(57)【要約】【課題】可飽和インダクタンスの磁束を制御することで、スイッチング損失を低減できる電力変換装置を提供すること。【解決手段】電力変換装置１Ａは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、制御回路６と、を備える。スイッチング回路２は、半導体素子２１と、平滑コンデンサ２２と、を有する。インダクタンス３は、スイッチング回路２に接続される。可飽和インダクタンス４は、スイッチング回路２に直列接続された第１巻線４１を有する。第２巻線５は、可飽和インダクタンス４に巻かれる。制御回路６は、第２巻線５に接続され、可飽和インダクタンス４の磁束を制御する。【選択図】図１
2018113795.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体素子と、平滑コンデンサと、を有するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路に接続されたインダクタンスと、
前記スイッチング回路に直列接続された第１巻線を有する可飽和インダクタンスと、
前記可飽和インダクタンスに巻かれた第２巻線と、
前記第２巻線に接続され、前記可飽和インダクタンスの磁束を制御する制御回路と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載された電力変換装置において、
前記半導体素子がターンオンし、前記半導体素子に電流が流れ始める時点を第１時点とし、前記電流が定常状態に達する時点を第２時点とし、前記半導体素子がターンオフし、前記電流が低下し始める時点を第３時点とし、前記電流がゼロになる時点を第４時点とし、前記半導体素子が再びターンオンし、前記半導体素子に電流が流れ始める時点を第５時点とし、前記第１時点から前記第２時点までを第１区間とし、前記第２時点から前記第３時点までを第２区間とし、前記第３時点から前記第４時点までを第３区間とし、前記第４時点から前記第５時点までを第４区間とするとき、
前記制御回路は、前記可飽和インダクタンスの磁束を制御することで、前記第１区間における不飽和状態と、前記第３区間における磁気飽和状態の少なくとも一方を有する制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第１区間の全区間において、前記可飽和インダクタンスを不飽和状態にする制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２又は請求項３に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第３区間の全区間において、前記可飽和インダクタンスを磁気飽和状態にする制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２から請求項４までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第１区間と前記第３区間の少なくとも一方の区間において、前記第２巻線に電流を流し、その電流と前記半導体素子のドレイン電流の合成電流によって、前記可飽和インダクタンスの磁束を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項２から請求項５までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、少なくとも前記第１区間において、前記第１巻線に流れる電流に応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流を前記第２巻線に流し、その電流と前記半導体素子のドレイン電流の合成電流によって、前記可飽和インダクタンスの磁束を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項２から請求項６までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第２区間において、前記第２巻線に流れる電流をゼロに近づける制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項２から請求項７までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第４区間において、前記第２巻線に電流を流し始める
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項２から請求項８までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、少なくとも前記第３区間において、前記第１巻線に流れる電流に応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流を前記第２巻線に流し、その電流と前記半導体素子のドレイン電流の合成電流によって、前記可飽和インダクタンスの磁束を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項２から請求項９までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第４区間において、前記第２巻線に流れる電流をゼロに減少する制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項２から請求項１０までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第２区間において、前記第２巻線に電流を流し始める
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項２から請求項１１までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第１区間において、前記可飽和インダクタンスに前記半導体素子のドレイン電流からのエネルギーを蓄積する制御を行い、前記第４区間において、前記可飽和インダクタンスに蓄積されたエネルギーを前記制御回路に放出する制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項２から請求項１２までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第４区間において、前記制御回路に放出されたエネルギーを前記電力変換装置に再利用する制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１から請求項１３までの何れか一項に記載された電力変換装置において、
前記第２巻線の巻き数は、第１巻線の巻き数より多く設定する
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換装置（コンバータ）には、例えばパワー半導体等の半導体素子からなるスイッチが入っている。従来の電力変換装置は、スイッチング損失を低減するため、スイッチにインダクタンスを直列接続したエネルギー転送回路が追加されている（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】Mahesh, M.; Panda, A. “A high performance single-phase AC-DC PFC boost converter with passive snubber circuit”, In Proceedings of the IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Raleigh, NC, USA, 14-20 September 2012, pp. 2888-2894.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、従来の電力変換装置は、エネルギー転送に時間を要するため、スイッチを開閉する時間に間に合わない場合がある。この場合、スイッチング損失を低減するソフトスイッチングを実現できない。このため、従来の電力変換装置にスイッチング損失が発生する。
ここで、「エネルギー転送回路」とは、スイッチがオン状態であったときにインダクタンスに蓄積されたエネルギーを、スイッチがオフ状態のときに負荷に対して転送する回路のことをいう。「ソフトスイッチング」とは、スイッチングの期間中、半導体素子に加わる電圧又は電流をゼロに保つようなスイッチングのことをいう。
【０００５】
本開示の目的は、上記問題に着目してなされたもので、可飽和インダクタンスの磁束を制御することで、スイッチング損失を低減できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本開示は、スイッチング回路と、インダクタンスと、可飽和インダクタンスと、第２巻線と、制御回路と、を備える。スイッチング回路は、半導体素子と、平滑コンデンサと、を有する。インダクタンスは、スイッチング回路に接続される。可飽和インダクタンスは、スイッチング回路に直列接続された第１巻線を有する。第２巻線は、可飽和インダクタンスに巻かれる。制御回路は、第２巻線に接続され、可飽和インダクタンスの磁束を制御する。
【発明の効果】
【０００７】
このように、可飽和インダクタンスの磁束を制御することで、スイッチング損失を低減できる電力変換装置を提供することができうる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施例１における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図２】実施例１における電力変換装置の要部構成を示す回路図である。
【図３】実施例１、実施例５、実施例７及び実施例８における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示すタイムチャートである。
【図４】比較例における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図５】実施例２における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図６】実施例２における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示すタイムチャートである。
【図７】実施例３における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図８】実施例４における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図９】実施例５における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図１０】実施例６における電力変換装置にて実行されるスイッチング周期の設定処理構成を示す図であって、入力電流とドレイン電流との関係を示した波形図である。
【図１１】実施例６における電力変換装置にて実行される、第１スイッチング周期が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示すタイムチャートである。
【図１２】実施例６における電力変換装置にて実行される、第２スイッチング周期が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示すタイムチャートである。
【図１３】実施例６における電力変換装置にて実行される、第３スイッチング周期及び第４スイッチング周期が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示すタイムチャートである。
【図１４】実施例７における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図１５】実施例８における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図１６】実施例９における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本開示の電力変換装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例１〜実施例９に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１０】
まず、構成を説明する。
実施例１における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例１における電力変換装置の構成を、「電力変換装置の全体構成」と、「電力変換装置の要部構成」と、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」に分けて説明する。
【００１１】
［電力変換装置の全体構成］
図１は実施例１における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図１に基づいて、全体構成を説明する。
【００１２】
電力変換装置１Ａは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１Ａは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、を有する。バッテリＢａは、インバータ回路（不図示）を介してモータ（不図示）に接続される。バッテリＢａが充電動作する場合には、電力変換装置１Ａを介して車両外部の電源からバッテリＢａに電力が供給される。バッテリＢａが発電動作する場合には、インバータ回路を介してバッテリＢａからモータに電力が供給される。
【００１３】
スイッチング回路２は、ダイオード２０と、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）２１（半導体素子）と、平滑コンデンサ２２と、を有する。
【００１４】
ダイオード２０は、上アーム半導体素子となる。ダイオード２０のアノードは、インダクタンス３の一端と、第１巻線４１の一端とに接続される。ダイオード２０のカソードは、平滑コンデンサ２２の一端と、バッテリＢａのプラス端子とに接続される。
【００１５】
ＭＯＳＦＥＴ２１は、下アーム半導体素子となる。ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインは、第１巻線４１の他端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のソースは、平滑コンデンサ２２の他端と、バッテリＢａのマイナス端子とに接続される。電圧Ｖｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間に印加されるドレイン−ソース電圧である。ドレイン電流Ｉｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間を流れるドレイン電流である。
【００１６】
平滑コンデンサ２２は、バッテリＢａの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ２２は、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。
【００１７】
インダクタンス３の一端は、ダイオード２０のアノードと、第１巻線４１の一端とに接続される。インダクタンス３の他端は、車両外部の電源に接続される。インダクタンス３には、車両外部の電源から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。このため、インダクタンス３は、ＭＯＳＦＥＴ２１がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。
【００１８】
可飽和インダクタンス４は、コア４０（例えば、フェライト）と、第１巻線４１と、を有する。コア４０は、第１巻線４１と第２巻線５とを繋ぐ磁路となる。第１巻線４１は、コア４０に導線を巻回して形成される。第１巻線４１は、その導線に流れる電流に応じて、コア４０に磁束を発生させる。第１巻線４１には、その導線に流れる電流の変化に応じて、誘導起電力ＶＬが生じる。
【００１９】
第２巻線５は、コア４０に導線を巻回して形成される。第２巻線５は、制御回路６を介して導線に流れる電流Ｉｐに応じて、コア４０に磁束を発生させる。
【００２０】
