を有し、電圧増倍回路２２の出力電圧を、静電電位利用の塗装機器に供給する高電圧モジュール２０と、作動直流電源から高圧トランス２１の一次側に流れる電流をスイッチングするドライブ回路５０と、一次側電流のピーク値を検出するピーク検出部７０と、ドライブ信号を生成してドライブ回路５０に供給するマイコン８０とを備え、ピーク検出部７０のピーク値が最小となるようにドライブ信号の周波数をマイコン８０で可変制御する。【選択図】図１
2018111066.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
静電的に荷電されるコーティング材料粒子を散布する静電コーティング装置に用いられる高電圧電源装置であって、
一次巻線及び二次巻線を有する高圧トランスと、前記二次巻線の誘起電圧を整流する高電圧整流器とを有し、前記高電圧整流器の出力電圧を、静電電位利用の塗装機器に供給する高電圧発生部と、
前記一次巻線に流れる電流をスイッチングするドライブ回路と、
前記一次巻線の電流のピーク値を検出するピーク検出部と、
ドライブ信号を生成して前記ドライブ回路に供給するコントローラとを備え、
前記ピーク検出部のピーク値が最小となるように前記ドライブ信号の周波数を前記コントローラで可変制御することを特徴とする静電コーティング装置用高電圧電源装置。
【請求項２】
前記ピーク検出部は、前記ピーク値を取得するための第１の時定数と、前記ピーク値を保持するための第２の時定数とを持ち、
前記第１の時定数は前記ピーク検出部に混入するノイズパルス幅の５０００倍〜３００００倍の範囲であり、
前記第２の時定数は前記ドライブ信号の周期以上であることを特徴とする請求項１に記載の静電コーティング装置用高電圧電源装置。
【請求項３】
前記第１の時定数は前記ドライブ信号の周期の２５０倍〜１５００倍の範囲であり、前記第２の時定数は前記ドライブ信号の周期の１００倍〜３０００倍の範囲であり、かつ前記第２の時定数は、ドライブ信号周期を調整する際の周波数変化量に対応する検出値の確定時間が１００倍〜５００倍の範囲であることを特徴とする請求項２に記載の静電コーティング装置用高電圧電源装置。
【請求項４】
前記一次巻線の平均電流を検出する平滑回路と、前記ドライブ信号の周波数である駆動周波数を単位周波数で増加、減少する操作手段と、前記駆動周波数の表示手段と、前記一次巻線の電流のピーク値を表示する表示手段と、前記平均電流値を表示する表示手段とを備え、前記操作手段による前記駆動周波数の増減に対して、前記電流ピーク値と前記平均電流値を更新することを特徴とする請求項１に記載の静電コーティング装置用高電圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、静電的に荷電されるコーティング材料粒子を散布する静電コーティング装置に用いられる高電圧電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の静電コーティング装置における高電圧電源装置は、高圧トランスとその二次側の電圧増倍回路（例えば倍電圧整流回路）とを含む高電圧モジュールと、高圧トランス一次側に流れる電流をスイッチングするドライブ回路とこれにドライブ信号を供給するコントローラとを含む高電圧制御装置とを備えている。コーティング材料は、液体のペイント材料などが用いられる。
【０００３】
コントローラは、ドライブ回路にドライブ信号を供給し、ドライブ回路を介して高圧トランスの一次側に周期的ないし振動的な駆動電圧を発生させる。これにより高圧トランスの二次側に高電圧が発生し、これが電圧増倍回路へ加えられ、電圧増倍回路の出力高電圧が静電電位利用の塗装機器（荷電コーティング材料粒子を散布する噴射機）に供給されるようになっている。
【０００４】
高圧トランス一次側の駆動電圧の振幅におよそ比例して、高圧トランスの二次電圧、また、高電圧モジュールの出力電圧が変化する。マイコンなどで構成されたコントローラは、効率及び安全性について所望の範囲内になるように、作動直流電源をＤＣ−ＤＣコンバータなどの可変出力電源で構成して、高圧トランス一次側の内部電圧（直流供給電圧）を制御する。代表的な内部電圧は、約５Ｖから２１Ｖの範囲である。内部電圧をＦＥＴなどのスイッチング素子にてスイッチングして、高圧トランスの一次側に、周期的ないし振動的な駆動電圧を発生させる事が行われている。
