(57)【要約】【課題】出力が地絡した場合に過大な電流が流れることを防止する。【解決手段】チャージポンプ回路１は、ダイオードＤ１〜Ｄ３、コンデンサＣ１、Ｃ２およびドライバ２を備える。ドライバ２は、コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれに対応して設けられ、コンデンサＣ１、Ｃ２の他方の端子と入力電源線Ｌｉとの間に介在するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ１、Ｔ３と、コンデンサＣ２の他方の端子とグランド線Ｌｇとの間に介在するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ２、Ｔ４と、トランジスタＴ１、Ｔ２を相補的にオンオフするとともに、トランジスタＴ３、Ｔ４を相補的にオンオフする駆動部７とを含む。駆動部７は、出力端子Ｐｏを介して出力される出力電圧Ｖｏが与えられる電源ノードＮ３の電圧を用いてトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動するためのオン駆動電圧を生成する。【選択図】図１
2018007306.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子（Ｐｉ）を通じて入力される入力電圧を昇圧して出力端子（Ｐｏ）を介して出力するチャージポンプ回路（１、３１、４１、５１）であって、
前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された複数のスイッチング素子（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３）と、
前記スイッチング素子同士が接続された各接続点に対しそれぞれ一方の端子が接続された複数のコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）と、
前記複数のコンデンサのそれぞれに対応して設けられ、前記コンデンサの他方の端子と第１電圧を供給する第１電源線（Ｌｉ）との間に介在する第１トランジスタ（Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５１、Ｔ５２、Ｔ５３、Ｔ５５）と、前記コンデンサの他方の端子と前記第１電圧より低い第２電圧を供給する第２電源線（Ｌｇ）との間に介在する第２トランジスタ（Ｔ２、Ｔ４）と、それら第１および第２トランジスタを相補的にオンオフする駆動部（７、５３）とを含む駆動回路（２、３２、５２）と、
を備え、
前記第１トランジスタは、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、
前記駆動部は、前記出力端子を介して出力される出力電圧が与えられる電源ノード（Ｎ３、Ｎ３１、Ｎ３２）の電圧を用いて前記第１トランジスタをオン駆動するためのオン駆動電圧を生成するチャージポンプ回路。
【請求項２】
前記電源ノード（Ｎ３１、Ｎ３２）には、前記出力電圧が与えられるとともに、前記入力電圧が整流素子（Ｄ３１、Ｄ３２）を順方向に介して与えられる請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】
さらに、前記入力端子から前記スイッチング素子を経由しない経路を介して前記出力端子へと流れる電流を制限する電流制限部（３４、３６）を備える請求項２に記載のチャージポンプ回路。
【請求項４】
前記電流制限部は、一定の電流を流す定電流回路により構成される請求項３に記載のチャージポンプ回路。
【請求項５】
前記電流制限部は、抵抗素子により構成される請求項３に記載のチャージポンプ回路。
【請求項６】
前記入力端子から前記スイッチング素子を経由しない経路を介して前記出力端子へと電流が流れる際、前記電源ノードの電圧を、前記第１トランジスタをオン駆動するために必要な電圧より低い電圧値に制限する電圧制限部（Ｄ３４、Ｄ３６）を備える請求項３から５のいずれか一項に記載のチャージポンプ回路。
【請求項７】
さらに、前記入力端子から前記スイッチング素子を経由した経路を介して前記出力端子へと流れる電流を制限する主経路電流制限部（４２）を備える請求項１から６のいずれか一項に記載のチャージポンプ回路。
【請求項８】
前記駆動部は、クロック信号に従い前記第１および第２トランジスタをオンオフするようになっており、
前記クロック信号は、前記出力端子が地絡する異常が生じている異常時にも供給される請求項１から７のいずれか一項に記載のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力端子を通じて入力される入力電圧を昇圧して出力端子を介して出力するチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
