(57)【要約】【課題】負荷電磁石電流の波形に不連続部分をなくして波形全体を連続したものへと回復変形し、負荷電磁石電流を台形状に類似した高対称性波形に近づけながら、そのフラットトップ部における平坦度を改善する。【解決手段】コンデンサＣ１と一方向スイッチＳ１の直列回路で負荷電磁石の両端を結ぶ初段の充放電回路２１と、コンデンサＣ２と一方向スイッチＳ２と波形調整用コイルＬ２の直列回路で負荷電磁石または初段のコンデンサの両端を結ぶ１以上の後続段の充放電回路２２と、各コンデンサの充電電圧設定値を調整可能な充電器４０を備える。互いに独立したトリガ信号を送出して初段の一方向スイッチと後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路３０を備える。さらに、初段の充放電回路２１には可変抵抗体ＶＲ１が挿入されている。【選択図】図１
2018050094.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段の一方向スイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段の一方向スイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立したトリガ信号を送出して前記初段の一方向スイッチと前記後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置であって、
前記初段の充放電回路に可変抵抗体を挿入してあることを特徴とするパルス電源装置。
【請求項２】
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段の一方向スイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段の一方向スイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立したトリガ信号を送出して前記初段の一方向スイッチと前記後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置であって、
前記初段の充放電回路における前記初段の一方向スイッチに対して逆並列に一方向通電素子を接続してあることを特徴とするパルス電源装置。
【請求項３】
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段の一方向スイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段の一方向スイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立したトリガ信号を送出して前記初段の一方向スイッチと前記後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置であって、
前記初段の充放電回路に可変抵抗体が挿入されるとともに、前記初段の充放電回路における前記初段の一方向スイッチに対して逆並列に一方向通電素子が接続されていることを特徴とするパルス電源装置。
【請求項４】
前記初段の充放電回路と前記後続段の充放電回路との接続点と前記負荷電磁石との間には、前記接続点から前記負荷電磁石へ向かう方向の一方向通電素子が挿入されている請求項２または請求項３に記載のパルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、荷電粒子ビームをパルス状にして加速するための加速器などに用いられる電源であって、複数段のＰＦＮ（Pulse Forming Network：パルス形成用回路網）を備えたパルス電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
１０億電子ボルトを超えるような高エネルギー荷電粒子加速器においては、荷電粒子ビームが真空容器の壁面等に衝突して生ずる放射線による、真空容器材質等の放射化の問題が深刻となる。荷電粒子ビームの軌道を正確に保持するには、電磁石電源に対して電流値の相対精度をほぼ０．０１％以下の高精度に制御する必要があり、さらには可及的に精度を高めたいという要求がある。
【０００３】
図６は特許文献１に記載された従来例のパルス電源装置の構成を示す回路図である。このパルス電源装置は、負荷電磁石１０の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するものであって、主に次の４つの構成要素を備えている。それは、
（１）初段のコンデンサＣ１と初段の一方向スイッチＳ１の直列回路からなるもので、初段のコンデンサＣ１の充電電力を負荷電磁石１０の回路部に放電可能な初段の充放電回路２１、
（２）後続段のコンデンサＣ２と後続段の一方向スイッチＳ２と波形調整用コイルＬ２の直列回路からなるもので、後続段のコンデンサＣ２の充電電力を負荷電磁石１０の回路部に放電可能な後続段の充放電回路２２、
（３）初段のコンデンサＣ１および後続段のコンデンサＣ２を充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器４０、
（４）互いに独立したトリガ信号を送出して初段の一方向スイッチＳ１と後続段の一方向スイッチＳ２を閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路３０
である。
【０００４】
