(57)【要約】【課題】DC-DCコンバータに追加した昇圧回路の分だけ回路素子が増加し、さらなる小型化、低コスト化の妨げとなる。【解決手段】  一次電源V1から二次電源V2へ電力を伝送する順送電において、制御回路40は、直流電源である一次電源V1が印加されたブリッジ回路の各スイッチング素子を制御し、トランス４の１次巻線N1に交流電圧を印加する。この場合、第１インダクタL1と第１コンデンサC1と第１アームとを含んで構成される昇圧回路により、第１コンデンサにC1に印加される電圧は、一次電源V1の電圧より高くなる。そして、トランス４の２次巻線N21、N22に生じた誘起電圧を整流回路で整流し、二次電源V2に電力を供給する。このように、昇圧回路と、DC-DCコンバータのスイッチング素子を共用化することで、回路の大型化やコスト増大を抑制できる。【選択図】 図１
2018064385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次電源から供給される直流電力の電圧変換を行うDC-DCコンバータであって、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが第１交流接続部を介して直列に接続された第１アームと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが第２交流接続部を介して直列に接続された第２アームとを有するブリッジ回路と、
前記一次電源と前記第１交流接続部の間に接続されるインダクタと、前記第１アームに並列に接続される第１コンデンサと、前記第１アームとを有する昇圧回路と、
一端が前記第１交流接続部に他端が前記第２交流接続部に接続される１次巻線と、前記１次巻線に磁気結合する２次巻線とを有するトランスと、
前記トランスの２次巻線側に接続される整流回路と、
前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を制御する制御回路と、
を備えたDC-DCコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記第１コンデンサの電圧値を検出する第１電圧検出器を備え、
前記制御回路は、前記第１電圧検出器で検出された電圧値に基づいて、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のDC-DCコンバータにおいて、 
前記一次電源と並列に第３コンデンサを接続し、
前記第３コンデンサの電圧値を検出する第３電圧検出器を備え、
前記制御回路は、前記第３電圧検出器で検出された電圧値に基づいて、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のDC-DCコンバータにおいて、 
前記制御回路は、前記第１電圧検出器および前記第３電圧検出器により検出された電圧値に基づいて、前記第１アームの各スイッチング素子と、前記第２アームの各スイッチング素子のオン時間幅を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項５】
請求項３または請求項４に記載のDC-DCコンバータにおいて、 
前記制御回路は、前記第１電圧検出器および前記第３電圧検出器により検出された電圧値に基づいて、前記第１アームの各スイッチング素子におけるオン時間に対し、前記第２アームの各スイッチング素子におけるオン時間の位相差を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項６】
請求項１に記載のDC-DCコンバータにおいて、 
前記トランスの１次巻線に流れる電流値を検出する第１電流検出器を備え、
前記制御回路は、前記第１電流検出器で検出された電流値に基づいて、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項７】
請求項６に記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記インダクタに流れる電流値を検出する第３電流検出器を備え、
前記制御回路は、前記第３電流検出器で検出された電流値に基づいて、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項８】
請求項７に記載のDC-DCコンバータにおいて、 
前記制御回路は、前記第１電流検出器および前記第３電流検出器により検出された電流値に基づいて、前記第１アームの各スイッチング素子と、前記第２アームの各スイッチング素子のオン時間幅を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項９】
請求項７または請求項８に記載のDC-DCコンバータにおいて、 
前記制御回路は、前記第１電流検出器および前記第３電流検出器により検出された電流値に基づいて、前記第１アームの各スイッチング素子におけるオン時間に対し、前記第２アームの各スイッチング素子におけるオン時間の位相差を制御するDC-DCコンバータ。
【請求項１０】
請求項５または請求項９に記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記第１アームのスイッチング素子のオン時間幅は、前記第１アームのスイッチング素子のオン時間幅と前記第２アームのスイッチング素子のオン時間幅との重畳時間幅以上であるDC-DCコンバータ。
