(57)【要約】      （修正有）【課題】真空管を用いて高付加価値を実現しつつ、一方において電気的特性を犠牲にせず、部品数をできるだけ削減し、無調整で実用できる電流電圧変換回路を提供する。【解決手段】ベース接地回路によって低入力インピーダンスを実現することで電流信号源に対する悪影響を防止すると共に、定電流源及びバイアス回路６によって回路電流及び入力端子電圧を回路動作が適正となるよう規正し、負荷整合、同相ノイズ除去、直流成分除去効果を狙って、負荷回路に変成器７を設けている。【選択図】図６
2018064225.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子管のカソード側より信号電流を注入する電流電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の回路に、半導体によるカスコード回路を設けた電流電圧変換回路。
【請求項３】
請求項１、並びに請求項２に記載の回路に、定電流回路を設けた電流電圧変換回路。
【請求項４】
請求項１、並びに請求項２に記載の回路に、入力端子の電圧を規正するバイアス回路を設けた電流電圧変換回路。
【請求項５】
請求項１から３に記載した電流電圧変換回路において、同相ノイズ除去、負荷整合のために変成器を設けた電流電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流信号を電圧信号に変換する回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子管は近年においても高価格帯の音響用電子機器において使用例があり、電子管を増幅素子として用いることが製品の高付加価値化につながる状況である。
ディジタル音源の再生においてディジタル−アナログ変換装置は重要であるが、その信号回路に真空管を使用すればさらなる高付加価値化につながるので、経済的有用性がある。一方、それは技術的に容易ではないため、あまり製品化はされていない。
なお、ここでいう電子管とは熱電子カソードを有しグリッドによる制御が可能な増幅用電子管（三極管、五極管、いわゆる真空管）を指す。
【０００３】
抵抗による電流電圧変換をなすか、電圧出力型のディジタル−アナログ変換装置を使用し、真空管のグリッドに入力して増幅するものが実用化されているが、真空管の非線形性が高調波歪としてそのまま現れるため、ディジタル−アナログ変換装置本来の性能を損なうものである。
これは負帰還を行えばある程度解決されるが、増幅回路としてのＧＢ積が大きくなく効果は限定的となる。強いてそれを増大すれば回路が複雑化し、保守及びコスト上の問題を生む。（非特許文献１）
また、電圧出力型のディジタル−アナログ変換装置は品種が限定的であり、電流出力型と比較して雑音の観点から不利となるので、これを使用する事は、高価格帯の電子機器において適切ではない。
【０００４】
演算増幅器による電流電圧変換回路の初段及び終段を真空管にしたものがあるが、初段真空管の動作点の不安定さがそのまま出力に直流ドリフトとして現れるものであり、製品歩留率を低下させる他、故障に対する点から本質安全とは言えない。
従って、実用的にはこの直流ドリフトを補正するため、直流領域に於ける負帰還（いわゆるＤＣサーボ回路）など、何らかの補償回路を要する。これは部品点数の増大を意味するものであり、保守及びコスト上の問題を生む。（非特許文献２）
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Soundfort社  「ハイレゾ対応USB DAC搭載 真空管ハイブリッドアンプ QS-9」紹介ページ  2016年  http://www.soundfort.jp/products/qs-9/  平成２８年９月  閲覧
【０００６】
【非特許文献２】金田明彦  「電流伝送方式オーディオDCアンプ」  誠文堂新光社  2013年10月  pp162
【０００７】
【非特許文献３】「PCM1702」データシート  バーブラウン社(現テキサスインスツルメンツ社)  1993年（テキサスインスツルメンツ社資料番号SBAS026）
【０００８】
【非特許文献４】「DSD1794A」データシート  テキサスインスツルメンツ社  2004年（テキサスインスツルメンツ社資料番号SLES116A）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の電子管を用いた電流電圧変換回路で回路構成の簡潔なものは、入力電流の注入点に電圧が発生し、電流信号源に対して適切ではなく、定数の選び方によっては電流信号源の正常な動作を阻害するものであった。
