(57)【要約】【課題】高音質と省エネルギーとを両立させることが可能な増幅装置を提供すること。【解決手段】増幅装置１は、スイッチング電源３と、３値パルス密度変調回路６と、マイクロコンピューター２と、を備える。スイッチング電源３は、シャントレギュレーターＵ１のリファレンス端子に入力されるリファレンス電圧を変化させる電圧変化回路９を備える。３値パルス密度変調回路６は、スイッチング電源３から電源電圧が供給される。マイクロコンピューター２は、３値パルス密度変調回路６の最大出力に応じて、電圧変化回路９により、リファレンス電圧を変化させる。【選択図】図１
2018207310.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源と、増幅器と、制御部と、を備える増幅装置であって、
前記スイッチング電源は、
フィードバック素子と、
前記フィードバック素子に一次側で接続され、スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御部と、
カソードが、前記フィードバック素子に接続され、アノードが、接地電位に接続されたシャントレギュレーターと、
前記シャントレギュレーターのリファレンス端子に入力されるリファレンス電圧を変化させる電圧変化部と、
を備え、
前記増幅器は、前記スイッチング電源から電源電圧が供給され、
前記制御部は、前記増幅器の最大出力に応じて、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を変化させることを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記最大出力が大きくなればなるほど、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を大きくさせることを特徴とする請求項１に記載の増幅装置。
【請求項３】
前記スイッチング電源は、前記フィードバック素子に流れる電流を変化させる電流変化部をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の増幅装置。
【請求項４】
前記電圧変化部は、
前記スイッチング電源の出力に接続された第１可変抵抗と、
前記第１可変抵抗に直列に接続された第１抵抗と、第２抵抗と、を有し、
前記シャントレギュレーターの前記リファレンス端子は、前記第１抵抗と、前記第２抵抗と、の間に接続され、
前記制御部は、前記第１可変抵抗の抵抗値を変化させることで、前記リファレンス電圧を変化させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項５】
前記電流変化部は、
前記フィードバック素子に並列に接続された第３抵抗と、
前記第３抵抗に直列に接続された第２可変抵抗と、第４抵抗と、を有し、
前記第２可変抵抗は、前記スイッチング電源の出力に接続され、
前記制御部は、前記第２可変抵抗の抵抗値を変化させることで、前記フィードバック素子に流れる電流を変化させることを特徴とする請求項３に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記増幅器は、
単電源に接続されたスピーカーを正電流オン、負電流オン、及び、オフの３値の状態で選択的に駆動し、
前記増幅器から出力される信号レベルが、前記最大出力の所定値以下である場合に、パルス幅固定のＰＤＭ信号を出力するパルス幅固定モードで動作し、
前記信号レベルが、前記最大出力の前記所定値以上である場合に、全てのパルス幅が拡張されたＰＤＭ信号を出力するパルス幅拡張モードで動作することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記最大出力が、第１最大出力の所定値以下である場合に、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を小さくし、
前記最大出力が、前記第１最大出力の所定値以上である場合に、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を大きくすることを特徴とする請求項６に記載の増幅装置。
【請求項８】
ボリューム値の指示を受け付けるための操作部をさらに備え、
前記制御部は、前記最大出力を決定する、前記操作部により受け付けたボリューム値に応じて、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を変化させることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項９】
前記第１可変抵抗は、デジタルポテンショメーターであることを特徴とする請求項４に記載の増幅装置。
【請求項１０】
前記第２可変抵抗は、デジタルポテンショメーターであることを特徴とする請求項５に記載の増幅装置。
【請求項１１】
前記スイッチング電源からの電源電圧を所定の電位に降圧する降圧回路をさらに備え、
前記降圧回路からの電源電圧は、前記制御部に供給され、
