(57)【要約】【課題】低圧側と高圧側との間の電力伝送方向に応じて、制御値の変化方向を切り替える必要がなく、充放電コンデンサの電圧を制御できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】制御装置１０９は、半導体回路のオンデューティ比差を変化させるΔｄｕｔｙ制御、及び半導体回路のオン期間の位相差を変化させる位相シフト制御を実行することにより、充放電コンデンサの電圧Ｖ０を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
低圧側電圧を保持する低圧側コンデンサ、負極側端子が前記低圧側コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側コンデンサ、一端が前記低圧側コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された充放電コンデンサ、及び前記半導体回路のそれぞれを制御する制御装置を備え、
前記第１及び第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第３及び第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第１及び第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側コンデンサに出力する昇圧動作と、
前記第３及び第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第１及び第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第３及び第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側コンデンサに出力する降圧動作と、の一方又は双方の動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御装置は、前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１及び第２の半導体回路、及び前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３及び第４の半導体回路の一方又は双方の前記半導体回路のそれぞれのオンデューティ比及びオン期間の位相を制御し、
第１の半導体回路のオンデューティ比と第２の半導体回路のオンデューティ比とのオンデューティ比差を変化させる第１オンデューティ比差変化、及び第３の半導体回路のオンデューティ比と第４の半導体回路のオンデューティ比とのオンデューティ比差を変化させる第２オンデューティ比差変化の一方又は双方を行うΔｄｕｔｙ制御と、第１の半導体回路のオン期間の位相と第２の半導体回路のオン期間の位相との位相差を変化させる第１位相差変化、及び第３の半導体回路のオン期間の位相と第４の半導体回路のオン期間の位相との位相差を変化させる第２位相差変化の一方又は双方を行う位相シフト制御との実行により、前記充放電コンデンサの電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御装置は、前記Δｄｕｔｙ制御において、前記充放電コンデンサの電圧検出値が前記充放電コンデンサの電圧指令値に近づくように、前記オンデューティ比差を変化させ、前記位相シフト制御において、前記充放電コンデンサの電圧検出値が前記充放電コンデンサの電圧指令値に近づくように、前記位相差を変化させる請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御装置は、前記高圧側電圧の電圧検出値が前記高圧側電圧の指令値に近づくように、又は前記低圧側電圧の電圧検出値が前記低圧側電圧の指令値に近づくように、第１の半導体回路のオンデューティ比と第２の半導体回路のオンデューティ比との平均値である基準オンデューティ比を、同じ前記オンデューティ比差及び同じ前記位相差の状態で、変化させる第１オンデューティ比変化、及び第３の半導体回路のオンデューティ比と第４の半導体回路のオンデューティ比との平均値である基準オンデューティ比を、同じ前記オンデューティ比差及び同じ前記位相差の状態で、変化させる第２オンデューティ比変化の一方又は双方を行う基準ｄｕｔｙ制御の実行により、前記高圧側電圧又は前記低圧側電圧を制御する請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記リアクトルを流れる電流を検出するリアクトル電流検出部を備え、
前記制御装置は、前記Δｄｕｔｙ制御において、前記リアクトル電流検出部により検出した前記リアクトルの電流に応じて前記オンデューティ比差を変化させ、
前記リアクトル電流検出部により検出した前記リアクトルの電流が、０を含む予め設定された前記Δｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合に、前記Δｄｕｔｙ制御の実行を停止するが、前記位相シフト制御を実行することにより前記充放電コンデンサの電圧を制御する請求項１から３のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するリアクトル電流検出部を備え、
前記制御装置は、前記Δｄｕｔｙ制御において、前記リアクトル電流検出部により検出された電流方向に応じて前記オンデューティ比差の正又は負の変化方向を変化させる請求項１から４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記リアクトルを流れる電流を検出するリアクトル電流検出部を備え、
前記制御装置は、前記Δｄｕｔｙ制御において、前記リアクトル電流検出部により検出された前記リアクトルの電流の大きさに応じて、前記オンデューティ比差の変化量の大きさを変化させる請求項１から５のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御装置は、第１の半導体回路のオンデューティ比と第２の半導体回路のオンデューティ比との平均値である基準オンデューティ比、又は第３の半導体回路のオンデューティ比と第４の半導体回路のオンデューティ比との平均値である基準オンデューティ比が、予め設定された低電力判定値以下である場合、又は前記基準オンデューティ比が予め設定された高電力判定値以上である場合に、前記位相シフト制御の実行を停止するが、前記Δｄｕｔｙ制御を実行することにより前記充放電コンデンサの電圧を制御する請求項１から６のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御装置は、前記位相シフト制御において、前記半導体回路の開閉パターンである動作モードの遷移順番が変化しないように、前記位相差の変化量の大きさを上限制限する請求項１から６のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記制御装置は、少なくとも、前記位相シフト制御により変化される前記位相差が固定されている場合は、前記Δｄｕｔｙ制御を実行することにより前記充放電コンデンサの電圧を制御し、少なくとも、前記Δｄｕｔｙ制御により変化される前記オンデューティ比差が固定されている場合は、前記位相シフト制御を実行することにより前記充放電コンデンサの電圧を制御する請求項１から８のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記第１から第４の半導体回路は、全てスイッチング機能を有し、
前記制御装置は、前記第１から第４の半導体回路を開閉制御する請求項１から９のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記制御装置は、
基準オンデューティ比を変化させる第１の演算値を演算する第１の演算部と、
前記Δｄｕｔｙ制御における前記オンデューティ比差を変化させる第２の演算値を算出する第２の演算部と、
前記位相シフト制御における前記位相差を変化させる第３の演算値を算出する第３の演算部と、
前記第１の演算値、前記第２の演算値、及び前記第３の演算値に基づいて、前記半導体回路のそれぞれのオンデューティ比及びオン期間の位相を制御する開閉制御部と、を備え、
前記第３の演算部は、算出した前記第３の演算値に対して、正負の符号を、スイッチン
グ周期の半周期で交互に反転させる処理を行った値を、最終的な前記第３の演算値として算出し、
前記開閉制御部は、前記スイッチング周期で最小値と最大値との間を振動する第１の三角波と、前記第１の三角波と位相が１８０度反転した第２の三角波と、を算出し、
前記第１の演算値に前記第２の演算値及び前記第３の演算値を加算した第１制御値と、前記第１の三角波との比較結果に基づいて、前記第１の半導体回路及び前記第４の半導体回路の一方又は双方の開閉動作を制御すると共に、前記第１の演算値から前記第２の演算値を減算すると共に前記第３の演算値を加算した第２制御値と、前記第２の三角波との比較結果に基づいて、前記第２の半導体回路及び前記第３の半導体回路の一方又は双方の開閉動作を制御する請求項１から１０のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記第１制御値を前記最小値により下限制限すると共に前記最大値により上限制限し、前記第２制御値を前記最小値により下限制限すると共に前記最大値により上限制限する制限器を備えている請求項１１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記制御装置は、前記充放電コンデンサの電圧検出値が前記充放電コンデンサの電圧指令値に近づくように、前記充放電コンデンサに流す電流指令値を変化させ、前記電流指令値に基づいて前記オンデューティ比差を変化させ、前記電流指令値に基づいて前記位相差を変化させる請求項１から１２のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記制御装置は、前記電流指令値を前記Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値と前記位相シフト制御用の電流指令値とに分配し、前記Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値に基づいて前記オンデューティ比差を変化させ、前記位相シフト制御用の電流指令値に基づいて前記位相差を変化させる請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
前記制御装置は、前記オンデューティ比差及び前記位相差の一方又は双方に対して上下限制限を行った場合に、上下限制限された前記位相差又は前記オンデューティ比差における上下限制限値を超過した分を、上下限制限されない前記位相差又は前記オンデューティ比差に対応する前記Δｄｕｔｙ制御用又は前記位相シフト制御用の電流指令値に振り分ける請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１６】
前記制御装置は、前記電流指令値に対応させて仮に設定した前記位相差の仮設定値が上下限制限される場合は、前記位相差の仮設定値における上下限制限値を超過した分に対応する前記電流指令値を前記Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値に分配し、残りの前記電流指令値を前記位相シフト制御用の電流指令値に分配する請求項１４又は１５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１７】
前記リアクトルを流れる電流を検出するリアクトル電流検出部を備え、
前記制御装置は、前記リアクトル電流検出部により検出した前記リアクトルの電流に応じて前記Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値と前記位相シフト制御用の電流指令値との分配率を変化させ、
前記リアクトル電流検出部により検出した前記リアクトルの電流が、０を含む予め設定された前記Δｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合に、前記電流指令値に対する前記Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値の前記分配率を０に設定し、前記リアクトルの電流が前記停止範囲外にある場合に、前記電流指令値に対する前記Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値の前記分配率を０より大きい値に設定する請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータについて、下記の特許文献１に記載されたＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。特許文献１の技術では、スイッチング素子の開閉動作を制御することにより、リアクトルへのエネルギーの蓄積量と放出量とを制御し、低圧側から高圧側に電圧を昇圧して電力を伝送する、又は高圧側から低圧側に電圧を降圧して電力を伝送している。ＤＣ／ＤＣコンバータは、リアクトルが大型化し、重量化するという課題がある。リアトルクを小型化、軽量化するために、リアクトルに印加される電圧を低減し、リアクトルに必要なインダクタンス値を低減することが考えられる。特許文献１の技術では、直列に接続された第１から第４のスイッチング素子を備え、第１及び第２のスイッチング素子の中間接続点と第３及び第４のスイッチング素子の中間接続点との間に接続された充放電コンデンサを備えている。そして、第１スイッチング素子の通電率と第２スイッチング素子の通電率とを互いに反対方向に変化させることにより、充放電コンデンサの電圧を目標電圧に制御するように構成されている。充放電コンデンサの電圧を目標電圧に制御することにより、リアクトルに印加される電圧を低減し、リアクトルの小型化、軽量化を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５４５７５５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の技術では、低圧側と高圧側との間の電力伝送方向に応じて、通電率の変化方向を切り替える必要がある。具体的には、低圧側から高圧側に昇圧して電力伝送する場合には、充放電コンデンサの電圧を増加させるために、第１及び第３スイッチング素子の通電率を、第２及び第４スイッチング素子の通電率よりも増加させて、充放電コンデンサの充電時間を放電時間より増やす必要があり、反対に、充放電コンデンサの電圧を減少させるために、第１及び第３スイッチング素子の通電率を、第２及び第４スイッチング素子の通電率よりも減少させて、充放電コンデンサの放電時間を充電時間より増やす必要がある。
【０００５】
一方、高圧側から低圧側に降圧して電力伝送する場合には、充放電コンデンサの電圧を増加させるために、第１及び第３スイッチング素子の通電率を第２及び第４スイッチング素子の通電率よりも減少させ、反対に、充放電コンデンサの電圧を減少させるために、第１及び第３スイッチング素子の通電率を第２及び第４スイッチング素子の通電率より増加させる。
【０００６】
特許文献１の技術では、低圧側と高圧側との間の電力伝送方向を、リアクトルに流れる電流の方向によって判定するように構成されている。しかし、リアクトルの電流を検出するための電流センサが誤差を持つと、低電力時にはリアクトルに流れる電流の方向を正しく検出することができない。よって、特許文献１の技術では、低電力時に、電力伝送方向を瞬間的に精度良く判定することが困難であった。
【０００７】
そのため、特許文献１の技術では、低電力時に、電力伝送方向を誤って判定し、各スイ
ッチング素子の通電率を誤った方向に増加又は減少させてしまい、充放電コンデンサの電圧が、目標電圧から逸脱するおそれがあった。これによって、第１から第４のスイッチング素子に過電圧が印加されるおそれがあるため、第１から第４スイッチング素子に高耐圧のものを使用する必要があり、その結果コストが増加し、かつＤＣ／ＤＣコンバータの体積が増大する問題があった。
【０００８】
そこで、低圧側と高圧側との間の電力伝送方向に応じて、制御値の変化方向を切り替える必要がなく、充放電コンデンサの電圧を制御できるＤＣ／ＤＣコンバータが求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、低圧側電圧を保持する低圧側コンデンサ、負極側端子が前記低圧側コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側コンデンサ、一端が前記低圧側コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された充放電コンデンサ、及び前記半導体回路のそれぞれを制御する制御装置を備え、
前記第１及び第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第３及び第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第１及び第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側コンデンサに出力する昇圧動作と、
前記第３及び第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第１及び第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第３及び第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側コンデンサに出力する降圧動作と、の一方又は双方の動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御装置は、前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１及び第２の半導体回路、及び前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３及び第４の半導体回路の一方又は双方の前記半導体回路のそれぞれのオンデューティ比及びオン期間の位相を制御し、
