(57)【要約】【課題】平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供すること。【解決手段】プッシュプル回路１１に、第１補助スイッチ４aと第２補助スイッチ４bと補助コンデンサＣ2とを備える共振タンク回路１２と、制御部５を設けてある。制御部５は、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bを同時にオンする第１期間Ｔ1と、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aを同時にオンする第２期間Ｔ2とを切り替える。これにより、出力電流ＩOを共振させる。【選択図】図１
2018164391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源（１０）の電圧（Ｖ）を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ1）と、
該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷（Ｃ3）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１a）と第２コイル部（２１b）とに区画してあるトランス（２）と、
上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３a）と、
上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３b）とを備え、
上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４a）と、第２補助スイッチ（４b）と、補助コンデンサ（Ｃ2）とを有し、
該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流（ＩO）を共振させるよう構成されている、共振インバータ。
【請求項２】
上記二次コイルから出力される出力電力（Ｐ）を検出する電力検出部（８０）をさらに備える、請求項１に記載の共振インバータ。
【請求項３】
上記制御部は、上記スイッチの駆動周波数（ｆ）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。
【請求項４】
上記制御部は、上記スイッチのデューティ（Ｄ）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。
【請求項５】
上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作させる駆動期間ＴDRIVEと、上記スイッチをオンオフ動作させない停止期間ＴSTOPとを切り替えるよう構成され、上記制御部は、下記式によって表される間欠率Ｂを制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。
Ｂ＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP）
【請求項６】
上記直流電源の電圧を変圧して上記平滑コンデンサに加えるＤＣＤＣコンバータ（７）をさらに備え、上記制御部は、上記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧（ＶDCDC）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。
【請求項７】
上記二次コイルに直列又は並列に、上記出力電流の共振周波数を調整するための調整用コイル（８９）を接続してある、請求項１〜６のいずれか一項に記載の共振インバータ。
【請求項８】
複数の上記トランスを備えると共に、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの４個の上記スイッチからなるブリッジ回路（６）を複数備え、該複数のブリッジ回路は互いに並列に接続され、個々の上記トランスの上記センタタップは互いに接続され、上記複数のトランスの上記二次コイルは直列に接続され、個々の上記トランスの上記一次コイルはそれぞれ別の上記ブリッジ回路に接続し、上記制御部は、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流を共振させるよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。
【請求項９】
上記二次コイルから出力される出力電力を検出する電力検出部をさらに備え、上記制御部は、第１の上記ブリッジ回路（６A）に含まれる上記スイッチと、第２の上記ブリッジ回路（６B）に含まれる上記スイッチとの位相差（φ）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項８に記載の共振インバータ。
【請求項１０】
上記直流電源の電圧を測定する電圧センサ（８V）を備え、上記制御部は、上記出力電力が出力目標値（Ｐ*）に近づくように、上記電圧の測定値に基づいて、上記位相差をフィードフォワード制御するよう構成されている、請求項９に記載の共振インバータ。
【請求項１１】
上記制御部は、上記位相差をフィードフォワード制御すると共に、上記出力電力が上記出力目標値に近づくように、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチの駆動周波数をフィードバック制御するよう構成されている、請求項１０に記載の共振インバータ。
【請求項１２】
上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作させる駆動期間ＴDRIVEと、上記スイッチをオンオフ動作させない停止期間ＴSTOPとを切り替えるよう構成され、上記制御部は、上記位相差をフィードフォワード制御すると共に、上記出力電力が上記出力目標値に近づくように、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチの、下記式によって表される間欠率Ｂをフィードバック制御するよう構成されている、請求項１０に記載の共振インバータ。
Ｂ＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP）
【請求項１３】
上記負荷は、一対の電極（８１，８２）を備え、これら一対の電極間に放電が発生するよう構成されている、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の共振インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プッシュプル回路を用いた共振インバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、プッシュプル回路を用いた共振インバータが知られている（図４６、図４７参照）。上記プッシュプル回路は、直流電源の電圧を平滑化する平滑コンデンサと、トランスと、第１メインスイッチと第２メインスイッチとの一対のメインスイッチとを備える。トランスの二次コイルは、容量性の負荷に接続している。また、トランスの一次コイルにはセンタタップが設けられている。このセンタタップにより、一次コイルを第１コイル部と第２コイル部とに区画してある。
【０００３】
センタタップは、平滑コンデンサの正極端子に接続している。また、第１コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端部と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第１メインスイッチが設けられている。さらに、第２コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端部と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第２メインスイッチが設けられている。上記共振インバータは、第１メインスイッチと第２メインスイッチとを交互にオンオフさせることにより、一次コイルに交流電流を流し、これにより、二次コイルに出力電流を発生させている。また、上記共振インバータでは、上記出力電流の共振周波数に近い周波数で、第１メインスイッチ及び第２メインスイッチを動作させている。これにより、出力電流を共振させ、高い電力を出力できるよう構成してある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−２８３９９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記共振インバータは、第１コイル部及び第２コイル部に流す電流を、主に上記平滑コンデンサから取り出しているため、平滑コンデンサの負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。そのため、大きなリップル電流を流せるように、平滑コンデンサを大型化する必要があった。
【０００６】
