(57)【要約】      （修正有）【課題】複数の出力ならびに定電流（ＣＣ）および／または定電圧（ＣＶ）制御をともなう電力コンバータを提供する。【解決手段】電力コンバータは、一次巻線と共通戻り線を共なう複数の独立して制御及び調節される出力を提供する複数の出力巻線とを含む。出力は、定電流及び又は定電圧を独立して調節するように結合される。二次制御ブロックは、共通戻り線に結合された同期整流器スイッチを制御し、一次側電力スイッチとスイッチングを同期して、一次巻線及び複数の出力巻線の相補的な伝導を提供するように結合される。複数の制御される電力パルススイッチは、複数の出力巻線に結合される。出力の各々からの電力パルスの要求は、二次制御ブロックを通して一次スイッチ制御ブロックに伝達されて、一次側電力スイッチをオンに切り替え、電力パルスを複数の出力巻線及び制御される電力パルススイッチを通して出力に伝達する。【選択図】図１
2018110513.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力コンバーターであって、
前記電力コンバーターの入力に結合された一次巻線と複数の出力巻線とを含む単一磁気コンポーネントであって、
前記複数の出力巻線の各々が、電力を必要とする独立して制御および調節される出力の各々から受信されたフィードバック信号に応答して、前記独立して制御および調節される出力を提供するように結合され、
前記複数の出力巻線がいずれも、前記独立して制御および調節される出力のすべてのための共通戻り線に対して電気的に接続され、
調節される出力が、定電流出力もしくは定電圧出力、または、定電流負荷と定電圧出力との両方を独立して調節するように結合された、
前記単一磁気コンポーネントと、
前記単一磁気コンポーネントの前記一次巻線に結合された一次側電力スイッチと、
前記一次側電力スイッチを制御して、前記電力コンバーターの入力から前記複数の出力巻線に電力パルスを伝達するように結合された一次スイッチ制御ブロックと、
前記共通戻り線に結合された同期整流器スイッチまたは、出力巻線の戻り線の一部またはすべてに結合された複数の同期整流器スイッチと、
前記同期整流器スイッチを制御して、前記一次側電力スイッチとスイッチングを同期し、前記一次巻線および前記複数の出力巻線の相補的な伝導を提供するように結合された二次制御ブロックと、
前記独立して制御および調節される出力に、複数の制御される電力パルススイッチを通して、前記複数の出力巻線が結合されるように、前記複数の出力巻線に結合された前記複数の制御される電力パルススイッチであって、
前記独立して制御および調節される出力の各々からの電力パルスの要求が、前記二次制御ブロックを通して前記一次スイッチ制御ブロックに伝達されて、前記一次側電力スイッチをオンに切り替えて、前記電力パルスを、前記複数の出力巻線に、および、制御される電力パルススイッチを通して前記独立して制御および調節される出力に、伝達する、
前記電力パルススイッチと、
を備える、前記電力コンバーター。
【請求項２】
前記複数の出力巻線がいずれも、前記独立して制御および調節される出力のすべてのための前記共通戻り線に直列に電気的に接続された、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項３】
前記複数の出力巻線が、直列巻線、並列巻線、または直列巻線と並列巻線との両方の組み合わせで結合された、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項４】
定電流（ＣＣ）出力における定電流負荷が、複数の並列な発光ダイオード（ＬＥＤ）列を備える、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項５】
前記一次スイッチ制御ブロックが、一次グランドを基準として、前記一次側電力スイッチのスイッチングを制御するように結合された、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項６】
前記一次側電力スイッチのオン切り替えが、前記二次制御ブロックから前記電力パルスの前記要求を受信したことに応答するものであり、前記一次側電力スイッチのオフ切り替えが、傾斜期間変調（ＲＴＭ）エンジンに基づいて、および、一次電流パルスがピーク電流制限値に達したときに、決定される、
請求項５に記載の前記電力コンバーター。
【請求項７】
前記二次制御ブロックが、二次グランドを基準として、前記共通戻り線に結合された前記同期整流器スイッチを駆動するように結合された、
請求項６に記載の前記電力コンバーター。
【請求項８】
前記二次制御ブロックが、ガルバニック絶縁リンクを通した前記一次スイッチ制御ブロックに対する要求パルスを生成するように結合された、
請求項７に記載の前記電力コンバーター。
【請求項９】
前記ガルバニック絶縁リンクが、磁気／誘導リンクである、
請求項８に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１０】
前記一次スイッチ制御ブロックが、二次制御ブロックから受信された前記要求パルスに応答して、スイッチング駆動パルスを生成するように結合された、
請求項８に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１１】
それぞれの前記フィードバック信号および電力需要に応答して、定電圧または定電流をもつように調節される前記独立して制御および調節される出力のすべてを調節するように結合された複出力制御ブロックをさらに備え、
前記複出力制御ブロックが、複出力信号処理およびインターフェース制御ブロックを含む、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１２】
前記ＬＥＤ列に結合された定電流出力にかかる電圧を制御するように、および、前記定電流出力における全電流を調節するように結合された電流シェアリングおよび調光制御ブロックをさらに備え、電流シェアリングブロックが、前記ＬＥＤ列における電流を等化するようにさらに結合された、
請求項１１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１３】
前記一次スイッチ制御ブロックおよび前記二次制御ブロックが、単一の集積回路に一体化された、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１４】
前記一次スイッチ制御ブロックと前記二次制御ブロックと前記複出力制御ブロックとが、単一の集積回路に一体化された、
請求項１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１５】
一次電力スイッチが、独立した外部の電力スイッチであるか、または、前記一次スイッチ制御ブロック、前記二次制御ブロック、および前記複出力制御ブロックとともに前記単一の集積回路に一体化された、
請求項１４に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１６】
前記ＬＥＤ列における前記電流を正確に制御するための、電流源にわたる十分な電圧を提供するために、前記電流シェアリングおよび調光制御ブロックが、前記ＬＥＤ列のアノードにおける電圧を調節する、
請求項１２に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１７】
前記電流シェアリングおよび調光制御ブロックが、各前記ＬＥＤ列における電流のアナログ線形制御による前記ＬＥＤ列の調光機能を含む、
請求項１６に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１８】
前記電流シェアリングおよび調光制御ブロックが、各前記ＬＥＤ列における電流源に直列に結合されたスイッチのＰＷＭ制御により実施されるＰＷＭ調光を備える、前記ＬＥＤ列の調光機能を含む、
請求項１６に記載の前記電力コンバーター。
【請求項１９】
前記ＰＷＭ調光が、前記ＬＥＤ列の同相調光により実行される、
請求項１８に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２０】
前記ＰＷＭ調光は、前記ＬＥＤ列の位相シフトされた調光により実行される、
請求項１８に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２１】
前記複出力制御ブロックが、
前記二次制御ブロックとのインターフェースをとるように、および前記二次制御ブロックと信号をやりとりするように結合された前記二次制御ブロックへのインターフェースと、
前記二次制御ブロックへのインターフェースに結合された複出力信号処理ブロックと、
をさらに備え、
前記二次制御ブロックへのインターフェースが、前記複出力信号処理ブロックから複出力の前記電力パルス要求を受信するように、および、前記二次制御ブロックに要求信号を伝達するように結合され、
前記二次制御ブロックへのインターフェースが、電力パルス要求信号の受信を是認する前記二次制御ブロックからの肯定信号を受信するように結合され、一次および二次スイッチにおけるスイッチング動作を同期するために前記複出力制御ブロックに伝達される同期整流器（ＳＲ）の有効化信号と順方向制御（ＦＷＣ）信号とを受信するようにさらに結合される、
請求項１１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２２】
前記複出力信号処理ブロックが、負荷変化に応答して、一次スイッチのホールドオフ期間を調整するようにさらに結合された、
請求項２１に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２３】
前記複出力信号処理ブロックが、負荷の上昇に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を短くするようにさらに結合され、
前記複出力信号処理ブロックが、負荷の低下に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を延ばすようにさらに結合された、
請求項２２に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２４】
前記複出力信号処理ブロックが、複数の状態を通りながら横断して、負荷変化に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を変化させるようさらに結合された、
請求項２３に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２５】
前記複出力信号処理ブロックが、一次オフ期間が終了する前にトリガーされた前記要求信号に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を短くするようにさらに結合され、
前記複出力信号処理ブロックが、前記一次オフ期間が終了する前に前記要求信号がトリガーされないこと応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を延ばすようにさらに結合された、
請求項２３に記載の前記電力コンバーター。
【請求項２６】
前記複出力信号処理ブロックが、
前記一次スイッチのオン切り替えに応答して、ホールドオフ信号をハイに設定し、タイマーをリセットする工程と、
前記タイマーが目標ホールドオフ期間値に達する前に負荷の変化が検出されたとき、前記ホールドオフ信号をローに設定して、前記目標ホールドオフ期間値を、前記タイマーの関数である第１の値に等しく設定する工程と、
負荷の変化が検出されず、前記タイマーが前記目標ホールドオフ期間値に達しており、および係属中の要求が存在するとき、前記ホールドオフ信号をローに設定し、前記目標ホールドオフ期間値を前記タイマーの関数である第２の値に等しく設定する工程と、
負荷の変化が検出されず、前記タイマーが前記目標ホールドオフ期間値に達しており、係属中の要求が存在せず、新しい要求が発せられたとき、前記ホールドオフ信号をローに設定して、前記目標ホールドオフ期間値を前記タイマーの関数である第３の値に等しく設定する工程と、
を反復するようにさらに結合された、
請求項２３に記載の前記電力コンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願の相互参照
本出願は、２０１６年１２月１日に出願された、米国仮特許出願第６２／４２８，９６２号の利益を主張し、同出願の内容が参照により本明細書に組み込まれる。
【０００２】
本出願は、概して、スイッチング電源に関し、より具体的には、本発明は、電子回路に給電する調節された定電流および定電圧出力をともなう複出力コンバーターに関する。
【背景技術】
【０００３】
複数の出力ならびに定電流（ＣＣ：ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）および／または定電圧（ＣＶ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｖｏｌｔａｇｅ）制御をともなう電力コンバーターが注目を集めており、ＣＶモードにおける様々なレベルの調節される出力電圧、およびＣＣモードにおける制御される調節される電流を必要とする用途において、それらのコスト、体積、および効率の面で利点があるので広く使用される。複数の出力は、複数の負荷にわたって印加され、制御および調節された各出力負荷需要に基づいて、独立して制御される。
【０００４】
現在までに開発された複出力コンバーターの多くで、１つの出力のみが正確に調節され得る。それらは、コストを上げて、電力コンバーターの寸法を大きくする、独立して調節される複数の二次巻線および磁気コンポーネントを必要とし得る。
【０００５】
以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様な参照符号は、別段の指定がない限り、同様な部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】一例において、独立して調節される定電流および定電圧負荷に結合され得る単一磁気コンポーネントおよび複出力を含む、例示的な電力コンバーターの概括的な構造および回路ブロックを示す。
【図２−１】図２Ａは、それらの需要に基づく、一次から二次出力への電力パルスの伝達のための一次および二次スイッチングのシーケンシャル管理を示す。
【図２−２】図２Ｂ及び図２Ｃはそれらの需要に基づく、一次から二次出力への電力パルスの伝達のための一次および二次スイッチングのシーケンシャル管理を示す。
【図３】ＣＶ／ＣＣ出力の単一の磁気的な独立した調節をともなう複出力電力コンバーターの例示的な概略図を示す。
【図４】ＣＣ出力における複数のＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ  ｅｍｉｔｔｉｎｇ  ｄｉｏｄｅ）列におけるＣＶ／ＣＣ出力および電流シェアリングの独立した調節のための複出力制御ブロックの内部ブロックを示す。
【図５】ＣＣ出力における複数のＬＥＤ列の電流シェアリングおよび制御のための例示的な回路である。
【図６】複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターの定電流ＣＣ出力における複数のＬＥＤ列における分散された（位相シフトされた）調光のための位相シフトされたＰＷＭパルスを示す。
【図７】複出力ＣＣ／ＣＶが独立して制御される、電力コンバーターにおけるＬＥＤ列の負荷を搭載したＣＣ出力に対するいくつかの信号波形を示す。
【図８】本出願に従った、複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターにおけるオフ期間のバリエーション（８Ａ）および関係する状態変化（８Ｂ）である。
【図９】本出願に従った、図８Ａおよび図８Ｂに示される例に従った制御プロセスに基づく、および、複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターにおける負荷条件に基づく、状態変化を概説するフロー図である。
【図１０】本発明の教示に従った、さらに異なる別の一実施形態に従った、複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターにおける負荷変化に基づく、状態変化に対して使用され得る別の例示的な工程を概説するフロー図を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が、対応する構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれることと、一定の縮尺で描かれるとは限らないこととを理解すると考えられる。例えば、図中のいくつかの要素の寸法は、本発明の様々な実施形態をより理解しやすくするために、他の要素より誇張される場合があり得る。さらに、市販に適した実施形態において有用または必要な、一般的だがよく理解される要素は、多くの場合、本発明に係るこれらの様々な実施形態の図が見づらくなるのを防ぐために、描かれない。
【０００８】
