(57)【要約】【課題】可聴域のキャリア周波数を用いながら誘導性素子から発生する雑音を低減し、安価なコンバータ装置とすること。【解決手段】コンバータのコンバータ制御装置１５であって、可聴域内の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成部３０と、基準波形生成部３０により生成した基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する第１波形生成部３１と、電圧指令を生成する電圧指令生成部３２と、第１波形と電圧指令とを比較し、スイッチング素子のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇを出力するスイッチング信号生成部３４と、スイッチング信号Ｓｇに基づいてスイッチング素子をオンオフする駆動部３５とを具備する。【選択図】図３
2018191431.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、
可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、
前記基準波形生成手段により生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する第１波形生成手段と、
電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、
前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段と
を具備するコンバータ制御装置。
【請求項２】
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、
可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、
電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、
前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段と
を具備するコンバータ制御装置。
【請求項３】
前記キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させるスペクトル分布手段を具備する請求項１または請求項２に記載のコンバータ制御装置。
【請求項４】
前記第１波形生成手段は、前記基準波形の振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させ、前記第１波形を生成する請求項１に記載のコンバータ制御装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかに記載のコンバータ制御装置と、
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、
前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、
前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータ。
【請求項６】
室外機と、
前記室外機に設けられ、請求項５に記載されたコンバータとを備える空気調和機。
【請求項７】
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、
可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、
生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する工程と、
電圧指令を生成する工程と、
前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と、
前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程と
を有するコンバータ制御方法。
【請求項８】
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、
可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、
生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する処理と、
電圧指令を生成する処理と、
前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と、
前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理と
をコンピュータに実行させるためのコンバータ制御プログラム。
【請求項９】
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、
可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、
電圧指令を生成する工程と、
前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と、
前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程と
を有するコンバータ制御方法。
【請求項１０】
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、
可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、
電圧指令を生成する処理と、
前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と、
前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理と
をコンピュータに実行させるためのコンバータ制御プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、コンバータ装置は、定常負荷時において、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする上下限範囲内において、上限値よりも下限値をキャリア周波数とするものが知られている（下記特許文献１参照）。しかしながら、上記のキャリア周波数にてコンバータ装置をスイッチングさせると、リアクタがキャリア周波数にて振動し、その結果として一般にリアクタを取り付けるバッフル板を振動させ、キャリア周波数及びそのｎ倍の周波数で音が発される。これらの周波数は、可聴音域であるため、キャリア音及びそのｎ倍音として不快な音となる。
こうした不快な音を軽減するため、特許文献２では、空気調和装置に設けられるコンバータ装置には防振ナットを使用して、バッフル板に伝わるリアクタの振動を軽減する技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−１５０６２２号公報
