(57)【要約】【課題】低電圧を生成可能な非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】バックコンバータ２０２は、スイッチングトランジスタＭ１を含む。コントローラ３００のグランドには、スイッチングトランジスタＭ１のソースと接続されるスイッチングライン２０４が接続される。コントローラ３００は、スイッチングトランジスタＭ１を駆動するとともに、昇圧パルスＳ１を生成する。昇圧回路２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴを受け、昇圧パルスＳ１を利用して、コントローラ３００の電源電圧ＶＢＯＯＳＴを生成する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
スイッチングトランジスタを含むバックコンバータと、
前記スイッチングトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインがグランドに接続され、前記スイッチングトランジスタを駆動するとともに、昇圧パルスを生成するコントローラと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、前記昇圧パルスを利用して、前記コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチングトランジスタは、前記コントローラと同一のパッケージに内蔵されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記コントローラは、
オシレータと、
前記オシレータが生成する信号と同期してパルス信号を生成するパルス幅変調器と、
前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
前記オシレータが生成する信号にもとづいて前記昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、
を含むことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記昇圧パルスは、前記スイッチングトランジスタのゲートに供給されるゲート駆動パルスであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記昇圧回路は、
一端が前記スイッチングラインと接続される第１キャパシタと、
アノードに前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、カソードが前記第１キャパシタの他端と接続される第１ダイオードと、
前記スイッチングラインをグランドとして構成され、前記第１キャパシタの両端間電圧を入力電圧として受け、前記昇圧パルスに応じた昇圧動作を行うチャージポンプ回路と、
を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記コントローラは、前記第１キャパシタの前記他端の電圧をフィードバック電圧として受け、前記フィードバック電圧が基準電圧と一致するように前記スイッチングトランジスタを駆動することを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記チャージポンプ回路は、第１キャパシタの両端間電圧と前記昇圧パルスの振幅を加算した電圧を生成することを特徴とする請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記チャージポンプ回路は、複数のダイオードを含むことを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記チャージポンプ回路は、複数のスイッチを含み、
前記昇圧パルスと同期して前記複数のスイッチを駆動する駆動回路をさらに備えることを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記複数のスイッチおよび前記駆動回路は、前記コントローラと同一の半導体基板に集積化されることを特徴とする請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータのコントローラであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記コントローラに加えて、
バックコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧および昇圧パルスに応じて、前記コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、
を備え、
前記コントローラは、
スイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタのソースと接続される接地ピンと、
前記スイッチングトランジスタのドレインと接続されるハイ電圧ピンと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に応じてフィードバック電圧を受けるべきフィードバックピンと、
オシレータと、
前記オシレータと同期して、前記フィードバック電圧と基準電圧が近づくようにデューティ比が変化するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
前記オシレータと同期して、前記昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、
を備えることを特徴とするコントローラ。
【請求項１２】
ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１１に記載のコントローラ。
【請求項１３】
請求項１１または１２に記載のコントローラを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
負荷と、
交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から１０、１３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