第１の半導体回路のオンデューティ比と第２の半導体回路のオンデューティ比とのオンデューティ比差を変化させる第１オンデューティ比差変化、及び第３の半導体回路のオンデューティ比と第４の半導体回路のオンデューティ比とのオンデューティ比差を変化させる第２オンデューティ比差変化の一方又は双方を行うΔｄｕｔｙ制御と、第１の半導体回路のオン期間の位相と第２の半導体回路のオン期間の位相との位相差を変化させる第１位相差変化、及び第３の半導体回路のオン期間の位相と第４の半導体回路のオン期間の位相との位相差を変化させる第２位相差変化の一方又は双方を行う位相シフト制御との実行により、前記充放電コンデンサの電圧を制御するものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、各半導体回路のオン期間の位相差を変化させる位相シフト制御の実行により、充放電コンデンサの電圧が制御される。位相シフト制御では、低圧側と高圧側との間の電力伝送方向に応じて、位相差の変化方向を切り替える必要なく、充放電コンデンサの電圧を制御できる。よって、電力伝送量が低い低電力時においても、精度よく充放電コンデンサの電圧を制御することができる。また、各半導体
回路のオンデューティ比差を変化させるΔｄｕｔｙ制御の実行により、充放電コンデンサの電圧が制御される。よって、位相シフト制御及びΔｄｕｔｙ制御を適切に組み合わせて、充放電コンデンサの電圧の制御性を向上させることができる。従って、スイッチング素子の耐圧性能を低下させ、装置のコスト低減及び小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る制御装置の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード１を示す説明図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード２を示す説明図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード３を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード４を示す説明図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係る昇圧比が２倍未満の場合のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図８】本発明の実施の形態１に係る昇圧比が２倍以上の場合のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図９】本発明の実施の形態１に係る降圧比が２倍未満の場合のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図１０】本発明の実施の形態１に係る降圧比が２倍以上の場合のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図１１】本発明の実施の形態１に係る電流制限部の処理を示す関係図である。
【図１２】本発明の実施の形態１に係る第２の演算部及び第３の演算部の実行領域、制限器の制限値を説明する説明図である。
【図１３】本発明の実施の形態２に係る制御装置の構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施の形態２に係る第２の演算部及び第３の演算部の実行領域、制限器の制限値を説明する説明図である。
【図１５】本発明の実施の形態３に係る制御装置の構成を示す回路図である。
【図１６】本発明の実施の形態３に係るリアクトル電流に応じた分配率の設定を説明する図である。
【図１７】本発明の実施の形態３に係るリアクトル電流に応じた分配率の設定を説明する図である。
【図１８】本発明の実施の形態３に係るリアクトル電流に応じた分配率の設定を説明する図である。
【図１９】本発明の実施の形態４に係る分配演算器の処理を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１について図面を参照して説明する。図１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成を示す構成図であり、図２は、図１の制御装置１０９の構成を示す回路図（ブロック図）であり、図３〜図６は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作モードを示す説明図である。図７〜図１０は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作説明図である。図１１は、図２の制御装置１０９の電流制限部２５ａの動作説明図である。図１２は、図２の制御装置１０９の動作範囲と制限器の操作の説明図である。
【００１３】
１．ＤＣ／ＤＣコンバータ１の概略構成
図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子群として、４つの端子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力側正極端子１ａ（ＶＬ）と入力側負極端子１ｂ（Ｖｃｏｍ）の間に入力された直流の低圧側電圧としての入力電圧Ｖ１を、入力電圧Ｖ１以上の電圧に昇圧し、昇圧後の高圧側電圧としての出力電圧Ｖ２を、出力側正極端子１ｃ（ＶＨ）と出力側負極端子１ｄの間に出力する。本実施の形態では、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間にはバッテリ２が接続され、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間には電動機３が接続されている。入力側負極端子１ｂと出力側負極端子１ｄは、電線によって互いに接続されている。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、低圧側コンデンサとしての入力側の平滑コンデンサ１１と、リアクトル１２と、半導体回路の直列回路としての直流電圧変換部１０１と、第１電圧センサ１０３と、第２電圧センサ１０４と、リアクトル電流検出部としての電流センサ１０５と、高圧側コンデンサとしての出力側の平滑コンデンサ１０８と、制御装置１０９と、を備えている。
【００１５】
入力側の平滑コンデンサ１１は、その一方の端子が入力側正極端子１ａに接続され、他方の端子が入力側負極端子１ｂに接続されており、入力電圧Ｖ１を平滑化し、保持する。出力側の平滑コンデンサ１０８は、その一方の端子が出力側正極端子１ｃに接続され、他方の端子が、出力側負極端子１ｄに接続されており、出力電圧Ｖ２を平滑化し、保持する。リアクトル１２は、その一端が入力側の平滑コンデンサ１１の正極側端子及び入力側正極端子１ａに接続され、他端が直流電圧変換部１０１に接続されており、エネルギー蓄積用である。
【００１６】
直流電圧変換部１０１は、直列接続された第１〜第４の半導体回路と、充放電コンデンサ１０１ａを有している。直流電圧変換部１０１は、入力電圧Ｖ１を出力電圧Ｖ２まで昇圧する昇圧動作と、出力電圧Ｖ２を入力電圧Ｖ１まで降圧する降圧動作が可能とされている。本実施の形態では、第１の半導体回路として、第１スイッチング素子Ｓ１、及び第１スイッチング素子Ｓ１に逆並列接続された第１ダイオードＤ１が備えられており、第２の半導体回路として、第２スイッチング素子Ｓ２、及び第２スイッチング素子Ｓ２に逆並列接続された第２ダイオードＤ２が備えられており、第３の半導体回路として、第３スイッチング素子Ｓ３、及び第３スイッチング素子Ｓ３に逆並列接続された第３ダイオードＤ３が備えられており、第４の半導体回路として、第４スイッチング素子Ｓ４、及び第４スイッチング素子Ｓ４に逆並列接続された第４ダイオードＤ４が備えられている。このように、第１〜第４の半導体回路は、全てスイッチング機能を有すると共に、全てダイオード素子の機能を有している。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられ、各スイッチング素子に入力されるゲート信号Ｇ１〜Ｇ４がＨｉｇｈの時にオン状態（閉路状態）になり、Ｌｏｗの時にオフ状態（開路状態）になる。
【００１７】
第４スイッチング素子Ｓ４、第３スイッチング素子Ｓ３、第２スイッチング素子Ｓ２、及び第１スイッチング素子Ｓ１は、この順番で、正極側から負極側に直列接続されている。第１スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子は、入力側の平滑コンデンサ１１の負極端子及び入力側負極端子１ｂに接続されている。第４スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子は、出力側の平滑コンデンサ１０８の正極端子及び出力側正極端子１ｃに接続されている。第２スイッチング素子Ｓ２のコレクタ端子と第３スイッチング素子Ｓ３のエミッタ端子の接続点は、リアクトル１２を介して、入力側の平滑コンデンサ１１の正極端子及び入力側正極端子１ａに接続されている。また、充放電コンデンサ１０１ａは、その一方の端子が第１スイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子と第２スイッチング素子Ｓ２のエミッタ端子との接続点に接続され、他方の端子が第３スイッチング素子Ｓ３のコレクタ端子と第４スイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子との接続点に接続されている。
【００１８】
第１電圧センサ１０３は、出力側の平滑コンデンサ１０８の端子間電圧（高圧側電圧としての出力電圧Ｖ２）を検出する。第２電圧センサ１０４は、充放電コンデンサ１０１ａの電圧（充放電コンデンサ電圧Ｖ０）を検出する。電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを検出する。
【００１９】
２．制御装置１０９の構成
制御装置１０９は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を、それぞれオン／オフ制御（開閉動作）するゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成し、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれのオンデューティ比及びオン期間の位相を制御する。なお、オンデューティ比は、スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間の比である（＝オン期間／スイッチング周期Ｔｓｗ）。
【００２０】
制御装置１０９は、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ制御を行う処理回路を備えている。制御装置１０９の処理回路は、コンパレータ、オペアンプ、差動増幅回路等のアナログ電子回路から構成されてもよいし、演算処理装置、記憶装置等のデジタル電子回路により構成されてもよいし、デジタル電子回路及びアナログ電子回路の双方により構成されてもよい。
【００２１】
制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御と位相シフト制御との実行により、充放電コンデンサの電圧Ｖ０を制御する。Δｄｕｔｙ制御は、第１スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比ＤＴ１と、第２スイッチング素子Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ２とのオンデューティ比差を変化させる第１オンデューティ比差変化、及び第３スイッチング素子Ｓ３のオンデューティ比ＤＴ３と第４スイッチング素子Ｓ４のオンデューティ比ＤＴ４とのオンデューティ比差を変化させる第２オンデューティ比差変化の一方又は双方（本例では、双方）を行う制御である。位相シフト制御は、第１スイッチング素子Ｓ１のオン期間の位相と第２スイッチング素子Ｓ２のオン期間の位相との位相差を変化させる第１位相差変化、及び第３スイッチング素子Ｓ３のオン期間の位相と第４スイッチング素子Ｓ４のオン期間の位相との位相差を変化させる第２位相差変化の一方又は双方（本例では、双方）を行う制御である。
【００２２】
本実施の形態では、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、オンデューティ比差を変化させる。制御装置１０９は、位相シフト制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、位相差を変化させる。
【００２３】
制御装置１０９は、基準ｄｕｔｙ制御の実行により、出力電圧Ｖ２を制御する。基準ｄｕｔｙ制御は、出力電圧Ｖ２の検出値が出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに近づくように、第１スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比ＤＴ１と第２スイッチング素子Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ２との平均値である基準オンデューティ比を、同じオンデューティ比差及び同じ位相差の状態で、変化させる第１オンデューティ比変化、及び第３スイッチング素子Ｓ３のオンデューティ比ＤＴ３と第４スイッチング素子Ｓ４のオンデューティ比ＤＴ４との平均値である基準オンデューティ比を、同じオンデューティ比差及び同じ位相差の状態で、変化させる第２オンデューティ比変化の双方を行う制御である。
【００２４】
図２は、本実施の形態に係る制御装置１０９の詳細構成を示す回路図（ブロック図）である。本実施の形態では、制御装置１０９は、基準ｄｕｔｙ制御、Δｄｕｔｙ制御、及び位相シフト制御を実行するために、第１の演算部２４、第２の演算部２５、第３の演算部２６、及び開閉制御部３０を備えている。
【００２５】
＜第１の演算部２４＞
第１の演算部２４は、基準オンデューティ比を変化させる第１の演算値Ｄｕｔｙを演算する。本実施の形態では、第１の演算部２４は、高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと、高圧側電圧としての出力電圧Ｖ２の検出値との差電圧Ｖ２ｅｒｒ（以下、出力差電圧Ｖ２ｅｒｒと称す）に基づいて、第１の演算値Ｄｕｔｙを算出する。
【００２６】
本実施の形態では、第１の演算部２４は、出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆから出力電圧Ｖ２の検出値を減算して出力差電圧Ｖ２ｅｒｒを算出する減算器２１と、出力差電圧Ｖ２ｅｒｒに基づいて第１の演算値Ｄｕｔｙを算出する第１の制御器２４ａとを備えている。
【００２７】
第１の制御器２４ａは、出力差電圧Ｖ２ｅｒｒに対して、例えば、Ｐ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御などのフィードバック制御を行って第１の演算値Ｄｕｔｙを算出する。第１の制御器２４ａは、０〜１の範囲の第１の演算値Ｄｕｔｙを算出する。よって、第１の制御器２４ａは、出力電圧Ｖ２の検出値が出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに近づくように、第１の演算値Ｄｕｔｙを変化させる。
【００２８】
＜第２の演算部２５＞
第２の演算部２５は、充放電コンデンサの電圧指令値としての充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆと充放電コンデンサ電圧Ｖ０との差電圧Ｖ０ｅｒｒ（以下、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒと称す）に基づいて、Δｄｕｔｙ制御におけるオンデューティ比差を変化させる第２の演算値Δｄｕｔｙを算出する。
【００２９】
本実施の形態では、第２の演算部２５は、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆから充放電コンデンサ電圧Ｖ０を減算して、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒを算出する減算器２３と、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに基づいて第２の演算値Δｄｕｔｙを算出する第２の制御器２５ｃを備えている。第２の制御器２５ｃは、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに対して、例えば、Ｐ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御などのフィードバック制御を行って第２の演算値Δｄｕｔｙを算出する。よって、第２の制御器２５ｃは、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、第２の演算値Δｄｕｔｙを変化させる。なお、第２の演算値Δｄｕｔｙが０である基準オンデューティ比差では、オンデューティ比差が０となる。
【００３０】
第２の演算部２５は、出力電圧Ｖ２の検出値に基づいて充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆを算出する乗算器２２を備えている。本実施の形態では、リアクトル１２のリップル電流を最小化するため、乗算器２２は、出力電圧Ｖ２の検出値を０．５倍した値を、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに設定するように構成されている。
