(57)【要約】【課題】電力変換装置において、コストアップを抑制しつつ、モータの適切なトルク制御を実現できるようにする。【解決手段】供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し、モータに印加するインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御器（１２）と、を有し、制御器（１２）は、モータの回転速度に生じる脈動を抑制する脈動抑制部（３３）と、モータの状態に応じて脈動抑制部（３３）のオン／オフ状態を設定する脈動抑制制御部（３２）と、を有する。【選択図】図２
2018207699.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し、モータに印加するインバータ回路と、
前記インバータ回路を制御する制御器と、を有し、
前記制御器は、
前記モータの回転速度に生じる脈動を抑制する脈動抑制部と、
前記モータの状態に応じて前記脈動抑制部のオン／オフ状態を設定する脈動抑制制御部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記脈動抑制制御部は、
前記回転速度の変動幅が所定の回転速度判定値以上である場合、前記モータの制御上の磁極位置と検出した磁極位置との差である軸誤差の変動幅が所定の軸誤差脈動判定値以上である場合、または、前記モータが発生するトルクの脈動成分の変動幅が所定のトルク脈動判定値以上である場合、前記脈動抑制部をオン状態に設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記脈動抑制制御部は、
前記脈動抑制部をオン状態に設定した後、前記回転速度が所定のリセット幅以上変化すると、前記脈動抑制部をオフ状態に設定する回転速度判定部をさらに有する
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記脈動抑制部は、
前記回転速度の変動幅が所定の回転速度判定値以上である場合、前記モータの制御上の磁極位置と検出した磁極位置との差である軸誤差の変動幅が所定の軸誤差脈動判定値以上である場合、または、前記モータが発生するトルクの脈動成分の変動幅が所定のトルク脈動判定値以上である場合、前記回転速度を変化させるものである
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し、モータに印加するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御器と、前記モータによって駆動される圧縮機構と、を有し、
前記制御器は、
前記モータの回転速度に生じる脈動を抑制する脈動抑制部と、
前記モータの状態に応じて前記脈動抑制部のオン／オフ状態を設定する脈動抑制制御部と、
を有することを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置および空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機の圧縮機にはスクロール圧縮機、レシプロ圧縮機、ロータリ圧縮機等の様々な方式があり、これらの圧縮機に内蔵されたモータの負荷トルクには、回転周期に同期した脈動が発生する。この負荷トルク脈動により、回転速度が変動し圧縮機から振動が発生するという問題を引き起こす。この問題を解決する方法として、負荷トルク脈動に合わせてモータの出力トルクを調整し回転速度を一定に保つトルク制御が知られている。その一例として、下記特許文献１には、「交流同期電動機の回転駆動対象となる負荷装置が周期的な外乱を発生する場合に、この周期的な外乱を抑制しつつ、入力電力の低減を図った電動機制御装置を提供する」、および「負荷装置が発生するトルクの脈動成分を抽出２１し、それを補償するトルク制御２２において、脈動成分を補正する電流成分を制限するリミッタ２２７を設けることで達成できる」と記載されている（要約書参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１８０６０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
トルク制御を行うと圧縮機に内蔵されたモータの回転速度をほぼ一定に保つことができるが、モータの消費電力が増加するという問題が発生する。また、圧縮機の振動は圧縮機の固有振動数、モータの回転速度、冷媒配管の取付け状態等の影響を受けて変動する。そこで、圧縮機の振動が大きい場合にのみ、トルク制御を強めることができれば望ましい。これを実現するため、空気調和機毎に圧縮機の振動が大きくなる条件を調査し、その結果をインバータの制御器におけるトルク制御の条件に加味することが考えられる。しかし、圧縮機の振動すなわちモータの脈動が大きくなる条件を調査するためには、多くの工数を必要とし、コストアップにつながる。
