(57)【要約】【課題】導通損が低く、故障しにくく、回路が簡単でコストを節約でき、体積が小さく、変換効率が高い等の利点を備えた、単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の提供。【解決手段】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は、ＥＭＩフィルタモジュールと、低周波スイッチングダイオードモジュールと、２つのスイッチと、２つの絶縁型電圧変換モジュールを含み、ＥＭＩフィルタモジュールが交流電源に接続され、低周波スイッチングダイオードモジュールがＥＭＩフィルタモジュールに接続され、２つのスイッチが低周波スイッチングダイオードモジュールに接続され、２つの絶縁型電圧変換モジュールが２つのスイッチのいずれかにそれぞれに接続され、そのうち、低周波スイッチングダイオードモジュールが第１または第２導通状態にあるとき、異なる導通状態に対応して、２つのスイッチのいずれかを導通させ、第１絶縁型電圧変換モジュールの１つをオンにさせる。【選択図】図４
2018085915.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路であって、
外部の交流電源に接続されるＥＭＩフィルタモジュールと、
前記ＥＭＩフィルタモジュールに接続される低周波スイッチングダイオードモジュールと、
前記低周波スイッチングダイオードモジュールに接続される第１スイッチと、
前記低周波スイッチングダイオードモジュールに接続される第２スイッチと、
前記第１スイッチに接続される第１絶縁型電圧変換モジュールと、
前記第２スイッチに接続される第２絶縁型電圧変換モジュールと、
を含み、そのうち、前記低周波スイッチングダイオードモジュールが第１導通状態のとき、前記第１スイッチが導通され、前記第１絶縁型電圧変換モジュールがオンになり、前記低周波スイッチングダイオードモジュールが第２導通状態のとき、前記第２スイッチが導通され、前記第２絶縁型電圧変換モジュールがオンになることを特徴とする、単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項２】
前記低周波スイッチングダイオードモジュールが、第１単方向ダイオードユニットと、第２単方向ダイオードユニットを含み、前記第２単方向ダイオードユニットが導通され、かつ前記第１単方向ダイオードユニットがオフのときを第１導通状態と定義し、前記第１単方向ダイオードユニットが導通され、かつ前記第２単方向ダイオードユニットがオフのときを第２導通状態と定義することを特徴とする、請求項１に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項３】
前記第１単方向ダイオードユニット及び前記第２単方向ダイオードユニットが交互に導通され、前記低周波スイッチングダイオードモジュールが第１導通状態と第２導通状態に切り替えられることを特徴とする、請求項２に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項４】
前記ＥＭＩフィルタモジュールが、第１インダクタと、第２インダクタと、第１コンデンサと、を含み、前記第１インダクタの一端が前記交流電源の一端に接続され、
前記第２インダクタの一端が前記交流電源の他端に接続され、
前記第１コンデンサの両端が前記第１インダクタの他端及び前記第２インダクタの他端にそれぞれ接続される、ことを特徴とする、請求項１に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項５】
前記低周波スイッチングダイオードモジュールが、第１単方向ダイオードユニットと、第２単方向ダイオードユニットを含み、前記第１単方向ダイオードユニットの負極端が前記第１コンデンサの一端及び前記第１インダクタの他端に接続され、前記第２単方向ダイオードユニットの負極端が前記第１コンデンサの他端及び前記第２インダクタの他端に接続されることを特徴とする、請求項４に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項６】
前記第１単方向ダイオードユニットの正極端及び前記第２単方向ダイオードユニットの正極端が第１ノードに接続され、前記第１スイッチの一端及び前記第２スイッチの一端が第２ノードに接続され、前記第１ノードが前記第２ノードに接続されることを特徴とする、請求項５に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項７】
さらに、前記第１スイッチ及び前記第１絶縁型電圧変換モジュールに接続される第１サージアブソーバモジュールと、前記第２スイッチ及び前記第２絶縁型電圧変換モジュールに接続される第２サージアブソーバモジュールと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項８】
さらに、前記第１スイッチのゲート端に接続され、前記第１スイッチのオン／オフを制御する第１制御モジュールと、前記第２スイッチのゲート端に接続され、前記第スイッチのオン／オフを制御する第２制御モジュールと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項９】
