(57)【要約】【課題】エイリアシングの影響をより適切に軽減できる、電動機の制御装置を提供する。【解決手段】電動機１０１の制御装置において、３相／２相変換部２０３は、キャリア周期の１／Ｎ倍（ただしＮは２以上の整数）である測定周期毎に、Ｎ個のｄ軸電流値およびＮ個のｑ軸電流値を出力する。平均値演算部２０４は、これらの平均値を計算する。差分演算部２０５は、ｋ番目のｄ軸電流値とｄ軸電流値の平均値との差を、ｄ軸電流差分として計算するとともに、ｋ番目のｑ軸電流値とｑ軸電流値の平均値との差を、ｑ軸電流差分として計算する。フィルタ処理部２０６は、各差分に対してローパスフィルタ処理を実施して、ｄ軸電流補正値およびｑ軸電流補正値を出力する。補正演算部２０７は、ｋ番目の各電流値と、各電流補正値との線形演算を行い、補正済みの各電流値を出力する。【選択図】図４
2018183007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機に電力を供給するインバータを制御することにより、前記電動機の駆動を制御する、駆動制御部と、
前記電動機の回転位置を検出するための回転角検出センサと、
前記電動機に通電される電流の電流値を３相それぞれで検出するための電流検出センサと、
を備える、電動機の制御装置であって、
前記駆動制御部は、
検出された電流値が電流指令値に追従するようフィードバック制御を行う電流制御部と、
情報記憶手段であって、インバータのスイッチング周期であるキャリア周期に等しい第１の制御周期と、前記第１の制御周期の１／Ｎ倍（ただしＮは２以上の整数）である第２の制御周期とを記憶する、情報記憶手段と、
前記第２の制御周期毎に前記インバータの３相電流値および前記電動機の回転位置を取得する測定制御部と、
電流値に関する演算を行う電流処理部と、
を備え、
前記電流処理部は、
前記第２の制御周期毎に取得された連続するＮ個の前記３相電流値および前記回転位置に対して３相／２相変換を行い、Ｎ個のｄ軸電流値およびＮ個のｑ軸電流値を出力する、３相／２相変換部と、
前記Ｎ個のｄ軸電流値の平均値および前記Ｎ個のｑ軸電流値の平均値を計算する、平均値演算部と、
前記Ｎ個のｄ軸電流値のうち、前記第１の制御周期に対応するタイミングで取得されたｋ番目のｄ軸電流値（ただしｋは１≦ｋ≦Ｎとなる整数）と、前記ｄ軸電流値の平均値との差を、ｄ軸電流差分として計算するとともに、前記Ｎ個のｑ軸電流値のうちｋ番目のｑ軸電流値と、前記ｑ軸電流値の平均値との差を、ｑ軸電流差分として計算する、差分演算部と、
前記ｄ軸電流差分および前記ｑ軸電流差分に対してローパスフィルタ処理を実施して、ｄ軸電流補正値およびｑ軸電流補正値を出力する、フィルタ処理部と、
前記ｋ番目のｄ軸電流値と、前記ｄ軸電流補正値との線形演算を行い、補正済みｄ軸電流値を出力するとともに、前記ｋ番目のｑ軸電流値と、前記ｑ軸電流補正値との線形演算を行い、補正済みｑ軸電流値を出力する、補正演算部と、
を備えることを特徴とした電動機の制御装置。
【請求項２】
前記駆動制御部は、さらに、インバータをＰＷＭ制御して前記電動機を制御するＰＷＭ制御方法選択部を備え、
前記電流制御部は、前記ＰＷＭ制御方法選択部の制御に応じて制御を行う、
ことを特徴とした請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ制御方法選択部は、前記電動機の基本波周期あたりのキャリア周期の数と、前記電動機の回転速度とのうち少なくとも一方に応じてＮを算出することを特徴とした請求項２に記載の電動機の制御装置。
【請求項４】
前記ローパスフィルタ処理の応答性が前記電流制御部の応答性より低いことを特徴とした請求項１〜３のいずれか一項に記載の電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の制御装置に関し、とくに、インバータを備えた電動機に対する電流フィードバック制御を行うものに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在知られている電動機の制御装置では、電動機とインバータ間の３相線の電流値と電動機のロータ回転位置を各種センサを用いて検出し、目標トルクに追従するよう電流フィードバック制御を実施する。このとき、制御装置はインバータをＰＷＭ制御により制御し、電流フィードバック制御はベクトル制御手法を用いて制御される。ベクトル制御手法を用いるにあたり、インバータの３相交流側に設けた電流センサにより検出した３相電流値を、電動機のロータ回転子位置に同期した回転座標系におけるｄ軸電流とｑ軸電流に変換する。
【０００３】
マイクロコンピュータ等が特定の周期に合わせて３相電流値を検出する際、３相電流に重畳している電動機の基本波周波数の高調波成分（例えば、５次、７次、１１次、１３次、１７次、１９次など）と検出周期が一致していると、検出した電流値にエイリアシングが発生することが知られている。
【０００４】
これに対して、電流検出の回数を増やしてエイリアシングの影響を軽減する方法がある（例えば、特許文献１）。特許文献１に記載される技術は、キャリア周期とキャリア周期の１／２倍周期で検出した複数の電流を平均することでエイリアシングの影響を受ける前の実電流値を再現する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第５２５２２２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来の技術ではエイリアシングの影響を軽減できない場合があるという問題があった。
【０００７】
例えば特許文献１の技術では、電流の平均値を求めることはできるが、平均値だけでは制御への応用が限られるので、エイリアシングの影響を軽減できない場合がある。
【０００８】