本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、コストアップを抑制しつつ、モータの適切なトルク制御を実現できる電力変換装置および空気調和機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するため本発明の電力変換装置にあっては、供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し、モータに印加するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御器と、を有し、前記制御器は、前記モータの回転速度に生じる脈動を抑制する脈動抑制部と、前記モータの状態に応じて前記脈動抑制部のオン／オフ状態を設定する脈動抑制制御部と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、コストアップを抑制しつつ適切なトルク制御を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の第１実施形態によるモータ駆動システムのブロック図である。
【図２】第１実施形態における制御器のアルゴリズムを示すブロック図である。
【図３】変調前のＵ相電圧変調率、変調信号、および変調後のＵ相電圧変調率の波形図である。
【図４】ＰＷＭ信号およびキャリア信号の波形図である。
【図５】トルク制御判定部の制御アルゴリズムを示すブロック図である。
【図６】（ａ）トルク脈動成分推定値、（ｂ）その最大値および最小値、および（ｃ）リセット信号の波形図である。
【図７】（ａ）機械周波数、（ｂ）トルク制御フラグ、および（ｃ）脈動回避フラグの波形図である。
【図８】第２実施形態における制御器のアルゴリズムを示すブロック図である。
【図９】第２実施形態におけるトルク脈動判定部のアルゴリズムを示すブロック図である。
【図１０】第２実施形態における脈動回避制御部のアルゴリズムを示すブロック図である。
【図１１】第３実施形態による空気調和機の冷凍サイクル系統図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
［第１実施形態］
〈第１実施形態のハードウエア構成〉
以下、本発明の第１実施形態によるモータ駆動システムＳ１の詳細を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動システムＳ１のブロック図である。図１において、モータ駆動システムＳ１は、交流電圧源１からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路２と、インバータ装置３（電力変換装置）と、永久磁石同期モータ４（以下、モータ４という）と、を有している。モータ４は、永久磁石を埋設した回転子（図示せず）と、巻線を有する固定子（図示せず）とを備えている。
【０００９】
コンバータ回路２は、３相ダイオードブリッジ５と、直流リアクトル６と、平滑コンデンサ７と、を有している。交流電圧源１から３相ダイオードブリッジ５に３相交流電圧が供給されると、３相ダイオードブリッジ５から全波整流された電圧が出力される。３相ダイオードブリッジ５の出力はＰ側とＮ側があり、Ｐ側は直流リアクトル６に接続される。直流リアクトル６の出力と３相ダイオードブリッジ５のＮ側出力との間には平滑コンデンサ７が接続されている。そして、平滑コンデンサ７の端子間電圧は直流電圧としてコンバータ回路２から出力される。
【００１０】
コンバータ回路２から出力された直流電圧はインバータ装置３に入力される。インバータ装置３は、直流電圧検出回路８と、インバータ機能を有するＩＰＭ（Intelligent Power Module、インテリジェントパワーモジュール）９と、Ｕ相モータ電流検出回路１０と、Ｖ相モータ電流検出回路１１と、制御器１２と、ゲートドライブ回路１３と、を有している。
【００１１】
コンバータ回路２から供給された直流電圧はＩＰＭ９（インバータ）に入力される。ＩＰＭ９は６つのＩＧＢＴと、各ＩＧＢＴに並列に接続されたＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有している（共に符号なし）。そして、ＩＰＭ９は、ゲートドライブ回路１３から供給されたゲートトライブ信号１８によって各ＩＧＢＴがオン／オフすることにより、直流電圧を３相の交流電圧に変換する。この３相の交流電圧がインバータ装置３の出力となる。また、直流電圧検出回路８は、インバータ装置３に入力された直流電圧を計測し、計測結果を直流電圧検出信号１４として、制御器１２に供給する。
【００１２】
インバータ装置３が出力する３相交流電圧はモータ４の巻線に印加される。また、モータ４に流れる３相電流のうち、Ｕ相およびＶ相の電流検出回路１０，１１は、Ｕ相モータ電流検出信号１５とＶ相モータ電流検出信号１６とをそれぞれ制御器１２に供給する。制御器１２は、直流電圧検出信号１４と、Ｕ相モータ電流検出信号１５と、Ｖ相モータ電流検出信号１６とに基づいて、ＩＰＭ９内のＩＧＢＴをオン／オフするためのＤＵＴＹ比を演算し、該ＤＵＴＹ比を有するＰＷＭ信号１７を出力する。ＰＷＭ信号１７はゲートドライブ回路１３にてＩＧＢＴをオン／オフするために充分な電圧を有するゲートトライブ信号１８に変換される。
【００１３】
