(57)【要約】【課題】一つの実施形態は、直交復調器に供給される局部信号の振幅が、位相シフトの前後で変動することを抑制できる構成を有する通信装置を提供することを目的とする。【解決手段】一つの実施形態によれば、通信装置は局部信号の位相をシフトして直交復調器に供給する移相回路を備える。前記移相回路は、局部発振器の出力信号がその両端間に供給される第１と第２の信号入力端と、第１と第２の入力端を有する分周器と、前記第１と第２の信号入力端と前記分周器の前記第１と第２の入力端の間に設けられ、前記第１と第２の信号入力端と前記分周器の前記第１と第２の入力端との間の接続を切換える切換部とを備える。【選択図】図１
2018107694.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交変調器の出力信号を直交復調器に供給する供給経路を備え、直交誤差の測定の際に局部信号の位相を移相回路によりシフトして前記直交復調器に供給する通信装置において、前記移相回路は、
局部発振器の出力信号がその両端間に供給される第１と第２の信号入力端と、
第１と第２の入力端を有する分周器と、
前記第１と第２の信号入力端と前記分周器の前記第１と第２の入力端の間に設けられ、前記第１と第２の信号入力端と前記分周器の前記第１と第２の入力端との間の接続を切換える切換部と、
を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記分周器は、前記第１と第２の入力端に供給される信号により入力信号を取り込むタイミングが制御されるラッチ回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記直交誤差の測定の際に、前記分周器によって分周された前記局部発振器の出力信号の周波数よりも所定の周波数だけ高い周波数を有する第１の試験信号と前記分周器によって分周された前記局部発振器の出力信号の周波数よりも前記所定の周波数だけ低い周波数を有する第２の試験信号が異なるタイミングで前記直交変調器から出力されるように、所定パターンの試験信号を前記直交変調器に供給する送信信号生成部を有することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項４】
直交変調器に供給される局部信号に対して位相をシフトさせた局部信号を直交復調器に供給し、前記直交変調器の出力信号を前記直交復調器に供給して直交誤差を測定する通信装置の直交誤差測定方法において、
第１の期間に前記直交復調器に前記局部信号の周波数よりも所定の周波数だけ高い周波数の第１の試験信号を供給して前記直交復調器の出力信号の前記第１の試験信号の信号成分とそのイメージ信号成分を測定し、
第２の期間に前記第１の試験信号を前記直交復調器に供給した状態で前記局部信号の位相をシフトして前記直交復調器に供給し、前記直交復調器の出力信号の前記第１の試験信号の信号成分とそのイメージ信号成分を測定し、
第３の期間に前記直交復調器に前記局部信号の周波数よりも前記所定の周波数だけ低い周波数の第２の試験信号を供給して前記直交復調器の出力信号の前記第２の試験信号の信号成分とそのイメージ信号成分を測定し、
第４の期間に前記第２の試験信号を前記直交復調器に供給した状態で前記局部信号の位相をシフトして前記直交復調器に供給し、前記直交復調器の出力信号の前記第２の試験信号の信号成分とそのイメージ信号成分を測定し、
前記第１から第４の期間において測定した前記第１と第２の試験信号の信号成分とそのイメージ信号成分の測定値から直交誤差の補正係数を求めることを特徴とする通信装置の直交誤差測定方法。
【請求項５】
前記第１と第２の試験信号に先行して、所定パターンの同期信号を送出することを特徴とする請求項４に記載の通信装置の直交誤差測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本実施形態は、通信装置および通信装置の直交誤差（ＩＱインバランス）測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直交変調器及び直交復調器を備えた通信装置において、直交変調器の出力を直交復調器に供給するループバックパスを設け、直交変調器と直交復調器に同相の局部信号を供給した場合と所定の位相差を持たせた局部信号を供給した場合の測定結果を用いて直交変調器と直交復調器の誤差を分離して直交誤差（利得誤差、位相誤差、直流オフセット等）を補償する技術が開示されている。
