(57)【要約】【課題】システム停止時において、少なくとも２つの電力変換装置間を繋ぐ直流バスの電圧を、安全な電圧に短時間で低下させる。【解決手段】第１電力変換装置１０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、蓄電部２の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、第２電力変換装置２０が接続された直流バス３０に供給する動作と、直流バス３０から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を蓄電部２に充電する動作を行うことができる。制御回路１２は、第２電力変換装置２０の動作が停止した際、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より高い間はＤＣ−ＤＣコンバータ１１に直流バス３０の電圧を降圧させて蓄電部２に充電させ、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低くなるとＤＣ−ＤＣコンバータ１１に直流バス３０の電圧を昇圧させて蓄電部２に充電させる。【選択図】図１
2018170930.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
蓄電部の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置が接続された直流バスに供給する動作と、前記直流バスから供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部に充電する動作を行うことができるＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記別の電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流バスの電圧を降圧させて前記蓄電部に充電させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部に充電させる制御回路と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、双方向で昇降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスを用いた絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記トランスの１次側と２次側にそれぞれ、複数のスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路を有し、
前記スイッチング素子には並列かつ逆向きにダイオードが形成または接続され、
前記制御回路は、前記別の電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は１次側と２次側の双方のブリッジ回路をスイッチング動作させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると２次側のブリッジ回路をスイッチング動作させ、１次側のブリッジ回路をダイオード整流させることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記蓄電部は、定置型蓄電池であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
第１電力変換装置と第２電力変換装置を備える電力変換システムであって、
前記第２電力変換装置は、
直流電源の出力する直流電力の電圧を変換し、変換した直流電力を直流バスに出力する第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータと前記直流バスを介して接続され、前記直流バスの直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を電力系統に供給するインバータと、
前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータ及び前記インバータを制御する第１制御回路と、を有し、
前記第１電力変換装置は、
蓄電部の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を前記直流バスに供給する動作と、前記直流バスから供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部に充電する動作を行うことができる第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記第２電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流バスの電圧を降圧させて前記蓄電部に充電させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部に充電させる第２制御回路と、
を有することを特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電部の充放電を制御する電力変換装置、電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽電池と蓄電池を組み合わせた創蓄連携システムが開発されている。創蓄連携システムには集中型と分離型があり、分離型では、太陽電池用のＤＣ−ＤＣコンバータとインバータが設置される第１筐体と、蓄電池用のＤＣ−ＤＣコンバータが設置される第２筐体が分離されて提供される。このような分離型の構成では、第１筐体と第２筐体の間が数１００Ｖの直流バスで接続される。当該直流バスは筐体外に露出しているため、作業者が当該直流バスに触れる可能性がある。
