(57)【要約】【課題】Ｈブリッジ回路を含む自励発振回路を備えた電流センサにおいて、電源電圧の変化による検出感度の変化を抑制する。【解決手段】電流経路Ｐと磁気結合する磁性体コア２０と、発振信号Ｑに基づいて極性が交互に反転する第１及び第２の接続ノードＮ１，Ｎ２と電源電圧Ｖｃｃが与えられる電源ノードＮ３と出力ノードＮ４とを有するＨブリッジ回路と、磁性体コア２０に巻回され、第１の接続ノードＮ１と第２の接続ノードＮ２との間に接続された検出コイルＬｐと、出力ノードＮ４の電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｃｍｐとを比較するコンパレータ３１と、コンパレータ３１の出力に基づいて発振信号Ｑを反転させるフリップフロップ回路３２と、電源電圧Ｖｃｃに応じて基準電圧Ｖｃｍｐを変化させる基準電圧生成回路３３を備える。本発明によれば、電源電圧Ｖｃｃの変化による電流の検出感度の変化が抑制される。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流経路と磁気結合する磁性体コアと、
発振信号に基づいて極性が交互に反転する第１及び第２の接続ノードと、電源電圧が与えられる電源ノードと、出力ノードとを有するＨブリッジ回路と、
前記磁性体コアに巻回され、前記第１の接続ノードと前記第２の接続ノードとの間に接続された検出コイルと、
前記出力ノードの電圧と基準電圧を比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力に基づいて前記発振信号を反転させる発振信号生成回路と、
前記電源電圧に応じて前記基準電圧を変化させる基準電圧生成回路と、を備えることを特徴とする電流センサ。
【請求項２】
前記基準電圧生成回路は、前記電源電圧と前記基準電圧を比例させることを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
【請求項３】
前記基準電圧生成回路は、前記電源電圧を分圧する分圧抵抗を含むことを特徴とする請求項２に記載の電流センサ。
【請求項４】
前記分圧抵抗が可変抵抗を含むことを特徴とする請求項３に記載の電流センサ。
【請求項５】
前記電流経路に流れる電流によって前記磁性体コアに生じる磁束を打ち消す負帰還コイルと、前記発振信号に基づいて前記負帰還コイルに負帰還電流を流す負帰還電流出力回路とをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流センサに関し、特に、Ｈブリッジ回路を含む自励発振回路を備えた電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、Ｈブリッジ回路を含む電流センサが開示されている。Ｈブリッジ回路は、極性が交互に反転する第１及び第２の接続ノードを有しており、第１の接続ノードと第２の接続ノードとの間には、磁性体コアに巻回された検出コイルが接続される。検出コイルのインダクタンスは磁性体コアの透磁率によって変化するため、一次コイルに電流が流れることによって磁性体コアの透磁率が変化すると、磁性体コアが飽和するのに要する時間が変化する。したがって、磁性体コアが飽和するまでの時間を検出することによって、測定対象である電流の電流量を知ることが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２０１２−５２６９８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
磁性体コアが飽和するまでの時間を検出する方法として、Ｈブリッジ回路によって自励発振回路を構成し、発振信号の周波数やデューティをモニタする方法が考えられる。Ｈブリッジ回路によって自励発振回路を構成する場合、Ｈブリッジ回路の出力電圧と基準電圧を比較し、出力電圧が基準電圧を超える度に第１及び第２の接続ノードの極性を反転させればよい。
【０００５】
しかしながら、この方法では、電源電圧によって電流の検出感度が大きく変化するため、仕様と異なる電源電圧を用いた場合や、電源電圧が変動する環境においては、電流量を正しく測定することができないという問題があった。
【０００６】
したがって、本発明は、Ｈブリッジ回路を含む自励発振回路を備えた電流センサにおいて、電源電圧の変化による検出感度の変化を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による電流センサは、電流経路と磁気結合する磁性体コアと、発振信号に基づいて極性が交互に反転する第１及び第２の接続ノードと、電源電圧が与えられる電源ノードと、出力ノードとを有するＨブリッジ回路と、前記磁性体コアに巻回され、前記第１の接続ノードと前記第２の接続ノードとの間に接続された検出コイルと、前記出力ノードの電圧と基準電圧を比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力に基づいて前記発振信号を反転させる発振信号生成回路と、前記電源電圧に応じて前記基準電圧を変化させる基準電圧生成回路と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、電源電圧に応じて基準電圧が変化することから、電源電圧の変化による電流の検出感度の変化を抑制することが可能となる。
【０００９】
