(57)【要約】【課題】２装置間の距離を各装置間の通信によって求める通信型測距を採用して正確な距離の算出を可能にする。【解決手段】  実施形態の測距装置は、少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、前記第１装置は、第１基準信号源と、前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、前記第２装置は、前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う。【選択図】図１
2018155724.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、
前記第１装置は、
第１基準信号源と、
前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、
前記第２装置は、
前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、
前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、
前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う
測距装置。
【請求項２】
前記第１及び第２基準信号源は、前記第１及び第２送受信器によって前記第１及び第２キャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する
請求項１に記載の測距装置。
【請求項３】
前記第１送受信器の受信器は、前記２つ以上の第２キャリア信号の位相を検出する第１位相検出器を具備し、
前記第２送受信器の受信器は、前記２つ以上の第１キャリア信号の位相を検出する第２位相検出器を具備する
請求項１に記載の測距装置。
【請求項４】
前記第１及び第２位相検出器は、直交復調器によって構成される
請求項３に記載の測距装置。
【請求項５】
前記第１送受信器は、前記第１基準信号源の出力を用いて２つの第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つの第１キャリア信号を受信し、
前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる４つの位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う
請求項１に記載の測距装置。
【請求項６】
前記算出部は、
前記第１送受信器によって得られる前記２つの第２キャリア信号の各位相の第１位相差と、前記第２送受信器によって得られる前記２つの第１キャリア信号の各位相の第２位相差とを加算して、前記距離を求める
請求項５に記載の測距装置。
【請求項７】
前記第１送受信器は、前記第１基準信号源の出力を用いて３つの第１キャリア信号を送信すると共に３つの第２キャリア信号を受信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記３つの第２キャリア信号を送信すると共に前記３つの第１キャリア信号を受信し、
前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる６つの位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う
請求項１に記載の測距装置。
【請求項８】
前記算出部は、
前記第１送受信器によって得られる前記３つの第２キャリア信号の１つの位相と他の２つの位相との２つの第１位相差と、前記第２送受信器によって得られる前記３つの第１キャリア信号の１つの位相と他の２つの位相との２つの第２位相差とを加算して、前記距離を求める
請求項７に記載の測距装置。
【請求項９】
前記算出部は、前記第１位相差についての２πの剰余結果と前記第２位相差についての２πの剰余結果との加算結果について２πの剰余を求めることで前記距離を求める
請求項１乃至８のいずれか１つに記載の測距装置。
【請求項１０】
前記算出部は、前記第１及び第２送受信部の受信信号の振幅を用いて、前記距離を求める
請求項９に記載の測距装置。
【請求項１１】
前記第１及び第２装置の少なくとも一方は、前記算出部を有し、
前記第１及び第２装置は、前記位相情報を前記算出部に送信するための通信部を有する
請求項１乃至１０のいずれか１つに記載の測距装置。
【請求項１２】
前記第１及び第２基準信号源は、２種類のローカル信号を発生し、
前記第１及び第２送受信器は、前記２種類のローカル信号を用いたイメージ抑圧方式の無線受信器によって構成される
請求項１乃至１１のいずれか１つに記載の測距装置。
【請求項１３】
キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距方法において、
第１装置において、第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信し、
第２装置において、第２基準信号源の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号を送信し、
第１装置において、前記２つ以上の第２キャリア信号を受信して２つ以上の第１位相検出結果を得、
第２装置において、前記２つ以上の第１キャリア信号を受信して２つ以上の第２位相検出結果を得、
前記第１及び第２位相検出結果を算出部に伝送し、
算出部において、前記第１及び第２位相検出結果に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する
測距方法。
【請求項１４】
前記算出部は、前記２つ以上の第１位相検出結果に基づく２つ以上の第１位相差と前記２つ以上の第２位相検出結果に基づく２つ以上の第２位相差との加算によって前記距離を算出する
請求項１３に記載の測距方法。
【請求項１５】
前記第１送受信器は、前記第１基準信号源の出力を用いて前記第１キャリア信号の第１波を送信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記第１送受信器からの前記第１波を受信した後、前記第２キャリア信号の第１波を送信し、
前記第１送受信器は、前記第１の基準信号源の出力を用いて前記第２送受信器からの前記第１波を受信した後、前記第１キャリア信号の第２波を送信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記第１送受信器からの前記第２波を受信した後、前記第２キャリア信号の第２波を送信し、
前記第１送受信器は、前記第１の基準信号源の出力を用いて前記第２送受信器からの前記第２波を受信する
請求項５に記載の測距装置。
【請求項１６】
前記第１送受信器は、前記第１基準信号源の出力を用いて前記第１キャリア信号の第１波を送信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記第１送受信器からの前記第１波を受信した後、前記第２キャリア信号の第１波を送信し、前記第２キャリア信号の第１波を送信した後、前記第２キャリア信号の第１波を再度送信し、
前記第１送受信器は、前記第１の基準信号源の出力を用いて前記第２送受信器からの前記第１波を２回受信した後、前記第１キャリア信号の第１波を再度送信し、前記第１キャリア信号の第１波を再度送信した後、前記第１キャリア信号の第２波を送信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記第１送受信器からの前記第１波、第２波を順に受信した後、前記第２キャリア信号の第２波を送信し、前記第２キャリア信号の第２波を送信した後、前記第２キャリア信号の第２波を再度送信し、
前記第１送受信器は、前記第１の基準信号源の出力を用いて前記第２送受信器からの前記第２波を２回受信した後、前記第１キャリア信号の第２波を再度送信し、
前記第２送受信器は、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記第２送受信器からの前記第２波を受信する
請求項５に記載の測距装置。
【請求項１７】
前記第１送受信器とアンテナとの間に設けられるバンドパスフィルタと、
前記第１送受信器内の送信器の出力を、前記バンドパスフィルタを介して前記第１送受信器内の受信器に与える第１経路と、前記バンドパスフィルタを介することなく前記第１送受信器内の受信器に与える第２経路とを切換えるスイッチ回路と、を具備し、
前記算出部は、前記第１経路を通過した前記第１キャリア信号の位相と前記第２経路を通過した前記第１キャリア信号の位相とに基づいて前記バンドパスフィルタによる遅延時間を求める
請求項１に記載の測距装置。
【請求項１８】
前記第１送受信器とアンテナとの間に設けられるバンドパスフィルタと、
前記第１送受信器内の送信器の出力を、前記バンドパスフィルタを介して前記第１送受信器内の受信器に与える第１経路と、前記バンドパスフィルタを介することなく前記第１送受信器内の受信器に与える第２経路とを切換えるスイッチ回路と、を具備し、
前記第１送受信器の受信器の入力は２つあり、そのうち１つは前記スイッチ回路の出力に接続され、
前記算出部は、前記第１経路を通過した前記第１キャリア信号の位相と前記第２経路を通過した前記第１キャリア信号の位相とに基づいて前記バンドパスフィルタによる遅延時間を求める
請求項１に記載の測距装置。
【請求項１９】
前記第１キャリア信号は、周波数が異なる２つ以上のキャリア信号であり、
前記第２キャリア信号は、前記第１キャリア信号の２つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する２つ以上のキャリア信号であり、
前記第１及び第２送受信器は、前記第１及び第２キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号を送受信する期間中は前記第１及び第２のキャリア信号の初期位相及び周波数を変化させない
請求項１又は２に記載の測距装置。
【請求項２０】
前記第１キャリア信号は、周波数が異なる２つ以上のキャリア信号であり、
前記第２キャリア信号は、前記第１キャリア信号の２つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する２つ以上のキャリア信号であり、
前記第１及び第２基準信号源は、前記第１及び第２送受信器によって前記第１及び第２キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する
請求項１又は２に記載の測距装置。
【請求項２１】
前記第１及び第２装置のうちの一方の装置は、前記第１及び第２装置のうちの他方の装置からのキャリア信号の受信によって得た位相検出結果を初期位相に加算したキャリア信号を生成して前記他方の装置に送信する
請求項１、５又は６のいずれか１つに記載の測距装置。
【請求項２２】
前記第１及び第２装置のうちの一方の装置は、前記第１及び第２装置のうちの他方の装置からのキャリア信号の受信によって得た位相検出結果を初期位相に加算したキャリア信号を生成して前記他方の装置に送信し、測距シーケンスで最後に受信した装置が測距算出する装置とする
請求項１、５又は６のいずれか１つに記載の測距装置。
【請求項２３】
前記第１キャリア信号は、周波数が異なる２つ以上のキャリア信号であり、
前記第２キャリア信号は、前記第１キャリア信号の２つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する２つ以上のキャリア信号であり、
前記第１及び第２基準信号源は、２種類のローカル信号を発生し、
前記第１及び第２送受信器は、前記２種類のローカル信号を用いたヘテロダイン方式の無線送受信器によって構成されて、前記２種類のローカル信号の少なくとも１種類のローカル信号の周波数を変更することで前記第１及び第２キャリア信号の周波数を変更可能であり、
前記第１及び第２の基準信号源は、前記第１及び第２キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号が送受信される期間中は前記２種類のローカル信号を継続して発生する
請求項１に記載の測距装置。
【請求項２４】
前記第１キャリア信号は、周波数が異なる２つ以上のキャリア信号であり、
前記第２キャリア信号は、前記第１キャリア信号の２つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する２つ以上のキャリア信号であり、
前記第１及び第２基準信号源は、１種類のローカル信号を発生し、
前記第１及び第２送受信器は、前記１種類のローカル信号を用いた直接変換方式の無線送受信器によって構成されて、前記１種類のローカル信号の周波数を変更することで前記第１及び第２キャリア信号の周波数を変更可能であり、
前記第１及び第２の基準信号源は、前記第１及び第２キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号が送受信される期間中は前記１種類のローカル信号を継続して発生する
請求項１に記載の測距装置。
【請求項２５】
前記算出部は、前記第１送受信器から送信される前記第１波の周波数と前記第２送受信器から送信される前記第１波の周波数との差分であるビート周波数に起因する検出位相誤差成分と、前記第１送受信器から送信された前記第１波を受信した前記第２装置による１回目の位相検出結果と、前記第２送受信器から送信された前記第１波を受信した前記第１装置による１回目の位相検出結果と、前記第１送受信器から送信された前記第２波を受信した前記第２装置による１回目の位相検出結果と、前記第２送受信器から送信された前記第２波を受信した前記第１装置による１回目の位相検出結果と、前記第１送受信器から送信される前記第１波の周波数と前記第２送受信器から送信される前記第１波の周波数との和の周波数と、を用いて距離を算出する
ことを特徴とする請求項１６に記載の測距装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、測距装置及び測距方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリが多くの車に採用されている。この技術は自動車の鍵（キー）と自動車間の通信を利用してドアの施錠・開錠を行う。更に、近年、スマートキーにより、鍵に触れることなくドアロックの施錠・解錠を行ったり、エンジンを始動させたりすることができるスマートエントリシステムも採用されている。
【０００３】
しかしながら、攻撃者がキーと自動車間の通信に侵入し、車を盗難する事件が多発している。上述した攻撃（所謂リレーアタック）の防御策としてキーと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。
【０００４】
測距技術としては、２周波ＣＷ（Continuous Wave）方式、ＦＭ（Frequency Modulated）ＣＷ方式、ドップラ方式、位相検出方式など多数ある。一般に測距は、測定装置の同一筐体内に送信器と受信器を設け、送信器から発射した電波を対象物に当て、その反射波を受信器で検出することで、測定装置から対象物までの距離を求めるようになっている。
【０００５】
しかしながら、対象物の反射係数が比較的小さいこと、電波法による出力電力の制限等を考慮すると、反射波を利用した測距技術では、測距可能な距離が比較的小さく、上述したリレーアタックに対する対策に利用するには十分ではない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−１６６４４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
実施形態は、２装置間の距離を各装置間の通信によって求める通信型測距を採用して正確な距離の算出を可能にすることができる測距装置及び測距方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
実施形態の測距装置は、キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、前記第１装置は、第１基準信号源と、前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、前記第２装置は、前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る測距装置を採用した測距システム示すブロック図。
【図２Ａ】反射波を利用した位相検出方式による測距の原理及びその問題点を説明するための説明図。
【図２Ｂ】反射波を利用した位相検出方式による測距の原理及びその問題点を説明するための説明図。
【図３Ａ】位相検出方式による測距の問題点を説明するための説明図。
【図３Ｂ】位相検出方式による測距の問題点を説明するための説明図。
【図４】図１中の送信部１４及び受信部１５の具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５】図１中の送信部２４及び受信部２５の具体的な構成の一例を示す回路図。
【図６】第１の実施の形態の動作を説明するためのフローチャート。
【図７】剰余系を用いた距離の算出手法を説明するための説明図。
【図８】剰余系を用いた距離の算出手法を説明するための説明図。
【図９】横軸に距離をとり縦軸に位相をとって、角周波数が異なる３つ目の送信波を送信する例を示す説明図。
【図１０】検出した信号の振幅観測により、正しい距離を選択する方法を説明するための説明図。
【図１１Ａ】第２の実施の形態を説明するためのフローチャート。
【図１１Ｂ】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１１Ｃ】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１２Ａ】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１２Ｂ】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１３】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１４】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１５】第２の実施の形態を説明するための説明図。
【図１６】本発明の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図１７】本発明の第４の実施の形態を示す説明図。
【図１８】本発明の第４の実施の形態を示す説明図。
【図１９】各種シーケンスを示す説明図。
【図２０】各種シーケンスを示す説明図。
【図２１】各種シーケンスを示す説明図。
【図２２】各種シーケンスを示す説明図。
【図２３】各種シーケンスを示す説明図。
【図２４】各種シーケンスを示す説明図。
【図２５】各種シーケンスを示す説明図。
【図２６】各種シーケンスを示す説明図。
