(57)【要約】      （修正有）【課題】信号の振幅変化が大きく変動する場合でも通信品質の劣化を防止する受信装置を提供する。【解決手段】受信機１は、受信信号を増幅する可変利得増幅器１３と、前記可変利得増幅器１３により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は可変利得増幅器１３により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号をフィルタ処理するローパスフィルタ１５と、ローパスフィルタ１５の出力信号の対数をとって出力する対数増幅器１６と、対数増幅器１６の対数出力を微分して出力する微分回路１７と、微分回路１７の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路１８と、可変利得増幅器１３の利得を、ピークホールド値に対応する利得値に調整する利得調整回路１９とを備える。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号をフィルタ処理するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号の対数をとって出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の対数出力を微分して出力する微分回路と、
前記微分回路の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路と、
前記ピークホールド値に対応する利得値に前記可変利得増幅器の利得を調整する利得調整回路とを備える、受信装置。
【請求項２】
前記分岐した信号の絶対値をとって出力する絶対値回路を備え、
前記ローパスフィルタは、前記絶対値回路の絶対値出力をフィルタ処理する、請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
受信信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号の対数をとって出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の対数出力をフィルタ処理するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号を微分して出力する微分回路と、
前記微分回路の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路と、
前記ピークホールド値に対応する利得値に前記可変利得増幅器の利得を調整する利得調整回路とを備える、受信装置。
【請求項４】
前記分岐した信号の絶対値をとって出力する絶対値回路を備え、
前記対数増幅器は、前記絶対値回路の絶対値出力の対数をとって出力する、請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
前記利得調整回路は、負の前記ピークホールド値が前記ピークホールド回路から出力された場合、前記可変利得増幅器の利得を前記利得値に維持することを解除する、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、信号を増幅する増幅器の利得を自動で制御する自動利得制御（Automatic  Gain  Control：ＡＧＣ）に関する先行技術文献として、例えば、特許文献１〜４が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−３４１０９１号公報
【特許文献２】特開２００１−１３６０３６号公報
【特許文献３】特開２００６−２１７０９８号公報
【特許文献４】特開平８−２５６１８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、直交周波数分割多重（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing：ＯＦＤＭ）方式のような変調方式では、信号の振幅変化が比較的大きく、ピーク電力対平均電力比（Peak  to  Average  Power  Ratio：ＰＡＰＲ）が大きくなる。そのため、自動利得制御で制御される増幅器の利得が信号の振幅変化に伴って大きく変動し、通信品質が劣化することがある。
【０００５】
そこで、本開示の一態様では、通信品質の劣化を防止できる受信装置が提供される。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の一態様では、
受信信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号をフィルタ処理するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号の対数をとって出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の対数出力を微分して出力する微分回路と、
