(57)【要約】【課題】可変速装置によりベクトル制御する場合、荷物の荷重が加わった状態でブレーキを解除して速度制御に移行すると、荷重によるトルクで回転速度が加速する。【解決手段】誘導機の直流制動時に、二次電流推定部により推定された励磁電流ｉm＾に基づいて可変速装置を制御する。その際、二次電流推定部、基準位相生成手段、高速磁束制御部、及び速度制御部に、それぞれ直流制動時に切り換えられる端子DCBと、通常運転モードに切換えられる端子を有するスイッチを設ける。直流制動時には、各スイッチを介して二次電流推定部により推定された励磁電流ベクトルｉm＾に基づき基準位相を自動調整し、直流制動から速度制御移行時の荷重トルクの影響を抑制した。【選択図】  図２
2018107976.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
速度指令と速度検出の偏差を速度制御部に入力してトルク指令を生成し、生成されたトルク指令を電流制御部に入力して電圧指令を生成し、生成された電圧指令を座標変換部を介して可変速装置に入力し、可変速装置により直流制動とセンサ付きベクトル制御を適用して誘導機を運転するものにおいて、
前記可変速装置に二次電流推定部を設け、二次電流推定部は、前記座標変換部で得られた一次電流のα軸成分ｉαと、一次電流のβ軸成分ｉβと、前記センサより得られた検出位相θrを二次電流推定部に入力して推定した励磁電流ベクトルｉm＾（ｉmα^，ｉmβ^）を演算し、
前記誘導機の直流制動中に、前記推定した励磁電流ベクトルｉm＾に基づき前記電流制御部および座標変換部を介して三相電圧指令を演算し、三相電圧指令に応じた電圧を前記誘導機に印加することを特徴とした誘導機の直流制動時の可変速装置。
【請求項２】
前記可変速装置における通常運転モード時の励磁電流指令ｉm*と前記推定した励磁電流ベクトルｉm＾を用いてｄ軸電流指令ｉｄ*を算出する高速磁束制御部と、
ｄ軸電流指令ｉｄ*から電流指令ベクトルの合成ベクトルまでの位相角φ*と基準位相θを演算する基準位相生成手段と、
前記二次電流推定部に設けられ、前記一次電流のα軸成分ｉαと一次電流のβ軸成分ｉβに基づいて推定された励磁電流と直交な電流成分ｉｑ＾を演算する座標変換手段を備え、
前記二次電流推定部にスイッチｓｗ1、可変速装置の基準位相生成手段の出力側にスイッチｓｗ2、前記高速磁束制御部にスイッチｓｗ3および前記速度制御部にスイッチｓｗ4をそれぞれ設け、
前記各スイッチｓｗ1〜ｓｗ4にはそれぞれ直流制動に切り換わる端子DCBと通常運転モードに切換えられる端子を備え、
直流制動時に、
前記スイッチｓｗ1は、直流制動開始時刻の検出位相θrを固定値θr0として出力し、固定値θr0から前記位相角φ*を減算した値を前記スイッチｓｗ2の端子DCBに出力し、
前記スイッチｓｗ2は、スイッチｓｗ2の端子DCBへの切換えによって、前記固定値θr0から前記位相角φ*を減算した値を基準位相θとして前記座標変換部に出力し、
前記スイッチｓｗ3は、スイッチｓｗ3の端子DCB側への切換えにより前記二次電流推定部で推定した前記励磁電流ベクトルｉm＾の振幅成分｜ｉm＾｜を出力し、高速磁束制御部は、スイッチｓｗ3の出力に基づいて前記ｄ軸電流指令ｉｄ*を算出し、
前記スイッチｓｗ4は、スイッチｓｗ4の端子DCB側への切換えにより前記速度制御部に、前記推定された励磁電流と直交な電流成分ｉq＾をトルク電流の検出成分とみなしてｑ軸電流指令ｉq*として出力するよう構成したことを特徴とした請求項１に記載の誘導機の直流制動時の可変速装置。
【請求項３】
前記二次電流推定部に、前記振幅成分｜ｉm＾｜を監視し、誘導機始動後で振幅成分｜ｉm＾｜が予め設定された値以下時にDCB1の信号を出力し、設定値以上時にDCB2の信号を出力する比較器comp1を設け、
前記スイッチｓｗ4の端子DCB側と連接され、比較器comp1の出力がDCB2に切換えられたとき前記二次電流推定部によって推定された励磁電流と直交な電流成分ｉq＾をスイッチｓｗ4の端子DCBに出力するスイッチｓｗ5bを設け、
前記比較器comp1の出力がDCB2の信号に切換えられたとき、前記二次電流推定部で生成された推定励磁電流ｉm＾の位相θm＾を前記二次電流推定部内に設けた座標変換手段へ出力するスイッチｓｗ5ａを設け、
前記比較器comp1からDCB2の信号が出力されたとき、スイッチｓｗ5ａ，ｓｗ5ｂの各端子をDCB２に切換えると共に、誘導機軸に設けられたブレーキを開放するよう構成したことを特徴とした請求項２に記載された誘導機の直流制動時の可変速装置。
【請求項４】
前記二次電流推定部で生成された推定励磁電流ｉm＾よりｄ軸成分ｉmd^、ｑ軸成分ｉmq^を算出し、算出されたｄ軸成分ｉmd＾を監視し、予め設定された値以下時にDCB1を出力し、設定値以上時にDCB2を出力する比較器comp2を設け、
直流制動時に、前記スイッチｓｗ1〜ｓｗ4をそれぞれ端子DCB側に切換えると共に、ｑ軸電流ｉqと推定励磁電流ｉm＾のｑ軸成分ｉmq＾との差分を、前記推定された励磁電流と直交な電流成分ｉq＾の代わりにスイッチｓｗ4の端子DCBに出力し、
前記比較器comp2からDCB2の信号が出力されたときに誘導機軸に設けられたブレーキを開放するよう構成したことを特徴とした請求項２に記載された誘導機の直流制動時の可変速装置。
【請求項５】
前記基準位相生成手段は、ベクトル制御側の基準位相θ1を演算してスイッチｓｗ２の端子DCBとは反対側の端子に出力し、
前記スイッチｓｗ2が端子DCB側のとき、前記ベクトル制御側の基準位相θ1が前記基準位相生成手段の位相角演算部において算出された基準位相θm*と一致するように修正することを特徴とした請求項４に記載された誘導機の直流制動時の可変速装置。
【請求項６】
前記比較器comp1，comp2がDCB2を出力する設定は、ｄ軸電流ｉdが減少する直前に信号DCB2を出力するよう設定されたことを特徴とした請求項３乃至５記載の何れか１項である誘導機の直流制動時の可変速装置。
【請求項７】
直流制動とセンサ付きベクトル制御を適用して誘導機を運転する可変速装置の制御方法において、
可変速装置の座標変換部で得られた一次電流のα軸成分ｉαと、一次電流のβ軸成分ｉβと、前記センサより得られた検出位相θrを二次電流推定部に入力して推定励磁電流ｉm＾（ｉmα＾，ｉmβ＾）を演算し、
前記誘導機の直流制動中に、前記推定励磁電流ｉm＾に基づいて可変速装置を制御することを特徴とした誘導機の直流制動時の可変速装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置または速度センサが付属した誘導機（誘導電動機）を可変速装置（インバータ）などによりベクトル制御して適用する制御装置に係わり、特に、直流制動時の直流電流量を自動調整してベクトル制御に移行できるよう初期状態を設定する電流の自動調整方法その装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ホイストやクレーン等の起重機を制御する装置に、位置または速度センサが付属した誘導機を用いて可変速装置によりベクトル制御する場合、荷物の荷重が加わった状態でブレーキを解除して速度制御に移行すると、荷重によるトルクで回転速度が加速する。この加速度を抑制するために直流制動が適用される場合がある。ベクトル制御装置については、非特許文献１や特許文献１（ただし、速度センサレス）などが公知となっている。
【０００３】
ホイストなどでは停止時でも荷重によるトルクが存在することで、機械的なブレーキで軸が回転しないように固定している。このため、固定状態から運転始動のためにブレーキ開放用のコイルに通電を開始しても、実際のブレーキが開放するまでに遅れ時間が存在する。この動作遅れにより、次のようなブレーキ開放と速度制御開始へのタイミングずれの問題が生じる。
【０００４】
ブレーキが開放する前に速度制御を開始すると、速度制御演算部（ＰＩ演算）の積分項が異常積算して過大なトルク指令となり、ブレーキ開放直後に異常な加速が生じる。逆にブレーキの開放が早すぎると、今度は荷重トルクにより荷物が落下を始めてしまう。そこで、ブレーキ開放コイルの通電開始から速度制御が開始するまでの期間のバラツキを考慮して長めに設定し、その代わりに直流制動をかけて荷物のずり落ち速度を抑制する方法がある。誘導機の場合には、直流電流を流した状態で荷重トルクにより回転した場合には、これがすべりとなり回転方向と逆のトルクが発生し、落下速度を抑制することができる。その後、ブレーキが完全に開放された時刻になってから直流制動から速度制御に切り換えて所望の速度に加速する。
