(57)【要約】【課題】コンデンサの電圧変動に対し電動機のトルクリプルを抑制できる制御装置を提供する。【解決手段】インバータ４４にかかる電圧Ｖｉｎｖと流れる電流Ｉｉｎｖとから、電力演算部２０がインバータ４４の入力電力Ｐｉｎｖを求める。直流電源２からインバータ４４までの回路インピーダンスと、入力電力Ｐｉｎｖとから基準電圧演算部２１は、基準電圧Ｖｒｅｆを算出する。インバータ４４にかかる電圧Ｖｉｎｖが基準電圧Ｖｒｅｆ以下の時にのみ、インバータ４４にかかる電圧Ｖｉｎｖの変動が抑制される方向にインバータ４４に流れる電流Ｉｉｎｖが変化するように、基準電圧Ｖｒｅｆとインバータ４４にかかる電圧Ｖｉｎｖの差分をもとにして、出力補正部２３が出力電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*を補正する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（２）側にインダクタンス成分（３）とコンデンサ（４）を有する電力変換器（４４）の制御装置（１００、２００）であって、
前記電力変換器に出力する出力電圧指令値（Ｖｄ*、Ｖｑ*）を演算する出力電圧演算部（１０、１１）と、
前記コンデンサの両端電圧である電力変換器入力電圧（Ｖｉｎｖ）を検出する直流電圧検出部（５０）と、
前記電力変換器に流れる電流（Ｉｉｎｖ）を検出する電流検出部（５１）と、
前記電力変換器の入力電力（Ｐｉｎｖ）を算出する電力演算部（２０）と、
前記出力電圧指令値あるいは前記出力電圧演算部の演算過程において制御目標とされる指令値（ω*）の少なくとも一方の値を補正対象指令値として補正可能な出力補正部（２３、２４）と、
前記直流電源から前記電力変換器までの回路インピーダンス（−ｒ）と前記電力変換器の入力電力とから基準電圧（Ｖｒｅｆ）を算出する基準電圧演算部（２１）と、
を備え、
前記出力補正部は、
前記電力変換器入力電圧が前記基準電圧以下に変動した場合、前記電力変換器入力電圧の変動を抑制する方向に前記電力変換器を流れる電流が変化するように前記補正対象指令値を補正し、
前記電力変換器入力電圧が前記基準電圧よりも大きく変動した場合、前記補正対象指令値を維持する電力変換器の制御装置。
【請求項２】
前記出力補正部（２３）は、前記出力電圧指令値を補正する請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
【請求項３】
前記出力電圧指令値の補正量は、
前記出力電圧指令値と前記出力補正部の補正により低下した実値との偏差から演算される出力電圧の増加量よりも大きくなるように演算される請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
【請求項４】
前記基準電圧の算出に使用される前記回路インピーダンスは、
前記直流電源から前記コンデンサまでの抵抗成分Ｒと、
前記コンデンサの等価直列抵抗成分Ｒｃと、
前記直流電源から前記コンデンサまでの前記インダクタンス成分Ｌと抵抗成分Ｒとコンデンサ容量Ｃと前記コンデンサの前記等価直列抵抗成分Ｒｃとから下式
【数１】
2018050367.tif 000015
により算出される推定インピーダンスＺと、
のうちの最大値である請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータ等の電力変換器により交流電動機等の負荷に電力を供給する装置において、電力変換器の直流側に配置されるＬＣフィルタ回路に電気振動が発生し、結果電力変換器の電圧も振動してしまい負荷の制御が不安定化することが知られている。そこで、特許文献１の交流電動機の制御装置では、コンデンサ電圧の変動割合を算出し、その変動割合に応じてダンピング操作等によりベクトル制御部の電流指令、あるいはトルク指令を操作し、コンデンサの電圧変動に対して、変動を抑制する方向にインバータの電流が変化するように制御する手法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４０６５９０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の手法ではコンデンサの電圧変動に対して常に補償器が動作してしまい、電圧変動がそのままトルクリプルとなる問題がある。例えば自動車の電動パワーステアリングといった低トルクリプルが要求されるような交流電動機の制御装置に適用した場合には、運転者に不快感を与える。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、コンデンサの電圧変動に対し、交流電動機のトルクリプルを抑制できる制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、直流電源（２）側にインダクタンス成分（３）とコンデンサ（４）を有する電力変換器（４４）の制御装置（１００、２００）に係る発明である。この電力変換器の制御装置は、出力電圧演算部（１０、１１）と、直流電圧検出部（５０）と、電流検出部（５１）と、電力演算部（２０）と、出力補正部（２３、２４）と、基準電圧演算部（２１）と、を備える。
【０００７】
出力電圧演算部は、電力変換器に出力する出力電圧指令値（Ｖｄ*、Ｖｑ*）を演算する。
直流電圧検出部は、コンデンサの両端電圧、つまり電力変換器入力電圧（Ｖｉｎｖ）を検出する。
電流検出部は、電力変換器に流れる電流（Ｉｉｎｖ）を検出する。
