(57)【要約】【課題】電力変換部の駆動周波数以下の周波数帯域で発生するノイズを抑制する。【解決手段】電力変換装置は、第１のＭＯＳＦＥＴ５を有するＡＣ／ＤＣコンバータ１００と、第１のＭＯＳＦＥＴ５をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部３０１を有する制御回路３００とを備えている。ＰＷＭ制御部３０１は、一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算するＤｕｔｙ指令値演算部３０２と、Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を出力するＰＷＭ信号演算部３０３とを有し、当該パルス信号により第１のＭＯＳＦＥＴ５が駆動される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数の整数倍に設定される。【選択図】図１
2018196217.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を有する電力変換部と、
前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する第１のＰＷＭ制御部と
を備え、
前記第１のＰＷＭ制御部は、
一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算するＤｕｔｙ指令値演算部と、
前記Ｄｕｔｙ指令値演算部から出力される前記Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力するＰＷＭ信号演算部と
を有し、
前記ＰＷＭ信号演算部の前記パルス信号により前記電力変換部の前記スイッチング素子が駆動され、
前記電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記電力変換部の駆動周波数の整数倍に設定される、
電力変換装置。
【請求項２】
前記整数は１であり、
前記電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記電力変換部の駆動周波数と同一である、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１のＰＷＭ制御部は、並列処理可能な１チップＩＣから構成されている、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換部は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータから構成されている、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
スイッチング素子を有する第２の電力変換部をさらに備え、
前記第２の電力変換部は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続され、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから出力された直流電圧に対して、直流／直流変換を行う、ＤＣ／ＤＣコンバータから構成されている、
請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータから構成された前記第２の電力変換部の前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する第２のＰＷＭ制御部を備え、
前記第２のＰＷＭ制御部は、
一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算する第２のＤｕｔｙ指令値演算部と、
前記第２のＤｕｔｙ指令値演算部から出力される前記Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力する第２のＰＷＭ信号演算部と
を有し、
前記第２のＰＷＭ信号演算部の前記パルス信号により前記第２の電力変換部の前記スイッチング素子が駆動される、
請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の整数倍に設定される、
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記整数は１であり、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数と同一である、
請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数と前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とが同一である、
請求項６から８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第２のＰＷＭ制御部は、並列処理可能な１チップＩＣから構成されている、
請求項６から９までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置として、例えば特許文献１で開示されている技術が知られている。特許文献１に記載の電力変換装置は、交流/直流変換を行うＡＣ／ＤＣコンバータと、その後段に配置され、トランスにより一次側と二次側が絶縁された直流/直流変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備えており、バッテリ等の負荷に電力を供給する。
【０００３】
ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子を備え、制御回路によりＰＷＭ制御される。
【０００４】
制御回路には、ＰＷＭ制御部がＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとの其々に対して設けられている。ＰＷＭ制御方式にキャリア比較方式を採用する場合、ＰＷＭ制御部は、キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、Ｄｕｔｙ指令値とキャリア周波数とを比較してＤｕｔｙ指令値の出力に対応する幅のパルス信号を演算する比較器とで構成される。
【０００５】
