(57)【要約】【課題】共振アンテナ回路及び駆動回路を備えるトランスミッタデバイス。共振アンテナ回路を提供する。【解決手段】共振アンテナ回路及び駆動回路を備えるトランスミッタデバイス。共振アンテナ回路は、３つのブランチ、すなわち、インダクタコイルを有する第１のブランチと、第１の静電容量（Ｃ１）を有する第２のブランチと、第１のスイッチ（Ｓ１）と直列に接続された第２の静電容量（Ｃ２）を有する第３のブランチと、を備える。アンテナ回路は、第１のスイッチが閉じられているかどうかに応じて、それぞれ、目標周波数よりも高い及び低い、第１及び第２の共振周波数を有する。駆動回路は、アンテナ回路の発振電圧を監視し、ゼロ交差時点を検出することによって、それらの発振を検出し、平均すると、時間単位当たりの発振電圧の発振の数が既定の目標周波数（ｆｔａｒｇｅｔ）に等しいように第１のスイッチを制御する。【選択図】図３
2018085721.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振アンテナ回路に接続可能な駆動回路であって、
−前記共振アンテナ回路の発振電圧信号を監視するように適合された監視手段と、
−前記発振電圧が固定または可変ＤＣレベルに交差する時点として定義されるゼロ交差時点を検出することによって、前記発振電圧信号の発振を検出するための手段と、
−平均すると、時間単位当たりの前記発振電圧の発振の数が、目標周波数に実質的に等しいように、前記ゼロ交差時点で、第１のスイッチを選択的に開く及び閉じること、ならびに前記ゼロ交差時点の間、前記第１のスイッチを開いたまたは閉じられたままにすることによって、前記共振アンテナ回路の前記第１のスイッチを動的に制御するために配列された制御回路と、を備える、駆動回路。
【請求項２】
前記目標周波数の少なくとも２．０倍の周波数を有するクロック信号を発生するように適合されたクロックジェネレータを更に備え、
前記監視手段が、前記クロック信号の分解能において、前記ゼロ交差時点を検出するように適合される、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項３】
前記制御回路は、共振回路が前記目標周波数において発振した場合に、前記ゼロ交差が起こるはずである基準の時点よりも早くまたは遅く前記ゼロ交差時点が起こったかどうかを判定することと、
−前記ゼロ交差時点が、前記基準の時点よりも早く起こったと判定された場合には、前記第１のスイッチを閉じるための制御信号を提供することと、
−前記ゼロ交差時点が、前記基準の時点よりも遅く起こったと判定された場合には、前記第１のスイッチを開くための制御信号を提供することと、を行うように更に適合される、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項４】
前記制御回路が、
−ゼロ交差事象を受信するように適合され、かつ周波数制御語を生成するように適合されたデジタルＰＬＬと、
−前記周波数制御語を受信するように、かつ前記第１のスイッチを開くまたは閉じるための前記制御信号を提供するように適合されたシグマデルタ変調器と、を更に備える、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項５】
−前記監視手段が、前記発振アンテナ電圧の振幅情報を測定または抽出するように更に適合され、
−前記駆動回路が、前記振幅情報に基づいて励起パルスを生成するように適合され、かつ前記励起パルスを適用するように適合された励起回路を更に備える、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項６】
前記励起回路が、前記ゼロ交差時点に遅延を足したものに対応する時点に前記励起パルスを適用するように適合され、
前記遅延が、ΔＴ＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴが、１／（４×ｆｔａｒｇｅｔ）に実質的に等しく、ＰＷが、前記励起パルスのパルス幅であるか、または
前記遅延が、（ΔＴ１）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ１が、１／（４×ｆｒｅｓ１）に実質的に等しく、ＰＷが、前記励起パルスのパルス幅であるか、または
前記遅延が、（ΔＴ２）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ２が、１／（４×ｆｒｅｓ２）に実質的に等しく、ＰＷが、前記励起パルスのパルス幅である、請求項５に記載の駆動回路。
【請求項７】
前記励起回路が、デジタル式に制御可能な電流源またはデジタル式に制御可能な電流リミッタを備える、請求項５に記載の駆動回路。
【請求項８】
前記発振電圧信号を能動的に減衰させるように適合された減衰回路を更に備える、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項９】
前記駆動回路が、バイナリ入力信号を受信するように適合された入力ポートを更に備え、
前記制御回路が、前記バイナリ入力信号に基づいて、発振波形を開始及び停止するように更に適合され、それによって、変調された信号を伝送する、請求項８に記載の駆動回路。
【請求項１０】
前記共振アンテナ回路に接続可能であり、
−前記共振アンテナ回路が、その第１のブランチにおいて前記インダクタコイルと直列に第２のスイッチを更に備え、
−前記駆動回路が、バイナリ入力信号を受信するように適合された入力ポートを更に備え、
−前記制御回路が、変調された信号を伝送するときにのみ、前記第２のスイッチを選択的に開閉するように適合され、さもなければ、前記第２のスイッチを閉じたままにするように更に適合される、請求項１〜９のいずれかに記載の駆動回路。
【請求項１１】
既定の目標周波数を含む既定の周波数範囲において電磁信号を伝送するためのトランスミッタ回路であって、
−請求項１に明記される共振アンテナ回路と、
−前記共振アンテナ回路に動作可能に接続された、請求項１〜１０のいずれかに明記される駆動回路と、を備える、トランスミッタ回路。
【請求項１２】
既定の目標周波数において発振電圧信号を生成するために共振アンテナ回路を駆動する方法であって、前記共振アンテナ回路が、
＊インダクタコイルを備える第１のブランチ、
＊第１の静電容量を含む第２のブランチ、
＊第１のスイッチと直列に接続された第２の静電容量を含む第３のブランチ、を含む、並列に接続された３つのブランチを備え、
−前記第１の静電容量は、前記第１のスイッチが永続的に開いている場合、前記アンテナ回路が、前記目標周波数よりも高い第１の共振周波数を有するように選ばれ、
−前記第２の静電容量は、前記第１のスイッチが永続的に閉じられる場合、前記アンテナ回路が、前記目標周波数よりも低い第２の共振周波数を有するように選ばれ、
前記方法が、
ａ）前記共振アンテナ回路の前記発振電圧信号を監視するステップと、
ｂ）前記発振電圧が固定または可変ＤＣレベルに交差する時点として定義されるゼロ交差時点を検出することによって、前記発振電圧信号の発振を検出するステップと、
ｃ）平均すると、時間単位当たりの前記発振電圧の発振の数が、前記目標周波数に実質的に等しいように、前記ゼロ交差時点で、前記第１のスイッチを選択的に開く及び閉じることによって、ならびに前記ゼロ交差時点の間、前記第１のスイッチを開いたまたは閉じたままにすることによって、前記第１のスイッチを動的に制御するステップと、を含む、方法。
【請求項１３】
既定の目標周波数を含む既定の周波数範囲において電磁信号を伝送する方法であって、前記方法は、
−請求項１２に記載の共振アンテナ回路を駆動する方法と、
−前記共振アンテナ回路にエネルギー付与する方法であって、
ｄ）前記発振電圧から振幅情報を抽出するステップ、
ｅ）前記発振電圧を維持するために励起パルスを生成するステップ、
ｆ）前記「ゼロ交差時点」後の遅延において前記励起パルスを適用するステップを含む、エネルギー付与する方法と、を含み、
前記遅延が、ΔＴ＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴが、１／（４×ｆｔａｒｇｅｔ）に実質的に等しく、ＰＷが、前記励起パルスのパルス幅であるか、または
前記遅延が、（ΔＴ１）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ１が、１／（４×ｆｒｅｓ１）に実質的に等しく、ＰＷが、前記励起パルスのパルス幅であり、または
前記遅延が、（ΔＴ２）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ２が、１／（４×ｆｒｅｓ２）に実質的に等しく、ＰＷが、前記励起パルスのパルス幅である、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振回路、例えば、共振アンテナ回路の分野、ならびにかかる共振回路を駆動するための方法及び回路、ならびにかかる駆動回路を含む及び／またはかかる方法を実行するトランスミッタデバイスに関する。本発明は、特に、パッシブキーレスエントリ（ＰＫＥ）システム及び／またはパッシブスタートエントリ（ＰＡＳＥ）システムの分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
共振回路、例えば、パッシブ共振回路を駆動するための駆動回路は、先行技術において既知である。共振回路は、少しの例を挙げると、例えば、直列ＬＣ回路、並列ＬＣ回路、直列ＲＬＣ回路、並列ＲＬＣ回路とすることができる。それらは、とりわけ、無線信号の伝送のために使用することができる。
【０００３】
（車両に搭載される）パッシブキーレスエントリ（ＰＫＥ）システムは、典型的には、キーを起動するために及び／またはデータをキーに転送するために、ＬＦ信号（例えば、１２５ｋＨｚ）を（ドライバによって携帯される）キーに伝送する。次いで、キーからの返答が、より良い電力効率及び範囲に起因して、普通、ＲＦ（例えば、４３３ＭＨｚ）において受信される。キーはまた、パッシブトランスポンダとしても機能し得、次いで、返答はまた、ＬＦ信号として、しかしながら、限定された通信範囲を用いて、受信される。これは、典型的には、キー内の空のバッテリの場合に、バックアップ解決策として使用される。それはまた、キーを用いずにエンジンの開始を防ぐイモビライザのためにも使用され得る。かかるキーは、市場において商業的に利用可能であり、新たに開発されるトランスミッタデバイスは、かかるキーと上位互換性のある必要があり得る。
【０００４】
図１は、直列共振モードにおいてアンテナを使用する及び電圧信号でアンテナを駆動する伝統的なＰＫＥドライバシステムを示す。誘導性アンテナが、配線用ハーネス経由でアンテナドライバに接続される。ドライバ側に位置する共振コンデンサＣｒｅｓは、アンテナを目標ＬＦ周波数に同調させる。図１の配列では、アンテナ電圧振幅は、ドライバの電圧振幅よりもＱ倍高く、Ｑは、共振回路の「品質係数」である。アンテナドライバは、アンテナ電流全体を提供する必要がある。見られ得るように、共振回路は、インダクタコイル及び共振コンデンサを有するだけではなくて、コンデンサ及びインダクタコイルと直列に接続された別個の抵抗Ｒ直列もまた有する。共振回路の品質係数は、追加的な直列抵抗Ｒ直列によって限定され、かつ典型的には、２．５〜１０の間の値に設定される。しかしながら、抵抗は、以下のいくつかの重要な目的を満たす。
ａ）所与のドライバ電圧振幅のためのアンテナ電流振幅を定義する。
ｂ）例えば、金属性周囲物に起因して、アンテナ離調の影響を削減する。
ｃ）アンテナ共振回路の帯域幅の増加に起因して、変調された信号の伝送及び受信を容易にする。
【０００５】
より広い帯域幅は、例えば、金属の存在に起因して、例えば、実際の共振周波数が目標周波数からわずかに逸脱するときに、有利である。図１のシステムの別の利点は、共振周波数とわずかに異なり得る、既定の周波数、例えば、励起信号の周波数における信号の伝送を可能にすることである。それゆえ、周波数の一定量の同調が可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国特許出願公開第２０１６／２５０９９５号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１のＰＫＥシステムの欠点は、それが、追加的な直列抵抗Ｒ直列に起因して低電力効率を有することであり、それは、エネルギーを浪費する。
【０００８】
高エネルギー効率と、既定の周波数において伝送する能力の両方を同時にもたらす回路及び／または方法を見付けることは難題である。
【０００９】
特許文献１は、インダクタコイルのための駆動回路及びインダクタコイルを動作するための方法を説明する。その米国刊行物の図１及び図２は、どのように制御回路９が、直列抵抗８を使用して発振インダクタ電流を測定し、スイッチＳ１を制御して、コンデンサ４を再充電し、スイッチＳ２を制御して、各及び毎発振サイクルの完了において、共振回路を開始及び停止し、スイッチＳ３を制御して、ダイオード１１経由でコンデンサを放電するかを示す。共振周波数Ｆ１は、搬送周波数よりも５％〜３０％高い。動作の主な原理は、以下に基づく。（ａ）スイッチＳ２を閉じて、ＬＲＣ回路が１つの完全な発振サイクルを行うことを可能にすること、（ｂ）１つの完全な発振サイクルの完了後にスイッチＳ２を開くこと、（ｃ）スイッチＳ１を閉じて、コンデンサを再充電すること、（ｄ）スイッチＳ１を開いて、所与の時点まで待つこと、及びステップ（ａ）〜（ｄ）を繰り返すこと。このようにして、タイミング、及びそれゆえ、伝送された波形の基礎周波数が、強要される。
【００１０】
常に、改善または代替の余地がある。
【００１１】
本発明の目的は、既定の搬送周波数において（または、より精密には、既定の搬送周波数を含有する比較的狭い帯域内で）電磁信号を伝送することができる、共振アンテナ回路及び駆動回路を備えるトランスミッタデバイス、アンテナ回路、駆動回路、ならびにそのアンテナ回路を駆動する方法を提供することにある。
【００１２】
特に、かかるトランスミッタデバイス、駆動回路、アンテナ回路、及び方法の目的は、それらが、既定の搬送周波数（またはその搬送周波数を含有する狭帯域）が構成要素変動に及び／または回路のすぐ近くにある金属物体の存在に実質的に無感応である手法で、共振アンテナ回路を駆動することを可能にし、及び／または、ここで、ＥＭＣスプリアス発射の観点から、スペクトル挙動が、制定されたスペクトル要件を満たしており、ならびに／あるいは、ここで、駆動回路が、連続的な伝送の間の共振アンテナ回路の抵抗損失を著しく増加させず、及び／または連続的な伝送の間のエネルギー効率が、（ある周波数が共振回路に強要されるシステムと比べると）改善され、及び／または（連続的な伝送の期間と、無線封止の期間を含むデータ通信の期間とにわたって）エネルギー効率全体が改善されること、ならびに好ましくは、これらの目的のうちの２つ以上である。
【００１３】
本発明の特定の実施形態の目的は、変調されたデータストリーム、（例えば、限定されるものではないが、１３５ｋＨｚ未満のＴＡＧに関連する規準ＩＳＯ／ＩＥＣ１８０００−２及び１８０４７−２に従って）例えば、ＡＳＫもしくはＢＳＰまたはＯＯＫ変調されたビットストリームを伝送することを可能にするようなトランスミッタデバイス、駆動回路、アンテナ回路、及び方法を提供することにある。
【００１４】
本発明の特定の実施形態の目的は、一部の先行技術の解決策と比べて少ないピンを用いて、複数の共振アンテナ回路（例えば、少なくとも２または少なくとも３または少なくとも４または少なくとも５または少なくとも６つの共振アンテナ回路）を同時に駆動することができる集積駆動回路を提供することにある。
