(57)【要約】【課題】振動子の機械的負荷の変化に伴う振動の振幅の変化を簡易な構成で効果的に抑制できる振動子駆動装置を提供する。【解決手段】振動子駆動装置２は、振動子ＶＴに供給される交流の駆動電圧Ｖｏ１を発生する駆動電圧発生部１０と、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏを検出する検出部２０と、駆動電圧Ｖｏ１の周波数が変化するように駆動電圧発生部１０を制御する制御部３０とを有する。制御部３０は、第１動作モードにおいて、駆動電圧Ｖｏ１の周波数を変化させながら検出部２０の検出結果を取得し、当該取得した検出結果に基づいて、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏが極小値となる反共振周波数ｆａを探索し、第２動作モードにおいて、駆動電圧Ｖｏ１の周波数を第１動作モードで探索した反共振周波数ｆａに保持する。【選択図】図１
2018094456.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子を駆動する振動子駆動装置であって、
前記振動子に供給される交流の駆動電圧を発生する駆動電圧発生部と、
前記振動子に流れる電流又は前記振動子に供給される電力を検出する検出部と、
前記駆動電圧の周波数が変化するように前記駆動電圧発生部を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、
第１動作モードにおいて、前記駆動電圧の周波数を変化させながら前記検出部の検出結果を取得し、当該取得した検出結果に基づいて、前記振動子に流れる電流又は前記振動子に供給される電力が極小値となる反共振周波数を探索し、
第２動作モードにおいて、前記駆動電圧の周波数を前記第１動作モードで探索した前記反共振周波数に保持する、
振動子駆動装置。
【請求項２】
前記駆動電圧発生部が発生した前記駆動電圧を昇圧して前記振動子に印加するトランスを有する、
請求項１に記載の振動子駆動装置。
【請求項３】
前記駆動電圧発生部から前記トランスの一次コイルへ電流が流れる経路に設けられ、前記反共振周波数より高い周波数において前記振動子の静電容量成分との共振を生じ、当該共振により、前記駆動電圧の周波数の変化に応じた前記振動子の電流の変化を強調するインダクタを有する、
請求項２に記載の振動子駆動装置。
【請求項４】
前記駆動電圧発生部は、
スイッチングアンプと、
前記スイッチングアンプの出力電圧に含まれるスイッチング成分を除去するフィルタとを含み、
前記トランスは、前記フィルタにおいて前記スイッチング成分が除去された前記スイッチングアンプの出力電圧を前記駆動電圧として昇圧し、
前記フィルタは、前記スイッチングアンプから前記一次コイルへ電流が流れる経路に設けられた少なくとも１つのチョークを含み、
前記チョークが前記インダクタとして働く、
請求項３に記載の振動子駆動装置。
【請求項５】
前記スイッチングアンプは、それぞれハイレベルとローレベルの電圧を切り替えて出力する第１アンプ部及び第２アンプ部を含み、
前記フィルタは、
前記第１アンプ部の出力から前記一次コイルの一方の端子へ電流が流れる経路に設けられた第１チョークと、
前記第２アンプ部の出力から前記一次コイルの他方の端子へ電流が流れる経路に設けられた第２チョークとを含み、
前記第１チョーク及び前記第２チョークが前記インダクタとして働く、
請求項４に記載の振動子駆動装置。
【請求項６】
前記駆動電圧発生部は、
矩形波を発生する矩形波発生回路と、
前記矩形波を三角波に変換する波形変換回路と、
前記三角波から正弦波を抽出し、前記スイッチングアンプに入力するバンドパスフィルタとを含み、
前記制御部は、前記矩形波発生回路において発生する前記矩形波の周波数を制御する、
請求項５に記載の振動子駆動装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記駆動電圧発生部による前記駆動電圧の発生を停止する動作停止モードにおいて前記駆動電圧を発生するように指示する制御信号を入力した場合に前記第１動作モードへ移行し、前記第１動作モードにおいて前記反共振周波数を探索した後で前記第２動作モードに移行し、前記第２動作モードにおいて前記駆動電圧発生部により前記駆動電圧を発生する、
請求項１乃至６の何れか一項に記載の振動子駆動装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記第１動作モードにおいて、前記反共振周波数が含まれ得る所定の周波数範囲の高周波側から低周波側に向かって前記駆動電圧の周波数を変化させながら、前記検出部において検出される前記電流又は前記電力が低下から上昇へ転じる周波数を探索する、
請求項１乃至７の何れか一項に記載の振動子駆動装置。
【請求項９】
電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子と、
前記振動子を駆動する請求項１乃至８の何れか一項に記載の振動子駆動装置と
を有する振動発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動子に電気エネルギーを供給して振動を生じさせる振動子駆動装置とこれを用いた振動発生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
圧電効果により電気エネルギーを機械的な振動へ変換する振動子には、一般に共振周波数と反共振周波数が存在する。振動子のインピーダンスは、共振周波数で極小値となり、反共振周波数で極大値となる。
【０００３】
クロック等の発振器に用いられる水晶振動子や圧電振動子は、通常、共振周波数において駆動される。また、超音波加工機やボンディングマシン、ハンドピースなどの比較的大きなエネルギーを扱う装置においても、振動子の駆動は共振周波数で行われることが多い。
【０００４】
発振器に用いられる振動子の場合、機械的な負荷は略一定であるが、超音波加工機などにおいて対象物を振動させる振動子の場合は、使用状態に応じて機械的な負荷が大きく変動する。振動子の共振周波数は、機械的な負荷に応じて変化することから、振動子の駆動周波数が一定の場合、駆動周波数が共振周波数からずれてしまい、振動子のインピーダンスが増大する。振動子のインピーダンスが大きくなる一方で、振動子に供給される電圧が一定になっていると、振動子に供給される電力が減少し、振動の振幅が小さくなる。
