(57)【要約】【課題】インバータの２巻線モータ側から電源側へ流れる対地電流を抑制する。【解決手段】ＰＷＭ制御器１９−１は、第１系統の３相交流電圧指令及び基準キャリア位相θ０（例えば９０°）のキャリアに基づいて３相交流電圧ｅｘ1＊を生成し、３相交流電圧ｅｘ1＊を２巻線モータ２へ供給する。キャリア位相レギュレータ２１は、速度指令ω＊が小さいほど位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）に近くなり、速度指令ω＊が大きいほど位相シフト成分θ（ω＊）から離れるように、可変キャリア位相θを算出する。ＰＷＭ制御器１９−２は、第２系統の３相交流電圧指令及び可変キャリア位相θのキャリアに基づいて３相交流電圧ｅｘ2＊を生成し、３相交流電圧ｅｘ2＊を２巻線モータ２へ供給する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の速度指令からｑ軸電流指令を生成し、所定のｄ軸電流指令から２系統のｄ軸電圧指令を生成し、前記ｑ軸電流指令から２系統のｑ軸電圧指令を生成し、前記２系統のｄ軸電圧指令及び前記２系統のｑ軸電圧指令から２系統の３相交流電圧指令を生成し、前記２系統の３相交流電圧指令に基づいて２系統のＰＷＭ制御により２巻線モータを制御する制御装置において、
予め設定された基準キャリア位相のキャリアを発生する第１のキャリア発生器と、
前記第１のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第１の３相交流電圧指令に基づいて、第１のＰＷＭ信号を生成し、前記第１のＰＷＭ信号に基づいて、第１のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第１の３相交流電圧を生成し、前記第１の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第１のＰＷＭ制御器と、
所定の可変キャリア位相を生成するキャリア位相レギュレータと、
前記キャリア位相レギュレータにより生成された前記可変キャリア位相のキャリアを発生する第２のキャリア発生器と、
前記第２のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第２の３相交流電圧指令に基づいて、第２のＰＷＭ信号を生成し、前記第２のＰＷＭ信号に基づいて、第２のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第２の３相交流電圧を生成し、前記第２の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第２のＰＷＭ制御器と、を備え、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた前記可変キャリア位相を生成し、
前記第１のＰＷＭ制御器は、
前記第２のＰＷＭ制御器により生成された前記第２の３相交流電圧に対し、逆相のタイミングを含む前記第１の３相交流電圧を生成し、
前記第２のＰＷＭ制御器は、
前記第１のＰＷＭ制御器により生成された前記第１の３相交流電圧に対し、逆相のタイミングを含む前記第２の３相交流電圧を生成する、ことを特徴とする制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置において、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記速度指令が小さいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相に近くなり、前記速度指令が大きいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相から離れるように、前記可変キャリア位相を生成する、ことを特徴とする制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の制御装置において、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記速度指令に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令を算出する第１の演算器と、
前記第１の演算器により算出された前記一次遅れ速度指令の絶対値を｜ω＊LAG｜とし、予め設定されたフィルタゲインをＰ０とし、前記基準キャリア位相に対して所定量シフトさせた位相をθ（ω＊）とし、前記可変キャリア位相をθとした場合に、以下の数式：
θ＝（１／（１＋｜ω＊LAG｜／Ｐ０））×θ（ω＊）
にて、前記可変キャリア位相を算出する第２の演算器と、
を備えたことを特徴とする制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２巻線モータを、２台のインバータを用いて並列制御する制御装置に関し、特に、キャリア位相をシフトしてインバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行う制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータを用いて負荷を制御するモータ制御システムでは、負荷の高速化または大容量化等に対応するため、例えば２巻線モータが用いられる。２巻線モータを制御する制御装置は、２台のインバータを用いた並列制御を行い、２巻線モータをｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する。
【０００３】
具体的には、制御装置は、所定の速度指令ω＊をＰＩ制御器により速度制御して電流指令を生成し、電流指令を２系統に分岐する。
【０００４】
制御装置は、第１系統において、電流指令をＰＩ制御器により電流制御して電圧指令を生成し、電圧指令を座標変換してＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置は、第１のインバータにて３相交流電圧指令をＰＷＭ制御することで、第１の交流電圧が２巻線モータへ出力される。
【０００５】
同様に、制御装置は、第２系統において、電流指令を電流制御して電圧指令を生成する等の第１系統と同じ処理を行うことで、第２の交流電圧が２巻線モータへ出力される。これにより、２巻線モータは、第１の交流電圧及び第２の交流電圧に従って回転する。
【０００６】
ところで、２台の交流モータを、２台のインバータを用いてそれぞれ制御する制御装置が知られている（特許文献１を参照）。この制御装置は、第１のキャリアを用いたＰＷＭ制御により、第１の交流モータを制御すると共に、第１のキャリアの位相よりも１／４周期シフトさせた第２のキャリアを生成し、第２のキャリアを用いたＰＷＭ制御により、第２の交流モータを制御する。
【０００７】