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様は、プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源（１０）の電圧（Ｖ）を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ1）と、
該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷（Ｃ3）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１a）と第２コイル部（２１b）とに区画してあるトランス（２）と、
上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３a）と、
上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３b）とを備え、
上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４a）と、第２補助スイッチ（４b）と、補助コンデンサ（Ｃ2）とを有し、
該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流（ＩO）を共振させるよう構成されている、共振インバータにある。
【発明の効果】
【０００８】
上記共振インバータにおいては、プッシュプル回路に、上記共振タンク回路を設けてある。
そのため、後述するように、平滑コンデンサが放電して発生した電流と、共振タンク回路に含まれる補助コンデンサが放電して発生した電流とが、それぞれ一次コイルに流れる期間が発生する。そのため、平滑コンデンサの負担を減らすことができ、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる。特にこの期間は、後述するように、補助コンデンサの放電により発生した電流が、平滑コンデンサを充電する向きに流れる。したがって、平滑コンデンサが大きく放電しなくてもすむようになり、平滑コンデンサのリップル電流を大幅に低減できる。そのため、平滑コンデンサを小型化できる。
【０００９】
以上のごとく、上記態様によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ1に対応する図。
【図２】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ1〜ｔ2に対応する図。
【図３】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ2に対応する図。
【図４】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ2〜ｔ3に対応する図。
【図５】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ3に対応する図。
【図６】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ3〜ｔ4に対応する図。
【図７】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ4に対応する図。
【図８】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ5に対応する図。
【図９】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ6に対応する図。
【図１０】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ6〜ｔ7に対応する図。
【図１１】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ7に対応する図。
【図１２】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ8に対応する図。
【図１３】実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ8〜ｔ1に対応する図。
【図１４】実施形態１における、第１メインスイッチのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ電流ＩCと、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図。
【図１５】実施形態１における、出力電力と駆動周波数の関係を表したグラフ。
【図１６】実施形態１における、制御部のフローチャート。
【図１７】実施形態１における、結合モードの説明図。
【図１８】実施形態１における、ノーマルモードの説明図。
【図１９】実施形態１における、結合モードが生じる理由の説明図。
【図２０】実施形態１における、ノーマルモードが生じる理由の説明図。
【図２１】実施形態２における、出力電力と駆動周波数との関係を表したグラフ。
【図２２】実施形態２における、制御部のフローチャート。
【図２３】実施形態２における、共振インバータの回路図。
【図２４】実施形態３における、各スイッチの動作波形図。
【図２５】実施形態３における、制御部のフローチャート。
【図２６】実施形態３における、共振インバータの回路図。
【図２７】実施形態４における、第１メインスイッチの動作波形図。
【図２８】実施形態４における、制御部のフローチャート。
【図２９】実施形態４における、共振インバータの回路図。
【図３０】実施形態５における、共振インバータの回路図。
【図３１】実施形態５における、制御部のフローチャート。
【図３２】実施形態６における、共振インバータの回路図。
【図３３】実施形態６における、調整用コイルを二次コイルに並列接続した、共振インバータの回路図。
【図３４】実施形態７における、共振インバータの回路図。
【図３５】実施形態７における、位相差が０°の場合での、スイッチの駆動電圧と、トランスの電流との関係を表した波形図。
【図３６】実施形態７における、位相差が１００°の場合での、スイッチの駆動電圧と、トランスの電流との関係を表した波形図。
【図３７】実施形態７における、制御部のフローチャート。
【図３８】実施形態７における、デューティを小さくした場合にリップル電流が増加することを説明するための概略回路図。
【図３９】図３８の簡易等価回路図。
【図４０】実施形態８における、共振インバータの回路図。
【図４１】実施形態８における、出力電力と、位相差と、周波数との関係を３次元的に表したグラフ。
【図４２】実施形態８における、出力電力と周波数との関係を表したグラフ。
【図４３】実施形態８における、制御部のフローチャート。
【図４４】実施形態９における、共振インバータの回路図。
【図４５】実施形態９における、制御部のフローチャート。
【図４６】比較形態１における、第１メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。
【図４７】比較形態１における、第２メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（実施形態１）
上記共振インバータに係る実施形態について、図１〜図２０を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、プッシュプル回路１１と、共振タンク回路１２と、制御部５とを備える。プッシュプル回路１１は、平滑コンデンサＣ1と、トランス２と、第１メインスイッチ３aと、第２メインスイッチ３bとを有する。
【００１２】
平滑コンデンサＣ1は、直流電源１０の電圧Ｖを平滑化するため、大きな静電容量を有している。トランス２は、一次コイル２１と二次コイル２２とを備える。一次コイル２１にはセンタタップ２３が設けられており、このセンタタップ２３により、一次コイル２１を、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとに区画してある。センタタップ２３は、平滑コンデンサＣ1の正極端子１３に接続している。また、二次コイル２２は、容量性の負荷Ｃ3に接続している。
【００１３】
第１メインスイッチ３aは、第１コイル部２１aの、センタタップ２３とは反対側の端部２１１と、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４との間に設けられている。また、第２メインスイッチ３bは、第２コイル部２１bの、センタタップ２３とは反対側の端部２１２と、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４との間に設けられている。
【００１４】
共振タンク回路１２は、第１補助スイッチ４aと、第２補助スイッチ４bと、補助コンデンサＣ2とを備える。補助コンデンサＣ2の第１の端子１５は、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４に接続している。第１補助スイッチ４aは、第１コイル部２１aと第１メインスイッチ３aとの接続点１７と、補助コンデンサＣ2の第２の端子１６との間に設けられている。第２補助スイッチ４bは、第２コイル部２１bと第２メインスイッチ３bとの接続点１８と、補助コンデンサＣ2の第２の端子１６との間に設けられている。
