(57)【要約】【課題】電圧利用率を低下させることなく、モータ電流の脈動やビートを抑制できるインバータ装置を提供する。【解決手段】インバータ装置は、三相交流電圧を全波整流して、三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分を含む直流電圧を出力するコンバータ部(２１)と、コンバータ部(２１)からの脈動成分を含む直流電圧を交流電圧に変換してモータ(２３)に出力するインバータ部(２２)と、モータ(２３)の回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、インバータ部(２２)を制御する制御装置(１００)とを備える。【選択図】図１
2018057195.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電圧を全波整流して、上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分を含む直流電圧を出力するコンバータ部(２１)と、
上記コンバータ部(２１)からの上記脈動成分を含む直流電圧を交流電圧に変換してモータ(２３)に出力するインバータ部(２２)と、
上記モータ(２３)の回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、上記ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、上記インバータ部(２２)を制御する制御装置(１００)と
を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータ装置において、
上記制御装置(１００)は、上記回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)を制御することを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のインバータ装置において、
上記制御装置(１００)は、
上記三相交流電圧の位相を検出する位相検出部(１０１)と、
上記位相検出部(１０１)により検出された上記三相交流電圧の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定する脈動成分位相決定部(１０２)と、
上記脈動成分位相決定部(１０２)により決定された上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する出力電圧位相補正部(１０３,２１０)と
を有することを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか１つに記載のインバータ装置において、
上記制御装置(１００)は、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の上記回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるように、上記インバータ部(２２)を制御することを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
請求項３に記載のインバータ装置において、
上記出力電圧位相補正部(２１０)は、
上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第１出力電圧位相補正部(２０１-１,２０２-１,２０３-１)と、
上記三相交流電圧の周波数の６Ｎ倍(Ｎ＝２,３,…,ｍ(ｍは正の整数))の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第２〜第Ｎ出力電圧位相補正部(２００-２,２００-３,…,２００-Ｎ,２０２-１,２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎ,２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎ)と
を有することを特徴とするインバータ装置。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか１つに記載のインバータ装置において、
上記コンバータ部(２１)の一方の出力端と上記インバータ部(２２)の一方の入力端との間に接続されたリアクトル(Ｌdc)と、上記インバータ部(２２)の入力端間に接続されたコンデンサ(Ｃdc)とを有するＬＣフィルタを備え、
上記ＬＣフィルタの共振周波数が、上記コンバータ部(２１)に入力される上記三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、上記インバータ部(２２)のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、上記ＬＣフィルタの特性が設定されていることを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的な３相インバータ装置は、平滑回路にコンデンサやリアクトルを設けることによって、ダイオードブリッジで生じた電圧脈動を平滑している。しかし、平滑のためには大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要があり、コストアップや体積増大が問題となる。
【０００３】
このようなインバータ装置においてコンデンサとリアクトルを小型化すると、上記問題は解決するが、直流電圧が脈動し、それに起因したモータ電流の脈動やビートが発生する。
【０００４】
図４に示すように、直流リンク電圧に脈動が存在する場合、インバータの指令周波数が特定の場合にモータ相電流に低周波数成分のうねり(ビート)が発生することが知られている。
【０００５】
平滑用の電解コンデンサを用いないインバータ装置の場合、直流リンク電圧に発生する最も大きな周波数成分は電源周波数の６倍(５０Ｈzなら３００Ｈｚ、６０Ｈｚなら３６０Ｈｚ)であり、モータ極対数が３の場合、１００ｒｐｓ(３００Ｈｚ)もしくは１２０ｒｐｓ(３６０Ｈｚ)付近で最もビート現象が顕著となる。
【０００６】
このようなビート現象が発生すると、実効値やピーク電流の増加、モータの振動が問題となるため、ビートを抑制する技術が必要である。
【０００７】
