(57)【要約】【課題】２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を精度よく推定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御する。【解決手段】  制御装置は、コンデンサ電圧の指令値と検出値との偏差が入力され、リアクトル電流指令値を生成する電流指令生成器と、ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、誤差デューティ比と、コンデンサ電圧検出誤差とを外乱として出力するオブザーバであって、コンデンサ電圧、リアクトル電流、誤差デューティ比、及びコンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、リアクトル電流推定値及びリアクトル電流指令値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを含み、リアクトル電流指令値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧の指令値と検出値との偏差が入力され、リアクトル電流指令値を生成する電流指令生成器と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無におけるデューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを外乱として出力するオブザーバであって、前記コンデンサのコンデンサ電圧、前記リアクトルを流れるリアクトル電流、前記誤差デューティ比、及び前記コンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、
前記リアクトル電流の推定値及び前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを備え、
前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置において、
前記オブザーバは、前記直流電源の電源電圧、前記コンデンサ電圧、及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式であって前記コンデンサ電圧検出誤差を含む状態方程式とを用いて、前記コンデンサ電圧、前記リアクトル電流、前記誤差デューティ比、及び前記コンデンサ電圧検出誤差を推定する、制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載の制御装置において、
前記デューティ比制御器は、前記リアクトル電流の推定値が前記リアクトル電流指令値となるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御する、制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の制御装置において、
前記オブザーバは、
前記デッドタイムによる誤差でデューティ比を計算するための第１オブザーバゲインと前記コンデンサ電圧検出誤差を計算するための第２オブザーバゲインと、を有し、
前記第１オブザーバゲインは、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第１スイッチング素子の常時オン時に０となり、前記第１スイッチング素子がスイッチングを開始した後に０以外の数値を持ち、
前記第２オブザーバゲインは、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第１スイッチング素子の常時オン時に０以外の数値を持ち、前記第１スイッチング素子がスイッチングを開始した後に０となる、制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載の制御装置において、
前記デューティ比制御器は、前記状態方程式を用いて、前記デューティ比を複数の異なる値に変化させたときの前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所定状態値に対する予測値を算出し、前記所定状態値の目標を示す指令値と前記予測値との差に応じて前記デューティ比を制御する第１モデル予測制御器を有する、制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載の制御装置において、
前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルのインダクタンスを設定し、前記インダクタンスを前記状態方程式に適用する、制御装置。
【請求項７】
請求項４に記載の制御装置において、
前記デューティ比制御器は、前記状態方程式を前記デューティ比の二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比を前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比を制御する第２モデル予測制御器を有する、制御装置。
【請求項８】
請求項７に記載の制御装置において、
前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルのインダクタンスを設定し、前記インダクタンスを前記二次方程式に適用する、制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流の入力電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、過渡特性の応答性向上を狙いリアクトル電流マイナーループ付電圧制御を用いることが広く知られている。このとき、電流センサを用いずにリアクトル電流を推定できれば、電流センサを削減できる。
【０００３】
特許文献１には、オブザーバを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する技術が記載されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、リアクトルと、第１スイッチング素子に相当する正極側スイッチング素子と、第２スイッチング素子に相当する負極側スイッチング素子とを含む。この技術では、オブザーバによってリアクトルを流れる電流であるリアクトル電流が推定される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−４２５３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、特許文献１に記載された技術のように第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点にリアクトルが接続される構成では、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との短絡を防止するために、デッドタイムを設定する場合がある。デッドタイムは、２つのスイッチング素子が同時にオフになる時間である。特許文献１に記載された技術では、デッドタイムの影響により状態方程式に基づいて計算される指令デューティと実際のスイッチング素子のオン時間の割合である実デューティとに誤差が生じる可能性がある。具体的には、電流リップルの１／２振幅以上にリアクトル電流が流れると、指令デューティと実デューティとの間に誤差が生じる。これにより、リアクトル電流の推定精度が低下する可能性がある。また、オブザーバがコンデンサ電圧検出誤差を用いていないので、コンデンサ電圧の検出値に誤差がある場合には、リアクトル電流の推定精度がさらに低下する可能性がある。