【００１５】
制御部５は、第１メインスイッチ３aと、第２メインスイッチ３bと、第１補助スイッチ４aと、第２補助スイッチ４bとの、各スイッチ３，４のオンオフ動作を制御する。制御部５は、第１期間Ｔ1（図１参照）と第２期間Ｔ2（図６参照）とを切り替える。第１期間Ｔ1では、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bを両方ともオンし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオフする。第２期間Ｔ2では、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aを両方ともオンし、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオフする。
【００１６】
制御部５は、上記第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを交互に切り替える。これにより、二次コイル２２の出力電流ＩOを共振させるよう構成されている。
【００１７】
本形態の制御部５は、第１コイル部２１aを流れる電流である第１電流Ｉ1と、第２コイル部２１bを流れる電流である第２電流Ｉ2とが等しくなったとき、すなわちこれらの電流の差ΔＩ（＝｜Ｉ1−Ｉ2｜）が０になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを切り替えるよう構成されている。
【００１８】
本形態の共振インバータ１は、車両に搭載するための、車載用共振インバータである。負荷Ｃ3は、オゾンを発生するための放電リアクタである。本形態では、共振インバータ１を用いて放電リアクタに高い電圧を加え、オゾンを発生させている。このオゾンを用いて、車両の排ガスを改質するよう構成されている。
【００１９】
次に、共振インバータ１の構成および動作について、より詳細に説明する。図１に示すごとく、本形態では、メインスイッチ３（３a，３b）及び補助スイッチ４（４a，４b）として、ＭＯＳＦＥＴを用いている。個々のＭＯＳＦＥＴには、ボディダイオードが逆並列接続している。また、本形態では、共振インバータ１に、第１電流センサ６１及び第２電流センサ６２を設けている。第１電流センサ６１は、第１コイル部２１aを流れる電流（すなわち第１電流Ｉ1）を測定する。また、第２電流センサ６２は、第２コイル部２１bを流れる電流（すなわち第２電流Ｉ2）を測定する。
【００２０】
制御部５は、第１電流センサ６１による第１電流Ｉ1の測定値と、第２電流センサ６２による第２電流Ｉ2の測定値とが互いに等しくなったとき、すなわち上記値ΔＩが０になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2との切り替えを行う。制御部５には、駆動回路１９が接続している。この駆動回路１９を用いて、各スイッチのゲートに電圧を加え、スイッチング動作させている。
【００２１】
図１４に、第１メインスイッチ３aのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ２３を流れる電流（センタタップ電流ＩC）と、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図を示す。上述したように、本形態では、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを交互に切り替えている。これに伴って、各電流ＩO、ＩC、Ｉ1、Ｉ2が図１４に示すように変化する。
【００２２】
第１期間Ｔ1では、第１電流Ｉ1の方が、第２電流Ｉ2よりも多く流れる。また、第２期間Ｔ2では、第２電流Ｉ2の方が、第１電流Ｉ1よりも多く流れる。なお、図１４の波形図では、センタタップ２３から第１コイル部２１a又は第２コイル部２１bに電流Ｉ1，Ｉ2が流れ込む場合を正とし、センタタップ２３側に電流Ｉ1，Ｉ2が流れる場合を負としてある（図１参照）。
【００２３】
以下、図１４の波形図を、図１〜図１３を参照しつつ説明する。図１４に示すごとく、第１期間Ｔ1が始まると、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、時刻ｔ1において、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は極値になる。時刻ｔ1における回路図を図１に示す。同図に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、第１コイル部２１aを、センタタップ２３から端部２１１へ向かって流れる。また、第２電流Ｉ2は、第２コイル部２１bを、端部２１２からセンタタップ２３へ向かって流れる。そのため、第２電流Ｉ2は負の値になっている。図１に示すごとく、時刻ｔ1では、トランス２の一次コイル２１全体に流れる、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2の向きが等しくなっている。そのため、一次コイル２１全体に大きな電流が流れ、二次コイル２２に大きな出力電流ＩOが発生する。時刻ｔ1において、出力電流ＩOは極値となる。
【００２４】
図１に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、センタタップ２３、第１コイル部２１a、第１メインスイッチ３aを流れ、さらに平滑コンデンサＣ1を通って、再びセンタタップ２３に戻るループを流れる。また、第２電流Ｉ2は、第２コイル部２１b、センタタップ２３、平滑コンデンサＣ1、補助コンデンサＣ2、第２補助スイッチ４bを通過するループを流れる。図１に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣ1の放電より発生し、第２電流Ｉ2は、補助コンデンサＣ2の放電により発生する。第２電流Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。
【００２５】
このように本発明では、平滑コンデンサＣ1の放電により発生する電流（第１電流Ｉ1）と、補助コンデンサＣ2の放電により発生する電流（第２電流Ｉ2）とが、両方とも一次コイル２１に流れる期間（図１４の期間ｔ1〜ｔ2、ｔ4〜ｔ6、ｔ8〜ｔ1）が生じるよう構成してある。これにより、平滑コンデンサＣ1の負担を減らし、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減している。特にこの期間は、図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減することができる。
【００２６】
なお、共振インバータ１には、トランス２の一次コイル２１全体を流れる電流も発生するが、この電流は図１〜図１３において、簡略化のため、図示を省略する。
【００２７】
図１４に示すごとく、時刻ｔ1を過ぎると、第１電流Ｉ1は減少し、第２電流Ｉ2は増加する。図２に示すごとく、時刻ｔ1〜ｔ2では、図１と比べて、流れる電流Ｉ1，Ｉ2の量が少なくなっている。そのため、出力電流ＩOも減少する。
【００２８】
図１４、図３に示すごとく、時刻ｔ2において、第２電流Ｉ2は瞬間的に０になる。このとき、一次コイル２１には、第１電流Ｉ1のみが流れる。そのため、第１電流Ｉ1に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。
【００２９】
時刻ｔ2を経過した後も、図１４に示すごとく、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そのため、第２電流Ｉ2は正の値になる。すなわち、図４に示すごとく、第２電流Ｉ2が、センタタップ２３から端部２１２へ向かう方向に流れる。時刻ｔ2〜ｔ3では、第２電流Ｉ2によって、補助コンデンサＣ2が充電される。
【００３０】
時刻ｔ2〜ｔ3では、第１電流Ｉ1は減少し続け、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そして図１４に示すごとく、時刻ｔ3において、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2との値が等しくなる。このとき、図５に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2は、両方とも、センタタップ２３から端部２１１，２１２へ向かう方向へ流れ、その大きさは互いに等しい。また、図５に示すごとく、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとは、互いに極性が逆になっている。そのため、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとに、センタタップ２３から大きさが等しい電流Ｉ1，Ｉ2が流れ込むと、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって生じた磁束が互いに打ち消し合い、二次コイル２２に鎖交する磁束が殆ど０になる。そのため、時刻ｔ3では、出力電流ＩOが０になる。
【００３１】
