(57)【要約】【課題】ワイヤレス電力伝送を行う際の電力の伝送効率の向上を図る。【解決手段】本発明に係る電力変換装置１は、バッテリ２と一次側直流コンデンサ１２との間に接続された昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１と、一次側直流コンデンサ１２と一次共振回路１４との間に接続された一次側単相インバータ１３と、二次共振回路２１と二次側直流コンデンサ２５との間に接続された二次側単相インバータ２４と、二次側直流コンデンサ２５と電動機３との間に接続された三相インバータ２６と、二次側直流コンデンサ２５とキャパシタ３７との間に接続された昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５と、電圧指令Ｅ２＊に電圧Ｅ２が追従するような電流Ｉｃがキャパシタ３７に流れるように昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５を制御する二次側マイコン４３と、を備える。【選択図】図１
2018183012.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリが設けられた一次側と電動機が設けられた二次側との間でワイヤレス電力伝送を行う電力変換装置であって、
一次側直流コンデンサと、
共振周波数ｆを有する一次共振回路と、
前記バッテリと前記一次側直流コンデンサとの間に接続された昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記一次側直流コンデンサと前記一次共振回路との間に接続され、前記共振周波数ｆと同じ周波数の電圧Ｖ１を前記一次共振回路に出力する一次側単相インバータと、
前記一次共振回路と同じ共振周波数ｆを有し、前記一次共振回路と磁気的に結合した二次共振回路と、
二次側直流コンデンサと、
キャパシタと、
前記二次共振回路と前記二次側直流コンデンサとの間に接続され、前記共振周波数ｆと同じ周波数の電圧Ｖ２を前記二次共振回路に出力する二次側単相インバータと、
前記二次側直流コンデンサと前記電動機との間に接続された三相インバータと、
前記二次側直流コンデンサと前記キャパシタとの間に接続された昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記二次側直流コンデンサの電圧Ｅ２を指示する電圧指令Ｅ２＊に前記電圧Ｅ２が追従するような電流Ｉｃが前記キャパシタに流れるように前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する二次側制御部と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
一次側無線機と、
前記一次側無線機と無線通信を行う二次側無線機と、
前記電動機のトルクを指示するトルク指令Ｔ＊を前記一次側無線機に前記二次側無線機へ送信される一次側制御部と、をさらに備え、
前記二次側制御部は、前記二次側単相インバータに流れる電流Ｉ２の位相と、前記電圧Ｅ２と、前記キャパシタの電圧Ｅ３と、前記電流Ｉｃと、前記電動機の速度ωと、前記二次側無線機を介して受信したトルク指令Ｔ＊とに基づき、前記二次側単相インバータ、前記三相インバータおよび前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するとともに、前記電圧Ｖ１を指示する電圧指令Ｖ１＊を生成し、前記二次側無線機に前記一次側無線機へ送信させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記二次側制御部は、前記電圧Ｅ３と前記電圧Ｅ３を指示する電圧指令Ｅ３＊との偏差に基づき、前記一次共振回路と前記二次共振回路との間で伝送される電力Ｐを指示する電力指令Ｐ＊を生成し、前記速度ωの最大値ωｍａｘと、前記電圧Ｅ３の最大値Ｅ３ｍａｘと、前記電圧Ｅ３の最小値Ｅ３ｍｉｎとに基づき、前記電圧指令Ｅ３＊を式（１），（２）に従い算出することを特徴とする電力変換装置。
【数１】
2018183012.tif 000011
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記二次側制御部は、前記一次共振回路と前記二次共振回路との相互インダクタンスＭと、前記電力指令Ｐ＊の絶対値｜Ｐ＊｜と、所定値である基本パルス幅比率αｒとに基づき、前記電圧指令Ｖ１＊を式（３），（４）に従い算出し、前記算出した電圧指令Ｖ１＊が所定値以上となるように制限することを特徴とする電力変換装置。
【数２】
2018183012.tif 000012
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記二次側制御部は、前記電圧指令Ｖ１＊を前記一次側無線機と前記二次側無線機との通信時間だけ遅延させた電圧指令Ｖ１ＬＰＦ＊に基づき、前記電圧Ｖ２のパルス幅比率αを以下の式（５）に従い算出し、
前記二次側単相インバータは、前記パルス幅比率αが正の場合には、前記電圧Ｖ１の位相を前記電流Ｉ２と同位相とし、前記パルス幅比率αが負の場合には、前記電圧Ｖ１の位相を前記電流Ｉ２と逆位相として、前記パルス幅比率αに応じた大きさの前記電圧Ｖ２を出力することを特徴とする電力変換装置。
