(57)【要約】【課題】アナログ／デジタル変換器の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐこと。【解決手段】無線受信装置３００は、受信信号に対して利得制御、ダウンコンバージョンを行うＲＦフロントエンド部３０２と、ＲＦフロントエンド部３０２の出力信号に対して、アナログ等化係数に従ってアナログ等化処理を行うアナログ等化部３０３と、アナログ等化部３０３の出力信号に対して量子化を行うアナログ／デジタル変換部３０４と、アナログ／デジタル変換部３０４の出力信号に対して、デジタル等化係数に従ってデジタル等化処理を行うデジタル等化部３０５と、アナログ／デジタル変換部３０４の出力信号を用いて周波数特性を推定し、アナログ等化係数およびデジタル等化係数を算出する等化係数算出部３０６と、を具備する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に対して利得制御、ダウンコンバージョンを行うＲＦフロントエンド回路と、
前記ＲＦフロントエンド回路の出力信号に対して、アナログ等化係数に従ってアナログ等化処理を行うアナログ等化回路と、
前記アナログ等化回路の出力信号に対して標本化および量子化を行うアナログ／デジタル変換回路と、
前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号に対して、デジタル等化係数に従ってデジタル等化処理を行うデジタル等化回路と、
前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号を用いて周波数特性を推定し、前記アナログ等化係数および前記デジタル等化係数を算出する等化係数算出回路と、
を具備する無線受信装置。
【請求項２】
前記受信信号の受信電力とピーク対平均電力比とに基づいて、前記アナログ／デジタル変換回路の入力信号の振幅がフルスケールレンジに収まる利得を算出する利得設定回路を有し、
前記ＲＦフロントエンド回路は、前記利得設定回路が算出した利得に基づいて、前記受信信号に対して利得制御を行う、
請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記アナログ等化回路は、
少なくとも抵抗、インダクタおよびキャパシタを具備し、
前記アナログ等化係数に従って、前記抵抗の抵抗値、前記インダクタのインダクタンス値および前記キャパシタの静電容量値の少なくとも一つを設定する、
請求項１又は２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記受信信号のフレームは、
最小単位の帯域幅の２つ以上の狭帯域チャネルで送信される、第一のトレーニングフィールド、第一のチャネル推定フィールドおよび物理ヘッダと、
前記２つ以上の狭帯域チャネルを束ねた、前記最小単位の帯域幅よりも広い帯域幅の単一の広帯域チャネルにおいて送信される、第二のトレーニングフィールド、第二のチャネル推定フィールドおよびペイロードと、
を含み、
前記等化係数算出回路は、前記第一のチャネル推定フィールドを用いて前記狭帯域チャネルのチャネル推定を行って前記アナログ等化係数を算出し、前記第二のチャネル推定フィールドを用いて前記広帯域チャネルのチャネル推定を行って前記デジタル等化係数を算出し、
前記アナログ等化回路は、前記物理ヘッダ、前記第二のトレーニングフィールド、前記第二のチャネル推定フィールドおよび前記ペイロードに対してアナログ等化処理を行い、
前記デジタル等化回路は、前記ペイロードに対してデジタル等化処理を行う、
請求項１から３のいずれか一項に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記ＲＦフロントエンド回路は、１種類以上の局部発振周波数を用いて、ダウンコンバージョンを行う、
請求項１から４のいずれか一項に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記アナログ／デジタル変換回路は、前記アナログ等化が処理された信号と未処理の信号とに対して異なる標本化周波数を用いる、
請求項１から５のいずれか一項に記載の無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、アナログ等化器を備える無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
非特許文献１には、１チャネルあたり数GHz〜数十GHzの帯域幅を使用する無線通信規格が提案されている。１チャネルあたりの帯域幅が広くなるほど、アナログ／デジタル変換器に速いサンプリングレートが求められる。非特許文献１に記載の広帯域無線通信を実現するため、アナログ／デジタル変換器には、数GHz〜数十GHzの高いサンプリングレートが検討されている。
【０００３】
また、非特許文献１では、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等の複数の変調方式が提案されている。多値変調に対応するため、アナログ／デジタル変換器には、高い分解能が要求される。
【０００４】
このように、広帯域無線通信では、アナログ／デジタル変換器に、高いサンプリングレートと高い分解能の両立が要求される。
【０００５】
また、無線通信では、ＲＦフロントエンドの周波数特性（例えば、帯域内の振幅偏差）の影響により、受信信号のエラーベクトル振幅が増加し、受信特性が劣化するため、この受信特性の劣化を防ぐことが求められる。受信特性の劣化を防ぐために、アナログ／デジタル変換器の分解能の向上について、検討されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】15-16-0595-03-003d-proposal-for-ieee802-15-3d-thz-phy