【０００３】
システムを停止してしばらくは、直流バスに接続された電解コンデンサに電荷が溜まっており、直流バスの電圧は高電圧に維持される。この状態で作業者が直流バスを外す作業を行うと感電するリスクがある。
【０００４】
これを防止するために、システム停止時に放電抵抗を接続する方法が考えられるが、部品を追加することになりコストが増大する。
【０００５】
またシステム停止後もＤＣ−ＤＣコンバータを駆動させて、溜まった電荷をジュール熱に変換して抜く方法も考えられるが（例えば、特許文献１参照）、放電に時間がかかり、直流バスの電圧が低下するまでに時間がかかる。また宅内に設置された操作表示用のコントローラに直流バスを繋いで、直流バスの電荷を抜くことも考えられるが、同様に放電に時間がかかり、直流バスの電圧が低下するまでに時間がかかる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１４−１７１３０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
システム停止から直流バスの電圧が、人体に安全な電圧まで低下するのに時間がかかる場合、安全な電圧まで低下する前に作業者が直流バスに触れて感電するリスクが依然として残る。
【０００８】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、システム停止時において、少なくとも２つの電力変換装置間を繋ぐ直流バスの電圧を、安全な電圧に短時間で低下させることができる電力変換装置、及び電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、蓄電部の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置が接続された直流バスに供給する動作と、前記直流バスから供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部に充電する動作を行うことができるＤＣ−ＤＣコンバータと、前記別の電力変換装置の動作が停止した際、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より高い間は前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流バスの電圧を降圧させて前記蓄電部に充電させ、前記直流バスの電圧が前記蓄電部の電圧より低くなると前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部に充電させる制御回路と、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、システム停止時において、少なくとも２つの電力変換装置間を繋ぐ直流バスの電圧を、安全な電圧に短時間で低下させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電力変換システムを説明するための図である。
【図２】本発明の実施の形態２に係る電力変換システムを説明するための図である。
【図３】第１電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例１を示す図である。
【図４】第１電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例２を示す図である。
【図５】第１電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例３を示す図である。
【図６】第１電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例１を示す図である。
【図７】第１電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例２を示す図である。
【図８】第１電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例３を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換システム１を説明するための図である。電力変換システム１は、第１電力変換装置１０及び第２電力変換装置２０を備える。第１電力変換装置１０及び第２電力変換装置２０は別々の筐体で構成され、両者の間は直流バス３０で接続される。
【００１３】
蓄電部２は、電力を充放電可能であり、リチウムイオン蓄電池、ニッケル水素蓄電池、鉛蓄電池、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタ等を含む。蓄電部２は第１電力変換装置１０と接続される。
【００１４】
第１電力変換装置１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、コンバータ制御回路１２及び第１コンデンサＣ１を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、蓄電部２と直流バス３０の間に接続され、蓄電部２を充放電する双方向コンバータである。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、蓄電部２から放電される直流電力の電圧を昇圧して、昇圧した直流電力を直流バス３０に出力する。またＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、直流バス３０の直流電力の電圧を降圧して、降圧した直流電力を蓄電部２に充電する。