【００３１】
本実施の形態では、第２の演算部２５は、電流センサ１０５により検出したリアクトル電流ＩＬに応じて第２の演算値Δｄｕｔｙを変化させるように構成されている。そのために、第２の演算部２５は、電流制限部２５ａ及び差電圧補正部２５ｂを備えている。詳細は後述するが、電流制限部２５ａは、リアクトル電流ＩＬに対して制限処理を行った値を、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊として算出する。そして、差電圧補正部２５ｂは、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊に基づいて、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに対して補正を行った値を、電流補正後の差電圧Ｖ０ｅｒｒ＊として出力する。そして、第２の制御器２５ｃは、電流補正後の差電圧Ｖ０ｅｒｒ＊に基づいて、第２の演算値Δｄｕｔｙを算出する。
【００３２】
＜第３の演算部２６＞
第３の演算部２６は、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆと充放電コンデンサ電圧
Ｖ０との充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに基づいて、位相シフト制御における位相差を変化させる第３の演算値θを算出する。
【００３３】
本実施の形態では、第３の演算部２６は、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに基づいて第３の演算値θを算出する第３の制御器２６ａを備えている。第３の制御器２６ａは、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに対して、例えば、Ｐ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御などのフィードバック制御を行って第３の演算値θを算出する。よって、第３の制御器２６ａは、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、第３の演算値θを変化させる。なお、第３の演算値θが０である基準位相差では、位相差が１８０度となる。
【００３４】
本実施の形態では、第３の演算部２６は、第３の演算値θに対して、正負の符号を、後述するスイッチング周期Ｔｓｗの半周期で交互に反転させる処理を行った値を、最終的な第３の演算値±θとして算出するように構成されている。そのために、第３の演算部２６は、スイッチング周期Ｔｓｗで＋１と−１との間を振動する矩形波を生成する矩形波生成器２６ｃ、及び±１の矩形波を第３の演算値θに乗算して最終的な第３の演算値±θを算出する矩形波乗算器２６ｂを備えている。矩形波生成器２６ｃは、図７等に示されているように、第１の三角波及び第２の三角波に同期して振動する矩形波を生成する。具体的には、矩形波生成器２６ｃは、第１の三角波が減少すると共に第２の三角波が増加している半周期の間は＋１を出力し、第１の三角波が増加すると共に第２の三角波が減少している半周期の間は−１を出力する。
【００３５】
図７等に示されているように、第３の演算値θがプラスの値であり、第３の演算値が＋θになっている間は、第１の三角波が減少しているので、第１ゲート信号Ｇ１が位相遅れ側にシフトし、第３の演算値が−θになっている間は、第１の三角波が増加しているので、第１ゲート信号Ｇ１が位相遅れ側にシフトする。よって、第３の演算値θがプラスの値である場合は、第３の演算値θの大きさに比例した時間だけ、第１ゲート信号Ｇ１が位相遅れ側にシフトする。一方、第３の演算値θがプラスの値であり、第３の演算値が＋θになっている間は、第２の三角波が増加しているので、第２ゲート信号Ｇ２が位相進み側にシフトし、第３の演算値が−θになっている間は、第２の三角波が減少しているので、第２ゲート信号Ｇ２が位相進み側にシフトする。よって、第３の演算値θがプラスの値である場合は、第３の演算値θの大きさに比例した時間だけ、第２ゲート信号Ｇ２が位相進み側にシフトする。従って、第３の演算値θに比例して、第１スイッチング素子Ｓ１のオン期間の位相が遅れ方向にシフトすると共に、第２スイッチング素子Ｓ２のオン期間の位相が進み方向にシフトする。同様に、第３の演算値θに比例して、第４スイッチング素子Ｓ４のオン期間の位相が遅れ方向にシフトすると共に、第３スイッチング素子Ｓ３のオン期間の位相が進み方向にシフトする。なお、第３の演算値θがマイナスの値である場合は、進み方向及び遅れ方向が逆転する。
【００３６】
＜開閉制御部３０＞
開閉制御部３０は、第１の演算値Ｄｕｔｙ、第２の演算値Δｄｕｔｙ、及び第３の演算値±θに基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれのオンデューティ比及びオン期間の位相を制御する。
【００３７】
本実施の形態では、開閉制御部３０は、第１の演算値Ｄｕｔｙに、第２の演算値Δｄｕｔｙ及び第３の演算値±θを加算した第１制御値ＳＤ１を算出し、第１の演算値Ｄｕｔｙから第２の演算値Δｄｕｔｙを減算すると共に第３の演算値±θを加算した第２制御値ＳＤ２を算出するように構成されている。第３の演算値±θの加算前の第１制御値ＳＤ１は、第１スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比、及び第４スイッチング素子Ｓ４のオフデューティに比例し、第３の演算値±θの加算前の第２制御値ＳＤ２は、第２スイッチング素子Ｓ２のオンデューティ比、及び第３スイッチング素子Ｓ３のオフデューティに比例する。
【００３８】
開閉制御部３０は、Ｄｕｔｙ補正ブロック２８及び位相シフト補正ブロック２９を備えている。Ｄｕｔｙ補正ブロック２８は、第１制御値ＳＤ１の算出用に第１の演算値Ｄｕｔｙに第２の演算値Δｄｕｔｙを加算する加算器２８ａと、第２制御値ＳＤ２の算出用に第１の演算値Ｄｕｔｙから第２の演算値Δｄｕｔｙを減算する減算器２８ｂと、を備えている。位相シフト補正ブロック２９は、加算器２８ａの出力に第３の演算値±θを加算して、第１制御値ＳＤ１を算出する加算器２９ａと、減算器２８ｂの出力に第３の演算値±θを加算して、第２制御値ＳＤ２を算出する加算器２９ｂと、を備えている。
【００３９】
開閉制御部３０は、スイッチング周期Ｔｓｗで最小値（本例では０）と最大値（本例では１）との間を振動する第１の三角波と、第１の三角波と位相が１８０度反転した第２の三角波と、を算出する。第１の三角波と第２の三角波との位相が１８０度反転されているので、リアクトル１２のリプル電流を最小化することができる。また、第３の演算値θに、±１で振動する矩形波を乗算する簡単な処理で、各スイッチング素子のオン期間の位相を反対方向にシフトさせることができる。
【００４０】
そして、開閉制御部３０は、第１制御値ＳＤ１と第１の三角波との比較結果に基づいて、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４の一方又は双方（本例では双方）の開閉動作を制御すると共に、第２制御値ＳＤ２と第２の三角波との比較結果に基づいて、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３の一方又は双方（本例では双方）の開閉動作を制御する。
【００４１】
そのために、開閉制御部３０は、第１の三角波を生成する第１の三角波生成器３０ｅと、第２の三角波を生成する第２の三角波生成器３０ｆと、を備えている。開閉制御部３０は、第１制御値ＳＤ１と第１の三角波を比較して第１ゲート信号Ｇ１を生成する第１比較器３０ａと、第２制御値ＳＤ２と第２の三角波を比較して第２ゲート信号Ｇ２を生成する第２比較器３０ｃと、を備えている。第１比較器３０ａは、第１の三角波が第１制御値ＳＤ１よりも大きい場合は、第１ゲート信号Ｇ１をＬｏｗにし、第１の三角波が第１制御値ＳＤ１よりも大きい場合は、第１ゲート信号Ｇ１をＨｉｇｈにする。同様に、第２比較器３０ｃは、第２の三角波が第２制御値ＳＤ２よりも大きい場合は、第２ゲート信号Ｇ２をＬｏｗにし、第２の三角波が第２制御値ＳＤ２よりも小さい場合は、第２ゲート信号Ｇ２をＨｉｇｈにする。
【００４２】
開閉制御部３０は、第１ゲート信号Ｇ１のＨｉｇｈ及びＬｏｗを反転した第４ゲート信号Ｇ４を生成する第１反転回路３０ｂと、第２ゲート信号Ｇ２のＨｉｇｈ及びＬｏｗを反転した第３ゲート信号Ｇ３を生成する第２反転回路３０ｄと、を備えている。なお、第１ゲート信号Ｇ１は、第１スイッチング素子Ｓ１を開閉動作させ、第２ゲート信号Ｇ２は、第２スイッチング素子Ｓ２を開閉動作させ、第３ゲート信号Ｇ３は、第３スイッチング素子Ｓ３を開閉動作させ、第４ゲート信号Ｇ４が、第４スイッチング素子Ｓ４を開閉動作させる。
【００４３】
＜制限器２７＞
制御装置１０９は、第１制御値ＳＤ１を最小値（本例では０）により下限制限すると共に最大値（本例では１）により上限制限し、第２制御値ＳＤ２を最小値により下限制限すると共に最大値により上限制限する制限器２７を備えている。本実施の形態では、制限器２７は、詳細は後述するが、第３の制御器２６ａが算出した第３の演算値θに対して制限を加えるように構成されている。ここでは、制限器２７による制限前の第３の演算値をθ＊で示し、制限後の第３の演算値をθで示している。
【００４４】
＜ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作説明＞
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン／オフ制御されて出力電圧Ｖ２が安定して得られている時の状態をいう。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作状態として、バッテリ２から電動機３に電圧を昇圧して電力を供給することにより電動機３を駆動する状態（力行動作、昇圧動作）と、電動機３が発電した電力を降圧してバッテリ２に供給する状態（回生動作、降圧動作）の２つの状態が存在する。
【００４５】
図３〜図６に示すように、第１〜第４スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の開閉パターンである動作モードは、モード１〜モード４の４つがある。モード１では、図３に示すように、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオンとなり、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなる。昇圧動作（力行動作）時は、図３に電流経路を点線で示すように、第１スイッチング素子Ｓ１と第３ダイオードＤ３を電流が流れ、充放電コンデンサ１０１ａにエネルギーを蓄積する状態となる。降圧動作（回生動作）時は、図３に電流経路を一点鎖線で示すように、第１ダイオードＤ１と第３スイッチング素子Ｓ３を電流が流れ、充放電コンデンサ１０１ａのエネルギーを放出する状態となる。
【００４６】
モード２では、図４に示すように、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオフとなり、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなる。昇圧動作（力行動作）時は、図４に電流経路を点線で示すように、第２スイッチング素子Ｓ２と第４ダイオードＤ４を電流が流れ、充放電コンデンサ１０１ａのエネルギーを放出する状態となる。降圧動作（回生動作）時は、図４に電流経路を一点鎖線で示すように、第２ダイオードＤ２と第４スイッチング素子Ｓ４を電流が流れ、充放電コンデンサ１０１ａにエネルギーを蓄積する状態となる。
【００４７】
モード３では、図５に示すように、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオフとなり、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなる。昇圧動作（力行動作）時は、図５に電流経路を点線で示すように、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４を電流が流れ、リアクトル１２のエネルギーを放出する状態となる。降圧動作（回生動作）時は、図５に電流経路を一点鎖線で示すように、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４を電流が流れ、リアクトル１２のエネルギーを蓄積する状態となる。
【００４８】
モード４では、図６に示すように、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオンとなり、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなる。昇圧動作（力行動作）時は、図６に電流経路を点線で示すように、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２を電流が流れ、リアクトル１２にエネルギーを蓄積する状態となる。降圧動作（回生動作）時は、図６に電流経路を一点鎖線で示すように、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２を電流が流れ、リアクトル１２のエネルギーを放出する状態となる。
【００４９】
これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間に入力された入力電圧Ｖ１を出力電圧Ｖ２に昇圧して、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間に出力することができると共に、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間に入力された出力電圧Ｖ２を入力電圧Ｖ１に降圧して、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間に出力することができる。
【００５０】
モード１からモード４において、昇圧動作時は、第１及び第２の半導体回路は、オンさ
れた第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２を電流が流れるため、スイッチング素子の機能を発揮し、第３及び第４の半導体回路は、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４を電流が流れるため、ダイオード素子の機能を発揮する。降圧動作時は、第１及び第２の半導体回路は、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２を電流が流れるため、ダイオード素子の機能を発揮し、第３及び第４の半導体回路は、オンされた第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４を電流が流れるため、スイッチング素子の機能を発揮する。
【００５１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力電圧Ｖ１に対する出力電圧Ｖ２の昇圧比Ｎ及び降圧比Ｎが、２倍未満の場合と、２倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。ここで、昇圧比Ｎ及び降圧比Ｎ＝出力電圧Ｖ２／入力電圧Ｖ１である。
【００５２】
＜昇圧比が２倍未満の場合＞
まず、昇圧比Ｎ（＝Ｖ２／Ｖ１）が２倍未満で昇圧動作（力行動作）時の動作について説明する。図７は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、第１の三角波及び第２の三角波、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４、動作モード、リアクトル電流ＩＬ、充放電コンデンサ１０１ａの電流ＩＣ０（以下、充放電コンデンサ電流ＩＣ０と称す）を示している。
【００５３】
図７に示す例では、制限器２７により制限がされておらず、θ＝θ＊となっており、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が、定常状態で出力電圧Ｖ２の０．５倍値になるように制御されており、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の大小関係は、次のようになっている。Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ０
【００５４】
第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＨｉｇｈであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号がＬｏｗである状態（モード１（図３の点線））では、以下の経路で入力側の平滑コンデンサ１１から、リアクトル１２及び充放電コンデンサ１０１ａに、エネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第３ダイオードＤ３→充放電コンデンサ１０１ａ→第１スイッチング素子Ｓ１
【００５５】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＬｏｗであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈである状態（モード３（図５の点線））では、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが、入力側の平滑コンデンサ１１及び出力側の平滑コンデンサ１０８に移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第３ダイオードＤ３→第４ダイオードＤ４→出力側の平滑コンデンサ１０８
