(57)【要約】【課題】直流出力電位の変動を抑制するとともに、広い入力範囲にわたって高電力効率および低歪率を実現することが可能な利得可変差動増幅回路を提供する。【解決手段】利得可変差動増幅回路１は、増幅段１００と、調整段２００とを備える。増幅段１００は、直流電流Ｉａを供給する第１の電流源５を有する。調整段２００は、利得調整信号ΔＶの大きさに応じて、直流電流Ｉａの大きさを調整する。【選択図】図１
2018113520.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ互いに反対の位相を有する正相成分と逆相成分とを含む差動入力信号を利得調整信号に応じた利得で増幅して、それぞれ互いに反対の位相を有する正相成分と逆相成分とを含む差動出力信号として出力する利得可変差動増幅回路であって、
直流電流を供給する第１の電流源と、
前記第１の電流源の一端に電気的に接続され、前記直流電流を前記差動入力信号に応じて第１の電流と第２の電流とに配分する第１の差動回路と、
前記第１の差動回路に電気的に接続され、前記第１の電流を前記利得調整信号の大きさに応じて第３の電流と第４の電流とに配分する第２の差動回路と、
前記第１の差動回路に電気的に接続され、前記第２の電流を前記利得調整信号の大きさに応じて第５の電流と第６の電流とに、前記第５の電流の前記第６の電流に対する比が前記第４の電流の前記第３の電流に対する比と同じになるように、配分する第３の差動回路と、
前記第２の差動回路に電気的に接続され、前記第４の電流が流れて生じる電圧降下の大きさに応じて前記差動出力信号の逆相成分を生成する第１の抵抗器と、
前記第３の差動回路に電気的に接続され、前記第５の電流が流れて生じる電圧降下の大きさに応じて前記差動出力信号の正相成分を生成する第２の抵抗器と、
を有する増幅段と、
前記利得調整信号の大きさに応じて前記直流電流を調整する調整段と、
を備える利得可変差動増幅回路。
【請求項２】
前記第１の差動回路は、前記第１の電流が流れる第３の抵抗器、および前記第２の電流が流れる第４の抵抗器を含み、
前記調整段は、前記利得調整信号の大きさと、前記直流電流の電流値とを対応づけるルックアップテーブルを参照することにより、前記直流電流を調整し、
前記ルックアップテーブルの前記電流値は、前記利得調整信号の大きさと、前記第３の抵抗器の抵抗値および前記第４の抵抗器の抵抗値とに基づいて定められる、
請求項１に記載の利得可変差動増幅回路。
【請求項３】
前記第１の差動回路は、前記第３の抵抗器を介して前記第１の電流源の一端に電気的に接続された第１のトランジスタと、前記第４の抵抗器を介して前記第１の電流源の一端に電気的に接続された第２のトランジスタと、をさらに含み、
前記第１のトランジスタは、前記差動入力信号の正相成分をベースに受け、前記第１の電流をコレクタに流し、
前記第２のトランジスタは、前記差動入力信号の逆相成分をベースに受け、前記第２の電流をコレクタに流す、
請求項２に記載の利得可変差動増幅回路。
【請求項４】
前記第２の差動回路は、それぞれのエミッタが前記第１のトランジスタのコレクタに接続され、それぞれのベースに前記利得調整信号を受ける、第３のトランジスタと第４のトランジスタとを含み、
前記第３の差動回路は、それぞれのエミッタが前記第２のトランジスタのコレクタに接続され、それぞれのベースに前記利得調整信号を受ける、第５のトランジスタと第６のトランジスタとを含み、
前記第３のトランジスタのベースが前記第６のトランジスタのベースに接続され、
前記第４のトランジスタのベースが前記第５のトランジスタのベースに接続される、
請求項３に記載の利得可変差動増幅回路。
【請求項５】
電源線をさらに備え、
前記第１の抵抗器は、一端が前記電源線に接続され、他端が前記第４のトランジスタのコレクタに接続されて、前記差動出力信号の逆相成分を生成し、
前記第２の抵抗器は、一端が前記電源線に接続され、他端が前記第５のトランジスタのコレクタに接続されて、前記差動出力信号の正相成分を生成する、
請求項４に記載の利得可変差動増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、利得可変差動増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
光トランシーバ等に内蔵される光変調器の駆動用回路として、ギルバートセル型の差動増幅回路（以下、単に「差動増幅回路」という）が用いられることがある。この差動増幅回路では、上段に設けられた４つのトランジスタのそれぞれのベース間に利得制御信号を与えることによって、差動増幅回路の利得を可変にできる（例えば特許文献１参照）。温度等の変動要因に対して差動増幅回路の出力振幅が一定になるように利得制御信号の大きさを変えることで、例えば差動増幅回路の出力信号によって駆動された光変調器の光出力信号の出力振幅を一定にすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−２０５４７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
利得制御信号の大きさを変えると、それに応じて差動増幅回路の直流出力電位（平均出力電位）が変動する傾向にある。直流出力電位が変動すると、例えば差動増幅回路の後段に接続され得る増幅器の動作不良が生じたり、差動増幅回路の出力側に位置するトランジスタの動作点が変化することによる差動増幅回路の動作不良が発生したりする虞がある。
【０００５】
さらに、差動増幅回路の線形性（つまり低歪率）を保証できる最大入力電圧は、差動増幅回路を流れる電流の大きさに依存する。より大きな入力電圧に対しても線形性を保証するためには電流も大きくする必要があるが、入力電圧が小さいときにも大きな電流が流れると、増幅動作に寄与しない電流の割合が増えて電力効率が低下してしまう。
【０００６】
