(57)【要約】【課題】ハードウェアのみからなるシンプルな構造で過電流を検出する。【解決手段】電流経路Ｐと磁気結合する可飽和磁性体２１と、可飽和磁性体２１に巻回され、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間に接続された検出コイル２２と、検出コイル２２と磁気結合する結合コイル２３とを含む磁気センサ２０と、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２に接続された自励発振回路３０とを備え、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間における直列インダクタンス成分の周波数分散がローレンツ型である。本発明によれば、直列インダクタンス成分の周波数分散がローレンツ型であることから、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐが所定値を超えると、自励発振回路３０の発振周波数が大きく変化する。これにより、電流センサ自体が過電流検出機能を備えることになり、ハードウェアのみの非常に簡単な構成で過電流を検出することが可能となる。【選択図】図３
2018163143.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流経路と磁気結合する可飽和磁性体と、前記可飽和磁性体に巻回され、第１及び第２の端子間に接続された検出コイルと、前記検出コイルと磁気結合する結合コイルとを含み、前記第１及び第２の端子間における直列インダクタンス成分の周波数分散がローレンツ型である磁気センサと、
前記第１及び第２の端子に接続された自励発振回路と、を備えることを特徴とする電流センサ。
【請求項２】
前記結合コイルが前記検出コイルの外周に巻回されていることを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
【請求項３】
前記自励発振回路は、前記第１及び第２の端子に印加する電圧の極性を周期的に反転させるものであり、
前記直列インダクタンス成分は、第１の周波数において極大値を示し、前記第１の周波数よりも所定の周波数だけ高い第２の周波数において極小値を示し、
前記電流経路を流れる電流がゼロである場合における前記自励発振回路の発振周波数は、前記第１の周波数以上、且つ、前記第２の周波数よりも前記所定の周波数だけ高い第３の周波数以下であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流センサ。
【請求項４】
前記自励発振回路は、前記第２の端子に印加する電圧を周期的に変化させるものであり、
前記直列インダクタンス成分は、第１の周波数において極大値を示し、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数において極小値を示し、
前記電流経路を流れる電流がゼロである場合における前記自励発振回路の発振周波数は、前記第２の周波数以下であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流センサ。
【請求項５】
前記磁気センサは、前記結合コイルに接続された共振コイルをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電流センサ。
【請求項６】
前記磁気センサは、前記結合コイルに対して直列に接続された短絡抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の電流センサ。
【請求項７】
前記磁気センサは、前記結合コイルに対して並列に接続されたダンピング抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項５又は６に記載の電流センサ。
【請求項８】
前記磁気センサは、前記結合コイルに対して並列に接続されたキャパシタンスをさらに含むことを特徴とする請求項５乃至７のいずれか一項に記載の電流センサ。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電流センサと、
前記電流経路に挿入されたリレーと、
前記自励発振回路の発振周波数に基づいて前記リレーを制御する制御回路と、を備えることを特徴とする過電流遮断装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記自励発振回路の発振周波数を出力電位に変換するコンバータと、前記出力電位と基準電位を比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力信号に基づいて前記リレーを駆動するリレー駆動回路とを含むことを特徴とする請求項９に記載の過電流遮断装置。
【請求項１１】
一方向に電流が流れる前記電流経路の第１の部分と、逆方向に電流が流れる前記電流経路の第２の部分を周回する磁気コアをさらに備え、
前記可飽和磁性体は前記磁気コアの一部を構成することを特徴とする請求項１０に記載の過電流遮断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流センサ及びこれを備える過電流遮断装置に関し、特に、電流が所定値を超えたか否かを検出するための電流センサ及びこれを備える過電流遮断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源回路のなかには、過電流遮断装置を備えるものが存在する。過電流遮断装置は、電流経路に流れる電流が一定値を超えると電流経路を遮断する装置であり、地絡（漏電）などの事故が生じた場合の安全装置として用いられる。
【０００３】
過電流遮断装置としては、電流センサの出力信号をマイクロコントローラによってモニタし、出力信号が所定値を超えた場合にマイクロコントローラの制御によって電流経路を遮断するものが一般的である。しかしながら、この種の過電流遮断装置は、ソフトウェアによる制御が必要であることから応答性が低く、用途によっては機器の破損や事故に繋がるおそれがあった。このため、高い応答性が求められる用途では、ソフトウェアを用いることなくハードウェアだけで過電流遮断装置を構成することが望ましい。
【０００４】
ハードウェアによって過電流遮断装置を構成した例としては、特許文献１に記載された過電流遮断装置が知られている。特許文献１に記載された過電流遮断装置は、電源トランス、整流器、定電圧回路、自己保持回路など用いることによって、ソフトウェアを介在させることなくハードウェアだけの過電流遮断装置を実現している。
