(57)【要約】【課題】信頼性の高い音響通信を実現する。【解決手段】所定のビット列を有する基準信号（ＲＳ）と、伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号（ＭＳ）と、を有する出力音響信号（Ｓout）を出力する音響送信機と、入力音響信号（Ｓind）を受信する音響受信機（ＲＸ１）と、を有し、音響受信機は、基準信号（ＲＳ）を生成する基準信号生成部（３０２）と、入力音響信号（Ｓind）と、基準信号（ＲＳ）との相関演算を行い、第１の演算結果（ＣＣ１）を出力する第１の相関演算器（３０１）と、第１の演算結果を記憶する演算結果記憶部（３０４）と、演算結果記憶部が過去に記憶した記憶値（ＣＣＤ１）と、第１の演算結果との相関演算を行い、第２の演算結果（ＣＣ２）を出力する第２の相関演算器（３０５）と、第２の演算結果に基づいて入力音響信号（Ｓind）におけるドップラー量（ＤＲ）を演算するドップラー量演算部（２０６，２０７）と、を有する。【選択図】図４
2018107742.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力音響信号を出力する音響送信機と、前記出力音響信号が伝送路を経由して伝搬された結果である入力音響信号を受信する音響受信機と、を有し、
前記音響送信機は、前記出力音響信号として、所定のビット列を有する基準信号と、伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号と、を交互に出力する送信部を有し、
前記音響受信機は、
前記基準信号を生成する基準信号生成部と、
前記入力音響信号と、前記基準信号との相関演算を行い、第１の演算結果を出力する第１の相関演算器と、
前記第１の演算結果を記憶する演算結果記憶部と、
前記演算結果記憶部が過去に記憶した記憶値と、前記第１の演算結果との相関演算を行い、第２の演算結果を出力する第２の相関演算器と、
前記第２の演算結果に基づいて前記入力音響信号におけるドップラー量を演算するドップラー量演算部と、を有する
ことを特徴とする音響通信システム。
【請求項２】
所定のビット列を有する基準信号と、伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号と、を有する出力音響信号が、伝送路を経由して伝搬された結果である入力音響信号を受信する受信部と、
前記基準信号を生成する基準信号生成部と、
前記入力音響信号と、前記基準信号との相関演算を行い、第１の演算結果を出力する第１の相関演算器と、
前記第１の演算結果を記憶する演算結果記憶部と、
前記演算結果記憶部が過去に記憶した記憶値と、前記第１の演算結果との相関演算を行い、第２の演算結果を出力する第２の相関演算器と、
前記第２の演算結果に基づいて前記入力音響信号におけるドップラー量を演算するドップラー量演算部と、
を有することを特徴とする音響受信機。
【請求項３】
前記変調信号に対応して前記入力音響信号に含まれる受信変調信号の周波数を、前記ドップラー量に基づいて修正し、修正結果を修正変調信号として出力する周波数修正部と、
前記ドップラー量に基づいて間引き間隔を調整しつつ前記修正変調信号をダウンサンプルする可変ダウンサンプル部と、
を有することを特徴とする請求項２に記載の音響受信機。
【請求項４】
前記入力音響信号は、前記基準信号と同一のビット列を有し前記基準信号の前に生じる前基準信号と、前記基準信号と同一のビット列を有し前記基準信号の後に生じる後基準信号と、を有するものであり、
前記第２の演算結果は、前記前基準信号と前記基準信号との境界位置である第１の境界位置に対応する第１のタイミング、または、前記基準信号と前記後基準信号との境界位置である第２の境界位置に対応する第２のタイミングの何れかにおいてピークレベルが生じるものであり、
前記ドップラー量演算部は、前記ピークレベルが生じたタイミングは前記第１のタイミングおよび前記第２のタイミングのうち何れであるかを前記第１の演算結果に基づいて判定し、その判定結果と、前記第２の演算結果とに基づいて前記ドップラー量を演算する
ことを特徴とする請求項２に記載の音響受信機。
【請求項５】
所定のビット列を有する前基準信号と、前記前基準信号と同一のビット列を有し前記前基準信号の後に出力される基準信号と、前記前基準信号と同一のビット列を有し前記基準信号の後に出力される後基準信号と、を有する基準信号群を生成する基準信号群生成部と、
伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号を生成する変調信号生成部と、
前記基準信号群と、前記変調信号とを出力音響信号として交互に出力する送信部と、
を有することを特徴とする音響送信機。
【請求項６】
所定のビット列を有する前基準信号と、前記前基準信号と同一のビット列を有し前記前基準信号の後に出力される基準信号と、前記前基準信号と同一のビット列を有し前記基準信号の後に出力される後基準信号と、を有する基準信号群を生成する過程と、
伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号を生成する過程と、
前記基準信号群と、前記変調信号とを出力音響信号として交互に出力する過程と、