【図２７】各種シーケンスを示す説明図。
【図２８】各種シーケンスを示す説明図。
【図２９】各種シーケンスを示す説明図。
【図３０】各種シーケンスを示す説明図。
【図３１】各種シーケンスを示す説明図。
【図３２】各種シーケンスを示す説明図。
【図３３】各種シーケンスを示す説明図。
【図３４】各種シーケンスを示す説明図。
【図３５】各種シーケンスを示す説明図。
【図３６】各種シーケンスを示す説明図。
【図３７】各種シーケンスを示す説明図。
【図３８】各種シーケンスを示す説明図。
【図３９】各種シーケンスを示す説明図。
【図４０】各種シーケンスを示す説明図。
【図４１】各種シーケンスを示す説明図。
【図４２】各種シーケンスを示す説明図。
【図４３】各種シーケンスを示す説明図。
【図４４】各種シーケンスを示す説明図。
【図４５】送信シーケンスと初期位相を維持する期間との関係を示す説明図。
【図４６】測距に用いるキャリア周波数を示す説明図。
【図４７】変形例を示すフローチャート。
【図４８Ａ】装置１の発振器１３、送信部１４及び受信部１５の構成の一例を簡略化して示す説明図。
【図４８Ｂ】装置２の発振器２３、送信部２４及び受信部２５の構成の一例を簡略化して示す説明図。
【図４９Ａ】装置１の発振器１３、送信部１４及び受信部１５の構成の一例を簡略化して示す説明図。
【図４９Ｂ】装置２の発振器２３、送信部２４及び受信部２５の構成の一例を簡略化して示す説明図。
【図５０】図４において、乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２に与える信号を生成する回路の一例を具体的に示す回路図。
【図５１】図５において、乗算器ＴＭ２１，ＴＭ２２に与える信号を生成する回路の一例を具体的に示す回路図。
【図５２】図１中の送信部１４及び受信部１５の具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５３】図１中の送信部２４及び受信部２５の具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５４】図１中の送信部１４及び受信部１５の具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５５】図１中の送信部２４及び受信部２５の具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５６】図１１Ａに対応して、第２装置が第１装置に位相情報を送信する例をフローチャート。
【図５７】図４７に対応した例を示すフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係る測距装置を採用した測距システム示すブロック図である。
【００１１】
本実施の形態は無変調キャリアを用いた位相検出方式を採用し、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型測距を採用する例を説明する。反射波を用いた一般的な位相検出方式では、上述したように測距可能な距離が比較的短い。そこで、本実施の形態においては、装置間で通信を行う通信型測距を採用する。しかしながら、各装置の各送信器同士は独立に動作することから、各送信器からの送信電波の初期位相は相互に異なり、位相差により距離を求める従来の位相検出方式では正確な距離を求めることはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、一方の装置の受信により求めた位相情報を他方の装置に伝送することにより、他方の装置において正確な距離を求めることを可能にするものである。
【００１２】
先ず、図２Ａ，２Ｂの説明図を参照して、反射波を利用した位相検出方式による測距の原理及びその問題点について説明する。
（位相検出方式について）
位相検出方式では、測距のために、中心角周波数ωＣ１から角周波数±ωＢ１だけずれた２つの周波数の信号を送信する。反射波を利用する測距装置においては、送信器及び受信器が同一筐体内に設けられ、送信器から発射した送信信号（電波）を対象物に反射させ、その反射波を受信する。
【００１３】
図２Ａ及び図２Ｂはこの状態を示しており、送信器Ｔから発射した電波が壁Ｗによって反射して受信器Ｓにおいて受信されることを示している。
【００１４】
図２Ａに示すように、送信器から発射した電波の角周波数をωＣ１＋ωＢ１とし、初期位相をθ１Ｈとする。この場合には、送信器から発射される送信信号（送信波）ｔｘ１（ｔ）は下記（１）式で表させる。
ｔｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θ１Ｈ｝  …（１）
この送信信号が送信器から距離Ｒだけ離れた対象物（壁Ｗ）に遅延時間τ１で到達して反射し、受信器において受信される。電波の速度は光速ｃ(=3×108m/s)であるので、τ１＝（Ｒ／ｃ）（秒）である。受信器で受信する信号は発射された信号に対して遅延２τ１を受けている。従って、受信器の受信信号（受信波）ｒｘ１（ｔ）は下記（２），（３）式で表される。
ｒｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θ１Ｈ−θ２×Ｈτ１）｝  …（２）
θ２×Ｈτ１＝（ωＣ１＋ωＢ１）２τ１    …（３）
すなわち、送信信号は、遅延時間と送信角周波数の乗算結果（θ２×Ｈτ１）だけ位相シフトが生じて、受信器に受信されたことになる。
【００１５】
同様に、図２Ｂに示すように、角周波数ωＣ１−ωＢ１を用いた場合の送信信号ｔｘ１（ｔ）及び受信信号ｒｘ１（ｔ）を、初期位相をθ１Ｌとして下記（４）〜（６）式に示す。
ｔｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θ１Ｌ｝    …（４）
ｒｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θ１Ｌ−θ２×Ｌτ１｝  …（５）
θ２×Ｌτ１＝（ωＣ１−ωＢ１）２τ１    …（６）
角周波数ωＣ１＋ωＢ１の送信信号が受信されるまでに生じる位相シフト量をθＨ１（ｔ）とし、角周波数ωＣ１−ωＢ１の送信信号が受信されるまでに生じる位相シフト量をθＬ１（ｔ）とすると、２つの受信波の位相シフトの差分は、（３）式から（６）式を引いた下記（７）式によって与えられる。
θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ）＝（θ２×Ｈτ１−θ２×Ｌτ１）＝２ωＢ１×２τ１    （７）
ここで、τ１＝Ｒ／ｃである。差分周波数ωＢ１は既知であるので、２つの受信波の位相シフト量の差分を測定すれば、測定結果から距離Ｒを、
Ｒ＝ｃ×（θ２×Ｈτ１−θ２×Ｌτ１）／（４ωＢ１）
と算出することができる。
【００１６】
ところで、上記説明は位相情報のみを考慮して距離Ｒを算出したものである。次に、角周波数ωＣ１＋ωＢ１の送信波を用いた場合について振幅についての考察を加える。上記（１）式に示す送信波は、距離Ｒ離れた対象物に到達する時点では、遅延量τ１＝Ｒ／ｃだけ遅延し、距離Ｒに応じた減衰Ｌ１で振幅が減衰し、下記（８）式に示す到達波ｒｘ２（ｔ）となる。
ｒｘ２（ｔ）＝Ｌ１ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θ１Ｈ−（ωＣ１＋ωＢ１）τ１｝  …（８）
更に、送信波は、対象物から反射時に減衰ＬＲＦＬを受ける。対象物における反射波ｔｘ２（ｔ）は、下記（９）式で与えられる。
ｔｘ２（ｔ）＝ＬＲＦＬＬ１ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θ１Ｈ−（ωＣ１＋ωＢ１）τ１｝  …（９）
受信器で受信される受信信号はｒｘ１（ｔ）は、対象物から遅延量１＝Ｒ／ｃ（ｓ）だけ遅延し、距離Ｒに応じた減衰Ｌ１で振幅が減衰するので、下記（１０）式によって表される。
ｒｘ１（ｔ）＝Ｌ１×ＬＲＦＬ×Ｌ１ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θ１Ｈ−２（ωＣ１＋ωＢ１）τ１｝  …（１０）
このように、送信器からの送信信号は受信器に到達するまでに、Ｌ１×ＬＲＦＬ×Ｌ１の減衰を受けることになる。測距において送信器から発射できる信号振幅は、適用周波数に応じて電波法に従う必要がある。例えば、９２０ＭＨｚ帯の特定周波数では、送信信号電力を１ｍＷ以下に抑える制限がある。受信信号の信号雑音比の観点から、正確に測距するためには送信から受信までに受ける減衰を小さく抑える必要がある。しかしながら、上述したように、反射波を利用した測距では減衰が比較的大きいことから、正確に測距できる距離が短い。
【００１７】
そこで、上述したように、本実施の形態においては、反射波を利用することなく、２つの装置間で互いに信号を送信及び受信することにより、ＬＲＦＬ×Ｌ１分だけ減衰を低減することで、正確に測距できる距離を拡大するようになっている。
【００１８】
しかしながら、２つの装置は、互いに距離Ｒだけ離間しており同一の基準信号を共有することができず、一般にその送信信号を受信に用いる局部発振信号に同期させることは困難である。つまり、２つの装置間では、信号周波数にずれが生じるだけでなく、初期位相については不明である。以下、このような非同期の送信波を用いた場合の測距における問題について説明する。
（非同期の場合の課題）
本実施の形態における測距システムでは、２物体間の測距に際して、各物体の位置にそれぞれ非同期にキャリア信号（送信信号）を出射する２つの装置（第１装置及び第２装置）を配置し、これらの２つの装置間の距離Ｒを求める。本実施の形態においては、第１装置において中心角周波数ωＣ１から角周波数±ωＢ１だけずれた２つの周波数のキャリア信号を送信し、第２装置において中心角周波数ωＣ２から角周波数±ωＢ２だけずれた２つの周波数のキャリア信号を送信する。
【００１９】
図３Ａ及び図３Ｂは、２つの装置Ａ１，Ａ２間で、上述した位相検出方式を単に適用した場合の問題を説明する説明図である。装置Ａ１の送信信号を装置Ａ２で受信する場合を想定する。装置Ａ１の局部発振器は、送信波のキャリア角周波数がωＣ１＋ωＢ１とωＣ１−ωＢ１の２波をヘテロダイン方式で生成するために必要な周波数の信号を発生し、装置Ａ１はこの角周波数の２つの送信波を送信する。また、装置Ａ２の局部発振器は、送信波の角周波数がωＣ２＋ωＢ２とωＣ２−ωＢ２の２波をヘテロダイン方式で生成するために必要な周波数の信号を発生し、装置Ａ２は局部発振器からの信号を用いてヘテロダイン方式の受信を行うものとする。
【００２０】
ここで、上述した反射波を用いた場合と対応させるため、送受信間の距離は２Ｒとする。また、装置Ａ１からの角周波数ωＣ１＋ωＢ１の送信信号と角周波数ωＣ１−ωＢ１の送信信号の初期位相はそれぞれθ１Ｈ、θ１Ｌとする。また、装置Ａ２の角周波数がωＣ２＋ωＢ２，ωＣ２−ωＢ２の２つの信号の初期位相はそれぞれθ２Ｈ、θ２Ｌとする。
【００２１】
まず、角周波数ωＣ１＋ωＢ１の送信信号について位相を考える。装置Ａ１からは上記（１）式に示す送信信号が出力される。装置Ａ２における受信信号ｒｘ２（ｔ）は、下記（１１）式で与えられる。
ｒｘ２（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θ１Ｈ−θ２×Ｈτ１｝  …（１１）
装置Ａ２においては、２つの信号ｃｏｓ｛（ωＣ２＋ωＢ２）ｔ＋θ２Ｈ｝及びｓｉｎ｛（ωＣ２＋ωＢ２）ｔ＋θ２Ｈ｝と式（１１）の受信波とを乗算することにより、受信波を同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）とに分離して復調する。受信波の位相（以下、検出位相又は単に位相という）は、Ｉ，Ｑ信号から簡単に求めることができる。即ち、検出位相θＨ１（ｔ）は下記（１２）式で表される。なお、下記（１２）式では、角周波数ωＣ１＋ωＣ２近傍の高調波の項は、復調時に除去されるので省略している。
θＨ１（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））＝−｛（ωＣ１−ωＣ２）ｔ＋（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋θ１Ｈ−θ２Ｈ−θ２×Ｈτ１｝  …（１２）
同様に、装置Ａ１から角周波数ωＣ１−ωＢ１の送信信号を送信した場合において、装置Ａ２において得られるＩ，Ｑ信号から求められる検出位相θＬ１（ｔ）は、下記（１３）式で与えられる。なお、下記（１３）式では、角周波数ωＣ１＋ωＣ２近傍の高調波の項は、復調時に除去されるので省略している。
θＬ１（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））＝−｛（ωＣ１−ωＣ２）ｔ−（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋θ１Ｌ−θ２Ｌ−θ２×Ｌτ１｝  …（１３）
これらの２つの検出位相の位相差（以下、検出位相差又は単に位相差という）θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ）は、下記（１４）式で表される。
θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ）＝−２（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋（θ１Ｈ−θ１Ｌ）−（θ２Ｈ−θ２Ｌ）＋（θ２×Ｈτ１−θ２×Ｌτ１）  …（１４）
反射波を利用した従来の測距装置は、装置Ａ１と装置Ａ２とが同一の装置であって局部発振器を共有していることになるので、下記（１５）式〜（１７）式を満足する。
ωＢ１＝ωＢ２  …（１５）
θ１Ｈ＝θ２Ｈ  …（１６）
θ１Ｌ＝θ２Ｌ  …（１７）
（１５）式〜（１７）式が成立する場合には、（１４）式は上述した（７）式と等しくなり、装置Ａ２における受信信号に対するＩ，Ｑ復調処理によって求めた位相差により、装置Ａ１と装置Ａ２との間の距離Ｒを算出できることになる。
【００２２】
しかしながら、装置Ａ１と装置Ａ２とは離間して設けられ、局部発振器は相互に独立して動作するので、上記式（１５）〜式（１７）は満足しない。この場合には、初期位相の差分等の未知の情報が（１４）式に含まれており、正しく距離を算出することはできない。
（実施の形態の測距方法）
第１装置が送信した上述した２つの角周波数の信号を第２装置において受信して各信号の位相を求めると共に、第２装置が送信した上述した２つの角周波数の信号を第１装置において受信して各信号の位相を求める。更に、第１装置と第２装置のいずれか一方から他方に、位相情報を伝送する。本実施の形態においては、後述するように、第１装置の受信によって求められる２つの信号の位相差と第２装置の受信によって求められる２つの信号の位相差とを加算することにより、第１装置と第２装置との間の距離Ｒを求めるようになっている。なお、位相情報としては、Ｉ，Ｑ信号であってもよく、Ｉ，Ｑ信号から求めた位相の情報であってもよく、周波数が異なる２つの信号から求めた位相の差の情報であってもよい。
（構成）
図１において、第１装置１（以下、装置１ともいう）と第２装置２（以下、装置２ともいう）とは距離Ｒだけ離間して配置されている。装置１と装置２の少なくとも一方は移動自在であり、距離Ｒはこの移動に伴って変化する。装置１には、制御部１１が設けられている。制御部１１は、装置１の各部を制御する。制御部１１は、ＣＰＵ等を用いたプロセッサによって構成されて、図示しないメモリに記憶されたプログラムに従って動作して各部を制御するものであってもよい。
【００２３】
発振器１３は、制御部１１に制御されて、内蔵する基準発振器をもとに２つの周波数の発振信号（ローカル信号）を発生する。発振器１３からの各発振信号は、送信部１４及び受信部１５に供給される。発振器１３が発生する発振信号の角周波数は、送信部１４の送信波の角周波数としてωＣ１＋ωＢ１及びωＣ１−ωＢ１の２波を生成するために必要な角周波数に設定される。
【００２４】
送信部１４は例えば直交変調器によって構成することができる。送信部１４は、制御部１１に制御されて、角周波数がωＣ１＋ωＢ１の送信信号及び角周波数がωＣ１−ωＢ１の送信信号の２つの送信波を出力することができるようになっている。送信部１４からの送信波はアンテナ回路１７に供給される。
【００２５】
アンテナ回路１７は、１つ以上のアンテナを有しており、送信部１４からの送信波を送信することができるようになっている。また、アンテナ回路１７は、後述する装置２からの送信波を受信して受信信号を受信部１５に供給するようになっている。
【００２６】
受信部１５は例えば直交復調器によって構成することができる。受信部１５は、制御部１１に制御されて、発振器１３からの例えば角周波数がωＣ１，ωＢ１の信号を用いて、装置２からの送信波を受信して復調し、受信波の同相成分（Ｉ信号）及び直交成分（Ｑ信号）を分離して出力することができるようになっている。
【００２７】
装置２の構成は装置１と同様である。すなわち、第２装置には、制御部２１が設けられている。制御部２１は、装置２０の各部を制御する。制御部２１は、ＣＰＵ等を用いたプロセッサによって構成されて、図示しないメモリに記憶されたプログラムに従って動作して各部を制御するものであってもよい。
【００２８】
発振器２３は、制御部２１に制御されて、内蔵する基準発振器をもとに２つの周波数の発振信号を発生する。発振器２３からの各発振信号は、送信部２４及び受信部２５に供給される。発振器２３が発生する発振信号の角周波数は、送信部２４の送信波の角周波数としてωＣ２＋ωＢ２及びωＣ２−ωＢ２の２波を生成するために必要な角周波数に設定される。
【００２９】
送信部２４は例えば直交変調器によって構成することができる。送信部２４は、制御部２１に制御されて、角周波数がωＣ２＋ωＢ２の送信信号及び角周波数がωＣ２−ωＢ２の送信信号の２つの送信波を出力することができるようになっている。送信部２４からの送信波はアンテナ回路２７に供給される。
【００３０】
アンテナ回路２７は、１つ以上のアンテナを有しており、送信部２４からの送信波を送信することができるようになっている。また、アンテナ回路２７は、装置１からの送信波を受信して受信信号を受信部２５に供給するようになっている。
【００３１】
受信部２５は例えば直交復調器によって構成することができる。受信部２５は、制御部２１に制御されて、発振器２３からの例えば角周波数がωＣ２，ωＢ２の信号を用いて、装置１からの送信波を受信して復調し、受信波の同相成分（Ｉ信号）及び直交成分（Ｑ信号）を分離して出力することができるようになっている。
【００３２】
図４は図１中の送信部１４及び受信部１５の具体的な構成の一例を示す回路図である。また、図５は図１中の送信部２４及び受信部２５の具体的な構成の一例を示す回路図である。図４及び図５はイメージ抑圧方式の送受信器を示しているが、この構成に限定されるものではない。
【００３３】