電力演算部は、電力変換器の入力電力（Ｐｉｎｖ）を算出する。
出力補正部は、出力電圧指令値あるいは出力電圧演算部の演算過程において制御目標とされる指令値（ω*）の少なくとも一方の値を補正対象指令値として補正可能である。
基準電圧演算部（２１）は、直流電源から電力変換器までの回路インピーダンス（−ｒ）と電力変換器の入力電力とから基準電圧（Ｖｒｅｆ）を算出する。
【０００８】
出力補正部は、電力変換器入力電圧が基準電圧以下の場合、電力変換器入力電圧の変動を抑制する方向に電力変換器を流れる電流が変化するように補正対象指令値を補正する。また、電力変換器入力電圧が基準電圧よりも大きい場合、補正対象指令値を維持する。
【０００９】
電力変換器入力電圧が基準電圧以下の場合、その電圧変動は発散、発振していく方向にあり、その補正を行わない場合、電動機の制御も不安定化してしまう。逆に、電力変換器入力電圧が基準電圧よりも大きい場合は、電圧の変動は安定化する方向にある。
【００１０】
そのため、電力変換器入力電圧が基準電圧を下回る場合には、電力変換器入力電圧と基準電圧との偏差をもとに、変動が抑制される方向に電力変換器に流れる電流が変化するよう、出力補正部は出力電圧指定値、あるいは出力電圧演算部の演算過程において制御目標とされる指令値を補正する。
一方、電力変換器入力電圧が基準電圧を上回り、電圧の変動が安定化しているとき、出力補正部は補正を行わない。
これにより、電力変換器にかかる電圧の変動に対して常に補正を行う特許文献１の従来技術に比べ、交流電動機のトルクリプルを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１実施形態による電力変換器制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】直流電源から電力変換器までの等価回路図である。
【図３】出力補正制御のフローチャートである。
【図４】従来技術及び第１実施形態における電力変換器制御装置の電力消費のシミュレーション結果である。
【図５】第２実施形態による電力変換器制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】電流制御系の閉ループ伝達関数の周波数特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の電力変換器の制御装置が交流電動機を制御する複数の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１３】
（第１実施形態）
本実施形態の電力変換制御器の制御装置１００を利用した、交流電動機の制御について、説明する。「電力変換器の制御装置」としてのインバータ制御装置１００は、例えば、動力源としてエンジン及び交流電動機を備えるハイブリッド車両において、交流電動機の駆動を制御するものである。
図１に示すように、「電力変換器」としてのインバータ４４は電源主回路１と接続している。
【００１４】
図２にモデル化した電源主回路１を示す。電源主回路１は直流電源２、外部からのノイズの流入を防止し、且つ、スイッチング動作による高調波電流が電源側に流出するのを抑制するために、インダクタンス成分３とコンデンサ４とからなるＬＣフィルタ回路を有している。直流電源２は電源内部抵抗５を有し、インダクタンス成分３は抵抗成分７を有している。図２のコンデンサ内構成図が示すように、コンデンサ４は容量成分９と等価直列抵抗成分（ＥＳＲ）６とを有している。
【００１５】
容量成分９と等価直列抵抗成分（ＥＳＲ）６とを含めたコンデンサ４の両端電圧、つまりインバータにかかる電圧Ｖｉｎｖがインバータ４４の入力部にかかるインバータ入力電圧である。インバータ４４から出力される交流電圧により、交流電動機５５が駆動される。交流電動機５５の制御はベクトル制御を用いた電流フィードバック制御方式により行われる。
【００１６】
次に、ベクトル制御について説明する。ベクトル制御とは交流電動機の二次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義されたｄｑ軸回転座標系上で交流電動機の制御を行うものである。まず、本実施形態の主要部である、出力補正部２３以外の部分について説明する。
【００１７】
出力電圧演算部１０は、例えば図示しない上位の制御部で生成されるトルク指令に基づいて演算された電流指令値Ｉ*を入力とする。Ｉ*は電流ｄｑ軸換算部２５にて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*とｑ軸電流指令値Ｉｑ*に変換される。減算器２６において、フィードバックされるｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑをｄｑ軸の電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*から減算してｄｑ軸電流偏差を算出する。
【００１８】
電流制御器２７は、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑをそれぞれ電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に追随させるように、ＰＩ制御等によって、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を生成する。