従来のインバータ装置としては、直流リンク電圧の脈動を検出し、電圧指令通りの電圧がインバータ装置からモータに印加されるように補正して、ビート抑制するものがある(例えば、特開昭６１−４８３５６号公報(特許文献１))。これにより、モータの印加電圧の脈動が抑制され、モータ電流の脈動やビートが抑制される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開昭６１−４８３５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記従来のインバータ装置の場合、モータ出力電圧の脈動をなくすよう変調率を補正するため、直流リンク電圧の最大値に対して８６.６％(図４参照)しか電圧を利用することができず、電圧利用率は低下し、モータ電流実効値は増加する。
【００１０】
そこで、電圧利用率の拡大をするために、変調率を設定可能な最大変調率とすることを考える。この場合、電圧利用率は増加するが、モータ出力電圧が脈動するため、モータ電流の脈動やビートといった問題が発生する。
【００１１】
平滑用の電解コンデンサを用いないインバータ装置の電圧利用率を向上するために、変調率を設定可能な最大変調率とすることで、モータへの印加電圧を直流電圧に応じて脈動させる。ただし、このモータの電圧脈動に応じて、モータ電流の脈動やビートが発生する。
【００１２】
そこで、この発明の課題は、電圧利用率を低下させることなく、モータ電流の脈動やビートを抑制できるインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、この発明のインバータ装置は、
三相交流電圧を全波整流して、上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分を含む直流電圧を出力するコンバータ部と、
上記コンバータ部からの上記脈動成分を含む直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータ部と、
上記モータの回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、上記ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、上記インバータ部を制御する制御装置と
を備えたことを特徴とする。
【００１４】
上記構成によれば、モータの回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、コンバータ部からの直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、制御装置によりインバータ部を制御することによって、電圧利用率を低下させることなく、モータへの出力電圧の脈動に応じて、モータへの出力電圧の位相を制御することが可能になり、モータ電流の脈動やビートを抑制できる。
【００１５】
また、一実施形態のインバータ装置では、
上記制御装置(１００)は、上記回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)を制御する。
【００１６】
上記実施形態によれば、回転座標において、コンバータ部からの直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、制御装置によりインバータ部を制御することによって、モータ電流の脈動やビートを効果的に抑制できる。
【００１７】
また、一実施形態のインバータ装置では、
上記制御装置は、
上記三相交流電圧の位相を検出する位相検出部と、
上記位相検出部により検出された上記三相交流電圧の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定する脈動成分位相決定部と、
上記脈動成分位相決定部により決定された上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部から出力される出力電圧の位相を補正する出力電圧位相補正部と
を有する。
【００１８】
上記実施形態によれば、位相検出部により検出された三相交流電圧の位相に基づいて、脈動成分位相決定部により直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定するので、簡単な構成で脈動成分の位相を検出できる。その決定された直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、出力電圧位相補正部によりインバータ部から出力される出力電圧の位相を補正するので、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制できる。
【００１９】
また、一実施形態のインバータ装置では、
上記制御装置は、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の上記回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるように、上記インバータ部を制御する。
【００２０】
上記実施形態によれば、制御装置によりインバータ部を制御して、インバータ部から出力される出力電圧の回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるようにすることで、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制できる。
【００２１】
また、一実施形態のインバータ装置では、
上記出力電圧位相補正部は、
上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第１出力電圧位相補正部と、
上記三相交流電圧の周波数の６Ｎ倍(Ｎ＝２,３,…,ｍ(ｍは正の整数))の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第２〜第Ｎ出力電圧位相補正部と
を有する。
【００２２】
