(57)【要約】【課題】追加のコストを掛けずに、プログラムによりゼロクロスのタイミングで加熱動作を行なうことが可能な電磁誘導加熱装置を提供する。【解決手段】本発明の電磁誘導加熱装置は、インバータ１１の自励発振の発生タイミングを測定するトリガ検出回路３１と、トリガ検出回路３１からの測定結果を受けて、交流電源１からの交流のゼロクロス毎に起動する第２タイマ５１Ｂをゼロクロスタイミング生成手段５１で生成し、第２タイマ５１Ｂの起動に同期して、スイッチング素子９のオン・オフ動作をインバータ発振制御手段５２で制御する制御回路１５と、を備えている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換する電源と、スイッチング手段を備えたインバータと、前記インバータに接続する加熱手段と、を備え、
前記スイッチング手段のオン・オフ動作により、前記電源からの直流を前記加熱手段に断続的に印加して、負荷を電磁誘導加熱する電磁誘導加熱装置において、
前記インバータの自励発振の発生タイミングを測定する測定手段と、
前記測定手段からの測定結果を受けて、前記交流のゼロクロス毎に起動するタイマを生成し、当該タイマの起動に同期して前記スイッチング手段のオン・オフ動作を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
前記インバータは、単独の前記スイッチング手段を備えたシングルエンド形式のインバータであり、
前記制御手段は、前記交流の半周期毎に、その全期間に渡って前記スイッチング手段をオン・オフ動作させるか否かを判断することで、前記加熱手段の通電率制御を行なう構成としたことを特徴とする請求項１記載の電磁誘導加熱装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記交流のゼロクロスのタイミングで、前記加熱手段の通電を開始する構成としたことを特徴とする請求項２記載の電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
前記加熱手段の消費電力を検出する電力検出手段を備え、
前記制御手段は、前記電力検出手段で検出した消費電力が設定した値になるように、前記交流の半周期毎に、その全期間に渡って前記スイッチング手段をオン・オフ動作させるか否かを判断することで、前記加熱手段の通電率制御を行なう構成としたことを特徴とする請求項２または３記載の電磁誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、加熱手段から発生する交番磁界により負荷を加熱する電磁誘導加熱装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術として、例えば特許文献１には、図７に示す電磁誘導加熱装置が開示されている。同図において、１は電磁誘導加熱装置に交流電力を供給する例えば商用電源などの交流電源であり、２はダイオードブリッジ３と、チョークコイル４と、平滑コンデンサ５とからなる整流平滑回路である。交流電源１から供給される交流は整流平滑回路２により整流平滑されるため、この交流電源１に接続される整流平滑回路２は、交流を直流に変換する直流電源とみなすことができる。
【０００３】
７は、被加熱負荷として例えば定着装置のヒートローラ（図示せず）を、交番磁界により電磁誘導加熱するための加熱コイルである。この加熱コイル７には共振コンデンサ８が並列に接続され、加熱手段７と共振コンデンサ８とによるＬＣ共振回路が形成される。９はフライホイールダイオードを内蔵したＩＧＢＴからなるスイッチング素子であり、これらの共振コンデンサ８とスイッチング素子９とにより、整流平滑回路２に接続するインバータ１１が構成される。
【０００４】
１５は、加熱手段となる加熱コイル７に交番磁界を発生させるために、スイッチング素子９にパルス駆動信号を送出して、スイッチング素子９をオン・オフ動作させるマイクロコンピュータからなる制御回路である。制御回路１５は、予め記憶された制御シーケンスや外部入力信号などに従い、スイッチング素子９をオン動作させる所定の周期及び幅のパルス駆動信号を与え、スイッチング素子９のオン・オフ動作を制御するものである。そして、このスイッチング素子９のオン・オフ動作に伴い、整流平滑回路２で整流平滑された直流電圧が加熱コイル７に断続的に印加され、加熱コイル７を流れる高周波電流によって加熱コイル７から交番磁界が発生して、被加熱負荷への加熱動作が行われる構成となっている。
【０００５】
２１は、交流電源１から供給される交流電圧の値がゼロとなるゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段である。このゼロクロス検知手段２１は、交流電源１に電圧降下用の抵抗器２２を介して接続され、交流電源１の交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ２３と、ダイオードブリッジ２３で全波整流された電圧がゼロになるタイミング、すなわちゼロクロスのタイミングを、電気的に絶縁して制御回路１５に伝達するフォトカプラ２４とから構成されている。
【０００６】
２５は、加熱コイル７の消費電力を検出する電力検出回路であり、これは整流平滑回路２への入力電圧と入力電流を検知し、これらを掛け算して得た値から消費電力を検出するように構成されている。
【０００７】