これにより、２台のインバータのスイッチング素子のオンオフ動作に伴って２台のインバータから直流電源側へ流れる高周波のリップル電流を低減することができ、直流電源及び当該直流電源に並列に接続されたコンデンサの発熱を抑えることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第５５７４１８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述した２巻線モータを制御する制御装置は、２台のインバータ（並列インバータ）をＰＷＭ制御する際に、電流指令に基づいて生成した３相交流電圧指令の振幅と、キャリア発生器により発生したキャリアの振幅とを比較し、ＰＷＭ信号を生成する。
【００１０】
ここで、第１のインバータに用いるキャリアの位相と、第２のインバータに用いるキャリアの位相とが同じ場合には、並列インバータの２巻線モータ側から直流電源側へ対地電流が流れてしまう。
【００１１】
図９は、２台のインバータのＰＷＭ制御にそれぞれ用いるキャリア位相が同じ場合において、対地電流が流れる方向を説明する電源系統図であり、図１０は、図９におけるコモンモードの等価回路図である。
【００１２】
図９において、この電源系統は、商用電源３０、コンバータ３１及びインバータ３２−１，３２−２（並列インバータ）により構成される。電源コンデンサ３３は、商用電源３０におけるＲＳＴ相の電源の一端と接地との間のコンデンサである。リアクタ３４は、商用電源３０とコンバータ３１との間に設けられ、電流変化を抑制するために用いられる。
【００１３】
平滑コンデンサ３５は、コンバータ３１とインバータ３２−１，３２−２との間のバスに挿入され、直流電力の電圧を平滑するために用いられる。コモンチョークコア３６−１，３６−２は、インバータ３２−１，３２−２と２巻線モータ２との間に設けられている。
【００１４】
浮遊コンデンサ３７−１，３７−２は、インバータ３２−１，３２−２と２巻線モータ２との間に布設されたケーブルにおけるＵＶＷ相の浮遊コンデンサである。浮遊コンデンサ３８は、コンバータ３１とインバータ３２−１，３２−２との間に布設されたケーブルにおけるＰ極及びＮ極の浮遊コンデンサである。
【００１５】
電源コンデンサ３３の容量をＣＥ［Ｆ］（例えば２ｍＦ）とする。尚、商用電源３０におけるＲＳＴ相の電源の一端が接地されている場合、ＣＥ＝∞である。また、リアクタ３４における各相のインダクタンスをＡＣＬ［Ｈ］とし、コモンチョークコア３６−１，３６−２の各相のインダクタンスをＬＣ［Ｈ］（例えば１ｍＨ）とする。さらに、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の浮遊静電容量をＣＹ［Ｆ］（例えば１００ｎＦ）、浮遊コンデンサ３８の浮遊静電容量をｃσ［Ｆ］とする。
【００１６】
インバータ３２−１に用いるキャリアの位相とインバータ３２−２に用いるキャリアの位相とが同じ場合（θ０の場合）には、インバータ３２−１，３２−２から２巻線モータ２へ出力されるＵ相交流電圧ｅｕ1＊，ｅｕ2＊が同相となる。Ｖ相交流電圧ｅｖ1＊，ｅｖ2＊及びＷ相交流電圧ｅｗ1＊，ｅｗ2＊についても同様である。
【００１７】
図９及び図１０の矢印で示すように、インバータ３２−１から浮遊コンデンサ３７−１を介して、及びインバータ３２−２から浮遊コンデンサ３７−２を介して、浮遊コンデンサ３８及び電源コンデンサ３３へ向けて対地電流が流れる。そして、対地電流は、浮遊コンデンサ３８を介してインバータ３２−１，３２−２へ流れ、電源コンデンサ３３、商用電源３０、リアクタ３４及びコンバータ３１を介してインバータ３２−１，３２−２へ流れる。
【００１８】
図１０に示すように、コモンチョークコア３６−１の合計のインダクタンスはＬＣ／３であり、浮遊コンデンサ３７−１の合計の浮遊静電容量は３×ＣＹである。また、コモンチョークコア３６−２の合計のインダクタはＬＣ／３であり、浮遊コンデンサ３７−２の合計の浮遊静電容量は３×ＣＹである。さらに、浮遊コンデンサ３８の合計の浮遊静電容量は２×ｃσであり、リアクタ３４の合計のインダクタはＡＣＬ／３である。
【００１９】
このときのインバータ３２−１から出力される３相交流電圧のコモンモード電圧ｅｃ1＊は、以下の数式にて表される。
〔数１〕
ｅｃ1＊＝（ｅｕ1＊＋ｅｖ1＊＋ｅｗ1＊）／３      ・・・（１）
【００２０】
また、インバータ３２−２から出力される３相交流電圧のコモンモード電圧ｅｃ2＊は、以下の数式にて表される。
〔数２〕
ｅｃ2＊＝（ｅｕ2＊＋ｅｖ2＊＋ｅｗ2＊）／３      ・・・（２）
【００２１】
インバータ３２−１，３２−２から出力される交流電圧のコモンモード電圧ｅｃ＊は、以下の数式にて表される。
〔数３〕
ｅｃ＊＝（ｅｃ1＊＋ｅｃ2＊）／２      ・・・（３）
【００２２】
図１２は、図１０の等価回路図を伝達関数で表した図である。ｓを複素数として、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の伝達関数は１／６ＣＹｓ、コモンチョークコア３６−１，３６−２の伝達関数は１／（ＬＣ／６）ｓでそれぞれ表される。また、浮遊コンデンサ３８の伝達関数は１／２Ｃσｓ、リアクタ３４の伝達関数は１／（ＡＣＬ／３）ｓ、電源コンデンサ３３の伝達関数は１／ＣＥｓでそれぞれ表される。
【００２３】
対地電流ｉｎが浮遊コンデンサ３７−１，３７−２に入力される。浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の電圧をｅｎとする。また、対地電流ｉｎからリアクタ３４の出力電流を減算した結果の電流が浮遊コンデンサ３８に入力される。浮遊コンデンサ３８の電圧をｅｃとする。
【００２４】
コモンモード電圧ｅｃ＊から浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の電圧ｅｎを減算し、さらに、浮遊コンデンサ３８の電圧ｅｃを減算した結果の電圧がコモンチョークコア３６−１，３６−２に供給され、対地電流ｉｎが発生する。
【００２５】
また、リアクタ３４の出力電流が電源コンデンサ３３に入力され、浮遊コンデンサ３８の電圧ｅｃから電源コンデンサ３３の電圧を減算した結果の電圧がリアクタ３４に供給される。
【００２６】
図１１は、図１０において、商用電源３０におけるＲＳＴ相の電源の一端が接地されている場合（ＣＥ＝∞）のコモンモードの等価回路図である。ここで、電源コンデンサ３３の容量ＣＥと浮遊コンデンサ３８の浮遊静電容量ｃσの関係がＣＥ＞＞ｃσであり、リアクタ３４における各相のインダクタンスＡＣＬ＝０であるとする。
【００２７】
図１１に示すように、対地電流ｉｎは、インバータ３２−１，３２−２からコモンチョークコア３６−１，３６−２、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２及び電源コンデンサ３３を流れる。
【００２８】