制御器１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラムや、各種データ等が格納されている。
【００１４】
〈第１実施形態のアルゴリズム構成〉
図２は、制御器１２のアルゴリズムを示すブロック図であり、制御プログラム等によって実現される機能をブロックとして示している。
図２において、Ｕ相モータ電流検出信号１５とＶ相モータ電流検出信号１６とは、Ａ／Ｄ変換器１９に入力される。そして、Ａ／Ｄ変換器１９は、Ｕ相モータ電流検出信号１５とＶ相モータ電流検出信号１６とに各々所定のゲインを乗算した結果をＵ相電流検出値ＩUおよびとＶ相電流検出値ＩVとして出力する。
【００１５】
ｄｑ変換器２０には、Ｕ相電流検出値ＩUと、Ｖ相電流検出値ＩVと、ｄ軸位相θdc（詳細は後述する）と、が入力される。そして、ｄｑ変換器２０は、下記［数１］に基づいて、ｄ軸電流検出値Ｉdcとｑ軸電流検出値Ｉqcとを出力する。
【数１】
2018207699.tif 000003
【００１６】
ここで、モータ４の電気角（機械角にモータ４の極対数を乗算した値）で回転する座標系を想定する。この座標系において永久磁石が発生する磁束の向きをｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とする。このｄ軸およびｑ軸を有する座標系を「ｄｑ軸座標系」と呼ぶ。上述したｄ軸電流検出値Ｉdcおよびｑ軸電流検出値Ｉqcは、ｄｑ軸座標系上の値である。
【００１７】
また、軸誤差演算部２１には、ｄ軸電流検出値Ｉdcと、ｑ軸電流検出値Ｉqcと、ｄ軸電圧指令値Ｖd*と、ｑ軸電圧指令値Ｖq*と、インバータ周波数ω1と、が入力される。そして、軸誤差演算部２１は、下記［数２］に基づいて軸誤差Δθcを演算し、出力する。なお、［数２］において、Ｒはモータ巻線抵抗値、Ｌdはモータｄ軸インダクタンス、Ｌqはモータｑ軸インダクタンスである。
【数２】
2018207699.tif 000004
【００１８】
ここで、モータ４の制御上の磁極位置は、「tan-1｛Ｖd*／Ｖq*｝」であり、検出した磁極位置は「tan-1｛Ｒ×Ｉdc−ω1×Ｌq×Ｉqc)／｛Ｒ×Ｉqc＋ω1×Ｌq×Ｉdc）｝」になる。すると、［数２］に示した軸誤差Δθcは、モータ４の制御上の磁極位置と検出した磁極位置との誤差になる。
【００１９】
ＰＬＬ制御部２２は、軸誤差Δθcを入力とした比例積分制御を行い、インバータ周波数ω1を算出する。ｄ軸位相更新部２３は、ｄ軸位相θdcの前回の（１演算周期前の）出力値にインバータ周波数ω1を該演算周期で除算した値Δθdcを加算する。そして、ｄ軸位相更新部２３は、加算後の値をｄ軸位相θdcの今回値として出力する。速度制御部２４は、インバータ周波数指令値ω1*（周波数指令値）とインバータ周波数ω1との偏差Δω（図示せず）を演算し、偏差Δωに基づいた比例積分制御を行い、ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する。
【００２０】
電流制御部２５は、ｑ軸電流指令値Ｉq*とｑ軸電流検出値Ｉqcとの偏差ΔＩq（図示せず）を演算し、偏差ΔＩqを入力とした比例積分制御を行い、ｑ軸電流指令補正量（図示せず）を算出する。また、電流制御部２５は、ｑ軸電流指令値Ｉq*にｑ軸電流指令補正量と、トルク制御出力電流指令値Ｉqsin*（詳細は後述する）と、を加算した値を第２のｑ軸電流指令値Ｉq**として出力する。さらに、電流制御部２５は、ｄ軸電流指令値Ｉd*とｄ軸電流検出値Ｉdcとの偏差ΔＩd（図示せず）を入力とした比例積分制御を行い、その結果を第２のｄ軸電流指令値Ｉd**として出力する。
【００２１】
ＶdＶq演算部２６は、インバータ周波数指令値ω1*と、第２のｑ軸電流指令値Ｉq**と、第２のｄ軸電流指令値Ｉd**とを入力とし、下記［数３］にてｄ軸電圧指令値Ｖd*とｑ軸電圧指令値Ｖq*とを算出する。なお、［数３］においてＫeはモータ４の誘起電圧定数である。
【数３】
2018207699.tif 000005
【００２２】
ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator、電圧補正）演算部２７は、ｄ軸電圧指令値Ｖd*と、ｑ軸電圧指令値Ｖq*とを入力とし、［数４］に基づいてモータ電圧位相δθを算出する。
【数４】
2018207699.tif 000006
【００２３】
また、ＡＶＲ演算部２７は、［数５］に基づいて、電圧指令波高値Ｖ1を算出する。
【数５】
2018207699.tif 000007
【００２４】
また、ＡＶＲ演算部２７は、直流電圧検出信号１４と所定のゲイン（直流電圧検出回路ゲインという）とを乗算した値である直流電圧検出値Ｖdcを算出し、［数６］に基づいて、モータ電圧変調率ＫhV1（図示せず）を算出する。
【数６】
2018207699.tif 000008
【００２５】
さらに、ＡＶＲ演算部２７は、［数７］に基づいて、ｄ軸電圧変調率ＫhVdとｑ軸電圧変調率ＫhVqとを算出し、出力する。
【数７】
2018207699.tif 000009
【００２６】