そして、ここでの制御回路１５は、ゼロクロス検知手段２１からのゼロクロス検知信号を受けて、ゼロクロスのタイミングに合せてスイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力を開始することで、加熱コイル７を含む共振回路の発振を開始させる。すなわち、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力が開始されることで、パルス駆動信号と同じタイミングで、整流平滑回路２からの直流がパルスとして加熱コイル７へ断続的に印加される。
【０００８】
また制御回路１５は、電力検出回路２５で検出した消費電力が設定した値になるように、交流電源１からの交流電圧の半周期毎に、加熱コイル７の通電率制御を行なう。つまり加熱コイル７への供給電力は、制御回路１５によって、ゼロクロスに同期して交流電圧の半周期毎に調節される。具体的には、加熱コイル７への供給電力は、スイッチング素子９にパルス駆動信号が繰り返し供給される通電時間の割合である通電率、すなわちスイッチング素子９がオン・オフ動作されるのに同期して、加熱コイル７に高周波電流が供給される加熱コイル７の通電率を、交流電圧の半周期ごとに制御することで調節される。
【０００９】
ここで、加熱コイル７の通電率とは、交流電圧の一つの半周期に対する加熱コイル７へ高周波電流を供給する時間の割合をいう。例えば、交流電圧の周波数が50Ｈｚのときにその半周期は10ミリ秒であるので、通電率を50％とすると、加熱コイル７へ高周波電流を供給する時間は、交流電圧の半周期ごとに５ミリ秒となる。したがって、交流電圧の半周期の全範囲にわたってパルス駆動信号を繰り返し送ったとき、すなわち加熱コイル７の通電率が100％のときに加熱コイル７への供給電力が600Ｗとなる場合に、通電率を50％にすると、半周期ごとにゼロクロスから５ミリ秒の間だけパルス駆動信号が繰り返し送られ、加熱コイル７への供給電力は300Ｗとなる。
【００１０】
なお、従来の電磁誘導加熱装置は、加熱コイル７へ高周波電流を供給するために、回路構成が簡単で部品点数の少ないシングルエンド形式の共振形高周波インバータ１１を用いている。シングルエンド形式の共振形高周波インバータ１１は、単一のスイッチング素子９を使用したものであり、コストが安いことから多用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００９−２９５３９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記の電磁誘導加熱装置では、交流電源１からの交流電圧の波高値が高いタイミングで、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力を開始すると、スイッチング素子９の動作前に平滑コンデンサ５に蓄えられた電荷と、整流平滑回路２からの電力が同時に印加されて、スイッチング素子９に大きな電流負荷がかかり、製品寿命を縮める原因となる。そこで、図７に示すようなゼロクロス検知手段２１を使用して、交流電圧の波高値がゼロ付近のときに、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力を開始して、被加熱負荷への加熱動作を行なっていたが、ゼロクロス検知回路２１を導入することで、コストが余計にかかる問題を生じていた。
【００１３】
また、特許文献１に記載されるように、シングルエンド形式のインバータ１１は、加熱コイル７の消費電力が小さい領域での制御が難しく、消費電力の設定範囲の下限を拡げようとすると、スイッチング素子９に過大な電流が流れることとなり限度があった。したがって、シングルエンド形式のインバータ１１を備えた従来の電磁誘導加熱装置を、例えば複写機のトナー定着用の熱源として用いた場合には、消費電力が小さい領域における消費電力の制御が難しいために、トナーを定着した画像にムラが生じることとなり不都合であった。一方、ハーフブリッジ形式のインバータは、小さな消費電力においても安定した制御が可能であるが、複数のスイッチング素子を用いるためにコストが高くなる欠点があった。
【００１４】
そこで、特許文献１では解決策として、ゼロクロスを起点として半周期毎に加熱コイル７の通電率を制御する考えが提案されたが、半周期の残り時間以内に加熱コイル７の通電を停止してソフトストップを行なうときに突入電流が大きく、異音が発生する問題があった。
【００１５】
本発明は上記問題点に鑑み、追加のコストを掛けずに、プログラムによりゼロクロスのタイミングで加熱動作を行なうことが可能な電磁誘導加熱装置を提供することを第１の目的とする。
【００１６】
また、本発明の第２の目的は、シングルエンド形式のインバータを用いて、消費電力が小さい領域においても、加熱コイルの消費電力を安定して制御することができ、異音の発生しない電磁誘導加熱装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の電磁誘導加熱装置は、交流を直流に変換する電源と、スイッチング手段を備えたインバータと、前記インバータに接続する加熱手段と、を備え、前記スイッチング手段のオン・オフ動作により、前記電源からの直流を前記加熱手段に断続的に印加して、負荷を電磁誘導加熱する電磁誘導加熱装置において、前記インバータの自励発振の発生タイミングを測定する測定手段と、前記測定手段からの測定結果を受けて、前記交流のゼロクロス毎に起動するタイマを生成し、当該タイマの起動に同期して前記スイッチング手段のオン・オフ動作を制御する制御手段と、を備えて構成される。