本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、直流出力電位の変動を抑制するとともに、広い入力範囲にわたって高電力効率および低歪率を実現することが可能な利得可変差動増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係る利得可変差動増幅回路は、それぞれ互いに反対の位相を有する正相成分と逆相成分とを含む差動入力信号を利得調整信号に応じた利得で増幅して、それぞれ互いに反対の位相を有する正相成分と逆相成分とを含む差動出力信号として出力する利得可変差動増幅回路であって、直流電流を供給する第１の電流源と、第１の電流源の一端に電気的に接続され、直流電流を差動入力信号に応じて第１の電流と第２の電流とに配分する第１の差動回路と、第１の差動回路に電気的に接続され、第１の電流を利得調整信号の大きさに応じて第３の電流と第４の電流とに配分する第２の差動回路と、第１の差動回路に電気的に接続され、第２の電流を利得調整信号の大きさに応じて第５の電流と第６の電流とに、第５の電流の第６の電流に対する比が第４の電流の第３の電流に対する比と同じになるように、配分する第３の差動回路と、第２の差動回路に電気的に接続され、第４の電流が流れて生じる電圧降下の大きさに応じて差動出力信号の逆相成分を生成する第１の抵抗器と、第３の差動回路に電気的に接続され、第５の電流が流れて生じる電圧降下の大きさに応じて差動出力信号の正相成分を生成する第２の抵抗器と、を有する増幅段と、利得調整信号の大きさに応じて直流電流を調整する調整段と、を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、直流出力電位の変動を抑制するとともに、広い入力範囲にわって高電力効率および低歪率を実現することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本願発明の実施形態に係る利得可変差動増幅回路の概略構成を示す図である。
【図２】入力振幅値に対する、増幅段の線形性を保証するのに必要な電流源電流の値の例を示す図である。
【図３】利得調整信号ΔＶと、増幅段の利得または入力振幅との関係の例を示す図である。
【図４】入力振幅に応じて制御された電流源電流の例を示す図である。
【図５】変動が抑制された直流出力電位（出力ＤＣ電位）の例を示す図である。
【図６】抑制された歪率の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
［本願発明の実施形態の説明］
最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
【００１１】
本願発明の一態様に係る利得可変差動増幅回路は、それぞれ互いに反対の位相を有する正相成分と逆相成分とを含む差動入力信号を利得調整信号に応じた利得で増幅して、それぞれ互いに反対の位相を有する正相成分と逆相成分とを含む差動出力信号として出力する利得可変差動増幅回路であって、直流電流を供給する第１の電流源と、第１の電流源の一端に電気的に接続され、直流電流を差動入力信号に応じて第１の電流と第２の電流とに配分する第１の差動回路と、第１の差動回路に電気的に接続され、第１の電流を利得調整信号の大きさに応じて第３の電流と第４の電流とに配分する第２の差動回路と、第１の差動回路に電気的に接続され、第２の電流を利得調整信号の大きさに応じて第５の電流と第６の電流とに、第５の電流の第６の電流に対する比が第４の電流の第３の電流に対する比と同じになるように、配分する第３の差動回路と、第２の差動回路に電気的に接続され、第４の電流が流れて生じる電圧降下の大きさに応じて差動出力信号の逆相成分を生成する第１の抵抗器と、第３の差動回路に電気的に接続され、第５の電流が流れて生じる電圧降下の大きさに応じて差動出力信号の正相成分を生成する第２の抵抗器と、を有する増幅段と、利得調整信号の大きさに応じて直流電流を調整する調整段と、を備える。
【００１２】
まず、上記の利得可変差動増幅回路では、増幅段において、第１の抵抗器によって生成される逆相成分および第２の抵抗器によって生成される正相成分を含む信号が、差動出力信号として出力される。このような構成では、増幅段の利得つまり利得調整信号の大きさが変わると、差動出力信号の直流出力電位が変動する。直流出力電位の大きさは、第１の電流源を流れる直流電流の大きさに比例し得る。ここで、上記の利得可変差動増幅回路では、調整段が、利得調整信号の大きさに応じてその直流電流を調整する。例えば直流電流ができるだけ小さくなるように調整することで、利得調整信号の大きさが変わったときの直流出力電位の変動を抑制することができる。
【００１３】
また、上記の利得可変差動増幅回路では、増幅段において、第１の差動回路が、直流電流を差動入力信号に応じて第１の電流と第２の電流とに配分する。このような差動入力信号が入力される増幅段の線形性を保証できる最大入力電圧は、直流電流の大きさに依存する。ここで、差動入力信号の振幅に依らず一定振幅の差動出力信号が増幅段によって出力されるように利得調整信号が変化する場合、当該利得調整信号は、差動入力信号のレベルに応じて変化していることになる。上述のように調整段が利得調整信号に応じて直流電流を調整するので、例えば増幅段による増幅の線形性が保証されるように直流電流を調整することで、広い入力範囲にわたって低歪率を実現することができる。また、増幅段による増幅の線形性が保証される範囲において直流電流の値をできるだけ小さくすることで、高電力効率を実現することもできる。
【００１４】
このように、上記の利得可変差動増幅回路によれば、直流出力電位の変動を抑制するとともに、広い入力範囲にわって高電力効率および低歪率を実現することが可能になる。
【００１５】