【０００５】
図５は一般的な静電コーティング装置であって、高電圧モジュールを内蔵した塗装機１の高圧トランス一次側に高電圧制御装置２内の電源からパルス電圧３を供給した場合の電源の電流波形４（高圧トランス一次側の電流波形）を示す。高電圧モジュールは、一般に最も出力の効率が高い中心周波数を持つ共振型高電圧電源である。この中心周波数は一定でなく、負荷条件、温度条件や経年変化により変動する。このため、パルス電圧３が適正周波数であれば、実効電流値小、ピーク電流小となるが、適正周波数を逸脱すると、実効電流値大、ピーク電流大となり、効率が低下する。
【０００６】
このため、従来から負荷（塗布機器）に流れる負荷電流のフィードバック信号や、出力高電圧のフィードバック信号を使用して、ドライブ回路に印加するドライブ信号を調整することが行われている。例えば、対象となる負荷に対して高電圧モジュールが効率的に動作するよう、ドライブ信号の周波数、つまり高圧トランス一次側の駆動周波数を手動で調整したり、また、自動的に調整する技術がある。
【０００７】
駆動周波数の調整方法の例を列挙すれば、以下の通りである。
・高電圧モジュールの高電圧出力、負荷電流を一定とした条件で、高圧トランス一次側の可変電圧を最少とする（下記特許文献１）。
・高圧トランス二次側の位相を検出する（下記特許文献１）。
・高電圧モジュールの高電圧出力、負荷電流を一定とした条件で、高圧トランス一次側の平均電流を最少とする（参考文献を提示しないが一般的）。
・高電圧モジュールの高電圧出力、負荷電流を一定とした条件で、高電圧出力、負荷電流、内部電圧、高圧トランス一次側の平均電流から効率を最大とする（参考文献を提示しないが一般的）。
【０００８】
従来一般的な高電圧モジュールの高電圧出力、負荷電流を一定とした条件で、トランス一次側の平均電流を最少とする方法では、中心周波数付近で周波数変化に対する検出量の変化が少なく、高精度の回路が必要となったり、１０ビット以上のＡ／Ｄコンバータを用いて、ソフトウェアの平均処理により読み取り精度を向上させる構成が必要だった。プログラムにより中心周波数を求める際も、変化させる周波数の単位を小さくすると、検出量の変化が小さいため、プログラムにより求めた駆動周波数と中心周波数との誤差が発生したり、高圧トランスや、高電圧モジュールを接続するケーブル長による波形歪の影響を受けることがあった。プログラムにより、最小値を探究するアルゴリズムを用いた場合は、外乱のノイズにより速やかに最適値に収束しないことがあるため、試行回数を多くして最適点決定の時間がかかることがあった。また、高電圧トランスの故障によって、磁束飽和などの異常状態により一次電流が異常値になったとしても、駆動周波数の調整時の周波数範囲が狭い場合には、やはり異常電流が検出量に与える変化が少ないため、故障の状態を見逃すことがあった。
【０００９】
また、高圧トランス二次側電圧や電流の位相を検出する方法では、５ｋＶ〜２０ｋＶとなる二次側高電圧の信号を観測することは困難のため、高圧トランスに検出用の巻線を追加することが行われており、高圧トランスの構造が複雑化する。また、位相検出のためコンパレータや積分回路が必要になるほか、やはり波形歪の影響を受けやすい問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１０−２０２１５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、静電電位利用の塗装機器が効率よく動作するドライブ信号の周波数を精度よく、容易に見いだすことが可能な静電コーティング装置用高電圧電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のある態様は静電コーティング装置用高電圧電源装置である。この静電コーティング装置用高電圧電源装置は、静電的に荷電されるコーティング材料粒子を散布する静電コーティング装置に用いられ、
