(57)【要約】【課題】ＯＣＸＯ（Ｏｖｅｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｏｃｉｌｌａｔｏｒ，恒温槽付き水晶発振器）等の発振器において、温度の安定化をより一層図ることが望まれる。【解決手段】温度センサと、温度センサからの検出値と目標値との差に応じた電力を第１ヒータに供給する電力供給回路と、電力供給回路よりも温度センサへの熱伝導が速くなる位置に設けられ、電力供給回路の消費電力に応じて、自身の消費電力を変化させる第２ヒータと、を備える温度制御装置が提供される。【選択図】図１
2018163621.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度センサと、
前記温度センサからの検出値と目標値との差に応じた電力を第１ヒータに供給する電力供給回路と、
前記電力供給回路よりも前記温度センサへの熱伝導が速くなる位置に設けられ、前記電力供給回路の消費電力に応じて、自身の消費電力を変化させる第２ヒータと、
を備える温度制御装置。
【請求項２】
前記温度センサ、前記電力供給回路、および前記第２ヒータは、同一の集積回路内に設けられ、
前記第１ヒータは、前記集積回路に対して外部接続される
請求項１に記載の温度制御装置。
【請求項３】
前記第２ヒータは、前記電力供給回路が前記第１ヒータに供給する電力を増加させる場合に、前記電力供給回路および前記第２ヒータの合計の消費電力を非減少とする電力を消費する請求項１または２に記載の温度制御装置。
【請求項４】
前記第２ヒータは、前記電力供給回路が前記第１ヒータに供給する電力を増加させ、且つ前記電力供給回路の消費電力が減少する場合に、前記電力供給回路および前記第２ヒータの合計の消費電力を非減少とする電力を消費する
請求項３に記載の温度制御装置。
【請求項５】
前記第１ヒータおよび前記第２ヒータは、前記電力供給回路に対して並列に接続される請求項１から４のいずれか一項に記載の温度制御装置。
【請求項６】
前記第２ヒータは、前記第１ヒータよりも通電時における消費電力が小さい請求項１から５のいずれか一項に記載の温度制御装置。
【請求項７】
前記電力供給回路は、
目標温度に応じた前記目標値を出力する目標設定回路と、
前記目標値および前記検出値の差を出力する差分回路と、
前記差分回路の出力に応じた電流を出力する電流出力回路と
を有する請求項１から６のいずれか一項に記載の温度制御装置。
【請求項８】
前記第１ヒータは前記電流出力回路の出力と基準電位との間に接続される請求項７に記載の温度制御装置。
【請求項９】
前記第２ヒータは、前記電流出力回路の出力と前記基準電位との間にそれぞれドレインおよびソースが接続され、前記電流出力回路の出力側にゲートが接続されるトランジスタを有する請求項８に記載の温度制御装置。
【請求項１０】
前記基準電位は、グランド電位である請求項９に記載の温度制御装置。
【請求項１１】
前記基準電位は、電源電位である請求項９に記載の温度制御装置。
【請求項１２】
前記第１ヒータを更に備える請求項１から１１のいずれか一項に記載の温度制御装置。
【請求項１３】
請求項１から１２のいずれか一項に記載の温度制御装置と、
前記温度制御装置によって目標温度となるように制御される発振回路と
