(57)【要約】      （修正有）【課題】装置の大型化やコストアップを最小限に抑えつつ負荷変動を小さくすることができる間接制御型のスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】補助巻線１４ｃの電圧から生成された出力電圧信号Vo1を抵抗分圧した分圧信号Vaと基準電圧Vbとを比較し、その差を増幅した制御信号Soを出力する誤差増幅回路３０を備える。制御信号Soをパルス幅変調して主スイッチング素子１２の駆動パルスVgを出力するＰＷＭ変調回路３２を備える。駆動パルスVgとロジックが反転した反転パルスVh1を平滑して補正信号Vh2を生成し、補正信号Vh2を、分圧信号Vaに重畳させる補正信号生成回路４２を備える。出力電流Ioが一定以下のとき、電流不連続モードで動作し、補正信号Vh2が増減することにより、出力電流Ioが小さくなるほど主スイッチング素子１２のオン時比率Donが小さくなる方向に補正される。【選択図】図１
2018029454.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を一定のスイッチング周期で断続する主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する断続電圧が前記入力巻線に印加されるトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路と、前記トランスに設けられた補助巻線に発生する電圧を整流平滑することによって出力電圧に対応した出力電圧信号を生成する出力電圧信号生成回路と、前記出力電圧信号が所定の値に近づくように前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備え、
前記スイッチング制御回路には、前記出力電圧信号又は前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号と基準電圧とを比較し、その差を増幅した制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記制御信号をパルス幅変調し、前記主スイッチング素子の駆動パルスを出力するＰＷＭ変調回路と、前記駆動パルス、駆動パルスと同じ時比率のパルス、又はこれらとロジックが反転したパルスを平滑することによって補正信号を生成し、前記補正信号を、前記出力電圧信号、前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は前記基準電圧に重畳させる補正信号生成回路とが設けられ、
出力電流が一定以下のとき電流不連続モードで動作し、前記補正信号が増減することによって、前記出力電流が小さくなるほど前記主スイッチング素子のオン時比率が小さくなる方向に補正されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
入力電圧を一定のスイッチング周期で断続する主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する断続電圧が前記入力巻線に印加されるトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路と、前記出力整流平滑回路が有する出力平滑インダクタに設けられた補助巻線に発生する電圧を整流平滑することによって出力電圧に対応した出力電圧信号を生成する出力電圧信号生成回路と、前記出力電圧信号が所定の値に近づくように前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備え、
前記スイッチング制御回路には、前記出力電圧信号又は前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号と基準電圧とを比較し、その差を増幅した制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記制御信号をパルス幅変調し、前記主スイッチング素子の駆動パルスを出力するＰＷＭ変調回路と、前記駆動パルス、駆動パルスと同じ時比率のパルス、又はこれらとロジックが反転したパルスを平滑することによって補正信号を生成し、前記補正信号を、前記出力電圧信号、前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は前記基準電圧に重畳させる補正信号生成回路とが設けられ、
出力電流が一定以下のとき電流不連続モードで動作し、前記補正信号が増減することによって、前記出力電流が小さくなるほど前記主スイッチング素子のオン時比率が小さくなる方向に補正されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、間接制御型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力側回路と出力側回路がトランスで絶縁されたスイッチング電源装置は、スイッチング制御回路が入力側に設けられることが多い。この場合、出力側の出力電圧Voを制御する方法として、出力電圧Voの誤差情報をフォトカプラで一次側のスイッチング制御回路に伝達し、出力電圧Voを直接検出して制御する直接制御型と、入力側で出力電圧Voに相当する電圧Vo1を検出し、電圧Vo1を安定化することによって間接的に出力電圧Voを制御する間接制御型のいずれかが使用される。間接制御型は、フォトカプラを使用しないので、フォトカプラ特有の問題点（信号伝達特性が比較的低速でバラツキが大きい、比較的高価である等）を気にせず設計できるという利点がある。