【０００６】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の目的は、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を精度よく推定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の１つの態様は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧の指令値と検出値との偏差が入力され、リアクトル電流指令値を生成する電流指令生成器と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無におけるデューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを外乱として出力するオブザーバであって、前記コンデンサのコンデンサ電圧、前記リアクトルを流れるリアクトル電流、前記誤差デューティ比、及び前記コンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、前記リアクトル電流の推定値及び前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを備え、前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を精度よく推定できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成を示す図である。
【図３】図２に示しているオブザーバを示す図である。
【図４】図３に示しているオブザーバゲインの切換部の構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態における第１モデル予測制御器の構成を示す図である。
【図６】比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。
【図７】比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。
【図８】比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。
【図９】比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。
【図１２】本発明の実施形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。
【図１３】本発明の実施形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。
【図１４】本発明の実施形態において、リアクトルのインダクタンスにおける電流依存性の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８及び負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６を有する。第１スイッチング素子１４は、上側スイッチング素子に相当し、第２スイッチング素子１６は、下側スイッチング素子に相当する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。
【００１１】
直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４の一端及び第２スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。第２スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端及び直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９及び負極母線２０の間に接続され、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させるために用いられる。
【００１２】
なお、実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。
【００１３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉLが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉLが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖb）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されて高圧側コンデンサ１８の両端間電圧であるコンデンサ電圧ｖcが上昇する。このコンデンサ電圧ｖcが負荷１０４に印加される。また、第１スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉLが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖcが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖcは、キャリア信号の１周期に対する第１スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。制御装置３０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の現在の状態値が入力される。制御装置３０は入力された状態値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。状態値として、直流電源１０の電源電圧ｖb、コンデンサ１８のコンデンサ電圧ｖc、負荷であるモータ１０６の電流ｉu，ｉw及びモータ１０６の回転角θの検出値が対応するセンサから制御装置３０へ入力される。制御装置３０は、モータの電流ｉu，ｉw及びモータの回転角θからＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流ｉmを算出する。
【００１５】
図２は、制御装置３０の構成を示す図である。制御装置３０は、電流指令生成器（ｉＬ指令生成器）３１、オブザーバ３２、デューティ比制御器３４、及び三角波比較器３６を含んで構成される。
【００１６】
電流指令生成器３１には、コンデンサ電圧指令値ｖc*とコンデンサ電圧検出値ｖcとの偏差が入力される。電流指令生成器３１は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、リアクトル１２を流れるリアクトル電流の指令値ｉL*を生成するＰＩ制御器とすることができる。リアクトル電流指令値ｉL*は、リアクトル電流を制御するための目標値となる値であり、後述のデューティ比制御器３４に入力される。
【００１７】
オブザーバ３２は、コンデンサ電圧ｖc、電源電圧ｖb及び出力電流ｉmを受けて、これらの値からＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いて、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出して出力する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）を付して示す。
【００１８】
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を説明するために、まず、コンデンサ電圧の検出誤差Δｖcを含まないと仮定した比較例の状態方程式としての比較例状態方程式を説明する。
【００１９】
