(57)【要約】【課題】インバータ回路のスイッチング素子の特性ばらつきに関わらず、変換効率の高い電力変換装置を得ること。【解決手段】外部電源からの直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置（２０）が、昇圧回路（７）と、平滑コンデンサ（８）と、スイッチ（９ａ，９ｂ）と、スイッチング素子（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ）を有するインバータ回路（１）と、入力電圧（Ｖｉ）及び入力電流（Ｉｉ）と出力電圧（Ｖｏ）及び出力電流（Ｉｏ）とに基づいて変換効率（η）を算出する変換効率算出部（１３）と、スイッチング素子（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ）のドレイン電圧を計測して取得するドレイン電圧計測部（１４）と、変換効率（η）とドレイン電圧とを用いてスイッチング素子（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ）のゲート電圧を生成するゲート電圧生成部（１９）とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部電源からの直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置であって、
複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、
入力電圧及び入力電流と、出力電圧及び出力電流とに基づいて変換効率を算出する変換効率算出部と、
複数の前記スイッチング素子の各々のドレインとソースとの間の電圧を計測してドレイン電圧を取得するドレイン電圧計測部と、
前記変換効率と複数の前記ドレイン電圧の各々とを用いて複数の前記スイッチング素子の各々のゲート電圧を生成するゲート電圧生成部とを備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ゲート電圧生成部は、複数の前記ドレイン電圧の各々が設定値以下になるように前記スイッチング素子の各々の前記ゲート電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
複数の前記スイッチング素子は、ＳｉＣにより形成されたＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部電源からの直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、太陽電池で発電した直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置には、特許文献１に開示された構成を例示することができる。特許文献１に開示された電力変換装置は、太陽電池からの出力電圧を昇圧する昇圧回路と、系統電源と同期がとれた交流電力に変換するインバータ回路とを有する。このインバータ回路は、スイッチング素子と、これらのスイッチング素子の後段に配されたフィルタ用リアクトルであるインダクタと、これらのインダクタの後段に配されたコンデンサとを有する。そして、スイッチング素子は、ゲート駆動回路からの出力電圧であるゲート電圧の制御によりオンオフすることで、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によりインバータ回路の出力である交流電圧を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−１０４９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記の従来技術によれば、電力変換装置の変換効率は、スイッチング素子の特性のばらつきの影響を受ける。そのため、電力変換装置の変換効率を高くすることが困難である、という問題があった。
【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ回路のスイッチング素子の特性ばらつきに関わらず、変換効率の高い電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、外部電源からの直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置であって、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、入力電圧及び入力電流と、出力電圧及び出力電流とに基づいて変換効率を算出する変換効率算出部と、複数の前記スイッチング素子の各々のドレインとソースとの間の電圧を計測してドレイン電圧を取得するドレイン電圧計測部と、前記変換効率と複数の前記ドレイン電圧の各々とを用いて複数の前記スイッチング素子の各々のゲート電圧を生成するゲート電圧生成部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、インバータ回路のスイッチング素子の特性ばらつきに関わらず、変換効率の高い電力変換装置を得ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置と周辺の一構成例を示す図
【図２】図１に示す電力変換装置において起動時に変換効率前回値が算出されるまでの処理の一例を示すフローチャート
