(57)【要約】【課題】小型でかつ音声信号を正確に得ることができるアンテナ装置を提供することを目的とする。【解決手段】信号処理装置５０は、アンテナから入力されるアナログ電気信号をサンプリング部５０２でサンプリングし、得られたデジタル信号に対して処理部５０３でデジタル処理を行うことで所望のチャネル周波数の信号成分を抽出する。  関数生成部５０６は、チャネル周波数指定部５０４で指定されたチャネル周波数を引数とする正弦関数及び余弦関数を生成する。処理部５０３は、得られたデジタル信号に対して正弦関数及び余弦関数をそれぞれ乗算し、それぞれの積について、チャネル周波数の周期の整数倍の積分区間で積分を行う。処理部５０３は、更に、得られた積分結果からチャネル周波数の信号成分を抽出する。【選択図】図３
2018137593.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナエレメントと、該アンテナエレメントの給電点に電気的に接続される信号処理装置とを含み、
前記信号処理装置は、
所定周波数帯において割り当てられた第１チャネル周波数の周期の整数倍を積分区間として決定する区間決定手段と、
前記第１チャネル周波数を引数とする直交関数を生成する関数生成手段と、
前記アンテナエレメントで検知したアナログ電気信号を取り込む信号取込手段と、
前記アナログ電気信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングすることによりデジタル電気信号を生成するサンプリング手段と、
前記直交関数と前記デジタル電気信号とを乗算するとともにその乗算値を前記積分区間にわたって積分し、該積分値に基づいて前記第１チャネル周波数の信号成分を抽出する処理手段と、
を有することを特徴とするアンテナ装置。
【請求項２】
前記区間決定手段は、所定周波数帯において割り当てられた複数のチャネル周波数の各々の周期の整数倍を積分区間として決定可能であり、
前記関数生成手段は、すべてのチャネル周波数を引数とする直交関数を生成可能であることを特徴とする、
請求項１に記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記区間決定手段は、前記複数のチャネル周波数の最大公約数の周期の整数倍、または前記複数のチャネル周波数の公約数の整数分の１を積分区間として決定することを特徴とする、
請求項２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記所定周波数帯はＡＭ放送に用いられている周波数帯であり、
前記区間決定手段は、９ｋＨｚの周期の整数倍の時間を前記積分区間として決定することを特徴とする、
請求項２に記載のアンテナ装置。
【請求項５】
前記関数生成手段は、前記複数のチャネル周波数の各々毎に当該チャネル周波数を引数とする互いに異なる２つの直交関数を生成可能であり、
前記処理手段は、前記デジタル電気信号に、前記第１チャネル周波数を引数とする前記２つの直交関数を乗算するとともに、各乗算値を前記積分区間にわたって積分することにより互いに直交する二つの信号成分を生成し、さらに前記二つの信号成分のベクトルの大きさに基づいて前記チャネル周波数の信号成分を生成することを特徴とする、
請求項１ないし４のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記複数のチャネル周波数毎に生成された前記直交関数を保持する関数保持手段を備えており、
前記処理手段は、前記第１チャネル周波数又は当該第１チャネル周波数を含む複数のチャネル周波数の指定を契機に、前記デジタル電気信号に各チャネル周波数を引数とする前記直交関数を読み出して乗算するとともに、それらの乗算値を前記決定した積分区間にわたって積分し、それぞれの積分値に基づいて各チャネル周波数の信号成分を抽出することを特徴とする、
請求項５に記載のアンテナ装置。
【請求項７】
前記直交関数が正弦関数及び余弦関数であることを特徴とする、
請求項１ないし６のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項８】
前記抽出した信号成分を車両に搭載される電子機器に向けて出力する出力手段をさらに備えることを特徴とする、
請求項１ないし７のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項９】
車両に取り付けたときに約１５ｍｍ以下の高さで突出するアンテナケースと、
前記アンテナケースを気密に封止するためのベース部材とを備えており、
前記アンテナエレメントが前記アンテナケースの内壁又は前記ベース部材上に固定されていることを特徴とする、
請求項１ないし８のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項１０】