【発明の効果】
【００１８】
請求項１の発明によれば、交流のゼロクロス付近でインバータの自励発振が発生したタイミングを、測定手段の測定結果から制御手段に取り込み、交流のゼロクロス毎に起動するタイマを制御手段で生成することにより、ゼロクロスのタイミングに同期してスイッチング手段のオン・オフ動作、ひいては負荷の加熱動作を、ゼロクロス検知回路を用いることなく、追加のコストを掛けずにプログラムで行なうことが可能になる。
【００１９】
請求項２の発明によれば、交流の半周期という非常に短いサイクルを基本単位として、半周期毎にその全期間に渡ってスイッチング手段をオン・オフ動作させるか否かを判断して、加熱手段の通電率制御を行なうため、ハーフブリッジ形式のインバータのように小電力で連続通電しているのと等価にすることが可能となり、シングルエンド形式のインバータを用いて、消費電力が小さい領域においても、加熱コイルへの供給電力を安定して制御することが可能となる。
【００２０】
請求項３の発明によれば、交流のゼロクロスのタイミングで、インバータの発振が開始するので、スイッチング手段のオン・オフ動作開始時における物理的や電気的なショックがない。また、スイッチング手段のオン・オフ動作の開始だけでなく、オン・オフ動作の終了を交流のゼロクロスと同期させることができ、異音の発生しない電磁誘導加熱装置を提供できる。
【００２１】
請求項４の発明によれば、加熱手段の消費電力が所定の値になるように加熱手段の通電率制御を行うため、消費電力が小さい領域においても、消費電力を所定の値に維持することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第一実施形態における電磁誘導加熱装置の回路図である。
【図２】同上、ゼロクロスタイミング生成手段の動作手順を示すフローチャートである。
【図３】同上、電磁誘導加熱装置の動作開始直後における各部の波形図である。
【図４】同上、図２において、電源電圧のゼロクロス付近を拡大して示した各部の波形図である。
【図５】同上、電源電圧のゼロクロスを検出した後の各部の波形図である。
【図６】本発明の第二実施形態における電磁誘導加熱装置の回路図である。
【図７】従来の電磁誘導加熱装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の好ましい電磁誘導加熱装置の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。なお、従来例として図７に示した構成と同一部分には同一符号を付し、共通する部分の説明は極力省略する。
【実施例１】
【００２４】
図１〜図５は、本発明の第一実施形態における定着装置に組み込まれた複写機用の電磁誘導加熱装置を示している。回路構成を示す図１において、本実施形態の電磁誘導加熱装置を構成するインバータ１１はシングルエンド形式のものであり、電磁誘導加熱装置に電力を供給する交流電源１、交流電源１から供給される交流電圧を、整流回路となるダイオードブリッジ３と、平滑回路となるチョークコイル４及び平滑コンデンサとにより整流平滑する電源としての整流平滑回路２、被加熱負荷を誘導加熱するための加熱手段としての加熱コイル７、加熱コイル７と共に共振回路を構成する共振コンデンサ８、スイッチング手段を構成する単一のスイッチング素子９、スイッチング素子９のオン・オフ動作を制御する制御回路１５、及び加熱コイル７の消費電力を検出する電力検出回路２５については、従来例と同様である。制御回路１５は、従来例で示したマイクロコンピュータ（マイコン）の他、所定の制御シーケンスを組み込んだＡＳＩＣにより構成してもよい。
【００２５】
本実施形態では、従来例で示したゼロクロス検知手段２１に代わり、インバータ１１の発振タイミングに同期してトリガ信号を出力するトリガ検出回路３１が設けられる。このトリガ検出回路３１は、加熱コイル７に高周波電流が流れていると、この高周波電流に同期したトリガ信号を制御回路１５に出力するもので、交流電源１からの交流電圧がゼロクロス付近で加熱コイル７の電流がゼロ近辺になり、インバータ１１が自励発振の状態になると、一時的にトリガ信号が出力されなくなる。
【００２６】
上記電力検出回路２５やトリガ検出回路３１の他に、制御回路１５には、ドライブ回路３３、不揮発性メモリとしてのＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）３４、各種安全回路３５、及びインターフェイス回路３６が各々接続される。また図１において、４１は交流電源１のコンセント（図示せず）に着脱可能な電磁誘導加熱装置の電源プラグ、４２はダイオードブリッジ３の入力側に接続する保護回路、４３はダイオードブリッジ３の整流出力から例えば20Ｖや５Ｖの直流動作電圧を生成して、電磁誘導加熱装置の各部に供給する電源回路である。保護回路４２は、過電流保護用のヒューズ４４、過電圧保護用のバリスタ４５、及びバリスタ４５に並列接続されるコンデンサ４６により構成される。
【００２７】
ドライブ回路３３は、制御回路１５からの例えば20〜40ｋＨｚのパルス制御信号を受けて、スイッチング素子９がオン・オフ動作し得るパルス駆動信号を、スイッチング素子９の制御端子（ゲート）に生成出力するもので、ここでのパルス制御信号とパルス駆動信号は実質的に同一の信号と見ることができる。