【０００５】
ここで、本発明では、誘導機のベクトル制御や誘導機の数式モデルを使用することから、これらの基本式を定義しておく。
誘導機の回路定数や電圧および電流は、図１３のＴ−Ｉ形等価回路、または図１４のＴ形等価回路の定数や変数を使用し、モータ用電流ｉ2´とトランス用電流ｉ2とは逆向きになっている。また、一次側の固定子巻線を基準とする直交二軸座標をαβ座標、二次磁束に同期して回転する直交二軸座標をｄｑ座標と呼ぶ。物理的には、誘導機の定数は図１４のＴ形等価回路が基本であるが、制御には要素数の少ない図１３のＴ−Ｉ形等価回路が利用されている。図１３と図１４は等価であり、回路定数は（１）式で変換できる。
【０００６】
【数１】
2018107976.tif 000003
【０００７】
図１３のＴ−Ｉ形等価回路使用した固定座標（αβ座標）における誘導機の状態方程式は（２）式となる。
【０００８】
【数２】
2018107976.tif 000004
【０００９】
数式表現を簡素化するためにベクトル変数を使用すると、（２）式は（３）式のように表すことができる。以下では、ベクトル変数にはαβやｄｑの添え字を付加し、また、三相成分を表す変数にはｕｖｗの添え字を付加して区別する。
【００１０】
【数３】
2018107976.tif 000005
【００１１】
【数４】
2018107976.tif 000006
【００１２】
（３）式をブロック図で表現すると図１５となる。この図内では慣習に従って微分演算子（ｐ）をラプラス演算子（ｓ）に変更して表している。(４）式のベクトル変数ｉmαβは、従来では二次磁束φαβをＴ形等価回路のＭで除算した成分（φαβ／Ｍ）で表されることもあるが、この変数は電流の単位であることを明示した方が良いと考えて電流の変数ｉmとして定義した。
【００１３】
図１５の破線で囲った二次回路部分のみを取り出したものが図１６（ａ）であり、１／Ｌmの位置を移動してＲ2´／Ｌmとしてまとめると図１６（ｂ）となる。これは一次電流ｉαβと回転速度ωrの２種類の情報から、励磁巻線Ｌmに流れる励磁電流ｉmαβを推定するものであり、（Ｌm・ｉmαβ）より二次鎖交磁束を推定しているともいえる。また、本発明では過渡現象も取り扱うことから、ｄ軸電流成分のうちＬmに流れる二次磁束発生に関与する成分ｉmαβを励磁電流として定義する。ベクトル制御を適用すれば、定常時におけるｄ軸電流とＴ−Ｉ形等価回路励磁電流ｉmαβは一致するが、過渡時であればｄ軸電流の成分には励磁電流以外に同相なｉ2´成分も存在する。そこで、ｄ軸成分のうち二次磁束に寄与する成分を励磁電流ｉmαβとし、残りの成分をｉ2´のｄ軸電流成分と呼ぶことにする。
【００１４】
次に、基本となる誘導機の制御システムとしてベクトル制御系の構成例を図１８に示す。これは、一般的なすべり周波数を制御する間接形ベクトル制御の構成例である。図１８のインバータ５は、入力される三相電圧指令ＶUVW*に応じた電圧を誘導機７に印加して運転する。また誘導機７には、回転位相θrを検出する位置センサ８が付けられている。
【００１５】
図１８には一般的なベクトル制御システムだけでなく、始動時に二次磁束を高速に立ち上げるための高速磁束制御部１も組み込んである。誘導機７に電流を流しても磁束成分は二次時定数（τ2＝Ｍ／Ｒ2）だけ遅れて発生する。この高速磁束制御部１では、励磁電流（二次磁束成分）の応答遅れを１／（τ2・ｓ＋１）という一次遅れ関数として模擬し、これによりｄ軸電流指令から推定励磁電流ｉm^を演算し、そして定常時の励磁電流指令ｉm*とこの推定励磁電流ｉm＾の差異成分△ｉm（（５）式）に応じて、（６）式のように比例した補正電流成分（Ｋpm・△ｉm）を励磁電流指令ｉm*に加算補正したものを最終的な電流制御への入力であるｄ軸電流指令ｉd*としている。ただし、過大な電流指令にならないようにｄ軸電流指令ｉd*にはリミッタＬimdにより最大値を制限してある。
【００１６】
【数５】
2018107976.tif 000007
【００１７】
【数６】
2018107976.tif 000008
【００１８】
この高速磁束制御部１により、始動時は定常時の励磁電流指令ｉm*よりも大きなｉd*を発生させることができ、ｄ軸電流指令が一定の場合に比べてより高速に二次磁束を立ち上げることができる。
補足すると、この（５）式と（６）式はスカラ成分（ｄ軸成分）であるので、図１８では太字のベクトル記号を使用していない。
【００１９】
図１８のｑ軸電流指令の演算法としては、まず速度制御部（ＡＳＲ）２において速度指令ωr*と速度検出ωrの偏差をＰＩ制御などのフィードバック制御を適用してトルク指令を生成する。そして、これにトルク電流変換係数ＫTを乗算して電流制御部（ＡＣＲ）３に入力するｑ軸電流指令ｉq*に変換している。このｑ軸電流成分はトルク電流とも呼ばれている。電流制御部３では、電流検出を電流指令と同じｄｑ座標の成分に回転座標変換し、これが電流指令値ｉd*，ｉq*に追従するようにＰＩ制御などのフィードバック制御を行っている。そして、ｄ軸電圧指令値ｖd*およびｑ軸電圧指令値ｖd*を演算して出力する。
【００２０】
ここで電流制御部３の座標は、ベクトル制御が構成しやすいように同じ回転座標の例にした。回転座標変換に使用する基準位相θについては、次のように計算する。まず、基準位相生成手段１０のすべり周波数加算部１０ａにおいてｄ軸の推定励磁電流ｉm＾とｑ軸のトルク電流成分ｉq*からすべり角周波数指令ωs*を計算し、これに速度検出ωrを加算して一次周波数指令ω1*を求める。そして基準位相生成手段１０の基準位相積分部１０ｂにて、このω1*を時間積分して回転座標の基準位相θとする。図１８では、それ以外に回転座標系と固定座標系とを相互変換する回転座標変換や、直交二相成分と三相成分を相互変換する２相／３相変換なども適用し、座標変換部４がこれらに相当している。これについては一般的な構成なので説明を省く。
【００２１】
従来の直流制動の制御方式の構成については図１９を用いて説明する。ベクトル制御への移行を考えて、図１８の回転座標系で構成した電流制御をそのまま流用する。そして、直流制動時には図１９のように２個のスイッチ（ｓｗ1ａ，ｓｗ1ｂ）をDCB側に切り替えて、電流指令が直流電流となるように強制的に置き換える。さらに回転座標系の基準位相もスイッチｓｗ1により、DCBに切換え時の検出位相に固定する。基準位相を固定したことにより電流制御系は固定座標と等価な制御になり、ｄ軸とｑ軸成分を合成したものが直流電流指令となる。
【００２２】
回転座標変換の基準位相θ＝θr0は任意の位相でもよいが、ここではDCB側に切替えた瞬間のエンコーダ（位置センサ８）の検出位相θrを自己保持させることにした。また、直流電流の設定値はｄ軸電流指令ｉd-DCB*として与え、ｑ軸電流指令は「０」としておく。そして、この直流制動モードが終了して加速する場合には、スイッチｓｗ1ａ，ｓｗ1ｂを図１８のベクトル制御系の指令値の方に切り替える。
【００２３】
なお、以下の説明では「すべり」という用語を使用するが、これはすべり速度（すべり周波数）の意味として取り扱うことにする。本来のすべりの定義は電源周波数の同期回転速度に対する回転速度の比であるが、これでは直流の場合は分母が零になってしまうので、比率ではなく速度の単位（r/min、rad/s）、または電気的な周波数の単位（Hz）として取り扱う必要があることによる。以降では簡略化してすべりとも呼ぶことがあるが、実際には速度や周波数の単位を意味するものとする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開平１１−２７５８９９
【非特許文献】
【００２５】
電気学会  電学論Ｄ、１５５巻１１号ｐＰ１３１６−１３２４（平成７年）「同一次元磁束オブザーバ（誘導機）の離散化手法の検討」、電気学会研究会資料ＳＰＣ−０１−１１８／ＩＥＡ−０１−６１（Ｈ０１−１１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
図１８で示すような制御装置をホイストなどの制御装置に使用した場合、次のような問題点が生じる。
（問題点１）