以下の説明では、説明される実施形態を十分に理解できるように、例えば、デバイスの種類、電圧、コンポーネント値、回路などの特定の詳細事項が記載される。しかし、当業者は、これらの特定の詳細事項が、説明される実施形態を実施するために必要ではない場合があり得ることを理解すると考えられる。説明される実施形態を理解しにくくならないように、よく知られた回路構造および要素が詳細には説明されないか、または、ブロック図の形態で示されることがさらに理解される。
【０００９】
本明細書中での、「一実施形態（ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態（ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「一例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書中の様々な場所で使用する「一実施形態において（ｉｎ  ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態において（ｉｎ  ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」または「例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、すべてが同じ実施形態または例に関するとは限らない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つまたは複数の実施形態または例において、任意の適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされ得る。特定の特徴、構造、または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切な構成要素に含まれ得る。加えて、本明細書とともに提供される図が当業者への説明を目的としていることが理解される。
【００１０】
本出願の場合において、トランジスタが「オフ状態」または「オフ」であるとき、トランジスタは実質的に電流を流さない。逆に、トランジスタが「オン状態」または「オン」であるとき、トランジスタは実質的に電流を流すことができる。例示として、一実施形態において、高電圧トランジスタは、第１の端子であるドレインと第２の端子であるソースとの間において高電圧がサポートされる、Ｎチャネル金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＮＭＯＳ：Ｎ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）を備える。高電圧ＭＯＳＦＥＴは、集積型制御装置回路により駆動されて、負荷に提供されるエネルギーを調節する電力スイッチを備える。本開示の目的において、「グランド」または「グランド電位」は、基準電圧または基準電位を表し、この基準電圧または基準電位に対して、電子回路または集積回路（ＩＣ：Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ）のすべての他の電圧または電位が規定または測定される。
【００１１】
電子機器用途のための二次側定電流（ＣＣ）および定電圧（ＣＶ）制御装置をともなう複出力が開示される。それは、独立したＣＣ／ＣＶ調節を一体化し、ＣＶ出力は、正確な基準電圧を含み、ＣＣ出力は、調整可能な負荷電流を含み得る。例示的な一用途において、ＣＣ出力は、モニタースクリーン（例えば、ＬＥＤ列および調整可能な調光電流をともなうＴＶモニターデバイス）の調光可能ＬＥＤ列（例えば、アレイ）に対して使用され得る。制御装置における制御ループは、ＣＣおよびＣＶ出力の正確で独立した調節を提供する。
【００１２】
複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御は、時間スロット分配制御（ＴＳＰＤＣ：Ｔｉｍｅ  Ｓｌｏｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）工程を使用して、すべての出力を高精度に最適化されたタイミングで調節し得る。
【００１３】
一例における提案されるコンバーターのトポロジーは、複数の独立して調節される定電圧および／または定電流出力をともなう用途を対象とした単一段複出力フライバックコンバーターである。このような製品に対する例示的な対象は、例えば、４０〜５０Ｖの電圧降下をともなう、調節された調整可能な（例えば、調光する）定電流出力を必要とするバックライトＬＥＤの平行な列（例えば、アレイ）のためのＣＣ制御される出力に加えて、各出力に対する厳しい調節精度要件を満たさなければならない論理回路、ＵＳＢ、および音声に給電するための１つまたは複数のＣＶ制御される出力をともなう、モニターおよびＴＶ用途を含み得る。
【００１４】
以下の説明および例示的な図面において、独立して制御されるＣＣ／ＣＶ複出力の概念が、主に、エネルギー伝達要素（例えば、変圧器）における二次巻線の直列結合とともに示されることが理解される。しかし、それは、限定とみなされてはならず、用途および複数の出力の各々における負荷電力要件に基づいて、独立して調節されるＣＶ／ＣＣ出力が、直列巻線、並列巻線、または直列巻線と並列巻線との両方の任意の結合の組み合わせで構成され、本発明の教示に従って、独立して制御および調節される出力のすべてに対する共通戻り線をともない得ることが理解される。
【００１５】
図１は、単一磁気コンポーネントおよび複数の独立して調節される出力を含む例示的な電力コンバーターの概括的な構造および回路ブロックを示し、複数の独立して調節される出力は、一例において、独立した負荷に結合され得、独立した負荷の各々は、本発明の教示に従った動作のための調節された定電流または定電圧を必要とし得る。
【００１６】
図１においてＡＣライン電圧ＶＡＣ１０５は、入力整流器および入力回路（例えば、フィルタおよび保護コンポーネント）を通して、一次スイッチングデバイス１３０に結合された磁気コンポーネント１２０にかかる電力コンバーターに対する入力電圧Ｖｉｎ１１５を生成する。一次スイッチングデバイス１３０は、一次スイッチング制御ブロック１６１により制御される。一次スイッチングデバイス１３０のオン状態とオフ状態との間で制御されるスイッチングは、電力コンバーターの入力に結合された一次巻線１２１から、より大きな個数であり得る二次巻線を含む複数の二次巻線１２２、１２３、および１２４に電力パルスを伝達し得る。二次巻線１２２、１２３、および１２４は、一次巻線１２１と同じ磁心にすべて巻かれ、一緒に電気的および磁気的に結合されて、複数の二次出力（ポート）、一例において、Ｓｅｃ１  １３２、Ｓｅｃ２  １３３からＳｅｃ（ｎ）１３４までを生成する。複数の二次巻線１２２、１２３、および１２４が単一磁気コンポーネント１２０内に直列結合された巻線として示されるが、他の例において、複数の二次巻線１２２、１２３、および１２４が、独立して制御および調節される出力のすべてに対して、直列巻線、並列巻線、または直列巻線と並列巻線との両方の組み合わせの任意の組み合わせで結合され得ることが理解される。個々のスイッチＳＷ１  １４２、ＳＷ２  １４３からＳＷ（ｎ）１４４までの複数の二次の制御されるスイッチングデバイス１４０は、一次巻線１２１からより多くの電力を必要とする複数の調節される出力の各々までの電力パルスの伝達を選択的に制御し得る。
【００１７】
戻り線１３５／１５５上の同期整流器スイッチ（ＳＲ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ  ｓｗｉｔｃｈ）１４５は、一次スイッチングデバイス１３０のスイッチング動作を二次側における同期整流器スイッチＳＲ１４５と同期する二次ＳＲ制御ブロック１６２を通して制御される。図示された例において、１つのＳＲスイッチ１４５が、共通戻り線である戻り線１３５／１５５に結合されるように示される。他の例において、複数の同期整流器スイッチが、出力巻線の戻り線の一部またはすべてに結合され得ることが理解される。二次ＳＲ制御ブロック１６２は、電力コンバーターの二次側からＳＲフィードバック制御信号１６６を…、および、制御信号１６７を生成して、同期整流器ＳＲスイッチ１４５のスイッチングを一次スイッチングデバイス１３０と同期する。一例（例えば、電力コンバーターのフライバックトポロジー）において、一次スイッチングデバイス１３０がオンに切り替えられたとき、同期整流器スイッチＳＲ１４５がオフ状態に留まり、二次側へのエネルギーの伝達を防ぎ、エネルギーが磁気コンポーネントに貯蔵されるようにする。一次スイッチングデバイス１３０がオフに切り替わったとき、同期整流器スイッチＳＲ１４５がオン状態にスイッチングすることにより、磁気コンポーネント内の蓄積されたエネルギーが、制御されるスイッチングデバイスの選択された状態に基づいて、より多くの電力を必要とする出力負荷に伝達され得る電力パルスを生成する。複数の調節および独立して制御される定電圧ＣＶ負荷、定電流ＣＣ負荷、または定電圧ＣＶ負荷と定電流ＣＣ負荷との両方（例えば、Ｌｏａｄ１、Ｌｏａｄ２からＬｏａｄ（ｎ）まで）を含み得る負荷ブロック１５０は、独立して制御および調節される出力のすべてに対して、単一の共通戻り線ＲＴＮ１５５を基準とする整流されたＤＣ出力電圧ＶＯ１  １５２、ＶＯ２  １５３からＶＯ（ｎ）１５４を受信する。
【００１８】
出力電圧の整流、および、入力から電力コンバーターの個々の出力の各々までの電力パルスの選択的伝達は、二次スイッチングデバイス１４０のブロック内における制御されるスイッチにより実行される。各出力から複出力フィードバック信号１６８を受信することによる複出力制御ブロック１６３は、複出力制御信号１６９を生成し、複負荷ブロック１５０内の各負荷の独立した調節を制御する。一次および二次制御信号が異なるグランドレベルを基準とする絶縁フライバックなどの絶縁コンバータートポロジーにおいて、一次スイッチング制御ブロック１６１は二次ＳＲ制御ブロック１６２からのガルバニック絶縁を備えなければならない。一例において、一次スイッチング制御ブロック１６１と二次ＳＲ制御ブロック１６２との間において要求される通信は、絶縁された通信リンク１６５を通して提供され得る。複出力制御ブロック１６３と二次ＳＲ制御ブロック１６２とは、制御信号１７０を直接的にやりとりして、スイッチングデバイスのステータスを確認して、一次スイッチングデバイスからの電力パルスを要求し得る。一例において、一次スイッチング制御１６１と二次ＳＲ制御１６２と複出力制御１６３との３つの制御ブロックは、１つの単一パッケージＩＣ制御装置１６０に含まれ得る。
【００１９】
図２Ａ、２Ｂ、および２Ｃは、各負荷需要に基づく一次から二次出力への電力パルスの伝達のための一次および二次スイッチングのシーケンシャル管理を示す。
【００２０】
図２Ａは、Ｎ個の可能な出力に対する、それらの負荷需要に基づいたシーケンシャルな電力伝送ための概括的なフロー図を示す。開始点２０１から、リンク２１８を介して、出力の電力需要が監視される。条件（すなわち、判定）ブロック２０３において、いずれかの出力が電力を必要としているか否かが確認される。「Ｎｏ」２０４である場合、処理は、監視リンク２１８にループバックする。「Ｙｅｓ」２０５である場合、条件ブロック２０６において、Ｎ個のすべての出力が電力を必要としているか否かがフィードバック信号を通して確認される。「Ｙｅｓ」２０７である場合、すなわち言い換えると、すべての出力が電力を同時に必要としている場合、ブロック２０８において、電力パルスがＮ個のすべての出力にシーケンシャルに伝送される。電力パルスの分配を必要とする複数の出力のシーケンシングの一例が、図２Ｃに示される。
【００２１】
選択肢「Ｎｏ」２０９において、限られた数の出力が電力を必要としている場合、条件（すなわち、判定）ブロック２１０において、１つを上回る出力が電力を要求している（または、必要としている）か否かが判定される。選択肢「Ｎｏ」２１３において、１つの出力のみが電力を必要としているとき、ブロック２１４において、すべての電力伝送パルスを、そのフィードバックが基準閾値を上回るほど上昇するまで、必要としている出力に割り当てることが決定される。その一方で、依然として１つを上回る出力が電力を必要としている場合、すなわち選択肢「Ｙｅｓ」２１１である場合、ブロック２１２において、電力パルスが、同時に電力の需要のあるすべての出力にシーケンシャルに伝送される。すべての出力フィードバック信号をそれらの電力の需要について確認するこの工程は、「電力需要を監視」リンク２１５および２１６を介して定期的に反復されるように開始リンク２１８に戻り、すべての出力の高速で公平な調節を提供する。
【００２２】
図２Ｂは、各出力からのエネルギー（すなわち、電力）伝達要求パルスをイネーブルする、フィードバックエラー検出の単純な論理図を示す。図２Ｂに示す例は、２つの調節されるＣＶ出力と第３の出力とを含む電力コンバーターのために示され、これは、定電圧ＣＶまたは定電流ＣＣ負荷のために任意選択的に選択され得、ＣＣ制御は、ＣＣ負荷のための特別な制御の特徴をもつ異なる基準をもつ。
【００２３】
図２Ｂにおいて３つの電圧比較器ＶＣＶ１  ２４０、ＶＣ２  ２５０、およびＶＣ３  ２６０は、それぞれ、それらの反転端子２４３、２５３、および２６３において、フィードバック信号ＦＢ１  ２４２、ＦＢ２  ２５２、およびＦＢ３  ２６２を受信する。３つのフィードバック信号ＦＢ１  ２４２、ＦＢ２  ２５２、およびＦＢ３  ２６２は、３つの独立して制御および調節されるＣＶ出力を表す。これらの信号は、これらの信号が、電圧比較器ＶＣＶ１  ２４０、ＶＣＶ２  ２５０、およびＶＣＶ３  ２６０の非反転入力端子２４４、２５４、および２６４のそれぞれに印加される単一の変更された閾値基準信号２２６と比較され得るように、異なる伝達比で拡縮される。基準信号２２６は、変更（または、補償）された基準電圧ＶＲＥＦ２２１から、加算器２２０を通してＣＶ変更信号Ｖｍｏｄ  ＣＶ２２４を加算することにより生成される。
【００２４】
ＣＶ出力からのフィードバック信号が閾値基準信号２２６未満に低下したときは、いつも、関係するＣＶ比較器の出力信号（ＣＶ１  ２４６、ＣＶ２  ２５６、またはＣＶ３  ２６６）が、その特定の電力を必要としている出力に対するエネルギー伝達要求パルスをイネーブルするように高くなる。
【００２５】
図２Ｂに示す例において、第４の比較器ＶＣＣ２７０により表される定電流ＣＣ負荷のための出力オプションが存在し、第３の定電圧ＣＶ出力において定電流ＣＣ負荷が置換する事例において、第４の比較器ＶＣＣ２７０が比較器ＶＣＶ３  ２６０を置換し得る。この場合、フィードバック端子ＦＢ３  ２６２は、ＶＣＣ比較器２７０の反転入力２７３に結合され、ＶＣＣ比較器２７０の非反転入力２７４は、加算器２３０を通して、ＣＣ変更信号ＶｍｏｄＣＣ２３４を制御基準電圧に加算することにより生成された閾値基準に結合される。
【００２６】
図２Ｃは、図２Ｂのブロック図に示される３つの独立して調節される出力制御論理を含む電力コンバーターのための電力パルス伝送シーケンシングオプションのための表２８０を示す。これは、すべての出力に同時に電力の需要があるときの電力パルスの分配を示す。このようなシーケンシングは、すべての出力の高速で最適な調節のために、電力パルスの適切な分配を管理する。図２Ｃの表２８０における左列は、電力伝達パルスのインターバルの間におけるシーケンスを示し、複出力の電力需要が変化するまで、これが反復する。
【００２７】
第１の行２８１、シーケンス１において、定電圧出力ＣＶ１が、電力パルス伝送を受信する。第２の行２８２、シーケンス２において、定電圧出力ＣＶ２が、電力パルス伝送を受信する。第３の行２８３、シーケンス３において、定電圧出力ＣＶ３、または定電流負荷の場合は、定電流出力ＣＣが、電力パルス伝送を受信する。次の行２８４、シーケンス４において、より簡単な遷移のために、電力パルスが定電圧出力ＣＶ２に戻り、シーケンス５、行５  ２８５において、電力パルスが出力ＣＶ１に伝送された後、シーケンス６において、行２８６において任意選択的なＣＶ３またはＣＣ出力に電力パルスを伝送することに戻る。次のシーケンス（行７  ２８７、行８、２８８、および行９  ２８９）において、同じパターンの電力パルス伝送が続く。
【００２８】
図３は、スイッチング要素ＳＷ３３２に結合されたエネルギー伝達要素としてフライバック変圧器３１０を含むフライバックコンバーターとして動作する複出力電力コンバーター３００の一例を示す。図３に示すフライバック構成は、（ＡＣラインおよび入力整流器からの）入力電圧Ｖｉｎ３０５に結合され、入力電圧Ｖｉｎ３０５は、スイッチングデバイスＳＷ３３２に直列な変圧器（単一磁気コンポーネント）３１０の一次巻線Ｌ１  ３１１に印加される。同じ磁心上における複出力巻線３１２、３１３、および３１４が、直列に一緒に電気的に結合され、ガルバニック絶縁により、入力巻線３１１に磁気結合される。図３における複出力電力コンバーターの例は、調節された電圧ＶＯ１  ３７１およびＶｏ２  ３６１をもつ２つの独立して制御される定電圧ＣＶ出力と、電圧降下Ｖｏ３  ３５０をともなって（一例において、ＬＥＤ負荷列３９０などの）定電流負荷に、調節される電流Ｉｏ３  ３５０を提供する定電流ＣＣ出力とを含む。
【００２９】