また、時刻ｔ3では、スイッチ３，４の切り替えが行われる。すなわち、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオフし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオンする。このようにすると、図５に示すごとく、第１電流Ｉ1は、センタタップ２３から第１コイル部２１a、第１補助スイッチ４a、補助コンデンサＣ2を通り、さらに平滑コンデンサＣ1を通るループを流れる。また、第２電流Ｉ2は、センタタップ２３から第２コイル部２１b、第２メインスイッチ３bを通り、さらに平滑コンデンサＣ1を通るループを流れる。このように本形態では、出力電流ＩOが０になる瞬間、すなわち第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなる瞬間に、スイッチ３，４の切り替えを行っている。
【００３２】
図１４に示すごとく、時刻ｔ3を過ぎた後も、第１電流Ｉ1は減少し続け、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そのため、第２電流Ｉ2の方が第１電流Ｉ1よりも電流値が大きくなる。図６に示すごとく、時刻ｔ3〜ｔ4では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2は互いに向きが逆であるが、第２電流Ｉ2の方が第１電流Ｉ1よりも電流値が大きいため、これらの電流Ｉ2，Ｉ1の差に対応する出力電流ＩOが発生する。このときの出力電流ＩOの向きは、時刻ｔ2〜ｔ3（図４参照）における出力電流ＩOの向きとは逆になっている。
【００３３】
図１４に示すごとく、時刻ｔ4になると、第１電流Ｉ1が０になる。このとき、図７に示すごとく、第１コイル部２１aには電流（すなわち第１電流Ｉ1）は流れず、第２コイル部２１bにのみ電流（すなわち第２電流Ｉ2）が流れる。そのため、この第２電流Ｉ2に対応する大きさの出力電流ＩOが発生する。
【００３４】
図１４に示すごとく、時刻ｔ4を過ぎ、時刻ｔ5になると、第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2が極値になる。このとき、第１電流Ｉ1は負の値になる。すなわち第１電流Ｉ1は、図８に示すごとく、第１コイル部２１aを、端部２１１からセンタタップ２３に向かって流れる。また、第２電流Ｉ2は、センタタップ２３から端部２１２に向かって流れる。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2の向きが等しくなり、トランス２の一次コイル２１全体に大きな電流が流れることになる。したがって、二次コイル２２に大きな出力電流ＩOが流れる。
【００３５】
なお、時刻ｔ5では、図８に示すごとく、第１電流Ｉ1は、補助コンデンサＣ2の放電により発生している。また、第２電流Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1の放電により発生している。したがって、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）とが、両方とも一次コイル２１に流れ、平滑コンデンサＣ1の負担を低減することができる。特にこの時刻ｔ5では、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。
【００３６】
また、図１４に示すごとく、時刻ｔ5を経過すると、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、時刻ｔ6において、第１電流Ｉ1が瞬間的に０になり、第２電流Ｉ2のみが流れる（図９参照）。そのため、この第２電流Ｉ2に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。
【００３７】
時刻ｔ6を経過した後も、第１電流Ｉ1は増加し続け、第２電流Ｉ2は減少し続ける。時刻ｔ6〜ｔ7では、図１０、図１４に示すごとく、２種類の電流Ｉ1，Ｉ2の向きは互いに逆であり、時間と共に、これらの電流Ｉ1，Ｉ2の差ΔＩは小さくなる。そのため、時刻ｔ6〜ｔ7では、出力電流ＩOは次第に減少する。
【００３８】
そして、図１４に示すごとく、時刻ｔ7において、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが再び等しくなる。このとき、図１１に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とは互いに向きが異なり、大きさが等しい。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって発生した磁束が互いに打ち消し合い、二次コイル２２に鎖交する磁束が殆ど０になる。したがって、時刻ｔ7では、出力電流ＩOは０になる。
【００３９】
図１４に示すごとく、時刻ｔ7を過ぎた後も、第２電流Ｉ2は減少し続ける。そして時刻ｔ8において、第２電流Ｉ2は０になる。このとき、図１２に示すごとく、第２電流Ｉ2は流れず、第１電流Ｉ1のみ流れる。そのため、この第１電流Ｉ1に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。
【００４０】
図１４、図１３に示すごとく、時刻ｔ8を過ぎた後も、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、第１電流Ｉ1、第２電流Ｉ2、出力電流ＩOが極値になる状態（ｔ１：図１参照）に戻る。以下、時刻ｔ1〜ｔ8の状態を繰り返す。
【００４１】
次に、第１電流Ｉ1(図１４参照)と第２電流Ｉ2とが０Ａを中心に変動するのではなく、ＩSHIFTを中心に変動する理由について説明する。本形態の共振インバータ１の動作は、結合モード（図１７参照）とノーマルモード（図１８参照）との重ね合せと考えることができる。結合モードは、図１７に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが磁気的に結合したモードであり、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は、それぞれ正の方向に流れる。また、ノーマルモードは、図１８に示すごとく、出力電流ＩOと、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2とが磁気的に結合したモードである。ノーマルモードでは、２つの電流Ｉ1，Ｉ2は、それぞれ一次コイル２１を同じ向きに流れる。
【００４２】
結合モードについてより詳細に説明する。図１９に示すごとく、トランス２はコア２９を備えており、このコア２９に、一次コイル２１と二次コイル２２とを巻回してある。ここで例えば、第１メインスイッチ３a（図４参照）をオンし、第１コイル部２１aに正の第１電流Ｉ1が流れた場合、この第１電流Ｉ1によってコア２９に磁束φが発生する。この磁束φの変化を妨げる向きに、第２コイル部２１bに電流が発生する。したがって、第２コイル部２１bに、正の第２電流Ｉ2が流れる。
【００４３】
同様に、第２メインスイッチ３bをオンし、第２コイル部２１bに正の第２電流Ｉ2が流れた場合、この第２電流Ｉ2が原因となって、第１コイル部２１aに正の第１電流Ｉ1が流れる。このように結合モードでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが磁気的に結合しており、これらの電流Ｉ1，Ｉ2が正になる。
【００４４】
次に、ノーマルモードの説明をする。図２０に示すごとく、出力電流ＩOが流れると磁束φが発生し、この磁束φがコア２９を流れる。そのため、この磁束φの変化を妨げる向きに、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとに電流Ｉ1，Ｉ2が流れる。このとき、２つの電流Ｉ1，Ｉ2は、一次コイル２１を同じ向きに流れる。つまり、２つの電流Ｉ1，Ｉ2のうち一方の電流（図では第１電流Ｉ1）は正となり、他方の電流（図では第２電流Ｉ2）は負になる。
【００４５】
本形態の共振インバータ１の動作は、結合モードとノーマルモードとが重ね合さった結果であると考えることができる。すなわち、結合モードとノーマルモードとが常に生じている。したがって、結合モードによる効果、つまり正の第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2を流そうとする効果が常に生じており、そのため、図１４に示すごとく、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は正の値（ＩSHIFT）を中心に変動する。
【００４６】