Ｄｕｔｙ指令値は、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流出力を平滑する平滑コンデンサ、および、ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれにおける電圧及び電流をモニタすることで、一定周期毎に演算、更新される。ここで、Ｄｕｔｙ指令値演算周波数は、制御回路での演算処理を簡素化・負荷低減するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数よりも低い周波数に設定されることが一般的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２０１１／１５１９４０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したように、Ｄｕｔｙ指令値演算周波数は、制御回路での演算処理を簡素化・負荷低減するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数よりも低い周波数に設定されることが一般的である。その場合、特許文献１の電力変換装置では、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分と、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数と駆動周波数との信号干渉により発生するビートノイズ成分とが、各コンバータの駆動周波数よりも低い周波数帯で発生し、ＰＷＭ制御部の出力信号に重畳するという課題があった。
【０００８】
各コンバータのスイッチング素子は、上記ノイズ成分が重畳した出力信号により駆動されるため、上記ノイズ成分はスイッチング素子を介して各コンバータに伝搬し、商用電源側に流出する。例えば、各コンバータの駆動周波数を１００ｋＨｚに設定し、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数を３０ｋＨｚに設定した場合、商用電源側には、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分として３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、９０ｋＨｚでノイズスペクトルが発生し、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数と駆動周波数との信号干渉により発生するビートノイズ成分として１０ｋＨｚ、４０ｋＨｚ、７０ｋＨｚでノイズスペクトルが発生する。上記ノイズ成分を公的規格で定められている限度値以下のレベルに低減するためには、商用電源とＡＣ／ＤＣコンバータとの間に数ｋＨｚ帯域にカットオフ周波数を持つノイズフィルタを接続することが必要となる。そのようなノイズフィルタはサイズが大きく、コストもかかるため、装置の大型化および大幅なコストアップが避けられないという課題があった。
【０００９】
この発明は、かかる課題を解決するために成されたものであって、電力変換部の駆動周波数以下の周波数帯域で発生するノイズを抑制することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は、スイッチング素子を有する電力変換部と、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する第１のＰＷＭ制御部とを備え、前記第１のＰＷＭ制御部は、一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算するＤｕｔｙ指令値演算部と、前記Ｄｕｔｙ指令値演算部から出力される前記Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力するＰＷＭ信号演算部とを有し、前記ＰＷＭ信号演算部の前記パルス信号により前記電力変換部の前記スイッチング素子が駆動され、前記電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数が、前記電力変換部の駆動周波数の整数倍である、電力変換装置である。
【発明の効果】
【００１１】
この発明による電力変換装置によれば、電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数を駆動周波数の整数倍に設定することで、電力変換部の駆動周波数以下の周波数帯域で発生するノイズを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示した構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるＰＷＭ制御部の構成を示したブロック図である。
【図３】従来の電力変換装置と商用電源との間にＣＩＳＰＲ１６−１−２で規定されるＬＩＳＮを接続した場合に、ＬＩＳＮのノイズ測定用抵抗の両端で観測される雑音端子電圧を示した図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置と商用電源との間にＣＩＳＰＲ１６−１−２で規定されるＬＩＳＮを接続した場合に、ＬＩＳＮのノイズ測定用抵抗の両端で観測される雑音端子電圧を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００１４】
図１に示すように、実施の形態１に係る電力変換装置は、商用電源１に接続され、負荷２に電力を供給するまでの要素で構成されている。但し、実施の形態１に係る電力変換装置は、図１に示す商用電源１と負荷２との間の全ての要素を必ずしも含む必要はなく、そのうちの一部だけでもよい。
【００１５】
商用電源１には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００が接続されている。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の後段には、リンクコンデンサとしての第１の平滑コンデンサ１０が接続されている。
【００１６】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、図１に示すように、第１のダイオードブリッジ３、第１のリアクトル４、半導体スイッチング素子としての第１のＭＯＳＦＥＴ５、整流ダイオード６で構成されている。
【００１７】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１００において、第１のダイオードブリッジ３は商用電源１に接続されて、商用電源１から入力される交流を全波整流する。第１のダイオードブリッジ３内には、ブリッジ接続された複数のダイオード（図示省略）が設けられている。また、第１のダイオードブリッジ３には、第１のＭＯＳＦＥＴ５が並列接続されている。また、第１のダイオードブリッジ３と第１のＭＯＳＦＥＴ５のドレイン端子との間の正側電力ラインに、第１のリアクトル４が直列接続されている。また、第１のＭＯＳＦＥＴ５のドレイン端子には、整流ダイオード６のアノード端子が接続されている。整流ダイオード６のカソード端子には、正側電力ラインを介して、第１の平滑コンデンサ１０の正側端子が接続されている。また、第１のＭＯＳＦＥＴ５のソース端子には、負側電力ラインを介して、第１の平滑コンデンサ１０の負側端子が接続されている。
【００１８】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、このように構成され、交流／直流変換を行う。具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、商用電源１の交流電圧を直流電圧に変換する。
【００１９】