第１のＣＶ出力ＶＯ１  ３７１は、第１の電力パルス伝達スイッチ３１９を通して二次巻線３１４に結合される。第２のＣＶ出力ＶＯ２  ３６１は、第２の電力パルス伝達スイッチ３１７とダイオード３１６とを通して、二次巻線３１３に結合される。図３に示す例における電力コンバーター３００の第３の出力は、調節される電流ＩＯ３  ３５０と負荷依存電圧降下ＶＯ３  ３５１とをともなうＣＣ出力として示され、整流器ダイオード３１５を通して二次巻線３１２に結合される。すべての３つの二次出力に対して、戻り電流路が、同期整流器ＭＯＳＦＥＴスイッチ３２０を通して二次巻線３１４の低電位側に結合された戻り線Ｒｔｎ３８０を通る。第１のＣＶ出力Ｖｏ１  ３７１が、二次巻線３１４にかかる電圧を受信することが理解される。第２のＣＶ出力ＶＯ２  ３６１は、二次巻線３１３および３１４の全体にかかる電圧を受信し、ＣＣ出力ＶＯ３  ３５１に対する電圧は、３つの二次巻線３１２、３１３、および３１４のすべてにかかる総電圧に関係する。複二次巻線変圧器３１０の設計において、すべての出力の組み合わせおよび合算に対する適切な巻数比が考慮されなければならない。
【００３０】
複出力電力コンバーターでは、単出力フライバックコンバーターとは異なり、一次スイッチが導通しており、二次側におけるすべてのスイッチがオフであるとき、変圧器の二次側における電圧を規定する伝導路がない。変圧器の一次対二次の巻数比と一次側入力電圧とに基づいて、変圧器の二次接続における電圧が高くなり得る。ツェナーダイオード３１８（および、ＭＯＳＦＥＴ３１９のボディダイオード）がなければ、電圧が寄生容量に依存し、設計ごとに様々であり得る。クランピングツェナーダイオード３１８は、ＭＯＳＦＥＴ３１９のボディダイオードと一緒に、一次スイッチがオンに切り替えられたときのＭＯＳＦＥＴ３１９のドレインにおける電圧を決定する。ツェナーダイオード３１８は、二次コンポーネントに対する過剰な電圧ストレスを防ぐ。複出力電力コンバーター３００の全体的な制御は、電力スイッチ３３２のドレイン３３１に入るスイッチ電流Ｉｓｗ３０８に応答して、スイッチング信号３３８を通して一次電力スイッチ３３２のスイッチングを制御する一次制御ブロック３３４からなる。スイッチ電流Ｉｓｗ３０８は、電力スイッチ３３２のソース３３３を通して検出され得る（Ｉｓｎｓ３３７）。コンデンサ３３９は、一次グランド３０１を基準として一次制御３３４の一次電源端子ＢＰＰに結合される。
【００３１】
二次制御ブロック３３６は、同期整流器ＳＲ３２０のスイッチングを制御および同期して、単出力設計（すなわち、非複出力設計）のための出力を調節し得る。一次巻線と二次巻線との間における絶縁、および、絶縁された一次基準グランド３０１と二次基準グランド３０２とに起因して、一次制御３３４と二次制御３３６とがガルバニック絶縁を備え、（例えば、絶縁リンク３３５を通して）光学的または磁気的にのみ通信して、一次ＳＷ３３２スイッチと二次ＳＲ３２０スイッチとのスイッチングを同期し得る。一例において、ＳＲスイッチ３２０のドレインは、出力巻線３１４の低電位側およびすべての複数の出力のための戻り線に結合され、抵抗器３２２を通して、一次電力スイッチ３３２のオフ切り替え状況を検出するための二次制御ブロック３３６における順方向（ＦＷＤ：ｆｏｒｗａｒｄ）ピンに結合される。ＳＲスイッチ３２０のためのゲーティング／制御信号は、二次グランド端子Ｇｎｄ３２４に結合されたＳＲスイッチ３２０のソース端子を基準とする。二次制御ブロック３３６のための電源電圧は、端子ＢＰＳ３２５を通したものであり、戻りグランド３８０を基準としてコンデンサ３２６にかかる。複出力制御ブロック３４０に対するコンデンサ３８６にかかる二次電源および電源ＢＰ３８７は、複出力のうちの１つから提供される。始動中、ＶＯ１が十分速く上昇しないとき、制御電源は、より高い電圧レベルをとる他の出力から取得され得る。
【００３２】
複出力制御３４０は、ブロック３４２「複出力信号処理およびインターフェースブロック」と、信号３４３を通してリンクされたブロック３４５「ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御」を含み得る。複出力制御３４０における端子は、表３９９「複出力制御ブロックのための外部端子ラベルの表」に列記される。一例において（端子の数および性質は、この例に限定されない）、複出力制御３４０におけるこれらの端子は、以下を含み得る。
【表１】
2018110513.tif 000003
【００３３】
ＣＣ出力において１つのＬＥＤ列のみが使用される一例において、複出力制御ブロックにおける列電流（Ｉｃｃ１、Ｉｃｃ２、…Ｉｃｃ（ｍ））のためのすべての入力端子が一緒に短絡され得ることが理解される。
【００３４】
一例において、第１のＣＶ出力ＶＯ１  ３７１のためのフィードバック信号ＦＢ１は、出力コンデンサＣＯ１  ３７４をまたぐ抵抗分圧器３７２および３７３を通して提供される。第２のＣＶ出力ＶＯ２  ３６１のためのフィードバック信号ＦＢ２は、出力コンデンサＣＯ２  ３６４をまたぐ抵抗分圧器３６２および３６３を通して提供され、同様に、第３のＣＣ出力ＶＯ３  ３５１のためのフィードバック信号ＦＢ３は、出力コンデンサＣＯ３  ３５４をまたぐ抵抗分圧器３５２および３５３を通して提供される。
【００３５】
外部コンデンサ３７８は、端子ＣＤｒ１  ３７７から、第１のＣＶ出力ＶＯ１  ３７１における第１の電力パルススイッチ３１９の制御端子に適用される。同様に、別の外部コンデンサ３６８が、端子ＣＤｒ２  ３６７から、第２のＣＶ出力ＶＯ２  ３６１における第２の電力パルススイッチ３１７の制御端子に適用される。
【００３６】
第１のＣＶ出力ＶＯ１  ３７１のための電力制限値は、端子ＰＬｉｍ１  ３９４から戻りグランドＲｔｎ３８０までの外部抵抗３８４により規定される。同様に、第２のＣＶ出力ＶＯ２  ３６１のための電力制限値は、端子ＰＬｉｍ２  ３８３から戻りグランドＲｔｎ３８０までの別の外部抵抗３８３により規定される。定電流端子ＣＣ−Ｃｎｔｒｌ３９２は、戻りグランドＲｔｎ３８０に結合された外部コンデンサ３８２を通してさらに規定される。
【００３７】
一例において、一次制御３３４および二次制御３３６ブロックは、外部の電力スイッチ３３２を制御する単一のＩＣに一体化およびパッケージ化される。設計を簡略化する別の一例において、電力スイッチ３３２は、さらに、一次制御３３４および二次制御３３６と同じＩＣにパッケージ化される。さらに異なる別の一例において、電力スイッチ３３２、一次制御３３４、二次制御３３６、および複出力制御は、すべて単一のＩＣに含まれる。
【００３８】
要約すると、本発明の教示に従った、単一の磁気的な複出力ＣＣ／ＣＶコンバーターのための制御スキームは、次のような相関された機能を使用して３つの適切に同期された制御セクションを通して実装される。
・ピーク電流制御をともなう傾斜期間変調（ＲＴＭ：Ｒａｍｐ  Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）組み込みエンジンを含む一次電力スイッチオン・オフ制御のための一次制御装置。絶縁リンク（例えば、磁気リンク）を通した二次制御ブロックからのパルスの受信時に、一次がすぐパルスを発する。ピーク電流は、ＲＴＭエンジンにより規定される。
・二次側制御装置は、ＳＲ  ＭＯＳＦＥＴを駆動して、一次スイッチ制御に需要パルスを生成する。
・各出力負荷および電力需要に基づいて、電力パルスを割り当てることにより複出力の各々における出力量を調節する電流／電圧調節のための複出力制御ブロック。それは、検出電流抵抗器にわたる電圧降下を調節することにより、複数のＬＥＤ列における電流および全電流を制御する電流シェアリングブロックをさらに含む。このブロックは、さらに、すべての列における電流が等しくなることを確実にし得る。
【００３９】
単一磁気コンポーネントを含む複出力電力コンバーターにおける複出力ＣＶおよびＣＣ独立調節のための複出力制御ブロックの内部ブロックおよび端子の詳細な例が図４において説明される。
【００４０】
図４は、図１に示す複出力制御ブロック１６３、または図３に示す３４０の内部機能ブロックおよび制御信号の一例を示す。図示されるように、すべてのＣＶ出力からのフィードバック信号ＦＢ（１）４２２（１）、ＦＢ（２）４２３（２）、…ＦＢ（ｎ）４２２（ｎ）、および、電力制限閾値信号ＰＬｉｍ（１）４２４（１）、ＰＬｉｍ（２）４２４（２）、…４２４（ｎ）は、複出力信号処理ブロック４２０により受信される。定電流出力のためのフィードバック／制御信号は、適切な場合には、ＣＣ−ＣＮＴＲＬ信号４２３により示される。複出力信号処理ブロック４２０は、各出力から受信された電力需要およびＦＢ情報に基づいて、信号４２６（１）、４２６（２）、…４２６（ｎ）を、ドライバブロックである第１の高側ＭＯＳＦＥＴドライブ４３０（１）、第２の高側ＭＯＳＦＥＴドライブ４３０（２）、…第ｎの高側ＭＯＳＦＥＴドライブ４３０（ｎ）のそれぞれに送信する。これらのドライバブロックは、さらに、電源電圧ＢＰ４１２、および、出力ＣＶ電圧ＶＣＶ（１）４３２（１）、ＶＣＶ（２）４３２（２）、…ＶＣＶ（ｎ）４３２（ｎ）のそれぞれを受信して、駆動信号ＤＲ（１）４３４（１）、ＤＲ（２）４３４（２）、ＤＲ（ｎ）４３４（ｎ）を生成し、複出力の各々における電力パルススイッチを制御する。
【００４１】
ＢＰ調節器４１０は、ＢＰ端子４１２における電圧を調節する。通常動作中、ＢＰ調節器４１０は、一次源として複出力（例えば、ＶＣＶ（２）４３２（２））のうちの１つを使用する。しかし、この出力が低いとき（例えば、始動中）、それは、他の出力（例えば、ＶＶＣＶ（３）またはＶＬＥＤ４１１）を使用し得る。ＢＰ調節器は、複出力制御ブロックと二次制御ブロックとの両方に対して十分な電力を提供しなければならない。
【００４２】
高電圧ＨＶシャント４１４と低電圧ＬＶシャント４１５とが、ピーク充電にさらされ得るいくつかのＣＶ出力端子における電圧を制限するために必要であり得る。図４に示す例において、ＨＶシャント４１４は、ＶＣＶ３／ＶＬＥＤ端子における電圧を最大許容値に制限するために使用され、ＬＶシャント４１５は、ＶＣＶ（１）端子における電圧を制限するために使用される。
【００４３】
端子ＰＷＭ／ＡＤｉｍ４８０における信号のレベルは、ＬＥＤ列のアナログまたはデジタル調光オプションの間における決定または識別を行い得る。信号レベルＰＷＭ／ＡＤｉｍ４８０がＶＲＥＦ４４１を上回っている場合、ＰＷＭ信号４４３である比較器４４２の出力信号がハイとなり、複出力信号処理ブロック４２０を通して、デジタル調光を選択する。または、ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御である制御ブロック４５０を通るＡＤｉｍ信号４５８は、ＬＥＤ列のためにアナログ調光を選択する。比較器４６２は、ＶＬｏｗ閾値４６１と比較してＰＷＭ／ＡＤｉｍ信号の低レベルを検出して、複出力信号処理ブロック４２０に対してＬＯＷ４６３信号を生成する。複出力信号処理ブロック４２０は、さらに、信号Ｅｎａｂｌｅ４５３をＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０に、およびＶｓａｔ４５４をＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０から伝達することを要求する。同様に、信号４６５および４６６が、二次制御（ブロック３３６、図３）へのインターフェースであるブロック４６０に、およびブロック４６０から伝達される。二次制御（ブロック３３６、図３）に送信される、および二次制御（ブロック３３６、図３）から受信される必要な信号は、以下を含み得る。
１）二次制御からの順方向制御（ＦＷＣ：ｆｏｒｗａｒｄ  ｃｏｎｔｒｏｌ）信号４４６（一次電力スイッチのオン切り替えおよびオフ切り替え状況を提供する二次ＭＯＳＦＥＴ  ＳＲドレインにおけるＦＷＤ端子情報である、図３に示す３４６）
２）二次制御へのＲｅｑ信号４４７（ＣＶまたはＣＣ出力からの電力パルス要求である、図３に示す３４７）。
３）二次制御からの肯定信号Ａｃｋ４４８（電力パルスの要求を肯定する、図３に示す３４８）。
４）同期整流器ＭＯＳＦＥＴ一次３２０の駆動信号、同期整流器（ＳＲ）信号４４９（二次制御端子ＳＲ３２１からの、図３に示す３４９が、さらに、インターフェースブロック４６０を通して複出力制御により受信される。
【００４４】
ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０は、図５の例に示されるように個々のＬＥＤ列のすべてから電流を受信して処理する責任を負う。各ＬＥＤ列からの電流であるＩＣＣ（１）４５６（１）、ＩＣＣ（２）４５６（２）、…ＩＣＣ（ｍ）４５６（ｍ）、および、ＬＥＤ列の検出された電流の全体Ｉｓ４５５が、ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０において受信および処理される（図３において、各ＬＥＤ列電流ＩＣＣ（１）からＩＣＣ（ｍ）および抵抗器３８１におけるＩｓの電圧降下信号）。ＨＶクランプモジュール４５１は、ＬＥＤ列電流端子（ＩＣＣ端子）において任意の可能なＨＶ条件をクランプし得る。一例において、電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０は、電流源にわたって十分な電圧を提供してＬＥＤ列における電流を正確に制御するために、ＬＥＤ列のアノードにおける電圧を調節する。判り難くなるのを避けるために、異常検出および保護のために必要とされる複出力制御ブロック４４０の主要でない機能は、図４の例に示されないことが理解される。
【００４５】
複出力電力コンバーターの一実施形態において、ＣＣ出力は、一例においてＴＶまたはＰＣモニターにおいて使用される、電流調節されるＬＥＤ負荷列のために使用され得る。複数の並列なＬＥＤ列のための電流シェアリングおよび調光機能は、図４に示す制御ブロックＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御４５０、または図３に示す３４５により提供される。ＬＥＤ列における電流シェアリングのための複数の選択肢が存在し、一例において、調節は、（限界レベル未満に下がらない）ＬＥＤ列のうちの最小電圧をもつＬＥＤ列に応答して、実施され得る。ＬＥＤの調光機能（その例示的な用途が、モニターにおいてスクリーンの明度を調整することであり得る）は、（５０ｋＨｚから数百ｋＨｚの範囲内の）スイッチング周波数と比較すると、線形電流コマンドに比例したアナログ調光により、または、デジタルＰＷＭ調光（１００Ｈｚから数十ｋＨｚの範囲内）により実施され得る。デジタルＰＷＭ調光は、各列における電流のサンプル・ホールド工程により、同相ＰＷＭパルスを使用し得るか、または、位相シフトされたＰＷＭパルス（例えば、図６参照）を使用して、列における最小電圧降下を検出し得る。位相シフトされたＰＷＭ調光において、ＬＥＤ負荷のための改善された視覚性能、およびより高度に時間分散された電力需要が達成される。これは、可聴ノイズを減らし、効率を高める。複出力制御におけるＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御の一例（図４に示す４５０、または図３に示す３４５）が、図５に提示される。
【００４６】
図５は、一例において、ＴＶまたはモニタースクリーンバックライトにおいて使用され得る多並列ＬＥＤ列５９０（インデックス１、…ｍ）にわたる調節される電流ＩＯ（ＣＣ）５５０および電圧ＶＯ（ＣＣ）５５１をともなう定電流出力における電流シェアリング（並列電流分配）の実装例のための例示的な回路ブロック図を示す。電流源としての各ＬＥＤ列は、複出力制御ブロック５４０（例えば、図３に示す３４０、または図４に示す４４０）におけるＬＥＤ電流シェアリングおよびＰＷＭ調光制御ブロック５１０の入力端子ＩＣＣ１  ５５６（１）、ＩＣＣ２  ５５６（２）、…ＩＣＣ（ｍ）５５６（ｍ）に結合される。調光実装例の他の例において、アナログ線形調光信号が使用され得ることが理解される。インデックス１、２、…、ｍを付した列電流は、各列にそれぞれ結合された電流源５１６（１）、５１６（２）、…５１６（ｍ）により提示され、ＰＷＭパルス５１１によりオンに切り替わるようにすべてが同時に制御されるそれぞれのＰＷＭスイッチ５１４（１）、５１４（２）、…５１４（ｍ）を通して導通し得る。
【００４７】
図５に示す本発明の一実施形態において、ＰＷＭ信号の単一の源を含む単純な実装例のために、ＬＥＤ列の複数のチャンネルのすべてが、同時かつ同相でオンに切り替わるように有効化される。しかし、すべてのＬＥＤ列の同相制御は、より低いＰＷＭ周波数（数十ｋＨｚ）に起因して、望ましくない揺らめき／フリッカーを引き起こし得る。代替オプションは、図６に提示される、ＬＥＤ列の複数のチャンネルの各々に対する位相シフトされたＰＷＭ信号である。
【００４８】