【請求項１１】
請求項１から請求項１０までのいずれか一項に記載のDC-DCコンバータを含む電源システムを備えた自動車。
【請求項１２】
請求項１１に記載の自動車において、
前記DC-DCコンバータの前記ブリッジ回路に対して、外部電源からの電力が入力され、前記一次電源を充電する充電器を並列に接続した自動車。
【請求項１３】
請求項１２に記載の自動車において、
前記充電器は、AC-DCコンバータと、DC-ACコンバータと、充電器用トランスと、充電器用整流回路とを備え、交流の前記外部電源からの電力を供給する自動車。
【請求項１４】
請求項１３に記載の自動車において、
前記DC-ACコンバータの入力側に平滑コンデンサを備え、
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧値に基づいて、前記充電器の前記DC-ACコンバータのスイッチング素子を制御する自動車。
【請求項１５】
請求項１２から請求項１４までのいずれか一項に記載の自動車において、
前記充電器は、DC-ACコンバータと、充電器用トランスと、充電器用整流回路とを備え、直流の前記外部電源からの電力を供給する自動車。
【請求項１６】
請求項１５に記載の自動車において、
前記制御回路は、前記第１コンデンサの電圧値に基づいて、前記充電器の前記DC-ACコンバータのスイッチング素子を制御する自動車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はDC-DCコンバータ、及び自動車に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、化石燃料の枯渇や地球環境問題の悪化を背景に、ハイブリッド自動車や電気自動車など、電気エネルギーを利用した自動車への関心が高まっている。
このような電気エネルギーを用いた自動車は、車輪を駆動するためのモータを備え、さらにモータに電力を供給するための高圧バッテリを備えている。そして、この高圧バッテリの出力電圧をDC-DCコンバータにより降圧して、低圧の電気機器へ必要な電力を供給する電源システムを備えている。低圧の電気機器の例として、エアコンやオーディオ、自動車のコントローラー等がある。
【０００３】
高圧バッテリには、リチウムイオン電池が用いられることが多い。しかし、リチウムイオン電池の電圧が、十分に足りない場合、DC-DCコンバータを含めた高圧機器に流れる電流量が増加するため、高圧機器の小型化、低コスト化の妨げとなっていた。特許文献１には、高圧バッテリとDC-DCコンバータとの間に、昇圧回路を設けて、高圧バッテリの電圧が低い場合にも、DC-DCコンバータに入力される電圧を昇圧する技術が開示されている。この技術によれば、DC-DCコンバータには、高圧バッテリ電圧よりも高い入力電圧が印加されるため、DC-DCコンバータに流れる電流量が少なくなり、DC-DCコンバータの小型化、低コスト化を図ることが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１６−１９３２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の技術では、追加した昇圧回路の分だけ回路素子が増加し、さらなる小型化、低コスト化の妨げとなる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によるDC-DCコンバータは、一次電源から供給される直流電力の電圧変換を行うDC-DCコンバータであって、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが第１交流接続部を介して直列に接続された第１アームと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが第２交流接続部を介して直列に接続された第２アームとを有するブリッジ回路と、前記一次電源と前記第１交流接続部の間に接続されるインダクタと、前記第１アームに並列に接続される第１コンデンサと、前記第１アームとを有する昇圧回路と、一端が前記第１交流接続部に他端が前記第２交流接続部に接続される１次巻線と、前記１次巻線に磁気結合する２次巻線とを有するトランスと、前記トランスの２次巻線側に接続される整流回路と、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。
本発明による自動車は、DC-DCコンバータを含む電源システムを備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、小型化、低コスト化が可能なDC-DCコンバータ、さらに、これを用いた自動車を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第1の実施形態によるDC-DCコンバータの回路構成図である。
【図２】（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを示すタイムチャートである。
【図３】電流検出器を用いたDC-DCコンバータの回路構成図である。