【００１９】
２相３相変換部４１は、後述する出力補正部２３によって補正された出力電圧指令値Ｖｄ**、Ｖｑ**を、三相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に変換する。三相出力電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づくインバータ４４のスイッチング状態の操作については、例えば周知のＰＷＭ制御による。
【００２０】
インバータ４４がＰＷＭ制御により所望の三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗを交流電動機に印加することによって、電流指令値Ｉ*に応じた出力がされるように、交流電動機の駆動が制御される。
３相２相変換部４２には、インバータ４４から交流電動機５５へ接続される電力線に設けられた電流センサ５２から相電流検出値が入力される。本実施形態ではＶ相、Ｗ相に設けられた電流センサからＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では三相の電流を検出してもよいし、あるいは一相の電流から他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。３相２相変換部４２は、得られた三相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑにｄｑ変換し、減算器２６にフィードバックしている。これらが一般的なベクトル制御を用いた電流フィードバック制御方式による電動機の駆動方法である。
また、インバータ制御装置１００は、電力演算部２０、基準電圧演算部２１、減算器２２を含む。それらの構成及び作用は、次のフローチャートにおいて説明する。
【００２１】
次に、出力補正部２３について説明する。出力補正部２３が補正量を導出するまでの方法は、図３の出力補正フローチャートにしたがって説明する。以下、補正量導出の各ステップをＳと略す。
Ｓ１０１において、電力演算部２０は、インバータ４４にかかるインバータ入力電圧Ｖｉｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖの取得を行う。インバータ入力電圧Ｖｉｎｖは直流電圧検出部５０、インバータ電流Ｉｉｎｖは電流検出部５１から求められる。
Ｓ１０２において、電力演算部２０は、インバータ電流Ｉｉｎｖとインバータ入力電圧Ｖｉｎｖとを乗じてインバータ入力電力Ｐｉｎｖを算出する。
【００２２】
Ｓ１０３において、基準電圧演算部２１は、回路インピーダンスとインバータ入力電圧Ｐｉｎｖより基準電圧Ｖｒｅｆを算出する。算出方法の詳細については後述する。
Ｓ１０４において、減算器２２は基準電圧Ｖｒｅｆとインバータ入力電圧Ｖｉｎｖとの偏差を算出する。出力補正部２３は偏差に定数Ｋを乗じて、補正電圧量を演算する。算出方法の詳細については後述する。
Ｓ１０５において、加算器２８は、補正電圧を出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に加算して、補正後の出力電圧指令値Ｖｄ**、Ｖｑ**を生成する。補正方法の詳細については後述する。
以上、出力補正フローチャートの概要について説明した。
【００２３】
次に、前述のＳ１０３における、基準電圧Ｖｒｅｆの詳細な導出方法について説明する。直流電源２からインバータ４４までの等価回路１は図２に示す通りである。まず、等価回路１のインピーダンスと電力との関係を求める。インバータ４４は定出力制御をするため、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとインバータ入力電力Ｐｉｎｖとの関係は、式（１）にて表される。
【００２４】
【数２】
2018050367.tif 000003
上式の両辺をＩｉｎｖで微分すると、式（２）が得られる。
【００２５】
【数３】
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ここで、「−ｒ」は回路インピーダンスを表す。このように直流電源２の側から見てインバータ４４はかけた電圧に対して見かけ上負となる抵抗特性を持っている。なお、この負性抵抗ｒは周波数依存性を持たないものとして扱う。
【００２６】
次に、入力をＶｂ（ｓ）、出力をＶｉｎｖ（ｓ）とした等価回路１の伝達関数を求める。
キルヒホッフの電流、電圧則から、等価回路の電力バランスを時間ｔの関数で表した電源２の電源電圧Ｖｂ（ｔ）と、等価直列抵抗６を除いた容量成分９のみにかかる電圧Ｖｃ（ｔ）と、回路電流Ｉｂ（ｔ）との関係は式（３）、式（４）、式（５）のように求められる。
【００２７】
【数４】
2018050367.tif 000005
Ｒは電源内部抵抗５とリアクトル３の抵抗成分７を加えたものであり、Ｒ＝Ｒｂ＋Ｒｗで表される、Ｖｉｎｖ（ｔ）は時刻ｔの時にインバータ４４にかかる電圧、Ｌはリアクトル３のインダクタンスをそれぞれ表している。
【００２８】
【数５】
2018050367.tif 000006
Ｃはコンデンサ容量成分９を表している。Ｒｃはコンデンサの等価直列抵抗成分６である。
【００２９】
【数６】
2018050367.tif 000007
式（３）、（４）、（５）をラプラス変換し、伝達関数Ｇ（ｓ）を求めると、以下の式（６）が求められる。
