(57)【要約】【課題】CFOの影響を受けてもTSの受信側到着タイミングを正しく検出する。【解決手段】CFO推定手段と、TS先頭位置検出手段と、CFO確定手段と、CFO補償手段とを備えて構成される。CFO推定手段は、シンボル信号と、シンボル信号をn/2サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値Δf(ｔ)を含むCFO推定値信号を生成する。TS先頭位置検出手段は、CFO推定値信号から、トレーニングシンボルの先頭サンプルの時間位置を検出し、先頭サンプルの時間位置で、ビット“1”を示し、それ以外の時間位置で、ビット“0”を示すTS先頭位置情報信号を生成する。CFO確定手段は、TS先頭位置情報信号がビット“1”を示すサンプル時間の周波数オフセット推定値Δf(t)を伝送路で生じた周波数オフセット値と確定し、確定した周波数オフセット値を含むCFO確定値信号を出力する。CFO補償手段は、確定した周波数オフセット値に基づいて、シンボル信号にCFO補償を施す。【選択図】図１
2018137599.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
離散フーリエ変換点数ｎ（ｎは整数）に等しい数の複素サンプルを１シンボル単位とし、２回繰り返し構造であるトレーニングシンボルを周期的に含むシンボル信号を受信する、直交周波数分割多重を用いた受信装置であって、
前記シンボル信号と、前記シンボル信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値Δｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号を生成するＣＦＯ推定手段と、
前記ＣＦＯ推定値信号から、トレーニングシンボルの先頭サンプルの時間位置を検出し、先頭サンプルの時間位置で、ビット“１”を示し、それ以外の時間位置で、ビット“０”を示すＴＳ先頭位置情報信号を生成するＴＳ先頭位置検出手段と、
前記ＴＳ先頭位置情報信号がビット“１”を示すサンプル時間の周波数オフセット推定値Δｆ（ｔ）を伝送路で生じた周波数オフセット値と確定し、前記確定した周波数オフセット値を含むＣＦＯ確定値信号を生成するＣＦＯ確定手段と、
前記確定した周波数オフセット値に基づいて、前記シンボル信号にＣＦＯ補償を施すＣＦＯ補償手段と
を備える受信装置。
【請求項２】
前記ＴＳ先頭位置検出手段は、１サンプル遅延手段、減算手段、絶対値算出手段、積算手段、最小値検出手段を備えて構成され、
前記ＣＦＯ推定値信号は、当該ＴＳ先頭位置検出手段に入力されると２分岐され、
前記２分岐された一方が、前記減算手段の＋入力に送られ、他方が、前記１サンプル遅延手段において１サンプル時間遅延された後、前記減算手段の−入力に送られ、
前記減算手段はＣＦＯ推定値から、１サンプル時間遅延させたＣＦＯ推定値を減算し、
前記絶対値算出手段は、減算手段の出力の絶対値をとり、
前記積算手段は、前記絶対値算出手段の出力に対し、サンプル時間ごとに当該サンプル時間から（ｎ／２−２）サンプル時間後までの（ｎ／２−１）サンプル時間の総和をとり、
前記最小値検出手段は、ＴＳ周期ごとに当該ＴＳ周期の範囲内の前記積算手段の出力の最小値を検出し、最小値をとる時間でビット“１”を示し、それ以外の時間でビット“０”を示す前記ＴＳ先頭位置情報信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
離散フーリエ変換点数ｎ（ｎは整数）に等しい数の複素サンプルを１シンボル単位とし、２回繰り返し構造であるトレーニングシンボルを周期的に含むシンボル信号を受信する受信方法であって、
前記シンボル信号と、前記シンボル信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値Δｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号を生成する過程と、
前記ＣＦＯ推定値信号から、トレーニングシンボルの先頭サンプルの時間位置を検出し、先頭サンプルの時間位置で、ビット“１”を示し、それ以外の時間位置で、ビット“０”を示すＴＳ先頭位置情報信号を生成する過程と、
