(57)【要約】【課題】パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できる受信機を提供する。【解決手段】シンボル選択手段１１３は、参照すべきサブキャリア番号ｋｐを有する受信シンボルＲｎ（ｋｐ）を受信シンボルＲｎ（ｋ）から選択する。誤差演算手段１１４は、選択された受信シンボルＲｎ（ｋｐ）に基づいて、想定される伝送路状態と実際の受信状態との自乗誤差ｅ（ｉ）ｎを演算する。制御ユニット２０は、全ての受信ユニット１１〜１Ｎから受けた自乗誤差ｅ（ｉ）ｎの総和が最小となる符号系列の系列番号ｉ＾を求める。演算手段１１５は、受信シンボルＲｎ（ｋｐ）および系列番号ｉ＾に基づいてｈ＾（ｉ）ｎを演算する。ＤＦＴ１１６は、ｈ＾（ｉ）ｎを離散フーリエ変換して伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）を生成する。チャネル補正手段１１７は、Ｈ＾ｎ（ｋ）を用いて受信シンボルＲｎ（ｋ）を補正する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ（Ｍは、正の整数）本の送信アンテナを用いてマルチキャリア伝送された送信信号をＮ（Ｎは、正の整数）本の受信アンテナを用いて受信する受信機であって、
前記Ｎ本の受信アンテナによって受信された受信信号に含まれるデータシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるように前記Ｎ本の受信アンテナの各々について前記送信信号の伝送路状態を推定する推定手段と、
前記推定された伝送路状態を用いて、前記送信信号が伝送されるマルチキャリアの各サブキャリアであるチャネルを補正する補正手段とを備える受信機。
【請求項２】
前記推定手段は、想定される伝送路状態と前記実際の受信状態との自乗誤差の前記ｎ本の受信アンテナについての総和のうち、最小値が得られるときの前記データシンボルの符号系列または最小値からＭ−１番目までの総和が得られるときの前記データシンボルのＭ−１個の符号系列を求め、その求めた符号系列を用いて前記伝送路状態を推定する、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記推定手段は、伝送路がＬ個のパスから構成され、かつ、前記Ｌ個のパスの間隔がサイクリックプレフィックスの長さをＬ−１等分したものであることを仮定して前記伝送路状態を推定する、請求項１または請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記データシンボルは、時間方向にＳ（Ｓは、２以上の整数）ビットを有し、周波数方向にＫ（Ｋは、２以上の整数）ビットを有するＳ×Ｋビットのデータブロックからなり、
前記推定手段は、時間方向における平均複素振幅を求めることによって伝送路状態を推定する、請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
前記推定手段は、時間方向において、前記データシンボルと、前記データシンボルの符号系列との乗算結果の最小自乗誤差が最も小さくなるときの符号系列である第１の符号系列を求め、その求めた第１の符号系列と前記Ｓビットのデータシンボルとを用いて前記平均複素振幅を求める、請求項４に記載の受信機。
【請求項６】
前記補正手段は、前記推定された伝送路状態に基づいて、隣接する３つの伝送路状態間における伝送路状態の２つの変化量ができる限り等しくなるように、周波数方向の符号を決定することによって前記チャネルを補正する、請求項４または請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
Ｍ（Ｍは、正の整数）本の送信アンテナを用いてマルチキャリア伝送された送信信号をＮ（Ｎは、正の整数）本の受信アンテナを用いて受信するときの受信処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
推定手段が、前記Ｎ本の受信アンテナによって受信された受信信号に含まれるデータシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるように前記Ｎ本の受信アンテナの各々について前記送信信号の伝送路状態を推定する第１のステップと、
補正手段が、前記推定された伝送路状態を用いて、前記送信信号が伝送されるマルチキャリアの各サブキャリアであるチャネルを補正する第２のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項８】
前記第１のステップにおいて、前記推定手段は、想定される伝送路状態と実際の伝送路状態との自乗誤差の前記Ｎ本の受信アンテナについての総和のうち、最小値が得られるときの前記データシンボルの符号系列または最小値からＭ−１番目までの総和が得られるときの前記データシンボルのＭ−１個の符号系列を求め、その求めた符号系列を用いて前記伝送路状態を推定する、請求項７に記載のコンピュータに実行っせるためのプログラム。
【請求項９】
前記第１のステップにおいて、前記推定手段は、伝送路がＬ個のパスから構成され、かつ、前記Ｌ個のパスの間隔がサイクリックプレフィックスの長さをＬ−１等分したものであることを仮定して前記伝送路状態を推定する、請求項７または請求項８に記載のコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１０】
前記データシンボルは、時間方向にＳ（Ｓは、２以上の整数）ビットを有し、周波数方向にＫ（Ｋは、２以上の整数）ビットを有するＳ×Ｋビットのデータブロックからなり、
前記第１のステップにおいて、前記推定手段は、時間方向における平均複素振幅を求めることによって伝送路状態を推定する、請求項７に記載のコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１１】
前記第１のステップにおいて、前記推定手段は、時間方向において、前記データシンボルと、前記データシンボルの符号系列との乗算結果の最小自乗誤差が最も小さくなるときの符号系列である第１の符号系列を求め、その求めた第１の符号系列と前記Ｓビットのデータシンボルとを用いて前記平均複素振幅を求める、請求項１０に記載のコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１２】
前記第２のステップにおいて、前記補正手段は、前記推定された伝送路状態に基づいて、隣接する３つの伝送路状態間における伝送路状態の２つの変化量ができる限り等しくなるように、周波数方向の符号を決定することによって前記チャネルを補正する、請求項１０または請求項１１に記載のコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１３】
請求項７から請求項１２のいずれか１項に記載のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、受信機、コンピュータに実行させるためのプログラムおよびそれを記録した記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では，送信側が発した信号が無線区間で様々な影響を受け受信側に到達する。受信機は、受信信号から正しい情報を得るため、無線区間の状態（伝送路状態）を知る必要がある。
【０００３】
無線区間の影響を排除するための方法として差動符号化と遅延検波を組み合わせる方法もあるが、原理的に理想伝送特性からの劣化を免れない。従って、通常は、基準となる信号（パイロット信号と呼ぶ）を定期的に送信し、受信側では、パイロット信号の受信状態から伝送路状態を推定し、同期検波を行う。
【０００４】
パイロット信号は、通常断続的に送信される。パイロット信号を送信していない期間（データを伝送している期間）の伝送路状態は，前後の推定結果を補間して用いる。
【０００５】
パイロット信号は、伝送路状態を推定するために一定の割合で送信信号に挿入される。その割合は、例えば、１４％に達する。パイロット信号は、情報を運ばない一方で送信電力と無線周波数の一部を消費する。パイロット信号により，正味の伝送データ量（パイロット信号を除くデータ信号の情報量）あたりの占有帯域幅が余分に必要になるとともに、送信エネルギーが上昇する。
【０００６】
従って、少ないパイロット信号で精度の高いチャネル推定する方法が検討されている。例えば、限られたパイロット信号でチャネル推定精度を向上させる技術として、データシンボルを活用する方法（非特許文献１）があるが、逐次的なチャネル推定を行うこれらの方法は、最初のチャネル推定が必要であり、本質的にパイロット信号をなくすことはできない。
【０００７】
また、パイロット信号を用いずにチャネル推定する方法も検討されている（非特許文献１）が、受信信号の統計量に基づく推定であり、多くの観測サンプルが必要であり、また、パイロット信号を用いた方法に比べて劣化を免れない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】S. Suyama, M. Ito, K. Fukawa, H. Suzuki, “A Scattered Pilot OFDM Receiver with Equalization for Multipath Environments with Delay Difference Greater than Guard Interval,” IEICE Trans. Commun., Vol. E88-B, No.1 Jan. 2005.
