(57)【要約】【課題】零位法を利用して物理量を計測するように構成されている物理量センサにおいて、高い分解能のセンサ出力を安定して出力できるようにする。【解決手段】物理量センサであって、検知部の抵抗分圧値を決定するデジタルカウント値を出力する追従比較型ＡＤ変換器と、検知部と追従比較型ＡＤ変換器の間に接続されているローパスフィルタと、追従比較型ＡＤ変換器のデジタルカウント値の移動平均を演算する移動平均回路と、検知部に並列に接続されており、追従比較型ＡＤ変換器の入力電位差が零となるように、追従比較型ＡＤ変換器のデジタルカウント値に基づいて抵抗分圧値が負帰還制御される抵抗ストリング型ＤＡ変換器と、物理量の実計測に先立って、変動する調整用入力信号を追従比較型ＡＤ変換器に入力させて仮計測を実行する制御部と、を備えており、制御部は、実計測に用いるクロック周波数を決定するように構成されている。【選択図】図１
2018146266.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
物理量に依存したセンサ出力を出力する物理量センサであって、
物理量に依存して抵抗値が変化する複数の可変抵抗素子がブリッジ接続して構成されている検知部と、
前記検知部の抵抗分圧値を決定するデジタルカウント値を出力するように構成されている追従比較型ＡＤ変換器と、
前記検知部と前記追従比較型ＡＤ変換器の間に接続されているローパスフィルタと、
前記追従比較型ＡＤ変換器の前記デジタルカウント値の移動平均を演算し、その移動平均値を前記センサ出力として出力するように構成されている移動平均回路と、
前記検知部に並列に接続されており、前記追従比較型ＡＤ変換器の入力電位差が零となるように、前記追従比較型ＡＤ変換器の前記デジタルカウント値に基づいて抵抗分圧値が負帰還制御されるように構成されている抵抗ストリング型ＤＡ変換器と、
前記物理量の実計測に先立って、調整用入力信号を前記追従比較型ＡＤ変換器に入力させて仮計測を実行するように構成されている制御部と、を備えており、
前記制御部は、少なくとも前記追従比較型ＡＤ変換器に入力するクロック周波数を変数とし、前記調整用入力信号を入力させたときに前記クロック周波数毎に前記調整用入力信号と前記移動平均値の量子化誤差を計測し、計測された前記量子化誤差に基づいて前記実計測に用いる前記クロック周波数を決定するように構成されている、物理量センサ。
【請求項２】
前記制御部は、前記量子化誤差が前記移動平均回路の量子化幅の範囲内となることを条件にして、前記実計測に用いる前記クロック周波数を決定するように構成されている、請求項１に記載の物理量センサ。
【請求項３】
前記制御部は、前記移動平均値のノイズの最大振幅が最小となることを条件にして、前記実計測に用いる前記クロック周波数を決定するように構成されている、請求項２に記載の物理量センサ。
【請求項４】
前記制御部は、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数も変数とし、前記調整用入力信号を入力させたときに前記クロック周波数と前記カットオフ周波数の組み合わせ毎に前記調整用入力信号と前記移動平均値の量子化誤差を計測し、計測された前記量子化誤差に基づいて前記実計測に用いる前記クロック周波数と前記カットオフ周波数の組み合わせを決定するように構成されている、請求項１に記載の物理量センサ。
【請求項５】
前記制御部は、前記抵抗ストリング型ＤＡ変換器を駆動する駆動電圧も変数とし、前記調整用入力信号を入力させたときに前記クロック周波数と前記カットオフ周波数と前記駆動電圧の組み合わせ毎に前記調整用入力信号と前記移動平均値の量子化誤差を計測し、計測された前記量子化誤差に基づいて前記実計測に用いる前記クロック周波数と前記カットオフ周波数と前記駆動電圧の組み合わせを決定するように構成されている、請求項４に記載の物理量センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書が開示する技術は、物理量に依存したセンサ出力を出力する物理量センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、圧力又は磁気等の物理量に依存して抵抗値が変化する複数の可変抵抗素子がブリッジ接続して構成されている検知部を備える物理量センサを開示する。この物理量センサは、追従比較型ＡＤ変換器と抵抗ストリング型ＤＡ変換器を備えており、追従比較型ＡＤ変換器の入力電位差が零となるように、追従比較型ＡＤ変換器が出力するデジタルカウント値に基づいて抵抗ストリング型ＤＡ変換器の抵抗分圧値が負帰還制御されるように構成されている。この物理量センサは、このような負帰還制御による零位法を利用して物理量を計測するように構成されており、駆動電圧に混入するノイズの影響が抑えられたセンサ出力を出力することができる。
【０００３】