を備える発振装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度制御装置および発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶片等を用いる発振器は、温度によって発振周波数が変動する。このため、発振器に熱源を内蔵することで温度を一定に保つ、ＯＣＸＯ（Ｏｖｅｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｏｃｉｌｌａｔｏｒ，恒温槽付き水晶発振器）がある（例えば、特許文献１参照）。ＯＣＸＯは、外気温が変動しても水晶片の温度がほぼ一定となるため、水晶片の温度特性に依らずに発振周波数を一定に保つ事ができる。従って、ＯＣＸＯは、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ，温度補償型水晶発振器）よりも厳しい周波数精度が要求される通信インフラ（基幹系ネットワークおよび無線基地局等）の基準クロック生成に用いられることがある。
特許文献１  米国特許出願公開第２０１６／０２８５４６０号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
このようなＯＣＸＯ等の発振器において、温度の安定化をより一層図ることが望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の第１の態様においては、温度センサと、温度センサからの検出値と目標値との差に応じた電力を第１ヒータに供給する電力供給回路と、電力供給回路よりも温度センサへの熱伝導が速くなる位置に設けられ、電力供給回路の消費電力に応じて、自身の消費電力を変化させる第２ヒータと、を備える温度制御装置が提供される。
【０００５】
本発明の第２の態様においては、第１の態様の温度制御装置と、温度制御装置によって目標温度となるように制御される発振回路とを備える発振装置が提供される。
【０００６】
上記の発明の概要は、本発明の特徴の全てを列挙したものではない。これらの特徴群のサブコンビネーションも発明となりうる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本実施形態に係る発振装置１００の第１の構成例を示す。
【図２】比較例の発振装置５００を示す。
【図３】電流出力回路３２６の出力電流に対する、発振装置１００の内部温度と、電流出力回路３２６の電力と、第１ヒータ３３０の電力とを示す。
【図４】電流出力回路３２６の出力電流に対する電流出力回路３２６の電力を示す。
【図５】熱フィードバックループのオープンループのゲイン特性および位相特性を示す。
【図６】電流出力回路３２６の出力電流の過渡応答シミュレーション結果を示す。
【図７】発振装置１００の内部温度の過渡応答シミュレーション結果を示す。
【図８】熱フィードバックループのオープンループのゲイン特性および位相特性を示す。
【図９】本実施形態の発振装置１００における電流出力回路３２６の出力電流に対する、電流出力回路３２６の電力と、第２ヒータ３４０の電力と、合計電力とを示す。
【図１０】電流出力回路３２６の出力電流と第２ヒータ３４０のゲート電圧との関係を示す。
【図１１】電流出力回路３２６の出力電流に対する、第１ヒータ３３０の電流および第２ヒータ３４０の電流を示す。
【図１２】電流出力回路３２６の出力電流に対する、電流出力回路３２６の消費電力、第２ヒータ３４０の消費電力、およびこれらの合計電力を示す。
【図１３】本実施形態に係る発振装置１００の第２の構成例を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【０００９】
図１は、本実施形態に係る発振装置１００の第１の構成例を示す。発振装置１００は、発振回路２００と、温度制御装置３００とを備える。発振装置１００は、発振回路２００を、温度制御装置３００によって目標温度に制御し、予め定められた目標発振周波数で発振させる。発振装置１００は、一例としてＯＣＸＯ（Ｏｖｅｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｏｃｉｌｌａｔｏｒ）である。