制御回路６は、第２巻線５に流れる電流Ｉｐを制御して、可飽和インダクタンス４のコア４０に発生する磁束を制御する。制御回路６には、エネルギーを蓄積するコンデンサ（不図示）が内蔵される。制御回路６は、バッテリＢａから供給される電力を受けて駆動したりコンデンサにエネルギーを蓄積したりする。この制御回路６の制御については、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」で後述する。
【００２１】
［電力変換装置の要部構成］
図２は実施例１における電力変換装置の要部構成を示す。以下、図２に基づいて、要部構成を説明する。
【００２２】
可飽和インダクタンス４の第１巻線４１は、スイッチング回路２に直列接続される。第２巻線５は、制御回路６に接続される。第２巻線５の巻き数Ｎ２は、第１巻線４１の巻き数Ｎ１より多く設定する。ドレイン電流Ｉｄｓと電流Ｉｐの関係は下記式（１）で表示される。
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【００２３】
［可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成］
図３は実施例１における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図３中の縦軸は上から順に、合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ及びインダクタンス値Ｌを示し、横軸は時刻ｔを示す。合成電流Ｉｃは、ドレイン電流Ｉｄｓと電流Ｉｐとの合成電流のことをいう。インダクタンス値Ｌは、可飽和インダクタンス４（図１参照）が不飽和状態にあるときのインダクタンス値のことをいう。
【００２４】
時刻ｔ１（第１時点）から時刻ｔ２（第２時点）までの区間を、第１区間Ａとする。時刻ｔ２から時刻ｔ５（第３時点）までの区間を、第２区間Ｂとする。時刻ｔ５から時刻ｔ６（第４時点）までの区間を、第３区間Ｃとする。時刻ｔ６から時刻ｔ８（第５時点）までの区間を、第４区間Ｄとする。以下では、図３のタイムチャートを説明する前に、図３中のＢ−Ｈカーブについて説明する。
【００２５】
図３中のＢ−Ｈカーブは、可飽和インダクタンス４の磁気ヒステリシス特性を示すＢ−Ｈカーブである。このＢ−Ｈカーブは、磁路となるコア４０（図１参照）の透磁率や、第１巻線４１及び第２巻線５によってコア４０が囲まれる断面積等に基づいて決定される。Ｂ−Ｈカーブの縦軸は磁界Ｈを示し、横軸は磁束密度Ｂを示す。磁界Ｈは、合成電流Ｉｃ（＝ドレイン電流Ｉｄｓ＋電流Ｉｐ）に比例する。Ｂ−Ｈカーブの磁気飽和領域は、可飽和インダクタンス４のコア４０が磁気飽和している領域のことをいう。磁気飽和領域は、コア４０が磁界Ｈのマイナス方向に磁気飽和している領域と、コア４０が磁界Ｈのプラス方向に磁気飽和している領域とを有する。Ｂ−Ｈカーブの（磁気）不飽和領域は、可飽和インダクタンス４のコア４０が磁気飽和していない領域のことをいう。第１飽和電流値Ｉsat１は、コア４０が磁界Ｈのマイナス方向に磁気飽和するときに、第１巻線４１を流れる電流値のことをいう。第１飽和電流値Ｉsat１は、合成電流Ｉｃのプラス値である。第１飽和電流値Ｉsat１は、最大電流値Ｉｄｓ１及び最大電流値Ｉｐ１と等しい。第２飽和電流値Ｉsat２は、コア４０が磁界Ｈのプラス方向に磁気飽和するときに、第１巻線４１を流れる電流値のことをいう。第２飽和電流値Ｉsat２は、合成電流Ｉｃのマイナス値である。以下、図３に基づいて、第１区間Ａ、第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。
【００２６】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第１区間Ａの全区間において、可飽和インダクタンス４を不飽和状態にする制御を行う。制御回路６は、第１区間Ａが始まる時刻ｔ１のとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオンするためのゲート電流の注入を開始する。時刻ｔ１からの注入開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第１区間Ａにおいてターンオンする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第１区間Ａの時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、ゼロから最大電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。時刻ｔ２は、ドレイン電流Ｉｄｓが定常状態である最大電流値Ｉｄｓ１に達する時刻である。ドレイン電流Ｉｄｓの立ち上がりｄＩｄｓ／ｄｔは、下記式（２）で表示される。その可飽和インダクタンス４には、第１区間の時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、誘導起電力ＶＬが生じる。出力電圧は、その誘導起電力ＶＬと同等となる。電流Ｉｐは、第１区間Ａの全区間において、ゼロに保持される。合成電流Ｉｃは、第１区間Ａの時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、ゼロから電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。合成電流Ｉｃは、電流値Ｉｄｓ１に達するまで、第１飽和電流値Ｉsat１よりも小さい。このため、可飽和インダクタンス４は、第１区間Ａの全区間において、不飽和状態となる。そのインダクタンス値は、第１区間Ａの全区間において、Ｌに保持される。
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【００２７】
（第２区間Ｂ）
次に、第２区間Ｂにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。第２区間Ｂが始まる時刻ｔ２のとき、可飽和インダクタンス４は磁気飽和状態となる。ドレイン電流Ｉｄｓは、第２区間Ｂの全区間において、最大電流値Ｉｄｓ１に保持される。電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ２〜時刻ｔ３の間、ゼロに保持される。制御回路６は、第２区間Ｂの時刻ｔ３のとき、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流す制御を開始する。時刻ｔ３は、制御回路６から第２巻線５に電流Ｉｐが流れ始める時刻である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間、ゼロから最大電流値Ｉｐ１まで上昇する。時刻ｔ４は、電流Ｉｐが定常状態である最大電流値Ｉｐ１に達する時刻である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ４〜時刻ｔ５の間、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ２〜時刻ｔ３の間、電流値Ｉｄｓ１に保持される。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間、電流値Ｉｄｓ１から電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１まで上昇する。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ４〜時刻ｔ５の間、電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの全区間において、第１飽和電流値Ｉsat１よりも大きい。このため、可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂの全区間において、磁気飽和状態に保持される。その可飽和インダクタンス４のインダクタンス値は、第２区間Ｂの全区間において、略ゼロに保持される。
【００２８】
（第３区間Ｃ）
次に、第３区間Ｃにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第３区間Ｃの全区間において、可飽和インダクタンス４を磁気飽和状態にする制御を行う。制御回路６は、第３区間Ｃが始まる時刻ｔ５のとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオフするためのゲート電流の放電を開始する。時刻ｔ５からの放電開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第３区間Ｃにおいてターンオフする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第３区間Ｃの時刻ｔ５〜時刻ｔ６の間、最大電流値Ｉｄｓ１からゼロまで減少する。時刻ｔ６は、ドレイン電流Ｉｄｓがゼロになる時刻であると共に、電流Ｉｐが低下し始める時刻である。電流Ｉｐは、第３区間Ｃの全区間において、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第３区間Ｃの時刻ｔ５〜時刻ｔ６の間、電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１から第１飽和電流値Ｉsat１まで減少する。このため、可飽和インダクタンス４は、第３区間Ｃの全区間において、磁気飽和状態に保持される。その可飽和インダクタンス４のインダクタンス値は、第３区間Ｃの全区間において、略ゼロに保持される。
【００２９】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第４区間Ｄの全区間において、ゼロに保持される。制御回路６は、第４区間Ｄが始まる時刻ｔ６のとき、第２巻線５に流れる電流Ｉｐをゼロに減少する制御を開始する。その電流Ｉｐは、第４区間Ｄの時刻ｔ６〜時刻ｔ７の間、最大電流値Ｉｐ１からゼロまで減少する。時刻ｔ７は、電流Ｉｐがゼロになる時刻である。その電流Ｉｐは、第４区間Ｄの時刻ｔ７〜時刻ｔ８の間、ゼロに保持される。合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ６〜時刻ｔ７の間、電流値Ｉｄｓ１からゼロまで減少する。その合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ７〜時刻ｔ８の間、ゼロに保持される。合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの全区間において、第１飽和電流値Ｉsat１よりも小さい。このため、可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの全区間において、不飽和状態となる。そのインダクタンス値は、第４区間Ｄの全区間において、Ｌに保持される。
【００３０】
次に、作用を説明する。
実施例１の電力変換装置における作用を、「スイッチング損失の発生メカニズム」と、「比較例とその課題」と、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」に分けて説明する。
【００３１】
［スイッチング損失の発生メカニズム]
従来、電気自動車やハイブリッド車において電気エネルギーから力学的エネルギーを得るためのいわゆる自動車用パワーエレクトロニクスシステムが知られている。このシステムは、主に直流電源を供給するためのバッテリと、直流を交流に変換するインバータと、インバータの電気的出力から回転力を得るモータから構成されている。この場合、インバータはＤＣ電源をＡＣ電源に変換する電力変換装置となる。また、高電圧のバッテリから低電圧のバッテリへ充電するために、高電圧から低電圧変換するコンバータ（例えばＤＣ−ＤＣコンバータ）も電力変換装置となる。さらに、家庭や高速道路のサービスエリア等に設置される充電スポットから、電気自動車やハイブリッド車のバッテリへ電力を供給する充電器（例えばＡＣ−ＤＣコンバータ）も電力変換装置となる。
【００３２】
電力変換装置には、パワー半導体素子やモジュール化されたパワー半導体素子からなるスイッチが入っている。制御回路からの信号により、そのスイッチを開閉することで、インバータの場合、モータにおいて所望の回転力を得るための交流電力が直流電力から変換して生成される。コンバータの場合、高電圧が低電圧に変換されたり、低電圧が高電圧に変換されたりする。このスイッチの開閉に伴い、スイッチング損失が発生する。電力変換装置の効率低下や発熱、過大な電流や電圧サージによる素子の破損等が懸念される。発熱により、冷却装置の大型化やコストアップにつながることも懸念される。また、スイッチを開閉する頻度、いわゆるスイッチング周波数は高いほど、スイッチング損失は比例関係に増加する。従来、電力変換装置にいわゆるパッシブスナバ回路が追加されている。近年、電力変換装置の小型化に向け、ＭＨｚ高周波駆動技術は推進されており、スイッチング損失の低減が望まれている。
ここで、「パッシブスナバ回路」とは、パワー半導体素子に並列に接続し、パワー半導体素子のスイッチングの際に発生するサージ電圧を抑制するために設けられる回路のことをいう。
【００３３】
［比較例とその課題］
上記のように、スイッチング損失を低減することで得られる効果として、電力変換装置の効率低下や発熱、過大な電流や電圧サージによる素子の破損等の抑制や、電力変換装置の小型化等がある。これに対し、スイッチング損失を低減する電力変換装置として、スイッチング回路にインダクタンスを直列接続した電力変換装置を比較例とする。図４は比較例における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図４に基づき、比較例の電力変換装置を説明する。
【００３４】
比較例の電力変換装置１１Ａは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１１Ａは、スイッチング回路１２と、エネルギー転送回路１３と、を有する。スイッチング回路１２は、ダイオード１２０と、ＭＯＳＦＥＴ１２１と、平滑コンデンサ１２２と、を有する。ダイオード１２０は、上アーム半導体素子となる。ダイオード１２０のアノードは、第１インダクタンス１３０の一端と、第２インダクタンス１３１（スナバインダクタンス）の一端とに接続される。ダイオード１２０のカソードは、平滑コンデンサ１２２の一端と、バッテリＢａのプラス端子とに接続される。ＭＯＳＦＥＴ１２１は、下アーム半導体素子となる。ＭＯＳＦＥＴ１２１のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１２１のドレインは、第２インダクタンス１３１の他端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のソースは、平滑コンデンサ１２２の他端と、バッテリＢａのマイナス端子とに接続される。平滑コンデンサ１２２は、バッテリＢａの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ１２２は、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。エネルギー転送回路１３は、第１インダクタンス１３０と、第２インダクタンス１３１と、を有する。第１インダクタンス１３０及び第２インダクタンス１３１は、エネルギーを蓄積する。第１インダクタンス１３０及び第２インダクタンス１３１は、ＭＯＳＦＥＴ１２１がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。第１インダクタンス１３０の他端は、車両外部の電源（不図示）に接続される。
【００３５】
比較例の電力変換装置１１Ａには、ＭＯＳＦＥＴ１２１からなるスイッチが入っている。比較例の電力変換装置１１Ａは、スイッチング損失を低減するため、ＭＯＳＦＥＴ１２１に第２インダクタンス１３１を直列接続したエネルギー転送回路１３が追加されている。しかし、比較例の電力変換装置１１Ａは、エネルギー転送に時間を要するため、ＭＯＳＦＥＴ１２１を開閉する時間に間に合わない場合がある。この場合、スイッチング損失を低減するソフトスイッチングを実現できない。このため、比較例の電力変換装置１１Ａにスイッチング損失が発生する。
【００３６】
［電力変換装置１Ａにおける特徴作用］
実施例１では、可飽和インダクタンス４は、スイッチング回路２に直列接続された第１巻線４１を有し、制御回路６は、可飽和インダクタンス４に巻かれた第２巻線５に接続される。
即ち、スイッチング回路２に可飽和インダクタンス４と制御回路６とが接続される。このため、制御回路６は、スイッチング回路２の動作に応じて、可飽和インダクタンス４を磁気飽和状態と不飽和状態とに変化する制御を行うことができる。
その結果、可飽和インダクタンス４の磁束を制御することで、スイッチング損失を低減できる。
