(57)【要約】      （修正有）【課題】補聴器およびヘッドセットのような頭部に着用可能な聴覚装置の磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱を低減するためのスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】頭部に着用可能な聴覚装置１０は、所定の共振周期を有し、無線データ信号を受信するための磁気インダクタンスアンテナ１０５と、クロック信号に従って、ＤＣ入力電圧をより高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するように構成されたスイッチドキャパシタとを備える。チャージポンプ回路は、出力電流パルスによって出力キャパシタを充電するように構成されており、出力電流パルスは、磁気インダクタンスアンテナ１０５の所定の共振周期の実質的に半分に対応する相互パルス遅延を有する、第１および第２の連続する出力電流パルスを少なくとも含む。【選択図】図１
2018207765.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
頭部に着用可能な聴覚装置であって、
所定の共振周期を示し、無線通信チャンネルを介して無線データ信号を受信するための磁気インダクタンスアンテナと、
クロック信号に従って、ＤＣ入力電圧をより高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するように構成されたスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
前記スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータが、出力電流パルスによって出力キャパシタを充電するように構成されたチャージポンプ回路を備え、
前記チャージポンプ回路が、第１の状態では、前記ＤＣ入力電圧から前記出力キャパシタとフライングキャパシタを充電し、第２の状態では、前記フライングキャパシタから前記出力キャパシタに放電するように構成されており、
前記出力電流パルスが、前記磁気インダクタンスアンテナの前記所定の共振周期の実質的に半分に対応する相互パルス遅延を有する、第１および第２の連続する出力電流パルスを少なくとも含む、頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項２】
前記チャージポンプ回路が、前記クロック信号から導出される第１および第２の重なり合わないクロック位相によって駆動するスイッチアレイを備えており、
前記第１および第２の重なり合わないクロック位相は、それぞれ、前記チャージポンプ回路の前記第１の状態と前記第２の状態を規定する、請求項１に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項３】
前記クロック信号が、複数の連続するクロックパルスを含み、前記クロックパルスのそれぞれが、前記所定の共振周期の半分と実質的に等しい長さを有し、
前記チャージポンプ回路が、
前記第１のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、前記出力電流パルスの前記第１の出力電流パルスを生成し、
前記第２のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、連続する前記出力電流パルスの前記第２の出力電流パルスを生成するように構成されている、請求項２に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項４】
前記クロック信号の周波数が、前記所定の共振周期の半分より小さく、
前記チャージポンプ回路が、
前記第１のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、前記出力電流パルスの前記第１の出力電流パルスを生成して、前記フライングキャパシタを少なくとも部分的に充電し、
前記第１のクロック位相の前記オン状態の遷移に対して前記相互パルス遅延だけ遅延して、前記出力電流パルスの前記第２の連続する出力電流パルスを生成して、前記フライングキャパシタの充電を増加させ、
前記第２のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、前記出力電流パルスの第３の出力電流パルスを生成して、前記フライングキャパシタを部分的に放電し、
前記第２のクロック位相の前記オン状態の遷移に対して前記相互パルス遅延だけ遅延して、前記出力電流パルスの第４の出力電流パルスを、前記第３の出力電流パルスに連続して生成して、前記フライングキャパシタをさらに放電するように構成されている、請求項１または２に記載の聴覚装置。
【請求項５】
前記スイッチアレイが、少なくとも、
前記第１のクロック位相の間に、前記フライングキャパシタを前記ＤＣ入力電圧と前記出力キャパシタの間に接続するための、前記第１のクロック位相によって駆動する第１および第２の制御可能な半導体スイッチと、
前記第２のクロック位相の間に、前記フライングキャパシタを前記出力キャパシタに接続するための、前記第２のクロック位相によって駆動する第３および第４の制御可能な半導体スイッチを備える、請求項２から４の何れか一項に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項６】
前記第１および第２の制御可能な半導体スイッチは、それぞれ個々に、前記第１のクロック位相から導出される第１および第２のセグメント位相によって制御される、個々に制御可能な第１および第２のスイッチセグメントを含み、前記第１および第２の連続する充電電流パルスを生成し、前記第２のセグメント位相の開始または遷移は、前記第１のセグメント位相の開始または遷移に対して前記相互パルス遅延だけ遅延しており、
前記第３および第４の制御可能な半導体スイッチは、それぞれ個々に、前記第２のクロック位相から導出される第３および第４のセグメント位相によって制御される、個々に制御可能な第１および第２のスイッチセグメントを含み、前記第３および第４の連続する出力電流パルスを生成し、前記第４のセグメント位相の開始または遷移は、前記第３のセグメント位相の開始または遷移に対して前記相互パルス遅延だけ遅延している、請求項４または５に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項７】
前記スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの前記クロック信号の周波数が、２５０ｋＨｚ〜４ＭＨｚ、例えば、５００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚにある、請求項４から６の何れか一項に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項８】
前記チャージポンプ回路が、同一の極性と実質的に同一のピーク電流である前記第１および第２の連続する出力電流パルスを生成するように構成されており、前記第１の出力電流パルスと前記第２の出力電流パルスとの間のピーク電流差が、±５０％未満、より好ましくは±２５％未満、さらにより好ましくは±１０％未満である、請求項１から７の何れか一項に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項９】
前記第１および第２の制御可能な半導体スイッチそれぞれの前記第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれのオン抵抗が、実質的に同一のピーク電流の前記出力電流パルスの前記第１および第２の連続する出力電流パルスを生成するように選択されており、
前記第３および第４の制御可能な半導体スイッチそれぞれの前記第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれのオン抵抗が、実質的に同一のピーク電流の前記出力電流パルスの前記第３および第４の連続する出力電流パルスを生成するように選択されている、請求項６に従属する請求項８に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項１０】
前記磁気インダクタンスアンテナの前記所定の共振周期は、２０ｎｓ〜２００ｎｓの間であり、５ＭＨｚ〜５０ＭＨｚの所定の共振周波数に対応する、請求項１から９のいずれかに記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項１１】
制御処理回路をさらに備えており、
前記制御処理回路は、
第１のオーディオ信号を受信するための第１のオーディオ入力チャンネルと、
ユーザの難聴に従って補償されたマイクロフォン信号を生成するための、前記第１のオーディオ信号を受信し、処理するための信号プロセッサと、
前記補償されたマイクロフォン信号を受信し、所定の変調周波数で変調された出力信号を生成するためのクラスＤ出力増幅器と、
前記変調された出力信号を受信し、ユーザの耳に適用するための出力音信号を生成するための小型レシーバまたはラウドスピーカを備えている、請求項１から１０の何れか一項に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項１２】
前記スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに対する前記ＤＣ入力電圧を生成するための、再充電可能な電池電源、例えば少なくとも１つのリチウムイオン電池セルを備える、請求項１から１１のいずれかに記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項１３】
前記相互パルス遅延が、±５０％以内の、またはより好ましくは±２５％以内の、またはさらにより好ましくは±１０％以内の公差で、前記磁気インダクタンスアンテナの前記所定の共振周期の半分に等しい、請求項１から１２の何れか一項に記載の頭部に着用可能な聴覚装置。
【請求項１４】
頭部に着用可能な聴覚装置のスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータによって生じる磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱を減らす方法であって、この方法は、
（ａ）クロック信号を生成するステップと、
（ｂ）前記クロック信号を前記スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに適用し、ＤＣ入力電圧を、出力キャパシタでのより高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するステップと、
（ｃ）前記出力キャパシタを充電するために、出力電流パルスを前記出力キャパシタに供給するステップと；
（ｅ）前記出力電流パルスの少なくとも第１および第２の連続する出力電流パルスの間の時間遅延を、前記磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分に等しい値に設定するステップと；
（ｆ）前記クロック信号に従って、前記ステップ（ｅ）を複数回繰り返し、時間経過に伴って、連続する出力電流パルスの複数の対を前記出力キャパシタに適用し、前記出力キャパシタを繰り返し充電するステップを含む、方法。
【請求項１５】
（ｇ）第１および第２の重なり合わないクロック位相を前記クロック信号から導出するステップと、
（ｈ）前記第１のクロック位相の間に、前記ＤＣ入力電圧によって、フライングキャパシタと前記出力キャパシタを充電するステップと、
（ｉ）前記第２のクロック位相の間に、前記フライングキャパシタから前記出力キャパシタに放電するステップをさらに含む、請求項１４に記載の磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱を減らす方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定の共振周期を有し、無線データ信号を受信するための磁気インダクタンスアンテナと、クロック信号に従って、ＤＣ入力電圧をより高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するように構成されたスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータとを備える、頭部に着用可能な聴覚装置に関する。チャージポンプ回路は、出力電流パルスによって出力キャパシタを充電するように構成されており、出力電流パルスは、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分に対応する相互パルス遅延を有する、第１および第２の連続する出力電流パルスを少なくとも含む。