【０００３】
直交変調器と直交復調器に供給する局部信号に位相差を与える位相シフト回路を、例えば、ＲＣフィルタを用いて構成した場合には位相シフトに伴う利得の低下が有る為、位相シフトの前後で直交復調器に供給される局部信号の振幅が変動し直交誤差に影響を与える。従って、位相シフトの前後で直交復調器に供給される局部信号の振幅の変化が小さい位相シフト回路が望まれる。また、直交誤差により発生するイメージ信号を除去する場合、ループバックパスの周波数特性偏差により、ループバックパスを経由したことによりイメージ信号成分が抑圧され、本来の直交誤差とは異なる状態で検出される場合がある。従って、ループバックパスの周波数特性偏差の影響を抑制することが出来る直交誤差測定方法が望まれる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４１７２８０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一つの実施形態は、直交復調器に供給される局部信号の振幅が、位相シフトの前後で変動することを抑制できる構成を有する通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一つの実施形態によれば、通信装置は局部信号の位相をシフトして直交復調器に供給する移相回路を備える。前記移相回路は、局部発振器の出力信号がその両端間に供給される第１と第２の信号入力端と、第１と第２の入力端を有する分周器と、前記第１と第２の信号入力端と前記分周器の前記第１と第２の入力端の間に設けられ、前記第１と第２の信号入力端と前記分周器の前記第１と第２の入力端との間の接続を切換える切換部とを備える。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図１は、第１の実施形態の通信装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、位相シフト制御部の一つの構成例を示す図である。
【図３】図３は、位相シフトにおける波形図である。
【図４】図４は、周波数特性偏差を説明する為の図である。
【図５】図５は、第２の実施形態の直交誤差測定方法のステップを示す図である。
【図６】図６は、第２の実施形態の直交誤差測定方法による効果を示す図である。
【図７】図７は、試験信号の一つの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下に添付図面を参照して、実施形態にかかる通信装置および通信装置の直交誤差算出方法を詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。
【０００９】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の通信装置１の構成を示す図である。送信側と受信側の構成を説明する。
【００１０】
（送信側の構成）
本実施形態の通信装置１は、デジタルの直交ベースバンド信号Ｉ０及びＱ０を生成する送信信号生成部１１を有する。直交ベースバンド信号Ｉ０及びＱ０は、直交変調器誤差補償部１２により加工されて、それぞれ、Ｉ１及びＱ１としてＤＡ変換器（ＤＡＣ）１３へ供給される。
【００１１】
ＤＡＣ１３はＩ１及びＱ１をアナログ信号に変換して、直交変調器１４へ供給する。
【００１２】
直交変調器１４は、アナログ信号に変換されたＩ２及びＱ２を、分周器３２を介して供給される局部発振器（ＬＯ）３１の出力信号により変調する。すなわち、局部発振器３１の出力信号を分周した信号が局部信号として直交変調器１４に供給される。
【００１３】
