(57)【要約】【課題】複数の多相巻線組を有する回転機の位置センサレス制御において、系統間の不平衡による位置誤差を低減する回転機の制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置１０１は、３相２系統のモータ８０２への通電を位置センサレス制御で制御する。系統和誘起電圧推定部４１は、電圧和ｖ*γδｗ及び電流和ｉγδｗに基づいて、２系統の拡張誘起電圧の和である系統和誘起電圧ｅγδｗを推定する。系統差誘起電圧推定部４３は、電圧差ｖ*γδｓ及び電流差ｉγδｓに基づいて、２系統の拡張誘起電圧の差である系統差誘起電圧ｅγδｓを推定する。磁極位置推定部５６は、系統和誘起電圧ｅγδｗ、系統和誘起電圧に系統差誘起電圧を加算した値（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）、及び、系統和誘起電圧から系統差誘起電圧を減算した値（ｅγδｗ−ｅγδｓ）のうちから位置誤差Δθが最小となるように選択されたいずれかの値に基づいて、ロータの磁極位置θγを推定する。【選択図】図１
2018050418.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相以上の多相巻線組をステータ（８４）に複数有する回転機（８０）に対し、前記複数の巻線組への通電を位置センサレス制御で制御する回転機の制御装置であって、
入力された電力を交流電力に変換し、前記回転機に供給する複数の電力変換器（６１、６２）と、
一組の前記巻線組への通電を制御する一群の構成要素の単位を系統と定義すると、複数系統から選択した特定の２系統の拡張誘起電圧の和である系統和誘起電圧（ｅγδｗ）を推定する系統和誘起電圧推定部（４１、４２）と、
前記特定の２系統の拡張誘起電圧の差である系統差誘起電圧（ｅγδｓ）を演算する系統差誘起電圧演算部（４３、４４、４７）と、
前記系統和誘起電圧、前記系統和誘起電圧に前記系統差誘起電圧を加算した値、及び、前記系統和誘起電圧から前記系統差誘起電圧を減算した値のうちから位置誤差（Δθ）が最小となるように選択されたいずれかの値に基づいて、前記回転機のロータ（８５）の磁極位置（θγ）を推定する磁極位置推定部（５６）と、
を備える回転機の制御装置。
【請求項２】
前記系統和誘起電圧、前記系統和誘起電圧に前記系統差誘起電圧を加算した値、及び、前記系統和誘起電圧から前記系統差誘起電圧を減算した値のうち最小の値を選択し、前記磁極位置推定部による前記磁極位置の推定に用いる選択後拡張誘起電圧（ｅγδ＃）として出力する判断部（５３）をさらに備える請求項１に記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記系統和誘起電圧推定部（４１、４２）は、前記特定の２系統の電圧和及び電流和に基づき前記系統和誘起電圧を推定し、
前記系統差誘起電圧推定部（４３、４４）は、前記特定の２系統の電圧差及び電流差に基づき前記系統差誘起電圧を推定する請求項１または２に記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記特定の２系統について、各系統の電圧及び電流を用いて系統毎に拡張誘起電圧を推定する２つの系統誘起電圧推定部（４５、４６）をさらに備え、
前記系統和誘起電圧推定部又は前記系統差誘起電圧算出部（４７）の少なくともいずれか一方は、前記２つの系統誘起電圧推定部が推定した拡張誘起電圧の和又は差を算出する請求項１または２に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記系統和誘起電圧推定部（４２）及び前記系統差誘起電圧推定部（４４）は、入力信号中の高周波成分を除去するフィルタとして構成されている請求項１〜４のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記系統和誘起電圧推定部及び前記系統差誘起電圧推定部は、前記回転機の電気角速度に応じてフィルタのカットオフ周波数が可変に設定される請求項５に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記系統和誘起電圧推定部及び前記系統差誘起電圧推定部は、フィルタのカットオフ周波数が互いに異なる値に設定される請求項５または６に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置センサレス制御を行う回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数のインバータにより多重巻線同期回転機を駆動する制御装置において、電圧や電流情報から磁極位置を推定する位置センサレス制御を行う制御装置が知られている。
例えば特許文献１に開示された同期機の位置センサレス制御装置では、マスターインバータ及びスレーブインバータでそれぞれ推定位置を演算した後、平均値を算出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５５２７０２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本明細書では、回転機の巻線組への通電を制御する一群の構成要素の単位を「系統」と定義する。特許文献１の図１等に開示されたマスターインバータ及びスレーブインバータを含む構成は、２系統の構成である。複数の系統間において、巻線抵抗、インダクタンス等のモータ定数や電源電圧には不平衡が存在し得るため、系統毎の電圧、電流に基づいて推定される拡張誘起電圧には誤差が含まれる。そして、拡張誘起電圧から演算される位置誤差を０にしようとするＰＩ制御が行われる結果、推定された磁極位置に位置誤差が発生する。
【０００５】
特許文献１の装置では、２系統の拡張誘起電圧の平均値、すなわち和（以下「系統和誘起電圧」）に基づいて位置を推定する。仮に第１系統の拡張誘起電圧の誤差と第２系統の拡張誘起電圧の誤差との符号が逆で、且つ絶対値が等しい場合、平均値を算出することで２系統の誤差が相殺し、系統和誘起電圧から演算される磁極位置の誤差は小さくなる。
しかし、２系統の拡張誘起電圧の誤差が同符号である場合や、拡張誘起電圧の誤差が一方の系統にのみ存在し他方の系統ではほぼ０である場合、系統和誘起電圧に誤差が残る。そのため、系統和誘起電圧の誤差に基づいて位置誤差が発生することとなる。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、複数の多相巻線組を有する回転機の位置センサレス制御において、系統間の不平衡による位置誤差を低減する回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の回転機の制御装置は、３相以上の多相巻線組をステータ（８４）に複数有する回転機（８０）に対し、複数の巻線組への通電を位置センサレス制御で制御する。この回転機の制御装置は、複数の電力変換器（６１、６２）と、系統和誘起電圧推定部（４１、４２）と、系統差誘起電圧演算部（４３、４４、４７）と、磁極位置推定部（５６）とを備える。