負荷電磁石１０の回路部はインダクタンス成分１１と抵抗成分１２とを含んでいる。初段の充放電回路２１は負荷電磁石１０の両端間に接続されている。後続段の充放電回路２２も負荷電磁石１０の両端間に接続されている。すなわち、負荷電磁石１０に対して初段の充放電回路２１と後続段の充放電回路２２とが並列に接続されている。一方向スイッチＳ１，Ｓ２としては、電流方向の反転に伴って自動的に消弧するサイリスタが用いられている。
【０００５】
トリガ制御回路３０は、トリガタイミング調整回路３１、初段のゲート駆動回路３２、初段の一方向スイッチＳ１を閉成するための初段のパルス変成器３３、後続段のゲート駆動回路３４、後続段の一方向スイッチＳ２を閉成するための後続段のパルス変成器３５を含んでいる。トリガタイミング調整回路３１は、荷電粒子ビーム装置におけるタイミングシステムから励磁トリガ信号Ｓtrを受け取ると、初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４に対して時間差ＴS2（数μ秒〜数十μ秒）をもってトリガ信号Ｔ１，Ｔ２を送出するように構成されている。トリガタイミング調整回路３１は、まず初段のゲート駆動回路３２に対してトリガ信号Ｔ１を出力し、所定の時間差ＴS2をおいて後続段のゲート駆動回路３４に対してトリガ信号Ｔ２を出力する。
【０００６】
出力電圧可変型の充電器４０の正極端子が初段の充電用抵抗器Ｒ１を介して初段のコンデンサＣ１の正極端子に接続され、そのコンデンサＣ１の負極端子が充電器４０の負極端子に接続されている。また、充電器４０の正極端子が後続段の充電用抵抗器Ｒ２を介して後続段のコンデンサＣ２の正極端子に接続され、そのコンデンサＣ２の負極端子が充電器４０の負極端子に接続されている。Ｄ１は保護ダイオードである。
【０００７】
次に、上記のように構成されたパルス電源装置の動作を図７を用いて説明する。図７は従来例のパルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図である。
【０００８】
初段のコンデンサＣ１および後続段のコンデンサＣ２が充電器４０によって同じ電圧に充電される。
【０００９】
次いで、励磁トリガ信号Ｓtrが入力されたトリガタイミング調整回路３１は、初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４に対して所定の時間差ＴS2をもって順次にトリガ信号Ｔ１，Ｔ２を送出する。
【００１０】
初段のゲート駆動回路３２はトリガ信号Ｔ１の入力タイミングで初段の一方向スイッチＳ１をターンオンする。後続段のゲート駆動回路３４は、所定の時間差ＴS2の後のトリガ信号Ｔ２の入力タイミングで後続段の一方向スイッチＳ２をターンオンする。
【００１１】
以下、負荷電磁石１０に流れるパルス電流のフラットトップ部Ｆ（図７参照）での波形の変化について説明する。
【００１２】
負荷電磁石１０の抵抗成分１２の抵抗値の変化の影響に関しては、充電器４０に与える充電電圧設定指令信号を増加することにより負荷電磁石電流ｉ13のピーク値の低下を補償するという考え方がある。しかしながら、温度上昇に伴って電流が立ち下がる方向の傾きが大きくなり、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度が悪化するという問題がある。温度変化に伴って負荷電磁石１０における抵抗成分１２の抵抗値（給電ケーブルの抵抗値も含む）が変動し、フラットトップ部Ｆでの電流波形の変化をもたらす。
【００１３】
そこで、２つのトリガ信号Ｔ１，Ｔ２に対して調整可能な時間差ＴS2を設けるトリガタイミング調整回路３１を装備させている。その時間差ＴS2を温度上昇に伴って大きくなるように調整することにより、フラットトップ部Ｆにおける電流の傾きを調整（修正）するようにしている。
【００１４】
パルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石１０に流れるパルス電流波形の変化を示す例えば図７のように、負荷電磁石１０の回路の抵抗値が２０ｍΩから、２０．９ｍΩ、２１．８ｍΩへと増加するのに伴い、後続段の一方向スイッチＳ２を点弧させるタイミングの時間差ＴS2（図７（ｃ）では「ＴＳ２」と表記）を０μｓから２μｓ、４μｓへと徐々に増加させ、同時に充電器４０の充電電圧を９６９．００Ｖから９７１．５６Ｖ、９７４．１２Ｖへと徐々に増加させることにより、パルス電流波形の変化幅を０．１Ａ以下に抑えることができる。これは基準値３０００［Ａ］に対する割合が約０．００３％に相当するもので、十分に小さい値となっている（動作の一例）。
【００１５】
以上のように図６に示す従来例においては、温度上昇に従って、充電器４０の充電電圧の上昇とともに時間差ＴS2を増加するようにしたので、温度上昇に伴う電流減少を抑制して、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度を改善することができる。
【００１６】
この図６に示す従来例は、実は、以下のような歴史的変遷を経て開発されてきたものである。
【００１７】
旧来の考え方では、コンデンサＣ１，Ｃ２に対する充電電圧を可変するだけのものであった。この場合、パルス電流波形のピーク値の変化（昇温によりピーク値が低下する）を抑制することが可能と考えられていた。
【００１８】
ところが、単に充電電圧を調整するだけであるので、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度の変化までは補償できない。すなわち、温度上昇に伴って抵抗値が増大化し、電流が立ち下がる方向での傾きが大きくなって、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度が悪化してしまう。
【００１９】