直交変調器１４の出力は、増幅器１５に供給される。増幅器１５の出力は、端子３７１に供給される。端子３７１は送信時にスイッチ３７により出力端子３７３に接続され、アンテナ３８から送信信号が送出される。
【００１４】
（受信側の構成）
受信時には、スイッチ３７によって出力端子３７３が端子３７２に接続され、アンテナ３８で受信した受信信号が増幅器２５を経由して直交復調器２４に供給される。直交誤差の測定時においてはスイッチ３６がオンとなり、ループバックパス３６０を経由して、直交変調器１４の出力信号が直交復調器２４に供給される。ループバックパス３６０は、配線によって構成される。
【００１５】
直交復調器２４は、受信時には増幅器２５から供給される受信信号を、直交誤差の測定時にはループバックパス３６０から供給される信号を、夫々、位相シフト制御部３３から供給される信号を用いて復調し、Ｉ相信号Ｉ３及びＱ相信号Ｑ３を出力する。
【００１６】
ＡＤ変換器（ＡＤＣ）２３は、Ｉ３及びＱ３をデジタル信号Ｉ４とＱ４に変換して同期部２２に供給する。同期部２２は、例えば、所定のパターン信号を保持しており、保持するパターン信号とＡＤＣ２３から供給される出力信号とを比較して、両者が一致した時に検出信号を制御部１０に供給する。同期部２２は、後述する直交誤差の測定時における同期信号の検出に用いられる。
【００１７】
同期部２２においてはデジタル信号Ｉ４とＱ４に特段の加工を施さない。従って、同期部２２の出力もＩ４とＱ４として示す。同期部２２のデジタル信号Ｉ４とＱ４は、直交誤差推定部３０に供給される。直交誤差推定部３０は、直交変調器誤差補償部１２から供給される信号Ｉ１とＱ１、及び同期部２２から供給されるデジタル信号Ｉ４とＱ４の相間から直交誤差を推定する。直交復調器誤差補償部２１の出力信号Ｉ５及びＱ５は受信信号処理部２０に供給される。
【００１８】
直交変調器誤差補償部１２及び直交復調器誤差補償部２１は、入力されるベースバンドの直交デジタル信号の直交性（振幅誤差、移相誤差、ＤＣオフセットなど）を補正する。すなわち直交変調器誤差補償部１２及び直交復調器誤差補償部２１は、入力されるベースバンドの直交デジタル信号の両成分の振幅や位相や直流オフセットなどが補正されたＩ相成分およびＱ相成分の信号を出力する。直交誤差推定部３０により推定された直交誤差の各パラメータの推定値に基づいて直交変調器誤差補償部１２と直交復調器誤差補償部２１による補正値が設定される。
【００１９】
直交変調器１４と直交復調器２４における誤差を分離して検出する為、直交復調器２４に供給する局部信号の位相をシフトする位相シフト制御部３３を有する。例えば、直交変調器１４に供給される局部信号と直交復調器２４に供給される局部信号の間に位相シフトが無い場合の誤差と９０度の位相シフトを行った場合の誤差から直交変調器１４と直交復調器２４の誤差を分離して算出することが出来る。９０度の位相シフトにより直交変調器１４と直交復調器２４の誤差を分離して算出する方法については、例えば、特許第４１７２８０５号に記載されている。
【００２０】
本実施形態における通信装置１は、直交復調器２４に供給される局部信号の位相を制御する位相シフト制御部３３を有する。位相シフト制御部３３は、切換部３４と分周器３５を有する。局部発振器３１の出力信号が分周器３５により分周された信号が局部信号として直交復調器２４に供給される。位相シフトを行う場合には、分周器３５に供給する信号を切換部３４により反転させて供給する。これにより、分周器３５から出力される信号の位相が９０度シフトされる。
【００２１】
図２は、位相シフト制御部３３の一つの構成例を示す図である。位相シフト制御部３３は、切換部３４と分周器３５を備える。切換部３４は、一対の入力端子（３００、３０１）を有する。一対の入力端子（３００、３０１）間には、局部発振器３１の出力信号が供給される。便宜上、入力端子３００側を正相側、入力端３０１側を逆相側として示している。
【００２２】