コモンチョークコア３６−１，３６−２の合計のインダクタはＬＣ／６であり、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の合計の浮遊静電容量は６×ＣＹである。
【００２９】
図１３は、図１１の等価回路図を伝達関数で表した図である。図１１では、電源コンデンサ３３の容量ＣＥと浮遊コンデンサ３８の浮遊静電容量ｃσの関係がＣＥ＞＞ｃσであり、リアクタ３４における各相のインダクタンスＡＣＬ＝０である。
【００３０】
この場合、図１２の構成において、コモンモード電圧ｅｃ＊を入力とし対地電流ｉｎを出力とした場合の全体の伝達関数から、浮遊コンデンサ３８の伝達関数１／２Ｃσｓ及びリアクタ３４の伝達関数１／（ＡＣＬ／３）ｓを除外することができる。その結果、図１３に示す構成となる。
【００３１】
図９から図１３までに示したとおり、インバータ３２−１に用いるキャリアの位相とインバータ３２−２に用いるキャリアの位相とが同じである場合、対地電流ｉｎが流れてしまう。このため、２巻線モータ２を精度高く制御することができないという問題があった。
【００３２】
ここで、前述の特許文献１に記載されているとおり、一方のキャリアの位相を基準として、他方のキャリアの位相をシフトさせることが考えられる。しかし、特許文献１に記載の手法は、２台の交流モータを制御するシステムにおいて、インバータから直流電源側へ流れる高周波のリップル電流を低減することを目的とするものである。このため、この手法を、２巻線モータ２を制御するシステムであって、対地電流を抑制する目的としたシステムにそのまま適用できるとは限らない。
【００３３】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、インバータの２巻線モータ側から電源側へ流れる対地電流を抑制可能な制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
前記課題を解決するために、請求項１の制御装置は、所定の速度指令からｑ軸電流指令を生成し、所定のｄ軸電流指令から２系統のｄ軸電圧指令を生成し、前記ｑ軸電流指令から２系統のｑ軸電圧指令を生成し、前記２系統のｄ軸電圧指令及び前記２系統のｑ軸電圧指令から２系統の３相交流電圧指令を生成し、前記２系統の３相交流電圧指令に基づいて２系統のＰＷＭ制御により２巻線モータを制御する制御装置において、予め設定された基準キャリア位相のキャリアを発生する第１のキャリア発生器と、前記第１のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第１の３相交流電圧指令に基づいて、第１のＰＷＭ信号を生成し、前記第１のＰＷＭ信号に基づいて、第１のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第１の３相交流電圧を生成し、前記第１の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第１のＰＷＭ制御器と、所定の可変キャリア位相を生成するキャリア位相レギュレータと、前記キャリア位相レギュレータにより生成された前記可変キャリア位相のキャリアを発生する第２のキャリア発生器と、前記第２のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第２の３相交流電圧指令に基づいて、第２のＰＷＭ信号を生成し、前記第２のＰＷＭ信号に基づいて、第２のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第２の３相交流電圧を生成し、前記第２の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第２のＰＷＭ制御器と、を備え、前記キャリア位相レギュレータが、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた前記可変キャリア位相を生成し、前記第１のＰＷＭ制御器が、前記第２のＰＷＭ制御器により生成された前記第２の３相交流電圧に対し、逆相のタイミングを含む前記第１の３相交流電圧を生成し、前記第２のＰＷＭ制御器が、前記第１のＰＷＭ制御器により生成された前記第１の３相交流電圧に対し、逆相のタイミングを含む前記第２の３相交流電圧を生成する、ことを特徴とする。
【００３５】
また、請求項２の制御装置は、請求項１に記載の制御装置において、前記キャリア位相レギュレータが、前記速度指令が小さいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相に近くなり、前記速度指令が大きいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相から離れるように、前記可変キャリア位相を生成する、ことを特徴とする。
【００３６】
また、請求項３の制御装置は、請求項１に記載の制御装置において、前記キャリア位相レギュレータが、前記速度指令に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令を算出する第１の演算器と、前記第１の演算器により算出された前記一次遅れ速度指令の絶対値を｜ω＊LAG｜とし、予め設定されたフィルタゲインをＰ０とし、前記基準キャリア位相に対して所定量シフトさせた位相をθ（ω＊）とし、前記可変キャリア位相をθとした場合に、以下の数式：θ＝（１／（１＋｜ω＊LAG｜／Ｐ０））×θ（ω＊）にて、前記可変キャリア位相を算出する第２の演算器と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３７】
以上のように、本発明によれば、インバータの２巻線モータ側から電源側へ流れる対地電流を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。
【図２】キャリア位相レギュレータの構成例を示すブロック図である。
【図３】一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜と可変キャリア位相θとの間の関係を説明する図である。
【図４】基準キャリア位相θ０及び可変キャリア位相θを説明する図である。
【図５】キャリア位相をシフトさせた場合の例において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。
【図６】図５におけるコモンモードの等価回路図である。
【図７】交流電圧指令ｖ＊＝０の場合の３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊を説明する図である。
【図８】交流電圧指令ｖ＊≠０の場合の３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊を説明する図である。
【図９】キャリア位相が同じ場合において、対地電流が流れる方向を説明する電源系統図である。
