(57)【要約】【課題】直流入力電圧が低くても変換効率に優れた電力変換装置及び分散型電源を提供する。【解決手段】交流電路５と直流電源（蓄電池２）との間に設けられる電力変換装置１であって、直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６と、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６と交流電路５との間に設けられた第１のインバータ７と、直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８と、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８と交流電路５との間に設けられた第２のインバータ９と、第１のインバータ７と第２のインバータ９とを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を交流電路５に接続する交流合成電路１４と、を備えている。【選択図】図１
2018064354.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電路と直流電源との間に設けられる電力変換装置であって、
前記直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第１のインバータと、
前記直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第２のインバータと、
前記第１のインバータと前記第２のインバータとを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を前記交流電路に接続する交流合成電路と、
を備えている電力変換装置。
【請求項２】
前記交流電路は、単相３線式であって、単相３線の電圧線をＵ線及びＷ線、中性線をＯ線とするとき、
前記第１のインバータは、交流側で、前記交流電路のＵ線及びＯ線に接続され、
前記第２のインバータは、交流側で、前記交流電路のＯ線及びＷ線に接続されている、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記直流電源は蓄電池であり、
前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、前記蓄電池は単一かつ共通の存在である請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のインバータを制御する制御部は、前記交流電路の交流電圧に基づく交流電圧目標値の絶対値と前記直流電源の直流電圧に基づく直流電圧目標値とを互いに比較し、その大小関係に基づいて、前記第２のインバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのいずれか一方を主体としたスイッチング動作により昇圧を行わせる期間と、他方を主体としたスイッチング動作により降圧を行わせる期間とが交互に出現する制御方式を実行する、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
太陽光発電パネルに接続された第３のＤＣ／ＤＣコンバータと、
他の太陽光発電パネルに接続された第４のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、
前記第３のＤＣ／ＤＣコンバータの出力端は、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のインバータとを繋ぐＤＣバスに接続され、
前記第４のＤＣ／ＤＣコンバータの出力端は、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２のインバータとを繋ぐＤＣバスに接続されている、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
直流電源と、当該直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置と、を含む分散型電源であって、
前記電力変換装置は、
前記直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第１のインバータと、
前記直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第２のインバータと、
前記第１のインバータと前記第２のインバータとを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を前記交流電路に接続する交流合成電路と、
を備えている分散型電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置及び分散型電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相３線式の商用電力系統に連系する電力変換装置（パワーコンディショナ）は、一般に、単相３線（Ｕ，Ｏ，Ｗ）の電圧線であるＵ線−Ｗ線間のＡＣ２００Ｖに接続され、単相のＡＣ２００Ｖを出力する（例えば、特許文献１，２参照。）。電力変換装置の直流電源としては、例えば、リチウムイオン電池等の蓄電池が用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１８７３８３号公報
【特許文献２】特開２００７−１６６８６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
リチウムイオン電池は、多数のセルの集合体となっているが、低コスト化のためには、単セルの大容量化（Ａ・ｈを大きくする。）が求められる。
一方、家庭用の蓄電池に求められる容量は、平均的な電力消費に基づいて、概ね一定であり、例えば６ｋＷｈである。容量が一定で、単セルを大容量化すると、蓄電池全体としての電圧は低くなる。すなわち、低コスト化の結果として、蓄電池全体としての電圧が低下する。
【０００５】
蓄電池の電圧が低くなると、その分、電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータに求められる昇圧幅が大きくなる。ところが、昇圧幅が大きくなると、変換効率が低下するという問題がある。