チャージポンプ回路では、出力端子が地絡すると、入力端子から逆流防止用のダイオードを介して出力端子へと至る主たる電力供給経路（以下、主経路と呼ぶ）に過大な電流（以下、過電流と呼ぶ）が流れる。そこで、従来、出力地絡時に主経路を遮断することで、上記過電流の発生を防止する技術が考えられている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１８３１１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
チャージポンプ回路の出力端子が地絡すると、入力端子から出力端子へと流れる過電流だけでなく、チャージポンプ回路のドライバの動作に伴い、ダイオード同士が接続された接続点に一方の端子が接続されたコンデンサから出力端子へと断続的に流れるリップル電流も発生する。
【０００５】
上述した従来の技術では、出力が地絡した際、入力端子から出力端子へと流れる電流を低く抑えることはできるものの、リップル電流の発生を抑えることはできない。そのため、リップル電流によって、過電流の最大値が回路を構成する素子の耐圧を超えると、素子の故障を招くおそれがある。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力が地絡した場合に過大な電流が流れることを防止できるチャージポンプ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１に記載のチャージポンプ回路（１、３１、４１、５１）は、入力端子（Ｐｉ）を通じて入力される入力電圧を昇圧して出力端子（Ｐｏ）を介して出力するものであり、入力端子と出力端子との間に直列に接続された複数のスイッチング素子（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３）と、スイッチング素子同士が接続された各接続点に対しそれぞれ一方の端子が接続された複数のコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）と、駆動回路（２、３２、５２）と、を備える。駆動回路は、複数のコンデンサのそれぞれに対応して設けられ、コンデンサの他方の端子と第１電圧を供給する第１電源線（Ｌｉ）との間に介在する第１トランジスタ（Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５１、Ｔ５２、Ｔ５３、Ｔ５５）と、コンデンサの他方の端子と第１電圧より低い第２電圧を供給する第２電源線（Ｌｇ）との間に介在する第２トランジスタ（Ｔ２、Ｔ４）と、それら第１および第２トランジスタを相補的にオンオフする駆動部（７、５３）とを含む。このような構成において、第１トランジスタは、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、駆動部は、出力端子を介して出力される出力電圧が与えられる電源ノード（Ｎ３、Ｎ３１、Ｎ３２）の電圧を用いて第１トランジスタをオン駆動するためのオン駆動電圧を生成する。
【０００８】
上記構成によれば、出力端子が地絡すると、電源ノードの電圧がほぼゼロとなり、駆動部はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタである第１トランジスタをオンするためのオン駆動電圧を生成することができなくなる。そのため、出力端子が地絡した際、コンデンサの他方の端子に第２電圧が与えられることはなく、コンデンサから出力端子へと断続的に流れるリップル電流は発生しない。したがって、上記構成によれば、出力が地絡した場合に過大な電流が流れることを防止できるという優れた効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を模式的に示す図
【図２】クロック信号、出力電圧および電源電流の波形を模式的に示すタイミングチャート
【図３】第１比較例に係るチャージポンプ回路の構成を模式的に示す図
【図４】第１比較例に係るクロック信号、出力電圧および電源電流の波形を模式的に示すタイミングチャート
【図５】第２比較例に係るチャージポンプ回路の構成を模式的に示す図
【図６】第２実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を模式的に示す図
【図７】定電流回路の具体的な構成例を模式的に示す図
【図８】第３実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を模式的に示す図