上記した図６に示す従来例は、温度変化に起因するパルス電流波形の変化を抑制するために、上記のとおり、コンデンサＣ１，Ｃ２に対する充電電圧を可変するとともに、一方向スイッチＳ１，Ｓ２のターンオンタイミングに時間差をもたせてその時間差を調整する。その結果、図７（ｃ）に示すように、電流波形がＡ→Ｂ′→Ｃ′と変化するにつれて、旧来の上記２つの問題点（ピーク値の低下および電流波形自体の変形（低下勾配の変化）を解決する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２０１６−１００６８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかし、図６に示す従来例にあっては、実際には、初段のコンデンサＣ１、後続段のコンデンサＣ２の静電容量、波形調整用コイルＬ２および配線の抵抗成分・インダクタンス成分の総合的影響（相互干渉的影響）のために、図８に示すように、初段の充放電回路２１を流れる電流（初段電流）ｉ11と後続段の充放電回路２２を流れる電流（後続段電流）ｉ12の各波形が乱れやすく、負荷電磁石１０の回路部に流れる電流（合成電流）ｉ13（＝ｉ11＋ｉ12）の波形対称性および平坦度に悪影響を与えるという新たな問題が生じてきた。
【００２２】
すなわち、図８に示すように、初段電流ｉ11についても後続段電流ｉ12についても理想に近い状態を示す図７の波形に比べて歪が生じ（対称性が失われ）、それらを合成した負荷電磁石電流ｉ13の波形は、前半部では立ち上がりがより急激となり、後半部では立ち下がりがより遅いものとなって、対称性が大きく損なわれてしまう。つまり、台形状に類似した理想的な高対称性波形から大きく変形した波形となって平坦度が大幅に低下してしまう。
【００２３】
ちなみに、この図８の場合の平坦度（時間幅１０μｓでの平坦度）を求めてみると、次のようになる。
【００２４】
負荷電磁石電流ｉ13のピーク値は２１２１５［Ａ］、ピーク値を示すタイミングが２６２．１５９［μｓ］。ピーク値タイミングから前後に５［μｓ］ずつの１０μｓ幅に相当する電流値までのピーク値からの降下電流値が４．５［Ａ］。
【００２５】
よって、平坦度は、
４．５／２１２１５＝２１２×１０-6＝２１２［ｐｐｍ］
となる。平坦度はその値が小さいほど好ましいものであり、近年、１０億電子ボルトを超えるような最先端の高エネルギー荷電粒子加速器用のパルス電源装置においては、２１２［ｐｐｍ］では大きすぎ、これをさらに小さくするすなわち平坦度をさらに向上する（２分の１以下にする）ことが強く要請されている。
【００２６】
この平坦度改善の対策として、図６に示す従来例において、初段電流ｉ11の立ち上げタイミングからの後続段電流ｉ12の立ち上げタイミングの遅延時間である時間差ＴS2を調整し、図７の場合（２［μｓ］と４［μｓ］）に比べてさらに大幅に長くして、例えば６０［μｓ］とした場合には図９に示すような結果を得た。図１０は図９と図８の差を明示している。
【００２７】
図８（ａ）と図９（ａ）と図１０（ａ）とは横軸と縦軸が互いに一致している。図１０（ａ）は図８（ａ）から図９（ａ）の変化を表している。図１０（ａ）において、初段電流ｉ11（図８）は図８（ａ）の初段電流ｉ11と同じであり、初段電流ｉ11（図９）は図９（ａ）の初段電流ｉ11と同じである。図８（ａ）にかかわる波形は細線で示し、図９（ａ）にかかわる波形は太線で示している。
【００２８】
図１０（ａ）において、間隔の狭い点線の細線で示される山１つ形の後続段電流ｉ12（図８）はその立ち上がりタイミングが０［μｓ］となっているのに対して、間隔の狭い点線の太線で示される山１つ形の後続段電流ｉ12（図９）はその立ち上がりタイミングが遅くされ、遅延時間は６０［μｓ］となっている。また、間隔の広い点線の細線で示される山２つ形の初段電流ｉ11（図８）は３７０［μｓ］付近で極小値を示すが、そこの前後にわたる微分係数の変化は連続したものとなっている。すなわち、波形変化が滑らかなものとなっている。これに対して、間隔の広い点線の太線で示される山２つ形初段電流ｉ11（図９）は３００［μｓ］付近で０レベルとなり、３００［μｓ］付近から３７０［μｓ］付近まで０レベルが続き、３７０［μｓ］付近以降で０レベルから緩やかに立ち上がっている。すなわち、この初段電流ｉ11（図９）は、その微分係数が不連続で、波形変化における滑らかさが失われている。
【００２９】
次に、山２つ形の初段電流ｉ11における図８から図９への変化と、山１つ形の後続段電流ｉ12における図８から図９への変化とを比較するとともに、それが、負荷電磁石電流ｉ13における図８から図９への変化に及ぼす影響を検討する。
【００３０】
ほぼ１３０〜３００［μｓ］の範囲では、細線の初段電流ｉ11（図８）から太線の初段電流ｉ11（図９）への変化は減少（変位ベクトルは下向き）であり、その減少の大きさは、細線の後続段電流ｉ12（図８）から太線の後続段電流ｉ12（図９）への増加（変位ベクトルは上向き）の大きさよりも大きいものとなっている。その結果として、太線の負荷電磁石電流ｉ13（図９）は、ほぼ６０〜３００［μｓ］の範囲において、細線の負荷電磁石電流ｉ13（図８）よりも下方へ沈み込む形状変化を見せている。これは、前半部での波形変化である。
【００３１】
また、ほぼ４００〜６００［μｓ］の範囲では、細線の初段電流ｉ11（図８）から太線の初段電流ｉ11（図９）へは増加（変位ベクトルは上向き）しているのに対して、細線の後続段電流ｉ12（図８）から太線の後続段電流ｉ12（図９）へはほとんど変化していない。その結果として、太線の負荷電磁石電流ｉ13（図９）は、ほぼ３７０〜７７０［μｓ］の範囲において、細線の負荷電磁石電流ｉ13（図８）よりも上方へ膨らむ形状変化を見せている。これは、後半部での波形変化である。