この発明はこのような問題点を解消するためになされたものであり、エイリアシングの影響をより適切に軽減できる、電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る電動機の制御装置は、電動機に電力を供給するインバータを制御することにより、電動機の駆動を制御する、駆動制御部と、電動機の回転位置を検出するための回転角検出センサと、電動機に通電される電流の電流値を３相それぞれで検出するための電流検出センサと、を備える、電動機の制御装置であって、駆動制御部は、検出された電流値が電流指令値に追従するようフィードバック制御を行う電流制御部と、情報記憶手段であって、インバータのスイッチング周期であるキャリア周期に等しい第１の制御周期と、第１の制御周期の１／Ｎ倍（ただしＮは２以上の整数）である第２の制御周期とを記憶する、情報記憶手段と、第２の制御周期毎にインバータの３相電流値および電動機の回転位置を取得する測定制御部と、電流値に関する演算を行う電流処理部と、を備え、電流処理部は、第２の制御周期毎に取得された連続するＮ個の３相電流値および回転位置に対して３相／２相変換を行い、Ｎ個のｄ軸電流値およびＮ個のｑ軸電流値を出力する、３相／２相変換部と、Ｎ個のｄ軸電流値の平均値およびＮ個のｑ軸電流値の平均値を計算する、平均値演算部と、Ｎ個のｄ軸電流値のうち、第１の制御周期に対応するタイミングで取得されたｋ番目のｄ軸電流値（ただしｋは１≦ｋ≦Ｎとなる整数）と、ｄ軸電流値の平均値との差を、ｄ軸電流差分として計算するとともに、Ｎ個のｑ軸電流値のうちｋ番目のｑ軸電流値と、ｑ軸電流値の平均値との差を、ｑ軸電流差分として計算する、差分演算部と、
ｄ軸電流差分およびｑ軸電流差分に対してローパスフィルタ処理を実施して、ｄ軸電流補正値およびｑ軸電流補正値を出力する、フィルタ処理部と、ｋ番目のｄ軸電流値と、ｄ軸電流補正値との線形演算を行い、補正済みｄ軸電流値を出力するとともに、ｋ番目のｑ軸電流値と、ｑ軸電流補正値との線形演算を行い、補正済みｑ軸電流値を出力する、補正演算部と、を備える。
特定の態様によれば、駆動制御部は、さらに、インバータをＰＷＭ制御して電動機を制御するＰＷＭ制御方法選択部を備え、電流制御部は、ＰＷＭ制御方法選択部の制御に応じて制御を行う。
特定の態様によれば、ＰＷＭ制御方法選択部は、電動機の基本波周期あたりのキャリア周期の数と、電動機の回転速度とのうち少なくとも一方に応じてＮを算出する。
特定の態様によれば、ローパスフィルタ処理の応答性が電流制御部の応答性より低い。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係る電動機の制御装置によれば、エイリアシングの影響をより適切に軽減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電動機の駆動制御装置を含む構成を示す概略ブロック図である。
【図２】図１の電流処理部の構成をより詳細に示すブロック図である。
【図３】図２の電流・レゾルバ角度取得部による測定値の取得タイミングを示す図である。
【図４】図２の電流・レゾルバ角度取得部によって、キャリア周期で取得されるｄ軸電流と、キャリア周期の１／Ｎ倍周期で取得されるｄ軸電流との関係を示す図である。
【図５】実施の形態１における、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御のキャリア周期を示した図である。
【図６】実施の形態１における、キャリア周期分割数Ｎの違いによる測定値の取得タイミングを示す図である。
【図７】実施の形態１における、キャリア周期分割数Ｎの算出方法の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、この発明の実施の形態を添付図面に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機１０１およびその制御装置を含む構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る電動機１０１およびその駆動制御装置は、電気自動車に用いられるものであるが、本発明は電気自動車に限らず、電動機とインバータとを有する工業製品であれば適用可能である。例えば、ハイブリッド自動車やエレベータなどに適用してもよい。
【００１３】
電動機１０１は、後述するインバータ１０２から出力される交流電力を入力として、軸トルクを出力する。本実施形態では、電動機１０１の出力軸は、図示しないファイナルギアに接続されており、図示しないタイヤがこのファイナルギアを介して駆動されることにより、車両が推進する。
【００１４】
インバータ１０２は、後述する直流バッテリ１０３から出力される直流電力を交流電力に変換し、変換された電力を電動機１０１に供給する。インバータ１０２は、例えば６つのスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）を備えており、ＰＷＭ信号生成器１１４で演算されたスイッチング信号のオンおよびオフにより動作する。
【００１５】
直流バッテリ１０３は、例えば定格出力１００Ｖのリチウムイオン電池により構成される。
【００１６】
電動機１０１の制御装置は、電動機１０１に接続されるレゾルバ１０４を備える。レゾルバ１０４は、電動機１０１の回転位置（例えばロータの回転角度）を検出するための回転角検出センサである。レゾルバ１０４は、検出した回転位置をレゾルバ角度θとして出力する。
【００１７】
電動機１０１は３相電動機であり、電動機１０１の制御装置は、電動機１０１の各相に設けられる電流センサ１０５を備える。電流センサ１０５は、電動機１０１に通電される電流の電流値を、３相それぞれで検出するための電流検出センサである。本明細書では、電動機１０１に通電される電流として、モータに流れる３相の電流値を、それぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗで表す。また、これら３相の電流値の組（ベクトル）を、Ｉｕｖｗで表す。なお、本実施形態では、電流センサ１０５は各相に１つずつ、合計で３つ設けられているが、電流センサが合計２つの場合であっても、電動機１０１に通電される電流の電流値を、３相それぞれで検出するのと実質的に同様の効果を得ることができる。
