(57)【要約】【課題】簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことが可能な衛星放送受信装置を提供する。【解決手段】衛星放送受信装置は、受信されたＡＲＩＢ（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える。【選択図】図５
2018064223.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信されたＡＲＩＢ（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、
前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、
前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える、衛星放送受信装置。
【請求項２】
前記検出部は、前記同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいて前記サンプリング周波数の誤差を検出する、請求項１に記載の衛星放送受信装置。
【請求項３】
前記検出部は、前記同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する１の論理値を示す複数のシンボルに基づいて前記サンプリング周波数の誤差を検出する、請求項２に記載の衛星放送受信装置。
【請求項４】
前記調整部は、前記キャリア周波数を調整した場合における前記デジタル信号を算出する複素乗算器と、前記サンプリング周波数を調整した場合における前記デジタル信号を算出するインタポレータとを含む、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の衛星放送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、衛星放送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、受信した電波に含まれる同期信号を用いて周波数および時間の同期を確立するための技術が開発されている。
【０００３】
たとえば、非特許文献１（石川清貴、和田知久、”ＬＴＥにおける周波数誤差とサンプリング周波数誤差の検知に関する検討”、信学技報、ＳＩＰ２０１０−８８、ＲＣＳ２０１０−２１８、Ｐ．１１５−１１９）には、以下のような技術が開示されている。すなわち、受信後のＰＳＳ（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）およびＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）に含まれる循環シフトの回転量を用いて、キャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差の検知を行う。キャリア周波数誤差は、サブキャリアのキャリア番号に関係なくすべてのキャリアの回転を発生させる。一方、サンプリング周波数誤差は、キャリア番号に比例して回転を発生させる。すなわち、高周波側の回転量の平均値と低周波側の回転量の平均値とを算出し、算出した各平均値に基づいて、周波数に対する回転量の変化を示す直線を求め、求めた直線の切片および傾きからキャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差がそれぞれ求まる。そこで、シンボルの低周波側の平均回転量と高周波側の平均回転量とを用いてキャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差を検出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１６５８９６号公報
【特許文献２】特開平１０−１６４１６４号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】石川清貴、和田知久、”ＬＴＥにおける周波数誤差とサンプリング周波数誤差の検知に関する検討”、信学技報、ＳＩＰ２０１０−８８、ＲＣＳ２０１０−２１８、Ｐ．１１５−１１９
【非特許文献２】社団法人  電波産業会、” 高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式  （ＩＳＤＢ−Ｓ３）  標準規格  ＡＲＩＢ（登録商標）  ＳＴＤ−Ｂ４４  ２．１版”、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成２８年６月２１日検索］、インターネット〈ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｒｉｂ．ｏｒ．ｊｐ／ｅｎｇｌｉｓｈ／ｈｔｍｌ／ｏｖｅｒｖｉｅｗ／ｄｏｃ／２−ＳＴＤ−Ｂ４４ｖ２＿１．ｐｄｆ〉
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）等のマルチキャリア変調方式に対して非特許文献１に記載の技術を用いることにより、キャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差の検知を行うことが可能である。しかしながら、シングルキャリアの衛星放送波に対して上述の技術を適用することができない。
【０００７】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことが可能な衛星放送受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（１）上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる衛星放送受信装置は、受信されたＡＲＩＢ（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える。
【０００９】
