(57)【要約】 【課題】１つのＡ／Ｄ変換器によりステッピングモータの駆動制御を行うことができる駆動装置を提供する。【解決手段】画像形成装置３０１が有する駆動装置は、２つ以上の相巻線４０１ａ〜ｄを有するモータ１６７ａ、モータの駆動制御部１５７ａ、モータの相巻線のうち、少なくとも２相の巻線に流れる電流をそれぞれ検出し、当該モータの複数の相の電流検出を時分割で行う共有のＡ／Ｄ変換器１５３ａを有する。また、駆動制御部がモータの各巻線に所望の駆動電圧を印可するための、三角波をキャリアとしてモータ駆動電圧を変調波とする三角波比較方式による２つ以上の相のＰＷＭ信号１７１ａ〜ｃそれぞれを発生する遷移タイミングと、電流検出の検出タイミングの順序を制御するシステムコントローラ１５１を有する。システムコントローラは、２つ以上の相のＰＷＭ信号は同一かつ共通の周期であり、２つのＰＷＭデューティ比に応じて順序およびタイミングを変更する。【選択図】図２
2018050358.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つ以上の相巻線を有するモータと、
前記モータの駆動を制御する駆動制御手段と、
前記モータの相巻線のうち、少なくとも２相の巻線に流れる電流をそれぞれ検出し、当該モータの複数の相の電流検出を時分割で行う共有の電流検出手段と、
前記駆動制御手段が前記モータの各巻線に所望の駆動電圧を印可するための、三角波をキャリアとしてモータ駆動電圧を変調波とする三角波比較方式による２つ以上の相のＰＷＭ信号それぞれを発生する遷移タイミングと、前記電流検出手段の検出タイミングの順序を制御するタイミング制御手段と、を有し、
前記タイミング制御手段は、前記２つ以上の相のＰＷＭ信号は、同一かつ共通の周期であり、２つのＰＷＭデューティ比に応じて前記順序およびタイミングを変更することを特徴とする、
駆動装置。
【請求項２】
前記駆動制御手段は、前記モータを駆動するフルブリッジ回路として構成することを特徴とする、
請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記電流検出手段は、前記モータの相巻線のうち、少なくとも２相の巻線に流れる電流をそれぞれ前記フルブリッジ回路のグラウンド側に各々抵抗を設けることで電流検出を行い、
前記２つ以上の相のＰＷＭ信号は、前記三角波をキャリアとしてモータ駆動電圧を変調波とする三角波比較方式により前記フルブリッジ回路のスイッチング素子を制御するための信号であることを特徴とする、
請求項２に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記モータは、ステッピングモータであることを特徴とする、
請求項１、２又は３に記載の駆動装置。
【請求項５】
前記電流検出手段は、前記モータの複数の相の電流検出を時分割で行う共有のアナログデジタル変換式の電流検出器であることを特徴とする、
請求項１乃至４のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項６】
前記タイミング制御手段は、前記電流検出手段が検出した電流値に基づいて、前記モータの相巻線に発生する誘起電圧をそれぞれ推定し、
前記推定した相巻線の誘起電圧に基づいて前記モータのロータと前記相巻線とのなす相対角である電気角を導出し、
前記検出した電気角の時間変化に基づいて前記モータの回転速度を導出し、
前記電流値と、前記電気角又は前記回転速度とに基づいてベクトル制御を行うことを特徴とする、
請求項１乃至５のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項７】
前記タイミング制御手段は、前記モータ駆動電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成し、所定時刻において検出された前記電流値に基づいて誘起電圧を推定し、推定した誘起電圧に応じて電気角を導出し、導出した電気角と当該電流値とを用いて前記ベクトル制御を行うことを特徴とする、
請求項６に記載の駆動装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の駆動装置を有することを特徴とする、
画像形成装置。
【請求項９】
原稿画像を読み取る読取装置と、
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の駆動装置を有し、前記読取装置で読み取られた読取データに基づいて所定の記録媒体に画像を形成する画像形成装置と、を有することを特徴とする、
画像形成システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置及び速度を制御するためのモータ駆動装置に関する。特に、複写機・プリンタ等の画像形成装置が有する用紙搬送制御用の駆動源として機能する駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複写機・プリンタ等の電子写真方式の画像形成装置では、複写画像を記録するための記録媒体（例えば、用紙）を搬送する駆動源としてステッピングモータが用いられている。
ステッピングモータは、速度や位置を検出する手段がなくてもモータに与えるパルス周期を制御することで容易に速度制御が可能である。ステッピングモータは、また、パルス数を制御することで容易に位置制御も行える、などの利点がある。
【０００３】
ステッピングモータは一方、モータが出力可能なトルク範囲をオーバーした場合、入力パルスと同期せずに制御不能の脱調状態に陥ることがある。そのため、取扱いには十分に注意を払う必要がある。
例えば、脱調を回避するためには、装置で必要となる負荷トルクに対して、各種バラツキによる負荷側のトルク変化に対応可能なモータ出力トルクが採れるように、所定マージンを設けることが必要になる。その結果、必要以上に電力を消費してしまい、加えて余剰トルク分が振動・騒音を引き起こしてしまう、という問題がある。
【０００４】
この問題を解決するひとつの方法として、ベクトル制御（あるいはＦＯＣ：Field Oriented Control）と呼ばれる方法が提案されている（例えば、特許文献１、２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−２８４３８９号公報
【特許文献２】特開平６−２２５５９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述したベクトル制御は、回転子の磁束方向成分をｄ軸、これに直交する方向をｑ軸と定義した回転座標系において、最大のトルクを発生するように電流の位相と振幅を制御する方法である。なお、回転座標系においては、トルクを生成する電流成分がｑ軸電流、磁束を生成する電流成分がｄ軸電流となる。
【０００７】