図５における例示的な調節ループは、ＬＥＤ列におけるＣＣ出力の出力電圧を制御するために使用され得る。ＣＣ出力電圧（図３に示すＶＯ３  ３５１）は、電流源にわたる電圧降下を最小化することにより調節される。電流源５１６（１）、５１６（２）、…５１６（ｍ）が非常に短いセッティング期間をサポートするので、この構成は、より高いＰＷＭ周波数を可能にし得る。ＰＷＭスイッチ５１４（１）、５１４（２）、…５１４（ｍ）のオン期間中の電流源５１６（１）、５１６（２）、…５１６（ｍ）における電圧降下は、順方向バイアスダイオード５１２（１）、５１２（２）、…５１２（ｍ）を通して相互コンダクタンス増幅器５２０の非反転入力５１１に結合され得る。ＰＷＭスイッチ５１４（１）、５１４（２）、…５１４（ｍ）のオフ期間中、および、電流源５１６（１）、５１６（２）、…５１６（ｍ）が導通していないとき、増幅器５２０の非反転入力５１１は、抵抗器５２２を通して電源電圧ＶＢＰ５２５にプルアップされ得る。図５に示す増幅器５２０は、電流源における最低電圧を、所定のＶＲｅｆ５２１と比較し得る電圧制御される電流源である。ＰＷＭ信号５３１がハイであり、スイッチ５３０、ＰＷＭスイッチ５１４（１）、５１４（２）、…５１４（ｍ）、および電流源５１６（１）、５１６（２）、…５１６（ｍ）が導通しているとき、相互コンダクタンス増幅器５２０は、その非反転入力５１１と反転入力におけるＶＲｅｆ５２１との電圧差に比例した電流をコンデンサ５３５に出力する。コンデンサ５３５における電圧は、定電流出力のフィードバック信号（図３に示すＦＢ３  ３５５）のための基準電圧として使用されて、閉ループにおいて図３に示す定電流出力ＶＯ３  ３５１における電圧降下を調節する。
【００４９】
一例において、ＣＣ出力における複数の並列ＬＥＤ列のための位相シフトされたＰＷＭパルスは、揺らめき／フリッカーの少ないＬＥＤ列のより均一な出力光を取得するために使用され得る。本例において、それは、ＬＥＤ列のより時間分散された電力需要により達成される。これは、可聴ノイズを減らし、効率を高める。図６は、４チャンネルＬＥＤ列のための位相シフトされたデジタルＰＷＭ制御パルスの一例を、４チャンネルの位相シフトされたＰＷＭ動作をともなう、定電流出力負荷のための時間軸６１０におけるそれらの相対的なタイミングとともに示す。上部の波形ＰＷＭ−ＩＮは、入来信号を示し、ＰＷＭ１からＰＷＭ４の波形は、４つの電流源のための位相シフトされたＰＷＭ信号を示す。一例において、これらの波形は、ＣＣ出力における並列な４つのＬＥＤ負荷列に対するデジタル電流制御のために生成されるＰＷＭ位相シフトされたパルスを示す。低周波（例えば、１０ｋＨｚ）入力ＰＷＭ、ＰＷＭ−ＩＮ６２０は、周期ＴＰＷＭ６０２、ハイ持続期間６２２、およびロー持続期間６２４をともなって生成される。一例において、第１のＬＥＤ列は、ハイ持続期間６３２とロー持続期間６３４とが入力ＰＷＭ信号と同相（すなわち、ゼロ位相シフト）であるＰＷＭ１  ６３０により制御される。他の３つのＬＥＤ列は、各ＰＷＭ期間中、相互に比較して対称にシフト（または、遅延）された、信号ＰＷＭ２  ６４０、ＰＷＭ６５０、およびＰＷＭ４  ６６０により制御される。
【００５０】
言い換えると、第１のＬＥＤ列は、ハイ信号６３２中にオンとなる。第２のＬＥＤ列は、第１の列（ＰＷＭ１制御信号６３０）から（１／４）×ＴＰＷＭ遅延（または、シフト）をともなうハイ信号６４２中にオンとなる。第３のＬＥＤ列は、第２の列（ＰＷＭ２制御信号６４０）から（１／４）×ＴＰＷＭ遅延（または、シフト）をともなうハイ信号６５２中にオンとなり、第４の列は、第３のＬＥＤ列（ＰＷＭ３制御信号６５０）から（１／４）×ＴＰＷＭ遅延（または、シフト）をともなってオンに切り替わる。ＰＷＭ周波数がいくぶん低く（例えば、１００Ｈｚから数十ｋＨｚ）、オン持続期間（ハイ信号）がいくぶん短い場合であっても、各ＰＷＭ期間（ＴＰＷＭ）中におけるＰＷＭ制御パルスの４チャンネル対称分配は、（例えば、モニターまたはＴＶのバックライト用途において）光の一様な分布をもたらす。
【００５１】
図７は、各列における電流調節の同相デジタルＰＷＭ制御を含む、ＬＥＤ列に結合した定電流出力のための信号波形のうちのいくつかを示す。横軸７１０は時間であり、縦軸は、それらの相対的なタイミングをともなって示されるいくつかの制御信号を示す。上部の波形７２０は、固定したＬＥＤ負荷をともなう通常動作中の、ＬＥＤ列（ＬＥＤ出力）の定電流ＣＣ出力における電圧リップル変動を示す。各リップル周期７２１中、立ち上がり期間７２３は、ＣＣ出力への電力伝送を示し、立ち下がり期間７２５は、ＣＣ出力キャパシタンス（図３に示すＣＯ３  ３５４）における放電持続期間である。立ち上がり７２４のピークは、ＣＣ出力における最大許容電圧により規定され、低谷電圧降下、点７２２は、各ＬＥＤ列の許容電圧降下を上回る余裕内に留まらなければならない。
【００５２】
第２のグラフＰＷＭ７３０は、論理ハイ７３２を使用したすべての列のための同相ＰＷＭパルスを示し、論理ロー７３４は、すべてのＬＥＤ列における同時調光を制御し得る。
【００５３】
第３のグラフ７４０は、複出力制御ブロック（図３に示す３４０）から二次制御ブロック（図３に示す３３６）への二次要求パルス（図３に示すＲｅｑ３４７）を示す。これらの二次要求パルスは、複数のＣＶまたはＣＣ出力のうちの任意の１つにより開始され得る。二次要求パルスおよびＣＣ出力からＬＥＤ列への電力需要は、二次要求（例えば、７４１、７４３、または７４５）がハイなったとき、論理ハイ（例えば、７５１、７５３、または７５５）になるように、グラフ７５０においてＬＥＤ出力イネーブルパルスから区別され得る。他の要求パルスのうちのいくつかが、ＣＶ出力のための目標とされる。これらの要求パルス（例えば、７５２、７５４、その他）に対してＬＥＤ出力イネーブルパルスがローであるので、これらのパルス（例えば、７４２、７４４、その他）が区別され得る。
【００５４】
図８Ａおよび図８Ｂは、段階的な負荷またはライン変化中における状態変化に対するホールドオフ期間の変化の例示的な工程のための非常に単純化した傾向を示す。図８Ａにおいて、横の時間軸８１０は、異なる負荷またはライン条件に対する縦軸８２０における一次電力スイッチの異なる駆動パルスに対する、拡大して分割した時間スケールを表す。各駆動パルスは、図８Ｂに示される動作の異なる状態に対する異なる負荷またはライン条件および電力コンバーター変化に対して、オフ期間（および、その結果としてスイッチング周波数）が様々である。言い換えると、一次スイッチがオフに保持される時間長（すなわち、ホールドオフ期間）は、段階的な負荷またはライン変化に応答して、各状態変化において変えられる。一例において、複出力信号処理ブロック（例えば、図４に示す４２０）は、段階的な負荷またはライン変化に応答して、一次スイッチのホールドオフ期間を変化させるための、状態変化を実装するデジタル処理を含み得る。
【００５５】
すべての状態／動作モードにおいてすべてのスイッチング駆動パルスのオン期間が一定に留まるが、負荷が低負荷に向かって変化するとき、各状態におけるオフ期間が負荷軽減により延びて、スイッチング周期を延ばし、スイッチング周波数を下げる、固定オン期間制御が使用され得ることが理解される。
Ｔｏｎ［０］＝Ｔｏｎ［１］＝Ｔｏｎ［２］＝…＝Ｔｏｎ［ｉ］＝…
＝Ｔｏｎ［ｋ−１］＝Ｔｏｎ［ｋ］＝Ｔｏｎ
Ｔｏｆｆ［０］＜Ｔｏｆｆ［１］＜Ｔｏｆｆ［２］＜…＜Ｔｏｆｆ［ｉ］＜…
＜Ｔｏｆｆ［ｋ−１］＜Ｔｏｆｆ［ｋ］
従って、オン期間Ｔｏｎは、状態［０］８５１から状態［ｋ］８５５の各状態に対して固定される。しかし、オフ期間Ｔｏｆｆは、状態［０］８５１から状態［ｋ］８５５まで変化または増加する。
【００５６】
図８Ｂに示される例に示されるように、複出力信号処理ブロック（例えば、図４に示す４２０）は、負荷が減少するにつれて、状態［０］８５１からリンク８６１を通って状態［１］８５２まで、およびリンク８６２を通って状態［２］８５３まで、動作の状態を変えるために、複数の状態［０〜ｋ］を横断し得る。最終的に、破線リンク８６３により示されるいくつかのさらなる状態の後、複出力信号処理ブロックは、状態［ｋ−１］８５４まで、およびリンク８６４を通って最小負荷に対する最終状態［ｋ］８５５まで動作の状態を変え得る。状態［ｋ］８５５における最小負荷から状態［０］８５１における最大負荷まで負荷が再度大きくなるように戻るとき、複出力信号処理ブロックは、この工程を反転して、戻りリンク８７４、８７３、８７２、および８７１を通って状態［０］８５１に戻り得る。
【００５７】
図８Ａにおいて、このような要求されるスイッチング周波数変動の一例として、象徴的なスイッチングサイクルは、固定オン期間Ｔｏｎ（８４１、８４２、８４３、８４４、および８４５）、および、異なる／変化するオフ期間Ｔｏｆｆ［０］８３１、Ｔｏｆｆ［１］８３２、Ｔｏｆｆ［２］８３３、…Ｔｏｆｆ［ｋ−１］８３４、およびＴｏｆｆ［ｋ］８３５を示し、その結果、それぞれ変化期間Ｔｓｗ［０］８２１、Ｔｓｗ［１］８２２、Ｔｓｗ［２］８２３、…Ｔｓｗ［ｋ−１］８２４、およびＴｓｗ［ｋ］８２５をもたらす。
【００５８】
図９は、複出力信号処理ブロックは、通常動作中、図８Ｂにおいて説明されるように状態［ｉ］を調整して、ホールドオフ期間選択を変化させ、適応型の調節を提供することを実施し得る工程を描いた簡略したフロー図を示す。上述のように、ＣＶ／ＣＣ出力調節モジュールは、電力スイッチに単一の要求信号出力を提供する調節モジュールにおいて処理される複出力の各々のフィードバックピンを通して電力の入来要求／需要を調節する。電力パルスを受信する次の出力の選択は、出力スケジューリング制御ブロックにより実行され得る（例えば、図２Ａおよび図２Ｂ）。通常動作中、適応型の調節のために使用されるホールドオフ期間は、定電圧ＣＶ出力、定電流ＣＣ出力のために選択され得るか、または、各出力の独立してＣＶまたはＣＣ調節をともなう複出力コンバーターにおけるものであり得る。
【００５９】
単出力コンバーターにおいて、出力調節モジュール（例えば、二次制御装置）は、ＦＢ信号を通した電力の入来要求（または、需要）に基づいて、ＣＶまたはＣＣ出力を調節し得る。その一方で、複出力コンバーターでは、上述のように、各ＦＢピンを通して各出力から電力の要求または需要を受信する複出力調節の特別な／第３の制御モジュール（例えば、図３に示す３４０）が存在する。ＦＢ情報は、複出力信号処理モジュール（例えば、図４に示す４２０）における関係する比較器により処理されて、二次制御モジュール（例えば、図３に示す３３６）に要求信号（例えば、図４に示すＲｅｑ４４７）を提供し得、これが、一次電力スイッチのためのオン切り替えコマンドを開始する。
【００６０】
図９における概略フロー図は、異なる負荷条件に基づいて、状態変化を示す。開始点９０１およびブロック９０３の後、デフォルト状態［ｉ］は、最小「０」から最大「ｋ」までの状態ステップの任意の状態番号であり得る。工程は、リンク９０５により条件ブロック９１０に続き、一次オフ期間が終了する前に複出力信号処理ブロックにより要求信号がトリガーされたか否かが検証される。イネーブル信号のトリガー前にオフ期間が終了した場合、すなわち選択肢「ＮＯ」９１４の場合、条件ブロック９３０において、状態インデックス「ｉ」＜最大インデックス「ｋ」か否かが判定される。言い換えると、状態が最大状態「ｋ」にまだ達していないか否かが確認される。回答が「Ｙｅｓ」９３２であり、現在の状態が依然として最大状態ｋ未満である場合、次のステップは、［ｉ］から［ｉ＋１］に状態を上げ、このことが、インデックスｉ＝ｋであるとき、最小負荷に達するまで、低下する負荷に起因して、一次スイッチのホールドオフ期間を延ばす。また、回答が「Ｎｏ」９３４であり、状態が既に最大の可能な状態にある場合、ブロック９７０は、それが状態［最大インデックス＝「ｋ」］に留まることを示す。状態をより高い状態に上げた／上昇させた、または最大状態に留まった後、ループは、リンク９５５を通して、リンク９０５上の開始確認点９０４にループバックし、工程が繰り返される。
【００６１】
その一方で、条件ブロック９１０から、一次オフ期間が終了した後、要求がトリガーされた場合（リンク「Ｙｅｓ」９１２）、状態インデックスｉ＞０か否かが判定される次の条件ブロック９２０において、状態インデックスが０より大きいか否かが検証される。回答が「Ｎｏ」９２４であり、状態が依然として０にある場合、処理は、状態［０］に留まる（ブロック９６０）。回答が「Ｙｅｓ」９２２であり、状態インデックスが０より大きい場合、次のステップブロック９４０において、状態は、［ｉ］から［ｉ−１］に引き下げられ、このことが、インデックスｉ＝０であるとき、最大負荷に達するまで、上昇する負荷に起因して、一次スイッチのホールドオフ期間を短くする。状態を０（最小状態）に維持した後、または、状態をより低い状態まで減らした／引き下げた後、リンク９４５を通るループが、リンク９０５上の開始確認点９０４までループバックして反復する。
【００６２】
言い換えると、オフ期間が終了する前に一次スイッチイネーブル信号がトリガーした場合、動作状態は、最小状態［０］に向けて引き下げられなければならないと、または、オフ期間が終了した後に一次スイッチイネーブル信号がトリガーした場合、動作状態は、最大状態［ｋ］に向けて押し上げられなければならないと結論づけられ得る。
【００６３】
図８Ａおよび図８Ｂおよび図９に示すフロー図と比較して、図１０は、複出力信号処理ブロックが実施して、本発明の教示に従った、独立ＣＣ／ＣＶ制御をともなう複出力電力コンバーターの任意の出力における負荷変化に応答して、一次スイッチのホールドオフ期間を変化させるように実施し得る、デジタル制御されるホールドオフ期間工程制御の第２の／別の例／実施形態を示す。
【００６４】
開始１００１において、リンク１００２を通り、条件ブロック１００５が、いずれかの二次巻線が放電（一次電力スイッチのオン期間中にフライバック変圧器に貯蔵されたエネルギーを出力に伝達すること）を始めたか否かを判定する。例えば、一例において、いずれかの二次巻線の放電の開始は、一例において、抵抗器３２２を通して二次巻線の戻り線に結合された、ＦＷＤ端子（例えば、図３に示す３２３）における放電状態信号の検出により判定され得る。二次巻線の放電が開始されていない場合（Ｎｏ１００８）、処理が開始点にループバックし、二次巻線の放電が始まるのを待つ。その一方で、二次巻線の放電が始まっているとき（Ｙｅｓ１００６）、ブロック１０１０においてホールドオフデジタル信号が論理ハイ（すなわち、ホールドオフ＝１）に設定され、Ｔｉｍｅｒをリセットする。ブロック１０１０の出力１０１２は、次に、条件ブロック１０１５に進行し、条件ブロック１０１５は、過渡状態の検出（例えば、負荷またはライン条件における変化の検出）が存在するか否かを判定する。負荷またはラインにおける何らかの変化が検出された場合（Ｙｅｓ１０１７）、ブロック１０２５において、ホールドオフ信号のデジタル信号が論理ロー（すなわち、ホールドオフ＝０）に設定される。次に、リンク１０２６を通り、処理が、最終ブロック１０６０に続き、最終ブロック１０６０において、目標（Ｔａｒｇｅｔ）ホールドオフ期間値は、Ｔｉｍｅｒの関数である第１の値に設定され（すなわち、Ｔａｒｇｅｔ＝ｆ（Ｔｉｍｅｒ））、処理は、リンク１００３を通って開始点１００２にループバックする。
【００６５】
条件ブロック１０１５において、負荷における変化が検出されない（例えば、過渡負荷条件が検出されない）場合、処理は、Ｎｏ１０１８を通って条件ブロック１０２０に続き、条件ブロック１０２０において、Ｔｉｍｅｒが既に目標時間値に達しているか否かが確認される。Ｔｉｍｅｒがまだ目標ホールドオフ期間値に達していない場合、（Ｎｏ１０２４）、処理は、ノード１０１２にループバックし、条件ブロック１０１５において、負荷の変化が検出されたか否かを、および、条件ブロック１０２０において、Ｔｉｍｅｒが、目標ホールドオフ期間値に既に達しているか否かを再度確認する。その一方で、条件ブロック１０１５において負荷の変化が検出される前に、Ｔｉｍｅｒ値が目標ホールドオフ期間値に達したとき（Ｙｅｓ１０２２）、ホールドオフ期間信号が、次のステップ、ブロック１０３０においてゼロに設定される。ブロック１０３０の後に、別の条件ブロック１０４０が続いて、以前の要求が依然として係属中であるか、または満了であるか否かを検証する。以前の要求が依然として係属中である場合（Ｙｅｓ１０４４）、目標ホールドオフ期間値は、タイマーの関数である第２の値に設定され（すなわち、Ｔａｒｇｅｔ＝ｆ（Ｔｉｍｅｒ））、処理がリンク１００３を通してループバックし、開始点１００２に戻る。
【００６６】
しかし、以前のスイッチング要求が満了し、係属中ではない場合（Ｎｏ１０４２）、条件ブロック１０５０において、新しい要求が受信されたか否かが確認される。新しい要求がまだ受信されていない場合、（Ｎｏ１０５４）、処理が、条件ブロック１０５０にループバックして、新しい要求が受信されるのを待ち（Ｙｅｓ１０５２）、最終ブロック１０６０に進行して、目標ホールドオフ期間値がＴｉｍｅｒの関数である第３の値に設定され（すなわち、Ｔａｒｇｅｔ＝ｆ（Ｔｉｍｅｒ））、処理が、リンク１００３を通ってループバックして開始点１００２に戻る。
【００６７】
例示的な実施形態の上記の説明は、要約で説明される事項を含め、網羅的であることも、開示される形態または構造そのものへの限定であることも意図されない。本明細書において説明される主題の特定の実施形態および例は、例示を目的としており、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、特定の例示的な電流、電圧、抵抗、デバイス寸法などが説明のために提示されることと、本発明の教示に従った他の実施形態および例において他の値も使用し得ることとが理解される。
【図１】
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【図２−１】
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【図２−２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【外国語明細書】