第１の差動回路は、第１の電流が流れる第３の抵抗器、および第２の電流が流れる第４の抵抗器を含み、調整段は、利得調整信号の大きさと、直流電流の電流値とを対応づけるルックアップテーブルを参照することにより、直流電流を調整し、ルックアップテーブルの電流値は、利得調整信号の大きさと、第３の抵抗器の抵抗値および第４の抵抗器の抵抗値とに基づいて定められてもよい。例えばこのように利得調整信号の大きさと、第３の抵抗器の抵抗値および第４の抵抗器の抵抗値とに基づいて定められる電流値を記憶しているルックアップテーブルを参照することによって、低歪率を実現しつつ、直流出力電位の変動を最小化し、さらに電力効率を最大化することができる。
【００１６】
第１の差動回路は、第３の抵抗器を介して第１の電流源の一端に電気的に接続された第１のトランジスタと、第４の抵抗器を介して第１の電流源の一端に電気的に接続された第２のトランジスタと、をさらに含み、第１のトランジスタは、差動入力信号の正相成分をベースに受け、第１の電流をコレクタに流し、第２のトランジスタは、差動入力信号の逆相成分をベースに受け、第２の電流をコレクタに流してもよい。
【００１７】
第２の差動回路は、それぞれのエミッタが第１のトランジスタのコレクタに接続され、それぞれのベースに利得調整信号を受ける、第３のトランジスタと第４のトランジスタとを含み、第３の差動回路は、それぞれのエミッタが第２のトランジスタのコレクタに接続され、それぞれのベースに利得調整信号を受ける、第５のトランジスタと第６のトランジスタとを含み、第３のトランジスタのベースが第６のトランジスタのベースに接続され、第４のトランジスタのベースが第５のトランジスタのベースに接続されてもよい。
【００１８】
利得可変差動増幅回路は、電源線をさらに備え、第１の抵抗器は、一端が電源線に接続され、他端が第４のトランジスタのコレクタに接続されて、差動出力信号の逆相成分を生成し、第２の抵抗器は、一端が電源線に接続され、他端が第５のトランジスタのコレクタに接続されて、差動出力信号の正相成分を生成してもよい。
【００１９】
以下、添付図面を参照しながら本願発明による利得可変差動増幅回路の実施の形態を詳細に説明する。図面中同一の要素には同一の符号を付し重複する説明は省略する。利得可変差動増幅回路は、例えば光トランシーバにおける光変調器の駆動用回路として用いられる。本明細書において、トランジスタは、バイポーラトランジスタおよび電界効果（ＦＥＴ）の双方を含むものとする。以下の説明では、トランジスタが、ベース、エミッタおよびコレクタを有するバイポーラトランジスタである場合を例に挙げて説明する。トランジスタがＦＥＴである場合には、ベース、エミッタおよびコレクタはゲート、ソースおよびドレインにそれぞれ読み替えてよい。
【００２０】
図１は、本願発明の実施形態に係る利得可変差動増幅回路の概略構成を示す図である。利得可変差動増幅回路１は、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎを増幅して差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎとして出力する。差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎは、利得可変差動増幅回路１の外部の回路から入力される２つの互いに相補的な高周波の交流信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎから成り、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの大きさ（振幅）はそれら２つ交流信号の差分Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎに等しい。なお、交流信号Ｖｉｎｐは、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの正相成分とも言い、それに対して、交流信号Ｖｉｎｎは、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの逆相分とも言う。その場合、正相成分Ｖｉｎｐと逆相信号Ｖｉｎｎとは互いに反対の位相を有している。差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎは、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎを差動増幅した交流信号であり、２つの互いに相補的な高周波の交流信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎから成る。なお、交流信号Ｖｏｕｔｐは、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの正相成分とも言い、それに対して、交流信号Ｖｏｕｔｎは、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの逆相分とも言う。その場合、交流信号Ｖｏｕｔｐと交流信号Ｖｏｕｔｎとは互いに反対の位相を有している。差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅は２つ交流信号の差分Ｖｏｕｔｐ−Ｖｏｕｔｎに等しい。利得可変差動増幅回路１は、増幅段１００と、利得調整段１５０と、調整段２００とを含む。
【００２１】
