(57)【要約】【課題】Ｓ／Ｎ比を劣化させることなく、回路の歪み特性の劣化を容易に軽減する。【解決手段】入力信号を減衰させる可変減衰器３０と、可変減衰器３０が減衰させた信号を増幅させるアンプ１０と、アンプ１０が増幅させた信号を減衰させる可変減衰器４０と、可変減衰器４０が減衰させた信号を検波する検波回路６０と、検波回路６０が検波した信号の出力電圧値に基づいて、可変減衰器３０および可変減衰器４０における減衰量と、アンプ１０のドレイン電流とを制御する制御回路７０とを有する。【選択図】図５
2018032990.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を減衰させる第１の可変減衰器と、
前記第１の可変減衰器が減衰させた信号を増幅させる第１のアンプと、
前記第１のアンプが増幅させた信号を減衰させる第２の可変減衰器と、
前記第２の可変減衰器が減衰させた信号を検波する検波回路と、
前記検波回路が検波した信号の出力電圧値に基づいて、前記第１の可変減衰器および第２の可変減衰器における減衰量と、前記第１のアンプのドレイン電流とを制御する制御回路とを有するマイクロ波送信機。
【請求項２】
請求項１に記載のマイクロ波送信機において、
前記制御回路は、
前記検波回路が検波した信号の出力電圧値に基づいたコントロール電圧を用いて前記第１の可変減衰器および第２の可変減衰器における減衰量を制御するＡＬＣ制御回路と、
前記ＡＬＣ制御回路が出力する前記コントロール電圧に基づいて、前記第１のアンプのドレイン電流を制御するバイアス制御回路とを有するマイクロ波送信機。
【請求項３】
請求項２に記載のマイクロ波送信機において、
前記バイアス制御回路は、
前記コントロール電圧を入力とする増幅器と、
前記増幅器の出力と、抵抗器を介して出力が接続された差動増幅器とを有し、
前記差動増幅器のモニタ抵抗器を流れる電流を前記ドレイン電流とするマイクロ波送信機。
【請求項４】
請求項２または請求項３に記載のマイクロ波送信機において、
前記バイアス制御回路は、前記第１のアンプの飽和電流値および相互コンダクタンスの値を用いて、前記第１のアンプのドレイン電流を制御するマイクロ波送信機。
【請求項５】
請求項２から４のいずれか１項に記載のマイクロ波送信機において、
前記入力信号を増幅させる第２のアンプと、
前記第２の可変減衰器が減衰させた信号を増幅させる第３のアンプとを有し、
前記第１の可変減衰器は、前記第２のアンプが増幅させた信号を減衰させ、
前記検波回路は、前記第３のアンプが増幅させた信号を検波するマイクロ波送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変減衰器およびアンプを有するマイクロ波送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、一般的なマイクロ波送信機の構成の一例を示す図である。図６に示したマイクロ波送信機は、アンプ１００，２００，５００と、可変減衰器３００，４００と、検波回路６００と、バイアス制御回路１２０，１５０，８００と、ＡＬＣ制御回路７００とを有している。アンプ５００の入力側（ＴＸｉｎ）に一定レベルのマイクロ波信号が入力され、アンプ２００の出力側（ＴＸｏｕｔ）から送信波として出力される。バイアス制御回路１２０，１５０，８００はそれぞれ、アンプ２００，５００，１００を任意のバイアスに制御する回路である。可変減衰器３００，４００は、コントロール電圧Ｖｃを用いて減衰量を可変することができる回路である。検波回路６００は、アンプ２００からの送信出力（ＴＸｏｕｔ）レベルを検波し、その送信出力レベルに応じた検波電圧Ｖｄｅｔを出力する回路である。ＡＬＣ制御回路７００は、ＴＸｏｕｔレベルを任意のレベルに制御するための回路であり、検波電圧Ｖｄｅｔを入力信号とし、Ｖｄｅｔが任意の値になるようコントロール電圧Ｖｃを出力する回路である。ＡＬＣ制御回路７００から出力されたコントロール電圧Ｖｃを用いて可変減衰器３００，４００の減衰量を制御することにより、図６に示したマイクロ波送信機はＡＬＣ（Ａｕｔｏ  Ｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）を実現している。
【０００３】