【図４】DC-DCコンバータの整流回路にスイッチング素子を用いた場合の例を示す回路構成図である。
【図５】DC-DCコンバータのフェーズＡにおける動作説明図である。
【図６】DC-DCコンバータのフェーズＢにおける動作説明図である。
【図７】DC-DCコンバータのフェーズＣにおける動作説明図である。
【図８】DC-DCコンバータのフェーズＤにおける動作説明図である。
【図９】DC-DCコンバータのフェーズＥにおける動作説明図である。
【図１０】DC-DCコンバータのフェーズＦにおける動作説明図である。
【図１１】DC-DCコンバータを自動車に適用した場合の電源システムを示す図である。
【図１２】DC-DCコンバータを自動車に適用した電源システムの回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１の実施形態）
以下、図面を参照して、本発明に係る第１の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態によるDC-DCコンバータ101の回路構成図である。本実施形態におけるDC-DCコンバータ101は、一次電源V1と二次電源V2との間に接続され、一次電源V1と二次電源V2との間で電力の授受を行う。一次電源V1、二次電源V2は共に直流電源であり、それぞれ二次電池により構成される。なお、一次電源V1から二次電源V2へ電力を伝送することを順送電と呼称する。一次電源V1には負荷R1が並列に接続され、二次電源V2には負荷R2が並列に接続されている。
【００１０】
図１に示すように、一次電源V1と並列に第３コンデンサC3が接続される。また、一次電源V1は第１インダクタL1を介して、後述するブリッジ回路の第１交流接続部に接続される。ブリッジ回路は、第１スイッチング素子H1と第２スイッチング素子H2とが第１交流接続部を介して直列に接続された第１アームと、第３スイッチング素子H3と第４スイッチング素子H4とが第２交流接続部を介して直列に接続された第２アームとにより構成される。第１アームおよび第２アームに並列に第１コンデンサC1が接続される。
【００１１】
第１スイッチング素子H1乃至第４スイッチング素子H4には、それぞれダイオードDH1乃至DH4が逆並列接続されている。なお、第１スイッチング素子H1乃至第４スイッチング素子H4として、Si-MOSFETやSiC-MOSFETを使用した場合は、ダイオードDH1乃至DH4の替わりにMOSFETのボディダイオードを用いることができる。
【００１２】
第１アームの第１交流接続部は、共振インダクタLrを介してトランス４の一次巻線N1の一端に接続され、第２アームの第２交流接続部は、トランス用コンデンサCrを介してトランス４の一次巻線N1の他端に接続される。トランス４は、１次巻線N1と２次巻線N21、N22とを磁気結合している。２次巻線N21、N22の両端には整流回路を構成するダイオードDS1、DS2が接続される。２次巻線N21、N22の中間点は第２インダクタL2を介して二次電源V2に接続される。整流回路の出力側には、二次電源V2と並列に第２コンデンサC2が接続される。
【００１３】
第１アームと第２アームの接続点には、第１コンデンサC1の電圧値Vc1を検出する第１電圧検出器21が接続される。第１インダクタL1と一次電源V1の接続点には、第３コンデンサC3の電圧値Vc3を検出する第３電圧検出器23が接続される。
【００１４】
第１電圧検出器21、第３電圧検出器23は制御回路40に接続される。制御回路40は、各電圧検出器により検出された電圧値に基づいて、後述するように、第１アームおよび第２アームの各スイッチング素子を制御する。なお、第２インダクタL2と二次電源V2の接続点に、第２コンデンサC2の電圧値Vc2を検出する第２電圧検出器を接続し、制御回路40は、第２電圧検出器により検出された電圧値Vc2に基づいて、後述するように、第１アームおよび第２アームの各スイッチング素子を制御してもよい。
【００１５】
一次電源V1から二次電源V2へ電力を伝送する順送電において、制御回路40は、直流電源である一次電源V1が印加されたブリッジ回路の各スイッチング素子H1〜H4を制御し、トランス４の１次巻線N1に交流電圧を印加する。この場合、第１インダクタL1と第１コンデンサC1と第１アームとを含んで構成される昇圧回路により、第１コンデンサC1に印加される電圧は、一次電源V1の電圧より高くなる。そして、トランス４の２次巻線N21、N22に生じた誘起電圧を整流回路で整流し、二次電源V2に電力を供給する。このように、昇圧回路と、DC-DCコンバータのスイッチング素子を共用化することで、回路の小型化、低コスト化が可能になる。
制御回路40は、周期制御回路41、周期制限回路42、位相差制御回路43、位相差制限回路44を備えている。
周期制御回路41には、第３電圧検出器23から電圧値Vc3が入力され、また、図示省略した上位制御装置や制御回路40から、第１コンデンサC1の電圧値Vc1を所望の電圧値に調節するための電圧指令値Vc1_refが入力される。周期制御回路41は、以下の式（１）（２）により、第１スイッチング素子H1の周期時間幅τ1と第２スイッチング素子H2の周期時間幅τ2を算出する。
τ1＝（Vc3/Vc1_ref）×T            （１）