増幅段１００は、利得調整信号に応じた利得で増幅を行う部分である。利得調整信号は、後述の利得調整段１５０によって生成される信号であり、増幅段１００の出力振幅を所望の値に近づけるための制御信号である。増幅段１００の出力振幅とは、例えば差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅Ｖｏｕｔｐ−Ｖｏｕｔｎである。この場合、利得調整信号は、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの最大振幅値（例えばPeak-to-peak値）を目標値に近づけるための制御信号である。利得調整信号は、後述のトランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のベースとの間、およびトランジスタＱ５のベースとトランジスタＱ６のベースとの間に、電位差ΔＶを与える信号である。以下では、利得調整信号を、利得調整信号ΔＶと称する。増幅段１００は、電源線５０とグラウンドとの間に設けられ、電源線５０から供給される電力によって動作する。具体的に、増幅段１００は、電流源５（第１の電流源）と、差動回路１０（第１の差動回路）と、差動回路２０（第２の差動回路）と、差動回路３０（第３の差動回路）とを含む。
【００２２】
電流源５は、差動回路１０とグラウンドとの間に接続される。電流源５は、差動回路１０からグラウンドに向かって電流Ｉａが流れるように設けられる。電流Ｉａは、後述の調整段２００によって調整可能となっている。電流源５の回路構成はとくに限定されず、種々の公知の回路構成を用いることができる。
【００２３】
差動回路１０は、トランジスタＱ１と、トランジスタＱ２と、端子５ａ（第１の定電流端子）と、抵抗器７（第３の抵抗器）と、抵抗器８（第４の抵抗器）と、端子１１（第１の出力端子）と、端子１２（第２の出力端子）とを含む、第１の差動回路である。
【００２４】
トランジスタＱ１およびトランジスタＱ２は、一対の差動トランジスタである。トランジスタＱ1、Ｑ２は、例えば、同じサイズを有するように設計される。トランジスタＱ１のベースには差動入力信号の正相成分である交流信号Ｖｉｎｐが入力され、トランジスタＱ２には差動入力信号の逆相成分である交流信号Ｖｉｎｎが入力される。なお、入力信号の極性を反転する場合に、トランジスタＱ１のベースには差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの逆相成分である交流信号Ｖｉｎｎが入力され、トランジスタＱ２には差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの正相成分である交流信号Ｖｉｎｐが入力されてもよい。
【００２５】
端子５ａは、上述の電流源５が接続される端子である。なお、ここでいう端子とは、回路構成上の節点（ノード）を意味し、例えば、複数の回路素子の接続点あるいは複数の回路素子を接続するための電気配線の接続点であり、この端子の位置において外部の回路と電気的に接続するための部品（電極、パッド、及びピン等）が用意されるという意味ではない。端子５ａは、電流源５の一端に接続される。電流源５の他端には、グラウンドが接続される。抵抗器７はトランジスタＱ１のエミッタと端子５ａとの間に接続される。抵抗器８はトランジスタＱ２のエミッタと端子５ａとの間に接続される。抵抗器７および抵抗器８の有する抵抗値は同じ値となるように設計される。
【００２６】
端子１１は、トランジスタＱ１のコレクタに電気的に接続されている。端子１１を流れる電流（トランジスタＱ１のコレクタ電流）を電流Ｉ１と称し図示する。なお、端子１１はトランジスタＱ１のコレクタであってもよい。端子１２は、トランジスタＱ２のコレクタに電気的に接続されている。端子１２を流れる電流（トランジスタＱ２のコレクタ）を電流Ｉ２と称し図示する。なお、端子１２はトランジスタＱ２のコレクタであってもよい。
【００２７】
以上説明した構成を備える差動回路１０は、端子５ａを流れる電流Ｉａを、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎに応じて、端子１１を流れる電流Ｉ１と、端子１２を流れる電流Ｉ２とに配分する。すなわち、正相成分Ｖｉｎｐの電位が逆相成分Ｖｉｎｎの電位よりも高いときには、電流Ｉ１は電流Ｉ２よりも大きくなり、反対に、正相成分Ｖｉｎｐの電位が逆相成分Ｖｉｎｎの電位よりも低いときには、電流Ｉ１は電流Ｉ２よりも小さくなる。なお、電流Ｉ１と電流Ｉ２との和Ｉ１＋Ｉ２は電流Ｉａに等しくなっている。
【００２８】
差動回路２０は、トランジスタＱ３と、トランジスタＱ４と、端子２２（第２の定電流端子）と、端子２３（第３の出力端子）と、端子２４（第４の出力端子）と、抵抗器４１（第１の抵抗器）とを含む。
【００２９】
トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４は、一対の差動トランジスタである。トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４は、例えば、同じサイズを有するように設計される。トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のベースとの間には、利得調整信号ΔＶが入力される。
【００３０】
端子２２は、トランジスタＱ３のエミッタおよびトランジスタＱ４のエミッタに電気的に接続されている。端子２２には、差動回路１０の端子１１が接続される。したがって、端子２２にも、端子１１と同様に、電流Ｉ１が流れる。なお、端子２２は、トランジスタＱ３のエミッタまたはトランジスタＱ４のエミッタでもよく、あるいはトランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッタが電気的に接続された部分でもよい。
【００３１】
端子２３は、トランジスタＱ３のコレクタに電気的に接続されている。端子２３を流れる電流（トランジスタＱ３のコレクタ電流）を電流Ｉ３と称し図示する。端子２３は、電源線５０に直接接続されている。なお、直接接続とは、抵抗器などの素子を介さずに（有意な抵抗成分を介することなく）接続されることを意味している。
なお、端子２３はトランジスタＱ３のコレクタであってもよい。
【００３２】