本発明は、このような特徴的な処理部を備える衛星放送受信装置として実現することができるだけでなく、衛星放送受信装置を備える衛星放送受信システムとして実現したり、かかる特徴的な処理をステップとする方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、衛星放送受信装置の一部または全部を実現する半導体集積回路として実現することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信システムの構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置が受信する衛星放送波に含まれる変調スロットの一例を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信システムにおける衛星放送受信装置の構成を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における直交復調器の構成を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における同期処理部の構成を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置が復調する復調信号を示すコンスタレーションの一例を示す図である。
【図７】図７は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における同期処理部が行うフレーム同期信号の計算処理の一例を示す図である。
【図８】図８は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。
【図９】図９は、図８に示す直線に対してフィードバック関数を作用させた場合におけるずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。
【００１３】
（１）本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置は、受信されたＡＲＩＢ（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える。
【００１４】
このように、所定の同期パターンがＢＰＳＫ変調される構成により、他のクロック同期処理等の特別の処理を行うことなく当該所定の同期パターンを復調することができる。そして、所定の同期パターンを用いて、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４に従うシングルキャリアの通信信号を復調する直交復調器におけるキャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成により、シングルキャリアについてキャリア周波数誤差、およびサンプリング周波数誤差を簡易に検出することができる。また、検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する構成により、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号との同期を確立することができる。したがって、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことができる。
【００１５】
（２）好ましくは、前記検出部は、前記同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいて前記サンプリング周波数の誤差を検出する。
【００１６】
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続する論理値を示す複数のシンボルの特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差を正しく検出することができる。
【００１７】
（３）より好ましくは、前記検出部は、前記同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する１の論理値を示す複数のシンボルに基づいて前記サンプリング周波数の誤差を検出する。
【００１８】
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する１の論理値を示す複数のシンボルのより特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差をより正しく検出することができる。
【００１９】
（４）好ましくは、前記調整部は、前記キャリア周波数を調整した場合における前記デジタル信号を算出する複素乗算器と、前記サンプリング周波数を調整した場合における前記デジタル信号を算出するインタポレータとを含む。
【００２０】
このような構成により、衛星放送受信装置全体をデジタル回路で実現することができるので、ソフトウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことができる。すなわち、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）等のハードウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことなく、全ての処理を同一クロックのデジタル回路内で完結することができる。これにより、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）等のプログラムロジックＩＣを用いて衛星放送受信装置を容易に実現することができる。また、装置の試作を容易に行うことができるとともに、装置全体を簡素化することができる。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。また、以下に記載する実施の形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
【００２２】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信システムの構成を示す図である。
【００２３】
図１を参照して、衛星放送受信システム３０１は、衛星放送受信装置１０１と、ストリーム処理装置１５１とを備える。
【００２４】