切換部３４はスイッチ３４１とスイッチ３４２を備える。スイッチ３４１は、入力端子３００の接続先を端子３４３と端子３４６との間で切換える。切換は、例えば、制御部１０からの制御信号によって行う。スイッチ３４２は、入力端子３０１の接続先を端子３４５と端子３４７との間で切換える。同様に、制御部１０からの制御信号によって切換を行う。端子３４３と端子３４５は出力端子３４８に接続され、端子３４６と端子３４７は、出力端子３４９に接続されている。
【００２３】
スイッチ３４１により入力端子３００が端子３４３に接続され、入力端子３０１がスイッチ３４２により端子３４７に接続された状態の時、出力端子３４８からは入力端子３００に供給された信号が出力され、出力端子３４９からは入力端子３０１に供給された信号が出力される。制御信号に応答して、スイッチ３４１により入力端子３００を端子３４６に接続し、入力端子３０１をスイッチ３４２により端子３４５に接続した状態の時、出力端子３４８からは入力端子３０１に供給された信号が出力され、出力端子３４９からは入力端子３００に供給された信号が出力される。すなわち、切換部３４により分周器３５に供給する信号を切換えることが出来る。
【００２４】
分周器３５は、第１のＤ型ラッチ回路３５１と第２のＤ型ラッチ回路３５２を有する。第１のＤ型ラッチ回路３５１の出力端（Ｑ、／Ｑ）は、第２のＤ型ラッチ回路３５２の入力端（Ｄ、／Ｄ）に接続される。第２のＤ型ラッチ回路３５２の出力端Ｑは、第１のＤ型ラッチ回路３５１の入力端／Ｄに接続され、出力端／Ｑは入力端Ｄに接続される。切換部３４の出力端子３４８からの信号は、ラッチ回路３５１のクロック入力端ＣＫＮとラッチ回路３５２のクロック入力端ＣＫＰに供給され、出力端子３４９からの信号はラッチ回路３５１のクロック入力端ＣＫＰとラッチ回路３５２のクロック入力端ＣＫＮに供給される。
【００２５】
夫々のラッチ回路（３５１、３５２）はクロック入力端ＣＫＰに供給される信号がＨレベルの時に入力端（Ｄ、／Ｄ）に供給される信号を取り込み、クロック入力端ＣＫＰに供給される信号がＬレベル、従って、クロック入力端ＣＫＮに供給される信号がＨレベルの間、夫々のラッチ回路（３５１、３５２）の出力は保持される。この動作により、切換部３４の入力端子（３００、３０１）に供給される信号、すなわち、局部発振器３１の出力信号の周波数を１／２に分周することが出来る。
【００２６】
分周器３５の出力信号は、夫々、第１のＤ型ラッチ回路３５１の出力端（Ｑ、／Ｑ）に接続された出力端子（３５３、３５４）から信号（ＩＰ、ＩＮ）として出力され、第２のＤ型ラッチ回路３５２の出力端（Ｑ、／Ｑ）に接続された出力端子（３５５、３５６）から信号（ＱＮ、ＱＰ）として出力される。出力端子（３５３、３５４）から出力される信号ＩＰとＩＮ、及び、出力端子（３５５、３５６）から出力される信号ＱＰとＱＮは夫々、逆相の関係である。また、信号ＩＰとＱＰ、信号ＩＮとＱＮは、位相が９０度シフトした関係となる。従って、例えば、出力端子３５３から出力される信号ＩＰと出力端子３５６から出力される信号ＱＰの対、及び出力端子３５４から出力される信号ＩＮと出力端子３５５から出力される信号ＱＮの対を、直交変調器１４に供給する変調用の局部信号として用いることが出来、同様に、直交復調器２４に供給する復調用の局部信号として用いることが出来る。なお、直交変調器１４に接続される分周器３２は、切換部３４を備えない構成とすることが出来る。
【００２７】
切換部３４を介して分周器３５に供給される信号の極性を切換えることにより、分周器の信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）の位相を９０度シフトすることが出来る。より具体的には、第１のＤ型ラッチ回路３５１と第２のＤ型ラッチ回路３５２のクロック入力端（ＣＫＮ、ＣＫＰ）に供給する信号（ＬＯＰ、ＬＯＮ）を切換えることにより、分周器の信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）の位相を９０度シフトすることが出来る。各々のラッチ回路（３５１、３５２）の入力信号の取り込みのタイミングがシフトする為である。
【００２８】
