(57)【要約】【課題】直流電源装置や負荷の構成部品等の故障、部品損傷、若しくは劣化を防止することができる直流電源装置を提供する。【解決手段】直流電源装置の制御部は、スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、デューティ値の上限を制限する上限値を、スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成されている。【選択図】図２
2018007291.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成されている、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記デューティ値の前記上限値は、少なくとも前記高圧側電圧センサが検出した高圧側電圧検出値と、前記低圧側電圧センサにより検出された低圧側電圧検出値に基づいて決定される、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記低圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、前記高圧
側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2、デューティ値の操作
可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が
同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｓ，Ｖ２ｓ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数１９】
2018007291.tif 000021
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記デューティ値の前記上限値は、少なくとも前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値と、前記低圧側電圧の固定値である低圧側電圧固定値に基づいて決定される、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記低圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、前記高圧
側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2、デューティ値の操作
可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が
同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｓ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、    
【数２０】
2018007291.tif 000022
ことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記デューティ値の上限値は、少なくとも、前記高圧側電圧の目標値である高圧側電圧目標値と前記低圧側電圧の固定値である低圧側電圧固定値に基づいて決定される、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記
複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記高圧側電圧目標値をＶ２ｒｅｆ、前記低圧側電圧固定値をＶ１ｃ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｒｅｆ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数２１】
2018007291.tif 000023
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
【請求項８】
前記デューティ値の上限値は、前記デューティ値のローパスフィルタ通過後の値である、
ことを特徴とする請求項１から７のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項９】
前記複数のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は、１組のスイッチングユニットを構成し、
前記スイッチングユニットに於ける前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記リアクトルのエネルギーの蓄積とエネルギーの放出を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１から８のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項１０】
エネルギー移行用のコンデンサを備え、
前記複数のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子を備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は、第１のスイッチングユニットを構成し、
前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子は、第２のスイッチングユニットを構成し、
前記第１のスイッチングユニットと前記第２のスイッチングユニットは直列に接続され、
前記第１のスイッチングユニットと前記第２のスイッチングユニットに於ける前記スイ
ッチング素子のスイッチング動作により、前記エネルギー移行用の前記コンデンサの充放電を行うと共に、前記リアクトルのエネルギーの蓄積と前記リアクトルのエネルギーの放出を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１から９のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項１１】
前記高圧側電圧を前記低圧側電圧と実質的に同一の値若しくは前記低圧側電圧より高い電圧に制御することが可能なスイッチング素子を備えている、
ことを特徴とする、請求項１から１０のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項１２】
前記電源の電圧は、前記スイッチング素子の動作時に変化するように構成されている、ことを特徴とする請求項１から１１のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項１３】
前記電源は、バッテリにより構成されている、
ことを特徴とする請求項１２に記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源の電圧を昇圧して負荷に供給するようにした直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源と負荷との間に設けられ、電源の電圧を昇圧して負荷に供給するようにした直流電源装置は、例えば特許文献１に示されるように、負荷に電力を供給する直流電源装置として用いられる。特許文献１に示される直流電源装置は、スイッチング手段により、交流電源からの交流電圧をリアクタを介して短絡・解放することにより直流電圧を発生し、負荷に直流電圧を供給するようにした直流電源装置であって、交流電源からの入力電流が略正弦波状の目標電流波形となるように前述のスイッチング手段をＰＷＭ制御する電流制御部と、発生する直流電圧が所定の目標電圧となるように制御する電圧制御部を備えており、交流電源の電圧位相毎に、ＰＷＭ制御に於けるデューティ値に制限値を設けることによって、交流電源側に異常が生じた際にスイッチング手段に過大な電流が流れることを防止するように構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−２７３４９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前述の特許文献１に開示された従来の直流電源装置は、スイッチング手段のデューティ上限値が直流電圧の目標値に基づいて設定されているため、例えば電圧センサの地絡故障が発生して、電圧フィードバックにより高圧側電圧を制御する高圧側電圧検出値が実際の高圧側電圧に比べて極端に低い値若しくは０［Ｖ］であると誤検出された場合に、高圧側電圧が高圧側電圧目標値よりも高い値に上昇してしまうことがある。その結果、直流電源装置を構成する部品の損傷若しくは劣化させ、或いは負荷を損傷させる等の不具合が発生する可能性があった。
