(57)【要約】【課題】給電コイルと受電コイルの位置関係が変動した場合であっても、駆動周波数を精度良く調整し、電力伝送効率の低下を抑制したワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システムを提供する。【解決手段】ワイヤレス受電装置にワイヤレスにて電力を伝送するワイヤレス給電装置であって、給電コイルと給電コイルに対して直列または並列に接続されたコンデンサにより共振回路が形成された給電側共振回路と、還流ダイオードを備えた複数のスイッチング素子を有し、給電側共振回路に交流電圧を供給する電源回路と、複数のスイッチング素子の動作を制御する駆動周波数の制御電圧を出力するオシレータと、制御電圧の出力波形の立ち上がりまたは立ち下がりから交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの遅延時間を検出し、遅延時間と所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間との差がゼロとなるように駆動周波数を制御する制御回路と、を備える。【選択図】図１４
2018026904.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイヤレス受電装置にワイヤレスにて電力を伝送するワイヤレス給電装置であって、
給電コイルと前記給電コイルに対して直列または並列に接続されたコンデンサにより共振回路が形成された給電側共振回路と、
還流ダイオードを備えた複数のスイッチング素子を有し、前記給電側共振回路に交流電圧を供給する電源回路と、
前記複数のスイッチング素子の動作を制御する駆動周波数の制御電圧を出力するオシレータと、
前記制御電圧の出力波形の立ち上がりまたは立ち下がりから前記交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの遅延時間を検出し、前記遅延時間と所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間との差がゼロとなるように前記駆動周波数を制御する制御回路と、
を備えることを特徴とするワイヤレス給電装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記遅延時間と前記基準遅延時間との差がゼロとなる周波数が複数存在する場合、複数の前記周波数のうち、最も高い周波数に前記駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記遅延時間と前記基準遅延時間との差がゼロとなる周波数が複数存在する場合、複数の前記周波数のうち、最も低い周波数に前記駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のワイヤレス給電装置と、
ワイヤレス受電装置と、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。
【０００３】
電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。例えば、ＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」と呼ぶ。
【０００４】
磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースにしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」と呼ぶこととする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。
【０００５】
エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷Ｒから電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。
【０００６】
ところで、磁場共振現象を利用したワイヤレス電力伝送システムおいて給電コイルと受電コイルの位置関係が変動すると電力伝送効率が低下してしまう問題があった。
【０００７】
上記問題点を解決するために、特許文献２では、所定の周波数範囲内で給電側から見たインピーダンスの値に応じて交流電力の周波数を設定することによって、給電側と受電側との結合状態が変化しても送電効率の低下を抑制する非接触電力供給装置が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国公開２００８／０２７８２６４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２３３４４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献２に開示される技術のように、給電側から見たインピーダンスを検出するには、通常給電コイルに印加される電流値を検出する必要があるが、給電コイルに印加される電流はノイズ成分を多く含むだけでなく、給電コイルと受電コイルの形状や位置関係の変動によって電流波形や電流量が大きく変わるため、常に適切な電流値を検出することは難しいという課題があった。そのため、特許文献２に開示される技術では、交流電力の周波数を精度良く調整することが難しく、最適な交流電力の周波数からずれが生じてしまうと、送電効率の低下を招いてしまう虞があった。
【００１０】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、給電コイルと受電コイルの位置関係が変動した場合であっても、駆動周波数を精度良く調整し、電力伝送効率の低下を抑制したワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るワイヤレス給電装置は、ワイヤレス受電装置にワイヤレスにて電力を伝送するワイヤレス給電装置であって、給電コイルと給電コイルに対して直列または並列に接続されたコンデンサにより共振回路が形成された給電側共振回路と、還流ダイオードを備えた複数のスイッチング素子を有し、給電側共振回路に交流電圧を供給する電源回路と、複数のスイッチング素子の動作を制御する駆動周波数の制御電圧を出力するオシレータと、制御電圧の出力波形の立ち上がりまたは立ち下がりから交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの遅延時間を検出し、遅延時間と所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間との差がゼロとなるように駆動周波数を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明によれば、制御回路が、オシレータが出力する制御電圧の出力波形の立ち上がりまたは立ち下がりから交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの遅延時間と所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間との差がゼロとなるように駆動周波数を制御している。そのため、変動の大きい電流値を用いず、オシレータが出力する制御電圧という比較的低電圧であって自律的な値を比較対象に用いることで、高精度の制御が可能となる。したがって、給電コイルと受電コイルの位置関係が変動した場合であっても、駆動周波数を精度良く調整し、電力伝送効率の低下を抑制することができる。
