(57)【要約】【課題】多相式スイッチングレギュレータのスイッチングノイズを低減する技術を提供する。【解決手段】多相式スイッチングレギュレータは、電源から供給された電力を所定のスイッチングデューティ比で時分割し、所定の出力電圧を生成する。多相式スイッチングレギュレータは、生成された所定の出力電圧を検知する手段と、帰還入力された所定の出力電圧に基づいて、多相式スイッチングレギュレータの相毎のスイッチングデューティ比を略５０パーセントになるようにフィードバック制御する手段と、を備えることを特徴とする。【選択図】図２
2018107927.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から供給された電力を所定のスイッチングデューティ比で時分割し、所定の出力電圧を生成する多相式スイッチングレギュレータにおいて、
前記多相式スイッチングレギュレータによって生成された前記所定の出力電圧を検知する手段と、
帰還入力された前記所定の出力電圧に基づいて、前記多相式スイッチングレギュレータの相毎のスイッチングデューティ比を略５０パーセントになるようにフィードバック制御する手段と、
を備えることを特徴とする多相式スイッチングレギュレータ。
【請求項２】
前記電源の入力電圧に対する入力電圧依存性を付与する手段を備え、
前記フィードバック制御する手段は、前記多相式スイッチングレギュレータによって生成された所定の出力電圧が前記入力電圧の粗半分の電圧値になるように制御する、請求項１に記載の多相式スイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記入力電圧依存性を付与する手段は、前記電源に接続するカレントミラー回路であり、
前記フィードバック制御する手段は、前記カレントミラー回路を介して入力された電圧値に基づいて、前記多相式スイッチングレギュレータによって生成された所定の出力電圧が前記入力電圧の粗半分の電圧値になるように制御する、請求項２に記載の多相式スイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記入力電圧依存性を付与する手段は、前記電源の入力電圧を分圧する分圧回路であり、
前記フィードバック制御する手段は、前記分圧回路から入力された電圧値に基づいて、前記多相式スイッチングレギュレータの備えるソフトスタート機能を機能させ、前記多相スイッチングレギュレータによって生成された所定の出力電圧が前記入力電圧の粗半分の電圧値になるように制御する、請求項２に記載の多相式スイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記入力電圧依存性を付与する手段は、前記電源の入力電圧に比例する電圧を出力する回路であり、
前記フィードバック制御する手段は、前記回路を介して入力された電圧値をフィードバック制御するための基準電圧値として、前記多相式スイッチングレギュレータによって生成された所定の出力電圧が前記入力電圧の粗半分の電圧値になるように制御する、請求項２に記載の多相式スイッチングレギュレータ。
【請求項６】
電源から供給された電力を所定のスイッチングデューティ比で時分割し、所定の出力電圧を生成する多相スイッチングレギュレータの制御方法において、
前記多相式スイッチングレギュレータによって生成された前記所定の出力電圧を検知し、
帰還入力された前記所定の出力電圧に基づいて、前記多相式スイッチングレギュレータの相毎のスイッチングデューティ比を略５０パーセントになるようにフィードバック制御する、
ことを特徴とする多相式スイッチングレギュレータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相式スイッチングレギュレータ及び多相式スイッチングレギュレータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、主に貨物輸送や旅客輸送を使用目的とした、トラックやバス等の商用車が知られている。商用車においては、２４ＶＤＣといった電力を供給可能なバッテリが搭載されることが知られている。２４ＶＤＣのバッテリ電力は、例えば、商用車に搭載されるオーディオ機器やナビゲーション機器、あるいは、ナビゲーション機能、オーディオ機能、画像再生機能、通信機能といった各種機能を一体的に提供可能なオーディオ・ビジュアル・ナビゲーション一体機（以下、「ＡＶＮ機」とも称す）等に供給される。以下の説明においては、商用車等の車両に搭載されるオーディオ機器やナビゲーション機器、ＡＶＮ機等を総称して「車載装置」とも称す。
【０００３】
なお、本明細書で説明する技術に関連する技術が記載されている先行技術文献としては、以下の特許文献が存在している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−０５３８１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
２４ＶＤＣのバッテリが搭載される商用車においては、例えば、乗用車等の１２ＶＤＣのバッテリを搭載する車両における車載装置が使用される場合がある。例えば、商用車は２４ＶＤＣのバッテリ電力を１２ＶＤＣの直流電圧に降圧変換する電圧変換ユニットを備え、変換後の１２ＶＤＣを車載装置に供給する。商用車においては、１２ＶＤＣ対応の車載装置を搭載することで、乗用車と商用車間の共通化を図ることが可能になり、車載装置の開発・維持コストの軽減が可能になる。
【０００６】
ところで、近年の車載装置においては、多機能化や処理性能の向上に伴い消費電流が増加する傾向にある。２４ＶＤＣのバッテリを搭載する商用車においては、車載装置の消費電流の増加に対処可能な電圧変換ユニットが求められる。このような電圧変換ユニットとして、例えば、２系統のスイッチング降圧回路を並列接続して構成される２相（デュアルフェーズ）式、あるいは、２系統以上のスイッチング降圧回路を並列接続して構成される多相（マルチフェーズ）式の降圧変換が例示される。
【０００７】
しかしながら、スイッチング方式を採用する降圧回路（以下、降圧回路を「レギュレータ」とも称す）では、スイッチング動作に伴うノイズ（スイッチングノイズ）を起因とする、ラジオ放送やＴＶ放送への受信感度の低下といった干渉の抑制が課題になる。スイッチングノイズには、スイッチング周波数およびスイッチング周波数の高調波が含まれる。
【０００８】
上記デュアルフェーズ式やマルチフェーズ式のスイッチング降圧変換においては、入力電圧が２４ＶＤＣと相対的に高く出力電流も大きいため、スイッチングノイズの影響は大きくなる傾向にあった。本発明の目的は、多相式スイッチングレギュレータのスイッチングノイズを低減する技術の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
開示の技術の一側面は、多相式スイッチングレギュレータによって例示される。多相式スイッチングレギュレータは、電源から供給された電力を所定のスイッチングデューティ比で時分割し、所定の出力電圧を生成する。多相式スイッチングレギュレータは、多相式スイッチングレギュレータによって生成された所定の出力電圧を検知する手段と、帰還入力された所定の出力電圧に基づいて、多相式スイッチングレギュレータの相毎のスイッチングデューティ比を略５０パーセントになるようにフィードバック制御する手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
開示の技術の一側面によれば、多相式スイッチングレギュレータのスイッチングノイズを低減する技術が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本実施形態に係る電圧変換システムのブロック構成の一例を示す図である。
【図２】実施例１の電圧変換ユニットの詳細な回路構成の一例を示す図である。
【図３】スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図４】スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図５】入力側におけるスイッチングノイズの周波数特性を説明する図である。
【図６】出力側におけるスイッチングノイズの周波数特性を説明する図である。
【図７】４相のスイッチング降圧回路を備える形態のスイッチング動作を説明する図である。
【図８】６相のスイッチング降圧回路を備える形態のスイッチング動作を説明する図である。
【図９】実施例２の電圧変換ユニットの詳細な回路構成の一例を示す図である。
【図１０】実施例２の入出力特性の一例を示す図である。
【図１１】実施例２の入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性の一例を示す図である。
【図１２】実施例３の電圧変換ユニットの詳細な回路構成の一例を示す図である。
【図１３】ソフトスタート機能を用いる際の各電圧値の関係を説明する図である。
【図１４】実施例３の入出力特性の一例を示す図である。
【図１５】実施例３の入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性の一例を示す図である。
【図１６】実施例４の電圧変換ユニットの詳細な回路構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して、一実施形態に係るスイッチングレギュレータについて説明する。以下の実施形態の構成は例示であり、本スイッチングレギュレータは実施形態の構成には限定されない。
【００１３】
＜実施の形態＞
〔実施例１〕（システム構成）