【００３７】
実施例１では、制御回路６は、第１区間Ａにおける不飽和状態と、第３区間Ｃにおける磁気飽和状態の少なくとも一方を有する制御を行う。
即ち、第１区間Ａにおいて、可飽和インダクタンス４が不飽和状態で保持される。これにより、ターンオン時のスイッチング損失を低減できる。また、第３区間Ｃにおいて、可飽和インダクタンス４が磁気飽和状態で保持される。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２１のターンオフ時のスイッチング損失を低減できる。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２１のターンオン時及びターンオフ時に発生するスイッチング損失を低減できる。
【００３８】
実施例１では、制御回路６は、第１区間Ａの全区間において、可飽和インダクタンス４を不飽和状態にする制御を行う。
即ち、第１区間Ａの全区間において、可飽和インダクタンス４が不飽和状態で保持される。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓが立ち上がる途中で、可飽和インダクタンス４のインダクタンス値の急低下を抑制できる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの急変化を抑制できる。
従って、ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの急変化によるスイッチング損失を低減できる。
【００３９】
実施例１では、制御回路６は、第３区間Ｃの全区間において、可飽和インダクタンス４を磁気飽和状態にする制御を行う。
例えば、比較例においては、スイッチング回路１２に第１インダクタンス１３０を直列接続することで、ＭＯＳＦＥＴ１２１がターンオンする時、第１インダクタンス１３０にエネルギーが蓄積される。そのＭＯＳＦＥＴ１２１がターンオフする時、第１インダクタンス１３０に蓄積されたエネルギーにより、電圧サージが発生する。このため、比較例においては、過大な電圧によってＭＯＳＦＥＴ１２１が破損するおそれもある。
これに対し、実施例１では、第３区間Ｃの全区間において、可飽和インダクタンス４が磁気飽和状態で保持される。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１におけるドレイン電流Ｉｄｓの電圧サージを抑制できる。
従って、過大な電圧によるＭＯＳＦＥＴ２１の破損も抑制できる。
【００４０】
実施例１では、制御回路６は、第１区間Ａと第３区間Ｃの少なくとも一方の区間において、第２巻線５に電流Ｉｐを流し、その電流ＩｐとＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓの合成電流によって、可飽和インダクタンス４の磁束を制御する。
即ち、第１区間Ａにおいて制御回路６によって可飽和インダクタンス４の磁束が制御される。このため、可飽和インダクタンス４を不飽和状態にするタイミングを自由に制御できる。また、第３区間Ｃにおいて制御回路６によって可飽和インダクタンス４の磁束が制御される。このため、可飽和インダクタンス４を磁気飽和状態にするタイミングを自由に制御できる。
従って、可飽和インダクタンス４を不飽和状態又は磁気飽和状態にするタイミングを自由に制御できる。
【００４１】
実施例１では、制御回路６は、少なくとも第３区間Ｃにおいて、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流し、可飽和インダクタンス４の磁束を制御する。
即ち、第１巻線４１を流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きに、制御回路６から第２巻線５に電流Ｉｐが流される。このため、第１巻線４１を流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束を、第２巻線５を流れる電流Ｉｐに応じて発生する磁束によって強めることができる。
従って、第３区間Ｃのより広い範囲で、可飽和インダクタンス４を磁気飽和状態に保持することができる。
【００４２】
実施例１では、制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、第２巻線５に流れる電流をゼロに減少する制御を行う。
即ち、制御回路６から第２巻線５に流れる電流Ｉｐが、第４区間Ｄにおいて、ゼロまで減少する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１におけるドレイン電流Ｉｄｓがゼロまで減少しても、可飽和インダクタンス４を飽和させることができる。
従って、第３区間Ｃの全区間で、可飽和インダクタンス４を飽和させることができる。
【００４３】
実施例１では、制御回路６は、第２区間Ｂにおいて、第２巻線５に電流Ｉｐを流し始める。
即ち、第２区間Ｂにおいて、制御回路６から第２巻線５に電流Ｉｐが流れ始める。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓが定常状態である最大電流値Ｉｄｓ１に達したときに、制御回路６から第２巻線５に電流Ｉｐを流し始めることができる。つまり、可飽和インダクタンス４が磁気飽和状態に入ったときに、制御回路６から第２巻線５に電流Ｉｐを流し始めることができる。
従って、電流の変化によるＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの急変化を抑制することができる。
【００４４】
実施例１では、第２巻線５の巻き数Ｎ２は、第１巻線４１の巻き数Ｎ１より多く設定する。
即ち、第２巻線５の巻き数Ｎ２は第１巻線４１の巻き数Ｎ１より多い。第１巻線４１及び第２巻線５の巻き数は、第１巻線４１及び第２巻線５を流れる電流に反比例する。このため、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを、第１巻線４１を流れるドレイン電流Ｉｄｓよりも小さくすることができる。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓよりも弱電となる電源で制御回路６を動かすことができる。
【００４５】
実施例１では、ドレイン電流Ｉｄｓの立ち上がりｄＩｄｓ／ｄｔが、可飽和インダクタンス４のインダクタンス値Ｌによって抑制される。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１のターンオン時におけるスイッチング損失を低減することができる。
従って、その低減されたスイッチング損失に相当するエネルギーを、可飽和インダクタンス４に蓄積できる。
【００４６】
実施例１では、制御回路６は、第２区間Ｂの時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間、第２巻線５を流れる電流Ｉｐをゼロから最大電流値Ｉｐ１まで上昇する制御を行う。
従って、電流Ｉｐがゼロから最大電流値Ｉｐ１まで変化しても、制御回路６に印加される電圧の急変化が抑制される。
【００４７】
実施例１では、可飽和インダクタンス４は、第３区間Ｃにおいて、磁気飽和状態に保持される。
即ち、可飽和インダクタンス４のインダクタンス値は、第３区間Ｃにおいて、略ゼロに保持される。このため、ドレイン電流Ｉｄｓの変化によるドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの電圧サージを抑制できる。また、ＭＯＳＦＥＴ２１のターンオフ時におけるスイッチング損失を低減できる。
従って、過大な電圧によるＭＯＳＦＥＴ２１の破損を抑制できる。
【００４８】
実施例１では、制御回路６は、第４区間Ｄの時刻ｔ６〜時刻ｔ７の間、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを最大電流値Ｉｐ１からゼロに減少する制御を行う。
即ち、可飽和インダクタンス４は不飽和状態となる。このため、そのインダクタンス値はＬに変化する。これにより、ドレイン電流Ｉｄｓは、第４区間Ｄにおいてゼロに保持される。
従って、電流Ｉｐが変化しても、ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの電圧サージを抑制できる。
【００４９】
次に、効果を説明する。
実施例１における電力変換装置１Ａにあっては、下記に列挙する効果が得られる。
【００５０】
(1) 半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）と、平滑コンデンサ（平滑コンデンサ２２）と、を有するスイッチング回路（スイッチング回路２）と、
スイッチング回路（スイッチング回路２）に接続されたインダクタンス（インダクタンス３）と、
スイッチング回路（スイッチング回路２）に直列接続された第１巻線（第１巻線４１）を有する可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）と、
可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）に巻かれた第２巻線（第２巻線５）と、
第２巻線（第２巻線５）に接続され、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁束を制御する制御回路（制御回路６）と、を有する（図１及び図２）。
このため、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁束を制御することで、スイッチング損失を低減できる電力変換装置（電力変換装置１Ａ）を提供することができる。
【００５１】
(2) 半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）がターンオンし、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）に電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）が流れ始める時点を第１時点（時刻ｔ１）とし、電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）が定常状態（最大電流値Ｉｄｓ１）に達する時点を第２時点（時刻ｔ２）とし、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）がターンオフし、電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）が低下し始める時点を第３時点（時刻ｔ５）とし、電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）がゼロになる時点を第４時点（時刻ｔ６）とし、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）が再びターンオンし、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）に電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）が流れ始める時点を第５時点（時刻ｔ８）とし、第１時点（時刻ｔ１）から第２時点（時刻ｔ２）までを第１区間（第１区間Ａ）とし、第２時点（時刻ｔ２）から第３時点（時刻ｔ５）までを第２区間（第２区間Ｂ）とし、第３時点（時刻ｔ５）から第４時点（時刻ｔ６）までを第３区間（第３区間Ｃ）とし、第４時点（時刻ｔ６）から第５時点（時刻ｔ８）までを第４区間（第４区間Ｄ）とするとき、
制御回路（制御回路６）は、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁束を制御することで、第１区間（第１区間Ａ）における不飽和状態と、第３区間（第３区間Ｃ）における磁気飽和状態の少なくとも一方を有する制御を行う（図１及び図３）。
このため、(1)の効果に加え、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のターンオン時及びターンオフ時に発生するスイッチング損失を低減できる。
【００５２】
(3) 制御回路（制御回路６）は、第１区間（第１区間Ａ）の全区間において、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を不飽和状態にする制御を行う（図１及び図３）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、電圧（ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ）の急変化によるスイッチング損失を低減できる。
【００５３】
(4) 制御回路（制御回路６）は、第３区間（第３区間Ｃ）の全区間において、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を磁気飽和状態にする制御を行う（図１及び図３）。
このため、(1)〜(3)の効果に加え、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のターンオフ時に発生するスイッチング損失を低減できるとともに、過大な電圧による半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）の破損も抑制できる。
【００５４】
(5) 制御回路（制御回路６）は、第１区間（第１区間Ａ）と第３区間（第３区間Ｃ）の少なくとも一方の区間において、第２巻線（第２巻線５）に電流（電流Ｉｐ）を流し、その電流（電流Ｉｐ）と半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）の合成電流によって、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁束を制御する（図１及び図３）。
このため、(1)〜(4)の効果に加え、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を不飽和状態又は磁気飽和状態にするタイミングを自由に制御できる。
【００５５】
(6) 制御回路（制御回路６）は、少なくとも第３区間（第３区間Ｃ）において、第１巻線（第１巻線４１）に流れる電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）に応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流（電流Ｉｐ）を第２巻線（第２巻線５）に流し、その電流（電流Ｉｐ）と半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）の合成電流によって、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁束を制御する（図１及び図３）。
このため、(1)〜(5)の効果に加え、第３区間（第３区間Ｃ）のより広い範囲で、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を磁気飽和状態に保持することができる。
【００５６】
(7) 制御回路（制御回路６）は、第４区間（第４区間Ｄ）において、第２巻線（第２巻線５）に流れる電流（電流Ｉｐ）をゼロに減少する制御を行う（図１及び図３）。
このため、(1)〜(6)の効果に加え、第３区間（第３区間Ｃ）の全区間で、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を飽和させることができる。
【００５７】
(8) 制御回路（制御回路６）は、第２区間（第２区間Ｂ）において、第２巻線（第２巻線５）に電流を流し始める（図１及び図３）。
このため、(1)〜(7)の効果に加え、電流の変化による半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電圧（ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ）の急変化を抑制することができる。
【００５８】
(9) 第２巻線（第２巻線５）の巻き数（巻き数Ｎ２）は、第１巻線（第１巻線４１）の巻き数（巻き数Ｎ１）より多く設定する（図２）。
このため、(1)〜(8)の効果に加え、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）よりも弱電となる電源で制御回路６を動かすことができる。
【実施例２】
【００５９】
実施例２は、可飽和インダクタンス４、第２巻線５及び制御回路６を、ダイオード２０と平滑コンデンサ２２との間に接続する例である。