アンテナ１１１は、たとえば、非特許文献２（社団法人  電波産業会、” 高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式  （ＩＳＤＢ−Ｓ３）  標準規格  ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４  ２．１版”、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成２８年６月２１日検索］、インターネット〈ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｒｉｂ．ｏｒ．ｊｐ／ｅｎｇｌｉｓｈ／ｈｔｍｌ／ｏｖｅｒｖｉｅｗ／ｄｏｃ／２−ＳＴＤ−Ｂ４４ｖ２＿１．ｐｄｆ〉）に記載の規格すなわちＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号の一例であるシングルキャリアの衛星放送波を受信する。
【００２５】
図２は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置が受信する衛星放送波に含まれる変調スロットの一例を示す図である。
【００２６】
図２を参照して、衛星放送波には、たとえば、π／２ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたフレーム同期信号が含まれる。フレーム同期信号は、２４シンボルからなり、論理値としてたとえば５２Ｆ８６６ｈおよびＡＤ０７９９ｈのいずれか一方を含む。ここで、「ｈ」は１６進数を意味する。
【００２７】
また、変調スロットには、フレーム同期信号の代わりにスロット同期信号が含まれる場合がある。スロット同期信号は、２４シンボルからなり、論理値としてたとえば３６７１５Ａｈを含む。フレーム同期信号およびスロット同期信号は、たとえば繰り返し送信される。
【００２８】
再び図１を参照して、アンテナ１１１は、受信した衛星放送波を、ＢＳ−ＩＦ（ＢＳ  Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を有するＩＦ信号にダウンコンバートする。
【００２９】
衛星放送受信装置１０１は、アンテナ１１１からＩＦ信号を受信し、たとえば、受信したＩＦ信号に対してダイレクトコンバーションを行うことによりベースバンド信号を生成する。
【００３０】
衛星放送受信装置１０１は、生成したベースバンド信号から同期信号を検出し、検出した同期信号を用いて周波数および時間の同期を確立する。そして、衛星放送受信装置１０１は、ベースバンド信号からストリームを生成し、生成したストリームをストリーム処理装置１５１へ送信する。
【００３１】
ストリーム処理装置１５１は、たとえば、録画装置またはテレビジョン等であり、衛星放送受信装置１０１から受信するストリームを記録したり、ディスプレイに再生したりする。
【００３２】
図３は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信システムにおける衛星放送受信装置の構成を示す図である。
【００３３】
図３を参照して、衛星放送受信装置１０１は、アナログ信号処理部１と、デジタル信号処理部２とを備える。アナログ信号処理部１は、直交復調器１１と、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１２Ｉ，１２Ｑと、基準信号源発振器１３と、クロック生成回路１４とを含む。デジタル信号処理部２は、ＲＲＦ（Ｒｏｏｔ  Ｒｏｌｌ−Ｏｆｆ  Ｆｉｌｔｅｒ）１５Ｉ，１５Ｑと、同期処理部１６と、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｃｈｅｃｋ）復号部１７とを含む。以下、Ａ／Ｄ変換器１２Ｉ，１２Ｑの各々をＡ／Ｄ変換器１２とも称する。
【００３４】
基準信号源発振器１３は、たとえば水晶発振器であり、２７ＭＨｚの周波数を有する基準信号を生成し、生成した基準信号を直交復調器１１へ出力する。
【００３５】
クロック生成回路１４は、クロック信号を生成し、生成したクロック信号をＡ／Ｄ変換器１２へ出力する。
【００３６】
図４は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における直交復調器の構成を示す図である。
【００３７】
図４を参照して、直交復調器１１は、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプ３１と、ＰＬＬ部３２と、ミキサ３３Ｉ，３３Ｑと、ローパスフィルタ３４Ｉ，３４Ｑとを含む。
【００３８】
直交復調器１１は、受信されたＩＦ信号を復調した復調信号を出力する。より詳細には、直交復調器１１におけるＡＧＣアンプ３１は、アンテナ１１１から受信するＩＦ信号を、後段のＡ／Ｄ変換器１２において最適な振幅で信号が入力されるように増幅し、増幅後のＩＦ信号をミキサ３３Ｉ，３３Ｑへ出力する。
【００３９】
ＰＬＬ部３２は、基準信号源発振器１３から受ける基準信号と同期した局部発振信号であるローカル信号ＬＩを生成するとともに、ローカル信号ＬＩに対して位相がπ／２ずれたローカル信号ＬＱを生成する。ＰＬＬ部３２は、生成したローカル信号ＬＩおよびＬＱをミキサ３３Ｉおよび３３Ｑへそれぞれ出力する。
【００４０】
ミキサ３３Ｉは、ＡＧＣアンプ３１から受けるＩＦ信号を、ＰＬＬ部３２から受けるローカル信号ＬＩを用いてダウンコンバートすることにより復調信号の一例であるベースバンド信号ＢＩを生成し、生成したベースバンド信号ＢＩをローパスフィルタ３４Ｉへ出力する。
【００４１】
ミキサ３３Ｑは、ＡＧＣアンプ３１から受けるＩＦ信号を、ＰＬＬ部３２から受けるローカル信号ＬＱを用いてダウンコンバートすることにより復調信号の一例であるベースバンド信号ＢＱを生成し、生成したベースバンド信号ＢＱをローパスフィルタ３４Ｑへ出力する。
【００４２】
ローパスフィルタ３４Ｉは、ミキサ３３Ｉにおいて生成されたベースバンド信号ＢＩの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。
【００４３】
