(57)【要約】【課題】装置を停止する際に整流素子が破損するのを抑制しながら、通常動作時に効率良く装置を動作させることが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】この電力変換装置１００は、リアクトル２と、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２と、充放電コンデンサ６と、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１に接続された第１ダイオード４１と、充放電コンデンサ６と並列に接続された第１抵抗器７１を含む分圧回路７と、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１と平滑コンデンサ５との間に接続されたツェナーダイオード８とを備える。ツェナーダイオード８の降伏電圧Ｖｂ２は、充放電コンデンサ６の動作電圧Ｖｃよりも大きく、かつ、第１ダイオード４１の逆方向電圧Ｖｂ１未満である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルと、出力電圧を平滑する平滑コンデンサとの間に接続された複数のスイッチング素子と、
前記複数のスイッチング素子のオンオフにより充放電される充放電コンデンサと、
前記充放電コンデンサの高電位側端子に接続され、前記出力電圧を出力する整流素子と、
前記充放電コンデンサと並列に接続された第１の抵抗器を含み、前記平滑コンデンサの低電位側端子に接続された分圧回路と、
前記充放電コンデンサの高電位側端子と、前記平滑コンデンサとの間に接続され、降伏電圧が前記充放電コンデンサの動作電圧よりも大きく、かつ、前記整流素子の逆方向電圧未満である保護用ツェナーダイオードとを備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記保護用ツェナーダイオードの前記降伏電圧は、前記動作電圧としての前記出力電圧の２分の１よりも大きく、かつ、前記整流素子の逆方向電圧未満である、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記保護用ツェナーダイオードの順方向電圧降下は、前記整流素子の順方向電圧降下よりも大きい、請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記整流素子は、互いに直列に接続された第１の整流素子および第２の整流素子を含み、
前記複数のスイッチング素子は、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を含み、
前記充放電コンデンサは、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との接続点である第１接続点と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点である第２接続点との間に接続されており、
前記保護用ツェナーダイオードは、陰極端子が前記平滑コンデンサの高電位側端子に接続されているとともに、陽極端子が前記第１接続点に接続されており、
前記分圧回路は、前記第１接続点と前記第２接続点との間において前記充放電コンデンサに並列に接続された前記第１の抵抗器と、前記第２接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２の抵抗器とを含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記整流素子は、互いに直列に接続された第１の整流素子および第２の整流素子を含み、
前記複数のスイッチング素子は、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を含み、
前記充放電コンデンサは、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との接続点である第１接続点と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点である第２接続点との間に接続されており、
前記保護用ツェナーダイオードは、陰極端子が前記平滑コンデンサの高電位側端子に接続されているとともに、陽極端子が前記第１接続点に接続されており、
前記分圧回路は、前記第１接続点と前記第２接続点との間において前記充放電コンデンサに並列に接続された前記第１の抵抗器と、前記第２接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続され、降伏電圧が前記動作電圧よりも大きく、かつ、前記出力電圧未満の分圧回路用ツェナーダイオードとを含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関し、特に、充放電コンデンサを備える電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、充放電コンデンサを備える電力変換装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
上記特許文献１には、充放電コンデンサを備えるＤＣ／ＤＣ電力変換装置が開示されている。このＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電源に接続されたリアクトルと、出力電圧を平滑する平滑用コンデンサとの間に設けられた直流電圧変換部を備える。直流電圧変換部は、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のオンオフにより充放電動作する充放電コンデンサと、充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを形成するダイオードとを含む。
【０００４】
そして、このＤＣ／ＤＣ電力変換装置には、ダイオードと平滑用コンデンサとの接続点と、充放電コンデンサの高電位側端子との間に接続された第１の分圧抵抗と、充放電コンデンサと並列に接続される第２の分圧抵抗と、充放電コンデンサの低電位側端子と、第１のスイッチング素子と平滑用コンデンサの接続点との間に接続される第３の分圧抵抗とが設けられている。
