(57)【要約】      （修正有）【課題】電力効率の低下を防止する電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１０は、電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０と、ＡＣ−ＤＣ変換回路７０と、電圧出力端子７２とを備える。電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０によって、発振回路が構成される。電圧発生回路２０は、電圧源Ｇ１と、コイルＬｘと、スイッチング素子Ｍ１とを含む。電圧帰還回路４０は、コンデンサ６０と、抵抗素子６２とを含む。抵抗素子６２は、コンデンサ６０の他方端に一方端が接続され、第１直流電圧ＶＤＣ１に他方端が結合される。第１直流電圧ＶＤＣ１は、スイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧に応じた値に調整される。【選択図】図１
2018143069.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御信号に応じて第１電圧を発生する電圧発生回路と、
前記第１電圧を第２電圧に変換する圧電トランスと、
前記第２電圧を受けて前記電圧制御信号を出力する電圧帰還回路とを備え、
前記電圧発生回路は、
電圧源と、
前記電圧源の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続されたコイルおよびスイッチング素子とを含み、前記コイルと前記スイッチング素子との接続ノードからは、前記第１電圧が出力され、
前記電圧帰還回路は、
前記第２電圧に一方端が結合され、前記スイッチング素子の制御電極に他方端が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの他方端に一方端が接続され、第１直流電圧に他方端が結合される抵抗素子とを含む、電源装置。
【請求項２】
前記第１直流電圧は、前記スイッチング素子のしきい値電圧に応じた値に調整される、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記電圧帰還回路は、
前記抵抗素子の他方端に分圧電圧を供給する可変分圧回路をさらに含む、請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第２電圧は、交流電圧であり、
前記第２電圧を直流電圧に変換する交流−直流変換回路をさらに備え、
前記電圧帰還回路は、
前記交流−直流変換回路によって出力された前記直流電圧を受けて分圧電圧を発生し、前記抵抗素子の他方端に出力する可変分圧回路をさらに含む、請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記電圧帰還回路は、
前記圧電トランスの起動時に前記第２電圧の変化を前記電圧制御信号に伝達する第１帰還部と、
前記圧電トランスの起動後に前記第２電圧の変化を前記電圧制御信号に伝達する第２帰還部とを含み、前記第２帰還部が出力する電圧振幅は、前記第１帰還部が出力する電圧振幅よりも大きい、請求項１に記載の電源装置。
【請求項６】
前記電圧発生回路は、
前記コイルと並列に設けられた並列容量をさらに含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関し、特に圧電トランスを備える電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開平９−６５６４９号公報（特許文献１）には、圧電トランスを用いた電源装置が開示されている。この電源装置は、トランジスタと、スイッチ素子と、帰還回路とを備える。トランジスタは、第１の電極が圧電トランスの入力電極の一方に接続され、第２の電極が接地される。スイッチ素子は、トランジスタの制御電極に動作制御信号を供給する。帰還回路は、圧電トランスの出力電極とトランジスタの制御電極との間にインピ−ダンス回路を介して接続される。帰還回路は、トランジスタの制御電極にオン動作制御信号を一回与えるだけで、トランジスタがターンオン／オフとなる動作を繰返すことによって動作制御信号の変化に追従した周期で発振動作を行なうように構成される。このような構成によって、発振用ＩＣ及び周辺回路が不要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平９−６５６４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