上記実施形態によれば、三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分だけでなく、その６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分についても、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、インバータ部から出力される出力電圧の位相を制御することによって、それらの高調波成分についても同様にモータ電流の脈動やビートを抑制できる。
【００２３】
また、一実施形態のインバータ装置では、
上記コンバータ部の一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されたリアクトルと、上記インバータ部の入力端間に接続されたコンデンサとを有するＬＣフィルタを備え、
上記ＬＣフィルタの共振周波数が、上記コンバータ部に入力される上記三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、上記インバータ部のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、上記ＬＣフィルタの特性が設定されている。
【００２４】
上記実施形態によれば、直流リンク部に平滑用の大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要がなくなり、低コスト化や小型化を実現できる。
【発明の効果】
【００２５】
以上より明らかなように、この発明によれば、電源周波数に起因する直流リンク電圧脈動時のモータ電流の脈動を低減できるインバータ装置を実現することができる。
【００２６】
これにより、電圧を最大限利用することが可能となり、電圧利用率が向上し、モータ電流が減少する。
【００２７】
また、電流脈動や電流のビートが抑制され、ピーク電流や電流実効値が低減できる。
【００２８】
さらに、直流リンク部に平滑用の大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要がなくなると共に、各構成部品の電流容量を低減することが可能となり、コストを削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態のインバータ装置の構成図である。
【図２】図２は上記インバータ装置のＶｄｃ脈動成分位相検出部の構成図である。
【図３】図３は上記インバータ装置の補償信号生成部の構成図である。
【図４】図４は上記インバータ装置の直流リンク電圧の脈動波形を示す図である。
【図５】図５はゼロクロス検出信号と直流リンク電圧と直流リンク電圧の脈動成分と補償信号の波形を示す図である。
【図６】図６はｄｑ座標系における電圧ベクトルの補償位相を説明する図である。
【図７】図７はｄｑ座標系おける電圧ベクトルの補償ゲインを説明する図である。
【図８】図８はこの発明の第２実施形態のインバータ装置における周波数が異なる複数のＶｄｃ脈動の波形を示す図である。
【図９】図９は上記インバータ装置の補償信号生成部の構成図である。
【図１０】図１０はＶｄｃ脈動に対するＶｑ脈動とＶｄ脈動の関係を説明する図である。
【図１１Ａ】図１１ＡはＶｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差θｐ＝０のときのベクトル線図である。
【図１１Ｂ】図１１ＢはＶｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差θｐ＞０のときのベクトル線図である。
【図１１Ｃ】図１１ＣはＶｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差θｐ＜０のときのベクトル線図である。
【図１２】図１２はθpに対するＩｄ,Ｉｑの関係(Ｖｄ＝Ｖｑの場合)を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、この発明のインバータ装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００３１】
〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態のインバータ装置の構成図を示している。
【００３２】
この第１実施形態のインバータ装置は、図１に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなるコンバータ部２１と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６からなるインバータ部２２と、インバータ部２２を制御する制御装置１００を備えている。また、上記インバータ装置は、ダイオードブリッジ２１の正極側出力端とインバータ部２２の正極側入力端との間に接続されたインダクタＬｄｃと、インバータ部２２の入力端間に接続されたコンデンサＣｄｃとを備えている。上記インダクタＬｄｃとコンデンサＣｄｃでＬＣフィルタを構成している。上記ダイオードブリッジ２１により三相交流電源１０からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部２２により所望の三相交流電圧に変換してモータ２３に出力する。
【００３３】
また、上記制御装置１００は、三相交流電圧の線間電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部１０１と、ゼロクロス信号に基づいてＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号を出力するＶｄｃ脈動成分位相検出部１０２と、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号に基づいて補償信号θｈを出力する補償信号生成部１０３と、速度指令ω＊から実速度ωを減算する加減算器１０４と、加減算器１０４からの信号に基づいて電圧指令ｖｄ＊,ｖｑ＊を出力するモータ制御部１０５と、モータ制御部１０５からのｖｄ＊,ｖｑ＊を極座標変換する極座標変換部１０６と、極座標変換部１０６からの電圧位相指令θ＊＊と補償信号生成部１０３からの補償信号θｈを加算する加減算器１０７と、加減算器１０７からの補正電圧位相指令θ＊と極座標変換部１０６からの電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、相電圧指令信号Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊を出力するＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)信号生成部１０８と、ＰＷＭ信号生成部１０８からの相電圧指令信号Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊に基づいて、インバータ部２２のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６にＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ変調部１０９とを有する。