τ2＝（１−Vc3/Vc1_ref）×T        （２）
ここで、Tは第１スイッチング素子H1と第２スイッチング素子H2がオンオフを繰り返す１周期の時間である。
【００１６】
図２（ａ）は、DC-DCコンバータ101の順送電時における第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフの一例を示すタイムチャートである。この図に示すように、周期時間幅τ1は、１周期Tの中で第１スイッチング素子H1がオンしている時間であり、周期時間幅τ2は、第２スイッチング素子H2がオンしている時間である。なお、周期時間幅τ1は、第３スイッチング素子H3がオンしている時間と等しく、周期時間幅τ2は、第４スイッチング素子H4がオンしている時間と等しい。
【００１７】
図１の制御回路40の説明に戻り、周期制御回路41で算出された周期時間幅τ1、τ2は周期制限回路42へ入力される。周期制限回路42には、更に、時間幅制限値τ_limitが入力されており、周期時間幅τ1、τ2が時間幅制限値τ_limitを超えないようにその値を制限している。これは、周期時間幅τ1、τ2が時間幅制限値τ_limitを超えて大きくなることで、スイッチング素子等に過電圧がかかるのを防止する為である。制御回路40は、周期制限回路42より出力された周期時間幅τ1、τ2に基づいて、図２（ａ）に示すように、第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを制御する。これにより、第１コンデンサC1の電圧値Vc1が電圧指令値Vc1_refと一致するように調節される。
【００１８】
位相差制御回路43には、第１電圧検出器21から電圧値Vc1が入力され、また、図示省略した上位制御装置や制御回路40から、第２コンデンサC2の電圧値Vc2を所望の電圧値に調節するための電圧指令値Vc2_refが入力される。位相差制御回路43は、以下の式（３）により、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4との位相差（重畳時間幅）φ1、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3との位相差（重畳時間幅）φ2を算出する。
φ1＝φ2＝（Vc2_ref/Vc1）×T×N            （３）
ここで、Nはトランス４の巻数比であり、N＝（N21＋N22）/N1である。
【００１９】
図２（ａ）に示すように、位相差φ1は、第１スイッチング素子H1がオンしている時間と第４スイッチング素子H4がオンしている時間が重なっている時間であり、位相差φ2は、第２スイッチング素子H２がオンしている時間と第３スイッチング素子H3がオンしている時間が重なっている時間である。この時間の重なりは、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4がオンオフする周期と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3がオンオフする周期の位相が異なっていることから生じる。
【００２０】
図１の制御回路40の説明に戻り、位相差制御回路43で算出された位相差φ1、φ2は位相差制限回路44へ入力される。位相差制限回路44には、更に、位相差制限値φ_limitが入力されており、位相差φ1、φ2が位相差制限値φ_limitを超えないようにその値を制限している。これは、位相差φ1、φ2が、周期時間幅τ1、τ2以上にならないように制限するためである。制御回路40は、位相差制限回路44より出力された位相差φ1、φ2に基づいて、図２（ａ）に示すように、第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを制御する。これにより、第２コンデンサC2の電圧値Vc2が電圧指令値Vc2_refと一致するように調節される。
【００２１】
DC-DCコンバータ101の出力電力は、トランス４の１次巻線N1への電圧時間積で決定される。従って、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4のオン時間の位相差（重畳時間幅）φ1もしくは第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3のオン時間の位相差（重畳時間幅）φ2が、第１スイッチング素子H1および第３スイッチング素子H3の周期時間幅τ1、第２スイッチング素子H2および第４スイッチング素子H4の周期時間幅τ2のうち小さい周期時間幅と等しい時、DC-DCコンバータ101は最大出力となる（後述する図２（ｂ）参照）。位相差が最大値を超えると、位相差を増やしてもDC-DCコンバータ101の出力電力が増加しないため、位相差に対し、位相差制限値φ_limitにより制限制御を行う。
【００２２】