【００１６】
コンバータ制御回路１２は、第２電力変換装置２０のインバータ制御回路２２から通信線（不図示）を介して送信されてくる指令値をもとにＤＣ−ＤＣコンバータ１１を制御して、蓄電部２を定電流（ＣＣ）／定電圧（ＣＶ）で充電／放電する。例えばコンバータ制御回路１２は、放電時においてインバータ制御回路２２から電力指令値を受信し、当該電力指令値を蓄電部２の電圧で割った値を電流指令値として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１に定電流放電させる。
【００１７】
第１コンデンサＣ１は、直流バス３０の第１電力変換装置１０側に設置される電解コンデンサであり、直流バス３０の電圧を平滑化する。
【００１８】
第２電力変換装置２０は、インバータ２１、インバータ制御回路２２及び第２コンデンサＣ２を備える。インバータ２１は双方向インバータであり、直流バス３０から入力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を商用電力系統（以下、単に系統３という）に出力する。またインバータ１３は、系統３から供給される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流バス３０に出力する。
【００１９】
インバータ制御回路２２は、直流バス３０の電圧が目標電圧を維持するようにインバータ２１を制御する。具体的にはインバータ制御回路２２は、直流バス３０の電圧を検出し、検出したバス電圧を目標電圧に一致させるための指令値を生成する。インバータ制御回路２２は、直流バス３０の電圧が目標電圧より高い場合はインバータ２１のデューティ比を上げるための指令値を生成し、直流バス３０の電圧が目標電圧より低い場合はインバータ２１のデューティ比を下げるための指令値を生成する。インバータ２１は、生成された指令値に基づく駆動信号に応じてスイッチング動作する。
【００２０】
第２コンデンサＣ２は、直流バス３０の第２電力変換装置２０側に設置される電解コンデンサであり、直流バス３０の電圧を平滑化する。なお直流バス３０の長さが短い場合、換言すれば第１電力変換装置１０と第２電力変換装置２０間の距離が短い場合、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２のいずれかを省略可能である。
【００２１】
図２は、本発明の実施の形態２に係る電力変換システム１を説明するための図である。実施の形態２では、実施の形態１の第２電力変換装置２０にＤＣ−ＤＣコンバータ２３及びコンバータ制御回路２４が追加される。
【００２２】
太陽電池４は、光起電力効果を利用し、光エネルギーを直接電力に変換する発電装置である。太陽電池４として、シリコン太陽電池、化合物半導体などを素材にした太陽電池、色素増感型（有機太陽電池）等が使用される。太陽電池４は第２電力変換装置２０と接続され、発電した電力を第２電力変換装置２０に出力する。
【００２３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、太陽電池２から出力される直流電力を、所望の電圧値の直流電力に変換し、変換した直流電力を直流バス３０に出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は例えば、昇圧チョッパで構成することができる。
【００２４】
コンバータ制御回路２４は、太陽電池４の出力電力が最大になるようＤＣ−ＤＣコンバータ２３をＭＰＰＴ(Maximum Power Point Tracking) 制御する。具体的にはコンバータ制御回路２４は、太陽電池４の出力電圧および出力電流である、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の入力電圧および入力電流を計測して太陽電池４の発電電力を推定する。コンバータ制御回路２４は、計測した太陽電池４の出力電圧と推定した発電電力をもとに、太陽電池４の発電電力を最大電力点（最適動作点）にするための指令値を生成する。例えば、山登り法に従い動作点電圧を所定のステップ幅で変化させて最大電力点を探索し、最大電力点を維持するように指令値を生成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、生成された指令値に基づく駆動信号に応じてスイッチング動作する。
【００２５】
このように実施の形態２では、第２電力変換装置２０は太陽電池４用のパワーコンディショナシステムであり、第１電力変換装置１０は、太陽電池４用のパワーコンディショナシステムに後付可能な蓄電部２用のパワーコンディショナシステムである。なお太陽電池４の代わりに他の直流電源が接続されてもよい。例えば、他の定置型蓄電池、車載型蓄電池、燃料電池が接続されてもよい。さらに直流バス３０に、第２電力変換装置２０の他に、別の直流電源に接続された別の電力変換装置が追加で接続されてもよい。
【００２６】
図３は、第１電力変換装置１０のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の構成例１を示す図である。構成例１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１をＬＬＣ共振コンバータで構成する例である。構成例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、第１ブリッジ回路１１１、トランスＴ１、第１インダクタＬ１、第４コンデンサＣ４、及び第２ブリッジ回路１１２を備える。