【非特許文献２】L. Tong, S. Perreau, “Multichannel Blind Identification: From Subspace to Maximum Likelihood Methods,” PROCEEDINGS OF THE IEEE, VOL. 86, NO. 10, OCTOBER 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
パイロット信号は、それ自体情報を運ばないものなので、チャネル推定精度を確保しつつ、極力削減できるようなチャネル推定方法が好ましい。特に送信機を駆動する電力が極めて限られるような状況においては、パイロット信号の送信に消費される電力を抑えることはバッテリーの消費を抑えることにつながる。また、周波数利用効率の向上を図ることができる。
【００１０】
しかし、非特許文献１に記載の従来技術では、複数回のチャネル推定を行う。いずれも最初のチャネル推定においてパイロット信号が必要であり、パイロット信号を完全になくすことはできない。また、逐次的なチャネル推定によって推定精度を向上させるので処理時間を要する。
【００１１】
また、非特許文献２に記載の従来技術は、受信信号の統計量に基づく推定手法であり、また、具体的なマルチキャリア伝送方式へ適用した時のパラメータ決定方法が述べられていない。
【００１２】
この発明の実施の形態によれば、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できる受信機を提供する。
【００１３】
また、この発明の実施の形態によれば、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度の向上をコンピュータに実行させるためのプログラムを提供する。
【００１４】
更に、この発明の実施の形態によれば、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度の向上をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録した記録媒体を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
（構成１）
この発明の実施の形態によれば、受信機は、Ｍ（Ｍは、正の整数）本の送信アンテナを用いてマルチキャリア伝送された送信信号をＮ（Ｎは、正の整数）本の受信アンテナを用いて受信する受信機であって、推定手段と、補正手段とを備える。
【００１６】
推定手段は、Ｎ本の受信アンテナによって受信された受信信号に含まれるデータシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるようにＮ本の受信アンテナの各々について送信信号の伝送路状態を推定する。補正手段は、推定された伝送路状態を用いて、送信信号が伝送されるマルチキャリアの各サブキャリアであるチャネルを補正する。
【００１７】
この発明の実施の形態による受信機は、データシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるように送信信号の伝送路状態を推定し、その推定した伝送路状態を用いてチャネルを補正する。
【００１８】
従って、パイロットシンボルのみを用いて伝送路状態を推定する場合に比べ、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できる。
【００１９】
（構成２）
構成１において、推定手段は、想定される伝送路状態と実際の受信状態との自乗誤差のｎ本の受信アンテナについての総和のうち、最小値が得られるときのデータシンボルの符号系列または最小値からＭ−１番目までの総和が得られるときのデータシンボルのＭ−１個の符号系列を求め、その求めた符号系列を用いて伝送路状態を推定する。
【００２０】
構成２によれば、推定手段は、想定される伝送路状態を実際の受信状態にできるだけ近づけるように伝送路状態を推定する。その結果、推定された伝送路状態は、実際の受信状態に近くなり、補正手段は、実際の受信状態に近い伝送路状態を用いてチャネルを補正する。
【００２１】
従って、チャネル推定の精度を更に向上できる。
【００２２】
（構成３）
構成２において、推定手段は、伝送路がＬ個のパスから構成され、かつ、Ｌ個のパスの間隔がサイクリックプレフィックスの長さをＬ−１等分したものであることを仮定して伝送路状態を推定する。
【００２３】
構成３によれば、Ｌ個のパスにおいて、隣接する２つのパス間には、サイクリックプレフィックスの長さのＬ−１等分に相当する遅延が存在するので、推定手段は、Ｌ個のパスに対応するデータシンボルを用いて各パスの伝送路状態を推定する。
【００２４】
従って、伝送路状態を正確に推定できる。
【００２５】
（構成４）
構成１において、データシンボルは、時間方向にＳ（Ｓは、２以上の整数）ビットを有し、周波数方向にＫ（Ｋは、２以上の整数）ビットを有するＳ×Ｋビットのデータブロックからなる。推定手段は、時間方向における平均複素振幅を求めることによって伝送路状態を推定する。
【００２６】
構成４によれば、時間方向の符号系列を推定した結果が妥当なものであり、かつ、時間方向の伝送路状態の変化が無視できることを前提として、時間方向における平均複素振幅を求め、その求めた平均複素振幅を伝送路状態として推定する。
【００２７】
従って、伝送路状態を実際に求める必要はなく、伝送路状態を容易に推定できる。
【００２８】
（構成５）
構成４において、推定手段は、時間方向において、データシンボルと、データシンボルの符号系列との乗算結果の最小自乗誤差が最も小さくなるときの符号系列である第１の符号系列を求め、その求めた第１の符号系列とＳビットのデータシンボルとを用いて平均複素振幅を求める。
【００２９】
構成５によれば、時間方向における受信信号（データシンボルとデータシンボルの符号系列との乗算結果）の最小自乗誤差が最も小さくなるようにデータシンボルの符号系列が決定され、その決定された符号系列を用いて平均複素振幅が求められる。
【００３０】
従って、時間方向の伝送路状態の変化が無視できるという前提に合致して伝送路状態を推定できる。
【００３１】
（構成６）
構成４または構成５において、補正手段は、推定された伝送路状態に基づいて、隣接する３つの伝送路状態間における伝送路状態の２つの変化量ができる限り等しくなるように、周波数方向の符号を決定することによってチャネルを補正する。
【００３２】
構成６によれば、推定手段は、伝送路状態が周波数の変化に対して連続して変化する性質を用いて周波数方向の符号を決定する。
【００３３】
従って、実際の受信状態に則して周波数方向の符号を決定できる。
【００３４】
（構成７）
また、この発明の実施の形態によれば、プログラムは、Ｍ（Ｍは、正の整数）本の送信アンテナを用いてマルチキャリア伝送された送信信号をＮ（Ｎは、正の整数）本の受信アンテナを用いて受信するときの受信処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
推定手段が、Ｎ本の受信アンテナによって受信された受信信号に含まれるデータシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるようにＮ本の受信アンテナの各々について送信信号の伝送路状態を推定する第１のステップと、
補正手段が、推定された伝送路状態を用いて、送信信号が伝送されるマルチキャリアの各サブキャリアであるチャネルを補正する第２のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムである。
【００３５】
構成７によれば、プログラムをコンピュータに実行させることにより、データシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるように送信信号の伝送路状態が推定され、その推定された伝送路状態を用いてチャネルが補正される。
【００３６】
従って、パイロットシンボルのみを用いて伝送路状態を推定する場合に比べ、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できる。
【００３７】
（構成８）
構成７において、推定手段は、第１のステップにおいて、想定される伝送路状態と実際の受信状態との自乗誤差のＮ本の受信アンテナについての総和のうち、最小値が得られるときのデータシンボルの符号系列または最小値からＭ−１番目までの総和が得られるときのデータシンボルのＭ−１個の符号系列を求め、その求めた符号系列を用いて伝送路状態を推定する。
【００３８】
構成８によれば、プログラムをコンピュータに実行させることにより、想定される伝送路状態を実際の受信状態にできるだけ近づけるように伝送路状態が推定される。その結果、推定された伝送路状態は、実際の受信状態に近くなり、実際の受信状態に近い伝送路状態を用いてチャネルが補正される。
【００３９】
従って、チャネル推定の精度を更に向上できる。
【００４０】
（構成９）
構成７または構成８において、推定手段は、第１のステップにおいて、伝送路がＬ個のパスから構成され、かつ、Ｌ個のパスの間隔がサイクリックプレフィックスの長さをＬ−１等分したものであることを仮定して伝送路状態を推定する。
【００４１】
構成９によれば、プログラムをコンピュータに実行させることにより、Ｌ個のパスにおいて、隣接する２つのパス間には、サイクリックプレフィックスの長さのＬ−１等分に相当する遅延が存在するので、Ｌ個のパスに対応するデータシンボルを用いて各パスの伝送路状態が推定される。
【００４２】
従って、伝送路状態を正確に推定できる。
【００４３】
（構成１０）
構成７において、データシンボルは、時間方向にＳ（Ｓは、２以上の整数）ビットを有し、周波数方向にＫ（Ｋは、２以上の整数）ビットを有するＳ×Ｋビットのデータブロックからなる。第１のステップにおいて、推定手段は、時間方向における平均複素振幅を求めることによって伝送路状態を推定する。
【００４４】
構成１０によれば、プログラムをコンピュータに実行させることにより、時間方向の符号系列を推定した結果が妥当なものであり、かつ、時間方向の伝送路状態の変化が無視できることを前提として、時間方向における平均複素振幅が求められ、その求められた平均複素振幅が伝送路状態として推定される。
【００４５】
従って、伝送路状態を実際に求める必要はなく、伝送路状態を容易に推定できる。
【００４６】
（構成１１）
構成１０において、推定手段は、第１のステップにおいて、時間方向において、データシンボルと、データシンボルの符号系列との乗算結果の最小自乗誤差が最も小さくなるときの符号系列である第１の符号系列を求め、その求めた第１の符号系列とＳビットのデータシンボルとを用いて平均複素振幅を求める。
