(57)【要約】【課題】２つの直流電源の間で双方向の昇圧動作と降圧動作の両方を可能にする。各相の電流の制御を１つの電流センサを用いて行う。【解決手段】第１のコンバータ１と第２のコンバータ２をインダクタを共通にして接続して各相毎に設けると共に、第１のコンバータ１側の上側スイッチのデューティ比ｄａと第２のコンバータ２側の上側スイッチのデューティ比ｄｂを決定してＰＷＭ制御するコントローラと、第１のコンバータ１の共通バス１ａで測定した測定電流ｉｈをコントローラに供給する電流センサ４を備えている。コントローラは、デューティ比ｄａ，ｄｂを調整してコンバータ１の共通バス１ａの接続側とコンバータ２の共通バス２ａの接続側との間で双方向の昇圧動作と降圧動作を行わせると共に、第１のコンバータ１のＰＷＭ制御の搬送波の波形とデューティ比ｄａとの関係に応じて求められたタイミングでサンプリングされた測定電流ｉｈに基づいてインダクタを流れる電流値を推定し、コンバータ１，２をＰＷＭ制御する。【選択図】図３
2018085826.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンバータと第２のコンバータをそれらのインダクタを共通にして接続して各相毎に設けると共に、
前記第１のコンバータの上側スイッチのデューティ比ｄａ及び前記第２のコンバータの上側スイッチのデューティ比ｄｂを決定して前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータをＰＷＭ制御するコントローラと、前記第１のコンバータの共通バスで測定した測定電流ｉｈを前記コントローラに供給する電流センサを備え、
前記コントローラは、前記デューティ比ｄａ，ｄｂを調整して前記第１のコンバータの共通バスの接続側と前記第２のコンバータの共通バスの接続側との間で双方向の昇圧動作と降圧動作を行わせると共に、前記第１のコンバータのＰＷＭ制御の搬送波の波形と前記デューティ比ｄａとの関係に応じて求められたタイミングでサンプリングされた前記測定電流ｉｈに基づいて前記インダクタを流れる電流値を推定し、前記第１のコンバータと前記第２のコンバータをＰＷＭ制御する
ことを特徴とする多相の電力変換回路。
【請求項２】
相数を２以上の整数ｎとし、ｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）の場合、前記コントローラは、各相の前記第１のコンバータの搬送波の波形の谷のタイミングでサンプリングされた前記測定電流ｉｈを各相のインダクタに流れる電流値であると推定する
ことを特徴とする請求項１記載の多相の電力変換回路。
【請求項３】
相数を３以上の整数ｎとし、（１／ｎ）≦ｄａの場合、前記コントローラは、各相の前記第１のコンバータの搬送波の波形の山のタイミングで測定された前記測定電流ｉｈをｉｈｋｔとすると、相ｋのインダクタに流れる出力電流ｉｋを、
【数１】
2018085826.tif 000007
であると推定する
ことを特徴とする請求項１記載の多相の電力変換回路。
【請求項４】
相数を３以上の整数ｎとし、切替点Ｓ１，Ｓ２が（１／ｎ）≦Ｓ１＜Ｓ２＜（（ｎ−１）／ｎ）であるとすると、前記コントローラは、前記デューティ比ｄａがｄａ＜Ｓ２の状態からｄａの増加によってＳ２≦ｄａの状態になった場合、各相の前記第１のコンバータの搬送波の波形の山のタイミングで測定された前記測定電流ｉｈをｉｈｋｔとすると、相ｋのインダクタに流れる出力電流ｉｋを、
【数２】
2018085826.tif 000008
であると推定し、
前記デューティ比ｄａがＳ１＜ｄａの状態からｄａの減少によってｄａ≦Ｓ１の状態になった場合、各相の前記第１のコンバータの搬送波の波形の谷のタイミングで測定された前記測定電流ｉｈを各相のインダクタに流れる電流値であると推定する
ことを特徴とする請求項１記載の多相の電力変換回路。
【請求項５】
相数を３以上の整数ｎとし、切替点Ｓ３が（１／ｎ）≦Ｓ３≦（（ｎ−１）／ｎ）であるとすると、前記コントローラは、前記デューティ比ｄａがｄａ＜Ｓ３の場合、各相の前記第１のコンバータの搬送波の波形の谷のタイミングで測定された前記測定電流ｉｈを各相のインダクタに流れる電流値であると推定し、前記デューティ比ｄａがＳ３≦ｄａの場合、各相の前記第１のコンバータの搬送波の波形の山のタイミングで測定された前記測定電流ｉｈをｉｈｋｔとすると、相ｋのインダクタに流れる出力電流ｉｋを、
【数３】
2018085826.tif 000009
であると推定する
ことを特徴とする請求項１記載の多相の電力変換回路。
【請求項６】
前記各相の第１のコンバータは、上側スイッチと当該上側スイッチに直列接続した下側スイッチを備え、且つ、前記上側スイッチと前記下側スイッチの中点に前記インダクタの一端を接続すると共に、直列接続した上側スイッチと下側スイッチの両端をそれぞれ共通接続して前記各相の第１のコンバータの外側接続端とし、
前記各相の第２のコンバータは、上側スイッチと当該上側スイッチに直列接続した下側スイッチを備え、且つ、前記上側スイッチと前記下側スイッチの中点に前記インダクタの他端を接続すると共に、直列接続した上側スイッチと下側スイッチの両端をそれぞれ共通接続して前記各相の第２のコンバータの外側接続端とする
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１つに記載の多相の電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相の電力変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
大電力直流−直流変換回路において、使用するスイッチングデバイスの制約から高周波スイッチングが難しいときに、変換回路の入力電流や出力電圧の品質を高めるために、インターリーブ型の回路構成が用いられる場合がある。インターリーブ直流−直流変換回路では、各相の回路を構成するスイッチやコイル等の素子のばらつきにより、各相の電流がアンバランスになることがある。そのため、図１６に示したｎ相インターリーブ双方向直流−直流変換回路や、図１７に示した三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路の例のように、通常は各相に電流センサを取り付け、そのセンサから得られる電流値ｉ１、ｉ２、ｉ３、…ｉｎを用いて電流制御が行われる。三相のインターリーブ昇圧チョッパ回路に関する各相のインダクタの電流平衡制御については、例えば、非特許文献１に示されている方法などがある。
【０００３】
ところで、交流モータ駆動用のインバータでは、直流リンク電流の値を電流センサやシャント抵抗により検出し、三相電流を求める方式が、特許文献１などで提案されている。一般的な交流モータの場合には、結線上、三相の電流の和がゼロになるため推定が行い易い。
【０００４】
また、近年、住宅の電化システムや電気自動車が普及しつつあり、停電等の非常時は勿論のこと、平常時においても日常的に電気自動車のバッテリーを家庭用電源として使用したり家庭用電源で電気自動車のバッテリーを充電することが考えられている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】川島崇宏、山本真義、舩曳繁之、鶴谷守：「インターリーブ方式チョッパ回路の電流平衡制御」、平成１８年度電気・情報関連学会中国支部連合大会、p.484
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−２１９６７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