【００１０】
発振回路２００は、発振エネルギーを供給することにより振動子を発振させて、発振した周波数信号を外部に出力する。発振回路２００は、集積回路４００に外部接続された振動子を有してよく、振動子は、２つの電極の間に水晶片等が設けられたものであってよい。なお、発振回路２００の発振周波数は、当該発振回路２００の温度に応じて変動しうる。
【００１１】
温度制御装置３００は、発振回路２００を目標温度に制御し、発振回路２００の発振周波数の変動を調整する。温度制御装置３００は、温度センサ３１０と、電力供給回路３２０と、第１ヒータ３３０と、第２ヒータ３４０とを有する。
【００１２】
温度センサ３１０は、発振装置１００の内部温度、発振回路２００の温度、または第１ヒータ３３０の温度を検出し、検出値に応じたセンス電圧を出力してよい。温度センサ３１０は、例えば発振回路２００の水晶片または第１ヒータ３３０の周囲の温度を検出してよい。温度センサ３１０は、集積回路４００に内蔵される温度センサ素子であってよく、例えば、ダイオードであってよい。
【００１３】
電力供給回路３２０は、温度センサ３１０に接続され、温度センサ３１０からの検出値と目標値との差に応じた電力を出力する。電力供給回路３２０は、目標設定回路３２２と、差分回路３２４と、電流出力回路３２６とを有する。
【００１４】
目標設定回路３２２は、目標温度に応じた目標値を出力する。目標設定回路３２２は、例えば工場出荷時またはユーザ入力に応じて発振回路２００の目標温度を設定可能であり、目標温度に応じた電圧または電流を出力する。
【００１５】
差分回路３２４は、マイナスの入力に目標設定回路３２２が接続され、プラスの入力に温度センサ３１０が接続されてよい。差分回路３２４は、目標設定回路３２２からの目標値および温度センサ３１０からの検出値の差を増幅して出力してよい。差分回路３２４は、一例として差動増幅回路であってよい。
【００１６】
電流出力回路３２６は、第１トランジスタ３２７を有してよく、当該第１トランジスタ３２７は、ゲートが差分回路３２４の出力に接続され、電源電位ＶＤＤと第１ヒータ３３０および第２ヒータ３４０との間にソースおよびドレインがそれぞれ接続されてよい。電流出力回路３２６は、差分回路３２４の出力に応じた電流を第１ヒータ３３０および第２ヒータ３４０に出力する。電流出力回路３２６は、検出温度が目標温度よりも小さい場合には出力電流を増加させ、検出温度が目標温度よりも大きい場合には出力電流を減少させてよい。第１トランジスタ３２７は、例えば、バイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴ等のパワートランジスタであってよい。
【００１７】
第１ヒータ３３０は、電流出力回路３２６の出力と基準電位との間に接続され、温度センサ３１０からの検出値と目標値との差に応じた電力が電流出力回路３２６から供給される。当該基準電位は、例えばグランド電位ＶＳＳであってよい。第１ヒータ３３０は、発振回路２００の近傍に配置され、例えば発振回路２００の振動子の直近に配置され、または複数の第１ヒータ３３０で振動子を挟むように配置される。第１ヒータ３３０は、電流出力回路３２６からの電力を消費して発熱することで、発振回路２００を目標温度に制御してよい。第１ヒータ３３０は、電流を流すと発熱するものであればよく、例えばＮＭＯＳトランジスタまたはＰＭＯＳトランジスタ等のトランジスタを有してよい。また、第１ヒータ３３０は、ニクロム等の金属線等であってもよい。なお、第１ヒータ３３０は、温度制御装置３００に含まれなくてもよい。
【００１８】