【図３】図１に示す電力変換装置においてスイッチング素子のゲート電圧が生成されるまでの処理の一例を示すフローチャート
【図４】図１に示す電力変換装置においてスイッチング素子のゲート電圧の算出及び調整の処理の一例を示すフローチャート
【図５】図１に示す電力変換装置のスイッチング素子に適用可能なＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ及びＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート電圧に対するオン抵抗の変化を示す図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置と周辺の一構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置２０の入力には、直流電力を出力する外部電源である太陽電池６が接続され、電力変換装置２０の出力には、系統１０が接続されている。
【００１１】
系統１０は、単相交流電源であり、電力変換装置２０から出力される交流電力は、系統１０と同期がとられる。
【００１２】
図１に示す電力変換装置２０は、昇圧回路７と、平滑コンデンサ８と、スイッチ９ａ，９ｂと、インバータ回路１と、入力電力計測部１１と、出力電力計測部１２と、変換効率算出部１３と、ドレイン電圧計測部１４と、ゲート電圧生成部１９とを備える。
【００１３】
昇圧回路７は、太陽電池６の出力電圧を昇圧する。平滑コンデンサ８は、昇圧回路７からの出力電圧を平滑する。インバータ回路１は、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄと、リアクトル３ａ，３ｂと、コンデンサ４と、ゲート駆動回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄとを備える。ここでは、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄは、シリコンにより形成されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、すなわちＳｉ−ＭＯＳＦＥＴである。リアクトル３ａ，３ｂは、フィルタ回路用リアクトルである。コンデンサ４は、フィルタ回路用コンデンサである。スイッチ９ａ，９ｂは、互いに並列に配され、電力変換装置２０と系統１０との接続状態を切り換える。
【００１４】
入力電力計測部１１は、電圧計測部１１１と、電流計測部１１２と、電力算出部１１３とを備える。電圧計測部１１１は、太陽電池６の電圧を計測して入力電圧Ｖｉを取得する。電流計測部１１２は、太陽電池６の出力側のＰ母線の電流を計測して入力電流Ｉｉを取得する。電力算出部１１３は、電圧計測部１１１が取得した入力電圧Ｖｉと電流計測部１１２が取得した入力電流Ｉｉとの積から入力電力Ｐｉを算出する。ここで、入力電力の算出式は、Ｐｉ＝Ｖｉ×Ｉｉである。
【００１５】
出力電力計測部１２は、電圧計測部１２１と、電流計測部１２２と、電力算出部１２３とを備える。電圧計測部１２１は、コンデンサ４の電圧を計測して出力電圧Ｖｏを取得する。電流計測部１２２は、インバータ回路１の出力側のＰ母線の電流を計測して出力電流Ｉｏを取得する。電力算出部１２３は、電圧計測部１２１が取得した出力電圧Ｖｏと電流計測部１２２が取得した出力電流Ｉｏとの積から出力電力Ｐｏを算出する。ここで、出力電力の算出式は、Ｐｏ＝Ｖｏ×Ｉｏである。
【００１６】
変換効率算出部１３は、入力電力Ｐｉ及び出力電力Ｐｏを入力とし、変換効率ηを算出する。ここで、変換効率の算出式は、η＝Ｐｏ／Ｐｉである。
【００１７】
ドレイン電圧計測部１４は、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄの各々のソースを基準としたドレインの電圧を計測してドレイン電圧ＶＤＳａ，ＶＤＳｂ，ＶＤＳｃ，ＶＤＳｄを取得する。
【００１８】
ゲート電圧生成部１９は、変換効率算出部１３が算出した変換効率ηと、ドレイン電圧計測部１４が取得したドレイン電圧ＶＤＳａ，ＶＤＳｂ，ＶＤＳｃ，ＶＤＳｄとを入力とし、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄの各々のソースを基準としたゲート電圧ＶＧＳａ，ＶＧＳｂ，ＶＧＳｃ，ＶＧＳｄを生成して出力する。ゲート電圧生成部１９が出力したゲート電圧ＶＧＳａ，ＶＧＳｂ，ＶＧＳｃ，ＶＧＳｄは、ゲート駆動回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄに入力される。ゲート駆動回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄの各々は、ゲート電圧ＶＧＳａ，ＶＧＳｂ，ＶＧＳｃ，ＶＧＳｄの各々に基づいてスイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄの各々のゲート電圧を制御する。
【００１９】