前記第１制御モジュールが、第１電圧制御ユニットと、第１ゼロ電流検出ユニットと、第１コンパレータユニットを含み、前記第１制御モジュールが前記第１絶縁型電圧変換モジュールの出力端に接続され、第１出力電圧フィードバック信号を取得し、前記第１電圧制御ユニットが前記第１出力電圧フィードバック信号を調整して第１スイッチ電流制御信号を出力し、前記第１ゼロ電流検出ユニットが前記第１絶縁型電圧変換モジュールに接続され、第１ゼロ電流検出信号を出力し、前記第１コンパレータユニットが前記第１スイッチ電流制御信号と前記第１スイッチの一端の電圧を比較し、比較結果及び前記第１ゼロ電流検出信号に基づいて第１制御信号を出力し、前記第１制御信号が前記第１スイッチのオン／オフ制御に用いられることを特徴とする、請求項８に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【請求項１０】
前記第２制御モジュールが、第２電圧制御ユニットと、第２ゼロ電流検出ユニットと、第２コンパレータユニットを含み、前記第２制御モジュールが前記第２絶縁型電圧変換モジュールの出力端に接続され、第２出力電圧フィードバック信号を取得し、前記第２電圧制御ユニットが前記第２出力電圧フィードバック信号を調整して第２スイッチ電流制御信号を出力し、前記第２ゼロ電流検出ユニットが前記第２絶縁型電圧変換モジュールに接続され、第２ゼロ電流検出信号を出力し、前記第２コンパレータユニットが前記第２スイッチ電流制御信号と前記第２スイッチの一端の電圧を比較し、比較結果及び前記第２ゼロ電流検出信号に基づいて第２制御信号を出力し、前記第２制御信号が前記第２スイッチのオン／オフ制御に用いられることを特徴とする、請求項９に記載の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は力率調整回路に関し、特に、単相絶縁型力率調整回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１に示すように、従来の単相高力率スイッチング電源１０００には２つの回路構成があり、１つは非絶縁型のＰＦＣ整流器（ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）１１００で、もう１つは絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ１２００である。図２及び図３にそれぞれ従来のスイッチング電源２０００、３０００を示す。図２はＰＦＣ昇圧型ＡＣ−ＤＣ整流器２１００にフルブリッジ式位相シフトＤＣ−ＤＣコンバータ２２００を組み合わせており、図３は昇圧型ＡＣ−ＤＣ整流器３１００にＬＬＣ共振ＤＣ−ＤＣコンバータ３２００を組み合わせている。図２及び図３のスイッチング電源２０００、３０００はいずれも交流電源ＳＡＣ及び負荷Ｌｏａｄに適用される。
【０００３】
しかしながら、従来のＰＦＣ回路には、次のような欠点がある。(１) 前記スイッチング電源がブリッジ整流器を備えている場合、導通損が比較的高い。(２) 現在ブリッジ整流器を備えていないスイッチング電源において、それらのスイッチング電源の回路構成はいずれも無変圧器の回路構成である。(３) 昇圧型ＰＦＣコンバータは直流出力側が大容量コンデンサであるため、交流電圧の入力の瞬間この直流コンデンサに充電され、相当高い入力電流が生じ、整流子の故障や出力ダイオードの故障が発生しやすく、また充電が高すぎて主要パワーデバイスが破損しやすい。(４) これらスイッチング電源の制御系統において、力率の制御は一次側にあり、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御は二次側にあるため、一次側、二次側を分離した方式でのみ制御系統を円滑に動作させることができ、回路が複雑になる。
【０００４】
このため、上述の従来のＰＦＣ回路の欠点を解決できる絶縁型のＰＦＣ回路構成が必要とされている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述の従来技術の問題を解決するため、本発明の目的は、導通損が低く、故障しにくく、回路が簡単で、コストを節約でき、体積が小さく、変換効率が高い等の利点を備えた、単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述の目的及びその他の目的を達するため、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は、ＥＭＩフィルタモジュール、低周波スイッチングダイオードモジュール、第１スイッチ、第２スイッチ、第１絶縁型電圧変換モジュール、第２絶縁型電圧変換モジュールを含む。
【０００７】
前記ＥＭＩフィルタモジュールは外部の交流電源に接続され、前記低周波スイッチングダイオードモジュールは前記ＥＭＩフィルタモジュールに接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは前記低周波スイッチングダイオードモジュールに接続され、前記第１絶縁型電圧変換モジュールは前記第１スイッチに接続され、前記第２絶縁型電圧変換モジュールは前記第２スイッチに接続される。