【０００５】
ここで、上記のような第１〜第３の分圧抵抗を備える従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を停止する際には、平滑用コンデンサの電荷（電圧）は、負荷により放電され、充放電コンデンサの電荷（電圧）は、第２の分圧抵抗により放電される。一般的にＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、充放電コンデンサの電気容量よりも平滑用コンデンサの電気容量の方が大きく設定されている。このため、平滑用コンデンサの放電の時定数が、充放電コンデンサの放電の時定数よりも大きくなる。また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が停止された時に、装置と負荷とが電気的に切断される場合には、負荷の抵抗値が無限大になり、平滑用コンデンサによる放電の時定数が特に大きくなる。このため、充放電コンデンサの放電が終了した後にも、平滑用コンデンサの放電が継続するため、ダイオードの両端の電位差が大きくなり、ダイオードに印加される電圧が逆方向電圧を超える場合がある。
【０００６】
この点について、上記特許文献１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、ダイオードと平滑用コンデンサとの接続点と、充放電コンデンサの高電位側端子との間に接続された第１の分圧抵抗に、平滑用コンデンサから放電された電流が流れる。これにより、第１の分圧抵抗に電流が流れることによって、ダイオードの両端の電位差が逆方向電圧を超えることが抑制されている。その結果、ダイオードが破損するのが抑制されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１２−２３９３２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１に記載されたＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、通常動作時においても、第１の分圧抵抗に電流が流れるため、電力損失が生じるという不都合がある。特に、負荷が小さい場合には、負荷の損失に対して第１の分圧抵抗の損失の割合が大きくなるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の電力の効率が低下する。したがって、上記特許文献１に記載されたＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、装置を停止する際にダイオード（整流素子）が破損するのを抑制しながら、通常動作時に効率良く動作させることが困難であるという問題点がある。なお、本願明細書では、「通常動作時」とは、高電位側端子が動作電圧を有するように充電された充放電コンデンサに対して、複数のスイッチング素子のオンオフにより充放電動作させている時点を意味するものとして記載している。言い換えると、「通常動作時」とは、装置の運転を開始する時点（初期充電時）よりも後で、かつ、装置を停止する時点よりも前の時点を意味している。
【０００９】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、装置を停止する際に整流素子が破損するのを抑制しながら、通常動作時に効率良く動作させることが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、この発明の一の局面による電力変換装置は、リアクトルと、出力電圧を平滑する平滑コンデンサとの間に接続された複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子のオンオフにより充放電される充放電コンデンサと、充放電コンデンサの高電位側端子に接続され、出力電圧を出力する整流素子と、充放電コンデンサと並列に接続された第１の抵抗器を含み、平滑コンデンサの低電位側端子に接続された分圧回路と、充放電コンデンサの高電位側端子と、平滑コンデンサとの間に接続され、降伏電圧が充放電コンデンサの動作電圧よりも大きく、かつ、整流素子の逆方向電圧未満である保護用ツェナーダイオードとを備える。なお、本願明細書では、スイッチング素子の「オン」とは、スイッチング素子の両側の端子が導通していることを意味し、スイッチング素子の「オフ」とは、スイッチング素子の両側の端子が電気的に切断されていることを意味するものとして記載している。
【００１１】
この発明の一の局面による電力変換装置では、上記のように、電力変換装置に、充放電コンデンサの高電位側端子と、平滑コンデンサとの間に接続され、降伏電圧が充放電コンデンサの動作電圧よりも大きく、かつ、整流素子の逆方向電圧未満である保護用ツェナーダイオードを設ける。これにより、充放電コンデンサの高電位側端子と平滑コンデンサとの間に抵抗器を設ける場合と異なり、保護用ツェナーダイオードの両端（高電位側端子および低電位側端子）の電位差が、充放電コンデンサの動作電圧以下となる通常動作時には、保護用ツェナーダイオードに電流が略流れないので、通常動作時に保護用ツェナーダイオードで発生する電力損失を抑制することができる。その結果、通常動作時において効率良く電力変換装置を動作させることができる。また、電力変換装置の運転を停止する際に、充放電コンデンサの放電が略終了する一方、平滑コンデンサの放電が継続されることにより、保護用ツェナーダイオードおよび整流素子のそれぞれの両端の電位差が動作電圧よりも大きくなった場合でも、両端の電位差が整流素子の逆方向電圧未満の状態で、保護用ツェナーダイオードに電流を流すことができる。これにより、整流素子に逆方向電圧以上の電圧が印加されるのを抑制することができるので、装置を停止する際に整流素子が破損するのを抑制することができる。この結果、装置を停止する際に整流素子が破損するのを抑制しながら、通常動作時に効率良く装置を動作させることができる。また、分圧回路により、充放電コンデンサに印加される電圧値が定まるので、充放電コンデンサに充電がなされていない状態で装置の運転を開始させる期間でも、充放電コンデンサに印加される電圧を、予め所望の電圧値にすること（初期充電すること）が可能になる。この結果、装置の運転を開始させる期間に、充放電コンデンサに印加される電圧を迅速に動作電圧にすることができる。