【００２８】
記憶手段としてのＥＥＰＲＯＭ３４は、各種の設定値や、制御回路１５を後述するゼロクロスタイミング生成手段５１やインバータ発振制御手段５２として機能させるためのプログラムなどを記録保持するものである。なお、ＥＥＰＲＯＭ３４以外の各種の記憶手段を代わりに用いてもよい。
【００２９】
各種安全回路３５は、例えば定着装置のヒートローラが、意図しない温度以上に加熱されたときに、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の供給を強制的に停止させる強制停止信号を、制御回路１５に送出する機能などを備える。それ以外に各種安全回路３５は、電磁誘導加熱装置の安全性を高める機能を具備してもよい。
【００３０】
インターフェイス回路３６は、図示しない定着装置との間で様々な信号のやり取りを行なうもので、ここでは制御回路１５からの出力信号OUTPUTが、第１フォトカプラ３７Ａにより電気的に絶縁された状態で定着装置に送出される一方で、定着装置からの入力信号INPUTが、別な第２フォトカプラ３７Ｂにより電気的に絶縁された状態で制御回路１５に取り込まれる。ここでの入力信号INPUTは、加熱コイル７の消費電力を設定する電力設定信号などが含まれる。
【００３１】
制御回路１５は、何れもＥＥＰＲＯＭ３４から読み取ったプログラムを実行することで機能するゼロクロスタイミング生成手段５１と、インバータ発振制御手段５２と、を主な構成としている。ゼロクロスタイミング生成手段５１は、トリガ検出回路３１で検出されたインバータ１１の自励発振の発生タイミングを、トリガ検出回路３１からの測定結果としてその都度取り込み、そこから交流電源１の交流電圧のゼロクロス毎に起動するタイマを、制御回路１５の内部で生成するものであり、ここでは２つのタイマ、すなわちインバータ１１の自励発振が発生する毎に、次の自励発振が発生するまでの周期（時間）を計測する第１タイマ５１Ａと、第１タイマ５１Ａで計測された自励発振の複数回の周期の平均値が、交流電圧のゼロクロス付近の周期としてセットされると、そのセットされた周期毎に起動する第２タイマ５１Ｂと、を各々内蔵している。
【００３２】
またインバータ発振制御手段５２は、第２タイマ５１Ｂが起動するのに同期して、スイッチング素子９のオン・オフ動作が行われるように、スイッチング素子９のゲートに適切なパルス駆動信号を送出するものである。特に本実施形態のインバータ発振制御手段５２は、電力検出回路２５で検出した消費電力が、定着装置からの電力設定信号に対応した設定した値になるように、交流電源１からの交流電圧の半周期毎に、その全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断することで、加熱コイル７の通電率制御を行なう構成となっている。したがって、ここでの加熱コイル７の通電率とは、交流電圧の複数の半周期に対する加熱コイル７へ高周波電流を供給する時間の割合となり、交流電圧の半周期を基本単位として、加熱コイル７の通電率が可変調節される。
【００３３】
そしてインバータ発振制御手段５２は、スイッチング素子９をオン・オフ動作させると判断した場合に、第２タイマ５１Ｂが起動する言わば交流電圧のゼロクロスのタイミングで、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力を開始し、スイッチング素子９をオン・オフ動作させないと判断するまで、交流電圧の半周期の全期間に渡って、スイッチング素子９にパルス駆動信号を繰り返し出力する一方で、スイッチング素子９をオン・オフ動作させないと判断したら、第２タイマ５１が再起動するタイミングで、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力を停止する構成を備えている。
【００３４】
次に、上記構成について、その作用を図２のフローチャートや図３〜図５の波形図を参照しながら説明する。図３及び図４は何れも電磁誘導加熱装置の開始直後において、上段から交流電源１からの交流電圧波形、ダイオードブリッジ３からの全波整流波形、加熱コイル７の電流波形、スイッチング素子９の両端電圧波形、及びトリガ検出回路３１からの出力信号波形の時間変化をそれぞれ示している。また、図５は交流電源１からの交流電圧波形（図中「電源電圧」）と、スイッチング素子９のゲート電圧波形（図中「ＩＧＢＴゲート電圧」）の時間変化を示している。例として、各図に示す交流電圧の周波数は50Ｈｚ、すなわち交流電圧の半周期は10ミリ秒とする。
【００３５】
交流電源１からの正弦波状の交流電圧が電源である整流平滑回路２に投入されると、整流平滑回路２はその交流電圧を整流平滑して、インバータ１１への直流電圧に変換出力する。また、電源回路４３は電磁誘導加熱装置の各部の直流動作電圧を供給する。
【００３６】
ここで定着装置からの入力信号として、インターフェイス回路３６を通して制御回路１５に電磁誘導加熱装置の開始信号が送出されると、制御回路１５のゼロクロスタイミング生成手段５１が起動して、交流電圧のゼロクロスの周期を第２タイマ５１Ｂにセットするための初期動作が開始する。これを受けて、制御回路１５からのパルス制御信号により、ドライブ回路３３からスイッチング素子９のゲートにパルス駆動信号が与えられると、スイッチング素子９がオン・オフを繰り返して、加熱コイル７と共振コンデンサ８からなる並列回路に直流電圧が断続的に印加され、インバータ１１が発振して、加熱コイル７に図３や図４に示すようなピーク値が正弦波状に変化する高周波電流が流れる。それにより、加熱コイル７から交番磁界が発生して、負荷である定着装置のヒートローラに渦電流が発生し、ヒートローラが電磁誘導加熱される。