前記微分回路の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路と、
前記ピークホールド値に対応する利得値に前記可変利得増幅器の利得を調整する利得調整回路とを備える、受信装置が提供される。
【０００７】
また、本開示の他の一態様では、
受信信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号の対数をとって出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の対数出力をフィルタ処理するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号を微分して出力する微分回路と、
前記微分回路の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路と、
前記ピークホールド値に対応する利得値に前記可変利得増幅器の利得を調整する利得調整回路とを備える、受信装置が提供される。
【発明の効果】
【０００８】
本開示によれば、通信品質の劣化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄのフレームフォーマットを示す図である。
【図２】受信信号の時間波形の一例を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。
【図４】第１の実施形態に係る受信装置の動作シミュレーション結果の一例を示す図である。
【図５】第２の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。
【図６】第２の実施形態に係る受信装置の動作シミュレーション結果の一例を示す図である。
【図７】第３の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。
【図８】第４の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。
【図９】第５の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。
【図１０】パケットの最後尾部分のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本開示に係る受信装置の実施形態について説明する。
【００１１】
近年、無線通信を行うユーザ数の増大のため、これまで主に使われてきた低周波数帯（例えば、８００ＭＨｚ〜５ＧＨｚ帯）よりも、広帯域のデータ通信が可能な高周波数帯（例えば、６ＧＨｚより高い周波数）の無線通信システムが着目されている。例として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄなどのミリ波帯無線ＬＡＮ（Local  Area  Network）システム、第５世代移動通信システムで高周波数帯を活用した無線通信システムなどがある。
【００１２】
無線ＬＡＮや移動通信システムでは、伝送方式としてＯＦＤＭ方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式では、周波数軸上にデータサブキャリアが生成され、逆フーリエ変換（Inverse  Fast  Fourier  Transform：ＩＦＦＴ）により時間軸上のデータシンボルが生成される。各サブキャリア信号の位相が揃った時に、高いピーク電力の信号が発生するため、シンボル及びパケット内でのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）が比較的大きくなるという特徴がある。
【００１３】
これらの無線通信システムでは、音声通信向けに使われてきた周波数分割複信（Frequency  Division  Duplex：ＦＤＤ）方式の他に、時分割複信（Time  Division  Duplex：ＴＤＤ）方式も採用されている。ＴＤＤ方式では、基地局と端末との間の送受信で同じ周波数帯が利用され、送信と受信が時間ごとに切り替えて行われる。
【００１４】
一方、高い周波数を利用した無線通信システムは、従来よりも広い帯域幅を利用して通信を行うため、シンボル長及びパケット長は短くなる傾向にある。また、伝送速度の向上のため、同期や自動利得制御（ＡＧＣ）に用いられるプリアンブルは、短くなる傾向にある。ＡＧＣは、受信機内の可変利得増幅器の利得を自動調整する機能であり、端末の移動などにより受信電界強度が変化したときに、可変利得増幅器の後段のＡＤ変換器のレンジに合うように自動的に受信電界強度を調整する機能である。
【００１５】
図１は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄのフレームフォーマットの前半部分を示す図である。ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄのフレームフォーマットは、プリアンブルと、そのプリアンブルに続くデータシンボル部とを含む。データシンボル部は、ヘッダと、そのヘッダに続くデータフィールドとを含む。一方、プリアンブルは、ショートトレーニングフィールド（Short  Training  Field：ＳＴＦ）と、チャネルエスティメーションフィールド（Channel  Estimation  Field：ＣＥＦ）とを含む。ＳＴＦは、無線ＬＡＮでは、ショートプリアンブル部とも称される。