【図９】第４実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を模式的に示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図１〜図５を参照して説明する。
図１に示すチャージポンプ回路１は、例えば車両に搭載される電子制御装置などに設けられるものであり、入力端子Ｐｉを通じて入力される入力電圧Ｖｉを昇圧して出力端子Ｐｏを介して出力する。
【００１１】
入力端子Ｐｉには、例えば車載のバッテリから出力されるバッテリ電圧や、そのバッテリ電圧から生成される電源電圧などが入力電圧Ｖｉとして供給される。出力端子Ｐｏから出力される出力電圧Ｖｏは、図示しない負荷回路に供給される。本実施形態では、チャージポンプ回路１の各構成要素のうち、コンデンサＣｏを除く構成は、半導体集積回路、つまりＩＣとして構成されている。なお、コンデンサＣｏをＩＣに内蔵した構成としてもよい。
【００１２】
入力端子Ｐｉに接続される入力電源線Ｌｉと、出力端子Ｐｏに接続される出力電源線Ｌｏとの間には、入力電源線Ｌｉ側をアノードとしてダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３が直列に接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２同士が接続された接続点Ｎ１には、コンデンサＣ１の一方の端子が接続されている。ダイオードＤ２、Ｄ３同士が接続された接続点Ｎ２には、コンデンサＣ２の一方の端子が接続されている。ダイオードＤ３のカソード、つまり出力電源線Ｌｏと回路の基準電位、つまり０Ｖが与えられるグランド線Ｌｇとの間には、平滑用のコンデンサＣｏが接続されている。
【００１３】
なお、ダイオードＤ１〜Ｄ３は、入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏとの間に直列に接続された複数のスイッチング素子に相当する。また、入力電圧Ｖｉが第１電圧に相当し、０Ｖが第１電圧より低い第２電圧に相当し、入力電源線Ｌｉが第１電源線に相当し、出力電源線Ｌｏが第２電源線に相当する。
【００１４】
コンデンサＣ１、Ｃ２の各他方の端子には、駆動回路に相当するドライバ２の動作により、入力電圧Ｖｉおよび０Ｖが交互に与えられる。ドライバ２は、いずれもＮチャネル型ＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ１〜Ｔ４と、反転バッファ３〜６からなる駆動部７とを備えている。
【００１５】
トランジスタＴ１のドレインは入力電源線Ｌｉに接続され、そのソースはコンデンサＣ１の他方の端子に接続されている。トランジスタＴ２のドレインはコンデンサＣ１の他方の端子に接続され、そのソースはグランド線Ｌｇに接続されている。つまり、トランジスタＴ１は、コンデンサＣ１に対応して設けられ、コンデンサＣ１の他方の端子と入力電源線Ｌｉとの間に介在する第１トランジスタに相当する。また、トランジスタＴ２は、コンデンサＣ１に対応して設けられ、コンデンサＣ１の他方の端子とグランド線Ｌｇとの間に介在する第２トランジスタに相当する。
【００１６】
トランジスタＴ３のドレインは入力電源線Ｌｉに接続され、そのソースはコンデンサＣ２の他方の端子に接続されている。トランジスタＴ４のドレインはコンデンサＣ２の他方の端子に接続され、そのソースはグランド線Ｌｇに接続されている。つまり、トランジスタＴ３は、コンデンサＣ２に対応して設けられ、コンデンサＣ２の他方の端子と入力電源線Ｌｉとの間に介在する第１トランジスタに相当する。また、トランジスタＴ４は、コンデンサＣ２に対応して設けられ、コンデンサＣ２の他方の端子とグランド線Ｌｇとの間に介在する第２トランジスタに相当する。
【００１７】
駆動部７は、クロック端子Ｐｃを通じて与えられるクロック信号ＣＬＫに従い、トランジスタＴ１、Ｔ２を相補的にオンオフするとともに、トランジスタＴ３、Ｔ４を相補的にオンオフする。なお、クロック信号ＣＬＫは、チャージポンプ回路１以外の他の回路でも使用されるものである。そのため、後述するようにチャージポンプ回路１において出力端子Ｐｏが地絡するなどの異常が生じた場合でも、クロック信号ＣＬＫの供給が直ちに停止されることはなく、その供給は継続されることになる。
【００１８】
反転バッファ３は、クロック信号ＣＬＫを入力し、その反転信号を出力する。反転バッファ４、５は、反転バッファ３の出力信号を入力し、その反転信号を出力する。反転バッファ６は、反転バッファ４の出力信号を入力し、その反転信号を出力する。反転バッファ５の出力信号はトランジスタＴ１のゲートに与えられ、反転バッファ３の出力信号はトランジスタＴ２のゲートに与えられている。反転バッファ６の出力信号はトランジスタＴ３のゲートに与えられ、反転バッファ４の出力信号はトランジスタＴ４のゲートに与えられている。