controller for Multi-output Single Magnetic Component Converter with independent regulation of Constant current and constant voltage outputs 

CROSS-REFERENCE TO RELATED APPLICATIONS
[0001]   This application claims the benefit of U.S. Provisional Application No. 62/428,962, filed on December 1, 2016, the contents of which are incorporated herein by reference.
TECHNICAL FIELD 
[0002]   This application relates generally to switch mode power supplies and more specifically the invention relates to multi output converters with regulated constant current and constant voltage outputs powering electronic circuits. 
BACKGROUND
[0003]   Power converters with multiple output and constant current (CC) and/or Constant Voltage (CV) control are of interest and widely used due to their benefits in cost, volume and efficiency in applications that require various levels of the regulated output voltages in CV mode as well as the controlled regulated current in CC mode. The multiple outputs are applied over multiple loads and are independently controlled based on each output load demand controlled and regulated.
[0004]   In most of the multiple output converters developed so far only one output may tightly be regulated. They may require multiple secondary windings and magnetic components to be regulated independently that would increase cost and size of the power converter. 
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
[0005]   Non-limiting and non-exhaustive embodiments of the present invention are described with reference to the following figures, wherein like reference numerals refer to like parts throughout the various views unless otherwise specified.
[0006]   FIG. 1 shows general structure and circuit blocks of an example power converter with a single magnetic component and multi-outputs that in one example may be coupled to independently regulated constant current and constant voltage loads.
[0007]   FIGs. 2A, 2B, 2C show the sequential management of primary and secondary switching for transfer of power pulses from primary to secondary outputs based on their demand.
[0008]   FIG. 3 shows an example schematic of a multi-output power converter with single magnetic and independent regulation of CV/CC outputs.
[0009]   FIG. 4 shows internal blocks of the multi-output control block for independent regulation of CV/CC outputs and current sharing in multiple LED strings at CC output.
[0010]   FIG. 5 is an example circuit for current sharing and control of multiple LED strings at CC output.
[0011]   FIG. 6 shows Phase shifted PWM pulses for distributed (phase-shifted) dimming in multiple LED strings in a constant current CC output of a power converter with multi-output CC/CV independent control.
[0012]   FIG. 7 shows some signal waveforms for a CC output loaded with LED strings in a power converter with multi-output CC/CV independently controlled.
[0013]   FIGs. 8A and 8B are off-time variations (8A) and the related state changes (8B) in a power converter with multi-output CC/CV independent control according to present application.
[0014]   FIG. 9 is a flow chart summarizing the state changes based on a control process according to examples depicted in FIGs. 8A and 8B and based on load condition in a power converter with multi-output CC/CV independent control according to present application.
[0015]   FIG. 10 presents a flow chart summarizing another example process that may be used for state changes based on the load change in a power converter with multi-output CC/CV independent control according to yet another embodiment in accordance with the teachings of the present invention.
[0016]   Corresponding reference characters indicate corresponding components throughout the several views of the drawings.  Skilled artisans will appreciate that elements in the figures are illustrated for simplicity and clarity and have not necessarily been drawn to scale.  For example, the dimensions of some of the elements in the figures may be exaggerated relative to other elements to help to improve understanding of various embodiments of the present invention. Also, common but well-understood elements that are useful or necessary in a commercially feasible embodiment are often not depicted in order to facilitate a less obstructed view of these various embodiments of the present invention.
DETAILED DESCRIPTION
[0017]   In the following description, specific details are set forth, such as device types, voltages, component values, circuits, etc., in order to provide a thorough understanding of the embodiments described.  However, persons having ordinary skill in the relevant arts will appreciate that these specific details may not be needed to practice the embodiments described.  It is further appreciated that well-known circuit structures and elements have not been described in detail, or have been shown in block diagram form, in order to avoid obscuring the embodiments described.
[0018]   Reference throughout this specification to “one embodiment”, “an embodiment”, “one example” or “an example” means that a particular feature, structure or characteristic described in connection with the embodiment or example is included in at least one embodiment of the present invention.  Thus, appearances of the phrases “in one embodiment”, “in an embodiment”, “one example” or “an example” in various places throughout this specification are not necessarily all referring to the same embodiment or example.  Furthermore, the particular features, structures or characteristics may be combined in any suitable combinations and/or sub-combinations in one or more embodiments or examples.  Particular features, structures or characteristics may be included in an integrated circuit, an electronic circuit, a combinational logic circuit, or other suitable components that provide the described functionality. In addition, it is appreciated that the figures provided herewith are for explanation purposes to persons ordinarily skilled in the art.
[0019]   In the context of the present application, when a transistor is in an “off-state” or “off” the transistor does not substantially conduct current.  Conversely, when a transistor is in an “on-state” or “on” the transistor is able to substantially conduct current. By way of example, in one embodiment, a high-voltage transistor comprises an N-channel metal-oxide-semiconductor field-effect transistor (NMOS) with the high-voltage being supported between the first terminal, a drain, and the second terminal, a source. The high voltage MOSFET comprises a power switch that is driven by an integrated controller circuit to regulate energy provided to a load.  For purposes of this disclosure, “ground” or “ground potential” refers to a reference voltage or potential against which all other voltages or potentials of an electronic circuit or Integrated circuit (IC) are defined or measured.
[0020]   A multi output with secondary-side Constant Current (CC) and Constant Voltage (CV) controller for electronic appliance applications is disclosed.  It integrates independent CC /CV regulations wherein CV outputs include precision reference voltages and CC outputs may include adjustable load current.  In one example application, the CC output may be used for dimmable LED strings (e.g., arrays) of a monitor screen (e.g., a TV monitor device with LED strings and an adjustable dimming current).  Control Loops in the controller provide precise and independent regulation of CC and CV outputs.
[0021]   The multi-output CC/CV independent control may use a Time Slot Power Distribution Control (TSPDC) process to regulate all the outputs in high precision in an optimized timing.
