(57)【要約】      （修正有）【課題】チョークコイルを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】チョークコイルＬ、ダイオードＤ、コンデンサＣ及びスイッチング素子ＳＷを有するコンバータ回路１０と、スイッチング素子ＳＷのオン／オフ制御を行う制御信号を生成する制御回路２０とを備える。制御回路２０にクロックＣＬＫ信号が入力されると、スイッチング素子ＳＷがオン状態となって、チョークコイルＬを流れる電流ｉが増加し、制御回路２０がセンシングしている電流ｉが参照電流ｉｒｅｆに達すると、スイッチング素子ＳＷがオフ状態となって、チョークコイルＬを流れる電流ｉが減少するようにしたことによって、直流電源１００から入力された電圧Ｖｉｎを電圧Ｖｏｕｔに変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、参照電流ｉｒｅｆとして、時間ｔの経過とともに周期的に増減する周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いた。【選択図】図４
2018033246.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チョークコイル、ダイオード、コンデンサ及びスイッチング素子を有するコンバータ回路と、
スイッチング素子のオン／オフ制御を行うための制御信号を生成する制御回路と、
を備え、
制御回路にクロック信号が入力されると、スイッチング素子がオン状態となって、チョークコイルを流れる電流ｉが増加し、
制御回路がセンシングしている電流ｉが参照電流ｉｒｅｆに達すると、スイッチング素子がオフ状態となって、チョークコイルを流れる電流ｉが減少する
ようにしたことによって、
直流電源から入力された電圧Ｖｉｎを電圧Ｖｏｕｔに変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
参照電流ｉｒｅｆとして、時間ｔの経過とともに周期的に増減する周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）が、振幅Ａ、基準電流Ｂ及び角速度ωを用いて下記式１．１で表される請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【数１】
2018033246.tif 000010
【請求項３】
周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）が、振幅Ａ、基準電流Ｂ及び角速度ωを用いて下記式１．２で表される請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【数２】
2018033246.tif 000011
【請求項４】
電圧Ｖｉｎ及び電流ｉに基づいて、直近であるＮ周期目（Ｎは自然数）における直流電源の出力ＰＮを算出する出力算出ステップと、
出力算出ステップで算出されたＮ周期目の出力ＰＮを、１つ前のＮ−１周期目の出力ＰＮ−１と比較する出力比較ステップと、
出力比較ステップの比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときと同じ態様で振幅Ａを増減する一方、出力比較ステップの比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときは逆の態様で振幅Ａを増減する振幅増減ステップと、
からなる振幅調整処理
を繰り返し実行する振幅調整回路をさらに備えた
請求項２又は３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
振幅調整処理における振幅増減ステップの後に、
電流ｉの波形が１周期波形であるか否かを判別する波形判別ステップと、
波形判別ステップによって１周期波形でないと判断された場合に、基準電流Ｂを増減する基準電流増減ステップと、
をさらに設けた
請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
電圧Ｖｉｎ及び電流ｉに基づいて、直近であるＮ周期目（Ｎは自然数）における直流電源の出力ＰＮを算出する出力算出ステップと、
出力算出ステップで算出されたＮ周期目の出力ＰＮを、１つ前のＮ−１周期目の出力ＰＮ−１と比較する出力比較ステップと、
出力比較ステップの比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときと同じ態様で基準電流Ｂを増減する一方、出力比較ステップの比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときは逆の態様で基準電流Ｂを増減する基準電流増減ステップと、
からなる基準電流調整処理
を繰り返し実行する基準電流調整回路をさらに備えた
請求項２又は３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された直流電圧を他の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池モジュールによって発電される電気は、電圧等が一定せず、不安定である。このため、太陽電池モジュールの出力側にＤＣ／ＤＣコンバータを設け、太陽電池モジュールから出力された直流電圧を他の直流電圧に変換して安定化することが行われている。太陽電池モジュールから出力された電気を家電製品等で使用する場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側にＤＣ／ＡＣインバータを設け、直流電圧から交流電圧へ変換することも行われている。
【０００３】
ところで、太陽電池モジュールの出力特性は、一般的に、図１に示すような曲線を描く。図１に示したグラフの横軸は、太陽電池モジュールの出力電圧ＶＰＶを表し、同グラフの縦軸は、太陽電池モジュールの出力電流ＩＰＶを表している。出力電流ＩＰＶは、後述するコンバータ回路１０（図２）におけるチョークコイルＬを流れる電流ｉに一致する。太陽電池モジュールの出力Ｐ（電力）は、出力電圧ＶＰＶと出力電流ＩＰＶとの積ＶＰＶ×ＩＰＶであるため、出力Ｐが最大となる点（ＭＰＰ：最大出力点）においては、図１における網掛けハッチングで示した部分の面積Ｓが最大となる。したがって、出力Ｐを最大化するためには、出力電流ＩＰＶ（チョークコイルＬを流れる電流ｉ）が電流値ＩＰＰＭ（最大出力点ＭＰＰにおける電流ＩＰＶの値。「公称最大出力動作電流」や「定格電流」と呼ばれる。）に近づくように、チョークコイルＬを流れる電流ｉをＤＣ／ＤＣコンバータで制御する必要がある。
【０００４】
この点、本発明者は、図２に示すように、チョークコイルＬ、ダイオードＤ、コンデンサＣ及びスイッチング素子ＳＷを備えたコンバータ回路１０と、スイッチング素子ＳＷのオン／オフ制御を行う制御信号を生成するための制御回路２０とで構成されたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御回路２０にクロック信号ＣＬＫが入力されると、スイッチング素子ＳＷがオン状態となって、チョークコイルＬを流れる電流ｉ（太陽光発電モジュール１００の出力電流ＩＰＶ）が増加するようにし、電流ｉが特定の電流値（以下、「参照電流ｉｒｅｆ」と表記する。）に達すると、スイッチング素子ＳＷがオフ状態となって、チョークコイルＬを流れる電流ｉが減少するようにすることによって、上記の制御を行う方法について研究している（非特許文献１を参照）。図３に、この種のＤＣ／ＤＣコンバータにおける、チョークコイルＬを流れる電流ｉと参照電流Ｉｒｅｆとの関係を示す。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】麻原寛之，高坂拓司，“太陽電池ブースターの簡素な等価回路モデルの提案”，電子情報通信学会技術研究報告，信学技報告  １１５（１５０），ｐｐ．４３−４６，２０１５年７月２１日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、上記のように、チョークコイルＬを流れる電流ｉが参照電流ｉｒｅｆに達した際にスイッチング素子ＳＷをオフ状態とする制御においては、太陽電池モジュールの公称最大出力動作電流の値（定数）か、それに近い値（定数）を参照電流ｉｒｅｆとして用いていたところ、この場合には、図３に示すように、電流ｉのスイッチングリプルが大きくなりやすいという問題があった。図３に示したグラフの横軸は、時間ｔを表し、同グラフの縦軸は、電流ｉを表している。また、同図における「ＴＣＬＫ」は、制御回路２０（図２）に入力するクロック信号ＣＬＫの周期を表している。電流ｉのスイッチングリプルが大きいと、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率が低下する虞がある。このため、電流ｉのスイッチングリプルはできるだけ小さく抑えた方が好ましい。
