(57)【要約】【課題】小型で良好な電気特性を有するバラントランスおよびそれを用いた電力増幅器を得る。【解決手段】不平衡信号と平衡信号とを変換するバラントランスにおいて、不平衡端子のアドミタンスをＹＳ、平衡端子のアドミタンスをＹＬ、結合伝送線路を周期構造だと仮定した場合の２本の伝送線路からなる結合伝送線路の偶モードアドミタンスをＹ´ｏｅおよび奇モードアドミッタンスをＹ´ｏｏ、結合伝送線路を構成する伝送線路を用いたマイクロストリップ線路の特性アドミタンスをＹＯ、電気長をθとした場合、これらが所定の設計方程式を満たすようにする。【選択図】図１
2018007087.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送信号の基本波周波数ｆ０に対して２θ≦１［ｒａｄ］の電気長を有する結合伝送線路を有して構成されるバラントランスであって、
前記結合伝送線路は、Ｎ本（Ｎは３以上の奇数）の伝送線路で構成され、隣り合う伝送線路が互いに電磁的に結合するように配置されており、
前記結合伝送線路は、第１の端子および第２の端子並びに第３の端子および第４の端子を有し、前記第１の端子と前記第２の端子間が第２、４、・・・、Ｎ−１番目の伝送線路で接続されており、前記第３の端子と前記第４の端子間が第１、３、・・・、Ｎ番目の伝送線路で接続されており、
前記第１の端子はアドミタンスＹＳの第１の負荷Ｐ１に接続され、前記第２の端子はグランドに短絡されており、
前記第３の端子、前記第４の端子はそれぞれ、アドミタンスＹＬの第２の負荷Ｐ２および第３の負荷Ｐ３に接続され、第２の負荷Ｐ２、第３の負荷Ｐ３は平衡端子をなしており、前記第１の端子と前記第２の端子の端子間に容量Ｃ１が接続され、前記第３の端子と前記第４の端子の端子間に容量Ｃ２が接続されており、
前記結合伝送線路を構成する伝送線路が、隣接する線路間で互いに電磁的に結合する周期構造結合伝送線路を構成する場合の偶モード特性アドミタンスをＹ´ｏｅとし、奇モード特性アドミタンスをＹ´ｏｏとし、
前記結合伝送線路を構成する伝送線路が、隣接する線路どうしが互いに電磁的に結合しないように構成されるマイクロストリップ線路の場合の特性アドミタンスをＹＯとし、
前記偶モード特性アドミタンスＹ´ｏｅ、前記奇モード特性アドミタンスＹ´ｏｏ、前記特性アドミタンスＹＯ、電気長θ、容量Ｃ１および容量Ｃ２の各値が、前記アドミタンスＹＬおよび前記アドミタンスＹＳとの間に以下の関係式を満足するように選ばれていることを特徴とするバラントランス。
【数１】
2018007087.tif 000022
【請求項２】
伝送信号の基本波周波数ｆ０に対して２θ≦１［ｒａｄ］の電気長を有する結合伝送線路を有して構成されるバラントランスであって、
前記結合伝送線路は、Ｎ本（Ｎは３以上の奇数）の伝送線路で構成され、隣り合う伝送線路が互いに電磁的に結合するように配置されており、
前記結合伝送線路は、第１の端子および第２の端子並びに第３の端子および第４の端子を有し、前記第１の端子と前記第２の端子間が第１、３、・・・、Ｎ番目の伝送線路で接続されており、前記第３の端子と前記第４の端子間が第２、４、・・・、Ｎ−１番目の伝送線路で接続されており、
前記第１の端子はアドミタンスＹＳの第１の負荷Ｐ１に接続され、前記第２の端子はグランドに短絡されており、
前記第３の端子、前記第４の端子はそれぞれ、アドミタンスＹＬの第２の負荷Ｐ２および第３の負荷Ｐ３に接続され、第２の負荷Ｐ２、第３の負荷Ｐ３は平衡端子をなしており、前記第１の端子と前記第２の端子の端子間に容量Ｃ１が接続され、前記第３の端子と前記第４の端子の端子間に容量Ｃ２が接続されており、
前記結合伝送線路を構成する伝送線路が、隣接する線路間で互いに電磁的に結合する周期構造結合伝送線路を構成する場合の偶モード特性アドミタンスをＹ´ｏｅとし、奇モード特性アドミタンスをＹ´ｏｏとし、
前記結合伝送線路を構成する伝送線路が、隣接する線路どうしが互いに電磁的に結合しないように構成されるマイクロストリップ線路の場合の特性アドミタンスをＹＯとし、
前記偶モード特性アドミタンスＹ´ｏｅ、前記奇モード特性アドミタンスＹ´ｏｏ、前記特性アドミタンスＹＯ、電気長θ、容量Ｃ１および容量Ｃ２の各値が、前記アドミタンスＹＬおよび前記アドミタンスＹＳとの間に以下の関係式を満足するように選ばれていることを特徴とするバラントランス。
【数２】
2018007087.tif 000023
【請求項３】
伝送信号の基本波周波数ｆ０に対して２θ≦１［ｒａｄ］の電気長を有する結合伝送線路を有して構成されるバラントランスであって、
前記結合伝送線路は、Ｎ本（Ｎは４以上の偶数）の伝送線路で構成され、隣り合う伝送線路が互いに電磁的に結合するように配置されており、