本発明において、前記基準電圧生成回路は、前記電源電圧と前記基準電圧を比例させることが好ましい。この場合、前記基準電圧生成回路は、前記電源電圧を分圧する分圧抵抗を含むことが好ましい。これによれば、簡単な構成によって電源電圧と基準電圧を比例させることが可能となる。さらにこの場合、前記分圧抵抗は可変抵抗を含んでいても構わない。これによれば、電源電圧と基準電圧との関係を調整することが可能となる。
【００１０】
本発明による電流センサは、前記電流経路に流れる電流によって前記磁性体コアに生じる磁束を打ち消す負帰還コイルと、前記発振信号に基づいて前記負帰還コイルに負帰還電流を流す負帰還電流出力回路とをさらに備えることが好ましい。これによれば、クローズドループ制御が行われることから、より正確な測定を行うことが可能となる。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明したように、本発明によれば、Ｈブリッジ回路を含む自励発振回路を備えた電流センサにおいて、電源電圧の変化による検出感度の変化を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本発明の実施形態による電流センサ１００の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、一次コイル１０、磁性体コア２０、検出コイルＬｐ及び負帰還コイルＬｃの位置関係の一例を説明するための模式図である。
【図３】図３は、自励発振回路３０の回路図である。
【図４】図４は、発振信号Ｑの波形図である。
【図５】図５は、磁性体コア２０の磁気特性を説明するためのグラフであり、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合を示している。
【図６】図６は、磁性体コア２０の磁気特性を説明するためのグラフであり、外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合を示している。
【図７】図７は、出力ノードＮ４のレベルＶｃの変化を示す波形図である。
【図８】図８は、発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑの変化を示す波形図である。
【図９】図９は、基準電圧Ｖｃｍｐと検出感度の関係を示すグラフである。
【図１０】図１０は、基準電圧Ｖｃｍｐと検出感度の関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。
【００１４】
図１は、本発明の実施形態による電流センサ１００の構成を示すブロック図である。
【００１５】
図１に示すように、本実施形態による電流センサ１００は、電流経路Ｐに流れる電流Ｉｐを測定する装置であり、電流経路Ｐに設けられた一次コイル（バスバー）１０と磁気結合する磁性体コア２０と、磁性体コア２０に巻回された検出コイルＬｐと、検出コイルＬｐに接続された自励発振回路３０とを備える。後述するように、自励発振回路３０はＨブリッジ回路を含んでおり、これにより検出コイルＬｐの両端Ｓ１，Ｓ２に印加される電圧の極性が周期的に反転する。
【００１６】
さらに、本実施形態による電流センサ１００は、負帰還コイルＬｃと、負帰還コイルＬｃに負帰還電流Ｉｏを流す負帰還電流出力回路４０と、負帰還電流Ｉｏに基づいてセンサ出力ＯＵＴを生成する信号出力回路５０とを備えている。
【００１７】
図２は、一次コイル１０、磁性体コア２０、検出コイルＬｐ及び負帰還コイルＬｃの位置関係の一例を説明するための模式図である。
【００１８】
図２に示す例では、磁性体コア２０が一次コイル１０のコイル軸に挿入されており、さらに、磁性体コア２０の周囲に検出コイルＬｐが巻回された構成を有している。さらに、検出コイルＬｐの近傍には負帰還コイルＬｃが配置されており、これにより検出コイルＬｐと負帰還コイルＬｃは符号Ｍで示すように磁気結合している。また、一次コイル１０、磁性体コア２０、検出コイルＬｐ及び負帰還コイルＬｃは、外部磁場を遮るための磁気シールド７０によって覆われている。
【００１９】
そして、一次コイル１０に電流Ｉｐが流れると、これによって生じる磁束Ｂ１が磁気シールド７０に流れ、その一部が磁性体コア２０を通過する。これによって磁性体コア２０の透磁率が変化するため、検出コイルＬｐのインダクタンスが変化する。一方、負帰還コイルＬｃには、一次コイル１０に流れる電流Ｉｐによって磁性体コア２０に生じる磁束Ｂ１を打ち消す負帰還電流Ｉｏが与えられる。これにより、負帰還コイルＬｃは磁束Ｂ２を発生させ、磁性体コア２０に生じている磁束Ｂ１を打ち消す。
【００２０】
図３は、自励発振回路３０の回路図である。
【００２１】
図３に示すように、自励発振回路３０はＨブリッジ型の自励発振回路であり、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、コンパレータ３１と、フリップフロップ回路３２と、基準電圧生成回路３３を備えている。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３は、電源ノードＮ３と出力ノードＮ４との間に直列に接続されており、その接続点である第１の接続ノードＮ１は、抵抗Ｒ１を介して検出コイルＬｐの一端Ｓ１に接続されている。同様に、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ４は、電源ノードＮ３と出力ノードＮ４との間に直列に接続されており、その接続点である第２の接続ノードＮ２は、抵抗Ｒ２を介して検出コイルＬｐの他端Ｓ２に接続されている。電源ノードＮ３には電源電圧Ｖｃｃが与えられる。また、出力ノードＮ４は抵抗Ｒ３を介して接地される。