【００１３】
好ましくは、制御回路は、遅延時間と基準遅延時間との差がゼロとなる周波数が複数存在する場合、複数の周波数のうち、最も高い周波数に駆動周波数を制御してもよい。この場合、安定した電力供給を行うことができる。
【００１４】
好ましくは、制御回路は、遅延時間と基準遅延時間との差がゼロとなる周波数が複数存在する場合、複数の周波数のうち、最も低い周波数に駆動周波数を制御してもよい。この場合、高い電力伝送効率を得ることができる。
【００１５】
本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、上記ワイヤレス給電装置と、ワイヤレス受電装置と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、給電コイルと受電コイルの位置関係が変動した場合であっても、駆動周波数を精度良く調整し、電力伝送効率の低下を抑制することができるワイヤレス電力伝送システムを得ることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、給電コイルと受電コイルの位置関係が変動した場合であっても、駆動周波数を精度良く調整し、電力伝送効率の低下を抑制したワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】駆動周波数の自動追随機能を有しないワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。
【図２】第１〜第４のスイッチングトランジスタの電圧および電流の変化を示すタイミングチャートである。
【図３】容量性リアクタンスが優勢となったときの第２のスイッチングトランジスタのドレイン・ソース電圧の波形を示すグラフである。
【図４】誘導性リアクタンスが優勢となったときの第２のスイッチングトランジスタのドレイン・ソース電圧の波形を示すグラフである。
【図５】電源部の入力電圧を１００（Ｖ）に固定して駆動部を駆動した際の給電側共振回路に入力される交流電流と駆動周波数の関係を示すグラフである。
【図６】容量性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の第１のスイッチングトランジスタの交流電圧および交流電流の波形を示すグラフである。
【図７】誘導性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の第１のスイッチングトランジスタの交流電圧および交流電流の波形を示すグラフである。
【図８】容量性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の給電側共振回路と駆動部における電流の流れを示した図である。
【図９】誘導性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の給電側共振回路と駆動部における電流の流れを示した図である。
【図１０】駆動周波数が容量性リアクタンスとなるときの第１および第２のスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイミングチャートである。
【図１１】駆動周波数が誘導性リアクタンスとなるときの第１および第２のスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイミングチャートである。
【図１２】駆動周波数を変動させたときの遅延時間と電力伝送効率の関係を示したグラフである。
【図１３】給電コイルと受電コイルとの距離を１３０ｍｍ、１５０ｍｍ、１８０ｍｍと変動させたときの遅延時間と電力伝送効率の関係を示したグラフである。
【図１４】駆動周波数の自動追随機能を備えるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。
【図１５】制御回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。まず、最初にワイヤレス給電機能を実現するための基本構成を備えたワイヤレス電力電送システム１００について説明する。次に、駆動周波数の自動追随機能を追加したタイプのワイヤレス電力伝送システム３００について説明する。
【００１９】
図１は、駆動周波数の自動追随機能を有しないワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、電源回路２００と、オシレータ２０２と、給電側共振回路１２０と、受電側共振回路１３０と、整流回路２０５を含む。ここで、電源回路２００、オシレータ２０２、給電側共振回路１２０はワイヤレス給電装置を構成し、受電側共振回路１３０、整流回路２０５は、ワイヤレス受電装置を構成する。給電側共振回路１２０と受電側共振回路１３０の間には数十ｃｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は給電側共振回路１２０から受電側共振回路１３０に電力を送ることである。すなわち、ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置からワイヤレス受電装置にワイヤレスにて電力を伝送するものである。以下、給電側共振回路１２０や受電側共振回路１３０の共振周波数ｆｒは１５０ＫＨｚであるとして説明する。
【００２０】
給電側共振回路１２０は、給電コイルＬ１とコンデンサＣ１とが直列接続されたＬＣ共振回路である。給電コイルＬ１とコンデンサＣ１のそれぞれの値は、給電側共振回路１２０の共振周波数ｆｒが１５０ＫＨｚとなるように設定した。なお、本例においては、給電コイルＬ１にコンデンサＣ１が直列接続されているが、並列接続されていてもよく、直並列接続されていてもよい。
【００２１】