【０００５】
ハードウェアによって過電流遮断装置を構成した別の例として、特許文献２に記載された過電流遮断装置も知られている。特許文献２に記載された過電流遮断装置は、２つの可飽和リアクトルと発振回路を使い、２つの可飽和リアクトルのインダクタンスの差を差動アンプで比較する構成を有している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−２５１８００号公報
【特許文献２】特公平４−２３２２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に記載された過電流遮断装置は電源トランスを用いているため、直流成分又は低周波成分の検出が困難である。このため、徐々に電流が増える場合や、基本となる電流が直流の場合には、正しく動作しないという問題があった。
【０００８】
また、特許文献２に記載された過電流遮断装置は、回路構成が複雑であるという問題がある。しかも、特許文献２に記載された過電流遮断装置は、電源ラインに電流が流れているか否かを検出するための電源回路を電源ラインに接続する必要がある。電源ラインに電源回路を直接接続することは、大電力の系では絶縁が取れないため安全上の問題があり、小電力の系では電源回路側の動作によって、電源ラインに影響を及ぼす可能性がある。
【０００９】
本発明はこのような課題に鑑み成されたものであって、本発明の目的は、シンプルな構造によって過電流を検出可能な電流センサ及びこれを備える過電流遮断装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明による電流センサは、電流経路と磁気結合する可飽和磁性体と、前記可飽和磁性体に巻回され、第１及び第２の端子間に接続された検出コイルと、前記検出コイルと磁気結合する結合コイルとを含み、前記第１及び第２の端子間における直列インダクタンス成分の周波数分散がローレンツ型である磁気センサと、前記第１及び第２の端子に接続された自励発振回路とを備えることを特徴とする。
【００１１】
本発明によれば、磁気センサの直列インダクタンス成分の周波数分散がローレンツ型であることから、電流経路に流れる電流が所定値を超えると、自励発振回路の発振周波数が大きく変化する。このことは、電流センサ自体が過電流検出機能を備えることを意味し、ハードウェアのみの非常に簡単な構成で過電流を検出することが可能となる。しかも、自励発振回路の発振周波数にヒステリシスが生じることから、過電流を一旦検出すると、電流経路に流れる電流が所定値未満に低下しても、過電流を検出した状態が保持される。このため、自己保持回路など用いる必要もない。
【００１２】
本発明において、前記結合コイルは前記検出コイルの外周に巻回されていることが好ましい。これによれば、結合コイルと検出コイルの磁気結合係数を高めることが可能となる。
【００１３】
本発明において、前記自励発振回路は、前記第１及び第２の端子に印加する電圧の極性を周期的に反転させるものであり、前記直列インダクタンス成分は、第１の周波数において極大値を示し、前記第１の周波数よりも所定の周波数だけ高い第２の周波数において極小値を示し、前記電流経路を流れる電流がゼロである場合における前記自励発振回路の発振周波数は、前記第１の周波数以上、且つ、前記第２の周波数よりも前記所定の周波数だけ高い第３の周波数以下であっても構わない。或いは、前記自励発振回路は、前記第２の端子に印加する電圧を周期的に変化させるものであり、前記直列インダクタンス成分は、第１の周波数において極大値を示し、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数において極小値を示し、前記電流経路を流れる電流がゼロである場合における前記自励発振回路の発振周波数は、前記第２の周波数以下であっても構わない。いずれの構成であっても、電流経路に流れる電流が所定値を超えると、自励発振回路の発振周波数を大きく変化させることが可能となる。
【００１４】
本発明において、前記磁気センサは、前記結合コイルに接続された共振コイルをさらに含んでいても構わない。これによれば、共振コイルのインダクタンスによって、直列インダクタンス成分が急激に変化する周波数を調整することが可能となる。
【００１５】
本発明において、前記磁気センサは、前記結合コイルに対して直列に接続された短絡抵抗をさらに含んでいても構わない。これによれば、結合コイルの両端間のインピーダンスが変化することから、検出コイルと結合コイルの磁気結合を調整することが可能となる。
【００１６】
本発明において、前記磁気センサは、前記結合コイルに対して並列に接続されたダンピング抵抗をさらに含んでいても構わない。これによれば、チャタリングのような現象が抑制されるため、電流値に応じて発振周波数を正しく変化させることが可能となる。
【００１７】
本発明において、前記磁気センサは、前記結合コイルに対して並列に接続されたキャパシタンスをさらに含んでいても構わない。これによれば、結合コイルの寄生容量成分が小さい場合であっても、所望の周波数で共振させることが可能となる。
【００１８】
本発明による過電流遮断装置は、上記の電流センサと、前記電流経路に挿入されたリレーと、前記自励発振回路の発振周波数に基づいて前記リレーを制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明によれば、自励発振回路の発振周波数がしきい値を超えたか否かを制御回路によって検出すれば足りることから、過電流が発生した場合、高速且つ確実に電流経路を遮断することが可能となる。
【００２０】
本発明において、前記制御回路は、前記自励発振回路の発振周波数を出力電位に変換するコンバータと、前記出力電位と基準電位を比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力信号に基づいて前記リレーを駆動するリレー駆動回路とを含んでいても構わない。この場合、過電流遮断装置は、一方向に電流が流れる前記電流経路の第１の部分と、逆方向に電流が流れる前記電流経路の第２の部分を周回する磁気コアをさらに備え、前記可飽和磁性体は前記磁気コアの一部を構成しても構わない。これによれば、磁気コアと電流センサが零相変圧器を構成することから、地絡などの事故が生じた場合に、電流経路を速やかに遮断することが可能となる。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように、本発明によれば、シンプルな構造によって過電流を検出可能な電流センサ及びこれを備える過電流遮断装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】図１は、本発明の実施形態による電流センサ１００の構成を示すブロック図である。