を有することを特徴とする音響送信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音響通信システム、音響受信機、音響送信機および音響送信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
水中等、電波を伝搬させることが困難な環境における情報通信には、音波が多用されている。例えば、下記特許文献１には、「水中送信用にデジタル情報シーケンスが搬送波に電気的に変調され（２２）、変調搬送波（２３）は音響送信用出力信号（１３）を与えるため互いに及び変調されたデジタルシーケンスに対して既知のタイミングの少なくとも２つのパルス信号（２４）で前置きされる。パルス信号は受信機に送信の開始を指示し、変調信号を復調前に再サンプリングするためドップラー情報を含む。情報シーケンスが等長のブロックに符号化される場合、連続ブロック間の関係がドップラー情報の更新に使用され後のブロックに使用できる。チャンネル情報もパルス信号及び／又はブロックから得られ、入力信号の次の部分をレーキングできる。パルス信号は好ましくは良い相関関係特性を持ち、線形上昇するチャープの直に連続した同一な対である。」と記載されている（要約書参照）。
また、下記非特許文献１には、水中の音波に対するドップラー効果の推定について記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００４−５２８７７３号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Roee Diamant et.al, "Choosing the Right Signal: Doppler Shift Estimation for Underwater Acoustic Signals" 2012 ACM 978-1-4503-1773-3/12/11、［online］、［平成２８年１２月６日検索］、インターネット〈https://pdfs.semanticscholar.org/7eb3/55b9aa51e1a942fd72d397d080b6a763a979.pdf 〉
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、例えば水上の船舶等と、水中の潜水艇等との間で音響通信を行う場合、水面等での音波の反射による影響が大きくなる。このような場合、特許文献１および非特許文献１に記載された技術では、ドップラー効果およびマルチパスによる影響を充分に補償できず、信頼性の高い音響通信を実現することが困難であった。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、信頼性の高い音響通信を実現できる音響通信システム、音響受信機、音響送信機および音響送信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため本発明の音響通信システムは、出力音響信号を出力する音響送信機と、前記出力音響信号が伝送路を経由して伝搬された結果である入力音響信号を受信する音響受信機と、を有し、前記音響送信機は、前記出力音響信号として、所定のビット列を有する基準信号と、伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号と、を交互に出力するものであり、前記音響受信機は、前記基準信号を生成する基準信号生成部と、前記入力音響信号と、前記基準信号との相関演算を行い、第１の演算結果を出力する第１の相関演算器と、前記第１の演算結果を記憶する演算結果記憶部と、前記演算結果記憶部が過去に記憶した記憶値と、前記第１の演算結果との相関演算を行い、第２の演算結果を出力する第２の相関演算器と、前記第２の演算結果に基づいて前記入力音響信号におけるドップラー量を演算するドップラー量演算部と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、信頼性の高い音響通信を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態における音響送信機のブロック図である。
【図２】第１実施形態における音響受信機のブロック図である。
【図３】（ａ）音響送信機の出力音響信号および（ｂ）音響受信機の入力音響信号の信号フォーマットを示す図である。
【図４】第１実施形態における音響受信機の要部のブロック図である。
【図５】（ａ）信号劣化が無い場合および（ｂ）信号劣化が生じた場合の第１の相関係数の波形図である。
【図６】（ａ）信号劣化が無い場合および（ｂ）信号劣化が生じた場合の第２の相関係数の波形図である。
【図７】第２実施形態における音響送信機のブロック図である。
【図８】第２実施形態における音響送信機の出力音響信号の信号フォーマットを示す図である。
【図９】第２実施形態における音響受信機の要部のブロック図である。
【図１０】第２実施形態における音響受信機の（ａ）入力音響信号の信号フォーマットを示す図、（ｂ）第１の相関係数の波形図、および（ｃ）第２の相関係数の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
［第１実施形態］
以下、本発明の第１実施形態による音響通信システムについて説明する。