【００２２】
コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）は出力ノードＮ４に接続され、反転入力端子（−）には基準電圧Ｖｃｍｐが印加される。これにより、出力ノードＮ４のレベルＶｃが基準電圧Ｖｃｍｐを超えると、コンパレータ３１の出力はハイレベルに変化する。基準電圧Ｖｃｍｐは、基準電圧生成回路３３によって生成される。基準電圧生成回路３３は、電源電圧Ｖｃｃが与えられる電源ラインと接地電位が与えられる電源ラインとの間に直列に接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５からなる分圧抵抗である。このため、基準電圧Ｖｃｍｐのレベルは、電源電圧Ｖｃｃのレベルと比例することになる。
【００２３】
コンパレータ３１の出力は、フリップフロップ回路３２のクロックノードに入力される。フリップフロップ回路３２から出力される発振信号ＱはスイッチＳＷ１，ＳＷ４を制御し、反転発振信号／ＱはスイッチＳＷ２，ＳＷ３を制御する。また、反転発振信号／Ｑは、フリップフロップ回路３２のデータノードにフィードバックされる。これにより、フリップフロップ回路３２から出力される発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑの論理レベルは、コンパレータ３１の出力がローレベルからハイレベルに変化する度に反転することになる。このように、フリップフロップ回路３２は、発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑを生成する発振信号生成回路を構成する。但し、本発明において発振信号生成回路をフリップフロップ回路によって構成することは必須でない。
【００２４】
図３に示す自励発振回路３０に電源投入すると、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオンし、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフする第１の状態と、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンし、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフする第２の状態が交互に現れる。第１の状態においては、電源電圧Ｖｃｃが与えられる電源ラインから、スイッチＳＷ１、抵抗Ｒ１、検出コイルＬｐ、抵抗Ｒ２、スイッチＳＷ４、抵抗Ｒ３を介して電流が流れる。これにより、出力ノードＮ４のレベルＶｃが徐々に上昇し、これが基準電圧Ｖｃｍｐを超えると、コンパレータ３１の出力がローレベルからハイレベルに変化する。
【００２５】
コンパレータ３１の出力がハイレベルに変化すると、発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑの論理レベルが反転し、第２の状態に遷移する。第２の状態においては、電源電圧Ｖｃｃが与えられる電源ラインから、スイッチＳＷ２、抵抗Ｒ２、検出コイルＬｐ、抵抗Ｒ１、スイッチＳＷ３、抵抗Ｒ３を介して電流が流れる。これにより、出力ノードＮ４のレベルＶｃが徐々に上昇し、これが基準電圧Ｖｃｍｐを超えると、コンパレータ３１の出力がローレベルからハイレベルに変化する。
【００２６】
このような動作を繰り返すことによって、自励発振回路３０は交互に第１の状態と第２の状態となる。これにより、検出コイルＬｐの両端に印加される電圧の極性が周期的に反転することから、発振信号Ｑの波形は、図４に示すようにハイレベルとローレベルを交互に繰り返す波形となる。ここで、図４に示す符号Ｔは自励発振回路３０の発振周期を示し、符号Ｔ１は第１の状態である期間を示し、符号Ｔ２は第２の状態である期間を示す。そして、自励発振回路３０の発振周期Ｔや発振信号Ｑのデューティは、磁性体コア２０の透磁率によって変化する。以下、この現象についてより詳細に説明する。
【００２７】
図５及び図６は磁性体コア２０の磁気特性を説明するためのグラフであり、図５は外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合を示し、図６は外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合を示している。いずれも、横軸は磁界強度Ｈであり、縦軸は磁束密度Ｂである。
【００２８】