インターリーブ型直流−直流電力変換回路では、回路を構成する素子の特性のばらつきにより、各相のスイッチを同一のデューティ比で駆動しても、各相の電流にアンバランスを生じてしまう。この対策として、各相に流れる電流を電流センサにより検出し制御する方法が提案されている（図１６，図１７参照）。しかし、この方法には、各相に電流センサを取り付けることによりコストが増加してしまうという問題がある。
【０００８】
この問題を解決するために、交流モータの駆動方法として特許文献１で提案されている直流リンク電流とスイッチの導通・非導通状態を考慮することで三相交流電流を再現する方法が考えられる。しかし、インターリーブ直流−直流変換回路や複数の電源を有し、高圧側のバスが共通であるような回路では、一般的な交流モータと異なり、必ずしも三相の電流の和がゼロになるとは限らないため、特許文献１の方法をそのまま適用することができない。
【０００９】
また、電気自動車のバッテリーを住宅の電化システムに接続する場合等においては、放電時（自動車のバッテリー→住宅の電化システム）に降圧し、充電時（住宅の電化システム→自動車のバッテリー）に昇圧するだけでなく、放電時にも昇圧し、充電時にも降圧したいとの要請がある。
【００１０】
本発明は、かかる要請に基づいてなされたもので、第１の直流電源と第２の直流電源との間で双方向の昇圧動作と降圧動作の両方が可能な多相の電力変換回路について、各相の電流の制御を一つの電流センサを用いて行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の多相の電力変換回路は、第１のコンバータと第２のコンバータをそれらのインダクタを共通にして接続して各相毎に設けると共に、第１のコンバータの上側スイッチのデューティ比ｄａ及び第２のコンバータの上側スイッチのデューティ比ｄｂを決定して第１のコンバータ及び第２のコンバータをＰＷＭ制御するコントローラと、第１のコンバータの共通バスで測定した測定電流ｉｈをコントローラに供給する電流センサを備え、コントローラは、デューティ比ｄａ，ｄｂを調整して第１のコンバータの共通バスの接続側と第２のコンバータの共通バスの接続側との間で双方向の昇圧動作と降圧動作を行わせると共に、第１のコンバータのＰＷＭ制御の搬送波の波形とデューティ比ｄａとの関係に応じて求められたタイミングでサンプリングされた測定電流ｉｈに基づいてインダクタを流れる電流値を推定し、第１のコンバータと第２のコンバータをＰＷＭ制御するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、第１の直流電源と第２の直流電源との間で双方向の昇圧動作と降圧動作の両方が可能になる。例えば、電気自動車のバッテリー（第１の直流電源）と住宅の電化システム（第２の直流電源）との間に設けた場合、電気自動車のバッテリーから住宅の電化システムへの放電時において昇圧及び降圧が可能になると共に、住宅の電化システムから電気自動車のバッテリーへの充電時において昇圧及び降圧が可能になる。
【００１３】
また、一つの電流センサのみで各相の電流を独立に制御できる。例えば、各相を構成する回路素子の特性にばらつきが存在する場合にも、一つの電流センサのみで各相の電流のバランスを保つ制御を行うことができる。高圧側に接続された電流センサの値を、各相の搬送波と同期して（例えば、搬送波の谷、または山と谷の頂点で）サンプリングし、その値より各相の電流値を得ることで、各相毎に電流センサを設ける必要がなくなるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の多相の電力変換回路の第１の例として構成したｎ相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。
【図２】電流センサを別の位置に設けた場合のｎ相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。
【図３】本発明の多相の電力変換回路の第２の例として構成した三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。
【図４】三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路用のコントローラを例示する回路図である。
【図５】１２０（＝３６０／３）度ずつ位相をずらして生成される搬送波及びサンプリング信号を説明するための図で、（Ａ）は第１のコンバータの各スイッチを駆動させるための搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１、Ｖｃａｒｒ＿ａ２、Ｖｃａｒｒ＿ａ３、及びサンプリング信号smplを例示する図、（Ｂ）は第２のコンバータの各スイッチを駆動させるための搬送波Ｖｃａｒｒ＿ｂ１、Ｖｃａｒｒ＿ｂ２、Ｖｃａｒｒ＿ｂ３を例示する図である。
【図６】インダクタに流れる電流値の推定原理（推定法１）を説明する図である。
【図７】インダクタに流れる電流値の推定原理（推定法２）を説明する図である。
【図８】インダクタに流れる電流値の推定原理（推定法３）を説明する図である。
【図９】インダクタに流れる電流値の推定原理（推定法４）を説明する図である。
【図１０】本発明の効果を確認するために行った実施例１の結果を示す図である。
【図１１】本発明の効果を確認するために行った実施例２の結果を示す図である。
【図１２】本発明の効果を確認するために行った実施例３の結果を示す図である。
【図１３】本発明の効果を確認するために行った実施例４の結果を示す図である。
【図１４】本発明の効果を確認するために行った実施例５の結果を示す図である。
【図１５】本発明の効果を確認するために行った実施例６の結果を示す図である。
【図１６】従来のｎ相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を示す図である。
【図１７】従来の三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、例示に基づき本発明を説明する。図１は、本発明の多相の電力変換回路の第１の実施形態として構成したｎ相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。本実施形態の多相の電力変換回路は、例えばＨＥＭＳ（ホーム・エネルギー・マネジメント・システム）に用いられ、例えば電気自動車と住宅の電化システムとの接続に使用される。
【００１６】
図１に示すように、第１のコンバータ１と第２のコンバータ２はインダクタＬ１，Ｌ２，…，Ｌｎを共通にして接続されている。第１のコンバータ１と第２のコンバータ２は各相毎に設けられている。第１のコンバータ１の共通バス１ａの接続側には第１の直流電源Ｖｉｎ（例えば、電気自動車のバッテリー）が接続され、第２のコンバータ２の共通バス２ａの接続側には第２の直流電源（例えば、住宅の電化システム）３が接続されている。第１のコンバータ１の共通バス１ａには電流センサ４が設けられており、後述するコントローラは電流センサ４により得られる値ｉｈを用いて、各相のインダクタ電流（各相インダクタＬ１，Ｌ２，…，Ｌｎにそれぞれ流れる電流）を推定する。ｎ相インターリーブ型電力変換回路の各スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，…，Ｓａｎｕ、Ｓａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，…，Ｓａｎｌ、Ｓｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，…，Ｓｂｎｕ、Ｓｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，…，Ｓｂｎｌのオンオフ信号は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御により生成できる。このとき、搬送波には、三角波が一般的に用いられる。また、各相の搬送波は互いに３６０／ｎ度ずつずらしたものを使用する。