【００１６】
ショートプリアンブル部は、同期やＡＧＣに用いられる。ショートプリアンブル部では、１２８ビットのデータ列が繰り返し連続しており、例えば、全体として６４００サンプルのデータ列が存在する。データ列のサンプリング速度を２．６４ＧＳａ／ｓ（Sampling  /  second）とすると、ショートプリアンブル部の長さは、およそ２．４μｓｅｃとなる（正確には、２４２４．２４２４・・・ｎｓｅｃ）。ショートプリアンブル部は、ＡＧＣだけでなく同期処理にも利用されることを考慮すると、ＡＧＣを例えば１μｓｅｃ程度以内に収束させることが望ましい。
【００１７】
図２は、受信信号の時間波形の一例を示す図であり、ＯＦＤＭ方式の受信信号のベースバンドの時間波形（Ｉチャネル）の一例を示す。
【００１８】
ＴＤＤ方式の無線通信システムでは、送信期間と受信期間との間にパケットの切れ目（すなわち、送受信切り替え期間）が存在するため、パケットの先頭には同期用のリファレンス信号が存在する。無線ＬＡＮでは、ショートプリアンブル部と呼ばれ、ＬＴＥ（ＴＤＤ‐ＬＴＥ（Long  Term  Evolution））では、リファレンス信号と呼ばれる。
【００１９】
図２は、無線ＬＡＮでの受信信号のパケットの一例を示す。受信信号の包絡線は、先頭のショートプリアンブル部では、略一定に推移するのに対し、その後段のデータシンボル部では、ショートプリアンブル部よりも振幅が高いピークが発生するように変化する。ショートプリアンブル部の信号は、ＡＧＣの他、同期などにも使用される。データシンボル部のＰＡＰＲは、ショートプリアンブル部のＰＡＰＲよりも大きい。そのため、従来のＡＧＣ装置では、ＡＧＣで制御される増幅器の利得が信号の振幅変化に伴ってデータシンボル部で大きく変動し、通信品質が劣化するおそれがある。
【００２０】
そこで、本実施形態に係る受信装置は、受信信号の包絡線振幅が略一定のショートプリアンブル部ではＡＧＣを行い、ショートプリアンブル部よりも前の送受信切り替え期間及びデータシンボル部ではＡＧＣを行わないことで、通信品質の劣化を防止する。本実施形態に係る受信装置は、主にＴＤＤ方式の無線通信システムで用いられる。以下、本実施形態に係る受信装置の詳細について説明する。
【００２１】
＜第１の実施形態＞
図３は、第１の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。図３に示される受信機１は、受信装置の一例である。受信機１の具体例として、無線端末装置（携帯電話、スマートフォン、ＩｏＴ（Internet  of  Things）機器など）や、無線基地局などが挙げられる。受信機１は、可変利得増幅器（Variable  Gain  Amplifier：ＶＧＡ）１３の利得をフィードフォワードで自動制御するＡＧＣ機能を有する。受信機１は、アンテナ１１、ＲＦ（Radio  Filter）部１２、ＶＧＡ１３、アナログ−デジタル変換器（Analog  to  Digital  Converter：ＡＤＣ）２０及びデジタル信号処理部２１を含む主信号系統を備える。
【００２２】
アンテナ１１は、受信機１の外部から到来する信号波を受信する。ＲＦ部１２は、アンテナ１１で受信した信号波について復調処理を行うことによって、バースト信号であるベースバンド信号ａを出力する。ベースバンド信号ａは、受信信号の一例である。
【００２３】
ＶＧＡ１３は、ベースバンド信号ａを増幅し、増幅後のベースバンド信号ａである増幅ベースバンド信号ａａを出力する。ＡＤＣ２０は、アナログの増幅ベースバンド信号ａａをデジタルの受信データｈに変換し、変換後の受信データｈを出力する。デジタル信号処理部２１は、受信データｈについて所定のデジタル処理を行うことによって、ベースバンド信号ａ（受信データｈ）が表す情報を取得する。
【００２４】
ＶＧＡ１３が利得を変化させる構成は、各種考えられる。可変相互コンダクタンス型、電流操作型、可変負帰還型などが挙げられる。可変相互コンダクタンス型には、トランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御型や、トランジスタのドレイン電圧を制御するカスコード型などがある。受信機の初段のローノイズアンプの雑音指数の劣化を避けるには、ゲート電圧制御型の利用が好ましい。
【００２５】
固定増幅器の前段に設置された可変減衰器の抵抗値を制御することにより可変利得とする形式も存在する。増幅器の前段に減衰器を設置するため、雑音指数の劣化があまり影響しないベースバンド帯での可変利得増幅器に用いられることが多い。
【００２６】
また、受信機１は、全波整流器１４、ローパスフィルタ（Low  Pass  Filter：ＬＰＦ）１５、ログアンプ１６、微分回路１７、ピークホールド回路１８及び電圧変換回路１９を含むアナログのフィードフォワード信号系統を備える。