【００１８】
電動機１０１の制御装置は、駆動制御装置１０６を備える。駆動制御装置１０６は、インバータ１０２を制御することにより、電動機１０１の駆動を制御する、駆動制御部である。駆動制御装置１０６は、例えば演算手段と記憶手段（後述の情報記憶手段１２０を含んでもよい）とを備えるコンピュータによって構成される。この演算手段と記憶手段とが協働することにより、駆動制御装置１０６は本明細書に記載される処理を実行し、本明細書に記載される機能を実現する。
【００１９】
駆動制御装置１０６は、車両コントローラ１１０からのトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆと、レゾルバ１０４から出力されるレゾルバ角度θと、電流センサ１０５によって検出される３相の電流値Ｉｕｖｗとに基づき、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出する。電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、スイッチング信号の基準となる指令値である。
【００２０】
本実施形態では、駆動制御装置１０６は回転速度演算部１０７を備える（変形例として、回転速度演算部１０７は駆動制御装置１０６の外部に設けられてもよい）。回転速度演算部１０７は、単位時間当たりのレゾルバ角度θの変化に基づき、電動機１０１の回転速度Ｒｅｖ（例えばロータの回転速度）を算出する。
【００２１】
本実施形態では、駆動制御装置１０６はＰＷＭ制御方法選択部１０８を備える（変形例として、ＰＷＭ制御方法選択部１０８は駆動制御装置１０６の外部に設けられてもよい）。ＰＷＭ制御方法選択部１０８は、電動機１０１の回転速度Ｒｅｖに応じて、非同期ＰＷＭ制御を行うか、または、同期ＰＷＭ制御を行うかを、選択的に決定する。ＰＷＭ制御方法選択部１０８は、いずれに決定したかを表す信号（ＰＷＭ制御方法信号）ＰＷＭ＿Ｓｅｌｅｃｔを出力する。さらに、同期ＰＷＭ制御を行うと決定した場合には、ＰＷＭ制御方法選択部１０８は、第１の制御周期を決定する。第１の制御周期は、例えばキャリア周期に等しい。
【００２２】
キャリア周期は、電動機１０１の基本波周期に基づいて決定される周期であり、インバータ１０２のスイッチング周期である。キャリア周期は、例えば電動機１０１の基本波周期の１／Ｍ（ただしＭは正の整数）として決定される場合がある。Ｍの値は、定数であってもよいし、回転速度Ｒｅｖまたは他の条件に応じて算出または決定される変数であってもよい。
【００２３】
ＰＷＭ制御方法選択部１０８は、このようにして決定されたキャリア周期を表す信号を出力する。本実施形態では、この信号は、電動機１０１の基本波周期１つに含まれる制御パルスの数を表す制御パルス数信号Ｐｕｌｓｅ＿Ｓｅｌｅｃｔである。
【００２４】
このように、ＰＷＭ制御方法選択部１０８は、キャリア周期に基づく制御を行うかどうかを決定するとともに、キャリア周期に基づく制御を行う場合には、キャリア周期を決定する。
【００２５】
駆動制御装置１０６は電流処理部１０９を備える。電流処理部１０９は、ＰＷＭ制御方法選択部１０８の制御に応じて制御を行う。例えば、電流処理部１０９は、ＰＷＭ制御方法選択部１０８で選択された制御方法に基づく処理タイミングにて（例えば後述するように、キャリア周期をさらに分割した測定周期毎に）、電動機１０１に流れる各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、レゾルバ角度θを取得する。また、電流処理部１０９は、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑとを算出し、出力する。
【００２６】
本実施形態では、電動機１０１の制御装置は、車両コントローラ１１０を備える。車両コントローラ１１０は、運転者のアクセル操作や車両の速度に応じて、電動機１０１へのトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆを演算等により決定する。
【００２７】
本実施形態では、駆動制御装置１０６は電流指令生成部１１１を備える（変形例として、電流指令生成部１１１は駆動制御装置１０６の外部に設けられてもよい）。電流指令生成部１１１は、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆと回転速度Ｒｅｖとに基づき、そのトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆを出力することが可能なｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを算出する。
【００２８】
駆動制御装置１０６は電流制御部１１２を備える。電流制御部１１２は、ＰＷＭ制御方法選択部１０８の制御に応じて、電流値に関する演算を行う。とくに、電流制御部１１２は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに追従するように電流制御演算を実施し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出して出力する。この動作は、電流センサ１０５によって検出された電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに追従するよう、フィードバック制御を行うのと等価である。
【００２９】
