(57)【要約】【課題】  直流電力を交流電力に変換する際の電力変換を簡素化することが可能なインバータ装置を提供する。【解決手段】  本発明のインバータ装置（１００）によれば、インバータ（２０）は、混成波生成部（２０ａ）と、出力波生成部（２０ｂ）とを備える。混成波生成部（２０ａ）は、所定周波数からインバータ（２０）の出力周波数を減じた第一周波数で周期的に変動する第一交流波と所定周波数にインバータ（２０）の出力周波数を加えた第二周波数で周期的に変動する第二交流波とを混成した混成波（Ｐｍ）を直流電力（Ｐｄｃ）から生成する。出力波生成部（２０ｂ）は、混成波（Ｐｍ）に含まれるインバータ（２０）の出力周波数の二倍の周波数成分をインバータ（２０）の出力周波数と同じ周波数成分に変換して、混成波（Ｐｍ）からインバータ（２０）が出力する出力波（Ｐｏｕｔ）を生成する。【選択図】  図１
2018050440.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源から出力された直流電力を所望の交流電力に変換するインバータと、前記インバータを駆動制御する制御装置とを備えるインバータ装置であって、
前記インバータは、
所定周波数から前記インバータの出力周波数を減じた第一周波数で周期的に変動する第一交流波と前記所定周波数に前記インバータの前記出力周波数を加えた第二周波数で周期的に変動する第二交流波とを混成した混成波を前記直流電力から生成する混成波生成部と、
前記混成波に含まれる前記インバータの前記出力周波数の二倍の周波数成分を前記インバータの前記出力周波数と同じ周波数成分に変換して、前記混成波から前記インバータが出力する出力波を生成する出力波生成部と、
を備えるインバータ装置。
【請求項２】
前記混成波生成部は、
一次側巻線と二次側巻線とを備えるトランスと、
前記直流電源の正極側に接続されている正極側スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続されている負極側スイッチング素子とが接続部で接続され直列接続されている一対のスイッチング素子を二組備える入力側スイッチング素子群と、
を具備し、
前記トランスの前記一次側巻線の一方の端部は、前記入力側スイッチング素子群の一方の一対のスイッチング素子の前記接続部に接続され、前記一次側巻線の他方の端部は、前記入力側スイッチング素子群の他方の一対のスイッチング素子の前記接続部に接続されており、
前記制御装置は、前記第一周波数と同じ周波数で周期的に変動する第一変調波を用いて前記一方の一対のスイッチング素子をパルス幅変調制御し、前記第二周波数と同じ周波数で周期的に変動する第二変調波を用いて前記他方の一対のスイッチング素子をパルス幅変調制御して、前記トランスの前記二次側巻線に前記混成波を出力させる入力側スイッチング素子群制御部を備える請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記混成波生成部は、
一次側第一巻線と一次側第二巻線とが直列接続されている一次側巻線と、二次側巻線とを備えるトランスと、
前記一次側巻線の一方の端部であって前記一次側第一巻線が設けられている側と同じ側の端部と前記直流電源の負極との間の電路に設けられている入力側第一スイッチング素子と、前記一次側巻線の他方の端部であって前記一次側第二巻線が設けられている側と同じ側の端部と前記直流電源の前記負極との間の電路に設けられている入力側第二スイッチング素子とを備える入力側スイッチング素子群と、
を具備し、
前記直流電源の正極は、前記一次側第一巻線と前記一次側第二巻線とが接続されている一次側接続部に接続されており、
前記制御装置は、前記第一周波数と同じ周波数で周期的に変動する第一変調波を用いて前記入力側第一スイッチング素子をパルス幅変調制御し、前記第二周波数と同じ周波数で周期的に変動する第二変調波を用いて前記入力側第二スイッチング素子をパルス幅変調制御して、前記トランスの前記二次側巻線に前記混成波を出力させる入力側スイッチング素子群制御部を備える請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記混成波生成部は、
一次側巻線と二次側巻線とを備えるトランスと、
前記直流電源の正極側に接続されている正極側スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続されている負極側スイッチング素子とが接続部で接続され直列接続されている一対のスイッチング素子を二組備える入力側スイッチング素子群と、
を具備し、
前記トランスの前記一次側巻線の一方の端部は、前記入力側スイッチング素子群の一方の一対のスイッチング素子の前記接続部に接続され、前記一次側巻線の他方の端部は、前記入力側スイッチング素子群の他方の一対のスイッチング素子の前記接続部に接続されており、
前記制御装置は、前記第一周波数と同じ周波数で周期的に変動する第一変調波と前記第二周波数と同じ周波数で周期的に変動する第二変調波とを混成した混成変調波を用いて、前記入力側スイッチング素子群の各スイッチング素子をパルス幅変調制御して、前記トランスの前記二次側巻線に前記混成波を出力させる入力側スイッチング素子群制御部を備える請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記混成波生成部は、
一次側第一巻線と一次側第二巻線とが直列接続されている一次側巻線と、二次側巻線とを備えるトランスと、
前記一次側巻線の一方の端部であって前記一次側第一巻線が設けられている側と同じ側の端部と前記直流電源の負極との間の電路に設けられている入力側第一スイッチング素子と、前記一次側巻線の他方の端部であって前記一次側第二巻線が設けられている側と同じ側の端部と前記直流電源の前記負極との間の電路に設けられている入力側第二スイッチング素子とを備える入力側スイッチング素子群と、
を具備し、
前記直流電源の正極は、前記一次側第一巻線と前記一次側第二巻線とが接続されている一次側接続部に接続されており、
前記制御装置は、前記第一周波数と同じ周波数で周期的に変動する第一変調波と前記第二周波数と同じ周波数で周期的に変動する第二変調波とを混成した混成変調波を用いて、前記入力側第一スイッチング素子および前記入力側第二スイッチング素子をパルス幅変調制御して、前記トランスの前記二次側巻線に前記混成波を出力させる入力側スイッチング素子群制御部を備える請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記第一変調波および前記第二変調波は、矩形波または正弦波である請求項２〜請求項５のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記出力波生成部は、
前記混成波の正極側成分の通過が許容され負極側成分の通過が規制された正極側混成波と前記混成波の負極側成分の通過が許容され正極側成分の通過が規制された負極側混成波とに前記混成波を分離する混成波分離器と、
前記インバータが出力する前記出力波の正極側成分として前記正極側混成波を出力させる出力側第一スイッチング素子と前記出力波の負極側成分として前記負極側混成波を出力させる出力側第二スイッチング素子とが直列接続されている一対のスイッチング素子を備える出力側スイッチング素子群と、
前記出力側第一スイッチング素子を介して出力された前記正極側混成波および前記出力側第二スイッチング素子を介して出力された前記負極側混成波に含まれる前記所定周波数と同じ周波数成分を低減するフィルタと、
を具備し、
前記制御装置は、前記出力波の正極側成分を出力させるときに前記出力側第一スイッチング素子を閉状態にし、かつ、前記出力側第二スイッチング素子を開状態にし、前記出力波の負極側成分を出力させるときに前記出力側第一スイッチング素子を開状態にし、かつ、前記出力側第二スイッチング素子を閉状態にして、前記正極側混成波と前記負極側混成波とを交互に出力させる出力側スイッチング素子群制御部を備える請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記混成波分離器は、複数の整流素子を備え、
前記複数の整流素子のうちの一つまたは複数の整流素子は、前記混成波の正極側成分の通過を許容し、かつ、前記混成波の負極側成分の通過を規制し、前記複数の整流素子のうちの他の一つまたは複数の整流素子は、前記混成波の負極側成分の通過を許容し、かつ、前記混成波の正極側成分の通過を規制する請求項７に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を所望の交流電力に変換するインバータを備えるインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記発明の一例として、特許文献１および特許文献２に記載の発明が挙げられる。特許文献１に記載の太陽光電力変換装置は、太陽電池と、入力側インバータと、絶縁トランスと、複数の整流素子と、出力側インバータとを備えている。太陽電池から出力された直流電力は、入力側インバータによって交流電力に変換され、絶縁トランスの一次側に入力される。絶縁トランスの二次側から出力された交流電力は、複数の整流素子によって直流電力に変換され、出力側インバータによって所望の交流電力に変換される。入力側インバータおよび出力側インバータは、いずれも４つのスイッチング素子を備えている。
【０００３】
特許文献２に記載の燃料電池の電力変換装置は、燃料電池と、コンバータと、昇圧トランスと、複数の整流素子と、インバータとを備えている。燃料電池から出力された直流電力は、コンバータによって交流電力に変換され、昇圧トランスの一次側に入力される。昇圧トランスの二次側から出力された交流電力は、複数の整流素子によって直流電力に変換され、インバータによって所望の交流電力に変換される。コンバータは、４つのスイッチング素子を備えている。なお、特許文献２には、インバータのスイッチング素子の数について明示されていないが、インバータは、コンバータと同様に、４つのスイッチング素子を備えているものと考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−７５５８０号公報
【特許文献２】特開２０１０−２２１０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載の太陽光電力変換装置は、太陽電池から出力された直流電力を交流電力に変換した後に直流電力に戻して、再度、直流電力を交流電力に変換する。このように、特許文献１に記載の発明では、直流電力を交流電力に変換する際の電力変換が複雑化する。そのため、特許文献１に記載の出力側インバータは、入力側インバータと同様の構成のスイッチング素子を備える必要があり、出力側インバータを簡素化することが困難である。特許文献１に記載の発明について上述したことは、特許文献２に記載の発明についても同様に言える。
【０００６】
本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、直流電力を交流電力に変換する際の電力変換を簡素化することが可能なインバータ装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るインバータ装置は、直流電源と、前記直流電源から出力された直流電力を所望の交流電力に変換するインバータと、前記インバータを駆動制御する制御装置とを備えるインバータ装置であって、前記インバータは、所定周波数から前記インバータの出力周波数を減じた第一周波数で周期的に変動する第一交流波と前記所定周波数に前記インバータの前記出力周波数を加えた第二周波数で周期的に変動する第二交流波とを混成した混成波を前記直流電力から生成する混成波生成部と、前記混成波に含まれる前記インバータの前記出力周波数の二倍の周波数成分を前記インバータの前記出力周波数と同じ周波数成分に変換して、前記混成波から前記インバータが出力する出力波を生成する出力波生成部と、を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明に係るインバータ装置によれば、インバータは、混成波生成部と、出力波生成部とを備えている。混成波生成部によって生成される混成波には、所定周波数と同じ周波数成分と、インバータの出力周波数の二倍の周波数成分とが含まれる。そのため、出力波生成部は、混成波に含まれるインバータの出力周波数の二倍の周波数成分をインバータの出力周波数と同じ周波数成分に変換することにより、混成波から、インバータが出力する出力波を容易に生成することができる。よって、本発明に係るインバータ装置は、直流電力を交流電力に変換した後に直流電力に戻して、再度、直流電力を交流電力に変換する場合と比べて、直流電力を交流電力に変換する際の電力変換を簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第一実施形態に係り、インバータ装置１００の一例を示す構成図である。