また、ステッピングモータのように回転子に永久磁石を用いるものは、界磁が永久磁石で作られるためｄ軸電流は必要なくなり、ｑ軸電流の制御のみでモータのトルク制御が可能となる。結果として、静止座標系におけるモータの駆動電流は、理想的な正弦波電流波形となり、最も電力効率の良い制御が可能となるだけでなく、トルク余りによる振動・騒音が抑制される。
【０００８】
また、ベクトル制御で必要となる、ロータの回転速度及び位置を検出する方法としては、ロータリーエンコーダを用いた方法が一般的である。ところが、従来のステッピングモータ制御では不要であるロータリーエンコーダを新たに追加することで、コストアップ、配置スペースの拡大が必要になる。これらの問題の解決には、例えばモータの駆動電流を検出し、電圧方程式に基づいて推定されたＡ相とＢ相における誘起電圧比の逆正接をとることでロータ位置を推定する方法がある。なお、ロータ回転速度は、推定した位置結果を時間微分することにより求めることができる。
【０００９】
ここで、ステッピングモータの駆動ドライバにＦＥＴ（Field Effect Transistor）のフルブリッジ回路を用いて、当該ＦＥＴをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により励磁制御することによりモータに駆動電流を流すものとする。このような場合、駆動電流を検出する方法としては、ブリッジ回路のグラウンド側にシャント抵抗を配置し、抵抗に掛かる電圧をオペアンプで増幅してＡ／Ｄ変換器を用いて検出する構成が一般的である。
【００１０】
しかしながら従来の方式では、Ａ／Ｄ変換器は電流電圧の１［％］以上の高分解能な高精度のアナログ回路を２つ実装することが必要になる。これらは、２４［Ｖ］電源電力のＦＥＴの構成を、ＰＷＭ駆動するフルブリッジ回路で構成されたモータドライバとのアナログ分離をする構成にする必要がある。
例えば、ＰＷＭにおいて出力するパワーが小さい場合、デューティ５０［％］近辺であるが、出力が大きい部分ではパルス幅が非常に細くなる。そのため、ＰＷＭのＨｉ幅の中心においても、Ｌｏ幅の中心においても、ＰＷＭの両エッジが集中する場合が発生する。
【００１１】
このような狭パルス近辺においては、ＦＥＴのスイッチング素子の特性に依存したＤＣ電源リップルや電磁波などの周期的なインパルスノイズによって、Ａ／Ｄ変換器相互の変換精度を悪化させてしまうことがある。また、Ａ／Ｄ変換器は２相のそれぞれ同時に必要になるため、ベクトル演算を行うデジタルＩＣの２つのＡ／Ｄ変換器の占有が必要になり、このようなＡ／Ｄ変換器の追加はコストアップになる、という課題が残る。
【００１２】
本発明は、１つのＡ／Ｄ変換器によりステッピングモータの駆動制御を行うことができる駆動装置を提供することを、主たる目的とする。また、このモータ駆動装置を有する画像形成装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の駆動装置は、２つ以上の相巻線を有するモータと、前記モータの駆動を制御する駆動制御手段と、前記モータの相巻線のうち、少なくとも２相の巻線に流れる電流をそれぞれ検出し、当該モータの複数の相の電流検出を時分割で行う共有の電流検出手段と、前記駆動制御手段が前記モータの各巻線に所望の駆動電圧を印可するための、三角波をキャリアとしてモータ駆動電圧を変調波とする三角波比較方式による２つ以上の相のＰＷＭ信号それぞれを発生する遷移タイミングと、前記電流検出手段の検出タイミングの順序を制御するタイミング制御手段と、を有し、前記タイミング制御手段は、前記２つ以上の相のＰＷＭ信号は、同一かつ共通の周期であり、２つのＰＷＭデューティ比に応じて前記順序およびタイミングを変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、１つのＡ／Ｄ変換器によりステッピングモータの駆動制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本実施形態に係る画像形成装置の構成の一例を示す図。
【図２】（ａ）、（ｂ）は、画像形成装置の機能構成の一例を説明するためのブロック図。
【図３】ステッピングモータの構成の一例を示す模式図。
【図４】（ａ）、（ｂ）は、モータの位置指令パルスとタイマ１８１の割込タイミング、及び、ステッピングモータの回転速度制御の一例を説明するための図。
【図５】ステッピングモータのＡ相のＰＷＭ信号とＢ相のＰＷＭ信号の各出力の一例を示すタイミングチャート。
【図６】（ａ）、（ｂ）は、割込コントローラＩＲＱＣのタイマ割込制御の一例を示すフローチャート。
【図７】ＡＤコンバートを伴うモータ選択、モータ制御選択のサブルーチン（ステップＳ５５０）の処理手順の一例を示すフローチャート。
【図８】ステップＳ５６０（ベクトル演算モード）におけるＰＷＭデータ演算処理の一例を示すフローチャート。
【図９】ステップＳ５７０（オープン演算モード）におけるＰＷＭデータ演算処理の一例を示すフローチャート。
【図１０】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、ＰＷＭ制御部のフルブリッジ回路の一例を説明するための図。
【図１１】三角波比較方式を模式的に示した概念図。
【図１２】本制御によってモータ電気角が２回転した場合の複数のＰＷＭ信号、ＰＷＭ発生区間、ＡＤコンバートタイミングの一例を示すタイミングチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明を適用したモータ駆動装置を有する画像形成装置を例に挙げて説明する。
【００１７】
［実施形態例］
図１は、本実施形態に係る画像形成システムの構成の一例を示す図である。
図１に示す画像形成システム１０は、原稿自動送り装置（ＡＤＦ：Auto Document Feeder）２０１、読取装置２０２、画像形成装置３０１を含んで構成される。 
【００１８】
原稿自動送り装置２０１の原稿載置部２０３に置かれた原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６を経由して読取装置２０２の原稿ガラス台２１４に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送され、排紙ローラ２０５によって機外に排紙される。
この間、読取装置２０２の読取位置で、照明系２０９で照明された原稿画像の反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１０１で画像信号に変換される。画像読取部１０１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ（Charge Coupled Device）、ＣＣＤの駆動回路等からなる。
【００１９】
