(57)【要約】【課題】計算負荷の増大を抑制しつつ安定した制御が可能な適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置を提供する。【解決手段】能動型振動騒音制御装置は、基準信号生成部と、制御信号に基づいて制御振動を出力する出力部と、誤差信号を取得するセンサ部と基準信号、制御信号の推定伝達特性、および、誤差信号に基づいて、適応ノッチフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数演算部と、フィルタ係数に基づいて振幅を計算する振幅演算部と、フィルタ係数に基づいて位相を計算する位相演算部と、振幅に０より大きく１より小さい第１の安定化係数を乗算して補正振幅を計算し、位相に１より大きい第２の安定化係数を乗算して補正位相を計算し、正弦波信号の波形において、補正振幅をその振幅とし、補正位相だけその位相をシフトさせることにより、制御信号を生成する制御信号生成部とを備える。【選択図】図１
2018204662.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
適応ノッチフィルタによって生成される制御信号を用いた能動型振動騒音制御装置であって、
振動源の振動周波数に同期させた基準信号として余弦波信号および正弦波信号とを生成する基準信号生成部と、
所定の制御位置に対して、前記制御信号に基づいて制御振動を生成して出力する出力部と、
前記制御位置における振動を誤差信号として取得するセンサ部と、
前記基準信号と、前記出力部から前記制御位置までの前記制御信号の伝達特性の推定値である推定伝達特性と、前記誤差信号とに基づいて、前記適応ノッチフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数に基づいて振幅を計算する振幅演算部と、
前記フィルタ係数に基づいて位相を計算する位相演算部と、
前記振幅に０より大きく１より小さい第１の安定化係数を乗算して補正振幅を計算し、前記位相に１より大きい第２の安定化係数を乗算して補正位相を計算し、前記正弦波信号の波形において、前記補正振幅をその振幅とし、前記補正位相だけその位相をシフトさせることにより、前記制御信号を生成する制御信号生成部とを備える、能動型振動騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両のエンジン等の振動を低減する能動型振動騒音制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両のエンジン等から発生する振動や騒音に対して、その波形を相殺する制御波形を振動や音として出力することにより、振動や騒音を低減する振動騒音制御装置が各種提案されている。その一環として、適応ノッチフィルタ等のフィルタを用いて能動的に制御波形を生成する能動型振動騒音制御装置が提案されている。
【０００３】
能動型振動騒音制御装置は、振動源の振動周波数に同期させた正弦波信号と余弦波信号とを基準信号として生成し、これらをフィルタに入力し、その出力を制御信号とする。そして制御信号をスピーカーやアクチュエーター等の出力部によって制御音や制御振動として制御位置に向けて出力する。制御位置に伝達された制御出力と振動源からの振動との和の波形である誤差信号をセンサ部で取得し、誤差信号と、制御信号の推定伝達特性とに基づいて、誤差信号の波形が小さくなるようにフィルタの係数を更新する。
【０００４】
ノッチフィルタを用いる場合、一般に、制御信号は正弦波信号と余弦波信号とにそれぞれフィルタ係数を乗算した波形の和として生成する。すなわち、第ｎサンプリング時刻（ｎは整数）における制御信号ｙ’（ｎ）は、ノッチフィルタの係数をＷ０（ｎ）、Ｗ１（ｎ）とし、正弦波信号、余弦波信号の角速度をωとすると、以下の（式１）のように生成される（特許文献１参照）。
【０００５】
ｙ’（ｎ）＝Ｗ０（ｎ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｗ１（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ）      （式１）
【０００６】