【図２Ａ】第一交流波Ｐ１に係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図２Ｂ】第二交流波Ｐ２に係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図２Ｃ】混成波Ｐｍに係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図２Ｄ】混成波Ｐｍから生成された出力波Ｐｏｕｔに係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図３】制御装置３０の一例を示す構成図である。
【図４】制御装置３０の制御ブロックの一例を示すブロック図である。
【図５】第一変調波ＷＭ１、搬送波ＷＣ０および入力側スイッチング素子群５０の一のスイッチング素子の駆動信号の関係の一例を示す図である。
【図６Ａ】正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図６Ｂ】負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図６Ｃ】フィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図７】第二実施形態に係り、インバータ装置１００の一例を示す構成図である。
【図８】第二実施形態に係り、制御装置３０の制御ブロックの一例を示すブロック図である。
【図９】第三実施形態に係り、制御装置３０の制御ブロックの一例を示すブロック図である。
【図１０】図９の混成変調波生成器３１ｆの制御ブロックの一例を示すブロック図である。
【図１１】変形形態に係り、インバータ装置１００の一例を示す構成図である。
【図１２Ａ】図１１の正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図１２Ｂ】図１１の負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図１２Ｃ】図１１のフィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流の経時変化の一例を示す図である。
【図１３】変形形態に係り、インバータ装置１００の他の一例を示す構成図である。
【図１４】変形形態に係り、インバータ装置１００の他の一例を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。なお、図面は、各実施形態について、共通する箇所には共通の符号が付されており、本明細書では、重複する説明が省略されている。また、一の実施形態で既述されていることは、他の実施形態についても適宜適用することができる。さらに、図面は、概念図であり、細部構造の寸法まで規定するものではない。
【００１１】
＜第一実施形態＞
（インバータ装置１００の概要）
図１に示すように、インバータ装置１００は、直流電源１０と、インバータ２０と、制御装置３０とを備えている。また、インバータ２０は、混成波生成部２０ａと、出力波生成部２０ｂとを備えている。本実施形態では、混成波生成部２０ａは、トランス４０と、入力側スイッチング素子群５０とを備えている。また、本実施形態では、出力波生成部２０ｂは、混成波分離器６０と、出力側スイッチング素子群７０と、フィルタ８０とを備えている。
【００１２】
（直流電源１０）
直流電源１０は、直流電力Ｐｄｃを出力する。直流電源１０は、直流電力Ｐｄｃを出力することができれば良く、限定されない。直流電源１０として、例えば、バッテリ（鉛蓄電池）、リチウムイオン電池、燃料電池などの発電装置を用いることができる。燃料電池は、燃料と酸化剤ガスとによって発電する発電装置であり、例えば、公知の固体酸化物形燃料電池（ＳＯＦＣ：Ｓｏｌｉｄ  Ｏｘｉｄｅ  Ｆｕｅｌ  Ｃｅｌｌ）などの種々の燃料電池を用いることができる。
【００１３】
また、直流電源１０は、燃料電池以外の発電装置（例えば、太陽光発電装置など）を用いることもできる。さらに、直流電源１０は、ガスエンジン発電機などを用いることもできる。直流電源１０としてガスエンジン発電機を用いる場合、交流発電機が出力する交流電力をダイオードブリッジなどの公知の整流回路で整流し平滑回路で平滑して、直流電力Ｐｄｃを生成することができる。
【００１４】
図１に示すように、直流電源１０は、本体部１１と、電解コンデンサ１２とを備えている。本体部１１は、直流電源１０の主部を模式的に示している。電解コンデンサ１２の一端側（正極側）は、本体部１１の正極１０ｐ側に接続されており、電解コンデンサ１２の他端側（負極側）は、本体部１１の負極１０ｎ側に接続されている。本体部１１から出力された直流電力Ｐｄｃは、電解コンデンサ１２によって平滑され、リップルが低減される。なお、直流電源１０の出力状態（出力電力等の情報）は、後述する制御装置３０に送信される。
【００１５】
（インバータ２０）
インバータ２０は、直流電源１０から出力された直流電力Ｐｄｃを所望の交流電力に変換する。図１に示すように、インバータ２０は、混成波生成部２０ａと、出力波生成部２０ｂとを備えている。混成波生成部２０ａは、直流電力Ｐｄｃから混成波Ｐｍを生成する。混成波Ｐｍは、第一交流波Ｐ１と、第二交流波Ｐ２とを混成した交流波をいう。第一交流波Ｐ１は、所定周波数Ｆ０からインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔを減じた第一周波数Ｆ１で周期的に変動する交流波をいう。第二交流波Ｐ２は、所定周波数Ｆ０にインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔを加えた第二周波数Ｆ２で周期的に変動する交流波をいう。
【００１６】
所定周波数Ｆ０は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと比べて、十分高く、または、十分低く設定する必要がある。本実施形態では、所定周波数Ｆ０は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと比べて、十分高く設定されている。例えば、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔが数十ヘルツ（例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の場合、所定周波数Ｆ０は、数キロヘルツから数百キロヘルツに設定することができる。所定周波数Ｆ０は、例えば、１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、５０ｋＨｚ、１００ｋＨｚなどに設定することができる。また、所定周波数Ｆ０は、可聴周波数帯域の上限値（例えば、約２０ｋＨｚ）よりも高い周波数に設定することもできる。この場合、インバータ２０の駆動時の騒音を容易に低減することができる。
【００１７】
図２Ａの曲線Ｌ１１は、第一交流波Ｐ１に係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１１は、曲線Ｌ１１の交流電流の一周期を示しており、その逆数である第一周波数Ｆ１が併記されている。時間ｔ１０は、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔの一周期を示しており、その逆数である出力周波数Ｆｏｕｔが併記されている。図２Ｂの曲線Ｌ１２は、第二交流波Ｐ２に係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１２は、曲線Ｌ１２の交流電流の一周期を示しており、その逆数である第二周波数Ｆ２が併記されている。時間ｔ１０および出力周波数Ｆｏｕｔについては、図２Ａと同様である。
【００１８】
図示および説明の便宜上、例えば、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔを５０Ｈｚとし、所定周波数Ｆ０を１ｋＨｚとする。この場合、第一周波数Ｆ１は、９５０Ｈｚであり、第二周波数Ｆ２は、１０５０Ｈｚである。図２Ａに示すように、第一交流波Ｐ１に係る交流電流の一周期（時間ｔ１１）分を一波とすると、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔの一周期分の波数は、１９（＝９５０／５０）になる。また、図２Ｂに示すように、第二交流波Ｐ２に係る交流電流の一周期（時間ｔ１２）分を一波とすると、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔの一周期分の波数は、２１（＝１０５０／５０）になる。図２Ａの曲線Ｌ１１で示す電流波形と、図２Ｂの曲線Ｌ１２で示す電流波形とを重ね合わせる（混成する）と、図２Ｃの曲線Ｌ１３で示す電流波形になる。
【００１９】
図２Ｃの曲線Ｌ１３は、混成波Ｐｍに係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１３は、曲線Ｌ１３の交流電流の一周期を示しており、その逆数である所定周波数Ｆ０が併記されている。時間ｔ１０および出力周波数Ｆｏｕｔについては、図２Ａおよび図２Ｂと同様である。なお、破線の曲線Ｌ１０は、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔ（周波数は、出力周波数Ｆｏｕｔ）に係る交流電流の経時変化の一例を示している。
【００２０】
図２Ｃの曲線Ｌ１３で示すように、混成波Ｐｍに係る交流電流は、所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分（上述した例では、１ｋＨｚの周波数成分）と、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分（上述した例では、１００Ｈｚの周波数成分）とを含んでいる。このように、周波数が異なる二つの波（この場合、交流電流）を混成（混合、合成ともいう。）することにより、新たに二つの周波数成分が生成される現象を「ヘテロダイン現象」という。また、周波数の差が少ない二つの波（この場合、交流電流）が互いに干渉して、混成波Ｐｍの振幅が周期的に変動する現象を「うなり」という。
【００２１】
上述したことは、次のように説明することもできる。混成波Ｐｍに係る交流電流は、下記数１で示すことができる。左辺の第一項は、第一交流波Ｐ１に係る交流電流（周波数は、第一周波数Ｆ１）を示しており、左辺の第二項は、第二交流波Ｐ２に係る交流電流（周波数は、第二周波数Ｆ２）を示している。右辺は、混成波Ｐｍに係る交流電流を示している。なお、時刻は、時刻ｔで表されている。このように、混成波Ｐｍに係る交流電流は、所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分を含む。また、混成波Ｐｍに係る交流電流は、分数調波に関して、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二以上の整数倍（主に、二倍）の周波数成分を含む。なお、交流電流について上述したことは、交流電圧についても同様に言える。以下、本明細書では、交流電流を例に説明するが、交流電圧についても同様に言える。
