(57)【要約】【課題】  熱電変換素子から、安定に電力を取り出すことができる熱電変換素子出力制御装置を提供する。【解決手段】  本発明による熱電変換素子出力制御装置は、熱電変換素子１が出力する電力を制御するものであって、変圧器２と、変圧器２の一次側と熱電変換素子１との間に接続されるスイッチ手段３と、変圧器２の二次側に接続されるコンバータ４と、スイッチ手段３のオン・オフを制御する制御回路６と、を備え、制御回路６は、熱電変換素子１のインピーダンスが抵抗特性を示すスイッチング周波数で、スイッチ手段３を制御する。【選択図】図１
2018125949.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
熱電変換素子が出力する電力を制御する熱電変換素子出力制御装置において、
変圧器と、
前記変圧器の一次側と熱電変換素子との間に接続されるスイッチ手段と、
前記変圧器の二次側に接続されるコンバータと、
前記スイッチ手段のオン・オフを制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記熱電変換素子のインピーダンスが抵抗特性を示すスイッチング周波数で、前記スイッチ手段を制御することを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記スイッチング周波数が１Ｈｚ以上かつ１０ＫＨｚ以下であることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記スイッチ手段が半導体スイッチング素子であることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記制御回路は、前記コンバータへの入力電流に基づいて前記スイッチング周波数を変更することを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記変圧器の二次側の一端と前記コンバータの入力側の一端との間に接続される第１のコンデンサを備えることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記変圧器の二次側の一端と前記コンバータの入力側の一端との間に接続されるインダクタンス素子と、
前記変圧器の二次側の前記一端と前記変圧器の二次側の他端との間に接続されると共に、前記変圧器の二次側の前記一端と前記コンバータの入力側の他端との間に接続される第２のコンデンサと、
を備えることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記インダクタンス素子および前記第２のコンデンサは、第１のコンデンサを介して、前記変圧器の二次側の前記一端と接続されることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項８】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記変圧器の二次側の他端と前記コンバータの入力側の他端との間に接続される第３のコンデンサを備えることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項９】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記変圧器の三次側の両端に接続される第４のコンデンサを備え、
前記制御回路は、前記変圧器の二次側に出力される電圧に応じて、前記スイッチ手段のスイッチング周波数を変更することを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記変圧器の二次側の一端と前記コンバータの入力側の一端との間に接続される第１のコンデンサを備えることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記コンバータの入力側の両端に接続される第２のコンデンサを備えることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項１２】
請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置において、
前記コンバータの出力はスイッチ素子を介して出力端子に接続され、
