(57)【要約】      （修正有）【課題】スイッチングモード電力コンバータ用の定電力／電流制御方法及び装置を提供する。【解決手段】電力コンバータ１０Ａは、出力電力において出力電圧信号ｖｏと出力電流信号ｉｏとを提供するスイッチモード電力段１２とともに用いるための制御回路１４ａ）を有する。スイッチモード電力段１２は、公称電圧と、公称電流と、最大電流と、出力電圧と、最大電力とを有する。制御回路は、電圧制御ループ２０ａと電流制御ループ２２ａとを有する。出力電流信号ｉｏが公称電流よりも大きいかもしくは等しく、かつ、最大電流よりも小さい場合、制御回路１４ａ）は電圧モード制御を提供するために電圧制御ループを用いる。電力は実質的に一定である。【選択図】図３
2018085926.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電力において出力電圧信号と出力電流信号とを提供するスイッチモード電力段とともに用いる制御回路であって、前記スイッチモード電力段が、公称電圧、公称電流、最大電流、出力電力および最大電力を含む、前記制御回路であって、
前記制御回路が、
電圧制御ループと、
電流制御ループと、
を含み、
前記出力電流信号が前記公称電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ前記最大電流よりも小さい場合、前記制御回路が、電圧モード制御を提供するために前記電圧制御ループを用い、当該出力電圧が実質的に一定である、制御回路。
【請求項２】
請求項１に記載の制御回路であって、
前記出力電流信号が最大電流に実質的に等しいとき、前記制御回路が、電圧モード制御から電流モード制御に切り替わる、制御回路。
【請求項３】
請求項１に記載の制御回路であって、
前記制御回路が、前記公称出力電圧よりも小さな出力電圧でスイッチモード電力段の動作モードを定電圧モードから定電流モードに切り替えさせる、制御回路。
【請求項４】
請求項２に記載の制御回路であって、
前記切り替えが、前記最大電流によって除算された最大電力に実質的に等しい出力電圧で起こる、制御回路。
【請求項５】
請求項１に記載の制御回路であって、
制御回路がさらに、基準電圧信号を前記電圧制御ループに提供する基準ランプ制御回路を含み、前記基準電圧が、ランプ時間間隔にわたって前記公称出力電圧よりも小さな電圧から前記公称出力電圧へ立ち上がる値を有する、制御回路。
【請求項６】
請求項５に記載の制御回路であって、
前記ランプ時間間隔が、前記出力電圧の電圧オーバーシュートを低減するよう設定される、制御回路。
【請求項７】
請求項２に記載の制御回路であって、
前記スイッチモード電力段が負荷に結合され、当該負荷がスイッチモード電力段の最大電流動作から解放されるとき、前記制御回路が電流モード制御から電圧モード制御に切り替わる、制御回路。
【請求項８】
出力電力において出力電圧信号と出力電流信号とを提供するスイッチモード電力段とともに用いる制御回路であって、前記スイッチモード電力段が、公称電圧、公称電流、最大電流、出力電力および出力電流を有する、前記制御回路であって、
前記制御回路が、
電圧制御ループと、
電流制御ループと、
を含み、
前記出力電流信号が前記公称電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ前記最大電流よりも小さい場合、前記制御回路が、平均電流モード制御を提供するために前記電流制御ループを用い、当該出力電圧が実質的に一定である、制御回路。
【請求項９】
請求項８に記載の制御回路であって、
前記出力電流信号が前記最大電流に実質的に等しいとき、前記制御回路が、定電力モードから定電流モードへ切り替わる、制御回路。
【請求項１０】
請求項８に記載の制御回路であって、
制御回路が、前記公称出力電圧よりも小さな出力電圧でスイッチモード電力段の動作モードを定電圧モードから定電力モードに切り替えさせる、制御回路。
【請求項１１】
請求項９に記載の制御回路であって、
前記切り替えが、前記最大電流によって除算された前記最大電力に実質的に等しい出力電圧で起こる、制御回路。
【請求項１２】
請求項８に記載の制御回路であって、
制御回路がさらに、前記電圧制御ループに第２の基準電圧信号を提供する基準ランプ制御回路を含み、前記第２の基準電圧が、ランプ時間間隔にわたって前記公称出力電圧よりも小さな電圧から前記公称出力電圧へ立ち上がる値を有する、制御回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の制御回路であって、
前記ランプ時間間隔が、前記出力電圧の電圧オーバーシュートを低減するよう設定される、制御回路。
【請求項１４】
請求項９に記載の制御回路であって、
前記スイッチモード電力段が負荷に結合され、当該負荷が前記スイッチモード電力段から解放されたとき、制御回路が定電流モード制御から定電力モード制御もしくは定電圧モード制御に切り替わる、回路。
【請求項１５】
出力電力において出力電圧信号と出力電流信号とを提供するスイッチモード電力段を制御するための方法であって、前記スイッチモード電力段が、公称電圧、公称電流、最大電流、出力電力および最大電力を含み、
前記方法が、
前記出力電流信号が、前記公称電流よりも大きいかもしくは等しく、かつ前記最大電流よりも小さい場合、実質的に一定の出力電圧を提供する電圧モード制御を用いること、
を含む、方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法であって、
前記方法がさらに、前記出力電流信号が前記最大電流に実質的に等しいとき、電圧モード制御から電流モード制御に切り替わることを含む、方法。
【請求項１７】
請求項１６に記載の方法であって、
前記公称出力電圧よりも小さな出力電圧で定電圧モードから定電力モードへの切り替えが起こる、方法。
【請求項１８】
請求項１６に記載の方法であって、
前記最大電流によって除算された前記最大電力に実質的に等しい出力電圧で定電圧モードから定電流モードへの切り替えが起こる、方法。
【請求項１９】
請求項１５に記載の方法であって、
前記方法がさらに、
電圧モード制御を提供するために電力制御ループを用いることと、
前記電圧制御ループに基準電圧信号を提供することと、
を含み、
前記基準電圧が、ランプ時間間隔にわたって、前記公称出力電圧よりも小さな電圧から前記公称出力電圧へ立ち上がる値を有する、方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載の方法であって、
前記ランプ時間間隔が、前記出力電圧の電圧オーバーシュートを低減するよう設定される、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、概してスイッチモード電力コンバータに関し、特にスイッチモード電力コンバータの定電力／電流制御のための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電力コンバータは、典型的に、インダクタおよびコンデンサのような、一つもしくは複数の半導体スイッチとエネルギー貯蔵素子とを含み、所定のスイッチング周波数で様々な回路構成の間でエネルギー貯蔵素子を切り替えることにより動作する。パルス幅変調（ＰＭＷ）コンバータでは、電力コンバータの出力電圧もしくは電流は、スイッチに印加される一つもしくは複数の制御信号のデューティサイクルを変化させることにより制御され得る。