【図２】図２（ａ）は磁気センサ２０の回路図であり、図２（ｂ）は磁気センサ２０の等価回路図である。
【図３】図３は、磁気センサ２０の具体的構成の一例を示す模式図である。
【図４】図４は、直列インダクタンス成分Ｌｓの周波数特性を示すグラフである。
【図５】図５は、直列インダクタンス成分Ｌｓの周波数特性を示すグラフである。
【図６】図６は、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐと自励発振回路３０の発振周波数との関係を示すグラフであり、（ａ）は電流Ｉｐが増加する場合、（ｂ）は電流Ｉｐが減少する場合を示している。
【図７】図７は、直列インダクタンス成分Ｌｓがローレンツ型の周波数分散を有していない場合における、電流Ｉｐと自励発振回路３０の発振周波数との関係を示すグラフであり、（ａ）は電流Ｉｐが増加する場合、（ｂ）は電流Ｉｐが減少する場合を示している。
【図８】図８は、自励発振回路３０の一例を示す回路図である。
【図９】図９は、出力信号Ｑの波形図である。
【図１０】図１０は、可飽和磁性体２１の磁気特性を説明するためのグラフであり、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合を示している。ここで、図１０（ａ）は可飽和磁性体２１のメジャーループ全体を示しており、図１０（ｂ）は図１０（ａ）のマイナーループ周辺を拡大して示している。
【図１１】図１１は、可飽和磁性体２１の磁気特性を説明するためのグラフであり、外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合を示している。ここで、図１１（ａ）は可飽和磁性体２１のメジャーループ全体を示しており、図１１（ｂ）は図１１（ａ）のマイナーループ周辺を拡大して示している。
【図１２】図１２は、抵抗Ｒ３にかかる電圧Ｖｃの変化を示す波形図である。
【図１３】図１３は、出力信号Ｑ及び反転出力信号／Ｑの変化を示す波形図である。
【図１４】図１４は、図８に示した自励発振回路３０を用いた場合における、検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘに応じた直列インダクタンス成分Ｌｓと周波数との関係を示すグラフである。
【図１５】図１５は、図１４に示す直列インダクタンス成分Ｌｓを持つ磁気センサ２０を図８の自励発振回路で発振させた場合に得られる出力信号Ｑの周波数を高速フーリエ変換した結果を示すグラフである。
【図１６】図１６は、自励発振回路３０の他の例を示す回路図である。
【図１７】図１７は、図１６に示した自励発振回路３０を用いた場合における、検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘに応じた直列インダクタンス成分Ｌｓと周波数との関係を示すグラフである。
【図１８】図１８は、図１７に示す直列インダクタンス成分Ｌｓを持つ磁気センサ２０を図１６の自励発振回路で発振させた場合に得られる出力信号Ｑの周波数を高速フーリエ変換した結果を示すグラフである。
【図１９】図１９は、第１の変形例による磁気センサ２０Ａの回路図である。
【図２０】図２０は、第２の変形例による磁気センサ２０Ｂの回路図である。
【図２１】図２１は、第３の変形例による磁気センサ２０Ｃの回路図である。
【図２２】図２２は、ダンピング抵抗２６の効果を説明するためのグラフである。
【図２３】図２３は、出力信号Ｑにチャタリングが生じている状態を示す波形図である。
【図２４】図２４は、出力信号Ｑにチャタリングが生じていない状態を示す波形図である。
【図２５】図２５は、第４の変形例による磁気センサ２０Ｄの回路図である。
【図２６】図２６は、電流センサ１００を用いた過電流遮断装置２００の構成を示す回路図である。
【図２７】図２７は、電流センサ１００を零相変圧器として用いた過電流遮断装置２００の構成を示す回路図である。
【図２８】図２８は、零相変圧器の原理を説明するための模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。
【００２４】
図１は、本発明の実施形態による電流センサ１００の構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１に示すように、本実施形態による電流センサ１００は、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐを測定する装置であり、電流経路Ｐに設けられた一次コイル（バスバー）１０と磁気結合する磁気センサ２０と、磁気センサ２０に接続された自励発振回路３０とを備える。磁気センサ２０及び自励発振回路３０の具体的な構成については後述するが、電流Ｉｐによって磁気センサ２０のインダクタンスが変化し、これに応じて自励発振回路３０の発振周波数が変化することを利用して、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐの測定を行う。測定の結果は後述する制御回路に入力され、リレーのオン・オフが制御される。
【００２６】
図２（ａ）は、磁気センサ２０の回路図である。
【００２７】
図２（ａ）に示すように、磁気センサ２０は、一次コイル１０と磁気結合する可飽和磁性体２１と、可飽和磁性体２１と磁気結合する検出コイル２２及び結合コイル２３とを備える。検出コイル２２の一端は第１の端子Ｓ１に接続され、検出コイル２２の他端は第２の端子Ｓ２に接続される。第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２は、磁気センサ２０の出力端子であり、図１に示した自励発振回路３０に接続される。検出コイル２２のインダクタンス成分はＬｘである。一方、結合コイル２３は、検出コイル２２とは別に設けられた閉ループ状のコイルであり、直流的には検出コイル２２から絶縁されている。結合コイル２３は、インダクタンス成分Ｌｍと寄生容量成分Ｃｍを有しており、検出コイル２２と磁気結合することによって、検出コイル２２と結合コイル２３が共振回路を構成する。検出コイル２２と結合コイル２３の磁気結合係数はｋ１である。
【００２８】
磁気センサ２０を等価回路図で示すと、図２（ｂ）に示す通りとなる。ここで、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間のインピーダンスをＺとした場合、Ｚ（ω）は下記式によって算出することができる。