第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4のオン時間の位相差（重畳時間幅）φ1と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3のオン時間の位相差（重畳時間幅）φ2は、トランス４の１次巻線N1に印加される極性ごとの電圧の時間幅とそれぞれ等しい。なお、トランス４の１次巻線N1に印加される電圧の時間幅φ1とφ2が異なる場合、トランス４の１次巻線N1の電圧時間積が極性によって異なることとなるため、トランス４の磁気飽和を招く恐れがある。従って、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4のオン時間の位相差φ1と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3のオン時間の位相差φ2は等しい値となるように制御される。なお、外乱等の影響によりトランス４の１次巻線N1の電圧時間積が極性によって異なっても問題ない場合、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4のオン時間の位相差φ1と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3のオン時間の位相差φ2を必ず等しくしなくともよい。
【００２３】
図２（ｂ）は、DC-DCコンバータ101の出力を最大にした場合の第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを示すタイムチャートである。この場合は、電圧指令値Vc2_refとして、電圧値Vc2を最大にする指令値が位相差制御回路43に入力される。仮に、位相差φ1、φ2が位相差制限値φ_limitを超えた場合は、位相差φ1、φ2が、周期時間幅τ1、τ2以上にならないように制限される。制御回路40は、位相差制限回路44より出力された位相差φ1、φ2に基づいて、図２（ｂ）に示すように、第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを制御する。
【００２４】
図２（ｃ）は、DC-DCコンバータ101の出力を最小にした場合の第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを示すタイムチャートである。この場合は、電圧指令値Vc2_refとして、電圧値Vc2を最小にする指令値、すなわち０Vが位相差制御回路43に入力される。制御回路40は、位相差制限回路44より出力された位相差φ1、φ2に基づいて、図２（ｃ）に示すように、第１スイッチング素子H1〜第４スイッチング素子H4のオンオフを制御する。この場合は、図２（ｃ）に示すように、位相差φ1、φ2はゼロである。
【００２５】
図２（ａ）に示すタイムチャートは、DC-DCコンバータ101の第１スイッチング素子H1および第３スイッチング素子H3の周期時間幅τ1が、第２スイッチング素子H2および第４スイッチング素子H4の周期時間幅τ2より小さい場合である。この場合、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4のオン時間の位相差φ1と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3のオン時間の位相差φ2は、DC-DCコンバータ101の第１スイッチング素子H1および第３スイッチング素子H3の周期時間幅τ1以下の値となり、以下の式（４）の関係となる。この式（４）で示される条件では、電圧値Vc1は電圧値Vc3の２倍より大きくなる。
τ2 >τ1 ≧φ1、 φ2        （４）
【００２６】
図２（ｄ）に示すタイムチャートは、DC-DCコンバータ101の第１スイッチング素子H1および第３スイッチング素子H3の周期時間幅τ1が、第２スイッチング素子H2および第４スイッチング素子H4の周期時間幅τ2以上の場合である。これは所望の電圧指令値Vc1_refを周期制御回路41へ入力することにより実現される。この場合、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4の位相差φ1と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3の位相差φ2は、DC-DCコンバータ101の第２スイッチング素子H2および第４スイッチング素子H4の周期時間幅τ1以下の値となり、以下の式（５）の関係となる。この式（５）で示される条件では、電圧値Vc1は電圧値Vc3の１〜２倍以下になる。
τ1 ≧τ2 ≧φ1、 φ2   （５）
【００２７】
本実施形態では、第１コンデンサC1の電圧値Vc1を検出する第１電圧検出器21、第３コンデンサC3の電圧値Vc3を検出する第３電圧検出器23を設けた例で説明した。そして、制御回路40は、電圧値Vc3と電圧指令値Vc1_ref、電圧値Vc1と電圧指令値Vc2_refに基づいて、第１アームおよび第２アームの各スイッチング素子を制御した。しかし、これは一例であり、第２コンデンサC2の電圧値Vc2を検出する第２電圧検出器など他の電圧値と電圧指令値を適宜組み合わせて用いることができる。
【００２８】
例えば、周期制御回路41に電圧値Vc1と第３コンデンサC3の電圧値Vc3を所望の電圧値に調節するための電圧指令値Vc3_refを入力し、以下の式（６）（７）により、第１スイッチング素子H1の周期時間幅τ1と第２スイッチング素子H2の周期時間幅τ2を算出する。
τ1＝（Vc3_ref/Vc1）×T            （６）