第２ヒータ３４０は、電流出力回路３２６の出力と基準電位との間に接続され、電力供給回路３２０に対して第１ヒータ３３０と並列に接続される。第２ヒータ３４０は、電力供給回路３２０よりも温度センサ３１０への熱伝導が速くなる位置に設けられ、電力供給回路３２０の消費電力に応じて、自身の消費電力を変化させる。第２ヒータ３４０は、温度センサ３１０からの検出値と目標値との差に応じて電力を消費して発熱する。第２ヒータ３４０は、電流出力回路３２６の出力と基準電位との間にドレインおよびソースが接続され、電流出力回路３２６の出力側にゲートが接続される第２トランジスタ３４２を有する。当該第２トランジスタ３４２は、ＭＯＳトランジスタまたはバイポーラトランジスタ等であってよい。第２トランジスタ３４２がバイポーラトランジスタである場合、エミッタ、コレクタ、及びベースは、ソース、ドレイン、及びゲートにそれぞれ対応して接続される。一例として、第１の構成例の発振装置１００において、第２トランジスタ３４２は、ＮＭＯＳトランジスタであり、この場合基準電位はグランド電位ＶＳＳである。
【００１９】
本実施形態の発振装置１００は、電流出力回路３２６の発熱を温度センサ３１０が検出してしまうことによる熱ハンチング（熱発振）を第２ヒータ３４０により抑制することができる。また、熱ハンチングの抑制を、１種類のトランジスタ等で構成される第２ヒータ３４０を追加するだけで実現できるため、当該第２ヒータ３４０のための面積は小面積で済み、また複雑な結線も必要無いため配線も最小限とすることができる。また、発振装置１００は、第１ヒータ３３０と第２ヒータ３４０とに大電流を流す配線が同一のベタグランドパターンで済む。その結果、余計な導電性パターンを用意した場合に熱が逃げて熱制御が不安定になることを防止し、熱制御がより安定なものになる。
【００２０】
ここで、熱ハンチングについて詳細に説明する。図２は、比較例の発振装置５００を示す。比較例の発振装置５００は、本実施形態の発振装置１００における第２ヒータ３４０を備えていない。
【００２１】
まず、第１トランジスタ３２７は、第１ヒータ３３０に流す電流を供給するので、第１トランジスタ３２７自体も発熱する。従って、図２に示すように、温度センサ３１０は、第１トランジスタ３２７からの熱と第１ヒータ３３０からの熱を受ける。ここで、温度センサ３１０が検出した温度が低い場合、第１ヒータ３３０を昇温するべく、電力供給回路３２０は第１トランジスタ３２７に流す電流を増加させて、第１ヒータ３３０に流す電流を増やす。この際、図４の破線Ａの領域では、第１トランジスタ３２７の電流が増加するが、第１トランジスタのソース〜ドレイン間電圧（バイポーラトランジスタであればエミッタ〜コレクタ間電圧）が低下するため、第１トランジスタ３２７の消費電力が下がり第１トランジスタ３２７から温度センサ３１０へと伝わる熱量が減る。この結果、温度センサ３１０は、第１ヒータ３３０から受ける熱量が増える前に第１トランジスタ３２７からの熱量が下がるため、少なくとも一時的に温度低下を検出する可能性がある。従って、温度制御装置３００において、昇温すべく第１トランジスタ３２７に流れる電流量を増やすと、温度センサ３１０が検出する温度が低下し、更に第１トランジスタ３２７に流れる電流を増やしてしまうという正帰還が発生する。
【００２２】
具体的には、比較例の発振装置５００において、電源電圧をＶｄｄ［Ｖ］、電流出力回路３２６の出力端子ＩＯＵＴの電圧をＶｏ［Ｖ］、電流出力回路３２６および第１ヒータ３３０に流れる出力電流量Ｉｏ［Ａ］、第１ヒータ３３０の抵抗をＲｈ［Ω］とする。この場合、出力端子ＩＯＵＴの電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｒｈ×Ｉｏという式で表される。また、電流出力回路３２６および第１ヒータ３３０で消費される電力Ｐｔ［Ｗ］およびＰｈ［Ｗ］は、以下のように表される。