【００２２】
【数１】
2018050440.tif 000003
【００２３】
出力波生成部２０ｂは、混成波Ｐｍに含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分をインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分に変換して、混成波Ｐｍからインバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔを生成する。図２Ｄの曲線Ｌ１０は、混成波Ｐｍから生成された出力波Ｐｏｕｔに係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１０および出力周波数Ｆｏｕｔについては、図２Ａ〜図２Ｃと同様である。図２Ｄの曲線Ｌ１０は、図２Ｃの破線の曲線Ｌ１０と一致している。
【００２４】
図２Ｃに示すように、混成波Ｐｍに係る交流電流には、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分が含まれている。そのため、出力波生成部２０ｂは、混成波Ｐｍに含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分をインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分に変換することにより、混成波Ｐｍから、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔを容易に生成することができる。なお、図２Ｄの曲線Ｌ１０では、混成波Ｐｍに含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分が抑制されている。
【００２５】
（制御装置３０）
図３に示すように、制御装置３０は、公知の中央演算装置３０ａと、記憶装置３０ｂと、入出力インターフェース３０ｃとを備えており、これらは、バス３０ｄを介して電気的に接続されている。制御装置３０は、これらを用いて、種々の演算処理を行うことができ、直流電源１０およびインバータ２０を含む外部機器との間で、入出力信号の授受を行うことができる。
【００２６】
中央演算装置３０ａは、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔであり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置３０ｂは、第一記憶装置３０ｂ１と、第二記憶装置３０ｂ２とを備えている。第一記憶装置３０ｂ１は、読み出しおよび書き込み可能な揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置３０ｂ２は、読み出し専用の不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）である。入出力インターフェース３０ｃは、直流電源１０およびインバータ２０を含む外部機器との間で、入出力信号の授受を行う。
【００２７】
制御装置３０は、少なくともインバータ２０を駆動制御する。具体的には、中央演算装置３０ａは、第二記憶装置３０ｂ２に記憶されているインバータ２０の駆動制御プログラムを第一記憶装置３０ｂ１に読み出して、当該駆動制御プログラムを実行する。中央演算装置３０ａは、当該駆動制御プログラムに基づいて、インバータ２０の駆動信号（混成波生成部２０ａおよび出力波生成部２０ｂの駆動信号）を生成する。生成された駆動信号は、入出力インターフェース３０ｃを介して、インバータ２０に付与される。このようにして、インバータ２０は、制御装置３０によって駆動制御される。また、本実施形態のインバータ装置１００は、直流電源１０が燃料電池であり、インバータ２０が系統電源（図示略）の電力系統と連系されている。制御装置３０は、解列リレー（図示略）を開閉制御することにより、系統電源の電力系統に対して、インバータ２０を並列させることができ、解列させることができる。
【００２８】
本実施形態のインバータ装置１００によれば、インバータ２０は、混成波生成部２０ａと、出力波生成部２０ｂとを備えている。混成波生成部２０ａによって生成される混成波Ｐｍには、所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分と、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分とが含まれる。そのため、出力波生成部２０ｂは、混成波Ｐｍに含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分をインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分に変換することにより、混成波Ｐｍから、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔを容易に生成することができる。よって、本実施形態のインバータ装置１００は、直流電力を交流電力に変換した後に直流電力に戻して、再度、直流電力を交流電力に変換する場合と比べて、直流電力を交流電力に変換する際の電力変換を簡素化することができる。
【００２９】
（トランス４０、入力側スイッチング素子群５０および入力側スイッチング素子群制御部３１）
混成波生成部２０ａは、直流電力Ｐｄｃから混成波Ｐｍを生成することができれば良く、その構成は、限定されない。本実施形態では、混成波生成部２０ａは、トランス４０と、入力側スイッチング素子群５０とを備えている。また、制御装置３０は、入力側スイッチング素子群制御部３１を備えている。
【００３０】
図１に示すように、トランス４０は、一次側巻線４１と二次側巻線４２とを備えている。二次側巻線４２は、二次側第一巻線４２ａと二次側第二巻線４２ｂとが直列接続されており、二次側第一巻線４２ａと二次側第二巻線４２ｂとが接続されている二次側接続部４３には、中性点が形成されている。なお、一次側巻線４１、二次側第一巻線４２ａおよび二次側第二巻線４２ｂには、黒丸印が付されており、黒丸印は、各巻線の巻始めを示している。このことは、他の実施形態についても同様に言え、トランス４０に図示する黒丸印は、各巻線の巻始めを示している。
【００３１】
トランス４０は、公知の電力用のトランス（高周波トランス）を用いることができる。また、トランス４０は、一次側と二次側とが電気的に絶縁されている絶縁トランスを用いると好適である。なお、一次側巻線４１の巻数と二次側巻線４２の巻数との巻数比は、トランス４０の一次側の直流電圧と、二次側の交流電圧との昇圧比に合わせて設定されている。また、二次側第一巻線４２ａの巻数と、二次側第二巻線４２ｂの巻数とは、同数に設定されている。
【００３２】
図１に示すように、入力側スイッチング素子群５０は、一対のスイッチング素子を二組備えている。同図では、二組の一対のスイッチング素子の一方を一対のスイッチング素子５０ａで示し、二組の一対のスイッチング素子の他方を一対のスイッチング素子５０ｂで示している。二組の一対のスイッチング素子５０ａ，５０ｂの各々は、正極側スイッチング素子５１と、負極側スイッチング素子５２と、接続部５３とを備えている。正極側スイッチング素子５１は、直流電源１０の正極１０ｐ側に接続されており、負極側スイッチング素子５２は、直流電源１０の負極１０ｎ側に接続されている。また、正極側スイッチング素子５１と負極側スイッチング素子５２とは、接続部５３で接続され直列接続されている。
【００３３】
なお、本明細書では、二組の一対のスイッチング素子５０ａ，５０ｂの一方の一対のスイッチング素子５０ａについて特定する場合は、適宜、正極側スイッチング素子５１ａ、負極側スイッチング素子５２ａおよび接続部５３ａを用いる。同様に、二組の一対のスイッチング素子５０ａ，５０ｂの他方の一対のスイッチング素子５０ｂについて特定する場合は、適宜、正極側スイッチング素子５１ｂ、負極側スイッチング素子５２ｂおよび接続部５３ｂを用いる。
【００３４】
正極側スイッチング素子５１および負極側スイッチング素子５２は、公知の電力用のスイッチング素子を用いることができる。例えば、正極側スイッチング素子５１および負極側スイッチング素子５２は、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの種々のスイッチング素子を用いることができる。
【００３５】
正極側スイッチング素子５１は、入力端子５１ｃと出力端子５１ｅと制御端子５１ｇと還流ダイオード５１ｄとを備えている。ここで、制御端子５１ｇと出力端子５１ｅとの間に印加される電圧を正極側制御電圧とする。例えば、正極側制御電圧がローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）のときには、入力端子５１ｃと出力端子５１ｅとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。一方、正極側制御電圧がハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）のときには、入力端子５１ｃと出力端子５１ｅとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。
【００３６】
還流ダイオード５１ｄは、正極側スイッチング素子５１のボディダイオード（寄生ダイオード）を用いることができる。なお、ボディダイオードの代わりに、ダイオードを別途設けて、入力端子５１ｃと出力端子５１ｅとの間に並列接続することもできる。還流ダイオード５１ｄは、正極側スイッチング素子５１が開状態のときに、出力端子５１ｅ側から入力端子５１ｃ側に向かう電流経路を形成する。これにより、正極側スイッチング素子５１の開閉に伴って生じる逆電流または逆電圧から正極側スイッチング素子５１を保護することができる。
【００３７】
正極側スイッチング素子５１について上述したことは、負極側スイッチング素子５２についても同様に言える。つまり、負極側スイッチング素子５２は、入力端子５２ｃと出力端子５２ｅと制御端子５２ｇと還流ダイオード５２ｄとを備えている。制御端子５２ｇと出力端子５２ｅとの間に印加される電圧を負極側制御電圧とする。例えば、負極側制御電圧がローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）のときには、入力端子５２ｃと出力端子５２ｅとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。一方、負極側制御電圧がハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）のときには、入力端子５２ｃと出力端子５２ｅとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。還流ダイオード５２ｄは、正極側スイッチング素子５１の還流ダイオード５１ｄと同様の機能を備えている。
【００３８】
図１に示すように、正極側スイッチング素子５１ａおよび正極側スイッチング素子５１ｂは、いずれも直流電源１０の正極１０ｐ側に接続されている。また、負極側スイッチング素子５２ａおよび負極側スイッチング素子５２ｂは、いずれも直流電源１０の負極１０ｎ側に接続されている。さらに、トランス４０の一次側巻線４１の一方の端部４１ｘは、入力側スイッチング素子群５０の一方の一対のスイッチング素子５０ａの接続部５３ａに接続されている。また、一次側巻線４１の他方の端部４１ｙは、入力側スイッチング素子群５０の他方の一対のスイッチング素子５０ｂの接続部５３ｂに接続されている。このように、本実施形態の入力側スイッチング素子群５０は、四つのスイッチング素子がフルブリッジ接続されている。
【００３９】