【００４７】
構成１１によれば、プログラムをコンピュータに実行させることにより、時間方向における受信信号（データシンボルとデータシンボルの符号系列との乗算結果）の最小自乗誤差が最も小さくなるようにデータシンボルの符号系列が決定され、その決定された符号系列を用いて平均複素振幅が求められる。
【００４８】
従って、時間方向の伝送路状態の変化が無視できるという前提に合致して伝送路状態を推定できる。
【００４９】
（構成１２）
構成１０または構成１１において、補正手段は、第２のステップにおいて、推定された伝送路状態に基づいて、隣接する３つの伝送路状態間における伝送路状態の２つの変化量ができる限り等しくなるように、周波数方向の符号を決定することによってチャネルを補正する。
【００５０】
構成１１によれば、プログラムをコンピュータに実行させることにより、伝送路状態が周波数の変化に対して連続して変化する性質を用いて周波数方向の符号が決定される。
【００５１】
従って、実際の受信状態に則して周波数方向の符号を決定できる。
【００５２】
（構成１３）
更に、この発明の実施の形態によれば、記録媒体は、構成７から構成１２のいずれかに記載のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体である。
【発明の効果】
【００５３】
パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】サブキャリアの配置を示す概念図である。
【図２】この発明の実施の形態１による受信機の概略図である。
【図３】図１に示す受信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】ビット誤り率とＳＮＲとの関係を示す図である。
【図５】実施の形態２におけるデータブロックの概念図である。
【図６】実施の形態２による受信機の概略図である。
【図７】図６に示す時間方向推定手段の動作を説明するための図である。
【図８】図７に示す複素振幅演算手段の動作を説明するための図である。
【図９】図６に示す周波数方向推定手段の動作を説明するための図である。
【図１０】複素数で表される伝送路状態がサブキャリア番号ｋの変化に伴って変化する様子を示す概念図である。
【図１１】受信シンボルの軌跡を示す概念図である。
【図１２】距離計算の意味を説明するための概念図である。
【図１３】図６に示す乗算器の動作を説明するための図である。
【図１４】図６に示す受信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１５】受信アンテナが１本である場合におけるブロック誤り率とＳＮＲとの関係を示す図である。
【図１６】受信アンテナが２本である場合におけるブロック誤り率とＳＮＲとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５５】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００５６】
［実施の形態１］
実施の形態１においては、送信信号が１本のアンテナから送信され、Ｎ（Ｎは、正の整数）本のアンテナによって受信される場合について、この発明の実施の形態１による受信機を説明する。
【００５７】
図１は、サブキャリアの配置を示す概念図である。図１において、横方向は、サブキャリア番号（即ち、周波数方向）を示す。また、図１の（ａ）は、送信時のサブキャリアの配置を示し、図１の（ｂ）は、受信時に参照するサブキャリアを示す。
【００５８】
図１を参照して、サブキャリア番号をｋとすると、サブキャリア番方の範囲Ｋａｌｌは、Ｋａｌｌ＝｛０，１，・・・，Ｋ−１｝によって表される。Ｋは、受信側におけるＦＦＴ（Fast Fourier Transform）のポイント数である。図１においては、Ｋ＝１６である。
【００５９】
サブキャリアが実際に配置されている番号である有効サブキャリア番号の範囲をＫｅｆｆとすると、図１では、Ｋｅｆｆ＝｛２，３，・・・，１３｝である。
【００６０】
パイロットシンボルが割り当てられているサブキャリア番号の範囲をＫＲＳとすると、ＫＲＳ＝｛ｋｒ０，ｋｒ１，・・・，ｋｒ（ＮＲＳ−１）｝である。ＮＲＳは、パイロットシンボルの数である。図１では、ＫＲＳ＝｛３，９｝であり、ＮＲＳ＝２である。
【００６１】
参照するサブキャリア番号の範囲をＫｐｉｌｌｏｔ＝｛ｋｐ０，ｋｐ１，・・・，ｋｐ（Ｎｐｉｌｌｏｔ−１）｝とすると、ＫＲＳ∈Ｋｐｉｌｌｏｔである。図１では、黒く塗りつぶされたサブキャリアと、斜線で示されたサブキャリアとが、参照するサブキャリア番号の範囲Ｋｐｉｌｌｏｔ＝に相当し、Ｋｐｉｌｌｏｔ＝｛３，６，９，１２｝である。Ｎｐｉｌｌｏｔは、参照するサブキャリアの数であり、図１では、Ｎｐｉｌｌｏｔ＝４である。
【００６２】
図２は、この発明の実施の形態１による受信機の概略図である。図１を参照して、この発明の実施の形態１による受信機は、アンテナ１〜Ｎと、受信ユニット１１〜１Ｎと、制御ユニット２０とを備える。
【００６３】
受信ユニット１１〜１Ｎは、それぞれ、アンテナ１〜Ｎに対応して設けられる。このように、受信機１００は、Ｎ本のアンテナ１〜Ｎで電波を受信する。
【００６４】
受信ユニット１ｎ（ｎ＝１〜Ｎ）は、ＣＰ除去器１１１と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）１１２と、シンボル選択手段１１３と、誤差演算手段１１４と、演算手段１１５と、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）１１６と、チャネル補正手段１１７とを含む。
【００６５】
制御ユニット２０は、加算手段２１と、最小値演算手段２２とを含む。
【００６６】
受信ユニット１ｎのＣＰ除去器１１１は、アンテナｎを介して、電波を受信し、その受信した電波の受信信号からサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）を除去し、ＣＰを除去した受信信号をＦＦＴ１１２へ出力する。
【００６７】
ＦＦＴ１１２は、受信信号をＣＰ除去器１１１から受け、その受けた受信信号を高速フーリエ変換し、その高速フーリエ変換した受信シンボルＲｎ（ｋ）をシンボル選択手段１１３およびチャネル補正手段１１７へ出力する。
【００６８】
シンボル選択手段１１３は、受信シンボルＲｎ（ｋ）をＦＦＴ１１２から受ける。ｋｐ∈Ｋｐｉｌｌｏｔとすると、シンボル選択手段１１３は、アンテナｎの受信シンボルＲｎ（ｋ）から受信シンボル｛Ｒｎ（ｋｐ）｜ｋｐ∈Ｋｐｉｌｌｏｔ｝を選択し、その選択した受信シンボル｛Ｒｎ（ｋｐ）｜ｋｐ∈Ｋｐｉｌｌｏｔ｝を誤差演算手段１１４へ出力する。図１に示す場合では、シンボル選択手段１１３は、受信シンボル｛Ｒｎ（３），Ｒｎ（６），Ｒｎ（９），Ｒｎ（１２））｜ｋ３，ｋ６，ｋ９，ｋ１２∈Ｋｐｉｌｌｏｔ｝を選択し、その選択した受信シンボル｛Ｒｎ（３），Ｒｎ（６），Ｒｎ（９），Ｒｎ（１２））｜ｋ３，ｋ６，ｋ９，ｋ１２∈Ｋｐｉｌｌｏｔ｝を誤差演算手段１１４へ出力する。
【００６９】
誤差演算手段１１４は、受信シンボル｛Ｒｎ（ｋｐ）｜ｋｐ∈Ｋｐｉｌｌｏｔ｝をシンボル選択手段１１３から受ける。
【００７０】
データシンボルを参照する場合、送信シンボルは、受信機１００では既知ではない。しかし、変調方式から信号点配置の候補を限定することができる。例えば、変調方式がＱＰＳＫ変調であれば、変調シンボルは、４通りである。従って、参照するサブキャリア数がＮｐｉｌｌｏｔであり、そのうち、送信シンボルが既知であるパイロットシンボル数がＮＲＳであるので、参照するデータの系列は、４＾（Ｎｐｉｌｌｏｔ−ＮＲＳ）通り（即ち４の（Ｎｐｉｌｌｏｔ−ＮＲＳ）乗通り）である。
【００７１】
系列番号ｉをｉ＝０，１，・・・，４＾（Ｎｐｉｌｌｏｔ−ＮＲＳ−１）とし、これに対応するシンボルをＳ（ｉ）（ｋｐ）とする。
【００７２】
推定する伝送路状態は、想定するシンボル系列によって異なるものとなるので、それを表すために系列番号ｉに対応する伝送路状態の推定結果を次式によって表す。
【００７３】
【数１】
2018142779.tif 000003
【００７４】
なお、式（１）の左辺が伝送路状態の推定結果である。
【００７５】
推定するパス数をＬ＾（Ｌ＾は、“＾”が“Ｌ”の上に表記されていることを表す）、パス間隔をΔτ、ｌ（ｌ＝０，１，・・・，Ｌ−１）番目のパスの複素振幅をｈ＾ｎ，ｌ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）とすると、自乗誤差ｅ（ｉ）ｎは、次式によって表される。
【００７６】
【数２】
2018142779.tif 000004
【００７７】
式（２）において、右辺の第１項は、想定される伝送路状態を示し、右辺の第２項は、実際の受信状態を示す。従って、自乗誤差ｅ（ｉ）ｎは、想定される伝送路状態と実際の受信状態との誤差である。
【００７８】
式（２）においては、伝送路がＬ個のパスから構成され、かつ、Ｋ個のパスの間隔がサイクリックプレフィックス（ＣＰ）の長さをＬ−１等分したものであることが仮定される。
【００７９】
式（２）の自乗誤差ｅｎを最小にするパスの複素振幅ｈ＾（ｉ）ｎ，ｌ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）は、次式を満たす。
【００８０】
【数３】
2018142779.tif 000005
【００８１】
式（３）におけるＴは、転置行列を表す。また、式（３）におけるＡは、次式によって表される。
【００８２】
【数４】
2018142779.tif 000006
【００８３】
更に、式（３）におけるパスの複素振幅ｈ＾（ｉ）ｎ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）は、次式によって表される。
【００８４】
【数５】
2018142779.tif 000007
【００８５】
更に、式（３）におけるｂｎは、次式によって表される。
【００８６】
【数６】
2018142779.tif 000008
【００８７】
自乗誤差ｅ０ｎ（ｉ）は、式（３）で求めたｈ＾（ｉ）Ｔｎ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を式（２）に代入して得ることができ、次式のようになる。
【００８８】
【数７】
2018142779.tif 000009
【００８９】
式（７）におけるｈ＾（ｉ）ｎ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）は、次式によって表される。
【００９０】
【数８】
2018142779.tif 000010
【００９１】