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、アナログ／デジタル変換器のサンプリングレートと分解能はトレードオフの関係にあるため、高いサンプリングレートが要求される広帯域無線通信において、さらにアナログ／デジタル変換器の分解能を上げることは困難である。
【０００８】
本開示の一態様は、アナログ／デジタル変換器の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐことができる無線受信装置の提供に資する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本開示の一態様に係る無線受信装置は、受信信号に対して利得制御、ダウンコンバージョンを行うＲＦフロントエンド回路と、前記ＲＦフロントエンド回路の出力信号に対して、アナログ等化係数に従ってアナログ等化処理を行うアナログ等化回路と、前記アナログ等化回路の出力信号に対して標本化および量子化を行うアナログ／デジタル変換回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号に対して、デジタル等化係数に従ってデジタル等化処理を行うデジタル等化回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号を用いて周波数特性を推定し、前記アナログ等化係数および前記デジタル等化係数を算出する等化係数算出回路と、を具備する。
【００１０】
なお、これらの包括的又は具体的な態様は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム又は記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
【発明の効果】
【００１１】
本開示の一態様によれば、アナログ／デジタル変換器の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐことができる。
【００１２】
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／又は効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つ又はそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施の形態１におけるフレームフォーマットの一例を示す図
【図２】実施の形態１における無線受信装置の構成例を示す図
【図３】実施の形態１におけるＲＦフロントエンド部の構成例を示す図
【図４】実施の形態１における等化係数算出部の構成例を示す図
【図５】実施の形態１における第一のトレーニングフィールド、第一のチャネル推定フィールド、物理ヘッダのスペクトルの一例を示す図
【図６】実施の形態１における第二のトレーニングフィールド、第二のチャネル推定フィールド、ペイロードのスペクトルの一例を示す図
【図７】実施の形態１におけるアナログ等化部の構成例を示す図
【図８】実施の形態２における無線受信装置の構成例を示す図
【図９】実施の形態２におけるＲＦフロントエンド部の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
（実施の形態１）
以下、図面を適宜参照して、本開示の一実施の形態について詳細に説明する。
【００１５】
＜フレームフォーマット＞
図１は、チャネルボンディング技術により二つのチャネルを束ねて通信を行うときのフレームフォーマット２００の一例を示す図である。図１において、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３は、チャネルボンディング技術に対応していない無線受信装置も受信できるように、チャネル１とチャネル２において最小単位の帯域幅ＢＷ１（Ｈｚ）を使って送信される。一方、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６は、チャネル１とチャネル２を束ねて一つのチャネル（以下、チャネル３と表記する）とみなして広い帯域幅ＢＷ２（Ｈｚ）で送信される。ここで、ＢＷ２＝２×ＢＷ１が成り立つ。物理ヘッダ２０３には、第二のトレーニングフィールド２０４以降のフィールドの帯域幅、ペイロード２０６で使用されている変調方式に関する情報が含まれている。
【００１６】
また、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５は、同期、利得調整、チャネル推定、制御情報の通知等に使用される。このため、これらのフィールドは、エラーを少なくして通信相手に届くようにするため、BPSK等の簡素でロバストな変調方式を使用する。一方、ペイロード２０６は、周波数効率を上げてより多くの情報が通信相手に届くようにするため、QPSK、16QAM、64QAM等の多値変調方式を使用する。
【００１７】
＜無線受信装置の構成＞
図２は、本実施の形態に係る無線受信装置３００の構成例を示す図である。無線受信装置３００は、受信アンテナ３０１と、ＲＦフロントエンド部３０２と、アナログ等化部３０３と、アナログ／デジタル変換部３０４と、デジタル等化部３０５と、等化係数算出部３０６と、利得設定部３０７と、を備える。
【００１８】
ＲＦフロントエンド部３０２は、受信アンテナ３０１を介して受信した無線周波数の受信信号の振幅を、利得設定部３０７によって設定された利得を用いて増幅する。さらに、ＲＦフロントエンド部３０２は、振幅調整後の受信信号に対してダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号をアナログ等化部３０３に出力する。なお、ＲＦフロントエンド部３０２の内部構成の詳細については後述する。