比較例状態方程式は、数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧はｖc、リアクトル電流はｉL、電源電圧はｖb、出力電流（負荷電流）はｉm、リアクトル１２のインダクタンスはＬ、コンデンサ１８のキャパシタンスはＣ、リアクトル１２の抵抗値はＲL、デューティ比はｄと示す。
【数１】
2018170856.tif 000003
【００２０】
数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。ここで誤差デューティ比とは、第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対する、デッドタイムの有無の違いにより生じるデューティ比の差分である。
【数２】
2018170856.tif 000004
【００２１】
数式（２）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。
【数３】
2018170856.tif 000005
【００２２】
図３は、実施形態のオブザーバ３２を示す図である。オブザーバ３２において、入力信号、出力信号が図３で示されるようになる。図３において、Ａは、数式（３）の破線枠αで示される係数と、破線枠Ａ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ａ１で表される。
【００２３】
図３において、Ｂは、数式（３）の破線枠αで示される係数と破線枠Ｂ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ｂ１で表される。図３のＣは、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるものである。
【数４】
2018170856.tif 000006
【００２４】
図３のＣとして、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるもので用いることによりリアクトル電流の推定精度を高くできるが、計算量軽減のために、数式（５）を用いることもできる。
【数５】
2018170856.tif 000007
【００２５】
ここで、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式として、誤差デューティ比Δｄとコンデンサ電圧検出誤差ΔｖCとを含む数式（６）を定義する。
【数６】
2018170856.tif 000008
【００２６】
数式（６）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（７）のように示される。
【数７】
2018170856.tif 000009
【００２７】
数式（７）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖc〜（チルダ）（ｋ）と、リアクトル１２の電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉL〜（チルダ）（ｋ）とは、数式（８）のように表すことができる。また、数式（７）に基づいて、誤差デューティ比の推定値である誤差デューティ比推定値Δｄ〜（チルダ）（ｋ）と、コンデンサ電圧検出誤差の推定値であるコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc〜（チルダ）（ｋ）とは数式（８）のように表すことができる。ここで、Ｔは制御周期であり、ｈ1〜ｈ4はオブザーバゲインである。以下では推定値を表すチルダの〜（波線）を省略する場合がある。
【数８】
2018170856.tif 000010
【００２８】
オブザーバ３２は、入力されたコンデンサ電圧ｖc、電源電圧ｖb及び出力電流ｉmを数式（８）に代入することによって、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値、及びリアクトル電流ｉL（＝ｉL（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３２は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖc（＝Δｖc（ｋ））の推定値を算出する。なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉL（チルダ）、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）は、数式（８）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉL（チルダ）、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）は、デューティ比制御器３４に入力される。
【００２９】
なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、（ｋ＋１）回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。
【００３０】
ここで、本実施形態において、オブザーバ３２は、数式（８）の４つのオブザーバゲインｈ1、ｈ2、ｈ3、ｈ4を持つ。このうち、数式（８）の３行目と４行目とに対応するｈ3、ｈ4は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて、値が切り替わる。以下、ｈ3は第１オブザーバゲインｈ3と記載し、ｈ4は、第２オブザーバゲインｈ4と記載する場合がある。オブザーバゲインｈ1、ｈ2、ｈ3、ｈ4は、図３のｈに対応する。
【００３１】
図４は、オブザーバゲインの切換部３７の構成を示す図である。制御装置３０は、切換部３７を持ち、その切換部３７は、第１及び第２オブザーバゲインｈ3、ｈ4の値を、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて切り換える。具体的には、第１オブザーバゲインｈ3は、デッドタイムによる誤差でデューティ比を計算するためのオブザーバゲインである。第２オブザーバゲインｈ4は、コンデンサ電圧検出誤差を計算するためのオブザーバゲインである。
【００３２】
図４において、上アームオン信号として、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かが切換部３７に入力される。図４では、切換部３７の内部において「１」は、第１スイッチング素子１４が常時オンとなり、上アームが常時オンされたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６が常時オフされる。図４の切換部３７の内部において「０」は、第１スイッチング素子１４がスイッチングを開始し、上アームの常時オンが解除されたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６もスイッチングを開始する。
【００３３】
切換部３７は、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、第１オブザーバゲインｈ3を０とし、第２オブザーバゲインｈ4に０以外の数値Ｃ４を持たせる。一方、切換部３７は、第１スイッチング素子１４の常時オンが解除された後に、第１オブザーバゲインｈ3に０以外の数値を持たせ、第２オブザーバゲインｈ4を０とする。
【００３４】
また、数式（８）の１行目と２行目とに対応するオブザーバゲインｈ1、ｈ2は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態に無関係に０以外の数値Ｃ１、Ｃ２を持っている。
【００３５】