【数３】
2018183012.tif 000013
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
外部受電用共振回路と、
前記外部受電用共振回路と前記二次側直流コンデンサとの間に接続された単相コンバータとをさらに備え、
前記一次側無線機は、前記バッテリの充電率を前記二次側無線機へ送信し、
前記二次側制御部は、前記二次側無線機を介して受信した充電率が所定値以上である場合には、前記外部受電用共振回路からの電力が遮断されるように前記単相コンバータを制御し、前記充電率が所定値未満であれば、前記外部受電用共振回路からの電力を受電するように前記単相コンバータの動作を制御することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリに接続された一次側と、電動機に接続された二次側との間でワイヤレス電力伝送を行う電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ケーブルを用いず、無線にて電力を伝送するワイヤレス電力伝送が注目されている。ワイヤレス電力伝送の適用例の１つとして、車両のホイール側に駆動源（電動機）を配置し、車体側からホイール側に無線で電力を伝送し、駆動源を駆動するシステムがある。このようなシステムは、ワイヤレスインホイールモータ駆動システムと称される（非特許文献１，２参照）。
【０００３】
図７は、上述したようなワイヤレス電力伝送に適用される電力変換装置１Ａの構成例を示す図である。図７に示す電力変換装置１Ａは、バッテリ２が設けられた一次側と電動機３が設けられた二次側との間でワイヤレス電力伝送を行い、バッテリ２の直流電力を三相交流電力に変換して電動機３に供給するものである。
【０００４】
図７に示す電力変換装置１Ａは、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１と、一次側直流コンデンサ１２と、一次側単相インバータ１３と、一次共振回路１４と、一次側無線機１７と、一次側マイコン１８Ａと、二次共振回路２１と、二次側単相インバータ２４と、二次側直流コンデンサ２５と、三相インバータ２６と、電流検出器２７と、電圧検出器２８と、速度検出器２９と、位相検出器４１と、二次側無線機４２と、二次側マイコン４３Ａとを備える。昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、一次側直流コンデンサ１２、一次側単相インバータ１３、一次共振回路１４、一次側無線機１７および一次側マイコン１８Ａは、一次側に設けられている。また、二次共振回路２１、二次側単相インバータ２４、二次側直流コンデンサ２５、三相インバータ２６、電流検出器２７、電圧検出器２８、速度検出器２９、位相検出器４１、二次側無線機４２および二次側マイコン４３Ａは、二次側に設けられている。
【０００５】
バッテリ２と一次側直流コンデンサ１２との間に、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１が接続される。また、一次側直流コンデンサ１２と一次共振回路１４との間に一次側単相インバータ１３が接続される。一次共振回路１４は、コンデンサ１５とインダクタ１６とが直列接続されて構成され、共振周波数ｆを有する。
【０００６】
一次側単相インバータ１３は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなる。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる直列体と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなる直列体とが一次側直流コンデンサ１２に並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点、および、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点が一次共振回路１４に接続される。一次側単相インバータ１３は、一次側直流コンデンサ１２の電圧Ｅ１を一次共振回路１４の共振周波数ｆと同じ周波数の電圧Ｖ１に変換して、一次共振回路１４に出力する。
【０００７】
一次側無線機１７は、一次側マイコン１８Ａの制御に従い、二次側無線機４２と無線通信を行う。
【０００８】
一次側マイコン１８Ａは、電動機３のトルクを指示するトルク指令Ｔ＊が入力され、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１および一次側単相インバータ１３を構成するスイッチング素子のオンオフを制御するゲート信号を出力する。また、一次側マイコン１８Ａは、トルク指令Ｔ＊を一次側無線機１７に二次側無線機４２へ送信させる。
【０００９】
二次共振回路２１と二次側直流コンデンサ２５との間に、二次側単相インバータ２４が接続される。二次共振回路２１は、インダクタ２２とコンデンサ２３とが直列接続されて構成される。二次共振回路２１は、一次共振回路１４と同じ共振周波数ｆを有し、一次共振回路１４と磁気的に結合している。
【００１０】