【００２７】
全波整流器１４は、ＶＧＡ１３により増幅される前のベースバンド信号ａから分岐した信号（分岐ベースバンド信号）の絶対値をとって出力する絶対値回路の一例である。分岐ベースバンド信号は、受信信号から分岐した信号の一例である。
【００２８】
ベースバンド信号ａは、ＲＦ部１２内のＡＣ（Alternating  Current）結合を介してＲＦ部１２から出力されるため、ベースバンド信号ａには、０Ｖを中心とするプラス成分及びマイナス成分が含まれている。ＲＦ部１２が出力するベースバンド信号ａから分岐した信号（分岐ベースバンド信号）から、その分岐ベースバンド信号の絶対値が全波整流器１４によって取得される。この絶対値の取得は、後段のＬＰＦ１５によるフィルタ処理により信号振幅が失われないようにするための処理である。
【００２９】
全波整流器１４は、分岐ベースバンド信号に基づいて、その分岐ベースバンド信号の絶対値が大きくなるほど振幅値が大きくなる絶対値信号ｅを出力する。絶対値信号ｅは、絶対値回路の絶対値出力の一例である。
【００３０】
ＬＰＦ１５は、ＶＧＡ１３により増幅される前のベースバンド信号ａから分岐した信号（分岐ベースバンド信号）をフィルタ処理し、フィルタ処理後の分岐ベースバンド信号であるフィルタ出力信号ｂを出力する。ＬＰＦ１５は、分岐ベースバンド信号の周波数成分のうち、遮断周波数よりも低い周波数の成分をほとんど減衰させずに通過させ、その遮断周波数よりも高い周波数の成分を減衰させる。図示の場合、ＬＰＦ１５は、絶対値信号ｅについてローパスのフィルタ処理を行う。アナログのＬＰＦ１５は、分岐ベースバンド信号に含まれる高周波のノイズ成分を除去するため、デジタルの移動平均フィルタに類似する周波数特性を有する。例えば、ＬＰＦ１５は、インダクタＬとキャパシタＣとを用いた二次ローパスフィルタである。
【００３１】
ログアンプ１６は、フィルタ出力信号ｂの対数をとって出力する対数増幅器の一例である。ログアンプ１６は、出力信号が入力信号の対数関数となる回路である。ログアンプ１６は、フィルタ出力信号ｂを対数増幅し、フィルタ出力信号ｂの対数が大きくなるほど振幅値が大きくなる対数波形信号ｃを出力する。対数波形信号ｃは、対数増幅器の対数出力の一例である。フィルタ出力信号ｂをログアンプ１６に通過させることにより、データシンボル部のピーク値が圧縮される。
【００３２】
微分回路１７は、対数波形信号ｃを微分して出力する。微分回路１７は、対数波形信号ｃを微分した結果である微分波形信号ｄを出力する。微分波形信号ｄは、微分回路の微分出力の一例である。対数波形信号ｃを微分回路１７に通過させることにより、分岐ベースバンド信号の振幅変化量が微分波形信号ｄに現れる。
【００３３】
ピークホールド回路１８は、微分波形信号ｄのピークをホールドし、微分波形信号ｄのピークの振幅値である一定のピークホールド値ｆの出力を継続する。ピークホールド回路１８から出力される微分波形信号ｄの正のピークホールド値ｆ（微分波形信号ｄの最大値）は、送受信切り替え期間直後のパケットの先頭部分を表す。この正のピークホールド値ｆは、受信機１がアンテナ１１で受信した信号波の受信強度（受信電力）に相当する。一方、ピークホールド回路１８から出力される微分波形信号ｄの負のピークホールド値ｆ（微分波形信号ｄの最小値）は、送受信切り替え期間直前のパケットの最後尾部分を表す。
【００３４】
電圧変換回路１９は、ピークホールド値ｆに対応する利得値にＶＧＡ１３の利得を調整する利得調整回路の一例である。電圧変換回路１９は、ピークホールド値ｆを利得制御電圧ｇに変換し、利得制御電圧ｇによってＶＧＡ１３の利得を制御する。利得制御電圧ｇは、ＶＧＡ１３の利得を制御する利得制御信号の一例である。ＶＧＡ１３の利得は、ＶＧＡ１３がベースバンド信号ａを増幅するときの増幅率を表す。
【００３５】
電圧変換回路１９は、ピークホールド値ｆが大きくなるほど利得制御電圧ｇが小さくなるように、ピークホールド値ｆの単調減少関数である利得制御電圧ｇを生成し出力する。利得制御電圧ｇが小さいほど、ＶＧＡ１３の利得は小さく調整される。ピークホールド回路１８によってピークホールドされたピークホールド値ｆが大きいほど、受信電力は大きいことを表す。したがって、ピークホールド値ｆの単調減少関数を出力する電圧変換回路１９にピークホールド値ｆを通すことによって、ピークホールド値ｆが大きいほど、ＶＧＡ１３の利得を小さくすることができる。
【００３６】
図４は、第１の実施形態に係る受信装置の動作シミュレーション結果の一例を示す図である。「（ａ）入力信号」「（ｂ）フィルタ出力」「（ｃ）ログアンプ出力」「（ｄ）微分回路出力」は、それぞれ、ベースバンド信号ａ、フィルタ出力信号ｂ、対数波形信号ｃ、微分波形信号ｄを表す（図３参照）。
【００３７】
図４において、期間ｔ０−ｔ１は、パケットが到来する前のノイズや干渉のみが存在する送受信切り替え期間（パケットの切れ目）を表す。期間ｔ１−ｔ２は、ショートプリアンブル部を表す。ｔ２以降の期間は、ＣＥＦ及びデータシンボル部を表す。
【００３８】