前記スイッチ素子を前記コンバータの出力電圧上昇時から遅れてターンオンする遅延回路を備えることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、熱電変換素子が発生する電力を制御して出力する熱電変換素子出力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ゼーベック効果を有する素子のように、温度により熱起電力を生じる熱電変換素子は、温度（温度差）変化に伴い、出力電圧および出力電流が共に変化する。このため、熱電変換素子が発生する電力は、昇降圧機能を備える出力制御装置を介して、蓄電池や負荷に供給される。また、熱電変換素子の出力電力は動作点によって変動し、最大電力となる動作点（以下、「最大電力点」と記す）が存在する。最大電力点は、温度によって変動する。このため、出力制御装置には、出力電力を監視し、最大電力点で電力を取り出す機能が要求される。
【０００３】
これに対し、太陽光発電装置などに適用されている、いわゆる最大電力点追従制御（ＭＰＰＴ制御；Maximum Power Point Tracking control）を用いる技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。本技術においては、熱電変換素子の出力電圧を昇圧または降圧するＤＣ−ＤＣコンバータが、電圧センサおよび電流センサの検出値に基づいて最大電力点を探索し、探索された最大電力点で動作するように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−２３２５１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来技術では、熱電変換素子の出力電圧や出力電流における比較的大きな温度変化に対し、安定に最大電力を取り出すことが難しいという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明は、熱電変換素子から、安定に電力を取り出すことができる熱電変換素子出力制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明による熱電変換素子出力制御装置は、熱電変換素子が出力する電力を制御するものであって、変圧器と、変圧器の一次側と熱電変換素子との間に接続されるスイッチ手段と、変圧器の二次側に接続されるコンバータと、スイッチ手段のオン・オフを制御する制御回路と、を備え、制御回路は、熱電変換素子のインピーダンスが抵抗特性を示すスイッチング周波数で、スイッチ手段を制御する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、熱電変換素子のインピーダンスが抵抗特性を示すスイッチング周波数で、スイッチ手段が制御されるので、熱電変換素子から効率良く安定に電力を取り出すことができる。
【０００９】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施例１である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】熱電変換素子のインピーダンスおよび電流電圧の位相差角度の周波数特性の一例を示す。
【図３】本発明の実施例２である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例３である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施例４である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例５である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図７】変圧器の出力電圧の振幅とスイッチング周波数の関係の一例を示す。
【図８】変圧器の出力電圧の振幅とスイッチング周波数の関係の一例を示す。
【図９】本発明の実施例６である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１０】スイッチ素子および遅延回路の具体的構成の一例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施形態では、熱電変換素子から、電流をスイッチにより交流的に取り出すことにより、熱電変換素子の内部抵抗が低減される。これにより、熱電変換素子の内部損失が低減されるので、熱電変換素子から効率良く安定に電力を取り出すことができる。
【００１２】
以下、本発明の実施形態である熱電変換素子出力制御装置について、実施例１〜５により、図面を用いながら説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
【実施例１】
【００１３】
図１は、本発明の実施例１である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【００１４】