本実施形態では、駆動制御装置１０６は電圧制御部１１３を備える（変形例として、電圧制御部１１３は駆動制御装置１０６の外部に設けられてもよい）。電圧制御部１１３は、電流制御部１１２から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ，Ｖｗに変換して出力する。
【００３０】
電動機１０１の制御装置は、ＰＷＭ信号生成器１１４を備える。ＰＷＭ信号生成器１１１４は、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｕ、Ｖｗに基づき、インバータ１０２に対するスイッチング信号を生成して出力する。
【００３１】
駆動制御装置１０６は情報記憶手段１２０を備える。情報記憶手段１２０は、半導体またはハードディスク等の記憶媒体を備え、駆動制御装置１０６内において扱われる情報を記憶する。
【００３２】
図２は、電流処理部１０９の構成をより詳細に示すブロック図である。本実施形態では、電流処理部１０９は周期演算部２０１を備える（変形例として、周期演算部２０１は電流処理部１０９の外部に設けられてもよい）。周期演算部２０１は、キャリア周期分割数Ｎ（ただしＮは２以上の整数）を算出または決定する。本実施形態では、Ｎは、ＰＷＭ制御方法選択部１０８から出力されるＰＷＭ制御方法信号ＰＷＭ＿Ｓｅｌｅｃｔおよび制御パルス数信号Ｐｕｌｓｅ＿Ｓｅｌｅｃｔに基づいて算出または決定される。
【００３３】
本実施形態では、電流処理部１０９は電流・レゾルバ角度取得部２０２を備える（変形例として、電流・レゾルバ角度取得部２０２は、電流処理部１０９の外部（ただし駆動制御装置１０６内）に設けられてもよい）。電流・レゾルバ角度取得部２０２は、所定の測定周期（第２の制御周期）毎に、インバータ１０２の３相電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電動機１０１のレゾルバ角度θを取得する測定制御部として機能する。この取得は、例えば電流センサ１０５およびレゾルバ１０４から出力される測定信号を受信することによって行われる。測定周期は、例えば周期演算部２０１から出力されるキャリア周期分割数Ｎに基づいて決定される。より具体的な例としては、測定周期は、キャリア周期の１／Ｎ倍である。
【００３４】
例えば、キャリア周期分割数Ｎ＝３が選択された場合には、電流・レゾルバ角度取得部２０２はキャリア周期を３分割し、キャリア周期の１／３倍となる測定周期毎の３相電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよびレゾルバ角度θを取得して電流処理部１０９内に取り込む。ここで、測定周期毎に出現するＮ回の測定タイミングにおいて測定されるＵ相の電流値を、それぞれＩｕ（ｎ）と表す（ただしｎは１≦ｎ≦Ｎとなる整数である）。同様にして、Ｖ相の電流値をＩｖ（ｎ）と表し、Ｗ相の電流値をＩｗ（ｎ）と表し、レゾルバ角度をθ（ｎ）と表す。
【００３５】
以下の説明では、Ｉｕ（ｎ）、Ｉｖ（ｎ）、Ｉｗ（ｎ）、θ（ｎ）のうち、同一のキャリア周期に含まれる測定タイミング（ただしキャリア周期の開始点を含まない）のうち最も早いタイミングにおいて取得された各値を、それぞれＩｕ（１）、Ｉｖ（１）、Ｉｗ（１）、θ（１）とする。すなわち、キャリア周期の終点において取得された各値は、Ｉｕ（Ｎ）、Ｉｖ（Ｎ）、Ｉｗ（Ｎ）、θ（Ｎ）となる。
【００３６】
なお、情報記憶手段１２０（図１）は、キャリア周期と、測定周期とを記憶する。例えばＭおよびＮの値を記憶してもよいし、これに対応する時間の長さを記憶してもよい。
【００３７】
電流処理部１０９は、３相／２相変換器２０３（３相／２相変換部）を備える。３相／２相変換器２０３は、測定周期毎に取得された連続するＮ個の３相電流値Ｉｕ（ｎ）、Ｉｖ（ｎ）、Ｉｗ（ｎ）およびレゾルバ角度θ（ｎ）に対して３相／２相変換を行い、Ｎ個のｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）およびＮ個のｑ軸電流値Ｉｑ（ｎ）を出力する。３相／２相変換は、例えば次の式を用いて行われる。
【００３８】
【数１】
2018183007.tif 000003
【００３９】
電流処理部１０９は、平均値演算部２０４を備える。平均値演算部２０４は、Ｎ個のｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）の平均値と、Ｎ個のｑ軸電流値Ｉｑ（ｎ）の平均値とを計算し、平均ｄ軸電流値Ｉｄ＿Ａｖｅおよび平均ｑ軸電流値Ｉｑ＿Ａｖｅを出力する。例えば、キャリア周期分割数Ｎ＝３が選択された場合、平均ｄ軸電流Ｉｄ＿Ａｖｅは、
Ｉｄ＿Ａｖｅ＝（１／３）×｛Ｉｄ（１）＋Ｉｄ（２）＋Ｉｄ（３）｝
として求められる。平均ｑ軸電流値Ｉｑ＿Ａｖｅについても同様である。
【００４０】
電流処理部１０９は、差分演算部２０５を備える。差分演算部２０５は、３相／２相変換器２０３から出力されたＮ個のｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）、ｑ軸電流値Ｉｑ（ｎ）のうちそれぞれＮ番目に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（Ｎ）、ｑ軸電流値Ｉｑ（Ｎ）と、平均値演算部２０４から出力された平均ｄ軸電流値Ｉｄ＿Ａｖｅ、平均ｑ軸電流値Ｉｑ＿Ａｖｅとの差を演算して、それぞれの差を表すｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａ、ｑ軸電流差分Ｉｑ＿Ｄｅｌｔａを出力する。例えば、キャリア周期分割数Ｎ＝３が選択された場合、ｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａは、
Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａ＝Ｉｄ＿Ａｖｅ−Ｉｄ（３）