【図１０】図９におけるコモンモードの等価回路図である。
【図１１】図９において、商用電源が接地されている場合のコモンモードの等価回路図である。
【図１２】図１０の等価回路図を伝達関数で表した図である。
【図１３】図１１の等価回路図を伝達関数で表した図である。
【図１４】キャリア位相をシフトさせた場合の実験結果を示す図である。
【図１５】キャリア位相が同じ場合の実験結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔モータ制御システム〕
図１は、本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。このモータ制御システムは、制御装置１、２巻線モータ２及びＰＧ（パルスジェネレータ）３を備えて構成される。図１において、商用電源、コンバータ及びインバータ等の電源系統の記載は省略してある。
【００４０】
制御装置１は、２巻線モータ２をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する装置である。制御装置１は、予め設定された速度指令ω＊を速度制御し、ｄ軸電流指令（励磁電流指令）ｉｄ＊及びｑ軸電流指令（トルク電流指令）ｉｑ＊を生成する。そして、制御装置１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を２系統に分岐させる。
【００４１】
制御装置１は、第１の系統において、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を電流制御し、ｄ軸電圧指令ｖｄ1＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ1＊を生成し、これらを座標変換して３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置１は、３相交流電圧指令と基準キャリア位相θ０のキャリアとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、インバータの直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧を生成し、第１の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。
【００４２】
同様に、制御装置１は、第２の系統において、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を電流制御し、ｄ軸電圧指令ｖｄ2＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ2＊を生成し、これらを座標変換して３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置１は、３相交流電圧指令と、第１の系統の基準キャリア位相θ０を所定量シフトさせた可変キャリア位相θのキャリアとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。制御装置１は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータの直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧を生成し、第２の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。
【００４３】
ＰＧ３は、２巻線モータ２の回転に応じたパルス信号を発生する。このパルス信号のカウント値から２巻線モータ２の回転速度である速度フィードバックωが得られ、速度フィードバックωが制御装置１へ入力される。尚、図１には、ＰＧ２から制御装置１へ、速度フィードバックωが入力されるように略して示してある。
【００４４】
〔制御装置１の構成〕
制御装置１は、減算器１０、速度制御器１１、乗算器１２、減算器１３−１，１３−２，１４−１，１４−２、電流制御器１５−１，１５−２，１６−１，１６−２、座標変換器１７−１，１７−２，１８−１，１８−２、ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２、キャリア発生器２０−１，２０−２、キャリア位相レギュレータ２１及び電流検出器２２−１，２２−２を備えている。
【００４５】
減算器１０は、所定の速度指令ω＊を入力すると共に、ＰＧ３から速度フィードバックωを入力し、速度指令ω＊から速度フィードバックωを減算し、速度偏差を求める。そして、減算器１０は、速度偏差を速度制御器１１に出力する。
【００４６】
速度制御器１１は、減算器１０から速度偏差を入力し、速度偏差が０となるように、ＰＩ制御器による速度制御を行い電流指令を生成し、電流指令を乗算器１２に出力する。乗算器１２は、速度制御器１１から電流指令を入力し、電流指令に対し、予め設定されたパラメータ（１／ＫＴ）を乗算する。そして、乗算器１２は、乗算結果をｑ軸電流指令ｉｑ＊として減算器１４−１，１４−２に出力する。
【００４７】
減算器１３−１は、図示しない演算器により算出されたｄ軸電流指令ｉｄ＊を入力すると共に、座標変換器１８−１からｄ軸電流フィードバックｉｄ1を入力し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流フィードバックｉｄ1を減算し、ｄ軸電流偏差を求める。そして、減算器１３−１は、ｄ軸電流偏差を電流制御器１５−１に出力する。
【００４８】
減算器１４−１は、乗算器１２からｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力すると共に、座標変換器１８−１からｑ軸電流フィードバックｉｑ1を入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流フィードバックｉｑ1を減算し、ｑ軸電流偏差を求める。そして、減算器１４−１は、ｑ軸電流偏差を電流制御器１６−１に出力する。
【００４９】
電流制御器１５−１は、減算器１３−１からｄ軸電流偏差を入力し、ｄ軸電流偏差が０となるように、ＰＩ制御器による電流制御を行いｄ軸電圧指令ｖｄ1＊を算出する。そして、電流制御器１５−１は、ｄ軸電圧指令ｖｄ1＊を座標変換器１７−１に出力する。
【００５０】
電流制御器１６−１は、減算器１４−１からｑ軸電流偏差を入力し、ｑ軸電流偏差が０となるように、ＰＩ制御器による電流制御を行いｑ軸電圧指令ｖｑ1＊を算出する。そして、電流制御器１６−１は、ｑ軸電圧指令ｖｑ1＊を座標変換器１７−１に出力する。
【００５１】