【００３７】
また、発振中のインバータ１１内では、スイッチング素子９により加熱コイル７を流れる電流が断続されるため、スイッチング素子９のオン時に交流電圧に相応する電流が加熱コイル７に流れる。また、インバータ１１が発振しているときには、スイッチング素子９のオフ時に加熱コイル７の電流に相応した共振電圧がスイッチング素子９の両端間に発生する。このときトリガ検出回路３１は、スイッチング素子９の両端間に発生する電圧から、インバータ１１の発振タイミングを取るためのパルス波形をトリガ信号として制御回路１５に送り出す。
【００３８】
こうして、スイッチング素子９のオン・オフ動作に伴うインバータ１１の発振に同期して、トリガ検出回路３１から制御回路１５にトリガ信号が出力されると、制御回路１５はこのトリガ信号でタイミングを取りつつ、所定の幅と周波数のパルス制御信号を発振信号としてドライブ回路３３に送出する。つまり制御回路１５は、ヒートローラを加熱する際に、トリガ検出回路３１からのトリガ信号を利用して電磁誘導加熱の制御を行なう。
【００３９】
一方、交流電源１からの交流電圧のゼロクロス付近では、加熱コイル７に流れる電流が少なくなり、トリガ検出回路３１はトリガ信号の出力ができなくなる。このため、トリガ信号が一定期間検出されない間は、トリガ信号が無くてもインバータ１１が発振する自励発振の状態となる。本実施形態のトリガ検出回路３１は、インバータ１１の自励発振が発生したのを検出測定する測定手段としての機能も有している。
【００４０】
図２は、ゼロクロスタイミング生成手段５１の動作手順をフローチャートで示したものである。同図において、ゼロクロスタイミング生成手段５１を起動した状態でインバータ１１を発振させて、トリガ検出回路３１からのトリガ信号が一時的に出力されなくなると、ゼロクロスタイミング生成手段５１はステップＳ１で、そのタイミングが前回の自励発振の発生タイミングから第１時間である12ｍｓ以上を経過したか否かを判別する。ここで、ゼロクロスタイミング生成手段５１を起動してから、最初に自励発振が発生した場合は、トリガ検出回路３１からトリガ信号が出力されなくなるタイミングと前回の自励発振の発生タイミングが第１時間以上経過しているので、最初の自励発振の発生であると判断して、ステップＳ２〜ステップＳ５の各手順に進む。それ以外の場合は、ステップＳ１１〜ステップＳ２１の各手順に進む。
【００４１】
ステップＳ２において、ゼロクロスタイミング生成手段５１は、インバータ１１の自励発振の間隔を計測する自励間隔カウンタをリセットし、次のステップＳ３で第１タイマ５１Ａを停止させ、その後で第１タイマ５１Ａを開始して、第１タイマ５１Ａのカウントをリセットした状態から開始させる。そしてゼロクロスタイミング生成手段５１は、ステップＳ４で別な周期カウント回数をリセットし、さらにステップＳ５で取得した周期をリセットして、次にゼロクロス検出手段３１からトリガ信号が出力されなくなるのを待機する。このように本実施形態では、ゼロクロスタイミング生成手段５１を起動してから、最初にインバータ１１の自励発振が発生したのをトリガ検出回路３１で検出し、ゼロクロスタイミング生成手段５１で判断したら、第１タイマ５１Ａが起動してカウント開始するようになっている。
【００４２】
その後、前回の自励発振の発生から12ｍｓ未満の間隔で、再びゼロクロス検出手段３１からトリガ信号が出力されなくなると、ゼロクロスタイミング生成手段５１はステップＳ１１において、そのタイミングが前回の自励発振の発生タイミングから第２時間である７ｍｓ以上を経過したか否かを判別する。
【００４３】
ここでもし７ｍｓ以上経過していれば、ゼロクロスタイミング生成手段５１は再びインバータ１１の自励発振が発生したと判断してステップＳ１２に移行し、自励間隔カウンタをリセットして、次のステップＳ１３で第１タイマ５１Ａを停止させる。そして、続くステップＳ１４において、それまで第１タイマ５１Ａがカウントした値、すなわち前回の自励発振の発生タイミングから今回の自励発振の発生タイミングまでの周期を取得する。さらにステップＳ１５において、第１タイマ５１Ａのカウントをリセットした状態から開始させ、次のステップＳ１６で、周期カウント回数の数を１増加させた後、その周期カウントの回数が、予め設定した数（＝ｎ）以上であるか否かをステップＳ１７で判別する。なお、ステップＳ１４で取得した周期や、ステップＳ１６でインクリメントされた周期カウント回数の値は、何れもＥＥＰＲＯＭ３４に記憶される。
【００４４】
一方、前記ステップＳ１１で７ｍｓ以上経過していなければ、ゼロクロスタイミング生成手段５１はインバータ１１の自励発振以外の要因であると判断して、ステップＳ１２〜ステップＳ２１の各手順を行なうことなく、次にゼロクロス検出手段３１からトリガ信号が出力されなくなるのを待機する。
【００４５】
