(57)【要約】【課題】受信信号に直流分が含まれている場合でも、その受信信号に基づいてサンプリング周波数をキャリア周波数と同期させることができるキャリア同期回路及びキャリア同期方法を提供することである。【解決手段】実施形態のキャリア同期回路は、角度算出部と、差分算出部と、判定部とを持つ。角度算出部は、アナログデジタル変換器がキャリア周波数に基づくサンプリング周波数によって受信信号を直交アンダーサンプリングして得たデジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上の角度を算出する。差分算出部は、算出された角度と、前の同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて算出された角度との差分を算出する。判定部は、複数の組についての差分に基づいてサンプリング周波数の変更が必要と判断した場合に、サンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する。【選択図】図８
2018050099.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログデジタル変換器がキャリア周波数に基づくサンプリング周波数によってアナログの受信信号を直交アンダーサンプリングして得たデジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上における角度を算出する角度算出部と、
前記角度算出部が算出した角度と、前記角度の算出に用いた同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の組よりも前に前記デジタル信号に出現した同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて前記角度算出部が算出した角度との差分を算出する差分算出部と、
前記差分算出部が前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値の複数の組について算出した前記差分に基づいてサンプリング周波数の変更が必要と判断した場合に、前記アナログデジタル変換器におけるサンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する判定部と、
を備えるキャリア同期回路。
【請求項２】
前記角度算出部が角度の算出に用いる同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の組よりも前に前記デジタル信号に出現した同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の組の絶対値を用いて前記角度算出部が算出した角度を記憶する角度格納部を備え、
前記差分算出部は、前記角度算出部が算出した角度と、前記角度格納部に格納される前記角度との差分を算出する、
請求項１に記載のキャリア同期回路。
【請求項３】
前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値を格納する格納部と、
前記格納部に格納される同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値とを絶対値に変換する絶対値化部とを備える、
請求項２に記載のキャリア同期回路。
【請求項４】
前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値を格納する第一格納部と、
前記第一格納部に値が格納された組より前に前記デジタル信号に出現した同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値とを格納する第二格納部と、
前記第一格納部に格納される同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値とを絶対値に変換する第一絶対値化部と、
前記第二格納部に格納される同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値とを絶対値に変換する第二絶対値化部とを備え、
前記角度算出部は、
前記第一絶対値化部が変換した同相信号チャネルの絶対値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上における角度を算出する第一算出部と、
前記第二絶対値化部が変換した同相信号チャネルの絶対値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上における角度を算出する第二算出部とを備える、
請求項１に記載のキャリア同期回路。
【請求項５】
前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を正規化する正規化部を備え、
前記角度算出部は、正規化された値と角度とを対応付けたテーブルから、前記正規化部により正規化された値に対応して読み出した角度に基づいて複素平面上における前記角度を算出する、