【０００５】
この発明は、従来の直流電源装置に於ける前述のような課題を解決するためになされたものであり、電圧センサの地絡故障等が発生しても、直流電源装置や負荷の構成部品等の故障、部品損傷、若しくは劣化を防止することができる直流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明による直流電源装置は、
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であ
るデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成されている、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
この発明による直流電源装置は、前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成されているので、高圧側電圧センサの地絡故障時にデューティ値が急激に上昇することを防止することができ、高圧側電圧の電圧上昇を防ぎ、直流電源装置や負荷の構成部品等の故障、部品損傷、若しくは劣化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による直流電源装置の構成を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による直流電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１による直流電源装置に於ける、電圧フィードバック制御の機能を示す機能ブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態１による直流電源装置に於ける、ＰＷＭ波形生成の機能を示す機能ブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態１による直流電源装置に於ける、デューティ値と高圧側電圧の関係を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態１による直流電源装置に於いてデューティ値上限値を固定にした場合の、高圧側電圧センサ地絡故障に伴うデューティ値と高圧側電圧Ｖ２の挙動、及び通常動作時に於いて、高圧側電圧目標値を変化させたときのデューティ値と高圧側電圧の挙動を示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態１による直流電源装置に於いてデューティ上限値を可変にした場合の、高圧側電圧センサ地絡故障に伴うデューティ値と高圧側電圧Ｖ２の挙動、及び通常動作時に於いて、高圧側電圧目標値を変化させたときのデューティ値と高圧側電圧の挙動を示す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態２による直流電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図９】この発明の実施の形態２による直流電源装置に於ける、電圧フィードバック制御の機能を示す機能ブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態２による直流電源装置に於ける、ＰＷＭ波形生成の機能を示す機能ブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態２による直流電源装置の動作モードを示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による直流電源装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態１による直流電源装置の構成を示す構成図、図２は、この発明の実施の形態１による直流電源装置の回路構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１による直流電源装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されており、以下の説明ではＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータとして説明する。図１及び図２に於いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、バッテリ等の電源２と、直流電動機等の負荷４との間で、双方向に電力変換を行うことが可能な双方向型の電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータであって、第１の接続部１０２ａにより直列接続された第１のスイッチング素子（Ｓ１と称することもある）１０３と第２のスイッチング素子（Ｓ２と称することもある）１０４からなる一組のスイッチング素子により構成された電力変換部１１０を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、後述するように電源２から入力される電圧Ｖ１を、電圧Ｖ１以上の電圧Ｖ２に昇圧して出力する。
【００１０】
尚、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に入力された電圧Ｖ１は、電圧Ｖ１以上の電圧Ｖ２に昇圧されてＤＣ／ＤＣコンバータ１００から出力されるので、以下の説明では、電圧Ｖ１を低圧側電圧Ｖ１と称し、電圧Ｖ２を高圧側電圧Ｖ２と称する。
【００１１】
電源２は、負極側電極がＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第１の端子（Ｖｃｏｍと称することもある）１００ａに接続され、正極側電極がＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第２の端子（ＶＬと称することもある）１００ｂに接続されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に低圧側電圧Ｖ１を入力する。負荷４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に接続されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００から出力された高圧側電圧Ｖ２が印加される。
【００１２】
リアクトル１０２は、エネルギー蓄積用として設けられており、電力変換部１１０の第１の接続部１０２ａと第２の端子１００ｂとの間に接続されている。低圧側平滑コンデンサ１０１は、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間に接続されており、低圧側電圧Ｖ１を平滑化する。高圧側平滑コンデンサ１０５は、第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に接続されており、電力変換部１１０の出力である高圧側電圧Ｖ２を平滑化する。
【００１３】
低圧側電圧センサ（ＳｎｓＶ１と称することもある）２０３は、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間に接続され、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間の電圧、つまり低圧側電圧Ｖ１を常に検出し、低圧側電圧検出値Ｖ１ｓを制御部３００に入力する。高圧側電圧センサ（ＳｎｓＶ２と称することもある）２０１は、第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に接続され、第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間の電圧、つまり電力変換部１１０により昇圧された高圧側電圧Ｖ２を常に検出し、高圧側電圧検出値Ｖ２ｓを制御部３００に入力する。電流センサ２０２は、リアクトル１０２に流れるリアクトル電流ＩＬを常に検出し、電流検出値ＩＬｓを制御部３００に入力する。
【００１４】
前述の第１の端子１００ａと第３の端子１００ｃとは共通に接続されている。尚、第１の端子１００ａと第３の端子１００ｃとを兼用するようにしてもよい
【００１５】
制御部３００は、後述するように、外部から入力される高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと、低圧側電圧検出値Ｖ１ｓと高圧側電圧検出値Ｖ２ｓと、電流検出値ＩＬとに基づいて、第１のゲート信号ＧａｔｅＳａ、及び第２のゲート信号ＧａｔｅＳｂを生成し、第１のゲート信号ＧａｔｅＳａを第１のスイッチング素子１０３のゲートに与え、第２のゲート信号ＧａｔｅＳｂを第２のスイッチング素子１０４のゲートに与える。制御部３００は、低圧側電圧検出値Ｖ１ｓと高圧側電圧検出値Ｖ２ｓの情報に基づいて電圧フィードバック制御を行う機能を備えている。