これにより、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、コンデンサ電圧検出誤差に対応する値が第２オブザーバゲインｈ4に対応して出力されるので、コンデンサ電圧検出誤差を精度よく推定できる。また、第１スイッチング素子１４の常時オンが解除されたときには、デッドタイムによる誤差デューティ比に対応する値が第１オブザーバゲインｈ3に対応して出力される。これにより、誤差デューティ比を用いてデューティ比を精度よく計算することができる。このように数式（８）を用いたオブザーバ３２では、コンデンサ電圧検出誤差を推定でき、その推定値が次の制御周期に用いられて、コンデンサ電圧、リアクトル電流、及び誤差デューティ比が推定される。
【００３６】
オブザーバ３２は、コンデンサ電圧推定値ｖc（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉL（チルダ）、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）を推定する。図２に示すように、オブザーバ３２からは、誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）と、コンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）とを外乱として出力する。デューティ比制御器３４には、電流指令生成器３１からリアクトル電流指令値ｉL*が入力される。デューティ比制御器３４には、オブザーバ３２からリアクトル電流ｉL、誤差デューティ比Δｄ、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖcの推定値も入力される。なお、図２に破線矢印で示すように、オブザーバ３２からデューティ比制御器３４にコンデンサ電圧ｖcの推定値が入力され、デューティ比制御器３４の演算でその推定値が用いられてもよい。
【００３７】
デューティ比制御器３４は、オブザーバ３２から出力されたリアクトル電流推定値ｉL（チルダ）と、電流指令生成器３１で生成されたリアクトル電流指令値ｉL*とに応じて、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われ出力される。これにより、デューティ比制御器３４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデューティ比を制御する。デューティ比制御器３４は後で詳しく説明する。
【００３８】
デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。三角波比較器３６は、三角波キャリア信号の値と、デューティ比ｄ（ｋ＋１）とを比較し、その比較した結果に基づいてスイッチング信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各スイッチング素子１４，１６にスイッチング信号を出力する。各スイッチング素子１４，１６は、そのスイッチング信号によりオンオフ状態が制御されることにより、適切な電圧制御が行われる。これにより、リアクトル電流指令値ｉL*に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。
【００３９】
次に、デューティ比制御器３４を説明する。デューティ比制御器３４は第１モデル予測制御器５０（図５）を含んで構成される。具体的には、第１モデル予測制御器（第１ＭＰＣ）５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いてデューティ比を制御する。このとき、第１モデル予測制御器５０は、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときのＤＣ／ＤＣコンバータ１１における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出する。第１モデル予測制御器５０は、状態値（状態量）の目標を示す指令値と予測値との差に応じてデューティ比を制御する。以下、第１モデル予測制御器５０は、第１ＭＰＣ５０と記載する場合がある。
【００４０】
図５は、第１ＭＰＣ５０の構成を示す図である。実施の形態では、第１ＭＰＣ５０は、所定の状態値としてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉL^（ハット）を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、リアクトル電流指令値ｉL*に近づくようなリアクトル電流予測値ｉL^（ハット）となるデューティ比ｄを求める処理を行う。
【００４１】
図５に示すように、第１ＭＰＣ５０は、加算器４０（４０−２〜４０−１２９）、予測演算器４２（４２−１〜４２−１２９）、評価関数演算器４４（４４−１〜４４−１２９）、最小値選択器４６を含んで構成される。
【００４２】
加算器４０（４０−２〜４０−１２９）は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に所定値を加算することによりデューティ比ｄ（ｋ）に変化を与えて出力する。本実施の形態では、デューティ比ｄ（ｋ）は、０〜１０２３の値の範囲で表されるものとする。すなわち、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オンであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オフである状態のときのデューティ比ｄが０で表されるものとする。また、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オフであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オンである状態のときのデューティ比ｄが１０２３で表されるものとする。加算器４０は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を中心値として、ｄ（ｋ）±６４の範囲で変化を与えて出力する。変化の範囲は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデッドタイムの期間及びＰＷＭ周期に基づいて設定することが好適である。例えば、デッドタイム／ＰＷＭ周期×デューティ比ｄの数値範囲で算出される値よりも大きな変換の範囲とすることが好適である。具体的には、デッドタイムが５μｓ、ＰＷＭ周期が１００μｓである場合、デューティ比ｄを０〜１０２３の範囲で表した場合には５／１００×１０２３＝５１よりも大きい数値範囲を変化の範囲とすることが好適である。一方、演算負荷をできるだけ小さくするために、変化の範囲はできるだけ狭い方が好適である。そこで、本実施の形態では、変化の範囲を±６４とした例を示している。
【００４３】
加算器４０−２は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に１を加算してｄ（ｋ）＋１を出力する。加算器４０−３は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に２を加算してｄ（ｋ）＋２を出力する。同様に、加算器４０−４〜加算器４０−６５は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）にそれぞれ３〜６４を加算して出力する。また、加算器４０−６６は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から１を減算してｄ（ｋ）−１を出力する。加算器４０−６７は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から２を減算してｄ（ｋ）−２を出力する。同様に、加算器４０−６８〜加算器４０−１２９は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）からそれぞれ３〜６４を減算して出力する。加算器４０−２〜４０−１２９からの出力は、それぞれ予測演算器４２−２〜４２−１２９へ入力される。
