(57)【要約】      （修正有）【課題】小型化に優れて安定した電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１は、電源入力１Ｎと電源出力ＯＵＴとの間に設けられた第１トランジスタＰｐと、第１入力が出力電圧に応じた第１電圧ＶＦＢを受け、第２入力が参照電圧ＶＲＥＦを受け、出力が第１トランジスタのゲートに接続され、第１電圧および参照電圧に基づいてＰｐを制御する差動回路１０と、一端が電源入力に接続され、ゲートＰｐのゲートに接続され、Ｐｐに流れる電流に応じたモニタ電流を流す第２トランジスタＰｍと、Ｐｍの他端に接続され、モニタ電流と参照電流とを比較する比較器１８と、差動回路の出力と第２入力との間に設けられ、電源装置の位相特性において極における位相特性の変位とは反対側に位相特性を変位させる零点回路２０と、零点回路と差動回路の出力又は第２入力との間に設けられ、比較器の比較結果に基づいてオンオフする第１スイッチ回路ＳＷ１を備える。【選択図】図１
2018185617.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源入力と電源出力との間に設けられた第１トランジスタと、
第１入力が前記電源出力からの出力電圧に応じた第１電圧を受け、第２入力が参照電圧を受け、出力が前記第１トランジスタのゲートに接続された差動回路であって、前記第１電圧および前記参照電圧に基づいて前記第１トランジスタを制御する差動回路と、
一端が前記電源入力に接続され、ゲートが前記第１トランジスタのゲートに接続され、前記第１トランジスタに流れる電流に応じたモニタ電流を流す第２トランジスタと、
前記第２トランジスタの他端に接続され、前記モニタ電流と参照電流とを比較する比較器と、
前記差動回路の出力と前記第２入力との間に設けられ、該電源装置の位相特性において極における該位相特性の変位とは反対側に該位相特性を変位させる零点回路と、
前記零点回路と前記差動回路の出力または前記第２入力との間に設けられ、前記比較器の比較結果に基づいてオンまたはオフになる第１スイッチ回路とを備えた電源装置。
【請求項２】
前記第２トランジスタのゲートが前記第１トランジスタのゲートと共に前記差動回路の出力に接続されている、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記モニタ電流が前記参照電流よりも小さいときに、前記第１スイッチ回路はオンになり、前記モニタ電流が前記参照電流を超えると、前記第１スイッチ回路はオフになる、請求項１または請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記零点回路は、前記差動回路の出力と前記第２入力との間に設けられたキャパシタ素子である、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記差動回路と基準電圧源との間に設けられ、前記差動回路に電流を供給する第１電流源と、
前記差動回路と基準電圧源との間に設けられ、前記差動回路に電流を供給する第２電流源と、
前記第２電流源と前記差動回路または前記基準電圧源との間に設けられ、前記比較器の比較結果に基づいてオンまたはオフになる第２スイッチ回路を備える請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記モニタ電流が前記参照電流よりも小さいときに、前記第２スイッチ回路はオフになり、前記モニタ電流が前記参照電流を超えると、前記第２スイッチ回路はオンになる、請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
一端が前記電源入力に接続され、ゲートが前記差動回路の出力に接続され、他端が前記第１および第２トランジスタのゲートに接続された第３トランジスタと、
前記第３トランジスタの前記他端と基準電圧源との間に接続された第３電流源とをさらに備えた、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項８】
前記比較器と前記第２スイッチ回路との間に設けられ、前記第２スイッチ回路をオンからオフに切り替えるときに、前記比較器の比較結果に基づく信号を延長させて前記第２スイッチ回路へ伝達する延長回路をさらに備えた、請求項５から請求項７のいずれか一項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明による実施形態は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器に用いられる電源装置には、リニアレギュレータ等の定電圧回路が設けられている。定電圧回路を発振させることなく安定に動作させるために、定電圧回路の出力に出力容量が接続されていることがある。しかし、充分な電流駆動能力を得るために出力容量の容量は非常に大きく、実装面積も大きい。従って、出力容量は定電圧回路の小型化および低コスト化の妨げとなっていた。一方、出力容量を小さくしたりあるいは省略すると、定電圧回路の安定性が損なわれ発振し易くなるという問題が生じる。
【０００３】
これに対処するために、定電圧回路内の位相補償容量に増幅器を接続して疑似的に大きな位相補償容量を設けることが考えられる。この場合、定電圧回路の安定性は向上するものの、高速動作することが困難になり、周波数特性が制限されてしまう。また、高速動作を実現しようとすると、定電圧回路の消費電流が増大してしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５６９４５１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
安定して動作することができ、小型化に優れた電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本実施形態による電源装置は、電源入力と電源出力との間に設けられた第１トランジスタを備える。差動回路の第１入力は、電源出力からの出力電圧に応じた第１電圧を受け、第２入力が参照電圧を受け、出力が第１トランジスタのゲートに接続されている。差動回路は、第１電圧および参照電圧に基づいて第１トランジスタを制御する。第２トランジスタの一端が電源入力に接続され、ゲートが第１トランジスタのゲートに接続されている。第２トランジスタは、第１トランジスタに流れる電流に応じたモニタ電流を流す。比較器は、第２トランジスタの他端に接続され、モニタ電流と参照電流とを比較する。零点回路は、差動回路の出力と第２入力との間に設けられ、電源装置の位相特性において極における位相特性の変位とは反対側に位相特性を変位させる。第１スイッチ回路は、零点回路と差動回路の出力または第２入力との間に設けられ、比較器の比較結果に基づいてオンまたはオフになる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第１実施形態に係る電源装置の構成例を示す回路図。