前記直交関数のチャネル周波数ごとに定められた定数を絶対値に乗じて前記積分処理を行うことを特徴とする、
請求項５に記載のアンテナ装置。
【請求項１１】
請求項１ないし１０のいずれかに記載のアンテナ装置から前記信号成分を取得して再生する再生手段を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項１２】
アンテナエレメントの給電点に電気的に接続され、該アンテナエレメントで検知したアナログ電気信号を取り込む機能を有するコンピュータを信号処理装置として動作させるためのコンピュータプログラムであって
前記コンピュータを、
所定周波数帯において割り当てられた第１チャネル周波数の周期の整数倍を積分区間として決定する区間決定手段、
前記第１チャネル周波数を引数とする直交関数を生成する関数生成手段、
前記アナログ電気信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングすることによりデジタル電気信号を生成するサンプリング手段、
前記直交関数と前記デジタル電気信号とを乗算するとともにその乗算値を前記積分区間にわたって積分し、該積分値に基づいて前記第１チャネル周波数の信号成分を抽出する処理手段、
として機能させるコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両用のアンテナ装置、受信装置及びコンピュータプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
車両用のアンテナ装置として、アンテナケースにアンテナエレメントと回路基板とを収容したものが知られている。アンテナエレメントは、線状、棒状、板状又はこれらを組み合わせたものが使用されている。回路基板にはフィルタや増幅器などが実装される。アンテナエレメントで検知された電気信号は、フィルタにより所望の帯域外の周波数が除去された後、増幅器で増幅され、車内の受信装置に向けて出力される。フィルタはＬＣリアクタンス素子等を用いたハードウェアにより構成されているのが一般的である。
【０００３】
車両用のアンテナ装置のうち、ＡＭ波帯を受信するものは、受信利得を高めるためにアンテナエレメントが車体から突出したり、広い面積をとるものが多い。そのため、アンテナエレメントには、受信性能を維持しつつその低背化、小型化が望まれている。例えば特許文献１に開示された車載用アンテナ装置は、車両のルーフ上に固定される平板状のベースプレート部、ベースプレート部に載置される回路基板、ベースプレート部に立設されたスペーサで回路基板の上方に非接触に配置された二つのアンテナエレメント（第１アンテナエレメント、第２アンテナエレメント）を備えて構成される。
第２アンテナエレメントは、第１アンテナエレメントの後方（車両の後方）に配置することで電波を受信し易くしている。そして、二つのアンテナエレメントを一体としてアンテナエレメントとして動作させている。このように、特許文献１に開示されたアンテナ装置は、アンテナエレメントの配置を工夫することによって、受信性能を維持しつつ小型化を図るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−１１０６０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示された車載用アンテナ装置のようにアンテナエレメントを小型化すると、十分な利得が得られなくなるという課題が残る。特に、ＡＭ波帯では、信号の波長に比べてアンテナエレメントの長さが１／１０００を遙かに超えるためインピーダンスが数ＭΩとなり、接続されるケーブルの７５Ω、５０Ωに比べて極めて高くなる。そのため、インピーダンス整合が困難となり、帯域も狭くなるという問題がある。
【０００６】
一方、近年は、アンテナエレメントで検知した受信電圧をデジタル処理して音声データを得るソフトウェアラジオ（ＳＤＲ：Software Defined Radio）も市場に登場している。ただし、現在のＳＤＲはＦＭ波帯やＵＨＦ帯を受信するものであり、それ以下の周波数帯のものは、本願発明者らが認識している限り使用されていない。ＳＤＲはインピーダンス整合をとる必要がなく、アンテナエレメントの給電点での受信電圧を検知するのみで足りるため、整合の問題は生じない。しかし、給電点で検知される受信電圧は極めて微弱で、どの周波数帯でも数μＶのオーダーとなる。そのため、このような微弱な受信電圧から精度良く信号成分を抽出することは困難である。また、従来のＳＤＲでは、ノイズや他のチャネル周波数の信号成分の影響が考慮されていない。