まず、直流制動時の電流設定値についての問題である。ブレーキなどにより回転子が拘束されていれば、速度が零であるのですべりも零になっている。この場合、定常時には一次電流と励磁電流が一致する。しかし、この時に定格の励磁電流よりも過大な一次電流つまり直流制動電流を流した場合には、過励磁となって鉄心の磁束密度が増加し強い磁気飽和状態になる。その結果、励磁インダクタンスの値Ｌmが減少してしまい励磁電流と二次磁束との比例関係が崩れる。逆に、直流制動の電流設定を定格励磁電流程度に設定しておくと、今度は大きな荷重トルクに対応できない。直流制動時は、すべりが増加するにつれてトルク電流成分の比率が増加する一方で励磁電流成分が減少する。ある程度まではすべりに応じて直流制動のトルクが増加するが、荷重トルクが大きいときに最大トルク条件のすべりを超過してしまうと、今度は励磁電流が低下しすぎて不足励磁となるために制動トルクが減少し、直流制動トルクが減少してしまう。そうなると吊荷の落下速度の増加（加速）を抑制できなくなる。
【００２７】
さらに直流制動からベクトル制御に移行する際について考えると、この過励磁や不足励磁状態では二次磁束が正確に制御できていないことになり、速度制御への切り換え直後に正確なベクトル制御（適正なすべり）条件を実現することも出来ない。この問題を解決するには、荷重の大きさが変化しても、それに応じて適切な励磁電流が流れるように直流電流の設定値を調整する機能が必要になる。
（問題点２）
問題点１の対策のためには、直流電流を励磁電流成分とそれに直交するトルク電流成分に分離して二次磁束やトルクを把握する必要があるが、これについては、図１５の誘導機モデルの二次回路部分を抽出した図１６（ｂ）のモデルを利用して励磁電流成分を推定する方法を適用すればよい。図４のベクトル図に示すように、推定励磁電流ｉm＾が演算できれば、一次電流ｉ1からこの推定励磁電流を差し引けば二次電流成分ｉ2＾＝（ｉ1−ｉm＾）も分離でき、さらに励磁電流に対して直交する二次電流成分を取り出せばトルク電流成分ｉ2＾qが推定できる。
【００２８】
しかし図１６（ｂ）のモデルには、積分に対して速度検出成分を含むＪωrの項がフィードバックされた構成が含まれていることが新たな問題となる。したがって正確な速度検出ωrが必要になるが、もし分解能の少ない２相（ＡＢ）のパルスエンコーダなどのように分解能の低いエンコーダを位置センサとして使用している場合には、低速になるほどパルス発生周期が長くなり、サンプル間隔Tsの期間にエンコーダパルスが休止して速度検出ができない期間が生じてきて検出速度は間欠的にしか得られない。さらに、高速であれば速度検出に使用するエンコーダの位相の差分値として多数パルスの位相差を使用できるが、低速になると１パルス以下の位相差しか利用できなくなる。そのため、低速ではパルス波形のバラツキによる影響が相対的に大きくなり速度検出誤差も大きくなる。
【００２９】
このような速度検出誤差の大きな低速領域では、図１６（ｂ）のモデルにて励磁電流を推定しても正確な結果が得られない。これが第２の問題点であり、この対策には、速度検出を利用しないで励磁電流成分を推定する新たな方式が必要になる。
（問題点３）
一次電流から励磁電流とトルク電流の成分を分離できたとしても、高速磁束制御部１による二次磁束の確立時間の短縮や、適切なトルク電流成分（ｑ軸電流）の設定も必要になる。適切な二次磁束とトルク電流を維持することにより、最大トルクの超過を防止して吊荷の落下を防止すると共に、ベクトル制御条件も成立させておく必要がある。そこで、励磁電流とトルクを独立に制御するためには、電流指令をｄ軸とｑ軸成分に分離して設定したいが、直流電流では位相を固定する必要もある。つまり、固定された制御基準位相に対して励磁磁束の位相にずれが生じる条件において、２種類（ｄ，ｑ）の電流成分を制御し続けて、かつ直流電流の位相の固定（振幅のみ制御可能）を維持するためには、直流電流の指令値をどのように計算および設定するかが問題となる。
（問題点４）
直流制動からベクトル制御に移行する際に、異常トルクを防止してスムーズ（バンプレス）に切り替えたい。そのためには、制御モードが切り替わる直前までにベクトル制御条件が成立するように各電流成分や位相関係を適切にしておく必要があり、その制御切換前におけるベクトル制御の内部状態を、どのように初期化しておくかが問題となる。
（問題点５）
問題点３において励磁電流が正確に分離できたとしても、一次電流からトルク電流を分離するためには電流ベクトルの位相差を求める演算（極座標に変換など）が必要である。しかし、乗算などに比べて極座標変換は演算量が多く、ＣＰＵなどの演算負荷を増大させてしまう。そのため、つまり極座標変換などを簡単な演算に近似した簡易方法が望まれる。そこで、直接的にベクトルの位相を計算しない簡易法の実現が問題となる。
【００３０】
本発明が目的とするところは、電流と位相検出を入力とする二次磁束推定モデルを使用し、直流制動時にベクトル制御に適した条件を維持することで、直流制動からベクトル制御による速度制御への切換えを円滑に可能とする誘導機の直流制動における電流の自動調整方法とその装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明は、速度指令と速度検出の偏差を速度制御部に入力してトルク指令を生成し、生成されたトルク指令を電流制御部に入力して電圧指令を生成し、生成された電圧指令を座標変換部を介して可変速装置に入力し、可変速装置により直流制動とセンサ付きベクトル制御を適用して誘導機を運転するものにおいて、
前記可変速装置に二次電流推定部を設け、二次電流推定部は、前記座標変換部で得られた一次電流のα軸成分ｉαと、一次電流のβ軸成分ｉβと、前記センサより得られた検出位相θrを二次電流推定部に入力して推定した励磁電流ベクトルｉm＾（ｉmα^，ｉmβ^）を演算し、
前記誘導機の直流制動中に、前記推定した励磁電流ベクトルｉm＾に基づき前記電流制御部および座標変換部を介して三相電圧指令を演算し、三相電圧指令に応じた電圧を前記誘導機に印加することを特徴とする。
【００３２】
本発明の請求項２は、可変速装置における通常運転モード時の励磁電流指令ｉm*と前記推定した励磁電流ベクトルｉm＾を用いてｄ軸電流指令ｉｄ*を算出する高速磁束制御部と、
ｄ軸電流指令ｉｄ*から電流指令ベクトルの合成ベクトルまでの位相角φ*と基準位相θを演算する基準位相生成手段と、
前記二次電流推定部に設けられ、前記一次電流のα軸成分ｉαと一次電流のβ軸成分ｉβに基づいて推定された励磁電流と直交な電流成分ｉｑ＾を演算する座標変換手段を備え、
前記二次電流推定部にスイッチｓｗ1、可変速装置の基準位相生成手段の出力側にスイッチｓｗ2、前記高速磁束制御部にスイッチｓｗ3および前記速度制御部にスイッチｓｗ4をそれぞれ設け、
前記各スイッチｓｗ1〜ｓｗ4にはそれぞれ直流制動に切り換わる端子DCBと通常運転モードに切換えられる端子を備え、
直流制動時に、
前記スイッチｓｗ1は、直流制動開始時刻の検出位相θrを固定値θr0として出力し、固定値θr0から前記位相角φ*を減算した値を前記スイッチｓｗ2の端子DCBに出力し、
前記スイッチｓｗ2は、スイッチｓｗ2の端子DCBへの切換えによって、前記固定値θr0から前記位相角φ*を減算した値を基準位相θとして前記座標変換部に出力し、
前記スイッチｓｗ3は、スイッチｓｗ3の端子DCB側への切換えにより前記二次電流推定部で推定した前記励磁電流ベクトルｉm＾の振幅成分｜ｉm＾｜を出力し、高速磁束制御部は、スイッチｓｗ3の出力に基づいて前記ｄ軸電流指令ｉｄ*を算出し、
前記スイッチｓｗ4は、スイッチｓｗ4の端子DCB側への切換えにより前記速度制御部に、前記推定された励磁電流と直交な電流成分ｉq＾をトルク電流の検出成分とみなしてｑ軸電流指令ｉq*として出力するよう構成したことを特徴とする。
【００３３】
本発明の請求項３は、二次電流推定部に、前記振幅成分｜ｉm＾｜を監視し、誘導機始動後で振幅成分｜ｉm＾｜が予め設定された値以下時にDCB1の信号を出力し、設定値以上時にDCB2の信号を出力する比較器comp1を設け、
前記スイッチｓｗ4の端子DCB側と連接され、比較器comp1の出力がDCB2に切換えられたとき前記二次電流推定部によって推定された励磁電流と直交な電流成分ｉq＾をスイッチｓｗ4の端子DCBに出力するスイッチｓｗ5bを設け、
前記比較器comp1の出力がDCB2の信号に切換えられたとき、前記二次電流推定部で生成された推定励磁電流ｉm＾の位相θm＾を前記二次電流推定部内に設けた座標変換手段へ出力するスイッチｓｗ5ａを設け、
前記比較器comp1からDCB2の信号が出力されたとき、スイッチｓｗ5ａ，ｓｗ5ｂの各端子をDCB２に切換えると共に、誘導機軸に設けられたブレーキを開放するよう構成したことを特徴とする。
【００３４】
本発明の請求項４は、二次電流推定部で生成された推定励磁電流ｉm＾よりｄ軸成分ｉmd^、ｑ軸成分ｉmq^を算出し、算出されたｄ軸成分ｉmd＾を監視し、予め設定された値以下時にDCB1を出力し、設定値以上時にDCB2を出力する比較器comp2を設け、