受電側共振回路１３０は、受電コイルＬ２とコンデンサＣ２が直列接続されたＬＣ共振回路である。給電コイルＬ１と受電コイルＬ２は互いに向かい合っている。給電コイルＬ１と受電コイルＬ２の距離は、１０ｃｍ〜２０ｃｍ程度である。受電側共振回路１３０の共振周波数ｆｒも１５０ＫＨｚとなるように、受電コイルＬ２とコンデンサＣ２のそれぞれの値を設定した。給電側共振回路１２０が共振周波数ｆｒにて磁界を発生させることにより、給電側共振回路１２０と受電側共振回路１３０は磁気的に共振し、受電側共振回路１３０に電力が供給される。なお、本例においては、受電コイルＬ２にコンデンサＣ２が直列接続されているが、並列接続されていてもよく、直並列接続されていてもよい。
【００２２】
電源回路２００から供給される交流電力は、給電側共振回路１２０により送電され、受電側共振回路１３０により受電され、整流回路２０５により直流電力へと変換されて、負荷ＲＬから取り出される。
【００２３】
電源回路２００は、電源部２０１と、駆動部２０３を含む。電源部２０１は、直流電力を駆動部２０３に供給する。電源部２０１としては、直流電力を出力するものであれば特に制限されず、商用交流電源を整流・平滑した直流電源、二次電池、太陽光発電した直流電源、あるいはスイッチングコンバータ等のスイッチング電源装置などが挙げられる。駆動部２０３は、複数のスイッチング素子を有している。具体的には、駆動部２０３は、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がフルブリッジ接続されて構成されている。これら第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４は、同一特性のエンハンスメントＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。ここで、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４は、それぞれ還流ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴから構成される場合は、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース間の寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１〜Ｄ４として機能させても構わない。なお、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース間の寄生ダイオードは逆回復時間が遅いため、逆回復時間の早い還流ダイオードＤ１〜Ｄ４を第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース間に取り付けても構わない。また、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４が寄生ダイオードを備えない素子から構成される場合は、還流ダイオードＤ１〜Ｄ４を取り付けることとなる。以下、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４の寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１〜Ｄ４として機能させた場合を例に説明する。
【００２４】
電源回路２００に含まれる駆動部２０３を所定の周波数（駆動周波数ｆｏ）で駆動させるためのオシレータ２０２が接続されている。オシレータ２０２は、駆動周波数ｆｏの交流の制御電圧を発生させる。具体的には、オシレータ２０２は、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート端子に接続されており、オシレータ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流の制御電圧を発生させると、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４と第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３の各ゲート端子には、制御電圧が駆動周波数ｆｏにて交互に印加される。言い換えると、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４と第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３は駆動周波数ｆｏにて交互にＯＮ（導通）・ＯＦＦ（非導通）する。つまり、オシレータ２０２は、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング動作を制御する駆動周波数ｆｏの制御電圧を出力する。これにより、電源回路２００は、電源部２０１から供給された直流電圧を駆動部２０３で駆動周波数ｆｏの交流電圧に変換し、この駆動周波数ｆｏの交流電圧を給電側共振回路１２０に供給する。そして、給電側共振回路１２０には、駆動周波数ｆｏの交流電圧に基づく交流電流が流れることとなる。
【００２５】
第１のスイッチングトランジスタＱ１のソース端子と第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン端子の接点は給電側共振回路１２０の第１入力端子（一端）と接続される。同様に、第３のスイッチングトランジスタＱ３のソース端子と第４のスイッチングトランジスタＱ４のドレイン端子との接点は給電側共振回路１２０の第２入力端子（他端）と接続される。ここで、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート・ソース間の電圧をゲート・ソース電圧ＶＧＳ１〜ＶＧＳ４と呼ぶ。また、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース間の電圧をドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１〜ＶＤＳ４と呼ぶ。また、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース間を流れる電流をドレイン・ソース電流ＩＤＳ１〜ＩＤＳ４と呼ぶ。
【００２６】
