(57)【要約】【課題】フィルタ回路から出力される出力電流の検出値を用いてリアクトル電流を推定する制御装置において、リアクトル電流の推定精度を向上させることが可能な系統連系制御装置を提供する。【解決手段】制御装置７０は、平均値算出部８１と増減判別部８２と瞬時値算出部８３とを備える。平均値算出部８１は、コンデンサ電流の算出値と出力電流検出値とを加算して、リアクトル電流の平均値を算出する。増減判別部８２は、リアクトル電圧およびリアクトルのインダクタンス、並びに、ＰＷＭスイッチング素子のデューティ比に基づいて、リアクトル電流の増加状態または減少状態を判別する。瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流の平均値および増減判別部８２によって判別されたリアクトル電流の増加状態または減少状態に基づいて、リアクトル電流の瞬時値を算出する。【選択図】図５
2018207698.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を出力する直流電源と、
前記直流電源と交流電力を供給する系統電源との間に配設され、前記直流電源から出力された前記直流電力を交流電力に変換して前記系統電源と連系させる複数のスイッチング素子を備えるインバータと、
前記インバータと前記系統電源との間に配設され、前記インバータの出力電流を正弦波状に整形するリアクトルとコンデンサとを備えるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路から出力された出力電流を検出する出力電流検出器と、
前記系統電源の系統電圧を検出する系統電圧検出器と、
前記出力電流検出器によって検出された出力電流検出値および前記系統電圧検出器によって検出された系統電圧検出値の両方が入力され、入力された前記出力電流検出値および前記系統電圧検出値に基づいて前記インバータの前記複数のスイッチング素子を開閉制御する制御装置と、
を具備し、
前記制御装置は、
前記フィルタ回路の前記コンデンサの静電容量と前記系統電圧検出値とに基づいて前記コンデンサに流れるコンデンサ電流を算出し、前記コンデンサ電流の算出値と前記出力電流検出値とを加算して前記フィルタ回路の前記リアクトルに流れるリアクトル電流の平均値を算出する平均値算出部と、
前記リアクトルによる電圧降下分であるリアクトル電圧および前記リアクトルのインダクタンス、並びに、前記複数のスイッチング素子のうちの少なくとも一つのスイッチング素子であってパルス幅変調制御されるＰＷＭスイッチング素子のデューティ比に基づいて、前記リアクトル電流の増加状態または減少状態を判別する増減判別部と、
前記平均値算出部によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値および前記増減判別部によって判別された前記リアクトル電流の前記増加状態または前記減少状態に基づいて、前記リアクトル電流の瞬時値を算出する瞬時値算出部と、
を備える系統連系制御装置。
【請求項２】
前記増減判別部は、前記リアクトル電流の前記瞬時値を算出する瞬時値算出時刻の直前の前記ＰＷＭスイッチング素子が閉状態の時間に前記リアクトル電流が増加する増加量と、前記瞬時値算出時刻の直前の前記ＰＷＭスイッチング素子が開状態の時間に前記リアクトル電流が減少する減少量の絶対値との大小比較によって、前記リアクトル電流の前記増加状態または前記減少状態を判別する請求項１に記載の系統連系制御装置。
【請求項３】
前記瞬時値算出部は、前記平均値算出部によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値より大きく、且つ、前記増減判別部によって前記リアクトル電流の前記増加状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記瞬時値を算出する瞬時値算出間隔における前記リアクトル電流の最小値であるリアクトル電流基底値と、前記リアクトル電流の前記増加量と前記リアクトル電流の前記減少量の前記絶対値との差分と、を加算した加算値を前記リアクトル電流の前記瞬時値として算出し、
前記平均値算出部によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値以下であり、且つ、前記増減判別部によって前記リアクトル電流の前記増加状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記増加量と前記リアクトル電流の前記減少量の前記絶対値との差分を前記リアクトル電流の前記瞬時値として算出する請求項２に記載の系統連系制御装置。
【請求項４】
前記瞬時値算出部は、前記平均値算出部によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値より大きく、且つ、前記増減判別部によって前記リアクトル電流の前記減少状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記瞬時値を算出する瞬時値算出間隔における前記リアクトル電流の最小値であるリアクトル電流基底値を前記リアクトル電流の前記瞬時値として算出し、
前記平均値算出部によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値以下であり、且つ、前記増減判別部によって前記リアクトル電流の前記減少状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記瞬時値として０を算出する請求項２に記載の系統連系制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書は、系統連系制御装置に関する技術を開示する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に記載の太陽光発電装置は、ＤＣ／ＡＣ変換部の出力側に、リアクトルとコンデンサを備えるＬＣフィルタを具備している。太陽光発電装置の制御部は、ＤＣ／ＡＣ変換部の出力電流（リアクトルに流れるリアクトル電流）を電流検出器によって検出し、リアクトル電流の検出値から、ＬＣフィルタのコンデンサに流れるコンデンサ電流を減じて、出力電流を推定する。なお、コンデンサ電流は、系統電圧およびコンデンサ容量を用いて表される数式に基づいて算出される。
【０００３】
特許文献２に記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置は、逆潮流電流推定部を備えている。逆潮流電流推定部は、インバータ出力電流（ＬＣフィルタのリアクトルに流れるリアクトル電流）を電流トランス等によって計測し、リアクトル電流の計測値からコンデンサ電流を減算して、逆潮流電流を推定する。なお、逆潮流電流は、パワーコンディショナから商用系統電源側に出力される電流をいう。また、コンデンサ電流は、商用系統電圧、コンデンサ容量および内部抵抗を用いて表される数式に基づいて算出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−３５４６８１号公報
【特許文献２】特開２０１６−１２７７２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載の太陽光発電装置において、リアクトル電流を検出する代わりに、ＬＣフィルタから出力される出力電流を検出する場合を想定する。この場合、出力電流の検出値と、ＬＣフィルタのコンデンサに流れるコンデンサ電流とを加算して、リアクトル電流を推定することになる。しかしながら、リアクトル電流は、ＬＣフィルタによって平均化されるので、リアクトル電流の平均値が推定され、リアクトル電流の瞬時値を推定することは困難である。
【０００６】
具体的には、実際のリアクトル電流は、インバータのスイッチングにより、スイッチング周波数と同等の周期で変動する。そのため、出力電流の検出タイミングによっては、リアクトル電流の瞬時値と平均値とが一致せず、リアクトル電流の推定精度が低下する可能性がある。なお、リアクトル電流および出力電流の両方を検出することにより、リアクトル電流の推定精度の低下は改善されるが、部品点数の増加およびコストアップを招来する可能性がある。上述したことは、特許文献２に記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置についても、同様に言える。
【０００７】
このような事情に鑑みて、本明細書は、フィルタ回路から出力される出力電流の検出値を用いてリアクトル電流を推定する制御装置において、リアクトル電流の推定精度を向上させることが可能な系統連系制御装置を開示する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本明細書が開示する系統連系制御装置は、直流電力を出力する直流電源と、前記直流電源と交流電力を供給する系統電源との間に配設され、前記直流電源から出力された前記直流電力を交流電力に変換して前記系統電源と連系させる複数のスイッチング素子を備えるインバータと、前記インバータと前記系統電源との間に配設され、前記インバータの出力電流を正弦波状に整形するリアクトルとコンデンサとを備えるフィルタ回路と、前記フィルタ回路から出力された出力電流を検出する出力電流検出器と、前記系統電源の系統電圧を検出する系統電圧検出器と、前記出力電流検出器によって検出された出力電流検出値および前記系統電圧検出器によって検出された系統電圧検出値の両方が入力され、入力された前記出力電流検出値および前記系統電圧検出値に基づいて前記インバータの前記複数のスイッチング素子を開閉制御する制御装置と、を具備する。前記制御装置は、前記フィルタ回路の前記コンデンサの静電容量と前記系統電圧検出値とに基づいて前記コンデンサに流れるコンデンサ電流を算出し、前記コンデンサ電流の算出値と前記出力電流検出値とを加算して前記フィルタ回路の前記リアクトルに流れるリアクトル電流の平均値を算出する平均値算出部と、前記リアクトルによる電圧降下分であるリアクトル電圧および前記リアクトルのインダクタンス、並びに、前記複数のスイッチング素子のうちの少なくとも一つのスイッチング素子であってパルス幅変調制御されるＰＷＭスイッチング素子のデューティ比に基づいて、前記リアクトル電流の増加状態または減少状態を判別する増減判別部と、前記平均値算出部によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値および前記増減判別部によって判別された前記リアクトル電流の前記増加状態または前記減少状態に基づいて、前記リアクトル電流の瞬時値を算出する瞬時値算出部と、を備える。
【発明の効果】
【０００９】
上記の系統連系制御装置によれば、制御装置は、平均値算出部と増減判別部と瞬時値算出部とを備える。これらにより、制御装置は、リアクトル電流の平均値と、リアクトル電流の増加状態または減少状態とに基づいて、リアクトル電流の瞬時値を算出することができる。そのため、制御装置は、リアクトル電流の平均値のみを用いる場合と比べて、リアクトル電流の推定精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】系統連系制御装置１０の一例を示す構成図である。
【図２】制御装置７０の一例を示す構成図である。
【図３Ａ】リアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａのリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅおよび電流検出器によって検出されたリアクトル電流ＩＬの検出値の経時変化の一例を示す図である。
【図４Ａ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きいときのＰＷＭスイッチング素子４０ｔの開閉信号の経時変化の一例を示す図である。
【図４Ｂ】図４Ａの開閉信号によって増減するリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図４Ｃ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さいときのＰＷＭスイッチング素子４０ｔの開閉信号の経時変化の一例を示す図である。
【図４Ｄ】図４Ｃの開閉信号によって増減するリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図５】制御装置７０の制御ブロックの一例を示すブロック図である。
【図６】制御装置７０の制御手順の一例を示すフローチャートである。
【図７Ａ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図７Ｂ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨと等しく、且つ、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図７Ｃ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さく、且つ、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図８Ａ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図８Ｂ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨと等しく、且つ、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図８Ｃ】リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さく、且つ、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図である。
【図９Ａ】第一領域ＡＲ１の一例を示す図である。
【図９Ｂ】第二領域ＡＲ２および第三領域ＡＲ３の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本明細書では、実施形態が図面に基づいて説明されている。なお、図面は、概念図であり、細部構造の寸法まで規定するものではない。
【００１２】
＜系統連系制御装置１０の概略構成＞
図１に示すように、本実施形態の系統連系制御装置１０は、直流電源２０と、コンバータ３０と、インバータ４０と、フィルタ回路５０と、制御装置７０とを備え、系統連系制御装置１０は、系統電源６０と連系可能に構成されている。また、制御装置７０は、検出器７２を備え、検出器７２は、直流電圧検出器７２ａと、出力電流検出器７２ｂと、系統電圧検出器７２ｃとを備えている。
【００１３】
（直流電源２０）
直流電源２０は、直流電力を出力する。直流電源２０は、直流電力を出力することができれば良く、限定されない。直流電源２０は、例えば、燃料電池を用いることができる。燃料電池は、燃料と酸化剤ガスとによって発電する発電装置であり、種々の燃料電池（例えば、公知の固体酸化物形燃料電池（ＳＯＦＣ：Ｓｏｌｉｄ  Ｏｘｉｄｅ  Ｆｕｅｌ  Ｃｅｌｌ）など）を用いることができる。また、直流電源２０は、燃料電池以外の発電装置（例えば、太陽光発電装置、風力発電装置など）を用いることもできる。さらに、直流電源２０は、ガスエンジン発電機などを用いることもできる。この場合、直流電源２０は、交流発電機が出力する交流電力を公知の整流回路で整流し公知の平滑回路で平滑して、直流電力を生成することができる。同図に示すように、直流電源２０は、出力側端子２０ａ，２０ｂを備えている。出力側端子２０ａは、直流電源２０の正極（＋）に接続されており、出力側端子２０ｂは、直流電源２０の負極（−）に接続されている。