冷蔵庫や洗濯機、炊飯器をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。こうした家電製品や電子機器（以下、電子機器と総称する）には、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）が内蔵される。
【０００３】
図１は、本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒの基本構成を示すブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒは主として整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒを備える。
【０００４】
整流回路１０４は、交流電圧ＶＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路１０４の出力電圧は、平滑キャパシタ１０６によって平滑化され、直流電圧ＶＤＣに変換される。
【０００５】
洗濯機や冷蔵庫などの家電製品は、電気的な端子が外部に露出しておらず、製品全体として絶縁構造を有している。こうした家電製品では、絶縁型のフライバックコンバータに代えて、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒは、入力端子Ｐ１に直流電圧ＶＤＣを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧ＶＯＵＴを出力端子Ｐ２に接続される負荷（不図示）に供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒは、非絶縁型のバックコンバータ２０２、コントローラ３００およびその他の周辺部品を含む。バックコンバータ２０２はスイッチングトランジスタＭ１、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。
【０００６】
コントローラ３００Ｒは、スイッチングトランジスタＭ１を駆動し、出力端子Ｐ２に安定化された出力電圧ＶＯＵＴを発生させる。スイッチングトランジスタＭ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。コントローラ３００Ｒの接地（ＧＮＤ）ピンは、スイッチングトランジスタＭ１のソースと接続され、したがってコントローラ３００Ｒのグランドは、スイッチングトランジスタＭ１のソース電圧ＶＳとなり、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングと同期して変動する。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒの出力端子（出力ライン）Ｐ２とＧＮＤピンの間には、ダイオードＤ２およびキャパシタＣ２が設けられる。コントローラ３００Ｒの電源（ＶＩＮ）ピンは、ダイオードＤ２とキャパシタＣ２の接続ノードと接続される。コントローラ３００Ｒの電源電圧ＶＤＤは、ＶＩＮピンとＧＮＤピンの電位差となり、したがってキャパシタＣ２の両端間電圧ＶＣ２と等しい。
【０００８】
スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、スイッチングトランジスタＭ１のソース電圧ＶＳは−ＶＦである。つまりキャパシタＣ２の一端にはＶＯＵＴ−ＶＦが印加され、他端には−ＶＦが印加される。ＶＦはダイオードの順方向電圧である。このときキャパシタＣ２の両端間電圧ＶＣ２はＶＯＵＴに充電され、したがってコントローラ３００Ｒの電源電圧ＶＤＤは、出力電圧ＶＯＵＴと等しい。
【０００９】
スイッチングトランジスタＭ１のオフ期間では、ＧＮＤピンのソース電圧ＶＳが、直流電圧ＶＤＣ付近まで跳ね上がる。このときキャパシタＣ２の他端の入力電圧ＶＩＮは、ＶＤＣ＋ＶＯＵＴとなる。ＶＩＮ＞ＶＯＵＴとなるため、整流ダイオードＤ２によってキャパシタＣ２と出力端子Ｐ２は切り離され、キャパシタＣ２の両端間電圧は維持される。したがってスイッチングトランジスタＭ１のオフ期間においても、コントローラ３００Ｒの電源電圧ＶＤＤは、出力電圧ＶＯＵＴと等しい。
【００１０】
コントローラ３００Ｒのハイ電圧（ＶＨ）ピンには、直流電圧ＶＤＣが入力される。コントローラ３００Ｒの内部のスタータ回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒの起動時に、直流電圧ＶＤＣを利用して、キャパシタＣ２を充電して自分自身の電源電圧ＶＩＮを発生する。
【００１１】
コントローラ３００Ｒのフィードバック（ＦＢ）ピンには、キャパシタＣ２の発生電圧ＶＣ２を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって分圧した電圧ＶＦＢがフィードバックされる。コントローラ３００Ｒは、フィードバック電圧ＶＦＢが内部の基準電圧ＶＲＥＦと一致するように、スイッチングトランジスタＭ１のゲート駆動パルスＶＧのデューティ比（あるいは周波数）をフィードバック制御する。その結果、出力電圧ＶＯＵＴは、目標電圧ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）に安定化される。
ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）＝ＶＲＥＦ×（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００１−１３６７３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明者は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒについて検討した結果、以下の問題を認識するに至った。
【００１４】
上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒの電源電圧ＶＤＤは、出力電圧ＶＯＵＴに依存する。スイッチングトランジスタＭ１をターンオンするためには、ＶＤＤ＞ＶＧＳ（ｔｈ）が成り立たなければならず、したがって、ＶＯＵＴ＞ＶＧＳ（ｔｈ）が成り立つ必要がある。ＶＧＳ（ｔｈ）は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートしきい値電圧である。