正極側スイッチング素子５１の制御端子５１ｇは、入力側駆動回路３０ｅを介して、制御装置３０に接続されている。また、負極側スイッチング素子５２の制御端子５２ｇは、入力側駆動回路３０ｅを介して、制御装置３０に接続されている。入力側駆動回路３０ｅは、公知のドライバ回路（ゲートドライブ回路）を用いることができる。具体的には、入力側駆動回路３０ｅは、制御装置３０によって生成された駆動信号（既述した混成波生成部２０ａの駆動信号）から、上述した正極側制御電圧および負極側制御電圧を生成して出力する。制御装置３０は、例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によってデューティ比を可変して、当該デューティ比に基づいて入力側スイッチング素子群５０の各スイッチング素子を開閉制御することができる。
【００４０】
入力側スイッチング素子群５０は、第一状態と第二状態とを交互に繰り返すことによって、直流電源１０から出力された直流電力Ｐｄｃを交流電力に変換して、トランス４０の二次側に出力することができる。第一状態は、正極側スイッチング素子５１ａおよび負極側スイッチング素子５２ｂの両方が閉状態であり、かつ、正極側スイッチング素子５１ｂおよび負極側スイッチング素子５２ａの両方が開状態である状態をいう。第二状態は、正極側スイッチング素子５１ａおよび負極側スイッチング素子５２ｂの両方が開状態であり、かつ、正極側スイッチング素子５１ｂおよび負極側スイッチング素子５２ａの両方が閉状態である状態をいう。
【００４１】
まず、トランス４０の二次側巻線４２に、図２Ａに示す第一周波数Ｆ１で周期的に変動する交流電流と同様の交流電流を出力させる場合を想定する。この場合、例えば、制御装置３０は、図２Ａに示す交流電流（正極側）が生成されるように、正極側スイッチング素子５１ａをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、かつ、負極側スイッチング素子５２ｂを常時閉状態に制御する（第一状態に相当）。また、制御装置３０は、図２Ａに示す交流電流（負極側）が生成されるように、負極側スイッチング素子５２ａをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、かつ、正極側スイッチング素子５１ｂを常時閉状態に制御する（第二状態に相当）。上述した第一状態に相当する状態と、第二状態に相当する状態とを交互に繰り返すことによって、トランス４０の二次側巻線４２には、図２Ａに示す第一周波数Ｆ１で周期的に変動する交流電流と同様の交流電流が出力される。
【００４２】
次に、トランス４０の二次側巻線４２に、図２Ｂに示す第二周波数Ｆ２で周期的に変動する交流電流と同様の交流電流を出力させる場合を想定する。この場合、例えば、制御装置３０は、図２Ｂに示す交流電流（正極側）が生成されるように、負極側スイッチング素子５２ｂをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、かつ、正極側スイッチング素子５１ａを常時閉状態に制御する（第一状態に相当）。また、制御装置３０は、図２Ｂに示す交流電流（負極側）が生成されるように、正極側スイッチング素子５１ｂをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、かつ、負極側スイッチング素子５２ａを常時閉状態に制御する（第二状態に相当）。上述した第一状態に相当する状態と、第二状態に相当する状態とを交互に繰り返すことによって、トランス４０の二次側巻線４２には、図２Ｂに示す第二周波数Ｆ２で周期的に変動する交流電流と同様の交流電流が出力される。
【００４３】
次に、上述した二つの場合において、常時閉状態に制御されるスイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する場合を想定する。具体的には、制御装置３０は、図２Ａに示す第一周波数Ｆ１で周期的に変動する交流電流が生成されるように、入力側スイッチング素子群５０の一方の一対のスイッチング素子５０ａ（正極側スイッチング素子５１ａおよび負極側スイッチング素子５２ａ）をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。また、制御装置３０は、図２Ｂに示す第二周波数Ｆ２で周期的に変動する交流電流が生成されるように、入力側スイッチング素子群５０の他方の一対のスイッチング素子５０ｂ（正極側スイッチング素子５１ｂおよび負極側スイッチング素子５２ｂ）をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。これにより、図２Ａの曲線Ｌ１１で示す電流波形と、図２Ｂの曲線Ｌ１２で示す電流波形とが重ね合わされて（混成されて）、図２Ｃの曲線Ｌ１３で示す電流波形が生成されたように、トランス４０の二次側巻線４２に、図２Ｃに示す混成波Ｐｍに係る交流電流と同様の交流電流を出力させることができる。
【００４４】
図４に示すように、制御装置３０は、制御ブロックとして捉えると、入力側スイッチング素子群制御部３１を備えている。入力側スイッチング素子群制御部３１は、上述したパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うことができれば良く、その構成は、限定されない。入力側スイッチング素子群制御部３１は、例えば、三角波比較方式など公知の種々の方法を用いて、上述したパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うことができる。本実施形態では、入力側スイッチング素子群制御部３１は、第一変調波生成器３１ａと、第二変調波生成器３１ｂと、搬送波生成器３１ｃと、第一比較器３１ｄと、第二比較器３１ｅとを備えている。第一変調波生成器３１ａは、第一周波数Ｆ１と同じ周波数で周期的に変動する第一変調波ＷＭ１を生成する。第二変調波生成器３１ｂは、第二周波数Ｆ２と同じ周波数で周期的に変動する第二変調波ＷＭ２を生成する。なお、本実施形態では、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、いずれも正弦波である。また、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２の振幅は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御の変調率（指令値を直流電源１０の直流電圧で除した値）に合わせて設定される。
【００４５】
搬送波生成器３１ｃは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御の搬送波ＷＣ０を生成する。搬送波ＷＣ０は、三角波を用いることができる。搬送波ＷＣ０の周波数は、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２の周波数と比べて、十分高く設定する必要がある。例えば、所定周波数Ｆ０を１ｋＨｚに設定する場合、搬送波ＷＣ０の周波数は、１０ｋＨｚに設定することができる。また、例えば、所定周波数Ｆ０を２０ｋＨｚに設定する場合、搬送波ＷＣ０の周波数は、２００ｋＨｚに設定することができる。このように、搬送波ＷＣ０の周波数は、例えば、所定周波数Ｆ０の十倍の周波数に設定することができる。また、搬送波ＷＣ０は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔが可変する場合、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔに応じて、周波数を可変することもでき、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔに関わらず、一定の周波数に設定することもできる。
【００４６】
第一比較器３１ｄは、第一変調波生成器３１ａによって生成された第一変調波ＷＭ１と、搬送波生成器３１ｃによって生成された搬送波ＷＣ０とを大小比較して、ローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）またはハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）を出力する。第二比較器３１ｅは、第二変調波生成器３１ｂによって生成された第二変調波ＷＭ２と、搬送波生成器３１ｃによって生成された搬送波ＷＣ０とを大小比較して、ローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）またはハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）を出力する。
【００４７】
図５の曲線Ｌ２１は、第一変調波生成器３１ａによって生成された第一変調波ＷＭ１の経時変化の一例を示している。曲線Ｌ２２は、搬送波生成器３１ｃによって生成された搬送波ＷＣ０の経時変化の一例を示している。曲線Ｌ２３は、第一比較器３１ｄの出力の経時変化の一例を示している。第一比較器３１ｄの出力は、入力側スイッチング素子群５０の一のスイッチング素子（例えば、正極側スイッチング素子５１ａ）の駆動信号Ａに相当する。同図の開状態は、第一比較器３１ｄの出力がローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）のときに、当該スイッチング素子が開状態に制御されることを示している。同図の閉状態は、第一比較器３１ｄの出力がハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）のときに、当該スイッチング素子が閉状態に制御されることを示している。
【００４８】
曲線Ｌ２１で示す第一変調波ＷＭ１が曲線Ｌ２２で示す搬送波ＷＣ０より小さい場合、第一比較器３１ｄの出力は、ローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）になり、正極側スイッチング素子５１ａは、開状態に制御される（例えば、同図の時間ｔ２１で示す区間）。一方、曲線Ｌ２１で示す第一変調波ＷＭ１が曲線Ｌ２２で示す搬送波ＷＣ０より大きい場合、第一比較器３１ｄの出力は、ハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）になり、正極側スイッチング素子５１ａは、閉状態に制御される（例えば、同図の時間ｔ２２で示す区間）。これを繰り返すことにより、曲線Ｌ２３で示す正極側スイッチング素子５１ａの駆動信号Ａが生成される。負極側スイッチング素子５２ａの駆動信号Ａは、デッドタイムを無視すると、正極側スイッチング素子５１ａの駆動信号Ａの開状態および閉状態を反転した駆動信号になる。
【００４９】
正極側スイッチング素子５１ｂの駆動信号Ｂについても、同様に生成することができる。具体的には、第二変調波ＷＭ２が搬送波ＷＣ０より小さい場合、第二比較器３１ｅの出力は、ローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）になり、正極側スイッチング素子５１ｂは、開状態に制御される。一方、第二変調波ＷＭ２が搬送波ＷＣ０より大きい場合、第二比較器３１ｅの出力は、ハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）になり、正極側スイッチング素子５１ｂは、閉状態に制御される。これを繰り返すことにより、正極側スイッチング素子５１ｂの駆動信号Ｂが生成される。負極側スイッチング素子５２ｂの駆動信号Ｂは、デッドタイムを無視すると、正極側スイッチング素子５１ｂの駆動信号Ｂの開状態および閉状態を反転した駆動信号になる。なお、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２の周波数を高く設定する場合（例えば、２０ｋＨｚ以上など）、駆動信号Ａおよび駆動信号Ｂを予め生成しておき、例えば、図３に示す第二記憶装置３０ｂ２に記憶しておくと良い。そして、入力側スイッチング素子群制御部３１は、第二記憶装置３０ｂ２に記憶されている駆動信号Ａおよび駆動信号Ｂを第一記憶装置３０ｂ１に読み出して、出力することができる。上述したことは、後述する駆動信号Ｄについても、同様に言える。
【００５０】