また、式（７）におけるＦＴは、次式によって表される。
【００９２】
【数９】
2018142779.tif 000011
【００９３】
ここで、次式の関係が成立する。
【００９４】
【数１０】
2018142779.tif 000012
【００９５】
従って、式（１０）におけるＦＡ−１を事前に求めておき、ｈ＾（ｉ）ｎ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）とｂｎ（ｉ）とからｅ０ｎ（ｉ）を直接求めることができる。この場合、パスの複素振幅ｈ＾（ｉ）ｎ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を求める必要はない。ここで、Ａ−１は、Ａの擬似逆行列である。
【００９６】
次に、系列番号ｉに対する自乗誤差を全ての受信アンテナに関して総和をとり、その総和が最小になるときの系列番号をｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）とし、式（３）からｈ＾（ｉ）ｎ（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を求め、それをｈ＾ｎ，ｌ＝ｈ＾（ｉ）ｎとする。
【００９７】
そして、有効サブキャリアｋの伝送路状態は、次式によって表される。
【００９８】
【数１１】
2018142779.tif 000013
【００９９】
そして、式（１１）によって表される有効サブキャリアｋの伝送路状態を用いて、受信シンボルを次式によって補正する。
【０１００】
【数１２】
2018142779.tif 000014
【０１０１】
誤差演算手段１１４は、制御ユニット２０から受けた系列番号ｉ＝０，１，・・・，４＾（Ｎｐｉｌｌｏｔ−ＮＲＳ−１）と、シンボル選択手段１１３から受けた受信シンボル｛Ｒｎ（ｋｐ）｜ｋｐ∈Ｋｐｉｌｏｔ｝とに基づいて、式（２）〜式（１０）を用いて上述した方法によって最小自乗誤差ｅｎ（ｉ）を演算し、その演算した最小自乗誤差ｅｎ（ｉ）を制御ユニット２０の加算手段２１へ出力する。
【０１０２】
加算手段２１は、受信ユニット１１〜１Ｎからそれぞれ最小自乗誤差ｅ１（ｉ）〜ｅＮ（ｉ）を受け、その受けた最小自乗誤差ｅ１（ｉ）〜ｅＮ（ｉ）を加算する。そして、加算手段２１は、その加算結果である総和Ｗｅ（＝ｅ１（ｉ）＋ｅ１（ｉ）＋・・・＋ｅｎ（ｉ）＋・・・＋ｅＮ（ｉ））を最小値演算手段２２へ出力する。
【０１０３】
最小値演算手段２２は、総和Ｗｅを加算手段２１から受け、その受けた総和Ｗｅが最小になる系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を求める。
【０１０４】
そして、最小値演算手段２２は、その求めた系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を受信ユニット１１〜１Ｎへ出力する。
【０１０５】
受信ユニット１ｎの演算手段１１５は、系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を制御ユニット２０から受け、受信シンボルＲｎ（ｋｐ）をシンボル選択手段１１３から受ける。そして、演算手段１１５は、その受けた系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）および受信シンボルＲｎ（ｋｐ）に基づいて、上述した方法によってｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を求める。
【０１０６】
そして、演算手段１１５は、その求めたｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）をＤＦＴ１１６へ出力する。
【０１０７】
ＤＦＴ１１６は、ｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を演算手段１１５から受け、その受けたｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を式（１１）によって離散フーリエ変換して伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を生成する。そして、ＤＦＴ１１６は、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）をチャネル補正手段１１７へ出力する。
【０１０８】
チャネル補正手段１１７は、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）をＤＦＴ１１６から受け、受信シンボルＲｎ（ｋ）をＦＦＴ１１２から受ける。
【０１０９】
そして、チャネル補正手段１１７は、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）および受信シンボルＲｎ（ｋ）を式（１２）に代入してＲ＾ｎ（ｋ）（Ｒ＾は、“＾”が“Ｒ”の上に表記されていることを表す）を演算し、受信シンボルＲｎ（ｋ）を補正する。そして、チャネル補正手段１１７は、補正した受信シンボルＲ＾ｎ（ｋ）（Ｒ＾は、“＾”が“Ｒ”の上に表記されていることを表す）を出力する。
【０１１０】
受信ユニット１１〜１ｎ−１，１ｎ＋１〜１Ｎの各々は、受信ユニット１ｎと同じ構成からなる。
【０１１１】
図３は、図１に示す受信機１００の動作を説明するためのフローチャートである。なお、図３においては、送信信号の変調方式がＱＰＳＫである場合について、受信機１００の動作を説明する。
【０１１２】
図３を参照して、受信機１００の動作が開始されると、ＣＰ除去器１１１は、受信信号からサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去し（ステップＳ１）、そのＣＰを除去した受信信号をＦＦＴ１１２へ出力する。
【０１１３】
ＦＦＴ１１２は、ＣＰを除去した受信信号をＣＰ除去器１１１から受け、その受けた受信信号を高速フーリエ変換（ステップＳ２）、その高速フーリエ変換した受信シンボルをシンボル選択手段１１３およびチャネル補正手段１１７へ出力する。
【０１１４】
シンボル選択手段１１３は、ＦＦＴ１１２から受信シンボルを受け、その受けた受信シンボルから、参照する受信シンボルを検出し（ステップＳ３）、その検出した受信シンボルを誤差演算手段１１４および演算手段１１５へ出力する。
【０１１５】
誤差演算手段１１４は、参照する受信シンボルをシンボル選択手段１１３から受け、その受けた受信シンボルに基づいて、送信信号の変調方式（ＱＰＳＫ）によって決定される信号点配置の４＾（Ｎｐｉｌｌｏｔ−ＮＲＳ）通りの符号系列を作成する（ステップＳ４）。
【０１１６】
そして、制御ユニット２０は、ｎ＝１を設定する（ステップＳ５）。その後、誤差演算手段１１４は、符号系列の系列番号をｉ＝０，１，・・・，４＾（Ｎｐｉｌｌｏｔ−ＮＲＳ−１）とし、式（２）〜式（１０）を用いて、想定される伝送路状態と実際の受信状態との自乗誤差ｅ（ｉ）ｎを演算し（ステップＳ６）、その演算した自乗誤差ｅ（ｉ）ｎを制御ユニット２０の加算手段２１へ出力する。
【０１１７】
そうすると、制御ユニット２０は、ｎ＝Ｎであるか否かを判定する（ステップＳ７）。
【０１１８】
ステップＳ７において、ｎ＝Ｎでないと判定されたとき、制御ユニット２０は、ｎ＝ｎ＋１を設定する（ステップＳ８）。その後、一連の動作は、ステップＳ６へ戻り、ステップＳ７において、ｎ＝Ｎであると判定されるまで、ステップＳ６〜ステップＳ８が繰り返し実行される。
【０１１９】
そして、ステップＳ７において、ｎ＝Ｎであると判定されると、制御ユニット２０の加算手段２１は、受信ユニット１１〜１Ｎの誤差演算手段１１４から受けた自乗誤差ｅ（ｉ）ｎの総和Ｅ（ｉ）を演算し（ステップＳ９）、その演算した総和Ｅ（ｉ）を最小値演算手段２２へ出力する。
【０１２０】
最小値演算手段２２は、総和Ｅ（ｉ）を加算手段２１から受け、その受けた総和Ｅ（ｉ）が最小になるときの系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を決定し（ステップＳ１０）、その決定した系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を受信ユニット１１〜１Ｎの演算手段１１５へ出力する。
【０１２１】
受信ユニット１１〜１Ｎの各々において、演算手段１１５は、最小値演算手段２２から系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を受け、シンボル選択手段１１３から、参照する受信シンボルＲｎ（ｋｐ）を受ける。
【０１２２】
そして、演算手段１１５は、その受けた系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）および受信シンボルＲｎ（ｋｐ）に基づいて、上述した方法によってｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を求める。
【０１２３】
そして、演算手段１１５は、その求めたｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）をＤＦＴ１１６へ出力する。
【０１２４】
ＤＦＴ１１６は、ｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を演算手段１１５から受け、その受けたｈ＾ｎ（ｉ）（ｈ＾は、“＾”が“ｈ”の上に表記されていることを表す）を式（１１）によって離散フーリエ変換して伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を生成する。即ち、演算手段１１５およびＤＦＴ１１６は、系列番号ｉ＾（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）を有する符号系列の伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を推定する（ステップＳ１１）。この伝送路状態の推定は、伝送路がＬ個のパスから構成され、かつ、Ｌ個のパスの間隔がサイクリックプレフィックス（ＣＰ）の長さをＬ−１等分したものであることを仮定して伝送路状態を推定することに相当する。
【０１２５】
そして、ＤＦＴ１１６は、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）をチャネル補正手段１１７へ出力する。
【０１２６】
チャネル補正手段１１７は、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）をＤＦＴ１１６から受け、受信シンボルＲｎ（ｋ）をＦＦＴ１１２から受ける。