さらに、特許文献１は、ディザリング手法を利用する技術を開示する。この物理量センサは、ローパスフィルタを利用して追従比較型ＡＤ変換器の入力信号にランダムノイズを加えるとともに、移動平均回路を利用して追従比較型ＡＤ変換器が出力するデジタルカウント値の移動平均を演算するように構成されている。この物理量センサでは、ローパスフィルタと移動平均回路を利用したディザリング手法を採用することにより、確率共鳴効果の発現によってセンサ出力の分解能を向上させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１６−１８６４３６号公報（特に、図３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明者らの検討によると、この物理量センサにおいては、追従比較型ＡＤ変換器のクロック周波数を上げていくことで、センサ出力の確率共鳴効果による分解能が低下することが分かってきた。確率共鳴効果は、追従比較型ＡＤ変換器のクロック周波数が比較的に低速なときに、負帰還制御の系の遅れによる信号の行き過ぎ量が追従比較型ＡＤ変換器の入力信号に加わっており、この負帰還制御の系の遅れによる信号の行き過ぎ量がノイズが重畳したのと同様な働きをすることで、発現していたからだと考えられる。即ち、零位法を利用して物理量を計測するように構成されている物理量センサでは、追従比較型ＡＤ変換器のクロック周波数を上げていくと、負帰還制御の系の遅れによる信号の行き過ぎ量が抑えられ、確率共鳴効果が低下し、センサ出力の分解能が低下すると考えられる。
【０００６】
本明細書が開示する技術は、このような新規な知見を契機にして創作されたものであり、零位法を利用して物理量を計測するように構成されている物理量センサにおいて、高い分解能のセンサ出力を安定して出力できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本明細書が開示する物理量センサは、物理量に依存したセンサ出力を出力するように構成されている。物理量としては、圧力、加速度又は磁気等が例示される。物理量センサの一実施形態は、検知部、追従比較型ＡＤ変換器、ローパスフィルタ、移動平均回路、抵抗ストリング型ＤＡ変換器及び制御部を備えることができる。検知部は、物理量に依存して抵抗値が変化する複数の可変抵抗素子がブリッジ接続して構成されている。検知部は、一対の可変抵抗素子がハーフブリッジ接続して構成されていてもよく、複数の可変抵抗素子がフルブリッジ接続して構成されていてもよい。追従比較型ＡＤ変換器は、検知部の抵抗分圧値を決定するデジタルカウント値を出力するように構成されている。ローパスフィルタは、検知部と追従比較型ＡＤ変換器の間に接続されている。移動平均回路は、追従比較型ＡＤ変換器のデジタルカウント値の移動平均を演算し、その移動平均値をセンサ出力として出力するように構成されている。抵抗ストリング型ＤＡ変換器は、検知部に並列に接続されており、追従比較型ＡＤ変換器の入力電位差が零となるように、追従比較型ＡＤ変換器のデジタルカウント値に基づいて抵抗分圧値が負帰還制御されるように構成されている。制御部は、物理量の実計測に先立って、調整用入力信号を追従比較型ＡＤ変換器に入力させて仮計測を実行するように構成されている。制御部は、少なくとも追従比較型ＡＤ変換器に入力するクロック周波数を変数とし、調整用入力信号を入力させたときにクロック周波数毎に調整用入力信号と移動平均値の量子化誤差を計測し、計測された量子化誤差に基づいて実計測に用いるクロック周波数を決定するように構成されている。この物理量センサは、制御部を利用して物理量の実計測に先立って仮計測を実行することを特徴とする。仮計測を実行することにより、確率共鳴効果が効果的に発現する条件の追従比較型ＡＤ変換器のクロック周波数が決定される。これにより、この物理量センサは、高い分解能のセンサ出力を安定して出力することができる。
【０００８】
上記実施形態の物理量センサでは、制御部が、量子化誤差が移動平均回路の量子化幅の範囲内となることを条件にして、実計測に用いるクロック周波数を決定するように構成されていてもよい。このような条件を満たしている物理量センサは、確率共鳴効果を効果的に発現しており、高い分解能のセンサ出力を安定して出力することができる。さらに、この物理量センサでは、制御部が、移動平均値のノイズの最大振幅が最小となることを条件にして、実計測に用いるクロック周波数を決定するように構成されていてもよい。このような条件を満たしている物理量センサは、高分解能で高精度なセンサ出力を安定して出力することができる。
【０００９】