【００１２】
上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、保護用ツェナーダイオードの降伏電圧は、動作電圧としての出力電圧の２分の１よりも大きく、かつ、整流素子の逆方向電圧未満である。ここで、電力変換装置を３レベル回路として構成する場合には、動作電圧は出力電圧の略２分の１となる。そこで、本発明では、上記のように保護用ツェナーダイオードの降伏電圧を出力電圧の２分の１よりも大きくなるように構成することにより、電力変換装置を３レベル回路として構成する場合において、装置を停止する際に整流素子が破損するのを抑制しながら、通常動作時に、より一層効率良く装置を動作させることができる。
【００１３】
上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、保護用ツェナーダイオードの順方向電圧降下は、整流素子の順方向電圧降下よりも大きい。このように構成すれば、リアクトルまたは充放電コンデンサから負荷側に順方向に電流が流れる際に、整流素子に流れる電流に比べて、保護用ツェナーダイオードに流れる電流が小さくなるので、保護用ツェナーダイオードの逆回復損失を小さくすることができる。なお、整流素子が炭化珪素等の比較的逆回復損失が小さい素子により構成すれば、保護用ツェナーダイオードよりも整流素子に大きな電流が流れても、逆回復損失の増大が抑制されるので、整流素子の逆回復損失と、保護用ツェナーダイオードの逆回復損失との合計値を低減することができる。
【００１４】
上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、整流素子は、互いに直列に接続された第１の整流素子および第２の整流素子を含み、複数のスイッチング素子は、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を含み、充放電コンデンサは、第１の整流素子と第２の整流素子との接続点である第１接続点と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点である第２接続点との間に接続されており、保護用ツェナーダイオードは、陰極端子が平滑コンデンサの高電位側端子に接続されているとともに、陽極端子が第１接続点に接続されており、分圧回路は、第１接続点と第２接続点との間において充放電コンデンサに並列に接続された第１の抵抗器と、第２接続点と平滑コンデンサとの間に接続された第２の抵抗器とを含む。このように構成すれば、３レベルの交流直流変換回路を形成することができるので、３レベルの交流直流変換回路において、装置の運転を開始させる期間にも、充放電コンデンサに印加される電圧を迅速に動作電圧にすることを可能としつつ、整流素子が破損するのを抑制しながら、効率良く動作させることができる。
【００１５】
上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、整流素子は、互いに直列に接続された第１の整流素子および第２の整流素子を含み、複数のスイッチング素子は、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を含み、充放電コンデンサは、第１の整流素子と第２の整流素子との接続点である第１接続点と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点である第２接続点との間に接続されており、保護用ツェナーダイオードは、陰極端子が平滑コンデンサの高電位側端子に接続されているとともに、陽極端子が第１接続点に接続されており、分圧回路は、第１接続点と第２接続点との間において充放電コンデンサに並列に接続された第１の抵抗器と、第２接続点と平滑コンデンサとの間に接続され、降伏電圧が動作電圧よりも大きく、かつ、出力電圧未満の分圧回路用ツェナーダイオードとを含む。ここで、第２接続点と平滑コンデンサとの間に分圧回路用の抵抗器を設ける場合には、通常動作時にこの抵抗器の両端に電位差が生じた時に電流が流れて電力損失が発生する。これに対して、本発明では、電力変換装置に、第２接続点と平滑コンデンサとの間に接続され、降伏電圧が動作電圧よりも大きく、かつ、出力電圧未満の分圧回路用ツェナーダイオードを設ける。これにより、分圧回路用ツェナーダイオードの両端の電位差が、動作電圧以下の電圧となる通常動作時では電流は略流れないので、電力損失を抑制するこができる。その結果、３レベルの交流直流変換回路において、装置をより効率良く動作させることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、上記のように、装置を停止する際に整流素子が破損するのを抑制しながら、通常動作時に効率良く装置を動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施形態による電力変換装置の全体構成を示す電気回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態によるツェナーダイオードの特性および第１ダイオードの特性を説明するための図である。
【図３】本発明の第１実施形態による電力変換装置の通常動作時の電流の流れを説明するための電気回路図である。
【図４】本発明の第１実施形態による電力変換装置の運転開始時の電流の流れを説明するための電気回路図である。
【図５】本発明の第１実施形態による電力変換装置の運転停止時の電流の流れを説明するための電気回路図である。
【図６】本発明の第２実施形態による電力変換装置の全体構成を示す電気回路図である。
【図７】本発明の第２実施形態によるツェナーダイオードの特性を説明するための図である。
【図８】本発明の第１および第２実施形態の変形例による電力変換装置の全体構成を示す電気回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１９】
