(57)【要約】      （修正有）【課題】低価格で小型の低選択度のバンドパスフィルタを使用した狭帯域の伝送路を多く集めて、実質的に広帯域の伝送路を得て、高速のデータ伝送及び周波数利用効率を改善する。【解決手段】送信側では、デジタルの入力信号は、ベースバンド回路毎に周波数の切り替わる間隔、順番及びその切り替わる回数が定められた時間毎に同期するホッピング用局発により周波数変換され送信される。受信側では、個々の乗算回路２１２、２２２、２３２、２５２、２６２、２８２、において、送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、周波数が切り替わる周期が、送信側複数のホッピング用局発の出力の切り替わる周期と同期した受信側ホッピング用局発によって周波数変換（逆変換）される。周波数変換された個々の出力は、個々のベースバンド回路２１４、２２４、２３４、２５４，２６４、２８４で復調、復号され、直並列変換回路２０５で直列信号に変換される。【選択図】図２
2018152830.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式において、同じ占有帯域幅（ここではチャネル間隔と同一とする）の複数のチャネルを使用し、その送信側では、同一の発振源を持ち、占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、前もって定められた時間、τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び送信側ベースバンド回路の出力側に前記同一の発振源を持つ複数の発振回路のうちの複数の出力を一方の入力とする周波数変換回路を具備したベースバンド回路をデジタル信号の種類及びデータ速度に応じた数具備し、デジタルの入力信号を前記送信側ベースバンド回路の個々に適応した信号に変換し、前記信号によって所定の個々のベースバンド回路の変調回路によって搬送波を変調し、前記変調された被変調波を、それぞれのベースバンド回路毎に複数の周波数から構成され、それらの周波数、周波数の切り替わる間隔、順番及びその切り替わる回数は前もって定められており、それらは前記τ秒の整数倍を周期として繰り返され、さらに、その周期が前記同一の発振源を持ち、前もって定められた時間τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路の周波数と、τ秒の整数倍毎に同期する前記複数の発振回路の周波数により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する手段と、
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の出力を一方の入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を前記送信側ベースバンド回路の個々の出力に対応した個々の乗算回路に入力し、前記個々の乗算回路において、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、複号し、前記受信側ベースバンド回路の個々の出力を適応する信号に変換する手段を有することを特徴とするデジタル通信方式
【請求項２】
請求項１において、送信側においては、請求項１の回路とは別のベースバンド回路を具備し、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路の同期する時間の整数倍を１波長とする周波数で前記同一の発振源の出力とも同期する周波数で、搬送波を変調し、直接又は周波数変換して送信し、
受信側においては、請求項１の回路とは別の発振回路、乗算回路及び受信側ベースバンド回路を具備し、その入力を直接または周波数変換して前記乗算回路に入力し、その出力を前記受信側ベースバンド回路に入力し復調して、その出力を、狭帯域のバンドパスフィルタに入力し、その出力を同一の発振源を持つ複数の発振回路の前記発振源に代わって発振源とすることを特徴とするデジタル通信方式
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、デジタル情報データを送受信する通信方式に関する。
【背景技術】
【０００２】  携帯電話においては、スマートフォン等によるインターネットの接続が多くなる一方、加入台数も増加し、電波の使用が非常に多くなっている。
また、携帯電話においての電波の使用が非常に多くなっている一方、他の用途においても電波使用の要求が多くなっている。さらに、大容量のデジタルデータの伝送も多くなってきている。そのため、周波数利用効率の良いＱＡＭ（４相振幅変調）方式が多く使われてきているが、まだ不十分でさらなる大容量のデータを伝送出来る方式が求められている。