【００６０】
まず、構成を説明する。
実施例２における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例２における電力変換装置の構成を、「電力変換装置の全体構成」と、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」に分けて説明する。なお、実施例２における「電力変換装置の要部構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００６１】
［電力変換装置の全体構成］
図５は実施例２における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図５に基づいて、全体構成を説明する。
【００６２】
電力変換装置１Ｂは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１Ｂは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、を有する。なお、インダクタンス３の他端は、実施例１と同様に、車両外部の電源に接続される。
【００６３】
スイッチング回路２は、ダイオード２０と、ＭＯＳＦＥＴ２１（半導体素子）と、平滑コンデンサ２２と、を有する。ダイオード２０は、上アーム半導体素子となる。ダイオード２０のアノードは、インダクタンス３の一端と、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインとに接続される。ダイオード２０のカソードは、可飽和インダクタンス４の第１巻線４１の一端に接続される。電流ＩＤＢは、ダイオード２０の順方向電流である。
【００６４】
ＭＯＳＦＥＴ２１は、下アーム半導体素子となる。ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のソースは、平滑コンデンサ２２の他端と、バッテリＢａのマイナス端子とに接続される。電圧Ｖｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間に印加されるドレイン−ソース電圧である。ドレイン電流Ｉｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間を流れるドレイン電流である。平滑コンデンサ２２は、バッテリＢａの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ２２は、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。
【００６５】
可飽和インダクタンス４は、コア４０（例えば、フェライト）と、第１巻線４１と、を有する。コア４０は、第１巻線４１と第２巻線５とを繋ぐ磁路となる。第１巻線４１は、コア４０に導線を巻回して形成される。第１巻線４１は、ダイオード２０と平滑コンデンサ２２の間に接続される。第１巻線４１の他端は、平滑コンデンサ２２の一端と、バッテリＢａのプラス端子とに接続される。第１巻線４１は、その導線に流れる電流に応じて、コア４０に磁束を発生させる。
なお、他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
【００６６】
［可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成］
図６は実施例２における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図６中の縦軸は上から順に、合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ及びインダクタンス値Ｌを示し、横軸は時刻ｔを示す。合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ、インダクタンス値Ｌ及びＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
【００６７】
時刻ｔ２１〜時刻ｔ２８は、実施例１の時刻ｔ１〜ｔ８と順に同様のものである。時刻ｔ２１（第１時点）から時刻ｔ２２（第２時点）までの区間を、第１区間Ａとする。時刻ｔ２２から時刻ｔ２５（第３時点）までの区間を、第２区間Ｂとする。時刻ｔ２５から時刻ｔ２６（第４時点）までの区間を、第３区間Ｃとする。時刻ｔ２６から時刻ｔ２８（第５時点）までの区間を、第４区間Ｄとする。以下、図６に基づいて、第１区間Ａにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。なお、実施例２の第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄは、実施例１の第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄと同様であるので、説明を省略する。
【００６８】
（第１区間Ａ）
制御回路６は、第１区間Ａの全区間において、可飽和インダクタンス４を不飽和状態にする制御を行う。制御回路６は、第１区間Ａが始まる時刻ｔ１のとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオンするためのゲート電流の注入を開始する。時刻ｔ１からの注入開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第１区間Ａにおいてターンオンする。その可飽和インダクタンス４の第１巻線４１は、ダイオード２０と直列に接続される。可飽和インダクタンス４は、第１区間Ａの全区間において、不飽和状態となる。そのインダクタンス値は、第１区間Ａの全区間において、Ｌに保持される。
【００６９】
次に、作用を説明する。
実施例２の作用は、実施例１の可飽和インダクタンス４、第２巻線５及び制御回路６を、ダイオード２０と平滑コンデンサ２２との間に接続すると、実施例１と同様に、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」を示す。
【００７０】
よって、実施例２における電力変換装置１Ｂにあっては、実施例１と同様に、実施例１の(1)〜(9)に記載した効果が得られる。
【実施例３】
【００７１】
実施例３は、可飽和インダクタンス４、第２巻線５及び制御回路６を、ＭＯＳＦＥＴ２１と平滑コンデンサ２２との間に接続する例である。
【００７２】
まず、構成を説明する。
実施例３における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例３における「電力変換装置の全体構成」について説明する。なお、実施例３における「電力変換装置の要部構成」と「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００７３】
図７は実施例３における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図７に基づいて、全体構成を説明する。
【００７４】
電力変換装置１Ｃは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１Ｃは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、を有する。
【００７５】
スイッチング回路２は、ダイオード２０と、ＭＯＳＦＥＴ２１（半導体素子）と、平滑コンデンサ２２と、を有する。ダイオード２０は、上アーム半導体素子となる。ダイオード２０のアノードは、インダクタンス３の一端と、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインとに接続される。ダイオード２０のカソードは、平滑コンデンサ２２の一端とバッテリＢａのプラス端子とに接続される。電流ＩＤＢは、ダイオード２０の順方向電流である。
【００７６】
ＭＯＳＦＥＴ２１は、下アーム半導体素子となる。ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のソースは、第１巻線４１の一端に接続される。電圧Ｖｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間に印加されるドレイン−ソース電圧である。ドレイン電流Ｉｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間を流れるドレイン電流である。平滑コンデンサ２２は、バッテリＢａの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ２２は、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。
【００７７】
インダクタンス３の他端は、車両外部の電源に接続される。インダクタンス３には、車両外部の電源から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。インダクタンス３は、エネルギーを蓄積する。インダクタンス３は、ＭＯＳＦＥＴ２１がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。
【００７８】
可飽和インダクタンス４は、コア４０（例えば、フェライト）と、第１巻線４１と、を有する。コア４０は、第１巻線４１と第２巻線５とを繋ぐ磁路となる。第１巻線４１は、コア４０に導線を巻回して形成される。第１巻線４１は、ＭＯＳＦＥＴ２１と平滑コンデンサ２２の間に接続される。第１巻線４１の他端は、平滑コンデンサ２２の他端と、バッテリＢａのマイナス端子とに接続される。第１巻線４１は、その導線に流れる電流に応じて、コア４０に磁束を発生させる。
なお、他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
【００７９】
実施例３の作用は、実施例１の可飽和インダクタンス４、第２巻線５及び制御回路６を、ＭＯＳＦＥＴ２１と平滑コンデンサ２２との間に接続すると、実施例１と同様に、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」を示す。
【００８０】
よって、実施例３における電力変換装置１Ｃにあっては、実施例１と同様に、実施例１の(1)〜(9)に記載した効果が得られる。
【実施例４】
【００８１】
実施例４は、上アーム半導体素子をＭＯＳＦＥＴで構成する例である。
【００８２】
まず、構成を説明する。
実施例４における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例３における「電力変換装置の全体構成」について説明する。なお、実施例３における「電力変換装置の要部構成」と「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００８３】
図８は実施例４における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図８に基づいて、全体構成を説明する。
【００８４】
電力変換装置１Ｄは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１Ｄは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、を有する。
【００８５】
スイッチング回路２は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３（半導体素子）と、第２ＭＯＳＦＥＴ２４（半導体素子）と、平滑コンデンサ２２と、を有する。第１ＭＯＳＦＥＴ２３は、上アーム半導体素子となる。第１ＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。第１ＭＯＳＦＥＴ２３のドレインは、平滑コンデンサ２２の一端と、バッテリＢａのプラス端子とに接続される。第１ＭＯＳＦＥＴ２３のソースは、インダクタンス３の一端と、第１巻線４１の一端とに接続される。
【００８６】
インダクタンス３の他端は、車両外部の電源に接続される。インダクタンス３には、車両外部の電源からバッテリＢａへ充電電流ＩＩＮが流れる。インダクタンス３は、エネルギーを蓄積する。インダクタンス３は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３又は第２ＭＯＳＦＥＴ２４がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。
なお、他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
【００８７】
実施例４の作用は、実施例１の上アーム半導体素子をＭＯＳＦＥＴで構成すると、実施例１と同様に、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」を示す。
【００８８】
よって、実施例４における電力変換装置１Ｄにあっては、実施例１と同様に、実施例１の(1)〜(9)に記載した効果が得られる。
【実施例５】
【００８９】
実施例５は、可飽和インダクタンスにエネルギーを蓄積し、その蓄積したエネルギーを制御回路に放出する例である。
【００９０】
まず、構成を説明する。
実施例５における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例５における電力変換装置の構成を、「電力変換装置の全体構成」と、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」に分けて説明する。なお、実施例５における「電力変換装置の要部構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００９１】
［電力変換装置の全体構成］
図９は実施例５における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図９に基づいて、全体構成を説明する。
【００９２】
電力変換装置１Ｅは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１Ｅは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、電流センサ７と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）８と、ゲートドライバ９と、を有する。
【００９３】
スイッチング回路２は、ダイオード２０と、ＭＯＳＦＥＴ２１（半導体素子）と、平滑コンデンサ２２と、を有する。ダイオード２０は、上アーム半導体素子となる。ダイオード２０のアノードは、インダクタンス３の一端と、電流センサ７とに接続される。ダイオード２０のカソードは、平滑コンデンサ２２の一端と、バッテリＢａのプラス端子とに接続される。
【００９４】
ＭＯＳＦＥＴ２１は、下アーム半導体素子となる。ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートは、ゲートドライバ９に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインは、第１巻線４１の他端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のソースは、平滑コンデンサ２２の他端と、バッテリＢａのマイナス端子とに接続される。電圧Ｖｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間に印加されるドレイン−ソース電圧である。ドレイン電流Ｉｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン−ソース間を流れるドレイン電流である。平滑コンデンサ２２は、バッテリＢａの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ２２は、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。
【００９５】
インダクタンス３の他端は、車両外部の電源に接続される。インダクタンス３には、車両外部の電源から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。インダクタンス３は、エネルギーを蓄積する。インダクタンス３は、ＭＯＳＦＥＴ２１がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。
【００９６】