【図２】電源装置の周波数特性を示すグラフ。
【図３】零点回路が設けられた電源装置の周波数特性を示すグラフ。
【図４】負荷電流が大きい場合の電源装置の周波数特性を示すグラフ。
【図５】第１実施形態による電源装置１の特性を示す表。
【図６】第２実施形態による電源装置の構成例を示す回路図。
【図７】第３実施形態による電源装置の構成例を示す回路図。
【図８】第２または第３実施形態の変形例による延長回路の構成例を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態を説明する。本実施形態は、本発明を限定するものではない。
【０００９】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電源装置１の構成例を示す回路図である。電源装置１は、例えば、バッテリで駆動される携帯電子機器内のマイコン、センサ、ドライバ等のデバイスに所定の定電圧を供給する定電圧電源装置（例えば、スイッチングレギュレータ、リニアレギュレータ等）でよい。電源装置１は、差動増幅器１０と、電流源１２と、第１トランジスタＰｐと、第２トランジスタＰｍと、参照電流源１６と、電流比較器１８と、第１スイッチ回路ＳＷ１と、抵抗素子Ｒｆ、Ｒｓと、零点回路２０とを備えている。
【００１０】
差動回路としての差動増幅器１０は、入力された２つの電圧ＶＲＥＦ、ＶＦＢの差電圧を増幅する回路であり、例えば、トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｎ１、Ｎ２と、を備えている。トランジスタＰ１、Ｐ２は、ｐ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであり、互いに同じサイズ（ゲート幅（Ｗ）／ゲート長（Ｌ））を有する。トランジスタＮ１、Ｎ２は、ｎ型ＭＯＳトランジスタであり、互いに同じサイズ（Ｗ／Ｌ）を有する。トランジスタＰ１、Ｐ２のゲートは、互いに接続され、トランジスタＰ１のドレインに共通に接続されている。トランジスタＰ１、Ｐ２のソースは、入力端子ＩＮに共通に接続されている。このように、トランジスタＰ１、Ｐ２は、ミラー回路を構成し、サイズにおいて等しいので、それぞれトランジスタＮ１、Ｎ２へほぼ等しい電流を流す。
【００１１】
トランジスタＮ１のドレインはトランジスタＰ１のドレインに接続されている。トランジスタＮ１のゲートには、出力端子ＯＵＴからの出力電圧Ｖｏｕｔに応じた第１電圧としてのフィードバック電圧（帰還電圧）ＶＦＢが印加される。トランジスタＮ２のドレインはトランジスタＰ２のドレインに接続されている。トランジスタＮ２のゲートには、フィードバック電圧ＶＦＢの基準となる所定の参照電圧ＶＲＥＦが印加される。トランジスタＮ１、Ｎ２のソースは、いずれも電流源１２に共通に接続される。参照電圧ＶＲＥＦは、電源装置１の内部で生成されてもよく、あるいは、外部で生成されてもよい。
【００１２】
差動増幅器１０の入力ノードは、トランジスタＮ１、Ｎ２の各ゲートである。例えば、トランジスタＮ１のゲートは、差動増幅器１０の第１入力として機能し、第１電圧としてのフィードバック電圧ＶＦＢを受ける。トランジスタＮ２のゲートは、差動増幅器１０の第２入力として機能し、参照電圧ＶＲＥＦを受ける。また、差動増幅器１０の出力ノードは、トランジスタＮ２のドレインとトランジスタＰ２のドレインとの間の接続ノードである。差動増幅器１０の出力ノードは、第１トランジスタＰｐのゲートに接続されている。差動増幅器１０は、入力ノードでフィードバック電圧ＶＦＢおよび参照電圧ＶＲＥＦを入力し、それらの差電圧に応じた電圧を出力ノードから出力する。これにより、差動増幅器１０は、フィードバック電圧ＶＦＢおよび参照電圧ＶＲＥＦに基づいて第１トランジスタＰｐを制御する。
【００１３】
第１電流源としての電流源１２は、差動増幅器１０のトランジスタＮ１、Ｎ２のソースと基準電圧源としてのグランドとの間に接続されている。電流源１２は、差動増幅器１０に所定の電流を供給する定電流源である。
【００１４】
第１トランジスタＰｐは、電源入力としての入力端子ＩＮと電源出力としての出力端子ＯＵＴとの間に接続されており、入力電圧Ｖｉｎに応じた出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。第１トランジスタＰｐは、例えば、ｐ型ＭＯＳトランジスタであり、そのソースは入力端子ＩＮに接続され、ドレインは出力端子ＯＵＴに接続されている。第１トランジスタＰｐのゲートは差動増幅器１０の出力ノードに接続されている。
【００１５】
第２トランジスタＰｍは、入力端子ＩＮと電流比較器１８との間に接続されており、第１トランジスタＰｐに流れる電流に応じたモニタ電流Ｉｍを流す。第２トランジスタＰｂは、例えば、ｐ型ＭＯＳトランジスタであり、その一端としてのソースは入力端子ＩＮに接続され、他端としてのドレインは電流比較器１８の非反転入力に接続されている。第２トランジスタＰｍのゲートは、第１トランジスタＰｐのゲートとともに差動増幅器１０の出力に共通に接続されている。第１および第２トランジスタＰｐ、Ｐｍのゲートが共通に接続され、それらのソースも共通に接続されていることから、第１および第２トランジスタＰｐ、Ｐｍは実質的にカレントミラー回路を構成する。従って、第２トランジスタＰｍは第１トランジスタＰｐに流れる電流にほぼ比例した電流を流す。第２トランジスタＰｍのサイズ（Ｗ／Ｌ）は、第１トランジスタＰｐのサイズ（Ｗ／Ｌ）よりも小さく、第２トランジスタＰｍに流れる電流は第１トランジスタＰｐに流れる電流よりも小さい。これにより、第２トランジスタＰｍは、第１トランジスタＰｐのレプリカとして低消費電流で第１トランジスタＰｐをモニタすることができる。
【００１６】
