(57)【要約】【課題】高安定な信号発生器からの単一スペクトルの信号の位相変動の評価を、基準信号源を用いずに行う。【解決手段】被測定装置の信号源からの信号を意図的に遅延させた信号と上記信号源からの信号とを比較することで位相変動の測定を行うもので、単一周波数の電気信号を生成する信号源、上記信号源からの信号を遅延させる遅延手段、上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段、上記位相検出手段からの出力を、上記遅延手段の遅延時間間隔で接続して、上記位相検出手段からの出力の累積を出力するデータ処理手段、上記遅延手段による遅延時間を少なくとも上記信号源と上記位相検出手段とを用いて計測するための回路切換手段、を備える。また、信号源からの信号を２分岐し、その一方のみを意図的に遅延させ、遅延有りの信号と遅延なしの信号とを比較することで位相変動の測定を行う。【選択図】図１
2018054417.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一周波数の電気信号を生成する信号源、
上記信号源からの信号を遅延させる遅延手段、
上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段、
上記位相検出手段からの出力を、上記遅延手段の遅延時間間隔で接続して、上記位相検出手段からの出力の累積を出力するデータ処理手段、
上記遅延手段による遅延時間を少なくとも上記信号源と上記位相検出手段とを用いて計測するための回路切換手段、
を備え、上記電気信号の位相ドリフトを測定する位相変動測定装置。
【請求項２】
上記回路切換手段は、上記遅延手段を迂回した回路を構成するものであり、上記位相検出手段の入力を上記遅延手段と上記信号源とで切り替える第１スイッチ手段、上記信号源から上記遅延手段への信号を断続する第２スイッチ手段、を備え、
（１）第１スイッチ手段で上記位相検出手段の入力と上記信号源とを接続し、第２スイッチ手段を閉じて上記信号源と上記遅延手段とを接続して基準位相を測定し、
（２）上記第２スイッチ手段を断続して、上記遅延手段の遅延時間または遅延位相を求めるものである、
ことを特徴とする請求項1に記載の位相変動測定装置。
【請求項３】
上記信号源からの信号を上記遅延手段に入力する構成は、
独立に信号を生成するか、あるいは、上記信号源からの信号に同期した信号を生成する信号生成手段と、
上記信号生成手段からの信号を少なくとも第１分岐信号と第２分岐信号とに分岐する分岐手段と、
を備え、第１分岐信号を上記遅延手段に入力する構成であり、
上記位相検出手段は、
第１分岐信号を入力した上記遅延手段からの信号を第１位相検出手段に入力し、第２分岐信号を第２位相検出手段に入力し、第１位相検出手段の出力と第２位相検出手段の出力の位相比較を行うことで、上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段である、
ことを特徴とする請求項1に記載の位相変動測定装置。
【請求項４】
上記信号源からの信号を位相検出手段に入力する構成は、
上記信号源からの信号に同期した信号を生成する信号生成手段と、
上記信号生成手段からの信号を少なくとも第１分岐信号と第２分岐信号とに分岐する分岐手段と、
第１分岐信号を上記遅延手段に通した信号と、上記第２分岐信号とを合成する信号合成手段と、
上記信号生成手段からの信号を上記分岐手段に入力する前に第１周波数信号で周波数変換する第１周波数変換手段と、
第１分岐信号を上記信号合成手段に入力する前に上記信号源からの信号に同期した第２周波数信号で周波数変換する第２周波数変換手段と、
上記信号合成手段の出力を、第１周波数変換手段の上記周波数変換と増減逆に第３周波数信号で周波数変換を行う第３周波数変換手段と、
を備え、
上記第３周波数変換手段の出力を上記位相検出手段に入力する構成であり、
上記位相検出手段は、
上記第３周波数変換手段からの信号を量子化してデジタル信号に変換し、デジタル信号処理によって上記第１分岐信号の位相検出と上記第２分岐信号の位相検出とを同時に行なうと共に検出したこれらの位相について位相比較を行なうことで、上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段である、
ことを特徴とする請求項1に記載の位相変動測定装置。