前記ステップＳ１７において、周期カウントの回数がｎ未満であれば、次にゼロクロス検出手段３１からトリガ信号が出力されなくなるのを待機する。その後、前回の自励発振の発生から７ｍｓ以上〜12ｍｓ未満の間隔で、再びゼロクロス検出手段３１からトリガ信号が出力されなくなると、ゼロクロスタイミング生成手段５１はそれがインバータ１１の自励発振によるものと判断して、ステップＳ１２〜ステップＳ１７の各手順を繰り返し行なう。そしてステップＳ１７において、周期カウントの回数がｎ以上に達すると、ステップＳ１８に移行して、それまで取得したｎ回分の周期の平均値を、交流電圧のゼロクロス付近の周期として計算し、ステップＳ１９でその値を第２タイマ５１Ｂのカウンタにセットする。この後にゼロクロスタイミング生成手段５１は、ステップＳ２０で第２タイマ５１Ｂを停止させ、次のステップＳ２１で第２タイマ５１Ｂを開始して、第２タイマ５１Ｂを起動させることにより、交流電圧のゼロクロス毎に再起動する第２タイマ５１Ｂを完成させる。
【００４６】
こうして本実施形態のゼロクロスタイミング生成手段５１は、インバータ１１の自励発振が発生する毎に、第１タイマ５１Ａでそれまでカウントされた値を取得して、第１タイマ５１Ａを再起動させ、この動作を複数回繰り返し行なうことにより、第１タイマ５１Ａからその都度取得した値の平均を、交流電圧のゼロクロス付近の周期として第２タイマ５１Ｂにセットする。そして、この第２タイマ５１Ｂを起動することで、交流電圧のゼロクロス毎に再起動する第２タイマ５１Ｂを、従来のようなゼロクロス検知手段２１を設けることなく、追加のコストがかからないプログラムにより生成できる。
【００４７】
なお上記一連の手順で、第１時間は第２時間よりも大きく、その値は交流電圧の周波数やインバータ１１の自励発振の持続時間などを考慮して適宜設定すればよい。また、交流電圧の周波数が途中で変動した場合でも、正しく交流電圧のゼロクロス毎に第２タイマ５１Ｂを起動できるように、インバータ１１の発振中にゼロクロスタイミング生成手段５１を所定時間毎に起動させ、上述した一連の手順をその都度行なわせてもよい。
【００４８】
次に、上述の第２タイマ５１Ｂを利用したインバータ発振制御手段５２の動作について、図５を参照して説明する。
【００４９】
ゼロクロスタイミング生成手段５１によって、交流電圧のゼロクロス毎に起動する第２タイマ５１Ｂが生成されると、インバータ発振制御手段５２は、電力検出回路２５で検出した消費電力が、定着装置からの電力設定信号に対応した設定した値になるように、交流電源１からの交流電圧の半周期毎に、加熱コイル７の通電率に応じてスイッチング素子９のゲート出力を制御するために、その半周期の全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断する。ここでもし、スイッチング素子９をオン・オフ動作させると判断した場合は、第２タイマ５１Ｂが起動するタイミングで、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力を開始することで、加熱コイル７を含む共振回路の発振を開始させる。すなわち、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力が開始されることで、これと同じタイミングで整流平滑回路２により交流から変換された直流がパルスとして加熱コイル５へ印加される。
【００５０】
図５に示すように、スイッチング素子９のオン・オフ動作開始タイミングｔ１は、スイッチング素子９のターンオン時の短絡エネルギーが最小となる交流電圧のゼロクロスとなるため、スイッチング素子９のオン・オフ動作開始時における騒音を低減し、スイッチング損失を低減することができる。すなわち、ゼロクロスのタイミング以外でパルス駆動信号の出力を開始した場合は、スイッチング素子９の動作前に平滑コンデンサ５に蓄えられた電荷と交流電源１からの電力とが同時に印加されてスイッチング素子９に大きな電流が流れるため、騒音（ノイズ）やスイッチング損失が大きく、スイッチング素子９を破損する可能性もあるが、ゼロクロスのタイミングでパルス駆動信号の出力を開始した場合はそのようなことはない。
【００５１】
なお、スイッチング素子９へのパルス駆動信号の出力開始時に、そのパルス駆動信号の幅を通常時より狭い2.5マイクロ秒程度とし、その後、通常時の５マイクロ秒程度まで徐々に広くする、いわゆるソフトスタートと組み合わせることにより、さらに効果的にスイッチング素子９のオン・オフ動作開始タイミングにおけるノイズを低減し、スイッチング損失を低減することができる。
【００５２】
また本実施形態では、スイッチング素子９をオン・オフ動作させる加熱コイル７の通電期間Ａと、スイッチング素子９をオン・オフ動作させない加熱コイル７の非通電期間Ｂが、何れも交流電圧の半周期の全期間に渡って継続する。そのため、スイッチング素子９のオン・オフ動作開始タイミングｔ１のみならず、スイッチング素子９のオン・オフ動作終了タイミングｔ２も、交流電圧のゼロクロスに同期し、加熱コイル７の通電を停止する際の異音の発生も防止できる。
【００５３】
加熱コイル７への供給電力は、制御回路１５によって、ゼロクロスに同期して交流電圧の半周期毎に、その半周期の全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断することで調節される。したがって、ここでの加熱コイル７の通電率は、交流電圧における複数の半周期、すなわち複数のゼロクロス周期Ｓに対する加熱コイル７の通電期間Ａの割合となる。
【００５４】