二次側単相インバータ２４は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８からなる。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８とが直列に接続される。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６からなる直列体と、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８からなる直列体とが二次側直流コンデンサ２５に並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点、および、スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８との接続点が二次共振回路２１に接続される。二次側単相インバータ２４は、二次側直流コンデンサ２５の電圧Ｅ２を二次共振回路２１の共振周波数ｆと同じ周波数の電圧Ｖ２に変換して、二次共振回路２１に出力する。
【００１１】
二次側直流コンデンサ２５と電動機３との間に、三相インバータ２６が接続される。三相インバータ２６は、二次側直流コンデンサ２５の電圧Ｅ２を三相交流電圧に変換して、電動機３に出力する。
【００１２】
電流検出器２７は、二次側単相インバータ２４に流れる電流Ｉ２を検出し、検出結果を位相検出器４１に出力する。電圧検出器２８は、二次側直流コンデンサ２５の電圧Ｅ２を検出し、検出結果を二次側マイコン４３Ａに出力する。速度検出器２９は、電動機３の速度ωを検出し、検出結果を二次側マイコン４３Ａに出力する。
【００１３】
二次側無線機４２は、二次側マイコン４３Ａの制御に従い、一次側無線機１７と無線通信を行う。
【００１４】
位相検出器４１は、電流検出器２７により検出された電流Ｉ２の位相を検出し、検出結果を二次側マイコン４３Ａに出力する。二次側マイコン４３Ａは、電圧検出器２８により検出された電圧Ｅ２と、速度検出器２９により検出された速度ωと、位相検出器４１により検出された電流Ｉ２の位相と、二次側無線機４２を介して受信したトルク指令Ｔ＊とに基づき、二次側単相インバータ２４および三相インバータ２６を構成するスイッチング素子のオンオフを制御するゲート信号を生成する。
【００１５】
図８は、非特許文献１に記載されている電圧Ｅ２に応じたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ７のゲート信号Ｇ５，Ｇ７，電流Ｉ２および電流Ｖ２の波形例を示す図である。なお、図示していないが、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ８のゲート信号はそれぞれ、ゲート信号Ｇ５，Ｇ７を反転させた信号である。
【００１６】
電流Ｉ２は、一次共振回路１４と二次共振回路２１との相互インダクタンスＭ、共振周波数ｆおよび電圧Ｖ１を用いて、以下の式（１）で表される。
【数１】
2018183012.tif 000003
【００１７】
式（１）において、例えば、電圧Ｖ１を固定すると、電流Ｉ２は固定値となる。電動機３が力行状態であり、電圧Ｅ２が所定値Ｅ２’より小さい場合、二次側単相インバータ２４から電流Ｉ２と同位相の電圧Ｖ２が出力されるように、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７のゲート信号Ｇ５，Ｇ７が制御される。電流Ｉ２と同位相の電圧Ｖ２が出力されることで、二次側直流コンデンサ２５が充電され、電圧Ｅ２が上昇する。そして、電圧Ｅ２が所定値Ｅ２’を超えると、二次側単相インバータ２４から出力される電圧Ｖ２が０となるように、ゲート信号Ｇ５，Ｇ７が制御される。電圧Ｖ２が０となることで、二次側直流コンデンサ２５の充電が停止される。
【００１８】
電動機３が回生状態となると、電圧Ｅ２が上昇する。そして、電圧Ｅ２が所定値Ｅ２’’を超えると、二次側単相インバータ２４から電流Ｉ２と逆位相の電圧Ｖ２が出力されるように、ゲート信号Ｇ５，Ｇ７が制御される。電流Ｉ２と逆位相の電圧Ｖ２が出力されることで、二次側直流コンデンサ２５が放電され、電圧Ｅ２が低下する。このようにして、二次側直流コンデンサ２５の電圧Ｅ２は所定の範囲内に制御される。
【００１９】
図９は、非特許文献２に記載されている、ゲート信号Ｇ５，Ｇ７の位相をシフトさせる位相シフト方式におけるゲート信号Ｇ５，Ｇ７、電流Ｉ２および電流Ｖ２の波形例を示す図である。
【００２０】
非特許文献２に記載されている位相シフト方式においては、図９に示すように、ゲート信号Ｇ５の立ち上がりを、Ｔｓ／４（Ｔｓは電流Ｉ２の一周期の時間）からαＴｓ／４だけ進んだタイミングとし、ゲート信号Ｇ７の立ち上がりをＴｓ／４からαＴｓ／４だけ遅れたタイミングとする。ただし、−１≦α≦１である。
【００２１】
ゲート信号Ｇ５，Ｇ７の立ち上がりをシフトさせることで、α≧０では、電流Ｉ２が正のとき、電圧Ｖ２はαＴｓ／２のパルス幅で大きさがＥ２となり、電流Ｉ２が負のとき、電圧Ｖ２はαＴｓ／２のパルス幅で大きさが−Ｅ２となる。したがって、電圧Ｖ２の位相は電流Ｉ２の位相と一致し、二次側直流コンデンサ２５が充電される。
【００２２】