前記ＴＳ先頭位置情報信号がビット“１”を示すサンプル時間の周波数オフセット推定値Δｆ（ｔ）を伝送路で生じた周波数オフセット値と確定し、前記確定した周波数オフセット値を含むＣＦＯ確定値信号を生成する過程と、
前記確定した周波数オフセット値に基づいて、前記シンボル信号にＣＦＯ補償を施す過程と
を備える受信方法。
【請求項４】
前記ＴＳ先頭位置情報信号を生成するにあたり、
前記ＣＦＯ推定値信号を２分岐する過程と、
前記２分岐された一方のＣＦＯ推定値信号から、１サンプル時間遅延させたＣＦＯ推定値信号を減算する過程と
前記減算された信号の絶対値をとる過程と、
前記絶対値をとった信号に対し、サンプル時間ごとに当該サンプル時間から（ｎ／２−２）サンプル時間後までの（ｎ／２−１）サンプル時間の総和をとって出力する過程と、
前記ＴＳ周期の範囲内の前記総和をとった信号の出力の最小値を検出し、最小値をとる時間でビット“１”を示し、それ以外の時間でビット“０”を示す前記ＴＳ先頭位置情報信号を生成する過程と
を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光直交周波数分割多重（Ｏ−ＯＦＤＭ：Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークで用いて好適な受信装置及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、インターネットの普及や、スマートフォン等で用いられるモバイルアプリケーションの発達により、通信需要が急速に増大している。この通信需要の増大に対応して、光ファイバを用いた高速かつ大容量の光ネットワークが整備されつつある。
【０００３】
通信事業者の所有する建物（局）と加入者宅を結ぶ光ネットワークは、加入者系光ネットワーク又はアクセス系光ネットワークと呼ばれる。加入者系光ネットワークでは、既存及び新設のシステムが混在しており、サービスごとに光ネットワークに要求される条件が異なる。このため、サービスごとに性質が異なるトラヒックを収容でき、かつ、サービスの変更や新たなサービスの追加が容易に行える光ネットワークが求められる。
【０００４】
ＯＦＤＭは、複数の副搬送波（ＳＣ：Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）を通じて、送信側から受信側に情報を転送する技術である。ＯＦＤＭでは、変調、多重化、復調などの一連の処理は、離散フーリエ変換などを用いてディジタル的に実行される。このため、ＳＣの数の増減や、新たなチャネルのＳＣへの割当が容易に行える。従って、ＯＦＤＭを用いた光ネットワークは上述の要求を満足する光ネットワークとして期待される。
【０００５】
このＯＦＤＭを光ファイバ通信に応用したＯ−ＯＦＤＭという技術が近年研究されており、加入者系光ネットワークへのＯＦＤＭ応用技術が報告されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００６】
Ｏ−ＯＦＤＭを用いた加入者系光ネットワークでは、各加入者に１又は複数の副搬送波を割り当てることにより、局側装置（ＯＬＴ：Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｌｉｎｅ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ）と、加入者側装置（ＯＮＵ：Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  Ｕｎｉｔ）との通信回線を確立する。ＯＬＴとＯＮＵは、受動素子である光結合・分岐器を用いて一対多の光ファイバ伝送路で接続されている。光領域で単一波長を用いて通信する場合でも、加入者ごとに割り当てられるＳＣの周波数が異なるので、それらの回線は互いに干渉することなく通信することができる。光送受信方式は、大きく分けると、インコヒーレント方式とコヒーレント方式の２種類がある。
【０００７】
インコヒーレント方式は、光強度変調に基づく方式であり、簡素な部品を用いて実現できるという利点を有する。一方、一対の変調器と復調器の間の通信では、ＯＦＤＭの信号処理過程で得られる複素数で与えられる電気信号の実数部分が用いられる。従って、独立なＳＣの数が離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の点数の半分になる。