図６に示したマイクロ波送信機では、ＡＬＣ制御回路７００が可変減衰器３００，４００の減衰量を可変する。そのため、アンプ１００のゲインがバラつきで高くなった場合、可変減衰器３００，４００における減衰量が増加する。可変減衰器４００における減衰量が増加すると、アンプ１００の歪みが大きくなってしまう。
【０００４】
図７は、図６に示したアンプ１００のゲインが通常の場合のＴＸｏｕｔレベルに対する歪み特性の一例を示すグラフである。図８は、図６に示したアンプ１００のゲインが高い場合のＴＸｏｕｔレベルに対する歪み特性の一例を示すグラフである。図７に示した歪み特性９２０および図８に示した歪み特性９３０は、ＴＸｏｕｔにおける歪み（図６に示した回路全体を通しての歪み）特性を示す。また、図７に示した歪み特性９２１および図８に示した歪み特性９３１は、アンプ１００の歪み特性を示す。また、図７に示した歪み特性９２２および図８に示した歪み特性９３２は、アンプ２００の歪み特性を示す。また、図７に示した歪み特性９２５および図８に示した歪み特性９３５は、アンプ５００の歪み特性を示す。図７に示した歪み特性９２５および図８に示した歪み特性９３５は、ＴＸｉｎレベルが一定であるため、ＴＸｏｕｔレベルに因らず一定である。
図７に示したアンプ１００の歪み特性９２１と比較して、図８に示したアンプ１００の歪み特性９３１が大きくなっている領域がある。また、回路全体としても、図８に示した歪み特性９３０が図７に示した歪み特性９２０と比較して大きくなっている。これは、アンプ１００のゲインが高くなった分、可変減衰器３００，４００の減衰量が増加したため、アンプ１００の歪みが大きくなってしまったからである。
【０００５】
図９は、図７に示した歪み特性９２０と図８に示した歪み特性９３０とを示すグラフである。図９に示すように、歪み特性９３０は、歪み特性９２０と比較して、アンプ１００の歪み特性９３１が大きくなった分、大きくなってしまっている。このように、アンプ１００のゲインがバラつきで高くなった場合、アンプ１００における歪みが大きくなってしまい、回路全体の歪みが大きくなってしまう。
【０００６】
この問題の対策のため、一般的なマイクロ波送信機では、アンプ１００のゲインがバラついて高くなった場合でも、図８に示した歪み特性９３１のような特性にならないよう歪み特性の良いアンプをアンプ１００として使用する場合がある。また、アンプ１００の歪みの悪化量を改善させるため、可変減衰器３００の減衰量と可変減衰器４００の減衰量との比率を変更する方法が考えられている。
【０００７】
また、入力信号に減衰を与える可変減衰器と、可変減衰器から出力された信号を増幅する増幅器とを有する回路であって、増幅器からの出力信号の一部を制御電圧に変換して可変減衰器へ供給することで自動レベル制御を実現する回路が考えられている（例えば、特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１１−３４０７６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、歪み特性の良いアンプは高価になってしまう。また、可変減衰器３００の減衰量と可変減衰器４００の減衰量との比率を変更する方法においては、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の劣化とのトレードオフを考慮しなければならない。
図１０は、ＴＸｏｕｔレベルに対するＳ／Ｎ比の特性の一例を示すグラフである。図１０には、通常のＳ／Ｎ比の特性９５１と、図６に示した可変減衰器３００，４００の減衰量の比率を１：１から２：１へ変更した場合のＳ／Ｎ比の特性９５２とを示す。可変減衰器３００，４００の減衰量の比率を１：１から２：１へ変更すれば、可変減衰器４００における減衰量が小さくなった分、アンプ１００の歪み特性の劣化は改善される。しかし、図１０に示すように、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまうという問題点がある。
【００１０】
この歪みとＳ／Ｎ比との劣化の問題の対策のため、図６に示したバイアス制御回路８００にてアンプ１００のバイアスを個体ごとに制御するという方法が考えられる。