【０００８】
そのうち、前記低周波スイッチングダイオードモジュールが第１導通状態のとき、前記第１スイッチが導通され、前記第１絶縁型電圧変換モジュールがオンになり、前記低周波スイッチングダイオードモジュールが第２導通状態のとき、前記第２スイッチが導通され、前記第２絶縁型電圧変換モジュールがオンになる。
【０００９】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記低周波スイッチングダイオードモジュールは、第１単方向ダイオードユニットと、第２単方向ダイオードユニットを含み、前記第２単方向ダイオードユニットが導通され、かつ前記第１単方向ダイオードユニットがオフのときを第１導通状態と定義し、前記第１単方向ダイオードユニットが導通され、かつ前記第２単方向ダイオードユニットがオフのときを第２導通状態と定義する。
【００１０】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記第１単方向ダイオードユニット及び前記第２単方向ダイオードユニットは交互に導通され、前記低周波スイッチングダイオードモジュールが第１導通状態と第２導通状態に切り替えられる。
【００１１】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記ＥＭＩフィルタモジュールは、第１インダクタと、第２インダクタと、第１コンデンサを含み、前記第１インダクタの一端が前記交流電源の一端に接続され、前記第２インダクタの一端が前記交流電源の他端に接続され、前記第１コンデンサの両端が前記第１インダクタの他端及び前記第２インダクタの他端とそれぞれ接続される。
【００１２】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記低周波スイッチングダイオードモジュールは、第１単方向ダイオードユニットと、第２単方向ダイオードユニットを含み、前記第１単方向ダイオードユニットの負極端が前記第１コンデンサの一端及び前記第１インダクタの他端に接続され、前記第２単方向ダイオードユニットの負極端が前記第１コンデンサの他端及び前記第２インダクタの他端に接続される。
【００１３】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記第１単方向ダイオードユニットの正極端及び前記第２単方向ダイオードユニットの正極端が第１ノードに接続され、前記第１スイッチの一端及び前記第２スイッチの一端が第２ノードに接続され、前記第１ノードが前記第２ノードに接続される。
【００１４】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路がさらに、第１サージアブソーバモジュールと、第２サージアブソーバモジュールを含み、前記第１サージアブソーバモジュールが前記第１スイッチ及び前記第１絶縁型電圧変換モジュールに接続され、前記第２サージアブソーバモジュールが前記第２スイッチ及び前記第２絶縁型電圧変換モジュールに接続される。
【００１５】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路がさらに、第１制御モジュールと、第２制御モジュールを含み、前記第１制御モジュールが前記第１スイッチのゲート端に接続され、前記第１スイッチのオン／オフを制御し、前記第２制御モジュールが前記第２スイッチのゲート端に接続され、前記第２スイッチのオン／オフを制御する。
【００１６】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記第１制御モジュールは、第１電圧制御ユニットと、第１ゼロ電流検出ユニットと、第１コンパレータユニットを含み、前記第１制御モジュールが前記第１絶縁型電圧変換モジュールの出力端に接続され、第１出力電圧フィードバック信号を取得し、前記第１電圧制御ユニットが前記第１出力電圧フィードバック信号を調整して第１スイッチ電流制御信号を出力し、前記第１ゼロ電流検出ユニットが前記第１絶縁型電圧変換モジュールに接続され、第１ゼロ電流検出信号を出力し、前記第１コンパレータユニットが前記第１スイッチ電流制御信号と前記第１スイッチの一端の電圧を比較し、比較結果及び前記第１ゼロ電流検出信号に基づいて第１制御信号を出力し、前記第１制御信号が前記第１スイッチのオン／オフ制御に用いられる。
【００１７】
上述の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路において、前記第２制御モジュールは、第２電圧制御ユニットと、第２ゼロ電流検出ユニットと、第２コンパレータユニットを含み、前記第２制御モジュールが前記第２絶縁型電圧変換モジュールの出力端に接続され、第２出力電圧フィードバック信号を取得し、前記第２電圧制御ユニットが前記第２出力電圧フィードバック信号を調整して第２スイッチ電流制御信号を出力し、前記第２ゼロ電流検出ユニットが前記第２絶縁型電圧変換モジュールに接続され、第２ゼロ電流検出信号を出力し、前記第２コンパレータユニットが前記第２スイッチ電流制御信号と前記第２スイッチの一端の電圧を比較し、比較結果及び前記第２ゼロ電流検出信号に基づいて第２制御信号を出力し、前記第２制御信号が前記第２スイッチのオン／オフ制御に用いられる。