図１は、本実施形態に係る電圧変換システムのブロック構成の一例を示す図である。図１に示す電圧変換システム３０は、例えば、２４ＶＤＣのバッテリを搭載するトラックやバスといった商用車に搭載される電圧変換システムである。電圧変換システム３０においては、例えば、２４ＶＤＣのバッテリから供給される電力が１２ＶＤＣに直流電圧に降圧変換され、１２ＶＤＣの直流電圧で動作可能な車載装置に供給される。１２ＶＤＣの直流
電圧で動作する車載装置としてＡＶＮ機が例示される。但し、車載装置は、ナビゲーション装置、オーディオ装置、ＣＤ（Compact Disc）やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＢＤ（Blu-ray（登録商標） Disc）等の記録媒体に記憶された情報を再生可能な画像再生装置、通信装置、車両に設けられた撮影装置を介して撮影された映像を記録媒体に記録するドライブレコーダ等であってもよい。
【００１４】
図１に示す電圧変換システム３０は、２４Ｖバッテリ（以下、「バッテリ」とも称す）２０と、１２Ｖバッテリ用車載ユニット２１（以下、「車載装置」とも称す）と、電圧変換ユニット１０とを含む。電圧変換システム３０において、バッテリ２０は電圧変換ユニット１０に接続し、電圧変換ユニット１０は車載装置２１に接続する。電圧変換ユニット１０は、バッテリ２０から供給された２４ＶＤＣの電力を１２ＶＤＣの直流電圧に降圧変換し、車載装置２１に出力する。車載装置２１は、電圧変換ユニット１０で変換された１２ＶＤＣの電力を使用し、メモリ等に格納された各種プログラムを実行する。各種プログラムの実行により、車載装置２１の備えるナビゲーション機能、オーディオ機能、画像再生機能、通信機能、録画機能といった各種機能が提供される。
【００１５】
本実施形態に係る電圧変換ユニット１０は、２系統のスイッチング降圧回路を並列接続して構成される２相（デュアルフェーズ）式、あるいは、２系統以上のスイッチング降圧回路を並列接続して構成される多相（マルチフェーズ）式の電圧変換ユニットである。電圧変換ユニット１０は、２系統以上の多相のスイッチング降圧回路を備えることにより、それぞれのスイッチング降圧回路から負荷側へ供給する電流の電流シェアリングが可能になる。電圧変換ユニット１０は、２系統以上の多相のスイッチング降圧回路による電流シェアリングにより、例えば、車載装置２１の動作に係る１０Ａ〜２０Ａといった負荷電流（消費電流）の供給が可能になる。
【００１６】
電圧変換ユニット１０のスイッチング動作のオン・オフ期間の制御として、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）といった制御方式が例示される。電圧変換ユニット１０は、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作のオン・オフ期間の制御によりバッテリ２０から供給された２４ＶＤＣの電力を時分割して電流シェアリングを行うと共に、オン・オフ期間に応じた所定の直流電圧（例えば、１２ＶＤＣ）を生成する。なお、以下では、電圧変換ユニット１０の備える各スイッチング降圧回路は、ＰＷＭ方式によりスイッチング動作のオン・オフ期間が制御されるものとして説明する。
【００１７】
本実施形態に係る電圧変換ユニット１０は、２系統以上のスイッチング降圧回路の電流シェアリングで生成された出力電圧を帰還させ、各スイッチング降圧回路のデューティ比（時比率）が粗５０パーセントとなるように制御（フィードバック制御）する。ここで、デューティ比とは、ＰＷＭ周期における、オン期間あるいはオフ期間が継続される期間の割合を表す。例えば、ＰＷＭ周期を「Ｔ」とし、オン期間を「τ」とする場合、デューティ比（Ｄ）は、「Ｄ＝τ／Ｔ」で表される。
【００１８】
本実施形態に係る電圧変換ユニット１０は、２系統以上のスイッチング降圧回路の電流シェアリングで生成された出力電圧を用いて、スイッチング動作に係るＰＷＭ周期内のオン期間あるいはオフ期間のデューティ比が粗５０パーセントとなるようにフィードバック制御を行う。フィードバック制御により、電圧変換ユニット１０の各スイッチング降圧回路においては、５０パーセント近傍のデューティ比で生成された電流値が増加減期間を同期させて出力される。本実施形態に係る電圧変換ユニット１０においては、２系統以上のスイッチング降圧回路をスイッチングノイズの発生が最も少ない動作領域で駆動することが可能になる。
【００１９】
（電圧変換ユニット回路構成）
次に、電圧変換ユニット１０の回路構成を説明する。なお、以下の説明では、電圧変換ユニット１０は、２系統のスイッチング降圧回路で構成される２相（デュアルフェーズ）式の電圧変換ユニットとして説明する。
【００２０】
図２は、本実施形態に係る電圧変換ユニット１０の詳細な回路構成の一例を示す図である。図２に示す電圧変換ユニット１０は、電流シェアリングが可能な２系統のスイッチング降圧回路と、２系統のスイッチング降圧回路のスイッチング動作を同期して制御する制御回路（Dual Phase Synchronous Buck Controller）１１を含む。また、電圧変換ユニット１０は、電流シェアリングによって生成された出力電圧ＶＯＵＴ（例えば、１２ＶＤＣ）を制御回路１１に帰還させるための電圧フィードバック回路を含む。電圧変換ユニット１０の２系統のスイッチング降圧回路によって降圧変換された電力は、電力供給ラインＺ１を介し出力電圧ＶＯＵＴとして車載装置２１に供給される。
【００２１】
２系統の一方のスイッチング降圧回路は、少なくとも、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、コンデンサＣ１、ダイオード素子Ｄ１、インダクタＬ１により構成される。また、他方のスイッチング降圧回路は、少なくとも、スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、コンデンサＣ２、ダイオード素子Ｄ２、インダクタＬ２により構成される。スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）等の半導体デバイスである。スイッチング降圧回路の
コンデンサＣ１、Ｃ２は、ブートストラップ用コンデンサである。
【００２２】
電圧フィードバック回路は、電力供給ラインＺ１に接続する分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）で構成される。なお、電力供給ラインＺ１には、バイパスコンデンサとして機能するコンデンサＣ３が接続する。
【００２３】
制御回路１１は、スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るオン・オフ期間のデューティ比を制御する回路を２系統に備える。２系統の内、一方のスイッチング降圧回路のスイッチング動作は、オペアンプ１１ａ、コントローラ（CH1 Control）１１ｂを介し
てオン・オフ期間が制御される。また、２系統の内、他方のスイッチング降圧回路のスイッチング動作は、オペアンプ１１ｃ、コントローラ（CH2 Control）１１ｄを介してオン
・オフ期間が制御される。
【００２４】
なお、図２に示す制御回路１１は、２系統のスイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るオン・オフ期間のデューティ比を同期して制御可能な回路であれば、例えば、マイクロコントローラ（マイコン）で構成されるとしてもよい。また、制御回路１１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の専用ＬＳＩ（large scale integration）等であってもよい。制御回路１１は、上記マイコンや専用ＬＳＩで構成される場
合には、例えば、車載装置２１の一部を構成するとしてもよい。なお、電圧変換ユニット１０は、上記２系統のスイッチング降圧回路と、制御回路１１と、電圧フィードバック回路とを組合せたＳｏＣ（System-on-a-Chip）であってもよい。
【００２５】
制御回路１１には、制御に係る各種信号の入出力端子が含まれる。例えば、制御回路１１は、端子ＦＢ１、ＦＢ２、ＳＳ１、ＳＳ２、ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２を有する。同様にして、制御回路１１は、端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃ、Ｔ１ｄ、Ｔ１ｅ、Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃ、Ｔ２ｄ、Ｔ２ｅを有する。制御回路１１の端子Ｔ１ｅには、コントローラ１１ｂによって制御されるスイッチング降圧回路の供給電圧ＶＩＮが接続する。また、制御回路１１の端子Ｔ２ｅには、コントローラ１１ｄによって制御されるスイッチング降圧回路の供給電圧ＶＩＮが接続する。制御回路１１は、２系統のスイッチング降圧回路を用いた
電流シェアリングを提供するため、端子Ｔ１ｅ、Ｔ２ｅを介してスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ２ａに流れ込む電流を監視する。
【００２６】
図２に示すように、制御回路１１の端子ＦＢ１、ＦＢ２には、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）によって検知された電力供給ラインＺ１の出力電圧がフィードバック電圧ＦＢとして帰還入力される。また、制御回路１１の端子Ｔ１ｂには、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートが接続し、端子Ｔ１ｄには、スイッチング素子ＳＷ１ｂのゲートが接続する。同様にして、制御回路１１の端子Ｔ２ｂには、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートが接続し、端子Ｔ２ｄにはスイッチング素子ＳＷ２ｂのゲートが接続する。
