(57)【要約】【課題】ステッピングモータのコイルに流れる電流の正負のバランスが崩れることを抑制すること。【解決手段】ステッピングモータのコイルの通電方向を前記ＰＷＭ信号生成部によって生成された前記ＰＷＭ信号の周期で切り換えるコイル駆動部と、前記コイルに流れるコイル電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された前記コイル電流の検出値のピーク値をホールドするピークホールド部と、前記ピークホールド部によりホールドされた前記ピーク値を前記通電方向の切り換え１回分ホールドした値である遅延出力値を出力する遅延部と、前記検出値の分圧値と、前記遅延出力値とを比較する比較部と、前記比較部による比較結果に基づいて、前記コイル電流が制限されるように前記コイル駆動部を制御する制御部とを備える、モータ駆動装置。【選択図】図５
2018107972.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
ステッピングモータのコイルの通電方向を前記ＰＷＭ信号生成部によって生成された前記ＰＷＭ信号の周期で切り換えるコイル駆動部と、
前記コイルに流れるコイル電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部によって検出された前記コイル電流の検出値のピーク値をホールドするピークホールド部と、
前記ピークホールド部によりホールドされた前記ピーク値を前記通電方向の切り換え１回分ホールドした値である遅延出力値を出力する遅延部と、
前記検出値の分圧値と、前記遅延出力値とを比較する比較部と、
前記比較部による比較結果に基づいて、前記コイル電流が制限されるように前記コイル駆動部を制御する制御部とを備える、モータ駆動装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記分圧値が前記遅延出力値を超えたと前記比較部により判定された場合、前記コイル電流が制限されるように前記コイル駆動部を制御する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記ＰＷＭ信号によりセットされ、前記比較部による比較結果によりリセットされるフリップフロップと、
前記フリップフロップの出力信号と前記ＰＷＭ信号とに基づいて、前記コイル駆動部を制御する駆動制御部とを有する、請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記駆動制御部は、前記フリップフロップの出力信号と前記ＰＷＭ信号との論理積を演算することで、前記コイル駆動部を制御する、請求項３に記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステッピングモータを駆動する場合、構成が簡単なオープンループ制御で駆動することが多い。しかし、近年、高速化や低消費電力化の要求から、クローズド制御でステッピングモータを駆動する場合も増えてきている。ステッピングモータをクローズド制御で駆動する先行技術文献として、例えば特許文献１が挙げられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１−１１００８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、インダクタンスの比較的大きなステッピングモータでイナーシャの比較的大きな負荷を回転させた場合、ステッピングモータのコイルに流れる電流の正負のバランスが崩れることがある。コイルに流れる電流の正負のバランスが崩れると、例えば、特定の負荷や特定の回転領域において、共振が発生し、モータの振動が大きくなったりモータで発生するトルクが低減したりすることがある。
【０００５】
そこで、本開示の一態様は、ステッピングモータのコイルに流れる電流の正負のバランスが崩れることを抑制できる、モータ駆動装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本開示の一態様では、
ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
ステッピングモータのコイルの通電方向を前記ＰＷＭ信号生成部によって生成された前記ＰＷＭ信号の周期で切り換えるコイル駆動部と、