可飽和インダクタンス４は、コア４０（例えば、フェライト）と、第１巻線４１と、を有する。コア４０は、第１巻線４１と第２巻線５とを繋ぐ磁路となる。第１巻線４１は、コア４０に導線を巻回して形成される。第１巻線４１の一端は、電流センサ７に接続される。第１巻線４１は、その導線に流れる電流に応じて、コア４０に磁束を発生させる。誘導起電力ＶＬは、可飽和インダクタンス４に発生する起電圧である。
【００９７】
制御回路６は、第２巻線５に流れる電流Ｉｐを制御して、可飽和インダクタンス４のコア４０に発生する磁束を制御する。制御回路６には、エネルギーを蓄積するコンデンサ（不図示）が内蔵される。制御回路６は、バッテリＢａから供給される電力を受けて駆動したりコンデンサにエネルギーを蓄積したりする。
【００９８】
電流センサ７の入力端子は、可飽和インダクタンス４の第１巻線４１の一端に直列接続される。電流センサ７の出力端子は、ＤＳＰ８に接続される。電流センサ７は、ドレイン電流Ｉｄｓを検知し、検知した信号をＤＳＰ８に送信する。
【００９９】
ＤＳＰ８は、電流センサ７から受信した信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオン及びターンオフする時間を演算する。ＤＳＰ８は、その演算結果をゲートドライバ９に送信する。
【０１００】
ゲートドライバ９は、ＤＳＰ８の演算結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートを駆動する。ゲートドライバ９は、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに印加される電圧を出力し、ＭＯＳＦＥＴ２１のオン状態／オフ状態を制御する。
なお、他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
【０１０１】
［可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成］
図３は実施例５における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。なお、図３中の縦軸、横軸及びＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様であるので、説明を省略する。以下、図３に基づいて、第１区間Ａ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。なお、実施例５の第２区間Ｂ及び第３区間Ｃは、実施例１の第２区間Ｂ及び第３区間Ｃと同様であるので、説明を省略する。
【０１０２】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第１区間Ａ（電流Ｉｐがゼロの区間）において、可飽和インダクタンス４の第１巻線４１にＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓからのエネルギーを蓄積する制御を行う。
【０１０３】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、可飽和インダクタンス４の第１巻線４１に蓄積されたエネルギーを制御回路６に放出する制御を行う。その蓄積されたエネルギーは、ＭＯＳＦＥＴ２１に発生するスイッチング損失に相当する。制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、制御回路６に放出されたエネルギーを電力変換装置１Ｅに再利用する制御を行う。その放出されたエネルギーは、ゲートドライバ９に転送され、ＭＯＳＦＥＴ２１を駆動するため再利用される。
【０１０４】
次に、電力変換装置１Ｅにおける特徴作用を説明する。
実施例５では、制御回路６は、第１区間Ａにおいて、可飽和インダクタンス４にエネルギーを蓄積する制御を行い、第４区間Ｄにおいて、可飽和インダクタンス４に蓄積されたエネルギーを制御回路６に放出する制御を行う。
即ち、電流Ｉｐがゼロとなる第１区間Ａにおいて、ＭＯＳＦＥＴ２１のターンオンにより低減されたスイッチング損失に相当するエネルギーが制御回路６に蓄積される。その蓄積されたエネルギーが可飽和インダクタンス４を介して第４区間Ｄにおいて制御回路６に放出される。
従って、制御回路６に放出されたエネルギーを電流Ｉｐとして有効活用できる。
【０１０５】
実施例５では、制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、制御回路６に放出されたエネルギーを電力変換装置１Ｅに再利用する制御を行う。
即ち、制御回路６に放出されたエネルギーが電力変換装置１Ｅに再利用される。
従って、電力変換装置１Ｅの効率を向上できる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
【０１０６】
次に、効果を説明する。
実施例５における電力変換装置１Ｅにあっては、下記の効果が得られる。
【０１０７】
(10) 制御回路（制御回路６）は、第１区間（第１区間Ａ）において、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）に半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）からのエネルギーを蓄積する制御を行い、第４区間（第４区間Ｄ）において、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）に蓄積されたエネルギーを制御回路（制御回路６）に放出する制御を行う（図３及び図９）。
このため、上記(1)〜(9)の効果に加え、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のターンオフ時におけるスイッチング損失を低減できる。
【０１０８】
(11) 制御回路（制御回路６）は、第４区間（第４区間Ｄ）において、制御回路（制御回路６）に放出されたエネルギーを電力変換装置（電力変換装置１Ｅ）に再利用する制御を行う（図３及び図９）。
このため、上記(1)〜(10)の効果に加え、電力変換装置（電力変換装置１Ｅ）の効率を向上できる。
【実施例６】
【０１０９】
実施例６は、入力電源をＡＣ電源とする例である。
【０１１０】
まず、構成を説明する。
実施例６における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例６における電力変換装置の構成を、「スイッチング周期の設定処理構成」と、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」に分けて説明する。なお、実施例６における「電力変換装置の全体構成」と「電力変換装置の要部構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【０１１１】
[スイッチング周期の設定処理構成]
図１０は、実施例６における電力変換装置にて実行されるスイッチング周期の設定処理構成を示す。なお、図１０の縦軸は電流Ｉを示し、横軸は時間ｔを示す。図１０中の実線で示す電流ＩＡＣは、車両外部の電源からインダクタンス３（図１参照）に入力されるＡＣ電流ＩＡＣである。図１０中の破線で示すドレイン電流Ｉｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ２１（図１参照）のドレイン−ソース間を流れるドレイン電流Ｉｄｓである。時間ｔは、ＡＣ電流ＩＡＣの半周期分である。この半期間は、図１０中の周期Ｔｆｓｗ１〜周期Ｔｆｓｗ４の２周期分である。周期Ｔｆｓｗ１〜周期Ｔｆｓｗ４は、ＭＯＳＦＥＴ２１を開閉する際に制御回路６（図１参照）により設定されるスイッチング周期である。図１０中のＢ−Ｈカーブ、第１飽和電流値Ｉsat１及び第２飽和電流値Ｉsat２は、実施例１と同様のものである。ピークピーク値Ｉｐｐ−satは、第１飽和電流値Ｉsat１と第２飽和電流値Ｉsat２との差分値である。以下、図１０に基づいて、スイッチング周期の設定処理構成を説明する。
【０１１２】
第１スイッチング周期Ｔｆｓｗ１、第２スイッチング周期Ｔｆｓｗ２、第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３及び第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４は、制御回路６の設定に応じて、いずれかのスイッチング周期に切り替わる。第１スイッチング周期Ｔｆｓｗ１において、ドレイン電流Ｉｄｓの最大電流値は第１飽和電流値Ｉsat１よりも小さく設定される。第２スイッチング周期Ｔｆｓｗ２において、ドレイン電流Ｉｄｓの最大電流値は第１飽和電流値Ｉsat１よりも大きく設定される。第２スイッチング周期Ｔｆｓｗ２において、ドレイン電流Ｉｄｓの最大電流値はピークピーク値Ｉｐｐ−satよりも小さく設定される。第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３及び第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４において、ドレイン電流Ｉｄｓの最大電流値はピークピーク値Ｉｐｐ−satよりも大きく設定される。
【０１１３】
[可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成]
図１１、図１２及び図１３は、実施例６における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図１１は、第１スイッチング周期Ｔｆｓｗ１が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図１２は、第２スイッチング周期Ｔｆｓｗ２が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図１３は、第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３及び第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図１１、図１２及び図１３中の縦軸は上から順に、合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ及びインダクタンス値Ｌを示し、横軸は時刻ｔを示す。合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ及びインダクタンス値Ｌは、実施例１と同様のものである。以下、図１１〜図１３に基づいて、第１スイッチング周期Ｔｆｓｗ１、第２スイッチング周期Ｔｆｓｗ２、第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３及び第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４に分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。
【０１１４】
（第１スイッチング周期Ｔｆｓｗ１）
最初に、図１１に基づいて、スイッチング周期Ｔｆｓｗ１が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成について説明する。図１１では、時刻ｔ６１ａ（第１時点）から時刻ｔ６１ｂ（第２時点）までの区間を、第１区間Ａとする。時刻ｔ６１ｂから時刻ｔ６１ｆ（第３時点）までの区間を、第２区間Ｂとする。時刻ｔ６１ｆから時刻ｔ６１ｇ（第４時点）までの区間を、第３区間Ｃとする。時刻ｔ６１ｇから時刻ｔ６１ｉ（第５時点）までの区間を、第４区間Ｄとする。図１１中のＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様であるので、説明を省略する。以下、図１１に基づいて、第１区間Ａ、第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。
【０１１５】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａが始まる時刻ｔ６１ａのとき、制御回路６は、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオンするためのゲート電流の注入を開始する。時刻ｔ６１ａからの注入開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第１区間Ａにおいてターンオンする。制御回路６は、第１区間Ａにおいて、可飽和インダクタンス４にエネルギーを蓄積する制御を行う。ドレイン電流Ｉｄｓは、第１区間Ａの時刻ｔ６１ａ〜時刻ｔ６１ｂの間、ゼロから最大電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。時刻ｔ６１ｂは、ドレイン電流Ｉｄｓが定常状態である最大電流値Ｉｄｓ１に達する時刻である。電流Ｉｐは、第１区間Ａの全区間において、ゼロに保持される。合成電流Ｉｃは、第１区間Ａの時刻ｔ６１ａ〜時刻ｔ６１ｂの間、ゼロから電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。その電流値Ｉｄｓ１は第１飽和電流値Ｉsat１よりも小さい。このため、可飽和インダクタンス４は、第１区間Ａの全区間において、不飽和状態となる。そのインダクタンス値は、第１区間Ａの全区間において、Ｌに保持される。
【０１１６】
（第２区間Ｂ）
次に、第２区間Ｂにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第２区間Ｂの全区間において、最大電流値Ｉｄｓ１に保持される。電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｂ〜時刻ｔ６１ｃの間、ゼロに保持される。制御回路６は、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｃのとき、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流す制御を開始する。時刻ｔ６１ｃは、制御回路６から第２巻線５に電流Ｉｐが流れ始める時刻である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｃ〜時刻ｔ６１ｅの間、ゼロから最大電流値Ｉｐ１まで上昇する。時刻ｔ６１ｅは、電流Ｉｐが定常状態である最大電流値Ｉｐ１に達する時刻である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｅ〜時刻ｔ６１ｆの間、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｂ〜時刻ｔ６１ｃの間、電流値Ｉｄｓ１に保持される。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｃ〜時刻ｔ６１ｅの間、電流値Ｉｄｓ１から電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１まで上昇する。この上昇過程において、合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｄのとき、第１飽和電流値Ｉsat１に達する。このため、可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｄのとき、磁気飽和状態となる。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｅ〜時刻ｔ６１ｆの間、第１飽和電流値Ｉsat１よりも大きい電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１に保持される。このため、可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｄ〜時刻ｔ６１ｆの間、磁気飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第２区間Ｂの時刻ｔ６１ｄ〜時刻ｔ６１ｆの間、略ゼロに保持される。
【０１１７】
（第３区間Ｃ）