【００２７】
なお、制御回路１１の端子ＳＳ１、ＳＳ２のそれぞれには、レギュレータ起動時における突入電流を抑止するソフトスタート機能を機能させるためのコンデンサＣｔが接続する。また、制御回路１１の端子ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２は、抵抗及びコンデンサから構成されるプルダウン回路を介して接地される。制御回路１１の端子Ｔ１ａはコンデンサＣ１に接続し、端子Ｔ１ｃはスイッチング素子ＳＷ１ａのソースに接続する。同様にして、制御回路の端子Ｔ２ａはコンデンサＣ２に接続し、端子Ｔ２ｃはスイッチング素子ＳＷ２ａのソースに接続する。
【００２８】
また、図２に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ａのドレインにはバッテリ２０から供給された供給電圧ＶＩＮ（例えば、２４ＶＤＣ）が接続する。また、スイッチング素子ＳＷ１ａのソースには、ソースが接地されたスイッチング素子ＳＷ１ｂのドレインが接続する。なお、スイッチング素子ＳＷ１ａのソースは、インダクタＬ１の入力側に接続する。インダクタＬ１の入力側とスイッチング素子ＳＷ２ａとの接続間には、アノードが接地されたダイオード素子Ｄ１のカソードが接続する。インダクタＬ１の出力側は、電力供給ラインＺ１に接続する。
【００２９】
スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂのそれぞれにおいては、制御回路１１からのゲート制御に基づいて、スイッチング動作のオン（導通）期間・オフ（開放）期間のデューティ比の制御が行われる。スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂのスイッチング動作により、バッテリ２０から供給された電力はデューティ比に応じて時分割されてインダクタＬ１に蓄積され、電力供給ラインＺ１に出力される。
【００３０】
同様にして、スイッチング素子ＳＷ２ａのドレインにはバッテリ２０から供給された供給電圧ＶＩＮ（例えば、２４ＶＤＣ）が接続すると共にスイッチング素子ＳＷ２ａのソースには、ソースが接地されたスイッチング素子ＳＷ２ｂのドレインが接続する。また、スイッチング素子ＳＷ２ａのソースはインダクタＬ２の入力側に接続し、該インダクタＬ２の入力側とスイッチング素子ＳＷ２ａとの接続間には、アノードが接地されたダイオード素子Ｄ２のカソードが接続する。インダクタＬ２の出力側は、電力供給ラインＺ１に接続する。
【００３１】
スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂのそれぞれにおいては、制御回路１１からのゲート制御に基づいて、スイッチング動作のオン（導通）期間・オフ（開放）期間のデューティ比の制御が行われる。スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂのスイッチング動作により、バッテリ２０から供給された電力はデューティ比に応じて時分割されてインダクタＬ２に蓄積され、電力供給ラインＺ１に出力される。
【００３２】
２系統のスイッチング降圧回路から電力供給ラインＺ１に出力された電力は、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を介し、フィードバック電圧ＦＢとして検知される。電圧変換ユニット１０では、検知されたフィードバック電圧ＦＢが制御回路１１の端子ＦＢ１、ＦＢ２に入力される。
【００３３】
（制御回路動作）
制御回路１１において、端子ＦＢ１はオペアンプ１１ａの反転入力端子に接続する。オペアンプ１１ａの非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが接続する。ここで、Ｒ１、Ｒ２の値はスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂのオン・オフ期間のデューティ比が粗５０パーセントとなるように基準電圧Ｖｒｅｆとの関係で決められる。
【００３４】
具体的には、想定される入力電圧に対して出力電圧が入力電圧の粗半分の時に、フィードバック電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆと等しい値となるようにＲ１、Ｒ２の値が決められる。たとえば想定される入力電圧が２４Ｖ、基準電圧が０．８Ｖである場合、出力電圧が１２Ｖの時にフィードバック電圧ＦＢが０．８Ｖとなるように、Ｒ１、Ｒ２の値を決めればよい。上記の例ではＲ１とＲ２の抵抗値をそれぞれ「１４０ｋΩ」と「１０ｋΩ」とすることができる。
【００３５】
制御回路１１のオペアンプ１１ａは、端子ＦＢ１に入力されたフィードバック電圧ＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧（誤差）を増幅し、該増幅された差電圧を誤差信号として出力端子に出力する。オペアンプ１１ａの出力端子から出力された誤差信号は、コントローラ１１ｂに入力される。なお、基準電圧Ｖｒｅｆが接続する非反転入力端子以外の非反転入力端子には、端子ＳＳ１が接続する。
【００３６】
同様にして、制御回路１１の端子ＦＢ２は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが接続されたオペアンプ１１ｃの反転入力端子に接続する。オペアンプ１１ｃは、端子ＦＢ２に入力されたフィードバック電圧ＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆと差電圧（誤差）を増幅し、該増幅された差電圧を誤差信号として出力端子に出力する。オペアンプ１１ｃにおいても、出力端子から出力された誤差信号はコントローラ１１ｄに入力すると共に、基準電圧Ｖｒｅｆが接続する非反転入力端子以外の非反転入力端子には、端子ＳＳ１が接続する。
【００３７】
コントローラ１１ｂは、オペアンプ１１ａから入力された誤差信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂの、スイッチング動作のオン（導通）期間・オフ（開放）期間を制御するゲート制御信号を生成する。コントローラ１１ｂで生成されるゲート制御信号は、例えば、Ｈｉｇｈ状態（例えば、５Ｖ）・Ｌｏｗ状態（例えば、０Ｖ）といった２値の状態を示すステータス信号である。なお、以下の説明では、Ｈｉｇｈ状態のステータス信号を「論理値Ｈ」とも称し、Ｌｏｗ状態のステータス信号を「論理値Ｌ」とも称する。
【００３８】
コントローラ１１ｂで生成されるスイッチング素子ＳＷ１ａのゲートを制御する信号の論理値と、スイッチング素子ＳＷ１ｂのゲートを制御する信号の論理値とは反転関係になる。例えば、コントローラ１１ｂは、スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間を導通すると共に、スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン−ソース間を開放するゲート制御信号が生成される。また、スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間を開放すると共に、スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン−ソース間を導通するゲート制御信号が生成される。コントローラ１１ｂは、反転関係にあるゲート制御信号をそれぞれ端子Ｔ１ｂ、Ｔ１ｄに出力する。
【００３９】
コントローラ１１ｄについても同様の処理が行われる。例えば、コントローラ１１ｄは、オペアンプ１１ｃから入力された誤差信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂのスイッチング動作のオン（導通）期間・オフ（開放）期間を制御するゲート制御信号を生成する。スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートを制御する信号の論理値は、スイッチング素子ＳＷ２ｂのゲートを制御する信号の論理値に対して反転関係になる。コントローラ１１ｄは、反転関係にあるゲート制御信号をそれぞれ端子Ｔ２ｂ、Ｔ２ｄに出力する
。
【００４０】
（タイミングチャート）
以下、図３、図４に示すタイミングチャートを参照し、電圧変換ユニット１０の動作を説明する。図３は、スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合のタイミングチャートの一例を示す図である。図４は、スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合のタイミングチャートの一例を示す図である。図３、図４に示すタイミングチャートにおいて、縦軸は信号レベルを表し、横軸は経過時間を表す。
【００４１】
なお、図３、図４において、「ＨＧ１」は、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲート−ソース間電圧のステータス遷移を表し、「ＬＧ１」は、スイッチング素子ＳＷ１ｂのゲート−ソース間電圧のステータス遷移を表す。「ＳＷ１」は、スイッチング素子ＳＷ１ａのソース−スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン間電圧のステータス遷移を表す。
【００４２】
同様にして、「ＨＧ２」は、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲート−ソース間電圧のステータス遷移を表し、「ＬＧ２」は、スイッチング素子ＳＷ２ｂのゲート−ソース間電圧のステータス遷移を表す。「ＳＷ２」は、スイッチング素子ＳＷ２ａのソース−スイッチング素子ＳＷ２ｂのドレイン間電圧のステータス遷移を表す。
