(57)【要約】【課題】  移相量を１８０°以上とすることができる可変移相器を提供すること。【解決手段】  可変容量ダイオードＤ１とコンデンサＣ２との直列回路からなるキャパシタＣｏと、インダクタＬｏとにより共振回路１０ａが形成されている。ポートＰ２に供給された直流電圧は、ＲＦチョークＣＨ１を介して可変容量ダイオードＤ１のカソードに供給され、直流電圧値に応じて可変容量ダイオードＤ１の静電容量が変化する。ポートＰ１にはＲＦ信号が入力され、このＲＦ信号はコンデンサＣ１を介して接続された共振回路１０ａでポートＰ１側へ反射される。反射されたＲＦ信号の位相は、前記直流電圧値の変化に応じて移相され、移相されたＲＦ信号がポートＰ１から出力される。【選択図】  図２
2018113642.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量素子が直列接続された可変容量ダイオードと誘導素子とで共振回路が形成されている移相回路と、
前記可変容量ダイオードの容量を変化させる直流電圧を印加する直流電圧端子と、
前記移相回路に高周波信号を入力する入力ポートと、
前記移相回路で反射された高周波反射信号の位相が、前記直流電圧の変化に応じて移相され、移相された高周波反射信号を出力する前記入力ポートとアイソレートされた出力ポートと、
を備えることを特徴とする可変移相器。
【請求項２】
前記誘導素子が半同軸共振器で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の可変移相器。
【請求項３】
サーキュレータを備え、
該サーキュレータの第１端子が前記入力ポートとされ、前記サーキュレータの第２端子が前記移相回路に高周波信号を入力すると共に、前記移相回路で反射された高周波反射信号が入力されるポートとされ、前記サーキュレータの第３端子が前記反射された高周波反射信号を出力する前記出力ポートとされていることを特徴とする請求項１または２に記載の可変移相器。
【請求項４】
３ｄＢカプラと、前記移相回路と同じ構成の第１移相回路および第２移相回路とを備え、
該３ｄＢカプラの第１端子が前記入力ポートとされ、前記３ｄＢカプラの第３端子が前記第１移相回路に高周波信号を入力すると共に、前記第１移相回路で反射された高周波反射信号が入力されるポートとされ、前記３ｄＢカプラの第４端子が前記第２移相回路に高周波信号を入力すると共に、前記第２移相回路で反射された高周波反射信号が入力されるポートとされ、前記３ｄＢカプラの第２端子が、前記第２移相回路から反射された前記高周波反射信号と、前記第２移相回路から反射された前記高周波反射信号とが同相合成されて出力される前記出力ポートとされていることを特徴とする請求項１または２に記載の可変移相器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変移相範囲を広くすることができる可変移相器に関する。
【背景技術】
【０００２】
位相を連続して可変することのできる電子式の従来の可変移相器が特許文献１ないし特許文献３に開示されている。この従来の可変移相器の回路図を図７および図８に示す。
図７に示す従来の可変移相器１００は、可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２と３ｄＢカプラ１２２とを組み合わせた可変移相器１００とされている。３ｄＢカプラ１２２は４つの端子ｂ１０１，ｂ１０２，ｂ１０３，ｂ１０４を有しており、端子ｂ１０１に入力端子ＩＮが接続され、端子ｂ１０２に出力端子ＯＵＴが接続されている。端子ｂ１０３は直流カット用のコンデンサＣ１０１と可変容量ダイオードＤ１０１との直列回路に接続され、可変容量ダイオードＤ１０１のアノードはアースされている。また、端子ｂ１０４は直流カット用のコンデンサＣ１０２と可変容量ダイオードＤ１０２との直列回路に接続され、可変容量ダイオードＤ１０２のアノードはアースされている。一端が可変容量ダイオードＤ１０１のカソードに接続された高周波チョーク（以下、「ＲＦチョーク」という）ＣＨ１０１の他端は直流電源１１１に接続され、一端が可変容量ダイオードＤ１０２のカソードに接続されたＲＦチョークＣＨ１０２の他端も直流電源１１１に接続されている。ＲＦチョークＣＨ１０１，ＣＨ１０２の他端とアース間にバイパスコンデンサ（以下、「パスコン」という）Ｃ１０３が接続されている。
【０００３】