本発明は、例えばＡＭ波帯のような低い周波数帯であっても、ノイズや他のチャネル周波数の信号成分の影響を限りなく低減させ、所望の周波数の信号成分を効率的かつ安定に取得することができるアンテナ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のアンテナ装置は、アンテナエレメントと、このアンテナエレメントの給電点に電気的に接続される信号処理装置とを含んで構成される。
前記信号処理装置は、所定周波数帯において割り当てられた第１チャネル周波数の周期の整数倍を積分区間として決定する区間決定手段と、前記第１チャネル周波数を引数とする直交関数を生成する関数生成手段と、前記アンテナエレメントで検知したアナログ電気信号を取り込む信号取込手段と、前記アナログ電気信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングすることによりデジタル電気信号を生成するサンプリング手段と、前記直交関数と前記デジタル電気信号とを乗算するとともにその乗算値を前記積分区間にわたって積分し、該積分値に基づいて前記第１チャネル周波数の信号成分を抽出する処理手段と、を有するものである。
チャネル周波数とは、信号の受信に必要な幅をもつ周波数をいう。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、第１チャネル周波数を引数とする直交関数を生成し、この直交関数とデジタル電気信号との乗算値を第１チャネル周波数の周期の整数倍である積分区間にわたって積分し、該積分値に基づいて第１チャネル周波数の信号成分を抽出するので、ノイズの影響が低減し、かつ、第１チャネル周波数の信号成分以外の信号成分の影響がゼロとなる。そのため、当該第１チャネル周波数の信号成分を効率的かつ安定に取得することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】（ａ）〜（ｃ）は本実施形態に係るアンテナ装置の概略説明図。
【図２】信号処理装置のハードウェア構成図。
【図３】信号処理装置の機能構成図。
【図４】信号処理装置におけるソフトウェア処理の手順説明図。
【図５】（ａ）〜（ｃ）はサンプリング及び乗算処理の説明図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明をＡＭ波帯の受信に用いられるアンテナ装置に適用した場合の実施の形態例を説明する。図１（ａ）は本実施形態に係るアンテナ装置の構造説明図、（ｂ）は取付状態を示す側面図、（ｃ）は上面図である。本実施形態のアンテナ装置１は、樹脂製のアンテナケース１０と、このアンテナケース１０の開口部を気密に封止する樹脂製のベース部材２０とを有する。アンテナケース１０は、長さＬが約１００ｍｍ、幅Ｗが約８０ｍｍ、接地電位の取付面からの高さＨが約１５ｍｍの立体形状のものである。ベース部材２０の表面中央部には回路基板３０がネジ止め固定されており、回路基板３０の表面には、アンテナエレメント４０と信号処理装置５０とが実装されている。また、ベース部材２０の中央部は回路基板３０よりも径の小さい孔部が形成されており、この孔部に金属製の取付機構６０が設けられている。取付機構６０は中空のものであり、その外周部は車両ルーフなどにネジ止め固定される。取付機構６０の中空部にはその一端が回路基板３０と電気的に接続され、他端が図示しない車内通信ネットワークと接続される信号ケーブルが貫通している。
【００１１】
アンテナエレメント４０は、例えば筒状の樹脂製ホルダに線状導体を巻回し、その上端に金属板を取付面（車両ルーフ）と略平行に設けたものである。線状導体の下端は給電点であり、信号処理装置５０の入力端と電気的に接続される。なお、アンテナエレメント４０は、線状導体のみ、あるいは、フェライトバーなどで構成することもできる。
【００１２】
信号処理装置５０は、例えばＦＰＧＡ（field-programmable gate array）、つまり機能構成を任意に設定できるハードウェアデバイスで構成される。機能構成は、ハードウェア記述言語などを使って指定される。図２は、この信号処理装置５０のハードウェア構成図である。信号処理装置５０は、ＣＰＵ５１、ＲＡＭ５２、ＲＯＭ５３を有するコンピュータと、複数の論理ブロックを含むメモリデバイス５４と、入力インターフェース５５と、出力インターフェース５６とを含んで構成される。論理ブロックは関数演算等を実行したり、関数や演算結果等を保持する論理回路の集合である。入力インターフェース５５はアンテナエレメント４０及び車内通信ネットワークとそれぞれ信号ケーブルを通じて電気的に接続される。出力インターフェース５６は、車内通信ネットワークと信号ケーブルを通じて接続される。コンピュータ、メモリデバイス５４、入力インターフェース５５及び出力インターフェース５６は、それぞれ内部バスＢ１を介して接続される。
【００１３】