【００１６】
第１のスイッチング素子１０３は、ゲートに与えられた第１のゲート信号ＧａｔｅＳａに基づいて後述するように駆動され、第２のスイッチング素子１０４は、ゲートに与えら
れた第２のゲート信号ＧａｔｅＳｂに基づいて後述するように駆動される。
【００１７】
直流電源装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、前述したように低圧側と高圧側との間で双方向の電力変換が可能な双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧側の端子である第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間に入力された直流の低圧側電圧Ｖ１を、低圧側電圧Ｖ１以上の電圧に昇圧し、昇圧後の高圧側電圧Ｖ２を高圧側の端子である第３の端子（Ｖｃｏｍと称することもある）１００ｃと第４の端子（ＶＨと称することもある）１００ｄとの間に出力するものである。実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作状態としては、電源２としてのバッテリから負荷４としての電動機に電力が供給されることにより、電動機を駆動する力行動作の状態と、電動機が発電状態で発電した電力がバッテリに供給される回生動作の状態の、２つの状態が存在する。
【００１８】
第１のスイッチング素子１０３と第２のスイッチング素子１０４は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｏｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と逆並列ダイオードとが組み合せられて構成されている。この実施の形態１の場合に於いては、第１のスイッチング素子１０３は、制御部３００からの第１のゲート信号ＧａｔｅＳａがハイレベルのときにオンとなり、ローレベルのときにオフとなるように構成され、第２のスイッチング素子１０４は、制御部３００からの第２のゲート信号ＧａｔｅＳｂがハイレベルのときにオンとなり、ローレベルのときにオフとなるように構成されている。
【００１９】
第１のスイッチング素子１０３は、コレクタ端子が第１の接続部１０２ａに接続され、エミッタ端子が第１の端子１００ａ及び第３の端子１００ｃに接続されている。第２のスイッチング素子１０４は、エミッタ端子が第１の接続部１０２ａに接続され、コレクタ端子が第４の端子１００ｄに接続されている。第１のスイッチング素子１０３のコレクタ端子と第２のスイッチング素子１０４のエミッタ端子とが夫々接続された第１の接続部１０２ａは、リアクトル１０２を介して第２の端子１００ｂに接続されている。
【００２０】
図３は、この発明の実施の形態１による直流電源装置に於ける、電圧フィードバック制御の機能を示す機能ブロック図、図４は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータに於ける、ＰＷＭ波形生成の機能を示す機能ブロック図であって、前述の図１及び図２に示す制御部３００の機能構成を示している。制御部３００は、機能構成として、図３に示すように、減算器３１１、制御器３１２、共振抑制ブロック３１３、ゲイン規格化ブロック３１４、三角波生成部３２１、比較器３２２、ゲート信号出力部３２３を有する。共振抑制ブロック３１３は、後述のように動作する乗算器３１３ａと減算器３１３ｂを備える。ゲイン規格化ブロック３１４は、後述のように動作する演算器３１４ａと除算器３１４ｂを備える。制御部３００に於ける前述の各構成要素の全部若しくは一部分は、マイクロコンピュータのソフトウェアプログラムにより構成され得る。
【００２１】
外部で設定された高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと、高圧側電圧センサ２０１により検出された高圧側電圧検出値Ｖ２ｓは、制御部３００の減算器３１１に入力される。減算器３１１は、入力された高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと高圧側電圧検出値Ｖ２ｓとの間で減算を行い、高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと高圧側電圧検出値Ｖ２ｓとの間の偏差である差電圧Ｖｅｒｒを生成して制御器３１２に入力する。制御器３１２は、この実施の形態１ではＰＩ制御を用いて差電圧Ｖｅｒｒを増幅して制御器出力Ｘ２を生成し、共振抑制ブロック３１３の減算器３１３ｂに入力する。尚、前述のＰＩ制御以外に、例えば、Ｐ制御、ＰＤ制御、ＰＩＤ制御等を用いてもよい。
【００２２】
共振抑制ブロック３１３の乗算器３１３ａには、電流センサ２０２により検出され電流検出値ＩＬｓが入力されており、入力された電流検出値ＩＬｓに基づくリアクトル電流ＩＬに定数Ｒｄｍｐを乗算し、その乗算した値を共振抑制ブロック３１３の減算器３１３ｂ
に入力する。共振抑制ブロック３１３の減算器３１３ｂは、入力された前述の制御器出力Ｘ２と乗算器３１３ａからの値に基づいて、下記の式（１）の演算処理を行ない、その演算処理の結果を共振抑制ブロック出力Ｘとして出力する。
【数１】
2018007291.tif 000003
【００２３】
ゲイン規格化ブロック３１４の演算器３１４ａには、前述の共振抑制ブロック３１３により算出した共振抑制ブロック出力Ｘと、低圧側電圧センサ２０３により検出された低圧側電圧検出値Ｖ１ｓが入力されており、下記の式（２）の演算処理を行ない、その演算処理の結果をゲイン規格化ブロック３１４の除算器３１４ｂに入力する。
【数２】
2018007291.tif 000004
【００２４】
ゲイン規格化ブロック３１４の除算器３１４ｂは、入力された共振抑制ブロック出力Ｘを演算器３１４ａにより演算された式（２）の値により除算し、その除算した値を出力する。除算器３１４ｂの出力はデューティ値Ｄｕｔｙとなる。
【００２５】
除算器３１４ｂから出力されたデューティ値Ｄｕｔｙは、デューティ制限ブロック３１５に入力され、ローパスフィルタブロック３１６からのデューティ上限値ＤｕｔｙＭａｘにより上限値制限がかけられ、制限後のデユーティ値Ｄｕｔｙとして出力される。前述のデューティ上限値ＤｕｔｙＭａｘは、ローパスフィルタブロック３１６とデューティ制限値演算ブロック３１７により演算された値を用いる。
【００２６】
即ち、デューティ制限値演算ブロック３１７では、高圧側電圧センサ２０１により検出された高圧側電圧検出値Ｖ２ｓと、高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと、低圧側電圧センサ２０３により検出された低圧側電圧検出値Ｖ１ｓと、低圧側電圧固定値Ｖ１ｃとの情報に基づいて演算した演算結果Ｙを出力する。その演算結果Ｙは、ローパスフィルタブロック３１６に入力される。ローパスフィルタブロック３１６は、ローパスフィルタ演算の結果となるデューティ上限値ＤｕｔｙＭａｘをデューティ制限ブロック３１５に出力する。尚、これらのデューティ制限の方法、効果の具体的な内容は後述する。
【００２７】
図４に示すＰＷＭ波形生成の機能を示す機能ブロック図に於いて、パルス波形を生成する比較器３２２は、デューティ制限ブロック３１５から出力された制限後のデユーティ値Ｄｕｔｙと、三角波生成部３２１により生成された特定周期の三角波形とが入力され、入力されたこれ等の値を比較してパルス波形を生成する。尚、三角波生成部３２１は、三角波形でなくのこぎり波形を生成する、のこぎり波形生成部に置き換えられてもよい。
【００２８】
比較器３２２から出力されたパルス波形は、そのまま第１のゲート信号ＧａｔｅＳａとして出力されると共に、比較器３２２から出力されたパルス波形がインバータ３２３ａを介して第２のゲート信号ＧａｔｅＳｂとして出力される。第２のゲート信号ＧａｔｅＳｂ
は、第１のゲート信号ＧａｔｅＳａに対してハイレベルとローレベルが相補の関係となっている。
【００２９】
このように、制御部３００により高圧側電圧のフィードバック制御を行うことにより、回路の抵抗成分による損失や、ゲート信号の信号遅延による実際のオン時間の誤差等の、理想状態からのずれを補正してデューティ値を変更する。これにより、定常状態に於いては、制御器３１２にＰＩ制御やＰＩＤ制御等を用いることで、高圧側電圧Ｖ２を高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに追従することができる。
【００３０】