端子２４は、トランジスタＱ４のコレクタに電気的に接続されている。端子２４を流れる電流（トランジスタＱ４のコレクタ電流）を電流Ｉ４と称し図示する。端子２４は、抵抗器４１を介して電源線５０に接続される。抵抗器４１は、端子２４と電源線５０との間に接続される。なお、端子２４はトランジスタＱ４のコレクタであってもよい。
【００３３】
以上説明した構成を備える差動回路２０は、端子２２を流れる電流Ｉ１を、利得調整信号ΔＶに応じて、端子２３を流れる電流Ｉ３と、端子２４を流れる電流Ｉ４とに配分する。
【００３４】
差動回路３０は、トランジスタＱ５と、トランジスタＱ６と、端子３３（第３の定電流端子）と、端子３５（第５の出力端子）と、端子３６（第６の出力端子）と、抵抗器４２（第２の抵抗器）とを含む。
【００３５】
トランジスタＱ５およびトランジスタＱ６は、一対の差動トランジスタである。トランジスタＱ５およびトランジスタＱ６は、例えば、同じサイズとなるように設計される。本願発明の実施形態では、トランジスタＱ３〜Ｑ６は、例えば、いずれも同じサイズ、さらには同じ電気的特性となるように設計される。トランジスタＱ５のベースとトランジスタＱ６のベースとの間にも、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のベースとの間と同様に、利得調整信号ΔＶが入力される。なお、利得調整信号ΔＶを構成する２つの信号の一方がトランジスタＱ４およびトランジスタＱ５に入力され、他方がトランジスタＱ３およびトランジスタＱ６に入力される。
【００３６】
端子３３は、トランジスタＱ５のエミッタおよびトランジスタＱ６のエミッタに接続されている。端子３３には、差動回路１０の端子１２が接続される。したがって、端子３３にも、端子１２と同様に、電流Ｉ２が流れる。なお、端子３３は、トランジスタＱ５のエミッタまたはトランジスタＱ６のエミッタでもよく、あるいはトランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッタが電気的に接続された部分でもよい。
【００３７】
端子３５は、トランジスタＱ５のコレクタに電気的に接続されている。端子３５を流れる電流（トランジスタＱ５のコレクタ電流）を電流Ｉ５と称し図示する。端子３５は、抵抗器４２を介して電源線５０に接続される。なお、端子３５はトランジスタＱ５のコレクタであってもよい。
【００３８】
端子３６は、トランジスタＱ６のコレクタに電気的に接続されている。端子３６を流れる電流（トランジスタＱ６のコレクタ電流）を電流Ｉ６と称し図示する。端子３６は、電源線５０に直接接続されている。なお、端子３６はトランジスタＱ６のコレクタであってもよい。
【００３９】
抵抗器４２は、端子３５と電源線５０との間に接続される。抵抗器４２の抵抗値は、抵抗器４１の抵抗値と同じである。
【００４０】
以上説明した構成を備える差動回路３０は、端子３３を流れる電流Ｉ２を、利得調整信号ΔＶに応じて、端子３５を流れる電流Ｉ５と、端子３６を流れる電流Ｉ６とに配分する。
【００４１】
ここで、上述のようにトランジスタＱ３〜Ｑ６のサイズが同じであり、抵抗器４１の抵抗値と抵抗器４２の抵抗値とが同じであるので、利得調整信号ΔＶの値に応じて、差動回路２０における端子２３を流れる電流Ｉ３に対する端子２４を流れる電流Ｉ４の比と、差動回路３０における端子３６を流れる電流Ｉ６に対する端子３５を流れる電流Ｉ５の比とが、等しく保たれる。このような差動回路２０および差動回路３０を含むことによって、増幅段１００は、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎを、差動回路２０の端子２４の電位と、差動回路３０の端子３５の電位との差として出力する。
【００４２】
利得調整段１５０は、利得調整信号ΔＶを差動回路２０および差動回路３０に供給して、増幅段１００の利得を調整する。利得調整段１５０は、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎをモニタし、そのモニタ結果に基づいて利得調整信号ΔＶをフィードバック制御するために、出力モニタ回路１５１と、調整回路１５２とを含む。出力モニタ回路１５１は、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅をモニタする。調整回路１５２は、出力モニタ回路１５１のモニタ結果に基づいて、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅が所望の値となるように、利得調整信号ΔＶを調整する。出力モニタ回路１５１および調整回路１５２を含む利得調整段１５０の具体的な回路構成等は特に限定されないが、例えば、特許文献１の回路構成と同様であってもよい。
【００４３】
ここで、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの振幅は一定ではなく変動し得る。この場合、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎが変動しても差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅が所望の値（一定の値）となるように、利得調整段１５０が生成する利得調整信号ΔＶが、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの変動に応じて刻一刻と変化し得る点に留意すべきである。
【００４４】
調整段２００は、増幅段１００を流れる電流を調整する。具体的に、調整段２００は、利得調整信号ΔＶに応じて電流源５を流れる電流Ｉａの大きさを調整することによって、増幅段１００を流れる電流を調整する。電流Ｉａの大きさの調整とは、電流Ｉａの直流成分（以下、「直流電流」ともいう。後述のＩｄｃでもある）の値の調整であってよい。調整段２００は、その機能ブロックとして、制御部２１０と、記憶部２２０とを含む。制御部２１０は、利得調整信号ΔＶに応じて電流源５を流れる電流Ｉａを調整するために必要な種々の処理を実行する部分である。記憶部２２０は、制御部２１０によって実行される処理に必要な種々の情報を記憶する部分である。これら制御部２１０および記憶部２２０の機能を実現するための具体的な構成は特に限定されない。例えば、マイクロコントローラおよびその周辺回路（例えばコンパレータ、ドライバ回路等）によって制御部２１０および記憶部２２０の機能が実現されてもよいし、特定用途の回路等を用いて制御部２１０および記憶部２２０の機能が実現されてもよい。