【特許文献２】特開２００２−２６７２１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記特許文献２の方法では、防振ナットが高精度な加工が求められることから高価となってコストがかかるので、コンバータ装置として簡素でないという課題があった。
また、リアクタ振動を起因とする音、及びそれに類似する発生音を回避するためにキャリア音を可聴音域外（例えば、２０ｋＨｚ以上）に設定することも考えられるが、そのような設定を行うにはコンバータ装置が高価となり、複雑なものとなってしまう。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、可聴域のキャリア周波数を用いながら誘導性素子から発生する雑音を低減し、安価にできるコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、前記基準波形生成手段により生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する第１波形生成手段と、電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段とを具備するコンバータ制御装置を提供する。
【０００６】
本発明の構成によれば、所定のキャリア周波数の基準波形の形状を所定パターンで変形させた第１波形を生成し、第１波形と電圧指令とを用いてスイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する。スイッチング信号に基づいて、スイッチング回路のスイッチング手段の開閉が制御される。
このように、本発明は、キャリア周波数を所定の周波数範囲で変化させることにより、スイッチング回路のスイッチング手段は、基準波形に基づいてオンオフのデューティが決定される場合と比較して、ランダムにデューティ比にばらつきを生じさせ、周波数を拡散させることができる。
【０００７】
これにより、スイッチング回路に設けられる誘導性素子から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因する誘導性素子から発生する騒音を低減できる。また、本発明により、誘導性素子に取り付けて誘導性素子の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とし、コスト低減及び部品点数の削減につながる。
さらに、可聴域のキャリア周波数を使用することにより、実現されるコンバータ制御装置は、安価であり、簡素な構成とすることができる。
【０００８】
本発明は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段とを具備するコンバータ制御装置を提供する。
【０００９】
本発明の構成によれば、所定のキャリア周波数の基準波形を生成し、基準波形と電圧指令とを用いてスイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号に対し、デューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて、スイッチング回路のスイッチング手段の開閉が制御される。
このように、本発明は、スイッチング信号のデューティの中心が所定量ずらされた変更後スイッチング信号に基づいてスイッチング手段が制御されることにより、スイッチング回路のスイッチング手段は、スイッチング信号のデューティの中心がずらされない場合と比較して、ランダムに周波数を拡散することができる。
【００１０】
これにより、スイッチング回路に設けられる誘導性素子から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因する誘導性素子から発生する騒音を低減できる。
また、本発明により、誘導性素子に取り付けて誘導性素子の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とし、コスト低減及び部品点数の削減につながる。
さらに、可聴域のキャリア周波数を使用することにより、実現されるコンバータ制御装置は、安価であり、簡素な構成とすることができる。
【００１１】
上記コンバータ制御装置において、前記キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させるスペクトル分布手段を具備してもよい。
【００１２】
キャリア周波数は、所定期間で所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させることにより、各キャリア周波数における誘導性素子から発生する振動エネルギーが分散されるので、音レベルを低減することで、聴感を良化する。
【００１３】
上記コンバータ制御装置の前記第１波形生成手段は、前記基準波形の振幅および／または周期をランダムにまたはある所定の規則性を用いて変化させ、前記第１波形を生成してもよい。
【００１４】
基準波形の振幅および／または周期をランダムにまたはある所定の規則性を用いて変化させて第１波形を生成することで、簡便に第１波形を生成することができる。
【００１５】
本発明は、上記いずれかに記載のコンバータ制御装置と、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータを提供する。
【００１６】
本発明は、室外機と、前記室外機に設けられ、上記コンバータとを備える空気調和機を提供する。
【００１７】
本発明は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する工程と、電圧指令を生成する工程と、前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程とを有するコンバータ制御方法を提供する。
【００１８】
本発明は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する処理と、電圧指令を生成する処理と、前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理とをコンピュータに実行させるためのコンバータ制御プログラムを提供する。
【００１９】
本発明は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、電圧指令を生成する工程と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と、前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程とを有するコンバータ制御方法を提供する。
【００２０】