【００１４】
（コンバータ３０）
コンバータ３０は、直流電源２０から出力された直流電力を昇圧して、インバータ４０に出力する。コンバータ３０は、入力側端子３０ａ，３０ｂおよび出力側端子３０ｃ，３０ｄを備えている。直流電源２０の出力側端子２０ａと、コンバータ３０の入力側端子３０ａとの間は、電気的に接続されており、直流電源２０の出力側端子２０ｂと、コンバータ３０の入力側端子３０ｂとの間は、電気的に接続されている。これにより、直流電源２０から出力された直流電力は、コンバータ３０に入力され、コンバータ３０によって昇圧された直流電力は、出力側端子３０ｃ，３０ｄから出力される。なお、直流電源２０から出力された直流電力を昇圧する必要が無い場合は、コンバータ３０を省略することもできる。
【００１５】
コンバータ３０は、直流電力を昇圧することができれば良く、その構成は、限定されない。例えば、直流電源２０が燃料電池の場合、燃料電池スタックから発生する水などによる地絡保護のため、直流電源２０は、接地される。そのため、直流電源２０は、後述する系統電源６０を含む電力系統に対して絶縁することが望ましい。この場合、コンバータ３０は、例えば、公知のフライバック型コンバータ、フォワード型コンバータなどの絶縁型の昇圧コンバータを用いると好適である。なお、接地による漏れ電流が問題にならない場合、コンバータ３０は、例えば、公知の昇圧型チョッパなどの非絶縁型の昇圧コンバータを用いることもできる。
【００１６】
コンバータ３０は、平滑コンデンサ３１を備えている。平滑コンデンサ３１は、コンバータ３０によって昇圧された直流電力を平滑する。平滑コンデンサ３１の正極側は、コンバータ３０の出力側端子３０ｃと電気的に接続されており、平滑コンデンサ３１の負極側は、コンバータ３０の出力側端子３０ｄと電気的に接続されている。平滑コンデンサ３１は、例えば、電解コンデンサを用いることができる。コンバータ３０によって昇圧された直流電力は、平滑コンデンサ３１によって平滑されてリップルが低減される。
【００１７】
（インバータ４０）
インバータ４０は、直流電源２０と交流電力を供給する系統電源６０との間に配設される。本実施形態の系統連系制御装置１０は、コンバータ３０を備えているので、インバータ４０は、コンバータ３０と系統電源６０との間に配設されている。また、インバータ４０は、複数のスイッチング素子（本実施形態では、二組の一対のスイッチング素子４１）を備えている。複数のスイッチング素子（二組の一対のスイッチング素子４１）は、直流電源２０から出力された直流電力（本実施形態では、コンバータ３０によって昇圧された直流電力）を交流電力に変換して系統電源６０と連系させる。
【００１８】
具体的には、インバータ４０は、入力側端子４０ａ，４０ｂおよび出力側端子４０ｃ，４０ｄを備えている。コンバータ３０の出力側端子３０ｃと、インバータ４０の入力側端子４０ａとの間は、電気的に接続されており、コンバータ３０の出力側端子３０ｄと、インバータ４０の入力側端子４０ｂとの間は、電気的に接続されている。これにより、コンバータ３０によって昇圧された直流電力は、インバータ４０に入力され、インバータ４０によって変換された交流電力は、出力側端子４０ｃ，４０ｄから出力される。
【００１９】
インバータ４０は、複数のスイッチング素子（二組の一対のスイッチング素子４１）の各々が開閉制御されて、直流電力を交流電力に変換する。複数のスイッチング素子（二組の一対のスイッチング素子４１）は、フルブリッジ接続されている。二組の一対のスイッチング素子４１の各々は、直流電源２０の正極側に接続されている正極側スイッチング素子４ｘｐと、直流電源２０の負極側に接続されている負極側スイッチング素子４ｘｎとが直列接続されている。なお、本実施形態のインバータ４０は、単相機であり、ｘは、ｕまたはｖである。具体的には、正極側スイッチング素子４ｕｐは、第一相（Ｕ相）の正極側スイッチング素子を示しており、負極側スイッチング素子４ｕｎは、第一相（Ｕ相）の負極側スイッチング素子を示している。正極側スイッチング素子４ｖｐは、第二相（Ｖ相）の正極側スイッチング素子を示しており、負極側スイッチング素子４ｖｎは、第二相（Ｖ相）の負極側スイッチング素子を示している。
【００２０】
正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、公知の電力用スイッチング素子を用いることができる。正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、例えば、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。
【００２１】
複数（２つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御端子４ｇと、入力端子４ｄと、出力端子４ｓと、還流ダイオード４ｆとを備えている。例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｄは、ドレイン端子に相当し、出力端子４ｓは、ソース端子に相当する。また、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｄは、コレクタ端子に相当し、出力端子４ｓは、エミッタ端子に相当する。制御端子４ｇは、後述する駆動回路７１ｂを介して、制御装置７０と接続されている。複数（２つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御装置７０から出力される駆動信号に基づいて開閉制御される。
【００２２】
制御端子４ｇと出力端子４ｓとの間の電圧を制御電圧Ｖｇｅとする。例えば、制御電圧Ｖｇｅがローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、入力端子４ｄと出力端子４ｓとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。一方、制御電圧Ｖｇｅがハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、入力端子４ｄと出力端子４ｓとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。
【００２３】
還流ダイオード４ｆは、例えば、正極側スイッチング素子４ｘｐのボディダイオード（寄生ダイオード）を用いることができる。また、ボディダイオードの代わりに、還流ダイオードを別途設けて、入力端子４ｄと出力端子４ｓとの間に並列接続することもできる。還流ダイオード４ｆは、正極側スイッチング素子４ｘｐが開状態のときに、出力端子４ｓ側から入力端子４ｄ側に向かう電流経路を形成する。これにより、正極側スイッチング素子４ｘｐの開閉に伴って生じる逆電流から当該正極側スイッチング素子４ｘｐを保護することができる。複数（２つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐについて上述したことは、複数（２つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎについても同様に言える。
【００２４】
制御装置７０は、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）を開閉制御する。インバータ４０は、制御装置７０の指令に基づいて、複数（２つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐのうちの一の正極側スイッチング素子４ｘｐと、複数（２つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎのうちの一の負極側スイッチング素子４ｘｎとが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御される。閉状態に制御される一の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一の負極側スイッチング素子４ｘｎの相は、異なる。制御装置７０が開状態および閉状態にするスイッチング素子の組み合わせを順に変更することにより、インバータ４０は、直流電力を交流電力に変換することができる。また、制御装置７０は、公知のＰＬＬ回路（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）を備えており、インバータ４０は、系統電源６０の交流電力に同期する交流電力を生成することができる。
【００２５】
（フィルタ回路５０）
フィルタ回路５０は、インバータ４０と系統電源６０との間に配設される。また、フィルタ回路５０は、リアクトル５１とコンデンサ５２とを備えている。リアクトル５１およびコンデンサ５２は、公知の電力用デバイスを用いることができる。フィルタ回路５０は、インバータ４０の出力電流に含まれる高調波成分を低減して、インバータ４０の出力電流を正弦波状に整形する。
【００２６】
具体的には、フィルタ回路５０は、入力側端子５０ａ，５０ｂおよび出力側端子５０ｃ，５０ｄを備えている。インバータ４０の出力側端子４０ｃと、フィルタ回路５０の入力側端子５０ａとの間は、電気的に接続されており、インバータ４０の出力側端子４０ｄと、フィルタ回路５０の入力側端子５０ｂとの間は、電気的に接続されている。これにより、インバータ４０から出力された交流電力は、フィルタ回路５０に入力され、フィルタ回路５０によって出力電流が正弦波状に整形されて、出力側端子５０ｃ，５０ｄから出力される。
【００２７】
図１に示すように、リアクトル５１およびコンデンサ５２によってローパスフィルタが構成されている。具体的には、リアクトル５１は、インバータ４０と系統電源６０との間を電気的に接続する複数（本実施形態では、２つ）の電路（第一電路６Ｌ１および第二電路６Ｌ２）のうちの一の電路（本実施形態では、第一電路６Ｌ１）に設けられている。コンデンサ５２は、複数（２つ）の電路（第一電路６Ｌ１および第二電路６Ｌ２）の間に設けられている。第一電路６Ｌ１は、インバータ４０の出力側端子４０ｃと、系統電源６０の出力側端子６０ａとの間に形成され、第二電路６Ｌ２は、インバータ４０の出力側端子４０ｄと、系統電源６０の出力側端子６０ｂとの間に形成されている。
【００２８】
なお、フィルタ回路５０は、インバータ４０の出力電流を正弦波状に整形することができれば良く、上述した構成に限定されるものではない。例えば、リアクトル５１は、複数（２つ）の電路（第一電路６Ｌ１および第二電路６Ｌ２）のうちの他の一の電路（第二電路６Ｌ２）に設けることもできる。また、リアクトル５１は、複数（２つ）の電路（第一電路６Ｌ１および第二電路６Ｌ２）の各々に設けることもできる。
【００２９】
フィルタ回路５０から出力された交流電力は、複数（２つ）の電路（第一電路６Ｌ１および第二電路６Ｌ２）を介して、系統電源６０側に出力される。系統電源６０側には、負荷（図示略）が接続可能になっており、フィルタ回路５０から出力された交流電力が負荷に供給可能になっている。なお、系統電源６０として、例えば、電力会社が保有する商用の配電線網から供給される交流電源が挙げられる。
【００３０】
（制御装置７０）
制御装置７０は、種々の開閉制御を行うことができる。本実施形態では、制御装置７０は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によりデューティ比を可変して、当該デューティ比に基づいて、複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）を開閉制御する。なお、本明細書では、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）のうちの少なくとも一つのスイッチング素子であって、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御されるスイッチング素子をＰＷＭスイッチング素子４０ｔという。
【００３１】
図１に示すように、制御装置７０は、駆動回路７１ａと、駆動回路７１ｂとを備えている。駆動回路７１ａは、制御装置７０から出力される駆動信号を増幅して、コンバータ３０に送出する。駆動回路７１ｂは、制御装置７０から出力される駆動信号を増幅して、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各制御端子４ｇに送出する。駆動回路７１ａおよび駆動回路７１ｂは、例えば、公知のドライバ回路を用いることができる。なお、図１では、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各制御端子４ｇと、駆動回路７１ｂとの間の接続は、記載が省略されている。
【００３２】
図２に示すように、制御装置７０は、公知の中央演算装置７０ａ、記憶装置７０ｂおよび入出力インターフェース７０ｃを備えており、これらは、バス７０ｄを介して接続されている。中央演算装置７０ａは、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔであり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置７０ｂは、第一記憶装置７０ｂ１および第二記憶装置７０ｂ２を備えている。第一記憶装置７０ｂ１は、読み出しおよび書き込み可能な揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置７０ｂ２は、読み出し専用の不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）である。
【００３３】
中央演算装置７０ａは、第二記憶装置７０ｂ２に記憶されているインバータ４０の駆動制御プログラムを第一記憶装置７０ｂ１に読み出して、当該駆動制御プログラムを実行する。中央演算装置７０ａは、当該駆動制御プログラムに基づいて、インバータ４０の駆動信号（複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の開閉信号）を生成する。生成された駆動信号は、入出力インターフェース７０ｃおよび駆動回路７１ｂを介して、複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各制御端子４ｇに送出される。このようにして、インバータ４０は、制御装置７０によって駆動制御（開閉制御）される。上述したことは、コンバータ３０についても同様に言え、コンバータ３０は、制御装置７０によって駆動制御される。
【００３４】
また、図１に示すように、制御装置７０は、検出器７２を備えている。検出器７２は、直流電圧検出器７２ａと、出力電流検出器７２ｂと、系統電圧検出器７２ｃとを備えている。直流電圧検出器７２ａは、コンバータ３０によって昇圧された直流電力（平滑コンデンサ３１によって平滑された直流電力）の直流電圧Ｖｄｃを検出する。具体的には、直流電圧検出器７２ａは、例えば、抵抗値が既知の複数の抵抗器によって当該直流電圧Ｖｄｃを分圧して、分圧された直流電圧を制御装置７０に出力する。制御装置７０は、公知のＡ／Ｄ変換器などによって分圧された直流電圧を知得して、コンバータ３０によって昇圧された直流電力（平滑コンデンサ３１によって平滑された直流電力）の直流電圧Ｖｄｃを算出することができる。