参照電流源１６は、参照電流ＩＲＥＦを電流比較器１８に流す電流源である。参照電流ＩＲＥＦは、モニタ電流Ｉｍのしきい値となる所定電流である。
【００１７】
電流比較器１８の非反転入力は、第２トランジスタＰｍのドレインに接続され、電流比較器１８の反転入力は参照電流源１６に接続されている。電流比較器１８の出力は、第１スイッチ回路ＳＷ１に接続されている。電流比較器１８は、第２トランジスタＰｍに流れるモニタ電流Ｉｍと参照電流ＩＲＥＦとを比較し、その比較結果に基づいて第１スイッチ回路ＳＷ１をスイッチング制御する。例えば、電流比較器１８は、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも小さいときに、第１スイッチ回路ＳＷ１をオンに切り替え、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦを超えると、第１スイッチ回路ＳＷ１をオフに切り替える。この場合、比較結果は、１ビットのデジタル信号でよい。
【００１８】
第１スイッチ回路ＳＷ１は、トランジスタＮ２のゲート（差動増幅器１０の第２入力）と零点回路２０との間に接続されており、電流比較器１８の比較結果を受けてオンまたはオフに制御される。オンは電気的に導通した状態であり、オフは電気的に遮断された状態である。第１スイッチ回路ＳＷ１は、例えば、ＭＯＳトランジスタで構成されてもよい。第１スイッチ回路ＳＷ１がオンになると、零点回路２０は、差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間に電気的に接続される。一方、第１スイッチ回路ＳＷ１がオフになると、零点回路２０は、差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間から電気的に切断される。尚、第１スイッチ回路ＳＷ１は、零点回路２０と差動増幅器１０の出力との間に接続されてもよい。この場合であっても、第１スイッチ回路ＳＷ１は、差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間において零点回路２０を電気的に接続／切断させることができる。
【００１９】
零点回路２０は、トランジスタＮ２のゲート（差動増幅器１０の第２入力）と差動増幅器１０の出力との間に設けられており、電源装置１の位相特性において、極(ポール)における位相特性の変位とは反対側に位相特性を変位させる零点を与える。即ち、零点回路２０は、極によって遅れた位相特性を戻す（打ち消す）ように機能する。零点回路２０による位相特性の変位については、後でより詳細に説明する。零点回路２０は、例えば、差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間に接続されたキャパシタ素子である。キャパシタ素子は、他のトランジスタ等と同一基板上に設けられたＭＯＳキャパシタでよい。
【００２０】
抵抗素子Ｒｆ、Ｒｓは、第１トランジスタＰｐのドレイン（即ち、出力端子ＯＵＴ）とグランドとの間に直列に接続されている。抵抗素子Ｒｆ、Ｒｓは、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧してフィードバック電圧ＶＦＢを生成する。抵抗素子Ｒｆと抵抗素子Ｒｓとの間のノードは、トランジスタＮ１のゲート（即ち、差動増幅器１０の第１入力）に接続されている。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢは差動増幅器１０の第１入力へフィードバックされる。
【００２１】
本実施形態において、出力端子ＯＵＴには、出力容量Ｃ１が接続されていない。あるいは、出力端子ＯＵＴに接続される出力容量Ｃ１は非常に小さい。従って、図１では、出力容量Ｃ１は破線で示されている。
【００２２】
例えば、図２（Ａ）は、比較的大きな（例えば、約１μＦの）出力容量が設けられた電源装置の周波数特性を示すグラフであり、図２（Ｂ）は出力容量の無いあるいは出力容量の小さな電源装置の周波数特性を示すグラフである。出力容量Ｃ１の影響を示すために、零点回路２０は電気的に切断された状態（スイッチ回路ＳＷ１はオフ状態）であるものとする。また、負荷電流は無いあるいは非常に小さいものとする。
【００２３】
グラフの上側に利得（開放利得特性）を示し、下側に位相特性を示す。一般に、電源装置１のようにフィードバック系を有する回路の動作の安定性は位相余裕で表される。位相余裕は、利得が１（即ち、０ｄＢ）のときに、位相特性が１８０度からどれだけ乖離しているかを示す。利得が１（即ち、０ｄＢ）のときに、位相特性が１８０度から大きく乖離しているほど、位相余裕は大きく、フィードバック系の回路動作の安定性は良好である。通常、位相余裕は、約４５度以上であれば安定であると判断される。
【００２４】
図２（Ａ）に示すように、出力容量Ｃ１（例えば、約１μＦ）が出力端子ＯＵＴに接続されている場合、位相余裕は約８５度であり、電源装置１の動作は充分に安定である。一方、図２（Ｂ）に示すように、出力容量Ｃ１が出力端子ＯＵＴに接続されていない場合、位相余裕は約１０度しかなく、電源装置１の動作は不安定である。
【００２５】
これは、出力容量Ｃ１の有無によって、周波数特性の２つの極（ポール）ＰＬ１、ＰＬ２の位置が変わるからである。極ＰＬ１は、図１の第１トランジスタＰｐの抵抗および出力端子ＯＵＴの容量によって発生する。第１トランジスタＰｐの抵抗をＲｐとし、出力端子ＯＵＴの容量をＣｏｕｔとすると、極ＰＬ１は、周波数ｆｐ１（ｆｐ１＝１／（２πＲｐ・Ｃｏｕｔ））の位置に発生する。また、極ＰＬ２は、トランジスタＰ２の抵抗および第１トランジスタＰｐのゲート容量によって発生する。トランジスタＰ２の抵抗をＲ２とし、第１トランジスタＰｐのゲート容量をＣｇとすると、極ＰＬ２は、周波数ｆｐ２（ｆｐ２＝１／（２πＲ２・Ｃｇ））の位置に発生する。例えば、極ＰＬ１、ＰＬ２は、それぞれ位相が１３５度、４５度遅れたときの周波数位置で発生し、それぞれの極において位相が約９０度遅れる。
【００２６】