本実施形態のインバータ装置１００によれば、混成波生成部２０ａは、トランス４０と、入力側スイッチング素子群５０とを具備している。また、トランス４０の一次側巻線４１の一方の端部４１ｘは、入力側スイッチング素子群５０の一方の一対のスイッチング素子５０ａの接続部５３ａに接続され、一次側巻線４１の他方の端部４１ｙは、入力側スイッチング素子群５０の他方の一対のスイッチング素子５０ｂの接続部５３ｂに接続されている。さらに、制御装置３０は、入力側スイッチング素子群制御部３１を備えている。入力側スイッチング素子群制御部３１は、第一周波数Ｆ１と同じ周波数で周期的に変動する第一変調波ＷＭ１を用いて一方の一対のスイッチング素子５０ａ（正極側スイッチング素子５１ａおよび負極側スイッチング素子５２ａ）をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、第二周波数Ｆ２と同じ周波数で周期的に変動する第二変調波ＷＭ２を用いて他方の一対のスイッチング素子５０ｂ（正極側スイッチング素子５１ｂおよび負極側スイッチング素子５２ｂ）をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して、トランス４０の二次側巻線４２に混成波Ｐｍを出力させる。これらにより、本実施形態のインバータ装置１００は、直流電力Ｐｄｃから混成波Ｐｍを容易に生成することができる。
【００５１】
（混成波分離器６０、出力側スイッチング素子群７０、フィルタ８０および出力側スイッチング素子群制御部３２）
出力波生成部２０ｂは、混成波Ｐｍに含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分をインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分に変換して、混成波Ｐｍからインバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔを生成することができれば良く、その構成は、限定されない。本実施形態では、出力波生成部２０ｂは、混成波分離器６０と、出力側スイッチング素子群７０と、フィルタ８０とを備えている。また、制御装置３０は、出力側スイッチング素子群制御部３２を備えている。
【００５２】
混成波分離器６０は、正極側混成波Ｐｍｐと負極側混成波Ｐｍｍとに混成波Ｐｍを分離する。正極側混成波Ｐｍｐは、混成波Ｐｍの正極側成分の通過が許容され負極側成分の通過が規制された混成波Ｐｍをいう。負極側混成波Ｐｍｍは、混成波Ｐｍの負極側成分の通過が許容され正極側成分の通過が規制された混成波Ｐｍをいう。図１に示すように、本実施形態では、混成波分離器６０は、複数（二つ）の整流素子（第一整流素子６１および第二整流素子６２）を備えている。第一整流素子６１および第二整流素子６２は、公知の電力用の整流素子（例えば、ダイオード）を用いることができる。
【００５３】
第一整流素子６１は、入力側電極６１ａと、出力側電極６１ｂとを備えている。第一整流素子６１としてダイオードを用いる場合、入力側電極６１ａは、アノード電極に相当し、出力側電極６１ｂは、カソード電極に相当する。第二整流素子６２は、入力側電極６２ａと、出力側電極６２ｂとを備えている。第二整流素子６２としてダイオードを用いる場合、入力側電極６２ａは、アノード電極に相当し、出力側電極６２ｂは、カソード電極に相当する。
【００５４】
出力側スイッチング素子群７０は、出力側第一スイッチング素子７１と出力側第二スイッチング素子７２とが直列接続されている一対のスイッチング素子７０ａを備えている。出力側第一スイッチング素子７１は、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔの正極側成分として、正極側混成波Ｐｍｐを出力させる。出力側第二スイッチング素子７２は、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔの負極側成分として、負極側混成波Ｐｍｍを出力させる。
【００５５】
出力側第一スイッチング素子７１および出力側第二スイッチング素子７２は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔに同期して、開閉制御される。また、本実施形態では、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔは、所定周波数Ｆ０と比べて、十分低く設定されている。そのため、出力側第一スイッチング素子７１および出力側第二スイッチング素子７２は、入力側スイッチング素子群５０の各スイッチング素子と比べて、低速用のスイッチング素子を用いることができる。低速用のスイッチング素子（例えば、サイリスタなど）は、高速用のスイッチング素子（例えば、既述した絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）など）と比べて、閉状態のときの入力端子と出力端子との間の端子間電圧を低減することができ、スイッチング素子による損失を低減することができる。なお、出力側第一スイッチング素子７１および出力側第二スイッチング素子７２は、既述した絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのスイッチング素子を用いても良く、種々のスイッチング素子を用いることができる。
【００５６】
出力側第一スイッチング素子７１は、入力端子７１ｃと出力端子７１ｅと制御端子７１ｇと還流ダイオード７１ｄとを備えている。また、出力側第二スイッチング素子７２は、入力端子７２ｃと出力端子７２ｅと制御端子７２ｇと還流ダイオード７２ｄとを備えている。これらの端子および還流ダイオードは、正極側スイッチング素子５１および負極側スイッチング素子５２において既述した端子および還流ダイオードと同様であり、重複する説明を省略する。
【００５７】
フィルタ８０は、出力側第一スイッチング素子７１を介して出力された正極側混成波Ｐｍｐおよび出力側第二スイッチング素子７２を介して出力された負極側混成波Ｐｍｍ（以下、フィルタ前混成波Ｐｆ０という。）に含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分を低減する。本実施形態では、所定周波数Ｆ０は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと比べて、十分高く設定されている。そのため、フィルタ８０は、フィルタ前混成波Ｐｆ０に含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分の通過を許容し、フィルタ前混成波Ｐｆ０に含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分の通過を規制するローパスフィルタを用いることができる。
【００５８】
また、フィルタ８０は、フィルタ前混成波Ｐｆ０に含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分の通過を許容するバンドパスフィルタを用いることもできる。フィルタ８０を通過した後の正極側混成波Ｐｍｐおよび負極側混成波Ｐｍｍ（以下、フィルタ後混成波という。）は、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔに相当する。
【００５９】
フィルタ８０は、フィルタ前混成波Ｐｆ０に含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分を低減することができれば良く、その構成は、限定されない。本実施形態では、フィルタ８０は、リアクトル８１と、コンデンサ８２とを備えており、ローパスフィルタが構成されている。リアクトル８１およびコンデンサ８２は、公知の電力用の素子を用いることができる。また、リアクトル８１のインダクタンスおよびコンデンサ８２の静電容量は、フィルタ８０のカットオフ周波数が、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔより高く、かつ、所定周波数Ｆ０より低くなるように設定されている。なお、所定周波数Ｆ０を高く設定する程、フィルタ８０のカットオフ周波数を高く設定することができる。フィルタ８０のカットオフ周波数を高く設定すると、リアクトル８１のインダクタンスおよびコンデンサ８２の静電容量を低減することができるので、リアクトル８１およびコンデンサ８２の小型化が容易になる。
【００６０】
図１に示すように、第一整流素子６１の入力側電極６１ａは、二次側巻線４２の一方の端部４２ｘであって、二次側第一巻線４２ａが設けられている側と同じ側の端部に接続されている。第一整流素子６１の出力側電極６１ｂは、出力側第一スイッチング素子７１の入力端子７１ｃに接続されている。また、第二整流素子６２の出力側電極６２ｂは、二次側巻線４２の他方の端部４２ｙであって、二次側第二巻線４２ｂが設けられている側と同じ側の端部に接続されている。第二整流素子６２の入力側電極６２ａは、出力側第二スイッチング素子７２の出力端子７２ｅに接続されている。
【００６１】
また、フィルタ８０のリアクトル８１の一端側の端部８１ｘは、トランス４０の二次側接続部４３（中性点）に接続されている。リアクトル８１の他端側の端部８１ｙは、フィルタ８０のコンデンサ８２の一端側の端部８２ｘに接続され、インバータ２０の出力端子９０ｂに接続されている。コンデンサ８２の他端側の端部８２ｙは、出力側第一スイッチング素子７１と出力側第二スイッチング素子７２とが接続されている接続部７３に接続され、インバータ２０の出力端子９０ａに接続されている。
【００６２】
さらに、出力側第一スイッチング素子７１の制御端子７１ｇは、出力側駆動回路３０ｆを介して、制御装置３０に接続されている。また、出力側第二スイッチング素子７２の制御端子７２ｇは、出力側駆動回路３０ｆを介して、制御装置３０に接続されている。出力側駆動回路３０ｆは、公知のドライバ回路（ゲートドライブ回路）を用いることができる。具体的には、出力側駆動回路３０ｆは、制御装置３０によって生成された駆動信号（既述した出力波生成部２０ｂの駆動信号）から、制御端子７１ｇおよび制御端子７２ｇに印加する制御電圧を生成して出力する。制御装置３０は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔに同期して、出力側スイッチング素子群７０の出力側第一スイッチング素子７１および出力側第二スイッチング素子７２を開閉制御する。
【００６３】
図４に示すように、制御装置３０は、制御ブロックとして捉えると、出力側スイッチング素子群制御部３２を備えている。出力側スイッチング素子群制御部３２は、出力波Ｐｏｕｔの正極側成分を出力させるときに、出力側第一スイッチング素子７１を閉状態にし、かつ、出力側第二スイッチング素子７２を開状態にする。具体的には、出力側スイッチング素子群制御部３２は、出力側第一スイッチング素子７１の制御端子７１ｇと出力端子７１ｅとの間に印加する制御電圧がハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）になり、かつ、出力側第二スイッチング素子７２の制御端子７２ｇと出力端子７２ｅとの間に印加する制御電圧がローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）になる駆動信号Ｃを生成する。
【００６４】
この場合、トランス４０の二次側第一巻線４２ａ、第一整流素子６１、出力側第一スイッチング素子７１、接続部７３、コンデンサ８２の他端側の端部８２ｙ、負荷９０、コンデンサ８２の一端側の端部８２ｘ、リアクトル８１および二次側接続部４３（中性点）を順に通る電流経路が形成される。このとき、第一整流素子６１は、混成波Ｐｍの正極側成分の通過を許容し、第二整流素子６２は、混成波Ｐｍの正極側成分の通過を規制している。
【００６５】