α＜０の場合、電流Ｉ２が正のとき、電圧Ｖ２はαＴｓ／２のパルス幅で大きさが−Ｅ２となり、電流Ｉ２が負のとき、電圧Ｖ２はαＴｓ／２のパルス幅で大きさがＥ２となる。したがって、電圧Ｖ２は電流Ｉ２の位相が反転した波形となり、二次側直流コンデンサ２５が放電される。なお、上述したように、電流Ｉ２の一周期に占める電圧Ｖ２のパルス幅は、αに応じた値となる。以下では、αをパルス幅比率と称する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２３】
【非特許文献１】Motoki Sato, Giuseppe Guidi, Takehiro Imura, Hiroshi Fujimoto, “Model for Loss Calculation Wireless In-Wheel Motor Concept Based on Magnetic Resonant Coupling”, IEEE Workshop on Control and Modeling for Power Electronics COMPEL 2016, 2016
【非特許文献２】Motoki Sato, Giuseppe Guidi, Takehiro Imura, Hiroshi Fujimoto, “Experimental Verification for Wireless In-Wheel Motor using Synchronous Rectifiaction with Magnetic Resonance Coupling”, International Electric Vehicle Technology Conference & Automotive Power Electronics Japan 2016, 2016
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
図７に示す電力変換装置１Ａに非特許文献１，２に記載されている方法を適用することで、バッテリ２と電動機３との間で双方向に給電を行うことができる。しかしながら、図７に示す電力変換装置１Ａにおいては、バッテリ２と電動機３との間で電力伝送を行う際に常に、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、一次側単相インバータ１３、一次共振回路１４、二次共振回路２１、二次側単相インバータ２４、三相インバータ２６といった複数の電力変換器および共振回路を介するため、電力の伝送効率が悪くなるという問題がある。
【００２５】
本発明の目的は、上述した課題を解決し、一次側と二次側との間でワイヤレス電力伝送を行う際の電力の伝送効率の向上を図ることができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、バッテリが設けられた一次側と電動機が設けられた二次側との間でワイヤレス電力伝送を行う電力変換装置であって、一次側直流コンデンサと、共振周波数ｆを有する一次共振回路と、前記バッテリと前記一次側直流コンデンサとの間に接続された昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記一次側直流コンデンサと前記一次共振回路との間に接続され、前記共振周波数ｆと同じ周波数の電圧Ｖ１を前記一次共振回路に出力する一次側単相インバータと、前記一次共振回路と同じ共振周波数ｆを有し、前記一次共振回路と磁気的に結合した二次共振回路と、二次側直流コンデンサと、キャパシタと、前記二次共振回路と前記二次側直流コンデンサとの間に接続され、前記共振周波数ｆと同じ周波数の電圧Ｖ２を前記二次共振回路に出力する二次側単相インバータと、前記二次側直流コンデンサと前記電動機との間に接続された三相インバータと、前記二次側直流コンデンサと前記キャパシタとの間に接続された昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記二次側直流コンデンサの電圧Ｅ２を指示する電圧指令Ｅ２＊に前記電圧Ｅ２が追従するような電流Ｉｃが前記キャパシタに流れるように前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する二次側制御部と、を備える。
【発明の効果】
【００２７】
本発明に係る電力変換装置によれば、一次側と二次側との間でワイヤレス電力伝送を行う際の電力の伝送効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施形態に電力変換装置の構成例を示す図である。
【図２】図１に示す二次側マイコンが備えるデューティ演算ブロックの構成例を示す図である。
【図３】図１に示す二次側マイコンが備える電力指令演算ブロックの構成例を示す図である。
【図４】電圧指令Ｅ３＊の波形例を示す図である。
【図５】図１に示す二次側マイコンが備える電圧指令・パルス幅比率演算ブロックを示す図である。
【図６】図５に示す電圧指令・パルス幅比率演算ブロックが算出する電圧指令Ｖ１＊およびパルス幅比率αの波形例を示す図である。
【図７】従来の電力変換装置の構成例を示す図である。
【図８】従来の電力変換装置における電流Ｉ２、ゲート信号Ｇ５，Ｇ７および電圧Ｖ２の波形の一例を示す図である。