【０００７】
電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑える方法としては、コンデンサＣの容量を増やす方法や、クロック信号ＣＬＫの周波数を高周波数化する方法等が考えられる。しかし、これらの方法では、コンバータ回路１０等の回路が大幅に大型化したり、スイッチング素子ＳＷによるオン／オフ制御での電力損失（スイッチングロス）が増加したりする等、新たな問題が生じてしまう。システムの小型化や高効率化が進む昨今においては、システムのシンプル化に対するニーズが高まっている。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するために為されたものであり、シンプルな構成でありながら、チョークコイルを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題は、
チョークコイル、ダイオード、コンデンサ及びスイッチング素子を有するコンバータ回路と、
スイッチング素子のオン／オフ制御を行うための制御信号を生成する制御回路と、
を備え、
制御回路にクロック信号が入力されると、スイッチング素子がオン状態となって、チョークコイルを流れる電流ｉが増加し、
制御回路がセンシングしている電流ｉが参照電流ｉｒｅｆに達すると、スイッチング素子がオフ状態となって、チョークコイルを流れる電流ｉが減少する
ようにしたことによって、
直流電源から入力された電圧Ｖｉｎを電圧Ｖｏｕｔに変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
参照電流ｉｒｅｆとして、時間ｔの経過とともに周期的に増減する周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ
を提供することによって解決される。
【００１０】
以下においては、「周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）」を「参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）」と表記することがある。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、参照電流ｉｒｅｆは、上記のように周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）で表すことができるため、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、時間の次元を有する０でない定数「Ｔｉ」を用いて、下記式１．０で表すことができる。以下においては、下記式１．０における定数Ｔｉを、「参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の周期Ｔｉ」と表記することがある。参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の周期Ｔｉは、スイッチング素子をオン状態とするために制御回路に入力される上記のクロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫと等しくなり、且つ、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の位相が、クロック信号ＣＬＫの位相と同一位相となるように設定すると好ましい。
【数１】
2018033246.tif 000003
【００１１】
このように、参照電流ｉｒｅｆとして上記式１．０で表される周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いることによって、後述するように、チョークコイルを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることができる。
【００１２】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、上記式１．０を満たすものであれば特に限定されないが、例えば、振幅Ａ（定数）、基準電流Ｂ（定数）及び角速度ω（定数）を用いて下記式１．１で表されるものを用いることができる。この場合、基準電流Ｂには、通常、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に接続される各種機器の直流電源の公称最大出力動作電流（定格電流）を大きく超えない値が採用される。下記式１．１の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、いわゆる正弦波形を描き、その周期Ｔｉは、２π／ωとなる。下記式１．１の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、デジタル回路やアナログ回路で比較的容易に発生させることができるため、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用するものとして好適である。以下においては、下記式１．１で表すことのできる参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を「完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）」と呼ぶことがある。
【数２】
2018033246.tif 000004
【００１３】
また、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、振幅Ａ（定数）、基準電流Ｂ（定数）及び角速度ω（定数）を用いて下記式１．２で表されるものを用いることができる。下記式１．２の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、上側半分が平滑化された正弦波形を描き、その周期Ｔｉは、２π／ωとなる。下記式１．２の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）も、デジタル回路やアナログ回路で比較的容易に発生させることができるため、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用するものとして好適である。また、この場合には、基準電流Ｂとして、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に接続される各種機器の直流電源の公称最大出力動作電流（定格電流）と同じ値を採用すると好ましい。参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）として下記式１．２で表せるものを用いた場合には、基準電流Ｂを直流電源の定格電流と同じ値に設定しても、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）が直流電源の定格電流を超えないようにして、チョークコイルを流れる電流が直流電源の定格電流を超えないようにすることが可能になるため、安全性を高めることができる。以下においては、下記式１．２で表すことのできる参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を「半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）」と呼ぶことがある。