【０００５】
このような問題を回避するため、下記の特許文献１に記載される装置では、振動子の駆動周波数を共振周波数に追従させるとともに、振動子の駆動電流を一定に保つ制御が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−７０７９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、振動子の駆動電流を一定に保つ制御を行うためには、振動子の電流を検出する回路や、電流の検出結果と目標値との差に応じて振動子の駆動電流を可変する回路、異常動作時の過電圧に対する保護回路などが必要になる。振動子に供給する電力を一定に保つ場合には、更に複雑な回路が必要となる。
【０００８】
また、上記特許文献１に記載される装置では、振動子の駆動周波数を共振周波数に追従させるため、振動子の電圧と電流の位相が一致するように駆動周波数を制御するＰＬＬが構成される。しかしながら、振動子の機械的な負荷が大きくなると位相の変化が小さくなるため、ＰＬＬの制御において位相のロックが外れ易くなる。そのため、負荷が大きくなると共振点に追従するＰＬＬの制御が働かなくなる場合がある。
【０００９】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、振動子の機械的負荷の変化に伴う振動の振幅の変化を簡易な構成で効果的に抑制できる振動子駆動装置と、これを用いた振動発生装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第１の観点に係る振動子駆動装置は、電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子を駆動する振動子駆動装置であって、前記振動子に供給される交流の駆動電圧を発生する駆動電圧発生部と、前記振動子に流れる電流又は前記振動子に供給される電力を検出する検出部と、前記駆動電圧の周波数が変化するように前記駆動電圧発生部を制御する制御部とを有する。前記制御部は、第１動作モードにおいて、前記駆動電圧の周波数を変化させながら前記検出部の検出結果を取得し、当該取得した検出結果に基づいて、前記振動子に流れる電流又は前記振動子に供給される電力が極小値となる反共振周波数を探索し、第２動作モードにおいて、前記駆動電圧の周波数を前記第１動作モードで探索した反共振周波数に保持する。
【００１１】
本発明の第２の観点に係る振動発生装置は、電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子と、前記振動子を駆動する上記第１の観点に係る振動子駆動装置とを有する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によればフィードバック制御を用いない簡易な構成でありながら、振動子の機械的負荷の変動に伴う振動子の振幅の変動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施形態に係る振動発生装置の構成の一例を示す図である。
【図２】矩形波発生回路及び波形変換回路の構成の一例を示す図である。
【図３】スイッチングアンプ及びフィルタの構成の一例を示す図である。
【図４】振動子と直列に設けたインダクタの影響を説明するための図であり、回路の周波数特性のミュレーション結果を示す。
【図５】振動子と直列に設けたインダクタの影響を説明するための図であり、異なるインダクタンス値で得られた複数の周波数特性のシミュレーション結果を示す。
【図６】振動子の機械的な負荷の影響を説明するための図であり、無負荷時と有負荷時における周波数特性のシミュレーション結果を示す。
【図７】振動子の機械的な負荷の影響を説明するための図であり、無負荷時と有負荷時における他の周波数特性のシミュレーション結果を示す。
【図８】フィルタのキャパシタの影響を説明するための図であり、回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す。
【図９】動作時における回路の各部の信号波形を示す図であり、無負荷時と有負荷時における過渡解析のシミュレーション結果を示す。
【図１０】反共振周波数の探索処理の一例を示すフローチャートである。
【図１１】反共振周波数の探索処理を実行した場合における回路の各部の信号波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る振動発生装置について説明する。図１は、本実施形態に係る振動発生装置１の一例を示す図である。図１に示す振動発生装置１は、電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子ＶＴと、振動子ＶＴに駆動用の電力を供給する振動子駆動装置２を有する。振動発生装置１は、例えば歯科用のハンドツールや電気メス、電動歯ブラシなど、振動子ＶＴの振動を対象物に伝える装置である。そのため、使用状態（対象物の有無、対象物の材質、振動の伝え方など）に応じて振動子ＶＴの機械的負荷が変化する。振動子ＶＴは、例えばランジュバン型振動子であり、後述するように共振周波数と反共振周波数が存在する。
【００１５】
図１の例において、振動子駆動装置２は、駆動電圧発生部１０と、検出部２０と、制御部３０と、トランスＴＲを含む。
【００１６】
［駆動電圧発生部１０］
駆動電圧発生部１０は、トランスＴＲを介して振動子ＶＴに供給される交流の駆動電圧Ｖｏ１を発生する。駆動電圧発生部１０は、制御部３０の制御に従って、駆動電圧Ｖｏ１の周波数と振幅を調節する。
【００１７】
駆動電圧発生部１０は、例えば図１に示すように、矩形波発生回路１１と、波形変換回路１２と、バンドパスフィルタ１３と、レンジ切替回路１４と、スイッチングアンプ１５と、フィルタ１６を含む。
【００１８】
矩形波発生回路１１は、制御部３０の制御に従って振幅と周波数が設定された矩形波Ｓ１１を発生する。波形変換回路１２は、矩形波発生回路１１から出力される矩形波Ｓ１１を三角波Ｓ１２に変換する。
【００１９】
図２は、矩形波発生回路１１及び波形変換回路１２の構成の一例を示す図である。
