(57)【要約】【課題】ミリ波帯信号測定回路の位相特性の校正を高精度に行えるようにする。【解決手段】校正用信号生成部４０は、短パルス光Ｐ０の繰り返し周波数の整数倍の周波数の電気の高調波信号に周波数同期し、ミリ波帯の周波数領域内で異なる周波数の複数の連続波が合成された校正用信号Ｅｒを生成する。校正用信号波形取得部６０は、サンプリング光Ｐｓによりその遅延時間を変化させつつ校正用信号Ｅｒをサンプリングし、校正用信号の時間領域の波形を取得する。位相情報算出手段７０は、連続波の周波数が変更される毎に得られる校正用信号の波形から、複数の連続波についての位相を算出し、校正対象の周波数領域内の位相特性Δφ（ｆ）を求める。校正処理部９０は、得られた位相特性Δφ（ｆ）と、校正用信号Ｅｒに対してミリ波帯信号測定回路１で測定された位相特性ΔΦ（ｆ）′との差から、ミリ波帯信号測定回路１自身の位相特性ΔΦ（ｆ）を求める。【選択図】図１
2018165685.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミリ波帯またはサブミリ波帯の所定周波数領域の被測定信号を受け、該被測定信号をデジタル処理が可能な周波数帯に変換するダウンコンバータ（２）を含むミリ波帯信号測定回路（１）を校正対象とする位相特性校正システムであって、
短パルス光を所定の繰り返し周波数で出力する短パルス光源（２１）と、
前記短パルス光を第１短パルス光と第２短パルス光に分岐する分岐手段（２２）と、
前記所定周波数領域内で周波数が異なる複数の連続波が合成された校正用信号を生成する校正用信号生成部（４０）と、
前記第１短パルス光を受けて、前記所定の繰り返し周波数の整数倍の電気の高調波信号を抽出し、該抽出した高調波信号を基準として、前記校正用信号生成部が出力する校正用信号の同期処理を行なう同期処理部（３０）と、
前記第２短パルス光を受け、該第２短パルス光に所定の遅延時間を与えてサンプリング光として出力する光可変遅延器（５０）と、
前記校正用信号と前記サンプリング光とを受け、前記光可変遅延器の遅延時間を変化させつつ前記校正用信号を前記サンプリング光に同期したタイミングでサンプリングし、前記校正用信号の時間領域の波形を取得する校正用信号波形取得部（６０）と、
前記校正用信号生成部が生成する校正用信号に含まれる複数の連続波の周波数を、前記所定周波数領域内で順次変更させる連続波周波数変更手段（８０）と、
前記連続波周波数変更手段による周波数変更毎に前記校正用信号波形取得部で得られる各校正用信号の時間領域の波形から、前記各校正用信号に含まれる複数の連続波の位相を求め、該位相から前記連続波の周波数間の位相差の特性を前記所定周波数領域全体に渡って求める位相情報算出手段（７０）とを含み、
前記校正用信号を、前記校正対象のミリ波帯信号測定回路に与えたときの測定結果と、前記校正用信号について予め得られた位相差の特性とを比較して、前記ミリ波帯信号測定回路の前記ダウンコンバータを含めた位相特性を校正することを特徴するミリ波帯信号測定回路の位相特性校正システム。
【請求項２】
ミリ波帯またはサブミリ波帯の所定周波数領域の被測定信号を受け、該被測定信号をデジタル処理が可能な周波数帯に変換するダウンコンバータ（２）を含むミリ波帯信号測定回路（１）を校正対象とする位相特性校正方法であって、
所定の繰り返し周波数で出力される短パルス光を、第１短パルス光と第２短パルス光に分岐し、該第１短パルス光を基に、前記所定の繰り返し周波数の整数倍の電気の高調波信号を抽出する段階と、
前記所定周波数領域内で周波数が異なる複数の連続波が合成された校正用信号を、前記抽出した高調波信号を基準として周波数同期された状態で生成する段階と、
前記第２短パルス光に所定の遅延時間を与えてサンプリング光として出力する段階と、
前記サンプリング光の遅延時間を変化させつつ前記校正用信号を前記サンプリング光に同期したタイミングでサンプリングし、前記校正用信号の時間領域の波形を取得する段階と、
前記校正用信号に含まれる複数の連続波の周波数を、前記所定周波数領域内で順次変更させ、該周波数変更毎に得られる各校正用信号の時間領域の波形から、前記各校正用信号に含まれる複数の連続波の位相を求め、該位相から前記連続波の周波数間の位相差の特性を前記所定周波数領域全体に渡って求める段階と、
前記校正用信号を、前記校正対象のミリ波測定回路に与えたときの測定結果と、前記校正用信号について予め得られた位相差の特性とを比較して、前記ミリ波帯信号測定回路の前記ダウンコンバータを含めた位相特性を校正する段階とを含むことを特徴するミリ波帯信号測定回路の位相特性校正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミリ波帯やサブミリ波帯で使用されるミリ波帯信号測定回路の位相特性の校正を高精度に行えるようにするための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モバイルデータトラフィックは飛躍的に増大し、今後もさらに増大することが予想されており、通信容量の確保は喫緊の課題となっている。
【０００３】