【００４３】
また、図３、図４において、「ＩＬ」は、図２に示すように、２系統のスイッチング降圧回路の電流シェアリングによって電力供給ラインＺ１に供給される合成電流の変化を表す。「ＩＬ１」は、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂを含むスイッチング降圧回路から供給される電流の変化を表し、「ＩＬ２」は、スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂを含むスイッチング降圧回路から供給される電流の変化を表す。
【００４４】
また、図３、図４において、「ＩＩＮ」は、電圧変換ユニット１０に供給される電流の変化を表す。なお、「ＩＩＮ」は、図２に示すスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂを含むスイッチング降圧回路に供給される電流ＩＩＮ１の変化と、スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂを含むスイッチング降圧回路に供給される電流ＩＩＮ２の変化との合成により表される。
【００４５】
図３のタイミングチャートの「ＨＧ１」に示すように、例えば、ＰＷＭ周期Ｔの開始のタイミングでスイッチング素子ＳＷ１ａのゲートがオン（導通）状態になる。スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートがオン（導通）状態のときには、スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間が導通する。また、「ＬＧ１」に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ｂには「ＨＧ１」と反転関係にあるゲート制御信号が入力される。スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間の導通時には、スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン−ソース間はオフ（開放）状態になる。
【００４６】
この結果、スイッチング素子ＳＷ１ａのソース−スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン間電圧のステータスは「ＳＷ１」に示すように、「ＨＧ１」の立ち上がりに同期して論理値Ｈに遷移する。
【００４７】
そして、デューティ比で定める期間の経過後に、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートがオフ（開放）状態になり（「ＨＧ１」：論理値Ｌ）、スイッチング素子ＳＷ１ｂのゲートがオン（導通）状態になる（「ＬＧ１」：論理値Ｈ）。スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間は開放状態に移行し、スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン−ソース間は導通状態に移行する。
【００４８】
この結果、スイッチング素子ＳＷ１ａのソース−スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン
間電圧のステータスは「ＳＷ１」に示すように、「ＨＧ１」の立ち下がりに同期して論理値Ｌに遷移する。
【００４９】
スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合には、「ＨＧ２」に示すように、例えば、ＰＷＭ周期Ｔの半周期（０．５＊Ｔ）の経過のときにスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートがオン状態になる。スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートがオン状態のときには、スイッチング素子ＳＷ２ａのドレイン−ソース間が導通する。「ＬＧ２」に示すように、スイッチング素子ＳＷ２ｂには「ＨＧ２」と反転関係にあるゲート制御信号が入力されるため、スイッチング素子ＳＷ２ａのドレイン−ソース間の導通時には、スイッチング素子ＳＷ２ｂのドレイン−ソース間はオフ（開放）状態になる。
【００５０】
この結果、スイッチング素子ＳＷ２ａのソース−スイッチング素子ＳＷ２ｂのドレイン間電圧のステータスは「ＳＷ２」に示すように、「ＨＧ２」の立ち上がりに同期して論理値Ｈに遷移する。
【００５１】
図３のタイミングチャートの「ＩＬ１」に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ａを含むスイッチング降圧回路から供給される電流は、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン状態になるタイミングで増加する。そして、上記電流は、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオフ状態になるタイミングで減少に転じる。スイッチング素子ＳＷ１ａを含むスイッチング降圧回路から供給される電流は、次のＰＷＭ周期Ｔのスイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン状態になる機会まで減少傾向が継続する。スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合には、スイッチング素子ＳＷ１ａを含むスイッチング降圧回路の電流増加期間は、電流減少期間より短くなる。
【００５２】
同様にして、「ＩＬ２」に示すように、スイッチング素子ＳＷ２ａを含むスイッチング降圧回路から供給される電流は、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン状態になるタイミングで増加する。そして、上記電流は、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオフ状態になるタイミングで減少に転じる。スイッチング素子ＳＷ２ａを含むスイッチング降圧回路の電流は、次のＰＷＭ周期Ｔのスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン状態になる機会まで減少傾向が継続する。「ＩＬ１」と同様に、「ＩＬ２」においても、スイッチング素子ＳＷ２ａを含むスイッチング降圧回路の電流増加期間は、電流減少期間より短くなる。
【００５３】
図３のタイミングチャートの「ＩＬ」に示すように、電力供給ラインＺ１に供給される電流は、「ＩＬ１」に示す電流と「ＩＬ２」に示す電流との電流シェアリングによって提供される。図３に示すように、「ＩＬ１」は「ＳＷ１」の論理値Ｈの期間に同期して増加変化し、「ＳＷ１」の論理値Ｌの期間に同期して減少変化する。また、「ＩＬ２」も同様にして「ＳＷ２」の論理値Ｈの期間に同期して増加変化し、「ＳＷ２」の論理値Ｌの期間に同期して減少変化する。このため、「ＩＬ１」と「ＩＬ２」に示すように、スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合には、スイッチング降圧回路間の電流変化について時間的なズレが生じることになる。
【００５４】
図３の「ＳＷ１」、「ＳＷ２」に示すように、スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合には、「ＳＷ１」の論理値Ｌの期間と「ＳＷ２」の論理値Ｌの期間とが重複する区間が生じる。「ＳＷ１」の論理値Ｌの期間と「ＳＷ２」の論理値Ｌの期間とが重複する区間では、各スイッチング降圧回路から提供される電流の減少傾向が強められることになる。このため、電力供給ラインＺ１の、２系統のスイッチング降圧回路の電流シェアリングによって供給された電流においては、「ＩＬ」に示すように、スイッチング降圧回路間の電流変化傾向の時間的なズレに起因するリップル電流が生ずることになる。
【００５５】
また、図３のタイミングチャートの「ＩＩＮ」に示すように、電圧変換ユニット１０に供給される電流は、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン状態に遷移したタイミング、および、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン状態に遷移したタイミングで変化する。スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合には、「ＩＩＮ」に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン期間とスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン期間との間に電流変化の断続期間（何れのスイッチング降圧回路に対しても電力が供給されない期間）が生じることになる。このため、電圧変換ユニット１０の入力側においても、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン期間とスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン期間との間の断続期間に起因する供給電力の変動が生じることになる。
【００５６】
上記供給電力の変動は、ＰＷＭ周期ＴおよびＰＷＭ周期Ｔの半周期（０．５＊Ｔ）で繰り返される。つまり、スイッチング動作に係るデューティ比が粗４１パーセントの場合には、電圧変換ユニット１０のスイッチング周波数に起因するスイッチングノイズが増大することになる。