本実施形態の音響通信システムは、例えば水上の船舶と潜水艇との通信、あるいは潜水艇同士の通信に適用できる。本実施形態の音響通信システムは、図１に示す音響送信機ＴＸ１と、図２に示す音響受信機ＲＸ１と、を有している。以下、各々の構成について説明する。
【００１０】
＜音響送信機ＴＸ１の構成＞
図１は、音響送信機ＴＸ１のブロック図である。
図１において音響送信機ＴＸ１は、変調信号生成部１０１と、基準信号生成部１０２と、を有している。変調信号生成部１０１は変調信号ＭＳを出力する。ここで、変調信号ＭＳは、音響受信機ＲＸ１に伝送しようとするベースバンド信号に対して符号化処理および変調を施したデジタル信号である。また、基準信号生成部１０２は、所定のビット列を有する基準信号ＲＳを繰り返し出力するものである。
【００１１】
スイッチ１０３は、変調信号ＭＳおよび基準信号ＲＳを交互に選択する。スイッチ１０３が変調信号ＭＳを１回選択する期間と、基準信号ＲＳを１回選択する期間と、を合計した期間を送信スロット周期Ｔｓｌｏｔと呼ぶ。ここで、変調信号ＭＳの信号長は、例えば、誤り訂正の特性のために必要な信号長と伝搬環境の変動周期を考慮して決定するとよい。また、基準信号ＲＳの信号長は、例えば、雑音とドップラー効果の耐性を考慮して決定するとよい。
【００１２】
Ｄ／Ａ変換器１０４は、スイッチ１０３から出力されたデジタル信号をアナログ信号に変換する。また、アンチエイリアスフィルタ１０５は、不要な信号成分を減衰させた後に該アナログ信号を出力する。また、パワーアンプ１０６は、アンチエイリアスフィルタ１０５の出力信号を所望の信号レベルに増幅する。信号変換器１０７は、パワーアンプ１０６から出力されたアナログ信号を出力音響信号Ｓoutに変換し出力する。該出力音響信号Ｓoutは、水中伝搬路におけるドップラー効果、マルチパス、フェージング等の影響を受けながら劣化し、図２に示すように、入力音響信号Ｓinとして音響受信機ＲＸ１に到達する。
【００１３】
＜音響受信機ＲＸ１の構成＞
図２は、音響受信機ＲＸ１のブロック図である。
音響受信機ＲＸ１は、受信した入力音響信号Ｓinを電気信号に変換する信号変換器２０２（受信部）と、該電気信号を所望のレベルに増幅する低雑音アンプ２０３と、低雑音アンプ２０３から出力された電気信号すなわちアナログ信号をデジタル信号Ｓindに変換するＡ／Ｄ変換器２０４と、を有している。
【００１４】
図３（ａ）および（ｂ）は、各々出力音響信号Ｓoutおよび入力音響信号Ｓinの信号フォーマットを示す図である。
図３（ａ）に示すように、出力音響信号Ｓoutには、送信スロット周期Ｔｓｌｏｔ毎に基準信号ＲＳおよび変調信号ＭＳが交互に現れる。また、図示の例では送信スロット周期Ｔｓｌｏｔは一定である。
【００１５】
また、図３（ｂ）に示す入力音響信号Ｓinは、上記出力音響信号Ｓoutがドップラー効果、マルチパス、フェージング等の影響を受けて劣化したものである。このため、入力音響信号Ｓinのスロット周期は、必ずしも一定にはならない。そこで、入力音響信号Ｓinにおけるスロット周期を「受信スロット周期」と呼び、「ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）」の形式で表現する。ここで、ｋはスロット番号であり、０以上の整数である。そして、入力音響信号Ｓinにおいては、上述した基準信号ＲＳが劣化した結果である受信基準信号ＲＳＲと、変調信号ＭＳが劣化した結果である受信変調信号ＭＳＲと、が交互に現れる。
【００１６】
図２に戻り、同期検出器２０５は、Ａ／Ｄ変換器２０４が出力するデジタル信号Ｓindの中から、受信基準信号ＲＳＲを検出する。そして、同期検出器２０５は、受信基準信号ＲＳＲが検出されている期間においてスイッチ２０９をオフ状態にし、その他の期間にスイッチ２０９をオン状態にする。これにより、デジタル信号Ｓindに含まれる受信変調信号ＭＳＲがスイッチ２０９を介して出力される。カウンタ２０６（ドップラー量演算部）は、同期検出器２０５が受信基準信号ＲＳＲを検出する時間間隔を計測する。
【００１７】
この時間間隔は、後述する誤検出等が生じない限り、図３（ｂ）に示した受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）に等しくなる。演算器２０７（ドップラー量演算部）は、検出した受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）をスロット周期Ｔｓｌｏｔで除算することにより、入力音響信号Ｓinのドップラー率ＤＲ（ドップラー量）を出力する。補正器２０８は、ドップラー率ＤＲに基づいて、受信変調信号ＭＳＲに生じている信号劣化を補正する。
【００１８】
図４は、図２の要部の詳細ブロック図であり、特に同期検出器２０５および補正器２０８の詳細構成を示す。
図４において同期検出器２０５は、相関器３０１（第１の相関演算器）と、基準信号ＲＳを出力する基準信号生成部３０２と、検波器３０３と、記憶部３０４（演算結果記憶部）と、相関器３０５（第２の相関演算器）と、を有している。相関器３０１は、デジタル信号Ｓindと、基準信号生成部３０２が出力する基準信号ＲＳとの第１の相関係数ＣＣ１（第１の演算結果）を算出する。検波器３０３は、第１の相関係数ＣＣ１のピークレベルを監視し、ピークレベルが所定の閾値以上であるか否か等に基づいて、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）の開始タイミングを検出する。