【００１５】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒは、その出力電圧ＶＯＵＴの設定範囲（下限）が、スイッチングトランジスタＭ１の特性（ゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ））によって制約されるという問題がある。
【００１６】
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低電圧を生成可能なＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のある態様は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタを含むバックコンバータと、スイッチングトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインがグランドに接続され、スイッチングトランジスタを駆動するとともに、昇圧パルスを生成するコントローラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、昇圧パルスを利用して、コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、を備える。
【００１８】
この態様によると、昇圧回路によって出力電圧を昇圧し、出力電圧より高い電源電圧を生成することが可能となる。したがってＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を下げることができる。
【００１９】
スイッチングトランジスタは、コントローラと同一のパッケージに内蔵されていてもよい。
【００２０】
コントローラは、オシレータと、オシレータが生成する信号と同期してパルス信号を生成するパルス幅変調器と、パルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、オシレータが生成する信号にもとづいて昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、を含んでもよい。
【００２１】
昇圧回路は、一端がスイッチングラインと接続される第１キャパシタと、アノードにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、カソードが第１キャパシタの他端と接続される第１ダイオードと、スイッチングラインをグランドとして構成され、第１キャパシタの両端間電圧を入力電圧として受け、昇圧パルスに応じた昇圧動作を行うチャージポンプ回路と、を含んでもよい。
【００２２】
コントローラは、第１キャパシタの他端の電圧をフィードバック電圧として受け、フィードバック電圧が基準電圧と一致するようにスイッチングトランジスタを駆動してもよい。
これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を基準電圧に応じた目標電圧に安定化できる。
【００２３】
チャージポンプ回路は、第１キャパシタの両端間電圧と昇圧パルスの振幅を加算した電圧を生成してもよい。
【００２４】
チャージポンプ回路は、複数のダイオードを含んでもよい。
【００２５】
チャージポンプ回路は、複数のスイッチを含んでもよい。昇圧パルスと同期して複数のスイッチを駆動する駆動回路をさらに備えてもよい。
【００２６】
複数のスイッチおよび駆動回路は、コントローラと同一の半導体基板に集積化されてもよい。
【００２７】
本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、負荷と、交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。
【００２８】
本発明の別の態様は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータのコントローラに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、コントローラに加えて、バックコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧および昇圧パルスに応じて、コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、を備える。コントローラは、スイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタのソースと接続される接地ピンと、スイッチングトランジスタのドレインと接続されるハイ電圧ピンと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に応じてフィードバック電圧を受けるべきフィードバックピンと、オシレータと、オシレータと同期して、フィードバック電圧と基準電圧が近づくようにデューティ比が変化するパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、オシレータと同期して、昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、を備える。
【００２９】
コントローラは、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
【００３０】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。さらに、この課題を解決するための手段の記載は、すべての欠くべからざる特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。
【発明の効果】
【００３１】
本発明のある態様によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を下げることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】図２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。
【図４】図２のＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例を示す回路図である。
