(57)【要約】      （修正有）【課題】ＰＷＭ信号停止の遅れを低減するインバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムを提供する。【解決手段】インバータ装置は、ｖ／ｆ制御を行う３相モータ８０のインバータ装置１であって、３相モータ８０の速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部１２と、電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部１８と、補正指令に基づいて生成されたパルス信号でスイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路２０と、を備える。【選択図】図２
2018164347.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｖ／ｆ制御を行う３相モータのインバータ装置であって、
前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部と、
前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部と、
前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号でスイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路と、
を備えるインバータ装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子群が、前記３相交流電圧の各相に関連して、上アーム及び下アームのスイッチング素子の対をそれぞれ備え、
前記ＰＷＭ制御として、前記上アームのスイッチング素子及び前記下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、前記３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行う請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子群が、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ又はワイドギャップ半導体のスイッチング素子を有する請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記速度指令から生成されたインバータ出力周波数を積分し、位相を演算する位相演算部をさらに備え、
前記補正指令部が、前記位相を基準に、前記補正指令を生成する請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のインバータ装置と、
前記３相交流電圧で回転駆動されるモータと、
を備える空気調和機。
【請求項６】
ｖ／ｆ制御を行う３相モータのインバータ装置の制御方法であって、
前記３相モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、
前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令生成ステップと、
前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する逆変換ステップと、
を実施するインバータ装置の制御方法。
【請求項７】
ｖ／ｆ制御を行う３相モータのインバータ装置であって、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備えるインバータ装置のコンピュータを、
前記３相モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令部、及び
前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御の前記パルス信号を停止させる指令を前記電圧指令に加えた前記補正指令を生成する補正指令部、
として機能させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機（空調機）には、主として、圧縮機のモータを自在に駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖ三相交流電源）から入力された三相の交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、インバータ装置で当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。
【０００３】
このようなインバータ装置として、ｖ／ｆ制御方式で出力制御を行うものやベクトル制御方式で出力制御を行うものが知られている。
【０００４】
例えば、特許文献１には、ベクトル制御方式として、検出したモータ電流から指令電圧を生成するインバータ装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第５６７５５６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１は、インバータ装置が電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を停止させている。しかしながら、特許文献１のインバータ装置は、検出したモータ電流から電圧指令を生成しているため、電流ゼロクロスを検出した後でＰＷＭ信号の停止制御を行う。このため、ＰＷＭ信号の停止が遅れる。
【０００７】
本発明は、ＰＷＭ信号停止の遅れを低減するインバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の態様のインバータ装置は、ｖ／ｆ制御を行う３相モータのインバータ装置であって、前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部と、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部と、前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号でスイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路と、を備える。
【０００９】
本態様によれば、インバータ装置は、ｖ／ｆ制御において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を、生成された電圧指令に加えているので、任意のタイミングでＰＷＭのパルス信号を停止させることができる。したがって、ＰＷＭ信号停止の遅れが抑制される。
【００１０】
また、第２の態様のインバータ装置は、前記スイッチング素子群が、前記３相交流電圧の各相に関連して、上アーム及び下アームのスイッチング素子の対をそれぞれ備え、前記ＰＷＭ制御として、前記上アームのスイッチング素子及び前記下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、前記３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行う第１の態様のインバータ装置である。
【００１１】