【背景技術】
【０００２】
スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、当該技術分野で知られており、補聴器および補聴装置のようなさまざまな種類の頭部に着用可能な聴覚装置に以前から利用されてきた。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、多くは、聴覚装置のエネルギー源または電力源（例えば、再充電可能な電池）によって伝送されるＤＣ入力電圧を、聴覚装置のさまざまな種類の能動部品に適する、より高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するために利用される。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、インダクタ型の電力コンバータと比較して、魅力的な特性（例えば、インダクタの磁場の中に蓄えられるエネルギーがないため、電磁放射が比較的低レベルである）を有する。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣ電力コンバータの寸法は、小型であり、そのエネルギー変換効率は比較的高いであろう。異なるトポロジのスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、トポロジに依存する最適電圧変換比、例えば、１：２または１：３のステップアップ変換および２：１および３：１のステップダウン変換で、ＤＣ電圧のステップアップ（すなわち、昇圧）およびＤＣ電圧のステップダウン（降圧）を提供することができる。
【０００３】
頭部に着用可能な聴覚装置は、さらに、無線通信チャンネルまたはリンクを介し、磁気的にカップリングした無線データ信号を受信および／または送信するための磁気インダクタンスアンテナを備えていてもよい。無線通信チャンネルは、頭部に着用可能な聴覚装置と、ユーザの反対の耳に、またはユーザの反対の耳の中に取り付けられた、別の頭部に着用可能な聴覚装置との間で、データ信号とデジタルオーディオ信号をやり取りすることが可能な、両耳用補聴器システムの耳から耳への通信システムの一部を形成していてもよい。頭部に着用可能な聴覚装置のハウジングが非常に小さな寸法を有するため、磁気インダクタンスアンテナと、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータが一緒に存在することには、顕著な問題があることが多い。小さな寸法のハウジングは、磁気インダクタンスアンテナとＤＣ−ＤＣ電力コンバータおよびその関連する配線および外部要素の物理的な最大距離を制限する。したがって、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのフライングキャパシタと出力キャパシタを流れる充電電流パルスによって生じるパルス状の電磁気ノイズのバーストが、干渉するノイズパルスとして磁気インダクタンスアンテナの中で実効的にカップリングされ、望ましい無線デジタルデータ信号の受信を悪化させる。
【０００４】
したがって、補聴器およびヘッドセットのような頭部に着用可能な聴覚装置の磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱を低減するためのスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの改良が当該技術分野で依然として必要とされている。
【発明の概要】
【０００５】
本発明の第１の態様は、頭部に着用可能な聴覚装置であって、所定の共振周期を示し、無線通信チャンネルを介して無線データ信号を受信するための磁気インダクタンスアンテナと、クロック信号に従って、ＤＣ入力電圧をより高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するように構成されたスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータとを備える、頭部に着用可能な聴覚装置に関する。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電流パルスによって出力キャパシタを充電するような構成のチャージポンプ回路を備える。チャージポンプ回路は、第１の状態では、ＤＣ入力電圧から出力キャパシタとフライングキャパシタを充電し、第２の状態では、フライングキャパシタから出力キャパシタに放電するように構成されている。出力電流パルスは、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分に対応する相互パルス遅延を有する、第１および第２の連続する出力電流パルスを少なくとも含む。
【０００６】
頭部に着用可能な聴覚装置は、補聴器、例えば、ＢＴＥ、ＲＩＥ、ＩＴＥ、ＩＴＣまたはＣＩＣなどの補聴器であってもよい。補聴器は、聴覚装置の外部環境からの音を検知し、これに応答して第１のオーディオ信号を作成するための１個または数個のマイクロフォンを備えていてもよい。または、頭部に着用可能な聴覚装置は、ヘッドセット、ヘッドホン、イヤホン、イヤディフェンダまたはイヤマフなど、例えば、イヤフック、インイヤ、オンイヤ、オーバーイヤ、ビハインドネック、ヘルメットまたはヘッドガードなどであってもよい。
【０００７】
フライングキャパシタは、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータが、頭部に着用可能な聴覚装置の他の能動回路ブロックと共に集積される集積回路に対して外部のキャパシタを備えていてもよい。フライングキャパシタは、代替例において、集積回路に完全に集積されていてもよく、すなわち、集積回路の半導体ダイまたは基板の上に一体的に形成されたオンチップキャパシタであってもよい。両方の場合に、当業者は、出力キャパシタ、フライングキャパシタおよび関連する配線を通って流れる出力電流パルスによって、干渉するスイッチングノイズとして磁気インダクタンスアンテナでカップリングされる、既に記載した磁気または電磁気のノイズパルスまたはスイッチングノイズが発生することを理解するだろう。しかし、第１および第２の連続する出力（または充電）電流パルスの間に、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分に等しい相互パルス遅延を設定することによって、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発されるスイッチングノイズのレベルを顕著に下げることができる。このスイッチングノイズのレベル低下は、添付の図面を参照しつつ以下にさらに詳細に記載されるように、それぞれ第１および第２の連続する出力電流パルスによって磁気インダクタンスアンテナ中で誘発される第１および第２の連続するスイッチングノイズパルスの間の弱め合う干渉によって達成される。当業者は、動作中に、チャージポンプ回路が繰り返し出力電流パルスを生成し、繰り返し出力キャパシタを充電し、ＤＣ出力電圧を制御することを理解するだろう。したがって、出力電流パルスは、典型的には、連続する出力電流パルスの複数の対を含み、それぞれの対が、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分の相互パルス遅延を有することになる。
【０００８】
当業者は、同様に、第１および第２の出力電流パルスの間の相互パルス遅延が、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分に等しい場合に、磁気インダクタンスアンテナ中の干渉するスイッチングノイズの打ち消しまたは抑制が、一般的に最も効果的であるか、または最適であることを理解するだろう。しかし、この最適値から相互パルス遅延をわずかに変動させても、干渉するスイッチングノイズのかなりの抑制が達成されるため、これも本発明の範囲内に含まれる。したがって、本明細書において、相互パルス遅延に関して「実質的に」という修飾語句は、好ましくは、公差が±５０％以内、より好ましくは±２５％以内、またはさらにより好ましくは±１０％以内で、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の半分に等しい相互パルス遅延を意味する。したがって、磁気インダクタンスアンテナの１００ｎｓの共振周期（１０ＭＨｚのアンテナ同調周波数に対応する）では、最適な相互パルス遅延は５０ｎｓであり、すなわち、１００ｎｓの共振周期の半分に等しく、一方、磁気インダクタンスアンテナ中の干渉するスイッチングノイズの顕著な抑制は、２５ｎｓ〜７５ｎｓ（すなわち、５０ｎｓ±５０％）の相互パルス遅延でも達成される。相互パルス遅延が３７．５ｎｓ〜６２．５ｎｓ（すなわち、５０ｎｓ±２５％）だと、干渉するスイッチングノイズのさらにより良い抑制が達成される。その結果、添付の図面を参照しつつ以下にさらに詳細に記載されるように、上述の好ましい上限および下限の範囲内で最適値から相互パルス遅延が逸脱した条件でさえ、干渉するスイッチングノイズの顕著な抑制が達成される。この特性により、例えば、構成部品の公差、経年劣化の影響、温度ドリフトなどによって生じるクロック信号の周波数およびアンテナの同調周波数の実際の変動に対し、干渉するスイッチングノイズの抑制が安定する。
【０００９】
チャージポンプ回路は、クロック信号から導出される第１および第２の重なり合わないクロック位相によって駆動するスイッチアレイを備えていてもよく、上述の第１および第２の重なり合わないクロック位相は、それぞれ、チャージポンプ回路の第１の状態と第２の状態を規定する。添付の図面を参照しつつ、以下にさらに詳細に記載するように、チャージポンプ回路の第１の状態は、フライングキャパシタと出力キャパシタを充電することを含んでいてもよく、チャージポンプ回路の第２の状態は、フライングキャパシタから出力キャパシタへと放電することを含んでいてもよい。スイッチアレイは、第１のクロック位相の間に、フライングキャパシタをＤＣ入力電圧と出力キャパシタの間に接続するための、第１のクロック位相によって駆動する第１および第２の制御可能な半導体スイッチを少なくともさらに備えていてもよい。スイッチアレイは、第２のクロック位相の間に、フライングキャパシタを出力キャパシタに接続するための、第２のクロック位相によって駆動する第３および第４の制御可能な半導体スイッチをさらに備えていてもよい。
【００１０】
磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期は、２０ｎｓ〜２００ｎｓの間にあってもよい。これらの期間は、それぞれ５０ＭＨｚ〜５ＭＨｚの磁気インダクタンスアンテナの共振周波数または同調周波数に対応する。
【００１１】
スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのクロック信号の周波数は、２５０ｋＨｚ〜４ＭＨｚ、例えば、５００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの間にあってもよい。第１および第２のクロック位相がクロック信号から導出されるため、クロック信号の周波数は、チャージポンプ回路のスイッチング周波数を設定してもよい。
【００１２】
スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのいくつかの実施形態は、ＤＣ出力電圧の制御を達成するために、いわゆるパルス−スキッピング機構を利用してもよい。この実施形態において、クロック信号の連続するクロックパルスの間のタイムスパンは、負荷に依存して変動する。この実施形態によれば、連続するクロックパルスのそれぞれは、所定の共振周期の半分に実質的に等しい長さを有し、ここで、実質的にとは、ここでも好ましくは±５０％の公差の範囲内であることを意味する。これに加え、チャージポンプ回路は、第１のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、出力電流パルスの第１の出力電流パルスを生成し、第２のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、出力電流パルスの第２の連続する出力電流パルスを生成するように構成されている。