上記実施形態の物理量センサでは、制御部が、ローパスフィルタのカットオフ周波数も変数とし、調整用入力信号を入力させたときにクロック周波数とカットオフ周波数の組み合わせ毎に調整用入力信号と移動平均値の量子化誤差を計測し、計測された量子化誤差に基づいて実計測に用いるクロック周波数とカットオフ周波数の組み合わせを決定するように構成されていてもよい。この物理量センサでは、ローパスフィルタの抵抗成分の熱雑音によるランダムノイズも考慮して、クロック周波数とカットオフ周波数の組み合わせが決定される。このため、この物理量センサでは、高分解能で高精度なセンサ出力を安定して出力するために、より最適化されたクロック周波数とカットオフ周波数の組み合わせが決定される。これにより、この物理量センサは、高分解能で高精度なセンサ出力を安定して出力することができる。
【００１０】
上記実施形態の物理量センサでは、制御部が、抵抗ストリング型ＤＡ変換器を駆動する駆動電圧も変数とし、調整用入力信号を入力させたときにクロック周波数とカットオフ周波数と駆動電圧の組み合わせ毎に調整用入力信号と移動平均値の量子化誤差を計測し、計測された量子化誤差に基づいて実計測に用いるクロック周波数とカットオフ周波数と駆動電圧の組み合わせを決定するように構成されていてもよい。この物理量センサでは、抵抗ストリング型ＤＡ変換器とローパスフィルタの抵抗成分の熱雑音によるランダムノイズも考慮して、クロック周波数とカットオフ周波数と駆動電圧の組み合わせが決定される。このため、この物理量センサでは、高分解能で高精度なセンサ出力を安定して出力するために、より最適化されたクロック周波数とカットオフ周波数と駆動電圧の組み合わせが決定される。これにより、この物理量センサは、高分解能で高精度なセンサ出力を安定して出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】物理量センサの回路図の概略を示す。
【図２】物理量センサの抵抗ストリング型ＤＡ変換器の回路図の概略を示す。
【図３】物理量センサの制御部が実行する仮計測モードのフローチャートを示す。
【図４】変形例の物理量センサの回路図の概略を示す。
【図５】変形例の物理量センサの制御部が実行する仮計測モードのフローチャートを示す。
【図６】変形例の物理量センサの制御部が実行する仮計測モードのフローチャートを示す。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１に示されるように、物理量センサ１Ａは、検知部２、ローパスフィルタ３、追従比較型ＡＤ変換器４、抵抗ストリング型ＤＡ変換器６、移動平均回路８、制御部１０、電源フィルタ１２、レギュレータ１４、駆動電圧生成回路１６、クロック信号生成回路１８及び複数のスイッチＳＷ１−４を備える。電源フィルタ１２は、電源電圧ＶＣＣに混入する高周波のノイズを除去するように構成されている。レギュレータ１４は、電源電圧ＶＣＣ（例えば、５Ｖ）を降圧してデジタル回路用の電源電圧ＶＣＣ１（例えば、１．８Ｖ）を生成するように構成されている。駆動電圧生成回路１６は、電源電圧ＶＣＣ（例えば、５Ｖ）を降圧して検知部２及び抵抗ストリング型ＤＡ変換器６用の駆動電圧ＶＤＲ（例えば、３．３Ｖ）を生成するように構成されている。クロック信号生成回路１８は、クロック信号ＣＬＫを生成し、そのクロック信号ＣＬＫを追従比較型ＡＤ変換器４に供給するように構成されている。
【００１３】
検知部２は、圧力に依存した電圧を出力する回路を構成しており、フルブリッジ接続されている４つの可変抵抗素子ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ３，ＲＧ４を有する。第１可変抵抗素子ＲＧ１と第４可変抵抗素子ＲＧ４は圧力の増加に比例して抵抗値が低下する可変抵抗体であり、第２可変抵抗素子ＲＧ２と第３可変抵抗素子ＲＧ３は圧力の増加に比例して抵抗値が増加する可変抵抗体である。
【００１４】
第１可変抵抗素子ＲＧ１と第２可変抵抗素子ＲＧ２は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２の間に直列に接続されている。第３可変抵抗素子ＲＧ３と第４可変抵抗素子ＲＧ４は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２の間に直列に接続されている。第１可変抵抗素子ＲＧ１と第２可変抵抗素子ＲＧ２の組と第３可変抵抗素子ＲＧ３と第４可変抵抗素子ＲＧ４の組は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２の間に並列に接続されている。第１ノードＮ１には駆動電圧生成回路１６から駆動電圧ＶＤＲが印加されており、第２ノードＮ２には基準電圧ＧＮＤが印加されている。
【００１５】
４つの可変抵抗素子ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ３，ＲＧ４は、圧力が印加されていないときの抵抗値が同値となるように設定されている。このため、第１可変抵抗素子ＲＧ１と第２可変抵抗素子ＲＧ２の間の第１中点ノードＮｍｉｄ１の電圧ＶＡは、圧力が印加されていないときに、駆動電圧ＶＤＲと基準電圧ＧＮＤの中間の電圧、即ち、ＶＤＲ／２となるように調整されている。同様に、第３可変抵抗素子ＲＧ３と第４可変抵抗素子ＲＧ４の間の第２中点ノードＮｍｉｄ２の電圧ＶＢは、圧力が印加されていないときに、駆動電圧ＶＤＲと基準電圧ＧＮＤの中間の電圧、即ち、ＶＤＲ／２となるように調整されている。