【００１５】
これらの及び他の目的は、本発明の実施形態に従う方法ならびに駆動回路及びトランスミッタデバイスによって達成される。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
第１の態様では、本発明は、共振アンテナ回路に接続可能な駆動回路を提供する。共振アンテナ回路は、並列に接続された３つのブランチを備え、第１のブランチがインダクタコイルを備え、第２のブランチが第１の静電容量を含み、第３のブランチが、第１のスイッチと直列に接続された第２の静電容量を含む。第１の静電容量は、第１のスイッチが永続的に開いている場合、アンテナ回路が、既定の目標周波数よりも高い第１の共振周波数を有するように選ばれる。第２の静電容量は、第１のスイッチが永続的に閉じられる場合、アンテナ回路が、目標周波数よりも低い第２の共振周波数を有するように選ばれる。駆動回路は、発振電圧信号を監視するように適合された監視手段と、その発振電圧信号の発振を検出するための手段と、平均すると、時が経つにつれてまたは時間単位当たりの発振電圧の発振の数が、目標周波数に実質的に等しいような手法で、第１のスイッチを動的に制御するための制御回路と、を備える。
【００１７】
「時間単位当たりの発振の数」は、「発振率」または「その時間窓の持続期間によって分割される所与の時間窓の間に測定または検出される発振の数」を意味する。その時間窓の絶対持続期間は、本発明が機能するために重要ではなく、使用される実際のアルゴリズムに依存し得る。
【００１８】
監視手段は、発振電圧の振幅情報及び／またはタイミング情報及び／または位相情報を監視ならびに／あるいは抽出するように適合されてもよい。
【００１９】
本発明に従う駆動回路は、パッシブキーレスエントリ（ＰＫＥ）システム及び／またはパッシブスタートエントリ（ＰＡＳＥ）システムに特に適切である。
【００２０】
共振アンテナ回路は、好ましくは、少なくとも１５、または少なくとも２０、または少なくとも２５、または少なくとも３０、または少なくとも３２、または少なくとも３４、または少なくとも３６、または少なくとも３８、または少なくとも４０のＱ係数を有する。
【００２１】
その共振周波数において発振することを許可されるときに、非常に電力効率的である（低エネルギー損失である）かかる高Ｑ係数を有する共振回路を使用することが有利であり、それは、バッテリを動力源とした用途に重要である。
【００２２】
所与の時間窓内の発振の数が、アンテナ回路が目標周波数において正確に共振した場合に起こるであろう発振の数に実質的に等しいように、スイッチを動的に開く及び閉じることが有利である。
【００２３】
（スイッチが開いているときに）第１の共振周波数が目標周波数よりも高く、かつ（スイッチが閉じられるときに）第２の共振周波数が目標周波数よりも小さいように、Ｃ１及びＣ２のための値を選ぶことと、既定の固定比にではなくて、時間平均された値に基づいて、スイッチを動的に開く及び閉じることと、が有利である。なぜなら、これは、回路が、様々な状況下で、例えば、時が経つにつれた（老化）及び／または温度及び／または湿度及び／または金属等の存在などに起因するインダクタンスならびに／あるいは静電容量（複数可）の変動下で、それ自体を自動的に調整することを可能にするからである。この利点は、過小評価されるべきではない。なぜなら、それは、それらの特性値の大きな許容差を伴う構成要素（Ｌ及びＣ）の使用を可能にし、ならびに／あるいは生産の間の較正ステップの削減または排除を可能にし、それゆえ、費用を節約するからである。時間平均値は、例えば、独立クロック信号から導出することができる。
【００２４】
励起信号が投入されるノードと同じノードを使用して、アンテナ共振回路によって提供される電圧を測定することが有利である。なぜなら、少なくとも３つのノードが必要とされる一部の先行技術の解決策とは対照的に、２つのノードのみが必要とされるからである。ピンの数がパッケージの選択のための重要な基準であることと、集積回路のパッケージ費用がピンの数と共に増加することとは、半導体産業の分野において周知である。それゆえ、より少ないピンを要求することによって、パッケージ費用を削減することができ、あるいは所与のパッケージのために、接続され得るアンテナ共振回路の数を増加することができ、またはそのピンを他の機能のために使用することができる。
【００２５】
電力消失、熱履歴（ｔｈｅｒｍａｌ  ｂｕｄｇｅｔ）、及び通電性能（ボンドワイヤ、オンチップの金属膜化）に関する完全に集積された解決策への要件を増やす全アンテナ電流（例えば、１０アンペア−ピークトゥピーク）が、駆動回路を通って流れないことは、本発明の実施形態の利点である。本発明の駆動回路は、アンテナにわたる（例えば、約４０Ｖｐｐまたは８０Ｖｐｐの発振電圧に対処する必要があるが、これらの要件を満たすことはより簡単である。
【００２６】
ある実施形態では、アンテナ回路の第１のブランチは、インダクタコイルのみ、及び任意選択的に直列抵抗を含むが、導体コイルと直列に接続されたスイッチは含まず、第２のブランチは、第１のコンデンサのみ、及び任意選択的に直列抵抗を含むが、第１のコンデンサと直列に接続されたスイッチを含まない。
【００２７】
それは、かかる実施形態の主な利点である。なぜなら、駆動回路は、静電容量を再充電するときに、インダクタンス及び静電容量の間でスイッチを開くことによって、共振回路の進行中の発振を遮断する必要がないからである。対照的に、発振は遮断されず、発振が継続している間に励起信号が投入される。これは、より正確なまたはより安定した共振周波数を結果としてもたらし、かつ、かかる遮断を回避することによって、より少ない高調波を作り出す。
【００２８】
ある実施形態では、その発振電圧の発振の検出のための手段が、その発振電圧から振幅及び／または位相情報を測定または判定または抽出するための手段を含む。
【００２９】
ある実施形態では、その発振電圧の発振を検出するための手段が、発振電圧が既定のＤＣレベルに交差する時点として定義されるゼロ交差時点を検出するための手段を含み、制御回路が、任意選択的にまたは条件付きで、そのゼロ交差時点に（例えば、そのゼロ交差時点にのみ）第１のスイッチを開く及び閉じるように、かつそのゼロ交差時点の間に第１のスイッチを開いたまたは閉じたままにするように適合される。
【００３０】
換言すれば、時間平均基準に基づいて、スイッチが開いたもしくは閉じたまたは開いたままに維持されるもしくは閉じたままに維持されるかが決定され、かつスイッチが開いたまたは閉じたと決定された場合、実際の開くまたは閉じることが、かかるゼロ交差時点に起こる。
【００３１】
既定のＤＣレベルは、第１のコンデンサ上の（及びそれゆえ、また、インダクタンス上の）電圧がゼロである発振アンテナ電圧の電圧レベルとして選ばれ得、それは、発振電圧の最小値及び最大値の中間の電圧レベルである。
【００３２】
適切な時点、特に、インダクタンス上の電圧が実質的にゼロである時点において、第１のスイッチを開く及び閉じることが有利である。なぜなら、これらの時点は、検出することが比較的簡単であり、かなり正確に検出され得るからである。加えて、かかる時点にスイッチを開くまたは閉じることによって、第２の静電容量上に蓄積された電圧は、実質的にゼロである。これは、１つの以上の全サイクルの後のみでもなくて、全ての半サイクル（半分の期間）にスイッチの状態を変えることを可能にする（すなわち、それが閉じたときに開くまたは逆の場合も同様）。これは、発振回路のより高速な補正または調整を可能にする。加えて、ゼロ交差時点は、信号の振幅と実質的に独立しており、それは、（とりわけ）ＡＳＫ変調された信号を伝送するときに有用である。
【００３３】
スイッチＳ１の（開いたまたは閉じた）状態がゼロ交差時点の間に維持されることが有利である。このようにして、共振回路によって生成された電圧波形は、実際上、第１または第２の共振周波数における半サイクルの連結である。
【００３４】
そのゼロ交差時点に第１のスイッチＳ１を開くまたは閉じることは、一部の先行技術文書における全サイクルとは対照的に、半サイクルの分解能における発振電圧の位相の調整を可能にする。これは、より正確な同調を可能にする。
【００３５】
ある実施形態では、駆動回路が、目標周波数の少なくとも２．０倍の周波数を有するクロック信号を生成するように適合されたクロックジェネレータを更に備え、監視手段が、そのクロック信号の分解能においてそのゼロ交差時点を検出するように適合される。
【００３６】
好ましくは、クロックは、目標周波の少なくとも４倍、または少なくとも８倍、または少なくとも１６倍、または少なくとも３２倍、または少なくとも６４倍、または少なくとも１２８倍、または少なくとも２５６倍、または少なくとも５１２倍である。オーバーサンプリングレートが高くなればなるほど、より正確に、ゼロ交差の時点を判定することができ、かつ、より正確に、スイッチが開いたまたは閉じたタイミングを判定することができ、それは、高調波歪みを削減する。
【００３７】
クロックは、例えば、別個の水晶モジュールによって生成されてもよいし、または、水晶発振器に基づいて生成されてもよいし、あるいはそれどころか、ＲＣ発振器（例えば、トリム型（ｔｒｉｍｍｅｄ）ＲＣ発振器）によって、または任意の他の適切な手法で生成されてもよい。
【００３８】
特定の実施形態では、オーバーサンプリング周波数は、例えば、１０ＭＨｚ〜４０ＭＨｚの範囲における周波数、例えば、約３２ＭＨｚであってもよい。
【００３９】
ある実施形態では、目標周波数は、１０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの範囲にある、好ましくは、２０ｋＨｚ〜２５０ｋＨｚの範囲にある、好ましくは、５０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲にある、例えば、１００ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚの範囲にある周波数、例えば、約１２５ｋＨｚの周波数である。
【００４０】
この周波数範囲は、車両におけるパッシブキーレスエントリシステムに非常にうまく適合する。
【００４１】
ある実施形態では、制御回路は、共振回路が目標周波数において発振した場合、ゼロ交差が起こるはずである基準の時点よりも早くまたは遅くゼロ交差時点が起こったかどうかを判定し、ゼロ交差時点が基準の時点よりも早く起こったと判定された場合には、第１のスイッチを閉じるための制御信号を提供し、ゼロ交差時点が基準の時点よりも遅く起こったと判定された場合には、第１のスイッチを開くための制御信号を提供するように更に適合される。
【００４２】
これは、平均すると、時間単位当たりの共振アンテナ回路の発振の数が、目標周波数に実質的に等しいように、第１のスイッチを開くまたは閉じるためのアルゴリズムがどのように実装され得るかという（「アーリーレイト（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）」アルゴリズムとして本明細書において呼ばれる）１つの特定の実施形態である。
【００４３】
ある実施形態では、制御回路が、ゼロ交差事象を受信するように適合され、かつ周波数制御語を生成するように適合されたデジタルＰＬＬと、その周波数制御語を受信するために、かつ第１のスイッチを開くまたは閉じるためにその制御信号を提供するように適合されたシグマデルタ変調器を更に備える。
【００４４】
本実施形態では、シグマデルタ変調器は、平均すると、時間単位当たりの共振アンテナ回路の発振の数が、目標周波数に実質的に等しいことを確実にする。
【００４５】
好ましくは、シグマデルタ変調器は、少なくとも２次、または少なくとも３次のものを有する。雑音シェーピングを提供するシグマデルタ変調器を使用することが有利である。
【００４６】
ある実施形態では、監視手段が、発振アンテナ−電圧の振幅情報を測定または抽出するように更に適合され、駆動回路が、その振幅情報に基づいて、励起パルスを生成するように適合され、かつその励起パルスを適用するように適合された励起回路を更に備える。
【００４７】
励起源は、発振電圧信号の測定された振幅に依存して選ばれた調整可能または選択可能な大きさを有する、単一電流パルスの形態でエネルギー付与信号を生成もしくは可能にするように適合された、電流源または電流リミッタを備えてもよい。
【００４８】
監視手段は、発振アンテナ電圧信号の振幅を監視するように、例えば、測定するように、適合されてもよい。
【００４９】
電流源は、共振アンテナ回路の始動の間に、より大きなエネルギー含有量を有する電流パルス（例えば、より大きな振幅もしくはより長い持続期間またはその両方を有するパルス）を生成するように適合されてもよい。
【００５０】
エネルギー効率は、強要周波数及び発振器回路の共振周波数の間の周波数ミスマッチに起因して、ある周波数が共振回路に強要されるシステムと比べるとかなり改善されることが、本発明に従う駆動回路の利点である。小さな周波数ミスマッチは、大きなエネルギー損失へと導き得る。ある周波数を共振回路に強要しないことによって、強要周波数及び共振周波数間のミスマッチならびにＱの値に応じて、少なくとも４．０のまたは更に高い係数が、ある周波数を強要する回路であって、ただし、発振電圧自体と時間同期した時点にエネルギーを投入する回路と比べて、エネルギー効率において獲得され得る。
【００５１】
好適な実施形態では、発振信号が、サンプルを取られ、任意選択的に、局所最小値及び／または局所最大値の発生の時点にデジタル化される。
【００５２】
発振電圧の振幅を測定することが有利である。なぜなら、それは、適切な、例えば、最も適切な量のエネルギーが共振回路に提供されるように、励起信号（例えば、その振幅またはその周波数）を正確に調整することを可能にするからである。
【００５３】
ある実施形態では、励起回路が、ゼロ交差時点に遅延を足したものに対応する時点に、その励起パルスを適用するように適合され、遅延が、ΔＴ＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴが、１／（４×ｆｔａｒｇｅｔ）に実質的に等しく、ＰＷが、励起パルスのパルス幅であり、または遅延が、（ΔＴ１）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ１が、１／（４×ｆｒｅｓ１）に実質的に等しく、ＰＷが、励起パルスのパルス幅であり、または遅延が、（ΔＴ２）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ２が、１／（４×ｆｒｅｓ２）に実質的に等しく、ＰＷが、励起パルスのパルス幅である。
【００５４】
遅延は、例えば、第１の（もしくは第２のまたは第１及び第２の平均）共振周波数に対応する期間の４分の１（１／４）から電流パルスの幅の半分に対応する既定の値を引いたものに対応する既定の固定遅延であってもよい。このようにして、励起パルスの頂部が、発振アンテナ電圧が局所最小または局所最大振幅に到達する時点と実質的に同時に起こる。（絶対値における局所最大）、それにおいて、アンテナを通って流れる電流は、ゼロに近い。
【００５５】
電圧振幅が最大であり、かつ電流が最小である時点に電流パルスを挿入することが有利である。なぜなら、これらの時点に、共振回路内に投入されるエネルギーが最大であるからである。
【００５６】