なお、イメージ抑圧方式の構成は公知であり、その特徴は、高周波用のローカル角周波数、ここではωＣ１又はωＣ２を中心として、より高い角周波数帯を復調するときには、より低い角周波数帯の信号は減衰され、より低い角周波数帯を復調するときには、より高い角周波数帯の信号は減衰されるというものである。このフィルタリング効果は信号処理に起因するものである。なお、送信についても同様である。ωＣ１又はωＣ２を中心としてより高い角周波数帯を復調するときは、図４及び図５中のｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）又はｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）を用い、より低い角周波数帯を復調するときは、図４及び図５中、−ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）又は−ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）を用いる。この極性の変更により復調する周波数帯が決まる。
【００３４】
なお、イメージ抑圧方式の受信器では、角周波数ωＣ１＋ωＣ２近傍の高調波の項は、復調時に除去されるので、下記演算においては、この項を省略して示している。
【００３５】
送信部１４は、乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２及び加算器ＴＳ１１によって構成されている。乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２には、発振器１３から角周波数がωＣ１で位相が相互に９０度異なる発振信号がそれぞれ与えられる。また、乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２には角周波数がωＢ１で位相が相互に９０度異なる発振信号がそれぞれ与えられる。また、乗算器ＴＭ１２には、発振器１３から角周波数がωＢ１の発振信号の反転信号も与えられる。
【００３６】
乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２はそれぞれ２入力を乗算して、乗算結果を加算器ＴＳ１１に与える。加算器ＴＳ１１は乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２の出力を加算して加算結果を送信波ｔｘ１として出力するようになっている。
【００３７】
受信部１５は、乗算器ＲＭ１１〜ＲＭ１６及び加算器ＲＳ１１，ＲＳ１２によって構成されている。乗算器ＲＭ１１，ＲＭ１２には、装置２の送信波がアンテナ回路１７を介して受信信号ｒｘ１として入力される。乗算器ＲＭ１１，ＲＭ１２には、発振器１３から角周波数がωＣ１で位相が相互に９０度異なる発振信号がそれぞれ与えられる。乗算器ＲＭ１１は２入力を乗算して乗算結果を乗算器ＲＭ１３，ＲＭ１４に与え、乗算器ＲＭ１２は２入力を乗算して乗算結果を乗算器ＲＭ１５，ＲＭ１６に与える。
【００３８】
乗算器ＲＭ１３，ＲＭ１５には、発振器１３から角周波数（ベースバンド用ローカル角周波数）がωＢ１の発振信号が与えられる。乗算器ＲＭ１３は２入力を乗算して乗算結果を加算器ＲＳ１１に与え、乗算器ＲＭ１４は２入力を乗算して乗算結果を加算器ＲＳ１２に与える。
【００３９】
また、乗算器ＲＭ１４，ＲＭ１６には、発振器１３から角周波数がωＢ１の発振信号か又はその反転信号で乗算器ＲＭ１３に与えるωＢ１の発振信号と直交した信号が与えられる。乗算器ＲＭ１４は２入力を乗算して乗算結果を加算器ＲＳ１２に与え、乗算器ＲＭ１６は２入力を乗算して乗算結果を加算器ＲＳ１１に与える。
【００４０】
加算器ＲＳ１１は乗算器ＲＭ１３，ＲＭ１６の出力を加算して減算結果をＩ信号として出力するようになっている。また、加算器ＲＳ１２は乗算器ＲＭ１４，ＲＭ１５の出力を加算して加算結果をＱ信号として出力するようになっている。受信部１５からのＩ，Ｑ信号は制御部１１に供給される。
【００４１】
図４及び図５の回路は同一の回路を示している。即ち、図５において、乗算器ＴＭ２１，ＴＭ２２，ＲＭ２１〜ＲＭ２６及び加算器ＴＳ２１，ＲＳ２１，ＲＳ２２の構成は、夫々図４の乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２，ＲＭ１１〜ＲＭ１６及び加算器ＴＳ１１，ＲＳ１１，ＲＳ１２の構成と同様である。発振器２３の発振信号の周波数及び位相が発振器１３と異なることから、図５においては、図４の角周波数ωＢ１に代えてベースバンド用ローカル角周波数ωＢ２が入力され、図４の角周波数ωＣ１に代えてωＣ２が入力される点が異なるのみである。受信部２５からのＩ，Ｑ信号は制御部２１に供給される。
【００４２】
本実施の形態においては、装置１の制御部１１は、送信部１４を制御して、角周波数がωＣ１＋ωＢ１及びωＣ１−ωＢ１の２つの送信波をアンテナ回路１７を介して送信させる。
【００４３】
一方、装置２の制御部２１は、送信部２４を制御して、角周波数がωＣ２＋ωＢ２及びωＣ２−ωＢ２の２つの送信波をアンテナ回路２７を介して送信させる。
【００４４】
装置１の制御部１１は、受信部１５を制御して、装置２からの２つの送信波を受信させてＩ，Ｑ信号を夫々取得する。制御部１１は、２つの受信信号によりそれぞれ得られるＩ，Ｑ信号から求めた２つの位相の差を求める。
【００４５】
同様に、装置２の制御部２１は、受信部２５を制御して、装置１からの２つの送信波を受信させてＩ，Ｑ信号を夫々取得する。制御部２１においても、２つの受信信号によりそれぞれ得られるＩ，Ｑ信号から求めた２つの位相の差を求める。
【００４６】
本実施の形態においては、装置１の制御部１１は、取得したＩ，Ｑ信号に基づく位相情報を送信部１４に与えて送信させる。なお、上述したように、位相情報としては、例えば所定の初期値を与えたり、２つの受信信号から求めたＩ，Ｑ信号であってもよく、これらのＩ，Ｑ信号から求めた位相の情報であってもよく、これらの位相の差の情報であってもよい。
【００４７】
例えば、制御部１１は、角周波数がωＢ２の受信信号の位相情報に基づくＩ，Ｑ信号を生成して乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２にそれぞれ供給することで、位相情報を送信するようにしてもよい。
【００４８】
また、制御部１１は、角周波数がωＢ１の発振信号の送信時に、角周波数がωＢ１の発振信号の初期位相に角周波数ωＢ２の受信信号の位相情報を加算したＩ，Ｑ信号を生成し、乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２にそれぞれ供給することで、位相情報を送信するようにしてもよい。
【００４９】
装置２の受信部２５は、アンテナ回路２７を介して送信部１４が送信した位相情報を受信する。受信部２５は受信信号を復調して、位相情報のＩ，Ｑ信号を得る。このＩ，Ｑ信号は制御部２１に供給される。制御部２１は、受信部２５からの位相情報により、装置１の制御部１１によって取得された位相差を含む値を得る。算出部としての制御部２１は、受信部２５の受信結果によって得た位相差と、装置２から送信された位相情報に基づく位相差とを加算することで、第１装置１と第２装置２との間の距離Ｒを算出する。
【００５０】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図６のフローチャートを参照して説明する。図６は左側に装置１の動作を示し、右側に装置２の動作を示している。図６において装置１，２のステップ相互間を結ぶ矢印は装置１，２間で通信が行われることを示している。なお、ステップＳ４、Ｓ５、Ｓ１４、Ｓ１５はほぼ同時に実行される。
【００５１】
装置１の制御部１１は、ステップＳ１において、測距開始の指示があったか否かを判定し、測距開始の指示があると発振器１３を制御して必要な発振信号の出力を開始させる。また、装置２の制御部２１は、ステップＳ１１において、測距開始の指示があったか否かを判定し、測距開始の指示があると発振器２３を制御して必要な発振信号の出力を開始させる。
【００５２】
なお、後述するように、制御部１１はステップＳ９において発振を終了させ、制御部２１はステップＳ２０において発振を終了させている。制御部１１，２１における発振の開始及び終了の制御は、測距のための送信及び受信期間中には、発振器１３，２３の発振を停止させないことを示すものであり、実際の発振の開始及び終了タイミングは図６のフローに限定されない。発振器１３，２３の発振が継続している期間には、各発振器１３，２３の初期位相が新たに設定されることはない。
【００５３】
装置１の制御部１１は、ステップＳ３において２つの送信信号を生成して、これらの送信信号を送信波としてアンテナ回路１７から送信させる（ステップＳ４）。また、装置２の制御部２１は、ステップＳ１３において２つの送信信号を生成して、これらの送信信号を送信波としてアンテナ回路２７から送信させる（ステップＳ１４）。
【００５４】
装置１の発振器１３から出力される周波数がωＣ１の発振信号の初期位相はθＣ１であり、周波数がωＢ１の発振信号の初期位相はθＢ１であるものとする。なお、上述したように、これらの初期位相θＣ１，θＢ１は、発振器１３の発振が継続する限り、新たに設定されることはない。
【００５５】
なお、装置２の発振器２３から出力される周波数がωＣ２の発振信号の初期位相はθＣ２であり、周波数がωＢ２の発振信号の初期位相はθＢ２であるものとする。これらの初期位相θＣ２，θＢ２についても、発振器２３の発振が継続する限り、新たに設定されることはない。
【００５６】
なお、２周波の同時送信、同時受信を想定した場合は、装置１に図４の無線部が２つ、装置２に図５の無線部が２つ必要となる。もしくはスーパーヘテロダイン方式等の無線機を用いる。ただし、それぞれの発振器は同一のものを使用するものとする。
（装置１からの角周波数がωＣ１＋ωＢ１の送信波の送受信）
送信部１４を構成する乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２及び加算器ＴＳ１１によって、装置１からは角周波数がωＣ１＋ωＢ１とωＣ１−ωＢ１の２送信波が出力される。角周波数がωＣ１＋ωＢ１の送信信号ｔｘ１（ｔ）は、下記（１８）式で表される。
ｔｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）−ｓｉｎ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）
＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θＣ１＋θＢ１｝    …（１８）
装置１、２相互間の距離をＲとし、装置１からの送信波が装置２において受信されるまでの遅延をτ１とすると、装置２の受信信号ｒｘ２（ｔ）は、下記（１９），（２０）式によって示すことができる。
ｒｘ２（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）（ｔ−τ１）＋θＣ１＋θＢ１｝
＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θＣ１＋θＢ１−θτＨ１｝    …（１９）
θτＨ１＝（ωＣ１＋ωＢ１）τ１    …（２０）
この受信信号ｒｘ２（ｔ）がアンテナ回路２７によって受信されて受信部２５に供給される。図５の受信器においては、受信信号ｒｘ２（ｔ）は、乗算器ＲＭ２１，ＲＭ２２に入力される。次に、図５の受信器の各ノードにおける信号を順次計算する。乗算器ＲＭ２１，ＲＭ２３，ＲＭ２４の出力を夫々Ｉ１（ｔ），Ｉ２（ｔ），Ｉ３（ｔ）とし、乗算器ＲＭ２２，ＲＭ２６，ＲＭ２５の出力を夫々Ｑ１（ｔ），Ｑ２（ｔ），Ｑ３（ｔ）とし、加算器ＲＳ２１，ＲＳ２２の出力を夫々Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）とする。これらの出力は、下記（２１）式〜（２６）式によって示される。
Ｉ１（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）×ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θＣ１＋θＢ１−θτＨ１｝  …（２１）
Ｑ１（ｔ）＝ｓｉｎ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）×ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θＣ１＋θＢ１−θτＨ１｝  …（２２）
Ｉ２（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（２３）
Ｑ２（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（２４）
Ｉ３（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（２５）
Ｑ３（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（２６）
加算器ＲＳ２１の出力Ｉ（ｔ）は、Ｉ（ｔ）＝Ｉ２（ｔ）＋Ｑ２（ｔ）であり、加算器ＲＳ２２の出力Ｑ（ｔ）は、Ｑ（ｔ）＝Ｉ３（ｔ）−Ｑ３（ｔ）である。これらのＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）から得られる位相θＨ１（ｔ）は、下記（２７）で示される。
θＨ１（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））＝−｛（ωＣ１−ωＣ２）ｔ＋（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋θＣ１−θＣ２＋θＢ１−θＢ２−θτＨ１｝  …（２７）
（装置２からの角周波数がωＣ２＋ωＢ２の送信波の送受信）
同様に、装置２から送信される角周波数ωＣ２＋ωＢ２の信号ｔｘ２（ｔ）が遅延τ２後に、装置１で受信された場合において、装置１で検出するＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）信号から得られる位相θＨ２（ｔ）を求める。
ｔｘ２（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）−ｓｉｎ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）
＝ｃｏｓ｛（ωＣ２＋ωＢ２）ｔ＋θＣ２＋θＢ２｝  …（２８）
ｒｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ２＋ωＢ２）（ｔ−τ２）＋θＣ２＋θＢ２｝
＝ｃｏｓ｛（ωＣ２＋ωＢ２）ｔ＋θＣ２＋θＢ２−θτＨ２｝  …（２９）
θτＨ２＝（ωＣ２＋ωＢ２）τ２  …（３０）
この受信信号ｒｘ１（ｔ）がアンテナ回路１７によって受信されて受信部１５に供給される。図４の受信器においては、受信信号ｒｘ１（ｔ）は、乗算器ＲＭ１１，ＲＭ１２に入力される。次に、図４の受信器の各ノードにおける信号を順次計算する。乗算器ＲＭ１１，ＲＭ１３，ＲＭ１４の出力を夫々Ｉ１（ｔ），Ｉ２（ｔ），Ｉ３（ｔ）とし、乗算器ＲＭ１２，ＲＭ１６，ＲＭ１５の出力を夫々Ｑ１（ｔ），Ｑ２（ｔ），Ｑ３（ｔ）とし、加算器ＲＳ１１，ＲＳ１２の出力を夫々Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）とする。これらの出力は、下記（３１）式〜（３６）式によって示される。
Ｉ１（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）×ｃｏｓ｛（ωＣ２＋ωＢ２）ｔ＋θＣ２＋θＢ２−θτＨ２｝  …（３１）
Ｑ１（ｔ）＝ｓｉｎ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）×ｃｏｓ｛（ωＣ２＋ωＢ２）ｔ＋θＣ２＋θＢ２−θτＨ２｝  …（３２）
Ｉ２（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（３３）
Ｑ２（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（３４）
Ｉ３（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（３５）
Ｑ３（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（３６）
加算器ＲＳ１１の出力Ｉ（ｔ）は、Ｉ（ｔ）＝Ｉ２（ｔ）＋Ｑ２（ｔ）であり、加算器ＲＳ１２の出力Ｑ（ｔ）は、Ｑ（ｔ）＝Ｉ３（ｔ）−Ｑ３（ｔ）である。これらのＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）から得られる位相θＨ２（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））は、下記（３７）で示される。
θＨ２（ｔ）＝（ωＣ１−ωＣ２）ｔ＋（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋θＣ１−θＣ２＋θＢ１−θＢ２＋θτＨ２  …（３７）
（装置１からの角周波数がωＣ１−ωＢ１の送信波の送受信）
次に、装置１から送信される角周波数ωＣ１−ωＢ１の信号ｔｘ１（ｔ）について、同様の演算を行う。
ｔｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）＋ｓｉｎ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）
＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θＣ１−θＢ１｝  …（３８）
となる。装置１、装置２間の距離はＲで、遅延時間はτ１であるので、装置２での受信信号ｒｘ２（ｔ）は、下記（３９），（４０）式で与えられる。
ｒｘ２（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）（ｔ−τ１）＋θＣ１−θＢ１｝
＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θＣ１−θＢ１−θτＬ１｝        （３９）
θτＬ１＝（ωＣ１−ωＢ１）τ１    （４０）
装置２の各ノードの信号は、下記（４３）〜（４７）式に示すことができる。
Ｉ１（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）×ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θＣ１−θＢ１−θτＬ１｝  …（４１）
Ｑ１（ｔ）＝ｓｉｎ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）×ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θＣ１−θＢ１−θτＬ１｝  …（４２）
Ｉ２（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（４３）