また、基準信号として基本周波数成分に高調波成分を加算することにより振動の高調波成分をより低減することが提案されている（特許文献２参照）。
【０００７】
また、このような振動騒音制御において、制御が不安定になるおそれを低減する方法が提案されている。例えば、特許文献３は、エンジン等の制御対象の騒音に音楽等の大音量のオーディオ音が重なる場合、制御信号の振幅に安定化係数α（０＜α＜１）を乗算した信号を補正信号として誤差信号に加算して、過補償を抑制し制御が発散するおそれを低減しつつ一定の騒音低減の効果を得ることを開示している。
【０００８】
また、ＬＭＳ（最小平均二乗）法を用いたフィルタ係数の更新を行う場合、制御信号の推定伝達特性と実際の伝達特性において、位相（虚部）の差の絶対値が９０°以上あると、制御が発散するおそれがあることが知られている（特許文献４、５参照）。このおそれを低減するため、特許文献４は、ＤＸＨＳアルゴリズムにおける位相フィルタ係数の更新値に安定化係数ｑ（ｑ＞１）を乗算して位相の変動範囲を大きくすることを開示している。特許文献５は、適応ノッチフィルタを用いる場合として、制御信号に推定伝達特性を作用させた信号を補正信号ｈとして誤差信号に加えることで過補償を抑制するようにノッチフィルタの係数を更新することを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−３６１７２１号公報
【特許文献２】特開２００８−２５４６号公報
【特許文献３】特開２００８−２１３７５５号公報
【特許文献４】特開２０１３−１１６９７号公報
【特許文献５】特開２００４−３５４６５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
車両におけるアクティブコントロールエンジンマウント（ＡＣＭ）においては、制御振動を出力するアクチュエータを、液封マウントの下に設置する場合が多い。そのため、制御信号から制御対象位置に到達した制御振動までの伝達特性には液封マウントの伝達特性が含まれる。液封マウントは、本体ゴムと、オリフィス共振を行う液室を有する液封部とを含む。本体ゴムは経年変化により伝達特性が変化しやすく、液封部は共振部分のバラつきによって伝達特性が大きく変化するおそれがある。そのため、実際の伝達特性と推定伝達特性との間に差が発生して、制御信号が収束せず、制御が不安定になったり発散したりするおそれがある。
【００１１】
適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置を、アクティブコントロールエンジンマウントのような実際の伝達特性と推定伝達特性との間に差が発生しやすい環境に適用する場合、例えば上述の特許文献５が開示するような補正信号ｈを用いることも考えられるが、補正信号ｈの算出のために多くの演算が必要であり、計算負荷が倍程度となってしまう。
【００１２】
本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、制御信号の実際の伝達特性と推定伝達特性との間に差が発生する場合でも、計算負荷の増大を抑制しつつ安定した制御が可能な、適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明の一局面は、適応ノッチフィルタによって生成される制御信号を用いた能動型振動騒音制御装置である。能動型振動騒音制御装置は、振動源の振動周波数に同期させた基準信号として余弦波信号および正弦波信号とを生成する基準信号生成部と、所定の制御位置に対して、制御信号に基づいて制御振動を生成して出力する出力部と、制御位置における振動を誤差信号として取得するセンサ部と、基準信号、出力部から制御位置までの制御信号の伝達特性の推定値である推定伝達特性、および、誤差信号に基づいて、適応ノッチフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数演算部と、フィルタ係数に基づいて振幅を計算する振幅演算部と、フィルタ係数に基づいて位相を計算する位相演算部と、振幅に０より大きく１より小さい第１の安定化係数を乗算して補正振幅を計算し、位相に１より大きい第２の安定化係数を乗算して補正位相を計算し、上記正弦波信号の波形において、補正振幅をその振幅とし、補正位相だけその位相をシフトさせることにより、制御信号を生成する制御信号生成部とを備える。