近年、ＩｏＴ（Internet  of  Things）技術に伴い、その電源として周りの環境から微小なエネルギーを収穫（ハーベスト）して、電力に変換するエネルギーハーベスティング技術が注目されている。このような用途における昇圧回路は、入力電圧が数１０ｍＶ〜１Ｖと低くても昇圧比や電力効率を向上させることが必要である。圧電トランスも、このような用途の昇圧回路の選択肢の一つである。
【０００５】
しかしながら、上記特開平９−６５６４９号公報に開示された電源装置は、ＯＡ機器で用いられ、入力電圧が１Ｖ〜１００Ｖ程度の高電圧用途である。この電源装置の構成だけでは、入力電圧が低下した場合、電力効率の低下によって所望の電圧（昇圧比）が得られず、最小入力電圧が下げられないといった課題が明らかになった。
【０００６】
この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、電力効率が向上した電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本開示の電源装置は、電圧発生回路と、圧電トランスと、電圧帰還回路とを備える。電圧発生回路は、電圧制御信号に応じて第１電圧を発生する。圧電トランスは、第１電圧を第２電圧に変換する。電圧帰還回路は、第２電圧を受けて電圧制御信号を出力する。
【０００８】
電圧発生回路は、電圧源と、電圧源の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続されたコイルおよびスイッチング素子とを含む。コイルとスイッチング素子との接続ノードからは、第１電圧が出力される。電圧帰還回路は、コンデンサと、抵抗素子とを含む。コンデンサは、第２電圧に一方端が結合され、スイッチング素子の制御電極に他方端が接続される。抵抗素子は、コンデンサの他方端に一方端が接続され、第１直流電圧に他方端が結合される。
【０００９】
第１直流電圧は、スイッチング素子のしきい値電圧に応じた値に調整される。
【発明の効果】
【００１０】
本開示の電源装置によれば、スイッチング素子のしきい値電圧の製造ばらつきによる電力効率の低下を防止できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施の形態１の電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】電圧発生回路２０におけるスイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧の影響を説明するための等価回路図である。
【図３】しきい値電圧が適切である場合の各部の理想電圧および電流を示した図である。
【図４】しきい値電圧が製造ばらつきにより変動した場合の各部の電圧および電流を示した図である。
【図５】実施の形態２の電源装置の構成を示す回路図である。
【図６】実施の形態３の電源装置の構成を示す回路図である。
【図７】電圧発生回路２０Ｃの構成を示す回路図である。
【図８】実施の形態５に係る電源装置の構成を示すブロック図である。
【図９】電圧帰還回路７４０およびバイアス電圧供給部７８０の構成の一例を示した回路図である。
【図１０】圧電トランス７３０の主要部の構成を示す模式断面図である。
【図１１】ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０の構成を示す回路図である。
【図１２】変形例であるＡＣ−ＤＣ変換回路７７０Ａの構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。また、以下に示す実施の形態は、適宜組み合わせて用いることが可能である。
【００１３】
［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の電源装置の構成を示す回路図である。図１を参照して、電源装置１０は、電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０と、ＡＣ−ＤＣ変換回路７０と、電圧出力端子７２とを備える。電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０によって、発振回路が構成される。