【００３２】
負荷電磁石電流ｉ13につき、以上の前半側での沈み込みと後半側での膨らみとの相乗により、細線の負荷電磁石電流ｉ13（図８）に比べて、太線の負荷電磁石電流ｉ13（図９）は、台形状に類似した高対称性波形により近づいた形を呈することになる。
【００３３】
しかしながら、負荷電磁石電流の平坦度については、立ち上がりタイミングを６０［μｓ］遅くした場合には、遅くする前よりも悪化するということが分かった。この点を、図８（ｂ）、図９（ｂ）および図１０（ｂ）を用いて以下に説明する。
【００３４】
目盛のスケールについて、前述のとおり図８（ａ）と図９（ａ）と図１０（ａ）とでは横軸も縦軸もが同じとなっているのに対して、図８（ｂ）と図９（ｂ）とでは、横軸も縦軸も目盛のスケールが異なっている。一方、図９（ｂ）と図１０（ｂ）とでは、横軸も縦軸も目盛の間隔が同じとなっていて、時間軸は２３０〜３８０［μｓ］の範囲（全１５０［μｓ］）で目盛値が共通であるが、電流軸は目盛値が異なる。図８（ｂ）における時間軸目盛は２５０〜２８０［μｓ］の範囲（全３０［μｓ］）であり、図９（ｂ）における時間軸目盛は２３０〜３８０［μｓ］の範囲（全１５０［μｓ］）である。後者の方がより細かい目盛となっている。図８（ｂ）における電流軸目盛は２１．２０８〜２１．２１８［ｋＡ］の範囲（全０．０１［ｋＡ］＝１０［Ａ］）であり、図９（ｂ）における電流軸目盛は２０．１００〜２０．４００［ｋＡ］の範囲（全０．３［ｋＡ］＝３００［Ａ］）である。これも、後者の方がより細かい目盛となっている。
【００３５】
図１０（ｂ）は図９（ｂ）と縦軸横軸とも同じスケールの目盛のグラフに、図９（ｂ）の負荷電磁石電流ｉ13（図９）と図８（ｂ）の負荷電磁石電流ｉ13（図８）とを描いたものである。縦軸である電流軸は相対的な目盛となっている。これは、負荷電磁石電流ｉ13（図９）と負荷電磁石電流ｉ13（図８）につき、形状変化を表すことを意図したもので、絶対的な電流値は無関係なものとなっている。
【００３６】
図８、図９、図１０から明かなように、初段電流ｉ11に対して後続段電流ｉ12を６０［μｓ］遅延させて立ち上げると、図９（ａ）のように初段電流ｉ11は０レベルが一定時間続く不連続なものになり、これに伴って負荷電磁石電流ｉ13は図９（ａ）、図１０（ａ）に示すように、その波形が全体として台形状に類似した高対称性波形により近づいたものになる反面、図８（ｂ）と図９（ｂ）との比較で示すように、あるいは図１０（ｂ）に示すように、そのフラットトップ部Ｆで不連続な２山形の波形を呈し、平坦度が極端に悪化してしまう。
【００３７】
なお、図１０（ｂ）における負荷電磁石電流ｉ13（図８）の波形についてであるが、その太い実線部分が図８（ｂ）に図示されたほぼ２５６〜２６８［μｓ］の範囲の負荷電磁石電流ｉ13に対応している。細い破線部分は、範囲を広げても１山形であることを示している。
【００３８】
後続段電流ｉ12を遅延して立ち上げた場合の図１０（ｂ）に示す負荷電磁石電流ｉ13（図９）は、微分係数がマイナスから一気にプラスに変化する不連続な２山形の波形となっていて、要求された瞬時電流値の範囲を逸脱してしまい、これでは、荷電粒子ビームの軌道を正確に保持することができなくなってしまう。
【００３９】
本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、パルス電源装置に関して、負荷電磁石電流の波形において、不連続部分をなくして波形全体を連続したものへと回復変形することにより、負荷電磁石電流を台形状に類似した高対称性波形に近づけながら、そのフラットトップ部における平坦度をさらに改善することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００４０】
本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。
【００４１】
〈１〉本発明による第１のパルス電源装置は、
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段の一方向スイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段の一方向スイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立したトリガ信号を送出して前記初段の一方向スイッチと前記後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置であって、
前記初段の充放電回路に可変抵抗体を挿入してあることを特徴とする。
【００４２】
〈２〉本発明による第２のパルス電源装置は、
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段の一方向スイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段の一方向スイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立したトリガ信号を送出して前記初段の一方向スイッチと前記後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置であって、
前記初段の充放電回路における前記初段の一方向スイッチに対して逆並列に一方向通電素子を接続してあることを特徴とする。
【００４３】
〈３〉本発明による第３のパルス電源装置は、