【００１９】
このような構成によれば、トランジスタＴ１、Ｔ２は、一方がオンされるときには他方がオフされる、つまり相補的にオンオフされる。また、トランジスタＴ３、Ｔ４は、相補的にオンオフされる。なお、本明細書における「相補的にオンオフされる」とは、双方のトランジスタがオフする期間、いわゆるデッドタイムを設けるケースを除外するものではない。また、この場合、トランジスタＴ１およびＴ４のオンオフタイミングが同一となり、トランジスタＴ２およびＴ３のオンオフタイミングが同一となる。
【００２０】
ここで、反転バッファ３、４は、入力電圧Ｖｉの供給を受けて動作するようになっており、反転バッファ５、６は、出力電源線Ｌｏに接続された電源ノードＮ３の電圧、つまり出力電圧Ｖｏの供給を受けて動作するようになっている。そのため、反転バッファ３、４の出力信号のハイレベルは入力電圧Ｖｉと同等の電圧レベルとなり、反転バッファ５、６の出力信号のハイレベルは出力電圧Ｖｏと同等の電圧レベルとなる。すなわち、反転バッファ３、４は、入力電圧Ｖｉを用いてトランジスタＴ２、Ｔ４をオン駆動するためのオン駆動電圧を生成し、反転バッファ５、６は、出力電圧Ｖｏを用いてトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動するためのオン駆動電圧を生成する。
【００２１】
次に、上記構成の作用について説明する。なお、以下の説明では、入力端子Ｐｉから出力端子Ｐｏへと流れる電流のことを「電源電流」と呼ぶこととする。
［１］正常時の各部の状態
図２に示すように、時刻ｔ１以前の何ら異常が生じていない正常時には、出力電圧Ｖｏは所望する範囲の電圧値となっている。また、この場合、電源電流は、クロック信号ＣＬＫが反転するタイミングで生じる極僅かな脈動を有する波形となっているものの、その電流値は定常時に流れる範囲の値となる。
【００２２】
［２］出力地絡時の各部の状態
図２の時刻ｔ１の時点において、出力端子Ｐｏとグランドとの間が短絡する地絡が生じると、出力電圧Ｖｏは０Ｖとなる。また、この場合、入力端子ＰｉからダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して出力端子Ｐｏへと過大な電流が流れるため、電源電流は定常時に流れる範囲の値に比べて高い電流となる。しかし、出力端子Ｐｏが地絡すると、出力電源線Ｌｏ、ひいては電源ノードＮ３の電圧が０Ｖとなり、駆動部７はハイサイド側のトランジスタＴ１、Ｔ３をオンすることができなくなる。そのため、出力端子Ｐｏが地絡した際、コンデンサＣ１、Ｃ２の他方の端子に入力電圧Ｖｉが与えられることはない。
【００２３】
したがって、出力地絡時、コンデンサＣ１、Ｃ２の他方の端子に入力電圧Ｖｉおよび０Ｖが交互に与えられることにより生じるコンデンサＣ１、Ｃ２から出力端子Ｐｏへと断続的に流れるリップル電流が発生しない。そのため、図２に示すように、電源電流は、過大な電流となるものの、上記リップル電流に伴う変動が生じることはない。
【００２４】
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
本実施形態のチャージポンプ回路１では、駆動部７のハイサイド側のトランジスタＴ１、Ｔ３をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタにするとともに、それらトランジスタＴ１、Ｔ３を出力電源線Ｌｏに接続された電源ノードＮ３の電圧の供給を受けて動作する反転バッファ５、６により駆動する構成となっている。このような構成によれば、出力端子Ｐｏが地絡すると、駆動部７はトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動するためのオン駆動電圧を生成することができなくなる。そのため、出力地絡時、コンデンサＣ１、Ｃ２の他方の端子に入力電圧Ｖｉが与えられることはなく、コンデンサＣ１、Ｃ２から出力端子Ｐｏへと断続的に流れるリップル電流は発生しない。したがって、本実施形態によれば、出力が地絡した場合に過大な電流が流れることを防止できるという優れた効果が得られる。
【００２５】
このような本実施形態により得られる効果は、従来技術の構成と比較することで一層明確になる。そこで、以下では、従来技術の構成に相当する２つの比較例について説明するとともに、それらの比較例と本実施形態との比較を行う。なお、各比較例において本実施形態と実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２６】
＜第１比較例＞