［第１実施形態］
図１〜図３を参照して、第１実施形態による電力変換装置１００の構成について説明する。
【００２０】
電力変換装置１００は、たとえば、力率改善回路（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）として構成されている。たとえば、図１に示すように、電力変換装置１００は、入力側整流回路１と、リアクトル２と、スイッチング回路３と、整流回路４と、平滑コンデンサ５とを備える。スイッチング回路３は、入力側整流回路１に接続されたリアクトル２と、出力電圧Ｖｅを平滑する平滑コンデンサ５との間に接続されている。整流回路４は、スイッチング回路３およびリアクトル２と、平滑コンデンサ５との間に配置されている。そして、電力変換装置１００では、リアクトル２に流れる電流ＩＬの電流値が入力側整流回路１の電圧Ｖｒ１と相似形の整流波形になるように、制御回路（図示せず）によりスイッチング回路３の動作が制御されることによって、交流電源１０１の電流Ｉｉｎを電圧Ｖｉｎと同位相の正弦波にすること（力率を改善すること）が可能となる。
【００２１】
また、電力変換装置１００は、いわゆるスイッチトキャパシタ方式（フライングキャパシタ式）の電力変換回路として構成されている。すなわち、電力変換装置１００には、スイッチング回路３のオンオフにより充放電される充放電コンデンサ６（フライングキャパシタ）が設けられている。
【００２２】
交流電源１０１は、たとえば、商用電源周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）を有する正弦波の波形を有し、電圧Ｖｉｎおよび電流Ｉｉｎの交流電流を入力側整流回路１（負荷１０２側）に供給するように構成されている。
【００２３】
（電力変換装置の各部の構成）
図１に示すように、入力側整流回路１は、整流ダイオード１１ａ、１１ｂ、１１ｃおよび１１ｄと、コンデンサ１２とを含み、交流電源１０１からの電圧Ｖｉｎを有する交流電流を、電圧Ｖｒ１（たとえば、電圧値Ｅ０）を有する直流電流に整流するように構成されている。これにより、たとえば、ノードＮ１では、電圧値Ｅ０となり、ノードＮ２では、電圧値が０となる。
【００２４】
リアクトル２（チョッパリアクトル）は、一方端が入力側整流回路１に接続されており、入力側整流回路１に対して直列に接続されている。すなわち、図１に示すように、リアクトル２と入力側整流回路１とは、ノードＮ１を介して接続されている。そして、リアクトル２は、入力側整流回路１からの直流電流をスイッチング回路３に供給するように構成されている。
【００２５】
スイッチング回路３は、互いに直列に接続された第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３２とを含む。第１スイッチング素子３１は、一方端がリアクトル２の他方端に接続されている。第２スイッチング素子３２は、第１スイッチング素子３１の他方端に一方端が接続されているとともに、入力側整流回路１の他方端に、他方端が接続されている。すなわち、リアクトル２と第１スイッチング素子３１とは、ノードＮ３を介して接続されている。また、入力側整流回路１と第２スイッチング素子３２とは、ノードＮ４を介して接続されている。
【００２６】
整流回路４は、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１に接続され、出力電圧Ｖｅを出力するように構成されている。整流回路４は、互いに直列に接続された第１ダイオード４１と第２ダイオード４２とを含む。そして、第１ダイオード４１、第２ダイオード４２、第１スイッチング素子３１、および、第２スイッチング素子３２は、この順に直列に接続されている。すなわち、第１実施形態では、第１ダイオード４１、第２ダイオード４２、第１スイッチング素子３１、および、第２スイッチング素子３２は、ダイオードブリッジ回路とスイッチング素子のブリッジ回路とを構成する。なお、第１ダイオード４１は、特許請求の範囲の「第１の整流素子」の一例である。また、第２ダイオード４２は、特許請求の範囲の「第２の整流素子」の一例である。
【００２７】
詳細には、第１ダイオード４１のアノードと第２ダイオード４２のカソードとは、ノードＮ５を介して直列に接続されている。また、第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３２とは、ノードＮ６を介して直列に接続されている。また、第１ダイオード４１のカソードと平滑コンデンサ５の高電位側端子５１とは、ノードＮ７を介して接続されている。そして、第２ダイオード４２のアノードと第１スイッチング素子３１とは、ノードＮ３を介して直列に接続されている。なお、ノードＮ５は、特許請求の範囲の「第１接続点」の一例である。また、ノードＮ６は、特許請求の範囲の「第２接続点」の一例である。
【００２８】
また、第１ダイオード４１および第２ダイオード４２は、逆流防止ダイオードとして機能するように配置されている。たとえば、第１ダイオード４１および第２ダイオード４２のうちの少なくとも第１ダイオード４１は、ワイドバンドギャップ半導体から構成されている。具体的には、第１ダイオード４１および第２ダイオード４２は、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンド、ＡｌＮ、または、ＺｎＯのいずれかを含む半導体である。これにより、ワイドバンドギャップ半導体から構成される第１ダイオード４１および第２ダイオード４２の逆回復損失が、シリコン半導体により形成する場合に比べて低減される。
【００２９】
また、スイッチング回路３は、たとえば、１０ｋＨｚ以上でかつ数ＭＨｚ以下の周波数となる高周波のスイッチング周波数により、動作することが可能に構成されている。なお、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２は、制御回路（図示せず）にゲートが接続されており、リアクトル２に流れる電流ＩＬの電流値に基づく制御回路からの制御信号に基づいて、オンオフする（動作する）ように構成されている。なお、本願明細書では、スイッチング素子の「オン」とは、スイッチング素子の両側の端子（一方端および他方端）が導通していることを意味し、スイッチング素子の「オフ」とは、スイッチング素子の両側の端子が電気的に切断されていることを意味するものとして記載している。
