(57)【要約】【課題】圧電トランスを用いた電源装置において、制御の安定性を確保しつつ、大きな出力電流を得る。【解決手段】圧電トランスを有する昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力電力に基づいて減圧、電流増幅動作を行なうＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、ＤＣ−ＤＣコンバータと並列に定電圧回路が設けられていることを特徴とする。【選択図】図１
2018007507.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電トランスを有する昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力電力に基づいて減圧、電流増幅動作を行なうＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータと並列に定電圧回路が設けられていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記定電圧回路に分流する電流を検出して、前記圧電トランスの駆動周波数あるいは駆動電圧を変化させる分流電流調整部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記分流電流調整部が絶縁通信部を備えていることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記分流電流調整部は、検出した電流が所定の目標値よりも大きい場合に、前記昇圧コンバータの出力電力を低下させる方向に前記圧電トランスの駆動周波数あるいは駆動電圧を変化させることを特徴とする請求項２または３に記載の電源回路。
【請求項５】
前記定電圧回路に分流する電流あるいは分流する電流の一部を検出し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの起動制御を行なう電流比較回路を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源回路。
【請求項６】
前記定電圧回路は、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電トランスを用いた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
圧電素子を利用した圧電トランスは、小型・薄型であるのに加え、電力効率が高いため、電源装置への適用が期待されている。しかしながら、圧電トランスは、圧電素子の性質上、高い電圧を得るのには有効であるが、大きな出力電流を得るのには不向きという特性を有している。
【０００３】
圧電トランスを用いた電源装置で大きな出力電流を可能とするため、特許文献１には、図１０に示すように、圧電トランスを用いて構成した昇圧コンバータである第１電力変換部５１０で昇圧を行ない、ＤＣ−ＤＣコンバータである第２電力変換部５２０で降圧・電流増幅を行なうことが開示されている。
【０００４】
圧電トランスは、大きな出力電流を得ることは困難であるが、共振現象を利用することで高電圧を得ることは容易である。このため、圧電トランスを用いた第１電力変換部５１０で得た高電圧の電力を、ＤＣ−ＤＣコンバータである第２電力変換部５２０に伝送し、大電流の電力に変換することで、負荷に大きな出力電流の電力を供給することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１０−２１０７３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷が一定であれば入力電力はほぼ一定であり、入力電圧が低いほど入力電流が大きくなる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力インピーダンスは、負性抵抗となる。負性抵抗を含んだ回路は発振しやすいため、特許文献１に記載された電源装置は、第１電力変換部５１０の制御ループの安定性を確保することが難しいという問題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、圧電トランスを用いた電源装置において、制御の安定性を確保しつつ、大きな出力電流を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の電源装置は、圧電トランスを有する昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力電力に基づいて減圧、電流増幅動作を行なうＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータと並列に定電圧回路が設けられていることを特徴とする。
ここで、前記定電圧回路に分流する電流を検出して、前記圧電トランスの駆動周波数あるいは駆動電圧を変化させる分流電流調整部を備えていてもよい。
このとき、前記分流電流調整部が絶縁通信部を備えていてもよい。
また、前記分流電流調整部は、検出した電流が所定の目標値よりも大きい場合に、前記昇圧コンバータの出力電力を低下させる方向に前記圧電トランスの駆動周波数あるいは駆動電圧を変化させることができる。
また、前記定電圧回路に分流する電流あるいは分流する電流の一部を検出し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの起動制御を行なう電流比較回路を備えていてもよい。
また、前記定電圧回路は、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータとすることができる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、圧電トランスを用いた電源装置において、制御の安定性を確保しつつ、大きな出力電流を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施形態に係る圧電トランスを用いた電源装置の基本的な構成を示すブロック図である。
【図２】定電圧回路の損失を減少させる電源装置のブロック図である。
【図３】絶縁型の電源装置のブロック図である。
【図４】駆動電圧調整型の電源装置のブロック図である。
【図５】電圧に基づいて起動停止制御を行なう電源装置のブロック図である。
【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の特性を示す図である。