画像形成装置３０１は、原稿の読み取りモードとして、例えば流し読みモードと固定モードを有する。流し読みモードでは、照明系２０９及び光学系を停止した状態で原稿を一定速度で搬送しつつ原稿画像を読み取る。また、固定モードでは、読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に原稿を載置して照明系２０９及び光学系を一定速度で移動させながら、原稿ガラス台２１４上に載置された原稿を読み取る。なお、通常はシート状の原稿は流し読みモードで読み取りを行い、綴じられた原稿は固定モードで読み取りを行う。
【００２０】
画像読取部１０１で変換された画像信号（読取データ）は、ページ単位で画像形成装置３０１により記録媒体（例えば、用紙）上に再生される。
画像信号は、半導体レーザー（図示せず）等によってレーザ光の信号に変調される。変調されたレーザ光の信号は、ポリゴンミラーによる光走査装置３１１、ミラー３１２，３１３を経由して、帯電器３１０によって表面を一様に帯電された感光ドラム３０９上に露光され、静電潜像を形成する。静電潜像は、現像器３１４のトナーによって現像され、転写分離器３１５によってトナー像が記録媒体に転写される。
【００２１】
記録媒体は、紙カセット３０２及び３０４に収納されている。本実施形態においては、紙カセット３０２には標準の記録媒体が、紙カセット３０４にはタブ紙が収納されている。
紙カセット３０２の記録媒体は、給紙ローラ３０３、搬送ローラ３０６によって搬送され、レジストローラ３０８によって再生画像との時刻を調整して、感光ドラム３０９の転写位置に搬送される。
【００２２】
一方、紙カセット３０４の記録媒体は、給紙ローラ３０５、搬送ローラ３０６、３０７によって搬送され、レジストローラ３０８によって再生画像との時刻を調整して、感光ドラム３０９の転写位置に搬送される。トナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７を介して定着器３１８に搬送され、記録媒体上のトナーが定着される。
【００２３】
例えば、画像形成装置３０１のモードが片面印刷モードである場合、定着器３１８からの記録媒体は、定着排紙ローラ３１９及び排紙ローラ３２４によって機外に排紙される。また、両面印刷モードである場合、記録媒体は、定着排紙ローラ３１９から搬送ローラ３２０を経由して反転ローラ３２１によって反転パス３２５へ搬送される。
更に、記録媒体の後端が両面パス３２６との合流ポイントを通過した直後に反転ローラ３２１の回転を反転することで、記録媒体は反転し両面パス３２６へと搬送される。
【００２４】
両面パスに搬送された記録媒体は、搬送ローラ３２２、３２３によって搬送され、再び搬送ローラ３０６を経由してレジストローラ３０８で裏面画像との時刻調整された後、転写、定着され機外に排紙される。
また、定着器３１８からの記録媒体を表裏反転して機外に排紙する場合には、記録媒体をいったん搬送ローラ３２０へ搬送し、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０を通過する直前に搬送ローラ３２０の回転を反転して、排紙ローラ３２４によって機外に排紙される。
【００２５】
画像形成装置３０１内に設けられた搬送ローラ３０６、３０７、定着排紙ローラ３１９、反転ローラ３２１、搬送ローラ３２２、３２３、排紙ローラ３２４などは、後述する図２に示すシステムコントローラ１５１により駆動制御される。
【００２６】
図２は、画像形成装置３０１の機能構成の一例を説明するためのブロック図である。
図２（ａ）は、画像形成装置３０１が有するシステムコントローラ１５１の機能構成を説明するための図であり、図２（ｂ）は、システムコントローラ１５１が有する割込コントローラＩＲＱＣ１８０の機能構成を説明するための図である。なお、割込コントローラＩＲＱＣ１８０は、合計３つのタイマ１８１（図中に示すtimer１８１）、タイマ１９６（図中に示すtimer gcnt196）、タイマ１９７（図中に示すtimer
scnt197）を含んで構成される。
【００２７】
また、図３は、ステッピングモータ１６７ａの構成の一例を示す模式図である。例えば、ステッピングモータ１６７ａは、図３に示すように、Ａ相（巻線４０１ａ、４０１ｃ）、Ｂ相（巻線４０１ｂ、４０１ｄ）の２つの相巻線を有する２相ステッピングモータである。
【００２８】
図２に示すシステムコントローラ１５１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１５１ａ、ＲＯＭ（Read Only Memory）１５１ｂ、ＲＡＭ（Random Access Memory）１５１ｃ、操作部１５２、Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、ｂを有する。
システムコントローラ１５１は、また、ＤＣ負荷制御部１５８ａ、ＡＣドライバ１６０、ＧＰＩＯ（General Purpose Input Output）１７０、割込コントローラＩＲＱＣ１８０、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部５０６を有する。なお、システムコントローラ１５１は、画像形成装置３０１が有する各機能部と情報の授受が可能に構成される。例えば、システムコントローラ１５１は、バス１５１ｄを介して画像処理部１０２と接続される。
【００２９】
システムコントローラ１５１は、ＤＣ負荷制御部１５８ａを介して、画像形成装置３０１が有する各負荷の駆動を制御する。システムコントローラ１５１は、また、センサ類１５９ａからの出力を受け付け、受け付けた情報を解析する。また、システムコントローラ１５１は操作部１５２を介して、ユーザインターフェースとのデータの交換などを制御する。このように、システムコントローラ１５１は、画像形成装置３０１の各種動作を統括的に制御する。
【００３０】
ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納されたプログラムを読み出して実行することにより、予め決められた画像形成シーケンスに係わる様々なシーケンスを実行する。ＣＰＵ１５１ａは、バス１５１ｄを介して、システムコントローラ１５１内の各モジュールと通信可能に構成される。
【００３１】
ＲＡＭ１５１ｃは、各種データを一次的又は恒久的に格納する。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば高圧制御部１５５に対する高圧設定値、各種データ、操作部１５２を介して受け付けた画像形成指令情報などが格納される。
【００３２】
システムコントローラ１５１は、また、画像処理部１０２に対して画像処理に必要な各種データを送信する。さらに、システムコントローラ１５１は、ＧＰＩＯ１７０を介して、例えば原稿画像の濃度信号（センサ類１５９ａからの信号）を受信する。
システムコントローラ１５１は、受信した信号に基づいて、最適な画像形成を行うために高圧制御部１５５の設定値を変更したり、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写分離器３１５を制御するユニット）の出力電圧を制御したりする。
【００３３】