座標変換器１７−１は、電流制御器１５−１からｄ軸電圧指令ｖｄ1＊を入力すると共に、電流制御器１６−１からｑ軸電圧指令ｖｑ1＊を入力し、さらに、図示しない演算器から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１７−１は、電気角θｅに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を３相交流電圧指令に座標変換する。座標変換器１７−１は、３相交流電圧指令をＰＷＭ制御器１９−１に出力する。
【００５２】
座標変換器１８−１は、ＰＷＭ制御器１９−１と２巻線モータ２との間に設けられた電流検出器２２−１により検出されたＵ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1を入力する。また、座標変換器１８−１は、図示しない演算器から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１８−１は、電気角θｅに基づいて、Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1を回転座標系のｄ軸電流フィードバックｉｄ1及びｑ軸電流フィードバックｉｑ1に座標変換する。座標変換器１８−１は、ｄ軸電流フィードバックｉｄ1を減算器１３−１に出力すると共に、ｑ軸電流フィードバックｉｑ1を減算器１４−１に出力する。
【００５３】
減算器１３−２，１４−２、電流制御器１５−２，１６−２及び座標変換器１７−２，１８−２は、減算器１３−１，１４−１、電流制御器１５−１，１６−１及び座標変換器１７−１，１８−１とそれぞれ同じ処理を行うから、ここでは説明を省略する。
【００５４】
ＰＷＭ制御器１９−１は、座標変換器１７−１から３相交流電圧指令を入力すると共に、キャリア発生器２０−１から基準キャリア位相θ０（例えば９０°）のキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器１９−１は、３相交流電圧指令の相毎に、交流電圧指令の振幅と基準キャリア位相θ０のキャリアの振幅とを比較することで、比較結果に応じたＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。ＰＷＭ制御器１９−１は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータのスイッチング素子のゲートをオンオフし、インバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧に変換し、第１の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。
【００５５】
キャリア発生器２０−１は、予め設定された基準キャリア位相θ０を入力し、基準キャリア位相θ０のキャリア（例えば９０°）を発生してＰＷＭ制御器１９−１に出力する。
【００５６】
ＰＷＭ制御器１９−２は、座標変換器１７−２から３相交流電圧指令を入力すると共に、キャリア発生器２０−２から可変キャリア位相θ（例えば−９０°）のキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器１９−２は、３相交流電圧指令の相毎に、交流電圧指令の振幅と可変キャリア位相θのキャリアの振幅とを比較することで、比較結果に応じたＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。ＰＷＭ制御器１９−２は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータのスイッチング素子のゲートをオンオフし、インバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧に変換し、第２の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。
【００５７】
キャリア発生器２０−２は、キャリア位相レギュレータ２１から可変キャリア位相θを入力し、可変キャリア位相θ（例えば−９０°）のキャリアを発生してＰＷＭ制御器１９−２に出力する。
【００５８】
キャリア位相レギュレータ２１は、所定の速度指令ω＊を入力すると共に、図示しない演算器により算出された位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）を入力する。そして、キャリア位相レギュレータ２１は、速度指令の絶対値｜ω＊｜が小さいほど位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）に近くなり、速度指令の絶対値｜ω＊｜が大きいほど位相シフト成分θ（ω＊）から離れて所定の位相（例えば０°）に近くなるように、可変キャリア位相θを自動的にシフトする。キャリア位相レギュレータ２１は、可変キャリア位相θをキャリア発生器２０−２に出力する。キャリア位相レギュレータ２１の詳細については後述する。
【００５９】
尚、位相シフト成分θ（ω＊）を算出する図示しない演算器は、所定の速度指令ω＊を入力し、予め設定された基準キャリア位相θ０（例えば９０°）を基準として、速度指令ω＊に応じた位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）を与える。
【００６０】
この演算器は、例えば速度指令ω＊と位相シフト成分θ（ω＊）とが格納されたテーブル、または速度指令ω＊と位相シフト成分θ（ω＊）との間の関係が定義された数式を用いて、速度指令ω＊に応じた位相シフト成分θ（ω＊）を定める。そして、演算器は、位相シフト成分θ（ω＊）をキャリア位相レギュレータ２１に出力する。位相シフト成分θ（ω＊）は、予め設定された値としてキャリア位相レギュレータ２１に入力されるようにしてもよい。
【００６１】
電流検出器２２−１は、ＰＷＭ制御器１９−１と２巻線モータ２との間に設けられ、３相交流電流フィードバックであるＵ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1を検出する。Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1は、座標変換器１８−１に入力される。
【００６２】
電流検出器２２−２は、ＰＷＭ制御器１９−２と２巻線モータ２との間に設けられ、３相交流電流フィードバックであるＵ相交流電流フィードバックｉｕ2、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ2及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ2を検出する。Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ2、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ2及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ2は、座標変換器１８−２に入力される。