また、ｄｑ逆変換部２８は、ｄ軸電圧変調率ＫhVdとｑ軸電圧変調率ＫhVqと、ｄ軸位相θdcを入力とし、［数８］に基づいて、Ｕ相電圧変調率ＫhVuと、Ｖ相電圧変調率ＫhVvと、Ｗ相電圧変調率ＫhVwと、を出力する。
【数８】
2018207699.tif 000010
【００２７】
また、変調処理部２９は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率ＫhVu，ＫhVv，ＫhVwを三角波に近似する変調信号ＭＤで変調し、変調後のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率ＫhVu’，ＫhVv’，ＫhVw’を出力する。すなわち、変調後のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率ＫhVu’，ＫhVv’，ＫhVw’は、［数９］に示すようになる。
【数９】
2018207699.tif 000011
【００２８】
図３は、変調前のＵ相電圧変調率ＫhVuと、変調信号ＭＤと、変調後のＵ相電圧変調率ＫhVu’との波形図である。なお、対応するＶ相の信号は、Ｕ相に対して１２０°遅れ、対応するＷ相の信号は、Ｕ相に対して２４０°遅れた信号となるので、図示を省略する。
変調処理部２９において上述した変調処理を行うことにより、直流電圧検出値Ｖdcの利用率が向上し、モータ４を正弦波駆動する場合と比較して、インバータ装置の出力電圧が最大１５％向上する。また変調処理部２９では、上下限リミット処理も実行される。すなわち、出力値の上限値は１、下限値は−１に制限される。
【００２９】
図２に戻り、ＰＷＭ信号変換部３０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率ＫhVu’，ＫhVv’，ＫhVw’と、キャリア信号との大小関係をそれぞれ比較し、ＰＷＭ信号１７を出力する。ここで、ＰＷＭ信号１７は、Ｕ相Ｐ側ＰＷＭ信号、Ｕ相Ｎ側ＰＷＭ信号、Ｖ相Ｐ側ＰＷＭ信号、Ｖ相Ｎ側ＰＷＭ信号、Ｗ相Ｐ側ＰＷＭ信号、およびＷ相Ｎ側ＰＷＭ信号の６つの信号を有している。
【００３０】
図４は、これらＰＷＭ信号およびキャリア信号ＣＲの波形図である。図示のように、キャリア信号ＣＲは、定周期の三角波である。また、各相のＰ側ＰＷＭ信号とＮ側ＰＷＭ信号は、オン／オフが反転した信号となる。
【００３１】
図２に戻り、トルク脈動推定部３１は、軸誤差Δθcを入力としてトルク脈動成分推定値ΔＴmcを出力する。ΔＴmcを演算する方法は、例えば、上記特許文献１（特開２００６−１８０６０５号公報）の段落００１７〜００２８に記載の方法を適用することができる。トルク制御判定部３２は、軸誤差Δθcと、インバータ周波数ω1と、トルク脈動成分推定値ΔＴmcと、に基づいて、トルク制御フラグＦＬＧtrq（詳細は後述する）を出力する。また、トルク制御部３３は、トルク脈動成分推定値ΔＴmcと、トルク制御フラグＦＬＧtrqと、に基づいて、上述したトルク制御出力電流指令値Ｉqsin*を出力する。
【００３２】
図５は、トルク制御判定部３２の制御アルゴリズムを示すブロック図である。
図５において、ピーク保持部４０は、軸誤差Δθc、トルク脈動成分推定値ΔＴmc、およびインバータ周波数ω1の最大値および最小値をそれぞれ保持する。
ここで、Δθc、ΔＴmcおよびω1の脈動周期について検討する。モータ４（図１参照）がレシプロ圧縮機構やロータリ圧縮機構等の負荷を駆動することを想定すると、負荷トルクの脈動がモータ４の振動の主な原因になる。ここで、Δθc、ΔＴmcおよびω1の脈動は、モータ４の機械周波数ωm（図示せず）に同期する。そして、モータ４に埋設された永久磁石の極対数をＰｔとすると、機械周波数ωmは、「ωm＝ω1／Ｐｔ」となる。周期判定処理部４８は、インバータ周波数ω1と極対数Ｐｔとに基づいて、すなわち「１／ωm」毎にピーク保持部４０にリセット信号を出力する。ピーク保持部４０は、リセット信号を受信すると、保持しているΔθc、ΔＴmcおよびω1の最大値および最小値をリセットする。
【００３３】
減算器４２，４４，４６は、ピーク保持部４０から出力されたΔθc、ΔＴmcおよびω1の最大値から最小値を減算することにより、これらの振動振幅を各々出力する。これらの振動振幅を軸誤差脈動振動振幅Ａθc、トルク脈動振動振幅ＡＴmc、およびインバータ周波数脈動振動振幅Ａω1と呼ぶ。
【００３４】
図６（ａ）は、トルク脈動成分推定値ΔＴmcの波形図である。図６（ｂ）は、ピーク保持部４０から出力される、トルク脈動成分推定値ΔＴmcの最大値および最小値の波形図である。この最大値および最小値の差が振動振幅ＡＴmcになる。また、図６（ｃ）は、周期判定処理部４８から出力されるリセット信号の波形図である。
【００３５】
図５に戻り、比較器５２，５４，５６は、振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1と、これらに対応する判定値とを各々比較する。これらの判定値を軸誤差脈動判定値Ｂθc、トルク脈動判定値ＢＴmc、およびインバータ周波数脈動判定値Ｂω1と呼ぶ。軸誤差脈動判定値Ｂθcは１０ｄｅｇ程度にすることが好ましく、トルク脈動判定値ＢＴmcはモータ４の定格トルクの２０％程度にすることが好ましい。また、インバータ周波数脈動判定値Ｂω1は、４ｒｐｓ（revolutions per second）程度にすることが好ましい。