【０００３】
様々なアナログおよびディジタル制御方法が、ＤＣ‐ＤＣ、ＡＣ‐ＤＣ、ＤＣ‐ＡＣ、およびＡＣ‐ＤＣコンバータのようなスイッチモード電力コンバータのラインおよび負荷レギュレーションを提供するために使用されてきた。例えば、スイッチモード電力コンバータのための以前より公知の制御技術は、定電力および電流制御を含む。
【０００４】
定電力および電流制御を提供するために、２つの制御ループが必要とされる：電圧制御ループおよび電流制御ループである。「電圧／電流モードスイッチングコントローラ」と称されることもある、以前より公知の定電力および電流制御システムでは、電圧制御ループが、動作の定電圧領域に電圧モード制御を提供し、電流制御ループが、動作の定電力および定電流領域に電流モード制御を提供し、制御回路「ＯＲ」が電圧制御ループ出力および電流制御ループ出力を提供し、２つの出力のうち小さい方を用いてＰＷＭ信号を生成する。
【０００５】
例えば、図１は、公称出力電圧Ｖｎｏｍ、公称出力電流ｉｎｏｍ、特定の最大出力電流ｉｍａｘ、および特定の最大出力電力Ｐｍａｘを有する、電圧／電流モードスイッチングコントローラのための、以前より公知の定電力および電流制御システムの動作を表す。この制御システムでは、ｉｎｏｍよりも小さな出力電流ｉｏ値に対して、電圧モード制御が用いられる。特に、電圧制御ループがコンバータ出力電圧ｖｏを基準電圧と比較し、エラー信号が補償器に提供され、出力電圧ｖｏが所望の値（例えば、ｖｎｏｍ）に等しくなるように補償器の出力がコンバータのスイッチのデューティ比を設定するよう用いられる。
【０００６】
ｉｎｏｍよりも大きなもしくはｉｎｏｍに等しい出力電流ｉｏ値では、制御は、電圧モード制御から電流モード制御に切り替わる。特に、ｉｎｏｍよりも大きいかもしくはｉｎｏｍに等しいが、ｉｍａｘよりは小さな出力電流ｉｏ値に対して、電流制御ループが、コンバータ出力電流ｉｏを基準電流と比較し、エラー信号が補償器に提供され、補償器の出力がコンバータのスイッチのデューティ比を設定するよう用いられる。電流ループの基準電流は、Ｐｍａｘ／ｖｏに設定されるので、コンバータ出力電流、すなわちＰｏ＝（ｖｏ×ｉｏ）は一定（例えばＰｍａｘ）である。より高い負荷では、電流制御ループは一定値ｉｍａｘで出力電流をクランプする。
【０００７】
このような以前より公知の定電力および電流制御システムの一つの問題は、ループの飽和および出力電圧のオーバーシュートである。特に、負荷が増加するにつれて、電圧制御ループにより特定されるデューティサイクルが増加するので、コンバータは出力電圧をｖｏ＝ｖｎｏｍで維持することができ、他方で要求される出力電流ｉｏを供給する。このような場合では、ｉｎｏｍよりも大きな出力電流ｉｏに対して、制御が電圧モード制御から電流モード制御に切り替わるときに、電圧制御ループが飽和し得る（例えば、特定されたデューティサイクルが最大になる）。このようなループの飽和を避けるために、かねてより公知の制御システムには、積分器をクランプするなどの非飽和技術を含むものもある。
【０００８】
しかしながら、非飽和技術が用いられようとされまいと、負荷が突然減少する場合、制御は、電流モード制御から電圧制御モードに切り替わるであろう。その結果、電圧制御ループが飽和される場合（もしくは、非飽和技術が電圧基準をｖｎｏｍに対応する固定値に設定する場合）、出力電圧ｖｏはｖｎｏｍを上回り得る。負荷条件次第では、出力電圧のオーバーシュートが許容できないほど大きくなり得、感度の良い電子回路に損傷を与え得る。図１に示していないが、かねてより公知の平均電流制御技術には、同様の出力電圧のオーバーシュートの問題がある。
【０００９】
従って、スイッチモード電力コンバータ用の定電力および電流制御のための改良された方法および装置が望ましい。
【発明の概要】
【００１０】
本発明の第１の態様では、出力電圧信号および出力電流信号を出力電力に提供するスイッチモード電力段とともに用いるための制御回路が提供される。スイッチモード電力段は公称電圧と、公称電流と、最大電流と、出力電力と、最大電力とを有する。制御回路は電圧制御ループと電流制御ループとを含み、出力電流信号が、公称電圧よりも大きいかもしくは同等であり、かつ最大電流よりも小さい場合、制御回路は電圧モード制御を提供するために電圧制御ループを用い、出力電力は実質的に一定である。
【００１１】
本発明の第２の態様では、出力電圧信号および出力電流信号を出力電力に提供するスイッチモード電力段とともに用いるための制御回路が提供される。スイッチモード電力段は、公称電圧と、公称電流と、最大電流と、出力電力と、最大電力とを有する。制御回路は、電圧制御ループと電流制御ループとを含み、出力電流信号が、公称電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ最大電流よりも小さい場合、制御回路は平均電流制御モードを提供するために電流制御ループを用い、出力電力は実質的に一定である。
【００１２】
本発明の第３の態様では、出力電圧信号と出力電流信号とを出力電力に提供するスイッチモード電力段を制御するための方法が提供される。スイッチモード電力段は、公称電力と、公称電流と、最大電流と、出力電力と、最大電力とを有する。この方法は、出力電流信号が、公称電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ最大電流よりも小さい場合、実質的に一定の出力電力を提供するために電圧モード制御を用いることを含む。
【００１３】
本発明のその他の特徴および態様が、以下の詳細な説明、添付の特許請求の範囲および添付の図面からより十分に明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、以前より公知の電力コンバータの制御モードを表す図である。
【００１５】
【図２】図２は、本発明による例示的なコントローラを含む電力コンバータのブロック図である。
【００１６】
【図３】図３は、図１の電力コンバータの例示的な実施例のブロック図である。
【００１７】
【図４】図４は、図３の電力コンバータのより詳細なブロック図である。
【００１８】
【図５】図５は、図３および図４の電力コンバータの例示的な制御モードと動作領域とを示す図である。
【００１９】
【図６】図６は、図１の電力コンバータの代替的な例示的な実施例のブロック図である。
【００２０】
【図７】図７は、図６の電力コンバータのより詳細なブロック図である。
【００２１】
【図８】図８は、図６および図７の電力コンバータの例示的な制御モードと動作領域とを表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明による例示的な実施例および装置は、電圧／電流の双方のモードスイッチング制御のための定電力／電流制御と、スイッチモード電力コンバータのための平均電流制御とを提供する。
【００２３】
例示的な電圧／電流モードスイッチング制御の実施例では、電圧モード制御が、実質的に一定の出力電力を提供するよう用いられる。さらに、電圧モードから電流モードへのループの切り替えは、公称電圧よりも低い出力電圧値で成される。ループの切り替えポイントと電圧基準値とをより低い出力電圧へ移動させることは、制御が電流モードから電圧モードへ切り替わるときに発生する、出力電圧のオーバーシュートを実質的に減少させ得る。