大容量のデジタルデータを短時間で伝送する為には、高速のデータ伝送が必要であるが、高速のデータ伝送を行う為には、広帯域幅の伝送路が必要となる。しかし、高速のデータ伝送に使用できる広帯域に空きのある周波数帯は殆どなく、一方、伝送路を広帯域化すると、雑音及び妨害波等の影響が大きくなるとともに、ベースバンド回路の利得を大きくすることが難しいという欠点がある。また、狭帯域の伝送路を多く集めて、実質的に高帯域の伝送路を得る方法があるが、高価で大型の高選択度のバンドパスフィルタが多く必要となり、さらに、使用する伝送路の周波数によっては、アンテナを複数必要とする場合もあるので、装置が大きくなるとともに高価となるという欠点がある。そこで、発明者は、前記を解決するため、特願２０１４−１９３０５３を出願している。
しかし、前記出願の発明案では、性能的に不安定という欠点があった。
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】  低価格で小型の低選択度のバンドパスフィルタを使用した狭帯域の伝送路を多く集めて、実質的に高帯域の伝送路を得ることにより、データの高速化を達成するには、希望波の搬送波に雑音及び非希望波と異なる特殊な変化を加え、それを乗算回路による逆変換をすることによって元に戻し、一方、雑音を含めた非希望波の電力は広く拡散させて、前記非希望波による希望波の通過帯域内及び近接帯域内の電力を大幅に減らせばよい。これにより低選択度のバンドパスフィルタを使用しても干渉を受けないようにでき、データの高速化とともに低価格で小型化が達成できる。これを実現するため、発明者は特願２０１４−１９３０５３を出願している。
この発明案においては、デジタルデータの高速化の他、周波数利用効率の大幅な改善が得られたが、前記逆変換する場合の同期の安定性に問題があるのでこれを解決する。
【課題を解決する為の手段】
【０００４】  周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式において、使用する周波数帯域を占有帯域幅（ここではチャネル間隔と同一とする）が同一の複数のチャネルにして使用する。
送信側では、同一の発振源を持ち、占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、前もって定められた時間、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路（以降ホッピング用局発と称する）及び送信側ベースバンド回路の出力側に前記ホッピング用局発のうちの複数の出力を一方の入力とする周波数変換回路を具備したベースバンド回路をデジタル信号の種類及びデータ速度に応じた数具備する。
デジタルの入力信号は、前記送信側ベースバンド回路に適応した信号に変換し、前記信号によって所定の個々のベースバンド回路の変調回路によって搬送波を変調する。前記変調された被変調波を、それぞれのベースバンド回路毎に複数の周波数から構成され、それらの周波数、周波数の切り替わる間隔、順番及びその切り替わる回数が前もって定められており、それらは前もって定められた時間、τ秒の整数倍を周期として繰り返され、さらにその周期が、前記τ秒の整数倍毎に同期するホッピング用局発の周波数より周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する。また、前記ホッピング用局発の個々の切り替わる間隔は、ホッピング用局発の同一の発信源の周波数により決定されている。
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路（ホッピング用局発）及び入力側に前記複数の発振回路の出力を一方の入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を前もって定められた数具備する。
受信波を直接又は周波数変換して、その出力を前記送信側ベースバンド回路の個々の出力に対応した個々の乗算回路に入力する。前記個々の乗算回路において、前記複数のホッピング用局発の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側複数のホッピング用局発の出力の切り替わる周期と同期した受信側ホッピング用局発によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）する。
周波数変換された個々の出力を個々のベースバンド回路に入力し、復調し、復号して、前記複数の個々のベースバンド回路の出力を適応する信号に変換する。
【０００５】  本考案において、その性能を安定的に発揮するには、送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔とその周期が受信側ホッピング用局発の切り替わる間隔と周期が安定的に同期することが重要である。そこで、本考案においては、周波数の切り替わる間隔及びその切り替わる周期を、前項［０００４］に記載しているように、非常に安定なホッピング用局発の発信源の周波数によって決定している。さらに、その同期させる方法として、受信側ホッピング用局発の同一の発振源の位相をずらし、送信側ホッピング用局発の同期点に合わせ、受信入力が最大になるように制御する方法があるが、立ち上がり時間が遅いという欠点があるので、請求項２によって、安定で立ち上がりの早い同期が得られるようにした。