本態様によれば、インバータ装置は、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域で、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、複数のＰＷＭ周期に亘って全てオンさせる（ベタオンさせる）ため、スイッチング損失を低減することができる。
【００１２】
また、第３の態様のインバータ装置は、前記スイッチング素子群が、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ又はワイドギャップ半導体のスイッチング素子を有する第１又は第２の態様のインバータ装置である。
【００１３】
本態様によれば、インバータ装置は、スイッチング素子が低損失であるため、スイッチング素子における電力損失を低減することができる。
【００１４】
また、第４の態様のインバータ装置は、前記速度指令から生成されたインバータ出力周波数を積分し、位相を演算する位相演算部をさらに備え、前記補正指令部が、前記位相を基準に、前記補正指令を生成する第１から第３のいずれかの態様のインバータ装置である。
【００１５】
本態様によれば、インバータ装置は、速度指令から出力電圧位相を生成するため、速度指令に合わせた位相でＰＷＭ制御のパルス信号を停止させることができる。
【００１６】
また、第５の態様の空気調和機は、第１から第４のいずれかのインバータ装置と、前記３相交流電圧で回転駆動されるモータと、を備える。
【００１７】
また、第６の態様のインバータ装置の制御方法は、ｖ／ｆ制御を行う３相モータのインバータ装置の制御方法であって、前記３相モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令生成ステップと、前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する逆変換ステップと、を実施する。
【００１８】
また、第７の態様のプログラムは、ｖ／ｆ制御を行う３相モータのインバータ装置であって、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備えるインバータ装置のコンピュータを、前記３相モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令部、及び前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御の前記パルス信号を停止させる指令を前記電圧指令に加えた前記補正指令を生成する補正指令部、として機能させる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の一態様によれば、ＰＷＭ信号停止の遅れを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明に係る第１の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。
【図２】本発明に係る第１の実施形態における制御装置の機能構成を示す図である。
【図３】ＰＷＭ制御の機能を説明する図である。
【図４】本発明に係る第１の実施形態における補正交流電圧指令の波形を示す図である。
【図５】本発明に係る第１の実施形態における補正交流電圧指令の波形とゲート信号との関係を示す図である。
【図６】本発明に係る第１の実施形態におけるモータに流れる各相の電流の波形とゲート信号との関係を示す図である。
【図７】参考例におけるモータに流れる各相の電流の波形とゲート信号との関係を示す図である。
【図８】本発明に係る第１の実施形態におけるＰＷＭ停止制御を説明する図である。
【図９】参考例におけるＰＷＭ停止制御を説明する図である。
【図１０】本発明に係る第２の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。
【図１１】本発明に係る変形例における補正交流電圧指令の波形とゲート信号との関係を示す図である。
【図１２】本発明に係る実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明に係る各種実施形態について、図面を用いて説明する。
【００２２】
＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係るインバータ装置について、図１〜図９を参照しながら詳細に説明する。
【００２３】
（インバータ装置の回路構成）
図１は、実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
インバータ装置１は、空気調和機（空調機）９０の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための三相交流モータ（モータ８０）に対し、別途入力される速度指令に応じた負荷駆動用交流電圧（三相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である三相交流モータ（モータ８０）を所望の回転数で回転駆動させる。
【００２４】
インバータ装置１は、制御装置１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、を備える。
インバータ装置１は、直流電源ＰＳから供給される直流電圧Ｖｄｃを、モータ８０を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧であるＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧及びＷ相交流電圧の３相交流電圧に変換する。
モータ電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に接続されている３相の各配線に設けられる。モータ電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に出力される３相の印加電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）に関連してモータ８０に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出し、各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出結果を制御装置１０に通知する。
【００２５】
（インバータ主回路）
インバータ主回路２０は、スイッチング素子群２１と、正極ＤＣ端子Ｑａと、負極ＤＣ端子Ｑｂと、ＰＷＭ発生部２２とを備える。
【００２６】
正極ＤＣ端子Ｑａ及び負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電圧Ｖｄｃが入力される端子である。
正極ＤＣ端子Ｑａ、負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電源ＰＳの正極、負極にそれぞれ接続されている。
【００２７】
スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃの間に直列に接続された２つのスイッチング素子の対を３対備える。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の各対は、三相交流モータ（モータ８０）を回転駆動させるための３つの相のそれぞれに対応して設けられる。
【００２８】
図１に示すように、スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃが入力される正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対を有する。