【００１３】
スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施形態によれば、クロック信号のサイクル時間は、チャージポンプ回路のスイッチング周波数を低減し、その電力消費を低減するために、所定の共振周期の半分より長く、例えば、５倍〜２０倍長い。この実施形態によれば、チャージポンプ回路は、第１のクロック位相の間に一対の連続する出力電流パルスを生成し、第２のクロック位相の間に一対の連続する出力電流パルスを生成するように構成されている。したがって、チャージポンプ回路は、第１のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、出力電流パルスの第１の出力電流パルスを生成して、フライングキャパシタを少なくとも部分的に充電し、第１のクロック位相のオン状態の遷移に対して相互パルス遅延だけ遅延して、出力電流パルスの第２の連続する出力電流パルスを生成して、フライングキャパシタの充電を増加させ、第２のクロック位相のオン状態の遷移に応答して、出力電流パルスの第３の出力電流パルスを生成して、フライングキャパシタを部分的に放電し、第２のクロック位相のオン状態の遷移に対して相互パルス遅延だけ遅延して、出力電流パルスの第４の出力電流パルスを、第３の出力電流パルスに連続して生成して、フライングキャパシタをさらに放電するように構成されていてもよい。
【００１４】
本発明の特定の実施形態によれば、第１および第２の制御可能な半導体スイッチは、それぞれ個々に、少なくとも２つの個々に制御可能なスイッチセグメントをオンにすることによって、第１および第２の出力電流パルスを選択的に生成するための少なくとも２つの個々に制御可能なスイッチセグメントを備えている。このような１つの実施形態によれば、第１および第２の制御可能な半導体スイッチは、それぞれ個々に、第１のクロック位相から導出される第１および第２のセグメント位相によって制御される個々に制御可能な第１および第２のスイッチセグメントを含み、第１および第２の連続的な充電電流パルスを生成し、第２のセグメント位相の開始または遷移は、第１のセグメント位相の開始または遷移に対して、相互パルス遅延だけ遅延している。同様に、第３および第４の制御可能な半導体スイッチは、それぞれ、好ましくは、第２のクロック位相から導出される第３および第４のセグメント位相によって制御される個々に制御可能な第１および第２のスイッチセグメントを含み、第３および第４の連続的な出力電流パルスを生成し、第４のセグメント位相の開始または遷移は、第３のセグメント位相の開始または遷移に対して、相互パルス遅延だけ遅延する。
【００１５】
当業者は、第１および第２の出力電流パルスの波形が同一であるか、または少なくとも大部分が同一である場合に、磁気インダクタンスアンテナにおいて干渉するスイッチングノイズの打ち消しまたは抑制が、一般的に最も効果的であることを理解するだろう。同じ制約は、通常、連続する出力電流パルスの全ての対に適用される。したがって、チャージポンプ回路のいくつかの実施形態は、同一の極性と実質的に同一のピーク電流の第１および第２の連続する出力電流パルスを生成するように構成されている。第１の出力電流パルスと第２の出力電流パルスとの間のピーク電流差が、±５０％未満、より好ましくは±２５％未満、さらにより好ましくは±１０％未満であるとき、実質的に同一のピーク電流は、達成されるだろう。
【００１６】
本発明の特定の実施形態によれば、第１および第２の連続する出力電流パルスのそれぞれのピーク電流は、チャージポンプ回路のそれぞれの制御可能な半導体スイッチの第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントの適切なオン抵抗を選択することによって制御される。このような１つの実施形態において、第１および第２の制御可能な半導体スイッチそれぞれの第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれのオン抵抗は、実質的に同一のピーク電流の出力電流パルスの第１および第２の連続的な出力電流パルスを生成するように選択され、第３および第４の制御可能な半導体スイッチそれぞれの第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれのオン抵抗は、実質的に同一のピーク電流の第３および第４の連続的な出力電流パルスを生成するように選択される。
【００１７】
スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣ電力変換器のＤＣ入力電圧は、１つ以上の再充電可能な電池セルまたは１つ以上の使い捨て電池セルによって供給されてもよい。１つ以上の電池セルは、例えば、使い捨て空気亜鉛電池を含んでいてもよく、または少なくとも１つの再充電可能なリチウムイオン電池セルを含んでいてもよい。後者の実施形態において、少なくとも１つの再充電可能なリチウムイオン電池セルは、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに公称でほぼ４．０ＶのＤＣ入力電圧を伝送してもよい。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータは、後者の実施形態において、リチウムイオン電池セルの充電状態に依存して、受け取ったＤＣ入力電圧を約２：１および／または３：１の係数でステップダウンし、約１．２ＶのＤＣ出力電圧レベルを供給するように構成されていてもよい。
【００１８】
しかし、当業者は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータが、公称で１．２Ｖ未満の電池電圧を伝送する他の種類の再充電可能な電池電源について、電池供給電圧を特定の比率、例えば、１：２および／または１：３でステップアップするような構成であってもよいことを理解するだろう。
【００１９】
頭部に着用可能な聴覚装置は、入ってくる会話および他の音信号を受信し、受信した音信号を処理し、処理した音信号を、ユーザの耳に適用するための対応する出力音信号に変換し、および／または遠隔の聞き手に送信するための種々の能動要素とオーディオトランスデューサとを備えていてもよい。頭部に着用可能な聴覚装置は、補聴器を備えていてもよい。補聴器は、制御処理回路を備えてもよい。制御処理回路は、第１のオーディオ信号を受信するための第１のオーディオ入力チャンネルと、ユーザの難聴に従って補償されたマイクロフォン信号を生成するための、第１のオーディオ信号を受信し、処理するための信号プロセッサと、補償されたマイクロフォン信号を受信し、所定の変調周波数で変調された出力信号を生成するためのクラスＤ出力増幅器と、変調された出力信号を受信し、ユーザの耳に適用するための出力音信号を生成するための小型レシーバまたはラウドスピーカを備えていてもよい。補償されたマイクロフォン信号は、磁気インダクタンスアンテナによって送信される無線データ信号に埋め込まれていてもよく、または符号化されていてもよい。補償されたマイクロフォン信号は、対応する磁気インダクタンスアンテナと、符号化された無線データ信号に適合する受信復号回路とを備える別の補聴器に送信されてもよい。
【００２０】
第１のオーディオ信号は、補聴器のマイクロフォンから導出されてもよく、適切な復号によって、磁気インダクタンスアンテナによって供給される無線データ信号から導出されてもよい。したがって、無線データ信号は、携帯型マイクロフォン、別の聴覚装置または携帯電話などの遠隔のオーディオ信号源によって供給されてもよい。クラスＤ出力増幅器は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータによって供給されるＤＣ出力電圧によって直接的に電力を供給されてもよい。
【００２１】
信号プロセッサは、専用のデジタル論理回路、ソフトウェアのプログラミング可能なプロセッサ、またはこれらの任意の組み合わせを含んでいてもよい。本明細書で使用される場合、「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などの用語は、マイクロプロセッサまたはＣＰＵに関連するエンティティ、ハードウェア、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせ、ソフトウェア、実行時のソフトウェアのいずれかを指すことを意図している。例えば、「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などは、限定されないが、プロセッサで実行するプロセス、プロセッサ、オブジェクト、実行可能なファイル、実行のスレッドおよび／またはプログラムであってもよい。実例として、「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などの用語は、プロセッサで動くアプリケーションおよびハードウェアプロセッサの両方を示す。１つ以上の「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」など、またはこれらの任意の組み合わせは、プロセスおよび／または実行のスレッドの中に存在していてもよく、１つ以上の「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」など、またはこれらの任意の組み合わせは、可能ならば他のハードウェア回路と組み合わせて、１つのハードウェアプロセッサに集中していてもよく、および／または可能ならば他のハードウェア回路と組み合わせて、２つ以上のハードウェアプロセッサに分配されていてもよい。また、プロセッサ（または同様の用語）は、信号処理を行うことができる任意の構成要素または構成要素の任意の組み合わせであってもよい。例えば、信号プロセッサは、ＡＳＩＣプロセッサ、ＦＰＧＡプロセッサ、汎用プロセッサ、マイクロプロセッサ、回路構成要素または集積回路であってもよい。
【００２２】
本発明の第２の態様は、頭部に着用可能な聴覚装置のスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータによって生じる磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱を減らす方法である。この方法は、（ａ）クロック信号を生成するステップと、（ｂ）クロック信号をスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに適用し、ＤＣ入力電圧を、出力キャパシタでより高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換するステップと、（ｃ）出力キャパシタを充電するために、出力電流パルスを出力キャパシタに供給するステップと、（ｅ）出力電流パルスの少なくとも第１および第２の連続する出力電流パルスの間の時間遅延を、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の実質的に半分に等しい値に設定するステップと、（ｆ）クロック信号に従って、ステップ（ｅ）を複数回繰り返し、時間経過に伴って、連続する出力電流パルスの複数の対を出力キャパシタに適用し、出力キャパシタを繰り返し充電するステップを含む。
【００２３】
この方法の１つの実施形態は、さらに、（ｇ）第１および第２の重なり合わないクロック位相をクロック信号から導出するステップと、（ｈ）第１のクロック位相の間に、ＤＣ入力電圧によって、フライングキャパシタと出力キャパシタを充電するステップと、（ｉ）第２のクロック位相の間に、フライングキャパシタから出力キャパシタに放電するステップを含む。
【００２４】
添付の図面を参照しつつ、本発明の実施形態を以下にさらに詳細に記載する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態に係る例示的なスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータと磁気インダクタンスアンテナとを備える、頭部に着用可能な聴覚装置の単純化された模式的なブロック図を示す。