次に、第３区間Ｃにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第３区間Ｃが始まる時刻ｔ６１ｆのとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオフするためのゲート電流の放電を開始する。時刻ｔ６１ｆからの放電開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第３区間Ｃにおいてターンオフする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第３区間Ｃの時刻ｔ６１ｆ〜時刻ｔ６１ｇの間、最大電流値Ｉｄｓ１からゼロまで減少する。時刻ｔ６１ｇは、ドレイン電流Ｉｄｓがゼロになる時刻である。また、時刻ｔ６１ｇは、電流Ｉｐが低下し始める時刻である。電流Ｉｐは、第３区間Ｃの全区間において、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第３区間Ｃの時刻ｔ６１ｆ〜時刻ｔ６１ｇの間、電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１から第１飽和電流値Ｉsat１まで減少する。このため、可飽和インダクタンス４は、第３区間Ｃの全区間において、磁気飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第３区間Ｃの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１１８】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第４区間Ｄの全区間において、ゼロに保持される。制御回路６は、第４区間Ｄの時刻ｔ６１ｇ〜時刻ｔ６１ｈの間、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを最大電流値Ｉｐ１からゼロに減少する制御を行う。時刻ｔ６１ｈは、電流Ｉｐがゼロになる時刻である。その電流Ｉｐは、第４区間Ｄの時刻ｔ６１ｈ〜時刻ｔ６１ｉの間、ゼロに保持される。制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、可飽和インダクタンス４に蓄積されたエネルギーを制御回路６に放出する制御を行う。制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、制御回路６に放出されたエネルギーを電力変換装置に再利用する制御を行う。合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ６１ｇ〜時刻ｔ６１ｈの間、第１飽和電流値Ｉsat１からゼロまで減少する。この減少により、可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの時刻ｔ６１ｇのとき、不飽和状態となる。また、合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ６１ｈ〜時刻ｔ６１ｉの間、ゼロに保持される。このため、可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの全区間において、不飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第４区間Ｄの全区間において、Ｌに保持される。
【０１１９】
（第２スイッチング周期Ｔｆｓｗ２）
続いて、図１２に基づいて、スイッチング周期Ｔｆｓｗ２が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成について説明する。図１２では、時刻ｔ６２ａ（第１時点）から時刻ｔ６２ｂ（第２時点）までの区間を、第１区間Ａとする。時刻ｔ６２ｂから時刻ｔ６２ｅ（第３時点）までの区間を、第２区間Ｂとする。時刻ｔ６２ｅから時刻ｔ６２ｆ（第４時点）までの区間を、第３区間Ｃとする。時刻ｔ６２ｆから時刻ｔ６２ｇ（第５時点）までの区間を、第４区間Ｄとする。図１２中の第１飽和電流値Ｉsat１は、合成電流Ｉｃのプラス値であるが、Ｉｄｓ１−Ｉｐ２である点で実施例１と異なる。第２飽和電流値Ｉsat２は、合成電流Ｉｃのマイナス値であるが、−Ｉｐ２である点で実施例１と異なる。その他のＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様である。以下、図１２に基づいて、第１区間Ａ、第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。
【０１２０】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａが始まる時刻ｔ６２ａのとき、制御回路６は、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオンするためのゲート電流の注入を開始する。時刻ｔ６２ａからの注入開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第１区間Ａにおいてターンオンする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第１区間Ａの時刻ｔ６２ａ〜時刻ｔ６２ｂの間、ゼロから最大電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。時刻ｔ６２ｂは、ドレイン電流Ｉｄｓが定常状態である最大電流値Ｉｄｓ１に達する時刻である。電流Ｉｐは、第１区間Ａの全区間において、最小電流値−Ｉｐ２に保持される。合成電流Ｉｃは、第１区間Ａの時刻ｔ６２ａ〜時刻ｔ６２ｂの間、電流値−Ｉｐ２から電流値Ｉｄｓ１−Ｉｐ２まで上昇する。可飽和インダクタンス４は、第１区間Ａの全区間において、不飽和状態となる。そのインダクタンス値は、第１区間Ａの全区間において、Ｌに保持される。
【０１２１】
（第２区間Ｂ）
次に、第２区間Ｂにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第２区間Ｂの全区間において、最大電流値Ｉｄｓ１に保持される。制御回路６は、第２区間Ｂの時刻ｔ６２ｃのとき、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流す制御を開始する。時刻ｔ６２ｃは、制御回路６から第２巻線５に、ドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐが流れ始める時刻である。電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６２ｃ〜時刻ｔ６２ｄの間、最小電流値−Ｉｐ２から最大電流値Ｉｐ１まで上昇する。時刻ｔ６２ｄは、電流Ｉｐが定常状態である最大電流値Ｉｐ１に達する時刻である。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６２ｂ〜時刻ｔ６２ｃの間、第１飽和電流値Ｉsat１に保持される。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６２ｃ〜時刻ｔ６２ｄの間、第１飽和電流値Ｉsat１から電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１まで上昇する。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６２ｄ〜時刻ｔ６２ｅの間、第１飽和電流値Ｉsat１より大きい電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１に保持される。可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂが始まる時刻ｔ６２ｂのとき、磁気飽和状態となる。その可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂが終わる時刻ｔ６２ｅまで、磁気飽和状態に保持される。即ち、可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂの全区間において、磁気飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第２区間Ｂの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１２２】
（第３区間Ｃ）
次に、第３区間Ｃにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第３区間Ｃが始まる時刻ｔ６２ｅのとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオフするためのゲート電流の放電を開始する。時刻ｔ６２ｅからの放電開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第３区間Ｃにおいてターンオフする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第３区間Ｃの時刻ｔ６２ｅ〜時刻ｔ６２ｆの間、最大電流値Ｉｄｓ１からゼロまで減少する。時刻ｔ６２ｆは、ドレイン電流Ｉｄｓがゼロになる時刻である。また、時刻ｔ６２ｆは、電流Ｉｐが低下し始める時刻である。電流Ｉｐは、第３区間Ｃの全区間において、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第３区間Ｃの時刻ｔ６２ｅ〜時刻ｔ６２ｆの間、第１飽和電流値Ｉsat１より大きい電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１から第１飽和電流値Ｉsat１まで減少する。このため、可飽和インダクタンス４は、第３区間Ｃの全区間において、磁気飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第３区間Ｃの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１２３】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第４区間Ｄの全区間において、ゼロに保持される。制御回路６は、第４区間Ｄの時刻ｔ６２ｆ〜時刻ｔ６２ｇの間、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを最大電流値Ｉｐ１から最小電流値−Ｉｐ２に減少する制御を行う。時刻ｔ６２ｇは、電流Ｉｐが最小電流値−Ｉｐ２に達する時刻である。合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ６２ｆ〜時刻ｔ６２ｇの間、第１飽和電流値Ｉsat１から第２飽和電流値Ｉsat２まで減少する。この減少により、可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの時刻ｔ６２ｆのとき、不飽和状態となる。その可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの全区間において、不飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第４区間Ｄの全区間において、Ｌに保持される。
【０１２４】
（第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３及び第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４）
続いて、図１３に基づいて、第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成について説明する。図１３では、時刻ｔ６３ａ（第１時点）から時刻ｔ６３ｂ（第２時点）までの区間を、第１区間Ａとする。時刻ｔ６３ｂから時刻ｔ６３ｅ（第３時点）までの区間を、第２区間Ｂとする。時刻ｔ６３ｅから時刻ｔ６３ｆ（第４時点）までの区間を、第３区間Ｃとする。時刻ｔ６３ｆから時刻ｔ６３ｇ（第５時点）までの区間を、第４区間Ｄとする。図１３中の第１飽和電流値Ｉsat１は、合成電流Ｉｃのプラス値であるが、Ｉｄｓ１−Ｉｐ３である点で実施例１と異なる。第２飽和電流値Ｉsat２は、合成電流Ｉｃのマイナス値であるが、−Ｉｐ２である点で実施例１と異なる。その他のＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様である。以下、図１３に基づいて、第１区間Ａ、第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。
【０１２５】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａが始まる時刻ｔ６３ａのとき、制御回路６は、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオンするためのゲート電流の注入を開始する。時刻ｔ６３ａからの注入開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第１区間Ａにおいてターンオンする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第１区間Ａの時刻ｔ６３ａ〜時刻ｔ６３ｂの間、ゼロから最大電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。時刻ｔ６３ｂは、ドレイン電流Ｉｄｓが定常状態である最大電流値Ｉｄｓ１に達する時刻である。電流Ｉｐは、第１区間Ａの時刻ｔ６３ａ〜時刻ｔ６３ｂの間、電流値−Ｉｐ２から最小電流値−Ｉｐ３まで減少する。合成電流Ｉｃは、第１区間Ａの時刻ｔ６３ａ〜時刻ｔ６３ｂの間、第２飽和電流値Ｉsat２から電流値Ｉｄｓ１−Ｉｐ３まで上昇する。その合成電流Ｉｃは、第１飽和電流値Ｉsat１から第２飽和電流値Ｉsat２までの範囲内に保持される。可飽和インダクタンス４は、第１区間Ａの全区間において、不飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第１区間Ａの全区間において、Ｌに保持される。
【０１２６】
（第２区間Ｂ）
次に、第２区間Ｂにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。第２区間Ｂが始まる時刻ｔ６３ｂのとき、可飽和インダクタンス４は磁気飽和状態となる。そのインダクタンス値は略ゼロとなる。ドレイン電流Ｉｄｓは、第２区間Ｂの全区間において、最大電流値Ｉｄｓ１に保持される。電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｂ〜時刻ｔ６３ｃの間、最小電流値−Ｉｐ３に保持される。制御回路６は、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｃのとき、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流す制御を開始する。時刻ｔ６３ｃは、制御回路６から第２巻線５に、ドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐが流れ始める時刻である。電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｃ〜時刻ｔ６３ｄの間、最小電流値−Ｉｐ２から最大電流値Ｉｐ１まで上昇する。時刻ｔ６３ｄは、電流Ｉｐが定常状態である最大電流値Ｉｐ１に達する時刻である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｄ〜時刻ｔ６３ｅの間、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｂ〜時刻ｔ６３ｃの間、第１飽和電流値Ｉsat１に保持される。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｃ〜時刻ｔ６３ｄの間、第１飽和電流値Ｉsat１から電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１まで上昇する。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ６３ｄ〜時刻ｔ６３ｅの間、第１飽和電流値Ｉsat１よりも大きい電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１に保持される。このため、可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂの全区間において、磁気飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第２区間Ｂの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１２７】
（第３区間Ｃ）