【００２４】
例示的な平均電流モード制御の実施例では、実質的に一定の出力電力を提供するよう平均電流モード制御が用いられる。さらに、定電力モードから定電流モードへの動作モードの切り替えは、公称電圧よりも低い出力電圧値で成される。モード切り替えポイントと電力基準値をこのより低い出力電圧へ移動させることは、制御が定電流モードから定電力モードに切り替わるときに発生する出力電圧のオーバーシュートを実質的に減少させ得る。
【００２５】
さらに、双方の例示的な実施例では、出力負荷が下がり、かつ制御が、定電流モード制御から定電圧モード制御へ切り替わる場合、電圧制御ループに用いられる基準信号が、より低い出力電圧値から公称電圧へ立ち上がる（ランプされる）。ランプ時間は、出力電圧のオーバーシュートをさらに減少するように制御され得る。
【００２６】
図２を参照すると、本発明による例示的な制御回路を含む電力コンバータ１０のブロック図が描かれている。特に、電力コンバータ１０は、スイッチモード電力段１２とコントローラ１４とを含む。下記でより詳細に説明されるように、コントローラ１４は、電圧制御ループと、電流制御ループと、本発明による定電力／電流制御を提供するために用いられる制御回路（例えば、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェア）とを含む。本発明による例示的な技術は、電圧／電流モード切り替え制御および平均電流制御のような様々な異なる制御技術を実装するコントローラ１４とともに用いられ得る。
【００２７】
スイッチモード電力段１２は、入力信号ＩＮに結合された第１の入力ノードと、制御信号ｄ（ｔ）に結合された第２の入力ノードとを有し、第１の出力ノードに第１の出力信号ｖｏを提供し、第２の出力ノードに第２の出力信号ｉｏを提供する。
【００２８】
スイッチモード電力段１２は、入力信号ＩＮを第１の出力信号ｖｏに変換する、ＤＣ‐ＤＣ、ＡＣ‐ＤＣ、ＤＣ‐ＡＣ、もしくはＡＣ‐ＡＣ電力ステージであり得る。例えば、スイッチモード電力段１２は、ＤＣ入力電圧ＩＮをＤＣ出力電圧ｖｏに変換し、かつ出力電流ｉｏを負荷に供給する、ＤＣ‐ＤＣスイッチモード電力段であり得る（図１に図示しない）。当業者であれば、入力信号ＩＮは代替的に、ＤＣ電流か、ＡＣ電圧もしくは電流であり得、出力信号ｖｏは代替的にＤＣ電流か、ＡＣ電圧もしくは電流であり得ることを理解するであろう。
【００２９】
スイッチモード電力段１２は、降圧コンバータ、昇圧コンバータ、降圧‐昇圧コンバータ、もしくはその他の類似のコンバータであり得、それらは、本分野で公知のように、一つもしくは複数のインダクタ、コンデンサ、ダイオードおよびスイッチを含み得る（図２に図示しない）。下記でより詳細に説明されるように、スイッチは制御信号ｄ（ｔ）によって制御され、制御信号ｄ（ｔ）は、第１の出力信号ｖｏおよび／もしくは第２の出力信号ｉｏをレギュレートするよう制御され得るデューティ比を有するパルス幅変調された波形である。
【００３０】
コントローラ１４は、アナログコントローラ、ディジタルコントローラ、もしくはアナログ／ディジタル混合のコントローラであり得、ハードウェア、ソフトウェア、もしくはハードウェアとソフトウェアの組合せを含み得る。いくつかの例示的な実施例では、コントローラ１４は、マイクロプロセッサか、その他の類似のディジタルコントローラであり得る。例えば、コントローラ１４は、テキサス州ダラスのテキサス  インスツルメンツ  インコーポレイテッド社のＵＣＤ３０４０マイクロプロセッサとし得る。コントローラ１４は、単一のコントローラでもよく、あるいは、複数のコントローラでもよい。
【００３１】
コントローラ１４は、スイッチモード電力段１２の、それぞれ、第１および第２の出力ノードにおいて、それぞれ、第１の出力信号ｖｏと第２の出力信号ｉｏとを受け取るよう結合された第１および第２の入力ノードを有する。コントローラ１４は、スイッチモード電力段１２の第２の入力ノードに結合された出力ノードで、制御信号ｄ（ｔ）を提供する。
【００３２】
本発明の例示的な実施例では、第１の出力信号ｖｏおよび第２の出力信号ｉｏは、スイッチモード電力段１２の出力電圧と出力電流をそれぞれ表す。当業者であれば、第１の出力信号ｖｏが代替的にスイッチモード電力段１２の何らかの他の電圧を表し得、第２の出力信号ｉｏが代替的にスイッチモード電力段１２の何らかの他の電流を表し得ることを理解するであろう。簡単にするために、以降の説明は、第１の出力電圧ｖｏを出力電圧信号ｖｏ、第２の出力信号ｉｏを出力電流信号ｉｏと称する。
【００３３】
スイッチモード電力段１２は典型的に、公称出力電圧ｖｎｏｍ、公称出力電流ｉｎｏｍ、最大出力電流ｉｍａｘ、および最大出力電力Ｐｍａｘなどの或る特定された動作パラメータに応じるよう設計される。当業者であれば、スイッチモード電力段１２が、その他のおよび／もしくは追加の特定された動作パラメータに対応するよう設計されても良いことを理解する。
【００３４】
制御信号ｄ（ｔ）は、スイッチモード電力段１２の一つもしくは複数のスイッチを制御するための、一つの信号を含み得るか、複数の信号（例えば、ＰＳＰＷＭフルブリッジコンバータで用いられる４つの信号）を含み得る。簡単にするために、制御信号ｄ（ｔ）は、以降の説明では、一つの信号を含むものとして記載される。当業者であれば、本発明による例示的な技術が一つ以上の信号を含む制御信号ｄ（ｔ）を生成するよう容易に変更され得ることを理解するであろう。
【００３５】
下記でより詳細に説明されるように、コントローラ１４は、電圧制御ループと、電流制御ループと、本発明による定電力／電流制御を提供するために、基準信号を電圧制御ループおよび電流制御ループに提供する制御回路（例えば、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェア）とを含む。
【００３６】
本発明による方法および装置は、電圧／電流モード切り替え制御のような様々な異なる制御技術を用いるコントローラ１４の定電力／電流制御と、平均電流制御とを提供するよう用いられ得る。各々の例が順に説明される。
【００３７】
［電圧／電流モード切り替えコントローラの定電力／電流制御］
【００３８】
図３を参照すると、本発明による電圧／電流モード切り替え制御を用い、かつ定電力／電流制御を実施する、例示的な電力コンバータ１０ａのブロック図が描かれている。特に、コントローラ１４ａは、基準発生器１６ａと、基準ランプ制御回路１８ａと、電圧制御ループ２０ａと、電流制御ループ２２ａと、デューティサイクル選択回路２４とを含む。これらの各々が順に説明される。
【００３９】
基準発生回路１６ａは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉｏを受け取るよう結合された入力ノードを含み、第１の出力ノードに電流基準信号Ｉｒｅｆを提供し、第２の出力ノードに第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを提供する。基準発生回路１６ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００４０】
基準ランプ制御回路１８ａは、基準発生回路１６ａの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を提供する。基準ランプ制御回路１８ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００４１】