次に、この発明の実施の形態１による直流電源装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータに於いて、電力変換部１１０によりＰＷＭ制御のデューティ値を調整した場合の高圧側電圧Ｖ２、及びリアクトル電流ＩＬの変化量について説明する。制御部３００により演算された値が第１のスイッチング素子１０３及び第２のスイッチング素子１０４のオン時間にそのまま反映される理想状態に於いては、第１のスイッチング素子１０３のオン比率がデユーティ値Ｄｕｔｙであり、第２のスイッチング素子１０４のオン比率は［１−Ｄｕｔｙ］となる。電動機である負荷４に流れる負荷電流をＩ２，高圧側平滑コンデンサ１０５の静電容量をＣ２、エネルギー蓄積用のリアクトル１０２のインダクタンス値をＬとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態平均化方程式は以下の式（３）で表すことができる。
【数３】
2018007291.tif 000005
【００３１】
定常状態では、式（３）の［左辺＝０］とすることにより、下記の式（４）、式（５）が得られる。
【数４】
2018007291.tif 000006
【数５】
2018007291.tif 000007
【００３２】
図５は、この発明の実施の形態１による直流電源装置に於ける、デューティ値と高圧側電圧の関係を示す説明図であって、式（５）をグラフ化して表示している。図５に示すように、デユーティ値Ｄｕｔｙを上昇させることにより、高圧側電圧Ｖ２を上昇させることが可能であると共に、デューティ値Ｄｕｔｙによって高圧側電圧Ｖ２の取りうる範囲を規定することも可能となることがわかる。
【００３３】
次に、前述の式（５）を変形することで、低圧側電圧Ｖ１と高圧側電圧Ｖ２に応じてデューティ値ＤｕｔｙＶ１、デューティ値ＤｕｔｙＶ２を決定する下記の式（６）が得られる。
【数６】
2018007291.tif 000008
【００３４】
ここで、式（６）を用いて、通常動作電圧範囲に於ける低圧側電圧Ｖ１の最小値である低圧側電圧最小値Ｖ１ｍｉｎと、高圧側電圧Ｖ２の最大値である高圧側電圧最大値Ｖ２ｍａｘから、デューティ値がとり得る最大デューティ値Ｍａｘ（Ｖ１ｍｉｎ，Ｖ２ｍａｘ）を下記式（７）により求めることができる。
【数７】
2018007291.tif 000009
【００３５】
従来の技術では、式（７）をデューティ上限値として、デューティ制限が実施されている。この方法を採用した場合の、高圧側電圧センサ２０１に地絡故障が発生したときの高圧側電圧Ｖ２の挙動を図６に示す。即ち、図６は、この発明の実施の形態１による直流電源装置に於いてデューティ値上限値を固定にした場合の、高圧側電圧センサ地絡故障に伴うデューティ値と高圧側電圧の挙動、及び通常動作時に於いて、高圧側電圧目標値を変化させたときのデューティ値と高圧側電圧の挙動を示す説明図であって、Ａは地絡発生時、Ｂは通常動作時、を示している。図６のＡに示すように、高圧側電圧センサ２０１が地絡故障する前は、一定のデューティ値と高圧側電圧Ｖ２を維持するが、高圧側電圧センサ２０１の地絡故障が発生すると、図３に於ける高圧側電圧検出値Ｖ２ｓが小さい値若しくは「０」まで低下するので、減算器３１１から出力される差電圧Ｖｅｒｒが上昇し、その結果としてデューティ値を上昇させようと制御する。その結果、高圧側電圧Ｖ２も上昇することとなり、場合によってはＤＣ／ＤＣコンバータ１００の部品や、高圧側に接続された負荷４としての電動機に過電圧が印可され、部品破壊や部品劣化に至る可能性がある。図６のＢは、高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆの値を変化させた場合は、デューティ上限値以下の範囲に於いて高圧側電圧Ｖ２が操作可能であることを示している。
【００３６】
前述の従来の技術に対して、この発明の実施の形態１による直流電源装置では、高圧側電圧検出値Ｖ２ｓと低圧側電圧検出値Ｖ１ｓとデューティオフセットα１を用いて，下記の式（８）によりデューティ上限値ＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｓ，Ｖ２ｓ）を演算する。
【数８】
2018007291.tif 000010
【００３７】
図７は、この発明の実施の形態１による直流電源装置に於いてデューティ上限値を可変にした場合の、高圧側電圧センサ地絡故障に伴うデューティ値と高圧側電圧Ｖ２の挙動、及び通常動作時に於いて、高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆを変化させたときのデューティ値と高圧側電圧Ｖ２の挙動を示す説明図であって、式（８）による演算値をデューティ上限値としてデューティ制限を実施した場合に、高圧側電圧センサ２０１に地絡故障が発生したときの高圧側電圧Ｖ２の挙動を示している。そして、図７のＡは地絡発生時、図７のＢは通常動作時を示している。図７のＡに示すように、高圧側電圧センサ２０１が地絡故障する前は、一定のデューティ値と高圧側電圧Ｖ２を維持しているが、高圧側電圧センサ２０１に地絡故障が発生すると、図３に於ける高圧側電圧検出値Ｖ２ｓの値が小さい値若しくは「０」まで低下するので、前述の差電圧Ｖｅｒｒが上昇し、その結果としてデューティ値を上昇させようとするが、式（８）に基づくデューティ上限値ＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｓ，Ｖ２ｓ）が低下するため、結果としてデューティ値は下げられることになり、高圧側電圧Ｖ２も低下させることができる。図６と図７の高圧側電圧Ｖ２の挙動を比較し、図７によるデューティ制限の方が、より高圧側電圧Ｖ２の上昇を抑えることができていることがわかる。図７のＢは、通常動作時に於いて、高圧側電圧Ｖ２を変化させた場合はデューティ上限値が変化することによって高圧側電圧Ｖ２が操作可能であることを示している。高圧側電圧Ｖ２の変更前に於いてデューティ上限値が実際のデューティ値と同じ値になると、高圧側電圧を現在値以上に上げることができなくなる。これを回避するためにはデューティ値の操作可能範囲を確保する必要があるため、式（８）の右辺に示すようにオフセットα1を加算した式によりデューティ上限値を算出している。
【００３８】
ここで、式（８）は理想状態に基づく理論式から導いたデューティ上限値であるため、実際のＤＣ／ＤＣコンバータでは部品のばらつきや誤差の影響を考慮する必要がでてくる。これらの影響を受けることによって、式（８）で導いたデューティ上限値を適用した場合、通常動作範囲内で取りうるデューティ値を制限してしまうことで高圧側電圧Ｖ２が高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに追従できなくなる不具合が起こる可能性がある。その要因として、低圧側電圧センサ２０３や高圧側電圧センサ２０１の検出誤差率の影響や、電力変換部１１０に於ける上アームと下アームの第１のスイッチング素子１０３と第２のスイッチング素子１０４が同時にオフするデッドタイムの影響、及び回路やその構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を挙げることができる。図７のＢは、高圧側電圧Ｖ２を変化させた場合はデューティ上限値が変化することによって高圧側電圧Ｖ２が操作可能であることを示している。高圧側電圧Ｖ２変更前に於いてデューティ上限値が実際のデューティ値と同じ値になると、高圧側電圧を現在値以上に上げることができなくなる。これを回避するためにはデューティ値の操作可能範囲を確保する必要があるため、式（８）の右辺に示すようにデューティオフセットα1を加算した式によりデューティ上限値を算出している。
【００３９】
ここで、前述の低圧側電圧センサ２０３の検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、高圧側電圧センサ２０１の検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2とし、前述の電力変換部１１０に於ける上アームと下アームの第１のスイッチング素子１０３と第２のスイッチング素子１０４が同時にオフするデッドタイムの影響、及び回路やその構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２とする。これらの補正係数を考慮したデューティ上限値ＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｓ，Ｖ２ｓ）は、下記の式（９）により示すことができ、式（９）に示される値をデューティ上限値とすることもできる。
【数９】
2018007291.tif 000011
【００４０】
ここで補正係数の設定方法について述べる。低圧側補正係数β1は、低圧側電圧センサ