【００１４】
電圧発生回路２０は、電圧制御信号ＳＶに応じて第１電圧Ｖ１を発生する。圧電トランス３０は、１次側で電気エネルギーが機械的振動に変換され、２次側でこの機械的振動が電気エネルギーに再変換されるように構成される。この原理によって、圧電トランス３０は、第１電圧Ｖ１を第２電圧Ｖ２に変換する。電圧帰還回路４０は、第２電圧Ｖ２を受けて電圧制御信号ＳＶを出力する。
【００１５】
電圧発生回路２０は、電圧源Ｇ１と、コイルＬｘと、スイッチング素子Ｍ１とを含む。スイッチング素子Ｍ１としては、例えばＭＯＳトランジスタを使用することができる。コイルＬｘおよびスイッチング素子Ｍ１は、電圧源Ｇ１の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続される。コイルＬｘとスイッチング素子Ｍ１との接続ノードからは、第１電圧Ｖ１が出力される。
【００１６】
電圧帰還回路４０は、コンデンサ６０と、抵抗素子６２とを含む。コンデンサ６０は、第２電圧Ｖ２に一方端が結合され、スイッチング素子Ｍ１の制御電極に他方端が接続される。抵抗素子６２は、コンデンサ６０の他方端（スイッチング素子Ｍ１の制御電極）に一方端が接続され、第１直流電圧ＶＤＣ１に他方端が結合される。
【００１７】
実施の形態１では、第１直流電圧ＶＤＣ１は、電圧源６６によってスイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧に応じた値に調整される。
【００１８】
図２は、電圧発生回路２０におけるスイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧の影響を説明するための等価回路図である。図２に示すように、圧電トランス３０の一次側は、抵抗、コイル、コンデンサが直列接続された等価回路で示され、電流ＩＰＴが流れる。スイッチング素子Ｍ１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ、電流Ｉｉは、コイルＬｘを通過し、電流ＩＳと電流ＩＰＴに分かれる。
【００１９】
図３は、しきい値電圧が適切である場合の各部の理想電圧および電流を示した図である。図２、図３を参照して、ＶＧ（ｓｔａｔｅ）は、スイッチング素子Ｍ１のＯＮ／ＯＦＦ状態を示し、その下に、電圧ＶＧ、ＶＤＳ，電流ＩＳ、ＩＰＴ、Ｉｉが順に示されている。しきい値電圧ＶＴＨが理想的である場合には、時刻ｔ１および時刻ｔ５において、電圧ＶＤＳがほぼゼロのときにスイッチング素子Ｍ１のスイッチングが行なわれ、電力損失は少なくて済む。
【００２０】
図４は、しきい値電圧が製造ばらつきにより変動した場合の各部の電圧および電流を示した図である。図２、図４を参照して、しきい値電圧ＶＴＨが理想の値よりも低めにばらついた場合、時刻ｔ１１、ｔ１５において、電圧ＶＤＳがゼロでないときにスイッチング素子Ｍ１が導通している。このため、スイッチング素子Ｍ１のスイッチング損失が増大する。
【００２１】
実施の形態１に係る電源装置１０は、端子６４に印加するバイアス電圧ＶＤＣ１を調整できるように構成されているので、しきい値電圧が変動した場合にバイアス電圧を変動分に合わせて変えることによって、スイッチング素子Ｍ１のスイッチング損失を減らし、電力効率を改善することができる。
【００２２】
［実施の形態２］
実施の形態２の電源装置は、実施の形態１の電源装置の電圧帰還回路４０を変形したものである。
【００２３】
図５は、実施の形態２の電源装置の構成を示す回路図である。図５を参照して、電源装置１０Ａは、電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０Ａと、ＡＣ−ＤＣ変換回路７０と、電圧出力端子７２とを備える。電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０Ａによって、発振回路が構成される。
【００２４】
電圧発生回路２０、圧電トランス３０、およびＡＣ−ＤＣ変換回路７０は、図１で説明したので、説明は繰り返さない。
【００２５】
電圧帰還回路４０Ａは、コンデンサ８２と、抵抗素子８４とを含む。コンデンサ８２は、第２電圧Ｖ２に一方端が結合され、スイッチング素子Ｍ１の制御電極に他方端が接続される。抵抗素子８４は、コンデンサ８２の他方端（スイッチング素子Ｍ１の制御電極）に一方端が接続され、第１直流電圧ＶＤＣ１に他方端が結合される。