図５に示すように、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）は、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が一方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント１→ポイント２）と、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が逆方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント３→ポイント４）は対称形となる。ここで、ポイント２は、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が一方向に変化する場合において、磁束密度Ｂが所定の値Ｂｔｈとなる点を指す。同様に、ポイント４は、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が逆方向に変化する場合において、磁束密度Ｂが所定の値−Ｂｔｈとなる点を指す。
【００２９】
検出コイルＬｐによって与えられる磁場が一方向に変化する場合とは、図３に示す端子Ｓ１から端子Ｓ２に電流が流れる状態、つまり第１の状態である。一方、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が逆方向に変化する場合とは、図３に示す端子Ｓ２から端子Ｓ１に電流が流れる状態、つまり第２の状態である。そして、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）には、ＢＨ曲線が対称形であることから、発振信号Ｑのデューティは５０％となる。
【００３０】
これに対し、外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れている場合）には、図６に示すように、外部磁場Ｈｅｘｔの強度分だけＢＨ曲線がシフトする。その結果、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が一方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント１→ポイント２）と、検出コイルＬｐによって与えられる磁場が逆方向に変化する場合に現れるＢＨ曲線（ポイント３→ポイント４）は非対称となる。このため、発振信号Ｑのデューティは５０％から外れる。
【００３１】
図７は出力ノードＮ４のレベルＶｃの変化を示す波形図であり、図８は発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑの変化を示す波形図である。いずれの図においても、実線は外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れていない場合）を示し、破線は外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合（電流経路Ｐに電流Ｉｐが流れている場合）を示している。
【００３２】
図７に示すように、いずれの場合も、時間の経過に伴って出力ノードＮ４のレベルＶｃが基準電圧Ｖｃｍｐに達する度に極性が反転し、瞬間的に−Ｖｃｍｐまで低下する。Ｖｃｍｐのレベルは図５及び図６に示す値Ｂｔｈに対応し、−Ｖｃｍｐのレベルは図５及び図６に示す値−Ｂｔｈに対応する。そして、外部磁場Ｈｅｘｔがゼロである場合はＢＨ曲線が対称形であることから、図８に示すように、発振信号Ｑのデューティは５０％となる（Ｔ１＝Ｔ２）。これに対し、外部磁場Ｈｅｘｔが存在する場合はＢＨ曲線が非対称形であることから、図８に示すように、発振信号Ｑのデューティは５０％超となる（Ｔ１'＞Ｔ２'）とともに、磁性体コア２０の磁気飽和による検出コイルＬｐのインダクタンスの低下によって、発振信号Ｑの周期Ｔが短くなる。つまり、自励発振回路３０の発振周波数が高くなる。
【００３３】
自励発振回路３０によって生成される発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑは、図１に示すように、負帰還電流出力回路４０に供給される。負帰還電流出力回路４０は、発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑのデューティ又は周波数をモニタし、これに基づいて負帰還電流Ｉｏを生成する。例えば、発振信号Ｑ及び反転発振信号／Ｑのデューティが５０％から離れるほど、負帰還電流Ｉｏの量が増大するよう制御する。負帰還電流Ｉｏは負帰還コイルＬｃに供給され、一次コイル１０によって生じる磁束Ｂ１を打ち消す磁束Ｂ２を生成する。このようなクローズドループ制御により、一次コイル１０によって生じる磁束Ｂ１は常に打ち消され、発振信号Ｑのデューティが５０％となるよう制御される。
【００３４】
負帰還電流Ｉｏは、負帰還コイルＬｃに対して直列に接続された抵抗Ｒ６によって電圧Ｖｄに変換され、そのレベルが信号出力回路５０によって検出される。信号出力回路５０は、電圧Ｖｄに基づいてセンサ出力ＯＵＴを生成し、これを外部に出力する。
【００３５】
図９及び図１０は基準電圧Ｖｃｍｐと検出感度の関係を示すグラフであり、感度を示す縦軸は、一次コイル１０に流れる電流Ｉｐに対するセンサ出力ＯＵＴの変化率（％／Ａ）を示す。また、図９と図１０の違いは磁性体コア２０の材料及び形状の違いである。
【００３６】