一次巻線及び二次巻線を有する高圧トランスと、前記二次巻線の誘起電圧を整流する高電圧整流器とを有し、前記高電圧整流器の出力電圧を、静電電位利用の塗装機器に供給する高電圧発生部と、
前記一次巻線に流れる電流をスイッチングするドライブ回路と、
前記一次巻線の電流のピーク値を検出するピーク検出部と、
ドライブ信号を生成して前記ドライブ回路に供給するコントローラとを備え、
前記ピーク検出部のピーク値が最小となるように前記ドライブ信号の周波数を前記コントローラで可変制御することを特徴とする。
【００１３】
前記態様において、前記ピーク検出部は、前記ピーク値を取得するための第１の時定数と、前記ピーク値を保持するための第２の時定数とを持ち、
前記第１の時定数は前記ピーク検出部に混入するノイズパルス幅の５０００倍〜３００００倍の範囲であり、
前記第２の時定数は前記ドライブ信号の周期以上であるとよい。
【００１４】
前記態様において、前記第１の時定数は前記ドライブ信号の周期の２５０倍〜１５００倍の範囲であり、前記第２の時定数は前記ドライブ信号の周期の１００倍〜３０００倍の範囲であり、かつ前記第２の時定数は、ドライブ信号周期を調整する際の周波数変化量に対応する検出値の確定時間が１００倍〜５００倍の範囲であるとよい。
【００１５】
前記態様において、前記一次巻線の平均電流を検出する平滑回路と、前記ドライブ信号の周波数である駆動周波数を単位周波数で増加、減少する操作手段と、前記駆動周波数の表示手段と、前記一次巻線の電流のピーク値を表示する表示手段と、前記平均電流値を表示する表示手段とを備え、前記操作手段による前記駆動周波数の増減に対して、前記電流ピーク値と前記平均電流値を更新する構成であるとよい。
【００１６】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、静電的に荷電されるコーティング材料粒子を散布する静電コーティング装置に用いられる高電圧電源装置において、高圧トランス一次側の電流ピーク値をピーク検出部で検出して高圧トランス一次側の駆動周波数（ドライブ信号の周波数）を可変制御することによって、従来の平均電流や効率を用いた制御方法より高い精度で駆動周波数を制御して、高電圧発生部の動作を最適化する事が可能となる。また、高圧トランスの駆動周波数を調整する際に、高圧トランスの故障による電流の波形異常をより高い感度で検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る静電コーティング装置用高電圧電源装置の実施の形態を示すブロック図。
【図２】実施の形態におけるピーク検出部を示す回路図。
【図３】実施の形態の場合（電流ピーク値を用いた場合）の駆動周波数−検出値カーブを従来の、電流平均値又は効率値による駆動周波数−検出値カーブと対比して示す説明図。
【図４】高圧トランス一次側の駆動周波数が中心周波数であるとき、及び中心周波数から逸脱した場合の高圧トランス一次側の電流波形図。
【図５】静電コーティング装置用高電圧電源装置において、駆動周波数が適正な場合と、逸脱した場合の電流波形を示す説明図。
【図６】静電コーティング装置用高電圧電源装置において、異常な電流波形を示す説明図。
【図７】高圧トランス一次側の駆動周波数が中心周波数であるとき、及び中心周波数から逸脱しかつ異常な電流が発生した場合の高圧トランス一次側の電流波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２０】
図１乃至図４で本発明に係る静電コーティング装置用高電圧電源装置の実施の形態を説明する。図１に示す静電コーティング装置用高電圧電源装置は、高電圧を発生して噴射機（ガン）１０に供給する高電圧発生部としての高電圧モジュール２０と、高電圧モジュール２０の出力を制御するとともに効率を最適化するための高電圧制御部３０と、両者を接続するケーブルとを有する。噴射機１０は静電電位利用の塗装機器であって、荷電コーティング材料粒子を対象物に散布するものであり、高電圧モジュール２０は通常、噴射機１０のケーシング内に収納されているため、ケーブルで高電圧制御部３０と電気的に接続される。