図２の例において、矩形波発生回路１１は、制御部３０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ３０Ａを平均化して直流電圧を生成するローパスフィルタ１１１と、ローパスフィルタ１１１において生成された直流電圧をスイッチングして矩形波Ｓ１１を生成するスイッチ回路１１２を含む。
【００２０】
ローパスフィルタ１１１は、直列に接続された抵抗Ｒ１とキャパシタＣを含む。抵抗Ｒ１の一端にＰＷＭ信号Ｓ３０Ａが入力され、抵抗Ｒ１の他端がキャパシタＣ１の一端に接続され、キャパシタＣ１の他端がグランドに接続される。ＰＷＭ信号Ｓ３０Ａの１周期中におけるハイレベルの期間の割合（デューティ比）が大きくなるほど、キャパシタＣ１に生じる直流電圧のレベルが高くなる。
【００２１】
スイッチ回路１１２は、制御部３０から出力される制御信号Ｓ３０Ｂに応じて相補的にオンオフする２つのスイッチＳＷ１及びＳＷ２を含む。スイッチＳＷ１及びＳＷ２は、キャパシタＣ１の一端と他端との間において直列に接続されており、その接続中点から矩形波Ｓ１１を出力する。スイッチＳＷ１がオンし、スイッチＳＷ２がオフすると、矩形波Ｓ１１がハイレベルとなり、スイッチＳＷ１がオフし、スイッチＳＷ２がオンすると、矩形波Ｓ１１がローレベルとなる。
【００２２】
図２の例において、波形変換回路１２は、キャパシタＣ２及びＣ３と、抵抗Ｒ２〜Ｒ６と、オペアンプＯＰ１を含む。オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、直列接続された抵抗Ｒ２及びＲ３を介して基準電圧Ｖｒが入力される。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、直列接続された抵抗Ｒ４及びＲ５を介して基準電圧Ｖｒが入力される。キャパシタＣ２の一端には、矩形波Ｓ１１が入力され、キャパシタＣ２の他端は、抵抗Ｒ２及びＲ３の接続中点Ｎ１に接続される。抵抗Ｒ６及びキャパシタＣ３は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に並列接続される。
【００２３】
オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に基準電圧Ｖｒが入力されるため、オペアンプＯＰ１の反転入力端子の電圧は概ね基準電圧Ｖｒと等しくなる。キャパシタＣ２がキャパシタＣ３に比べて十分大きな静電容量を有しているものとすると、キャパシタＣ２からキャパシタＣ３への電荷の移動に伴うキャパシタＣ２の電圧変化は微小である。この場合、矩形波Ｓ１１がハイレベルの期間における接続中点Ｎ１の電圧は概ね一定となり、矩形波Ｓ１１がローレベルの期間における接続中点Ｎ１の電圧も概ね一定となる。すなわち、接続中点Ｎ１の電圧は矩形波となり、その振幅は矩形波Ｓ１１の振幅と概ね等しくなる。これにより、矩形波Ｓ１１がハイレベルの期間とローレベルの期間のそれぞれにおいて、キャパシタＣ３には抵抗Ｒ３を介して概ね一定の電流が流れる。また、キャパシタＣ３の電流の方向は、矩形波Ｓ１１のレベルの変化に応じて反転する。従って、オペアンプＯＰ１の出力電圧は、時間の経過とともに一定の傾きで上昇と低下を繰り返す三角波Ｓ１２となる。
【００２４】
図１に戻る。
バンドパスフィルタ１３は、波形変換回路１２において発生した三角波Ｓ１２から高調波成分を除去した正弦波Ｓ１３を出力する。矩形波Ｓ１１（三角波Ｓ１２）の周波数の変化範囲が高調波に比べて十分に小さい場合、バンドパスフィルタ１３の通過帯域は一定でよい。バンドパスフィルタ１３は、例えば、縦続接続された複数段のバンドパスフィルタによって構成される。
【００２５】
レンジ切替回路１４は、スイッチングアンプ１５に出力する正弦波Ｓ１４の振幅の範囲を制御部３０の制御信号に応じて切り替える。例えばレンジ切替回路１４は、制御部３０の制御信号に応じて減衰比を切り替える減衰回路を含んでおり、正弦波Ｓ１３の振幅を減衰させた正弦波Ｓ１４を出力する。
【００２６】
スイッチングアンプ１５は、正弦波Ｓ１４に応じてパルス幅やパルス密度などが変調されたパルス波形の駆動電圧ＶＤを出力する。スイッチングアンプ１５は、例えば直流電源から供給される直流電圧Ｖｐｓをスイッチ素子（ＦＥＴなど）でスイッチングすることにより、パルス波形の駆動電圧ＶＤを生成する。フィルタ１６は、スイッチングアンプ１５から出力される駆動電圧ＶＤに含まれたスイッチング成分を除去し、正弦波Ｓ１４に対応する正弦波状の駆動電圧Ｖｏ１を出力する。
【００２７】
図３は、スイッチングアンプ１５及びフィルタ１６の構成の一例を示す図である。
図３の例において、スイッチングアンプ１５は、それぞれハイレベルとローレベルの電圧を切り替えて出力する第１アンプ部Ａ１及び第２アンプ部Ａ２と、三角波発生器１５３とを有する。
【００２８】
第１アンプ部Ａ１は、正弦波Ｓ１４に応じてパルス幅変調された第１駆動電圧ＶＤ１を出力する。第２アンプ部Ａ２は、正弦波Ｓ１４の位相を反転させた反転正弦波Ｓ１４に応じてパルス幅変調された第２駆動電圧ＶＤ２を出力する。第１駆動電圧ＶＤ１と第２駆動電圧ＶＤ２との差が駆動電圧ＶＤに相当する。
【００２９】
第１アンプ部Ａ１は、図３の例において、スイッチ素子Ｍ１１及びＭ１２と、スイッチ駆動回路１５１と、コンパレータＣＰ１とを含む。コンパレータＣＰ１は、三角波発生器１５３において生成された一定の周波数の三角波Ｓｔｒと正弦波Ｓ１４とを比較し、その比較結果としてパルス幅変調信号を出力する。スイッチ駆動回路１５１は、コンパレータＣＰ１から出力されるパルス幅変調信号に応じて、スイッチ素子Ｍ１１及びＭ１２を相補的に駆動する。スイッチ素子Ｍ１１及びＭ１２は、例えばＦＥＴなどのトランジスタであり、直流電圧Ｖｐｓが供給される電源ラインとグランドとの間に直列接続される。スイッチ素子Ｍ１１及びＭ１２が相補的にオンオフすることにより、駆動電圧ＶＤ１は、直流電圧Ｖｐｓとゼロ電圧（グランドレベル）との間で交互に切り替わるパルス波となる。
【００３０】
第２アンプ部Ａ２は、図３の例において、スイッチ素子Ｍ２１及びＭ２２と、スイッチ駆動回路１５２と、コンパレータＣＰ２と、反転アンプ１５４とを含む。反転アンプ１５４は、正弦波Ｓ１４の位相を反転させた反転正弦波Ｓ１４Ａを出力する。コンパレータＣＰ２は、三角波Ｓｔｒと反転正弦波Ｓ１４Ａとを比較し、その比較結果としてパルス幅変調信号を出力する。スイッチ駆動回路１５２は、コンパレータＣＰ２から出力されるパルス幅変調信号に応じて、スイッチ素子Ｍ２１及びＭ２２を相補的に駆動する。スイッチ素子Ｍ２１及びＭ２２は、例えばＦＥＴなどのトランジスタであり、直流電圧Ｖｐｓが供給される電源ラインとグランドとの間に直列接続される。スイッチ素子Ｍ２１及びＭ２２が相補的にオンオフすることにより、駆動電圧ＶＤ２は、直流電圧Ｖｐｓとゼロ電圧（グランドレベル）との間で交互に切り替わるパルス波となる。