分周器３５の信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）の位相がシフトする様子を、図３の波形図を用いて説明する。図３（Ａ）は、切換部３４の入力端子（３００、３０１）に供給される信号（ＬＯＰ、ＬＯＮ）を示す。便宜的に、信号ＬＯＮを実線、信号ＬＯＰを点線で示す。Ｐ点において切換部３４の入力端子（３００、３０１）と出力端子（３４８、３４９）の接続関係の切換を行った。切換の後は、信号ＬＯＰを実線で示し信号ＬＯＮを点線で示している。この例においては、切換のタイミングＰが信号ＬＯＮの負側の状態の時である。従って、信号ＬＯＮが負側の状態の時に正側の信号ＬＯＰに接続することにより、各ラッチ回路（３５１、３５２）における信号の取り込みのタイミングが早まる。これにより、信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）の位相が進むことになる。各ラッチ回路（３５１、３５２）に供給される信号（ＬＯＮ、ＬＯＰ）の位相差は１８０度であるが、分周器３５の信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）の周波数は信号（ＬＯＮ、ＬＯＰ）の周波数の１／２で有る為、９０度の位相シフトとなる。
【００２９】
図３（Ｂ）は、分周器３５の信号（ＩＰ、ＩＮ）を示す。便宜的に、信号ＩＮを実線、信号ＩＰを点線で示す。切換が行われなかった場合の信号ＩＮを一点鎖線で示す。切換によって信号ＩＮの位相が９０度進んでいる。尚、信号ＩＰは信号ＩＮを反転した信号となる為、説明上、切換を行わなかった場合の信号としては、信号ＩＮについてのみ示している。
【００３０】
図３（Ｃ）は、分周器３５の信号（ＱＰ、ＱＮ）を示す。便宜的に、信号ＱＰを実線、信号ＱＮを点線で示す。信号ＱＰについても、入力の切換えの後、切換えなかった場合の信号ＱＰ（一点鎖線で示す）に対し、９０度位相を進めることが出来る。図３（Ｃ）においても、信号ＱＮは信号ＱＰの反転信号で有る為、切換を行わなかった場合の信号としては、信号ＱＰについてのみ示している。
【００３１】
信号（ＩＮ、ＩＰ、ＱＰ、ＱＮ）の位相を９０度遅らせる場合には、信号ＬＯＮが正側にあるときに切換を行う制御となる。これにより、ラッチ回路が信号を取り組むタイミングが信号（ＬＯＮ、ＬＯＰ）の１／２周期分遅れ、信号（ＩＮ、ＩＰ、ＱＰ、ＱＮ）の位相を９０度遅らせることが出来る。
【００３２】
本実施形態の位相シフト制御部３３を備えた構成においては、分周器３５に供給する信号（ＬＯＮ、ＬＯＰ）を切換えるだけで分周器３５の信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）の位相を９０度シフトすることが出来る。入力信号（ＬＯＮ、ＬＯＰ）の切換だけであり、直交復調器２４に供給する信号は分周器３５の信号（ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮ）がそのまま供給される為、直交復調器２４に供給される局部信号の振幅は位相シフトによって変動しない。直交復調器２４に供給される局部信号の振幅が位相シフト前後に変動しない為、直交誤差の測定精度を上げることが出来る。
【００３３】
例えば、局部発振器３１の出力信号の位相の状態をモニタし、位相シフト制御部３３に供給される入力信号ＬＯＮが負側にあるか正側にあるかの状態に応じて入力信号（ＬＯＮ、ＬＯＰ）を切換えるタイミングを調整することにより、位相を９０度進めるか遅らせるかの制御を確実に行うことが出来きる。
【００３４】
尚、位相シフトを行って位相シフト前と位相シフト後の２つの状態を形成して直交誤差の測定に反映させるアルゴリズムにしておけば、位相が９０度進むか遅れるかは大きな問題にはならない。すなわち、位相シフトにより直交変調器１４と直交復調器２４のどちらに起因する直交誤差であるかを分離して直交誤差の補正を行うアルゴリズムとすることが出来る。
【００３５】