【請求項５】
上記遅延手段へ入力する信号を、一旦、上記遅延手段の使用可能な周波数帯に周波数変換し、上記遅延手段を通過後に、その周波数変換と逆周波数変換を行って元の周波数に戻すことを特徴とする請求項１あるいは２のいずれかに記載の位相変動測定装置。
【請求項６】
上記分岐手段に入力する前に上記周波数変換を行い、
第１分岐信号は上記分岐手段を通過後に、第２分岐信号は上記遅延手段を通過後に、上記逆周波数変換を行うことを特徴とする請求項３に記載の位相変動測定装置。
【請求項７】
上記信号生成手段は、上記信号源からの信号に同期したマルチキャリア信号を生成するものであることを特徴とする請求項３、４、６のいずれか１つに記載の位相変動測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高安定な信号発生器からの単一スペクトルの信号の位相変動を評価する測定装置であって、その被測定装置自身の過去に発生した信号と現在の信号とを比較することで基準信号源を用いずにその測定を行うことのできる位相変動測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
発振器から出力される信号(被測定信号)の位相変動の測定には、被測定信号に対して十分に低位相変動で生成周波数の高安定な基準信号源を用い、この基準信号源からの信号と位相比較して被測定信号の位相変動を評価する方法がある。ＤＭＴＤ(Dual Mixer Time Difference)法もその一つで測定精度は基準信号の精度に依存する。そのほか、スペアナ法、オシロスコープ法、ＰＬＬ法(Phase Lock Loop)などの測定技術がある。
【０００３】
上記ＤＭＴＤ法は、位相基準の信号を用い位相比較器でその位相基準の信号との位相差を計測する手法で、位相比較の基準となる発振器の信号精度が測定精度の限界となる。
【０００４】
また、相互相関法による解析手法もある。この相互相関法はＰＬＬ法の一つであり、位相変動の計測用に２系統のサンプリング回路を用いるものである。２系統の信号として、それぞれ異なる発振器からサンプリングクロックを入力する。そこに被測定信号を分岐して入力し、各系統でサンプリングした後、相関器を用いて相関のある被測定信号の位相変動成分のみを抽出する。
【０００５】
この解析手法のメリットの１つは、サンプリング回路で発生する位相変動は相関がないので相関器から出力されないことである。サンプリングしたデータの相関を計算して結果を積算することで測定時間は長くなるが、積算回数に応じて測定器の位相変動を低減できるという利点がある。例えば、１００回の積算で測定系の位相変動を１０ｄＢ、１０００回で１５ｄＢ、１万回で２０ｄＢ低減できる。但し、測定時間は、相互相関法を適用しない場合に比べて１００倍、１０００倍、１万倍に延びる。
【０００６】
位相比較の基準信号に利用できる高安定かつ高精度の発振器を提供する技術としては、以下のものがある。
例えば、特許文献１（国際公開２００８／０９９７３５号公報）に、位相雑音が共通で異なる周波数の出力できる発振器を利用する手法が開示されている。この開示では、例えば１０ＭＨｚと５ＭＨｚの基準信号の両方を出力する発振器において、位相雑音が共通したものが出力できるものが用いられている。この構成で、１０ＭＨｚを分周して５ＭＨｚを生成し、元々出力されている５ＭＨｚとの位相差をとると、発振器自身の位相雑音の１／２の位相変化分が得られる。従って、生成した５ＭＨｚを２倍した後、１０ＭＨｚや５ＭＨｚの信号の位相から差し引けば、位相雑音の抑圧された基準信号が得られる。このように、位相雑音を補正した信号を基準信号に使用して被測定信号との位相差を計測すれば、被測定信号の位相雑音を直接求めることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】国際公開２００８／０９９７３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、被測定信号の所定の期間の累積位相について、所定時間隔てた位相差分を計測し、その計測した位相差分の累積である時間和分を求めることで、被測定信号の位相変動を検出する測定装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の位相変動測定装置は、単一周波数の電気信号を生成する信号源、