【００１７】
ここで、２つのコンバータ１，２のうち、共通バス１ａ、２ａに電流センサ４が設けられている方のコンバータを第１のコンバータ１とし、共通バス１ａ、２ａに電流センサ４が設けられていない方のコンバータを第２のコンバータ２とする。したがって、図１に示すように、第１の直流電源Ｖin側のコンバータの共通バスに電流センサ４を設けた場合は、第１の直流電源Ｖin側のコンバータが第１のコンバータ１であり、第２の直流電源３側のコンバータが第２のコンバータ２である。また、図２に示すように、第２の直流電源３側のコンバータの共通バスに電流センサ４を設けた場合は、第２の直流電源３側のコンバータが第１のコンバータ１であり、第１の直流電源Ｖin側のコンバータが第２のコンバータ２である。
【００１８】
なお、必要に応じて、第１のコンバータ１の構成要素には添え字「ａ」を、第２のコンバータ２の構成要素には添え字「ｂ」を付し、第１のコンバータ１の構成要素と第２のコンバータ２の構成要素とを区別する。
【００１９】
各相の第１のコンバータ１は、上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，…，Ｓａｎｕと当該上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，…，Ｓａｎｕに直列接続した下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，…，Ｓａｎｌを備え、且つ、上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，…，Ｓａｎｕと下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，…，Ｓａｎｌの中点にインダクタＬ１，Ｌ２，…，Ｌｎの一端を接続すると共に、直列接続した上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，…，Ｓａｎｕと下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，…，Ｓａｎｌの両端をそれぞれ共通接続して各相の第１のコンバータ１の外側接続端とされている。また、各相の第２のコンバータ２は、上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，…，Ｓｂｎｕと当該上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，…，Ｓｂｎｕに直列接続した下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，…，Ｓｂｎｌを備え、且つ、上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，…，Ｓｂｎｕと下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，…，Ｓｂｎｌの中点にインダクタＬ１，Ｌ２，…，Ｌｎの他端を接続すると共に、直列接続した上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，…，Ｓｂｎｕと下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，…，Ｓｂｎｌの両端をそれぞれ共通接続して各相の第２のコンバータ２の外側接続端とされている。
【００２０】
以下では、ｎ＝３の場合である三相回路を例にとり説明する。図３は、本発明の多相の電力変換回路の第３の例として構成した三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。図３において、第１のコンバータ１について、インダクタＬ１と下側スイッチＳａ１ｌと上側スイッチＳａ１ｕとは、相１のコンバータを構成している。インダクタＬ２と下側スイッチＳａ２ｌと上側スイッチＳａ２ｕとは、相２のコンバータを構成している。インダクタＬ３と下側スイッチＳａ３ｌと上側スイッチＳａ３ｕとは、相３のコンバータを構成している。相１〜相３のコンバータの外側端は互いに接続され、インターリーブコンバータを構成している。
【００２１】
また、第２のコンバータ２について、インダクタＬ１と下側スイッチＳｂ１ｌと上側スイッチＳｂ１ｕとは、相１のコンバータを構成している。インダクタＬ２と下側スイッチＳｂ２ｌと上側スイッチＳｂ２ｕとは、相２のコンバータを構成している。インダクタＬ３と下側スイッチＳｂ３ｌと上側スイッチＳｂ３ｕとは、相３のコンバータを構成している。相１〜相３のコンバータの外側端は互いに接続され、インターリーブコンバータを構成している。
【００２２】
すなわち、第１のコンバータ１と第２のコンバータ２は、各相毎にそれらのインダクタＬ１〜Ｌ３を共通にして接続されている。
また、第１のコンバータ１の下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌの外側端と第２のコンバータ２の下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌの外側端は接続されている。
【００２３】
相１〜相３のインダクタ（リアクトル）Ｌ１〜Ｌ３の一端は、三相ブリッジ接続した第１のコンバータ１の上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕと下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌの中点にそれぞれ接続する。また、インダクタＬ１〜Ｌ３の他端は、三相ブリッジ接続した第２のコンバータ２の上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕと下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌの中点にそれぞれ接続する。これらスイッチは、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子と還流ダイオードによって構成するが、これには限らない。
【００２４】
第１のコンバータ１の外側端には第１の直流電源としての電源Ｖｉｎが、第２のコンバータ２の外側端には第２の直流電源３としてのLoadが、それぞれ接続されている。また、Load側の第２のコンバータ２の外側端にはコンデンサＣが接続されている。第１のコンバータ１の共通バス１ａに設けられている電流センサ４で検出された出力電流ｉｈは、後述するコントローラ（図４参照）に導かれる。このコントローラは、第１及び第２のコンバータ１，２の上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕ，Ｓｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕ及び下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌ，Ｓｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌを駆動する駆動信号を生成して、対応するスイッチのゲートに出力する。