Ｐｔ＝Ｉｏ（Ｖｄｄ−Ｖｏ）＝Ｉｏ（Ｖｄｄ−Ｒｈ×Ｉｏ）・・・（式１）
Ｐｈ＝Ｖｏ×Ｉｏ＝Ｒｈ×Ｉｏ２・・・（式２）
【００２３】
従って、出力電流Ｉｏにより加熱された状態の発振装置５００の内部温度Ｔｉ［℃］は、発振装置５００のパッケージ熱抵抗（集積回路４００および第１ヒータ３３０と外気との間の熱抵抗）をθａ［℃／Ｗ］、環境温度をＴａ［℃］とすると、以下のように表される。なお、集積回路４００の温度上昇は、全て電流Ｉｏによるものと近似する。
Ｔｉ＝Ｔａ＋θａ（Ｐｔ＋Ｐｈ）＝Ｔａ＋θａ×Ｉｏ×Ｖｄｄ・・・（式３）
【００２４】
具体例として、比較例の発振装置５００において、Ｖｄｄ＝３Ｖ、Ｒｈ＝１０Ω、θａ＝１５０℃／Ｗ、Ｔａ＝−４０℃とする。図３は、電流出力回路３２６の出力電流に対する、発振装置５００の内部温度［℃］と、電流出力回路３２６の消費電力Ｐｔ［Ｗ］と、第１ヒータ３３０の消費電力Ｐｈ［Ｗ］とを示す。図４は、電流出力回路３２６の消費電力Ｐｔ［Ｗ］を示す。
【００２５】
図３および４に示すように、出力電流の増加にともなって、内部温度と第１ヒータ３３０の消費電力は増加するが、電流出力回路３２６の消費電力は、負の傾きを有する領域Ａ（図３および４において出力電流１５０〜３００ｍＡの範囲）が生じる。当該領域Ａが、熱ハンチングの原因の１つである。図４に示す領域Ａは、発振回路２００を加熱するために電流出力回路３２６の出力電流を増加させると、電流出力回路３２６の発熱が減少することを示す。これは、集積回路４００のパッケージ外にある第１ヒータ３３０の発熱を無視して電流出力回路３２６のみで考えると熱フィードバック系が正帰還となることを示す。
【００２６】
また、２つ目の熱ハンチングの原因は、温度センサ３１０への熱伝導の速さが、電流出力回路３２６よりも第１ヒータ３３０が遅いということである。
【００２７】
図２に示すように、第１ヒータ３３０は外部接続され、温度センサ３１０までの熱伝導パスには基板等が配置され、これが、第１ヒータ３３０から温度センサ３１０までの熱伝導の妨げとなっている。よって、第１ヒータ３３０から温度センサ３１０まで熱が到達するのには時間がかかる。一方、電流出力回路３２６から温度センサ３１０までの熱伝導パスは、同一の集積回路４００内での熱伝導であるため、熱伝導が速い。このような発振装置５００における熱フィードバック系の安定性を、具体的な数値を用いたＡＣ解析シミュレーション結果を用いて示す。
【００２８】
シミュレーションの各条件を、電源電圧Ｖｄｄ＝３Ｖ、第１ヒータ３３０の抵抗Ｒｈ＝１０Ω、発振装置５００のパッケージ熱抵抗θａ＝１５０℃／Ｗ、環境温度Ｔａ＝−４０℃、出力電流Ｉｏ＝２００ｍＡとする。当該条件は、図４において、熱ハンチングが起こる条件（領域Ａ）に相当する。この場合、発振装置５００の内部温度はＴｉ＝−４０℃＋１５０℃／Ｗ×（３Ｖ×２００ｍＡ）＝５０℃となる。
【００２９】
この条件に加えてさらに、熱伝導の時定数を、電流出力回路３２６から温度センサ３１０への熱伝導時定数τｔ＝１０ｍｓ、第１ヒータ３３０から温度センサ３１０への熱伝導時定数τｈ＝１０ｓとする。また、温度制御装置３００のパラメータを、温度センサ３１０のゲイン＝１０ｍＶ／℃（正の温度特性）、差分回路３２４のゲイン＝６０ｄＢ、電流出力回路３２６のトランスコンダクタンスｇｍ＝８００ｍＡ／Ｖとする。発振装置５００においては、温度センサ３１０の出力→電流出力回路３２６の制御→出力電流Ｉｏの変化→温度センサ３１０による検出→温度センサ３１０の出力→…という熱フィードバックループが形成される。図５は、当該熱フィードバックループのオープンループのゲイン特性および位相特性を示す。
【００３０】