このように、本形態の共振インバータ１では、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2がＩSHIFTを中心に変動しており、０（Ａ）を中心に変動していない。そのため、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときに、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2が０（Ａ）にならない。したがって、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2がゼロクロスになったときにスイッチ３，４の切り替えを行うと、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期できない。そのため本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったときに、スイッチ３，４の切り替えを行っている。このようにすると、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときにスイッチ３，４を切り替えることができ、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期させることができる。そのため、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。
【００４７】
次に、図１６を用いて、本形態における制御部５のフローチャートの説明をする。同図に示すごとく、制御部５は、まず、ステップＳ１を行う。ここでは、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオンし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオフする。その後、ステップＳ２に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったか否かを判断する。すなわち、図１４の時刻ｔ3になったか否かを判断する。ここでＮｏと判断した場合は、ステップＳ１に戻る。また、Ｙｅｓと判断した場合は、ステップＳ３に移る。
【００４８】
ステップＳ３では、スイッチ３，４を切り替える。すなわち、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオフし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオンする。その後、ステップＳ４に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったか否かを判断する。すなわち、図１４の時刻ｔ7になったか否かを判断する。ステップＳ４でＮｏと判断された場合は、ステップＳ３に戻る。また、Ｙｅｓと判断された場合は、ステップＳ１に戻り、スイッチ３，４の切り替えを行う。すなわち、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオンし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオフする。
【００４９】
次に、本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態では、プッシュプル回路１１に、共振タンク回路１２を設けてある。
そのため、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減することができる。すなわち、共振タンク回路１２を設けると、図１４に示すごとく、第１電流Ｉ1又は第２電流Ｉ2が負の値をとる期間（ｔ1〜ｔ2、ｔ4〜ｔ6、ｔ8〜ｔ1）が発生する。この期間は、例えば図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）が第２コイル部２１bを、端部２１２からセンタタップ２３へ向かって流れると共に、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）が第１コイル部２１aを、センタタップ２３から端部２１１へ向かって流れる。そのため、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル２１に流れるようになり、平滑コンデンサＣ1の負担を低減することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。特にこの期間は、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（図１では第２電流Ｉ2）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を効果的に低減することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1として、リップル電流耐量が小さいものを用いることができ、平滑コンデンサＣ1を小型化することが可能になる。
【００５０】
ここで仮に、図４６、図４７に示すごとく、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１２を設けず、メインスイッチ３a，３bを交互にオンオフすることにより、トランス２の一次コイル２１に電流Ｉ1，Ｉ2を流したとすると、平滑コンデンサＣ1のリップル電流が大きくなってしまう。すなわち、このように構成すると、例えば図４６に示すごとく、第１メインスイッチ３aをオンしたときに、平滑コンデンサＣ1から第１コイル部２１aに第１電流Ｉ1が流れ、図４７に示すごとく、第２メインスイッチ３bをオンしたときに、平滑コンデンサＣ1から第２コイル部２１bに第２電流Ｉ2が流れることになる。そのため、平滑コンデンサＣ1を補助するコンデンサが存在せず、平滑コンデンサＣ1の負担が大きくなる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流が増加しやすくなる。そのため、平滑コンデンサＣ1として、大きなリップル電流を流すことが可能であるが、必要以上に静電容量の大きなものを使用する必要が生じ、平滑コンデンサＣ1のサイズが大型化しやすくなる。
これに対して、本形態のように、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１２を設ければ、図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル２１に流れる期間が生じる。そのため、平滑コンデンサＣ1の負担を低減でき、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。したがって、平滑コンデンサＣ1として、リップル電流容量が小さいものを使用することができ、平滑コンデンサＣ1を小型化することができる。
【００５１】
また、本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったときにスイッチ３，４を切り替えている。
そのため、出力電流ＩOが０になったとき（図１４参照）にスイッチ３，４を切り替えることができる。したがって、出力電流ＩOとスイッチ３，４を同期させることができ、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。そのため、図１５に示すごとく、共振インバータ１を共振点付近で動作させることができ、出力電力を高めることができる。
【００５２】
また、図１に示すごとく、本形態の負荷Ｃ3は、一対の電極８１，８２を備える。負荷Ｃ3は、高い電圧を加えたときに、一対の電極８１，８２間に放電が発生するよう構成されている。
そのため、この放電を利用して、オゾンを発生させることができる。本形態の共振インバータ１は、出力電流ＩOを効率的に共振できるため、負荷Ｃ3（すなわち放電リアクタ）からオゾンを効率的に発生させることができる。
【００５３】
以上のごとく、本形態によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供することができる。
【００５４】
なお、本形態では、第１メインスイッチ３aと第２補助スイッチ４bとを両方ともオンする期間（第１期間）と、第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aとを両方ともオンする期間（第２期間）とを交互に切り替えているが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、第１メインスイッチ３aと第１補助スイッチ４aとが同時にオンしたり、第２メインスイッチ３bと第２補助スイッチ４bとが同時にオンしたりすることが無い限り、他のスイッチングパターンを採用してもよい。
【００５５】
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
【００５６】
（実施形態２）
本形態は、制御部５の構成を変更した例である。図２３に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、二次コイル２２から出力される出力電力Ｐを検出する電力検出部８０を備える。電力検出部８０は、直流電源１０の電圧Ｖを測定する電圧センサ８Vと、直流電源１０の電流Ｉを測定する電流センサ８Aとからなる。また、制御部５は、掛算器５１と、周波数制御部５２と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。制御部５は、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを制御することにより、二次コイル２２から出力される出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