【０００８】
コヒーレント方式は、光強度とともに光位相も変調する。このため、独立なＳＣの数をＤＦＴの点数と同数にできる。
【０００９】
このように、インコヒーレント方式では、コヒーレント方式に比べて送受信できるＳＣの数が半分になる。そのため、要求されるチャネル数が多い場合は、コヒーレント方式の光送受信方式が好都合である。
【００１０】
コヒーレント方式では、受信側において、伝送された光信号と局部発振（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｅｄ）連続光を結合することにより光検波され、この検波された光信号が電気信号に復調される。ホモダイン光検波方式を用いる場合、伝送された光信号の搬送波周波数とＬＯ連続光の周波数が一致する必要がある。これら周波数が不一致である場合、復調の際に、復元される情報に誤りが生じる原因となる。この周波数の差は搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ：Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｆｆｓｅｔ）と呼ばれる。このＣＦＯを補償することがコヒーレント方式を用いるＯ−ＯＦＤＭネットワークの設計における課題の一つである。
【００１１】
ＣＦＯを検出する方法として、トレーニングシンボル（ＴＳ）を用いる方法がある（例えば、非特許文献２参照）。ＴＳは、同じパターンを２回繰り返す構造であり、伝送される信号に周期的に挿入される。一回目のパターンの中のサンプル（標本）と、それに対応する二回目のパターンのサンプルとの位相差を算出し、その位相差を２つの標本間の時間差で割り算した結果が、検出したＣＦＯになる。
【００１２】
図１０及び図１１を参照して、従来のＣＦＯの検出方法を説明する。図１０は、従来のネットワークの模式図である。図１０（Ａ）は送信装置を示し、図１０（Ｂ）は受信装置を示している。図１１は、送受信される信号を示す模式図である。図１１は、横方向に時間軸をとって示している。
【００１３】
送信側では、バイナリ系列からなる送信情報を、マッパ１０２を用いてシンボル系列に変換する。ここで、 バイナリ系列は、“０”と“１”の２値からなる信号である。また、シンボル系列は、実部と虚部を一つの組とする複素数からなる信号である。実部／虚部の値は、複数のバイナリ情報の組合せで表現される。
【００１４】
ＴＳ挿入手段１０４が、このシンボル系列の間に周期的にＴＳを挿入し、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）手段１０６が、ＴＳが挿入されたシンボル系列にＩＤＦＴを施して送信する（図１１（Ａ））。ここで、ＩＤＦＴを施すシンボル系列のサンプル数（ＤＦＴ点数）をｎ（ｎは１以上の整数）とすると、ＴＳはｎの整数倍のサンプルから構成される。また、ＴＳ間に存在する送信情報のシンボル系列のサンプル数ｍはｎの整数倍である。
【００１５】
ここでは、ＴＳのサンプル数をｎとしている。また、ＴＳの先頭サンプルから次のＴＳの先頭サンプル直前までのサンプル数をＴＳ周期と呼ぶ。なお、同一場所でＴＳの先頭サンプルが到着する時刻から次のＴＳの先頭サンプルが到着する時刻までをＴＳ周期と呼ぶ場合もある。
【００１６】
ＩＤＦＴが施されて生成された信号は、伝送路を経て、受信側で受信される（図１１（Ｂ））。受信側では、同期手段１１２が受信シンボル系列の中のＴＳの先頭サンプルの場所を検出し、タイミング基準を決定する、いわゆる同期を行う。受信サンプルは、同期で得られるタイミング情報に従って、ＤＦＴ手段１１４においてＤＦＴされる。ＤＦＴ後に得られるシンボル系列を、デマッパ１１６を用いてバイナリ系列に変換することにより、受信情報が得られる。
【００１７】
ここで、 伝送路で生じる擾乱はＣＦＯのみとする。このとき送信信号の１つのサンプルｓ（ｔ）は、以下の式（１）で与えられる位相シフトを受けて受信信号ｒ（ｔ）となる。ここで、ΔｆはＣＦＯ、ｔは時間を表す。
【００１８】
【数１】