【００３６】
すなわち、比較器５２，５４，５６は、振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1が、対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1以上であれば、“１”信号を出力し、それ以外の場合に“０”信号を出力する。ＯＲ回路５８は、比較器５２，５４，５６の出力信号の論理和を脈動回避フラグＦＬＧpulseとして出力する。すなわち、振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1のうち何れかが、対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1以上であれば、ＯＲ回路５８は脈動回避フラグＦＬＧpulseを“１”に設定する。一方、振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1の全てが対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1未満であれば、ＯＲ回路５８は脈動回避フラグＦＬＧpulseを“０”に設定する。
【００３７】
回転速度判定部６０は、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“０”から“１”に切り替わると、その出力信号であるトルク制御フラグＦＬＧtrqを“０”から“１”に切り替える。また、回転速度判定部６０は、トルク制御フラグＦＬＧtrqを“０”から“１”に切り替えた際のインバータ周波数ω1をラッチする。ラッチしたインバータ周波数ω1を、ラッチ周波数ω1Rと呼ぶ。回転速度判定部６０は、トルク制御フラグＦＬＧtrqが“１”である場合には、その後、インバータ周波数ω1を監視する。そして、インバータ周波数ω1とラッチ周波数ω1Rとの差の絶対値すなわち｜ω1−ω1R｜が所定値（リセット幅ＤＷ）以上になると、トルク制御フラグＦＬＧtrqを“１”から“０”に切り替える。
【００３８】
〈第１実施形態の動作〉
次に、本実施形態の動作を説明する。
図７（ａ）は、モータ４の回転速度すなわち機械周波数ωmの変化の一例を示す波形図である。上述したように、モータ４の極対数をＰｔとすると、機械周波数ωmは、「ωm＝ω1／Ｐｔ」に等しい。機械周波数ωmは、時間の経過とともに上昇しており、時刻ｔ1においてωm1であり、時刻ｔ3においてωm3になっている。
【００３９】
図７（ｂ）および（ｃ）は、各々、トルク制御フラグＦＬＧtrqおよび脈動回避フラグＦＬＧpulseの波形図である。時刻ｔ1において、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“１”に立ち上がったとする。すなわち、図５に示した振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1のうち何れかが、対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1以上になったこととする。
【００４０】
すると、時刻ｔ1には、回転速度判定部６０は、トルク制御フラグＦＬＧtrqを“０”から“１”に切り替えるとともに、その時点におけるインバータ周波数ω1を、ラッチ周波数ω1Rとしてラッチする。すなわち、図７（ａ）に示す機械周波数ωm1は、「ω1R／極対数Ｐｔ」に等しい。その後、時刻ｔ2において、脈動回避フラグＦＬＧpulseは、“０”に立ち下がっている。すなわち、図５に示した振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1の全てが、対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1未満になったこととする。
【００４１】
但し、時刻ｔ2においても、回転速度判定部６０は、トルク制御フラグＦＬＧtrqを従前の値（“１”）に保持し続ける。その後、時刻ｔ3に、機械周波数ωmがωm3（＝ωm1＋リセット幅ＤＷ／極対数Ｐｔ）以上になると、回転速度判定部６０はリセットされ、トルク制御フラグＦＬＧtrqは“０”に立ち下がる。なお、「ＤＷ／Ｐｔ」は、例えば１０ｒｐｓ程度に設定するとよい。
【００４２】
図２に戻り、トルク制御部３３は、トルク制御フラグＦＬＧtrqが“１”であればトルク制御を実行し、ＦＬＧtrqが“０”であればトルク制御を停止する。すなわち、トルク制御フラグＦＬＧtrqが“０”であれば、トルク制御部３３は、トルク制御出力電流指令値Ｉqsin*を零値に設定する。一方、ＦＬＧtrqが“１”であれば、トルク制御部３３は、トルク脈動推定部３１が出力するトルク脈動成分推定値ΔＴmcに基づいて、非零値のトルク制御出力電流指令値Ｉqsin*を出力する。ここで、トルク制御出力電流指令値Ｉqsin*の計算方法については、上述した特許文献１（特開２００６−１８０６０５号公報）の明細書、段落００２９〜００３３に記載の方法を用いることができる。