【００２６】
実施の形態２では、電圧帰還回路４０Ａは、コンデンサ８２と抵抗素子８４とに加えて、第１直流電圧ＶＤＣ１を発生する可変分圧回路８７をさらに含む。可変分圧回路８７は、抵抗素子８４の他方端に分圧電圧である第１直流電圧ＶＤＣ１を供給する。可変分圧回路８７は、電圧入力端子９０と接地ノードとの間に直列に接続された可変抵抗８８，８９を含む。なお、可変抵抗８８，８９は、必ずしも可変抵抗でなくてもよく、一方または両方が固定抵抗でも良い。電圧入力端子９０には、外部から電圧源９２によって直流電圧が与えられる。
【００２７】
図５に示す構成としても、実施の形態１と同様な効果が得られる。加えて、外部から電圧を入力する電圧源の電圧が高すぎる場合に、バイアス電圧を内部で調整することができる。
【００２８】
［実施の形態３］
実施の形態３の電源装置は、実施の形態１の電源装置の電圧帰還回路４０を変形したものである。
【００２９】
図６は、実施の形態３の電源装置の構成を示す回路図である。図６を参照して、電源装置１０Ｂは、電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０Ｂと、ＡＣ−ＤＣ変換回路７０と、電圧出力端子７２とを備える。電圧発生回路２０と、圧電トランス３０と、電圧帰還回路４０Ｂによって、発振回路が構成される。
【００３０】
電圧発生回路２０、圧電トランス３０、およびＡＣ−ＤＣ変換回路７０は、図１で説明したので、説明は繰り返さない。
【００３１】
電圧帰還回路４０Ｂは、コンデンサ９４と、抵抗素子９６とを含む。コンデンサ９４は、第２電圧Ｖ２に一方端が結合され、スイッチング素子Ｍ１の制御電極に他方端が接続される。抵抗素子９６は、コンデンサ９４の他方端（スイッチング素子Ｍ１の制御電極）に一方端が接続され、第１直流電圧ＶＤＣ１に他方端が結合される。
【００３２】
実施の形態３では、電圧帰還回路４０Ｂは、コンデンサ９４と抵抗素子９６とに加えて、第１直流電圧ＶＤＣ１を発生する可変分圧回路９７をさらに含む。可変分圧回路９７は、抵抗素子９６の他方端に分圧電圧である第１直流電圧ＶＤＣ１を供給する。可変分圧回路９７は、出力電圧Ｖｏを出力する電圧出力端子７２と接地ノードとの間に直列に接続された可変抵抗９８，９９を含む。なお、可変抵抗９８，９９は、必ずしも可変抵抗でなくてもよく、一方または両方が固定抵抗でも良い。
【００３３】
図６に示す構成としても、実施の形態１と同様な効果が得られる。加えて、外部からバイアス電圧を入力する必要が無くなる。
【００３４】
［実施の形態４］
実施の形態４の電源装置は、実施の形態１〜３の電圧発生回路２０を電圧発生回路２０Ｃに置き換えたものである。図７は、電圧発生回路２０Ｃの構成を示す回路図である。図７を参照して、電圧発生回路２０Ｃは、電圧源Ｇ１と、コイルＬｘと、スイッチング素子Ｍ１と、コンデンサＣ１とを含む。スイッチング素子Ｍ１としては、例えばＭＯＳトランジスタを使用することができる。コイルＬｘおよびスイッチング素子Ｍ１は、電圧源Ｇ１の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続される。そして、コイルＬｘと並列にコンデンサＣ１が接続される。コイルＬｘとスイッチング素子Ｍ１との接続ノードからは、第１電圧Ｖ１が出力される。なお、コンデンサＣ１を設け、さらにスイッチング素子Ｍ１に並列にコンデンサを設けた構成であっても良い。
【００３５】
スイッチング素子Ｍ１に並列に容量を追加することにより、圧電トランス１次側を共振させることが知られている。コイルＬｘに並列容量（Ｃ１）を設けることは、小信号回路ではスイッチング素子Ｍ１に並列な容量と等価である。
【００３６】
圧電トランスの起動時、入力電圧Ｖｉが０Ｖから微小電圧にステップ応答で上昇する際、コイルＬｘと並列にコンデンサＣ１が存在すると高周波側のインピーダンスが小さく短絡とみなすことができ、入力電圧Ｖｉが圧電トランスに伝達されやすくなる。そのため、実施の形態４では、入力電圧Ｖｉが低くても電源装置の圧電トランスが発振しやすくなる。
【００３７】
［実施の形態５］