τ2＝（１−Vc3_ref/Vc1）×T        （７）
【００２９】
また、例えば、位相差制御回路43に電圧値Vc2と電圧指令値Vc1_refを入力し、以下の式（８）により、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4との位相差（重畳時間幅）φ1、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3との位相差（重畳時間幅）φ2を算出する。
φ1＝φ2＝（Vc2/Vc1_ref）×T×N            （８）
ここで、Nはトランス４の巻数比であり、N＝（N21＋N22）/N1である。
【００３０】
図３は電圧検出器の替わりに電流検出器を用いたDC-DCコンバータ101の回路構成図である。図１と同一箇所には同一の符号を付して説明を省略する。また、制御回路40の詳細は図示を省略する。
この例では、電流検出器を設けて検出した電流値に基づいて第１アームおよび第２アームの各スイッチング素子H1〜H4を制御する。図３に示すように、トランス４の１次巻線N1に流れる電流値Ic1を検出する第１電流検出器３１を設ける。また、トランス４の２次巻線N21、N22に流れる電流値Ic2を検出する第２電流検出器３２を設ける。さらに、第１インダクタL1に流れる電流値Ic3を検出する第３電流検出器３３を設ける。そして、制御回路40は以下の式（９）〜（１１）より、周期時間幅τ1、τ2、位相差φ1、φ2を求める。
τ1＝（Ic1_ref /Ic3）×T            （９）
τ2＝（１−Ic1_ref /Ic3）×T        （１０）
φ1＝φ2＝（Ic1 /Ic2_ref）×T×N    （１１）
ここで、Ic1_refはトランス４の１次巻線N1に流したい電流の電流指令値、Ic2_refはトランス４の２次巻線N21、N22に流したい電流指令値である。
なお、制御回路40は上述した電圧検出器と電流検出器を適宜混在して用いてもよい。さらに、電圧検出器もしくは電流検出器の全てを用いることなく、一部を用いてもよい。
【００３１】
図４は、DC-DCコンバータ101の整流回路にスイッチング素子を用いた場合の例を示す回路構成図である。図１と同一箇所には同一の符号を付して説明を省略する。また、制御回路40の詳細は図示を省略する。
図１では、整流回路をダイオードDS1、DS2で構成した。図４では、整流回路として、スイッチング素子S1およびスイッチング素子S2と、ダイオードDS1およびダイオードDS2を用いた。スイッチング素子S1、S2として、MOSFETを用いる場合は、スイッチング素子S1をオン状態とすれば、ダイオードDS1に流れる電流をスイッチング素子S1へ分流することで損失を低減できる。このように、MOSFETと逆並列接続されたダイオード、またはMOSFETのボディダイオードに、ダイオードの順方向電流が流れるとき、このMOSFETをオン状態として損失を低減することを、以後では同期整流と呼称する。制御回路40により、スイッチング素子S1およびスイッチング素子S2を整流動作させる同期整流動作を行う。また、２次巻線N21およびN22以降の整流回路は、センタタップ整流回路方式に限らず、アクティブクランプ付き電流形センタタップ回路やその他、サージ吸収回路、カレントダブラ回路、電流形フルブリッジ回路の組合せでもよい。
【００３２】
図５〜図１０は、図１におけるDC-DCコンバータ101の順送電時の動作説明図である。図５〜図１０の各図は、図２（ｄ）に示す各スイッチング素子H1〜 H4の動作のフェーズＡ〜Ｆに対応している。
フェーズＡでは、図５に示すように、第１スイッチング素子H1がオン状態であり、一次電源V1の電圧が、第１インダクタL1に印加されず、第１インダクタL1のエネルギーは放出されている。また、第１コンデンサC1には、一次電源V1のエネルギーが蓄えられる。さらに、第４スイッチング素子H4がオン状態であり、一次電源V1の電圧がトランス４の１次巻線N1に印加され、共振インダクタLrの電流は増加していく。第１コンデンサC1に流れる電流は減少していき、零になるとフェーズＢに移行する。
【００３３】
フェーズＢでは、図６に示すように、第１スイッチング素子H1がオン状態であり、一次電源V1の電圧が、第１インダクタL1に印加されず、第１インダクタL1のエネルギーは放出されている。また、第１コンデンサC1からも、エネルギーが放出される。さらに、第４スイッチング素子H4がオン状態であり、一次電源V1の電圧がトランス４の１次巻線N1に印加され、共振インダクタLrの電流は増加していく。第４スイッチング素子H4がオフ状態となり、第３スイッチング素子H3がオン状態となるとフェーズＣに移行する。
【００３４】
フェーズＣでは、図７に示すように、第１スイッチング素子H1がオン状態であり、一次電源V1の電圧が、第１インダクタL1に印加されず、第１インダクタL1のエネルギーは放出される。また、第３スイッチング素子H3がオン状態であり、第１コンデンサC1にエネルギーが蓄えられる。また、一次電源V1の電圧がトランス４の１次巻線N1に印加されないため、共振インダクタLrの電流は減少していく。共振インダクタLrの電流が減少していき、零になるとフェーズＤへ移行する。
【００３５】