前記制御部は、前記降圧回路からの電源電圧により起動した後、前記電圧変化部により、前記増幅器が起動する電源電圧まで、前記スイッチング電源からの電源電圧を徐々に大きくすることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声信号を増幅する増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
増幅器と電源とで構成される音声出力機器において、大出力時と小出力時の電源電圧を可変制御して、電力消費を抑えるものがある（特許文献１参照。）。しかしながら、スイッチング電源の出力電圧を可変する際に、フィードバック部のシャントレギュレーターの設定が適切に行われない為に、電源可変が困難である場合がある。
【０００３】
この問題を解決するために、発明者らは、特願２０１７−０００４３３号に係る発明（以下、「先願発明」という。）に想到した。図７は、先願発明のスイッチング電源の回路構成を示す図である。先願発明においては、スイッチＳＷ１０２により、リファレンス電圧を変化させ、スイッチング電源１０１の出力電圧を変化させている。また、スイッチＳＷ１０１により、フォトカプラＱ１０２（フィードバック素子）に流れる電流を変化させている。このため、スイッチＳＷ１０２により、リファレンス電圧を変化させ、スイッチング電源１０１の出力電圧を変化させても、スイッチＳＷ１０１により、フォトカプラＱ１０２に流れる電流を変化させることができる。これにより、フィードバック素子に流れる電流を適正とすることができるため、スイッチング電源の出力電圧を変更しても、フィードバックを正常に行うことができる。
【０００４】
また、大出力時と小出力時の電源電圧を可変制御し、電力消費を効果的に抑えることができる。
【０００５】
なお、リモートコントロールで、出力電圧を変えるために、フィードバックの誤差増幅器の入力電圧を作る分圧抵抗比率を変える発明が存在する（特許文献２参照。）。
【０００６】
ここで、増幅器として、特許第５８４６１９４号に係る３値パルス密度変調回路（信号変調回路）を用いた場合を考える。図８は、３値パルス密度変調回路の構成を示すブロック図である。以下、３値パルス密度変調回路について説明するが、詳細は、特許第５８４６１９４号公報を参照されたい。３値パルス密度変調回路は、減算器２０と、積分器２２と、位相反転回路２３と、バイアス生成回路５０、５１と、ゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５と、クロック信号発生源２６と、遅延回路２８と、切替部３０と、ゼロリセット信号生成部３２と、パルス合成回路３４と、を備える。
【０００７】
クロック信号発生源２６からのクロック信号は、遅延回路２８で遅延されてゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５のクロック端子に供給される。減算器２０は、入力信号と帰還信号の差分を算出して積分器２２に出力する。積分器２２は、差分信号を積分してバイアス生成回路５０及び位相反転回路２３に出力する。位相反転回路２３は、積分器２２の出力の位相を反転して切替部３０及びバイアス生成回路５１に出力する。バイアス生成回路５０、５１は、それぞれ、積分器２２の出力及び位相反転回路２３の出力に所定のバイアスを印加して、ゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５に出力する。バイアス生成回路５０、５１は、積分器２２、位相反転回路２３の出力を増大調整するが、これは、無信号状態のレベルをゼロレベルに調整することで、無信号状態において、確実にゼロレベル（ゼロ電圧）としてスイッチングしない状態を実現するためである。
【０００８】
切替部３０は、積分器２２からの出力と位相反転回路２３からの出力とを、所定値と比較し、所定値を超える場合に、切替信号をゼロリセット信号生成部３２に出力する。すなわち、切替部３０は、積分器２２の出力レベルが所定値以下では切替信号をＬｏｗレベルとし、積分器２２の出力レベルが所定値を越えるとＨｉレベルとして出力する。この切替信号は、パルス幅固定の変調からパルス幅を増大させる変調へと切り替える信号として機能する。
【０００９】
ゼロリセット信号生成部３２には、クロック信号発生源２６からのクロック信号及び切替部３０からの切替信号が供給される。ゼロリセット信号生成部３２は、切替部３０からの切替信号がＬｏｗレベルの場合に、クロック信号をゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５のリセット端子に出力し、切替信号がＨｉレベルの場合に、クロック信号を遮断し、ゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５のリセット端子に出力しない。
【００１０】
ゼロリセット型ＤＦＦ２４は、バイアス生成回路５０の出力を１ビットデジタル信号に変換して出力する。この際、バイアス生成回路２４の出力が所定値以下であれば、クロック信号に同期したタイミングでゼロレベルが挿入されてパルス幅固定の信号として出力し、バイアス生成回路５０の出力が所定値を超える場合には、ゼロレベルが挿入されず、パルス幅が拡張した信号として出力する。