【００４４】
予測演算器４２は、加算器４０からの出力、コンデンサ電圧ｖc、リアクトル電流推定値ｉL〜（＝ｉL〜（ｋ）（チルダ））、電源電圧ｖb、出力電流（負荷電流）ｉm及び誤差デューティ比Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖc〜（＝Δｖc〜（ｋ）（チルダ））を用いてリアクトル電流予測値ｉL^（ハット）を算出して出力する。リアクトル電流予測値ｉL^（ハット）は、リアクトル１２を流れる電流の予測値である。
【００４５】
リアクトル電流予測値ｉL^（ハット）は、数式（７）において、左辺の２行目ｉL（ｋ＋１）をｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、右辺のｉL（ｋ）をｉL〜（ｋ）（チルダ）、右辺のΔｖc（ｋ）をΔｖc〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開したｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式を用いて算出される。
【００４６】
予測演算器４２−１は、ｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを０としてｉL^［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−２は、ｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを１としてｉL^［ｄ（ｋ）＋１］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器４２−３〜予測演算器４２−６５は、それぞれａを２〜６４としてｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−６６は、ｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−１としてｉL^［ｄ（ｋ）−１］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−６７は、ｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−２としてｉL^［ｄ（ｋ）−２］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器４２−６８〜予測演算器４２−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてｉL^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−１〜４２−１２９の出力は、それぞれ評価関数演算器４４−１〜４４−１２９へ入力される。
【００４７】
評価関数演算器４４は、コンデンサ電圧指令値ｖc*、予測演算器４２から入力されたリアクトル電流予測値ｉL^（ハット）、電流指令生成器３１から入力されたリアクトル電流指令値ｉL*に基づいて評価関数Ｊの演算を行い、演算結果を出力する。評価関数Ｊは、数式（９）にて表される。
【数９】
2018170856.tif 000011
【００４８】
評価関数演算器４４−１は、数式（９）のａを０としてＪ［ｄ（ｋ）］を算出して出力する。評価関数演算器４４−２は、数式（９）のａを１としてＪ［ｄ（ｋ）＋１］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器４４−３〜評価関数演算器４４−６５は、それぞれａを２〜６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器４４−６６は、数式（９）のａを−１としてＪ［ｄ（ｋ）−１］を算出して出力する。評価関数演算器４４−６７は、数式（９）のａを−２としてＪ［ｄ（ｋ）−２］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器４４−６８〜評価関数演算器４４−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器４４−１〜３４−１２９の出力は、最小値選択器４６へ入力される。
【００４９】
なお、評価関数Ｊは、数式（１０）としてもよい。この場合も、評価関数演算器４４−１〜評価関数演算器４４−１２９にてそれぞれＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］を算出して出力する。
【数１０】
2018170856.tif 000012
【００５０】
最小値選択器４６は、評価関数演算器４４−１〜評価関数演算器４４−１２９にて算出されたＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］のうち最小値を選択する。最小値選択器４６は、評価関数Ｊを最小値とするｄ（ｋ）＋ａを次の制御の際のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として三角波比較器３６（図２）に出力する。これにより、デューティ比制御器３４は、リアクトル電流推定値がリアクトル電流指令値となるように、デューティ比ｄ（ｋ＋１）を制御する。
【００５１】
なお、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、リミッタ（図示せず）に入力することもできる。リミッタは、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。リミッタから出力された最適範囲のデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖc*及びリアクトル電流指令値ｉL*となるようにコンデンサ電圧ｖc及びリアクトル電流ｉLが制御される。
【００５２】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態は、上記の第１の実施の形態における第１ＭＰＣ５０の構成を第２モデル予測制御器に変更したものである。以下、図１〜図５を参照して説明する。第２モデル予測制御器は、第２ＭＰＣと記載する場合がある。本実施の形態では、第２ＭＰＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ３２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））とコンデンサ電圧検出誤差Δｖc〜（＝Δｖc〜（ｋ）（チルダ））を導入、すなわち適用することでデューティ比ｄを算出して制御する。制御装置３０は、算出されたデューティ比ｄを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。
【００５３】
数式（７）の左辺の２行目ｉL（ｋ＋１）をｉL*（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、右辺のｉL（ｋ）をｉL〜（ｋ）（チルダ）、右辺のΔｖc（ｋ）をΔｖc〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（１１）となる。
【数１１】
2018170856.tif 000013
【００５４】
数式（１１）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１２）で表される。