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のキャリア同期回路。
【請求項６】
前記デジタル信号における同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値を絶対値に変換する絶対値化部を備え、
前記角度算出部は、前記絶対値化部が絶対値に変換した前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの絶対値と直角位相信号チャネルの絶対値との組を用いて複素平面上における角度を算出する、
請求項１に記載のキャリア同期回路。
【請求項７】
前記判定部は、前記差分算出部が複数の組について算出した前記差分の累積値と基準値との比較に基づいてサンプリング周波数の変更が必要と判断した場合に、前記アナログデジタル変換器におけるサンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する、
請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のキャリア同期回路。
【請求項８】
アナログデジタル変換器がキャリア周波数に基づくサンプリング周波数によってアナログの受信信号を直交アンダーサンプリングして得たデジタル信号を入力する入力過程と、
入力された前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上における角度を算出する角度算出過程と、
前記角度算出過程において算出された角度と、前記角度の算出に用いた同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の組よりも前に前記デジタル信号に出現した同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて前記角度算出過程において算出した角度との差分を算出する差分算出過程と、
前記差分算出過程により前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値の複数の組について算出した前記差分に基づいてサンプリング周波数の変更が必要と判断した場合に、前記アナログデジタル変換器におけるサンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する判定過程と、
を有するキャリア同期方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、キャリア同期回路及びキャリア同期方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信を行う受信装置は、送信装置から受信した高周波信号を増幅回路により増幅し、増幅させた高周波信号を周波数変換器により中間周波信号に変換する。受信装置は、中間周波信号を中間周波増幅器により増幅した後、Ａ／Ｄ（アナログデジタル）変換器により中間周波信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して受信信号を得る。受信装置は、デジタル信号に変換された受信信号を復調する。また、受信装置は、デジタル信号に変換された受信信号に基づいて高周波増幅器や中間周波増幅器の利得を調整する。
【０００３】
一方、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数は、電圧制御発振回路が出力する信号の周波数に従う。この電圧制御発振回路は、入力電圧に応じた周波数の信号を出力する。そこで、受信装置は、周波数制御信号をＤ／Ａ（デジタルアナログ）変換回路によりデジタル信号からアナログ信号に変換して、電圧制御発振回路に入力する。Ａ／Ｄ変換器は、電圧制御発振回路からの出力に従ったサンプリング周波数によりアナログ信号をサンプリングするが、このサンプリング周波数についても受信信号を使用してキャリア周波数と同期させるように制御することが考えられる。しかし、一般的には回路や素子に依存して、Ａ／Ｄ変換された受信信号の値には、重畳される直流分が生じる場合がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−７２６４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明が解決しようとする課題は、受信信号に直流分が含まれている場合でも、その受信信号に基づいてサンプリング周波数をキャリア周波数と同期させることができるキャリア同期回路及びキャリア同期方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態のキャリア同期回路は、角度算出部と、差分算出部と、判定部とを持つ。角度算出部は、アナログデジタル変換器がキャリア周波数に基づくサンプリング周波数によってアナログの受信信号を直交アンダーサンプリングして得たデジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上における角度を算出する。