ここで、出力容量Ｃ１が無い場合、図２（Ｂ）に示すように、極ＰＬ１、ＰＬ２の周波数が比較的接近しており、位相の遅れが速い。また、利得の下がり始めが遅くなる。従って、位相余裕は小さくなり、電源装置１の動作は不安定となる（発振し易くなる）。一方、大きな出力容量Ｃ１が出力端子ＯＵＴに接続された場合、極ＰＬ２の周波数が非常に小さくなり（図２（Ａ）では不図示）、極ＰＬ１から大きく乖離する。従って、位相の遅れが緩やかになり、位相余裕が大きくなる。よって、電源装置１の動作は安定となる。尚、位相の遅れは、電源装置１のフィードバック制御の位相遅れである。また、位相の遅れが「速い」とは、周波数に対する位相遅れの度合い（位相特性のグラフの傾き）が大きいことを示し、位相の遅れが「遅い」とは、周波数に対する位相遅れの度合い（位相特性のグラフの傾き）が小さいことを示す。
【００２７】
このように、出力容量Ｃ１が出力端子ＯＵＴに接続されると、負荷電流が無い場合でも、電源装置１の位相余裕が増大し、電源装置１の動作の安定性が向上する。しかし、上述の通り、出力容量Ｃ１の実装面積は大きく、電源装置１の小型化の妨げとなる。一方、出力容量Ｃ１が設けられておらずあるいは非常に小さいと、負荷電流が無い場合に、電源装置１の位相余裕が小さくなり、電源装置１の動作が不安定になってしまう。
【００２８】
本実施形態では、出力容量Ｃ１が設けられておらず、かつ、負荷電流が無い場合であっても、零点回路２０を設けることによって、図３に示すように、電源装置１の動作の安定性を向上させる。
【００２９】
図３は、零点回路２０が設けられた電源装置の周波数特性を示すグラフである。図３では、零点回路２０が電気的に接続された状態（スイッチ回路ＳＷ１はオン状態）であり、出力容量Ｃ１は設けられていない。また、負荷電流は無いあるいは非常に小さいものとする。
【００３０】
零点回路２０は、例えば、図２（Ｂ）の極ＰＬ１の近傍（約１０ｋＨｚ近傍）に零点を作用させるように設計されている。この場合、極ＰＬ１の位相の遅れを戻して（キャンセルして）、位相を進ませることができる。例えば、極ＰＬ１において、位相は９０度遅れるが、零点の作用によってその位相は戻される（進む）。従って、利得０ｄＢにおける位相余裕が大きくなる。図３および図２（Ｂ）を比較すると、位相余裕は、約１０度から約６０度へ増大している。これにより、電源装置１の動作は安定する。
【００３１】
このように、零点回路２０を差動増幅器１０の出力と第２入力との間に付加することによって、出力容量Ｃ１が無くあるいは非常に小さくても、電源装置１の動作の安定性を確保することができる。
【００３２】
利得が０ｄＢになる付近の高周波数帯で効果を発揮すればよいので、零点回路２０の容量は、出力容量Ｃ１に比べて非常に小さくてよい。例えば、１μＦの出力容量Ｃ１に対して、零点回路２０の容量は、１０ｐＦでよい。従って、零点回路２０の付加は、電源装置１の小型化の妨げにはならない。
【００３３】
一方、負荷電流が大きい場合には、出力容量Ｃ１および零点回路２０が接続されていなくても、図４に示すように、電源装置１の動作は安定する。
【００３４】
図４は、負荷電流が大きい場合の電源装置の周波数特性を示すグラフである。図４では、零点回路２０が電気的に切断された状態（スイッチ回路ＳＷ１がオフ状態）である。また、出力容量Ｃ１は設けられていない。
【００３５】
負荷２が出力端子ＯＵＴに接続された場合あるいは負荷２が起動した場合、出力端子ＯＵＴから負荷２に供給される負荷電流が大きくなる。これに対応して、第１トランジスタＰｐが大きな負荷電流を流すために強いオン状態となり低抵抗となる。即ち、第１トランジスタＰｐの抵抗Ｒｐが非常に低くなる。これにより、図４に示すように、極ＰＬ１の発生する周波数ｆｐ１（ｆｐ１＝１／（２πＲｐ・Ｃｏｕｔ））が大きく高周波側へ変位する。その結果、極ＰＬ１と極ＰＬ２との距離が離れ、位相余裕が大きくなり、電源装置１の動作は安定する。このように、負荷電流が大きい場合には、出力容量Ｃ１および零点回路２０の有無に関わらず、電源装置１の動作は安定する。
【００３６】
一方、負荷電流が大きい場合に、零点回路２０が差動増幅器１０の出力と第２入力との間に接続されていると、入力端子ＩＮから第１トランジスタＰｐのゲートに伝播する電源ノイズが零点回路２０を介して差動増幅器１０の第２入力にまで進入するおそれがある。この場合、参照電圧ＶＲＥＦに電源ノイズが混入し、参照電圧ＶＲＥＦが所定の定電圧から揺れ動いてしまう。参照電圧ＶＲＥＦが電源ノイズの影響を受けると、電源装置１は、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができなくなってしまう。
【００３７】
通常、入力電圧Ｖｉｎの電源ノイズは、電源装置１のフィードバック制御によって第１トランジスタＰｐで除去される。このような電源装置１のノイズ除去能力は、電源電圧変動除去比（ＰＳＲＲ（Power Supply Rejection Ratio）特性で表される。
【００３８】
しかし、参照電圧ＶＲＥＦ自体が電源ノイズの影響を受けると、電源装置１のノイズ除去能力は低下する。即ち、零点回路２０が接続されると、電源装置１のＰＳＲＲ特性が悪化する。従って、負荷電流が大きい場合には、ＰＳＲＲの観点から、零点回路２０は、差動増幅器１０の出力と第２入力との間から電気的に切断されていることが好ましいと言える。
【００３９】
以上の電源装置１の特性をまとめると、図５のように表すことができる。
【００４０】
図５は、第１実施形態による電源装置１の特性を示す表である。負荷電流が無いあるいは小さい場合、電源装置１の動作の安定性を優先して、零点回路２０を差動増幅器１０の出力と第２入力との間に電気的に接続する（スイッチ回路ＳＷ１をオンにする）ことが好ましい。負荷電流が有るあるいは大きい場合、電源装置１の動作の安定性は確保されているので、ＰＳＲＲを考慮して、零点回路２０を差動増幅器１０の出力または第２入力から電気的に切断する（スイッチ回路ＳＷ１をオフにする）ことが好ましい。
【００４１】
以上のように、本実施形態による電源装置１は、差動増幅器１０の出力と第２入力との間に直列接続された零点回路２０およびスイッチ回路ＳＷ１を備える。さらに、電流比較器１８が、負荷電流（出力電流）に比例するモニタ電流に基づいて、スイッチ回路ＳＷ１をオン／オフ制御する。これにより、電流比較器１８は、負荷電流が無くあるいは小さい場合にスイッチ回路ＳＷ１をオンし、負荷電流が大きい場合にスイッチ回路ＳＷ１をオフすることができる。即ち、電源装置１は、負荷電流に応じてスイッチ回路ＳＷ１を切り替えて、零点回路２０を自動で差動増幅器１０の出力と第２入力との間において電気的に接続または切断することができる。これにより、電源装置１は、図５に示す斜線部分の状態で動作することができ、出力容量Ｃ１が設けられていなくても、電源装置１は安定して動作することができる。尚且つ、出力容量Ｃ１が不要となるので、電源装置１を小型化することができる。