【００５７】
次に、図４を参照し、スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合について説明する。スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合においても、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂは、図３を用いて説明した動作を行う。
【００５８】
すなわち、図４の「ＨＧ１」に示すように、ＰＷＭ周期Ｔの開始のタイミングでスイッチング素子ＳＷ１ａのゲートがオン状態になり、スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間が導通する。「ＬＧ１」に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ｂには「ＨＧ１」と反転関係にあるゲート制御信号が入力するため、スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン−ソース間は開放される。スイッチング素子ＳＷ１ａのソース−スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン間電圧のステータスは「ＳＷ１」に示すように、「ＨＧ１」の立ち上がりに同期して論理値Ｈに遷移する。
【００５９】
そして、デューティ比で定める期間の経過後に、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートがオフ状態になり（「ＨＧ１」：論理値Ｌ）、スイッチング素子ＳＷ１ｂのゲートがオン（導通）状態になる（「ＬＧ１」：論理値Ｈ）。スイッチング素子ＳＷ１ａのドレイン−ソース間は開放状態に移行し、スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン−ソース間は導通状態に移行する。スイッチング素子ＳＷ１ａのソース−スイッチング素子ＳＷ１ｂのドレイン間電圧のステータスは「ＳＷ１」に示すように、「ＨＧ１」の立ち下がりに同期して論理値Ｌに遷移する。
【００６０】
スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合には、図４の「ＨＧ２」に示すように、ＰＷＭ周期Ｔの半周期（０．５＊Ｔ）の経過のときにスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートがオン状態になる。スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートがオン状態のときには、スイッチング素子ＳＷ２ａのドレイン−ソース間が導通する。「ＬＧ２」に示すように、スイッチング素子ＳＷ２ｂには「ＨＧ２」と反転関係にあるゲート制御信号が入力されるため、スイッチング素子ＳＷ２ａのドレイン−ソース間の導通時には、スイッチング素子ＳＷ２ｂのドレイン−ソース間はオフ（開放）状態になる。
【００６１】
この結果、スイッチング素子ＳＷ２ａのソース−スイッチング素子ＳＷ２ｂのドレイン間電圧のステータスは「ＳＷ２」に示すように、「ＨＧ２」の立ち上がりに同期して論理値Ｈに遷移する。
【００６２】
スイッチング素子ＳＷ１ａを含むスイッチング降圧回路から供給される電流は、図４の「ＩＬ１」に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン状態になるタイミングで増加し、同素子ＳＷ１ａのゲートのオフ状態になるタイミングで減少に転じる。上記電流の減少傾向は、次のＰＷＭ周期Ｔのスイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン状態になる機会まで継続する。スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合には、スイッチング素子ＳＷ１ａを含むスイッチング降圧回路の電流増加期間と電流減少期間とは粗同期間になる。
【００６３】
同様にして、図４の「ＩＬ２」に示すように、スイッチング素子ＳＷ２ａを含むスイッチング降圧回路から供給される電流は、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン状態になるタイミングで増加し、同素子ＳＷ２ａのゲートのオフ状態になるタイミングで減少に転じる。上記電流の減少傾向は、次のＰＷＭ周期Ｔのスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン状態になる機会まで継続する。スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合には、「ＩＬ２」においても、「ＩＬ１」と同様に、スイッチング素子ＳＷ２ａを含むスイッチング降圧回路の電流増加期間と電流減少期間とは粗同期間になる。
【００６４】
スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合においても、「ＩＬ１」に示す電流と「ＩＬ２」に示す電流との電流シェアリングによって電力供給ラインＺ１の電流「ＩＬ」が提供される。「ＩＬ１」は「ＳＷ１」の論理値Ｈの期間に同期して増加変化し、「ＳＷ１」の論理値Ｌの期間に同期して減少変化する。また、「ＩＬ２」も同様にして「ＳＷ２」の論理値Ｈの期間に同期して増加変化し、「ＳＷ２」の論理値Ｌの期間に同期して減少変化する。
【００６５】
図４の、「ＩＬ１」と「ＩＬ２」に示すように、それぞれの電流増加期間と電流減少期間とは粗同期間となり、一方の電流減少期間に対して他方の電流増加期間が重複することになる。スイッチング素子ＳＷ１ａを含むスイッチング降圧回路の電流増加期間の開始時期に同期して、スイッチング素子ＳＷ２ｂを含むスイッチング降圧回路の電流減少期間が開始される。
【００６６】
このため、２系統のスイッチング降圧回路の電流シェアリングによって電力供給ラインＺ１に供給される電流間においては、相互の電流変化傾向を打ち消すように電流量の補完が可能になる。相互の電流変化傾向を打ち消すように電流量が補完された電力供給ラインＺ１においては、「ＩＬ」に示すように、一定量の電流を安定して供給することが可能になる。スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合には、デューティ比が粗４１パーセントの際に生じていた、電流変化傾向の時間的なズレに起因するリップル電流が抑制される。
【００６７】
また、スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合には、図４の「ＩＩＮ」に示すように、電圧変換ユニット１０に供給される電流は、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン状態に遷移したタイミング、および、スイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン状態に遷移したタイミングで連続的に変化する。「ＩＬ１」と「ＩＬ２」で説明したように、スイッチング降圧回路間の電流増加期間と電流減少期間とは粗同期間となり、一方の電流減少期間に対して他方の電流増加期間が同期して重複するからである。
【００６８】
スイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントの場合には、図３の「ＩＩＮ」に示すスイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン期間とスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン期間との間に生じる電流変化の断続期間が抑制される。このため、電圧変換ユニット１０の入力側においても、スイッチング素子ＳＷ１ａのゲートのオン期間とスイッチング素子ＳＷ２ａのゲートのオン期間との間の断続期間に起因する供給電力の変動が抑制される。
【００６９】
本実施形態の電圧変換ユニット１０においては、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントとすることで、２系統以上のスイッチング降圧回路をスイッチングノイズの発生が最も少ない動作領域で駆動することが可能になる。
【００７０】
次に、スイッチング動作に係るデューティ比を５０パーセントとした場合のスイッチングノイズの抑制効果について説明する。
【００７１】
図５（１）、（２）は、電圧変換ユニット１０の入力側（ＶＩＮ）におけるスイッチングノイズの周波数特性を説明する図である。図５（１）は、スイッチング動作に係るデューティ比を４１パーセントとした場合のスイッチングノイズの周波数特性を表し、図５（２）は、スイッチング動作に係るデューティ比を５０パーセントとした場合のスイッチングノイズの周波数特性を表す。図５（１）、（２）に示すスイッチングノイズの周波数特性において、縦軸は信号レベル（ｄＢ）を表し、横軸は周波数（Ｈｚ）を表す。
【００７２】
図５（１）、（２）に示す周波数特性において、「Ｐａ」、「Ｐｂ」はスイッチングノイズのピーク箇所を表す。例えば、図５（１）においては、３００ｋＨｚから４００ｋＨｚの周波数帯に存在するスイッチングノイズＰａのピーク値として約３ｄＢが例示される。同様にして、７００ｋＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰａのピーク値として約０ｄＢ、１ＭＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰａのピーク値として約−３ｄＢが例示される。
