(57)【要約】【課題】電流電圧制御系のマルチループを有しない単相擬似同期化力インバータを提供する。【解決手段】インバータ(31)のコントローラ(32)は、インバータ出力電流および系統電圧からインバータ有効電力出力を算出する有効電力出力算出部(33)と、ガバナ指令値を制御するガバナ部(34)と、インバータ実効電圧指令値を制御するレギュレータ部(35)と、同期機の動揺方程式に基づいて、インバータ有効電力出力およびその指令値、目標周波数、およびガバナ指令値からインバータ出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部(36)と、インバータ実効電圧指令値およびインバータ出力電圧位相からインバータ出力電圧指令値を算出する出力電圧指令値算出部(37)と、インバータ出力電圧指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部(38)と、インバータに過電流が発生したときインバータ出力電圧指令値を制限する過電流保護部(39)とを備える。【選択図】図３
2018137925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を単相交流電圧に変換して電力系統に単相交流電力を供給するインバータのコントローラであって、
前記インバータの出力電流および前記電力系統の電圧から前記インバータの有効電力出力を算出する有効電力出力算出部と、
前記インバータの出力周波数が目標周波数となるように前記インバータをドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部と、
前記電力系統の実効電圧が目標電圧となるように前記インバータの実効電圧指令値を制御するレギュレータ部と、
同期機の動揺方程式に基づいて、前記インバータの有効電力出力およびその指令値、前記目標周波数、および前記ガバナ指令値から前記インバータの出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部と、
前記インバータの実効電圧指令値および前記インバータの出力電圧位相から前記インバータの出力電圧指令値を算出する出力電圧指令値算出部と、
前記インバータの出力電圧指令値に基づいて、前記インバータにおけるスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記インバータに過電流が発生したとき、前記インバータの出力電圧指令値を制限する過電流保護部とを備えたコントローラ。
【請求項２】
前記過電流保護部が、
前記インバータの出力電流の過電流を検出する過電流検出部と、
前記インバータの出力電流から前記インバータの出力周波数帯域の周波数成分を抽出するフィルタと、
前記フィルタの出力値の上限値および下限値を制限するリミッタと、
前記リミッタの出力値と前記インバータの出力電流との偏差を増幅する偏差増幅部とを有し、
前記過電流検出部により前記インバータの出力電流の過電流が検出されたとき、前記インバータの出力電圧指令値に前記偏差増幅部の出力値を足し込むものであり、
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記偏差増幅部の出力値が足し込まれた前記インバータの出力電圧指令値に基づいて前記パルス変調信号を生成するものである請求項１に記載のコントローラ。
【請求項３】
前記フィルタがＳＯＧＩ−ＱＳＧ（second order generalized integrator-quadrature signal generation）で構成されている請求項２に記載のコントローラ。
【請求項４】
前記フィルタがバンドパスフィルタで構成されている請求項２に記載のコントローラ。
【請求項５】
前記有効電力出力算出部が、
前記インバータの出力電流から前記インバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分を算出する第１のαβ軸成分算出部と、
前記電力系統の電圧から前記電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分を算出する第２のαβ軸成分算出部と、
前記インバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分ならびに前記電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分から前記インバータの有効電力出力を算出する単相電力算出部とを有する請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のコントローラ。
【請求項６】
前記第１のαβ軸成分算出部および前記第２のαβ軸成分算出部がＳＯＧＩ−ＱＳＧ（second order generalized integrator-quadrature signal generation）で構成されている請求項５に記載のコントローラ。
【請求項７】
前記レギュレータ部が前記第２のαβ軸成分算出部により算出された前記電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分から前記インバータの実効電圧指令値を算出する請求項５または請求項６に記載のコントローラ。
【請求項８】