ローパスフィルタ３４Ｑは、ミキサ３３Ｑにおいて生成されたベースバンド信号ＢＱの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。
【００４４】
再び図３を参照して、Ａ／Ｄ変換器１２は、直交復調器１１から受けたベースバンド信号をデジタル信号に変換する。詳細には、Ａ／Ｄ変換器１２Ｉ，１２Ｑは、クロック生成回路１４から受けるクロック信号の周波数でベースバンド信号ＢＩ，ＢＱのサンプリング処理をそれぞれ行う。
【００４５】
より詳細には、Ａ／Ｄ変換器１２Ｉは、ローパスフィルタ３４Ｉを通過したベースバンド信号ＢＩを、サンプリング周期ごとにｑビット（ｑは２以上の整数）のデジタルのベースバンド信号ＤＩに変換する。Ａ／Ｄ変換器１２Ｉは、変換後のベースバンド信号ＤＩをデジタル信号処理部２へ出力する。
【００４６】
Ａ／Ｄ変換器１２Ｑは、ローパスフィルタ３４Ｑを通過したベースバンド信号ＢＱを、サンプリング周期ごとにｑビットのデジタルのベースバンド信号ＤＱに変換する。Ａ／Ｄ変換器１２Ｑは、変換後のベースバンド信号ＤＱをデジタル信号処理部２へ出力する。
【００４７】
デジタル信号処理部２は、たとえばＦＰＧＡを構成する半導体集積回路により実現される。
【００４８】
デジタル信号処理部２におけるＲＲＦ１５Ｉは、たとえば、Ａ／Ｄ変換器１２Ｉから受けるベースバンド信号ＤＩに対して、０．０３のロールオフ率でルートロールオフフィルタ処理を行うことによりベースバンド信号ＤＩに帯域制限を加え、処理後のベースバンド信号ＤＩを同期処理部１６へ出力する。
【００４９】
ＲＲＦ１５Ｑは、たとえば、Ａ／Ｄ変換器１２Ｑから受けるベースバンド信号ＤＱに対して、０．０３のロールオフ率でルートロールオフフィルタ処理を行うことによりベースバンド信号ＤＱに帯域制限を加え、処理後のベースバンド信号ＤＱを同期処理部１６へ出力する。
【００５０】
図５は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における同期処理部の構成を示す図である。
【００５１】
図５を参照して、同期処理部１６は、シンボル同期検出部４４と、調整部４５とを含む。調整部４５は、インタポレータ４１と、デジタルＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２Ｉ，４２Ｑと、複素乗算器４３とを含む。インタポレータ４１は、タップ係数保持部４６を含む。なお、調整部４５は、デジタルＬＰＦ４２Ｉ，４２Ｑを含まない構成であってもよい。
【００５２】
インタポレータ４１は、たとえば、サンプリング周波数を調整した場合におけるベースバンド信号ＤＩ，ＤＱを算出可能である。
【００５３】
より詳細には、インタポレータ４１におけるタップ係数保持部４６は、たとえばＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）であり、サンプリング周波数の調整比率ごとのタップ係数を保持する。
【００５４】
ここで、タップ係数は、サンプリング周波数Ａ１でサンプリングされたデジタル信号Ｄ１を、対象の調整比率とサンプリング周波数Ａ１とを乗じたサンプリング周波数Ａ２でサンプリングされたデジタル信号Ｄ２に変換するための係数である。
【００５５】
タップ係数を用いることにより、デジタル信号Ｄ１をオーバーサンプリングすることにより生成した信号を、サンプリング周波数Ａ２でリサンプリングすることにより得られるべきデジタル信号Ｄ２を簡易に算出することができる。
【００５６】
インタポレータ４１は、たとえば、ＲＲＦ１５Ｉ，１５Ｑからそれぞれ受ける、複数のサンプリングタイミングのベースバンド信号ＤＩ，ＤＱを保持する。
【００５７】
また、インタポレータ４１は、たとえば、シンボル同期検出部４４から後述する周波数誤差情報ＳＥを受けるまでサンプリング周波数の調整を行わず、保持する各ベースバンド信号ＤＩ，ＤＱをデジタルＬＰＦ４２Ｉ，４２Ｑへそれぞれ出力する。
【００５８】
デジタルＬＰＦ４２Ｉは、インタポレータ４１から受ける各ベースバンド信号ＤＩの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させ、減衰させた各ベースバンド信号ＤＩを複素乗算器４３へ出力する。
【００５９】
デジタルＬＰＦ４２Ｑは、インタポレータ４１から受ける各ベースバンド信号ＤＱの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させ、減衰させた各ベースバンド信号ＤＱを複素乗算器４３へ出力する。
【００６０】
複素乗算器４３は、たとえば、キャリア周波数を調整した場合におけるベースバンド信号ＤＩ，ＤＱを算出可能である。
【００６１】
より詳細には、複素乗算器４３は、デジタルＬＰＦ４２Ｉ，４２Ｑから各ベースバンド信号ＤＩ，ＤＱをそれぞれ受け、以下の処理を行う。
【００６２】
すなわち，複素乗算器４３は、同じサンプリングタイミングにおけるベースバンド信号ＤＩの値およびＤＱの値をそれぞれ実数および虚数として有する複素数である対象複素数をサンプリングタイミングごとに生成する。
【００６３】
複素乗算器４３は、たとえば、後述する周波数誤差情報ＣＥをシンボル同期検出部４４から受けるまで、キャリア周波数の調整に伴う対象複素数の位相の調整を行わない。
【００６４】
複素乗算器４３は、各サンプリングタイミングの対象複素数の実部および虚部をそれぞれベースバンド信号ＤＩおよびＤＱとしてＬＤＰＣ復号部１７へ出力するとともに、シンボル同期検出部４４へ出力する。
【００６５】
図６は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置が復調する復調信号を示すコンスタレーションの一例を示す図である。
【００６６】
図６では、横軸はＩ軸を示し、縦軸はＱ軸を示す。また、ＩＱ平面における方位角φは、Ｉ軸方向が０°であり、反時計回り方向に増加するように定義する。また、ＩＱ平面には、ベースバンド信号ＤＩの値の２乗とベースバンド信号ＤＱの値の２乗との和の平方根の半径を有する円Ｃ１が、（Ｉ＝０，Ｑ＝０）の位置が中心となるように示されている。
【００６７】