【００３１】
図３の例において、フィルタ１６は、第１チョークＬｃ１及び第２チョークＬｃ２と、第１キャパシタＣｆ１１及び第２キャパシタＣｆ２１を有する。第１チョークＬｃ１及び第２チョークＬｃ２は、スイッチングアンプ１５からトランスＴＲの一次コイルＬ１へ電流が流れる経路に設けられている。すなわち、第１チョークＬｃ１は、第１アンプ部Ａ１の出力から一次コイルＬ１の一方の端子へ電流が流れる経路に設けられ、第２チョークＬｃ２は、第２アンプ部Ａ２の出力から一次コイルＬ１の他方の端子へ電流が流れる経路に設けられている。
【００３２】
第１キャパシタＣｆ１１は、第１チョークＬｃ１から一次コイルＬ１へ電流が流れる経路とグラントとの間に接続される。第２キャパシタＣｆ２１は、第２チョークＬｃ２から一次コイルＬ１へ電流が流れる経路とグランドとの間に接続される。
【００３３】
また図３の例において、フィルタ１６は、第１キャパシタＣｆ１１に並列接続された抵抗Ｒｆ１１及びキャパシタＣｆ１２の直列回路と、第２キャパシタＣｆ２１に並列接続された抵抗Ｒｆ２１及びキャパシタＣｆ２２の直列回路とを有する。
【００３４】
［トランスＴＲ］
トランスＴＲの一次コイルＬ１は、フィルタ１６から出力される正弦波状の駆動電圧Ｖｏ１を入力する。トランスＴＲの二次コイルＬ２は、駆動電圧Ｖｏ１に対して昇圧された駆動電圧Ｖｏ２を発生する。この駆動電圧Ｖｏ２が、振動子ＶＴに供給される。
【００３５】
［検出部２０］
検出部２０は、振動子ＶＴに流れる電流を検出する。図１の例において、検出部２０は、カレントトランスＣＴと、シャント抵抗Ｒｓと、電流検出アンプ２１と、全波整流回路２２と、ローパスフィルタ２３を有する。
【００３６】
カレントトランスＣＴの一次コイルＬｔ１は、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏの経路に設けられる。カレントトランスＣＴの二次コイルＬｔ２には、電流Ｉｏに比例した電流Ｉｓが流れる。シャント抵抗Ｒｓは、二次コイルＬｃ２に流れる電流Ｉｓに応じた電圧を発生する。
【００３７】
電流検出アンプ２１は、シャント抵抗Ｒｓに発生する電圧を、制御部３０の制御信号に応じたゲインで増幅する。全波整流回路２２は、電流検出アンプ２１の正弦波状の出力信号Ｓ２１を全波整流する。ローパスフィルタ２３は、全波整流回路２２から出力される全波整流信号Ｓ２２を平滑化し、電流Ｉｏの振幅に概ね比例した信号Ｓ２３を出力する。
【００３８】
［制御部３０］
制御部３０は、振動発生装置１の全体的な動作を制御する回路であり、例えばコンピュータを含んで構成される。制御部３０は、駆動電圧Ｖｏ１の周波数や振幅が変化するように、駆動電圧発生部１０を制御する。具体的には、制御部３０は、矩形波発生回路１１のスイッチ回路１１２に入力する制御信号Ｓ３０Ａによって、矩形波Ｓ１１の周波数（周期）を制御し、矩形波発生回路１１のローパスフィルタ１１１に入力するＰＷＭ信号Ｓ３０Ａによって、矩形波Ｓ１１の振幅を制御する。また、制御部３０は、レンジ切替回路１４の減衰比を切り替えることによって、スイッチングアンプ１５に入力する正弦波Ｓ１４の振幅の範囲を制御する。
【００３９】
更に、制御部３０は、電流検出アンプ２１のゲインを制御することにより、検出部２０において検出される電流Ｉｏの振幅の範囲を制御する。
【００４０】
本実施形態の振動発生装置１は、動作状態に関するモードとして、駆動電圧発生部１０における駆動電圧Ｖｏ１の発生を停止する動作停止モードと、振動子ＶＴの反共振周波数の探索を行う第１動作モードと、振動子ＶＴを駆動する第２動作モードとを有する。制御部３０は、動作停止モードにおいて駆動電圧Ｖｏ１を発生するように指示する制御信号Ｓｃを外部の制御機器などから入力した場合、動作停止モードから第１動作モードに移行する。
【００４１】
制御部３０は、第１動作モードにおいて、駆動電圧Ｖｏ１の周波数を変化させながら検出部２０の検出結果（ローパスフィルタ２３の出力信号Ｓ２３）を取得し、当該取得した検出結果に基づいて、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏが極小値となる反共振周波数を探索する。例えば制御部３０は、反共振周波数が含まれ得る所定の周波数範囲の高周波側から低周波側に向かって駆動電圧Ｖｏ１の周波数を変化させながら、検出部２０において検出される電流Ｉｏが低下から上昇へ転じる周波数を探索する。制御部３０は、第１動作モードにおいて反共振周波数を探索した後、第２動作モードに移行する。
【００４２】
制御部３０は、第２動作モードにおいて、駆動電圧発生部１０により駆動電圧Ｖｏ１を発生するとともに、駆動電圧Ｖｏ１の周波数を第１動作モードの探索結果の反共振周波数に保持する。
【００４３】
また制御部３０は、第２動作モードにおいて、駆動電圧発生部１０に対する駆動電圧Ｖｏ１の振幅の設定値を、制御信号Ｓｃに応じた一定の値に保つ。具体的には、制御部３０は、矩形波発生回路１１のローパスフィルタ１１１に入力するＰＷＭ信号Ｓ３０Ａのデューティ比と、レンジ切替回路１４における減衰比を、制御信号Ｓｃに応じた一定の値に保つ。すなわち、制御部３０は、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏを一定に保つフィードバック制御を行わない。
【００４４】
ここで、上述した構成を有する振動発生装置１におけるインダクタ（第１チョークＬｃ１，第２チョークＬｃ２）の機能について、図４及び図５を参照して説明する。
【００４５】
図４は、振動子ＶＴと直列に設けたインダクタの影響を説明するための図であり、回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す。図４Ａは、シミュレーションを行った回路を示す。振動子ＶＴの電気的な等価回路は、図４Ａに示すように、インダクタＬｔ、キャパシタＣｔ１及び抵抗Ｒｔの直列回路と、この直列回路に並列接続されたキャパシタＣｔ２とからなる。図４Ａに示す回路では、振動子ＶＴとインダクタＬｍと抵抗Ｒｓとが直列に接続され、この直列回路に信号源から電圧Ｖｉが供給される。