【００３０】
平滑コンデンサ５は、負荷１０２に並列に接続されており、出力電圧Ｖｅ（Ｅ）を平滑化する機能を有する。詳細には、平滑コンデンサ５の高電位側端子５１は、ノードＮ７を介して、整流回路４、および、後述するツェナーダイオード８に接続されている。また、平滑コンデンサ５の低電位側端子５２は、ノードＮ８を介して、スイッチング回路３、分圧回路７、および、入力側整流回路１に接続されている。そして、平滑コンデンサ５の電気容量は、充放電コンデンサ６の電気容量よりも大きい。
【００３１】
ここで、第１実施形態では、図１に示すように、充放電コンデンサ６は、ノードＮ５に高電位側端子６１が接続されているとともに、ノードＮ６に低電位側端子６２が接続されている。これにより、充放電コンデンサ６は、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２の動作（図３参照）によって、充放電を繰り返すことにより、負荷１０２側の電圧値をＥにするように構成されている。すなわち、スイッチング回路３と充放電コンデンサ６とにより、平滑コンデンサ５の高電位側端子５１と低電位側端子５２との電位差がＥにされる。
【００３２】
ここで、第１実施形態では、電力変換装置１００には、分圧回路７が設けられている。分圧回路７は、ノードＮ５とノードＮ６との間において充放電コンデンサ６に並列に接続された第１抵抗器７１と、ノードＮ６と平滑コンデンサ５の低電位側端子５２との間に接続された第２抵抗器７２とを含む。そして、第１抵抗器７１は、抵抗値Ｒ１を有する。また、第２抵抗器７２は、抵抗値Ｒ２を有する。
【００３３】
これにより、たとえば、ノードＮ５が電圧値Ｅ０で、かつ、ノードＮ４が電圧値０の場合で、かつ、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２が共にオフの場合、ノードＮ６の電圧値を、Ｅ０×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）にすることが可能になる。たとえば、ノードＮ５およびＮ６の間の電位差Ｅ０−｛Ｅ０×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝がＥ／２になるように抵抗値Ｒ１およびＲ２の値が設定されている。これにより、初期充電を迅速に行うことが可能になる。なお、初期充電とは、充放電コンデンサ６が充電されていない状態から、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１と低電位側端子６２と電位差を動作電圧Ｖｃの大きさになるように充電することを意味する。
【００３４】
また、第１実施形態では、電力変換装置１００には、ツェナーダイオード８が設けられている。ツェナーダイオード８は、カソード８１が平滑コンデンサ５の高電位側端子５１に接続されているとともに、アノード８２がノードＮ５に接続されている。すなわち、ツェナーダイオード８は、第１ダイオード４１と並列に接続されている。また、ツェナーダイオード８と第１抵抗器７１と第２抵抗器７２とは、この順に、直列に接続されている。なお、ツェナーダイオード８は、図１では、１つの記号により図示しているが、複数のツェナーダイオードが互いに直列されて形成されていてもよい。なお、ツェナーダイオード８は、特許請求の範囲の「保護用ツェナーダイオード」の一例である。また、カソード８１は、特許請求の範囲の「陰極端子」の一例である。また、アノード８２は、特許請求の範囲の「陽極端子」の一例である。
【００３５】
図２に示すように、第１実施形態では、ツェナーダイオード８の降伏電圧Ｖｂ２（ツェナー電圧）は、充放電コンデンサ６の動作電圧Ｖｃよりも大きく、第１ダイオード４１の逆方向電圧Ｖｂ１未満に設定されている。また、第１ダイオード４１の逆方向電圧Ｖｂ１は、たとえば、動作電圧Ｖｃ（電圧値Ｖｃ）よりも大きく、かつ、電圧値Ｅよりも小さく設定されている。ここで、充放電コンデンサ６の動作電圧Ｖｃとは、電力変換装置１００の通常動作（図３参照）中における充放電コンデンサ６の両端間電圧であり、第１実施形態では、出力電圧Ｖｅの電圧値Ｅの略２分の１である。
【００３６】
また、第１実施形態では、ツェナーダイオード８の順方向電圧降下Ｖｆ２は、第１ダイオード４１の順方向電圧降下Ｖｆ１よりも大きい。これにより、電力変換装置１００の通常動作において順方向に電流Ｉが流れる場合に、ツェナーダイオード８よりも第１ダイオード４１により大きな電流が流れる。また、たとえば、順方向電圧降下Ｖｆ２を動作電圧Ｖｃよりも大きく設定されている場合には、通常動作においては、ツェナーダイオード８には順方向に電流は略流れない。
【００３７】
なお、上記した降伏電圧Ｖｂ２および順方向電圧降下Ｖｆ２は、ツェナーダイオード８が複数の素子（ツェナーダイオード）が直列に接続されて形成されている場合には、素子が互いに直列に接続された状態のツェナーダイオード８の降伏電圧の合計値および順方向電圧降下の合計値を意味するものとして記載している。そして、上記した逆方向電圧Ｖｂ１および順方向電圧降下Ｖｆ１は、第１ダイオード４１が複数の素子（ダイオード）が直列に接続されて形成されている場合には、素子が互いに直列に接続された状態のダイオードの逆方向電圧の合計値および順方向電圧降下の合計値を意味するものとして記載している。
【００３８】
（電力変換装置の動作）
次に、図３〜図５を参照して、電力変換装置１００の動作について説明する。
【００３９】
〈通常動作〉
ここで、スイッチング回路３は、スイッチング動作の１サイクルにおいて、図３（ａ）〜図３（ｄ）の状態を繰り返し形成することにより、充放電コンデンサ６の充放電を繰り返させて、充放電コンデンサ６の両端の電位差を動作電圧Ｖｃ（電圧値Ｅ／２）に維持するように構成されている。また、負荷１０２の両端の電位差は、ノードＮ７およびノードＮ８の間の電位差に対応する。また、図３〜図５では、電流の流れを太い矢印により示している。