【０１２７】
そして、チャネル補正手段１１７は、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）および受信シンボルＲｎ（ｋ）を式（１２）に代入してＲ＾ｎ（ｋ）（Ｒ＾は、“＾”が“Ｒ”の上に表記されていることを表す）を演算し、受信シンボルＲｎ（ｋ）を補正する。即ち、チャネル補正手段１１７は、推定した伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を用いて受信シンボルＲｎ（ｋ）を補正する（ステップＳ１２）。その後、補正された受信シンボルＲｎ（ｋ）は、復調され（ステップＳ１３）、受信機１００は、送信信号を取得する。
【０１２８】
これによって、受信機１００の動作が終了する。
【０１２９】
パイロットシンボルおよびデータシンボルを用いて、想定される伝送路状態と実際の受信状態との自乗誤差の総和が最小になるように伝送路状態を推定し、その推定した伝送路状態を用いて受信シンボルを補正して送信信号を取得する。
【０１３０】
従って、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できる。
【０１３１】
図４は、ビット誤り率とＳＮＲとの関係を示す図である。図４において、縦軸は、ビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を表し、横軸は、信号電力と雑音電力との比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を表す。そして、曲線ｋ１は、実施の形態１における方法によって復調した送信信号のビット誤り率とＳＮＲとの関係を示し、曲線ｋ２は、最小自乗コヒーレント検波を意味し，ＫＲＳのみを用いたチャネル推定によるビット誤り率とＳＮＲとの関係を示し、曲線ｋ３は、直線補間を意味し、ＫＲＳのみを用いたチャネル推定によるビット誤り率とＳＮＲとの関係を示す。
【０１３２】
また、シミュレーションに用いたパラメータは、Ｋ＝１０２４、Ｋｅｆｆ＝｛１８９，１９０，・・・，２１２｝、ＫＲＳ＝｛１８９，１９５，２０１，２０７、Ｋｐｉｌｏｔ＝｛１８９，１９２，１９５，１９８，２０１，２０４，２０７｝である。ＣＰ長は、７２サンプルある。
【０１３３】
更に、２つのコヒーレント検波では，推定する際の伝送路パス数を４，最初のパスを遅延０，４番目のパスをＣＰ長である７２サンプル遅延とし、２，３番目のパス位置をそれぞれ２４サンプルおよび４８サンプルとしている。
【０１３４】
図４を参照して、実施の形態１における方法によって復調した送信信号のビット誤り率は、ＳＮＲの全ての領域において、従来例よりも大きく低下することが分かった。即ち、実施の形態１における方法を用いることによって、チャネル推定の精度を向上できることが実証された。
【０１３５】
上記においては、送信信号の変調方式は、ＱＰＳＫであると説明したが、実施の形態１においては、これに限らず、送信信号の変調方式は、ＢＰＳＫであってもよく、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ等であってもよく、一般的には、どのような変調方式であってもよい。
【０１３６】
そして、変調方式における信号点配置の数をＱとすると、図３のステップＳ４においては、Ｑ＾（Ｎｐｉｌｏｔ−ＮＲＳ）取りの符号系列が作成される。
【０１３７】
また、上記においては、パイロットシンボルとデータシンボルとを用いて伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を推定すると説明したが、実施の形態１においては、これに限らず、データシンボルのみを用いて、上述した方法によって、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を推定してもよく、一般的には、少なくともデータシンボルを用いて、上述した方法によって、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を推定すればよい。
【０１３８】
更に、上記においては、送信信号が１本のアンテナから送信された場合について説明したが、実施の形態１においては、これに限らず、送信信号がＭ（Ｍは、２以上の整数）本のアンテナから送信されてもよい。
【０１３９】
この場合、最小値演算手段２２は、自乗誤差の総和Ｅ（ｉ）のうち、最小値からＭ−１番目までの総和が得られるときの系列番号ｉ１＾〜ｉＭ−１＾を決定し、その決定した系列番号ｉ１＾〜ｉＭ−１＾を用いて、上述した方法によって、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）（Ｈ＾は、“＾”が“Ｈ”の上に表記されていることを表す）を推定する。
【０１４０】
なお、実施の形態１においては、受信ユニット１１〜１Ｎの各々におけるシンボル選択手段１１３、誤差演算手段１１４、演算手段１１５およびＤＦＴ１１６と、制御ユニット２０とは、「推定手段」を構成する。
【０１４１】
また、実施の形態１においては、受信ユニット１１〜１Ｎの各々におけるチャネル補正手段１１７は、「補正手段」を構成する。
【０１４２】
更に、上記においては、パイロットシンボルおよびデータシンボルを用いて伝送路状態を推定すると説明したが、実施の形態１においては、これに限らず、データシンボルのみを用いて、上述した方法によって、想定される伝送路状態が実際の受信状態に近づくように伝送路状態を推定してもよい。
【０１４３】
即ち、実施の形態１においては、少なくともデータシンボルを用いて、上述した方法によって、想定される伝送路状態が実際の受信状態に近づくように伝送路状態を推定すればよい。
【０１４４】
［実施の形態２］
図５は、実施の形態２におけるデータブロックの概念図である。図５において、横軸は、時間ｓを表し、縦軸は、サブキャリア番号ｋを表す。
【０１４５】
実施の形態２においては、ＢＰＳＫシンボルをマルチキャリ伝送するものとする。シンボルは、図５に示すように配置される。送信符号ｂ（ｋ，ｓ）は、”＋１”または”−１”である。ここで、ｓは、時間（ｓ＝０，１，・・・，Ｓ−１）を表す変数であり、ｋは、周波数（ｋ＝０，１，・・・，Ｋ−１）を表す変数である。
【０１４６】
ｓをサンプル番号と言い、ｋをサブキャリア番号と言う。ここで、例えば、Ｓ＝７、Ｋ＝１２をシンボルの塊とみなし、これをデータブロックと呼ぶ。
【０１４７】
ブロックサイズは、７×１２＝８４ビットである。全てのビットがデータであり、パイロット信号は、配置されていない。
【０１４８】
実施の形態２においては、送信信号を１本のアンテナで送信し、１本のアンテナで受信するものとする。
【０１４９】
図６は、実施の形態２による受信機の概略図である。図６を参照して、実施の形態２による受信機２００は、アンテナ２０１と、ＣＰ除去機２０２と、ＦＦＴ２０３と、ブロックメモリ２０４と、推定手段２０５と、乗算器２０６と、補正手段２０７とを備える。推定手段２０５は、時間方向推定手段２０５１と、周波数方向推定手段２０５２とを含む。
【０１５０】
ＣＰ除去機２０２は、アンテナ２０１を介して電波を受信し、その受信した電波の受信信号からサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去し、そのＣＰを除去した受信信号をＦＦＴ２０３へ出力する。この場合、信号が双方向でやり取りされる場合、シンボル時間を特定できるので、ＣＰ除去機２０２は、特定したシンボル時間のタイミングに基づいてＣＰを除去できる。
【０１５１】
ＦＦＴ２０３は、受信信号をＣＰ除去器２０２から受け、その受けた受信信号を高速フーリエ変換によって時刻ｓ毎の周波数領域に変換し、その変換した受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）をブロックメモリ２０４へ出力する。
【０１５２】
ブロックメモリ２０４は、受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）をＦＦＴ２０３から受け、その受けた受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）を図５に示すデータブロックの形式で一旦保存する。そして、ブロックメモリ２０４は、その保存した受信シンボルＲ（ｓ，ｋ）を推定手段２０５の時間方向推定手段２０５１へ出力する。
【０１５３】
時間方向推定手段２０５１は、ブロックメモリ２０４から受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）を受け、その受けた受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）に基づいて、後述する方法によって、受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）と符号系列ｂ（ｋ，ｓ）との積の最小自乗誤差が最小になるときの系列番号ｉ＾ｋ（ｉ＾は、“＾”が“ｉ”の上に表記されていることを表す）と符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）とを求める。
【０１５４】
時間方向推定手段２０５１は、その求めた系列番号ｉ＾ｋと符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）とに基づいて、後述する方法によって、受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）の平均複素振幅ａ＾（ｋ）（ａ＾は、“＾”が“ａ”の上に表記されていることを表す）の時間方向の推定を行う。
【０１５５】
そうすると、時間方向推定手段２０５１は、その推定した平均複素振幅ａ＾（ｋ）を周波数方向推定手段２０５２へ出力し、符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）を乗算器２０６へ出力する。
【０１５６】
周波数方向推定手段２０５２は、平均複素振幅ａ＾（ｋ）（ａ＾は、“＾”が“ａ”の上に表記されていることを表す）を時間方向推定手段２０５１から受け、その受けた平均複素振幅ａ＾（ｋ）（ａ＾は、“＾”が“ａ”の上に表記されていることを表す）に基づいて、後述する方法によって、時刻ｓ＝０における符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）の周波数方向の推定を行い、符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）を確定する。
【０１５７】