ＣＰＵ（Central Processing Unit）５１は、上記ハードウェア記述言語を含むコンピュータプログラムやデータを読み出し、信号処理装置５０に所定機能を実行するための各種機能部を形成する。ＲＡＭ（Random Access Memory）５２はＣＰＵ５１のワークメモリである。ＲＯＭ（Read Only Memory）５３にはＣＰＵ５１に読み出される書き換え不能なデータや基本制御プログラムなどが格納されている。
【００１４】
コンピュータプログラムやデータによって信号処理装置５０に形成される機能の構成図を図３に示す。信号処理装置５０は、信号取込部５０１、サンプリング部５０２、処理部５０３、チャネル周波数指定部５０４、区間決定部５０５、関数生成部５０６、関数保持部５０７の機能を有する。サンプリング部５０２にはＣＰＵ５１の動作クロックを分周した所定周波数（本実施形態では３６[ＭＨｚ]）のクロックが入力される。
【００１５】
信号取込部５０１は、アンテナエレメント４０で検知したアナログ電気信号を取り込む。サンプリング部５０２は、アナログ電気信号を上記クロックで時刻ｔｎにおいてサンプリングすることによりデジタル電気信号を生成する。
処理部５０３は、デジタル電気信号を処理して所望のチャネル周波数の信号成分を抽出する。チャネル周波数は、チャネル周波数指定部５０４から処理部５０３に入力される。区間決定部５０５は、所定周波数帯において割り当てられた複数のチャネル周波数の各々の周期の整数倍を積分区間として決定する。本実施形態では、チャネル周波数指定部５０４から入力されたチャネル周波数から後述する積分区間を決定して処理部５０３に入力する。
【００１６】
関数生成部５０６は、複数のチャネル周波数の各々毎に当該チャネル周波数を引数とする互いに異なる２つの直交関数を生成可能な機能である。本実施形態では、チャネル周波数指定部５０４から入力されたチャネル周波数からチャネル周波数を引数とする直交関数を生成し、サンプリングを行った各時刻ｔにおける関数値を関数値保持部５０７に格納する。関数値保持部５０７からは、各時刻ｔにおける関数値が処理部５０３に入力される。
図３の出力部５０８は、通常は、音声出力装置であり、出力インターフェース５６は、スピーカなどへのアナログインターフェースである。あるいは、放送音声を他のオーディオ機器へ受け渡す場合には、出力部５０８はデジタルコンバータなどでもよい。この場合、出力インターフェース５６は所定のデジタルインターフェースとなり、例えばＷｉ−Ｆｉなどの無線インターフェースでもよい。
この実施形態では、出力インターフェース５６には、車両内に設けられた受信装置５７が接続されている。受信装置５７は、アンテナ装置１の出力インターフェース５６を通じて得られる信号成分から音声や、文字多重放送における表示画像等を再生する再生部５８を内蔵する。再生された音声等は、任意のスピーカや文字情報表示装置等に出力される。また、受信装置５７は入力インターフェース５５に接続されており、受信装置５７に設けられた入力部５９を通じてユーザがチャネル周波数を指定することが可能となっている。
【００１７】
以下、図３に示される信号処理装置５０の機能ブロック図を参照して、アンテナ装置１において実行される処理の例を説明する。
アンテナエレメント４０で検知したアナログ電気信号は、信号取込部５０１を通じて信号処理装置５０に取り込まれる。取り込まれたアナログ電気信号は、サンプリング部５０２によって所定のサンプリング周波数（この例では３６[ＭＨｚ]）で各時刻ｔにおいてサンプリングされてデジタル電気信号が生成される。
【００１８】
生成されたデジタル電気信号は処理部５０３に入力される。処理部５０３で所望のチャネル周波数の信号成分が抽出される。所望のチャネル周波数は、入力インターフェース５５を通じてユーザが指定してもよく、あるいは、チャネル周波数指定部５０４に予め所望のチャネル周波数を格納してもよい。特に、日本においてはＡＭ周波帯域に５３１[ｋＨｚ]、５４０[ｋＨｚ]…１６０２[ｋＨｚ]と、９[ｋＨｚ]ごとに１２０のチャネル周波数が割り当てられているので、これらをすべて格納しておき、適宜読み出して後述の処理を行うことで、ＡＭ放送の全帯域で、これらチャネル周波数の信号成分をほぼ同時に抽出することが可能である。
【００１９】
チャネル周波数指定部５０４は、区間決定部５０５に対してもチャネル周波数を入力する。区間決定部５０５は、後述する直交関数の積に対する積分処理における積分区間を決定する。この積分区間は、直交する関数同士の内積が０となるように定められる。
例えば、正弦関数及び余弦関数sinx,sin2x,sin3x,…,cosx,cos2x,cos3x,…はいずれも互いに直交する。これらの関数のうち任意の２つの積を乗算してその積分区間を２πとして積分する（関数の内積をとる）と、その値が０となるという性質がある。そのため、正弦関数及び余弦関数を直交関数とする場合、積分区間は、正弦波や余弦波の周期の整数倍となるように決定される。