【００２９】
【数１】
2018163143.tif 000003
【００３０】
そして、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間における直列インダクタンス成分Ｌｓは、
Ｌｓ（ω）＝Ｉｍ｛Ｚ（ω）｝／ω
で定義されることから、下記式によって表すことができる。
【００３１】
【数２】
2018163143.tif 000004
【００３２】
図３は、磁気センサ２０の具体的構成の一例を示す模式図である。
【００３３】
図３に示す例では、可飽和磁性体２１として一方向に延在する平板状の磁性体が用いられており、その周囲に検出コイル２２が巻回され、さらに、検出コイル２２の外周に結合コイル２３が巻回されている。そして、磁気センサ２０を囲むように電流経路Ｐの一部がＵ字型に折り曲げられ、この部分が一次コイル１０として機能する。可飽和磁性体２１を構成する材料については、磁場強度に応じて透磁率が変化する材料であれば特に限定されず、Ｆｅ／Ｃｏ系のアモルファス磁性体、パーマロイ、Ｍｎ−Ｚｎ系フェライトなどを用いることができる。特に、Ｆｅ／Ｃｏ系のアモルファス磁性体は磁場強度に応じた透磁率の変化が顕著であることから、可飽和磁性体２１の材料として最適である。また、磁気センサ２０は、一次コイル１０によって発生する磁場を集めるための磁気コアを有していても構わない。さらに、外部磁場を遮るための磁気シールドによって磁気センサ２０の一部又は全体が覆われていても構わない。
【００３４】
そして、図３に示す例では、検出コイル２２が可飽和磁性体２１に巻回されていることから、磁場強度に応じて検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘが変化する。さらに、検出コイル２２の外周に結合コイル２３が巻回されているため、検出コイル２２と結合コイル２３は磁気的に結合し、共振回路を構成する。共振には寄生容量成分Ｃｍが必要であることから、検出コイル２２よりも結合コイル２３の巻き数を多くすることによって、結合コイル２３の寄生容量成分Ｃｍを確保することが好適である。これにより、磁場強度に応じて、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間における直列インダクタンス成分Ｌｓが変化する。
【００３５】
図４に示すように、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間における直列インダクタンス成分Ｌｓは、結合コイル２３との磁気結合によってローレンツ型の周波数分散を有する。図４には、比較として、周波数分散性を有していない場合の周波数特性が破線で示されている。ここで、「直列インダクタンス成分がローレンツ型の周波数分散を有する」とは、周波数と直列インダクタンス成分の関係を示す曲線がローレンツの近似式に近似できる曲線であることを意味する。より具体的には、第１及び第２の端子Ｓ１，Ｓ２間のインピーダンスの虚数成分がすべてインダクタンス成分として存在すると仮定したときの、直列インダクタンス成分Ｌｓが下記式で近似できる場合を指す。
【００３６】
【数３】
2018163143.tif 000005
【００３７】
上記式において、ωｐ（=２πｆｐ）は共振周波数、δｐは減衰係数を示している。上記式は複素数なのでこの式を整理して実部成分のみを示すと、下記式が得られる。
【００３８】
【数４】
2018163143.tif 000006
【００３９】
例えば、Ｌｓ∞=６３μＨ、Ｌｓｓ=９０μＨ、ｆｐ=５００ｋＨｚ、δｐ=４×１０５として上記式を計算すると、図５に示す周波数分散が得られる。図５に示すように、共振周波数ｆｐよりも少し低い周波数に直列インダクタンス成分Ｌｓの極大値（図５では最大値）が存在し、共振周波数ｆｐよりも少し高い周波数に直列インダクタンス成分Ｌｓの極小値（図５では最小値）が存在することが分かる。このような周波数特性が得られるのは、寄生容量などのキャパシタンス成分が存在しているからであり、インダクタンス成分とキャパシタンス成分の共振作用によって実現される。
【００４０】
このように、本実施形態においては、直列インダクタンス成分Ｌｓがローレンツ型の周波数分散を有していることから、電流Ｉｐによって生じる磁場が可飽和磁性体２１に印加されると、自励発振回路３０の発振周波数がヒステリシス的に変化する。
【００４１】
図６は、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐと自励発振回路３０の発振周波数との関係を示すグラフであり、（ａ）は電流Ｉｐが増加する場合、（ｂ）は電流Ｉｐが減少する場合を示している。
【００４２】
図６（ａ）に示すように、電流Ｉｐがゼロである場合における自励発振回路３０の発振周波数をｆ０とした場合、電流Ｉｐが増加すると発振周波数は徐々に上昇し、周波数ｆ１に達した後、さらに電流Ｉｐが増加すると、発振周波数は周波数ｆ２に大きく変化する。周波数ｆ１からｆ２の周波数領域には、発振が生じないバンドギャップが存在する。逆に、図６（ｂ）に示すように、自励発振回路３０の発振周波数がｆ２を超えている状態から電流Ｉｐが減少すると、発振周波数は徐々に低下するが、図６（ａ）に示すような発振周波数の急変は起きない。そして、電流Ｉｐがゼロになっても発振周波数はｆ０には戻らず、周波数ｆ２に維持される。
【００４３】
このようなヒステリシスが生じるのは、直列インダクタンス成分Ｌｓがローレンツ型の周波数分散を有しており、共振周波数付近に二つの安定な極が接近して存在するからである。このため、検出コイル２２に自励発振回路３０を接続し、共振周波数付近で発振させると、外部磁場による直列インダクタンス成分Ｌｓの変化がトリガとなって、隣接するもう一つの安定な極へ遷移する。このような原理によって、電流Ｉｐが所定値を超えると、自励発振回路３０の発振周波数が急変するのである。このことは、本実施形態による電流センサ１００が過電流検出機能を有していることを意味する。なぜならば、自励発振回路３０の発振周波数を厳密にモニタしなくても、現在の発振周波数が急変する前の周波数（ｆ１近傍）であるのか、急変した後の周波数（ｆ２近傍）であるのかを判定するだけで、過電流が発生したか否かを判断できるからである。
【００４４】
しかも、自励発振回路３０の発振周波数が一旦急変すると、図６（ｂ）に示すように、電流Ｉｐがゼロに戻っても、発振周波数はｆ２近傍に維持される。つまり、過電流を一旦検出するとその状態が確実に保持される。