前記コイルに流れるコイル電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部によって検出された前記コイル電流の検出値のピーク値をホールドするピークホールド部と、
前記ピークホールド部によりホールドされた前記ピーク値を前記通電方向の切り換え１回分ホールドした値である遅延出力値を出力する遅延部と、
前記検出値の分圧値と、前記遅延出力値とを比較する比較部と、
前記比較部による比較結果に基づいて、前記コイル電流が制限されるように前記コイル駆動部を制御する制御部とを備える、モータ駆動装置が提供される。
【発明の効果】
【０００７】
本開示の一態様によれば、ステッピングモータのコイルに流れる電流の正負のバランスが崩れることを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】ステッピングモータをクローズド制御で駆動するモータ制御システムの構成の一例を示す図である。
【図２】２相ステッピングモータをクローズドループ制御で２相通電させた際の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図３】図２の状態からＵ相電流の正負のバランスが崩れた状態の一例を示す図である。
【図４】モータに共振が発生した状態の一例を示す図である。
【図５】本実施形態に係るモータ駆動装置を備えたモータ制御システムの構成の一例を示す図である。
【図６】本実施形態に係るモータ制御システムの各部の信号波形の一例を示す図である。
【図７】Ｕ相検出電圧の波形の一例を示す図である。
【図８】本実施形態に係るモータ制御システムの各部の信号波形の一例を示す図である。
【図９】ピークホールド部と遅延部を実現するアナログのハードウェア回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１は、ステッピングモータをクローズド制御で駆動するモータ制御システムの構成の一例を示す図である。図１のモータ制御システム１００は、ステッピングモータ１１０の回転位相を検出するエンコーダ１２０と、エンコーダ１２０により検出された回転位相を表す位相信号を制御信号と合成することにより駆動制御信号を生成する論理合成回路１３０とを備える。論理合成回路１３０は、ステッピングモータ１１０を回転させたい方向のトルクが、ステッピングモータ１１０のロータがどの位相でも発生するように、２相分の各コイル１１１，１１２に電流を流す出力段１４０を駆動制御信号によって制御する。
【００１０】
このような構成により、オープンループ制御時のように脱調現象の発生を防ぐことができる。なお、出力段１４０を制御する出力段制御部は、論理合成回路１３０に限られない。例えば、モータの各コイルに印加する電圧又は電流の波形をモータ位相に対応した情報として予めメモリに収納しておき、エンコーダで得られたモータの位相に従って、当該メモリーから情報を読み出して出力段１４０を制御する方法も存在する。
【００１１】
しかしながら、クローズドループ制御の場合、モータのインダクタンスと負荷又は回転数との関係で、共振による振動の発生や、共振によるトルクの低減が発生することがある。この現象の発生メカニズムの一例について、図２及び図３を参照して以下説明する。
【００１２】
図２は、２相ステッピングモータをクローズドループ制御で２相通電させた際の各部の波形の一例を示す図である。図１に示されるＵ相コイル１１１に関して、Ｕ相コイル１１１に流れる電流（Ｕ相電流）とＵ相コイル１１１のdΦ/dθ（逆起電力定数）の零クロス位置が一致する。また、図１に示されるＶ相コイル１１２に関して、Ｖ相コイル１１２に流れる電流（Ｖ相電流）とＶ相コイル１１２のdΦ/dθ（逆起電力定数）の零クロス位置が一致する。つまり、図２は、コイル１１１，１１２に流れる電流の正負のバランスがとれている状態を示す。
【００１３】
図３は、図２の状態からＵ相電流の正負のバランスが崩れた状態の一例を示す図である。正側のＵ相電流が多くなった場合、Ｕ相コイル１１１に印加される電圧（Ｕ相電圧）が逆方向に切り替わった後も、Ｕ相コイル１１１のインダクタンスと抵抗とにより決定される時定数でＵ相電流は推移する。そのため、逆方向にＵ相電圧が印加されている間に（例えば、１８０°から３６０（０°）までの角度の間に）、Ｕ相電流が十分な負電流値まで達することができない。一方、負側電流はその電流値の絶対値が小さくなるため、さらにＵ相電圧が逆方向に切り替わった後は、大きな正側の電流がＵ相コイル１１１に流れ、アンバランスな状態が続く。