Ｑ２（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×−ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（４４）
Ｉ３（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×−ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（４５）
Ｑ３（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）  …（４６）
加算器ＲＳ２１から得られるＩ（ｔ）＝Ｉ２（ｔ）−Ｑ２（ｔ）と、加算器ＲＳ２２から得られるＱ（ｔ）＝Ｉ３（ｔ）＋Ｑ３（ｔ）から装置２で検出する位相θＨ１（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））は、下記（４７）式で与えられる。
θＬ１（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））＝−｛（ωＣ１−ωＣ２）ｔ−（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋θＣ１−θＣ２−（θＢ１−θＢ２）−θτＬ１｝  …（４７）
（装置２からの角周波数がωＣ２−ωＢ２の送信波の送受信）
同様に、装置２から送信される角周波数ωＣ２−ωＢ２の信号ｔｘ２（ｔ）が遅延τ２後に、装置１で受信された場合において、装置１で検出するＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）信号から得られる位相θＬ２（ｔ）を求める。
ｔｘ２（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）＋ｓｉｎ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）
＝ｃｏｓ｛（ωＣ２−ωＢ２）ｔ＋θＣ２−θＢ２｝  …（４８）
ｒｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ２−ωＢ２）（ｔ−τ２）＋θＣ２−θＢ２｝
＝ｃｏｓ｛（ωＣ２−ωＢ２）ｔ＋θＣ２−θＢ２−θτＬ２｝  …（４９）
θτＬ２＝（ωＣ２−ωＢ２）τ２  …（５０）
装置１の各ノードの信号は、下記（５３）〜（５７）式に示すことができる。
Ｉ１（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）×ｃｏｓ｛（ωＣ２−ωＢ２）ｔ＋θＣ２−θＢ２−θτＬ２｝  …（５１）
Ｑ１（ｔ）＝ｓｉｎ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）×ｃｏｓ｛（ωＣ２−ωＢ２）ｔ＋θＣ２−θＢ２−θτＬ２｝  …（５２）
Ｉ２（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（５３）
Ｑ２（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×−ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（５４）
Ｉ３（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×−ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（５５）
Ｑ３（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）  …（５６）
加算器ＲＳ１１から得られるＩ（ｔ）＝Ｉ２（ｔ）−Ｑ２（ｔ）と、加算器ＲＳ１２から得られるＱ（ｔ）＝Ｉ３（ｔ）＋Ｑ３（ｔ）から装置１で検出する位相θＨ１（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））は、下記（５７）式で与えられる。
θＬ２（ｔ）＝（ωＣ１−ωＣ２）ｔ−（ωＢ１−ωＢ２）ｔ＋θＣ１−θＣ２−（θＢ１−θＢ２）＋θτＬ２  …（５７）
装置１の制御部１１は、図６のステップＳ６において、受信部１５が受信したＩ，Ｑ信号を取得し、ステップＳ７において、上記（２７），（４７）式に示す位相θτＨ１（ｔ）及びθτＬ１（ｔ）を算出する。また、装置２の制御部２１は、図６のステップＳ１６において、受信部２５が受信したＩ，Ｑ信号を取得し、ステップＳ１７において、上記（３７），（５７）式に示す位相θτＨ２（ｔ）及びθτＬ２（ｔ）を算出する。
【００５７】
制御部１１は、取得した位相情報を送信部１４に与えて送信させる（ステップＳ８）。例えば、制御部１１は、図４の乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２に供給する発振信号に代えて、位相情報に基づくＩ，Ｑ信号を供給する。なお、位相情報を伝送するための別の送信器を用いてもよい。
【００５８】
装置２の制御部２１は、ステップＳ１８において、装置１からの位相情報を受信する。上述したように、位相情報としては、装置１の受信部１５からのＩ，Ｑ信号であってもよく、このＩ，Ｑ信号から得られた位相の情報であってもよく、また、これらの位相の差の情報であってもよい。
【００５９】
制御部２１は、ステップＳ１９において、下記（５８）式の演算を行って距離を算出する。下記（５８）式は、（２７）式と（４７）式との差分と、（３７）式と（５７）式との差分とを加算するものである。
｛θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ）｝＋｛θＨ２（ｔ）−θＬ２（ｔ）｝＝（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）  …（５８）
また、下記（５９）式及び（６０）式が成立する。
θτＨ１−θτＬ１＝（ωＣ１＋ωＢ１）τ１−（ωＣ１−ωＢ１）τ１
＝２ωＢ１τ１  …（５９）
θτＨ２−θτＬ２＝（ωＣ２＋ωＢ２）τ２−（ωＣ２−ωＢ２）τ２
＝２ωＢ２τ２  …（６０）
また、装置１、装置２間の電波の遅延τ１，τ２は進行方向によらず同じなので、式（５８）から下記（６１）式が得られる。
｛θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ）｝＋｛θＨ２（ｔ）−θＬ２（ｔ）｝＝（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）
＝２×（ωＢ１＋ωＢ２）τ１  …（６１）
上記（６１）式は、装置２で検出したＩ，Ｑ信号による２周波の位相差と装置１で検出したＩ，Ｑ信号による２周波の位相差の加算により距離Ｒの２倍に比例する値が求まることを示す。装置１の発振器１３による角周波数ωＢ１と装置２の発振器１３による角周波数ωＢ２とは、一般に数十ｐｐｍのオーダーの誤差で一致させることができる。従って、上記（６１）式による距離Ｒの算出は、少なくとも１ｍ程度の分解能以上の分解能で求めることができる。
【００６０】
制御部１１は、ステップＳ９において発振器１３を停止させ、制御部２１は、ステップＳ２０において発振器２３を停止させる。なお、上述したように、制御部１１，２１は、ステップＳ４，Ｓ５，Ｓ１４，Ｓ１５における送受信の期間に発振を継続させればよく、発振器１３，２３の発振の開始及び終了タイミングは図６の例に限定されるものではない。
（２πの剰余による距離の算出）
ところで、装置１と装置２で検出した位相差の加算を行うとき、その結果が−π（ｒａｄ）以下になる場合や、π（ｒａｄ）より大きくなる場合がある。この場合には２πの剰余をとることで検出位相に対する正しい距離Ｒを求めることができる。
【００６１】
図７及び図８は剰余系を用いた距離の算出手法を説明するための説明図である。
【００６２】
例えば、Ｒ＝１１ｍ、ωＢ１＝ωＢ２＝２π×５Ｍとしたとき、装置１によって得られる検出位相差Δθ１２と装置２によって得られる検出位相差Δθ２１とが、それぞれ下記（６２）式及び（６３）式に示すものとなるものとする。
Δθ１２＝θτＨ１−θτＬ１＝−１．８８４９  …（６２）
Δθ２１＝θτＨ２−θτＬ２＝−６．０７３７  …（６３）
上記（６１）式から下記（６１ａ）式が得られる。
【００６３】
（１／２）［｛Δθ１２｝＋｛Δθ２１｝］＝（ωＢ１＋ωＢ２）（Ｒ／ｃ）  …（６１ａ）
図７は上記（６２）式及び（６３）式の位相関係を示している。位相０度を基準に時計方向に回転する一番内側の矢印で示すΔθ２１と内側から２番の矢印で示すΔθ１２との和の位相は、内側から３番目の矢印で示す＋Δθ２１の加算分（破線）だけ加算した位相（破線太線）に示すものとなる。この位相の半分の角度は、一番外側の矢印で示す太線の位相となる。
【００６４】
（６１ａ）式から、−０．３９９３＝（ωＢ１＋ωＢ２）（Ｒ／ｃ）となる。この式を解くと、Ｒ＝−１９ｍとなり、検出位相差が−π（ｒａｄ）よりも大きいことから距離を正しく求めることができていないことが分かる。
【００６５】
そこで、本実施の形態においては、このような場合には、図８に示すように、Δθ１２及びΔθ２１のいずれも２πだけ加算して計算を行う。即ち、位相０度を基準に反時計方向に回転する一番内側の矢印で示す２π＋Δθ２１と内側から２番の矢印で示す２π＋Δθ１２との和の位相は、内側から３番目の矢印で示す＋Δθ２１の加算分（破線）だけ加算した位相（破線太線）に示すものとなる。この位相の半分の角度は、一番外側の矢印で示す太線の位相となる。
【００６６】
２π＋（Δθ１２＋Δθ２１）／２＝２．３００８であり、（６１ａ）式から、Ｒ＝１１ｍと求まる。
【００６７】
以上から、本実施の形態においては、検出位相差を加算する場合には２πの剰余をとって距離Ｒを求めればよい。なお、位相加算において２πの剰余を用いる手法は、他の実施の形態においても同様に適用可能である。
（複数の距離候補からの選択）
ところで、２πを超えた検出位相差を検出することはできないことから、算出された検出位相差に対して複数の距離の候補が存在する。複数存在する距離の候補から正しい距離を選択する手法として、角周波数が異なる３つ目の送信波を送信する方法と、受信電力により判定する方法とがある。
【００６８】
図９は横軸に距離をとり縦軸に位相をとって、角周波数が異なる３つ目の送信波を送信する例を示す説明図である。
【００６９】
上記（６１）式から下記（６４）式が得られる。
（１／２）×｛（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）｝＝（ωＢ１＋ωＢ２）×（Ｒ／ｃ）  …（６４）
左辺をθｄｅｔと記すと、距離Ｒとθｄｅｔの関係は、図９の実線に示すものとなる。ただし、上記（６４）式で計算される検出位相差の和θｄｅｔは、−π（ｒａｄ）とπ（ｒａｄ）の間以外の値も取り得るが、この検出位相差の和θｄｅｔは、−π（ｒａｄ）とπ（ｒａｄ）の間に変換したものである。これは、一般に、位相角は範囲［−π（ｒａｄ），π（ｒａｄ）］内で表示されることによる。
【００７０】
図９を参照すると、検出位相差の和θｄｅｔによる距離の候補としては、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３がある。ここで、検出位相差の和θｄｅｔは、角周波数ωＣ１＋ωＢ１，ωＣ１−ωＢ１，ωＣ２＋ωＢ２，ωＣ２−ωＢ２の各送信波の送受信により得た位相の加減算結果であるが、新たに、角周波数ωＣ１＋ωＢ１／Ｑ，ωＣ２＋ωＢ２／Ｑの送信波の送受信により得た位相の加減算結果を考える。但し、Ｑは下記（６５）式を満足する有理数とする。
Ｑ＞１  …（６５）
新たな角周波数での検出位相と距離Ｒとの関係は、図９の破線によって示すことができる。上記距離の候補Ｒ１〜Ｒ３から正しい距離を選択するには、新たな角周波数で得られた検出位相の結果を参照する。すなわち、θｄｅｔ１が検出されれば、距離Ｒ１と判断し、θｄｅｔ２が検出されれば、距離Ｒ２と判断する。なお、電波のカバー範囲を小さく抑えれば、上記の位相折り返しによる検査は不要である。なお、上記説明では異なる３つの周波数の送信について述べたが、同様なことは異なる３つ以上の周波数を送信しても実現できる。
【００７１】
次に、図１０の説明図を参照して検出した信号の振幅観測により、正しい距離を選択する方法について説明する。
【００７２】
上記（８）式では、距離Ｒに応じて減衰Ｌ１で振幅が減衰するものと説明したが、自由空間の伝搬減衰は下記（６６）式で表される。
Ｌ１＝（λ／４πＲ）２  …（６６）
ここで、λは波長である。（６６）式によれば、距離Ｒが大きければ減衰Ｌ１も大きく、距離Ｒが小さければ減衰Ｌ１も小さい。図１０はこの関係を示している。送受信のアンテナ利得を１、送信電力をＰ０と仮定すると、距離Ｒ１での受信電力Ｐ１と距離Ｒ２での受信電力Ｐ２はそれぞれ下記（６７）式又は（６８）式によって与えられる。
Ｐ１＝（λ／４πＲ１））２×Ｐ０  …（６７）
Ｐ２＝（λ／４πＲ２））２×Ｐ０  …（６８）
この受信電力と検出位相差の和θｄｅｔから距離Ｒ１とＲ２の区別が可能となる。
【００７３】
なお、この場合、位相加算においても２πの剰余を用いることで、確実な測距が可能となる。
【００７４】
このように本実施の形態においては、第１装置及び第２装置からそれぞれ２つの角周波数の信号をそれぞれ第２装置及び第１装置に送信すると共に、第１及び第２装置においてそれぞれ角周波数が異なる２つの受信信号の２つの位相を求める。そして、第１装置と第２装置のいずれか一方から他方に、求めた位相情報を伝送する。位相情報を受信した装置は、第１装置により受信した２つの受信信号の位相差と第２装置により受信した２つの受信信号の位相差との加算結果により、第１装置と第２装置の発振器の初期位相に拘わらず、第１装置と第２装置との間の距離を正確に算出する。この測距システムでは、反射波を用いておらず、第１装置及び第２装置からの直接波のみによって、正確な測距を行っており、測距可能な距離を拡大することができる。
（第２の実施の形態）
図１１Ａは本発明の第２の実施の形態に係るフローチャートであり、図１１Ｂ乃至図１５は第２の実施の形態に係る説明図である。本実施の形態のハードウェア構成は第１の実施の形態と同様である。また、装置１，２においてそれぞれ２つの送信波を送信して互いに受信し、受信信号から検出した位相差の加算結果によって距離を算出する手法は第１の実施の形態と同様である。
｛θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ）｝＋｛θＨ２（ｔ）−θＬ２（ｔ）｝＝（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）  …（５８）
第１の実施の形態においては、上記（５８）式において電波の遅延τ１，τ２が同一であるものとして、検出位相差の加算から距離を求める上記（６１）式を求めた。しかしながら、この（５８）式は、装置１，２において送受信する処理が同時に行われた場合の例である。
【００７５】
しかしながら、国内電波法の規定から、同時送受信ができない周波数帯が存在する。例えば、９２０ＭＨｚ帯などがその一例となる。このような周波数帯で測距を行う場合には時系列で送受信を行わざるを得ない。本実施の形態においては、このような時系列送受信の場合に対応した例を示している。
（時系列送受信における課題）
装置１，２間において、同時刻には１波しか送受信できないものと規定した場合には、測距に必要な少なくとも４波の送受信を時系列で実施する必要がある。しかしながら、時系列送受信を実施すると、検出位相に時系列で生じた遅延分の位相が加算されてしまい、伝搬に要した位相が求められなくなる。上記（５８）式を変形してこの理由について説明する。
【００７６】
なお、図６の破線部分はほぼ同時に実行されるものであるが、時系列に１波ずつ送受信する場合、破線の部分は図１１Ａのようになる。
【００７７】
第１の実施の形態と同様に、互いに距離Ｒだけ離間する装置１，２において、装置１から送信した角周波数ωＣ１＋ωＢ１の信号を装置２において検出した場合の位相（シフト量）をθＨ１とし、装置１から送信された角周波数ωＣ１−ωＢ１の信号を装置２において検出した場合の位相をθＬ１とし、装置２から送信した角周波数ωＣ２＋ωＢ２の信号を装置１において検出した場合の位相（シフト量）をθＨ２とし、装置２から送信された角周波数ωＣ２−ωＢ２の信号を装置１において検出した場合の位相をθＬ２とする。
【００７８】
いま、例えば、位相検出順序をθＨ１、θＬ２、θＨ２、θＬ１とする。また、図１１Ｂ及び図１１Ｃに示すように、各送信信号は、時間Ｔだけずれて送受信されるものとする。この場合には、上記（２７）式、（３７）式、（４７）式及び（５７）式の（ｔ）に時間を代入し、上記（５８）式を変形した下記（１２０）式が成立する。
｛θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ＋３Ｔ）｝＋｛θＨ２（ｔ＋２Ｔ）−θＬ２（ｔ＋Ｔ）｝
＝（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）４Ｔ  …（１２０）
上記（１２０）式の最終項が時系列送受信により付加された位相である。この付加された位相は、受信するＲＦ（高周波）信号の角周波数とほぼ同じローカル角周波数に対する装置１、装置２の誤差角周波数と遅延４Ｔの乗算結果となる。ローカル周波数を９２０ＭＨｚ、周波数誤差を４０ｐｐｍ、遅延Ｔを０．１ｍｓとした場合、付加された位相は、３６０°×１４．７となり、付加された位相による誤差が大き過ぎて、正しく測距できないことが分かる。
【００７９】
次に、位相検出順序をθＨ１，θＬ１，θＨ２，θＬ２とするものとする。図１２Ａ及び図１２Ｂはこの場合の例を示している。この場合には、下記（５８）式を変形して、下記（１２１）式が得られる。
｛θＨ１（ｔ）−θＬ１（ｔ＋Ｔ）｝＋｛θＨ２（ｔ＋２Ｔ）−θＬ２（ｔ＋３Ｔ）｝
＝（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）＋（ωＢ１−ωＢ２）４Ｔ  …（１２１）
この（１２１）式の最終項が時系列送受信により付加された位相である。この付加された位相は、受信する高周波信号の低い角周波数とほぼ同じベースバンド用ローカル角周波数に対する装置１、装置２の誤差角周波数と遅延４Ｔの乗算結果となる。ローカル周波数を５ＭＨｚ、周波数誤差を４０ｐｐｍ、遅延Ｔを０．１ｍｓとした場合、３６０°×０．０８＝２８．８°となり、前例より正確に測距できることが分かる。
【００８０】
しかし、この場合においても、誤差分がシステム仕様の許容誤差内にあるか否かはシステム依存となる。本実施の形態は、時系列送受信により発生する距離誤差を小さくする時系列の手順を提示するものである。なお、本実施の形態は、電波法により規定された送受信の規制を考慮した手順を示すものである。
（具体的な手順）
先ず、送信遅延による影響を考える。
【００８１】
上記（５８）式を変形して、下記（１２２）式を得る。