２０３の誤差率の最小値に設定され、高圧側補正係数β2は、高圧側電圧センサ２０１の
誤差率が取り得る最大値に設定される。又、補正係数α２は、前述のデッドタイムが取り得る最大値及び回路やその構成部品の抵抗値による電圧降下によるデューティ誤差を補正するための値とする。
【００４１】
尚、低圧側誤差率β1、及び高圧側誤差率β2は、下記の式（１０）及び式（１１）により定義される。
【数１０】
2018007291.tif 000012
【数１１】
2018007291.tif 000013
【００４２】
又、デューティ上限値の演算について式（９）に基づいて、下記の式（１２）、式（１３）、式（１４）のように高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆ、低圧側電圧固定値Ｖ１ｃの何れか、若しくは両方を置き換えてもよい。
【数１２】
2018007291.tif 000014
【数１３】
2018007291.tif 000015
【数１４】
2018007291.tif 000016
【００４３】
図３に於けるローパスフィルタブロック３１６は、デューティ制限値演算ブロック３１７で求められた演算結果Ｙに対してローパスフィルタ演算を行うので、ノイズ等によりデューティ上限値が急変する誤動作を防止することができ、高圧側電圧センサ２０１が地絡故障した際の過電流防止が可能となる。
【００４４】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による直流電源装置について説明する。図８は、この発明の実施の形態２による直流電源装置の回路構成を示す回路図、図９は、この発明の実施の形態２による直流電源装置に於ける、電圧フィードバック制御の機能を示す機能ブロック図である。図８に於いて、直流電源装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、低圧側であるバッテリ等の電源２と、高圧側である直流電動機等の負荷４との間で、双方向の電力変換が可能な双方向型の電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータである。そしてＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、電源２から入力される電圧Ｖ１を、電圧Ｖ１以上の電圧Ｖ２に昇圧して出力する。
【００４５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、電力変換部１１０を備えている。電力変換部１１０は、第１のスイッチング素子（Ｓ１と称することもある）１０６と、第２のスイッチング素子（Ｓ２と称することもある）１０７と、第３のスイッチング素子（Ｓ３と称することもある）１０８と、第４のスイッチング素子（Ｓ４と称することもある）１０９と、充放電コンデンサ１１１とを備えている。
【００４６】
電力変換部１１０に於いて、第１のスイッチング素子１０６のコレクタ端子と第２のスイッチング素子１０７のエミッタ端子は、第１の接続部１０６ａにより直列接続されている。第２のスイッチング素子１０７のコレクタ端子と第３のスイッチング素子１０８のエミッタ端子は、第２の接続部１０７ａにより直列接続されている。第３のスイッチング素子１０８のコレクタ端子と第４のスイッチング素子１０９のエミッタ端子は、第３の接続部１０８ａにより直列接続されている。
【００４７】
充放電コンデンサ１１１は、その一方の端子が第１のスイッチング素子１０６のコレクタ端子と第２のスイッチング素子１０７のエミッタ端子との接続部である第１の接続部１０６ａに接続され、他方の端子が第３のスイッチング素子１０８のコレクタ端子と第４のスイッチング素子１０９のエミッタ端子との接続部である第３の接続部１０８ａに接続されている。
【００４８】
つまり、電力変換部１１０は、第１のスイッチング素子１０６と第２のスイッチング素
子１０７と第３のスイッチング素子１０８と第４のスイッチング素子１０９が直列接続されたスイッチング素子直列回路により構成され、第１のスイッチング素子１０６のエミッタ端子は第３の端子１００ｃに接続され、第４のスイッチング素子１０９のコレクタ端子は第４の端子１００ｄに接続されている。
【００４９】
前述の第１の端子１００ａと第３の端子１００ｃとは共通に接続されている。尚、第１の端子１００ａと第３の端子１００ｃとを兼用するようにしてもよい
【００５０】
前述の第１のスイッチング素子１０６と第２のスイッチング素子１０７と第３のスイッチング素子１０８と第４のスイッチング素子１０９は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられ、この実施の形態２に於いては、ゲート信号がハイレベルのときにオンとなり、ローレベルのときにオフとなる。
【００５１】
尚、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に入力された電圧Ｖ１は、電圧Ｖ１以上の電圧Ｖ２に昇圧されてＤＣ／ＤＣコンバータ１００から出力されるので、以下の説明では、電圧Ｖ１を低圧側電圧Ｖ１と称し、電圧Ｖ２を高圧側電圧Ｖ２と称する。
【００５２】
電源２は、負極側電極がＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第１の端子（Ｖｃｏｍと称することもある）１００ａに接続され、正極側電極がＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第２の端子（ＶＬと称することもある）１００ｂに接続されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に低圧側電圧Ｖ１を入力する。負荷４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に接続されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００から出力された高圧側電圧Ｖ２が印加される。
【００５３】
リアクトル１０２は、エネルギー蓄積用として設けられており、電力変換部１１０の第２の接続部１０７ａと第２の端子１００ｂとの間に接続されている。低圧側平滑コンデンサ１０１は、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間に接続されており、低圧側電圧Ｖ１を平滑化する。高圧側平滑コンデンサ１０５は、第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に接続されており、電力変換部１１０の出力である高圧側電圧Ｖ２を平滑化する。
【００５４】
低圧側電圧センサ２０３は、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間に接続され、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間の電圧、つまり低圧側電圧Ｖ１を常に検出し、低圧側電圧検出値Ｖ１ｓを制御部３００に入力する。高圧側電圧センサ２０１は、第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に接続され、高圧側平滑コンデンサ１０５の端子間電圧、つまり第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間の電圧であって電力変換部１１０により昇圧された高圧側電圧Ｖ２を常に検出し、高圧側電圧検出値Ｖ２ｓを制御部３００に入力する。
【００５５】
充放電コンデンサ電圧センサ２０４は、電力変換部１１０に含まれる充放電コンデンサ１１１の電圧である充放電コンデンサ電圧を常に検出し、充放電コンデンサ電圧検出値Ｖｃｆを制御部３００に入力する。電流センサ２０２は、リアクトル１０２に流れるリアクトル電流ＩＬを常に検出し、電流検出値ＩＬｓを制御部３００に入力する。
【００５６】
制御部３００は、後述するように、外部から入力される高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと、低圧側電圧検出値Ｖ１ｓと高圧側電圧検出値Ｖ２ｓと、充放電コンデンサ電圧検出値Ｖｃｆと、電流検出値ＩＬとに基づいて、第１のゲート信号と第２のゲート信号と第３のゲート信号、及び第４のゲート信号を生成し、夫々第１のスイッチング素子１０６と第２のスイッチング素子１０７と第３のスイッチング素子１０８と第４のスイッチング素子１０９の各ゲートに与える。制御部３００は、低圧側電圧検出値Ｖ１ｓと高圧側電圧検出値Ｖ２ｓの情報に基づいて電圧フィードバック制御を行う機能を備えている。
【００５７】