【図９】従来の電力変換装置における電流Ｉ２、ゲート信号Ｇ５，Ｇ７および電圧Ｖ２の波形の他の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
【００３０】
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。なお、図１において、図７と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００３１】
本実施形態に係る電力変換装置１は、例えば、電気自動車に搭載され、一次側（バッテリ２が設けられた本体側または地上に設けられた外部共振回路）と、電動機３が設けられた二次側（車輪側）との間でワイヤレス電力伝送を行い、ワイヤレス電力伝送により得られた電力を三相交流電力に変換して電動機３に供給するものである。なお、非特許文献１には、地上に設けられた外部共振回路から電気自動車にワイヤレス電力伝送を行うことが記載されているが、具体的な回路構成や制御方法については記載されていない。
【００３２】
図１に示す電力変換装置１は、図７に示す電力変換装置１Ａと比較して、外部受電用共振回路３１、単相コンバータ３４、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５、キャパシタ３７、電流検出器３８および電圧検出器３９を追加した点と、一次側マイコン１８Ａおよび二次側マイコン４３Ａをそれぞれ、一次側マイコン１８（一次側制御部）および二次側マイコン４３（二次側制御部）に変更した点とが異なる。外部受電用共振回路３１、単相コンバータ３４、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５、キャパシタ３７、電流検出器３８および電圧検出器３９は、二次側に設けられる。
【００３３】
外部受電用共振回路３１と二次側直流コンデンサ２５との間に単相コンバータ３４が接続されている。外部受電用共振回路３１は、インダクタ３２とコンデンサ３３とが直列接続されて構成される。外部受電用共振回路３１は、地上に設けられた外部共振回路（図示せず）との間でワイヤレス電力伝送を行う。
【００３４】
単相コンバータ３４は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２からなる。スイッチング素子Ｑ９とスイッチング素子Ｑ１０とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが直列に接続される。スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０からなる直列体と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２からなる直列体とが二次側直流コンデンサ２５に並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ９とスイッチング素子Ｑ１０との接続点、および、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との接続点が外部受電用共振回路３１に接続される。
【００３５】
キャパシタ３７と二次側直流コンデンサ２５との間に昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５が接続されている。昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５は、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４と、インダクタ３６とを備える。スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４との直列体が二次側直流コンデンサ２５に並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４との接続点にインダクタ３６の一端が接続される。キャパシタ３７は、一端にはインダクタ３６の他端が接続され、他端にはスイッチング素子Ｑ１４のスイッチング素子Ｑ１３と接続された一端とは異なる他端が接続される。
【００３６】
電流検出器３８は、キャパシタ３７に流れる電流Ｉｃを検出し、検出結果を二次側マイコン４３に出力する。電圧検出器３９は、キャパシタ３７の電圧Ｅ３を検出し、検出結果を二次側マイコン４３に出力する。
【００３７】
一次側マイコン１８は、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１および一次側単相インバータ１３を構成するスイッチング素子のオンオフを制御するゲート信号を出力する。また、一次側マイコン１８は、バッテリ２の充電率ＳＯＣ（State of Charge）を算出し、算出した充電率ＳＯＣおよびトルク指令Ｔ＊を一次側無線機１７に二次側無線機４２へ送信させる。
【００３８】