差分算出部は、角度算出部が算出した角度と、前記角度の算出に用いた同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の組よりも前に前記デジタル信号に出現した同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて角度算出部が算出した角度との差分を算出する。判定部は、差分算出部が前記デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値の複数の組について算出した差分に基づいてサンプリング周波数の変更が必要と判断した場合に、アナログデジタル変換器におけるサンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施形態の受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】キャリア同期がとれた状態のＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号を変換複素平面上で表した図。
【図３】キャリア同期がとれていない状態のＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号のシンボルの軌跡を複素平面上で表した図。
【図４】信号に直流分が重畳されている場合に、キャリア同期がとれていない状態のＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号のシンボルの軌跡を複素平面上で表した図。
【図５】信号が入力されていない場合のＡ／Ｄ変換器からの出力を変換複素平面上で表した図。
【図６】直交サンプリングの対象を示す図。
【図７】Ｉチャネルの値とＱチャネルの値とから得られる角度を示す図。
【図８】実施形態のキャリア同期回路の構成を示すブロック図。
【図９】実施形態のキャリア同期回路の構成を示すブロック図。
【図１０】実施形態のキャリア同期回路の構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、実施形態のキャリア同期回路及びキャリア同期方法を、図面を参照して説明する。
図１は、実施形態の受信装置１００の構成を示すブロック図である。受信装置１００は、高周波増幅回路１１１と、周波数変換回路１１２と、中間周波増幅回路１１３と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１１４と、キャリア同期回路１１５と、カウンタ１１６と、制御信号発生回路１１７と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１１８と、発振回路１１９と、復調回路１２１と、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器１２２とを備える。
【０００９】
高周波増幅回路１１１は、受信装置１００が受信した高周波信号の高周波数帯を増幅する。高周波増幅回路１１１は、増幅された高周波信号を周波数変換回路１１２に入力する。周波数変換回路１１２は、高周波増幅回路１１１から入力された高周波信号を中間周波数帯の信号にダウンコンバートする。周波数変換回路１１２は、中間周波数帯にダウンコンバートされた信号を中間周波増幅回路１１３に入力する。中間周波増幅回路１１３は、周波数変換回路１１２から入力された信号の中間周波数帯を増幅する。中間周波増幅回路１１３は、増幅された信号をＡ／Ｄ変換器１１４に入力する。
【００１０】
Ａ／Ｄ変換器１１４は、中間周波増幅回路１１３から入力された信号を、キャリア周波数に基づくサンプリング周波数によって、アナログ信号からデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１１４は、直交アンダーサンプリングによるデジタル信号をキャリア同期回路１１５に入力し、アンダーサンプリングによる周波数変換後のキャリア周波数の２倍のナイキスト周波数で直交サンプリングしたデジタル信号を復調回路１２１に入力する。
【００１１】
キャリア同期回路１１５は、Ａ／Ｄ変換器１１４から入力された直交アンダーサンプリングによるデジタル信号を用いて、Ａ／Ｄ変換器１１４におけるサンプリング周波数の変更が必要か否かを判断する。キャリア同期回路１１５は、サンプリング周波数の変更が必要であると判断した場合、カウンタ１１６が格納しているカウンタ値を変更する。キャリア同期回路１１５は、周波数を上げると判断した場合にカウンタ値を大きくし、周波数を下げると判断した場合にカウンタ値を小さくする。
【００１２】
制御信号発生回路１１７は、カウンタ１１６が格納している値に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を発生させ、ＬＰＦ１１８に入力する。具体的には、制御信号発生回路１１７は、カウンタ１１６が格納している値（例えば、１０２４）を予め保持している値（例えば、２０４８）により除算したデューティー比のＰＷＭ信号を発生させ、ＬＰＦ１１８に入力する。
【００１３】