これらの課題を解決し、増大するモバイルデータトラフィックの要求に応えるため、数１０Ｇｂｐｓ級の伝送速度の実現が可能なミリ波帯やサブミリ波帯（テラヘルツ帯を含む）の利用が強く求められている。なお、以下の説明では、ミリ波帯およびサブミリ波帯を総称してミリ波帯と呼ぶ。
【０００４】
また、ミリ波帯の通信ではＱＰＳＫ変調信号等の周波数効率が高い変調方式採用が予想されるものの、現状ではこれら周波数帯におけるＱＰＳＫ等の位相変調に対応する測定手法は未検討であり、送信系を評価するための測定環境も実現されていない。
【０００５】
このミリ波帯における変調信号の測定を行なうためには、これらの周波数帯の被測定信号をデジタル処理（Ａ／Ｄ変換処理）が可能な周波数帯に変換するための測定回路としてダウンコンバータが必要となるが、ダウンコンバータの出力から得られた測定値には、被測定信号の真の特性とダウンコンバータを含む測定系の特性とが分離されず含まれ、測定系の周波数特性などを補償しない限り、正しい測定結果を得ることができない。
【０００６】
特に、１０Ｇｂｓを超えるような広帯域変調信号の場合、従来からの振幅特性だけでなく位相特性も補償する必要がある。
【０００７】
ダウンコンバータ等の回路の位相特性を校正するための方式として、予め位相特性（位相に関する周波数特性）が既知の校正用信号を、校正対象回路に入力し、その校正対象回路の出力から校正用信号の位相特性の影響を取り除くことで、校正対象回路自体の位相特性を取得する方式が知られている。
【０００８】
この方式のうち、ミリ波のような高い周波数帯でダウンコンバータを含む測定回路の位相特性を校正するための方式として、時間領域分光測定の一種である電気光学サンプリング法を用いて、パルス光で励起されたＯ／Ｅ変換デバイス（例えばフォトダイオード、フォトコンダクタなどの光電変換素子）から出力される電気パルス信号の時間領域の波形を測定し、これをフーリエ変換等の信号処理により周波数領域に変換し、位相特性を求めるものが知られている。
【０００９】
図８は、上記電気光学サンプリング法を用いた校正システム１０の概略構成を示すものである。この校正システム１０は、短パルス光源１１、分岐手段１２、Ｏ／Ｅ変換デバイス１３、電気光学結晶１４、光可変遅延器１５および偏光測定器１６を含んでいる。
【００１０】
この校正システム１０は、図９の（ａ）に示すように、短パルス光源１１から所定周期Ｔｓ（繰り返し周波数ｆｓ）で出射される短パルス光（レーザ光）Ｐ０を分岐手段１２により、ポンプ光Ｐ１とプローブ光Ｐ２に分け、ポンプ光Ｐ１をＯ／Ｅ変換デバイス１３に入力して、Ｏ／Ｅ変換デバイス１３を励起する。
【００１１】
ポンプ光Ｐ１で励起されたＯ／Ｅ変換デバイス１３は、図９の（ｂ）に示すような電気パルス信号Ｅ１を発生する。この電気パルス信号Ｅ１は、電気光学結晶１４に構成したコプレナー導波路やマイクロストリップ線路等にプローブヘッド等（図示せず）を介して印可され、電気光学結晶１４中に信号電界を発生させる。
【００１２】
一方、分岐手段１２で分岐されたプローブ光Ｐ２は光可変遅延器１５に入射し、可変遅延器１５によって遅延を受けたプローブ光Ｐ２′が電気光学結晶１４に入射し、電気光学結晶１４を透過する。ここで、電気光学結晶１４を透過したプローブ光Ｐ２″の偏光角θは、プローブ光Ｐ２′が入射したタイミングにおける電気光学結晶１４中の電界強度に比例して変化する。電気光学結晶１４を透過したプローブ光Ｐ２″の偏光角θは、偏光測定器１６によって測定される。
【００１３】
この偏光測定器１６で測定される偏光角θから、プローブ光Ｐ２′の入射タイミングにおける電界強度を特定できる。つまり、電気パルス信号Ｅ１の電界の強さを、プローブ光Ｐ２′の入射タイミングでサンプリングしていることになり、図９の（ｃ）に示しているように、光可変遅延器１５の遅延時間をΔｔ１、Δｔ２、……と順次変化させて、プローブ光Ｐ２′の入射タイミングをずらしながら、図９の（ｄ）のように、遅延時間に対応して変化する偏光角θ１、θ２、……を測定し、その偏光角からプローブ光Ｐ２′入射時の電気パルス信号Ｅ１の電界強度ｅ１、ｅ２、……を求めれば、電気パルス信号Ｅ１の時間領域波形が得られる。
【００１４】
そして、この電気パルス信号Ｅ１の時間領域波形に対し、フーリエ変換等の信号処理を行なうことで、周波数領域に変換し、振幅・位相特性を算出でき、算出した振幅・位相特性から、Ｏ／Ｅ変換デバイス１３の出力特性を求めることができる（なお、これらの演算を行なう手段は省略している）。
【００１５】
そして、校正時には、Ｏ／Ｅ変換デバイス１３の出力を、校正対象であるミリ波帯信号測定回路１に接続する。この例では校正対象のミリ波帯信号測定回路１が、ミキサ２ａに対する入力信号をローカル信号発生器２ｂから出力されるローカル信号により低い周波数帯にヘテロダイン変換するダウンコバータ２と、そのダウンコンバータ２の出力信号に対してＡ／Ｄ変換処理および測定に必要な各種演算処理を実行する信号処理部（デジタイザ）３とで構成されており、実質的な校正対象は、アナログ回路構成のダウンコンバータ２の振幅特性、位相特性となる。
【００１６】