【００４５】
図７は、直列インダクタンス成分Ｌｓがローレンツ型の周波数分散を有していない場合における、電流Ｉｐと自励発振回路３０の発振周波数との関係を示すグラフであり、（ａ）は電流Ｉｐが増加する場合、（ｂ）は電流Ｉｐが減少する場合を示している。
【００４６】
図７（ａ）に示すように、直列インダクタンス成分Ｌｓがローレンツ型の周波数分散を有していない場合、電流経路Ｐを流れる電流Ｉｐが増加すると、自励発振回路３０の発振周波数はリニアに上昇するだけであり、図６（ａ）のような周波数の急変は生じない。このため、本実施形態とは異なり、過電流を検出するためには自励発振回路３０の発振周波数を厳密にモニタする必要が生じる。また、図７（ｂ）に示すように、電流経路Ｐを流れる電流Ｉｐが減少すると、自励発振回路３０の発振周波数はリニアに低下するだけであり、ヒステリシスを有していないことから、電流Ｉｐがゼロになると発振周波数はｆ０に戻ってしまう。このような特性は、本実施形態による電流センサ１００から結合コイル２３を削除した場合に得られる。
【００４７】
これに対し、本実施形態による電流センサ１００は、実質的に過電流検出機能を有しているばかりでなく、過電流を一旦検出するとその状態が保持されることから、過電流遮断装置への適用が非常に好適となる。本実施形態による電流センサ１００を用いた過電流遮断装置については、追って説明する。
【００４８】
図８は、自励発振回路３０の一例を示す回路図である。
【００４９】
図８に示す自励発振回路３０はＨブリッジ型の自励発振回路であり、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、コンパレータ３１と、フリップフロップ回路３２とを備えている。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３は直列に接続されており、その接続点は抵抗Ｒ１を介して、磁気センサ２０に含まれる検出コイル２２の一端Ｓ１に接続されている。同様に、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ４は直列に接続されており、その接続点は抵抗Ｒ２を介して、磁気センサ２０に含まれる検出コイル２２の他端Ｓ２に接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２は直流電源ＤＣ１に共通に接続されており、スイッチＳＷ３，ＳＷ４は抵抗Ｒ３を介して接地されている。
【００５０】
コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）は抵抗Ｒ３に接続され、反転入力端子（−）には基準電圧Ｖｃｔｈが印加される。これにより、抵抗Ｒ３にかかる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｃｔｈを超えると、コンパレータ３１の出力はハイレベルに変化する。
【００５１】
コンパレータ３１の出力は、フリップフロップ回路３２のクロックノードに入力される。フリップフロップ回路３２の出力信号ＱはスイッチＳＷ１，ＳＷ４を制御し、反転出力信号／ＱはスイッチＳＷ２，ＳＷ３を制御する。また、反転出力信号／Ｑは、フリップフロップ回路３２のデータノードにフィードバックされる。これにより、フリップフロップ回路３２から出力される出力信号Ｑ及び反転出力信号／Ｑの論理レベルは、コンパレータ３１の出力がローレベルからハイレベルに変化する度に反転することになる。
【００５２】
図８に示す自励発振回路３０に電源投入すると、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオンし、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフする第１の状態と、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンし、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフする第２の状態が交互に現れる。第１の状態においては、直流電源ＤＣ１から、スイッチＳＷ１、抵抗Ｒ１、磁気センサ２０、抵抗Ｒ２、スイッチＳＷ４、抵抗Ｒ３を介して電流が流れる。これにより、抵抗Ｒ３にかかる電圧Ｖｃが徐々に上昇し、これが基準電圧Ｖｃｔｈを超えると、コンパレータ３１の出力がローレベルからハイレベルに変化する。
【００５３】
コンパレータ３１の出力がハイレベルに変化すると、出力信号Ｑ及び反転出力信号／Ｑの論理レベルが反転し、第２の状態に遷移する。第２の状態においては、直流電源ＤＣ１から、スイッチＳＷ２、抵抗Ｒ２、磁気センサ２０、抵抗Ｒ１、スイッチＳＷ３、抵抗Ｒ３を介して電流が流れる。これにより、抵抗Ｒ３にかかる電圧Ｖｃが徐々に上昇し、これが基準電圧Ｖｃｔｈを超えると、コンパレータ３１の出力がローレベルからハイレベルに変化する。
【００５４】
このような動作を繰り返すことによって、自励発振回路３０は交互に第１の状態と第２の状態となる。これにより、検出コイル２２の両端に印加される電圧の極性が周期的に反転することから、出力信号Ｑの波形は、図９に示すようにハイレベルとローレベルを交互に繰り返す波形となる。ここで、図９に示す符号Ｔは自励発振回路３０の発振周期を示し、符号Ｔ１は第１の状態である期間を示し、符号Ｔ２は第２の状態である期間を示す。そして、自励発振回路３０の発振周期Ｔは、磁気センサ２０の直列インダクタンス成分Ｌｓによって変化する。以下、この現象についてより詳細に説明する。
【００５５】
図１０及び図１１は可飽和磁性体２１の磁気特性を説明するためのグラフであり、図１０は外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合を示し、図１１は外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合を示している。いずれも、横軸は磁界強度Ｈであり、縦軸は磁束密度Ｂである。また、図１０（ａ）、図１１（ａ）は可飽和磁性体２１のメジャーループ全体を示しており、図１０（ｂ）、図１１（ｂ）はそれぞれ図１０（ａ）、図１１（ａ）のマイナーループ周辺を拡大して示している。このマイナーループは、自励発振回路３０の動作によって描かれる軌跡である。
【００５６】
