(57)【要約】【課題】  広い範囲の出力電力レベルにおいて高効率で小型化が可能な電力増幅器を提供すること。【解決手段】  電力増幅器は、入力部から入力される第１信号を、第２信号と、第２信号より略２φ度（φは４５＜φ＜９０を満たす実数）遅れた第３信号とに分配する分配器と、第１信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、第２信号を増幅して第４信号を出力する第１増幅器と、第１信号の電力レベルが第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、第３信号を増幅して第５信号を出力する第２増幅器と、第４信号が入力され、第４信号より略φ度遅れた第６信号を出力する第１移相器と、第５信号が入力され、第５信号より略φ度進んだ第７信号を出力する第２移相器と、第６及び第７信号を合成し、第１信号の増幅信号を出力する合成部と、を備える。【選択図】図１
2018085635.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力部から入力される第１信号を、第２信号と、前記第２信号より略２φ度（φは４５＜φ＜９０を満たす実数）遅れた第３信号とに分配する分配器と、
前記第１信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、前記第２信号を増幅して第４信号を出力する第１増幅器と、
前記第１信号の電力レベルが前記第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、前記第３信号を増幅して第５信号を出力する第２増幅器と、
前記第４信号が入力され、前記第４信号より略φ度遅れた第６信号を出力する第１移相器と、
前記第５信号が入力され、前記第５信号より略φ度進んだ第７信号を出力する第２移相器と、
前記第６及び第７信号を合成し、前記第１信号の増幅信号を出力する合成部と、
を備える、電力増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力増幅器であって、
前記第１移相器は、前記第１増幅器と前記合成部との間に直列に接続された第１インダクタを含み、
前記第２移相器は、前記第２増幅器と前記合成部との間に直列に接続された第１キャパシタを含む、
電力増幅器。
【請求項３】
請求項２に記載の電力増幅器であって、
前記第１移相器は、一端が前記合成部に電気的に接続され、他端が接地された第２キャパシタをさらに含み、
前記第２移相器は、一端が前記合成部に電気的に接続され、他端が接地された第２インダクタをさらに含む、
電力増幅器。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載の電力増幅器であって、
前記分配器は、
前記第１信号が入力され、前記第１信号より略φ度進んだ前記第２信号を出力する第３移相器と、
前記第１信号が入力され、前記第１信号より略φ度遅れた前記第３信号を出力する第４移相器と、を含む、
電力増幅器。
【請求項５】
請求項４に記載の電力増幅器であって、
前記分配器は、
前記入力部と前記第３移相器との間に直列に接続された第３キャパシタと、
前記入力部と前記第４移相器との間に直列に接続された第４キャパシタと、を含み、
前記第３移相器は、前記第３キャパシタと前記第１増幅器との間に直列に接続された第５キャパシタと、一端が前記第５キャパシタの一端に電気的に接続され、他端が接地された第３インダクタを含み、
前記第４移相器は、前記第４キャパシタと前記第２増幅器との間に直列に接続された第４インダクタと、一端が前記第４インダクタの一端に電気的に接続され、他端が接地された第６キャパシタを含む、
電力増幅器。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載の電力増幅器であって、
入力信号を増幅して前記第１信号を出力する第３増幅器をさらに備える、
電力増幅器。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項に記載の電力増幅器であって、
前記分配器、前記第１増幅器、前記第２増幅器、前記第１移相器、前記第２移相器及び前記合成部は、同一の基板上に形成されている、
電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高効率な電力増幅器（パワーアンプ）として、ドハティアンプが知られている。ドハティアンプは、一般的に、入力信号の電力レベルにかかわらず動作するキャリアアンプと、入力信号の電力レベルが小さい場合はオフとなり、大きい場合にオンとなるピークアンプとが並列に接続された構成である。そして、入力信号の電力レベルが大きい場合、キャリアアンプが飽和出力電力レベルで飽和を維持しながら動作する。これにより、ドハティアンプは、通常の電力増幅器に比べ効率を向上させることができる。
【０００３】