となる。ｑ軸電流差分Ｉｑ＿Ｄｅｌｔａについても同様である。
【００４１】
なお、上の例では最後に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（Ｎ）およびｑ軸電流値Ｉｑ（Ｎ）を基準として差分を算出しているが、キャリア周期の始点および終点の定義に応じて基準となる電流値は異なる。より一般的な表現によれば、差分演算部２０５は、Ｎ個のｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）のうち、キャリア周期に対応するタイミング（キャリア周期と同一の周期を持つ周期的タイミング。例えば、制御パルスの電流微分値が負または０から正となるタイミングであってもよいし、制御パルスの電流微分値が正または０から負となるタイミングであってもよいし、他のタイミングであってもよい）で取得されたｄ軸電流値（これをｋ番目のｄ軸電流値Ｉｄ（ｋ）とする。ただしｋは１≦ｋ≦Ｎとなる整数であり、上の具体例ではｋ＝Ｎであった）と、平均ｄ軸電流値Ｉｄ＿Ａｖｅとの差を、ｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａとして計算するとともに、Ｎ個のｑ軸電流値Ｉｑ（ｎ）のうちｋ番目のｑ軸電流値Ｉｑ（ｋ）と、平均ｑ軸電流値Ｉｑ＿Ａｖｅとの差を、ｑ軸電流差分Ｉｑ＿Ｄｅｌｔａとして計算する。
【００４２】
電流処理部１０９は、フィルタ処理部２０６を備える。フィルタ処理部２０６は、差分演算部２０５から出力されたｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａおよびｑ軸電流差分Ｉｑ＿Ｄｅｌｔａに対してそれぞれローパスフィルタ処理（例えば１次ローパスフィルタ処理）を実施して、ｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘおよびｑ軸電流補正値Ｉｑ＿Ｆｉｘを出力する。より厳密には、フィルタ処理部２０６は、ｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａの時系列値およびｑ軸電流差分Ｉｑ＿Ｄｅｌｔａの時系列値に対してローパスフィルタ処理を行って、ｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘの時系列値およびｑ軸電流補正値Ｉｑ＿Ｆｉｘの時系列値を取得する。ローパスフィルタの応答性は、電流制御部１１２の応答性より低くなるよう設定してもよい。そのようにすることで、電流制御部１１２における電流フィードバック制御の制御応答性への影響を軽減することが可能である。
【００４３】
電流処理部１０９は、補正演算部２０７を備える。補正演算部２０７は、３相／２相変換器２０３から出力されたＮ個のｄ軸電流Ｉｄ（ｎ）、ｑ軸電流Ｉｑ（ｎ）のうち、電流制御部１１２の処理タイミングと同一の（またはそのタイミングに最も近い）キャリア周期で取得したｄ軸電流Ｉｄ（ｋ）、ｑ軸電流Ｉｑ（ｋ）に対して、フィルタ処理部２０６から出力されたｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘ、ｑ軸電流補正値Ｉｑ＿Ｆｉｘを補正演算をして、補正済みのｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを出力する。例えば、キャリア周期分割数Ｎ＝３が選択され、電流制御部１１２の実行周期がキャリア周期と同一である場合、ｄ軸電流値Ｉｄは、
Ｉｄ＝Ｉｄ（３）＋Ｉｄ＿Ｆｉｘ
となる。ｑ軸電流値Ｉｑについても同様である。
【００４４】
より一般的な表現によれば、補正演算部２０７は、ｋ番目のｄ軸電流値Ｉｄ（ｋ）と、ｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘとの線形演算（上の例では加算であるが、減算であってもよく、その他の線形演算であってもよい）を行い、補正済みｄ軸電流値Ｉｄを出力するとともに、ｋ番目のｑ軸電流値Ｉｑ（ｋ）と、ｑ軸電流補正値Ｉｑ＿Ｆｉｘとの線形演算（上の例では加算であるが、減算であってもよく、その他の線形演算であってもよい）を行い、補正済みｑ軸電流値Ｉｑを出力する。
【００４５】
図３は、電流・レゾルバ角度取得部２０２による測定値の取得タイミングを示す図である。とくに、電流・レゾルバ角度取得部２０２における３相電流値Ｉｕｖｗ、レゾルバ角度θの取得タイミングと、他の処理（例えば、３相／２相変換器２０３、平均値演算部２０４、差分演算部２０５、フィルタ処理部２０６、補正演算部２０７等の処理）の周期とを示す。
【００４６】
例えば、本発明に含まれない比較例として、キャリア周期分割数Ｎ＝１の場合には、３相電流値Ｉｕｖｗ、レゾルバ角度θの取得はキャリア周期毎にしか行わない。一方、本発明によるようにキャリア周期の分割数Ｎ＝３の場合には、３相電流値Ｉｕｖｗ、レゾルバ角度θの取得は、キャリア周期を１／３倍した測定周期毎に行われる。
【００４７】
なお、本実施形態では、電流・レゾルバ角度取得部２０２で取得したＮ個の３相電流値Ｉｕｖｗ（ｎ）、レゾルバ角度θ（ｎ）について、３相／２相変換器２０３から補正演算部２０７まで一括して処理しているが、これらによる一連の処理はキャリア周期毎に処理してもよいし、例えばキャリア周期より長い周期にて処理してもよい。
【００４８】