【００１９】
また、図４において補正器２０８は、周波数変換器３０６（周波数修正部）と、キャリア周波数指定部３０７と、乗算器３０８と、乗算器３１１（可変ダウンサンプル部）と、ダウンサンプル部３０９（可変ダウンサンプル部）と、ダウンサンプル比指定部３１０と、を有している。
【００２０】
キャリア周波数指定部３０７は、キャリア周波数ｆｃを出力する。このキャリア周波数ｆｃは、音響送信機ＴＸ１が出力する出力音響信号Ｓout（図１参照）のキャリア周波数に等しい。乗算器３０８は、該キャリア周波数ｆｃと、ドップラー率ＤＲと、を乗算し乗算結果ＤＲ・ｆｃを出力する。周波数変換器３０６は、乗算結果ＤＲ・ｆｃに基づいて、受信変調信号ＭＳＲのキャリア周波数がキャリア周波数ｆｃに等しくなるように受信変調信号ＭＳＲを修正し、修正結果を修正変調信号ＭＳＣとして出力する。換言すると、周波数変換器３０６は、ドップラー効果によって受信変調信号ＭＳＲに生じていた周波数シフトを修正し、修正変調信号ＭＳＣとして出力する。
【００２１】
また、ダウンサンプル比指定部３１０は、修正変調信号ＭＳＣを復調する際のダウンサンプル比ＤＳＲを指定する。乗算器３１１は、ダウンサンプル比ＤＳＲに対してドップラー率ＤＲを乗算し、乗算結果ＤＲ・ＤＳＲを出力する。ダウンサンプル部３０９は、この乗算結果ＤＲ・ＤＳＲをダウンサンプル比として、修正変調信号ＭＳＣをダウンサンプルすることにより、修正変調信号ＭＳＣを復調する。
【００２２】
図５（ａ），（ｂ）は、相関器３０１から出力される第１の相関係数ＣＣ１の波形図の例である。基準信号ＲＳの信号長が十分に長く、符号間の直交性を確保できたと仮定した場合、信号劣化の無い理想的な条件では、第１の相関係数ＣＣ１の波形は、図５（ａ）に示すようになる。すなわち、デジタル信号Ｓindの１シンボルの幅で相関波形ＣＷ１０が出現する。デジタル信号Ｓindの通過帯域内で相関処理を行う場合は、図示のように、キャリア周波数の周期で第１の相関係数ＣＣ１は振動する。そして、シンボルタイミングとキャリア周波数のタイミングが合致するタイミングすなわち時刻ｔ1において第１の相関係数ＣＣ１には最大値のピークが生じる。
【００２３】
ここで、音響送信機ＴＸ１（図１参照）または音響受信機ＲＸ１（図２参照）の一方が水面近くに設けられている場合を想定してみる。かかる場合は、音響送信機ＴＸ１から音響受信機ＲＸ１に伝搬する直接波と、音響送信機ＴＸ１から水面に反射して音響受信機ＲＸ１に伝搬する反射波と、によるマルチパスが生じる。
【００２４】
水面における音波の反射率は比較的高いため、反射波のレベルも比較的高くなり、反射波に対する相関波形のレベルも高くなる。その例を図５（ｂ）に示す。図示の例において、相関波形ＣＷ１１は直接波によるものであり、相関波形ＣＷ１２は反射波によるものである。そして、マルチパスの状況によっては、反射波による時刻ｔ13のピークレベルが、直接波による時刻ｔ11，ｔ12のピークレベルを超える場合もある。
【００２５】
また、信号変換器１０７（図１参照）、信号変換器２０２（図２参照）および水中伝搬路における群遅延特性の影響により、図５（ｂ）に示す例においては、直接波による相関波形ＣＷ１１においても、シンボル幅が広がり、時刻ｔ11，ｔ12においてほぼ等しいピークレベルが現れている。このような事情により、第１の相関係数ＣＣ１におけるピークレベルの判定結果に基づいて、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）の開始タイミングを単純に検出しようとすると、この開始タイミングを誤検出する可能性がある。そして、開始タイミングが誤検出されると、演算器２０７において計算されるドップラー率ＤＲが誤った値になり、受信変調信号ＭＳＲを適切に復調することが困難になる。
【００２６】
そこで、本実施形態においては、図４に示すように、同期検出器２０５に記憶部３０４および相関器３０５を設けることにより、上述した問題に対応している。まず、記憶部３０４は、レジスタ等の記憶媒体を有しており、検波器３０３が第１の相関係数ＣＣ１のピークレベルを検出した時点を中心として、その前後の所定時間幅の第１の相関係数ＣＣ１の値を記憶する。記憶される第１の相関係数ＣＣ１の値は、例えば図５（ａ），（ｂ）に示したものである。記憶部３０４は、記憶した第１の相関係数ＣＣ１の値を遅延させ、その結果を遅延相関係数ＣＣＤ１（記憶値）として出力する。相関器３０５は、第１の相関係数ＣＣ１と、遅延相関係数ＣＣＤ１との相関係数を演算し、その結果を第２の相関係数ＣＣ２（第２の演算結果）として出力する。
【００２７】
図６（ａ），（ｂ）は、第２の相関係数ＣＣ２の波形図の例である。
第１の相関係数ＣＣ１および遅延相関係数ＣＣＤ１の波形が共に図５（ａ）に示したような波形である場合、すなわち信号劣化の無い理想的な条件では、第２の相関係数ＣＣ２の波形は図６（ａ）に示すようになる。図６（ａ）に示す第２の相関係数ＣＣ２には、時刻ｔ21の前後に相関波形ＣＷ２０が生じている。相関波形ＣＷ２０は、図５（ａ）の相関波形ＣＷ１０と比較すると、時間軸上で若干の広がりが見られるが、両者の波形は類似している。また、相関波形ＣＷ２０に最大のピークが出現する時刻ｔ21も明確である。