請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のコントローラと、
複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がスイッチング動作することにより直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータとを備え、
前記コントローラから出力されるＰＷＭ信号により前記インバータにおける前記複数のスイッチング素子が制御される単相擬似同期化力インバータ。
【請求項９】
請求項８に記載の単相擬似同期化力インバータが多数連系されてなる単相マイクログリッド。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を単相交流電圧に変換して電力系統に単相交流電力を供給するインバータに擬似的に同期化力を持たせる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力系統において、同期機が持つ慣性は系統の安定運用にとって重要な役割を担っている。すなわち、同期機は、同期化力により電力系統と同期して運転を行うことで電力系統の安定運用に寄与している。
【０００３】
一方、太陽光発電システムを始めとする再生可能エネルギーが電力系統に導入されつつある。基本的に、再生可能エネルギーはインバータにより交流電力に変換されて電力系統に供給される。今後、再生可能エネルギーを交流電力に変換するパワーエレクトロニクス機器（例えば、単相インバータ）が大量に電力系統に連系していくことが予想される。しかし、そのようなパワーエレクトロニクス機器は同期機とは異なり本質的に慣性あるいは同期化力を有しない。このため、パワーエレクトロニクス機器が増えると電力系統内の同期化力が減少していくことが懸念される。そこで、パワーエレクトロニクス機器に同期機の挙動を模擬させ、同期化力が減少した電力系統を安定化する手法が提案されている（例えば、非特許文献１および２を参照）。
【０００４】
同期機の動揺方程式に基づき系統と同期する機能を持つ擬似同期化力インバータは、同期化力を発生することにより系統安定化に寄与することができる一方、その特性上、定常状態においても系統との電力の授受を常に行っている。そのため，動揺方程式の動特性に従って電圧および電流に二次系の振動成分が重畳することになり、従来の擬似同期化力インバータの多くに用いられている回転座標系でのＰＩ（Proportional + Integral）制御では指令値に対する偏差を０にすることが原理的に困難である。これに対し、静止座標系でのＰＲ（Proportional + Resonance）制御では偏差を０にすることが比較的容易であり、先行研究においてもＰＲ制御を用いて単相の電気自動車充電器に同期化力を持たせる試みが行われている（例えば、非特許文献３を参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】野口敬太、佐々木豊、造賀芳文、餘利野直人、「同期化力インバータを用いた系統安定化制御」、平成２５年度電気・情報関連学会中国支部連合大会予稿集、ｐｐ．６７−６８、２０１３
【非特許文献２】関崎真也、中村優希、佐々木豊、造賀芳文、餘利野直人、「インバータによる系統安定化実験環境の構築」、平成２６年度電気・情報関連学会中国支部連合大会講演論文集ＣＤ−ＲＯＭ、ｐｐ．５９−６０、２０１４
【非特許文献３】Jon Are Suul, Salvatore D’Arco, and Giuseppe Guidi, “Virtual Synchronous Machine-Based Control of a Single-Phase Bi-Directional Battery Charger for Providing Vehicle-to-Grid Services”, IEEE Trans. Ind. App., Vol. 52, No. 4, pp. 3234-3244, 2016
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
非特許文献３に開示された制御系では、インバータを過電流から保護するための電流制御系と、電力系統の電圧を所望の値に維持するための電圧制御系の二重ループから構成されるが、一般的にこのようなマルチループを持つ制御系のパラメータチューニングは困難である。また、動揺方程式により求めたインバータ内部電圧位相からインバータ出力電圧指令値を算出し、これに実際のインバータ出力電圧を追従させる場合、電圧メジャーループと電流マイナーループの特性により、インバータ出力電圧が同期機の動特性を必ずしも忠実に再現するとは限らない。特に、電力系統安定化のために複数の擬似同期化力インバータの協調的な設計を行う場合、電圧および電流制御のためのマルチループは性能を悪化させる可能性があり、マルチループを制御系から可能な限り排除することが重要となる。
【０００７】