かかる課題に鑑み、本発明は、直流入力電圧が低くても変換効率に優れた電力変換装置及び分散型電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、一表現によれば、交流電路と直流電源との間に設けられる電力変換装置であって、前記直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第１のインバータと、前記直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第２のインバータと、前記第１のインバータと前記第２のインバータとを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を前記交流電路に接続する交流合成電路と、を備えている。
【０００７】
また、本発明は、他の表現によれば、直流電源と、当該直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置と、を含む分散型電源であって、前記電力変換装置は、前記直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第１のインバータと、前記直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第２のインバータと、前記第１のインバータと前記第２のインバータとを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を前記交流電路に接続する交流合成電路と、を備えている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、直流入力電圧が低くても変換効率に優れた電力変換装置及び分散型電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】分散型電源の一例を簡略化して示す接続図である。
【図２】比較のため、１系統の変換部を示す接続図である。
【図３】比較のため、他の構成による１系統の変換部を示す接続図である。
【図４】図１から主要部分を抜き出した接続図である。
【図５】図１における一方の変換部であるＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの回路構成の一例を示す図である。
【図６】蓄電池を放電させる場合の図５の変換部の動作の一例を概念的に示す波形図である。
【図７】図１における他方の変換部であるＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの回路構成の一例を示す図である。
【図８】蓄電池を放電させる場合の図７の変換部の動作の一例を概念的に示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
【００１１】
（１）これは、交流電路と直流電源との間に設けられる電力変換装置であって、前記直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第１のインバータと、前記直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第２のインバータと、前記第１のインバータと前記第２のインバータとを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を前記交流電路に接続する交流合成電路と、を備えている。
【００１２】
上記のように構成された電力変換装置では、直流から交流まで２系統の変換部で変換処理を別々に行い、交流合成電路で合成して倍電圧にすることができる。従って、各系統では、変圧幅が抑えられ、そのため、電力の変換効率に優れている。すなわち、直流入力電圧が低くても優れた変換効率を得ることができる。なお、合成される２系統の電圧は、交流位相を適切に合わせる必要がある。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータが絶縁型であることによって、２系統の変換部間での循環電流を防止することができる。
【００１３】
（２）また、（１）の電力変換装置において例えば、前記交流電路は、単相３線式であって、単相３線の電圧線をＵ線及びＷ線、中性線をＯ線とするとき、前記第１のインバータは、交流側で、前記交流電路のＵ線及びＯ線に接続され、前記第２のインバータは、交流側で、前記交流電路のＯ線及びＷ線に接続されている。
この場合、単相３線のＵ線−Ｏ線間（ＡＣ１００Ｖ）に対しては、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び第１のインバータによる第１系統の変換部で電力の受け渡しをすることができる。単相３線のＯ線−Ｗ線間（ＡＣ１００Ｖ）に対しては、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ及び第２のインバータによる第２系統の変換部で電力の受け渡しをすることができる。単相３線のＵ線−Ｗ線間（ＡＣ２００Ｖ）に対しては、２系統で電力の受け渡しをすることができる。また、第１のインバータ及び第２のインバータを用いることによって、単相３線における不平衡負荷にも、それぞれの負荷に必要な電力を供給することができる。
【００１４】
（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において例えば、前記直流電源は蓄電池であり、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、前記蓄電池は単一かつ共通の存在である。
この場合、蓄電池は２つのＤＣ／ＤＣコンバータに共有される。仮に、蓄電池が変換部の系統ごとに別々に存在すると、残量の不均衡が生じ、一方の残量が無くなったため、他方の残量があっても、それ以上放電できないという事態が生じ得るが、単一かつ共通の存在であれば、そのような事態は生じない。
【００１５】