【００４０】
詳細には、図３（ａ）に示すように、後述する充放電コンデンサ６が初期充電された状態で、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２が共にオンの状態にされることにより、電圧Ｖｒ２の電圧値が略０でかつ充放電コンデンサ６には電流が流れない状態となる。この場合、第１スイッチング素子３１の両端間電圧Ｖｓ１が、略０となり、第２スイッチング素子３２の両端間電圧Ｖｓ２が、略０となる。
【００４１】
その後、図３（ｂ）に示すように、第１スイッチング素子３１がオフ（Ｖｓ１＝Ｖｃ）にされ、第２スイッチング素子３２がオン（Ｖｓ２＝０）された状態にすることにより、電圧Ｖｒ２の電圧値が略Ｅ／２（略Ｖｃ）でかつ充放電コンデンサ６の高電位側端子６１に向かって電流が流れる状態となる。この期間、充放電コンデンサ６に充電がなされる。
【００４２】
その後、図３（ｃ）に示すように、第１スイッチング素子３１がオン（Ｖｓ１＝０）にされ、第２スイッチング素子３２がオフ（Ｖｓ２＝Ｅ−Ｖｃ）された状態にすることにより、電圧Ｖｒ２の電圧値が略Ｅ／２（略Ｅ−Ｖｃ）でかつ充放電コンデンサ６の高電位側端子６１から負荷１０２側に電流が流れる状態となる。この期間、充放電コンデンサ６から放電がなされる。ここで、ツェナーダイオード８の順方向電圧降下Ｖｆ２が、第１ダイオード４１の順方向電圧降下Ｖｆ１よりも大きいので、第１ダイオード４１に流れる電流値の方が、ツェナーダイオード８に流れる電流値よりも大きくなる。
【００４３】
その後、図３（ｄ）に示すように、第１スイッチング素子３１がオフ（Ｖｓ１＝Ｖｃ）にされ、かつ、第２スイッチング素子３２がオフ（Ｖｓ２＝Ｅ−Ｖｃ）にされた状態にすることにより、電圧Ｖｒ２の電圧値がＥで、かつ、充放電コンデンサ６には電流が流れない状態となる。図３（ｃ）の状態と同様に、ツェナーダイオード８の順方向電圧降下Ｖｆ２が、第１ダイオード４１の順方向電圧降下Ｖｆ１よりも大きいので、第１ダイオード４１に流れる電流値の方が、ツェナーダイオード８に流れる電流値よりも大きくなる。
【００４４】
そして、図３（ｄ）の状態から、再び図３（ａ）の状態に、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２が切り替えられるが、ツェナーダイオード８には、略電流が流れていないため、逆回復損失は略発生しない。また、第１ダイオード４１は、逆回復損失が比較的小さい炭化珪素により形成されているので、第１ダイオード４１においても逆回復損失が低減されている。
【００４５】
また、図３（ａ）〜図３（ｄ）の通常動作時においては、ツェナーダイオード８に対して動作電圧Ｖｃ（Ｅ／２）よりも大きな逆方向の電位差は生じないので、逆方向の電位差が降伏電圧Ｖｂ２を超えることにより、ツェナーダイオード８に降伏電流が流れることはない。
【００４６】
〈運転開始時の動作〉
次に、図４（ａ）に示すように、電力変換装置１００の運転開始時（充放電コンデンサ６が充電されていない状態）において、第１スイッチング素子３１がオフにされ、かつ、第２スイッチング素子３２がオフにされた状態では、電圧Ｖｒ２の電圧値がＥ０となる。これにより、充放電コンデンサ６および第１抵抗器７１からなるＲＣ並列回路と、第２抵抗器７２とに電流が流れて、充放電コンデンサ６に充電（初期充電）が行われる。
【００４７】
その後、図４（ｂ）に示すように、充放電コンデンサ６が充電された状態では、ノードＮ５における電圧値が略Ｅ０となり、ノードＮ６の電圧値が、第１抵抗器７１の抵抗値Ｒ１と第２抵抗器７２の抵抗値Ｒ２より分圧されたＥ０×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の大きさになる。そして、Ｅ０−｛Ｅ０×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝がＶｃ（Ｅ／２）になる場合、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１と低電位側端子６２との間の電位差が、動作電圧Ｖｃ（Ｅ／２）となる。すなわち、充放電コンデンサ６が初期充電された状態となる。これにより、電力変換装置１００では、図３に示す通常動作が可能になる。
【００４８】
〈装置停止時の動作〉
次に、図５を参照して、電力変換装置１００を通常動作させている状態（図３参照）から、停止される際の電流の流れについて説明する。以下の説明では、「停止」の一例として、交流電源１０１と入力側整流回路１とが電気的に切断されて電圧Ｖｒ２の電圧値が略０となり、負荷１０２が切断されて負荷１０２の抵抗値Ｒｒが無限大となった場合について説明する。
【００４９】
まず、図５（ａ）に示すように、電力変換装置１００が停止した場合、充電された状態の充放電コンデンサ６から第１抵抗器７１に放電による電流が流れる。これにより、充放電コンデンサ６と第１抵抗器７１との間に流れる電流は、充放電コンデンサ６および第１抵抗器７１から構成されるＲＣ回路の放電時定数で減衰する。
【００５０】
ここで、平滑コンデンサ５と負荷１０２とは直列に接続されている一方、負荷１０２の抵抗値Ｒｒは無限大の大きさとなっているため、平滑コンデンサ５および負荷１０２から構成されるＲＣ回路の放電時定数の大きさは、無限大となる。したがって、ツェナーダイオード８のカソード８１の電圧値はＥから略低下しない一方、充放電コンデンサ６の放電によりアノード８２の電圧値が低下する。
【００５１】
そして、ツェナーダイオード８のカソード８１とアノード８２との電位差が降伏電圧Ｖｂ２を超えた時、図５（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ５の高電位側端子５１から、ツェナーダイオード８、分圧回路７、および、平滑コンデンサ５の低電位側端子５２のこの順に放電電流が流れる。放電電流が流れることにより、第１ダイオード４１のカソードとアノードとの電位差が逆方向電圧Ｖｂ１を超えないので、第１ダイオード４１に降伏電流は流れない。これにより、電力変換装置１００の停止時に、第１ダイオード４１に逆方向に降伏電流が流れるのが抑制されるので、第１ダイオード４１が破損するのが抑制される。