図３に示すように、第１比較例のチャージポンプ回路１１のドライバ１２では、ハイサイド側のトランジスタＴ１１、Ｔ１３がＰチャネル型ＭＯＳトランジスタとなっている。また、駆動部１３は、入力電圧Ｖｉの供給を受けて動作する反転バッファ１４〜１６を備えている。
【００２７】
反転バッファ１４、１５はクロック信号ＣＬＫを入力し、その反転信号を出力する。反転バッファ１６は、反転バッファ１５の出力信号を入力し、その反転信号を出力する。反転バッファ１４の出力信号はトランジスタＴ１１、Ｔ２のゲートに与えられ、反転バッファ１６の出力信号はトランジスタＴ１３、Ｔ４のゲートに与えられている。
【００２８】
＜第１比較例と本実施形態との比較＞
第１比較例では、出力端子Ｐｏが地絡した場合でも、駆動部１３はハイサイド側のトランジスタＴ１１、Ｔ１３を含む全てのトランジスタを通常時と同様にオンオフすることができる。そのため、出力地絡時にも、コンデンサＣ１、Ｃ２の他方の端子に入力電圧Ｖｉおよび０Ｖが交互に与えられてしまい、コンデンサＣ１、Ｃ２から出力端子Ｐｏへと断続的に流れるリップル電流が発生する。その結果、図４に示すように、出力地絡時、電源電流には、上記リップル電流の成分に相当する大きな変動が生じてしまう。このような電源電流の大きな変動は、回路を構成する素子が故障する問題や放射ノイズが増加する問題などに繋がる可能性がある。
【００２９】
これに対し、本実施形態のチャージポンプ回路１では、出力端子Ｐｏが地絡した際、上記リップル電流が発生しない。そのため、出力地絡時、入力端子Ｐｉから出力端子Ｐｏへと定常時よりも大きい電流は流れるものの、その電流がさらに大きく変動することはない。したがって、本実施形態によれば、出力地絡時、回路を構成する素子の故障を防止することができるとともに、放射ノイズが増加するといったエミッションの問題が発生することを抑制できる。
【００３０】
＜第２比較例＞
図５に示すように、第２比較例のチャージポンプ回路２１のドライバ２２は、第１比較例のドライバ１２と同様の構成となっている。ただし、この場合、出力地絡検出回路２３、フィルタ回路２４、ＮＯＲ回路２５および遮断スイッチ２６が追加されている。出力地絡検出回路２３は、出力電圧Ｖｏを監視することにより出力端子Ｐｏの地絡を検出するもので、地絡検出時にハイレベルとなる検出信号を出力する。
【００３１】
出力地絡検出回路２３から出力される検出信号は、フィルタ回路２４を通してＮＯＲ回路２５の一方の入力端子に与えられる。ＮＯＲ回路２５の他方の端子にはクロック信号ＣＬＫが与えられており、その出力信号は反転バッファ１４、１５の入力端子に与えられる。遮断スイッチ２６は、入力端子ＰｉとダイオードＤ１のアノードとの間に介在するもので、フィルタ回路２４の出力信号がロウレベルの期間にはオンとなり、ハイレベルの期間にはオフとなる。
【００３２】
＜第２比較例と本実施形態との比較＞
第２比較例では、出力電圧Ｖｏを監視して出力地絡時に駆動部１３によるハイサイド側のトランジスタＴ１１、Ｔ１３のオン駆動を停止させるとともに、入力端子Ｐｉから出力端子Ｐｏへと至る主たる電力供給経路を遮断するようになっている。しかし、この場合、フィルタ回路２４におけるフィルタ時間の設定が必要となる。そして、フィルタ時間を短い値に設定すると起動時に誤検出を招くおそれがあり、フィルタ時間を長い値に設定すると地絡してから検出するまでに比較的長い時間を要してしまい、その間に回路素子が故障するおそれがある。つまり、第２比較例のチャージポンプ回路２１では、起動時における誤検出の防止と、検出精度の向上とを両立することが困難である。
【００３３】
これに対し、本実施形態のチャージポンプ回路１では、出力端子Ｐｏが地絡すると、それに伴い電源ノードＮ３の電圧が０Ｖとなることにより、自動的に、ハイサイド側のトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動することが不可能となる構成を採用している。つまり、本実施形態では、出力電圧Ｖｏなどに基づく地絡検出を行うとともにその検出結果に基づいてドライバの動作を停止する、といった制御が必要な構成ではないため、第２比較例のようなフィルタ時間の設定に関する各種の問題が生じることはない。
【００３４】
また、本実施形態によれば、第２比較例において必要となる出力端子Ｐｏの地絡を検出するための回路、その検出信号を２値化するためのコンパレータなどが不要であるため、第２比較例に対し、簡素な回路構成で出力地絡時における過電流の抑制を実現することが可能となる。
【００３５】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図６および図７を参照して説明する。