【図２】本発明の実施形態に係る例示的なスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのための第１および第２の例示的なチャージポンプ回路の単純化された模式的なブロック図を示す。
【図３Ａ】スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの一般的に適用可能な電気モデルを示す。
【図３Ｂ】複数のマルチセグメント化された半導体スイッチを含む例示的なチャージポンプ回路の損失抵抗Ｒｅｑのモデルを示す。
【図４】本発明の種々の実施形態に係る例示的なスイッチドキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図を示す。
【図５】例示的なチャージポンプ回路の充電状態および放電状態および対応する入力電流パルスと出力電流パルスの単純化されたブロック図を示す。
【図６】例示的なスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのチャージポンプ回路の中を流れる出力充電電流パルスによって磁気インダクタンスアンテナに誘発されるノイズまたは外乱信号を模式的に示す。
【図７】チャージポンプ回路の動作に関連する種々の信号波形と、出力電流パルスによって磁気インダクタンスアンテナ中で誘発されるノイズまたは外乱信号の抑制が、本発明の一実施形態によってどのように達成されるかを示す。
【図８】チャージポンプ回路の動作に関連する種々の信号波形と、従来技術のＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータと、本発明の実施形態のＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータの出力充電電流パルスによって磁気インダクタンスアンテナ中で誘発される対応する電磁気ノイズ信号を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下に、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータと磁気インダクタンスアンテナとを備える、頭部に着用可能な聴覚装置（例えば、補聴器）の種々の例示的な実施形態を、添付の図面を参照しつつ記載する。当業者は、添付の図面が模式図であり、明確さのために単純化されており、したがって、単に本発明の理解に必須の詳細を示すものであり、一方、他の詳細は省略されていることを理解するだろう。同様の参照番号は、全体として同様の要素または構成要素を指す。したがって、同様の要素または構成要素は、それぞれの図面において、必ずしも詳細には記載されていないだろう。当業者は、特定の作用および／または工程が、特定の発生順序で記載され、または図示され得ることをさらに理解するだろうが、当業者は、順序に関するこのような特定が、実際に必要とされないことを理解するだろう。
【００２７】
図１は、以下に記載する実施形態のいずれかに係るスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００を備える、例示的な補聴器またはヘッドセット１０の単純化された模式的なブロック図を示す。補聴器１０は、ユーザの耳の中、またはユーザの耳に配置するための任意の種類の補聴器のハウジングスタイル、例えば、耳かけ型（ＢＴＥ）、外耳道挿入型（ＩＴＣ）、完全外耳道挿入型（ＣＩＣ）、ＲＩＣ型などを備えていてもよい。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＤＣ入力電圧入力Ｖｉｎは、１つ以上の再充電可能な電池セルまたは通常の使い捨て空気亜鉛電池セル（ＶＤＤ）によって供給されてもよい。いずれの場合でも、電池電源は、正の電源端子１９を介し、聴覚装置の回路に接続してもよい。当業者は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００が、電池電源ＶＤＤによって供給されるＤＣ電圧レベルを、補聴器１０の能動回路または回路ブロックのために、能動回路により良く適合させた（例えば、電力消費を下げる）、より高いＤＣ電圧レベルまたはより低いＤＣ電圧レベルにステップアップまたはステップダウンするように機能し得ることを理解するだろう。電池電源は、例えば、少なくとも１つの再充電可能なリチウムイオン電池セルを含んでいてもよく、したがって、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００にほぼ４．０Ｖの公称ＤＣ入力電圧Ｖｉｎを供給してもよい。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、この実施形態において、リチウムイオン電池セルの充電状態に依存して、受け取ったＤＣ入力電圧を約２：１および／または３：１の係数でステップダウンし、約１．２ＶのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを供給するような構成であってもよい。出力／平滑キャパシタＣｏｕｔは、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力に接続し、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを供給し、平滑化する。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、さらに、少なくとも１つのフライングキャパシタＣｆｌｙを備えており、このフライングキャパシタＣｆｌｙが、以下にさらに詳細に記載するように、コンバータ１００のチャージポンプ回路（図示せず）およびスイッチアレイに接続する。出力／平滑キャパシタＣｏｕｔの静電容量は、５００ｎＦより大きくてもよく、例えば、１〜１０μＦであってもよく、一方、フライングキャパシタＣｆｌｙの静電容量は、フライングキャパシタが外部の構成要素である場合には、１０ｎＦ〜５００ｎＦであってもよい。出力／平滑キャパシタおよびフライングキャパシタは、両方とも、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００が聴覚装置の他の能動回路ブロックと共に形成される集積回路に対して外部にあってもよい。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の代替的な実施形態において、フライングキャパシタＣｆｌｙは、集積回路に集積されていてもよい。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００によって供給されるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、補聴器１０の特定の実施形態において、示される補聴器のクラスＤ出力増幅器１１３に直接的に電力を供給するために利用されてもよい。
【００２８】
補聴器１０は、さらに、補聴器１０に入ってくる音に応答して第１のオーディオ信号を生成するような構成の少なくとも１つのマイクロフォンＭ１を備えていてもよい。第１のオーディオ信号は、入力チャンネル１２０、例えば、マイクロフォンの前置増幅器とアナログ−デジタルコンバータとを備える入力チャンネル１２０（ΣΔ１）で増幅／バッファリングされ、デジタル化され、デジタルマイクロフォン信号を、制御処理回路１０９の適切な入力ポートまたはチャンネルに与える。制御処理回路１０９は、ソフトウェアのプログラミング可能なＤＳＰコアを備えていてもよく、一連の実行可能なプログラム命令またはコードの制御下、デジタルマイクロフォン信号に１つ以上の信号処理関数を適用するように構成されてもよい。１つ以上の信号処理関数は、好ましくは、適切に補償されたマイクロフォン信号が小型ラウドスピーカ１１９を介してユーザまたは患者に供給されるように、補聴器１０のユーザの難聴に従って、デジタルマイクロフォン信号を処理するように構成される。これらの信号処理関数は、非線形増幅、ノイズリダクション、周波数応答整形などの関数の異なる処理パラメータを含んでいてもよい。したがって、１つ以上の信号処理関数の種々の処理パラメータは、オーディオロジストのオフィスでのユーザに対する事前の補聴器フィッティングセッションの間に決定され、ＤＳＰの不揮発性データメモリ空間にロードされてもよい。制御処理回路１０９は、マスター／システムクロックジェネレータ１１５によって供給されるマスタークロック信号によってクロックが供給され、クロック周波数は、２ＭＨｚより大きく、例えば、２〜４０ＭＨｚであってもよい。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、制御処理回路１０９によって供給され、例えば、マスタークロック周波数の分割によって、おそらくマスター／システムクロックジェネレータ１１５から導出されるクロック信号１１７によって、クロックが供給されてもよい。したがって、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００のチャージポンプ回路は、例えば、以下に記載するクロック信号から適切な重なり合わないクロック位相を導出することによって、クロック信号１１７に従ってスイッチングされる。
【００２９】
補聴器１０は、さらに、無線通信チャンネルまたはリンクを介して無線データ信号を受信するための磁気インダクタンスアンテナ１０５を備えている。無線通信チャンネルは、本発明の補聴器１０と、ユーザの反対の耳に、またはユーザの反対の耳の中に取り付けられた別の補聴器（図示せず）との間でデジタルデータ信号とデジタルオーディオ信号を交換することが可能な、両耳用補聴器システムの耳から耳への通信リンクの一部を形成していてもよい。磁気インダクタンスアンテナ１０５は、磁気インダクタンスアンテナ１０５のインダクタンス成分Ｌａｎｔおよび静電容量成分Ｃａｎｔによって形成されるＬＣ時定数によって設定された、共振周波数に同調されており、すなわち、所定の共振周期を示している。インダクタンス成分Ｌａｎｔは、コイルまたはインダクタによって提供されてもよい。磁気インダクタンスアンテナ１０５は、当該特定の用途の要求に応じて、５〜２０ＭＨｚの共振周波数に同調されてもよい。磁気インダクタンスアンテナ１０５のＱファクターは、寄生回路抵抗として（例えば、コイルＬａｎｔの巻線の抵抗として）または別個の抵抗器として、インダクタンス成分Ｌａｎｔおよび／または静電容量成分Ｃａｎｔに対して直列または並列に配置された抵抗によって決定されてもよい。Ｑファクターは、例えば、１０〜５０、例えば、１６〜３２であってもよい。アンテナ信号中の帯域外の環境の電磁気ノイズを抑制するために、比較的大きなＱファクターを有する磁気インダクタンスアンテナ１０５を設計することが一般的に望ましい。磁気インダクタンスアンテナ１０５は、通信リンクを介して受信した無線データ信号を復号するための、無線受信復号器１０４に連結している。無線データ信号は、マイクロフォンＭ１によって伝送される第１のオーディオ信号に対する代替的なオーディオ入力経路として制御処理回路１０９に連結するか、または補助的なオーディオ経路として、第２のオーディオ信号を含んでいてもよい。
【００３０】