「（ｂ）フィルタ出力」で示されるように、ＬＰＦ１５によるフィルタ処理によって、雑音や干渉による振幅変動が抑えられ、ショートプリアンブル部の先頭を際立たせることができる。そして、「（ｃ）ログアンプ出力」で示されるように、ログアンプ１６による対数処理によって、ＣＥＦ及びデータシンボル部での振幅変動を抑制することができる。そして、「（ｄ）微分回路出力」で示されるように、ショートプリアンブル部の先頭を微分波形信号ｄの最大値として捉えることができる。ピークホールド回路１８は、微分波形信号ｄの最大値を正のピークホールド値ｆとして出力する。
【００３９】
したがって、第１の実施形態によれば、正のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８によってホールドされている期間、利得制御電圧ｇもホールドされる。よって、ＶＧＡ１３の利得はデータシンボル部でも変動せずに一定に維持されるので、ＶＧＡ１３の利得の変動による通信品質の低下を防止することができる。
【００４０】
一方、電圧変換回路１９は、負のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８から出力された場合、ＶＧＡ１３の利得を一定値（すなわち、正のピークホールド値ｆに対応する利得値）に維持することを解除する。これにより、ＶＧＡ１３の利得を、送受信切り替え期間での初期値に戻すことができる。
【００４１】
図１０は、パケットの最後尾部分のシミュレーション結果の一例を示す図である。「（ａ）入力信号」「（ｂ）フィルタ出力」「（ｃ）ログアンプ出力」「（ｄ）微分回路出力」は、それぞれ、ベースバンド信号ａ、フィルタ出力信号ｂ、対数波形信号ｃ、微分波形信号ｄを表す（図３参照）。
【００４２】
図１０において、ｔ３以前の期間のパケット波形は、省略されている。期間ｔ３−ｔ４は、パケットの最後尾部分（例えば、データシンボル部の最後尾部分）を表す。ｔ４以降の期間は、パケットの最後尾部分の終了直後の送受信切り替え期間（パケットの切れ目）を表す。
【００４３】
「（ｂ）フィルタ出力」で示されるように、ＬＰＦ１５によるフィルタ処理によって、雑音や干渉による振幅変動が抑えられ、パケットの最後尾部分の後端を際立たせることができる。そして、「（ｃ）ログアンプ出力」で示されるように、ログアンプ１６による対数処理によって、パケットの最後尾部分（例えば、データシンボル部の最後尾部分）での振幅変動を抑制することができる。そして、「（ｄ）微分回路出力」で示されるように、パケットの最後尾部分の後端を微分波形信号ｄの最小値として捉えることができる。ピークホールド回路１８は、微分波形信号ｄの最小値を負のピークホールド値ｆとして出力する。
【００４４】
このように、第１の実施形態によれば、送受信切り替え期間とショートプリアンブル部とデータシンボル部とを区別することができるので、通信品質の劣化を防止することができる。
【００４５】
＜第２の実施形態＞
図５は、第２の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。第２の実施形態の構成及び効果のうち上述の実施形態と同様のものについては、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図５に示される受信機２は、受信装置の一例である。図３の受信機１では、ＬＰＦ１５の出力がログアンプ１６に入力されるのに対し、図５の受信機２では、ログアンプ１６の出力がＬＰＦ１５に入力される。
【００４６】
図５において、ログアンプ１６は、ＶＧＡ１３により増幅される前のベースバンド信号ａから分岐した信号（分岐ベースバンド信号）の対数をとって出力する対数増幅器の一例である。図示の場合、ログアンプ１６は、絶対値信号ｅの対数をとって出力する。ログアンプ１６は、絶対値信号ｅを対数増幅し、絶対値信号ｅの対数が大きくなるほど振幅値が大きくなる対数波形信号ｃを出力する。絶対値信号ｅをログアンプ１６に通過させることにより、データシンボル部のピーク値が圧縮される。
【００４７】
また、図５において、ＬＰＦ１５は、ログアンプ１６の対数出力をフィルタ処理する。ＬＰＦ１５は、対数波形信号ｃをフィルタ処理し、フィルタ処理後の対数波形信号ｃであるフィルタ出力信号ｂを出力する。
【００４８】
また、図５において、微分回路１７は、フィルタ出力信号ｂを微分して出力する。微分回路１７は、フィルタ出力信号ｂを微分した結果である微分波形信号ｄを出力する。フィルタ出力信号ｂを微分回路１７に通過させることにより、分岐ベースバンド信号の振幅変化量が微分波形信号ｄに現れる。
【００４９】
図６は、第２の実施形態に係る受信装置の動作シミュレーション結果の一例を示す図である。「（ａ）入力信号」「（ｂ）フィルタ出力」「（ｃ）ログアンプ出力」「（ｄ）微分回路出力」は、それぞれ、ベースバンド信号ａ、フィルタ出力信号ｂ、対数波形信号ｃ、微分波形信号ｄを表す（図５参照）。
【００５０】