図１０に示すように、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）は、検出コイル２２によって与えられる磁場が一方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント１→ポイント２）と、検出コイル２２によって与えられる磁場が逆方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント３→ポイント４）は対称形となる。ここで、ポイント２は、検出コイル２２によって与えられる磁場が一方向に変化する場合において、磁束密度Ｂが所定の値−Ｂｔｈとなる点を指す。同様に、ポイント４は、検出コイル２２によって与えられる磁場が逆方向に変化する場合において、磁束密度Ｂが所定の値Ｂｔｈとなる点を指す。
【００５７】
検出コイル２２によって与えられる磁場が一方向に変化する場合とは、図８に示す端子Ｓ１から端子Ｓ２に電流が流れる状態、つまり第１の状態である。一方、検出コイル２２によって与えられる磁場が逆方向に変化する場合とは、図８に示す端子Ｓ２から端子Ｓ１に電流が流れる状態、つまり第２の状態である。そして、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）には、ＢＨ曲線が対称形であることから、出力信号Ｑのデューティは５０％となり、出力信号Ｑの周波数は、直列インダクタンス成分Ｌｓによって決まる所定の周波数となる。
【００５８】
これに対し、外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れている場合）には、図１１に示すように、外部磁場Ｈｅｘｔの強度分だけＢＨ曲線がシフトする。その結果、検出コイル２２によって与えられる磁場が一方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント１→ポイント２）と、検出コイル２２によって与えられる磁場が逆方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント３→ポイント４）は非対称となる。このため、出力信号Ｑのデューティは５０％から外れ、出力信号Ｑの周波数は、直列インダクタンス成分Ｌｓによって決まる所定の周波数に変化する。
【００５９】
図１２は抵抗Ｒ３にかかる電圧Ｖｃの変化を示す波形図であり、図１３は出力信号Ｑ及び反転出力信号／Ｑの変化を示す波形図である。いずれの図においても、実線は外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）を示し、破線は外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れている場合）を示している。
【００６０】
図１２に示すように、いずれの場合も、時間の経過に伴って電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｃｔｈに達する度に極性が反転し、瞬間的に−Ｖｃｔｈまで低下する。Ｖｃｔｈのレベルは図１０及び図１１に示す値Ｂｔｈに対応し、−Ｖｃｔｈのレベルは図１０及び図１１に示す値−Ｂｔｈに対応する。そして、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合はＢＨ曲線が対称形であることから、図１３に示すように、出力信号Ｑのデューティは５０％となる（Ｔ１＝Ｔ２）。これに対し、外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合はＢＨ曲線が非対称形であることから、図１３に示すように、出力信号Ｑのデューティは５０％超となる（Ｔ１'＞Ｔ２'）とともに、可飽和磁性体２１の磁気飽和による直列インダクタンス成分Ｌｓの低下によって、出力信号Ｑの周期Ｔが短くなる。つまり、自励発振回路３０の発振周波数が高くなる。
【００６１】
そして、本実施形態においては、磁気センサ２０の直列インダクタンス成分Ｌｓがローレンツ型の周波数分散を有していることから、外部磁場Ｈｅｘｔが所定値を超えると、自励発振回路３０の発振周期Ｔが急激に短くなる。
【００６２】
図１４は、図８に示した自励発振回路３０を用いた場合における、検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘに応じた直列インダクタンス成分Ｌｓと周波数との関係を示すグラフである。また、図１５は、図１４に示す直列インダクタンス成分Ｌｓを持つ磁気センサ２０を図８の自励発振回路で発振させた場合に得られる出力信号Ｑの周波数を高速フーリエ変換した結果を示すグラフである。図１４及び図１５には、外部磁場Ｈｅｘｔによって検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘを１００μＨから１０μＨまで１０μＨピッチで低下させた場合の波形が示されている。尚、本来、高次のスペクトラムも存在するが、図が煩雑になるので、図１５では一次のスペクトラムのみを示している。
【００６３】
図１４に示すように、外部磁場Ｈｅｘｔの増大によってインダクタンス成分Ｌｘが低下すると、直列インダクタンス成分Ｌｓの極大値および極小値がともに低下することが分かる。そして、図１５に示すように高速フーリエ変換を行うと、インダクタンス成分Ｌｘが１００μＨから６０μＨまで低下する領域においては、出力信号Ｑの周波数の上昇が僅かである一方、インダクタンス成分Ｌｘが６０μＨから５０μＨに低下すると、出力信号Ｑの周波数は突然大幅に上昇する。
【００６４】
このような特性を得るためには、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）における自励発振回路３０の発振周波数を図４に示す周波数ｆｒ１以上、ｆｒ２以下に設定すればよい。ここで、周波数ｆｒ１とは、直列インダクタンス成分Ｌｓが極大値を示す周波数であり、周波数ｆｒ２とは、直列インダクタンス成分Ｌｓが極小値を示す周波数である。外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合における自励発振回路３０の発振周波数をこの範囲に設定すれば、自励発振回路３０として図８に示すＨブリッジ型の自励発振回路を用いた場合に、過電流の検出が容易となる。これは、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）における自励発振回路３０の発振周波数をバンドギャップ周波数の下限周波数以下に設定する必要がある一方、該周波数がバンドギャップ周波数の下限周波数よりもかけ離れて低いと、インダクタンス成分Ｌｘが大きく低下してもバンドギャップ周波数の下限周波数に達しないからである。ここで、自励発振回路３０として図８に示すＨブリッジ型の自励発振回路を用いた場合、検出コイル２２の極性が繰り返し反転する（電流の流れる向きが切り替わる）ことから、バンドギャップ周波数の下限周波数は、共振周波数ｆｐから極小値を示す周波数ｆｒ２の間に存在する。