【００２５】
図４は、三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路用のコントローラを例示する回路図である。図示のコントローラは、三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路の出力電圧制御及び各相の電流の制御を行う。コントローラは、出力電流ｉｈ及び出力電圧ｖｈを入力して、三相ブリッジを構成する各スイッチング素子のゲートに駆動信号を出力する。出力電圧ｖｈは、上位の制御装置（ＨＥＭＳのコントローラ）から供給される。コントローラは、第１のコンバータ１を制御する第１の制御部５と第２のコンバータ２を制御する第２の制御部６とを備えている。第１の制御部５は、電圧制御器ＡＶＲ（例えば、ＰＩ制御器、但し、ＰＩとは限らずＰ制御やその他の制御法も適用可能）７、インダクタ電流推定器８、搬送波及びサンプリング信号生成器９、電流制御器ＡＣＲ（例えば、ＰＩ制御器、但し、ＰＩとは限らずＰ制御やその他の制御法も適用可能）１０、リミッタ１１、ＰＷＭ回路（比較器）１２、及びデッドタイム生成器１３を備えている。
【００２６】
電圧制御器ＡＶＲ７は、出力電圧ｖｈと基準電圧Ｖｈ＊（上位の制御装置から供給される）との誤差を増幅して誤差増幅信号を、電流制御器ＡＣＲ１０へ出力する。誤差増幅信号は基準電圧Ｖｈ＊から高圧側出力電圧ｖｈを減算した値（差）が正の場合には、差の絶対値が大きくなると上昇し、差が小さくなるに従い値の変化が小さくなる。一方、差が負の場合には、差の絶対値が大きくなると減少し、差が小さくなるに従い値の変化が小さくなる。これにより、高圧側出力電圧ｖｈが安定化するように各スイッチのデューティ比が制御される。電流制御器ＡＣＲ１０、リミッタ１１、及びＰＷＭ回路１２は、相毎に備えられる。電圧制御器ＡＶＲ７からの誤差増幅信号は、必要ならば１／３分割器（図示せず）を介して、相毎に分岐して、同一の誤差増幅信号を各インダクタの電流指令値として各相電流制御器ＡＣＲ１０に向けて出力する。搬送波及びサンプリング信号生成器９は、サンプリング信号smplをインダクタ電流推定器８に出力すると共に、該サンプリング信号に同期して作成した搬送波（例えば、三角波）を各相ＰＷＭ回路１２に出力する。
【００２７】
図５（Ａ）は、搬送波及びサンプリング信号生成器９で１２０（＝３６０／３）度ずつ位相をずらして生成される搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３、及びサンプリング信号smplを例示する図である。インダクタ電流推定器８は、搬送波及びサンプリング信号生成器９から供給されたサンプリング信号smplに基づいて電流センサ４の出力電流ｉｈを測定すると共に、各相の上側スイッチのデューティ比ｄａ１〜ｄａ３の値に応じて後述するように推定法を切り替えて各相インダクタ電流の推定値ｉｅｓｔ１〜ｉｅｓｔ３を決定する。各相それぞれ推定された出力電流は、それぞれ電流制御器ＡＣＲ１０へ出力する。
【００２８】
相毎に備えた電流制御器ＡＣＲ１０は、電圧制御器ＡＶＲ７からの誤差増幅信号と各相推定出力電流（各相インダクタ電流の推定値ｉｅｓｔ１〜ｉｅｓｔ３）の差信号を入力し、この差信号を、必要に応じて増幅して、ＰＩ制御などを行う。即ち、偏差信号を積分し積分ゲインを乗じたものと、偏差信号に比例ゲインを乗じたものを足し合わせてその値を出力する。電流制御器ＡＣＲ１０からの出力電圧は、リミッタ１１を介してその上限値を制限した後、電圧指令信号Ｖｒｅｆ＿ａ１，Ｖｒｅｆ＿ａ２，Ｖｒｅｆ＿ａ３（デューティ比ｄａ１，ｄａ２，ｄａ３に対応する電圧信号）として、比較器（ＰＷＭ回路１２）において、それぞれ搬送波（三角波）電圧と比較して、搬送波電圧がＰＩ制御器（電流制御器ＡＣＲ１０）出力電圧を越えるとき、上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，…，Ｓａｎｕをオフし（後述する図６参照）、かつ下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，…，Ｓａｎｌをオンする駆動信号を駆動回路（デッドタイム生成器１３）より発生する。即ち、スイッチがオンするパルス幅を、ＰＩ制御器からの出力電圧によって制御するＰＷＭ制御を行う。下側のスイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌは、それぞれ上側のスイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕをオンオフ反転した信号となる。デッドタイム生成器１３は、必要に応じて、下側のスイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌと、上側のスイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕのオンオフ間にデッドタイムを挿入する。このデッドタイム生成器１３は、ＰＷＭ回路１２からの比較信号に基づき、スイッチを駆動する駆動信号を生成して、対応するスイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕ，Ｓａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌのゲートに出力する。
【００２９】
図６は、ＰＷＭ回路１２がスイッチの駆動信号を生成する様子を例示する図である。なお、図６において、Ｓａside，Ｓｂsideとの記載は第１のコンバータ１側，第２のコンバータ２側を意味し、carrierａ１ofＳａ１，carrierａ２ofＳａ２，carrierａ３ofＳａ３、carrierｂ１ofＳｂ１，carrierｂ２ofＳｂ２，carrierｂ３ofＳｂ３との記載はＶｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３、Ｖｃａｒｒ＿ｂ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３を意味し、Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３、Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３との記載はＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕ、Ｓｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕを意味する。ＰＷＭ回路１２は、第１のコンバータ１について、各相毎にデューティ比ｄａ１〜ｄａ３（Ｖｒｅｆ＿ａ１，Ｖｒｅｆ＿ａ２，Ｖｒｅｆ＿ａ３）を搬送波（三角波Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３）と比較し、搬送波がデューティ比を越えるとき（電圧値が越えるとき）、上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕをオフし、かつ下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌをオンする駆動信号を生成する。即ち、スイッチがオンするパルス幅を、電流制御器ＡＣＲ１０からの出力電圧によって制御するＰＷＭ制御を行う。下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌは、それぞれ上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕをオンオフ反転した信号となる。デッドタイム生成器１３は、必要に応じて、下側スイッチＳａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌと上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕのオンオフ間にデッドタイムを挿入する。