フェーズＤでは、図８に示すように、第１スイッチング素子H1がオン状態であり、一次電源V1の電圧が、第１インダクタL1に印加されず、第１インダクタL1のエネルギーは放出される。また、第３スイッチング素子H3がオン状態であり、第１コンデンサC1のエネルギーが放出される。第１スイッチング素子H1がオフ状態となり、第２スイッチング素子H2がオン状態となるとフェーズＥに移行する。
【００３６】
フェーズＥでは、図９に示すように、第２スイッチング素子H2がオン状態であり、一次電源V1の電圧が、第１インダクタL1に印加され、第１インダクタL1へエネルギーが蓄積される。また、第３スイッチング素子H3がオン状態であり、第１コンデンサC1のエネルギーが放出される。また、一次電源V1の電圧がトランス４の１次巻線N1に印加されるため、共振インダクタLrの電流は増加していく。第３スイッチング素子H3がオフ状態となり、第４スイッチング素子H4がオン状態となるとフェーズＦに移行する。
【００３７】
フェーズＦでは、図１０に示すように、第２スイッチング素子H2がオン状態であり、一次電源V1の電圧が、第１インダクタL1に印加され、第１インダクタL1へエネルギーが蓄積される。また、第４スイッチング素子H4がオン状態であり、第１コンデンサC1のエネルギーが放出される。また、一次電源V1の電圧がトランス４の１次巻線N1に印加されないため、共振インダクタLrの電流は減少していく。第２スイッチング素子H2がオフ状態となり、第１スイッチング素子H1がオン状態となるとフェーズＡに移行する。以降の動作は、フェーズＡからフェーズＦの繰り返しとなる。
【００３８】
本実施形態によれば、DC-DCコンバータ101に印加される電圧を昇圧し、入力電圧範囲を制御することが可能であり、かつ、昇圧回路と、DC-DCコンバータのスイッチング素子を共用化することで、回路の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
図１１は、第１の実施形態で示したDC-DCコンバータ101を自動車100に適用して場合の電源システムを示す図である。
本実施形態の電源システムは、DC-DCコンバータ101の充電器側をC側、高圧側をD側、低圧側をE側とすると、DC-DCコンバータ101のD側には、高圧バッテリ104がリレー106を介して接続される。DC-DCコンバータ101のE側には、低圧バッテリ105が接続される。外部電源109からの電力を自動車100へ送電する充電器108はDC-DCコンバータ101のC側に接続される。
【００４０】
そして、モータＭはモータ駆動用インバータなどのHV系機器102に接続され、HV系機器102はDC-DCコンバータ101のD側に接続される。エアコンなどの補機機器103は、DC-DCコンバータ101のE側に接続される。制御回路401は、DC-DCコンバータ101の各スイッチング素子H1〜 H4のスイッチング動作や、電力の送電方向、電力量等を制御する。なお、リレー106はなくてもよい。
【００４１】
図１２は、本実施形態による電源システムの回路構成図である。
DC-DCコンバータ101の回路構成は、第１の実施形態と同様であるので、同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。充電器108は、外部電源109から入力される交流電圧を直流電圧に変換するAC-DCコンバータ51を備えている。AC-DCコンバータ51の出力側には平滑用の第４コンデンサC4を介してスイッチング回路52が接続される。スイッチング回路52は、４個のスイッチング素子によるブリッジ回路で構成され、制御回路401の制御により、直流電圧を交流電圧に変換する。スイッチング回路52は、トランス53の１次巻線側に接続され、トランス53の２次巻線側には整流回路54が接続される。整流回路54の出力は、DC-DCコンバータ101の第１コンデンサC1の両端に接続される。
【００４２】
AC-DCコンバータ51は、ブリッジ整流回路と昇圧チョッパを組み合せた回路構成や、トーテムポール回路など、交流電圧を直流電圧にする回路構成であってもよい。なお、外部電源109が直流電源の場合はAC-DCコンバータ51を省略することができる。スイッチング回路52は、ハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路や、共振回路など、直流電圧を交流電圧に変換する変換する回路構成であればよい。整流回路54は、ダイオード整流や同期整流、センタタップ回路や、カレントダブラ方式など、交流電圧を直流電圧に変換する回路構成であればよい。
【００４３】
図１２に示すように、DC-DCコンバータ101の第１アームであり、降圧回路A’である第１スイッチング素子H1および第２スイッチング素子H2のスイッチング時間比と、第２アームである第３スイッチング素子H3および第４スイッチング素子H4のスイッチング時間比を制御するために、第３電圧検出器23により第３コンデンサC3の電圧Vc3を検出する。検出された電圧Vc3は、目標とする第１コンデンサC1の電圧指令値Vc1_refと共に制御回路401の周期制御回路41へ入力され、第１スイッチング素子H1および第３スイッチング素子H3の周期時間幅τ1、第２スイッチング素子H2および第４スイッチング素子H4の周期時間幅τ2が算出される。周期制御回路41および周期制限回路42の動作は第１の実施形態と同様であり、その説明を省略する。