（４）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のインバータを制御する制御部は、前記交流電路の交流電圧に基づく交流電圧目標値の絶対値と前記直流電源の直流電圧に基づく直流電圧目標値とを互いに比較し、その大小関係に基づいて、前記第２のインバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのいずれか一方を主体としたスイッチング動作により昇圧を行わせる期間と、他方を主体としたスイッチング動作により降圧を行わせる期間とが交互に出現する制御方式を実行するものであってもよい。
この場合、交流（１／２）サイクルの中で、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは交互に高周波スイッチングの動作をする。これにより、スイッチングの休止期間ができ、スイッチングに伴う損失が低下するので、電力の変換効率向上に寄与する。
【００１６】
（５）また、（３）の電力変換装置において、太陽光発電パネルに接続された第３のＤＣ／ＤＣコンバータと、他の太陽光発電パネルに接続された第４のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、前記第３のＤＣ／ＤＣコンバータの出力端は、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のインバータとを繋ぐＤＣバスに接続され、前記第４のＤＣ／ＤＣコンバータの出力端は、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２のインバータとを繋ぐＤＣバスに接続されている、という構成であってもよい。
この場合、太陽光発電によって単相３線式の交流電路に電力を供給することもできる。また、太陽光発電によって蓄電池を充電することができる。
【００１７】
（６）また、これは、直流電源と、当該直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置と、を含む分散型電源であって、前記電力変換装置は、前記直流電源と接続される絶縁型の第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第１のインバータと、前記直流電源と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータと前記交流電路との間に設けられた第２のインバータと、前記第１のインバータと前記第２のインバータとを交流側で互いに直列に接続し、直列の両端を前記交流電路に接続する交流合成電路と、を備えている。
【００１８】
上記のように構成された分散型電源の電力変換装置では、直流から交流まで２系統の変換部で変換処理を別々に行い、交流合成電路で合成して倍電圧にすることができる。従って、各系統では、変圧幅が抑えられ、そのため、電力の変換効率に優れている。すなわち、直流入力電圧が低くても優れた変換効率を得ることができる。なお、合成される２系統の電圧は、交流位相を適切に合わせる必要がある。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータが絶縁型であることによって、２系統の変換部間での循環電流を防止することができる。
【００１９】
［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びこれを含む分散型電源について、図面を参照して説明する。
【００２０】
《回路接続とその意義》
図１は、分散型電源１００の一例を簡略化して示す接続図である。この分散型電源１００は、電力変換装置１と、直流電源としての蓄電池２と、２基の太陽光発電パネル３，４とによって構成されている。蓄電池２が出力する電圧は、例えばＤＣ５０Ｖである。電力変換装置１は、単相３線式の交流電路５と接続されている。単相３線は、電圧線をＵ線，Ｗ線、中性線をＯ線とする。Ｕ−Ｏ線間及びＯ−Ｗ線間はＡＣ１００Ｖ、Ｕ−Ｗ線間はＡＣ２００Ｖである。
【００２１】
蓄電池２には２系統の変換部が接続されており、図の上側の変換部１Ａは、蓄電池２と接続される絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ６と、このＤＣ／ＤＣコンバータ６と交流電路５との間に設けられたインバータ７とを備えている。また、図の下側の変換部１Ｂは、蓄電池２と接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ８と、このＤＣ／ＤＣコンバータ８と交流電路５との間に設けられたインバータ９とを備えている。
【００２２】
ここで、インバータ７の交流側とインバータ９の交流側とは、交流合成電路１４により、互いに直列に接続されている。すなわち、インバータ７の交流側の２線は、交流電路のＵ線、Ｏ線に接続されている。また、インバータ９の交流側の２線は、交流電路のＯ線、Ｗ線に接続されている。２つのインバータ７，９は、互いに通信可能であり、制御の同期をとることにより、交流位相を相互に適切に設定することができる。
【００２３】
太陽光発電パネル３にはＤＣ／ＤＣコンバータ１０が接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ７とを繋ぐＤＣバス１２に接続されている。また、太陽光発電パネル４にはＤＣ／ＤＣコンバータ１１が接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ８とインバータ９とを繋ぐＤＣバス１３に接続されている。この場合、太陽光発電によって単相３線式の交流電路５に電力を供給することもできる。また、太陽光発電によって蓄電池２を充電することができる。
【００２４】
但し、太陽光発電パネル３，４の接続は任意的であり、無くてもよい。すなわち、基本的には、この電力変換装置１は、直流電源としての蓄電池２を、２系統の変換部１Ａ，１Ｂを介して交流電路５に繋ぐものであればよい。
【００２５】
上記のように構成された分散型電源１００では、直流側から交流側へ電力を供給する場合、蓄電池２の出力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ７を介して、交流電路５のＵ線−Ｏ線間へ供給する交流電力となる。また、蓄電池２の出力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９を介して、交流電路５のＯ線−Ｗ線間へ供給する交流電力となる。Ｕ線−Ｗ線間には、２つのインバータ７，９を互いに直列接続した出力電圧により、交流電力が供給される。