このように構成された従来の可変移相器１００において、入力端子ＩＮに入力された高周波信号（以下、「ＲＦ信号」という）は、３ｄＢカプラ１２２の端子ｂ１０１に入力され、端子ｂ１０３と端子ｂ１０４とに３ｄＢ減衰して同振幅、９０°位相差で分配されて出力される。分配されたＲＦ信号はそれぞれ可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２に供給される。供給されたそれぞれのＲＦ信号は可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２で入力端子側である３ｄＢカプラ１２２の端子ｂ１０３，ｂ１０４にそれぞれ反射される。そして、反射されたそれぞれのＲＦ信号は端子ｂ１０１では逆相合成されて出力されず、端子ｂ１０２では同相合成となるため、全て端子ｂ１０２から出力端子ＯＵＴに出力される。直流電源１１１から可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２に供給される直流電圧値を可変することで、可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２の容量値を制御すると、可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２の反射インピーダンスが変化してＲＦ信号の反射位相が変化するようになる。これにより、直流電源１１１からの直流電圧値を変化させることで、可変移相器１００の移相量を変化させることができる。
【０００４】
次に、図８に示す従来の可変移相器２００は可変容量ダイオードＤ２０１とサーキュレータ２１３とを組み合わせた可変移相器２００とされている。サーキュレータ２１３は３つの端子ａ２０１，ａ２０２，ａ２０３を有しており、端子ａ２０１に入力端子ＩＮが接続され、端子ａ２０３に出力端子ＯＵＴが接続されている。端子ａ２０２は直流カット用のコンデンサＣ２０１と可変容量ダイオードＤ２０１との直列回路に接続され、可変容量ダイオードＤ２０１のアノードはアースされている。一端が可変容量ダイオードＤ２０１のカソードに接続されたＲＦチョークＣＨ２０１の他端は直流電源２１１に接続されている。ＲＦチョークＣＨ２０１の他端とアース間にパスコンＣ２０２が接続されている。
【０００５】
このように構成された従来の可変移相器２００において、入力端子ＩＮに入力されたＲＦ信号は、サーキュレータ２１３の端子ａ２０１に入力され、端子ａ２０２から出力される。このＲＦ信号は可変容量ダイオードＤ２０１のカソードに供給され、供給されたＲＦ信号はアノードがアースされた可変容量ダイオードＤ２０１で入力端子側であるサーキュレータ２１３の端子ａ２０２に反射される。そして、反射されたＲＦ信号は端子ａ２０３から出力端子ＯＵＴに出力される。直流電源２１１から可変容量ダイオードＤ２０１に供給される直流電圧値を可変することで、可変容量ダイオードＤ２０１の容量値を制御すると、可変容量ダイオードＤ２０１の反射インピーダンスが変化してＲＦ信号の反射位相が変化するようになる。これにより、直流電源２１１からの直流電圧値を変化させることで、可変移相器２００の移相量を変化させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平４−４７８０１号公報
【特許文献２】特開２００３−２６４４０３号公報
【特許文献３】特許第４３８５２２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
可変容量ダイオードの可変容量範囲の変化率は１０倍程度であり、例えば５〜５０ｐＦの範囲で変化する。また、可変容量範囲の変化率が３倍程度のものも多く利用されており、この場合は、例えば１０ｐＦ〜３０ｐＦの範囲で変化する。図７および図８に示す従来の可変移相器１００，２００における反射回路を取り出すと、図９に示す回路構成となる。図９に示す反射回路は、ポートＰ３０１に可変容量ダイオードＤ３０１のカソードとＲＦチョークＣＨ３０１の一端が接続され、ＲＦチョーク３０１の他端とパスコンＣ３０１の一端とがポートＰ３０２に接続されている。可変容量ダイオードＤ３０１のアノードとパスコンＣ３０１の他端はアースされている。このように構成された反射回路において、ポートＰ３０１に入力されたＲＦ信号は、可変容量ダイオードＤ３０１でポートＰ３０１側に反射される。ポートＰ３０２から可変容量ダイオードＤ３０１に直流電圧が供給され、この直流電圧値を可変することで、可変容量ダイオードＤ３０１の容量値が制御されて、可変容量ダイオードＤ３０１の反射インピーダンスが変化する。これにより、ポートＰ３０１から出力されるＲＦ信号の反射位相が変化するようになる。
【０００８】
図９に示す反射回路においてＲＦ信号の周波数を２６０ＭＨｚとした場合、ポートＰ３０１のインピーダンスＺｏを、例えば基準インピーダンスの５０Ωとした時に、可変容量ダイオードＤ３０１の容量が５〜５０ｐＦで変化した場合の反射波の位相遅延量は−４４．４°〜−１５２．５°となり、容量が１０ｐＦ〜３０ｐＦで変化した場合の位相遅延量は−７８．５°〜−１３５．６°となり、６０°あるいは１００°程度の可変移相量が得られる。しかしながら、位相は０°〜３６０°で変化することから可変移相量１００°でも充分な可変移相量とは言えない。少なくとも、実用上は逆相の設定が可能となる可変移相量とされる１８０°以上が望ましい。可変移相量を広げるには、一般的に可変位相器を多段に接続すればよいが、多段に接続すると挿入損失の増加や制御が複雑化することになる。
【０００９】