【０００３】
従来の間接制御型のスイッチング電源装置として、例えば図７に示すように、フライバック方式のスイッチング電源装置１０があった。スイッチング電源装置１０は、主スイッチング素子１２、トランス１４、及び出力整流平滑回路１６で構成された電力変換部と、出力電圧信号生成回路１８及びスイッチング制御回路２０で構成された制御部を有している。
【０００４】
電力変換部の主スイッチング素子１２は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、入力電源２２から供給された入力電圧Viを一定の周期で断続する。トランス１４は、入力巻線１４ａ及び出力巻線１４ｂを有し、主スイッチング素子１２のスイッチング動作によって発生する断続電圧が入力巻線１４ａに印加される。
【０００５】
出力整流平滑回路１６は、出力整流ダイオード１６ａ及び出力平滑コンデンサ１６ｂで構成され、主スイッチング素子１２がオフの期間に出力巻線１４ｂに発生する電圧を出力整流ダイオード１６ａで整流し、その整流電圧を出力平滑コンデンサ１６ｂで平滑して出力電圧Voを生成し、出力平滑コンデンサ１６ｂの両端に接続された負荷２４に出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給する。
【０００６】
制御部の出力電圧信号生成回路１８は、トランス１４に設けられた補助巻線１４ｃ、補助整流ダイオード２６及び補助平滑コンデンサ２８で構成され、主スイッチング素子１２がオフの期間に補助巻線１４ｃに発生する電圧を補助整流ダイオード２６で整流し、その整流電圧を補助平滑コンデンサ２８で平滑し、補助平滑コンデンサ２８の両端に出力電圧Voに略比例した出力電圧信号Vo1を生成する。
【０００７】
スイッチング制御回路２０は、出力電圧信号Vo1が所定の値に近づくように主スイッチング素子１２のオンオフを制御するブロックであり、誤差増幅回路３０及びＰＷＭ変調回路３２で構成されている。誤差増幅回路３０は、出力電圧信号Vo1を分圧する２つの抵抗３４ａ，３４ｂを有し、抵抗３４ｂの両端に分圧信号Vaが発生する。また、一定の電源電圧Ecを分圧する２つの抵抗３６ａ，３６ｂを有し、抵抗３６ｂの両端に基準電圧Vbが発生する。そして、分圧信号Vaと基準電圧Vbとの差を反転増幅し、制御信号Soを出力する。ＰＷＭ変調回路３２は、制御信号Soを受け、これをパルス幅変調することによって主スイッチング素子１２の駆動パルスVgを出力する。
【０００８】
次に、スイッチング電源装置１０の動作について、図８に基づいて説明する。ここで、説明を簡単にするため、各部のダイオードの順方向電圧（導通時の電圧降下）は十分小さいとして無視する。
【０００９】
スイッチング電源装置１０は、誤差増幅回路３０及びＰＷＭ変調回路３２が動作して、分圧信号Vaと基準電圧Vbが等しくなるように制御される。したがって、図８（ａ）に示すように、出力電圧信号Vo1は、出力電流Ioによらず、ほぼ一定の値になる。
【００１０】
出力電圧Voと出力電圧信号Vo1との関係は、図８（ｂ）に示す等価回路に基づいて、式（１）のように表すことができる。
Vo ≒（Nb／Nc）・Vo1−Io・Σr          （１）
ここで、Nbは出力巻線１４ｂの巻数、Ncは補助巻線１４ｃの巻数、Σrは出力巻線１４ｂの抵抗分や出力整流平滑回路１６の配線抵抗を合計したもの（以下、寄生抵抗Σrと称する）である。
【００１１】
式（１）から分かるように、出力電圧Voは、出力電圧信号Vo1が一定の値に制御されたとしても、出力電流Ioが大きくなるほど低下する。出力電流Ioの変動ΔIoに対する出力電圧Voの変動ΔVo（以下、負荷変動ΔVoと称する）を小さくするには、寄生抵抗Σrを小さくすればよいが、出力巻線１４ｂの電線を太くするためトランス１４のサイズを大きくしたり、配線パターンを太い銅バー等で形成したりしなければならないので、小型、低コストタイプの電源装置で実現することは難しい。したがって、従来から、電源装置の大型化やコストアップを最小限に抑えながら、負荷変動ΔVoを小さくする方法が求められていた。
【００１２】
この問題を解決する技術として、例えば特許文献１に開示されているように、主スイッチング素子に流れるスイッチング電流（スイッチングパルス）を電圧に変換し、これを平滑した電圧を用いて出力電圧検出信号Vo1を補正する構成を備えたスイッチング電源があった。このスイッチング電源は、出力電流Ioに応じて補正量が変化するので、補正量を寄生抵抗Σrの電圧降下分と等しくなるように設定することによって、負荷変動ΔVoを小さくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】実開平５−４３７９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
特許文献１のスイッチング電源は、スイッチング電流を電圧変換する回路が必要で、例えば、スイッチング電流が流れる経路に電流検出抵抗を挿入する構成にすると、大きい損失が発生し、効率が大幅に低下してしまうという問題がある。また、損失を小さく抑えるため、カレントトランスを用いて電圧変換する構成もあるが、カレントトランスは比較的高価なので、低コストタイプの電源装置には採用しにくい。
【００１５】