【００３０】
なお、図６では、理解容易のために、各相のデューティ比ｄａ１〜ｄａ３を纏めてｄａとして現しているが、実際には各相毎にデューティ比ｄａ１〜ｄａ３と搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３との比較を行っている。以下、第１のコンバータ１の各相デューティ比ｄａ１〜ｄａ３を纏めてｄａと現し、第２のコンバータ２の各相デューティ比ｄｂ１〜ｄｂ３を纏めてｄｂと表すこともある。
【００３１】
インダクタ電流推定器８は、供給されたサンプリング信号smplにより出力電流ｉｈをサンプリングしかつ演算することにより、各相インダクタ電流を推定する。各相それぞれ推定されたインダクタ電流の推定値ｉｅｓｔ１〜ｉｅｓｔ３は、電流制御器ＡＣＲ１０に出力される。
【００３２】
図５に示すように、各相の搬送波は互いに３６０／３度ずつずらしたものを使用するので、各相を構成する回路素子の特性が等しく、各相推定出力電流の値が同一の場合、デューティ比が同じで且つ各相それぞれ３６０／３度ずつ位相の異なる駆動信号となるが、各相インダクタ電流の推定値ｉｅｓｔ１〜ｉｅｓｔ３により、スイッチのオンオフする位相はスイッチ毎に調整される。
【００３３】
デューティ比ｄａ１〜ｄａ３は０．０〜１．０の値であり、実際には電圧によって示される。ＰＷＭ回路１２によって生成される搬送波の電圧波形の谷部分の電圧と同じ電圧がデューティ比：０．０とされ、搬送波の電圧波形の山部分の電圧と同じ電圧がデューティ比：１．０とされる。
【００３４】
第２の制御部６は、搬送波生成器１４、リミッタ１５、ＰＷＭ回路（比較器）１６、及びデッドタイム生成器１７を備えている。リミッタ１５、ＰＷＭ回路１６は相毎に備えられている。リミッタ１５には、第１の制御部５の電流制御器ＡＣＲ１０からの出力電圧と指令電圧１８との差信号が入力される。この差信号はリミッタ１５を介してその上限値を制限された後、電圧指令信号Ｖｒｅｆ＿ｂ１，Ｖｒｅｆ＿ｂ２，Ｖｒｅｆ＿ｂ３（デューティ比ｄｂ１，ｄｂ２，ｄｂ３に対応する電圧信号）として、比較器（ＰＷＭ回路１６）において、それぞれ搬送波（三角波）電圧と比較して、搬送波電圧がＰＩ制御器（電流制御器ＡＣＲ１０）出力電圧を越えるとき、上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕをオフし（後述する図６参照）、かつ下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌをオンする駆動信号をデッドタイム生成器１７より発生する。即ち、スイッチがオンするパルス幅を、ＰＩ制御器からの出力電圧によって制御するＰＷＭ制御を行う。下側のスイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌは、それぞれ上側のスイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕをオンオフ反転した信号となる。デッドタイム生成器１７は、必要に応じて、下側のスイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌと、上側のスイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕのオンオフ間にデッドタイムを挿入する。このデッドタイム生成器１７は、ＰＷＭ回路１６からの比較信号に基づき、スイッチを駆動する駆動信号を生成して、対応するスイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕ，Ｓｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌのゲートに出力する。
【００３５】
指令電圧１８は、図示しない上位の制御装置から供給される。図４の例では、上位の制御装置により第２のコンバータ２の上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕのデューティ比ｄｂとして０．８が設定されており、この値に対応する値の指令電圧１８がリミッタ１５を介してＰＷＭ回路１６に供給される。
【００３６】
図５（Ｂ）は、搬送波生成器１４で１２０（＝３６０／３）度ずつ位相をずらして生成される搬送波Ｖｃａｒｒ＿ｂ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３を例示する図である。
【００３７】
図６は、ＰＷＭ回路１６がスイッチの駆動信号を生成する様子を例示する図である。ＰＷＭ回路１６は、第１のコンバータ２について、各相毎にデューティ比ｄｂ１〜ｄｂ３（Ｖｒｅｆ＿ｂ１〜Ｖｒｅｆ＿ｂ３）を搬送波（三角波Ｖｃａｒｒ＿ｂ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３）と比較し、搬送波がデューティ比を越えるとき（電圧値が越えるとき）、上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕをオフし、かつ下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌをオンする駆動信号を生成する。即ち、スイッチがオンするパルス幅を電圧によって制御するＰＷＭ制御を行う。下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌは、それぞれ上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕをオンオフ反転した信号となる。デッドタイム生成器１７は、必要に応じて、下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌと上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕのオンオフ間にデッドタイムを挿入する。
【００３８】
第１の直流電源Ｖｉｎから第２の直流電源３への放電時において、電圧の変換は数式４によって表される。
［数４］
Ｖｂ＝（ｄａ／（１−ｄｂ））Ｖａ
また、第２の直流電源３から第１の直流電源Ｖｉｎへの充電時については、電圧の変換は数式５によって表される。
［数５］
Ｖａ＝（（１−ｄｂ）／ｄａ）Ｖｂ
ここで、Ｖａ：第１の直流電源Ｖｉｎの電圧、Ｖｂ：第２の直流電源３の電圧、ｄａ：第１のコンバータ１のデューティ比、ｄｂ：第２のコンバータ２のデューティ比、である。
【００３９】
すなわち、デューティ比ｄａ，ｄｂの設定により、放電時と充電時の双方において、昇圧動作と降圧動作の両方を行うことができる。放電と充電の切り換えは、上位の制御装置によって制御される。
【００４０】