図９は、この発明の実施の形態２による直流電源装置に於ける、電圧フィードバック制御の機能を示す機能ブロック図、図１０は、この発明の実施の形態２による直流電源装置に於ける、ＰＷＭ波形生成の機能を示す機能ブロック図であって、前述の図８に示す制御部３００の機能構成を示している。制御部３００は、機能構成として、図９に示すように、減算器３１１、第１の制御器３１２、共振抑制ブロック３１３、ゲイン規格化ブロック３１４、デューティ制限ブロック３１５、ローパスフィルタブロック３１６、デューティ制限値演算ブロック３１７を備えている。尚、第１の制御器３１２は、実施の形態１に於ける制御器３１２と同一の構成であるが、ここでは第１の制御器と称する。共振抑制ブロック３１３は、乗算器３１３ａと減算器３１３ｂを備える。ゲイン規格化ブロック３１４は、演算器３１４ａと除算器３１４ｂを備える。デューティ制限ブロック１５から制限後のデユーティ値Ｄｕｔｙを出力するまでの動作は前述の実施の形態１の場合と同様である。
【００５８】
充放電コンデンサ電圧目標値生成器３１８は、この実施の形態に於いては、リアクトル電流のリップルを最小化するために、高圧側電圧目標値Ｖ２ｒｅｆの２分の１の値（０．５倍）を充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊として生成して出力するように構成されている。減算器３１９は、充放電コンデンサ電圧目標値生成器３１８からの充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧センサ２０４からの充放電コンデンサ電圧検出値Ｖｃｆとの間で減算を行い、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧検出値Ｖｃｆとの間の差電圧ΔＶｃｆを出力する。第２の制御器３２０は、減算器３１０からの差電圧ΔＶｃｆを増幅し、差電圧増幅値ΔＤを出力する。
【００５９】
図１０に示すＰＷＭ波形生成の機能を示す機能ブロック図に於いて、第１のデューティ演算部３２４ａは、デューティ制限ブロック３１５からの制限後のデューティ値Ｄｕｔｙと第２の制御器３２０からの差電圧増幅値ΔＤとに基づいて、第１のデューティ値Ｄ１を出力する。第１の三角波生成部３２５ａは、特定周期の第１の三角波形を出力する。第１の比較器３２６ａは、第１のデューティ演算部３２４ａからの第１のデューティ値Ｄ１と第１の三角波生成部３２５ａからの第１の三角波形との比較に基づいて、第１のパルス波形としての第１のゲート信号Ｇ１を生成する。第１のゲート信号Ｇ１は、第１のスイッチング素子１０６のゲートに与えられ、第１のスイッチング素子１０６を駆動する。尚、第１の三角波生成部３２５ａは、三角波形でなくのこぎり波形を生成する、のこぎり波形生成部に置き換えられてもよい。
【００６０】
第１の比較器３２６ａから出力された第１のゲート信号Ｇ１は、第１のインバータ３２７ａにより反転されて第４のゲート信号Ｇ４となり、第４のスイッチング素子１０９のゲートに与えられ、第４のスイッチング素子１０９を駆動する。第４のゲート信号Ｇ４は、第１のゲート信号Ｇ１に対してハイレベルとローレベルが相補の関係となっている。
【００６１】
第２のデューティ演算部３２４ｂは、デューティ制限ブロック３１５からの制限後のデューティ値Ｄｕｔｙと第２の制御器３２０からの差電圧増幅値ΔＤとに基づいて、第２のデューティ値Ｄ２を出力する。第２の三角波生成部３２５ｂは、特定周期の第２の三角波形を出力する。第２の比較器３２６ｂは、第２のデューティ演算部３２４ｂからの第２のデューティ値Ｄ２と第２の三角波生成部３２５ｂからの第２の三角波形との比較に基づいて、第２のパルス波形としての第２のゲート信号Ｇ２を生成する。第２のゲート信号Ｇ２は、第２のスイッチング素子１０７のゲートに与えられ、第２のスイッチング素子１０７を駆動する。尚、第２の三角波生成部３２５ｂは、三角波形でなくのこぎり波形を生成する、のこぎり波形生成部に置き換えられてもよい。
【００６２】
第２の比較器３２６ｂから出力された第２のゲート信号Ｇ２は、第２のインバータ３２８ａにより反転されて第３のゲート信号Ｇ３となり、第３のスイッチング素子１０８のゲートに与えられ、第３のスイッチング素子１０８を駆動する。第３のゲート信号Ｇ３は、第２のゲート信号Ｇ２に対してハイレベルとローレベルが相補の関係となっている。
【００６３】
次に、前述のように構成されたこの発明の実施の形態２による直流電源装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１００の定常状態に於ける動作について説明する。尚、ここで定常状態とは、第１のスイッチング素子１０６、第２のスイッチング素子１０７、第３のスイッチング素子１０８、及び第４のスイッチング素子１０９がオン／オフ制御されて高圧側電圧検出値Ｖ２ｓが安定して得られているときの状態をいう。又、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作状態としては、前述の実施の形態１の場合と同様に、電源２としてのバッテリから負荷４としての電動機に電力が供給されることにより、電動機を駆動する力行動作の状態と、電動機が発電状態で発電した電力がバッテリに供給される回生動作の状態の、２つの状態が存在する。
【００６４】
図１１は、この発明の実施の形態２による直流電源装置の動作モードを示す説明図であって、（１）はモード１に於ける動作状態を示し、（２）はモード２に於ける動作状態を示し、（３）はモード３に於ける動作状態を示し、（４）ははモード４に於ける動作状態を示している。尚、図１１では、第１のスイッチング素子をＳ１、第２のスイッチング素子をＳ２、第３のスイッチング素子をＳ３、第４のスイッチング素子をＳ４として表示しており、以下の説明ではこれ等の符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を用いで説明する。
【００６５】
図１１の（１）に示すモード１の場合は、第１のスイッチング素子Ｓ１と第３のスイッチング素子Ｓ３が同時にオンとなり、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子Ｓ４が同時にオフとなる動作モードである。このモード１では、破線で示すように、前述の力行時には、低圧側平滑コンデンサ１０１、リアクトル１０２、第３のスイッチング素子Ｓ３に並列接続されたダイオード、充放電コンデンサ１１１、第１のスイッチング素子、低圧側平滑コンデンサ１０１の閉回路により、充放電コンデンサ１１１にエネルギーが蓄積される状態となる。前述の回生時には、充放電コンデンサ１１１、第３のスイッチング素子Ｓ３、リアクトル１０２、低圧側平滑コンデンサ１０１、第１のスイッチング素子Ｓ１に並列接続されたダイオード、充放電コンデンサ１１１の閉回路により、充放電コンデンサ１１１のエネルギーが放出される状態となる。
【００６６】
図１１の（２）に示すモード２の場合は、第１のスイッチング素子Ｓ１と第３のスイッチング素子Ｓ３が同時にオフとなり、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子Ｓ４が同時にオンとなる動作モードである。このモード２では、破線で示すように、前述の力行時には、充放電コンデンサ１１１、第４のスイッチング素子Ｓ４に並列接続されたダイオード、高圧側平滑コンデンサ１０５、低圧側平滑コンデンサ１０１、リアクトル１０２第２のスイッチング素子Ｓ２、充放電コンデンサ１１１の閉回路により、充放電コンデンサ１１１のエネルギーが放出される状態となる。前述の回生時には、高圧側平滑コンデンサ１０５、第４のスイッチング素子Ｓ４、充放電コンデンサ１１１、第２のスイッチング素子Ｓ２に並列接続されたダイオード、低圧側平滑コンデンサ１０１、第１のスイッチング素子Ｓ１に並列接続されたダイオード、充放電コンデンサ１１１の閉回路により、充放電コンデンサ１１１にエネルギーが蓄積される状態となる。
【００６７】
図１１の（３）に示すモード３の場合は、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２が同時にオフとなり、第３のスイッチング素子Ｓ３と第４のスイッチング素子Ｓ４が同時にオンとなる動作モードである。このモード３では、破線で示すように、前述の力行時には、リアクトル１０２、第３のスイッチング素子Ｓ３に並列接続されたダ
イオード、第４のスイッチング素子Ｓ４に並列接続されたダイオード、高圧側平滑コンデンサ１０５、低圧側平滑コンデンサ１０１、リアクトル１０２の閉回路により、リアクトル１０２のエネルギーが放出される状態となる。前述の回生時には、高圧側平滑コンデンサ１０５、第４のスイッチング素子Ｓ４、第３のスイッチング素子Ｓ３、リアクトル１０２、低圧側平滑コンデンサ１０１、高圧側平滑コンデンサ１０５の閉回路により、リアクトル１０２にエネルギーを蓄積する状態となる。
【００６８】