ＬＰＦ１１８は、制御信号発生回路１１７から入力されたＰＷＭ信号の低域成分を通過させ、周波数制御信号として発振回路１１９に入力する。発振回路１１９は、ＬＰＦ１１８から入力された周波数制御信号の電圧に応じた周波数の同期信号をＡ／Ｄ変換器１１４に出力する。Ａ／Ｄ変換器１１４は、発振回路１１９から入力された同期信号に従ってサンプリング周波数を変更する。
【００１４】
復調回路１２１は、Ａ／Ｄ変換器１１４から入力されたデジタル信号を復調する。Ｄ／Ａ変換器１２２は、高周波増幅回路１１１及び中間周波増幅回路１１３における利得を制御するための制御信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。制御信号は任意の技術により生成可能である。Ｄ／Ａ変換器１２２は、アナログ信号に変換した制御信号を、高周波増幅回路１１１及び中間周波増幅回路１１３に出力する。
【００１５】
図２は、キャリア同期がとれた状態のＡ／Ｄ変換器１１４から出力されるデジタル信号を変換複素平面上で表した図である。同図では、Ａ／Ｄ変換器１１４に入力される信号が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交位相振幅変調）によって変調されたデジタル信号である場合の例を示している。キャリア周波数との同期がとれた状態では、同じ値を表すシンボルは、ほぼ同じ位置に表れる。
【００１６】
図３は、キャリア同期がとれていない状態のＡ／Ｄ変換器１１４から出力されるデジタル信号のある特定のシンボルの軌跡を複素平面上で表した図である。同図は、図２に示す領域Ａ内のシンボルと同じ値のシンボルの軌跡を示している。図３に示すように、キャリア周波数との同期がとれていない状態では、同じ値を表すシンボルは、時間の経過に伴って、複素平面の中心とした円の円周上を、ほぼ一定の角速度で移動する。
【００１７】
図４は、入力信号に直流分が重畳されている場合に、キャリア同期がとれていない状態のＡ／Ｄ変換器１１４から出力されるデジタル信号のある特定のシンボルの軌跡を複素平面上で表した図である。同図は、図２に示す領域Ａ内のシンボルと同じ値のシンボルの軌跡を示している。図４に示すように、同じ値を表すシンボルは、時間の経過に伴って、複素平面の中心から偏心した円の円周付近を移動する。
【００１８】
図２においては、時間が経過しても、同じ値を表すシンボルは、ほぼ同じ位置に出現する。従って、ある時刻で得られたシンボルの中心角と一定時間後に得られたシンボルの中心角との差は、ほぼ０である。一方、図３及び図４においては、時間の経過に伴って、同じ値を表すシンボルは移動するものの、一定時間において移動する、複素平面の中心からの角度はほぼ一定である。
【００１９】
図５は、信号が入力されていない場合のＡ／Ｄ変換器１１４からの出力を変換複素平面上で表した図である。同図に示すように、Ａ／Ｄ変換器１１４から出力された信号のシンボルの検出結果はランダムとなる。
【００２０】
図１に示すＡ／Ｄ変換器１１４は、アナログ信号をキャリア同期回路１１５に入力するデジタル信号に変換するときには、直交アンダーサンプリングとなるようなサンプリング周波数ｆｓを用いる。直交アンダーサンプリングのサンプリング周波数ｆｓとキャリア周波数ｆｃの関係は、以下の式（１）のように示される。ｋは、間引き係数（インターバルファクタ）であり、自然数を取る。
【００２１】
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）      …（１）
【００２２】
図６は、ｋ＝１のときの直交サンプリングの対象を示す図である。ｋ＝１のときは、サンプリング周波数ｆｓ＝４ｆｃ／５となる。これは、周波数ｆｃの信号に対する、周波数ｆｃ／５のエイリアスを直交サンプリングすることに相当する。直交サンプリングによって、信号のＩ（In phase signal：同相信号）チャネルと、Ｑ（Quadrature signal：直角位相信号）チャネルのデータを順にサンプリングしたことになる。すなわち、周波数ｆｃ／５の直交サンプリングによって得られる信号は、周波数ｆｃ／５のエイリアスのＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑのデータを順にサンプリングした値と同じとなる。一例として、１６ＱＡＭで変調された信号を取り込むと、図２に示すシンボルの波形が得られる。
【００２３】
しかし最初の状態では、受信装置１００におけるサンプリング周波数は、キャリア周波数に同期していない。このため、図３に示すように、周波数の差に応じて波形が回転している状態となる。つまり、キャリア同期が取れていない状態では、図２に示す信号のどこか１つのシンボルについてみると、図３のように一定方向に回転しているようにみえる。これは、図４に示すように、直流分が誤差として重畳されていても変わらない。復調を行うためには、周波数差を演算により取り除くか、サンプリングする周波数を調整してキャリア同期を取ることになるが、受信装置１００は、サンプリングする周波数を調整してキャリア同期を取る。
【００２４】