【００１１】
同様に、ゼロリセット型ＤＦＦ２５は、バイアス生成回路５１の出力を１ビットデジタル信号に変換して出力する。この際、バイアス生成回路５１の出力が所定値以下であれば、クロック信号に同期したタイミングでゼロレベルが挿入されてパルス幅固定の信号として出力し、バイアス生成回路５１の出力が所定値を超える場合には、ゼロレベルが挿入されず、パルス幅が拡張した信号として出力する。
【００１２】
パルス合成回路３４は、ゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５の出力を合成して出力する。ゼロリセット型ＤＦＦ２４の出力は、＋１、０の２値信号である。他方、ゼロリセット型ＤＦＦ２５の出力は、位相反転回路２３で位相反転された信号を変調しているので、−１、０の２値信号である。パルス合成回路３４は、これら２つの２値信号を合成して、＋１、０、−１の３値信号を生成して出力する。パルス合成回路３４としては、２つの１ビットデジタル信号を合成し得る任意の回路を用いることができる。一例を挙げると、第１の電位と第２の電位、及び第１の電位と第２の電位の中点であって基準電位となる第３の電位を備え、出力を第１の電位、第２の電位、第３の電位の固定するスイッチ群を設け、ゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５の出力信号でこれらのスイッチ群をオンオフ制御して第１の電位、第２の電位、第３の電位のいずれかを選択的に出力する回路構成とすればよい。
【００１３】
図９は、入力信号波形とパルス合成回路３４の出力波形との関係を示す図である。パルス合成回路３４の出力波形は、＋１、０、−１の３値波形であるが、入力信号の振幅が小さい場合には、パルス幅固定のＰＤＭ信号であり、入力信号の振幅が所定値を超えるとパルス幅が拡張されたＰＤＭとパルス幅が固定のＰＤＭとの組み合わせ信号となり、入力信号の振幅が特に大きい場合には、すべてのパルス幅が拡張された信号となる。
【００１４】
なお、図８の回路構成では、ゼロリセット型ＤＦＦ２４、２５の出力をパルス合成回路３４で合成して＋１、０、−１の３値信号を生成しているが、３値信号を用いて高出力を得るためには、変調器電源Ｖｄｄより高い電圧ＶＢでスピーカーを駆動する必要がある。ただし、３値信号のままスピーカーを駆動すると、高電圧ＶＢだけでなく、これとは別に中点電圧原（ＶＢ／２）と中点電圧保持回路を設ける必要があり、回路規模が増大する。
【００１５】
そこで、図１０に示すように、１価３値波形生成回路４０で単電源３状態スピーカー駆動信号を生成してドライバ回路４２に出力し、ドライバ回路４２で負荷４４であるスピーカーを駆動してもよい。
【００１６】
１価３値波形生成回路４０は、ゼロリセット型ＤＦＦ２４からの＋１、０の２値信号と、ゼロリセット型ＤＦＦ２５からの−１、０の２値信号から１価３値波形信号に変換する。ここで、「１価３値」とは、単電源で駆動されるスピーカーに対し、正電流で駆動する状態（正オン）、負電流で駆動する状態（負オン）、ショートによるオフ状態の３つの駆動状態を実現することを意味する。正電流及び負電流は、スピーカーを流れる電流の向きが互いに逆であることを意味する。
【００１７】
上述のように、３値パルス密度変更回路では、小パワー時と中パワー時と大パワー時とで、それぞれ、パルス幅固定モード、パルス幅固定とパルス幅拡張の混在（ハイブリッド）モード、パルス幅拡張モードというように、増幅器の動作が切り替わる。さらに、音質の観点では、パルス幅固定モードの動作領域を大きくしたい場合がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開平４−２７５７０７号公報
【特許文献２】特許第２５７９０６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
図７に示す可変電源と、図８又は図１０に示す３値パルス密度変調回路の増幅器と、を用いた場合に、省エネルギーの観点のみで電源電圧を可変すると、小・中パワー時は、電源電圧を小さくするがために、図１１に示すように、パルス幅拡張モードで動作する場合が多くなるという問題がある。ここで、増幅器の最大出力に応じて、スイッチング電源から増幅器に供給される電源電圧を可変とすることで、高音質と省エネルギーとを両立させることができる。
【００２０】
本発明の目的は、高音質と省エネルギーとを両立させることが可能な増幅装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
第１の発明の増幅装置は、スイッチング電源と、増幅器と、制御部と、を備える増幅装置であって、前記スイッチング電源は、フィードバック素子と、前記フィードバック素子に一次側で接続され、スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御部と、カソードが、前記フィードバック素子に接続され、アノードが、接地電位に接続されたシャントレギュレーターと、前記シャントレギュレーターのリファレンス端子に入力されるリファレンス電圧を変化させる電圧変化部と、を備え、前記増幅器は、前記スイッチング電源から電源電圧が供給され、前記制御部は、前記増幅器の最大出力に応じて、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を変化させることを特徴とする。