したがって、第２の実施形態によれば、上述の実施形態と同様に、正のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８によってホールドされている期間、利得制御電圧ｇもホールドされる。よって、ＶＧＡ１３の利得はデータシンボル部でも変動せずに一定に維持されるので、ＶＧＡ１３の利得の変動による通信品質の低下を防止することができる。そして、電圧変換回路１９は、負のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８から出力された場合、ＶＧＡ１３の利得を一定値（すなわち、正のピークホールド値ｆに対応する利得値）に維持することを解除する。これにより、ＶＧＡ１３の利得を、送受信切り替え期間での初期値に戻すことができる。
【００５１】
＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。第３の実施形態の構成及び効果のうち上述の実施形態と同様のものについては、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図７に示される受信機３は、受信装置の一例である。受信機３は、ＶＧＡ１３の利得をフィードバックで自動制御するＡＧＣ機能を有する。
【００５２】
受信機３は、全波整流器１４、ＬＰＦ１５、ログアンプ１６、微分回路１７、ピークホールド回路１８及び電圧変換回路１９を含むアナログのフィードバック信号系統を備える。
【００５３】
図７では、全波整流器１４は、増幅ベースバンド信号ａａから分岐した信号（分岐ベースバンド信号）の絶対値をとって出力する絶対値回路の一例である。増幅ベースバンド信号ａａは、ＶＧＡ１３により増幅された後のベースバンド信号ａを表す。
【００５４】
第３の実施形態でも、上述の実施形態と同様に、正のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８によってホールドされている期間、利得制御電圧ｇもホールドされる。よって、ＶＧＡ１３の利得はデータシンボル部でも変動せずに一定に維持されるので、ＶＧＡ１３の利得の変動による通信品質の低下を防止することができる。そして、電圧変換回路１９は、負のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８から出力された場合、ＶＧＡ１３の利得を一定値（すなわち、正のピークホールド値ｆに対応する利得値）に維持することを解除する。これにより、ＶＧＡ１３の利得を、送受信切り替え期間での初期値に戻すことができる。
【００５５】
＜第４の実施形態＞
図８は、第４の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。第４の実施形態の構成及び効果のうち上述の実施形態と同様のものについては、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図８に示される受信機４は、受信装置の一例である。図７の受信機３では、ＬＰＦ１５の出力がログアンプ１６に入力されるのに対し、図８の受信機４では、ログアンプ１６の出力がＬＰＦ１５に入力される。
【００５６】
第４の実施形態でも、上述の実施形態と同様に、正のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８によってホールドされている期間、利得制御電圧ｇもホールドされる。よって、ＶＧＡ１３の利得はデータシンボル部でも変動せずに一定に維持されるので、ＶＧＡ１３の利得の変動による通信品質の低下を防止することができる。そして、電圧変換回路１９は、負のピークホールド値ｆがピークホールド回路１８から出力された場合、ＶＧＡ１３の利得を一定値（すなわち、正のピークホールド値ｆに対応する利得値）に維持することを解除する。これにより、ＶＧＡ１３の利得を、送受信切り替え期間での初期値に戻すことができる。
【００５７】
＜第５の実施形態＞
図９は、第５の実施形態に係る受信装置の構成の一例を示す図である。第５の実施形態の構成及び効果のうち上述の実施形態と同様のものについては、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図９に示される受信機５は、受信装置の一例である。
【００５８】
図９の受信機５は、受信信号を増幅するときの増幅率（利得）を変化させることが可能な可変利得増幅器を直列に複数備え、より具体的には、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２４と、ＶＧＡ１３とを備える。受信機５は、ミキサ２３と、局部発振器（Local  Oscillator：ＬＯ）２２とを備える。
【００５９】
図９において、ＶＧＡ１３は、第１の可変利得増幅器の一例である。ＬＮＡ２４は、第２の可変利得増幅器の一例である。ＬＮＡ２４は、アンテナ１１で受信した信号波を増幅し、増幅後の信号波である高周波信号ａｂを出力する。ミキサ２３は、ＬＯ２２から出力される局部周波数信号ａｃを用いて、高周波信号ａｂをベースバンド信号ａに変換する。
【００６０】
受信機５は、電圧変換回路１９Ａ，１９Ｂを備える。電圧変換回路１９Ａは、ピークホールド値ｆに対応する利得値にＶＧＡ１３の利得を調整する利得調整回路の一例である。電圧変換回路１９Ｂは、ピークホールド値ｆに対応する利得値にＬＮＡ２４の利得を調整する利得調整回路の一例である。電圧変換回路１９Ａは、ピークホールド値ｆを利得制御電圧ｇａに変換し、利得制御電圧ｇａによってＶＧＡ１３の利得を制御する。電圧変換回路１９Ｂは、ピークホールド値ｆを利得制御電圧ｇｂに変換し、利得制御電圧ｇｂによってＬＮＡ２４の利得を制御する。