請求項２においては、送信側では、請求項１の回路とは別のベースバンド回路を設け、前記ベースバンド回路により、送信側ホッピング用局発の複数の発振回路の同期する間隔の整数倍を１波長とし、前記同一の発振源の出力と同期する周波数で搬送波を変調し、直接又は周波数変換して送信する。
受信側においては、請求項１の回路とは別の発振回路、乗算回路及び受信側ベースバンド回路を具備し、その入力を直接または周波数変換して前記乗算回路に入力する。その出力を前記受信側ベースバンド回路に入力して復調する。その出力を、狭帯域のバンドパスフィルタに入力し、その出力を受信側ホッピング用局発の発振源とする。
前記狭帯域のバンドパスフィルタの通過帯域幅は、非常に狭くなっているので、瞬時の振幅の変化には対応しない。従って、入力の瞬断に対応しないので、入力の瞬断によって同期が外れることが少なくなる。
本考案では、同期信号の伝送に、主信号伝送用の周波数帯域を使用しても良い。
一般には、同一周波数で、２つ以上の信号は干渉して使用できない。しかし、本考案においては、主用途の信号伝送に使用する搬送波に、複数の周波数が切替わる搬送波を使用しているが、同期信号を伝送する搬送波は切り替わらない単一の周波数である。これにより、主用途の信号伝送に使用する周波数逆変換回路において、同期信号用の搬送波は同期がとれず拡散されて、主用途の信号を干渉しない。また、同期信号用の搬送波に使用する周波数変換回路においては、主用途の信号伝送用の搬送波は、同期がとれず逆変換できないで拡散されるが、同期信号用の信号は拡散せず干渉されないので問題ない。
【０００６】  本考案において、各ベースバンド回路の搬送波周波数は同一となっている。
通常、複数の機器が搬送波周波数が同一で同時に送信した場合、それに対応する受信側においては、干渉を起こし通信できない。干渉が問題となるのは、いずれかの入力が、他の入力によって、受信側ベースバンド回路の復調回路までの間で、入出力特性が非直線に追い込まれるか、復調出力が変化して複号に際して、その許容誤差を超える場合である。
つまり、ベースバンド回路に同一の周波数が入力されても、雑音を含めた希望波以外の電力が復調回路までの間に減衰して、複号において誤りを起こすまでの電力にならなければ、干渉が問題とならない。
そこで、本考案においては、雑音を含めた希望波以外の電力を、受信側乗算回路によって大きく拡散させ、バンドパスフィルタによって大きく減衰させている。残る本考案における指定波以外（以降非指定波と称する）の入力は、受信側乗算回路において同期がとれないようにして広く拡散すれば、バンドパスフィルタによって大きく減衰させることができ、干渉が問題とならないようにできる。しかし、本考案においては、ベースバンド回路を数多く具備するようにしているので、ベースバンド回路に使用するバンドパスフィルタの選択度は可能な限りさらに低いことが要求される。従って、非指定波の電力は、安定的により広く拡散されることが必要となる。同期がとれない場合は、非指定波自体が変化する場合と、指定波のホッピング用局発が変化する場合で、その際前記乗算回路の出力の周波数及び振幅は大きく変化する。従って、変化する間隔は、平均するとホッピング用局発の変化する間隔の約半分となる。このホッピング用局発の変化する間隔は、通常占有帯域幅（１／τ）の逆数τの２０分の１以下に設定するようにしているので、周波数及び振幅の変化の間隔は、約１／４０以下となる。従って、この繰り返しサイクルは、ベースバンド回路の最大通過周波数の４０倍以上となるので、その電力スペクトラムは、ベースバンド回路の通過帯域から４０倍以上遠く離れていることになる。さらに、受信側ベースバンド回路は、微弱な入力を復調に必要な大きさまで増幅する必要があるため、低損失、高利得、高選択度が要求される。これにより、通常前記乗算回路の出力は、通常ＬＣ回路となっている。従って、入出力の急激な変化及び位相の非連続の変化により発生するパルス波が振動を起こし、一定時間電力スペクトラムが広範囲に拡散される。これにより、通過帯域内に入る電力は大幅に減少して、複号における誤りが起こらなくなる。これは、携帯電話等に多く使用されている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の場合と同様な原理である。異なっているのは、ＣＤＭＡ方式の場合は、搬送波を拡散符号で変調し変化させているが、本考案の場合は、複数のホッピング用局発の切換によって搬送波周波数を変化させている。従って、電力スペクトラムの広がりが、本考案では、ベースバンド回路の帯域幅にホッピング用局発の数を乗じた幅となっているのに、ＣＤＭＡ方式ではその数十倍以上となっている。