【００５６】
次に、第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＬｏｗであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈである状態（モード２（図４の点線））では、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ａに蓄積されたエネルギーが入力側の平滑コンデンサ１１及び出力側の平滑コンデンサ１０８に移行するとともに、リアクトル１２にエネルギーを蓄積する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第２スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ａ→第４ダイオードＤ４→出力側の平滑コンデンサ１０８
【００５７】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号がＬｏｗであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈである状態（モード３（図５の点線））では、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが入力側の平滑コンデンサ１１及び出力側の平滑コンデンサ１０８に移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第３ダイオードＤ３→第４ダイオードＤ４→出力側の平滑コンデンサ１０８
【００５８】
この一連の「モード１−モード３−モード２−モード３」の動作の繰り返しにより、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間に入力された入力電圧Ｖ１を、１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間に出力電圧Ｖ２として出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。
【００５９】
＜昇圧比が２倍以上の場合＞
次に、昇圧比Ｎ（＝Ｖ２／Ｖ１）が２倍以上で昇圧動作（力行動作）時の動作について説明する。図８は、昇圧比Ｎが２倍以上の場合の、第１の三角波及び第２の三角波、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４、動作モード、リアクトル電流ＩＬ、充放電コンデンサ電流ＩＣ０を示している。
【００６０】
定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が、出力電圧Ｖ２の０．５倍値になるように制御されており、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の大小関係は、次のようになっている。Ｖ２＞Ｖ０＞Ｖ１
【００６１】
第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＨｉｇｈであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号Ｇ２、Ｇ４がＬｏｗである状態（モード１（図３の点線））では、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが、入力側の平滑コンデンサ１１及び充放電コンデンサ１０１ａに移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第３ダイオードＤ３→充放電コンデンサ１０１ａ→第１スイッチング素子Ｓ１
【００６２】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＨｉｇｈであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ３、Ｇ４がＬｏｗである状態（モード４（図６の点線））では、以下の経路で入力側の平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第２スイッチング素子Ｓ２→第１スイッチング素子Ｓ１
【００６３】
次に、第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＬｏｗであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号Ｇ２、Ｇ４がＨｉｇｈである状態（モード２（図４の点線））では、以下の経路でリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ａに蓄積されたエネルギーが入力側の平滑コンデンサ１１及び出力側の平滑コンデンサ１０８に移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→第２スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ａ→第４ダイオードＤ４→出力側の平滑コンデンサ１０８
【００６４】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＨｉｇｈであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ３、Ｇ４がＬｏｗである状態（モード４（図６の点線））では、以下の経路で入力側の平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１→リアクトル１２→スイッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ１
【００６５】
この一連の「モード１−モード４−モード２−モード４」の動作の繰り返しにより、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間に入力された入力電圧Ｖ１を、２倍以上の任意の電圧に昇圧して、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間に出力電圧Ｖ２とし
て出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。
【００６６】
＜降圧比が２倍未満の場合＞
次に、降圧比Ｎ（＝Ｖ２／Ｖ１）が２倍未満で降圧動作（回生動作）時の動作について説明する。図９は、降圧比Ｎが２倍未満の場合の、第１の三角波及び第２の三角波、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４、動作モード、リアクトル電流ＩＬ、充放電コンデンサ電流ＩＣ０を示している。
【００６７】
定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が、出力電圧Ｖ２の０．５倍値になるように制御されており、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の大小関係は、次のようになっている。Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ０
【００６８】
第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＨｉｇｈであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号Ｇ２、Ｇ４がＬｏｗである状態（モード１（図３の一点鎖線））では、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ａとリアクトル１２から平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第３スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ａ←第１ダイオードＤ１
【００６９】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＬｏｗであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ３、Ｇ４がＨｉｇｈである状態（モード３（図５の一点鎖線））では、以下の経路で出力側の平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２及び入力側の平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第３スイッチング素子Ｓ３←第４スイッチング素子Ｓ４←出力側の平滑コンデンサ１０８
【００７０】
次に、第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＬｏｗであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号Ｇ２、Ｇ４がＨｉｇｈである状態（モード２（図４の一点鎖線））では、以下の経路で出力側の平滑コンデンサ１０８及びリアクトル１２から充放電コンデンサ１０１ａ及び入力側の平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第２ダイオードＤ２←充放電コンデンサ１０１ａ←第４スイッチング素子Ｓ４←出力側の平滑コンデンサ１０８
【００７１】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＬｏｗであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ３、Ｇ４がＨｉｇｈである状態（モード３（図５の一点鎖線））では、以下の経路で出力側の平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２及び入力側の平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第３スイッチング素子Ｓ３←第４スイッチング素子Ｓ４←出力側の平滑コンデンサ１０８
【００７２】
この一連の「モード１−モード３−モード２−モード３」の動作の繰り返しにより、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間の出力電圧Ｖ２を、１から２未満の任意の降圧比Ｎ（＝Ｖ２／Ｖ１）で降圧して、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間の入力電圧Ｖ１として出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。
【００７３】
＜降圧比が２倍以上の場合＞
次に、降圧比Ｎ（＝Ｖ２／Ｖ１）が２倍以上で降圧動作（回生動作）時の動作について説明する。図１０は、降圧比Ｎが２倍以上の場合の、第１の三角波及び第２の三角波、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１
〜Ｇ４、動作モード、リアクトル電流ＩＬ、充放電コンデンサ電流ＩＣ０を示している。
【００７４】
定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が、出力電圧Ｖ２の０．５倍値になるように制御されており、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の大小関係は、次のようになっている。Ｖ２＞Ｖ０＞Ｖ１
【００７５】
第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＨｉｇｈであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号Ｇ２、Ｇ４がＬｏｗである状態（モード１（図３の一点鎖線））では、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ａからリアクトル１２と入力側の平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第３スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ａ←第１ダイオードＤ１
【００７６】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＨｉｇｈであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号がＬｏｗである状態（モード４（図６の一点鎖線））では、以下の経路でリアクトル１２から入力側の平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第２ダイオードＤ２←第１ダイオードＤ１
【００７７】
次に、第１及び第３スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のゲート信号Ｇ１、Ｇ３がＬｏｗであり、第２及び第４スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈである状態（モード２（図４の一点鎖線））では、以下の経路で出力側の平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ａ及び入力側の平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第２ダイオードＤ２←充放電コンデンサ１０１ａ←第４スイッチング素子Ｓ４←出力側の平滑コンデンサ１０８
【００７８】
次に、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号Ｇ１、Ｇ２がＨｉｇｈであり、第３及び第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ３、Ｇ４がＬｏｗである状態（モード４（図６の一点鎖線））では、以下の経路でリアクトル１２から入力側の平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
入力側の平滑コンデンサ１１←リアクトル１２←第２ダイオードＤ２←第１ダイオードＤ１
【００７９】
この一連の「モード１−モード４−モード２−モード４」の動作の繰り返しにより、出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間の出力電圧Ｖ２を、１以上の任意の降圧比Ｎ（＝Ｖ２／Ｖ１）で降圧して、入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間の入力電圧Ｖ１として出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。
【００８０】
＜ＤＣ／ＤＣコンバータ１の状態方程式＞
第３の演算値θが０であるとすると、本実施の形態では、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１は、第１制御値ＳＤ１に等しくなり、第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２は、第２制御値ＳＤ２に等しくなり、第４スイッチング素子Ｓ４の第４オンデューティ比ＤＴ４は、１から第１制御値ＳＤ１を減算した値（＝１−ＳＤ１）に等しくなり、第３スイッチング素子Ｓ３の第３オンデューティ比ＤＴ３は、１から第２制御値ＳＤ２を減算した値（＝１−ＳＤ２）に等しくなる。出力側の平滑コンデンサ１０８の静電容量をＣ２とし、充放電コンデンサ１０１ａの静電容量をＣ０とし、リアクトル１２のインダクタンス値をＬとし、リアクトルを流れる電流をＩＬとし、出力電流をＩｏとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の状態平均方程式は、式（１）で表すことができる。
【数１】
2018026998.tif 000003
【００８１】
定常状態では式（１）の左辺＝０であるものとし、Ｖ０＝０．５×Ｖ２とすることにより、式（２）〜式（４）が得られる。定常状態では第１制御値ＳＤ１と第２制御値ＳＤ２を等しくすることにより、理想的には、出力電圧Ｖ２と充放電コンデンサ電圧Ｖ０とは一定値に収束することが分かる。
Ｖ２／Ｖ１＝１／（１−ＤＴ１）                              （２）
ＩＬ＝Ｉｏ／（１−ＤＴ１）                                  （３）
ＤＴ１＝ＤＴ２                                              （４）
【００８２】
本実施の形態では、制御装置１０９は、上記のように、第１の演算部２４を備えており、第１の演算部２４は、出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆと出力電圧Ｖ２の検出値との出力差電圧Ｖ２ｅｒｒに基づいて第１の演算値Ｄｕｔｙを算出する。そして、開閉制御部３０は、上記のように、第１の演算値Ｄｕｔｙに基づいて、第１制御値ＳＤ１と第２制御値ＳＤ２を算出し、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１と第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２を変化させる。この構成によれば、出力電圧Ｖ２が出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに近づくように、第１及び第２オンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２を変化させることができる。
【００８３】
＜第１の問題点＞