【０００８】
複数の電力変換器は、入力された電力を交流電力に変換し、回転機に供給する。
特定の前記巻線組への通電を制御する一群の構成要素の単位を「系統」と定義すると、系統和誘起電圧推定部は、複数系統から選択した特定の２系統の拡張誘起電圧の和である系統和誘起電圧（ｅγδｗ）を推定する。系統差誘起電圧演算部は、特定の２系統の拡張誘起電圧の差である系統差誘起電圧（ｅγδｓ）を演算する。
ここで、拡張誘起電圧の「和」には、加算値を２で除した平均値を含み、「差」には、減算値を２で除した半差分値を含むものと解釈する。
磁極位置推定部は、系統和誘起電圧、系統和誘起電圧に系統差誘起電圧を加算した値、及び、系統和誘起電圧から系統差誘起電圧を減算した値のうちから位置誤差（Δθ）が最小となるように選択されたいずれかの値に基づいて、回転機のロータ（８５）の磁極位置（θγ）を推定する。
【０００９】
このように本発明は、特許文献１の従来技術のように常に系統和誘起電圧を用いるのではなく、場合に応じて、系統和誘起電圧と系統差誘起電圧との加減算値を利用しても磁極位置を推定可能である。３種類の拡張誘起電圧の演算値のうち位置誤差が最小となる値を適宜選択することで、磁極位置推定部が推定する位置誤差を低減することができる。
【００１０】
本発明の回転機の制御装置は、好ましくは判断部（５３）をさらに備える。判断部は、系統和誘起電圧、系統和誘起電圧に系統差誘起電圧を加算した値、及び、系統和誘起電圧から系統差誘起電圧を減算した値のうち最小の値を選択し、磁極位置推定部による磁極位置の推定に用いる選択後拡張誘起電圧（ｅγδ＃）として出力する。
具体的に判断部は、回転機の制御装置の動作中に都度入力される３種類の演算値のうち最小の値を選択し、選択後拡張誘起電として磁極位置推定部に出力する。これにより、誤差パターンが既知でない場合や経時変化する場合にも、磁極位置推定部による位置推定の周期毎に位置誤差を最小にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図２】（ａ）界磁回路の模式図。（ｂ）２系統回転機のステータの部分断面図。
【図３】３相２系統回転機の巻線の模式図。
【図４】固定座標系、回転座標系、推定回転座標系の軸の関係を説明する図。
【図５】磁極位置の推定を説明する１系統の回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図６】誘起電圧ベクトルのベクトル図。
【図７】２系統の推定誘起電圧の誤差パターンと和の誤差、差との関係を示す表。
【図８】判断部による演算値選択処理のフローチャート（１）。
【図９】判断部による演算値選択処理のフローチャート（２）。
【図１０】判断部による演算値選択処理のフローチャート（３）。
【図１１】第２実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図１２】第３実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図１３】第４実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図１４】３相２系統電流の和の演算による（ａ）６次高調波、（ｂ）１２次高調波の作用を説明する図。
【図１５】（ａ）速度（モータ回転数）とカットオフ周波数との関係、（ｂ）系統和／系統差誘起電圧推定部のカットオフ周波数の関係を示す図。
【図１６】比較例の回転機の制御装置の制御ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、回転機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、前出の実施形態で説明した事項について、後出の実施形態で異なる旨を記載する事項以外は、原則として共通に適用されるものとする。
【００１３】
この回転機の制御装置は、例えば駆動力源としてエンジンを備える車両において、スタータ及びオルタネータの機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）の通電を制御するシステムに適用される。
以下の実施形態の説明では、特許請求の範囲における「回転機」を「モータ」と記し、「回転機の制御装置」を「モータ制御装置」と記す。また、第１〜第４実施形態を包括して「本実施形態」という。
【００１４】
各実施形態のモータ制御装置は、３相以上の多相巻線組をステータに複数有するモータに対し、複数の電力変換器から対応する巻線組への通電を制御する装置である。以下、特定の巻線組への通電を制御する一群の構成要素の単位を「系統」と定義する。具体的に、第１〜第４実施形態のモータの相数は、いずれも３相２系統である。そのような構成を前提として、各実施形態のモータ制御装置は、位置センサレス制御により、各系統の電力変換器の出力電圧を制御する。
【００１５】
各実施形態によるモータ制御装置の符号は、「１０」に続く３桁目に実施形態の番号を付す。また、各実施形態の２系統のモータの符号は、「８０」に続く３桁目に「２」を付す。各系統の構成要素である電力変換器、電流センサ等は、２桁又は３桁符号の末尾数字を系統の番号とする。例えば第１系統の構成要素は符号末尾を「１」、第２系統の構成要素は符号末尾を「２」とする。
【００１６】
（第１実施形態）
第１実施形態による３相２系統のモータ制御装置について、図１〜図１０を参照して説明する。図１に示すように、モータ制御装置１０１は、２系統の３相巻線組を有するモータ８０２に２台の電力変換器６１、６２から交流電力を供給するシステムに適用される。モータ８０２は、例えば永久磁石式同期型の３相交流モータである。モータ８０２には、ロータの磁極位置を検出する回転角センサは設けられていない。
【００１７】
図２（ａ）に示すように、モータ８０２の近傍には、インダクタンスＭｆの界磁巻線８８を有し、界磁電流ｉｆが流れる界磁回路８７が設けられている。なお、界磁電流ｉｆを制御する制御器の図示を省略する。
図２（ｂ）に示すように、永久磁石同期型のモータ８０２は、周方向に磁極８６が配置されたロータ８５が、ステータ８４の径内側に回転可能に支持されている。図２（ｂ）には、ロータ８５にＮ極及びＳ極が２対（すなわち計４極）設けられた例を示す。