式（６）の導出は、例えば、非特許文献１に参照される通りである。
［非特許文献１］
直流給電システムの発振条件・発振領域に関する解析  田中  徹、山崎  幹夫
信学技法  ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ  ＲＥＰＯＲＴ  ＯＦ  ＩＥＩＣＥ  ２００４−０７  Ｐ．２３〜２８
【００３０】
【数７】
2018050367.tif 000008
フルビッツの安定判別法より、式（６）の伝達関数Ｇ（ｓ）の伝達特性が安定であること、つまりＶｉｎｖの変動が安定するには式（６）括弧内の分母多項式係数のすべてが正でなければならない。
【００３１】
このとき、推定インピーダンスＺの値を式（７）のようにおく。
【数８】
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式（６）の分母多項式全ての係数が正であるには、以下の式（８）または式（９）のいずれかで、それぞれ３つの不等式すべてを満足することが必要である。
【００３２】
【数９】
2018050367.tif 000010
【数１０】
2018050367.tif 000011
【００３３】
式（９）が成立するためには、回路インピーダンス「−ｒ」が、ｒ＞−Ｒｂ−Ｒｗ、ｒ＞−Ｒｃとなる必要がある。しかし、供給電力最大の法則を適用すると、これは成立しない。したがって、式（８）が成立するときのみ、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動は安定状態にある。
【００３４】
ここで、式（１）と式（２）より、回路インピーダンス「−ｒ」とインバータ入力電力Ｐｉｎｖとから基準電圧Ｖｒｅｆを以下のように求めることができる。
【００３５】
【数１１】
2018050367.tif 000012
回路インピーダンスには式（８）を満足するＲｃ、Ｚ、Ｒのうちで最大の値を採用する。このとき、ＶｒｅｆはＶｉｎｖの変動が安定か、不安定かを判別するしきい電圧となる。Ｖｉｎｖ＜Ｖｒｅｆの場合、Ｖｉｎｖの変動は発振、発散する不安定領域にあり、Ｖｉｎｖ＞Ｖｒｅｆの場合、変動が収束するか、あるいは変動が拡大しない安定領域にある。
以上、基準電圧Ｖｒｅｆの算出に使用される回路インピーダンス「−ｒ」の算出方法について説明した。
【００３６】
前述のＳ１０４における補正電圧の導出について説明する。補正電圧を算出する際、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖが基準電圧Ｖｒｅｆ以下の場合、減算器２２は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖから基準電圧Ｖｒｅｆを減算して偏差（Ｖｉｎｖ―Ｖｒｅｆ）を導出したのち、出力補正部２３はその偏差に定数Ｋを乗じて、電圧補正値を生成する。電圧補正値Ｖｄｃ、Ｖｑｃは負の値であり、補正後の出力電圧指令値Ｖｄ**、Ｖｑ**は補正前のＶｄ*、Ｖｑ*よりも小さくなる。
また、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖが基準電圧Ｖｒｅｆより大きい場合、電圧変動は安定領域にあるため、出力補正部２３は、出力補正を行わないため、出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*の値は維持される。
【００３７】
次にＳ１０５の補正方法について説明する。
式（２）に示すように、定出力動作における「ｄＶｉｎｖ／ｄＩｉｎｖ」は負性抵抗をしめしている。したがって、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖが減少するとき、インバータ電流Ｉｉｎｖは増加している。ここで、インバータ電流Ｉｉｎｖを減少させることで、どのようにインバータ入力電圧Ｖｉｎｖが安定するかを説明する。２つの場合があるので、それぞれについて述べる。
【００３８】
（ａ）インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、インバータ電流Ｉｉｎｖともに減少する場合
インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの減少に伴い、インバータ電流Ｉｉｎｖが減少するので、「ｄＶｉｎｖ／ｄＩｉｎｖ」、すなわちｒ値は正となり、負性抵抗特性ではなくなる。そのため式（６）において右辺の各項は全て正となる。特性方程式の係数は全て同符号となり、安定条件は常に満たされるため、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動は安定する方向に向かう。
【００３９】
（ｂ）インバータ入力電圧Ｖｉｎｖが減少し、インバータ電流Ｉｉｎｖが増加する場合
インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの減少割合に対し、インバータ電流Ｉｉｎｖの増加割合が相対的に補正前より小さくなる場合、「ｄＶｉｎｖ／ｄＩｉｎｖ」の絶対値、すなわちｒの絶対値は大きくなり、式（８）の安定条件を満たしやすくなる。
（ａ）、（ｂ）のどちらの補正量でも、インバータ電流Ｉｉｎｖの増加は補正前よりも低下するため、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動はより安定な方向に向かう。