本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、装置の大型化やコストアップを最小限に抑えつつ負荷変動を小さくすることができる間接制御型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、入力電圧を一定のスイッチング周期で断続する主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する断続電圧が前記入力巻線に印加されるトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路と、前記トランスに設けられた補助巻線に発生する電圧を整流平滑することによって出力電圧に対応した出力電圧信号を生成する出力電圧信号生成回路と、前記出力電圧信号が所定の値に近づくように前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備え、前記スイッチング制御回路には、前記出力電圧信号又は前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号と基準電圧とを比較し、その差を増幅した制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記制御信号をパルス幅変調し、前記主スイッチング素子の駆動パルスを出力するＰＷＭ変調回路と、前記駆動パルス、駆動パルスと同じ時比率のパルス、又はこれらとロジックが反転したパルスを平滑することによって補正信号を生成し、前記補正信号を、前記出力電圧信号、前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は前記基準電圧に重畳させる補正信号生成回路とが設けられ、出力電流が一定以下のとき電流不連続モードで動作し、前記補正信号が増減することによって、前記出力電流が小さくなるほど前記主スイッチング素子のオン時比率が小さくなる方向に補正されるスイッチング電源装置である。
【００１７】
また、本発明は、入力電圧を一定のスイッチング周期で断続する主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する断続電圧が前記入力巻線に印加されるトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路と、前記出力整流平滑回路が有する出力平滑インダクタに設けられた補助巻線に発生する電圧を整流平滑することによって出力電圧に対応した出力電圧信号を生成する出力電圧信号生成回路と、前記出力電圧信号が所定の値に近づくように前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備え、前記スイッチング制御回路には、前記出力電圧信号又は前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号と基準電圧とを比較し、その差を増幅した制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記制御信号をパルス幅変調し、前記主スイッチング素子の駆動パルスを出力するＰＷＭ変調回路と、前記駆動パルス、駆動パルスと同じ時比率のパルス、又はこれらとロジックが反転したパルスを平滑することによって補正信号を生成し、前記補正信号を、前記出力電圧信号、前記出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は前記基準電圧に重畳させる補正信号生成回路とが設けられ、出力電流が一定以下のとき電流不連続モードで動作し、前記補正信号が増減することによって、前記出力電流が小さくなるほど前記主スイッチング素子のオン時比率が小さくなる方向に補正される電源装置である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置は、出力電流の増減に対応して変化する補正信号を、独特な構成の補正信号生成回路を用いて生成する。そして、この補正信号を、出力電圧信号、出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は基準電圧に適宜の寄与率で重畳させることにより、負荷変動を効果的に小さくすることができる。しかも、補正信号生成回路は、電流不連続モードのときに主スイッチング素子の駆動パルスの時比率が出力電流に応じて変化する性質を利用しているので、補正信号を低損失に生成することができ、コストアップも最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。
【図２】第一の実施形態のスイッチング電源装置の動作を示すグラフである。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。
【図４】第二の実施形態のスイッチング電源装置の動作を示すグラフである。
【図５】本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図（ａ）、出力電圧信号生成回路の変形例を示す回路図（ｂ）である。
【図６】本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図（ａ）、出力電圧信号生成回路の変形例を示す回路図（ｂ）である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置の動作を示すグラフ（ａ）、出力電圧信号と出力電圧との関係を説明するための等価回路（ｂ）である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１、図２に基づいて説明する。ここで、従来のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。