【００２７】
蓄電部２と並列に第３コンデンサＣ３が接続される。第３コンデンサＣ３には例えば、電解コンデンサが使用される。第１ブリッジ回路１１１は、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２が直列接続された第１アームと、第３スイッチング素子Ｍ３と第４スイッチング素子Ｍ４が直列接続された第２アームが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第１ブリッジ回路１１１は蓄電部２及び第３コンデンサＣ３と並列接続され、第１アームの中点と第２アームの中点が、トランスＴ１の一次巻線の両端にそれぞれ接続される。
【００２８】
第２ブリッジ回路１１２は、第５スイッチング素子Ｍ５と第６スイッチング素子Ｍ６が直列接続された第３アームと、第７スイッチング素子Ｍ７と第８スイッチング素子Ｍ８が直列接続された第４アームが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第３アームの中点と第４アームの中点が、トランスＴ１の二次巻線の両端にそれぞれ接続される。第２ブリッジ回路１１２は第１コンデンサＣ１、及び直流バス３０を介してインバータ２１と並列接続される。
【００２９】
第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８には例えば、ｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用できる。第１スイッチング素子Ｍ１のドレイン端子および第３スイッチング素子Ｍ３のドレイン端子は、蓄電部２の正極に接続される。第２スイッチング素子Ｍ２のソース端子および第４スイッチング素子Ｍ４のソース端子は、蓄電部２の負極に接続される。第１スイッチング素子Ｍ１のソース端子と第２スイッチング素子Ｍ２のドレイン端子が接続され、第３スイッチング素子Ｍ３のソース端子と第４スイッチング素子Ｍ４のドレイン端子が接続される。
【００３０】
第５スイッチング素子Ｍ５のドレイン端子および第７スイッチング素子Ｍ７のドレイン端子は、直流バス３０の正側の配線に接続される。第６スイッチング素子Ｍ６のソース端子および第８スイッチング素子Ｍ８のソース端子は、直流バス３０の負側の配線に接続される。第５スイッチング素子Ｍ５のソース端子と第６スイッチング素子Ｍ６のドレイン端子が接続され、第７スイッチング素子Ｍ７のソース端子と第８スイッチング素子Ｍ８のドレイン端子が接続される。
【００３１】
第１ダイオードＤ１〜第８ダイオードＤ８は、それぞれの第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８のソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。なお、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用してもよい。この場合、第１ダイオードＤ１〜第８ダイオードＤ８は、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。
【００３２】
トランスＴ１は、第１ブリッジ回路１１１と第２ブリッジ回路１１２を絶縁する絶縁トランスである。トランスＴ１は、一次巻線に接続される第１ブリッジ回路１１１の出力電圧を、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じて変換し、二次巻線に接続される第２ブリッジ回路１１２に出力する。またトランスＴ１は、二次巻線に接続される第２ブリッジ回路１１２の出力電圧を、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じて変換し、一次巻線に接続される第１ブリッジ回路１１１に出力する。蓄電部２の電圧が１００Ｖ付近、直流バス３０の電圧が３００Ｖ以上に設計されている場合、例えば、巻数比は１：３に設定される。
【００３３】
二次巻線の一端と第４アームの中点との間に共振回路が接続される。当該共振回路は、第１インダクタＬ１と第４コンデンサＣ４の直列回路で構成される。第１インダクタＬ１は、二次巻線の漏れインダクタンスを使用してもよい。
【００３４】
コンバータ制御回路１２は、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８をスイッチング動作させるための駆動信号を生成し、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８のゲート端子に供給する。
【００３５】
コンバータ制御回路１２は、基本動作として第１スイッチング素子Ｍ１、第４スイッチング素子Ｍ４、第５スイッチング素子Ｍ５及び第８スイッチング素子Ｍ８のオン／オフを同期させ、第２スイッチング素子Ｍ２、第３スイッチング素子Ｍ３、第６スイッチング素子Ｍ６及び第７スイッチング素子Ｍ７のオン／オフを同期させる。またデットタイムを除き、第１スイッチング素子Ｍ１、第４スイッチング素子Ｍ４、第５スイッチング素子Ｍ５及び第８スイッチング素子Ｍ８と、第２スイッチング素子Ｍ２、第３スイッチング素子Ｍ３、第６スイッチング素子Ｍ６及び第７スイッチング素子Ｍ７を相補的にオン／オフする。即ちコンバータ制御回路１２は、前者のスイッチング素子群がオンしているとき、後者のスイッチング素子群をオフし、前者のスイッチング素子群がオフしているとき、後者のスイッチング素子群をオンする。
【００３６】