上記信号源からの信号を遅延させる遅延手段、
上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段、
上記位相検出手段からの出力を、上記遅延手段の遅延時間間隔で接続して、上記位相検出手段からの出力の累積を出力するデータ処理手段、
上記遅延手段による遅延時間を少なくとも上記信号源と上記位相検出手段とを用いて計測するための回路切換手段、
を備え、上記電気信号の位相変動を測定するものである。
【００１０】
また、本発明においては、上記回路切換手段は、上記遅延手段を迂回した回路を構成するものであり、上記位相検出手段の入力を上記遅延手段と上記信号源とで切り替える第１スイッチ手段、上記信号源から上記遅延手段への信号を断続する第２スイッチ手段、を備え、
（１）第１スイッチ手段で上記位相検出手段の入力と上記信号源とを接続し、第２スイッチ手段を閉じて上記信号源と上記遅延手段とを接続して基準位相を測定し、
（２）上記第２スイッチ手段を断続して、上記遅延手段の遅延時間または遅延位相を求めるものでもある。
【００１１】
また、上記信号源からの信号を上記遅延手段に入力する構成は、
独立に信号を生成するか、あるいは、上記信号源からの信号に同期した信号を生成する信号生成手段と、
上記信号生成手段からの信号を少なくとも第１分岐信号と第２分岐信号とに分岐する分岐手段と、
を備え、第１分岐信号を上記遅延手段に入力する構成であり、
上記位相検出手段は、
第１分岐信号を入力した上記遅延手段からの信号を第１位相検出手段に入力し、第２分岐信号を第２位相検出手段に入力し、第１位相検出手段の出力と第２位相検出手段の出力の位相比較を行うことで、上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段でもある。
【００１２】
また、上記信号源からの信号を位相検出手段に入力する構成は、
上記信号源からの信号に同期した信号を生成する信号生成手段と、
上記信号生成手段からの信号を少なくとも第１分岐信号と第２分岐信号とに分岐する分岐手段と、
第１分岐信号を上記遅延手段に通した信号と、上記第２分岐信号とを合成する信号合成手段と、
上記信号生成手段からの信号を上記分岐手段に入力する前に第１周波数信号で周波数変換する第１周波数変換手段と、
第１分岐信号を上記信号合成手段に入力する前に上記信号源からの信号に同期した第２周波数信号で周波数変換する第２周波数変換手段と、
上記信号合成手段の出力を、第１周波数変換手段の上記周波数変換と増減逆に第３周波数信号で周波数変換を行う第３周波数変換手段と、
を備え、
上記第３周波数変換手段の出力を上記位相検出手段に入力する構成であり、
上記位相検出手段は、
上記第３周波数変換手段からの信号を量子化してデジタル信号に変換し、デジタル信号処理によって上記第１分岐信号の位相検出と上記第２分岐信号の位相検出とを同時に行なうと共に検出したこれらの位相について位相比較を行なうことで、上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段でもある。
【００１３】
また、上記遅延手段へ入力する信号を、一旦、上記遅延手段の使用可能な周波数帯に周波数変換し、上記遅延手段を通過後に、その周波数変換と逆周波数変換を行って元の周波数に戻すことを特徴とするものでもある。
【００１４】
また、上記分岐手段に入力する前に上記周波数変換を行い、
第１分岐信号は上記分岐手段を通過後に、第２分岐信号は上記遅延手段を通過後に、上記逆周波数変換を行うことを特徴とするものでもある。
【００１５】
また、上記信号生成手段は、上記信号源からの信号に同期したマルチキャリア信号を生成するものでもある。
【発明の効果】
【００１６】
本発明では、直接比較するための基準信号を用いないため、その基準信号の位相変動による影響を除外することができ、直接比較の基準となる発振器の周波数安定度が測定精度の限界となるという従来の問題を、解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の位相変動測定装置の構成例を示すブロック図であり、検体である信号源からの信号を意図的に遅延させた信号と上記信号源からの信号とを比較することで位相変動の測定を行うものである。