電圧制御ループ２０ａは、スイッチモード電力段１２の第１の電圧出力ノードの出力電圧信号ｖｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路２０ａの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに第１の制御信号ｄｖ（ｔ）を提供する。本発明の例示的な実施例では、第１の制御信号ｄｖ（ｔ）は第１のデューティサイクル信号であり得る。簡単にするために、第１の制御信号ｄｖ（ｔ）は、本明細書では電圧デューティサイクル信号ｄｖ（ｔ）と称される。電圧制御ループ２０ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００４２】
電流制御ループ２２ａは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ａの第１の出力ノードの電流基準信号Ｉｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに第２の制御信号ｄｉ（ｔ）を提供する。本発明の例示的な実施例では、第２の制御信号ｄｉ（ｔ）は第２のデューティサイクル信号であり得る。簡単にするために、第２の制御信号ｄｉ（ｔ）は本明細書では電流デューティサイクル信号ｄｉ（ｔ）と称される。電流制御ループ２２ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００４３】
デューティサイクル選択回路２４は、電圧制御ループ２０ａの出力ノードの電圧デューティサイクル信号ｄｖ（ｔ）を受け取るよう結合された第１の入力ノードと、電流制御ループ２２ａの出力ノードの電流デューティサイクル信号ｄｉ（ｔ）を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、制御信号ｄ（ｔ）を、スイッチモード電力段１２の第２の入力ノードに結合された出力ノードに提供する。デューティサイクル選択回路２４は、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００４４】
下記でより詳細に説明されるように、電圧制御ループ２０ａは、出力電圧信号ｖｏと第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’との差に基づいて電圧デューティサイクル信号ｄｖ（ｔ）を生成し、電流制御ループ２２ａは、出力電流信号ｉｏと電流基準信号Ｉｒｅｆとの差に基づいて電流デューティサイクル信号ｄｉ（ｔ）を生成し、また、デューティサイクル選択回路２４は、電圧デューティサイクル信号ｄｖ（ｔ）と電流デューティサイクル信号ｄｉ（ｔ）とに基づいて制御信号ｄ（ｔ）を生成する。
【００４５】
また、下記でより詳細に説明されるように、基準発生器１６ａは、スイッチモード電力段１２の電圧モード制御と電流モード制御との切り替えを制御するために、第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと電流基準信号Ｉｒｅｆとを生成する。
【００４６】
さらに、下記でより詳細に説明されるように、基準ランプ制御回路１８ａは第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆに基づいて第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を生成する。特に、コントローラ１４ａが電流モード制御から電圧モード制御へ切り替えられるとき（例えば、スイッチモード電力段１２の負荷が突然解放されるとき）を除き、Ｖｒｅｆ’＝Ｖｒｅｆである。そのような例では、第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’は第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆから公称出力電圧ｖｎｏｍへランプアップする。この点で、電圧基準の制御可能なランプは、ｖｏのオーバーシュートを減少させるために用いられる。下記でより詳細に説明されるように、ランプ時間は、実質的にｖｏのオーバーシュートを減少させるよう制御され得る。
【００４７】
ここで図４を参照すると、電力コンバータ１０ａのより詳細な例示的な実施例が説明される。この例では、入力信号ＩＮは入力電圧信号ＶＩＮである。当業者であれば、入力信号ＩＮが代替的に入力電流信号であり得ることを理解するであろう。簡単にするために、以降の説明は、入力信号ＩＮを入力電圧信号ＶＩＮと称する。
【００４８】
スイッチモード電力段１２は、スイッチング段２６と、負荷２８と、電流感知装置３０とを含む。スイッチング段２６は、任意の従来のスイッチングネットワークであり得、クロック周波数ｆｓを有する制御信号ｄ（ｔ）により制御される一つもしくは複数のスイッチ（図示しない）を含み得る。クロック周波数ｆｓは、およそ５０ＫＨｚからおよそ５ＭＨｚの間であり得るが、その他のクロック周波数が用いられても良い。簡単にするために、負荷２８は抵抗として説明されるが、どのような種類の負荷であっても良い。
【００４９】
電流感知装置３０は、抵抗、ホール効果センサ、インダクタＤＣ抵抗、もしくは負荷２８の出力電流信号ｉｏを検出するためのその他の同様の装置であり得る。電流感知装置３０は、図４に示すように、負荷２８と直列であり得、もしくは、スイッチング段２６の何らかの他の回路要素のパラメータを測定することによって実装され得る。この点では、電流感知装置は、出力電流信号ｉｏを直接的に検出し得、もしくは出力電流信号ｉｏに比例するスイッチモード電力段１２内のいくつかのその他の電流に基づいて、出力電流信号ｉｏを間接的に検出し得る。
【００５０】
電圧制御ループ２０ａは、エラーアナログ・ディジタルコンバータ（ＥＡＤＣ）３２と、フィルタ３４ａとを含む。ＥＡＤＣ３２は、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの電圧信号ｖｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路１８ａの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに電圧エラー信号ΔＶを提供する。
【００５１】
第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧に等しい。代替的に、第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧の一部に等しくても良い。
【００５２】
ＥＡＤＣ３２は、出力電圧信号ｖｏと第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’との差をサンプリングして、その差を、サンプリングレートｆａｄ１でディジタル電圧エラー信号ΔＶ（例えば、ΔＶ＝Ｖｏ−Ｖｒｅｆ’）に変換する。サンプリングレートｆａｄ１は、典型的にループ帯域幅のおよそ２０倍であるが、その他のサンプリング周波数が用いられても良い。当業者であれば、その他の技術が電圧エラー信号ΔＶを生成させるために用いられ得ることを理解するであろう。例えば、ＥＡＤＣ３２は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。