受信信号には、位相の変調も行われている。そこで、受信装置１００のキャリア同期回路１１５は、Ａ／Ｄ変換器１１４から入力したデジタル信号を、ＩチャネルのデータとＱチャネルのデータの絶対値として扱い、ａｔａｎ（逆正接関数）により角度を求める。
【００２５】
図７は、Ｉチャネルの値とＱチャネルの値とから得られる角度を示す図である。Ｉチャネルの値がＩ０、Ｑチャネルの値がＱ０であるとする。複素平面上における（Ｉ０，Ｑ０）の点の角度θ０は、ａｔａｎ（Ｉ０／Ｑ０）により求められる。Ｉ０≧０かつＱ０≧０の場合、０≦θ０＜π／２となる。
【００２６】
キャリア同期回路１１５は、アンダーサンプリングされた受信信号において隣接するＩチャネルの値とＱチャネルの値の絶対値から求めた角度と、その角度が得られた状態よりも１つ前の状態において求めた角度との差を算出し、差を積算していく。キャリア同期がとれていないときでも、信号が入力されていないとランダムな信号点となることから、積算された値はゼロに近くなる。これに対し、信号が入力されている場合には、積算された値はプラス又はマイナスの値となる。この際に、振幅方向の変調が掛かっていると、異なる符号点の位置では角度が飛ぶか、戻ったように見える。しかし信号はランダム性を持つため、全体としては平均された角度になる。
【００２７】
図８は、キャリア同期回路２００の構成を示すブロック図である。キャリア同期回路２００は、図１に示す受信装置１００のキャリア同期回路１１５として用いられる。キャリア同期回路２００は、レジスタ１１、１２、１３、１４と、絶対値化部２１、２２、２３、２４と、正規化部３１、３２と、テーブル記憶部４１、４２と、角度算出部５１、５２と、減算部７１（差分算出部）と、加算部８１と、判定部９１とを備える。
【００２８】
直交アンダーサンプリングを行っているため、Ａ／Ｄ変換回路１４０から入力されたデジタル信号は、＋Ｉ、＋Ｑ，−Ｉ，−Ｑが繰り返される値となる。キャリア同期回路２００は、サンプリングクロックにより、レジスタ１１、１２、１３、１４のそれぞれに、入力されたデジタル信号において時刻順に出現する値を格納する。レジスタ１１、１２、１３、１４の順に、新しい時刻にサンプリングされた値が格納される。ここでは、レジスタ１１、１２、１３、１４のそれぞれに、−Ｑ、−Ｉ、＋Ｑ、＋Ｉの値が格納される。
【００２９】
絶対値化部２１（第一絶対値化部）はレジスタ１１（第一格納部）に格納された値の絶対値Ｑ０を正規化部３１に入力し、絶対値化部２２（第一絶対値化部）はレジスタ１２（第一格納部）に格納された値の絶対値Ｉ０を正規化部３１に入力する。正規化部３１は、絶対値化部２１から入力された絶対値Ｑ０と絶対値化部２２から入力された絶対値Ｉ０とを比較して、大きい方の値を１とし、小さいほうの値を正規化する。具体的には、正規化部３１は、絶対値Ｑ０≧絶対値Ｉ０であれば、絶対値Ｑ０’＝１、絶対値Ｉ０’＝絶対値Ｉ０／絶対値Ｑ０とする。一方、絶対値Ｑ０＜絶対値Ｉ０であれば、正規化部３１は、絶対値Ｉ０’＝１、絶対値Ｑ０’＝絶対値Ｑ０／絶対値Ｉ０とする。正規化部３１は、絶対値Ｑ０’と絶対値Ｉ０’を、テーブル記憶部４１を介して、又は、直接、角度算出部５１に入力する。あるいは、正規化部３１は、絶対値Ｑ０’と絶対値Ｉ０’のうち小さいほうの値を、テーブル記憶部４１を介して、又は、直接、角度算出部５１に入力する。
【００３０】
テーブル記憶部４１は、変数ｘ（０度≦ｘ≦４５度）と、ａｔａｎ（ｘ）で求められるθの値とを対応付けたテーブルを記憶している。角度算出部５１（第一算出部）は、テーブル記憶部４１に記憶されているこのテーブルを用いて、複素平面において、−Ｑの値と−Ｉの値とにより定まる点の原点に関して対称な点（１８０度回転させた点）の角度θ０を求める。
【００３１】
具体的には、テーブル記憶部４１が記憶するテーブルには、例えば、変数ｘの最大値１とθ＝４５度とが対応付けて設定され、変数ｘの最小値０とθ＝０とが対応付けて設定されている。角度算出部５１は、絶対値Ｑ０’（＝１）≧絶対値Ｉ０’である場合は、絶対値Ｉ０’に対応付けられたθをテーブルから読み出し、求める角度θ０とする。一方、角度算出部５１は、絶対値Ｉ０’（＝１）≧絶対値Ｑ０’である場合は、絶対値Ｑ０’に対応付けられたθをテーブルから読み出し、９０度−θを求める角度θ０とする。角度算出部５１は、求めた角度θ０を減算部７１に出力する。
【００３２】
一方、絶対値化部２３（第二絶対値化部）はレジスタ１３（第二格納部）に格納された値の絶対値Ｑ１を正規化部３２に入力し、絶対値化部２４（第二絶対値化部）はレジスタ１４（第二格納部）に格納された値の絶対値Ｉ１を正規化部３２に入力する。正規化部３２は、絶対値化部２３から入力された絶対値Ｑ０と絶対値化部２４から入力された絶対値Ｉ１とを比較して、大きい方の値を１とし、小さいほうの値を正規化する。具体的には、正規化部３２は、絶対値Ｑ１≧絶対値Ｉ１であれば、絶対値Ｑ１’＝１、絶対値Ｉ１’＝絶対値Ｉ１／絶対値Ｑ１とする。一方、絶対値Ｑ１＜絶対値Ｉ１であれば、正規化部３２は、絶対値Ｉ１’＝１、絶対値Ｑ１’＝絶対値Ｑ１／絶対値Ｉ１とする。正規化部３２は、絶対値Ｑ１’と絶対値Ｉ１’を、テーブル記憶部４２を介して、又は、直接、角度算出部５２に入力する。あるいは、正規化部３２は、絶対値Ｑ１’と絶対値Ｉ１’のうち小さいほうの値を、テーブル記憶部４２を介して、又は、直接、角度算出部５２に入力する。