図１に示すように、ゼーベック効果により電力を発生する熱電変換素子１が、スイッチ３を介して、変圧器２の一次側に電気的に接続される（以下、「電気的に接続」を単に「接続」と記す）。すなわち、熱電変換素子１の一端と一次巻線２ａの一端が接続され、一次巻線２ａの他端とスイッチ３の一端が接続され、スイッチ３の他端が熱電変換素子１の他端に接続される。なお、スイッチ３の他端と熱電変換素子１の他端は、グランド（ＧＮＤ）に接続されても良い（後述の実施例２〜６ではグランドに接続されている）。スイッチ３としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子が適用できる。
【００１５】
また、図１に示すように、変圧器２の二次側には、コンバータ４の入力側が接続される。すなわち、コンバータ４の入力側の一端と二次巻線２ｂの一端が接続され、コンバータ４の入力側の他端と二次巻線２ｂの他端が接続される。なお、コンバータ４の入力側の他端と二次巻線２ｂの他端は、グランド（ＧＮＤ）に接続されても良い（後述の実施例２〜６ではグランドに接続されている）。コンバータ４としては、ＡＣ／ＤＣコンバータが適用できる。ＡＣ／ＤＣコンバータは、公知の各種回路を用いて、個別電気部品によって構成されても良いし、集積回路によって構成されても良い。
【００１６】
スイッチ３は、制御回路６から送信される制御信号によって、オン・オフ制御される。スイッチ３がオン・オフ制御されると、熱電変換素子１から取り出されて一次巻線２ａに流れる電流によって発生する磁束が変化するため、二次巻線に電圧が誘起される。これにより、熱電変換素子１の出力電圧が、変圧器２によって、コンバータ４が要求する入力電圧に昇圧あるいは降圧される。コンバータ４は、入力電圧を、負荷あるいは蓄電装置（ともに図示せず）に応じた直流電圧に変換して出力する。
【００１７】
ここで、制御回路６が作成する制御信号の周波数は、熱電変換素子１の出力両端間のインピーダンス（図２を用いて後述）が抵抗特性（リアクタンス成分が実質零）を示すような値に設定される。本実施例１において、制御信号の周波数ｆは、１Ｈｚ以上かつ１０ＫＨｚ以下の範囲で設定される（１Ｈｚ≦ｆ≦１０ｋＨｚ）。これにより、熱電変換素子１の内部抵抗が直流動作時よりも低減されるので、熱電変換素子の内部損失が低減される。従って、熱電変換素子から効率良く安定に電力を取り出すことができる。
【００１８】
図２は、熱電変換素子のインピーダンス（Ｚ）および電流電圧の位相差角度（θ）の周波数特性の一例を示す。なお、本図２は、本発明者による検討結果である。
【００１９】
図２に示すように、Ｚは、直流（周波数ｆ＝０）では、２．４Ωの抵抗であるが、周波数ｆ＝０．０１〜１Ｈｚでは、ｆが上がるとＺが下がる容量性インピーダンスの特性を示す。さらに、Ｚは、ｆ＝１〜１００００Ｈｚでは、１．５Ωの抵抗特性（θ≒０）を示し、ｆ≧１００００Ｈｚでは、ｆが上がるとＺが上がる誘導性インピーダンス特性を示している。
【００２０】
このような熱電変換素子のインピーダンスの周波数特性に基づき、本実施例１では、上述のように、制御信号の周波数ｆは、１Ｈｚ以上かつ１０ＫＨｚ以下の範囲で設定される。これにより、本発明者の検討によれば、熱電変換素子内の電力損失を３８％削減できる
なお、本発明者の検討によれば、熱電変換素子の仕様（最大出力電圧など）や材質が異なっても、熱電変換素子のインピーダンスが抵抗特性を示す周波数は同様である。これは、熱電変換素子の等価回路は基本的に抵抗と電源の直列接続であるが、電源はコンデンサに電荷が貯まっていると考えることもできることから、抵抗とコンデンサが直列の部分と、抵抗とが、並列になるとともに、高い周波数では、電子およびホールの移動速度の影響により動きが遅くなってインダクタンスが入っているようになっているために、図２のような特性になる。これらのことから、熱電変換素子は基本的に同様な特性を示す。
【００２１】
上述のように、実施例１によれば、熱電変換素子から取り出す電流を、熱電変換素子のインピーダンスが抵抗特性を示すような周波数でオン・オフ制御することにより、熱電変換素子の内部損失が低減される。従って、熱電変換素子から効率良く安定に電力を取り出すことができる。
【実施例２】
【００２２】
図３は、本発明の実施例２である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。以下、主に、実施例１（図１）と異なる点について説明する。
【００２３】
図３に示すように、変圧器２の二次側に設けられる電流検出用のセンサ５により、変圧器２の二次巻線２ｂに流れる電流、すなわちコンバータ４への入力電流が計測される。電流検出用のセンサ５としては、ＣＴ（Current Transformer）などが適用される。なお、本実施例２においては、二次巻線２ｂの一端とコンバータ４の入力側の一端との間に、コンデンサＣ１が接続しても良い。すなわち、コンデンサＣ１の一端が二次巻線２ｂの一端に接続され、コンデンサＣ１の他端がコンバータ４の入力側の一端に接続される。このコンデンサＣ１により、二次巻線２ｂに流れる電流すなわちコンバータ４への入力電流の直流成分がカットされるので、電流検出用のセンサ５によって二次巻線２ｂに流れる交流電流が計測される。