【図２】本発明の位相変動測定装置の上記とは異なる構成例を示すブロック図であり、検体である信号源からの信号を２分岐し、その一方のみを意図的に遅延させ、遅延有りの信号と遅延なしの信号とを比較することで位相変動の測定を行うものである。
【図３】図１のブロック図について、さらに詳しい構成例を示すブロック図である。
【図４】図２のブロック図について、さらに詳しい構成例を示すブロック図である。
【図５】図２のブロック図において上記遅延手段に信号を通過させる前に周波数変換し、その通過後に周波数の増減を逆に周波数変換することで、例えば特定の帯域のみで使用できる遅延器を用いたい場合を想定した構成例を示すブロック図である。
【図６】図２のブロック図において、信号発生器からの信号を２分岐したことによるそれぞれの信号用に互いに独立した位相検出手段を用いるのではなく、一つの位相検出手段を共用して位相変動を測定するための構成例を示すブロック図である。
【図７】（a）は、ガス中の音波伝搬を利用した遅延手段の場合の本発明の周波数変換例を示すブロック図であり、（ｂ）は、前記遅延手段である空気中の超音波の伝搬による遅延を利用した遅延ユニットの概略を示す図である。
【図８】本発明の動作原理を確認するための装置構成を示すブロックである。
【図９】図８の構成についての測定結果を示す図で、（ａ）は、（イ）ΔΘ１（ｔ）とΔΘ２（ｔ）との測定値の差と、（ロ）ΘＤＭＴＤ（ｔ）の測定値と、（ハ）上記（イ）の測定値の差と（ロ）のΘＤＭＴＤ（ｔ）との差を示し、（ｂ）は、上記の差の縦軸方向に拡大し移動平均を示す図で、（ｃ）は、（ｂ）の移動平均をとった結果と、信号源Ａ、Ｂの位相差を直接計測した差分位相計（ＤＰＭ）の結果とを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に本発明について、ブロック図を用いて詳細に説明する。なお、ブロック図における符号については、同様の機能をもったブロックには、特別な事情のない限り、同じ符号を用いるものとする。
【００１９】
図１に、本発明の位相変動測定装置を適用した構成例を示す。この構成例は、信号源１、遅延手段２、位相検出手段３、データ処理手段４、回路切換手段５を備え、上記信号源１の生成する電気信号の位相変動を測定するためのものである。但し、電源部や測定データの表示部や伝送を行う通信部等の記載が省略されている。ここで、信号源１は、単一周波数の連続スペクトルの電気信号を生成する信号源であり、遅延手段２は、上記信号源からの信号を遅延させる遅延手段であり、位相検出手段３は、上記遅延手段からの信号と上記信号源からの信号との位相比較を行う位相検出手段であり、データ処理手段４は、上記位相検出手段からの出力を、上記遅延手段の遅延時間間隔で接続して、上記位相検出手段からの出力の累積を出力するデータ処理手段であり、回路切換手段５は、上記遅延手段による遅延時間を計測するための回路切換手段である。
【００２０】
上記位相検出手段を用いて位相変動を測定するには、例えば以下の手順による。ここでいう位相変動とは、位相の漂動や乱雑な変化を含めた位相変動である。
（１）上記回路切換手段５によって遅延手段の回路の切換えや信号源の生成する信号形態の切換えを行って、遅延手段の遅延特性である遅延時間を測定できるモードにする。
（２）遅延手段の遅延特性を測定する。
（３）上記回路切換手段５によって遅延手段の回路の切換えや信号源の生成する信号形態の切換えを行って、上記遅延時間分の遅延の有無の場合で、位相比較を行って上記遅延時間における位相変動を測定する。
（４）特定の時点を基準にし、上記位相変動を上記の遅延時間の経過ごとに累積することで、上記時点からの位相の変動値を求める。
【００２１】
また、図１に示す構成では、位相検出手段３が最も複雑な構成となるが、この部分の機能を、図２に示す様に、例えば、分岐手段７を経て上記遅延手段による遅延を受けた信号と信号源１からの信号とを比較してその位相差を検出する第１位相検出手段３ａによる機能と、分岐手段７を経たが上記遅延手段による遅延を受けない信号と信号源１からの信号とを比較してその位相差を検出する第２位相検出手段３ｂによる機能とを併せ、位相比較手段８で比較することで実現してもよい。
図２の制御部９は、上記遅延時間の測定のための制御やデータ処理のための制御を行うためのものである。
【実施例１】
【００２２】