【００５７】
電圧Ｖと電流Ｉの測定値は、掛算器５１に入力される。掛算器５１は、これらの測定値を乗じて入力電力ＰIを算出する。入力電力ＰIは、出力電力Ｐと略等しい。算出した入力電力ＰI（すなわち、出力電力Ｐ）は、周波数制御部５２に入力される。また、周波数制御部５２には、外部のＥＣＵから、出力電力Ｐの目標値（出力目標値Ｐ*）が入力される。周波数制御部５２は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、周波数ｆを制御する。
【００５８】
図２１に示すごとく、出力電力Ｐは、二次コイル２２と負荷Ｃ3との共振周波数ｆoにおいて、最大値となる。本形態では、スイッチ３，４を共振周波数ｆoで駆動させるのではなく、共振周波数ｆoからずれた駆動周波数ｆでスイッチ３，４をオンオフ動作させる。これにより、出力電力Ｐを調整し、負荷Ｃ3（放電リアクタ）から発生するオゾンの量を調整している。
【００５９】
図２２に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。制御部５は、まずステップＳ１１を行う。ここでは、上記出力目標値Ｐ*が変更されたか否かを判断する。例えばオゾンの発生量が多すぎた場合、ＥＣＵは出力目標値Ｐ*を低くして、オゾン発生量を低減させる。逆に、オゾンの発生量が少ない場合、ＥＣＵは出力電力Ｐを高くして、オゾン発生量を上昇させる。制御部５は、出力目標値Ｐ*が変動した場合、ステップＳ１１においてＹｅｓと判断し、ステップＳ１２を行う。
【００６０】
ステップＳ１２では、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを変更する。例えば、図２１に示すグラフを予め記憶しておき、このグラフから、出力目標値Ｐ*に相当する駆動周波数ｆを算出する。そして、この駆動周波数ｆでスイッチ３，４を動作させる。
【００６１】
本形態の作用効果について説明する。図２３に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、電力検出部８０を備える。
そのため、出力電力Ｐを測定することができ、制御部５によって、出力電力Ｐを監視することができる。
【００６２】
また、本形態の制御部５は、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
そのため、出力電力Ｐを正確に制御することができる。したがって、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６３】
（実施形態３）
本形態は、出力電力Ｐの調整方法を変更した例である。本形態の制御部５は、スイッチ３，４のデューティＤを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。図２４に示すごとく、デューティＤは、下記のように表すことができる。
Ｄ＝Ｔ1／（Ｔ1＋ＴOFF）＝Ｔ2／（Ｔ2＋ＴOFF）
Ｔ１は上記第１期間、Ｔ２は第２期間、ＴOFFは、全てのスイッチ３，４がオフする期間である。図２４では、時刻ｔsまではデューティＤを高くし、時刻ｔs以降はデューティＤを低くしている。
【００６４】
図２６に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、実施形態２と同様に、電力検出部８０を備える。また、制御部５は、掛算器５１と、デューティ制御部５６と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。掛算器５１は、直流電源１０の電圧Ｖと電流Ｉの測定値を乗じて入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）を算出する。算出した出力電力Ｐは、デューティ制御部５６に入力される。また、デューティ制御部５６には、外部のＥＣＵから出力目標値Ｐ*が入力される。デューティ制御部５６は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、デューティＤを制御する。例えば、出力電力Ｐを増加させる場合は、デューティＤを高くし、出力電力Ｐを低下させる場合は、デューティＤを低減させる。
【００６５】
図２５に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ２１を行う。ここでは、実施形態２と同様に、出力目標値Ｐ*の変更指示があったか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ２２に移る。ステップＳ２２では、スイッチ３，４のデューティＤを変更する。これにより、出力電力Ｐを変更する。
【００６６】
本形態の作用効果について説明する。本形態においても、実施形態２と同様に、出力電力Ｐを制御することができる。そのため、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、この負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６７】
（実施形態４）
本形態は、出力電力Ｐの制御方法を変更した例である。本形態の制御部５は、図２７に示すごとく、スイッチ３，４をオンオフ動作させる駆動期間ＴDRIVEと、スイッチ３，４をオンオフ動作させない停止期間ＴSTOPとを切り替えるよう構成されている。また、制御部５は、下記式によって表される間欠率Ｂを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
Ｂ＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP）
【００６８】
図２９に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、実施形態２と同様に、電力検出部８０を備える。また、制御部５は、掛算器５１と、バースト制御部５５と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。掛算器５１は、直流電源１０の電圧Ｖと電流Ｉを乗じて入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）を算出する。バースト制御部５５には、出力電力Ｐと、出力目標値Ｐ*とが入力される。バースト制御部５５は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、間欠率Ｂを制御する。例えば、出力電力Ｐを高くする場合は、間欠率Ｂを高くし、出力電力Ｐを低減する場合は、間欠率Ｂを低減させる。
【００６９】
図２８に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ３１を行う。ここでは、実施形態２と同様に、出力目標値Ｐ*が変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ３２に移る。ステップＳ３２では、スイッチ３，４の間欠率Ｂを変更する。これにより、出力電力Ｐを変更する。
【００７０】
本形態の作用効果について説明する。本形態においても、実施形態２と同様に、出力電力Ｐを制御することができる。そのため、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、この負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７１】
（実施形態５）
本形態は、出力電力Ｐの調整方法を変更した例である。図３０に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、ＤＣＤＣコンバータ７を備える。ＤＣＤＣコンバータ７は、直流電源１０の電圧Ｖを変圧して平滑コンデンサＣ1に加える。制御部５は、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
【００７２】
また、本形態の共振インバータ１は、実施形態２と同様に、電力検出部８０を備える。制御部５は、掛算器５１と、電圧制御部５７と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。電圧制御部５７には、出力電力Ｐの算出値と、出力目標値Ｐ*とが入力される。電圧制御部５７は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを制御する。電圧制御部５７は、例えば、出力電力Ｐを増加するときは、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを上げ、出力電力Ｐを低減するときは、ＤＣＤＣコンバータの出力電力ＶDCDCを下げる。
【００７３】