ＣＤＭＡ方式においては、同一搬送波で拡散符号（ＰＮ符号）の数のチャネルが運用されており、拡散符号の幾つかの符号が同じになっても、拡散符号の符号系列が同一でなければ、相関が０で干渉は生じないので、本考案においても同様に言える。
【０００７】  送信側においては、ホッピング用局発の切り替わる際、振幅が急速に変化するため、電力スペクトラムが広範囲に拡散する。しかし、その発生する時間は全体の時間（ホッピング用局発の切り替わる間隔）と比較して無視できる時間であるので、その発生する不要電力は問題とならない。ホッピング用局発の切り替わる間隔は、占有帯域幅５０ｋＨｚの場合で１μｓ程度であり、切り替わりに要する時間は、通常０．００５μｓ以下である。
また、ホッピング用局発の切り替わる回路の出力側がＬＣ回路の場合、パルス波は振動を起こす。その場合、不要電力が継続的に発生するので、前記出力側は、ＬＣ回路ではなく抵抗性にしておく必要がある。幸い、送信側ベースバンド回路以降は、受信側ベースバンド回路と異なり、選択度を十分低くできるので、この対応は可能である。前記が不十分の場合は、前記不要電力が発生する時間を、比率的に小さくするため、データ速度を遅くするか、遅くすることができない場合は、ベースバンド回路の数を多くする。
【発明の効果】
【０００８】  本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されているような効果がある。
【０００９】  ホッピング用局発の切り替わる間隔とその周期（以降ホッピング用局発系列と称する）の種類を多くすれば、ベースバンド回路数はその系列の数となり、信号の種類が１種類の場合は、並列信号の数も同数となる。その場合、全体のデータ速度は、各ベースバンド回路のデータ速度に前記並列信号の数（ベースバンド回路数）を乗じた速度となる。つまり、使用帯域幅を広げることなく、周波数利用効率及びデータ速度を数倍以上改善できる。実施例では、ベースバンド回路の数は６個であるが、使用周波数帯域幅は２チャネル分であるので、周波数利用効率及びデータ速度は、現行方式の３倍となる。
【００１０】  同じ搬送波周波数であっても、ホッピング用局発系列が異なれば、それぞれ同じホッピング用局発系列の機器同士は複数同時に使用できるので、周波数効率は大幅に改善される。
【００１１】  ベースバンド回路１個の場合は、周波数帯域を２チャネル分使用するので、周波数効率は悪化するが、同じ搬送波周波数であっても、ホッピング用局発系列が異なれば、それぞれ同じホッピング用局発系列の機器同士は複数同時に使用できるので、全体としての周波数効率は改善される。
【００１２】  各ベースバンド回路は独立しているので、データ速度に関係なく複数の信号を同時に伝送できる。
【００１３】  受信側において、妨害波及び内部雑音を含めた雑音からの影響を大幅に削減できるとともに、通過帯域幅は狭いことにより受信側ベースバンド回路の動作周波数を低く設定できるので、前記ベースバンド回路の利得を安定的に大きくすることができる。これにより、受信入力は、従来の方式よりより微弱な入力で、良好な通信ができる。
【００１４】  妨害波及び内部雑音を含めた雑音の影響を大幅に削減できるので、周波数利用効率の良い振幅変復調方式を容易に使用できる。また、単側帯（ＳＳＢ）方式にも使用できるため、短波帯に使用した場合、地球の裏側までの通信がより容易になる。
【００１５】  ホッピング用局発の周波数の数及びホッピング用局発系列の数を多くすれば、秘匿用に考案されたＣＤＭＡ以上の秘匿性が得られる。
【発明を実施する為の最良の形態】
【００１６】  本実施例は隣接したホッピング用局発が２個及びホッピング用局発系列が６個の場合で、図１は送信側回路の全体構成図例、図２は受信側回路の全体構成図例、図３はシンセサイザ回路の全体構成図例、図４は送信側切換回路（１１２）例、図５は送信側ホッピング用局発同期信号回路（１０２）例、図６は受信側切換間隔指定回路（２１３）例、図７は受信側乗算回路（２１２）ホッピング用局発入力例、図８は受信側乗算回路（２１２）出力例で、図９は受信側ホッピング用局発同期信号受信回路（２８４）例である。
【００１７】  図１において、入力のデジタル信号は、直並列変換回路１０１に入力されて、直列信号から並列信号に変換される。信号の種類が多い場合は、その種類の数に従って、直並列変換回路の数が増える。
【００１８】  直並列変換回路１０１の出力は、前もって定められた順序で、前もって定められた送信側ベーバンド回路１１１、１２１、１３１、１４１、１５１，１６１に入力される。
【００１９】  混合回路１０３以前の６個の並列回路は、動作は全て同一であるので、前記並列回路の１段（ベースバンド回路１１１系）のみを説明する。
【００２０】  ベースバンド回路１１１において、前記所定の並列信号によって搬送波ｆＴＢを変調し、乗算回路１１３に入力する。搬送波ｆＴＢの発信源は、発振源同期信号（１／２τ）とする。