図１１は、図６に示したアンプ１００におけるドレイン電流Ｉｄ１に対するゲインの変化の一例を示すグラフである。図１１に示すように、ドレイン電流Ｉｄ１を変化させることにより、アンプ１００のゲインが変化する。アンプ１００のゲインがバラついた場合、ドレイン電流Ｉｄ１を制御することによって、アンプ１００のゲインを一定にすることが可能である。このように、図６に示したバイアス制御回路８００にてアンプ１００のバイアスを制御することにより、アンプ１００のゲインのバラつきを一定にすることが可能となるが、個体ごとにドレイン電流Ｉｄ１を設定しなければならないという問題点がある。
【００１１】
また、特許文献１に記載された回路においては、入力信号レベルが高い場合、可変減衰器の減衰量が増加し、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまうという問題点がある。
【００１２】
本発明の目的は、上述した課題を解決するマイクロ波送信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のマイクロ波送信機は、
入力信号を減衰させる第１の可変減衰器と、
前記第１の可変減衰器が減衰させた信号を増幅させる第１のアンプと、
前記第１のアンプが増幅させた信号を減衰させる第２の可変減衰器と、
前記第２の可変減衰器が減衰させた信号を検波する検波回路と、
前記検波回路が検波した信号の出力電圧値に基づいて、前記第１の可変減衰器および第２の可変減衰器における減衰量と、前記第１のアンプのドレイン電流とを制御する制御回路とを有する。
【発明の効果】
【００１４】
以上説明したように、本発明においては、Ｓ／Ｎ比を劣化させることなく、回路の歪み特性の劣化を容易に軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明のマイクロ波送信機の第１の実施の形態を示す図である。
【図２】図１に示したバイアス制御回路の内部構成の一例を示す図である。
【図３】コントロール電圧Ｖｃに対するアンプのドレイン電流Ｉｄ１の変化の一例を示すグラフである。
【図４】本発明のマイクロ波送信機の第２の実施の形態を示す図である。
【図５】本発明のマイクロ波送信機の第３の実施の形態を示す図である。
【図６】一般的なマイクロ波送信機の構成の一例を示す図である。
【図７】図６に示したアンプのゲインが通常の場合のＴＸｏｕｔレベルに対する歪み特性の一例を示すグラフである。
【図８】図６に示したアンプのゲインが高い場合のＴＸｏｕｔレベルに対する歪み特性の一例を示すグラフである。
【図９】図７に示した歪み特性と図８に示した歪み特性とを示すグラフである。
【図１０】ＴＸｏｕｔレベルに対するＳ／Ｎ比の特性の一例を示すグラフである。
【図１１】図６に示したアンプにおけるドレイン電流Ｉｄ１に対するゲインの変化の一例を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
【００１７】
図１は、本発明のマイクロ波送信機の第１の実施の形態を示す図である。
本形態におけるマイクロ波送信機は図１に示すように、アンプ１，２，５と、可変減衰器３，４と、検波回路６と、ＡＬＣ制御回路７と、バイアス制御回路１２，１５，７１とを有している。
アンプ５は、入力信号（ＴＸｉｎ）を増幅させる第２のアンプである。バイアス制御回路１５は、アンプ５のバイアスを制御する。可変減衰器３は、アンプ５が増幅させた信号を減衰させる第１の可変減衰器である。アンプ１は、可変減衰器３が減衰させた信号を増幅させる第１のアンプである。可変減衰器４は、アンプ１が増幅させた信号を減衰させる第２の可変減衰器である。アンプ２は、可変減衰器４が減衰させた信号を増幅させる第３のアンプである。バイアス制御回路１２は、アンプ２のバイアスを制御する。検波回路６は、アンプ２が増幅させた送信出力（ＴＸｏｕｔ）レベルを検波し、その送信出力レベルに応じた検波電圧Ｖｄｅｔを出力する。ＡＬＣ制御回路７は、検波回路６が検波した信号の出力電圧値（Ｖｄｅｔ）に基づいたコントロール電圧（Ｖｃ）を用いて、可変減衰器３，４における減衰量を制御する。また、ＡＬＣ制御回路７は、コントロール電圧（Ｖｃ）をバイアス制御回路７１へ出力する。バイアス制御回路７１は、ＡＬＣ制御回路７から出力されてきたコントロール電圧（Ｖｃ）に基づいて、アンプ１のドレイン電流を制御する。
【００１８】