【００６５】
図１６は、自励発振回路３０の他の例を示す回路図である。
【００６６】
図１６に示す自励発振回路３０は、シュミットトリガインバータ３３と抵抗Ｒ４を備えている。シュミットトリガインバータ３３の入力端子は、磁気センサ２０に含まれる検出コイル２２の一端Ｓ１に接続され、シュミットトリガインバータ３３の出力端子は、磁気センサ２０に含まれる検出コイル２２の他端Ｓ２に接続される。また、シュミットトリガインバータ３３の入力端子は、抵抗Ｒ４を介して接地される。
【００６７】
このような構成により、シュミットトリガインバータ３３の出力信号Ｑが検出コイル２２を介してフィードバックされることから、端子Ｓ２はハイレベル及びローレベルに交互に駆動される。そして、その発振周波数は、直列インダクタンス成分Ｌｓによって変化する。
【００６８】
図１７は、図１６に示した自励発振回路３０を用いた場合における、検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘに応じた直列インダクタンス成分Ｌｓと周波数との関係を示すグラフである。また、図１８は、図１７に示す直列インダクタンス成分Ｌｓを持つ磁気センサ２０を図１６の自励発振回路で発振させた場合に得られる出力信号Ｑの周波数を高速フーリエ変換した結果を示すグラフである。図１７及び図１８には、外部磁場Ｈｅｘｔによって検出コイル２２のインダクタンス成分Ｌｘを１００μＨから１０μＨまで１０μＨピッチで低下させた場合の波形が示されている。尚、本来、高次のスペクトラムも存在するが、図が煩雑になるので、図１８では一次のスペクトラムのみを示している。
【００６９】
図１７に示すように、外部磁場Ｈｅｘｔの増大によってインダクタンス成分Ｌｘが低下すると、極大値および極小値ともに低下することが分かる。そして、図１８に示すように高速フーリエ変換を行うと、インダクタンス成分Ｌｘが１００μＨから６０μＨまで低下する領域においては、出力信号Ｑの周波数の上昇が僅かである一方、インダクタンス成分Ｌｘが６０μＨから５０μＨに低下すると、出力信号Ｑの周波数は突然大幅に上昇する。
【００７０】
このような特性を得るためには、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）における自励発振回路３０の発振周波数を図５に示す発振周波数ｆｐ以下に設定すればよい。外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合における自励発振回路３０の発振周波数をこの範囲に設定すれば、自励発振回路３０として図１６に示す自励発振回路を用いた場合に、過電流の検出が容易となる。これは、自励発振回路３０として図１６に示す自励発振回路を用いた場合、バンドギャップ周波数の下限周波数は、極大値を示す周波数ｆｒ１から共振周波数ｆｐの間に存在し、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）における自励発振回路３０の発振周波数がバンドギャップ周波数の下限周波数より低くても、インダクタンス成分Ｌｘの低下によってバンドギャップ周波数の下限周波数に達しうるからである。
【００７１】
次に、いくつかの変形例による磁気センサ２０Ａ〜２０Ｄについて説明する。以下に説明する磁気センサ２０Ａ〜２０Ｄは、本実施形態による電流センサ１００に使用する磁気センサとして、図２に示した磁気センサ２０の代わりに使用することができるものである。基本的な回路構成は図２に示した磁気センサ２０と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００７２】
図１９は、第１の変形例による磁気センサ２０Ａの回路図である。
【００７３】
図１９に示す磁気センサ２０Ａは、結合コイル２３に共振コイル２４が接続されている点において、図２に示した磁気センサ２０と相違する。共振コイル２４は共振周波数を変化させる役割を有し、共振コイル２４のインダクタンス成分が大きいほど共振周波数が低下する。共振コイル２４は、検出コイル２２や結合コイル２３とは磁気的に結合されていない方が、特性が安定するので好ましい。
【００７４】
図２０は、第２の変形例による磁気センサ２０Ｂの回路図である。
【００７５】
図２０に示す磁気センサ２０Ｂは、結合コイル２３に対して短絡抵抗２５が直列に接続されている点において、図１９に示した磁気センサ２０Ａと相違する。短絡抵抗２５を用いれば、結合コイル２３の両端間におけるインピーダンスが増加するため、検出コイル２２と結合コイル２３の磁気結合が低下する。したがって、短絡抵抗２５によって検出コイル２２と結合コイル２３の磁気結合を調整することが可能となる。
【００７６】
図２１は、第３の変形例による磁気センサ２０Ｃの回路図である。
【００７７】
図２１に示す磁気センサ２０Ｃは、結合コイル２３に対してダンピング抵抗２６が並列に接続されている点において、図２０に示した磁気センサ２０Ｂと相違する。ダンピング抵抗２６を設けると、直列インダクタンス成分Ｌｓの周波数特性が変化する。つまり、図２２に示すように、ダンピング抵抗２６を設けない場合には、鋭い共振が得られるため、直列インダクタンス成分Ｌｓの極大値及び極小値のピークが大きくなるのに対し、ダンピング抵抗２６を設けると共振が鈍るため、極大値及び極小値のピークが抑えられる。直列インダクタンス成分Ｌｓの極大値及び極小値のピークが大きいと、図２３に示すように出力信号Ｑにチャタリングが生じることがあるが、ダンピング抵抗２６を用いることによって直列インダクタンス成分Ｌｓの極大値及び極小値のピークを抑えれば、図２４に示すようにチャタリングのない波形を得ることが可能となる。
【００７８】
図２５は、第４の変形例による磁気センサ２０Ｄの回路図である。
【００７９】
図２５に示す磁気センサ２０Ｄは、結合コイル２３に対してキャパシタンス２７が並列に接続されている点において、図２１に示した磁気センサ２０Ｃと相違する。キャパシタンス２７は、共振コイル２４と同様、共振周波数を変化させる役割を有し、キャパシタンス２７のキャパシタンス成分が大きいほど共振周波数が低下する。したがって、寄生容量成分Ｃｍが不足する場合にキャパシタンス２７を用いることによって、結合コイル２３に並列なキャパシタンス成分を補うことができる。
【００８０】