二次側マイコン４３は、電圧検出器２８により検出された電圧Ｅ２と、速度検出器２９により検出された速度ωと、電流検出器３８により検出された電流Ｉｃと、電圧検出器３９により検出された電圧Ｅ３と、位相検出器４１により検出された電流Ｉ２の位相と、二次側無線機４２が一次側無線機１７から受信したトルク指令Ｔ＊および充電率ＳＯＣとが入力される。二次側マイコン４３は、これらの入力に基づき、二次側単相インバータ２４、三相インバータ２６、単相コンバータ３４および昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５それぞれを構成するスイッチング素子のオンオフを制御するゲート信号を生成する。また、二次側マイコン４３は、電圧Ｖ１を指示する電圧指令Ｖ１＊と、電圧Ｖ２のパルス幅比率αとを算出する。そして、二次側マイコン４３は、算出した電圧指令Ｖ１＊を二次側無線機４２に一次側無線機１７へ送信させる。また、二次側マイコン４３は、算出したパルス幅比率αに応じた電圧Ｖ２が出力されるように二次側単相インバータ２４を制御する。
【００３９】
一次側マイコン１８は、一次側無線機１７が二次側無線機４２から受信した電圧指令Ｖ１＊に応じた電圧Ｖ１が出力されるように、一次側単相インバータ１３を制御する。
【００４０】
次に、二次側マイコン４３の構成および動作についてより詳細に説明する。
【００４１】
図２は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５を構成するスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４のスイッチングのデューティＤｃｈを演算するデューティ演算ブロック５０の構成例を示す図である。図２に示すデューティ演算ブロック５０は、二次側マイコン４３が備えるものである。
【００４２】
図２に示すデューティ演算ブロック５０は、減算器５１，５３と、ＰＩ制御部５２，５４とを備える。
【００４３】
減算器５１は、電圧検出器２８により検出された電圧Ｅ２と、電圧Ｅ２を指示する電圧指令Ｅ２＊とが入力され、電圧指令Ｅ２＊と電圧Ｅ２との偏差をＰＩ制御部５２に出力する。
【００４４】
ＰＩ制御部５２は、ＰＩ（Proportional Integral）制御により、減算器５１から出力された電圧指令Ｅ２＊と電圧Ｅ２との偏差がゼロとなるような電流Ｉｃを指示する電流指令Ｉｃ＊を生成し、減算器５３に出力する。
【００４５】
減算器５３は、ＰＩ制御部５２から出力された電流指令Ｉｃ＊と、電流検出器３８により検出された電流Ｉｃとが入力され、電流Ｉｃと電流指令Ｉｃ＊との偏差をＰＩ制御部５４に出力する。
【００４６】
ＰＩ制御部５４は、ＰＩ制御により、減算器５３から出力された電流Ｉｃと電流指令Ｉｃ＊との偏差がゼロとなるようなデューティＤｃｈを生成する。
【００４７】
二次側マイコン４３は、スイッチング素子Ｑ１３のゲート信号Ｇ１３として、ＰＩ制御部５４が生成したデューティＤｃｈに応じたゲート信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１３に出力する。また、二次側マイコン４３は、スイッチング素子Ｑ１４のゲート信号として、ゲート信号Ｇ１３を反転させた信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１４に出力する。すなわち、二次側マイコン４３は、電圧指令Ｅ２＊に電圧Ｅ２が追従するような電流Ｉｃがキャパシタ３７に流れるように昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５を制御する。こうすることで、二次側直流コンデンサ２５の電圧Ｅ２を電圧指令Ｅ２＊に追従させることができる。
【００４８】
電圧Ｅ２が電圧指令Ｅ２＊に追従するような電流Ｉｃがキャパシタ３７に流れるように昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５を制御することで、電動機３の力行時にはキャパシタ３７に蓄積された電力を三相交流電力に変換して電動機３に供給し、また、電動機３の回生時には、電動機３から出力された三相交流電力を直流電力に変換してキャパシタ３７に蓄積することができる。そのため、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、一次側単相インバータ１３、一次共振回路１４、二次共振回路２１、二次側単相インバータ２４、三相インバータ２６などを介する一次側との間のワイヤレス電力伝送と比べて、低損失での電力伝送が可能となり、電力の伝送効率の向上を図ることができる。
【００４９】
図３は、一次共振回路１４と二次共振回路２１との間で伝送する電力Ｐを指示する電力指令Ｐ＊を演算する電力指令演算ブロック６０の構成例を示す図である。図３に示す電力指令演算ブロック６０は、二次側マイコン４３が備えるものである。
【００５０】
図３に示す電力指令演算ブロック６０は、減算器６１と、ＰＩ制御部６２とを備える。
【００５１】
減算器６１は、電圧検出器３９により検出された電圧Ｅ３と、電圧Ｅ３を指示する電圧指令Ｅ３＊とが入力され、電圧指令Ｅ３＊と電圧Ｅ３との偏差をＰＩ制御部６２に出力する。
【００５２】
ＰＩ制御部６２は、ＰＩ制御により、減算器６１から出力された電圧指令Ｅ３＊と電圧Ｅ３との偏差がゼロとなるような電力指令Ｐ＊を生成する。
【００５３】