図４は、ループバックパス３６０の周波数特性偏差の影響を概念的に説明する為の図である。直交誤差が有ると、直交変調器１４の出力信号にイメージ信号が発生する。図４（Ａ）において、４０１は本来の信号成分を示し、例えば、局部周波数に対してＦ１だけ高い周波数を有する。４０２はイメージ信号を示し、局部信号の周波数に対してＦ１だけ低い周波数の信号として検知される。信号成分４０１とイメージ信号４０２の差分を検知して直交変調器１４におけるイメージ信号の抑圧比ＩＲＲ（Ｉｍａｇｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）が設定される。直交変調器１４自体の直交誤差で生じるイメージ信号を抑圧する為の抑圧比ＩＲＲをＩＭＲ０で示す。
【００３６】
図４（Ｂ）は、ループバックパス３６０を経由して直交変調器１４の出力信号を直交復調器２４に供給して直交誤差測定を行う場合を示す。４１１は本来の信号成分を示し、４１２がイメージ信号成分を示す。４００はループバックパス３６０の周波数特性偏差を示す。例えば、高周波側で信号が伸長される周波数特性偏差を示す場合の例である。
【００３７】
図４（Ｃ）を用いて、ループバックパス３６０の周波数特性偏差の影響を概念的に説明する。高周波側で信号成分が伸長される周波数特性偏差をループバックパス３６０が有する場合には、図４（Ｃ）に示す様に、局部信号の周波数よりも高い信号成分４０１が誤差ΔＥ１だけ大きくなり、イメージ信号成分４０２は本来のイメージ信号成分４０２よりも誤差ΔＥ２だけ抑制された状態で検出されることになる。すなわち、直交変調器１４の出力信号は信号成分４０１が伸長されて信号成分４１１となり、イメージ信号成分４０２は抑圧されて信号４１２となって図４（Ｂ）示す関係で検出されることになる。この場合の抑圧比ＩＲＲはＩＭＲ１となる。すなわち、本来の直交変調器１４における抑圧比ＩＲＭ０とループバックパス３６０を介して得られる抑圧比ＩＲＭ１との間に誤差が生じることなる。
【００３８】
（第２の実施形態）
図５は、既述したループバックパス３６０を経由して直交変調器１４の出力を直交復調器２４に経由しても直交誤差の測定精度を高めることが出来る測定方法の一つの実施形態を示す。
【００３９】
本実施形態においては、直交変調器１４が局部信号の周波数Ｆ０よりも周波数Ｆ１だけ高い周波数（Ｆ０＋Ｆ１）を有する試験信号を出力する状態で直交誤差測定を行う（Ｓ５０１）。次に、直交変調器１４が局部信号の周波数Ｆ０よりも周波数Ｆ１だけ高い周波数（Ｆ０＋Ｆ１）を有する試験信号を出力する状態で直交復調器２４に供給する局部信号の位相を例えば９０度シフトして、直交誤差測定を行う（Ｓ５０２）。次に、直交変調器１４の出力信号が局部信号の周波数Ｆ０よりも周波数Ｆ１だけ低い周波数（Ｆ０−Ｆ１）を有する試験信号が出力される状態で直交誤差測定を行う（Ｓ５０３）。次に、直交変調器１４の出力信号が局部信号の周波数Ｆ０よりも周波数Ｆ１だけ低い周波数（Ｆ０−Ｆ１）を有する試験信号が出力される状態で直交復調器２４に供給する局部信号の位相を例えば９０度シフトして、直交誤差測定を行う（Ｓ５０４）。尚、９０度の位相シフトは、図１の実施形態においては、切換部３４により局部発振器３１からの信号を切換えて分周器３５に供給することにより行う。
【００４０】
各ステップ（Ｓ５０１〜Ｓ５０４）で取得した試験信号成分とイメージ信号成分の値を用いて、直交誤差の補正を行う（Ｓ５０５）。すなわち、直交変調器１４の出力信号として（Ｆ０＋Ｆ１）の試験信号を出力している状態での直交誤差の測定においては、この（Ｆ０＋Ｆ１）の試験信号成分を本来の信号成分とし、周波数（Ｆ０−Ｆ１）をイメージ信号成分として用いる。同様に、直交変調器１４の出力信号として（Ｆ０−Ｆ１）の試験信号を出力している状態での直交誤差の測定においては、周波数（Ｆ０−Ｆ１）の試験信号成分を本来の信号成分とし、（Ｆ０＋Ｆ１）をイメージ信号成分として測定する。直交変調器１４と直交復調器２４に供給する局部信号を同相で供給する状態と位相をシフトして供給する状態（Ｓ５０２、Ｓ５０４）を設けて直交誤差を測定することにより、直交変調器１４に起因する誤差と直交復調器２４に起因する誤差を分離して検出することが出来る。
【００４１】