上記問題に鑑み、本発明は、電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを有しない単相擬似同期化力インバータおよびそのコントローラを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一局面に従ったコントローラは、直流電圧を単相交流電圧に変換して電力系統に単相交流電力を供給するインバータのコントローラであって、インバータの出力電流および電力系統の電圧からインバータの有効電力出力を算出する有効電力出力算出部と、インバータの出力周波数が目標周波数となるようにインバータをドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部と、電力系統の実効電圧が目標電圧となるようにインバータの実効電圧指令値を制御するレギュレータ部と、同期機の動揺方程式に基づいて、インバータの有効電力出力およびその指令値、目標周波数、およびガバナ指令値からインバータの出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部と、インバータの実効電圧指令値およびインバータの出力電圧位相からインバータの出力電圧指令値を算出する出力電圧指令値算出部と、インバータの出力電圧指令値に基づいて、インバータにおけるスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、インバータに過電流が発生したとき、インバータの出力電圧指令値を制限する過電流保護部とを備えたものである。
【０００９】
この構成によると、有効電力出力算出部、ガバナ部、レギュレータ部、出力電圧位相算出部、および出力電圧指令値算出部からなる制御系において同期機の動揺方程式に基づくインバータの出力電圧指令値が計算され、当該インバータの出力電圧指令値に基づいて、インバータにおけるスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ制御信号が生成される。ここで、インバータを過電流から保護する過電流保護部が、当該ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部に並列に設けられていることで、インバータを過電流から保護するための電流制御系と、電力系統の電圧を所望の値に維持するための電圧制御系とによるマルチループが形成されることがない。
【００１０】
具体的には、過電流保護部が、インバータの出力電流の過電流を検出する過電流検出部と、インバータの出力電流からインバータの出力周波数帯域の周波数成分を抽出するフィルタと、フィルタの出力値の上限値および下限値を制限するリミッタと、リミッタの出力値とインバータの出力電流との偏差を増幅する偏差増幅部とを有し、過電流検出部によりインバータの出力電流の過電流が検出されたとき、インバータの出力電圧指令値に偏差増幅部の出力値を足し込むものであり、ＰＷＭ信号生成部が、偏差増幅部の出力値が足し込まれたインバータの出力電圧指令値に基づいてパルス変調信号を生成するものである。
【００１１】
この構成によると、インバータの出力電流に対して遅れを伴う演算を行わないため、インバータに過電流が発生した場合に高速に過電流保護を行うことができる。
【００１２】
具体的には、有効電力出力算出部が、インバータの出力電流からインバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分を算出する第１のαβ軸成分算出部と、電力系統の電圧から電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分を算出する第２のαβ軸成分算出部と、インバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分ならびに電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分からインバータの有効電力出力を算出する単相電力算出部とを有する。
【００１３】
この構成によると、インバータの出力電流および電力系統の電圧から電力系統の単相有効電力出力を容易に算出することができる。
【００１４】
本発明の一局面に従った単相擬似同期化力インバータは、上記のコントローラと、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子がスイッチング動作することにより直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータとを備え、コントローラから出力されるＰＷＭ信号によりインバータにおける複数のスイッチング素子が制御されるものである。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したように、本発明によると、単相擬似同期化力インバータのコントローラにおいて電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを排除することができる。これにより、単相擬似同期化力インバータのパラメータチューニングが容易になり、特に電力系統安定化のために複数の単相擬似同期化力インバータを連系させる場合における協調設計が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る単相擬似同期化力インバータを含む電源装置の概略図
【図２】単相擬似同期化力インバータのモデルを表す図
【図３】単相擬似同期化力インバータのコントローラの制御ブロック図
【図４】ＳＯＧＩ−ＱＳＧの制御ブロック図
【図５】過電流保護部の制御ブロック図
【図６】単相擬似同期化力インバータのシミュレーションモデルを表す図
【図７】独立運転時のインバータ周波数のグラフ
【図８】独立運転時のインバータ有効電力出力のグラフ