2018137599.tif 000003
【００１９】
続いて、ＣＦＯを検出する方法を説明する。
【００２０】
まず、受信信号（図１１（Ｂ））と、受信信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号（図１１（Ｃ））から、以下の式（２）を用いて、それぞれ位相θ（ｔ）を算出する。
【００２１】
【数２】
2018137599.tif 000004
【００２２】
ここでｒｒｅ（ｔ）、ｒｉｍ（ｔ）は、はそれぞれｒ（ｔ）の実部、 虚部である。次に以下の式（３）を用いて、ＣＦＯの推定値△ｆ（ｔ）を得る（図１１（Ｄ）、（Ｅ））。
【００２３】
【数３】
2018137599.tif 000005
【００２４】
ここで、θ（ｔ）にはＣＦＯの影響による位相シフトと送信シンボルのパターンによる位相シフトが含まれる。ＴＳについては前半ｎ／２サンプルと後半ｎ／２サンプルが同一のシンボルパターンであるので、 ＴＳの前半ｎ／２サンプルから得られるθ（ｔ）にはＣＦＯの影響による位相シフトのみが含まれることになる。よって、サンプルごとに連続して算出されるΔｆ（ｔ）の中で、ＴＳの前半ｎ／２サンプルから得られるΔｆ（ｔ）のみが伝送路で生じるＣＦＯに等しいかそれに近い値（最も確からしい推定値）である。以上の方法により、伝送路で生じるＣＦＯの推定値が算出される。なお、ＣＦＯが時間変動する場合、ＴＳ周期ごとにその推定値が更新される。
【００２５】
ここで、伝送路で生じるＣＦＯの最も確からしい推定値が受信側で検出できるタイミングは、ＴＳの前半ｎ／２サンプルが到着する時間であり、それ以外の時間ではＣＦＯの最も確からしい推定値が得られない。したがって、ＣＦＯの最も確からしい推定値を得るために、受信側ではＴＳの到着タイミングを検出することが必要である。
【００２６】
非特許文献２に開示されている技術では、ＣＦＯ検出と同様、ＴＳパターンの規則性を利用し、受信信号の自己相関を計算することにより、ＴＳの到着タイミングを検出している。具体的には、全てのサンプルに対し、受信信号の複素共役とそれをｎ／２サンプル時間遅延させた信号の積をとり、その結果のｎ／２サンプル分を積算する。ＴＳに対しては前半ｎ／２サンプルと 後半ｎ／２サンプルが同一のシンボルパターンであるので、ＴＳ周期内の時間範囲で考えると、ＴＳ先頭サンプルからｎ／２サンプル分の自己相関計算結果が最大となる。この自己相関計算結果の最大値を検出することでＴＳの到着タイミングを検出することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２７】
【非特許文献１】Neda Cvijetic, "OFDM for Next-Generation Optical Access Networks," J. Lightwave Technol., vol. 30, no. 4, pp. 384-398, Feb. 15, 2012.
【非特許文献２】Timothy M. Schmidl and Donald C. Cox, "Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM," IEEE Trans. Comm., vol. 45, no. 12, pp. 1613-1621, Dec. 1997.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
ここで、上述の従来例では受信信号を元にＴＳの到着タイミングを検出する。送信するＴＳのパターンは、前半ｎ／２サンプルと後半ｎ／２サンプルが同一のシンボルパターンとなっているが、伝送路でＣＦＯの影響を受けると、上記式（１）に示されるように、ＴＳに由来するシンボルパターンはその対称性が崩れる。よってＣＦＯの影響を受けるとＣＦＯの影響がない場合に比べてＴＳ到着タイミングを誤って検出する可能性が高まる。ＣＦＯの最も確からしい推定値はＴＳ先頭からｎ／２サンプルの到着時間からしか得られないので、ＴＳ到着タイミングの誤った検出によりＣＦＯ推定値を誤る可能性が高まる。
【００２９】