しかし、磁気インダクタンスアンテナ１０５は、動作中にスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００によって発せられる電磁気スイッチングノイズによって影響を受けやすい。電磁気スイッチングノイズは、例えば、フライングキャパシタＣｆｌｙおよびその関連するパッドおよび配線を介して流れる充電電流Ｉｏｕｔの出力電流パルスまたは充電電流パルスと、出力／平滑キャパシタＣｏｕｔを介して流れる充電電流によって生じる。充電電流Ｉｏｕｔから磁気インダクタンスアンテナ１０５への電磁気スイッチングノイズのカップリングは、磁気カップリングの矢印１０８によって模式的に示される。磁気インダクタンスアンテナ１０５のノイズの影響の受けやすさは、チャージポンプ回路のスイッチング周波数と磁気インダクタンスアンテナ１０５の共振周波数または共振周期が比較的近接していることによって強まることが多い。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチング周波数は、典型的には、２５０ｋＨｚ〜４ＭＨｚ、例えば、５００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの範囲内のいずれかにあればよく、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力消費を最小限にするのに最適であろう。磁気インダクタンスアンテナ１０５の共振周波数は、１０ＭＨｚ〜５０ＭＨｚ、例えば、２０ＭＨｚであってもよい。充電電流パルスの複数の対を含み、それぞれのパルスが大きなｄＩ／ｄｔ比を有する出力電流または充電電流Ｉｏｕｔのパルス状の性質は、発せられるスイッチングノイズの周波数成分を、磁気インダクタンスアンテナ１０５の共振周波数範囲または共振周期全体に広げる。したがって、磁気インダクタンスアンテナ１０５で、所望な無線データ信号の受信と干渉し、妨害する。本発明は、以下にさらに詳細に記載されるように、チャージポンプ回路の出力電流パルスのそれぞれの対の個々の出力電流パルス間の相互遅延時間を調節することによって、磁気インダクタンスアンテナ１０５のアンテナ信号中で誘発されるスイッチングノイズのレベルを下げる。
【００３１】
図２の一番上の部分は、本発明の第１の実施形態に係る、既に記載したスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の第１の例示的なチャージポンプ回路２００の単純化された模式的なブロック図を示す。この例示的なスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎを、ＤＣ入力電圧の約半分のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換するためのステップダウントポロジを有する。チャージポンプ回路２００は、既に記載した内部または外部のフライングキャパシタＣｆｌｙと、出力／平滑キャパシタＣｏｕｔと、スイッチアレイとを備えており、スイッチアレイは、第１の制御可能な半導体スイッチＳＷ１と、第２の制御可能な半導体スイッチＳＷ２と、第３の制御可能な半導体スイッチＳＷ３と、第４の制御可能な半導体スイッチＳＷ４とを含む。図に模式的に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００に適用される既に記載したクロック信号から導出される第１のクロック位相ｐ１によって駆動し、スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、当該クロック信号から導出される第２のクロック位相ｐ２によって駆動する。第１のクロック位相ｐ１および第２のクロック位相ｐ２は、相補的であり、重なり合わない。チャージポンプ回路２００に対するＤＣ入力電圧Ｖｉｎは、スイッチＳＷ１の入力に印加され、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、出力／平滑キャパシタＣｏｕｔに伝達される。チャージポンプ回路２００の負荷（図示せず）は、出力／平滑キャパシタＣｏｕｔを跨いで接続されてもよく、当業者は、後者が、状態図２００ａ、２００ｂに示されるチャージポンプ回路の充電状態および放電状態の間、負荷にエネルギーを供給することを理解するだろう。状態図２００ａにおいて、フライングキャパシタＣｆｌｙは、ＤＣ入力電圧から、またはＤＣ入力電圧によって充電され、出力キャパシタＣｏｕｔは、同様に、ＤＣ入力電圧から充電される。当業者は、小型であり、大きなオフ抵抗と小さなオン抵抗を有するＭＯＳＦＥＴスイッチが、チャージポンプ回路２００の数多くの用途において有利な特性を有するため、それぞれの制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４が、１個または数個の並列なＭＯＳＦＥＴ（例えば、ＮＭＯＳトランジスタまたはＰＭＯＳトランジスタ、またはＭＯＳＦＥＴの組み合わせ）を含んでいてもよいことを理解するだろう。
【００３２】
チャージポンプ回路２００のこのステップダウントポロジにおいて、ＳＷ１は、ＤＣ入力電圧と、フライングキャパシタの正の端子との間に接続される。ＳＷ２は、フライングキャパシタの負の端子と、ＤＣ出力電圧との間に接続される。代替的な１：２のステップアップの実施形態において、ＳＷ２は、フライングキャパシタの負の端子と、負のＤＣ供給レール（例えば、ＧＮＤ）との間に接続される。ＳＷ３は、フライングキャパシタの負の端子と、負のＤＣ供給レール（例えば、ＧＮＤ）との間に接続される。代替的な１：２のステップアップの実施形態において、ＳＷ３は、フライングキャパシタの負の端子と、ＤＣ入力電圧との間に接続される。ＳＷ４は、フライングキャパシタの正の端子と、ＤＣ出力電圧との間に接続される。チャージポンプ回路２００の動作中に、第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２は、第１のクロック位相ｐ１に従って、それぞれのオン状態とオフ状態を切り替え、第３のスイッチＳＷ３および第４のスイッチＳＷ４は、第２のクロック位相ｐ２に従って、それぞれのオン状態とオフ状態を切り替える。したがって、スイッチアレイは、第１のクロック位相の中または間に、ＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗を介し、ＤＣ入力電圧ＶｉｎからフライングキャパシタＣｆｌｙを充電するような構成である。ＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗の組み合わせは、抵抗器２＊ＲＳＷによって模式的に表される。さらに、第１のクロック位相の間、スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、オフであるか、または非導通状態であり、等価な模式的な回路図２００ａが導かれる。図示されるように、フライングキャパシタＣｆｌｙと、出力キャパシタＣｏｕｔは、ＤＣ入力電圧ＶｉｎとＧＮＤとの間に実効的に直列に接続している。この様式で、出力キャパシタは、チャージポンプ回路２００のＤＣ出力電圧からの負荷電流がゼロである場合、定常状態の動作で第１のクロック位相と第２のクロック位相を周期的に切り替えることによって、出力電流パルスＩｏｕｔによってＤＣ入力電圧の約半分まで充電される。フライングキャパシタＣｆｌｙは、同様の入力電流パルスによって、ＳＷ１を介し、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎによって供給される入力電流Ｉｉｎによって同時に充電される。スイッチアレイは、第２のクロック位相ｐ２の間、導通状態であるスイッチＳＷ３およびＳＷ４のオン抵抗を介して流れる出力電流パルスＩｏｕｔによるフライングキャパシタおよび出力キャパシタの並列接続に起因する電荷共有メカニズムを用い、フライングキャパシタＣｆｌｙから出力キャパシタＣｏｕｔに放電するような構成である。第２のクロック位相の間、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がオフであり、すなわち、または非導通状態であり、等価な模式的な回路図２００ｂが導かれる。図示されるように、フライングキャパシタＣｆｌｙと、出力キャパシタＣｏｕｔは、実効的に並列に接続しており、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎから切断されている。しかし、このとき、出力電流Ｉｏｕｔは、導通状態であるスイッチＳＷ３およびＳＷ４のオン抵抗を介して流れている。当業者は、制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４が、それぞれ、制御端子（図示せず）、例えばＭＯＳＦＥＴのためのゲート端子を含んでいてもよく、これに対して第１のクロック位相ｐ１または第２のクロック位相ｐ２が適用され、当該制御可能な半導体スイッチをオン状態とオフ状態に選択的に切り替えることを理解するだろう。
【００３３】
図２の下側部分は、本発明の第２の実施形態に係る、既に記載したスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の第１の例示的なチャージポンプ回路２００−１の単純化された模式的なブロック図を示す。この実施形態のスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ２００−１は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎを、ＤＣ入力電圧の約３分の１のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換するような構成の３：１のステップダウントポロジを有する。このチャージポンプ回路２００−１は、既に記載したポンプ回路２００とは対照的に、２つの別個のフライングキャパシタ（第１のフライングキャパシタＣｆｌｙ１および第２のフライングキャパシタＣｆｌｙ２）を備えている。図示されるように、チャージポンプ回路２００−１は、さらに、出力／平滑キャパシタＣｏｕｔと、第１および第２の重なり合わないクロック位相ｐ１、ｐ２のそれぞれのクロック位相によって制御される合計７個の制御可能な半導体スイッチを含むスイッチアレイとを備えている。チャージポンプ回路２００−１の動作中に、合計７個の制御可能な半導体スイッチを含むスイッチアレイは、第１のクロック位相の中または間に、アクティブなスイッチのオン抵抗を介し、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎから第１のフライングキャパシタＣｆｌｙ１および第２のフライングキャパシタＣｆｌｙ２を同時に充電するような構成である。さらに、第１のクロック位相の間、第２のクロック位相ｐ２によって動作するスイッチは、オフであるか、または非導通状態であり、等価な模式的な回路図２００−１ａが導かれる。図示されるように、第１および第２のフライングキャパシタと、出力キャパシタＣｏｕｔは、ＤＣ入力電圧ＶｉｎおよびＧＮＤまたは別の負の電源レールと実効的に直列に接続しており、その結果、出力電圧は、第１のチャージポンプ回路２００に関連して上に述べた理由のために、ポンプ回路の定常状態の動作でＤＣ入力電圧の約３分の１まで充電される。スイッチアレイは、第２のクロック位相ｐ２の間、スイッチアレイのアクティブ／導通状態であるスイッチのそれぞれのオン抵抗を介し、第１および第２のフライングキャパシタおよび出力キャパシタの並列接続によって生じる電荷共有メカニズムを用い、第１および第２のフライングキャパシタから出力キャパシタＣｏｕｔに放電するような構成である。第２のクロック位相の間、第１のクロック位相ｐ１によって動作するスイッチがオフであるか、または非導通状態であり、一方、第２のクロック位相ｐ２によって動作するスイッチがオンであるか、または導通状態であり、チャージポンプ回路２００−１の等価な模式的な回路図２００−１ｂが導かれる。図示されるように、第１のフライングキャパシタＣｆｌｙ１および第２のフライングキャパシタＣｆｌｙ２と、出力キャパシタＣｏｕｔは、実効的に並列に接続しており、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎから切断されている。
【００３４】
図３Ａは、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの一般的に適用可能なモデル３００を示し、このモデルは、本発明のスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの特性のいくつかを強調するために以下に記載される。ＤＣ入力電圧Ｖｉｎは、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに入力電力または入力エネルギーを供給し、動作中に、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、上述のスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのトポロジに依存して、ＤＣ入力電圧より高くてもよく、またはＤＣ入力電圧より低くてもよい。公称のＤＣ入力電圧とＤＣ出力電圧が、ＶＣＲによって示される特定の比率（例えば、１／３または１／２または２／３または２、または３または５など）によって関連付けられている場合、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータは、特に効果的である。したがって、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのモデル３００は、ＶＣＲによって設定される可変巻線比を有する理想的な変圧器３０２と、変圧器３０２の二次側巻線と直列に接続する等価な損失抵抗Ｒｅｑとを備えている。