【００１４】
この電流のアンバランスにより、正側と負側の電流が流れている時のトルク差が発生する。また、電流とdΦ/dθ（逆起電力定数）の零クロス位置がずれることで、電流とdΦ/dθ（逆起電力定数）の極性が反対になり、逆トルクが発生する期間（図３の斜線部分）が現れる。
【００１５】
ただし、このようにトルクに脈動が発生しても、モータの回転が脈動しなければ、逆起電圧と電流が流れることによる電圧降下とによって、コイルに実質印加される電圧は、正負の電流がバランスするように発生する。そのため、図３の状態は図２の状態に自動的に戻る。
【００１６】
ところが、トルク変動周期とモータの機械的時定数とが合致すると、図４のような共振が発生し、モータの回転が脈動する。図４において、ロータの位相の目盛が等間隔でないのは、モータの回転速度が変化することにより時間軸に対するロータ位相の変化が一定でなくなるためである。論理合成回路１３０は、このように一様に変化していないロータの位相をエンコーダ１２０により検出して、各相のコイル１１１，１１２への電圧印加タイミングを決めるため、次のような共振動作が生じる。
【００１７】
ロータの回転速度が遅くなると、１つのコイルに流す通電パターンの期間が長くなる。これにより、コイルに流れる電流は電気的時定数により遅れて増加して、ロータの回転は加速する。次に、ロータが加速してロータの回転速度が速くなると、電気的時定数により電流の極性が切り替わる前にロータ位相が回ってしまうことで、逆方向のトルクが発生し、ロータの回転が減速する。これらの加減速タイミングと機械的時定数とが合致することで、モータに共振が発生し、振動やトルク低減を引き起すことになる。
【００１８】
このような共振現象に陥らないようにするには、コイルに流れる電流の正負のバランスが大きく崩れないようにすればよい。本実施形態では、以下のような手段により電流バランスを保つことで、共振による振動やトルク低減の発生が回避される。
【００１９】
図５は、本実施形態に係るモータ駆動装置を備えたモータ制御システムの構成の一例を示す図である。図６は、本実施形態に係るモータ制御システムの各部の波形の一例を示すタイミングチャートである。
【００２０】
図５に示されるモータ制御システム１０１は、ステッピングモータ１０の回転動作を制御するシステムの一例である。モータ制御システム１０１は、ステッピングモータ１０と、エンコーダ２０と、モータ駆動装置１とを備えている。
【００２１】
ステッピングモータ１０は、複数のコイルを有する。ステッピングモータ１０は、Ｕ相コイル１１とＶ相コイル１２とを有する２相のステッピングモータの一例である。コイル１１，１２には、それぞれ、位相が９０°互いに異なるＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖが印加される。また、コイル１１，１２には、それぞれ、位相が９０°互いに異なるＵ相コイル電流Ｉｕ，Ｖ相コイル電流Ｉｖが流れる。
【００２２】
モータ駆動装置１は、ステッピングモータ１０を駆動する。モータ駆動装置１は、ＰＷＭ信号生成部２００、コイル駆動部１４６、電流検出部１５０、ピークホールド部１６０、遅延部１７０、比較部１８０及び制御部１９０を備える。制御部１９０は、例えば、フリップフロップ１９１と、駆動制御部２１０とを有する。駆動制御部２１０は、例えば、論理積演算部２１１と、論理合成回路３０とを有する。ＰＷＭ信号生成部２００、コイル駆動部１４６、電流検出部１５０、ピークホールド部１６０、遅延部１７０、比較部１８０及び制御部１９０の一部又は全部は、ハードウェア回路によって実現される。あるいは、それらの一部又は全部の処理機能は、ＲＯＭに格納されたプログラムをＣＰＵが実行することにより実現されてもよい。
【００２３】
なお、図５において、ＰＷＭ信号生成部２００、コイル駆動部１４６、電流検出部１５０、ピークホールド部１６０、遅延部１７０、比較部１８０及び制御部１９０は、Ｕ相コイル１１に流れる電流を制御するための構成である。Ｖ相コイル１２に流れる電流を制御するための構成の図示については省略されている。モータ駆動装置１は、Ｖ相コイル１２に流れる電流を制御するための構成と、Ｕ相コイル１１に流れる電流を制御するための構成とを有し、両構成は、同一の構成及び機能を有する。したがって、Ｖ相コイル１２に流れる電流を制御するための構成の説明については、Ｕ相コイル１１に流れる電流を制御するための構成についての説明を援用する。