【００２１】
高電圧モジュール２０は一次巻線２１ａ及び二次巻線２１ｂを有する高圧トランス２１と、二次巻線２１ｂの誘起電圧を整流し増倍する電圧増倍回路２２とを有し、電圧増倍回路２２の高電圧出力が噴射機１０に供給される。電圧増倍回路２２は例えば倍電圧整流回路等である。
【００２２】
高電圧制御部３０は作動直流電源としての可変制御安定化電源４０と、可変制御安定化電源４０から高圧トランス２１の一次巻線２１ａに流れる電流をスイッチングするドライブ回路５０と、一次巻線２１ａの電流を検出する電流検出部６０と、電流検出部６０の電流値に比例した電圧値を平滑して一次巻線２１ａの平均電流値を検出する平滑回路６５と、電流検出部６０の電流値に比例した電圧値から一次巻線２１ａの電流のピーク値を検出するピーク検出部７０と、マイクロコントローラ（略称：マイコン）８０と、表示操作部８５とを有する。可変制御安定化電源４０は例えばスイッチング・レギュレータ等であり、マイコン８０からの電圧設定信号８１を受けて約５Ｖ〜２１Ｖの範囲で出力電圧を可変できる。ドライブ回路５０はマイコン８０からのドライブ信号８２を受けて高圧トランス２１の一次巻線２１ａに流れる電流をスイッチングする。ドライブ信号８２の周波数で一次巻線２１ａの電流がスイッチングされるから、ドライブ信号の周波数とスイッチング周波数（駆動周波数）は一致する。マイコン８０のＡ／Ｄ変換入力端子にはピーク検出部７０からの一次巻線２１ａの電流のピーク値に比例した電圧値が加えられ、また、別のＡ／Ｄ変換入力端子には平滑回路６５からの一次巻線２１ａの平均電流値に比例した電圧値が加えられる。
【００２３】
図２はドライブ回路５０、電流検出部６０及びピーク検出部７０の構成を具体的に示す。ドライブ回路５０はマイコン８０からのドライブ信号８２を受けるＦＥＴ駆動回路５１、ＦＥＴ駆動回路５１の出力信号でスイッチングされるＦＥＴ５２、及びＦＥＴ５２のドレイン−ソース間に接続されるスナバ回路５３を有する。電流検出部６０は電流検出抵抗Ｒ１を有し、可変制御安定化電源４０からの直流電圧供給を受ける高圧トランス２１の一次巻線２１ａに対し、ＦＥＴ５２及び電流検出抵抗Ｒ１の直列接続が直列に挿入されて、グラウンド（ＧＮＤ）に接続されている。これにより、電流検出抵抗Ｒ１の両端に一次巻線２１ａの電流値に比例した電圧値が得られる。
【００２４】
ピーク検出部７０は、電圧アンプＡ１，Ａ２、ダイオードＤ１，抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５,Ｒ６、及びコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３を有する。電流検出抵抗Ｒ１と電圧アンプＡ１の入力側との間に挿入された抵抗Ｒ２，Ｒ３（それぞれ１０Ω）とコンデンサＣ１（０.０１μＦ）は、カットオフ周波数７９６ｋＨｚのローパスフィルタであり、高周波ノイズ除去用（ＦＥＴパッケージの寄生インダクタなどに起因するノイズ除去用）及び静電ノイズ保護用である。このカットオフ周波数を低くすると、ピーク波形が鈍り、ピーク検出部７０の特性に影響があるため、駆動周波数に対して、十分大きな値とする。このローパスフィルタのカットオフ周波数７９６ｋＨｚは例示であり、およそ１ＭＨｚの周波数を低減するためドライブ信号の周期の１／３０〜１／１００の範囲の時定数を持てばよい。
【００２５】