【００４５】
制御部２１０は、利得調整信号ΔＶを検出する処理（検出処理）を実行する。この処理は、例えば、利得調整段１５０から出力される利得調整信号ΔＶを伝達する一対の信号線の電圧をモニタすることによって実行される。より具体的には、差動トランジスタＱ３〜Ｑ６の入力インピーダンスよりも高い、数十ＫΩ〜数十ＭΩの入力インピーダンスを有するオペアンプ回路等で一対の信号線間の電位差を検出してもよい。また、制御部２１０は、電流源５を流れる電流Ｉａを調整する処理（調整処理）を実行する。この処理は、例えば、電流源５において電流Ｉａを変えるための構成要素（スイッチ素子、可変抵抗素子等）を制御することによって行うことができる。
【００４６】
記憶部２２０は、上述の電流Ｉａの調整処理を制御部２１０が実行する際に参照されるルックアップテーブルを記憶する。このルックアップテーブルは、利得調整信号ΔＶと、電流源５を流れる電流Ｉａの電流値とを対応付ける。
【００４７】
本願発明の実施形態では、ルックアップテーブルは、利得調整信号ΔＶに応じた適切な電流Ｉａの大きさを決定するために、制御部２１０によって参照される。適切な電流Ｉａの大きさとは、増幅段１００において、直流出力電位の変動を抑制するとともに、広い入力範囲にわたって高電力効率および低歪率を実現することが可能な、電流Ｉａの（直流成分の）電流値である。このようなルックアップテーブルは、以下の知見に基づいて作成される。
【００４８】
まず、図１に示される利得可変差動増幅回路１では、増幅段１００の利得つまり利得調整信号ΔＶが変わると、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの直流出力電位（平均出力電位）が変化する。また、この直流出力電位の基準電位に対する大きさは、電流源５を流れる電流Ｉａの大きさに比例する。ここで、直流出力電位の基準電位は、例えば、電流Ｉａをゼロとした時の出力の電位に等しい。このことは、例えば、トランジスタＱ５を流れる電流Ｉ５が、Ｉ５＝ｆ（ΔＶ、Ｔ）×（Ｉｄｃ／２）−ｆ（ΔＶ、Ｔ）×（ｉａｃ／２）として表されることからも理解できる。ここで、ｆは、関数を表す。Ｔは、利得可変差動増幅回路１に係る温度（例えば、環境温度、周囲温度、及びトランジスタのジャンクション温度等）である。Ｉｄｃは、電流源５を流れる直流成分値であり、電流Ｉａの大きさを意味している。ｉａｃは、電流源５を流れる交流成分値である。直流出力電位の大きさは、上述の式中の直流成分値Ｉｄｃの項によって決まる。増幅段１００の利得および差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅（出力振幅）は、上述の式中のｉａｃの項で決まる。直流出力電位が電流Ｉａの大きさに比例するので、直流出力電位の変動を抑えるためには、電流Ｉａの変動ができるだけ小さくなるように調整することが望ましい。
【００４９】
また、利得可変差動増幅回路１では、増幅段１００の線形性（つまり低歪率）を保証できる最大入力電圧つまり差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの振幅は、電流源５を流れる電流Ｉａと、抵抗器７および抵抗器８の抵抗値とに依存する。具体的に、線形性を保証できる電圧を最大入力電圧Ｖｉｎｌｉｍとすると、Ｖｉｎｌｉｍ＝（Ｉｄｃ／２）×ＲＥとして表される。ここで、ＲＥは、抵抗器７および抵抗器８の抵抗値である。この場合、大きな差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎに対しても増幅段１００の線形性を保証するためには、最大入力電圧Ｖｉｎｌｉｍを大きくするために、電流Ｉａを大きくするか、抵抗器７および抵抗器８の抵抗値を大きくする必要があるが、抵抗器７および抵抗器８の抵抗値を大きくすると、増幅段１００の利得が低下してしまう。これは、増幅段１００の最大利得Ｇａｉｎｍａｘが、Ｇａｉｎｍａｘ＝ＲＬ／ＲＥとして表されるからである。ここで、ＲＬは、抵抗器４１および抵抗器４２の抵抗値である。したがって、大きな差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎに対しては、電流Ｉａを大きくすることによって、増幅段１００の線形性を保証することが望ましい。ただし、電流Ｉａを大きくし過ぎると、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの振幅が小さいときに電力効率が低下してしまう。
【００５０】
以上を踏まえ、直流出力電位の変動を抑制するとともに、広い入力範囲にわたって高電力効率および低歪率を実現することが可能な電流Ｉａを決定する手法について説明する。
【００５１】