【図５】コントローラの構成例を示す回路図である。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路の変形例を示す回路図である。
【図７】第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図８】第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図９】図８のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。
【図１０】図８のＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例を示す回路図である。
【図１１】コントローラの構成例を示す回路図である。
【図１２】図１２（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路の変形例を示す回路図である。
【図１３】ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３４】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３５】
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３６】
（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備える。
【００３７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、非絶縁型のバックコンバータ（降圧コンバータ）２０２、昇圧回路２１０、コントローラ３００および周辺部品を含む。バックコンバータ２０２の構成は、図１のそれと同様であり、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１を含む。
【００３８】
コントローラ３００は、ＶＨピン、ＧＮＤピン、ＶＩＮピン、ＦＢピン、昇圧（ＢＯＯＳＴ）ピンを備える。バックコンバータ２０２のスイッチングトランジスタＭ１は、コントローラ３００と同一パッケージに内蔵されている。
【００３９】
ＧＮＤピンは、スイッチングトランジスタＭ１のソースと接続される。ＧＮＤピンと接続される配線をスイッチングライン２０４と称する。コントローラ３００は、ＧＮＤピンの電位（すなわちスイッチングライン２０４の電位ＶＳ）をグランドとして動作する。コントローラ３００は、ＦＢピンにフィードバックされる電圧ＶＦＢが所定の目標値と一致するようにデューティ比（あるいは周波数）が変化するパルス信号を生成し、パルス信号に応じたゲート駆動パルスＶＧをスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給する。ＦＢピンには、出力電圧ＶＯＵＴと相関を有する電圧をフィードバックすればよく、その電圧は特に限定されない。
【００４０】
コントローラ３００は、昇圧パルスＳ１を発生し、ＢＯＯＳＴピンから出力する。昇圧パルスＳ１は、昇圧回路２１０に入力される。たとえば昇圧パルスＳ１のデューティ比は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作状態に依存しないことが望ましく、５０％近傍（４０〜６０％）の所定値に固定される。
【００４１】
昇圧回路２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧ＶＯＵＴを受け、昇圧パルスＳ１を利用してその出力ＯＵＴに、出力電圧ＶＯＵＴを昇圧して得られる電源電圧ＶＢＯＯＳＴを発生し、コントローラ３００の入力ピン（ＶＩＮ）に供給する。この電源電圧ＶＢＯＯＳＴは、スイッチングライン２０４の電圧ＶＳに対して一定の電位差ΔＶ、高い状態を維持しながら変動する。
ＶＢＯＯＳＴ＝ＶＳ＋ΔＶ      …（１）
【００４２】
電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧電圧幅をＶＡＤＤとするとき、
ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＤＤ      …（２Ａ）
で与えられる。なお別の観点から見ると、昇圧回路２１０が発生する電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧率をα（ただしα＞１）として、式（２Ｂ）のように表してもよい。
ΔＶ＝α×ＶＯＵＴ      …（２Ｂ）
【００４３】
電位差ΔＶは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）より大きくなるように定められる。
ΔＶ＞ＶＧＳ（ｔｈ）      …（３）
【００４４】
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。定常状態において、スイッチングトランジスタＭ１がとなるデューティ比Ｄでスイッチングすると、ＶＯＵＴ≒Ｄ×ＶＤＣに安定化される。このときスイッチングラインの電圧ＶＳは、ＶＤＣと−ＶＦの間をスイッチングする。
【００４５】
上述のように、電源電圧ＶＢＯＯＳＴは、スイッチングライン２０４の電圧ＶＳに対して電位差ΔＶだけ高い状態を維持しながら変動する。この電位差ΔＶはスイッチングトランジスタＭ１のゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）より大きい。
ＶＢＯＯＳＴ＝ＶＳ＋ΔＶ      …（４）
ただし、ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＤＤ＞ＶＧＳ（ｔｈ）
【００４６】
コントローラ３００のＶＩＮピンとＧＮＤピンの電位差、すなわちコントローラ３００の電源電圧ＶＤＤはＶＤＤ＝ＶＢＯＯＳＴ−ＶＳ＝ΔＶとなる。コントローラ３００がスイッチングトランジスタＭ１のゲートソース間に発生可能な電圧（ゲートソース間電圧）ＶＧＳの最大振幅は電源電圧ＶＤＤ＝ΔＶあるが、ΔＶ＞ＶＧＳ（ｔｈ）が成り立っているため、コントローラ３００はスイッチングトランジスタＭ１を確実にターンオンすることができる。
【００４７】