このようなドハティアンプの変形例として、例えば非特許文献１には、一般的なドハティアンプに比べて効率が向上する出力電力レベルの範囲を広く取ることができるドハティアンプが開示されている。また、特許文献１には、一般的なドハティアンプにおいて用いられるλ／４線路を用いずに構成されるドハティアンプが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１６−１９２２８号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Masaya Iwamoto, Aracely Williams, Pin-Fan Chen, Andre G. Metzger, Lawrence E. Larson, Peter M. Asbeck, 「An Extended Doherty Amplifier With High Efficiency Over a Wide Power Range」IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.49, NO.12, 2001, p.2472-2479
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
非特許文献１に開示されるドハティアンプは、キャリアアンプとピークアンプの合成飽和出力レベルを基準とした場合に、キャリアアンプが飽和状態となる（すなわち、キャリアアンプが高効率に動作する）点までの範囲（以下、単にバックオフ量とも呼ぶ。）を広く取ることができる。しかし、当該ドハティアンプはλ／４線路を備えるため、携帯電話機等の小型化の要求が厳しい機器には適さない。一方、特許文献１に開示されるドハティアンプは、λ／４線路を用いずに構成されるため、回路の小型化を図ることができる。しかし、当該ドハティアンプは上述のバックオフ量が比較的小さい。従って、例えばピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が高い信号に対してはキャリアアンプが高効率な状態で動作せず、効率の向上に制限がある。
【０００７】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、広い範囲の出力電力レベルにおいて高効率で小型化が可能な電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一側面に係る電力増幅器は、入力部から入力される第１信号を、第２信号と、第２信号より略２φ度（φは４５＜φ＜９０を満たす実数）遅れた第３信号とに分配する分配器と、第１信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、第２信号を増幅して第４信号を出力する第１増幅器と、第１信号の電力レベルが第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、第３信号を増幅して第５信号を出力する第２増幅器と、第４信号が入力され、第４信号より略φ度遅れた第６信号を出力する第１移相器と、第５信号が入力され、第５信号より略φ度進んだ第７信号を出力する第２移相器と、第６及び第７信号を合成し、第１信号の増幅信号を出力する合成部と、を備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、広い範囲の出力電力レベルにおいて高効率で小型化が可能な電力増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の一実施形態である電力増幅器１００の構成例を示す図である。
【図２】キャリアアンプ及びピークアンプの動作特性の一例を示す図である。
【図３】キャリアアンプ及びピークアンプが共にオンの状態を示す図である。
【図４】キャリアアンプがオン、ピークアンプがオフの状態を示す図である。
【図５】移相器１４０，１４１のインピーダンス変換比ｎと位相差との関係を示すグラフである。
【図６】移相器１４０，１４１のインピーダンス変換比ｎとバックオフ量との関係を示すグラフである。
【図７】本発明の一実施形態である電力増幅器１００の他の構成例を示す図である。
【図８】電力増幅器１００及び比較例における電力付加効率のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１２】
図１は、本発明の一実施形態である電力増幅器１００の構成例を示す図である。電力増幅器１００は、例えば、携帯電話機に搭載され、基地局に送信する信号の電力を増幅するために用いられる。電力増幅器１００は、例えば、２Ｇ（第２世代移動通信システム）、３Ｇ（第３世代移動通信システム）、４Ｇ（第４世代移動通信システム）、５Ｇ（第５世代移動通信システム）、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）−ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）、ＬＴＥ−ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｐｒｏ等の通信規格の信号の電力を増幅することができる。なお、電力増幅器１００が増幅する信号の通信規格はこれらに限られない。