[0022]   The proposed converter topology in one example is a single stage multi-output flyback converter targeting applications with multiple independently regulated constant voltage and/or constant current outputs.  Example targets for such products may include monitor and TV applications, which include a CC controlled output for the parallel strings (e.g., arrays) of backlight LEDs requiring regulated adjustable (e.g., dimming) constant current output with for example a 40-50 V voltage drop plus one or more CV controlled outputs for powering logic, USB, and audio that should satisfy a strict regulation accuracy requirement for each output.
[0023]   It is appreciated that in the following description and example drawings, the concept of independently controlled CC/CV multi-outputs is illustrated mostly with series couplings of the secondary windings on the energy transfer element (e.g., transformer).  However, it should not be considered as a limitation and it is appreciated that based on the application and the load power requirement on each of multiple outputs, the independently regulated CV/CC outputs may be arranged in any coupling combination of series windings, parallel windings, or both series windings and parallel windings with a common return line for all of the independently controlled and regulated outputs in accordance with the teachings of the present invention.
[0024]   FIG. 1 shows the general structure and circuit blocks of an example power converter with a single magnetic component, and multiple independently regulated outputs, which in one example may be coupled to independent loads, each of which may require a regulated constant current or constant voltage for operation in accordance with the teachings of the present invention.
[0025]   In FIG.1 the ac line voltage VAC 105 through an input rectifier and input circuitry (e.g., filter and protection components) generates the input voltage Vin 115 to the power converter across a magnetic component 120 that is coupled to a primary switching device 130.  Primary switching device 130 is controlled by a primary switching control block 161.  The controlled switching between on-state and off-states of the primary switching device 130 may transfer power pulses from primary winding 121 coupled to the input of power converter to the multiple secondary windings 122, 123 and 124 with possible extended number of secondary windings.  Secondary windings 122, 123 and 124 are all wound on the same magnetic core as the primary winding 121 and are electrically and magnetically coupled together generating multiple secondary outputs (ports), in one example Sec1 132, Sec2 133 and up to Sec(n) 134.  Although the multiple secondary windings 122, 123 and 124 is illustrated in the single magnetic component 120 as series coupled windings, it is appreciated that in other examples, the multiple secondary windings 122, 123, and 124 may be coupled in any combination of series windings, parallel windings, or a combination of both series windings and parallel windings for all of the independently controlled and regulated outputs.  Multiple secondary controlled switching devices 140 through individual switches SW1 142, SW2 143 and up to SW(n) 144 may selectively control transfer of power pulses from primary winding 121 to each of multiple regulated outputs that are demanding for more power.  
[0026]   The synchronous rectifier switch (SR) 145 on the return line 135/155 is controlled through a secondary SR control block 162 that synchronizes switching actions of primary switching device 130 with the synchronous rectifier switch SR 145 on secondary side.  In the depicted example, one SR switch 145 is illustrated as being coupled to the common return line return line 135/155.  In other examples, it is appreciated that multiple synchronous rectifier switches may be coupled to some or all of the return lines of the output windings.  The secondary SR control block 162 SR feedback control signals 166 from the secondary side of power converter and generates control signals 167 to synchronize switching of synchronous rectifier SR switch 145 with the primary switching device 130.  In one example (e.g., flyback topology of power converter) when primary switching device 130 is turned on, the synchronous rectifier switch SR 145 remains at off state to prevent transfer of energy to the secondary side and let energy be stored in the magnetic component.  When primary switching device 130 turns off, synchronous rectifier switch SR 145 switches to on-state so that the stored energy in the magnetic component generates a power pulse that based on the selected states of the controlled switching devices may be transferred to the output loads demanding for more power.  Load block 150, which may include multiple regulated and independently controlled constant voltage CV loads, constant current CC loads, or both constant voltage CV loads and constant current CC loads (e.g., Load1, Load2 and up to Load(n)), receives rectified dc output voltages VO1 152, VO2 153 and up to VO(n) 154 in reference to a single common return line RTN 155 for all of the independently controlled and regulated outputs.
[0027]   The rectification of output voltages and selective transfer of power pulses from input to each individual output of the power converter is performed by controlled switches in the block of secondary switching devices 140.  The multi-output control block 163 by receiving multi-output feedback signals 168 from each output generates multi-output control signals 169 and controls independent regulation of each load in the multi-load block 150.  In an isolated converter topology, such as isolated flyback that primary and secondary control signals are referenced to different ground levels the primary switching control block 161 should have galvanic isolation from the secondary SR control block 162.  In one example the required communication between primary switching control block 161 and secondary SR control block 162 may be provided through an isolated communication link 165.  The multi-output control block 163 and the secondary SR control block 162 may directly exchange control signals 170 to check status of switching devices and to request power pulses from primary switching device.  In one example the three control blocks of primary switching control 161, secondary SR control 162 and multi-output control 163 could be included in one single package IC controller 160.
[0028]   FIGs. 2A, 2B, and 2C show the sequential management of primary and secondary switching for transfer of power pulses from primary to secondary outputs based on each load demand.
[0029]   FIG. 2A shows a general flow chart for sequential power delivery to N possible outputs based on their load demand.  From start point 201 via a link 218, the power demand of outputs is monitored.  In conditional (i.e., decisional) block 203, it is checked if any output is demanding power.  If “No” 204, processing loops back to monitoring link 218.  If “Yes” 205, then in conditional block 206 it is checked through the feedback signals if all N outputs are demanding power.  If “Yes” 207, or in other words if all outputs are demanding power simultaneously, then in block 208 power pulses are sequentially delivered to all N outputs.  One example of the sequencing of multiple outputs demanding power pulse distribution is introduced in FIG. 2C.
[0030]     In option “No” 209, if a limited number of outputs are demanding power, then in conditional (i.e., decisional) block 210, it is decided if more than one output is requesting (or demanding) power.  In option “No” 213, when only one output is demanding power, then in block 214 it is decided to dedicate all power delivery pulses to the demanding output until its feedback increases above the reference threshold.  On the other hand, if still more than one output is demanding power, or option “Yes” 211, then in block 212 power pulses are sequentially delivered to all outputs which have simultaneous demand of power.  This process of checking on all output feedback signals for their demand of power would go back to start link 218 to be repeated regularly via the “monitor power demand” links 215 and 216 to provide a fast and fair regulation of all outputs. 
[0031]   FIG. 2B shows a simple logic diagram of the feedback error detection to enable an energy (i.e., power) transfer request pulse from each output.  The example of FIG. 2B is illustrated for a power converter with two regulated CV outputs and a third output, which could optionally be selected for a constant voltage CV or constant current CC load wherein the CC control has a different reference with extra control features for the CC load. 
[0032]   In FIG. 2B the three voltage comparators VCV1 240, VC2 250 and VC3 260 receive feedback signals FB1 242, FB2 252 and FB3 262 on their negative terminals 243, 253 and 263 respectively.  The three feedback signals FB1 242, FB2 252 and FB3 262 represent three independently controlled and regulated CV outputs.  These signals are scaled with different transfer ratios so that they could be compared to a single modified threshold reference signal 226 which is applied to the positive input terminals 244, 254 and 264 of the voltage comparators VCV1 240, VCV2 250 and VCV3 260 respectively.  The reference signal 226 is generated from a reference voltage VREF 221 that is modified (or compensated) by adding a CV modifier signal Vmod CV 224 through an adder 220.
[0033]   Whenever the feedback signal from a CV output drops below the threshold reference signal 226 the output signal (either CV1 246, CV2 256 or CV3 266) of the associated CV comparator would go high to enable the energy transfer request pulse for that specific power demanding output.
[0034]   In example of FIG. 2B there is an output option for a constant current CC load that is represented by a fourth comparator VCC 270, which may replace comparator VCV3 260 in the case a constant current CC load is replacing in the third constant voltage CV output.  In this case, feedback terminal FB3 262 is coupled to negative input 273 of the VCC comparator 270 and the positive input 274 of the VCC comparator 270 would be coupled to a threshold reference that is generated by adding a CC modifier signal VmodCC 234 to the control reference voltage through an adder 230.
[0035]   FIG. 2C introduces a table 280 for a power pulse delivery sequencing option for a power converter with three independently regulated output control logic as presented in block diagram of FIG. 2B.  It shows power pulse distribution when all outputs have simultaneous demand of power.  Such sequencing manages an adequate distribution of power pulses for a fast optimum regulation of all the outputs.  The left Column in table 280 of FIG. 2C presents the sequences between intervals of power transfer pulses, which repeats until the power demand of the multi-outputs changes.
[0036]   At first row 281, sequence 1, the constant voltage output CV1 receives a power pulse delivery.  At second row 282, sequence 2, the constant voltage output CV2 receives a power pulse delivery.  At third row 283, sequence 3, either the constant voltage output CV3 or in the case of a constant current load the constant current output CC would receive the power pulse delivery.  At next row 284, sequence 4, for an easier transition the power pulse goes back to the constant voltage output CV2 and in sequence 5, row 5 285, power pulse is delivered to output CV1 before returning in the sequence 6 back to deliver a power pulse to the optional CV3 or CC output in row 286.  The same pattern of power pulse delivery will continue in the next sequences (row 7 287, row 8, 288 and row 9 289).
[0037]   FIG. 3 shows an example of a multi-output power converter 300 operating as a flyback converter with flyback transformer 310 as the energy transfer element coupled to switching element SW 332.  The flyback configuration of FIG. 3 is coupled to an input voltage Vin 305 (from ac line and input rectifier), which is applied across primary winding L1 311 of the transformer (single magnetic component) 310 in series with a switching device SW 332.  The multi-output windings 312, 313 and 314 on the same magnetic core are electrically coupled together in series and with galvanic isolation are magnetically coupled to the input winding 311.  The example of multi-output power converter in FIG. 3 has two independently controlled constant voltage CV outputs with regulated voltages VO1 371 and Vo2 361 and a constant current CC output providing regulated current Io3 350 to a constant current load (in one example such as LED load strings 390) with a voltage drop Vo3 350.
[0038]   The first CV output VO1 371 is coupled through a first power pulse transfer switch 319 to the secondary winding 314.  The second CV output VO2 361 is coupled through a second power pulse transfer switch 317 and a diode 316 to the secondary winding 313.  The third output of power converter 300 in example of FIG. 3 is illustrated as a CC output with regulated current IO3 350 and load dependent voltage drop VO3 351 and is coupled through a rectifier diode 315 to secondary winding 312.  For all three secondary outputs the return current path is through return line Rtn 380 which is coupled through a synchronous rectifier MOSFET switch 320 to the low potential side of secondary winding 314.  It is appreciated that first CV output Vo1 371 receives voltage across secondary winding 314.  Second CV output VO2 361 receives the voltage across secondary windings 313 plus 314 and the voltage for the CC output VO3 351 would be in relation to the total voltage across all three secondary windings 312 plus 313 plus 314.  In the design of multi-secondary winding transformer 310, the appropriate turn ratios for combination and adding up of all outputs should be considered.
[0039]   In a multi-output power converter, contrary to a single output flyback converter, when the primary switch is conducting and all switches on the secondary side are off, there is no conduction path defining the voltage on the secondary side of the transformer.  Based on the primary to secondary turns ratio of the transformer and the primary side input voltage, voltages on the secondary connections of the transformer may go high.  Without zener diode 318 (and body diode of MOSFET 319), the voltage would depend on parasitic capacitances and could vary from design to design.  The clamping zener diode 318 together with the body diode of MOSFET 319, determines the voltage on drain of MOSFET 319 when the primary switch is turned on.  The zener diode 318 prevents excessive voltage stress on the secondary components.  The total control of the multi-output power converter 300 consists of a primary control block 334 to control switching of primary power switch 332 through switching signal 338 in response to switch current Isw 308 entering drain 331 of power switch 332.  Switch current Isw 308 may be sensed (Isns 337) across source 333 of power switch 332.  Capacitor 339 is coupled across a primary supply terminal BPP of primary control 334 in reference to primary ground 301.
[0040]   The secondary control block 336 may control and synchronize the switching of the synchronous rectifier SR 320 and regulate the output for a single output design (i.e., a non-multi-output design).  Due to isolation between primary and secondary windings and the isolated primary and secondary reference grounds 301 and 302, the primary control 334 and secondary control 336 have galvanic isolation and may only communicate optically or magnetically (e.g., through isolation link 335) to synchronize the switching of the primary SW 332 and secondary SR 320 switches.  In one example, the drain of SR switch 320 is coupled to the low potential side of the output winding 314, the return line for all the multiple outputs and through a resistor 322 coupled to a forward (FWD) pin on the secondary control block 336 to detect the turn-off instant of the primary power switch 332.  The gating/control signal for the SR switch 320 is referenced to source terminal of SR switch 320 which is coupled to the secondary ground terminal Gnd 324.  Supply voltage to secondary control block 336 is across terminal BPS 325 and across capacitor 326 referenced to return ground 380.  The secondary supply as well as the supply BP 387 across capacitor 386 to the multi-output control block 340 are provided from one of the multi-outputs.  During start up when VO1 is not rising fast enough, the control supply may be taken from other outputs with higher voltage levels.
[0041]    The multi-output control 340 may include block 342 “Multi-output signal process and interface blocks” and block 345 “LED Current Sharing and dimming control” which are linked through signals 343.  Terminals on multi-output control 340 are listed in Table 399 “Table of External Terminal Labels for Multi-Output Control Block”.  In one example (number and nature of terminals not limited to this example) these terminals on multi-output control 340 may include:
2018110513.tif 000015
[0042]   It is appreciated that in an example in which only one LED string is used at the CC output, all the input terminals for string currents on multi-output control block (Icc1, Icc2,… Icc(m)) could be shorted together.
[0043]   In one example, the feedback signal FB1 for the first CV output VO1 371 is provided through a resistive divider 372 and 373 across output capacitor CO1 374.  The feedback signal FB2 for the second CV output VO2 361 is provided through a resistive divider 362 and 363 across output capacitor CO2 364, and similarly the feedback signal FB3 for the third CC output VO3 351 is provided through a resistive divider 352 and 353 across output capacitor CO3 354.
[0044]   An external capacitor 378 is applied from terminal CDr1 377 to the control terminal of the first power pulse switch 319 on the first CV output VO1 371.  Similarly, another external capacitor 368 is applied from terminal CDr2 367 to control terminal of the second power pulse switch 317 on the second CV output VO2 361.
[0045]   The power limit for first CV output VO1 371 is defined by an external resistance 384 from terminal PLim1 394 to the return ground Rtn 380.  Similarly, the power limit for second CV output VO2 361 is defined by another external resistance 383 from terminal PLim2 383 to the return ground Rtn 380.  The constant current terminal CC-Cntrl 392 is also defined through an external capacitor 382 coupled to return ground Rtn 380.