図４は、図２の電流・レゾルバ角度取得部によって、キャリア周期で取得されるｄ軸電流と、キャリア周期の１／Ｎ倍周期で取得されるｄ軸電流との関係を示す図である。これは、平均値演算部２０４および差分演算部２０５におけるＮ個のｄ軸電流値およびＮ個のｑ軸電流値の演算処理の一例を示す。この例のｄ軸電流には電動機の基本波周波数の６倍の高調波成分が重畳している。この図は、電動機１０１の回転速度が高い場合の例であり、高調波成分が重畳したｄ軸電流の周期と、キャリア周期とが一致している。一般的に、ｄｑ軸電流に重畳する電動機の基本波周波数に起因する高調波は、６倍、１２倍、１８倍などであると言われる。これら電動機の高調波成分は、電動機の特性により、振幅や位相が異なることが知られている。例えば、ある電動機では６倍高調波の振幅が１２倍高調波よりも大きいが、異なる特性の電動機では１２倍高調波の方が６倍高調波の振幅よりも大きい場合がある。また、この高調波の振幅、位相の特性は電動機の回転速度によっても異なることが知られている。
【００４９】
図４において、実ｄ軸電流値４０１は、キャリア周期分割数Ｎを無限大とした時に取得されるｄ軸電流値と一致する。
【００５０】
「●」記号でマークしたｄ軸電流値４０２は、上述のｋ番目のｄ軸電流値Ｉｄ（ｋ）を表す。エイリアシングの影響により直流成分が重畳しており、実ｄ軸電流値４０１の中心値から外れた値を常に検知している。これは誤検知といえる。
【００５１】
「○」記号でマークした、測定周期毎に取得されるｄ軸電流４０３は、上述のＩｄ（ｎ）を表す（ただし１≦ｎ≦Ｎ）（より厳密には、「●」記号でマークしたｄ軸電流値４０２を含む）。図４では、キャリア周期内でＮ回、ｄ軸電流値を取得していることが示される。
【００５２】
平均ｄ軸電流値４０４は、測定周期毎に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）の平均値であり、上述のＩｄ＿Ａｖｅを表す。これは、例えば、測定周期毎に取得されたＮ個のｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）に基づき、次の式を用いて算出される。
【００５３】
【数２】
2018183007.tif 000004
【００５４】
測定周期毎に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）の平均値Ｉｄ＿Ａｖｅは、実ｄ軸電流値４０１の直流成分をよく模擬しているといえる。
【００５５】
差分４０５は、電流制御部１１２の処理周期がキャリア周期と同周期であった場合の、キャリア周期毎に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（ｋ）と、測定周期毎に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（ｎ）の平均値Ｉｄ＿Ａｖｅとの差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａを表す。差分４０５は、キャリア周期毎に取得されたｄ軸電流Ｉｄ（ｋ）における、エイリアシングによる誤差を表す。
【００５６】
フィルタ処理部２０６は、例えばこのｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａに対し１次ローパスフィルタ処理を行いｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘを得る。Ｎ個のｄ軸電流値のうち数個のｄ軸電流値が、ノイズ等の影響により実ｄ軸電流値を大きく逸脱した値を取得した場合であっても、１次ローパスフィルタ処理を実施することにより、ｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａへの影響を抑えることが可能である。ｑ軸電流値についても同様の処理が行われる。
【００５７】
ｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘは、キャリア周期毎に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（ｋ）の補正値として使用される。補正演算部２０７は、例えば、ｄ軸電流補正値Ｉｄ＿Ｆｉｘとキャリア周期毎に取得されたｄ軸電流値Ｉｄ（ｋ）を加算もしくは減算する。補正後のｄ軸電流Ｉｄは、電流制御部１１２によって使用されるｄ軸電流Ｉｄとなる。電流制御部１１２は、補正後のｄ軸電流Ｉｄと、電流指令生成部１１１の出力であるｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとが一致するようにＰＩ制御を行う。ｑ軸電流についても同様である。
【００５８】
図５は、ＰＷＭ制御における、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御のキャリア周期を示した図である。
【００５９】
電動機１０１の電気角５０１は、一般的に０〜３６０ｄｅｇで一周期となる。これは基本波周期とも呼ばれる。
【００６０】
非同期ＰＷＭ制御におけるキャリア波５０２の周期は、電動機１０１の基本波周期より十分短い周期に設定されることが多い。電動機の基本波周期内に電流制御部１１２や電圧制御部１１３の処理を多数回実行することが可能であるため、目標とするｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに対しての追従性（制御性）が良いが、１キャリア波あたりの周期が短いため、マイクロコンピュータの性能等、条件次第では処理能力が不足する恐れがある。
【００６１】
同期ＰＷＭ制御におけるキャリア波の一例であるキャリア波５０３は、電動機１０１の基本波周期内に１２個のキャリア周期を持ち、すなわち１２パルス制御を実現する。電動機の基本波周期あたりのキャリア波数を固定することは、すなわち電動機１０１の基本波周期あたりの電流制御部１１２や電圧制御部１１３による処理の実行回数を固定することでもある。このようにすると、電動機１０１が取り得る広範な回転速度域に対して一定の制御性を保つことが可能であるが、電動機１０１の回転速度が増加するにつれて電動機１０１の基本波周期が短くなり同期ＰＷＭ制御の１パルス（１キャリア波）あたりの周期も短くなるため、非同期ＰＷＭ制御と同様に、条件次第ではマイクロコンピュータの処理能力が不足する恐れがある。