ここで、図１においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００において、半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴから構成された第１のＭＯＳＦＥＴ５を設ける例を示している。しかしながら、この場合に限らず、第１のＭＯＳＦＥＴ５の代わりに、例えばＩＧＢＴ等の他の半導体スイッチング素子を設けるようにしてもよい。
【００２０】
第１の平滑コンデンサ１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００からの直流出力を平滑する。第１の平滑コンデンサ１０の後段には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００が接続され、その後段には、負荷２が接続されている。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃ、第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、トランス１２、第２のダイオードブリッジ１３、第２のリアクトル１４、平滑コンデンサ１５で構成されている。
【００２２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００において、４つのＭＯＳＦＥＴ、すなわち、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃ、第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄは、フルブリッジ回路を構成している。すなわち、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａのソース端子と第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂのドレイン端子とが直列接続され、同様に、第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃのソース端子と第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄのドレイン端子とが直列接続されている。また、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａのドレイン端子と第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃのドレイン端子とが接続され、同様に、第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂのソース端子と第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄのソース端子とが接続されている。このように構成されたフルブリッジ回路は、第１の平滑コンデンサ１０に並列接続されており、第１の平滑コンデンサ１０の直流電圧を交流電圧に変換する。
【００２３】
トランス１２の一次側には、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａと第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂとの接続点と、第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃと第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄとの接続点が接続されている。トランス１２の二次側には、第２のダイオードブリッジ１３が接続されている。第２のダイオードブリッジ１３内には、ブリッジ接続された複数のダイオードが設けられている。第２のダイオードブリッジ１３の出力には、出力平滑用の第２のリアクトル１４と平滑コンデンサ１５とが接続され、負荷２へ直流電圧が出力される。
【００２４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、このように構成され、直流／直流変換を行う。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、第１の平滑コンデンサ１０の電圧をトランス１２で絶縁された二次側直流電圧に変換して、負荷２に対して出力する。
【００２５】
ここで、図１においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００において、半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴから構成された第２〜第５のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｄを設ける例を示している。しかしながら、この場合に限らず、第２〜第５のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｄの代わりに、例えばＩＧＢＴ等の他の半導体スイッチング素子を設けるようにしてもよい。
【００２６】
以下、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作原理について説明する。
【００２７】
まず、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の動作原理について簡単に説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、上述したように、第１のダイオードブリッジ３、第１のリアクトル４、第１のＭＯＳＦＥＴ５、整流ダイオード６で構成されている。まず、第１のＭＯＳＦＥＴ５がオンしたとき、第１のリアクトル４に電流が流れて、第１のリアクトル４にエネルギーが蓄積される。次に、ＭＯＳＦＥＴ５がオフになると、第１のリアクトル４に蓄積されたエネルギーが、第１の平滑コンデンサ１０に伝達される。このとき、後述する制御回路３００の制御により、第１の平滑コンデンサ１０への入力電流波形が正弦波状になるように、ＭＯＳＦＥＴ５のオン／オフをＰＷＭ制御することで、力率を改善するよう制御することができる。
【００２８】
なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、図１の構成に限るものではなく、スイッチングによって電力変換する他のＡＣ／ＤＣコンバータ回路で構成されるものであってもよい。