【００７３】
一方、図５（２）においては、３００ｋＨｚから４００ｋＨｚの周波数帯に存在するスイッチングノイズＰｂのピーク値として約０ｄＢが例示される。同様にして、７００ｋＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰｂのピーク値として約−８ｄＢ、１ＭＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰｂのピーク値として約−１０ｄＢが例示される。
【００７４】
電圧変換ユニット１０の入力側（ＶＩＮ）におけるスイッチングノイズの周波数特性として、スイッチング動作に係るデューティ比を５０パーセントとすることで、３００ｋＨｚから１ＭＨｚ近傍の周波数帯においては、４１パーセントのデューティ比に対するスイッチングノイズのレベル値が約３ｄＢから７ｄＢ程度に減少することが判る。電圧変換ユニット１０においては、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントとすることで、入力側に生じるスイッチングノイズのレベル値が抑制されることが判る。
【００７５】
図６（１）、（２）は、電圧変換ユニット１０の出力側（ＶＯＵＴ）におけるスイッチングノイズの周波数特性を説明する図である。図６（１）は、スイッチング動作に係るデューティ比を４１パーセントとした場合のスイッチングノイズの周波数特性を表し、図６（２）は、スイッチング動作に係るデューティ比を５０パーセントとした場合のスイッチングノイズの周波数特性を表す。図６（１）、（２）に示すスイッチングノイズの周波数特性において、縦軸は信号レベル（ｄＢ）を表し、横軸は周波数（Ｈｚ）を表す。
【００７６】
図６（１）、（２）に示す周波数特性において、「Ｐｃ」、「Ｐｄ」はスイッチングノイズのピーク箇所を表す。例えば、図６（１）においては、３００ｋＨｚから４００ｋＨｚの周波数帯に存在するスイッチングノイズＰｃのピーク値として約−１０ｄＢが例示される。同様にして、７００ｋＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰｃのピーク値として約−２０ｄＢ、１ＭＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰｃのピーク値として約−２５ｄＢが例示される。
【００７７】
一方、図６（２）においては、３００ｋＨｚから４００ｋＨｚの周波数帯に存在するスイッチングノイズＰｄのピーク値として約−３８ｄＢが例示される。同様にして、７００
ｋＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰｄのピーク値として約−４５ｄＢ、１ＭＨｚ近傍に存在するスイッチングノイズＰｄのピーク値として約−５０ｄＢが例示される。
【００７８】
電圧変換ユニット１０の出力側（ＶＯＵＴ）におけるスイッチングノイズの周波数特性として、スイッチング動作に係るデューティ比を５０パーセントとすることで、３００ｋＨｚから１ＭＨｚ近傍の周波数帯においては、４１パーセントのデューティ比に対するスイッチングノイズのレベル値が約２５以上に減少することが判る。電圧変換ユニット１０においては、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントとすることで、出力側に生じるスイッチングノイズのレベル値が大幅に抑制されることが判る。
【００７９】
以上、説明したように、電圧変換ユニット１０は、２系統のスイッチング降圧回路によってシェアリングされた電流値に基づく出力電圧をフィードバックさせることで、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントとすることができる。電圧変換ユニット１０は、フィードバック制御によりスイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントとすることで、２系統のスイッチング降圧回路をスイッチングノイズの発生が最も少ない動作領域で駆動することが可能になる。本実施形態の電圧変換ユニット１０によれば、スイッチング動作に係るスイッチングノイズが低減可能になる。
【００８０】
なお、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントとする場合には、電圧変換ユニット１０の出力電圧（ＶＯＵＴ）は、入力電圧（ＶＩＮ）の略半分の電圧値となる。例えば、入力電圧が３０ＶＤＣの場合では、電圧変換ユニット１０の出力電圧は１５ＶＤＣになる。しかし、この場合であっても、車載装置２１においては所定量のバッテリ電圧変動（例えば、エンジン始動時の電圧低下等）を考慮した設計がなされているため対応が可能である。つまり、本実施形態の電圧変換ユニット１０においては、２系統以上のスイッチング降圧回路によってシェアリングされた電流値が供給されると共に、スイッチング動作に係るスイッチングノイズの低減が両立される。
【００８１】
なお、２系統以上の多相のスイッチング降圧回路を備える場合には、電圧変換ユニット１０は、２相毎（２系統毎）に対となるスイッチング降圧回路のペアを構成し、ペアを構成するそれぞれのスイッチング降圧回路の位相差が１８０度（反転関係にある）の、デューティ比が粗５０パーセントとなるようにフィードバック制御すればよい。電圧変換ユニット１０は、２系統以上の多相のスイッチング降圧回路をスイッチングノイズの発生が最も少ない動作領域で駆動することが可能になる。
【００８２】
図７、図８に、２系統以上の多相のスイッチング降圧回路を備える形態のスイッチング動作を説明する図を例示する。図７は４系統のスイッチング降圧回路を備える形態であり、図８は６系統のスイッチング降圧回路を備える形態である。図７、図８において、Ａ１とＡ２、Ｂ１とＢ２、Ｃ１とＣ２は対となるスイッチング降圧回路である。各スイッチング降圧回路のペアは、図４を用いて説明したように、位相差が反転関係にあるゲート制御信号で、デューティ比が粗５０パーセントとなるようにフィードバック制御される。なお、図７、図８の縦軸は信号レベルを表し、横軸は経過時間を表す。
【００８３】
２系統以上の多相のスイッチング降圧回路を備える形態では、電圧変換ユニット１０は、各ペアによって提供される電流量が均等化されるようにペア間の位相差を設定することができる。例えば、４系統のスイッチング降圧回路を備える形態では、図７に示すように、Ａ１とＡ２で構成されるペアと、Ｂ１とＢ２で構成されるペアのそれぞれから提供される電流間の位相差を９０度とすることで均等化された電流量が供給可能になる。また、６系統のスイッチング降圧回路を備える形態では、図８に示すように、Ａ１とＡ２で構成されるペアと、Ｂ１とＢ２で構成されるペアと、Ｃ１とＣ２で構成されるペアのそれぞれから提供される電流間の位相差を６０度とすることで均等化された電流量が供給可能になる
。
【００８４】
〔実施例２〕（電圧変換ユニット回路構成）
スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントに制御する際のフィードバック電圧ＦＢとして、例えば、入力電圧（ＶＩＮ）の半分の電圧を出力するように設定することが可能である。
【００８５】
実施例２（以下、本実施形態とも称す）の電圧変換ユニット１０は、制御回路１１に帰還入力するフィードバック電圧ＦＢに入力電圧（ＶＩＮ）の依存性を持たせ、電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作を制御する。
【００８６】
第１実施形態においては、想定される入力電圧と基準電圧にたいしてデューティ比を粗５０パーセントとなるようにＲ１とＲ２が固定的に決められていた。第１実施形態において、例えば、電圧変換システム３０が搭載される車両内の環境状態（例えば、温度変化）によって入力電圧が想定していた電圧値から変わると、デューティ比が粗５０パーセントからずれることになる。しかしながら、本実施形態においては、制御回路１１に帰還入力するフィードバック電圧ＦＢに入力電圧（ＶＩＮ）の依存性を持たせることができるため、入力電圧が使用環境状態等によって変化してもデューティ比を粗５０パーセントに維持することが可能になる。
【００８７】
図９は、実施例２に係る電圧変換ユニット１０の詳細な回路構成の一例を示す図である。図９に示す電圧変換ユニット１０の形態は、カレントミラー回路１２によってフィードバック電圧ＦＢに入力電圧依存性を持たせる場合の一例である。なお、図９に示す回路構成においては、カレントミラー回路１２を除く他の構成（２系統のスイッチング降圧回路、制御回路１１、電圧フィードバック回路）は図２と同様の構成である。
【００８８】
図９において、カレントミラー回路１２は、少なくともトランジスタＴＲ１、ＴＲ２、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５を含み構成される。トランジスタＴＲ１、ＴＲ２、例えば、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。カレントミラー回路１２においては、トランジスタＴＲ１のベースとトランジスタＴＲ２のベースは接続する。トランジスタＴＲ１は、ベースとコレクタとが接続する、所謂、ダイオード接続で使用される。
【００８９】
カレントミラー回路１２において、抵抗Ｒ３の一方側には、例えば、バッテリ２０から供給された入力電圧（ＶＩＮ）が接続し、他方側にはトランジスタＴＲ１のコレクタが接続する。トランジスタＴＲ１のエミッタは一方側が接地された抵抗Ｒ４の他方側に接続する。また、トランジスタＴＲ２のコレクタは、一方側が電力供給ラインＺ１に接続されたフィードバック回路を構成する抵抗Ｒ１の他方側が接続し、トランジスタＴＲ２のエミッタは、は一方側が接地された抵抗Ｒ５の他方側に接続する。