【００１６】
第１可変抵抗素子ＲＧ１と第２可変抵抗素子ＲＧ２の間の第１中点ノードＮｍｉｄ１は、第１スイッチＳＷ１を介して第１分岐ノードＮ１１に接続されている。第１分岐ノードＮ１１は、検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１と抵抗ストリング型ＤＡ変換器６の第１出力ノードＮｏｕｔ１の間のライン上のノードである。第１分岐ノードＮ１１は、ローパスフィルタ３を介して追従比較型ＡＤ変換器４のコンパレータ４ａの非反転入力端子（＋）に接続されている。
【００１７】
第３可変抵抗素子ＲＧ３と第４可変抵抗素子ＲＧ４の間の第２中点ノードＮｍｉｄ２は、第２スイッチＳＷ２を介して第２分岐ノードＮ１２に接続されている。第２分岐ノードＮ１２は、検知部２の第２中点ノードＮｍｉｄ２と抵抗ストリング型ＤＡ変換器６の第２出力ノードＮｏｕｔ２の間のライン上のノードである。第２分岐ノードＮ１２は、ローパスフィルタ３を介して追従比較型ＡＤ変換器４のコンパレータ４ａの反転入力端子（−）に接続されている。
【００１８】
ローパスフィルタ３は、検知部２と追従比較型ＡＤ変換器４の間に接続されており、２つのローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２を有する。第１ローパスフィルタＬＰＦ１は、第１分岐ノードＮ１１とコンパレータ４ａの非反転入力端子（＋）の間に挿入されており、第１抵抗素子Ｒ１１及び第１容量素子Ｃ１を有する。第２ローパスフィルタＬＰＦ２は、第２分岐ノードＮ１２とコンパレータ４ａの反転入力端子（−）の間に挿入されており、第２抵抗素子Ｒ１２及び第２容量素子Ｃ２を有する。
【００１９】
第１ローパスフィルタＬＰＦ１は、主に第１抵抗素子Ｒ１１の熱雑音により、検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１の電圧ＶＡにランダムノイズを加えることができる。加えられるランダムノイズの振幅は、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値及び第１容量素子Ｃ１の容量で決定されるカットオフ周波数に依存する。同様に、第２ローパスフィルタＬＰＦ２は、主に第２抵抗素子Ｒ１２の熱雑音により、検知部２の第２中点ノードＮｍｉｄ２の電圧ＶＢにランダムノイズを加えることができる。加えられるランダムノイズの振幅は、第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値及び第２容量素子Ｃ２の容量で決定されるカットオフ周波数に依存する。
【００２０】
追従比較型ＡＤ変換器４は、検知部２の出力電圧ＶＡ，ＶＢをデジタル値に変換して出力する回路であり、コンパレータ４ａ及びカウンタ４ｂを有する。コンパレータ４ａでは、非反転入力端子（＋）がローパスフィルタ３を介して検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１に接続されており、反転入力端子（−）がローパスフィルタ３を介して検知部２の第２中点ノードＮｍｉｄ２に接続されており、出力端子がカウンタ４ｂに接続されている。また、コンパレータ４ａでは、正側電源端子に電源電圧ＶＣＣが印加されており、負側電源端子に基準電圧ＧＮＤが印加されている。コンパレータ４ａは、第１中点ノードＮｍｉｄ１の電圧ＶＡと第２中点ノードＮｍｉｄ２の電圧ＶＢを比較し、電圧ＶＡが電圧ＶＢよりも高いときに出力をハイとし、電圧ＶＢが電圧ＶＡよりも高いときに出力をローにする。カウンタ４ｂは、ｎビットカウンタ回路であり、コンパレータ４ａの出力がハイのときにクロック信号ＣＬＫに同期してカウント値を増加させ、コンパレータ４ａの出力がローのときにクロック信号ＣＬＫに同期してカウント値を減少させる。カウンタ４ｂのカウント値は、ｎビット（例えば、８ビット）のデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１であり、移動平均回路８に出力される。
【００２１】
抵抗ストリング型ＤＡ変換器６は、検知部２に並列に接続されており、追従比較型ＡＤ変換器４の入力電位差（ＶＡ−ＶＢ）が零となるように、抵抗分圧値が調整されるように構成されている。図２に示されるように、抵抗ストリング型ＤＡ変換器６は、第１抵抗調整部６Ａ及び第２抵抗調整部６Ｂを有する。
【００２２】