【００２９】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作原理について簡単に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、上述したように、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃ、第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、トランス１２、第２のダイオードブリッジ１３、第２のリアクトル１４、平滑コンデンサ１５で構成されている。まず、第２のＭＯＦＥＴ１１ａ及び第５のＭＯＦＥＴ１１ｄの同時オンと、第３のＭＯＦＥＴ１１ｂ及び第４のＭＯＦＥＴ１１ｃの同時オンとが、交互に、同じオン時間で行われる。これらの同時オンにより得られる信号は、トランス１２を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２００の一次側から二次側に伝送される。次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の二次側に伝送された信号に基づいて、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃ、第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄの動作に応じて、第２のダイオードブリッジ１３内に設けられた各ダイオード（図示省略）がオン／オフすることで、直流／直流変換される。変換された直流電力は、第２のリアクトル１４、及び、第２の平滑コンデンサ１５により平滑化されて、負荷２に伝達される。
【００３０】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、図１の構成に限るものではなく、スイッチングによって電力変換する他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で構成されるものであってもよい。
【００３１】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１００とＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＰＷＭ制御は、制御回路３００によって行われる。制御回路３００には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の第１のＭＯＳＦＥＴ５とＤＣ／ＤＣコンバータ２００の第２〜第５のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｄとの其々に対してＰＷＭ制御部３０１が設けられている。すなわち、制御回路３００には、５つのＰＷＭ制御部３０１が設けられている。但し、第２のＭＯＦＥＴ１１ａと第５のＭＯＦＥＴ１１ｄとは同時にオン／オフされるので、ＰＷＭ制御部３０１を共用することが可能である。従って、第２のＭＯＦＥＴ１１ａと第５のＭＯＦＥＴ１１ｄとに対しては、共通の１つのＰＷＭ制御部３０１を設けるようにしてもよい。また、同様の理由により、第３のＭＯＦＥＴ１１ｂと第４のＭＯＦＥＴ１１ｃとに対しては、共通の１つのＰＷＭ制御部３０１を設けるようにしてもよい。さらに、Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００とＤＣ／ＤＣコンバータ２００とに対して、少なくとも其々１つあればよいので、第２のＭＯＳＦＥＴ１１ａと第５のＭＯＳＦＥＴ１１ｄとに対して設けた共通の１つのＰＷＭ制御部３０１のＤｕｔｙ指令値演算部３０２と、第３のＭＯＳＦＥＴ１１ｂと第４のＭＯＳＦＥＴ１１ｃとに対して設けた共通の１つのＰＷＭ制御部３０１のＤｕｔｙ指令値演算部３０２とを共用することも可能である。図２に、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御回路３００に設けられた、ＭＯＳＦＥＴ５，１１ａ〜１１ｄをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御部３０１の構成を示す。
【００３２】
図２に示すように、ＰＷＭ制御部３０１は、Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２と、ＰＷＭ信号演算部３０３とを有している。Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の電圧及び電流、第１の平滑コンデンサ１０の電圧、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の電圧及び電流をモニタして、それらの値に基づいて、一定周期毎に、Ｄｕｔｙ指令値を演算して出力する。ＰＷＭ信号演算部３０３は、当該Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を出力する。ＰＷＭ信号演算部３０３は、図２に示すように、キャリア周波数（駆動周波数）Ｆａを出力するキャリア周波数演算部３０５と、Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２の出力とキャリア周波数演算部３０５の出力とを比較する比較器３０４とを備えている。ＰＷＭ信号演算部３０３は、Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２の出力とキャリア周波数演算部３０５の出力とを比較器３０４で比較してＰＷＭ信号を出力する。これにより、当該ＰＷＭ信号を構成するパルス信号は、Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２からのＤｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号となる。比較器３０４の出力は、「Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２の出力＞キャリア周波数演算部３０５の出力」のときにＯＮ、「Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２の出力≦キャリア周波数演算部３０５の出力」のときにＯＦＦとなる。なお、比較器３０４の出力は、「Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２の出力≧キャリア周波数演算部３０５の出力」のときにＯＮ、「Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２の出力＜キャリア周波数演算部３０５の出力」のときにＯＦＦとしてもよい。
【００３３】
また、上記の電流及び電圧は、以下の方法により検出され、当該検出値をＤｕｔｙ指令値演算部３０２がモニタする。すなわち、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の電圧及び電流は、それぞれ、商用電源１の両端に設けられた入力電圧センサ３０ａ、及び、商用電源１と第１のダイオードブリッジ３との間の正側電力ラインに接続された入力電流センサ３０ｂによって検出される。また、第１の平滑コンデンサ１０の電圧は、第１の平滑コンデンサ１０の両端に設けられた第１の平滑コンデンサ電圧センサ３０ｄによって検出される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の電圧及び電流は、それぞれ、第２の平滑コンデンサ１５の両端に設けられた出力電圧センサ３０ｆ、及び、第２の平滑コンデンサ１５と負荷２との間の正側電力ラインに接続された出力電流センサ３０ｇにより検出される。