この構成の場合、Ｏ／Ｅ変換デバイス１３の出力をミリ波帯信号測定回路１に与えたときに、信号処理部３でフーリエ変換処理等を行って周波数領域に変換し、入力信号の振幅・位相の特性を求め、予め求めたＯ／Ｅ変換デバイス１３の出力信号Ｅ１の振幅・位相特性と比較することで、アナログ回路構成のダウンコンバータ２の振幅・位相に関する周波数特性を把握でき、その周波数特性を用いて、実際に被測定信号がミリ波帯信号測定回路１に入力したときに得られる測定結果を補償することで、被測定信号に対する正確な測定結果が得られる。
【００１７】
上記した電気光学サンプリング法を用いた校正システムの基本構成は、例えば非特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】D.F.Williams,P.D.Hales,T.S.Clement,and J.M.Morgan,  "Calibrating electro-optical sampling systems,"in IEEE MTT-S Int.  Microwave Symp.Dig.,vol.3,pp.1527-1530,May 2001
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
前記したように、電気光学サンプリング法を用いた校正システムでは、Ｏ／Ｅ変換デバイスから出力される電気パルス信号の時間領域波形を求め、これを周波数領域に変換して、振幅および位相の特性を求めていたが、電気パルス信号の時間領域波形を周波数領域に変換するため、周波数領域での１波当たりの信号レベルが低下し、高精度な測定が困難となる問題があった。
【００２０】
例えば、ミリ波帯で電気パルス信号は数１００ＧＨｚの帯域を持つが、校正対象の周波数帯の帯域幅を１００ＧＨｚとすると、この周波数領域での１波当たりの信号レベルは、元の電気パルス信号のレベルに対して１１０ｄＢも低下してノイズレベルに近くなり、測定精度が著しく低下してしまう。なお、振幅の周波数特性に関しては、上記したミリ波帯の領域でもパワー測定等で正確な特性を得ることができるので、位相特性の校正を高精度に行なえるシステムが要求される。
【００２１】
本発明は、この問題を解決して、ミリ波帯信号測定回路の位相特性の校正を高精度に行えるミリ波帯信号測定回路の位相特性校正システムおよび位相特性校正方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１のミリ波帯信号測定回路の位相特性校正システムは、
ミリ波帯またはサブミリ波帯の所定周波数領域の被測定信号を受け、該被測定信号をデジタル処理が可能な周波数帯に変換するダウンコンバータ（２）を含むミリ波帯信号測定回路（１）を校正対象とする位相特性校正システムであって、
短パルス光を所定の繰り返し周波数で出力する短パルス光源（２１）と、
前記短パルス光を第１短パルス光と第２短パルス光に分岐する分岐手段（２２）と、
前記所定周波数領域内で周波数が異なる複数の連続波が合成された校正用信号を生成する校正用信号生成部（４０）と、
前記第１短パルス光を受けて、前記所定の繰り返し周波数の整数倍の電気の高調波信号を抽出し、該抽出した高調波信号を基準として、前記校正用信号生成部が出力する校正用信号の同期処理を行なう同期処理部（３０）と、
前記第２短パルス光を受け、該第２短パルス光に所定の遅延時間を与えてサンプリング光として出力する光可変遅延器（５０）と、
前記校正用信号と前記サンプリング光とを受け、前記光可変遅延器の遅延時間を変化させつつ前記校正用信号を前記サンプリング光に同期したタイミングでサンプリングし、前記校正用信号の時間領域の波形を取得する校正用信号波形取得部（６０）と、
前記校正用信号生成部が生成する校正用信号に含まれる複数の連続波の周波数を、前記所定周波数領域内で順次変更させる連続波周波数変更手段（８０）と、
前記連続波周波数変更手段による周波数変更毎に前記校正用信号波形取得部で得られる各校正用信号の時間領域の波形から、前記各校正用信号に含まれる複数の連続波の位相を求め、該位相から前記連続波の周波数間の位相差の特性を前記所定周波数領域全体に渡って求める位相情報算出手段（７０）とを含み、
前記校正用信号を、前記校正対象のミリ波帯信号測定回路に与えたときの測定結果と、前記校正用信号について予め得られた位相差の特性とを比較して、前記ミリ波帯信号測定回路の前記ダウンコンバータを含めた位相特性を校正することを特徴する。
【００２３】
また、本発明の請求項２記載のミリ波帯信号測定回路の位相特性校正方法は、
ミリ波帯またはサブミリ波帯の所定周波数領域の被測定信号を受け、該被測定信号をデジタル処理が可能な周波数帯に変換するダウンコンバータ（２）を含むミリ波帯信号測定回路（１）を校正対象とする位相特性校正方法であって、
所定の繰り返し周波数で出力される短パルス光を、第１短パルス光と第２短パルス光に分岐し、該第１短パルス光を基に、前記所定の繰り返し周波数の整数倍の電気の高調波信号を抽出する段階と、
前記所定周波数領域内で周波数が異なる複数の連続波が合成された校正用信号を、前記抽出した高調波信号を基準として周波数同期された状態で生成する段階と、
前記第２短パルス光に所定の遅延時間を与えてサンプリング光として出力する段階と、
前記サンプリング光の遅延時間を変化させつつ前記校正用信号を前記サンプリング光に同期したタイミングでサンプリングし、前記校正用信号の時間領域の波形を取得する段階と、