【００２４】
制御回路６は、電流検出用のセンサ５によって計測される電流値に基づいて、コンバータ４への入力電流の大きさの平均値（以下、「電流平均値」と記す）が最大となるように、スイッチ３をオン・オフ制御する周波数を調整する。この周波数は、熱電変換素子１のインピーダンスが抵抗特性を示す周波数範囲内、本実施例２では１Ｈｚ以上かつ１０ＫＨｚ以下の範囲内で調整される。
【００２５】
より具体的に、制御回路６は、電流平均値が低下して零になっている期間がある場合は、すなわち変圧器２の動作が休止している期間がある場合には、周波数を上げる。また、制御回路６は、電流平均値が零より大きく、かつ予め設定される上限値を超える場合には、周波数を下げる。これにより、最適な大きさの電流が変圧器２から出力される。
【実施例３】
【００２６】
図４は、本発明の実施例３である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。以下、主に、実施例１（図１）と異なる点について説明する。
【００２７】
本実施例３においては、二次巻線２ｂの一端とコンデンサＣ１の一端が接続される。コンデンサＣ１の他端にはインダクタンス素子（一般に、リアクトル、インダクタ、コイルなどと呼称される）Ｌ１の一端が接続され、インダクタンス素子Ｌ１の他端はコンバータ４の入力側の一端に接続される。すなわち、二次巻線２ｂの一端とコンバータ４の入力側の一端との間には、コンデンサＣ１とインダクタンス素子Ｌ１の直列回路が接続される。さらに、コンデンサＣ１とインダクタンス素子Ｌ１の接続点と、二次巻線２ｂの他端およびコンバータ４の入力側の他端（すなわちグランド）との間に、コンデンサＣ３が接続される。
【００２８】
コンデンサＣ１は、実施例２と同様に、直流カット用である。また、コンデンサＣ３およびインダクタンス素子Ｌ１により、コンバータ４の回路を構成する半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ）およびダイオードの寄生容量に蓄えられた電荷が、熱電変換素子から電力を取り出す時に、これら半導体素子に加わる電圧の変動に伴ってコンバータ４の入力側に戻ってしまうことが防止される。すなわち、コンデンサＣ３およびインダクタンス素子Ｌ１は、ＬＣローパスフィルタとして機能し、急峻に変化する半導体素子からの帰還電流（リカバリ電流）が二次巻線２ｂに流れることを防止する。従って、コンバータ４で変換される電力量の低下が防止されるので、コンバータ４の変換効率が向上する。
【００２９】
このように、本実施例３においては、変圧器２の二次側に設けられる直流カット用のコンデンサＣ１に加えて、コンデンサＣ３およびインダクタンス素子Ｌ１を用いることで、変圧器２による交流電流を取り出せると共に、コンバータ４内の寄生容量からの帰還電流を抑制することができる。なお、コンデンサＣ３の容量はコンデンサＣ１の容量より、一桁大きな容量とすることが好ましい。これにより、帰還電流がコンデンサＣ３へバイパスされ易くなり、帰還電流が二次巻線２ｂに流れることが防止される。
【００３０】
本実施例３においても、制御回路６は、熱電変換素子１のインピーダンスが純抵抗特性を示す周波数、すなわち１Ｈｚ以上かつ１０ＫＨｚ以下の範囲内の周波数で、スイッチ３をオン・オフ制御し、熱電変換素子から交流で電流が取り出される。これによって、熱電変換素子１の発電電力が、変圧器２の二次側へ効率良く伝送される。さらに、コンデンサＣ３およびインダクタンス素子Ｌ１によって、コンバータ４からの帰還電流を抑えることができ、変圧器２の二次側へ伝送される熱電変換素子１の発電電力が、効率良くコンバータ４へ入力される。さらに、変圧器２の二次側から一次側への、帰還電流の影響が低減されて、変圧器２での電力損失が低減される。
【００３１】
このように、本実施例３によれば、熱電変換素子の出力制御装置の効率が向上する。
【実施例４】
【００３２】
図５は、本発明の実施例４である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。以下、主に、実施例３（図４）と異なる点について説明する。
【００３３】
本実施例４においては、コンバータ４の入力側に設けられる電流検出用のセンサ５により、実施例２（図３）と同様に、コンバータ４への入力電流が計測される。これにより、制御回路６は、実施例２と同様に、コンバータ４への入力電流の電流平均値が最大となるように、スイッチ３をオン・オフ制御する周波数を調整する。