【００２１】
第一の実施形態のスイッチング電源装置３８は、従来のスイッチング電源装置１０と同様にフライバック方式の電源装置であり、主スイッチング素子１２、トランス１４、及び出力整流平滑回路１６で構成された電力変換部と、出力電圧信号生成回路１８及びスイッチング制御回路４０で構成された制御部とを有している。電力変換部の各構成と制御部の出力信号生成回路１８の構成は、従来のスイッチング電源装置１０が有する各構成と同様である。
【００２２】
スイッチング制御回路４０は、出力電圧信号Vo1が所定の値に近づくように主スイッチング素子１２のオンオフを制御するブロックで、上記の誤差増幅回路３０及びＰＷＭ変調回路３２を備え、さらに独特な構成の補正信号生成回路４２を備えている。
【００２３】
補正信号生成回路４２は、一端が電源電圧Ecに接続された抵抗４４と、一端が抵抗４４の他端に接続された抵抗４６と、抵抗４６の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサ４８とを備え、さらに、ＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであって、ドレインが抵抗４４及び抵抗４６の中点に接続され、ソースがグランドに接続され、ゲートがＰＷＭ変調回路３２の出力に接続されて駆動パルスVgが入力される補助スイッチング素子５０を備えている。そして、補正信号生成回路４２の出力であるコンデンサ４８と抵抗４６の中点が、誤差増幅回路３０の抵抗３４ｂを分割した抵抗３４ｂ(1)，３４ｂ(2)の中点に接続されている。
【００２４】
ここで、補正信号生成回路４２の動作を説明する前に、駆動パルスVgについて説明する。ＰＷＭ変調回路３２が出力する駆動パルスVgは、一定周期でハイレベルとローレベルを繰り返すパルス電圧で、ハイレベルの期間に主スイッチング素子１２をオンさせ、ローレベルの期間に主スイッチング素子１２をオフさせることができる。したがって、駆動パルスVgのハイレベルの時比率が、主スイッチング素子１２のオン時比率Donとなる。
【００２５】
次に、オン時比率Donと電流不連続モードについて説明する。スイッチング電源装置３８は、出力整流素子がダイオード１６ａなので、出力電流Ioが一定以下に小さくなると、いわゆる電流不連続モードで動作する。一般に、スイッチング電源装置は、主スイッチング素子がオンの期間、入力側から特定のインダクタ素子を励磁し、主スイッチング素子がオフの期間、先のオンの期間にインダクタ素子に蓄えた励磁エネルギーを出力に放出する動作を行う。そして、インダクタ素子が励磁エネルギーの放出を終了した後、所定時間が経過したタイミングで主スイッチング素子がターンオンして励磁が再開される動作モードが、電流不連続モードと呼ばれている。電流不連続モードは、出力電圧を安定化する制御が行われると、出力電流が小さくなるほど、主スイッチング素子のオンの時比率が小さくなるという特徴がある。
【００２６】
フライバック方式のスイッチング電源装置３８の場合、特定のインダクタ素子に該当するのがトランス１４であり、主スイッチング素子１２がオンの期間、入力側から入力巻線１４ａに電流が流れてトランス１４を励磁し、主スイッチング素子１２がオフの期間、先のオンの期間にトランス１４に蓄えた励磁エネルギーを、出力巻線１４ｂに接続された出力整流ダイオード１６ａを通じて出力に放出する。そして、電流不連続モードでは、トランス１４が励磁エネルギーの放出を終了して出力整流ダイオード１６ａが非導通になった後、所定時間が経過したタイミングで主スイッチング素子１２がターンオンして励磁が再開される。スイッチング電源装置３８は、出力電流Ioが一定以下になると電流不連続モードで動作し、出力電流Ioが少なくなるほど、主スイッチング素子１２のオン時比率Donが小さくなる。
【００２７】
補助スイッチング素子５０は、駆動パルスVgがハイレベルの期間にオンし、ローレベルの期間にオフするので、補助スイッチング素子５０のドレインに、駆動パルスVgとロジックが逆転した反転パルスVh1が発生する。そして、抵抗４６とコンデンサ４８が反転パルスVh1を平滑し、コンデンサ４８の両端に、ほぼ直流の電圧である補正信号Vh2を発生させる。補正信号Vh2は、ほぼ（1−Don）に比例した値となる。
【００２８】
出力電流Ioが一定以上で電流連続モードの動作を行うときは、出力電流Ioが変化してもオン時比率Donが一定なので、補正信号Vh2は一定の値になる。一方、出力電流Ioが一定以下で電流不連続モードの動作を行うときは、出力電流Ioが小さくなるほどオン時比率Donが小さくなり、補正信号Vh2の値が上昇する。
【００２９】
次に、スイッチング電源装置３８の動作を、図２に基づいて説明する。ここで、説明を簡単にするため、各部のダイオード素子の順方向電圧（導通時の電圧降下）は十分小さいとして無視する。
【００３０】