システムコントローラ１５１は、画像処理部１０２の設定変更を行う。また、Ａ／Ｄ変換器１５３ｂによってデジタル信号に変換されたサーミスタ１５４の検出信号をシステムコントローラ１５１に取り込み、この信号に基づいてＡＣドライバ１６０を制御する。このようにしてシステムコントローラ１５１は、定着ヒータ１６１が所望の温度となるように制御する。
【００３４】
システムコントローラ１５１は、操作部１５２を介して、ユーザにより設定された複写倍率、濃度設定値などの画像形成に係る各種情報を取得する。また、システムコントローラ１５１は、操作部１５２を介して、画像形成装置３０１の状態、例えば画像形成枚数や画像形成中か否かに係る情報、ジャミングの発生やその発生箇所などの各種情報をユーザに提供する。また、システムコントローラ１５１と操作部１５２の間では、タブ紙に対する各種設定、タブ紙に対する警告表示を行うための各種情報の授受が行われる。
【００３５】
このように画像形成装置３０１における動作シーケンスは、システムコントローラ１５１のＣＰＵ１５１ａにより実行される。また、画像形成の際には、記録媒体を搬送するための各搬送ローラなどを駆動するための駆動源（例えば、ステッピングモータ１６７ａ）の動作も制御する。
例えば、システムコントローラ１５１は、モータ駆動制御部１５７ａに対して位置指令パルス（ＰＷＭ信号）１７１ａ〜１７１ｃを所定の時間周期で出力して各駆動源における回転位置、回転速度などの制御を行う。
【００３６】
モータ駆動制御部１５７ａでは、図２に示すステッピングモータ１６７ａのＡ相の電流検知信号１６８ａとＢ相の電流検知信号１６８ｂがアナログセレクタＩＣ１６９に入力される。また、後述するＡ相とＢ相の選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃにおいて選択された電流検知信号１６８ｃがＡ／Ｄ変換器１５３ａに入力されるように構成される。このように、システムコントローラ１５１、モータ駆動制御部１５７ａ、ステッピングモータ１６７ａは、画像形成装置３０１における駆動装置として機能する。
【００３７】
次に、ステッピングモータ１６７ａの相巻線のうち、少なくとも２相の巻線に流れる電流をそれぞれ検出し、モータの複数の相の電流検出を時分割で行う共有のＡ／Ｄ変換器１５３ａを介したステッピングモータ１６７ａの駆動制御について説明する。なお、ステッピングモータ１６７ａの駆動制御は、システムコントローラ１５１（ＣＰＵ１５１ａ）により制御される。
ＣＰＵ１５１ａは、割込コントローラＩＲＱＣ１８０内の複数のカウンタタイマ機能、及び、各タイマ割込指示１８０ａの組み合わせにより、ステッピングモータ１６７ａの駆動を制御するための演算とタイミング制御を行う（図２（ｂ）参照）。
【００３８】
［位置指令パルス］
割込コントローラＩＲＱＣ１８０が有するタイマ１８１（図２（ｂ）中timer181）は、ステッピングモータ１６７ａの加速、減速、及び、回転の停止を制御するための位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）発生用のタイマである。
以下、タイマ１８１の割込タイミングについて図４、図５を用いて説明する。
【００３９】
図４は、モータの位置指令パルスとタイマ１８１の割込タイミング（ａ）、及び、ステッピングモータ１６７ａの回転速度制御（ｂ）の一例を説明するための図である。
図４（ａ）のタイミングチャートは、縦軸を位置指令パルスとし、横軸を時間としている。また、図４（ｂ）のグラフは、縦軸を位置指令パルス周波数値とし、横軸を時間としている。
また、図５は、ステッピングモータ１６７ａのＡ相のＰＷＭ信号１７１ａとＢ相のＰＷＭ信号１７１ｂの各出力の一例を示すタイミングチャートである。図５のタイミングチャートは、縦軸を電圧とし、横軸を時間としている。
【００４０】
図４（ａ）に示すように、第１ステッピングモータ（例えば、ステッピングモータ１６７ａ）用のタイマ１８１は、ステップパルスの８倍高速な位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）を周期的に発生する。８倍とは、２相ステッピングモータの８マイクロステップ制御における８パルスに相当する。なお、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）は、以下に説明する割込制御におけるタイミング差を表す情報に相当するものである。
【００４１】
図４（ｂ）に示すグラフは、ステッピングモータ１６７ａの駆動開始から駆動停止までにおける位置指令パルス周波数値を示している。なお、ステッピングモータ１６７ａが駆動停止中にはタイマ１８１は停止している。
ステッピングモータ１６７ａの駆動開始時では、自起動パルス幅での周期発生を開始し、タイマ１８１の周期を段階的に短くしてモータを加速し、所望の目標一定速度Ｖ１になると、この間タイマ１８１の周期は一定となる。
ステッピングモータ１６７ａを止めるステップでは、一定速度Ｖ１から、タイマ１８１の周期を段階的に長くして原則して、モータが停止する自起動パルス幅までのパルスを発して、タイマ１８１を停止する。
例えば、タイマ１８１の周期は、自起動１００［ｍｓｅｃ］が最長となり、最高速度において最短４００［μｓｅｃ］となる。
【００４２】
［ＰＷＭ信号］
タイマ１９６は、図５に示すように、ステッピングモータに対する共通のＰＷＭ周期タイミング（タイミングＳ５２０）を発生する。また、タイマ１９６は、ＰＷＭ周期タイミング（タイミングＳ５２０）を２５６［μｓｅｃ］周期で発生する。このようにタイマ１９６は、Ａ相とＢ相共通の励磁ＰＷＭ調整用の共通ＰＷＭ周期ｇｃｎｔ発生用として用いられる。
【００４３】
ＰＷＭ制御部５０６は、ＰＷＭ周期タイミング（タイミングＳ５２０）を起点にして各ＰＷＭ信号を生成する。具体的には、クロックカウンタロジックで各モータの励磁ＰＷＭ調整用のＡ相に対するＰＷＭ信号１７１ａ、Ｂ相に対するＰＷＭ信号１７１ｂ、Ａ相とＢ相の選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃを生成する。
ＰＷＭ制御部５０６は、ＰＷＭ信号１７１ａでは、共通タイミング（タイミングＳ５２０）の位相を中心に前後の時間（Ｔａ／２）で前後対称に先行エッジ（タイミングＳ５９８ａ）と後行エッジ（タイミングＳ５９８ｂ）で信号反転するようにＰＷＭ発生を行う。なお、ＰＷＭ信号のＨｉ幅は２５６［μｓｅｃ］以下であり、電気角と電流検知結果、及び、駆動アルゴリズムの計算結果に基づいて変調される。
【００４４】
また、ＰＷＭ信号１７１ｂでは、共通タイミング（タイミングＳ５２０）より２分の１周期進んだ位相（タイミングＳ５２１）を中心にＰＷＭ信号を反転させる。具体的には、前後の時間（Ｔｂ／２）で前後対称に先行エッジ（タイミングＳ５９９ａ）と後行エッジ（タイミングＳ５９９ｂ）で信号反転するようにＰＷＭ信号を発生させる。なお、２分の１周期は、１２８［μｓｅｃ］である。