【００３５】
出力電流検出器７２ｂは、フィルタ回路５０から出力された出力電流Ｉｏｕｔを検出する。図１では、出力電流検出器７２ｂは、第二電路６Ｌ２に設けられているが、出力電流検出器７２ｂは、第一電路６Ｌ１に設けることもできる。出力電流検出器７２ｂは、公知の電流検出器を用いることができる。出力電流検出器７２ｂは、例えば、カレントトランスを備える電流検出器を用いることができる。
【００３６】
系統電圧検出器７２ｃは、系統電源６０の系統電圧Ｖｕｖを検出する。図１では、系統電圧Ｖｕｖは、複数（２つ）の電路（第一電路６Ｌ１および第二電路６Ｌ２）の間の電圧として図示されている。系統電圧検出器７２ｃは、公知の電圧検出器を用いることができる。系統電圧検出器７２ｃは、例えば、系統電圧Ｖｕｖを変圧器によって降圧して、降圧された交流電圧を制御装置７０に出力する。制御装置７０は、降圧された交流電圧から系統電圧Ｖｕｖを算出することができる。なお、検出器７２は、上述した検出器に限定されるものではなく、系統連系制御装置１０において用いられる種々の検出器を用いることができる。
【００３７】
制御装置７０には、検出器７２の各検出値が入力される。具体的には、直流電圧検出器７２ａによって検出された直流電圧検出値Ｖ＿ｄｃが制御装置７０に入力される。また、出力電流検出器７２ｂによって検出された出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔおよび系統電圧検出器７２ｃによって検出された系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖの両方が制御装置７０に入力される。制御装置７０は、直流電圧Ｖｄｃ（直流電圧検出値Ｖ＿ｄｃ）が一定になるように、インバータ４０の出力電流を制御する。特に、本実施形態の制御装置７０は、入力された出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔおよび系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖに基づいて、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）を開閉制御して、インバータ４０の出力電流を制御する。
【００３８】
＜リアクトル電流ＩＬの推定における課題＞
図１に示すように、リアクトル５１に流れるリアクトル電流ＩＬは、コンデンサ５２に流れるコンデンサ電流Ｉｃと、フィルタ回路５０から出力される出力電流Ｉｏｕｔとを加算した加算値になる。そのため、上述した出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔおよび系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖに基づいて、リアクトル電流ＩＬが推定可能であるとも思われる。しかしながら、リアクトル電流ＩＬは、フィルタ回路５０によって平均化されるので、上述した加算値は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅになり、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを推定することは困難である。
【００３９】
図３Ａの曲線ＣＬ１１は、リアクトル電流ＩＬ（インバータ４０の出力電流）の経時変化の一例を示している。図３Ａの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。曲線ＣＬ１１は、例えば、オシロスコープなどの計測器を用いて取得することができる。同図に示すように、リアクトル電流ＩＬは、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）のスイッチングにより、スイッチング周波数と同等の周期で変動している。
【００４０】
図３Ｂの曲線ＣＬ１２は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅの経時変化の一例を示している。図３Ｂの曲線ＣＬ１３は、リアクトル電流ＩＬの検出値の経時変化の一例を示している。図３Ｂの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。曲線ＣＬ１２は、例えば、上述した加算値をトレースすることにより取得することができる。曲線ＣＬ１３は、例えば、比較用に電流検出器を別途設けて、リアクトル電流ＩＬを検出することにより取得することができる。曲線ＣＬ１２に示すように、リアクトル電流ＩＬ（インバータ４０の出力電流）は、フィルタ回路５０によって正弦波状に整形されて平均化される。また、曲線ＣＬ１２および曲線ＣＬ１３に示すように、電流値（絶対値）が小さくなると、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと、リアクトル電流ＩＬの検出値との差が顕著になる。
【００４１】
本明細書では、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅの大小（絶対値）を判定する際の基準値として、所定閾値Ｉ＿ＴＨを用いる。リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きいときには、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと検出値との差が比較的少ない。一方、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨ以下のときには、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと検出値との差が顕著になる。
【００４２】
図４Ａの曲線ＣＬ２１は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きいときのＰＷＭスイッチング素子４０ｔの開閉信号の経時変化の一例を示している。図４Ａの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電圧（制御電圧Ｖｇｅ）を示している。既述したように、制御電圧Ｖｇｅは、ハイレベル（同図では、Ｈｉで示す）またはローレベル（同図では、Ｌｏで示す）で表される。
【００４３】
例えば、図１に示す正極側スイッチング素子４ｕｐが、制御周期Ｔｓの一周期において、常時閉状態に制御され、負極側スイッチング素子４ｖｎが、当該一周期において、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される場合を想定する。このとき、正極側スイッチング素子４ｖｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎは、当該一周期において、常時開状態に制御される。この場合、図１に示すように、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、負極側スイッチング素子４ｖｎである。
【００４４】
図４Ａの曲線ＣＬ２１に示すように、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔの制御端子４ｇに付与される制御電圧Ｖｇｅは、ローレベル（Ｌｏ）であり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。上述したことは、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの時間についても同様に言える。一方、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔの制御端子４ｇに付与される制御電圧Ｖｇｅは、ハイレベル（Ｈｉ）であり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、閉状態に制御される。
【００４５】
図４Ａに示すように、時刻ｔ１１から時刻ｔ１４までの時間を、制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期とする。このときのデューティ比ＤＦ１は、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの時間（ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間）を、時刻ｔ１１から時刻ｔ１４までの時間（制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期の時間）で除した除算値になる。なお、本実施形態では、制御周期Ｔｓの一周期は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御のキャリア周期Ｔｃと一致しているが、制御周期Ｔｓとキャリア周期Ｔｃは、一致していなくても良い。このことは、後述するリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚの算出においても、同様に言える。
【００４６】
図４Ｂの曲線ＣＬ２２は、図４Ａの開閉信号によって増減するリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図４Ｂの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。既述したように、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。そのため、曲線ＣＬ２２に示すように、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの時間、リアクトル電流ＩＬは、減少している。上述したことは、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの時間についても同様に言える。一方、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、閉状態に制御される。そのため、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの時間、リアクトル電流ＩＬは、増加している。
【００４７】
ここで、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する瞬時値算出間隔（本実施形態では、制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期と同じ。）におけるリアクトル電流ＩＬの最小値をリアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅとする。図４Ｂでは、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、正であり、瞬時値算出間隔（制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期）において、リアクトル電流ＩＬは、０（ゼロ）にならない。そのため、時刻ｔ１１から時刻ｔ１４までの時間の任意の時刻において出力電流Ｉｏｕｔを検出しても、出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔに基づいて算出（推定）されるリアクトル電流ＩＬは、０（ゼロ）にならない。
【００４８】
例えば、時刻ｔ１１において検出された出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔに基づいて算出（推定）されるリアクトル電流ＩＬと、時刻ｔ１４において検出された出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔに基づいて算出（推定）されるリアクトル電流ＩＬとを平均した平均値は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと概ね一致する。なお、出力電流Ｉｏｕｔを検出するタイミングは、任意であり、上述したタイミングに限定されるものではない。このことは、後述するリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚの算出においても、同様に言える。
【００４９】
図４Ｃの曲線ＣＬ２３は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さいときのＰＷＭスイッチング素子４０ｔの開閉信号の経時変化の一例を示している。図４Ｃの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電圧（制御電圧Ｖｇｅ）を示している。説明の便宜上、同図においても、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、負極側スイッチング素子４ｖｎとする。
【００５０】
図４Ｃの曲線ＣＬ２３に示すように、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔの制御端子４ｇに付与される制御電圧Ｖｇｅは、ローレベル（Ｌｏ）であり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。上述したことは、時刻ｔ２３から時刻ｔ２４までの時間についても同様に言える。一方、時刻ｔ２２から時刻ｔ２３までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔの制御端子４ｇに付与される制御電圧Ｖｇｅは、ハイレベル（Ｈｉ）であり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、閉状態に制御される。
【００５１】
図４Ｃに示すように、時刻ｔ２１から時刻ｔ２４までの時間を、制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期とする。このときのデューティ比ＤＦ２は、時刻ｔ２２から時刻ｔ２３までの時間（ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間）を、時刻ｔ２１から時刻ｔ２４までの時間（制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期の時間）で除した除算値になる。デューティ比ＤＦ２は、図４Ａに示すデューティ比ＤＦ１と比べて小さい。
【００５２】
図４Ｄの曲線ＣＬ２４は、図４Ｃの開閉信号によって増減するリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図４Ｄの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。既述したように、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。曲線ＣＬ２４に示すように、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２までの時間、リアクトル電流ＩＬは、０（ゼロ）になっている。
【００５３】