例えば、交流電圧の周波数が50Ｈｚのときにその半周期であるゼロクロス周期は10ミリ秒であり、複数（この例では３つ）のゼロクロス周期Ｓの全範囲にわたってパルス駆動信号を繰り返し送ったとき、すなわち加熱コイル７の通電率が100％のときに加熱コイル７への供給電力が600Ｗとなる場合に、その中でインバータ発振制御手段５２が２つのゼロクロス周期の全範囲にわたって加熱コイル７の通電期間Ａを設定し、１つのゼロクロス周期の全範囲にわたって加熱コイル７の非通電期間Ｂを設定したとすると、加熱コイル７の通電率は100×２／３％となって、加熱コイル７への供給電力は平均で400Ｗに制御される。
【００５５】
このように本実施形態においては、交流電源１からの交流電圧の半周期ごとに、その全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断することで、加熱コイル７の通電率を制御して加熱コイル７への供給電力を調節するため、加熱コイル５への供給電力を小さくする際に、スイッチング素子９をオン動作させるパルス駆動信号の幅を狭くする必要がない。したがって、スイッチング素子９の両端間電圧であるエミッタ−コレクタ間の電圧がゼロ値になったタイミングで、確実に次のパルス駆動信号を供給することができ、スイッチング素子９のエミッタ−コレクタ間に過大な電流が流れることが防止される。
【００５６】
また、交流電圧の半周期ごとという非常に短いサイクルで、半周期毎にその全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断して、加熱コイル７の通電率を制御するので、通電率を小さくした場合には、恰もハーフブリッジ形式のインバータのごとく小電力で連続通電している場合と等価になる。したがって、シングルエンド形式の共振形高周波インバータ１１を用いているにも拘らず、消費電力が小さい領域においても、加熱コイル７への供給電力を安定して制御できる。
【００５７】
本実施形態において、加熱コイル７への供給電力は、電力検出回路２５により検出された電力に基づいて、インバータ発振制御手段５２によりフィードバック制御されることによって、目標となる電力設定信号に応じた設定値に保たれる。ここでの供給電力は、上述のとおり、スイッチング素子９へ印加されるパルス駆動信号の通電率を調節することによって制御される。
【００５８】
通電期間Ａの終了時には、スイッチング素子９へ印加されるパルス駆動信号をいきなり止めるのではなく、制御回路１５によって、パルス駆動信号の幅を徐々に狭くすることによって終了する。これにより、終了時の騒音がさらに防止される。
【００５９】
以上のように、本実施形態の電磁誘導加熱装置は、交流電圧を直流電圧に変換する電源としての交流電源１と、スイッチング手段となるスイッチング素子９を備えたインバータ１１と、インバータ１１の共振コンデンサ８と並列に接続して、その共振コンデンサ８と共振回路を構成する加熱手段としての加熱コイル７と、を備え、スイッチング素子９のオン・オフ動作により、交流電源１からの直流を加熱コイル７に断続的に印加して、負荷である例えば定着装置のヒートローラを電磁誘導加熱する構成を有し、ここでは特にインバータ１１の自励発振の発生タイミングを測定する測定手段としてのトリガ検出回路３１と、トリガ検出回路３１からの測定結果を受けて、交流電源１からの交流電圧のゼロクロス毎に起動するタイマとして、ゼロクロスタイミング生成手段５１により第２タイマ５１Ｂを生成し、当該第２タイマ５１Ｂの起動に同期して、スイッチング素子９のオン・オフ動作をインバータ発振制御手段５２により制御する制御手段としての制御回路１５と、を備えている。
【００６０】
この場合、交流電源１からの交流電圧のゼロクロス付近で、インバータ１１の自励発振が発生したタイミングを、トリガ検出回路３１の測定結果から制御回路１５に取り込み、交流電圧のゼロクロス毎に起動する第２タイマ５１Ｂを制御回路１５で生成することにより、ゼロクロスのタイミングに同期してスイッチング素子９のオン・オフ動作、ひいては負荷であるヒートローラの加熱動作を、従来のゼロクロス検知回路２１を用いることなく、追加のコストを掛けずにプログラムで行なうことが可能になる。
【００６１】
また、本実施形態のインバータ１１は、単独のスイッチング素子７を備えたシングルエンド形式のインバータ１１であり、制御回路１５は、交流電源１からの交流電圧の半周期毎に、その全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断することで、加熱コイル７の通電率制御を行なう構成としている。
【００６２】
この場合、交流電圧の半周期という非常に短いサイクルを基本単位として、半周期毎にその全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断して、加熱コイル７の通電率制御を行なうため、恰もハーフブリッジ形式のインバータのように小電力で連続通電しているのと等価にすることが可能となり、シングルエンド形式のインバータ１１を用いて、消費電力が小さい領域においても、加熱コイル７への供給電力を安定して制御することが可能となる。
【００６３】
また、本実施形態の制御回路１５は、交流電圧のゼロクロスのタイミングで、スイッチング素子９のオン・オフ動作、ひいては加熱コイル７の通電を開始する構成となっている。
【００６４】
この場合、交流電圧のゼロクロスのタイミングで、インバータ１１の発振が開始するので、スイッチング素子９のオン・オフ動作開始時における物理的や電気的なショック（騒音発生，素子破損）がない。また、スイッチング素子９のオン・オフ動作の開始だけでなく、オン・オフ動作の終了も交流電圧のゼロクロスと同期させることができ、異音の発生しない電磁誘導加熱装置を提供できる。