【００１３】
電力増幅器１００は、初段アンプ１１０、キャリアアンプ１１１、ピークアンプ１１２、整合回路（ＭＮ：Ｍａｔｃｈｉｎｇ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）１２０，１２１、分配器１３０、移相器１４０，１４１及び合成部１５０を備える。電力増幅器１００が備える各々の構成要素は、同一基板上に形成されてもよいし、複数の基板上に形成されてもよい。
【００１４】
初段アンプ１１０（第３増幅器）は、整合回路１２０を通じて入力される無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号ＲＦｉｎ（入力信号）を増幅し、増幅信号（第１信号）を出力する。信号ＲＦｉｎの周波数は、例えば数ＧＨｚ程度である。初段アンプ１１０は、特に限定されないが、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のバイポーラトランジスタ、又は電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のトランジスタにより構成される。なお、後述するキャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２においても同様である。
【００１５】
キャリアアンプ１１１、ピークアンプ１１２、分配器１３０、移相器１４０，１４１及び合成部１５０は、初段アンプ１１０から出力される信号（第１信号）を増幅する二段目の増幅回路であり、一般的なドハティアンプに類似の構成となっている。
【００１６】
分配器１３０は、初段アンプ１１０から出力される信号（第１信号）を、キャリアアンプ１１１への信号（第２信号）と、ピークアンプ１１２への信号（第３信号）とに分配する。具体的には、分配器１３０は、インダクタＬ１、入力部１６０、キャパシタＣ５（第３キャパシタ），Ｃ６（第４キャパシタ）、抵抗素子Ｒ１及び移相器１４２，１４３を備える。入力部１６０に入力された信号ＲＦｉｎは、キャパシタＣ５，Ｃ６の容量値の比に応じて、キャリアアンプ１１１側の経路及びピークアンプ１１２側の経路に分配される。キャパシタＣ５，Ｃ６は略同一の容量値であってもよく、異なる容量値であってもよい。キャパシタＣ５，Ｃ６が略同一の容量値である場合、信号ＲＦｉｎは略均等に分配され、分配器１３０は３ｄＢ分配器として機能する。なお、分配器１３０の構成はこれに限られず、例えば結合線路３ｄＢカプラなどの分布定数回路を用いてもよい。
【００１７】
移相器１４２（第３移相器）は、キャパシタＣ５とキャリアアンプ１１１との間に直列に接続されたキャパシタＣ３（第５キャパシタ）と、一端がキャパシタＣ３とキャパシタＣ５の接続点に電気的に接続され、他端が接地されたインダクタＬ４（第３インダクタ）とを備える。移相器１４２は、入力される信号ＲＦｉｎ（第１信号）より位相が略φ度（φは４５＜φ＜９０を満たす実数。以下のφについても同様。）進んだ信号（第２信号）を出力する。
【００１８】
移相器１４３（第４移相器）は、キャパシタＣ６とピークアンプ１１２との間に直列に接続されたインダクタＬ５（第４インダクタ）と、一端がキャパシタＣ６とインダクタＬ５の接続点に電気的に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ４（第６キャパシタ）とを備える。移相器１４３は、入力される信号ＲＦｉｎ（第１信号）より位相が略φ度遅れた信号（第３信号）を出力する。
【００１９】
移相器１４２，１４３により、ピークアンプ１１２に入力される信号の位相は、キャリアアンプ１１１に入力される信号の位相より略２φ度遅れた信号となる。なお、キャパシタＣ３，Ｃ４及びインダクタＬ４，Ｌ５の定数の設計により、位相差を調整することができる。
【００２０】
キャリアアンプ１１１（第１増幅器）は、入力される信号（第２信号）を増幅し、増幅信号（第４信号）を出力する。また、ピークアンプ１１２（第２増幅器）は、入力される信号（第３信号）を増幅し、増幅信号（第５信号）を出力する。本実施形態においては、例えば、キャリアアンプ１１１はＡＢ級となるようにバイアスされ、ピークアンプ１１２はＣ級となるようにバイアスされる。
【００２１】
図２は、キャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２の動作特性の一例を示す図である。図２において、横軸は信号ＲＦｉｎの電圧、縦軸は各アンプの電流を示している。図２に示されるように、キャリアアンプ１１１は、信号ＲＦｉｎの電圧レベルにかかわらず動作する。すなわち、キャリアアンプ１１１は、信号ＲＦｉｎの電力レベルにかかわらず（すなわち、電力レベルがゼロ（第１レベル）以上の領域において）動作する。他方、ピークアンプ１１２は、信号ＲＦｉｎの電圧レベルが、最大レベルＶMAXから所定レベル低いレベルＶBACK（第２レベル）（バックオフ点）以上の領域において動作する。すなわち、ピークアンプ１１２は、信号ＲＦｉｎの電力レベルが、最大レベルから所定レベル（例えば、６ｄＢ程度）低く、ゼロ（第１レベル）より高いレベル（第２レベル）以上の領域において動作する。