図６Ａの曲線Ｌ３１は、正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、第一整流素子６１に流れる電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１３、所定周波数Ｆ０、時間ｔ１０および出力周波数Ｆｏｕｔ、並びに、曲線Ｌ１０については、図２Ｃと同様である。図６Ａに示すように、出力波Ｐｏｕｔの正極側成分として、正極側混成波Ｐｍｐが出力される。なお、フィルタ８０を通過した後の正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流は、正極側混成波Ｐｍｐに含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分がフィルタ８０によって抑制されて、図２Ｄの曲線Ｌ１０（正極側）と同様の電流波形になる。
【００６６】
出力側スイッチング素子群制御部３２は、出力波Ｐｏｕｔの負極側成分を出力させるときに、出力側第一スイッチング素子７１を開状態にし、かつ、出力側第二スイッチング素子７２を閉状態にする。具体的には、出力側スイッチング素子群制御部３２は、出力側第一スイッチング素子７１の制御端子７１ｇと出力端子７１ｅとの間に印加する制御電圧がローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）になり、かつ、出力側第二スイッチング素子７２の制御端子７２ｇと出力端子７２ｅとの間に印加する制御電圧がハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）になる駆動信号Ｃを生成する。
【００６７】
この場合、トランス４０の二次側第二巻線４２ｂ、二次側接続部４３（中性点）、リアクトル８１、コンデンサ８２の一端側の端部８２ｘ、負荷９０、コンデンサ８２の他端側の端部８２ｙ、接続部７３、出力側第二スイッチング素子７２および第二整流素子６２を順に通る電流経路が形成される。このとき、第二整流素子６２は、混成波Ｐｍの負極側成分の通過を許容し、第一整流素子６１は、混成波Ｐｍの負極側成分の通過を規制している。
【００６８】
図６Ｂの曲線Ｌ３２は、負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、第二整流素子６２に流れる電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１３、所定周波数Ｆ０、時間ｔ１０および出力周波数Ｆｏｕｔ、並びに、曲線Ｌ１０については、図２Ｃと同様である。図６Ｂに示すように、出力波Ｐｏｕｔの負極側成分として、負極側混成波Ｐｍｍが出力される。なお、フィルタ８０を通過した後の負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流は、負極側混成波Ｐｍｍに含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分がフィルタ８０によって抑制されて、図２Ｄの曲線Ｌ１０（負極側）と同様の電流波形になる。
【００６９】
図６Ｃの曲線Ｌ３３は、フィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流の経時変化の一例を示している。同図の縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。時間ｔ１３、所定周波数Ｆ０、時間ｔ１０および出力周波数Ｆｏｕｔ、並びに、曲線Ｌ１０については、図２Ｃと同様である。図６Ｃの曲線Ｌ３３で示す電流波形は、図６Ａの曲線Ｌ３１で示す電流波形と、図６Ｂの曲線Ｌ３２で示す電流波形とを重ね合わせた電流波形であると言える。図６Ｃに示すように、出力側スイッチング素子群制御部３２は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔに同期して、正極側混成波Ｐｍｐと負極側混成波Ｐｍｍとを交互に出力させて、フィルタ前混成波Ｐｆ０を出力させる。なお、フィルタ８０を通過した後のフィルタ後混成波（インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔ）に係る交流電流は、フィルタ前混成波Ｐｆ０に含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分がフィルタ８０によって抑制されて、図２Ｄの曲線Ｌ１０と同様の電流波形になる。
【００７０】
本実施形態のインバータ装置１００では、インバータ２０が系統電源の電力系統と連系されている。インバータ２０を系統電源の電力系統と連系させる場合、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔに係る交流電流の位相と、系統電源の交流電流の位相とを同期させる必要がある。そのため、本実施形態では、出力側スイッチング素子群制御部３２は、位相同期器（図示略）を備えている。位相同期器は、例えば、公知のＰＬＬ回路（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いることができる。ＰＬＬ回路は、入力信号（この場合、系統電源の交流電流の位相）に同期した出力信号を生成することができる。
【００７１】
入力側スイッチング素子群制御部３１の第一変調波生成器３１ａは、位相同期器の出力信号（系統電源の交流電流の位相）に同期して、第一変調波ＷＭ１を生成する。また、入力側スイッチング素子群制御部３１の第二変調波生成器３１ｂは、位相同期器の出力信号（系統電源の交流電流の位相）に同期して、第二変調波ＷＭ２を生成する。これらの結果、混成波Ｐｍに含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分のゼロクロスのタイミングと、系統電源の交流電流のゼロクロスのタイミングとを一致させることができ、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔに係る交流電流の位相は、系統電源の交流電流の位相と同期する。
【００７２】
また、出力側スイッチング素子群制御部３２は、第一変調波生成器３１ａによって生成された第一変調波ＷＭ１の波数または第二変調波生成器３１ｂによって生成された第二変調波ＷＭ２の波数から、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔに係る交流電流の極性（正極性または負極性）が切り替わるタイミングを知得することができる（図２Ａ〜図２Ｄの周期と波数の関係と同様）。なお、インバータ２０が単独で負荷９０に電力を供給する場合（インバータ２０と系統電源の電力系統とを連系させない場合など）、位相の同期に関する上述した制約は生じない。しかしながら、この場合も、出力側スイッチング素子群制御部３２は、上述した場合と同様に、第一変調波ＷＭ１または第二変調波ＷＭ２の波数から、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔに係る交流電流の極性（正極性または負極性）が切り替わるタイミングを知得することができる。
【００７３】
本実施形態のインバータ装置１００によれば、出力波生成部２０ｂは、混成波分離器６０と、出力側スイッチング素子群７０と、フィルタ８０とを備えている。また、制御装置３０は、出力側スイッチング素子群制御部３２を備えている。出力側スイッチング素子群制御部３２は、出力波Ｐｏｕｔの正極側成分を出力させるときに、出力側第一スイッチング素子７１を閉状態にし、かつ、出力側第二スイッチング素子７２を開状態にする。一方、出力側スイッチング素子群制御部３２は、出力波Ｐｏｕｔの負極側成分を出力させるときに、出力側第一スイッチング素子７１を開状態にし、かつ、出力側第二スイッチング素子７２を閉状態にする。出力側スイッチング素子群制御部３２は、これらを繰り返すことにより、正極側混成波Ｐｍｐと負極側混成波Ｐｍｍとを交互に出力させることができる。よって、本実施形態のインバータ装置１００は、混成波Ｐｍに含まれるインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二倍の周波数成分をインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分に容易に変換することができ、混成波Ｐｍからインバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔを容易に生成することができる。
【００７４】
また、本実施形態のインバータ装置１００によれば、出力側スイッチング素子群７０は、二つのスイッチング素子（出力側第一スイッチング素子７１および出力側第二スイッチング素子７２）を備える。そのため、本実施形態のインバータ装置１００は、トランスの二次側に四つのスイッチング素子を備える特許文献１および特許文献２に記載の電力変換装置（以下、従来の電力変換装置という。）と比べて、トランス４０の二次側のスイッチング素子の数を半減することができ、スイッチング素子による損失（スイッチング損失）を低減することができる。
【００７５】
さらに、本実施形態のインバータ装置１００によれば、トランス４０の二次側の二つのスイッチング素子（出力側第一スイッチング素子７１および出力側第二スイッチング素子７２）は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔに同期して、開閉制御される。また、本実施形態では、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔは、所定周波数Ｆ０と比べて、十分低く設定されている。そのため、本実施形態のインバータ装置１００は、従来の電力変換装置と比べて、トランス４０の二次側の二つのスイッチング素子を低速化することができ、低速用のスイッチング素子を用いることができる。低速用のスイッチング素子は、従来の電力変換装置が備える高速用のスイッチング素子と比べて、閉状態のときの入力端子と出力端子との間の端子間電圧を低減することができ、スイッチング素子による損失を低減することができる。
【００７６】
また、本実施形態のインバータ装置１００によれば、混成波分離器６０は、複数（二つ）の整流素子（第一整流素子６１および第二整流素子６２）を備えている。複数（二つ）の整流素子のうちの一つの整流素子（第一整流素子６１）は、混成波Ｐｍの正極側成分の通過を許容し、かつ、混成波Ｐｍの負極側成分の通過を規制する。また、複数（二つ）の整流素子のうちの他の一つの整流素子（第二整流素子６２）は、混成波Ｐｍの負極側成分の通過を許容し、かつ、混成波Ｐｍの正極側成分の通過を規制する。よって、本実施形態のインバータ装置１００は、混成波Ｐｍを正極側混成波Ｐｍｐと負極側混成波Ｐｍｍとに容易に分離することができる。
【００７７】
＜第二実施形態＞
本実施形態は、第一実施形態と比べて、主に、混成波生成部２０ａが異なる。以下、第一実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００７８】
図７に示すように、混成波生成部２０ａは、トランス４０と、入力側スイッチング素子群５０とを備えている。トランス４０は、一次側巻線４１と二次側巻線４２とを備えている。本実施形態では、トランス４０の一次側巻線４１は、一次側第一巻線４１ａと一次側第二巻線４１ｂとを備えており、これらは、直列接続されている。一次側第一巻線４１ａの巻数と、一次側第二巻線４１ｂの巻数とは、同数に設定されている。また、入力側スイッチング素子群５０は、入力側第一スイッチング素子５４と、入力側第二スイッチング素子５５とを備えている。
【００７９】
入力側第一スイッチング素子５４は、一次側巻線４１の一方の端部４１ｘであって一次側第一巻線４１ａが設けられている側と同じ側の端部と、直流電源１０の負極１０ｎとの間の電路に設けられている。入力側第二スイッチング素子５５は、一次側巻線４１の他方の端部４１ｙであって一次側第二巻線４１ｂが設けられている側と同じ側の端部と、直流電源１０の負極１０ｎとの間の電路に設けられている。直流電源１０の正極１０ｐは、一次側第一巻線４１ａと一次側第二巻線４１ｂとが接続されている一次側接続部４４に接続されている。
【００８０】