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、位相と振幅とにそれぞれの安定化係数を乗算することで、制御信号の位相の取りうる範囲を拡大しつつ、振幅の取りうる範囲を小さくし、制御信号の実際の伝達特性と推定伝達特性との間に差が発生する場合でも、制御の発散を抑制できるので、多大な計算をすることなく安定した制御が可能な適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る能動型振動騒音制御装置の機能ブロック図
【図２】比較例に係る能動型振動騒音制御装置のシミュレーション結果を示す図
【図３】比較例に係る能動型振動騒音制御装置のシミュレーション結果を示す図
【図４】本発明の実施例に係る能動型振動騒音制御装置のシミュレーション結果を示す図
【図５】本発明の第２の実施形態に係る能動型振動騒音制御装置の機能ブロック図
【図６】比較例に係る能動型振動騒音制御装置のシミュレーション結果を示す図
【図７】本発明の実施例に係る能動型振動騒音制御装置のシミュレーション結果を示す図
【図８】本発明の参考例に係る振動騒音制御装置の機能ブロック図
【図９】本発明の参考例に係るマップ分類を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（概要）
本発明に係る能動型振動騒音制御装置は、基準信号の１つである正弦波の波形の振幅および位相を制御することにより、制御信号を生成する。振幅および位相は適応ノッチフィルタの係数に基づいて定めるが、その際、振幅に第１の安定化係数α（０＜α＜１）を乗算し、振幅の絶対値が小さくなるように修正し、位相に第２の安定化係数β（１＜β）を乗算し、位相の変動が大きくなるように修正する。すなわち、第ｎサンプリング時刻（ｎは整数）における制御信号ｙ（ｎ）を、適応ノッチフィルタの係数をＷ０（ｎ）、Ｗ１（ｎ）とし、角速度をωとすると、以下の（式２）のように生成する。
【００１７】
ｙ（ｎ）＝α×Ａ（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ＋β×θ（ｎ））          （式２）
ここで、Ａ（ｎ）＝√（（Ｗ０（ｎ））２＋（Ｗ１（ｎ））２）
θ（ｎ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｗ０（ｎ）／Ｗ１（ｎ））
０＜α＜１
１＜β
【００１８】
このように、１つの正弦波波形の振幅と位相とを制御する方法によって制御信号を生成し、その際、振幅と位相とにそれぞれ安定化係数を乗算するという演算によって、制御信号の位相の取りうる範囲を拡大しつつ、振幅の取りうる範囲を小さくし、計算量の増加を抑制しながら、制御信号の発散を抑制することができる。
【００１９】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２０】
（第１の実施形態）
＜構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１００の機能ブロックと信号処理の流れとを示す図である。能動型振動騒音制御装置１００は、基準信号生成部１０、フィルタ係数演算部２０、振幅演算部３０、位相演算部４０、制御信号生成部５０、出力部６０、センサ部７０を含む。能動型振動騒音制御装置１００は、一例として車両用のアクティブコントロールエンジンマウントに用いられる。
【００２１】
＜信号処理＞
能動型振動騒音制御装置１００は、振動源であるエンジン５００から振動の周期性に相関の高い信号の一例としてタコパルス信号を取得する。演算部１、２は、タコパルス信号に基づいてタコパルス間隔Ｔを算出し、さらに、周波数ｆ（＝１／Ｔ）、角速度ω（＝２πｆ）を算出する。基準信号生成部１０は、角速度ωの正弦波信号、余弦波信号を、タコパルス間隔に同期した基準信号として生成する。
【００２２】
振幅演算部３０、位相演算部４０、制御信号生成部５０は、基準信号に対してフィルタ係数をＷ０、Ｗ１とする適応ノッチフィルタとして機能する。なお、適応ノッチフィルタのフィルタ係数Ｗ０、Ｗ１は、サンプリング時刻ｎ（ｎは整数）に着目して、Ｗ０（ｎ）、Ｗ１（ｎ）とも表す。