ステータ８４に巻回される巻線について、例えば「Ｕ１」は第１系統のＵ相巻線を意味し、「Ｖ２」は第２系統のＶ相巻線を意味する。第１系統と第２系統との同相巻線は、ステータ８４の周方向に交互に配置されている。
【００１８】
図３に、第１系統巻線８１を実線、第２系統巻線８２を破線で表し、３相２系統のモータ８０２の巻線の配置を模式的に示す。３相２系統のモータ８０２の各相巻線は、第１系統と第２系統との間の位相が電気角３０（すなわち、６０／２）°ずれている。
また、２相固定座標系のαβ軸は、α軸α１、α２がＵ相軸Ｕ１、Ｕ２と一致するように定義される。
【００１９】
図１に戻り、第１系統及び第２系統の電力変換器６１、６２は、それぞれ第１系統巻線８１及び第２系統巻線８２に対応する。電力変換器６１、６２の入力側信号線及び出力側電力経路に付した３本の斜線は、３相であることを表す。典型的には、電力変換器６１、６２は、バッテリ等の直流電源から入力された直流電力を複数のスイッチング素子の動作により交流電力に変換するインバータである。
図１には、電力変換器６１、６２の入力側電力経路の図示を省略する。直流電源と電力変換器６１、６２との間にはＤＣＤＣコンバータ等が設けられてもよい。
また、３相上下アームの６個のスイッチング素子を含む３相交流インバータの構成も周知技術であるため図示を省略する。
【００２０】
電力変換器６１、６２とモータ８０２との間の電力経路に図示される三角波マークは、各系統の相電流を検出する電流センサ７１、７２を示す。電流センサ７１、７２は、３相全てに設けられてもよく、３相のうち２相に設けられ、残る１相の電流をキルヒホッフの法則により算出するようにしてもよい。
【００２１】
モータ制御装置１０１は、例えば特許第３４１１８７８号公報等に開示された周知技術である位置センサレス制御でのベクトル制御の構成を基本とする。ここで、ベクトル制御に用いられる各座標系の軸の関係を図４に示す。αβ軸は２相固定座標系で互いに直交する軸であり、ｄｑ軸は２相回転座標系で互いに直交する軸である。ロータ８５の回転により、電気角θ、すなわち、αβ軸に対するｄｑ軸の位相は時間と共に変化する。
【００２２】
実際の電気角θを直接検出しない位置センサレス制御では、ｄｑ軸とは別に、２相推定回転座標系のγδ軸を定義する。γ軸は推定ｄ軸であり、δ軸は推定ｑ軸である。そして、γδ軸における推定磁極位置θγと実際の電気角θとの差を「位置誤差Δθ」と表す。位置センサレス制御では、位置誤差Δθを０に収束させるように、ＰＩ制御等により電気角速度ωを演算することにより、推定磁極位置θγを実際の電気角θとみなして制御演算を実行する。
【００２３】
以下の明細書及び図面において、記号「ｉγδ」は、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを意味する。数式では、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを別個に行列形式で表す。「ｖγδ」及び「ｅγδ」についても同様とする。またｄｑ軸拡張誘起電圧についても「ｅdq」と記す。
なお、「θγ」については、γを下付文字でなく通常文字で記載する。
【００２４】
図１に戻り、本実施形態のモータ制御装置１０１は、２系統の３相巻線組を有するモータ８０２の通電を位置センサレス制御により制御する。ここで、２系統のγδ軸電圧指令値ｖ*γδ1、ｖ*γδ2を演算するまでの構成は、いずれかの周知技術を適用可能であるものとし、図示を省略する。例えばγδ軸電圧指令値ｖ*γδ1、ｖ*γδ2は、検出された実電流を電流指令値に一致させる電流フィードバック制御により演算されてもよい。或いは、検出された実トルク、又は実電流から推定された推定トルクをトルク指令値に一致させるトルクフィードバック制御により演算されてもよい。
【００２５】
モータ制御装置１０１は、第１系統の２相３相変換部１７１、３相２相変換部１８１、第２系統の２相３相変換部１７２、３相２相変換部１８２を備える。
また、モータ制御装置１０１は、電圧和算出器３１、電流和算出器３２、電圧差算出器３３、電流差算出器３４、系統和誘起電圧推定部４１、系統差誘起電圧推定部４３、和差加算器５１、和差減算器５２、判断部５３、及び、磁極位置推定部５６等を備える。
なお、一点鎖線で示すＩ部は、第４実施形態の説明で引用される。
【００２６】
破線で示すように、第１系統の２相３相変換部１７１及び３相２相変換部１８１には、磁極位置推定部５６が推定した磁極位置θγが入力される。ここでは、磁極位置θγは、軸基準の定義により、第１系統の磁極位置を表すものとする。一方、第２系統の磁極位置は、第１系統の磁極位置を基準として電気角３０°の位相差（図３参照）が加算される。したがって、第２系統の２相３相変換部１７２及び３相２相変換部１８２には、角度加算器２７２、２８２により、磁極位置θγに電気角３０°が加算された位置が入力される。
【００２７】
各系統の２相３相変換部１７１、１７２、及び３相２相変換部１８１、１８２は、入力された位置情報を用いて上記の座標変換演算を行う。
各系統の２相３相変換部１７１、１７２は、γδ軸電圧指令値ｖ*γδ1、ｖ*γδ2を３相電圧指令値ｖ*UVW1、ｖ*UVW2に変換し、電力変換器６１、６２に出力する。
各系統の３相２相変換部１８１、１８２は、電流センサ７１、７２が検出した相電流ｉUVW1、ｉUVW2を取得し、γδ軸電流検出値ｉγδ1、ｉγδ2に変換する。
以下、相電圧又は相電流との変換に関する記載以外では「γδ軸電圧指令値ｖ*γδ1、ｖ*γδ2」及び「γδ軸電流検出値ｉγδ1、ｉγδ2」の「γδ軸」を適宜省略し、「電圧指令値ｖ*γδ1、ｖ*γδ2」及び「電流検出値ｉγδ1、ｉγδ2」と記す。
【００２８】
電圧和算出器３１は、第１系統の電圧指令値ｖ*γδ1と第２系統の電圧指令値ｖ*γδ2との電圧和ｖ*γδｗを算出し、系統和誘起電圧推定部４１に出力する。
電流和算出器３２は、第１系統の電流検出値ｉγδ1と第２系統の電流検出値ｉγδ2との電流和ｉγδｗを算出し、系統和誘起電圧推定部４１に出力する。
電圧差算出器３３は、第１系統の電圧指令値ｖ*γδ1から第２系統の電圧指令値ｖ*γδ2を減じた電圧差ｖ*γδｓを算出し、系統差誘起電圧推定部４３に出力する。
電流差算出器３４は、第１系統の電流検出値ｉγδ1から第２系統の電流検出値ｉγδ2を減じた電流差ｉγδｓを算出し、系統差誘起電圧推定部４３に出力する。
【００２９】
ここで、本明細書において、「ＡとＢとの和」は、文字通り「Ａ＋Ｂ」の意味のみでなく、「（Ａ＋Ｂ）／２」、すなわち「ＡとＢとの平均値」の意味で用いられる。また、「ＡからＢを減じた差」は、文字通り「Ａ−Ｂ」の意味のみでなく、「（Ａ−Ｂ）／２」、すなわち「ＡからＢを減じた値を２で除した半差分値」の意味で用いられる。