【００２１】  切換回路１１２に２個の局部発振周波数ｆＲＣ１、ｆＲＣ２を入力し、前記τ秒を周期とする所定のホッピング用局発系列に従って前記２個の周波数を所定の時間毎に切り替えて乗算回路１１３に入力する。ホッピング用局発系列は、他のベースバンド回路（ベースバンド回路１１１系以外の回路）毎に異なるように設定される。
【００２２】  乗算回路１１３において、ベースバンド回路１１１からの出力と切換回路１１２の出力の周波数の和と差を発生させ、バンドパスフィルタ１１４に入力する。
乗算回路１１３は、他の周波数変換回路でもよいが、乗算回路の出力は、理論的には２つの入力の和と差の周波数のみであるので、次段のフィルタ１１４では主に差の周波数のみを減衰させればよく、フィルタの選択度を低くできるので乗算回路を使用している。
【００２３】  バンドパスフィルタ１１４において、前記差の周波数を減衰させ、和の周波数を増幅回路１１５に出力する。送信側ベースバンド回路の周波数を高くする必要がある場合は、差の周波数を出力する。
【００２４】  増幅回路１１５の出力を混合回路１０３に出力する。
【００２５】  混合回路１０３において、前記増幅回路１１５の出力、前記増幅回路１１５以外の出力（増幅回路１２５、１３５、１４５、１５５、１６５の出力）及びホッピング用局発同期信号変調回路１０２の出力と局部発振波ｆＴＬの周波数を混合して、その出力をバンドパスフィルタ１０４に入力し、その和の出力を取り出して電力増幅回路１０５に出力する。
【００２６】  電力増幅回路１０５において、電力増幅してバンドパスフィルタ１０６を介してアンテナ１０７から出力する。
【００２７】  ホッピング用局発同期信号変調回路１０２においては、搬送波（ｆＴＢ＋ｆＲＣ１＋１／２τ）を発振源同期信号（１／２τ）で振幅変調して、混合回路１０３に入力する。
【００２８】  本実施例では、周波数利用効率の良く、帯域外電力の少ない振幅変調方式を採用している。振幅変調方式は雑音の影響が大きいという欠点があるが、本考案では、信号の周波数のみを使用し、その周波数は雑音によっては変化しないので、雑音の影響はほとんどない。さらに信号は単一の周波数で一定であるので、信号を取り出すバンドパスフィルタの通過帯域幅を非常に狭くできる。これにより、前記信号の振幅の変化はほとんど生じない。従って、振幅変調でも安定した性能を得られるので問題ない。
【００２９】  本実施例では、発振源同期信号を１／２τＨｚとしている。この周波数の１サイクルの長さは、同期間隔の２倍となっているので、同期の時点によっては１周期遅れる場合があるが、信号の伝送は、同期が取れてから行うようにするので問題ない。また、前記による遅れは、１周期の長さがの最も長い占有帯域幅３ｋＨｚの場合で約０．３ｍｓである。
【００３０】  図２において、受信入力ｆｃは、アンテナ２０１及び高周波増幅回路２０２を介して混合回路２０３に入力される。
【００３１】  混合回路２０３において、受信入力ｆｃと第１局部発振波ＦＲＬと混合されてｆｃ−ｆＲＬ＝ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２＋ｆＲＢがバンドパスフィルタ２０４に出力される。（以降ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２においての＃は、交互に代わることを意味する）
【００３２】  バンドパスフィルタ２０４において、ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２＋ｆＲＢが抽出されて、増幅回路２１１、２２１、２３１、２４１、２５１、２６１に出力される。
【００３３】  バンドパスフィルタ２０４以降の６個の並列回路の動作は、個々の乗算回路に入力される受信側ホッピング用局発系列が異なるのみで、他は同じであるので、図上段の増幅回路２１１系のみを説明する。
【００３４】  増幅回路２１１の出力を、乗算回路２１２に入力する。
【００３５】  乗算回路２１２において、前記周波数ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２＋ｆＲＢとホッピング用局発周波数ｆＲＣ１及びｆＲＣ２とを受信側切換間隔指定回路２１３によって送信側ホッピング用局発系列に同期させて乗算し、前記周波数の和と差の周波数を出力する。
回路動作の詳細は、図６の説明の項に記載する。
【００３６】  通常、乗算回路２１２においては、ホッピング用局発系列の異なる全ての入力（本実施例では６個）が入力される。
【００３７】  そのうち、乗算回路２１２に指定されたホッピング用局発系列の入力（以降指定波入力と称する）は、同期して送信側と周波数は異なるが同じ信号成分となり、ベースバンド回路に入力される。受信側ベースバンド回路の周波数ｆＲＢは、ベースバンド回路の選択度及び安定な高利得の点から４５５ｋＨｚ等の低い周波数が望ましい。回路動作の詳細は図７、図８の説明の項に記載する。
【００３８】  非指定波の入力は、同期がとれず通過帯域外に広く拡散されて、その出力の大部分は減衰して、指定波に影響を及ぼす干渉を起こさない。