【００５２】
［第１実施形態の効果］
第１実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
【００５３】
第１実施形態では、上記のように、電力変換装置１００に、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１と、平滑コンデンサ５との間に接続され、降伏電圧Ｖｂ２が充放電コンデンサ６の動作電圧Ｖｃよりも大きく、かつ、第１ダイオード４１の逆方向電圧Ｖｂ１未満であるツェナーダイオード８を設ける。これにより、充放電コンデンサ６の高電位側端子６１と平滑コンデンサ５との間に抵抗器を設ける場合と異なり、ツェナーダイオード８の両端（カソード８１およびアノード８２）の電位差が、充放電コンデンサ６の動作電圧Ｖｃ以下となる通常動作時には、ツェナーダイオード８に電流が略流れないので、通常動作時（図３参照）にツェナーダイオード８で発生する電力損失を抑制することができる。その結果、通常動作時において効率良く電力変換装置１００を動作させることができる。また、電力変換装置１００の運転を停止する際（図５参照）において、充放電コンデンサ６の放電が略終了する一方、平滑コンデンサ５の放電が継続されることにより、ツェナーダイオード８および第１ダイオード４１のそれぞれの両端の電位差が動作電圧Ｖｃよりも大きくなった場合でも、両端の電位差が第１ダイオード４１の逆方向電圧Ｖｂ１未満の状態で、ツェナーダイオード８に電流を流すことができる。これにより、第１ダイオード４１に逆方向電圧Ｖｂ１以上の電圧が印加されるのを抑制することができるので、電力変換装置１００を停止する際に第１ダイオード４１が破損するのを抑制することができる。この結果、電力変換装置１００を停止する際に第１ダイオード４１が破損するのを抑制しながら、通常動作時に効率良く電力変換装置１００を動作させることができる。また、分圧回路７により、充放電コンデンサ６に印加される電圧値が定まるので、充放電コンデンサ６に充電がなされていない状態で電力変換装置１００の運転を開始させる期間（図４参照）でも、充放電コンデンサ６に印加される電圧を、予め所望の電圧値（たとえば、動作電圧Ｖｃ）にすること（初期充電すること）が可能になる。この結果、電力変換装置１００の運転を開始させる期間に、充放電コンデンサ６に印加される電圧を迅速に動作電圧Ｖｃにすることができる。
【００５４】
また、第１実施形態では、上記のように、ツェナーダイオード８の降伏電圧Ｖｂ２を、動作電圧Ｖｃとしての出力電圧Ｖｅの電圧値Ｅの２分の１よりも大きく、かつ、第１ダイオード４１の逆方向電圧Ｖｂ１未満に設定する。上記のように、電力変換装置１００を３レベル回路として構成する場合には、動作電圧Ｖｃは電圧値Ｅの略２分の１となる。そこで、第１実施形態では、上記のように降伏電圧Ｖｂ２を出力電圧Ｖｅの電圧値Ｅの２分の１よりも大きく構成することにより、電力変換装置１００を３レベル回路として構成する場合において、電力変換装置１００を停止する際に第１ダイオード４１が破損するのを抑制しながら、通常動作時により一層効率良く電力変換装置１００を動作させることができる。
【００５５】
また、第１実施形態では、上記のように、ツェナーダイオード８の順方向電圧降下Ｖｆ２を、第１ダイオード４１の順方向電圧降下Ｖｆ１よりも大きく設定する。これにより、リアクトル２または充放電コンデンサ６から負荷１０２側に順方向に電流が流れる際に、第１ダイオード４１に流れる電流に比べて、ツェナーダイオード８に流れる電流が小さくなるので、流れる電流が小さくなる分、ツェナーダイオード８の逆回復損失を小さくすることができる。なお、上記のように、第１ダイオード４１を炭化珪素等の比較的逆回復損失が小さい素子により構成することにより、ツェナーダイオード８よりも第１ダイオード４１に大きな電流が流れても、逆回復損失の増大が抑制されるので、第１ダイオード４１の逆回復損失と、ツェナーダイオード８の逆回復損失との合計値を低減することができる。
【００５６】
また、第１実施形態では、上記のように、整流回路４に、互いに直列に接続された第１ダイオード４１および第２ダイオード４２を設ける。スイッチング回路３に、互いに直列に接続された第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２を設ける。また、充放電コンデンサ６を、第１ダイオード４１と第２ダイオード４２との接続点であるノードＮ５と、第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３２との接続点であるノードＮ６との間に接続して、ツェナーダイオード８のカソード８１を平滑コンデンサ５の高電位側端子５１に接続するとともに、ツェナーダイオード８のアノード８２をノードＮ５に接続する。そして、分圧回路７に、ノードＮ５とノードＮ６との間において充放電コンデンサ６に並列に接続された第１抵抗器７１と、ノードＮ６と平滑コンデンサ５との間に接続された第２抵抗器７２とを設ける。これにより、３レベルの交流直流変換回路（電力変換装置１００）を形成することができるので、３レベルの交流直流変換回路において、電力変換装置１００の運転を開始する期間にも、充放電コンデンサ６に印加される電圧を迅速に動作電圧Ｖｃにすることを可能としつつ、第１ダイオード４１が破損するのを抑制しながら、効率良く動作させることができる。
【００５７】
[第２実施形態]
次に、図６を参照して、第２実施形態による電力変換装置２００の構成について説明する。第２実施形態では、分圧回路７に第１抵抗器７１と第２抵抗器７２とが設けられていた第１実施形態による電力変換装置１００と異なり、分圧回路２０７に第１抵抗器２７１とツェナーダイオード２７２とが設けられている。なお、上記第１実施形態と同一の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。
【００５８】
（第２実施形態による電力変換装置の構成）
図６に示すように、第２実施形態による電力変換装置２００には、分圧回路２０７が設けられている。分圧回路２０７には、互いに直列に接続された第１抵抗器２７１とツェナーダイオード２７２とが設けられている。なお、ツェナーダイオード２７２は、特許請求の範囲の「分圧回路用ツェナーダイオード」の一例である。