【数３】
2018033246.tif 000005
【００１４】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）として、上記式１．１又は上記式１．２で表されるものを用いる場合には、
電圧Ｖｉｎ及び電流ｉ（直流電源からＤＣ／ＤＣコンバータに入力される電流に等しい。）に基づいて、直近であるＮ周期目（Ｎは自然数）における直流電源の出力ＰＮを算出する出力算出ステップと、
出力算出ステップで算出されたＮ周期目の出力ＰＮを、１つ前のＮ−１周期目の出力ＰＮ−１と比較する出力比較ステップと、
出力比較ステップの比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときと同じ態様で振幅Ａを増減する一方、出力比較ステップの比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときは逆の態様で振幅Ａを増減する振幅増減ステップと、
からなる振幅調整処理
を繰り返し実行する振幅調整回路をさらに備えた
ものとすると好ましい。
【００１５】
ここで、「Ｎ周期目」や「Ｎ−１周期目」における「周期」とは、上述した参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の周期Ｔｉやクロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫのことではなく、繰り返し行われる振幅調整処理における周期を意味している。すなわち、最初に振幅調整処理が行われるときを「１周期目」とし、２回目の振幅調整処理が行われるときを「２周期目」とし、・・・、Ｎ−１回目の振幅調整処理が行われるときを「Ｎ−１周期目」とし、Ｎ回目の振幅調整処理が行われるときを「Ｎ周期目」としている。このことについては、後述する基準電流調節処理等においても同様である。
【００１６】
また、「Ｎ−１周期目のときと同じ態様で振幅Ａを増減する」とは、Ｎ−１周期目で振幅Ａを増加させた場合には、Ｎ周期目で振幅Ａを増加させ、Ｎ−１周期目で振幅Ａを減少させた場合には、Ｎ周期目で振幅Ａを減少させることを云う。また、「Ｎ−１周期目のときは逆の態様で振幅Ａを増減する」とは、Ｎ−１周期目で振幅Ａを増加させた場合には、Ｎ周期目で振幅Ａを減少させ、Ｎ−１周期目で振幅Ａを減少させた場合には、Ｎ周期目で振幅Ａを増加させることを云う。１周期目（Ｎ＝１）のときには、「Ｎ−１周期目」が０周期目となり、「Ｎ−１周期目」が存在しないため、１周期目では、増加又は減少のいずれの態様で振幅Ａの増減を行ってもよい。
【００１７】
このように、Ｎ周期目における直流電源の出力ＰＮを、Ｎ−１周期目における直流電源の出力ＰＮ−１と比較しながら、上記式１．１又は上記式１．２における振幅Ａを増減させる振幅調整処理を繰り返し実行することで、電流ｉのスイッチングリプルを速やかに低減させることが可能になる。以下においては、このように電流ｉのスイッチングリプルを低減させる方法を「振幅増減型山登り法」と呼ぶことがある。
【００１８】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）として、上記式１．１又は上記式１．２で表されるものを用いる場合には、
電圧Ｖｉｎ及び電流Ｉｉｎに基づいて、直近であるＮ周期目（Ｎは自然数）における直流電源の出力ＰＮを算出する出力算出ステップと、
出力算出ステップで算出されたＮ周期目の出力ＰＮを、１つ前のＮ−１周期目の出力ＰＮ−１と比較する出力比較ステップと、
出力比較ステップの比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときと同じ態様で基準電流Ｂを増減する一方、出力比較ステップの比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときは逆の態様で基準電流Ｂを増減する基準電流増減ステップと、
からなる基準電流調整処理
を繰り返し実行する基準電流調整回路をさらに備えた
ものとすることも好ましい。
【００１９】
ここで、「Ｎ−１周期目のときと同じ態様で基準電流Ｂを増減する」とは、Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを増加させた場合には、Ｎ周期目で基準電流Ｂを増加させ、Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを減少させた場合には、Ｎ周期目で基準電流Ｂを減少させることを云う。また、「Ｎ−１周期目のときは逆の態様で基準電流Ｂを増減する」とは、Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを増加させた場合には、Ｎ周期目で基準電流Ｂを減少させ、Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを減少させた場合には、Ｎ周期目で基準電流Ｂを増加させることを云う。１周期目（Ｎ＝１）のときには、「Ｎ−１周期目」が０周期目となり、「Ｎ−１周期目」が存在しないため、１周期目では、増加又は減少のいずれの態様で基準電流Ｂの増減を行ってもよい。
【００２０】
このように、Ｎ周期目における直流電源の出力ＰＮを、Ｎ−１周期目における直流電源の出力ＰＮ−１と比較しながら、上記式１．１又は上記式１．２における基準電流Ｂを増減させる基準電流調整処理を繰り返し実行することによっても、電流ｉのスイッチングリプルを速やかに低減させることが可能になる。以下においては、このように電流ｉのスイッチングリプルを低減させる方法を「基準電流増減型山登り法」と呼ぶことがある。
【００２１】
ところで、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、直流電源からＤＣ／ＤＣコンバータに入力される電流、すなわちチョークコイルを流れる電流ｉが１周期波形で定常化したときに、電流ｉのスイッチングリプルが最小化される。ここで、「１周期波形」とは、電流ｉの波形であって、制御信号にクロック信号ＣＬＫが入力されてから、次のクロック信号ＣＬＫが入力されるまでの間に、電流ｉが同じ値に戻ってくるものを云う。しかし、上記の振幅増減型山登り法を用いて、電流ｉのスイッチングリプルを低減させる場合には、電流ｉの波形は徐々に定常化していくものの、上記の振幅増減型山登り法を用いただけでは、電流ｉが１周期波形で定常化しているか、非周期波形（１周期波形以外の波形）で定常化しているかについては、確認することができない。このため、上記の振幅増減型山登り法を用いる場合には、以下の構成を採用すると好ましい。
【００２２】
すなわち、
振幅調整処理における振幅増減ステップの後に、
電流ｉの波形が１周期波形であるか否かを判別する波形判別ステップと、
波形判別ステップによって１周期波形でないと判断された場合に、基準電流Ｂを増減する基準電流増減ステップと、
をさらに設ける構成である。
【００２３】
これにより、電流ｉが非周期波形で定常化するのを防止することが可能となる。波形判別ステップによって１周期波形であると判断された場合には、上述したように、電流ｉのスイッチングリプルが最小化された状態となっているため、それ以降の制御は特に行う必要がなくなっている。以下においては、振幅増減型山登り法において、上記のように波形判別ステップ及び基準電流増減ステップを設ける方法を「振幅・基準電流増減型山登り法」と呼ぶことがある。