電圧和算出器３１及び電流和算出器３２は、平均値を意味する電圧和ｖ*γδｗ及び電流和ｉγδｗを算出し、電圧差算出器３３及び電流差算出器３４は、半差分値を意味する電圧差ｖ*γδｓ及び電流差ｉγδｓを算出する。なお、末尾記号「ｗ」は「和」を意味し、末尾記号「ｓ」は「差」を意味する。「ｗ」、「ｓ」は、明細書中では通常文字で記し、図及び数式中では下付文字として記載する。
【００３０】
要するに、モータ制御装置１０１の各ブロックが扱う電圧及び電流値は、基本的に「１系統当たりに換算した値」である。換算のため２で除する演算は、単に調整の意味合いを持つにすぎない。それよりも本実施形態では、２系統の電圧及び電流値を加算するのか、又は減算するのか、という違いが重要な意味を持つ。
このような技術的思想により、本明細書では、「和」又は「差」の区別に重点を置く。したがって、本質的に「和」は平均値を含む概念であり、「差」は半差分値を含む概念であるものとして解釈する。
【００３１】
系統和誘起電圧推定部４１は、電圧和ｖ*γδｗ及び電流和ｉγδｗに基づいて、２系統の拡張誘起電圧の和である系統和誘起電圧ｅγδｗを推定する。
系統差誘起電圧推定部４３は、電圧差ｖ*γδｓ及び電流差ｉγδｓに基づいて、２系統の拡張誘起電圧の差である系統差誘起電圧ｅγδｓを推定する。
和差加算器５１は、系統和誘起電圧ｅγδｗと系統差誘起電圧ｅγδｓとを加算し、判断部５３に出力する。
和差減算器５２は、系統和誘起電圧ｅγδｗから系統差誘起電圧ｅγδｓを減算し、判断部５３に出力する。
【００３２】
判断部５３は、系統和誘起電圧推定部４１から系統和誘起電圧ｅγδｗを直接取得する他、和差加算器５１による加算結果（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）、及び、和差減算器５２による減算結果（ｅγδｗ−ｅγδｓ）を取得する。すなわち、判断部５３は、拡張誘起電圧ｅγδに関する３種類の演算値を取得する。
以下、文脈から自明である場合等、適宜、系統和誘起電圧ｅγδｗを簡単に「和」と記す。また、和差加算器５１による加算結果（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）を「和＋差」と記し、和差減算器５２による減算結果（ｅγδｗ−ｅγδｓ）を「和−差」と記す。
【００３３】
判断部５３は、「和」、「和＋差」及び「和−差」の３種類の演算値のうち、磁極位置推定部５６が磁極位置θγの推定に用いるのに最適なものを選択し、「選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃」として磁極位置推定部５６に出力する。その選択方法については後述する。
ここで、磁極位置推定部５６が用いる演算値は、原則として「和」が基準値であると考えると、「和＋差」又は「和−差」を用いる場合、基準値である「和」を「差」により補正する処理が実行されると解することもできる。この考え方によると、「選択後拡張誘起電圧」を「補正後拡張誘起電圧」と言い換えてもよい。
【００３４】
磁極位置推定部５６は、判断部５３から取得した選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃に基づいて、詳しくは後述する位置推定原理により、磁極位置θγ及び電気角速度ωを推定する。つまり、「磁極位置推定部」は、正確には「磁極位置及び速度推定部」として機能する。磁極位置推定部５６の詳細な構成は、次に説明する図５に示される構成に準ずる。
以下、電気角速度ωを適宜、「速度ω」と記す。また、速度ωに比例定数を乗ずることによりモータ回転数となるため、モータ回転数の意味でも「ω」を用いる。
【００３５】
ここで、位置センサレス制御における一般的な位置推定原理について、図５、図６を参照して説明する。
図５に、３相１系統のモータ８０１の駆動を制御するモータ制御装置１００の制御ブロック図を示す。２相３相変換部１７１、３相２相変換部１８１、電力変換器６１及び電流センサ７１については、図１に示すモータ制御装置１０１における第１系統の構成要素の符号を援用する。
【００３６】
また、電流フィードバック制御の構成として、電流減算器１４及び電流制御器１５が示される。電流センサ７１で検出された相電流ｉUVWは、３相２相変換部１８１でγδ軸電流検出値ｉγδに変換され、γδ軸電流指令値ｉ*γδに対してフィードバックされる。電流制御器１５は、電流減算器１４で算出された電流指令値ｉ*γδと電流検出値ｉγδとの差分を０に収束させるように、ＰＩ制御等により電圧指令値ｖ*γδを演算する。
【００３７】
推定回転座標系の電圧方程式は数式１で表される。数式１中の下記の記号はモータ定数である。拡張誘起電圧推定部４０は、電圧指令値ｖ*γδ及び電流検出値ｉγδを取得し、数式１より、拡張誘起電圧ｅγδを演算する。
Ｒ  ：抵抗
Ｌd、Ｌq：ｄ軸、ｑ軸自己インダクタンス
ＫE：逆起電力定数
【数１】
2018050418.tif 000003
【００３８】
磁極位置推定部５６は、アークタンジェント演算部５７、ＰＩ制御器５８、及び積分器５９を含む。
アークタンジェント演算部５７は、数式１の「−ｓｉｎ△θ、ｃｏｓ△θ」に基づき、数式２により位置誤差Δθを演算する。
【数２】
2018050418.tif 000004
また、図６のγδ軸ベクトル図に示すように、拡張誘起電圧ｅγδのδ軸成分ｅδの大きさを１としたときのγ軸成分ｅγの大きさの絶対値をベクトル比率Ｘと表すと、位置誤差Δθは、「Δθ＝ｔａｎ-1｜Ｘ｜」と表すことができる。
【００３９】
ＰＩ制御器５８は、位置誤差Δθが０になるように、ＰＩ制御により速度ωの目標値を演算する。位置誤差Δθが０のとき、拡張誘起電圧ｅγδは数式３で表される。つまり、位置誤差Δθが０のとき、拡張誘起電圧ｅγδのγ軸成分ｅγは、「ｅγ＝０」となる。
【数３】
2018050418.tif 000005
積分器（図中、「１／ｓ」）５９は、ＰＩ制御器５８が演算した速度ωを積分し、磁極位置θγを演算する。
【００４０】
ところで、電圧指令値ｖ*γδと実電圧との誤差、電流検出値ｉγδと実電流との誤差、又は、モータ定数の誤差が存在すると仮定する。すると、数式４に示すように、拡張誘起電圧推定部４０が推定した拡張誘起電圧ｅγδは、実ｄｑ軸の拡張誘起電圧ｅdqに対し、誤差Δｅγδを含むものとなる。
【数４】
2018050418.tif 000006
【００４１】
例えばモータ定数である抵抗Ｒが誤差ΔＲを含むとすると、これによる拡張誘起電圧の誤差Δｅγδは、数式５で表される。
【数５】
2018050418.tif 000007