【００２０】
ここで、日本のＡＭ放送の放送周波数は、いずれも９[ｋＨｚ]の整数倍の値となっており、Ａを自然数とすると、Ａ×９[ｋＨｚ]と表されてその周期は｛１／（Ａ×９０００）｝秒となる。一方、周波数が９[ｋＨｚ]である場合の周期は（１／９０００）秒となり、この値は任意の放送周波数の周期である｛１／（Ａ×９０００）｝秒のＡ倍、すなわち整数倍となっている。そこで本実施形態では、どの放送周波数においても直交関数の内積が０となるように、積分区間は周波数９[ｋＨｚ]の周期[Ｔ９ｋＨｚ＝（１／９０００）秒≒１１１(μｓ)]としている。
【００２１】
複数のチャネル周波数に対してその公約数、好ましくは最大公約数の周波数における周期を求めて、その周期の整数倍、あるいは、公約数の整数分の１を積分区間として決定することで、どの周波数においても、直交関数との内積を０とすることができる。処理部５０３は、関数値保持部に保持された各時刻ｔｎにおける直交関数値を必要に応じて読み出して、後述するチャネル周波数の信号成分を抽出する処理を行う。
【００２２】
クリアな音声を再現するための信号成分を得るためには、チャネル周波数の１サイクルあたりある程度大きな数でサンプリングを行うことが好ましい。本実施形態では、１サイクルあたり２０回以上サンプリングを行うものとした。そのため、サンプリング部５０２で採用するサンプリング周波数については、ＡＭ波帯の最高チャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]の１サイクルを２０回以上サンプリングできることを条件とした。これにより、１６２０[ｋＨｚ]未満のチャネル周波数では２０回より多くサンプリングされる。さらに、本実施形態では、サンプリング周波数について、ＡＭ放送の周波数間隔である９[ｋＨｚ]の整数倍とすることを条件とした。これらの条件から、本実施形態ではサンプリング周波数を３６［ＭＨｚ]とした。その結果、周波数１６２０[ｋＨｚ]でのサンプリングポイント数は３６０００÷１６２０≒２２．２となった。チャネル周波数５３１［ｋＨｚ］においては、サンプリングポイント数は３６０００÷５３１≒６７．８となる。
【００２３】
また、説明を簡素化するために、本実施形態ではチャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]と５３１[ｋＨｚ]の電波をアンテナで受信し、チャネル周波数５３１[ｋＨｚ]について信号成分を抽出し、チャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]の信号成分については除去するものとした。この場合にサンプリング部５０２に入力される信号電圧を具体的に説明する。
【００２４】
一般に、信号成分を振幅変化で表す振幅変調（ＡＭ）を行う場合、信号波をｖｓ= Ｅｓｃｏｓωｓｔ、搬送波をｖｃ＝Ｅｃｃｏｓωｃｔとすると、被変調波ｖａｍ＝(Ｅｃ＋Ｅｓｃｏｓωｓｔ）×ｃｏｓωｃｔと表される。また、以下の説明では、ｆi＝周波数５３１[ｋＨｚ]、ωci＝２πｆi、周波数５３１[ｋＨｚ]における信号波をｖｓi＝Ｅｓiｃｏｓωciｔとし、同様に、ｆh＝周波数１６２０[ｋＨｚ]、ωch＝２πｆh、周波数１６２０[ｋＨｚ]における信号波をｖｓh＝Ｅｓhｃｏｓωchｔとする。
【００２５】
アンテナエレメント４０で上述の電波を検知して得られる受信電圧の値Ｓ（ｔ）は以下のようになる。
S(t)=（Eｃi+Eｓicosωｓit)×cosωｃit
＋（Eｃh+Eｓhcosωｓht)×cosωｃht  …式（１）
時刻ｔｎにおいてサンプリングを行うと、得られる電圧のサンプリング値は以下のようになる。
S(tｎ)=（Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×cosωｃitｎ
＋（Eｃh+Eｓhcosωｓhtｎ)×cosωｃhtｎ  …式（２）
【００２６】
式（１）、（２）のいずれにおいても、第１項は信号成分を取得するチャネル周波数５３１[ｋＨｚ]に対応する項であり、第２項はフィルタリング（除去）することになるチャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]に対応する項である。
【００２７】
以下、図４に示される信号処理装置５０の処理手順説明図を参照し、アンテナエレメント４０でチャネル周波数５３１[ｋＨｚ]と１６２０[ｋＨｚ]の電波を受信して、チャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]の信号成分を抽出する処理を説明する。
【００２８】