本発明は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、電圧指令を生成する処理と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理とをコンピュータに実行させるためのコンバータ制御プログラムを提供する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明は、可聴域のキャリア周波数を用いながら誘導性素子から発生する雑音を低減し、安価なコンバータ装置を提供できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。
【図２】図１及び図２の誘導性素子から発せられる音の周波数特性の一例を示した図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係るコンバータ制御装置の機能ブロック図である。
【図４】（ａ）本発明の第１実施形態に係る三角波の基準波形の一例を示した図であり、（ｂ）基準波形に基づくスイッチング信号を示した図である。
【図５】（ａ）本発明の第１実施形態に係る第１波形の一例を示した図であり、（ｂ）第１波形に基づくスイッチング信号を示した図である。
【図６】定格負荷時における本実施形態に係るコンバータ装置の入力電流波形のシミュレーション結果の一例を示した図である。
【図７】入力電流波形を周波数分析した結果とノイズ規制値とを比較して示した図である。
【図８】周波数でスペクトルが立っている様子を示している。
【図９】図８のスペクトルを分散させた一例の図を示している。
【図１０】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。
【図１１】本発明の第２実施形態に係るコンバータ制御装置の機能ブロック図である。
【図１２】本発明の第３実施形態に係る三角波の一例を示した図である。
【図１３】本発明の第４実施形態に係るコンバータ制御装置の機能ブロック図である。
【図１４】本発明の第４実施形態に係るスイッチング信号の一例が示されている。
【図１５】本発明の第５実施形態に係るスペクトル変換の一例が示されている。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に、本発明にかかるコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムの実施形態について、図面を参照して説明する。
【００２４】
〔第１実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態について、図１を用いて説明する。
図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成の一例が示されている。
図１に示されるように、モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置（コンバータ）２と、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ（負荷）２０に出力するインバータ装置３とを主な構成として備えている。
なお、本実施形態においては、モータ駆動装置１は、空気調和機（図示略）の室外機に設けられる圧縮機モータ２０を駆動するものである場合として説明するが、本発明はこれに限定されない。
【００２５】
コンバータ装置２は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路５と、整流回路５の直流出力側に、整流回路５に並列に接続され電圧を平滑にする平滑コンデンサ（平滑回路）１２と、整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けられたスイッチング回路１０と、スイッチング回路１０を制御するコンバータ制御部（コンバータ制御装置）１５とを備えている。
交流電源４と整流回路５との間には、入力電流を検出する入力電流検出部２７が設けられている。入力電流検出部２７からの入力電流信号はコンバータ制御部１５に出力され、これにより入力波形Ｓが得られる。
【００２６】
スイッチング回路１０は、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたリアクタ（誘導性素子）６と、リアクタ６の電流出力側に直列に接続されるダイオード７と、リアクタ６とダイオード７との間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８とを有する。リアクタ６は、正極母線Ｌｐに限らず負極母線に設けられていてもよいし、正極母線Ｌｐ及び負極母線の両方に設けられていてもよい。
スイッチング素子８の一例としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が挙げられる。スイッチング素子８は、コンバータ制御部１５によってスイッチングが制御される。
【００２７】
交流電源４には、ゼロクロス点を検出するためのゼロクロス検出部１７が設けられている。ゼロクロス検出部１７からのゼロクロス信号はコンバータ制御部１５に出力される。
インバータ装置３は、６個のスイッチング素子を備えるブリッジ回路１８と、ブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御するインバータ制御部１９とを備える。インバータ制御部１９は、例えば、上位装置（図示略）から入力される要求回転数指令に基づいて、各スイッチング素子のゲート駆動信号Ｓｐｗｍを生成し、ブリッジ回路１８に与える。インバータ制御の具体的な手法の一例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ制御、過変調制御、１パルス制御などが挙げられる。
【００２８】
上記のような制御を実現するために、ブリッジ回路１８の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部２８、圧縮機モータ２０に流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するモータ電流検出部２９が設けられ、これらの検出値Ｖｄｃ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがインバータ制御部１９に入力されるようになっている。ここで、モータ電流検出部２９は、ブリッジ回路１８と平滑コンデンサ１２の間の負極側電力線に流れる電流を検出し、この検出信号から各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得することとしてもよい。
【００２９】
コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、例えばＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）であり、各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリなどが挙げられる。
コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、一つのＭＰＵによって具現化されてもよいし、個別のＭＰＵによって具現化されてもよい。
【００３０】
図１におけるコンバータ装置２は、定常負荷時において、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする上下限範囲内において、上限値よりも下限値をキャリア周波数とする。図１のコンバータ装置２は、キャリア周波数にてスイッチングさせるとリアクタ６がキャリア周波数にて振動し、結果としてリアクタ６を取り付けるバッフル板を振動させ、可聴音域のキャリア周波数の音及びそのｎ倍音が発せられる。
なお、本実施形態のキャリア周波数は、可聴域のキャリア周波数とする。
【００３１】
図２には、横軸にキャリア周波数を示し、縦軸にリアクタ６のリアクタ音の計測結果を示し、リアクタ音の周波数特性が示されている。図２に示されるように、４ｋＨｚ近傍及び８ｋＨｚ近傍において、リアクタ６の音の最大値が大きくなっている。
本実施形態においては、リアクタ６から発せられる音を低減するコンバータ制御部１５について説明する。
【００３２】
図３には、本実施形態に係るコンバータ制御部１５の機能ブロック図が示されている。
図３に示されるように、コンバータ制御部１５は、基準波形生成部（基準波形生成手段）３０と、第１波形生成部（第１波形生成手段）３１と、電圧指令生成部（電圧指令生成手段）３２と、絶対値処理部３３と、スイッチング信号生成部（スイッチング指令生成手段）３４と、駆動部（駆動手段）３５とを備えている。
【００３３】
基準波形生成部３０は、例えば、三角波発信器であり、所定のキャリア周波数の基準波形（例えば、三角波）Ｘを生成する（図４（ａ）参照）。ここで、キャリア周波数は、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする範囲内において、上限値よりも下限値に近い周波数に設定されている。ここで、空気調和機の場合には、高調波の規制値の規格として、ＩＥＣ６１０００−３−２が一例として挙げられる。また、ノイズの規制値の規格としては、ＣＩＳＰＲ１４−１が一例として挙げられる。このように、該当するノイズ規制値、高調波規制値をクリアするためのスイッチング周波数の上下限範囲のうち、下限値に近い周波数を採用、換言すると、限りなくスイッチング周波数を下げることにより、スイッチングによる損失をできるだけ低減させることが可能となる。
【００３４】
空気調和機の場合には、高調波規制が満足できればスイッチングを行わなくても良い。実際にスイッチングする場合には、例えば、スイッチング周波数は、約１００Ｈｚ以上５ｋＨｚ以下の範囲で決定されることが好ましい。
図４（ｂ）は基準波形Ｘに基づいて生成されるスイッチング信号の一例であり、例えば、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が大きい区間をオン状態とし、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が小さい区間をオフ状態とするスイッチング信号Ｓｇを生成する。
【００３５】
第１波形生成部３１は、基準波形生成部３０により生成された基準波形Ｘの形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形Ｘ１を生成する。具体的には、第１波形生成部３１は、基準波形Ｘの大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる、すなわち、基準波形Ｘの振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させることにより第１波形Ｘ１を生成する（図５（ａ）参照）。図５（ａ）は、図４（ａ）で示されていた基準波形Ｘの振幅および周期をランダムにまたはある所定の規則性を用いて変化させ、一部分を拡大表示した図の一例が示されている。
【００３６】
電圧指令生成部３２は、ゼロクロス検出部１７からのゼロクロス信号及び予め登録されているコンバータ制御位相（電源電圧との位相差）及びその電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電圧指令Ｒを生成する。
絶対値処理部３３は、電圧指令生成部３２によって生成された正弦波の電圧指令Ｒにおける負側波形を反転させて正側波形とする。これにより、図４（ａ）、図５（ａ）に示されるような電圧指令Ｒの波形が生成される。図５（ａ）は、第１波形Ｘ１の一部分を拡大表示しているので全体は示されていないが、電圧指令Ｒのラインは、図４（ａ）で示すように正側のみの波形となる。
【００３７】
スイッチング信号生成部３４は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、第１波形生成部３１の第１波形Ｘ１と絶対値処理部３３から出力された負側波形反転後の電圧指令Ｒとを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０を制御するためのスイッチング信号Ｓｇを生成する。具体的には、図５（ａ）で示される三角波と正弦波の電圧指令Ｒとの交点でオンオフが切り替えられるスイッチング信号Ｓｇが図５（ｂ）で示される。例えば、スイッチング信号生成部３４は、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が大きい区間をオン状態とし、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が小さい区間をオフ状態とし、スイッチング素子８のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇを生成する。
駆動部３５は、スイッチング信号Ｓｇに基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子８をオンオフする。スイッチング信号生成部３４によって生成されたスイッチング信号Ｓｇは、駆動部３５によってスイッチング素子８を駆動するゲート回路（図示略）に与えられ、この信号に基づいてゲート回路が駆動することにより、スイッチング素子８の開閉が制御される。
【００３８】
以下に、本実施形態に係るコンバータ制御部１５の作用について図１から図５を用いて説明する。
まず、交流電源４のゼロクロス点がゼロクロス検出部１７によって検出され、ゼロクロス信号がコンバータ制御部１５に入力される。コンバータ制御部１５の電圧指令生成部３２では、入力されたゼロクロス信号、及び、予め登録されているコンバータ制御位相（入力電圧との位相差情報）及び予め設定されている電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電圧指令Ｒが生成される。この電圧指令Ｒは絶対値処理部３３に出力され、負側波形が正側波形へ反転された電圧指令が生成される。