整流機能を持つダイオードＤ１はショットキーダイオードなどの容量成分及び逆回復時間の小さいものを用いる。電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧から高周波ノイズが除去された電圧は電圧アンプＡ１で増幅され、ダイオードＤ１を介して抵抗Ｒ４（２ｋΩ），抵抗Ｒ５（１.５ｋΩ）及びコンデンサＣ２，Ｃ３（それぞれ０.１μＦ）からなるピーク値保持用時定数回路に加えられる。ピーク値保持用時定数回路の出力電圧は電圧アンプＡ２（例えば増幅度１のバッファ）を介してマイコン８０のＡ／Ｄ変換入力端子に供給される。コンデンサＣ２，Ｃ３は電圧保持の目的で使用され、この充電の速度は、ダイオードＤ１による整流作用と抵抗Ｒ４，Ｒ５により決定される。ピーク検出部７０出力の出力電圧は、入力波形が繰り返されるうち、ピーク電流に比例した検出値に収束する。例えば方形波の入力波形に対して、三角波の入力波形では、三角波の末端に近づくにつれて充電時間が短くなるため、検出レベルまたは飽和値に近づく時間が長くなる。図２の回路構成では、ドライブ信号の周波数（つまり駆動周波数）が中心周波数２３ｋＨｚに対して、調整される下限の周波数２０ｋＨｚを想定して、ディューティ―比がおよそ２５％の三角波に対して、２０ｍｓｅｃ〜３０ｍｓｅｃ、４００〜６００波形によりピークの検出値となるように、決定している（ピーク値を取得するための第１の時定数を定めている）。
【００２６】
図１に示す静電コーティング装置用高電圧電源装置は、工場内に設置されており、高電圧モジュール２０と高電圧制御部３０を接続するケーブルからノイズが誘導され、パルス状のノイズがピーク検出部７０に混入することがある。例えば、パルスの幅が1μｓｅｃ、電流のノイズが３０Ａなどである。このパルス幅は、中心周波数２３ｋＨｚを想定してドライブ周期の約１／４３．５であり、また、ピーク検出部７０は前述のように４００〜６００波形により検出値に到達するよう調整しているため、ピーク電流の最小値を０.５Ａとすると、
３０Ａ÷０.５Ａ÷４３.５÷４００＝０.００３４
となり、このノイズがピーク検出部７０に与える影響は、最少のピーク値を基準にしても１％以下とすることができる。このとき、ピーク検出部７０が検出値に到達する時間２０ｍｓｅｃは、ノイズのパルス幅１μｓｅｃの２００００倍の関係にある。ピーク電流の最小値及びノイズのパルス幅の変動幅を考慮すると、ピーク値を取得するための第１の時定数は、ピーク検出部７０に混入するノイズパルス幅の５０００倍〜３００００倍の範囲であることが好ましいと言える。また、ドライブ信号の周期の２５０倍〜１５００倍の範囲がいっそう好ましい。
【００２７】
一方、ピーク検出部７０におけるピーク値の保持特性は、その出力電圧のリプルを考慮して決定する。コンデンサＣ２，Ｃ３の電荷は、抵抗Ｒ６により放電されるから、ピーク値を保持するための第２の時定数はコンデンサＣ２，Ｃ３及び抵抗Ｒ６から定まる。出力電圧のリプルを１％以内とするには、コンデンサＣ２とＣ３の和と抵抗Ｒ６による第２の時定数を、ドライブ信号の周期の１００倍以上とする。なお、抵抗Ｒ６以外にも、ダイオードＤ１の漏れ電流及び、接続先であるマイコン８０のＡ／Ｄコンバータの入力バイアス電流により放電される。この大きさは周囲温度を考慮して１〜５μＡ程度であり、コンデンサＣ２及びＣ３に０.１μＦ程度のコンデンサを用いた場合は、抵抗Ｒ６を接続せず、コンデンサ容量と上記デバイスの漏れ電流を考慮して決定しても良い。例えば、最低電流ピークに相当するコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を０.０５Ｖとすると、漏れ電流による放電時間は
最小値：（０.１μＦ×２×０.０５Ｖ）÷５μＡ＝２ｍsec、
最大値：（０.１μＦ×２×０.０５Ｖ）÷１μＡ＝１０ｍsec
となり、最低周波数２０ｋＨｚに対して、１００〜５００波形の範囲となる。
上記は最低電流ピークについて説明したが、このピーク値は高電圧電源装置の負荷、つまり静電コーティング装置と被塗装体の形状や被塗装体までの距離などにより変化し、通常最も良い塗装品質が得られる負荷状態での電流ピークに相当するコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を０.３Ｖとすると、同様の計算により最低周波数２０ｋＨｚに対して６００〜３０００波形の範囲となる。