【００６３】
〔キャリア位相レギュレータ２１〕
次に、図１に示したキャリア位相レギュレータ２１について詳細に説明する。本発明者は、対地電流が流れる３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊（ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２からそれぞれ出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流電圧の総称）の同相のタイミングの時間が最短となるように、速度指令ω＊に応じた最適な可変キャリア位相θについて検討した。その結果、本発明者は、シミュレーションにより、可変キャリア位相θとして、速度指令ω＊が小さいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相に近くなる値を用い、速度指令ω＊が大きいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相から離れ、９０°シフトした位相に近くなる値を用いることで、対地電流を最も抑制できることを見出した。そこで、キャリア位相レギュレータ２１に、以下の処理を行わせるようにした。
【００６４】
図２は、キャリア位相レギュレータ２１の構成例を示すブロック図である。このキャリア位相レギュレータ２１は、演算器２３，２４を備えている。演算器２３，２４の数式は伝達関数を表しており、ｓは複素数である。
【００６５】
演算器２３は、所定の速度指令ω＊を入力し、以下の数式にて、速度指令ω＊に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令ω＊LAGとして算出する。そして、演算器２３は、一次遅れ速度指令ω＊LAGを演算器２４に出力する。
〔数４〕
ω＊LAG＝（１／（１＋ｓ／ωｃ））×ω＊      ・・・（４）
ここで、ωｃは速度応答角周波数であり、ωｃ＝ωｃｃ／１０の数式にて予め設定される。ωｃｃは電流応答角周波数であり、予め設定される。
【００６６】
演算器２４は、位相シフト成分θ（ω＊）を入力すると共に、演算器２３から一次遅れ速度指令ω＊LAGを入力し、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜を算出する。そして、演算器２４は、以下の数式にて、位相シフト成分θ（ω＊）及び一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜から可変キャリア位相θを算出する。
〔数５〕
θ＝（１／（１＋｜ω＊LAG｜／Ｐ０））×θ（ω＊）      ・・・（５）
ここで、Ｐ０はフィルタゲインである。
【００６７】
図３は、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜と可変キャリア位相θとの間の関係を説明する図であり、フィルタゲインＰ０＝１の場合における前記数式（５）の入出力の関係を示している。横軸は一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜を示し、縦軸は可変キャリア位相θを示す。
【００６８】
図３に示すように、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜が小さいほど（０に近いほど）、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°に近くなる。また、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜が大きいほど、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°から離れて０°に近くなる。
【００６９】
ここで、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°は、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を１８０°シフトさせた位相である。したがって、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜が小さいほど、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を１８０°シフトさせた位相である−９０°に近くなる。また、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜が大きいほど、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を９０°シフトさせた位相である０°に近くなる。
【００７０】
尚、速度指令ω＊が変化していない場合、または速度指令ω＊が変化した後十分に時間が経過した場合は、図２に示したキャリア位相レギュレータ２１において、演算器２３を無視することができる。つまり、図３において、横軸の一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜を、速度指令の絶対値｜ω＊｜に置き換えることができる。
【００７１】
したがって、可変キャリア位相θは、速度指令の絶対値｜ω＊｜が小さいほど（０に近いほど）、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を１８０°シフトさせた位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°に近くなる。また、可変キャリア位相θは、速度指令の絶対値｜ω＊｜が大きいほど、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°から離れて、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を９０°シフトさせた位相である０°に近くなる。
【００７２】
図４は、基準キャリア位相θ０及び可変キャリア位相θを説明する図である。破線は基準キャリア位相θ０＝９０°のキャリアの波形を示し、実線は可変キャリア位相θ＝−９０°のキャリアの波形を示し、横軸は時間である。
【００７３】
図４に示すように、可変キャリア位相θ＝−９０°のキャリアの波形は、基準キャリア位相θ０＝９０°に対して所定量（−１８０°）だけ位相シフトさせた波形である。基準キャリア位相θ０＝９０°に対して位相シフトさせた可変キャリア位相θ＝−９０°は、図２及び図３に示したとおり、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°を基準として、速度指令ω＊に応じて算出される。
【００７４】