【００２９】
上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｕ相の交流電圧ｖｕを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとを除く領域において、交互にスイッチングされる。
【００３０】
同様に、上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、ＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｖ相の交流電圧ｖｖを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとを除く領域において、交互にスイッチングされる。
【００３１】
同様に、上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、ＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｗ相の交流電圧ｖｗを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとを除く領域において、交互にスイッチングされる。
【００３２】
ＰＷＭ発生部２２は、制御装置１０から受け付けた後述する補正指令に関連して、スイッチング素子群２１を駆動するゲート信号を発生させ、スイッチング素子群２１をオンオフする。
本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２は、補正指令部１８から、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を取得する。ＰＷＭ発生部２２は、取得した補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の各波形の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ制御のパルス信号（以下、「ＰＷＭ信号」ともいう。）を発生させる。
具体的には、ＰＷＭ発生部２２は、後述するスイッチング素子２１ＵＨ、スイッチング素子２１ＵＬ、スイッチング素子２１ＶＨ、スイッチング素子２１ＶＬ、スイッチング素子２１ＷＨ、スイッチング素子２１ＷＬの各ゲートに対して、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）をそれぞれ出力する。
【００３３】
ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｗ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を生成する。
【００３４】
（制御装置）
図２に示すように、制御装置１０は、速度指令部１１、電圧指令部１２、２相／３相変換部１３、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６、位相演算部１７及び補正指令部１８を機能的に備える。
本実施形態では、後述するプログラムを実行することにより、コンピュータシステムを制御装置１０として機能させている。
【００３５】
速度指令部１１は、所望の回転速度ωでモータ８０を回転させるための速度指令ｎωｍ＊を出力する（ｎはモータ８０の極対数）。速度指令ｎωｍ＊は、速度補正部１６による補正処理を施され、新たな速度指令ω１とされる。速度指令ω１は、電圧指令部１２及び位相演算部１７にそれぞれ入力される。
【００３６】
電圧指令部１２は、新たな速度指令であるインバータ出力周波数ω１の入力を受け付けて、インバータ出力周波数ω１に概ね比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸（δ軸、γ軸）で生成する。
本実施形態では、速度指令部１１は、電圧指令として、δ軸電圧指令ｖδ＊及びγ軸電圧指令ｖγ＊を生成し、出力する。
【００３７】
２相／３相変換部１３は、電圧指令部１２から出力された電圧指令を、インバータ主回路２０が出力する３相の交流電圧の各々に対応する交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に座標変換する。２相／３相変換部１３は、後述する位相演算部１７から得られる位相θに応じた座標変換を行う。
【００３８】
３相／２相変換部１４は、モータ電流検出部３０で検出された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得する。３相／２相変換部１４は、取得された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、モータ電流Ｉをなす２軸（δ軸、γ軸）の電流成分であるδ軸電流成分ｉδ（励磁電流成分）及びγ軸電流成分ｉγ（トルク電流成分）へ座標変換する。変換されたδ軸電流成分ｉδ及びγ軸電流成分ｉγは、電圧指令部１２へフィードバックされる。
【００３９】
力率角設定部１５は、位相差φを設定し、力率の加減に用いられる。本実施形態では、γ軸電流成分ｉγに関連して、位相差φを演算して、力率の加減を行っている。演算された位相差φによって、モータ８０のモータ印加電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）の位相である位相θに対し、力率の加減の必要ないときは、力率角設定部１５は、設けられなくてもよい。
【００４０】
速度補正部１６は、γ軸電流成分ｉγにゲインΚωを乗じる。ゲインΚωが乗じられたγ軸電流成分ｉγは、速度指令ｎωｍ＊に負帰還され、モータ８０が安定して動作するように速度指令ｎωｍ＊の修正に用いられる。モータ８０の安定化の必要ないときは、速度補正部１６は設けられなくてもよい。
【００４１】
位相演算部１７は、インバータ出力周波数ω１を積分し、位相θを演算し、２相／３相変換部１３及び補正指令部１８それぞれに位相θを出力する。
【００４２】
補正指令部１８は、２相／３相変換部１３から、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を取得する。
補正指令部１８は、後述するように、電圧指令に、ＰＷＭ信号を交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊のゼロ電圧領域において停止させる指令が加えられた補正指令を生成し、インバータ主回路２０を制御する。
【００４３】
なお、制御装置１０の具体的な説明については、補正指令部１８を除いて、特許第４７６４１２４号公報に記載されているため、詳細な説明を省略する。
また、フィードバック制御の必要がなく、オープン制御を行う場合、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６がない構成としてもよい。
【００４４】
（補正指令部）
本実施形態において、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、それぞれ補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を生成し、ＰＷＭ発生部２２に出力する。
【００４５】
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は次のように生成される。