【００４２】
次に、電源装置１の動作を説明する。
【００４３】
まず、図１に示すように、入力電圧Ｖｉｎが入力端子ＩＮに印加されると、電源装置１が起動する。第１トランジスタＰｐのソース電圧がそのゲート電圧よりも第１トランジスタＰｐの閾値電圧以上に上昇すると、第１トランジスタはオンする。第１トランジスタＰｐがオンすると、出力端子ＯＵＴから出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００４４】
出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷２に印加されるとともに、抵抗素子Ｒｆ、Ｒｓによって抵抗分割されてフィードバック電圧ＶＦＢとして差動増幅器１０へフィードバックされる。フィードバック電圧ＶＦＢは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗素子ＲｆおよびＲｓで逓倍した値となる。例えば、抵抗素子Ｒｆ、Ｒｓの抵抗値をそれぞれｒｆ、ｒｓとすると、フィードバック電圧ＶＦＢは、Ｖｏｕｔ×ｒｓ／（ｒｆ＋ｒｓ）となる。
【００４５】
差動増幅器１０は、フィードバック電圧ＶＦＢを参照電圧ＶＲＥＦに等しくするように第１トランジスタＰｐのゲート電圧を制御する。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが比較的高く、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲＥＦよりも高い場合、トランジスタＮ１、Ｎ２に流れる電流のバランスが崩れ、トランジスタＮ２に流れる電流はトランジスタＮ１に流れる電流よりも小さくなる。一方、電流源１２は差動増幅器１０に定電流を流し、かつ、トランジスタＰ１、Ｐ２は能動負荷としてカレントミラーを構成するので、トランジスタＰ１、Ｐ２は、トランジスタＮ１、Ｎ２にほぼ等しい電流を流そうとする。従って、トランジスタＮ２に流れる電流がトランジスタＮ１に流れる電流よりも小さくなると、入力端子ＩＮからの電荷がトランジスタＮ２のドレイン側に蓄積され、トランジスタＮ２のドレイン電圧（即ち、第１トランジスタＰｐのゲート電圧）が上昇する。第１トランジスタＰｐはｐ型トランジスタであるので、第１トランジスタＰｐのゲート電圧が上昇すると、第１トランジスタＰｐに流れる電流が小さくなる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。このように、出力電圧Ｖｏｕｔが参照電圧ＶＲＥＦよりも高い場合、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるように第１トランジスタＰｐを制御し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持するように作用する。
【００４６】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔが比較的低く、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲＥＦよりも低い場合、トランジスタＮ２に流れる電流がトランジスタＮ１に流れる電流よりも大きくなる。従って、トランジスタＮ２のドレイン側の電荷が電流源１２によって引き抜かれ、トランジスタＮ２のドレイン電圧（即ち、第１トランジスタＰｐのゲート電圧）が低下する。第１トランジスタＰｐはｐ型トランジスタであるので、第１トランジスタＰｐのゲート電圧が低下すると、第１トランジスタＰｐに流れる電流が大きくなる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。このように、出力電圧Ｖｏｕｔが参照電圧ＶＲＥＦよりも低い場合、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるように第１トランジスタＰｐを制御し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持するように作用する。
【００４７】
第１トランジスタＰｐは、差動増幅器１０のフィードバック制御を受けながら、負荷電流を流す。第１トランジスタＰｐが負荷電流を流すと、第２トランジスタＰｍは、第１トランジスタＰｐに流れる電流に比例するモニタ電流Ｉｍを流す。例えば、第２トランジスタＰｍのサイズが、第１トランジスタＰｐのサイズのｎ分の１（ｎは正数）である場合、第２トランジスタＰｍは、第１トランジスタＰｐに流れる電流のｎ分の１のモニタ電流Ｉｍを流す。
【００４８】
電流比較器１８は、モニタ電流Ｉｍを参照電流ＩＲＥＦと比較し、その比較結果に基づいてスイッチ回路ＳＷ１を制御する。例えば、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも低い場合、電流比較器１８は、スイッチ回路ＳＷ１をオンにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間に電気的に接続する。一方、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも高くなった場合、電流比較器１８は、スイッチ回路ＳＷ１をオフにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力または差動増幅器１０の出力から電気的に切断する。
【００４９】
これにより、負荷電流が或る閾値よりも小さい場合（負荷２がシャットダウン状態またはスタンバイ状態の場合）、零点回路２０が差動増幅器１０の出力と第２入力との間に電気的に接続され、電源装置１は安定的に動作する。負荷電流が閾値を超えた場合（負荷２が起動した場合）、零点回路２０が差動増幅器１０の出力と第２入力との間から電気的に切断され、電源装置１は安定的に動作しかつＰＳＲＲ特性においても良好になる。
【００５０】
（第２実施形態）
図６は、第２実施形態による電源装置の構成例を示す回路図である。第２実施形態による電源装置１は、電流源１４と、第２スイッチ回路ＳＷ２とをさらに備えている点で第１実施形態の電源装置１と異なる。第２実施形態のその他の構成は、第１実施形態の対応する構成と同様でよい。
【００５１】