前記校正用信号に含まれる複数の連続波の周波数を、前記所定周波数領域内で順次変更させ、該周波数変更毎に得られる各校正用信号の時間領域の波形から、前記各校正用信号に含まれる複数の連続波の位相を求め、該位相から前記連続波の周波数間の位相差の特性を前記所定周波数領域全体に渡って求める段階と、
前記校正用信号を、前記校正対象のミリ波測定回路に与えたときの測定結果と、前記校正用信号について予め得られた位相差の特性とを比較して、前記ミリ波帯信号測定回路の前記ダウンコンバータを含めた位相特性を校正する段階とを含むことを特徴する。
【発明の効果】
【００２４】
このように、本発明では、短パルス光を基に、その繰り返し周波数の整数倍の周波数の電気の高調波信号を抽出し、この高調波信号を基準として周波数同期し、且つ校正対象となる周波数領域内で異なる周波数の複数の連続波が合成された校正用信号を生成し、短パルス光から得られるサンプリング光の遅延時間を変化させつつ校正用信号をサンプリング光に同期したタイミングでサンプリングし、校正用信号の時間領域の波形を取得するという処理を、校正用信号に含まれる連続波の周波数を順次変更しながら行い、得られた各校正用信号の波形から、その校正用信号に含まれる複数の連続波についての位相を算出し、校正対象の周波数領域内の位相差の特性を求めている。
【００２５】
つまり、校正用信号として、短パルス光の繰り返し周波数の整数倍に周波数同期され、ミリ波帯の周波数領域で周波数が異なる複数の連続波が合成されたものを用い、その連続波の周波数を順次変更して、校正対象のミリ波帯の周波数領域全体の位相特性を求めているので、従来のパルス信号を校正用信号として用いる方式に比べて、格段に高いレベルの信号により位相情報を高精度に取得でき、校正精度を格段に高くできる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施形態の全体構成図
【図２】本発明の実施形態の要部の構成例を示す図
【図３】本発明の実施形態の動作説明図
【図４】本発明の実施形態の要部の別の構成例を示す図
【図５】本発明の実施形態の動作説明図
【図６】本発明の実施形態の動作説明図
【図７】本発明の実施形態の動作説明図
【図８】従来の校正システムの概略構成図
【図９】従来の校正システムの動作説明図
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したミリ波帯信号測定回路の位相特性校正システム（以下、単に校正システムと記す）２０の全体構成を示している。
【００２８】
この校正システム２０は、前記したように、ミキサ２ａとローカル信号発生器２ｂを含み、ミリ波帯の所定周波数領域の被測定信号を受けて、デジタル処理が可能な周波数帯に変換するダウンコンバータ２と、ダウンコンバータ２の出力信号に対するＡ／Ｄ変換処理およびデジタル演算処理を行なう信号処理部３とを含むミリ波帯信号測定回路１を校正対象とするものであり、短パルス光源２１、分岐手段２２、同期処理部３０、校正用信号生成部４０、光可変遅延器５０、校正用信号波形取得部６０、位相情報算出手段７０、連続波周波数変更手段８０および校正処理部９０を含んでいる。
【００２９】
短パルス光源２１は、例えば半導体レーザをパルス変調して、短パルス光Ｐ０を所定の繰り返し周期Ｔｓ（＝１／ｆｓ：ｆｓは例えば１００ＭＨｚ）で出射する。分岐手段２２は、この短パルス光Ｐ０を受けて、第１短パルス光Ｐ１と第２短パルス光Ｐ２に分岐する。
【００３０】
第１短パルス光Ｐ１を受けた同期処理部３０は、校正用信号発生部４０が出力する校正用信号Ｅｒに含まれる複数（ここでは３つとして説明するが２つあるいは４つ以上でもよい）の連続波の周波数を、短パルス光Ｐ０の繰り返し周波数の高調波に同期させるための処理を行なうものであり、その構成は校正用信号生成部４０の構成に対応している。
【００３１】
この実施形態では、校正用信号生成部４０は、前記所定周波数領域より低い中間周波数領域で周波数が異なる複数の連続波が合成された合成信号ＳＵＭ（ｉｆ）を生成出力する合成信号発生器４１と、ローカル信号ＬＯＣを出力するローカル信号発生器４２と、合成信号ＳＵＭ（ｉｆ）とローカル信号ＬＯＣを受けて、中間周波数領域の合成信号ＳＵＭ（ｉｆ）を前記ミリ波帯の所定周波数領域の校正用信号Ｅｒに変換するミキサ４３と、ミキサ４３の出力を増幅するアンプ４４からなるアップコンバータ構成（和のヘテロダインとする）としている。
【００３２】
なお、合成信号発生器４１としては、外部から入力されるクロック信号に同期して内部の信号合成処理を行なう任意波形発生器で構成することができる。また、ローカル信号発生器４２としては、合成信号ＳＵＭ（ｉｆ）の周波数をミリ波帯に変換するためにミリ波帯に近い周波数（数１００ＧＨｚ）のローカル信号ＬＯＣを生成する必要があるが、これを実現するために、例えば、外部から入力される基準信号（リファレンス信号）ＲＥＦ（一般的に１０ＭＨｚや１００ＭＨｚ）で周波数の同期制御が可能な１０〜数１０ＧＨｚ帯の信号発生器４２ａ、その信号発生器４２ｂの出力信号ＳＧout をＮ逓倍（例えばＮ＝１８）して、ミリ波帯に近い周波数のローカル信号ＬＯＣに変換する逓倍器４２ｂとで構成することができる。
【００３３】