この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、Ｏ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークで用いて好適な受信装置及び受信方法であって、ＣＦＯの影響を受けてもＴＳの受信側到着タイミングを正しく検出する、受信装置及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
上述した目的を達成するために、この発明の離散フーリエ変換点数ｎ（ｎは整数）に等しい数の複素サンプルを１シンボル単位とし、２回繰り返し構造であるトレーニングシンボルを周期的に含むシンボル信号を受信する、直交周波数分割多重を用いた受信装置は、ＣＦＯ推定手段と、ＴＳ先頭位置検出手段と、ＣＦＯ確定手段と、ＣＦＯ補償手段とを備えて構成される。
【００３１】
ＣＦＯ推定手段は、シンボル信号と、シンボル信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値△ｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号を生成する。ＴＳ先頭位置検出手段は、ＣＦＯ推定値信号から、トレーニングシンボルの先頭サンプルの時間位置を検出し、先頭サンプルの時間位置でビット“１”を示し、それ以外の時間位置でビット“０”を示すＴＳ先頭位置情報信号を生成する。ＣＦＯ確定手段は、ＴＳ先頭位置情報信号がビット“１”を示すサンプル時間の周波数オフセット推定値△ｆ（ｔ）を伝送路で生じた周波数オフセット値と確定し、確定した周波数オフセット値を含むＣＦＯ確定値信号を生成する。ＣＦＯ補償手段は、確定した周波数オフセット値に基づいて、シンボル信号にＣＦＯ補償を施す。
【００３２】
上述した受信装置の好適な実施形態によれば、ＴＳ先頭位置検出手段は、１サンプル遅延手段、減算手段、絶対値算出手段、積算手段、最小値検出手段を備えて構成される。
【００３３】
ＣＦＯ推定値信号は、ＴＳ先頭位置検出手段に入力されると２分岐され、２分岐された一方が、減算手段の＋入力に送られ、他方が、１サンプル遅延手段において１サンプル時間遅延された後、減算手段の−入力に送られる。減算手段はＣＦＯ推定値から、１サンプル時間遅延させたＣＦＯ推定値を減算する。絶対値算出手段は、減算手段の出力の絶対値をとる。積算手段は、絶対値算出手段の出力に対し、サンプル時間ごとに当該サンプル時間から（ｎ／２−２）サンプル時間後までの（ｎ／２−１）サンプル時間の総和をとる。最小値検出手段は、ＴＳ周期ごとに当該ＴＳ周期の範囲内の積算手段の出力の最小値を検出し、最小値をとる時間でビット“１”を示し、それ以外の時間でビット“０”を示す上記ＴＳ先頭位置情報信号を生成する。
【００３４】
また、この発明の離散フーリエ変換点数ｎ（ｎは整数）に等しい数の複素サンプルを１シンボル単位とし、２回繰り返し構造であるトレーニングシンボルを周期的に含むシンボル信号を受信する受信方法は、以下の過程を備えて構成される。
【００３５】
先ず、シンボル信号と、シンボル信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値△ｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号を生成する。次に、ＣＦＯ推定値信号から、トレーニングシンボルの先頭サンプルの時間位置を検出し、先頭サンプルの時間位置で、ビット“１”を示し、それ以外の時間位置で、ビット“０”を示すＴＳ先頭位置情報信号を生成する。次に、ＴＳ先頭位置情報信号がビット“１”を示すサンプル時間の周波数オフセット推定値△ｆ（ｔ）を伝送路で生じた周波数オフセット値と確定し、確定した周波数オフセット値を含むＣＦＯ確定値信号を生成する。次に、確定した周波数オフセット値に基づいて、シンボル信号にＣＦＯ補償を施す。
【００３６】
上述のＴＳ先頭位置情報信号を生成する過程は、以下の過程を備えて構成されるのが良い。
【００３７】
先ず、ＣＦＯ推定値信号を２分岐する。次に、２分岐された一方のＣＦＯ推定値信号から、１サンプル時間遅延させたＣＦＯ推定値信号を減算する。次に、減算された信号の絶対値をとる。次に、絶対値をとった信号に対し、サンプル時間ごとに当該サンプル時間から（ｎ／２−２）サンプル時間後までの（ｎ／２−１）サンプル時間の総和をとる。次に、ＴＳ周期の範囲内の総和をとった信号の出力の最小値を検出し、最小値をとる時間でビット“１”を示し、それ以外の時間でビット“０”を示す上記ＴＳ先頭位置情報信号を生成する。