時刻ｔ２２から時刻ｔ２３までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、閉状態に制御される。そのため、時刻ｔ２２から時刻ｔ２３までの時間、リアクトル電流ＩＬは、増加している。そして、時刻ｔ２３から時刻ｔ２４までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。曲線ＣＬ２４に示すように、時刻ｔ２３から時刻ｔ２３ａまでの時間、リアクトル電流ＩＬは、減少し、時刻ｔ２３ａから時刻ｔ２４までの時間、リアクトル電流ＩＬは、０（ゼロ）になっている。
【００５４】
図４Ｄに示す場合、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、０（ゼロ）であり、瞬時値算出間隔（制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期）において、リアクトル電流ＩＬが０（ゼロ）になる時間が存在する。そのため、例えば、時刻ｔ２１において検出された出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔに基づいて算出（推定）されるリアクトル電流ＩＬは、０（ゼロ）になる。同様に、例えば、時刻ｔ２４において検出された出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔに基づいて算出（推定）されるリアクトル電流ＩＬは、０（ゼロ）になる。これらのリアクトル電流ＩＬの算出値（推定値）の平均値は、０（ゼロ）になり、実際のリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと一致しない。
【００５５】
このように、出力電流Ｉｏｕｔの検出タイミングによっては、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚは、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと一致せず、リアクトル電流ＩＬの推定精度が低下する可能性がある。このことは、特に、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さくなると顕著になる。なお、リアクトル電流ＩＬおよび出力電流Ｉｏｕｔの両方を検出することにより、リアクトル電流ＩＬの推定精度の低下は改善されるが、部品点数の増加およびコストアップを招来する可能性がある。そこで、本実施形態の系統連系制御装置１０は、フィルタ回路５０から出力される出力電流Ｉｏｕｔの検出値（出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔ）を用いてリアクトル電流ＩＬを推定する制御装置７０において、リアクトル電流ＩＬの推定精度を向上させる。
【００５６】
＜リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚの算出＞
図５に示すように、制御装置７０は、制御ブロックとして捉えると、平均値算出部８１と、増減判別部８２と、瞬時値算出部８３とを備えている。平均値算出部８１は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅを算出する。増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を判別する。瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅおよび増減判別部８２によって判別されたリアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態に基づいて、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する。
【００５７】
また、制御装置７０は、図６に示すフローチャートに従って制御プログラムを実行することにより、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出することができる。平均値算出部８１は、ステップＳＰ１１に示す処理を行う。増減判別部８２は、ステップＳＰ１２に示す処理を行う。瞬時値算出部８３は、ステップＳＰ１３、ステップＳＰ１４およびステップＳＰ１７に示す判断を行う。また、瞬時値算出部８３は、ステップＳＰ１５、ステップＳＰ１６、ステップＳＰ１８およびステップＳＰ１９に示す処理を行う。なお、制御プログラムは、瞬時値算出間隔（本実施形態では、制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期）で、繰り返し実行される。また、制御プログラムは、上記以外にも種々の演算処理を含めることができる。
【００５８】
（平均値算出部８１）
平均値算出部８１は、フィルタ回路５０のコンデンサ５２の静電容量Ｃと系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖとに基づいて、コンデンサ５２に流れるコンデンサ電流Ｉｃを算出する。コンデンサ電流Ｉｃは、下記数１に基づいて算出することができる。但し、微分演算子は、微分演算子ｓで表されている。
（数１）
Ｉｃ＝ｓＣ×Ｖ＿ｕｖ
【００５９】
また、平均値算出部８１は、コンデンサ電流Ｉｃの算出値と出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔとを加算して、フィルタ回路５０のリアクトル５１に流れるリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅを算出する（図６に示すステップＳＰ１１）。リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅは、キルヒホッフの法則から、下記数２に基づいて算出することができる。
（数２）
Ｉ＿ａｖｅ＝Ｉ＿ｏｕｔ＋Ｉｃ＝Ｉ＿ｏｕｔ＋ｓＣ×Ｖ＿ｕｖ
【００６０】
（増減判別部８２）
増減判別部８２は、リアクトル電圧およびリアクトル５１のインダクタンスＬ、並びに、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔのデューティ比に基づいて、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を判別する（図６に示すステップＳＰ１２）。リアクトル電圧は、リアクトル５１による電圧降下分（リアクトル５１の両端に印加される電圧）であり、閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎと開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆの二種類がある。閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎは、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態のときのリアクトル電圧をいい、開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆは、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態のときのリアクトル電圧をいう。
【００６１】
（リアクトル電圧の算出例）
既述した例において、図１に示すＰＷＭスイッチング素子４０ｔである負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態の場合を想定する。このとき、正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの両方は、閉状態に制御される。また、正極側スイッチング素子４ｖｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎの両方は、開状態に制御される。そのため、図１に示す平滑コンデンサ３１の正極側から出力された電流は、入力側端子４０ａ、正極側スイッチング素子４ｕｐ、出力側端子４０ｃ、入力側端子５０ａ、リアクトル５１、コンデンサ５２、入力側端子５０ｂ、出力側端子４０ｄ、負極側スイッチング素子４ｖｎ、入力側端子４０ｂの順に流れ、平滑コンデンサ３１の負極側に戻る。このときの閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎ（リアクトル５１の両端に印加される電圧）は、直流電圧Ｖｄｃから、コンデンサ５２の両端に印加される電圧（系統電圧Ｖｕｖと同じ。）を減じた電圧（＝Ｖｄｃ−Ｖｕｖ）と略一致する。なお、正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎにおける電圧降下分は、無視している。
【００６２】
上述した状態において、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔである負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態から開状態に切り替えられても、リアクトル５１は、上述した電流を流し続けようとする。リアクトル５１に流れる還流電流は、リアクトル５１とコンデンサ５２の接続点を起点にすると、コンデンサ５２、入力側端子５０ｂ、出力側端子４０ｄ、正極側スイッチング素子４ｖｐの還流ダイオード４ｆ、正極側スイッチング素子４ｕｐ、出力側端子４０ｃ、入力側端子５０ａの順に流れ、リアクトル５１に戻る。このときの開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆ（リアクトル５１の両端に印加される電圧）は、コンデンサ５２の両端に印加される電圧の逆極性の電圧（つまり、−Ｖｕｖ）と略一致する。なお、正極側スイッチング素子４ｕｐおよび正極側スイッチング素子４ｖｐの還流ダイオード４ｆにおける電圧降下分は、無視している。
【００６３】
上述したことは、他のスイッチングモードについても同様に言える。なお、以下に示すいずれのスイッチングモードにおいても、スイッチング素子およびスイッチング素子の還流ダイオード４ｆにおける電圧降下分は、無視している。例えば、正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの両方が、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔである場合を想定する。このとき、正極側スイッチング素子４ｖｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎの両方は、開状態に制御される。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔである正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの両方が、閉状態のときの電流経路は、上述した閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎを導出したときの電流経路と同じである。よって、このときの閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎは、直流電圧Ｖｄｃから、コンデンサ５２の両端に印加される電圧（系統電圧Ｖｕｖと同じ。）を減じた電圧（＝Ｖｄｃ−Ｖｕｖ）と略一致する。
【００６４】
ＰＷＭスイッチング素子４０ｔである正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの両方が閉状態から開状態に切り替えられたときのリアクトル５１に流れる還流電流は、上述した開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆを導出したときの電流経路と異なる。この場合、リアクトル５１に流れる還流電流は、リアクトル５１とコンデンサ５２の接続点を起点にすると、コンデンサ５２、入力側端子５０ｂ、出力側端子４０ｄ、正極側スイッチング素子４ｖｐの還流ダイオード４ｆ、入力側端子４０ａ、平滑コンデンサ３１、入力側端子４０ｂ、負極側スイッチング素子４ｕｎの還流ダイオード４ｆ、出力側端子４０ｃ、入力側端子５０ａの順に流れ、リアクトル５１に戻る。このときの開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆは、直流電圧Ｖｄｃの逆極性（つまり、−Ｖｄｃ）から、コンデンサ５２の両端に印加される電圧（系統電圧Ｖｕｖと同じ。）を減じた電圧（＝−Ｖｄｃ−Ｖｕｖ）と略一致する。
【００６５】
また、例えば、負極側スイッチング素子４ｕｎがＰＷＭスイッチング素子４０ｔである場合を想定する。このとき、正極側スイッチング素子４ｖｐは、常時閉状態に制御され、正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの両方は、開状態に制御される。この場合、リアクトル５１には、これまで既述した電流方向と逆方向の電流が流れる。また、閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎは、直流電圧Ｖｄｃの逆極性（つまり、−Ｖｄｃ）から、コンデンサ５２の両端に印加される電圧（系統電圧Ｖｕｖと同じ。）を減じた電圧（＝−Ｖｄｃ−Ｖｕｖ）と略一致する。さらに、開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆは、コンデンサ５２の両端に印加される電圧の逆極性の電圧（つまり、−Ｖｕｖ）と略一致する。
【００６６】
さらに、例えば、正極側スイッチング素子４ｖｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔである場合を想定する。このとき、正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの両方は、開状態に制御される。この場合、リアクトル５１には、負極側スイッチング素子４ｕｎがＰＷＭスイッチング素子４０ｔである場合の電流方向と同じ方向の電流が流れる。また、閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎは、直流電圧Ｖｄｃの逆極性（つまり、−Ｖｄｃ）から、コンデンサ５２の両端に印加される電圧（系統電圧Ｖｕｖと同じ。）を減じた電圧（＝−Ｖｄｃ−Ｖｕｖ）と略一致する。さらに、開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆは、直流電圧Ｖｄｃから、コンデンサ５２の両端に印加される電圧（系統電圧Ｖｕｖと同じ。）を減じた電圧（＝Ｖｄｃ−Ｖｕｖ）と略一致する。
【００６７】
（リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態の判別）