図２は、第１〜第４のスイッチングトランジスタの電圧および電流の変化を示すタイミングチャートである。時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間（以下、「第１期間」と記す）は、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４がＯＮ（導通）、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３がＯＦＦ（非導通）となる期間である。時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間（以下、「第２期間」と記す）は、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４がＯＦＦ、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３がＯＮとなる期間、時刻ｔ２〜ｔ３の期間（以下、「第３期間」と記す）は、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４がＯＮ、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３がＯＦＦとなる期間、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間（以下、「第４期間」と記す）は、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４がＯＦＦ、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３がＯＮとなる期間である。図２においては、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒは一致しており、給電側共振回路１２０と受電側共振回路１３０が共振状態にある場合の波形を示している。
【００２７】
第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４のゲート・ソース電圧ＶＧＳ１，ＶＧＳ４が所定の閾値を超えると、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４は飽和状態となる。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０に第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４がＯＮ、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３がＯＦＦとなると、給電側共振回路１２０の一端にドレイン・ソース電流ＩＤＳ１，ＩＤＳ４が流れ始める。給電側共振回路１２０が電流共振するため、ドレイン・ソース電流ＩＤＳ１，ＩＤＳ４の第１期間における電流波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。
【００２８】
第２期間の開始タイミングである時刻ｔ１に第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４がＯＦＦ、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３がＯＮとなると、ドレイン・ソース電流ＩＤＳ１，ＩＤＳ４が流れなくなり、給電側共振回路１２０の他端にドレイン・ソース電流ＩＤＳ２，ＩＤＳ３が流れ始める。
【００２９】
第１期間は第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３のＯＦＦ期間であるから、第１期間におけるＶＧＳ２，ＩＤＳ２，ＶＤＳ２の変化は、第２期間におけるＶＧＳ１，ＩＤＳ１，ＶＤＳ１の変化と同様である。第２期間は第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３のＯＮ期間であるから、第２期間におけるＶＧＳ２，ＩＤＳ２，ＶＤＳ２の変化は、第１期間におけるＶＧＳ１，ＩＤＳ１，ＶＤＳ１の変化と同様である。第３期間、第４期間以降は、第１期間、第２期間と同様の波形を繰り返す。
【００３０】
図３は、容量性リアクタンスが優勢となったときの第２のスイッチングトランジスタのドレイン・ソース電圧の波形を示すグラフである。図４は、誘導性リアクタンスが優勢となったときの第２のスイッチングトランジスタのドレイン・ソース電圧の波形を示すグラフである。図３に示されるように、容量性リアクタンスが優勢となるとドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２に大きなノイズが重畳しスイッチング動作が不安定となる。したがって、大電力伝送を行う場合、ノイズがドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２の耐圧を超えるか、あるいはゲート端子にノイズが伝送し誤動作を引き起こす等の原因によって第２のスイッチングトランジスタＱ２が破損する恐れがある。一方、図４に示されるように、誘導性リアクタンスが優勢となるとドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２へのノイズの重畳が抑制される。このため、駆動周波数ｆｏは誘導性リアクタンスとなる周波数を取ることが望ましい。なお、本例においては、第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２を用いて説明したが、第１、第３および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１，ＶＤＳ３，ＶＤＳ４についても同様である。
【００３１】
図５は、電源部の入力電圧を１００（Ｖ）に固定して駆動部を駆動した際の給電側共振回路に入力される交流電流と駆動周波数の関係を示すグラフである。なお、図５中、縦軸は入力交流電流値Ｉｉｎ（ｍＡ）を示し、横軸は駆動周波数ｆｏ（ＫＨｚ）を示す。図５に示されるように、入力交流電流値Ｉｉｎ（ｍＡ）は、共振時において最大値となり、入力電力も最大となる。具体的には、図５においては、駆動周波数ｆｏ＝１５０ＫＨｚ、すなわち駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒとなるとき、給電側共振回路１２０のインピーダンスＺは最低となり、給電側共振回路１２０は共振状態となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが一致しないとき、インピーダンスＺにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスＺも大きくなる。
【００３２】