図６を参照して、π／２ＢＰＳＫ変調されたフレーム同期信号およびスロット同期信号は、ＩＱ平面における円Ｃ１上にプロットされる。より詳細には、たとえば、５２Ｆ８６６ｈの値を有するフレーム同期信号Ｆ１は、０１０１  ００１０  １１１１  １０００  ０１１０  ０１１０の論理値を示す２４個のシンボルを含む。
【００６８】
これらのシンボルのうち、シンボル番号ｋ（ｋは１以上の整数。）が奇数のシンボルについては、０の論理値を示すシンボルは、円Ｃ１におけるφ＝π／４の位置にプロットされ、また、１の論理値を示すシンボルは、円Ｃ１におけるφ＝５π／４の位置にプロットされる。
【００６９】
一方、シンボル番号ｋが偶数のシンボルについては、０の論理値を示すシンボルは、円Ｃ１におけるφ＝３π／４の位置にプロットされ、また、１の論理値を示すシンボルは、円Ｃ１におけるφ＝７π／４の位置にプロットされる。
【００７０】
すなわち、シンボル番号ｋが奇数のシンボルでは、Ｉ成分およびＱ成分の符号が同じ同相となり、シンボル番号ｋが偶数のシンボルでは、Ｉ成分およびＱ成分の符号が異なる逆相となる。
【００７１】
図７は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における同期処理部が行うフレーム同期信号の計算処理の一例を示す図である。
【００７２】
図７を参照して、シンボル同期検出部４４は、複素乗算器４３から受ける各サンプリングタイミングのベースバンド信号ＤＩおよびＤＱを監視し、たとえば、フレーム同期信号Ｆ１を検出すると、以下の処理を行う。
【００７３】
すなわち、シンボル同期検出部４４は、ベースバンド信号ＤＩすなわちＩ成分、およびベースバンド信号ＤＱすなわちＱ成分に基づいて、フレーム同期信号Ｆ１における各信号すなわち各シンボルの方位角φ１〜φ２４を算出する。
【００７４】
シンボル同期検出部４４は、算出した方位角φ１がたとえばπ／４になるように、方位角φ１〜φ２４それぞれに対してオフセット角αを加える。
【００７５】
そして、シンボル同期検出部４４は、方位角φ１〜φ２４をπ／２で除したときの余りをずれ角θ１〜θ２４としてそれぞれ算出する。
【００７６】
図８は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図８では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号ｋを示す。
【００７７】
図８には、基準信号源発振器１３によってＰＬＬ部３２が、衛星放送波を送出する装置におけるキャリア周波数（以下、送信側キャリア周波数とも称する。）と５０ｐｐｍ分ずれた周波数（以下、受信側キャリア周波数）を有する局部発振信号を生成し、かつＡ／Ｄ変換器１２が、当該装置におけるＤ／Ａ変換器のサンプリング周波数（以下、送信側サンプリング周波数とも称する。）と同じサンプリング周波数（以下、受信側サンプリング周波数とも称する。）で動作している状態におけるずれ角θのシンボルごとの変化が示される。
【００７８】
図２および図８を参照して、シンボル同期検出部４４は、Ａ／Ｄ変換器１２によって変換されたデジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、直交復調器１１におけるキャリア周波数の誤差、およびＡ／Ｄ変換器１２におけるサンプリング周波数の誤差を検出する。
【００７９】
具体的には、シンボル同期検出部４４は、フレーム同期信号Ｆ１のパターンを用いて、キャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する。
【００８０】
より詳細には、シンボル同期検出部４４は、算出したずれ角θ１〜θ２４を用いて直線ＳＬ１を算出し、算出した直線ＳＬ１の傾きに基づいて、キャリア周波数の誤差の有無を検出する。
【００８１】
具体的には、シンボル同期検出部４４は、直線ＳＬ１の傾きがゼロでないことから、キャリア周波数の誤差がゼロでないこと、すなわち受信側キャリア周波数と送信側キャリア周波数とがずれていると判断する。
【００８２】
そして、シンボル同期検出部４４は、たとえば、直線ＳＬ１の傾きに基づいて、シンボル番号ｋの関数であるフィードバック関数を算出する。
【００８３】
より詳細には、シンボル同期検出部４４は、たとえば、直線ＳＬ１の傾きの符号から受信側キャリア周波数および送信側キャリア周波数のいずれが大きいかを判定する。シンボル同期検出部４４は、受信側キャリア周波数が送信側キャリア周波数より大きいと判定した場合、ｅｘｐ（−ｉωｋ＋α）をフィードバック関数として算出し、また、受信側キャリア周波数が送信側キャリア周波数より小さいと判定した場合、ｅｘｐ（ｉωｋ＋α）をフィードバック関数として算出する。ここで、ωは、送信側キャリア周波数と受信側キャリア周波数との差周波数である。
【００８４】
図９は、図８に示す直線に対してフィードバック関数を作用させた場合におけるずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図９では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号ｋを示す。
【００８５】
図９を参照して、図８に示すｋ＝１〜２４のシンボルに対応する２４個の対象複素数に対して、対応の変数ｋを入力した場合におけるフィードバック関数の出力値をそれぞれ乗ずることにより、直線ＳＬ１を直線ＳＬ２に変換することができる。すなわち、直線ＳＬ１の傾きをゼロにするとともに、１番目のシンボルの方位角φを、オフセット角αを加えることなくπ／４にすることができる。
【００８６】
図１０は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図１０では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号ｋを示す。
【００８７】
図１０には、基準信号源発振器１３によってＰＬＬ部３２が、送信側キャリア周波数と５０ｐｐｍ分ずれた受信側キャリア周波数を有する局部発振信号を生成し、かつＡ／Ｄ変換器１２が、送信側サンプリング周波数に対して２５５／２５６倍の受信側サンプリング周波数で動作している状態すなわち受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より低い状態におけるずれ角θのシンボルごとの変化が示される。