【００５３】
フィルタ３４ａは、ＥＡＤＣ３２の出力ノードの電圧エラー信号ΔＶを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに電圧デューティサイクル信号ｄｖ（ｔ）を提供する。フィルタ３４ａは出力電圧信号ｖｏを調整するので、出力電圧信号ｖｏと第２の基準電圧信号Ｖｒｅｆ’とのいかなる差も小さくされる（理想は、ΔＶ＝０である）。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を縮小するよう実行され得る。
【００５４】
例えば、フィルタ３４ａは、１０００のゲインと、１ＫＨｚでの第１のゼロ点と、１ＫＨｚでの第２のゼロ点と、１０ＫＨｚでのポールとを有するが、その他のパラメータが用いられても良い。フィルタ３４ａは本質的には補償器である。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３４ａはＰＩＤ構造として実装され得る。他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを同業者は理解するであろう。当業者であれば、フィルタ３４ａが「補償器」もしくは「コントロールローアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることをまた理解するであろう。
【００５５】
電流制御ループ２２ａは、ＥＡＤＣ３６とフィルタ３８ａとを含む。ＥＡＤＣ３６は、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ａの第１の出力ノードの電流基準信号Ｉｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを有し、出力ノードに電流エラー信号ΔＩを提供する。
【００５６】
電流基準信号Ｉｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流に等しい。代替的に、電流基準信号Ｉｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流の一部に等しくても良い。
【００５７】
ＥＡＤＣ３６は、出力電流信号ｉｏと電流基準信号Ｉｒｅｆとの差をサンプリングし、その差を、サンプリングレートｆａｄ２でディジタル電流エラー信号ΔＩ（例えば、ΔＩ＝ｉｏ−Ｉｒｅｆ）に変換する。サンプリングレートｆａｄ２は、典型的にループ帯域幅のおよそ２０倍であるが、その他のサンプリング周波数が用いられても良い。当業者であれば、他の技術が電流エラー信号ΔＩを生成するために用いられ得ることを理解であろう。例えば、ＥＡＤＣ３６は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。
【００５８】
フィルタ３８ａは、ＥＡＤＣ３６の出力ノードの電流エラー信号ΔＩを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに電流デューティサイクル信号ｄｉ（ｔ）を提供する。フィルタ３８ａは出力電流信号ｉｏを調整するので、出力電流信号ｉｏと基準電流信号Ｉｒｅｆとのいかなる差も小さくされる（理想は、ΔＩ＝０である）。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を縮小するよう実行される。
【００５９】
例えば、フィルタ３８ａは１０００のゲインと、１ＫＨｚでの第１のゼロ点と、１ＫＨｚでの第２のゼロ点と、１０ＫＨｚでのポールとを有するが、その他のパラメータが用いられても良い。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３８ａはＰＩＤ構造として実装され得る。当業者であれば、その他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを理解するであろう。また、フィルタ３８ａが「補償器」もしくは「コントロールローのアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることを当業者は理解するであろう。
【００６０】
デューティサイクル選択器２４は、電圧デューティサイクル信号ｄｖ（ｔ）と電流デューティサイクル信号ｄｉ（ｔ）との小さい方に等しい制御信号ｄ（ｔ）を提供する。デューティサイクル選択器２４は、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得る。
【００６１】
前述のように、基準発生回路１６ａは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉｏを受け取るよう結合された入力ノードを含み、第１の出力ノードに電流基準信号Ｉｒｅｆを提供し、第２の出力ノードに第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを提供する。さらに、前述のように、基準ランプ制御回路１８ａは、基準発生回路１６ａの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を提供する。
【００６２】
前述のように、スイッチモード電力段１２は典型的に、公称出力電圧ｖｎｏｍ、公称出力電流ｉｎｏｍ、最大出力電流ｉｍａｘ、および最大出力電流Ｐｍａｘのような或る特定された動作パラメータに合うように設計される。本発明によれば、基準発生回路１６ａは、特定された動作パラメータｖｎｏｍ、ｉｎｏｍ、ｉｍａｘ、およびＰｍａｘを受け取り、出力電流信号ｉｏに基づいて第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと電流基準信号Ｉｒｅｆとを生成して、次の３つの動作モードを提供する：（１）実質的に一定の出力電圧を有する電圧モード制御；（２）実質的に一定の出力電力を有する電圧モード制御；および（３）最大電流制限を有する電流モード制御である。
【００６３】
特に、図５は、本発明による例示的な制御モードの動作図と、基準発生器の論理図とを表す。出力電流信号ｉｏ＜ｉｎｏｍでは、基準発生回路１６ａは、値ｖｎｏｍを有する第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと、値ｉｍａｘを有する電流基準信号Ｉｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は電圧モードで動作し、実質的に一定の値のｖｎｏｍを有する出力電圧信号ｖｏを提供する。
【００６４】
出力電流信号ｉｎｏｍ≦ｉｏ＜ｉｍａｘでは、基準発生回路１６ａは、定電力制限（Ｐｍａｘ／ｉｏ）に基づき算出されたスケールされた値を有する第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと、値ｉｍａｘを有する電流基準信号Ｉｒｅｆとを提供する。この動作領域において、スイッチモード電力段１２は電圧モードで動作し、実質的に一定の値であるＰｍａｘを有する出力電力（Ｐｏ＝ｖｏ×ｉｏ）を提供する。
【００６５】