そこで、本発明は、多段に接続することなく移相量を１８０°以上とすることができる可変移相器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の可変移相器は、容量素子が直列接続された可変容量ダイオードと誘導素子とで共振回路が形成されている移相回路と、前記可変容量ダイオードの容量を変化させる直流電圧を印加する直流電圧端子と、前記移相回路に高周波信号を入力する入力ポートと、前記移相回路で反射された高周波反射信号の位相が、前記直流電圧の変化に応じて移相され、移相された高周波反射信号を出力する前記入力ポートとアイソレートされた出力ポートとを備えることを最も主要な特徴としている。
【００１１】
また、本発明の可変移相器において、前記誘導素子を半同軸共振器で構成してもよい。  さらに、本発明の可変移相器において、サーキュレータを備え、該サーキュレータの第１端子が前記入力ポートとされ、前記サーキュレータの第２端子が前記移相回路に高周波信号を入力すると共に、前記移相回路で反射された高周波反射信号が入力されるポートとされ、前記サーキュレータの第３端子が前記反射された高周波反射信号を出力する前記出力ポートとされていてもよい。
さらに、本発明の可変移相器において、３ｄＢカプラと、前記移相回路と同じ構成の第１移相回路および第２移相回路とを備え、該３ｄＢカプラの第１端子が前記入力ポートとされ、前記３ｄＢカプラの第３端子が前記第１移相回路に高周波信号を入力すると共に、前記第１移相回路で反射された高周波反射信号が入力されるポートとされ、前記３ｄＢカプラの第４端子が前記第２移相回路に高周波信号を入力すると共に、前記第２移相回路で反射された高周波反射信号が入力されるポートとされ、前記３ｄＢカプラの第２端子が、前記第２移相回路から反射された前記高周波反射信号と、前記第２移相回路から反射された前記高周波反射信号とが同相合成されて出力される前記出力ポートとされていてもよい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の可変移相器は、容量素子が直列接続された可変容量ダイオードと誘導素子とで共振回路が形成されている移相回路により移相されることから、移相量を１８０°以上とすることができる可変移相器とすることができる。これにより、多段に接続することなく移相量を１８０°以上とすることができる可変移相器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１実施例の可変移相器の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施例の可変移相器における移相回路の第１実施例の回路構成を示す図である。
【図３】本発明の第１実施例の可変移相器にかかる第１実施例の移相回路における反射波の位相等を示す図である。
【図４】本発明の第１実施例の可変移相器における移相回路の第２実施例の回路構成を示す図である。
【図５】本発明の第１実施例の可変移相器にかかる第２実施例の移相回路における反射波の位相等を示す図である。
【図６】本発明の第２実施例の可変移相器の回路構成を示す図である。
【図７】従来の可変移相器の回路構成を示す図である。
【図８】従来の可変移相器の他の回路構成を示す図である。
【図９】従来の可変移相器における反射回路の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の第１実施例の可変移相器１の回路構成を図１に示す。
図１に示す可変移相器１は、移相回路１０とサーキュレータ１２とを組み合わせた可変移相器１とされている。サーキュレータ１２は第１端子ａ１，第２端子ａ２，第３端子ａ３の３つの端子を有し、３つのそれぞれの端子ａ１〜ａ３の間で入力と出力の方向が定まっており、常に一定方向にのみ出力を行う。すなわち、第１端子ａ１からの入力は常に第２端子ａ２から出力され、第２端子ａ２からの入力は常に第３端子ａ３から、同じく第３端子ａ３からの入力は第１端子ａ１から、というように出力の方向があらかじめ決まっている。第１端子ａ１に入力端子ＩＮが接続され、第３端子ａ３に出力端子ＯＵＴが接続されており、出力端子ＯＵＴは入力端子ＩＮとアイソレートされている。第２端子ａ２は移相回路１０の第１ポートＰ１に接続され、移相回路１０の第２ポートＰ２には直流電源１１からの直流電圧が供給されている。
【００１５】
入力端子ＩＮに入力された高周波信号（以下、「ＲＦ信号」という）は、サーキュレータ１２の第１端子ａ１に入力され第２端子ａ２から出力されて移相回路１０の第１ポートＰ１に入力される。移相回路１０は、入力されたＲＦ信号を第１ポートＰ１側へ反射する反射回路として機能し、反射波の反射位相が、直流電源１１から第２ポートＰ２に供給される直流電圧値に応じて変化する。第２ポートＰ２からサーキュレータ１２の第２端子ａ２に入力された移相回路１０からの高周波反射信号（以下、「ＲＦ反射信号」という）は、第３端子ａ３から出力されて出力端子ＯＵＴから出力される。このように、第１実施例の可変移相器１では、直流電源１１からの直流電圧値を変化させることで、移相回路１０からの反射位相を変化させて、出力端子ＯＵＴから出力されるＲＦ信号の移相量を変化させることができる。