図３は、図１のブロック図に沿ったもので、さらに詳細なブロックからなる構成を持った例を示す。また、図３の構成で位相変動を測定する手順を、以下に示す。測定対象は、高安定な発振器である。
【００２３】
（イ）  信号源１において、発振器１−１の出力信号（非測定信号）は信号発生器（ＳＧ）１−２の同期回路に入力される。ＳＧ１−２は、例えば、１０ＭＨｚ（本測定系の基準信号の周波数と定義）の基準信号を生成して出力する。この基準信号は、遅延手段２で遅延させた後、位相検出手段３のＡ／Ｄ（アナログデジタル）変換器３−１に入力し量子化する。この量子化におけるサンプリング信号（量子化クロック）は、上記の基準信号に同期した信号で、その基準信号の２倍以上である。この量子化によってデジタル信号に変換された上記基準信号は、直交復調アルゴリズムにしたがって直交復調され、振幅情報と位相情報が出力される。この位相情報につき、継続的に順次時間軸に沿って位相変動を測定する。
（ロ）  上記の位相変動の測定にあたり、上記遅延手段２を除外した基準位相を予め求めておくことが望ましい。このためには、回路切換手段５のＳＷ５−１を切換えて、上記Ａ／Ｄ変換器３−１が上記信号発生器１−２の出力から直接入力する。この様に位相検出手段３において上記信号発生器１−２からの信号の位相を読み取り、基準位相とする。
（ハ）  次に、ＳＷ５−１を切換えて上記Ａ／Ｄ変換器３−１を遅延手段２に接続する。遅延手段２の遅延時間の計測は、遅延時間計測／制御器１７による周波数の計数値と、上記基準位相からの位相差による周波数分を加えることで行う。
（ニ）  具体的には、まずＳＷ５−２をオープン（解放）にする。次に、上記Ａ／Ｄ変換器３−１からの出力をモニタして上記信号発生器１−２からの波が零（ｏｆｆ）になった後に、計測を開始すべくＳＷ５−２をショート（短絡）し、同時に上記遅延時間計測／制御器１７による計数を開始する。
（ホ）  この計数は、上記Ａ／Ｄ変換器３−１からの出力に上記信号発生器１−２からの信号の所定の値への立ち上がりを検出することで上記計数を停止する。
（ヘ）  クロックカウントを停止した時点の上記信号発生器１−２からの信号の立ち上がりの位相角を求める。上記計数に、上記基準位相からの位相差を上記計数に変換した分を加え、この結果にサンプリング間隔時間を乗じることで、遅延時間が求まる。
（ト）  上記Ａ／Ｄ変換器３−１の出力から位相検出器が上記の位相差を求める。この位相差角度は、クロックジッタの変化差分に相当する位相角度であり、上記遅延時間を隔てた時点での位相差である。この位相差は、上記直交復調の度に出力されるが、これを、例えば、上記遅延時間間隔ごとに出力するように制限することも可能である。
（チ）  上記位相差が遅延時間間隔ごとに出力される場合、データ処理手段４で、一つの位相差データ系列が得られる。この位相差データ系列について、その位相差データの値を順次累積したものが位相変動出力となる。
また、上記位相差が上記直交復調の度に出力される場合、１つの遅延時間間隔内に複数の前記出力が含まれるが、その出力の各データについて上記と同様の位相差データ系列を各々対応させることができる。この各々の位相差データ系列について、その位相差データの値を順次累積することで各々の位相変動出力を得ることが出来る。このようにして得られた複数の位相変動出力については、データ処理手段４で平均化などの統計処理を行うことで、測定ノイズを抑制することができることは明らかである。
【実施例２】
【００２４】
図４から図６の構成は、実質的に信号源１からの信号を２分岐し、その一方のみを意図的に遅延させ、遅延有りの信号と遅延なしの信号とを比較するようにすることで、連続波を含めて任意の変調方式の参照信号を使用して位相変動を計測するものである。
【００２５】
まず、図４の構成について説明する。信号源１において、発振器１−１の出力信号（非測定信号）は信号発生器１−２の同期回路に入力される。信号発生器１−２は、例えば、１０ＭＨｚ（本測定系の基準信号の周波数と定義）の基準信号を生成して出力する。この例における信号発生器１−２の役割は、発振器１−１からのほぼ任意の周波数の信号に同期した上記の様な基準信号を生成する点にある。
【００２６】
（イ）  生成された上記基準信号を信号発生器１０に入力して、上記基準信号に同期した信号を生成する。ここで生成する信号は、連続波を含めて任意の変調方式の信号であってもよい。一般にマルチキャリア信号を用いることで測定における平均化を一挙に進め測定値の信号対雑音比を改善することができる。