図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒでは、ΔＶ＝ＶＤＤ≒ＶＯＵＴであったため、ＶＯＵＴ＞ＶＧＳ（ｔｈ）とする必要があった。これに対して図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＤＤが成り立っているため、ＶＯＵＴ＜ＶＧＳ（ｔｈ）とすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴの目標電圧を、ゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）に制約されずに任意に設定することができ、従来よりも低くすることができる。
【００４８】
変形例として、昇圧パルスＳ１としてゲート駆動パルスＶＧを使用することも考えられる。そうすると、ゲート駆動パルスＶＧのデューティ比が変化すると、昇圧パルスＳ１のデューティ比が変化するため、昇圧動作に好ましくない状況が発生しうる。本実施の形態では、昇圧パルスＳ１のデューティ比を、昇圧動作に最適な値に設定しておくことができる。
【００４９】
以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、第１の実施の形態に関連する具体的な構成例や実施例を説明する。
【００５０】
図４は、図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の具体的な構成例を示す回路図である。昇圧回路２１０は、第１ダイオードＤ２１、第１キャパシタＣ２１およびチャージポンプ回路２１２を備える。
【００５１】
第１キャパシタＣ２１の一端は、スイッチングライン２０４と接続される。第１ダイオードＤ２１は、アノードにＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧ＶＯＵＴを受け、カソードが第１キャパシタＣ２１の他端と接続される。
【００５２】
チャージポンプ回路２１２は、スイッチングライン２０４をグランドとして構成される。チャージポンプ回路２１２は、第１キャパシタＣ２１の両端間電圧ＶＣ２１を入力電圧として受け、昇圧パルスＳ１に応じた昇圧動作を行う。
【００５３】
チャージポンプ回路２１２は電圧加算型のチャージポンプであり、第２ダイオードＤ２２，第３ダイオードＤ２３、フライングキャパシタＣ２２、出力キャパシタＣ２３を含む。チャージポンプ回路２１２の昇圧動作によって、出力キャパシタＣ２３の両端間には、電圧ＶＣ２３が発生する。ここではダイオードの順方向電圧は無視している。
ＶＣ２３≒ＶＣ２１＋ＶＡＭＰ      …（５）
ＶＡＭＰはスイッチングライン２０４の電位ＶＳを基準としたときの昇圧パルスＳ１の振幅である。順方向電圧を考慮すると、
ＶＣ２３＝ＶＣ２１＋ＶＡＭＰ−２ＶＦ    …（６）
となる。
【００５４】
図４の電圧ＶＣ２１は図１の電圧ＶＩＮに相当する電圧であり、したがってＶＯＵＴと等しい。また出力キャパシタＣ２３の電圧ＶＣ２３は、図３のΔＶである。したがって式（５）は式（７）に書き換えられる。
ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＭＰ      …（７）
このように、図４の昇圧回路２１０によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＶＩＮピンに適切な電源電圧ＶＢＯＯＳＴを供給できる。
【００５５】
たとえばコントローラ３００のＦＢピンには、第１キャパシタＣ２１の両端間電圧ＶＣ２１を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧した電圧ＶＦＢがフィードバックされる。この場合、ゲート駆動パルスＶＧは、ＶＦＢ＝ＶＣ２１×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）が内部の基準電圧ＶＲＥＦと一致するように生成される。したがって、
ＶＣ２１＝（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２×ＶＲＥＦ
となるようにフィードバックがかかる。上述のように、ＶＣ２１＝ＶＯＵＴであるから、出力電圧ＶＯＵＴの目標電圧ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）は、
ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）＝（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２×ＶＲＥＦ
となる。
【００５６】
図５は、コントローラ３００の構成例を示す回路図である。コントローラ３００は、ピーク電流モードのコントローラである。バックコンバータ２０２は、スイッチングトランジスタＭ１とインダクタＬ１の間に設けられた電流センス抵抗ＲＣＳを含む。電流センス抵抗ＲＣＳの電圧降下に相当する電流検出信号ＶＣＳが、コントローラ３００の電流センス（ＣＳ）ピンに入力される。
【００５７】
コントローラ３００の内部回路は、ＧＮＤピンに供給されるスイッチングライン２０４の電圧ＶＳをグランドとして動作する。コントローラ３００は、パルス変調器３０１、オシレータ３０６、ドライバ３１４、昇圧パルス発生器３２０を備える。
【００５８】
オシレータ３０６は所定の周波数で発振し、セットパルスＳＳＥＴおよびスロープ信号ＶＳＬＯＰＥを発生する。パルス変調器３０１は、オシレータ３０６が生成する信号ＳＳＥＴ，ＶＳＬＯＰＥと同期してパルス信号ＳＰＷＭを生成する。
【００５９】
基準電圧源３０８は、基準電圧ＶＲＥＦを発生する。エラーアンプ３０２は、ＦＢピンにフィードバックされた電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦの誤差を増幅し、誤差信号ＶＥＲＲを生成する。スロープ補償器３１０は、ＣＳピンに入力される電流検出信号ＶＣＳにスロープ信号ＶＳＬＯＰＥを重畳する。コンパレータ３０４は、誤差信号ＶＥＲＲと、スロープ信号ＶＳＬＯＰＥが重畳された電流検出信号ＶＣＳ’を比較し、ＶＣＳ’＞ＶＥＲＲとなるとリセットパルスＳＲＥＳＥＴをアサート（たとえばハイレベル）する。フリップフロップ３１２は、リセットパルスＳＲＥＳＥＴのアサートに応答してオフレベル（たとえばローレベル）に遷移し、セットパルスＳＳＥＴに応答してオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。ドライバ３１４はパルス信号ＳＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１のゲート駆動パルスＶＧを生成する。スタータ回路３１６は、ＶＨピンに入力される直流電圧ＶＤＣを受け、コントローラ３００の起動時にＶＩＮピンを介してキャパシタＣ２３を充電する。