直流制動時に、前記スイッチｓｗ1〜ｓｗ4をそれぞれ端子DCB側に切換えると共に、ｑ軸電流ｉqと推定励磁電流ｉm＾のｑ軸成分ｉmq＾との差分を、前記推定された励磁電流と直交な電流成分ｉq＾の代わりにスイッチｓｗ4の端子DCBに出力し、
前記比較器comp2からDCB2の信号が出力されたときに誘導機軸に設けられたブレーキを開放するよう構成したことを特徴とする。
【００３５】
本発明の請求項５は、基準位相生成手段は、ベクトル制御側の基準位相θ1を演算してスイッチｓｗ２の端子DCBとは反対側の端子に出力し、
前記スイッチｓｗ2が端子DCB側のとき、前記ベクトル制御側の基準位相θ1が前記基準位相生成手段の位相角演算部において算出された基準位相θm*と一致するように修正することを特徴とする。
【００３６】
本発明の請求項６は、比較器comp1，comp2がDCB2を出力する設定は、ｄ軸電流ｉdが減少する直前に信号DCB2を出力するよう設定されたことを特徴とする。
【００３７】
本発明の請求項７は、直流制動とセンサ付きベクトル制御を適用して誘導機を運転する可変速装置の制御方法において、
可変速装置の座標変換部で得られた一次電流のα軸成分ｉαと、一次電流のβ軸成分ｉβと、前記センサより得られた検出位相θrを二次電流推定部に入力して推定励磁電流ｉm＾（ｉmα＾，ｉmβ＾）を演算し、
前記誘導機の直流制動中に、前記推定励磁電流ｉm＾に基づいて可変速装置を制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３８】
以上のとおり、本発明によれば、ホイスト等の起重機において直流制動から速度制御に切換えたとき、荷重トルクが存在していても円滑なる切換え制御が可能となるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の実施形態を示す二次回路の離散系ブロック図で、（ａ）は位相差分を回転座標変換で近似した場合、（ｂ）は位相差分に微小区間直線近似した場合。
【図２】本発明の他の実施形態を示す構成図。
【図３】本発明の他の実施形態を示す構成図。
【図４】直流電流を励磁電流成分とトルク電流成分に分離したベクトル図。
【図５】自動調整した電流指令発生の説明用ベクトル図。
【図６】本発明の他の実施形態を示す構成図。
【図７】自動調整した電流指令発生の説明用ベクトル図。
【図８】本発明の他の実施形態を示す構成図。
【図９】基準位相生成手段の説明図。
【図１０】自動調整した電流指令発生が収束した状態時のベクトル図。
【図１１】数値シミュレーション結果図。
【図１２】数値シミュレーション結果図。
【図１３】誘導機のＴ−Ｉ型等価回路図。
【図１４】誘導機のＴ型等価回路図。
【図１５】誘導機のモデルブロック図。
【図１６】誘導機の二次モデルのブロック図で、（ａ）は二次モデルのみ、（ｂ）は二次モデルのみの変形図。
【図１７】誘導機二次回路の積分要素の離散系への変換図で、（ａ）連続形二次モデルの積分ブロック、（ｂ）は変化量の回転座標変換での置換図。
【図１８】従来のベクトル制御装置のブロック図。
【図１９】直流制動を適用した誘導機の制御ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
本発明は、直流制動とセンサ付きベクトル制御を適用して誘導機を運転する可変速装置の制御に、二次電流推定部（二次磁束推定モデル）２０を設けて推定励磁電流を演算し、直流制動時に推定励磁電流ｉm＾に基づいて可変速装置を制御するもので、以下図に基づいて説明する。
【実施例１】
【００４１】
実施例１では、直流電流を流した状態におけるすべりを考慮した励磁電流の推定方法を提供するものである。
前述した問題点２に対しては、回転速度（すべり速度）が零でない場合においても、速度情報を使用しないで二次磁束を推定できる方式が必要である。磁束推定法には電圧を積分する手法もあるが、可変速装置の制御にＰＷＭを適用する場合には低速では電流制御出力の電圧成分が小さくなるためスイッチング遅れ時間などの外乱による誤差が相対的に大きくなり実用的ではない。
【００４２】
図１はこの実施例におけるＴ−Ｉ形等価回路定数を使用した誘導機の二次回路のみの離散系のブロック図を示したもので、（ａ）は位相差分の回転座標変換で近似した二次回路の離散系のブロック図、（ｂ）は位相差分に微小区間直線近似を適用した二次回路の離散系のブロック図を示したものである。
【００４３】
図１６（ｂ）のブロックに示すような特許文献１の速度センサレス制御装置に適用されている技術の一部を利用することを考える。特許文献１では、図１７（ａ）のように積分部分を取り出したブロック図を離散系に近似する場合に、図１７（ｂ）のように回転位相の差分とその回転座標変換に置き換えている。そこで、図１６（ｂ）の励磁電流推定モデルの図１７（ａ）に相当する部分を図１７（ｂ）に置き換えて離散系に近似すると、図１(ａ)のような二次モデルに変換できる。
【００４４】
ここで、低速での位相差分△θrは連続量ではなく、パルスエンコーダ（位置センサ）８のパルス周期相当の位相差（分解能）が間欠的に生じるものとする。なお、図中のパルス発生位相θrを入力するＺ-1の出力は、前回のパルス発生位相である。図１(ａ)のように構成することで速度演算や周波数の時間積分が不要になり、間欠的に発生するパルスエンコーダ８の出力パルスに対応できるようになる。
【００４５】
さらに近似を適用すると、低速では位相の差分△θrはパルスエンコーダのパルス周期相当の位相差（分解能）程度になるので、△θr≪πが成立するものと仮定してｓｉｎ△θr≒△θr，ｃｏｓ△θr≒１と近似すると、図１（ａ）はさらに図１（ｂ）に簡略化できる。この実施例では、図１（ａ）と図１（ｂ）の励磁電流の推定モデル（以下二次電流推定部という）を適用するものである。
【００４６】
特許文献１では運転周波数が高い状態における磁束推定誤差を抑制できる磁束オブザーバを構成しているが、本発明ではその一部のみを使用して低速のエンコーダパルスが十分に得られない場合に応用するものである。パルス休止期間中は位相検出θrが一定なのでその時間差分△θrは零になるが、その時にはＪωrのフィードバック項に相当する座標変換行例は単位行列Ｉとなって前回値を保持する機能として動作し、パルスが発生したときのみに△θrが現れて、前回値を位相差相当分だけ回転座標変換するようになる。これにより、速度やその時間積分を使用せずにエンコーダ位相の情報をそのまま使って二次磁束を近似演算できる。
【００４７】
図１７（ｂ）の近似の影響を考察してみると、もし速度検出に大きな誤差が発生した直後にパルスが休止すると大きな誤差を含んだ速度成分を長時間にわたって時間積分することになるので、Ｊωrのフィードバック項の部分に誤差が蓄積されてしまうことになる。これに対して、図１（ｂ）のように位相差△θrとして取り扱えば速度検出誤差の影響を受けず、パルス発生時刻にバラツキが生じても次のパルス発生時以降まで影響を引きずらないという特長が得られる。間欠的にパルスが生じるのでその間の誤差成分は生じるが、誤差の大きな速度検出を長い時間にわたって積分することに比べて正確な磁束推定が可能になる。
【００４８】
次に、実施例１の作用について説明する。
この実施例では、１／（Ｉs＋Ｊω）を回転座標に変換した。この原理を説明するために、まず、図１７(ａ)の入力をｘ(t)＝０とすれば、１／（Ｉs＋Ｊω）は（７）式のように２行２列の行列として表すことができ、これは以下で説明するように、初期値の振幅を角速度ωで回転させる回転ベクトル発振器とみなすことが出来る。
【００４９】
【数７】
2018107976.tif 000009
【００５０】
（７）式の行列内の各要素についてラプラス逆変換すると、（８）式のような三角関数になる。したがって、１／（Ｉs＋Ｊω）の行例部分の全要素をラプラス逆変換すると（９）式のような三角関数の行列になる。
【００５１】
【数８】
2018107976.tif 000010
【００５２】
【数９】
2018107976.tif 000011
【００５３】
（９）式の意味を示すために、右辺の変数ベクトルを（ｔ＝０）における初期値つまり［Ｃα（ｔ＝０）Ｃβ（ｔ＝０）］Tという単位パルス成分とすると、以降の時間が経過するときの挙動は（１０）式のように初期ベクトルが角速度ωで永遠に回転し続けるという回転ベクトル発振器になっていることが分かる。
【００５４】
【数１０】
2018107976.tif 000012
【００５５】