【００３４】
上記ゼロクロス検出部１０１は、三相交流電源１０からの三相交流電圧の線間電圧に基づいて、交流波形のゼロクロスを表すゼロクロス信号を出力する。このゼロクロス検出部１０１は位相検出部の一例である。
【００３５】
また、上記Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２は、図２に示すように、ゼロクロス検出部１０１からのゼロクロス信号(矩形波)に基づいて、ゼロクロス信号に同期した三角波を出力するＶｄｃ脈動成分位相演算部１０２ａと、Ｖｄｃ脈動成分位相演算部１０２ａからのＶｄｃ脈動成分を表す信号を６逓倍して、Ｖｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号を出力する逓倍器１０２ｂとを有する。このＶｄｃ脈動成分位相検出部１０２は脈動成分位相決定部の一例である。
【００３６】
また、上記補償信号生成部１０３は、図３に示すように、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号と、位相補正量ｋθ(固定値)を加算する加減算器１０３ａと、加減算器１０３ａで加算された信号を正弦波に変換する位相→正弦波変換部１０３ｂと、位相→正弦波変換部１０３ｂからの補償信号のゲインを補正して、補償信号θｈを出力する乗算器１０３ｃとを有する。ここで、乗算器１０３ｃのゲイン補正量ｋａは固定値である。この補償信号生成部１０３は出力電圧位相補正部の一例である。
【００３７】
図３の下側には、Ｖｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃの波形と、Ｖｄｃの波形と、Ｖｄｃ脈動の波形と、補償信号θｈの波形を示している。
【００３８】
なお、上記ＬＣフィルタの共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、インバータ部２２のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、ＬＣフィルタの特性が設定されている。すなわち、このＬＣフィルタは、商用周波数成分を平滑する作用を有しない。
【００３９】
＜ビート発生原理＞
ｄｑ座標上でのモータの電圧方程式は、次の(1)式で表せることが知られている。
2018057195.tif 000003
ここで、ｖｄ：ｄ軸電圧
ｖｑ：ｑ軸電圧
ｉｄ：ｄ軸電流
ｉｑ：ｑ軸電流
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
Ｒａ：モータ巻線抵抗
Λａ：永久磁石による電気子鎖交磁束
ωｅｒ：電気角速度
【００４０】
定常項ωｅｒΛａ(磁石磁束による誘起電圧)を無視し、(1)式を変形して周波数伝達関数として表すと、次の(2)式となる。
2018057195.tif 000004
【００４１】
直流リンク電圧の電圧脈動をそのまま使用する場合、(2)式のＶｄ,Ｖｑも脈動する。ここで、図１０にＶｄｃ脈動に対するＶｑ脈動とＶｄ脈動の関係を示しており、Ｖｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差をθｐとしている。図１０では、一例としてθｐ＝９０度(ＶｄがＶｑより９０度進み位相)の場合を示している。
【００４２】
一方、(2)式の分母に含まれるＧ(ｊｗ)は、
ωｅｒ  ＝  ω
のときに最小(＝１/Ｇ(ｊｗ)が最大)となり、電流Ｉｄ,Ｉｑの脈動が最大となる(電流脈動やビートが発生)。
【００４３】
ここで、ωは、Ｖｄ,Ｖｑの脈動の周波数のことを指しているので、例えば入力された交流電圧が３相５０Ｈzの場合、Ｖｄ,Ｖｑの主要な脈動周波数は、
５０×６  ＝  ３００Ｈｚ
となり、モータ２３の極対数が３の場合、モータ回転数が１００ｒｐｓで３００Ｈｚとなるため、このとき、ビートが最も大きく発生する。
【００４４】
ＶｄとＶｑを次の(3)式のように位相一定で定義する。
2018057195.tif 000005
【００４５】
そして、
ω  ＝  ωｄｃ  ＝  ２π×３００  [rad/s]
とおくと、(3)式は次の(4)式のようにωｅｒに関する関数となる。
2018057195.tif 000006
【００４６】
関数Ｇは、回転数(ωｅｒ)と直流リンク電圧の脈動周波数(ωｄｃ)が等しくなると最も小さくなる。よって、高調波電流は、
ωｅｒ  ＝  ωｄｃ
となる回転数の時に最も流れる。
【００４７】
＜ビート抑制原理＞
次に、電気子電流Ｉａの脈動成分を最小化することを考える。
【００４８】
電気子電流ＩａとＩｄおよびＩｑは、
Ｉａ２  ＝Ｉｄ２＋Ｉｑ２
の関係であるので、Ｉｄ、Ｉｑそれぞれの脈動成分を最小化すれば、Ｉａも最小となる。
ここで、Ｉｄ、Ｉｑの周波数応答関数の分子に注目し、Ｖｄｃ脈動周波数ωｄｃとインバータ指令周波数ωｅｒとが、
ωｄｃ  ＝  ωｅｒ
の関係とすると、上記(1)式を利用して、
2018057195.tif 000007
が得られ、この(5)式の分子のみに着目し、ωｄｃをωｅｒに置き換えると、
2018057195.tif 000008
が得られる。
【００４９】
ここで、Ｉｄのみに着目し、さらにＩｄの式の右辺第２項のｊＶｄ＋Ｖｑについてベクトル図を用いて以下に説明する。
【００５０】
ＶｄとＶｑとの位相差θｐ＝０、すなわちＶｄとＶｑが同位相であれば、ベクトル図は図１１Ａのようになり、このベクトルの振幅は両ベクトルの和となる。
【００５１】
もし、ここで、θｐをプラス方向に上げると、ベクトル図は図１１Ｂに示すように変化し、合成ベクトルの大きさは徐々に小さくなっていく。最終的にθｐ＝９０度にすると、Ｖｄ＝Ｖｑのときに各ベクトルの和が打ち消され、その結果、Ｉｄの脈動が最小となる。