信号処理装置５０は、アンテナエレメント４０で検知した受信電圧を信号取込部５０１で取り込む（Ｓ１０１）。取り込んだ受信電圧はサンプリング部５０２に入力され、上述のように定められたサンプリング周波数である３６［ＭＨｚ]でサンプリングがなされる（Ｓ１０２）。以下、図５（ａ）〜（ｃ）に示されるサンプリング及び乗算処理の説明図を参照してサンプリング処理及び乗算処理を説明する。なお、図中のグラフにおいて、横軸は時間（ｔ）、縦軸は電圧値を示す。
【００２９】
図５（ａ）はアンテナからの入力信号を表すグラフである。図中において太線で区切られた区間は積分区間であり、周波数９[ｋＨｚ]における周期Ｔ９ｋＨｚに対応する時間、つまり１１１[μｓ]を表す。
図５（ｂ）は図５（ａ）の部分拡大図であり、入力信号に対して周波数３６[ＭＨｚ]でサンプリングが行われていることが示される。図中における黒丸は、サンプリングがなされた電圧値を示している。なお、周波数５３１[ｋＨｚ]においては上述のように１周期につきサンプリングポイント数は約６７．８となるが、図面の簡略化のために、図５（ｂ）においては１周期につきサンプリングポイント数は１２程度としている。
【００３０】
次に、処理部５０３は、チャネル周波数指定部で指定されたチャネル周波数（５３１[ｋＨｚ]＝ｆi）に対して関数生成部５０６で生成されて関数値保持部５０７に保持された直交関数の時刻ｔにおける値を取得する。本実施形態では、関数生成部５０６は直交関数として余弦波ｃｏｓ（ωciｔ）及び正弦波ｓｉｎ（ωciｔ）を生成し、その時刻ｔｎにおける値ｃｏｓ（ωciｔｎ）及びｓｉｎ（ωciｔｎ）を関数値保持部５０７に格納することとした。処理部５０３は、これらの値を取得する。また、処理部５０３は、区間決定部５０５から積分区間であるＴ９ｋＨｚ（１１１μｓ）を取得する。図５（ｃ）は、図５（ｂ）のサンプリングポイントにおけるｃｏｓ（ωciｔｎ）の値を示す。
これらの図に示されるように、時刻ｔｎにおいて電圧値のサンプリング値及びｃｏｓ（ωciｔｎ）の値が得られる。なお、ｓｉｎ（ωciｔｎ）についても同様に時刻ｔｎにおける値が得られる。
【００３１】
処理部５０３は、時刻ｔｎにおけるサンプリング値である、式（２）に示されるＳ（ｔｎ）に、各時刻ｔｎについて関数値保持部５０７から取得した値であるｃｏｓ（ωciｔｎ）を乗算してその積Ｓ（ｔｎ）・ｃｏｓ（ωciｔｎ）を得る。同様に、Ｓ（ｔｎ）に、各時刻ｔｎについて関数値保持部５０７から取得したｓｉｎ（ωciｔｎ）を乗算してその積Ｓ（ｔｎ）・ｓｉｎ（ωciｔｎ）を得る。（Ｓ１０３）。例えば、図５（ｂ）、（ｃ）において、時刻ｔ１において入力電圧のサンプリング値の値はＶ１、ｃｏｓ（ωciｔ１）の値はＣ１となっている。従って時刻ｔ１における積Ｓ（ｔ１）・ｃｏｓ（ωciｔ１）の値はＶ１Ｃ１となる。同様に、時刻ｔ１におけるｓｉｎ（ωciｔ１）の値をＳ１とすると、時刻ｔ１における積Ｓ（ｔ１）・ｓｉｎ（ωciｔ１）の値はＶ１Ｓ１となる。
【００３２】
処理部５０３は、上述の各積に対して、区間決定部５０５から取得した積分区間である（１／９０００）秒の積分区間で積分を行う（Ｓ１０４）。
この際、チャネル周波数ごとに定められた定数を絶対値に乗じて積分処理を行ってもよい。
チャネル周波数毎に定められた定数を絶対値に乗じることで、図５（ｃ）が示す直交関数の振幅を変えることができる。遠方の放送局からの電波を受信する場合などのように、微弱な電波を受信する時には、乗数を大きくとることで、実効的な受信感度を向上することが可能となる。また、チャネル毎に電波に応じた乗数を設定することにより、電波を有効に受信することができる。
なお、実際の計算では、積分区間で各時刻ｔｎにおけるそれぞれの値を算術加算して得られた値を積分値とする。
【００３３】
ここで、上記した式（２）において、第２項にｓｉｎ（ωciｔｎ）を乗算した結果は以下のようになる。
｛（Eｃh+Eｓhcosωｓhtｎ)×cosωｃhtｎ｝・sin(ωciｔｎ)  …（３）
【００３４】
（３）式を決定された積分区間で積分すると、関数の直交性によりその値は０となる。同様に、上記式（２）の第２項にｃｏｓ（ωciｔｎ）を乗算した結果についても、決定された積分区間で積分すると、関数の直交性によりその値は０となる。従って、チャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]の信号成分については上記のように積分を行うことで除去される。
【００３５】
なお、この例では１６２０[ｋＨｚ]の信号成分を除去しているが、他のチャネル周波数についても同様にして除去することができる。
従って、上述のように乗算及び積分を行うことで、所望周波数（本実施形態では５３１[ｋＨｚ]）を搬送周波数とする信号のみが抽出され、他の周波数チャネルの信号が混信することはない。
【００３６】