【００４２】
このように、拡張誘起電圧推定部４０が推定した拡張誘起電圧に誤差Δｅγδが含まれる場合でも、ＰＩ制御器５８の作用により、位置誤差Δθが０になるように制御される。つまり、拡張誘起電圧の推定誤差Δｅγδの分を補償するように速度ω及び磁極位置θγが演算されるため、その分の位置誤差Δθが発生する。
【００４３】
次に、図１に戻り、２系統のモータ制御装置１０１での位置推定について説明する。
２系統での電圧方程式には、モータ定数として、系統間干渉を考慮したｄ軸、ｑ軸相互インダクタンスＭd、Ｍqが含まれる。また、数式１における逆起電力定数ＫEに対応する定数として、数式６、７では、図２（ａ）に示す界磁回路８７のインダクタンスＭf及び界磁電流ｉfの積の値を用いる。
【００４４】
第１系統の推定回転座標系の電圧方程式、及び拡張誘起電圧ｅγδ1は、数式６で表される。各記号の添え字「１」は、第１系統の値であることを示す。
【数６】
2018050418.tif 000008
【００４５】
第２系統の推定回転座標系の電圧方程式、及び拡張誘起電圧ｅγδ2は、数式７で表される。各記号の添え字「２」は、第２系統の値であることを示す。
【数７】
2018050418.tif 000009
【００４６】
まず、第１系統及び第２系統の電圧、電流の「和」の情報のみを用いた位置推定について説明する。「和」の情報のみによる推定構成は、図１における電圧和算出器３１、電流和算出器３２、及び系統和誘起電圧推定部４１により実行される。つまり、図１における電圧差算出器３３、電流差算出器３４及び系統差誘起電圧推定部４３、更に、和差加算器５１、和差減算器５２、判断部５３は、実質的に除外されたものとみなされる。
言い換えれば、図１６に示す比較例のモータ制御装置１０９の構成が、「和」の情報のみによる推定構成に相当する。図１６に示す比較例の構成は、基本的に、従来技術である特許文献１（特許第５５２７０２５号公報）の構成に相当するものである。
【００４７】
第１系統及び第２系統の電圧、電流、拡張誘起電圧のそれぞれの「和」（すなわち平均値）を数式８で定義する。
【数８】
2018050418.tif 000010
【００４８】
また、２系統の自己インダクタンスについて数式９の関係が成り立つと仮定する。
【数９】
2018050418.tif 000011
【００４９】
２系統の電圧、電流の「和」を用いた電圧方程式、及び拡張誘起電圧ｅγδｗは、数式１０で表される。比較例のモータ制御装置１０９において、磁極位置推定部５６は、数式１０により推定される位置誤差Δθを０にするようにＰＩ制御し、速度ω及び磁極位置θγを推定する。
【数１０】
2018050418.tif 000012
【００５０】
先に１系統モータ制御装置の例で説明した通り、推定された拡張誘起電圧ｅγδには、電圧、電流、モータ定数の誤差に基づく誤差Δｅγδが生じる可能性がある。さらに、２系統のモータ構成では、系統間の電圧、電流、モータ定数の不平衡により、各系統の誘起電圧ｅγδ1、ｅγδ2にそれぞれ誤差Δｅγδ1、Δｅγδ2が生じると考えられる。そして、２系統の誤差Δｅγδ1、Δｅγδ2の関係には多様なパターンがあり得る。
続いて、比較例による「和の情報のみによる位置推定」の構成と対比しつつ、第１実施形態による「和と差の情報による位置推定」の構成について説明する。
【００５１】
まず、２系統モータ制御装置における系統間の不平衡による拡張誘起電圧の誤差について、数式を用いて記述する。以下、拡張誘起電圧の推定値を「推定誘起電圧」と記す。
第１系統の推定誘起電圧ｅγδ1、及び第２系統の推定誘起電圧ｅγδ2は、数式１１で表される。
【数１１】
2018050418.tif 000013
【００５２】
また、行列形式の数式１１を簡略化し、γδ軸の推定誘起電圧をまとめて数式１２のように表す。
【数１２】
2018050418.tif 000014
【００５３】
２系統のｄｑ軸誘起電圧の「和」（すなわち平均値）ｅdqｗを数式１３のように定義する。
【数１３】
2018050418.tif 000015
【００５４】
また、数式１４のように、各系統のｄｑ軸誘起電圧は等しいと仮定する。
【数１４】
2018050418.tif 000016
【００５５】
２系統の推定誘起電圧の「和」（すなわち平均値）ｅγδｗは、数式１５で表される。
【数１５】
2018050418.tif 000017
【００５６】
行列形式の数式１５を簡略化し、γδ軸の推定誘起電圧の和をまとめて数式１６のように表す。第２項をまとめた「Δｅγδｗ」は、推定誘起電圧の「和の誤差」を示す。
【数１６】
2018050418.tif 000018
【００５７】
また、第１系統の推定誘起電圧ｅγδ1から第２系統の推定誘起電圧ｅγδ2を減じた差（すなわち半差分値）ｅγδｓは、数式１７で表される。
【数１７】
2018050418.tif 000019
【００５８】
行列形式の数式１７を簡略化し、γδ軸の推定誘起電圧の差をまとめて数式１８のように表す。
【数１８】
2018050418.tif 000020
【００５９】
続いて図７を参照する。ここで、２系統の推定誘起電圧の誤差パターンとして、３通りのパターンを想定する。以下、「各系統の推定誘起電圧の誤差」を単に「各系統の誤差」という。また、「２系統の推定誘起電圧の和の誤差」を単に「和の誤差」といい、「２系統の推定誘起電圧の差」を単に「差」という。「和の誤差」は数式１６、「差」は数式１８に示す通りである。
【００６０】
パターン［Ａ］は、「第１系統の誤差Δｅγδ1が、第２系統の誤差Δｅγδ2の符号を反転した値に等しい場合」である。つまり、第１系統の誤差Δｅγδ1と第２系統の誤差Δｅγδ2との符号が逆（Δｅγδ1＞０，Δｅγδ2＜０、又は、Δｅγδ1＜０，Δｅγδ2＞０）であり、且つ絶対値が等しい（｜Δｅγδ1｜＝｜Δｅγδ2｜）場合である。
このとき、第１系統の誤差Δｅγδ1と第２系統の誤差Δｅγδ2とが相殺するため、和の誤差Δｅγδｗが０になる。なお、差ｅγδｓは、第１系統の誤差Δｅγδ1に等しくなる。
【００６１】
パターン［Ｂ］は、「第１系統の誤差Δｅγδ1が０の場合」である。このとき、和の誤差Δｅγδｗは、第２系統の誤差の２分の１（＝Δｅγδ2／２）に等しくなり、差ｅγδｓは、第２系統の誤差の２分の１の符号反転値（＝−Δｅγδ2／２）に等しくなる。
したがって、「和の誤差＋差（Δｅγδｗ＋ｅγδｓ）」が０になる。
パターン［Ｃ］は、「第２系統の誤差Δｅγδ2が０の場合」である。このとき、和の誤差Δｅγδｗ、差ｅγδｓのいずれも、第１系統の誤差の２分の１（＝Δｅγδ1／２）に等しくなる。
したがって、「和の誤差−差（Δｅγδｗ−ｅγδｓ）」が０になる。