【００５２】
一方、θｐをマイナス方向に下げると、ベクトル図は図１１Ｃに示すように変化し、合成ベクトルは大きくなっていき、θｐ＝−９０度で最大となる。
【００５３】
以上のことと、図１２に示すθpに対するＩｄ,Ｉｑの関係(Ｖｄ＝Ｖｑの場合)から、ＶｄのＶｑに対する位相進み角を０度から１８０度(ＶｄがＶｑより進み位相)としたとき、ビート電流の抑制効果が発揮される。
【００５４】
この(6)式の右辺第２項においてＶｄ,Ｖｑの成分が９０度ずれているため、Ｉｄ,Ｉｑも成分を持つことが分かる。逆に、ＶｄとＶｑは振幅の大きさは同じなので、ＶｑよりＶｄが９０度速く振幅しているなら、
Ｖｄ＝ｊＶｑ
となるから、上記(6)式は、
2018057195.tif 000009
となり、この(7)式の右辺第２項がなくなり、
2018057195.tif 000010
となる。
【００５５】
上記(8)式において、
Ｒａ ＜＜ωｅｒ×Ｌｄ
ならＩｄ,Ｉｑはほぼ０となる。
【００５６】
＜補償位相の決め方＞
図５はゼロクロス検出信号と直流リンク電圧と直流リンク電圧の脈動成分と補償信号の波形を示している。図５に示すように、３００Ｈｚの脈動成分において、ＶｄがＶｑより９０度進み位相であればよいので、図６に示すベクトル図のように反時計回りの円軌跡を描くように位相を補償させればよい。
【００５７】
すなわち、ゼロクロス検出信号の開始位置を基準に取ると、−ｓｉｎで振動すればよいことが分かる。
【００５８】
＜補償ゲインの決め方＞
ｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が完全な円状になればよいので、そのような位相振幅を求める。
【００５９】
円の公式より、電圧ベクトルｖは、
2018057195.tif 000011
で表される。ここで、ｒは出力電圧の平均値Ｖｄｃ＿ａｖｅ、ｖは出力電圧の(最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘ−平均値Ｖｄｃ＿ａｖｅ)であるが、変調率が１付近であれば、
2018057195.tif 000012
となるので、位相θは、
2018057195.tif 000013
で計算できる。ゲイン＝θなので、この(11)式からゲインを求めることができる。
【００６０】
上記構成のインバータ装置によれば、モータ２３の回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、そのｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、コンバータ部２１からの直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、制御装置１００によりインバータ部２２を制御することによって、電圧利用率を低下させることなく、モータ２３への出力電圧の脈動に応じて、モータ２３への出力電圧の位相を制御することが可能になり、モータ電流の脈動やビートを抑制できる。
【００６１】
また、上記ゼロクロス検出部１０１(位相検出部)により検出された三相交流電圧の位相に基づいて、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２(脈動成分位相決定部)により直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定するので、簡単な構成で脈動成分の位相を検出することができる。その決定された直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、補償信号生成部１０３(出力電圧位相補正部)によりインバータ部から出力される出力電圧の位相を補正するので、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制することができる。
【００６２】
また、上記制御装置１００によりインバータ部２２を制御して、インバータ部２２から出力される出力電圧の回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるようにすることで、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制できる。
【００６３】
また、上記インダクタＬｄｃとコンデンサＣｄｃで構成されたＬＣフィルタの共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、インバータ部２２のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、ＬＣフィルタの特性を設定することによって、直流リンク部に平滑用の大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要がなくなり、低コスト化や小型化を実現することができる。
【００６４】
〔第２実施形態〕
上記第１実施形態では、電源周波数の６倍の脈動成分に対して補償するインバータ装置について説明したが、実際には直流リンク電圧には電源周波数の６倍(３相の場合)以外にも、その倍数の高調波が含まれている。
【００６５】
そこで、この発明の第２実施形態では、それら高調波による電力脈動の影響も同様の方法で抑制できるインバータ装置について説明する。
【００６６】
例として、３相交流電圧を整流した直流リンク電圧で考えると、図８のように電源周波数の６倍の他に、その２,３,…,Ｎ倍(Ｎは正の整数)の高調波も含まれている。
【００６７】
それら高調波についても、電源周波数６倍の脈動と同様に電流脈動を発生させ、一方で同じ原理で補償信号を注入することで電流脈動を抑えることができる。
【００６８】
図９は第２実施形態のインバータ装置の補償信号生成部２１０の構成図を示している。なお、この第２実施形態のインバータ装置は、補償信号生成部２１０を除いて第１実施形態のインバータ装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００６９】