【００１６】
第１実施例の可変移相器１における移相回路１０の詳細構成を説明する。第１実施例の可変移相器１は、移相回路１０として第１実施例の移相回路１０−１を用いることができる。第１実施例の移相回路１０−１の回路構成を図２に示す。
図２に示す第１実施例の移相回路１０−１では、第１ポートＰ１は直流カット用のコンデンサＣ１を介して誘導素子とされるインダクタＬｏの一端とコンデンサＣ２の一端とに接続されている。インダクタＬｏの他端はアースされ、コンデンサＣ２の他端は可変容量ダイオードＤ１のカソードに接続されて、コンデンサＣ２と可変容量ダイオードＤ１とは直列接続されており、可変容量ダイオードＤ１のアノードはアースされている。直列接続されたコンデンサＣ２と可変容量ダイオードＤ１とによりキャパシタＣｏが構成され、キャパシタＣｏとインダクタＬｏとにより並列共振回路である共振回路１０ａが構成されている。一端が可変容量ダイオードＤ１のカソードに接続されたＲＦチョークＣＨ１の他端は第２ポートＰ２に接続されている。ＲＦチョークＣＨ１の他端とアース間にパスコンＣ３が接続されている。
【００１７】
このように構成された第１実施例の移相回路１０−１において、第２ポートＰ２には直流電源１１からの直流電圧が供給されており、この直流電圧値を変化させることにより、可変容量ダイオードＤ１の静電容量の容量値が、例えば１０ｐＦ〜３０ｐＦまで変化する。ここで、このように変化する静電容量の可変容量ダイオードＤ１が選択され、第１ポートＰ１の特性インピーダンスＺｏを５０Ω、インダクタＬｏを約３０．９ｎＨ、ＲＦチョークＣＨ１を約４７μＨ、コンデンサＣ１を約３．７ｐＦ、コンデンサＣ２を１５ｐＦ、コンデンサＣ３を４７００ｐＦとし、入力端子ＩＮに入力されるＲＦ信号の周波数を２６０ＭＨｚとした時の、第１実施例の移相回路１０−１の反射波の反射位相の変化等を図３に示す。
図３を参照すると、可変容量ダイオードＤ１の静電容量のセンター値は２０．０ｐＦとされ、センター値におけるキャパシタＣｏは約８．５７１ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約＋１６４．６３°となり、共振回路１０ａの共振周波数は約３０９．２５３ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２５８．４６０ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０＋ｊ６．７４５）Ωとなる。
【００１８】
ここで、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を１５．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約７．５００ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約−１１２．９４°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約＋８２．４３°となり、共振回路１０ａの共振周波数は約３３０．６０６ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２７０．５４ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０−ｊ３３．１３１）Ωとなる。
そして、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を１０．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約６．０００ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約−７４．６９°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約＋１２０．６８°となり、共振回路１０ａの共振周波数は約３６９．６２８ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２９０．７０７ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０−ｊ６５．５２６）Ωとなる。
【００１９】