【００２８】
また、第１の相関係数ＣＣ１および遅延相関係数ＣＣＤ１の波形が共に図５（ｂ）に示したような波形である場合、すなわちマルチパスや群遅延特性の劣化が生じている条件では、第２の相関係数ＣＣ２の波形は図６（ｂ）に示すようになる。図６（ｂ）に示す第２の相関係数ＣＣ２には、三か所に相関波形ＣＷ２１，ＣＷ２２，ＣＷ２３が生じている。これらのうち先頭に現れる相関波形ＣＷ２１は、図５（ｂ）に示した直接波による相関波形ＣＷ１１と、反射波による相関波形ＣＷ１２との相関波形に相当する。反射面が例えば水面であった場合、反射波の位相は反射面で反転するため、直接波と反射波の相関係数は低くなる。
【００２９】
また、図５（ｂ）に示した相関波形ＣＷ１１においては、群遅延特性によって、時刻ｔ11，ｔ12においてほぼ等しいピークレベルが現れていたが、図６（ｂ）において、相関波形ＣＷ２２のピークは時刻ｔ22の１回のみ現れている。このように、本実施形態によれば、相関器３０１，３０５を用いて同期検出を行うため、相関器３０１のみによって同期検出を行う場合と比較すると、安定したタイミングで同期検出を実行することができる。
【００３０】
すなわち、カウンタ２０６（図４参照）は、第２の相関係数ＣＣ２にピークが現れたタイミング（例えば図６（ａ）の時刻ｔ21または図６（ｂ）の時刻ｔ22）から次のピークが現れるまで、所定周期のクロック信号（図示せず）をカウントし、そのカウント結果に基づいて受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）の開始タイミングを検出する。これにより、正確な受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）を求めることができ、演算器２０７では、ドップラー率ＤＲを正確に推定できる。
【００３１】
ここで、ダウンサンプル部３０９（図４参照）において、単純な間引き処理によるダウンサンプルを行う場合を想定する。かかる場合、ダウンサンプル比は整数値であるから、乗算器３１１から出力される乗算結果ＤＲ・ＤＳＲの小数点以下の端数は四捨五入処理で整数化し、切り捨てまたは切り上げによる小数点以下の端数を蓄積加算していくとよい。この処理で、ダウンサンプル比が時間により±１だけずれるが、ダウンサンプル比ＤＳＲが比較的大きければ、その影響は軽微である。
【００３２】
このように、本実施形態によれば、同期検出器２０５によって第２の相関係数ＣＣ２にピークが現れるタイミング（例えば図６（ａ）の時刻ｔ21または図６（ｂ）の時刻ｔ22）に基づいて受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）の開始タイミングを検出するため、ドップラー率ＤＲが刻々と変化した場合であっても、これに追従しながら、受信変調信号ＭＳＲの信号劣化を補正できる。特に、出力音響信号Ｓoutが水面に反射して音響受信機ＲＸ１に到達する場合には、水面の波によってドップラー率ＤＲが刻々と変化する。本実施形態では、このような場合においても、受信変調信号ＭＳＲの信号劣化を的確に補正できる。
【００３３】
また、音響送信機ＴＸ１（図１参照）において変調信号ＭＳが誤り訂正符号によって符号化されたものである場合、誤り訂正符号の符号長の単位で変調信号ＭＳを生成することが好ましい。その理由を説明する。まず、変調信号ＭＳが受信変調信号ＭＳＲに変化して補正器２０８（図４参照）に供給されると、補正器２０８で信号劣化を補正する際には、１スロット分の遅延時間が生じる。しかし、この１スロット分の遅延時間は、そもそも誤り訂正符号の復号化処理のためにも必要な時間である。従って、誤り訂正符号の符号長の単位で変調信号ＭＳを生成すると、補正器２０８において遅延時間が生じたとしても、追加の通信遅延が特に生じることにはならない。
【００３４】
＜第１実施形態の効果＞
以上のように本実施形態によれば、音響送信機（ＴＸ１）は、出力音響信号（Ｓout）として、所定のビット列を有する基準信号（ＲＳ）と、伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号（ＭＳ）と、を交互に出力する送信部（１０７）を有するものであり、音響受信機（ＲＸ１）は、基準信号（ＲＳ）を生成する基準信号生成部（３０２）と、入力音響信号（Ｓin）と、基準信号（ＲＳ）との相関演算を行い、第１の演算結果（ＣＣ１）を出力する第１の相関演算器（３０１）と、第１の演算結果（ＣＣ１）を記憶する演算結果記憶部（３０４）と、演算結果記憶部（３０４）が過去に記憶した記憶値（ＣＣＤ１）と、第１の演算結果（ＣＣ１）との相関演算を行い、第２の演算結果（ＣＣ２）を出力する第２の相関演算器（３０５）と、第２の演算結果（ＣＣ２）に基づいて入力音響信号（Ｓin）におけるドップラー量（ＤＲ）を演算するドップラー量演算部（２０６，２０７）と、を有する。
これにより、第２の演算結果（ＣＣ２）には、基準信号（ＲＳ）に対応するタイミングが現れやすくなり、信頼性の高い音響通信を実現できるようになる。
【００３５】
