(57)【要約】【課題】出力エネルギーを高精度に安定化可能なレーザ用電源を提供する。【解決手段】高周波電源は、入力がバンクコンデンサ１０４と接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する。充電回路１０２は、高周波電源の休止期間にバンクコンデンサ１０４を充電する第１スイッチングコンバータ１２０を含む。コントローラ１２４は温度センサ１２２が検出したリアクトルＬ１の温度にもとづいて、リアクトルＬ１のインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタＭ１のオン時間を計算する。【選択図】図５
2018068003.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バンクコンデンサと、
入力が前記バンクコンデンサと接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、
前記高周波電源の休止期間に前記バンクコンデンサを充電する第１スイッチングコンバータを含む充電回路と、
を備え、
前記第１スイッチングコンバータは、
リアクトルと、
スイッチングトランジスタと、
前記リアクトルの温度を測定する温度センサと、
前記温度センサが検出した前記リアクトルの温度にもとづいて、前記リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用して前記スイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、
を含むことを特徴とするレーザ用電源。
【請求項２】
前記コントローラは、前記バンクコンデンサの電圧の検出値と目標電圧の差にもとづいて、前記スイッチングトランジスタのオン時間を計算することを特徴とする請求項１に記載のレーザ用電源。
【請求項３】
前記温度センサは、前記リアクトルのコアの温度を測定するよう構成されることを特徴とする請求項１または２に記載のレーザ用電源。
【請求項４】
前記充電回路は、前記第１スイッチングコンバータによる前記バンクコンデンサの粗い充電動作の後に、前記バンクコンデンサを高精度に充電する第２スイッチングコンバータをさらに含み、
前記第２スイッチングコンバータは、
リアクトルと、
スイッチングトランジスタと、
前記リアクトルの温度を測定する温度センサと、
前記温度センサが検出した前記リアクトルの温度にもとづいて、前記リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用して前記スイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、
を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のレーザ用電源。
【請求項５】
リアクトルと
スイッチングトランジスタと、
前記リアクトルの温度を測定する温度センサと、
前記温度センサが検出した前記リアクトルの温度にもとづいて、前記リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用して前記スイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、
を備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
産業用の加工ツールとして、レーザ加工装置が広く普及している。図１は、レーザ加工装置１ｒのブロック図である。レーザ加工装置１ｒは、ＣＯ２レーザなどのレーザ光源２と、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させるレーザ用電源４ｒを備える。レーザ用電源４ｒは、直流電源６および高周波電源８を備える。直流電源６は、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）制御やＰＩ制御などを用いたフィードバック制御によってその出力である直流電圧ＶＤＣを目標値に安定化させる。高周波電源８は、直流電圧ＶＤＣを受け、それを交番電圧に変換して、負荷であるレーザ光源２に供給する。
【０００３】
ドリル用のレーザ加工装置１ｒにおいて、レーザ光源２は不連続運転する。すなわち、比較的短い数マイクロ〜１０マイクロ秒程度の発光期間と、それと同程度、あるいは短い、あるいは長い休止期間とが交互に繰り返される。レーザ光源２の出力エネルギーを安定化するためには、直流電圧ＶＤＣが所定の許容変動範囲に収まっていなければならない。
【０００４】
図２は、図１のレーザ加工装置１ｒの動作波形図である。本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
【０００５】