具体的な数値例をあげれば、合成信号発生器４１は、２．６ＧＨｚのクロック信号ＣＬＫを受けて、例えばスタート周波数ｆ０＝２４ＧＨｚ、周波数間隔Δｆ＝１００ＭＨｚとし、ｆ１＝ｆ０、ｆ２＝ｆ１＋Δｆ、ｆ３＝ｆ１＋２Δｆの３つの連続波が合成された合成信号ＳＵＭ（ｉｆ）を生成する。なお、この連続波の周波数ｆ１〜ｆ３は、後述する連続波周波数変更手段８０の制御で、スタート周波数ｆ０の例えば２００ＭＨｚステップ変化により順次高い方にシフトするが、３つ一組の連続波の周波数間隔Δｆ＝１００ＭＨｚに対し、スタート周波数ｆ０を２００ＭＨｚステップで変化させることで、ある一組の３つの周波数ｆ１〜ｆ３の高い方の周波数ｆ３と、次の組の３つの周波数ｆ１′〜ｆ３′の低い方の周波数ｆ１′とを重複させて、校正用信号Ｅｒに含まれる連続波の各周波数間の位相差の連続性を維持する。
【００３４】
また、ローカル信号発生器４２の信号発生器４２ａは、例えば１５±２．５ＧＨｚの範囲の信号ＳＧout を１００ＭＨｚ間隔で出力し、逓倍器４２ｂは、信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout を１８逓倍して、これをローカル信号ＬＯＣとして出力する。
【００３５】
したがって、信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数が１００ＭＨｚステップで、１２．５ＧＨｚ〜１７．５ＧＨｚに変化する場合、ローカル信号ＬＯＣの周波数は２２５ＧＨｚ〜３１５ＧＨｚの間を１．８ＧＨｚステップで変化することになる。この１．８ＧＨｚの間を１００ＭＨｚ間隔で埋めるために、前記したように、合成信号ＳＵＭ（ｉｆ）に含まれる３つの連続波の周波数ｆ１〜ｆ３は、初期値から２００ＭＨステップで８回変更される。これにより、校正用信号Ｅｒに含まれる連続波の周波数は、前の組のｆ３と次の組ｆ１の重複を許しながら、（２２５＋２４）ＧＨｚ〜（３１５＋２４＋１．７）ＧＨｚの範囲内で１００ＭＨｚステップで埋められることになる。
【００３６】
上記構成の校正用信号生成部４０に対し、同期処理部３０は、第１短パルス光Ｐ１を受け、その第１短パルス光Ｐ１の繰り返し周波数の整数倍の高調波信号を抽出し、その抽出した高調波信号を基準として、合成信号発生器（任意波形発生器）４１が出力する合成信号に含まれる複数の連続波の周波数の同期に必要な所定周波数（例えば２．６ＧＨｚ）のクロック信号ＣＬＫと、ローカル信号発生器４２の信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数を同期制御するための基準信号ＲＥＦを生成して、校正用信号生成部４０が出力する校正用信号Ｅｒに含まれる複数の連続波に対する同期処理を行ない、校正用信号の波形が第１短パルス光Ｐ１に対してずれないようにしている。
【００３７】
図２は、この同期処理部３０の構成例を示すものであり、第１短パルス光Ｐ１を例えばフォトダイオードのような光電変換素子３１で受け、図３の（ａ）に示すように第１短パルス光Ｐ１に同期した電気パルス信号Ｅ１を出力させ、これを２つの帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦ）３２、３３に入力する。
【００３８】
ＢＰＦ３２は、図３の（ｂ）に示す電気パルス信号Ｅ１に含まれる高調波から、クロック信号ＣＬＫを周波数同期させるための基準信号として２．６ＧＨｚの高調波信号Ｅ２を図３の（ｃ）のように抽出する。また、ＢＰＦ３３は電気パルス信号Ｅ１に含まれる高調波のうち、ローカル信号発生器４２の信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数を同期させるための基準となる１５ＧＨｚ近傍の高調波信号Ｅ３を図３の（ｄ）のように抽出する。
【００３９】
ここで、ローカル信号発生器４２の信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数は、例えば１００ＭＨｚステップで変更されるため、電気パルス信号Ｅ１から抽出される高調波信号Ｅ３の周波数も１００ＭＨｚステップで抽出する必要がある。したがって、このＢＰＦ３３としては、例えばＹＴＦ（ＹＩＧ周波数可変フィルタ）等の通過中心周波数可変型のものを用いる。
【００４０】
ＢＰＦ３２で抽出された周波数２．６ＧＨｚの高調波信号Ｅ２は、ＰＬＬ同期処理を行なうための基準信号として同期回路３４に入力される。同期回路３４は、発振器３４ａ、位相比較器３４ｂ、ループフィルタ３４ｃからなり、位相比較器３４ｂは、高調波信号Ｅ２と、発振器３４ａが出力する２．６ＧＨｚのクロック信号ＣＬＫとの位相比較を行い、その位相差と所定の位相基準値（例えば０あるいはπ／２）との差に応じた制御信号がループフィルタ３４ｃにより抽出されて発振器３４ａに与えられ、位相差が位相基準値に一致するように発振器３４ａが制御される。
【００４１】
この同期回路３４の作用により、発振器３４ａから出力されるクロック信号ＣＬＫの周波数は、電気パルス信号Ｅ１の繰り返し周波数（１００ＭＨｚ）に同期した状態が維持される。なお、上記２．６ＧＨｚの周波数帯では、発振器３４ａとして汎用的なＶＣＯ（電圧制御発振器でＹＩＧ発振器等も含む）が使用可能である。
【００４２】