【００１９】
アナログ等化部３０３は、ＲＦフロントエンド部３０２から出力されたアナログベースバンド信号の物理ヘッダ２０３以降の信号に対して、等化係数算出部３０６が算出したアナログ等化係数に従って、周波数特性を補正してエラーベクトル振幅を下げるアナログ等化処理を行う。アナログ等化部３０３は、アナログ等化処理後の信号（アナログ等化処理された物理ヘッダ２０３以降の信号）をアナログ／デジタル変換部３０４に出力する。なお、アナログ等化部３０３は、アナログ等化が未処理の信号として、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２の信号に対してはアナログ等化処理を省略して、アナログ／デジタル変換部３０４に出力する。
【００２０】
アナログ／デジタル変換部３０４は、アナログ等化部３０３から出力されたアナログベースバンド信号を標本化および量子化（デジタル信号に変換）し、デジタルベースバンド信号をデジタル等化部３０５および等化係数算出部３０６に出力する。
【００２１】
アナログ／デジタル変換部３０４は、チャネルボンディング技術を用いないときと比べて２倍速いサンプリングレートを使用する。
【００２２】
デジタル等化部３０５は、等化係数算出部３０６が算出したデジタル等化係数に従ってペイロード２０６の残留周波数特性を補正するデジタル等化処理を行う。
【００２３】
等化係数算出部３０６は、アナログ／デジタル変換部３０４から出力されたデジタルベースバンド信号の第一のチャネル推定フィールド２０２を用いてＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を推定し、アナログ等化係数を算出する。
【００２４】
また、等化係数算出部３０６は、アナログ／デジタル変換部３０４から出力されたデジタルベースバンド信号の第二のチャネル推定フィールド２０５を用いて残留周波数特性を推定し、デジタル等化係数を算出する。なお、等化係数算出部３０６の内部構成の詳細については後述する。
【００２５】
利得設定部３０７は、受信アンテナ３０１を介して受信した受信信号の第一のトレーニングフィールド２０１の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて、アナログ／デジタル変換部３０４の入力信号の振幅がフルスケールレンジに収まるように、利得を算出する。フルスケールレンジとは、アナログ／デジタル変換部３０４が量子化可能な振幅の最大値（負の振幅に対しては最小値）のことである。利得設定部３０７は、ＲＦフロントエンド部３０２の可変利得増幅部３０２＿１（図３参照）の利得を設定する利得制御信号を出力する。
【００２６】
また、利得設定部３０７は、受信アンテナ３０１を介して受信した受信信号の第二のトレーニングフィールド２０４の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて、再度、利得を算出する。そして、利得設定部３０７は、ＲＦフロントエンド部３０２の可変利得増幅部３０２＿１（図３参照）の利得を再設定する。二つのチャネルで送信される第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３のピーク対平均電力比に比べて、チャネルボンディングされた一つのチャネルで送信される第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６のピーク対平均電力比は低くなる。したがって、利得の再調整を行うことにより、アナログ／デジタル変換部３０４の分解能を最大限に活用することができる。
【００２７】
＜ＲＦフロントエンド部の内部構成＞
次に、ＲＦフロントエンド部３０２の内部構成について、図３を用いて詳細に説明する。図３に示すように、ＲＦフロントエンド部３０２は、可変利得増幅部３０２＿１と、局部発振器３０２＿２と、ミキサ３０２＿３と、を備える。
【００２８】
可変利得増幅部３０２＿１は、受信アンテナ３０１を介して受信した無線周波数の受信信号の振幅を調整する。可変利得増幅部３０２＿１の利得は、利得設定部３０７が出力する利得制御信号によって設定される。
【００２９】
局部発振器３０２＿２は、周波数fc（Hz）の正弦波を生成して、ミキサ３０２＿３に出力する。本実施の形態では、チャネルボンディング技術により二つのチャネルを束ねたチャネル３で通信するので、例えば、図１に示すチャネル１の中心周波数がf1（Ｈｚ）、チャネル２の中心周波数がf2（Ｈｚ）のとき、fc=(f1+f2)/2である。
【００３０】
ミキサ３０２＿３は、可変利得増幅部３０２＿１から出力された受信信号に対して、周波数fc（Hz）の正弦波を乗算することによりダウンコンバージョンを行う。
【００３１】
なお、図３の例では、可変利得増腹部３０２＿１がミキサ３０２＿３の前段に設けられているが、本実施の形態では、可変利得増幅部をミキサ３０２＿３の後段に設けても良いし、前段、後段の両方に設けてもよい。
【００３２】
＜等化係数算出部の内部構成＞
次に、等化係数算出部３０６の内部構成について、図４を用いて詳細に説明する。図４に示すように、等化係数算出部３０６は、第一のチャネル推定部３０６＿１と、第二のチャネル推定部３０６＿２と、補間処理部３０６＿３と、アナログ等化係数算出部３０６＿４と、第三のチャネル推定部３０６＿５と、デジタル等化係数算出部３０６＿６と、を備える。
【００３３】