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段の一方向スイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段の一方向スイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立したトリガ信号を送出して前記初段の一方向スイッチと前記後続段の一方向スイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置であって、
前記初段の充放電回路に可変抵抗体が挿入されるとともに、前記初段の充放電回路における前記初段の一方向スイッチに対して逆並列に一方向通電素子が接続されていることを特徴とする。
【００４４】
〈１Ａ〉上記〈１〉の構成のパルス電源装置においては、初段の充放電回路に挿入した可変抵抗体の抵抗値を調整することによって初段電流の波高値やレベルを制御し、初段電流の最下レベル部に認められた平坦部をなくして、波形全体を滑らかに変化するものに調整する。すなわち、波形の不連続部分をなくすようにして、波形全体を連続したものへと回復変形する。これにより、初段電流と遅延させた後続段電流との合成よりなる負荷電磁石電流を台形状に類似した高対称性波形に近づけながら、そのフラットトップ部における平坦度を改善することが可能となる。
【００４５】
〈２Ａ〉上記〈２〉の構成のパルス電源装置においては、初段の充放電回路における初段の一方向スイッチに対して逆並列に一方向通電素子を接続している。その結果、一旦上昇した初段電流が降下して、その最下位レベルに近づいたときに、逆並列の一方向通電素子の存在によって初段電流はマイナスレベルへ進むことが可能である。すなわち、従来例の場合のような０レベルを下限とするリミット作用が効かない。このように初段電流の最下位レベルでの連続性が回復するため、初段電流と遅延させた後続段電流との合成よりなる負荷電磁石電流を台形状に類似した高対称性波形に近づけながら、そのフラットトップ部における平坦度を大きく改善することが可能となる。
【００４６】
〈３Ａ〉上記〈３〉の構成のパルス電源装置においては、初段の充放電回路に可変抵抗体を挿入するとともに、初段の一方向スイッチに対して逆並列に一方向通電素子を接続している。これにより、さらにフラットトップ部における平坦度の改善を図ることができる。
【００４７】
上記構成の本発明のパルス電源装置には、次のような好ましい変化・変形の態様がある。すなわち、それは、前記初段の充放電回路と前記後続段の充放電回路との接続点と前記負荷電磁石との間には、前記接続点から前記負荷電磁石へ向かう方向の一方向通電素子が挿入されている、という態様である。
【００４８】
これにより、初段電流のマイナスレベルへの滑らかなシフトを確実化することが可能となる。
【発明の効果】
【００４９】
本発明によれば、負荷電磁石電流の波形における不連続部分をなくして波形全体を連続したものへと回復変形するための調整要素を増やすことにより、負荷電磁石電流を台形状に類似した高対称性波形に充分に近づけながら、そのフラットトップ部における平坦度を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の第１の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図２】本発明の第１の実施例におけるパルス電源装置の初段と後続段の各充放電回路および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図
【図３】本発明の第２の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図４】本発明の第２の実施例におけるパルス電源装置の初段と後続段の各充放電回路および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図
【図５】本発明の変形例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図６】従来例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図７】従来例におけるパルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図
【図８】従来例におけるパルス電源装置の問題点を指摘するための波形図
【図９】従来例におけるパルス電源装置の問題点を指摘するための波形図
【図１０】従来例におけるパルス電源装置の問題点を指摘するための波形図
【発明を実施するための形態】
【００５１】
以下、上記構成の本発明のパルス電源装置につき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。
【００５２】
〔第１の実施例〕
図１は本発明の第１の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図、図２はそのパルス電源装置の初段と後続段の各充放電回路および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図である。
【００５３】