【００６０】
昇圧パルス発生器３２０は、オシレータ３０６が生成するクロック信号ＣＫにもとづいて、昇圧パルスＳ１を生成する。昇圧パルス発生器３２０は、クロック信号ＣＫを受け、フライングキャパシタＣ２２に印加するバッファあるいはインバータであってもよい。
【００６１】
なお、クロック信号ＣＫの周波数（すなわちスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数）が、チャージポンプ回路２１２の動作周波数に適しているとは限らない。そこで昇圧パルス発生器３２０は、クロック信号ＣＫを逓倍あるいは分周する分周器を含み、チャージポンプ回路２１２の動作に最適な周波数を有する昇圧パルスＳ１を生成してもよい。
【００６２】
続いて第１の実施の形態に関連する変形例を説明する。
（第１変形例）
昇圧回路２１０の構成は、図４に限定されない。図６（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路２１０の変形例を示す回路図である。図６（ａ）のチャージポンプ回路２１２ａは、ダイオードＤ２２、Ｄ２３に代えてスイッチＭ２２，Ｍ２３と、スイッチＭ２２，Ｍ２３の駆動回路２１４を備える。駆動回路２１４は、オシレータ３０６が生成するクロック信号ＣＫと同期して、スイッチＭ２２，Ｍ２３を駆動する。駆動回路２１４はコントローラ３００に内蔵してもよい。またＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチＭ２２，Ｍ２３をコントローラ３００に内蔵してもよい。
【００６３】
図６（ｂ）には、２個のフライングキャパシタＣ２２，Ｃ２４を備える２段のチャージポンプ回路２１２ｂが示される。整流素子の順方向電圧を無視すれば、昇圧電圧は以下の式で表される。
ＶＢＯＯＳＴ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＭＰ×２
チャージポンプ回路の段数は特に限定されず、３段以上であってもよい。
【００６４】
（第２変形例）
スイッチングトランジスタＭ１は、コントローラ３００に外付けされてもよい。図７は、第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００の回路図である。コントローラ３００は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続されるＯＵＴピンを備える。ドライバ３１４は、ＯＵＴピンからゲート駆動パルスＶＧを出力する。その他の構成は、図５と同様である。
【００６５】
（第３変形例）
コントローラ３００の構成は図５や図７のそれらに限定されず、平均電流モードのコントローラや、電圧モードのコントローラを用いてもよい。また、バックコンバータ２０２は同期整流型であってもよい。
【００６６】
（第２の実施の形態）
図８は、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備える。
【００６７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、非絶縁型のバックコンバータ（降圧コンバータ）２０２、昇圧回路２１０、コントローラ３００および周辺部品を含む。バックコンバータ２０２の構成は、図１のそれと同様であり、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１を含む。
【００６８】
コントローラ３００は、ＶＨピン、ＯＵＴピン、ＧＮＤピン、ＶＩＮピン、ＦＢピンを備える。コントローラ３００は、市販のコントローラを用いればよく、その構成は特に限定されない。
【００６９】
スイッチングトランジスタＭ１のソースと接続される配線をスイッチングライン２０４と称する。コントローラ３００のＧＮＤピン（グランド）は、スイッチングライン２０４と接続されている。コントローラ３００は、ＦＢピンにフィードバックされる電圧ＶＦＢが所定の目標値と一致するようにデューティ比（あるいは周波数）が変化するパルス信号を生成し、パルス信号に応じたゲート駆動パルスＶＧを、ＯＵＴピンを介してスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給する。ＦＢピンには、出力電圧ＶＯＵＴと相関を有する電圧をフィードバックすればよく、その電圧は特に限定されない。
【００７０】
昇圧回路２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧ＶＯＵＴおよびゲート駆動パルスＶＧを受ける。そして昇圧回路２１０はその出力ＯＵＴに、出力電圧ＶＯＵＴを昇圧して得られる電源電圧ＶＢＯＯＳＴを発生し、コントローラ３００の入力ピン（ＶＩＮ）に供給する。この電源電圧ＶＢＯＯＳＴは、スイッチングライン２０４の電圧ＶＳに対して一定の電位差ΔＶ、高い状態を維持しながら変動する。
ＶＢＯＯＳＴ＝ＶＳ＋ΔＶ      …（１）
【００７１】
電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧電圧幅をＶＡＤＤとするとき、
ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＤＤ      …（２Ａ）
で与えられる。なお別の観点から見ると、昇圧回路２１０が発生する電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧率をα（ただしα＞１）として、式（２Ｂ）のように表してもよい。
ΔＶ＝α×ＶＯＵＴ      …（２Ｂ）
【００７２】
電位差ΔＶは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）より大きくなるように定められる。
ΔＶ＞ＶＧＳ（ｔｈ）      …（３）
【００７３】