電圧指令Ｅ３＊と電圧Ｅ３との偏差がゼロとなるように電力指令Ｐ＊を生成することで、電圧Ｅ３＜電圧指令Ｅ３＊である場合には、電圧Ｅ３と電圧指令Ｅ３＊との偏差に相当する電力が一次共振回路１４から二次共振回路２１に供給される。また、電圧Ｅ３＞電圧指令Ｅ３＊である場合には、電圧Ｅ３と電圧指令Ｅ３＊との偏差に相当する電力が二次共振回路２１から一次共振回路１４に供給される。したがって、キャパシタ３７の電圧Ｅ３を電圧指令Ｅ３＊に追従させることができる。
【００５４】
次に、電圧指令Ｅ３＊の算出方法について説明する。
【００５５】
電圧Ｅ３が最大値Ｅ３ｍａｘの状態から、電力変換装置１０が搭載された電気自動車が加速し始め、電気自動車の運動エネルギーとキャパシタ３７の充放電エネルギーとが等しいと仮定する。この場合、電気自動車の重量に相当する値ｍ、キャパシタ３７の静電容量Ｃ、電動機３の速度ωおよび電圧Ｅ３の最大値Ｅ３ｍａｘを用いて、電圧Ｅ３は以下の式（２）で表される。
【数２】
2018183012.tif 000004
【００５６】
式（２）の電圧Ｅ３を電圧指令Ｅ３＊とすると、電動機３、三相インバータ２６、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５などの損失分に相当する電力指令Ｐ＊が生成される。しかしながら、電気自動車が上り坂を走行しているか、下り坂を走行しているかなど種々の条件により、式（２）自体が変わってしまうことがあり、正確な値を把握することは困難である。
【００５７】
そこで、ｍ／ＣをＫ１と定義し、電圧Ｅ３が最小値Ｅ３ｍｉｎであるときに電動機３の速度ωが最大速度ωｍａｘとなるようにＫ１を演算する。式（２）において、ｍ／Ｃ＝Ｋ１，Ｅ３＝Ｅ３ｍｉｎ，ω＝ωｍａｘとすると、Ｋ１は以下の式（３）で表される。
【００５８】
【数３】
2018183012.tif 000005
【００５９】
電圧指令Ｅ３＊は、式（２），（３）を用いて、以下の式（４）で表される。図４は、電圧指令Ｅ３＊の波形例を示す図であり、式（４）に従い演算したものである。
【００６０】
【数４】
2018183012.tif 000006
【００６１】
図５は、電圧指令Ｖ１＊およびパルス幅比率αを算出する電圧指令・パルス幅比率演算ブロック７０を示す図である。図５に示す電圧指令・パルス幅比率演算ブロック７０は、二次側マイコン４３が備えるものである。
【００６２】
電圧指令・パルス幅比率演算ブロック７０は、電力指令演算ブロック６０が算出した電力指令Ｐ＊が入力され、入力された電力指令Ｐ＊に基づき、電圧指令Ｖ１＊およびパルス幅比率αを算出する。以下では、電圧指令Ｖ１＊およびパルス幅比率αの算出方法について説明する。
【００６３】
まず、電圧指令Ｖ１＊の算出方法について説明する。
【００６４】
位相シフト方式の場合、一次共振回路１４と二次共振回路２１との間で伝送される電力Ｐは、以下の式（５）で表される。
【００６５】
【数５】
2018183012.tif 000007
【００６６】
式（５）より、α＝αｒ，Ｐ＝｜Ｐ＊｜，Ｖ１＝Ｖ１＊とすると、電圧指令Ｖ１＊は、以下の式（６）で表される。なお、式（６）におけるＫ２は以下の式（７）で表される。ここで、αｒは基本パルス幅比率であり、予め定められる所定値である。基本パルス幅比率αｒは、伝送効率を上げるためには１に近い方が望ましいが、一次側と二次側との通信遅延などに起因する電圧Ｖ１の制御遅れを補うための制御の余裕を確保するために、０．８程度とすることが適当である。
【００６７】
【数６】
2018183012.tif 000008
【００６８】
式（６）より、電圧指令Ｖ１＊をゼロとすると、電流Ｉ２が流れなくなるため、位相検出器４１による位相検出が不可能となる。したがって、電圧指令・パルス幅比率演算ブロック７０は、電圧指令Ｖ１＊が所定値（位相検出器４１による位相検出が可能な電流Ｉ２が流れる電圧以上の電圧）以上となるように制限する。
【００６９】
次に、パルス幅比率αの算出方法について説明する。
【００７０】
パルス幅比率αは、式（５），（７）より以下の式（８）で表される。
【００７１】
【数７】
2018183012.tif 000009
【００７２】
一次側無線機１７と二次側無線機４２との間の通信時間に相当する遅延を付与する一次遅れフィルタを通過した電圧指令Ｖ１＊を電圧指令Ｖ１ＬＰＦ＊とし、Ｐ＝Ｐ＊，Ｖ１＝Ｖ１ＬＰＦ＊として、式（８）を近似すると、以下の式（９）となる。
【００７３】
【数８】
2018183012.tif 000010
【００７４】
二次側マイコン４３は、パルス幅比率αが正のときは、電圧Ｖ１の位相が電流Ｉ２の位相と同位相であるとし、パルス幅比率αが負のときは、電圧Ｖ１の位相が電流Ｉ２の位相と逆位相であるとして、パルス幅比率αに応じた電圧Ｖ２が出力されるように二次側単相インバータ２４を制御する。換言すると、パルス幅比率αが正のときは、一次共振回路１４から二次共振回路２１に電力が供給され、パルス幅比率αが負のときは、二次共振回路２１から一次共振回路１４に電力が供給される。
【００７５】
図６は、電圧指令Ｖ１＊およびパルス幅比率αの波形例を示す図である。図６では、式（６）に従い演算された電圧指令Ｖ１＊、および、式（９）に従い演算されたパルス幅比率αの波形例を示している。
【００７６】