【００３３】
テーブル記憶部４２は、テーブル記憶部４１と同様のテーブルを記憶する。角度算出部５２（第二算出部）は、テーブル記憶部４２に記憶されているテーブルを用いて、複素平面において、Ｑの値とＩの値とにより定まる点の角度θ１を求める。つまり、角度算出部５２は、絶対値Ｑ１’（＝１）≧絶対値Ｉ１’である場合は、絶対値Ｉ１’に対応付けられたθをテーブルから読み出し、求める角度θ１とする。一方、角度算出部５２は、絶対値Ｉ１’（＝１）≧絶対値Ｑ１’である場合は、絶対値Ｑ１’に対応付けられたθをテーブルから読み出し、９０度−θを求める角度θ１とする。角度算出部５２は、求めた角度θ１を減算部７１に出力する。
【００３４】
キャリア同期回路２００は、＋Ｉ、＋Ｑと−Ｉ，−Ｑに相当するタイミングで上記のように動作する。減算部７１は、上記の処理により角度算出部５１から入力された角度θ０と、角度算出部５２から入力された角度θ１との差を算出することにより、角度の変化を求める。減算部７１は、θ０からθ１を減算して得られた値を加算部８１に入力する。
【００３５】
加算部８１は、減算部７１から入力された値を加算していき、累積値を算出する。加算部８１は、累積値を判定部９１に入力する。判定部９１は、加算部８１から入力された累積値と上限の基準値及び下限の基準値とを比較する。判定部９１は、累積値が上限の基準値よりも大きいと判定した場合、カウンタ１１６に格納されているカウンタ値を、所定の値（例えば、１）を加算したカウンタ値に更新する。判定部９１は、累積値が下限の基準値よりも小さいときには、カウンタ１１６に格納されているカウンタ値を、所定の値（例えば、１）を減算したカウンタ値に更新する。なお、カウンタ値に加算又は減算する値として、累積値と基準値との差分に応じた値を用いてもよい。
【００３６】
制御信号発生回路１１７は、更新されたカウンタ値を用いたデューティー比のＰＷＭ信号を発生させる。これにより、ＬＰＦ１１８が発振回路１１９に入力する周波数制御信号の電圧が変わるため、発振回路１１９が出力する同期信号の周波数が変化し、結果としてＡ／Ｄ変換器１１４におけるサンプリング周波数が変更される。
【００３７】
図９及び図１０にキャリア同期回路の他の構成を示す。
図９は、キャリア同期回路２１０の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置１００のキャリア同期回路１１５として、図８に示すキャリア同期回路２００に代えて、図９に示すキャリア同期回路２１０を用いてもよい。同図において、図８に示すキャリア同期回路２１０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。キャリア同期回路２１０は、レジスタ１１、１２（格納部）と、絶対値化部２１、２２と、正規化部３１と、テーブル記憶部４１と、角度算出部５１と、レジスタ６１、６２（角度格納部）と、減算部７１と、加算部８１と、判定部９１とを備える。
【００３８】
キャリア同期回路２１０は、デジタル信号から取り込む値を（−Ｑ，−Ｉ）又は（Ｉ，Ｑ）の一組とし、レジスタ６１、６２により、角度算出部５１が算出した１つ前の状態の角度を保存しておく。減算部７１は、角度算出部５１から入力された角度と、レジスタ６２に記憶されるシンボルの角度とを比較する。これにより、減算部７１は、デジタル信号の（−Ｑ，−Ｉ）の絶対値から得られた角度と、１つ前の状態の（＋Ｉ，＋Ｑ）の絶対値から得られた角度とを減算する。あるいは、減算部７１は、デジタル信号の（Ｑ，Ｉ）の絶対値から得られた角度と、１つ前の状態の（−Ｉ，−Ｑ）の絶対値から得られた角度とを減算する。
【００３９】
図１０は、キャリア同期回路２２０の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置１００のキャリア同期回路１１５として、図８に示すキャリア同期回路２００及び図９に示すキャリア同期回路２１０に代えて、図１９に示すキャリア同期回路２２０を用いてもよい。同図において、図９に示すキャリア同期回路２１０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。キャリア同期回路２２０は、絶対値化部２５と、レジスタ１１、１２と、正規化部３１と、テーブル記憶部４１と、角度算出部５１と、レジスタ６１、６２と、減算部７１と、加算部８１と、判定部９１とを備える。
【００４０】
絶対値化部２５は、Ａ／Ｄ変換回路１４０から入力されたデジタル信号の値を絶対値に変換する。キャリア同期回路２２０は、サンプリングクロックにより、レジスタ１１、１２のそれぞれに、絶対値化されたデジタル信号における−Ｉ、−Ｑの絶対値Ｑ０、絶対値Ｉ０を格納する。正規化部３１は、レジスタ１１から絶対値Ｑ０を取得し、レジスタ１２から絶対値Ｉ０を取得する。正規化部３１は、絶対値Ｑ０と絶対値Ｉ０とを比較し、大きい方の値を１とし、小さいほうの値を正規化する。以降の処理は、図９に示すキャリア同期回路２２０と同様である。
このように、キャリア同期回路２２０は、直交アンダーサンプリングされたデジタル信号を絶対値として取り込んだあとに処理を行う。