そして、周波数方向推定手段２０５２は、その確定した符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）を乗算器２０６へ出力する。
【０１５８】
乗算器２０６は、時間方向推定手段２０５１から符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）を受け、周波数方向推定手段２０５２から符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）を受ける。
【０１５９】
そして、乗算器２０６は、ｓ＝０である場合、符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）を補正手段２０７へ出力し、ｎ＞０である場合、符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）と符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）との積を演算し、その演算した積ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を補正手段２０７へ出力する。
【０１６０】
補正手段２０７は、符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）および積ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を乗算器２０６から受ける。そして、補正手段２０７は、例えば、フレームチェックシーケンス（ＦＣＳ：Frame Check Sequence）によって符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｂ＾は、“＾”が“ｂ”の上に表記されていることを表す）および積ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）のフレームチェックを行う。
【０１６１】
この場合、フレームチェックの結果、誤りが検出されなかった場合、補正手段２０７は、符号系列ｂ＾（ｋ，０），ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を出力する。
【０１６２】
一方、フレームチェックの結果、誤りが検出された場合、補正手段２０７は、全て（ＳＫ個）の符号を反転し、その反転した符号系列のフレームチェックを行う。そして、補正手段２０７は、フレームチェック後の符号系列を出力する。
【０１６３】
平均複素振幅ａ＾（ｋ）（ａ＾は、“＾”が“ａ”の上に表記されていることを表す）の時間方向の推定について説明する。
【０１６４】
図７は、図６に示す時間方向推定手段２０５１の動作を説明するための図である。図７を参照して、時間方向推定手段２０５１は、分散演算手段３０と、符号生成器４０と、選択手段５０と、メモリ６０と、複素振幅演算手段７０とを含む。
【０１６５】
ＦＦＴ２０３は、受信シンボルＲ（ｓ）（ｓ＝０〜６）ごとに高速フーリエ変換を行い、７×１２＝８４を１ブロックとする受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）をブロックメモリ２０４に格納する。
【０１６６】
そして、符号判定および誤り検出は、この１ブロック単位で行われる。なお、符号判定および誤り検出は、同じ単位で行われなくてもよく、例えば、符号判定が１ブロック単位で行われ、誤り検出が２ブロック単位で行われてもよい。この場合、後述するビット反転処理を最大３回まで行うことができる。
【０１６７】
時間方向推定手段２０５１における時間方向の推定においては、サブキャリア番号ｋ毎の送信符号と伝送路状態とを推定する。但し、符号判定の不定性があるため（ＢＰＳＫの場合、２通り）、ｓ＝０における符号を”＋１”と仮置きし、残りの６ビットの全ての符号の組み合わせを用意し、この符号系列をｂ（ｉ）ｋとする。ｉは、系列番号であり、図７に示すデータブロックの場合、２６＝６４であるので、ｉ＝０〜６３である。
【０１６８】
分散演算手段３０は、サブキャリア番号ｋ＝０であり、ｓ＝０〜６である受信シンボルＲ（０，ｓ）をブロックメモリ２０４から読み出す。
【０１６９】
受信シンボルＲ（０，ｓ）のうち、受信シンボルＲ（０，０）＝＋１と仮置きされ、受信シンボルＲ（０，１）〜Ｒ（０，６）の全ての符号系列（２６＝６４通りの符号系列）が生成される。この全ての符号系列を識別する系列番号をｉとする。
【０１７０】
符号生成器４０は、系列番号ｉ＝０の符号系列ｂ（ｉ＝０）＝（＋１，＋１，＋１，＋１，＋１，＋１，＋１）、系列番号ｉ＝１の符号系列ｂ（ｉ＝１）＝（＋１，＋１，＋１，＋１，＋１，＋１，−１）、系列番号ｉ＝２の符号系列ｂ（ｉ＝２）＝（＋１，＋１，＋１，＋１，＋１，−１，＋１）、・・・、系列番号ｉ＝６３の符号系列ｂ（ｉ＝６３）＝（＋１，−１，−１，−１，−１，−１，−１）を生成し、その生成した符号系列ｂ（ｉ＝０）〜ｂ（ｉ＝６３）を分散演算手段２０へ出力する。なお、６４個の符号系列ｂ（ｉ＝０）〜ｂ（ｉ＝６３）の１ビット目は、“＋１”である。これは、受信シンボルＲ（０，０）の符号を“＋１”に仮置きしているからである。
【０１７１】
分散演算手段２０は、ブロックメモリ２０４から受信シンボルＲ（０，ｓ）を読み出し、符号生成器３０から符号系列ｂ（ｉ＝０）〜ｂ（ｉ＝６３）を受ける。
【０１７２】
そして、分散演算手段３０は、次式によって最小自乗誤差ε（ｉ）ｍｉｎ，ｋを求める。
【０１７３】
【数１３】
2018142779.tif 000015
【０１７４】
式（１３）において、”Ｖａｒ”は、時刻ｓに対する分散を求める操作を表し、ｂ（ｉ）（ｋ，ｓ）は、ｂ（ｉ）ｋのｓ番目の要素を表す。
【０１７５】
従って、分散演算手段３０は、受信シンボルＲ（０，ｓ）を読み出したとき、受信シンボルＲ（０，ｓ）と、符号系列ｂ（ｉ＝０）（０，ｓ）とを式（１３）に代入して、最小自乗誤差ε（ｉ＝０）ｍｉｎ，ｋ＝０を求める。
【０１７６】
次に、分散演算手段３０は、受信シンボルＲ（０，ｓ）と、符号系列ｂ（ｉ＝１）とを式（１３）に代入して、最小自乗誤差ε（ｉ＝１）ｍｉｎ，ｋ＝０を求める。
【０１７７】
以下、同様にして、分散演算手段３０は、受信シンボルＲ（０，ｓ）と、符号系列ｂ（ｉ＝６３）とを式（１３）に代入して、最小自乗誤差ε（ｉ＝６３）ｍｉｎ，ｋ＝０を求める。
【０１７８】
そうすると、分散演算手段３０は、その求めた最小自乗誤差ε（ｉ＝０）ｍｉｎ，ｋ＝０〜ε（ｉ＝６３）ｍｉｎ，ｋ＝０を選択手段５０へ出力する。
【０１７９】
選択手段５０は、最小自乗誤差ε（ｉ＝０）ｍｉｎ，ｋ＝０〜ε（ｉ＝６３）ｍｉｎ，ｋ＝０を分散演算手段３０から受け、その受けた６４個の最小自乗誤差ε（ｉ＝０）ｍｉｎ，ｋ＝０〜ε（ｉ＝６３）ｍｉｎ，ｋ＝０のうち、最も小さい最小自乗誤差ε（ｉ）ｍｉｎ，ｋ＝０を与える系列番号ｉ＾ｋ＝０と、その時の符号系列ｂ＾ｋ＝０とを選択する。
【０１８０】
そして、選択手段５０は、その選択した系列番号ｉ＾ｋ＝０および符号系列ｂ＾ｋ＝０をメモリ５０に格納する。
【０１８１】
分散演算手段３０および選択手段５０は、ｋ＝１〜１１の全てについて上述した動作を繰り返し行う。
【０１８２】
即ち、選択手段５０は、ｋ＝０〜１１の全てについて、ｉ＾ｋ＝ａｒｇ  ｍｉｎε（ｉ）ｍｉｎ，ｋによって、系列番号ｉ＾ｋを求め、その求めた系列番号ｉ＾ｋを有する符号系列ｂ＾ｋを求める。
【０１８３】
図８は、図７に示す複素振幅演算手段７０の動作を説明するための図である。図８を参照して、複素振幅演算手段７０は、受信シンボルＲ（０，ｓ）をブロックメモリ２０４から読み出し、符号系列ｂ＾ｋ＝０をメモリ６０から読み出す。
【０１８４】
そして、複素振幅演算手段７０は、受信シンボルＲ（０，ｓ）および符号系列ｂ＾ｋ＝０を次式に代入して平均複素振幅ａ＾（ｋ＝０）を求める。
【０１８５】
【数１４】
2018142779.tif 000016
【０１８６】
式（１４）において、Ｒ（ｋ）は、Ｒ（ｋ，ｓ）をｓ番目の要素として持つＳ次元ベクトルである。
【０１８７】
次に、複素振幅演算手段７０は、受信シンボルＲ（１，ｓ）をブロックメモリ２０４から読み出し、符号系列ｂ＾ｋ＝１をメモリ６０から読み出す。
【０１８８】
そして、複素振幅演算手段７０は、受信シンボルＲ（１，ｓ）および符号系列ｂ＾ｋ＝１を式（１３）に代入して平均複素振幅ａ＾（ｋ＝１）を求める。
【０１８９】
以下、同様にして、複素振幅演算手段７０は、受信シンボルＲ（１１，ｓ）をブロックメモリ２０４から読み出し、符号系列ｂ＾ｋ＝１１をメモリ６０から読み出す。
【０１９０】
そして、複素振幅演算手段７０は、受信シンボルＲ（１１，ｓ）および符号系列ｂ＾ｋ＝１１を式（１３）に代入して平均複素振幅ａ＾（ｋ＝１１）を求める。
【０１９１】
そうすると、複素振幅演算手段７０は、平均複素振幅ａ＾（ｋ＝０）〜ａ＾（ｋ＝１１）を周波数方向推定手段２０５２へ出力する。
【０１９２】
次に、周波数方向の推定について説明する。周波数方向の推定においては、Ｋ個のサブキャリアに応じた平均複素振幅ａ＾（ｋ）に基づいて、時間方向推定において仮置きしたＫ個の符号ｂ＾（ｋ，０）のうち、ｋ≠０を満たすＫ−１個の符号ｂ＾（ｋ，０）を確定する。
【０１９３】
図９は、図６に示す周波数方向推定手段２０５２の動作を説明するための図である。図９を参照して、周波数推定手段２０５２は、ｂ＾（ｋ＝０，０）＝＋１と仮置きする。そして、周波数方向推定手段２０５２は、ｂ＾（ｋ＝１，０）∈｛＋１，−１｝、ｂ＾（ｋ＝２，０）∈｛＋１，−１｝の４通りの組み合わせに対応させて、次式によって、４通りの距離ｄを求める。
【０１９４】
【数１５】
2018142779.tif 000017
【０１９５】
式（１５）の右辺の第２項は、本来、ｂ＾（ｋ＝０，０）ａ＾（ｋ＝０）であるが、ｂ＾（ｋ＝０，０）＝＋１と仮置きしているので、ａ＾（ｋ＝０）である。
【０１９６】
周波数方向推定手２０５２は、式（１５）によって、４通りの距離ｄを求めると、距離ｄが最小になるときの符号の組み合わせをｂ＾（ｋ＝１，０）とｂ＾（ｋ＝２，０）の符号とする。
【０１９７】
この符号決定法は、周波数領域における伝送路の伝達関数が連続して徐々に変換する性質を利用している。
【０１９８】
図１０は、複素数で表される伝送路状態がサブキャリア番号ｋの変化に伴って変化する様子を示す概念図である。図１１は、受信シンボルの軌跡を示す概念図である。図１２は、距離計算の意味を説明するための概念図である。
【０１９９】
図１０を参照して、周波数領域における伝達関数ｈ（ｋ）は、連続して徐々に変化する性質を有する。
【０２００】
送信符号がｂ（ｋ＝０，０）＝＋１、ｂ（ｋ＝１，０）＝−１、ｂ（ｋ＝２，０）＝＋１であれば、受信シンボルは、図１１に示すＲ（ｋ＝０，０）→−Ｒ（ｋ＝１，０）→Ｒ（ｋ＝２，０）の軌跡をたどる。