【発明の効果】
【００２４】
以上のように、本発明によって、シンプルな構成でありながら、チョークコイルを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】太陽電池モジュールの出力特性を表したグラフである。
【図２】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける、チョークコイルを流れる電流ｉと参照電流Ｉｒｅｆとの関係を示したグラフである。
【図４】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を示したグラフである。
【図６】完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いて制御を行う前後における、チョークコイルを流れる電流ｉの変化を示したグラフである。
【図７】完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いて制御を行う前後における、直流電源の出力Ｐの変化を示したグラフである。
【図８】半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を示したグラフである。
【図９】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用することができる振幅調整処理（振幅増減型山登り法）の一例を示したフローチャートである。
【図１０】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用することができる基準電流調整処理（基準電流増減型山登り法）の一例を示したフローチャートである。
【図１１】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用することができる振幅調整処理（振幅・基準電流増減型山登り法）の一例を示したフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
１．  本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの概要
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの好適な実施態様について、図面を用いて具体的に説明する。図４は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１００から入力される直流電圧Ｖｉｎを他の直流電圧ＶＯＵＴに変換して、負荷２００に出力するものとなっており、図４に示すように、コンバータ回路１０と制御回路２０とで構成される。直流電源１００や負荷２００の種類は、特に限定されないが、本実施態様においては、直流電源１００として太陽光発電モジュールを想定しており、負荷２００として家電製品を想定している。このため、コンバータ回路１０と負荷２００との間には、図示省略のＤＣ／ＡＣインバータが設けられる。
【００２７】
２．  コンバータ回路
コンバータ回路１０は、図４に示すように、チョークコイルＬ、ダイオードＤ、コンデンサＣ及びスイッチング素子ＳＷを有するものとなっている。本実施態様において、チョークコイルＬは、直流電源１００に対して直列に接続され、スイッチング素子ＳＷは、チョークコイルＬに対して並列に接続されている。また、ダイオードＤは、チョークコイルＬよりも負荷２００側で、チョークコイルＬに対して直列に接続され、コンデンサＣは、ダイオードＤに対して並列に接続されている。
【００２８】
このように、チョークコイルＬに対してスイッチング素子ＳＷが並列に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧型コンバータ（ブーストコンバータ）と呼ばれている。以下においては、この昇圧型コンバータを例に挙げて、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明するが、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータに係る構成は、チョークコイルＬに対してスイッチング素子ＳＷが直列に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ（降圧型コンバータ（バックコンバータ））においても採用することができる。特に断りのない限り、以下で述べる説明は、降圧型コンバータにおいても当てはまる。
【００２９】
スイッチング素子ＳＷは、それ自身に電流が流れる状態（オン状態）と電流が流れない状態（オフ状態）とを切り替えることによって、チョークコイルＬを流れる電流ｉを制御するものとなっている。具体的には、スイッチング素子ＳＷがオン状態になると、チョークコイルＬを流れる電流ｉが増加し（チョークコイルＬにエネルギーが蓄えられ）、スイッチング素子ＳＷがオフ状態になると、チョークコイルＬを流れる電流ｉが減少する（チョークコイルＬに蓄えられたエネルギーが放出される）ようになっている。スイッチング素子ＳＷは、要求される周波数でオン／オフ制御を行うことができるものであれば、その種類を特に限定されないが、通常、トランジスタで構成される。
【００３０】
３．  制御回路
制御回路２０は、スイッチング素子ＳＷのオン／オフ制御を行う制御信号を生成するためのものとなっており、具体的には、クロック信号ＣＬＫが入力されると、スイッチング素子ＳＷをオン状態とし、チョークコイルＬを流れる電流ｉが参照電流ｉｒｅｆに達すると、スイッチング素子ＳＷをオフ状態とするものとなっている。制御回路２０は、このような制御を行うことができるものであれば、特に限定されない。本実施態様においては、図４に示すように、制御回路２０をフリップフロップ回路２１とオペアンプ２２とで構成することによって、当該制御を実現している。以下、本実施態様の制御回路２０について説明する。
【００３１】
フリップフロップ回路２１には、セット入力端子（Ｓ端子）とリセット入力端子（Ｒ端子）と出力端子（Ｑ端子）とが設けられている。これらの端子のうち、出力端子（Ｑ端子）は、スイッチング素子ＳＷに接続されており、当該出力端子（Ｑ端子）からの出力が「１」になると、スイッチング素子ＳＷがオン状態になり、当該出力端子（Ｑ端子）からの出力が「０」になると、スイッチング素子ＳＷがオフ状態になるようになっている。本実施態様において、フリップフロップ回路２１の出力端子（Ｑ端子）の出力は、以下の条件で切り替わるようになっている。
【００３２】
すなわち、セット入力端子（Ｓ端子）に「１」が入力されると、出力端子（Ｑ端子）に「１」がセットされ、その後、リセット入力端子（Ｒ端子）に「１」が入力されるまでは、その状態を維持するようになっている。一方、リセット入力端子（Ｒ端子）に「１」が入力されると、出力端子（Ｑ端子）が「０」にリセットされ、セット入力端子（Ｓ端子）に再び「１」が入力されるまでは、その状態を維持するようになっている。フリップフロップ回路２１のセット入力端子（Ｓ端子）には、クロック信号ＣＬＫが入力されるようになっており、リセット入力端子（Ｒ端子）は、オペアンプ２２の出力端子に接続されている。クロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫは、特に限定されないが、本実施態様においては、５μｓとしている。
【００３３】
オペアンプ２２には、非反転入力端子（＋端子）と反転入力端子（−端子）と出力端子とが設けられている。オペアンプ２２の出力端子は、上述したように、フリップフロップ回路２１のリセット端子（Ｒ端子）に接続されている。これに対し、オペアンプ２２の非反転入力端子（＋端子）には、チョークコイルＬを流れる電流ｉがフィードバックされて入力されるようになっている。一方、オペアンプ２２の反転入力端子（−端子）には、参照電流ｉｒｅｆが入力されるようになっている。