一方、ＢＰＦ３３で抽出される高調波信号Ｅ３もＰＬＬ同期処理を行なうための基準信号として同期回路３５に入力される。同期回路３５は、発振器３５ａ、位相比較器３５ｂおよびループフィルタ３５ｃからなり、位相比較器３５ｂは、高調波信号Ｅ３と、校正用信号生成部４０の信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout との位相比較を行い、その位相差と所定の位相基準値との差に応じた制御信号がループフィルタ３５ｃにより抽出されて発振器３５ａに与えられ、位相差に応じた基準信号ＲＥＦが生成されて信号発生器４２ａに与えられ、位相差が位相基準値に一致するように発振器３５ａが制御される。これにより、信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数が高調波信号Ｅ２に同期制御される。なお、発振器３５ａとしては、１０ＭＨｚや１００ＭＨｚで周波数安定度が極めて高い周波数可変型の水晶発振器等を用いることができる。
【００４３】
この同期回路３５の作用により、高調波信号Ｅ３に周波数同期された信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout は、逓倍器４２ｂにより、例えば１８逓倍されて、ローカル信号ＬＯＣとなり、ミキサ４３に入力される。なお、信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数変更（例えば１００ＭＨｚステップの周波数変更）は、連続波周波数変更手段８０からの周波数設定信号より行なわれる。
【００４４】
したがって、校正用信号生成部４０からは、電気パルス信号Ｅ１の繰り返し周波数（１００ＭＨｚ）の整数倍の周波数をもつ高調波信号に同期した複数の連続波が合成された校正用信号Ｅｒが生成されることになり、短パルス光Ｐ１に対して、校正用信号Ｅｒの波形が同期することになり、後述するサンプリング光Ｐｓによる波形のサンプリングを安定に行なうことができる。
【００４５】
なお、上記のように生成された校正用信号Ｅｒは、校正対象のミリ波帯信号測定回路１および校正に必要な後述する電磁波検出器への信号供給を等価な環境で行なえるように、ホーンアンテナ４５を介して放射されるものとする。
【００４６】
ここで、校正用信号Ｅｒの位相変動は、校正用信号Ｅｒ生成のための基準となる信号の位相変動の周波数比に比例する。例えば３００ＧＨｚで位相変動を１０度以内とする場合、基準の信号が１００ＭＨｚとすると、３０００分の１、すなわち、０．００３３度以下の位相変動となり、ＶＣＯ等で調整する場合、電圧が微小となり、実現困難であるが、本実施例のように、校正用信号Ｅｒ生成のための基準となる信号を、短パルス光の繰返し周波数の整数倍の高調波信号を用いることで、実現を容易にしている。
【００４７】
上記した同期処理部３０および校正用信号生成部４０の構成は、一例であって、これ以外に種々の構成例が考えられる。例えば、上記同期処理部３０では、第１短パルス光Ｐ１の繰り返し周波数の整数倍の高調波信号を抽出するために、二つのＢＰＦ３２、３３を用いていたが、クロック信号ＣＬＫおよび出力信号ＳＧoutが繰返し周波数（１００ＭＨｚ）未満の精度で設定できる場合、同期回路３４、３５の位相比較器３４ｂ、３５ｂの検波作用を用いることで、特定の高調波信号の抽出が可能であり、この場合、ＢＰＦ３２、３３を省略できる。また、校正用信号に含まれる連続波の周波数およびその可変方法についても上記例に限らないことは勿論である。
【００４８】
一方、分岐手段２２で分岐された第２短パルス光Ｐ２は、光可変遅延器５０に入力され、所定の遅延時間Δｔが与えられて、サンプリング光Ｐｓとして出力される。この光可変遅延器５０は、例えば、ミラーを用いて形成した光路の一部の長さを、ミラーの移動などにより遅延時間Δｔを可変する機構を用いて構成することができる。
【００４９】
光可変遅延器５０から出力されるサンプリング光Ｐｓは、校正用信号波形取得部６０に入射される。校正用信号波形取得部６０は、光可変遅延器５０の遅延時間Δｔを変化させつつ校正用信号生成部４０から出力された校正用信号Ｅｒを受信し、その受信した校正用信号Ｅｒ′をサンプリング光Ｐｓに同期したタイミングでサンプリングし、校正用信号Ｅｒ′の時間領域の波形を取得する。このサンプリング方式は、基本的に前記した従来システムと同様であり、従来から提案されている種々の構成が採用できる。
【００５０】
なお、校正用信号生成部４０から出力された校正用信号Ｅｒの特性と、校正用信号波形取得部６０で受信される校正用信号Ｅｒ′の特性は、校正用信号生成部４０から校正用信号波形取得部６０までの電磁波の伝搬経路等の測定系の影響を受けて一致しないが、校正用信号Ｅｒを校正対象のミリ波帯信号測定回路１に与える際に、校正用信号生成部４０から校正対象のミリ波帯信号測定回路１に至る電磁波の伝搬経路等を測定系に合わせておけばその影響を相殺できるので、ここではＥｒ＝Ｅｒ′として説明する。
【００５１】