｛θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ）｝−｛θＬ１（ｔ）＋θＬ２（ｔ）｝＝（θτＨ１＋θτＨ２）−（θτＬ１＋θτＬ２）  （１２２）
なお、ここで、
θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ）＝θτＨ１＋θτＨ２  …（１２３）
θＬ１（ｔ）＋θＬ２（ｔ）＝θτＬ１＋θτＬ２  …（１２４）
である。
【００８２】
無線通信において、自分宛ての信号を受信したとき、キャリアセンスなしで返信できる規定がある。これに従い、装置１から装置２へ信号を送信終了後、ただちに、装置２から装置１へ返信することにする。解析を簡単にするため、装置１が送信してからｔ０後に装置２が送信１へ返信すると仮定する。（１１１）式及び（１１２）式から下記（１２５）式が得られる。
θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０）＝θτＨ１＋θτＨ２＋｛（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１２５）
遅延ｔ０は時系列的には最短の時間であり、装置１から装置２へ角周波数ωＣ１＋ωＢ１の信号を送る時間、送受タイミングマージン、伝搬遅延を含むものである。右辺、第３項、第４項は遅延ｔ０による位相誤差になる。周波数が高いことから第４項が特に問題となるが、これについては後で言及する。
【００８３】
次に、（１２５）式の左辺に、さらに遅延Ｔを追加するものとする。図１３はこのような伝送手順を示している。図１３に示すように、この場合の検出位相の加算値は、遅延Ｔの追加に拘わらず同一である。従って、下記（１２６）式が得られる。
θＨ１（ｔ＋Ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）＝θτＨ１＋θτＨ２＋｛（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１２６）
上記（１２６）式の右辺と上記（１２５）式の右辺とは同じである。即ち、相対的時間差が同一であれば（上記例ではＴ）、装置１から送信された信号を装置２で受信した位相と装置２から送信された信号を装置１で受信した位相の加算結果は、遅延Ｔに拘わらず変化しない。つまり、これらの位相の加算結果は、遅延Ｔに依存しない値となる。
【００８４】
次に、角周波数ωＣ１−ωＢ１信号の装置１、装置２間の送受信においても同様に示す。即ち、上記（４７）式及び（５７）式から、下記（１２７）式、（１２８）式が得られる。
θＬ１（ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０）＝θτＬ１＋θτＬ２＋｛−（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１２７）
θＬ１（ｔ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）＝θτＬ１＋θτＬ２＋｛−（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１２８）
上記考察から、角周波数ωＣ１＋ωＢ１の双方向の送受信後、角周波数ωＣ１−ωＢ１信号の送受信を行うシーケンスを考える。装置１から角周波数ωＣ１＋ωＢ１信号の送信開始時間を基準として、装置１から角周波数ωＣ１−ωＢ１信号の送信開始時間をＴとすると、上記（１２５）式及び（１２８）式から下記（１２９）式が得られる。ただし、Ｔ＞ｔ０である。
θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０）−｛θＬ１（ｔ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）｝
＝θτＨ１−θτＬ１＋θτＨ２−θτＬ２＋２（ωＢ１−ωＢ２）ｔ０  …（１２９）
上記（１２９）式の左辺の最終項が送信遅延による位相誤差である。受信した高周波用のローカル周波数の遅延誤差は角周波数ωＣ１＋ωＢ１信号と角周波数ωＣ１−ωＢ１信号の差分をとることで打ち消されている。したがって、位相誤差は時系列的には最短の遅延時間ｔ０とベースバンド用のローカル角周波数（例えば２π×５ＭＨｚ）の誤差の乗算となる。遅延時間ｔ０を小さく設定すれば誤差は小さくなる。従って、遅延時間ｔ０の値によっては、実使用上は、精度上問題無い測距が可能と言える。
【００８５】
次に、距離推定誤差要因である上記（１２９）式の最終項を除去する手法について説明する。
【００８６】
上記（２７）式と（３７）式から、下記（１３０）式が得られる。
θＨ１（ｔ＋ｔ０）＋θＨ２（ｔ）＝θτＨ１＋θτＨ２−｛（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１３０）
この（１３０）式の左辺に所定の遅延Ｄを加えても、上述したように、右辺の値は変化しない。従って、下記（１３１）式が得られる。
θＨ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）＋θＨ２（ｔ＋Ｄ）＝θτＨ１＋θτＨ２−｛（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１３１）
上記（１２５）式と（１３１）式を加算すると、下記（１３２）式が得られる。
θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０）＋θＨ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）＋θＨ２（ｔ＋Ｄ）＝２（θτＨ１＋θτＨ２）  …（１３２）
図１４の左側は上記（１３２）式の状態を示している。この（１３２）式においてＤ＝ｔ０とすると、下記（１３３）式が得られる。
θＨ１（ｔ）＋２θＨ２（ｔ＋ｔ０）＋θＨ１（ｔ＋２ｔ０）＝２（θτＨ１＋θτＨ２）  …（１３３）
上記（１３３）式の右辺は、時間依存のない距離に応じた電波伝搬遅延の項のみとなる。
【００８７】
上記（４７）式及び（５７）式から、下記（１３４）式が得られる。
θＬ１（ｔ＋ｔ０）＋θＬ２（ｔ）＝θτＬ１＋θτＬ２−｛−（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１３４）
この（１３４）式の左辺に所定の遅延Ｄを加えても、右辺の値は変化しない。従って、下記（１３５）式が得られる。
θＬ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）＋θＬ２（ｔ＋Ｄ）＝θτＬ１＋θτＬ２−｛−（ωＢ１−ωＢ２）＋（ωＣ１−ωＣ２）｝ｔ０  …（１３５）
上記（１２７）式と（１３５）式を加算すると、下記（１３６）式が得られる。
θＬ１（ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０）＋θＬ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）＋θＬ２（ｔ＋Ｄ）＝２（θτＬ１＋θτＬ２）  …（１３６）
この（１３６）式において、Ｄ＝ｔ０とすると、下記（１３７）式が得られる。
θＬ１（ｔ）＋２θＬ２（ｔ＋ｔ０）＋θＬ１（ｔ＋２ｔ０）＝２（θτＬ１＋θτＬ２）  …（１３７）
上記（１３７）式の右辺は、時間依存のない距離に応じた電波伝搬遅延の項のみとなる。
【００８８】
上記（１３３）式及び（１３７）式は、装置１の送信信号を装置２で位相検出し、ｔ０後に装置２の送信信号を装置１で位相検出し、２ｔ０後に再度装置１の送信信号を装置２で位相検出するシーケンスを意味している。以下、装置１の送信信号の送信及びこれに対する装置２の位相検出と、装置２の送信信号の送信及びこれに対する装置１の位相検出とが交番すると共に、これらの位相検出を時間をずらして再度測定することを「繰返し交番」と呼ぶことにする。
【００８９】
即ち、装置１，２において、それぞれ２つのキャリア信号を送信して受信すると共に、もう一度装置１又は２から他方の装置に対してｔ０間隔でキャリア信号を送受信する繰返し交番を行うことによって、送信の順序及び時間は制限される代わりに、時間依存を受けることない正確な測距が可能となる。
【００９０】
更に、キャリア信号の送受信シーケンスによっては、繰返し交番をｔ０間隔で行わなくても、時間に依存しない正確な測距が可能となる。
【００９１】
即ち、上記（１３６）式の左辺に固定遅延Ｔを加えても右辺は一定なので、
θＬ１（ｔ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）＋θＬ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＝２（θτＬ１＋θτＬ２）  …（１３８）
上記（１３２）式と（１３８）式から、下記（１３９）式が得られる。
θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０）＋θＨ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）＋θＨ２（ｔ＋Ｄ）
−｛θＬ１（ｔ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）＋θＬ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）｝
＝２｛（θτＨ１−θτＬ１）＋（θτＨ２−θτＬ２）｝＝４×（ωＢ１＋ωＢ２）τ１  …（１３９）
上記（１３９）式は、角周波数ωＣ１＋ωＢ１、ωＣ２＋ωＢ２の往復を時間間隔Ｄで繰返し交番したのち、測定開始からＴ後に角周波数ωＣ１−ωＢ１、ωＣ２−ωＢ２の往復を時間間隔Ｄで繰返し交番するシーケンスを示しており、このシーケンスを採用することで、上記（１２９）式の最終項の距離推定誤差要因を除去して、正確な測距が可能であることを示している。
【００９２】
図１４及び図１５はこのシーケンスを示している。このようなシーケンスで位相を計測することにより伝搬遅延成分のみ取り出すことができる。即ち、装置１の制御部１１は、所定タイミングで角周波数がωＣ１＋ωＢ１の送信波（以下、送信波Ｈ１Ａという）を送信する。装置２の制御部２１は、送信波Ｈ１Ａの受信直後に、角周波数がωＣ２＋ωＢ２の送信波（以下、送信波Ｈ２Ａという）を送信する。更に、装置２の制御部２１は、送信波Ｈ２Ａの送信後に角周波数がωＣ２＋ωＢ２の送信波（以下、送信波Ｈ２Ｂという）を再度送信する。装置１の制御部１１は、２回目の送信波Ｈ２Ｂの受信後に、再び角周波数がωＣ１＋ωＢ１の送信波（以下、送信波Ｈ１Ｂという）を送信する。
【００９３】
また、更に制御部１１は、角周波数がωＣ１−ωＢ１の送信波（以下、送信波Ｌ１Ａという）を送信する。装置２の制御部２１は、送信波Ｌ１Ａの受信直後に、角周波数がωＣ２−ωＢ２の送信波（以下、送信波Ｌ２Ａという）を送信する。更に、装置２の制御部２１は、送信波Ｌ２Ａの送信後に角周波数がωＣ２−ωＢ２の送信波（以下、送信波Ｌ２Ｂという）を再度送信する。装置１の制御部１１は、２回目の送信波Ｌ２Ｂの受信後に、再び角周波数がωＣ１−ωＢ１の送信波（以下、送信波Ｌ１Ｂという）を送信する。
【００９４】
こうして、図１４及び図１５に示すように、装置２の制御部２１は、所定の基準時間０から所定時間において送信波Ｈ１Ａに基づく位相θＨ１（ｔ）を取得し、時間ｔ０＋Ｄから所定時間において送信波Ｈ１Ｂに基づく位相θＨ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）を取得し、時間Ｔから所定時間において送信波Ｌ１Ａに基づく位相θＬ１（ｔ＋Ｔ）を取得し、時間ｔ０＋Ｄ＋Ｔから所定時間において送信波Ｌ１Ｂに基づく位相θＬ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ＋Ｔ）を取得する。
【００９５】
また、装置１の制御部１１は、時間ｔ０から所定時間において送信波Ｈ２Ａに基づく位相θＨ２（ｔ＋ｔ０）を取得し、時間Ｄから所定時間において送信波Ｈ２Ｂに基づく位相θＨ２（ｔ＋Ｄ）を取得し、時間ｔ０＋Ｔから所定時間において送信波Ｌ２Ａに基づく位相θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）を取得し、時間Ｄ＋Ｔから所定時間において送信波Ｌ２Ｂに基づく位相θＬ２（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）を取得する。
【００９６】
装置１又は２の少なくとも一方は、他方に、位相情報、即ち、求めた４つの位相又は２つの位相差又は位相差の上記（１３９）式の演算結果を送信する。位相情報を受信した装置１又は２の制御部は、上記（１３９）式の演算によって、距離を算出する。なお、図６のステップＳ７、Ｓ１７では位相差算出と記載したが、この場合、必ずしもステップＳ７、Ｓ１７で位相差を算出する必要はなく、Ｓ１９の距離算出時に位相差の算出を行なってもよい。
【００９７】
このように本実施の形態においては、第１装置及び第２装置からのキャリア信号を繰返し交番させることで、同時にキャリア信号を送受信できない場合でも、正確な測距が可能である。例えば、第１装置及び第２装置はそれぞれ２つの角周波数の信号を２回ずつそれぞれ第２装置及び第１装置に所定のシーケンスで送信して、第１及び第２装置のそれぞれにおいて位相差を求める。そして、第１装置と第２装置のいずれか一方から他方に、求めた位相情報を伝送し、位相情報を受信した装置は、第１装置及び第２装置により求めた８つの位相に基づいて、第１装置と第１装置との間の距離を算出する。これにより、第１装置と第２装置の発振器の初期位相に拘わらず、第１装置と第２装置との間の距離を正確に算出する。このように、各角周波数の信号を同時に送ることなく、相互にずれたタイミングで送受信した場合でも、距離推定の誤差を除去して正確な測距が可能である。
（第３の実施の形態）
図１６は本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。図１６は図４の送信部１４及び受信部１５による送受信器と図５の送信部２４及び受信部２５による送受信器とに代えて採用する送受信器を示している。本実施の形態はこの送受信器の構成が第１の実施の形態と異なるのみである。
【００９８】
第１の実施の形態においては、装置１からの角周波数ωＣ１＋ωＢ１、ωＣ１−ωＢ１の送信信号２波を装置２で受信して位相θＨ１（ｔ）、θＬ１（ｔ）を検出し、装置２からの角周波数ωＣ２＋ωＢ２、ωＣ２−ωＢ２の送信信号２波を装置１で受信して位相θＨ２（ｔ）、θＬ２（ｔ）を検出し、これら４つ位相を用いることにより距離を算出した。
【００９９】
しかしながら、一般に、送受信器とアンテナ間には所望波近傍の周波数成分以外を抑圧するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）が挿入される。このフィルタは、急峻な周波数特性が要求されることから、一般に次数が高く、このためフィルタを通過する信号の遅延も大きい。例えば、９００ＭＨｚ帯のＢＰＦでは１０ｎｓ程度の遅延が生じる。仮に、送受信器のＢＰＦの遅延によってτ１が１０ｎｓだけ大きくなると、算出される距離は３ｍ大きくなってしまう。しかも、ＢＰＦの遅延量は、温度特性を有しており、周囲環境によって１０％以上の増減がある。このため、測距時にＢＰＦ遅延時間を補償しなければ、距離を正確に求めることはできない。本実施の形態はこのようなＢＰＦの遅延時間を補償するものである。
【０１００】
図１６において、乗算器ＴＭＩＸ１は、図４又は図５の乗算器ＴＭ１１，ＴＭ２１に相当する。同様に、乗算器ＴＭＩＸ２，ＲＭＩＸ１〜ＲＭＩＸ６は、乗算器ＴＭ１２，２２、乗算器ＲＭ１１，２１〜ＲＭ１６，２６に相当する。また、加算器ＴＳＵＭ１，ＲＳＵＭ１，ＲＳＭＵ２は、加算器ＴＳ１１，ＴＳ２１、加算器ＲＳ１１，ＲＳ２１、加算器ＲＳ１２，ＲＳ２２に相当する。
【０１０１】
乗算器ＴＭＩＸ１，ＴＭＩＸ２及び加算器ＴＳＵＭ１からなる送信器、乗算器ＲＭＩＸ１〜ＲＭＩＸ６及び加算器ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２からなる受信器は、図４及び図５と同様にイメージ抑圧方式を採用している。本実施の形態においては、乗算器ＲＭＩＸ１，ＲＭＩＸ２と並列に乗算器ＲＳＭＩＸ１、ＲＳＭＩＸ２が設けられている。
【０１０２】
ＲＦ（高周波）入力端子ＲＸ１はスイッチＳＷ１のＲＸ端子に接続され、ＲＦ出力端子ＴＸ１はスイッチＳＷ１のＴＸ端子に接続され、スイッチＳＷ１のＦＩＬ端子はバンドパスフィルタＢＰＦの入力端子に接続される。スイッチＳＷ２のＤＥＴ端子は追加したＲＦ入力端子ｓＲＸ１、すなわち乗算器ＲＭＩＸ１と乗算器ＲＭＩＸ２の共通入力端子に接続され、スイッチＳＷ２のＦＩＬ＿Ｉ端子はバンドパスフィルタＢＰＦの入力端子と図示しない結合器により結合され、スイッチＳＷ２のＦＩＬ＿Ｏ端子はバンドパスフィルタＢＰＦの出力端子に図示しない結合器により結合される。バンドパスフィルタＢＰＦの出力端子はアンテナＡＮＴ端子に接続される。なお、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、制御部１１（又は制御部２１）によって制御される。
【０１０３】
本実施の形態においては、バンドパスフィルタＢＰＦの遅延時間（以下、ＢＰＦ遅延時間という）を計測しておき、位相検出時に算出した遅延時間から減算することで、正確な測距を行うようになっている。ＢＰＦ遅延時間は、送信器からの送信信号を、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して受信器に与えて求めた信号遅延時間と、スイッチＳＷ１、バンドパスフィルタＢＰＦ、ＳＷ２を介して受信器に与えて求めた信号遅延時間との差によって得る。
【０１０４】
即ち、ＢＰＦ遅延時間を計測する場合には、スイッチＳＷ１はＴＸ端子を選択し、スイッチＳＷ２はＦＩＬ＿Ｉ端子又はＦＩＬ＿Ｏ端子のいずれかに接続する。この状態で、制御部１１，２１において送信器を動作させ、受信器は乗算器ＲＭＩＸ１，ＲＭＩＸ２のみをオフとし、他の回路ブロックは動作させる。
【０１０５】
ＢＰＦ遅延時間は、送信器からの送信信号をスイッチＳＷ２及び乗算器ＲＳＭＩＸ１、ＲＳＭＩＸ２を介して検出することで求める。ここで、乗算器ＲＭＩＸ１、乗算器ＲＭＩＸ２をオフするのは、スイッチＳＷ１のＴＸ端子からＲＸ端子へ信号が漏洩し、検出信号に加算されることにより誤差が大きくなることを防止するためである。乗算器ＲＭＩＸ１、乗算器ＲＭＩＸ２をオフにすればスイッチＳＷ１のアイソレーション分に乗算器ＲＭＩＸ１、乗算器ＲＭＩＸ２のアイソレーション分が加算されるため、送信器から直接漏洩する信号を大幅に減衰することが可能になる。
【０１０６】
ＢＰＦ遅延時間を検出するため、スイッチＳＷ２を先ずＦＩＬ＿Ｉ端子に接続してＦＩＬ＿Ｉ端子を介した信号を検出した後、ＦＩＬ＿Ｏ端子に接続してＦＩＬ＿Ｏ端子を介した信号を検出する。または、その反対のシーケンスを採用すればよいが、ここではＦＩＬ＿Ｉ端子に接続したのち、ＦＩＬ＿Ｏ端子に接続する場合について説明する。なお、ＢＰＦ遅延時間を検出する送信器及び受信器は同一装置内にあり、共通のローカル信号を用いることができる。このため、初期位相、周波数ずれに関する問題はない。