【００６２】
このように、各パターンにおいて０となる演算値は、次のようになる。
パターン［Ａ］：和の誤差Δｅγδｗ
パターン［Ｂ］：和の誤差＋差（Δｅγδｗ＋ｅγδｓ）
パターン［Ｃ］：和の誤差−差（Δｅγδｗ−ｅγδｓ）
比較例による「和の情報のみによる位置推定」の構成は、パターン［Ａ］の場合、推定誘起電圧の誤差Δｅγδｗが０となるため、位置誤差Δθを低減可能である。しかし、比較例の構成では、パターン［Ｂ］、［Ｃ］には対応することができず、位置誤差Δθの増大を招くおそれがある。
【００６３】
そこで、第１実施形態のモータ制御装置１０１は、構成の説明において上述した通り、系統和誘起電圧推定部４１により「和ｅγδｗ」を演算することに加え、系統差誘起電圧推定部４３により「差ｅγδｓ」を演算する。また、和差加算器５１及び和差減算器５２により、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」及び「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」を演算する。したがって、「和ｅγδｗ」、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」、「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」の３種類の演算値を利用することが可能となる。
【００６４】
そして、現実の誤差パターンを［Ａ］、［Ｂ］、［Ｃ］のうち最も近いパターンに分類し、磁極位置推定部５６において、パターン毎に、３種類の演算値のうち最小の値を用いて磁極位置θγを推定することで、位置誤差Δθを低減することができる。
また、本実施形態では、判断部５３が、モータ制御装置の動作中に都度入力される３種類の演算値のうち最小の値を選択し、選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃として磁極位置推定部５６に出力する。
【００６５】
続いて、判断部５３が実行する「演算値選択処理」の３通りの具体例について、図８〜図１０のフローチャートを参照する。
各フローチャートの説明で記号Ｓは「ステップ」を表す。また、図８〜図１０において共通のステップには同一のステップ番号を付す。さらに、共通ではないが互いに対応するステップには、同一のステップ番号の後に枝番「−１、−２、−３」を付して記す。
【００６６】
図８に、拡張誘起電圧ベクトルｅγδの大きさに基づく選択処理のフローを示す。
Ｓ１にて、系統和誘起電圧推定部４１及び系統差誘起電圧推定部４３は、それぞれ系統和誘起電圧ｅγδｗ（以下「和ｅγδｗ」）及び系統差誘起電圧ｅγδｓ（以下「差ｅγδｓ」）を演算する。
Ｓ２−１にて、和差加算器５１は、和ｅγδｗに差ｅγδｓを加算し、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」を算出する。和差減算器５２は、和ｅγδｗから差ｅγδｓを減算し、「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」を算出する。
【００６７】
Ｓ３−１、Ｓ４−１にて、判断部５３は、「和ｅγδｗ」、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」、「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」のうち最小の値を選択する。
まず、Ｓ３−１にて、「和ｅγδｗ」と、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）、又は、和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）の小さい方の値」とが比較される。「和ｅγδｗ」が小さい場合、ＹＥＳと判断され、Ｓ５に移行する。
【００６８】
Ｓ３−１にて、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）、又は、和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）の小さい方の値」が小さい場合、ＮＯと判断される。そして、Ｓ４−１にて、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」と「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」とが比較される。
「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」が小さい場合、ＹＥＳと判断され、Ｓ６に移行する。
「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」が小さい場合、ＮＯと判断され、Ｓ７に移行する。
なお、判断の順番は上記の例に限らず、最終的に最小値が判別されればよい。
【００６９】
Ｓ５では、「和ｅγδｗ」が選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃に選択される。
Ｓ６では、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」が選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃に選択される。
Ｓ７では、「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」が選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃に選択される。
こうして選択された選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃は、磁極位置推定部５６に出力され、位置推定のアークタンジェント演算に利用される。
【００７０】
図９に、拡張誘起電圧の推定ｄ軸（γ軸）成分ｅγの大きさに基づく選択処理のフローを示す。拡張誘起電圧ベクトルｅγδは、本来、推定ｑ軸方向のベクトルであり、推定ｑ軸成分の誤差Δｅδは相対的に無視して良いレベルであると考えられる。図９の処理は、その点に着目し、推定ｄ軸成分の誤差Δｅγのみを用いて判断するものである。
図９において枝番Ｓ「−２」を付したステップ（Ｓ２−２、Ｓ３−２、Ｓ４−２）は、いずれも、図８における枝番「−１」のステップの「γδ」を「γ」に置き換えたものである。それ以外は図８と同様であるため、説明を省略する。また、図９のＳ１、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７において括弧内に示した値は、次の第２実施形態で用いられる。