次に、第３区間Ｃにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第３区間Ｃが始まる時刻ｔ６３ｅのとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオフするためのゲート電流の放電を開始する。時刻ｔ６３ｅからの放電開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第３区間Ｃにおいてターンオフする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第３区間Ｃの時刻ｔ６３ｅ〜時刻ｔ６３ｆの間、最大電流値Ｉｄｓ１からゼロまで減少する。時刻ｔ６３ｆは、ドレイン電流Ｉｄｓがゼロになる時刻である。また、時刻ｔ６３ｆは、電流Ｉｐが低下し始める時刻である。電流Ｉｐは、第３区間Ｃの全区間において、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第３区間Ｃの時刻ｔ６３ｅ〜時刻ｔ６３ｆの間、第１飽和電流値Ｉsat１よりも大きい電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１から第１飽和電流値Ｉsat１まで減少する。このため、可飽和インダクタンス４は、第３区間Ｃの全区間において、磁気飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第３区間Ｃの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１２８】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第４区間Ｄの全区間において、ゼロに保持される。制御回路６は、第４区間Ｄの時刻ｔ６３ｆ〜時刻ｔ６３ｇの間、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを最大電流値Ｉｐ１から電流値−Ｉｐ２に減少する制御を行う。時刻ｔ６３ｇは、電流Ｉｐが電流値−Ｉｐ２に達する時刻である。合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ６３ｆ〜時刻ｔ６３ｇの間、第１飽和電流値Ｉsat１から第２飽和電流値Ｉsat２まで減少する。この減少により、可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄが始まる時刻ｔ６３ｆのとき、不飽和状態にとなる。その可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの全区間において、不飽和状態に保持される。そのインダクタンス値は、第４区間Ｄの全区間において、Ｌに保持される。
なお、第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４も、ドレイン電流Ｉｄｓの最大電流値がピークピーク値Ｉｐｐ−satよりも大きく設定されるので、第４スイッチング周期Ｔｆｓｗ４が設定されたときの可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成は、第３スイッチング周期Ｔｆｓｗ３と同じ構成となる。
【０１２９】
実施例６の作用は、実施例１の入力電源をＡＣ電源とすると、実施例１と同様に、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」を示す。実施例６の作用は、実施例５の入力電源をＡＣ電源とすると、実施例５と同様に、「電力変換装置１Ｅにおける特徴作用」を示す。
【０１３０】
よって、実施例６における電力変換装置にあっては、実施例１の(1)〜(9)及び実施例５の(10),(11)と同様の効果を得ることができる。
【実施例７】
【０１３１】
実施例７は、上下一組のアーム半導体素子からなるレグを並列に接続する例である。
【０１３２】
まず、構成を説明する。
実施例７における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例７における電力変換装置の構成を、「電力変換装置の全体構成」と、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」に分けて説明する。なお、実施例７における「電力変換装置の要部構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【０１３３】
図１４は実施例７における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図１４に基づいて、全体構成を説明する。
【０１３４】
電力変換装置１Ｆは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリＢａを充電する。電力変換装置１Ｆは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、を有する。
【０１３５】
スイッチング回路２は、第１レグ２Ａと、第２レグ２Ｂと、平滑コンデンサ２２と、を有する。第１レグ２Ａ、第２レグ２Ｂ及び平滑コンデンサ２２は、並列に接続される。第１レグ２Ａ及び第２レグ２Ｂは、上下一組のアーム半導体素子からなる。第１レグ２Ａ及び第２レグ２Ｂは、ハーフブリッジ回路として動作する。
【０１３６】
第１レグ２Ａは、第１ＭＯＳＦＥＴ２３（半導体素子）と、第２ＭＯＳＦＥＴ２４（半導体素子）と、を有する。第１ＭＯＳＦＥＴ２３及び第２ＭＯＳＦＥＴ２４は、直列に接続される。第１ＭＯＳＦＥＴ２３及び第２ＭＯＳＦＥＴ２４は、ソースからドレインの方向が順方向となるボディダイオードが寄生的に形成される。第１ＭＯＳＦＥＴ２３及び第２ＭＯＳＦＥＴ２４は、交互にオン／オフを繰り返す。第１ＭＯＳＦＥＴ２３は、上アーム半導体素子となる。第１ＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。第１ＭＯＳＦＥＴ２３のドレインは、第３ＭＯＳＦＥＴ２５のドレインと、平滑コンデンサ２２の一端とに接続される。第１ＭＯＳＦＥＴ２３のソースは、第２ＭＯＳＦＥＴ２４のドレインと、第１巻線４１の一端とに接続される。第２ＭＯＳＦＥＴ２４は、下アーム半導体素子となる。第２ＭＯＳＦＥＴ２４のソースは、第４ＭＯＳＦＥＴ２６のソースと、平滑コンデンサ２２の他端とに接続される。
【０１３７】
第２レグ２Ｂは、第３ＭＯＳＦＥＴ２５（半導体素子）と、第４ＭＯＳＦＥＴ２６（半導体素子）と、を有する。第３ＭＯＳＦＥＴ２５及び第４ＭＯＳＦＥＴ２６は、直列に接続される。第３ＭＯＳＦＥＴ２５及び第４ＭＯＳＦＥＴ２６は、ソースからドレインの方向が順方向となるボディダイオードが寄生的に形成される。第３ＭＯＳＦＥＴ２５及び第４ＭＯＳＦＥＴ２６は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３及び第２ＭＯＳＦＥＴ２４のオン／オフに同期して、交互にオン／オフを繰り返す（一例）。例えば、第３ＭＯＳＦＥＴ２５は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３がオンのとき、オンする。例えば、第４ＭＯＳＦＥＴ２６は、第２ＭＯＳＦＥＴ２４がオンのとき、オンする。第３ＭＯＳＦＥＴ２５は、上アーム半導体素子となる。第４ＭＯＳＦＥＴ２６は、下アーム半導体素子となる。
【０１３８】
インダクタンス３の一端は、第１巻線４１を介して、第１レグ２Ａに接続される。即ち、インダクタンス３の一端は、第１巻線４１を介して、第１ＭＯＳＦＥＴ２３のソースと、第２ＭＯＳＦＥＴ２４のドレインとに接続される。インダクタンス３の他端は、車両外部の電源に接続される。インダクタンス３には、車両外部の電源から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。インダクタンス３は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３又は第２ＭＯＳＦＥＴ２４がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積するインダクタとなる。このため、インダクタンス３は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３又は第２ＭＯＳＦＥＴ２４がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。
なお、他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
【０１３９】
［可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成］
図３は実施例７における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。ここでは、第２ＭＯＳＦＥＴ２４で磁束制御処理構成を説明するが、第１ＭＯＳＦＥＴ２１も第２ＭＯＳＦＥＴ２４と同様に作用する。実施例７における磁束制御処理構成は、実施例７の第２ＭＯＳＦＥＴ２４が実施例１のＭＯＳＦＥＴ２１に相当する点で実施例１と異なる。その他の構成は実施例１と同様であるので、説明を省略する。
【０１４０】
実施例７の作用は、実施例１の上下一組のアーム半導体素子からなるレグを並列に接続すると、実施例１と同様に、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」を示す。実施例６の作用は、実施例５の上下一組のアーム半導体素子からなるレグを並列に接続すると、実施例５と同様に、「電力変換装置１Ｅにおける特徴作用」を示す。
【０１４１】
よって、実施例７における電力変換装置１Ｆにあっては、実施例１の(1)〜(9)及び実施例５の(10),(11)と同様の効果を得ることができる。
【実施例８】
【０１４２】
実施例８は、スイッチング回路２の出力端子に可飽和インダクタンス４を接続する例である。
【０１４３】
まず、構成を説明する。
実施例８における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例８における電力変換装置の構成を、「電力変換装置の全体構成」と、「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」に分けて説明する。なお、実施例８における「電力変換装置の要部構成」と「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【０１４４】
図１５は実施例８における電力変換装置の全体構成を示す。以下、図１５に基づいて、全体構成を説明する。
【０１４５】
電力変換装置１Ｇは、車両外部の電源（不図示）を電力供給源として、バッテリ（不図示）を充電する。電力変換装置１Ｇは、スイッチング回路２と、インダクタンス３と、可飽和インダクタンス４と、第２巻線５と、制御回路６と、を有する。
【０１４６】
スイッチング回路２は、ダイオード２０と、ＭＯＳＦＥＴ２１（半導体素子）と、第１平滑コンデンサ２２Ａと、第２平滑コンデンサ２２Ｂと、を有する。
【０１４７】
ダイオード２０は、上アーム半導体素子となる。ダイオード２０のカソードは、インダクタンス３の一端と、第１巻線４１の一端とに接続される。ダイオード２０のアノードは、第１平滑コンデンサ２２Ａの他端と、第２平滑コンデンサ２２Ｂの他端とに接続される。
【０１４８】
ＭＯＳＦＥＴ２１は、下アーム半導体素子となる。ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートは、ゲートドライバ（不図示）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインは、第１平滑コンデンサ２２Ａの一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１のソースは、第１巻線４１の他端に接続される。
【０１４９】
第１平滑コンデンサ２２Ａ及び第２平滑コンデンサ２２Ｂは、電圧変動を平滑にする。第１平滑コンデンサ２２Ａ及び第２平滑コンデンサ２２Ｂは、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。第１平滑コンデンサ２２Ａは、バッテリ（不図示）に並列に接続される。第２平滑コンデンサ２２Ｂの一端は、インダクタンス３の他端と、車両外部の電源とに接続される。
【０１５０】
インダクタンス３の一端は、ダイオード２０のカソードと、第１巻線４１の一端とに接続される。インダクタンス３の他端は、車両外部の電源に接続される。インダクタンス３には、車両外部の電源から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。このため、インダクタンス３は、ＭＯＳＦＥＴ２１がオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積する。
【０１５１】
可飽和インダクタンス４は、コア４０（例えば、フェライト）と、第１巻線４１と、を有する。コア４０は、第１巻線４１と第２巻線５とを繋ぐ磁路となる。第１巻線４１は、コア４０に導線を巻回して形成される。第１巻線４１は、その導線に流れる電流に応じて、コア４０に磁束を発生させる。
なお、他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
【０１５２】
［可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成］
図３は実施例８における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。なお、図３中の縦軸、横軸及びＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様であるので、説明を省略する。以下、図３に基づいて、第１区間Ａ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。なお、実施例８の第２区間Ｂ及び第３区間Ｃは、実施例１の第２区間Ｂ及び第３区間Ｃと同様であるので、説明を省略する。
【０１５３】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第１区間Ａにおいて、可飽和インダクタンス４の第１巻線４１にＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓからのエネルギーを蓄積する制御を行う。
【０１５４】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、可飽和インダクタンス４の第１巻線４１に蓄積されたエネルギーを制御回路６に放出する制御を行う。その蓄積されたエネルギーは、ＭＯＳＦＥＴ２１に発生するスイッチング損失に相当する。制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、制御回路６に放出されたエネルギーを電力変換装置１Ｆに再利用する制御を行う。
【０１５５】
実施例８の作用は、実施例１のスイッチング回路２の出力端子に可飽和インダクタンス４を接続すると、実施例１と同様に、「電力変換装置１Ａにおける特徴作用」を示す。実施例６の作用は、実施例５のスイッチング回路２の出力端子に可飽和インダクタンス４を接続すると、実施例５と同様に、「電力変換装置１Ｅにおける特徴作用」を示す。
【０１５６】
よって、実施例８における電力変換装置１Ｇにあっては、実施例１の(1)〜(9)及び実施例５の(10),(11)と同様の効果を得ることができる。
【実施例９】
【０１５７】
実施例９は、第１巻線４１に流れる電流に応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流を第２巻線５に流す例である。
【０１５８】
まず、構成を説明する。
実施例９における電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用したものである。以下、実施例９における「可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成」について説明する。なお、実施例９における「電力変換装置の全体構成」と「電力変換装置の要部構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【０１５９】
図１６は実施例９における電力変換装置にて実行される可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を示す。図１６中の縦軸は、上から順に、合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ及びインダクタンス値Ｌを示し、横軸は時刻ｔを示す。合成電流Ｉｃ、ドレイン電流Ｉｄｓ、電流Ｉｐ及びインダクタンス値Ｌは、実施例１と同様のものである。
【０１６０】