第２電流源としての電流源１４は、差動増幅器１０のトランジスタＮ１、Ｎ２のソースとグランドとの間に設けられている。電流源１４は、電流源１２による電流に対して付加される追加電流を差動増幅器１０に供給する。電流源１２は消費電流を低減させるために微小電流を差動増幅器１０に供給する。一方、電流源１４は電流源１２からの微小電流に加えて追加電流を差動増幅器１０に供給する。これにより、差動増幅器１０には、比較的大きな電流が供給される。
【００５２】
第２スイッチ回路ＳＷ２は、トランジスタＮ１、Ｎ２のソースと電流源１４との間に接続されており、電流比較器１８の比較結果を受けてオンまたはオフに制御される。第２スイッチ回路ＳＷ２は、例えば、ＭＯＳトランジスタで構成されてもよい。第２スイッチ回路ＳＷ２がオンになると、電流源１４は、トランジスタＮ１、Ｎ２のソースとグランドとの間に電気的に接続される。これにより、電流源１４は、差動増幅器１０に追加電流を流すことができる。一方、第２スイッチ回路ＳＷ２がオフになると、電流源１４は、トランジスタＮ１、Ｎ２のソースとグランドとの間から電気的に切断される。これにより、電流源１２のみが、差動増幅器１０に電流を流す。尚、第２スイッチ回路ＳＷ２は、電流源１４とグランドとの間に接続されてもよい。この場合であっても、第２スイッチ回路ＳＷ２は、トランジスタＮ１、Ｎ２のソースとグランドとの間において電流源１４を電気的に接続／切断することができる。
【００５３】
第２スイッチ回路ＳＷ２は、第１スイッチ回路ＳＷ１と相補にスイッチング動作する。即ち、第１スイッチ回路ＳＷ１がオンのときには、第２スイッチ回路ＳＷ２はオフであり、第１スイッチ回路ＳＷ１がオフのときには、第２スイッチ回路ＳＷ２はオンになる。例えば、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも小さいときに、第１スイッチ回路ＳＷ１はオンになり、第２スイッチ回路ＳＷ２はオフになる。モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦを超えると、第１スイッチ回路ＳＷ１はオフになり、第２スイッチ回路ＳＷ２はオンになる。
【００５４】
このような動作を実現するために、例えば、インバータＩＮＶが、第２スイッチ回路ＳＷ２と電流比較器１８の出力との間に設けられている。インバータＩＮＶは、電流比較器１８の比較結果を第２スイッチ回路ＳＷ２に反転入力する。第１スイッチ回路ＳＷ１には、電流比較器１８の比較結果は非反転入力される。これにより、第１および第２スイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２は、相補動作することができる。尚、電流比較器１８の反転入力と非反転入力とを入れ替えた場合、インバータＩＮＶは、第１スイッチ回路ＳＷ１と電流比較器１８の出力との間に設ければよい。
【００５５】
次に、第２実施形態による電源装置１の動作を説明する。
【００５６】
差動増幅器１０および第１トランジスタＰｐの基本的な動作は、第１実施形態のそれと同様である。
【００５７】
電流比較器１８は、モニタ電流Ｉｍを参照電流ＩＲＥＦと比較し、その比較結果に基づいて第１および第２スイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２を制御する。例えば、負荷電流が小さく、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも低い場合、電流比較器１８は、第１スイッチ回路ＳＷ１をオンにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間に電気的に接続する。また、電流比較器１８は、第２スイッチ回路ＳＷ２をオフにして、電流源１４を差動増幅器１０から電気的に切断する。これにより、負荷電流が小さい場合には、電流源１２による微少電流のみが差動増幅器１０に流れる。この場合、差動増幅器１０の動作は遅くなるものの、差動増幅器１０の消費電流が小さくなる（低消費電流モード）。従って、低消費電流モードでは、負荷電流の急激な変動に対して出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に戻るのに時間がかかる。即ち、ロードトランジェント特性はさほど良くない。しかし、零点回路２０が機能するので、電源装置１の動作の安定性は維持される。
【００５８】
一方、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも高くなった場合、電流比較器１８は、スイッチ回路ＳＷ１をオフにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力または差動増幅器１０の出力から電気的に切断する。また、電流比較器１８は、第２スイッチ回路ＳＷ２をオンにして、電流源１４を差動増幅器１０とグランドとの間に電気的に接続する。これにより、負荷電流が大きい場合には、電流源１２による微少電流に加え電流源１４による追加電流が差動増幅器１０に流れる。この場合、比較的容量の大きい第１トランジスタＰｐのゲートから電荷を素早く引き抜くことができる。従って、差動増幅器１０の消費電流が大きくなるものの、電源装置１は高速動作することができる（高速動作モード）。高速動作モードでは、差動増幅器１０の応答性能が向上し、負荷電流が急激に変動しても短時間で出力電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧に戻すことができる。即ち、所謂、ロードトランジェント特性が良好になる。負荷電流が大きい場合、第１実施形態で説明したように、電源装置１の動作の安定性は、零点回路２０が無くても維持される。従って、ＰＳＲＲ特性を考慮して、零点回路２０は、差動増幅器１０から電気的に切断される。
【００５９】
このように、第２実施形態では、負荷電流が大きい場合には、電流源１４が追加電流を差動増幅器１０に供給することによって、差動増幅器１０を高速動作させることができる。一方、負荷電流が小さい場合には、電流源１２のみが微小電流を差動増幅器１０に供給することによって、差動増幅器１０の消費電流を小さくすることができる。即ち、第２実施形態による電源装置１は、高速動作と低消費電流との両立を図ることができる。
【００６０】