【００２２】
本発明では、制御部は、増幅器の最大出力に応じて、電圧変化部により、リファレンス電圧を変化させる。これにより、増幅器の最大出力に応じて、スイッチング電源から増幅器に供給される電源電圧が変化する。このため、高音質と省エネルギーとを両立させることができる。
【００２３】
第２の発明の増幅装置は、第１の発明の増幅装置において、前記制御部は、前記最大出力が大きくなればなるほど、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を大きくさせることを特徴とする。
【００２４】
第３の発明の増幅装置は、第１又は第２の発明の増幅装置において、前記スイッチング電源は、前記フィードバック素子に流れる電流を変化させる電流変化部をさらに備えることを特徴とする。
【００２５】
本発明では、電流変化部は、フィードバック素子に流れる電流を変化させる。このため、電圧変化部により、リファレンス電圧を変化させ、スイッチング電源の出力電圧を変化させても、電流変化部により、フィードバック素子に流れる電流を変化させることができる。これにより、フィードバック素子に流れる電流を適正とすることができるため、スイッチング電源の出力電圧を変更しても、フィードバックを正常に行うことができる。
【００２６】
第４の発明の増幅装置は、第１〜第３のいずれかの発明の増幅装置において、前記電圧変化部は、前記スイッチング電源の出力に接続された第１可変抵抗と、前記第１可変抵抗に直列に接続された第１抵抗と、第２抵抗と、を有し、前記シャントレギュレーターの前記リファレンス端子は、前記第１抵抗と、前記第２抵抗と、の間に接続され、前記制御部は、前記第１可変抵抗の抵抗値を変化させることで、前記リファレンス電圧を変化させることを特徴とする。
【００２７】
第５の発明の増幅装置は、第３の発明の増幅装置において、前記電流変化部は、前記フィードバック素子に並列に接続された第３抵抗と、前記第３抵抗に直列に接続された第２可変抵抗と、第４抵抗と、を有し、前記第２可変抵抗は、前記スイッチング電源の出力に接続され、前記制御部は、前記第２可変抵抗の抵抗値を変化させることで、前記フィードバック素子に流れる電流を変化させることを特徴とする。
【００２８】
第６の発明の増幅装置は、第１〜第５のいずれかの発明の増幅装置において、前記増幅器は、単電源に接続されたスピーカーを正電流オン、負電流オン、及び、オフの３値の状態で選択的に駆動し、前記増幅器から出力される信号レベルが、前記最大出力の所定値以下である場合に、パルス幅固定のＰＤＭ信号を出力するパルス幅固定モードで動作し、前記信号レベルが、前記最大出力の前記所定値以上である場合に、全てのパルス幅が拡張されたＰＤＭ信号を出力するパルス幅拡張モードで動作することを特徴とする。
【００２９】
第７の発明の増幅装置は、第６の発明の増幅装置において、前記制御部は、前記最大出力が、第１最大出力の所定値以下である場合に、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を小さくし、前記最大出力が、前記第１最大出力の所定値以上である場合に、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を大きくすることを特徴とする。
【００３０】
例えば、増幅器は、以下のように動作するとする。
信号レベル小（最大出力の１／４パワー（所定値以下）まで）：パルス幅固定モード
信号レベル大（最大出力の１／４パワーから最大出力まで）：パルス幅拡張モード
ここで、最大パワーを４０Ｗ（第１最大出力）とした場合（電源電圧が小さい）、増幅器は、
０〜１０Ｗ：パルス幅固定モード
１０〜４０Ｗ：パルス幅拡張モード
で動作する。
【００３１】
また、最大パワーを１００Ｗとした場合（電源電圧が大きい）、増幅器は、
０〜２５Ｗ：パルス幅固定モード
２５〜１００Ｗ：パルス幅拡張モード
で動作する。
【００３２】
従来、ＳＮと省エネルギーとのために、なるべく低い電源電圧で増幅器を動作させていた。すなわち、
０〜４０Ｗ：電源電圧小
４０〜１００Ｗ：電源電圧大
この場合、増幅器は、パルス幅固定モードで動作する領域が多い。しかしながら、高音質化のため、なるべくパルス幅固定モードで使用し、且つ、ＳＮと省エネルギーとのために、なるべく低い電源電圧で増幅器を動作させたいという課題がある。
【００３３】
このため、本発明では、増幅器の最大出力に応じて、電圧変化部により、リファレンス電圧を変化させることで、スイッチング電源からの電源電圧を可変する。例えば、増幅器の最大出力が１０Ｗ以下（４０Ｗ（第１最大出力）の１／４（所定値）以下）である場合、制御部は、リファレンス電圧を小さくすることで、スイッチング電源からの電源電圧を小さくする。従って、信号レベルは、最大出力の１／４パワーまでとなるため、増幅器は、パルス幅固定モードで動作する。