給電側共振回路１２０に印加される交流電圧と交流電流の位相は駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒのとき一致する。ところが、駆動周波数ｆｏが容量性リアクタンスを取るときは交流電流の位相が交流電圧の位相よりも進み、駆動周波数ｆｏが誘導性リアクタンスを取るとき交流電流の位相は交流電圧の位相よりも遅れる。つまり、交流電流の位相と交流電圧の位相が一致するということは、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース電流ＩＤＳ１〜ＩＤＳ４が０（Ａ）となるタイミングで第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がスイッチング動作を行うことを意味する。逆に、駆動周波数ｆｏが容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスとなる場合、交流電流が０（Ａ）とならないタイミングで第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がスイッチング動作することとなる。
【００３３】
図６は、容量性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の第１のスイッチングトランジスタのドレイン・ソース電圧およびドレイン・ソース電流の波形を示すグラフである。図７は、誘導性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の第１のスイッチングトランジスタのドレイン・ソース電圧およびドレイン・ソース電流の波形を示すグラフである。図６に示されるように、駆動周波数ｆｏが容量性リアクタンスとなる場合、交流電流の位相が交流電圧の位相よりも進むため、第１のスイッチングトランジスタＱ１がＯＮ状態からＯＦＦ状態へスイッチング動作するタイミングでドレイン・ソース電流ＩＤＳ１は負の極性となる。一方、図７に示されるように、駆動周波数ｆｏが誘導性リアクタンスとなる場合、交流電流の位相が交流電圧の位相よりも遅れるため、第１のスイッチングトランジスタＱ１がＯＮ状態からＯＦＦ状態へスイッチング動作するタイミングでドレイン・ソース電流ＩＤＳ１は正の極性となる。
【００３４】
図８は、容量性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の給電側共振回路と駆動部における電流の流れを示した図である。第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４は、ドレイン・ソース間に寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４（還流ダイオード）を備えている。第１のスイッチングトランジスタＱ１がＯＮ状態からＯＦＦ状態へスイッチング動作を行うタイミングにおいては、交流電流が負の極性のため、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ４を通じて電流が逆流（寄生ダイオードＤ１，Ｄ４のアノードからカソードに電流が流れる）する。電流が逆流している期間は、ダイオードクランプ状態であるため、オシレータ２０２より第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４のゲート端子にＯＦＦ信号が印加されても第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１，ＶＤＳ４は変化しない。
【００３５】
図９は、誘導性リアクタンスとなる周波数で駆動部を駆動した場合の給電側共振回路と駆動部における電流の流れを示した図である。第１のスイッチングトランジスタＱ１がＯＮ状態からＯＦＦ状態へスイッチング動作を行うタイミングにおいては、交流電流が正の極性のため、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３の寄生ダイオードＤ２，Ｄ３を通じて電流が逆流（寄生ダイオードＤ２，Ｄ３のアノードからカソードに電流が流れる）する。このとき、オシレータ２０２より第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４のゲート端子にＯＦＦ信号が印加された場合、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ４に電流は逆流していないため、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１，ＶＤＳ４が電源部２０１より印加される電位まで上昇する。したがって、容量性リアクタンスの場合と誘導性リアクタンスの場合とでは、同じタイミングで第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲート端子にＯＦＦ信号が印加されても、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１の立ち上がりタイミングは同じにはならない。このことを利用して、オシレータ２０２より第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４に制御電圧を出力した時間から第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１〜ＶＤＳ４が所定の閾値電圧に到達するまでの遅延時間ＴＤ（ｎＳ）を観測することにより、給電側共振回路１２０に印加される交流電圧と交流電流の位相のズレ量を把握することが可能となることが新たに見出された。
【００３６】
図１０は、駆動周波数が容量性リアクタンスとなるときの第１および第２のスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイミングチャートである。図１１は、駆動周波数が誘導性リアクタンスとなるときの第１および第２のスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイミングチャートである。図１０に示されるように、第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲート端子にＯＦＦ信号が印加されてから、第２のスイッチングトランジスタＱ２のゲート端子にＯＮ信号が印加されて第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電流ＩＤＳ２が流れるまで第１のスイッチングトランジスタＱ１の寄生ダイオードＤ１に電流が逆流するため、第１のスイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１は上昇しない。一方、図１１に示されるように、第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲート端子にＯＦＦ信号が印加されると第１のスイッチングトランジスタＱ１は電流の逆流が起こっていないため、即座に第１のスイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１が上昇する。