ところが、実際のＤＣ／ＤＣコンバータには、回路の抵抗成分による損失や、ゲート信号の信号遅延のばらつきによるオン期間誤差などの、理想状態からのずれが存在する。特に、昇圧動作時の第１スイッチング素子Ｓ１の第１オン期間と第２スイッチング素子Ｓ２の第２オン期間の差、または降圧動作時の第３スイッチング素子Ｓ３の第３オン期間と第４スイッチング素子Ｓ４の第４オン期間の差、に対する、充放電コンデンサ電圧Ｖ０への影響は大きく、第１オン期間が第２オン期間よりも大きくリアクトル電流ＩＬが正（力行動作）の場合は式（１）より、充放電コンデンサ電圧Ｖ０は徐々に増加し、最終的には出力電圧Ｖ２と同じ値となる。逆に、第１オン期間が第２オン期間よりも小さくリアクトル電流ＩＬが正（力行動作）の場合は式（１）より、充放電コンデンサ電圧Ｖ０は徐々に低下し、最終的には零ボルトとなる。
【００８４】
充放電コンデンサ電圧Ｖ０が低下し、零ボルトになると、第１スイッチング素子Ｓ１がオン状態であり、第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態である時には、出力電圧Ｖ２は第４スイッチング素子Ｓ４のみに印加され、第１スイッチング素子Ｓ１がオフ状態であり、第４スイッチング素子Ｓ４がオン状態である時には、出力電圧Ｖ２は第１スイッチング素子Ｓ１のみに印加される。逆に、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が増加し、出力電圧Ｖ２になると、出力電圧Ｖ２は第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３のいずれかに印加される。スイッチング素子の過電圧破壊を防止するためには、スイッチング素子の素子耐圧を出力電圧Ｖ２以上にする必要があるため、余分なコスト増加や効率低下の要因となっていた。
【００８５】
これに対して、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する第１の制御方法について説明する。式（１）からわかるように、リアクトル電流ＩＬが正の場合は、第１オンデューティ比ＤＴ１に対して第２オンデューティ比ＤＴ２を大きくすると、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を増加させることができ、第１オンデューティ比ＤＴ１に対して第２オンデューティ比ＤＴ２を小さくすると、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を減少させることができる。一方、リアクトル電流ＩＬが負の場合は、第１オンデューティ比ＤＴ１に対して第２オンデューティ比ＤＴ２を大きくすると、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を減少させることができ、第１オンデューティ比ＤＴ１に対して第２オンデューティ比ＤＴ２を小さくすると、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を増加させることができる。
【００８６】
そこで、本実施の形態では、制御装置１０９は、上記のように、Δｄｕｔｙ制御の実行により、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する。Δｄｕｔｙ制御は、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１と、第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２とのオンデューティ比差を変化させる第１オンデューティ比差変化、及び第３スイッチング素子Ｓ３の第３オンデューティ比ＤＴ３と第４スイッチング素子Ｓ４の第４オンデューティ比ＤＴ４とのオンデューティ比差を変化させる第２オンデューティ比差変化の一方又は双方（本例では双方）を行う制御である。制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、オンデューティ比差を変化させる。制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御におけるオンデューティ比差を変化させる第２の演算値Δｄｕｔｙを算出する第２の演算部２５を備えている。
【００８７】
この構成によれば、以下で説明する第２の問題点があるものの、上述したばらつきが生じたとしても、第２の演算値Δｄｕｔｙを変化させて、第１オンデューティ比ＤＴ１と第２オンデューティ比ＤＴ２とのオンデューティ比差を変化させることにより、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を充放電コンデンサの目標電圧Ｖ０ｒｅｆに近づけることができ、コスト増加や効率低下を抑制することができる。
【００８８】
＜第２の問題点＞
力行動作と回生動作とでは、充放電コンデンサの目標電圧Ｖ０ｒｅｆと充放電コンデンサ電圧Ｖ０との差電圧Ｖ０ｅｒｒに対する、オンデューティ比差（第２の演算値Δｄｕｔｙ）の操作方向を正負反転させる必要がある。そこで、本実施の形態では、制御装置１０９は、電流センサ１０５により検出したリアクトル電流ＩＬの正負に応じて、オンデューティ比差（第２の演算値Δｄｕｔｙ）の操作方向の正負を反転させるように構成されている。
【００８９】
しかしながら、低電力状態では、リアクトル電流ＩＬの大きさが小さくなり、電流センサ１０５の検出誤差範囲に入る場合がある。そのため、リアクトル電流ＩＬの正負の判定を誤り、第２の演算値Δｄｕｔｙの操作方向を誤る場合があった。その結果、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が、充放電コンデンサの目標電圧Ｖ０ｒｅｆから逸脱する場合があった。電動機３が低電力状態を継続するように構成される場合は、低電力状態を考慮すると、スイッチング素子の素子耐圧を、出力電圧Ｖ２以上にする必要があり、余分なコスト増加や効率低下の要因を避けられない結果となっていた。
【００９０】
これに対して、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する第２の制御方法について説明する。リアクトル電流ＩＬのリプルを最小にするために、第１スイッチング素子Ｓ１の第１ゲート信号Ｇ１の位相、第２スイッチング素子Ｓ２の第２ゲート信号Ｇ２の位相とは、ばらつきのない理想状態では、互いに１８０度位相のずれた状態となる。この理想的に１８０度位相がずれた状態からの更なる位相ずれ量をΘとし、充放電コンデンサ１０１ａの静電容量をＣ０とし、リアクトル１２のインダクタンス値をＬとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の充放電コンデンサ電圧Ｖ０の状態平均方程式は、式（５）で表すことができる。式（５）に示すように、昇圧比Ｎが２倍未満と２倍以上で異なる状態方程式となる。
【数２】
2018026998.tif 000004
【００９１】
式（５）からわかるように、追加位相ずれΘを正の値にすると、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の電圧は上昇し、追加位相ずれΘを負の値にすると、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の電圧は低下する。よって、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のオン期間の相対位相を増加する方向又は減少する方向に変化させることにより、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の電圧を増加する方向又は減少する方向に変化させることができる。
【００９２】
そこで、本実施の形態では、制御装置１０９は、上記のように、位相シフト制御の実行により、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する。位相シフト制御は、第１スイッチング素子Ｓ１のオン期間の位相と第２スイッチング素子Ｓ２のオン期間の位相との位相差を変化させる第１位相差変化、及び第３スイッチング素子Ｓ３のオン期間の位相と第４スイッチング素子Ｓ４のオン期間の位相との位相差を変化させる第２位相差変化の一方又は双方（本例では、双方）を行う制御である。制御装置１０９は、位相シフト制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、位相差を変化させる。制御装置１０９は、位相シフト制御における位相差を変化させる第３の演算値θを算出する第３の演算部２６を備えている。
【００９３】
この構成によれば、電流センサ１０５により検出したリアクトル電流ＩＬの正負に応じて、位相差（第３の演算値θ）を変化させる必要がなく、リアクトル電流ＩＬの大きさが小さく、電流センサ１０５の検出誤差範囲に入るような低電力状態であっても、精度よく充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御することができる。
【００９４】
ただし、第１の三角波と第１制御値ＳＤ１を比較し、第２の三角波と第２制御値ＳＤ２を比較してゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する手法上、第１制御値ＳＤ１と第２制御値ＳＤ２とが、０〜１以外の値となるような第３の演算値θを加算又は減算することができない。特に第１の演算値Ｄｕｔｙが、０付近（低昇圧、低降圧）又は１付近（高昇圧、高降圧）では、わずかな位相差（第３の演算値θ）で第１制御値ＳＤ１および第２制御値ＳＤ２が下限０および上限１に接近するために、位相差（第３の演算値θ）を制限する必要がある。本実施の形態では、第１の演算値Ｄｕｔｙが、０付近（低昇圧、低降圧）又は１付近（高昇圧、高降圧）の場合には、後述するよう位相差（第３の演算値θ）が制限されるように構成されている。一方、位相差（第３の演算値θ）が、低昇圧、低降圧、高昇圧、高降圧の場合において、制限されることにより、回路の抵抗成分による損失、ゲート信号の信号遅延のばらつきによる充放電コンデンサ電圧Ｖ０の充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆからの逸脱量に対して、制限後の位相差（第３の演算値θ）が足りずに、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに追従し難いという問題がある。
【００９５】
そこで、本実施の形態では、上記のように、第３の演算値θによる位相シフト制御だけではなく、第２の演算値ΔｄｕｔｙによるΔｄｕｔｙ制御を実行可能に構成されており、低昇圧又は高昇圧においても、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を充放電コンデンサ電圧目標値
Ｖ０ｒｅｆに追従させることが可能である。
【００９６】
また、上述したように、第２の演算値ΔｄｕｔｙによるΔｄｕｔｙ制御では、精度よく充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御し難い低電力状態において、第３の演算値θによる位相シフト制御を実行可能に構成されており、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を精度よく充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに追従させることが可能である。
【００９７】
＜制御装置１０９の詳細動作＞
以下、制御装置１０９の詳細動作について説明する。
第１の演算部２４は、出力電圧Ｖ２が出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに比べて大きい場合は、出力電圧Ｖ２を低下させるため、第１の制御器２４ａによって、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２を共に小さくするように、第１の演算値Ｄｕｔｙを低下させる。逆に、第１の演算部２４は、出力電圧Ｖ２が出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに比べて小さい場合は、出力電圧Ｖ２を上昇させるため、第１の制御器２４ａによって、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２を共に大きくするように、第１の演算値Ｄｕｔｙを増加させる。
【００９８】
制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御において、電流センサ１０５により検出されたリアクトル電流ＩＬの電流方向に応じて、オンデューティ比差の正又は負の変化方向を変化させる。本実施の形態では、第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬの電流方向に応じて、オンデューティ比差を変化させる第２の演算値Δｄｕｔｙの正又は負の変化方向を変化させるように構成されている。具体的には、第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬが正である場合であって、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を低下させるため、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１を減少させ、第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２を増加させるように、第２の演算値Δｄｕｔｙを減少させる。第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬが正である場合であって、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を上昇させるため、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１を増加させ、第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２を減少させるように、第２の演算値Δｄｕｔｙを増加させる。
【００９９】
一方、第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬが負である場合であって、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を低下させるため、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１を増加させ、第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２を減少させるように、第２の演算値Δｄｕｔｙを増加させる。第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬが負である場合であって、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を上昇させるため、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１を減少させ、第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２を増加させるように、第２の演算値Δｄｕｔｙを減少させる。
【０１００】
また、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御において、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じて、オンデューティ比差の変化量の大きさを変化させる。本実施の形態では、第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じて、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに基づいて算出される第２の演算値Δｄｕｔｙの大きさを変化させるように構成されている。具体的には、第２の演算部２５は、リアクトル電流ＩＬの大きさが大きくなるに従って、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに基づいて算出される第２の演算値Δｄｕｔｙの大きさを減少させる。
【０１０１】
制御装置１０９は、リアクトル電流ＩＬが、０を含む予め設定されたΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合に、Δｄｕｔｙ制御の実行を停止するが、位相シフト制御を実行することにより充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する。本実施の形態では、第２の演算部２５は、リアクトルの電流ＩＬが、０を含む予め設定されたΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合に、第２の演算値Δｄｕｔｙの演算を停止して、第２の演算値Δｄｕｔｙによりスイッチング素子の開閉動作を変化させない。第３の演算部２６は、リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合に、第３の演算値θを演算して、第３の演算値θによりスイッチング素子の開閉動作を変化させる。
【０１０２】