電流パルスは、（例えば、図４に示されるように）発振アンテナ電圧の勾配が減少するゼロ交差にのみ投入されてもよいことに留意する。代わりに、発振アンテナ電圧の勾配が増加しているゼロ交差時点にのみ電流パルスを投入することもまた可能であるが、この場合において、電流の方向は、調整されるべきである。勿論、両時点において、ただし、要求されない、高いＱ係数を仮定すると、電流パルスを投入することもまた可能であり、より単純な解決策が好適である。
【００５７】
ある実施形態では、励起回路が、デジタル式に制御可能な電流源またはデジタル式に制御可能な電流リミッタを備える。
【００５８】
調整可能または選択可能な大きさを有する電流パルスを使用することは有利である。なぜなら、それは、どのくらいの電力が発振を持続するために、例えば、最適な量の電力を投入するために必要とされるかに応じて、より多くのまたはより少ない電力の投入を可能にするからである。
【００５９】
ある実施形態では、駆動回路が、発振電圧信号を能動的に減衰させるように適合された減衰回路を更に備える。
【００６０】
（共振回路のエネルギーをそれ自体によって減少させるのではなくて）減衰回路を使用することが有利である。なぜなら、これは、例えば、目標周波数の３サイクル内で、かなりより急速に発振の停止を可能にするからである。これは、高品質係数アンテナ（例えば、１５よりも大きなＱ）を伴う、かつ変調された波形を伝送するときに、共振回路のために特に有利である。
【００６１】
本発明の実施形態では、駆動回路が、少なくとも４０Ｖの電圧を提供するように適合された少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータを更に備えてもよい。
【００６２】
比較的大きな電圧、例えば、約０．１ボルト、例えば、少なくとも４０Ｖ、または少なくとも６０Ｖ、または少なくとも８０Ｖを提供することが有利である。なぜなら、それは、より高い振幅でアンテナを駆動すること可能にし、したがって、より高い磁場強度及びより長い距離にわたる通信に到達するからである。
【００６３】
ある実施形態では、駆動回路が、バイナリ入力信号を受信するように適合された入力ポートを更に備え、制御回路が、そのバイナリ入力信号に基づいて、発振波形を開始及び停止し、それによって、変調された信号を伝送するように更に適合される。
【００６４】
例えば、バイナリビットストリームの立ち上がり端において発振を開始すること、ビットストリームが高い（例えば、「１」である）間に発振を維持すること、バイナリビットストリームの立下り端において発振を能動的に減衰させること、及びビットストリームが低い（例えば、「０」である）間に共振回路を制御しないまたは能動的に減衰しないことによって、ＯＯＫ（オン・オフ・キーイング）変調された伝送信号を提供するように、共振アンテナ回路を駆動することができることが、この駆動回路の利点である。
【００６５】
ただし、駆動回路はまた、振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）または位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を用いて搬送を変調するために使用することができる。
【００６６】
ある実施形態では、駆動回路が、その共振アンテナ回路に接続可能であり、その共振アンテナ回路は、その上、その第１のブランチにおいてインダクタコイルと直列に第２のスイッチを備え、駆動回路が、バイナリ入力信号を受信するように適合された入力ポートを更に備え、制御回路が、変調された信号を伝送するときにのみ、例えば、バイナリ入力信号の遷移にのみ起因して、その第２のスイッチを選択的に開く及び閉じるように、ならびにさもなければ第２のスイッチを閉じたままにするように、更に適合される。
【００６７】
駆動回路は、半導体デバイス、特に、ＣＭＯＳデバイスに集積されてもよい。
【００６８】
第２の態様では、本発明は、既定の目標周波数を含む既定の周波数範囲内で電磁信号を伝送するためのトランスミッタ回路であって、共振アンテナ回路と、その共振アンテナ回路に動作可能に接続された、第１の態様に説明されるような駆動回路と、を備える、トランスミッタ回路を提供する。
【００６９】
ある実施形態では、アンテナのインダクタンスの値及び第１の静電容量の値が、（第１のスイッチが開いたときに）第１の共振周波数が、目標周波数の７０％〜９９％の範囲にある（例えば、７０％〜９５％または７０％〜９０％または８０％〜９０％の範囲にある）値であるように選ばれ、アンテナのインダクタンスの値及第１の静電容量の値ならびに第２のコンデンサの値が、（第１のスイッチが閉じたときに）第２の共振周波数が、目標周波数の１０１％〜１３０％の範囲にある（例えば、１０５％〜１３０％または１１０％〜１３０％または１１０％〜１２０％の範囲にある）値であるように選ばれる。
【００７０】
ある実施形態では、第２のコンデンサ（Ｃ２）の静電容量及び第１のコンデンサ（Ｃ１）の静電容量の比率は、０．１０〜０．３０の範囲の場合の値、好ましくは、０．１２〜０．２４の範囲にある値、より好ましくは、０．１８〜０．２２の範囲にある値である。
【００７１】
ある実施形態では、共振アンテナ回路が、１つのインダクタコイルのみ、２つのコンデンサのみ、すなわち、第１のコンデンサ（Ｃ１）及び第２のコンデンサ（Ｃ２）、ならびに第２のコンデンサ（Ｃ２）と直列に１つのスイッチ（Ｓ１）のみを含むアセンブリである。
【００７２】
想像された比較的高い電圧及び高い電流に適切した外部定格コンデンサは、かなり高価である。したがって、２つのかかるコンデンサのみを必要とすることは、費用を削減する。
【００７３】
この種の共振アンテナ回路は、図３に示される。これらの実施形態では、第１のブランチが、単一構成要素のみ、すなわち、インダクタコイルを含み、第２のブランチが、単一構成要素のみ、すなわち、（好ましくは、単一の物理的コンデンサの形態において）第１の静電容量を含み、第３のブランチが、２つの構成要素のみ、すなわち、（好ましくは、単一の物理的コンデンサの形態において）第２の静電容量及びスイッチ、例えば、第２のコンデンサと直列に半導体トランジスタを含む。
【００７４】
少数の構成要素（構成要素費用）のみを含み、かつ電力消失の増加を引き起こす追加的な構成要素を含まないような共振アンテナ回路を使用することが有利である。
【００７５】
スイッチが駆動回路及び共振回路の間に（または駆動回路の一部として、ただし、インターフェースノードと直列に）必要とされないことは有利である。なぜなら、かかるスイッチは、常に、「ＲＤＳオン（ＲＤＳｏｎ）」を有し、それは、不可避的に損失、及びより低い品質係数、ならびに共振周波数の変動または逸脱に導くからである。換言すれば、本発明の回路は、発振周波数の品質係数が増加され、かつ抵抗損失が減少され得るという利点を有する。
【００７６】
ある実施形態では、駆動回路が、単一クロック信号、例えば、３２ＭＨｚのクロック信号を使用して、少なくとも２つまたは少なくとも３つの共振アンテナ回路を同時に駆動するように適合される。
【００７７】
第３の態様では、本発明は、既定の目標周波数において発振電圧信号を生成するために共振アンテナ回路を駆動する方法であって、共振アンテナ回路が、インダクタコイルを備える第１のブランチ、第１の静電容量を含む第２のブランチ、第１のスイッチと直列に接続された第２の静電容量を含む第３のブランチを含む、並列に接続された３つブランチを備え、第１の静電容量は、第１のスイッチが永続的に開く場合、アンテナ回路が目標周波数よりも高い第１の共振周波数を有するように選ばれ、第２の静電容量は、第１のスイッチが永続的に閉じられる場合、アンテナ回路が、目標周波数よりも低い第２の共振周波数を有するように選ばれ、本方法が、ａ）共振アンテナ回路の発振電圧信号を監視するステップと、ｂ）その発振電圧信号の発振を検出するステップと、ｃ）平均すると、時間単位当たりの発振電圧の発振の数が、目標周波数に実質的に等しいような手法で、第１のスイッチを動的に制御するステップと、を含む、方法を提供する。
【００７８】
ある実施形態では、その発振電圧の発振を検出することが、その発振電圧から振幅及び／もしくは位相情報を測定または判定または抽出することを含む。
【００７９】
ある実施形態では、ステップｂ）が、発振電圧が既定のＤＣレベルに交差する時点として定義されるゼロ交差時点を検出することを含み、ステップｃ）が、そのゼロ交差時点に（例えば、そのゼロ交差時点にのみ）、及びそのゼロ交差時点の間に第１のスイッチを開いたまたは閉じたままにするために、任意選択的にまたは条件付きで、第１のスイッチを開く及び閉じることを含む。
【００８０】
第４の態様では、本発明は、既定の目標周波数を含む既定の周波数範囲において電磁信号を伝送する方法であって、該方法が、第３の態様に従って共振アンテナ回路を駆動する方法、及びその共振アンテナ回路にエネルギー付与する方法であって、ｄ）発振電圧から振幅情報を抽出するステップ、ｅ）発振電圧を維持するために励起パルスを生成するステップ、ｆ）その「ゼロ交差時点」後の遅延において、その励起パルスを適用するステップを含み、遅延が、ΔＴ＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴが、１／（４×ｆｔａｒｇｅｔ）に実質的に等しく、ＰＷが、励起パルスのパルス幅であり、または遅延が、（ΔＴ１）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ１が、１／（４×ｆｒｅｓ１）に実質的に等しく、ＰＷが、励起パルスのパルス幅であり、または遅延が、（ΔＴ２）＋（ＰＷ／２）に実質的に等しく、式中、ΔＴ２が、１／（４×ｆｒｅｓ２）に実質的に等しく、ＰＷが、励起パルスのパルス幅である、エネルギー付与する方法を含む、方法を提供する。
【００８１】
エネルギーを共振回路に提供して、エネルギー損失を補償することを可能にすることが、本発明に従う駆動回路の利点である。これらの損失は、前もって（例えば、較正の間に）測定される必要はないが、動作の間に、かつそれに応じて励起信号を調整することによって、測定され、時が経つにつれた（温度、老化等の）変動にロバストである手法で、実行中に適正量のエネルギーを提供することが可能である。
【００８２】
励起信号は、共振アンテナ回路の発振を開始するために、または実質的に一定の振幅で共振アンテナ回路の発振を維持するために、または発振を停止するために構成されてもよい。
【００８３】
本発明の特定の及び好適な態様は、添付の独立及び従属請求項に述べられる。従属請求項からの特徴は、必要に応じて、及び請求項に明示的に述べられるようなものばかりではなくて、独立請求項の特徴及び他の従属請求項の特徴と組み合わされてもよい。
【００８４】
発明のこれらの及び他の態様は、以下に説明される実施形態（複数可）から明らかになり、それを参照して解明される。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】直列共振モードにおいてアンテナを使用し、電圧信号を用いてアンテナを駆動する伝統的なＰＫＥドライバシステムを示す。
【図２】本発明のある実施形態に従うトランスミッタデバイスの高レベルブロック図を示す。トランスミッタデバイスは、駆動回路及び共振アンテナ回路を備える。
【図３】インダクタコイルを含む第１のブランチ、第１のコンデンサを含む第２のブランチ、及び第１のスイッチと直列に第２のコンデンサを含む第３のブランチを含む、３つの並列ブランチを備えるまたはそれらから成る、本発明の好適な実施形態に従う共振回路のブロック図を示す。
【図４】図２の共振回路によって生成され得るような発振電圧波形、及び図２の駆動回路によって適用され得るような励起パルスの例を示す。
【図５（ａ）】本発明に係る共振アンテナ回路の別の実施形態として、第１のブランチの一部としてインダクタコイルと直列に配列されたフリーズスイッチＳＦを更に備える、図３の共振アンテナ回路の変形を示す。フリーズスイッチは、データ伝送の間にのみ（例えば、伝送されるべきバイナリビットストリームにおける変化の結果としてまたはその変化に応答して）開かれる及び閉じられること、及びさもなければ閉じたままであることを意図される。
【図５（ｂ）】スイッチＳＦが、本発明に係る共振アンテナ回路の別の実施形態として、第２のブランチの一部として第１のコンデンサと直列に配列される、図５（ａ）の共振アンテナ回路の変形を示す。フリーズスイッチは、データ伝送の間にのみ（例えば、伝送されるべきバイナリビットストリームにおける変化の結果としてまたはその変化に応答して）開かれる及び閉じられること、及びさもなければ閉じたままであることを意図される。
【図６】本発明に従う共振アンテナ回路の別の実施形態として、第２のスイッチと直列に第３のコンデンサを備える、第４の並列ブランチを更に備える、図３の共振アンテナ回路の別の変形を示す。
【図７】本発明のある実施形態に従う駆動回路及びトランスミッタデバイスのより詳細なブロック図を示す。図７の駆動回路は、図９に更に例解される、「アーリーレイト」アルゴリズムとして本明細書において呼ばれる、比較的単純な同調アルゴリズムを実行するために構成される。
【図８】本発明の実施形態において使用され得るような励起パルスの例を示す。
【図９】本発明の実施形態、例えば、図７の駆動回路を使用して、共振アンテナ回路によって生成され得る及び／またはその共振アンテナ回路に適用され得るような例示的な波形を示す。
【図１０】本発明のある実施形態に従う共振アンテナ回路を駆動する方法を示す。これらの方法のステップは、エネルギー効率的な手法における波数同調の態様を主に例解する。
【図１１】本発明のある実施形態に従って、共振アンテナ回路にエネルギー付与する方法を示す。これらの方法ステップは、エネルギー効率的な手法で共振回路をエネルギー付与する態様を主に例解する。
【図１２】本発明に従う伝送デバイス及び駆動回路の別の実施形態として、図２の高レベルブロック図の変形を示す。図２に示されるブロックに加えて、図１２の駆動回路は、追加的に、ビットストリーム−入力及び減衰回路を有し、変調された信号を伝送するように適合される。
【図１３】図１２の伝送デバイスに適用され得るようなバイナリビットストリームの例示的な波形、及び図１２の伝送デバイスによって生成され得るような対応するＯＯＫ変調された信号を示す。
【図１４】特別なエネルギー付与パルスを使用する共振回路の高速開始を例解するための例示的な波形を示す。
【図１５】能動的減衰パルスを使用する共振回路の高速停止を例解するための例示的な波形を示す。
【図１６（ａ）】データ伝送の間にのみ発振を一時的にフリーズするように適合された、図５（ａ）の共振アンテナ回路を使用する、本発明のある実施形態に従う駆動回路のブロック図を示す。
【図１６（ｂ）】データ伝送の間にのみ発振を一時的にフリーズするように適合された、図５（ｂ）の共振アンテナ回路を使用する、本発明のある実施形態に従う駆動回路のブロック図を示す。
【図１７】本発明の実施形態に使用され得るようなエネルギー付与パルスの例を示す。
【図１８】図１７のエネルギー付与パルスが正確に１２５ｋＨｚにおいて繰り返される場合に取得される周波数スペクトルを示す。見られ得るように、主ローブの頂部及び第２の高調波の頂部の間の差は、約４０ｄＢである。
【図１９】Ｌアンテナ＝５２μＨ、Ｒアンテナ＝１Ω、Ｑ＝４０、Ｃ１＝２８ｎＦ、Ｃ２＝６ｎＦ、ｃｌｋ＝３２ＭＨｚを用いて、連続的な波形のために「アーリーレイト」アルゴリズムを使用して、図７の伝送デバイス及び駆動回路を用いて取得可能な発振電圧の周波数スペクトルの例を示す。見られ得るように、主ローブの頂部及び第２の高調波の頂部の間の差は、約３０ｄＢである。