【００２６】
繰り返すと、単相３線のＵ線−Ｏ線間（ＡＣ１００Ｖ）に対しては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ７による第１系統の変換部１Ａで電力の受け渡しをすることができる。単相３線のＯ線−Ｗ線間（ＡＣ１００Ｖ）に対しては、ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９による第２系統の変換部１Ｂで電力の受け渡しをすることができる。単相３線のＵ線−Ｗ線間（ＡＣ２００Ｖ）に対しては、２系統で電力の受け渡しをすることができる。
【００２７】
すなわち、上記のように構成された電力変換装置１では、直流から交流まで２系統の変換部１Ａ，１Ｂで変換処理を別々に行い、交流合成電路１４で合成して倍電圧にすることができる。従って、各系統では、変圧幅が抑えられ、そのため、電力の変換効率に優れている。すなわち、直流入力電圧が低くても優れた変換効率を得ることができる。なお、合成される２系統の電圧は、交流位相を適切に合わせる必要がある。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が絶縁型であることによって、２系統の変換部１Ａ，１Ｂ間での循環電流を防止することができる。
【００２８】
なお、交流電路５の電力により蓄電池２を充電する際の、逆方向への変換についても同様であり、変圧幅が抑えられることで電力の変換効率に優れ、循環電流も防止できる。交流電路５の電力により蓄電池２を充電し、その後、放電させる場合、変換効率は充電時、放電時のそれぞれに関わってくるので、蓄電池２に電力を蓄えて、かつ、それを取り出すと、トータルには、往復の変換効率となる。従って、変換効率を向上させることは重要である。
【００２９】
また、蓄電池２は２つのＤＣ／ＤＣコンバータ６，８に共有される。仮に、蓄電池が変換部１Ａ，１Ｂの系統ごとに別々に存在すると、残量の不均衡が生じ、一方の残量が無くなったため、他方の残量があっても、それ以上放電できないという事態が生じ得るが、単一かつ共通の存在であれば、そのような事態は生じない。
【００３０】
《変換効率の比較》
変換効率を比較して例示するために、本発明の実施形態ではない変換部を図２，図３に示す。
まず、図２は、１系統の変換部１ｘを示す接続図である。変換部１ｘは、第１段のＤＣ／ＤＣコンバータ３１、第２段のＤＣ／ＤＣコンバータ３２、及び、インバータ３４を備えている。
【００３１】
この変換部１ｘを用いて、蓄電池２のＤＣ５０Ｖを、Ｕ線−Ｗ線間のＡＣ２００Ｖに変換する。インバータ３４は、Ｕ線−Ｗ線間に、ＡＣ２００Ｖを出力する。Ｏ線は、インバータ３４内部でＵ線−Ｗ線間に接続される２つのコンデンサの直列体の相互接続点から出ている線であり、インバータ３４の出力線ではない。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１，３２を２段階に設けたのは、昇圧幅が大きいためである。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１，３２、インバータ３４の定格電力は６ｋＷである。
【００３２】
図２の構成において、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ３１，３２により、交流電圧のピーク値（２００Ｖ×√２）を超える一定電圧まで昇圧し、これをインバータ３４により実効値２００Ｖの交流電圧波形に変換する。この場合における変換効率を調べた結果、以下のようになった。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の変換効率：９７．５％
ＤＣ／ＤＣコンバータ３２の変換効率：９８．０％
インバータ３４の変換効率：９７．０％
変換部１ｘ全体の変換効率：９２．７％
【００３３】
図３は、他の構成による１系統の変換部１ｙを示す接続図である。変換部１ｙは、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ３３、及び、インバータ３４を備えている。絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、絶縁トランスを内蔵するため、昇圧幅は１台でも大きくとれる。従って、図２のように、２段構成にする必要は無い。
この変換部１ｙを用いて、蓄電池２のＤＣ５０Ｖを、Ｕ線−Ｗ線間のＡＣ２００Ｖに変換する。インバータ３４は、Ｕ線−Ｗ線間に、ＡＣ２００Ｖを出力する。
【００３４】
図３の構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３により、交流電圧のピーク値（２００Ｖ×√２）を超える一定電圧まで昇圧し、これをインバータ３４により実効値２００Ｖの交流電圧波形に変換する。この場合における変換効率を調べた結果、以下のようになった。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の変換効率：９５．０％
インバータ３４の変換効率：９７．０％
変換部１ｙ全体の変換効率：９２．２％
【００３５】
次に、図４は、図１から主要部分を抜き出した接続図である。２系統の変換部１Ａ，１Ｂが存在するため、各系統の定格電力は３ｋＷとなる。
この構成において、変換部１Ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６により、交流電圧のピーク値（１００Ｖ×√２）を超える一定電圧まで昇圧し、これをインバータ７により実効値１００Ｖの交流電圧波形に変換する。変換部１Ｂでも、ＤＣ／ＤＣコンバータ８により、交流電圧のピーク値（１００Ｖ×√２）を超える一定電圧まで昇圧し、これをインバータ９により実効値１００Ｖの交流電圧波形に変換する。このような変換における変換効率を調べた結果、以下のようになった。
【００３６】
（変換部１Ａ）
ＤＣ／ＤＣコンバータ６の変換効率：９５．０％
インバータ７の変換効率：９７．０％
（変換部１Ｂ）
ＤＣ／ＤＣコンバータ８の変換効率：９８．０％
インバータ９の変換効率：９７．０％
この結果、２系統の変換部１Ａ，１Ｂの全体としては、９３．６％となった。図２、図３の構成と比べて１％前後の差があり、この差は大きい。