入力側第一スイッチング素子５４および入力側第二スイッチング素子５５は、公知の電力用のスイッチング素子を用いることができる。例えば、入力側第一スイッチング素子５４および入力側第二スイッチング素子５５は、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの種々のスイッチング素子を用いることができる。入力側第一スイッチング素子５４は、入力端子５４ｃと出力端子５４ｅと制御端子５４ｇと還流ダイオード５４ｄとを備えている。また、入力側第二スイッチング素子５５は、入力端子５５ｃと出力端子５５ｅと制御端子５５ｇと還流ダイオード５５ｄとを備えている。これらの端子および還流ダイオードは、第一実施形態の正極側スイッチング素子５１および負極側スイッチング素子５２において既述した端子および還流ダイオードと同様であり、重複する説明を省略する。
【００８１】
図８に示すように、制御装置３０の入力側スイッチング素子群制御部３１は、第一実施形態と同様に、第一変調波生成器３１ａと、第二変調波生成器３１ｂと、搬送波生成器３１ｃと、第一比較器３１ｄと、第二比較器３１ｅとを備えている。本実施形態では、第一比較器３１ｄの出力（駆動信号Ａ）は、入力側第一スイッチング素子５４に出力される。また、第二比較器３１ｅの出力（駆動信号Ｂ）は、入力側第二スイッチング素子５５に出力される。つまり、入力側スイッチング素子群制御部３１は、第一変調波ＷＭ１を用いて、入力側第一スイッチング素子５４をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。また、入力側スイッチング素子群制御部３１は、第二変調波ＷＭ２を用いて、入力側第二スイッチング素子５５をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。これらにより、第一実施形態と同様に、入力側スイッチング素子群制御部３１は、トランス４０の二次側巻線４２に混成波Ｐｍを出力させることができる。よって、本実施形態においても、第一実施形態で既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。
【００８２】
本実施形態では、上述したことは、次のように説明することができる。混成波Ｐｍに係る交流電流は、下記数２で示すことができる。左辺の第一項は、第一交流波Ｐ１に係る交流電流（周波数は、第一周波数Ｆ１）を示しており、左辺の第二項は、第二交流波Ｐ２に係る交流電流（周波数は、第二周波数Ｆ２）を示している。右辺は、混成波Ｐｍに係る交流電流を示している。なお、時刻は、時刻ｔで表されている。本実施形態においても、混成波Ｐｍに係る交流電流は、所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分を含む。また、混成波Ｐｍに係る交流電流は、分数調波に関して、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二以上の整数倍（主に、二倍）の周波数成分を含む。
【００８３】
【数２】
2018050440.tif 000004
【００８４】
＜第三実施形態＞
本実施形態は、第一実施形態と比べて、主に、入力側スイッチング素子群制御部３１が異なる。以下、第一実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００８５】
図９に示すように、入力側スイッチング素子群制御部３１は、混成変調波生成器３１ｆと、搬送波生成器３１ｇと、第三比較器３１ｈとを備えている。また、図１０に示すように、混成変調波生成器３１ｆは、所定周波数生成部３１ｆ１と、出力周波数生成部３１ｆ２と、乗算器３１ｆ３とを備えている。所定周波数生成部３１ｆ１は、所定周波数Ｆ０と同じ周波数で周期的に変動する第一信号（本実施形態では、正弦波）を生成して出力する。出力周波数生成部３１ｆ２は、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数で周期的に変動する第二信号（本実施形態では、正弦波）を生成して出力する。乗算器３１ｆ３は、所定周波数生成部３１ｆ１から出力された第一信号（所定周波数Ｆ０）と、出力周波数生成部３１ｆ２から出力された第二信号（出力周波数Ｆｏｕｔ）とを乗算し、混成変調波ＷＭＭを生成して出力する。
【００８６】
第一実施形態で既述した数１に示すように、第一信号（所定周波数Ｆ０）と第二信号（出力周波数Ｆｏｕｔ）とを乗じると、第一変調波ＷＭ１と第二変調波ＷＭ２とを混成した混成変調波ＷＭＭを生成することができる。既述したように、第一変調波ＷＭ１は、第一周波数Ｆ１（所定周波数Ｆ０からインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔを減じた周波数）と同じ周波数で周期的に変動する変調波である。第二変調波ＷＭ２は、第二周波数Ｆ２（所定周波数Ｆ０にインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔを加えた周波数）と同じ周波数で周期的に変動する変調波である。つまり、混成変調波ＷＭＭは、図２Ｃの曲線Ｌ１３に示す混成波Ｐｍに係る交流電流と同様に経時変化する変調波と言える。
【００８７】
このようにして、混成変調波生成器３１ｆは、混成変調波ＷＭＭを生成することができる。搬送波生成器３１ｇは、第一実施形態で既述した搬送波生成器３１ｃと同様に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御の搬送波ＷＣ０を生成する。本実施形態においても、搬送波ＷＣ０は、三角波を用いることができる。また、搬送波ＷＣ０の周波数は、所定周波数Ｆ０の周波数と比べて、十分高く設定する必要がある。搬送波ＷＣ０の具体的な周波数などは、搬送波生成器３１ｃと同様に設定することができる。
【００８８】
第三比較器３１ｈは、混成変調波生成器３１ｆによって生成された混成変調波ＷＭＭと、搬送波生成器３１ｇによって生成された搬送波ＷＣ０とを大小比較して、ローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）またはハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）を出力する。つまり、入力側スイッチング素子群制御部３１は、図５の曲線Ｌ２１に示す第一変調波ＷＭ１の代わりに、混成変調波ＷＭＭを用いて、入力側スイッチング素子群５０の各スイッチング素子（正極側スイッチング素子５１ａ、負極側スイッチング素子５２ａ、正極側スイッチング素子５１ｂおよび負極側スイッチング素子５２ｂの各々）の駆動信号Ｄを生成する。これにより、トランス４０の二次側巻線４２には、図２Ｃの曲線Ｌ１３で示す混成波Ｐｍに係る交流電流が生じる。
【００８９】
本実施形態のインバータ装置１００によれば、入力側スイッチング素子群制御部３１は、混成変調波ＷＭＭを用いて、入力側スイッチング素子群５０の各スイッチング素子（正極側スイッチング素子５１ａ、負極側スイッチング素子５２ａ、正極側スイッチング素子５１ｂおよび負極側スイッチング素子５２ｂの各々）をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して、トランス４０の二次側巻線４２に混成波Ｐｍを出力させる。よって、本実施形態においても、第一実施形態で既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。
【００９０】
なお、上述したことは、第二実施形態のインバータ装置１００についても、同様に適用することができる。この場合、入力側スイッチング素子群制御部３１は、混成変調波ＷＭＭを用いて、入力側第一スイッチング素子５４および入力側第二スイッチング素子５５をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して、トランス４０の二次側巻線４２に混成波Ｐｍを出力させる。この場合も、第一実施形態で既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。
【００９１】
＜その他＞
本発明は、上記し、かつ、図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施することができる。例えば、既述した実施形態では、インバータ２０は、単相の出力波Ｐｏｕｔを生成し出力する。しかしながら、インバータ２０の出力は、単相に限定されるものではない。インバータ２０の出力は、多相（例えば、三相）にすることもできる。この場合、混成波生成部２０ａは、例えば、相数分のトランス４０と、相数より一つ多い数（組数）分の一対のスイッチング素子とを備えると良い。
【００９２】
例えば、三相の場合、混成波生成部２０ａは、三つのトランス４０と、四組の一対のスイッチング素子とを備えると良い。そして、四組の一対のスイッチング素子のうちの一組の一対のスイッチング素子（共通の一対のスイッチング素子）と、四組の一対のスイッチング素子のうちの他の一組の一対のスイッチング素子（第一の一対のスイッチング素子）とを用いて、三つのトランス４０のうちの一のトランス４０の二次側巻線４２に、基準となる混成波Ｐｍである第一混成波Ｐｍ１を出力させる。また、四組の一対のスイッチング素子のうちの一組の一対のスイッチング素子（共通の一対のスイッチング素子）と、四組の一対のスイッチング素子のうちの他の一組の一対のスイッチング素子（第二の一対のスイッチング素子）とを用いて、三つのトランス４０のうちの他の一のトランス４０の二次側巻線４２に、第一混成波Ｐｍ１と比べて位相が１２０°進む混成波Ｐｍである第二混成波Ｐｍ２を出力させる。さらに、四組の一対のスイッチング素子のうちの一組の一対のスイッチング素子（共通の一対のスイッチング素子）と、四組の一対のスイッチング素子のうちの残りの一組の一対のスイッチング素子（第三の一対のスイッチング素子）とを用いて、三つのトランス４０のうちの残りの一のトランス４０の二次側巻線４２に、第二混成波Ｐｍ２と比べて位相が１２０°進む混成波Ｐｍである第三混成波Ｐｍ３を出力させる。出力波生成部２０ｂは、第一混成波Ｐｍ１、第二混成波Ｐｍ２および第三混成波Ｐｍ３から、三相の出力波Ｐｏｕｔを生成する。
【００９３】
（混成波分離器６０）
図１１に示すように、混成波分離器６０は、第一整流素子６１と、第二整流素子６２と、正極側コンデンサ６３と、負極側コンデンサ６４とを備えることもできる。正極側コンデンサ６３の一端側は、第一整流素子６１の出力側電極６１ｂと、出力側第一スイッチング素子７１の入力端子７１ｃとの間の電路に接続されている。正極側コンデンサ６３の他端側は、トランス４０の二次側接続部４３（中性点）と、フィルタ８０のリアクトル８１の一端側の端部８１ｘとの間の電路に接続されている。また、負極側コンデンサ６４の一端側は、第二整流素子６２の入力側電極６２ａと、出力側第二スイッチング素子７２の出力端子７２ｅとの間の電路に接続されている。負極側コンデンサ６４の他端側は、トランス４０の二次側接続部４３（中性点）と、フィルタ８０のリアクトル８１の一端側の端部８１ｘとの間の電路に接続されている。
【００９４】
図１２Ａの曲線Ｌ４１は、図１１の正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流の経時変化の一例を示している。図１２Ａは、図６Ａに対応しており、図６Ａの曲線Ｌ３１が、破線で示されている。図１２Ａの曲線Ｌ４１に示すように、混成波分離器６０は、正極側コンデンサ６３を備えることにより、正極側混成波Ｐｍｐに含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分の変動を低減することができる。
【００９５】
図１２Ｂの曲線Ｌ４２は、図１１の負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流の経時変化の一例を示している。図１２Ｂは、図６Ｂに対応しており、図６Ｂの曲線Ｌ３２が、破線で示されている。図１２Ｂの曲線Ｌ４２に示すように、混成波分離器６０は、負極側コンデンサ６４を備えることにより、負極側混成波Ｐｍｍに含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分の変動を低減することができる。