電圧指令Ｖ１＊が最小値制限されていない場合には、基本パルス幅比率αｒ＝０．８のときに、パルス幅比率αは０．８または−０．８となる。例えば、基本パルス幅比率αｒ＝１．０として、パルス幅比率αを１．０または−１．０とした場合、二次側単相インバータ２４がＩ２≒０のタイミングでスイッチングを行うため、スイッチング損失が最も小さくなり、高効率となる。しかしながら、パルス幅比率αを１．０または−１．０とした場合、パルス幅比率αを操作することができないため、電圧指令Ｖ１＊の操作のみで、一次共振回路１４と二次共振回路２１との間で伝送する電力Ｐを操作することになる。一次側無線機１７と二次側無線機４２との間の無線通信には通信遅延が存在するため、二次側マイコン４３が電圧指令Ｖ１＊を演算し、実際に一次側単相インバータ１３が電圧指令Ｖ１＊に追従する電圧Ｖ１を出力するまでに遅れが発生する。したがって、電力指令Ｐ＊が変化している過渡状態では、電力Ｐと電力指令Ｐ＊とが一致しない。基本パルス幅比率αｒ＝０．８とすることで、電力指令Ｐ＊が変化している過渡状態においても、パルス幅比率αを操作することができ、電力Ｐと電力指令Ｐ＊とを一致させることができる。
【００７７】
次に、単相コンバータ３４の制御方法について説明する。
【００７８】
二次側マイコン４３は、一次側無線機１７から送信されてきたバッテリ２の充電率ＳＯＣが所定値以上であれば、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１１をオン、または、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１２をオンとすることで、外部受電用共振回路３１からの電力を遮断する。すなわち、外部共振回路からの電力供給を受けないようにする。また、二次側マイコン４３は、バッテリ２の充電率ＳＯＣが所定値未満である場合には、スイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２をオフとし、外部共振回路から外部受電用共振回路３１を介して電力を受電する。外部共振回路から供給された電力は二次側から一次側に送電され、バッテリ２が充電される。
【００７９】
このように本実施形態においては、電力変換装置１は、電圧指令Ｅ２＊に電圧Ｅ２が追従するような電流Ｉｃがキャパシタ３７に流れるように昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５を制御する二次側マイコン４３を備える。
【００８０】
電圧指令Ｅ２＊に電圧Ｅ２が追従するような電流Ｉｃがキャパシタ３７に流れるように昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ３５を制御することで、電動機３の力行時にはキャパシタ３７に蓄積された電力を三相交流電力に変換して電動機３に供給し、また、電動機３の回生時には、電動機３から出力された三相交流電力を直流電力に変換してキャパシタ３７に蓄積することができる。そのため、昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、一次側単相インバータ１３、一次共振回路１４、二次共振回路２１、二次側単相インバータ２４、三相インバータ２６などを介する一次側との間のワイヤレス電力伝送と比べて、低損失での電力伝送が可能となり、電力の伝送効率の向上を図ることができる。
【００８１】
本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。
【符号の説明】
【００８２】
１    電力変換装置
２    バッテリ
３    電動機
１１    昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２    一次側直流コンデンサ
１３    一次側単相インバータ
１４    一次共振回路
１５，２３，３３    コンデンサ
１６，２２，３２，３６    インダクタ
１７    一次側無線機
１８    一次側マイコン
２１    二次共振回路
２４    二次側単相インバータ
２５    二次側直流コンデンサ
２６    三相インバータ
２７，３８    電流検出器
２８，３９    電圧検出器
２９    速度検出器
３１    外部受電用共振回路
３４    単相コンバータ
３５    昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
３７    キャパシタ
４１    位相検出器
４２    二次側無線機
４３    二次側マイコン
５０    デューティ演算ブロック
５１，５３，６１    減算器
５２，５４，６２    ＰＩ制御部
６０    電力指令演算ブロック
７０    電圧指令・パルス幅比率演算ブロック
【図１】
2018183012.tif 000014
【図２】
2018183012.tif 000015
【図３】
2018183012.tif 000016
【図４】
2018183012.tif 000017
【図５】
2018183012.tif 000018
【図６】
2018183012.tif 000019
【図７】
2018183012.tif 000020
【図８】
2018183012.tif 000021
【図９】
2018183012.tif 000022