補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊として、所望の３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各波形に相似した電圧波形を取得する。
補正指令部１８は、後述する２アーム方式の制御が行われると共に、各電圧波形のゼロ電圧領域においてＰＷＭパルスが停止されるように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。
本実施形態では、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として後述する波形Ｊ２に補正する。
【００４６】
（２アーム方式の制御）
まず、本実施形態における２アーム方式の制御について説明する。
電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）及び位相θから生成された交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊がそれぞれ正弦波である場合、インバータ装置１が、当該正弦波でそのままＰＷＭ制御を行うと、スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失が大きい。
スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失を抑制するため、各スイッチング素子をそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御（２アーム方式の制御）を行う。
すなわち、２アーム方式の制御として、インバータ装置１は、３相交流電圧の各相電圧（の絶対値）の大きな領域で、上アームのスイッチング素子２１ＵＨ、２１ＶＨ、２１ＷＨ、及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬ、２１ＶＬ、２１ＷＬをそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオン（ベタオン）させる制御を行う。
このため、スイッチング損失の大きい正弦波のピーク電圧（正のピーク電圧及び負のピーク電圧）を中心に所定の電気角に亘って、ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％（ベタオン）となるように、制御装置１０は電圧指令を補正する。
本実施形態では、２アーム方式の制御を行うために、補正指令部１８が、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各電圧波形のピークを中心として所定の電気角に亘って、電圧を嵩上げして、ＰＷＭ信号のデューティが１００％となるように、電圧波形を補正する。このような波形に補正する理由は以下のとおりである。
【００４７】
ＰＷＭ発生部２２は、スイッチング素子群２１をオンオフさせる信号のパルス周期に対するオンパルス幅の比率（ＰＷＭ信号のデューティ）を変えて、インバータ主回路２０が出力する電圧を変えている。
インバータ主回路２０に所定の電圧波形を出力させる場合、ＰＷＭ発生部２２は、発生させたい電圧波形の各瞬間の電圧に比例するようにＰＷＭ信号のデューティを変調させて、スイッチング素子群２１に所定の電圧波形を出力させる。
図３の例に示すように、ＰＷＭ発生部２２において、ＰＷＭ信号のデューティは、基準となる三角波（又はのこぎり形状は）の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定される。
このため、電圧指令の電圧を変調させれば、ＰＷＭ信号のデューティを変調させることができる。図３では、三角波の電圧より電圧指令の電圧が大きい場合にオンパルスとなっている。
さらに、複数のパルス周期に亘って、三角波の最大電圧より電圧指令の電圧が大きい場合、ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％（ベタオン）となり、全領域でオン信号とすることができる（領域ＲＧＸ）。
このように、制御装置１０は、複数のパルス周期に亘って、三角波の電圧より電圧指令の電圧が大きくなるように、電圧指令の電圧を嵩上げすると、嵩上げした領域において、ＰＷＭ信号のオンデューティを１００％（ベタオン）することができ、全領域でオン信号とすることができる。
したがって、本実施形態では、制御装置１０は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、三角波の最大電圧より大きな電圧に嵩上げした電圧波形に補正して、２アーム方式の制御を行うことができる。
【００４８】
（パルス信号停止制御）
上記のとおり、本実施形態では、まず２アーム方式の制御を行うために、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、正弦波のピーク電圧を中心に６０°の電気角（ピーク電圧領域ＲＧＰ）において、電圧が嵩上げされた交流電圧指令に補正される。
【００４９】
嵩上げされた交流電圧指令でそのまま直流電圧Ｖｄｃを交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換すると、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧が正弦波に比べて崩れた波形となる。このため、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧が正弦波に近似した波形になるように、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、さらに成形される必要がある。
【００５０】
例えば、図４のように、ピーク電圧領域ＲＧＰの電圧が矩形波となるように嵩上げした場合について説明する。図４の横軸は位相θを、縦軸は、電圧を示す。
交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧を正弦波とするには、交流電圧指令は、嵩上げした補償として、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてリンギングを有する波形に成形される必要がある。ここで「ゼロ電圧領域ＲＧＺ」とは、リンギングの２つのピーク及び２つの裾を含む電圧０から０までの領域である。
具体的には、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が、図４の破線で示される波形Ｊ１に整形されれば、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧を正弦波形とすることができる。
【００５１】
しかし、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてリンギングを有する波形Ｊ１でインバータ主回路２０が駆動されると、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおける各スイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる。
そこで、本実施形態では、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、図４の実線で示される波形Ｊ２に、それぞれ補正される。すなわち、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてＰＷＭ信号を停止できる波形Ｊ２に、それぞれ補正される。