図２は、図１に示したバイアス制御回路７１の内部構成の一例を示す図である。
図１に示したバイアス制御回路７１は図２に示すように、２つのオペアンプ８０，８１を有する。オペアンプ８０は、モニタ抵抗Ｒｄにおける電位差に対しての電圧Ｖｏ８０を出力する差動増幅器である。オペアンプ８１は、コントロール電圧Ｖｃを入力として電圧Ｖｏ８１を出力する増幅器である。図２では、オペアンプ８１はボルテージフォロアの構成になっているが、これに限らずコントロール電圧Ｖｃを増幅する回路の場合も含む。オペアンプ８０の反転・非反転入力端子はバーチャルショートが保たれており、その電圧はＶｉ８０である。なお、本実施の形態では、可変減衰器３，４のコントロール電圧Ｖｃは３〜０Ｖ（３Ｖで減衰量が最小、０Ｖで減衰量が最大）で変化させることとする。また、ＶＤＤ＝３．３Ｖとしている。
【００１９】
以下に、図２に示したバイアス制御回路７１における動作について説明する。
アンプ１のドレイン電流Ｉｄ１は、（式１）のように表される。
【数１】
2018032990.tif 000003
ここで、ここで、Ｉｄｓｓ１はアンプ１の飽和電流、ｇｍ１はアンプ１の相互コンダクタンスを表している。オペアンプ８０，８１の出力インピーダンスが、アンプ１のゲート部のインピーダンスと比較して十分に低ければ、ＲｃとＲｇと間の電圧Ｖｇ１に関して（式２）、（式３）が成り立つ。
【数２】
2018032990.tif 000004
【数３】
2018032990.tif 000005
オペアンプ８０における反転・非反転入力部の電圧Ｖｉ８０と出力電圧Ｖｏ８０とに関して、（式４）、（式５）が成り立つ。
【数４】
2018032990.tif 000006
【数５】
2018032990.tif 000007
また、オペアンプ８０の反転入力端子は、入力インピーダンスが高く、電流は流れ込まないため、（式６）〜（式９）が成り立つ。
【数６】
2018032990.tif 000008
【数７】
2018032990.tif 000009
【数８】
2018032990.tif 000010
【数９】
2018032990.tif 000011
（式９）を（式５）に代入すると、
【数１０】
2018032990.tif 000012
【数１１】
2018032990.tif 000013
となる。ここで、非反転入力端子部の電圧Ｖｉ８０は、
【数１２】
2018032990.tif 000014
となる。（式１２）を（式１１）に代入すると、
【数１３】
2018032990.tif 000015
【数１４】
2018032990.tif 000016
となる。ここで、
【数１５】
2018032990.tif 000017
とすると、
【数１６】
2018032990.tif 000018
となる。ここで、モニタ抵抗Ｒｄには電流Ｉｄ１が流れるため、
【数１７】
2018032990.tif 000019
【数１８】
2018032990.tif 000020
となる。（式１８）を（式１６）に代入すると、
【数１９】
2018032990.tif 000021
【数２０】
2018032990.tif 000022
となる。ここで、図２に示したバイアス制御回路７１では、オペアンプ８１はボルテージフォロアの構成をとっているため、
【数２１】
2018032990.tif 000023
となる。（式２０）および（式２１）を（式３）に代入すると、
【数２２】
2018032990.tif 000024
【数２３】
2018032990.tif 000025
となる。（式２３）を（式１）に代入すると、
【数２４】
2018032990.tif 000026
【数２５】
2018032990.tif 000027
となる。ただし、
【数２６】
2018032990.tif 000028
である。（式２５）は、コントロール電圧Ｖｃによってアンプ１のドレイン電流Ｉｄ１を制御することが可能であることを表している。
【００２０】
図３は、コントロール電圧Ｖｃに対するアンプ１のドレイン電流Ｉｄ１の変化の一例を示すグラフである。コントロール電圧Ｖｃを用いてアンプ１のドレイン電流Ｉｄ１を制御することが可能であるため、コントロール電圧Ｖｃを用いてアンプ１のゲインを制御することが可能である。したがって、本形態においては、コントロール電圧Ｖｃを用いて、可変減衰器３，４の減衰量とアンプ１のゲインとの双方を制御することが可能である。