図３１に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ４１を行う。ここでは、実施形態２と同様に、出力目標値Ｐ*が変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ４２に移る。ステップＳ４２では、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを変更する。これにより、出力電力Ｐを変更する。
【００７４】
本形態の作用効果について説明する。本形態においても、実施形態２と同様に、出力電力Ｐを制御することができる。そのため、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、この負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７５】
（実施形態６）
本形態は、二次コイル２２に調整用コイル８９を接続した例である。本形態では、図３２に示すごとく、二次コイル２２に直列に、出力電流ＩOの共振周波数ｆoを調整するための調整用コイル８９を接続してある。このようにすると、二次コイル２２と調整用コイル８９の合計のインダクタンスＬを大きくすることができる。そのため、出力電流ＩOの共振周波数ｆo（＝１／２π√ＬＣ）を小さくすることができる。したがって、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを充分に高くすることができない場合でも、出力電流ＩOを効率的に共振させることができ、高い出力電力Ｐを得ることができる。
その他、実施形態１と同様の構成要素および作用効果を備える。
【００７６】
なお、本形態では、調整用コイル８９を二次コイル２２に直列に接続したが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、図３３に示すごとく、調整用コイル８９を二次コイル２２に並列に接続してもよい。このようにすると、共振周波数を任意に調整することが可能になる。
【００７７】
（実施形態７）
本形態は、共振インバータ１の回路構成を変更した例である。図３４に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、２個のトランス２（２A，２B）を備える。また、共振インバータ１は、第１メインスイッチ３aと第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aと第２補助スイッチ４bとの４個の上記スイッチからなるブリッジ回路６（６A，６B）を２個備える。２個のブリッジ回路６A，６Bは互いに並列に接続されている。また、２個のトランス２A，２Bのセンタタップ２３は互いに接続され、個々のトランス２の二次コイル２２は直列に接続されている。個々のトランス２の一次コイル２１はそれぞれ別のブリッジ回路６に接続している。制御部５は、２個のブリッジ回路６にそれぞれ含まれるスイッチ３，４のオンオフ動作を制御することにより、二次コイル２２の出力電流ＩOを共振させるよう構成されている。
【００７８】
本形態の共振インバータ１は、上記ブリッジ回路６として、第１ブリッジ回路６Aと第２ブリッジ回路６Bとを備える。また、トランス２として、第１トランス２Aと第２トランス２Bとを備える。これらのトランス２A，２Bのコアは別体にされている。第１トランス２Aの一次コイル２１Aは、第１ブリッジ回路６Aに接続している。すなわち、第１トランス２Aの第１コイル部２１aAは、第１ブリッジ回路６Aの、第１メインスイッチ３aAと第１補助スイッチ４aAとの間に接続している。また、第１トランス２Aの第２コイル部２１bAは、第１ブリッジ回路６Aの、第２メインスイッチ３bAと第２補助スイッチ４bAとの間に接続している。同様に、第２トランス２Bの第１コイル部２１aBは、第２ブリッジ回路６Bの、第１メインスイッチ３aBと第１補助スイッチ４aBとの間に接続している。また、第２トランス２Bの第２コイル部２１bBは、第２ブリッジ回路６Bの、第２メインスイッチ３bBと第２補助スイッチ４bBとの間に接続している。
【００７９】
制御部５は、２個のブリッジ回路６A，６Bにそれぞれ含まれるスイッチ３，４のオンオフ動作を制御する。これにより、出力電流ＩOを共振させている。制御部５は、実施形態１と同様に、第１メインスイッチ３aと第２補助スイッチ４bとをオンする第１期間Ｔ1と、第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aとをオンする第２期間Ｔ2とを交互に切り替える。
【００８０】
本形態では、個々のスイッチ３，４の電流量は、実施形態１の１／２になっている。また、個々の一次コイル２１A，２１Bの巻数は、実施形態１と同一であり、個々の二次コイル２２A，２２Bの巻数は、実施形態１の１／２である。
【００８１】
本形態の制御部５は、第１ブリッジ回路６Aに含まれるスイッチ３，４と、第２ブリッジ回路６Bに含まれるスイッチ３，４との位相差φを制御することにより、二次コイル２２から出力される出力電力Ｐを制御するよう構成されている。例えば、図３５に示すごとく、出力電力Ｐを高くする場合は、第１ブリッジ回路６Aのスイッチ３，４をオンする期間（図３５では第１期間Ｔ1）と、第２ブリッジ回路６Bのスイッチ３，４をオンする期間との位相差φを０°にする。このようにすると、第１トランス２Aの一次電流ｉ1Aと、第２トランス２Bの一次電流ｉ1Bとの位相差φが０°になり、高い出力電流ＩOが発生する。そのため、出力電力Ｐを高くすることができる。
【００８２】
また、出力電力Ｐを低くする場合は、図３６に示すごとく、第１ブリッジ回路６Aのスイッチ３，４をオンする期間と、第２ブリッジ回路６Bのスイッチ３，４をオンする期間との位相差φを大きくする。このようにすると、第１トランス２Aの一次電流ｉ1Aと、第２トランス２Bの一次電流ｉ1Bとの位相差φが大きくなり、出力電流ＩOが低減する。そのため、出力電力Ｐを低減することができる。
【００８３】
次に、制御部５のフローチャートについて説明する。図３７に示すごとく、制御部５は、先ずステップＳ５１を行う。ここでは、出力目標値Ｐ*が変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ５２に移る。そして、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、位相差φを制御する。
【００８４】
次に、本形態の作用効果について説明する。本形態の共振インバータ１は、２個のトランス２A，２Bと、２個のブリッジ回路６A，６Bとを備える。
このようにすると、個々のトランス２の、二次コイル２２の巻数を半分にすることができる。したがって、各トランス２の、二次コイル２２の巻回軸方向における長さを短くすることができ、個々のトランス２を低背化することができる。そのため、共振インバータ１を小型化しやすくなる。
【００８５】
また、本形態の制御部５は、第１ブリッジ回路６Aに含まれるスイッチ３，４と、第２ブリッジ回路６Bに含まれるスイッチ３，４との位相差φを制御する。これにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
このようにすると、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を更に低減することができる。すなわち、ブリッジ回路６を１個のみ設け、スイッチ３，４のデューティＤを制御することにより、出力電力Ｐの制御をすることも可能であるが、この場合、デューティＤを低減したときに、リップル電流が若干増加する可能性が考えられる。
すなわち、図３８に示すごとく、例えば第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aとをオンすると、上記第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2が流れる。これらの電流Ｉ1，Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1を互いに逆向きに流れ、打ち消し合う。そのため、スイッチ３，４がオンしている時間は、平滑コンデンサＣ1に大きなリップル電流は発生しにくい。しかし、デューティＤが低減すると、全てのスイッチ３，４がオフになる時間が長くなり、リップル電流が若干、増加する可能性がある。
これを、図３９（図３８の等価回路図）を用いて、次のように説明することができる。すなわち、スイッチ３，４のデューティＤが大きい場合は、２つのメインスイッチ３a，３bのどちらかがオンしている時間が長い。この時間は、入力電圧Ｖと放電等価抵抗Ｒとによって決まる一定の入力電流Ｉinが流れる。そのため、大きなリップル電流は発生しにくい。しかし、デューティＤを低減すると、２つのメインスイッチ３a，３bが両方ともオフした時間が増加する。この時間は、トランス２の漏れインダクタンスＬ’と補助コンデンサＣ2との値に依存した傾きで入力電流Ｉinが流れる。そのため、入力電流Ｉinが脈動しやすくなり、リップル電流が若干、増加する可能性が考えられる。
これに対して、本形態のように２個のブリッジ回路６A，６Bを設け、これらのブリッジ回路６A，６Bの位相差φを調整すれば、デューティＤを高くしたまま、出力電力Ｐを制御することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流をより低減でき、平滑コンデンサＣ1として、リップル耐量のより小さい、小型のコンデンサを用いることが可能になる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００８６】