まず、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの振幅と、当該振幅を有する差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎが増幅段１００に入力された場合に増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａの最小値との関係を求める手法の例について説明する。図２に例示されるように、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの振幅値（以下、「入力振幅Ｖｉｎ」とも称する。この場合、例えばＶｉｎ＝Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎとなる。）が大きくなるにつれて、増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａは大きくなる。図２に示されるグラフにおいて、横軸は入力振幅Ｖｉｎを示し、増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａの２分の１の値（Ｉａ／２）を示す。このグラフは、電流Ｉａを、（Ｉａ／２）＝Ｖｉｎ／（ＲＥ−ｘ）として求めたものである。ここで、ｘは、電流Ｉａをオームの法則から求まる理論値よりも大きくしてマージンを持たせるために、ＲＥから減じられる定数である。このようにして求めた電流Ｉａよれば、線形性を保証できる最大入力電圧Ｖｉｎｌｉｍが、Ｖｉｎｌｉｍ＝Ｖｉｎ／（１―ｘ／ＲＥ）となるので、Ｖｉｎｌｉｍが入力振幅Ｖｉｎよりも常に大きくなり、増幅段１００の線形性が保証される。
【００５２】
図２に示されるようなグラフによれば、入力振幅Ｖｉｎが分かると、増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａが分かるので、そのような電流Ｉａが電流源５を流れるように調整することができる。この場合、方法として、入力振幅Ｖｉｎつまり差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎを直接検出することが考えられる。しかし、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎを検出するための検出回路および制御回路等を増幅段１００の入力端子（トランジスタＱ１およびＱ２のベース端子）に接続すると、その部分のインピーダンスが変化してしまい、例えば差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの波形が劣化してしまう。フィルタ回路を介して検出回路および制御回路を接続することによってインピーダンス変化を防ぐことも考えられるが、差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの基本周波数が非常に高い（例えば２５ＧＨｚ）といった理由もあり、適切なフィルタ回路を設けることが困難である。そこで、本実施形態では、高周波信号である差動入力信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎを直接検出するのではなく、利得調整信号ΔＶを検出し、その検出結果に基づいて電流Ｉａを調整する。
【００５３】
例えば図３に示されるようなグラフから、利得調整信号ΔＶに基づいて、入力振幅Ｖｉｎを求めることができる。図３のグラフにおいて、横軸は利得調整信号ΔＶを示し、左側の縦軸は増幅段１００の利得（電圧利得）を示し、右側の縦軸は入力振幅Ｖｉｎを示す。グラフ中、曲線Ａは増幅段１００の利得に対応し、曲線Ｂは入力振幅Ｖｉｎに対応する。先に説明したように、利得調整信号ΔＶは、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅を一定にするようにフィードバック制御されている。このような条件のもとでは、ある入力振幅Ｖｉｎに対して、まず利得の値が決まり、その利得を得るのに必要な利得調整信号ΔＶは一意に定まる。利得調整信号ΔＶが一意に定まるので、増幅段１００の利得も一意に定まる。この例では、曲線Ａに示されるように、利得調整信号ΔＶに応じて、増幅段１００の利得は非線形に変化する。そして、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅が一定であるという条件のもとでは、増幅段１００の利得が一意に定まれば、入力振幅Ｖｉｎも一意に定まる。入力振幅Ｖｉｎが一意に定まるので、先に図２を参照して説明したように、増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａの電流値も一意に定まる。よって、入力振幅Ｖｉｎを直接検出せずとも、利得調整信号ΔＶを検出すれば、そこから増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａが分かるので、そのような電流Ｉａが電流源５を流れるように調整することができる。
【００５４】
要約すると、利得調整信号ΔＶが分かれば、図３に示されるグラフから、対応する入力振幅Ｖｉｎが分かる。そして、先に図２を参照して説明したように、入力振幅Ｖｉｎおよび抵抗器７、８の抵抗値ＲＥ等から、増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａが定まる。よって、利得調整信号ΔＶと、増幅段１００の線形性を保証するのに必要な電流Ｉａとを対応づけることが可能である。このような対応付けを行うように設定されたルックアップテーブルが、記憶部２２０に記憶されている。ルックアップテーブルは、利得可変差動増幅回路１の設計データに基づいて設定されてもよいし、実験データに基づいて設定されてもよい。量産において、利得可変差動増幅回路１のバラつきを抑えるために、各利得可変差動増幅回路１でキャリブレーションを行い、ルックアップテーブルを個別に設定してもよい。
【００５５】