ゲート電圧生成部１９は、ゲート電圧指令値算出部１５と、ゲート電圧回路１６と、変換効率の前回値蓄積部１７と、ゲート電圧指令値の前回値蓄積部１８とを備える。ゲート電圧指令値算出部１５は、変換効率ηと、変換効率前回値ηｏと、ドレイン電圧ＶＤＳａ，ＶＤＳｂ，ＶＤＳｃ，ＶＤＳｄの各々と、ゲート電圧指令前回値ＶＧＳａｏ，ＶＧＳｂｏ，ＶＧＳｃｏ，ＶＧＳｄｏの各々とに基づいて、ゲート電圧指令値の各々を算出する。ゲート電圧回路１６は、ゲート電圧指令値算出部１５が算出したゲート電圧指令値の各々に従って各々のゲート電圧ＶＧＳａ，ＶＧＳｂ，ＶＧＳｃ，ＶＧＳｄを出力する。変換効率の前回値蓄積部１７は、少なくとも前回の変換効率である変換効率前回値ηｏを蓄積している。ゲート電圧指令値の前回値蓄積部１８は、少なくとも前回のゲート電圧指令前回値ＶＧＳａｏ，ＶＧＳｂｏ，ＶＧＳｃｏ，ＶＧＳｄｏの各々を蓄積している。
【００２０】
なお、電力変換装置２０の起動時における前回のゲート電圧指令前回値ＶＧＳａｏ，ＶＧＳｂｏ，ＶＧＳｃｏ，ＶＧＳｄｏは、各々初期値とする。この初期値は、回路に応じて変換効率ηが最も高くなる理論値に適宜設定すればよい。
【００２１】
図１に示す電力変換装置２０は、変換効率ηを高くするようにスイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのゲート電圧を変化させつつ、ゲート電圧の増加に伴うドレインとソースとの間の耐圧破壊を防止するように動作する。
【００２２】
図２は、図１に示す電力変換装置２０において起動時に変換効率前回値ηoが算出されるまでの処理の一例を示すフローチャートである。まず、処理をスタートし、変換効率算出部１３は、入力電力Ｐｉ及び出力電力Ｐｏから、変換効率ηを算出する（Ｓ１）。次に、ゲート電圧指令値算出部１５は、変換効率ηを変換効率前回値ηoとし（Ｓ２）、処理をエンドする。
【００２３】
図３は、図１に示す電力変換装置２０においてスイッチング素子２ａのゲート電圧が生成されるまでの処理の一例を示すフローチャートである。なお、図３に示す処理は、太陽電池６を備えるパワーコンディショナの運転時に、一定の時間間隔で複数回実行される。すなわち、変換効率の前回値蓄積部１７及びゲート電圧指令値の前回値蓄積部１８における前回値は、前回の処理における値である。
【００２４】
まず、処理をスタートし、ゲート電圧指令値算出部１５は、ゲート電圧前回値ＶＧＳａｏにスイッチング素子２ａのゲート電圧変化量ΔＶａを加算した値をゲート電圧ＶＧＳａの指令値とする（Ｓ１１）。次に、変換効率算出部１３は、入力電力Ｐｉ及び出力電力Ｐｏから、変換効率ηを算出する（Ｓ１２）。次に、ゲート電圧指令値算出部１５は、現在値である変換効率ηと、変換効率の前回値蓄積部１７からの変換効率前回値ηｏとを比較し、η＞ηｏであるか否かを判定する（Ｓ１３）。η＞ηｏでない場合（Ｓ１３：Ｎｏ）には、ゲート電圧指令値算出部１５は、スイッチング素子２ａのゲート電圧変化量ΔＶａの符号を反転する（Ｓ１４）。
【００２５】
なお、スイッチング素子２ａのゲート電圧変化量ΔＶａは、変更効率ηが高くなるように部品に応じて適宜設定すればよい。
【００２６】
すなわち、現在値の変換効率ηが前回値の変換効率ηｏよりも大きい場合には、ゲート電圧の増加によって前回よりも変換効率が向上しているため、スイッチング素子２ａのゲート電圧変化量ΔＶａを加算して変換効率を更に向上させる。しかしながら、現在値の変換効率ηが前回値の変換効率ηｏよりも大きくない場合には、ゲート電圧の増加によって前回よりも変換効率が低下しているため、符号を反転させたスイッチング素子２ａのゲート電圧変化量ΔＶａを加算することで、変換効率を向上させる。
【００２７】
次に、ゲート電圧指令値算出部１５は、ドレイン電圧計測部１４からスイッチング素子２ａのドレイン電圧ＶＤＳａを取得する（Ｓ１５）。そして、ゲート電圧指令値算出部１５は、ドレイン電圧ＶＤＳａが設定値であるドレイン電圧最大定格電圧ＶＤＳｍａｘの８０％以下であるか否かを判定する（Ｓ１６）。ここでは、半導体部品における一般的なディレーティングを考慮して、比較対象である設定値をドレイン電圧最大定格電圧ＶＤＳｍａｘの８０％としたが、この比率は部品に応じて適宜設定すればよい。ドレイン電圧ＶＤＳａがドレイン電圧最大定格電圧ＶＤＳｍａｘの８０％以下である場合（Ｓ１６：Ｙｅｓ）にはそのまま処理をエンドする。ドレイン電圧ＶＤＳａが設定値であるドレイン電圧最大定格電圧ＶＤＳｍａｘの８０％以下でない場合（Ｓ１６：Ｎｏ）には、ゲート電圧ＶＧＳａからスイッチング素子２ａのゲート電圧変化量ΔＶａの絶対値の２倍を減算した値をゲート電圧ＶＧＳａとして（Ｓ１７）処理をエンドする。
【００２８】
ゲート電圧指令値算出部１５は、このようにして決定されたゲート電圧ＶＧＳａの指令値をゲート電圧回路１６に出力し、ゲート電圧回路１６は、この指令値に従ってゲート電圧ＶＧＳａを出力し、ゲート駆動回路５ａは、ゲート電圧ＶＧＳａに基づいてスイッチング素子２ａのゲート電圧を制御してスイッチング素子２ａをオンオフする。
【００２９】
以上説明したように、スイッチング素子２ａのゲート電圧の制御、すなわちゲート電圧ＶＧＳａの算出及び調整を行う。そして、この処理は、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄの各々について、順に行えばよい。
【００３０】
図４は、図１に示す電力変換装置２０においてスイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのゲート電圧の算出及び調整の処理の一例を示すフローチャートである。図４においては、まず、処理をスタートし、図４に示すようにゲート電圧ＶＧＳａの算出及び調整を行い（Ｓ２１）、同様にゲート電圧ＶＧＳｂの算出及び調整を行い（Ｓ２２）、同様にゲート電圧ＶＧＳｃの算出及び調整を行い（Ｓ２３）、同様にゲート電圧ＶＧＳｄの算出及び調整を行い（Ｓ２４）、ゲート電圧ＶＧＳａの算出及び調整に戻り、一連の動作を繰り返す。