次に、電流センサ１００を用いた過電流遮断装置について説明する。
【００８１】
図２６は、電流センサ１００を用いた過電流遮断装置２００の構成を示す回路図である。
【００８２】
図２６に示す過電流遮断装置２００は、上述した電流センサ１００と、電流経路Ｐに挿入されたリレー４０と、リレー４０を制御する制御回路５０とを備える。リレー４０は、過電流が検出された際に切断されるスイッチ４１と、スイッチ４１を制御するコイル４２によって構成されており、通常時にはコイル４２に電流が流れ、スイッチ４１が常にオン状態である。
【００８３】
制御回路５０は、自励発振回路３０から出力される出力信号Ｑの周波数を出力電位ＶＦに変換するコンバータ５１と、出力電位ＶＦと基準電位Ｖｒｅｆを比較するコンパレータ５２と、コンパレータ５２の出力を受ける抵抗５３，５４及びトランジスタ５５からなるリレー駆動回路とを備えている。過電流が生じていない通常時においては、自励発振回路３０からの出力信号Ｑの周波数が低いため、コンバータ５１の出力電位ＶＦは、基準電圧Ｖｒｅｆ未満である。このため、コンパレータ５２の出力信号はハイレベルである。コンパレータ５２の出力信号は、抵抗５３，５４によって分圧されてトランジスタ５５のベースに印加されるため、コンパレータ５２の出力信号がハイレベルであると、トランジスタ５５がオンする。その結果、コイル４２に電流が流れ、スイッチ４１がオン状態となる。
【００８４】
これに対し、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐが過電流である場合、自励発振回路３０からの出力信号Ｑの周波数が急激に高くなる。これにより、コンバータ５１の出力電位ＶＦが基準電圧Ｖｒｅｆを超え、コンパレータ５２の出力信号がローレベルに変化する。基準電圧Ｖｒｅｆのレベルは、過電流によって出力信号Ｑの周波数が急変する前における出力電位ＶＦのレベルと、過電流によって出力信号Ｑの周波数が急変した後における出力電位ＶＦのレベルの間に設定すればよい。
【００８５】
コンパレータ５２の出力信号がローレベルに変化すると、トランジスタ５５がオフする。トランジスタ５５とコイル４２は、直流電源ＤＣ２に対して直列に接続されているため、トランジスタ５５がオフするとコイル４２に電流が流れなくなり、スイッチ４１がオフ状態に遷移する。これにより、過電流が生じている電流経路Ｐが遮断される。
【００８６】
そして、電流経路Ｐが遮断されることによって電流Ｉｐがゼロになっても、既に説明したとおり、自励発振回路３０から出力される出力信号Ｑの周波数は高いままの状態が保たれることから、過電流遮断装置２００をリセットするまで、リレー４０を切った状態が維持される。これにより、地絡（漏電）などの重大な故障が発生している場合であっても、リレー４０を切った状態で安全に復旧作業を行うことが可能となる。過電流遮断装置２００のリセットは、自励発振回路３０の電源を遮断するか、コンパレータ３１やフリップフロップ回路３２にリセット信号を入力することにより実現できる。マイクロコントローラなどを使ってコンパレータ３１やフリップフロップ回路３２のリセットを行えば、他の機器との連動も可能となる。
【００８７】
図２７は、電流センサ１００を零相変圧器として用いた過電流遮断装置２００の構成を示す回路図である。
【００８８】
図２７に示す過電流遮断装置２００は環状の磁気コア６０を備えており、電流経路Ｐの第１の部分Ｐ１と第２の部分Ｐ２が環状の磁気コア６０に挿入されている。電流経路Ｐの第１の部分Ｐ１は、図示しない電源から電力供給先７０に向けて一方向に電流Ｉｐが流れる部分であり、電流経路Ｐの第２の部分Ｐ２は、電力供給先７０から図示しない電源に向けて逆方向に電流Ｉｐ'が流れる部分である。このため、第１の部分Ｐ１に流れる電流Ｉｐの電流量と第２の部分Ｐ２に流れる電流Ｉｐ'の電流量は同じであり、位相が１８０°異なるのみである。したがって、図２８に示すように、第１の部分Ｐ１に流れる電流Ｉｐによって生じる磁束Φｐと、第２の部分Ｐ２に流れる電流Ｉｐ'によって生じる磁束Φｐ'は互いに打ち消し合うため、磁気コア６０には磁束が発生しない。
【００８９】
しかしながら、電流経路Ｐに地絡（漏電）が発生した場合には、第１の部分Ｐ１に流れる電流Ｉｐの電流量と、第２の部分Ｐ２に流れる電流Ｉｐ'の電流量に大きな差が生じることから、磁束Φｐと磁束Φｐ'に差が生じ、磁気コア６０に磁束が発生することになる。そして、本実施形態では、図２８に示すように磁気コア６０の一部が可飽和磁性体２１によって構成されていることから、地絡が発生すると磁気センサ２０の直列インダクタンス成分Ｌｓが変化する。これにより、自励発振回路３０からの出力信号Ｑの周波数が急激に高くなることから、直ちにリレー４０を遮断することができる。
【００９０】
尚、図２７に示す零相変圧器は単相二線式であるが、三相三線式のような多相多線の構成に応用することも可能である。三相三線式の場合は三線を束ねて磁気コア６０に挿入することで零相変圧器を構成することができる。
【００９１】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００９２】
例えば、本発明による電流センサによって過電流を検出した場合、リレーを用いて電流経路を遮断するのではなく、ＬＥＤランプを点灯させる或いはブザーを鳴らすなどの方法で過電流の発生を報知することも可能である。
【符号の説明】
【００９３】
１０    一次コイル
２０，２０Ａ〜２０Ｄ    磁気センサ
２１    可飽和磁性体
２２    検出コイル
２３    結合コイル
２４    共振コイル
２５    短絡抵抗
２６    ダンピング抵抗
２７    キャパシタンス
３０    自励発振回路
３１    コンパレータ
３２    フリップフロップ回路
３３    シュミットトリガインバータ
４０    リレー
４１    スイッチ
４２    コイル
５０    制御回路
５１    コンバータ
５２    コンパレータ
５３，５４    抵抗
５５    トランジスタ
６０    磁気コア
７０    電力供給先
１００    電流センサ
２００    過電流遮断装置
Ｐ    電流経路
Ｐ１    電流経路の第１の部分
Ｐ２    電流経路の第２の部分
Ｒ１〜Ｒ４    抵抗
Ｓ１    検出コイルの一端
Ｓ２    検出コイルの他端
ＳＷ１〜ＳＷ４    スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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