ループバックパス３６０の周波数特性偏差が図４（Ｂ）の４００で示される場合、ステップ（Ｓ５０１）とステップ（Ｓ５０２）においては、試験信号成分が伸長される。
【００４２】
一方、ステップ（Ｓ５０３）とステップ（Ｓ５０４）においては、ループバックパス３６０の周波数特性偏差により試験信号成分が抑圧される。
【００４３】
従って、夫々のステップで測定した試験信号成分とイメージ信号成分を加算し、その差分を算出することで、ループバックパス３６０の周波数特性偏差の影響を相殺することが出来る。これにより、ループバックパス３６０の周波数特性偏差の影響を抑制した直交誤差の補正係数を求めることが出来る。
【００４４】
本実施形態の直交誤差の測定方法によれば、夫々の直交誤差の測定における本来の試験信号成分の和とイメージ信号成分の和の差分を用いて直交誤差の補正値を算出する。これにより、局部信号の周波数Ｆ０を中心にして高周波側と低周波側に生じるループバックパス３６０の周波数特性偏差の影響を相殺することが出来る為、直交誤差測定の精度を向上させることが出来る。
【００４５】
尚、直交変調器１４から周波数（Ｆ０＋Ｆ１）と周波数（Ｆ０−Ｆ１）の試験信号を切換えて出力させる制御は、例えば、直交変調器１４に供給するＱ相の位相を反転させる、すなわち、位相を１８０度シフトすることで行うことが出来る。
【００４６】
例えば、直交変調器１４に供給される局部信号を次の通りとする。
【数１】
2018107694.tif 000003
ここで、ＴＸＩ＿ＬＯ（ｔ）は、局部信号のＩ相成分を示し、ＴＸＱ＿ＬＯ（ｔ）は局部信号のＱ相成分を示す。局部信号の周波数はＦ０であり、各式においては、角速度ω０（＝２・π・Ｆ０）で示す。
【００４７】
直交変調器１４に供給されるＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）試験信号のＩ相成分ＣＷＩ（ｔ）とＱ相成分ＣＷＱ（ｔ）を次の通りとする。
【数２】
2018107694.tif 000004
ここで、Ａは試験信号として供給されるＣＷ試験信号の振幅を示す。ＣＷ試験信号の周波数はＦ１であり、各式においては、角速度ω１（＝２・π・Ｆ１）で示している。
【００４８】
直交変調器１４では、入力したＣＷ試験信号に局部信号を乗算した後、Ｉ相とＱ相の信号成分が加算されて出力される。従って、直交変調器１４の出力信号ＴＸ（ｔ）は、次の式（１）で示すことが出来る。
【００４９】
【数３】
2018107694.tif 000005
【００５０】
すなわち、直交変調器１４の出力信号ＴＸ（ｔ）の周波数は（Ｆ０＋Ｆ１）となる。この周波数（Ｆ０＋Ｆ１）の試験信号は、局部信号の周波数Ｆ０からＦ１だけ離間する直角変調器１４の直交変調出力信号の上側波帯信号である。
【００５１】
次に、ＣＷ試験信号のＱ相成分の位相を１８０度シフトして反転させると、直交変調器１４に供給されるＣＷ試験信号のＩ相成分ＣＷＩ（ｔ）とＱ相成分ＣＷＱ（ｔ）は次の通りとなる。
【数４】
2018107694.tif 000006
【００５２】
局部信号のＩ相とＱ相はもとの状態のままとすると、直交変調器１４からの出力信号ＴＸ（ｔ）は、次の式（２）で示すことができる。
【数５】
2018107694.tif 000007
【００５３】
すなわち、直交変調器１４からの出力信号ＴＸ（ｔ）の周波数を（Ｆ０−Ｆ１）とすることが出来る。この周波数（Ｆ０−Ｆ１）の試験信号は、局部信号の周波数Ｆ０からＦ１だけ離間する直角変調器１４の直交変調出力信号の下側波帯信号である。
【００５４】
本実施形態の直交誤差の測定方法によれば、ループバックパス３６０に周波数特性偏差が有る場合においても、試験信号成分とイメージ信号成分の誤差が相殺される為、ループバックパス３６０の周波数特性偏差の影響が相殺されて直交誤差測定の精度を向上させることが出来る。
【００５５】