前記結合伝送線路は、第１の端子および第２の端子並びに第３の端子および第４の端子を有し、前記第１の端子と前記第２の端子間が第１、３、・・・、Ｎ−１番目の伝送線路で接続されており、前記第３の端子と前記第４の端子間が第２、４、・・・、Ｎ番目の伝送線路で接続されており、
前記第１の端子はアドミタンスＹＳの第１の負荷Ｐ１に接続され、前記第２の端子はグランドに短絡されており、
前記第３の端子、前記第４の端子はそれぞれ、アドミタンスＹＬの第２の負荷Ｐ２および第３の負荷Ｐ３に接続され、第２の負荷Ｐ２、第３の負荷Ｐ３は平衡端子をなしており、前記第１の端子と前記第２の端子の端子間に容量Ｃ１が接続され、前記第３の端子と前記第４の端子の端子間に容量Ｃ２が接続されており、
前記結合伝送線路を構成する伝送線路が、隣接する線路間で互いに電磁的に結合する周期構造結合伝送線路を構成する場合の偶モード特性アドミタンスをＹ´ｏｅとし、奇モード特性アドミタンスをＹ´ｏｏとし、
前記結合伝送線路を構成する伝送線路が、隣接する線路どうしが互いに電磁的に結合しな
いように構成されるマイクロストリップ線路の場合の特性アドミタンスをＹＯとし、
前記偶モード特性アドミタンスＹ´ｏｅ、前記奇モード特性アドミタンスＹ´ｏｏ、電気長θ、容量Ｃ１および容量Ｃ２の各値が、前記アドミタンスＹＬおよび前記アドミタンスＹＳとの間に以下の関係式を満足するように選ばれていることを特徴とするバラントランス。
【数３】
2018007087.tif 000024
【請求項４】
前記第３の端子と前記第４の端子間を接続する伝送線路の中点に、２次高調波を注入もしくは抽出する注入抽出用端子が設けられていることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載のバラントランス。
【請求項５】
請求項４に記載のバラントランスと請求項１から請求項４の何れか一項に記載のバラントランスを有し、平衡端子間に増幅素子が設けられており、２次高調波を注入もしくは抽出する注入抽出用端子に２次高調波反射処理、または、２次高調波注入を施して電力増幅を行うことを特徴とする電力増幅器。
【請求項６】
請求項４に記載のバラントランスを２つ有し、平衡端子間に増幅素子が設けられており、２次高調波を注入もしくは抽出する注入抽出用端子間に２次高調波の振幅・位相調整回路を装荷して電力増幅を行うことを特徴とする電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はバラントランスに関し、特に、不平衡端子と平衡端子とをインピーダンス変換して接続するバラントランスおよびそれを用いた電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
バラントランスは、不平衡端子と平衡端子とをインピーダンス変換して接続する回路である。
従来、４分の１波長結合伝送線路を用いたバラントランスにおいては、結合線路理論による理論的な設計方程式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
しかしながら、４分の１波長結合伝送線路を用いると、バラントランスの回路サイズが大きくなりすぎる問題がある。
また、４分の１波長結合伝送線路を用いず、電気長が１［ｒａｄ］以下の２本の伝送線路からなる結合伝送線路を用いたバラントランスの理論的な設計方程式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。
しかしながら、結合伝送線路を用いる場合、２本の伝送線路で構成すると、挿入損失が大きくなる場合がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１２１３１３号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｃ−２−５５「２倍波分波機能を備えた２ＧＨｚ帯超小型ＣＭＯＳオンチップバラン」２０１６年電子情報通信学会総合大会講演論文集（エレクトロニクス講演論文集１）８４頁、２０１６／３／１５−１８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
集積回路を用いるバラントランスは、集積回路のチップサイズの小型化の要求に合わせて、結合線路理論によるバラントランスの設計方程式が、２本の伝送線路からなる電気長が１［ｒａｄ］以下の結合伝送線路について確立している。しかしながら、挿入損失を小さくするには、結合伝送線路を構成する伝送線路の本数を増やせばよいが、その場合の設計方程式が確立していなかった。