【図７】電流に基づいて起動停止制御を行なう電源装置のブロック図である。
【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の特性を示す図である。
【図９】定電圧回路の損失を減少させる電源装置のブロック図である。
【図１０】圧電トランスを用いた電源装置の従来例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る圧電トランスを用いた電源装置１００の基本的な構成を示すブロック図である。
【００１２】
本図に示すように、電源装置１００は、圧電トランス１１２を含んだ昇圧コンバータ１１０と、降圧・電流増幅を行なうＤＣ−ＤＣコンバータ１２０とを備えており、負荷２００に大きな電流の電力を供給可能となっている。圧電トランス１１２を用いた電源装置１００は、小型・薄型とすることができるため、例えば、計測用小型モジュールの電源部等に適用することができる。
【００１３】
昇圧コンバータ１１０は、駆動回路１１１を、発振器１１４が出力する周波数で動作させ、圧電トランス１１２の１次側電極に交流電圧を印加する。なお、発振器１１４は、圧電トランス１１２の共振周波数近傍の周波数を出力するものとする。
【００１４】
圧電トランス１１２の２次側電極では、高電圧が取り出され、整流・平滑回路１１３で直流に変換され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に入力される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０で、降圧・電流増幅が行なわれて、負荷２００に電力を供給する。
【００１５】
本実施形態の電源装置１００では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０と並列に定電圧回路１３０が設けられている。これにより、昇圧コンバータ１１０の出力電流は、定電圧回路１３０に分流される。定電圧回路１３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の負性抵抗を打ち消すために用いられており、負性抵抗を打ち消すことにより、制御を安定化している。
【００１６】
定電圧回路１３０は、例えば、ツェナーダイオード、シャントレギュレータ等を用いて構成することができる。定電圧回路１３０が、定電圧で動作し、分流電流を流すことで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の負性抵抗を打ち消している。定電圧回路１３０のクランプ電圧は、負荷２００に要求される電圧において、圧電トランス１１２の変換効率が最良となる値を選択することが好ましい。
【００１７】
なお、定電圧回路１３０を流れる分流電流は、電源装置１００における損失となる。図２は、定電圧回路１３０の損失を減少させる電源装置１０１のブロック図である。
【００１８】
本図に示すように電源装置１０１は、昇圧コンバータ１１０に分流電流調整部１４０を備えた構成になっている。分流電流調整部１４０は、定電圧回路１３０に流れる分流電流を測定する電流測定回路１４１と、測定された分流電流とあらかじめ定められた目標値とを比較して、大小を判定する判定部１４２と、判定部１４２の判定結果に基づいて周波数を設定する周波数設定部１４３と、周波数設定部１４３が設定した周波数信号を出力する可変周波数発振器１４４とを備えている。判定部１４２、周波数設定部１４３はハードウェアで実現してもよいし、ソフトウェアで実現してもよい。
【００１９】
圧電トランス１１２は、共振周波数近傍の周波数において、駆動周波数を変化させることで、出力電力を単調に変化させることができる。例えば、共振周波数の高周波側では、周波数を下げるほど出力電力が増加する。
【００２０】
周波数設定部１４３は、判定部１４２が、分流電流が目標値に満たないと判定した場合には、圧電トランス１１２の出力電力を増加させる方向に周波数を設定し、分流電流が目標値を超えると判定した場合には、圧電トランス１１２の出力電力を減少させる方向に周波数を設定する。
【００２１】
このようなフィードバック制御を行なうことにより、定電圧回路１３０を流れる分流電流が調整される。目標値を、定電圧回路１３０が定電圧動作を行なえる最小限程度の値とすることで、定電圧回路１３０での損失を減少させることができる。
【００２２】
なお、圧電トランス１１２は、１次側と２次側とで絶縁伝送を行なうため、分流電流調整部１４０のフィードバック経路において、例えば、図３に示すように、電流測定回路１４１と判定部１４２との間に絶縁通信部１４５を設けることで、絶縁型の電源装置１０３を構成することができる。以下に示す他の構成例についても同様に絶縁型とすることができる。
【００２３】
絶縁通信部１４５は、フォトカプラ、デジタルアイソレータ等を用いることができる。なお、絶縁通信部１４５は、判定部１４２と周波数設定部１４３との間に配置してもよいし、周波数設定部１４３と可変周波数発振器１４４との間に配置してもよい。
【００２４】
絶縁通信は種々の形態を用いることができる。例えば、電源装置１０３を、計測用小型絶縁モジュールに適用した場合には、元々備わっている絶縁通信回路を用いることができる。この場合、測定データのパケットに電流測定結果を含ませることができる。測定周期よりも短い周期で分流電流調整を行なう場合には、電流測定結果専用のパケットを追加してもよい。
【００２５】
圧電トランス１１２は、駆動周波数の制御のみならず、駆動電圧を変化させることでも出力電力を単調に変化させることができる。例えば、駆動電圧を高くするほど出力電力が増加する。
【００２６】
そこで、図４に示す電源装置１０４のように、分流電流調整部１４０ａで分流電流に応じた駆動電圧を生成し、発振器１１４が出力する周波数で駆動回路１１１を動作させるようにしてもよい。
【００２７】
ここで、分流電流調整部１４０ａは、電流測定回路１４１と判定部１４２と電圧設定部１４６と可変電圧出力部１４７とを備え、分流電流と目標値との比較結果に応じた駆動電圧を生成する。すなわち、電圧設定部１４６は、判定部１４２が、分流電流が目標値に満たないと判定した場合には、電圧を高く設定し、分流電流が目標値を超えると判定した場合には、電圧を低く設定する。そして、可変電圧出力部１４７が設定にしたがった電圧を駆動回路１１１に供給する。
【００２８】