レーザ光源２の点灯、消灯に応じて、高周波電源８は動作期間と休止期間を繰り返す。高周波電源８が休止期間から動作期間に移行するときに、直流電源６においてフィードバックの応答遅れが生じ、直流電圧ＶＤＣが低下し、許容変動範囲から逸脱するおそれがある。高周波電源８の動作期間から休止期間に移行したときに、フィードバック遅れにより直流電圧ＶＤＣが上昇し、許容変動範囲から逸脱するおそれがある。
【０００６】
また異なる加工に切りかえる際に、直流電圧ＶＤＣの目標値を切りかえる場合がある。ここでも直流電源６の応答速度が遅いと、直流電圧ＶＤＣが次の目標値に到達するまでの遷移時間が長くなる。直流電圧ＶＤＣが許容電圧範囲から逸脱している期間は、レーザ光源２を発光させることができないため、稼働率（繰り返し周波数）の低下の要因となる。
【０００７】
許容電圧範囲を広くすると、ショットごとのレーザの出力エネルギーのばらつきが大きくなり、許容電圧範囲を狭くすると、稼働率が低下する。出力エネルギーの均一化と高い繰り返し周波数を両立するために、レーザ用電源１ｒには短時間で直流電圧ＶＤＣを目標電圧に近づけることが求められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１６−５９９３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明者らは、レーザ用電源について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。レーザ用電源には、スイッチングコンバータが用いられる。スイッチングコンバータは、スイッチング素子、リアクトルなどを含む。リアクトルには大電流が流れるため、温度上昇が生ずる。リアクトルが発熱すると、そのインダクタンス値が変動する。スイッチングコンバータのコントローラが、スイッチング素子の制御演算にリアクトルのインダクタンス値を使用している場合、インダクタンス値の変動が直流電圧ＶＤＣの変動を引き起こしてしまう。
【００１０】
ドリル用レーザ加工装置は年々高速化が要求されており、加工速度と加工精度の両立が求められる。レーザ用電源にもこれに寄与する改善が求められている。
【００１１】
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高い繰り返し周波数でも、出力エネルギーを高精度に安定化可能なレーザ用電源の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のある態様は、レーザ用電源に関する。レーザ用電源は、バンクコンデンサと、入力がバンクコンデンサと接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、高周波電源の休止期間にバンクコンデンサを充電する第１スイッチングコンバータを含む充電回路と、を備える。第１スイッチングコンバータは、リアクトルと、スイッチングトランジスタと、リアクトルの温度を測定する温度センサと、温度センサが検出したリアクトルの温度にもとづいて、リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、を含む。
【００１３】
リアクトルのインダクタンスは、コア（鉄心）の透磁率に依存するところ、コアの透磁率は温度に応じて変動する。したがってコントローラにおいてリアクトルのインダクタンスを一定として、スイッチングトランジスタのオン時間を計算すると、インダクタンスが変動したときに、スイッチングトランジスタの１回のスイッチングによってリアクトルからバンクコンデンサに供給される充電電流の誤差が大きくなってしまう。そこでリアクトルの温度を監視し、オン時間の計算に反映させることにより、バンクコンデンサへの充電電流を高精度に制御することが可能となり、ひいてはレーザの出力エネルギーを高精度に安定化できる。
【００１４】
コントローラは、バンクコンデンサの電圧の検出値と目標電圧の差にもとづいて、スイッチングトランジスタのオン時間を計算してもよい。
バンクコンデンサの電圧の検出値と目標電圧の差がΔＶであるとき、バンクコンデンサに供給すべき電荷量Ｑは、Ｑ＝Ｃ×ΔＶで計算できる。したがって、この電荷量Ｑがバンクコンデンサに供給されるように、スイッチングトランジスタのオン時間を計算してもよい。
【００１５】
温度センサは、リアクトルのコアの温度を測定するよう構成されてもよい。温度センサはコアの表面に取り付けてもよいし、コアに埋め込んでもよい。
【００１６】
充電回路は、第１スイッチングコンバータによるバンクコンデンサの粗い充電動作の後に、バンクコンデンサを高精度に充電する第２スイッチングコンバータをさらに含んでもよい。第２スイッチングコンバータは、リアクトルと、スイッチングトランジスタと、リアクトルの温度を測定する温度センサと、温度センサが検出したリアクトルの温度にもとづいて、リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、を含んでもよい。