また、最適な周波数をマイコン８０のプログラムにより決定する際、例えば、０.１Ｈｚの変化による最大のコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧変化を０.１Ｖとすると、この周波数変化により、電圧が確定するまでに、０.１μＦ×２×０.１Ｖ）÷１μＡ＝２０ｍsec以上の時間が必要となる。プログラムは、この時間以上の周期である０.０５秒〜０.１秒以上などの時間経過の後に、ピーク検出部７０の電圧を観測する。
【００２８】
上記を考慮して、前記第２の時定数はドライブ信号の周期の１００倍〜３０００倍の範囲であることが好ましく、さらに、第２の時定数は、ドライブ信号周期を調整する際の周波数変化量に対応する検出値の確定時間がドライブ信号の周期の１００倍〜５００倍の範囲であることが望ましい。
【００２９】
実際の回路では、構成部品による制約を受ける。ダイオードＤ１の容量成分と、保持特性を実現するコンデンサＣ２，Ｃ３の比率により、出力にリプルが発生するためである。整流機能を持つダイオードは、ショットキータイプなど容量成分及び逆回復時間が小さいものを用いる。一般にフィルタを抵抗、コンデンサで構成した場合、コンデンサ容量は上記のダイオードのコンデンサ容量も考慮して、１０,０００ｐＦ以上とし、１０,０００ｐＦ〜４７０,０００ｐＦの範囲が適している。
【００３０】
さらに、高電圧制御部３０は表示・操作部８５を備え、駆動周波数を表示する駆動周波数表示部８５１、平均電流値を表示する平均電流値表示部８５２、ピーク電流値を表示するピーク電流値表示部８５３を有する。平均電流値表示部８５２の平均電流値は、電流検出部６０の出力を平滑回路６５にも接続し、マイコン８０のＡ／Ｄ変換入力端子から取得した値である。また、ピーク電流値表示部８５３のピーク電流値はピーク検出部７０の出力をマイコン８０のＡ／Ｄ変換入力端子から取得した値である。駆動周波数は表示・操作部８５の周波数調整用ボタン８５４により、現在値から例えば０.１Ｈｚ増加させ、また、周波数調整用ボタン８５５により０.１Ｈｚ減少させることができる。この表示・操作部８５は、高電圧制御部３０に取り付けられた７セグＬＥＤやスイッチで構成したり、また、高電圧制御部３０に接続したＰＣのソフトウェアで等価な機能を実現しても良い。
【００３１】
以上の実施の形態の動作説明を行う。高電圧制御部３０の可変制御安定化電源４０は、マイコン８０からの電圧設定信号８１の電圧設定指示に従い、内部電圧を発生する。内部電圧出力は、５ｍ〜３０ｍのケーブルを介して、高電圧モジュール２０内の高電圧トランス２１の一次巻線２１ａの一端に供給される。高電圧トランス２１の一次巻線２１ａの他端は、ケーブルを介して高電圧制御部３０に戻り、ドライブ回路５０により駆動周波数でスイッチングされる。このスイッチング周波数は、マイコン８０からのドライブ信号８２により、図２のＦＥＴ５２により行われる。
【００３２】
駆動周波数の範囲は、高電圧モジュール２０の内部回路構成により異なるが、例えば中心周波数２３ｋＨｚ、調整範囲が２１ｋＨｚ〜２５ｋＨｚ、運転に適した周波数範囲が２２.５ｋＨｚ〜２３.５ｋＨｚである。高電圧制御部３０は、多様な高電圧モジュール２０に対応できるよう、１０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲で調整可能な仕様としても良い。
【００３３】
本実施の形態では、高電圧モジュール２０の効率を良好に保つために、高電圧トランス２１の一次側の電流を検出して電圧に変換する電流検出部６０と、電流検出部６０からの電圧出力信号を入力して信号のピーク電圧を検出するピーク検出部７０を用いている。図３のように、実施の形態の場合（電流ピーク値を用いた場合）の駆動周波数−検出値カーブ７１を従来の、電流平均値又は効率値による駆動周波数−検出値カーブ７２と対比したとき、７１のカーブは中心周波数ｆ０（高電圧モジュール２０内の電源の共振周波数）に対してより狭い、感度のよい特性となる。このため、電流ピーク値に比例した検出値が最小とする制御を行うことで、比較的高い精度で中心周波数ｆ０に駆動周波数を合わせることができる。また、駆動周波数の最適値を求める際の周波数変更範囲も狭くて良い（自動調整の場合、調整時間を短くできる）。
【００３４】