図１６では、時刻ｔ９１（第１時点）から時刻ｔ９２（第２時点）までの区間を、第１区間Ａとする。時刻ｔ９２から時刻ｔ９５（第３時点）までの区間を、第２区間Ｂとする。時刻ｔ９５から時刻ｔ９６（第４時点）までの区間を、第３区間Ｃとする。時刻ｔ９６から時刻ｔ９７（第５時点）までの区間を、第４区間Ｄとする。図１６中の第１飽和電流値Ｉsat１は、合成電流Ｉｃのプラス値であるが、Ｉｄｓ１−Ｉｐ２である点で実施例１と異なる。第２飽和電流値Ｉsat２は、合成電流Ｉｃのマイナス値であるが、−Ｉｐ２である点で実施例１と異なる。その他のＢ−Ｈカーブは、実施例１と同様であるので、説明を省略する。以下、図１６に基づいて、第１区間Ａ、第２区間Ｂ、第３区間Ｃ及び第４区間Ｄに分けて、可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。
【０１６１】
（第１区間Ａ）
まず、第１区間Ａにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６（図１参照）は、第１区間Ａの全区間において、可飽和インダクタンス４を不飽和状態にする制御を行う。制御回路６は、第１区間Ａが始まる時刻ｔ９１のとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオンするためのゲート電流の注入を開始する。時刻ｔ９１からの注入開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第１区間Ａにおいてターンオンする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第１区間Ａの時刻ｔ９１〜時刻ｔ９２の間、ゼロから最大電流値Ｉｄｓ１まで上昇する。時刻ｔ９２は、ドレイン電流Ｉｄｓが定常状態である最大電流値Ｉｄｓ１に達する時刻である。制御回路６は、少なくとも第１区間Ａにおいて、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流す制御を行う。制御回路６は、その電流ＩｐとＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓの合成電流Ｉｃによって、可飽和インダクタンス４の磁束を制御する。電流Ｉｐは、第１区間Ａの全区間において、最小電流値−Ｉｐ２に保持される。最小電流値−Ｉｐ２は、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流値である。このため、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束は、第１区間Ａにおいて、第２巻線５に流れる電流Ｉｐに応じて発生する磁束と、互いに打ち消しあう。また、合成電流Ｉｃは、第１区間Ａの時刻ｔ９１〜時刻ｔ９２の間、電流値−Ｉｐ２から電流値Ｉｄｓ１−Ｉｐ２まで上昇する。この電流値Ｉｄｓ１−Ｉｐ２は、第１飽和電流値Ｉsat１と等しい。合成電流Ｉｃが第１飽和電流値Ｉsat１に達するまで、可飽和インダクタンス４は不飽和状態となる。このため、可飽和インダクタンス４は、第１区間Ａの全区間において、不飽和状態となる。そのインダクタンス値は、第１区間Ａの全区間において、Ｌに保持される。
【０１６２】
（第２区間Ｂ）
次に、第２区間Ｂにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第２区間Ｂの全区間において、最大電流値Ｉｄｓ１に保持される。電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ９２〜時刻ｔ９３の間、最小電流値−Ｉｐ２に保持される。制御回路６は、第２区間Ｂの時刻ｔ９３〜時刻ｔ９４の間、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを最小電流値−Ｉｐ２からゼロに近づける制御を行う。時刻ｔ９３は、最小電流値−Ｉｐ２をゼロに近づける制御が開始される時刻である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ９３〜時刻ｔ９４の間、最小電流値−Ｉｐ２から最大電流値Ｉｐ１まで上昇する。時刻ｔ９４は、電流Ｉｐが定常状態である最大電流値Ｉｐ１に達する時刻である。最大電流値Ｉｐ１は、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と同方向の磁束を発生させる向きの電流値である。その電流Ｉｐは、第２区間Ｂの時刻ｔ９４〜時刻ｔ９５の間、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ９２〜時刻ｔ９３の間、第１飽和電流値Ｉsat１に保持される。その合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの時刻ｔ９３〜時刻ｔ９４の間、第１飽和電流値Ｉsat１から電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１に上昇する。合成電流Ｉｃは、第２区間Ｂの全区間において、第１飽和電流値Ｉsat１よりも大きい。このため、可飽和インダクタンス４は、第２区間Ｂの全区間において、磁気飽和状態に保持される。その可飽和インダクタンス４のインダクタンス値は、第２区間Ｂの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１６３】
（第３区間Ｃ）
次に、第３区間Ｃにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。制御回路６は、第３区間Ｃの全区間において、可飽和インダクタンス４を磁気飽和状態にする制御を行う。制御回路６は、第３区間Ｃが始まる時刻ｔ９５のとき、ゲートドライバを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに対して、ＭＯＳＦＥＴ２１をターンオフするためのゲート電流の放電を開始する。時刻ｔ５からの放電開始により、ＭＯＳＦＥＴ２１は、第３区間Ｃにおいてターンオフする。ドレイン電流Ｉｄｓは、第３区間Ｃの時刻ｔ９５〜時刻ｔ９６の間、最大電流値Ｉｄｓ１からゼロまで減少する。時刻ｔ９６は、ドレイン電流Ｉｄｓがゼロになる時刻である。また、時刻ｔ９６は、電流Ｉｐが低下し始める時刻である。電流Ｉｐは、第３区間Ｃの全区間において、最大電流値Ｉｐ１に保持される。合成電流Ｉｃは、第３区間Ｃの時刻ｔ９５〜時刻ｔ９６の間、電流値Ｉｄｓ１＋Ｉｐ１から第１飽和電流値Ｉsat１まで減少する。このため、可飽和インダクタンス４は、第３区間Ｃの全区間において、磁気飽和状態に保持される。その可飽和インダクタンス４のインダクタンス値は、第３区間Ｃの全区間において、略ゼロに保持される。
【０１６４】
（第４区間Ｄ）
次に、第４区間Ｄにおける可飽和インダクタンスの磁束制御処理構成を説明する。ドレイン電流Ｉｄｓは、第４区間Ｄの全区間において、ゼロに保持される。制御回路６は、第４区間Ｄが始まる時刻ｔ９６において、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流し始める。その電流Ｉｐは、第４区間Ｄの時刻ｔ９６〜時刻ｔ９７の間、最大電流値Ｉｐ１から最小電流値−Ｉｐ２まで減少する。時刻ｔ９７は、電流Ｉｐが電流値−Ｉｐ２に達する時刻である。合成電流Ｉｃは、第４区間Ｄの時刻ｔ９６〜時刻ｔ９７の間、第１飽和電流値Ｉsat１から第２飽和電流値Ｉsat２に減少する。このため、可飽和インダクタンス４は、第４区間Ｄの全区間において、不飽和状態に保持される。その可飽和インダクタンス４のインダクタンス値は、第４区間Ｄの全区間において、Ｌに保持される。
【０１６５】
次に、作用を説明する。
実施例９では、制御回路６は、少なくとも第１区間Ａにおいて、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流す。
即ち、制御回路６は、その電流ＩｐとＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓの合成電流Ｉｃによって、可飽和インダクタンス４の磁束を制御する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓの最大電流値Ｉｄｓ１より小さい第１飽和電流値Ｉsat１で可飽和インダクタンス４を不飽和状態とすることができる。
従って、可飽和インダクタンス４の磁気ヒステリシス特性を示すＢ−Ｈカーブにおける不飽和領域を有効的に利用することができる。
【０１６６】
実施例９では、制御回路６は、第２区間Ｂにおいて、第２巻線５を流れる電流Ｉｐを最小電流値−Ｉｐ２からゼロに近づける制御を行う。
即ち、制御回路６から第２巻線５に流れ込む電流は、第２区間Ｂにおいて、最小電流値−Ｉｐ２からゼロに向かって上昇する。
従って、第２区間Ｂに続く第３区間Ｃにおいて、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流Ｉｄｓが減少しても、可飽和インダクタンス４を容易に磁気飽和状態に保持することができる。
【０１６７】
実施例９では、制御回路６は、第４区間Ｄにおいて、第２巻線５に電流を流し始める。
即ち、制御回路６は、第１巻線４１に流れるドレイン電流Ｉｄｓに応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流Ｉｐを第２巻線５に流し始める。このため、可飽和インダクタンス４の磁気ヒステリシス特性を示すＢ−Ｈカーブにおける不飽和領域を第４区間Ｄの全区間で利用することができる。
従って、第４区間Ｄの全区間において、可飽和インダクタンス４を容易に不飽和状態に保持することができる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
【０１６８】
次に、効果を説明する。
実施例９における電力変換装置にあっては、下記の効果が得られる。
【０１６９】
(12) 制御回路（制御回路６）は、少なくとも第１区間（第１区間Ａ）において、第１巻線（第１巻線４１）に流れる電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）に応じて発生する磁束と逆方向の磁束を発生させる向きの電流（電流Ｉｐ）を第２巻線（第２巻線５）に流し、その電流と半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）の合成電流によって、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁束を制御する（図１及び図１６）。
このため、上記(1)〜(9)の効果に加え、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）の磁気ヒステリシス特性を示すＢ−Ｈカーブにおける不飽和領域を有効的に利用することができる。
【０１７０】
(13) 制御回路（制御回路６）は、第２区間（第２区間Ｂ）において、第２巻線（第２巻線５）に流れる電流（電流Ｉｐ）をゼロに近づける制御を行う（図１及び図１６）。
このため、上記(1)〜(9),(12)の効果に加え、第２区間（第２区間Ｂ）に続く第３区間（第３区間Ｃ）において、半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ２１）のドレイン電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）が減少しても、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を容易に磁気飽和状態に保持することができる。
【０１７１】
(14) 制御回路（制御回路６）は、第４区間（第４区間Ｄ）において、第２巻線（第２巻線５）に電流を流し始める（図１及び図１６）。
このため、上記(1)〜(9),(12),(13)の効果に加え、第４区間（第４区間Ｄ）の全区間において、可飽和インダクタンス（可飽和インダクタンス４）を容易に不飽和状態に保持することができる。
【０１７２】
以上、本開示の電力変換装置を実施例１〜実施例９に基づいて説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【０１７３】
実施例１〜実施例９では、コア４０をフェライトとする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、コア４０が、シリコンや空気であっても良い。要するに、コア４０は、可飽和インダクタンス４を（磁気）不飽和状態にしたり磁気飽和状態にしたりできる材料であれば良い。
【０１７４】
実施例７では、インダクタンス３の一端を、第１巻線４１を介して、第１ＭＯＳＦＥＴ２３のソースと、第２ＭＯＳＦＥＴ２４のドレインとに接続し、インダクタンス３の他端を、車両外部の電源に接続する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、図１４において、インダクタンス３の一端を、第３ＭＯＳＦＥＴ２５のソースと、第４ＭＯＳＦＥＴ２６のドレインとに接続し、インダクタンス３の他端を、車両外部の電源に接続しても良い。また、例えば、図１４において、インダクタンス３の一端を、第１巻線４１を介して、第１ＭＯＳＦＥＴ２３のソースと、第２ＭＯＳＦＥＴ２４のドレインとに接続し、インダクタンス３の他端を、第３ＭＯＳＦＥＴ２５のソースと、第４ＭＯＳＦＥＴ２６のドレインとに接続しても良い。要するに、インダクタンス３は、第１ＭＯＳＦＥＴ２３〜第４ＭＯＳＦＥＴ２６の何れかがオン状態にあるときに、エネルギーを蓄積できる位置に接続できれば良い。
【０１７５】
実施例１〜実施例９では、制御回路６をバッテリＢａから供給される電力で駆動する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、車両外部の電源（例えば、家庭内電力供給系統）から供給される電圧を既知の抵抗器によって分圧して、その分圧した電圧で制御回路６を駆動しても良い。
【０１７６】
実施例１〜実施例３、実施例５、実施例６、実施例８及び実施例９では、本開示の電力変換装置を、車両に搭載されるバッテリの充電装置に適用する例を示した。実施例４及び実施例７では、本開示の電力変換装置を、車両に搭載されるバッテリの放電装置に適用する例を示した。しかし、本開示の電力変換装置は、充電装置又は放電装置以外に、インバータ回路や無停電電源装置などの様々な電力変換装置に対しても適用できる。
【０１７７】
実施例１〜実施例９では、本開示の電力変換装置を、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両に搭載されるバッテリの充電装置又は放電装置に適用する例を示した。しかし、本開示の電力変換装置は、車両に搭載されるバッテリの充電装置又は放電装置に限らず、車両以外の工業用の用途（例えば、船舶等）に使用されるバッテリの充電装置又は放電装置に対しても適用することができる。
【符号の説明】
【０１７８】
１Ａ〜１Ｇ  電力変換装置
２  スイッチング回路
３  インダクタンス
４  可飽和インダクタンス
５  第２巻線
６  制御回路
２１  ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）
２２  平滑コンデンサ
２２Ａ  第１平滑コンデンサ
２２Ｂ  第２平滑コンデンサ
２３  第１ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）
２４  第２ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）
２５  第３ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）
２６  第４ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）
４１  第１巻線
Ａ  第１区間
Ｂ  第２区間
Ｃ  第３区間
Ｄ  第４区間
Ｉｄｓ  ドレイン電流
Ｉｐ  電流
Ｌ  インダクタンス値
Ｎ１  巻き数
Ｎ２  巻き数
ｔ１，ｔ２１，ｔ６１ａ，ｔ６２ａ，ｔ６３ａ，ｔ９１  時刻（第１時点）
ｔ２，ｔ２２，ｔ６１ｂ，ｔ６２ｂ，ｔ６３ｂ，ｔ９２  時刻（第２時点）
ｔ５，ｔ２５，ｔ６１ｆ，ｔ６２ｅ，ｔ６３ｅ，ｔ９５  時刻（第３時点）
ｔ６，ｔ２６，ｔ６１ｇ，ｔ６２ｆ，ｔ６３ｆ，ｔ９６  時刻（第４時点）
ｔ８，ｔ２８，ｔ６１ｉ，ｔ６２ｇ，ｔ６３ｇ，ｔ９７  時刻（第５時点）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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