さらに、第２実施形態による電源装置１は、第１実施形態と同様に、負荷電流に応じて、差動増幅器１０に接続される零点回路２０を有する。従って、電源装置１の動作の安定性とＰＳＲＲ特性との両立も図ることができる。
【００６１】
換言すると、第２実施形態による電源装置１は、差動増幅器１０に相補に接続される零点回路２０および電流源１４によって、安定性を維持しつつ、消費電流を抑制し、ＰＳＲＲ特性やロードトランジェント特性等のＡＣ（Alternative Current）特性を良好にすることができる。
【００６２】
（第３実施形態）
図７は、第３実施形態による電源装置の構成例を示す回路図である。第３実施形態による電源装置１は、トランジスタＰ３と、電流源２２、２４と、スイッチ回路ＳＷ３とをさらに備えている点で第２実施形態と異なる。第３実施形態のその他の構成は、第２実施形態の対応する構成と同様でよい。
【００６３】
第３トランジスタＰ３のソース（一端）は、入力端子ＩＮに接続され、ゲートは差動増幅器１０の出力に接続されている。トランジスタＰ３のドレイン（他端）は第１および第２トランジスタＰｐ、Ｐｍのゲートおよび電流源２２に接続されている。また、トランジスタＰ３のドレインは、スイッチ回路ＳＷ３を介して電流源２４に接続されている。
【００６４】
第３電流源としての電流源２２は、トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間に接続され、電流源１２と同様にトランジスタＰ３に微小電流を供給する電流源である。
【００６５】
第４電流源としての電流源２４は、トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間において電流源２２と並列接続され、トランジスタＰ３に追加電流を供給する電流源である。電流源２２は消費電流を低減させるために微小電流をトランジスタＰ３に供給する。一方、電流源２４は、電流源２２からの微小電流に加えて追加電流をトランジスタＰ３に供給する。これにより、差動増幅器１０には、比較的大きな電流が供給され得る。
【００６６】
第３スイッチ回路としてのスイッチ回路ＳＷ３は、電流源２４とトランジスタＰ３のドレインとの間に接続されており、電流比較器１８の比較結果に基づいてオンまたはオフに制御される。スイッチ回路ＳＷ３は、例えば、ＭＯＳトランジスタで構成されてもよい。スイッチ回路ＳＷ３がオンになると、電流源２４は、トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間に電気的に接続される。これにより、電流源２４は、トランジスタＰ３に追加電流を流すことができる。一方、スイッチ回路ＳＷ３がオフになると、電流源２４は、トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間から電気的に切断される。これにより、電流源２２のみが、トランジスタＰ３に電流を流す。尚、スイッチ回路ＳＷ３は、電流源２４とグランドとの間に接続されてもよい。この場合であっても、スイッチ回路ＳＷ３は、トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間において電流源２４を電気的に接続／切断させることができる。スイッチ回路ＳＷ３は、スイッチ回路ＳＷ２と同様に動作し、スイッチ回路ＳＷ１と相補に動作する。
【００６７】
このような動作を実現するために、例えば、インバータＩＮＶが、スイッチ回路ＳＷ２、ＳＷ３と電流比較器１８の出力との間に設けられている。インバータＩＮＶは、電流比較器１８の比較結果をスイッチ回路ＳＷ２、ＳＷ３の両方に反転入力する。スイッチ回路ＳＷ１には、電流比較器１８の比較結果は非反転入力される。これにより、スイッチ回路ＳＷ２、ＳＷ３は、同じ動作をし、スイッチ回路ＳＷ１とは相補に動作する。尚、電流比較器１８の反転入力と非反転入力とを入れ替えた場合、インバータＩＮＶは、スイッチ回路ＳＷ１と電流比較器１８の出力との間に設ければよい。
【００６８】
尚、第３実施形態では、トランジスタＰ３がｐ型トランジスタであるので、第１および第２トランジスタＰｐ、Ｐｍのゲート電圧は、差動増幅器１０の出力電圧に対して反転状態になる。従って、フィードバック電圧ＶＦＢおよび参照電圧ＶＲＥＦを受ける差動増幅器１０の２つ入力は、第１および第２実施形態のそれに対して逆になる。
【００６９】
第３実施形態による電源装置１の動作について説明する。
【００７０】
負荷電流の比較的小さな低消費電流モードでは、スイッチ回路ＳＷ３は、スイッチ回路ＳＷ２とともにオフになる。これにより、電流源２２がトランジスタＰ３に微小電流を流し、消費電力を抑制する。この場合、ロードトランジェント特性はさほど良くないが、零点回路２０は機能するので、電源装置１の動作の安定性は維持される。
【００７１】
負荷電流の比較的大きな高速動作モードでは、スイッチ回路ＳＷ３は、スイッチ回路ＳＷ２とともにオンになる。これにより、電流源２２、２４がともにトランジスタＰ３に電流を流し、第１トランジスタＰｐを高速動作させることができる。この場合、電源装置１の消費電流が多くなるが、電源装置１の応答性能が向上し、ロードトランジェント特性は良好になる。この場合、ＰＳＲＲ特性を考慮して、零点回路２０は差動増幅器１０から電気的に切断されるが、電源装置１の動作の安定性は維持される。
【００７２】
第３実施形態は、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、第３実施形態によれば、トランジスタＰ３が追加の利得段として機能する。従って、電源装置１の開放利得が上昇し、ＰＳＲＲ特性等のＡＣ特性を向上させることができる。
【００７３】
尚、トランジスタＰ３、電流源２２、２４およびスイッチ回路ＳＷ３は、第１実施形態による電源装置１に組み合わせてもよい。即ち、図７の電流源１４およびスイッチ回路ＳＷ２は省略してもよい。
【００７４】
（変形例）
図８は、第２または第３実施形態の変形例による延長回路の構成例を示す回路図である。第２および第３実施形態の低消費電流モードと高速動作モードとの間の切替えは、負荷電流が参照電流ＩＲＥＦを超えた時点あるいは下回った時点で実行される。
【００７５】
これに対し、本変形例による延長回路３０は、高速動作モードから低消費電流モードへ移行する際に、負荷電流が参照電流ＩＲＥＦを下回った時点から所定の延長期間が経過するまで追加電流を流し続ける。即ち、延長回路３０は、スイッチ回路ＳＷ２をオンからオフに切り替えるときに、電流比較器１８の比較結果に基づく信号を延長させてスイッチ回路ＳＷ２へ伝達する。