【００２２】
図１に戻り、移相器１４０（第１移相器）は、キャリアアンプ１１１と合成部１５０との間に直列に接続されたインダクタＬ２（第１インダクタ）と、一端が合成部１５０に電気的に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ１（第２キャパシタ）とを備える。本実施形態では、インダクタＬ２のインダクタンスは、Ｌ＝｛√（ｎ−１）｝ＲL／ωに設定されている。なお、ωは信号ＲＦｉｎの中心周波数に対応する角周波数であり、ＲLは後述するようにキャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２が共にオンの状態のときの各アンプの出力から見た移相器側のインピーダンスであり、ｎは移相器１４０及び移相器１４１のインピーダンス変換比（ｎはｎ＞２を満たす実数）である。移相器１４０は、キャリアアンプ１１１から出力される信号（第４信号）より位相が略φ度遅れた信号（第６信号）を出力する。
【００２３】
移相器１４１（第２移相器）は、ピークアンプ１１２と合成部１５０との間に直列に接続されたキャパシタＣ２（第１キャパシタ）と、一端が合成部１５０に電気的に接続され、他端が接地されたインダクタＬ３（第２インダクタ）とを備える。本実施形態では、キャパシタＣ２のキャパシタンスは、Ｃ＝１／｛√（ｎ−１）ＲLω｝に設定されている。移相器１４１は、ピークアンプ１１２から出力される信号（第５信号）より位相が略φ度進んだ信号（第７信号）を出力する。すなわち、信号が移相器１４０，１４１を経由することにより、略２φ度ずれていた位相が揃えられる。なお、キャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬ２，Ｌ３の定数の設計により、位相差を調整することができる。
【００２４】
合成部１５０は、移相器１４０から出力される信号（第６信号）と、移相器１４１から出力される信号（第７信号）とを合成した信号を、整合回路１２１を通して、信号ＲＦｉｎの増幅信号ＲＦｏｕｔとして出力する。
【００２５】
図３は、キャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２が共にオンかつ電流が等しい状態、すなわち信号ＲＦｉｎがＶMAXの状態（以下、合成飽和出力レベルとも呼ぶ。）を示す図である。この場合、ピークアンプ１１２がオンかつキャリアアンプ１１１と同じ電流が流れる。ここで、キャリアアンプ１１１の出力から見た移相器１４０側、及びピークアンプ１１２の出力から見た移相器１４１側のインピーダンスをＲLとする。移相器１４０及び移相器１４１のインピーダンス変換比がｎ（ｎはｎ＞２を満たす実数）の場合、移相器１４０又は移相器１４１から見た合成部１５０側のインピーダンスはｎＲLとなる。また、移相器１４０及び移相器１４１は並列接続であるため、合成部１５０から見た負荷側（整合回路１２１側）のインピーダンスはｎＲL／２となる。
【００２６】
すなわち、移相器１４０は、信号の位相を略φ度遅らせるとともに、キャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンス（ＲL）と移相器１４０の出力から見た負荷側のインピーダンス（ｎＲL）との間のインピーダンス変換を行う。また、移相器１４１は、信号の位相を略φ度進めるとともに、ピークアンプ１１２の出力から見た負荷側のインピーダンス（ＲL）と移相器１４１の出力から見た負荷側のインピーダンス（ｎＲL）との間のインピーダンス変換を行う。
【００２７】
図４は、キャリアアンプ１１１がオン、ピークアンプ１１２がオフの状態、すなわち信号ＲＦｉｎがＶBACK以下の領域での状態を示す図である。この場合、ピークアンプ１１２がオフであるから、ピークアンプ１１２の出力側のインピーダンスは理想的にはオープンである。ここで、キャパシタＣ１及びインダクタＬ３は中心周波数において共振するため省略可能であるから、合成部１５０から見た負荷側（整合回路１２１側）のインピーダンスをｎＲL／２とすると、インダクタＬ２の出力から見た負荷側のインピーダンスもｎＲL／２である。従って、キャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンスは、ｎＲL／２＋ｊω×｛√（ｎ−１）｝ＲL／ω＝ｎＲL／２＋ｊ×｛√（ｎ−１）｝ＲLとなる。
【００２８】
このような構成の電力増幅器１００によれば、信号ＲＦｉｎの電力レベルが比較的低い領域（バックオフ点未満の領域）においては、キャリアアンプ１１１のみが動作する。また、信号ＲＦｉｎの電力レベルが比較的高い領域（バックオフ点以上の領域）においては、キャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２の両方が動作する。このように、飽和出力電力付近で飽和を維持しながら動作するキャリアアンプ１１１を備えることにより、合成飽和出力レベルからバックオフ量を取った領域においても、Ａ級又はＡＢ級の増幅器のみを用いた構成に比べて効率が改善する。