さらに、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を２５．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約９．３７５ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約＋８２．４８°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約−８２．１５°となり、共振回路１０ａの共振周波数は約２９５．７０３ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２５０．３９２ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０＋ｊ５７．０３２）Ωとなる。
そして、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を３０．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約１０．０００ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約＋４４．４３°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約−１２０．２０°となり、共振回路１０ａの共振周波数は約２８６．３１３ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２４４．６１４ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０＋ｊ１２２．４２０）Ωとなる。
このように、直流電源１１からの直流電圧値を変化させると可変容量ダイオードＤ１の静電容量が１０ｐＦ〜３０．０ｐＦの範囲で連続的に変化するようになり、静電容量の変化に応じて第１実施例の移相回路１０−１の相対移相量が＋１２０．６８°から−１２０．２０°まで連続的に変化するようになる。これにより、第１実施例の移相回路１０−１を備える第１実施例の可変移相器１においては、０°〜±約１２０°の約２４０°の範囲の移相量を得ることができる。このように、約２４０°の移相量を得ることができるのは、第１の移相回路１０−１において共振回路１０ａを使用して移相しているからと考えられる。また、共振回路１０ａの共振周波数は、使用周波数(２６０ＭＨｚ)に近接しているが一致しない周波数になるようコンデンサＣ２の値が設定されている。
【００２０】
また、第１実施例の可変移相器１は、移相回路１０として第２実施例の移相回路１０−２を用いることができる。第２実施例の移相回路１０−２の回路構成を図４に示す。
図４に示す第２実施例の移相回路１０−２では、第１実施例の移相回路１０−１のインダクタＬｏに替えて半同軸共振器Ｒ１が用いられている。そして、その他の回路構成は第１実施例の移相回路１０−１と同様の回路構成とされているので、その説明は省略するが、キャパシタＣｏと半同軸共振器Ｒ１とにより並列共振回路である共振回路１０ｂが構成される。なお、半同軸共振器Ｒ１は、先端短絡の同軸線路が例えば円筒形のＴＥＭモード型誘電体共振器とされている。また、Ｚｃは半同軸共振器Ｒ１の特性インピーダンスであり、θは使用周波数を２６０ＭＨｚとした時の１波長を３６０°の角度で表した半同軸共振器Ｒ１の電気長とされている。
【００２１】
図４に示す回路構成とされた第２実施例の移相回路１０−２において、第２ポートＰ２には直流電源１１からの直流電圧が供給されており、可変容量ダイオードＤ１として、直流電圧の電圧値を変化させることにより、可変容量ダイオードＤ１の静電容量の容量値が、例えば１０ｐＦ〜３０ｐＦまで変化する。ここで、このように変化する静電容量の可変容量ダイオードＤ１が選択され、第１ポートＰ１の特性インピーダンスＺｏを５０Ω、ＲＦチョークＣＨ１を約４７μＨ、コンデンサＣ１を約６．７ｐＦ、コンデンサＣ２を１００ｐＦ、コンデンサＣ３を４７００ｐＦ、半同軸共振器Ｒ１の特性インピーダンスＺｃを約９Ω、電気長θを約７２．１５５°とし、入力端子ＩＮに入力されるＲＦ信号の周波数を２６０ＭＨｚとした時の第２実施例の移相回路１０−２の反射波の反射位相の変化等を図５に示す。なお、半同軸共振器Ｒ１の特性インピーダンスＺｃが約９Ωと低いのは、比誘電率が約７３相当の誘電体共振器で半同軸共振器Ｒ１を実現しているからである。
図５を参照すると、可変容量ダイオードＤ１の静電容量のセンター値は２０．０ｐＦとされ、この際のキャパシタＣｏは約１６．６６７ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約＋１２５．６１°となり、共振回路１０ｂの共振周波数は約２７２．４１６ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１と半同軸共振器Ｒ１とキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２５６．７７０ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０＋ｊ２５．６９１）Ωとなる。
【００２２】