第１抵抗調整部６Ａは、第１固定抵抗素子群６Ｒａと第１スイッチ素子群６Ｓａを含む。第１固定抵抗素子群６Ｒａは、２ｎ個の固定抵抗素子が直列に接続して構成されており、一端に駆動電圧ＶＤＲが印加されており、他端に基準電圧ＧＮＤが印加されている。第１固定抵抗素子群６Ｒａの固定抵抗素子の抵抗値は、両端の固定抵抗素子の抵抗値を除いて、いずれも同値である。第１スイッチ素子群６Ｓａは、（２ｎ−１）個のスイッチ素子を有する。第１スイッチ素子群６Ｓａのスイッチ素子は、トランジスタで構成されており、この例ではｎ型ＭＯＳトランジスタで構成されている。第１スイッチ素子群６Ｓａの複数のスイッチ素子の各々は、第１固定抵抗素子群６Ｒａの固定抵抗素子間の配線のいずれか１つに対応して配置されており、一端がその固定抵抗素子間の配線に接続されており、他端が第１出力ノードＮｏｕｔ１に接続されている。第１出力ノードＮｏｕｔ１は、第１分岐ノードＮ１１及び第１スイッチＳＷ１を介して検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１に接続されている（図１参照）。
【００２３】
第２抵抗調整部６Ｂは、第２固定抵抗素子群６Ｒｂと第２スイッチ素子群６Ｓｂを含む。第２固定抵抗素子群６Ｒｂは、２ｎ個の固定抵抗素子が直列に接続して構成されており、一端に駆動電圧ＶＤＲが印加されており、他端に基準電圧ＧＮＤが印加されている。第２固定抵抗素子群６Ｒｂの固定抵抗素子の抵抗値は、両端の固定抵抗素子の抵抗値を除いて、いずれも同値である。第２スイッチ素子群６Ｓｂは、（２ｎ−１）個のスイッチ素子を有する。第２スイッチ素子群６Ｓｂのスイッチ素子は、トランジスタで構成されており、この例ではｎ型ＭＯＳトランジスタで構成されている。第２スイッチ素子群６Ｓｂの複数のスイッチ素子の各々は、第２固定抵抗素子群６Ｒｂの固定抵抗素子間の配線のいずれか１つに対応して配置されており、一端がその固定抵抗素子間の配線に接続されており、第２出力ノードＮｏｕｔ２に接続されている。第２出力ノードＮｏｕｔ２は、第２分岐ノードＮ１２及び第２スイッチＳＷ２を介して検知部２の第２中点ノードＮｍｉｄ２に接続されている（図１参照）。
【００２４】
抵抗ストリング型ＤＡ変換器６は、デコーダ７を有する。デコーダ７は、追従比較型ＡＤ変換器４のデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１に基づいて第１制御信号Ｓ１及び第２制御信号Ｓ２を生成するように構成されている。
【００２５】
第１制御信号Ｓ１は、第１抵抗調整部６Ａの第１スイッチ素子群６Ｓａの複数のスイッチ素子の開閉を指示する信号を含んでおり、複数のスイッチ素子のうちのどのスイッチ素子を閉じるかを指示する。第１抵抗調整部６Ａは、第１制御信号Ｓ１に基づいて、第１スイッチ素子群６Ｓａのうちの選択された１つのスイッチ素子を閉じ、選択されなかった他のスイッチ素子を開放し、第１固定抵抗素子群６Ｒａを分割する。
【００２６】
第２制御信号Ｓ２は、第２抵抗調整部６Ｂの第２スイッチ素子群６Ｓｂの複数のスイッチ素子の開閉を指示する信号を含んでおり、複数のスイッチ素子のうちのどのスイッチ素子を閉じるかを指示する。第２抵抗調整部６Ｂは、第２制御信号Ｓ２に基づいて、第２スイッチ素子群６Ｓｂのうちの選択された１つのスイッチ素子を閉じ、選択されなかった他のスイッチ素子を開放し、第２固定抵抗素子群６Ｒｂを分割する。
【００２７】
第１抵抗調整部６Ａでは、駆動電圧ＶＤＲが印加される端部側のスイッチ素子から順に追従比較型ＡＤ変換器４のカウント値が割り振られている。例えば、図２は、カウント値が「１」の場合を例示する。前記したように、検知部２では、圧力が増加すると、第１可変抵抗素子ＲＧ１の抵抗値が低下するとともに第２可変抵抗素子ＲＧ２の抵抗値が増加する。このとき、第１抵抗調整部６Ａでは、第１可変抵抗素子ＲＧ１と並列に接続される固定抵抗素子の数が増加するとともに第２可変抵抗素子ＲＧ２と並列に接続される固定抵抗素子の数が減少する。換言すると、第１抵抗調整部６Ａでは、圧力が増加すると、第１可変抵抗素子ＲＧ１と並列に接続される固定抵抗素子群の抵抗値が増加するとともに第２可変抵抗素子ＲＧ２と並列に接続される固定抵抗素子群の抵抗値が低下する。このように、第１抵抗調整部６Ａは、第１可変抵抗素子ＲＧ１と固定抵抗素子群の並列の合成抵抗値を維持するとともに、第２可変抵抗素子ＲＧ２と固定抵抗素子群の並列の合成抵抗値を維持するように働く。このため、検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１の電圧ＶＡは、駆動電圧ＶＤＲと基準電圧ＧＮＤの中間の電圧、即ち、ＶＤＲ／２となるように維持される。
【００２８】