【００４６】
図４Ｂ〜図４ＤはインダクタＬｍの値がゼロの場合のシミュレーション結果を示し、図４Ｅ〜図４ＧはインダクタＬｍの値が２０［ｍＨ］の場合のシミュレーション結果を示す。また、図４Ｂ及び図４Ｅは、電圧Ｖｉの信号源からみたインピーダンスＺの周波数特性を示し、図４Ｃ及び図４Ｆは、当該信号源から供給される電流Ｉの周波数特性を示し、図４Ｄ及び図４Ｇは、当該信号源から出力される電力Ｗの周波数特性を示す。なお、このシミュレーションにおいて、インダクタＬｔの値は０．９２［Ｈ］、キャパシタＣｔ１の値は２４．３［ｐＦ］、抵抗Ｒｔの値は３３２［Ω］、キャパシタＣｔ２の値は１．０２［ｎＦ］、抵抗Ｒｓの値は５０［Ω］である。
【００４７】
インダクタンスＬｍの値がゼロの場合（図４Ｂ〜図４Ｄ）、インピーダンスＺが極小値になる（電流Ｉ，電力Ｗが極大値になる）共振周波数ｆｒと、インピーダンスＺが極大値になる（電流Ｉ，電力Ｗが極小値になる）反共振周波数ｆａとが生じる。共振周波数ｆｒは主としてインダクタＬｔとキャパシタＣｔ１との直列共振に起因し、反共振周波数ｆａは主としてインダクタＬｔとキャパシタＣｔ２との並列共振に起因する。他方、インダクタＬｍの値が２０［ｍＨ］の場合は（図４Ｅ〜図４Ｇ）、共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａに加えて、共振周波数ｆｘが生じる。共振周波数ｆｘは、主としてインダクタＬｍとキャパシタＣｔ２との直列共振に起因する。
【００４８】
図４Ｃと図４Ｆを比較して分るように、この共振周波数ｆｘが反共振周波数ｆａより高い周波数に生じることで、反共振周波数ｆａ付近における電流Ｉ、電力Ｗの変化が強調される。すなわち、電圧Ｖｉの周波数の変化に応じた電流Ｉ、電力Ｗの変化が強調される。従って、インダクタＬｍを振動子ＶＴと直列に設けることにより、周波数の変化に対する電流Ｉの変化を検出し易くなるため、電流Ｉが極小値になることを利用した反共振周波数ｆａの探索が容易になる。
【００４９】
図５は、インダクタの値に応じた周波数特性の違いを示す図である。図５Ａはシミュレーションを行った回路を示し、図５Ｂ〜図５Ｇは周波数特性のシミュレーション結果を示す。図５Ａに示す回路は、図４Ａに示す回路と異なり、インダクタＬｃと振動子ＶＴとがトランスＴＲの一次側と二次側とに分離されている。図５Ａに示す回路において、振動子ＶＴの等価回路は図４Ａと同じである。
【００５０】
トランスＴＲは、一次側の電圧Ｖｏ１に対して二次側の電圧Ｖｏ２を昇圧するトランスであり、一次コイルＬ１の値は０．４［ｍＨ］、二次コイルＬ２の値は２５０［ｍＨ］、結合係数は０．９９９３である。トランスＴＲの一次側のインピーダンスは、トランスＴＲの二次側からみて概ね６２５倍（２５０ｍＨ／０．４ｍＨ）になる。そのため、図４Ａに示す回路における２０［ｍＨ］のインダクタＬｍは、図５Ａに示す回路における３２［μＨ］のインダクタＬｃに相当する。トランスＴＲを設けることにより、反共振周波数ｆａにおける大きなインピーダンスの振動子ＶＴを高電圧で駆動し易くなるとともに、共振周波数ｆｘを生じさせるためのインダクタＬｃの値を低減し易くなる。
【００５１】
図５Ｂ及び図５ＣはインダクタＬｃの値が１０［μＨ］の場合のシミュレーション結果を示し、図５Ｄ及び図５ＥはインダクタＬｃの値が２０［μＨ］の場合のシミュレーション結果を示し、図５Ｆ及び図５ＥはインダクタＬｃの値が３３［μＨ］の場合のシミュレーション結果を示す。また、図５Ｂ、図５Ｄ及び図５Ｆは振動子ＶＴのインピーダンスＺｏを示し、図５Ｃ、図５Ｅ及び図５Ｇは振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏを示す。図５のシミュレーション結果から分かるように、共振周波数ｆｒ及びｆｘはインダクタＬｃの値が大きくなるほど低下する一方、反共振周波数ｆａはインダクタＬｃの値に応じて殆ど変化しない。従って、インダクタＬｃの値を適切に設定することにより、反共振周波数ｆａ付近での周波数変化に対する電流Ｉｏの変化を増大させるように共振周波数ｆｘを設定することが可能である。
【００５２】
次に、振動子ＶＴの機械的負荷が周波数特性に与える影響について、図６及び図７を参照して説明する。
【００５３】
図６は、振動子ＶＴの機械的な負荷の影響を説明するための図であり、無負荷時と有負荷時における周波数特性のシミュレーション結果を示す。図６のシミュレーションを行った回路は、図５Ａと同じである。図６Ａ〜図６Ｃは、無負荷時におけるインピーダンスＺｏ及び電流Ｉｏのシミュレーション結果を示す。図６Ｄ〜図６Ｆは、有負荷時におけるインピーダンスＺｏ及び電流Ｉｏのシミュレーション結果を示す。このシミュレーションにおいて、振動子ＶＴの抵抗Ｒｔの値は、無負荷時に３３２［Ω］であり、有負荷時に６．３［ｋΩ］である。
【００５４】
図６のシミュレーション結果から分かるように、振動子ＶＴの機械的負荷が変化しても、反共振周波数ｆａはあまり変化しない。従って、振動子ＶＴの駆動周波数を無負荷時に探索された反共振周波数ｆａに保持することで、反共振周波数ｆａに追従する制御（ＰＬＬなど）を行わなくても、有負荷時において概ね反共振周波数ｆａに近い周波数で振動子ＶＴを駆動することが可能である。
【００５５】
また、図６Ａと図６Ｄを比較して分るように、有負荷時には無負荷時に比べて反共振周波数ｆａでのインピーダンスＺｏが小さくなる。そのため、有負荷時の反共振周波数ｆａにおける電流Ｉｏ（６．７６ｍＡ：図６Ｃ）は、無負荷時の反共振周波数ｆａにおける電流Ｉｏ（０．３６ｍＡ：図６Ｆ）に比べて大きくなる。このように、機械的負荷の増大に伴って電流Ｉｏが増大するため、振動子ＶＴに供給する電流や電力を一定に保つようなフィードバック制御を行わなくても、機械的負荷に応じた駆動電力を振動子ＶＴに供給することが可能である。
【００５６】
図７は、振動子ＶＴの機械的な負荷の影響に関する他のシミュレーション結果を示す図である。図７Ａはシミュレーションを行った回路を示す。図７Ｂ及び図７Ｃは無負荷時のシミュレーション結果を示し、図７Ｄ及び図７Ｅは有負荷時のシミュレーション結果を示す。図７Ａに示す回路は、インダクタＬｃの等価回路として、インダクタＬｓと抵抗Ｒｓ１とキャパシタＣｓとの並列回路を含むとともに、当該並列回路と直列に接続された抵抗Ｒｓ２を含む。また、図７Ａに示す回路は、インダクタＬｃからトランスＴＲの一次コイルＬ１へ流れる電流の経路とグランドとの間に接続されたキャパシタＣｆ１及びＣｆ２を含む。キャパシタＣｆ２には抵抗Ｒｆ１が直列に接続されており、この直列回路とキャパシタＣｆ１とが並列に接続される。キャパシタＣｆ１及びＣｆ２は、図３におけるフィルタ１６のキャパシタＣｆ１１，Ｃｆ１２，Ｃｆ２１，Ｃｆ２２に対応するものであり、インダクタＬｃとともにローパスフィルタを構成する。