ここで、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を１５．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約１３．０４３ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約−１３２．０９°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約＋１０２．３０°となり、共振回路１０ｂの共振周波数は約２８１．９６７ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１と半同軸共振器Ｒ１とキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２６４．９２８ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０−ｊ２２．２１６）Ωとなる。
そして、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を１０．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約９．０９１ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約−９７．８８°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約＋１３６．５１°となり、共振回路１０ｂの共振周波数は約２９３．３９５ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２７４．６４９ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０−ｊ４３．５６０）Ωとなる。
【００２３】
さらに、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を２５．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約２０．０００ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約＋２４．３８°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約−１０１．２３°となり、共振回路１０ｂの共振周波数は約２６４．３２８ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２４９．８３２ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０＋ｊ２３１．４６７）Ωとなる。
そして、直流電源１１からの直流電圧値を変化させて可変容量ダイオードＤ１の静電容量を３０．０ｐＦに変化させた時は、キャパシタＣｏは約２３．０７７ｐＦとなり、第１ポートＰ１における反射波の反射位相は約−９．３８°となり、静電容量のセンター値の位相を基準としたときの相対位相は約−１３４．９９°となり、共振回路１０ｂの共振周波数は約２５７．３９８ＭＨｚとなり、コンデンサＣ１とインダクタＬｏとキャパシタＣｏとの直列共振の共振周波数は約２４３．８６０ＭＨｚとなり、第１ポートＰ１の２６０ＭＨｚにおけるインピーダンスは（０＋ｊ６０９．７８０）Ωとなる。
このように、直流電源１１からの直流電圧値を変化させると可変容量ダイオードＤ１の静電容量が１０ｐＦ〜３０．０ｐＦに連続的に変化するようになり、静電容量の変化に応じて第２実施例の移相回路１０−２の移相量が＋１３６．５１°から−１３４．９９°まで連続的に変化するようになる。これにより、第２実施例の移相回路１０−２を備える第１実施例の可変移相器１においては、０°〜±約１３５°の約２７０°の範囲の移相量を得ることができる。約２７０°の移相量を得ることができるのは、第２の移相回路１０−２において共振回路１０ｂを使用して移相しているからと考えられる。また、共振回路１０ｂの共振周波数は、使用周波数(２６０ＭＨｚ)に近接している周波数になるようコンデンサＣ２の値が設定されている。
【００２４】
次に、本発明の第２実施例の可変移相器２の回路構成を図６に示す。