一方、第２抵抗調整部６Ｂでは、基準電圧ＧＮＤが印加される端部側のスイッチ素子から順に追従比較型ＡＤ変換器４のカウント値が割り振られている。例えば、図２は、カウント値が「１」の場合を例示する。前記したように、検知部２では、圧力が増加すると、第３可変抵抗素子ＲＧ３の抵抗値が増加するとともに第４可変抵抗素子ＲＧ４の抵抗値が減少する。このとき、第２抵抗調整部６Ｂでは、第３可変抵抗素子ＲＧ３と並列に接続される固定抵抗素子の数が減少するとともに第４可変抵抗素子ＲＧ４と並列に接続される固定抵抗素子の数が増加する。換言すると、第２抵抗調整部６Ｂでは、圧力が増加すると、第３可変抵抗素子ＲＧ３と並列に接続される固定抵抗素子群の抵抗値が減少するとともに第４可変抵抗素子ＲＧ４と並列に接続される固定抵抗素子群の抵抗値が増加する。このように、第２抵抗調整部６Ｂは、第３可変抵抗素子ＲＧ３と固定抵抗素子群の並列の合成抵抗値を維持するとともに、第４可変抵抗素子ＲＧ４と固定抵抗素子群の並列の合成抵抗値を維持するように働く。このため、検知部２の第２中点ノードＮｍｉｄ２の電圧ＶＢは、駆動電圧ＶＤＲと基準電圧ＧＮＤの中間の電圧、即ち、ＶＤＲ／２となるように維持される。
【００２９】
このように、抵抗ストリング型ＤＡ変換器６は、追従比較型ＡＤ変換器４のデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１を利用して、検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１の電圧ＶＡと第２中点ノードＮｍｉｄ２の電圧ＶＢの電位差が零となるように、第１固定抵抗素子群６Ｒａの抵抗分圧値及び第２固定抵抗素子群６Ｒｂの抵抗分圧値を負帰還制御する。即ち、物理量センサ１Ａは、追従比較型ＡＤ変換器４と抵抗ストリング型ＤＡ変換器６を利用して、検知部２に印加される圧力を零位法によって計測するように構成されている。
【００３０】
図１に示されるように、移動平均回路８は、カウンタ４ｂのデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１の移動平均を演算し、その移動平均値をセンサ出力Ｄｏｕｔ２として出力するように構成されている。センサ出力Ｄｏｕｔ２は、ｍビット（例えば、１０ビット）のデジタル値であり、カウンタ４ｂのデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１のビット数（例えば、８ビット）よりも桁数が多い。
【００３１】
上記したように、物理量センサ１Ａでは、ローパスフィルタ３が設けられていることにより、追従比較型ＡＤ変換器４の入力電位差（ＶＡ−ＶＢ）、即ち、追従比較型ＡＤ変換器４の入力信号にランダムノイズが加わる。これにより、追従比較型ＡＤ変換器４のデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１は、ランダムノイズが加わっていない場合の出力結果を中心にしてばらつくことができる。このように、物理量センサ１Ａでは、ローパスフィルタ３が設けられていることにより確率共鳴効果が発現され、これにより、センサ出力Ｄｏｕｔ２の分解能が向上する。
【００３２】
また、上記したように、物理量センサ１Ａは、追従比較型ＡＤ変換器４のデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１に基づいて、抵抗ストリング型ＤＡ変換器６が追従比較型ＡＤ変換器４の入力電位差（ＶＡ−ＶＢ）が零となるように負帰還制御する。物理量センサ１Ａでは、このときの負帰還制御の系の遅れによる信号の行き過ぎ量によって追従比較型ＡＤ変換器４の入力信号にランダムノイズが加わる。物理量センサ１Ａでは、この信号の行き過ぎ量によるランダムノイズにより確率共鳴効果が発現され、これによっても、移動平均回路８のセンサ出力Ｄｏｕｔ２の分解能が向上する。
【００３３】
一方、センサ出力Ｄｏｕｔ２の応答性を向上させるためには、追従比較型ＡＤ変換器４に入力するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数を上げることが望ましい。ところが、追従比較型ＡＤ変換器４に入力するクロック信号ＣＬＫ１のクロック周波数を上げていくと、負帰還制御の系の遅れによる信号の行き過ぎ量に起因したランダムノイズが抑えられ、確率共鳴効果が低下し、センサ出力Ｄｏｕｔ２の分解能が低下する。特に、負帰還制御の系の遅れによる信号の行き過ぎ量に起因しランダムノイズが抑えられると、ローパスフィルタ３の熱雑音によるランダムノイズが支配的になり、この場合、センサ出力Ｄｏｕｔ２のノイズが大きくなる傾向があることが分かってきた。これにより、センサ出力Ｄｏｕｔ２の精度が悪化することが分かってきた。このように、物理量センサ１Ａでは、確率共鳴効果を効果的に得るためには、クロック信号ＣＬＫのクロック周波数を調整するのが望ましい。
【００３４】