図５に示すように、ゲイン特性はｐｏｌｅが２箇所存在する。１つ目のｐｏｌｅは、第１ヒータ３３０からの熱伝導時定数＝１０ｓに対応するものであり、周波数１６ｍＨｚ（＝１／（２π×１０ｓ））に存在する。２つ目のｐｏｌｅは、電流出力回路３２６からの熱伝導時定数＝１０ｍｓに対応するものであり、周波数１６Ｈｚ（＝１／（２π×１０ｍｓ））に存在する。図５では、ゲイン＝０ｄＢとなる周波数での位相は、−９０ｄｅｇとなっている。すなわち位相余裕は−９０ｄｅｇであり、これは、熱ハンチングが起こることを示している。
【００３１】
ここで、通常であれば、１つのｐｏｌｅにより生じる位相遅れは９０°である。しかし図５のｐｏｌｅ＝１６ｍＨｚによる位相遅れは９０°ではなく１８０°となっている。これは１６ｍＨｚを超えた周波数成分では、第１ヒータ３３０から温度センサ３１０への負帰還パスのゲインが減少し、やがて、電流出力回路３２６から温度センサ３１０への正帰還パスが支配的となるためである。ＤＣ周波数で負帰還であったものが、１６ｍＨｚを境に正帰還となるため、位相が１８０°遅れている（＝極性が反転する）ことと等価となる。
【００３２】
上記条件で、出力電流および内部温度の過渡応答シミュレーションを行った。図６は、電流出力回路３２６の出力電流の過渡応答シミュレーション結果を示す。図７は、発振装置５００の内部温度の過渡応答シミュレーション結果を示す。なお、当該シミュレーション時には、電流出力回路３２６の出力電流の上限を１Ａに設定した。図６および７に示すように、出力電流および内部温度ともに安定せずに熱ハンチングが起こっているのが分かる。熱ハンチングにおいては、電流出力回路３２６は、周期的にＯＮ／ＯＦＦスイッチングするような挙動となる。
【００３３】
なお、参考として各条件を、電源電圧Ｖｄｄ＝３Ｖ、第１ヒータ３３０の抵抗Ｒｈ＝１０Ω、発振装置５００のパッケージ熱抵抗θａ＝１５０℃／Ｗ、環境温度Ｔａ＝−４０℃、出力電流Ｉｏ＝１００ｍＡとした場合のゲイン特性および位相特性を調べた。この場合、発振装置５００の内部温度は、Ｔｉ＝−４０℃＋１５０℃／Ｗ×（３Ｖ×１００ｍＡ）＝５℃となる。Ｉｏ＝１００ｍＡという条件は、図４において熱ハンチングの起こらない領域（領域Ａ以外の領域）である。
【００３４】
図８は、参考条件における熱フィードバックループのオープンループのゲイン特性および位相特性を示す。図８において、位相余裕は９０ｄｅｇであり、これは、系が安定であることを示している。また、図８において、ｐｏｌｅ＝１６ｍＨｚにおける負帰還から正帰還への変化（１８０°位相遅れ）も起こっていない。
【００３５】
ここで、図１に示す本実施形態の発振装置１００において、第２ヒータ３４０は、電力供給回路３２０の電流出力回路３２６の電力減少分の消費電力変化を補償することで、熱フィードバックが負帰還となり温度の安定性を向上できる。例えば、第２ヒータ３４０は、電力供給回路３２０が第１ヒータ３３０に供給する電力を増加させ、且つ電力供給回路３２０の消費電力が減少する場合に、電力供給回路３２０および第２ヒータ３４０の合計の消費電力を非減少とすることが好ましい。図９は、本実施形態の発振装置１００における電流出力回路３２６の電力と、第２ヒータ３４０の電力と、それらの合計電力とを示す。図９に示すように、電流出力回路３２６の電力のピークから負の傾きになる領域を、第２ヒータ３４０の電力により補償することで、合計電力については、ピークから傾きを正またはゼロとすることができる。これにより、熱ハンチングの原因である、出力電流を増加させているにも関わらず電流出力回路３２６の電力が減少し、熱フィードバックが正帰還となってしまうことを防止できる。
【００３６】