第一のチャネル推定部３０６＿１は、第一のチャネル推定フィールド２０２を含むデジタルベースバンド信号にｆｃ−ｆ１（Ｈｚ）の回転処理を施し、デジタルベースバンド信号からチャネル１で送信された第一のチャネル推定フィールド２０２を取り出し、取り出した第一のチャネル推定フィールド２０２の信号を用いてチャネル１のチャネル推定を行い、第一のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。第二のチャネル推定部３０６＿２は、第一のチャネル推定フィールド２０２を含むデジタルベースバンド信号にｆｃ−ｆ２（Ｈｚ）の回転処理を施し、デジタルベースバンド信号からチャネル２で送信された第一のチャネル推定フィールド２０２を取り出し、取り出した第一のチャネル推定フィールド２０２の信号を用いてチャネル２のチャネル推定を行い、第二のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。
【００３４】
図５に示すように第一のチャネル推定フィールド２０２のスペクトルには、チャネル１のスペクトルとチャネル２のスペクトルの間にΔｆの隙間帯域が存在する。補間処理部３０６＿３は、第一のチャネル推定結果の外挿処理、または、第二のチャネル推定結果の外挿処理、または、第一のチャネル推定結果と第二のチャネル推定結果の内挿処理等によって、Δｆの隙間帯域のチャネル推定を行い、Δｆのチャネル推定結果をアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。
【００３５】
アナログ等化係数算出部３０６＿４は、第一のチャネル推定結果、第二のチャネル推定結果、および、Δｆのチャネル推定結果を用いて、チャネル１とチャネル２とを合わせた全帯域（図６のチャネル３参照）に対するアナログ等化係数を算出する。そして、アナログ等化係数算出部３０６＿４は、算出した等化係数に基づいてアナログ等化部３０３の抵抗器の抵抗値、インダクタのインダクタンス値、キャパシタの静電容量値等を決定する。
【００３６】
第三のチャネル推定部３０６＿５は、第二のチャネル推定フィールド２０５を用いてチャネル３のチャネル推定を行い、第三のチャネル推定結果をデジタル等化係数算出部３０６＿６に出力する。これにより、第三のチャネル推定部３０６＿５は、アナログ等化部３０３で補正しきれなかった残留周波数特性を推定することができる。残留周波数特性は、図５に示したΔｆの隙間帯域において大きくなる傾向にある。図６に示すように第二のチャネル推定フィールド２０５のスペクトルには、第一のチャネル推定フィールド２０２のスペクトルとは異なり、Δｆの隙間帯域が存在しない。したがって、第三のチャネル推定部３０６＿５は、Δｆの隙間帯域に対応する帯域部分に対して高精度なチャネル推定を行うことができる。
【００３７】
デジタル等化係数算出部３０６＿６は、第三のチャネル推定結果を用いてチャネルボンディングされた帯域ＢＷ２（Ｈｚ）に対するデジタル等化係数を算出する。
【００３８】
＜アナログ等化部の内部構成＞
次に、アナログ等化部３０３の内部構成について、図７を用いて詳細に説明する。図７に示すように、アナログ等化部３０３は、抵抗３０３＿１と、インダクタ３０３＿２と、キャパシタ３０３＿３と、を備える。
【００３９】
アナログ等化部３０３は、等化係数算出部３０６（アナログ等化係数算出部３０６＿４）が決定したアナログ等化係数に従って、抵抗３０３＿１の抵抗値、インダクタ３０３＿２のインダクタンス値、キャパシタ３０３＿３の静電容量値等を設定することにより、アナログ等化部３０３の周波数特性を変化させる。これにより、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性によって歪んだ物理ヘッダ２０３、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６を補正し、エラーベクトル振幅を下げることができる。
【００４０】
＜受信動作フロー＞
次に、無線受信装置３００における、フレームフォーマット２００の受信信号の受信動作について、図２を用いて説明する。
【００４１】
まず、ＲＦフロントエンド部３０２が、受信アンテナ３０１を介して受信した受信信号に対して振幅調整およびダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号を出力する。なお、アナログ等化部３０３は、等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出するまでは等化処理を開始しない。
【００４２】
次に、アナログ／デジタル変換部３０４が、アナログのベースバンド信号を標本化および量子化し、デジタルベースバンド信号を出力する。
【００４３】
次に、等化係数算出部３０６が、第一のチャネル推定フィールド２０２を用いてＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を推定し、アナログ等化係数を算出する。
【００４４】
等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出した後、アナログ等化部３０３は、物理ヘッダ２０３以降の信号に対してアナログ等化係数を用いてアナログ等化処理を行い、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性によって歪んだ物理ヘッダ２０３以降の信号の波形を補正する。
【００４５】
次に、アナログ／デジタル変換部３０４が、物理ヘッダ２０３以降の信号を順次標本化および量子化する。
【００４６】
次に、等化係数算出部３０６が、第二のチャネル推定フィールド２０５を用いてペイロード２０６の残留周波数特性を推定し、デジタル等化係数を算出する。
【００４７】