図６は、インダクタ電流（推定出力電流）の推定原理を説明する図である。図６の上段及び中段に示すように、三相の場合には、１２０（＝３６０／３）度ずつ位相をずらした搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３、Ｖｃａｒｒ＿ｂ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３（図中、carrierａ１ofＳａ１，carrierａ２ofＳａ２，carrierａ３ofＳａ３、carrierｂ１ofＳｂ１，carrierｂ２ofＳｂ２，carrierｂ３ofＳｂ３と記載）が用いられる。Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ１は相１に、Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２は相２に、Ｖｃａｒｒ＿ａ３，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３は相３に対応する搬送波である。図示のｄａ，ｄｂは第１及び第２のコンバータ１，２のデューティ比である。ただし、図６において記載したデューティ比ｄａ，ｄｂは、実際には相毎に異なるｄａ１〜ｄａ３、ｄｂ１〜ｄｂ３となることは上述の通りである。
【００４１】
また、第２のコンバータ２と第１のコンバータ１の相１〜３の上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕ、Ｓａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕ（図中、Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３、Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３と記載）に対応するオンオフ信号を、図６の下段に示している。なお、相１〜３の下側スイッチＳｂ１ｌ，Ｓｂ２ｌ，Ｓｂ３ｌ，Ｓａ１ｌ，Ｓａ２ｌ，Ｓａ３ｌ（オンオフ信号の図示は省略）は、それぞれ上側スイッチＳｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕ、Ｓａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕを反転したオンオフ信号となる。
【００４２】
本発明では、第１のコンバータ１の各相の搬送波と同期した位相で、電流センサ４の測定電流ｉｈをサンプリングする。このサンプリングは、各相それぞれ搬送波の１周期に少なくとも１回行う。図中に示すｉＤ１，ｉＤ２，ｉＤ３、ｉ’Ｄ１，ｉ’Ｄ２，ｉ’Ｄ３は、測定電流ｉｈをそれぞれ図中に縦線で示すタイミング、すなわち第１のコンバータ１の搬送波の波形の谷のタイミングでサンプリングした電流値を表している。本発明は、このサンプリングした電流値ｉＤ１，ｉＤ２，ｉＤ３、ｉ’Ｄ１，ｉ’Ｄ２，ｉ’Ｄ３を用いて、各相のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３に流れるインダクタ電流の値ｉ１、ｉ２、ｉ３を演算して推定する。
【００４３】
［推定法１］
推定法１では、相数を２以上の整数ｎとし、ｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）の場合、各相の第１のコンバータ１の搬送波の波形の谷のタイミングでサンプリングされた測定電流ｉｈを各相のインダクタに流れる電流値であると推定する。
【００４４】
図６に示すように、相数を２以上の整数ｎとし、ｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）の場合、第１のコンバータ１の各相の搬送波の波形の谷のタイミングで、測定電流ｉｈをサンプリングすると、インダクタ電流（推定出力電流）の推定演算が容易となる。
【００４５】
測定電流ｉｈは、各相のインダクタ電流値ｉ１，ｉ２，ｉ３の合計になる。図６中の搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１の波形の谷のタイミング（ｉＤ１，ｉ’Ｄ１と表示した縦線）では、第１のコンバータ１の上側スイッチにおいて、相１のスイッチＳａ１ｕのみがオンで、相２，相３のスイッチＳａ２ｕ，Ｓａ３ｕはオフとなっている。それ故に、相１の搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１の波形の谷の部分のタイミングｉＤ１，ｉ’Ｄ１でサンプリングすると、相１のインダクタＬ１のインダクタ電流値ｉ１のみを検出できる。同様に、相２，相３の搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３の波形の谷のタイミングｉＤ２，ｉＤ３、ｉ’Ｄ２，ｉ’Ｄ３でサンプリングすると、相２，相３のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタ電流値ｉ２、ｉ３を検出できる。
【００４６】
このように、ｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）の場合、第１のコンバータ１の搬送波の波形の谷のタイミングでは、その相のインダクタ電流の値と測定電流ｉｈの値が一致している。このタイミングでは、第１のコンバータ１の上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕにおいて、該当する相のスイッチのみが導通していることが確認できる。したがって、搬送波の波形が谷のタイミングで電流センサ４の測定電流ｉｈをサンプリングし、その相のインダクタ電流の値が検出できる。
【００４７】
Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３の波形の谷のタイミングでサンプリングした電流センサ４で得られた値を、それぞれｉｈ１ｂ，ｉｈ２ｂ，ｉｈ３ｂとすると、各相のインダクタ電流の値ｉ１，ｉ２，ｉ３は、数式６〜数式８で得られる。
［数６］
ｉ１  ＝  ｉｈ１ｂ
［数７］
ｉ２  ＝  ｉｈ２ｂ
［数８］
ｉ３  ＝  ｉｈ３ｂ
【００４８】
ｎ相の場合には、電流センサ４で得られた値を、ｉｈｋｂとすると、相ｋのインダクタ電流ｉｋを数式９で得ることができる。
［数９］
ｉｋ  ＝  ｉｈｋｂ
【００４９】
［推定法２］
推定法２では、相数を３以上の整数ｎとし、（１／ｎ）≦ｄａの場合、各相の第１のコンバータ１の搬送波の波形の山のタイミングで測定された測定電流ｉｈをｉｈｋｔとすると、相ｋのインダクタに流れる出力電流ｉｋを、
【数１０】
2018085826.tif 000003
であると推定する。
【００５０】
図７は、相数を３以上の整数ｎとし、（１／ｎ）≦ｄａの場合のインダクタ電流の推定原理を説明する図である。なお、図７において、Ｓａside，Ｓｂsideとの記載は第１のコンバータ１側，第２のコンバータ２側を意味し、carrierａ１ofＳａ１，carrierａ２ofＳａ２，carrierａ３ofＳａ３、carrierｂ１ofＳｂ１，carrierｂ２ofＳｂ２，carrierｂ３ofＳｂ３との記載はＶｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３、Ｖｃａｒｒ＿ｂ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３を意味し、Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３、Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３との記載はＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕ、Ｓｂ１ｕ，Ｓｂ２ｕ，Ｓｂ３ｕを意味する。図６と同様、三相の場合には、１２０（＝３６０／３）度ずつ位相をずらした搬送波Ｖｃａｒｒ＿ａ１，Ｖｃａｒｒ＿ａ２，Ｖｃａｒｒ＿ａ３、Ｖｃａｒｒ＿ｂ１，Ｖｃａｒｒ＿ｂ２，Ｖｃａｒｒ＿ｂ３が用いられる。