【００３４】
また、本実施例４においては、二次巻線２ｂの他端とコンバータ４の入力側の他端、すなわちグランドとの間に、コンデンサＣ２が接続される。これにより、コンバータ４への入力電流の直流成分が確実にカットされるので、交流の電力成分のみを効率よくコンバータ４へ入力することができる。
【００３５】
なお、このようなコンデンサＣ２は、前述および後述する他の実施例に適用しても良い。また、コンデンサＣ１に替えて、コンデンサＣ２をＤＣカット用として用いても良い。
【実施例５】
【００３６】
図６は、本発明の実施例５である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。以下、主に、実施例２（図３）と異なる点について説明する。
【００３７】
図６に示すように、本実施例５においては、実施例２と同様に、変圧器２の二次側の回路に直流カット用のコンデンサＣ１を有する。また、コンバータ４の入力側には、コンデンサＣ３（図４中のＣ３に相当）が並列に接続される。すなわち、コンデンサＣ３の一端はコンバータ４の入力側の一端に接続され、コンデンサＣ３の他端はコンバータ４の入力側の他端（すなわち、グランド）に接続される。従って、コンデンサＣ３の一端はコンデンサＣ１の他端に接続され、コンデンサＣ３の他端は二次巻線２ｂの他端（すなわち、グランド）に接続される。なお、コンデンサＣ３は、実施例３と同様に、コンバータ４からの帰還電流をバイパスして、帰還電流が二次巻線２ｂに流れることを防止する。
【００３８】
なお、実施例３と同様に、コンデンサＣ３の容量はコンデンサＣ１の容量より、一桁大きな容量とすることが好ましい。
【００３９】
さらに、本実施例５において、変圧器２の中間には三次巻線２ｃが設けられる。三次巻線２ｃすなわち変圧器２の三次側の両端にはコンデンサＣ４が接続される。三次巻線２ｃおよびコンデンサＣ４は、共振回路となる閉回路を構成する。この共振回路により、後述するように、二次側の出力電圧すなわちコンバータ４への入力電圧を安定化することができる。
【００４０】
本実施例５においては、センサ５によって、変圧器２の二次側の出力電圧すなわち二次巻線２ｂの電圧が検出される。センサ５によって検出される電圧に応じて、制御回路６は、共振特性を用いて、二次側の出力電圧すなわちコンバータ４への入力電圧の大きさが、コンバータ４に適する所定の電圧値になるように、スイッチ３のスイッチング周波数を制御する。なお、スイッチング周波数は、熱電変換素子１のインピーダンスが抵抗特性を示す周波数範囲内、本実施例２では１Ｈｚ以上かつ１０ＫＨｚ以下の範囲内で制御される。
【００４１】
次に、スイッチング周波数による変圧器２の二次側電圧の制御について、図７および図８を用いて説明する。
【００４２】
図７は、変圧器２の二次側の出力電圧の振幅とスイッチング周波数の関係の一例を示す。
【００４３】
本実施例５では、三次巻線２ｃおよびコンデンサＣ４から構成される共振回路を設けることにより、図７に示すように、変圧器２の出力電圧の振幅（出力振幅）は共振特性を有する。このため、共振周波数（振幅ピークにおけるスイッチング周波数）より低い周波数領域では、出力振幅はスイッチング周波数に応じて単調に変化する。このような共振特性を利用すれば、制御回路６によるスイッチング周波数の制御範囲を共振周波数より低い周波数領域内とすることにより、熱電変換素子１の発電電圧が変動しても、スイッチ３のスイッチング周波数を変更することにより、変圧器２の出力電圧を一定値に制御できる。
【００４４】
図８は、変圧器２の出力電圧の振幅とスイッチング周波数の関係の一例を示す。図８に示すように、共振周波数より高い周波数領域においても、出力振幅はスイッチング周波数に応じて単調に変化する。従って、このような共振特性を利用すれば、制御回路６によるスイッチング周波数の制御範囲を共振周波数より高い周波数領域内とすることにより、熱電変換素子１の発電電圧が変動しても、スイッチ３のスイッチング周波数を変更することにより、変圧器２の出力電圧を一定値に制御できる。
【００４５】
上述のように、実施例５によれば、コンバータ４の入力電圧を所定値に制御できるので、熱電変換素子の出力制御装置の出力電圧を安定化することができる。
【００４６】
なお、本実施例３における三次巻線２ｃとコンデンサＣ４からなる共振回路、および制御回路６は、前述および後述の他の実施例にも適用できる。
【実施例６】
【００４７】
図９は、本発明の実施例６である熱電変換素子出力制御装置の回路構成を示すブロック図である。以下、主に、実施例２（図３）と異なる点について説明する。
【００４８】