【００５９】
詳細には、第１抵抗器２７１は、ノードＮ５とノードＮ６との間において充放電コンデンサ６に並列に接続されている。また、ツェナーダイオード２７２は、ノードＮ６と平滑コンデンサ５の低電位側端子５２との間に接続されている。そして、図７に示すように、ツェナーダイオード２７２の降伏電圧Ｖｂ１２が動作電圧Ｖｃ（たとえば、Ｅ／２）よりも大きく、かつ、出力電圧Ｖｅの電圧値Ｅ未満に設定されている。
【００６０】
また、ツェナーダイオード８と、第１抵抗器２７１と、ツェナーダイオード２７２とは、この順に直列に接続されている。これにより、電力変換装置２００の運転が停止される時には、ツェナーダイオード８に電流が流れるので、第２実施形態による電力変換装置２００においても、第１ダイオード４１の破損が抑制される。
【００６１】
そして、電力変換装置２００の運転開始時には、入力側整流回路１、リアクトル２、第２ダイオード４２、充放電コンデンサ６、ツェナーダイオード２７２、および、入力側整流回路１のこの順に、充電経路が形成されて、高電位側端子６１と低電位側端子６２との電位差が、Ｅ０−Ｖｂ１２となる。これにより、第２実施形態による電力変換装置２００においても、充放電コンデンサ６に初期充電することが可能となる。また、第２実施形態による電力変換装置２００のその他の構成および動作は、第１実施形態における電力変換装置１００と同様である。
【００６２】
［第２実施形態の効果］
第２実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
【００６３】
第２実施形態では、上記のように、分圧回路２０７に、ノードＮ５とノードＮ６との間において充放電コンデンサ６に並列に接続された第１抵抗器２７１と、ノードＮ６と平滑コンデンサ５との間に接続され、降伏電圧Ｖｂ１２が動作電圧Ｖｃよりも大きく、かつ、出力電圧Ｖｅの電圧値Ｅ未満のツェナーダイオード２７２とを設ける。ここで、ノードＮ６と平滑コンデンサ５との間に分圧回路用の抵抗器（たとえば、第１実施形態による第２抵抗器７２）を設ける場合には、通常動作時にこの抵抗器の両端に電位差が生じた時に電流が流れて電力損失が発生する。これに対して、第２実施形態では、電力変換装置２００に、ツェナーダイオード２７２を設けることにより、ツェナーダイオード２７２の両端の電位差が、動作電圧Ｖｃ（Ｅ／２）以下の電圧となる通常動作時では電流は略流れないので、電力損失を抑制するこができる。その結果、３レベルの電力変換装置１００において、より効率良く動作させることができる。また、第２実施形態による電力変換装置２００のその他の効果は、第１実施形態における電力変換装置１００と同様である。
【００６４】
[変形例]
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。
【００６５】
たとえば、上記第１および第２実施形態では、第１ダイオードおよび第２ダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体から構成する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、第２ダイオードを、シリコン半導体から構成してもよい。また、第１ダイオードの逆回復損失が問題にならない場合には、第１ダイオードをシリコン半導体から構成してもよい。
【００６６】
また、上記第１および第２実施形態では、３レベルの電力変換装置にツェナーダイオードを設けて第１ダイオードの破損を抑制する構成の例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、３レベルよりも大きいレベルの数を有する電力変換装置にツェナーダイオードを設けて、第１ダイオードの破損を抑制するように構成してもよい。
【００６７】
また、上記第１および第２実施形態では、整流回路を、第１ダイオードおよび第２ダイオードから構成する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、図８に示す変形例による電力変換装置３００のように、整流回路３０４を、寄生ダイオード３４１ａを有する第３スイッチング素子３４１と、寄生ダイオード３４２ａを有する第４スイッチング素子３４２とにより構成してもよい。この場合、第３スイッチング素子３４１および第４スイッチング素子３４２の動作を制御することにより、負荷１０２から入力側整流回路１に電流を流して、電力変換装置３００を入力側整流回路１に電力を回生する機能（発電する機能）を有するように構成することが可能となる。なお、寄生ダイオード３４１ａは、特許請求の範囲の「第１の整流素子」の一例である。また、寄生ダイオード３４２ａは、特許請求の範囲の「第２の整流素子」の一例である。
【符号の説明】
【００６８】
２  リアクトル
５  平滑コンデンサ
６  充放電コンデンサ
７、２０７  分圧回路
８  ツェナーダイオード（保護用ツェナーダイオード）
３１  第１スイッチング素子（第１のスイッチング素子、スイッチング素子）
３２  第２スイッチング素子（第２のスイッチング素子、スイッチング素子）
４１  第１ダイオード（第１の整流素子、整流素子）
４２  第２ダイオード（第２の整流素子、整流素子）
５１  高電位側端子（平滑コンデンサの高電位側端子）
５２  低電位側端子（平滑コンデンサの低電位側端子）
６１  高電位側端子（充放電コンデンサの高電位側端子）
７１、２７１  第１抵抗器（第１の抵抗器）
７２  第２抵抗器（第２の抵抗器）
８１  カソード（陰極端子）
８２  アノード（陽極端子）
Ｎ５  ノード（第１接続点）
Ｎ６  ノード（第２接続点）
１００、２００、３００  電力変換装置
２７２  ツェナーダイオード（分圧回路用ツェナーダイオード）
３４１ａ、３４２ａ  寄生ダイオード（第１の整流素子、第２の整流素子、整流素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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