ｉｍａｘに実質的に等しい出力電流信号ｉｏでは、基準発生回路１６ａは、スケールされた値ｖｃ（ｖｃ＝Ｐｍａｘ／ｉｍａｘ）を有する第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと、値ｉｍａｘを有する電流基準信号Ｉｒｅｆとを提供する。簡単にするために、ｖｃは、本明細書では「切り替え電圧ｖｃ」と称される。この動作領域において、スイッチモード電力段１２は電流モードで動作し、ｉｍａｘで実質的に電流制限される出力電流信号ｉｏを提供する。
【００６６】
それゆえ、出力電流信号ｉｏ＜ｉｍａｘでは、コントローラ１４ａは、電圧モードでスイッチモード電力段１２を動作させ、ｉｍａｘに実質的に等しい出力電流信号ｉｏに対して電流モードに切り替わる。それゆえ、ループ切り替えは、切り替え電圧ｖｃに実質的に等しい出力電圧値ｖｏで生じ、切り替え電圧ｖｃは、公称電圧ｖｎｏｍよりも小さい。ループ切り替え点をこのような低い出力電圧に移動させることで、制御が電流モードから電圧モードへ戻るとき（例えば、スイッチモード電力段１２の負荷２８が突然解除されるとき）に発生する電圧のオーバーシュートが、事実上「検出不可能」となり得る。すなわち、電圧のオーバーシュートは依然として発生し得るが、出力電圧ｖｏは、感知可能な量だけｖｎｏｍを超えない。
【００６７】
これは、出力電流信号ｉｏ≧ｉｎｏｍに対して、電圧モードから電流モードへ切り替わる、以前からの公知の制御技術とは対照的である。そのような公知の回路では、ループ切り替えは、出力電力値ｖｏ＝ｖｎｏｍで生じる。その結果、制御が電流モードから電圧モードへ戻るときに生じる電圧のオーバーシュートはｖｎｏｍを上回り、許容できないほどの大きさであり得る。
【００６８】
本発明によれば、非飽和技術が電力制御ループ２０ａのために用いられ得る。特に、非飽和は、制御が定電流モードに切り替えられるときに、フィルタ３４ａの積分を停止することによって達成され得る。出力電圧ｖｏが設定値を上回り始めるときに、電圧ループ２０ａが深い飽和から素早く抜け出し得るように非飽和が所望される。積分器のアンワインディングは、オーバーシュートによって生じる負の誤差に依存する。
【００６９】
このオーバーシュートを回避するために、ループ切り替えの後およびｖｏの回復中に、負の誤差が導入されるべきである。そのため、第２の電圧基準Ｖｒｅｆ’がそれに応じて低くされ得る。例えば、第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆ（および、それゆえ第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’）が切り替え電圧ｖｃに設定され得る。出力負荷が下がり、制御が電流モード制御から電圧モード制御に切り替わるとき、基準ランプ制御回路１８ａは、切り替え電圧ｖｃからｖｎｏｍに第２の電力基準信号Ｖｒｅｆ’をランプする（立ち上がる）。ランプ時間間隔は制御可能であり、それ故、オーバーシュートが低減され得、もしくは実質的になくされ得る。例えば、ランプ時間間隔は、およそ１ミリ秒（ｍｓ）からおよそ１００ミリ秒の間であり得るが、その他のランプ時間間隔が用いられても良い。
【００７０】
［平均電流モードコントローラにおける定電力／電流制御］
【００７１】
ここで図６を参照すると、平均的な電流制御モードを用い、かつ本発明に依る定電力／電流制御を実装する例示的な電力コンバータ１０ｂのブロック図が描かれている。特に、コントローラ１４ｂは、基準発生器１６ｂと、基準ランプ制御回路１８ｂと、電圧制御ループ２０ｂと、電流制御ループ２２ｂとを含む。これらの各々が順に説明される。
【００７２】
基準発生回路１６ｂは、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信号ｖｃと、電圧制御ループ２０ｂの出力ノードで提供される第１の電流基準信号Ｉｒ０とを受け取るように結合された第１の入力ノードを含み、第１の出力ノードに第２の電流基準信号Ｉｒｅｆを提供し、かつ第２の出力ノードに電圧基準信号Ｖｒｅｆを提供する。基準発生回路１６ｂは、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００７３】
基準ランプ制御回路１８ｂは、基準発生回路１６ｂの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を提供する。基準ランプ制御回路１８ｂは、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００７４】
電圧制御ループ２０ｂは、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信号ｖｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路２０ａの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに第１の電流基準信号Ｉｒ０を提供する。電圧制御ループ２０ｂはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００７５】
電流制御ループ２２ｂは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ｂの第１の出力ノードの電流基準信号Ｉｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、スイッチモード電力段１２の第２の入力ノードに結合された出力ノードに制御信号ｄ（ｔ）を提供する。電流制御ループ２２ｂは、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。
【００７６】
下記でより詳細に説明するように、電圧制御ループ２０ｂは、出力電圧信号ｖｏと第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’との差に基づいて電流基準信号Ｉｒ０を生成し、電流制御ループ２２ｂは、出力電流信号ｉｏと第２の電流基準信号Ｉｒｅｆとの差に基づいて制御信号ｄ（ｔ）を生成する。
【００７７】
さらに、下記でより詳細に説明するように、基準発生器１６ｂは、スイッチモード電力段１２の平均電流モード制御を提供するために、第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと電流基準信号Ｉｒｅｆとを生成する。
【００７８】
さらに、下記でより詳細に説明されるように、基準ランプ制御回路１８ｂは、第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆに基づいて第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を生成する。特に、コントローラ１４ｂが定電流モードから平均電流モードに切り替わる場合を除いて、Ｖｒｅｆ’＝Ｖｒｅｆである。この例では、第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’は、第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆから公称出力電圧ｖｎｏｍにランプアップする。
【００７９】
ここで図７を参照すると、電力コンバータ１０ｂのより詳細な例示的な実施例が説明される。この例では、入力信号ＩＮは入力電圧信号ＶＩＮである。当業者であれば、入力信号ＩＮが代替的に入力電流信号であってもよいことを理解するであろう。簡単にするために、以降の説明では、入力信号ＩＮを入力電圧信号ＶＩＮと称する。