【図９】独立運転時のインバータ出力電圧のグラフ
【図１０】独立運転時のインバータ出力電流のグラフ
【図１１】故障発生時のインバータ周波数のグラフ
【図１２】故障発生時のインバータ出力電圧のグラフ
【図１３】故障発生時のインバータ出力電流のグラフ
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
【００１８】
なお、発明者らは、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。また、図面に描かれた各部材の寸法、厚み、細部の詳細形状などは実際のものとは異なることがある。
【００１９】
１．電源装置の概要
図１は、本発明の一実施形態に係る単相擬似同期化力インバータを含む電源装置の概略図である。電源装置１００は、蓄電デバイス１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、単相擬似同期化力インバータ３０と、リアクトル４０と、絶縁トランス５０とを備えている。
【００２０】
蓄電デバイス１０は、太陽光や風力などの再生可能エネルギーで発電された電力を貯蔵する装置である。蓄電デバイス１０は、リチウムイオンキャパシタや電気二重層キャパシタなどで構成することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、蓄電デバイス１０から電力を受け、それを任意の直流電圧に変換して出力する。単相擬似同期化力インバータ３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０から供給される直流電圧を単相交流電圧に変換する。単相擬似同期化力インバータ３０から出力される交流電圧は系統連系用フィルタ４０および絶縁トランス５０を介して外部の電力系統に接続される。
【００２１】
このように電源装置１００は同期機を持たないが、単相擬似同期化力インバータ３０が同期機の挙動を模擬することにより、マイクログリッドを始めとする任意の電源系統への連系を可能にしている。
【００２２】
２．単相擬似同期化力インバータの基本制御系
２．１  基本回路構成
単相擬似同期化力インバータ３０は、インバータ３１と、コントローラ３２とを備えている。インバータ３１は、複数のスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）３１１を有している。これらＩＧＢＴ３１１がスイッチング動作することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０から供給される直流電圧が単相交流電圧に変換される。コントローラ３２は、インバータ３１の出力電流および絶縁トランス５０の２次側電圧、すなわち、電力系統の電圧がフィードバックされてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成してインバータ３１における各ＩＧＢＴ３１１をスイッチング制御する。
【００２３】
図２は、単相擬似同期化力インバータ３０のモデルを表す図である。単相擬似同期化力インバータ３０は、仮想のロータである擬似回転子が回転して単相交流電力を発電する同期機とみることができる。いま、電力系統（Ｇｒｉｄ）の実効電圧値をＶｇｒｉｄ、角周波数をωとすると、時刻ｔにおける電力系統の電圧はｖｇｒｉｄ＝√２Ｖｇｒｉｄ・ｓｉｎ（ωｔ）で表される。一方、単相擬似同期化力インバータ３０の実効電圧値をＶｉｎｖとすると、時刻ｔにおける単相擬似同期化力インバータ３０の出力電圧はｖｉｎｖ＝√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（ωｔ＋θｄｉｆｆ）で与えられる。すなわち、擬似回転子角θｉｎｖはωｔよりもθｄｉｆｆだけ進んでいる。
【００２４】
図３は、単相擬似同期化力インバータ３０のコントローラ３２の制御ブロック図である。コントローラ３２は、有効電力出力算出部３３と、ガバナ部３４と、レギュレータ部３５と、出力電圧位相算出部３６と、出力電圧指令値算出部３７と、ＰＷＭ信号生成部３８と、過電流保護部３９とを備えている。
【００２５】
有効電力出力算出部３３は、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖおよび電力系統の電圧ｖｇｒｉｄからインバータ３１の有効電力出力Ｐｅを算出する。
【００２６】
ガバナ部３４は、インバータ３１の出力周波数ωｉｎｖが目標周波数ωｒｅｆとなるようにインバータ３１をドループ制御するためのガバナ指令値Ｐｇｏｖを制御する。
【００２７】
レギュレータ部３５は、電力系統の実効電圧Ｖｇｒｉｄが目標電圧Ｖｇｒｉｄ＊となるようにインバータ３１の実効電圧指令値Ｖｉｎｖを制御する。
【００２８】
出力電圧位相算出部３６は、同期機の動揺方程式に基づいて、インバータ３１の有効電力出力Ｐｅおよびその指令値Ｐｍ、目標周波数ωｒｅｆ、およびガバナ指令値Ｐｇｏｖからインバータ３１の出力電圧位相θｉｎｖを算出する。
【００２９】
出力電圧指令値算出部３７は、インバータ３１の実効電圧指令値Ｖｉｎｖおよびインバータ３１の出力電圧位相θｉｎｖからインバータ３１の出力電圧指令値√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（θｉｎｖ）を算出する。
【００３０】