【００３７】
このように、２系統の変換部１Ａ，１Ｂで変換処理を別々に行い、交流合成電路１４で合成して倍電圧にすることにより、各系統では、変圧幅が抑えられ、そのため、優れた変換効率が得られる。
また、図４の回路において、例えば、Ｕ線−Ｏ線間に負荷２ｋＷが接続され、Ｗ線−Ｏ線間に負荷１ｋＷが接続される場合を考えると、仮に、単相２線出力の１つのインバータでは、このような不平衡負荷に対応できない。しかしながら、インバータ７及びインバータ９がそれぞれ存在することにより、インバータ７からＵ線−Ｏ線間の負荷に２ｋＷを供給し、インバータ９からＷ線−Ｏ線間の負荷に１ｋＷを供給することができる。また、例えば、Ｕ線−Ｗ線間に２００Ｖ負荷２ｋＷが接続され、Ｗ線−Ｏ線間に１００Ｖ負荷１ｋＷが接続される場合を考えると、インバータ９からＷ線−Ｏ線間の１００Ｖ負荷に１ｋＷを供給するとともに、インバータ７及びインバータ９からＵ線−Ｗ線間の２００Ｖ負荷に２ｋＷを供給することができる。すなわち、不平衡負荷に対しても、それぞれの負荷に必要な電力を、２つのインバータ７，９から供給することができる。
【００３８】
なお、交流電路５は単相３線式であるとして説明したが、単相２線の２００Ｖであってもよい。その場合、例えば図１におけるＯ線を交流電路５と接続しない形態となるが、変換効率を向上させ、循環電流を防止する点は同様である。
【００３９】
《回路の詳細について補足》
以下、変換部自体で変換効率をさらに高めるための回路の詳細について補足説明する。
図５は、図１における一方の変換部１ＡであるＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ７の回路構成の一例を示す図である。図において、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ６は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によって構成されるブリッジ回路６１と、絶縁トランス６２と、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８によって構成されるブリッジ回路６３とを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、双方向へのＤＣ／ＤＣ変換が可能である。
【００４０】
また、インバータ７は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２のブリッジ回路によって構成される。インバータ７も、直流から交流への変換のみならず、逆変換が可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータ６の蓄電池側には直流側コンデンサ１５、ＤＣバス１２には中間コンデンサ１６、そして、インバータ７の交流側には交流側コンデンサ１７が設けられている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２は、制御部１８により、制御される。なお、計測用の回路は図示を省略しているが、制御部１８は、制御に必要な各部の電圧、電流の情報を取得することができる。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）である。
【００４１】
図６は、蓄電池２を放電させる場合の変換部１Ａの動作の一例を概念的に示す波形図である。図において、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、蓄電池２から入力される直流電圧を、（ａ）に示すように、交流電圧波形の絶対値に相当する脈流電圧に変換する。インバータ７は、これに対して、脈流１周期（交流半周期）ごとに非反転・反転を交互に繰り返す。こうして、（ｂ）に示す交流電圧波形が得られる。このような変換によれば、インバータ７は極性反転のみを行うことになるので、スイッチング損失が大幅に減少し、電力の変換効率向上に寄与する。なお、実際にはゼロクロス近傍での波形の歪を抑制するために、ゼロクロス近傍でのみ、インバータ７を高周波スイッチングさせてもよい。
【００４２】
図７は、他方の変換部１ＢであるＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９の回路構成の一例を示す図である。図において、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、直流リアクトル８１と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２２とを備えている。また、インバータ９は、ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５，Ｑ２６を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９は共に、双方向変換が可能である。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６は、例えばＭＯＳＦＥＴである。
【００４３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ８の蓄電池側には直流側コンデンサ１９、ＤＣバス１３には中間コンデンサ２０、そして、インバータ９の交流側には交流リアクトル２１及び交流側コンデンサ２２が設けられている。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６は、制御部２３により、制御される。なお、計測用の回路は図示を省略しているが、制御部２３は、制御に必要な各部の電圧、電流の情報を取得することができる。
【００４４】
中間コンデンサ２０は、小容量（μＦレベル）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対して平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。
【００４５】