【００４５】
選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃでは、共通タイミング（タイミングＳ５２０）より４分の１周期（６４［μｓｅｃ］）進んだ位相（タイミングＳ５８０）と、４分の３周期（１９２［μｓｅｃ］）進んだ位相（タイミングＳ５８１）においてエッジが反転する。なお、電気角と電流検知結果、及び駆動アルゴリズムの計算結果に基づいて、Ａ相とＢ相のＰＷＭ幅が逆転する角においては反転を行わない。
【００４６】
［ＡＤコンバート周期］
また、図５中に矢印で示すタイミングＳ５９０〜Ｓ５９５は、タイマ１９６による割込のタイミングＳ５２０を起点に２分の１周期進んだ位相を計時したタイマ１９７との両方によって共用するＡ／Ｄ変換器１５３ａのＡＤコンバート周期を表している。なお、２分の１周期は、１２８［μｓｅｃ］である。
【００４７】
図６は、割込コントローラＩＲＱＣ１８０のタイマ割込制御の一例を示すフローチャートである。
図６（ａ）は、割込コントローラＩＲＱＣ１８０におけるタイマ１９６の割込タスク内の処理手順例であり、図６（ｂ）は、割込コントローラＩＲＱＣ１８０におけるタイマ１９７の割込タスク内の処理手順例である。割込コントローラＩＲＱＣ１８０内の各タイマの制御は、ＣＰＵ１５１ａの指示に基づいて行われる。
【００４８】
図６（ａ）に示すタイマ１９６の割込タスクでは、ＣＰＵ１５１ａは、タイマ１９６割込（図５に示すタイミングＳ５２０）を起点にタイマ１９７を再開する（Ｓ５３１）。
ＣＰＵ１５１ａは、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）に基づいて、次周期の駆動ＰＷＭデータを演算して、次の割込前までにＰＷＭ制御部５０６へＰＷＭ信号１７１ａ、１７１ｂ、及び、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの遷移タイミングを記録する（Ｓ５５０）。
【００４９】
図６（ｂ）に示すタイマ１９７の割込タスクでは、ＣＰＵ１５１ａは、次の割込に達するまでに、図６（ａ）に示すステップＳ５５０の処理と同様の処理を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ信号１７２ａ、１７２ｂ、及び、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの遷移タイミングを記録する（Ｓ５５０）。
なお、上記シーケンスにおいて、Ａ相とＢ相のいずれかを選択してＡＤコンバートおよび演算を行うか否かの判別は、ステップＳ５５０の処理において、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）と選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの状態に基づいて選択されて処理される。
【００５０】
また、詳細は後述するが、図５に示すように、初期はＡ相が選択されており、Ａ相は、位相０（図５に示すタイミングＳ５９０）で検出を行い、１周期２５６μｓｅｃ遅れたタイミングＳ５９２を中心にＰＷＭを行う。そして、先行エッジＳ５９８ａと後行エッジＳ５９８ｂをＨｉ、Ｌｏの順序で遷移させる。
【００５１】
また、Ａ相の次周期検出タイミングは、ＰＷＭのＨｉ幅中心（タイミングＳ５９２）と同一になる。また、Ｂ相では、半位相遅れたタイミングＳ５９１において検出を行い、１．５周期（３８４［μｓｅｃ］）遅れたタイミングＳ５９３を中心に反転したＰＷＭを行い、先行エッジＳ５９９ａと後行エッジＳ５９９ｂをＬｏ、Ｈｉの順序で遷移させる。
なお、Ｂ相の次周期検出タイミングは、ＰＷＭのＬｏｗ幅の中心（タイミングＳ５９３）と同一になる。タイマ１９７割込が終了すると、次の割込（タイミングＳ５２０）待ちとなる。
【００５２】
このように、ＣＰＵ１５１ａは、割込コントローラＩＲＱＣ１８０内の２つのカウンタタイマ機能、及び、各タイマ割込指示１８０ａの組み合わせにより、ＰＷＭ制御部５０６を介してＡ／Ｄ変換器を共用可能に制御する。このようにしてＣＰＵ１５１ａは、Ａ相とＢ相の２つのＰＷＭによるステッピングモータ１６７ａの駆動制御を行う。
以下、ＡＤコンバート値に基づいてＰＷＭ信号のパルス幅を決定する逐次演算について説明する。
【００５３】
図７は、図６（ａ）、（ｂ）中に示すステップＳ５５０の処理、つまりＡＤコンバートを伴うモータ選択、モータ制御選択のサブルーチンの処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、制御対象のモータをステッピングモータ１６７ａとする場合を例に挙げて説明する。また、図７に示す各処理は、ＣＰＵ１５１ａにより制御される。
【００５４】
ＣＰＵ１５１ａは、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの状態を読み出して、読み出し結果に応じて現在の選択がいずれの相であるか、つまりＡＤコンバート対象がＡ相であるか、あるいはＢ相であるかを判別する（Ｓ５５１）。なお、Ｈｉの場合はＡ相が選択される。
【００５５】
ＣＰＵ１５１ａは、ＡＤコンバート対象の相（Ａ相又はＢ相）の値（ＡＤコンバート値）を取得する（Ｓ５１０）。なお、取得したＡＤコンバート値は、例えばＲＡＭ１５１ｃに格納される。
ＣＰＵ１５１ａは、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）から現在の電流検知割込までの時間値である位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値を取得する（Ｓ５５３）。なお、取得した位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値は、例えばＲＡＭ１５１ｃに格納される。
【００５６】
ＣＰＵ１５１ａは、取得した位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値と、前回割込時の位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値との差分（電規格θの時間変化）に基づいて、現在の位置指令パルスの周期情報である指令速度値ωを導出する（Ｓ５１４）。
ＣＰＵ１５１ａは、導出した指令速度ωが閾値速度ωｔｈよりも大きいか否かを判別する（Ｓ５１５）。このように、ステップＳ５１５の処理において安定速度を超過しているか否かが判別される。
【００５７】
ＣＰＵ１５１ａは、指令速度ωが一定速度値（ωｔｈ）よりも大きい場合（Ｓ５１５：Ｙｅｓ）、ベクトル演算モードに移行する（Ｓ５６０）。また、そうでない場合（Ｓ５１５：Ｎｏ）、オープン演算モードに移行する（Ｓ５７０）。このようにして、安定速度を超過しているか否かに応じて、ステッピングモータ１６７ａを制御するためのモータ制御方式が特定される。
【００５８】
［ベクトルモード演算］