図６に示すように、本実施形態のチャージポンプ回路３１のドライバ３２は、第１実施形態のドライバ２が備える構成に加え、さらに、一定の電流を流す定電流回路３３〜３６およびダイオードＤ３１、Ｄ３２を備えている。定電流回路３３〜３６は、その端子間に流れる電流を一定に制御する。なお、ダイオードＤ３１、Ｄ３２は整流素子に相当するものであり、出力端子Ｐｏから入力端子Ｐｉへの逆流を阻止するために設けられている。
【００３６】
定電流回路３３、３５の一方の端子は出力電源線Ｌｏに接続され、定電流回路３４、３６の一方の端子は入力電源線Ｌｉに接続されている。定電流回路３３の他方の端子は、電源ノードＮ３１に接続されている。定電流回路３４の他方の端子は、ダイオードＤ３１を順方向に介して電源ノードＮ３１に接続されている。定電流回路３５の他方の端子は、電源ノードＮ３２に接続されている。定電流回路３６の他方の端子は、ダイオードＤ３２を順方向に介して電源ノードＮ３２に接続されている。
【００３７】
このような構成により、電源ノードＮ３１、Ｎ３２には、出力電圧Ｖｏが与えられるとともに、入力電圧ＶｉがダイオードＤ３１、Ｄ３２を順方向に介して与えられるようになっている。そして、この場合、反転バッファ５、６は、それぞれ電源ノードＮ３１、Ｎ３２の電圧の供給を受けて動作するようになっている。
【００３８】
このような構成において、定電流回路３３〜３６は、入力端子Ｐｉまたは出力端子Ｐｏから反転バッファ５、６に供給される電流を制限する。また、定電流回路３４、３６は、例えば出力端子Ｐｏが地絡したときなどに、入力端子ＰｉからダイオードＤ１〜Ｄ３を経由しない経路を介して出力端子Ｐｏへと流れる電流を制限するという機能を有するもので、電流制限部に相当する。
【００３９】
さらに、定電流回路３３、３５は、反転バッファ５、６に供給する電圧を低くするという機能も有する。すなわち、定電流回路３３、３５が無いと、出力電圧Ｖｏそのものが電源ノードＮ３１、Ｎ３２に与えられる。出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉを昇圧した電圧であるため、その電圧値は比較的高い。そのため、定電流回路３３、３５を設けない場合、反転バッファ５、６を高耐圧化する必要が生じる。これに対し、本実施形態のように、定電流回路３３、３５を設ければ、その電圧降下により出力電圧Ｖｏよりも低い電圧が電源ノードＮ３１、Ｎ３２に与えられるため、反転バッファ５、６を高耐圧化する必要がない。
【００４０】
定電流回路３３〜３６の具体的な構成としては、例えば図７に示すような構成を採用することができる。図７（ａ）の構成は、トランジスタＴ３１、Ｔ３２および電流源３７を備えている。トランジスタＴ３１、Ｔ３２は、いずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴ３１、Ｔ３２のソース・ドレイン間には、それらの寄生素子であるダイオードＤ３３、Ｄ３４が、ソース側をアノードとして接続されている。
【００４１】
なお、ダイオードＤ３３、Ｄ３４は、トランジスタＴ３１、Ｔ３２の寄生素子でなくともよく、別途素子を設けてもよい。また、ダイオードＤ３４は、電圧制限部に相当する。さらに、この具体的構成を定電流回路３４、３６に適用する場合には、ダイオードＤ３３、Ｄ３４は省いてもよい。
【００４２】
トランジスタＴ３１、Ｔ３２は、カレントミラー回路を構成するように接続されている。トランジスタＴ３１のソースは、電流源３７を介してグランド線Ｌｇに接続されている。トランジスタＴ３１、Ｔ３２のドレインは、端子Ｐ３１に接続されている。トランジスタＴ３２のソースは、端子Ｐ３２に接続されている。なお、端子Ｐ３１、Ｐ３２のうち、端子Ｐ３２が電源ノードＮ３１、Ｎ３２側の端子となる。このような構成によれば、端子Ｐ３１、Ｐ３２間に流れる電流が、電流源３７の電流値に等しくなるように制御される。
【００４３】
図７（ｂ）の構成は、トランジスタＴ３３、Ｔ３４および電流源３８を備えている。トランジスタＴ３３、Ｔ３４は、いずれもＰＮＰ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ３３、Ｔ３４のコレクタ・エミッタ間には、それらの寄生素子であるダイオードＤ３５、Ｄ３６が、コレクタ側をアノードとして接続されている。
【００４４】
なお、ダイオードＤ３５、Ｄ３６は、トランジスタＴ３３、Ｔ３４の寄生素子でなくともよく、別途素子を設けてもよい。また、ダイオードＤ３６は、電圧制限部に相当する。さらに、この具体的構成を定電流回路３４、３６に適用する場合には、ダイオードＤ３５、Ｄ３６は省いてもよい。
【００４５】