【００３４】
ＰＷＭ信号演算部３０３に対してＤｕｔｙ指令値演算部３０２から出力されるＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃは、キャリア周波数Ｆａのｎ倍に設定されており（Ｆｃ＝ｎ×Ｆａ、ｎは整数）、ＰＷＭ信号演算部３０３の出力は、第１〜第５のＭＯＳＦＥＴ５，１１ａ〜１１ｄのゲートに入力される。以下では、ＰＷＭ信号演算部３０３の当該出力を、制御回路３００からの駆動信号３０ｃ，３０ｅと呼ぶこととする。
【００３５】
尚、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００とＤＣ／ＤＣコンバータ２００とのＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃを同一の値にすることで、制御回路３００での演算処理を簡素化・負荷低減が可能となる。その場合には、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００とＤＣ／ＤＣコンバータ２００とのＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃを、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数と同一の値に設定すればよい。
【００３６】
また、制御回路３００を、例えば、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の並列処理可能な１チップＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）から構成することで、更なる演算周波数の高速化と部品点数の削減が可能となる。
【００３７】
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置の効果を明確にするために、従来の電力変換装置から発生するノイズについて、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数を１００ｋＨｚ、ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数を１００ｋＨｚ、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数を３０ｋＨｚ、ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数を３０ｋＨｚに設定した場合を例に詳細に説明する。
【００３８】
尚、各コンバータの駆動周波数とＤｕｔｙ指令値演算周波数は共に同一の値であるため、各コンバータの駆動周波数のノイズ成分、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分、各コンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数と駆動周波数との信号干渉により発生するビートノイズ成分は、すべて同じ周波数帯域で発生する。商用電源側に流出するノイズ成分は、商用電源に直接接続されるＡＣ／ＤＣコンバータの方が大きく、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を適用した場合の効果が顕著であるため、以下、ＡＣ／ＤＣコンバータのみに着目して説明する。
【００３９】
まず、図２に基づくと、従来の電力変換装置においては、キャリア周波数ＦａとＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃは、Ｆａ＝１００ｋＨｚ、Ｆｃ＝３０ｋＨｚ（≠ｎ×Ｆａ）である。ＡＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ信号演算部３０３の出力信号に含まれるノイズ成分のうち、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分とビートノイズ成分に対し、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分が最も大きい。したがって、ＡＣ／ＤＣコンバータに伝搬し商用電源側に流出するノイズ成分もＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数成分が最も大きくなる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分は、「基本波Ｆａ１＞２次高調波Ｆａ２＞３次高調波Ｆａ３」の関係になるため、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数との差によるビートノイズは、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による成分が最も大きくなる。したがって、以下では、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波Ｆｃ１、２次高調波Ｆｃ２、３次高調波Ｆｃ３と、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波の差によるビートノイズ（Ｆｂ１(＝｜Ｆａ１−Ｆｃ１｜)、Ｆｂ２(＝｜Ｆａ１−Ｆｃ２｜)、Ｆｂ３(＝｜Ｆａ１−Ｆｃ３｜)）に着目して説明する。
【００４０】
図３は、従来の電力変換装置と商用電源１との間にＣＩＳＰＲ１６−１−２で規定されるＬＩＳＮ（Ｌｌｉｎｅ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）を接続した場合に、ＬＩＳＮのノイズ測定用抵抗の両端で観測される雑音端子電圧を示している。図３において、各符号は、以下の通りである。
【００４１】
Ｆａ１：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波
Ｆａ２：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の２次高調波
Ｆａ３：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の３次高調波
Ｆａ４：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の４次高調波
Ｆａ５：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の５次高調波
Ｆａ６：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の６次高調波
Ｆｃ１：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波
Ｆｃ２：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の２次高調波