コンバータ制御回路１２は、位相差制御方式を用いる場合、第１スイッチング素子Ｍ１及び第４スイッチング素子Ｍ４のターンオン／ターンオフと、第５スイッチング素子Ｍ５及び第８スイッチング素子Ｍ８のターンオン／ターンオフとの位相差、並びに第２スイッチング素子Ｍ２及び第３スイッチング素子Ｍ３のターンオン／ターンオフと、第６スイッチング素子Ｍ６及び第７スイッチング素子Ｍ７のターンオン／ターンオフとの位相差を制御する。
【００３７】
コンバータ制御回路１２は放電時、放電電流／放電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路１２は充電時、充電電流／充電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。周波数、デューティ比、位相差、及びデッドタイムの内、変更対象以外のパラメータは固定値に設定する。
【００３８】
以上に説明したＬＬＣ共振コンバータの制御方法は、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より低い状態（ＬＬＣ共振コンバータの通常の動作電圧範囲）を前提とした制御方法である。これに対して、第１電力変換装置１０の電源がオフになると、直流バス３０の電圧が低下し、やがて蓄電部２の電圧より低くなる。
【００３９】
コンバータ制御回路１２は、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低い状態になると、第１ブリッジ回路１１１をダイオード整流回路として機能させる。具体的には第１スイッチング素子Ｍ１〜第４スイッチング素子Ｍ４の全てをオフ状態に制御する。コンバータ制御回路１２は、第２ブリッジ回路１１２を制御して直流バス３０の電圧を昇圧する。これにより、直流バス３０（より具体的には第１コンデンサＣ１及び／又は第２コンデンサＣ２）に残留する電荷を蓄電部２に充電することができる。
【００４０】
なお第１ブリッジ回路１１１がダイオード整流状態に制御されているため、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より高い状態でも、蓄電部２からトランスＴ１の一次巻線に電流が流入しない。従って、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より高い状態でも、直流バス３０の電圧を昇圧することができる。即ち、トランスＴ１の二次巻線の励磁電流を第４コンデンサＣ４に充電することができ、その充電されたエネルギーをもとに二次巻線の電圧を昇圧することができる。
【００４１】
コンバータ制御回路１２は、第２ブリッジ回路１１２の昇圧動作を、直流バス３０の電圧が人体に安全な電圧に低下するまで継続する。例えば、直流バス３０の電圧が０〜２０Ｖまで低下したら昇圧動作を終了する。
【００４２】
図４は、第１電力変換装置１０のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の構成例２を示す図である。構成例２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１をＬＬＣ共振コンバータと昇降圧回路の直列回路で構成する例である。構成例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、第１ブリッジ回路１１１、トランスＴ１、第１インダクタＬ１、第４コンデンサＣ４、第５コンデンサＣ５、第２ブリッジ回路１１２、及び昇降圧回路１１３を備える。第１ブリッジ回路１１１、トランスＴ１、第１インダクタＬ１、第４コンデンサＣ４及び第２ブリッジ回路１１２の構成は、構成例１と同じである。ＬＬＣ共振コンバータ及び昇降圧回路１１３と並列に第５コンデンサＣ５が接続される。第５コンデンサＣ５には例えば、電解コンデンサが使用される。
【００４３】
昇降圧回路１１３は、非絶縁型の双方向チョッパとして構成され、ＬＬＣ共振コンバータの電圧を昇圧して、昇圧した電圧を直流バス３０に出力する。また、昇降圧回路１１３は、直流バス３０の電圧を降圧して、降圧した電圧をＬＬＣ共振コンバータに出力する。コンバータ制御回路１２は、昇降圧回路１１３の出力電流を所定の目標電流値に近づくように制御する。
【００４４】
昇降圧回路１１３は、第２インダクタＬ２、第９スイッチング素子Ｍ９及び第１０スイッチング素子Ｍ１０を備える。ＬＬＣ共振コンバータと直流バス３０間の正側の配線に第２インダクタＬ２及び第１０スイッチング素子Ｍ１０が直列接続される。第２インダクタＬ２と第１０スイッチング素子Ｍ１０との間のノードと、ＬＬＣ共振コンバータと直流バス３０間の負側の配線との間に、第９スイッチング素子Ｍ９が接続される。第９スイッチング素子Ｍ９には第９ダイオードＤ９が逆並列に形成または接続され、第１０スイッチング素子Ｍ１０には第１０ダイオードＤ１０が逆並列に形成または接続される。
【００４５】
構成例２では、コンバータ制御回路１２は、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より低い状態では、ＬＬＣ共振コンバータを絶縁回路として機能させる。即ちコンバータ制御回路１２は、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差、及びデッドタイムを固定値で制御する。
【００４６】
コンバータ制御回路１２は、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より低い状態であり、蓄電部２から放電する場合、第１０スイッチング素子Ｍ１０をオフ状態に制御し、昇降圧回路１１３の出力電流／出力電圧が目標値になるよう、第９スイッチング素子Ｍ９をスイッチング制御する。またコンバータ制御回路１２は、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より低い状態であり、蓄電部２に充電する場合、第９スイッチング素子Ｍ９をオフ状態に制御し、昇降圧回路１１３の出力電流／出力電圧が目標値になるよう、第１０スイッチング素子Ｍ１０をスイッチング制御する。