最後に、デジタル等化部３０５が、等化係数算出部３０６が算出したデジタル等化係数を用いてデジタル等化処理を行い、残留周波数特性によって歪んだペイロード２０６の波形を補正する。
【００４８】
＜アナログ等化処理とアナログ／デジタル変換部の分解能との関係＞
次に、アナログ等化部３０３によるアナログ等化処理とアナログ／デジタル変換部３０４の分解能との関係について説明する。
【００４９】
従来の無線受信装置において、アナログ／デジタル変換部への入力信号の振幅がフルスケールレンジを超えた場合、アナログ／デジタル変換部は、出力信号の振幅をフルスケールレンジでクリップする。出力信号がクリップされた場合、振幅情報が失われる。従来の無線受信装置は、デジタル等化部で、失われた振幅情報を復元することは困難である。
【００５０】
そのため、従来の無線受信装置では、受信信号（アナログ／デジタル変換部への入力信号）の振幅がフルスケールレンジに収まるように、ＲＦフロントエンド部の可変利得増幅部の利得を調整する方法が用いられていた。
【００５１】
しかし、従来の無線受信装置では、ＲＦフロントエンド部の周波数特性の影響により、受信信号のエラーベクトルの振幅が増加し、アナログ／デジタル変換部への入力信号の振幅が想定よりも大きくなってしまうおそれがある。
【００５２】
従来の無線受信装置は、この点を考慮し、受信信号の振幅がフルスケールレンジよりも小さくなるように、マージンを設定し、可変利得増幅部の利得を下げるように調整している。利得を下げることは分解能の低下に相当するので、アナログ／デジタル変換部は、受信特性の劣化を防ぐための１つの方法として、利得の下げに相当する分の分解能を向上させることが挙げられる。
【００５３】
しかしながら、上述の通り、広帯域無線通信において、さらに分解能を上げることは困難である。
【００５４】
これに対し、本実施の形態では、アナログ等化部３０３により、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を補正し、エラーベクトル振幅を下げるようにアナログ等化処理を行う。これにより、マージンを設定しなくても、受信信号の振幅を、アナログ／デジタル変換部３０４のフルスケールレンジに収めることができる。
【００５５】
なお、アナログ等化が未処理の信号はマージンが必要であるが、前述の通り、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２では、例えばＢＰＳＫといった、簡易な変調方式が用いられるため、ペイロード２０６で多値変調方式の使用を想定してアナログ／デジタル変換３０４の分解能を設計することによって、ＢＰＳＫ信号に対するマージンを含むことができる。
【００５６】
したがって、アナログ／デジタル変換器３０４の分解能をさらに上げ無くてもよい。
【００５７】
＜効果＞
以上のように、本実施の形態によれば、アナログ等化部３０３でアナログ等化処理を行うことにより、アナログ／デジタル変換器３０４の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐことができる。これにより、広帯域無線通信用の無線受信装置の設計が容易になる。
【００５８】
（実施の形態２）
本開示の実施の形態２では、最小単位の帯域幅ＢＷ１で送信された信号とチャネルボンディングされた帯域幅ＢＷ２で送信された信号とでアナログ／デジタル変換部のサンプリングレートを切替えて信号を受信する構成について説明する。
【００５９】
＜無線受信装置の構成＞
図８は、本実施の形態２に係る無線受信装置８００の構成例を示す図である。なお、図８に示す無線受信装置８００において、図２に示した無線受信装置３００と共通する構成部分には、同一符号を付してその説明を省略する。無線受信装置８００は、無線受信装置３００と比較して、ＲＦフロントエンド部３０２、アナログ／デジタル変換部３０４を削除し、ＲＦフロントエンド部８０１、発振周波数設定部８０２、アナログ／デジタル変換部８０３、サンプリングレート設定部８０４を追加した構成を採る。
【００６０】
ＲＦフロントエンド部８０１は、受信アンテナ３０１を介して受信した無線周波数の受信信号の振幅を、利得設定部３０７によって設定された利得を用いて増幅する。さらに、ＲＦフロントエンド部８０１は、振幅調整後の受信信号に対して、発振周波数設定部８０２によって設定された周波数を用いてダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号をアナログ等化部３０３に出力する。なお、ＲＦフロントエンド部８０１の内部構成の詳細については後述する。
【００６１】
発振周波数設定部８０２は、図１に示す受信信号のフィールドに応じてＲＦフロントエンド部８０１がダウンコンバージョンに使用する周波数を切替えるために制御電圧をＲＦフロントエンド部８０１に出力する。
【００６２】
アナログ／デジタル変換部８０３は、サンプリングレート設定部８０４によって設定されたサンプリングレートを用いてアナログ等化部３０３から出力されたアナログベースバンド信号を標本化および量子化（デジタル信号に変換）し、デジタルベースバンド信号をデジタル等化部３０５および等化係数算出部３０６に出力する。
【００６３】
サンプリングレート設定部８０４は、図１に示す受信信号のフィールドに応じてアナログ／デジタル変換部８０３がアナログベースバンド信号の標本化に使用するサンプリングレートを切替えるために制御信号をアナログ／デジタル変換部８０３に出力する。
【００６４】
＜ＲＦフロントエンド部の内部構成＞
次に、ＲＦフロントエンド部８０１の内部構成について、図９を用いて説明する。なお、図９に示すＲＦフロントエンド部８０１において、図３に示したＲＦフロントエンド部３０２と共通する構成部分には、同一符号を付してその説明を省略する。ＲＦフロントエンド部８０１は、ＲＦフロントエンド部３０２と比較して、局部発振器３０２＿２を削除し、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）８０１＿１を追加した構成を採る。