スイッチング電源装置３８は、誤差増幅回路３０及びＰＷＭ変調回路３２が動作して、分圧信号Vaと基準電圧Vbが等しくなるように制御される。ここで特徴的なのは、補正信号生成回路４２の補正信号Vh2が分圧信号Vaに重畳する点である。補正信号Vh2の値は、電流不連続モードで動作している時、出力電流Ioが小さくなるほど上昇する。したがって、分圧信号Vaと基準電圧Vbが等しい状態を維持するため、出力電流Ioが小さくなるほど出力電圧信号Vo1の値が低くなるように制御される。その結果、出力電圧Voのグラフに示すように、一点鎖線で表した従来の特性が実線で示した特性に補正され、負荷変動ΔVoを格段に小さくすることができる。
【００３１】
補正信号Vh2による補正の強さは、出力電流Ioによらず出力電圧Voがほぼ一定になるように調節するとよい。補正の強さは、抵抗３４ｂ(1)と抵抗３４ｂ(2)の比率等を変更し、分圧信号Vaに対する補正信号Vh2の寄与率を変化させることによって、容易に調節することができる。
【００３２】
以上説明したように、スイッチング電源装置３８は、出力電流Ioが小さくなるほど値が上昇する補正信号Vh2を、独特な構成の補正信号生成回路４２を用いて生成する。そして、この補正信号Vh2を適宜の寄与率で分圧信号Vaに重畳させることによって、負荷変動ΔVoを効果的に小さくすることができる。しかも、補正信号生成回路４２は、電流不連続モードのときに主スイッチング素子１２の駆動パルスVgの時比率が出力電流Ioに応じて変化する性質を利用しているので、補正信号Vh2を低損失に生成することができ、コストアップも最小限に抑えることができる。
【００３３】
次に、本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図３、図４に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０，３８と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。
【００３４】
第二の実施形態のスイッチング電源装置５２は、上記のスイッチング電源装置１０，３８と同様にフライバック方式の電源装置であり、主スイッチング素子１２、トランス１４、及び出力整流平滑回路１６で構成された電力変換部と、出力電圧信号生成回路１８及びスイッチング制御回路５４で構成された制御部を有している。電力変換部の各構成と制御部の出力信号生成回路１８の構成は、上記のスイッチング電源装置１０，３８が有する各構成と同様である。
【００３５】
スイッチング制御回路５４は、出力電圧信号Vo1が所定の値に近づくように主スイッチング素子１２のオンオフを制御するブロックで、上記の誤差増幅回路３０及びＰＷＭ変調回路３２を備え、さらに独特な構成の補正信号生成回路５６を備えている。
【００３６】
補正信号生成回路５６は、一端がＰＷＭ変調回路３２の出力に接続されて駆動パルスVgが入力される抵抗４６と、抵抗４６の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサ４８とで構成されている。そして、補正信号生成回路５６の出力であるコンデンサ４８と抵抗４６の中点が、誤差増幅回路３０の抵抗３６ｂを分割した抵抗３６ｂ(1)，３６ｂ(2)の中点に接続されている。
【００３７】
ここで、スイッチング電源装置５２は、フライバック方式なので、駆動パルスVgの時比率と主スイッチング素子１２のオン時比率Donとの関係や、電流不連続モードにおける出力電流Ioとオン時比率Donの関係は、上記のスイッチング電源装置３８と同様である。これを踏まえて、補正信号生成回路５６の動作を説明する。
【００３８】
抵抗４６とコンデンサ４８は、駆動パルスVgを平滑し、コンデンサ４８の両端から、ほぼ直流の電圧である補正信号Vh2を出力する。補正信号Vh2は、ほぼオン時比率Donに比例した値となる。
【００３９】
出力電流Ioが一定以上で電流連続モードの動作を行うときは、出力電流Ioが変化してもオン時比率Donが一定なので、補正信号Vh2は一定の値になる。一方、出力電流Ioが一定以下で電流不連続モードの動作を行うときは、出力電流Ioが小さくなるほどオン時比率Donが小さくなり、補正信号Vh2の値が低下する。
【００４０】
次に、スイッチング電源装置５２の動作を、図４に基づいて説明する。ここで、説明を簡単にするため、各部のダイオード素子の順方向電圧（導通時の電圧降下）は十分小さいとして無視する。
【００４１】
スイッチング電源装置５２は、誤差増幅回路３０及びＰＷＭ変調回路３２が動作して、分圧信号Vaと基準電圧Vbが等しくなるように制御される。ここで特徴的なのは、補正信号生成回路５６の補正信号Vh2が基準電圧Vbに重畳する点である。補正信号Vh2の値は、電流不連続モードで動作している時、出力電流Ioが小さくなるほど低下するので、同様に基準電圧Vbも低下する。したがって、分圧信号Vaと基準電圧Vbが等しい状態を維持するため、出力電流Ioが小さくなるほど出力電圧信号Vo1の値が低くなるように制御される。その結果、出力電圧Voのグラフに示すように、一点鎖線で表した従来の特性が実線で示した特性に補正され、負荷変動ΔVoを格段に小さくすることができる。
【００４２】
補正信号Vh2による補正の強さは、出力電流Ioによらず出力電圧Voがほぼ一定になるように調節するとよい。補正の強さは、抵抗３６ｂ(1)と抵抗３６ｂ(2)の比率等を変更し、基準電圧Vbに対する補正信号Vh2の寄与率を変化させることによって、容易に調節することができる。
【００４３】
以上説明したように、スイッチング電源装置５２は、出力電流Ioが小さくなるほど値が低下する補正信号Vh2を、独特な構成の補正信号生成回路５６を用いて生成する。そして、補正信号生成回路５６が生成した補正信号Vh2を基準電圧Vbに重畳させることによって、負荷変動ΔVoを効果的に小さくすることができる。したがって、上記のスイッチング電源装置３８と同様の優れた効果を得ることができる。