制御部１０は、物理量の実計測に先立って仮計測を実行し、クロック信号ＣＬＫのクロック周波数を調整するように構成されている。制御部１０は、複数のスイッチＳＷ１−４を制御し、実計測モードと仮計測モードを切り換えるように構成されている。上記したように、第１スイッチＳＷ１は検知部２の第１中点ノードＮｍｉｄ１と第１分岐ノードＮ１１の間に接続されており、第２スイッチＳＷ２は検知部２の第２中点ノードＮｍｉｄ２と第２分岐ノードＮ１２の間に接続されている。第３スイッチＳＷ３は第１分岐ノードＮ１１とローパスフィルタ３の間のラインに接続されており、第４スイッチＳＷ４は第２分岐ノードＮ１２とローパスフィルタ３の間のラインに接続されている。第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオンして第３スイッチＳＷ３及び第４スイッチＳＷ４がオフすると実計測モードであり、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフして第３スイッチＳＷ３及び第４スイッチＳＷ４がオンすると仮計測モードである。
【００３５】
次に、図３のフローチャートを参照して、物理量センサ１Ａが実行する仮計測モードについて説明する。仮計測モードは、物理量センサ１Ａの起動時に実計測モードに先立って実行される。仮計測モードは、物理量センサ１Ａの起動毎に実行されてもよく、特定の起動時に実行されてもよい。
【００３６】
まず、ステップＳ１１において、制御部１０は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフにし、第３スイッチＳＷ３及び第４スイッチＳＷ４をオンにする。これにより、検知部２が切り離され、制御部１０と追従比較型ＡＤ変換器４が接続される。
【００３７】
次に、ステップＳ１２において、制御部１０は、クロック信号生成回路１８が生成するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数を設定する。クロック周波数の設定値については、複数の設定値が用意されている。ステップＳ１２では、この仮計測モードにおいて未設定の設定値のうちの最小のクロック周波数の設定値が設定される。
【００３８】
次に、ステップＳ１３において、制御部１０は、調整用入力信号Ｖ１，Ｖ２を追従比較型ＡＤ変換器４に入力する。なお、ここでいう調整用入力信号Ｖ１，Ｖ２とは、追従比較型ＡＤ変換器４のコンパレータ４ａの入力信号であり、電圧差（Ｖ１−Ｖ２）のことをいう。調整用入力信号Ｖ１，Ｖ２は、追従比較型ＡＤ変換器４のカウンタ４ｂの１ビットの分解能に相当する大きさを変動する信号である。例えば、調整用入力信号Ｖ１，Ｖ２については、信号Ｖ１が所定時間の間にＶＤＲ／２からＶＤＲ／２＋８０μＶまで変動し、信号Ｖ２が所定時間の間にＶＤＲ／２からＶＤＲ／２−８０μＶまで変動する信号である。
【００３９】
次に、ステップＳ１４において、制御部１０は、調整用入力信号Ｖ１，Ｖ２とセンサ出力Ｄｏｕｔ２の差である量子化誤差を計測するとともに、センサ出力Ｄｏｕｔ２のノイズの最大振幅を計測する。制御部１０は、計測された量子化誤差及びノイズの最大振幅をクロック信号ＣＬＫのクロック周波数に対応付けてメモリ（図示省略）に記憶する。なお、この例では、センサ出力Ｄｏｕｔ２のノイズの最大振幅を計測しているが、この例に代えて、センサ出力Ｄｏｕｔ２のノイズの平均振幅を計測してもよい。
【００４０】
次に、ステップＳ１５において、制御部１０は、ステップＳ１２において未設定のクロック周波数があるか否かを判定する。未設定のクロック周波数がない場合はステップＳ１６に進み、未設定のクロック周波数がある場合はステップＳ１２に戻る。
【００４１】
次に、ステップＳ１６において、制御部１０は、計測された量子化誤差の大きさが移動平均回路８の量子幅よりも小さくなるクロック信号ＣＬＫのクロック周波数の設定値を選択する。計測された量子化誤差の大きさが移動平均回路８の量子幅よりも小さい場合、確率共鳴効果の発現により、分解能が８ビット（追従比較型ＡＤ変換器４のカウンタ４ｂのデジタルカウント値Ｄｏｕｔ１）から１０ビット（移動平均回路８のセンサ出力Ｄｏｕｔ２）に向上していることを意味する。ステップＳ１６では、このように確率共鳴効果が発現されるクロック信号ＣＬＫのクロック周波数の設定値が選択される。
【００４２】
次に、ステップＳ１７において、ステップＳ１６で選択されたクロック周波数の設定値のうちのノイズの最大振幅が最小値となるクロック周波数の設定値が選択される。ノイズの最大振幅が最小値となる場合、センサ出力Ｄｏｕｔ２が高精度に計測されることを意味する。
【００４３】
物理量センサ１Ａは、このような仮計測で選択されたクロック信号ＣＬＫのクロック周波数の設定値を実計測で採用することを決定する。これにより、物理量センサ１Ａは、確率共鳴効果を効果的に発現させて検知部２に加わる圧力を計測することができるので、高い分解能のセンサ出力Ｄｏｕｔ２を安定して出力することができる。また、物理量センサ１Ａの回路定数に製造上のバラツキがある場合でも、仮計測によって確率共鳴効果が効果的に発現されるクロック周波数が選択されるので、物理量センサ１Ａは、高い分解能のセンサ出力Ｄｏｕｔ２を安定して出力することができる。さらに、経年変化によって物理量センサ１Ａの回路定数が変動した場合でも、仮計測によって確率共鳴効果が効果的に発現されるクロック周波数が選択されるので、物理量センサ１Ａは、高い分解能のセンサ出力Ｄｏｕｔ２を安定して出力することができる。