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。図９は、図８のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。定常状態において、スイッチングトランジスタＭ１がとなるデューティ比Ｄでスイッチングすると、ＶＯＵＴ≒Ｄ×ＶＤＣに安定化される。このときスイッチングラインの電圧ＶＳは、ＶＤＣと−ＶＦの間をスイッチングする。
【００７４】
上述のように、電源電圧ＶＢＯＯＳＴは、スイッチングライン２０４の電圧ＶＳに対して電位差ΔＶだけ高い状態を維持しながら変動する。この電位差ΔＶはスイッチングトランジスタＭ１のゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）より大きい。
ＶＢＯＯＳＴ＝ＶＳ＋ΔＶ      …（４）
ただし、ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＤＤ＞ＶＧＳ（ｔｈ）
【００７５】
コントローラ３００のＶＩＮピンとＧＮＤピンの電位差、すなわちコントローラ３００の電源電圧ＶＤＤはＶＤＤ＝ＶＢＯＯＳＴ−ＶＳ＝ΔＶとなる。コントローラ３００が、ＯＵＴピンとＧＮＤピンの間すなわちスイッチングトランジスタＭ１のゲートソース間に発生可能な電圧（ゲートソース間電圧）ＶＧＳの最大振幅は電源電圧ＶＤＤ＝ΔＶあるが、ΔＶ＞ＶＧＳ（ｔｈ）が成り立っているため、コントローラ３００はスイッチングトランジスタＭ１を確実にターンオンすることができる。
【００７６】
図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒでは、ΔＶ＝ＶＤＤ≒ＶＯＵＴであったため、ＶＯＵＴ＞ＶＧＳ（ｔｈ）とする必要があった。これに対して図８のＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＤＤが成り立っているため、ＶＯＵＴ＜ＶＧＳ（ｔｈ）とすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴの目標電圧を、ゲートしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）に制約されずに任意に設定することができ、従来よりも低くすることができる。
【００７７】
本発明は、図８のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
【００７８】
図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の具体的な構成例を示す回路図である。昇圧回路２１０は、第１ダイオードＤ２１、第１キャパシタＣ２１およびチャージポンプ回路２１２を備える。
【００７９】
第１キャパシタＣ２１の一端は、スイッチングライン２０４と接続される。第１ダイオードＤ２１は、アノードにＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧ＶＯＵＴを受け、カソードが第１キャパシタＣ２１の他端と接続される。
【００８０】
チャージポンプ回路２１２は、スイッチングライン２０４をグランドとして構成される。チャージポンプ回路２１２は、第１キャパシタＣ２１の両端間電圧ＶＣ２１を入力電圧として受け、ゲート駆動パルスＶＧに応じた昇圧動作を行う。
【００８１】
チャージポンプ回路２１２は電圧加算型のチャージポンプであり、第２ダイオードＤ２２，第３ダイオードＤ２３、フライングキャパシタＣ２２、出力キャパシタＣ２３を含む。チャージポンプ回路２１２の昇圧動作によって、出力キャパシタＣ２３の両端間には、電圧ＶＣ２３が発生する。ここではダイオードの順方向電圧は無視している。
ＶＣ２３≒ＶＣ２１＋ＶＡＭＰ      …（５）
ＶＡＭＰはスイッチングライン２０４の電位ＶＳを基準としたときのゲート駆動パルスＶＧの振幅である。順方向電圧を考慮すると、
ＶＣ２３＝ＶＣ２１＋ＶＡＭＰ−２ＶＦ    …（６）
となる。
【００８２】
図１０の電圧ＶＣ２１は図１の電圧ＶＩＮに相当する電圧であり、したがってＶＯＵＴと等しい。また出力キャパシタＣ２３の電圧ＶＣ２３は、図９のΔＶである。したがって式（５）は式（７）に書き換えられる。
ΔＶ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＭＰ      …（７）
このように、図１０の昇圧回路２１０によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＶＩＮピンに適切な電源電圧ＶＢＯＯＳＴを供給できる。
【００８３】
たとえばコントローラ３００のＦＢピンには、第１キャパシタＣ２１の両端間電圧ＶＣ２１を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧した電圧ＶＦＢがフィードバックされる。この場合、ゲート駆動パルスＶＧは、ＶＦＢ＝ＶＣ２１×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）が内部の基準電圧ＶＲＥＦと一致するように生成される。したがって、
ＶＣ２１＝（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２×ＶＲＥＦ
となるようにフィードバックがかかる。上述のように、ＶＣ２１＝ＶＯＵＴであるから、出力電圧ＶＯＵＴの目標電圧ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）は、
ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）＝（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２×ＶＲＥＦ
となる。
【００８４】
図１１は、コントローラ３００の構成例を示す回路図である。コントローラ３００は、ピーク電流モードのコントローラである。バックコンバータ２０２は、スイッチングトランジスタＭ１とインダクタＬ１の間に設けられた電流センス抵抗ＲＣＳを含む。電流センス抵抗ＲＣＳの電圧降下に相当する電流検出信号ＶＣＳが、コントローラ３００の電流センス（ＣＳ）ピンに入力される。
【００８５】