ＰＷＭ信号生成部３８は、インバータ３１の出力電圧指令値ｖ＊に基づいて、インバータ３１におけるスイッチング素子３１１を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。
【００３１】
過電流保護部３９は、インバータ３１に過電流が発生したとき、インバータ３１の出力電圧指令値ｖ＊を制限してインバータ３１を過電流から保護する。
【００３２】
図２に示したモデルは上記構成のコントローラ３２により具現化することができる。以下、制御系方程式を示しながらコントローラ３２の各ブロックの動作について説明する。
【００３３】
２．２  動揺方程式
単相擬似同期化力インバータ３０の基本的な制御系は三相同期機の動揺方程式である（１）式に基づく。
【００３４】
【数１】
2018137925.tif 000003
【００３５】
（１）式において、Ｍｉｎｖは単相擬似同期化力インバータ３０の擬似慣性定数、Ｄｉｎｖは擬似ダンピング係数、Ｐｍは擬似機械入力、Ｐｅは電気出力である。（１）式は三相同期機の動特性を表す微分方程式であり、これを単相擬似同期化力インバータ３０に適用する際、Ｐｅをどう扱うかという問題が生じる。後述するが、Ｐｅは単相回路では基本周波数の２倍の周波数で振動するため、静止座標成分を用いて直流量として扱う。Ｐｅを直流量として扱う場合、定常状態においてＰｍとＰｅは一致するが、外乱によりＰｅが変化した場合、両者に差が生じる。この（１）式右辺の正負により、単相擬似同期化力インバータ３０は振動しながら自動的に系統と同期する。なお、（１）式に基づいた状態方程式の固有値はパラメータを適切に設定することで左半平面に配置することができ、このとき、系統と安定的に同期することが可能である。
【００３６】
２．３  ガバナを加えた基本制御系
次に、周波数を維持するためのガバナを加えた基本制御系について述べる。（１）式を平衡点近傍で線形化した微分方程式を解いて回転子角θｉｎｖの微小変動量Δθｉｎｖの演算を行い、θｉｎｖを求める。ガバナを含んだ上で（１）式を線形化すると、（２）〜（６）式が得られる。
【００３７】
【数２】
2018137925.tif 000004
【００３８】
【数３】
2018137925.tif 000005
【００３９】
【数４】
2018137925.tif 000006
【００４０】
【数５】
2018137925.tif 000007
【００４１】
【数６】
2018137925.tif 000008
【００４２】
ここで、Δθｉｎｖは擬似回転子角の定常状態（＝ωｉｎｖｔ）からの微小変動量、Ｐｇｏｖはガバナ出力、Ｋｇｏｖはガバナゲイン、Ｔｇｏｖはガバナ時定数、ωｒｅｆはインバータ周波数指令値、ωｉｎｖはインバータ周波数である。周波数偏差を入力としてガバナ出力を計算する（４）（５）式は一次遅れ特性を有しており、制御系を安定にする効果が期待できる。
【００４３】
ガバナ部３４は（５）式に従ってＰｇｏｖを算出し、出力電圧位相算出部３６は（２）〜（４）、（６）式に従ってθｉｎｖを算出する。
【００４４】
２．４  単相有効電力の演算
有効電力出力算出部３３は、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖからインバータ３１の出力電流ｉｉｎｖのα軸成分ｉｉｎｖαおよびβ軸成分ｉｉｎｖβを算出する第１のαβ軸成分算出部３３１と、電力系統の電圧ｖｇｒｉｄから電力系統の電圧ｖｇｒｉｄのα軸成分ｖｇｒｉｄαおよびβ軸成分ｖｇｒｉｄβを算出する第２のαβ軸成分算出部３３２と、ｉｉｎｖα、ｉｉｎｖβ、ｖｇｒｉｄα、ｖｇｒｉｄβからインバータ３１の有効電力出力Ｐｅを算出する単相電力算出部３３３とを備えている。
【００４５】
単相回路における有効電力の演算には、静止座標成分を用いる。単相回路における電圧、電流の静止座標系への変換は、計測した波形をα軸成分とし、α軸成分に対し直交するβ軸成分を生成することで実現できる。これは、ＳＯＧＩ−ＱＳＧ（second order generalized integrator - quadrature signal generation）と呼ばれる。ＳＯＧＩ−ＱＳＧの伝達関数は、共振周波数ω０付近でゲインが０［ｄＢ］、α軸成分位相は０［ｄｅｇ］、β軸成分位相は−９０［ｄｅｇ］になる。この特性により、ＳＯＧＩ−ＱＳＧは、高調波成分を除去することができるとともに、共振周波数ω０を基本波とするα軸成分とそれに直交するβ軸成分を得ることができる。入力信号をｕ、α軸成分をｕα、β軸成分をｕβとすると、ＳＯＧＩ−ＱＳＧの伝達関数は（７）（８）式のように表現できる。
【００４６】
【数７】
2018137925.tif 000009
【００４７】
【数８】
2018137925.tif 000010
【００４８】
（７）（８）式中のω０を動揺方程式から得られた単相擬似同期化力インバータ３０の周波数ωｉｎｖとする（ωｉｎｖ＝ω０）ことで、ωｉｎｖを基本波とする静止座標系へ変換する。
【００４９】
図４は、ＳＯＧＩ−ＱＳＧの制御ブロック図である。ωｉｎｖは動的に変動するため、図４に示すように、動揺方程式から求めた値を入力する。ｋの値によって（７）（８）式の伝達関数のバンド幅が変化するため、静止座標成分演算過程における速応性や高調波成分を考慮して決定する。（７）（８）式を用いて計算した電力系統の電圧Ｖｇｒｉｄのαβ軸成分、およびインバータ３１の出力電流ｉｉｎｖのαβ軸成分を用いると、インバータ３１の有効電力出力Ｐｅは（９）式で計算できる。