【００４３】
〈第１実施形態の効果〉
以上説明したように、本実施形態における制御器（１２）は、モータ（４）の回転速度に生じる脈動を抑制する脈動抑制部（３３）と、モータ（４）の状態に応じて脈動抑制部（３３）のオン／オフ状態を設定する脈動抑制制御部（３２）と、を有する。
これにより、モータ（４）の脈動が大きくなる条件を予め調査しておく必要がなくなるため、コストアップを抑制しつつ適切なトルク制御を実現できる。
【００４４】
さらに、脈動抑制制御部（３２）は、回転速度（ω1）の変動幅（Ａω1）が所定の回転速度判定値（Ｂω1）以上である場合、モータ（４）の制御上の磁極位置と検出した磁極位置との差である軸誤差（Δθc）の変動幅（Ａθc）が所定の軸誤差脈動判定値（Ｂθc）以上である場合、または、モータ（４）が発生するトルクの脈動成分（ΔＴmc）の変動幅（ＡＴmc）が所定のトルク脈動判定値（ＢＴmc）以上である場合、脈動抑制部（３３）をオン状態に設定する。
これにより、モータ（４）の脈動が大きくなったか否かを、様々な条件に基づいて検出し、脈動抑制部（３３）をオン状態に設定できる。
【００４５】
さらに、脈動抑制制御部（３２）は、脈動抑制部（３３）をオン状態に設定した後、回転速度（ω1）が所定のリセット幅（ＤＷ）以上変化すると、脈動抑制部（３３）をオフ状態に設定する回転速度判定部（６０）をさらに有する。
これにより、脈動抑制部（３３）をオン状態に設定した後に、回転速度（ω1）が大きく変化すると、脈動抑制部（３３）を自動的にオフ状態に設定する。
【００４６】
［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態によるモータ駆動システムの詳細を説明する。なお、以下の説明において、図１〜図７の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
本実施形態のハードウエア構成は、第１実施形態のもの（図１参照）と同様である。但し、本実施形態のモータ駆動システムＳ２は、第１実施形態における制御器１２（図２参照）に代えて、図８に示す制御器７０が適用される。ここで、図８は、本実施形態における制御器７０のアルゴリズムを示すブロック図である。
【００４７】
制御器７０は、第１実施形態の制御器１２におけるトルク制御判定部３２およびトルク制御部３３に代えて、トルク脈動判定部７２と、脈動回避制御部７４と、加算器７６と、を有している。
【００４８】
図９は、トルク脈動判定部７２のアルゴリズムを示すブロック図である。トルク脈動判定部７２は、第１実施形態のトルク制御判定部３２（図５参照）から回転速度判定部６０を除去したものであり、上述したように、ＯＲ回路５８から脈動回避フラグＦＬＧpulseを出力する。
【００４９】
また、図１０は、脈動回避制御部７４のアルゴリズムを示すブロック図である。脈動回避制御部７４は、乗算器８０と、スイッチ８２と、積分器８４と、リミッタ８６と、を有している。
【００５０】
ここで、乗算器８０およびスイッチ８２には、正値であるインバータ周波数加算値ΔＰが供給される。乗算器８０は、ΔＰに−１を乗算し出力する。スイッチ８２は、脈動回避フラグＦＬＧpulseは“１”であるときにΔＰを選択し、ＦＬＧpulseが“０”であるときに−ΔＰを選択する。積分器８４は、スイッチ８２から供給された信号を積分する。また、リミッタ８６は、積分器８４の出力を所定の上限値Ｐmaxと下限値Ｐminの範囲内に制限し、その結果をインバータ周波数差分値ω1pulseとして出力する。
【００５１】
ここで、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“１”になると、スイッチ８２を介して、正値であるインバータ周波数加算値ΔＰが積分器８４に入力される。これにより、積分器８４の出力は、時間の経過とともに徐々に大きくなる。リミッタ８６は、この積分結果をインバータ周波数差分値ω1pulseとして出力する。但し、積分結果が上限値Ｐmax以上になると、リミッタ８６は、上限値Ｐmaxをインバータ周波数差分値ω1pulseとして出力する。
【００５２】
一方、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“０”になると、スイッチ８２を介して、負値である−ΔＰが積分器８４に入力される。これにより、積分器８４の出力は、時間の経過とともに徐々に小さくなる。リミッタ８６は、この積分結果をインバータ周波数差分値ω1pulseとして出力する。但し、積分結果が下限値Ｐmin以下になると、リミッタ８６は、下限値Ｐminをインバータ周波数差分値ω1pulseとして出力する。
【００５３】