第２スイッチングコンバータのリアクトルのインダクタンスを、第１スイッチングコンバータのリアクトルのインダクタンスより小さくすることにより、第２スイッチングコンバータによる１回のスイッチング当たりの充電電荷量を小さくでき、高精度な充電が可能となる。
【００１７】
第２スイッチングコンバータは、バンクコンデンサを充電および放電可能な同期整流型（昇降圧型）であってもよい。これにより、バンクコンデンサが過充電されて、バンクコンデンサの電圧が目標電圧を超えた場合に、その電圧を低下させて目標電圧に近づけることができる。
【００１８】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のある態様によれば、高い繰り返し周波数でも、温度変動にかかわらず、レーザの出力エネルギーを安定化できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】レーザ加工装置のブロック図である。
【図２】図１のレーザ加工装置の動作波形図である。
【図３】実施の形態に係るレーザ加工装置のブロック図である。
【図４】図３のレーザ加工装置の動作波形図である。
【図５】図５は、実施の形態に係るレーザ用電源の充電回路のブロック図である。
【図６】リアクトルを示す斜視図である。
【図７】インダクタンスの温度依存性の一例を示す図である。
【図８】第１スイッチングコンバータの動作波形図である。
【図９】変形例に係る充電回路の回路図である。
【図１０】図９の充電電源の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２２】
図３は、実施の形態に係るレーザ加工装置１のブロック図である。レーザ加工装置１は、レーザ光源２およびレーザ用電源１００を備える。レーザ光源２は、たとえばＣＯ２レーザである。レーザ用電源１００は、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させる。
【００２３】
レーザ用電源１００は、充電回路１０２、バンクコンデンサ１０４、高周波電源１０６を備える。高周波電源１０６は、その入力１０８がバンクコンデンサ１０４と接続され、その出力がレーザ光源２に接続されている。高周波電源１０６は、バンクコンデンサ１０４に生ずる直流電圧ＶＤＣを受け、レーザ光源２に交番電圧（駆動電圧）ＶＤＲＶを間欠的に供給する。すなわち、レーザ光源２の発光期間において高周波電源１０６はスイッチング動作し、レーザ光源２の消灯期間において高周波電源１０６のスイッチングは停止する。高周波電源１０６がスイッチングする期間を動作期間、スイッチングが停止する期間を休止期間という。高周波電源１０６の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。
【００２４】
バンクコンデンサ１０４は、それ単体で高周波電源１０６に電力を供給する蓄電デバイスのような直流電源と把握することができる。充電回路１０２は、高周波電源１０６の休止期間中にバンクコンデンサ１０４を目標電圧ＶＲＥＦに充電する。高周波電源１０６の動作期間中は、バンクコンデンサ１０４への充電が停止するため、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣは、高周波電源１０６による放電により低下する。したがってバンクコンデンサ１０４の容量は、高周波電源１０６による放電の過程においても、直流電圧ＶＤＣが許容範囲の下限を下回らないように設計される。
【００２５】
以上がレーザ加工装置１の全体構成である。続いてその動作を説明する。図４は、図３のレーザ加工装置１の動作波形図である。高周波電源１０６は、５ｋＨｚ程度の繰り返し周波数、デューティ比５％程度で間欠動作する。高周波電源１０６の動作期間中において、バンクコンデンサ１０４が高周波電源１０６に電力を供給する電源として振る舞う。この間、充電電源１０２は停止しており、放電によってバンクコンデンサ１０４の直流電圧ＶＤＣは低下する。ただし、バンクコンデンサ１０４の容量は十分に大きいため、直流電圧ＶＤＣは許容電圧範囲の下限を下回らない。
【００２６】
高周波電源１０６の動作が停止し、休止期間に入ると、充電電源１０２によるバンクコンデンサ１０４の充電が開始し、バンクコンデンサ１０４が目標電圧ＶＲＥＦに充電される。レーザ加工装置１はこの動作を繰り返す。
【００２７】
続いてレーザ用電源１００の構成を説明する。図５は、実施の形態に係るレーザ用電源１００の充電回路１０２のブロック図である。
【００２８】
充電回路１０２は、整流平滑化回路１１０および第１スイッチングコンバータ１２０を備える。整流平滑化回路１１０は、商用交流電圧ＶＡＣを受け、それを整流、平滑化し、直流電圧ＶＩＮを生成する。たとえば商用交流電圧ＶＡＣは、３相２００Ｖであり、直流電圧ＶＩＮは２８０Ｖである。図４に示すように整流平滑化回路１１０は、整流回路１１２と平滑キャパシタ１１４の組み合わせであってもよい。あるいは整流平滑化回路１１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータであってもよい。また商用交流電圧ＶＡＣは単相であってもよい。