【０００６】
本発明は上述の問題に鑑み、３本以上の伝送線路からなる電気長が１［ｒａｄ］以下の結合伝送線路を用いたバラントランスの、結合線路理論による設計方程式を提案し、これに基づき、挿入損失が小さく小型で良好な電気特性を有するバラントランスおよびそれを用いた電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、不平衡信号と平衡信号とを変換するバラントランスにおいて、不平衡端子のアドミタンスをＬＳ、平衡端子のアドミタンスをＹＬ、隣接線路間が結合する周期構造結合伝送線路の偶モードアドミタンスＹ´ｏｅおよび奇モードアドミッタンスＹ´ｏｏ、マイクロストリップ線路の特性アドミタンスをＹＯ、電気長をθとした場合、これらが所定の設計方程式を満たすように構成されたバラントランスである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、小型で低損失なバラントランスおよびそれを用いた電力増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態１におけるバラントランスを示す回路構造図である。
【図２】本発明の実施の形態１におけるバラントランスの等価回路図である。
【図３】本発明の実施の形態１におけるバラントランスの等価回路について説明するための等価回路図である。
【図４】本発明の実施の形態１におけるバラントランスの結合伝送線路の断面の容量モデルを示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態１におけるバラントランスの結合伝送線路の断面の容量モデルを示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態１におけるバラントランスの結合伝送線路の断面の容量モデルを示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係るバラントランスの結合伝送線路部分における等価回路図である。
【図８】本発明の実施の形態１におけるバラントランスの等価回路を簡易化して示した等価回路図である。
【図９】本発明の実施の形態１に係るバラントランスにおける伝送線路が３本の場合を示す回路構造図である。
【図１０】本発明の実施の形態１に係るバラントランスの実施例における結合伝送線路の断面図である。
【図１１】本発明の実施の形態１に係るバラントランスの実施例における入力反射特性の測定結果と等価回路シミュレーションを示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態１に係るバラントランスの実施例における通過振幅特性の測定結果と等価回路シミュレーションを示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態１に係るバラントランスの実施例における通過位相特性の測定結果と等価回路シミュレーションを示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態２におけるバラントランスを示す回路構造図である。
【図１５】本発明の実施の形態２におけるバラントランスの等価回路図である。
【図１６】本発明の実施の形態３におけるバラントランスを示す回路構造図である。
【図１７】本発明の実施の形態３におけるバラントランスの等価回路図である。
【図１８】本発明の実施の形態４におけるバラントランスを示す回路構造図である。
【図１９】本発明に係るバラントランスを用いた実施の形態５における電力増幅器を示す回路構造図である。
【図２０】本発明に係るバラントランスを用いた実施の形態６における電力増幅器を示す回路構造図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
本発明の実施の形態１のバラントランス１０００について説明する。図１は、実施の形態１におけるバラントランス１０００の回路構造図である。
バラントランス１０００は、入力された不平衡信号を、位相が１８０度異なる平衡信号に変換する電気回路であり、かつ、不平衡端子と平衡端子のインピーダンスを変換する電気回路である。
バラントランス１０００は、アドミタンスがＹＳである不平衡端子Ｐ１、アドミタンスがＹＬである平衡端子Ｐ２、Ｐ３、第１から第Ｎ（Ｎは奇数、Ｎ≧３）の伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎを備える。伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎは線路幅がＷ、それらの線路が間隔Ｓで（左右、または、上下に）周期的に配置され、隣接する線路どうしが互いに電磁気的に結合した結合伝送線路１１１を構成する。第２、４、・・・、Ｎ−１の伝