【００２４】
ＰＷＭ信号生成部２００は、制御信号に従って、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する。制御信号は、Ｕ相コイル１１に印加する電圧を制御するための信号である。
【００２５】
コイル駆動部１４６は、ステッピングモータ１０のＵ相コイル１１の通電方向をＰＷＭ信号生成部２００によって生成されたＰＷＭ信号の周期で切り換える。コイル駆動部１４６は、トランジスタ１４１〜１４４がＨブリッジの構成を有するＨブリッジ回路である。コイル駆動部１４６は、Ｈブリッジの構成によって、Ｕ相コイル１１には両方向に電流を流すことが可能である。
【００２６】
電流検出部１５０は、Ｕ相コイル１１に流れる電流（Ｕ相コイル電流Ｉｕ）を検出する。電流検出部１５０は、例えば、抵抗１５１と、アンプ１５２とを有する。コイル駆動部１４６とグランドとの間に抵抗１５１が設けられている。電流検出部１５０は、抵抗１５１の両端に発生する電圧を測定することにより、Ｕ相コイル電流Ｉｕを定量化できる。なお、抵抗１５１での電力損失をできるだけ小さくするため、抵抗１５１の抵抗値は比較的低く設定されている。このため、抵抗１５１の両端に発生する電圧は微小なので、当該電圧はアンプ１５２により増幅される。
【００２７】
ピークホールド部１６０は、電流検出部１５０により検出されたＵ相コイル電流Ｉｕの検出値（具体的には、アンプ１５２の出力値）をＵ相コイル１１の通電方向切換毎にピークホールドする。電流検出部１５０により検出されたＵ相コイル電流Ｉｕの検出値は、Ｕ相検出電圧Ｖａｕにより表される。ピークホールド部１６０は、Ｕ相検出電圧Ｖａｕのピーク値Ｖｐｕをホールドする。
【００２８】
遅延部１７０は、ピークホールド部１６０によりピークホールドされた値（この場合、Ｕ相検出電圧Ｖａｕのピーク値Ｖｐｕ）をＵ相コイル１１の通電方向の切り換え１回分ホールドした値である遅延出力値Ｖｄｕを出力する。
【００２９】
比較部１８０は、遅延出力値Ｖｄｕと、電流検出部１５０により検出された電流検出値（具体的には、Ｕ相検出電圧Ｖａｕ）を所定の比率ｒで抵抗分圧した分圧値（基準電圧Ｖｒ）とを比較するコンパレータ１８３を有する。比率ｒは、抵抗１８１及び抵抗１８２の抵抗値により決定される。
【００３０】
制御部１９０は、比較部１８０による比較結果に基づいて、Ｕ相コイル電流Ｉｕが制限されるようにコイル駆動部１４６を制御する。
【００３１】
このような構成により、比率ｒで決まる基準電圧Ｖｒに対応する電流値が、Ｕ相コイル１１の通電方向の切り換え１回分前のピーク電流値を超えたと比較部１８０により判定された場合、コンパレータ１８３がローレベルの信号Ｖｃを出力する。Ｕ相コイル１１の通電方向の切り換え１回分前のピーク電流値は、遅延出力値Ｖｄｕに対応する電流値である。信号Ｖｃは、比較部１８０による比較結果を表す信号である。
【００３２】
ローレベルの信号Ｖｃにより、制御部１９０のＤ型のフリップフロップ１９１はリセットされるので、フリップフロップ１９１のＱ出力信号はローレベルになる。フリップフロップ１９１のＱ出力信号と、ＰＷＭ信号生成部２００から出力されるＰＷＭ信号とは、駆動制御部２１０の論理積演算部２１１に入力される。
【００３３】
駆動制御部２１０は、フリップフロップ１９１からのＱ出力信号とＰＷＭ信号生成部２００からのＰＷＭ信号との論理積を論理積演算部２１１が演算した結果に基づき、コイル駆動部１４６を制御するための駆動制御信号を出力する論理合成回路３０を有する。論理合成回路３０は、エンコーダ２０により検出された回転位相を表す位相信号を、論理積演算部２１１による演算結果を表す論理積信号と合成することによって、コイル駆動部１４６を制御するための駆動制御信号を生成する。論理合成回路３０は、ステッピングモータ１０を回転させたい方向のトルクが、ステッピングモータ１０のロータがどの位相でも発生するように、２相分の各コイル１１，１２に電流を流すコイル駆動部１４６を駆動制御信号によって制御する。
【００３４】