【００５７】
図７のシミュレーションにおいて、インダクタＬｓの値は３３［μＨ］、抵抗Ｒｓ１の値は５６．３［ｋΩ］、キャパシタＣｓの値は１０．１［ｐＦ］、抵抗Ｒｓ２の値は６７［ｍΩ］、キャパシタＣｆ１及びＣｆ２の値は０．１［μＦ］、抵抗Ｒｆ１の値は１０［Ω］である。また、このシミュレーションにおいて、振動子ＶＴを構成するインダクタＬｔの値は１．５８［Ｈ］、キャパシタＣｔ１の値は１５．７［ｐＦ］、キャパシタＣｔ２の値は８２３［ｐＦ］である。振動子ＶＴの抵抗Ｒｔの値は、無負荷時に１．１［ｋΩ］であり、有負荷時に６．０［ｋΩ］である。なお、トランスＴＲのパラメータは、図５Ａと同じである。
【００５８】
図７Ｂ及び図７Ｄは、信号源の電圧Ｖｉに対する電圧Ｖｏ１のゲインの周波数特性（Ｖｏ１／Ｖｉ）と、信号源の電圧Ｖｉに対する電圧Ｖｏ２のゲインの周波数特性（Ｖｏ２／Ｖｉ）をそれぞれ示す。図７Ｃ及び図７Ｅは、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏの周波数特性を示す。これらの周波数特性からも分かるように、振動子ＶＴの機械的負荷の変化に伴う反共振周波数ｆａの変化は微小である。また、図７Ｃと図７Ｅを比較して分かるように、反共振周波数ｆａにおける電流Ｉｏは、無負荷の場合に微小であり、機械的負荷が大きくなるほど増大する。
【００５９】
次に、フィルタ１６のキャパシタ（Ｃｆ１１，Ｃｆ１２，Ｃｆ２１，Ｃｆ２２）が周波数特性に与える影響について、図８を参照してを説明する。図８Ａ及び図８Ｂは、図７Ａに示す回路からキャパシタＣｆ１，Ｃｆ２及び抵抗Ｒｆ１を削除した回路で周波数特性のシミュレーションを行った結果を示す。図８Ｃ及び図８Ｄは、図７Ａに示す回路で周波数特性のシミュレーションを行った結果を示す。
【００６０】
図８Ａ及び図８Ｃは、信号源の電圧Ｖｉに対する電圧Ｖｏ１のゲインの周波数特性（Ｖｏ１／Ｖｉ）と、信号源の電圧Ｖｉに対する電圧Ｖｏ２のゲインの周波数特性（Ｖｏ２／Ｖｉ）をそれぞれ示す。図８Ｂ及び図８Ｄは、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏの周波数特性を示す。これらのシミュレーション結果から分かるように、インダクタＬｃとともにローパスフィルタを構成するキャパシタＣｆ１，Ｃｆ２は、共振周波数ｆｘを低い周波数へシフトさせる。これは、キャパシタＣｆ１，Ｃｆ２がトランスＴＲを介して振動子ＶＴのキャパシタＣｔ２と並列に接続されることにより、見かけ上、キャパシタＣｔ２のキャパシタンスが大きくなった状態と等価になり、インダクタＬｃとキャパシタＣｔ２との直列共振周波数が低下するためである。キャパシタＣｆ１，Ｃｆ２の有無にかかわらず、反共振周波数ｆａはほぼ一定となっている。そのため、キャパシタＣｆ１，Ｃｆ２の値をインダクタＬｃの値と共に適切に設定することにより、反共振周波数ｆａ付近での周波数変化に対する電流Ｉｏの変化を増大させるように共振周波数ｆｘを設定することが可能である。
【００６１】
次に、動作時における回路の各部の信号波形について、図９を参照して説明する。図９は、無負荷時と有負荷時における過渡解析のシミュレーション結果を示す。
【００６２】
図９Ａは、過渡解析のシミュレーションを行った回路を示しており、図９Ａと図３の同一符号は同一の構成要素を示す。第１チョークＬｃ１及び第２チョークＬｃ２の等価回路は、図７ＡにおけるインダクタＬｃと同じである。キャパシタＣｆ１１及びＣｆ２１の値は０．１［μＦ］、キャパシタＣｆ１２及びＣｆ２２の値は０．０１［μＦ］、抵抗Ｒｆ１１及びＲｆ２１の値は１０［Ω］である。図９Ａに示す回路における他の構成は、図７Ａに示す回路と同じである。
【００６３】
図９Ｂ〜図９Ｇは無負荷の場合（Ｒｔ＝１．１［ｋΩ］）における各部の波形を示し、図９Ｈ〜図９Ｍは有負荷の場合（Ｒｔ＝６．０［ｋΩ］）における各部の波形を示す。これらの波形から分かるように、スイッチングアンプ１５から出力される矩形波状の第１駆動電圧ＶＤ１及び第２駆動電圧ＶＤ２は、フィルタ１６によって高周波成分が除去される。そのため、トランスＴＲには正弦波状の電圧Ｖｏ１（Ｖｏ１＋とＶｏ１−との差）が入力される。
【００６４】
次に、反共振周波数ｆａの探索処理について説明する。図１０は、制御部３０による反共振周波数ｆａの探索処理の一例を示すフローチャートである。
【００６５】
制御部３０は、反共振周波数ｆａの探索処理を行う第１動作モードに移行すると、反共振周波数ｆａの探索処理に用いる各変数（Ｓａ，Ｓｂ，Ｆｇ，Ｔ，Ｔｘ）を初期化する（ＳＴ１００）。また、制御部３０は、駆動電圧発生部１０に設定する駆動電圧Ｖｏ１の振幅を最小値にする（ＳＴ１０５）。
【００６６】
まず、制御部３０は、周期Ｔのパルス列を矩形波発生回路１１から出力する（ＳＴ１１０）。初期状態において、周期Ｔは最小値に設定される。例えば制御部３０は、周期Ｔの矩形波Ｓ１１を１６周期分だけ矩形波発生回路１１から出力する。これにより、振動子ＶＴには、周期Ｔの駆動電圧Ｖｏ２が１６周期にわたって供給される。
【００６７】
制御部３０は、ステップＳＴ１１０において発生したパルス列の後半において、検出部２０による振動子ＶＴの電流Ｉｏの検出値を積算し、その電流積算値を「Ｓａ」として記憶する（ＳＴ１１５）。例えば、制御部３０は、１６周期における最後の４周期に対応する電流Ｉｏの検出値を積算する。
【００６８】
制御部３０は、電流積算値Ｓａをしきい値ＴＨと比較する（ＳＴ１２０）。電流積算値Ｓａがしきい値ＴＨ以上の場合、制御部３０はステップＳＴ１５０に移行する。ステップＳＴ１５０において、制御部３０は、周期Ｔに増分値ΔＴを加算した結果を、新たな周期Ｔとして記憶する。これにより、周期Ｔが大きくなるため、周波数は低下する。
【００６９】
周期Ｔが最大値Ｔｍａｘに達している場合、制御部３０は反共振周波数ｆａの探索処理を終了する（ＳＴ１５５）。周期Ｔが最大値Ｔｍａｘより小さい場合、制御部３０は最新の電流積算値Ｓａを「Ｓｂ」に保存し（ＳＴ１６０）、ステップＳＴ１１０に戻る。制御部３０は、上述したステップＳＴ１１０以降の処理を繰り返す。