次に、これを使って連続形を離散系に近似するために現在時刻に相当する値と、現在より離散時間だけ経過した時刻の値を調べる。角速度は一定であるとして、離散系の現在時刻を（ｔk）とする。そして、（１０）式の行例要素内の時間項を位相θk＝ω・ｔkに置き換えると（１１）式となる。
【００５６】
【数１１】
2018107976.tif 000013
【００５７】
次に、現在時刻(ｔk)に対して離散時間△Ｔだけ経過した次の時刻を（ｔk＋△Ｔ）とすると、同様にその時の位相角ω・（ｔk＋△Ｔ）＝（θk＋△θ），△θ＝ω・△Ｔを用いて（１０）式の行例要素を置き換えると、（１２）式のような時刻（ｔk＋△Ｔ）の状態が得られる。（１２）式はさらに変形でき、（１３）式のように現在の位相θkによる成分と、離散時間相当の位相の増分△θによる成分の積に分離できる。
【００５８】
【数１２】
2018107976.tif 000014
【００５９】
【数１３】
2018107976.tif 000015
【００６０】
この（１３）式この右辺の後半を（１１）式で置換すると、（１４）式のように離散時間△Ｔに相当する位相差の三角関数行列を変換行列とし、時刻（ｔk）の出力から時刻（ｔk＋△Ｔ）までの時間経過したときの変換式に置き換えることができる。
【００６１】
【数１４】
2018107976.tif 000016
【００６２】
（１４）式は差分の角度△θで回転座標する形式であるが、入力が零（ｘ(t)＝０）の時には、前回値を角速度ωで回転するシステム１／（Ｉs+Ｊω）を時刻（ｔk）の状態から時刻（ｔk＋△Ｔ）の状態に変換する離散方程式とみなすこともできることを示している。これが、回転座標変換を適用して１／（Ｉs+Ｊω）ブロックの離散系で現すことの根拠である。さらに、極低速であり回転する位相角が微小であると限定できる場合には、次式のような三角関数の線形近似を適用して（１５）式のようにオイラー法と等価な式に近似することもできる。
【００６３】
【数１５】
2018107976.tif 000017
【００６４】
図１７（ａ）は、（１３）式に対して入力ｘ(t)による増分成分を加算した形態であるので、離散系でも入力ｘ(t)に離散時間△Ｔを乗算して積算部分に加算させて図１７（ｂ）のような構成にとした。ここで図１７（ｂ）の入力成分の加算位置を回転座標変換の後にしているが、回転座標変換の前や重みを付けて前後に配分する方法などもある。これは差分方程式を前進差分や後進差分などに近似する方法と同じ考えであるが、ここでは多様な離散化の手法までは踏み込まず、以降では（１３）式の出力側に入力成分による増分を加算するような構成を代表例とした。
【００６５】
図１７（ｂ）を図１６（ｂ）の誘導機の二次モデルに適用し、他のフィードバック成分も離散系に変換することで、図１（ａ）のような離散系のブロック図に変換できる。また、図１７（ｂ）の部分を（１３）式ではなく、（１５）式の近似式で置き換えると図１（ｂ）となる。
【００６６】
したがって実施例１は、以上のような導出式に従って構築されたものであり、位相差を使用して連続形を離散系に近似したものである。また、さらに微小位相差と仮定して三角関数を線形近似したものである。これにより、エンコーダパルスが間欠的に発生する場合には、パルスが発生した時点だけ回転座標変換を行うようになり、間欠動作を正確に考慮した二次磁束の演算が可能になる。積分動作を間欠的な演算に模擬したことによる誤差成分は生じるが、速度検出誤差を長時間にわたって積分するよりは精度が改善される。
【実施例２】
【００６７】
図２，図３は、実施例２による直流制動の制御ブロック図の要部を示したもので、図１８と同一部分若しくは相当する部分に同一符号を付してその説明を省略する。図２において２０は二次電流推定部で、図１７で示すような二次モデル機能を備え、図１で示す方法により推定された励磁電流ベクトルｉm＾の位相成分を演算することにより二次磁束位相θｍ＾を求めて座標変換手段２１に出力する。座標変換手段２１では、座標変換部４からの電流ｉαβと二次磁束位相θｍ＾に基づいて推定された励磁電流と平行な電流成分ｉd＾と、推定した励磁電流と直交な電流成分ｉq＾を分離生成し、新たなｑ軸電流の指令値として設定される。また、二次電流推定部２０で推定された励磁電流ベクトルｉm＾は高速磁束制御部１に出力される。｜ｉm＾｜はベクトルｉm＾の振幅成分（ノルム成分）である。
【００６８】
１０ｃは位相角演算部で、ｄｑ軸電流が変動した場合でもその合成ベクトルが一定の位相に固定されるように、ｄｑ軸電流の位相角分φ*を回転座標系で構成した電流制御の基準軸に補正する。ｓｗ１〜ｓｗ４はスイッチで、各スイッチは直流制動モード時には端子DCB側に切換えられ、通常の運転モード時は端子DCB側とは反対側の端子に切換えられる。
【００６９】
なお、図２の各変数記号は、図４のベクトル図と対応させており、推定した励磁電流（二次磁束）軸は実機の磁束軸とは厳密には一致しないので「^」を付記して区別し、電流や電圧などの指令値に関する変数には「*」を付記しており、各記号は次の通りである。
θ＝０：位相の基準軸
θｍ＾：推定した二次磁束位相（推定励磁電流ｉm＾の位相）
ｉd*，ｉq*，φ*:電流指令のｄｑ軸成分と、基準軸から電流指令ベクトルまでの位相角
ｉ:一次側の直流電流ベクトル（ｉuvwは三相交流量の成分、ｉαβは固定座標系の直交二軸成分）
ｉm＾:推定した励磁電流ベクトル（｜ｉm＾｜はこのベクトルの振幅成分（ノルム成分））
ｉd＾:推定した励磁電流と平行な電流成分
ｉq＾:推定した励磁電流と直交な電流成分
実施例１によって励磁電流がベクトル量として推定できたことで、一次電流をこの励磁電流に対する平行成分と直交成分に分離し、平行成分を二次磁束の生成源であるd＾軸電流、直交成分をトルク電流成分であるq＾軸成分とみなす。励磁電流の推定値つまり二次磁束推定ができるのであれば、これを用いて高速磁束制御部１を適用して新たなｄ軸電流指令を生成できる。
【００７０】
また、一次電流から励磁電流成分に直交する成分を分離してトルク電流とみなし、このトルク電流はその時の荷重トルクに応じて発生しているはずなので、現状のトルクが維持できるように推定したトルク電流の値をそのまま新たなｑ軸電流指令の値とする。実施例２では、これらのｄ軸とｑ軸の各電流指令を合成して新たな直流電流の指令値とするものである。これにより問題点１が解決でき、さらにトルク電流の推定値またはｑ軸電流指令をトルクの単位に変換して速度制御の初期値として設定しておけば、ベクトル制御に移行したときに異常トルクが生じることを防止できる。つまり、問題点３も対策できることになる。これが実施例２の概要である。
【００７１】
具体的には図３のように構成し、この内容については２段階に分けて説明する。まず図２を使って二次磁束がある程度まで確立した条件に限定した場合を説明し、次に、図２から図３へ機能追加をする形で、始動直後において二次磁束が確立していないことにより、極座標変換が正確に演算できない場合の対策について説明する。
【００７２】
図２では、図１８のベクトル制御に対して図１９の直流制御を適用するために、二次電流推定部２０に設けたスイッチｓｗ１をDCB側に切り換えた時刻、つまり直流制動モードが開始する時刻の検出位相θrをホールドして固定値θr0とし、固定値θr0を電流制御の基準位相に利用する。これにより基準位相が固定され、φ*が零（ｉｑ*＝０）の場合には回転座標系の電流制御を固定座標系の電流制御と等価な機能にすることができる。
【００７３】
次に，実施例１などを適用して二次磁束モデルの出力として励磁電流ベクトルｉm^を計算し、さらに（１６）式のような励磁電流ベクトルｉm^の位相θm^を求める。この式や以降の式にて簡素化したｔａｎ-1関数としているが、厳密にはatan2関数と呼ばれるものであり、分母（ｉmd^）が負値の場合には位相（θm^）は９０〜２７０ｄｅｇの範囲とするものである。なお、（１６）式の代わりに極座標変換などを用いても良い。
【００７４】
【数１６】
2018107976.tif 000018
【００７５】
次にトルク電流を分離するために、固定座標系の二軸成分に変換した検出電流ｉαβ＝［ｉαｉβ］Tをこのベクトル位相θm^を基準とする回転座標成分に変換（αβ／ｄｑ変換）してｉｄ＾とｉｑ＾の直交成分とし、このうちのｉq^をトルク電流の検出成分とみなす。このトルク電流は荷重トルクによって生じたすべりに応じて発生しているはずなので、少なくてもこのトルク電流成分は今後も維持する必要がある。そこで、スイッチｓｗ4をDCB側に切り換えることにより、このトルク電流ｉq^を次回の電流制御のｑ軸電流指令値ｉq*として設定する。