【００２９】
バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣの目標電圧ＶＲＥＦは、たとえば５００Ｖである。第１スイッチングコンバータ１２０は、直流電圧ＶＩＮを受け、バンクコンデンサ１０４に充電電流ＩＣＨＧ１を供給する。第１スイッチングコンバータ１２０は、リアクトルＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１を備えるダイオード整流型の昇圧コンバータ（Boost converter）である。この第１スイッチングコンバータ１２０が生成する充電電流ＩＣＨＧ１は、バンクコンデンサ１０４を充電する方向にのみ流れる。
【００３０】
温度センサ１２２は、リアクトルＬ１の温度を測定する。温度センサ１２２は、熱電対やサーミスタ、ポジスタなどであり、測定した温度に応じた電気信号Ｓ１を発生する。この電気信号Ｓ１は、コントローラ１２４に入力される。
【００３１】
図６は、リアクトルを示す斜視図である。ここではリアクトルＬ１として環状ソレノイドを示す。インダクタンスＬは、コア（鉄心）の透磁率μ、コイル巻線の巻数Ｎ、コイル巻線の半径ｒ、環状コアの半径Ｒを用いて以下の式で表され、コアの透磁率μに比例する。
Ｌ＝μＮ２ｒ２／（２Ｒ）    …（１）
なおコア２００の内部にはエアギャップが存在し、エアギャップの透磁率μ０もインダクタンスＬに影響を与えるが、エアギャップの厚みはコアの厚みに比べて十分に小さいため、式（１）では省略している。
【００３２】
コアの透磁率μは温度依存性を有し、温度の関数ｆ（Ｔ）で表すことができる。
μ＝ｆ（Ｔ）    …（２）
式（２）を式（１）に代入すると、式（３）を得る。
Ｌ＝ｆ（Ｔ）・Ｎ２ｒ２／（２Ｒ）    …（３）
Ｎ２ｒ２／（２Ｒ）は定数Ａであるから、
Ｌ＝Ａ・ｆ（Ｔ）    …（４）
となる。図７は、インダクタンスの温度依存性の一例を示す図である。
【００３３】
上述のように実際のインダクタンスは、コアの透磁率μとエアギャップの透磁率μ０の項を含むが、エアギャップの項は、コアの項よりも十分に小さく、さらに空気の透磁率μ０の温度依存性は実質的にゼロとみなすことができる。また発熱体であるコイル巻線２０２の熱は、エアギャップ２０４を介してコア２００に伝わる。したがってコイル巻線２０２とコア２００の温度は必ずしも一致するわけではなく、温度センサ１２２をコイル巻線２０２に取り付けると、コア２００の温度を正確に測定することはできない。
【００３４】
これらの理由から、温度センサ１２２は、リアクトルＬのコアの温度Ｔを直接的に測定するよう構成される。たとえば温度センサ１２２は、コアの表面に直接取り付けられてもよいし、コアに埋め込まれてもよい。これにより、インダクタンスＬの温度変動を正確に検出できる。
【００３５】
図５に戻る。コントローラ１２４は、温度センサ１２２が検出したリアクトルＬ１の温度Ｔにもとづいて、リアクトルＬ１のインダクタンスＬを取得する。たとえば、あらかじめ測定された透磁率μと温度Ｔの関係を表す関数ｆ（Ｔ）を、コントローラ１２４に記憶しておいてもよい。そしてコントローラ１２４は式（４）にしたがってインダクタンスＬを計算してもよい。もちろんコントローラ１２４がインダクタンスＬを計算する際にはエアギャップの項を考慮してもよい。
【００３６】
あるいはコントローラ１２４は、温度Ｔと透磁率μの関係をルックアップテーブルとして保持しておき、テーブル参照によって、透磁率μを取得し、インダクタンスＬを計算してもよい。あるいは、温度ＴとインダクタンスＬの関係をルックアップテーブルとして保持してもよい。
【００３７】
コントローラ１２４は、このようにして取得されたインダクタンスＬを利用して、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮを計算する。コントローラ１２４は、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣの検出値ＶＤＥＴと目標電圧ＶＲＥＦの差ΔＶにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮを計算することができる。より詳しくは、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣの検出値ＶＤＥＴと目標電圧ＶＲＥＦの差ΔＶにもとづいて、バンクコンデンサ１０４に供給すべき電荷量Ｑを計算し、当該電荷量Ｑが得られるようにスイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮを計算してもよい。
【００３８】
検出値ＶＤＥＴは、高周波電源１０６の動作が停止し、バンクコンデンサ１０４から高周波電源１０６に流れる電流ＩＯＵＴがゼロになった状態で測定することが好ましい。そこでコントローラ１２４は、バンクコンデンサ１０４からの電流ＩＯＵＴを監視し、この電流ＩＯＵＴがゼロになった後に、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣを測定するとよい。