次に、上記のように積分を行って得られたチャネル周波数５３１[ｋＨｚ]の信号に対する処理を説明する。チャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]の信号成分については、上述のように積分を行うことでその値が除去されるので、式（２）の第１項である「（Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×cos（ωcitｎ＋θi）」にｓｉｎ（ωciｔｎ）を乗算して積分した結果をＳｊ、ｃｏｓ（ωciｔｎ）を乗算して積分した結果をＣｊとして、これらについて説明する。
ここでは、搬送波Eｃicos（ωcitｎ）に対して、乗ずるｓｉｎ（ωciｔｎ）が同期されていないので、位相θiを加えている。
【００３７】
Ｓｊ、Ｃｊは以下のように表される。
Ｓｊ＝Σ{(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×cos(ωcitｎ＋θi)｝・sin(ωciｔｎ)    …(4-1)
＝Σ{(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×(cosωcitｎ・cosθi−sinωcitｎ・sinθi)}・sin(ωciｔｎ)    …(4-2)
＝Σ(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×cosθi・cos(ωcitｎ)・sin(ωcitｎ)
−Σ(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×sinθi・sin２(ωcitｎ)    …(4-3)
Ｃｊ＝Σ{(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×cos(ωcitｎ＋θi)}・cos(ωciｔｎ)    …(5-1)
＝Σ{(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×(cosωcitｎ・cosθi−sinωcitｎ・sinθi)}・cos(ωciｔｎ)    …(5-2)
＝Σ{(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×cosθi・cos２(ωcitｎ)}
−Σ{(Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)×sinθi・cos(ωciｔｎ)・sin(ωcitｎ)}    …(5-3)
【００３８】
なお、Σは積分区間における各値の総和を表す。積分区間は周波数９[ｋＨｚ]における周期[（１／９０００）秒≒１１１（μsec）]であり、サンプリング間隔は３６[ＭＨｚ]である。従って、サンプリング数は（３６×１０６）÷（９×１０３）＝４０００となり、４０００個の値の総和を求めることになる。
積分により、式（４−３）の右辺第1項および式（５−３）の右辺第２項は関数の直交性により０となるので、以下の説明ではこれらの項を省略して記載する。
【００３９】
このようにして、アンテナを通じて入力される複数の周波数成分を含んだ電気信号から所望の周波数成分以外の周波数成分を除去された電気信号であるＳｊ、Ｃｊを得ることができる。得られた電気信号を任意の手法で復調することで、音声信号を得ることができる。
【００４０】
以下、その手法を説明する。周波数帯域内にある熱雑音は、中心周波数とほとんど同じ周波数の雑音であり、雑音と信号の分離が難しい。この雑音は、“周波数の揺らぎ”ないし“位相の揺らぎ”として見える。従って、位相揺らぎを除去すればよい。
そのために、まず、位相を検知する。つまり振幅変調（ＡＭ）された信号ではあるが、そのほかに位相変調（ＰＭ）もされているとみなし、ＡＭ信号とＰＭ信号とを分けて検知する。そのためにＰＭ復調回路を付加する。
【００４１】
説明の簡略化のために、（４−３）式及び（５−３）式における「（Eｃi+Eｓicosωｓitｎ)」をｖｎと記載し、Ｓｊ、Ｃｊを以下のように記載する。
Ｓｊ＝Σｖｎ×sinθi ・sin２(ωcitｎ)    …(6)
Ｃｊ＝Σｖｎ×cosθi ・cos２(ωcitｎ）    …(7)
搬送波の角周波数: ωciに比べ、振幅ｖｎは緩やかに変化するので、sin２(ωcitｎ)、cos２(ωcitｎ）の和をとることができる。
また、ＳｊとＣｊとの二乗和の平方根を以下のようにＶｊと記載する。二乗和をとると位相項：sinθi、cosθiが消える。このＶｊが復調の包絡線検波に当たる。
【数１】
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Ｖｊ は、θi  に依らない。すなわち積分：（４−１）、（５−１）をとるタイミングに依存しない。搬送波に同期した積分を行う必要がない。
【００４２】
こうして得られる信号Ｖｊは、Ｓｊ，ＣｊをそれぞれＩ，Ｑ成分とする信号ベクトルの絶対値（大きさ）として表すことができる。ＶｊはＡＭ信号の情報であるが、Ｉ，Ｑ成分を求めてＡＭ復調するのが厳密には正しい方法である。