【００４４】
図１２において、第１電圧検出器21は第１コンデンサC1の電圧値Vc1を検出する。検出された電圧値Vc1は、目標とする第２コンデンサC2の電圧指令値Vc2_refと共に位相差制御回路43に入力され、第１スイッチング素子H1と第４スイッチング素子H4の位相差φ1と、第２スイッチング素子H2と第３スイッチング素子H3の位相差φ2が算出される。位相差制御回路43および位相差制限回路44の動作は第１の実施形態と同様であり、その説明を省略する。
【００４５】
図１２において、第４電圧検出器24は第４コンデンサC4の電圧値Vc4を検出する。検出された電圧値Vc4は、目標とするDC-DCコンバータ101に印加される電圧指令値Vc1_refと共にスイッチング制御回路45に入力され、スイッチング回路52の制御量αが算出される。電圧指令値Vc1_refは、図示省略した上位制御装置や制御回路40より、DC-DCコンバータ101における第１コンデンサC1の電圧値Vc1を所望の電圧値に指定する指令値として入力される。スイッチング制御回路45で算出された制御量αは、スイッチング制限回路46で、所定のスイッチング回路52の最大制御量α_limitと比較される。算出された制御量αが最大制御量α_limitを超えない場合、スイッチング制御回路45は算出された制御量αを出力する。算出された制御量αが、所定の最大制御量α_limitを超えた場合、スイッチング制限回路46は最大制御量α_limitを制御量αとして出力する。最大制御量α_limitによって電力量を制限する。制御回路401は、制御量αに基づいてスイッチング回路52を制御して、DC-DCコンバータ101に印加される電圧が電圧指令値Vc1_refになるようにする。このように、充電器108の出力側である整流回路54の出力電圧を制御量αに基づいた出力電圧範囲に抑制することにより、充電器108の設計自由度を増すことが可能である。
【００４６】
なお、制御回路401は、第４電圧検出器24により第４コンデンサC4の電圧値Vc4を検出したが、電流検出器によりスイッチング回路52の入力側に流れる電流値を検出して、この電流値を用いて制御してもよい。
【００４７】
本実施形態によれば、外部電源109の電力は充電器108からDC-DCコンバータ101を介して、直流電源104や直流電源105に電力を送ることが可能となる。この場合、DC-DCコンバータ101に印加される電圧範囲を抑制することが可能であり、かつ降圧回路A’と、DC-DCコンバータ101のスイッチング素子を共用化することで、電源系統の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００４８】
以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）DC-DCコンバータ101は、一次電源V1から供給される直流電力の電圧変換を行うDC-DCコンバータ101であって、第１スイッチング素子H1と第２スイッチング素子H2とが第１交流接続部を介して直列に接続された第１アームと、第３スイッチング素子H3と第４スイッチング素子H4とが第２交流接続部を介して直列に接続された第２アームとを有するブリッジ回路と、一次電源V1と第１交流接続部の間に接続されるインダクタL1と、第１アームに並列に接続される第１コンデンサC1と、第１アームとを有する昇圧回路と、一端が第１交流接続部に他端が第２交流接続部に接続される１次巻線N1と、１次巻線N1に磁気結合する２次巻線N21、N22とを有するトランスと、トランスの２次巻線側N21、N22に接続される整流回路と、第１アームおよび第２アームの各スイッチング素子を制御する制御回路40と、を備える。これにより、小型化、低コスト化が可能なDC-DCコンバータを提供することができる。
自動車は、DC-DCコンバータを含む電源システムを備える。これにより、小型化、低コスト化が可能なDC-DCコンバータ、さらに、これを用いた自動車を提供することができる。
【００４９】
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。
【符号の説明】
【００５０】
101  DC-DCコンバータ
V1  一次電源
V2  二次電源
R1、R2  負荷
L1  第１インダクタ
L2  第２インダクタ
H1  第１スイッチング素子
H2  第２スイッチング素子
H3  第３スイッチング素子
H4  第４スイッチング素子
C1  第１コンデンサ
C2  第２コンデンサ
C3  第３コンデンサ
C4  第４コンデンサ
４  トランス
DS1、DS2  ダイオード
21  第１電圧検出器
23  第３電圧検出器
40  制御回路
41  周期制御回路
42  周期制限回路
43  位相差制御回路
44  位相差制限回路
100  自動車
104  高圧バッテリ
105  低圧バッテリ
108  充電器
109  外部電源系統
401  制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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