図１１の（４）に示すモード４の場合は、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２が同時にオンとなり、第３のスイッチング素子Ｓ３と第４のスイッチング素子Ｓ４が同時にオフとなる動作モードである。このモード４では、破線で示すように、前述の力行時には、低圧側平滑コンデンサ１０１、リアクトル１０２、第２のスイッチング素子Ｓ２、第１のスイッチング素子Ｓ１、低圧側平滑コンデンサ１０１の閉回路により、リアクトル１０２にエネルギーが蓄積される状態となる。前述の回生時には、リアクトル、１０２、低圧側平滑コンデンサ１０１、第１のスイッチング越しＳ１に並列接続されたダイオード、第２のスイッチング素子Ｓ２に並列接続されたダイオード、リアクトル１０２の閉回路により、リアクトル１０２のエネルギーが放出される状態となる。
【００６９】
前述のモード（１）、モード（２）、モード（３）、モード（４）の時間比率を適宜調整することにより、第１の端子１００ａと第２の端子１００ｂとの間に入力された入力電圧である低圧側電圧Ｖ１を、任意の電圧に昇圧して、第３の端子１００ｃと第４の端子１００ｄとの間に高圧側電圧Ｖ２として出力することができる。
【００７０】
次に、この実施の形態２による直流電源装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御部３００の動作について説明する。第１のスイッチング素子Ｓ１のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値をＤ１、第２のスイッチング素子Ｓ２のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値をＤ２とすると、第３のスイッチング素子Ｓ３のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値は（１−Ｄ２）、第４のスイッチング素子Ｓ４のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値は（１−Ｄ１）となる。
【００７１】
低圧側平滑コンデンサ１０１の静電容量をＣ１高圧側平滑コンデンサ１０５の静電容量をＣ２、充放電コンデンサ１１１の静電容量をＣｆ、エネルギー蓄積用のリアクトル１０２のインダクタンス値をＬ、リアクトル１０２を流れる電流をＩＬ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力電流をＩ２とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態平均方程式は、下記の式（１５）で表すことができる。
【数１５】
2018007291.tif 000017
【００７２】
定常状態では、式（１５）の［左辺＝０］とすることにより、下記の式（１６）、式（
１７）、式（１８）が得られ、定常状態ではデューティ値Ｄ１とデューティ値Ｄ２を等しくすることにより、理想的には、高圧側電圧Ｖ２と充放電コンデンサ電圧検出値Ｖｃｆとが一定値に収束することが分かる。
【数１６】
2018007291.tif 000018
【数１７】
2018007291.tif 000019
【数１８】
2018007291.tif 000020
【００７３】
尚、デューティ値と低圧側電圧Ｖ１、高圧側電圧Ｖ２の関係を示す前述の式（１６）、及び、高圧側電圧Ｖ２を制限するデューティ制限値演算及びローパスフィルタブロック３１６の構成は、前述の実施の形態１の場合と同じであるため、この実施の形態２の場合に於いても、前述の実施の形態１の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７４】
又、実施の形態１及び実施の形態２に於いて、高圧側電圧を低圧側電圧と実質的に同一の値若しくは前記低圧側電圧より高い電圧に制御することが可能なスイッチング素子を備えるようにしても良い。更に、実施の形態１及び実施の形態２に於いて、電源の電圧は、前記スイッチング素子の動作時に変化するように構成されていてもよい。
【００７５】
尚、この発明は前述の実施の形態１及び実施の形態２による直流電源装置に限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態１及び実施の形態２の構成を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１００  ＤＣ／ＤＣコンバータ、１００ａ  第１の端子、１００ｂ  第２の端子、１００ｃ  第３の端子、１００ｄ  第４の端子、１００ａ  第１の接続部、１０１  低圧側平滑コンデンサ、１０２  リアクトル、１０３、１０６、Ｓ１  第１のスイッチング素子、１０４、１０７、Ｓ２  第２のスイッチング素子、１０８、Ｓ３  第３のスイッチング素子、１０９、Ｓ４  第４のスイッチング素子、１０５  高圧側平滑コンデンサ、１１０  電力変換部、１１１  充放電コンデンサ、２０１  高圧側電圧センサ、２０３  低圧側電圧センサ、２０４  充放電コンデンサ電圧センサ、２０２  電流センサ、３００  制御部、２  電源、４  負荷、３００  制御部、３１１、３１３ｂ、３１９  減算器、３１２  制御器、３１３  共振抑制ブロック、３１４  ゲイン規格化ブロック、３２１  三角波生成部、３２２  比較器、３２３  ゲート信号出力部、３１３ａ  乗算器、３１４ａ  演算器、３１４ｂ  除算器、３１５  デューティ制限ブロック、３１６  ローパスフィルタブロック、３１７  デューティ制限値演算ブロック、３１８  充放電コンデンサ電圧目標値生成器、３２０  第２の制御器、３２４ａ  第１のデューティ演算部、３２４ｂ  第２のデューティ演算部、３２５ａ  第１の三角波生成部、Ｖ１  低圧側電圧、Ｖ２  高圧側電圧、Ｖ１ｓ  低圧側電圧検出値、Ｖ２ｓ  高圧側電圧検出値、ＧａｔｅＳａ  第１のゲート信号、ＧａｔｅＳｂ  第２のゲート信号、Ｖ２ｒｅｆ  高圧側電圧目標値、Ｖｅｒｒ  差電圧、ＩＬ  リアクトル電流、Ｉ２  負荷電流、ＩＬｓ  電流検出値、Ｒｄｍｐ  定数、Ｘ２  制御器出力、Ｘ  共振抑制ブロック出力、Ｖ１ｃ  低圧側電圧固定値、ＤｕｔｙＭａｘ  デューティ上限値、Ｄｕｔｙ  デューティ値、Ｙ  デューティ制限値演算ブロックの演算結果、Ｃ２  高圧側平滑コンデンサの静電容量、Ｌ  リアクトルのインダクタンス値、Ｖｃｆ  充放電コンデンサ電圧検出値、Ｖｃｆ＊  充放電コンデンサ電圧目標値、Δｃｆ  差電圧、ΔＤ  差電圧増幅値
【図１】
2018007291.tif 000024
【図２】
2018007291.tif 000025
【図３】
2018007291.tif 000026
【図４】
2018007291.tif 000027
【図５】
2018007291.tif 000028
【図６】
2018007291.tif 000029
【図７】
2018007291.tif 000030
【図８】
2018007291.tif 000031
【図９】
2018007291.tif 000032
【図１０】
2018007291.tif 000033
【図１１】
2018007291.tif 000034
【手続補正書】
【提出日】平成29年8月18日(2017.8.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成され、
前記デューティ値の前記上限値は、少なくとも前記高圧側電圧センサが検出した高圧側電圧検出値と、前記低圧側電圧センサにより検出された低圧側電圧検出値に基づいて決定され、
前記低圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、前記高圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2、デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記低圧側電圧検出値をＶ１ｓ、前記高圧側電圧検出値をＶ２ｓ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｓ，Ｖ２ｓ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数１９】
2018007291.tif 000035
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成され、
前記デューティ値の前記上限値は、少なくとも前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値と、前記低圧側電圧の固定値である低圧側電圧固定値に基づいて決定され、