上記補償信号生成部２１０は、図９に示すように、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２(図１に示す)からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号と、位相補正量ｋθ１を加算する加減算器２０１-１と、加減算器２０１-１で加算された信号を正弦波に変換する位相→正弦波変換部２０２-１と、位相→正弦波変換部２０２-１からの補償信号のゲインを補正して、補償信号θｈ１を出力する乗算器２０３-１とを有する。
【００７０】
この加減算器２０１-１と位相→正弦波変換部２０２-１と乗算器２０３-１で第１出力電圧位相補正部を構成している。
【００７１】
また、上記補償信号生成部２１０は、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号を２,３,…,Ｎ逓倍する逓倍器２００-２,２００-３,…,２００-Ｎと、逓倍器２００-２,２００-３,…,２００-Ｎからの信号と位相補正量ｋθ２,ｋθ３,…,ｋθＮを夫々加算する加減算器２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎと、加減算器２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎで加算された信号を正弦波に夫々変換する位相→正弦波変換部２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎと、位相→正弦波変換部２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎからの補償信号のゲインを補正して、補償信号θｈ２,θｈ３,…,θｈＮを夫々出力する乗算器２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎとを有する。
【００７２】
ここで、乗算器２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎのゲイン補正量ｋ１,ｋ２,ｋ３,…,ｋＮは固定値である。
【００７３】
この逓倍器２００-２,２００-３,…,２００-Ｎと加減算器２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎと位相→正弦波変換部２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎおよび乗算器２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎで第２〜第Ｎ出力電圧位相補正部を構成している。
【００７４】
さらに、上記補償信号生成部２１０は、乗算器２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎからの補償信号θｈ１,θｈ２,θｈ３,…,θｈＮを加算して、補償信号θｈを出力する加減算器２０４を有する。
【００７５】
上記構成のインバータ装置によれば、三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分だけでなく、その６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分についても、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、インバータ部２２から出力される出力電圧の位相を制御することによって、それらの高調波成分についても同様にモータ電流の脈動やビートを抑制できる。
【００７６】
上記第２実施形態のインバータ装置は、第１実施形態とインバータ装置と同様の効果を有する。
【００７７】
〔第３実施形態〕
上記第１,第２実施形態では、ＬＣフィルタの共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、インバータ部２２のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、ＬＣフィルタの特性を設定したが、ＬＣフィルタはこれに限らない。
【００７８】
この発明の第３実施形態のインバータ装置では、共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍未満の周波数のＬＣフィルタを用いている。
【００７９】
上記第３実施形態のインバータ装置は、第１実施形態とインバータ装置と同様の効果を有する。
【００８０】
この発明の具体的な実施の形態について説明したが、この発明は上記第１〜第３実施形態に限定されるものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施することができる。例えば、上記第１〜第３実施形態で記載した内容を適宜組み合わせたものを、この発明の一実施形態としてもよい。
【符号の説明】
【００８１】
１０…三相交流電源
２１…コンバータ部
２２…インバータ部
２３…モータ
１００…制御装置
１０１…ゼロクロス検出部(位相検出部)
１０２…Ｖｄｃ脈動成分位相検出部(脈動成分位相決定部)
１０２ａ…Ｖｄｃ脈動成分位相演算部
１０２ｂ…逓倍器
１０３…補償信号生成部(出力電圧位相補正部)
１０３ａ…加減算器
１０３ｂ…位相→正弦波変換部
１０３ｃ…乗算器
１０４…加減算器
１０５…モータ制御部
１０６…極座標変換部
１０７…加減算器
１０８…ＰＷＭ信号生成部
１０９…ＰＷＭ変調部
２００-２,２００-３,…,２００-Ｎ…逓倍器(第１出力電圧位相補正部)
２０１-１,２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎ…加減算器
２０２-１,２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎ…位相→正弦波変換部
２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎ…乗算器
２０４…加減算器
２１０…補償信号生成部
Ｃｄｃ…コンデンサ
Ｄ１１〜Ｄ１６…ダイオード
Ｌｄｃ…インダクタ
Ｓ１１〜Ｓ１６…スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１１Ｃ】
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【図１２】
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