【００３４】
このため、オペアンプ２２の非反転入力端子（＋端子）に入力される電流ｉが、反転入力端子（−端子）に入力される参照電流ｉｒｅｆよりも小さい場合には、オペアンプ２２の出力端子からは「０」が出力され、非反転入力端子（＋端子）に入力される電流ｉが、反転入力端子（−端子）に入力される参照電流ｉｒｅｆに達すると、オペアンプ２２の出力端子から「１」が出力されるようになっている。制御回路２０をこのように構成することによって、上記の制御を行うことが可能となっている。
【００３５】
４．  参照電流
オペアンプ２２の反転入力端子（−端子）に入力する参照電流ｉｒｅｆとしては、定電流値ではなく、時間ｔの経過とともに周期的に増減を繰り返す周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）が用いられる。すなわち、周期Ｔｉを用いて、下記式１．０を満たす周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）が用いられる。下記式１．０を満たす参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）としては、正弦波形を為すもの（正弦波型のもの）のほか、三角波形や矩形波形やのこぎり波形等の非正弦波形を為すもの（非正弦波型のもの）等が例示される。参照電流ｉｒｅｆとして、このような周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いることによって、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることが可能になる。
【数４】
2018033246.tif 000006
【００３６】
４．１  完全正弦波型の参照電流
本実施態様においては、参照電流ｉｒｅｆとして、振幅Ａ、基準電流Ｂ及び角速度ω（＝２π／Ｔｉ）を用いて下記式１．１で示される、完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いている。図５に、下記式１．１で表される完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の波形を示す。
【数５】
2018033246.tif 000007
【００３７】
参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の周期Ｔｉは、特に限定されないが、本実施態様においては、上記のクロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫに等しい５［μｓ］としている。また、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、クロック信号ＣＬＫと位相差を有するものであってもよいが、本実施態様においては、クロック信号ＣＬＫと同一位相としている。
【００３８】
さらに、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の振幅Ａは、基準電流Ｂの値や、直流電源１００の定格電流（図１における電流値ＩＰＰＭ）等によっても異なり、特に限定されない。しかし、振幅Ａを小さくしすぎると、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）が殆ど増減をしなくなり（定電流の状態に近づき）、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えにくくなる虞がある。このため、振幅Ａは、通常、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対する振幅Ａの比Ａ／ＩＰＰＭが０．００５以上となる範囲で設定される。比Ａ／ＩＰＰＭは、０．０１以上であると好ましく、０．０１５以下であるとより好ましい。
【００３９】
一方、振幅Ａを大きくしすぎると、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さくできたとしても、その電流ｉが低いレベル（定格電流ＩＰＰＭよりもかなり低いレベル）で安定化してしまい、直流電源１００の出力Ｐを高めにくくなる虞がある。また、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）が極大になる付近で、チョークコイルＬを流れる電流ｉが定格電流ＩＰＰＭを大きく超えてしまい、直流電源１００に短絡電流が流れる虞がある。このため、振幅Ａは、通常、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対する振幅Ａの比Ａ／ＩＰＰＭが０．１以下となる範囲で設定される。比Ａ／ＩＰＰＭは、０．０７以下であると好ましく、０．０５以下であるとより好ましい。本実施態様において、比Ａ／ＩＰＰＭは、約０．０２２（０．９２［Ａ］の定格電流ＩＰＰＭに対し、０．２［Ａ］の振幅Ａ）となっている。
【００４０】
さらにまた、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の基準電流Ｂは、直流電源１００の定格電流（図１における電流値ＩＰＰＭ）等によっても異なる。すなわち、基準電流Ｂを、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対して小さくしすぎると、チョークコイルＬを流れる電流ｉも、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対して小さくなり、直流電源１００の出力Ｐを、最大出力点ＭＰＰ（図１）における値に近づけることができなくなる。このため、基準電流Ｂは、通常、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対する基準電流Ｂの比Ｂ／ＩＰＰＭが１以上となる範囲で設定される。比Ｂ／ＩＰＰＭは、１．０１以上であると好ましく、１．０２以上であるとより好ましく、１．０３以上であるとさらに好ましい。
【００４１】
一方、基準電流Ｂが、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対して大きすぎると、チョークコイルＬを流れる電流ｉが定格電流ＩＰＰＭを大きく超えてしまい、直流電源１００に短絡電流が流れる虞がある。このため、基準電流Ｂは、通常、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭに対する基準電流Ｂの比Ｂ／ＩＰＰＭが１．１以下となる範囲で設定される。比Ｂ／ＩＰＰＭは、１．０９以下であると好ましく、１．０８以下であるとより好ましく、１．０７以下であるとさらに好ましい。本実施態様のように、完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いる場合、比Ｂ／ＩＰＰＭは、１．０５程度が最適である。
【００４２】
ところで、制御回路２０は、クロック信号ＣＬＫが入力されると、スイッチング素子ＳＷをオン状態とし、チョークコイルＬを流れる電流ｉが参照電流ｉｒｅｆに達すると、スイッチング素子ＳＷをオフ状態とするものであることについては、既に述べた通りであるが、この制御回路２０に入力する参照電流ｉｒｅｆとして、図５に示すような周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いることによって、以下で述べるように、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることが可能になる。
【００４３】