【発明の効果】
【００３８】
この発明の受信装置及び受信方法によれば、シンボル信号と、シンボル信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値△ｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号を生成し、このＣＦＯ推定値信号から、ＴＳ先頭位置情報信号を生成する。このため、伝送路で生じるＣＦＯの影響が受信信号に波形歪みを生じさせる場合でも、ＯＦＤＭ信号処理のタイミング基準を定義するＴＳ先頭位置情報信号を、より誤りを少なく検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】この発明の受信装置の一実施形態を説明するための模式図である。
【図２】送受信される信号を示す模式図である。
【図３】ＴＳ先頭位置検出手段を説明するための模式図である。
【図４】ＴＳ先頭位置検出手段の動作を説明するためのタイミング図（１）である。
【図５】ＴＳ先頭位置検出手段の動作を説明するためのタイミング図（１）である。
【図６】ＣＦＯ確定手段を説明するための模式図である。
【図７】ＣＦＯ確定手段の動作を説明するためのタイミング図である。
【図８】ＣＦＯ補償手段を説明するための模式図である。
【図９】ＣＦＯ補償手段の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１０】従来のネットワークの模式図である。
【図１１】送受信される信号を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の形状、大きさ及び配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。
【００４１】
（受信装置及び受信方法の概略）
図１及び図２を参照して、この発明の受信装置について説明する。図１は、この発明の受信装置の一実施形態を説明するための模式図である。図２は、送受信される信号を示す模式図である。図２は、横方向に時間軸をとって示している。
【００４２】
送信側の装置及び送信信号については、図１０及び図１１を参照して説明した従来例と同様に構成できるので、説明を省略する。
【００４３】
受信装置は、ＣＦＯ補償手段１２、ＤＦＴ手段１４、デマッパ１６、ＣＦＯ推定手段２０、ＴＳ先頭位置検出手段３０、及び、ＣＦＯ確定手段４０を備えて構成される。
【００４４】
受信側で受信した受信信号は、２分岐され、一方がＣＦＯ推定手段２０に送られ、他方がＣＦＯ補償手段１２に送られる。
【００４５】
ＣＦＯ推定手段２０は、図１１（Ａ）〜（Ｅ）を参照して説明した従来例と同様にサンプル時間ごとに、周波数の差を算出する。この周波数の差をＣＦＯ推定値と称する。具体的には、先ず、受信信号（図２（Ａ））と、受信信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、上記式（２）を用いて、それぞれ位相θ（ｔ）を算出する。次に上記式（３）を用いて、ＣＦＯ推定値△ｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号が生成される（図２（Ｂ））。
【００４６】
ＣＦＯ推定値信号は従来例のＣＦＯ推定値信号（図１１（Ｅ））と同様に、前半のＴＳパターンに対応する時間で、最も確からしいＣＦＯ推定値が得られる。その最も確からしいＣＦＯ推定値はｎ／２サンプル連続する。
【００４７】
ＣＦＯ推定値信号は、２分岐され、一方がＴＳ先頭位置検出手段３０に送られ、他方がＣＦＯ確定手段４０に送られる。
【００４８】
ＴＳ先頭位置検出手段３０は、ＣＦＯ推定値信号(図２（Ｂ）)から、ＴＳの先頭サンプルの時間位置を検出し、その時間位置を表すバイナリ信号（ＴＳ先頭位置情報信号）を出力する（図２（Ｃ））。ＴＳ先頭位置情報信号は、ＴＳの先頭サンプルの時間位置で、ビット“１”を示し、それ以外の時間位置で、ビット“０”を示す。なお、ＴＳは周期的に挿入されるので、ＴＳ先頭位置情報信号はＴＳ周期に１サンプル時間、ビット“１”となる周期信号である。ＴＳ先頭位置情報信号は、ＣＦＯ確定手段４０、ＣＦＯ補償手段１２、及び、ＤＦＴ手段１４に送られる。