ここで、ベクトルモード演算について説明する。本方式は、基本的な構成はブラシレスＤＣモータ、ＡＣサーボモータ等で利用されている座標変換を用いたインバータ制御である。
具体的には、ステッピングモータ１６７ａのＡ相、Ｂ相に流れる通常の電流ベクトルを表す静止座標系が、図３に示すような、回転子の磁極方向をｄ軸、さらに９０度進んだ方向をｑ軸と定義される回転座標系に変換される。なお、このインバータ制御は大きく分けて、位置ＰＩＤ制御と電流ＰＩＤ制御の二つの制御演算ループとして構成される。
【００５９】
比例、積分補償ステップから構成される位置ＰＩＤ制御では、検出したステッピングモータ１６７ａの出力軸の電気角θと、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値とに基づいて、これらの偏差が小さくなるように電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆを導出する。
【００６０】
なお、ベクトル制御では、位置ＰＩＤ制御を行うためにステッピングモータ１６７ａの位置情報を位置制御にフィードバックする必要がある。
通常、これらの情報を検出するために、ステッピングモータにロータリーエンコーダを取り付けて、ロータリーエンコーの出力パルス数に基づいて位置情報を取得する。そして、取得した位置情報における出力パルス周期に基づいて速度情報を取得する。
ところが、本来ステッピングモータの駆動に不要であるロータリーエンコーダを付加することにより、機器製造コストの上昇、配置スペースが必要になるなど問題が生じる。そこで、エンコーダを用いずにステッピングモータ１６７ａの位置、及び速度情報を推定するセンサレス制御が提案されている。
【００６１】
ただし、上記説明したセンサレス制御の誘起電圧成分検知によるベクトル制御では、一定速度（ωｔｈ）以上の回転が必要とされる。
そのため、ステッピングモータの起動や停止時の速度が極めて遅い限られた制御状態においては、前述したオープン演算モード（オープン制御：各相の電流検知にもとづいて、各相の励磁ＰＷＭ周期を決定する）に切り替えるように構成する。このようにして、ステッピングモータを駆動制御するように構成しても良い。
【００６２】
図８は、図７に示すステップＳ５６０（ベクトル演算モード）におけるＰＷＭデータ演算処理の一例を示すフローチャートである。
ＣＰＵ１５１ａは、誘起電圧演算を行う（Ｓ５１２ａ）。
具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、アナログデジタル変換式のＡ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂを介してデジタル値に変換された交流電流ｉα、ｉβ、及び、ステッピングモータ１６７ａの駆動電圧ｖα、ｖβを導出する。そして、ＣＰＵ１５１ａは、入力された電流値と出力する電圧値に基づいて、モータ等価回路における以下の電圧方程式に基づいてステッピングモータ１６７ａの誘起電圧Ｅα、Ｅβを推定する。なお、誘起電圧Ｅα、Ｅβは、下記式（１）、（２）を用いて導出することができる。
【００６３】
Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ・・・（１）
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ・・・（２）
【００６４】
なお、Ｒ：巻線レジスタンス、Ｌ：巻線リアクタンスであり、ＲとＬの値は予めＲＯＭ１５１ｂに記憶されているものとする。
【００６５】
ＣＰＵ１５１ａは、位置演算を行いステッピングモータ１６７ａの電気角θを導出する（Ｓ５１３）。なお、電気角θは、下記式（３）を用いて導出することができる。
【００６６】
θ＝ＡＴＡＮ（−Ｅβ／Ｅα）・・・（３）
【００６７】
なお、導出した電気角θは上述した位置ＰＩＤ制御（Ｓ５０２）にフィードバックされる。また、導出した電気角θは、座標変換処理（Ｓ５０５）においても使用されることになる。
【００６８】
［電流制御］
モータの各相に流れる電流は、電流検知信号１６８ａ、１６８ｂとしてＡ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂにより検知され、電流検知の処理（図７：ステップＳ５１０）においてＣＰＵ５１６ａが取得した状態になる。
ＣＰＵ１５１ａは、位置ＰＩＤ制御を行う（Ｓ５０２）。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）に基づいて電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆを導出する。電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆは、αβ軸からｄｑ軸へと変換演算された後の電流指令値である。
【００６９】
ＣＰＵ１５１ａは、座標変換処理を行う（Ｓ５０３）。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、静止座標系でステッピングモータ１６７ａに流れる電流をｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθ、ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθとし、θを静止座標系のα軸と回転子磁束のなす相対角（電気角）とする。この場合、回転座標系における電流値は、ｉｄ＝ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ、ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβと表わすことができる。
【００７０】
この変換によって、Ａ相Ｂ相に流れる交流電流ｉα、ｉβや電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆは、直流電流で表現することができる。ここで、ｄ軸電流は磁束量を制御可能な成分であり、トルクには寄与しない。他方、ｑ軸電流はステッピングモータ１６７ａの発生トルクを支配する成分である。
【００７１】
このように座標変換処理（Ｓ５０３）によりｄ−ｑ変換が行われ、ｑ軸電流ｉｑ、及びｄ軸電流ｉｄが得られる。得られたｑ軸電流・ｄ軸電流と、上述した位置ＰＩＤ制御（Ｓ５０２）から出力された電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆとの偏差が電流ＰＩＤ制御（Ｓ５０４）に用いられる。通常のベクトル制御では、トルクに寄与しないｉｄ成分が０となるようにｄ軸電流は制御される。
【００７２】