【００９０】
図９のカレントミラー回路１２においては、トランジスタＴＲ１のベースとトランジスタＴＲ２のベースとは接続するため、各トランジスタのベース電圧は同一になる。このため、例えば、フィードバック回路を構成する抵抗Ｒ１の抵抗値を、入力電圧（ＶＩＮ）が接続する抵抗Ｒ３の抵抗値の１／２に設定することで、出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように、フィードバック電圧ＦＢを設定することができる。
【００９１】
出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように設定されたフィードバック電圧ＦＢは、制御回路１１の端子ＦＢ１、ＦＢ２に入力される。制御回路１１は、基準電圧Ｖｒｅｆと端子ＦＢ１、ＦＢ２に入力されフィードバック電圧ＦＢとに基
づいて、電力供給ラインＺ１に出力される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分となるように各スイッチング降圧回路を制御する。実施例２に係る電圧変換ユニット１０においては、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントとなるように制御される。
【００９２】
なお、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３との相対関係には、各トランジスタの内部抵抗に起因するベース−エミッタ間電圧や温度ドリフト特性が影響する。電圧変換ユニット１０においては、例えば、各トランジスタのエミッタに接続する抵抗Ｒ４、Ｒ５の抵抗値を最適化することで上記影響が抑制できる。
【００９３】
図１０は、実施例２のフィードバック電圧ＦＢによって制御された電圧変換ユニット１０の入出力特性の一例を示す図である。図１０の入出力特性において、縦軸は電圧変換ユニット１０の出力電圧を表し、横軸は電圧変換ユニット１０に供給される入力電圧を表す。なお、図９に示す回路構成において、抵抗Ｒ３の抵抗値は「１００ｋΩ」とし、抵抗Ｒ１の抵抗値は「４５．５ｋΩ」とし、トランジスタＴＲ１のエミッタに接続する抵抗Ｒ４の抵抗値は「６．８Ω」、トランジスタＴＲ２のエミッタに接続する抵抗Ｒ５の抵抗値は「０Ω」とした。
【００９４】
図１０において、実線で示すグラフは常温（２５度）における入出力特性を表す。同様にして、一点鎖線で示すグラフは−２０度における入出力特性を表し、破線で示すグラフは１０５度における入出力特性を表す。図１０に示すように、入力電圧が３０ＶＤＣから３２ＶＤＣの範囲においては、温度毎の入出力特性間にバラつきが生じるものの、入力電圧が１６ＶＤＣから３０ＶＤＣの範囲においては、温度毎の入出力特性が重なり合い、電圧変換ユニット１０に入力される入力電圧（ＶＩＮ）に対して出力電圧（ＶＯＵＴ）が粗半分になるように制御されることが判る。
【００９５】
図１１は、実施例２のフィードバック電圧ＦＢによって制御された電圧変換ユニット１０における、入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性の一例を示す図である。図１１において、縦軸は電圧変換ユニット１０の電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧の平均デューティ比を表し、横軸は電圧変換ユニット１０に供給される入力電圧を表す。なお、フィードバック回路およびカレントミラー回路１２を構成する各抵抗の抵抗値については、図１０と同様である。
【００９６】
図１１において、実線で示すグラフは常温（２５度）における入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性を表す。同様にして、一点鎖線で示すグラフは−２０度における上記デューティ比特性を表し、破線で示すグラフは１０５度における上記デューティ比特性を表す。図１１に示すように、入力電圧が１６ＶＤＣから３２ＶＤＣの範囲においては、温度間の入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性のバラつきが約０．７パーセントの範囲内に収束することが判る。
【００９７】
以上、説明したように、電圧変換ユニット１０は、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントに制御する際のフィードバック電圧ＦＢに入力電圧依存性を持たせることができる。電圧変換ユニット１０においては、カレントミラー回路１２を用いて、出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように、フィードバック電圧ＦＢを設定することができる。電圧変換ユニット１０では、フィードバック電圧ＦＢに基づいて、電力供給ラインＺ１に出力される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分となるように各スイッチング降圧回路が制御される。
【００９８】
実施例２に係る電圧変換ユニット１０においては、入力電圧依存性を持たせたフィードバック電圧ＦＢに従って、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ
比が粗５０パーセントとなるように制御することができる。実施例２においては、最小限の回路（カレントミラー回路）を付加することで、粗５０パーセントとなるスイッチング動作のデューティ比制御の確実性を高めることが可能になる。
【００９９】
〔実施例３〕（電圧変換ユニット回路構成）
電圧変換ユニット１０の制御回路１１が、ソフトスタート機能によって出力電圧（ＶＯＵＴ）を制御可能な場合には、バッテリ２０から供給される入力電圧（ＶＩＮ）を分圧することで入力電圧依存性を持たせることが可能になる。実施例３（以下、本実施形態とも称す）の電圧変換ユニット１０は、端子ＳＳ１、ＳＳ２を用いて入力電圧依存性を付加し、制御回路１１に帰還入力するフィードバック電圧ＦＢに基づいて、電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作を制御する。
【０１００】
図１２は、実施例３に係る電圧変換ユニット１０の詳細な回路構成の一例を示す図である。図１２に示す電圧変換ユニット１０の形態は、端子ＳＳ１、ＳＳ２を用いて入力電圧依存性を付加する場合の一例である。図１２に示す電圧変換ユニット１０は、バッテリ２０から供給される入力電圧（ＶＩＮ）を分圧する抵抗Ｒ６、Ｒ７を有する。抵抗Ｒ６、Ｒ７により、バッテリ２０から供給された入力電圧（ＶＩＮ）は、電圧変換ユニット１０の電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧（ＶＯＵＴ）が、入力電圧（ＶＩＮ）の１／２となるように分圧される。抵抗Ｒ６、Ｒ７によって分圧された電圧値は、制御回路１１の端子ＳＳ１、ＳＳ２に入力される。なお、図１２に示す回路構成においては、分圧抵抗Ｒ６、Ｒ７を除く他の構成（２系統のスイッチング降圧回路、制御回路１１、電圧フィードバック回路）は図２と同様の構成である。
【０１０１】
図１３は、ソフトスタート機能を用いる場合の各電圧値の関係を説明する図である。図３において、縦軸は出力電圧値（Ｖ）およびＳＳ１、ＳＳ２の入力電圧値（Ｖ）を表し、横軸は入力電圧値（ＶＩＮ）を表す。また、図１３において、太実線は電圧変換ユニット１０の電力供給ラインＺ１に供給される電力の出力電圧（ＶＯＵＴ）を表し、細実線はオペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を表す。また、実線は電圧変換ユニットの端子ＳＳ１、ＳＳ２に入力される電圧値（ＳＳ）を表し、破線は制御回路１１で電圧制御に使用される基準電圧を表す。
【０１０２】
図１３に示すように、ソフトスタート機能を用いて出力電圧（ＶＯＵＴ）が制御される場合には、入力電圧値（ＶＩＮ）が予め定められた所定電圧（図１３においては、３２ＶＤＣ）以下のときは端子ＳＳ１、ＳＳ２に印加された電圧値に基づいて、スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ比が制御される。ソフトスタート機能を用いる場合には、フィードバック電圧ＦＢと、端子ＳＳ１、ＳＳ２に印加された電圧値とが等しくなるように制御される。
【０１０３】
なお、図１３に示すように、入力電圧値（ＶＩＮ）が予め定められた所定電圧（３２ＶＤＣ）を超えたときには、オペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値に従って、スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ比が制御される。
【０１０４】
実施例３の電圧変換ユニット１０においては、フィードバック電圧ＦＢが端子ＳＳ１、ＳＳ２に印加される電圧値（分圧後の入力電圧）の１／２となるように抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ６、Ｒ７を設定することで、ソフトスタート機能を用いた出力電圧（ＶＯＵＴ）制御を行う。電圧変換ユニット１０において、入力電圧値（ＶＩＮ）が予め定められた所定電圧以下の範囲では、電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係る
デューティ比が制御される。
【０１０５】