【００４９】
ＣＦＯ確定手段４０は、ＴＳ先頭位置情報信号がビット“１”を示すサンプル時間のＣＦＯ推定値を伝送路で生じたＣＦＯ値と確定し、その確定したＣＦＯ値（ＣＦＯ確定値）を含むＣＦＯ確定値信号を生成する（図２（Ｄ））。ここで、ＴＳ周期ごとにその時間範囲全てにわたって一つのＣＦＯ確定値をとり、そのＣＦＯ確定値はＴＳ先頭位置情報信号が ビット“１”となる時間ごとに更新される。図２（Ｄ）では、更新前のＣＦＯ確定値をΔｆｐと表記し、更新後のＣＦＯ確定値をΔｆと表記している。このＣＦＯ確定値信号は、ＣＦＯ補償手段１２に送られる。ＣＦＯ補償手段１２では、ＣＦＯ確定値に基づいて、伝送されてきた受信信号にＣＦＯ補償を施す。ＣＦＯ補償が施された受信シンボルはＤＦＴ手段１４及びデマッパ１６に順に送られ、従来例と同様に処理されて、受信情報に変換される。
【００５０】
（各構成要素の構成及び動作）
図３〜５を参照してＴＳ先頭位置検出手段について説明する。図３は、ＴＳ先頭位置検出手段の模式図である。図４及び図５は、ＴＳ先頭位置検出手段におけるタイミングチャートである。図４及び図５は、横方向に時間軸をとって示している。図４（Ａ）〜（Ｄ）並びに図５（Ａ）及び（Ｂ）では、縦方向に周波数をとって示している。なお、図４（Ｄ）と図５（Ａ）は、同じ信号を示している。
【００５１】
ＴＳ先頭位置検出手段３０は、１サンプル遅延手段２１、減算手段２３、絶対値算出手段２５、積算手段２７、最小値検出手段２９を備えて構成される。
【００５２】
ＣＦＯ推定値信号（図４（Ａ））は、ＴＳ先頭位置検出手段３０に入力されると２分岐される。２分岐された一方が、減算手段２３の＋入力に送られ、他方が、１サンプル遅延手段２１において１サンプル時間遅延（図４（Ｂ））された後、減算手段２３の−入力に送られる。減算手段２３はＣＦＯ推定値から、１サンプル時間遅延させたＣＦＯ推定値を減算する（図４（Ｃ））。ＴＳのサンプル同士が減算されている時間、すなわち、ｎ／２−１のサンプルの時間は、値が０となる。減算手段２３の出力は、絶対値算出手段２５に送られる。
【００５３】
絶対値算出手段２５は、減算手段２３の出力の絶対値をとる(図４（Ｄ）)。ＴＳのサンプル同士が減算されている期間、すなわち、ｎ／２−１のサンプルの期間は、絶対値算出手段２５の出力は、全サンプル期間の中で、最も小さい値をとる。絶対値算出手段２５の出力は、積算手段２７に送られる。
【００５４】
積算手段２７は、絶対値算出手段２５の出力（図５（Ａ））に対しサンプル時間ごとに当該サンプル時間から（ｎ／２−２）サンプル時間後までの（ｎ／２−１）サンプル時間の総和をとる（図５（Ｂ））。積算手段２７の出力は、最小値検出手段２９に送られる。
【００５５】
最小値検出手段２９は、ＴＳ周期ごとにＴＳ周期の範囲内の積算手段２７の出力の最小値を検出し、最小値をとる時間でビット“１”を示し、それ以外の時間でビット“０”を示すバイナリ信号を出力する。この最小値検出手段２９の出力信号がＴＳ先頭位置情報信号となる（図５（Ｃ）)。
【００５６】
図６及び図７を参照してＣＦＯ確定手段について説明する。図６は、ＣＦＯ確定手段の模式図である。図７は、ＣＦＯ確定手段におけるタイミングチャートである。図７は、横方向に時間軸をとって示している。ＣＦＯ確定手段４０は、１サンプル遅延手段３３、メモリ３１を備えて構成される。
【００５７】
ＣＦＯ推定値信号は、ＣＦＯ確定手段４０に入力されるとメモリ３１に送られる（図７（Ａ））。また、ＴＳ先頭位置情報信号がＣＦＯ確定手段４０において２分岐され、一方が、メモリ３１の書き込み制御入力に送られ（図７（Ｂ））、他方が、１サンプル遅延手段３３において１サンプル時間遅延した後、メモリ３１の読み出し制御入力に送られる（図７（Ｄ））。書き込み制御入力への入力がビット“１”のとき、メモリ３１にＣＦＯ推定値が記憶される（図７（Ｃ））。また、読み出し制御入力への入力がビット“１”のとき、出力をその時点でメモリ３１に記憶されている値に更新し、ビット“０”のときは、出力を更新せずに、それまでの値を保持する。このメモリ３１からの出力信号がＣＦＯ確定値となる（図７（Ｅ））。