ところで、図１に示した電源装置１００において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の起動／停止（スタンバイ）動作をイネーブル信号ＥＮで制御する場合を考える。
【００２９】
一般的には、入力電圧に基づいた起動停止制御を行なうので、図５に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に入力される電圧Ｖ１を電圧比較回路１５０で監視し、電圧Ｖ１が起動電圧Ｖｏｎを超えるとＤＣ−ＤＣコンバータ１２０を起動させ、電圧Ｖ１が停止電圧Ｖｏｆｆ（＜Ｖｏｎ）を下回るとＤＣ−ＤＣコンバータ１２０を停止させる制御が考えられる。
【００３０】
しかしながら、電源装置１００では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０と並列に定電圧回路１３０を用いているため、電圧Ｖ１は、定電圧回路１３０を流れる分流電流との関係において、図６に示すようにクランプ電圧で急峻に立ち上がる特性となる。
【００３１】
ここで、起動電圧Ｖｏｎを定電圧回路１３０のクランプ電圧よりも低い電圧に設定すると、定電圧回路１３０のインピーダンスが高すぎて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の負性抵抗を打ち消すことができなくなり、起動時の制御の不安定化を防ぐことができなくなる。一方で、起動電圧Ｖｏｎを定電圧回路１３０のクランプ電圧よりも高い電圧に設定すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０が起動できなくなる。
【００３２】
このため、起動電圧Ｖｏｎは、クランプ電圧付近のＶｐ−Ｖｑ内に設定しなければならない。しかしながら、Ｖｐ−Ｖｑの範囲は非常に狭い上に、個々の定電圧回路１３０の特性に左右される。したがって、起動電圧Ｖｏｎの設定は非常に困難である。
【００３３】
そこで、図７に示す電源装置１０５では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０から分流する電流Ｉｂを電流比較回路１６０で監視し、電流Ｉｂに基づいたＤＣ−ＤＣコンバータ１２０起動停止制御を行なうようにしている。
【００３４】
なお、単に定電圧回路１３０に流れる電流を監視すると、クランプ電圧以下では電流がほぼ０となり、停止時の電流を検出することができなくなる。このため、本図の例では、抵抗Ｒ１を定電圧回路１３０と並列に接続し、定電圧回路１３０と抵抗Ｒ１の並列回路を流れる電流Ｉｂを電流比較回路１６０の監視対象としている。
【００３５】
抵抗Ｒ１は、図８（ａ）に示すような線形の電圧電流特性となるため、電圧Ｖ１と定電圧回路１３０と抵抗Ｒ１の並列回路を流れる電流Ｉｂとの関係は、図８（ｂ）に示すような特性となる。
【００３６】
このため、起動電流Ｉｏｎと停止電流Ｉｏｆｆとを容易に定めることができ、電流比較回路１６０の比較結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の起動／停止動作の制御を行なうことができる。具体的には、起動電流Ｉｏｎは、定電圧回路１３０の効果によって電圧が急峻に立ち上がる電流領域に設定し、停止電流Ｉｏｆｆは、抵抗Ｒ１の効果によって電圧がなだらかに変化する電流領域に設定する。
【００３７】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の停止時に、電流Ｉｂが電流Ｉｏｎを超えるとＤＣ−ＤＣコンバータ１２０が起動し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の起動時に、電流Ｉｂが電流Ｉｏｆｆを下回るとＤＣ−ＤＣコンバータ１２０が停止（スタンバイ）する。
【００３８】
停止電流Ｉｏｆｆを起動電流Ｉｏｎよりも小さな値とすることで、ヒステリシス特性を持たせることができ、起動と停止とが頻繁に切り替わることを防ぐことができる。これにより、突発的な入力電圧低下等があってもすぐに停止することがなく、電源としての堅牢性を保つことができる。
【００３９】
電流比較回路１６０は、例えば、ヒステリシス付電流比較器を用いて構成することができる。あるいは、電流Ｉｂを電圧に変換して変換後の電圧を起動電圧値、停止電圧値と比較することで起動／停止制御を行なってもよい。
【００４０】
電源装置１０５では、定電圧回路１３０が確実にクランプされてインピーダンスが十分小さくなってから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０が起動するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の起動時にも制御の安定性が維持される。
【００４１】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の停止判定は、分流電流Ｉｂではなく電圧Ｖ１を用いてもよい。この場合は、停止電流Ｉｏｆｆを検出する必要がないため、抵抗Ｒ１は不要となり、図６に示したＶｏｆｆを停止電圧として設定すればよい。
【００４２】
図９は、図７に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の起動停止制御と、図２に示した分流電流調整制御とを行なう電源装置１０６の構成例を示している。本図の例では、電流測定回路１４１は、分流電流Ｉｂを測定するようにしているが、定電圧回路１３０を流れる電流を測定する構成としてもよい。本図の例に限られず、上記の各構成例は適宜組み合わせることが可能である。
【符号の説明】
【００４３】
１００…電源装置、１０１…電源装置、１０３…電源装置、１０４…電源装置、１０５…電源装置、１０６…電源装置、１１０…昇圧コンバータ、１１１…駆動回路、１１２…圧電トランス、１１３…整流・平滑回路、１１４…発振器、１２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３０…定電圧回路、１４０…分流電流調整部、１４１…電流測定回路、１４２…判定部、１４３…周波数設定部、１４４…可変周波数発振器、１４５…絶縁通信部、１４６…電圧設定部、１４７…可変電圧出力部、１５０…電圧比較回路、１６０…電流比較回路、２００…負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2018007507.tif 000010
【図９】
2018007507.tif 000011
【図１０】
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