【００３５】
損失抵抗Ｒｅｑは、２つの別個の抵抗要素を含む。
（１）第１および第２のクロック位相を駆動するクロック信号のクロック周波数で、１つ以上のフライングキャパシタのスイッチングに関連する等価な出力抵抗を表す、第１の抵抗要素。当業者は、この等価な出力抵抗が、クロック周波数の増加によって等価な出力抵抗が低下するように、クロック周波数に反比例することを理解するだろう。
（２）任意の特定のクロック位相でのアクティブな半導体スイッチのオン抵抗（例えば、既に記載した例示的な２：１のステップダウンチャージポンプ回路２００の第１のクロック位相ｐ１でのスイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗）を合わせたものを表す、第２の抵抗要素。
【００３６】
後者の抵抗要素（２）は、主に、当該半導体スイッチのサイズ、半導体プロセス技術、印加される制御電圧のレベルによって決定される。しかし、本発明の特定の実施形態において、チャージポンプ回路のスイッチマトリックスの制御可能な半導体スイッチのそれぞれ、または少なくとも一部の集合が、適切な制御デバイスおよびメカニズムが、対応する半導体スイッチのアクティブ化／オンにすることと関連する時間遅延で、個々に制御可能なスイッチセグメントの異なる一部の集合をアクティブ化し得るように、２つ以上の個々に制御可能なスイッチセグメントによって作られる。
【００３７】
図３Ｂのグラフ３５０は、２つのセグメント半導体スイッチの損失抵抗Ｒｅｑが、個々に制御可能な２つの別個の抵抗要素をどのように含むかを示す。ｙ軸は、任意の対数目盛りでの損失抵抗Ｒｅｑを示し、ｘ軸は、対数目盛りでのクロック信号のクロック周波数ＦＳを示す。クロック周波数ＦＳは、第１および第２のクロック位相によって設定されるフライングキャパシタのスイッチング周波数に等しい。グラフ３５０の損失抵抗Ｒｅｑのプロット３５６および３６４は、２つのセグメントスイッチの抵抗を示す。したがって、本発明の実施形態の特定の制御可能な半導体スイッチのオン抵抗および等価なコンダクタンスは、２つのスイッチセグメントのそれぞれの制御端子（例えば、ゲート端子）に適用される一連の適切なセグメント位相またはスイッチセグメント制御信号を介し、１つのスイッチセグメントまたは両方のスイッチセグメントをアクティブ化することによって、２段階で制御可能である。プロット３５８は、半導体スイッチの両方のスイッチセグメントがアクティブ化されるか、または導通状態になったときのクロック周波数ＦＳに対する損失抵抗Ｒｅｑの漸近的近似を示す。漸近的なプロット３５８は、２つの本質的に直線の部分を含んでおり、第１のプロット部分３６０は、損失抵抗Ｒｅｑを示し、損失抵抗Ｒｅｑは、フライングキャパシタのスイッチングに関連する等価な出力抵抗を表す第１の抵抗要素によって支配される。予想されるように、損失抵抗Ｒｅｑは、第１のプロット部分３６０において、クロック周波数ＦＳに反比例する。第２のプロット部分３６４は、半導体スイッチの２つの並列に接続したスイッチセグメントのオン抵抗の組み合わせを表す第２の抵抗要素によって支配される場合の損失抵抗Ｒｅｑの漸近線を示す。予想されるように、損失抵抗Ｒｅｑは、第１の抵抗要素の抵抗が減るため、部分３６４に沿って、クロック周波数ＦＳに依存せずに実質的に一定である。最後に、折れ点３６２は、損失抵抗Ｒｅｑの第１の抵抗要素と第２の抵抗要素が本質的に等しい場合のクロック周波数ＦＳを示す。損失抵抗のプロット３５６は、半導体スイッチの１個の導通状態のスイッチセグメントの影響を模式的に示す。予想されるように、半導体スイッチの損失抵抗Ｒｅｑは、損失抵抗Ｒｅｑの第２の抵抗要素の影響が支配的になるため、大きなクロック周波数またはスイッチング周波数ＦＳでは、１個だけの導通状態のスイッチセグメントでは漸進的に増加する。さらに、半導体スイッチの損失抵抗Ｒｅｑは、非常に小さなクロック周波数またはスイッチング周波数ＦＳでは、損失抵抗Ｒｅｑの第１の抵抗要素の影響が支配的になるため、大部分はアクティブなスイッチセグメントの数には依存しないままである。
【００３８】
図４は、本発明の種々の例示的な実施形態に係る、既に記載したスイッチドキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の単純化された模式的なブロック図である。ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、例えば、図示されているフライングキャパシタＣｆｌｙ１およびＣｆｌｙ２のうち、１個だけを使用することによって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎを、ＤＣ入力電圧の約半分のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換（すなわち、２：１のステップダウン）し、したがって、図１に示される実施形態に達するような構成であってもよい。当業者は、チャージポンプ回路２００に対する、そしておそらくはゲートドライバ４１０のためのＤＣ供給電圧は、後者の実施形態において、より高いＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔから導出され、チャージポンプ回路２００の制御可能な半導体スイッチの制御端子のために十分に大きな電圧を与えてもよいことを理解するだろう。当業者は、図面が、チャージポンプ回路２００に入力される４個だけの別個の第１および第２の相補的で重なり合わないクロック位相を示していることを理解するだろう。４個の別個の第１および第２の相補的で重なり合わないクロック位相は、図１〜３を参照しつつ、上に記載した２：１のステップダウンＳＣコンバータの４個のセグメント化された制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４を駆動するための適した構造である。しかし、代替的な実施形態は、図２のチャージポンプ回路２００−１の記載と合わせて既に示したように、さらなる制御可能な半導体スイッチを駆動するために、さらなるクロック位相信号を含んでいてもよい。両方の場合において、４個、７個またはもっと多数の制御可能な半導体スイッチは、チャージポンプ回路が、代替的に、第１のクロック位相の間に、第１および第２のフライングキャパシタおよび出力キャパシタＣｏｕｔの少なくとも１つを、ＤＣ入力電圧によって充電し、第２のクロック位相の間に、フライングキャパシタから出力キャパシタＣｏｕｔへと放電するように、第１および第２の重なり合わないクロック位相によって駆動されるスイッチアレイを形成する。したがって、出力キャパシタを充電し、ＤＣ出力電圧を増加させる。当業者は、さらに、いくつかの実施形態のチャージポンプ回路１００が、トポロジスイッチングスキームと組み合わせて、２つ以上の異なるコンバータのトポロジを合わせた、いわゆる「ギアボックス」を含んでいてもよいことを理解するだろう。チャージポンプ回路１００のこのような複数のトポロジの実施形態は、２：１のステップダウンＳＣコンバータと、３：１のステップダウンＳＣコンバータを含んでいてもよく、ここで、デジタルスイッチアレイコントローラは、ＤＣ入力電圧ＶｉｎとＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔとの間の電圧差に応じて、２：１のステップダウンＳＣコンバータと３：１のステップダウンＳＣコンバータを選択するような構成である。この特徴は、例えば、ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータ１００にＤＣ入力電圧を供給する、既に記載した再充電可能な電池電源の異なる充電状態によって生じるさまざまなレベルのＤＣ入力電圧Ｖｉｎで、チャージポンプ回路２００の電力変換効率を最適化するのに有利であろう。
【００３９】
ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、出力電圧レギュレータ４０１を備えている。以下に記載されるデジタルスイッチアレイコントローラを介し、第１および第２の重なり合わないクロック位相ｐ１、ｐ２が、出力電圧レギュレータ４０１によって作られるクロック信号ｓｗ＿ｃｌｋから導出されるため、出力電圧レギュレータ４０１は、チャージポンプ回路２００のクロック周波数を決定する。出力電圧レギュレータ４０１は、固定されたクロック周波数で、または調節可能なクロック周波数でクロック信号を生成するような構成のクロックジェネレータを備えていてもよい。固定されたクロック周波数は、本発明の特定の実施形態において、磁気インダクタンスアンテナの共振／同調周波数の約２倍に対応していてもよい。クロック信号の周波数は、ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の代替的な実施形態において、クロック信号の周波数が、磁気インダクタンスアンテナの公称の同調周波数または測定された同調周波数に適合し得るか、または較正され得るように調節可能またはプログラミング可能であってもよい。したがって、例えば、磁気インダクタンスアンテナのインダクタンス成分Ｌａｎｔおよび静電容量成分Ｃａｎｔの部品公差によって生じる磁気インダクタンスアンテナの共振／同調周波数の製造上の変動を打ち消すための較正機構が提供される。
【００４０】
レギュレータ４０１は、ＤＣ出力電圧から延び、フィードバック配線または導体４２５を介して出力電圧レギュレータ４０１の第１の入力（Ｓｅｎｓｅ）に戻るフィードバックループを介して、ＤＣ出力電圧を制御するために、クロック信号の周波数を、多くは特定の上限および下限の範囲内で調節してもよい。出力電圧レギュレータ４０１は、さらに、所望なＤＣ出力電圧または目標となるＤＣ出力電圧を示すＤＣ基準電圧Ｖｒｅｆを受信するためのＤＣ基準電圧入力（Ｒｅｆ）を含む。フィードバックループは、第１および第２の重なり合わないクロック位相ｐ１、ｐ２を介してチャージポンプ回路１００に適用されるクロック周波数またはスイッチング周波数を調節することによって、Ｒｅｆ入力でのＤＣ基準電圧Ｖｒｅｆと、実際のＤＣ出力電圧との電圧差または変動を最小限にするように動作可能である。
【００４１】