【００６１】
電圧変換回路１９Ａは、ピークホールド値ｆの単調減少関数の一例である利得制御電圧ｇａを出力し、電圧変換回路１９Ｂは、ピークホールド値ｆの単調減少関数の一例である利得制御電圧ｇｂを出力する。電圧変換回路１９Ａ，１９Ｂのそれぞれの単調減少関数は、同じ関数でも異なる関数でもよい。
【００６２】
ＬＮＡ２４の利得は、電圧変換回路１９Ｂにより可変である。送信機（受信機５の通信相手）と受信機５とが近距離の場合、電圧変換回路１９Ｂは、ＬＮＡ２４内の可変減衰器の減衰量を大きくすることで、ＬＮＡ２４から出力される高周波信号ａｂを歪ませないように入力電力を低下させることができる。送信機と受信機５とが遠距離の場合、電圧変換回路１９Ｂは、ＬＮＡ２４内の可変減衰器の減衰量を小さくすることで、ＬＮＡ２４の利得を大きくすることができる。つまり、図９の実施形態では、受信機５のダイナミックレンジを広げることができるので、受信機５が送信機と通信可能な範囲を拡大することができる。
【００６３】
なお、ログアンプ１６の出力がＬＰＦ１５に入力されるようにログアンプ１６とＬＰＦ１５との位置が入れ替えられた構成でも、上述の実施形態と同様に、ＶＧＡ１３の利得の変動による通信品質の低下を防止することができる。
【００６４】
以上、受信装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
【００６５】
以上の実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
受信信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号をフィルタ処理するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号の対数をとって出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の対数出力を微分して出力する微分回路と、
前記微分回路の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路と、
前記ピークホールド値に対応する利得値に前記可変利得増幅器の利得を調整する利得調整回路とを備える、受信装置。
（付記２）
前記分岐した信号の絶対値をとって出力する絶対値回路を備え、
前記ローパスフィルタは、前記絶対値回路の絶対値出力をフィルタ処理する、付記１に記載の受信装置。
（付記３）
前記可変利得増幅器を直列に複数備え、
前記ローパスフィルタは、前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号をフィルタ処理するものであり、
前記利得調整回路は、前記可変利得増幅器のそれぞれの利得を調整する、付記１又は２に記載の受信装置。
（付記４）
受信信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器により増幅される前の前記受信信号から分岐した信号又は前記可変利得増幅器により増幅された後の前記受信信号から分岐した信号の対数をとって出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の対数出力をフィルタ処理するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号を微分して出力する微分回路と、
前記微分回路の微分出力のピークホールド値を出力するピークホールド回路と、
前記ピークホールド値に対応する利得値に前記可変利得増幅器の利得を調整する利得調整回路とを備える、受信装置。
（付記５）
前記分岐した信号の絶対値をとって出力する絶対値回路を備え、
前記対数増幅器は、前記絶対値回路の絶対値出力の対数をとって出力する、付記４に記載の受信装置。
（付記６）
前記利得調整回路は、負の前記ピークホールド値が前記ピークホールド回路から出力された場合、前記可変利得増幅器の利得を前記利得値に維持することを解除する、付記１から４のいずれか一項に記載の受信装置。
（付記７）
前記絶対値回路は、全波整流器である、付記２又は５に記載の受信装置。
（付記８）
前記受信信号は、バースト信号である、付記１から７のいずれか一項に記載の受信装置。
【符号の説明】
【００６６】
１，２，３，４，５  受信機
１１  アンテナ
１２  ＲＦ部
１３  可変利得増幅器
１４  全波整流器
１５  ローパスフィルタ
１６  対数増幅器
１７  微分回路
１８  ピークホールド回路
１９  電圧変換回路
２０  ＡＤＣ
２１  デジタル信号処理部
２２  局部発振器
２３  ミキサ
２４  ローノイズアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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