（ロ）  上記信号発生器１０で生成され出力される信号は、回路切換手段５を経由して分岐手段７で２分岐される。分岐された一方の信号は、上記基準信号に同期させたＡ／Ｄ変換器３ａ１で量子化され、量子化された信号の区切りを見出すためにシンボル同期部３ａ２に通し、復調部３ａ３で直交復調して同期復調を行う。分岐されたもう一方の信号は、遅延手段２で信号遅延を受けた後、上記基準信号に同期させたＡ／Ｄ変換器３ｂ１で量子化され、量子化された信号の区切りを見出すためにシンボル同期部３ｂ２に通し、復調部３ｂ３で直交復調して同期復調を行う。
（ハ）  上記の位相変動の測定にあたり、上記遅延手段の遅延時間を正確に計測しておくことが望まれる。このために、まず、回路切換手段５のＳＷを開放（オープン）する。これにより、Ａ／Ｄ変換器３ａ１、３ｂ１の信号出力値が零になったら、上記回路切換手段５のＳＷを短絡（ショート）する。そして、Ａ／Ｄ変換器３ａ１、３ｂ１からのデータが零から所定の信号レベルに立ち上がった時点の時間差を計測して遅延時間とする。
（ニ）  次に位相変動の測定のため、回路切換手段５のＳＷを短絡（ショート）にて、信号発生器１０からの信号を分岐手段７で分岐することで、上記（ロ）に記載の処理を行う。
（ホ）  これにより同期復調された信号は同一時刻に観測されたそれぞれの分岐信号の位相を含むので、位相比較手段８でこれらの位相の差から分岐信号間の位相差を求めることが出来る。
（ヘ）  上記の場合と同様に、上記位相差が遅延時間間隔ごとに出力される場合一つの位相差データ系列が得られる。この位相差データ系列について、データ処理手段６においてその位相差データの値を順次累積したものが位相変動出力となる。
【００２７】
上記位相差が上記直交復調の度に出力される場合、１つの遅延時間間隔内に複数の前記出力が含まれるが、その出力の各データについて上記と同様の位相差データ系列を各々対応させることができる。この各々の位相差データ系列について、その位相差データの値を順次累積することで各々の位相変動出力を得ることが出来る。このようにして得られた複数の位相変動出力について平均化などの統計処理を行うことで、測定ノイズを抑制することができることは明らかである。
【００２８】
図４に示されているように、上記Ａ／Ｄ変換器３ａ１、シンボル同期部３ａ２、復調部３ａ３、Ａ／Ｄ変換器３ｂ１、シンボル同期部３ｂ２、復調部３ｂ３、位相比較手段８、データ処理手段６および制御部９は、コンピュータシステム内に構成されたものである。ここで制御部９については、上記コンピュータ内の制御に加えて、回路切換手段５のＳＷの制御も行なう。
【００２９】
図５は、信号発生手段１０が対応できない特定の帯域のみで使用できる遅延器を用いたい場合を想定したもので、信号発生手段１０からの信号の搬送波周波数を任意の周波数に変換して測定する構成を示している。
図５の構成では、分岐手段７の直前で、周波数変換手段１１で周波数変換（例えばアップコンバージョン）を行い、分岐手段７で分岐後に周波数変換手段１２で周波数変換（例えばダウンコンバージョン）を行なうが、遅延手段のある方の分岐では遅延手段の後に、それが無い方の分岐では前記分岐の後に、実施する。これらのアップコンバージョンやダウンコンバージョンは、周波数的に互いに相殺するものである必要はない。
【００３０】
また、この周波数変換は、遅延手段２の使用可能な周波数帯域に、それに通す信号の周波数帯域を合わせるために行うこともできる。この周波数帯域が低周波数帯域にある場合は、周波数変換手段１１でダウンコンバージョンを行い、周波数変換手段１２でアップコンバージョンを行うことで、比較的低周波数帯域にある遅延手段の帯域に適合させることができる。この場合も上記の場合と同様に、これらのアップコンバージョンやダウンコンバージョンは、互いに相殺するものである必要はない。
【００３１】
図６は、信号発生手段１０からの信号を２分岐した後に、図５の構成の様に互いに独立した位相検出手段３を用いるのではなく、一つの位相検出手段を共用して、位相変動を測定するものである。
【００３２】