【００６２】
同期ＰＷＭ制御のキャリア波の別の例であるキャリア波５０４は、電動機１０１の基本波周期内に６個のキャリア波を持ち、すなわち６パルス制御を実現する。キャリア波５０２およびキャリア波５０３に関して説明したマイクロコンピュータの処理能力不足の問題を解決するため、同期ＰＷＭ制御では、電動機１０１の基本波周期内のパルス数（キャリア波数）を適宜変更することが望ましい。変更に際しては電動機１０１の回転速度Ｒｅｖを基準とすることが好適である。
【００６３】
しかし、電動機１０１の基本波周期内のパルス数（キャリア波数＝キャリア周期分割数Ｎ）が減少するにつれて、３相電流値Ｉｕｖｗを取得する周期（１パルスあたりの周期）と、３相電流の高調波成分の周期とが接近するので、電流取得の際にエイリアシングの影響を完全には除去できず、実態から外れた値を誤検知する恐れがある。
【００６４】
そこで、キャリア周期分割数Ｎが小さくなるにつれ、キャリア周期内における３相電流値Ｉｕｖｗの取得回数を増やせば、エイリアシングの発生を抑制できる可能性がある。３相電流値Ｉｕｖｗを取得する回数は、マイクロコンピュータ等の処理能力の上限を超えないよう設定すると好適である。
【００６５】
本実施形態の構成においては、同期ＰＷＭ制御が選択された場合において、キャリア周期をＮ個に分割することでエイリアシングの影響を軽減または排除できる可能性がある。キャリア周期分割数Ｎを選択する際の基準の一例を図６に示す。
【００６６】
図６は、実施の形態１における、キャリア周期分割数Ｎの違いによる測定値の取得タイミングを示す図である。この図を用いて、３相電流の高調波成分と、その高調波成分によるエイリアシングの影響を効果的に軽減または排除できるキャリア周期分割数Ｎとの関係について説明する。
【００６７】
図６では、電動機１０１の基本周波数の６倍の周波数（基本波周期の１／６の周期）の高調波に対し、同期ＰＷＭ制御における６パルス制御を使用した場合を例にする。
【００６８】
エイリアシングが発生し、ｄ軸電流に重畳して実ｄ軸電流値４０１を生成している。本発明には含まれない比較例として、Ｎ＝１の場合に、「○」記号でマークしたｄ軸電流値６０１は、キャリア周期毎に算出されるものであるが、エイリアシングの影響が含まれており、実ｄ軸電流値４０１の中心値から外れている。ｄ軸電流値６０１の平均値（太い一点鎖線）は、実ｄ軸電流値４０１の平均値（細い実線で示す）から外れている。
【００６９】
本発明の一例として、Ｎ＝２の場合に、「□」記号でマークしたｄ軸電流値６０２は、キャリア周期の１／２倍周期で算出されるものである。ｄ軸電流値６０２の平均値を算出することにより、エイリアシングの影響が軽減または排除可能である。ｄ軸電流値６０２の平均値（太い一点鎖線）は、実ｄ軸電流値４０１の平均値（細い実線で示す）に一致する。
【００７０】
本発明の別の例として、Ｎ＝３の場合に、「△」記号でマークしたｄ軸電流値６０３は、キャリア周期の１／３倍周期で算出されるものである。ｄ軸電流値６０３の平均値を算出することにより、エイリアシングの影響が軽減または排除可能である。ｄ軸電流値６０３の平均値（太い一点鎖線）は、実ｄ軸電流値４０１の平均値（細い実線で示す）に一致する。
以上の、図６を用いたｄ軸電流に関する説明は、ｑ軸電流についても同様に当てはまる。
【００７１】
すなわち、電動機１０１の基本周波数の６倍の周波数（基本波周期の１／６の周期）の高調波が重畳している場合には、キャリア周期分割数Ｎ＝２またはＮ＝３を選択することでエイリアシングの影響を軽減または排除することが可能であることが分かる。キャリア周期分割数Ｎを選択するに当たっては、Ｎが増える毎にマイクロコンピュータの演算負荷が増加するため、同様の効果が得られる範囲内で可能な限り小さいＮの値を選択することが好適である。同様に、電動機の基本波周波数の１２倍、１８倍の高調波成分に対してもエイリアシングを軽減または排除可能な最適なキャリア周期分割数Ｎが存在する。
【００７２】
例えば、高調波の次数を基本波周期あたりの制御パルス数で除した値が、Ｎの整数倍となる場合には、Ｎの整数倍とならない場合に比べて、エイリアシング低減効果が弱くなる。より具体的に、図６の例では、高調波の次数が６であり、基本波周期あたりの制御パルス数も６であるため、これらの除算の結果は１となり、Ｎ＝２を選択した場合およびＮ＝３を選択した場合の双方において、エイリアシング低減効果が期待できる。別の例として、高調波の次数が１２であり、基本波周期あたりの制御パルス数が６である場合には、これらの除算の結果は２となり、これは２の整数倍であるが３の整数倍ではないので、Ｎ＝２を選択した場合にはエイリアシング低減効果が弱くなるが、Ｎ＝３を選択した場合にはエイリアシング低減効果が期待できる。さらに別の例として、高調波の次数が１８であり、基本波周期あたりの制御パルス数が６である場合には、これらの除算の結果は３となり、これは２の整数倍ではないが３の整数倍であるので、Ｎ＝２を選択した場合にはエイリアシング低減効果が期待できるが、Ｎ＝３を選択した場合にはエイリアシング低減効果が弱くなる。
【００７３】
この場合のキャリア周期分割数Ｎの選択基準として、電動機１０１の特性を考慮することが望ましい。例えば、電動機１０１の３相電流値の波形を取得し、取得した波形をフーリエ変換することにより、所定の高調波（例えば、電動機１０１の基本波周波数の６倍、１２倍および１８倍の周波数を持つ各高調波）の振幅値を算出する。そして、最も振幅値の大きい高調波によるエイリアシングを軽減可能なＮを選択する。このような動作は、駆動制御装置１０６が実行してもよいし、別途独立した構成要素を設けてこれに実行させてもよい。
【００７４】