【００８０】
電圧制御ループ２０ｂは、ＥＡＤＣ３２とフィルタ３４ｂとを含む。ＥＡＤＣ３２は、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信ｖｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路１８ｂの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに電圧エラー信号ΔＶを提供する。
【００８１】
第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧に等しい。代替的に、第２の電力基準信号Ｖｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧の一部に等しくても良い。
【００８２】
ＥＡＤＣ３２は、出力電圧信号ｖｏと第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’との差を抽出し、上述のように、その差をサンプリングレートｆａｄ１でディジタル電圧エラー信号ΔＶ（例えば、ΔＶ＝Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ’）に変換する。当業者であれば、電圧エラー信号ΔＶを生成するために他の技術も用いられ得ることを理解するであろう。例えば、ＥＡＤＣ３２は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。
【００８３】
フィルタ３４ｂは、ＥＡＤＣ３２の出力ノードの電圧エラー信号ΔＶを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに第１の電流基準信号Ｉｒ０を提供する。出力電圧信号ｖｏと第２の基準電圧信号Ｖｒｅｆ’との差が小さくされる(理想は、ΔＶ＝０である)ように、フィルタ３４ｂは出力電圧信号ｖｏを調整する。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を減少するよう実施される。
【００８４】
例えば、フィルタ３４ｂは、１０００のゲインと、１ＫＨｚの第１のゼロ点と、１ＫＨｚの第２のゼロ点と、１０ＫＨｚのポールとを有し得るが、その他のパラメータが用いられても良い。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３４ｂはＰＩＤ構造として実装され得る。当業者であれば、他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを理解するであろう。また、フィルタ３４ｂが「補償器」もしくは「コントロールローのアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることを当業者は理解するであろう。
【００８５】
電流制御ループ２２ｂは、ＥＡＤＣ３６とフィルタ３８ｂとを含む。ＥＡＤＣ３６は、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ｂの第１の出力ノードの第２の電流基準信号Ｉｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを有し、出力ノードに電流エラー信号ΔＩを提供する。
【００８６】
第２の電流基準信号Ｉｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流に等しい。代替的に、第２の電流基準信号Ｉｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流の一部であっても良い。
【００８７】
ＥＡＤＣ３６は、出力電流信号ｉｏと第２の電流基準信号Ｉｒｅｆとの差を抽出し、上述のように、その差をサンプリングレートｆａｄ２でディジタル電流エラー信号ΔＩ（例えば、ΔＩ＝ｉｏ−Ｉｒｅｆ）に変換する。当業者であれば、電流エラー信号ΔＩを生成するために他の技術が用いられても良いことを理解するであろう。例えば、ＥＡＤＣ３６は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。
【００８８】
フィルタ３８ｂは、ＥＡＤＣ３６の出力ノードの電流エラー信号ΔＩを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに制御信号ｄ（ｔ）を提供する。出力電流信号ｉｏと第２の基準電流信号Ｉｒｅｆとの差が小さくされる（理想は、ΔＩ＝０である）ように、フィルタ３８ｂは出力電流信号ｉｏを調整する。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を縮小するよう実施される。
【００８９】
例えば、フィルタ３８ｂは、１０００のゲインと、１ＫＨｚの第１のゼロ地点と、１ＫＨｚの第２のゼロ地点と、１０ＫＨｚのポールとを有するが、他のパラメータが用いられても良い。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３８ｂはＰＩＤ構造として実装され得る。当業者であれば、他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを理解するであろう。また、フィルタ３８ｂが「補償器」もしくは「コントロールローのアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることを当業者は理解するであろう。
【００９０】
前述のように、基準発生回路１６ｂは、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信号ｖｏを受け取るよう結合された入力ノードを含み、第１の出力ノードに第２の電流基準信号Ｉｒｅｆを提供し、かつ第２の出力ノードに第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを提供する。さらに、前述のように、基準ランプ制御回路１８ｂは、基準発生回路１６ｂの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’を提供する。
【００９１】
本発明によれば、基準発生回路１６ｂは、特定された動作パラメータｖｎｏｍ、ｉｎｏｍ、ｉｍａｘ、およびＰｍａｘを受け取り、第１の電流基準信号Ｉｒ０（下記のように、電圧制御ループ２０ｂのフィルタ出力である）に基づいて第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと電流基準信号Ｉｒｅｆとを生成し、次の３つの動作モードを提供する：（１）実質的に一定の出力電圧を有する平均電流モード制御、（２）実質的に一定の出力電力を有する平均電流モード制御、および（３）最大電流制限を有する電流モード制御である。
【００９２】
特に、図８は本発明による例示的な制御モードの動作図と、基準発生器の論理図とを表す。第１の電流基準信号Ｉｒ０＜ｉｎｏｍでは、基準発生回路１６ｂは、値ｖｎｏｍを有する第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと、第１の電流基準信号Ｉｒ０に等しい第２の電流基準信号Ｉｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は平均電流モードで動作し、スイッチモード電力段１２は実質的に一定の値のｖｎｏｍを有する出力電圧信号ｖｏを提供する。