送線路、即ち偶数番目の伝送線路１２、１４、・・・、１（Ｎ−１）の両端は端子１、２で互いに接続し、第１、３、・・・、Ｎの伝送線路、即ち奇数番目の伝送線路１１、１３、・・・、１Ｎの両端は端子３、４で互いに接続されている。伝送線路の本数Ｎを増やすことにより，挿入損失を小さくすることができる。また，最適なインピーダンス変換を行うことができる。
図１は端子３、４が右側部位置に設けられているバラントランスであるが、端子３、４は用途に合わせて任意の位置に設けてもよい。端子１は第１の負荷である不平衡端子Ｐ１に接続され、端子２はグランドに短絡されている。端子３と端子４はそれぞれ第２と第３の負荷である平衡端子Ｐ２とＰ３に接続されている。不平衡端子Ｐ１に並列に容量Ｃ１、平衡端子Ｐ２とＰ３との間に容量Ｃ２が接続されている。なお、この容量Ｃ１と容量Ｃ２は接続しなくてもよく、接続しない場合はＣ１＝０またはＣ２＝０に対応する。伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎの線路長（電気長）は、設計周波数ｆ０に対して２θ≦１［ｒａｄ］以下である。なお、図１のバラントランス１０００は八角形であるが、バラントランス１０００の形は、どのような多角形でも、円形でも、直線でもよい。
図２は実施の形態１におけるバラントランス１０００の等価回路図である。図１に示す結合伝送線路１１１部分は偶モード特性アドミタンスがＹ´ｏｅ、奇モード特性アドミタンスがＹ´ｏｏ、線路長がθの結合伝送線路５１および５２、特性アドミタンスがＹＯ、線路長がθの伝送線路３１および３２、インピーダンス変成比が１：√｛（Ｎ−１）／２｝のインピーダンス変換器６１〜６８を用いて表すことができる。ここで、Ｙ´ｏｅおよびＹ´ｏｏは、線路幅Ｗ、線路間隔Ｓで周期的に配置され、隣接する線路間で互いに電磁的に結合する周期構造結合伝送線路の偶モード特性アドミタンスおよび奇モード特性アドミタンスである。また、ＹＯは、線路幅Ｗのマイクロストリップ線路の特性アドミタンスである。
等価回路より、端子１からバラントランス側を見込む入力アドミタンスＹｉｎは次式（１）で表すことができる。
【００１１】
【数１】
2018007087.tif 000003
【００１２】
一方，端子１から不平衡端子Ｐ１側を見込む負荷アドミタンスＹ´Ｓは、設計周波数ｆ０でＹｉｎに複素共役整合するように選ばれる。すなわち、Ｙ´Ｓは次式（２）で表すことができる。
【００１３】
【数２】
2018007087.tif 000004
【００１４】
図２の等価回路に用いられる回路エレメントは一般的な市販回路シミュレータに備えられているため、本発明の実施の形態１は、回路シミュレータで計算できることを特徴としている。
【００１５】
［実施の形態１における設計方程式の導出］
実施の形態１のバラントランスの設計方程式の導出方法について詳細に説明する。まずは、図１に示すバラントランスの等価回路が図２となることを説明する。
図１の回路図を等価回路で表すと、図３のように結合伝送線路１１１がＮ本線路の結合伝送線路８０、８１に分解して表すことができる。ここで、各線路の線路幅をＷ、線路間距離をＳとし、結合伝送線路８０の断面を図４のように容量モデルで書き表すことを考える。Ｃ３は線路とグランドが平行平板容量をなしている場合の容量であり、Ｃ４は結合伝送線路間における、平行平板から漏れ出す線路とグランド間の容量であり、Ｃ５は結合伝送線路間における、線路間の容量であり、Ｃ６は外側の平行平板から漏れ出す線路とグランド間の容量であり、接続線は等電位である。さらに、全ての線路を半分に分割すると図５のように表すことができる。等電位は自由に繋ぎ変えても良いので、図６のように繋ぎ変える事を考える。図６において、９１ａは線路幅Ｗのマイクロストリップ線路と等価であり、９１ｂ、９２ｂ、・・・、９（Ｎ−1）ｂは線路幅がＷ、線路間距離がＳである結
合伝送線路が周期的にＮ−１個並んでいるのと等価である。従って、図１の回路図は図２の等価回路で表すことができる。
【００１６】
次に、図２の等価回路図を用いた実施の形態１のバラントランスの設計方程式の導出について説明する。まず、結合伝送線路８０の回路方程式を考える。図７に示すように、結合伝送線路８０に１４個のノード（ノード１ａ〜６ａ、１ｂ〜４ｂ、Ｘ、Ｙ）を与える。各ノードの電流と電圧の関係式を考える。伝送線路３１はマイクロストリップ線路であるので、次式（３）の関係となる。