図８は、実施の形態５に係る電源装置の構成を示すブロック図である。図８を参照して、電源装置７０１は、電圧発生回路７２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路７４０と、バイアス電圧供給部７８０と、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０と、電圧出力端子７９２とを備える。電圧発生回路７２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路７４０によって、発振回路が構成される。電圧発生回路７２０は、図７に示した電圧発生回路２０Ｃと同様な構成であるので説明は繰り返さない。
【００３８】
電圧帰還回路７４０は、後述するように圧電トランス７３０の起動時に使用する第１帰還部Ｐ１と定常時使用する第２帰還部Ｐ２とを含む。
【００３９】
バイアス電圧供給部７８０は、スイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧に応じたバイアス電圧をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に供給する。これにより、スイッチング素子Ｍ１の応答が速くなり、電源装置７０１の電力効率が改善される。
【００４０】
図９は、電圧帰還回路７４０およびバイアス電圧供給部７８０の構成の一例を示した回路図である。図９を参照して、電圧帰還回路７４０は、第１帰還部Ｐ１と、第２帰還部Ｐ２とを含む。第１帰還部Ｐ１は、圧電トランス７３０の起動時に第２電圧Ｖ２１の変化をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に伝達する。第２帰還部Ｐ２は、圧電トランス７３０の起動後に第２電圧Ｖ２の変化をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に伝達する。
【００４１】
第１帰還部Ｐ１は、電圧Ｖ２をそのまま伝達する配線によって構成される。第２帰還部Ｐ２は、バイアス回路７５０と、移相回路７５２とを含む。移相回路７５２は、コンデンサ７４８を介して、圧電トランス７３０の出力を受ける。移相回路７５２は、たとえば、直列接続された複数のインバータを含んで構成される。バイアス回路７５０は、移相回路７５２の動作点電圧を設定するために設けられる。
【００４２】
第２帰還部Ｐ２が出力する電圧振幅は、第１帰還部Ｐ１が出力する電圧振幅よりも大きい。このため、スイッチング素子Ｍ１の制御電極の電圧変化が急峻となり、起動後の定常状態において第２帰還部Ｐ２が使用されることによって、定常状態におけるスイッチング素子Ｍ１における損失が低減される。このために、第１帰還部Ｐ１を定常時に使用し続けるよりも、第１帰還部Ｐ１で圧電トランス７３０を起動しその後第２帰還部Ｐ２に帰還経路を切替えるほうが、電源装置７０１の電力効率が向上する。
【００４３】
電圧帰還回路７４０は、圧電トランス７３０の起動時に第１帰還部Ｐ１の出力を選択し、圧電トランス７３０の起動後に第２帰還部Ｐ２の出力を選択する選択部７４４と、コンデンサ７６０と、抵抗素子７６２とをさらに含む。コンデンサ７６０は、選択部７４４によって選択された第１帰還部Ｐ１、第２帰還部Ｐ２のいずれか一方の出力を一方端に受け他方端からスイッチング素子Ｍ１の制御電極に電圧制御信号ＳＶを出力する。抵抗素子７６２は、コンデンサ７６０の他方端と端子７８２との間に接続される。コンデンサ７６０と抵抗素子７６２によってフィルタ回路が構成される。
【００４４】
選択部７４４は、端子７６４から入力される切替信号ＳＵに応じて第１帰還部Ｐ１と第２帰還部Ｐ２の出力の一方を選択し、コンデンサ７６０に伝達する。切替信号ＳＵは、圧電トランス７３０の起動時にロー（Ｌ）レベルに設定され、圧電トランス７３０の起動後はハイ（Ｈ）レベルに設定される。選択部７４４は、切替信号ＳＵがＬレベルの場合に導通するスイッチ７５４と、切替信号ＳＵがＨレベルの場合に導通するスイッチ７５６と、切替信号ＳＵを反転してスイッチ７５４の制御端子に与える反転回路７５８とを含む。
【００４５】
コンデンサ７６０と、抵抗素子７６２によって、ハイパスフィルタ回路が形成される。コンデンサ７６０は、選択部７４４の出力とスイッチング素子Ｍ１の制御電極との間に接続される。抵抗素子７６２は、スイッチング素子Ｍ１の制御電極と電圧入力端子７８２との間に接続される。
【００４６】
電源装置７０１は、圧電トランス７３０の起動時には、配線のみを構成要素とする第１帰還部Ｐ１およびコンデンサ７６０経由での帰還経路を選択する。しかし、この経路をずっと使用すると、スイッチング素子Ｍ１のゲート波形がなまるため、スイッチング素子Ｍ１のＯＮ、ＯＦＦ切り替わりのスイッチング特性が悪くなり、電力損失が大きくなる。