【００７６】
また、トルク電流ｉq^をトルク電流変換係数ＫTで除してトルクの単位に換算し、スイッチｓｗ4で切り離されているため休止状態である速度制御内のＰＩ制御の初期値として設定しているため、スイッチｓｗ4が速度制御部２側（図２のDCB側とは逆側）に切り替わってもトルク電流指令が急変しなくなり、適切な値でスタンバイ状態とした初期値設定が実現できる。
【００７７】
電流制御部３に入力されるｄ軸電流指令ｉd*は、高速磁束制御部１の出力を使用して実施例１による励磁電流の推定値が得られていることを利用し、スイッチｓｗ3をDCB側に切り換えることで、二次電流推定部２０で推定した励磁電流ベクトルｉm＾の振幅成分（ノルム成分）を現在の励磁電流とみなして高速磁束制御部１で演算する。
【００７８】
図２で示す制御構成を持つ装置では、二次電流推定部２０において推定した励磁電流ベクトルｉm^の位相を基準にして、一次電流を励磁軸（ｄ＾）とトルク軸（ｑ＾）に分解する機能と、それを用いたｄ軸とｑ軸の各電流指令値が設定される。これにより高速励磁制御とトルク電流を維持させること、つまり二次磁束を適切な値まで短時間に立ち上げると共に、荷重トルクに応じたトルク電流も実現できるという「直流制動の電流指令値を自動調整する機能」として動作する。
【００７９】
しかし、直流成分を流すはずであったｄ軸とｑ軸の成分が個別に変化すると電流指令の振幅だけでなく位相も変動してしまう。そこで位相を固定するために、位相角演算部１０ｃにおいてｄ軸電流指令ｉd*から電流指令ベクトル（ｉd*，ｉq*）の合成ベクトルまでの位相角φ*を（１７）式により計算し、二次電流推定部２０で得られた直流電流を固定したい位相θr0からφ*を減算して（１８）式にて新たな基準位相θm*を求め、これを回転座標変換の基準位相θとして設定し、座標変換部４に出力する。位相角φ*を算出する（１７）式は厳密には分母のｉd*が負値の場合にはφ*は９０〜２７０ｄｅｇの範囲とするものであり、極座標の位相演算の意味である。
【００８０】
【数１７】
2018107976.tif 000019
【００８１】
【数１８】
2018107976.tif 000020
【００８２】
これは、電圧指令や電流検出などの成分を回転座標変換するための基準位相θを、電流指令ベクトルの位相成分だけ逆方向に補正するものである。これにより固定座標上でみると、電流指令の位相が固定させたまま振幅のみが変化するようにできる。具体的には、図２でのスイッチｓｗ２をDCB側に切換えてベクトル制御の基準位相θ1からこの基準位相θm*に強制的に置き換える部分がこの機能に相当している。そしてスイッチｓｗ２は、基準位相θm*を回転座標変換の基準位相θとして座標変換部４へ出力する。
【００８３】
また、この補正した基準位相θm*もベクトル制御への切換えに対する初期値設定に利用すればよく、ベクトル制御の基準位相積分部１０ｂにおいて周波数指令ω1*を時間積分する機能を離散化したサンプル時間の時間積Ｔsと累算器（図２のθ1を出力する加算器とＺ-1の構成）で置き換えた構成に対して、スイッチｓｗ２の出力であるθを累算器の前回値（Ｚ-1の入力）としておく。このように電流指令のｄ軸とｑ軸の各成分が増減しても、その合成ベクトルは常に位相θr0に発生させるように基準位相の補正も追加している。
【００８４】
図２では、二次磁束が既にある程度の大きさまで確立していることを前提としている。しかし、二次磁束が零のときは（１６）式の分母ｉmd^が零となるので位相θm＾を演算することができない。そこで、推定した励磁電流が小さい場合にはトルク電流の分離や基準位相の補正が行えないので，電流指令や位相補正を強制的に固定値や零などに設定することにより、図１８に高速励磁制御を追加した状態にてしばらく励磁電流の立ち上がりを待つようにする。さらに、すべりも零にしておきたいので、ブレーキ制御の方もまだ開放せずに軸を拘束状態のままとするなど、位相推定ではなく実機械側に対して想定値への強制設定を適用して対策を行う。
【００８５】
図２に対して、このｑ軸の電流指令ｉq*や基準位相θmの強制設定部分を追加したものが図３である。まず、二次電流推定部２０に比較器comp1を設けて励磁電流の振幅成分｜ｉm^｜を比較器comp1により監視し、設定レベル以下ならDCB１に、設定レベル以上ならDCB２の信号にするようにした。また、スイッチｓｗ５ａ，ｓｗ５ｂを設け、DCB１，DCB２の信号を利用して始動直後はスイッチｓｗ５ａ，ｓｗ５ｂを始動直後はDCB１側に設定させる。
【００８６】
スイッチｓｗ５ａによってθm^は使用されずに固定値θr0となり、すべりも零であるのでｉq＾はほぼ零になるので、スイッチｓｗ５ｂによって電流指令のうちｑ軸電流指令ｉq*も強制的に零にする。ｑ軸電流指令が零なら補正位相φ*も零になり、θ＝θm*＝θr0となる。これにより、図１８に高速励磁機能のみ追加した構成に切り換える機能が実現できる。
【００８７】
このモードにて時間が経過し、｜ｉm^｜成分が大きくなって比較器comp１がDCB2の信号を出力すると、スイッチｓｗ５ａ，ｓｗ５ｂをDCB2側に切換えて図２の制御に移行する。DCB１が選択される期間中は、電流指令値の自動調整機能は停止したままであるので，ブレーキも拘束状態として回転を停止させておく必要がある。そして、二次励磁電流の推定値が設定した振幅以上になった場合にはすべりが発生しても良く、DCB２の信号によって図２としての動作に切り換えると同時に、ブレーキ制御もブレーキ開放動作の信号を出力する。つまり、実施例２の図３の構成内にはブレーキの開放タイミングを連動操作させる信号も含んでいることになる。
【００８８】
ここで、スイッチｓｗ５ａ，ｓｗ５ｂの動作を整理して説明する。スイッチｓｗ５ａは、DCB1の信号のとき、固定値θr0を二次電流推定部内の座標変換手段２１へ出力し、DCB2の信号のとき、θm＾を二次電流推定部内の座標変換手段２１へ出力する。スイッチｓｗ５ｂは、DCB1の信号のとき、零電流指令値をスイッチｓｗ４の端子DCBへ出力し、DCB2の信号のとき、ｉq＾をスイッチｓｗ４の端子DCBへ出力する。
【００８９】
次に、実施例２における電流指令の生成方法について説明する。
基本となるのは図４のベクトル図である。図４は、直流電流を励磁電流成分とトルク電流成分に分離したベクトル図で、直流の一次電流ｉが流れているときに、回転子が低速で回転することによりすべり周波数が発生している場合において、図１３のT-I形等価回路の各成分を示したものである。ここでは、定常状態ではなく、二次磁束が立ち上がり中の過渡状態の例を示している。各変数の定義を列記すると、電流成分については、
ｉ：現在、一次巻線に流れている直流電流（一次電流）でここでは一定
ｉm＾：実施例１の方式で推定した励磁電流ベクトルで二次磁束に比例する成分
ｄ＾軸：励磁電流ベクトルｉm＾と同相な位相の軸
ｑ＾軸：推定した励磁電流ｉm＾と直交な位相の軸
ｉd^：一次電流ベクトルｉのｄ＾軸成分、（これに相当する電流指令をｉd*とする）
ｉq^：一次電流ベクトルiのｑ＾軸成分、（これに相当する電流指令をｉq*とする）
ｉ2＾＝ｉ−ｉm＾:二次電流ベクトル成分（一次電流から推定励磁電流を差し引いたもの）
ｉ2d^：二次電流ベクトルｉ2＾のｄ＾軸成分、これはｉのｄ＾軸成分からm＾分成分を減算したもの
ｉ2q^：二次電流ベクトルｉ2＾のｑ＾軸成分、これはｉとすべりによって生じたトルク分電流
次に位相成分については，次のように定義した。
θ＝０:位相の基準軸
θm＾：推定した二次磁束位相（推定励磁電流ｉm＾の位相）
φ:ｄ＾軸から直流電流ベクトルまでの位相差角
図４では、一次電流として直流制御を開始した時刻の検出位相θr0の方向に直流電流を流しておき，これを３つの成分に分離することを示している。一つ目は励磁電流ｉm＾であり励磁インダクタンスＬmに流れる成分である。これとトルク電流成分ｉ2q^により荷重トルクによる加速を抑制するトルクが発生する。図１３のＴ−Ｉ形等価回路ではｉmとｉ2成分の２種類しかないようにみえるが、実際にはこれらはベクトル量であり、磁束が確立中などの過渡状態ではｉ2にはｉm＾と同相の成分ｉ2d^も現れる。時間が経過して定常状態になればｉ2d^成分は零になり、励磁電流ｉm＾はｉd^と一致することになる。
実施例２では、（１６）式を適用して図４の推定した励磁電流ｉm＾の位相θm＾を求め、これにより固定座標系の一次電流を回転座標変換して励磁電流ｉm＾と同相な成分ｉd^＝｜ｉm^｜＋ｉ2d^、および直交な成分ｉq^に分離する。
【００９０】
次に電流指令の生成法を、図５を用いて説明する。