図８に戻り、加算器７６は、インバータ周波数差分値ω1pulseと、インバータ周波数指令値ω1*とを加算し、その加算結果「ω1*＋ω1pulse」は速度制御部２４およびＶdＶq演算部２６に入力される。これにより、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“０”である場合（振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1の全てが対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1未満である場合）、インバータ周波数ω1は、「ω1*−ω1pulse」付近の値になる。一方、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“１”である場合（振動振幅Ａθc，ＡＴmc，Ａω1のうち何れかが、対応する判定値Ｂθc，ＢＴmc，Ｂω1以上である場合）、インバータ周波数ω1は、「ω1*＋ω1pulse」付近の値になる。
【００５４】
換言すれば、モータ４の振動が小さい場合にインバータ周波数ω1は、「ω1*−ω1pulse」付近の値になる一方、モータ４の振動が大きい場合にインバータ周波数ω1は、「ω1*＋ω1pulse」付近の値になる。すなわち、本実施形態においては、モータ４の振動が大きくなると、インバータ周波数ω1を増加させる。
【００５５】
モータ４がレシプロ圧縮機構やロータリ圧縮機構等（図示せず）の負荷を駆動する場合、圧縮機構の固有振動数とモータ４の回転速度とが近似すると、共振が発生し、モータ４の振動が大きくなる。共振が発生した場合、モータ４の回転速度を圧縮機の固有振動数からずらすことによって振動を低減できる。また、ロータリ圧縮機構等においては、モータ４の回転速度が低いほど、トルク脈動による圧縮機の振動が発生しやすく、モータ４の回転速度を上げることによって圧縮機の振動を下げることができる。このような理由により、モータ４の振動が大きい場合は、インバータ周波数ω1を上げ、回転速度を上げると好ましいことが解る。
【００５６】
従って、本実施形態において、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“０”であるとき、脈動抑制をオフ状態にすることになり、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“１”であるとき、脈動抑制をオン状態にすることになる。
【００５７】
以上のように、本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏する。さらに、本実施形態によれば、脈動抑制部（７４）は、回転速度（ω1）の変動幅（Ａω1）が所定の回転速度判定値（Ｂω1）以上である場合、モータ（４）の制御上の磁極位置と検出した磁極位置との差である軸誤差（Δθc）の変動幅（Ａθc）が所定の軸誤差脈動判定値（Ｂθc）以上である場合、または、モータ（４）が発生するトルクの脈動成分（ΔＴmc）の変動幅（ＡＴmc）が所定のトルク脈動判定値（ＢＴmc）以上である場合、回転速度（ω1）を変化させる。
これにより、回転速度（ω1）を自動的に変化させ、モータ（４）の脈動を抑制できる。
【００５８】
［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態による空気調和機について説明する。図１１は、本実施形態による空気調和機１００の冷凍サイクル系統図である。
図１１に示すように、本実施形態の空気調和機１００は、室外機１１０と、室内機１２０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管１３１と、液配管１３２と、を備えている。
【００５９】
そして、室外機１１０は、圧縮機１１１と、四方弁１１２と、室外熱交換器１１３と、室外膨張弁１１４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。また、室外機１１０は、室外電気箱１４１と、室外ファン１１５と、室外ファンモータ１１６と、を備えている。
【００６０】
また、室外ファン１１５は室外ファンモータ１１６によって回転駆動され、室外熱交換器１１３を冷却する。
圧縮機１１１は、モータ４と、モータ４によって駆動される圧縮機構３５と、を備えている。また、室外電気箱１４１は、上記第１実施形態または第２実施形態におけるコンバータ回路２と、インバータ装置３とを備えている。
【００６１】
また、室内機１２０は、室内熱交換器１２３と、室内膨張弁１２４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機１２０は、室内ファン１２５と、室内ファンモータ１２６と、室内電気箱１４２と、を備えている。また、室内ファン１２５は室内ファンモータ１２６によって回転駆動され、室内熱交換器１２３を冷却する。また、室内電気箱１４２は、室内ファンモータ１２６のインバータ制御等を行うための、各種電気回路を収納している。四方弁１１２は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁１１４と室内膨張弁１２４は、冷媒を減圧して低温低圧にする。
【００６２】
次に、本実施形態における空気調和機１００の動作について、冷房運転を例にとって説明する。なお、図１１の各部に示した矢印は、空気調和機１００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