図９に示すように、本実施例６においては、実施例２おけるコンバータ４の出力部に、スイッチ素子７および遅延回路８が付加される。遅延回路８は、コンバータ４が起動後、所定時間（例えば、１０秒程度）経過したら、スイッチ素子７をターンオンする。
【００４９】
これにより、コンバータ４の出力電圧が、確実に、負荷に印加する電圧値まで上昇して、安定動作できる状態になってから、負荷を投入することができる。また、コンバータ４の起動時には負荷が投入されていないので、コンバータ４の入力側に内部抵抗が小さな（例えば、数Ω）熱電変換素子１を備えながらも、起動時にコンバータ４に流れる電流（一般に、「突入電流」、「ラッシュ電流」などと呼称される）を抑制することができる。これにより、熱電変換素子の出力制御装置の故障発生が防止される。
【００５０】
上記のように、本実施例６によれば、熱電変換素子の出力制御装置の信頼性が向上する。
【００５１】
図１０は、スイッチ素子７および遅延回路８の具体的構成の一例を示す。
【００５２】
本構成例においては、コンバータ４の出力が、スイッチ素子７を構成するＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、「ＰＭＯＳ」と記す）を介して、熱電変換素子の出力制御装置の出力端子に接続される。ここで、ＰＭＯＳのソースおよびドレインは、それぞれ、コンバータ４の出力側の一端および熱電変換素子の出力制御装置の出力端子に接続される。また、遅延回路８を構成するＲＣ直列回路の一端（Ｃ側）がコンバータ４の出力側の一端およびＰＭＯＳのソースに接続され、同ＲＣ直列回路の他端（Ｒ側）がコンバータ４の出力側の他端（すなわちグランド）に接続される。ＲとＣの接続点は、ＰＭＯＳのゲートに接続される。
【００５３】
なお、ダイオードが抵抗（Ｒ）に並列に接続される。すなわち、ダイオードのカソードがＲとＣの接続点に接続され、ダイオードのアノードがＲＣ直列回路の他端（Ｒ側）すなわちコンバータ４の出力側の他端（グランド）に接続される。このダイオードは、コンバータ４の動作を停止する時に、コンデンサ（Ｃ）を速やかに放電させるために設けられる。
【００５４】
上記構成例においては、コンバータ４の出力電圧が上昇した場合に、Ｃの両端の電圧すなわちＰＭＯＳのゲート・ソース間電圧が、ＲＣ直列回路の時定数に応じて緩やかに上昇する。ここで、時定数は、コンバータ４が安定動作できる状態において、ＰＭＯＳのゲート・ソース間電圧がゲート閾値電圧を超えて、ＰＭＯＳがターンオンされるように設定される。これにより、コンバータ４の出力電圧が、確実に、負荷に印加する電圧値まで上昇して、安定動作できる状態になってから、ＰＭＯＳをターンオンして負荷を投入することができる。
【００５５】
また、この構成は、装置を並列に接続したときに相互の干渉を抑圧することができる。これは、この構成によってコンバータの出力が上昇するまでは、負荷側の影響が及ばないので、並列接続してもひとつのコンバータの出力が上昇するまでは、他のコンバータの影響が及ばない。ひとつのコンバータの出力が上昇して、ＰＭＯＳがターンオンして負荷側につながれると、他のコンバータにつながれたＰＭＯＳに付加しているダイオードによってコンバータの出力側の電圧が上昇する。しかし、この現象は、コンバータの初期動作を促進するのみであり問題とならない。すなわち、この機構をつけることで、安定に複数のコンバータを動作でき、負荷側の要求に応じて、コンバータを追加可能にすることができる。
【００５６】
時定数を十分な長さに設定するためには、Ｃの値を大きくする。このため、本構成例では、Ｃが複数（図１０では２個）のコンデンサの並列接続によって構成されているが、容量が大きな一個のコンデンサによって構成しても良い。
【００５７】
上述のように、本構成例によれば、比較的簡単な回路構成によって、熱電変換素子の出力制御装置の信頼性を向上することができる。
【００５８】
本実施例６におけるスイッチ素子７および遅延回路８は、前述の他の実施例１〜５の出力部にも適用することができる。
【００５９】
なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【符号の説明】
【００６０】
１  熱電変換素子
２  変圧器
２ａ  一次巻線
２ｂ  二次巻線
２ｃ  三次巻線
３  スイッチ
４  コンバータ
５  センサ
６  制御回路
７  スイッチ素子
８  遅延回路
【図１】
2018125949.tif 000003
【図２】
2018125949.tif 000004
【図３】
2018125949.tif 000005
【図４】
2018125949.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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