【００６５】
電圧制御発振器８０１＿１は、発振周波数設定部８０２から入力される制御電圧で発振周波数を制御する発振器である。電圧制御発振器８０１＿１で発振周波数が制御された正弦波は、ミキサ３０２＿３に出力される。
【００６６】
＜受信動作フロー＞
次に、無線受信装置８００における、図１のフレームフォーマット２００の受信信号の受信動作について、図４、図８、図９を用いて説明する。
【００６７】
まず、チャネル１で送信された第一のトレーニングフィールド２０１を受信するために、発振周波数設定部８０２は、電圧制御発振器８０１＿１の発振周波数がチャネル１の中心周波数ｆ１（Ｈｚ）（図５参照）になるように制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定する。
【００６８】
また、利得設定部３０７は、チャネル１で受信された第一のトレーニングフィールド２０１の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて利得ｇ１を算出する。ＲＦフロントエンド部８０１は、受信アンテナ３０１を介して受信した第一のトレーニングフィールド２０１に対して利得ｇ１で増幅及び周波数ｆ１（Ｈｚ）でダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号を出力する。
【００６９】
なお、アナログ等化部３０３は、等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出するまでは等化処理を開始しない。
【００７０】
なお、チャネル１で送信された第一のトレーニングフィールド２０１の代わりにチャネル２で送信された第一のトレーニングフィールド２０１を受信する場合、発振周波数設定部８０２は、電圧制御発振器８０１＿１の発振周波数がチャネル２の中心周波数ｆ２（Ｈｚ）（図５参照）になるように制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定し、利得設定部３０７は、チャネル２で受信した第一のトレーニングフィールド２０１の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて利得ｇ２を算出してもよい。
【００７１】
なお、チャネル１の受信電力とチャネル２と受信電力に差があることを考慮し、ＲＦフロントエンド部８０１は、第一のトレーニングフィールド２０１の前半部分ではチャネル１で送信された第一のトレーニングフィール２０１を受信し、第一のトレーニングフィールド２０１の後半部分ではチャネル２で送信された第一のトレーニングフィールド２０１を受信してもよい。
【００７２】
そのために、発振周波数設定部８０２は、第一のトレーニングフィールド２０１の前半部分では制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定し、第一のトレーニングフィールド２０１の後半部分では制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定してもよい。利得設定部３０７は、第一のトレーニングフィールド２０１の前半部分ではチャネル１で受信した第一のトレーニングフィールド２０１を用いて利得ｇ１を算出し、第一のトレーニングフィールド２０１の後半部分ではチャネル２で受信した第一のトレーニングフィールド２０１を用いて利得ｇ２を算出してもよい。
【００７３】
また、最小単位の帯域幅ＢＷ１（Ｈｚ）で送信された第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３を標本化するために、サンプリングレート設定部８０４は、アナログ／デジタル変換部８０３のサンプリングレートをＲ１（Ｈｚ）に設定する。例えば、Ｒ１＝ＢＷ１である。
【００７４】
次に、アナログ／デジタル変換部８０３は、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３についてアナログベースバンド信号を標本化および量子化し、デジタルベースバンド信号を出力する。
【００７５】
次に、チャネル１のチャネル推定、チャネル２のチャネル推定を行うために、発振周波数設定部８０２は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分では制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定し、第一のチャネル推定フィールド２０２の後半部分では制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定する。
【００７６】
このとき、利得設定部３０７は、第一のチャネル推定フィールド２０２の全体に対して、利得制御信号の利得をｇ１に設定し、可変利得増幅部３０２＿１は、利得ｇ１の利得制御信号を用いて第一のチャネル推定フィールド２０２の全体を増幅する。
【００７７】
あるいは、利得設定部３０７は、第一のチャネル推定フィールド２０２の全体に対して、利得制御信号の利得をｇ２に設定し、可変利得増幅部３０２＿１は、利得ｇ２の利得制御信号を用いて第一のチャネル推定フィールド２０２の全体を増幅してもよい。
【００７８】
あるいは、利得設定部３０７は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分に対して、利得制御信号の利得をｇ１に設定し、後半部分に対しては利得をｇ２に設定し、可変利得増幅部３０２＿１は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分を利得ｇ１の利得制御信号を用いて増幅し、後半部分を利得ｇ２の利得制御信号を用いて増幅してもよい。