したがって、論理積演算部２１１に入力されるフリップフロップ１９１のＱ出力信号がローレベルになることにより、コイル駆動部１４６に入力される駆動制御信号は論理合成回路３０によりオフとなる。コイル駆動部１４６に入力される駆動制御信号がオフとなることにより、コイル駆動部１４６内のトランジスタ１４１〜１４４はオフとなる。
【００３５】
一方、ＰＷＭ信号生成部２００に入力される制御信号は、ＰＷＭ信号生成部２００によってパルス幅変調された後、論理積演算部２１１に入力される。駆動制御部２１０の論理合成回路３０は、パルス幅変調後の制御信号（ＰＷＭ信号）とフリップフロップ１９１のＱ出力信号との論理積信号に従って、コイル駆動部１４６内のトランジスタ１４１〜１４４のオン又はオフを制御する。トランジスタ１４１〜１４４のオン又はオフの制御により、Ｕ相コイル１１に流れるコイル電流Ｉｕの通電方向が制御される。ＰＷＭ信号は、フリップフロップ１９１をセットするトリガ信号となり、ＰＷＭ信号がハイレベルとなるのと同時に、フリップフロップ１９１のＤ端子に入力されているハイベル電圧のＱ出力信号がＱ出力端子から出力される。Ｑ出力信号とＰＷＭ信号との論理積信号に従ってコイル駆動部１４６が論理合成回路３０により制御される。これにより、ＰＷＭ信号の周期毎に、通電方向が切り換わる１回前の電流（つまり、反対方向の電流）のピーク電流値に対して、Ｕ相コイル電流Ｉｕを比率ｒに基づいて電流制限をかけることができる
【００３６】
図６において、ハイレベルのＵ相電圧Ｖｕは、トランジスタ１４１，１４３を共にオンにし且つトランジスタ１４２，１４４を共にオフにした状態を示す。ローレベルのＵ相電圧Ｖｕは、トランジスタ１４２，１４４を共にオンにし且つトランジスタ１４１，１４３を共にオフにした状態を示す。ただし、図６は、ＰＷＭ変調された制御信号（ＰＷＭ信号）がローレベルの状態では、あるいは、フリップフロップ１９１から出力されたＱ出力信号がローレベルの状態では、各トランジスタのオン状態又はオフ状態はこの限りではない。
【００３７】
図６において、Ｕ相電圧Ｖｕは、前述の通りである。Ｕ相コイル電流Ｉｕは、トランジスタ１４１、Ｕ相コイル１１、トランジスタ１４３の順に流れる電流の方向を正方向としている。Ｕ相電圧Ｖｕをハイレベル状態にすることで、Ｕ相コイル電流Ｉｕの電流値は、所定の状態から、Ｕ相コイル１１のＬＲ時定数に従って、正方向に増加する。Ｕ相コイル電流Ｉｕが抵抗１５１に流れることによりアンプ１５２から出力される電圧は、Ｕ相検出電圧Ｖａｕに対応する。ＰＷＭ信号がオフ状態である毎にコイル駆動部１４６で同期整流が行われている場合には、Ｕ相検出電圧Ｖａｕは、図７に示すような波形になる。
【００３８】
次に、図６のように、ピークホールド部１６０でホールドされたピーク値Ｖｐｕは、Ｕ相コイル１１の通電方向の切り換えタイミング毎に零にリセットされる。その後、ピークホールド部１６０は、次の通電方向の切り換えタイミングになるまで、Ｕ相検出電圧Ｖａｕのピーク値をサンプリングホールドする。遅延部１７０は、ピーク値ＶｐｕをＵ相コイル１１の通電方向の切り換えタイミング毎にサンプリングし、その後、次の通電方向の切り換えタイミングになるまで、そのサンプリングしたピーク値Ｖｐｕをホールドする。
【００３９】
基準電圧Ｖｒは、Ｕ相検出電圧Ｖａｕが抵抗分圧された電圧を表す。図６では、基準電圧Ｖｒは、Ｕ相検出電圧Ｖａｕを０．４倍の比率ｒで分圧した値に設定されている。
【００４０】
信号Ｖｃは、ピーク値Ｖｐｕをホールドした値である遅延出力値Ｖｄｕと、Ｕ相検出電圧Ｖａｕの分圧値である基準電圧Ｖｒとをコンパレータ１８３が比較した結果を表す。この例では、常に、遅延出力値Ｖｄｕが基準電圧Ｖｒを上回るため、信号Ｖｃはハイレベルに固定されている。
【００４１】
図６では、基準電圧Ｖｒは、Ｕ相検出電圧Ｖａｕの０．４倍に設定されている。通電方向が切り換わる１回前のピーク電流値に対して２．５倍（１／０．４）のコイル電流Ｉｕが流れると、コイル電流Ｉｕの流れがコイル駆動部１４６のオフにより制限される。
【００４２】
一方、図８では、基準電圧Ｖｒは、Ｕ相検出電圧Ｖａｕの０．８倍に設定されている。通電方向が切り換わる１回前のピーク電流値に対して１．２５倍（１／０．８）のコイル電流Ｉｕが流れると、コイル電流Ｉｕの流れがコイル駆動部１４６のオフにより制限される。つまり、図８では、基準電圧Ｖｒに対応する電流値が通電方向が切り換わる１回前のピーク電流値に達することで、信号Ｖｃがローレベルになることで、Ｕ相コイル電流Ｉｕは制限される。図８は、信号Ｖｃがローレベルの期間に、Ｕ相コイル電流Ｉｕの正側のピーク電流値と負側のピーク電流値とが制限されていることを示す。