〔キャリア位相をシフトさせた場合の電流の流れ〕
次に、キャリア位相をシフトさせた場合（基準キャリア位相θ０＝９０°及び可変キャリア位相θ＝−９０°）の電流の流れについて説明する。図５は、キャリア位相をシフトさせた場合（基準キャリア位相θ０＝９０°及び可変キャリア位相θ＝−９０°の場合）において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。図６は、図５におけるコモンモードの等価回路図である。
【００７５】
図５に示す電源系統図は、図９に示した電源系統図と同じである。図９に示した電源系統図では、インバータ３２−１，３２−２に用いるキャリア位相が同じである。これに対し、図５に示す電源系統図では、インバータ３２−１に用いるキャリア位相は基準キャリア位相θ０＝９０°（基準値）であり、インバータ３２−２に用いるキャリア位相は可変キャリア位相θ＝−９０°（初期値）である。
【００７６】
インバータ３２−２に用いる可変キャリア位相θ＝−９０°は、インバータ３２−１に用いる基準キャリア位相θ０＝９０°に対して１８０°シフトしている。このため、インバータ３２−１から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ1＊には、インバータ３２−２から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ2＊に対し、逆相となるタイミングが含まれる。同様に、インバータ３２−２から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ2＊には、インバータ３２−１から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ1＊に対し、逆相となるタイミングが含まれる。詳細については後述する。
【００７７】
Ｕ相交流電圧ｅｕ1＊，ｅｕ2＊が同相の場合は、図９及び図１０に示したとおり、対地電流が流れてしまうが、逆相の場合は、対地電流は流れない。Ｖ相交流電圧ｅｖ1＊，ｅｖ2＊及びＷ相交流電圧ｅｗ1＊，ｅｗ2＊についても同様である。
【００７８】
Ｕ相交流電圧ｅｕ1＊，ｅｕ2＊が逆相の場合、図５に示すように、インバータ３２−１からコモンチョークコア３６−１及び浮遊コンデンサ３７−１を介して接地へ、そして、接地から浮遊コンデンサ３７−２及びコモンチョークコア３６−２を介してインバータ３２−２へ電流が流れる（矢印を参照）。矢印が逆の場合もあり得る。
【００７９】
図６に示すように、インバータ３２−１から出力されるコモンモード電圧はｅｃ1＊であり、インバータ３２−２から出力されるコモンモード電圧はｅｃ2＊である。
【００８０】
インバータ３２−１から出力された電流は、コモンチョークコア３６−１（インダクタンスはＬＣ／３）、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２（浮遊静電容量はそれぞれ３×ＣＹ）、コモンチョークコア３６−２（インダクタンスはＬＣ／３）を介して、インバータ３２−２に入力される。矢印が逆の場合もあり得る。
【００８１】
このように、インバータ３２−１に用いるキャリア位相が基準キャリア位相θ０＝９０°、インバータ３２−２に用いるキャリア位相が可変キャリア位相θ＝−９０°の場合には、３相交流電圧の各相に、系統間で逆相となるタイミングが含まれる。この逆相の状態では、インバータ３２−１，３２−２の２巻線モータ２側から浮遊コンデンサ３８を介してインバータ３２−１，３２−２の直流電源側へ、及び、２巻線モータ２側から電源コンデンサ３３を介して商用電源３０側へ向けた対地電流は流れない。このため、インバータ３２−１，３２−２が同じ基準キャリア位相θ０を用いる場合に比べ、対地電流を抑制することができる。
【００８２】
〔キャリア位相をシフトさせた場合の３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊〕
次に、キャリア位相をシフトさせた場合（基準キャリア位相θ０＝９０°及び可変キャリア位相θ＝−９０°）において、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊に逆相のタイミングが生じることを説明する。３相交流電圧ｅｘ1＊は、Ｕ相交流電圧ｅｕ1＊、Ｖ相交流電圧ｅｖ1＊及びＷ相交流電圧ｅｗ1＊の総称であり、３相交流電圧ｅｘ2＊は、Ｕ相交流電圧ｅｕ2＊、Ｖ相交流電圧ｅｖ2＊及びＷ相交流電圧ｅｗ2＊の総称である。
【００８３】
図７は、ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２が入力する３相交流電圧指令における各相の交流電圧指令ｖ＊＝０の場合について、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊を説明する図であり、速度指令ω＊＝０のときの動作を示している。
【００８４】
３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊は、キャリアが交流電圧指令ｖ＊＝０以下のときに正極の電圧となり、キャリアが交流電圧指令ｖ＊＝０よりも大きいときに負極の電圧となる。
【００８５】
図７に示すように、インバータ３２−１に用いるキャリア位相が基準キャリア位相θ０＝９０°及びインバータ３２−２に用いるキャリア位相が可変キャリア位相θ＝−９０°の場合、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊は、全てのタイミングにおいて逆相となる。
【００８６】
したがって、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊が逆相のときには対地電流が流れないから、速度指令ω＊＝０かつ交流電圧指令ｖ＊＝０の場合には、対地電流を完全に抑制することができる。
【００８７】
図８は、交流電圧指令ｖ＊≠０の場合の３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊を説明する図であり、図７と同様に、速度指令ω＊＝０のときの動作を示している。
【００８８】
図７に示すように、インバータ３２−１に用いるキャリア位相が基準キャリア位相θ０＝９０°及びインバータ３２−２に用いるキャリア位相が可変キャリア位相θ＝−９０°であって、交流電圧指令ｖ＊≠０の場合、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊には、逆相のタイミング及び同相のタイミングが生じる。逆相のタイミングでは、図７に示したとおり対地電流が流れない。対地電流は、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊が同相のタイミングで流れ、２倍の電圧偏差で生じるリップル電流となる。