また、音響受信機（ＲＸ１）は、変調信号（ＭＳ）に対応して入力音響信号（Ｓin）に含まれる受信変調信号（ＭＳＲ）の周波数を、ドップラー量（ＤＲ）に基づいて修正し、修正結果を修正変調信号（ＭＳＣ）として出力する周波数修正部（３０６）と、ドップラー量（ＤＲ）に基づいて間引き間隔を調整しつつ修正変調信号（ＭＳＣ）をダウンサンプルする可変ダウンサンプル部（３０９，３１１）と、をさらに有する。
これにより、修正変調信号（ＭＳＣ）において信号劣化の影響を減少させることができ、一層信頼性の高い音響通信を実現できる。
【００３６】
［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態ついて説明する。なお、以下の説明において、図１〜図６の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
本実施形態の音響通信システムは、図７に示す音響送信機ＴＸ２と、図９に示す音響受信機ＲＸ２と、を有している。以下、各々の構成について説明する。
【００３７】
＜音響送信機ＴＸ２の構成＞
図７は、音響送信機ＴＸ２のブロック図である。
図７において、変調信号生成部１０１および基準信号生成部１０２（基準信号群生成部）は、第１実施形態のもの（図１参照）と同様である。本実施形態における音響送信機ＴＸ２には、さらに他の基準信号生成部６０１，６０２（基準信号群生成部）が設けられている。基準信号生成部６０１は、基準信号ＲＳよりも前のタイミングで前基準信号ＲＳ＋を出力し、基準信号生成部６０２は、基準信号ＲＳよりも後のタイミングで後基準信号ＲＳ−を出力する。なお、前基準信号ＲＳ＋および後基準信号ＲＳ−が有するビット列は、基準信号ＲＳのものと同一である。
【００３８】
また、本実施形態におけるスイッチ１０３は、変調信号ＭＳ、基準信号ＲＳ、前基準信号ＲＳ＋または後基準信号ＲＳ−のうち何れか一の信号を選択し出力する。本実施形態の音響送信機ＴＸ２は、さらにＤ／Ａ変換器１０４、アンチエイリアスフィルタ１０５、パワーアンプ１０６、および信号変換器１０７を有している。これらの構成は第１実施形態の音響送信機ＴＸ１のもの（図１参照）と同様であり、信号変換器１０７からは出力音響信号Ｓoutが出力される。
【００３９】
図８は、本実施形態における出力音響信号Ｓoutの信号フォーマットを示す図である。上述した前基準信号ＲＳ＋、基準信号ＲＳおよび後基準信号ＲＳ−を総称して、「基準信号群ＲＳＧ」と呼ぶ。図示のように、出力音響信号Ｓoutには、送信スロット周期Ｔｓｌｏｔ毎に基準信号群ＲＳＧおよび変調信号ＭＳが交互に現れる。また、図示の例では送信スロット周期Ｔｓｌｏｔは一定である。
【００４０】
＜音響受信機ＲＸ２の構成＞
図９は、音響受信機ＲＸ２の要部のブロック図である。
音響受信機ＲＸ２の全体構成は、第１実施形態の音響受信機ＲＸ１のもの（図２，図４参照）と同様である。但し、本実施形態においては、第１実施形態の同期検出器２０５およびカウンタ２０６に代えて、図９に示す同期検出器２１５およびカウンタ２１６が適用される。
【００４１】
同期検出器２１５は、第１実施形態の同期検出器２０５（図４参照）と同様の構成要素３０１〜３０５を有し、さらに振幅値記憶部３２２を有している。この振幅値記憶部３２２は、第１の相関係数ＣＣ１の振幅レベル（またはエンベロープレベル）を所定期間、記憶するものである。また、カウンタ２１６は、第２の相関係数ＣＣ２にピークが現れる時間間隔と、振幅値記憶部３２２の記憶内容に基づいて、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）の開始タイミングを検出する。なお、その詳細については後述する。
【００４２】
図１０（ａ）は、本実施形態において、音響受信機ＲＸ２に伝搬する入力音響信号Ｓinの信号フォーマットを示す図である。
入力音響信号Ｓinには、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）（但し、ｋはスロット番号）毎に、受信基準信号群ＲＳＧＲと、受信変調信号ＭＳＲと、が交互に現れる。ここで、受信基準信号群ＲＳＧＲおよび受信変調信号ＭＳＲは、それぞれ、図８に示した基準信号群ＲＳＧおよび変調信号ＭＳが伝送路を介して劣化したものである。
【００４３】
そして、受信基準信号群ＲＳＧＲは、図８に示した前基準信号ＲＳ＋、基準信号ＲＳおよび後基準信号ＲＳ−がそれぞれ劣化した結果である前受信基準信号ＲＳＲ＋、受信基準信号ＲＳＲおよび後受信基準信号ＲＳＲ−を含んでいる。ここで、前受信基準信号ＲＳＲ＋と受信基準信号ＲＳＲとの境界位置をＢＤ＋（第１の境界位置）と呼び、受信基準信号ＲＳＲと後受信基準信号ＲＳＲ−との境界位置をＢＤ−（第２の境界位置）と呼ぶ。
【００４４】
図１０（ｂ）は、本実施形態において相関器３０１が出力する第１の相関係数ＣＣ１の波形図の例である。また、図１０（ｃ）は、相関器３０５が出力する第２の相関係数ＣＣ２の波形図の例である。
図１０（ｂ）に示す第１の相関係数ＣＣ１は、前受信基準信号ＲＳＲ＋、受信基準信号ＲＳＲおよび後受信基準信号ＲＳＲ−の各々の開始タイミングに対応する時刻ｔ34，ｔ36，ｔ38の付近で相関波形ＣＷ３０，ＣＷ３１，ＣＷ３２が生じている。また、時刻ｔ38から基準信号ＲＳの信号長が経過した時刻ｔ40では、第１の相関係数ＣＣ１はほぼ零値になっている。この第１の相関係数ＣＣ１は、時刻ｔ37〜ｔ39に対応する期間に、基準信号生成部３０２（図９参照）が基準信号ＲＳを出力したことを想定している。