【０１０７】
送信波の角周波数をωＣ１＋ωＢ１とし、初期位相をθＣ１＋θＢ１とすると、ＴＸ１端子の信号は、下記（１６９）式で与えられる。
ｔｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θＣ１＋θＢ１｝  …（１６９）
スイッチＳＷ１、図示しない結合器、スイッチＳＷ２による信号遅延は無視できるので、乗算器ＲＳＭＩＸ１，ＲＳＭＩＸ２には、式（１６９）に示す信号が入力されることになる。このとき検出される位相θＨ１Ｉ（ｔ）は、上記（２７）式によって求められる。即ち、ωＣ１＝ωＣ２，ωＢ１＝ωＢ２，θＣ１＝θＣ２，θＢ１＝θＢ２，θτＨ１＝０の条件を課した結果となる。
θＨ１Ｉ（ｔ）＝０  …（１７０）
同様に、送信波の角周波数をωＣ１−ωＢ１、初期位相をθＣ１−θＢ１とすると、ＴＸ１端子の信号は下記（１７１）式で与えられる。
ｔｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θＣ１−θＢ１｝  …（１７１）
この場合にも、乗算器ＲＳＭＩＸ１，ＲＳＭＩＸ２に入力される信号は、（１７１）式と等しい。この場合において検出される位相θＬ１Ｉ（ｔ）は、上記（４７）式から求められる。すなわち、ωＣ１＝ωＣ２，ωＢ１＝ωＢ２，θＣ１＝θＣ２，θＢ１＝θＢ２，θτＬ１＝０の条件を課した結果となる。
θＬ１Ｉ（ｔ）＝０  …（１７２）
次に、スイッチＳＷ２をＦＩＬ＿Ｏ端子に接続する。ＢＰＦ遅延をτＢＰＦとすると、スイッチＳＷ１、図示しない結合器、スイッチＳＷ２を介して乗算器ＲＳＭＩＸ１，ＲＳＭＩＸ２に入力される２周波の信号は、それぞれ下記（１７３）式、（１７４）式で与えられる。
ｒｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１＋ωＢ１）ｔ＋θＣ１＋θＢ１−θＢＰＦＨ｝  …（１７３）
ｒｘ１（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ωＣ１−ωＢ１）ｔ＋θＣ１−θＢ１−θＢＰＦＬ｝  …（１７４）
ここで、
θＢＰＦＨ＝（ωＣ１＋ωＢ１）τＢＰＦ  …（１７５）
θＢＰＦＬ＝（ωＣ１−ωＢ１）τＢＰＦ  …（１７６）
である。上記（２７）式、（４７）式から、位相θＨ１０（ｔ）およびθＬ１０（ｔ）は、下記（１７７）式、（１７８）式で示される。
θＨ１０（ｔ）＝θＢＰＦＨ  …（１７７）
θＬ１０（ｔ）＝θＢＰＦＬ  …（１７８）
上記（１７０）式、（１７１）式、（１７７）式、（１７８）式から、下記（１７９）式が導かれる。
｛θＨ１０（ｔ）−θＬ１０（ｔ）｝−｛θＨ１Ｉ（ｔ）−θＬ１Ｉ（ｔ）｝＝θＢＰＦＨ−θＢＰＦＬ＝２ωＢ１τＢＰＦ  …（１７９）
この（１７９）式によってＢＰＦ遅延時間が求められる。他の構成及び作用は、第１の実施の形態と同様である。即ち、実使用時には、制御部１１，２１は、スイッチＳＷ１に、送信時にはＴＸ端子を選択させ、受信時にＲＸ端子を選択させる。
【０１０８】
制御部１１，２１は、上記（６１）式の演算におけるτ１を（１７９）式から求めたＢＰＦ遅延時間によって補正した後、距離Ｒを算出する。
【０１０９】
なお、上記説明では、バンドパスフィルタＢＰＦ入力端の位相はＴＸ出力位相と等しいと仮定し計算したが、スイッチＳＷや結合器１等において遅延があればその遅延分を加味した位相差が検出されることになる。しかし、実使用時においても、バンドパスフィルタＢＰＦ出力端にはスイッチＳＷ１や結合器等の遅延分を含む信号が現れてアンテナＡＮＴに供給されるので、バンドパスフィルタＢＰＦ入力端までに遅延があったとしても正しく測定できる。なお、制御部１１，２１は、例えば、実使用の開始時に、ＢＰＦ遅延時間を求めるようにしてもよい。
【０１１０】
ところで、環境依存要素としては主にバンドパスフィルタＢＰＦが考えられる。従って、スイッチＳＷ２をＦＩＬ＿Ｉ端子に接続した場合の位相、即ち、環境の影響を受けにくいバンドパスフィルタＢＰＦ入力端での位相については、前もって検出してメモリに保存しておけば、以後のＢＰＦ遅延時間の算出時にメモリに保存した値を用いても問題は無い。即ち、この場合には、バンドパスフィルタＢＰＦ入力端での位相検出後は、常に、スイッチＳＷ２をＦＩＬ＿Ｏ端子（バンドパスフィルタＢＰＦ出力端）に接続しておくことが可能である。これにより、送信中にスイッチＳＷ２が切換ることによって電力変化が急峻に起こり大きなスプリアスが発生することを、防ぐことができる。
【０１１１】
このように本実施の形態においては、上記各実施の形態と同様の効果が得られると共に、バンドパスフィルタによる遅延時間の影響を除去して、正確な測距が可能であるという利点を有する。
【０１１２】
なお、本実施の形態においては、スイッチＳＷ１のアイソレーション不足による測定誤差を避けるため、ＢＰＦ遅延時間の算出時に用いる乗算器ＲＳＭＩＸ１、乗算器ＲＳＭＩＸ２を採用した。しかし、スイッチＳＷ１のアイソレーションが十分とれるのであれば、スイッチＳＷ２のＤＥＴ端子をＲＸ１端子に接続し、乗算器ＲＭＩＸ１、乗算器ＲＭＩＸ２を介して遅延を測定することも可能である。この場合に、受信時はスイッチＳＷ１をＲＸ１端子に接続し、スイッチＳＷ２はＦＩＬ＿Ｉ端子に接続するか又は開放する。この場合には、乗算器ＲＳＭＩＸ１および乗算器ＲＳＭＩＸ２は省略してもよい。
（第４の実施の形態）
図１７及び図１８は本発明の第４の実施の形態を示す説明図である。本実施の形態は上記各測距システムをスマートエントリシステムに適用した例を示すものである。
【０１１３】
図１７において、キー３１は自動車３２のドアの解錠及び施錠並びに自動車３２のエンジンの起動を可能にする信号を無線によって送信することができるようになっている。即ち、キー３１は図示しないデータ送受信部を有しており、データ送受信部によって認証のための暗号化された固有データを送信することができるようになっている。キー３１のデータ送受信部からの電波は、自動車３２に搭載された図示しない車両制御装置３５において受信される。
【０１１４】
図１８に示すように車両制御装置３５には、制御部３６が設けられている。制御部３６は、車両制御装置３５の各部を制御する。制御部３６は、ＣＰＵ等を用いたプロセッサによって構成されて、メモリ３８に記憶されたプログラムに従って動作して各部を制御するものであってもよい。
【０１１５】
車両制御装置３５には、データ送受信部３７が設けられている。データ送受信部３７は、アンテナ３５ａを介してキー３１のデータ送受信部との間で無線通信を行うことができる。データ送受信部３７は、キー３１から送信された固有データを受信し、所定の応答データをキー３１に送信することで、キー３１と自動車３２との認証を行うようになっている。
【０１１６】
データ送受信部３７は、電界強度を細かく設定できるようになっており、キー３１がデータ送受信部３７の送信データを受信可能な比較的近い位置、即ち、自動車３２の近傍に位置しなければ、認証は行われない。
【０１１７】
例えば、図１７の破線に示すように、キー３１が自動車３２の十分近くに位置するものとする。この場合には、データ送受信部３７はキー３１との間で互いに通信が可能であり、データ送受信部３７はメモリ３７ａに記録されている固有データとの照合によってキー３１を認証する。データ送受信部３７は、制御部３６に対してキー３１を認証したことを示す信号を出力する。これにより、制御部３６は、解錠・施錠装置３９を制御して、解錠及び施錠の許可を与える。
【０１１８】
図１７において中継装置３３，３４はリレーアタックの攻撃者が所持する。中継装置３３はキー３１との間で通信が可能であり、中継装置３４は自動車３２内のデータ送受信部３７との間で通信が可能であって、中継装置３３，３４はキー３１とデータ送受信部３７との間の通信を中継する。これにより、キー３１が図１７のように十分に自動車３２から離間して、キー３１とデータ送受信部３７との直接通信ができない場合においても、中継装置３３，３４を経由することで、データ送受信部３７はキー３１を認証できてしまう。
【０１１９】
そこで、本実施の形態においては、制御部３６は、データ送受信部３７の認証結果と第２装置２からの測距結果とに基づいて、解錠及び施錠並びにエンジンの始動等を許可するか否かを決定するようになっている。
【０１２０】
キー３１には上記各実施の形態における第２装置２が内蔵されている。一方、車両制御装置３５には上記各実施の形態における装置１が搭載されている。装置１からの送信波は、アンテナ２７ａを介して装置２において受信され、装置２からの送信波は、アンテナ２７ａを介して装置１において受信される。装置１からの送信波は、直接アンテナ２７ａに受信される場合と、中継装置３３，３４を経由してアンテナ２７ａに受信される場合とがある。同様に、第２装置からの送信波は、アンテナ２７ａから直接装置１に受信される場合と、アンテナ２７ａから中継装置３３，３４を経由して直接装置１に受信される場合とがある。
【０１２１】
中継装置３３，３４において装置１，装置２からの送信波の位相が変化しないものとすると、装置１，２において求めた位相に基づいて、装置２はキー３１との間の距離を算出することができる。装置２は、算出した距離を制御部３６に出力する。メモリ３８には、キー３１の認証を許可する距離閾値が格納されており、制御部３６は、装置２によって算出された距離がメモリ３８から読み出した距離閾値以内の場合には、キー３１が認証されたものとして、解錠及び施錠並びにエンジンの始動等を許可する。また、制御部３６は、装置２によって算出された距離がメモリ３８から読み出した距離閾値よりも大きい場合には、キー３１の認証を許可しない。従って、この場合には、解錠及び施錠並びにエンジンの始動等は許可されない。
【０１２２】
なお、中継装置３３，３４において、装置１，装置２からの送信波の位相を変化させることができるものとする。この場合でも、装置１，２の初期位相が不明であることから、装置２によって算出される距離がメモリ３８から読み出された距離閾値以内の値とするために必要な移相量を中継装置３３，３４において求めることはできない。このため、中継装置３３，３４を用いたとしても、キー３１の認証が許可される可能性は十分に小さい。
【０１２３】
このように本実施の形態においては、上記各実施の形態における測距システムを利用することで、スマートエントリシステムに対するリレーアタックによって、車両の解錠等が行われることを防止することができる。
（送信シーケンス）
図１９〜図５４は上記各実施の形態で採用可能な各種シーケンスを示す説明図である。
（２波の例）
先ず、図１９〜図３２を参照して、装置１，２からそれぞれ２波を送信する各種シーケンスについて説明する。
【０１２４】
いま、装置１から出力される２つの送信波を送信波Ａ１，Ａ２とし、送信波Ａ１，Ａ２の周波数がそれぞれｆＡ１，ｆＡ２であるものとする。また、装置２から出力される２つの送信波を送信波Ｂ１，Ｂ２とし、送信波Ｂ１，Ｂ２の周波数がそれぞれｆＢ１，ｆＢ２であるものとする。上述したように、電波法では同時送受信が禁止された周波数帯が存在することを考慮して、これらの送信波Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２については、所定のシーケンスで時系列に送信するようになっている。
【０１２５】
図１９はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１２６】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば例えば１２８μＳ（秒）間実施した後、送信波Ａ１を送信する。更に、装置１は、周波数ｆＡ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ２を送信する。
【０１２７】
装置２は、送信波Ａ２の受信に応答することなく（応答無し）、装置１からの送信波Ａ２の送信後の所定期間後に、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ１を送信する。更に、装置２は、周波数ｆＢ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ２を送信する。なお、装置２は、装置１からの送信波Ａ２の送信後の所定期間（キャリアセンス期間を含んでもよい）において、装置２において検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１２８】
このシーケンスの例は、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）後述するキャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１２９】
図２０はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１３０】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。更に、装置１は、装置２からの送信波の応答を待つことなく、周波数ｆＡ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ２を送信する。更に、装置１は、装置２からの送信波の応答を待つことなく、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、再度送信波Ａ１を送信する（繰返し交番有り）。
【０１３１】
一方、装置２は、装置１からの送信波Ａ２の送信後の所定期間後に、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ１を送信する。更に、装置２は、装置１からの送信波の応答無しで、周波数ｆＢ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ２を送信する。更に、装置２は、装置１からの送信波の応答無しで、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、再度送信波Ｂ１を送信する（繰返し交番有り）。
【０１３２】
このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１３３】
図２１はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１３４】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。
【０１３５】
また、装置１は、装置２からの送信波Ｂ１の受信後の所定期間後に、周波数ｆＡ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。なお、装置２は、この応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１３６】
このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１３７】
図２２はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１３８】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。
【０１３９】
また、装置１は、装置２からの送信波Ｂ１の受信後の所定期間後に、周波数ｆＡ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。
【０１４０】
更に、この例では、装置１は、装置２からの送信波Ｂ２の受信後の所定期間後に、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、再び送信波Ａ１を送信する（繰返し交番有り）。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、再び送信波Ｂ１を送信する。なお、装置２は、この応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１４１】
このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１４２】
図２３はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１４３】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１，Ａ２を連続的に送信する。
【０１４４】
装置２は、装置１からの送信波Ａ２の受信後の所定期間後に、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ１，Ｂ２を連続的に送信する。なお、装置２は、この応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１４５】
このシーケンスの例は、送信の開始時のみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１４６】
図２４はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１４７】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ１を受信すると、受信から例えば０μ〜秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ａ２を送信する。
【０１４８】
装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。なお、装置２は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１４９】
このシーケンスの例は、送信の開始時のみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１５０】
図２５はキャリアセンス無し、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１５１】
装置１は、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ１を送信する。更に、装置１は送信波Ａ１の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信後の例えば１００ｍ秒後に、キャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。更に、装置２は送信波Ｂ１の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ｂ２を送信する。
【０１５２】
図２６はキャリアセンス無し、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１５３】