【００５１】
図７に示すように、相数を３以上の整数ｎとし、（１／ｎ）≦ｄａの場合、第１のコンバータ１の各相の搬送波の波形の山のタイミングで、測定電流ｉｈをサンプリングすると、インダクタ電流値の推定演算が可能となる。
【００５２】
図７中の第１のコンバータ１の搬送波の波形の山のタイミング（ｉＵ１，ｉＵ２，ｉＵ３と表示した縦線）で測定電流ｉｈをサンプリングすると、第１のコンバータ１の上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕ，Ｓａ３ｕにおいて、当該搬送波の形状の山のタイミングに対応する相以外の相の上側スイッチが導通状態になる。たとえば、相１の搬送波の形状の山のタイミング（ｉＵ１と表示した縦線）では、相１の上側スイッチＳａ１ｕを除いた上側スイッチＳａ２ｕ，Ｓａ３ｕが導通状態になり、このとき測定電流ｉｈをサンプリングすると、相１のインダクタンス電流ｉ１を除いたインダクタンス電流の和（ｉ２＋ｉ３）が得られる。
【００５３】
同様に、相２の搬送波の形状の山のタイミング（ｉＵ２と表示した縦線）では、相２の上側スイッチＳａ２ｕを除いた上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ３ｕが導通状態になり、このとき測定電流ｉｈをサンプリングすると、相２のインダクタンス電流ｉ２を除いたインダクタンス電流の和（ｉ１＋ｉ３）が得られ、相３の搬送波の形状の山のタイミング（ｉＵ３と表示した縦線）では、相３の上側スイッチＳａ３ｕを除いた上側スイッチＳａ１ｕ，Ｓａ２ｕが導通状態になり、このとき測定電流ｉｈをサンプリングすると、相３のインダクタンス電流ｉ３を除いたインダクタンス電流の和（ｉ１＋ｉ２）が得られる。
【００５４】
ここで、ｉＵ１でサンプリングされた測定電流ｉｈをｉｈ１ｔ、ｉＵ２でサンプリングされた測定電流ｉｈをｉｈ２ｔ、ｉＵ３でサンプリングされた測定電流ｉｈをｉｈ３ｔとすると、各相のインダクタ電流の値ｉ１，ｉ２，ｉ３は数式１１，数式１２，数式１３によって求めることができる。
［数１１］
ｉ１＝（ｉｈ２ｔ＋ｉｈ３ｔ−ｉｈ１ｔ）／２
［数１２］
ｉ２＝（ｉｈ１ｔ＋ｉｈ３ｔ−ｉｈ２ｔ）／２
［数１３］
ｉ３＝（ｉｈ１ｔ＋ｉｈ２ｔ−ｉｈ３ｔ）／２
【００５５】
ｎ相の場合には、相ｋのインダクタ電流を数式１４で得ることができる。
【数１４】
2018085826.tif 000004
【００５６】
［推定法３］
推定法３では、相数を３以上の整数ｎとし、切替点Ｓ１，Ｓ２が（１／ｎ）≦Ｓ１＜Ｓ２＜（（ｎ−１）／ｎ）であるとすると、コントローラは、デューティ比ｄａがｄａ＜Ｓ２の状態からｄａの増加によってＳ２≦ｄａの状態になった場合、各相の第１のコンバータ１の搬送波の波形の山のタイミングで測定された測定電流ｉｈをｉｈｋｔとすると、相ｋのインダクタに流れる出力電流ｉｋを数式１５であると推定し、デューティ比ｄａがＳ１＜ｄａの状態からｄａの減少によってｄａ≦Ｓ１の状態になった場合、各相の第１のコンバータ１の搬送波の波形の谷のタイミングで測定された測定電流ｉｈを各相のインダクタに流れる電流値であると推定する。
【数１５】
2018085826.tif 000005
【００５７】
すなわち、ｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）の場合には上述の推定法１を適用でき、（１／ｎ）≦ｄａの場合には上述の推定法２を適用できる。この関係を図８に示す。例えば三相（ｎ＝３）の場合には、ｄａ＜０．６６（＝２／３）では推定法１を適用でき、０．３３（＝１／３）≦ｄａでは推定法２を適用できる。したがって、０．３３（＝１／３）≦ｄａ＜０．６６（＝２／３）では、推定法１，２の両方を適用できる。
【００５８】
推定法３では、推定法１，２の両方を適用できる範囲に２つの切替点Ｓ１，Ｓ２を設定し、デューティ比ｄａが図８の矢印Ａ方向（増加方向）に切替点Ｓ２を越えた場合には推定法を推定法１→推定法２へと切り替えるが、矢印Ｂ方向（減少方向）に切替点Ｓ２を越えても推定法を切り替えず、推定法２を維持する。また、デューティ比ｄａが図８の矢印Ｂ方向（減少方向）に切替点Ｓ１を越えた場合には推定法を推定法２→推定法１へと切り替えるが、矢印Ａ方向（増加方向）に切替点Ｓ１を越えても推定法を切り替えず、推定法１を維持する。
【００５９】
このように、推定法１→推定法２への切替点Ｓ２と推定法２→推定法１への切替点Ｓ１を異なる値に設定することで、ヒステリシス特性を持たせることができ、ｄａが切替点付近で細かく増減しても頻繁な推定法切替を防止することができ、双方向昇降圧直流−直流変換回路の制御を安定化させることができる。
【００６０】
［推定法４］
推定法４では、相数を３以上の整数ｎとし、切替点Ｓ３が（１／ｎ）≦Ｓ３≦（（ｎ−１）／ｎ）であるとすると、コントローラは、デューティ比ｄａがｄａ＜Ｓ３の場合、各相の第１のコンバータ１の搬送波の波形の谷のタイミングで測定された測定電流ｉｈを各相のインダクタに流れる電流値であると推定し、デューティ比ｄａがＳ３≦ｄａの場合、各相の第１のコンバータ１の搬送波の波形の山のタイミングで測定された測定電流ｉｈをｉｈｋｔとすると、相ｋのインダクタに流れる出力電流ｉｋを、
【数１６】
2018085826.tif 000006
であると推定する。
【００６１】
上述の通り、（１／ｎ）≦ｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）では、推定法１、２の両方を適用できる。推定法４では、推定法１，２の両方を適用できる範囲に切替点Ｓ３を設定し、デューティ比ｄａが図９の矢印Ａ方向（増加方向）に切替点Ｓ３を越えた場合に推定法を推定法１→推定法２へと切り替え、逆に、矢印Ｂ方向（減少方向）に切替点Ｓ３を越えた場合に推定法を推定法２→推定法１へと切り替える。図９の例では、切替点Ｓ３を０．５としている。このように切替点を１つにする場合には、制御を単純化することができる。
【実施例】
【００６２】
充電時の三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路（図３参照）について、推定法１を適用した場合のシミュレーション結果を図１０〜図１５に示す。図１０〜図１５では第１のコンバータ１の搬送波の周波数と第２のコンバータ２の搬送波の周波数を同じにしているが、必ずしも同じでなくても良い。例えば、第１のコンバータ１の搬送波の周波数を第２のコンバータ２の搬送波の周波数の２倍、４倍等にしても良い。また、図１０〜図１５では第１のコンバータ１の搬送波と第２のコンバータ２の搬送波の位相を１８０度ずらしているが、これには限られない。
【００６３】
各図とも、上段が第１のコンバータ１の搬送波（相１：１点鎖線、相２：２点鎖線、相３：破線）及びデューティ比ｄａ（実線）、中段が第２のコンバータ２の搬送波（相１：１点鎖線、相２：２点鎖線、相３：破線）及びデューティ比ｄｂ（実線）、下段がインダクタ電流（相１：１点鎖線、相２：２点鎖線、相３：破線）及び測定電流ｉｈ（実線）である。