【００４５】
すなわち、入力音響信号Ｓinにドップラーシフトが生じていなければ、受信基準信号ＲＳＲおよび基準信号ＲＳの開始タイミングは、時刻ｔ37で一致しているはずである。しかし、直前の受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（０）（図１０（ａ）参照）がドップラーシフトによって、送信スロット周期Ｔｓｌｏｔ（図８参照）よりも短くなったため、受信基準信号ＲＳＲの開始タイミングｔ36は、基準信号ＲＳの開始タイミングｔ37よりも早まっている。
【００４６】
受信基準信号ＲＳＲおよび後受信基準信号ＲＳＲ−の開始タイミングｔ36，ｔ38は、基準信号ＲＳの開始タイミングｔ37に近いため、相関波形ＣＷ３１，ＣＷ３２のピークレベルは比較的高くなっている。一方、前受信基準信号ＲＳＲ＋の開始タイミングｔ34は、時刻ｔ37から相当に離れているため、相関波形ＣＷ３０のピークレベルは、比較的低い値になっている。
【００４７】
また、図示の例では、相関波形ＣＷ３１，ＣＷ３２のピークレベルはほぼ等しい値になっており、受信基準信号ＲＳＲの開始タイミングが時刻ｔ36，ｔ38の何れであるのか、図１０（ｂ）に示す第１の相関係数ＣＣ１のみに基づいて判断することは困難である。逆に、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（０）が送信スロット周期Ｔｓｌｏｔよりも長くなると、基準信号ＲＳの開始タイミングは、例えば時刻ｔ35付近になる。この場合は、相関波形ＣＷ３０，ＣＷ３１のピークレベルが比較的高くなり、相関波形ＣＷ３２のピークレベルは比較的低くなる。この場合も、受信基準信号ＲＳＲの開始タイミングが時刻ｔ34，ｔ36の何れであるのか、第１の相関係数ＣＣ１のみに基づいて判断することは困難である。
【００４８】
そこで、本実施形態においては、第１実施形態と同様に、同期検出器２１５（図９参照）に記憶部３０４と相関器３０５と、を設けており、相関器３０５は第２の相関係数ＣＣ２を出力する。
図１０（ｃ）において、第２の相関係数ＣＣ２には、時刻ｔ50，ｔ51，ｔ52，ｔ53の付近で、相関波形ＣＷ４０，ＣＷ４１，ＣＷ４２，ＣＷ４３が生じている。相関波形ＣＷ４１の主たる支配要因は、相関波形ＣＷ３０，ＣＷ３１の相関であり、比較的低いピークレベルを有している。相関波形ＣＷ４２の主たる支配要因は、相関波形ＣＷ３１，ＣＷ３２の相関であり、比較的高いピークレベルを有している。相関波形ＣＷ４２は、伝搬路の時間変移によって相関レベルが若干下がることもあるが、基本的には高いピークレベルが現れる。
【００４９】
第２の相関係数ＣＣ２のピークレベルが現れる時刻ｔ52は、図１０（ａ），（ｃ）の例では、境界位置ＢＤ−に対応する。一方、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（０）が送信スロット周期Ｔｓｌｏｔよりも長くなると、境界位置ＢＤ＋に対応する時刻ｔ51において第２の相関係数ＣＣ２のピークレベルが発生する。
【００５０】
換言すると、前基準信号ＲＳ＋（図８参照）および前受信基準信号ＲＳＲ＋は、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）が送信スロット周期Ｔｓｌｏｔよりも長くなる正のドップラーシフトが生じたときに基準信号ＲＳとの相関が高くなるため、正のドップラーシフトに対応するものである。
【００５１】
また、後基準信号ＲＳ−（図８参照）および後受信基準信号ＲＳＲ−は、は、受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）が送信スロット周期Ｔｓｌｏｔよりも短くなる負のドップラーシフトが生じたときに基準信号ＲＳとの相関が高くなるため、負のドップラーシフトに対応するものである。
【００５２】
カウンタ２１６は、第１実施形態のカウンタ２０６（図４参照）と同様に、第２の相関係数ＣＣ２にピークが現れたタイミング（例えば図１０（ｃ）の時刻ｔ52）から次のピークが現れるまで、所定周期のクロック信号（図示せず）をカウントする。また、カウンタ２１６は、第２の相関係数ＣＣ２にピークレベルが発生した際、振幅値記憶部３２２の記憶内容に基づいて、そのタイミングが境界位置ＢＤ＋，ＢＤ−の何れに対応するかを判定する。そして、カウンタ２１６は、その判定結果に基づいて、カウント結果に対して基準信号ＲＳの信号長を適宜加算または減算し、その結果を受信スロット周期ＴｓｌｏｔＲＸ（ｋ）として出力する。
【００５３】
例えば、図１０（ｂ），（ｃ）において、第２の相関係数ＣＣ２のピーク位置（時刻ｔ52）に対応する第１の相関係数ＣＣ１の時間位置は時刻ｔ38である。カウンタ２１６は、このピーク位置（ｔ38）に対して、基準信号ＲＳの信号長だけ前後の時刻ｔ36，ｔ40における第１の相関係数ＣＣ１の振幅レベルを比較する。この場合、「ピーク位置（ｔ38）よりも基準信号ＲＳの信号長だけ前の時間位置」すなわち時刻ｔ36におけるレベルのほうが高くなっている。これにより、カウンタ２１６は、時刻ｔ52のピーク位置は、境界位置ＢＤ−に対応すると判定する。
【００５４】