【００４７】
そこで、本実施の形態では、定常時になると電力効率の良い第２帰還部Ｐ２で帰還をかけることにより、スイッチング素子Ｍ１での電力損失を抑制する。第２帰還部Ｐ２では、移相回路７５２に含まれているインバータにより波形の立ち上がり立ち下がりを急峻にすることで電圧制御信号ＳＶの波形を整形し、スイッチング素子Ｍ１のスイッチング特性を改善する。また、移相回路７５２の移相シフト量（時間遅延量）は、複数のインバータの直列段数を適切な数に設定することにより、第１帰還部Ｐ１を経由した場合と同等となるように調整される。
【００４８】
定常時の電力効率が向上するため、電圧源Ｇ１の電圧が低い場合でも、圧電トランスで安定して昇圧することが可能となり、電源装置７０１の動作範囲が拡大する。
【００４９】
バイアス電圧供給部７８０は、端子７８２と、可変抵抗素子７８３，７８４とを含む。可変抵抗素子７８３，７８４は、出力電圧Ｖｏが供給されるノードと接地ノードとの間に直列に接続され、その接続ノードからはバイアス電圧が出力される。端子７８２は、バイアス電圧をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に与えるために設けられる。これにより、電圧制御信号ＳＶの振幅中心はバイアス電圧となる。なお、フィルタ回路を構成する抵抗素子７６２とは別に、他の抵抗素子を介してバイアス電圧をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に与えるようにバイアス電圧供給部７８０を構成しても良い。
【００５０】
なお、端子７８２が設けられている場合には、可変抵抗素子７８３，７８４は、電源装置７０１の外部に配置しても良い。また、抵抗素子７６２と可変抵抗素子７８３，７８４とを同一基板に配置する場合には、必ずしも端子７８２は設けなくても良い。
【００５１】
このように、スイッチング素子Ｍ１の制御電極に外部または内部で発生したバイアス電圧を印加する。帰還部のスイッチング素子Ｍ１（ＭＯＳトランジスタ）のしきい値電圧には、製造ばらつきがある。しきい値電圧は、ＭＯＳトランジスタのスイッチング特性を決める。電力損失の少ないＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）をさせるためには、しきい値電圧の製造ばらつきをキャンセルし、ゼロにする必要がある。キャンセルする方法として、ＭＯＳトランジスタ基板電圧もしくはゲート電圧にしきい値電圧分のオフセットを印加する方法が考えられる。前者はトランジスタの基板分離により実現できるがコスト増となる。このため、本実施の形態では、図１、図５、図６に示した構成と同様に、フィルタ回路の抵抗の端部にしきい値電圧分のバイアス電圧を印加することによって、製造ばらつきをキャンセルすることが実現できる。
【００５２】
図９のようにすれば、圧電トランスから得られるＤＣ出力電圧Ｖｏを使用するので、外部電源電圧が不要である。なお、図９の端子７８２に直接外部から電圧を与えても良いが、図９において、出力電圧Ｖｏの代わりに外部から電圧を与えても良い。
【００５３】
これにより、スイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧ばらつき制御、電力効率改善、調整ができる。
【００５４】
また、実施の形態５では、圧電トランス７３０が、２つの出力電圧Ｖ２１，Ｖ２２を出力する点が特徴の一つである。図１０は、圧電トランス７３０の主要部の構成を示す模式断面図である。
【００５５】
図１０を参照して、圧電トランス７３０は、基材によって支持された上部層７３１のうち基材に重ならない部分である振動部集合部７３９を含む。振動部集合部７３９は、厚み方向に互いに離隔して厚み方向に順に並ぶように配置された出力電極７３２と、中間電極７３４と、入力電極７３６とを含む。
【００５６】
ｎを２以上の整数としたとき、振動部集合部７３９は、１つの方向に並ぶｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄを含む。ここでは、説明の便宜のため、ｎ＝４であるものとして以下の説明を続けるが、これはあくまで一例であって、ｎは４以外であってもよい。
【００５７】