なお、本形態では、トランス２とブリッジ回路６とをそれぞれ２個設けたが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、トランス２及びブリッジ回路６をそれぞれ３個以上設け、個々のトランス２をそれぞれ別のブリッジ回路６に接続しても良い。
【００８７】
（実施形態８）
本形態は、制御部５による、出力電力Ｐの制御方法を変更した例である。図４０に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、実施形態７と同様に、２個のトランス２と、２個のブリッジ回路６とを備える。また、本形態の共振インバータ１は、直流電源１０の電圧Ｖを測定する電圧センサ８Vと、電流Ｉを測定する電流センサ８Aとを備える。これら電圧センサ８Vと電流センサ８Aとによって、電力検出部８０を構成してある。また、制御部５は、掛算器５１と、周波数制御部５２と、位相制御部５３と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。
【００８８】
電圧センサ８Vによる電圧Ｖの測定値は、位相制御部５３に入力される。位相制御部５３は、電圧Ｖの測定値に基づいて、第１ブリッジ回路６Aと、第２ブリッジ回路６Bとの位相差φをフィードフォワード制御する。すなわち、本形態の直流電源１０は、共振インバータ１の他に、上記車両のエアコンやライト等の、複数の負荷に接続しており、これらの負荷の稼働状態によって、直流電源１０の電圧Ｖが急に変動することがある。この場合、制御部５による制御を行わないと、出力電力Ｐが急に変動してしまう。そのため制御部５は、電圧Ｖが変動した場合、位相差φをフィードフォワード制御し、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。例えば、電圧Ｖが低下した場合、位相差φを０°に近づけ、出力電力Ｐを増加させる。また、電圧Ｖが上昇した場合、位相差φを大きくし、出力電力Ｐを低減させる。
【００８９】
また、電圧センサ８Vによる電圧Ｖの測定値と、電流センサ８Aによる電流Ｉの測定値とは、掛算器５１に入力される。掛算器５１は、これらの測定値を乗じて、入力電力ＰIを算出する。入力電力ＰIは、出力電力Ｐと略等しい。算出した入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）は、周波数制御部５２に入力される。また、周波数制御部５２には、外部のＥＣＵから、出力電力Ｐの目標値（出力目標値Ｐ*）が入力される。周波数制御部５２は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、スイッチ３，４の駆動周波数ｆをフィードバック制御する。
このように、本形態の制御部５は、位相差φと駆動周波数ｆを制御することにより、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける制御を行っている。
【００９０】
図４１に、駆動周波数ｆと、位相差φと、出力電力Ｐとの関係を三次元的に表したグラフを示す。同図に示すごとく、位相差φを一定の値に維持した状態で、駆動周波数ｆを共振周波数ｆoに近づけると、出力電力Ｐは増加する。また、駆動周波数ｆを一定の値に維持した状態で、位相差φを０°に近づけると、出力電力Ｐは増加し、位相差φを１８０°に近づけると、出力電力Ｐは低下する。
【００９１】
図４２に、駆動周波数ｆと出力電力Ｐとの関係を、直流電源１０の電圧Ｖごとに分けて描いたグラフを示す。同図に示すごとく、駆動周波数ｆが共振周波数ｆoに近づくほど、出力電力Ｐは増加する。また、直流電源１０の電圧Ｖが高いと出力電力Ｐは高くなり、電圧Ｖが低いと出力電力Ｐは低くなる。本形態では上述したように、電圧Ｖが急に変動した場合、位相差φのフィードフォワード制御と、駆動周波数ｆのフィードバック制御とを行って、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。このようにすると、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に、短時間で正確に近づけることができる。すなわち、フィードフォワード制御は高速で制御できる方法であるため、位相差φをフィードフォワード制御することにより、出力電力Ｐを短時間で、出力目標値Ｐ*に比較的近い値に近づけることができる。また、共振周波数ｆoは、トランス２のコイル２１，２２の漏れインダクタンスや、負荷Ｃ3の静電容量等によって大きく変動するため、製品ばらつきが大きい。しかしながら、本形態では周波数ｆをフィードバック制御するため、共振周波数ｆoが製品ごとに大きく異なっていても、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に正確に近づけることができる。
【００９２】
次に、制御部５のフローチャートの説明をする。図４３に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ６１を行う。ここでは、直流電源１０の電圧Ｖが変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ６２に移る。ここでは、電圧Ｖに基づいて、位相差φをフィードフォワード制御する。その後、ステップＳ６３に移る。ここでは、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、駆動周波数ｆをフィードバック制御する。
その他、実施形態７と同様の構成および作用効果を備える。
【００９３】
（実施形態９）
本形態は、制御部５による出力電力Ｐの制御方法を変更した例である。図４４に示すごとく、本形態の制御部５は、掛算器５１と、位相制御部５３と、ＰＷＭ発生部５４と、バースト制御部５５を備える。掛算器５１は、直流電源１０の電圧Ｖの測定値と、電流Ｉの測定値とを乗じ、入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）を算出する。算出された出力電力Ｐは、バースト制御部５５に入力される。また、バースト制御部５５には、外部のＥＣＵから、出力目標値Ｐ*が入力される。バースト制御部５５は、２個のブリッジ回路６A，６Bにそれぞれ含まれるスイッチ３，４の上記間欠率Ｂ（図２７参照）をフィードバック制御する。これにより、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。
【００９４】
また、制御部５は、実施形態８と同様に、直流電源１０の電圧Ｖの測定値に基づいて、位相差φをフィードフォワード制御し、出力目標値Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。
【００９５】
次に、制御部５のフローチャートの説明をする。図４５に示すごとく、本形態の制御部５は、まずステップＳ７１を行う。ここでは、直流電源１０の電圧Ｖは変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ７２に移る。ここでは、電圧Ｖの測定値に基づいて位相差φをフィードフォワード制御し、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。この後、ステップＳ７３に移る。ここでは、間欠率Ｂをフィードバック制御し、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。
【００９６】
本形態の作用効果について説明する。本形態では、直流電源１０の電圧Ｖの測定値に基づいて位相差φをフィードフォワード制御すると共に、間欠率Ｂをフィードバック制御する。そのため、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に、短時間で正確に近づけることができる。すなわち、フィードフォワード制御は高速で行える制御であるため、位相差φのフィードフォワード制御を行うことにより、出力電力Ｐを短時間で、出力目標値Ｐ*に比較的近い値に近づけることができる。また、間欠率Ｂのフィードバック制御を行うことにより、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に正確に近づけることができる。
その他、実施形態４、８と同様の構成および作用効果を備える。
【００９７】
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。
【符号の説明】
【００９８】
１  共振インバータ
２  トランス
２１  一次コイル
２２  二次コイル
３a  第１メインスイッチ
３b  第２メインスイッチ
４a  第１補助スイッチ
４b  第２補助スイッチ
Ｃ2  補助コンデンサ
５  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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