さらに、図４を用いて電流ピーク値で駆動周波数を制御する場合の有効性について述べる。図４は、中心周波数ｆ０での高圧トランス２１の一次側電流、及び駆動周波数が中心周波数ｆ０からずれたときの一次側電流の一例を示している。図４（ａ）は駆動周波数が中心周波数ｆ０の１００％（周波数一致）のとき、同図（ｂ）は１０１％（周波数が高い）のとき、同図（ｃ）は９９％（周波数が低い）のとき、同図（ｄ）は１０９％のとき、同図（ｅ）は９１％のときである。なお、静電コーティング装置用高電圧電源装置の高電圧トランスでは、一次側と二次側の巻き数比が大幅に異なるため、特に二次側巻線の線間容量により、このような共振型の波形になることが一般的に知られている。
【００３５】
例えば、図４（ａ）では、ピーク電流３Ａ、平均電流１.２Ａである。図４（ｂ），（ｃ）においては、ピーク電流は３.２４Ａと８％の増加に対して、共振型の電流波形であることから、平均電流はｇ部分が凸でｈ部分が凹となることから、殆ど変化が無いことは明確である。実測からの例として９９％の周波数において、ピーク検出部７０の出力電圧は約＋８％、平均値は約＋２％、効率値は＋３〜４％の変化率であり、共振型の高電圧モジュール２０を含む電源装置では、ピーク値の検出が有効である。
【００３６】
また、図４（ｄ），（ｅ）は、中心周波数から大幅に駆動周波数が乖離した場合である。図４（ｅ）の特に駆動周波数が大幅に低い場合は、ピーク電流が９Ａとなり、デューティー比２５％〜３０％の三角波に近い形状となる。この形状のため、平均値は期待より大きくならず、１.５Ａとなる。図４（ｅ）での実効値は２.７Ａｒｍｓであり、図４（ａ）の中心周波数ｆ０での電流波形に比較して、整合されていない電力が高電圧制御部３０や高電圧モジュール２１で熱となっており、長時間の運転により回路部品が劣化する可能性がある。本実施の形態の電流ピーク値を検出する構成では、図４（ａ）の中心周波数での電流値に対して、９Ａ／３Ａ  ＝３倍となるのに対し、従来の電流平均値では図４（ａ）の中心周波数での電流値に対して、１.５Ａ／１.２Ａ  ＝１.２５倍であり、ピーク値検出の場合には、ほぼ電流の実効値に相当したオーダーの増加となるために、トランス一次側電流波形のような、正弦波と異なる形状の波形においても、顕著に駆動周波数の不一致を判別することが可能である。
【００３７】
本発明の実施の形態によれば、駆動周波数の調整時に高圧トランス２１の一次電流が異常となった場合についても、検出が容易となる。図６は、高圧トランス２１に異常が発生した場合の駆動波形である。例えば、高圧トランス２１が過熱した場合など、一次側電流により高圧トランス２１の磁気飽和が発生して、電流が増加する場合がある。磁気飽和現象では、電流値が一定値以上となったときに、トランスのインダクタンスが減少して大電流が流れる。この高圧トランス２１の異常による電流変化は、周期毎に発生するため、電流ピークの増加として検出可能である。
【００３８】
図７は、高圧トランス一次側の駆動周波数が中心周波数であるとき、及び中心周波数から逸脱した場合の高圧トランス一次側の電流波形図であり、図３が正常動作であるのに対して、異常な電流が発生した場合を示す。ある一定の周波数から、駆動波形の一部で電流が異常に増加するため、正常時の増減曲線７１，７２に対して、不連続な部分が発生する。パルス電流を検出しているため、平均電流による不連続部分７３に対して、パルス電流による不連続部分７４は検出値変化の傾きが顕著となる。
【００３９】
表示・操作部８５のボタン８５４により、駆動周波数の現在値から例えば０.１Ｈｚ増加させ、また、ボタン８５５により０.１Ｈｚ減少させることでき、駆動周波数の調整が可能である。中心周波数ｆ０付近からピーク電流値表示部８５３のピーク電流値を最少とするよう、ボタン８５４とボタン８５５を押して最適な周波数を決定する。このとき、もし異常電流が発生すると、ボタン操作により、ピーク電流値に大きな変化が現れるため、操作者が異常に気付くことができる。
【００４０】