図７Ａの曲線ＣＬ３１は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図７Ａの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。同図に示すように、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。上述したことは、時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの時間についても同様に言える。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される全体の時間を時間Ｔｏｆｆで表すと、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までの時間は、時間Ｔｏｆｆ／２で表すことができる。また、時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの時間は、時間Ｔｏｆｆ／２で表すことができる。
【００６８】
時刻ｔ３２から時刻ｔ３３までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、閉状態に制御される。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間を時間Ｔｏｎで表すと、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３までの時間は、時間Ｔｏｎで表すことができる。このときのデューティ比ＤＦ３は、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３までの時間Ｔｏｎを、時刻ｔ３１から時刻ｔ３４までの時間（時間Ｔｏｎ＋時間Ｔｏｆｆ）で除した除算値になる。また、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する瞬時値算出間隔は、時刻ｔ３１から時刻ｔ３４までの時間であり、本実施形態では、制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期と一致している。つまり、時刻ｔ３１において、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ（区別するために前回値Ｉ＿ｚ０で表す）が算出（推定）され、時刻ｔ３４において、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ（今回値）が算出（推定）される。
【００６９】
曲線ＣＬ３１に示すように、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までの時間、リアクトル電流ＩＬは、減少している。このときのリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ１１で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１は、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆ／２に比例するので、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１は、下記数３に基づいて算出することができる。但し、リアクトル電圧は、既述したスイッチングモードに応じた開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆであり、リアクトル５１のインダクタンスは、インダクタンスＬで表されている。
（数３）
ｙ１１＝（−ＶＬ＿ｏｆｆ×Ｔｏｆｆ／２）／Ｌ
【００７０】
時刻ｔ３２から時刻ｔ３３までの時間、リアクトル電流ＩＬは、増加している。このときのリアクトル電流ＩＬの増加量は、増加量ｙ１２で表されている。リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２は、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間Ｔｏｎに比例するので、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２は、下記数４に基づいて算出することができる。但し、リアクトル電圧は、既述したスイッチングモードに応じた閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎであり、リアクトル５１のインダクタンスは、インダクタンスＬで表されている。
（数４）
ｙ１２＝（ＶＬ＿ｏｎ×Ｔｏｎ）／Ｌ
【００７１】
時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの時間、リアクトル電流ＩＬは、減少している。このときのリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ１３で表されている。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間は、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までの時間と同じ時間Ｔｏｆｆ／２であるので、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１と同じになる。なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までの時間と、時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの時間との時間Ｔｏｆｆにおける割合は、任意に設定することができる。このことは、後述するリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示す図についての説明においても、同様に言える。
【００７２】
このように、リアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ１１、増加量ｙ１２および減少量ｙ１３）は、リアクトル電圧およびリアクトル５１のインダクタンスＬ、並びに、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間ＴｏｎおよびＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆを用いて表すことができる。既述したように、リアクトル電圧（開状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｆｆおよび閉状態リアクトル電圧ＶＬ＿ｏｎ）は、直流電圧Ｖｄｃおよび系統電圧Ｖｕｖを用いて、スイッチングモードに応じて算出することができる。系統連系制御では、直流電圧Ｖｄｃが一定になるように、インバータ４０の出力電流が制御される。そのため、リアクトル電圧は、出力電力に応じて、予め算出しておくことができる。なお、リアクトル電圧は、直流電圧検出値Ｖ＿ｄｃおよび系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖを用いて、適宜、算出することもできる。また、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間ＴｏｎおよびＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆは、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔのデューティ比ＤＦ３によって決まる。よって、増減判別部８２は、リアクトル電圧およびリアクトル５１のインダクタンスＬ、並びに、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔのデューティ比ＤＦ３に基づいて、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を判別することができる。
【００７３】
リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２は、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ（今回値）を算出する瞬時値算出時刻（図７Ａでは、時刻ｔ３４）の直前のＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態の時間Ｔｏｎにリアクトル電流ＩＬが増加する増加量を示している。また、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３は、瞬時値算出時刻（図７Ａでは、時刻ｔ３４）の直前のＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態の時間Ｔｏｆｆ／２にリアクトル電流ＩＬが減少する減少量を示している。増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２と、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値との大小比較によって、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を判別すると好適である。
【００７４】
具体的には、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２がリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値と比べて大きいときに、リアクトル電流ＩＬの増加状態を判別する。一方、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２がリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値と比べて小さいときに、リアクトル電流ＩＬの減少状態を判別する。図７Ａに示すように、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値と比べて大きい。よって、この場合、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加状態を判別する。
【００７５】
図７Ｂの曲線ＣＬ３２は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨと等しく、且つ、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図７Ｂの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。図７Ｂは、図７Ａに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化において、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅが０（ゼロ）の場合に相当する。リアクトル電流ＩＬが図７Ａの場合と比べて小さくなるので、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間Ｔｏｎは、図７Ａの場合と比べて短くなり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆは、図７Ａの場合と比べて長くなる。時刻ｔ３２ａは、時刻ｔ３２に相当し、時刻ｔ３３ａは、時刻ｔ３３に相当する。
【００７６】
なお、説明の便宜上、リアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ１１、増加量ｙ１２および減少量ｙ１３）は、図７Ａと同じ符号が付されている。図７Ｂに示すように、この場合も、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値と比べて大きい。よって、図７Ｂに示す場合も、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加状態を判別する。
【００７７】
図７Ｃの曲線ＣＬ３３は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さく、且つ、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図７Ｃの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。図７Ｃは、図７Ｂの時刻ｔ３１から時刻ｔ３３ａまでの時間の一部において、リアクトル電流ＩＬが０（ゼロ）になっている。リアクトル電流ＩＬが図７Ｂの場合と比べてさらに小さくなるので、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間Ｔｏｎは、図７Ｂの場合と比べてさらに短くなり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆは、図７Ｂの場合と比べてさらに長くなる。時刻ｔ３２ｂは、時刻ｔ３２および時刻ｔ３２ａに相当し、時刻ｔ３３ｂは、時刻ｔ３３および時刻ｔ３３ａに相当する。
【００７８】
時刻ｔ３１から時刻ｔ３２ｂまでの時間のリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ２１で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ２１は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１と同様に算出することができる。但し、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ２１は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１と比べて、小さくなっている。また、時刻ｔ３３ｂから時刻ｔ３４までの時間のリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ２３で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ２３は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３と同様に算出することができる。
【００７９】
時刻ｔ３２ｂから時刻ｔ３３ｂまでの時間のリアクトル電流ＩＬの増加量は、増加量ｙ２２で表されている。リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ２２は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２と同様に算出することができる。図７Ｃに示すように、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ２２は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ２３の絶対値と比べて大きい。よって、図７Ｃに示す場合も、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの増加状態を判別する。このように、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅの大小に関わらず、リアクトル電流ＩＬの増加状態を判別することができる。
【００８０】