したがって、駆動周波数ｆｏが容量性リアクタンスとなるときよりも誘導性リアクタンスとなるときのほうがオシレータ２０２より第１のスイッチングトランジスタＱ１に制御電圧を出力した時間から第１のスイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１が所定の閾値電圧に到達するまでの遅延時間ＴＤ（ｎＳ）は短くなる。なお、図１０および図１１中、デッドタイムはフルブリッジ接続された第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４における第１および第２のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２または第３および第４のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４が同時にＯＮし、電源２０１の＋端子と−端子間に貫通電流が流れてしまうことを回避するために一定の間、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がＯＦＦしている期間である。また、図１０および図１１において、オシレータ２０２からの制御電圧が第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート端子に印加されるまでの時間や第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のＯＮ時間、ＯＦＦ時間は考慮していないものとする。
【００３７】
図１２は、駆動周波数を変動させたときの遅延時間と電力伝送効率の関係を示したグラフである。ここで、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）は、オシレータ２０２の制御電圧の立ち下がりから第４のスイッチングトランジスタＱ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４が閾値電圧に到達するまでの時間とした。図１２に示されるように、給電側共振回路１２０と受電側共振回路１３０の共振周波数ｆｒ（＝１５０ＫＨｚ）を境にして遅延時間ＴＤ（ｎＳ）の値が大きく変動している。なお、本例においては、オシレータ２０２の動作開始時において、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４はＯＮ状態、第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３はＯＦＦ状態から開始している。逆に、第１および第４のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ４をＯＦＦ状態，第２および第３のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３をＯＮ状態から開始した場合、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１〜ＶＤＳ４の位相が１８０度ずれるため、図１２と同じ結果を得るには、第４のスイッチングトランジスタＱ４ではなく、第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２に基づいた遅延時間ＴＤ（ｎＳ）とする必要がある。
【００３８】
図１３は、給電コイルと受電コイルとの距離を１３０ｍｍ、１５０ｍｍ、１８０ｍｍと変動させたときの遅延時間と電力伝送効率の関係を示したグラフである。図１３に示されるように、給電コイルＬ１と受電コイルＬ２との距離が１３０ｍｍのとき、電力伝送効率が最大となる駆動周波数ｆｏにおける遅延時間ＴＤ（ｎＳ）は４２０（ｎＳ）である。また、給電コイルＬ１と受電コイルＬ２との距離が１５０ｍｍのとき、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）が４２０（ｎＳ）となる駆動周波数ｆｏは１７７（ＫＨｚ）となり、電力伝送効率も最大となった。またさらには、給電コイルＬ１と受電コイルＬ２との距離が１８０ｍｍのとき、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）が４２０（ｎＳ）となる駆動周波数ｆｏは１７５（ＫＨｚ）となり、電力伝送効率も最大となった。したがって、基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）を電力伝送効率が最も高くなるときの遅延時間である４２０（ｎＳ）とすれば、給電コイルＬ１と受電コイルＬ２との距離が１３０ｍｍから１８０ｍｍの間で変動したとしても、常に電力伝送効率が最も高くなる周波数で駆動部２０３を駆動することができる。ここで、基準遅延時間ＴＤ１は、所望の電力伝送効率が得られるときの遅延時間とすればよい。
【００３９】
図１４は、駆動周波数の自動追随機能を備えるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム３００は、上述したワイヤレス電力伝送システム１００の「ワイヤレス給電機能」に加えて「駆動周波数ｆｏの自動追随機能」を備える。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。図１に追加する構成として、ワイヤレス電力伝送システム３００は、ワイヤレス給電装置が、第１波形整流器１４２、第２波形整流器１４４、制御回路１５２を備える。また、電源回路２００の一部に抵抗Ｒ１，Ｒ２が追加されている。
【００４０】
図１に示した基本構成としてのワイヤレス電送システム１００は、所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）となる駆動周波数ｆｏにて稼動することを想定している。つまり、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）と基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）との差がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを制御することで所望の電力伝送効率を満足することができる。ワイヤレス電力電送システム３００は、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）と基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）との差がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動的に制御している。