【００７９】
次に、図４において、第一のチャネル推定部３０６＿１は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分を用いてチャネル１のチャネル推定を行い、第一のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。第二のチャネル推定部３０６＿２は、第一のチャネル推定フィールド２０２の後半部分を用いてチャネル２のチャネル推定を行い、第二のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。このようにして、等化係数算出部３０６が、第一のチャネル推定フィールド２０２を用いてＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を推定し、アナログ等化係数を算出する。
【００８０】
等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出した後、アナログ等化部３０３は、物理ヘッダ２０３以降の信号に対してアナログ等化係数を用いてアナログ等化処理を行い、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性によって歪んだ物理ヘッダ２０３以降の信号の波形を補正する。
【００８１】
第一のチャネル推定フィールドの受信の後、利得設定部３０７は、利得制御信号の利得をｇ１に設定し、発振周波数設定部８０２は、制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定する。あるいは、利得設定部３０７は、利得制御信号の利得をｇ２に設定し、発振周波数設定部８０２は、制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定してもよい。このようにして無線受信装置８００は、チャネル１またはチャネル２で送信された物理ヘッダ２０３を受信する。
【００８２】
物理ヘッダの受信の後、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６を受信するために、発振周波数設定部８０２は、電圧制御発振器８０１＿１の発振周波数がチャネル３の中心周波数ｆｃ＝（ｆ１＋ｆ２）／２（図６参照）になるように制御電圧をｖ３（Ｖ）に設定する。また、利得設定部３０７は、利得制御信号の利得をｇ１、ｇ２あるいは（ｇ１＋ｇ２）／２に設定する。
【００８３】
また、サンプリングレート設定部８０４は、アナログ／デジタル変換部８０３のサンプリングレートをＲ１（Ｈｚ）よりも速いＲ２（Ｈｚ）に設定する。
【００８４】
なお、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６は、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３の帯域幅ＢＷ１（Ｈｚ）よりも２倍広い帯域幅ＢＷ２（Ｈｚ）で送信されているので、例えば、Ｒ２は、Ｒ１よりも２倍速い値に設定してもよい。
【００８５】
また、アナログ等化処理によって受信信号（アナログ等化処理後の信号）のエラーベクトル振幅が下がるので、ペイロード２０６で使用する変調方式が第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３で使用する変調方式と同じ場合、アナログ／デジタル変換部８０３は、物理ヘッダ以降のフィールドの受信において分解能を下げてもよい。
【００８６】
次に、アナログ／デジタル変換部８０３は、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６についてアナログベースバンド信号を標本化および量子化し、デジタルベースバンド信号を出力する。
【００８７】
利得設定部３０７は、チャネル３で受信された第二のトレーニングフィールド２０４の受信電力とピーク対平均算電力比とに基づいて利得ｇ３を算出する。ＲＦフロントエンド部８０１は、受信アンテナ３０１を介して受信した第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、およびペイロード２０６に対して利得ｇ３で増幅および周波数ｆｃでダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号を出力する。
【００８８】
次に、第三のチャネル推定部３０６＿５が、第二のチャネル推定フィールド２０５を用いてアナログ等化部３０３の残留周波数特性を推定し、デジタル等化係数を算出する。
【００８９】
最後に、デジタル等化部３０５が、等化係数算出部３０６が算出したデジタル等化係数を用いてデジタル等化処理を行い、残留周波数特性によって歪んだペイロード２０６の波形を補正する。
【００９０】
＜効果＞
以上のように、本実施の形態２によれば、受信信号のフィールドの帯域幅に応じてアナログ／デジタル変換器のサンプリングレートを、（１）ＲＦフロントエンド部の周波数特性によるエラーベクトル振幅の増加分に応じて高い分解能が求められるアナログ等化が未処理の信号（例えば、図１の第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２の信号）に対しては、遅くし、（２）アナログ等化処理によって周波数特性が補正され、エラーベクトル振幅が減少した信号（例えば、図１の物理ヘッダ２０３以降の信号：アナログ等化処理後の信号）に対しては、速くする。このため、アナログ／デジタル変換部８０３の消費電力を減らすことができる。