このためには、図６に示す様に、分岐前に周波数変換手段１１で周波数アップコンバージョンを行い、信号合成手段１４による合波後に周波数変換手段１２で周波数ダウンコンバージョンを行う、あるいはその逆の変換を行う構成とする。また、分岐手段７によって分岐された信号の一方を遅延手段２で遅延させる。さらに、これらの２つの分岐における信号の周波数を互いに僅かに異なる様にするために、その分岐の一方の信号の周波数を僅かに増加あるいは低減する周波数変換を周波数変換手段１３で行う。この周波数変換は上記分岐のどちら側で行ってもよい。これら２つの分岐の信号は、信号合成手段１４で合成する。
【００３３】
合成された２つの分岐信号は、上記の様に周波数変換手段1２で周波数変換される。この周波数変換は、必ずしも周波数変換手段１１の効果を相殺するものである必要はない。周波数変換された信号は、位相検出手段３ａで位相が検出されるが、ここでは、前記の２つの分岐信号が同時に量子化され、シンボル同期、復調に加えて位相差検出が行われる。この量子化におけるサンプリング周波数は、その分岐信号の最大周波数の２倍以上の周波数であることが望ましい。
【００３４】
一般に、発振器の示す緩慢な位相変動成分を検出するには、なるべく遅延時間特性の大きい遅延素子が望まれる。従来の遅延素子としては、一時期コンピュータの記憶装置として用いられた水銀遅延素子や個体の表面波伝搬やバルク中の音波伝搬を用いた遅延素子は既によく知られており、本発明でもこれらの遅延素子を用いることができる。
【００３５】
上記図４、５、６において、信号発生手段１０からの信号は、媒介変数として使用されるだけで、やがて消去されるものであるので、種々の変調波を用いることができる。例えば、連続波（ＣＷ）の他に、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、位相シフトキーイング変調（ＰＳＫ）、直角位相振幅変調（ＱＡＭ）、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ）などである。
【００３６】
また、これらの遅延素子に比べてさらに大きな遅延時間を実現するには、気体中の音波伝搬を利用することができる。空気を用いた場合の遅延ユニット例を図７（ｂ）に、また、この遅延ユニットを遅延手段２に用いた位相変動測定装置例を図７（ａ）に示す。例えば、１気圧０℃での音速は、乾燥空気は３３１ｍ／秒、二酸化炭素では２５８ｍ／秒であることが知られており、１ｍの伝搬で、それぞれ約３ミリ秒、約４ミリ秒の遅延になる。
【００３７】
図７（ｂ）に示す遅延手段は、外部の雑音から分離するための容器に入れられ、発音器から超音波を発し受音器で受音するまでの音波伝搬時間を遅延時間とする遅延ユニットである。また、音波伝搬速度の温度依存性等による影響を抑制することは、恒温槽を用いたり、頻繁に遅延時間を測定したりすることで可能であるが、上記遅延ユニット中に、気温、気圧、湿度等のセンサーを備え、そこから得られるデータを基にデータ処理手段で上記の遅延時間を補正することによって、上記の様に頻繁に遅延時間を測定することを抑制することも可能である。
【００３８】
図７(a)に示す構成では、超音波の気体中の伝搬を用いることから、信号発生手段１０では、信号源１からの例えば１０ＭＨｚの信号に同期して、例えば４０ｋＨｚの信号を生成する。これは遅延手段７の透過帯域特性に適合させるための実質的な周波数ダウンコンバージョンである。この例では、周波数変換後に２分岐し、一方には遅延を加えず、他方を遅延素子で遅延する。これから先の処理は、図４における各Ａ/Ｄ変換以降の処理と同様である。
【実施例３】
【００３９】
本発明は、信号発生器(発振器)単体で、自らの位相変動を測定する機能が特長であるが、実験では基準位相と比較する位相差計を用いて検証する。そのため、本発明の基本回路を２系統並行に用いる。まず、各系統から１つで２つの発振器からの信号の位相差を位相差系ＤＰＭで計測し、各系統で独立に遅延ユニットとＡＤ変換器を介して発振器の位相を計測してその位相変動を求め、同時に、位相差計ＤＭＴＤにより各系統から１つで２つの遅延ユニットの各出力信号の位相差を計測する。ここでは、遅延ユニットにデジタル遅延回路を用いたため、遅延回路内のクロックによるジッタが生じて位相計測に誤差を生じる。これを相殺するため、２つの遅延ユニットの出力信号を位相差計ＤＭＴＤで計測しておく。
つまり、信号源Ａからの信号と信号源Ｂからの信号の位相は、位相差計ＤＰＭでその位相差が計測される。同様に、遅延ユニットＡの出力と遅延ユニットＢの出力との位相差は、位相差計ＤＭＴＤで計測される。
【００４０】