本実施の形態では、第２の演算部２５は、上記のリアクトルの電流ＩＬに応じた第２の演算値Δｄｕｔｙの算出のために、電流制限部２５ａ及び差電圧補正部２５ｂを備えている。図１１は、電流制限部２５ａの処理を示す関係図である。電流制限部２５ａは、リアクトル電流ＩＬが正の場合には、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊として正の値を出力し、リアクトル電流ＩＬが負の場合には、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊として負の値を出力し、リアクトル電流ＩＬが０を含むΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合（−ＩＬｌｉｍ＜ＩＬ＜ＩＬｌｉｍ）は、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊として０を出力する。本実施の形態では、電流制限部２５ａは、Δｄｕｔｙ制御の停止範囲外ではＩＬ＊＝ＩＬとしている。
【０１０３】
差電圧補正部２５ｂは、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒ及び制限後のリアクトル電流ＩＬ＊に基づいて、式（６）に示すように、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊が０の場合は、電流補正後の差電圧Ｖ０ｅｒｒ＊として０を出力し、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊が０でない場合は、電流補正後の差電圧Ｖ０ｅｒｒ＊として、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒを制限後のリアクトル電流ＩＬ＊で除算した値を出力する。そして、電流補正後の差電圧Ｖ０ｅｒｒ＊は、第２の制御器２５ｃに入力される。
１）ＩＬ＊＝０のとき
Ｖ０ｅｒｒ＊＝０
２）ＩＬ＊≠０のとき                                  （６）
Ｖ０ｅｒｒ＊＝Ｖ０ｅｒｒ／ＩＬ＊
【０１０４】
このように、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊が０でない場合は、リアクトル電流ＩＬと正負の符号が同じである制限後のリアクトル電流ＩＬ＊で充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒを除算することで、リアクトル電流ＩＬの正負によって、第２の制御器２５ｃに入力される値の符号を変えることができ、第２の演算値Δｄｕｔｙの正又は負の変化方向を変化させることができる。また、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒを、リアクトル電流ＩＬと等しい制限後のリアクトル電流ＩＬ＊で除算することで、式（２）において、（ＤＴ１−ＤＴ２）がリアクトル電流ＩＬに反比例することになり、（ＤＴ１−ＤＴ２）／Ｃ０×ＩＬの算出値が、リアクトル電流ＩＬの大小に応じて変化しないようにでき、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の変化率ｄ（Ｖ０）／ｄｔが、リアクトル電流ＩＬの大小に応じて変化しないようにできる。よって、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の制御挙動を、リアクトル電流ＩＬの大小に影響されず、安定化させることができる。
【０１０５】
リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にあり、制限後のリアクトル電流ＩＬ＊が０に設定され、電流補正後の差電圧Ｖ０ｅｒｒ＊が０に設定される場合は、第２の制御器２５ｃから出力される第２の演算値Δｄｕｔｙは０になり、Δｄｕｔｙ制御は停止する。この場合は、第３の演算値θによる位相シフト制御により、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように制御される。一方、リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外にある場合は、位相シフト制御及びΔｄｕｔｙ制御により、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように制御される。
【０１０６】
第３の演算部２６は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を低下させるため、第１スイッチング素子Ｓ１のオン期間の位相を進めると共に、第２スイッチング素子Ｓ２のオン期間の位相を遅らせるように、第３の演算値θを減少させる。一方、第３の演算部２６は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を上昇させるため、第１スイッチング素子Ｓ１のオン期間の位相を遅らせると共に、第２スイッチング素子Ｓ２のオン期間の位相を進めるように、第３の演算値θを増加させる。
【０１０７】
図１２の上段グラフは、第２の演算値ΔｄｕｔｙによるΔｄｕｔｙ制御の実行領域と、第３の演算値θによる位相シフト制御の実行領域とを示す。図１２の上段グラフの縦軸は、リアクトル電流ＩＬである。図１２の上段グラフの横軸は、第１の演算値Ｄｕｔｙであり、第１の演算値Ｄｕｔｙが０の時、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２が０になり、第１の演算値Ｄｕｔｙが１の時、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２が１になる。リアクトル電流ＩＬが−ＩＬｌｉｍからＩＬｌｉｍまでのΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内になる領域では、Δｄｕｔｙ制御が実行されず、位相シフト制御が実行される。リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外になる領域では、Δｄｕｔｙ制御が実行される。
【０１０８】
制御装置１０９は、第１スイッチング素子Ｓ１の第１オンデューティ比ＤＴ１と第２スイッチング素子Ｓ２の第２オンデューティ比ＤＴ２との平均値となる基準オンデューティ比が、予め設定された低電力判定値ＤｕｔｙＬ以下である場合、又は前記基準オンデューティ比が予め設定された高電力判定値ＤｕｔｙＨ以上である場合に、位相シフト制御の実行を停止するが、Δｄｕｔｙ制御を実行することにより充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する。本実施の形態では、第３の演算部２６は、基準オンデューティ比を変化させる第１の演算値Ｄｕｔｙが低電力判定値ＤｕｔｙＬ以下である場合、又は第１の演算値Ｄｕｔｙが高電力判定値ＤｕｔｙＨ以上である場合に、第３の演算値θの演算を停止して、第３の演算値θによりスイッチング素子の開閉動作を変化させないようにする。また、第２の演算部２５は、第１の演算値Ｄｕｔｙが低電力判定値ＤｕｔｙＬ以下である場合、又は第１の演算値Ｄｕｔｙが高電力判定値ＤｕｔｙＨ以上である場合に、第２の演算値Δｄｕｔｙを演算して、第３の演算値θによりスイッチング素子の開閉動作を変化させるようにする。
【０１０９】
本実施の形態では、図１２の上段グラフに示すように、リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外になる領域であって、第１の演算値Ｄｕｔｙが低電力判定値ＤｕｔｙＬ以下になる低昇圧領域（又は低降圧領域）では、位相シフト制御が実行されず、Δｄｕｔｙ制御が実行される。リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外になる領域であって、第１の演算値Ｄｕｔｙが高電力判定値ＤｕｔｙＨ以上になる高昇圧領域（又は高降圧領域）では、位相シフト制御が実行されず、Δｄｕｔｙ制御が実行される。リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外になる領域であって、第１の演算値Ｄｕｔｙが低昇圧領域及び高昇圧領域の外では、位相シフト制御及びΔｄｕｔｙ制御が実行される。
【０１１０】
図１２の下段グラフは、位相シフト制御が実行される領域において、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２が、０〜１の範囲から外れることを防ぐために、制限器２７において第３の演算値θを制限する制限値θｌｉｍの算出を示している。図１２の下段グラフの縦軸は、制限値θｌｉｍを示し、下段グラフの横軸は、第１の演算値Ｄｕｔｙを示している。
【０１１１】
第１の演算値Ｄｕｔｙが０．５未満である場合は、Ｄｕｔｙ−｜Δｄｕｔｙ｜が下限値
（本例では、０）に近づくため、Ｄｕｔｙ−｜Δｄｕｔｙ｜−θが、下限値（０）以上になるように、制限値θｌｉｍは、Ｄｕｔｙ−｜Δｄｕｔｙ｜に設定される。ただし、Ｄｕｔｙ−｜Δｄｕｔｙ｜が０以下になる場合は、制限値θｌｉｍは０に設定される。第１の演算値Ｄｕｔｙが０．５以上である場合は、Ｄｕｔｙ＋｜Δｄｕｔｙ｜が上限値（本例では、１）に近づくため、Ｄｕｔｙ＋｜Δｄｕｔｙ｜＋θが、上限値（１）以下になるように、制限値θｌｉｍは、１−Ｄｕｔｙ−｜Δｄｕｔｙ｜に設定される。ただし、１−Ｄｕｔｙ−｜Δｄｕｔｙ｜が０以下になる場合は、制限値θｌｉｍは０に設定される。リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内になり、Δｄｕｔｙ制御が実行されない領域では、｜Δｄｕｔｙ｜＝０になり、これにより、ＤｕｔｙＬ＝０、ＤｕｔｙＨ＝１となる。Δｄｕｔｙ制御が実行されている領域では、ＤｕｔｙＬ＝｜Δｄｕｔｙ｜、ＤｕｔｙＨ＝１−｜Δｄｕｔｙ｜となる。このようにΔｄｕｔｙ制御が実行されない−ＩＬｌｉｍ＜ＩＬ＜ＩＬｌｉｍの領域では、位相シフト制御の動作範囲が拡大され、位相シフト制御により充放電コンデンサ電圧Ｖ０を充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに制御することが可能となる。
【０１１２】
制限器２７は、式（７）に示すように、第３の制御器２６ａから出力された制限前の第３の演算値θ＊が、制限値θｌｉｍに−１を乗算した値（−θｌｉｍ）以下になる場合は、制限後の第３の演算値θに−θｌｉｍを設定し、制限前の第３の演算値θ＊が制限値θｌｉｍ以上になる場合は、制限後の第３の演算値θにθｌｉｍを設定し、制限前の第３の演算値θ＊が−θｌｉｍからθｌｉｍの範囲内になる場合は、制限後の第３の演算値θに制限前の第３の演算値θ＊をそのまま設定する。
１）θ＊≦−θｌｉｍのとき
θ＝−θｌｉｍ
２）θ＊≧θｌｉｍのとき                    （７）
θ＝θｌｉｍ
３）−θｌｉｍ＜θ＊＜θｌｉｍのとき
θ＝θ＊
【０１１３】
このように、第１の演算値Ｄｕｔｙ及び第２の演算値Δｄｕｔｙを用いて、第３の演算値θに制限をかけることにより、第２の演算値Δｄｕｔｙ及び第３の演算値θが反映された第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２が０〜１の範囲外にならないようにできる。
【０１１４】
制御装置１０９は、少なくとも、位相シフト制御により変化される位相差が固定されている場合は、Δｄｕｔｙ制御を実行することにより充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する。本実施の形態では、第２の演算部２５は、第３の演算値θが制限器２７により制限値θｌｉｍに固定されている場合、及び低昇圧領域又は高昇圧領域であり第３の演算値θが０に固定されている場合でも、第２の演算値Δｄｕｔｙを変化させるように構成されている。また、制御装置１０９は、少なくとも、Δｄｕｔｙ制御により変化されるオンデューティ比差が固定されている場合は、位相シフト制御を実行することにより充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する。本実施の形態では、第３の演算部２６は、Δｄｕｔｙ制御の停止範囲内であり第２の演算値Δｄｕｔｙが０に固定されている場合でも、第３の演算値θを変化させるように構成されている。よって、少なくともΔｄｕｔｙ制御及び位相シフト制御の一方により、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御することができる。
【０１１５】
以上のような制御装置１０９を備えることにより、力行動作（昇圧動作）又は回生動作（降圧動作）、高電力又は低電力にかかわらず、出力電圧Ｖ２を出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに制御することが可能となるとともに、リアクトル電流ＩＬによらず充放電コンデンサ電圧Ｖ０を充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに制御することが可能となる。よって、各スイッチング素子の素子耐圧を低下させても、素子破壊の危険性をより確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１を得ることができる。また、電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れる電流の方向を判定する機能を備え、Δｄｕｔｙ制御の停止範囲を既定する判定値ＩＬｌｉｍよりも高い検出精度をもてばよいので、安価なものを使用することができる。
【０１１６】
実施の形態２．
次に、実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１について図面を参照して説明する。図１３は、本実施の形態に係る制御装置１０９の構成を示す回路図（ブロック図）である。本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、制限器２７の構成、及び低昇圧領域及び高昇圧領域でも位相シフト制御を実行する構成が実施の形態１と異なる。
【０１１７】
本実施の形態では、制御装置１０９は、位相シフト制御において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の開閉パターンである動作モードの遷移順番が変化しないように、位相差の変化量の大きさを上限制限するように構成されている。制御装置１０９は、制限器として、第１制限器２７Ｘと第２制限器２７Ｙを備えている。第１制限器２７Ｘは、低昇圧領域及び高昇圧領域において、動作モードの遷移順番が変化しないように、位相差の変化量の大きさを表す第３の演算値θを上限制限する。本実施の形態では、第１制限器２７Ｘは、第３の制御器２６ａから出力された制限前の第３の演算値θ＊に対して、制限値θｌｉｍにより、式（７）と同様に、上下限制限を行って、制限後の第３の演算値θを出力する。
【０１１８】
図１４の上段グラフは、第２の演算値ΔｄｕｔｙによるΔｄｕｔｙ制御の実行領域と、第３の演算値θによる位相シフト制御の実行領域とを示す。図１４の上段グラフの縦軸は、リアクトル電流ＩＬである。図１４の上段グラフの横軸は、第１の演算値Ｄｕｔｙであり、第１の演算値Ｄｕｔｙが０の時、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２が０になり、第１の演算値Ｄｕｔｙが１の時、第１及び第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオンデューティ比ＤＴ１、ＤＴ２が１になる。リアクトル電流ＩＬが−ＩＬｌｉｍからＩＬｌｉｍまでのΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内になる領域では、実施の形態１と同様に、Δｄｕｔｙ制御が実行されず、位相シフト制御が実行される。リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外になる領域では、Δｄｕｔｙ制御が実行される。
【０１１９】
図１４の下段グラフは、Δｄｕｔｙ制御及び位相シフト制御の双方が実行される領域において、第１制限器２７Ｘで用いられる制限値θｌｉｍの算出を示している。図１４の下段グラフの縦軸は、制限値θｌｉｍを示し、下段グラフの横軸は、第１の演算値Ｄｕｔｙを示している。
【０１２０】
第１の演算値Ｄｕｔｙが０．５未満である場合は、動作モードの遷移順番が変化しないように、制限値θｌｉｍは、第１の演算値Ｄｕｔｙに設定される（θｌｉｍ＝Ｄｕｔｙ）。第１の演算値Ｄｕｔｙが０．５以上である場合は、動作モードの遷移順番が変化しないように、制限値θｌｉｍは、１から第１の演算値Ｄｕｔｙを減算した値に設定される（θｌｉｍ＝１−Ｄｕｔｙ）。
【０１２１】
このように、本実施の形態では、動作モードの遷移順番が変化しないように、制限値θｌｉｍにより第３の演算値θを制限するように構成されているので、実施の形態１のように、低昇圧領域及び高昇圧領域において、位相シフト制御を停止する必要がなく、全域で位相シフト制御を実行することができる。
【０１２２】
第２制限器２７Ｙは、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２が、最小値（本例では０）から最大値（本例では１）の範囲外にならないように、第２の演算値Δｄｕｔｙを制限する。本実施の形態では、第２制限器２７Ｙは、第２の制御器２５ｃから出力された制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊に対して、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍにより、上下限制限を行って、制限後の第２の演算値Δｄｕｔｙを出力する。
【０１２３】
第２制限器２７Ｙには、制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊、第１の演算値Ｄｕｔｙ、制限後の第３の演算値θが入力される。第１の演算値Ｄｕｔｙが０．５未満である場合は、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍは、第１の演算値Ｄｕｔｙから制限後の第３の演算値θの絶対値を減算した値に設定される（Δｄｕｔｙｌｉｍ＝Ｄｕｔｙ−｜θ｜）。第１の演算値Ｄｕｔｙが０．５以上である場合は、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍは、１から第１の演算値Ｄｕｔｙ及び制限後の第３の演算値θの絶対値を減算した値に設定される（Δｄｕｔｙｌｉｍ＝１−Ｄｕｔｙ−｜θ｜）。