【図２０】２６ｎＦ〜３０ｎＦの範囲においてＣ１の異なる値について、図１９におけるものと同じパラメータを使用して、図１９に類似するいくつかの周波数スペクトルを伴う単一プロットを示す。見られ得るように、主ローブは、図１９におけるものと同じ特性を有する。
【図２１】４ｎＦ〜８ｎＦの範囲においてＣ２の異なる値について、図１９におけるものと同じパラメータを使用して、図１９に類似するいくつかの周波数スペクトルを伴う単一プロットを示す。見られ得るように、主ローブは、図１９におけるものと同じ特性を有する。
【図２２】４８μＨ〜５７μＨの範囲においてＬアンテナの異なる値について、図１９におけるものと同じパラメータを使用して、図１９に類似のいくつかの周波数スペクトルを伴う単一プロットを示す。見られ得るように、主ローブは、図１９におけるものと同じ特性を有する。
【図２３】始動の間及び連続的な発振の間の使用のために、アンテナ回路と接地の間に配列された第１のパルスジェネレータ、ならびに能動的減衰の間の使用のためにアンテナ回路と並列に配列された第２のパルスジェネレータを有する、本発明に従う伝送デバイスの別のブロック図を示す。
【図２４】図２３に示されるような２つのパルスジェネレータを使用する利点を例解する。
【図２５】本発明のある実施形態に従う駆動回路及びトランスミッタデバイスの別の詳細なブロック図を示す。この駆動回路は、図７の駆動回路の変形として見られ得る。図２５の駆動回路は、「シグマデルタ変調」に基づいて、「アーリーレイトアルゴリズム」よりもいくらか複雑な同調アルゴリズムを実行するために構成される。
【図２６】図７の単純なアーリーレイトアルゴリズムと比べて（図２５に示されるような）２次または３次のシグマデルタ変調器を使用する効果を例解する定性的グラフである。
【発明を実施するための形態】
【００８６】
本発明は、特定の実施形態に関して及び一定の図面を参照して説明されるが、本発明は、それに限定されるものではなくて、請求項によってのみ限定される。説明される図面は、単に概略的であり、限定するものではない。図面中、要素の一部のサイズは、誇張されていることがあり、例証する目的のために一定縮尺で描かれていないことがある。寸法及び相対寸法は、発明の実施への実際の縮小に対応しない。
【００８７】
その上、説明及び請求項における第１、第２などの用語は、時間的に、空間的に、順位付けにおいて、または任意の他の手法において、類似要素を区別するために、及び必ずしも順序を説明するためではなく、使用される。そのように使用される用語は、適切な状況下で交換可能であることと、本明細書に説明される発明の実施形態が、本明細書に説明または例解されるもの以外の他の順序において実施可能であることと、が理解される。
【００８８】
その上、説明及び請求項における頂部の、下部のなどの用語は、説明的な目的のために、及び必ずしも相対位置を説明するためではなく、使用される。そのように使用される用語は、適切な状況下で交換可能であることと、本明細書に説明される発明の実施形態が、本明細書に説明または例解されるもの以外の他の順序において実施可能であることと、が理解される。
【００８９】
請求項に使用される「備える」という用語は、以後に列挙される手段に制限されるように解釈されるべきではなく、それは他の要素またはステップを除外しないことに留意されたい。それゆえ、それは、言及される際に述べられた特徴、整数、ステップ、または構成要素の存在を特定するように解釈されるけれども、１つ以上の他の特徴、整数、ステップ、もしくは構成要素、またはそれらの群の存在あるいは追加を排除するものではない。それゆえ、「手段Ａ及びＢを備えるデバイス」という表現の範囲は、構成要素Ａ及びＢのみから成るデバイスに限定されるべきではない。それは、本発明に関して、デバイスの関連した構成要素のみがＡ及びＢであることを意味する。
【００９０】
本明細書全体にわたる「一実施形態」または「ある実施形態」への参照は、その実施形態に関して説明された特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。それゆえ、本明細書全体にわたる様々な場所における「一実施形態では」または「ある実施形態では」という文言の出現は、同じ実施形態を参照するかもしれないが、必ずしも同じ実施形態を全て参照するわけではない。その上、特定の特徴、構造、または特性は、１つ以上の実施形態において、本開示から当業者に明らかであろうように、任意の適切な手法で組み合わされてもよい。
【００９１】
同様に、発明の例示的な実施形態の説明において、発明の様々な特徴は、場合によっては、本開示を能率化する目的及び様々な発明の態様の１つ以上の理解を助ける目的のために、単一実施形態、図面、またはそれらの説明において、まとめられることを認識されたい。しかしながら、開示の本方法は、特許請求された発明が各請求項に明白に列挙されるものよりも多くの特徴を必要とするという意図を反映すると解釈されるものではない。むしろ、以下の請求項が反映するように、発明の態様は、単一の前述の開示された実施形態の全ての特徴よりも少ない状態にある。それゆえ、発明を実施するための形態に続く請求項は、本明細書によってこの発明を実施するための形態に明白に組み込まれ、各請求項は、本発明の別個の実施形態としてそれ自体に基づく。
【００９２】
その上、本明細書に説明される一部の実施形態は、他の実施形態に含まれる一部の特徴、ただし、他の特徴ではないものを含むが、異なる実施形態の特徴の組み合わせは、発明の範囲内にあることが意図され、当業者によって理解されるように、異なる実施形態を形成する。例えば、以下の請求項では、特許請求される実施形態のいずれかが、任意の組み合わせで使用され得る。
【００９３】
本明細書に提供される説明において、多数の具体的な詳細が規定される。しかしながら、発明の実施形態は、これらの具体的な詳細を用いずに実施されてもよいことが理解される。他の事例では、周知の方法、構造、及び技法が、本説明の理解を不明瞭にしないために、詳細に示されていない。
【００９４】
本文書において、「ビットストリーム」及び「データストリーム」という用語は、同義語として使用される。
【００９５】
本文書において、「励起パルス」及び「エネルギー付与パルス」という用語は、同義語として使用される。本発明の好適な実施形態では、パルスが、「電流パルス」の形態で提供される。電流パルスのタイミング及び方向に応じて、これらのパルスは、（例えば、発振を開始または維持するために）発振電圧の振幅を増加させるために、あるいは（例えば、発振を減衰または停止するために）発振電圧の振幅を減少させるために、使用され得る。
【００９６】
本文書において、「伝送周波数」、「搬送周波数」、及び「目標周波数」という用語は、同義語として使用される。
【００９７】
本発明において、「インダクタコイル」及び「アンテナ」という用語は、アンテナのコイル、例えば、磁石アンテナまたはフェライトアンテナのコイルを表現するために、同義語として使用される。図面中、このコイルは、「純インダクタンス」（Ｌアンテナ）及び「純抵抗」（Ｒアンテナ）を含む長方形によって表現されるけれども、実際には、これらの要素は、分離することができない。
【００９８】
本文書において、「ＬＦ周波数」は、５０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの範囲にある、例えば、１００ｋＨｚ〜２５０ｋＨｚの範囲にある周波数である「低周波数」を意味する。本発明は、とりわけ、パッシブトランスポンダまたはＲＦＩＤタグ（範囲：１００〜１５０ｋＨｚ）の分野において、または無線電力充電のために、例えば、ＷＰＣ標準（１０５〜２０５ｋＨｚ）に従ってもしくはＰＭＡ標準（２３５〜２７５ｋＨｚ）に従って、使用され得る。
【００９９】
本発明において、「静電容量」という言葉が使用される場合、「固定コンデンサ」であることを意味する。このコンデンサは、単一コンデンサデバイスの形態であり得、あるいは（当分野において周知であるように）直列及び／または並列に接続された２つ以上の物理的なコンデンサから成り得る。「固定コンデンサ」を用いると、その静電容量値が、例えば、「可変コンデンサ」とは対照的に、例えば、機械的または電気的に変動されることができないことを意味する。
【０１００】
本文書において、「マスタクロック」または「基準クロック」または「オーバーサンプリングクロック」という用語は、同義語として使用される。
【０１０１】
本文書において、「減衰パルス」または「発振を停止するための電流パルス」という用語は、同じものを意味する。
【０１０２】
本文書において、「時が経つにつれた平均」または「時間単位当たりの平均」は、同じものを意味する。
【０１０３】
本発明は、（一般に）無線伝送デバイスに関し、特に、例えば、パッシブエントリ（すなわち、ＰＥＰＳもしくはＰＫＥ）用途またはパッシブスタートエントリ（ＰＳＥ）用途に使用され得るようなドライバ低周波数（ＬＦ）機構に関する。ここで、駆動回路は、高電力駆動信号（例えば、最大４Ａｐｐ及び１００Ｖｐｐまで）を共振回路、例えば、限定されるものではないが、磁性ＬＣ共振回路などに提供するように適合される。
【０１０４】
図１は、背景技術の欄において既に上記したように、直列共振モードにおいてアンテナを使用する伝統的なＰＫＥドライバシステムを示す。アンテナは、純インダクタンス「Ｌアンテナ」によって表現され、その「Ｌアンテナ」は純抵抗「Ｒアンテナ」と直列にある。後者は別個の抵抗ではないが、アンテナコイル自体の内部電気抵抗を表現する。この表現は、本文書全体を通して使用される。Ｒアンテナのための典型的な値は、０．５〜１．５オームの範囲にある値であり、例えば、約５０μＨのインダクタンスを有するアンテナの場合、約１．０オームである。図１の回路はまた、約５〜１５オームにおける、例えば、約１０オームの抵抗を有する別個の直列抵抗「Ｒ直列」を含み、それは、共振回路のＱ係数を故意に低くするために使用される。
【０１０５】
この直列抵抗「Ｒ直列」の存在は、プラス及びマイナスの態様の両方を有する。マイナスの態様は、直列抵抗が電力を消費することであり、プラスの効果は、それが共振回路の帯域幅を広げることであり、それは、次いで、共振回路の共振周波数とはわずかに異なる励起周波数において共振回路を駆動することによって、共振回路にエネルギー付与するときに振幅差を減らす。
【０１０６】
高エネルギー効率（または低損失）と、既定の周波数においてまたはその既定の周波数を含む比較的小さな帯域内で同時に伝送する能力との両方を同時にもたらす回路及び／または方法を見付けることは難題である。既定の周波数は、「搬送周波数」と呼ばれる。
【０１０７】
高エネルギー効率を達成するための古典的なアプローチは、高いＱ係数を有する共振回路を使用することであるが、これは、搬送周波数の周りの非常に狭い帯域幅をもたらし、その搬送周波数の場所は、使用される物理的インダクタコイル及び物理的コンデンサの構成要素値に極めて依存する。高いＱ係数を有する共振回路の共振周波数は、全体のエネルギー効率を低下させずに、共振周波数とはわずかに異なる周波数において、エネルギー付与波形またはエネルギー付与パルスを投入することによって、容易に同調またはシフトされることができない。それゆえ、これらは、相反する要件である。
【０１０８】
搬送周波数が、共振回路の構成要素値と更に実質的に独立しているような回路及び方法を見付けることは、更により難題である。
【０１０９】
これは、想像された用途に関連がある。例えば、なぜなら、インダクタンス「Ｌアンテナ」の値は、潜在的な金属性周囲物、構成要素許容度、及び配線用ハーネスの寄生物に起因して変化し得るからである。具体的には、金属性周囲物は、アンテナのインダクタンスを減少させ、それは、共振周波数の増加を引き起こす。インダクタンスの減少は、開いた空間におけるアンテナが、金属プレート上に装着された同じアンテナと比較される場合、初期値の７０％まで落とされ得る。これは、この非常に極端な場合において、２０％の共振周波数の増加を引き起こす。これは、ドライバと共に使用されるべきトランスポンダ／タグの周波数許容度に関する問題の原因となり得る。
【０１１０】
かかる「周波数シフト」は、単一受信機による受信についての問題の原因となるばかりではなくて、複数のアンテナ上で同時に伝送するときの、例えば、少なくとも２つまたは少なくとも３つの異なるアンテナ上で同時に伝送するときの問題の原因にもなり、それは、信号フェーディングまたは信号キャンセルさえにも導き得る。
【０１１１】
これらの問題の少なくとも一部に対処するために、本発明は、特定の種類の共振アンテナ回路２０１に接続された駆動回路２１０を備えるトランスミッタデバイス２００（例えば、図２を参照）を提供する。適切なアンテナ回路３０１、５０１、６０１の４つの例が、図３、図５（ａ）、図５（ｂ）、及び図６に示されるが、本発明は、これらの具体的な例に限定されない。
【０１１２】
図３は、図２のトランスミッタデバイスに使用され得るような共振アンテナ回路３０１の好適な実施形態を示す。共振アンテナ回路は、３つの並列ブランチ、すなわち、インダクタコイル３３１を含む第１のブランチ、例えば、磁石アンテナまたはフェライトアンテナ、インダクタコイル３３１と並列に接続された第１のコンデンサＣ１を含む第２のブランチ、第１のスイッチＳ１と直列に接続された第２のコンデンサＣ２を含む第３のブランチを備え、第２の静電容量Ｃ２及び第１のスイッチＳ１の直列接続は、インダクタコイル３３１と並列に接続される。
【０１１３】
例えば、共振アンテナ回路が、１２５ｋＨｚの目標周波数において伝送するためのものであることと、それが、５２μＨのインダクタンス及び約１オームの内部抵抗を有するインダクタコイル３３１を備えることと、を想定する。
【０１１４】
次いで、第１の静電容量Ｃ１は、第１のスイッチＳ１が永続的に開いている場合、アンテナ回路３０１が、既定の搬送周波数よりも高い（例えば、５％〜３０％高い）第１の共振周波数「ｆｒｅｓ１」を有するように選ばれ、第２の静電容量Ｃ２は、第１のスイッチＳ１が永続的に閉じられる場合、アンテナ回路３０１が、既定の搬送周波数よりも低い（例えば、５％〜３０％低い）第２の共振周波数ｆｒｅｓ２を有するように選ばれる。更に説明されるように（例えば、図９を参照）、第１のスイッチＳ１を永続的に開いたまたは永続的に閉じられたままにすることは意図しないが、第１のスイッチＳ１を特定の手法で制御することを意図する。
【０１１５】
好ましくは、アンテナ回路は、（スイッチＳ１を永続的に開いて測定されるときに）少なくとも１０、または少なくとも１５、または少なくとも２０、または少なくとも２５、または少なくとも３０、または少なくとも３５のＱ係数を有する。
【０１１６】
図３の実施形態では、第１の静電容量Ｃ１が、インダクタンスと並列に直接的に接続され、インダクタコイル３３１の終端部が、任意の中間構成要素、例えば、ダイオードまたはスイッチまたは別個の抵抗あるいは任意の他の構成要素などを用いずに、第１のコンデンサＣ１の対応する終端部に接続される。
【０１１７】
他の実施形態では、更に説明される理由のために（図１６を参照）、インダクタコイル５３１及び第１のコンデンサＣ１は、第１の終端部において直接的に、ただし、例えば、図４に示されるように、それらの他の終端部においてスイッチＳＦを介して間接的に接続される。現在のところ、このスイッチＳＦは単に任意選択的であることを知れば十分であり、もし存在する場合、データ通信の間にのみ開いていることが意図され、放電する必要なしに共振回路を一時的にフリーズする。
【０１１８】