[0046]   In one example, primary control 334 and secondary control 336 blocks are integrated and packaged in a single IC controlling an external power switch 332.  In another example to simplify design, the power switch 332 is also packaged in the same IC as the primary control 334 and secondary control 336.  In yet another example, power switch 332, primary control 334, secondary control 336 as well as the multi-output control are all included in a single IC.
[0047]   In summary, a control scheme for a single magnetic multiple output CC/CV converter in accordance with the teachings of the present invention is implemented through three well synchronized control sections with correlated functions:
・  The primary controller for the primary power switch on-off control which has a Ramp Time Modulation (RTM) built-in engine with peak-current control.  On reception of a pulse from the secondary control block through an isolation link (e.g., a magnetic link), the primary will immediately issue a pulse.  The peak current is determined by the RTM engine.
・  The secondary side controller drives the SR MOSFET and produces demand pulses to the primary switch control.
・  The multi-output control block for current/voltage regulation that regulates the output quantity on each multi-output by dedicating power pulses based on each output loading and power demand.  It also includes a current sharing block that controls current in multiple LED strings and the total current by regulating the voltage drop over a sense current resistor.  This block may also assure that the currents in all strings are equal. 
[0048]   Detailed examples of internal blocks and terminals of the multi-output control block for multi-output CV and CC independent regulation in a multi-output power converter with single magnetic component are described in FIG. 4.
[0049]   FIG. 4 shows an example of internal functional blocks and control signals of the multi-output control block 163 in FIG. 1, or 340 in FIG. 3.  As illustrated, feedback signals FB(1) 422(1), FB(2) 423(2),…. to FB(n) 422(n) from all CV outputs, as well as the power limit threshold signals PLim(1) 424(1), PLim( 2) 424(2) ,…. to 424(n) are received by multi-output signal process block 420.  The feedback/control signal(s) for the constant current output(s), if applicable, is illustrated by CC-CNTRL signal(s) 423.  The multi-output signal process block 420, based on power demand and FB information received from each output, sends signals 426(1), 426(2),… to 426(n) to the driver blocks High Side MOSFET Drive #1 430(1), High Side MOSFET Drive #2 430(2),… to High Side MOSFET Drive #n 430(n), respectively.  These driver blocks also receive supply voltage BP 412 and the respective output CV voltages VCV(1) 432(1), VCV(2) 432(2),… to VCV(n) 432(n) to generate drive signals DR(1) 434(1),  DR(2) 434(2), to DR(n) 434(n) to control power pulse switches on each multi-output.
[0050]   The BP regulator 410 regulates voltage on the BP terminal 412.  In normal operation, BP regulator 410 uses one of the multi-outputs (e.g., VCV(2) 432(2)) as a primary source.  However, when this output is low (e.g., during start up) it may use other outputs (e.g., VVCV(3) or VLED 411).  The BP regulator should provide sufficient power for both the multi-output control block plus the secondary control block. 
[0051]   The high voltage HV shunt 414 and low voltage LV shunt 415 may be required to limit voltage on some CV output terminals that could be subject to peak-charging. In example of FIG. 4, HV shunt 414 is used to limit voltage on VCV3/VLED terminal to the maximum allowed and LV shunt 415 is used to limit voltage on VCV(1) terminal. 
[0052]   The level of signal on terminal PWM/ADim 480 could determine or distinguish between an analog or digital dimming option of the LED strings.  If signal level PWM/ADim 480 is above VREF 441, the output signal of comparator 442, which is PWM signal 443, goes high and through multi-output signal process block 420 selects digital dimming.  Otherwise, the ADim signal 458 through the control block 450, which is LED current sharing and dimming control, selects the analog dimming for LED strings.  Comparator 462 detects a low level of PWM/ADim signal in comparison to VLow threshold 461 to generate signal LOW 463 to the multi-output signal process block 420.  The multi-output signal process block 420 also requires transferring signals enable 453 and Vsat 454 to and from LED current sharing and dimming control block 450.  As well, signals 465 and 466 are transferred to and from the block 460, which is the interface to secondary control (block 336, FIG. 3).  The essential signals to be sent to and received from secondary control (block 336, FIG. 3) may include: 
1)      A forward control (FWC) signal 446 from secondary control (346 in FIG. 3, which is the FWD terminal information on secondary MOSFET SR drain providing the turn on and off instant of the primary power switch). 
2)      Req signal 447 to secondary control (347 in FIG. 3, which is the power pulse request from a CV or CC output). 
3)      Acknowledge signal Ack 448 from secondary control (348 in FIG. 3 to acknowledge the request of a power pulse). 
4)      The drive signal of synchronous rectifier MOSFET primary 320, synchronous rectifier (SR) signal 449 (349 in FIG. 3 from secondary control terminal SR 321) is also received by multi-output control through interface block 460.
[0053]   The LED current sharing and dimming control block 450 is responsible to receive current from all individual LED strings to process as illustrated in example of FIG. 5.  Current from each LED string: ICC(1) 456(1), ICC(2) 456(2),… to ICC(m) 456(m) as well as the total sensed current of LED strings, Is 455, are received and processed in the LED current sharing and dimming control block 450 (in FIG. 3, each LED string current, ICC(1) up to ICC(m) and voltage drop signal of Is on resistor 381).  The HV clamp module 451 may clamp any possible HV condition on the LED string current terminals (ICC terminals).  In one example, the current sharing and dimming control block 450 regulates the voltage on anodes of the LED strings in order to provide sufficient voltage over the current sources to accurately control the current in the LED strings.  It is appreciated that to avoid clutter, the non-major functions of the multi-output control block 440, which are required for fault detections and protections are not shown in example of FIG. 4.
[0054]   In one embodiment of the multi-output power converter, the CC output may be used for current regulated strings of LED load that in one example is utilized in TV or PC monitors.  The current sharing and dimming function for multiple paralleled strings of LEDs is provided by control block LED current sharing and dimming control 450 in FIG. 4, or 345 in FIG. 3.  There are multiple choices for current sharing in LED strings, and in one example regulation may be performed in response to the LED string with the minimum voltage of the LED strings (not falling below the marginal level).  The dimming function of the LEDs (an example application of which may be in monitors to adjust brightness of the screen), may be performed with analog dimming proportional to a linear current command, or with digital PWM dimming (in range of 100Hz to few ten kHz) in comparison to the switching frequency (in range of 50 kHz to few hundred kHz).  The digital PWM dimming may utilize in-phase PWM pulses, or may use phase-shifted PWM pulses (see, e.g., in FIG. 6) by a sample and hold process of current in each string to detect minimum voltage drop in the string.  In phase-shifted PWM dimming, improved visual performance and increased time-distributed power demand for the LED load is achieved.  This will reduce audible noise and improve efficiency.  One example of LED current sharing and dimming control in the multi-output control (450 in FIG. 4, or 345 in FIG. 3) is presented in FIG. 5.
[0055]   FIG. 5 shows an example circuit block diagram for implementation of current sharing (parallel current distribution) at a constant current output with regulated current IO(CC) 550 and voltage VO(CC) 551 across the multi paralleled LED strings 590 (index 1,…m) that in one example may be used in a TV or monitor screen backlight.  Each LED string as a current source is coupled to an input terminal, ICC1 556(1), ICC2 556(2), ….ICC(m), 556(m) of the LED current sharing and PWM dimming control block 510 in the multi-output control block 540 (e.g., 340 of FIG. 3, or 440 of FIG. 4).  It is appreciated that in other examples of dimming implementation, an analog linear dimming signal may be utilized.  The currents of strings with index 1, 2, …., m are presented by current sources 516(1),  516(2),… 516(m) coupled respectively to each string, and may conduct through a respective PWM switch 514(1), 514(2),… 514(m), which are all simultaneously controlled to turn on by PWM pulse 511.
[0056]   In FIG. 5, one embodiment of present invention, for a simple implementation with a single source of PWM signal, all the multiple channels of LED strings are activated to turn-on simultaneously and in-phase.  However, the in-phase control of all LED strings due to lower PWM frequencies (few ten kHz) may cause undesirable shimmer/flicker.  An alternative option is a phase shifted PWM signal for each of the multiple channels of LED strings, which is presented in FIG. 6.
[0057]   The example regulation loop in FIG. 5 may be used for controlling the output voltage of CC output on LED strings. The CC output voltage (VO3 351 in FIG. 3) is regulated by minimizing the voltage drop over the current sources.  This configuration may allow a higher PWM frequency as the current sources 516(1), 516(2),… 516(m) will support very short setting times.  The voltage drops on current sources 516(1), 516(2),… 516(m) during the on-time of the PWM switches 514(1), 514(2),… 514(m) may be coupled through forward biased diodes 512(1), 512(2),… 512(m) to the positive input 511of the trans-conductance amplifier 520.  During the off-time of the PWM switches 514(1), 514(2),… 514(m) and when current sources 516(1),  516(2),… 516(m) are not conducting, the positive input 511 of the amplifier 520 may be pulled up through resistor 522 to the supply voltage VBP 525.  Amplifier 520 in FIG. 5 is a voltage controlled current source that may compare the lowest voltage on the current sources to a predetermined VRef 521.  When PWM signal 531 is high and switch 530, the PWM switches 514(1), 514(2),… 514(m), and current sources 516(1),  516(2) ,… 516(m) are conducting, the trans-conductance amplifier 520 outputs a current proportional to a voltage difference on its positive input 511 and the VRef 521 on negative input into the capacitor 535.  The voltage on capacitor 535 is used as the reference voltage for the feedback signal of the constant current output (FB3 355 in FIG. 3) to regulate in a closed loop the voltage drop on the constant current output VO3 351 in FIG. 3.
[0058]   In one example, phase-shifted PWM pulses for multiple paralleled LED strings at the CC output may be used to obtain a more uniform output light of LED strings with reduced shimmer/flicker.  In the example, it is achieved by more time-distributed power demand of the LED strings.  This reduces audible noise and improve efficiency.  FIG. 6 shows an example of phase-shifted digital PWM control pulses for four-channel LED strings with their relative timing on time axis 610 for constant current output load with four-channel phase shifted PWM operation.  The top waveform PWM-IN shows the incoming signal, and the PWM1 to PWM4 waveforms show the phase shifted PWM signals for the four current sources.  In one example, these waveforms show PWM phase-shifted pulses generated for the digital current control of four strings of LED loads paralleled on the CC output.  A low frequency (e.g., few 10 kHz) input PWM, PWM-IN 620 is generated with period TPWM 602, high duration 622 and low duration 624.  In one example, the first string of LEDs is controlled by PWM1 630 in which high duration 632 and low duration 634 are in-phase with the input PWM signal (i.e., zero phase-shift).  The other three LED strings will be controlled by signals PWM2 640, PWM 650, and PWM4 660, which are symmetrically shifted (or delayed) compared to each other during each PWM period.
[0059]   In other words, the first LED string would be on during high signal 632.  The second LED string would be ON during high signal 642 with 1/4 TPWM delay (or shift) from the first string (PWM1 control signal 630).  The third LED string goes ON during high signal 652 with 1/4 TPWM delay (or shift) from the second string (PWM2 control signal 640), and the fourth string turns on with 1/4 TPWM delay (or shift) from the third LED string (PWM3 control signal 650).  Even though the PWM frequency is rather low (e.g., 100Hz to few ten kHz) and the on duration (high signal) is rather short, the four-channel symmetric distribution of PWM control pulses during each PWM period (TPWM) results in a uniform distribution of light (e.g., in the backlight application of a monitor or TV).
[0060]   FIG. 7 shows some of the signal waveforms for the constant current output coupling to strings of LEDs with in-phase digital PWM control of current regulation in each string.  The horizontal axis 710 is the time, and the vertical axis illustrates some control signals that are presented with their relative timing.  The top waveform 720 shows the voltage ripple variation on the constant current CC output on the LED strings (LED output) during normal operation with a fixed LED load.  During each ripple period 721, the rising interval 723 indicates power delivery to the CC output, and the falling interval 725 is the discharge duration on the CC output capacitance (CO3 354 in FIG. 3).  The peak of rise 724 is defined by the maximum allowed voltage on CC output and the low valley voltage drop, point 722, should remain within a margin above the allowable voltage drop of each LED string.
[0061]   The second graph PWM 730 shows in-phase PWM pulses for all strings with logic high 732 and logic low 734 may control a simultaneous dimming on all the LED strings.
[0062]   The third graph 740 shows secondary request pulses (Req 347 in FIG. 3) from the multi-output control block (340 in FIG. 3) to the secondary control block (336 in FIG. 3).  These secondary request pulses may be initiated by any one of the multiple CV or CC outputs.  The secondary request pulse and power demand from CC output to the LED strings can be distinguished from the LED Output Enable pulse in graph 750 to be on logic high (e.g., 751, 753, or 755) when the secondary request (e.g., 741, 743, or 745) goes high.  Some of other request pulses are targeted for the CV outputs.  These pulses can be distinguished (e.g., 742, 744, and so on) as the LED output enable pulse is low for these request pulses (e.g., 752, 754, and so on). 
[0063]   FIGs. 8A and 8B present a very simple trend for an example process of hold-off time changes versus state changes during a gradual load or line change.  In FIG. 8A, the horizontal time axis 810 presents an expanded broken time scale for different drive pulses of the primary power switch on the vertical axis 820 for different load or line conditions.  Each drive pulse is varying in off-time (and consequently in switching frequency) for a different load or line condition and power converter changes to a different state of operation as illustrated in FIG. 8B.  In other words, the amount of time that the primary switch is held off (i.e., the hold-off time) is varied at each state change in response to gradual load or line changes.  In one example, the multi-output signal process block (e.g., 420 of FIG. 4) may include digital processing to implement the state changes to vary the hold-off time of the of the primary switch in response to the gradual load or line changes.  
[0064]   It is appreciated that a fixed on-time control may be used where the on-time for all switching drive pulses remains constant in all the states/modes of operation, but the off-time in each state increases by load reduction to increase the switching period and reduce switching frequency when the load varies towards low loads:
Ton[0] = Ton[1] = Ton[2] =…= Ton[i] =…= Ton[k-1] = Ton[k] = Ton
Toff[0] < Toff[1] < Toff[2] <…< Toff[i] <…< Toff[k-1] < Toff[k].
Therefore, the on-time, Ton, is fixed for each state from state[0] 851 through state [k] 855.  However, the off time, Toff, varies, or increases from state[0] 851 to state[k] 855.