【００５０】
【数９】
2018137925.tif 000011
【００５１】
第１のαβ軸成分算出部３３１は（７）（８）式に従ってｉｉｎｖαおよびｉｉｎｖβを算出し、第２のαβ軸成分算出部３３２は（７）（８）式に従ってｖｇｒｉｄαおよびｖｇｒｉｄβを算出し、単相電力算出部３３３は（９）式に従ってＰｅを算出する。
【００５２】
なお、第１のαβ軸成分算出部３３１および第２のαβ軸成分算出部３３２は、ＳＯＧＩ−ＱＳＧに代えてバンドパスフィルタで構成することも可能である。
【００５３】
２．５  Automatic voltage regulator（ＡＶＲ）
動揺方程式から求めた擬似回転子角θｉｎｖより、単相擬似同期化力インバータ３１の仮想的な内部電圧ｖｉｎｖ＊は（１０）式のようになる。
【００５４】
【数１０】
2018137925.tif 000012
【００５５】
インバータ３１の実効電圧指令値Ｖｉｎｖは、自動電圧調整器（ＡＶＲ）、すなわち、レギュレータ部３５により調整される。すなわち、単相擬似同期化力インバータ３０は連系点電圧維持のためのＡＶＲを持ち、ＡＶＲは指令値に対し一次遅れの伝達関数を持つ制御ブロックにより模擬する。インバータ３１の内部直流電圧はインバータ３１および蓄電デバイス１０に付随するＤＣ／ＤＣコンバータ２０により定格値に追従するよう高速に制御されることを想定しているため、同期機が持つ励磁系のうち、時定数が大きい部分を無視して設計することができる。ＡＶＲの出力Ｖａｖｒと検出した電力系統の電圧Ｖｇｒｉｄの和をＶｉｎｖとする。ＡＶＲのゲインをＫａｖｒ、時定数をＴａｖｒ、電圧指令値をＶａｖｒ＊とした場合のＡＶＲの出力Ｖａｖｒとそれに伴うＶｉｎｖの変化を（１１）（１２）式に示す。
【００５６】
【数１１】
2018137925.tif 000013
【００５７】
【数１２】
2018137925.tif 000014
【００５８】
電力系統の実効電圧Ｖｇｒｉｄは、計測した連系点電圧のα軸成分をｖα、β軸成分をｖβとした場合に、（１３）式で計算される。
【００５９】
【数１３】
2018137925.tif 000015
【００６０】
レギュレータ部３５は（１０）〜（１３）式に従ってインバータ３１の最大出力電圧値である√２Ｖｉｎｖを算出する。
【００６１】
２．６  インバータ保護回路
同期機の動特性を模擬した動揺方程式に基づいた（１０）式から得られた電圧ｖｉｎｖ＊を出力する単相擬似同期化力インバータ３０は、定常状態において同期化力により系統安定化に寄与することが可能である。ただし、機械的な構造を持つ同期機とは異なり、インバータ３１には変換器の容量から求まる許容電流ｉｌｉｍが存在するため、故障発生時の故障電流からインバータ３１を保護するためのインバータ保護回路が必要になる。
【００６２】
単相擬似同期化力インバータ３０に同期機の動特性を模擬させるには、故障発生によりやむを得ず過電流保護のために出力電圧を絞る場合以外は、（１０）式に示した出力電圧ｖｉｎｖ＊を出力すべきである。しかし、非特許文献３のように電流マイナーループと電圧メジャーループのマルチループがあると同期機の動特性模擬の障害となるため、本実施形態ではそのようなマルチループをなくし代わりにＰＷＭ信号生成部３８に並列に過電流保護部３９を設けている。
【００６３】
過電流保護部３９は、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖに過電流が発生していない定常状態では、出力電圧指令値算出部３７から出力されるインバータ３１の出力電圧指令値√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（θｉｎｖ）をそのままインバータ３１の出力電圧指令値ｖ＊としてＰＷＭ信号生成部３８に入力させる。一方、過電流保護部３９は、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖに過電流が流れている呼称発生時において、出力電圧指令値算出部３７から出力されるインバータ３１の出力電圧指令値√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（θｉｎｖ）に保護信号ｖｐｒｏｔを足し込んで、ＰＷＭ信号生成部３８に入力されるインバータ３１の出力電圧指令値ｖ＊を制限する。
【００６４】
図５は、過電流保護部３９の制御ブロック図である。過電流保護部３９は、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖの過電流を検出する過電流検出部３９１と、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖからインバータ３１の出力周波数帯域の周波数成分を抽出するフィルタ３９２と、フィルタ３９２の出力値の上限値および下限値を制限するリミッタ３９３と、リミッタ３９３の出力値とインバータ３１の出力電流ｉｉｎｖとの偏差を増幅する偏差増幅部３９４とを備えており、過電流検出部３９１によりインバータ３１の出力電流ｉｉｎｖの過電流が検出されたとき、インバータ３１の出力電圧指令値√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（θｉｎｖ）に偏差増幅部３９４の出力値ｖｐｒｏｔを足し込む。ＰＷＭ信号生成部３８は、偏差増幅部３９４の出力値ｖｐｒｏｔが足し込まれたインバータ３１の出力電圧指令値ｖ＊に基づいてパルス変調信号を生成する。