【０１２４】
第２制限器２７Ｙは、式（８）に示すように、第２の制御器２５ｃから出力された制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊が、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍに−１を乗算した値（−Δｄｕｔｙｌｉｍ）以下になる場合は、制限後の第２の演算値Δｄｕｔｙに−Δｄｕｔｙｌｉｍを設定し、制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊が、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍ以上になる場合は、制限後の第２の演算値ΔｄｕｔｙにΔｄｕｔｙｌｉｍを設定し、制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊が−ΔｄｕｔｙｌｉｍからΔｄｕｔｙｌｉｍの範囲内になる場合は、制限後の第２の演算値Δｄｕｔｙに制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊をそのまま設定する。
１）Δｄｕｔｙ＊≦−Δｄｕｔｙｌｉｍのとき
Δｄｕｔｙ＝−Δｄｕｔｙｌｉｍ
２）Δｄｕｔｙ＊≧Δｄｕｔｙｌｉｍのとき                      （８）
Δｄｕｔｙ＝Δｄｕｔｙｌｉｍ
３）−Δｄｕｔｙｌｉｍ＜Δｄｕｔｙ＊＜Δｄｕｔｙｌｉｍのとき
Δｄｕｔｙ＝Δｄｕｔｙ＊
【０１２５】
このように、第１の演算値Ｄｕｔｙ及び第３の演算値θを用いて、第２の演算値Δｄｕｔｙに制限をかけることにより、第２の演算値Δｄｕｔｙ及び第３の演算値θが反映された第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２が０〜１の範囲外にならないようにできる。
【０１２６】
第２の演算部２５は、第３の演算値θが第１制限器２７Ｘにより制限値θｌｉｍに固定されている場合でも、第２の演算値Δｄｕｔｙを変化させるように構成されている。また、第３の演算部２６は、Δｄｕｔｙ制御の停止範囲内であり第２の演算値Δｄｕｔｙが０に固定されている場合、及び第２の演算値Δｄｕｔｙが第２制限器２７Ｙにより第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍに固定されている場合でも、第３の演算値θを変化させるように構成されている。よって、少なくとも第２の演算値Δｄｕｔｙ及び第３の演算値θの一方により、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御することができる。
【０１２７】
本実施の形態でも、実施の形態１と同様に、力行動作（昇圧動作）又は回生動作（降圧動作）、高電力又は低電力にかかわらず、出力電圧Ｖ２を出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに制御することが可能となるとともに、リアクトル電流ＩＬによらず充放電コンデンサ電圧Ｖ０を充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに制御することが可能となる。よって、各スイッチング素子の素子耐圧を低下させても、素子破壊の危険性をより確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１を得ることができる。また、電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れる電流の方向を判定する機能を備え、Δｄｕｔｙ制御の停止範囲を既定する判定値ＩＬｌｉｍよりも高い検出精度をもてばよいので、安価なものを使用することができる。
【０１２８】
実施の形態３．
次に、実施の形態３に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１について図面を参照して説明する。
図１５は、本実施の形態に係る制御装置１０９の構成を示す回路図（ブロック図）である。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、制御装置１０９が、Δｄｕｔｙ制御及び位相シフト制御において、共通の中間制御パラメータとして、充放電コンデンサ１０１ａに流す電流指令値Ｉ０ｒｅｆを算出し、電流指令値Ｉ０ｒｅｆに基づいてオンデューティ比差及び位相差を変化させる点が実施の形態１と異なる。
【０１２９】
すなわち、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御及び位相シフト制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、充放電コンデンサ１０１ａに流す電流指令値Ｉ０ｒｅｆ（以下、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆと称す）を変化させる。そして、制御装置１０９は、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆに基づいてオンデューティ比差を変化させ、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆに基づいて位相差を変化させる。
【０１３０】
充放電コンデンサ電流ＩＣ０は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の時間変化速度（ｄＶ０／ｄｔ）に比例するため、充放電コンデンサ電圧Ｖ０を制御する上で重要なパラメータである。上記の構成によれば、Δｄｕｔｙ制御及び位相シフト制御において、共通する中間制御パラメータである充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを算出し、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆに基づいてオンデューティ比差及び位相差を変化させるので、２種類の制御方式による充放電コンデンサ電圧Ｖ０の制御精度を向上させることができる。
【０１３１】
制御装置１０９は、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａと、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔとに分配する。そして、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに基づいてオンデューティ比差を変化させ、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに基づいて位相差を変化させる。
【０１３２】
この構成によれば、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを分配して、Δｄｕｔｙ制御及び位相シフト制御を行うので、２種類の制御方式を用いても、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の制御挙動を安定化させることができる。
【０１３３】
本実施の形態では、図１５に示すように、制御装置１０９は、電流指令演算器３１を備えている。電流指令演算器３１は、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値と充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆとの差電圧Ｖ０ｅｒｒ（充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒ）に基づいて、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを算出する。電流指令演算器３１は、充放電コンデンサ差電圧Ｖ０ｅｒｒに対して、例えば、Ｐ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御などのフィードバック制御を行って充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを算出する。
【０１３４】
また、制御装置１０９は、分配演算器３２を備えている。分配演算器３２は、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａと、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔとに分配する。
【０１３５】
本実施の形態では、分配演算器３２は、電流センサ１０５により検出したリアクトル電流ＩＬに応じてΔｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａと位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔとの分配率Ｒｉを変化させる。本例では、分配率Ｒｉは、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆに対するΔｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａの分配率とされ、０以上、１以下の値に設定される。分配演算器３２は、式（９）に示すように、分配率Ｒｉに充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを乗算した値を、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに設定し、１から分配率Ｒｉを減算した値に、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを乗算した値を、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓ
ｈｉｆｔに設定する。
Ｉ０ｄｅｌｔａ＝Ｒｉ×Ｉ０ｒｅｆ
Ｉ０ｓｈｉｆｔ＝（１−Ｒｉ）×Ｉ０ｒｅｆ                （９）
０≦Ｒｉ≦１
【０１３６】
分配演算器３２は、図１６から図１８の例に示すように、リアクトル電流ＩＬが、０を含む予め設定されたΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合に、分配率Ｒｉを０に設定し、リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外にある場合に、分配率Ｒｉを０より大きい値に設定する。
【０１３７】
分配率Ｒｉが０に設定されると、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａが０になり、それによって、後述するように、オンデューティ比差が０になり、Δｄｕｔｙ制御が停止する。一方、分配率Ｒｉが０より大きい値に設定されると、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａが０より大きい値又は０より小さい値になり、それによって、後述するように、オンデューティ比差が０より大きい値又は０より小さい値になり、Δｄｕｔｙ制御が動作する。
【０１３８】
この構成によれば、リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内になる領域では、実施の形態１、２と同様に、Δｄｕｔｙ制御が実行されず、位相シフト制御が実行される。リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲外になる領域では、Δｄｕｔｙ制御が実行される。この際、分配率Ｒｉで管理しているので、停止したΔｄｕｔｙ制御の制御量を、自動的に、位相シフト制御の制御量に分配することができる。
【０１３９】
図１６から図１８において、横軸はリアクトル電流ＩＬであり、縦軸は分配率Ｒｉである。図１６から図１８に示す例では、リアクトル電流ＩＬが−ＩＬＬからＩＬＬになるΔｄｕｔｙ制御の停止範囲（−ＩＬＬ≦ＩＬ≦ＩＬＬ）では、分配率Ｒｉが０に設定され、Δｄｕｔｙ制御が停止し、位相シフト制御が動作する。リアクトル電流ＩＬが−ＩＬＨ以下又はＩＬＨ以上になる範囲（ＩＬ≦−ＩＬＨ、ＩＬＨ≦ＩＬ）では、分配率Ｒｉが１に設定され、Δｄｕｔｙ制御が動作し、位相シフト制御が停止する。
【０１４０】
リアクトル電流ＩＬが−ＩＬＨから−ＩＬＬになる範囲（−ＩＬＨ≦ＩＬ≦−ＩＬＬ）、及びリアクトル電流ＩＬがＩＬＬからＩＬＨになる範囲（ＩＬＬ≦ＩＬ≦ＩＬＨ）において、図１６に示す例では、分配率Ｒｉが、ヒステリシス判定により０と１との間を切り替えられ、図１７に示す例では、分配率Ｒｉが０と１との間を次第に変化され、図１８に示す例では、分配率Ｒｉが０と１との間を段階的に変化される。
【０１４１】
位相シフト制御を行う第３の演算部２６は、位相差換算器３３を備えている。位相差換算器３３は、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔを位相差に換算する。上記で導出した式（５）を、１８０度の基準位相差からの位相ずれ量Θについて整理すると式（１０）を得る。ここで、充放電コンデンサの静電容量Ｃ０に、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の時間変化速度ｄＶ０／ｄｔを乗算した値は、充放電コンデンサ電流ＩＣ０に等しいため、置き換えている。式（１０）を用いれば、充放電コンデンサ電流ＩＣ０を、位相ずれ量Θに換算することができ、昇圧比Ｎ（降圧比Ｎ）が２倍未満であるか否かに応じて換算式が異なる。
【数３】
2018026998.tif 000005
【０１４２】
そこで、位相差換算器３３は、式（１１）に示すように、入力電圧Ｖ１及び出力電圧Ｖ２に基づいて算出した位相差換算係数Ｚを用いて、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔを、制限前の第３の演算値θ＊に変換する。ここで、位相差換算器３３は、昇圧比Ｎ（降圧比Ｎ）が２倍未満であるか否かに応じて、位相差換算係数Ｚの算出式を切り替える。
【数４】
2018026998.tif 000006
【０１４３】
実施の形態１と同様に、制限器２７は、式（７）に示すように、位相差換算器３３から出力された制限前の第３の演算値θ＊が、制限値θｌｉｍに−１を乗算した値（−θｌｉｍ）以下になる場合は、制限後の第３の演算値θに−θｌｉｍを設定し、制限前の第３の演算値θ＊が制限値θｌｉｍ以上になる場合は、制限後の第３の演算値θにθｌｉｍを設定し、制限前の第３の演算値θ＊が−θｌｉｍからθｌｉｍの範囲内になる場合は、制限後の第３の演算値θに制限前の第３の演算値θ＊をそのまま設定する。制限値θｌｉｍは、図１２の下段グラフを用いて説明したように設定される。この構成によれば、実施の形態１と同様に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の開閉パターンである動作モードの遷移順番が変化しないようにできる。
【０１４４】
そして、実施の形態１と同様に、矩形波乗算器２６ｂは、矩形波生成器２６ｃが出力した±１の矩形波を第３の演算値θに乗算して最終的な第３の演算値±θを算出する。
【０１４５】
Δｄｕｔｙ制御を行う第２の演算部２５は、Δｄｕｔｙ換算器３４を備えている。Δｄｕｔｙ換算器３４は、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａをオンデューティ比差に換算する。上記で導出した式（１）の２行目を取り出し、オンデューティ比差となる（ＤＴ１−ＤＴ２）について整理すると式（１２）を得る。ここで、式（１０）と同様に、Ｃ０・ｄＶ０／ｄｔを、充放電コンデンサ電流ＩＣ０に置き換えている。式（１２）を用いれば、充放電コンデンサ電流ＩＣ０を、オンデューティ比差に変換することができる。
【数５】
2018026998.tif 000007
【０１４６】
そこで、Δｄｕｔｙ換算器３４は、式（１３）に示すように、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａをリアクトル電流ＩＬで除算した値を、第２の演算値Δｄｕｔｙとして算出する。ここで、リアクトル電流ＩＬがΔｄｕｔｙ制御の停止範囲内にある場合は、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａが０に設定されるので、第２の演算値Δｄｕｔｙは０に設定される。この構成によれば、実施の形態１と同様に、リアクトル電流ＩＬに応じてオンデューティ比差が変化され、リアクトル電流ＩＬの電流方向に応じてオンデューティ比差の正又は負の変化方向が変化される。
Δｄｕｔｙ＝Ｉ０ｄｅｌｔａ／ＩＬ      （１３）
【０１４７】
なお、Δｄｕｔｙ換算器３４が出力した第２の演算値Δｄｕｔｙに対して、実施の形態２と同様に、第２制限器２７Ｙにより、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍにより上下限制限が行われてもよい。
【０１４８】
第１の演算部２４及び開閉制御部３０等の構成は、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
【０１４９】
実施の形態４．
次に、実施の形態４に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１について図面を参照して説明する。上記の実施の形態３と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１の基本的な構成は実施の形態３と同様であるが、分配演算器３２の処理が実施の形態３と異なる。