【００４７】
コンバータ制御回路１２は、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低い状態になると、第１０スイッチング素子Ｍ１０をオン状態に制御し、第９スイッチング素子Ｍ９をオフ状態に制御する。さらにコンバータ制御回路１２は、第１ブリッジ回路１１１をダイオード整流回路として機能させ、第２ブリッジ回路１１２を制御して直流バス３０の電圧を昇圧する。コンバータ制御回路１２は、第２ブリッジ回路１１２の昇圧動作を、直流バス３０の電圧が人体に安全な電圧に低下するまで継続する。
【００４８】
図５は、第１電力変換装置１０のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の構成例３を示す図である。構成例３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１をＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータで構成する例である。ＤＡＢコンバータは、構成例１に示したＬＬＣ共振コンバータの第４コンデンサＣ４を取り除いた構成と同じになる。
【００４９】
コンバータ制御回路１２は放電時、放電電流／放電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８の駆動信号の位相差、デューティ比またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路１２は充電時、充電電流／充電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１〜第８スイッチング素子Ｍ８の駆動信号の位相差、デューティ比またはデッドタイムを変更する。位相差、デューティ比及びデッドタイムの内、変更対象以外のパラメータは固定値に設定する。
【００５０】
コンバータ制御回路１２は、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低い状態になると、第１ブリッジ回路１１１をダイオード整流回路として機能させるとともに、第２ブリッジ回路１１２を制御して直流バス３０の電圧を昇圧する。コンバータ制御回路１２は、第２ブリッジ回路１１２の昇圧動作を、直流バス３０の電圧が人体に安全な電圧に低下するまで継続する。
【００５１】
以上説明したように本実施の形態によれば、システム停止時において、直流バス３０の電圧を、人体に安全な電圧まで短時間で低下させることができる。直流バス３０に放電用の負荷を接続する必要がないため、追加の部品コスト及び追加の接続作業が発生しない。また短時間で直流バス３０の電圧を低下させることができるため、作業者の感電リスクを最低限に抑えることができる。
【００５２】
なお車両の補機バッテリのように蓄電部２の電圧が１２Ｖ／２４Ｖであれば、感電リスクは小さいが、定置型蓄電池の場合、５０Ｖ以上の商品が多い。この場合、感電リスクがあり、直流バス３０に残留する電荷を速やかに除去する必要がある。上記実施の形態に係る手法は、蓄電部２の電圧が５０Ｖ以上のアプリケーションに特に有効である。
【００５３】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５４】
図６は、第１電力変換装置１０のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の変形例１を示す図である。変形例１は、構成例１に示したＬＬＣ共振コンバータの変形例である。変形例１では、第１ブリッジ回路１１１の代わりにセンタータップ回路１１１ａが使用されている。センタータップ回路１１１ａは、第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２を有する。第１スイッチング素子Ｍ１はトランスＴ１の一次巻線の一端と蓄電部２の負極間に接続され、第２スイッチング素子Ｍ２はトランスＴ１の一次巻線の他端と蓄電部２の負極間に接続される。一次巻線の中点と蓄電部２の正極が接続される。
【００５５】
変形例１では、第２ブリッジ回路１１２がフルブリッジ回路ではなく、ハーフブリッジ回路で構成される。ハーフブリッジ回路は、直列接続された第５スイッチング素子Ｍ５及び第６スイッチング素子Ｍ６を有する。
【００５６】
コンバータ制御回路１２は放電時、放電電流／放電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、第５スイッチング素子Ｍ５及び第６スイッチング素子Ｍ６の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路１２は充電時、充電電流／充電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、第５スイッチング素子Ｍ５及び第６スイッチング素子Ｍ６の駆動信号の周波数、デューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。
【００５７】
コンバータ制御回路１２は、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低い状態になると、第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２をオフ状態（ダイオード整流状態）に制御するとともに、第５スイッチング素子Ｍ５及び第６スイッチング素子Ｍ６をスイッチング制御して直流バス３０の電圧を昇圧する。