図６は、本実施形態の直交誤差測定方法を用いて誤差補正を行った場合のシミュレーション結果を示す。横軸は直交誤差測定により取得した測定値を用いて補正した後の直交変調器１４の送信ＩＲＲ、縦軸はその発生頻度を示す。局部信号の周波数Ｆ０を５５００ＭＨｚ、Ｆ１を１０ＭＨｚ、ループバックパス３６０の周波数特性偏移を２ｄＢ／１０ＭＨｚとした。図６の斜線が施された棒グラフが本実施形態によるシミュレーション結果を示す。一方の周波数（Ｆ０＋Ｆ１）のみの試験信号を用いて直交誤差測定と誤差補正をした場合の例（比較例）に比べ、本実施形態によれば直交変調器１４の送信ＩＲＲが大幅に向上することがわかる。
【００５６】
直交変調器１４から出力させる試験信号の周波数は、当初、局部信号の周波数Ｆ０より所定の周波数Ｆ１だけ低い（Ｆ０−Ｆ１）の試験信号を出力させ、その後に局部信号の周波数Ｆ０よりもＦ１だけ高い（Ｆ０＋Ｆ１）の試験信号を出力させるステップでもよい。それぞれの周波数において測定した試験信号成分とイメージ信号成分の値の合計値を用いることで、同様に、ループバックパス３６０における周波数特性偏差の影響を相殺させ、直交誤差の測定精度を上げることが出来る。
【００５７】
本実施形態の直交変調器１４が出力する試験信号の周波数を周波数（Ｆ０＋Ｆ１）と周波数（Ｆ０−Ｆ１）との間で切換えて行う直交誤差の測定は、例えば、Ｗｉ―ＦｉのＳＩＦＳ（Ｓｈｏｒｔ  Ｉｎｔｅｒｆｒａｍｅ  Ｓｐａｃｅ）の期間において行う。ＳＩＦＳの期間においては信号の送信／受信が行われない為、この期間を有効利用して直交誤差測定を行うことが出来る。
【００５８】
図７は、同期用のプリアンブルを備えた試験信号パターンの一つの構成例を示す。Ｉ相及びＱ相の信号として直交変調器１４へ供給される。直交変調器１４が出力する試験信号の周波数を（Ｆ０＋Ｆ１）と（Ｆ０−Ｆ１）との間で切換える場合には、既述した様に、例えば期間Ｔ２と期間Ｔ４において直交変調器１４に供給するＱ相の信号の位相を１８０度シフトする。
【００５９】
直交変調器１４から出力される試験信号の周波数が（Ｆ０＋Ｆ１）と（Ｆ０−Ｆ１）との間で切り替えられる期間（Ｔ２、Ｔ４）の前段部の期間（Ｔ１、Ｔ３）に同期用のプリアンブル信号として無線ＬＡＮのＳＴＦ（Ｓｈｏｒｔ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）信号を付加している。例えば、既述した同期部２２に、ＳＴＦに相当する受信信号パターンを保持しておき、ＳＴＦに対応するプリアンブル信号を検知した時に同期部２２が検知したことを示す信号を制御部１０に送信し、その後に直交誤差推定部３０が直交誤差の測定の為に必要なデータを取得するステップとすることが出来る。プリアンブル信号を検知して、例えば、直交変調器１４から出力される試験信号の周波数の情報を事前に取得することにより直交誤差測定の精度を向上させることが出来る。
【００６０】
同期の為のプリアンブル信号はＳＴＦに限定されず、任意のパターンを用いても良い。プリアンブル信号を含む試験信号パターンの構成は、送信信号生成部１１によって生成する。
【００６１】
直交誤差の測定時には、例えば、直交変調器１４に接続される増幅器１５、及び、直交復調器２４に信号を供給する増幅器２５をオフにする。これにより、不要な信号がアンテナ３８から送出されることを防ぐことが出来る。増幅器（１５、２５）をオフにする信号は、制御部１０から供給される。
【００６２】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００６３】
１０  制御部、１１  送信信号生成部、１２  直交変調器誤差補償部、１４  直交変調器、２０  受信信号処理部、２１  直交復調器誤差補償部、２２  同期部、２４  直交復調器、３０  直交誤差推定部、３２  分周器、３３  位相シフト制御部、３４  切換部、３５  分周器。
【図１】
2018107694.tif 000008
【図２】
2018107694.tif 000009
【図３】
2018107694.tif 000010
【図４】
2018107694.tif 000011
【図５】
2018107694.tif 000012
【図６】
2018107694.tif 000013
【図７】
2018107694.tif 000014