【００２３】
振幅演算部３０は、フィルタ係数Ｗ０、Ｗ１の２乗和の平方根を計算して、振幅Ａ（ｎ）を計算する。すなわち、以下の（式３）の演算を行う。
Ａ（ｎ）＝√（（Ｗ０（ｎ））２＋（Ｗ１（ｎ））２）      （式３）
【００２４】
位相演算部４０は、フィルタ係数Ｗ０、Ｗ１の比Ｗ０／Ｗ１の逆正接を計算して、位相θ（ｎ）を計算する。すなわち、以下の（式４）の演算を行う。
θ（ｎ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｗ０（ｎ）／Ｗ１（ｎ））      （式４）
【００２５】
このようにして計算したＡ（ｎ）、θ（ｎ）を用いると、上述した従来の制御信号ｙ’（ｎ）を表す（式１）は以下の（式５）のように表現しなおすことができる。
ｙ’（ｎ）＝Ｗ０（ｎ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｗ１（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ）
＝Ａ（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ＋θ（ｎ））                      （式５）
【００２６】
本発明では、（式５）が表す従来の制御信号ｙ’（ｎ）の代わりにその振幅および位相に補正を行った制御信号ｙ（ｎ）を生成する。すなわち、制御信号生成部５０は、０より大きく１より小さい第１の安定化係数αを振幅Ａ（ｎ）に乗算して補正振幅を計算し、また、１より大きい第２の安定化係数βを位相θ（ｎ）に乗算して補正位相を計算する。そして、（式６）のように、基準信号である正弦波信号、補正振幅、補正位相を用いて、制御信号ｙ（ｎ）を生成する。
ｙ（ｎ）＝α×Ａ（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ＋β×θ（ｎ））      （式６）
ここで０＜α＜１、１＜β
【００２７】
なお、図１に示す例のように位相演算部４０と制御信号生成部５０との間に、位相θ（ｎ）の平均化を行う平滑化フィルタ等の演算部３を設けてもよい。平均化を行うことで、エンジン５００の急激な回転数変化があっても、制御信号ｙ（ｎ）の位相が急激に変化しないようにして、制御信号が不安定にならないようにすることができる。
【００２８】
制御信号生成部５０が生成した制御信号ｙ（ｎ）は、出力部６０に入力される。出力部６０は、例えば駆動部とアクチュエータとを有し、制御信号ｙ（ｎ）に基づいてアクチュエータをＰＷＭ駆動し、制御信号ｙ（ｎ）の波形を制御振動に変換して出力する。アクチュエータは例えば所定の制御対象位置の近傍に設置される。
【００２９】
センサ部７０は、所定の制御対象位置に設置される。センサ部７０は、制御信号ｙ（ｎ）が出力部６０を含む伝達特性Ｃの経路を伝達して制御対象位置に到達した制御振動ｄｃ（ｎ）と、エンジン５００の振動が伝達特性Ｈの経路を伝達して制御対象位置に到達した振動ｄ（ｎ）とが重ね合わされた振動を測定し、その波形を誤差信号ｅ（ｎ）として取得する。
【００３０】
フィルタ係数演算部２０は、伝達特性Ｃの推定値である推定伝達特性Ｃ＾（実部Ｃ＾０（ω）、虚部Ｃ＾１（ω））を記憶している。フィルタ係数演算部２０は、基準信号、推定伝達特性Ｃ＾、誤差信号を含む入力信号に基づいて、ノッチフィルタのフィルタ係数Ｗ０、Ｗ１の値を現在のＷ０（ｎ）、Ｗ１（ｎ）から、誤差信号をより小さくできると推定したＷ０（ｎ＋１）、Ｗ１（ｎ＋１）に更新する。フィルタ係数演算部２０は、一例として最急降下法による係数更新に用いる更新式の各項を計算する乗算器４、加算器５、６、および、係数更新実行のための演算部７、８等を含んで構成されるが、一般的なＬＭＳアルゴリズムの演算部構成であれば限定されることなく採用することできる。
【００３１】
＜効果＞