【００１０】
従来の電子管を用いた電流電圧変換回路で回路構成の簡潔なものは、高調波歪が多く高忠実度再生用として適切ではなかった。
【００１１】
従来の電子管を用いた電流電圧変換回路で演算増幅器型の回路を構成したものは、素子数が多く、従って歩留まり、故障、コストの観点で適切ではなかった。
【００１２】
電子管はその性質上、使用時間中に特性が変化し、電気的特性が劣化してゆくため、従来の回路では製造時ばかりでなく、使用時にも調整や確認が必要であった。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、入力インピーダンスを下げることで電流入力端子に発生する不要な電圧（以降、これを残留電圧という）を抑圧しつつ、高調波歪が少なく、部品点数が最小限度で、電子管の不安定に対して無調整化を実現するものである。
【００１４】
本発明が解決しようとする課題のうち、残留電圧を抑圧するため、従来のカソード接地型増幅回路をグリッド接地型とすることで、入力インピーダンスを低下させている。グリッド接地回路の入力インピーダンスは、
【００１５】
（数１）
Ｚｉｎ＝１／ｇｍ
で示されるので、ｇｍ（相互コンダクタンス）が１０ｍＳの電子管を用いれば１００Ω、４０ｍＳの電子管を用いれば２５Ωとなる。従って、一般的なディジタル−アナログ変換装置（非特許文献３）のように、５００〜１ｋΩの抵抗により電流電圧変換が出来る場合、それだけで電流信号源から見た入力インピーダンスを２０％〜２．５％程度に低下でき、抵抗による電圧電流変換とカソード接地増幅回路を併用するよりも有利になるものである。
【００１６】
上記グリッド接地回路の入力インピーダンスであっても、信号源として低電圧動作かつ大電流出力のディジタル−アナログ変換装置（非特許文献４）を使用する場合は、残留電圧を更に抑圧するため、電流電圧変換回路の入力インピーダンスを１００Ω以下にする必要があることから十分ではない。そこで等価的なｇｍを増大するため、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタを用いたカスコード回路を構成することで解決できる。バイポーラトランジスタの場合、そのｇｍは
【００１７】
（数２）
ｇｍ≒４０×Ｉｃ
で求められるので、回路電流を増大させるだけで任意のｇｍを求めることが可能である。Ｉｃ＝２０ｍＡとすれば０．８Ｓになるので、Ｚｉｎは１．２５Ωとなる。従って、最近のディジタル−アナログ変換装置（非特許文献４）にも適用できるものとなる。
更に、回路の見かけのｇｍはトランジスタのｇｍによって規定されるので、特殊な高ｇｍ電子管を要しないこととなる。
【００１８】
本発明が解決しようとする課題のうち高調波歪に関しては、電流源入力としたグリッド接地回路（ベース接地回路）のプレート側電流は、回路の電流増幅率が十分高い場合において入力電流と同じとなる（電流利得が１）ので、原理的には無歪回路となる。即ち、
【００１９】
（数３）
ｉｋ＝ｉｉｎ
【００２０】
（数４）
ｉｐ＝ｉｉｎ
【００２１】
（数５）
ｅｏ＝ｉｐ×ＲＬ
となるので、本質的に低歪が期待される。
【００２２】
本発明が解決しようとする課題のうち電子管の特性変動・劣化に関しては、その動作電流を規定するために、カソード側に定電流源を設けている。これによって回路の電流は自動的に決定されるので、調整や動作点の確認は不要となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施方法を示した説明図（実施例１）
【図２】実施方法を示した説明図（実施例２）
【図３】実施方法を示した説明図（実施例３）
【図４】実施方法を示した説明図（実施例４）
【図５】実施方法を示した説明図（実施例５）
【図６】実施方法を示した説明図（実施例６）
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２４】
図１は、電流出力型ディジタル−アナログ変換装置の出力に本発明を適用したものである。電子管の無信号時動作電流はディジタル−アナログ変換装置が最大信号時に発生する電流でもカットオフなどが起きないよう設定する。
ディジタル−アナログ変換装置にＰＣＭ１７０２を使用するとき、出力電流は±１．２ｍＡである。従って無信号時動作電流は最低限６００μＡ必要である。現実にはｇｍとの兼ね合いにより、入力インピーダンスを十分低く出来るよう電流を流す必要がある。
電子管に１２ＢＨ７Ａを使用した場合、プレート電流１１．５ｍＡの時に３．１ｍＳと規定されているので、回路電流を１１．５ｍＡと定めれば入力インピーダンス３２．３Ωとなり、残留電圧は３８ｍＶｐ−ｐになる。