本形態においては、アンプ１のゲインがバラついて高くなった場合、コントロール電圧Ｖｃを用いて、可変減衰器３，４における減衰量が増加すると共に、アンプ１自身のゲインも下がる。そのため、図８に示したようにアンプ１の歪み特性が劣化することがない。また、可変減衰器３，４の減衰量の比率を変えることによってアンプ１の歪み特性の劣化を改善させるものではないため、図１０に示したＳ／Ｎ比の特性９５２のようにＳ／Ｎ比を劣化させることがない。さらに、個体ごとにアンプ１のゲインがバラついて高くなった場合でも、コントロール電圧Ｖｃを用いてドレイン電流Ｉｄ１を制御してゲインを制御するため、アンプ１のドレイン電流Ｉｄ１を個体ごとに設定する必要がない。
（第２の実施の形態）
【００２１】
図４は、本発明のマイクロ波送信機の第２の実施の形態を示す図である。図４には、マイクロ波送信機の第２の実施の形態におけるバイアス制御回路の内部構成の一例を示している。図４に示したバイアス制御回路７２は、図１に示したバイアス制御回路７１と同じ位置に設けられている。図４に示すように、バイアス制御回路７２は、２つのオペアンプ８２，８３を有する。オペアンプ８２は、モニタ抵抗Ｒｄ２における電位差に対しての電圧Ｖｏ８２を出力する差動増幅器である。オペアンプ８３は、コントロール電圧Ｖｃを入力として電圧Ｖｏ８３を出力する増幅器である。図４では、オペアンプ８３はボルテージフォロアの構成になっているが、これに限らずコントロール電圧Ｖｃを増幅する回路の場合も含む。オペアンプ８２の反転・非反転入力端子はバーチャルショートが保たれており、電圧はＶｉ８２である。なお、図４に示した回路では、可変減衰器３，４のコントロール電圧Ｖｃは０〜３Ｖ（０Ｖで減衰量が最小、３Ｖで減衰量が最大）で変化させることとする。また、ＶＤＤ＝３．３Ｖとしている。
【００２２】
以下に、図４に示したバイアス制御回路７２における動作について説明する。
アンプ１のドレイン電流Ｉｄ１は、（式２７）のように表される。
【数２７】
2018032990.tif 000029
ここで、Ｉｄｓｓ１はアンプ１の飽和電流、ｇｍ１はアンプ１の相互コンダクタンスを表している。オペアンプ８２における反転・非反転入力部の電圧Ｖｉ８２と出力電圧Ｖｏ８２とに関して、（式２８）が成り立つ。
【数２８】
2018032990.tif 000030
ここで、Ｖｏ８２＝Ｖｇ１であるため、
【数２９】
2018032990.tif 000031
となる。また、オペアンプ８０の反転入力端子は、入力インピーダンスが高く電流は流れ込まないため、（式３０）〜（式３３）が成り立つ。
【数３０】
2018032990.tif 000032
【数３１】
2018032990.tif 000033
【数３２】
2018032990.tif 000034
【数３３】
2018032990.tif 000035
ここで、図４のバイアス制御回路７２では、オペアンプ８３はボルテージフォロアの構成をとっているため、
【数３４】
2018032990.tif 000036
である。したがって、
【数３５】
2018032990.tif 000037
となる。（式３５）を（式２９）に代入すると、
【数３６】
2018032990.tif 000038
【数３７】
2018032990.tif 000039
となる。ここで、非反転入力端子部の電圧Ｖｉ８２は、
【数３８】
2018032990.tif 000040
である。（式３８）を（式３７）に代入すると、
【数３９】
2018032990.tif 000041
となる。ここで、
【数４０】
2018032990.tif 000042
とすると、
【数４１】
2018032990.tif 000043
となる。ここで、モニタ抵抗Ｒｄ２には電流Ｉｄ１が流れるため、
【数４２】
2018032990.tif 000044
【数４３】
2018032990.tif 000045
となる。（式４３）を（式４１）に代入すると、
【数４４】
2018032990.tif 000046
【数４５】
2018032990.tif 000047
となる。（式４５）を（式２７）に代入すると、
【数４６】
2018032990.tif 000048
【数４７】