【００４１】
ワイヤレス電送システム３００においては、第２のスイッチングトランジスタＱ２または第４のスイッチングトランジスタＱ４のソースとドレインとの間に抵抗Ｒ１，Ｒ２を並列接続する。具体的には、ワイヤレス電送システム３００では、第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧し、その中間電位として電位Ｖｐ１を取り出している。すなわち、第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２を計測することにより、電源回路２００から給電側共振回路１２０に供給される交流電圧を測定している。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２が大きくなる場合でも、分圧により扱いやすい電圧に降圧できる。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２をそのまま取り扱えるのであれば分圧は必須でない。
【００４２】
電圧位相は、第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２または第４のスイッチングトランジスタＱ４のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４以外からも採取可能である。例えば第１のスイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ１または第３のスイッチングトランジスタＱ３のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ３を計測対象にしても良い。
【００４３】
ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２は、第２のスイッチングトランジスタＱ２のＯＮ・ＯＦＦに同期して変化する。このドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧することにより、接続点から電位Ｖｐ１が検出される。電位Ｖｐ１は、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２と同相であり、振幅（最大電圧値）が減少した波形となる。第２のスイッチングトランジスタＱ２がＯＦＦとなる第１期間と第３期間において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２＞０、すなわち、電位Ｖｐ１＞０となる。第１波形整流器１４２は、アナログ波形の電位Ｖｐ１を増幅することにより、デジタル波形の電圧Ｖｑ１を生成する。
【００４４】
オシレータ２０２の制御電圧の電位Ｖｐ２も第２波形整流器１４４によって、アナログ波形の電位Ｖｐ２を増幅することにより、同相のデジタル波形の電圧Ｖｑ２を生成する。なお、オシレータ２０２の出力端子の電位が変動してから第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート端子の電位が変動するまでの遅延と、第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート端子の電位が変動してからドレイン・ソース間の抵抗値が変動するまでの遅延があるため、オシレータ２０２より出力される制御電圧のＨｉｇｈレベル、Ｌｏｗレベルとなるタイミングは第２のスイッチングトランジスタＱ２のゲート端子の電圧がＨｉｇｈレベル、Ｌｏｗレベルとなるタイミングよりも早くなる。
【００４５】
電位Ｖｐ１と電位Ｖｐ２は、それぞれ第１波形整流器１４２と第２波形整流器１４４によって２値化される。第１波形整流器１４２は、電位Ｖｐ１が所定の閾値、例えば、１Ｖより大きくなると飽和電圧Ｖｑ１＝５（Ｖ）を出力する増幅器である。このため、アナログ波形となる電位Ｖｐ１は、第１波形整流器１４２によってデジタル波形の電圧Ｖｑ１に変換される。すなわち、電圧Ｖｑ１は、電源回路２００から給電側共振回路１２０に供給される交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達したことを示すものであって、電源回路２００から給電側共振回路１２０に供給される交流電圧と同相のデジタル波形となる。第２波形整流器１４４も、電位Ｖｐ２が所定の閾値より大きくなると飽和電圧Ｖｑ２＝５（Ｖ）を出力する増幅器である。第２波形整流器１４４により、アナログ波形の電位Ｖｐ２は、デジタル波形の電圧Ｖｑ２に変換される。すなわち、電圧Ｖｑ２は、オシレータ２０２の制御電圧と同相のデジタル波形となる。第１波形整流器１４２と第２波形整流器１４４は同様の増幅器である。
【００４６】
制御回路１５２は、オシレータ２０２より出力される制御電圧の出力波形の立ち上がりまたは立ち下がりから給電側共振回路１２０に供給される交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの遅延時間を検出し、遅延時間と所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間との差がゼロとなるようにオシレータ２０２の出力する制御電圧の駆動周波数を制御する。図１５は、制御回路を示す回路図である。制御回路１５２は、電圧Ｖｑ１のデジタル波形と電圧Ｖｑ２のデジタル波形を比較して遅延時間ＴＤ（ｎＳ）を算出する。すなわち、制御回路１５２は、給電側共振回路１２０に供給される交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達したことを示す電圧Ｖｑ１と、オシレータ２０２が出力する制御電圧が立ち上がったことを示す電圧Ｖｑ２を比較することにより遅延時間ＴＤ（ｎＳ）を検出する。制御回路１５２は、図１５に示されるように、ＮＡＮＤ回路１５３と、ＡＮＤ回路１５４と、ＣＲ回路１５１と、エラーアンプ１５５と、を有する。具体的には、制御回路１５２は、ＮＡＮＤ回路１５３とＡＮＤ回路１５４を使用して電圧Ｖｑ２がＨｉｇｈレベルになってから電圧Ｖｑ１がＨｉｇｈレベルになるまでの期間はＨｉｇｈレベル出力し、それ以外の期間はＬｏｗレベル出力する。つまり、ＡＮＤ回路１５４は、オシレータ２０２より出力される制御電圧の出力波形の立ち上がりから給電側共振回路１２０に供給される交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの時間の間のみＨｉｇｈレベルが出力されるため、遅延時間ＴＤの長さに応じてＨｉｇｈレベルが出力される。