なお、図１の本実施形態に係る発振装置１００において、温度センサ３１０、電力供給回路３２０、および第２ヒータ３４０、並びに発振回路２００は、同一の集積回路４００内に設けられ、第１ヒータ３３０は、集積回路４００に対して外部接続されてよい。熱伝導の時定数も温度の安定性に影響するため、第２ヒータ３４０からの熱伝導が、電流出力回路３２６からの熱伝導に比べて温度センサ３１０に同時にまたはより速く到達することが温度の安定化のために好ましい。同一の集積回路４００内に設けられた温度センサ３１０、電力供給回路３２０、および第２ヒータ３４０は、同一の基板でつながるため、第２ヒータ３４０と電力供給回路３２０は、熱伝導の時定数がほぼ同じとなる。また、熱伝導の時定数の点からも、第２ヒータ３４０は、電力供給回路３２０よりも温度センサ３１０の近くに配置されることがさらに好ましい。なお、集積回路４００は、ＬＳＩ、またはマルチチップモジュール等であってよい。
【００３７】
ここで、本実施形態の発振装置１００の動作は、温度センサ３１０の検出温度に応じて、電流出力回路３２６の電流が増加し、出力端子ＩＯＵＴの電圧が上昇し、第２ヒータ３４０のゲート電圧が上昇し、第２ヒータ３４０のドレインからソースへの電流量が増加し、第２ヒータ３４０の発熱量が増加する。すなわち、電流出力回路３２６の電流の増加に応じて、第２ヒータ３４０の発熱量も増加する。よって、パラメータを適宜選択することにより、電流出力回路３２６と第２ヒータ３４０との合計電力を、電流出力回路３２６の電流増加に対して常に正の傾きにすることができる。以下、本実施形態の発振装置１００を用いたシミュレーション結果により、合計電力を正の傾きにするためのパラメータの一例を示す。
【００３８】
発振装置１００の条件を、電源電圧Ｖｄｄ＝３Ｖ、第１ヒータ３３０の抵抗Ｒｈ＝１０Ω、発振装置１００のパッケージ熱抵抗θａ＝１５０℃／Ｗ、環境温度Ｔａ＝−４０℃、電流出力回路３２６から温度センサ３１０への熱伝導時定数τｔ＝１０ｍｓ、第２ヒータ３４０から温度センサ３１０への熱伝導時定数τｎｄ＝１０ｍｓ、第１ヒータ３３０から温度センサ３１０への熱伝導時定数τｈ＝１０ｓ、温度センサ３１０のゲイン＝１０ｍＶ／℃（正の温度特性）、差分回路３２４のゲイン＝６０ｄＢ、電流出力回路３２６の第１トランジスタ３２７のトランスコンダクタンスｇｍ＝８００ｍＡ／Ｖ、第２ヒータ３４０の第２トランジスタ３４２の閾値Ｖｔｈ＝０．６５Ｖとする。
【００３９】
これらの条件でのシミュレーション結果を図１０−１３に示す。図１０は、電流出力回路３２６の出力電流と第２ヒータ３４０（ＮＭＯＳ）のゲート電圧との関係を示す。電流出力回路３２６の電流は、第１ヒータ３３０と第２ヒータ３４０とに分岐し、電流出力回路３２６の電流量が増加するほど、第２ヒータ３４０のＮＭＯＳゲート電圧は単調増加する。
【００４０】
図１１は、電流出力回路３２６の出力電流に対する、第１ヒータ３３０の電流および第２ヒータ３４０の電流を示す。電流出力回路３２６の電流が増加すると、第２ヒータ３４０のＮＭＯＳゲート電圧Ｖｇが上昇し、第２ヒータ３４０の電流が増加する。また、電流出力回路３２６からの電流は、（Ｖｇ−Ｖｔｈ）の２乗に比例した電流が第２ヒータ３４０に流れ、残りの電流は第１ヒータ３３０に流れる。図１１に示すような電流の関係とすることで、第２ヒータ３４０は、第１ヒータ３３０よりも通電時における消費電力を小さくすることができる。これにより、第１ヒータ３３０により、効率的に発振回路２００を目標温度に制御することができる。つまり、第１ヒータ３３０を外部振動子の直近に配置し、且つ第１ヒータ３３０の電力を第２ヒータ３４０の電力より大きくすれば、第１ヒータ３３０からの熱が他に逃げることなく外部振動子に伝わるため、外部振動子を目標温度に制御できる。
【００４１】