図８Ａの曲線ＣＬ４１は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図８Ａの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。同図に示すように、時刻ｔ４１から時刻ｔ４２までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、開状態に制御される。上述したことは、時刻ｔ４３から時刻ｔ４４までの時間についても同様に言える。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される全体の時間を時間Ｔｏｆｆで表すと、時刻ｔ４１から時刻ｔ４２までの時間は、時間Ｔｏｆｆ／２で表すことができる。また、時刻ｔ４３から時刻ｔ４４までの時間は、時間Ｔｏｆｆ／２で表すことができる。
【００８１】
時刻ｔ４２から時刻ｔ４３までの時間、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、閉状態に制御される。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間を時間Ｔｏｎで表すと、時刻ｔ４２から時刻ｔ４３までの時間は、時間Ｔｏｎで表すことができる。このときのデューティ比ＤＦ４は、時刻ｔ４２から時刻ｔ４３までの時間Ｔｏｎを、時刻ｔ４１から時刻ｔ４４までの時間（時間Ｔｏｎ＋時間Ｔｏｆｆ）で除した除算値になる。デューティ比ＤＦ４は、既述したリアクトル電流ＩＬが増加状態のときのデューティ比ＤＦ３と比べて小さい。また、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する瞬時値算出間隔は、時刻ｔ４１から時刻ｔ４４までの時間であり、本実施形態では、制御周期Ｔｓおよびキャリア周期Ｔｃの一周期と一致している。つまり、時刻ｔ４１において、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ（区別するために前回値Ｉ＿ｚ０で表す）が算出（推定）され、時刻ｔ４４において、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ（今回値）が算出（推定）される。
【００８２】
曲線ＣＬ４１に示すように、時刻ｔ４１から時刻ｔ４２までの時間、リアクトル電流ＩＬは、減少している。このときのリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ３１で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３１は、既述したリアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１と同様に算出することができる。但し、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆ／２は、リアクトル電流ＩＬが増加状態の場合と比べて長いので、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３１は、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１１と比べて大きい。
【００８３】
時刻ｔ４２から時刻ｔ４３までの時間、リアクトル電流ＩＬは、増加している。このときのリアクトル電流ＩＬの増加量は、増加量ｙ３２で表されている。リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ３２は、既述したリアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２と同様に算出することができる。但し、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間Ｔｏｎは、リアクトル電流ＩＬが増加状態の場合と比べて短いので、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ３２は、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２と比べて小さい。
【００８４】
時刻ｔ４３から時刻ｔ４４までの時間、リアクトル電流ＩＬは、減少している。このときのリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ３３で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３３は、既述したリアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３と同様に算出することができる。但し、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆ／２は、リアクトル電流ＩＬが増加状態の場合と比べて長いので、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３３は、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３と比べて大きい。
【００８５】
このように、リアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ３１、増加量ｙ３２および減少量ｙ３３）は、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときのリアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ１１、増加量ｙ１２および減少量ｙ１３）と同様に算出することができる。つまり、リアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ３１、増加量ｙ３２および減少量ｙ３３）は、リアクトル電圧およびリアクトル５１のインダクタンスＬ、並びに、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間ＴｏｎおよびＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆを用いて表すことができる。そのため、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬが増加状態の場合と同様にして、リアクトル電流ＩＬの減少状態を判別することができる。具体的には、図８Ａに示すように、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ３２は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３３の絶対値と比べて小さい。よって、図８Ａに示す場合、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの減少状態を判別する。
【００８６】
図８Ｂの曲線ＣＬ４２は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨと等しく、且つ、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図８Ｂの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。図８Ｂは、図８Ａに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化において、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅが０（ゼロ）の場合に相当する。リアクトル電流ＩＬが図８Ａの場合と比べて小さくなるので、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間Ｔｏｎは、図８Ａの場合と比べて短くなり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆは、図８Ａの場合と比べて長くなる。時刻ｔ４２ａは、時刻ｔ４２に相当し、時刻ｔ４３ａは、時刻ｔ４３に相当する。
【００８７】
なお、説明の便宜上、リアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ３１、増加量ｙ３２および減少量ｙ３３）は、図８Ａと同じ符号が付されている。図８Ｂに示すように、この場合も、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ３２は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３３の絶対値と比べて小さい。よって、図８Ｂに示す場合も、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの減少状態を判別する。
【００８８】
図８Ｃの曲線ＣＬ４３は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより小さく、且つ、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときのリアクトル電流ＩＬの経時変化の一例を示している。図８Ｃの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。図８Ｃは、図８Ｂの時刻ｔ４３ａから時刻ｔ４４までの時間の一部において、リアクトル電流ＩＬが０（ゼロ）になっている。リアクトル電流ＩＬが図８Ｂの場合と比べてさらに小さくなるので、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御される時間Ｔｏｎは、図８Ｂの場合と比べてさらに短くなり、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御される時間Ｔｏｆｆは、図８Ｂの場合と比べてさらに長くなる。時刻ｔ４２ｂは、時刻ｔ４２および時刻ｔ４２ａに相当し、時刻ｔ４３ｂは、時刻ｔ４３および時刻ｔ４３ａに相当する。
【００８９】
時刻ｔ４１から時刻ｔ４２ｂまでの時間のリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ４１で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ４１は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３１と同様に算出することができる。但し、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ４１は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３１と比べて、大きくなっている。また、時刻ｔ４３ｂから時刻ｔ４４までの時間のリアクトル電流ＩＬの減少量は、減少量ｙ４３で表されている。リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ４３は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３３と同様に算出することができる。但し、リアクトル電流ＩＬが０（ゼロ）になっている時間があるので、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ４３は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ３３と比べて、小さくなっている。
【００９０】
時刻ｔ４２ｂから時刻ｔ４３ｂまでの時間のリアクトル電流ＩＬの増加量は、増加量ｙ４２で表されている。リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ４２は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ３２と同様に算出することができる。図８Ｃに示すように、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ４２は、リアクトル電流ＩＬの減少量ｙ４３の絶対値と比べて小さい。よって、図８Ｃに示す場合も、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの減少状態を判別する。このように、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅの大小に関わらず、リアクトル電流ＩＬの減少状態を判別することができる。
【００９１】
（瞬時値算出部８３）
瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅおよび増減判別部８２によって判別されたリアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態に基づいて、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する。まず、第一状態を想定する。第一状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの増加状態が判別されたときをいう。第一状態は、図６に示すステップＳＰ１３においてＹｅｓであり、且つ、ステップＳＰ１４においてＹｅｓの場合であり、図７Ａに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化に相当する。
【００９２】
図７Ａに示すように、点Ｐ１１、点Ｐ１２および点Ｐ１３で囲まれる領域の面積を面積Ｓ１１とする。また、点Ｐ１２、点Ｐ１４および点Ｐ１５で囲まれる領域の面積を面積Ｓ１２とする。さらに、点Ｐ１４、点Ｐ１６および点Ｐ１７で囲まれる領域の面積を面積Ｓ１３とする。また、点Ｐ１５、点Ｐ１７、点Ｐ１６および点Ｐ１８で囲まれる領域の面積を面積Ｓ１４とする。さらに、点Ｐ１３、点Ｐ１８、点Ｐ１９および点Ｐ２０で囲まれる領域の面積を面積Ｓ１５とする。
【００９３】
面積Ｓ１１および面積Ｓ１３は、三角形の面積であるので、下記数５に基づいて算出することができる。同様に、面積Ｓ１２は、下記数６に基づいて算出することができる。また、面積Ｓ１４は、四角形の面積であるので、下記数７に基づいて算出することができる。同様に、面積Ｓ１５は、下記数８に基づいて算出することができる。但し、数式は、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態に制御されている時間Ｔｏｆｆと、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態に制御されている時間Ｔｏｎを用いて表す。また、数式は、既述したリアクトル電流ＩＬの増減量（減少量ｙ１１、増加量ｙ１２および減少量ｙ１３）を用いて表す。さらに、数式は、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅおよび瞬時値算出間隔（例えば、キャリア周期Ｔｃの一周期）を用いて表す。
（数５）
Ｓ１１＝Ｓ１３＝Ｔｏｆｆ／２×ｙ１１／２
（数６）
Ｓ１２＝Ｔｏｎ×ｙ１２／２
（数７）
Ｓ１４＝Ｔｏｆｆ／２×（ｙ１２−ｙ１３）
（数８）
Ｓ１５＝Ｉ＿ｂａｓｅ×Ｔｃ
【００９４】
瞬時値算出部８３は、第一状態のときに、下記数９に基づいてリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する（図６に示すステップＳＰ１５）。