好ましくは、アンテナ回路２０１、３０１、５０１、６０１は、別個の抵抗を有さないが、共振回路及びトランスミッタデバイスは、依然として機能する。かかる別個の抵抗（複数可）は、エネルギー効率に悪影響を有するであろう。
【０１１９】
図３ならびに図５（ａ）及び図５（ｂ）のアンテナ回路は、３つの並列ブランチのみを有するが、本発明は、それに限定されず、共振アンテナ回路は、例えば、図６に示されるように、４つ以上の並列ブランチを備えてもよい。見られ得るように、アンテナ回路６０１は、直列に接続された第２のスイッチＳ２及び第３のコンデンサＣ３を含む第４の並列ブランチを有する。静電容量Ｃ３の値は、好ましくは、Ｃ２の約５０％であるように選ばれる。
【０１２０】
（図示しない）図６の共振回路の変形では、第１のブランチがまた、図５（ａ）または図５（ｂ）に類似の手法で、インダクタコイル６３１と直列にスイッチＳＦを備えてもよい。
【０１２１】
本開示の利益を有する当業者は、本明細書に説明されるものと同じ原理を使用して他の実施形態を容易に考案することができる。
【０１２２】
図３のアンテナ回路３０１の利点は、それが、インダクタコイル３３１と直列にスイッチＳＦを有さず、かつ（一部の先行技術のデバイスにおけるように）インダクタコイルと直列に別個の抵抗を有さず、それによって、エネルギー損失を回避することである。なぜなら、かかるスイッチ及び／または抵抗は、アンテナコイルを通って流れる発振電流全体を伝導する必要があり、それは、想像された用途のために約１０Ａｍｐのピークトゥピークに容易に達し得るからである。
【０１２３】
図３のアンテナ回路の別の利点は、発振回路が（一部の先行技術の解決策とは対照的に）決して開かれないことであり、電圧が一定に保たれる「休止（ｄｅａｄ）時点」を伴わずに、連続的な発振を結果としてもたらす。または、換言すれば、発振を遮断しないことによって、電流波形及び／または電圧波形の急激な変動が、回避され得る（例えば、図９（ｂ）及び図９（ｃ）を参照）。このようにして、より高い高調波が、削減され得、それは、ＥＭＣ規則の遵守に有益となる。伝送が所望されない場合、共振アンテナ回路は、更に説明されるように（図１５を参照）、停止することができる。
【０１２４】
本発明の全ての実施形態では、第１のスイッチＳ１が、適切な時点に第１の静電容量Ｃ１と並列に第２の静電容量Ｃ２を選択的に接続することを可能にして、発振電圧Ｖｏｓｃの周波数をわずかに調整し、それゆえ（時が経つにつれて）、ただし、共振回路が、その共振周波数のうちの１つにおいて共振することを可能にすることによって、非常にエネルギー効率的である手法で、搬送位相に影響を及ぼす。スイッチＳ１は、閉じられるとき、いくらかのエネルギー損失をもたらすが、この量は、以下の２つの理由が原因で、限られることに留意する。
（ｉ）なぜなら、第３のブランチは第２のコンデンサＣ２を含み、スイッチＳ１は、全アンテナ電流を伝導せず、ただし、アンテナ電流の一部は、Ｃ１を含む第２のブランチを通って流れるからである。更に、
（ｉｉ）なぜなら、スイッチＳ１が、図９を議論するときに明らかになるように、確かに全てのサイクルまたは半サイクルではなくて、一部のサイクルの間にのみ閉じられるからである。
【０１２５】
これらは、本発明の主な基本となる原理であり、それは、高エネルギー効率の問題及び既定の搬送周波数において伝送する問題を同時に解決する。
【０１２６】
本発明によって提供される解決策は、とりわけ、直観に反することが信じられている。なぜなら、（例えば、約３０以上の）高いＱ値を有する共振アンテナ回路の周波数スペクトルは、（純正弦波のように）急なピークを結果としてもたらすことを予想することは論理的であるからであり、ただし、２つの別個の及び異なった共振周波数が存在するので、１つが各共振周波数を予想するような、２つのピークを予想するであろう。しかしながら、更に示されるように、それは当てはまらない。
【０１２７】
図２を参照し戻すと、共振アンテナ回路２０１は、２つのノードＮａ１及びＮａ２を有し、それらの上に（後に励起される）発振電圧Ｖｏｓｃを提供する。図２の駆動回路２１０は、アンテナ回路２０１のノードＮａ１及びＮａ２にそれぞれ接続された２つのインターフェースノードまたはピンＰ１及びＰ２を有する。駆動回路２１０は、共振アンテナ回路２０１によって提供される発振電圧信号Ｖｏｓｃを監視するように、かつその発振電圧信号Ｖｏｓｃのタイミング情報及び振幅情報を抽出するように適合された制御回路２０３を含む。制御回路２０３は、次いで、タイミング情報及び振幅情報を励起回路２０２に提供する。励起回路２０２は、そのタイミング情報及び振幅情報に基づいて励起信号２１３を生成するように適合され、かつその励起信号をインターフェースノードまたはピンＰ１、Ｐ２に、それゆえ、共振アンテナ回路２０１に適用ように適合される。
【０１２８】
図２は、高レベルブロック図を示す。駆動回路の特定の実施形態は、勿論、追加的なブロック、例えば、能動的減衰制御、内部クロックジェネレータ、データ変調器、内部ＤＣ／ＤＣコンバータ、第２のエネルギー付与回路等を備えてもよい。
【０１２９】
他の実施形態が、図７、図１２、図２２、及び図２４に示されるが、これらのブロック図のそれぞれは、１つの特定の機能に主に焦点を当てられる。例えば、図７は、「アーリーレイト」アルゴリズムを説明することを主に意図され、図１２は、減衰及びデータ通信を説明することを主に意図され、図２２は、２つの別個の電流ジェネレータを説明することを主に意図され、図２４は、シグマデルタ変調器を説明することを主に意図される。図面の数を合理的に保つために、それらを実際に組み合わせて示さずに、異なる機能が組み合わされ得ることが明示的に指摘される。
【０１３０】
通常動作の間、以下のように動く実際に２つの制御機構が存在する。
（ａ）適切な時点に適切な電流パルスを投入することによって発振電圧Ｖｏｓｃの振幅を制御する（図４を参照）第１の制御機構、
（ｂ）平均すると、時間単位当たりの共振アンテナ回路２０１の発振の数が、既定の目標周波数に実質的に等しいように、適切な時点に第１のスイッチＳ１を選択的に開く及び閉じることによって、かつ第１のスイッチＳ１が開かれたまたは閉じられたかに従う既定の基準に基づいて、発振電圧Ｖｏｓｃの位相（及びそれゆえ、また、搬送周波数）を制御する第２の制御機構。
【０１３１】
図４は、発振電圧Ｖｏｓｃの振幅を制御する第１の制御機構の主な原理を例解する。図４は、インダクタコイル上の発振電圧Ｖｏｓｃの例示的な波形（黒線）、及びインダクタコイルを通って流れる電流Ｉｏｓｃ（破線）を示す。電流波形は、本発明に従う駆動回路２１０によってそれが測定されないように、例証する目的のためにのみ示される。
【０１３２】
駆動回路２１０の制御回路２０３は、黒点によって指示されるように、発振電圧信号Ｖｏｓｃが局所最小値に到達する時点を判定する。図４では、黒点は、例証する目的のために、破線「Ｖ最小」を介して相互接続される。これらの局所最小電圧の振幅を、例えば、平均レベルＶｄｃと比較することによって、制御回路２０３は、発振電圧Ｖｏｓｃの電圧振動が、時が経つにつれて増加または減少していることを検出することができ、それに応じて、通常量のエネルギー、より大きい量のエネルギー、またはより小さい量のエネルギーを用いて適切な電流パルスを送信することによって、例えば、振幅を実質的に一定のままにするために、または振幅を増加もしくは減少するために、情報を励起回路に送信することができる。通常量のエネルギーは、例えば、設計の間または較正の間に判定された、例えば、ある既定の量とすることができるし、あるいは前のエネルギーパルス及び前の振幅測定に基づき得る、学習モードにおいて取得されてもよい。
【０１３３】
局所最小値の検出の代わりにまたはそれと組み合わせて、駆動回路１１０はまた、図４の波形において黒い四角形によって指示されるように、発振電圧信号Ｖｏｓｃの局所最大値を検出するように適合されてもよい。局所最大値は、例証する目的のために、破線「Ｖ最大」を介して接続される。
【０１３４】
図４から認識され得るように、（発振電圧Ｖｏｓｃの平均値Ｖｄｃに対する）局所最小値の振幅もしくは（発振電圧Ｖｏｓｃの平均値Ｖｄｃに対する）局所最大値の振幅のいずれかまたは局所最大値及び局所最小値の差（Ｖ最大−Ｖ最小）が、発振電圧Ｖｏｓｃの電圧振動を判定するために使用され得る。
【０１３５】
共振回路を「開始する」時、（図１４も参照）励起パルスが、好ましくは、可能な限り少ない発振サイクルにおいて、ただし、本発明の原理に従って、常に、進行中の発振と同期して（図９（ｆ）も参照）、発振電圧Ｖｏｓｃの振幅または電圧振動を増加するために、共振アンテナ回路２０１に提供される。
【０１３６】
電流パルスによって共振回路の発振を「能動的に減衰させる」時（図１５と図２２及び図２３も参照）、ダイオードもしくは抵抗または同様のものを通した受動的な減衰とは対照的に、励起パルスが、好ましくは、可能な限り少ないサイクルにおいて、ただし、本発明の原理に従って、常に、進行中の発振と同期して（図９（ｆ）も参照）、発振電圧Ｖｏｓｃの振幅または電圧振動を減少させるために、共振アンテナ回路２０１に提供される。
【０１３７】
発振を「維持する」時、励起パルスが、再び、常に、進行中の発振と同期して（図９（ｆ）も参照）、発振電圧Ｖｏｓｃの振幅または電圧振動を比較的一定のままにするために、共振アンテナ回路２０１に提供される。
【０１３８】
図４の例では、適切なサイズ及び形状を有する単一励起パルス（図８及び図１７も参照）は、発振電圧Ｖｏｓｃが局所最小値に到達する時点に近い各時点に提供される。
【０１３９】
いくつかのスキームは、電流パルスが投入される時間を判定することが可能である。例えば、アンテナ電圧が最小値に到達する時点に挿入されるように、電流パルスが、アンテナ電圧Ｖｏｓｃの派生物に基づく最小電圧検出器が使用され得る。しかしながら、このアプローチの欠点は、電流パルスの最大値が、電圧最小値と同時に起こらないことである。パルスが実際の最小電圧の到達のわずかに前に適用される別のスキームが、図９により詳細に説明される。
【０１４０】
図４の例では、エネルギー付与パルスは、発振電圧Ｖｏｓｃが局所最小値に到達するときにのみ提供される。それに代えてまたは加えて、反対符号を有するエネルギー付与パルスがまた、発振電圧Ｖｏｓｃが局所最大値（図示しない）に到達するときに提供されてもよい。
【０１４１】
好ましくは、エネルギー付与パルスの持続期間が、発振期間Ｔｏｓｃの２０％よりも少ないか、または（実際に２つの共振周波数が存在するので）より厳密に述べると、最高共振周波数に対応する期間の２０％よりも少ない、好ましくは、１５％よりも少ない、例えば、約１２％である。ある例として、２５６×１２５ｋＨｚ＝３２ＭＨｚのオーバーサンプリングクロックの場合において、約２０〜４０時間刻みのパルス幅を有する電流パルスが使用されてもよい。
【０１４２】
当業者は、以下のことを考慮して、適切なパルス幅を見付けることができる。
（ｉ）より大きなパルス幅は、より複雑なパルス形状を可能にし、及び／またはより良好な勾配制御（実際には別個のステップ）を可能にし、それは、ＥＭＣ（より低い高調波）に有益であり得、電流ジェネレータにより低い要件を提起し得る。なぜなら、電流振幅は、より小さくすることができるからである。ただし、それは、いくらかより多くの効率損失を引き起こし得る。なぜなら、アンテナの電圧は、パルスが適用されるときにゼロにならないからである。
（ｉｉ）より小さなパルス幅は、同じ量のエネルギーを投入するためにより高い電流振幅を必要とし、パルス形状を画定するためにより少ないステップを提供し、ただし、それゆえ、電流ジェネレータにより高い要件を提起し得、しかしながら、いくらかより少ない効率損失を引き起こし得る。なぜなら、パルスは、電圧がゼロにより近い時点に適用され得るからである。
【０１４３】
実際的な実現形態では、例えば、一定振幅を維持するときの場合であるように、投入されるべきパルスのエネルギー含有量が比較的低い場合、振幅及びパルス幅の両方を比較的小さくすることができ、ならびに、例えば、始動の間または能動的な減衰の間の場合であるように、投入されるべきパルスのエネルギー含有量が比較的高い場合、パルスのパルス幅及び振幅の両方を比較的高く選ぶことができる。
【０１４４】
励起パルスの開始及び持続期間の厳密な形状及び時点は、このタイミングが搬送周波数自体に著しい影響を及ぼさないという意味において、電流用途に重要ではないことが本発明に従う実施形態の利点であるが、パルス形状は、興味対象の（例えば、１２５ｋＨｚ近くの）周波数範囲外の周波数スペクトルに影響を及ぼし、タイミングは、回路の全エネルギー効率に影響を及ぼす。後者の影響を減らすために、パルスを開始するための「理想的な」時点が、図９（ｆ）に説明される。
【０１４５】
上述したように、図５（ａ）、図５（ｂ）、及び図６は、図３の共振アンテナ回路のいくつかの変形を示す。
【０１４６】
図５（ａ）の共振アンテナ回路５０１は、第１のブランチの一部としてインダクタコイルと直列に配列されたフリーズスイッチＳＦを備える。フリーズスイッチＳＦは、データ伝送の間にのみ開かれる及び閉じられるように、さもなければ閉じられたままであるように、意図される。勿論、スイッチＳＦはまた、アンテナ５３１の他方側に配列され得る。発振をフリーズするために、ＳＦは、開いている必要がある。
【０１４７】
図５（ｂ）は、図５（ａ）の共振アンテナ回路の軽微な変形である共振アンテナ回路５５１を示し、ここで、スイッチＳＦが、第２のブランチの一部として第１のコンデンサと直列に配列される。発振をフリーズするために、スイッチＳＦ及びＳ１の両方が、開いている必要がある。図５（ａ）の回路と比較されるとき、本実施形態は、ドライバチップ内にスイッチが集積される場合において、スイッチＳＦ、Ｓ１のために必要とされる効率及び／またはチップサイズの利点を有するが、それは、絶対に必要というわけではなく、それらのスイッチはまた、別個の構成要素であってもよい。
【０１４８】
図５（ｂ）に示されるものと同じ概略を有する別の実施形態では、アンテナ回路が、以下のモードのうちの１つにおいて動作され得る。
−スイッチＳＦが閉じられ、かつスイッチＳ１が開いている、第１のモード。このモードでは、発振電流は、アンテナを通って、Ｃ１を通って、ただし、Ｃ２を通らずに、流れる。Ｃ１の値は、アンテナ回路が、この第１のモードにおける既定の目標周波数よりも低い第１の共振周波数を有するように、例えば、目標周波数よりも５％〜３０％低いように、選ばれる。
−スイッチＳＦが開いており、かつスイッチＳ２が閉じられる、第２のモード。このモードでは、発振電流は、アンテナを通って、Ｃ２を通って、ただし、Ｃ１を通らずに、流れる。Ｃ２の値は、アンテナ回路が、この第２のモードにおける目標周波数よりも高い第２の共振周波数を有するように、例えば、目標周波数よりも５％〜３０％高いように、選ばれる。
【０１４９】
かかる実施形態では、値Ｃ１及びＣ２の比率が、典型的には、約０．５〜約１．８の範囲にある値である。かかるアンテナ回路を図３のものと比較するときに、第２のコンデンサＣ２の値は、現実の利益を伴わずに、より高く選ばれる必要があり（より高価なコンデンサ）、追加的なスイッチＳＦが必要とされる。しかしながら、このアンテナ回路が、スイッチＳＦ及びＳ１の両方が同時に開く第３のモードにおいても動作される場合、図５（ｂ）の回路は、発振が停止され得るという利点をもたらす一方で、図３の回路は、そうすることができない。本発明の実施形態では、第３のモードは、発振波形の位相を調整するためにではなくて、データ伝送の間にのみ使用される。図１６（ｂ）も参照。
【０１５０】