コントローラ３００の内部回路は、ＧＮＤピンに供給されるスイッチングライン２０４の電圧ＶＳをグランドとして動作する。コントローラ３００は、パルス変調器３０１、オシレータ３０６、ドライバ３１４、スタータ回路３１６を含む。オシレータ３０６は所定の周波数で発振し、セットパルスＳＳＥＴおよびスロープ信号ＶＳＬＯＰＥを発生する。パルス変調器３０１は、オシレータ３０６が生成する信号ＳＳＥＴ，ＶＳＬＯＰＥと同期してパルス信号ＳＰＷＭを生成する。
【００８６】
基準電圧源３０８は、基準電圧ＶＲＥＦを発生する。エラーアンプ３０２は、ＦＢピンにフィードバックされた電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦの誤差を増幅し、誤差信号ＶＥＲＲを生成する。スロープ補償器３１０は、ＣＳピンに入力される電流検出信号ＶＣＳにスロープ信号ＶＳＬＯＰＥを重畳する。
【００８７】
コンパレータ３０４は、誤差信号ＶＥＲＲと、スロープ信号ＶＳＬＯＰＥが重畳された電流検出信号ＶＣＳ’を比較し、ＶＣＳ’＞ＶＥＲＲとなるとリセットパルスＳＲＥＳＥＴをアサート（たとえばハイレベル）する。フリップフロップ３１２は、リセットパルスＳＲＥＳＥＴのアサートに応答してオフレベル（たとえばローレベル）に遷移し、セットパルスＳＳＥＴに応答してオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。ドライバ３１４はパルス信号ＳＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１のゲート駆動パルスＶＧを生成する。スタータ回路３１６は、ＶＨピンに入力される直流電圧ＶＤＣを受け、コントローラ３００の起動時に、ＶＩＮピンを介してキャパシタＣ２３を充電する。
【００８８】
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
【００８９】
（第４変形例）
昇圧回路２１０の構成は、図１０に限定されない。図１２（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路２１０の変形例を示す回路図である。図１２（ａ）のチャージポンプ回路２１２ａは、ダイオードＤ２２、Ｄ２３に代えてスイッチＭ２２，Ｍ２３と、スイッチＭ２２，Ｍ２３の駆動回路２１４を備える。駆動回路２１４は、ゲート駆動パルスＶＧと同期して、スイッチＭ２２，Ｍ２３を駆動する。駆動回路２１４はコントローラ３００に内蔵してもよい。またＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチＭ２２，Ｍ２３をコントローラ３００に内蔵してもよい。
【００９０】
図１２（ｂ）には、２個のフライングキャパシタＣ２２，Ｃ２４を備える２段のチャージポンプ回路２１２ｂが示される。整流素子の順方向電圧を無視すれば、昇圧電圧は以下の式で表される。
ＶＢＯＯＳＴ＝ＶＯＵＴ＋ＶＡＭＰ×２
チャージポンプ回路の段数は特に限定されず、３段以上であってもよい。
【００９１】
（第５変形例）
コントローラ３００の構成は図１１のそれに限定されず、平均電流モードのコントローラや、電圧モードのコントローラを用いてもよい。また、バックコンバータ２０２は同期整流型であってもよい。
【００９２】
（用途）
続いて、第１あるいは第２の実施の形態で説明したＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。
【００９３】
図１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図７の電子機器９００は冷蔵庫であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、洗濯機、掃除機、炊飯器など、電源装置を内蔵するいわゆる白物家電に広く採用される。あるいはＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、照明装置にも採用しうる。
【００９４】
プラグ９０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体９０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、図示しないインバータ、コンバータ、マイコン、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。
【００９５】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００９６】
Ｐ１  入力端子
Ｐ２  出力端子
Ｍ１  スイッチングトランジスタ
Ｃ１  出力キャパシタ
Ｌ１  インダクタ
Ｄ１  整流ダイオード
１００  ＡＣ／ＤＣコンバータ
１０４  整流回路
１０６  平滑キャパシタ
２００  ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０２  バックコンバータ
２０４  スイッチングライン
２１０  昇圧回路
２１２  チャージポンプ回路
Ｄ２１  第１ダイオード
Ｃ２１  第１キャパシタ
３００  コントローラ
３０１  パルス変調器
３０２  エラーアンプ
３０４  コンパレータ
３０６  オシレータ
３０８  基準電圧源
３１０  スロープ補償器
３１２  フリップフロップ
３１４  ドライバ
３１６  スタータ回路
３２０  昇圧パルス発生器
８００  ＡＣアダプタ
８０２  プラグ
８０４  筐体
８０６  コネクタ
８１０，９００  電子機器
９０２  プラグ
９０４  筐体
【図１】
2018099021.tif 000003
【図２】
2018099021.tif 000004
【図３】
2018099021.tif 000005
【図４】
2018099021.tif 000006
【図５】
2018099021.tif 000007
【図６】
2018099021.tif 000008
【図７】
2018099021.tif 000009
【図８】
2018099021.tif 000010
【図９】
2018099021.tif 000011
【図１０】
2018099021.tif 000012
【図１１】
2018099021.tif 000013
【図１２】
2018099021.tif 000014
【図１３】
2018099021.tif 000015