【００３４】
また、増幅器の最大出力が１０Ｗ以上である場合、制御部は、電圧変化部により、リファレンス電圧を大きくすることで、スイッチング電源からの電源電圧を大きくする。従って、増幅器は、信号レベルが２５Ｗまで、パルス幅固定モードで動作する。また増幅器は、信号レベルが２５〜１００Ｗまで、パルス幅拡張モードで動作する。
【００３５】
すなわち、増幅器は、
０〜１０Ｗ：電源電圧が小さい場合のパルス幅固定モード
１０〜２５Ｗ：電源電圧が大きい場合のパルス幅固定モード
２５〜１００Ｗ：電源電圧が大きい場合のパルス幅拡張モード
で動作する。
【００３６】
このため、２５〜４０Ｗ時の省エネルギー性能はやや犠牲にはなるが、音質と省エネルギーとの両立が図れるというメリットがある。すなわち、出力パワーが小さい時は省エネルギーを実現し、且つ、増幅器のパルス幅固定モードの使用範囲を大きくすることができる。
【００３７】
第８の発明の増幅装置は、第１〜第７のいずれかの発明の増幅装置において、ボリューム値の指示を受け付けるための操作部をさらに備え、前記制御部は、前記最大出力を決定する、前記操作部により受け付けたボリューム値に応じて、前記電圧変化部により、前記リファレンス電圧を変化させることを特徴とする。
【００３８】
第９の発明の増幅装置は、第４の発明の増幅装置において、前記第１可変抵抗は、デジタルポテンショメーターであることを特徴とする。
【００３９】
第１０の発明の増幅装置は、第５の発明の増幅装置において、前記第２可変抵抗は、デジタルポテンショメーターであることを特徴とする。
【００４０】
第１１の発明の増幅装置は、第１〜第１０のいずれかの発明の増幅装置において、前記スイッチング電源からの電源電圧を所定の電位に降圧する降圧回路をさらに備え、前記降圧回路からの電源電圧は、前記制御部に供給され、前記制御部は、前記降圧回路からの電源電圧により起動した後、前記電圧変化部により、前記増幅器が起動する電源電圧まで、前記スイッチング電源からの電源電圧を徐々に大きくすることを特徴とする。
【００４１】
本発明では、降圧回路は、スイッチング電源からの電源電圧を所定の電位に降圧する。また、制御部は、降圧回路からの電源電圧により起動した後、電圧変化部により、増幅器が起動する電源電圧まで、スイッチング電源からの電源電圧を徐々に大きくする。これにより、二次側コンデンサへのインラッシュ電流、ポップノイズが防止される。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、高音質と省エネルギーとを両立させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第１実施形態に係る増幅装置の構成を示す図である。
【図２】電源電圧とスピーカーから出力される音声レベルとの関係を示す図である。
【図３】入力信号波形と３値パルス密度変調回路の出力波形と電源電圧との関係を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示す図である。
【図５】ＡＣ電源投入後の増幅装置の動作を示すフローチャートである。
【図６】（ａ）は、従来の電源制御を示す図である。（ｂ）は、第２実施形態における電源制御を示す図である。
【図７】先願発明のスイッチング電源の回路構成を示す図である。
【図８】３値パルス密度変調回路の構成を示すブロック図である。
【図９】入力信号波形とパルス合成回路の出力波形との関係を示す図である。
【図１０】３値パルス密度変調回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】入力信号波形と３値パルス密度変調回路の出力波形と電源電圧との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【００４５】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅装置の構成を示す図である。増幅装置１は、マイクロコンピューター２と、スイッチング電源３と、操作部４と、ボリューム調整回路５と、３値パルス密度変調回路６と、を備える。マイクロコンピューター２（制御部）は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力インターフェース等のハードウェアから構成されている。マイクロコンピューター２は、増幅装置１を構成する各部を制御する。
【００４６】
操作部４は、ボリューム値の指示を受け付けるためのものである。マイクロコンピューター２は、操作部４により、ボリューム値の指示を受け付ける。マイクロコンピューター２は、受け付けたボリューム値をボリューム調整回路５に出力する。ボリューム調整回路５は、マイクロコンピューター２から出力されたボリューム値に基づいて、入力される音声信号のボリュームを調整する。ボリューム調整回路５は、ボリューム調整した音声信号を３値パルス密度変調回路６に出力する。
【００４７】