例えば、ある周波数点から、ボタン８５５を押して駆動周波数を０.１Ｈｚ減少させたとき、ピーク電流値が３Ａから３.１Ａ、平均電流値が１.２Ａから１.２１Ａに変化する。続いてボタン８５５を押して駆動周波数を０.１Ｈｚ減少させたとき、ピーク電流値、平均電流値は、それぞれ３.２４Ａ、１.２２Ａのように増加する。引き続きボタン８５５を押したとき、波形の一部で磁束飽和現象が発生して、異常電流が発生したとすると、前述のピーク電流検出感度の割合から、ピーク電流値が３.２４Ａから４.０Ａ(前周波数の値の２３％増加)に対して、平均電流値は１.２２Ａから１.３Ａ(中心周波数の６％増加)程度となる。このように、手動の操作に対して、不連続な変化があったことが体感上容易に確認できる。表示部８５２，８５３の平均電流値やピーク電流値を数値でなく、バーグラフなどのインジケータの形状で表示を行うことで、より判別が容易となる。平均電流値は負荷状態の目安として表示する。これは、駆動周波数が中心周波数ｆ０付近では、高電圧モジュール２０の出力電流にほぼ比例して平均電流が増加するためである。ピーク電流値の増加に対して、負荷状態による電流変化が関係していないか判別することができる。
【００４１】
本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。
【００４２】
(1) 静電的に荷電されるコーティング材料粒子を散布する静電コーティング装置に用いられる共振型の特性を持つ高電圧電源装置において、高圧トランス２１の一次巻線２１ａの電流ピーク値に比例したピーク検出部７０の出力電圧が最小となるように高圧トランス一次側の駆動周波数を可変制御することによって、従来の平均電流や効率を用いた制御方法より高い精度で駆動周波数を制御して最適化する事が可能となる。
【００４３】
(2) 中心周波数からの周波数偏差に対する検出感度が優れているため、高精度の検出回路を必要とせず、また、ソフトウェアにより駆動周波数を自動調整する場合でも、比較的中心周波数からの偏差が少ない初期状態からも、短期間で最適値に到達することができる。この結果、高電圧モジュール２０の効率を最適化するだけでなく、高圧トランス２１の電流の実効値を下げることで高電圧モジュール２０の寿命を長くすることができる。
【００４４】
(3) 静電コーティング装置の接続ケーブル部から混入するノイズに対して影響が少なく、電流ピークが最小値となるよう、誤検出せずに駆動周波数の調整を行うことができる。
【００４５】
(4) 高電圧制御部の操作中に、平均電流では分かりにくい、高圧トランス２１などの素子破損や劣化などの異常を適切に表示できる。
【００４６】
以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。
【００４７】
上記実施の形態では、高圧トランス一次側をスイッチングするドライブ回路が１個の回路構成を例示しているが、高電圧トランスの一次巻線にセンタータップを設けて、互いに９０°位相の異なる２相方式として、ドライブ回路２個とした場合も、本発明を適用できる。
【００４８】
図２のドライブ回路、電流検出部及びピーク検出部の回路構成は一例であり、適宜変更することが可能であり、ドライブ回路中のスイッチング素子はＦＥＴに限定されないことは明らかである。
【符号の説明】
【００４９】
１０  噴射機
２０  高電圧モジュール
２１  高圧トランス
２２  電圧増倍回路
３０  高電圧制御部
４０  可変制御安定化電源
５０  ドライブ回路
５１  ＦＥＴ駆動回路
５２  ＦＥＴ
５３  スナバ回路
６０  電流検出部
６５ 平滑回路
７０  ピーク検出部
８０  マイコン
８５  表示・操作部
８５１  駆動周波数表示部
８５２  平均電流値表示部
８５３  ピーク電流値表示部
８５４，８５５  周波数調整用ボタン
Ａ１，Ａ２  電圧アンプ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｄ１  ダイオード
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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