（数９）
Ｉ＿ｚ＝Ｉ＿ｂａｓｅ＋ΔＩ
【００９５】
具体的には、瞬時値算出部８３は、第一状態のときに、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅと、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２とリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値との差分ΔＩと、を加算した加算値をリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。第一状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの増加状態が判別されたときをいう。また、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、瞬時値算出間隔におけるリアクトル電流ＩＬの最小値をいう。さらに、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２および減少量ｙ１３は、増減判別部８２によって算出されているので、瞬時値算出部８３は、これらの算出結果を用いて、差分ΔＩを算出することができる。また、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、例えば、以下に示す方法で算出することができる。
【００９６】
図９Ａおよび図９Ｂは、図７Ａに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化に基づいて得られる領域を示している。図９Ａおよび図９Ｂの横軸は、時刻を示し、縦軸は、電流を示している。図９Ａは、第一領域ＡＲ１の一例を示している。第一領域ＡＲ１は、図７Ａの点Ｐ１１、点Ｐ１２、点Ｐ１４、点Ｐ１６、点Ｐ１９および点Ｐ２０で囲まれる領域をいう。また、図７Ａの時刻ｔ３１において、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅを示す点を点Ｐ１０ａとする。図７Ａの時刻ｔ３４において、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅを示す点を点Ｐ１０ｂとする。図９Ｂは、第二領域ＡＲ２および第三領域ＡＲ３の一例を示している。第二領域ＡＲ２は、図７Ａの点Ｐ１０ａ、点Ｐ１０ｂ、点Ｐ１９および点Ｐ２０で囲まれる領域をいう。第三領域ＡＲ３は、図７Ａの点Ｐ１１、点Ｐ１２および点Ｐ１３で囲まれる領域と、図７Ａの点Ｐ１２、点Ｐ１４、点Ｐ１６および点Ｐ１８で囲まれる領域とを合わせた領域をいう。
【００９７】
図９Ａに示す第一領域ＡＲ１の面積Ｓａは、図７Ａに示す面積Ｓ１１、面積Ｓ１２、面積Ｓ１３、面積Ｓ１４および面積Ｓ１５を合わせた面積と一致する。また、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅを示す直線に対する対称性から、図９Ａに示す第一領域ＡＲ１の面積Ｓａは、図９Ｂに示す第二領域ＡＲ２の面積Ｓｂと一致する。面積Ｓｂは、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと、瞬時値算出間隔（例えば、キャリア周期Ｔｃの一周期）とを乗じた乗算値になる。また、図９Ｂに示す第三領域ＡＲ３の面積Ｓｃは、図７Ａに示す面積Ｓ１１、面積Ｓ１２、面積Ｓ１３および面積Ｓ１４を合わせた面積と一致する。
【００９８】
これらの関係から、第三領域ＡＲ３の面積Ｓｃ（面積Ｓ１１＋面積Ｓ１２＋面積Ｓ１３＋面積Ｓ１４）と、面積Ｓ１５（Ｉ＿ｂａｓｅ×Ｔｃ）とを合わせた第一領域ＡＲ１の面積Ｓａは、第二領域ＡＲ２の面積Ｓｂ（Ｉ＿ａｖｅ×Ｔｃ）と一致する。よって、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、下記数１０に基づいて算出することができる。
（数１０）
Ｉ＿ｂａｓｅ＝｛Ｉ＿ａｖｅ×Ｔｃ−（Ｓ１１＋Ｓ１２＋Ｓ１３＋Ｓ１４）｝／Ｔｃ
【００９９】
このようにして、瞬時値算出部８３は、第一状態のときに、瞬時値算出間隔におけるリアクトル電流ＩＬの最小値であるリアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅと、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２とリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値との差分ΔＩと、を加算した加算値をリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出することができる。
【０１００】
次に、第二状態を想定する。第二状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨ以下であり、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの増加状態が判別されたときをいう。第二状態は、図６に示すステップＳＰ１３においてＹｅｓであり、且つ、ステップＳＰ１４においてＮｏの場合であり、図７Ｂおよび図７Ｃに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化に相当する。
【０１０１】
瞬時値算出部８３は、第二状態のときに、下記数１１に基づいてリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する（図６に示すステップＳＰ１６）。
（数１１）
Ｉ＿ｚ＝ΔＩ
【０１０２】
図７Ｂに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化の場合、瞬時値算出部８３は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２とリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ１３の絶対値との差分ΔＩをリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。同様に、図７Ｃに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化の場合、瞬時値算出部８３は、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ２２とリアクトル電流ＩＬの減少量ｙ２３の絶対値との差分ΔＩをリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。既述したように、リアクトル電流ＩＬの増加量ｙ１２（増加量ｙ２２）および減少量ｙ１３（減少量ｙ２３）は、増減判別部８２によって算出されているので、瞬時値算出部８３は、これらの算出結果を用いて、差分ΔＩを算出することができる。
【０１０３】
なお、図７Ｃに示すように、点Ｐ２１、点Ｐ２２および点Ｐ２３で囲まれる領域の面積を面積Ｓ２１とする。また、点Ｐ２４、点Ｐ２５および点Ｐ２６で囲まれる領域の面積を面積Ｓ２２とする。さらに、点Ｐ２５、点Ｐ２７および点Ｐ２８で囲まれる領域の面積を面積Ｓ２３とする。また、点Ｐ２８、点Ｐ２７、点Ｐ２９および点Ｐ２６で囲まれる領域の面積を面積Ｓ２４とする。
【０１０４】
面積Ｓ２１は、面積Ｓ１１に対応し、面積Ｓ２２は、面積Ｓ１２に対応している。但し、リアクトル電流ＩＬが０（ゼロ）になっている時間があるので、面積Ｓ２１は、面積Ｓ１１と比べて小さくなり、面積Ｓ２２は、面積Ｓ１２と比べて小さくなっている。また、面積Ｓ２３は、面積Ｓ１３に対応し、面積Ｓ２４は、面積Ｓ１４に対応している。
【０１０５】
次に、第三状態を想定する。第三状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの減少状態が判別されたときをいう。第三状態は、図６に示すステップＳＰ１３においてＮｏであり、且つ、ステップＳＰ１７においてＹｅｓの場合であり、図８Ａに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化に相当する。
【０１０６】
瞬時値算出部８３は、第三状態のときに、下記数１２に基づいてリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する（図６に示すステップＳＰ１８）。
（数１２）
Ｉ＿ｚ＝Ｉ＿ｂａｓｅ
【０１０７】
図８Ａに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化から明らかなように、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚは、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅと一致する。よって、瞬時値算出部８３は、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅをリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。既述したように、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、瞬時値算出間隔におけるリアクトル電流ＩＬの最小値をいう。リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、リアクトル電流ＩＬが増加状態の場合と同様にして、算出することができる。
【０１０８】
なお、図８Ａに示すように、点Ｐ３１、点Ｐ３２および点Ｐ３３で囲まれる領域の面積を面積Ｓ３１とする。また、点Ｐ３２、点Ｐ３４および点Ｐ３５で囲まれる領域の面積を面積Ｓ３２とする。さらに、点Ｐ３４、点Ｐ３６および点Ｐ３７で囲まれる領域の面積を面積Ｓ３３とする。また、点Ｐ３３、点Ｐ３５、点Ｐ３７および点Ｐ３８で囲まれる領域の面積を面積Ｓ３４とする。さらに、点Ｐ３８、点Ｐ３６、点Ｐ３９および点Ｐ４０で囲まれる領域の面積を面積Ｓ３５とする。
【０１０９】
面積Ｓ３１は、面積Ｓ１１に対応し、面積Ｓ３３は、面積Ｓ１３に対応している。面積Ｓ３１および面積Ｓ３３は、下記数１３に基づいて算出することができる。また、面積Ｓ３２は、面積Ｓ１２に対応し、下記数１４に基づいて算出することができる。さらに、面積Ｓ３４は、面積Ｓ１４に対応し、下記数１５に基づいて算出することができる。また、面積Ｓ３５は、面積Ｓ１５に対応し、下記数１６に基づいて算出することができる。
（数１３）
Ｓ３１＝Ｓ３３＝Ｔｏｆｆ／２×ｙ３１／２
（数１４）
Ｓ３２＝Ｔｏｎ×ｙ３２／２
（数１５）
Ｓ３４＝（Ｔｏｆｆ／２＋Ｔｏｎ）×（ｙ３３−ｙ３２）
（数１６）
Ｓ３５＝Ｉ＿ｂａｓｅ×Ｔｃ
【０１１０】
次に、第四状態を想定する。第四状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨ以下であり、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの減少状態が判別されたときをいう。第四状態は、図６に示すステップＳＰ１３においてＮｏであり、且つ、ステップＳＰ１７においてＮｏの場合であり、図８Ｂおよび図８Ｃに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化に相当する。
【０１１１】
瞬時値算出部８３は、第四状態のときに、下記数１７に基づいてリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する（図６に示すステップＳＰ１９）。
（数１７）
Ｉ＿ｚ＝０
【０１１２】
図８Ｂに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化から明らかなように、点Ｐ３６におけるリアクトル電流ＩＬ（リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ）は、０（ゼロ）になる。図８Ｃに示すリアクトル電流ＩＬの経時変化から明らかなように、点Ｐ４９におけるリアクトル電流ＩＬ（リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚ）は、０（ゼロ）になる。よって、瞬時値算出部８３は、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして０（ゼロ）を算出する。
【０１１３】
なお、図８Ｃに示すように、点Ｐ４１、点Ｐ４２および点Ｐ４３で囲まれる領域の面積を面積Ｓ４１とする。また、点Ｐ４２、点Ｐ４４および点Ｐ４５で囲まれる領域の面積を面積Ｓ４２とする。さらに、点Ｐ４４、点Ｐ４６および点Ｐ４７で囲まれる領域の面積を面積Ｓ４３とする。また、点Ｐ４３、点Ｐ４５、点Ｐ４７および点Ｐ４８で囲まれる領域の面積を面積Ｓ４４とする。
【０１１４】
面積Ｓ４１は、面積Ｓ３１に対応し、面積Ｓ４２は、面積Ｓ３２に対応する。また、面積Ｓ４３は、面積Ｓ３３に対応し、面積Ｓ４４は、面積Ｓ３４に対応する。但し、リアクトル電流ＩＬが０（ゼロ）になっている時間があるので、面積Ｓ４３は、面積Ｓ３３と比べて小さくなり、面積Ｓ４４は、面積Ｓ３４と比べて小さくなる。
【０１１５】
制御装置７０は、例えば、リアクトル電流ＩＬの目標値と、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚと、直流電圧検出値Ｖ＿ｄｃと、系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖとに基づいて、インバータ４０の出力電圧の目標値を算出する。制御装置７０は、例えば、これらの入力値から、フィードフォワード制御によって、インバータ４０の出力電圧の目標値を算出する。具体的には、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚがリアクトル電流ＩＬの目標値に追従するように、インバータ４０の出力電圧の目標値を算出する。これにより、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬを正弦波状のリアクトル電流ＩＬの目標値に追従させることができる。
【０１１６】
制御装置７０は、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の開閉信号を生成する。制御装置７０は、インバータ４０の出力電圧の目標値を、直流電圧検出器７２ａによって検出された直流電圧検出値Ｖ＿ｄｃで除して変調率を算出する。制御装置７０は、算出された変調率に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御におけるパルス信号を生成する。制御装置７０は、図１に示す駆動回路７１ｂを介して、生成されたパルス信号を複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各制御端子４ｇに付与する。これにより、制御装置７０は、複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）を開閉制御することができる。
【０１１７】
＜効果の一例＞