【００３９】
バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣの測定値ＶＤＥＴと目標電圧ＶＲＥＦの差がΔＶであるとする。このとき、第１スイッチングコンバータ１２０がバンクコンデンサ１０４に供給すべき電荷量Ｑは、
Ｑ＝Ｃ×ΔＶ＝Ｃ×（ＶＲＥＦ−ＶＤＥＴ）
である。Ｃはバンクコンデンサ１０４の容量である。
【００４０】
第１スイッチングコンバータ１２０は、スイッチングトランジスタＭ１の１回のスイッチングで、この電荷Ｑをバンクコンデンサ１０４に供給する。
【００４１】
図８は、第１スイッチングコンバータ１２０の動作波形図である。レーザの発光期間において、バンクコンデンサ１０４から出力電流ＩＯＵＴが高周波電源１０６に供給される。この間、レーザ用電源１００は休止状態であり、バンクコンデンサ１０４が出力電流ＩＯＵＴによって放電され、電圧ＶＤＣが低下していく。やがて出力電流ＩＯＵＴがゼロになると、電圧ＶＤＣが安定する。安定後の電圧ＶＤＣの検出値ＶＤＥＴは、コントローラ１２４に取り込まれる。
【００４２】
そしてコントローラ１２４は、検出値ＶＤＥＴと目標値ＶＲＥＦの差分にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮを計算する。
【００４３】
スイッチングトランジスタＭ１のオン区間ＴＯＮにおいて、リアクトルＬ１の一端には入力電圧ＶＩＮが、他端には接地電圧（０Ｖ）が印加される。したがって、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンすると、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬは、ゼロから傾きＶＩＮ／Ｌで増加していく。オン区間ＴＯＮの終了時における電流ＩＬの量（ピーク値）は、以下の式で与えられる。
ＩＰＥＡＫ＝ＶＩＮ／Ｌ×ＴＯＮ
スイッチングトランジスタＭ１のオン期間におけるリアクトル電流ＩＬは、バンクコンデンサ１０４には供給されない。
【００４４】
続いてスイッチングトランジスタＭ１がターンオフする。スイッチングトランジスタＭ１がオフのとき、リアクトルＬ１の一端には入力電圧ＶＩＮが、他端にはＶＤＣ＋ＶＦが印加される。ＶＦは整流ダイオードＤ１の順方向電圧である。スイッチングＭ１のオフ期間ＴＣＨＧにおいて、リアクトル電流ＩＬは、ピーク値ＩＰＥＡＫを初期値として、傾き（ＶＩＮ−ＶＤＣ−ＶＦ）／Ｌで減少していく。
ＩＬ＝ＩＰＥＡＫ−∫（ＶＤＣ＋ＶＦ−ＶＩＮ）／Ｌｄｔ
ＶＦ≪ＶＤＣ，ＶＦ≪ＶＩＮとすると、リアクトル電流ＩＬは
ＩＬ＝ＩＰＥＡＫ−∫（ＶＤＣ−ＶＩＮ）／Ｌｄｔ
となる。ハッチングを付したリアクトル電流ＩＬが、バンクコンデンサ１０４への充電電流ＩＣＨＧとなる。バンクコンデンサ１０４に供給される電荷量Ｑは、ハッチングを付した面積に相当する。
Ｑ＝∫｛ＩＰＥＡＫ−∫（ＶＤＣ−ＶＩＮ）／Ｌｄｔ｝ｄｔ
＝∫｛ＶＩＮ／Ｌ×ＴＯＮ−∫（ＶＤＣ−ＶＩＮ）／Ｌｄｔ｝ｄｔ
【００４５】
したがって、
Ｃ×（ＶＲＥＦ−ＶＤＥＴ）＝∫｛ＶＩＮ／Ｌ×ＴＯＮ−∫（ＶＤＣ−ＶＩＮ）／Ｌｄｔ｝ｄｔ
を満たすように、オン時間ＴＯＮを計算すればよいことが分かる。
【００４６】
入力電圧ＶＩＮの変動が大きい場合、その電圧レベルを直流電圧ＶＤＣとともに検出することが望ましい。一方、入力電圧ＶＩＮが所定の電圧レベルに高精度に安定化されている場合、検出値ではなく規定値を用いることができる。
【００４７】
以上が第１スイッチングコンバータ１２０の動作である。第１スイッチングコンバータ１２０によれば、リアクトルＬ１のインダクタンスＬの温度変動を考慮して、オン時間ＴＯＮを正確に計算することができる。これにより、温度変動が生じていても、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣを１回スイッチングで目標電圧ＶＲＥＦに近づけることができる。これによりショット不良を低減できる。また充電時間が短くなるため、レーザ発光の繰り返し周波数が低下するのを抑制でき、高い繰り返しレートが実現できる。
【００４８】
図９は、変形例に係る充電回路１０２Ａの回路図である。充電回路１０２は、第１スイッチングコンバータ１２０に加えて、第２スイッチングコンバータ１４０を備える。第２スイッチングコンバータ１４０は、第１スイッチングコンバータ１２０によるバンクコンデンサ１０４の粗い充電動作の後に、バンクコンデンサ１０４を高精度に充電する。
【００４９】
第２スイッチングコンバータ１４０は、リアクトルＬ２、スイッチングトランジスタＭ２、同期整流トランジスタＭ３を含む同期整流昇圧コンバータである。第１スイッチングコンバータ１２０と同様に、第２スイッチングコンバータ１４０には、リアクトルＬ２の温度を測定する温度センサ１４２が設けられる。コントローラ１４４は、温度センサ１４２が検出したリアクトルＬ２の温度にもとづいて、リアクトルＬ２のインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタＭ２のオン時間ＴＯＮおよびオフ時間（同期整流トランジスタＭ３のオン時間ＴＯＮ）を計算する。