トランジスタＴ３３、Ｔ３４は、カレントミラー回路を構成するように接続されている。トランジスタＴ３３のコレクタは、電流源３８を介してグランド線Ｌｇに接続されている。トランジスタＴ３３、Ｔ３４のエミッタは、端子Ｐ３３に接続されている。トランジスタＴ３４のコレクタは、端子Ｐ３４に接続されている。なお、端子Ｐ３３、Ｐ３４のうち、端子Ｐ３４が電源ノードＮ３１、Ｎ３２側の端子となる。このような構成によれば、端子Ｐ３３、Ｐ３４間に流れる電流が、電流源３８の電流値に等しくなるように制御される。
【００４６】
第１実施形態の構成は、起動時、入力電圧ＶｉによりコンデンサＣｏが充電されて出力電圧Ｖｏが十分に上昇するまでの期間、ハイサイド側のトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動することができないため、その立ち上がり速度において改善の余地があった。このような点を改善するため、本実施形態のチャージポンプ回路３１では、電源ノードＮ３１、Ｎ３２への電圧供給が２重化されている。
【００４７】
すなわち、チャージポンプ回路３１では、起動時などにおいて出力電圧Ｖｏが低い期間でも、電源ノードＮ３１、Ｎ３２には、入力電圧Ｖｉより若干低い電圧、具体的には下記（１）式に示す電圧Ｖｓが供給されている。ただし、定電流回路３４、３６による電圧降下をＶｄとし、ダイオードＤ３１、Ｄ３２の順方向電圧をＶｆとする。
Ｖｓ＝Ｖｉ−Ｖｄ−Ｖｆ      …（１）
【００４８】
そのため、起動時、出力電圧Ｖｏが十分に上昇するまでの期間であっても、電圧Ｖｓが、反転バッファ５、６がオン駆動電圧を生成可能な電圧となるまで入力電圧Ｖｉが上昇すれば、ハイサイド側のトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動することができる。したがって、本実施形態によれば、起動時、出力電圧Ｖｏが所望する電圧値に達するまでの時間を短くする、つまり起動時における立ち上がり速度が向上するという効果が得られる。
【００４９】
また、本実施形態では、入力端子Ｐｉから電源ノードＮ３１、Ｎ３２のそれぞれに至る経路に定電流回路３４、３６が設けられている。そのため、出力端子Ｐｏが地絡した際、入力端子Ｐｉから電源ノードＮ３１を通って出力端子Ｐｏへと至る経路と、入力端子Ｐｉから電源ノードＮ３２を通って出力端子Ｐｏへと至る経路とを流れる電流を制限することができる。
【００５０】
さらに、本実施形態では、定電流回路３３、３５には、図７に示すように、端子Ｐ３１、Ｐ３３側、つまり出力端子Ｐｏ側がカソードとなるダイオードＤ３４、Ｄ３６が設けられている。このような構成によれば、出力端子Ｐｏが地絡した際、「入力端子Ｐｉ→定電流回路３４→ダイオードＤ３１→電源ノードＮ３１→定電流回路３３のダイオードＤ３４またはＤ３６→出力端子Ｐｏ」という経路と、「入力端子Ｐｉ→定電流回路３６→ダイオードＤ３２→電源ノードＮ３２→定電流回路３５のダイオードＤ３４またはＤ３６→出力端子Ｐｏ」という経路とに電流が流れる。
【００５１】
そのため、出力地絡時、電源ノードＮ３１、Ｎ３２の電圧は、０ＶよりもダイオードＤ３４またはＤ３６の順方向電圧だけ高い電圧に制限され、駆動部７はトランジスタＴ１、Ｔ３をオン駆動するためのオン駆動電圧を生成することができなくなる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果、つまり出力が地絡した場合に過大な電流が流れることを防止できるという効果が得られる。
【００５２】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図８を参照して説明する。
図８に示すように、本実施形態のチャージポンプ回路４１は、第２実施形態のチャージポンプ回路３１に対し、主経路電流制限部に相当する電流リミット回路４２が追加されている。電流リミット回路４２は、入力電源線ＬｉとダイオードＤ１のアノードとの間に直列に介在するように設けられている。電流リミット回路４２は、入力端子ＰｉからダイオードＤ１〜Ｄ３を介して出力端子Ｐｏへと至る主経路の電流を制限する。
【００５３】
このような構成によれば、出力端子Ｐｏが地絡した際、入力端子ＰｉからダイオードＤ１〜Ｄ３を介して出力端子Ｐｏへと流れる電流が制限される。また、この場合も、第１実施形態と同様、出力地絡時、コンデンサＣ１、Ｃ２から出力端子Ｐｏへと断続的に流れるリップル電流は発生しない。したがって、本実施形態によれば、出力が地絡した場合に流れる電源電流を一層低く抑えることができる。
【００５４】
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図９を参照して説明する。