【発明の効果】
【００１８】
上述をまとめると、以上の回路配置により、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は、故障しにくく、回路が簡単で、コストを節約でき、体積が小さく、変換効率が高い等の利点を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】従来のスイッチング電源の一実施例の回路図である。
【図２】従来のスイッチング電源の別の一実施例の回路図である。
【図３】従来のスイッチング電源のさらに別の一実施例の回路図である。
【図４】本発明の単相絶縁型力率調整回路の一実施例の概略図である。
【図５Ａ】本発明の単相絶縁型力率調整回路の別の一実施例の概略図である。
【図５Ｂ】本発明の単相絶縁型力率調整回路の制御モジュールの一実施例を示す概略図である。
【図６】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の一実施例の動作波形図である。
【図７Ａ】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の正の半周期間における蓄電モードを示す概略図である。
【図７Ｂ】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の正の半周期間における放電モードを示す概略図である。
【図７Ｃ】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の負の半周期間における蓄電モードを示す概略図である。
【図７Ｄ】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の負の半周期間における放電モードを示す概略図である。
【図８】本発明の単相絶縁型力率調整回路の制御モジュールの正の半周期間における動作波形である。
【図９】本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の模擬図である。
【図１０】図９の模擬結果である。
【図１１】図９の模擬結果である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の目的、特徴、効果について充分に理解できるように、以下で具体的な実施例に添付の図面を組み合わせ、本発明について詳細に説明する。
【００２１】
図４と図５Ａを参照する。図４は本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の一実施例の概略図であり、図５Ａは本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の別の一実施例の概略図である。図４及び図５Ａに示すように、前記単相絶縁型力率調整回路は、ＥＭＩフィルタモジュール１０と、低周波スイッチングダイオードモジュール２０と、第１スイッチＱ１と、第２スイッチＱ２と、第１絶縁型電圧変換モジュール３０と、第２絶縁型電圧変換モジュール４０と、を含む。
【００２２】
前記ＥＭＩフィルタモジュール１０は、第１インダクタＬＳ１と、第２インダクタＬＳ２と、第１コンデンサＣＳを含むことができ、前記第１インダクタＬＳ１の一端が外部の交流電源ＶＳの一端に接続され、前記第２インダクタＬＳ２の一端が前記交流電源ＶＳの他端に接続され、前記第１コンデンサＣＳの両端が前記第１インダクタＬＳ１の他端と前記第２インダクタＬＳ２の他端にそれぞれ接続される。
【００２３】
前記交流電源ＶＳは商用電源とすることができ、かつ前記ＥＭＩフィルタモジュール１０は多種類の異なる電圧値（例えば１１０Ｖ、２２０Ｖ等）の交流電源ＶＳに適応することができる。図５Ａにおいて、前記第１インダクタＬＳ１は前記交流電源ＶＳの正極端に接続され、前記第２インダクタＬＳ２は前記交流電源ＶＳの負極端に接続されているが、その他の可能な実施例において、前記第１インダクタＬＳ１は前記交流電源ＶＳの負極端に接続してもよく、前記第２インダクタＬＳ２は前記交流電源ＶＳの正極端に接続してもよい。
【００２４】
前記低周波スイッチングダイオードモジュール２０は、第１単方向ダイオードユニット２１と、第２単方向ダイオードユニット２２を含むことができる。前記第１単方向ダイオードユニット２１は単方向ダイオードＤ１のみを備えることができるが、直列または並列の方式で接続した２つまたは複数の単方向ダイオードを備えてもよい。前記第２単方向ダイオードユニット２２は単方向ダイオードＤ２のみを備えることができるが、直列または並列の方式で接続した２つまたは複数の単方向ダイオードを備えてもよい。
【００２５】
前記第１単方向ダイオードユニット２１の負極端は、前記第１コンデンサＣＳの一端及び前記第１インダクタＬＳ１の他端に接続することができ、前記第２単方向ダイオードユニット２２の負極端は、前記第１コンデンサＣＳの他端及び前記第２インダクタＬＳ２の他端に接続することができる。
【００２６】