一方、図示は省略するが、第２の相関係数ＣＣ２のピーク位置が時刻ｔ51であった場合、対応する第１の相関係数ＣＣ１の時間位置は時刻ｔ36である。カウンタ２１６は、このピーク位置（ｔ36）に対して、基準信号ＲＳの信号長だけ前後の時刻ｔ34，ｔ38における第１の相関係数ＣＣ１の振幅レベルを比較する。この場合は、「ピーク位置（ｔ36）よりも基準信号ＲＳの信号長だけ後の時間位置」すなわち時刻ｔ38における振幅レベルのほうが、時刻ｔ34の振幅レベルよりも高くなる。これにより、カウンタ２１６は、第２の相関係数ＣＣ２に現れたピーク位置を、境界位置ＢＤ＋に対応すると判定する。
【００５５】
＜第２実施形態の効果＞
以上のように、本実施形態の音響送信機（ＴＸ２）は、所定のビット列を有する前基準信号（ＲＳ＋）と、前基準信号（ＲＳ＋）と同一のビット列を有し前基準信号（ＲＳ＋）の後に出力される基準信号（ＲＳ）と、前基準信号（ＲＳ＋）と同一のビット列を有し基準信号（ＲＳ）の後に出力される後基準信号（ＲＳ−）と、を有する基準信号群（ＲＳＧ）を生成する基準信号群生成部（６０１，１０２，６０２）と、伝送しようとする信号に対して変調を施した変調信号（ＭＳ）を生成する変調信号生成部（１０１）と、を有し、基準信号群（ＲＳＧ）と、変調信号（ＭＳ）と、を出力音響信号（Ｓout）として交互に出力する。
【００５６】
また、本実施形態の音響受信機（ＲＸ２）において、第２の演算結果（ＣＣ２）は、前基準信号（ＲＳ＋）と基準信号（ＲＳ）との境界位置である第１の境界位置（ＢＤ＋）に対応する第１のタイミング（図１０（ｃ）の時刻ｔ51）、または、基準信号（ＲＳ）と後基準信号（ＲＳ−）との境界位置である第２の境界位置（ＢＤ−）に対応する第２のタイミング（図１０（ｃ）の時刻ｔ52）の何れかにおいてピークレベルが生じるものであり、ドップラー量演算部（２１６，２０７）は、ピークレベルが生じたタイミングは第１のタイミング（時刻ｔ51）および第２のタイミング（時刻ｔ52）のうち何れであるかを第１の演算結果（ＣＣ１）に基づいて判定し、その判定結果と、第２の演算結果（ＣＣ２）とに基づいてドップラー量（ＤＲ）を演算するものである。
これにより、ドップラー量（ＤＲ）を一層正確に検出することができ、一層信頼性の高い音響通信を実現できる。
【００５７】
［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
【００５８】
（１）上記各実施形態における音響送信機ＴＸ１，ＴＸ２および音響受信機ＲＸ１，ＲＸ２のハードウエアは一般的なコンピュータを用いても実現できるため、図１、図２、図４、図７、図９に示したアルゴリズムを実現するプログラム等を記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。また、これらのアルゴリズムの一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。
【００５９】
（２）また、上記各実施形態の音響通信システムは、水中の通信を行うものに限定されるわけではなく、空気中の物体同士の通信、地中の物体同士の通信、あるいは建物に埋設された物体同士の通信等に適用してもよい。
【００６０】
（３）上記実施形態において、カウンタ２１６が比較する第１の相関係数ＣＣ１の振幅レベルは、第２の相関係数ＣＣ２のピーク位置に対応するタイミング（例えば図１０（ｂ）の時刻ｔ38）から所定長（基準信号ＲＳの信号長）だけ前後のタイミング（例えば時刻ｔ36，ｔ40）であった。但し、この所定長は、基準信号ＲＳの信号長以外の値であってもよい。但し、有意な検出結果を得るためには、この所定長は、「基準信号ＲＳの信号長」±２０％の範囲にすることが好ましい。
【符号の説明】
【００６１】
１０１  変調信号生成部
１０２  基準信号生成部（基準信号群生成部）
１０７  信号変換器（送信部）
２０２  信号変換器（受信部）
２０６，２１６  カウンタ（ドップラー量演算部）
２０７  演算器（ドップラー量演算部）
３０１  相関器（第１の相関演算器）
３０２  基準信号生成部
３０４  記憶部（演算結果記憶部）
３０５  相関器（第２の相関演算器）
３０６  周波数変換器（周波数修正部）
３０９  ダウンサンプル部（可変ダウンサンプル部）
３１１  乗算器（可変ダウンサンプル部）
６０１，６０２  基準信号生成部（基準信号群生成部）
ＢＤ＋  境界位置（第１の境界位置）
ＢＤ−  境界位置（第２の境界位置）
ＣＣ１  第１の相関係数（第１の演算結果）
ＣＣ２  第２の相関係数（第２の演算結果）
ＣＣＤ１  遅延相関係数（記憶値）
ＤＲ  ドップラー率（ドップラー量）
ＭＳ  変調信号
ＲＳ  基準信号
ＲＳ＋  前基準信号
ＲＳ−  後基準信号
ＲＳＧ  基準信号群
ＲＸ１，ＲＸ２  音響受信機
Ｓin  入力音響信号
Ｓout  出力音響信号
ＴＸ１，ＴＸ２  音響送信機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2018107742.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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