なお、入力電圧値（ＶＩＮ）が予め定められた所定電圧を超えた場合には、基準電圧Ｖｒｅｆに印加された電圧値に従って出力電圧（ＶＯＵＴ）が制御されることになる。このため、ソフトスタート機能を用いる場合には、例えば、予め電圧変換ユニット１０に接続するバッテリからの入力電圧の範囲（最大値）に基づいて所定電圧（図１３の例では、３２ＶＤＣ）を想定し、該想定された所定電圧以下の範囲で出力電圧（ＶＯＵＴ）が端子ＳＳ１、ＳＳ２に印加された電圧値に基づいて制御されるよう、抵抗値等を設定すればよい。
【０１０６】
例えば、オペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値が「０．８ＶＤＣ」、所定電圧値が「３２ＶＤＣ」のケースを想定する。このケースでは、電圧変換ユニット１０に接続するバッテリからの入力電圧値が「３２ＶＤＣ」のときに端子ＳＳ１、ＳＳ２に印加される電圧値が「０．８ＶＤＣ」となるように、抵抗Ｒ６および抵抗Ｒ７による分圧比を設定すればよい。
【０１０７】
図１４は、実施例３における電圧変換ユニット１０の入出力特性の一例を示す図である。図１４の入出力特性において、縦軸は電圧変換ユニット１０の出力電圧を表し、横軸は電圧変換ユニット１０に供給される入力電圧を表す。なお、図１２に示す回路構成において、入力電圧（ＶＩＮ）を分圧する抵抗Ｒ６の抵抗値は「３９０ｋΩ」、抵抗Ｒ７の抵抗値は「１０ｋΩ」に設定した。また、フィードバック回路の抵抗Ｒ１の抵抗値は「１９０ｋΩ」、抵抗Ｒ２の抵抗値は「１０ｋΩ」に設定した。
【０１０８】
図１４において、実線で示すグラフは常温（２５度）における入出力特性を表す。同様にして、一点鎖線で示すグラフは−２０度における入出力特性を表し、破線で示すグラフは１０５度における入出力特性を表す。図１４に示すように、入力電圧が１６ＶＤＣから所定電圧値（３２ＶＤＣ）に到達するまでの範囲においては、温度毎の入出力特性が重なり合い、電圧変換ユニット１０に入力される入力電圧（ＶＩＮ）に対して出力電圧（ＶＯＵＴ）が半分になるように制御されることが判る。
【０１０９】
図１５は、実施例３における電圧変換ユニット１０の、入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性の一例を示す図である。図１５において、縦軸は電圧変換ユニット１０の電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧の平均デューティ比を表し、横軸は電圧変換ユニット１０に供給される入力電圧を表す。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ６、Ｒ７の抵抗値は、図１４と同様である。
【０１１０】
図１５において、実線で示すグラフは常温（２５度）における入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性を表す。同様にして、一点鎖線で示すグラフは−２０度における上記デューティ比特性を表し、破線で示すグラフは１０５度における上記デューティ比特性を表す。図１５に示すように、入力電圧が１６ＶＤＣから３２ＶＤＣの範囲においては、温度間の入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性のバラつきが抑制され、何れの温度においてもデューティ比が粗５０パーセントに収束することが判る。
【０１１１】
実施例３の形態では、実施例２で説明したカレントミラー回路１２を構成するトランジスタＴＲ１、ＴＲ２の温度特性等による、温度間の入力電圧に対するスイッチング動作のデューティ比特性のバラつきが生じることはない。
【０１１２】
以上、説明したように、電圧変換ユニット１０は、ソフトスタート機能を使用することでフィードバック電圧ＦＢに入力電圧依存性を持たせ、スイッチング動作に係るデューティ比を粗５０パーセントに制御することができる。電圧変換ユニット１０では、フィード
バック電圧ＦＢと、端子ＳＳ１、ＳＳ２に印加される入力電圧（ＶＩＮ）の分圧値に基づいて、電力供給ラインＺ１に出力される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分となるように各スイッチング降圧回路が制御される。
【０１１３】
実施例３に係る電圧変換ユニット１０においても、入力電圧依存性を持たせたることが可能になり、フィードバック電圧ＦＢに従って、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントとなるように制御することができる。実施例３に係る電圧変換ユニット１０においても、粗５０パーセントとなるスイッチング動作のデューティ比制御の確実性を高めることが可能になる。
【０１１４】
〔実施例４〕（電圧変換ユニット回路構成）
実施例３に示す形態においては、ソフトスタート機能を用いて、電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作を制御した。同様の構成は、例えば、オペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆに対しても適用が可能である。
【０１１５】
例えば、図１３の実線で示す電圧値（ＳＳ）のように、入力電圧（ＶＩＮ）に比例して一定傾斜となる電圧値を出力可能な回路を備え、該回路の出力電圧値を基準電圧Ｖｒｅｆとしてオペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転入力端子に入力するとすればよい。
【０１１６】
実施例４に係る電圧変換ユニット１０においては、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作を制御するための基準電圧Ｖｒｅｆに対し、電力供給ラインＺ１に供給される出力電圧（ＶＯＵＴ）が入力電圧（ＶＩＮ）の粗半分の電圧となるように入力電圧依存性を持たせることが可能になる。電圧変換ユニット１０においては、端子ＦＢ１、ＦＢ２に帰還入力されたフィードバック電圧ＦＢと、基準電圧Ｖｒｅｆに入力される入力電圧依存性を持った電圧値とに基づいて、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ比が制御される。
【０１１７】
図１６は、実施例４に係る電圧変換ユニット１０の詳細な回路構成の一例を示す図である。図１６に示す電圧変換ユニット１０の形態は、オペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆに対して入力電圧依存性を持たせた場合の一例である。なお、図１６に示す回路構成においては、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する分圧回路（Ｒ８、Ｒ９）以外の、他の構成（２系統のスイッチング降圧回路、制御回路１１、電圧フィードバック回路）は図２と同様の構成である。
【０１１８】
図１６に示す電圧変換ユニット１０においては、制御回路１１のオペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆとして、入力電圧（ＶＩＮ）をＲ８とＲ９で分圧した電圧が印加される。ここで、Ｒ８とＲ９の抵抗値は出力電圧ＶＯＵＴが入力電圧ＶＩＮの１／２電圧値の時に、フィードバック電圧ＦＢと、基準電圧Ｖｒｅｆが等しくなるように、Ｒ１とＲ２の抵抗値との関係で決められる。
【０１１９】
例えば、Ｒ１とＲ２の抵抗値をそれぞれ「１４０ｋΩ」と「１０ｋΩ」としたとき、Ｒ８とＲ９の抵抗値をそれぞれ「２９０ｋΩ」と「１０ｋΩ」とすることができる。なお、上記Ｒ８、Ｒ９は制御回路１１内部に組み込まれていてもよいし、基準電圧Ｖｒｅｆを外部から供給するように構成する制御回路１１であれば、上記Ｒ８、Ｒ９を制御回路１１の外部に追加して、生成した基準電圧Ｖｒｅｆをオペアンプ１１ａ、１１ｃの非反転入力端子に供給すればよい。
【０１２０】
図１６に示す電圧変換ユニット１０においては、例えば、図１４を用いて説明した入出
力特性、図１５を用いて説明したイッチング動作のデューティ比特性が同様にして提供される。実施例４に係る電圧変換ユニット１０においても、入力電圧依存性を持たせたることが可能になり、フィードバック電圧ＦＢに従って、各スイッチング降圧回路のスイッチング動作に係るデューティ比が粗５０パーセントとなるように制御することができる。実施例４に係る電圧変換ユニット１０においても、粗５０パーセントとなるスイッチング動作のデューティ比制御の確実性を高めることが可能になる。
【０１２１】
以上、実施例１から実施例４で説明した電圧変換ユニット１０は、例えば、車両のみならず、航空機、船舶、鉄道車両等においても適用が可能である。航空機、船舶、鉄道車両等においては、それぞれに搭載される通信装置等へのスイッチングノイズ干渉を抑制できる。
【符号の説明】
【０１２２】
１０  電圧変換ユニット
１１  制御回路
１１ａ、１１ｃ  オペアンプ
１１ｂ、１１ｄ  コントローラ
１２  カレントミラー回路
２０  バッテリ
２１  車載装置
３０  電圧変換システム
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃｔ  コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２  ダイオード素子
Ｌ１、Ｌ２  インダクタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９  抵抗
ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ  スイッチング素子
ＴＲ１、ＴＲ２  トランジスタ
Ｚ１  電力供給ライン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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