【００８８】
図１１は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図１１では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号ｋを示す。
【００８９】
図１１には、基準信号源発振器１３によってＰＬＬ部３２が、送信側キャリア周波数と５０ｐｐｍ分ずれた受信側キャリア周波数を有する局部発振信号を生成し、かつＡ／Ｄ変換器１２が、送信側サンプリング周波数に対して２５７／２５６倍の受信側サンプリング周波数で動作している状態すなわち受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より高い状態におけるずれ角θのシンボルごとの変化が示される。
【００９０】
図１０および図１１を参照して、シンボル同期検出部４４は、図８の場合と異なり、図１０および図１１のようにずれ角θのシンボルごとの変化が直線にならない場合、キャリア周波数の誤差を以下のように検出する。
【００９１】
すなわち、シンボル同期検出部４４は、たとえば、フレーム同期信号Ｆ１に対応する２４個のずれ角θを、前から順番に４個ずつにグループ分けし、グループごとにずれ角θの平均値を算出する。そして、シンボル同期検出部４４は、算出した各平均値の近傍を通る直線を求め、求めた直線の傾きに基づいてフィードバック関数を算出する。
【００９２】
なお、シンボル同期検出部４４は、たとえば、最小二乗法を用いて当該２４個のずれ角θの近傍を通る直線を求め、求めた直線の傾きに基づいてフィードバック関数を算出してもよい。
【００９３】
シンボル同期検出部４４は、算出したフィードバック関数を含む周波数誤差情報ＣＥを作成し、作成した周波数誤差情報ＣＥを複素乗算器４３へ出力する。
【００９４】
再び図５を参照して、調整部４５は、シンボル同期検出部４４の検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する。
【００９５】
より詳細には、調整部４５における複素乗算器４３は、シンボル同期検出部４４から周波数誤差情報ＣＥを受けると、受けた周波数誤差情報ＣＥからフィードバック関数を取得する。
【００９６】
そして、複素乗算器４３は、取得したフィードバック関数を用いて各サンプリングタイミングの対象複素数の位相を調整することで、キャリア周波数を調整した場合におけるベースバンド信号ＤＩ，ＤＱを算出する。
【００９７】
具体的には、複素乗算器４３は、たとえば、１番目のサンプリングタイミングの対象複素数に対して、対応の変数ｋ、この例では１を入力した場合におけるフィードバック関数の出力値を乗ずることにより当該対象複素数の位相をずらす。ここで、１番目のサンプリングタイミングの対象複素数は、たとえばフレーム同期信号Ｆ１における１番目のシンボルに対応する対象複素数である。
【００９８】
複素乗算器４３は、２番目以降のサンプリングタイミングの対象複素数に対しても同様の処理を行い、各サンプリングタイミングの対象複素数の位相をずらす。
【００９９】
複素乗算器４３は、各サンプリングタイミングの対象複素数の実部および虚部をそれぞれベースバンド信号ＤＩおよびＤＱとしてＬＤＰＣ復号部１７へ出力するとともに、シンボル同期検出部４４へ出力する。
【０１００】
図１２は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図１２では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号ｋを示す。
【０１０１】
図１２には、図１０に示すずれ角θのシンボルごとの変化において、キャリア周波数のずれが解消され、かつ受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数に対して低い側にずれている状態が維持されている場合の変化が示される。
【０１０２】
図１３は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図１３では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号ｋを示す。
【０１０３】
図１３には、図１１に示すずれ角θのシンボルごとの変化において、キャリア周波数のずれが解消され、かつ受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数に対して高い側にずれている状態が維持されている場合の変化が示される。
【０１０４】
図１２および図１３を参照して、シンボル同期検出部４４は、たとえば、フレーム同期信号Ｆ１のパターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
【０１０５】
より詳細には、シンボル同期検出部４４は、たとえば、フレーム同期信号Ｆ１のパターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する１の論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
【０１０６】
具体的には、シンボル同期検出部４４は、たとえば、ｋが１７〜２４における０１１０  ０１１０のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
【０１０７】
より具体的には、シンボル同期検出部４４は、ずれ角θのシンボルごとの変化が直線にならないことから、サンプリング周波数の誤差がゼロでない、すなわち受信側サンプリング周波数と送信側サンプリング周波数とがずれていると判断する。
【０１０８】
そして、シンボル同期検出部４４は、たとえば、ｋ＝１７〜２４のずれ角θの変化パターンに基づいて、受信側サンプリング周波数および送信側サンプリング周波数のいずれが大きいかを判定する。
【０１０９】
より詳細には、シンボル同期検出部４４は、たとえば、図１２の領域Ｒｓに示すように、ｋが１７，２０，２１，２４のずれ角θがより大きい値を示し、かつｋが１８，１９，２２，２３のずれ角θがより小さい値を示す場合、受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より小さいと判定する。