【０２０１】
時間方向の符号系列を推定した結果が妥当なものであり、かつ、時間方向の伝送路状態の変化が無視できれば、図１１に示す軌跡は、図１２に示す平均複素振幅ａ＾（ｋ）の軌跡と同等になる。
【０２０２】
従って、実施の形態２においては、時間方向の符号系列を推定した結果が妥当なものであり、かつ、時間方向の伝送路状態の変化が無視できることを前提とする。
【０２０３】
ここで、符号ｂ（ｋ＝１，０）と符号ｂ（ｋ＝２，０）とを推定するにあたり、次の４通りの距離ｄ００，ｄ１０，ｄ０１，ｄ１１が計算される。
【０２０４】
（１）（ａ＾（ｋ＝０）＋ａ＾（ｋ＝２））／２とａ＾（ｋ＝１）との距離ｄ００と、
（ａ＾（ｋ＝０）＋ａ＾（ｋ＝２））／２と−ａ＾（ｋ＝１）との距離ｄ１０
（図１２の×印と±ａ＾（ｋ＝１）との距離）
（２）（ａ＾（ｋ＝０）−ａ＾（ｋ＝２））／２とａ＾（ｋ＝１）との距離ｄ０１と、
（ａ＾（ｋ＝０）−ａ＾（ｋ＝２））／２と−ａ＾（ｋ＝１）との距離ｄ１１
（図１２の△印と±ａ＾（ｋ＝１）との距離）
明らかに、距離ｄ１０が最も小さい距離であることがわかる。この距離ｄ１０を与える符号は、この説明で仮定した符号と一致する。これは、上述したように、周波数領域における伝送路の伝達関数が連続して徐々に変化するからである。
【０２０５】
従って、周波数方向推定手段２０５２は、ｂ（ｋ＝１，０）＝−１、ｂ（ｋ＝２，０）＝１と決定する。
【０２０６】
次に、ｂ＾（ｋ＝３，０）∈｛＋１，−１｝の２通りの可能性に対応させて、２通りの距離ｄを次式によって求める。
【０２０７】
【数１６】
2018142779.tif 000018
【０２０８】
そして、周波数方向推定手段２０５２は、小さくなる方の距離を与える符号をｂ＾（ｋ＝３，０）の符号として確定する。
【０２０９】
周波数方向推定手段２０５２は、上述した方法による符号の確定をｂ＾（ｋ＝Ｋ−１，０）の符号の確定まで行う。
【０２１０】
即ち、周波数方向推定手段２０５２は、最初、３個の平均複素振幅ａ＾（ｋ＝０，ｓ）〜ａ＾（ｋ＝２，ｓ）を用いてｂ＾（ｋ＝１，０）およびｂ＾（ｋ＝２，０）の符号を決定する。
次に、周波数方向推定手段２０５２は、３個の平均複素振幅ａ＾（ｋ＝１，ｓ）〜ａ＾（ｋ＝３，ｓ）を用いてｂ＾（ｋ＝３，０）の符号を決定する。
以下、同様にして、周波数方向推定手段２０５２は、３個の平均複素振幅ａ＾（ｋ＝９，ｓ）〜ａ＾（ｋ＝１１，ｓ）を用いてｂ＾（ｋ＝１１，０）の符号を決定する。
【０２１１】
そして、周波数方向推定手段２０５２は、確定した符号を有する符号系列ｂ＾（ｋ，０）（ｋ＝１〜１１）を書き込む。
【０２１２】
式（１５）および式（１６）を用いて、ｂ＾（ｋ＝１，０）〜ｂ＾（ｋ＝Ｋ−１，０）の符号を確定することは、隣接する３つの伝送路状態間における伝送路状態の２つの変化量ができる限り等しくなるように、周波数方向の符号を決定することに相当する。
【０２１３】
図１０および図１２に示すように、平均複素振幅ａ＾（ｋ）は、周波数（サブキャリア番号ｋ）の変化に対して伝達関数ｈ（ｋ）と同じように変化するので、平均複素振幅ａ＾（ｋ）を求めることは、伝送路状態を推定することに相当する。また、隣接する３つの平均複素振幅ａ＾（ｋ）間における平均複素振幅ａ＾（ｋ）の２つの変化量は、ａ＾（ｋ＝０）からａ＾（ｋ＝１）への変化量Δａ＾（ｋ＝１→２）と、ａ＾（ｋ＝１）からａ＾（ｋ＝２）への変化量Δａ＾（ｋ＝２→３）とからなる。そして、平均複素振幅ａ＾（ｋ＝１）が図１２の×印の位置に一致するとき、変化量Δａ＾（ｋ＝１→２）は、変化量Δａ＾（ｋ＝２→３）に等しくなる。図１２に示すように、平均複素振幅ａ＾（ｋ＝１）の符号は、“＋１”よりも“−１”であるとき、図１２の×印の位置に近くなる。そして、上述したように、平均複素振幅ａ＾（ｋ＝１）の符号は、図１２の×印の位置に近づくように決定されるので、２つの変化量Δａ＾（ｋ＝１→２），Δａ＾（ｋ＝２→３）ができる限り等しくなるように周波数方向の符号ｂ＾（ｋ＝１，０）〜ｂ＾（ｋ＝Ｋ−１，０）を決定することになる。
【０２１４】
従って、式（１５）および式（１６）を用いて、ｂ＾（ｋ＝１，０）〜ｂ＾（ｋ＝Ｋ−１，０）の符号を確定することは、隣接する３つの伝送路状態間における伝送路状態の２つの変化量ができる限り等しくなるように、周波数方向の符号を決定することに相当する。
【０２１５】
上述したように、時間方向推定手段２０５１による時間方向の推定と、周波数方向推定手段２０５２による周波数方向の推定とによって、平均複素振幅ａ＾（ｋ）および符号系列ｂ＾ｋが確定される。
【０２１６】
つまり、推定手段２０５は、平均複素振幅ａ＾（ｋ）および符号系列ｂ＾ｋを推定する。
【０２１７】
上述したように、平均複素振幅ａ＾（ｋ）は、周波数領域の伝達関数ｈ（ｋ）と同じように変化するので、平均複素振幅ａ＾（ｋ）を推定することは、伝送路状態を推定することに相当する。
【０２１８】
図１３は、図６に示す乗算器２０６の動作を説明するための図である。乗算器２０６は、時間方向推定手段２０５１から符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）を受け、周波数方向推定手段２０５２から符号系列ｂ＾（ｋ，０）を受ける。
【０２１９】
そして、乗算器２０６は、ｓ＞０であるとき、符号系列ｂ＾（ｋ，０）と符号系列ｂ＾（ｋ，１）とを乗算し、符号系列ｂ＾（ｋ，０）と符号系列ｂ＾（ｋ，２）とを乗算し、以下、同様にして、符号系列ｂ＾（ｋ，０）と符号系列ｂ＾（ｋ，６）とを乗算する。
【０２２０】
即ち、乗算器２０６は、ｓ＞０であるとき、ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を演算する。
【０２２１】
そうすると、乗算器２０６は、符号系列ｂ＾（ｋ，０）および符号系列ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を補正手段２０７へ出力する。
【０２２２】
図１４は、図６に示す受信機２００の動作を説明するためのフローチャートである。図１４を参照して、一連の動作が開始されると、受信機２００のＦＦＴ２０３は、所定の時間長さＳにおける受信シンボルＲ（ｓ）（ｓ＝０〜Ｓ−１）をＣＰ除去器２０２から受け、その受けた受信シンボルＲ（ｓ）（ｓ＝０〜Ｓ−１）を高速フーリエ変換する。そして、ＦＦＴ２０３は、その高速フーリエ変換した受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）をブロック単位としてブロックメモリ２０４に格納する（ステップＳ２１）。
【０２２３】
そして、時間方向推定手段２０５１は、ｋ＝０を設定し（ステップＳ２２）、サブキャリア番号ｋの受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）の符号ｂ（ｋ，０）を“＋１”に仮置きし、ｓ＝１〜６について、全ての符号系列ｂ（ｉ＝０）〜ｂ（ｉ＝６３）を生成する（ステップＳ２３）。
【０２２４】
その後、時間方向推定手段２０５１は、サブキャリア番号ｋを有する受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）をブロックメモリ２０４から読み出す（ステップＳ２４）。
【０２２５】
そうすると、時間方向推定手段２０５１は、系列番号ｉをｉ＝０に設定する（ステップＳ２５）。
【０２２６】
そして、時間方向推定手段２０５１は、式（１３）を用いて、受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）と符号系列ｂ（ｉ）（ｋ，ｓ）との乗算結果の最小自乗誤差ε（ｉ）ｍｉｎ，ｋを演算する（ステップＳ２６）。
【０２２７】
そうすると、時間方向推定手段２０５１は、ｉ＝ｉｍａｘであるか否かを判定する（ステップＳ２７）。
【０２２８】
ステップＳ２７において、ｉ＝ｉｍａｘでないと判定されたとき、時間方向推定手段２０５１は、ｉ＝ｉ＋１を設定する（ステップＳ２８）。その後、一連の動作は、ステップＳ２６に戻り、ステップＳ２７において、ｉ＝ｉｍａｘであると判定されるまで、ステップＳ２６〜ステップＳ２８が繰り返し実行される。
【０２２９】
そして、ステップＳ２７において、ｉ＝ｉｍａｘであると判定されると、時間方向推定手段２０５１は、最小自乗誤差ε（ｉ＝０）ｍｉｎ，ｋ〜ε（ｉ＝ｉｍａｘ）ｍｉｎ，ｋのうち、最も小さい最小自乗誤差を与える系列番号ｉ＾ｋと、系列番号ｉ＾ｋの符号系列ｂ＾ｋとを決定する（ステップＳ２９）。
【０２３０】
その後、時間方向推定手段２０５１は、式（１４）を用いて、受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）と符号系列ｂ＾ｋとに基づいて、平均複素振幅ａ＾（ｋ）を求める（ステップＳ３０）。
【０２３１】
そうすると、時間方向推定手段２０５１は、ｋ＝ｋｍａｘであるか否かを判定する（ステップＳ３１）。
【０２３２】
ステップＳ３１において、ｋ＝ｋｍａｘでないと判定されたとき、時間方向推定手段２０５１は、ｋ＝ｋ＋１を設定する（ステップＳ３２）。その後、一連の動作は、ステップＳ２４へ戻り、ステップＳ３１において、ｋ＝ｋｍａｘであると判定されるまで、ステップＳ２４〜ステップＳ３２が繰り返し実行される。
【０２３３】
そして、ステップＳ３１において、ｋ＝ｋｍａｘであると判定されると、周波数方向推定手段２０５２は、符号ｂ＾（０，０）を“＋１”に仮置きし、Ｋ個の平均複素振幅ａ＾（ｋ）に基づいて、隣接する３つの平均複素振幅ａ＾（ｋ）間における平均複素振幅ａ＾（ｋ）の２つの変化量ができるだけ等しくなるように符号ｂ＾（１，０），ｂ＾（ｋｍａｘ，０）を確定する（ステップＳ３３）。
【０２３４】
その後、乗算器２０６は、ｂ＾（ｋ，０）とｂ＾（ｋ，ｓ）とを乗算する（ステップＳ３４）。
【０２３５】
そうすると、乗算器２０６は、符号系列ｂ＾（ｋ，０），ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を補正手段２０７へ出力し、補正手段２０７は、符号系列ｂ＾（ｋ，０），ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）の誤り検出を行う（ステップＳ３５）。
【０２３６】
そして、補正手段２０７は、誤りが無しか否かを判定する（ステップＳ３６）。
【０２３７】
ステップＳ３６において、誤りが無いと判定されたとき、補正手段２０７は、全ビットを反転し（ステップＳ３７）、その後、一連の動作は、ステップＳ３６へ戻る。
【０２３８】
その後、ステップＳ３６において、誤りが無いと判定されるまで、ステップＳ３６，Ｓ３７が繰り返し実行される。
【０２３９】
そして、ステップＳ３６において、誤りが無いと判定されると、一連の動作が終了する。