ＣＰＵ１５１ａは、電流ＰＩＤ制御を行う（Ｓ５０４）。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、位置ＰＩＤ制御（Ｓ５０２）と同様に比例、積分補償器を介して電流偏差量を増幅した後に座標変換処理を行う。このようにして、ＣＰＵ１５１ａは、電流値ｉｑ、ｉｄを静止座標系の電流量ｉα、ｉβへと逆変換する。また、逆変換は下記式（３）、（４）を用いて行うことができる。
【００７３】
ｉα＝ｃｏｓθ＊ｉｑ−ｓｉｎθ＊ｉｄ・・・（３）
ｉβ＝ｓｉｎθ＊ｉｑ＋ｃｏｓθ＊ｉｄ・・・（４）
【００７４】
ＣＰＵ１５１ａは、変換後の電流値ｉα、ｉβに基づいて駆動電圧ｖα、ｖβを導出する（Ｓ５０５）。
ＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ信号の反転タイミングの予約設定を行う（Ｓ５０６）。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、駆動電圧ｖα、ｖβに基づいて、ＰＷＭ信号１７１ａ、１７１ｂが機能するようにレジスタに予約設定する。このようにして、１モータ当りのタイマ１９７による割込タスクを終了する。なお、ＰＷＭ信号１７１ａ、１７１ｂの発生パターンは、図５に示すタイミングチャートのようになる。
このようなフィードバック系を構築することで、ベクトル制御では、負荷に応じた必要最低限の駆動電流を常時モータに印加することになり、省電力かつ低騒音のモータ駆動を実現することができる。
【００７５】
図９は、図７に示すステップＳ５７０（オープン演算モード）におけるＰＷＭデータ演算処理の一例を示すフローチャートである。
ＣＰＵ１５１ａは、誘起電圧演算を行う（Ｓ５１２ｂ）。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂによってデジタル値に変換された交流電流ｉα、ｉβ、及び、ステッピングモータ１６７ａの駆動電圧ｖα、ｖβを導出する。そして、ＣＰＵ１５１ａは、入力された電流値と出力する電圧値に基づいて、モータ等価回路における以下の電圧方程式に基づいてステッピングモータ１６７ａの誘起電圧Ｅα、Ｅβを推定する。
【００７６】
ＣＰＵ１５１ａは、目標電流（ｉａ_ｒｅｆ、ｉｂ_ｒｅｆ）を設定する（Ｓ５１７）。
ＣＰＵ１５１ａは、電流ＰＩＤ制御を行う（Ｓ５１８）。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、位置ＰＩＤ制御（図８に示すステップＳ５０２の処理）と同様に比例、積分補償器を介して電流偏差量を増幅した後に座標変換処理を行う。
ＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ信号の反転タイミングの予約設定を行う（Ｓ５１９）。
【００７７】
図１０は、ＰＷＭ制御部５０６のフルブリッジ回路の一例を説明するための図である。また、図１１は、三角波比較方式を模式的に示した概念図である。
図１０（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御部５０６は、ＦＥＴを用いたフルブリッジ回路で構成され、２相ステッピングモータの場合ではＡ相ＰＷＭとＢ相ＰＷＭの２つのフルブリッジ回路を有する。また、図１０（ｂ）はＰＷＭ信号がＨｉのときのモータ巻線に流れる駆動電流の向きを表し、図１０（ｃ）はＰＷＭ信号がＬｏｗのときのモータ巻線に流れる駆動電流の向きを表している。
【００７８】
フルブリッジ回路は、電源電圧に近いハイサイド側の左右ＦＥＴとローサイド側の左右ＦＥＴの４つのＦＥＴを有する。ハイサイド左側とローサイド右側ＦＥＴのゲート信号に駆動電圧を示すＰＷＭ信号を接続し、それ以外のハイサイド右側とローサイド左側にＰＷＭ信号の反転信号を接続する。これにより、ＰＷＭ制御周期におけるＰＷＭ信号のＨｉ幅の比率（以下、ＰＷＭ信号正デューティ）を調整して、所望の駆動電圧をモータ巻線両端に与えモータ巻線に駆動電流を流すことができる。
【００７９】
モータの各相に流れる駆動電流はフルブリッジ回路グラウンド側に配置する電流検出抵抗５０７、５０８に印可される電圧を図示しないオペアンプで増幅し、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換しＣＰＵ１５６ａが取得する。このとき、図１０（ｂ）、（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号はＦＥＴのスイッチ（スイッチング素子）をＯＮ／ＯＦＦしてモータ巻線に所望の駆動電圧を印可するのでＨｉ／Ｌｏｗを繰り返すことになる。Ｈｉ／Ｌｏｗ切り替わり時にはＦＥＴのスイッチングノイズが発生するので電流検出時刻（所定時刻）はＰＷＭ信号のＨｉ幅、Ｌｏｗ幅それぞれの中央部分が望ましい。
このように、三角波をキャリアとしてモータ駆動電圧を変調波とする三角波比較方式のデジタル演算を行う場合において、変調波の変化時刻を三角波の山と谷のどちらかの時刻に同期させることになる。
【００８０】
また、駆動電流を検出する方法としては、ブリッジ回路のグラウンド側にシャント抵抗を配置し、抵抗に掛かる電圧をオペアンプで増幅してＡ／Ｄ変換器を用いて検出する構成としたとする。この場合、図１１に示すように、モータに流れる駆動電流の向きは一定であっても、シャント抵抗に流れる検出電流の向きはＰＷＭ信号がＨｉの時と、Ｌｏｗの時で異なる現象が発生する。
そこで検出電流の向きをそろえるために、ＣＰＵ１５６ａは、ＰＷＭ信号がＨｉかＬｏｗのどちらの時刻で検出するかに応じて検出電流値の符号を反転する。なお、駆動電圧データの正負に応じてＰＷＭ信号のＨｉ幅とＬｏｗ幅のどちらが相対的に長いかが決まる。
【００８１】
図７の説明に戻り、ＣＰＵ１５１ａは、θ≒１３５、あるいはθ≒３１５を満たすか否かを判別する（Ｓ５８１）。ステップＳ５８１の処理では、ステップＳ５５３の処理で取得した位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）が、Ａ相のＰＷＭ信号のパルス幅とＢ相のＰＷＭ信号のパルス幅が逆転する位置指令であるかどうかを判別する。
【００８２】
ＣＰＵ１５１ａは、逆転する位置で無いと判別した場合（Ｓ５８１：Ｎｏ）、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの次のＰＷＭ発生をレジスタに予約して、以降のＡＤコンバート対象の励磁相を交換する（Ｓ５８２）。ここではモータの電気角θが１３５度または３１５度付近であると定義する。
【００８３】
図１２は、本制御によってモータ電気角が２回転した場合の複数のＰＷＭ信号、ＰＷＭ発生区間、ＡＤコンバートタイミングの一例を示すタイミングチャートである。
図１２（ａ）は、Ａ相のＰＷＭ信号１７１ａ、Ｂ相のＰＷＭ信号１７１ｂ、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃを示している。図１２（ａ）のタイミングチャートは、縦軸を電圧とし、横軸を時間としている。
図１２（ｂ）は、Ａ相とＢ相のＰＷＭデューティ比と、選択信号によるＡ相とＢ相のＡＤコンバートタイミングの交換タイミングの一例を示すグラフである。図１２（ｂ）のグラフは、縦軸をＰＷＭデューティ（ＰＷＭ