【０１１０】
そして、シンボル同期検出部４４は、たとえば、ｋが１７，２０，２１，２４のずれ角θの平均値とｋが１８，１９，２２，２３のずれ角θの平均値との差の絶対値を誤差の大きさとして算出する。
【０１１１】
一方、シンボル同期検出部４４は、図１３の領域Ｒｆに示すように、ｋが１７，２０，２１，２４のずれ角θがより小さい値を示し、かつｋが１８，１９，２２，２３のずれ角θがより大きい値を示す場合、受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より大きいと判定する。
【０１１２】
そして、シンボル同期検出部４４は、たとえば、ｋが１７，２０，２１，２４のずれ角θの平均値とｋが１８，１９，２２，２３のずれ角θの平均値との差の絶対値を誤差の大きさとして算出する。
【０１１３】
シンボル同期検出部４４は、判定結果および誤差の大きさを含む周波数誤差情報ＳＥを作成し、作成した周波数誤差情報ＳＥをインタポレータ４１へ出力する。
【０１１４】
再び図５を参照して、インタポレータ４１は、シンボル同期検出部４４から周波数誤差情報ＳＥを受けると、受けた周波数誤差情報ＳＥに基づいて、サンプリング周波数を調整した場合におけるベースバンド信号ＤＩ，ＤＱを算出する。
【０１１５】
より詳細には、インタポレータ４１は、周波数誤差情報ＳＥから判定結果および誤差の大きさを取得し、取得した判定結果および誤差の大きさに基づいて調整比率を算出する。
【０１１６】
具体的には、たとえば、送信側サンプリング周波数より受信側サンプリング周波数が小さいことを判定結果が示す場合、調整比率は１より大きい。一方、送信側サンプリング周波数より受信側サンプリング周波数が大きいことを判定結果が示す場合、調整比率は１より小さい。
【０１１７】
インタポレータ４１は、算出した調整比率に対応するタップ係数をタップ係数保持部４６から取得する。
【０１１８】
インタポレータ４１は、ＲＲＦ１５Ｉ，１５Ｑから受けて保持する各ベースバンド信号ＤＩ，ＤＱの値にタップ係数を乗じ、処理後の各ベースバンド信号ＤＩ，ＤＱをデジタルＬＰＦ４２Ｉ，４２Ｑへそれぞれ出力する。
【０１１９】
シンボル同期検出部４４が、デジタルＬＰＦ４２Ｉ，４２Ｑおよび複素乗算器４３経由で受ける各ベースバンド信号ＤＩ，ＤＱについてのずれ角θのシンボルごとの変化は、図９に示す直線ＳＬ２のようになる。
【０１２０】
すなわち、衛星放送波との良好な同期を確立することができるので、３２ＡＰＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ａｎｄ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式および１６ＡＰＳＫ変調方式等により変調された衛星放送波を受信する場合においても、当該衛星放送波から各シンボルの論理値を良好に取得することができる。
【０１２１】
再び図３を参照して、ＬＤＰＣ復号部１７は、複素乗算器４３から受けるベースバンド信号ＤＩおよびＤＱに対して低密度パリティ検査を行い、処理後のベースバンド信号ＤＩおよびＤＱに基づくストリームをストリーム処理装置１５１へ送信する。
【０１２２】
なお、衛星放送受信装置１０１は、キャリア周波数を調整した後、サンプリング周波数を調整する構成であるとしたが、これに限定するものではなく、サンプリング周波数を調整した後、キャリア周波数を調整する構成であってもよいし、サンプリング周波数およびキャリア周波数を同時に調整する構成であってもよい。
【０１２３】
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、調整部４５におけるインタポレータ４１および複素乗算器４３が、デジタル回路においてサンプリング周波数およびキャリア周波数をそれぞれ調整する構成であるとしたが、これに限定するものではない。衛星放送受信装置１０１では、調整部４５が、クロック生成回路１４のクロック周波数、および基準信号源発振器１３の発振周波数を調整することにより、アナログ回路においてサンプリング周波数およびキャリア周波数をそれぞれ調整する構成であってもよい。
【０１２４】
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、シンボル同期検出部４４は、フレーム同期信号Ｆ１のパターンを用いて、キャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成であるとしたが、これに限定するものではない。シンボル同期検出部４４は、フレーム同期信号Ｆ１の代わりに、ＡＤ０７９９ｈの値を含むフレーム同期信号またはスロット同期信号を用いて、キャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成であってもよい。
【０１２５】
ところで、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア変調方式に対して非特許文献１に記載の技術を用いることにより、キャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差の検知を行うことが可能である。しかしながら、シングルキャリアの衛星放送波に対して上述の技術を適用することができない。
【０１２６】
これに対して、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、直交復調器１１は、受信されたＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号を復調した復調信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１２は、直交復調器１１から受けた復調信号をデジタル信号に変換する。シンボル同期検出部４４は、Ａ／Ｄ変換器１２によって変換されたデジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、直交復調器１１におけるキャリア周波数の誤差、およびＡ／Ｄ変換器１２におけるサンプリング周波数の誤差を検出する。そして、調整部４５は、シンボル同期検出部４４の検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する。