【００５８】
図７は、第１電力変換装置１０のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の変形例２を示す図である。変形例２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１をＨブリッジコンバータで構成する例である。Ｈブリッジコンバータは、Ｈブリッジ接続された第１スイッチング素子Ｍ１〜第４スイッチング素子Ｍ４及び第１インダクタＬ１を有する。
【００５９】
コンバータ制御回路１２は放電時、放電電流／放電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１〜第４スイッチング素子Ｍ４の駆動信号のデューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。またコンバータ制御回路１２は充電時、充電電流／充電電圧が目標値になるように、第１スイッチング素子Ｍ１〜第４スイッチング素子Ｍ４の駆動信号のデューティ比、位相差またはデッドタイムを変更する。
【００６０】
コンバータ制御回路１２は、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低い状態になると、第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２をオフ状態（ダイオード整流状態）に制御するとともに、第３スイッチング素子Ｍ３及び第４スイッチング素子Ｍ４をスイッチング制御して直流バス３０の電圧を昇圧する。
【００６１】
図８は、第１電力変換装置１０のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の変形例３を示す図である。変形例３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１をＳＥＰＩＣコンバータで構成する例である。ＳＥＰＩＣコンバータでは、蓄電部２と直流バス３０間の配線に第１０スイッチング素子Ｍ１０、第４コンデンサＣ４及び第２インダクタＬ２が直列接続される。第１０スイッチング素子Ｍ１０と第４コンデンサＣ４との間のノードと、蓄電部２と直流バス３０間の負側の配線との間に、第１インダクタＬ１が接続される。第４コンデンサＣ４と第２インダクタＬ２との間のノードと、蓄電部２と直流バス３０間の負側の配線との間に、第９スイッチング素子Ｍ９が接続される。
【００６２】
コンバータ制御回路１２は、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より低い状態であり、蓄電部２から放電する場合、第１０スイッチング素子Ｍ１０をオン状態に制御し、ＳＥＰＩＣコンバータの出力電流／出力電圧が目標値になるよう、第９スイッチング素子Ｍ９をスイッチング制御する。またコンバータ制御回路１２は、蓄電部２の電圧が直流バス３０の電圧より低い状態であり、蓄電部２に充電する場合、第９スイッチング素子Ｍ９をオフ状態に制御し、ＳＥＰＩＣコンバータの出力電流／出力電圧が目標値になるよう、第１０スイッチング素子Ｍ１０をスイッチング制御する。
【００６３】
コンバータ制御回路１２は、直流バス３０の電圧が蓄電部２の電圧より低い状態になると、第１０スイッチング素子Ｍ１０をオフ状態に制御し、第９スイッチング素子Ｍ９をスイッチング制御して直流バス３０の電圧を昇圧する。
【００６４】
上記図５、図６に示した回路構成の後段に、図４に示した昇降圧回路１１３を接続してもよい。この場合、図５、図６に示した回路構成部分は、通常動作時は絶縁回路として機能する。
【００６５】
なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
【００６６】
［項目１］
蓄電部（２）の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を、別の電力変換装置（２０）が接続された直流バス（３０）に供給する動作と、前記直流バス（３０）から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部（２）に充電する動作を行うことができるＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）と、
前記別の電力変換装置（２０）の動作が停止した際、前記直流バス（３０）の電圧が前記蓄電部（２）の電圧より高い間は前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）に前記直流バス（３０）の電圧を降圧させて前記蓄電部（２）に充電させ、前記直流バス（３０）の電圧が前記蓄電部（２）の電圧より低くなると前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）に前記直流バスの電圧を昇圧させて前記蓄電部（２）に充電させる制御回路（１２）と、
を備えることを特徴とする電力変換装置（１０）。
これによれば、直流バス（３０）の残留電荷を速やかに除去することができる。
［項目２］
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）は、双方向で昇降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）であることを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（１０）。