図９及び図１０に示すように、電流センサ１００の感度は、基準電圧Ｖｃｍｐ及び電源電圧Ｖｃｃによって変化することが分かる。ここで、仮に基準電圧Ｖｃｍｐが一定値であるとすると、電源電圧Ｖｃｃが変動した場合、これに伴って感度が大きく変化する。一例として、図９に示す特性であれば、基準電圧Ｖｃｍｐが５００ｍＶに固定されている場合、電源電圧Ｖｃｃが４．５Ｖであれば感度は約４．１％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．０Ｖであれば感度は約３．２％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．５Ｖであれば感度は約２．７％／Ａとなる。また、図１０に示す特性であれば、基準電圧Ｖｃｍｐが６００ｍＶに固定されている場合、電源電圧Ｖｃｃが４．５Ｖであれば感度は約３．４％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．０Ｖであれば感度は約１．９％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．５Ｖであれば感度は約１．４％／Ａとなる。
【００３７】
しかしながら、本実施形態による電流センサ１００は、電源電圧Ｖｃｃを分圧することによって基準電圧Ｖｃｍｐを生成していることから、基準電圧Ｖｃｍｐのレベルは固定されておらず、電源電圧Ｖｃｃに比例して変化する。その結果、電源電圧Ｖｃｃが変動しても、これに伴う感度の変化が抑制される。一例として、図９に示す特性であれば、
Ｖｃｍｐ＝Ｖｃｃ×１／１０
に設定すると、電源電圧Ｖｃｃが４．５Ｖであれば基準電圧Ｖｃｍｐが４５０ｍＶとなることから感度は約３．４％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．０Ｖであれば基準電圧Ｖｃｍｐが５００ｍＶとなることから感度は約３．２％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．５Ｖであれば基準電圧Ｖｃｍｐが５５０ｍＶとなることから感度は約３．１％／Ａとなり、基準電圧Ｖｃｍｐを５００ｍＶに固定した場合と比べて感度の変化が大幅に抑制されることが分かる。
【００３８】
同様に、図１０に示す特性であれば、
Ｖｃｍｐ＝Ｖｃｃ×３／２５
に設定すると、電源電圧Ｖｃｃが４．５Ｖであれば基準電圧Ｖｃｍｐが５４０ｍＶとなることから感度は約１．５％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．０Ｖであれば基準電圧Ｖｃｍｐが６００ｍＶとなることから感度は約１．９％／Ａ、電源電圧Ｖｃｃが５．５Ｖであれば基準電圧Ｖｃｍｐが６６０ｍＶとなることから感度は約２．１％／Ａとなり、基準電圧Ｖｃｍｐを６００ｍＶに固定した場合と比べて感度の変化が大幅に抑制されることが分かる。
【００３９】
また、基準電圧Ｖｃｍｐが高いほど電流センサ１００の感度も高くなる傾向があるが、図９及び図１０に示すように、電源電圧Ｖｃｃが低いと、設定可能な基準電圧Ｖｃｍｐも低くなってしまう。例えば、図９に示す特性であれば、電源電圧Ｖｃｃが４．５Ｖである場合における基準電圧Ｖｃｍｐの上限は約６２０ｍＶ、電源電圧Ｖｃｃが５．０Ｖである場合における基準電圧Ｖｃｍｐの上限は約７１０ｍＶ、電源電圧Ｖｃｃが５．５Ｖである場合における基準電圧Ｖｃｍｐの上限は約８３０ｍＶであり、これを超える基準電圧Ｖｃｍｐを与えると正しい発振動作が行われなくなる。このため、基準電圧Ｖｃｍｐを固定する場合は、電源電圧Ｖｃｃの変動などを考慮して、基準電圧Ｖｃｍｐのレベルをある程度低めに設定せざるを得ない。その結果、高い感度を得ることが困難となる。
【００４０】
しかしながら、本実施形態においては、電源電圧Ｖｃｃに比例して基準電圧Ｖｃｍｐのレベルが変化することから、抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧比を適切に設定することにより、電源電圧Ｖｃｃが変動しても、常に上限近傍の基準電圧Ｖｃｍｐを用いることができる。このため、基準電圧Ｖｃｍｐを固定する場合と比べ、より高い感度を得ることが可能となる。
【００４１】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４２】
例えば、上記実施形態では、抵抗Ｒ４，Ｒ５からなる分圧抵抗を用いて基準電圧Ｖｃｍｐを生成しているが、抵抗Ｒ４，Ｒ５の一方を可変抵抗とすることにより、分圧比を可変とすることも可能である。
【符号の説明】
【００４３】
１０    一次コイル
２０    磁性体コア
３０    自励発振回路
３１    コンパレータ
３２    フリップフロップ回路（発振信号生成回路）
３３    基準電圧生成回路
４０    負帰還電流出力回路
５０    信号出力回路
７０    磁気シールド
１００    電流センサ
Ｌｃ    負帰還コイル
Ｌｐ    検出コイル
Ｎ１    第１の接続ノード
Ｎ２    第２の接続ノード
Ｎ３    電源ノード
Ｎ４    出力ノード
Ｐ    電流経路
Ｒ１〜Ｒ６    抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ４    スイッチ
【図１】
2018169302.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2018169302.tif 000008
【図７】
2018169302.tif 000009
【図８】
2018169302.tif 000010
【図９】
2018169302.tif 000011
【図１０】
2018169302.tif 000012