【００２９】
図５は、移相器１４０，１４１のインピーダンス変換比ｎと位相差との関係を示したグラフである。図５に示されるグラフにおいて、横軸は移相器１４０，１４１のインピーダンス変換比（ｎ）を表し、縦軸はキャリアアンプ１１１に入力される信号とピークアンプ１１２に入力される信号との位相差（ｄｅｇ）を表している。
【００３０】
本実施形態において、移相器１４０における位相の変化量（＋φ度）は、＋ｔａｎ-1｛√（ｎ−１）｝で表される。また、移相器１４１における位相の変化量（−φ度）は、−ｔａｎ-1｛√（ｎ−１）｝で表される。従って、キャリアアンプ１１１に入力される信号とピークアンプ１１２に入力される信号の位相差は、２φ＝２×ｔａｎ-1｛√（ｎ−１）｝で表される。すなわち、理論上、ｎの増大に伴って位相差２φは１８０度に漸近する（図５参照）。なお、ｎはｎ＞２を満たす実数であるため、φは４５＜φ＜９０を満たす。
【００３１】
図６は、移相器１４０，１４１のインピーダンス変換比ｎとバックオフ量との関係を示すグラフである。図６に示されるグラフにおいて、横軸は移相器１４０，１４１のインピーダンス変換比（ｎ）を表し、縦軸は電力増幅器１００のバックオフ量（ｄＢ）を表している。ここで、電力増幅器１００のバックオフ量は、１０ｌｏｇ10（ｎ）で表される。
【００３２】
特許文献１に開示される構成（以下、比較例とも呼ぶ。）は、位相差が９０度であり、これは本明細書におけるインピーダンス変換比ｎをｎ＝２とした場合の構成に相当する。従って、比較例におけるバックオフ量は、１０ｌｏｇ10（２）＝３ｄＢとなる。一方、本実施形態においては、上述の通りｎはｎ＞２を満たす実数である。従って、本実施形態におけるバックオフ量は３ｄＢより大きくなる。また、理論上、ｎの増大に伴ってバックオフ量は増大する（図６参照）。
【００３３】
上述の通り、電力増幅器１００は、比較例に比べてバックオフ量を広く取ることができる。すなわち、広い範囲の出力電力レベルにおいて高効率化を達成することができる。従って、例えば出力電力レベルが低い信号や、ＰＡＰＲが高い信号に対しても効率を向上させることができる。
【００３４】
なお、図３及び図４に示されるように、整合回路１２１から見た出力側のインピーダンスを５０Ω程度とすると、ｎはｎＲL／２＜５０を満たす値であることが好ましい。また、ＲLは小さくても２Ω程度と仮定すると、ｎはｎ＜５０を満たす値であることが好ましい。従って、例えば、現実的には位相差の上限は１６３度程度であり、バックオフ量の上限は１７ｄＢ程度となる。
【００３５】
図７は、本発明の一実施形態である電力増幅器１００の他の構成例を示す図である。なお、図１に示される電力増幅器１００と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。電力増幅器１００Ａは、電力増幅器１００におけるインピーダンス変換比ｎをｎ＝４とした場合の構成例である。また、電力増幅器１００Ａは、図１に示される移相器１４０，１４１の代わりに移相器１４０Ａ，１４１Ａを備える。なお、図７はキャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２が共にオンかつ電流が等しい状態、すなわち信号ＲＦｉｎがＶMAXの状態を示している。
【００３６】
移相器１４０Ａは、移相器１４０に比べてキャパシタＣ１を備えない構成である。また、移相器１４１Ａは、移相器１４１に比べてインダクタＬ３を備えない構成である。このように、移相器１４０におけるキャパシタＣ１及び移相器１４１におけるインダクタＬ３は、省略されていてもよい。
【００３７】
電力増幅器１００Ａにおける位相差は、２φ＝２×ｔａｎ-1｛√（４−１）｝＝１２０度である。すなわち、キャリアアンプ１１１側の信号は、分配器１３０において位相が６０度進み、キャリアアンプ１１１において増幅された後、移相器１４０Ａにおいて位相が６０度遅れて出力される。一方、ピークアンプ１１２側の信号は、分配器１３０において位相が６０度遅れ、ピークアンプ１１２において増幅された後、移相器１４１Ａにおいて位相が６０度進んで出力される。また、電力増幅器１００Ａにおけるバックオフ量は、１０ｌｏｇ10（４）＝６ｄＢである。
【００３８】
このような構成によっても、電力増幅器１００Ａは、電力増幅器１００と同様の効果を得ることができる。なお、インピーダンス変換比ｎの値はｎ＝４に限られず、ｎ＞２を満たす実数であればよい。
【００３９】
図８は、電力増幅器１００及び比較例における電力付加効率のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。図８に示されるグラフにおいて、横軸は出力電力（ｄＢｍ）を表し、縦軸は電力付加効率（％）を表している。図８は、電力増幅器１００におけるインピーダンス変換比ｎをｎ＝２（比較例）、３、４とした時のシミュレーション結果である。