【００３９】  指定波入力は、ベースバンド回路において復調及び復号されて、その出力は直並列変換回路２０５に入力される。
【００４０】  直並列変換回路２０５において、前記出力の他、ベースバンド回路２２４、２３４，２４４、２５４及び２６４の出力が入力され、それらの出力を直列信号に変換する。
【００４１】  図３において、送信側第１局部発振周波数ｆＴＬは電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３１１、送信側ホッピング用局発周波数ｆＴＣ１、ｆＴＣ２は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３１２，３１３、受信側第１局部発振周波数ｆＲＬは電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３１４、受信側ホッピング用局発周波数ｆＲＣ１、ｆＲＣ２は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３１５，３１６から並びに、受信側ホッピング用局発同期信号受信回路用局発周波数ｆＲＣ０は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３１７から出力される。
【００４２】  前記電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の出力の一部は、それぞれ可変分周回路３２１、３２２、３２３、３２４、３２５、３２６及び３２７に出力され、それぞれの周波数に相当する分周数で分周され、それぞれの出力は、位相比較回路３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、３３６及び３３７に出力される。可変分周回路３２１、３２４はチャネル変更時に、可変分周回路３２２、３２３、３２５、３２６及び３２７は周波数及び周波数間隔の変更時に分周比を変更する。
【００４３】  位相比較回路３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、３３６及び３３７において、水晶制御発振回路３０１の出力を分周回路３０２において分周した出力（１／２τＨｚ）が入力され、可変分周回路３２１、３２２、３２３、３２４、３２５、３２６及び３２７の出力と位相比較され、その出力がローパスフィルタ３４１、３４２、３４３、３４４、３４５、３４６及び３４７に出力される。
【００４４】  ローパスフィルタ３４１、３４２、３４３、３４４、３４５、３４６及び３４７で平滑された出力は、それぞれ電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３１１，３１２．３１３、３１４、３１５、３１６及び３１７に出力され、前記電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の分周された出力が、水晶制御発振回路３０１の分周回路３０２により分周された出力（１／２τＨｚ）と同期されるように制御される。前記分周された出力は送受信回路の切換回路に入力され、ホッピング用局発系列においてのホッピング用局発の切換の起動を行う。
【００４５】  図４において、ホッピング用局発同期信号（１／２τＨｚ）が切換制御回路１１２２に入力され、ホッピング用局発系列においてのホッピング用局発の切換の起動を行い、順次ホッピング用局発の切り替えを行う。
【００４６】  図５において、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１０２４、分周回路１０２３、位相比較回路１０２２及びローパスフィルタ１０２１により搬送波ｆＴＣ１＋１／２τ＋ｆＴＢを発振し、変調回路１０２５により振幅変調し、増幅回路１０２７により増幅して、送信側ホッピング用局発同期信号変調回路１０２の出力として出力する。
【００４７】  図６において、切換制御回路２１３１に図９の受信側切換起動信号受信回路２８４よりホッピング用局発同期信号（１／２τＨｚ）が入力されると、切換制御回路２１３１はホッピング用局発の切換信号を切換回路２１３２に入力し、前もって指定されたホッピング用局発系列に従ってホッピング局発の切り替えを行う。
【００４８】  図７においては、受信側乗算回路２１２のホッピング用局発の入力例を図示している。
本例では、ホッピング用局発系列の周期τ秒に、ホッピング用局発を２５回切り替えている。通常２０〜３０回切り替えるように設定しているが、２０回以上であれば問題ない。またその間隔は、本例ではすべて異なるように記載されているが、部分的に同一な場合があってもよい。ただし、他のホッピング用局発系列とは同期はしないように設定する。
【００４９】  図８において、指定波における受信側乗算回路２１２の出力例を、実線にて図示している。非指定波の場合の一例を、点線で図示している。本実施例では、非指定波は５波あるので、同様な点線は５個存在するが、見やすくするため１個にしている。