【００６５】
また、本実施形態の電磁誘導加熱装置は、加熱コイル７の消費電力を検出する電力検出手段としての電力検出回路２５をさらに備え、制御回路１５は、電力検出回路２５で検出した消費電力が設定した値になるように、交流電源１からの交流電圧の半周期毎に、その全期間に渡ってスイッチング素子９をオン・オフ動作させるか否かを判断することで、加熱コイル７の通電率制御を行なう構成としている。
【００６６】
この場合、加熱コイル７の消費電力が所定の値になるように加熱コイル７の通電率制御を行うため、加熱コイル７の消費電力が小さい領域においても、加熱コイル７の消費電力を所定の値に維持することが可能となる。
【実施例２】
【００６７】
図６は、本発明の第二実施形態における複写機用の電磁誘導加熱装置を示している。同図において、本実施形態では前述した電力検出回路２５を、整流平滑回路２の入力側に設けた入力電流検知回路２５Ａと、整流平滑回路２の出力側に設けた入力電圧検知回路２５Ｂとにより構成している。入力電流検知回路２５Ａは、交流電源１１からの入力電流を検知して、その電流検知信号を制御回路１５に送出するものであり、入力電圧検知回路２５Ｂは、交流電源１１からの入力電圧を検知して、その電圧検知信号を制御回路１５に送出するものである。
【００６８】
制御回路１５は第一実施形態と同様に、入力電流検知回路２５Ａからの電流検知信号と、入力電圧検知回路２５Ｂからの電圧検知信号とをそれぞれ取込んで、これらを掛け合わせた値を入力電力として計算し、この入力電力に基いて加熱コイル７への供給電力が目標となる設定値に保たれるように、インバータ１１をフィードバック制御する。特に本実施形態では、加熱コイル７への供給電力が低い低電力出力時に、交流電源１からの入力電圧が高電圧になるほど、スイッチング素子９のスイッチング時における短絡電流が大きくなって、ノイズの発生要因となる。そのため、こうしたスイッチング素子９からのノイズ発生の影響を少なくするために、制御回路１５は入力電圧検知回路２５Ｂからの電圧検知信号に応じて、加熱コイル７が出力できる供給電力の下限値をソフトウェアによって可変できる構成とする。
【００６９】
具体的には、制御回路１５のインバータ発振制御手段５２は、入力電圧検知回路２５Ｂで検出した入力電圧の値が高くなるにしたがって、加熱コイル７への供給電力の下限値が高くなるように、逆に入力電圧検知回路２５Ｂで検出した入力電圧の値が低くなるにしたがって、加熱コイル７への供給電力の下限値が低くなるように可変する。これにより、交流電源２からの入力電圧が高くなっても、スイッチング素子９の短絡電流によるノイズが発生しないような範囲に、加熱コイル７への供給電力を規定して、スイッチング素子９の短絡電流によるノイズの軽減を図ることができる。
【００７０】
また、ここでの入力電流検知回路２５Ａと入力電圧検知回路２５Ｂは、異常な入力電流や入力電圧の発生時に、制御回路１５によりインバータ１１の動作を停止させるための異常検出用としても使用される。その際に制御回路１５は、入力電流検知回路２５Ａからの電流検知信号と、入力電圧検知回路２５Ｂからの電圧検知信号を、１μ秒オーダーの短い時間で検知して取込み、リアルタイムで入力電流と入力電圧の状況を監視する構成を有する。これにより、制御回路１５がインバータ１１をフィードバック制御するのに、入力電圧の精度向上を図ることができる。また、異常の発生を素早く捕えて、インバータ１１の動作を直ちに停止させることが可能となり、異常時の検出を行なうためのサージ検知回路や瞬停検知回路を削除して、コストダウンを図ることができる。
【００７１】
また、入力電圧検知回路２５Ｂからの電圧検知信号を、制御回路１５が１μ秒のオーダーで細かく監視するのを利用して、その監視結果から入力電圧がゼロクロスとなるタイミングで、スイッチング素子９のオン・オフ動作を開始させる構成とするのが好ましい。つまり、交流電源２からの交流入力電圧を細かく監視することで、ゼロクロスのタイミングで正確にスイッチング素子９のオン・オフ動作を開始させることが可能となり、スイッチング素子９からのノイズやスイッチング損失を確実に低減できる。
【００７２】
なお、図６には示していないが、その他の構成は第一実施形態と共通とすることができ、それによる作用効果は上記実施例１で説明した通りである。また、トリガ検出回路３１からの測定結果に、入力電圧検知回路２５Ｂからの監視結果を加味して、交流電圧のゼロクロスのタイミングで、スイッチング素子９のオン・オフ動作すなわち加熱コイル７の通電を開始する構成としてもよい。
【００７３】
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更可能である。例えば、上記各実施形態で「回路」と記載されているものは、何れも『手段』と置き換えることができる。また、加熱コイル７に高周波電流を供給できるＩＧＢＴ以外のスイッチング手段を用いてもよい。
【符号の説明】
【００７４】
１  交流電源（電源）
７  加熱コイル（加熱手段）
９  スイッチング素子（スイッチング手段）
１１  インバータ
１５  制御回路（制御手段）
２５  電力検出回路（電力検出手段）
３１  トリガ検出回路（測定手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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