【００４４】
次に、本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態について、図５（ａ）に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置３８，５２と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。
【００４５】
第三の実施形態のスイッチング電源装置５８は、いわゆるシングルエンディッドフォワード方式の電源装置であり、主スイッチング素子１２、トランス１４、及び出力整流平滑回路６０で構成された電力変換部と、出力電圧信号生成回路６２及びスイッチング制御回路４０で構成された制御部を有している。
【００４６】
電力変換部の主スイッチング素子１２は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、入力電源２２から供給された入力電圧Viを一定の周期で断続する。トランス１４は、入力巻線１４ａ及び出力巻線１４ｂを有し、主スイッチング素子１２のスイッチング動作によって発生する断続電圧が入力巻線１４ａに印加される。
【００４７】
出力整流平滑回路６０は、出力整流ダイオード６０ａ，６０ｂ、出力平滑インダクタ６０ｃ、及び出力平滑コンデンサ６０ｄで構成され、主スイッチング素子１２がオンの期間に出力巻線１４ｂに発生する電圧を出力整流ダイオード６０ａ，６０ｂで整流する。そして、その整流電圧を出力平滑インダクタ６０ｃ及び出力平滑コンデンサ６０ｄで平滑して出力電圧Voを生成し、出力平滑コンデンサ６０ｄの両端に接続された負荷２４に出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給する。
【００４８】
制御部の出力電圧信号生成回路６２は、トランス１４に設けられた補助巻線１４ｃ、一対の補助整流ダイオード６４ａ，６４ｂ、補助平滑インダクタ６６及び補助平滑コンデンサ６８で構成され、主スイッチング素子１２がオンの期間に補助巻線１４ｃに発生する電圧を補助整流ダイオード６４ａ，６４ｂで整流し、その整流電圧を補助平滑インダクタ６６及び補助平滑コンデンサ６８で平滑し、補助平滑コンデンサ６８の両端に出力電圧Voに略比例した出力電圧信号Vo1を生成する。
【００４９】
スイッチング制御回路４０は、出力電圧信号Vo1が所定の値に近づくように主スイッチング素子１２のオンオフを制御するブロックで、図５（ａ）では大部分を省略してあるが、上記と同様に、誤差増幅回路３０、ＰＷＭ変調回路３２、及び補正信号生成回路４２で構成されている。
【００５０】
ここで、シングルエンディッドフォワード方式における主スイッチング素子１２のオン時比率Donと電流不連続モードについて説明する。スイッチング電源装置５８は、出力整流素子がダイオード６０ａ，６０ｂなので、出力電流Ioが一定以下に小さくなると、いわゆる電流不連続モードで動作する。
【００５１】
上述したように、一般的なスイッチング電源装置は、主スイッチング素子がオンの期間、入力側から特定のインダクタ素子を励磁し、主スイッチング素子がオフの期間、先のオンの期間にインダクタ素子に蓄えた励磁エネルギーを出力に放出する動作を行う。そして、インダクタ素子が励磁エネルギーの放出を終了した後、所定時間が経過したタイミングで主スイッチング素子がターンオンして励磁が再開される動作モードが、電流不連続モードである。電流不連続モードは、出力電圧を安定化する制御が行われると、出力電流が小さくなるほど、主スイッチング素子のオンの時比率が小さくなるという特徴がある。
【００５２】
シングルエンディッドフォワード方式のスイッチング電源装置５８の場合、特定のインダクタ素子に該当するのが出力平滑インダクタ６０ｃであり、主スイッチング素子１２がオンの期間、入力側からトランス１４及び出力整流ダイオード６０ａを通じて電流が流れて出力平滑インダクタ６０ｃを励磁し、主スイッチング素子１２がオフの期間、先のオンの期間に出力平滑インダクタ６０ｃに蓄えた励磁エネルギーを、出力整流ダイオード６０ｂを通じて出力に放出する。そして、電流不連続モードでは、出力平滑インダクタ６０ｃが励磁エネルギーの放出を終了して出力整流ダイオード６０ｂが非導通になった後、所定時間が経過したタイミングで主スイッチング素子１２がターンオンして励磁が再開される。
【００５３】
スイッチング電源装置５８は、フライバック方式と同様に、出力電流Ioが一定以下になると電流不連続モードで動作し、出力電流Ioが少なくなるほど、主スイッチング素子１２のオン時比率Donが小さくなる。
【００５４】
スイッチング電源装置５８の動作は、上記のスイッチング電源装置３８と同様である。すなわち、スイッチング電源装置５８は、出力電流Ioが小さくなるほど値が上昇する補正信号Vh2を、上記の補正信号生成回路４２を用いて生成する。そして、補正信号生成回路４２が生成した補正信号Vh2を分圧信号Vaに重畳させることによって、負荷変動ΔVoを効果的に小さくすることができる。したがって、フライバック方式のスイッチング電源装置３８と同様の優れた効果を得ることができる。なお、スイッチング制御回路４０は、補正信号生成回路５６を備えたスイッチング制御回路５４に置き換えてもよく、同様の作用効果を得ることができる。
【００５５】