上部層７３１は、第１圧電体層７３３と、第２圧電体層７３５とを含む。第１圧電体層７３３は、少なくともｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄの各々において出力電極７３２および中間電極７３４によって挟み込まれる部分を含むように配置される。第２圧電体層７３５は、第１圧電体層７３３に重なるように配置されつつ少なくともｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄの各々において中間電極７３４および入力電極７３６によって挟み込まれる部分を含むように配置される。
【００５８】
入力電極７３６は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄのうち少なくとも一部に対応するように分割されて配列された１個以上ｎ個以下の入力電極片７３６ａ〜７３６ｄを含む。出力電極７３２は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄのうち少なくとも一部に対応するように分割されて配列された１個以上ｎ個以下の出力電極片７３２ａ〜７３２ｄを含む。
【００５９】
第１圧電体層７３３は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄにわたって一定の向きに分極されている。
【００６０】
図１０に示すように、第２圧電体層７３５は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄのうち少なくとも一部に対応するように１個以上ｎ個以下の分極領域を有している。これらの１個以上ｎ個以下の分極領域においては、奇数番目の振動部に対応する分極領域のうち１つ以上が属する集合である第１分極領域群と、偶数番目の振動部に対応する分極領域のうち１つ以上が属する集合である第２分極領域群とで、互いに逆向きとなるようにそれぞれ分極されている。この分極の向きが図１０中に矢印で示されている。
【００６１】
入力電極片７３６ａ〜７３６ｄにおいては、中間電極７３４の電位を基準として同位相の電圧を、それぞれ印加可能なように配線されている。本実施の形態では、図１０に示すように、中間電極７３４を基準電位として、入力電極片７３６ａ〜７３６ｄの全てを交流電源の入力端子としてのパッド電極７４１に接続した。パッド電極７４５は配線によって中間電極７３４に接続されている。
【００６２】
出力電極片７３２ａ〜７３２ｄにおいては、奇数番目の振動部７３９ａ，７３９ｃに対応する出力電極片７３２ａ，７３２ｃのうち１つ以上が属する集合である第１出力電極片群と、偶数番目の振動部７３９ｂ，７３９ｄに対応する出力電極片７３２ｂ，７３２ｄのうち１つ以上が属する集合である第２出力電極片群とで、それぞれ別々の電圧Ｖ２１，Ｖ２２を取り出すことが可能なように配線されている。本実施の形態では、図１０に示すように、中間電極７３４を基準電位として、出力端子７４３において、出力電圧Ｖ２１が取り出され、出力端子７４７において出力電圧Ｖ２２が取り出される。
【００６３】
圧電トランス７３０では、第２圧電体層７３５の１個以上ｎ個以下の分極領域は図１０に単純矢印で示すように隣り合うもの同士が逆向きとなるようにそれぞれ分極されているので、たとえ電界の向きが同じであってもそれぞれ逆向きに変形を引き起こす。こうして、振動部７３９ａ〜７３９ｄは共振振動となる。
【００６４】
この共振振動によって出力側の第１圧電体層７３３で電荷が発生し、発生した電荷が出力電圧Ｖ２１，Ｖ２２として取り出される。
【００６５】
図１１は、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０の構成を示す回路図である。図１１を参照して、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０は、コンデンサ７７１と、ダイオード７７２，７７３とを含む。コンデンサ７７１の一方端には、出力電圧Ｖ２１が印加される。ダイオード７７２，７７３は、出力端子７９２と接地ノードとの間に接地ノードから出力端子７９２に向かう向きを順方向として、直列接続される。ダイオード７７２，７７３の接続ノードには、コンデンサ７７１の他方端が接続される。
【００６６】
ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０は、さらに、コンデンサ７７６と、ダイオード７７７，７７８とを含む。コンデンサ７７６の一方端には、出力電圧Ｖ２２が印加される。ダイオード７７７，７７８は、出力端子７９２と接地ノードとの間に接地ノードから出力端子７９２に向かう向きを順方向として、直列接続される。ダイオード７７７，７７８の接続ノードには、コンデンサ７７６の他方端が接続される。
【００６７】
ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０は、さらに、コンデンサ７７６の一方端と接地ノードとの間に直列接続されたコンデンサ８６０および抵抗素子８６２を含む。なお、コンデンサ８６０および抵抗素子８６２は、図９のコンデンサ７６０と抵抗素子７６２によって構成されるフィルタ回路の等価回路であるが、電圧Ｖ２２を出力する経路には必ずしも設けなくても良い。
【００６８】
このように、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０は、圧電トランス７３０の複数の出力端子からの電圧Ｖ２１，Ｖ２２を各々が２つのダイオードからなる半波倍電圧整流器で整流し、合流させる構成となっている。
【００６９】
圧電トランス７３０の出力が、例えば２端子の場合は、出力される交流電圧は１８０度位相のずれた逆相である。これに対してＡＣ−ＤＣ変換回路７７０を用いると、２出力の半波倍電圧整流器の出力が合成され、全波整流と同じ頻度での整流化作用が働くため、１端子出力の圧電トランスを使うよりもリップルの低減効果がある。
【００７０】
また、ブリッジダイオードのような全波整流器ではダイオードが直列２段になり、ダイオードでの電圧降下があるため、昇圧比が低下していたが、半波倍電圧整流器ではダイオード１段のため、昇圧比の低下が抑制できる。
【００７１】
図１２は、変形例であるＡＣ−ＤＣ変換回路７７０Ａの構成を示す回路図である。ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０Ａは、圧電トランスの出力端子が複数である点は同様であるが、半波倍電圧整流器を縦続接続する構成である点がＡＣ−ＤＣ変換回路７７０と異なる。すなわち、図１２に示すように、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０Ａでは、ダイオード７７８Ａのカソードとダイオード７７２Ａのアノードとが接続され、その接続ノードと接地ノードとの間に電圧安定化のためのコンデンサ７７９が接続されている。他の部分については、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０Ａは、ＡＣ−ＤＣ変換回路７７０と同様な構成を有するので説明は繰り返さない。
【００７２】
このような構成とすれば、図１１に示したＡＣ−ＤＣ変換回路７７０と比較して、例えば２端子の場合は出力電圧が２倍になり、更に昇圧比が上昇する。
【００７３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７４】
１０，１０Ａ，１０Ｂ，７０１  電源装置、２０，２０Ｃ，７２０  電圧発生回路、３０，７３０  圧電トランス、４０，４０Ａ，４０Ｂ，７４０  電圧帰還回路、７５４，７５６  スイッチ、６０，８２，９４，７４８，７６０，７７１，７７６，８６０，Ｃ１  コンデンサ、６２，８４，９６，７６２，８６２  抵抗素子、６４，７６４  端子、７０，７７０，７７０Ａ  ＡＣ−ＤＣ変換回路、７２，７９２  電圧出力端子、８７，９７  可変分圧回路、８８，８９，９８，９９  可変抵抗、９０，７８２  電圧入力端子、９２，Ｇ１  電圧源、７３１  上部層、７３２  出力電極、７３２ａ〜７３２ｄ  出力電極片、７３３，７３５  圧電体層、７３４  中間電極、７３６  入力電極、７３６ａ〜７３６ｄ  入力電極片、７３９  振動部集合部、７３９ａ〜７３９ｄ  振動部、７４１，７４５  パッド電極、７４３，７４７  出力端子、７４４  選択部、７５０  バイアス回路、７５２  移相回路、７５８  反転回路、７７２，７７２Ａ，７７３，７７７，７７８，７７８Ａ  ダイオード、７８０  バイアス電圧供給部、７８３，７８４  可変抵抗素子、Ｌｘ  コイル、Ｍ１  スイッチング素子、Ｐ１，Ｐ２  帰還部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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