Ｆｃ３：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の３次高調波
Ｆｂ１：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波と
ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による
第１のビートノイズ
Ｆｂ２：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の２次高調波と
ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による
第２のビートノイズ
Ｆｂ３：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の３次高調波と
ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による
第３のビートノイズ
【００４２】
また、図３の破線は、国際無線障害特別委員会（ＣＩＳＰＲ）が規定するＣＩＳＰＲ１１（第５．１版；２０１０年）の伝導ノイズレベルの限度値である。この場合、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波Ｆｃ１、２次高調波Ｆｃ２、３次高調波Ｆｃ３は、Ｆｃ１＝３０ｋＨｚ、Ｆｃ２＝６０ｋＨｚ、Ｆｃ３＝９０ｋＨｚとなり、各周波数においてノイズスペクトルが発生する。また、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による第１のビートノイズＦｂ１、第２のビートノイズＦｂ２、第３のビートノイズＦｂ３は、それぞれ、下記の式（４）、（５）、（６）となり、制御周波数に起因するノイズと同様、各周波数においてノイズスペクトルが発生する。
【００４３】
Ｆｂ１＝｜Ｆａ１−Ｆｃ１｜＝｜１００ｋＨｚ−３０ｋＨｚ｜＝７０ｋＨｚ  （４）
Ｆｂ２＝｜Ｆａ１−Ｆｃ２｜＝｜１００ｋＨｚ−６０ｋＨｚ｜＝４０ｋＨｚ  （５）
Ｆｂ３＝｜Ｆａ１−Ｆｃ３｜＝｜１００ｋＨｚ−９０ｋＨｚ｜＝１０ｋＨｚ  （６）
【００４４】
上記より、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分と、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の差によるビートノイズ成分は、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数以下の数十ｋＨｚ帯域で複数発生することになる。この場合、ノイズレベルを限度値以下にするためには、１０ｋＨｚ以下にカットオフ周波数を持つ大型なノイズフィルタを接続する必要が生じるため、ノイズフィルタの大型化や大幅なコストアップが避けられない。
【００４５】
次に、図３で示した従来の電力変換装置から発生するノイズを踏まえて、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数を１００ｋＨｚ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の駆動周波数を１００ｋＨｚ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数を２００ｋＨｚ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＤｕｔｙ指令値演算周波数を２００ｋＨｚに設定した場合のノイズ抑制効果について説明する。以下では、従来の電力変換装置の場合と同様、ＡＣ／ＤＣコンバータのみに着目し、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波Ｆｃ１、２次高調波Ｆｃ２、３次高調波Ｆｃ３と、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波の差によるビートノイズ（Ｆｂ１(＝｜Ｆａ１−Ｆｃ１｜)、Ｆｂ２(＝｜Ｆａ１−Ｆｃ２｜)、Ｆｂ３(＝｜Ｆａ１−Ｆｃ３｜)）に着目して説明する。
【００４６】
図４は、本発明に係る電力変換装置と商用電源１との間にＣＩＳＰＲ１６−１−２で規定されるＬＩＳＮ（Ｌｌｉｎｅ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）を接続した場合に、ＬＩＳＮのノイズ測定用抵抗両端で観測される雑音端子電圧を示している。図４において、各符号は、以下の通りである。
【００４７】
Ｆａ１：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波
Ｆａ２：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の２次高調波
Ｆａ３：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の３次高調波
Ｆａ４：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の４次高調波
Ｆａ５：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の５次高調波
Ｆａ６：ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の６次高調波
Ｆｃ１：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波
Ｆｃ２：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の２次高調波
Ｆｃ３：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の３次高調波
Ｆｂ１：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の基本波と
ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による
第１のビートノイズ
Ｆｂ２：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の２次高調波と
ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による
第２のビートノイズ
Ｆｂ３：ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数の３次高調波と
ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による
第３のビートノイズ
【００４８】