図１において、１０は荷電粒子ビーム装置における負荷電磁石、１１は負荷電磁石１０の回路部に含まれるインダクタンス成分、１２は負荷電磁石１０の回路部に含まれる抵抗成分、２１は初段のコンデンサＣ１と初段の一方向スイッチＳ１と可変抵抗体ＶＲ１とを直列接続して負荷電磁石１０（インダクタンス成分１１および抵抗成分１２の直列回路）の両端間に接続された初段の充放電回路、２２は後続段のコンデンサＣ２と後続段の一方向スイッチＳ２と波形調整用コイルＬ２を直列接続して負荷電磁石１０の両端間に接続された後続段の充放電回路である。可変抵抗体ＶＲ１は、抵抗値が数ｍΩ〜数十ｍΩと非常に小さく、例えば銅バーやケーブル等により構成され抵抗値が調整される。本実施例の場合、後続段の充放電回路２２の段数は１段となっている。一方向スイッチＳ１，Ｓ２については、本実施例では電流方向の反転に伴って自動的に消弧するサイリスタが用いられているが、他の制御スイッチング素子に変えてもよい。
【００５４】
初段の充放電回路２１においては、負荷電磁石１０に負極端子が接続された初段のコンデンサＣ１の正極端子にサイリスタからなる初段の一方向スイッチＳ１の陽極端子（アノード）が接続され、その一方向スイッチＳ１の陰極端子（カソード）に可変抵抗体ＶＲ１が接続されている。また、後続段の充放電回路２２においては、負荷電磁石１０に負極端子が接続された後続段のコンデンサＣ２の正極端子にサイリスタからなる後続段の一方向スイッチＳ２の陽極端子（アノード）が接続され、その一方向スイッチＳ２の陰極端子（カソード）に波形調整用コイルＬ２が接続されている。可変抵抗体ＶＲ１の一端と波形調整用コイルＬ２の一端が互いに接続され、その接続点が負荷電磁石１０に接続されている。
【００５５】
３０はトリガ制御回路、３１はトリガタイミング調整回路、３２は初段のゲート駆動回路、３３は初段の一方向スイッチＳ１を閉成するための初段のパルス変成器、３４は後続段のゲート駆動回路、３５は後続段の一方向スイッチＳ２を閉成するための後続段のパルス変成器である。トリガ制御回路３０におけるトリガタイミング調整回路３１は、荷電粒子ビーム装置におけるタイミングシステムから励磁トリガ信号Ｓtrを受け取ると、初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４に対して時間差ＴS2（数μ秒〜数十μ秒）をもってトリガ信号Ｔ１，Ｔ２を送出するように構成されている。
【００５６】
トリガタイミング調整回路３１は、まず初段のゲート駆動回路３２に対してトリガ信号Ｔ１を出力し、所定の時間差ＴS2をおいて後続段のゲート駆動回路３４に対してトリガ信号Ｔ２を出力する。
【００５７】
また、図１において、４０は出力電圧が調整可能な(出力電圧可変型の）充電器、Ｄ１は保護ダイオード、Ｒ１，Ｒ２は充電用抵抗器である。保護ダイオードＤ１は充電器４０の両端間に接続されている。充電器４０の正極端子が初段の充電用抵抗器Ｒ１を介して初段のコンデンサＣ１の正極端子に接続され、そのコンデンサＣ１の負極端子が充電器４０の負極端子に接続されている。また、充電器４０の正極端子が後続段の充電用抵抗器Ｒ２を介して後続段のコンデンサＣ２の正極端子に接続され、そのコンデンサＣ２の負極端子が充電器４０の負極端子に接続されている。
【００５８】
上記の構成は、図６に示す従来例との対比において、初段の充放電回路２１に可変抵抗体ＶＲ１を挿入したことに、その特徴がある。なお、初段の充放電回路２１における可変抵抗体ＶＲ１の挿入箇所については、波形調整用コイルＬ２と初段の一方向スイッチＳ１との間とする以外に、初段のコンデンサＣ１と初段の一方向スイッチＳ１との間であってもよい。
【００５９】
次に、上記のように構成された本実施例のパルス電源装置の動作を説明する。
【００６０】
充電器４０から初段の充電用抵抗器Ｒ１を介して初段のコンデンサＣ１を充電するとともに、後続段の充電用抵抗器Ｒ２を介して後続段のコンデンサＣ２を充電する。これら両コンデンサＣ１，Ｃ２は同じ電圧に充電される。
【００６１】
次いで、荷電粒子ビーム装置のタイミングシステムにおいて所定のタイミングで生成された励磁トリガ信号Ｓtrがトリガタイミング調整回路３１に入力されると、トリガタイミング調整回路３１は初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４に対して所定の時間差ＴS2をもって順次にトリガ信号Ｔ１，Ｔ２を送出する。
【００６２】
トリガ信号Ｔ１を入力した初段のゲート駆動回路３２は初段のパルス変成器３３を介して初段の一方向スイッチＳ１にゲートパルスを出力し、初段の一方向スイッチＳ１をターンオンする。また、所定の時間差ＴS2の後に、トリガ信号Ｔ２を入力した後続段のゲート駆動回路３４は後続段のパルス変成器３５を介して後続段の一方向スイッチＳ２にゲートパルスを出力し、後続段の一方向スイッチＳ２をターンオンする。初段の一方向スイッチＳ１のターンオンのタイミングと後続段の一方向スイッチＳ２のターンオンのタイミングとは、両者間に前記の所定の時間差ＴS2が開けられる。
【００６３】
前記のトリガタイミング調整回路３１に対する励磁トリガ信号Ｓtrの出力タイミングは次のように定められる。それは、荷電粒子ビーム装置において、磁場の印加対象である荷電粒子ビームが負荷電磁石１０を通過するタイミングで負荷電磁石１０に流れるパルス電流がピーク値に達するようなタイミングである。すなわち、負荷電磁石電流ｉ3 の電流波形のフラットトップ部Ｆ（図２参照）は、荷電粒子ビームが負荷電磁石１０を通過する期間に対応する。
【００６４】
以下、フラットトップ部Ｆでの電流波形の変化について説明する。
【００６５】
負荷電磁石１０の回路部分の抵抗成分１２の抵抗値は、温度変化に伴って変動し、フラットトップ部Ｆでの電流波形の変化をもたらす。抵抗成分１２の抵抗値には、パルス電源装置から負荷電磁石１０に給電するためのケーブルの抵抗値が含まれている。給電ケーブルとしては、パルス大電力を伝送する場合に通常は同軸ケーブルが使用されるが、絶縁やコスト上の観点から水冷導体を使用できない場合が多く、温度上昇を生起する。特に、パルス状かつ断続的に荷電粒子ビームを加速する加速器用途においては、実効電流によるジュール熱のために導体温度が数十℃上昇する場合がある。そのような場合には、抵抗成分１２の抵抗値が１０％程度増加する。