装置１は、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ１を送信する。更に、装置１は送信波Ａ１の送信後、一度停波した後、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ２を送信する。図面では停波区間を０ｕｓから２ｍｓと記載している。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信後、ただちに、キャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。図面では装置１からの送信波Ａ２を受信後、例えば０ｕｓから２ｍｓ後に、送信波Ｂ１を送信すると記載している。装置２から更に、装置２は送信波Ｂ１の送信後、一度停波した後、キャリアセンスを実施することなく送信波Ｂ２を送信する。図面では停波区間を０ｕｓから２ｍｓと記載している。
【０１５４】
図２７はキャリアセンス無し、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１５５】
装置１は、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ１を送信する。装置１は送信波Ａ１の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ａ２を送信する。更に、装置１は送信波Ａ２の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく再度送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信後の例えば１００ｍ秒後に、キャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。更に、装置２は送信波Ｂ１の送信後の例えば１００ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ｂ２を送信する。更に、装置２は送信波Ｂ２の送信後の例えば１００ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ｂ１を送信する。
【０１５６】
図２８はキャリアセンス無し、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１５７】
装置１は、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。装置１は送信波Ａ１の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。
【０１５８】
図２９はキャリアセンス無し、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１５９】
装置１は、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。装置１は送信波Ａ１の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。更に、装置１は送信波Ａ２の送信後の数十ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく再度送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、再度送信波Ｂ１を送信する。
【０１６０】
図３０はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１６１】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。装置１は送信波Ａ１の送信後の数十ｍ秒後の送信波Ｂ１の受信後に、周波数ｆＡ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。装置１は送信波Ａ１の送信後の数十ｍ秒後の送信波Ｂ１の受信後に、今度はキャリアセンスを実行することなく再度送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、再度送信波Ｂ１を送信する。なお、装置２は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１６２】
このシーケンスの例は、繰返し交番前のみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１６３】
図３１はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１６４】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１，Ａ２を連続的に送信する。装置２は、送信波Ａ２の受信後に周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ１，Ｂ２を連続的に送信する。更に、装置２は、送信波Ｂ２の送信から例えば１００ｍ秒後に、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、再度送信波Ｂ１，Ｂ２を連続的に送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ２を受信した後、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１，Ａ２を連続的に送信する。なお、装置２は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１６５】
このシーケンスの例は、各送信の開始時にのみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１６６】
図３２はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１６７】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ１を受信した後、キャリアセンスを実施することなく送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。
【０１６８】
更に、装置２は、送信波Ｂ２の送信から例えば１００ｍ秒後に、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ１を送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ１を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信した後、キャリアセンスを実施することなく送信波Ｂ２を送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ２を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波Ａ２を送信する。なお、装置２は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波Ｂ１，Ｂ２の位相に反映させてもよい。
【０１６９】
このシーケンスの例は、装置１，２の送信開始時にのみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１７０】
図３３はキャリアセンス有り、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１７１】
装置１は、周波数ｆＡ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ１を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ１を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ１を送信する。更に、装置２は、送信波Ｂ１の送信後に、周波数ｆＢ１でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ１を送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ１を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波Ａ１を送信する。更に、装置１は、送信波Ａ１送信後に、周波数ｆＡ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ａ２を送信する。装置２は、装置１からの送信波Ａ２を受信すると、これに応答して受信から例えば０μ秒〜２ｍ秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波Ｂ２を送信する。更に、装置２は、送信波Ｂ２の送信後に、周波数ｆＢ２でのキャリアセンスを例えば１２８μＳ間実施した後、送信波Ｂ２を送信する。装置１は、装置２からの送信波Ｂ２を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波Ａ２を送信する。
【０１７２】
このシーケンスの例は、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
（３波の例）
次に、図３４〜図４４を参照して、装置１，２からそれぞれ３波を送信する各種シーケンスについて説明する。
【０１７３】
いま、装置１から出力される３つの送信波を送信波Ａ１，Ａ２，Ａ３とし、送信波Ａ１，Ａ２，３の周波数がそれぞれｆＡ１，ｆＡ２，ｆＡ３であるものとする。また、装置２から出力される３つの送信波を送信波Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３とし、送信波Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の周波数がそれぞれｆＢ１，ｆＢ２，ｆＢ３であるものとする。上述したように、電波法では同時送受信が禁止された周波数帯が存在することを考慮して、これらの送信波Ａ１〜Ａ３，Ｂ１〜Ｂ３については、所定のシーケンスで送信するようになっている。
【０１７４】
なお、図３４〜図４４における送受信のシーケンスの記載方法は、図１９〜図３２と同様であり、以後具体的な送受信のシーケンスについては説明を省略する。
【０１７５】
図３４はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。このシーケンスの例は、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１７６】
図３５はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１７７】
図３６はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１７８】
図３７はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１７９】
図３８はキャリアセンス無しで、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１８０】
図３９はキャリアセンス無しで、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１８１】
図４０はキャリアセンス無しで、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。
【０１８２】
図４１はキャリアセンス無しで、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。
【０１８３】
図４２はキャリアセンスがある場合と無い場合があり、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１８４】
図４３はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
【０１８５】
図４４はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、（ａ）所定時間(例えば数ｍｓ)後再度最初から始めるようにしてもよく、（ｂ）キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
（変形例）
図４５から図４７は変形例を示す。この変形例は初期位相を固定すべき期間を説明するものである。図４５は送信シーケンスと初期位相を維持する期間との関係を示す説明図。図４６は測距に用いるキャリア周波数を示す説明図であり、図４７は変形例を示すフローチャートである。
【０１８６】
第１の実施の形態においては、装置１，２からの各２周波の同時送信、同時受信を想定した。そして、この送受信の期間において、初期位相が変化しないように、発振器１３，２３に発振を継続させる。これに対し、第２の実施の形態においては、装置１，２間において、同時刻には１波しか送受信できないものと規定して測距に必要な少なくとも４波の送受信を時系列で実施すると共に、装置１，２からのキャリア信号を繰返し交番させることで、時系列送受信を行う場合でも正確な測距を可能にした。
【０１８７】
例えば、上述したように、図１５の例では、装置１からの角周波数ωＣ１＋ωＢ１の送信波の送受信、装置２からの角周波数ωＣ２＋ωＢ２の送信波の２回の送受信、装置１からの角周波数ωＣ１＋ωＢ１の送信波の送受信を行う。
【０１８８】
更に、装置１からの角周波数ωＣ１−ωＢ１の送信波の送受信、装置２からの角周波数ωＣ２−ωＢ２の送信波の２回の送受信、装置１からの角周波数ωＣ１−ωＢ１の送信波の送受信を行う。
【０１８９】
図１５の最初の４波の送受信により、装置１，２において得られる位相の加算結果は、上記（１３９）式の前半部分（第１〜第４項）に示してある。この第１〜第４項の加算結果は、上記（１３２）式に示すように、２（θτＨ１＋θτＨ２）であり、上記（２０）式及び（３０）式に示すように、初期位相の項を含まない。即ち、図１５の最初の４波の送受信によって得られる位相の演算結果には初期位相の情報が含まれないことから、上記（１３９）式の第１〜第４項の演算は、この４波の送受信期間のみ初期位相を変化させなければ正しい結果が得られることになる。
【０１９０】
同様に、図１５の最後の４波の送受信により、装置１，２において得られる位相の加算結果は、上記（１３９）式の後半部分（第５〜第８項）に示してある。この第５〜第８項の加算結果は、上記（１３８）式に示すように、２（θτＬ１＋θτＬ２）であり、上記（４０）式及び（５０）式に示すように、初期位相の項を含まない。即ち、図１５の最後の４波の送受信によって得られる位相の演算結果には初期位相の情報が含まれないことから、上記（１３９）式の第５〜第８項の演算は、この４波の送受信期間のみ初期位相を変化させなければ正しい結果が得られることになる。
【０１９１】
図４５はこの状態を示しており、角周波数ωＣ１＋ωＢ１，ωＣ２＋ωＢ２を用いた測距期間において初期位相を一定に維持すると共に、角周波数ωＣ１−ωＢ１，ωＣ２−ωＢ２を用いた測距期間において初期位相を一定に維持することを示している。
【０１９２】
即ち、例えば、図１５のシーケンスを採用する場合には、最初の４波の送受信の期間において初期位相が変化しないように発振器１３，２３の発振を継続させると共に、最後の４波の送受信の期間において初期位相が変化しないように発振器１３，２３の発振を継続させればよく、４波目の送受信の後、５波目の送受信までの間に、発振器１３，２３の発振が停止し初期位相が変化しても、上記（１３９）式を元に正確な距離を算出できる。
【０１９３】
一方、発振器１３、２３が継続して動作しても、ωＣ＋ωＢ測距区間とωＣ−ωＢ測距区間で周波数誤差を変えれば初期位相は変化する。すなわち、ωＣ＋ωＢ測距区間で周波数設定を変えなければ測距は可能であり、同様に、ωＣ−ωＢ測距区間で周波数設定を変えなければ測距は可能である。これについては、（２つのキャリア信号について）以降で詳細に説明する。
【０１９４】
ところで、上記各実施の形態においては、装置１，２が送信する２つのキャリア信号は、例えば比較的高い角周波数ωＣ１，ωＣ２と例えば比較的低い角周波数ωＢ１，ωＢ２との和又は差の周波数である例を示した。なお、角周波数ωＣ１とωＣ２とは略同一の周波数に設定され、角周波数ωＢ１とωＢ２とは略同一の周波数に設定される。
（２つのキャリア信号について）
しかし、上記各実施の形態における測距においては、以下に示すように、装置１，２は、夫々所定の周波数差を有する２つのキャリア信号を送信すればよい。
【０１９５】
角周波数ωＣ＋ωＢと角周波数ωＣ−ωＢは以下のように変形できる。
ωＣ＋ωＢ＝（ωＣ−ΔωＣ）＋（ΔωＣ＋ωＢ）＝ω’Ｃ＋ωＨ    …（２０１）
ωＣ−ωＢ＝（ωＣ−ΔωＣ）＋（ΔωＣ−ωＢ）＝ω’Ｃ＋ωＬ    …（２０２）
いま、角周波数がωＣと角周波数がωＢの送信波を周波数軸上でｆＣ，ｆＢとして示すと、角周波数がωＣ＋ωＢと角周波数ωＣ−ωＢの送信波は図４６の左側に示すものとなる。
【０１９６】
上記（２０１）式及び（２０２）式は、周波数を変更することなく、表現方法を変えたものであり、角周波数がωＣ＋ωＢの送信波は、角周波数がω’Ｃと角周波数がωＨとの和によって得られ、角周波数がωＣ−ωＢの送信波は、角周波数がω’Ｃと角周波数がωＬとの和によって得られることを示している。
【０１９７】
図４６の中央はこの表現に基づく送信波を示しており、角周波数がω’Ｃ、ωＨ及びωＬの送信波をそれぞれ周波数軸上でｆ’Ｃ，ｆＨ，ｆＬとして示す。図４６の左側の周波数ｆＣ−ｆＢの送信波と、周波数ｆＣ＋ｆＢの送信波とは、それぞれ同一周波数のｆ’Ｃ＋ｆＬの送信波とｆ’Ｃ＋ｆＨの送信波として表現できることを示している。
【０１９８】
即ち、上記（２０１）式及び（２０２）式は、装置１，２が送信する２つのキャリアは、２つの周波数の和及び差によって得る必要はなく、装置１，２は、所定の周波数差を有する２つのキャリアを生成して送信すればよいことを示している。
【０１９９】
図４６の左側に示す角周波数ωＣ＋ωＢと角周波数ωＣ−ωＢの送信波を得る例としては、例えば、図１の発振器１３，２３において、比較的高いローカル周波数（以下、ＲＦ−ＬＯ周波数という）として角周波数ωＣのローカル信号と比較的低いローカル周波数（以下、ＩＦ−ＬＯ周波数）として角周波数がωＢのローカル信号を発生し、送信部１４，２４において、これらのローカル周波数の和及び差の信号を送信信号として生成すればよい。
【０２００】
これに対し、図４６の中央の送信波は、ＲＦ−ＬＯ周波数として角周波数ω’Ｃのローカル信号を発生すると共に、ＩＦ−ＬＯ周波数として角周波数がωＬ，ωＨの２つのローカル信号を発生し、送信部１４，２４において、これらのローカル周波数の和の信号を送信信号として生成することにより得られる。即ち、ＲＦ−ＬＯ周波数を固定とし、ＩＦ−ＬＯ周波数を変更することで、図４６の中央の送信波が得られる。