ｉm＾と同相の成分ｉ2d^および直交成分ｉ2d^が得られている場合、ｄ軸電流指令は高速励磁制御によるｉm＾振幅を｜ｉm*｜に一致させるように動作する。したがって、励磁電流指令と推定磁束電流との誤差｜△ｉmd｜＝｜ｉm*｜−｜ｉm＾｜を計算し、これに高速励磁の補償ゲインＫpmを乗算して補正値を求め、最終的にはｄ軸電流指令の振幅値を（１９）式として出力する。
一方，ｑ軸電流指令は検出電流から分離したｉ2q^を持続させることにして、（２０）式を次回の指令値とする。
【００９１】
【数１９】
2018107976.tif 000021
【００９２】
【数２０】
2018107976.tif 000022
【００９３】
ここで，ｄ軸電流指令が変化するので、次回の電流指令ｉ*による（１７）式の位相角φ*はｉm＾の位相とは一致しない。しかし、推定を正確にするために直流電流のｉm*の位相はθr0を維持したい。そこで、電流制御の基準位相を（２１）式のように修正する。
【００９４】
【数２１】
2018107976.tif 000023
【００９５】
これは、二次モデルだけで推定した励磁電流には推定誤差が存在するので、直流電流の振幅は変化させるが位相を固定した方が安定性が高いものと考え、誤差を含んだ磁束推定位相に応じて電流制御の基準位相も変動させるよりも、周波数が零の直流電流とした方がまだ信頼度が高いと考えた。電流制御の基準位相を変動させないことによる影響については、電流制御の高速応答に対してこの基準位相の時間変化は無視でき、位相変化はいつまでも移動し続けるわけではなく、±π／２以上になることはない。そこで、電流制御の位相誤差よりも、直流電流として位相を固定したことによる安定性の方を優先して、電流指令の基準位相の方を変動させている。
【００９６】
実施例２によれば、直流制動により荷重トルクに対抗するトルクを発生させる場合において、荷重トルクの大きさに応じて直流電流の振幅が自動的に調整できる。この電流調整時に、励磁電流は過励磁や不足励磁にならないように設定された二次磁束状態にでき、かつ二次磁束を高速に立ち上げるためのｄ軸電流の補正機能も実装できる。また、一次電流からトルク電流成分を推定して新たなｑ軸電流指令としたことで、現在の荷重トルクに応じたトルク指令を設定できている。
【００９７】
この調整機能は、ベクトル制御条件を維持することが出来るため、この電流指令や電流制御の基準位相など移行されるベクトル制御系内の初期値を設定することにより、スムーズな制御切替も実現できる。さらに、トルク電流の推定値やｑ軸電流指令の情報を用いて速度制御内部の初期化を行うことにより、直流制動から速度制御への切り替え時にも、異常なトルク発生を防止することができる。
【実施例３】
【００９８】
図６は実施例３の構成図を示したものである。図３で示す実施例２では、二次電流推定部２０において推定した励磁電流ベクトルからｔａｎ-1関数や極座標変換などを適用して二次磁束位相θm^を計算する必要があった。さらに、一次電流を推定した励磁電流を基準とする直交成分に分離するために、専用の回転座標変換手段２１も必要であった。
【００９９】
そこで、実施例３ではトルク電流の推定精度を追求せずに、また、すべり発生に応じたトルク補正特性も遅くなることを許容して、トルク電流の推定を大胆に近似したものに代用することにより演算量を低減するものである。この近似の発想は、「極座標変換のｔａｎ-1関数の引数であるｉmd^／ｉmq^演算の分母が零になることが問題であるなら、分母を固定値に近似する。」というものである。
【０１００】
図６において、二次電流推定部２０では図３と同様に固定座標系の電流検出ｉαβとパルス発生位相θrにより励磁電流ベクトルｉm^を推定する。ただし、このベクトルの位相までは計算しない。その代わり、電流制御の基準位相θを使って励磁電流ｉm^を回転座標変換し、ｄ軸成分をｉmd^，ｑ軸成分をｉmq^とする。そして、図３における励磁電流の振幅成分｜ｉm^｜の代わりにｄ軸成分ｉmd^を使用し、図３のトルク電流成分ｉq^の代わりにｑ軸成分ｉq*≒（ｉq−ｉmq^）で代用する。また、ｔａｎ-1関数を使用しないことから図２から図３に変更する際に追加した励磁電流が小さい場合のスイッチｓｗ５ａ，ｓｗ５ｂが不要になるので、図６は図２の構成に近い簡単な構成にできる。
【０１０１】
ブレーキ制御の開放タイミングに利用する励磁電流（二次磁束）の確立の判定については、図３のcomp１の代わりにｉmd＾の値をcomp２で監視し、設定レベル以上／以下を判定してDCB2／/DCB1の信号を出力するように構成した。
電流指令のd軸成分とｑ軸成分より（１７）式にて位相角φ*を計算し、直流電流位相を固定するために（１８）式にて基準位相をθm*を補正する部分は実施例２と同じである。
このように、図６の構成では図３で必要だった（１６）式の計算を省略し、さらに励磁電流が小さいうちは強制的に零を設定する機能（ｓｗ５ａやｓｗ５ｂ）も削除したものである。
【０１０２】
次に、図６の動作を図７で示すベクトル図を用いて説明する。
直流電流は図４や図５と同じ状態とする。この電流検出ｉαβを二次モデルに入力して励磁電流ベクトルｉm^を計算する。この励磁電流ベクトルｉm^を電流制御と同じ基準位相θにより回転座標変換してｄ軸成分ｉmd^とｑ軸成分ｉmq^とに分離し、（２２）式のように検出電流のｄｑ軸成分ｉd，ｉqのｑ軸成分ｉｑからｉmq^を減算（逆方向に加算）したものをｉq^として近似する。
【０１０３】
【数２２】
2018107976.tif 000024
【０１０４】
通常、低速領域の動作では磁束の増加はあっても減少させることは無いので、ｉmd^＜ｉdの関係が成り立つ。そのため、真のｉq^に対して（ｉq−ｉmq^）は常に小さくなり、実施例２で取り扱うｉq^よりも小さい値を使用することになる。そのため、電流指令を現在のトルク電流に高速に一致させることはできない。しかし、図７のようにｉmq^という小さい増分であってもｑ軸電流指令を正確な位相方向に補正できれば、図１１で示すように時間はかかるものの最終的な定常時にはｄ軸とｄ^軸を一致させる効果は得られる。つまり（２２）式の近似を適用したことにより、トルク電流の補正効果が小さくなるが、その代わり演算や始動時のモード切替などを削除して簡素化するできることが効果として得られる。なお、図１０は、上記のｄ軸とｄ^軸が一致した状態時のベクトル図である。
【０１０５】
図１１は、実施例３の動作を数値シミュレーションした結果図である。図１１（ａ）は速度指令（破線）と実速度（実線）、および直流制動とブレーキ操作期間のタイムチャート。図１１（ｂ）は電流検出を固定座標系の二軸座標（αβ座標）に変換した成分（ｉα，ｉβ）のタイムチャート。図１１（ｃ）は電流検出と推定励磁電流を、電流制御の基準座標（ｄｑ座標）に変換した成分のタイムチャート。図１１（ｄ）は電流制御基準の位相角θ（点線）と回転位相角θr（実線）のタイムチャートである。
【０１０６】
図１１の時刻Ａのタイミングでスイッチｓｗ1〜ｓｗ4をそれぞれDCB側に切換えて直流制動モードとして直流制動を開始する。この直流制動モード中スイッチｓｗ1〜ｓｗ4はDCB側に切換えられた状態となっている。時刻Ｂになるとcomp２はブレーキ開放指令信号DCB2を出力する。時刻Ａの直流制動開始時点では、ブレーキを掛けた状態であるが、高速磁束制御部１によりｄ軸電流がリミッタまで立ち上がり、ｄ軸の励磁電流ｉmd^がそれに応じて徐々に立ち上がる。
【０１０７】
時刻Ｂとなり、励磁電流が十分に確立したことでブレーキを開放する。これにより、シミュレーション条件として設定した５０％の荷重トルクにより逆回転を始めるが、ｑ軸電流ｉqが増加して逆転速度は抑制されて負の速度増加が抑制される。その後のｑ軸電流ｉqは振動的ではあるが、振幅幅の平均速度はすべり速度程度に抑制できており、落下速度の加速を防止している。この時、（ｃ）図で示すｄ軸電流ｉdは多少の脈動は有るもののほぼ一定であり，ｑ軸電流ｉqのみが増加している。これは、実施例３におけるトルク電流成分の指令値を補正した効果によるものである。
【０１０８】
また、時刻Ｂ−Ｃ期間の励磁電流ｉmd^は変動はあるもののほぼ定格の励磁電流が維持できている。これにより、過励磁や不足励磁についても回避できていることが分かる。時刻Ｃ以降ではベクトル制御に切り換えて速度制御により加速を始めているが、制御モードの切り替え時に特に大きな電流や速度の異常変化も無くベクトル制御への初期値設定が適切に行われており、時刻Ｃの時点では正常なスタンバイ状態となっていることが分かる。
【０１０９】