３値パルス密度変調回路６（増幅器）は、単電源に接続されたスピーカー７を正電流オン、負電流オン、及び、オフの３値の状態で選択的に駆動する。また、３値パルス密度変調回路６は、３値パルス密度変調回路６から出力される信号レベルが、最大出力の１／４パワーまで（所定値以下）である場合に（信号レベル小）、パルス幅固定のＰＤＭ信号を出力するパルス幅固定モードで動作する。また、３値パルス密度変調回路６は、信号レベルが、最大出力の１／４パワーから最大出力までである場合に（信号レベル大）、全てのパルス幅が拡張されたＰＤＭ信号を出力するパルス幅拡張モードで動作する。なお、３値パルス密度変調回路６は、図８、及び、図１０に示す３値パルス密度変調回路と同じであるため、説明を省略する。
【００４８】
スイッチング電源３は、３値パルス密度変調回路６に電源電圧を供給する。スイッチング電源３は、トランスＴ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ２と、フォトカプラＱ１と、シャントレギュレーターＵ１と、電流変化回路８と、電圧変化回路９と、を備える。
【００４９】
スイッチング電源３の一次側において、整流回路は、交流電源から入力される交流電圧を整流する。コンデンサは、整流回路が整流した電圧を平滑する。平滑された電圧は、スイッチング素子に供給される。制御ＩＣ（スイッチング素子制御部）は、スイッチング素子を制御する。スイッチング素子は、制御ＩＣにより制御され、任意の周波数でスイッチングすることにより、任意の周波数の交流電圧をトランスＴ１の一次巻線Ｔ２に供給する。スイッチング素子は、例えば、ｎ型のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子は、コンデンサからの電圧、又は、接地電位の電圧を一次巻線Ｔ２に供給する。トランスＴ１は、一次巻線Ｔ２に供給された電圧を変圧して二次巻線Ｔ３から出力する。ダイオードＤ１は、二次巻線Ｔ３からの交流電圧を整流する。コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１が整流した電圧を平滑する。コンデンサＣ１が平滑した電圧が、スイッチング電源３の出力電圧である。
【００５０】
シャントレギュレーターＵ１は、スイッチング電源３の二次側でフォトカプラＱ１に接続されている。また、シャントレギュレーターＵ１は、スイッチング電源３の出力電圧に応じて、フォトカプラＱ１に流れる電流を変化させる。シャントレギュレーターＵ１のリファレンス端子は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間に接続されている。シャントレギュレーターＵ１のカソードは、フォトカプラＱ１（発光ダイオードのカソード）に接続されている。
【００５１】
フォトカプラＱ１（フィードバック素子）は、発光ダイオードと、フォトトランジスタと、を有する。発光ダイオードのアノードは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間に接続されている。発光ダイオードのカソードは、抵抗Ｒ２とシャントレギュレーターＵ１との間に接続されている。フォトトランジスタのコレクタは、制御ＩＣのフィードバック端子に接続されている。フォトランジスタのエミッタは、接地電位に接続されている。
【００５２】
シャントレギュレーターＵ１は、リファレンス端子に入力される、スイッチング電源３の出力電圧のデジタルポテンショメーターＤＰ１と、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、による分圧に応じて、カソードの吸い込み電流が増減する。シャントレギュレーターＵ１は、リファレンス端子の電圧が高いほど、カソードの吸い込み電流が増加する。また、シャントレギュレーターＵ１は、リファレンス端子の電圧が低いほど、カソードの吸い込み電流が減少する。
【００５３】
フォトカプラＱ１においては、シャントレギュレーターＵ１の吸い込み電流の増減に応じて、発光ダイオードの電流が増減する。発光ダイオードの電流の増減に応じて、フォトトランジスタの電流が増減する。フォトトランジスタの電流の増減は、制御ＩＣのフィードバック端子の電圧を変化させる。ここで、制御ＩＣのフィードバック端子には、抵抗を介して、電源が接続されている。このため、フォトランジスタの電流が増加するほど、フィードバック端子の電圧は、減少する。制御ＩＣは、フィードバック端子の電圧に応じて、スイッチング素子によるオン／オフのデューティーを変化させて、スイッチング電源３の出力電圧を調整する。
【００５４】
電圧変化回路９（電圧変化部）は、シャントレギュレーターＵ１のリファレンス端子に入力されるリファレンス電圧を変化させる。電圧変化回路９は、デジタルポテンショメーターＤＰ２と、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、を有する。デジタルポテンショメーターＤＰ２（第１可変抵抗）は、スイッチング電源１の出力（コンデンサＣ１）に接続されている。抵抗Ｒ３（第１抵抗）と、抵抗Ｒ４（第２抵抗）とは、デジタルポテンショメーターＤＰ２に直列に接続されている。デジタルポテンショメーターＤＰ２は、マイクロコンピューター２によって制御され、抵抗値が変化する。デジタルポテンショメーターＤＰ２の抵抗値が変化することで、シャントレギュレーターＵ１のリファレンス端子に入力されるリファレンス電圧が変化する。