前記第１単方向ダイオードユニット２１の正極端及び前記第２単方向ダイオードユニット２２の正極端は、第１ノードＮｏｄｅ１に接続することができ、前記第１スイッチＱ１の一端及び前記第２スイッチＱ２の一端は、第２ノードＮｏｄｅ２に接続することができ、前記第１ノードＮｏｄｅ１は前記第２ノードＮｏｄｅ２に接続することができる。
【００２７】
前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０の入力端は前記第１スイッチＱ１に接続され、前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０の入力端は前記第２スイッチＱ２に接続され、前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０は絶縁型コイルＴｒ１を使用したフライバック(ｆｌｙｂａｃｋ)コンバータとすることができ、かつその二次側がダイオードＤo１及びコンデンサＣo１を備えてもよく、前記コンデンサＣo１は電圧差Ｖo１を有する。前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０も絶縁型コイルＴｒ２を使用したフライバック(ｆｌｙｂａｃｋ)コンバータとすることができ、かつその二次側がダイオードＤo２及びコンデンサＣo２を備えてもよく、前記コンデンサＣo２は電圧差Ｖo２を有する。
【００２８】
外部の負荷Ｒは前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０の出力端及び前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０の出力端に接続することができ、前記負荷Ｒは電圧差Ｖoを有する。
【００２９】
このほか、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路はさらに、第１サージアブソーバモジュール５０と、第２サージアブソーバモジュール６０を含むことができ、前記第１サージアブソーバモジュール５０は、前記第１スイッチＱ１及び前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０に接続され、前記第１スイッチＱ１のサージを抑制または吸収することができ、前記第２サージアブソーバモジュール６０は、前記第２スイッチＱ２及び前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０に接続され、前記第２スイッチＱ２のサージを抑制または吸収することができる。
【００３０】
図５Ａにおいて、前記第１サージアブソーバモジュール５０は１つのコンデンサ、１つの抵抗、１つの逆方向接続したダイオードで構成されているが、これは本発明の単なる一実施例であり、これに限らない。前記第２サージアブソーバモジュール６０も１つのコンデンサ、１つの抵抗、１つの逆方向接続したダイオードで構成されているが、これも本発明の単なる一実施例であり、これに限らない。
【００３１】
さらに、パワーデバイスの電流低下導通損を抑え、同時にダイオードの回復電流損失を排除するために、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は電流臨界モード（ｃｒｉｔｉｃａｌ  ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｍｏｄｅ）で動作することができる。
【００３２】
このほか、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は、第１制御モジュール７０と、第２制御モジュール８０を含むことができ、前記第１制御モジュール７０は前記第１スイッチＱ１のゲート端に接続し、前記第１スイッチＱ１のオン／オフを制御し、前記第２制御モジュール８０は前記第２スイッチＱ２のゲート端に接続し、前記第２スイッチＱ２のオン／オフを制御することができる。
【００３３】
図５Ｂに示すように、前記第１制御モジュール７０は、第１電圧制御ユニット７１と、第１ゼロ電流検出ユニット７２と、第１コンパレータユニット７３を含み、前記第１制御モジュール７０は前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０の出力端に接続され、第１出力電圧フィードバック信号を取得し、前記第１電圧制御ユニット７１は前記第１出力電圧フィードバック信号を調整して第１スイッチ電流制御信号を出力し、前記第１ゼロ電流検出ユニット７２は前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０に接続され、第１ゼロ電流検出信号を出力し、前記第１コンパレータユニット７３は前記第１スイッチ電流制御信号と前記第１スイッチＱ１の一端の電圧を比較し、比較結果及び前記第１ゼロ電流検出信号に基づいて第１制御信号を出力し、前記第１制御信号が前記第１スイッチＱ１のオン／オフ制御に用いられる。
【００３４】