図６は、本発明に従う共振アンテナ回路の別の実施形態として、第２のスイッチＳ２と直列に第３のコンデンサＣ３を備える、第４の並列ブランチを更に備える、図３の共振アンテナ回路の別の変形を示す。
【０１５１】
例えば、図５（ａ）、図５（ｂ）、図６、図１６（ａ）、図１６（ｂ）等に示されるスイッチＳＦ、Ｓ１、Ｓ２等のそれぞれは、半導体スイッチ、例えば、別個のＭＯＳトランジスタ、または集積ＭＯＳトランジスタもしくはＢＧＴトランジスタとすることができ、あるいは「スイッチ」は、それ自体が、当分野において既知の手法で、直列に接続されたかまたは並列に接続された２つのトランジスタによって形成されてもよい。
【０１５２】
図７は、図３の共振アンテナ回路に接続された、本発明のある実施形態に従う駆動回路７１０のブロック図を示す。
【０１５３】
図７に示される例では、クロックジェネレータ７２０は、外部クロックジェネレータであり、電圧供給７２５は、外部電圧供給、例えば、外部ＤＣ／ＤＣコンバータであるが、勿論、駆動回路内にクロックジェネレータ及び／またはＤＣ／ＤＣコンバータを集積することもまた可能であろう。
【０１５４】
駆動回路７１０は、ブロック７０４において、発振電圧Ｖアンテナを監視し、タイミング情報及び振幅情報を抽出する。特に、ブロック７０４は、アンテナ電圧Ｖアンテナが、平均アンテナ電圧Ｖｄｃに等しい時点を判定し（図４を参照）、その時点は、「ゼロ交差」として本明細書において呼ばれ、ブロック７０４はまた、（「ピーク電圧」としても呼ばれる）それらの局所最大値または最小値におけるアンテナ電圧の振幅を判定する。
【０１５５】
完全性のために、Ｖｏｓｃが、アンテナノードＮａ１、Ｎａ２上の電圧であることと、Ｖアンテナが、供給電圧Ｖｄｃに接続されないアンテナノードＮａ２と（三角形によって表現される）接地Ｇｎｄとの間で測定され得るような電圧であることと、ただし、どのようにＶｏｓｃの極性が選ばれるかに応じて、以下のような数学形式で書かれ得る１対１の関係が存在することとに留意する。
Ｖｄｃ＝Ｖｏｓｃ（ｔ）＋Ｖアンテナ（ｔ）（１）、または
Ｖｄｃ＝−Ｖｏｓｃ（ｔ）＋Ｖアンテナ（ｔ）（２）
それゆえ、２つの波形は、全く同じであるが、Ｖｄｃに関してシフトされるか、または正反対であるが、Ｖｄｃに関してシフトされる。実際、Ｖｏｓｃ（ｔ）は、ゼロボルト辺りで発振する（図４を参照）一方で、アンテナは、Ｖｄｃ辺りで発振する（図９（ａ）を参照）。Ｖｏｓｃの「ゼロ交差」は、ＶアンテナがＶｄｃに交差する時点と同時に起こり、したがって、それはまた、Ｖアンテナ（ｔ）が実際にＶｄｃに交差するにも関わらず、「ゼロ交差」として本明細書において呼ばれる。
【０１５６】
駆動回路７１０は、いずれにしてもアンテナノードの両方にアクセスできるので、Ｖｏｓｃが実際に使用されようがまたはＶアンテナが実際に使用されようが、単に、実装の問題である。説明の残りでは、Ｖアンテナが使用されることが想定される。
【０１５７】
このタイミング情報及び振幅情報は、ブロック７０５「パルス制御」に提供され、それは、適切な形状及び適切な幅（持続期間）を有し、かつ、例えば、電流パルスジェネレータ７０６、例えば、電流ＤＡＣまたは電流リミッタによって生成されるべき振幅値のような、適切な振幅を有する電流パルスを生成するように適合される。電流ジェネレータは、好ましくは、少なくとも５ビット（３２値）または少なくとも６ビット（６４値）の分解能を有する。パルス制御ユニット７０５は、投入されるべきエネルギーの量を判定するように、かつ、例えば、任意選択的なスケーリングを用いる既定のルックアップテーブルを使用して、または任意の他の手法で、適切なパルス幅及びパルス持続期間ならびに任意選択的にエネルギーのその量に対応するパルス形状を選ぶように、適合されてもよい。
【０１５８】
図８及び図１７は、本発明の実施形態において、共振アンテナ回路にエネルギー付与するために使用され得るような電流パルスの例を示す。図１６に示される特定のパルスは、「二乗余弦」として当分野において既知の形状を有し、３２ＭＨｚ＝９３７，５ナノ秒において３０時間刻みの持続期間を有し、かつ約２００ｍＡに等しいピーク電流「Ｉ最大」を有するが、勿論、これは、単なる例であり、別の持続期間及び／または別の形状（例えば、三角形パルスもしくは台形パルス、または正弦曲線パルス等）及び／または別の振幅を有する他のパルスがまた、使用されてもよい。シェーピングは、例えば、デジタル式に調整可能な電流源を用いて、実現することができる。
【０１５９】
長方形または三角形状ではなくて、二乗余弦形状または別の滑らかな形状を使用することが有利である。なぜなら、滑らかな形状は、スペクトルにおいてより低い高調波を生成するからであり、それゆえ、ＥＭＣ規則へのより簡単な遵守を可能にする。
【０１６０】
図９は、例示的な波形を示し、どのように図７の駆動回路７１０が機能するか、特に、（発振を開始、維持、もしくは停止するためのエネルギー付与または非エネルギー付与共振回路に関連した）第１の制御機構、ならびに発振電圧Ｖアンテナの位相及びそれゆえ、また、周波数（または周波数スペクトル）を制御するために、第１のスイッチＳ１を選択的に開く及び閉じることに関連した第２の制御機構のタイミングを例解する。
【０１６１】
説明の簡単さのために、具体的な例が説明され、それにおいて、目標周波数は、１２５ｋＨｚであり、タイミングユニット７２０は、３２ＭＨｚのクロック信号を提供または生成し、それゆえ、３２ＭＨｚ／１２５ｋＨｚ＝２５６のオーバーサンプリング係数を有するが、勿論、発明は、他の周波数及び／または他のオーバーサンプリング係数を用いても機能する。図９は、一定の縮尺に描かれていないが、例証する目的のために、例えば、２つの共振周波数の差を明らかに示すために、誇張されるが、実際には、その差は、単に約１０％であり得ることに留意する。
【０１６２】
図９（ａ）は、理想的な、すなわち、Ｖｄｃにシフトされた正確に１２５ｋＨｚの純正弦曲線波形を示す。この波形は、どのようにアルゴリズムが機能するかを説明するために、例証する目的のためにのみ示されるが、そのように所望される場合にはまた、それ自体が当分野において既知の手法で、例えば、不揮発性メモリ内の数値データとして、制御回路において記憶または生成または計算されてもよい。
【０１６３】
図９（ｂ）は、第１のスイッチＳ１が、図９（ｅ）に示される制御信号に従って開いているまたは閉じられる場合、ノードＮａ１及びＧｎｄの間で測定され得るような実際のアンテナ電圧「Ｖアンテナ（ｔ）」の例示的な波形を示し（図７を参照）、ここで、「オン」は、スイッチＳ１が閉じられることを意味し、「オフ」は、スイッチＳ１が開いていることを意味する。
【０１６４】
図９（Ｃ）は、説明の目的のために、インダクタコイルを通って流れる電流「Ｉアンテナ」を示す。なぜなら、この電流は、（一部の先行技術の解決策とは対照的に）駆動回路７１０によって実際に測定されないからである。
【０１６５】
位相を制御するために提案された「アーリーレイト」アルゴリズムは、以下のように機能する。
−制御回路７１０は、任意の他の手法で、理想的な波形のＩＺ１、ＩＺ２、ＩＺ３がＶｄｃに等しいまたは交差する時点を監視または計算または判定する。（「ＩＺ」は、「理想的なゼロ交差」を表す）。
−制御回路７１０は、図９（ｂ）の波形を監視（例えば、測定）し、実際の発振電圧Ｖアンテナが既定の電圧レベル「Ｖｄｃ」に等しいまたは交差する時点を判定する。上記に説明したように、これらの時点は、現実には、Ｖアンテナが０Ｖに交差せずにＶｄｃに交差するという事実にも関わらず、「ゼロ交差時点」として本明細書において呼ばれる。電圧レベルＶｄｃは、任意の電圧レベル、例えば、固定電圧レベルまたは可変電圧レベルとすることができる。図９（ａ）及び図９（ｂ）に示される例示的な波形では、電圧レベルは、発振電圧波形の最小電圧レベル及び最大電圧レベル間の中間である。
【０１６６】
これらの時点の一部は、黒点によって指示され、ＡＺ１、ＡＺ２、ＡＺ３でラベル付けされる（ここで、「ＡＺ」は、「実際のゼロ交差」を表す）。
−制御回路７１０は、実際のゼロ交差時点ＡＺｉが、対応する理想的なゼロ交差時点ＩＺｉの前または後に起こったかどうかを判定する。
−実際のゼロ交差がより早い（「早い」によって指示される）と判定された場合には、第１のスイッチＳ１が、次の半サイクルの間に、すなわち、次の実際のゼロ交差まで、閉じられる。
−実際のゼロ交差が理想的なゼロ交差よりも遅いと判定された場合には、第１のスイッチＳ１が、次の半サイクルの間に、すなわち、次の実際のゼロ交差まで、開かれる。
【０１６７】
勿論、上記は、単に、「アーリーレイト」アルゴリズムの原理を説明し、実際の実現形態は、理想的な波形を実際に生成する必要はないが、計算されたデータに基づいて同じ結論になり得るが、それは、実現形態の問題である。
【０１６８】
最終的な結果は、実際のアンテナ電圧波形が、実際に、以下の４つの可能な半サイクルを連結したものであることになる。
−第１の共振周波数ｆｒｅｓ１＞ｆ搬送における正の半サイクル（Ｓ１開く）、
−第１の共振周波数ｆｒｅｓ１＞ｆ搬送における負の半サイクル（Ｓ１開く）、
−第２の共振周波数ｆｒｅｓ２＜ｆ搬送における正の半サイクル（Ｓ１閉じられる）、
−第２の共振周波数ｆｒｅｓ２＜ｆ搬送における負の半サイクル（Ｓ１閉じられる）。
半サイクルは、（黒点で指示される）実際のゼロ交差時点に連結され、それゆえ、急なジャンプを伴わずに、連続的な波形が形成され、それは、ＥＭＣのために有益である。
【０１６９】
上記に基づいて、次に、どのように制御回路が機能するかが理解され得る。
−ＶアンテナがＶＤＣに交差するときを監視することによって、ゼロ交差時点ＡＺ１が検出される。なぜなら、ＡＺ１は、ＩＺ１の前に起こる（すなわち、「早い」）からである。スイッチＳ１は、次の半サイクルＨＣ１の間に閉じられる。
−次のゼロ交差時点ＡＺ２は、ＶアンテナがＶＤＣに交差するときに検出される。なぜなら、ＡＺ２は、ＩＺ２の後に起こる（すなわち、「遅い」）からである。スイッチＳ１は、次の半サイクルＨＣ２の間に開く。
−次のゼロ交差時点ＡＺ３は、ＶアンテナがＶＤＣに交差するときに検出される。なぜなら、ＡＺ３は、ＩＺ３の後に起こる（すなわち、「遅い」）からである。スイッチＳ１は、次の半サイクルＨＣ３の間に開いたままである。
−次のゼロ交差時点ＡＺ４は、ＶアンテナがＶＤＣに交差するときに検出される。なぜなら、ＡＺ４は、ＩＺ４の前に起こる（すなわち、「早い」）からである。スイッチＳ１は、次の半サイクルＨＣ４の間に閉じられる。
等。
【０１７０】
図９（ｆ）はまた、電流パルスであるエネルギー付与パルスを適用するときの可能なタイミングを示す。アンテナ電流Ｉアンテナが実質的にゼロである時点またはその近くに、パルスが投入されることが（エネルギー効率の理由及びＥＭＣの理由のために）好適である。しかし、エネルギー付与パルスは、非ゼロ持続期間またはパルス幅ＰＷ（例えば、図８及び図１６を参照）を有するので、インダクタコイルを通って流れる電流は、制御回路７１０によって測定されない。エネルギー付与パルスが投入される時点は、別の手法で判定される必要がある。１つの可能な手法は、以下の式を使用して、パルスの開始の時点を計算することである。
Ｔ開始＝ＡＺ＋ΔＴ−ＰＷ／２、
式中、ＡＺは、実際のゼロ交差の時点であり、ΔＴは、エネルギー付与パルスが適用される半サイクルの予想される持続期間であり、ＰＷは、適用されるべきエネルギー付与パルスのパルス幅である。デジタル実現形態では、これらの時間値のそれぞれは、オーバーサンプリングクロック（例えば、３２ＭＨｚ）の時間刻みの数を表現する整数値として表現されてもよい。
【０１７１】
図９（ｆ）には、ΔＴについての以下の２つの異なる値が使用される。搬送周波数よりも高い第１の共振周波数ｆｒｅｓ１のサイクルの４分の１の持続期間に対応するΔＴ１、及び搬送周波数よりも低い第２の共振周波数ｆｒｅｓ２のサイクルの４分の１に対応するΔＴ２。ただし、例えば、ΔＴ１またはΔＴ２または（ΔＴ１＋ΔＴ２）／２に等しく設定されるか、あるいは既定の搬送周波数における理想的な波形の時間の４分の１に設定される、ΔＴについての単一値が使用される場合にも発明はまた機能する。（例えば、前の測定に基づいて）現実のΔＴ１及び現実のΔＴ２を考慮することは、金属の存在を考慮することができ、電流ピークの最大値が電圧波形の最小値と同時に起こるという意味において、より正確であるが、実施することがより複雑でもある。（現実の状況を考慮せずに）理想的な波形に対応するΔＴについての固定値を使用することは、勿論、実施することがより簡単である。当業者は、例えば、複雑性対エネルギー効率に基づいて、トレードオフにさせることができる。しかしながら、Ｃ１に関してＣ２の比率が比較的小さい（例えば、２５％よりも小さい）場合、ΔＴ１及びΔＴ２の差もまた、比較的小さく、恐らく、ドライバ効率への著しい影響を及ぼさないことに留意する。
【０１７２】
減衰パルス：
図９では、エネルギー付与パルスが投入されるべき時点が、それゆえ、ゼロ交差時点及び遅延（例えば、ΔＴ）の検出に、及び明示的には上述されないが、アンテナ電圧Ｖアンテナの勾配が負であるそれらのゼロ交差の選択にも、または任意の他の適切な基準に基づく。なぜなら、発振を維持するためのエネルギー付与パルスは、電圧最小値において投入されるべきであるからである。
【０１７３】
図１５に示されるように、発振を減衰させるときに、エネルギー付与パルスは、電圧最小値ではなくて電圧最大値の近くに置かれるべきである。減衰パルスを開始するための類似の予測技法が使用され得るが、この場合において、アンテナ電圧Ｖアンテナの勾配が正であるゼロ交差時点、または任意の他の適切な基準が選択されるべきである。
【０１７４】
能動的減衰の場合、実際には、以下の技法の一方または両方が適用され得ることに留意する。（ａ）図９（ｆ）に示されるものと同じ時点におけるパルスの投入。ただし、パルスは反対符号を有する。（ｂ）図９（ｆ）に示されるものと同じ符号を有するパルスの投入。ただし、１８０°位相がシフトされる。しかしながら、反転符号を有するパルスの挿入は、より複雑な電流パルスジェネレータを必要とし（例えば、ＣＭＯＳ技術に実装されるとき、ＮＭＯＳトランジスタよりも多くのスペースを必要とするＰＭＯＳトランジスタの使用を必要とし）、それゆえ、技法（ｂ）が好適である。
【０１７５】
システムクロック：
図９から理解され得るように、位相、及びそれゆえ、ただし、共振アンテナ回路によって生成された波形の周波数は、タイミング情報によって主に判定され、老化もしくは温度等に起因する構成要素値の許容度または変動に比較的無感応である（図１８〜図２１も参照）。これは、一部の先行技術の解決策に優る本発明の重要な利点である。
【０１７６】
それゆえ、本発明の実施形態に従うトランスミッタデバイスの正確さは、システムクロック（例えば、上述した３２ＭＨｚのクロック）の正確さに主に依存する。受信機の要件に応じて、当業者は、例えば、システムクロックを生成するために局所ＲＣ共振器、または局所水晶もしくは外部水晶モジュールを使用することができる。トリム型ＲＣ共振器は、約１％の推定された正確さを有するのに対して、水晶発振器は、（その公称値から）＋／−１００ｐｐｍくらい小さなもしくは＋／−５０ｐｐｍくらい小さなまたは更に低い正確さを有することができる。
【０１７７】
想像された用途の場合、搬送周波数は、約１０ｋＨｚ〜２５０ｋＨｚであり、水晶の周波数は、典型的には、約１０ＭＨｚ〜４０ＭＨｚであり、それゆえ、局所クロック周波数及び発振アンテナ周波数の比率は、典型的には、４０〜４０００の範囲に、例えば、１００〜１０００の範囲にある値であり、好ましくは、２のべき乗であるように選ばれ、例えば、１２８、２５６、または５１２に等しいが、それは、絶対に必要というわけではない。