【００４１】
なお、図８に示すキャリア同期回路２００及びキャリア同期回路２１０では、テーブルを用いた構成とするために数値を正規化しているが、正規化を行わずにａｔａｎを用いて角度を求めてもよい。この場合、キャリア同期回路２００は、正規化部３１、３２及びテーブル記憶部４１、４２を備えず、キャリア同期回路２１０は、正規化部３１及びテーブル記憶部４１を備えない。絶対値化部２１はレジスタ１１に格納された値の絶対値Ｑ０を角度算出部５１に入力し、絶対値化部２２はレジスタ１２に格納された値の絶対値Ｉ０を角度算出部５１に入力する。角度算出部５１は、θ０＝ａｔａｎ（Ｉ０／Ｑ０）を算出する。同様に、絶対値化部２３はレジスタ１３に格納された値の絶対値Ｑ１を角度算出部５２に入力し、絶対値化部２４はレジスタ１４に格納された値の絶対値Ｉ１を角度算出部５２に入力する。角度算出部５２は、θ１＝ａｔａｎ（Ｉ１／Ｑ１）を算出する。
【００４２】
また、上記では、サンプリング周波数ｆｓがキャリア周波数ｆｃの４／５である例を示したが、４／９、４／１３など、式（１）における間引き係数ｋが２以上の値であってもよい。
【００４３】
なお、受信装置１００は、周波数変換回路１１２において高周波信号の周波数変換を行った後に、Ａ／Ｄ変換器１１４においてデジタル変換しているが、高周波信号をデジタル信号に変換してから周波数変換を行い、キャリア同期回路１１５に入力してもよい。
【００４４】
なお、図８に示すキャリア同期回路２００、図９に示すキャリア同期回路２１０、図１０に示すキャリア同期回路２２０は、回路として動作するが、同様の処理をＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いてソフトウェアにより実現することも可能である。
【００４５】
また、キャリア同期回路１１５がカウンタ１１６、制御信号発生回路１１７及びＬＰＦ１１８の一部又は全てを備えてもよい。
【００４６】
上述した実施形態によれば、キャリア同期回路１１５は、Ａ／Ｄ変換器１１４がキャリア周波数に基づくサンプリング周波数によって、アナログの受信信号を直交アンダーサンプリングして得たデジタル信号の入力を受ける。キャリア同期回路１１５は、入力されたデジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて複素平面上における角度を算出する。キャリア同期回路１１５は、算出した角度と、この角度の算出に用いた同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の組よりも前にデジタル信号に出現した同相信号チャネルの値及び直角位相信号チャネルの値の絶対値を用いて算出した角度との差分を算出する。キャリア同期回路１１５は、デジタル信号において隣接する同相信号チャネルの値と直角位相信号チャネルの値の複数の組について算出した差分に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１１４におけるサンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する。具体的には、キャリア同期回路１１５は、複数の組について算出した差分の累積値と基準値との比較に基づいてサンプリング周波数の変更が必要と判断した場合に、サンプリング周波数の制御に用いられる信号を出力する。この信号は、例えば、判定部９１からのカウンタ１１６に対するカウンタ値の加算又は減算の指示、制御信号発生回路１１７からのＰＷＭ信号、ＬＰＦ１１８からの周波数制御信号などである。
【００４７】
以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、角度算出部、減算部及び判定部を持つことにより、受信信号に直流分が含まれている場合であっても、直流分の除去を行わなくとも、その受信信号に基づいてサンプリング周波数をキャリア周波数と同期させることができる。
【００４８】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００４９】
１１…レジスタ、１２…レジスタ、１３…レジスタ、１４…レジスタ、２１…絶対値化部、２２…絶対値化部、２３…絶対値化部、２４…絶対値化部、２５…絶対値化部、３１…正規化部、３２…正規化部、４１…テーブル記憶部、４２…テーブル記憶部、５１…角度算出部、５２…角度算出部、６１…レジスタ、６２…レジスタ、７１…減算部、８１…加算部、９１…判定部、１００…受信装置、１１１…高周波増幅回路、１１２…周波数変換回路、１１３…中間周波増幅回路、１１４…Ａ／Ｄ変換器、１１５…キャリア同期回路、１１６…カウンタ、１１７…制御信号発生回路、１１８…ＬＰＦ、１１９…発振回路、１２１…復調回路、１２２…Ｄ／Ａ変換器、２００…キャリア同期回路、２１０…キャリア同期回路、２２０……キャリア同期回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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