【００５５】
電流変化回路８（電流変化部）は、フォトカプラＱ１に流れる電流を変化させる。電流変化回路８は、デジタルポテンショメーターＤＰ１と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、を有する。抵抗Ｒ２（第３抵抗）は、フォトカプラＱ１に並列に接続されている。デジタルポテンショメーターＤＰ１（第２可変抵抗）と、抵抗Ｒ１（第４抵抗）とは、抵抗Ｒ２に直列に接続されている。デジタルポテンショメーターＤＰ１は、スイッチング電源１の出力（コンデンサＣ１）に接続されている。デジタルポテンショメーターＤＰ１は、マイクロコンピューター２によって制御され、抵抗値が変化する。デジタルポテンショメーターＤＰ１の抵抗値が変化することで、フォトカプラＱ１に流れる電流が変化する。
【００５６】
３値パルス密度変調回路６のモードと、スイッチング電源３からの電源電圧と、の関係は以下のとおりである。
信号レベル小（最大出力の１／４パワーまで）：パルス幅固定モード
信号レベル大（最大出力の１／４パワーから最大出力まで）：パルス幅拡張モード
つまり、ケースＡ：最大パワーを４０Ｗとした場合（電源電圧が小さい）、３値パルス密度変調回路６は、
０〜１０Ｗ：パルス幅固定モード
１０〜４０Ｗ：パルス幅拡張モード
で動作する。
【００５７】
また、ケースＢ：最大パワーを１００Ｗとした場合（電源電圧が大きい）、３値パルス密度変調回路６は、
０〜２５Ｗ：パルス幅固定モード
２５〜１００Ｗ：パルス幅拡張モード
で動作する。
【００５８】
従来、ＳＮと省エネルギーとのために、なるべく低い電源電圧で３値パルス密度変調回路を動作させていた。すなわち、
０〜４０Ｗ：電源電圧小
４０〜１００Ｗ：電源電圧大
この場合、３値パルス密度変調回路は、パルス幅拡張モードで動作する領域が多い。しかしながら、高音質化のため、なるべくパルス幅固定モードを使用し、且つ、ＳＮと省エネルギーとのために、なるべく低い電源電圧で３値パルス密度変調回路を動作させたいという課題がある。
【００５９】
このため、本実施形態では、マイクロコンピューター２は、３値パルス密度変調回路６の最大出力に応じて、デジタルポテンショメーターＤＰ２（電圧変化回路９）により、リファレンス電圧を変化させることで、スイッチング電源３からの電源電圧を可変する。ここで、３値パルス密度変調回６の最大出力は、ボリューム値によって決まる。このため、マイクロコンピューター２は、操作部３により受け付けたボリューム値に応じて、スイッチング電源３からの電源電圧を可変する。３値パルス密度変調回路６の最大出力が１０Ｗ以下（４０Ｗ（第１最大出力）の１／４（所定値）以下）に相当するボリューム値である場合、マイクロコンピューター２は、リファレンス電圧を小さくすることで、スイッチング電源３からの電源電圧を小さくする。従って、信号レベルは、最大出力の１／４パワーまでとなるため、３値パルス密度変調回路６は、パルス幅固定モードで動作する。
【００６０】
また、３値パルス密度変調回路６の最大出力が１０Ｗ以上に相当するボリューム値である場合、マイクロコンピューター２は、デジタルポテンショメーターＤＰ２（電圧変化回路９）により、リファレンス電圧を大きくすることで、スイッチング電源３からの電源電圧を大きくする。従って、３値パルス密度変調回路６は、信号レベルが２５Ｗまで、パルス幅固定モードで動作する。また、３値パルス密度変調回路６は、信号レベルが２５〜１００Ｗまで、パルス幅拡張モードで動作する。
【００６１】
すなわち、３値パルス密度変調回路６は、
０〜１０Ｗ：電源電圧が小さい場合のパルス幅固定モード
１０〜２５Ｗ：電源電圧が大きい場合のパルス幅固定モード
２５〜１００Ｗ：電源電圧が大きい場合のパルス幅拡張モード
で動作する。
このため、２５〜４０Ｗ時の省エネルギー性能はやや犠牲にはなるが、音質と省エネルギーとの両立が図れるというメリットがある。すなわち、出力パワーが小さい時は省エネルギーを実現し、且つ、３値パルス密度変調回路６のパルス幅固定モードの使用範囲を大きくすることができる（図２、図３参照。）。また、ボリューム調整回路５がデジタルアッテネータである場合、ノイズ増加を抑制できる効果がある。
【００６２】
なお、マイクロコンピューター２は、スイッチング電源３からの電源電圧の変化に合わせて、電流変化回路８により、フォトカプラＱ１に流れる電流を変化させる。具体的には、マイクロコンピューター２は、デジタルポテンショメーターＤＰ１の抵抗値を変化させることで、フォトカプラＱ１に流れる電流を変化させる。
【００６３】
以上説明したように、本実施形態では、マイクロコンピューター２は、３値パルス密度変調回路６の最大出力に応じて、電圧変化回路９により、リファレンス電圧を変化させる。これにより、３値パルス密度変調回路６の最大出力に応じて、スイッチング電源３から３値パルス密度変調回路６に供給される電源電圧が変化する。このため、高音質と省エネルギーとを両立させることができる。