【００６５】
２．６．１  基本波成分の抽出
センサにより計測したインバータ３１の出力電流ｉｉｎｖは高調波成分を含み、電力系統側での故障発生時にはｉｉｎｖに過渡的な成分も含まれる場合がある。そのため、ＳＯＧＩ−ＱＳＧで構成されたフィルタ３９２を用い、インバータ出力周波数ωｉｎｖと等しい周波数成分を持つ正負対称の正弦波信号を抽出し、これをリミッタ３９を介して制限したものを出力電流指令値ｉｉｎｖ＊とする。これにより、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖの変動にかかわらず常に出力電流指令値ｉｉｎｖ＊が正弦波となる。フィルタ３９２にＳＯＧＩ−ＱＳＧを用いる理由は、計測した交流波形ｉｉｎｖから高調波成分と正負非対称成分を除去することで、制御系を安定化するためである。
【００６６】
なお、フィルタ３９２は、ＳＯＧＩ−ＱＳＧに代えてバンドパスフィルタで構成することも可能である。
【００６７】
２．６．２  交流波形を直接用いた電流フィードバック
正弦波である出力電流指令値ｉｉｎｖ＊に対し、センサで検出した交流波形ｉｉｎｖを直接指令値ｉｉｎｖ＊と比較し、偏差をＫｐｒｏｔ倍したものを、出力電圧指令値算出部３７から出力されるインバータ３１の出力電圧指令値√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（θｉｎｖ）に加える。本方式では、センサで検出した交流波形ｉｉｎｖに対しフィルタ等の遅れを伴う演算を行っていないため、瞬時的な故障に対しても高速な過電流保護が可能である。
【００６８】
２．６．３  インバータ保護回路の並列化
本制御系の特徴は、同期機の動特性（１０）式を定常状態において阻害せず、故障発生時のみ保護回路が動作する並列構造である。図５に示す過電流検出部３９１は、インバータ３１の出力電流ｉｉｎｖがインバータ許容電流ｉｌｉｍを上回る場合に「１」を出力し、ｉｉｎｖがｉｌｉｍを下回る場合に「０」を出力するトリガの働きを持つ。過電流検知部３９１から「１」が出力された場合にのみ、インバータ３１の出力電圧指令値ｖ＊が高速に抑制され、その他の定常状態にはインバータ３１の出力電圧ｖｉｎｖが動揺方程式から求めたｖｉｎｖ＊になる。これにより、同期機の動特性を阻害する要因を排除している。以上の保護回路内の演算を（１４）（１５）（１６）式に示す。
【００６９】
【数１４】
2018137925.tif 000016
【００７０】
【数１５】
2018137925.tif 000017
【００７１】
【数１６】
2018137925.tif 000018
【００７２】
（１４）式は、出力電圧指令値算出部３７から出力されるインバータ３１の出力電圧指令値√２Ｖｉｎｖ・ｓｉｎ（θｉｎｖ）と過電流保護部３９から出力される保護信号ｖｐｒｏｔの和がインバータ出力ｖ＊になることを表す。（１５）式は、過電流検出部３９１のトリガがオンになった場合のみ、保護信号ｖｐｒｏｔが出力されることを表す。（１６）式は、ＳＯＧＩ−ＱＳＧを用いて求めた正弦波に対し、インバータ許容電流ｉｌｉｍをリミッタとしてｉｉｎｖ＊を求めることを示す。
【００７３】
３．数値シミュレーション
次に、本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ３０の数値シミュレーション結果について説明する。図６は、単相擬似同期化力インバータ３０のシミュレーションモデルを表す図である。単相擬似同期化力インバータ３０が３台並列に無限大母線（３相、６６００［Ｖ］、６０［Ｈｚ］）へ連系しており、３台とも等しいパラメータを持ち、同じ相に接続する。単相擬似同期化力インバータ３０の直流リンク部は直流電圧源ＶＤＣで模擬する。単相擬似同期化力インバータ３０はフィルタと変圧器を介して無限大母線と連系しており、変圧比は４００／６６００であり、フィルタは抵抗ＲおよびインダクタンスＬから構成される。インバータ連系点と無限大母線の間には線路Ｒｌｉｎｅ＋ｊＸｌｉｎｅが存在する。シミュレーションモデルには三相負荷（抵抗Ｒｌｏａｄ）が接続されており、その大きさは独立運転時でも単相擬似同期化力インバータ３０により周波数が維持できる大きさに設定している。３台の単相擬似同期化力インバータ３０を無限大母線と同期した上でシミュレーションを開始し、ｔ＝０．０［ｓ］に無限大母線から開閉器を用いて単相擬似同期化力インバータ３０を切り離し、単独運転に移行する。その上で、ｔ＝２．０［ｓ］に線路上で三相地絡故障を発生させ、構築した制御系が正常に動作するかを検証する。三相地絡故障は、ｔ＝２．０５［ｓ］に除去されるものとする。シミュレーション条件を表１に示す。
【００７４】
【表１】
2018137925.tif 000019
【００７５】
３．１  独立運転時
図７、８、９、１０は、それぞれ、独立運転時（ｔ＝０．０［ｓ］〜）の単相擬似同期化力インバータ３０の周波数、有効電力出力、出力電圧、および出力電流のグラフである。図７より、独立運転移行時には一旦周波数が低下するが、その後、ガバナとダンピングの効果により周波数が一定の値に収束していることが確認できる。これより、単相擬似同期化力インバータ３０が互いに強く同期していることが分かる。また、図８より、周波数を維持するために有効電力出力がＰｍ＝１０００［Ｗ］から自動的に増加している。図９、１０からは、単相擬似同期化力インバータ３０が適切に正弦波の電圧、電流を出力していることが見て取れる。