【００４０】
図４に本実施形態を実施したときと、しないときのインバータの入力電力変動のシミュレーション結果を示す。基準電圧Ｖｒｅｆはインバータにかかる電圧変動が安定化するか否かのしきい電圧であり、図４（ａ）は、Ｖｉｎｖが、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として上下に変動した場合を示している。図４（ｂ）に示す従来法ではインバータにかかる電圧の変動に対して常に出力補正が働いた結果、電源系が安定となる領域でも補正してしまい全体としてインバータ電力（≒交流電動機トルク）が大きくなっている。一方、図４（ｃ）のように本実施形態を実施したときは、電源系が安定となる領域では出力補正を行わず、不安定となるハッチ部分の領域でのみ補正している。この為、従来法と比較してトルクリプルを半減する事ができている。
【００４１】
以上のように、Ｖｉｎｖの変動が不安定になっても出力補正を行うことで、インバータの出力を安定させて制御することが可能となる。出力補正はインバータ入力電圧Ｖｉｎｖが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い方向に変動した場合にのみ行うので、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動に対して常に補正を行う従来技術に比べ、トルクリプルを低減することができる。
【００４２】
出力補正部２３により補正された出力電圧指令値Ｖｄ**、Ｖｑ**は補正前の出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*よりも小さくなっている。そのため交流電動機に流れる実電流値Ｉｄ、Ｉｑは電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*よりも小さくなる。ここで、電流フィードバック制御によって、電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に実電流値Ｉｄ，Ｉｑを追従させようとすると、出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*は大きくなるように電流制御器２７により増加補正される。Ｖｄ*、Ｖｑ*が増加補正されると、インバータ電流Ｉｉｎｖは増加する。したがって、「ｄＶｉｎｖ／ｄＩｉｎｖ」の値は小さくなり、ｒの絶対値も小さくなるため、式（８）を満たしにくくなり、Ｖｉｎｖの変動は安定化させることができない。
【００４３】
そのため出力補正部２３は電流制御器２７が電流フィードバック制御によって電圧を増加させる補正値よりも大きな負の電圧補正値を作成するように、定数Ｋの値等を設定するのが好ましい。これにより、インバータ電流Ｉｉｎｖを効果的に減少できるので、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ変動の不安定化を解消できる。
【００４４】
一般的に電流制御系の制御可能周波数よりも、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ変動のＬＣ共振周波数の方が高い場合が多い。そのとき、本実施形態のように、出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に対して行う補正ならば周波数依存性がなく、補正が容易である。
【００４５】
ここで、式（８）よりＶｉｎｖの変動が安定化するため成立する必要のある３つの不等式のうち２番目のものに注目する。２番目の式は以下のように表される。
【数１２】
2018050367.tif 000013
【００４６】
電源電圧Ｖｂが高い場合、一般的に等価回路１のコンデンサ容量成分Ｃは大きくなる。そのため式（１１）の右辺第１項の絶対値が小さくなる。ゆえに、式（１１）を満たすための回路インピーダンス「−ｒ」は小さくてもよいことになる。言いかえれば、よりインバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動は安定化しやすくなる。
【００４７】
逆に電源電圧Ｖｂが低いとインバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動は不安定化しやすくなる。そのため本制御装置は電源電圧が小さい電源系に採用するとより効果的である。たとえば、直流電源からインバータによってモータを駆動する自動車で直流電源が１００Ｖ以下の低電圧の場合などに、本制御装置を採用することは好ましい。
【００４８】
（第２実施形態）
図５に第２の実施形態の電力変換制御器の制御装置２００を利用した交流電動機５５の制御方法について説明する。各部の動作について説明するが、第２実施形態において第１実施形態と実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００４９】
出力電圧演算部１１は、例えば図示しない上位の制御部で生成される角速度指令値ω*を入力とする。
【００５０】
位置センサ５３はたとえばレゾルバであり、交流電動機５５のモータ位置θを取得する。微分器５４はモータ位置θを微分して角速度実値ωに変換する。
【００５１】
速度指令補正部３１は、後述する出力補正部２４で算出された角速度補正量ωｃと角速度指令値ω*と角速度実値ωより、新たな角速度指令値ω**を算出する。ω**から速度制御器３２はトルク指令値Ｔ*を生成する。