以上、能動型振動騒音制御装置１００が行う信号処理を説明したが、適応ノッチフィルタを用いた能動制御において、制御信号の位相と振幅とをいずれも補正する点が特徴である。すなわち、位相の安定化係数β＞１により、位相の取りうる範囲を拡大し、その一方で、振幅の安定化係数０＜α＜１により、振幅を小さくすることにより、制御信号の実際の伝達特性と推定伝達特性との間に差が発生する場合でも計算量の増加を抑えながら制御の発散を抑制し、収束させやすくすることができる。位相の取りうる範囲の拡大のみを行うと、フィルタ係数が大きい場合や基準信号に大きい振幅の高調波成分が加わっている場合、さらに振幅が大きくなりかえって誤差信号を小さくできない場合があるが、振幅の安定化係数０＜α＜１によりこのおそれを低減できる。すなわち、位相を大きくして確実に収束させる間、振幅を小さくすることにより、より確実に振幅も収束させることができる。
【００３２】
＜比較例１−１＞
この効果を確認するため、実際のエンジン５００のタコパルスと、制御非実行時にセンサ部７０が取得したエンジン５００の振動波形であるベース信号とを用いて、制御実行時にセンサ部７０が取得する誤差信号ｅ（ｎ）のシミュレーションを行った。まず、α＝１、β＝１（従来と同様）とし、推定伝達特性Ｃ＾と実際の伝達特性Ｃの位相差を１３５°とした。その結果を図２に示す。従来の知見通り、誤差信号ｅ（ｎ）が発散した。
【００３３】
＜比較例１−２＞
次に、α＝１、β＝１０とし、推定伝達特性Ｃ＾と実際の伝達特性Ｃの位相差を１３５°とした。その結果を図３に示す。誤差信号ｅ（ｎ）の振幅は全体的にはベース信号より小さくなり、制御の発散を抑制できたが、短期的には十分振幅が低減していない期間があり、効果は限定的であった。
【００３４】
＜実施例１−１＞
次に、α＝０．１５、β＝１０とし、推定伝達特性Ｃ＾と実際の伝達特性Ｃの位相差を１３５°とした。その結果を図４に示す。０＜α＜１、β＞１とすることにより、誤差信号ｅ（ｎ）の振幅は全時点においてベース信号より十分小さくなり、安定的に制御できていることが確認できた。
【００３５】
なお、エンジンの回転数の変化によって角速度ωが変化した際、振幅に安定化係数０＜α＜１を乗算することにより収束に要する時間が増えるおそれがある。ωの変化後のフィルタ係数の初期値Ｗ０（ｎ＋１）、Ｗ１（ｎ＋１）として、過去の収束値等の所定値を用いることもできる。しかし、アクティブコントロールエンジンマウント等においては、制御の安定性のため、伝達特性Ｃが、ωの変化による位相の変化が小さめとなるよう設計されることが一般的である。そのため、ωの変化前のフィルタ係数Ｗ０（ｎ）、Ｗ１（ｎ）を変化後のフィルタ係数の初期値Ｗ０（ｎ＋１）、Ｗ１（ｎ＋１）に用いてもよい。このようにすることで、伝達特性Ｃの角速度ωによる特性変化が小さいため制御信号の急峻な変化を押え収束を早めることができ、安定化係数による収束の遅れを十分解消できる。また、制御開始時については、予め定めた収束の早い所定値を用いればよい。
【００３６】
（第２の実施形態）
＜構成＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る能動型振動騒音制御装置２００の機能ブロックと信号処理の流れとを示す図である。能動型振動騒音制御装置２００は、第１の実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１００における基準信号生成部１０、フィルタ係数演算部２０、振幅演算部３０、位相演算部４０、制御信号生成部５０と同様の構成を有する主要部を２段備え、それぞれ基本周波数である１次周波数用の制御信号とその高調波である２次周波数用の制御信号とを生成できるようにしたものである。なお、主要部を３段以上備え、複数の高調波に対して制御信号を生成できるようにしてもよい。
【００３７】
＜信号処理＞
基準信号生成部１１、フィルタ係数演算部２１、振幅演算部３１、位相演算部４１、制御信号生成部５１は、基本周波数ｆ（＝１／Ｔ）、１次用フィルタ係数、１次用の第１の安定化係数α１および第２の安定化係数β１（０＜α１＜１、β１＞１）に基づいて、１次周波数用の制御信号ｙ１（ｎ）を生成する。また、基準信号生成部１２、フィルタ係数演算部２２、振幅演算部３２、位相演算部４２、制御信号生成部５２は、乗算器９によって基本周波数が２倍化された２次周波数２ｆと、２次用フィルタ係数、２次用の第１の安定化係数α２および第２の安定化係数β２（０＜α２＜１、β２＞１）に基づいて、２次周波数用の制御信号ｙ２（ｎ）を生成する。１次用フィルタ係数と２次用フィルタ係数とは、センサ部７０が取得する誤差信号に基づいて、それぞれ独立に更新される。ｙ１（ｎ）とｙ２（ｎ）とが加算器５３によって合成され制御信号ｙ（ｎ）となり、出力部６０によって制御振動として出力される。各部の詳細な動作は、能動型振動騒音制御装置１００と同様であるので省略する。図５には示していないが、位相演算部４１と制御信号生成部５１との間、および、位相演算部４２と制御信号生成部５２との間に、平均化を行う演算部を設けてもよい。