デジタルスイッチアレイコントローラは、例えば、デジタルステートマシンとして実装される、４個のセグメント化された制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４のそれぞれのスイッチセグメントを駆動するためのそれぞれの一連の制御信号を生成するような構成の、組み合わせかつ順序的なデジタルロジックを含んでいてもよい。デジタルスイッチアレイコントローラは、出力電圧レギュレータ４０１によって供給されるクロック信号ｓｗ＿ｃｌｋから既に記載した第１および第２の重なり合わないクロック信号を導出するような構成の重なり合わないクロックジェネレータ４０３を含む。デジタルスイッチアレイコントローラの第１のスイッチエンコーダ４０５ａは、図７を参照しつつ、以下にさらに詳細に記載されるように、第１のクロック位相ｐ１と、選択バス４０４を介して供給されるスイッチ選択データを利用し、それぞれ、第１および第２の制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２の第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのための第１および第２のセグメント位相を生成する。同様に、第２のスイッチエンコーダ４０５ｂは、第２のクロック位相ｐ２と、選択バス４０４を介して供給されるスイッチ選択データを利用し、それぞれ、第３および第４の制御可能な半導体スイッチＳＷ３、ＳＷ４の第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのための第１および第２のセグメント位相を生成する。デジタルスイッチアレイコントローラは、簡便のために、別個の回路として示されるゲートドライバブロック４１０を備えている。ゲートドライバブロック４１０は、第１のクロック位相ｐ１に従って、第１および第２の制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２それぞれの個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれ１つのために、必要な第１および第２の（しかし一般的にはｎ個の）セグメント位相またはセグメント制御信号４０９ａを生成し、同様に、第２のクロック位相ｐ２に従って、第３および第４の制御可能な半導体スイッチＳＷ３、ＳＷ４それぞれの第１および第２の個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれ１つのために、ｎ個のスイッチセグメント制御信号４０９ｂを生成するような構成である。ゲートドライバブロック４１０は、例えば、個々に制御可能なスイッチセグメントのそれぞれの制御入力によって示される負荷を駆動するために十分な駆動電圧および駆動電流を供給するために、複数のデジタルバッファ、複数のレベルシフタまたは電圧トランスレータを備えていてもよい。ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、チャージポンプ回路２００、２００−１の制御可能な半導体スイッチのセグメント化されていない態様およびセグメント化された態様のために異なるスイッチングスキームを与える、異なる設計の出力電圧レギュレータ４０１を備えていてもよい。出力電圧レギュレータの異なる設計および機能は、本出願人の同時係属中の欧州特許出願第１６１９７０４１．３号に開示されており、その全体が本明細書に参考として組み込まれる。図５の一番上の部分は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の例示的なチャージポンプ回路２００の既に記載した充電状態と放電状態を再び示している。図５の一番���の部分は、例示的なチャージポンプ回路２００の動作に関連する信号波形のグラフ４００を示す。一番上の波形は、クロック信号ｃｌｋを示し、一方、それより下側の波形ｐ１およびｐ２は、クロック信号ｃｌｋから導出され、それぞれ、第１および第２の制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２および第３および第４の制御可能な半導体スイッチＳＷ３およびＳＷ４を駆動する、第１のクロック位相ｐ１および第２のクロック位相ｐ２の信号波形を示す。第１のクロック位相ｐ１と第２のクロック位相ｐ２は、重なり合わず、相補的であり、この重なり合わない特性は、第１のクロック位相ｐ１および第２のクロック位相ｐ２の状態遷移の間に小さなデッドタイムｔｄが存在することによって生じる。Ｉｏｕｔ波形は、フライングキャパシタＣｆｌｙおよび出力キャパシタを介して流れる出力充電電流を示す。当業者は、出力充電電流Ｉｏｕｔが、それぞれが大きなスルーレートまたはｄＩ／ｄｔ値を有する複数の出力電流パルスを含み、チャージポンプ回路から既に記載した広いスペクトルの電磁気ノイズを発することを理解するだろう。充電電流Ｉｏｕｔの充電電流パルスの反復周波数は、１つの出力充電電流パルスが、第１および第２のクロック位相ｐ１およびｐ２それぞれのオン状態の遷移で生成するため、クロック信号ｃｌｋの周波数の２倍である。一方、入力充電電流Ｉｉｎの波形は、ＤＣ入力電圧からフライングキャパシタＣｆｌｙに流れる入力電流が、クロック信号と同じ周波数を有することを示し、このことは、チャージポンプ回路２００の放電状態の間にＤＣ入力電圧から、ＳＷ１のオフ状態によって、フライングキャパシタＣｆｌｙが切断されるという事実の結果である。しかし、当業者は、充電電流Ｉｉｎも、それぞれが大きなスルーレートまたはｄＩ／ｄｔ値を有する複数の入力充電電流パルスを含み、このことが、これらの入力充電電流パルスが、磁気インダクタンスアンテナ１０５中の信号の別個の電磁気外乱源を表すことを意味していることを理解するだろう。出力電流パルスの第１および第２の連続する出力電流パルス（例えば、ｐ１−１とｐ１−２）の間の相互時間遅延は、好ましくは、以下にさらに詳細に記載されるように、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作によって生じる磁気インダクタンスアンテナ中の電磁ノイズによる外乱の望ましい抑制を達成するために、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の半分に実質的に等しいように設定される。同じ相互時間遅延が、第３および第４の連続する出力電流パルスｐ２−１、ｐ２−２の間、および同様に出力電流パルスのその後の全ての対または組にも設定される。
【００４２】
図６の一番上の部分は、グラフ４００に示される例示的なチャージポンプ回路２００、２００−１の動作に関連する信号波形を示す。アンテナ信号波形５００は、充電電流Ｉｏｕｔの出力充電電流パルスによって引き起こされ、したがって、所望な無線データ信号に重なる、磁気インダクタンスアンテナ１０５中で誘発される電磁気ノイズ信号または外乱（すなわち、アンテナノイズ信号）を示す。このシミュレーションでは、充電電流パルスの反復周波数は、磁気インダクタンスアンテナ１０５の同調周波数より顕著に小さい（例えば、１０倍小さい）。それぞれの出力充電電流パルスの開始は、スイッチ位相ｐ１、ｐ２のいずれかのオン遷移に応じており、アンテナノイズ信号の中の長時間にわたって減衰していく正弦曲線の共鳴パルス５０１ａ〜５０１ｄ（すなわち、スイッチングノイズパルス）を生成する。スイッチングノイズパルスは、アンテナの共振周波数で周期的に振動する。スイッチングノイズパルスの長時間にわたって共鳴する大きな振幅は、磁気インダクタンスアンテナ１０５の高いＱ値によって生じる。一対の連続的な出力充電電流パルス間のパルス間時間遅延を、本発明の一実施形態に係る磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の約半分まで低減することによって、磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱の望ましい抑制が達成される。しかし、特定の用途において、このパルス間時間遅延を必要とされる比較的短い時間まで低減することは現実的ではないだろう。なぜなら、そのようなパルス間時間遅延は、対応してスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の高いスイッチング周波数（例えば、磁気インダクタンスアンテナの１０ＭＨｚの同調周波数について、１０ＭＨｚのスイッチング周波数）を伴うからである。スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００のこのような高いスイッチング周波数によって、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータのいくつかの実施形態において、受け入れられない電力消費が生じる場合がある。
【００４３】
図７の一番上の部分は、本発明の第２の実施形態のスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００に係る例示的なチャージポンプ回路２００、２００−１の動作に関連する信号波形を示す。この実施形態において、チャージポンプ回路を駆動する、グラフ６００の一番上の波形のクロック信号（ｃｌｋ）の周波数は、典型的には、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の半分よりもかなり小さい（例えば、５〜２０倍小さい）。クロック信号の周波数は、２５０ｋＨｚ〜４ＭＨｚであってもよい。チャージポンプ回路の電力消費は、比較的低い周波数のクロック信号ｃｌｋを用いることによって減少する。クロック波形ｐ１１およびｐ２１は、クロック信号ｃｌｋから導出される第１および第２の重なり合わないクロック位相である。位相間の遅延時間ｔｄは、正および負のＤＣ供給電圧の間のクロスバー電流の生成を防ぐために、確実にクロック位相が重なり合わないようにする。既に記載した制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４は、それぞれの半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４が、最初に、第１のセグメントがオンになり、次いで、十分に制御された時間遅延を有し、第２のスイッチがさらにオンになることによって、段階的な様式でオンになるように、それぞれ、それぞれのセグメント位相によって制御される２つの別個の個々に制御可能な第１および第２のスイッチセグメントに分割される。この第１および第２のスイッチセグメントを遅延してオンすること、またはアクティブ化することは、波形のグラフ６００に示されており、ここで、ｐ２１、ｐ２２は、それぞれ、第２のクロック位相から導出される第３および第４のセグメント位相を示し、第３の半導体スイッチＳＷ３および第４の半導体スイッチＳＷ４の第１および第２のスイッチセグメントのそれぞれの制御端子に適用される。充電電流Ｉｏｕｔの波形によって示されるように、連続する出力電流パルスの複数の対ｐ１−１、ｐ１−２；ｐ２−１、ｐ２−２；ｐ３−１、ｐ３−２などは、クロック信号ｃｌｋに従って動作中にチャージポンプ回路によって生成される。第１の対の第１の出力電流パルスｐ１−１は、ＳＷ３およびＳＷ４の第１のスイッチセグメントをオンにしたことに応じて生成される。ＳＷ３およびＳＷ４の第１のスイッチセグメントは、オン状態の遷移６０２（すなわち、第３のセグメント位相ｐ２１の上昇縁部）でオンにされ、この作用は、既に記載したように、チャージポンプ回路のＳＷ３およびＳＷ４の第１のスイッチセグメントのそれぞれのオン抵抗を介し、フライングキャパシタおよび出力キャパシタを部分的に充電する。ＳＷ３およびＳＷ４の第２のスイッチセグメントは、第４のセグメント位相ｐ２１のオン状態の遷移６０４でオンにされる。第４のセグメント位相ｐ２２のオン状態の遷移６０４は、第３のセグメント位相６０２の開始に対し、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の約半分である相互パルス遅延ｔｇｓｗだけ遅延している。すなわち、相互パルス遅延ｔｇｓｗ、またはパルス間時間遅延は、磁気インダクタンスアンテナの１０ＭＨｚの同調周波数について、約５０ｎｓであり、他の場合も同様である。第１および第２のスイッチセグメントが並列に並んでいる場合、第４のセグメント位相ｐ２２のオン状態の遷移６０４により、ＳＷ３およびＳＷ４の第２のスイッチセグメントが、それぞれのオン状態に切り替わり、それぞれのスイッチ抵抗が減少する。この作用によって、出力電流パルスの第２の出力電流パルスｐ２−１が生成する。第２の出力電流パルスｐ２−１は、出力キャパシタにさらなる電荷を供給し、電荷と電圧が上昇する。
【００４４】
その後の一連の出力電流パルスの第１の出力電流パルスｐ２−１および第２の出力電流パルスｐ２−２は、第１のセグメント位相ｐ１１のオン状態の遷移によって制御され、ＳＷ１およびＳＷ２の第１のスイッチセグメントをオンにし、第２のセグメント位相ｐ１２の遅延したオン状態の遷移によって制御され、ＳＷ１およびＳＷ２の第２のスイッチセグメントを遅れてオンにすることに対応する様式で生成する。この作用は、既に記載したように、チャージポンプ回路のＳＷ３およびＳＷ４の第１のスイッチセグメントのそれぞれのオン抵抗を介し、フライングキャパシタおよび出力キャパシタを部分的に充電する。ＳＷ３およびＳＷ４の第２のスイッチセグメントは、第４のセグメント位相ｐ２１のオン状態の遷移６０４でオンにされる。当業者は、第２のセグメント位相ｐ１２のオン状態の遷移が、第１のセグメント位相の開始に対し、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の約半分である相互パルス遅延ｔｇｓｗだけ遅延していることを理解するだろう。その後、チャージポンプ回路の動作を繰り返し、連続する出力電流パルスの複数の対ｐ１−１、ｐ１−２；ｐ２−１，ｐ２−２；ｐ３−１、ｐ３−２などを生成する。したがって、当業者は、第１および第２の連続する出力電流パルスが、本発明のこの実施形態において、出力電流パルスまたは充電電流パルスの基本周波数がクロック信号の周波数の２倍になるように、第１および第２のそれぞれのクロック位相の間に生成することを理解するだろう。