【００７０】
ステップＳＴ１２０において積算値Ｓａがしきい値より小さいと判定した場合、制御部３０は、ステップＳＴ１１５で算出した今回の電流積算値Ｓａと、ステップＳＴ１６０で保存した前回の電流積算値Ｓｂとを比較する（ＳＴ１２５）。今回の電流積算値Ｓａが前回の電流積算値Ｓｂを超える場合、制御部３０は、フラグデータＦｇの値がゼロか否かを判定する（ＳＴ１３０）。初期状態において、フラグデータＦｇの値はゼロに設定される。ステップＳＴ１３０においてフラグデータＦｇの値がゼロである場合、制御部３０は、現在の周期Ｔから増分値ΔＴだけ減算した値を（すなわち前回の電流積算値Ｓｂの算出に使用された周期Ｔを）確定値の候補として「ＴＸ」に保存する（ＳＴ１３５）。また、この場合、制御部３０は、フラグデータＦｇの値を「１」に設定する（ＳＴ１４０）。制御部３０は、ステップＳＴ１３５及びＳＴ１４０の後、ステップＳＴ１５０に移行し、上述と同様の処理を繰り返す。
【００７１】
ステップＳＴ１３０においてフラグデータＦｇの値が「１」の場合、制御部３０は、ステップＳＴ１３５において保存された周期Ｔｘを探索結果の確定値として取得する（ＳＴ１７０）。制御部３０は、第２動作モードにおいて矩形波発生回路１１から出力する矩形波Ｓ１１の周期を、ステップＳＴ１７０において確定値として取得した周期Ｔｘに保持する。
【００７２】
なお、ステップＳＴ１２５において今回の電流積算値Ｓａが前回の電流積算値Ｓｂ以下であった場合、制御部３０は、フラグデータＦｇの値をゼロにリセットし（ステップＳＴ１４５）、ステップＳＴ１５０に移行する。そのため、今回の電流積算値Ｓａが前回の電流積算値Ｓｂを単発的に超える場合は、ステップＳＴ１３５で保存された周期Ｔｘが破棄され、確定値として取得されない。
【００７３】
図１１は、反共振周波数ｆａの探索処理を実行した場合における回路の各部の信号波形（Ｓ１４，Ｓ２３，Ｓ２２）を示す図であり、反共振周波数ｆａより高い周波数から低い周波数へ駆動周波数を走査した場合の信号波形の例を示す。
【００７４】
図１１Ａの例では、時刻ｔ１において駆動周波数の走査が開始され、反共振周波数ｆａに到達した後も続けて駆動周波数が走査され、２つ目の極小値を超えた時刻ｔ２において駆動周波数の走査が停止される。この例では、電流Ｉｏが極小値となる周波数が２つ存在するが、探索すべき反共振周波数ｆａは最初に極小値となる周波数である。そこで、図１１Ｂの例では、時刻ｔ３において駆動周波数の走査が開始された後、反共振周波数ｆａ（電流Ｉｏの最初の極小値）が探索された時刻ｔ４において駆動周波数の操作が停止される。このように、探索対象となる反共振周波数ｆａよりも高い周波数から低い周波数に向かって駆動周波数を走査することにより、反共振周波数ｆａに比べて低い周波数に存在する別の反共振周波数が誤って探索されることがない。
【００７５】
（まとめ）
本実施形態によれば、第１動作モードにおいて、駆動電圧Ｖｏ１の周波数を変化させながら取得した検出部２０の検出結果に基づいて、振動子ＶＴに流れる電流Ｉｏが極小値となる反共振周波数ｆａが探索される。第２動作モードでは、駆動電圧Ｖｏ１の周波数が、第１動作モードで探索された反共振周波数ｆａに保持される。振動子ＶＴが反共振周波数ｆａで駆動される場合、振動子ＶＴのインピーダンスは、振動子ＶＴの機械的負荷が増大するほど小さくなる。振動子ＶＴのインピーダンスが小さくなると、振動子ＶＴの電圧が一定のままでも、振動子ＶＴに供給される電力が大きくなる。すなわち、定電流制御などを行わなくても、振動子ＶＴの機械的負荷の増大に伴って振動子ＶＴに供給される電力が大きくなる。従って、定電流制御などのフィードバック制御を行わない簡易な構成でありながら、振動子ＶＴの機械的負荷の変化に伴う振幅の変化を効果的に抑制できる。また、反共振周波数ｆａでは、振動子ＶＴの機械的負荷が小さいほど振動子ＶＴのインピーダンスが大きくなるため、機械的負荷が小さい状態における消費電力を低減できる。
【００７６】
本実施形態によれば、トランスＴＲによって駆動電圧Ｖｏ１が昇圧されて振動子ＶＴに印加されるため、反共振周波数ｆａにおいて高インピーダンス状態となっている振動子ＶＴに対して十分な電力を供給できる。
【００７７】
本実施形態によれば、トランスＴＲの二次側（振動子ＶＴ側）からみた駆動電圧発生部１０の出力インピーダンスが、トランスＴＲを設けない場合に比べて大きくなる。これにより、振動子ＶＴの駆動周波数が反共振周波数ｆａからずれて振動子ＶＴのインピーダンスが減少しても、振動子ＶＴに印加される電圧が小さくなるため、振動子ＶＴに過剰な電流が流れることを効果的に防止できる。
【００７８】
本実施形態によれば、インダクタ（第１チョークＬｃ１，第２チョークＬｃ２）と振動子ＶＴの静電容量成分（キャパシタＣｔ２）との共振によって、駆動電圧Ｖｏ１の周波数の変化に応じた振動子ＶＴの電流の変化が強調されるため、第１動作モードにおける反共振周波数の探索の精度を高めることができる。
【００７９】
本実施形態によれば、駆動電圧発生部１０からトランスＴＲの一次コイルＬ１へ電流が流れる経路にインダクタ（第１チョークＬｃ１，第２チョークＬｃ２）が設けられている。これにより、トランスＴＲの二次側（振動子ＶＴ側）からみたインダクタ（第１チョークＬｃ１，第２チョークＬｃ２）のインダクタンスが見かけ上大きくなるため、インダクタ（第１チョークＬｃ１，第２チョークＬｃ２）のサイズを小型化できる。
【００８０】
本実施形態によれば、フィルタ１６に含まれるチョーク（第１チョークＬｃ１及び第２チョークＬｃ２）が、振動子ＶＴの静電容量成分（キャパシタＣｔ２）との共振を生じるインダクタを兼ねており、共振用のインダクタをフィルタ１６と別に設ける必要がないため、部品点数の増大を抑制できる。
【００８１】
本実施形態によれば、矩形波発生回路１１において発生した矩形波Ｓ１１が、波形変換回路１２において三角波Ｓ１２に変換され、その三角波Ｓ１２からバンドパスフィルタ１３によって正弦波Ｓ１４が抽出される。そのため、バンドパスフィルタ１３において矩形波Ｓ１１から正弦波Ｓ１４を直接抽出する場合に比べて、抽出後の正弦波Ｓ１４に含まれる高調波成分を低減できる。
【００８２】