【００５２】
Ｔ*を元に、トルク電流変換器３３はトルク電流マップ等を参照し電流指令値Ｉ*を生成する。
【００５３】
インバータ４４がＰＷＭ制御により生成した三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗを交流電動機５５に印加することによって、角速度指令値ω*に応じた出力がされるように、交流電動機５５の駆動が制御される
出力補正部２４の動作について説明する。
図３のＳ１０３までで示す基準電圧Ｖｒｅｆを作成するまでの動作は、第１実施形態と同一である。その後、基準電圧Ｖｒｅｆとインバータ入力電圧Ｖｉｎｖとを比較し、Ｖｒｅｆが大きければ、出力補正部２４はその偏差からＶｉｎｖの変動に対して変動が抑制される方向、すなわちＩｉｎｖが減少する方向に変化するよう、角速度補正量ωｃを生成し、速度指令補正部３１にて角速度指令値ω*を補正する。
【００５４】
上述したように、第２実施形態では、出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*そのものではなく、出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*の演算過程において制御目標とされる指令値である角速度指令値ω*に対して出力補正をしている。
【００５５】
このとき出力電圧演算部１１の電流制御系の入力をｄｑ軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*、出力をｄｑ軸実電流値Ｉｄ、Ｉｑとした、閉ループの伝達関数は以下の式で求められる。
【００５６】
【数１３】
2018050367.tif 000014
この式の周波数特性は、図６のような一次遅れの応答になる。たとえばインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ変動のＬＣ共振周波数が低い場合、つまり図６の１に相当する周波数領域では、実電流値Ｉｄ、Ｉｑは電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に追随し、有効な出力補正ができる。一方、図６の２に相当するＬＣ共振周波数が高い領域では、１の領域に対し、電流制御系の周波数特性のゲインが低下し、位相が遅れている。つまり、実電流値Ｉｄ、Ｉｑが電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に追随しないことがわかる。
【００５７】
したがって、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ変動のＬＣ共振周波数が高いと、角速度指令値ω*に対する補正では、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ変動に対して効果的に制御できない。たとえば、自動車の駆動用モータの場合、ＬＣ共振周波数は数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚであるが、電流制御系の応答をその周波数で精度よく行うことは難しい。
【００５８】
このようなときでも、あらかじめ周波数ごとのゲイン、位相を測定しておいて、そのマップデータから補正量を導く等の手法によって、補正は可能である。
【００５９】
（その他の実施形態）
（ａ）本実施形態では、出力電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*、角速度指令値ω*に出力補正を行う方式のみを開示したが、他にトルク指令値Ｔ*や電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に対して出力補正を行うことも可能である。
【００６０】
（ｂ）本実施形態では、電力変換器４４は直流電力を交流電力に変換するインバータとして説明したが、電力変換器は、インバータに限らず、直流電力を直流電力に変換するＤＣコンバータであってもよい。
【００６１】
（ｃ）本発明は、直流電源とコンデンサとの間に昇圧コンバータを含むシステムにも適用可能であるし、コンデンサ電圧がＤＣコンバータやエアコン等の他の電力源に供給されるシステムにも適用可能である。また、本実施形態の電力変換器は１つのみだが、複数の電力変換器が並列に接続されるシステムにも適用可能である。また、交流電動機以外の負荷にも適用可能である。
以上、本発明は上記実施形態にのみ限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において様々な形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００６２】
３  リアクトル（インダクタンス成分）      ４  コンデンサ
１０、１１  出力電圧演算部
２０  電力演算部
２１  基準電圧演算部
２３、２４  出力補正部
４４  インバータ（電力変換器）
５０  直流電圧検出部
５１  電流検出部
１００、２００  インバータ制御装置（電力変換器の制御装置）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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