図１２は、電流出力回路３２６の出力電流に対する、電流出力回路３２６の消費電力、第２ヒータ３４０の消費電力、およびこれらの合計電力を示す。電流出力回路３２６の消費電力は、電流量が小さい初期には増加して正の傾きとなり、後半（≧２００ｍＡの領域）には負の傾きが見られる。一方第２ヒータ３４０の消費電力は、電流出力回路３２６の電流量の増加に伴って増加している。これにより、電流出力回路３２６の消費電力と第２ヒータ３４０の消費電力との合計は、全領域で傾きが正となっている。従って、本実施形態に係る発振装置１００において、熱フィードバックは安定になり、熱ハンチングを防止できる。
【００４２】
次に、本実施形態に係る発振装置１００の第２の構成例について説明する。図１３は、本実施形態に係る発振装置１００の第２の構成例を示す。図１に示された第１の構成例の発振装置１００の構成と略同一の構成については説明を省略する。第２の構成例の発振装置１００は、構成および動作は第１の構成例の発振装置１００と同様である。ただし、第２ヒータ３４４は、ＰＭＯＳトランジスタ３４６を有し、ＰＭＯＳトランジスタ３４６は、電流出力回路３２６の出力と電源電位ＶＤＤとの間にドレインおよびソースが接続される。また、第１ヒータ３３０は、電流出力回路３２６の出力と電源電位ＶＤＤとの間に接続され、電流出力回路３２８は、グランド電位ＶＳＳと第１ヒータ３３０および第２ヒータ３４４との間にドレインおよびソースが接続されるＮＭＯＳトランジスタ３２９を有する。ＮＭＯＳトランジスタ３２９は、バイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴ等のパワートランジスタであってよい。
【００４３】
第２の構成例の発振装置１００においては、温度センサ３１０のセンス電圧に応じて電力供給回路３２０の出力電流が増加して、第１ヒータ３３０の消費電力が増加し、出力端子ＩＯＵＴにおける電圧が低下して、ＰＭＯＳトランジスタ３４６に流れる電流が増加して第２ヒータ３４０が発熱する。これにより、第２の構成例の発振装置１００は、熱ハンチングを抑制できる。また、第２の構成例の発振装置１００は、第１ヒータ３３０と第２ヒータ３４４とへ大電流を流す配線が同一のベタ電源パターンのみで済む。その結果、余計な導電性パターンを用意した場合に熱が逃げて熱制御が不安定になることを防止し、熱制御がより安定なものになる。
【００４４】
なお、本実施形態に係る発振装置１００において、温度センサ３１０のセンス電圧の値は、温度に対して正または負の傾きを有してよい。温度センサ３１０は、正の傾きの場合と負の傾きの場合とで、差分回路３２４の入力の極性を入れ替えて接続されてよい。例えば、第１の構成例の発振装置１００において、負の傾きの温度センサ３１０の場合は、温度センサ３１０の出力は、差分回路３２４のマイナスの入力に接続され、一方目標設定回路３２２の出力はプラスの入力に接続されてよい。
【００４５】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【００４６】
特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
【符号の説明】
【００４７】
１００  発振装置、２００  発振回路、３００  温度制御装置、３１０  温度センサ、３２０  電力供給回路、３２２  目標設定回路、３２４  差分回路、３２６  電流出力回路、３２７  第１トランジスタ、３２８  電流出力回路、３２９  ＮＭＯＳトランジスタ、３３０  第１ヒータ、３４０  第２ヒータ、３４２  第２トランジスタ、３４４  第２ヒータ、３４６  ＰＭＯＳトランジスタ、４００  集積回路、５００  発振装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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