図９に示すように、本実施形態のチャージポンプ回路５１のドライバ５２は、第１実施形態のドライバ２に対し、ハイサイド側の構成が変更されている。すなわち、ハイサイド側のトランジスタＴ５１、Ｔ５２は、いずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタとなっている。トランジスタＴ５１のソースは入力電源線Ｌｉに接続され、そのドレインはコンデンサＣ１の他方の端子に接続されている。トランジスタＴ５２のソースは入力電源線Ｌｉに接続され、そのドレインはコンデンサＣ２の他方の端子に接続されている。
【００５５】
トランジスタＴ５１のソース・ゲート間には、抵抗Ｒ５１が接続されている。トランジスタＴ５１のゲートは、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ５３のドレインが接続されている。トランジスタＴ５３のソースは、グランド線Ｌｇに接続されている。
【００５６】
トランジスタＴ５３のゲートは、抵抗Ｒ５２を介して電源ノードＮ３に接続されるとともに、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ５４のドレインに接続されている。トランジスタＴ５４のソースはグランド線Ｌｇに接続され、そのゲートには反転バッファ３の出力信号が与えられている。
【００５７】
トランジスタＴ５２のソース・ゲート間には、抵抗Ｒ５３が接続されている。トランジスタＴ５２のゲートは、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ５５のドレインが接続されている。トランジスタＴ５５のソースは、グランド線Ｌｇに接続されている。
【００５８】
トランジスタＴ５５のゲートは、抵抗Ｒ５４を介して電源ノードＮ３に接続されるとともに、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴ５６のドレインに接続されている。トランジスタＴ５６のソースはグランド線Ｌｇに接続され、そのゲートには反転バッファ４の出力信号が与えられている。
【００５９】
なお、この場合、トランジスタＴ５１およびＴ５３がコンデンサＣ１に対応して設けられた第１トランジスタに相当し、トランジスタＴ５２およびＴ５５がコンデンサＣ２に対応して設けられた第１トランジスタに相当する。また、反転バッファ３、４、トランジスタＴ５４、Ｔ５６および抵抗Ｒ５２、Ｒ５４により、駆動部５３が構成されている。
【００６０】
このような構成によれば、出力端子Ｐｏが地絡すると、駆動部５３は、トランジスタＴ５３、Ｔ５５をオン駆動するためのオン駆動電圧を生成することができなくなり、ひいてはトランジスタＴ５１、Ｔ５２をオン駆動することができなくなる。そのため、出力地絡時、コンデンサＣ１、Ｃ２の他方の端子に入力電圧Ｖｉが与えられることなく、コンデンサＣ１、Ｃ２から出力端子Ｐｏへと断続的に流れるリップル電流は発生しない。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、出力が地絡した場合に過大な電流が流れることを防止できるという効果が得られる。
【００６１】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
第２実施形態において、定電流回路３３〜３６の具体的構成は、図７に示すものに限らずともよく、適宜変更可能である。また、定電流回路３３〜３６に代えて抵抗素子を設け、その抵抗素子により電流を制限する構成としてもよい。さらに、反転バッファ５、６の高耐圧化が許容されるのであれば、定電流回路３３、３５は省いてもよい。
【００６２】
入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏとの間に直列に接続された複数のスイッチング素子としては、ダイオードＤ１〜Ｄ３に限らずともよく、例えばＭＯＳトランジスタなどのスイッチング素子であってもよい。
【００６３】
第２実施形態のチャージポンプ回路３１および第４実施形態のチャージポンプ回路５１に対し、電流リミット回路４２を追加してもよい。
本発明は、入力端子を通じて入力される入力電圧を昇圧して出力端子を介して出力するチャージポンプ回路全般に適用することができる。したがって、チャージポンプの段数は２段に限らずともよく、３段以上であってもよい。
【符号の説明】
【００６４】
１、３１、４１、５１…チャージポンプ回路、２、３２、５２…ドライバ、７、５３…駆動部、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、Ｌｇ…グランド線、Ｌｉ…入力電源線、Ｎ３、Ｎ３１、Ｎ３２…電源ノード、Ｔ１〜Ｔ４、Ｔ５１、Ｔ５２、Ｔ５３、Ｔ５５…トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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