前記第２制御モジュール８０は、第２電圧制御ユニット８１と、第２ゼロ電流検出ユニット８２と、第２コンパレータユニット８３を含み、前記第２制御モジュール８０は前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０の出力端に接続され、第２出力電圧フィードバック信号を取得し、前記第２電圧制御ユニット８１は前記第２出力電圧フィードバック信号を調整して第２スイッチ電流制御信号を出力し、前記第２ゼロ電流検出ユニット８２は前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０に接続され、第２ゼロ電流検出信号を出力し、前記第２コンパレータユニット８３は前記第２スイッチ電流制御信号と前記第２スイッチＱ２の一端の電圧を比較し、比較結果及び前記第２ゼロ電流検出信号に基づいて第２制御信号を出力し、前記第２制御信号が前記第２スイッチＱ２のオン／オフ制御に用いられる。
【００３５】
前記第２制御モジュール８０中の各部材は前記第１制御モジュール７０中の各部材とほぼ対応しており、前記第２制御モジュール８０中の各部材は図５Ｂを参照することで分かるため、ここでは説明を省略する。
【００３６】
上述の第１制御モジュール７０または第２制御モジュール８０において、出力電圧フィードバック信号Ｖｏｆｂは電圧制御器の調整を経て、かつ整流した交流電源電圧信号ＡＢＳ(Ｖs)を乗じた後、スイッチ電流の制御信号Ｖｃｏｎが得られる。前記スイッチ電流の制御信号Ｖｃｏｎと検出されたスイッチ電流Ｖｃｓ１を比較した後、ＲＳフリップフロップをリセットしてスイッチをオフにし、二次側のダイオードＤo１が変圧器の蓄電の負荷Ｒに対する放出を開始する。このときゼロ電流検出（ｚｅｒｏ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ、ＺＣＤ）ユニットがコンバータの補助コイルＶａｕｘ電圧とコンパレータを使用して二次側ダイオード電流ＩＤｏ１がゼロに下降するまでの時間を検出し、このＺＣＤ信号を利用してＲＳフリップフロップを設定し、スイッチを導通させる。正の半周期間における制御回路の動作波形を図６に示す。
【００３７】
前記交流電源ＶＳが入力する電圧の波形は正の半周と負の半周に分けることができ、正の半周の動作モードは図７Ａ及び図７Ｂに示すとおりであり、負の半周の動作モードは図７Ｃ及び図７Ｄに示すとおりである。そのうち、図７Ａと図７Ｃは蓄電モード、図７Ｂと図７Ｄは放電モードである。
【００３８】
図７Ａにおいて、前記第１スイッチＱ１が導通され、前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０がオン、前記第２スイッチＱ２が導通されず、前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０がオフのとき、前記単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の第１導通状態と定義し、電流は前記第１インダクタＬＳ１、前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０、前記第１スイッチＱ１、前記第２単方向ダイオードユニット２２、前記第２インダクタＬＳ２を順に流れ、導通経路が形成される。
【００３９】
図７Ｂにおいて、前記第１スイッチＱ１及び前記第２スイッチＱ２のいずれも導通されないとき、前記第１インダクタＬＳ１、前記第１コンデンサＣＳ、前記第２インダクタＬＳ２が導通経路を形成し、前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０内部に導通経路が形成される。
【００４０】
図７Ｃにおいて、前記第２スイッチＱ２が導通され、前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０がオン、前記第１スイッチＱ１が導通されず、前記第１絶縁型電圧変換モジュール３０がオフのとき、前記単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路の第２導通状態と定義し、電流は前記第２インダクタＬＳ２、前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０、前記第２スイッチＱ２、前記第１単方向ダイオードユニット２１、前記第１インダクタＬＳ１の順に流れ、導通経路が形成される。
【００４１】
図７Ｄにおいて、前記第１スイッチＱ１及び前記第２スイッチＱ２のいずれも導通されないとき、前記第２インダクタＬＳ２、前記第１コンデンサＣＳ、前記第１インダクタＬＳ１が導通経路を形成し、前記第２絶縁型電圧変換モジュール４０内部に導通経路が形成される。
【００４２】
これにより、蓄電モードにおいて、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は前記交流電源ＶＳから入力される電圧の波形が正の半周または負の半周かに応じて異なる動作方式を有することができ、そのうち、前記第１単方向ダイオードユニット２１と前記第２単方向ダイオードユニット２２は交互に導通し、前記低周波スイッチングダイオードモジュール２０に第１導通状態と第２導通状態間で切り替えさせることができ、かつ前記低周波スイッチングダイオードモジュール２０は低周波方式で第１導通状態と第２導通状態が切り替わることが好ましい。
【００４３】