【００６６】
負荷電磁石１０の抵抗成分１２の抵抗値の変化の影響に関しては、従来例における問題点として説明したように、充電器４０に与える充電電圧設定指令信号を増加することにより負荷電磁石電流ｉ3 のピーク値の低下を補償するという考え方がある。しかしながら、温度上昇に伴って電流が立ち下がる方向の傾きが大きくなり、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度が悪化するという問題があった。
【００６７】
そこで、トリガタイミング調整回路３１において、初段の一方向スイッチＳ１と後続段の一方向スイッチＳ２とを各々閉路させる２つのトリガ信号Ｔ１，Ｔ２に対して調整可能な時間差ＴS2を設け、両トリガ信号Ｔ１，Ｔ２の時間差ＴS2を温度上昇に伴って大きくなるように調整することにより、フラットトップ部Ｆにおける電流の傾きを調整（修正）し、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度の改善が試みられる。
【００６８】
しかしながら、〔発明が解決しようとする課題〕の欄で説明したように、初段・後続段のコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量、波形調整用コイルＬ２や配線の抵抗成分・インダクタンス成分の総合的影響（相互干渉的影響）のために、２つのトリガ信号Ｔ１，Ｔ２の立ち上がりタイミングの時間差ＴS2を様々に調整してみても、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度の向上が容易には実現できなかった。
【００６９】
すなわち、負荷電磁石電流ｉ3 の波形について、理想的な台形状類似波形に近づけること（前半部と後半部との対称性を向上させること）が可能ではあっても、フラットトップ部Ｆでの厳密な波形を観察すると、初段電流ｉ1 の波形がその微分係数において不連続なものとなり、それが波及して負荷電磁石電流ｉ3 の波形もその微分係数において不連続な２山形になってしまうという不都合な事態を招来していた（図８、図９および図１０参照）。
【００７０】
これに対して、本発明の第１の実施例においては、初段の充放電回路２１に可変抵抗体ＶＲ１を挿入して、上記不都合の原因となっている初段電流ｉ1 の波形における微分係数の不連続性（０レベルの一定時間継続）を解消し、その波形を滑らかなものとすることができる。
【００７１】
図２（ｂ）は図２（ａ）のフラットトップ部Ｆの近傍を拡大したものであり、図６に示す従来例の場合の図９、図１０と比べて、負荷電磁石電流ｉ3 における連続性および対称性の改善、平坦度の向上を認めることができる。
【００７２】
すなわち、
（１）初段のコンデンサＣ１および後続段のコンデンサＣ２を充電する充電器４０を、充電電圧設定値を調整可能な可変型にした構成、
（２）初段の一方向スイッチＳ１と後続段の一方向スイッチＳ２に対する２つのトリガ信号Ｔ１，Ｔ２どうし間に立ち上がりタイミングの時間差ＴS2をもたせ、その時間差ＴS2を調整可能にしたトリガ制御回路３０の構成、
（３）初段の充放電回路２１に可変抵抗体ＶＲ１を挿入した構成
の以上３つの構成により、負荷電磁石電流ｉ3 の波形調整の自由度を増やしている。
【００７３】
その結果として、負荷電磁石電流ｉ3 の波形について、台形状に類似した理想的な高対称性波形に近づけ（前半部と後半部との対称性を向上させ）、かつ、フラットトップ部Ｆでの初段電流ｉ1 の波形ひいては負荷電磁石電流ｉ3 の波形の微分係数を厳密に連続的なものとし（従来例の場合の不連続な２山形を解消し）、負荷電磁石電流ｉ3 の波形を滑らかなものとすることができるようになった。
【００７４】
〔第２の実施例〕
図３は本発明の第２の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図、図４はそのパルス電源装置の初段と後続段の各充放電回路および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図である。図３、図４において、第１の実施例の図１、図２で用いたのと同一符号は同一の構成要素を指すものとし、詳しい説明は省略する。
【００７５】
第２の実施例が第１の実施例と異なる構成は次のとおりである。すなわち、第２の実施例においては、その初段の充放電回路２１には第１の実施例における可変抵抗体ＶＲ１の代わりに初段の一方向スイッチＳ１に対して逆並列に第１の一方向通電素子Ｄ２を接続している。ここでは、第１の一方向通電素子Ｄ２としてダイオードを用いている。第１の一方向通電素子Ｄ２が初段の一方向スイッチＳ１に逆並列接続されているというのは、ダイオードＤ２のアノードがサイリスタＳ１のカソードに接続され、ダイオードＤ２のカソードがサイリスタＳ１のアノードに接続されているということである。
【００７６】
また、初段の一方向スイッチＳ１と波形調整用コイルＬ２との接続点と負荷電磁石１０の入力端子との間に第２の一方向通電素子Ｄ３が挿入されている。この第２の一方向通電素子Ｄ３としてもダイオードが用いられている。
【００７７】
第１の一方向通電素子Ｄ２と第２の一方向通電素子Ｄ３とは、次のような関係性をもっている。第１の実施例の場合には、後続段の充放電回路２２から出力される後続段電流ｉ2 が初段の充放電回路２１に流入することは想定していない。このことは、図９（ａ）、図１０（ａ）において、降下する初段電流ｉ1 の最下位レベルが０レベルであることに反映されている。