次に、図４〜図６を参照して、本願発明の実施形態に係る利得可変差動増幅回路１の効果を説明する。ここで説明する効果は、抵抗器７および抵抗器８の抵抗値ＲＥをそれぞれ２５Ωとし、抵抗器４１および抵抗器４２の抵抗値ＲＬをそれぞれ１５０Ωとし、入力振幅Ｖｉｎが２００〜４００ｍＶを仮定して解析した結果である。入力振幅Ｖｉｎに対応した電流Ｉａの電流値の２分の１の値（Ｉａ／２）は、１０〜２０ｍＡとした。図４は、そのような条件のもと、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅値の目標値を４００ｍＶとした場合の、入力振幅Ｖｉｎと、電流値（Ｉａ／２）と、必要利得との関係を示す。なお、光変調器の駆動信号としては２〜４Ｖの振幅値が必要であり、ここで差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅値の目標値を４００ｍＶとしているのは、利得可変差動増幅回路１と光変調器との間に、１４〜２０ｄＢ（５〜１０倍）の固定利得を有する差動増幅回路が挿入された構成を想定しているためである。しかし、そのような差動増幅回路を使用せずに、利得可変差動増幅回路１が光変調器を直接駆動するような構成を取ってもよい。必要利得は、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの振幅値が目標値となるのに必要な増幅段１００の利得である。グラフ中、曲線Ｃは電流値（Ｉａ／２）に対応し、曲線Ｄは必要利得に対応する。曲線Ｃに示されるように、入力振幅Ｖｉｎが大きくなるにつれて、電流値（Ｉａ／２）も大きくなる。また、曲線Ｄに示されるように、入力振幅Ｖｉｎが大きくなるにつれて、必要利得は小さくなる。この例では必要利得が０〜６ｄＢで変化しており、入力振幅Ｖｉｎが４００ｍＶであれば、必要利得は０ｄＢである。先に説明したように、本実施形態に係る利得可変差動増幅回路１では、調整段２００の制御部２１０が利得調整信号ΔＶをモニタすることにより、入力振幅Ｖｉｎに応じて電流源５を流れる電流Ｉａを調整することが可能である。したがって、図４に示されるような入力振幅Ｖｉｎと、電流値（Ｉａ／２）との関係を実現するような電流Ｉａの調整を、利得調整信号ΔＶに応じて行うことが可能である。このような制御部２１０による制御の効果について、次に図５および図６を参照して説明する。
【００５６】
まず、制御部２１０による上記の制御によれば、図５に示されるように、差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの直流出力電位の変動を抑制することができる。図５のグラフにおいて、横軸は入力振幅Ｖｉｎを示し、縦軸は差動出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎの直流出力電位を示す。曲線Ｅは本願発明の実施形態に係る利得可変差動増幅回路１における直流出力電位の例を示す。曲線Ｆは比較例として電流値（Ｉａ／２）を１０ｍＡで一定にした場合の直流出力電位の例を示す。先に説明した図４のように利得が半分になる（６ｄＢ→０ｄＢ）つまり入力振幅Ｖｉｎが２倍になる（２００ｍＶｐｐ→４００ｍＶｐｐ）と、図５の曲線Ｆに示される比較例では、約３５０ｍＶもの直流出力電位の変動（約３．２８Ｖ→約３．６３Ｖ）が生じる。これに対し、曲線Ｅに示される本実施形態の例では、電流値（Ｉａ／２）が可変となっており、例えば電流Ｉａができるだけ小さい値に調整されるので、入力振幅Ｖｉｎが２００ｍＶｐｐから３００ｍＶｐｐまで増加した場合でも直流出力電位の変動は６０ｍＶ未満であり、入力振幅Ｖｉｎが４００ｍＶｐｐまで増加した場合でも直流出力電位の変動は２００ｍＶに抑制されている。
【００５７】
ここで、電力効率について考えると、利得可変差動増幅回路１の電源線５０の電圧をＶｃｃ＝５Ｖとすると、増幅段１００の消費電力はＰｄは、Ｐｄ＝Ｖｃｃ×Ｉａ［ｍＷ］によって計算される。例えば、入力振幅Ｖｉｎが４００ｍＶｐｐのとき、図４のグラフよりＩａ／２＝２０ｍＡなので、Ｐｄ＝５Ｖ×４０ｍＡ＝２００ｍＷとなる。また、入力振幅Ｖｉｎが２００ｍＶｐｐのときには、図４のグラフよりＩａ／２＝１０ｍＡなので、Ｐｄ＝５Ｖ×２０ｍＡ＝１００ｍＷとなる。仮に、電流値（Ｉａ／２）を２０ｍＡで一定にした場合に、入力振幅が２００ｍＶｐｐのときでも４００ｍＶｐｐのときでもＰｄ＝２００ｍＷで消費電力は変わらない。しかし、上述した通り、利得可変差動増幅回路１では、入力振幅が２００ｍＶｐｐのとき、Ｐｄ＝１００ｍＷとなり、消費電力は２００ｍＷの半分となる。従って、入力振幅Ｖｉｎの増減に応じて増幅段１００の直流電流Ｉａが増減するので、入力振幅Ｖｉｎが小さいときでも直流電流Ｉａの増幅動作に寄与しない分が減ることによって高電力効率を実現することができる。
【００５８】
また、制御部２１０による上記の制御によれば、図６に示されるように、増幅段１００の線形性を確保することができる。図６では、線形性を示す指標として、ＴＨＤ（Total Harmonic Distortion）を用いている。ここでは、基本周波数は１ＧＨｚとし、１３次の項まで計算している。その他の条件は上述のとおりである。図６のグラフにおいて、横軸は入力振幅Ｖｉｎを示し、縦軸はＴＨＤを示す。入力振幅Ｖｉｎが増加すると、ＴＨＤは概ね増加する傾向にある。曲線Ｇは本実施形態に係る利得可変差動増幅回路１におけるＴＨＤの例を示す。曲線Ｈは比較例として電流値（Ｉａ／２）を１０ｍＡで一定にした場合のＴＨＤの例を示す。曲線Ｅに示される本実施形態の例では、電流値（Ｉａ／２）が可変となっており、例えば電流Ｉａが増幅段１００の線形性を保証するのに必要な大きさに調整されるので、入力振幅Ｖｉｎの増加に対するＴＨＤの増加が抑制されている。
【符号の説明】
【００５９】
１…利得可変差動増幅回路、５…電流源、５ａ、１１、１２、２２、２３、２４、３３、３５、３６…端子、７、８、４１、４２…抵抗器、１０、２０、３０…差動回路、５０…電源線、１００…増幅段、１５０…利得調整段、１５１…出力モニタ回路、１５２…調整回路、２００…調整段、２１０…制御部、２２０…記憶部、Ｑ１〜Ｑ６…トランジスタ、ΔＶ…利得調整信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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