【００４５】
上記した理由のために、第１のスイッチングノイズパルスまたは外乱ＭＩ１は、第１の出力充電電流パルスｐ１−１によって、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発され、第２のスイッチングノイズパルスまたは外乱ＭＩ２は、第２の出力充電電流パルスｐ１−２によって、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発される。第１および第２の連続する出力電流パルスの間の相互パルス遅延ｔｇｓｗは、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の約半分になるように選択され、このことは、スイッチングノイズパルスＭＩ１およびＭＩ２が、約１８０°ずれた位相を有するため、信号の重ね合わせによって少なくとも部分的に打ち消され、磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱の望ましい抑制が達成される。このメカニズムは、グラフ７００に示されており、磁気インダクタンスアンテナ１０５中で誘発された結果として生じるスイッチングノイズパルス７０２の合計電圧を示す。結果として生じるスイッチングノイズパルス７０２は、単に、ＳＷ３およびＳＷ４の第１のスイッチセグメントが、オン状態の遷移６０２でオンにされたときの小さな一時的なパルスと、セグメント位相ｐ１１、ｐ２１のその後の遷移での小さな一時的なノイズ（図示せず）を含む。
【００４６】
当業者は、磁気インダクタンスアンテナ中のスイッチングノイズパルスの最も効果的な抑制が、第１および第２の連続する出力充電電流パルスｐ１−１、ｐ１−２などが、ピーク電流値を含め、実質的に同一の波形を有する（すなわち、第１および第２の連続する出力電流パルスｐ１−１、ｐ１−２が、本質的に互いに遅延した複製である）ときに起こり得ることを理解するだろう。このことは、既に記載した制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４それぞれの第１および第２のスイッチセグメントのオン抵抗を適切にスケーリングすることによって達成されるだろう。いくつかの実施形態において、第１および第２のスイッチセグメントのオン抵抗は、実質的に同一であってもよく、一方、第１および第２のスイッチセグメントのオン抵抗は、他の実施形態において、異なっていてもよい。第１および第２のスイッチセグメントのオン抵抗の最適な、または少なくともほぼ最適なスケーリングは、実験的に決定されてもよく、ここで、磁気インダクタンスアンテナ中のスイッチングノイズパルスのレベルは、直接的に測定されるか、または頭部に着用可能な聴覚装置およびスイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に測定されるか、またはモニタリングされ、一方、制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４の第１および第２のスイッチセグメントのオン抵抗は、磁気インダクタンスアンテナ中のスイッチングノイズ信号の最小レベルが達成されるまで、適切な様式で変動させる。この手順は、連続する出力電流パルスまたは充電電流パルスに関連する磁気ノイズ発生と、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発されるスイッチングノイズパルスとの間の関係を見出すために、直接的な手法をとる。物理的なカップリング機構は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータおよび磁気インダクタンスアンテナの、電磁場、物理的な寸法、関連する導電性の経路および要素の向きの相互作用のために、理論的に概算または計算することが困難な場合がある。
【００４７】
当業者は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータが、デジタルスイッチアレイコントローラを備えていてもよく、デジタルスイッチアレイコントローラが、例えば、デジタルステートマシンとして実装される、チャージポンプ回路の４個のセグメント化された制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４のそれぞれのスイッチセグメントを駆動するために、上述の第１および第２のクロック位相、スイッチセグメント位相および他の制御信号を適切なタイミングで生成するような構成の、組み合わせかつ順序的なデジタルロジックを含むことを理解するだろう。
【００４８】
スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの他の実施形態において、第１および第２の連続する出力電流パルスの間の相互パルス遅延ｔｇｓｗは、磁気インダクタンスアンテナの共振周期の約１．５倍、２．５倍または３．５倍などに設定してもよく、それでも磁気インダクタンスアンテナの電磁ノイズによる外乱の顕著な抑制を達成する。
【００４９】
図８は、スイッチドキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ１００の第３の実施形態に係る例示的なチャージポンプ回路２００、２００−１の動作に関連する種々の信号波形を含むグラフ８００を示す。このＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧レギュレータは、いわゆるパルス−スキッピング機構を適用し、コンバータのＤＣ出力電圧の制御を達成し、このことは、クロック信号の連続するクロックパルス間のタイムスパンが、負荷に依存して変わることを意味している。出力電圧レギュレータは、図４に模式的に示されるように、ＤＣ出力電圧から延び、レギュレータの制御入力に戻るフィードバックループを備えていてもよい。簡単に記載すると、出力電圧レギュレータは、電圧制御を目的としてパルススキッピング機構を適用するような構成であり、コンバータのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔでさらなる充電が必要な場合、例えば、ＤＣ出力電圧が目標とする電圧Ｖｒｅｆより下に低下したとき、１個のクロックパルスを伝送する、すなわち、クロック信号を低から高へ遷移させた後、高から低へ遷移させるように、チャージポンプ回路を制御する。しかし、本発明によれば、クロックパルスの幅は、Ｋ＊ｔｇｓｗである（ここで、Ｋは、正の奇数である［１，３，５…］）。グラフ８００に示されるクロック信号の波形ｃｌｋのそれぞれのクロックパルスの幅は、好ましくは、既に記載した公差の範囲内で、磁気インダクタンスアンテナの所定の共振周期の約半分である相互パルス遅延ｔｇｓｗにほぼ等しくなるように設定される。第１および第２の重なり合わないクロック位相ｐ１、ｐ２は、上述の対応する様式で、クロック信号ｃｌｋから導出される。位相間の遅延時間ｔｄは、上述の第１および第２のクロック位相が確実に重なり合わないようにする。この実施形態は、好ましくは、チャージポンプ回路の既に記載した制御可能な半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４それぞれについて、セグメント化されていないスイッチを使用する。したがって、第１および第２の半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、第１のクロック位相ｐ１によって駆動し、第３および第４の半導体スイッチＳＷ３、ＳＷ４は、第２のクロック位相ｐ２によって駆動する。あるいはこの逆である。充電電流Ｉｏｕｔの波形によって示されるように、連続する出力充電電流パルスの対ｐ１−１、ｐ１−２；ｐ２−１、ｐ２−２などは、本発明の既に記載した実施形態と同様に、ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に、時間経過に伴って繰り返し生成される。第１の出力電流パルスまたは充電電流パルスｐ１−１は、第２のクロック位相ｐ２の上昇縁部に応答して生成され、一方、そのすぐ後（すなわち、連続して）、第２の出力電流パルスｐ１−２が、第１のクロック位相ｐ１の上昇縁部に応答して生成され、その後も第１および第２のクロック位相ｐ１、ｐ２のそれぞれの上昇縁部、または開始時に、同様のことが行われる。それぞれのパルス対（例えば、出力電流パルスｐ１−１およびｐ１−２によって形成されるパルス対）の第１の出力電流パルスと第２の出力電流パルスとの間の相互パルス遅延は、ｔｇｓｗに実質的に等しくなるように設定され、磁気インダクタンスアンテナ中に誘発される既に記載した電磁気ノイズ信号の有利な��制をもたらす。この電磁気ノイズ信号の抑制または減衰は、第１および第２の出力充電電流パルスに関連するアンテナノイズ信号の対の間の弱め合う干渉によって生じる。
【００５０】
最適な相互パルス遅延を選択することによって得られる、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発される電磁気ノイズ信号の抑制を、グラフ８０２に示す。下のグラフ８１２は、±５０％で列挙した公差を参照しつつ既に記載したように、最適な相互パルス遅延には満たなくても、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発される電磁気ノイズ信号のかなりの抑制が可能であることを示す。
【００５１】
グラフ８０２の磁気インダクタンスアンテナ中で誘発されるスイッチングノイズパルス８０５（実線）は、磁気インダクタンスアンテナのＲＬＣモデルの電気回路シミュレーションを用いてシミュレーションしたものである。磁気インダクタンスアンテナの電気ＲＬＣモデルは、以下の値を有する。
Ｌａｎｔ＝４μＨ
Ｃａｎｔ＝６３．３ｐＦ
等価抵抗（Ｒａｎｔ）＝８ｋΩ
【００５２】
したがって、磁気インダクタンスアンテナは、１０ＭＨｚの共振周波数を有し、Ｑファクター＝３２である。アンテナの上述のＲＬＣ回路モデルの中に、ＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータから流れ出る、すなわち、出力キャパシタを充電する、スケーリングした態様の充電電流Ｉｏｕｔを注入し、充電電流Ｉｏｕｔとアンテナとの間の任意ではあるが十分に規定された磁気カップリングを模倣することによって、電気的なシミュレーションを行う。スイッチングノイズパルス８０５は、このＳＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータの連続する出力充電電流パルスｐ１−１、ｐ１−２によって誘発される電磁気ノイズ電圧を示し、ここで、相互パルス遅延ｔｇｓｗは、磁気インダクタンスアンテナの共振周期の半分に対応する５０ｎｓに設定される。スイッチングノイズパルス８１０（点線）は、対応する様式で作られるが、アンテナ共振周期の半分が、最適値の５０ｎｓから約＋７０％ずれた約８５ｎｓである。スイッチングノイズパルス８１０のピークの振幅およびエネルギーは、明らかに、スイッチングノイズパルス８０５の振幅およびエネルギーより両方とも顕著に大きい。
【００５３】
グラフ８１２のスイッチングノイズパルス８１５は、５０ｎｓの相互パルス遅延ｔｇｓｗが、実際の磁気インダクタンスアンテナの共振周期の半分と合っていないときの対応する電磁気ノイズ電圧を示す。スイッチングノイズパルス８１５は、相互パルス遅延ｔｇｓｗが上述の最適な時間遅延から２５％ずれるように、磁気インダクタンスアンテナの共振周期の半分を６２．５ｎｓに設定することによって得られる。グラフ８０２のスイッチングノイズパルス８０５を、グラフ８１２のスイッチングノイズパルス８１５と比較することによって、後者の相互パルス遅延が最適値に満たない値だと、最適値と比較して、電磁気ノイズ電圧の抑制に顕著な悪化が生じることが容易に明らかである。一方、スイッチングノイズパルス８１５を、以前のグラフ８００で作成したスイッチングノイズパルス８１０（点線）と比較することによって、６２．５ｎｓの最適値に満たない相互パルス遅延値であっても、磁気インダクタンスアンテナ中で誘発される電磁気ノイズ電圧がある程度抑制されることが容易に明らかである。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【外国語明細書】
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