校正用信号波形取得部６０は、校正用信号Ｅｒを電磁波検出器で受けるが、この電磁波検出器としては、例えば図１に示しているように、電気光学結晶６１（Ｅ／０結晶）を用いることができる。前記したように、電気光学結晶６１は、所定の光路に電界が発生しているとその光路を進む光の偏光角を電界強度に比例して変化させる作用を有するものである。この場合、光可変遅延器５０から出力されたサンプリング光Ｐｓを、偏光ビームスプリッタ（以下、ＰＢＳ）６２を通過させて電気光学結晶６１に入射させ、その結晶端面の反射膜で反射してＰＢＳ６２に戻るように構成している。ここで、電気光学結晶６１中に校正用信号Ｅｒによる電界が発生していると、電気光学結晶６１から戻ってきたサンプリング光Ｐｓ′の偏光角θが電界強度に比例して変化するので、ＰＢＳ６２に戻ったサンプリング光Ｐｓ′のうち偏光方向が変化した光成分が分離されて偏光測定器６３に入射され、その偏光角θが検出される。
【００５２】
そして、波形取得手段６４は、偏光測定器６３で測定された偏光角θから校正用信号Ｅｒによって電気光学結晶６１中に発生している電界強度ｅを求め、これを光可変遅延器５０の遅延時間Δｔを変化させつつ連続的に行なうことで、校正用信号波形を求める。
【００５３】
なお、校正用信号波形取得部６０の構成は、上記構成例の他に、図４のように、電磁波検出器として、ダイポール型の光伝導アンテナ６１′を用いることもできる。光伝導アンテナ６１′は、ＧａＡｓ等の半導体基板６５の表面に平行伝送路６６、６７が形成され、その中間部から互いに近づくように突出部（ダイポールアンテナ素子）６６ａ、６７ａが形成されており、その突出部６６ａ、６７ａの先端間の隙間である光伝導ギャップＧに電界が発生しているとその光伝導ギャップＧに光が入射したときの電界強度に比例した電流が平行伝送路６６、６７に流れるという作用を有するものである。
【００５４】
図４に示しているように、校正用信号Ｅｒを受信している状態で、サンプリング光Ｐｓを光伝導アンテナ６１′の光伝導ギャップＧに照射して平行伝送路６６、６７に流れる電流Ｉを電流測定器６８により測定して波形取得手段６４′に与え、その電流Ｉからサンプリング光Ｐｓが入射したタイミングにおける校正用信号Ｅｒの電界を求めて、その波形情報を取得する。なお、光伝導アンテナの実現手段としては、上記ダイポール型の他に従来から提案されている種々の構成が採用できる。
【００５５】
位相情報算出手段７０は、校正用信号波形取得部６０で取得された校正用信号波形から、その校正用信号に含まれる複数の連続波についての位相φ（ｆａ）〜φ（ｆｃ）を算出し、これに基づいて各周波数間の位相差の特性を求める。この位相φ（ｆａ）〜φ（ｆｃ）の算出処理は、時間領域の校正用信号波形に対するフーリエ変換処理により、その複数の連続波の周波数についての位相を算出するものであり、前記したように、周波数が異なる複数の連続波が合成された信号波形に対するフーリエ変換処理であるので、その位相φ（ｆａ）〜φ（ｆｃ）を正確に求めることができる。
【００５６】
また、位相差の算出処理は、例えば１つの校正用信号の波形から得られた１組の位相をφ（ｆａ１）〜φ（ｆｃ１）とすると、周波数ｆａ１、ｆｂ１における位相差Δφ（ｆａ１）、Δφ（ｆｂ１）を、次の演算で求める。
【００５７】
Δφ（ｆａ１）＝φ（ｆｂ１）−φ（ｆａ１）
Δφ（ｆｂ１）＝φ（ｆｃ１）−φ（ｆｂ１）
【００５８】
そして、次の組の位相をφ（ｆａ２）〜φ（ｆｃ２）とすると、ｆａ２＝ｆｃ１であるから、周波数ｆａ２（＝ｆｃ１）、ｆｂ２における位相差Δφ（ｆａ２）、Δφ（ｆｂ２）を、次の演算で求める。
【００５９】
Δφ（ｆａ２）＝Δφ（ｆｃ１）＝φ（ｆｂ２）−φ（ｆａ２）
Δφ（ｆｂ２）＝φ（ｆｃ２）−φ（ｆｂ２）
【００６０】
以下同様の処理を行なうことで、校正対象領域全体で周波数的に連続性を維持した位相差の特性を求めることができる。
【００６１】
なお、以下の説明では、位相および位相差の算出処理を、校正用信号Ｅｒの波形が取得される毎に毎回行なう場合について説明するが、ミリ波帯の所定周波数領域全体をカバーする全ての校正用信号についての波形が取得されてから位相および位相差の算出処理をまとめて行なう方法や、校正用信号Ｅｒの波形が取得される毎に各連続波についての位相だけ求めておき、ミリ波帯の所定周波数領域全体をカバーする全ての校正用信号について全ての位相が得られてから、領域全体の位相差の算出処理をまとめて行なってもよい。
【００６２】
連続波周波数変更手段８０は、前記したように、校正用信号生成部４０が生成する校正用信号Ｅｒに含まれる複数の連続波の周波数ｆａ〜ｆｃを、ミリ波帯の所定周波数領域内で順次変更させ、位相情報算出手段７０に、連続波の各周波数毎の位相と、所定周波数領域全体の位相差の特性Δφ（ｆ）を算出させる。この周波数変更は、前記したように、校正用信号生成部４０の合成信号発生器４１および信号発生器４２ａの周波数設定情報の切替によって行なう。
【００６３】
次に、この周波数変更処理と位相の算出処理の一例について説明する。
始めに、信号発生器４２ａの出力信号ＳＧout の周波数を１２．５ＧＨｚに設定し、それに合わせて同期処理部３０のＢＰＦ３３の通過中心周波数を１２．５ＧＨｚに設定した状態で、合成信号発生器４１で合成される連続波の周波数ｆ１〜ｆ３のスタート周波数ｆ０を２４ＧＨｚに設定する。
【００６４】