このほか、放電モードにおいても、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は前記交流電源ＶＳから入力される電圧の波形が正の半周または負の半周かに応じて異なる動作方式を有することができる。
【００４４】
さらに、図７Ａにおいて、前記第１スイッチＱ１が導通されると、前記絶縁型コイルＴｒ１が自己誘導で蓄電し、前記第１スイッチの電流ＩＱ１が図７のＴｏｎ期間に示されるように線形で上昇する。図７Ｂにおいて、前記第１スイッチＱ１が導通されない（またはオフともいう）と、絶縁型コイルＴｒ１の自己誘導蓄電が負荷に放出され、ダイオード電流ＩＤｏ１が図７のＴｏｆｆ期間に示されるように線形で下降する。Ｌs１−Ｃs−Ｌs２により形成されるローパスフィルタにより、交流電源ＶＳの入力電流を低歪みの正弦波とし、力率補正の目的を達することができる。
【００４５】
本実施例において、負の半周の動作原理と正の半周の動作原理は概ね同じであり、負の半周の動作波形は図８を参照することで分かるため、ここでは説明を省略する。
【００４６】
図９に示すように、以下ではＰＳＩＭ模擬回路で本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路を検証する。そのうち、模擬の入力電流は２２０Ｖｒｍｓ、模擬の出力電圧は４００Ｖｄｃ、模擬の定格負荷は２００Ｗで、模擬結果を図１０と図１１に示す。図１０は正の半周時におけるスイッチ電流ＩＱ１、ダイオード電流ＩＤｏ１及びゼロ電流検出信号ＺＣＤ波形を示しており、ゼロ電流検出動作で確実にコンバータを電流臨界モードで動作させることができることを示している。図１１は模擬回路の各部分の波形を示しており、正負の半周で確実に２つのコンバータを交互に導通し、入力電圧及び電流が同相で、入力電流は低歪みであり、入力力率は１に接近しており、出力電圧も安定した４００Ｖに調整できることを示している。これらはいずれも無ブリッジ式絶縁型コンバータ回路及びその制御回路の有効性を証明している。
【００４７】
即ち、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路はスイッチング電源、交流充電器等に運用し、その効率を高め、回路の体積とコストを削減でき、また高圧出力のシングルステージ電源供給回路として、コストを抑え、効率を向上することもできる。
【００４８】
上述をまとめると、以上の回路配置により、本発明の単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路は、故障しにくく、回路が簡単で、コストを節約でき、体積が小さく、変換効率が高い等の利点を達成することができる。
【００４９】
本発明は上述で最良の実施例を開示したが、当業者であれば理解できるように、この実施例は単に本発明を説明するために用いたのみであり、本発明の範囲を限定すると理解されるべきではない。注意すべきは、この実施例と同等効果を有する変化および置換はすべて、本発明の範疇内に含まれることである。このため、本発明の保護範囲は、特許請求の範囲の定義に準じる。
【符号の説明】
【００５０】
１０    ＥＭＩフィルタモジュール
２０    低周波スイッチングダイオードモジュール
２１    第１単方向ダイオードユニット
２２    第２単方向ダイオードユニット
３０    第１絶縁型電圧変換モジュール
４０    第２絶縁型電圧変換モジュール
５０    第１サージアブソーバモジュール
６０    第２サージアブソーバモジュール
７０    第１制御モジュール
７１    第１電圧制御ユニット
７２    第１ゼロ電流検出ユニット
７３    第１コンパレータユニット
８０    第２制御モジュール
１０００          スイッチング電源
１１００    ＰＦＣ整流器
１２００    ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０００     スイッチング電源
２１００          ＰＦＣ昇圧型ＡＣ−ＤＣ整流器
２２００    フルブリッジ式位相シフトＤＣ−ＤＣコンバータ
３０００    スイッチング電源
３１００    昇圧型ＡＣ−ＤＣ整流器
３２００    ＬＬＣ共振ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃｏ１    コンデンサ
Ｃｏ２    コンデンサ
ＣＳ    第１コンデンサ
Ｄ１    単方向ダイオード
Ｄ２    単方向ダイオード
Ｄｏ１    ダイオード
Ｄｏ２    ダイオード
ＩＤｏ１    ダイオード電流
ＬＳ１    第１インダクタ
ＬＳ２    第２インダクタ
Ｎｏｄｅ１    第１ノード
Ｎｏｄｅ２    第２ノード
Ｑ１    第１スイッチ
Ｑ２    第２スイッチ
Ｔｒ１    絶縁型コイル
Ｔｒ２    絶縁型コイル
Ｖａｕｘ    補助コイル
Ｖｃｏｎ    制御信号
Ｖｃｓ１    スイッチ電流
Ｖｏ    電圧差
Ｖｏ１    電圧差
Ｖｏ２    電圧差
Ｖｏｆｂ    出力電圧フィードバック信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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