【００３８】
＜効果＞
本実施形態では、第１の実施形態と同様、制御信号の実際の伝達特性と推定伝達特性との間に差が発生する場合でも計算量の増加を抑えながら制御の発散を抑制し、収束させやすくすることができる。また、高調波成分に対する制御振動を出力できるので、第１の実施形態に比べて、振動の高調波成分をより低減できる。
【００３９】
＜比較例２−１＞
本実施形態の効果を確認するため、実際のエンジン５００のタコパルスと、制御非実行時にセンサ部７０が取得したエンジン５００の振動波形であるベース信号とを用いて、制御実行時にセンサ部７０が取得する誤差信号ｅ（ｎ）のシミュレーションを行った。まず、１次周波数用の安定化係数をα１＝０．１５、β１＝１０とし、２次周波数用の安定化係数をα２＝１、β２＝１０とし、推定伝達特性Ｃ＾と実際の伝達特性Ｃの位相差をともに１３５°とした。１次周波数用の制御信号ｙ１（ｎ）と２次周波数用の制御信号ｙ２（ｎ）とによる制御を同時に開始した。その結果を図６に示す。誤差信号ｅ（ｎ）は、１次周波数成分については発散しなかったが、安定化係数α２＝１とした２次周波数成分が発散した。
【００４０】
＜実施例２−１＞
次に、１次周波数用の安定化係数をα１＝０．１５、β１＝１０とし、２次周波数用の安定化係数をα２＝０．１５、β２＝１０とし、推定伝達特性Ｃ＾と実際の伝達特性Ｃの位相差をともに１３５°とした。その結果を図７に示す。安定化係数α２についてもα２＜１とすることにより、誤差信号ｅ（ｎ）が発散せず、また、２次周波数用の制御振動を出力することで、図４に示す結果よりも、振幅がより低減されていることが確認できた。
【００４１】
（参考例１）
実施形態を応用した参考例について説明する。能動型振動騒音制御装置２００を、アクティブコントロールエンジンマウントに適用する場合、制御対象の振動をエンジンからボデーへの伝達荷重とし、センサ部７０をマウント足金具に取り付けた荷重センサとすることができる。このような場合、伝達荷重は、入力変位とバネ定数との積であり、同じ加速度であっても低次側振動のほうが高次側振動より変位が大きいため、低次側振動に起因する伝達荷重のほうが高次側振動に起因する伝達荷重より大きい。そのため、低次側の伝達荷重が残っている場合、高次側の振動低減をしようとしても誤差が大きくなる。また、低次側と高次側の振動制御を並列して行っても、互いの制御信号が誤差要素となり、十分に伝達荷重が低減できなかったり、収束が遅くなったりする。
【００４２】
そこで、本参考例に係る能動型振動騒音制御装置は、能動型振動騒音制御装置２００において、制御開始時に低次側である１次周波数用の制御信号ｙ１（ｎ）による１次周波数の振動制御のみを行い、制御を安定させた後、高次側である２次周波数用の制御信号ｙ２（ｎ）による２次周波数の振動制御を開始するようにしたものである。これにより、荷重が大きい１次周波数の振動から先に低減させて誤差を小さくし、２次周波数側も含めて早く収束させることができる。また１次周波数の制御に着目しても、２次周波数用の制御信号ｙ２（ｎ）が加わらない状態で制御するので、収束を早くすることができる。３つ以上の周波数に対して制御信号を生成する多段構成とした場合も同様に、低調波側から高調波側に順に制御を開始すればよい。
【００４３】
また、振幅の安定化係数α１、α２（、α３…）について、１次周波数用のα１を他の周波数用の係数より大きくすることが好ましい。これにより、１次側振動に起因する大きな荷重値に対する低減効果を早く得ることできる。
【００４４】
（参考例２）