2018032990.tif 000049
となる。ただし、
【数４８】
2018032990.tif 000050
である。（式４７）は、コントロール電圧Ｖｃを用いてアンプ１のドレイン電流Ｉｄ１を制御することが可能であることを表している。図４に示したバイアス制御回路７２では、コントロール電圧Ｖｃを用いてアンプ１のドレイン電流Ｉｄ１を制御することが可能である。そのため、コントロール電圧Ｖｃを用いてアンプ１のゲインを制御することが可能である。したがって、図１に示したバイアス制御回路７１の代わりに図４に示したバイアス制御回路７２を用いた形態でも、図２に示した回路と同様の効果が得られる。
（第３の実施の形態）
【００２３】
図５は、本発明のマイクロ波送信機の第３の実施の形態を示す図である。本形態におけるマイクロ波送信機は図５に示すように、アンプ１０と、可変減衰器３０，４０と、検波回路６０と、制御回路７０とを有している。
【００２４】
可変減衰器３０は、入力信号を減衰させる第１の可変減衰器である。アンプ１０は、可変減衰器３０が減衰させた信号を増幅させる第１のアンプである。可変減衰器４０は、アンプ１０が増幅させた信号を減衰させる第２の可変減衰器である。検波回路６０は、可変減衰器４０が減衰させた信号を検波する。制御回路７０は、検波回路が検波した信号の出力電圧値に基づいて、可変減衰器３０，４０における減衰量と、アンプ１０のドレイン電流とを制御する。
【００２５】
このように、制御回路７０が可変減衰器３０，４０の減衰量とアンプ１０のドレイン電流とを制御する。そのため、複雑な制御回路を必要とせずに、歪みおよびＳ／Ｎ劣化を所望の特性にしつつＡＬＣを実現することができる。また、アンプ１０のゲインがバラついた場合、制御回路７０がドレイン電流を制御してゲインを制御するため、アンプ１０のドレイン電流を固体特有に設定する必要がない。
【００２６】
上記の実施の形態の一部または全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
（付記１）入力信号を減衰させる第１の可変減衰器と、
前記第１の可変減衰器が減衰させた信号を増幅させる第１のアンプと、
前記第１のアンプが増幅させた信号を減衰させる第２の可変減衰器と、
前記第２の可変減衰器が減衰させた信号を検波する検波回路と、
前記検波回路が検波した信号の出力電圧値に基づいて、前記第１の可変減衰器および第２の可変減衰器における減衰量と、前記第１のアンプのドレイン電流とを制御する制御回路とを有するマイクロ波送信機。
（付記２）前記制御回路は、
前記検波回路が検波した信号の出力電圧値に基づいたコントロール電圧を用いて前記第１の可変減衰器および第２の可変減衰器における減衰量を制御するＡＬＣ制御回路と、
前記ＡＬＣ制御回路が出力する前記コントロール電圧に基づいて、前記第１のアンプのドレイン電流を制御するバイアス制御回路とを有する、付記１に記載のマイクロ波送信機。
（付記３）前記バイアス制御回路は、
前記コントロール電圧を入力とする増幅器と、
前記増幅器の出力と、抵抗器を介して出力が接続された差動増幅器とを有し、
前記差動増幅器のモニタ抵抗器を流れる電流を前記ドレイン電流とする、付記２に記載のマイクロ波送信機。
（付記４）前記バイアス制御回路は、前記第１のアンプの飽和電流値および相互コンダクタンスの値を用いて、前記第１のアンプのドレイン電流を制御する、付記２または付記３に記載のマイクロ波送信機。
（付記５）前記入力信号を増幅させる第２のアンプと、
前記第２の可変減衰器が減衰させた信号を増幅させる第３のアンプとを有し、
前記第１の可変減衰器は、前記第２のアンプが増幅させた信号を減衰させ、
前記検波回路は、前記第３のアンプが増幅させた信号を検波する、付記２から４のいずれか１項に記載のマイクロ波送信機。
【符号の説明】
【００２７】
１，２，５，１０    アンプ
３，４，３０，４０    可変減衰器
６，６０    検波回路
７    ＡＬＣ制御回路
１２，１５，７１，７２    バイアス制御回路
７０    制御回路
８０，８１，８２，８３    オペアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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