【０１２７】
このように、所定の同期パターンがＢＰＳＫ変調される構成により、他のクロック同期処理等の特別の処理を行うことなく当該所定の同期パターンを復調することができる。そして、所定の同期パターンを用いて、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４に従うシングルキャリアの通信信号を復調する直交復調器１１におけるキャリア周波数の誤差、およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成により、シングルキャリアについてキャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差を簡易に検出することができる。また、検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する構成により、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号との同期を確立することができる。したがって、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことができる。
【０１２８】
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、シンボル同期検出部４４は、同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
【０１２９】
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続する論理値を示す複数のシンボルの特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差を正しく検出することができる。
【０１３０】
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、シンボル同期検出部４４は、同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する１の論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
【０１３１】
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する１の論理値を示す複数のシンボルのより特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差をより正しく検出することができる。
【０１３２】
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、調整部４５は、キャリア周波数を調整した場合におけるデジタル信号を算出する複素乗算器４３と、サンプリング周波数を調整した場合におけるデジタル信号を算出するインタポレータ４１とを含む。
【０１３３】
このような構成により、衛星放送受信装置１０１全体をデジタル回路で実現することができるので、ソフトウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことができる。すなわち、ＰＬＬ等のハードウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことなく、全ての処理を同一クロックのデジタル回路内で完結することができる。これにより、ＦＰＧＡ等のプログラムロジックＩＣを用いて衛星放送受信装置１０１を容易に実現することができる。また、装置の試作を容易に行うことができるとともに、装置全体を簡素化することができる。
【０１３４】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１３５】
以上の説明は、以下に付記する特徴を含む。
【０１３６】
［付記１］
受信されたＡＲＩＢ（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）  ＳＴＤ−Ｂ４４に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、
前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、
前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備え、
前記検出部は、π／２ＢＰＳＫ変調されたフレーム同期信号のシンボルの示す、０１０１  ００１０  １１１１  １０００  ０１１０  ０１１０の論理値のパターンを用いて前記キャリア周波数の誤差を検出し、
前記検出部は、前記フレーム同期信号のシンボルの示す、０１１０  ０１１０の論理値のパターンを用いて前記キャリア周波数の誤差を検出する、衛星放送受信装置。
【符号の説明】
【０１３７】
１  アナログ信号処理部
２  デジタル信号処理部
１１  直交復調器
１２  Ａ／Ｄ変換器
１３  基準信号源発振器
１４  クロック生成回路
１５Ｉ，１５Ｑ  ＲＲＦ
１６  同期処理部
１７  ＬＤＰＣ復号部
３１  ＡＧＣアンプ
３２  ＰＬＬ部
３３Ｉ，３３Ｑ  ミキサ
３４Ｉ，３４Ｑ  ローパスフィルタ
４１  インタポレータ
４２Ｉ，４２Ｑ  デジタルＬＰＦ
４３  複素乗算器
４４  シンボル同期検出部
４５  調整部
４６  タップ係数保持部
１０１  衛星放送受信装置
１１１  アンテナ
１５１  ストリーム処理装置
３０１  衛星放送受信システム
【図１】
2018064223.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2018064223.tif 000012
【図１１】
2018064223.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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