このように、実施例３を適用することにより荷重負荷のかかった状態でブレーキを開放する場合でも、直流制動と自動電流調整機能によりずり落ち速度が過大にならず、また励磁電流も適切な値に維持される。また、直流制動モードから次の速度制御モードへの移行に際しても好適なスタンバイ状態に初期化されていることが分る。
【０１１０】
なお、図３についてのシミュレーションについては省略しているが、図１１の結果と略同様の効果が得られている。また本発明の対比として、ｑ軸電流指令を零に、ｄ軸電流指令を４５％程度の定格励磁電流に固定したままとした場合（本発明の自動電流調整機能を用いない場合）も検討したが、励磁電流が減少して荷重トルクを支えるだけの最大トルクが発生できなくなり、回転速度は負の方向に加速して吊荷が落下するシミュレーション結果となった。
【実施例４】
【０１１１】
図８は実施例４の構成図を示したもので、すべり位相積分部１０ｂからスイッチｓｗ２までが図６で示す実施例３と相違する。
図６に適用した二次電流推定部２０では、エンコーダパルスの分解能に相当する位相単位という検出精度の高いものを使用して、制御にも直接に離散化した差分位相を使用することにより精度を改善している。この速度や周波数単位の成分を使用しないで、位相のみで演算する手法はベクトル制御の基準位相積分においても流用でき、低速では同様の精度改善効果が得られる。
【０１１２】
図２では周波数指令ω1*を時間積分する機能を離散化したサンプル時間の時間積と累算器で置き換えた構成としたが、これを図９の基準位相生成手段１０ｄで示すように、すべり周波数指令ωs*を時間積分してすべり位相θs*を求め、これに、エンコーダ分解能の精度で検出される検出位相θrを加算しても等価な基準位相θ1が得られる。この方法なら速度検出値を使用しないので、基準位相θ1に対して低速の速度検出誤差を時間積分したことにより生じていた誤差成分を抑制することができる。
【０１１３】
実施例４では、実施例２や実施例３のベクトル制御側の基準位相の演算方法と、スタンバイ状態の初期値設定法の部分を図９で示す原理の方法に変更したものである。具体的には、すべり周波数指令ωs*にサンプル間隔Tsを乗算してから累算器にて積分してすべり位相θs*とし、これに位相検出θrを加算して基準位相θ1としている。この基準位相θ1は、スイッチｓｗ２の端子DCBとは反対側の端子に入力される。
【０１１４】
しかし、直流励磁制御を適用する場合には、スイッチｓｗ２がDCB側になっているので、基準位相θには直流励磁制御による基準位相θm*が選択されている。この状態のときは、ベクトル制御側の基準位相θ1がθm*と一致するように修正してスタンバイ状態にしたい。そこで、最終的な基準位相θ（＝θm*）から位相検出θrを減算して、これをすべり位相を計算する累算器の前回値（図８のＺ-1の出力）として強制的に置き換える。これにより、スイッチｓｗ２がベクトル制御側（図８では端子DCBの反対側）に切り換わり、θm*からθ1に切り換わっても、その時θs*＝θm*−θr（すなわちθ1＝θm*）が保たれているため基準位相の急変は起こらなくなり、スムーズなベクトル制御へのモード切換えが実現できる。
【０１１５】
実施例４は、実施例３に対してベクトル制御の位相演算方法を変更した場合の対応であるので、図１１の時刻Ｃ以降のベクトル制御の動作特性に差が生じることになる。特に、２相タイプのパルスエンコーダを使用した場合に、速度検出の誤差をパルス休止期間中に積算する誤差が減少する。実施例４は、この場合の初期値設定法を提案するものであり、ベクトル制御の基準位相θ1を回転位相検出位相θrと、すべり各周波数を時間積分したものに相当するすべり位相θs*に分離し、このθs*をDCB動作時の初期値として修正するものである。
【０１１６】
以上、実施例４によれば、直流制動時の挙動は図１１と等価であり、且つ時刻Ｃ以降のベクトル制御状態においてエンコーダの分解能が低く、さらにパルス波形にバラツキ誤差が大きな場合でも速度検出外乱の影響が抑制でき、ベクトル制御に移行後の低速領域での制御精度や安定性が改善できるものである。
【実施例５】
【０１１７】
実施例５はブレーキを開放するときのタイミングについての発明である。実施例３，４では大胆な近似を適用したので、励磁電流が小さい場合にはトルク電流成分が少なくなる方向の誤差が生じる。そのため、直流電流の自動調整機能も応答が遅くなり、荷重トルクによるずり落ち速度が大きくなってブレーキ開放から速度制御に切り替わる時点までの落下距離も長くなる。
【０１１８】
実施例５では、高速磁束制御部１による高速励磁補正が動作中でｄ軸電流が大きなうちにブレーキを開放することにより、実施例２〜４で近似したトルク電流の検出量を少しでも大きくするものである。しかし逆に速すぎて二次磁束がまだ小さい場合には、トルク電流が発生しても有効なトルクにならない。そこで、ある程度の励磁電流が確保できてからブレーキを開放させる必要がある。この実施例ではd軸電流が大きく、かつ励磁電流成分もある程度まで大きいという両方の制限が成立するように、図３で示すcomp1または図８で示すcomp2のDCB2が出力するレベル、すなわち、comp1では｜ｉm＾｜、comp2ではｉmd^の判定閾値を設定する。
【０１１９】
図１２は、ブレーキを開放する時刻Ｂのタイミングを調整する動作例のタイムチャートである。図１２は図１１と同じ条件で、ブレーキを開放する時刻Ｂのタイミングのみを速くしたものである。（ｃ）図で示すようにｄ軸電流ｉｄは時刻Ｂでは高速磁束制御部１のリミッタ値に維持され、時刻Ｂ後から減少を始める直前にDCB2が出力するように、前記判定閾値は設定される。これによりほぼ励磁電流が確立しかつ直流電流がまだ大きな状態という条件が成立しているタイミングでブレーキが開放される。ブレーキが開放されてすべりが発生した場合にはｄ軸やｄ＾軸の位相は変動するが、この直交成分がトルク電流成分となる。したがって、同じ位相変動の場合には、直流電流の振幅が大きい方がトルク電流成分が大きくなる。その結果、ブレーキ開放時に荷重トルクによって生じる加速の抑制効果が増大する。ブレーキ操作時刻が全体的に速くなるので、ベクトル制御に切り換えて加速するタイミング（時刻Ｃ）も速くなる。
【０１２０】
図１２では、Ｂにブレーキが開放された後に直流電流の振幅に相当するα軸電流ｉαのピークが生じるので、この値の電流が過大にならないように図１１のcomp2の設定値を調整している。
図１１と図１２を比べると、ブレーキ開放直後の負の速度の最大値が抑制できていることから、各（ａ）図の実速度で示すように、図１１では最大値は約−０．０５が、図１２では最大値は約−０．０４となっておりその効果が確認できる。
【０１２１】
したがって、実施例５によれば、トルク電流の応答を高めるために、ｄ軸電流が十分に大きな内にブレーキを開放したことにより、直流電流の自動調整機能の応答が速くなり、その結果、ブレーキ開放直後のずり落ち量が減少する。また、磁束確立を待たずにブレーキを開放するので、始動から加速開始までの時間が短縮できるものである。
【符号の説明】
【０１２２】
１…  高速磁束制御部
２…  速度制御部
３…  電流制御部
４…  座標変換部
５…  可変速装置（インバータ）
６…  電流センサ
７…  誘導機
１０…  基準位相生成手段
１０ａ…  すべり周波数加算部
１０ｂ…  基準位相積分部
２０…  二次電流推定部
２１…  座標変換手段
【図１】
2018107976.tif 000025
【図２】
2018107976.tif 000026
【図３】
2018107976.tif 000027
【図４】
2018107976.tif 000028
【図５】
2018107976.tif 000029
【図６】
2018107976.tif 000030
【図７】
2018107976.tif 000031
【図８】
2018107976.tif 000032
【図９】
2018107976.tif 000033
【図１０】
2018107976.tif 000034
【図１１】
2018107976.tif 000035
【図１２】
2018107976.tif 000036
【図１３】
2018107976.tif 000037
【図１４】
2018107976.tif 000038
【図１５】
2018107976.tif 000039
【図１６】
2018107976.tif 000040
【図１７】
2018107976.tif 000041
【図１８】
2018107976.tif 000042
【図１９】
2018107976.tif 000043