ＡＮＤ回路１５４の後段にはＣＲ回路１５１が接続されており、ＡＮＤ回路１５４の出力波形を積分する。つまり、ＣＲ回路１５１から遅延時間ＴＤの長さに応じた直流電圧が出力される。ＣＲ回路１５１の出力は、エラーアンプ１５５に接続され、所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間ＴＤ１となるときのＣＲ回路１５１の出力電圧Ｖｔｄ１と比較され、比較結果の出力電圧Ｖｔ１が出力される。エラーアンプ１５５は、フィードバック制御システムにおけるエラーアンプの機能を担っており、出力電圧Ｖｔ１はＣＲ回路１５１の出力電圧が基準遅延時間ＴＤ１となるときのＣＲ回路１５１の出力電圧Ｖｔｄ１との差がゼロ（ＴＤ＝ＴＤ１）となるように制御される。そして、オシレータ２０２は、出力電圧Ｖｔ１に応じた駆動周波数ｆｏの制御電圧を出力する。つまり、エラーアンプ１５５が出力する出力電圧Ｖｔ１によりオシレータ２０２の駆動周波数ｆｏを制御する。なお、制御回路１５２は、第２のスイッチングトランジスタＱ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２とオシレータ２０２の制御電圧を直接取り込んで遅延時間を検出してもよい。また、制御回路１５２とオシレータ２０２は、ワンチップ化して回路を構成してもよい。さらに、制御回路１５２の処理はソフトウェアにより処理されてもよい。例えば、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）と基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）との差と駆動周波数ｆｏの変化量を関連付けた情報を予め記憶しておき、検出された遅延時間ＴＤ（ｎＳ）と基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）との差の大きさに応じて駆動周波数ｆｏを調整してもよい。
【００４７】
以上のように、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システム３００は、ワイヤレス給電装置として、給電コイルＬ１と給電コイルＬ１に対して直列または並列に接続されたコンデンサＣ１により共振回路が形成された給電側共振回路１２０と、還流ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えた複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有し、給電側共振回路１２０に交流電圧を供給する電源回路２００と、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を制御する駆動周波数ｆｏの制御電圧を出力するオシレータ２０２と、制御電圧の出力波形の立ち上がりまたは立ち下がりから交流電圧が予め設定された閾値電圧に到達するまでの遅延時間ＴＤ（ｎＳ）を検出し、遅延時間ＴＤ（ｎＳ）と所望の電力伝送効率が得られるときの基準遅延時間ＴＤ１（ｎＳ）との差がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを制御する制御回路１５２を備えている。そのため、変動の大きい電流値を用いず、オシレータ２０２が出力する制御電圧という比較的低電圧であって自律的な値を比較対象に用いることで、高精度の制御が可能となる。したがって、給電コイルＬ１と受電コイルＬ２の位置関係が変動した場合であっても、駆動周波数ｆｏを精度良く調整し、電力伝送効率の低下を抑制することができる。
【００４８】
ここで、図１２において、基準遅延時間ＴＤ１を４５０（ｎＳ）とした場合、遅延時間ＴＤと基準遅延時間ＴＤ１の差がゼロになる駆動周波数ｆｏは１５５（ＫＨｚ）と１８０（ＫＨｚ）の２点存在することがわかる。制御回路１５２により、遅延時間ＴＤと基準遅延時間ＴＤ１との差がゼロとなる複数の周波数のうち、最も低い周波数である１５５（ＫＨｚ）に駆動周波数ｆｏを制御すると、図１２に示されるように、電力伝送効率が高いため、駆動周波数ｆｏとして、遅延時間ＴＤと基準遅延時間ＴＤ１との差がゼロとなる最も低い周波数を取り続ければ常に高効率を維持できる。一方、制御回路１５２により、遅延時間ＴＤと基準遅延時間ＴＤ１との差がゼロとなる複数の周波数のうち、最も高い周波数である１８０（ＫＨｚ）に駆動周波数ｆｏを制御すると、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒを下回り、駆動部２０３がハードスイッチングとなることによる第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４の破損を防止でき、安定した電力供給を行うことができる。
【００４９】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明したが、本発明は上述の実施形態に限られることなく、様々な変形や変更が可能である。
【符号の説明】
【００５０】
１００，３００…ワイヤレス電力伝送システム、１２０…給電側共振回路、１３０…受電側共振回路、１４２…第１波形整流器、１４４…第２波形整流器、１５２…制御回路、２００…電源回路、２０１…電源部、２０２…オシレータ、２０３…駆動部、２０５…整流回路、Ｑ１〜Ｑ４…第１〜第４のスイッチングトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４…寄生ダイオード、Ｄ５，Ｄ６…ダイオード、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｌ１…給電コイル、Ｌ２…受電コイル、Ｒ１、Ｒ２…抵抗。
【図１】
2018026904.tif 000003
【図２】
2018026904.tif 000004
【図３】
2018026904.tif 000005
【図４】
2018026904.tif 000006
【図５】
2018026904.tif 000007
【図６】
2018026904.tif 000008
【図７】
2018026904.tif 000009
【図８】
2018026904.tif 000010
【図９】
2018026904.tif 000011
【図１０】
2018026904.tif 000012
【図１１】
2018026904.tif 000013
【図１２】
2018026904.tif 000014
【図１３】
2018026904.tif 000015
【図１４】
2018026904.tif 000016
【図１５】
2018026904.tif 000017