【００３９】
一方、基準波形生成部３０では、所定のキャリア周波数の三角波形である基準波形Ｘが生成され、この基準波形Ｘが第１波形生成部３１に出力される。第１波形生成部３１では、基準波形Ｘの周期および／または振幅がランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させた第１波形Ｘ１が生成され、生成された第１波形Ｘ１がスイッチング信号生成部３４に出力される。
スイッチング信号生成部３４では、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、第１波形Ｘ１と絶対値処理部２４からの電圧指令Ｒとが比較されて、スイッチング信号Ｓｇが生成される。これにより、スイッチング信号Ｓｇに基づいてスイッチング素子８の開閉が制御される。
【００４０】
以上説明してきたように、本実施形態に係るコンバータ制御部１５、それを備えたコンバータ装置２、コンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムによれば、所定のキャリア周波数の基準波形Ｘの形状を所定パターンで（例えば、基準波形Ｘの振幅および／または周期をランダムに）変形させた第１波形Ｘ１を生成し、第１波形Ｘ１と電圧指令Ｒとを用いてスイッチング素子８のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇを出力する。スイッチング信号Ｓｇに基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子８の開閉が制御される。
【００４１】
このように、本実施形態によれば、キャリア周波数を所定の周波数範囲で変化させることにより、スイッチング回路１０のスイッチング素子８は、基準波形Ｘに基づいてオンオフのデューティが決定される場合と比較して、ランダムにデューティ比にばらつきを生じさせ、周波数を拡散させることができる。これにより、スイッチング回路１０に設けられるリアクタ６から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因するリアクタ６から発生する騒音を低減できる。また、本実施形態により、リアクタ６に取り付けるリアクタ６の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とし、コスト低減及び部品点数の削減につながる。
また、可聴域のキャリア周波数を使用することにより、実現されるコンバータ制御部１５は、安価であり、簡素な構成とすることができる。
【００４２】
ここで、図６には、定格負荷時における本実施形態に係るコンバータ装置の入力電流波形のシミュレーション結果の一例を示した図を示しており、図７は、図６に示した入力電流波形を周波数分析した結果とノイズ規制値とを比較して示した図である。
図６に示すように、本実施形態のコンバータ装置２によれば、リップルが少なく、綺麗な入力電流波形が得られている。また、図７に示すように、全ての次数において、高調波規制値をクリアしている（棒グラフが線グラフを下回っている）ことがわかった。
【００４３】
図８は、ある周波数でスペクトルが立っている様子を示しており、本実施形態においては、固定周波数でのマイクロホン等から取得されるリアクタ６の音レベル（音の大きさ）を示している。
図９は、マイクロホン等から取得される、周波数を変化させた時のリアクタ６のスペクトル波形の動きを示しており、図中の点線で示された基本波は、固定周波数でのリアクタから発せられるスペクトル波形を表しており、そのスイッチング周波数を周波数拡散幅Δｆで規則的に拡散させると、実線で示されたレベルの波形になる（図９参照）。図９で示されるように、リアクタから発生される音を平均的に分散させた場合は、基本波の周波数に対してＤ［ｄＢ］だけの減衰効果が期待できる。
【００４４】
〔第２実施形態〕
次に、本発明の第２実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、コンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、スイッチング回路が複数並列に設けられている点で第１実施形態と異なる。以下、本実施形態のコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、コンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて、上述した第１実施形態と共通する部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。本実施形態においては、図１０、図１１、及び図５（ａ）、（ｂ）を用いて説明する。
【００４５】
図１０には、本実施形態に係る他のモータ駆動装置の概略構成が示されている。
図１０に示されるように、モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置２と、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ（負荷）２０に出力するインバータ装置３とを主な構成として備えている。
【００４６】
コンバータ装置２は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路５と、整流回路５の直流出力側に、整流回路５に並列に接続され電圧を平滑にする平滑コンデンサ（平滑回路）１２と、整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路１０ａ、１０ｂと、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを制御するコンバータ制御部１５´とを主な構成として備えている。
交流電源４と整流回路５との間には、入力電流を検出する入力電流検出部２７が設けられている。入力電流検出部２７からの入力電流信号はコンバータ制御部１５に出力され、これにより入力波形Ｓが得られる。
【００４７】
スイッチング回路１０ａは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたリアクタ６ａと、リアクタ６ａの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ａと、リアクタ６ａとダイオード７ａとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ａとを有する。
同様に、スイッチング回路１０ｂは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたリアクタ６ｂと、リアクタ６ｂの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ｂと、リアクタ６ｂとダイオード７ｂとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ｂとを有する。