【００７８】
これに対して、第２の実施例においては、初段の一方向スイッチＳ１に第１の一方向通電素子Ｄ２を逆接続することにより、後続段の充放電回路２２から出力される後続段電流ｉ2 を初段の充放電回路２１に流入させようとしている。つまり、初段のコンデンサＣ１を逆充電するためである。これにより、初段のコンデンサＣ１は、そのハイサイド端子が低電位側で、ローサイド端子が高電位側となる充放電状態が許容されることになる。すなわち、初段電流ｉ1 がマイナスレベルとなることを許容することが可能となっている。
【００７９】
そして、第２の一方向通電素子Ｄ３の挿入理由であるが、これは、上記のように、ハイサイド端子が低電位側で、ローサイド端子が高電位側となった初段のコンデンサＣ１が、負荷電磁石１０に対して正規とは逆方向に電流を流すことを阻止するためである。
【００８０】
すなわち、本実施例は、第１の一方向通電素子Ｄ２の追加によって初段電流ｉ1 のマイナスレベルへのシフトを許容しながら、第２の一方向通電素子Ｄ３の追加によって、マイナスレベルシフトにもかかわらず、負荷電磁石１０での逆電流を回避するものとなっている。
【００８１】
その他の構成については第１の実施例の場合と同様である。
【００８２】
図４（ａ）に示すように、まず初段電流ｉ1 が立ち上がって増加し、次いで所定の時間差ＴS2で遅延して後続段電流ｉ2 が立ち上がる。後続段電流ｉ2 が次第に増加するにつれて初段電流ｉ1 が次第に減少してゆく。後続段電流ｉ2 が増加してその最上位レベルに近づくにつれて、初段電流ｉ1 はその最下位レベルに近づく。初段電流ｉ1 がその最下位レベルに近づき、０レベルに達すると、逆並列の一方向通電素子の存在によって初段電流ｉ1 はマイナスレベルへ進むことが可能である。すなわち、後続段の充放電回路２２の波形調整用コイルＬ２を出た後続段電流ｉ2 の一部が第１の一方向通電素子Ｄ２を介して初段のコンデンサＣ１に流入する。このように、第２の実施例においては、図６に示す従来例の場合のような０レベルを下限とするリミット作用が働かない。
【００８３】
後続段電流ｉ2 が滑らかに上昇し、その最上位レベルに達し、引き続いて滑らかなカーブを描いて減少に転じる。この間、初段電流ｉ1 は滑らかに降下し、０レベルを通過してマイナスレベルに入るも引き続いて滑らかなカーブを描いて降下し、その最下位レベルに達し、引き続いて滑らかなカーブを描いて上昇に転じる。
【００８４】
後続段電流ｉ2 も初段電流ｉ1 もともにその全体、とりわけ極点（最上位レベル、最下位レベル）付近においても、滑らかに連続して変化するので、後続段電流ｉ2 と初段電流ｉ1 を合成した負荷電磁石電流ｉ3 も滑らかに連続して変化するものとなる。
【００８５】
図４（ｂ）は図４（ａ）のフラットトップ部Ｆの近傍を拡大したものであり、図６に示す従来例の場合の図９、図１０と比べて、負荷電磁石電流ｉ3 における連続性および対称性の改善、平坦度の向上を認めることができる。さらに、図１に示す第１の実施例の場合の図２と比べても、平坦度の大幅な向上を認めることができる。
【００８６】
このようにして、初段電流ｉ1 の最下位レベルでの連続性が回復するため、負荷電磁石電流ｉ3 を台形状に類似した高対称性波形に近づけながら、そのフラットトップ部Ｆにおける平坦度を大きく改善することが可能となる。
【００８７】
その他の動作については第１の実施例の場合と同様である。
【００８８】
〔変形例〕
なお、本発明は上記実施例に限らず、以下のように変形することができる。例えば、上記第２の実施例では、第１の実施例における可変抵抗体ＶＲ１に代えて、第１の一方向通電素子Ｄ２と第２の一方向通電素子Ｄ３とを用いているが、これに限定されず、図５に示すように可変抵抗体ＶＲ１とともに、第１の一方向通電素子Ｄ２と第２の一方向通電素子Ｄ３とを用いてもよい。これにより、さらにフラットトップ部Ｆにおける平坦度の改善を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明は、荷電粒子ビームの加速器などに用いられるもので、複数段のパルス形成用回路網（ＰＦＮ）を備えたパルス電源装置に関して、温度変化に伴う回路定数の変化に起因するパルス電流波形の変動現象に対して、パルス電流波形のフラットトップ部での波高値および波形要部の傾きの変化を打ち消して、生成するパルス電流の波形を最適化する技術として有用である。特に、負荷電磁石電流の波形で不連続部分をなくして波形全体を連続したものへと回復変形し、負荷電磁石電流を台形状に類似した高対称性波形に近づけながら、そのフラットトップ部における波形のさらなる平坦度改善にとって有用である。
【符号の説明】
【００９０】
１０  負荷電磁石
２１  初段の充放電回路
２２  後続段の充放電回路
３０  トリガ制御回路
３１  トリガタイミング調整回路
３２  初段のゲート駆動回路
３３  初段のパルス変成器
３４  後続段のゲート駆動回路
３５  後続段のパルス変成器
４０  充電電圧設定値を調整可能な充電器
５１  電流波形測定器
５２  電流波形記録手段
５３  電流波形演算手段
５４  充電電圧制御回路
５５  時間差制御回路
Ｃ１  初段のコンデンサ
Ｃ２  後続段のコンデンサ
Ｄ２  逆並列接続の第１の一方向通電素子
Ｄ３  第２の一方向通電素子
Ｌ２  波形調整用コイル
Ｓ１  初段の一方向スイッチ
Ｓ２  後続段の一方向スイッチ
ＶＲ１  可変抵抗体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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