図６は、図５に示した完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いて制御を行う前後における、チョークコイルＬを流れる電流ｉの変化を示したグラフである。図７は、図５に示した完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いて制御を行う前後における、直流電源１００の出力Ｐの変化を示したグラフである。図６及び図７のグラフは、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する各パラメータを下記表１に示す値に設定してシミュレーションを行ったことにより得られたものである。同シミュレーションでは、時間ｔが０．０５［ｍｓ］となるまでは、参照電流ｉｒｅｆとして定電流（０．９２［Ａ］）を用い、時間ｔが０．０５［ｍｓ］となって以降は、参照電流ｉｒｅｆとして図５に示す完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いて制御を行っている。図６及び図７のグラフにおける細い縦線は、制御回路２０にクロック信号ＣＬＫが入力されるタイミングを示しており、隣り合う縦線の間隔は、クロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫに一致している。
【００４４】
【表１】
2018033246.tif 000008
【００４５】
図６を見ると、チョークコイルＬを流れる電流ｉが増加して参照電流ｉｒｅｆに達すると、電流ｉが減少に転じ、電流ｉが減少しているときにクロック信号ＣＬＫが入力されると、電流ｉが再び増加に転じ、以下、これを繰り返していることが分かる。また、図６を見ると、参照電流ｉｒｅｆとして定電流を用いているとき（ｔ＜０．０５［ｍｓ］のとき）には、チョークコイルＬを流れる電流ｉに、大きなスイッチングリプルが生じているのに対し、参照電流ｉｒｅｆとして完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いているとき（ｔ≧０．０５［ｍｓ］のとき）には、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルが小さく抑えられており、その電流ｉは、直流電源１００の定格電流である０．９２［Ａ］に近いレベルで安定していることが分かる。
【００４６】
一方、図７を見ると、参照電流ｉｒｅｆとして定電流を用いているとき（ｔ＜０．０５［ｍｓ］のとき）には、直流電源１００の出力Ｐが安定せず、出力Ｐには、直流電源１００の公称最大出力である１４．１［Ｗ］から１［Ｗ］程度落ち込む瞬間が見受けられるのに対して、参照電流ｉｒｅｆとして完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いているとき（ｔ≧０．０５［ｍｓ］のとき）には、出力Ｐが高いレベルで安定しており、出力Ｐの局所的な落ち込みも、直流電源１００の公称最大出力から０．３［Ｗ］程度までに抑えられていることが分かる。
【００４７】
以上のことから、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータのように、参照電流ｉｒｅｆとして、図５に示す周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）を用いると、コンバータ回路１０のチョークコイルＬを流れる電流ｉ（既に述べたように、電流ｉは、直流電源１００の出力電流に一致する。）のスイッチングリプルが小さく抑えられ、直流電源１００の出力Ｐが高まることが確認できた。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータに係る構成を採用すると、コンバータ回路１０のコンデンサＣとして小容量の電解コンデンサを用いて回路設計を行うこともできるため、コンバータ回路１０の小型化や、スイッチングロスの削減効果も期待できる。
【００４８】
４．２  半正弦波型の参照電流
以上では、参照電流ｉｒｅｆとして、完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いる場合について説明したが、振幅Ａ、基準電流Ｂ及び角速度ω（＝２π／Ｔｉ）を用いて下記式１．２で表される周期関数ｉｒｅｆ（ｔ）も、参照電流ｉｒｅｆとして好適に用いることができる。下記式１．２で表される参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、上述した「半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）」に該当するものとなっている。図８に、下記式１．２で表される半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の波形を示す。
【数６】
2018033246.tif 000009
【００４９】
図８に示す参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）は、上側半分が平滑化された正弦波形を描いている。このような半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いても、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることができる。半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）において、基準電流Ｂは、直流電源１００の定格電流（図１における電流値ＩＰＰＭ）を超える値（例えば、完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の基準電流Ｂと同様の値）に設定してもよいが、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭと同じ値を採用すると好ましい。これにより、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）が直流電源の定格電流ＩＰＰＭを超えないようにして、チョークコイルＬを流れる電流ｉが直流電源の定格電流ＩＰＰＭを超えないようにすることが可能になるため、回路の安全性を高めることができる。半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）について特に言及しない構成（周期Ｔｉや振幅Ａ等の構成）は、上述した完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）について述べたものと同様であるため、詳しい説明を割愛する。
【００５０】
５．  振幅調整回路（振幅調整処理）：振幅増減型山登り法
ところで、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上述した、完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）や半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いる場合には、後述する振幅調整回路（図示省略）を設けることができる。この振幅調整回路は、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の振幅Ａ（上記式１．１又は上記式１．２における振幅Ａ）を条件（直流電源１００の出力Ｐ）に応じて調整する振幅調整処理を繰り返し行うものとなっている。この振幅調整回路は、通常、プログラマブルロジックデバイスやプログラマブルコンピュータ等のデジタル回路によって実現される。図９に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用することができる振幅調整回路が実行する振幅調整処理（振幅増減型山登り法）の一例を示す。
【００５１】