【００４３】
このように、本実施形態によれば、通電方向が切り換わる前のピーク電流値から、通電方向が切り換わった後の電流が上昇又は減少する幅が制限されるので、ステッピングモータのコイルに流れる電流の正負のバランスが崩れることを抑制することができる。その結果、例えば、共振の発生が抑制される。また、共振による振動やトルク低減を抑制することができる。
【００４４】
なお、抵抗分圧の比率ｒの設定は、ステッピングモータ１０の挙動を確認しながら最適な値に調整されるとよい。
【００４５】
また、図９に示されるように、ピークホールド部１６０及び遅延部１７０は、アナログ回路により構成することが可能である。図９は、ピークホールド部と遅延部を実現するアナログのハードウェア回路の一例を示す図である。
【００４６】
図９において、通電電圧切換信号は、エンコーダ２０（図５参照）により検出されたコイルの通電方向の切り換えタイミングを表す。
【００４７】
アナログスイッチ１６３は、通信電圧切換信号の立上りエッジがバッファ１６２に入力されることにより、Ｕ相検出電圧Ｖａｕの入力をＬ端子側からＨ端子側に切り替える。これにより、ダイオード１６１を介して入力されるＵ相検出電圧Ｖａｕは、キャパシタ１６４にサンプリングされる。アナログスイッチ１６３は、通信電圧切換信号の立下りエッジがバッファ１６２に入力されることにより、Ｕ相検出電圧Ｖａｕの入力をＨ端子側からＬ端子側に切り替える。これにより、通信電圧切換信号の立下りエッジタイミングでのピーク値Ｖｐｕが、キャパシタ１６４にホールドされるとともに、ダイオード１６１を介して入力されるＵ相検出電圧Ｖａｕは、キャパシタ１６５にサンプリングされる。
【００４８】
一方、アナログスイッチ１６６は、通信電圧切換信号の立上りエッジがバッファ１７９に入力されることにより、遅延出力値Ｖｄｕの出力をＨ端子側からＬ端子側に切り替える。これにより、キャパシタ１６５にサンプリングされていたピーク値Ｖｐｕが、遅延出力値Ｖｄｕとして出力される。アナログスイッチ１６６は、通信電圧切換信号の立下りエッジがバッファ１７９に入力されることにより、遅延出力値Ｖｄｕの出力をＬ端子側からＨ端子側に切り替える。これにより、キャパシタ１６４にサンプリングされていたピーク値Ｖｐｕが、遅延出力値Ｖｄｕとして出力される。
【００４９】
キャパシタ１６４にサンプリングされた値は、通信電圧切換信号の次の立下りエッジタイミングで、トランジスタ１７４がオンすることにより、リセットされる。トランジスタ１７４は、通信電圧切換信号の立下りエッジがバッファ１７１を介して微分回路１７２に入力されることにより、トランジスタ１７４はオンする。ダイオード１７３は、トランジスタ１７４を過大な負電圧から守るクランプ機能を有する。
【００５０】
同様に、キャパシタ１６５にサンプリングされた値は、通信電圧切換信号の次の立上りエッジタイミングで、トランジスタ１７８がオンすることにより、リセットされる。トランジスタ１７８は、通信電圧切換信号の立上りエッジがバッファ１７５を介して微分回路１７６に入力されることにより、トランジスタ１７８はオンする。ダイオード１７７は、トランジスタ１７８を過大な負電圧から守るクランプ機能を有する。
【００５１】
以上、モータ駆動装置を実施形態により説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１  モータ駆動装置
１０  ステッピングモータ
１１  Ｕ相コイル
１２  Ｖ相コイル
１００，１０１  モータ制御システム
１４６  コイル駆動部
１５０  電流検出部
１６０  ピークホールド部
１７０  遅延部
１８０  比較部
１９０  制御部
１９１  フリップフロップ
２００  ＰＷＭ信号生成部
２１０  駆動制御部
２１１  論理積演算部
【図１】
2018107972.tif 000003
【図２】
2018107972.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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