【０２４０】
このように、受信機２００は、受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）と符号系列ｂ（ｉ）との乗算結果の最小自乗誤差ε（ｉ）ｍｉｎ，ｋを全て（ｉｍａｘ＋１個）の符号系列について演算し、その演算した（ｉｍａｘ＋１）個の最小自乗誤差ε（ｉ＝０）ｍｉｎ，ｋ〜ε（ｉ＝ｉｍａｘ）ｍｉｎ，ｋのうち、最も小さい最小自乗誤差を与える符号系列ｂ＾ｋを確定し、その確定した符号系列ｂ＾ｋと受信シンボルＲ（ｋ，ｓ）とを用いて平均複素振幅ａ＾（ｋ）を求める処理を全て（Ｋ個）のサブキャリアについて実行する。
【０２４１】
ここで、図１０および図１２に示すように、平均複素振幅ａ＾（ｋ）は、周波数（サブキャリアｋ）の変化に対して伝達関数ｈ（ｋ）と同じように変化するので、平均複素振幅ａ＾（ｋ）を求めることは、送信信号の伝送路状態を推定することに相当する。
【０２４２】
受信機２００は、平均複素振幅ａ＾（ｋ）を求めると、その求めた平均複素振幅ａ＾（ｋ）を用いて、隣接する３つの平均複素振幅ａ＾（ｋ）間における平均複素振幅ａ＾（ｋ）の２つの変化量ができるだけ等しくなるように符号ｂ＾（１，０），ｂ＾（ｋｍａｘ，０）を確定する。
【０２４３】
そして、受信機２００は、平均複素振幅ａ＾（ｋ）および符号系列ｂ＾ｋの確定をデータシンボルのみを用いて行う。
【０２４４】
従って、パイロット信号を低減してチャネル精度を向上できる。
【０２４５】
図１５は、受信アンテナが１本である場合におけるブロック誤り率とＳＮＲとの関係を示す図である。図１５において、縦軸は、ブロック誤り率（ＢＥＲ：Block Error Rate）を表し、横軸は、信号電力と雑音電力との比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を表す。そして、曲線ｋ４は、誤差のない理想的な伝送路推定が行われた場合のブロック誤り率特性を示し、曲線ｋ５は、実施の形態２によるブロック誤り率特性を示し、曲線ｋ６は、ｓ＝４の符号をパイロット信号に用いた場合の従来技術によるブロック誤り率特性を示す。
【０２４６】
図１５を参照して、従来技術によるブロック誤り率特性は、理想特性からおおむね１ｄＢ程度劣化していることがわかる。
【０２４７】
これに対し、実施の形態２における特性は，パイロット信号を用いていないにもかかわらず、理想特性に極めて近い特性を示すことがわかる。
【０２４８】
従って、上述した方法によって、符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）を確定することによって、パイロット信号を低減してチャネル精度を向上できることが実証された。
【０２４９】
上記においては、受信アンテナは、１本であると説明したが、実施の形態２においては、これに限らず、受信アンテナは、複数であってもよい。この場合、受信機２００は、推定手段２０５を受信アンテナの個数分だけ備える。そして、乗算器２０６は、各推定手段２０５から符号系列ｂ＾（ｋ，０），ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を受け、符号系列ｂ＾（ｋ，０）または符号系列ｂ＾（ｋ，０）ｂ＾（ｋ，ｓ）を出力する。
【０２５０】
図１６は、受信アンテナが２本である場合におけるブロック誤り率とＳＮＲとの別の関係を示す図である。図１６において、縦軸は、ブロック誤り率（ＢＥＲ）を表し、横軸は、信号電力と雑音電力との比ＳＮＲを表す。そして、曲線ｋ７は、誤差のない理想的な伝送路推定が行われた場合のブロック誤り率特性を示し、曲線ｋ８は、実施の形態２によるブロック誤り率特性を示し、曲線ｋ９は、ｓ＝４の符号をパイロット信号に用いた場合の従来技術によるブロック誤り率特性を示す。
【０２５１】
図１６を参照して、従来技術によるブロック誤り率特性は、理想特性から大きく劣化していることがわかる。
【０２５２】
これに対し、実施の形態２における特性は，パイロット信号を用いていないにもかかわらず、理想特性に極めて近い特性を示すことがわかる。
【０２５３】
従って、上述した方法によって、符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）を確定することによって、パイロット信号を低減してチャネル精度を向上できることが実証された。
【０２５４】
このように、受信アンテナが１本であっても２本であっても、上述した方法によって、符号系列ｂ＾（ｋ，ｓ）を確定することによって、パイロット信号を低減してチャネル精度を向上できることが実証された。
【０２５５】
また、上記においては、変調方式がＢＰＳＫであると説明したが、実施の形態２においては、変調方式は、ＢＰＳＫに限らず、ＱＰＳＫであってもよく、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ等であってもよく、一般的には、どのような変調方式であってもよい。
【０２５６】
更に、実施の形態２においては、時間方向推定手段２０５１が平均複素振幅ａ＾（ｋ）を求めた後に、実施の形態１における誤差演算手段１１４、演算手段１１５、ＤＦＴ１１６および制御ユニット２０における動作を適用して、伝送路状態Ｈ＾ｎ（ｋ）を推定するようにしてもよい。
【０２５７】
この発明の実施の形態においては、受信機１００，２００の動作は、ソフトウェアによって実行されてもよい。
【０２５８】
この場合、受信機１００，２００の各々は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）およびＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）を備える。
【０２５９】
受信機１００のＲＯＭは、図３に示すフローチャートのステップＳ１〜Ｓ１３を備えるプログラムＰｒｏｇ＿Ａを格納する。
【０２６０】
ＲＡＭは、演算の途中結果を一時的に格納する。
【０２６１】
そして、ＣＰＵは、ＲＯＭからプログラムＰｒｏｇ＿Ａを読み出して実行し、上述した方法によって、伝送路状態を推定し、その推定した伝送路状態を用いて送信信号を復調する。
【０２６２】
また、受信機２００のＲＯＭは、図１４に示すフローチャートのステップＳ２１〜Ｓ３７を備えるプログラムＰｒｏｇ＿Ｂを格納する。
【０２６３】
ＲＡＭは、演算の途中結果を一時的に格納する。
【０２６４】
そして、ＣＰＵは、ＲＯＭからプログラムＰｒｏｇ＿Ｂを読み出して実行し、上述した方法によって、伝送路状態を推定し、その推定した伝送路状態を用いて送信信号を復調する。
【０２６５】
また、プログラムＰｒｏｇ＿ＡまたはプログラムＰｒｏｇ＿Ｂは、ＣＤ，ＤＶＤ等の記録媒体に記録されて流通してもよい。
【０２６６】
プログラムＰｒｏｇ＿ＡまたはプログラムＰｒｏｇ＿Ｂを記録した記録媒体をパーソナルコンピュータに装着すると、ＣＰＵは、記録媒体からプログラムＰｒｏｇ＿ＡまたはプログラムＰｒｏｇ＿Ｂを読み出して実行し、上述した方法によって、伝送路状態を推定し、その推定した伝送路状態を用いて送信信号を復調する。
【０２６７】
従って、プログラムＰｒｏｇ＿ＡまたはプログラムＰｒｏｇ＿Ｂを記録した記録媒体は、コンピュータ（ＣＰＵ）読み取り可能な記録媒体である。
【０２６８】
上述した実施の形態１，２によれば、この発明の実施の形態による受信機は、Ｍ（Ｍは、正の整数）本の送信アンテナを用いてマルチキャリア伝送された送信信号をＮ（Ｎは、正の整数）本の受信アンテナを用いて受信する受信機であって、
Ｎ本の受信アンテナによって受信された受信信号に含まれるデータシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるようにＮ本の受信アンテナの各々について送信信号の伝送路状態を推定する推定手段と、
推定された伝送路状態を用いて、送信信号が伝送されるマルチキャリアの各サブキャリアであるチャネルを補正する補正手段とを備えていればよい。
【０２６９】
受信機が推定手段と補正手段とを備えていれば、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できるからである。
【０２７０】
また、この発明の実施の形態によるプログラムは、Ｍ（Ｍは、正の整数）本の送信アンテナを用いてマルチキャリア伝送された送信信号をＮ（Ｎは、正の整数）本の受信アンテナを用いて受信するときの受信処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
推定手段が、Ｎ本の受信アンテナによって受信された受信信号に含まれるデータシンボルの候補となる符号系列を少なくとも用いて時間方向における誤差または実際の受信状態との誤差が小さくなるようにＮ本の受信アンテナの各々について送信信号の伝送路状態を推定する第１のステップと、
補正手段が、推定された伝送路状態を用いて、送信信号が伝送されるマルチキャリアの各サブキャリアであるチャネルを補正する第２のステップとをコンピュータに実行させればよい。
【０２７１】
第１および第２のステップをコンピュータに実行させれば、パイロットシンボル数を低減してチャネル推定の精度を向上できるからである。
【０２７２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０２７３】
この発明は、受信機、コンピュータに実行させるためのプログラムおよびそれを記録した記録媒体に適用される。
【符号の説明】
【０２７４】
１〜Ｎ，２０１  アンテナ、１１〜１Ｎ  受信ユニット、２０  制御ユニット、２１  加算手段、２２  最小値演算手段、３０  分散演算手段、４０  符号生成器、５０  選択手段、６０  メモリ、７０  複素振幅演算手段、１００，２００  受信機、１１１，２０２  ＣＰ除去器、１１２，２０３  ＦＦＴ、１１３  シンボル選択手段、１１４  誤差演算手段、１１５  演算手段、１１６  ＤＦＴ、１１７  チャネル補正手段、２０４  ブロックメモリ、２０５  推定手段、２０６  乗算器、２０７  補正手段、２０５１  時間方向推定手段、２０５２  周波数方向推定手段。
【図１】
2018142779.tif 000019
【図２】
2018142779.tif 000020
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2018142779.tif 000025
【図８】
2018142779.tif 000026
【図９】
2018142779.tif 000027
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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