信号電流は信号源の内部抵抗とカソード側の抵抗に一部が分流されるが、その大部分がプレート側に到達し、信号電圧となる。例えば負荷抵抗に５ｋΩを設ければ、±６Ｖの信号電圧が得られる。
カソード側の抵抗及び負電源は、真空管の電流を規正すると共に、入力端子の電圧を０Ｖ付近に整定する為のものである。また、負荷抵抗に並列にしたコンデンサは高域の不要な高周波成分を抑圧するためのものである。オーバーサンプリングによって発生する成分が抑圧されるよう時定数を設定すれば良い。
【００２５】
図２は、電流出力型ディジタル−アナログ変換装置の出力に本発明を適用したものである。図１に代えてバイポーラトランジスタと電子管のカスコード回路を用いてある。基本的な定数設定の原則は同様である。
ディジタル−アナログ変換装置にＤＳＤ１７９４を使用するとき、これの出力電流は７．８ｍＡｐ−ｐかつ、無信号時に−６．２ｍＡとなる。従って１０．１ｍＡ以上の回路電流が必要となる。また、このディジタル−アナログ変換装置は差動出力であるため、２組のカスコード回路を設けてある。
ある程度のマージンを考えて回路電流を１５ｍＡに設定すれば、バイポーラトランジスタのｇｍは０．６Ｓとなり、入力インピーダンスは１．６７Ωとなる。従って７．８ｍＡｐ−ｐを受けても１３ｍＶｐ−ｐ程度の残留電圧が発生するのみとなる。
この場合において電子管は１５ｍＡ（正尖頭１８．９ｍＡ）の電流に耐えれば何を使用してもよい。但し、低いｇｍの電子管を用いるときは、トランジスタのコレクタ−電子管のカソード間電圧を高く取っておかないと、電子管がカットオフする可能性がある。
バイポーラトランジスタによるベース接地回路と電子管によるカスコード回路の動作点を規定するため、バイアス回路を設けてある。
ベース側の負電源及び抵抗は回路の電流を規定すると共に、入力端子の電圧を０Ｖ付近に整定する為のものである。また、負荷抵抗に並列にしたコンデンサは高域の不要な高周波成分を抑圧するためのものである。オーバーサンプリングによって発生する成分が抑圧されるよう時定数を設定すれば良い。
【００２６】
図３、図４は、電流出力型ディジタル−アナログ変換装置の出力に本発明を適用したものである。図１、図２に示すものに、回路電流を規正するために電流源を設けてある。これによって電流は自動的に規正されるので、電子管の特性変動・劣化に対して安定となる。また、単純に抵抗によるより、プレート側に到達できない信号電流が減少する。
【００２７】
図５は、電流出力型ディジタル−アナログ変換装置の出力に本発明を適用したものである。図４に示すものに、入力端子の電圧を規定するためにバイアス回路を設けてある。これによって入力端子の電圧は自動的に規正されるので、ディジタル−アナログ変換装置が不適当な動作状態に陥ることが防止できる。
ここで、カスコード回路のトランジスタ３ａ、３ｂ及びバイアス回路のトランジスタ６ａの特性が同じであり、エミッタ電流密度を同一とするとき、各トランジスタのベース電圧は同一となり、トランジスタ６ｂのエミッタが接地に結ばれているから、入力端子の電圧は０Ｖ付近に自動的に規正される事になる。現実的には、３ａ，ａｂ，６ａは特性を揃えるために、モノリシックタイプのマッチングトランジスタを使用する。例えばＭＡＴ０４（アナログ・デバイセズ社製）を使用すれば良い。
なお、トランジスタ６ｂはベース電流を補償するためのものである。
【００２８】
図６は、電流出力型ディジタル−アナログ変換装置の出力に本発明を適用したものである。図５に示すものに、出力整合のための整合回路として変成器を設けてある。これによって出力インピーダンスが任意の値に出来るほか、不要な直流成分及び同相ノイズへの除去効果を持たせている。
変成器７は高周波応答を制限するために故意に漏洩インダクタンスを増大させると共に、高周波においての同相雑音除去能力の高いものとする必要がある。またコンデンサ７ａは直流分を遮断するためのもので、変成器の飽和を防止する必要性があれば適用する。
【符号の説明】
【００２９】
１    電流信号源
２    ベース接地増幅回路
３    カスコード増幅回路
３ａ  トランジスタ
３ｂ  トランジスタ
４    負荷抵抗
５    電流源
６    バイアス回路
６ａ  トランジスタ
６ｂ  トランジスタ
７    変成器
７ａ  コンデンサ
８    出力端子
９    電源
【図１】
2018064225.tif 000003
【図２】
2018064225.tif 000004
【図３】
2018064225.tif 000005
【図４】
2018064225.tif 000006
【図５】
2018064225.tif 000007
【図６】
2018064225.tif 000008