図９の処理では推定ｄ軸成分の値のみを扱うため、図８の処理に比べ演算量を低減することができる。
【００７１】
図１０に、拡張誘起電圧ベクトルｅγδのδ軸基準位相に基づく選択処理のフローを示す。
Ｓ２−３にて、判断部５３は、系統和誘起電圧ｅγδｗ及び系統差誘起電圧ｅγδｓに基づいて、和、（和＋差）、（和−差）の３通りのベクトル比率Ｘｗ、Ｘｗ＋ｓ、Ｘｗ−ｓを算出する。図６に示す通り、ベクトル比率Ｘは、誘起電圧ベクトルｅγδのδ軸成分の大きさを１としたときのγ軸成分の大きさを表す値である。
【００７２】
Ｓ３−３、Ｓ４−３にて、判断部５３は、各ベクトル比率Ｘｗ、Ｘｗ＋ｓ、Ｘｗ−ｓのアークタンジェントｔａｎ-1｜Ｘｗ｜、ｔａｎ-1｜Ｘｗ＋ｓ｜、ｔａｎ-1｜Ｘｗ−ｓ｜のうち最小の値を選択する。このステップでは、δ軸基準位相の絶対値が最小の値、言い換えれば、最もδ軸に一致する拡張誘起電圧ベクトルｅγδに対応する値が選択される。最小値選択の考え方、及び、選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃を決定するＳ５、Ｓ６、Ｓ７は図８と同様であるため、説明を省略する
図１０の処理では、図８の処理と同様に、拡張誘起電圧ベクトルｅγδのγ軸成分及びδ軸成分の情報を反映した判断をすることができる。
【００７３】
（効果）
本実施形態の２系統のモータ制御装置は、図１６に示す比較例の構成に対し、系統和誘起電圧推定部４１に加えて系統差誘起電圧推定部４３を備える。
磁極位置推定部５６は、系統和誘起電圧ｅγδｗ、系統和誘起電圧に系統差誘起電圧を加算した値（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）、及び、系統和誘起電圧から系統差誘起電圧を減算した値（ｅγδｗ−ｅγδｓ）のうちから位置誤差Δθが最小となるように選択されたいずれかの値に基づいて、ロータの磁極位置θγを推定する。これら３種類の演算値は、図７に示す［Ａ］、［Ｂ］、［Ｃ］の推定誘起電圧誤差パターンに対応し、各誤差パターンにおける位置誤差Δθを最小とするものである。
【００７４】
したがって、２系統の不平衡により生ずる現実の推定誘起電圧の誤差パターンを、図７の［Ａ］、［Ｂ］、［Ｃ］のうち最も近いパターンに分類し、磁極位置推定部５６において、パターン毎に最適な演算値を用いて磁極位置θγを推定することにより、位置誤差Δθを低減することができる。
また、本実施形態の判断部５３は、モータ制御装置の動作中に都度入力される３種類の演算値のうち最小の値を選択し、選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃として磁極位置推定部５６に出力する。これにより、誤差パターンが既知でない場合や経時変化する場合にも、磁極位置推定部５６による位置推定の周期毎に位置誤差Δθを最小にすることができる。
【００７５】
（第２実施形態）
第２実施形態によるモータ制御装置について図１１を参照して説明する。
第２実施形態のモータ制御装置１０２を構成する制御ブロックは、第１実施形態のモータ制御装置１０１と同じである。ただし、系統和誘起電圧推定部４１から判断部５３に対し、推定ｄ軸の系統和誘起電圧ｅγｗのみが出力される点が異なる。推定ｑ軸の系統和誘起電圧ｅδｗは、系統差誘起電圧ｅδｓと加減算されることなく、磁極位置推定部５６に直接出力される。
【００７６】
拡張誘起電圧ベクトルｅγδは、本来、推定ｑ軸方向のベクトルであり、推定ｑ軸成分の誤差Δｅδは相対的に無視して良いレベルであると考えられる。そこで、第２実施形態では、推定ｄ軸成分についてのみ、系統和誘起電圧ｅγｗと系統差誘起電圧ｅγｓとを加減算する。
第２実施形態の判断部５３は、図９のフローチャートのＳ１、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７において括弧内に示すように、推定ｄ軸成分についてのみ演算値選択処理を実行し、選択後拡張誘起電圧としてｅγ＃を出力するようにしてもよい。
第２実施形態は、第１実施形態に対し、選択処理の演算量を低減することができる。
【００７７】
（第３実施形態）
第３実施形態によるモータ制御装置について図１２を参照して説明する。
第３実施形態のモータ制御装置１０３は、系統差誘起電圧ｅγδｓを演算する構成が第１実施形態と異なる。つまり、モータ制御装置１０３は、第１系統誘起電圧推定部４５、第２系統誘起電圧推定部４６、及び、系統差誘起電圧推定部４７を備える。
【００７８】
第１系統誘起電圧推定部４５は、基本的に第１系統の電圧指令値ｖ*γδ1及び電流検出値ｉγδ1に基づいて、第１系統の拡張誘起電圧ｅγδ1を推定する。
第２系統誘起電圧推定部４６は、基本的に第２系統の電圧指令値ｖ*γδ2及び電流検出値ｉγδ2に基づいて、第２系統の拡張誘起電圧ｅγδ2を推定する。
このように、第１系統誘起電圧推定部４５及び第２系統誘起電圧推定部４６は、各系統の電圧及び電流を用いて系統毎に拡張誘起電圧を推定する。
【００７９】
なお、破線で示すように、第１系統の電圧指令値ｖ*γδ1及び電流検出値ｉγδ1が更に第２系統誘起電圧推定部４６に入力され、第２系統の電圧指令値ｖ*γδ2及び電流検出値ｉγδ2が更に第１系統誘起電圧推定部４５に入力されてもよい。例えば系統間の相互干渉を考慮する場合には、相手系統の電圧、電流値を用いて、干渉項を含む精密な演算をすることができる。
【００８０】
系統差誘起電圧推定部４７は、第１系統の拡張誘起電圧ｅγδ1から第２系統の拡張誘起電圧ｅγδ2を減算し、系統差誘起電圧ｅγδｓを算出する。系統差誘起電圧ｅγδｓは、和差加算器５１及び和差減算器５２にて、系統和誘起電圧の誤差Δｅγδｗと加減算され、判断部５３に入力される。
なお、系統差誘起電圧推定部に代えて又は加えて、系統和誘起電圧推定部が、第１系統の拡張誘起電圧ｅγδ1と第２系統の拡張誘起電圧ｅγδ2と加算し、系統和誘起電圧ｅγδｗを算出してもよい。この構成によっても、第１実施形態と同様の作用効果が得られる。
【００８１】
（第４実施形態）
第４実施形態によるモータ制御装置について図１３〜図１５を参照して説明する。
第４実施形態のモータ制御装置１０４は、第１実施形態のモータ制御装置１０１を示す図１のＩ部の構成に代えて、図１３に示す構成を採用する。すなわち、第４実施形態のモータ制御装置１０４では、系統和誘起電圧推定部４２及び系統差誘起電圧推定部４４は、入力信号中の高周波成分を除去するフィルタとして構成されている。
【００８２】