【００４８】
スイッチング素子８ａ、８ｂの一例としては、ＩＧＢＴ、電界効果トランジスタ等が挙げられる。スイッチング素子８ａ、８ｂは、コンバータ制御部１５´によってスイッチングが制御される。
図１０のスイッチング回路１０ａ，１０ｂは、並列ＰＡＭ方式（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅波形変調）を採用し、インターリーブ回路として互いの導通タイミングが異なっている。
以下の説明において、各スイッチング回路１０を区別する場合は、末尾にａまたはｂのいずれかを付し、各スイッチング回路１０を区別しない場合は、ａまたはｂを省略する。
【００４９】
図１１に示されるように、コンバータ制御部１５´は、基準波形生成部３０と、第１波形生成部３１と、電圧指令生成部３２と、絶対値処理部３３と、第１信号生成部３４ａと、第２信号生成部３４ｂと、駆動部３５とを備えている。基準波形生成部３０と、第１波形生成部３１と、電圧指令生成部３２と、絶対値処理部３３と、駆動部３５とは第１実施形態と同様なので説明を省略する。
第１波形生成部３１は、基準波形生成部３０により生成された基準波形Ｘの形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂを生成する。具体的には、第１波形生成部３１は、第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂの大きさをそれぞれランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる、すなわち、基準波形Ｘの振幅および／または周期を複数のスイッチング素子８ａ，８ｂのオンオフ制御用にそれぞれランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させることにより第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂを生成する。
【００５０】
第１信号生成部３４ａは、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、第１波形生成部３１の第１波形Ｘ１と絶対値処理部３３から出力された負側波形反転後の電圧指令とを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０を制御するための第１スイッチング信号Ｓｇ１を生成する。具体的には、図５（ａ）で示される三角波と正弦波の電圧指令Ｒとの交点でオンオフが切り替えられる第１スイッチング信号Ｓｇ１が図５（ｂ）で示される。
【００５１】
第２信号生成部３４ｂは、第１信号生成部２５で生成された第１波形Ｘ１ａとは異なる（例えば１８０°位相が異なる）第１波形Ｘ１ｂと、絶対値処理部３３から出力された負側波形反転後の電圧指令Ｒとを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０ｂを制御するための第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成する。
第２信号生成部３４ｂで用いる第１波形Ｘ１ｂは、振幅および／または周期が第１信号生成部３４ａで用いる第１波形Ｘ１ａと異なるが、振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる点においては図５（ａ）、（ｂ）と同様であるため、第２スイッチング信号Ｓｇ２の図示を省略する。
【００５２】
つまり、第１スイッチング信号Ｓｇ１と第２スイッチング信号Ｓｇ２のそれぞれは、三角波の大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させて生成された第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂに基づいて生成される信号である。
インターリーブ回路における制御の場合は、第１スイッチング信号Ｓｇ１の位相と第２スイッチング信号Ｓｇ２の位相とが１８０°反転するように制御されるのであれば、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂの波形は問わない。すなわち、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂの波形は同一であってもよい。ここで、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂを生成するための三角波の大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる要素は、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂにおいて共通であってもよい。
【００５３】
このように、三角波の大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させて生成される第１スイッチング信号Ｓｇ１及び第２スイッチング信号Ｓｇ２は、三角波の大きさが一定である場合と比較して、キャリア周波数が分散されることとなり、リアクタ６ａ，６ｂの発生する振動エネルギーを分散させることができる。これにより、コンバータ装置２を安価で、かつ、簡素な構成としつつ、リアクタ６ａ，６ｂから発せされる音を低減することができる。
【００５４】
〔第３実施形態〕
次に、本発明の第３実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、三角波の与え方が第１実施形態と異なる。以下、本実施形態について、上述した第１実施形態、第２実施形態と共通する部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。
なお、本実施形態は、第１実施形態のようにスイッチング回路１０が１つの場合に適用されてもよいし、第２実施形態のようにスイッチング回路１０ａ，１０ｂが並列に接続される場合に適用されてもよい。
【００５５】
本実施形態においては、基準波形Ｘとなる三角波から生成される第１波形Ｘ１は、基準波形Ｘに対して振幅は変更せず、周期のみを変更する場合として説明する。
図１２には、本実施形態に係る第１波形Ｘ１の一例が示されている。
図１２に示されるように、本実施形態では、図４（ａ）に示されるような基準波形Ｘの三角波の底辺の長さをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させ、つまり、三角波の周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させ、周波数拡散をする。
このように、基準波形Ｘの振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させて第１波形Ｘ１を生成することで、簡便な第１波形Ｘ１の生成ができる。
【００５６】