【００１７】
【数３】
2018007087.tif 000005
【００１８】
ここで、次式（４）を考慮する。
【００１９】
【数４】
2018007087.tif 000006
【００２０】
結合伝送線路５１は結合線路理論より、次式（５）のように表すことができる。
【００２１】
【数５】
2018007087.tif 000007
【００２２】
ここで、次式（６）を考慮する。
【００２３】
【数６】
2018007087.tif 000008
【００２４】
２θ≦１［ｒａｄ］の場合、式（５）はθの１次の項まで展開すると、次式（７）となる。
【００２５】
【数７】
2018007087.tif 000009
【００２６】
また、インピーダンス変換器６１〜６４の電圧と電流は、次式（８）となる。
【００２７】
【数８】
2018007087.tif 000010
【００２８】
また、ノードＸとＹにおいて、キルヒホッフの法則と電圧の関係式より、次式（９）となる。
【００２９】
【数９】
2018007087.tif 000011
【００３０】
以上を整理することにより、結合伝送線路８０の回路方程式は式（１０）のように表せる。
【００３１】
【数１０】
2018007087.tif 000012
【００３２】
ここで、次式（１１）を考慮する。
【００３３】
【数１１】
2018007087.tif 000013
【００３４】
結合伝送線路８０の回路方程式が得られたので、実施の形態１のバラントランスの等価回路図は図８のように簡単化できる。図８では８個のノード（１ｃ〜８ｃ）を与えて考える。電圧の関係式より、次式（１２）となる。
【００３５】
【数１２】
2018007087.tif 000014
【００３６】
キルヒホッフの法則を適用して、次式（１３）となる。
【００３７】
【数１３】
2018007087.tif 000015
【００３８】
さらに、ノード１ｃから結合伝送線路８０側を見込むアドミタンスをＹｉｎとすると、次式（１４）で表される。
【００３９】
【数１４】
2018007087.tif 000016
【００４０】
ここで、平衡端子のアドミタンスは、次式（１５）である。
【００４１】
【数１５】
2018007087.tif 000017
【００４２】
式（１０）〜式（１５）を解くことで前述の式（１）が得られる。
【００４３】
さらに、端子１から不平衡端子Ｐ１側を見込む負荷アドミタンスＹ´Ｓは、設計周波数ｆ０でＹｉｎに複素共役整合するように選ばれる。すなわち、Ｙ´Ｓは前述の式（２）で表すことができる。
【００４４】
（実施の形態１の具体例）
一例として、CMOS（complementary metal oxide semiconductor） プシュプル電力増幅器の出力整合回路に用いることを目的として、以下の条件でシミュレーションを行い、バラントランスをCMOS上に試作して本発明の有効性を確認した。
設計周波数：ｆ０＝２．０［ＧＨｚ］
不平衡端子アドミタンス：ＹＳ＝２０［ｍＳ］
平衡端子アドミタンス：ＹＬ＝６０＋ｊ２５ｆ［ｍＳ］（ｆは周波数，単位ＧＨｚ）
容量：Ｃ１＝１．５［ｐＦ］
容量：Ｃ２＝２．１［ｐＦ］
なお、この試作では、伝送線路の本数Ｎを３本とし、インピーダンス整合のために、容量Ｃ１、Ｃ２を用いた。図９は、伝送線路の本数Ｎが３本のバラントランスの回路構造図である。
また、ＩＣ（集積回路）内部にバラントランスを作り込むことを想定し、シリコン基板上に作り込んだサイドカップル結合伝送線路を用いて伝送線路を構成した場合を説明する。
【００４５】
図１０は、シリコン基板の上面部に設けたサイドカップル結合伝送線路の断面構造を示す。伝送線路１１、１２、１３の線路幅をＷ、隣接する２つの伝送線路間の距離をＳとし、これらは誘電体３０１（半導体基板）の上面に形成された誘電体３０２（酸化膜）に設けられている。なお、伝送線路の厚さをＴとしている。
３次元の電磁界シミュレータを用いて、結合伝送線路の断面構造パラメータＷ、Ｓを媒介変数として、周期構造結合伝送線路の偶モードアドミッタンスＹ´ｏｅと奇モードアドミッタンスＹ´ｏｏを算出する。また、線路幅Ｗのマイクロストリップ線路の特性アドミ
タンスＹＯを算出する。さらに、式（２）より不平衡端子Ｐ１から見たバラントランスの入力アドミタンスＹｉｎを計算して、不平衡端子Ｐ１に接続される負荷ＹＳに複素共役整合するように回路寸法、電気長θ、容量Ｃ１、Ｃ２の値を決定する。
以下が本実施例で用いた設計結果である。
Ｙ´ｏｏ＝４９．２［ｍＳ］
Ｙ´ｏｅ＝１．０［ｍＳ］
ＹＯ＝１０．０［ｍＳ］
Ｗ＝３０［μｍ］
Ｓ＝５［μｍ］
θ＝６［ｄｅｇ］
【００４６】