系統和誘起電圧推定部４２は、「電圧指令値の和ｖ*γδｗから、インピーダンスＺｗと電流検出値の和ｉγδｗとの積を減じた値」を入力とし、カットオフ周波数ｆcoｗを用いて表される数式１９の伝達関数Ｇｗ（ｓ）を用いてフィルタ処理する。
【数１９】
2018050418.tif 000021
【００８３】
系統差誘起電圧推定部４４は、「電圧指令値の差ｖ*γδｓから、インピーダンスＺｓと電流検出値の和ｉγδｓとの積を減じた値」を入力とし、カットオフ周波数ｆcoｓを用いて表される数式２０の伝達関数Ｇｓ（ｓ）を用いてフィルタ処理する。
【数２０】
2018050418.tif 000022
【００８４】
また、系統和誘起電圧推定部４２及び系統差誘起電圧推定部４４には、磁極位置推定部５６が演算した速度ωが入力される。
なお、インピーダンスＺｗ、Ｚｓは、数式６、数式７の行列式の値をまとめたものであり、演算式の精度によっては、「Ｚｗ＝Ｚｓ」ともなり得る。ただし、和演算と差演算で考慮するモータ定数の精度を変更する場合、現実の演算では「Ｚｗ≠Ｚｓ」として扱ってもよい。
【００８５】
一般に３相交流回転機の制御において、３相電流検出値ｉUVW1、ｉUVW2には、５次、７次、１１次、１３次等、（６ｋ±１）次（ｋは自然数）の高調波成分が１次成分に重畳することが知られている。この高調波成分は、ＩＰＭモータにおけるロータマグネットの着磁不均一性やロータ及びステータの形状に起因する構造的要因やモータ動作中の外乱等により発生する。高調波成分は、脈動により、位置推定精度を低下させる要因となる。
相電流の１次成分に重畳する（６ｋ±１）次成分は、座標変換により、γδ軸電流の６次、１２次等の（６ｋ）次成分となる。
【００８６】
図１４（ａ）に、６次成分が重畳した２系統のγ軸電流ｉγ1_6次、ｉγ2_6次、及び、それらの和（平均値）を示す。２系統のγ軸電流０次成分の値、及び、γ軸電流６次成分の振幅は同一であると仮定する。
１周期が電気角６０°に相当する６次成分について、位相が電気角３０°ずれた２系統のγ軸電流ｉγ1_6次、ｉγ2_6次は、ちょうど山と谷とが反転した逆位相となる。そこで、電流和算出器３２により逆位相のγ軸電流ｉγ1_6次、ｉγ2_6次の「和」を演算すると、６次高調波成分は互いにキャンセルされて系統和誘起電圧推定部４２に入力される。
【００８７】
一方、図１４（ｂ）に示すように、１周期が電気角３０°に相当する１２次成分について、位相が電気角３０°ずれた２系統のγ軸電流ｉγ1_12次、ｉγ2_12次は同位相となる。したがって、電流和算出器３２により「和」を演算しても１２次高調波成分はキャンセルされずに系統和誘起電圧推定部４２に入力される。
そこで、系統和誘起電圧推定部４２のカットオフ周波数ｆcoｗは、少なくとも１２次高調波成分を除去できるような周波数に設定されることが好ましい。
【００８８】
また、系統差誘起電圧推定部４４に入力される電流検出値の「差」については、逆に、同位相の１２次高調波成分がキャンセルされ、逆位相の６次高調波成分はキャンセルされない。そこで、系統差誘起電圧推定部４４のカットオフ周波数ｆcoｓは、少なくとも６次高調波成分を除去できるような周波数に設定されることが好ましい。
【００８９】
これらの理由により、第４実施形態による系統和誘起電圧推定部４２及び系統差誘起電圧推定部４４のカットオフ周波数ｆcoｗ、ｆcoｓは、図１５に示すように設定される。
図１５（ａ）に示すように、カットオフ周波数ｆcoｗ、ｆcoｓは、速度（モータ回転数）ωが下限値ωLIM以上の領域では、速度（モータ回転数）ωが高くなるほど高くなるように設定される。
このように、モータ制御装置１０４の系統和誘起電圧推定部４２及び系統差誘起電圧推定部４４は、モータ回転数ωに応じてフィルタのカットオフ周波数が可変に設定される。これにより、高調波成分の影響を適切に低減することができる。
【００９０】
図１５（ｂ）の周波数特性図には、ゲインが−３［ｄＢ］となる周波数をカットオフ周波数とする例を示す。６次高調波成分の除去を目的とする系統差誘起電圧推定部４４（差フィルタ）のカットオフ周波数ｆcoｓは、１２次高調波成分の除去を目的とする系統和誘起電圧推定部４２（和フィルタ）のカットオフ周波数ｆcoｗよりも低く、例えば２分の１程度の値に設定される。
このように、モータ制御装置１０４の系統和誘起電圧推定部４２及び系統差誘起電圧推定部４４は、フィルタのカットオフ周波数ｆcoｗ、ｆcoｓが互いに異なる値に設定される。これにより、高調波成分の影響を適切に低減することができる。
【００９１】
（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態の判断部５３は、モータ制御装置の動作中に都度、「和ｅγδｗ」、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」、「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」のうち最小値を選択し、選択後拡張誘起電圧ｅγδ＃として磁極位置推定部５６に出力する。
しかし、例えば第１系統又は第２系統の拡張誘起電圧の誤差Δｅγδ1、Δｅγδ2が常に０であることが既知である場合、判断部５３を設けず、「和＋差（ｅγδｗ＋ｅγδｓ）」又は「和−差（ｅγδｗ−ｅγδｓ）」を利用して位置推定することを予め選択してもよい。
同様に、第１系統の誤差Δｅγδ1が第２系統の誤差Δｅγδ2の符号を反転した値に常に等しいことが既知である場合、判断部５３を設けず、「和ｅγδｗ」を利用して位置推定することを予め選択してもよい。
【００９２】
（ｂ）本発明の制御対象とする回転機は、３相回転機に限らず、４相以上の回転機であってもよい。
また、回転機の複数の巻線組の数、言い換えればモータ制御装置の系統数は３系統以上であってもよい。ただし、３系統以上のうち任意に選択した特定の２系統を対象として、本発明による位置推定が実行される。３系統のうち特定の２系統を固定するか、或いは、状況に応じていずれかの２系統を選択するか等の詳細な方法は、適宜決定してよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００９３】
１０１、１０２、１０３、１０４・・・モータ制御装置（回転機の制御装置）、
４１、４２・・・系統和誘起電圧推定部、
４３、４４、４７・・・系統差誘起電圧推定部、
５３・・・判断部、
５６・・・磁極位置推定部、
６１、６２・・・電力変換器、
８０・・・モータ（回転機）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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