具体的には、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、ゼロ電圧領域ＲＧＺ全体において電圧を０としたマスク期間を有する波形Ｊ２に、それぞれ補正される。
【００５２】
上述したように、ＰＷＭ信号のデューティは、基準となる三角波の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定される。図３のタイミングＴＭＸにおいて示されるように、電圧指令波形の電圧を、三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さくすることによって、制御装置１０は、任意のタイミングでＰＷＭ信号を停止することができる。本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２に出力する電圧指令の電圧を０とすれば、少なくとも三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さい電圧とすることができる。
【００５３】
このため、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、波形Ｊ２に補正すれば、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてＰＷＭ信号が停止するため、ゼロ電圧領域ＲＧＺでのスイッチング損失が抑制される。
交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が波形Ｊ２に補正されると、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧は、正弦波から少し崩れるものの、正弦波に近似した波形で維持される。
したがって、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ２に補正する。
【００５４】
波形Ｊ２に補正された補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２において、それぞれＰＷＭ信号に変換される。さらに、ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。
【００５５】
一例として、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊とゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）の関係について説明する。
図５に示されるように、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）に変換される。図５の横軸は位相θを、縦軸は電圧を示す。
【００５６】
ピーク電圧領域ＲＧＰでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、オンデューティが１００％（ベタオン）となり、全領域でオン信号となる。
逆にゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、全領域でオフ信号（ＰＷＭパルス停止）となる。
【００５７】
ピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとの間の中間電圧領域ＲＧＭでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊の電圧に比例したオンデューティのパルス列となる。
ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）の逆パターンのパルス列となる。すなわち、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）がオンパルスの時、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）はオフパルスとなり、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）がオフパルスの時、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）はオンパルスとなるようなパルス列となる。
【００５８】
ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、オンデューティが０％（ベタオフ）となり、全領域でオフ信号となる。したがって、ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ＰＷＭ信号が停止される期間（マスク期間）となる。
ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）と同様に、全領域でオフ信号（ＰＷＭパルス停止）となる。
【００５９】
図５に示されるように、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）よりそれぞれ１２０°遅れた位相となる。
図５に示されるように、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）よりそれぞれ２４０°遅れた位相（1２０°進んだ位相）となる。
【００６０】
図６には、図５の各ゲート信号で制御したときのモータ８０に流れるＵ相の電流ｉｕ、Ｖ相の電流ｉｖ、Ｗ相の電流ｉｗがそれぞれ示される。
【００６１】
ピーク電圧領域ＲＧＰでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）のオン信号に関連して、全領域で最大を含む大きな電流ｉｕが流れる。
中間電圧領域ＲＧＭでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）のデューティの減少に関連して電流ｉｕは徐々に減少する。中間電圧領域ＲＧＭとゼロ電圧領域ＲＧＺとの間では電流ｉｕが略流れない状態となる。
ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）オフ信号に関連して、マスク期間全領域で電流ｉｕが略流れない状態が維持されている。
Ｖ相に関しても、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）の位相に合わせて、図６に示すように、同様な電流ｉｖが流れる。
Ｗ相に関しても、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）の位相に合わせて、図６に示すように、同様な電流ｉｗが流れる。
【００６２】
参考例として、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ１をＰＷＭ発生部２２に入力した場合のモータ８０に流れるＵ相の電流ｉｕ、Ｖ相の電流ｉｖ、Ｗ相の電流ｉｗが図７に示される。
図６に示される本実施形態の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、図７に比べて、正弦波から少し崩れた波形となるが、概ね滑らかな交流波形となっており、３相モータを駆動することが可能となっている。
なお、図６及び図７の横軸は位相θを、縦軸は、電流を示す。
【００６３】