図４の破線は、図３と同様、国際無線障害特別委員会（ＣＩＳＰＲ）が規定するＣＩＳＰＲ１１（第５．１版；２０１０年）の伝導ノイズレベルの限度値である。この場合、Ｄｕｔｙ指令値演算周波数の基本波Ｆｃ１、２次高調波Ｆｃ２、３次高調波Ｆｃ３は、Ｆｃ１＝２００ｋＨｚ、Ｆｃ２＝４００ｋＨｚ、Ｆｃ３＝６００ｋＨｚとなり、それぞれ、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の２次高調波Ｆａ２、４次高調波Ｆａ４、６次高調波Ｆａ６と重なる。ここで、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分に対し、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分の方がレベルは大きく支配的であるため、周波数が重なってもＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分よりもノイズレベルが大幅に増加することは殆ど無い。また、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差による第１のビートノイズＦｂ１、第２のビートノイズＦｂ２、第３のビートノイズＦｂ３は、それぞれ、下記の式（１），（２），（３）となり、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１（＝１００ｋＨｚ）、３次高調波Ｆａ３（＝３００ｋＨｚ）、５次高調波Ｆａ５（＝５００ｋＨｚ）とそれぞれ重なる。
【００４９】
Ｆｂ１＝｜Ｆａ１−Ｆｃ１｜＝｜１００ｋＨｚ−２００ｋＨｚ｜＝１００ｋＨｚ  （１）
Ｆｂ２＝｜Ｆａ１−Ｆｃ２｜＝｜１００ｋＨｚ−４００ｋＨｚ｜＝３００ｋＨｚ  （２）
Ｆｂ３＝｜Ｆａ１−Ｆｃ３｜＝｜１００ｋＨｚ−６００ｋＨｚ｜＝５００ｋＨｚ  （３）
【００５０】
ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分と同様、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の基本波Ｆａ１との差によるビートノイズ成分に対し、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分の方がレベルは大きく支配的であるため、周波数が重なってもＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分よりもノイズレベルが大幅に増加することは殆ど無い。
【００５１】
上記より、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数のノイズ成分と、ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数との差によるビートノイズ成分とは、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数のノイズ成分と周波数が重なり、従来、ＡＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数以下の数十ｋＨｚ帯域で発生していたノイズは完全に抑制される。この場合、１００ｋＨｚ近傍にカットオフ周波数を持つ小型なノイズフィルタを接続すれば、ノイズレベルを限度値以下にすることが可能となる。そのため、ノイズフィルタの小型化及び低コスト化が可能となる。
【００５２】
なお、実施の形態１の上記の説明においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数をＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数の２倍としたが、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数とＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数とは同一であってもよい。
【００５３】
以上のように、実施の形態１に係る電力変換装置は、スイッチング素子としての第１のＭＯＳＦＥＴ５を有する電力変換部としてのＡＣ／ＤＣコンバータ１００と、第１のＭＯＤＦＥＴ５をＰＷＭ制御する第１のＰＷＭ制御部３０１とを備えている。また、第１のＰＷＭ制御部３０１は、一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算するＤｕｔｙ指令値演算部３０２と、Ｄｕｔｙ指令値演算部３０２から出力されるＤｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力するＰＷＭ信号演算部３０３とを有し、ＰＷＭ信号演算部３０３のパルス信号から構成される駆動信号３０ｃにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の第１のＭＯＳＦＥＴ５が駆動される。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数Ｆａの整数ｎ倍に設定されている。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃのノイズ成分と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のＤｕｔｙ指令値演算周波数ＦｃとＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数Ｆａとの差によるビートノイズ成分とは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数Ｆａのノイズ成分と周波数が重なる。その結果、従来、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の駆動周波数以下の数十ｋＨｚ帯域で発生していたノイズ及びビートノイズを完全に抑制することができる。
【００５４】
さらに、実施の形態１に係る電力変換装置は、スイッチング素子としての第２〜第５までのＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｄを有する第２の電力変換部としてのＤＣ／ＤＣコンバータ２００と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のスイッチング素子をＰＷＭ制御する第２のＰＷＭ制御部３０１とをさらに備えている。第２のＰＷＭ制御部３０１は、一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算する第２のＤｕｔｙ指令値演算部３０２と、第２のＤｕｔｙ指令値演算部３０２から出力されるＤｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力する第２のＰＷＭ信号演算部３０３とを有している。第２のＰＷＭ信号演算部３０３のパルス信号から構成された駆動信号３０ｅにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のスイッチング素子が駆動される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の駆動周波数Ｆａの整数ｎ倍に設定されている。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＤｕｔｙ指令値演算周波数Ｆｃのノイズ成分と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＤｕｔｙ指令値演算周波数ＦｃとＤＣ／ＤＣコンバータ２００の駆動周波数Ｆａとの差によるビートノイズ成分とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の駆動周波数Ｆａのノイズ成分と周波数が重なる。その結果、従来、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の駆動周波数以下の数十ｋＨｚ帯域で発生していたノイズ及びビートノイズを完全に抑制することができる。