上記のように構成された変換部１Ｂは、交流電路５の電力により、蓄電池２を充電する動作、及び、蓄電池２の放電電力により、交流電路５に電力を供給する動作、の双方向動作が可能である。充電・放電いずれの場合も、交流１／２サイクルの間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９が交代でスイッチング動作する。
【００４６】
蓄電池２を充電する場合、インバータ９が交流リアクトル２１と協働して昇圧を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、電圧・電流を単に通過させるだけの「スルー」機能を発揮する状態と、インバータ９が単に整流のみを行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、降圧を行う状態とがある。
一方、蓄電池２を放電させる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ８が昇圧を行い、インバータ９は周期的な極性反転のみを行う状態と、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は「スルー」機能を発揮して、インバータ９が降圧のインバータ機能（極性反転も含む。）を発揮する状態と、がある。
【００４７】
図８は、蓄電池２を放電させる場合の変換部１Ｂの動作の一例を概念的に示す電圧波形の図である。
（ａ）は、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値（ピーク値１４１Ｖ，実効値１００Ｖ）、及び、直流電圧目標値Ｖｇ’（５０Ｖ）を示す。交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊とは、交流電路５の交流電圧Ｖａに基づいて、理想的にはこれよりも数度位相が進んだ状態を狙った、放電動作時におけるインバータ９の出力端での電圧となるべき値である。交流リアクトル２１のインピーダンスを無視すれば、Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａである。直流電圧目標値Ｖｇ’とは、蓄電池電圧Ｖｇに直流リアクトル８１の電圧降下を考慮した値である。直流リアクトル８１のインピーダンスを無視すれば、Ｖｇ’＝Ｖｇである。
制御部２３は、これら２つの電圧を比較し、比較結果に基づいてインバータ９及びＤＣ／ＤＣコンバータ８を制御する。
【００４８】
まず、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より大きい期間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）では、制御部２３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ８をスイッチング動作させ、昇圧を行わせる（図４の（ｂ））。この結果、ＤＣバス１３には（ｃ）に示す電圧が現れる。
【００４９】
一方、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より小さい期間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）では、制御部２３は、インバータ９を高周波スイッチング動作させ、降圧を行わせる（図４の（ｄ））。また、このスイッチング動作とは別に、インバータ９は、交流電路５の周波数の２倍に相当する周波数（例えば１００Ｈｚ）の周期ごとに通電の極性を反転させる。このスイッチング動作は、例えば２０ｋＨｚのスイッチング動作と比べると極めて低速である。一方、インバータ９がスイッチング動作を行っている間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）、ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２１のみオン（ローサイドのスイッチング素子Ｑ２２はオフ）とするか、又は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を共にオフの状態として、スイッチング素子Ｑ２１のボディダイオードを通して電圧・電流をそのままスルー（通過）させる状態となっている。
この結果、（ｅ）に示す所望の交流波形が得られる。
【００５０】
図８に示すスイッチング制御を行う場合、交流（１／２）サイクルの中で、ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９は交互に高周波スイッチングの動作をする。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びインバータ９は共に、高周波スイッチングの休止期間ができ、スイッチングに伴う損失が低下するので、電力の変換効率が向上する。
【００５１】
以上のように、変換部１Ａ，１Ｂ自体で変換効率を高めれば、２系統の変換部１Ａ，１Ｂで変換処理を別々に行って交流合成電路１４で合成して倍電圧にすることによる変換効率の改善効果をさらに高めることができる。
【００５２】
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００５３】
１  電力変換装置
１Ａ，１Ｂ  変換部
１ｘ，１ｙ  変換部
２  蓄電池
３，４  太陽光発電パネル
５  交流電路
６  ＤＣ／ＤＣコンバータ
７  インバータ
８  ＤＣ／ＤＣコンバータ
９  インバータ
１０，１１  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２，１３  ＤＣバス
１４  交流合成電路
１５  直流側コンデンサ
１６  中間コンデンサ
１７  交流側コンデンサ
１８  制御部
１９  直流側コンデンサ
２０  中間コンデンサ
２１  交流リアクトル
２２  交流側コンデンサ
２３  制御部
３１，３２，３３  ＤＣ／ＤＣコンバータ
３４  インバータ
６１  ブリッジ回路
６２  絶縁トランス
６３  ブリッジ回路
８１  直流リアクトル
１００  分散型電源
Ｑ１〜Ｑ１２，Ｑ２１〜Ｑ２６  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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