この状態で、図５の（ａ）のように、ｆａ１＝（２２５＋２４）ＧＨｚ、ｆｂ１＝（２２５＋２４＋０．１）ＧＨｚ、ｆｃ１＝（２２５＋２４＋０．２）ＧＨｚの連続波が合成された校正用信号Ｅｒ１が生成出力され、サンプリング光Ｐｓの遅延時間ΔｔをΔＴずつ変更することにより、校正用信号Ｅｒの波形が取得され、その波形に対する演算処理により、例えば図５の（ｂ）のように、各連続波の周波数ｆａ１〜ｆｃ１についての位相φ（ｆａ１）〜φ（ｆｃ１)が算出される。また、この位相から図５の（ｃ）のように、周波数間の位相差Δφ（ｆａ１）、Δφ（ｆｂ１）が求められる。
【００６５】
そして、合成信号発生器４１で合成される連続波のスタート周波数ｆ０を２００ＭＨｚ高く設定して、図６の（ａ）のように、周波数がそれぞれｆａ２＝（２２５＋２４＋０．２）ＧＨｚ、ｆｂ２＝（２２５＋２４＋０．３）ＧＨｚ、ｆｃ２＝（２２５＋２４＋０．４）ＧＨｚの連続波が合成された校正用信号Ｅｒ２が生成されて、その波形が取得され、図６の（ｂ）のように、これらの連続波の周波数についての位相φ（ｆａ２）〜φ（ｆｃ２）が算出され、その位相から、図６の（ｃ）のように、周波数間の位相差Δφ（ｆａ２）＝Δφ（ｆｃ１）、Δφ（ｆｂ２）が求められる。
【００６６】
以下同様に、合成信号発生器４１で合成される連続波のスタート周波数ｆ０を２００ＭＨステップで８回増加させることで、（２２５＋２４）〜（２２５＋２４＋１．７）ＧＨｚの範囲を１００ＭＨｚステップで埋める連続波についての位相とその周波数間の位相差を求めることができ、この合成信号発生器４１の周波数変更と、信号発生器４２ａの出力信号ＳＧoutの周波数およびＢＰＦ３３の通過中心周波数の１００ＭＨｚステップの周波数変更とを組合せることで、図７に示すように、およそ２４５〜３４０ＧＨｚまでのミリ波帯の範囲で、１００ＭＨｚ周波数間隔での位相特性Δφ（ｆ）を取得することができる。図７は、３つの連続波の最終のＭ組目の周波数をｆａＭ〜ｆｃＭで表したものである。
【００６７】
このようにして得られた校正用信号Ｅｒについての位相特性Δφ（ｆ）は、校正処理部９０に与えられる。
【００６８】
校正処理部９０は、ミリ波帯信号測定回路１の位相特性の校正に必要な処理を行なうものであり、校正用信号生成部４０に対して、波形取得部６０の電磁波検出器と等価な環境に配置（具体的には電磁波検出器と置換する）されたミリ波帯信号測定回路１に対して校正用信号Ｅｒを送信させるとともに、ミリ波帯信号測定回路１に対して校正モードを指定する。
【００６９】
校正モードが指定されたミリ波帯信号測定回路１は、受信した校正用信号Ｅｒをダウンコンバータ２によりデジタル処理可能な中間周波数帯の信号Ｅｒ（ｉｆ）に変換し、フーリエ変換等の処理を行い、校正用信号Ｅｒに含まれる複数の連続波の位相情報を取得する。なお、ここでは、ダウンコンバータ２が、校正用信号Ｅｒをホーンアンテナ２ｃにより受信する構成としている。
【００７０】
そして、校正処理部９０は、連続波周波数変更手段８０により、校正用信号Ｅｒに含まれる連続波の周波数を、校正対象のミリ波帯の周波数領域内で変化させて、校正用信号Ｅｒを受けたミリ波帯信号測定回路１の位相特性Δφ（ｆ）′を取得させる。
【００７１】
校正処理部９０は、ミリ波帯信号測定回路１で検出された位相特性Δφ（ｆ）′と、校正用信号Ｅｒについて予め得られた位相特性Δφ（ｆ）とを比較し、例えばその差分を求めることで、ミリ波帯信号測定回路１のみの位相特性ΔΦ（ｆ）を求め、この位相特性ΔΦ（ｆ）の情報を、ミリ波帯信号測定回路１の信号処理部３に設定する。
【００７２】
なお、ミリ波帯信号測定回路１の位相特性ΔΦ（ｆ）は、アナログ回路のダウンコンバータ２部分の位相特性が支配的となるから、実質的にダウンコンバータ２の位相特性とみなすことができる。
【００７３】
このようにして、ミリ波帯信号測定回路１の位相特性ΔΦ（ｆ）が得られれば、校正用信号の代わりに被測定信号をミリ波帯信号測定回路１に入力してその測定を行う際に、信号処理部３において、位相に関する情報を位相特性ΔΦ（ｆ）で補償することで、被測定信号についての正確な測定結果を得ることができる。
【００７４】
なお、上記説明では、校正対象を位相に限定して説明したが、校正用信号波形取得部６０で取得された時間領域の波形から、校正用信号に含まれる連続波の振幅も正確に把握できるので、振幅に関する校正も同様に行なうことができる。
【符号の説明】
【００７５】
１……ミリ波帯信号測定回路、２……ダウンコンバータ、２０……位相特性校正システム、２１……短パルス光源、２２……分岐手段、３０……同期処理部、３１……光電変換素子、３２、３３……ＢＰＦ、３４、３５……同期回路、４０……校正用信号生成部、４１……合成信号発生器、４２……ローカル信号発生器、４２ａ……信号発生器、４２ｂ……逓倍器、４３……ミキサ、５０……光可変遅延器、６０……校正用信号波形取得部、６１……電気光学結晶、６１′……光伝導アンテナ、６２……ＰＢＳ、６３……偏光測定器、６４、６４′……波形取得手段、６８……電流測定器、７０……位相情報算出手段、８０……連続波周波数変更手段、９０……校正処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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