【０１５０】
すなわち、分配演算器３２は、オンデューティ比差及び前記位相差の一方又は双方に対して上下限制限を行った場合に、上下限制限された位相差又はオンデューティ比差における上下限制限値を超過した分を、上下限制限されない位相差又はオンデューティ比差に対応するΔｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａ又は位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに振り分ける。
【０１５１】
この構成によれば、上下限制限される電流指令値の分を、上下限制限されない方の電流指令値に振り分けて、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の制御に反映させることができるので、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の制御挙動を安定化させることができる。
【０１５２】
本実施の形態では、分配演算器３２は、電流指令値Ｉ０ｒｅｆに対応させて仮に設定した位相差の仮設定値が上下限制限される場合は、位相差の仮設定値における上下限制限値を超過した分に対応する電流指令値をΔｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに分配し、残りの電流指令値を位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに分配するように構成されている。
【０１５３】
図１９に示すフローチャートを用いて詳細に説明する。分配演算器３２は、ステップＳ０１で、電流指令値Ｉ０ｒｅｆを、位相シフト制御用の仮電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔ＊に設定する。そして、分配演算器３２は、ステップＳ０２で、式（１１）に示すように昇圧比Ｎ（降圧比Ｎ）が２倍未満であるか否かに応じて算出した位相差換算係数Ｚを、位相シ
フト制御用の仮電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔ＊に乗算して、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆを算出する。
【０１５４】
そして、分配演算器３２は、ステップＳ０３で、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆが、制限器２７で用いる上限制限値θｌｉｍを上回るか否かを判定する。分配演算器３２は、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆが上限制限値θｌｉｍを上回ると判定した場合（ステップＳ０３：Ｙｅｓ）は、ステップＳ０５で、上限制限値θｌｉｍを、位相差換算係数Ｚで除算した値を位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに設定する。
【０１５５】
分配演算器３２は、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆが上限制限値θｌｉｍを上回っていないと判定した場合（ステップＳ０３：Ｎｏ）は、ステップＳ０４で、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆが、制限器２７で用いる下限制限値−θｌｉｍを下回るか否かを判定する。分配演算器３２は、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆが下限制限値−θｌｉｍを下回ると判定した場合（ステップＳ０４：Ｙｅｓ）は、ステップＳ０７で、下限制限値−θｌｉｍを、位相差換算係数Ｚで除算した値を位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに設定する。
【０１５６】
分配演算器３２は、第３の演算値の仮設定値θｒｅｆが下限制限値−θｌｉｍを下回っていないと判定した場合（ステップＳ０４：Ｎｏ）は、ステップＳ０６で、位相シフト制御用の仮電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔ＊を、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに設定する。
【０１５７】
分配演算器３２は、ステップＳ０８で、電流指令値Ｉ０ｒｅｆから位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔを減算した値を、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに設定する。
【０１５８】
或いは、分配演算器３２は、実施の形態３と同様に、分配率Ｒｉに応じて、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａと、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔとに分配するように構成され、制限器２７において上下限制限される第３の演算値θの超過分に対応する電流指令値を、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに追加的に振り分けるように構成されてもよい。
【０１５９】
例えば、分配演算器３２は、制限前の第３の演算値θ＊が制限値θｌｉｍにより上限制限される場合は、超過分（θ＊−θｌｉｍ）を位相差換算係数Ｚで除算した値を、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに追加加算する。又は、分配演算器３２は、制限前の第３の演算値θ＊が制限値−θｌｉｍにより下限制限される場合は、超過分（θ＊＋θｌｉｍ）を位相差換算係数Ｚで除算した値を、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａに追加加算する。
【０１６０】
或いは、分配演算器３２は、実施の形態３と同様に、分配率Ｒｉに応じて、充放電コンデンサ電流指令値Ｉ０ｒｅｆを、Δｄｕｔｙ制御用の電流指令値Ｉ０ｄｅｌｔａと、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔとに分配するように構成され、実施の形態２と同様に、第２制限器２７Ｙにより、第２の演算値Δｄｕｔｙに対して、第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍにより上下限制限が行われるように構成されてもよい。この場合において、第２制限器２７Ｙにおいて上下限制限される第２の演算値Δｄｕｔｙの超過分に対応する電流指令値を、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに追加的に振り分けるように構成されてもよい。
【０１６１】
例えば、分配演算器３２は、制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊が第２制限値Δｄｕｔｙｌｉｍにより上限制限される場合は、超過分（Δｄｕｔｙ＊−Δｄｕｔｙｌｉｍ）にリ
アクトル電流ＩＬを乗算した値を、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに追加加算する。又は、分配演算器３２は、制限前の第２の演算値Δｄｕｔｙ＊が第２制限値−Δｄｕｔｙｌｉｍにより下限制限される場合は、超過分（Δｄｕｔｙ＊＋Δｄｕｔｙｌｉｍ）にリアクトル電流ＩＬを乗算した値を、位相シフト制御用の電流指令値Ｉ０ｓｈｉｆｔに追加加算する。
【０１６２】
〔その他の実施の形態〕
最後に、本発明のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【０１６３】
（１）上記の各実施の形態においては、低圧側の入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間にはバッテリ２が接続され、高圧側の出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間には電動機３が接続されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、低圧側の入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間には、バッテリ又は電動機等の直流電力を供給する又は消費する任意の電気装置が接続されてもよく、高圧側の出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間には、バッテリ又は電動機等の直流電力を供給する又は消費する任意の電気装置が接続されてもよい。例えば、低圧側の入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間には、電動機が接続されてもよく、高圧側の出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間には、バッテリが接続さてもよい。
【０１６４】
（２）上記の各実施の形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、昇圧動作及び昇圧動作の双方の動作が可能とされており、第１から第４の半導体回路は、全てスイッチング素子の機能を有し、全てダイオード素子の機能を有している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、昇圧動作のみの動作が可能とされており、第１及び第２の半導体回路のみがスイッチング素子の機能を有し、第３及び第４の半導体回路のみがダイオード素子の機能を有していてもよい。この場合は、制御装置１０９は、図１２及び図１４の上段グラフにおいて、リアクトル電流ＩＬが正の領域のみの制御を行い、図１において、第１及び第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成し、第３及び第４ゲート信号Ｇ３、Ｇ４を生成しないように構成される。制御装置１０９は、第１の半導体回路のオンデューティ比と第２の半導体回路のオンデューティ比との平均値である基準オンデューティ比を、オンデューティ比差及び同じ位相差の状態で、変化させる第１オンデューティ比変化を行わせる第１の演算値Ｄｕｔｙを算出し、第１の半導体回路のオンデューティ比と第２の半導体回路のオンデューティ比とのオンデューティ比差を変化させる第１オンデューティ比差変化を行わせる第２の演算値Δｄｕｔｙを算出し、第１の半導体回路のオン期間の位相と第２の半導体回路のオン期間の位相との位相差を変化させる第１位相差変化を行わせる第３の演算値θを算出し、オンオフスイッチング機能を持たせた第１及び第２の半導体回路の開閉動作を制御する。
【０１６５】
或いは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、降圧動作のみの動作が可能とされており、第１及び第２の半導体回路のみがダイオード素子の機能を有し、第３及び第４の半導体回路のみがスイッチング素子の機能を有していてもよい。この場合は、制御装置１０９は、図１２及び図１４の上段グラフにおいて、リアクトル電流ＩＬが負の領域のみの制御を行い、図１において、第３及び第４ゲート信号Ｇ３、Ｇ４を生成し、第１及び第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成しないように構成される。制御装置１０９は、第３の半導体回路のオンデューティ比と第４の半導体回路のオンデューティ比との平均値である基準オンデューティ比を、オンデューティ比差及び同じ位相差の状態で、変化させる第２オンデューティ比変化を行わせる第１の演算値Ｄｕｔｙを算出し、第３の半導体回路のオンデューティ比と第４の半導体回路のオンデューティ比とのオンデューティ比差を変化させる第２オンデューティ比差変化を行わせる第２の演算値Δｄｕｔｙを算出し、第３の半導体回路のオン期間の位相と第４の半導体回路のオン期間の位相との位相差を変化させる第２位相差変化を行わせる第３の演算値θを算出し、オンオフスイッチング機能を持たせた第３及び第４の半導体回路の開閉動作を制御する。
【０１６６】
（３）上記の各実施の形態においては、第１電圧センサ１０３は、出力側の平滑コンデンサ１０８の端子間電圧（出力電圧Ｖ２）を検出し、制御装置１０９は、高圧側電圧としての出力電圧Ｖ２の検出値が、高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに近づくように、基準オンデューティ比（第１の演算値Ｄｕｔｙ）を変化させる基準ｄｕｔｙ制御の実行により、出力電圧Ｖ２を制御する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、第１電圧センサ１０３は、入力側の平滑コンデンサ１１の端子間電圧（入力電圧Ｖ１）を検出し、制御装置１０９は、低圧側電圧としての入力電圧Ｖ１の検出値が、低圧側電圧の指令値としての入力電圧目標値Ｖ１ｒｅｆに近づくように、基準オンデューティ比（第１の演算値Ｄｕｔｙ）を変化させる基準ｄｕｔｙ制御の実行により、入力電圧Ｖ１を制御するように構成されてもよい。この場合は、低圧側の入力側正極端子１ａと入力側負極端子１ｂの間には、電動機が接続されてもよく、高圧側の出力側正極端子１ｃと出力側負極端子１ｄの間には、バッテリが接続さてもよい。
【０１６７】
（４）上記の各実施の形態においては、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、オンデューティ比差を変化させ、位相シフト制御において、充放電コンデンサ電圧Ｖ０の検出値が充放電コンデンサ電圧目標値Ｖ０ｒｅｆに近づくように、位相差を変化させる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御において、設定された指令値に基づいて、フィードフォワード的に、オンデューティ比差を変化させるように構成されてもよく、位相シフト制御において、設定された指令値に基づいて、フィードフォワード的に、位相差を変化させるように構成されてもよい。
【０１６８】
（５）上記の各実施の形態においては、制御装置１０９は、基準ｄｕｔｙ制御において、出力電圧Ｖ２の検出値が出力電圧目標値Ｖ２ｒｅｆに近づくように、基準オンデューティ比を変化させる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置１０９は、基準ｄｕｔｙ制御において、設定された指令値に基づいて、フィードフォワード的に、基準オンデューティ比を変化させるように構成されてもよい。
【０１６９】
（６）上記の各実施の形態においては、制御装置１０９は、第１の演算値Ｄｕｔｙ、第２の演算値Δｄｕｔｙ、及び第３の演算値θに基づいて、第１制御値ＳＤ１及び第２制御値ＳＤ２を算出するように構成され、第１の三角波と第１制御値ＳＤ１との比較、第２の三角波と第２制御値ＳＤ２との比較により、各スイッチング素子をオンオフ制御するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置１０９は、三角波の比較以外の方法により、Δｄｕｔｙ制御、位相シフト制御、及び基準ｄｕｔｙ制御における、オンデューティ比差、位相差、及び基準オンデューティ比を実現するように構成されてもよい。例えば、制御装置１０９は、Δｄｕｔｙ制御、位相シフト制御、及び基準ｄｕｔｙ制御のそれぞれにおいて、図７〜図１０を用いて説明したように、昇圧動作又は高圧動作のいずれの動作であるか、及び昇圧比又は降圧比に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の開閉パターンである動作モード１〜４の遷移順番を決定すると共に、各差電圧等に基づいて算出したオンデューティ比差の指令値、位相差の指令値、及び基準オンデューティ比の指令値に基づいて、決定した各動作モード１〜４の期間の長さを調節することにより、指令値のオンデューティ比差、指令値の位相差、及び指令値の基準オンデューティ比を実現するように構成されてもよい。
【０１７０】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【符号の説明】
【０１７１】
１  ＤＣ／ＤＣコンバータ、２  バッテリ、３  電動機、１１  入力側の平滑コンデンサ（低圧側コンデンサ）、１２  リアクトル、２４  第１の演算部、２５  第２の演算部、２６  第３の演算部、２７  制限器、２７Ｘ  第１制限器、２７Ｙ  第２制限器、３０  開閉制御部、１０１  直流電圧変換部、１０１ａ  充放電コンデンサ、１０３  第１電圧センサ、１０４  第２電圧センサ、１０５  電流センサ（リアクトル電流検出部）、１０８  出力側の平滑コンデンサ（高圧側コンデンサ）、１０９  制御装置、ＩＬ  リアクトル電流、Ｄｕｔｙ  第１の演算値、Δｄｕｔｙ  第２の演算値、θ  第３の演算値、ＤｕｔｙＨ  高電力判定値、ＤｕｔｙＬ  低電力判定値、Ｄ１  第１ダイオード、Ｄ２  第２ダイオード、Ｄ３  第３ダイオード、Ｄ４  第４ダイオード、Ｓ１  第１スイッチング素子、Ｓ２  第２スイッチング素子、Ｓ３  第４スイッチング素子、Ｓ４  第４スイッチング素子、ＳＤ１  第１制御値、ＳＤ２  第２制御値、Ｔｓｗ  スイッチング周期、Ｖ０  充放電コンデンサ電圧、Ｖ０ｒｅｆ  充放電コンデンサ電圧目標値（充放電コンデンサの電圧指令値）、Ｖ１  入力電圧（低圧側電圧）、Ｖ１ｒｅｆ  入力電圧目標値（低圧側電圧の指令値）、Ｖ２  出力電圧（高圧側電圧）、Ｖ２ｒｅｆ  出力電圧目標値（高圧側電圧の指令値）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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