【００７６】
延長回路３０は、電流比較器１８の出力とスイッチ回路ＳＷ２との間に接続されている。延長回路３０は、トランジスタＮ３と、キャパシタ素子Ｃｘと、抵抗素子Ｒｘとを備えている。
【００７７】
第４トランジスタとしてのトランジスタＮ３のドレインはノードＮｘに接続され、ソースはグランドに接続されている。トランジスタＮ３のゲートは、電流比較器１８の出力に接続されている。トランジスタＮ３は、ｎ型ＭＯＳトランジスタであり、電流比較器１８の比較結果に基づいて制御される。
【００７８】
キャパシタ素子Ｃｘは、ノードＮｘとグランドとの間に接続されており、トランジスタＮ３がオフのときに入力端子ＩＮからノードＮｘに電荷を蓄積する。キャパシタ素子Ｃｘに蓄積された電荷は、トランジスタＮ３がオンするとトランジスタＮ３を介してノードＮｘからグランドへ流れる（開放される）。
【００７９】
抵抗素子Ｒｘは、入力端子ＩＮとノードＮｘとの間に接続されており、キャパシタ素子Ｃｘに電荷を蓄積する際に、充電電流の流れを制限する。これにより、キャパシタ素子Ｃｘの充電時間が、高速動作モードから低消費電流モードへ移行する際に、追加電流を流す延長時間となる。即ち、延長回路３０の延長時間は、キャパシタ素子Ｃｘの容量および抵抗素子Ｒｘの抵抗値によって決定される。
【００８０】
次に、本変形例による電源装置１の動作について説明する。
【００８１】
低消費電流モードにおいて、負荷電流が小さく、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも低い場合、電流比較器１８は、第１スイッチ回路ＳＷ１をオンにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力と差動増幅器１０の出力との間に電気的に接続する。また、電流比較器１８は、トランジスタＮ３をオフにしており、キャパシタ素子Ｃｘは電荷を蓄積している。よって、ノードＮｘの電圧は高レベル電圧となっている。これにより、延長回路３０は、スイッチ回路ＳＷ２をオフにして、電流源１４を差動増幅器１０から電気的に切断している。
【００８２】
電源装置１が低消費電流モードから高速動作モードへ遷移した場合、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも高くなるので、電流比較器１８は、スイッチ回路ＳＷ１をオフにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力または差動増幅器１０の出力から電気的に切断する。また、電流比較器１８は、トランジスタＮ３をオンにし、トランジスタＮ３を介してキャパシタ素子Ｃｘの電荷を放電する。このとき、キャパシタ素子Ｃｘは短時間で放電し、ノードＮｘの電圧が素早く高レベル電圧から低レベル電圧へ変化する。これにより、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも高くなった時点からほとんど遅延することなく、スイッチ回路ＳＷ２がオンになり、加算電流が差動増幅器１０に供給される。即ち、低消費電流モードから高速動作モードへ遷移する際には、延長回路３０はほとんど遅延なくスイッチ回路ＳＷ２をオンにし、加算電流が遅延なく供給開始される。
【００８３】
電源装置１が高速動作モードから低消費電流モードへ遷移した場合、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦよりも低くなるので、電流比較器１８は、スイッチ回路ＳＷ１をオンにして、零点回路２０を差動増幅器１０の第２入力または差動増幅器１０の出力から電気的に切断する。また、電流比較器１８は、トランジスタＮ３を再びオフにし、キャパシタ素子Ｃｘを充電する。このとき、入力端子ＩＮからの電荷が抵抗素子Ｒｘを介してキャパシタ素子Ｃｘへ蓄積されるためには所定の延長時間だけかかる。従って、ノードＮｘの電圧は、トランジスタＮ３がオンしてから緩やかに上昇し、延長時間の経過後に、スイッチ回路ＳＷ２をオフに切り替える。即ち、高速動作モードから低消費電流モードへ遷移する際には、延長回路３０は、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦを下回ってから延長時間の経過後に、加算電流の供給を停止する。
【００８４】
このように、本変形例によれば、延長回路３０は、高速動作モードから低消費電流モードへ遷移するときに、加算電流の供給を直ぐに停止するのではなく、延長時間だけ供給してから停止する。これにより、モニタ電流Ｉｍが参照電流ＩＲＥＦ付近で上下しても、電源装置１は、高速動作モードを維持し、高速動作モードと低消費電流モードとの間で頻繁に遷移することを抑制することができる。その結果、電源装置１の動作の安定性を高めることができる。
【００８５】
また、高速動作モードから低消費電流モードへ遷移するときに、零点回路２０が差動増幅器１０に確実に接続された後に、加算電流の供給を停止することができる。その結果、電源装置１の動作の安定性を維持することができる。
【００８６】
本変形例は、第２または第３実施形態のいずれにも適用可能である。
【００８７】
また、第１〜第３実施形態において、差動増幅器１０の入力には、ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２が用いられている。しかし、ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２に代えて、ｐ型トランジスタを用いてもよい。この場合、差動増幅器１０に入力されるフィードバック電圧ＶＦＢおよび参照電圧ＶＲＥＦを互いに入れ替えればよい。
【００８８】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００８９】
１  電源装置、１０  差動増幅器、１２，１４  電流源、Ｐｐ第１トランジスタ、Ｐｍ  第２トランジスタ、１６  参照電流源、１８  電流比較器、ＳＷ１〜ＳＷ３  スイッチ回路、Ｒｆ，Ｒｓ  抵抗素子、２０  零点回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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