【数１２】
2018170856.tif 000014
【００５５】
第２ＭＰＣは、算出したデューティ比ｄ（ｋ＋１）を、リミッタを介してまたはリミッタを介さずに三角波比較器３６に出力する。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されるデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖc*及びリアクトル電流指令値ｉL*となるようにコンデンサ電圧ｖc及びリアクトル電流ｉLが制御される。
【００５６】
以下、実施形態の効果を確認したシミュレーション結果を説明する。図６は、比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図７は、比較例においてコンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図６、図７では、比較例として、上記の第１の実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式としてコンデンサ電圧検出誤差を含まない構成を用いている。図６、図７及び後述する図８〜図１３を含めて、第１スイッチング素子１４が常時オンされている場合、第１及び第２スイッチング素子１４，１６はスイッチング動作をしていないため、ｉL、ｉL〜（チルダ）、Δｄ〜（チルダ）は０となる。
【００５７】
図６、図７では、上アームの常時オンにより第１スイッチング素子１４が常時オンされ第２スイッチング素子１６が常時オフされたことを示し、上アームの常時オン解除により第１スイッチング素子１４がスイッチングを開始したことを示している。コンデンサ電圧ｖC_realは、コンデンサ電圧の実際値を示している。また、図６、図７では、上アームの常時オン解除後の目標電圧をｖb0としている。ここで、ｖb0は、第１スイッチング素子１４が常時オンで負荷電流ｉｍが０であるときの電源電圧ｖbの電圧値である。
【００５８】
図６に示すように、コンデンサ電圧検出値が実際値であるコンデンサ電圧ｖC_realより低くなる方向に誤差がある場合には、上アームの常時オン解除によって、本来は、リアクトル電流が値を持たない、すなわち０に維持されることが予定される。一方、比較例の場合には、図７に示すように上アームの常時オン解除時に、リアクトル電流の検出値及び推定値が値を持って大きく振れている。
【００５９】
図８は、比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図９は、比較例においてコンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図８の制御を行った比較例の構成も図６、図７の場合と同様である。図８のように、コンデンサ電圧検出値が実際値であるコンデンサ電圧ｖC_realより高くなる方向に誤差がある場合も、低くなる方向の誤差がある場合と同様に、上アームの常時オン解除によって、本来は、リアクトル電流が値を持たないことが予定される。一方、比較例の場合には、図９に示すように、上アームの常時オン解除時に、リアクトル電流の推定値がコンデンサ電圧検出誤差に応じて負の方向に値を持つように変化し、０であるリアクトル電流検出値との間にオフセットが生じている。また、このとき、誤差デューティ比は、正の方向に値を持つように大きく変化している。これにより、比較例ではリアクトル電流の推定精度が低下することが分かる。
【００６０】
図１０は、実施形態のオブザーバ３２を用いた制御装置３０において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図１１は、実施形態においてコンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図１０、図１１の制御では、第１実施形態の構成を用いた。図１０、図１１に示すように、実施形態では、図６、図７に示した比較例の場合と異なり、リアクトル電流推定値とリアクトル電流検出値とをほぼ一致させることができた。
【００６１】
図１２は、実施形態のオブザーバ３２を用いた制御装置３０において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図１３は、実施形態においてコンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図１２、図１３の制御も、第１実施形態の構成を用いた。図１２、図１３に示すように、実施形態では、コンデンサ電圧検出誤差として正の値を持つ場合も、図１０、図１１と同様に、リアクトル電流推定値とリアクトル電流検出値とをほぼ一致させることができた。これにより、本発明の効果を確認できた。
【００６２】
［変形例］
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流に応じてリアクトルのインダクタンスＬの値は変化する。そこで、上記の各実施形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉLまたは流れると予想されるリアクトル電流推定値ｉL〜（チルダ）に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬを変更するように設定することが好適である。
【００６３】
図１４は、電流値に対するリアクトル１２のインダクタンスＬの変化を示す図である。図１４において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２のインダクタンスＬは電流値が０のときを１として正規化して示している。
【００６４】
なお、上記の実施形態では、オブザーバを同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。
【００６５】
上記の各実施形態及びその変形例によれば、リアクトル電流を精度よく推定できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を精度よく制御できる。
【符号の説明】
【００６６】
１０  直流電源、１１  ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２  リアクトル、１４  第１スイッチング素子、１６  第２スイッチング素子、１７  低圧側コンデンサ、１８  高圧側コンデンサ、１９  正極母線、２０  負極母線、３０  制御装置、３１  電流指令生成器、３２  オブザーバ、３４  デューティ比制御器、３６  三角波比較器、３７  切換部、４０  加算器、４２  予測演算器、４４  評価関数演算器、４６  最小値選択器、５０  第１モデル予測制御器、１００  モータ駆動装置、１０４  負荷、１０５  インバータ、１０６  モータ。
【図１】
2018170856.tif 000015
【図２】
2018170856.tif 000016
【図３】
2018170856.tif 000017
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2018170856.tif 000022
【図９】
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【図１０】
2018170856.tif 000024
【図１１】
2018170856.tif 000025
【図１２】
2018170856.tif 000026
【図１３】
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【図１４】
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