【００３１】
以上説明したように、本実施の形態によれば、変換効率の前回値と現在値との比較結果に基づいて変換効率が向上するように各スイッチング素子のゲート電圧を制御することができるため、変換効率を向上させることができる。
【００３２】
図５は、図１に示す電力変換装置２０のスイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに適用可能なＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ及びＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート電圧に対するオン抵抗の変化を示す図である。なお、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、炭化シリコンにより形成されたＭＯＳＦＥＴである。
【００３３】
図５に示すように、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ及びＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのいずれにおいてもゲート電圧を増加させるとオン抵抗を低減することができる。このように、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ及びＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのいずれにおいてもゲート電圧の増加によりオン抵抗を低減させることで変換効率の向上が可能ではあるが、ゲート電圧を増加させると高速スイッチングによってノイズが発生するおそれがあり、このノイズが変換効率の低下の一因となる。従って、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を単純に増加させたとしても、必ずしも変換効率を向上させることができるとはいえない。更には、ＭＯＳＦＥＴではゲート電圧に対するオン抵抗がばらつくおそれがあり、このばらつきによって変換効率の更なる向上が阻害されるおそれがある。すなわち、従来技術では、インバータ回路内のスイッチング素子の特性のばらつきに起因して、ゲート電圧と、電力変換装置としての変換効率を最も高くすることが可能な電圧値とが一致しないことがあり、変換効率の更なる向上が阻害されることがあった。
【００３４】
本実施の形態によれば、インバータ回路のスイッチング素子の特性ばらつきに関わらず、変換効率の高い電力変換装置を得ることができる。
【００３５】
また、本実施の形態では、インバータ回路のスイッチング素子のドレイン電圧がドレイン電圧最大定格電圧に基づく設定値を超えないように制御するため、ドレインとソースとの間の耐圧破壊を防止することもできる。
【００３６】
なお、本実施の形態において、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄをＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとすると、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄをＳｉ−ＭＯＳＦＥＴとする場合よりも、ゲート電圧を増加させた際のオン抵抗を更に低減することができるので、スイッチング損失を更に抑制することができる。そのため、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄをＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとし、上記したようにゲート電圧を制御することで、変換効率をさらに向上させることができる。更には、ゲート電圧の上昇に伴うスイッチング速度の高速化によるスイッチング損失を低減させることができるため、この点においても更なる変換効率の向上が可能である。
【００３７】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００３８】
１  インバータ回路、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ  スイッチング素子、３ａ，３ｂ  リアクトル、４  コンデンサ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ  ゲート駆動回路、６  太陽電池、７  昇圧回路、８  平滑コンデンサ、９ａ，９ｂ  スイッチ、１０  系統、１１  入力電力計測部、１２  出力電力計測部、１３  変換効率算出部、１４  ドレイン電圧計測部、１５  ゲート電圧指令値算出部、１６  ゲート電圧回路、１７  変換効率の前回値蓄積部、１８  ゲート電圧指令値の前回値蓄積部、１９  ゲート電圧生成部、２０  電力変換装置、１１１，１２１  電圧計測部、１１２，１２２  電流計測部、１１３，１２３  電力算出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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