（作用及び効果）
インバータ装置１は、ゼロ電圧領域において、ＰＷＭのパルス信号を停止させるため、スイッチング損失を低減することができる。
【００６４】
さらに、以下に示すとおり、インバータ装置１は、ＰＷＭ停止制御への切替時に遅延がないため、モータ出力電流波形の歪を抑制することができる。
インバータ装置１は、電圧指令に、ＰＷＭ信号を停止させる指令を加えて、ＰＷＭパルス信号のオフを制御している。
上述したように、ＰＷＭ信号のデューティは、三角波の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定されるため、任意のタイミングでＰＷＭ信号を停止することができる。
このため、図８に示すように、ＰＷＭのパルス信号（キャリア信号）中の任意のタイミングで、ＰＷＭ信号を停止することができ、ＰＷＭ停止制御へ遅延なく切り替えることが可能である。
したがって、インバータ装置１は、ＰＷＭ停止制御への切替時に遅延がないため、モータ出力電流波形の歪を抑制することができる。
これに対し、特許文献１のようなベクトル制御方式のインバータ装置は、電流のゼロクロスを検出してから、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させている。このため、参考例として図９に示されるように、ベクトル制御方式のインバータ装置は、電流のゼロクロスを検出してから、少なくともＰＷＭのパルス信号１つ（１キャリア）、最大で２つ（２キャリア分）遅れて、実際のＰＷＭ停止制御への切り替えが実施される。したがって、モータ出力電流波形の歪が発生する。
【００６５】
加えて、インバータ装置１は、（スイッチング制御である）中間電圧領域ＲＧＭの制御から（ＰＷＭ停止制御である）ゼロ電圧領域ＲＧＺの制御への切り替えだけではなく、ゼロ電圧領域ＲＧＺの制御から中間電圧領域ＲＧＭの制御への切り替えも、遅延がなく行うことができる。同様に、中間電圧領域ＲＧＭの制御から（ベタオン制御である）ピーク電圧領域ＲＧＰの制御への切り替え、及びピーク電圧領域ＲＧＰの制御から中間電圧領域ＲＧＭの制御への切り替えも同様に、遅延なく行うことができる。
【００６６】
加えて、インバータ装置１は、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域で、それぞれ上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子を、複数のＰＷＭ周期に亘って全てオンさせる（ベタオンさせる）ため、スイッチング損失を低減することができる。
【００６７】
加えて、インバータ装置１は、速度指令から出力電圧位相を生成するため、速度指令に合わせた位相でＰＷＭ制御のパルス信号を停止させることができる。
【００６８】
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態に係るインバータ装置について、図１０を参照しながら詳細に説明する。
【００６９】
本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、補正指令として、別途、パルスを停止する停止信号をインバータ主回路に送信する点が異なっている。
【００７０】
本実施形態のインバータ装置１’は、空気調和機（空調機）９０’の室外機に搭載される。
図１０に示すように、インバータ装置１’は、補正指令部１８’を有する制御装置１０’と、パルス停止部２３を有するインバータ主回路２０’と、を備える。
補正指令部１８’は、ＰＷＭ信号を停止させる指令を埋め込まず、補正指令をインバータ主回路２０’送信する。すなわち、補正指令部１８’は、補正交流電圧指令とパルスを停止する停止信号とを別々に、補正指令として、パルス停止部２３に送信する。
本実施形態では、補正指令部１８’は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊及び停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷを補正指令として、インバータ主回路２０’に送信する。
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２に送信され、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷは、パルス停止部２３に送信される。
パルス停止部２３は、ＰＷＭ発生部２２と各スイッチング素子の間の配線に、ＰＷＭ発生部２２及び各スイッチング素子と直列に設けられる。パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷのオフパルスが入力されると、ＰＷＭ発生部２２から各スイッチング素子へ送信されるＰＷＭ信号を停止する。
【００７１】
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＵがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を停止する。
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＶがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を停止する。
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＷがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を停止する。
【００７２】
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、例えば、波形Ｊ１とすることができる。この場合、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷは、波形Ｊ１のゼロ電圧領域ＲＧＺのタイミングでオフパルスを有する信号とする。
【００７３】
ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の各波形（波形Ｊ１）の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ信号を発生させる。ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。パルス停止部２３は、ゼロ電圧領域ＲＧＺのタイミングで発生された各ゲート信号を停止する。
結果として第１の実施形態と同様なゲート信号を各スイッチング素子に供給する。
【００７４】
本実施形態においても、インバータ装置１’は、ＰＷＭのパルス信号（キャリア信号）中の任意のタイミングで、ＰＷＭ信号を停止することができ、ＰＷＭ停止制御へ遅延なく切り替えることが可能である。
【００７５】
＜変形例＞
第１の実施形態では、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を波形Ｊ２に補正している。この場合、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を波形Ｊ１に補正してから、波形Ｊ２に補正してもよいし、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、１回の処理で波形Ｊ２に補正してもよい。
【００７６】