【００９６】
図１２Ｃの曲線Ｌ４３は、図１１のフィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流の経時変化の一例を示している。図１２Ｃは、図６Ｃに対応しており、図６Ｃの曲線Ｌ３３が、破線で示されている。図１２Ｃの曲線Ｌ４３に示すように、混成波分離器６０は、正極側コンデンサ６３と、負極側コンデンサ６４とを備えることにより、正極側混成波Ｐｍｐおよび負極側混成波Ｐｍｍに含まれる所定周波数Ｆ０と同じ周波数成分の変動を低減することができる。その結果、フィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流の電流波形は、既述した実施形態と比べて、フィルタ８０を通過した後のフィルタ後混成波（インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔ）に係る交流電流の電流波形（図２Ｄの曲線Ｌ１０で示す電流波形）に近くなる。
【００９７】
また、図１３に示すように、混成波分離器６０は、複数（八つ）の整流素子（第一整流素子群６５および第二整流素子群６６）を備えることもできる。第一整流素子群６５は、複数（四つ）の整流素子（整流素子６５ａ、整流素子６５ｂ、整流素子６５ｃおよび整流素子６５ｄ）を備えており、これらの整流素子がフルブリッジ接続されている。第二整流素子群６６は、複数（四つ）の整流素子（整流素子６６ａ、整流素子６６ｂ、整流素子６６ｃおよび整流素子６６ｄ）を備えており、これらの整流素子がフルブリッジ接続されている。これらの整流素子は、第一整流素子６１および第二整流素子６２と同様に、公知の電力用の整流素子を用いることができる。
【００９８】
第一整流素子群６５の入力側端子６５ｉ１は、トランス４０の二次側巻線４２の一方の端部４２ｘであって、二次側第一巻線４２ａが設けられている側と同じ側の端部に接続されている。第一整流素子群６５の入力側端子６５ｉ２は、トランス４０の二次側接続部４３（中性点）に接続されている。また、第一整流素子群６５の出力側端子６５ｏ１は、出力側第一スイッチング素子７１の入力端子７１ｃに接続されている。第一整流素子群６５の出力側端子６５ｏ２は、フィルタ８０のリアクトル８１の一端側の端部８１ｘに接続されている。
【００９９】
第二整流素子群６６の入力側端子６６ｉ１は、トランス４０の二次側巻線４２の他方の端部４２ｙであって、二次側第二巻線４２ｂが設けられている側と同じ側の端部に接続されている。第二整流素子群６６の入力側端子６６ｉ２は、トランス４０の二次側接続部４３（中性点）に接続されている。また、第二整流素子群６６の出力側端子６６ｏ１は、出力側第二スイッチング素子７２の出力端子７２ｅに接続されている。第二整流素子群６６の出力側端子６６ｏ２は、フィルタ８０のリアクトル８１の一端側の端部８１ｘに接続されている。
【０１００】
本変形形態のインバータ装置１００によれば、混成波分離器６０は、複数（八つ）の整流素子（第一整流素子群６５および第二整流素子群６６）を備えている。複数（八つ）の整流素子のうちの複数（四つ）の整流素子（第一整流素子群６５）は、第一整流素子６１と同様に、混成波Ｐｍの正極側成分の通過を許容し、かつ、混成波Ｐｍの負極側成分の通過を規制する。また、複数（八つ）の整流素子のうちの他の複数（四つ）の整流素子（第二整流素子群６６）は、第二整流素子６２と同様に、混成波Ｐｍの負極側成分の通過を許容し、かつ、混成波Ｐｍの正極側成分の通過を規制する。よって、本変形形態のインバータ装置１００においても、第一実施形態で既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。
【０１０１】
（変調波）
上述した実施形態では、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、正弦波である。その結果、混成波Ｐｍに係る交流電流は、正弦波状に経時変化する周波数成分を含む（図２Ｃ）。また、正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流および負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流、並びに、フィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流は、正弦波（半波）状に経時変化する周波数成分を含む（図６Ａ〜図６Ｃ）。また、正弦波である第一変調波ＷＭ１と、正弦波である第二変調波ＷＭ２とを混成した混成変調波ＷＭＭについても、同様に正弦波になり、上述したことが同様に言える。
【０１０２】
しかしながら、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、正弦波に限定されるものではない。第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、例えば、矩形波にすることもできる。この場合、混成波Ｐｍに係る交流電流は、矩形波状に経時変化する周波数成分を含む。また、正極側混成波Ｐｍｐに係る交流電流および負極側混成波Ｐｍｍに係る交流電流、並びに、フィルタ前混成波Ｐｆ０に係る交流電流は、矩形波状に経時変化する周波数成分を含む。また、矩形波である第一変調波ＷＭ１と、矩形波である第二変調波ＷＭ２とを混成した混成変調波ＷＭＭについても、同様に矩形波になり、上述したことが同様に言える。
【０１０３】
このように、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、矩形波または正弦波であると好適である。矩形波および正弦波は、いずれも容易に生成することができ、入力側スイッチング素子群制御部３１を簡素化し易い。また、後述するように、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２が矩形波である場合、正弦波の場合と比べて、低次（インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔと同じ周波数成分）の歪みが生じ易く、フィルタ８０が大型化する可能性がある。そのため、フィルタ８０を小型化する観点から、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、正弦波であると好適である。一方、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２が正弦波である場合、矩形波の場合と比べて、制御が複雑化し易い。そのため、制御を簡素化する観点から、第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２は、矩形波であると好適である。
【０１０４】
第一変調波ＷＭ１および第二変調波ＷＭ２が矩形波の場合、混成波Ｐｍに係る交流電流には、所定周波数Ｆ０の二以上の整数倍の高調波成分が含まれる。その結果、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔには、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二以上の整数倍の高調波成分が含まれる（上述した低次の歪み）。例えば、所定周波数Ｆ０が２０ｋＨｚのとき、混成波Ｐｍに係る交流電流には、４０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、８０ｋＨｚなどの高調波成分が含まれる。その結果、例えば、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔが５０Ｈｚのとき、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔには、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、２００Ｈｚなどの高調波成分が含まれる。そのため、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔに含まれる高調波成分を除去するために、フィルタ８０が大型化する可能性がある。
【０１０５】
そこで、図１４に示すように、フィルタ８０は、第一フィルタ８０ａと、第二フィルタ８０ｂとを備えていると好適である。第一フィルタ８０ａは、リアクトル８１と、コンデンサ８２とを備え、第一実施形態で既述したフィルタと同じである。第二フィルタ８０ｂは、上述した所定周波数Ｆ０の二以上の整数倍の高調波成分が混成波Ｐｍに含有してしまうことを抑制することができれば良く、その構成は、限定されない。同図では、第二フィルタ８０ｂは、リアクトル８３と、コンデンサ８４とを備えており、ローパスフィルタが構成されている。
【０１０６】
具体的には、リアクトル８３の一端側の端部８３ｘは、入力側スイッチング素子群５０の一方の一対のスイッチング素子５０ａの接続部５３ａに接続されている。リアクトル８３の他端側の端部８３ｙは、コンデンサ８４の一端側の端部８４ｘに接続され、トランス４０の一次側巻線４１の一方の端部４１ｘに接続されている。コンデンサ８４の他端側の端部８４ｙは、入力側スイッチング素子群５０の他方の一対のスイッチング素子５０ｂの接続部５３ｂに接続され、トランス４０の一次側巻線４１の他方の端部４１ｙに接続されている。
【０１０７】
リアクトル８３およびコンデンサ８４は、公知の電力用の素子を用いることができる。また、リアクトル８３のインダクタンスおよびコンデンサ８４の静電容量は、第二フィルタ８０ｂのカットオフ周波数が、第二周波数Ｆ２（所定周波数Ｆ０にインバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔを加えた周波数）より高く、かつ、所定周波数Ｆ０の二倍の周波数より低くなるように設定されている。これにより、矩形波状に変化する第一交流波Ｐ１に係る交流電流が正弦波化され、矩形波状に変化する第二交流波Ｐ２に係る交流電流が正弦波化される。その結果、混成波Ｐｍに係る交流電流から、所定周波数Ｆ０の二以上の整数倍の高調波成分が低減される。また、インバータ２０が出力する出力波Ｐｏｕｔから、インバータ２０の出力周波数Ｆｏｕｔの二以上の整数倍の高調波成分が低減される。
【符号の説明】
【０１０８】
１０：直流電源、１０ｐ：正極、１０ｎ：負極、
２０：インバータ、２０ａ：混成波生成部、２０ｂ：出力波生成部、
３０：制御装置、
３１：入力側スイッチング素子群制御部、３２：出力側スイッチング素子群制御部、
４０：トランス、
４１：一次側巻線、４１ｘ：一方の端部、４１ｙ：他方の端部、
４１ａ：一次側第一巻線、４１ｂ：一次側第二巻線、
４２：二次側巻線、４４：一次側接続部、
５０：入力側スイッチング素子群、５０ａ，５０ｂ：一対のスイッチング素子、
５１：正極側スイッチング素子、５２：負極側スイッチング素子、５３：接続部、
５４：入力側第一スイッチング素子、５５：入力側第二スイッチング素子、
６０：混成波分離器、
６１：第一整流素子、６２：第二整流素子、
６５：第一整流素子群、６６：第二整流素子群、
７０：出力側スイッチング素子群、７０ａ：一対のスイッチング素子、
７１：出力側第一スイッチング素子、７２：出力側第二スイッチング素子、
８０：フィルタ、
１００：インバータ装置、
Ｆ０：所定周波数、Ｆ１：第一周波数、Ｆ２：第二周波数、Ｆｏｕｔ：出力周波数、
ＷＭ１：第一変調波、ＷＭ２：第二変調波、ＷＭＭ：混成変調波、
Ｐｄｃ：直流電力、Ｐ１：第一交流波、Ｐ２：第二交流波、Ｐｍ：混成波、
Ｐｍｐ：正極側混成波、Ｐｍｍ：負極側混成波、Ｐｏｕｔ：出力波。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
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【図１３】
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【図１４】
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