この振幅調整処理は、上述した「振幅増減型山登り法」に該当するものであり、図９に示すように、出力算出ステップＳ１１と出力比較ステップＳ１２と振幅増減ステップＳ１３とで構成される。以下においては、これらのステップについて順に説明するが、その説明の中では、「Ｎ周期目」や「Ｎ−１周期目」という語句を用いている。この「Ｎ周期目」や「Ｎ−１周期目」という語句における「周期」は、繰り返し行われる振幅調整処理における周期を意味している。
【００５２】
５．１  出力算出ステップ
出力算出ステップＳ１１は、直流電源１００からコンバータ回路１０に入力された電圧Ｖｉｎ（直流電源１００の出力電圧）と、コンバータ回路１０のチョークコイルＬを流れる電流ｉ（直流電源１００の出力電流）とに基づいて、直近であるＮ周期目（Ｎは自然数）における直流電源１００の出力ＰＮを算出するステップである。Ｎ周期目における直流電源１００の出力ＰＮは、Ｎ周期目における電圧ＶｉｎとＮ周期目における電流ｉとの積によって求めることができる。このため、本実施態様においては、チョークコイルＬを流れる電流ｉだけでなく、コンバータ回路１０の入力電圧Ｖｉｎもセンシングを行うようにしている。
【００５３】
５．２  出力比較ステップ
出力比較ステップＳ１２は、出力算出ステップＳ１１で算出されたＮ周期目の出力ＰＮを、１つ前のＮ−１周期目の出力ＰＮ−１と比較するステップである。初めて出力比較ステップＳ１２が実行されるとき、すなわち１周期目（Ｎ＝１）のときには、「Ｎ−１周期目」が０周期目となり、「Ｎ−１周期目」が存在しない。このため、本実施態様においては、１周期目のときには、便宜的に、Ｎ周期目の出力ＰＮがＮ−１周期目の出力ＰＮ−１よりも大きい（ＰＮ＞ＰＮ−１）と判断するようにしている。
【００５４】
５．３  振幅増減ステップ
振幅増減ステップＳ１３は、出力比較ステップＳ１２の比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときと同じ態様で振幅Ａを増減する一方、出力比較ステップＳ１３の比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときは逆の態様で振幅Ａを増減するステップである。本実施態様において、この振幅増減ステップＳ１３は、以下の手順によって実行するようにしている。
【００５５】
すなわち、出力比較ステップＳ１２の比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合には、ステップＳ１３．１に進み、前回（Ｎ−１周期目）で振幅Ａを加算したか否かの判別を行う。ステップＳ１３．１において、Ｎ−１周期目では振幅Ａを加算したと判別された場合（「ｙｅｓ」と判別された場合）には、ステップＳ１３．３に進んで振幅Ａを加算する。一方、ステップＳ１３．１において、Ｎ−１周期目で振幅Ａを加算していない（Ｎ−１周期目で振幅Ａを減算した）と判別された場合（「ｎｏ」と判別された場合）には、ステップＳ１３．４に進んで振幅Ａを減算する。
【００５６】
これに対し、出力比較ステップＳ１２の比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合には、ステップＳ１３．２に進み、前回（Ｎ−１周期目）で振幅Ａを加算したか否かの判別を行う。ステップＳ１３．２において、Ｎ−１周期目では振幅Ａを加算したと判別された場合（「ｙｅｓ」と判別された場合）には、ステップＳ１３．４に進んで振幅Ａを減算する。一方、ステップＳ１３．２において、Ｎ−１周期目では振幅Ａを加算していない（Ｎ−１周期目で振幅Ａを減算した）と判別された場合（「ｎｏ」と判別された場合）には、ステップＳ１３．３に進んで振幅Ａを加算する。
【００５７】
５．４  小括
この出力算出ステップＳ１１から振幅増減ステップＳ１３までを繰り返し実行することによって、電流ｉのスイッチングリプルを速やかに低減させ、直流電源１００の出力ＰＮを速やかに高めていくことができる。
【００５８】
出力比較ステップＳ１２において、Ｎ周期目の出力ＰＮとＮ−１周期目の出力ＰＮ−１とが等しいと判断された場合には、振幅増減ステップＳ１３におけるステップＳ１３．１とステップＳ１３．２とのうち、いずれに進むようにしてもよい。また、振幅増減ステップＳ１３を飛ばしてリターンステップＳ１６に進むようにすることもできる。
【００５９】
また、振幅増減ステップＳ１３における、ステップＳ１３．３での振幅Ａの加算幅や、ステップＳ１３．４での振幅Ａの減算幅は、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭ（図１）等によっても異なり、特に限定されない。しかし、振幅Ａの加算幅や減算幅（以下においては、振幅Ａの加算幅と減算幅を総称して「振幅Ａの増減幅」と呼ぶことがある。）を小さくしすぎると、直流電源１００の出力ＰＮが最適化されるまでに、振幅調整処理を多数回繰り返さなければならなくなり、直流電源１００の出力ＰＮが最適化されるまでに時間を要する虞がある。このため、振幅Ａの増減幅（以下、「ΔＡ」とする。）は、通常、定格電流ＩＰＰＭに対する増減幅ΔＡの比ΔＡ／ＩＰＰＭが１×１０−４以上となる範囲で設定される。比ΔＡ／ＩＰＰＭは、３×１０−４以上であると好ましく、５×１０−４以上であるとより好ましい。
【００６０】
一方、振幅増減ステップＳ１３における、ステップＳ１３．３やステップＳ１３．４での振幅Ａの増減幅ΔＡを大きくしすぎると、直流電源１００の出力ＰＮの最適化自体が為されなくなる虞がある。このため、振幅Ａの増減幅ΔＡは、通常、定格電流ＩＰＰＭに対する増減幅ΔＡの比ΔＡ／ＩＰＰＭが１×１０−２以下となる範囲で設定される。比ΔＡ／ＩＰＰＭは、５×１０−３以下であると好ましく、１×１０−３以下であるとより好ましい。
【００６１】
６．  基準電流調整回路（基準電流調整処理）：基準電流増減型山登り法
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上述した、完全正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）や半正弦波型の参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）を用いる場合には、後述する基準電流調整回路（図示省略）を設けることができる。この基準電流調整回路は、参照電流ｉｒｅｆ（ｔ）の基準電流Ｂ（上記式１．１又は上記式１．２における基準電流Ｂ）を条件（直流電源１００の出力Ｐ）に応じて調整する基準電流調整処理を繰り返し行うものとなっている。この基準電流調整回路は、通常、プログラマブルロジックデバイスやプログラマブルコンピュータ等のデジタル回路によって実現される。図１０に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用することができる基準電流調整回路が実行する基準電流調整処理（基準電流増減型山登り法）の一例を示す。
【００６２】
この基準電流調整処理は、上述した「基準電流増減型山登り法」に該当するものであり、図１０に示すように、出力算出ステップＳ２１と出力比較ステップＳ２２と基準電流増減ステップＳ２３とで構成される。以下においては、これらのステップについて順に説明するが、その説明の中では、「Ｎ周期目」や「Ｎ−１周期目」という語句を用いている。この「Ｎ周期目」や「Ｎ−１周期目」という語句における「周期」は、繰り返し行われる基準電流調整処理における周期を意味している。
【００６３】
６．１  出力算出ステップ及び出力比較ステップ
出力算出ステップＳ２１及び出力比較ステップＳ２２は、それぞれ、上述した振幅調整処理（振幅増減型山登り法）における出力算出ステップＳ１１及び出力比較ステップＳ１２と同様である。このため、出力算出ステップＳ２１及び出力比較ステップＳ２２についての詳しい説明は割愛する。
【００６４】
６．２  基準電流増減ステップ