各実施形態では、補正指令部１８、１８’において、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各正弦波を、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて嵩上げしている。変形例として、電圧指令部１２において、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が嵩上げされるように、電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）が補正されてもよい。
例えば、γ軸電圧指令ｖγ＊が、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の振幅に関連する場合、電圧指令部１２において、γ軸電圧指令ｖγ＊を大きな電圧に補正する。γ軸電圧指令ｖγ＊を大きな電圧に補正すれば、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各振幅を大きくできるので、少なくともピーク電圧領域ＲＧＰにおいて嵩上げすることができる。
【００７７】
各実施形態では、スイッチング素子にＩＧＢＴが用いられているが、変形例として、スイッチング素子に、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。
本実施形態では、シリコン半導体のスイッチング素子が用いられているが、変形例として、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドギャップ半導体のスイッチング素子が用いられてもよい。
【００７８】
本実施形態では、ＰＷＭ制御として、２アーム方式の制御として、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の両方を、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行っている。
変形例として、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、オンさせるだけでもよい。また、他の変形例として、２アーム方式の制御を行わず、ゼロ電圧領域において、パルス信号を停止させるだけの補正指令を生成してもよい。
【００７９】
第１の実施形態では、マスク期間において、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の電圧を０に補正しているが、変形例として、三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さい正の電圧に補正されてもよい。
【００８０】
第１の実施形態では、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、ゼロ電圧領域ＲＧＺ全体において電圧を０としたマスク期間を有する波形Ｊ２に、それぞれ補正される。
変形例として、図１１のように、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、ゼロ電圧領域ＲＧＺの一部において電圧を０としたマスク期間を有する波形Ｊ２’に、それぞれ補正されてもよい。この場合、少なくとも、リンギングの２つのピークをマスク期間が含むように補正されてもよいし、単にゼロ電圧領域ＲＧＺの少なくとも一部の期間をマスク期間が含むように補正されてもよい。
図１１は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊が波形Ｊ２’に補正された例のみを示すが、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊も同様に波形Ｊ２’に補正されてもよい。
また、波形Ｊ２’のマスク期間は、電気角３０°であって、ゼロ電圧領域ＲＧＺの中央に設定しているが、マスク期間は、どのような電気角、位置に設定されてもよい。
【００８１】
＜インバータ装置の制御方法＞
上記各実施形態におけるインバータ装置１，１’の制御方法について、図１２を参照して説明する。
まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ１：電圧指令生成ステップ）。
続いて、補正指令部１８，１８’が、電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を電圧指令に加えた補正指令を生成する（ＳＴ２：補正指令生成ステップ）。
続いて、インバータ主回路２０，２０’が、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（Ｓ３：逆変換ステップ）。
そして、図１２に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ１に戻って、同様にＳＴ１〜ＳＴ３の処理を繰り返す。
利用者によってインバータ装置１，１’に終了指示が入力されると、ＳＴ１〜ＳＴ３の繰り返し処理は終了する。
【００８２】
本実施形態における制御方法の「電圧指令生成ステップＳＴ１」及び「補正指令生成ステップＳＴ２」は、インバータ装置１，１’が行っているが、変形例として、「電圧指令生成ステップＳＴ１」及び「補正指令生成ステップＳＴ２」のうち、少なくともいずれかのステップを他の装置が行ってもよいし、利用者が行ってもよい。
【００８３】
なお、上述の各実施形態においては、制御装置の各種機能を実現するためのプログラムを、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをマイコンといったコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各種処理を行うものとしている。ここで、コンピュータシステムのＣＰＵの各種処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【００８４】
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。
【符号の説明】
【００８５】
１  インバータ装置
１’  インバータ装置
１０  制御装置
１０’  制御装置
１１  速度指令部
１２  電圧指令部
１３  ２相／３相変換部
１４  ３相／２相変換部
１５  力率角設定部
１６  速度補正部
１７  位相演算部
１８  補正指令部
１８’  補正指令部
２０  インバータ主回路
２０’  インバータ主回路
２１  スイッチング素子群
２１ＵＨ  スイッチング素子
２１ＵＬ  スイッチング素子
２１ＶＨ  スイッチング素子
２１ＶＬ  スイッチング素子
２１ＷＨ  スイッチング素子
２１ＷＬ  スイッチング素子
２２  ＰＷＭ発生部
２３  パルス停止部
３０  モータ電流検出部
８０  モータ
９０  空気調和機（空調機）
９０’  空気調和機（空調機）
ＰＳ  直流電源
Ｑａ  正極ＤＣ端子
Ｑｂ  負極ＤＣ端子
【図１】
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【図２】
2018164347.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2018164347.tif 000009
【図８】
2018164347.tif 000010
【図９】
2018164347.tif 000011
【図１０】
2018164347.tif 000012
【図１１】
2018164347.tif 000013
【図１２】
2018164347.tif 000014