【００４４】
図４に、物理量センサ１Ａの変形例である物理量センサ１Ｂを示す。この物理量センサ１Ｂでは、ローパスフィルタ３を構成する抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２が可変抵抗体であり、さらに、ローパスフィルタ３を構成する容量素子Ｃ１，Ｃ２が可変容量素子であることを特徴とする。ローパスフィルタ３のカットオフ周波数は、制御部１０からの指示信号に基づいて調整可能に構成されている。
【００４５】
図５は、物理量センサ１Ｂが実行する仮計測モードのフローチャートである。図１の物理量センサ１Ａの仮計測モードのフローチャート（図３参照）と対比すると、物理量センサ１Ｂの仮計測モードのフローチャートは、ステップＳ１２のみが相違する。
【００４６】
図５に示されるように、ステップＳ１２において、制御部１０は、クロック信号生成回路１８が生成するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数とローパスフィルタ３のカットオフ周波数の組み合わせを設定する。ローパスフィルタ３の第１ローパスフィルタＬＰＦ２及び第２ローパスフィルタＬＰＦ２のカットオフ周波数は同一である。クロック信号ＣＬＫのクロック周波数とローパスフィルタ３のカットオフ周波数の組み合わせの設定値については、複数の設定値が用意されている。
【００４７】
物理量センサ１Ｂでは、このような仮計測で選択されたクロック信号ＣＬＫのクロック周波数とローパスフィルタ３のカットオフ周波数の組み合わせの設定値を実計測で採用することを決定する。これにより、物理量センサ１Ｂは、確率共鳴効果を効果的に発現させて検知部２に加わる圧力を計測することができるので、高い分解能のセンサ出力Ｄｏｕｔ２を安定して出力することができる。例えば、物理量センサ１Ｂでは、クロック信号ＣＬＫのクロック周波数を増加させると、センサ出力Ｄｏｕｔ２の応答性が向上する。しかしながら、クロック信号ＣＬＫのクロック周波数を増加させると、追従比較型ＡＤ変換器４の入力信号に加わるランダムノイズについては、負帰還制御の系の遅れによるランダムノイズが抑えられ、ローパスフィルタ３の熱雑音によるランダムノイズが支配的となり、センサ出力Ｄｏｕｔ２のノイズの最大振幅が大きくなる傾向にある。一方、クロック信号ＣＬＫのクロック周波数を低下させると、追従比較型ＡＤ変換器４の入力信号に加わるランダムノイズについては、負帰還制御の系の遅れによるランダムノイズが支配的となり、センサ出力Ｄｏｕｔ２のノイズの最大振幅が小さくなる傾向にある。物理量センサ１Ｂでは、クロック信号ＣＬＫのクロック周波数とローパスフィルタ３のカットオフ周波数を考慮することにより、センサ出力Ｄｏｕｔ２の分解能と精度を最適化することができる。
【００４８】
なお、物理量センサ１Ｂでは、抵抗ストリング型ＤＡ変換器６の固定抵抗素子群６Ｒａ，６Ｒｂ及びローパスフィルタ３の可変抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２の熱雑音は、駆動電圧ＶＤＲの大きさに依存する。このため、図６に示されるように、ステップＳ１２において、制御部１０は、クロック信号生成回路１８が生成するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数とローパスフィルタ３のカットオフ周波数と駆動電圧ＶＤＲの組み合わせを設定してもよい。このような仮計測で選択されたクロック信号ＣＬＫのクロック周波数とローパスフィルタ３のカットオフ周波数と駆動電圧ＶＤＲの組み合わせの設定値を実計測で採用することで、物理量センサ１Ｂは、センサ出力Ｄｏｕｔ２の分解能と精度をより最適化することができる。
【００４９】
上記実施形態では、４つの可変抵抗素子ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ３，ＲＧ４がフルブリッジ接続されている検知部２を例示した。この例に代えて、検知部２は、一対の可変抵抗素子がハーフブリッジ接続して構成されていてもよい。また、制御部１０は、他の回路素子とともにワンチップ化されていてもよく、外付けのハードウェアであってもよく、ＣＰＵソフトであってもよい。
【００５０】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００５１】
１Ａ，１Ｂ：物理量センサ
２：検知部
３：ローパスフィルタ
４：追従比較型ＡＤ変換器
４ａ：コンパレータ
４ｂ：カウンタ
６：抵抗ストリング型ＤＡ変換器
８：移動平均回路
１０：制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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