基準電流増減ステップＳ２３は、出力比較ステップＳ２２の比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときと同じ態様で基準電流Ｂを増減する一方、出力比較ステップＳ２２の比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合に、Ｎ−１周期目のときは逆の態様で基準電流Ｂを増減するステップである。本実施態様において、この基準電流増減ステップＳ２３は、以下の手順によって実行するようにしている。
【００６５】
すなわち、出力比較ステップＳ２２の比較結果がＰＮ＞ＰＮ−１の場合には、ステップＳ２３．１に進み、前回（Ｎ−１周期目）で基準電流Ｂを加算したか否かの判別を行う。ステップＳ２３．１において、Ｎ−１周期目では基準電流Ｂを加算したと判別された場合（「ｙｅｓ」と判別された場合）には、ステップＳ２３．３に進んで基準電流Ｂを加算する。一方、ステップＳ２３．１において、Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを加算していない（Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを減算した）と判別された場合（「ｎｏ」と判別された場合）には、ステップＳ２３．４に進んで基準電流Ｂを減算する。
【００６６】
これに対し、出力比較ステップＳ２２の比較結果がＰＮ＜ＰＮ−１の場合には、ステップＳ２３．２に進み、前回（Ｎ−１周期目）で基準電流Ｂを加算したか否かの判別を行う。ステップＳ２３．２において、Ｎ−１周期目では基準電流Ｂを加算したと判別された場合（「ｙｅｓ」と判別された場合）には、ステップＳ２３．４に進んで基準電流Ｂを減算する。一方、ステップＳ２３．２において、Ｎ−１周期目では基準電流Ｂを加算していない（Ｎ−１周期目で基準電流Ｂを減算した）と判別された場合（「ｎｏ」と判別された場合）には、ステップＳ２３．３に進んで基準電流Ｂを加算する。
【００６７】
６．３  小括
この出力算出ステップＳ２１から振幅増減ステップＳ２３までを繰り返し実行することによって、電流ｉのスイッチングリプルを速やかに低減させ、直流電源１００の出力ＰＮを速やかに高めていくことができる。
【００６８】
出力比較ステップＳ２２において、Ｎ周期目の出力ＰＮとＮ−１周期目の出力ＰＮ−１とが等しいと判断された場合には、振幅増減ステップＳ２３におけるステップＳ２３．１とステップＳ２３．２とのうち、いずれに進むようにしてもよい。また、振幅増減ステップＳ２３を飛ばしてリターンステップＳ２４に進むようにすることもできる。
【００６９】
また、基準電流増減ステップＳ２３における、ステップＳ２３．３での基準電流Ｂの加算幅や、ステップＳ２３．４での基準電流Ｂの減算幅は、直流電源１００の定格電流ＩＰＰＭ（図１）等によっても異なり、特に限定されない。しかし、基準電流Ｂの加算幅や減算幅（以下においては、基準電流Ｂの加算幅と減算幅を総称して「基準電流Ｂの増減幅」と呼ぶことがある。）を小さくしすぎると、直流電源１００の出力ＰＮが最適化されるまでに、振幅調整処理を多数回繰り返さなければならなくなり、直流電源１００の出力ＰＮが最適化されるまでに時間を要する虞がある。このため、基準電流Ｂの増減幅（以下、「ΔＢ」とする。）は、通常、定格電流ＩＰＰＭに対する増減幅ΔＢの比ΔＢ／ＩＰＰＭが１×１０−４以上となる範囲で設定される。比ΔＢ／ＩＰＰＭは、３×１０−４以上であると好ましく、５×１０−４以上であるとより好ましい。
【００７０】
一方、振幅増減ステップＳ２３における、ステップＳ２３．３やステップＳ２３．４での
基準電流Ｂの増減幅ΔＢを大きくしすぎると、直流電源１００の出力ＰＮの最適化自体が為されなくなる虞がある。このため、基準電流Ｂの増減幅ΔＢは、通常、定格電流ＩＰＰＭに対する増減幅ΔＢの比ΔＢ／ＩＰＰＭが１×１０−２以下となる範囲で設定される。比ΔＢ／ＩＰＰＭは、５×１０−３以下であると好ましく、１×１０−３以下であるとより好ましい。
【００７１】
７．  振幅調整回路（振幅調整処理）の他例：振幅・基準電流増減型山登り法
ところで、チョークコイルＬを流れる電流ｉが１周期波形で定常化したときに、電流ｉのスイッチングリプルが最小化されるものの、振幅増減型山登り法（図１０に示すように、出力算出ステップＳ１１と出力比較ステップＳ１２と振幅増減ステップＳ１３とで構成される振幅調整処理）を用いただけでは、電流ｉが１周期波形で定常化しているか否かを確認することができず、電流ｉが非周期波形（１周期波形以外の波形）で定常化する可能性を排除しきれないことについては、既に述べた。この問題を解消するため、図１１に示すように、振幅調整処理における振幅増減ステップＳ１３の後に、波形判別ステップＳ１４と基準電流増減ステップＳ１５とを設けることも好ましい。図１１は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータで採用することができる振幅調整処理（振幅・基準電流増減型山登り法）の一例を示したフローチャートである。
【００７２】
図１１に示す振幅調整処理における、出力算出ステップＳ１１から振幅増減ステップＳ１３までは、上述した振幅調整処理（振幅増減型山登り法）と同様である。波形判別ステップＳ１４は、チョークコイルＬを流れる電流ｉの波形が１周期波形であるか否かを判別するステップである。基準電流増減ステップＳ１５は、波形判別ステップＳ１４によって１周期波形でないと判断された場合に、基準電流Ｂを増減するステップ（ステップＳ１５．１〜Ｓ１５．２）である。ステップＳ１５．２では、基準電流Ｂを加算してもよいし、基準電流Ｂを減算してもよい。ステップＳ１５．２における基準電流Ｂの加算幅や減算幅は、特に限定されないが、上記の「６．２  基準電流増減ステップ」の欄で説明した、ステップＳ２３．３やステップＳ２３．４における基準電流Ｂの増減幅ΔＢと同様の値に設定すると好ましい。
【００７３】
このように、チョークコイルＬを流れる電流ｉが１周期波形であるか非周期波形であるかを判別し、非周期波形であると判断した場合に、基準電流Ｂを増減させることによって、電流ｉが非周期波形で定常化するのを防止し、直流電源１００の出力ＰＮをより確実に最適化することが可能となる。波形判別ステップＳ１４によって１周期波形であると判断された場合には、電流ｉのスイッチングリプルが最小化された状態となっているため、それ以降の制御は特に行う必要がない。
【００７４】
８．  最後に
以上のように、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、シンプルな構成でありながら、チョークコイルＬを流れる電流ｉのスイッチングリプルを小さく抑えることができ直流電源１００の出力Ｐを高めることが可能なものとなっている。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１００から入力された直流電圧Ｖｉｎを他の直流電圧Ｖｏｕｔに変換する各種の用途において好適に採用することができる。
【符号の説明】
【００７５】
１０    コンバータ回路
２０    制御回路
２１    フリップフロップ回路
２２    オペアンプ
１００    太陽光発電モジュール（直流電源）
２００    負荷
Ａ    振幅（参照電流の振幅）
Ｂ    基準電流
Ｃ    コンデンサ
Ｄ    ダイオード
Ｌ    チョークコイル
ＳＷ    スイッチング素子
ｉｒｅｆ        参照電流
ｉｒｅｆ（ｔ）  周期関数（参照電流）
【図１】
2018033246.tif 000012
【図２】
2018033246.tif 000013
【図３】
2018033246.tif 000014
【図４】
2018033246.tif 000015
【図５】
2018033246.tif 000016
【図６】
2018033246.tif 000017
【図７】
2018033246.tif 000018
【図８】
2018033246.tif 000019
【図９】
2018033246.tif 000020
【図１０】
2018033246.tif 000021
【図１１】
2018033246.tif 000022