【００５０】
第２スイッチングコンバータ１４０が生成する充電電流ＩＣＨＧ２は、バンクコンデンサ１０４を充電する方向のみでなく、それを放電する方向にも流れることが可能である。第１スイッチングコンバータ１２０による充電の結果、電圧ＶＤＣが目標値ＶＲＥＦに不足する場合には、第２スイッチングコンバータ１４０により、電圧ＤＣを上昇させる方向に微調節可能であり、第１スイッチングコンバータ１２０による充電の結果、電圧ＶＤＣが目標値ＶＲＥＦを超過した場合には、第２スイッチングコンバータ１４０により、電圧ＤＣを低下させる方向に微調節可能である。
【００５１】
ここで第１スイッチングコンバータ１２０は、バンクコンデンサ１０４を急速充電する必要があり、１回のスイッチング動作で、なるべく多くの電流ＩＣＨＧ１をバンクコンデンサ１０４に供給することが求められる。したがってリアクトルＬ１のインダクタンスＬは、大きい値が選択される。
【００５２】
充電電荷量は、充電電流の時間積分量である。したがって一定の電荷量を充電する場合、電流ピーク値が高いほど、充電パルス時間幅は短くなる。言い換えると、インダクタンスが小さいほど、充電速度が速い。第２スイッチングコンバータ１４０は数回のスイッチング動作で、バンクコンデンサ１０４の電荷を素早く微調節することが求められる。したがってリアクトルＬ２のインダクタンスは、リアクトルＬ１のそれよりも小さい値が好ましい。
【００５３】
第２スイッチングコンバータ１４０のコントローラ１４４によるオン時間の計算は、コントローラ１２４と同様とすることができる。あるいはコントローラ１４４は、ＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御によって、オン時間ＴＯＮを計算してもよい。
【００５４】
続いて充電回路１０２Ａの動作を説明する。
図１０は、図９の充電電源１０２Ａの動作波形図である。高周波電源１０６の休止期間に入ると、はじめに第１スイッチングコンバータ１２０によるバンクコンデンサ１０４の急速充電動作が行われる。続いて、第２スイッチングコンバータ１４０のトランジスタＭ２，Ｍ３のスイッチングが開始し、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣがさらに目標電圧ＶＲＥＦに近づけられる。
【００５５】
第１スイッチングコンバータ１２０と第２スイッチングコンバータ１４０の併用によって、第１スイッチングコンバータ１２０によりバンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣを短時間で目標電圧ＶＲＥＦに近づけ、第２スイッチングコンバータ１４０により高い精度で、電圧ＶＤＣを目標電圧ＶＲＥＦにさらに近づけ、安定化することができる。
【００５６】
実施の形態では、レーザ用電源に使用されるスイッチングコンバータの高精度化を説明したがその限りではなく、第１スイッチングコンバータ１２０と第２スイッチングコンバータ１４０の組み合わせ、あるいは各々は、さまざまな用途に使用することができる。本明細書には、以下の発明が開示される。
【００５７】
本発明のある態様は、スイッチングコンバータに関する。このスイッチングコンバータは、リアクトルと、スイッチングトランジスタと、リアクトルの温度を測定する温度センサと、温度センサが検出したリアクトルの温度にもとづいて、リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、を備える。
【００５８】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用の一側面を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００５９】
１ｒ…レーザ加工装置、２…レーザ光源、４ｒ…レーザ用電源、６…直流電源、８…高周波電源、１００…レーザ用電源、１０２…充電回路、１０４…バンクコンデンサ、１０６…高周波電源、１１０…整流平滑化回路、１１２…整流回路、１１４…平滑キャパシタ、１２０…第１スイッチングコンバータ、１２２…温度センサ、１２４…コントローラ、１４０…第２スイッチングコンバータ、１４２…温度センサ、１４４…コントローラ、２００…コア、２０２…コイル巻線、２０４…エアギャップ、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ２…スイッチングトランジスタ、Ｍ３…同期整流トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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