【符号の説明】
【００５５】
１  商用電源、２  負荷、３  第１のダイオードブリッジ、４  第１のリアクトル、５  第１のＭＯＳＦＥＴ、６  整流ダイオード、１０  第１の平滑コンデンサ、１１ａ  第２のＭＯＳＦＥＴ、１１ｂ  第３のＭＯＳＦＥＴ、１１ｃ  第４のＭＯＳＦＥＴ、１１ｄ  第５のＭＯＳＦＥＴ、１２  トランス、１３  第２のダイオードブリッジ、１４  第２のリアクトル、１５  第２の平滑コンデンサ、３０ａ  入力電圧センサ、３０ｂ  入力電流センサ、３０ｃ  第１のＭＯＳＦＥＴへの駆動信号、３０ｄ  第１の平滑コンデンサ電圧センサ、３０ｅ  第２〜５のＭＯＳＦＥＴへの駆動信号、３０ｆ  出力電圧センサ、３０ｇ  出力電流センサ、１００  ＡＣ／ＤＣコンバータ、２００  ＤＣ／ＤＣコンバータ、３００  制御回路。
【図１】
2018196217.tif 000003
【図２】
2018196217.tif 000004
【図３】
2018196217.tif 000005
【図４】
2018196217.tif 000006
【手続補正書】
【提出日】平成30年5月23日(2018.5.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
この発明は、スイッチング素子を有する電力変換部と、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する第１のＰＷＭ制御部とを備え、前記第１のＰＷＭ制御部は、一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算するＤｕｔｙ指令値演算部と、前記Ｄｕｔｙ指令値演算部から出力される前記Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力するＰＷＭ信号演算部とを有し、前記ＰＷＭ信号演算部の前記パルス信号により前記電力変換部の前記スイッチング素子が駆動され、前記電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記電力変換部の駆動周波数の整数倍に設定され、前記電力変換部は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータから構成されている、電力変換装置である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を有する電力変換部と、
前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する第１のＰＷＭ制御部と
を備え、
前記第１のＰＷＭ制御部は、
一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算するＤｕｔｙ指令値演算部と、
前記Ｄｕｔｙ指令値演算部から出力される前記Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力するＰＷＭ信号演算部と
を有し、
前記ＰＷＭ信号演算部の前記パルス信号により前記電力変換部の前記スイッチング素子が駆動され、
前記電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記電力変換部の駆動周波数の整数倍に設定され、
前記電力変換部は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータから構成されている、
電力変換装置。
【請求項２】
前記整数は１であり、
前記電力変換部のＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記電力変換部の駆動周波数と同一である、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１のＰＷＭ制御部は、並列処理可能な１チップＩＣから構成されている、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
スイッチング素子を有する第２の電力変換部をさらに備え、
前記第２の電力変換部は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続され、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから出力された直流電圧に対して、直流／直流変換を行う、ＤＣ／ＤＣコンバータから構成されている、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータから構成された前記第２の電力変換部の前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する第２のＰＷＭ制御部を備え、
前記第２のＰＷＭ制御部は、
一定周期毎にＤｕｔｙ指令値を演算する第２のＤｕｔｙ指令値演算部と、
前記第２のＤｕｔｙ指令値演算部から出力される前記Ｄｕｔｙ指令値に対応する幅を有するパルス信号を演算して出力する第２のＰＷＭ信号演算部と
を有し、
前記第２のＰＷＭ信号演算部の前記パルス信号により前記第２の電力変換部の前記スイッチング素子が駆動される、
請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数の整数倍に設定される、
請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記整数は１であり、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数と同一である、
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記ＡＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数と前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＤｕｔｙ指令値演算周波数とが同一である、
請求項５から７までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第２のＰＷＭ制御部は、並列処理可能な１チップＩＣから構成されている、
請求項５から８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。