[0065]   As shown in the example depicted in FIG. 8B, the multi-output signal process block (e.g., 420 of FIG. 4) may traverse through the plurality of states[0-k] to change the state of operation from state[0] 851 through link 861 to state[1] 852, and through link 862 to state[2] 853 as the load decreases.  Eventually after some more states illustrated by broken link 863, the multi-output signal process block may change the state of operation to state[k-1] 854, and through link 864 to a final state[k] 855 for a minimum load.  When the load increases back again from minimum load in state[k] 855 to a maximum load in state[0] 851, the multi-output signal process block may reverse this process through the return links 874, 873, 872, and 871 back to state[0] 851.
[0066]   In FIG. 8A, as an example of such the required switching frequency variations, the symbolic switching cycles show a fixed on-time Ton (841, 842, 843, 844, and 845) and different/varying off-times Toff[0] 831, Toff[1] 832, Toff[2] 833,… Toff[k-1] 834, and Toff[k] 835, resulting in varying periods Tsw[0] 821, Tsw[1] 822, Tsw[2] 823,… Tsw[k-1] 824, and Tsw[k] 825, respectively.
[0067]   FIG. 9 shows a simplified flow chart illustrating a process that the multi-output signal process block may perform to adjust the state[i] as described in FIG. 8B to vary the hold-off time selection and provide adaptive regulation during normal operation.  As explained above, the CV/CC output regulation module regulates the incoming request/demand of power through the feedback pin of each multi-output processed in a regulation module that provides a single request signal output to the power switch.  The selection of the next output to receive the power pulse could be done by an output scheduling control block (e.g., FIGs. 2A and 2B).  The hold-off time used for an adaptive regulation during normal operation could be selected for a constant voltage CV output, constant current CC output or could be in a multi-output converter with independently CV or CC regulation of each output.
[0068]   In a single output converter, an output regulation module (e.g., secondary controller) may regulate the CV or CC output based on the incoming request for (or demand of) power through the FB signal.  In a multi-output converter on the other hand, as explained above, there is an extra/third control module of multi-output regulation (e.g., 340 in FIG. 3), that receives the request for, or demand of, power from each output through each FB pin.  The FB information may be processed by the related comparator in the multi-output signal process module (e.g., 420 in FIG. 4) to provide a request signal (e.g., Req 447 in FIG. 4) to the secondary control module (e.g., 336 in FIG. 3), which initiates the turn-on command for the primary power switch.
[0069]   The summarized flow chart in FIG. 9 shows the state changes based on different load conditions.  After start point 901 and block 903, the default state[i] may be any state number from a minimum of “0” to a maximum of “k” state steps.  The process continues by link 905 to conditional block 910 to verify if the request signal has triggered by the multi-output signal process block before primary off-time has ended.  If the off time has ended before enable signal triggering, or option “NO” 914, then in the conditional block 930, it is determined if the state index “i” < Max Index “k”.  In other words, it is checked whether the state has not yet reached to the maximum state “k”.  If the answer is “Yes” 932, and the present state is still less than the maximum state k, then the next step would be increasing the state from [i] to [ i+1], which increases the hold-off time of the primary switch due to a decreasing load until a minimum load is reached when the index i=k.  Otherwise, if answer is “No” 934 and the state is already at the maximum possible state, then block 970 indicates that it would stay at state [Max Index= “k”].  Either after increasing/lifting the state to a higher state or staying at maximum state, the loop through link 955 loops back to the starting check point 904 on link 905 and the process repeats.
[0070]   On the other hand, from conditional block 910, if the request is triggered after the primary off-time ends (link “Yes” 912), then in next conditional block 920 in which it is determined if state index i>0, it is verified if the state index is greater than 0 or not.  If the answer is “No” 924 and state is still on 0, then processing stays at state[0] (block 960).  If the answer is “Yes” 922 and state index is greater than 0, then in the next step block 940, the state is pulled down from [i] to [i-1] , which decreases the hold-off time of the primary switch due to an increasing load until a maximum load is reached when the index i=0.  Either after keeping state at 0 (minimum state) or reducing/pulling the state down to a lower state, the loop through link 945 loops back to the starting check point 904 on link 905 and repeats.
[0071]   In other words, it could be concluded that if the primary switch enable signal triggers before the off-time ends, the operational state should be pulled down towards the minimum state [0]; OR if the primary switch enable signal triggers after the off-time ends, the operational state should be pushed up towards the maximum state [k].
[0072]   FIG. 10, in comparison to FIGs. 8A and 8B and flow chart of FIG. 9, presents a second/another example/embodiment of a digitally controlled hold-off time process control that the multi-output signal process block may perform to vary the hold-off times of the primary switch in response to a load change in any output of a multi-output power converter with independent CC/CV control in accordance with the teachings of the present invention.
[0073]   At start 1001, and through link 1002, conditional block 1005 determines if the any secondary winding has begun discharging (transferring the energy that was stored in flyback transformer during on-time of primary power switch to the output).  For instance, in one example, the start of any secondary winding discharge may be determined by the detection of a discharging condition signal on the FWD terminal (e.g.; 323 in FIG. 3) that in one example is coupled though resistor 322 to the return line of the secondary windings.  If no secondary winding discharge has started (No 1008), then processing loops back to start point and waits for a secondary winding discharge to begin.  On the other hand, when the a secondary winding discharge has begun (Yes 1006), the hold-off digital signal in block 1010 is set to a logic high (i.e., hold-off = 1) and resets a timer.  The output 1012 of block 1010 then proceeds to conditional block 1015, which determines if there is a detection of a transient condition (e.g., a detection of a change in the load or line condition).  If any change in the load or line has been detected (Yes 1017), then the digital signal of hold-off signal is set to a logic low (i.e., hold-off = 0) in block 1025.  Then through link 1026 processing continues to the final block 1060, in which a target hold-off time value is set to a first value that is a function of the timer (i.e., Target = f(Timer)), and processing loops back through link 1003 back to start point 1002.
[0074]   In conditional block 1015, if no change in load is detected (e.g., no transient load condition is detected), then processing continues through No 1018 to conditional block 1020, in which it is checked if the timer has reached the target time value yet.  If the timer has not yet reached the target hold-off time value (No 1024), then processing loops back to node 1012, to check again if a change in load is detected in conditional block 1015, and if the timer has reached to the target hold-off time value in conditional block 1020.  On the other hand, when the timer value reaches the target hold-off time value (Yes 1022) before a change in load is detected in conditional block 1015, the hold-off time signal is set to zero in the next step, block 1030.  Block 1030 is followed by another conditional block 1040 to verify if the previous request is still pending or expired.  If the previous request is still pending (Yes 1044) the target hold-off time value is set to a second value that is a function of the timer (i.e., Target = f(Timer)), and processing loops back through link 1003 back to start point 1002.
[0075]   However, if the previous switching request has been expired and not pending (No 1042), then in conditional block 1050 it is checked if the new request has been received.  If new request has not yet been received (No 1054), processing loops back to conditional block 1050 to wait for a new request to be received (Yes 1052) to proceed to the final block 1060 the target hold-off time value is set to a third value that is a function of the timer (i.e., Target = f(Timer)), and processing loops back through link 1003 back to start point 1002.
[0076]   The above description of illustrated example embodiments, including what is described in the Abstract, are not intended to be exhaustive or to be limitation to the precise forms or structures disclosed.  While specific embodiments and examples of the subject matter described herein are for illustrative purposes, various equivalent modifications are possible without departing from the broader spirit and scope of the present invention.  Indeed, it is appreciated that the specific example currents, voltages, resistances, device sizes, etc., are provided for explanation purposes and that other values may also be employed in other embodiments and examples in accordance with the teachings of the present invention. 
CLAIMS
We claim:
1.  A power converter, comprising:
a single magnetic component having a primary winding coupled to an input of the power converter, and multiple output windings, wherein each one of the multiple output windings is coupled to provide an independently controlled and regulated output in response to feedback signals received from each of the independently controlled and regulated outputs demanding power, wherein the multiple output windings are electrically connected together with a common return line for all of the independently controlled and regulated outputs;
wherein regulated outputs are coupled to independently regulate constant current outputs, or constant voltage outputs, or both constant current loads and constant voltage outputs;
a primary side power switch coupled to the primary winding of the single magnetic component;
a primary switch control block coupled to control the primary side power switch to transfer power pulses from input of the power converter to the multiple output windings;
a synchronous rectifier switch coupled to the common return line or multiple synchronous rectifier switches coupled to some or all of the return lines of the output windings;
a secondary control block coupled to control the synchronous rectifier switch to synchronize switching with the primary side power switch to provide complementary conduction of the primary winding and the multiple output windings; and
a plurality of controlled power pulse switches coupled to the multiple output windings such that the multiple output windings are coupled through the plurality of controlled power pulse switches to the independently controlled and regulated outputs, wherein a request of a power pulse from each of the independently controlled and regulated outputs is transferred through the secondary control block to the primary switch control block to turn on the primary side power switch to transfer the power pulse to the multiple output windings and through controlled power pulse switches to the independently controlled and regulated outputs.
2.  The power converter of claim 1, wherein the multiple output windings are electrically connected together in series with the common return line for all of the independently controlled and regulated outputs.
3.  The power converter of claim 1, wherein the multiple output windings are coupled in a combination of series windings, parallel windings, or both series and parallel windings.
4.  The power converter of claim 1, wherein a constant current load at a constant current (CC) output comprises multiple paralleled light emitting diode (LED) strings.
5.  The power converter of claim 1, wherein the primary switch control block is coupled to be referenced to primary ground to control the switching of the primary side power switch.
6.  The power converter of claim 5, wherein the turn on of the primary side power switch is in response to receiving the request of the power pulse from the secondary control block, and wherein a turn off of the primary side power switch is determined based on a ramp time modulation (RTM) engine and when a primary current pulse reaches a peak current limit.
7.  The power converter of claim 6, wherein the secondary control block is coupled to be referenced to a secondary ground to drive the synchronous rectifier switch coupled to the common return line.
8.  The power converter of claim 7, wherein the secondary control block is coupled to generate request pulses to the primary switch control block through a galvanic isolation link.
9.  The power converter of claim 8, wherein the galvanic isolation link is a magnetic/inductive link.
10.  The power converter of claim 8, wherein the primary switch control block is coupled to generate a switching drive pulse in response to the request pulse received from secondary control block.
11.  The power converter of claim 1, further comprising a multi-output control block coupled to regulate all the independently controlled and regulated outputs that are regulated to have a constant voltage or a constant current in response to respective feedback signals and power demands, wherein the multi-output control block includes a multi-output signal process and interface control block.
12.  The power converter of claim 11, further comprising a current sharing and dimming control block coupled to control voltage across a constant current output coupled to LED strings and regulate a total current in the constant current output, and wherein the current sharing block is further coupled to equalize currents in the LED strings.
13.  The power converter of claim 1, wherein the primary switch control block and the secondary control block are integrated in a single integrated circuit.
14.  The power converter of claim 1, wherein the primary switch control block, the secondary control block and the multi-output control block are integrated in a single integrated circuit. 
15.  The power converter of claim 14, wherein the primary power switch may be either a discrete external power switch or integrated in the single integrated circuit with the primary switch control block, the secondary control block and the multi-output control block.
16.  The power converter of claim 12, wherein the current sharing and dimming control block regulates the voltage on anodes of the LED strings in order to provide sufficient voltage over the current sources to accurately control the currents in the LED strings.
17.  The power converter of claim 16, wherein the current sharing and dimming control block includes a dimming function of the LED strings by an analog linear control of current in each LED string.
18.  The power converter of claim 16, wherein the current sharing and dimming control block includes a dimming function of the LED strings comprising a PWM dimming performed by PWM control of switches coupled in series with current sources in each LED string.
19.  The power converter of claim 18, wherein the PWM dimming is performed by in-phase dimming of the LED strings.
20.  The power converter of claim 18, wherein the PWM dimming is performed by phase-shifted dimming of the LED strings.
21.  The power converter of claim 11, wherein the multi-output control block further comprises:
an interface to secondary control block coupled to interface and exchange signals with the secondary control block; and
a multi-output signal process block coupled to the interface to secondary control block, wherein the interface to secondary control block is coupled to receive the power pulse request of multi-outputs from the multi-output signal process block and transfer a request signal to the secondary control block, and wherein the interface to secondary control block is coupled to receive an acknowledge signal from the secondary control block endorsing receipt of a power pulse request signal and is further coupled to receive an activation signal of a synchronous rectifier (SR) and a forward control (FWC) signal to be transferred to the multi-output control block to synchronize switching action at primary and secondary switches.
22.  The power converter of claim 21, wherein the multi-output signal process block is further coupled to adjust a hold-off time of the primary switch in response to load changes.
23.  The power converter of claim 22, wherein the multi-output signal process block is further coupled to decrease the hold-off time of the primary switch in response to an increased load, and wherein the multi-output signal process block is further coupled to increase the hold-off time of the primary switch in response to a decreased load.
24.  The power converter of claim 23, wherein the multi-output signal process block is further coupled to traverse through a plurality of states to change the hold-off time of the primary switch in response to the load changes.
25.  The power converter of claim 23, wherein the multi-output signal process block is further coupled to decrease the hold-off time of the primary switch in response to the request signal being triggered before a primary off-time has ended, and wherein the multi-output signal process block is further coupled to increase the hold-off time of the primary switch in response to the request signal not being triggered before the primary off-time has ended.
26.  The power converter of claim 23, wherein the multi-output signal process block is further coupled to repeat the process of:
setting a hold-off signal high and resetting a timer in response to the primary switch turning on;
setting the hold-off signal low and setting a target hold-off time value equal to a first value that is a function of the timer when a change in load is detected before the timer reaches the target hold-off time value;
setting the hold-off signal low and setting the target hold-off time value equal to a second value that is the function of the timer when:
no change in load is detected, 
the timer has reached the target hold-off time value, and 
there is a request pending; and
setting the hold-off signal low and setting the target hold-off time value equal to a third value that is the function of the timer when:
no change in load is detected,
the timer has reached the target hold-off time value,
there is no request pending, 
a new request has been issued.
ABSTRACT OF THE DISCLOSURE
A power converter includes a primary winding and multiple output windings to provide multiple independently controlled and regulated outputs with a common return line.  The outputs are coupled to independently regulate constant current, constant voltage, or both constant current and constant voltage outputs.  A secondary control block is coupled to control a synchronous rectifier switch coupled to the common return line to synchronize switching with a primary side power switch to provide complementary conduction of the primary winding and the multiple output windings.  A plurality of controlled power pulse switches is coupled to the multiple output windings.  A request of a power pulse from each of the outputs is transferred through the secondary control block to a primary switch control block to turn on the primary side power switch to transfer a power pulse to the multiple output windings and through controlled power pulse switches to the outputs.
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