【００９３】
第１の電流基準信号ｉｎｏｍ≦Ｉｒ０＜ｉｍａｘでは、基準発生回路１６ｂは、わずかな誤差δを加えた公称出力電圧ｖｎｏｍに等しい値を有する第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと、定電力制限（Ｐｍａｘ／ｖｏ）に基づいて算出された第２の電流基準信号Ｉｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は平均電流モード制御で動作し、スイッチモード電力段１２は、実質的に一定の値のＰｍａｘを有する出力電力（Ｐｏ＝ｖｏ×ｉｏ）を提供する。
【００９４】
ｉｍａｘに実質的に等しい第１の電流基準信号Ｉｒ０では、基準発生回路１６ｂは、切り替え電圧ｖｃ（ｖｃ＝Ｐｍａｘ／ｉｍａｘ）に等しい値を有する第１の電圧基準信号Ｖｒｅｆと、値ｉｍａｘを有する第２の電流基準信号Ｉｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は、定電流モード制御で動作し、ｉｍａｘに実質的に電流制御された出力電流信号ｉｏを提供する。
【００９５】
それゆえ、全ての動作モードにおいて、電流制御ループ２２ｂは、制御信号ｄ（ｔ）の値を設定する。さらに、電圧ループの出力は基準発生器１６ｂによりクランプされ、その結果、出力電圧ｖｏを本質的に追跡し、Ｖｒｅｆとｖｏとの小さな誤差を提供して、負荷が突然下がるときの出力電圧ｖｏのオーバーシュートを防止するかもしくは最小限にする。回路が平均電流モード制御で動作し、制御信号ｄ（ｔ）が電流制御ループ２２ｂによって常に生成されるので、動作モードの切り替えは図３および図４の例示的な実施例よりもよりスムーズになり得る。
【００９６】
それでもなお、負荷が突然解放され、制御が定電流モードから平均電流モード制御を有する定電圧モードへ切り替わるとき、図６および図７の平均電流モード制御の実施例は、同じ出力電圧ｖｏのオーバーシュートの問題を有する。従って、出力電圧ｖｏのオーバーシュートを防止するために、上述のように、制御が定電力モードに切り替わるときに補償器の積分を無効にするために非飽和制御が用いられる。
【００９７】
特に、出力負荷が下がり、制御が定電流モード制御から定電圧モード制御へ切り替わるとき、基準ランプ制御回路１８ｂは、切り替え電圧ｖｃからｖｎｏｍに第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’をランプする。ランプ時間間隔は、オーバーシュートが低減され得るか実質的になくされ得るように制御され得る。例えば、ランプ時間間隔はおよそ１ｍｓからおよそ１００ｍｓの間であり得るが、他のランプ時間間隔が用いられても良い。
【００９８】
上記は本発明の原理を単に説明するものであり、様々な修正が、請求項にかかる発明から逸脱することなく、当業者によりなされ得る。
【図１】
2018085926.tif 000003
【図２】
2018085926.tif 000004
【図３】
2018085926.tif 000005
【図４】
2018085926.tif 000006
【図５】
2018085926.tif 000007
【図６】
2018085926.tif 000008
【図７】
2018085926.tif 000009
【図８】
2018085926.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成30年2月26日(2018.2.26)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電力において出力電圧信号と出力電流信号とを提供するスイッチモード電力段とともに用いる制御回路であって、前記スイッチモード電力段が公称出力電圧と公称出力電流と最大出力電流と最大出力電力とを含む、前記制御回路であって、
前記制御回路が、
電圧制御ループと、
電流制御ループと、
前記電圧制御ループに基準電圧信号を提供する基準ランプ制御回路と、
を含み、
前記出力電流信号が、前記公称出力電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ前記最大出力電流よりも小さい場合に、前記制御回路が電圧モード制御を提供するために前記電圧制御ループを用い、
前記出力電圧が一定であり、
前記基準電圧信号がランプ時間間隔にわたって前記公称出力電圧よりも小さい電圧から前記公称出力電圧に立ち上がる値を有し、負荷電流が下がるときに前記ランプ時間間隔が始まる、制御回路。
【請求項２】
請求項１に記載の制御回路であって、
前記出力電流信号が前記最大出力電流に等しくなると、前記制御回路が前記電圧モード制御から電流モード制御に切り替わる、制御回路。
【請求項３】
請求項１に記載の制御回路であって、
前記制御回路が、前記公称出力電圧よりも小さな出力電圧で、前記スイッチモード電力段の動作モードを電圧制御モードから定電流モードに切り替えさせる、制御回路。
【請求項４】
請求項２に記載の制御回路であって、
前記切り替えが、前記最大出力電流によって除算された前記最大出力電力に等しい出力電圧で起こる、制御回路。
【請求項５】
請求項１に記載の制御回路であって、
前記ランプ時間間隔が、前記出力電圧信号の電圧オーバーシュートを低減するように設定される、制御回路。
【請求項６】
請求項２に記載の制御回路であって、
前記スイッチモード電力段が負荷に結合され、
前記負荷が前記スイッチモード電力段の最大電流動作から解放されるときに、前記制御回路が前記電流モード制御から前記電圧モード制御に切り替わる、制御回路。
【請求項７】
出力電力において出力電圧信号と出力電流信号とを提供するスイッチモード電力段を制御するための方法であって、前記スイッチモード電力段が公称出力電圧と公称出力電流と最大出力電流と最大出力電力とを含み、
前記方法が、
前記出力電流信号が、前記公称出力電流よりも大きいかもしくは等しく、かつ前記最大出力電流よりも小さい場合に、一定の出力電圧を提供する電圧モード制御を用いることと、
電圧モード制御を提供するために電力制御ループを用いることと、
前記電圧制御ループに基準電圧信号を提供することと、
を含み、
前記基準電圧が、ランプ時間間隔にわたって、前記公称出力電圧よりも小さな電圧から前記公称出力電圧へ立ち上がる値を有し、
前記ランプ時間間隔が、負荷電流が下がるときに始まり、前記出力電圧信号の電圧オーバーシュートを低減するように設定される、方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法であって、
前記出力電流信号が前記最大出力電流に等しいときに、前記電圧モード制御から電流モード制御に切り替わることを更に含む、方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法であって、
前記公称出力電圧よりも小さな出力電圧で定電流モードから定電力モードへの切り替えが起こる、方法。
【請求項１０】
請求項８に記載の方法であって、
前記最大出力電流によって除算された前記最大出力電力に等しい出力電圧で定電圧モードから定電流モードへの切り替えが起こる、方法。