この設計結果を用いて実際に試作した測定結果と等価回路シミュレーション結果を図１１〜１３に示す。
この結果から、測定結果と等価回路シミュレーション結果がよく一致しており、設計中心周波数（２．０ＧＨｚ）近傍で、不平衡端子の電圧反射特性が−２０ｄＢ以下、不平衡端子から平衡端子への電圧伝達特性が逆相・同振幅であり、良好なバラントランス特性が確保できる事がわかる。したがって、式（２）の設計方程式の有効性が示された。
なおここで、Ｓ１１は不平衡端子Ｐ１の電圧反射特性、Ｓ２１は不平衡端子Ｐ１から平衡端子Ｐ２への電圧伝達特性、Ｓ３１は不平衡端子Ｐ１から平衡端子Ｐ３への電圧伝達特性である。
【００４７】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２のバラントランス１０００について説明する。図１４は、実施の形態２におけるバラントランス１０００の回路構造図である。
バラントランス１０００は、入力された不平衡信号を、位相が１８０度異なる平衡信号に変換する電気回路であり、かつ、不平衡端子と平衡端子のインピーダンスを変換する電気回路である。
バラントランス１０００は、アドミタンスがＹＳである不平衡端子Ｐ１、アドミタンスがＹＬである平衡端子Ｐ２、Ｐ３、第１から第Ｎ（Ｎは奇数、Ｎ≧３）の伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎを備える。伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎは線路幅がＷ、それらの線路が間隔Ｓで（左右、または、上下に）周期的に配置され、隣接する線路どうしが互いに電磁気的に結合した結合伝送線路２１１を構成する。第１、３、・・・、Ｎの伝送線路、即ち奇数番目の伝送線路１１、１３、・・・、１Ｎの両端は端子１、２で互いに接続し、第２、４、・・・、（Ｎ−１）の伝送線路、即ち偶数番目の伝送線路１２、１４、・・・、１（Ｎ−１）の両端は端子３、４で互いに接続されている。伝送線路の本数Ｎを増やすことにより、挿入損失を小さくすることができる。また、最適なインピーダンス変換を行うことができる。
【００４８】
図１４は端子３、４が右側部位置に設けられているバラントランスであるが、端子３、４は用途に合わせて任意の位置に設けてもよい。端子１は第１の負荷である不平衡端子Ｐ１に接続され、端子２はグランドに短絡されている。端子３と端子４はそれぞれ第２と第３の負荷である平衡端子Ｐ２とＰ３に接続されている。不平衡端子Ｐ１に並列に容量Ｃ１、平衡端子Ｐ２とＰ３との間に容量Ｃ２が接続されている。なお、この容量Ｃ１と容量Ｃ２は接続しなくてもよく、接続しない場合はＣ１＝０またはＣ２＝０に対応する。伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎの線路長（電気長）は、設計周波数ｆ０に対して２θ≦１［ｒａｄ］である。なお、図１４のバラントランス１０００は八角形であるが、バラントランス１０００の形は、どのような多角形でも、円形でも、直線でもよい。
【００４９】
図１５は実施の形態２におけるバラントランス１０００の等価回路図である。図１４に示す結合伝送線路２１１部分は偶モード特性アドミタンスがＹ´ｏｅ、奇モード特性アド
ミタンスがＹ´ｏｏ、線路長がθの結合伝送線路５１および５２、特性アドミタンスがＹＯ、線路長がθの伝送線路３１および３２、インピーダンス変成比が１：√｛（Ｎ−１）／２｝のインピーダンス変換器６１〜６８を用いて表すことができる。ここで、Ｙ´ｏｅおよびＹ´ｏｏは、線路幅Ｗ、線路間隔Ｓで周期的に配置され、隣接する線路間で互いに電磁的に結合する周期構造結合伝送線路の偶モード特性アドミタンスおよび奇モード特性アドミタンスである。また、ＹＯは、線路幅Ｗのマイクロストリップ線路の特性アドミタンスである。
等価回路より、端子１からバラントランス側を見込む入力アドミタンスＹｉｎは次式（１６）で表すことができる。
【００５０】
【数１６】
2018007087.tif 000018
【００５１】
一方，端子１から不平衡端子Ｐ１側を見込む負荷アドミタンスＹ´Ｓは、設計周波数ｆ０でＹｉｎに複素共役整合するように選ばれる。すなわち、Ｙ´Ｓは次式（１７）で表すことができる。
【００５２】
【数１７】
2018007087.tif 000019
【００５３】
図１５の等価回路に用いられる回路エレメントは一般的な市販回路シミュレータに備えられているため、本発明の実施の形態２は、回路シミュレータで計算できることを特徴としている。
【００５４】
実施の形態２における設計方程式の導出については、実施の形態１の場合と同様に導出することが可能である。