【００５８】
図８及び図９を参照してＣＦＯ補償手段について説明する。図８は、ＣＦＯ補償手段の模式図である。図９は、ＣＦＯ補償手段におけるタイミングチャートである。図９は、横方向に時間軸をとって示している。
【００５９】
ＣＦＯ補償手段１２は、計数手段４１、第１乗算手段４３、発振手段４５、第２乗算手段４７を備えて構成される。
【００６０】
計数手段４１はサンプル時間ごとに１ずつ計数しながら数を出力する。計数手段４１には、ＴＳ先頭位置情報信号（図９（Ａ））が入力され、その値がビット“１”となる時間に、ある初期値にリセットされ計数を開始する。ＴＳ先頭位置情報信号はＴＳ周期ごとに１サンプル時間は、ビット“１”となり、残りの時間は、ビット“０”となる。
【００６１】
計数手段４１では、計数値がその初期値よりｎ−１大きな値となる時刻の次のサンプル時間に、計数値は初期値にリセットされ、同様に計数が続く。このため、計数手段の出力値は初期値から、初期値よりｎ−１大きな値までの範囲になる(図９（Ｂ）)。ＴＳ周期はＤＦＴ点数ｎの倍数であるので、ＴＳ先頭位置情報信号の次のビット“１”でのリセットされる時刻は、計数値がその初期値よりｎ−１大きな値となるサンプルの次の時刻に一致する。
【００６２】
第１乗算手段４３は計数手段４１の出力とＣＦＯ確定値とを乗算して出力する。発振手段４５は第１乗算手段４３の出力を位相とする正弦波信号を出力する手段である。第２乗算手段４７は発振手段４５が出力する正弦波信号と、主信号とを乗算して出力する。
【００６３】
サンプル時間ごとに階段状に線形に変化する計数手段の出力信号に、入力されるＣＦＯ確定信号の逆符号を乗算することにより、図９（Ｃ）に表されるような信号が得られる。
【００６４】
発振手段４５では図９（Ｃ）の信号値を位相とするような正弦波を発生する。その位相をφと表記すると、発振手段４５の出力信号ＮＣＯは、以下の式（４）で表される複素数である。
【００６５】
【数４】
2018137599.tif 000006
【００６６】
ここでｔは時間を表す。図９（Ｄ）で表される受信シンボルｒに上記式（４）の複素数を乗算することにより、図９（Ｅ）で表されるシンボルを得ることができる。ＣＦＯによる影響以外に伝送路で擾乱が生じない場合、図９（Ｅ）で表されるシンボルは送信シンボルｓに等しい。第２乗算手段４７の出力信号がＣＦＯ補償手段の出力となる。この信号をＤＦＴ以下の手段で処理させることにより、受信情報が復元される。
【００６７】
以上説明したように、この発明の受信装置及び受信方法によれば、シンボル信号と、シンボル信号をｎ／２サンプル時間遅延させた信号から、搬送波周波数オフセット推定値△ｆ（ｔ）を含むＣＦＯ推定値信号を生成し、このＣＦＯ推定値信号から、ＴＳ先頭位置情報信号を生成する。このため、伝送路で生じるＣＦＯの影響が受信光ＯＦＤＭ信号の波形歪みを生じさせる場合でも、ＯＦＤＭ信号処理のタイミング基準を定義するＴＳ先頭位置情報信号を、より誤りを少なく検出することができる。
【００６８】
また、ＴＳ先頭位置情報信号の検出にあたり、実数で表されるＣＦＯ推定値信号から自己相関関数の値を求める。そのため、複素数で表される受信信号から自己相関関数の値を求める従来例に対し、計算量が少なくなり、それにより、低消費電力、及び、受信装置の小型化が期待される。
【符号の説明】
【００６９】
１２    ＣＦＯ補償手段
１４、１１４    ＤＦＴ手段
１６、１１６    デマッパ    
２０    ＣＦＯ推定手段
２１、３３    １サンプル遅延手段
２３    減算手段
２５    絶対値算出手段
２７    積算手段
２９    最小値検出手段
３０    ＴＳ先頭位置検出手段
３１    メモリ
４０    ＣＦＯ確定手段
４１    計数手段
４３    第１乗算手段
４５    発振手段
４７    第２乗算手段
１０２    マッパ
１０４    ＴＳ挿入手段
１０６    ＩＤＦＴ手段
１１２    同期手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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