【０１７８】
同調方法：
図７のブロック図を参照すると、図１０は、共振アンテナ回路７０１によって生成された発振電圧信号Ｖアンテナを同調する方法を示し、ここで、アンテナ回路が、インダクタコイル３３１、及びインダクタコイルと並列に第１のコンデンサＣ１、ならびにインダクタコイルと並列に（第２のコンデンサＣ２と直列にある第１のスイッチＳ１）を備える。方法は、
ａ）共振アンテナ回路の発振電圧信号ＶｏｓｃまたはＶアンテナを監視するステップ１００１、
ｂ）例えば、インダクタコイル上の発振電圧Ｖｏｓｃが０Ｖに交差する時点、または発振電圧Ｖアンテナが既定のＤＣレベルＶｄｃに交差する時点として定義される、いわゆる「ゼロ交差時点」を検出することによって、発振電圧の発振を検出するステップ１００２、
ｃ）平均すると、時間単位当たりの発振の数が、既定の目標周波数に実質的に等しいような手法で、第１のスイッチＳ１を制御するステップ１００３を含む。
【０１７９】
好適な実施形態では、ステップｃ）が、それぞれのそのゼロ交差時点にのみ、第１のスイッチＳ１を選択的に開く及び閉じることと、かかるゼロ交差時点の間に、スイッチＳ１を開いたまたは閉じたままにすることと、を含む。
【０１８０】
好適な実施形態では、第１のスイッチＳ１が、一部の先行技術文書における全サイクルとは対照的に、半サイクルの分解能において、開かれるまたは閉じられる。オーバーサンプリングクロックの所与のクロック周波数のために、これは、より正確な同調を可能にする。
【０１８１】
エネルギー付与方法：
図７のブロック図を参照すると、図１１は、インダクタコイル７３１、及びインダクタコイルと並列に第１のコンデンサＣ１、ならびにインダクタコイルと並列に（第２のコンデンサＣ２と直列に第１のスイッチＳ１）を備える共振アンテナ回路７０１にエネルギー付与する方法を示す。方法は、
ａ）共振アンテナ回路の発振電圧信号ＶｏｓｃまたはＶアンテナを監視するステップ１１０１、
ｂ）例えば、インダクタコイル上の発振電圧Ｖｏｓｃが０Ｖに交差する時点、または発振電圧Ｖアンテナが既定のＤＣレベルＶｄｃに交差する時点として定義される、いわゆる「ゼロ交差時点」を検出することによって、発振電圧の発振を検出するステップ１００２、
ｄ）発振電圧ＶｏｓｃまたはＶアンテナから振幅情報を抽出するステップ１１０３、
ｅ）抽出された振幅に基づいて、ある量のエネルギーＥ及びパルス幅ＰＷを有する励起パルスを生成するステップ１１０４、
ｆ）その「交差時点」後、遅延＝ΔＴ＋（ＰＷ／２）において開始する時間において、その励起パルスを適用するステップ１１０５であって、式中、ΔＴは、４分の１サイクルの推定値である、適用するステップ１１０５を含む。
【０１８２】
図９（ｆ）を述べるときに上記したように、時間ΔＴは、理想的な波形に基づいて、固定された既定の期間とすることができるか、あるいは第１のスイッチＳ１が閉じられるかまたは閉じられないかを考慮して、及び／またはその期間の過去の測定を考慮して（環境は、その測定以来、実質的に変化しなかったことを想定して）選ぶことができる。
【０１８３】
変調された波形
図１２は、本発明のある実施形態に従うトランスミッタデバイス１２００及び駆動回路１２１０の高レベルブロック図を示し、それは、図２のトランスミッタデバイス２００及び駆動回路２１０の変形として見られ得る。
【０１８４】
図２の実施形態では、開始（ＳＴＡＲＴ）及び停止（ＳＴＯＰ）のために必要とされる時間は、適用（搬送波形の送信）に重要ではなかったが、高速開始及び高速停止が、図１２のデバイス及び回路を用いて可能であるように、変調された波形を送信するときに重要である。
【０１８５】
上記したブロック及び機能性に加えて、駆動回路１２１０は、能動的減衰回路１２０４を更に備え、それは、本発明の態様に従って、逆位相電流パルスをアンテナ回路に投入することによって実現される。図１２のデバイス及び回路はまた、例えば、外部プロセッサのＵＡＲＴから発生する、バイナリビットストリームを受信するための入力ポートを有する。
【０１８６】
制御回路１２０３は、伝送されるべきビットストリームの値に応じて、モードオフ（ＯＦＦ）から開始（ＳＴＡＲＴ）を経由してオン（ＯＮ）へと高速に変化するように、かつモードオンから停止（ＳＴＯＰ）を経由してオフへと高速に変化するように更に適合される。好ましくは、開始及び停止の持続期間は、できる限り短い。
【０１８７】
より具体的には、本発明の実施形態では、「開始」が、理想的な波形の期間である（図９ａを参照）Ｐ理想よりも１０．０倍少なく、例えば、Ｐ理想よりも８．０倍少なく、またはＰ理想よりも６．０倍少なく、またはＰ理想よりも４．０倍少なく、例えば、Ｐ理想よりも３．０倍少なく、例えば、Ｐ理想よりも２．０倍少なくかかり、この時間後、発振電圧Ｖｏｓｃの振幅が、約ゼロからその公称値の９０％よりも高い値まで増加されることを意味する。
【０１８８】
同様に、本発明の実施形態では、「停止」が、Ｐ理想よりも１０．０倍少なく、例えば、Ｐ理想よりも８．０倍少なく、またはＰ理想よりも６．０倍少なく、またはＰ理想よりも４．０倍少なく、例えば、Ｐ理想よりも３．０倍少なく、例えば、Ｐ理想よりも２．０倍少なくかかり、この時間後、発振電圧Ｖｏｓｃの振幅は、その公称値からその公称値の１０％よりも低い値まで減少されることを意味する。
【０１８９】
図１３は、例として（ただし、図示される発振の数は、現実に使用される数よりもかなり小さい）、図１２の駆動回路１２１０が、例えば、「パッシブエントリ適用」に使用され得るようなＯＯＫ変調された信号（オン・オフ・キーイング（Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ））を伝送するためにどのように使用され得るかを例解する。バイナリビットストリームは、典型的には、「ＵＡＲＴ」を有するマイクロコントローラによって提供されるが、発明は、それに限定されない。ビットストリームはまた、他の手法で、例えば、タイマ割込みを使用するマイクロコントローラなどによって、またはプログラム可能なハードウェアもしくは既定のクロックにおいて動く状態機械によって提供され得るが、これは、本発明の主な焦点ではない。
【０１９０】
図１３の例では、バイナリビットストリームの値が「１」であるが、駆動回路は、モード「オン」にあり（すなわち、能動的に発振し）、公称値における発振波形の振幅を維持する。バイナリビットストリームの立下り端において、または実際には、その少し後の適切な時点に、駆動回路は、モード「オン」からモード「停止」を経て（すなわち、発振の振幅を減少させて）モード「オフ」へと進める（すなわち、エネルギー付与パルスを送信して、振幅を実質的にゼロのままにする）ことによって、共振アンテナ回路の発振を迅速に停止する。バイナリビットストリームの値が「０」である限り、駆動回路は、モード「オフ」にあり、任意選択的には、任意の適切な手法で、例えば、抵抗（図示しない）と直列にあるスイッチによって、共振アンテナ回路の発振を抑制してもよい。バイナリビットストリームの立ち上がり端において（すなわち、「０」から「１」への遷移において）、または実際には、その少し後の適切な時点に、駆動回路は、共振アンテナ回路の発振を迅速に開始し（すなわち、発振波形の振幅を増加し）、次いで、振幅をその公称レベルに維持するためにモード「オン」へと進む。
【０１９１】
図１４は、図１２の共振回路１２０１の「高速始動」を例解する１組の例示的な波形を示す。
＊共振回路の高速始動のために、電流パルスのパルス幅及び／またはパルスの高さ（振幅）は、アンテナを横断する目標電圧振幅に到達するまで、（例えば、既定の値として）比較的大きく選ばれる。図示される例でが、３つの電流パルスが、比較的大きなエネルギー含有量で提供されるが、実際には、この数は、３つよりも小さくてもよいし、または３つよりも大きくてもよい。
＊発振を持続するために、アンテナ回路の損失は、アンテナを横断する（「電圧振動」としても知られる）電圧振幅が時が経つにつれて実質的に一定のままであるように選ばれた適切なパルス幅及び／またはパルスの高さを有する電流パルスによって補償される。
【０１９２】
図１４に示される例では、始動後の発振を維持するための電流パルスの振幅が、始動の間に適用される電流パルスの振幅と同じであり、パルス幅のみが異なるが、それは、絶対に必要というわけではなく、振幅及びパルス幅の両方は、変動させてもよい。
【０１９３】
しかしながら、始動パルスは、（ほぼＰ理想のものに近い距離において）発振を維持するための通常エネルギー付与パルスと同位相にあることに留意する。
【０１９４】
図１５は、電圧最大値において比較的広い電流パルスを適用することによって、図１２の共振回路１２０１の「能動的減衰」を例解するための１組の例示的な波形を示す。
【０１９５】
発振を停止するために、電流パルスは、アンテナを横断する電圧振幅が既定のレベルまで低減されるまで、アンテナを横断する電圧が最大値を経験する時点にまたはその近くで投入される。更に説明されるように（図２３及び図２４）、発振を停止するための電流パルスは、第２の専用の電流パルスジェネレータ２３３０によって、または発振を維持するために使用されるものと同じ電流パルスジェネレータ２３０６を使用して、生成されてもよい。
【０１９６】
図示される例では、３つの電流パルスが、比較的大きなエネルギー含有量、すなわち、比較的大きな振幅及び／または比較的大きなパルス幅で提供される。見られ得るように、「減衰パルス」は、「通常パルス」に対して１８０°位相シフトされ、減衰パルスは、「１」から「０」への遷移の直後ではなくて、その少し後の、特定の時点にのみ適用される。
【０１９７】
図１４及び図１５から理解され得るように、図１２の伝送デバイス１２００は、連続波（ＣＷ）伝送のために、またはＯＯＫ変調された信号の送信のために使用することができる。事実、いくつかの変調方法（例えば、ＡＳＫ、ＰＳＫ）は、電流パルス（エネルギー付与パルス）の適切な生成及び第２のコンデンサＣ２を開く／閉じるための第１のスイッチＳ１の適切な制御によって、本発明の実施形態に従う駆動回路によって実現することができる。
【０１９８】
全てのスキームにおいて、既定の発振振幅が到達されるまで、電流パルスが、発振を持続するために必要とされる「通常パルス」よりも広く（及び／または高く）された、高速始動位相が存在する。次いで、パルス幅（及び／または高さ）は、（例えば、測定された振幅に基づいて判定される）発振を持続するために必要とされる通常のものへと低減される。
【０１９９】
発振を終了するために、能動的減衰スキームが使用される。電流パルスは、それらが電圧最大値において起こるように、１８０度だけシフトされる。高速始動に類似して、電流パルスは、定常状態発振におけるものよりも広く（及び／または高く）される。
【０２００】
ＢＰＳＫ変調は、ＡＳＫ変調とほぼ同じ手法で実現され得る。振幅は、最初に、能動的減衰によってゼロまで減らされ、次いで、高速始動によって、１８０°の位相シフトを用いて全振幅へと再び増加される。類似の様式において、より高次のＰＳＫ変調された信号を生成することができる。
【０２０１】
約２ｋｂｐｓ（毎秒キロビット）、または約４ｋｂｐｓ、または約８ｋｂｐｓのビットレートが実施可能なはずであることが考察される。
【０２０２】
振り返ると、図１２〜図１５は、どのように共振回路が、変調されたビットストリームの伝送のために使用され得るかを例解した。その場合、共振回路は、例えば、各ビット遷移において繰り返し開始及び停止される（図１３を参照）。これは、エネルギーが発振を開始及び停止するために失われるという欠点を有する。
【０２０３】
図１６（ａ）は、図５（ａ）のアンテナ回路を使用して、別の解決策を示す。駆動回路１６１０は、図２のものとほぼ同じ手法で機能し、デバイスの第１の始動を含むが、図１４及び図１５に例解されるように共振アンテナ回路を能動的に停止及び再開する代わりに、図１６のトランスミッタデバイス１６００は、発振を一時的にフリーズするためにスイッチＳＦを単に開く及び閉じる。勿論、フリーズする間、エネルギー付与パルスは共振アンテナ回路に適用されず、スイッチＳ１は、制御される必要がない。
【０２０４】
図１６のトランスミッタデバイス１６００を使用するデータ変調は、以下のように機能する。連続的な伝送の間に、スイッチＳＦは、常に、閉じられる。データ伝送の間において、「１」から「０」への遷移後、制御回路１６０３は、アンテナ電圧が局所最小値または最大値に到達する時点（それはまた、アンテナ電流がゼロである時点である）を待ち、次いで、スイッチＳＦを開く。入ってくるビットストリームの「０」から「１」への遷移後、制御回路１６０３は、次の適切な時点、例えば、理想的な電圧波形が局所最小値または最大値を有する時点まで待ち、次いで、スイッチＳＦを閉じる。発振の位相が変化する必要がある場合において、スイッチＳＦは、理想的な期間の追加的な半分（１８０°位相シフト）にわたって単に開いたままである。簡潔さのために、再開後の第１の発振の間において、エネルギー付与パルスがスキップされ得る。第１のスイッチＳ１は、再開において開くまたは閉じることができる。
【０２０５】
上記に既に指示されるように、図１２のトランスミッタデバイス１２００または図１６のトランスミッタデバイス１６００が他よりも良いかどうかは、すぐに明らかではない。例えば、エネルギー効率の観点から、始動パルス及び減衰パルスのための余分なエネルギーが、ほとんどの時間（また、データが伝送されないときに）ほとんどのアンテナ電流を伝導する必要があるスイッチＳＦを通したエネルギー損失よりも小さいまたは大きいかどうかは、すぐに明らかではない。ピンの数及び構成要素の費用の観点から、図１２の解決策は、それがより少ないピンを必要とし、かつスイッチＳＦを必要としないという点で、有利である。ＥＭＣ挙動及び／または最大ビットレートの観点から、両解決策は、開始パルス及び停止パルスが適切な時点に適用されるという（図１４及び図１５を参照）及び開始及び停止が十分に高速である（例えば、Ｐ理想の最大限でも３倍を必要とする）という条件で、等価であることが信じられている。
【０２０６】
図１６（ｂ）は、データ伝送の間にのみ発振を一時的にフリーズするように適合された、図５（ｂ）の共振アンテナ回路を使用する、図１６（ｂ）のシステム１６００の変形として駆動回路１６６０を有するシステム１６５０のブロック図を示す。
【０２０７】
一実施形態では、この駆動回路は、図１６（ａ）のものとほぼ同じに機能し、共振回路が、電流がＬ及びＣ１を通って流れる（ＳＦが閉じられ、Ｓ１が開く）時に第１の共振周波数を有するように、かつ電流がＣ２と並列にＬ及びＣ１を通って流れる（ＳＦ閉じられ、Ｓ１閉じられる）時に第２の共振周波数を有するように、駆動回路がスイッチを動作させることを意味するが、加えて、発振は、スイッチＳ１及びＳＦの両方が同時に開くときに停止され得る。
【０２０８】
図１６（ｂ）のものと同じブロック図を有し、ただし、別のドライバスキームを使用する別の実施形態では、駆動回路は、共振回路が、電流がＬ及びＣ１を通って、ただしＣ２を通らずに流れる（ＳＦが閉じられ、Ｓ１が開く）時に第１の共振周波数を有するように、かつ電流がＬ及びＣ２を通って、ただしＣ１を通らずに流れる（ＳＦが閉じられ、Ｓ１が閉じられるときに第２の共振周波数を有するように、スイッチＳＦ及びＳ１を動作させる。駆動回路は、これらの２つのモードのうちの一方のみにおいて動作するように適合され得るか、または、スイッチＳＦ及びＳ１の両方が同時に開く第３のモードにおいて、アンテナ回路を更に動作するように適合され得る。第３のモードは、例えば、ＢＰＳＫまたはＯＯＫ変調された信号を伝送するために、データ伝送の間にのみ使用される。