図８は、本発明の動作原理を確認するための装置構成を示すブロックである。この装置構成では、信号源Ａからの連続波を遅延ユニットＡを介してＡＤ変換器αに入力しており、そのサンプリングはオーバーサンプリングでサンプリング信号には、上記信号源Ａからの信号を用いている。ＡＤ変換器αの出力はＣＰＵ-Ａでデータ処理を行う。これと同様に、信号源Ｂからの連続波を遅延ユニットＢを介してＡＤ変換器βに入力しており、そのサンプリングはオーバーサンプリングでサンプリング信号は、上記信号源Ｂからの信号に同期している。ＡＤ変換器βの出力はＣＰＵ-Ｂでデータ処理を行う。
【００４１】
信号源Ａ、Ｂの出力時ｔの位相変動を含めた位相を各々Φ１（ｔ）、Φ２（ｔ）、遅延ユニットＡ、Ｂ自体による位相の変化をΨ１（ｔ）、Ψ２（ｔ）、ＣＰＵ−Ａ、Ｂで抽出される位相差をΔΘ１（ｔ）、ΔΘ２（ｔ）、遅延ユニットによる遅延時間をτとすると、次の関係がある。
【００４２】
【数１】
2018054417.tif 000003
【００４３】
また、位相差計ＤＭＴＤ、ＤＰＭの出力ΘＤＭＴＤ（ｔ）、ΘＤＰＭ（ｔ）は、次の様になる。
【００４４】
【数２】
2018054417.tif 000004
【００４５】
ここで、数１および数２から、次の関係を得ることができる。
【００４６】
【数３】
2018054417.tif 000005
【００４７】
この検証では、数３の結果は、数２の下段の式と右辺が一致することから、これらの式の左辺が一致するかどうかを実験で確認することを行う。
【００４８】
ここで、Ψ１（ｔ）、Ψ２（ｔ）がゼロの場合、ΘＤＭＴＤ（ｔ）はΘＤＰＭ（ｔ）がτだけ遅延したものであることが分かる。
また、このとき、ｔ＝Ｎτ（Ｎは自然数）について、次の式が成り立つ。
【００４９】
【数４】
2018054417.tif 000006
【００５０】
数４の関係から、位相差をΔΘ１（ｔ）を累積し符号を正負反転することで位相変動を含むΦ１（ｔ）が得られることが分かる。Φ２（ｔ）についても同様の処理で得ることが出来る。
【００５１】
図９（ａ）に、（イ）ΔΘ１（ｔ）とΔΘ２（ｔ）との測定値の差と、（ロ）ΘＤＭＴＤ（ｔ）の測定値と、（ハ）上記（イ）の測定値の差と（ロ）のΘＤＭＴＤ（ｔ）との差を示す。図９（ｂ）は、上記（ハ）を縦軸方向に拡大し移動平均をとったものである。図９（ｃ）は、上記図９（ｂ）の移動平均をとった結果を再掲載し、さらに信号源Ａ、Ｂの位相差を直接計測した差分位相計（ＤＰＭ）の結果を示す。それぞれ１０秒の移動平均値である。
この図９（ｃ）の２つは、本質的には、ほぼ一致するものであり数３の関係にあることが確認できる。従って、遅延素子の遅延特性に変動が生じなければ、上記の測定原理に基づく位相変動の測定が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明は、高安定な信号発生器からの単一スペクトルの信号の位相変動を評価する測定装置であるので、計測機器の基準信号の高安定度のリアルタイム補償にも利用できる。
これにより、従来困難であった独立した計測システムでの長時間の高精度の連続的な計測が可能となる。
例えば、電波を利用した気象計測は、大気中の水蒸気変動をその空間を通過する電波の僅かな伝搬変動として計測する。従来は水蒸気変動の成分が位相変動に埋もれてしまうため計測が困難であったが、本装置の計測データを利用して位相変動を相殺することにより水蒸気変動の計測が可能になるため、ゲリラ豪雨（記録的短時間大雨）などのリアルタイム計測が期待できる。
【符号の説明】
【００５３】
１  信号源
２  遅延手段
３、３ａ、３ｂ  位相検出手段
３ａ１、３ｂ１  Ａ／Ｄ変換器
４  データ処理手段
５  回路切換手段
６  データ処理手段
７  分岐手段
８  位相比較手段
９  制御部
１０  信号発生手段
１１、１２、１３  周波数変換手段
１４  信号合成手段
１５  信号発生手段
１６  Ａ／Ｄ変換器
１７  遅延時間計測/制御器
【図１】
2018054417.tif 000007
【図２】
2018054417.tif 000008
【図３】
2018054417.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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