様相１に係る系統連系制御装置１０によれば、制御装置７０は、平均値算出部８１と増減判別部８２と瞬時値算出部８３とを備える。平均値算出部８１は、フィルタ回路５０のコンデンサ５２の静電容量Ｃと系統電圧検出値Ｖ＿ｕｖとに基づいて、コンデンサ５２に流れるコンデンサ電流Ｉｃを算出し、コンデンサ電流Ｉｃの算出値と出力電流検出値Ｉ＿ｏｕｔとを加算して、フィルタ回路５０のリアクトル５１に流れるリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅを算出する。増減判別部８２は、リアクトル電圧およびリアクトル５１のインダクタンスＬ、並びに、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔのデューティ比に基づいて、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を判別する。リアクトル電圧は、リアクトル５１による電圧降下分をいう。ＰＷＭスイッチング素子４０ｔは、インバータ４０の複数のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）のうちの少なくとも一つのスイッチング素子であって、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御されるスイッチング素子をいう。瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅおよび増減判別部８２によって判別されたリアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態に基づいて、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する。
これらにより、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅと、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態とに基づいて、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出することができる。そのため、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅのみを用いる場合と比べて、リアクトル電流ＩＬの推定精度を向上させることができる。
【０１１８】
様相２に係る系統連系制御装置１０によれば、様相１に係る系統連系制御装置１０において、増減判別部８２は、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する瞬時値算出時刻の直前のＰＷＭスイッチング素子４０ｔが閉状態の時間にリアクトル電流ＩＬが増加する増加量と、瞬時値算出時刻の直前のＰＷＭスイッチング素子４０ｔが開状態の時間にリアクトル電流ＩＬが減少する減少量の絶対値との大小比較によって、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を判別する。
これらにより、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬの増加状態または減少状態を容易かつ確実に判別することができる。
【０１１９】
様相３に係る系統連系制御装置１０によれば、様相２に係る系統連系制御装置１０において、瞬時値算出部８３は、第一状態のときに、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅと、リアクトル電流ＩＬの増加量とリアクトル電流ＩＬの減少量の絶対値との差分ΔＩと、を加算した加算値をリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。第一状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの増加状態が判別されたときをいう。リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する瞬時値算出間隔におけるリアクトル電流ＩＬの最小値をいう。また、瞬時値算出部８３は、第二状態のときに、リアクトル電流ＩＬの増加量とリアクトル電流ＩＬの減少量の絶対値との差分ΔＩをリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。第二状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨ以下であり、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの増加状態が判別されたときをいう。
これらにより、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬが増加状態のときに、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅに応じたリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出することができる。
【０１２０】
様相４に係る系統連系制御装置１０によれば、様相２に係る系統連系制御装置１０において、瞬時値算出部８３は、第三状態のときに、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅをリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。第三状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きく、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの減少状態が判別されたときをいう。リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅは、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出する瞬時値算出間隔におけるリアクトル電流ＩＬの最小値をいう。また、瞬時値算出部８３は、第四状態のときに、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして０（ゼロ）を算出する。第四状態は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨ以下であり、且つ、増減判別部８２によってリアクトル電流ＩＬの減少状態が判別されたときをいう。
これらにより、制御装置７０は、リアクトル電流ＩＬが減少状態のときに、リアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅに応じたリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出することができる。
【０１２１】
＜その他＞
実施形態は、上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更することができる。例えば、リアクトル電流ＩＬに変化がない場合（増加状態または減少状態のいずれでもない維持状態の場合）は、リアクトル電流ＩＬの増加量とリアクトル電流ＩＬの減少量の絶対値との差分ΔＩが０（ゼロ）になる。増減判別部８２は、この場合も同様にして、リアクトル電圧およびリアクトル５１のインダクタンスＬ、並びに、ＰＷＭスイッチング素子４０ｔのデューティ比に基づいて、リアクトル電流ＩＬの維持状態を判別することができる。また、瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅおよび増減判別部８２によって判別された維持状態に基づいて、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚを算出することができる。具体的には、瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨより大きいときに、リアクトル電流基底値Ｉ＿ｂａｓｅをリアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして算出する。瞬時値算出部８３は、平均値算出部８１によって算出されたリアクトル電流ＩＬの平均値Ｉ＿ａｖｅが所定閾値Ｉ＿ＴＨ以下のときに、リアクトル電流ＩＬの瞬時値Ｉ＿ｚとして０（ゼロ）を算出する。
【０１２２】
＜付記項＞
本実施形態は、系統連系制御装置１０の制御方法として、捉えることもできる。平均値算出工程は、平均値算出部８１が行う制御に対応し、増減判別工程は、増減判別部８２が行う制御に対応し、瞬時値算出工程は、瞬時値算出部８３が行う制御に対応する。系統連系制御装置１０の制御方法においても、系統連系制御装置１０について既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。
【０１２３】
（付記項１）
直流電力を出力する直流電源と、
前記直流電源と交流電力を供給する系統電源との間に配設され、前記直流電源から出力された前記直流電力を交流電力に変換して前記系統電源と連系させる複数のスイッチング素子を備えるインバータと、
前記インバータと前記系統電源との間に配設され、前記インバータの出力電流を正弦波状に整形するリアクトルとコンデンサとを備えるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路から出力された出力電流を検出する出力電流検出器と、
前記系統電源の系統電圧を検出する系統電圧検出器と、
前記出力電流検出器によって検出された出力電流検出値および前記系統電圧検出器によって検出された系統電圧検出値の両方が入力され、入力された前記出力電流検出値および前記系統電圧検出値に基づいて前記インバータの前記複数のスイッチング素子を開閉制御する制御装置と、
を具備する系統連系制御装置の制御方法であって、
前記フィルタ回路の前記コンデンサの静電容量と前記系統電圧検出値とに基づいて前記コンデンサに流れるコンデンサ電流を算出し、前記コンデンサ電流の算出値と前記出力電流検出値とを加算して前記フィルタ回路の前記リアクトルに流れるリアクトル電流の平均値を算出する平均値算出工程と、
前記リアクトルによる電圧降下分であるリアクトル電圧および前記リアクトルのインダクタンス、並びに、前記複数のスイッチング素子のうちの少なくとも一つのスイッチング素子であってパルス幅変調制御されるＰＷＭスイッチング素子のデューティ比に基づいて、前記リアクトル電流の増加状態または減少状態を判別する増減判別工程と、
前記平均値算出工程によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値および前記増減判別工程によって判別された前記リアクトル電流の前記増加状態または前記減少状態に基づいて、前記リアクトル電流の瞬時値を算出する瞬時値算出工程と、
を備える系統連系制御装置の制御方法。
【０１２４】
（付記項２）
前記増減判別工程は、前記リアクトル電流の前記瞬時値を算出する瞬時値算出時刻の直前の前記ＰＷＭスイッチング素子が閉状態の時間に前記リアクトル電流が増加する増加量と、前記瞬時値算出時刻の直前の前記ＰＷＭスイッチング素子が開状態の時間に前記リアクトル電流が減少する減少量の絶対値との大小比較によって、前記リアクトル電流の前記増加状態または前記減少状態を判別する付記項１に記載の系統連系制御装置の制御方法。
【０１２５】
（付記項３）
前記瞬時値算出工程は、前記平均値算出工程によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値より大きく、且つ、前記増減判別工程によって前記リアクトル電流の前記増加状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記瞬時値を算出する瞬時値算出間隔における前記リアクトル電流の最小値であるリアクトル電流基底値と、前記リアクトル電流の前記増加量と前記リアクトル電流の前記減少量の前記絶対値との差分と、を加算した加算値を前記リアクトル電流の前記瞬時値として算出し、
前記平均値算出工程によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値以下であり、且つ、前記増減判別工程によって前記リアクトル電流の前記増加状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記増加量と前記リアクトル電流の前記減少量の前記絶対値との差分を前記リアクトル電流の前記瞬時値として算出する付記項２に記載の系統連系制御装置の制御方法。
【０１２６】
（付記項４）
前記瞬時値算出工程は、前記平均値算出工程によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値より大きく、且つ、前記増減判別工程によって前記リアクトル電流の前記減少状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記瞬時値を算出する瞬時値算出間隔における前記リアクトル電流の最小値であるリアクトル電流基底値を前記リアクトル電流の前記瞬時値として算出し、
前記平均値算出工程によって算出された前記リアクトル電流の前記平均値が所定閾値以下であり、且つ、前記増減判別工程によって前記リアクトル電流の前記減少状態が判別されたときに、前記リアクトル電流の前記瞬時値として０を算出する付記項２に記載の系統連系制御装置の制御方法。
【符号の説明】
【０１２７】
１０：系統連系制御装置、
２０：直流電源、
４０：インバータ、
４ｘｐ：正極側スイッチング素子、４ｘｎ：負極側スイッチング素子、
４０ｔ：ＰＷＭスイッチング素子、
５０：フィルタ回路、５１：リアクトル、５２：コンデンサ、
６０：系統電源、
７０：制御装置、
７２ｂ：出力電流検出器、７２ｃ：系統電圧検出器、
８１：平均値算出部、
８２：増減判別部、
８３：瞬時値算出部、
Ｉ＿ｏｕｔ：出力電流検出値、Ｖ＿ｕｖ：系統電圧検出値、
Ｉｏｕｔ：出力電流、Ｉｃ：コンデンサ電流、
ＩＬ：リアクトル電流、Ｉ＿ａｖｅ：平均値、Ｉ＿ｚ：瞬時値、
Ｉ＿ｂａｓｅ：リアクトル電流基底値、
ΔＩ：差分、Ｉ＿ＴＨ：所定閾値。
【図１】
2018207698.tif 000003
【図２】
2018207698.tif 000004
【図３Ａ】
2018207698.tif 000005
【図３Ｂ】
2018207698.tif 000006
【図４Ａ】
2018207698.tif 000007
【図４Ｂ】
2018207698.tif 000008
【図４Ｃ】
2018207698.tif 000009
【図４Ｄ】
2018207698.tif 000010
【図５】
2018207698.tif 000011
【図６】
2018207698.tif 000012
【図７Ａ】
2018207698.tif 000013
【図７Ｂ】
2018207698.tif 000014
【図７Ｃ】
2018207698.tif 000015
【図８Ａ】
2018207698.tif 000016
【図８Ｂ】
2018207698.tif 000017
【図８Ｃ】
2018207698.tif 000018
【図９Ａ】
2018207698.tif 000019
【図９Ｂ】
2018207698.tif 000020