【００５５】
実施の形態３．
まず、本発明の実施の形態３のバラントランス１０００について説明する。図１６は、実施の形態３におけるバラントランス１０００の回路構造図である。
バラントランス１０００は、入力された不平衡信号を、位相が１８０度異なる平衡信号に変換する電気回路であり、かつ、不平衡端子と平衡端子のインピーダンスを変換する電気回路である。
バラントランス１０００は、アドミタンスがＹＳである不平衡端子Ｐ１、アドミタンスがＹＳである平衡端子Ｐ２、Ｐ３、第１から第Ｎ（Ｎは偶数、Ｎ≧４）の伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎを備える。伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎは線路幅がＷ、それら
の線路が間隔Ｓで（左右、または、上下に）周期的に配置され、隣接する線路どうしが互いに電磁気的に結合した結合伝送線路３１１を構成する。第１、３、・・・、Ｎ−１の伝送線路、即ち奇数番目の伝送線路１１、１３、・・・、１（Ｎ−１）の両端は端子１、２で互いに接続し、第２、４、・・・、Ｎの伝送線路、即ち偶数番目の伝送線路１２、１４、・・・、１Ｎの両端は端子３、４で互いに接続されている。伝送線路の本数Ｎを増やすことにより，挿入損失を小さくすることができる。また，最適なインピーダンス変換を行うことができる。
【００５６】
図１６は端子３、４が右側部位置に設けられているバラントランスであるが、端子３、４は用途に合わせて任意の位置に設けてもよい。端子１は第１の負荷である不平衡端子Ｐ１に接続され、端子２はグランドに短絡されている。端子３と端子４はそれぞれ第２と第３の負荷である平衡端子Ｐ２とＰ３に接続されている。不平衡端子Ｐ１に並列に容量Ｃ１、平衡端子Ｐ２とＰ３との間に容量Ｃ２が接続されている。なお、この容量Ｃ１と容量Ｃ２は接続しなくてもよく、接続しない場合はＣ１＝０またはＣ２＝０に対応する。伝送線路１１、１２、・・・、１Ｎの線路長（電気長）は、設計周波数ｆ０に対して２θ≦１［ｒａｄ］である。なお、図１６のバラントランス１０００は八角形であるが、バラントランス１０００の形は、どのような多角形でも、円形でも、直線でもよい。
【００５７】
図１７は実施の形態1におけるバラントランス１０００の等価回路図である。図１６に
示す結合伝送線路３１１部分は偶モード特性アドミタンスがＹ´ｏｅ、奇モード特性アドミタンスがＹ´ｏｏ、線路長がθの結合伝送線路５１および５２、特性アドミタンスがＹＯ、線路長がθの伝送線路３１〜３４、インピーダンス変成比が１：√｛（Ｎ−１）／２｝のインピーダンス変換器６１〜６８、１：１／√２のインピーダンス変換器７１〜７８を用いて表すことができる。ここで、Ｙ´ｏｅおよびＹ´ｏｏは、線路幅Ｗ、線路間隔Ｓで周期的に配置され、隣接する線路間で互いに電磁的に結合する周期構造結合伝送線路の偶モード特性アドミタンスおよび奇モード特性アドミタンスである。また、ＹＯは、線路幅Ｗのマイクロストリップ線路の特性アドミタンスである。
等価回路より、端子１からバラントランス側を見込む入力アドミタンスＹｉｎは次式（１８）で表すことができる。
【００５８】
【数１８】
2018007087.tif 000020
【００５９】
一方、端子１から不平衡端子Ｐ１側を見込む負荷アドミタンスＹ´Ｓは，設計周波数ｆ０でＹｉｎに複素共役整合するように選ばれる。すなわち、Ｙ´Ｓは次式（１９）で表すことができる。
【００６０】
【数１９】
2018007087.tif 000021
【００６１】
図１７の等価回路に用いられる回路エレメントは一般的な市販回路シミュレータに備えられているため、本発明の実施の形態３は、回路シミュレータで計算できることを特徴としている。
【００６２】
実施の形態３における設計方程式の導出については、実施の形態１の場合と同様に導出することが可能である。
【００６３】
実施の形態４．
本発明の実施形態４のバラントランス１０００について説明する。図１８は、実施の形態４におけるバラントランス１０００の概略構成を示す回路構造図である。
バラントランス１０００は、実施の形態１、実施の形態２、または実施の形態３におけるバラントランス１０００の端子３、４に接続した伝送線路の中点に、２次高調波を注入もしくは抽出する注入抽出用端子Ｐ４が設けられていることを特徴とするバラントランスである。
図１８は、実施の形態３におけるバラントランス１０００に本実施の形態を適用したものであるが、実施の形態１または実施の形態２におけるバラントランスにも同様に適用し得る。
【００６４】
実施の形態５．