前記低圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、前記高圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2、デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記低圧側電圧固定値をＶ１ｃ、前記高圧側電圧検出値をＶ２ｓ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｓ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数２０】
2018007291.tif 000036
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成され、
前記デューティ値の上限値は、少なくとも、前記高圧側電圧の目標値である高圧側電圧目標値と前記低圧側電圧の固定値である低圧側電圧固定値に基づいて決定され、
前記デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記高圧側電圧目標値をＶ２ｒｅｆ、前記低圧側電圧固定値をＶ１ｃ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｒｅｆ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数２１】
2018007291.tif 000037
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
前記デューティ値の上限値は、前記デューティ値のローパスフィルタ通過後の値である、
ことを特徴とする請求項１から３のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記複数のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は、１組のスイッチングユニットを構成し、
前記スイッチングユニットに於ける前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記リアクトルのエネルギーの蓄積とエネルギーの放出を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１から４のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項６】
エネルギー移行用のコンデンサを備え、
前記複数のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子を備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は、第１のスイッチングユニットを構成し、
前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子は、第２のスイッチングユニットを構成し、
前記第１のスイッチングユニットと前記第２のスイッチングユニットは直列に接続され、
前記第１のスイッチングユニットと前記第２のスイッチングユニットに於ける前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記エネルギー移行用の前記コンデンサの充放電を行うと共に、前記リアクトルのエネルギーの蓄積と前記リアクトルのエネルギーの放出を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１から５のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記高圧側電圧を前記低圧側電圧と実質的に同一の値若しくは前記低圧側電圧より高い電圧に制御することが可能なスイッチング素子を備えている、
ことを特徴とする請求項１から６のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項８】
前記電源の電圧は、前記スイッチング素子の動作時に変化するように構成されている、ことを特徴とする請求項１から７のうちの何れか一項に記載の直流電源装置。
【請求項９】
前記電源は、バッテリにより構成されている、
ことを特徴とする請求項８に記載の直流電源装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】
この発明による直流電源装置は、
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成され、
前記デューティ値の前記上限値は、少なくとも前記高圧側電圧センサが検出した高圧側電圧検出値と、前記低圧側電圧センサにより検出された低圧側電圧検出値に基づいて決定され、
前記低圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、前記高圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2、デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記低圧側電圧検出値をＶ１ｓ、前記高圧側電圧検出値をＶ２ｓ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｓ，Ｖ２ｓ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数１９】
2018007291.tif 000038
ことを特徴とする。
又、この発明による直流電源装置は、
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成され、
前記デューティ値の前記上限値は、少なくとも前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値と、前記低圧側電圧の固定値である低圧側電圧固定値に基づいて決定され、
前記低圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した低圧側補正係数をβ1、前記高圧側電圧センサの検出誤差率の影響を加味した高圧側補正係数をβ2、デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記低圧側電圧固定値をＶ１ｃ、前記高圧側電圧検出値をＶ２ｓ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｓ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数２０】
2018007291.tif 000039
ことを特徴とする。
更に、この発明による直流電源装置は、
電源と負荷との間に接続され、前記電源の電圧を昇圧して前記負荷に供給するようにした直流電源装置であって、
複数のスイッチング素子の相互接続部と前記電源との間に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルに印可される低圧側電圧を平滑化する低圧側平滑コンデンサと、
前記負荷に供給する高圧側電圧を平滑化する高圧側平滑コンデンサと、
前記低圧側電圧を検出する低圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧を検出する高圧側電圧センサと、
前記高圧側電圧センサにより検出された高圧側電圧検出値が高圧側電圧目標値に追従するように、前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ値を制限する機能を備え、前記デューティ値の上限を制限する上限値を、前記スイッチング素子のスイッチング動作中に可変とするように構成され、
前記デューティ値の上限値は、少なくとも、前記高圧側電圧の目標値である高圧側電圧目標値と前記低圧側電圧の固定値である低圧側電圧固定値に基づいて決定され、
前記デューティ値の操作可能範囲を確保するためのデューティオフセットをα1、前記複数のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムの影響及び回路構成部品の抵抗成分による電圧降下の影響を加味した補正係数をα２、前記高圧側電圧目標値をＶ２ｒｅｆ、前記低圧側電圧固定値をＶ１ｃ、前記デューティ値の前記上限値をＤｕｔｙＭａｘ（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｒｅｆ）としたとき、前記デューティ値の前記上限値は下記の式により算出される、
【数２１】
2018007291.tif 000040
ことを特徴とする。