また、スイッチング電源装置５８の場合、出力電圧信号生成回路６２を、図５（ｂ）に示す出力電圧生成回路７０に変更することができる。出力電圧信号生成回路７０は、出力整流平滑回路６０が有する出力平滑インダクタ６０ｃに設けられた補助巻線７２、補助整流ダイオード７４及び補助平滑コンデンサ７６で構成され、主スイッチング素子１２がオフの期間に補助巻線７２に発生する電圧を補助整流ダイオード７４で整流し、その整流電圧を補助平滑コンデンサ７６で平滑し、補助平滑コンデンサ７６の両端に出力電圧Voに略比例した出力電圧信号Vo1を生成する。出力電圧信号生成回路７０を使用した構成は、トランス１４の小型化のため補助巻線を付設できないとき等に好適であり、出力電圧信号生成回路６２を使用したときと同様の作用効果を得ることができる。
【００５６】
次に、本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態について、図６（ａ）に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置３８，５２，５８と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。
【００５７】
第四の実施形態のスイッチング電源装置７８は、いわゆるハーフブリッジ方式の電源装置であり、主スイッチング素子１２(1)，１２(2)、入力コンデンサ８０(1)，８０(2)、トランス１４、及び出力整流平滑回路８２で構成された電力変換部と、出力電圧信号生成回路６２及びスイッチング制御回路４０で構成された制御部を有している。
【００５８】
電力変換部の主スイッチング素子１２(1)，１２(2)は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、互いに同じ時比率で相補的にオンオフし、入力電源２２から供給された入力電圧Viを一定の周期で断続する。トランス１４は、入力巻線１４ａ及び出力巻線１４ｂ(1)，１４(2)を有し、入力巻線１４ａは、主スイッチング素子１２(1)，１２(2)の中点と入力コンデンサ８０(1)，８０(2)の中点との間に接続され、主スイッチング素子１２(1)，１２(2)のスイッチング動作によって発生する断続電圧が入力巻線１４ａに印加される。
【００５９】
出力整流平滑回路８２は、出力整流ダイオード８２ａ，８２ｂ、出力平滑インダクタ８２ｃ、及び出力平滑コンデンサ８２ｄで構成され、主スイッチング素子１２(1)がオンの期間に出力巻線１４ｂ(1)に発生する電圧を出力整流ダイオード８２ａで整流し、主スイッチング素子１２(2)がオンの期間に出力巻線１４ｂ(2)に発生する電圧を出力整流ダイオード８２ｂで整流する。そして、出力整流ダイオード８２ａ，８２ｂが出力する整流電圧を出力平滑インダクタ８２ｃ及び出力平滑コンデンサ８２ｄで平滑して出力電圧Voを生成し、出力平滑コンデンサ８２ｄの両端に接続された負荷２４に出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給する。
【００６０】
制御部の出力電圧信号生成回路６２は、トランス１４に設けられた補助巻線１４ｃ、一対の補助整流ダイオード６４ａ，６４ｂ、補助平滑インダクタ６６及び補助平滑コンデンサ６８で構成され、主スイッチング素子１２(1)がオンの期間に補助巻線１４ｃに発生する電圧を補助整流ダイオード６４ａ，６４ｂで整流し、その整流電圧を補助平滑インダクタ６６及び補助平滑コンデンサ６８で平滑し、補助平滑コンデンサ６８の両端に出力電圧Voに略比例した出力電圧信号Vo1を生成する。
【００６１】
スイッチング制御回路４０は、出力電圧信号Vo1が所定の値に近づくように主スイッチング素子１２(1)，１２(2)のオンオフを制御するブロックで、図６（ａ）では大部分を省略してあるが、上記と同様に、誤差増幅回路３０、ＰＷＭ変調回路３２、及び補正信号生成回路４２で構成されている。補正信号生成回路４２に入力される駆動パルスは、グランドレベルの関係でローサイド側の駆動パルスVg(1)が選択されているが、条件が合えば、ハイサイド側の駆動パルスVg(2)を選択してもよい。
【００６２】
ここで、ハーフブリッジ方式における主スイッチング素子１２(1)，１２(2)のオン時比率Donと電流不連続モードについて説明する。スイッチング電源装置７８は、出力整流素子がダイオード８２ａ，８２ｂなので、出力電流Ioが一定以下に小さくなると、いわゆる電流不連続モードで動作する。
【００６３】
上述したように、一般的なスイッチング電源装置は、主スイッチング素子がオンの期間、入力側から特定のインダクタ素子を励磁し、主スイッチング素子がオフの期間、先のオンの期間にインダクタ素子に蓄えた励磁エネルギーを出力に放出する動作を行う。そして、インダクタ素子が励磁エネルギーの放出を終了した後、所定時間が経過したタイミングで主スイッチング素子がターンオンして励磁が再開される動作モードが、電流不連続モードである。電流不連続モードは、出力電圧を安定化する制御が行われると、出力電流が小さくなるほど、主スイッチング素子のオンの時比率が小さくなるという特徴がある。
【００６４】
ハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置７８の場合、特定のインダクタ素子に該当するのが出力平滑インダクタ８２ｃであり、主スイッチング素子１２(1)又は１２(2)がオンの期間、入力側からトランス１４及び出力整流ダイオード８２ａ又は８２ｂを通じて電流が流れて出力平滑インダクタ８２ｃを励磁し、主スイッチング素子１２(1)及び１２(2)がオフの期間、先のオンの期間に出力平滑インダクタ８２ｃに蓄えた励磁エネルギーを、出力整流ダイオード８２ａ，８２ｂを通じて出力に放出する。そして、電流不連続モードでは、出力平滑インダクタ８２ｃが励磁エネルギーの放出を終了して出力整流ダイオード８２ａ及び８２ｂが非導通になった後、所定時間が経過したタイミングで主スイッチング素子１２(1)又は１２(2)がターンオンして励磁が再開される。
【００６５】
スイッチング電源装置７８は、フライバック方式と同様に、出力電流Ioが一定以下になると電流不連続モードで動作し、出力電流Ioが少なくなるほど、主スイッチング素子１２(1)，１２(2)のオン時比率Donが小さくなる。
【００６６】
スイッチング電源装置７８の動作は、上記のスイッチング電源装置３８と同様である。すなわち、スイッチング電源装置７８は、出力電流Ioが小さくなるほど値が上昇する補正信号Vh2を、上記の補正信号生成回路４２を用いて生成する。そして、補正信号生成回路４２が生成した補正信号Vh2を分圧信号Vaに重畳させることによって、負荷変動ΔVoを効果的に小さくすることができる。したがって、フライバック方式のスイッチング電源装置３８と同様の優れた効果を得ることができる。なお、スイッチング制御回路４０は、補正信号生成回路５６を備えたスイッチング制御回路５４に置き換えてもよく、同様の作用効果を得ることができる。
【００６７】
また、スイッチング電源装置７８の場合、出力電圧信号生成回路６２を、図６（ｂ）に示す出力電圧生成回路７０に変更することができる。出力電圧信号生成回路７０は、出力整流平滑回路８２が有する出力平滑インダクタ８２ｃに設けられた補助巻線７２、補助整流ダイオード７４及び補助平滑コンデンサ７６で構成され、主スイッチング素子１２(1)及び１２(2)がオフの期間に補助巻線７２に発生する電圧を補助整流ダイオード７４で整流し、その整流電圧を補助平滑コンデンサ７６で平滑し、補助平滑コンデンサ７６の両端に出力電圧Voに略比例した出力電圧信号Vo1を生成する。出力電圧信号生成回路７０を使用した構成は、トランス１４の小型化のため補助巻線を付設できないとき等に好適であり、出力電圧信号生成回路６２を使用したときと同様の作用効果を得ることができる。
【００６８】
なお、本発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されない。補正信号生成回路は、主スイッチング素子の駆動パルス、駆動パルスと同じ時比率のパルス、又はこれらとロジックが反転した反転パルスを平滑することによって補正信号を生成し、生成した補正信号を、出力電圧信号、出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は前記基準電圧に重畳させるものであればよく、上記の補正信号生成回路４２，５６以外の構成に変更することができる。
【００６９】
例えば、図３に示す補正信号生成回路５６は、主スイッチング素子１２のゲートソース間に接続した抵抗４６及びコンデンサ４８を用いて駆動パルスVgを直接平滑しているが、抵抗４６及びコンデンサ４８のインピーダンスが主スイッチング素子１２のオン又はオフのスピードに悪影響を与える場合は、別途、駆動パルスVgと同じ時比率のパルスを生成し、これを平滑する構成にするとよい。また、図１に示す補正信号生成回路４２は、補助スイッチング素子５０を使用して反転パルスVh1（駆動パルスVgとロジックが反転したパルス）を生成しているが、他の公知な方法で反転パルスVh1を生成してもよい。また、生成した補正信号を、出力電圧信号、出力電圧信号を抵抗分圧した信号又は前記基準電圧に重畳させる部分の構成についても、他の公知な構成に変更することができる。
【００７０】
スイッチング制御回路が有する誤差増幅回路やＰＷＭ変調回路は、上述した作用効果が得られるものであればよく、具体的な内部構成は特に限定されない。
【００７１】
ここまで、出力電流Ioが小さくなるほど出力電圧Voが上昇しやすくなる原因は、出力側回路の寄生抵抗に発生する電圧降下であると説明した。しかし、実際は、その他にも複数の原因があり、電源装置ごとに主原因が異なってくる。いずれにしても、本発明のスイッチング電源装置によれば、その主原因に合わせ、電流連続モードから電流不連続モードに切り替わる出力電流Ioの値や、補正信号Vh2による補正の強さを適宜調節することによって、負荷変動ΔVoを効果的に小さくすることができる。
【符号の説明】
【００７２】
１０，３８，５２，５８，７８  スイッチング電源装置
１２，１２(1)，１２(2)  主スイッチング素子
１４  トランス
１４ａ  入力巻線
１４ｂ，１４ｂ(1)，１４ｂ(2)  出力巻線
１４ｃ，７２  補助巻線
１６，６０，８２  出力整流平滑回路
１８，６２，７０  出力電圧信号生成回路
３０  誤差増幅回路
３２  ＰＷＭ変調回路
２０，４０，５４  スイッチング制御回路
４２，５６  補正信号生成回路
Io  出力電流
So  制御信号
Va  分圧信号
Vb  基準電圧
Vg，Vg(1)  駆動パルス
Vh1  反転パルス
Vh2  補正信号
Vi  入力電圧
Vo  出力電圧
Vo1  出力電圧信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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