キャリア周期分割数Ｎの選択に際しては、電動機１０１の回転速度Ｒｅｖ、同期ＰＷＭ制御時のパルス数、またはこれら双方を基準にすることが望ましい。例えば、ＰＷＭ制御方法選択部１０８は、電動機１０１の基本波周期あたりのキャリア周期の数と、電動機１０１の回転速度Ｒｅｖとのうち少なくとも一方に応じてＮを算出してもよい。
【００７５】
電動機１０１を制御するにあたり、制御手法として非同期ＰＷＭ制御および同期ＰＷＭ制御のいずれを選択するかと、パルス数をいくつに設定するかとは、電動機１０１の回転速度Ｒｅｖに依存して定まる場合が多い。そこで、周期演算部２０１では電動機１０１の回転速度Ｒｅｖまたは同期ＰＷＭ制御時の制御パルス数信号Ｐｕｌｓｅ＿Ｓｅｌｅｃｔなどに基づいてキャリア周期分割数Ｎを選択する。
【００７６】
図７は、実施の形態１における、キャリア周期分割数Ｎの算出方法の一例を示す図である。太い折れ線が、電動機回転速度Ｒｅｖに応じたキャリア周期分割数Ｎの変化を示す。このように、キャリア周期分割数Ｎは、例えば電動機回転速度Ｒｅｖを入力とした１次元マップを用いて算出されてもよい。または、キャリア周期分割数Ｎは、ＰＷＭ制御方法信号ＰＷＭ＿Ｓｅｌｅｃｔに応じて算出または決定されてもよい。または、キャリア周期分割数Ｎは、制御パルス数信号Ｐｕｌｓｅ＿Ｓｅｌｅｃｔに応じて算出または決定されてもよい。または、ＰＷＭ制御方法信号ＰＷＭ＿Ｓｅｌｅｃｔと制御パルス数信号Ｐｕｌｓｅ＿Ｓｅｌｅｃｔとを組み合わせた２次元マップを用いて決定されてもよい。
【００７７】
３相電流またはｄ軸電流（またはｑ軸電流）に重畳する電動機の基本波周波数の高調波成分の特性は、電動機１０１の特性や回転速度Ｒｅｖによって変化することが知られている。そのため、電動機１０１の特性や回転速度Ｒｅｖに応じて事前にエイリアシングを軽減するために効果的なキャリア周期分割数Ｎを把握しておき、様々な条件に応じたキャリア周期分割数Ｎの値を定義（例えば情報記憶手段１２０に記憶）しておくことにより、マイクロコンピュータの処理増加を抑えつつ、エイリアシングの影響を軽減することが可能となる。
【００７８】
以上説明するように、本発明の実施の形態１に係る電動機の制御装置によれば、エイリアシングの影響をより適切に軽減できる。例えば、従来の電流フィードバック制御の制御安定性を損なうことなくエイリアシングの影響を軽減することができる。また、電動機の特性に応じてエイリアシングの影響を抑制することが可能となる。
【００７９】
電流の平均値をローパスフィルタ処理するだけでなく、ローパスフィルタ処理された値と、特定のタイミングにおける電流値（ｋ番目のｄ軸電流値およびｋ番目のｑ軸電流値）との差分を補正値として算出するので、より適切な制御への応用が可能である。
【００８０】
例えば、差分を補正値として用いることにより、電流値（例えばｄ軸電流値４０２）に生じる遅れを抑制し、電流フィードバック制御の応答性を高めることができる。仮に、平均ｄ軸電流値Ｉｄ＿Ａｖｅおよび平均ｑ軸電流値Ｉｑ＿Ａｖｅをフィードバック制御の入力とすると、移動平均を取ることによる遅れが発生し、電流フィードバック制御の応答性が悪化するおそれがあるが、本発明の実施の形態１によればそのような事態を回避できる。
【００８１】
また、実施の形態１では、ローパスフィルタ処理の応答性が電流制御部の応答性より低いので、電流制御部１１２における電流フィードバック制御の制御応答性への影響を軽減することが可能である。仮に、フィルタ処理部２０６におけるローパスフィルタの応答性を電流制御部の応答性以上とした場合には、ｄ軸電流差分Ｉｄ＿Ｄｅｌｔａおよびｑ軸電流差分Ｉｑ＿Ｄｅｌｔａが振動的になったり、外乱（例えばサンプリング時の値飛び）に対してセンシティブになったりする可能性があり、このため制御性が悪化する場合があるが、実施の形態１によればそのような事態を回避できる。なお、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆに対する電流制御の追従性に対しては、電流制御側の応答性がボトルネックとなる可能性があるので、電流制御の応答性以上にフィルタ処理部の応答性を上げても、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆの追従性が向上するわけではない。
【００８２】
なお、本発明の実施の形態１によれば、ローパスフィルタ処理したものと、キャリア周期毎に取得したｄ軸電流（またはｑ軸電流）を単に加算し、加算の結果をそのまま利用するような構成ではないので、直流成分が２倍になるようなことがなく、電流制御における制御安定性が悪くならない。
【００８３】
また、本発明の実施の形態１によれば、検出電流に対してハイパスフィルタ処理を実施しないので、フィルタの遅延を抑制できる。
【００８４】
なお、実施の形態１において、ＰＷＭ制御方法選択部１０８を省略してもよい。その場合には、電流処理部１０９および電流制御部１１２は、常に同期ＰＷＭ制御を実行するよう構成されてもよく、また、電動機１０１の基本波周期あたりの制御パルス数は固定された数であってもよい。
【符号の説明】
【００８５】
１０１  電動機、１０２  インバータ、１０４  レゾルバ（回転角検出センサ）、１０５  電流センサ（電流検出センサ）、１０６  駆動制御装置（駆動制御部）、１０７  回転速度演算部、１０８  ＰＷＭ制御方法選択部、１０９  電流処理部、１２０  情報記憶手段、２０２  電流・レゾルバ角度取得部、２０３  ３相／２相変換器（３相／２相変換部）、２０４  平均値演算部、２０５  差分演算部、２０６  フィルタ処理部、２０７  補正演算部。
【図１】
2018183007.tif 000005
【図２】
2018183007.tif 000006
【図３】
2018183007.tif 000007
【図４】
2018183007.tif 000008
【図５】
2018183007.tif 000009
【図６】
2018183007.tif 000010
【図７】
2018183007.tif 000011