【００６４】
［実施例１］
図１０は、第１のコンバータ１のデューティ比ｄａ：０．３、第２のコンバータ２のデューティ比ｄｂ：０．９とした場合のシミュレーション結果である。ｄａとｎ（＝３）との関係では、推定法１の適用が可能なｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）となっている。
【００６５】
第１のコンバータ１の相１の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流であり、相２の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相２のインダクタＬ２のインダクタ電流であり、相３の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相３のインダクタＬ３のインダクタ電流である。したがって、推定法１を適用することで、１つの電流センサ４の測定電流ｉｈに基づいて各相インダクタに流れる電流値を推定できることが確認できた。
【００６６】
［実施例２］
図１１は、第１のコンバータ１のデューティ比ｄａ：０．５、第２のコンバータ２のデューティ比ｄｂ：０．９とした場合のシミュレーション結果である。実施例１に対し、デューティ比ｄａを変化させている。ｄａとｎ（＝３）との関係では、推定法１の適用が可能なｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）となっている。
【００６７】
実施例１と同様、第１のコンバータ１の相１の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流であり、相２の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相２のインダクタＬ２のインダクタ電流であり、相３の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相３のインダクタＬ３のインダクタ電流である。したがって、推定法１を適用することで、１つの電流センサ４の測定電流ｉｈに基づいて各相インダクタに流れる電流値を推定できることが確認できた。
【００６８】
［実施例３］
図１２は、第１のコンバータ１のデューティ比ｄａ：０．７、第２のコンバータ２のデューティ比ｄｂ：０．９とした場合のシミュレーション結果である。実施例１，２に対し、デューティ比ｄａを変化させている。ｄａとｎ（＝３）との関係では、推定法２の適用が可能な（１／ｎ）≦ｄａとなっている。
【００６９】
第１のコンバータ１の相１の搬送波の波形の山のタイミングでは、測定電流ｉｈは相２のインダクタＬ２のインダクタ電流と相３のインダクタＬ３のインダクタ電流との和であり、相２の搬送波の波形の山のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流と相３のインダクタＬ３のインダクタ電流との和であり、相３の搬送波の波形の山のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流と相２のインダクタＬ２のインダクタ電流との和である。したがって、推定法２を適用することで、１つの電流センサ４の測定電流ｉｈに基づいて各相インダクタに流れる電流値を推定できることが確認できた。
【００７０】
［実施例４］
図１３は、第１のコンバータ１のデューティ比ｄａ：０．３、第２のコンバータ２のデューティ比ｄｂ：０．１とした場合のシミュレーション結果である。実施例１に対しデューティ比ｄｂを変化させている。ｄａとｎ（＝３）との関係では、推定法１の適用が可能なｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）となっている。
【００７１】
第１のコンバータ１の相１の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流であり、相２の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相２のインダクタＬ２のインダクタ電流であり、相３の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相３のインダクタＬ３のインダクタ電流である。したがって、推定法１を適用することで、１つの電流センサ４の測定電流ｉｈに基づいて各相インダクタに流れる電流値を推定できることが確認できた。
【００７２】
［実施例５］
図１４は、第１のコンバータ１のデューティ比ｄａ：０．５、第２のコンバータ２のデューティ比ｄｂ：０．１とした場合のシミュレーション結果である。実施例２に対し、デューティ比ｄａを変化させている。ｄａとｎ（＝３）との関係では、推定法１の適用が可能なｄａ＜（（ｎ−１）／ｎ）となっている。
【００７３】
実施例４と同様、第１のコンバータ１の相１の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流であり、相２の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相２のインダクタＬ２のインダクタ電流であり、相３の搬送波の波形の谷のタイミングでは、測定電流ｉｈは相３のインダクタＬ３のインダクタ電流である。したがって、推定法１を適用することで、１つの電流センサ４の測定電流ｉｈに基づいて各相インダクタに流れる電流値を推定できることが確認できた。
【００７４】
［実施例６］
図１５は、第１のコンバータ１のデューティ比ｄａ：０．７、第２のコンバータ２のデューティ比ｄｂ：０．１とした場合のシミュレーション結果である。実施例４，５に対し、デューティ比ｄａを変化させている。ｄａとｎ（＝３）との関係では、推定法２の適用が可能な（１／ｎ）≦ｄａとなっている。
【００７５】
第１のコンバータ１の相１の搬送波の波形の山のタイミングでは、測定電流ｉｈは相２のインダクタＬ２のインダクタ電流と相３のインダクタＬ３のインダクタ電流との和であり、相２の搬送波の波形の山のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流と相３のインダクタＬ３のインダクタ電流との和であり、相３の搬送波の波形の山のタイミングでは、測定電流ｉｈは相１のインダクタＬ１のインダクタ電流と相２のインダクタＬ２のインダクタ電流との和である。したがって、推定法２を適用することで、１つの電流センサ４の測定電流ｉｈに基づいて各相インダクタに流れる電流値を推定できることが確認できた。
【００７６】
また、実施例１〜６より、ｄｂを０．９から０．１に変化させても同じ推定法を適用できることが確認できた。ｄｂを他の値に変化させた場合も同様である。したがって、ｄｂの値に影響されることなく、ｄａの値に基づいて推定法を決定できることも確認できた。
【符号の説明】
【００７７】
１：第１のコンバータ
１ａ：第１のコンバータ１の共通バス
２：第２のコンバータ
２ａ：第２のコンバータ２の共通バス
４：電流センサ
５：コントローラの第１の制御部
６：コントローラの第２の制御部
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌｎ：各相のインダクタ
【図１】
2018085826.tif 000010
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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