また、θｊ＝  Ａｒｃｔａｎ（ｓｊ／ｃｊ）が信号ベクトルの位相情報である。
ＡＭ信号にはθｊには何の情報も含まれていない。セット｛θｊ｝のθは、ｊによって値が異なるが、このばらつきが位相雑音である。
【００４３】
ＡＭ復調では同期をとって、ｓｊないしｃｊの片方だけを求めればよいところを、敢えて両方を算出してＶｊを求めることで、位相雑音を除去できる。これはストリームデータの雑音除去として実用的な方法といえるものである。
【００４４】
以上のようにして得られるデータ列｛Ｖｊ｝が音声データとなる。この音声データを車両側のインターフェース仕様に変換して出力することで、チャネル周波数１６２０[ｋＨｚ]で搬送された音声信号などを得ることができる。
なお、本実施形態では、３６[ＭＨｚ]の高速サンプリングを行っているが、これは、アンテナの給電点で検知される電位差は極めて微弱で、μＶのオーダーとなることに起因する。高速サンプリングを行うことで、デジタル処理のための信号電力をより多く得ることができ、放送帯域にあるすべての信号をできるだけ忠実に捉えることが可能となる。
【００４５】
従来のアンテナ装置では、ＡＭ波帯の波長に比べて１／１０００以下の長さのアンテナエレメントでは、インピーダンス整合や同調が難しく、帯域も極めて狭くなってしまうことは上述したとおりである。これに対し、本実施形態のアンテナ装置１では、整合や同調をとる必要がなく、単に、アンテナエレメントの給電点での受信電圧を検知するのみで足りるので有利となる。
また、給電点で検知される受信電圧は微弱であるが、上記のように積分区間に亘って積分することで、信号成分は加算されて大きくなる。つまり、微弱な受信電圧を時間で累積加算することで大きな信号となるので、信号成分を精度良く抽出することができる。一方、雑音成分は相殺されて０に近づく。これは船舶レーダや衛星放送受信と同じ原理である。
【００４６】
一方、複数のチャネル周波数の受信電圧が混在しても、所望のチャネル周波数を引数とする直交関数を用いて演算することにより、それ以外のチャネル周波数の信号成分は０となる。車両では、同時に複数のチャネル周波数の放送を聞くことが求められる場合がある。例えば一般のＡＭ放送を聞きながら、同時に高速道路においてＡＭ波帯で流される道路交通情報を聞きたい場合もある。本実施形態のアンテナ装置１では、チャネル周波数指定部５０４で複数のチャネル周波数を指定し、上記のような積分区間の決定及び積分の処理をマルチタスクで同時並行して行うことで、複数のチャネル周波数に対応した信号成分をほぼ同時に抽出することができる。そのため、一般のラジオ放送を聞きながら、同時に高速道路の道路情報も聞くことも可能となる。なお、抽出した信号成分をもとにデータ処理を行い、当該信号成分を文字等で表示することも可能となる。
他の実施形態として、車載ラジオも考えられる。例えば車載ラジオチャネル周波数指定部５０４で、特定の放送局からの放送を受信することを選択したとする。放送エリアの境界となる地域では、同一の放送局であっても、隣接する放送エリアから互いに異なる周波数での放送を受信することが可能となる場合がある。車両が移動してこのような境界となる地域に入った場合、ラジオに記憶された地域ごとの放送局情報と周波数情報とから、隣接エリアの放送と電波強度とを比較して、最も良好に受信できる周波数の放送を選局することも可能となる。
【００４７】
また、一般にハードウェアによる通信機器では、周波数変換に用いるローカル発振器の性能が重要であるが、本実施形態に係るアンテナ装置１では周波数変換を情報処理で行うので、装置構成が簡略化される。また、受信電圧から直接ベースバンド信号が抽出される（ダイレクト・コンバージョン）ので、イメージ信号などのフィルタ処理も不要となる。
情報処理の内容も、データの読み出し、格納、サンプリング、積算、加算、直交関数の演算だけなので、簡易かつ容易に実施することができる。
また、ＡＭ波帯、ＦＭ波帯、短波帯で使用するアンテナ装置とする場合、ハードウェア及びソフトウェア含めて地上デジタル放送のＵＳＢチューナなどに比べて、周波数比やチャネル（セグメント）周波数間隔比が大きいので、簡易な構成で当該アンテナ装置を製造することができる。
また、本実施形態の車載アンテナ装置１から信号成分を取得して再生する再生手段を備えた受信装置も容易に製造することができる。この受信装置は、車内通信ネットワークに接続されたものであっても良いが、車内通信ネットワークを介さずに直接接続されるものであっても良い。また、アンテナケース１０内に収容しても良い。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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