本実施形態によれば、駆動電圧Ｖｏ１の発生を指示する制御信号Ｓｃが動作停止モードにおいて入力されると、第１動作モードにおいて反共振周波数ｆａが探索された後、駆動電圧発生部１０において駆動電圧Ｖｏ１が発生し、駆動電圧Ｖｏ１の周波数が探索結果の反共振周波数ｆａに保持される。すなわち、第２動作モードにおいて駆動電圧Ｖｏ１の出力が開始される度に、反共振周波数ｆａの探索が行われる。そのため、動作停止モードと第２動作モードとが頻繁に繰り返される場合（例えば歯科用ハンドツールや、電気メス、電動歯ブラシなどにおいて駆動状態と停止状態とが繰り返される場合）、駆動電圧Ｖｏ１の周波数と振動子ＶＴの反共振周波数ｆａとの誤差を小さくすることができる。
【００８３】
本実施形態によれば、反共振周波数ｆａを探索する第１動作モードにおいて、所定の周波数範囲の高周波側から低周波側に向かって反共振周波数ｆａが探索される。これにより、目標の反共振周波数ｆａに比べて低い周波数に存在する副次的な振動モードの反共振周波数（例えば図１１Ａにおける２つ目の電流極小値の周波数）が誤って探索されることを効果的に防止できる。
【００８４】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。
【００８５】
例えば、上述した実施形態では、検出部２０において振動子ＶＴの電流Ｉｏを検出しているが、本発明の他の実施形態では、振動子ＶＴに供給される電力を検出部２０において検出してもよい。この場合、制御部３０は、反共振周波数ｆａの探索処理において、電力の極小値を検出すればよい。
【００８６】
上述した実施形態に基づいて把握される本発明の技術思想に関して、以下の付記を開示する。
【００８７】
［付記１」
電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子を駆動する振動子駆動装置であって、前記振動子に供給される交流の駆動電圧を発生する駆動電圧発生部と、前記振動子に流れる電流又は前記振動子に供給される電力を検出する検出部と、前記駆動電圧の周波数が変化するように前記駆動電圧発生部を制御する制御部とを有し、前記制御部は、第１動作モードにおいて、前記駆動電圧の周波数を変化させながら前記検出部の検出結果を取得し、当該取得した検出結果に基づいて、前記振動子に流れる電流又は前記振動子に供給される電力が極小値となる反共振周波数を探索し、第２動作モードにおいて、前記駆動電圧の周波数を前記第１動作モードで探索した前記反共振周波数に保持する、振動子駆動装置。
［付記２］
前記駆動電圧発生部が発生した前記駆動電圧を昇圧して前記振動子に印加するトランスを有する、付記１に記載の振動子駆動装置。
［付記３］
前記駆動電圧発生部から前記トランスの一次コイルへ電流が流れる経路に設けられ、前記反共振周波数より高い周波数において前記振動子の静電容量成分との共振を生じ、当該共振により、前記駆動電圧の周波数の変化に応じた前記振動子の電流の変化を強調するインダクタを有する、付記２に記載の振動子駆動装置。
［付記４］
前記駆動電圧発生部は、スイッチングアンプと、前記スイッチングアンプの出力電圧に含まれるスイッチング成分を除去するフィルタとを含み、前記トランスは、前記フィルタにおいて前記スイッチング成分が除去された前記スイッチングアンプの出力電圧を前記駆動電圧として昇圧し、前記フィルタは、前記スイッチングアンプから前記一次コイルへ電流が流れる経路に設けられた少なくとも１つのチョークを含み、前記チョークが前記インダクタとして働く、付記３に記載の振動子駆動装置。
［付記５］
前記スイッチングアンプは、それぞれハイレベルとローレベルの電圧を切り替えて出力する第１アンプ部及び第２アンプ部を含み、前記フィルタは、前記第１アンプ部の出力から前記一次コイルの一方の端子へ電流が流れる経路に設けられた第１チョークと、前記第２アンプ部の出力から前記一次コイルの他方の端子へ電流が流れる経路に設けられた第２チョークとを含み、前記第１チョーク及び前記第２チョークが前記インダクタとして働く、付記４に記載の振動子駆動装置。
［付記６］
前記駆動電圧発生部は、矩形波を発生する矩形波発生回路と、前記矩形波を三角波に変換する波形変換回路と、前記三角波から正弦波を抽出し、前記スイッチングアンプに入力するバンドパスフィルタとを含み、前記制御部は、前記矩形波発生回路において発生する前記矩形波の周波数を制御する、付記５に記載の振動子駆動装置。
［付記７］
前記制御部は、前記駆動電圧発生部による前記駆動電圧の発生を停止する動作停止モードにおいて前記駆動電圧を発生するように指示する制御信号を入力した場合に前記第１動作モードへ移行し、前記第１動作モードにおいて前記反共振周波数を探索した後で前記第２動作モードに移行し、前記第２動作モードにおいて前記駆動電圧発生部により前記駆動電圧を発生する、付記１乃至付記６の何れか１つに記載の振動子駆動装置。
［付記８］
前記制御部は、前記第１動作モードにおいて、前記反共振周波数が含まれ得る所定の周波数範囲の高周波側から低周波側に向かって前記駆動電圧の周波数を変化させながら、前記検出部において検出される前記電流又は前記電力が低下から上昇へ転じる周波数を探索する、付記１乃至付記７の何れか１つに記載の振動子駆動装置。
［付記９］
電気エネルギーを機械的な振動エネルギーに変換する振動子と、前記振動子を駆動する付記１乃至付記８の何れか１つに記載の振動子駆動装置と、を有する振動発生装置。
【符号の説明】
【００８８】
１…振動発生装置、２…振動子駆動装置、１０…駆動電圧発生部、１１…矩形波発生回路、１１１…ローパスフィルタ、１１２…スイッチ回路、１２…波形変換回路、１３…バンドパスフィルタ、１４…レンジ切替回路、１５…スイッチングアンプ、Ａ１…第１アンプ部、Ａ２…第２アンプ部、１５１…スイッチ駆動回路、１５２…スイッチ駆動回路、１５３…三角波発生器、１５４…反転アンプ、１６…フィルタ、Ｌｃ１…第１チョーク、Ｌｃ２…第２チョーク、２０…検出部、ＣＴ…カレントトランス、２１…電流検出アンプ、２２…全波整流回路、２３…ローパスフィルタ、３０…制御部、ＴＲ…トランス、Ｌ１…一次コイル、Ｌ２…二次コイル、ＶＴ…振動子、ＣＰ１，ＣＰ２…コンパレータ、ＯＰ１…オペアンプ、ｆｒ，ｆｘ…共振周波数、ｆａ…反共振周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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