非指定波の場合、本図では、周期の異なる矩形波の連続になっているが、実際は、非連続に位相が変化するため、切り替え時にパルス波が発生し、出力はＬＣ回路であるので振動を起こし、周波数及び振幅の変化はより高速でより大きくなる。従って、非指定波の場合は、図のような矩形波にはならなく、電力スペクトラムは矩形波以上に広く拡散される。
【００５０】  同期状態において、発振源同期信号（１／２τＨｚ）によってホッピング用局発系列が切換を起動してからの時間をｔ秒としたとき、ｔ＝０において、ホッピング用局発の２波は同期しているのでそれらの位相は０となり、ホッピング用局発系列に従って接、断を繰り返すが、位相の変化は連続しているので、ｆＴＬ及びｆＴＢの位相の和をθとすれば、受信側の入力の２波の位相は、、次の通りとなる。
２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ）ｔ＋θ、２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ２＋ｆＴＢ）ｔ＋θ
【００５１】  さらに、ｔ＝０の時、ホッピング用局発ｆＲＣ１及びｆＲＣ２の位相は０であるので、ｆＲＬの位相をθＲとすれば、前項［００５１］と同様に位相の変化は連続しているので、受信側乗算回路２１２の２波の出力の位相は、次の通りとなる。
２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ１）ｔ＋θ―θＲ・・・▲１▼
２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ２＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ２）ｔ＋θ―θＲ・・・▲２▼
【００５２】  ここで、ｆＴＣ２＝ｆＴＣ１＋  Δｆ１（＝１／τＨｚ）
ｆＲＣ２＝ｆＲＣ１＋  Δｆ１（＝１／τＨｚ）
であるから、▲２▼式は
２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ１）ｔ＋θ―θＲ
となるから、▲１▼式は▲２▼式と等しくなる。
従って、受信側乗算回路２１２の出力の２波（（［００５１］項の▲１▼式と▲２▼式）の位相は、同一となるので、任意の時間にホッピング用局発が切り替わっても、位相の不連続は発生せず、図示の直線のようになる。出力周波数は送信側ベースバンド回路の周波数ｆＴＢとは異なるが、信号成分は送信側と同一となり、ベースバンド回路に入力され、復調され復号され、さらに他の５個のベーバンド回路の出力とともに直列信号に変換されて、送信側の信号と同一の信号が出力される。
【００５３】  非指定波の場合は、同期がとれないため、［００５１］項の▲１▼式と▲２▼式において、ｆＲＣ１のところがｆＲＣ２になり、ｆＲＣ２がｆＲＣ１となり、受信側ベースバンド回路の入力の位相（乗算回路２１２の出力）は、２πｆＲＢ１＋θＢ１＋２πΔｆ１、２πｆＲＢ１＋θＢ１―２πΔｆ１及び２πｆＲＢ１＋θＢ１が高速に交互に変化し、図の点線のようになる。部分的には、ベースバンド回路の周波数ｆＲＢになっても、前項［０００６］で記載しているように、前記周波数の変化の周期は、ベースバンド回路の最大通過周波数の通常４０倍以上であり、さらに振幅が振動を起こすことにより、主な電力スペクトラムは４０倍以上遠くに拡散される。
従って問題とならない。
【００５４】  図９において、受信側乗算回路２８２の出力をバンドパスフィルタ２８４１に入力する。
【００５５】  バンドパスフィルタ２８４１においては、ホッピング用切換同期信号の他、信号伝送用の指定波及び非指定波６波が入力されるが、信号伝送用６波は同期がとれず拡散して、出力されず、ホッピング用切換同期信号用の波のみが出力される。ただし、バンドパスフィルタ２８４１の通過帯域幅は、他の受信側ベースバンド回路より広く、選択度は雑音等が乗算回路２８２で拡散されないので、より多く減衰させるため高くする必要がある。
【００５６】  バンドパスフィルタ２８４１の出力は、中間周波増幅回路２８４２に入力されて、増幅され、検波回路２８４３で検波され、ホッピング用切換同期信号が出力される。
【００５７】  前記ホッピング用切換同期信号は、バンドパスフィルタ２８４４に入力され、雑音等の不要入力が除去され、増幅回路２８４５に入力される。バンドパスフィルタ２８４４においては、安定度及び受信側ホッピング用局発の立ち上がり時間の許す範囲で通過帯域幅を狭くする。
【００５８】  増幅回路２８４５において、ホッピング用切換同期信号（１／２τＨｚ）は増幅されて、シンセサイザ回路の切換回路３０３及び受信側切換間隔指定回路に入力される。
ホッピング用切換同期信号の送受信回路間の遅れが問題となる場合は、ホッピング用局発系列の１周期分遅らせる。この１周期分の遅れは、前項［００２９］で記載しているように最大で約０．３ｍｓであり、送信が起動してからデータを伝送するまでの時間と比べて十分短いので問題とならない。