【００８９】
したがって、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊が逆相のときには対地電流が流れないから、速度指令ω＊＝０かつ交流電圧指令ｖ＊≠０の場合には、キャリア位相をシフトさせない場合に比べ、対地電流を抑制することができる。
【００９０】
〔シミュレーション結果〕
次に、シミュレーション結果について説明する。図１４は、キャリア位相をシフトさせた場合（θ０＝９０°，θ＝−９０°）の実験結果を示し、図１５は、キャリア位相が同じ場合の実験結果を示す。図１４及び図１５において、グラフの上から速度指令ω＊、速度フィードバックω、対地電流ｉｎ、合成電流フィードバックｉｑ及びモータトルクτの特性を示しており、横軸は時間である。合成電流フィードバックｉｑは、ｑ軸電流フィードバックｉｑ1にｑ軸電流フィードバックｉｑ2を加算した値である。
【００９１】
図１４及び図１５から、速度指令ω＊を変化させたパターンにおいて、全てのタイミングにて、図１４のキャリア位相をシフトさせた場合の方が図１５のキャリア位相が同じ場合よりも、対地電流ｉｎが抑制されていることがわかる。
【００９２】
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、ＰＷＭ制御器１９−１は、第１系統の３相交流電圧指令及び基準キャリア位相θ０（例えば９０°）のキャリアに基づいて３相交流電圧ｅｘ1＊を生成し、３相交流電圧ｅｘ1＊を２巻線モータ２へ供給する。
【００９３】
キャリア位相レギュレータ２１は、速度指令の絶対値｜ω＊｜が小さいほど位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）に近くなり、速度指令の絶対値｜ω＊｜が大きいほど位相シフト成分θ（ω＊）から離れて所定の位相（例えば０°）に近くなるように、可変キャリア位相θを自動的にシフトする。具体的には、キャリア位相レギュレータ２１の演算器２３は、前記数式（４）にて、速度指令ω＊に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令ω＊LAGを算出する。そして、演算器２４は、前記数式（５）にて、位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）及び一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊LAG｜から可変キャリア位相θを算出する。
【００９４】
ＰＷＭ制御器１９−２は、第２系統の３相交流電圧指令及び可変キャリア位相θ（例えば−９０°）のキャリアに基づいて３相交流電圧ｅｘ2＊を生成し、３相交流電圧ｅｘ2＊を２巻線モータ２へ供給する。
【００９５】
これにより、ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２へ入力されるキャリアの位相を、１８０°を基準にシフトさせるようにしたから、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊とは、各相の交流電圧において逆相のタイミングを含むようになる。キャリアの位相が同じ場合、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊は、各相の交流電圧において同相となり、対地電流が流れる。本発明の実施形態では、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊は逆相のタイミングを含むから、対地電流を抑制することが可能となる。
【００９６】
また、可変キャリア位相θは、速度指令ω＊が小さいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相に近くなるようにし、速度指令ω＊が大きいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相から離れ、９０°シフトした位相に近くなるようにした。これにより、３相交流電圧ｅｘ1＊，ｅｘ2＊において、対地電流が流れる同相のタイミングの時間を、速度指令ω＊に応じて最短とすることができる。これは、前述の通り、シミュレーションにより得られたものである。
【００９７】
すなわち、並列に設置された２台のインバータ３２−１，３２−２を介して、直流バス（直流電源）への還流量を最大にして、対地電流を極小に抑えることができる。したがって、交流電源側へ流れる対地電流を、効率的に抑制することが可能となる。
【００９８】
以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施形態では、２巻線モータ２を制御する場合について、２つのインバータ３２−１，３２−２は、それぞれ１８０°シフトさせた位相を用いるようにした。これに対し、３巻線モータを制御する場合、３つのインバータは、それぞれ１２０°シフトさせた位相のキャリアを用いる。また、４巻線モータを制御する場合、４つのインバータは、それぞれ９０°シフトさせた位相のキャリアを用いる。
【符号の説明】
【００９９】
１  制御装置
２  ２巻線モータ
３  ＰＧ（パルスジェネレータ）
１０，１３，１４  減算器
１１  速度制御器
１２  乗算器
１５，１６  電流制御器
１７，１８  座標変換器
１９  ＰＷＭ制御器
２０  キャリア発生器
２１  キャリア位相レギュレータ
２２  電流検出器
２３，２４  演算器
３０  商用電源
３１  コンバータ
３２  インバータ
３３  電源コンデンサ
３４  リアクタ
３５  平滑コンデンサ
３６  コモンチョークコア
３７  浮遊コンデンサ
３８  浮遊コンデンサ
ω＊  速度指令
ω  速度フィードバック
ｉｄ＊  ｄ軸電流指令
ｉｑ＊  ｑ軸電流指令
ｉｄ1，ｉｄ2  ｄ軸電流フィードバック
ｉｑ1，ｉｑ2  ｑ軸電流フィードバック
ｖｄ1＊，ｖｄ2＊  ｄ軸電圧指令
ｖｑ1＊，ｖｑ2＊  ｑ軸電圧指令
ｖ＊  交流電圧指令
ｅｕ1＊，ｅｕ2＊  Ｕ相交流電圧
ｅｖ1＊，ｅｖ2＊  Ｖ相交流電圧
ｅｗ1＊，ｅｗ2＊  Ｗ相交流電圧
ｅｘ1＊，ｅｘ2＊  ３相交流電圧
ｉｕ1，ｉｕ2  Ｕ相交流電流フィードバック
ｉｖ1，ｉｖ2  Ｖ相交流電流フィードバック
ｉｗ1，ｉｗ2  Ｗ相交流電流フィードバック
ＫＴ  トルク定数
θｅ  電気角
θ０  基準キャリア位相
θ  可変キャリア位相
θ（ω＊）  位相シフト成分
ωｃ  速度応答角周波数
ωｃｃ  電流応答角周波数
ω＊LAG  一次遅れ速度指令
Ｐ０  フィルタゲイン
ｉｑ  合成電流フィードバック
τ  モータトルク
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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