図６に示す可変移相器２は、３ｄＢカプラ２２と第１移相回路２０と第２移相回路２１とを組み合わせた可変移相器２とされている。３ｄＢカプラ２２は、第１端子ｂ１，第２端子ｂ２，第３端子ｂ３，第４端子ｂ４を有しており、第１端子ｂ１に入力端子ＩＮが接続され、第２端子ｂ２に出力端子ＯＵＴが接続されている。入力端子ＩＮから第１端子ｂ１に入力されたＲＦ信号は、３ｄＢ減衰して同相で第３端子ｂ３から出力されると共に、３ｄＢ減衰かつ−９０°の位相で第４端子ｂ４から出力されるが、第２端子ｂ２からは出力されない。すなわち、出力端子ＯＵＴ（第２端子ｂ２）は入力端子ＩＮ（第１端子ｂ１）とアイソレートされている。第３端子ｂ３は第１移相回路２０の第１ポートＰ１に接続され、第１移相回路２０の第２ポートＰ２には直流電源１１からの直流電圧が供給されており、第４端子ｂ４は第２移相回路２１の第１ポートＰ１’に接続され、第２移相回路２１の第２ポートＰ２’は第２ポートＰ２に接続されて、直流電源１１からの直流電圧が供給されている。第１移相回路２０と第２移相回路２１とは同じ回路構成とされており、前述した第１実施例の移相回路１０−１を２つ用意して第１移相回路２０および第２移相回路２１としてそれぞれ使用できると共に、第２実施例の移相回路１０−２を２つ用意して第１移相回路２０および第２移相回路２１としてそれぞれ使用することができる。この場合、第１実施例の移相回路１０−１あるいは第２実施例の移相回路１０−２の第１ポートＰ１を、第１移相回路２０および第２移相回路２１の第１ポートＰ１，Ｐ１’とし、第１実施例の移相回路１０−１あるいは第２実施例の移相回路１０−２の第２ポートＰ２を、第１移相回路２０および第２移相回路２１の第２ポートＰ２，Ｐ２’とすればよい。
【００２５】
３ｄＢカプラ２２の端子ｂ３から出力されたＲＦ信号は第１移相回路２０の第１ポートＰ１に入力される。第１移相回路２０は反射回路として機能しており、入力されたＲＦ信号が第１ポートＰ１側へ反射され、反射波の反射位相が、直流電源１１から第２ポートＰ２に供給される直流電圧値に応じて変化する。また、３ｄＢカプラ２２の端子ｂ４から出力されたＲＦ信号は第２移相回路２１の第１ポートＰ１’に入力される。第２移相回路２１も反射回路として機能しており、入力されたＲＦ信号が第１ポートＰ１’側へ反射され、反射波の反射位相が、直流電源１１から第２ポートＰ２’に供給される直流電圧値に応じて変化する。第１移相回路２０と第２移相回路２１とは同じ回路構成とされて、同じ直流電源１１からの直流電圧値が供給されていることから、反射波の移相量は同じとされている。そして、第１移相回路２０の第１ポートＰ１に入力されるＲＦ信号の位相に対して、第２移相回路２１の第１ポートＰ１’に入力されるＲＦ信号の位相は９０°遅れていることから、第１移相回路２０から第１ポートＰ１に反射され第３端子ｂ３に入力される反射波の位相に対して、第２移相回路２１から第１ポートＰ１’に反射され第４端子ｂ４に入力される反射波の位相は９０°遅れていることになる。これにより、第３端子ｂ３と第４端子ｂ４に入力されたそれぞれのＲＦ反射信号は第１端子ｂ１では逆相合成されて出力されず、第２端子ｂ２では同相合成となるため、全て第２端子ｂ２から出力端子ＯＵＴに出力される。
そして、第３端子ｂ３に入力された反射波の位相は第１移相回路２０で移相され、第４端子ｂ４に入力された反射波の位相は第２移相回路２１で同様に移相されることから、第２実施例の可変移相器２では、直流電源１１からの直流電圧値を変化させることで、第１移相回路２０および第２移相回路２１の反射位相を変化させて、出力端子ＯＵＴから出力されるＲＦ信号の移相量を変化させることができる。
【００２６】
上述したように、第２実施例の可変移相器２では、第１移相回路２０と第２移相回路２１として、第１実施例の移相回路１０−１あるいは第２実施例の移相回路１０−２のいずれかを採用することができる。そして、第１実施例の移相回路１０−１を採用した場合は、反射波の反射位相が図３に示すように変化することから、第２実施例の可変移相器２においても、約２４０°の移相量を得ることができる。また、第２実施例の移相回路１０−２を採用した場合は、反射波の反射位相が図５に示すように変化することから、第２実施例の可変移相器２においても、約２７０°の移相量を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
以上説明した本発明にかかる可変移相器においては、使用周波数に近接した周波数で共振する可変容量ダイオードを含む共振回路を用いた反射回路で移相を行うようにしていることから、１８０°以上の移相量を得ることができるようになる。
なお、可変容量ダイオードは、バリキャップまたはバラクタ等とも呼ばれており、本発明にかかる可変移相器においては、可変容量ダイオードに替えてバリキャップまたはバラクタを用いることができる。
【符号の説明】
【００２８】
１  可変移相器、２  可変移相器、１０  移相回路、１０ａ  共振回路、１０ｂ  共振回路、１１  直流電源、１２  サーキュレータ、２０  第１移相回路、２１  第２移相回路、２２  ３ｄＢカプラ、１００  可変移相器、１１１  直流電源、１２２  ３ｄＢカプラ、２００  可変移相器、２１１  直流電源、２１３  サーキュレータ、ＩＮ  入力端子、ＯＵＴ  出力端子、Ｐ１  第１ポート、Ｐ２  第２ポート、Ｒ１  半同軸共振器、Ｐ３０１  ポート、Ｐ３０２  ポート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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