【００６４】
また、本実施形態では、電流変化回路８は、フォトカプラＱ１に流れる電流を変化させる。このため、電圧変化回路９により、リファレンス電圧を変化させ、スイッチング電源３の出力電圧を変化させても、電流変化回路８により、フォトカプラＱ１に流れる電流を変化させることができる。これにより、フォトカプラＱ１に流れる電流を適正とすることができるため、スイッチング電源３の出力電圧を変更しても、フィードバックを正常に行うことができる。
【００６５】
（第２実施形態）
第１実施形態においては、以下のような問題がある。
（ａ）通電時の二次側コンデンサＣ１へのインラッシュ電流。
本来出力する電流よりもはるかに大きな電流が一時的に流れるため、電源ラインのダイオード等、部品の小型化の制限になっている。
（ｂ）電源電圧の立ち上がりが早すぎるため、電圧変動がポップノイズの原因となる。
これを回避するために、増幅器基板側で立ち上がりを鈍らせるための半導体スイッチ（定格が大きなもの）を付けなくてはならない。
【００６６】
図４は、本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示す図である。第１実施形態と比べて、ＤＣ／ＤＣコンバーター１０が追加されている。ＤＣ／ＤＣコンバーター１０（降圧回路）は、スイッチング電源３から出力される２０Ｖの電圧を５Ｖに降圧する。
【００６７】
図５は、ＡＣ電源投入後の増幅装置１の動作を示すフローチャートである。ＡＣ電源投入後、ＤＣ／ＤＣコンバーター１０は、スイッチング電源３からの電圧２０Ｖを５Ｖに降圧し、初期設定値５Ｖを出力する（Ｓ１）。次に、マイクロコンピューター２が起動する（Ｓ２）。次に、マイクロコンピューター２は、デジタルポテンショメーターＤＰ２の制御を開始する（Ｓ３）。マイクロコンピューター２は、テーブルに従って、スイッチング電源３からの電圧が一定間隔毎に変化するように、デジタルポテンショメーターＤＰ２の設定を変更する（Ｓ４）。具体的には、マイクロコンピューター２は、スイッチング電源３からの電圧が、６、７、・・・、２０Ｖと１Ｖ毎に変化するように、デジタルポテンショメーターＤＰ２の設定を変更する。マイクロコンピューター２は、電圧２０Ｖ出力を完了すると（Ｓ５）、処理を終了する。
【００６８】
図６（ａ）は、従来の電源制御を示す図である。図６（ａ）では、電圧の立ち上がりが急峻すぎるため、上述した（ａ）、（ｂ）の問題がある。図６（ｂ）は、本実施形態における電源制御を示す図である。電源起動後、電圧が５Ｖになると、マイクロコンピューター２が起動する。その後、マイクロコンピューター２は、デジタルポテンショメーターＤＰ２を制御して、ソフトスタートを開始する。電圧が２０Ｖになると、３値パルス密度変調回路６（増幅器）が起動する。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバーター１０は、スイッチング電源３からの電源電圧２０Ｖを５Ｖに降圧する。また、マイクロコンピューター２は、ＤＣ／ＤＣコンバーター１０からの電源電圧により起動した後、電圧変化回路９により、３値パルス密度変調回路６が起動する電源電圧２０Ｖまで、スイッチング電源３からの電源電圧を徐々に大きくする。これにより、大きな電流が流れることがないため、二次側コンデンサＣ１へのインラッシュ電流が防止される。また、電源電圧の立ち上がりが早くならないため、半導体スイッチを設けることなく、ポップノイズが防止される。
【００７０】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明を適用可能な形態は、上述の実施形態には限られるものではなく、以下に例示するように、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更を加えることが可能である。
【００７１】
上述の実施形態においては、増幅器として、３値パルス密度変調回路を例示した。これに限らず、他の増幅器であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明は、音声信号を増幅する増幅装置に好適に採用され得る。
【符号の説明】
【００７３】
１  スイッチング電源
２  マイクロコンピューター（制御部）
３  スイッチング電源
４  操作部
５  ボリューム調整回路
６  ３値パルス密度変調回路（増幅器）
７  スピーカー
８  電流変化回路（電流変化部）
９  電圧変化回路（電圧変化部）
１０  ＤＣ／ＤＣコンバーター（降圧回路）
ＤＰ１  デジタルポテンショメーター（第２可変抵抗）
ＤＰ２  デジタルポテンショメーター（第１可変抵抗）
Ｒ１  抵抗（第４抵抗）
Ｒ２  抵抗（第３抵抗）
Ｒ３  抵抗（第１抵抗）
Ｒ４  抵抗（第２抵抗）
Ｑ１  フォトカプラ（フィードバック素子）
Ｕ１  シャントレギュレーター
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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