【０２０９】
周波数スペクトル
図１７は、既に上記した。それは、エネルギー付与パルスの例を示す。
【０２１０】
このエネルギー付与パルスが、図９（ｆ）に示されるように、Ｐ理想の整数倍において、周期的に適用されるときに、図１８のスペクトルが取得される（両対数目盛上に例解される）。このプロットを含む理由は、スペクトル上にエネルギー付与パルスの影響の印象を与えるためである。しかしながら、図９（ｆ）では、エネルギーパルスは、Ｐ理想の倍数において正確に適用されず、ただし、いくらかのジッターが存在することに留意する、なぜなら、エネルギーパルスは、エネルギー効率の理由のために、実際のアンテナ電圧が最小値に到達する時点に適用されるからである。
【０２１１】
図１９は、Ｌアンテナ＝５２μＨ、Ｒアンテナ＝１Ω、Ｑ＝４０、Ｃ１＝２８ｎＦ、Ｃ２＝６ｎＦ、ｃｌｋ＝３２ＭＨｚを用いて、連続的な波形のために、「アーリーレイト」アルゴリズムを使用して、図７の伝送デバイス及び駆動回路を用いて取得可能な発振電圧の周波数スペクトルの例を示す。見られ得るように、主ローブの頂部及び第２の高調波の頂部の差は、約３０ｄＢであり、それは、ほとんどの既存のキーによる簡単な受信に十分過ぎる。
【０２１２】
上記したように、主ローブの正確な位置は、主に、（上記でオーバーサンプリングクロックとしても呼ばれた）「マスタクロック」の正確さに依存する。
【０２１３】
驚いたことに、共振回路が以下の２つの共振周波数を有するという事実にも関わらず、２つのピークの代わりに、１つの主ローブのみが存在する。第１の共振周波数
ｆｒｅｓ１＝１／（２＊ｐｉ＊ｓｑｒｔ（Ｌａｎｔ＊Ｃ１））＝１３１．８９８ｋＨｚ
及び第２の共振周波数
ｆｒｅｓ２＝１／（２＊ｐｉ＊ｓｑｒｔ（Ｌａｎｔ＊（Ｃ１＋Ｃ２）））＝１１９．６９６ｋＨｚ
【０２１４】
上記例では、Ｃ１及びＣ２の値は、第１及び第２の共振周波数が搬送周波数（１２５ｋＨｚ）の辺りに実質的に対称的に位置するように選ばれるが、それは、絶対に必要というわけではない。更に、その例において、Ｃ２／Ｃ１の比率は、６／２８＝２１％であるが、他の比率もまた使用することができる。例えば、以下の組み合わせは全て機能する。
（ａ）Ｌ＝５２μＨ、Ｃ１＝２９ｎＦ、Ｃ２＝４ｎＦ、狭帯域を生じ、（同調のための余地はあまりない）、
（ｂ）Ｌ＝５２μＨ、Ｃ１＝２８ｎＦ、Ｃ２＝６ｎＦ、わずかに広い帯域を生じ、（同調のためのいくらかの余地）、
（ｃ）Ｌ＝５２μＨ、Ｃ１＝２６ｎＦ、Ｃ２＝１０ｎＦ、より広い帯域を生じ、（同調のためのかなりの余地）。
ただし、本発明は、これらの例に限定されない。
【０２１５】
完全性のために、図面に示される主ローブの見かけの「幅」は、シミュレーションまたは測定設定、例えば、使用される特定のウィンドーイング機能、及びＦＦＴのために使用されるサンプルの数に依存するが、実際には非常に急なピークであることが言及される。本明細書に示される全てのスペクトルプロットでは、１ミリ秒の時間、及び「Ｂｌａｃｋｍａｎ窓」が使用される。
【０２１６】
図２０〜図２２は、生成された波形のスペクトルが、実際は、クロック信号に主に依存し、かつ共振回路の構成要素値に実質的に依存しないことを例解する。
【０２１７】
図２０は、パラメータ：Ｌａｎｔ＝５２μＨ、Ｒａｎｔ＝１Ω、Ｑ＝４０、Ｃ１＝２６〜３０ｎＦ、Ｃ２＝６ｎＦを使用するシミュレーションによって取得された、図１９のものと同様に単一図面においていくつかの周波数スペクトルを示し、それゆえ、全てのパラメータは、２６ｎＦから３０ｎＦまで掃引されるＣ１を除いて、図１９におけるものと同じである。見られ得るように、主ローブは、図１９におけるものとほとんど同じに見え、副ローブは、主ローブよりも少なくとも２５ｄＢ低い。
【０２１８】
図２１は、パラメータ：Ｌａｎｔ＝５２μＨ、Ｒａｎｔ＝１Ω、Ｑ＝４０、Ｃ１＝２８ｎＦ、Ｃ２＝４〜８ｎＦを使用するシミュレーションによって取得された、図１９のものと同様に単一図面においていくつかの周波数スペクトルを示し、それゆえ、全てのパラメータは、４ｎＦから８ｎＦまで掃引されるＣ２を除いて、図１９におけるものと同じである。見られ得るように、主ローブは、図１９におけるものとほとんど同じに見え、副ローブは、主ローブよりも少なくとも２８ｄＢ低い。
【０２１９】
図２２は、パラメータ：Ｌａｎｔ＝４８〜５７μＨ、Ｒａｎｔ＝１Ω、Ｑ＝４０、Ｃ１＝２８ｎＦ、Ｃ２＝４〜８ｎＦを使用するシミュレーションによって取得された、図１９のものと同様に単一図面においていくつかの周波数スペクトルを示し、それゆえ、全てのパラメータは、４８μＨから５７μＨまで掃引されるＬａｎｔを除いて、図１９におけるものと同じである。見られ得るように、主ローブは、図１９におけるものとほとんど同じに見え、副ローブは、主ローブよりも少なくとも２５ｄＢ低い。
【０２２０】
第２の電流ジェネレータを用いる能動的減衰
図１２には、能動的減衰回路１２０４を有するトランスミッタデバイス１２００を示した。単純な解決策では、能動的減衰は、連続的な発振を開始または維持するときにエネルギー付与パルスを投入するためにも使用された同じ（単一）電流パルスジェネレータを使用して実現することができる（例えば、図７のブロック７０６を参照）。
【０２２１】
図２３は、始動の間に及び連続的な発振を維持するときに、エネルギー付与パルスを提供するように適合された第１の電流パルスジェネレータ２３０６を備え、ただし、能動的減衰に専用の第２の電流パルスジェネレータ２３３０を更に備える、トランスミッタデバイス２３００（または、むしろ、それらの一部）のブロック図を示す。第２の電流パルスジェネレータは、アンテナのノードＮａ２及び供給電圧Ｖｄｃの間に接続される一方で、第１の電流パルスジェネレータは、共振アンテナ回路のノードＮａ１及び接地の間に接続される。
【０２２２】
これは、図２４に示される例示的な波形から認識され得るように、以下の利点をもたらす。
−駆動回路にわたる少ない電圧降下、ドライバにおける消失の低減、寿命の向上、
−減衰の間に、減衰電流「Ｉパルス２」は、電力供給を通って流れないので、追加的な電力が電力供給から受け取られない。
【０２２３】
図２５は、本発明のある実施形態に従う駆動回路及びトランスミッタデバイスの別の詳細なブロック図を示す。この駆動回路は、図７の駆動回路の変形として見られ得、それにおいて、「アーリーレイト検出機構」は、「デジタルＰＬＬ及びシグマデルタ変調器」に基づく別の機構と交換される。図２５の駆動回路は、「アーリーレイトアルゴリズム」よりもいくらか複雑な同調アルゴリズムを実行するために構成される。
【０２２４】
デジタルＰＬＬ及びシグマデルタ変調器は、既定の搬送周波数に実質的に等しいように、共振周波数の制御のための第２のスキームを提供する。本実施形態では、第１のスイッチＳ１は、デジタルシグマデルタ変調器によって制御され、それは、高分解能周波数制御語を、第１のスイッチＳ１を制御するために使用されるビットストリームに変換する。シグマデルタ変調器と組み合わせて、共振アンテナ駆動回路２５１０は、デジタル式に同調可能なＶＣＯとして考えられ得る。デジタルＰＬＬは、平均共振周波数が目標周波数に等しいという手法で、周波数制御語を調整するために使用される。
【０２２５】
（アーリーレイト検出に基づく）第１のスキームとは対照的に、（シグマデルタ変調器に基づく）この第２のスキームは、より高次のシグマデルタ変調器を使用することによって、より高次の量子化雑音シェーピングを可能にし、搬送周波数に近いより高いスペクトル純度を結果としてもたらす。高スペクトル純度は、例えば、パッシブトランスポンダから後方散乱信号を受信するのに、有利である。潜在的な欠点は、ＰＬＬループの限定された帯域幅であり、それは、目標周波数へのより遅い整定を結果としてもたらし得る。
【０２２６】
図７に関して上記したものとは別の全てがまた、ここで適用可能である。例えば、駆動回路２５１０は、集積回路として実装されてもよく、それは、任意選択的に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及び／またはクロックジェネレータを更に備えてもよい。
【０２２７】
図２６は、図７のアーリーレイト検出器の代わりに、図２５のシグマデルタ変調器を使用する効果を例解するための定性的グラフを示す。測定によってまだ確認されないが、以下の効果が予想される。（ａ）伝送周波数（伝送周波数の約１０…２０％の間隔）に近い雑音フロア（スプリアスピークのレベル）が減少する。（ｂ）伝送周波数から更に離れた雑音フロアが増加する。（ｃ）高調波が実質的に影響を受けない。
【０２２８】
これらの変化は、ドライバが、伝送信号の頂部上の負荷変調／後方散乱によって返答するパッシブトランスポンダを用いる通信のために使用される場合に有益である。かかる用途では、パッシブトランスポンダからの返答の小さい変調側波帯が認識され得るように、伝送周波数に近い低雑音フロアを有することが有利である。伝送周波数から更に離れた雑音フロアの増加は、許容され得る。なぜなら、この特定用途におけるドライバ振幅は、最大限可能なドライバ振幅に比べて低いからである。
【０２２９】
複数のアンテナ
上記に既に提案したように、本発明に従う駆動回路は、単一集積デバイスから複数の共振アンテナ回路を同時に駆動するように適合されてもよい。複数のアンテナ回路、例えば、少なくとも２、または少なくとも３、または少なくとも４、または少なくとも５、または少なくとも６つのアンテナ回路は、例えば、車の異なる場所に、装着されてもよい。
【０２３０】
図３に示される種類の複数の共振アンテナ回路、例えば、３つのアンテナ回路を同時に駆動するときに、駆動回路は、アンテナ回路を駆動するために３つのインターフェースピンのみを必要とする。なぜなら、各アンテナ回路の一方のノードは（共通）供給電圧に接続され得、各アンテナ回路の他方のノードは上記したような手法で監視及び駆動されることを必要とするからである。勿論、他のピンもまた、例えば、外部水晶（典型的には、２つのピン）への接続のために、ならびに接地及び供給電圧（少なくとも２つのピン）への接続のために必要とされる。
【０２３１】
重要なことには、駆動回路は、典型的には、複数の制御回路及び複数のエネルギー付与回路を備えるが、それらは、図９（ａ）または別の同等の同期機構に示されるように、単一共通クロック信号または単一共通理想波形を使用する。上記したように、個々のアンテナ信号は理想波形と同期されるので、複数のアンテナ回路の波形は、小さな位相差のみを伴って、実質的に同相で動くこともまた保証される。このようにして、相殺的干渉のリスクは、劇的に低減されるか、またはそれどころか排除される。
【０２３２】
ピンの数：
図３に示される種類の複数（例えば、Ｎ＝３）の共振アンテナ回路を同時に駆動するとき、駆動回路は、アンテナ電圧「Ｖアンテナ」を検知／監視するための１つの入力ピン、及びスイッチを開く／閉じるために制御信号を提供するための１つの出力ピンを必要とする。
【０２３３】
スイッチとして外部電力ＭＯＳデバイス（例えば、トランジスタ）を使用することが可能である。しかしながら、スイッチは、両極性のために動作することを必要とするので、典型的には、２つの非直列デバイスが使用され、それは、異なるゲート制御信号、それゆえ、各スイッチのために１つではなくて、２つのピンを必要とする。
【０２３４】
アンテナ回路がまた、例えば、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示されるように、フリーズスイッチＳＦを備える場合には、追加的な出力ピンが、フリーズスイッチＳＦを制御するために（各アンテナ回路について）必要とされる。ただし、フリーズ信号は、ピンを節約するために、複数のアンテナ回路の間で共有され得ることが考察される。これに関して、異なる発振を「フリーズすること」は、各アンテナ回路についての電圧最小値において正確に起こらず、この時点の極めて近くで起こる可能性があることに留意する。スイッチＳＦは、データ通信の間にのみ使用されるので、これは、少なくともいくつかの用途のために許容でき得る。
【０２３５】
駆動回路がまた、電力及び接地を提供する場合には、追加的なピンが必要とされる。
【０２３６】
全エネルギー効率：
（スイッチＳＦを用いない）図３の共振アンテナ回路及び（スイッチＳＦを用いる）図４の共振アンテナ回路を使用するトランスミッタデバイスの全エネルギー効率を比べるときに、以下が留意される。
ａ）共振アンテナ回路がデータを伝送しておらず、ただし、搬送波において連続波のみを伝送する場合、図３の回路は、図５（ａ）、（ｂ）のものよりもエネルギー効率的である。なぜなら、５（ａ）、（ｂ）のスイッチＳＦは、それが、ほとんどのアンテナ電流（典型的には、最大１０アンペアまで）を伝導する必要があるので、抵抗損失を引き起こすからである。
ｂ）共振アンテナ回路が、変調された波形の形態でデータを伝送している場合には、図３のアンテナ回路３は、開始パルスまたは停止パルスを使用することによって、（図１２〜図１５に説明されるように）頻繁に開始及び停止される必要があり、それは、エネルギーを必要とする。対照的に、図５（ａ）、（ｂ）のアンテナ回路を使用するときに（例えば、図１６（ａ）、（ｂ）を参照、スイッチＳＦのみが、発振を一時的にフリーズするために開かれる必要がある。
【０２３７】
したがって、図１６（ａ）、（ｂ）の回路は、データ伝送の間によりエネルギー効率的であり得る。しかしながら、平均すると、スイッチＳＦの損失が、発振を開始及び停止するために使用されるエネルギーよりも低い場合にのみ、全体的によりエネルギー効率的である。
【０２３８】
大部分の図面は特定の特徴のみを例解することを意図されるので、本発明の全ての特許請求された実施形態が図面に明示的に示されないことは、明示的に指摘される。発明の他の実施形態は、請求項、及びそれらの従属物に規定される。
【０２３９】
最終的に、いくつかの機能が、２つ以上の手法で実現され得ることに留意する。例えば、
−スイッチＳ１の制御：例えば、「アーリーレイト」機構を使用することもしくは「シグマデルタ変調」を使用すること、または平均すると、時間単位当たりの発振の数（例えば、毎秒、または別の比較的大きな数の理想的な周波数の期間、例えば、少なくとも１００もしくは少なくとも２５０もしくは少なくとも１０００のかかる期間Ｐ理想）が、既定の目標周波数に実質的に等しいことを確実にする別の機構を使用すること。
−「開始／停止」による（図１４及び図１５を参照）または「フリーズすること」による（図１６）データ変調。
−Ｐ理想を使用してまたはΔＴ１及びΔＴ２を使用してエネルギーパルスを提供する時点を予測すること。
個々の特徴が、本発明の異なる図面及び異なる実施形態において説明されるが、本文書を読むときに、当業者に明白であろうように、異なる実施形態の特徴が組み合わされ得ることが考察される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５（ａ）】
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【図５（ｂ）】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６（ａ）】
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【図１６（ｂ）】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【外国語明細書】
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