【００４０】
図８に示されるように、比較例に比べて、ｎの増大に伴って効率ピーク点が出力電力の低い方に変化していることが分かる。また、出力電力が２９ｄＢｍ程度を超えない範囲において、比較例に比べてｎ＝３又はｎ＝４の場合の方が同一の出力レベルにおける電力付加効率が向上している。当該シミュレーション結果からも、電力増幅器１００はｎの増大に伴ってバックオフ量を広く取ることが可能であることが示されている。
【００４１】
以上、本発明の例示的な実施形態について説明した。電力増幅器１００，１００Ａは、信号を分配する分配器１３０と、キャリアアンプ１１１と、キャリアアンプ１１１に入力される信号より位相が略２φ度（４５＜φ＜９０）遅れた信号が入力されるピークアンプ１１２と、位相を略φ度遅らせる移相器１４０，１４０Ａと、位相をφ度進める移相器１４１，１４１Ａを備える。これにより、電力増幅器１００，１００Ａは、比較例に比べてバックオフ量を広く取ることができる。すなわち、広い範囲の出力電力レベルにおいて高効率化を達成することができる。従って、出力電力レベルが低い信号や、ＰＡＰＲが高い信号に対しても効率を向上させることができる。
【００４２】
また、移相器１４０はキャリアアンプ１１１と合成部１５０との間に直列に接続されたインダクタＬ２を含み、移相器１４１はピークアンプ１１２と合成部１５０との間に直列に接続されたキャパシタＣ２を含む。インダクタＬ２及びキャパシタＣ２の定数の設計により、信号差（φ度）を調整することができる。
【００４３】
また、移相器１４０，１４１の構成は特に限定されないが、例えば移相器１４０は一端が合成部１５０に電気的に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ１を含み、移相器１４１は一端が合成部１５０に電気的に接続され、他端が接地されたインダクタＬ３を含んでいてもよい。なお、図７に示されるように、キャパシタＣ１及びインダクタＬ３は省略されていてもよい。
【００４４】
また、電力増幅器１００，１００Ａにおいて、分配器１３０は、位相を略φ度進める移相器１４２と、位相を略φ度遅らせる移相器１４３を備える。これにより、位相が互いに略２φ度ずれた信号を出力することができる。
【００４５】
また、電力増幅器１００，１００Ａにおいて、分配器１３０は、一端が入力部１６０に接続され、他端がそれぞれ移相器１４２，１４３に接続されたキャパシタＣ５，Ｃ６を含む。また、移相器１４２は、キャパシタＣ５とキャリアアンプ１１１との間に直列に接続されたキャパシタＣ３と、一端がキャパシタＣ３とキャパシタＣ５の接続点に電気的に接続され、他端が接地されたインダクタＬ４とを備える。また、移相器１４３は、キャパシタＣ６とピークアンプ１１２との間に直列に接続されたインダクタＬ５と、一端がインダクタＬ５とキャパシタＣ６の接続点に電気的に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ４とを備える。キャパシタＣ３，Ｃ４及びインダクタＬ４，Ｌ５の定数の設計により、信号の位相差（φ度）を調整することができる。
【００４６】
また、電力増幅器１００，１００Ａは、分配器１３０の前段に初段アンプ１１０を備え、二段の増幅器を構成する。なお、増幅器の段数はこれに限られず、一段であってもよく、三段以上であってもよい。
【００４７】
また、電力増幅器１００，１００Ａにおいては、分配器１３０、キャリアアンプ１１１、ピークアンプ１１２、移相器１４０，１４１、合成部１５０が同一の基板上に形成されていてもよい。
【００４８】
なお、以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。すなわち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素及びその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもなく、これらも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
【符号の説明】
【００４９】
１００，１００Ａ…電力増幅器、１１０…初段アンプ、１１１…キャリアアンプ、１１２…ピークアンプ、１２０，１２１…整合回路、１３０…分配器、１４０，１４０Ａ，１４１，１４１Ａ，１４２，１４３…移相器、１５０…合成部、１６０…入力部、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５…インダクタ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６…キャパシタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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