Ｄｕｔｙ［％］）とし、横軸を時間としている。
【００８４】
ＰＷＭデューティ波形は、およそ正弦波で、Ｂ相はＡ相より９０度遅延している。
Ａ相のＰＷＭがＢ相のＰＷＭより太い区間（Ｓ５９０〜Ｓ５９３）では、前述したようにＡ相がＰＷＭのＨｉ幅中心でＡＤコンバートし、Ｂ相がＬｏ幅中心でＡＤコンバートする。
【００８５】
また、後続のＡ相とＢ相のＰＷＭが同等になったタイミング（Ｓ５９３）では、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの反転を予約しないように機能する。よって次ステップ（Ｓ５９４）ではＡ相がＰＷＭのＨｉ幅中心でＡＤコンバートするが、続くステップ（Ｓ５９５）ではＬｏ幅中心でＡＤコンバートする。その後のステップ（Ｓ５９６）ではＢ相がＨｉ幅中心でＡＤコンバートする。このようにＡ相とＢ相の変換タイミングがＰＷＭ周期で交換される。
【００８６】
この交換は、モータ電気角が半回転後のタイミング（Ｓ５９７）でも発生し、Ａ相がＰＷＭのＨｉ幅中心でＡＤコンバートし、Ｂ相がＬｏ幅中心でＡＤコンバートする、という元の状態に戻る。この交換はモータ電気角の半回転毎に規則的に続く。
なお、この交換タイミングは、｛（１＋ｓｉｎ（π／４））／２｝≒８５．３［％］、｛（１−ｓｉｎ（π／４））／２｝≒１４．６［％］である。
【００８７】
また、図５中矢印で示すタイミングＳ５９０〜Ｓ５９５の各タイミングは、図１２の中央部分に該当している。
例えば、図５中のタイミングＳ５９０では、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの状態に応じてＡ相電流検知側がＡＤコンバートされる。そして、電気角と電流検知結果、駆動アルゴリズムの計算結果に基づいて次のＰＷＭ信号１７１ｃの逆転（Ｓ５８０）の有無、次のＰＷＭ幅（Ｓ５９８ａ〜Ｓ５９８ｂ）が決定される。
【００８８】
ここでは、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの逆転（Ｓ５８０、Ｓ５８１）が発生する。続くタイミングＳ５９１では、選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの状態に応じて、Ｂ相電流検知側がＡＤコンバートされる。そして、電気角と電流検知結果、駆動アルゴリズムの計算結果に基づいて、次の次のＰＷＭ幅（Ｓ５９９ａ〜Ｓ５９９ｂ）が決定される。
【００８９】
続いてタイミングＳ５９２では、Ａ相電流検知側がＡＤコンバートされる。そして、タイミングＳ５９３ではＢ相となり、ここでも選択信号であるＰＷＭ信号１７１ｃの逆転が発生するため交互に順次動作する（Ｓ５９４、Ｓ５９５）。
【００９０】
このときＦＥＴのスイッチングノイズは、２４［Ｖ］電源リップルや電磁波の影響が大きいため、複数の相でＡ／Ｄ変換器を共用する構成において相互に他の相のＡＤコンバート精度へも悪影響する場合がある。このため、ノイズフィルタ部品の追加や、シールド線を配置したり、Ａ／Ｄ変換器の共用を断念してアナログ分離をするなどのコストアップが必要になる場合がある。またドライバＩＣ内部にクロストーク成分が内在する場合にはノイズ対策の追加をすることは非常に困難な場合もある。
【００９１】
しかしながら、本発明の駆動装置の制御では、電流検知兼励磁ＰＷＭタイミング制御を共通のタイマ１９６とタイマ１９７で行って位相調整する。これにより、全てのＡＤコンバートタイミングの前後１４［％］以内（≒±３６［μｓｅ］）にはＰＷＭエッジが無いように制御される。
そのため、モータ励磁ＰＷＭエッジによるＦＥＴのスイッチングノイズによって、相互にＡＤコンバート精度が劣化することが少ないように調整される。
【００９２】
またこのとき、モータ配置場所から、各々のアナログ電流検知信号を、共通のＡ／Ｄ変換器まで束線で伝送される場合であっても過度なシールド線や束線分離を行わなくてもＡＤ変換精度に悪影響しない、ローコストな回路実装となる。
【００９３】
また、検出時刻の切り替わりがなく常に一定検出間隔にできるので、より低速の電流検出器を用いた電流検知回路の共用が可能になり、ローコストな低速Ａ／Ｄ変換器の選定が可能になる。
【００９４】
このように、本実施形態に係る画像形成装置３０１では、アナログスイッチを併用して１つのＡ／Ｄ変換器によりステッピングモータの駆動制御を行うことができる。
また、Ａ／Ｄ変換器と離れたドライバ構成においては、ドライバ側にアナログスイッチを実装することによりＡＤ信号線を１本に削減可能であり、ローコストに構成可能になる。
また、ＰＷＭ信号の中心となる山と谷の位相において電流検出できるため、位相変化による検知ムラが少なく、モータ制御中の電流検出精度を高く維持することができる。
また、ＰＷＭ信号エッジから１４［％］程度以上離れた位相を常時選択しながら電流検出できるため、ＰＷＭエッジのノイズ影響が少なく、モータ制御中の電流検出精度を高く維持することができる。
【００９５】
また、２相の間において、２相の伝送線路のバラツキや、２チャンネルのＡ／Ｄ変換器のバラツキを考慮する必要が無く、モータ制御中の電流検出精度を高く維持することができる。
具体的には、タイミング制御の共通化によって、出力する駆動電圧位相に基づいてＰＷＭ信号によるノイズの発生を所定の位相に集中させつつ、２相モータの励磁ＰＷＭ信号出力のピークが４５度程度ずれて発生することを利用する。これにより、所定の位相で検知時間位相を、２相間で交換する区間を設けて常にＰＷＭ信号の中心となる山と谷の時刻が２相とも一定位相に現れるようにモータのＰＷＭ信号を生成することができる。
【００９６】
［変形例］
また、厳密には正弦波ではない成分だけ、ＰＷＭエッジがコンバートタイミングに近づく場合がある。そのような場合であっても、本発明者による試行によればＰＷＭエッジの影響を回避するために十分な余裕がある幅である。
【００９７】
例えば、モータやモータドライバの配置や応答遅延特性が入力ＰＷＭ波形に対して、出力が５０［μｓｅｃ］遅れるような場合があるとする。この場合、それに合わせて共通のＰＷＭ周期タイマ１９６およびＡＤコンバート間隔タイマ１９７で、５０［μｓｅｃ］遅らせるように調整する。これにより、よりノイズの少ない所定の位相へ調整して高精度にすることも可能である。
【００９８】
上記説明した実施形態は、本発明をより具体的に説明するためのものであり、本発明の範囲が、これらの例に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００９９】
１０・・・画像形成システム、２０１・・・ＡＤＦ、２０２・・・読取装置、３０１・・・画像形成装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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