〔第４実施形態〕
次に、本発明の第４実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、デューティの与え方が第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態と異なる。以下、本実施形態について、上述した第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態と共通する部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。
【００５７】
図１３には、本実施形態におけるコンバータ制御装置１５´´の機能ブロック図が示されている。コンバータ制御装置１５´´は、基準波形生成部（基準波形生成手段）３０と、電圧指令生成部（電圧指令生成手段）３２と、スイッチング信号生成部（スイッチング信号生成手段）３４と、絶対値処理部３３と、変更後スイッチング信号生成部（変更後スイッチング信号生成手段）４０と、駆動部（駆動手段）３５とを備えている。基準波形生成部３０と、電圧指令生成部３２と、スイッチング信号生成部３４と、絶対値処理部３３と、駆動部３５とは、第１実施形態乃至第３実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【００５８】
変更後スイッチング信号生成部４０は、スイッチング信号Ｓｇのデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号を生成する。
具体的には、図１４には、本実施形態に係るスイッチング信号の一例が示されている。
図１４では、スイッチング信号生成部３４において、例えば、基準波形Ｘと、電圧指令Ｒとのそれぞれの波形が比較され、正弦波の電圧指令Ｒより基準波形Ｘが大きい区間をオン状態とし、正弦波の電圧指令Ｒより基準波形Ｘが小さい区間をオフ状態とするスイッチング信号Ｓｇ´を生成する。
変更後スイッチング信号生成部４０は、スイッチング信号生成部３４において生成されたスイッチング信号Ｓｇ´のデューティの中心をずらして出力し、これを変更後スイッチング信号Ｓｇ´´とする。
【００５９】
このように所定のキャリア周波数の基準波形Ｘを生成し、基準波形Ｘと電圧指令Ｒとを用いてスイッチング素子８のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇ´に対し、デューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号Ｓｇ´´に基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子８の開閉が制御される。
【００６０】
このように、本発明は、スイッチング信号Ｓｇ´のデューティの中心が所定量ずらされた変更後スイッチング信号Ｓｇ´´に基づいてスイッチング素子８が制御されることにより、スイッチング回路１０のスイッチング素子８は、スイッチング信号Ｓｇ´のデューティの中心がずらされない場合と比較して、ランダムに周波数を拡散することができる。これにより、スイッチング回路１０に設けられるリアクタ６から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因するリアクタ６から発生する騒音を低減できる。
また、本発明により、リアクタ６に取り付けてリアクタ６の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とし、コスト低減及び部品点数の削減につながる。
なお、本実施形態は、スイッチング回路１０が１つである場合を例示して説明していたが、本発明はこれに限定されず、スイッチング回路１０が複数並列に接続されている構成においても適用できる。
【００６１】
〔第５実施形態〕
次に、本発明の第５実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、キャリア周波数のスペクトル変換が、第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態と異なる。以下、本実施形態について、上述した第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態と共通の部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。
【００６２】
本実施形態においては、さらに、スペクトル分布部（スペクトル分布手段）（図示略）を具備している。
スペクトル分布部において、キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させる。
このように、キャリア周波数は、所定期間で所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させることにより、各キャリア周波数におけるリアクタ６から発生する振動エネルギーが分散されるので、音レベルを低減することで、聴感を良化する。
【００６３】
図１５は、本実施形態に係るキャリア周波数のスペクトル変換の一例が示されている。
図１５に示されるように、キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させている。
このように、各キャリア周波数のトータルに変化はないが、所定周波数範囲（周波数帯）において、各キャリア周波数のレベルが下がることが明らかである。
【００６４】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。例えば、ＰＦＣ（ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒ  ｃｉｒｃｕｉｔ;力率改善回路）コントローラとＰＦＣ用三角波発振器、またはマイクロコンピュータやＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を用いて１つの部品で構成してもよく、スイッチング電源を含めた種々の電子装置に使用してもよい。
【００６５】
なお、第１実施形態から第５実施形態を適宜組み合わせて実施してもよい。  例えば、第１実施形態の構成と第３実施形態の構成を組み合わせてもよいし、第４実施形態の構成と第５実施形態の構成を組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００６６】
１  モータ駆動装置
２  コンバータ装置
３  インバータ装置
４  交流電源
５  整流回路
６，６ａ，６ｂ  リアクタ（誘導性素子）
１０，１０ａ，１０ｂ  スイッチング回路
１２  平滑コンデンサ（平滑回路）
１５  コンバータ制御部（コンバータ制御装置）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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