本参考例は、上述したような能動型振動騒音制御装置を用いて適応的に得られたフィルタ係数と第１の安定化係数α、第２の安定化係数βとに基づいて作成した振幅および位相のデータマップを用いた、マップ制御による振動騒音制御装置である。図８は、本参考例に係る振動騒音制御装置３００の機能ブロックと信号処理の流れとを示す図である。振動騒音制御装置３００は、マップ記憶部８０、基準信号生成部１３、制御信号生成部５４、出力部６０を含む。振動騒音制御装置３００は、タコパルス信号、実エンジン図示トルク、車両走行状態を、エンジン５００から取得する。車両走行状態は、エンジン５００以外の各種の他装置から取得してもよい。実エンジン図示トルク、車両走行状態の詳細は後述する。マップ記憶部８０は振幅マップを記憶する振幅マップ記憶部８１と位相マップを記憶する位相マップ記憶部８２とを有する。マップ記憶部８０は、タコパルス信号から算出される回転数（角速度ω）と、実エンジン図示トルクと、車両走行状態とに基づいて、これらに対応する振幅と位相とを、振幅マップと位相マップとに基づいて求め、振幅Ａ（ｎ）および位相θ（ｎ）として出力する。振幅Ａ（ｎ）および位相θ（ｎ）の各値は、基本的には、入力値である角速度ωと、実エンジン図示トルクと、車両走行状態との組み合わせごとに実測した収束値を用いればよいが、入力値の変動に対してなめらかに変化するよう、例えば近似曲線でマップ間を補間することが好ましい。
【００４５】
基準信号生成部１３は、角速度ωの正弦波信号を基準信号として生成する。制御信号生成部５４は、（式７）のように、基準信号、振幅Ａ（ｎ）、位相θ（ｎ）を用いて、制御信号ｙ（ｎ）を生成し、出力部６０に出力する。
ｙ（ｎ）＝Ａ（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ＋θ（ｎ））      （式７）
【００４６】
エンジンから発生する振動には、エンジンの爆発トルク変動と、往復慣性力による変動とに起因する変動要因とがある。このうちトルク変動は、実際にエンジンが発生するトルクである実エンジン図示トルクと相関が高いことが知られている。また、往復慣性力は、例えば、アクセルの状態等の車両走行状態に相関がある。そのため、回転数のみでなく、このような実エンジン図示トルクおよび車両走行状態にも基づいてマップを選択可能にすることにより、エンジンの振動状態により適した制御を行うことができる。
【００４７】
また、実エンジン図示トルクは、負荷状態補機類の負荷状態による影響が反映されたトルクであるため、これを用いることで、出力トルクと補機類の負荷状態の組み合わせごとにマップを用意する必要がなくなり、マップの種類を低減することができる。
【００４８】
図９は車両走行状態に応じたマップ種別の例を示す図である。車速が０である場合にはアイドル時用マップが用いられる。アイドル時用マップは、一例として、振幅マップ、位相マップともに、レンジ（Ｄ、Ｒ、または、Ｎ・Ｐ）に応じたマップが用意される。
【００４９】
車速が０でない場合には走行時用マップが用いられる。走行時用マップは、一例として、アクセル開であるか否か、また、完全ロックアップ状態であるか否かに基づいて、振幅マップ、位相マップともに４パターンのマップが用意される。
【００５０】
このようにエンジン５００の制御状態に相関のある各種の車両走行状態に応じてマップを用意して振幅、位相を切り替えることにより、より好適に振動制御を行うことができる。なお、図９に示したマップの分類方法は、一例であって適宜変更することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明は、車両のエンジンの振動等を低減する能動型振動騒音制御装置に有用である。
【符号の説明】
【００５２】
１、２、３、７、８    演算部
４、９    乗算器
５、６、５３    加算器
１０、１１、１２    基準信号生成部
２０、２１、２２    フィルタ係数演算部
３０、３１、３２    振幅演算部
４０、４１、４２    位相演算部
５０、５１、５２    制御信号生成部
６０    出力部
７０    センサ部
１００、２００    能動型振動騒音制御装置
３００    振動騒音制御装置
５００    エンジン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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