【００７６】
３．２  線路故障発生時
図１１、１２、１３は、それぞれ、地絡故障が発生したｔ＝２．０［ｓ］後の単相擬似同期化力インバータ３０の周波数、出力電圧、および出力電流のグラフである。図１１より、故障により単相擬似同期化力インバータ３０が加速し、故障除去後に元の周波数に戻っていることが確認できる。図１２から分かるように、地絡故障が発生しているｔ＝２．０［ｓ］〜ｔ＝２．０５［ｓ］の間は瞬時電圧低下が発生しており、インバータ出力電圧が著しく低下している。このように激しい瞬時電圧低下が発生した場合においても、単相擬似同期化力インバータ３０を保護するために電流が抑制されていることが図１３から確認できる。
【００７７】
４．実施形態の効果・利点
以上のように本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ３０では電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを排除することができる。これにより、単相擬似同期化力インバータ３０のパラメータチューニングが容易になる。特に電力系統安定化のために複数の単相擬似同期化力インバータ３０を連系させる場合における協調設計が容易になる。
【００７８】
さらに本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ３０では、インバータ３１の過電流を保護する過電流保護部３９をＰＷＭ信号生成部３８に並列に設けたことで下記の利点が得られる。
（１）過電流保護部３９は送電線などの故障時にのみ機能し、平常運転時には主回路に干渉しない。
（２）平常運転時に過電流保護部３９が主回路に干渉しないため、系統全体の安定化設計などが容易になる。
（３）マイクログリッド構築において連系運転機構を容易に実現できる。
（４）過電流制御系の独立設計も容易であり、ＦＲＴ（Fault Ride Through）設計が容易になる。
【００７９】
特に本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ３０は、電力系統から解列されると多数が連系してインバータ群だけで独立した単相マイクログリッドを構築することができる。そして、本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ３０では、電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを排除するとともにインバータ３１の出力電流の過電流を保護する過電流保護部３９を出力電圧位相算出部３６および出力電圧指令値算出部３７に直列に挿入せずにＰＷＭ信号生成部３８に並列に設ける構成を採用したことにより、制御系全体の特性を損なうことなく過電流保護を実現することができる。この特徴により、本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ３０は、電力系統から独立した単相マイクログリッドの系統安定化に大きく寄与することができる。
【００８０】
また、本実施形態では図２に示したようにインバータモデルとして同期機モデルを適用したが、本発明に適用可能なインバータモデルは同期機モデルに限定されない。本発明は同期機モデル以外にも電力系統の安定化効果の高い任意のモデルを適用することができる。
【００８１】
以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。
【００８２】
したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。
【００８３】
また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。
【符号の説明】
【００８４】
３０    単相擬似同期化力インバータ
３１    インバータ
３１１  ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
３２    コントローラ
３３    有効電力出力算出部
３３１  第１のαβ軸成分算出部
３３２  第２のαβ軸成分算出部
３３３  単相電力算出部
３４    ガバナ部
３５    レギュレータ部
３６    出力電圧位相算出部
３７    出力電圧指令値算出部
３８    ＰＷＭ信号生成部
３９    過電流保護部
３９１  過電流検出部
３９２  フィルタ
３９３  リミッタ
３９４  偏差増幅部
【図１】
2018137925.tif 000020
【図２】
2018137925.tif 000021
【図３】
2018137925.tif 000022
【図４】
2018137925.tif 000023
【図５】
2018137925.tif 000024
【図６】
2018137925.tif 000025
【図７】
2018137925.tif 000026
【図８】
2018137925.tif 000027
【図９】
2018137925.tif 000028
【図１０】
2018137925.tif 000029
【図１１】
2018137925.tif 000030
【図１２】
2018137925.tif 000031
【図１３】
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