【００９１】
また、アナログ等化処理後の信号に対しては、エラーベクトル振幅の減少分に応じて、分解能を下げることができるので、サンプリングレートと分解能とがトレードオフの関係にあるアナログ／デジタル変換部８０３の設計が容易になり、サンプリングレートを速くできる。
【００９２】
また、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３に付いてはチャネル１またはチャネル２の片方の信号を受信するので、実施の形態１と比べて受信信号のＰＡＰＲが低くなり、アナログ／デジタル変換部８０３の分解能を下げることができる可能性がある。
【００９３】
以上、図面を参照しながら実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範囲内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。
【００９４】
（他の実施の形態）
上記実施の形態では、本開示の一態様をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアで実現することも可能である。
【００９５】
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【００９６】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
【００９７】
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
【００９８】
本開示の無線受信装置は、受信信号に対して利得制御、ダウンコンバージョンを行うＲＦフロントエンド回路と、前記ＲＦフロントエンド回路の出力信号に対して、アナログ等化係数に従ってアナログ等化処理を行うアナログ等化回路と、前記アナログ等化回路の出力信号に対して標本化および量子化を行うアナログ／デジタル変換回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号に対して、デジタル等化係数に従ってデジタル等化処理を行うデジタル等化回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号を用いて周波数特性を推定し、前記アナログ等化係数および前記デジタル等化係数を算出する等化係数算出回路と、を具備する。
【００９９】
また、本開示の無線受信装置は、前記受信信号の受信電力とピーク対平均電力比とに基づいて、前記アナログ／デジタル変換回路の入力信号の振幅がフルスケールレンジに収まる利得を算出する利得設定回路を有し、前記ＲＦフロントエンド回路は、前記利得設定回路が算出した利得に基づいて、前記受信信号に対して利得制御を行う。
【０１００】
また、本開示の無線受信装置は、前記アナログ等化回路は、少なくとも抵抗、インダクタおよびキャパシタを具備し、前記アナログ等化係数に従って、前記抵抗の抵抗値、前記インダクタのインダクタンス値および前記キャパシタの静電容量値の少なくとも一つを設定する。
【０１０１】
また、本開示の無線受信装置は、前記受信信号のフレームは、最小単位の帯域幅の２つ以上の狭帯域チャネルで送信される、第一のトレーニングフィールド、第一のチャネル推定フィールドおよび物理ヘッダと、前記２つ以上の狭帯域チャネルを束ねた、前記最小単位の帯域幅よりも広い帯域幅の単一の広帯域チャネルにおいて送信される、第二のトレーニングフィールド、第二のチャネル推定フィールドおよびペイロードと、を含み、前記等化係数算出回路は、前記第一のチャネル推定フィールドを用いて前記狭帯域チャネルのチャネル推定を行って前記アナログ等化係数を算出し、前記第二のチャネル推定フィールドを用いて前記広帯域チャネルのチャネル推定を行って前記デジタル等化係数を算出し、前記アナログ等化回路は、前記物理ヘッダ、前記第二のトレーニングフィールド、前記第二のチャネル推定フィールドおよび前記ペイロードに対してアナログ等化処理を行い、前記デジタル等化回路は、前記ペイロードに対してデジタル等化処理を行う。
【０１０２】
また、本開示の無線受信装置は、前記ＲＦフロントエンド回路は、１種類以上の局部発振周波数を用いて、ダウンコンバージョンを行う。
【０１０３】
また、本開示の無線受信装置は、前記アナログ／デジタル変換回路は、前記アナログ等化が処理された信号と未処理の信号とに対して異なる標本化周波数を用いる。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
本開示の一態様は、数GHz〜数十GHzのサンプリングレートのアナログ／デジタル変換器を用いる広帯域通信用の無線受信装置に用いるに好適である。
【符号の説明】
【０１０５】
３００、８００  無線受信装置
３０１  受信アンテナ
３０２、８０１  ＲＦフロントエンド部
３０２＿１  可変利得増幅部
３０２＿２  局部発振器
３０２＿３  ミキサ
３０３  アナログ等化部
３０４、８０３  アナログ／デジタル変換部
３０５  デジタル等化部
３０６  等化係数算出部
３０６＿１  第一のチャネル推定部
３０６＿２  第二のチャネル推定部
３０６＿３  補間処理部
３０６＿４  アナログ等化係数算出部
３０６＿５  第三のチャネル推定部
３０６＿６  デジタル等化係数算出部
３０７  利得設定部
８０１＿１  電圧制御発振器
８０２  発振周波数設定部
８０４  サンプリングレート設定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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