また、このホッピング用切換同期信号（１／２τＨｚ）は、受信側周波数を送信側周波数に合わせることにも使用できる。
【実施例】
【００５９】  条件は次のとおり
▲１▼送受信回路共通事項
・占有帯域幅：２５ｋＨｚ，
・ホッピング用局発系列の周期：０．０４ｍｓ、
・ホッピング用局発系列：１．６μｓ（１周期分０．０４ｍｓの２５分の１）を切          換間隔とし、最初の切換の間隔は、１．０μｓ、１．６μｓ、２．２μｓ及び          その反転したものの計６波とし、最後の切換の間隔を２．２μｓ、１．６μｓ          、１．０μｓとした。（この場合、１周期に１回のみ同期し、他は確実に同期          しないので安定的に同期する。）
・ホッピング用切換同期信号：１２．５ｋＨｚ
・前記の条件で、発明者による特願２０１２−２００９４６によればベースバンド        回路１個当たりのデータ伝送速度は３６ｋｂｐｓになる。
▲２▼送信回路
・第１局発周波数：３００ＭＨｚ、
・ホッピング用局発周波数：１００ＭＨｚ，１００．０２５ＭＨｚ
・ベースバンド回路周波数：５０ＭＨｚ
・ホッピング用局発系列伝送用ベースバンド回路周波数：１５０．０１２５ＭＨｚ
・前記ベースバンド回路通過帯域幅：２０ｋＨｚ
▲３▼受信回路
・第１局発周波数：３６０ＭＨｚ、
・ホッピング用局発周波数：８９．５４５ＭＨｚ，８９．５７０ＭＨｚ
・ベースバンド回路周波数：４５５ｋＨｚ
・前記ベースバンド回路通過帯域幅：２０ｋＨｚ
・前記ベースバンド回路選択度：±２５ｋＨｚ；−３０ｄＢ以下、
±１００ｋＨｚ；−８０ｄＢ以下
これによりデータ速度は２１６ｋｂｐｓとなる。従来手法では占有帯域幅は４０ｋＨｚとなるので、データ速度は３６ｋｂｐｓとなり、データ速度は３倍速くなる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】  振幅変調、周波数変調及び位相変調方式の全てに使用できるので、無線通信機器のみならず、リモコン、ラジコンから放送機器までの大部分の通信機器に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  送信側回路の１例の全体構成を示す図である。
【図２】  受信側回路の１例の全体構成を示す図である。
【図３】  図１及び図２の回路に使用するシンセサイザ回路の構成を示す図である。
【図４】  送信側切換回路の１例を示す図である。
【図５】  送信側ホッピング用局発同期信号変調回路の１例を示す図である。
【図６】  受信側切換間隔指定回路の１例を示す図である。
【図７】  受信側乗算回路ホッピング用局発の入力の１例を示す図である。
【図８】  受信側乗算回路の出力の１例を示す図である。
【図９】  受信側ホッピング用局発同期信号受信回路の１例を示す図である。
【符号の説明】１０１、２０５  直並列変換回路
１０２  送信側ホッピング用局発同期信号変調回路
１０５  電力増幅回路
１０４、１０６、１１４，１２４、１３４、１４４，１５４、１６４、２０２、２０４  １０２６、２８４１、２８４４  バンドパスフィルタ
１０７、２０１  アンテナ
１１１、１２１、１３１、１４１、１５１，１６１  送信側ベースバンド回路
１１２、１２２，１３２，１４２，１５２，１６２、１１２１、３０３  切換回路
１１５、１２５、１３５、１４５、１５５、１６５、２１１、２２１、２３１、２４１、２５１、２６１、２８１、１０２７、２８４５  増幅回路
２１３，２２３，２３３，２４３，２５３，２６３  切換間隔指定回路
１１３、１２３，１３３，１４３，１５３，１６３，２１２、２２２，２３２，２４２，２５２，２６２，２８２  乗算回路
１０３、２０３  混合回路
２１４，２２４，２３４，２４４，２５４，２６４、２８４  受信側ベースバンド回路
３０２、１０２３  分周回路
３１１，３１２、３１３、３１４，３１５，３１６，３１７、１０２４電圧制御発振回路
３２１，３２２，３２３、３２４，３２５，３２６，３２７  可変分周回路
３３１、３３２、３３３，３３４，３３５，３３６，３３７、１０２２  位相比較回路
３４１、３４２、３４３、３４４、３４５，３４６、３４７、１０２１ローパスフィルタ
３０１  水晶制御発振回路
１０２５  振幅変調回路
１１２２、２１３１  切換制御回路
２８４  ホッピング用局発同期信号受信回路
２８４２  中間周波増幅回路
２８４３  検波回路
【図１】
2018152830.tif 000003
【図２】
2018152830.tif 000004
【図３】
2018152830.tif 000005
【図４】
2018152830.tif 000006
【図５】
2018152830.tif 000007
【図６】
2018152830.tif 000008
【図７】
2018152830.tif 000009
【図８】
2018152830.tif 000010
【図９】
2018152830.tif 000011