【０２０１】
また、角周波数ωＣ−ωＢは、以下のように変形することができる。
ωＣ−ωＢ＝（ωＣ−２ωＢ）＋（２ωＢ−ωＢ）＝ω”Ｃ＋ωＢ    …（２０３）
図４６の右側は（２０３）式の表現に基づく送信波を示しており、角周波数がω”Ｃの送信波を周波数軸上でｆ”Ｃとして示すと、図４６の左側の周波数ｆＣ−ｆＢの送信波は、同一周波数のｆ”Ｃ＋ｆＢの送信波として表現できることを示している。
【０２０２】
例えば、図４６の右側の送信波は、ＲＦ−ＬＯ周波数として角周波数ω’Ｃのローカル信号と角周波数ω”Ｃのローカル信号を発生すると共に、ＩＦ−ＬＯ周波数として角周波数がωＢのローカル信号を発生し、送信部１４，２４において、これらのローカル周波数の和の信号を送信信号として生成することにより得られる。即ち、図４６の右側の送信波は、ＩＦ−ＬＯ周波数を固定し、ＲＦ−ＬＯ周波数を変更して得られる。
（キャリア周波数の変更）
このように、装置１，２は、測距に際して夫々所定の周波数差を有する２つのキャリア信号を送信すればよい。しかも、図１５のシーケンスのように２つのキャリアのうち高い周波数のキャリアの送受信が交番して行われ、次に、低い周波数のキャリアの送受信が交番して行われる場合には、高い周波数のキャリアの送受信と低い周波数のキャリアの送受信とで、初期位相が異なっていてもよい。
【０２０３】
更に、上記（１３９）式を分解した上記（１３２）式の演算には高い周波数のキャリアのみが用いられ、上記（１３８）式の演算には低い周波数のキャリアのみが用いられる。即ち、上記（１３２）式の演算と上記（１３８）式の演算とは独立に行えばよく、高い周波数のキャリアの送受信期間と低い周波数のキャリアの送受信期間との間においてキャリア周波数が変更されてもよい。
【０２０４】
このような初期位相の変化やキャリア角周波数の変化を許容すると、図１１Ａのフローに代えて図４７のフローを採用することができる。
【０２０５】
図４７のフローにおいては、装置１において１波送信信号生成の前に、第１ローカル（ＬＯ）周波数を設定し、装置２において装置１からの１波送信波の受信の前に、第１ローカル（ＬＯ）周波数を設定する。装置１は第１ＬＯ周波数のローカル信号を用いて、例えば、１波送信信号として、高い周波数のキャリアを生成し、装置２はこの高い周波数のキャリアを用いて１波送信波を受信してＩ，Ｑ信号を取得する。
【０２０６】
また、装置１は、装置２からの送信波に基づくＩ，Ｑ信号の取得後、次の１波送信信号の生成前に、第２ローカル（ＬＯ）周波数を設定する。同様に、装置２は、装置１への１波送信波の送信後、次の１波送信波の受信前に、第２ローカル（ＬＯ）周波数を設定する。装置１において、第２ＬＯ周波数のローカル信号を用いて、例えば、１波送信信号として、低い周波数のキャリアが生成される。また、装置２はこの低い周波数のキャリアを用いて装置１の送信波を受信してＩ，Ｑ信号を取得する。
（発振器と送受信器の構成例）
このように、装置１，２は、所定の周波数差を有する２つのキャリア信号を生成して送信できればよく、図１の発振器１３，２３、送信部１４，２４及び受信部１５，２５としては種々の構成の回路を採用することができる。
【０２０７】
図４８Ａは装置１の発振器１３、送信部１４及び受信部１５の構成の一例を簡略化して示す説明図である。また、図４８Ｂは装置２の発振器２３、送信部２４及び受信部２５の構成の一例を簡略化して示す説明図である。
【０２０８】
装置１及び装置２は、図４８Ａ及び図４８Ｂに示すように、ＩＦ−ＬＯ周波数を発生する発振器とＲＦ−ＬＯ周波数を発生する発振器とを備える。これらの発振器の発振周波数は例えば固定であり、ＲＦ−ＬＯ周波数にＩＦ−ＬＯ周波数を加算又は減算することによって、周波数差を有する２つのキャリア信号を生成することができる。
【０２０９】
図４９Ａは装置１の発振器１３、送信部１４及び受信部１５の構成の一例を簡略化して示す説明図である。また、図４９Ｂは装置２の発振器２３、送信部２４及び受信部２５の構成の一例を簡略化して示す説明図である。
【０２１０】
図４９Ａ及び図４９Ｂの例は、周波数可変の発振器と分周器（Ｎ−ｄｉｖ）とによって、周波数差を有する２つのキャリア信号を生成する例である。
【０２１１】
また、図５０は、図４において、乗算器ＴＭ１１，ＴＭ１２に与える信号を生成する回路の一例を具体的に示す回路図であり、図５１は、図５において、乗算器ＴＭ２１，ＴＭ２２に与える信号を生成する回路の一例を具体的に示す回路図である。
【０２１２】
図５０において、乗算器ＴＭ１５は、ＩＴ信号と発振器１３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１５に与え、乗算器ＴＭ１６は、ＱＴ信号と発振器１３からのローカル信号±ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１５に与える。加算器ＴＳ１５は２入力を加算して加算結果を乗算器ＴＭ１１に与える。
【０２１３】
また、乗算器ＴＭ１７は、ＩＴ信号と発振器１３からのローカル信号±ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１６に与え、乗算器ＴＭ１８は、ＱＴ信号と発振器１３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１６に与える。加算器ＴＳ１６は乗算器ＴＭ１７の出力から乗算器ＴＭ１８の出力を減算して減算結果を乗算器ＴＭ１２に与える。他の構成は図４と同様である。
【０２１４】
図５１において、乗算器ＴＭ２５は、ＩＴ信号と発振器２３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２５に与え、乗算器ＴＭ２６は、ＱＴ信号と発振器２３からのローカル信号±ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２５に与える。加算器ＴＳ２５は２入力を加算して加算結果を乗算器ＴＭ２１に与える。
【０２１５】
また、乗算器ＴＭ２７は、ＩＴ信号と発振器２３からのローカル信号±ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２６に与え、乗算器ＴＭ２８は、ＱＴ信号と発振器２３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２６に与える。加算器ＴＳ２６は乗算器ＴＭ２７の出力から乗算器ＴＭ２８の出力を減算して減算結果を乗算器ＴＭ２２に与える。他の構成は図５と同様である。
【０２１６】
図５２は図１中の送信部１４及び受信部１５の具体的な構成の一例を示す回路図である。また、図５３は図１中の送信部２４及び受信部２５の具体的な構成の一例を示す回路図である。なお、図５２及び図５３はヘテロダイン構成の送受信器を示している。
【０２１７】
図５２において、乗算器ＴＭ１Ａは、ＩＴ信号と発振器１３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１Ａに与え、乗算器ＴＭ１Ｂは、ＱＴ信号と発振器１３からのローカル信号ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１Ａに与える。加算器ＴＳ１Ａは乗算器ＴＭ１Ａの出力から乗算器ＴＭ１Ｂの出力を減算して減算結果を乗算器ＴＭ１Ｃに与える。乗算器ＴＭ１Ｃは、加算器ＴＳ１Ａの出力とローカル信号ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）とを乗算し、乗算結果を送信信号ｔｘ１として出力する。
【０２１８】
また、乗算器ＲＭ１Ａは、受信信号ｒｘ１とローカル信号ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）とを乗算してＩ１信号を得て、乗算器ＲＭ１Ｂ，ＲＭ１Ｃに出力する。乗算器ＲＭ１ＢはＩ１信号とローカル信号ｃｏｓ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果をＩ信号として出力する。また、乗算器ＲＭ１ＣはＩ１信号とローカル信号ｓｉｎ（ωＢ１ｔ＋θＢ１）との乗算結果をＱ信号として出力する。
【０２１９】
図５３において、乗算器ＴＭ２Ａは、ＩＴ信号と発振器２３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２Ａに与え、乗算器ＴＭ２Ｂは、ＱＴ信号と発振器２３からのローカル信号ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２Ａに与える。加算器ＴＳ２Ａは乗算器ＴＭ２Ａの出力から乗算器ＴＭ２Ｂの出力を減算して減算結果を乗算器ＴＭ２Ｃに与える。乗算器ＴＭ２Ｃは、加算器ＴＳ２Ａの出力とローカル信号ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）とを乗算し、乗算結果を送信信号ｔｘ２として出力する。
【０２２０】
また、乗算器ＲＭ２Ａは、受信信号ｒｘ２とローカル信号ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）とを乗算してＩ１信号を得て、乗算器ＲＭ２Ｂ，ＲＭ２Ｃに出力する。乗算器ＲＭ２ＢはＩ１信号とローカル信号ｃｏｓ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果をＩ信号として出力する。また、乗算器ＲＭ２ＣはＩ１信号とローカル信号ｓｉｎ（ωＢ２ｔ＋θＢ２）との乗算結果をＱ信号として出力する。
【０２２１】
また、図５４は図１中の送信部１４及び受信部１５の具体的な構成の一例を示す回路図である。また、図５５は図１中の送信部２４及び受信部２５の具体的な構成の一例を示す回路図である。なお、図５４及び図５５は直接変換方式を採用した送受信器を示している。
【０２２２】
図５４において、乗算器ＴＭ１Ｄは、ＩＴ信号と発振器１３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１Ｃに与え、乗算器ＴＭ１Ｅは、ＱＴ信号と発振器１３からのローカル信号ｓｉｎ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）との乗算結果を加算器ＴＳ１Ｃに与える。加算器ＴＳ１Ｃは乗算器ＴＭ１Ｄの出力から乗算器ＴＭ１Ｅの出力を減算して減算結果を送信信号ｔｘ１として出力する。
【０２２３】
また、乗算器ＲＭ１Ｄは、受信信号ｒｘ１とローカル信号ｃｏｓ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）とを乗算して乗算結果をＩ信号として出力する。また、乗算器ＲＭ１Ｅは、受信信号ｒｘ１とローカル信号ｓｉｎ（ωＣ１ｔ＋θＣ１）とを乗算して乗算結果をＱ信号として出力する。
【０２２４】
図５５において、乗算器ＴＭ２Ｄは、ＩＴ信号と発振器２３からのローカル信号ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２Ｃに与え、乗算器ＴＭ２Ｅは、ＱＴ信号と発振器２３からのローカル信号ｓｉｎ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）との乗算結果を加算器ＴＳ２Ｃに与える。加算器ＴＳ２Ｃは乗算器ＴＭ２Ｄの出力から乗算器ＴＭ２Ｅの出力を減算して減算結果を送信信号ｔｘ２として出力する。
【０２２５】
また、乗算器ＲＭ２Ｄは、受信信号ｒｘ２とローカル信号ｃｏｓ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）とを乗算して乗算結果をＩ信号として出力する。また、乗算器ＲＭ２Ｅは、受信信号ｒｘ２とローカル信号ｓｉｎ（ωＣ２ｔ＋θＣ２）とを乗算して乗算結果をＱ信号として出力する。
（位相情報の伝送例）
上記各実施の形態においては、第１装置と第２装置のいずれか一方から他方に、位相情報を伝送しているが、上述したように、位相情報の伝送方法は特に限定されるものではない。例えば、受信信号から得た位相分だけ、送信するキャリア信号の位相をずらすことで、位相情報を伝送するようにしてもよい。
【０２２６】
例えば、この場合には、図６の破線部分を図５６のフローに代えると共に、図６のステップＳ７，Ｓ８，Ｓ１８を省略したフローを採用することができる。
【０２２７】
図５６は図１１Ａに対応して、第２装置が第１装置に位相情報を送信する例を示すフローチャートである。図５６は図１１Ａの第２装置におけるＩ，Ｑ信号の取得ステップと、１波送信信号生成ステップとの間に、受信位相と初期位相とを加算するステップを有する。これにより、装置２の初期位相に受信信号から検出した位相が加算されたキャリア信号が生成される。装置１は、装置２からのキャリア信号を受信して位相を求めることで、装置２が求めた位相情報を取得することができる。
【０２２８】
上記受信位相と初期位相の加算の拡張として、例えば、図１５に示した８回繰返し交番シーケンスにおいて、θＬ２、θＬ２、θＬ１のシーケンス、すなわち、装置２から装置１へ２回信号を送った後、装置１から装置２へ信号を送る場合を考える。最後のθＬ１送信時に初期位相に加算する受信位相は直前のθＬ２の位相としてもよいが、その１つ前のθＬ２の位相検出結果を考慮した値としてもよい。すなわち、単純に直前の受信した結果を反映させるだけでなく、過去の位相を反映した結果を加算してもよい。この場合、一般的に言えば、初期位相に加算するのは過去の検出位相に所定の演算を行った結果になる。さらに、図１５で示したシーケンスの場合、最後には装置２で信号を受け取るので、装置２は距離を算出する装置になる。この場合、装置１は必ずしも距離を算出する必要はない。
【０２２９】
また、図５７は図４７に対応した例を示すフローチャートである。図５７のフローでは、図４７の第２装置におけるＩ，Ｑ信号の取得ステップと、１波送信信号生成ステップとの間に、受信位相と初期位相とを加算するステップを有する。図１５に示した８回繰返し交番シーケンスを想定した場合、上記同様、初期位相には、過去の検出位相に対する所定の算結果を加算する。さらに、装置２は距離を算出する装置になる。このように、測距の途中でキャリア周波数を変更する場合でも、位相情報を測距のために送信するキャリア信号の位相の情報に含めて送信してもよい。
（測距距離の２倍化）
ところで、上記（１３９）式の結果は２πの剰余系、すなわち０〜２πの間の値となる。距離ＲはＲ＝τ１／Ｃであり、上記（１３９）式の左辺をＳＡとしてＲを求めると、下記（２１０）式が得られる。
Ｒ＝（ＳＡ／４）×｛ｃ／（ωＢ１＋ωＢ２）｝    …（２１０）
上記（２１０）式のＳＡの最大値は２πであり、（ωＢ１＋ωＢ２）＝２πΔｆとすると、距離Ｒの最大値ＲＭＡＸは下記（２１１）式で表される。
ＲＭＡＸ＝ｃ／４Δｆ        …（２１１）
即ち、上記（２１１）式は、装置１及び装置２から異なる周波数の２つのキャリアを互いに４回ずつ計８回送信する図１５のシーケンス（以下、８回交互シーケンスという）において、上述した図９や図１０に示す方法を採用することなく測距可能な最大距離を示している。これに対し、４波を同時に送信して、上記（６１）式により距離を求める場合には、ＲＭＡＸ＝ｃ／２Δｆとなる。即ち、図１５の８回交互シーケンスでは、測距可能な距離が４波同時送信時の半分となっている。
【０２３０】
そこで、図１５の８回交互シーケンスにおいて測距可能な距離を大きくする手法を考察する。いま、ωＢ１−ωＢ２をビート角周波数とし、このビート角周波数の２倍に時間ｔ０を乗算した結果をＡ（＝２（ωＢ１−ωＢ２）ｔ０）とする。Ａは、計測した８個の位相を用いた下記（２１２）式によって求めることができる。
【０２３１】
Ａ＝［ｍｏｄ｛（θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０）−θＨ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ）−θＨ２（ｔ＋Ｄ）−（θＬ１（ｔ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ）−θＬ１（ｔ＋ｔ０＋Ｄ＋Ｔ）−θＬ２（ｔ＋Ｄ＋Ｔ））＋π，２π｝−π］／２      …（２１２）
ここで、下記（２１３）式を満足するとき、（１２９）式を変形して、距離は下記（２１４）式によって示すことができる。
｜２（ωＢ１−ωＢ２）ｔ０｜≦π／２      …（２１３）
Ｒ＝［｛θＨ１（ｔ）＋θＨ２（ｔ＋ｔ０）−（θＬ１（ｔ＋Ｔ）＋θＬ２（ｔ＋ｔ０＋Ｔ））−Ａ｝／２］×ｃ／（ωＢ１＋ωＢ２）      …（２１４）
従って、この場合の距離Ｒの最大値ＲＭＡＸは（２１５）式で表される。
ＲＭＡＸ＝ｃ／２Δｆ        …（２１５）
即ち、上記（２１４）式を用いて測距を行うことで、図１５の８回交互シーケンスにおいても、上述した図９や図１０に示す方法を採用することなく、送信測距可能な最大距離を４波同時送信時と同様の測距距離とすることができる。
【０２３２】
例えば、ωＢ１＝２π×５［ＭＨｚ］、ωＢ１に対するωＢ２の誤差が４０［ｐｐｍ］、ｔ０＝１００［μｓ］であれば、上記（２１３）式の左辺は、
２（ωＢ１−ωＢ２）ｔ０＝２×２π×５×４０×１０−６×１００＝０．０８πであり、上記（２１３）式を満足するようにシステム設計を行うことは比較的容易である。
【０２３３】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
【符号の説明】
【０２３４】
１，２…装置、１１，２１…制御部、１２，２２…メモリ、１３，２３…発振器、１４，２４…送信部、１５，２５…受信部、１７，２７…アンテナ回路。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１１Ｃ】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
2018155724.tif 000036
【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
2018155724.tif 000042
【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
2018155724.tif 000049
【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８Ａ】
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【図４８Ｂ】
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【図４９Ａ】
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【図４９Ｂ】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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