冷房運転において、四方弁１１２は、実線で示すように、圧縮機１１１の吐出側と熱交換器１１３とを連通させ、圧縮機１１１の吸入側とガス配管１３１とを連通させる。
【００６３】
圧縮機１１１から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状である。この冷媒は、四方弁１１２を通過し、熱交換器１１３側に流れる。熱交換器１１３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン１１５により供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の膨張弁１１４および液配管１３２を通過して、室内機１２０に流入する。室内機１２０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁１２４により減圧されて、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。
【００６４】
この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内の熱交換器１２３に流入して、室内ファン１２５により供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱により冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管１３１を通過し、室外機１１０に戻される。室外機１１０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁１１２を通過し、圧縮機１１１に吸入され、再度圧縮機１１１で圧縮されることにより、一連の冷凍サイクルが形成される。
【００６５】
以上のように、本実施形態の空気調和機１００は、第１実施形態または第２実施形態に係るインバータ装置３を備えるため、空気調和機１００のコストアップを抑制しつつ、モータ４に対して適切なトルク制御を実現できる。
【００６６】
［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
【００６７】
（１）上記各実施形態における制御器１２，７０のハードウエアは一般的なコンピュータによって実現できるため、図２，図５，図８，図９，図１０等に示したブロック図に係るプログラム等や、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。
【００６８】
（２）また、図２，図５，図８，図９，図１０等に示したアルゴリズムは、上記実施形態ではプログラムを用いたソフトウエア的な処理として実現したが、その一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。
【００６９】
（３）上記第１，第２実施形態において、トルク制御判定部３２（図５参照）およびトルク脈動判定部７２（図８参照）は、軸誤差脈動振動振幅Ａθc、トルク脈動振動振幅ＡＴmc、およびインバータ周波数脈動振動振幅Ａω1の値に基づいて、脈動回避フラグＦＬＧpulseの値を設定した。しかし、モータ４の状態に応じて、トルク制御部３３または脈動回避制御部７４のオン／オフ状態を決定する方法は上述のものに限定されるわけではない。例えば、モータ４に振動センサを装着し、振動の大きさが所定値以上になった場合にも、脈動回避フラグＦＬＧpulseを“１”に設定するようにしてもよい。
【００７０】
（４）上記第２実施形態において、脈動回避制御部７４は、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“１”であるときは、“０”であるときよりもインバータ周波数ω1が高くなるようにスイッチ８２（図１０参照）を制御した。しかし、逆に、脈動回避フラグＦＬＧpulseが“１”であるときは、“０”であるときよりもインバータ周波数ω1が低くなるようにスイッチ８２を制御してもよい。
【００７１】
（５）また、第１，第２実施形態のモータ駆動システムは、第３実施形態の空気調和機１００のみならず、換気扇、冷凍機、洗濯機、掃除機、工業機械、電気自動車、鉄道車両、船舶、エレベータ、エスカレータ等、種々の電気機器に適用することができる。これにより、これらの電気機器においては、その用途に応じて優れた性能を発揮できる。
【符号の説明】
【００７２】
４  モータ
１２，７０  制御器
３２  トルク制御判定部（脈動抑制制御部）
３３  トルク制御部（脈動抑制部）
３５  圧縮機構
６０  回転速度判定部
７２  トルク脈動判定部（脈動抑制制御部）
７４  脈動回避制御部（脈動抑制部）
１００  空気調和機
ω1  インバータ周波数（回転速度）
Δθc  軸誤差
ΔＴmc  トルク脈動成分推定値（トルクの脈動成分）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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