これによれば、直流バス（３０）の残留電荷をより確実に除去することができる。
［項目３］
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）は、トランス（Ｔ１）を用いた絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）であることを特徴とする項目１または２に記載の電力変換装置（１０）。
これによれば、蓄電部（２）用の一般的なＤＣ−ＤＣコンバータで実現することができる。
［項目４］
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）は、前記トランス（Ｔ１）の１次側と２次側にそれぞれ、複数のスイッチング素子（Ｍ１〜Ｍ４、Ｍ５〜Ｍ８）がブリッジ接続されたブリッジ回路（１１１、１１２）を有し、
前記スイッチング素子（Ｍ１〜Ｍ４、Ｍ５〜Ｍ８）には並列かつ逆向きにダイオード（Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ５〜Ｄ８）が形成または接続され、
前記制御回路（１２）は、前記別の電力変換装置（２０）の動作が停止した際、前記直流バス（３０）の電圧が前記蓄電部（２）の電圧より高い間は１次側と２次側の双方のブリッジ回路（１１１、１１２）をスイッチング動作させ、前記直流バス（３０）の電圧が前記蓄電部（２）の電圧より低くなると２次側のブリッジ回路（１１２）をスイッチング動作させ、１次側のブリッジ回路（１１１）をダイオード整流させることを特徴とする項目３に記載の電力変換装置（１０）。
これによれば、追加の部品なしで、直流バス（３０）の残留電荷を除去することができる。
［項目５］
前記蓄電部（２）は、定置型蓄電池であることを特徴とする項目１から４のいずれかに記載の電力変換装置（１０）。
これによれば、直流バス（３０）の電圧を、高電圧の定置型蓄電池の電圧より低い電圧に速やかに低下させることができる。
［項目６］
第１電力変換装置（１０）と第２電力変換装置（２０）を備える電力変換システム（１）であって、
前記第２電力変換装置（２０）は、
直流電源（４）の出力する直流電力の電圧を変換し、変換した直流電力を直流バス（３０）に出力する第１ＤＣ−ＤＣコンバータ（２３）と、
前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータ（２３）と前記直流バス（３０）を介して接続され、前記直流バス（３０）の直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を電力系統（３）に供給するインバータ（２１）と、
前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータ（２３）及び前記インバータ（２１）を制御する第１制御回路（２４、２２）と、を有し、
前記第１電力変換装置（１０）は、
蓄電部（２）の放電する直流電力を昇圧し、昇圧した直流電力を前記直流バス（３０）に供給する動作と、前記直流バス（３０）から供給される直流電力を降圧し、降圧した直流電力を前記蓄電部（２）に充電する動作を行うことができる第２ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）と、
前記第２電力変換装置（２０）の動作が停止した際、前記直流バス（３０）の電圧が前記蓄電部（２）の電圧より高い間は前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）に前記直流バス（３０）の電圧を降圧させて前記蓄電部（２）に充電させ、前記直流バス（３０）の電圧が前記蓄電部（２）の電圧より低くなると前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータ（１１）に前記直流バス（３０）の電圧を昇圧させて前記蓄電部（２）に充電させる第２制御回路（１２）と、
を有することを特徴とする電力変換システム（１）。
これによれば、直流バス（３０）の残留電荷を速やかに除去することができる。
【符号の説明】
【００６７】
１  電力変換システム、  Ｃ１  第１コンデンサ、  Ｍ１  第１スイッチング素子、  Ｔ１  トランス、  Ｌ１  第１インダクタ、  ２  蓄電部、  Ｃ２  第２コンデンサ、  Ｍ２  第２スイッチング素子、  Ｌ２  第２インダクタ、  ３  系統、  Ｃ３  第３コンデンサ、  Ｍ３  第３スイッチング素子、  ４  太陽電池、  Ｃ４  第４コンデンサ、  Ｍ４  第４スイッチング素子、  Ｃ５  第５コンデンサ、  Ｍ５  第５スイッチング素子、  Ｍ６  第６スイッチング素子、  Ｍ７  第７スイッチング素子、  Ｍ８  第８スイッチング素子、  Ｍ９  第９スイッチング素子、  １０  第１電力変換装置、  Ｍ１０  第１０スイッチング素子、  １１  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  １２  コンバータ制御回路、  ２０  第２電力変換装置、  ２１  インバータ、  ２２  インバータ制御回路、  ２３  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２４  コンバータ制御回路、  ３０  直流バス、  １１１  第１ブリッジ回路、  １１２  第２ブリッジ回路、  １１３  昇降圧回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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