本発明の実施の形態５における電力増幅器について説明する。図１９は、実施の形態５における電力増幅器２０００が本発明に係るバラントランスを用いて構成された電力増幅器の概略構成を示す回路構造図である。
電力増幅器２０００は、実施の形態４におけるバラントランスと、実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３、実施の形態４におけるバラントランスの内の１つを用いて組合せ、平衡端子間に増幅素子Ａ１を装荷した電力増幅器であり、基本波端子から基本波を入力し、２次高調波端子は反射処理、または、２次高調波注入抽出を施した高効率・低歪み電力増幅器である。
図１９は、実施の形態１におけるバラントランス１０００に実施の形態４を適用したバラントランスと、実施の形態２におけるバラントランス１０００とを用いて構成した実施の形態であるが、他の実施の形態におけるバラントランスを適宜組み合わせることもできる。
２次高調波端子は、基本波端子とアイソレーションが取れているため、基本波の整合を変化させること無く、２次高調波を反射処理、または、注入抽出することが可能である。
従って、２次高調波の反射処理、または、注入抽出により電力増幅器の高効率化、低歪み化を可能とする。
【００６５】
実施の形態６．
本発明のバラントランスを用いた本発明の実施の形態６における電力増幅器について説明する。図２０は、実施の形態６における電力増幅器３０００が本発明に係るバラントラ
ンスを用いて構成された電力増幅器の場合の概略構成を示す回路構造図である。
電力増幅器３０００は、実施の形態４におけるバラントランスを２つ用いて、平衡端子間に増幅素子Ａ１を装荷した電力増幅器であり、基本波端子から基本波を入力し、２次高調波端子は端子間に２次高調波振幅・位相調整回路ＡＰＡを装荷した、２次高調波フィードバック高効率・低歪み電力増幅器である。
図２０は、実施の形態１におけるバラントランス１０００に実施の形態４を適用したバラントランスと、実施の形態２におけるバラントランス１０００に実施の形態４を適用したバラントランスとを用いて構成した実施の形態であるが、他の実施の形態に実施の形態４を適用したバラントランスを適宜組み合わせることもできる。
２次高調波端子は、基本波端子とアイソレーションが取れているため、基本波の整合を変化させること無く、２次高調波をフィードバックすることが可能である。従って、２次高調波フィードバックにより電力増幅器の高効率化、低歪み化を可能とする。
【００６６】
本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。
【符号の説明】
【００６７】
１〜４  端子、１ａ〜６ａ，１ｂ〜４ｂ，１ｃ〜８ｃ，Ｘ，Ｙ  ノード  Ｐ１  不平衡端子、Ｐ２  平衡端子、Ｐ３  平衡端子、Ｐ４  注入抽出用端子、１１〜１Ｎ，３１，３２，４１〜４４  伝送線路、５１，５２，８０，８１，１１１，２１１，３１１  結合伝送線路、６１〜６８，７１〜７８  インピーダンス変換器、９１ａ  マイクロストリップ線路、９１ｂ〜９（Ｎ−１）ｂ  周期構造結合伝送線路、ＹＳ，ＹＬ，Ｙ２Ｓ  アドミタンス、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ3，Ｃ4，Ｃ5  容量、Ａ１  増幅素子、ＡＰＡ  ２次高調波振幅・位
相調整回路、１０００  バラントランス、２０００，３０００  電力増幅器
【図１】
2018007087.tif 000025
【図２】
2018007087.tif 000026
【図３】
2018007087.tif 000027
【図４】
2018007087.tif 000028
【図５】
2018007087.tif 000029
【図６】
2018007087.tif 000030
【図７】
2018007087.tif 000031
【図８】
2018007087.tif 000032
【図９】
2018007087.tif 000033
【図１０】
2018007087.tif 000034
【図１１】
2018007087.tif 000035
【図１２】
2018007087.tif 000036
【図１３】
2018007087.tif 000037
【図１４】
2018007087.tif 000038
【図１５】
2018007087.tif 000039
【図１６】
2018007087.tif 000040
【図１７】
2018007087.tif 000041
【図１８】
2018007087.tif 000042
【図１９】
2018007087.tif 000043
【図２０】
2018007087.tif 000044