(57)【要約】【課題】マトリックスコンバータを適用した絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータによる交流入力電流の高調波を低減する。【解決手段】マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０とを有する電力変換装置１の制御装置４において、電力指令値Ｐ＊の入力を受け付ける入力受付ステップと、電力指令値Ｐ＊に基づいて、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０を構成する４つの片方向スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４及びマトリックスコンバータ１０を構成する６つの双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎそれぞれの状態を変更するタイミングを示すデューティ比を算出する算出ステップと、算出したデューティ比に基づいて、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する制御ステップとを実行する。【選択図】図１
2018186669.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
一端が負荷の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記負荷の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端がリアクトルを介して前記第１のコイルの一端に接続される第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータとを有する電力変換装置の制御装置であって、
電力指令値の入力を受け付ける入力受付ステップと、
前記電力指令値に基づいて、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子それぞれの状態を変更するタイミングを示すデューティ比を算出する算出ステップと、
前記デューティ比に基づいて、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御する制御ステップと
を実行することを特徴とする制御装置。
【請求項２】
前記制御ステップは、第１乃至第６の期間を一周期とする繰り返し動作を行うよう構成され、
前記デューティ比は、前記第１乃至第６の期間の時間長である
ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流電圧の位相に応じて決まる第１乃至第１２の空間ごとに、前記第１乃至第３の交流電圧の中の最大のものを最大相電圧とし、前記第１乃至第３の交流電圧の中の中間のものを中間相電圧とし、前記第１乃至第３の交流電圧の中の最小のものを最小相電圧とし、それぞれ前記第７乃至第９のノードを流れる第１乃至第３の電流の中の前記中間相電圧に対応するものを中間相電流とし、前記中間相電流がゼロより大きい場合には前記中間相電圧から前記最小相電圧を減算してなる電圧に等しく、前記中間相電流がゼロより小さい場合には前記最大相電圧から前記中間相電圧を減算してなる電圧に等しい電圧を入力電圧とすると、
前記制御ステップは、
前記第１の期間においては、前記第２のノードの電圧に対する前記第１のノードの電圧である第１の電圧が前記最大相電圧から前記最小相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第３のノードの電圧に対する前記第４のノードの電圧である第２の電圧がマイナスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、
前記第２の期間においては、前記第１の電圧が前記最大相電圧から前記最小相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がプラスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、
前記第３の期間においては、前記第１の電圧が前記入力電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がプラスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、
前記第４の期間においては、前記第１の電圧が前記最小相電圧から前記最大相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がプラスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、
前記第５の期間においては、前記第１の電圧が前記最小相電圧から前記最大相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がマイナスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、
前記第６の期間においては、前記第１の電圧が前記入力電圧の反数となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がマイナスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御する
ことを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記第１乃至第３の電流の中の前記最大相電圧に対応するものを最大相電流とし、前記中間相電流がゼロより大きい場合には前記最大相電流に等しく、前記中間相電流がゼロより小さい場合には前記最大相電流と前記中間相電流の和に等しい電流を入力電流とすると、
前記算出ステップは、
前記電力指令値に基づいて、前記最大相電流及び前記中間相電流それぞれの指令値を算出するステップと、
算出した前記最大相電流及び前記中間相電流それぞれの指令値に基づいて、前記入力電流の指令値を算出するステップと、
算出した前記入力電流の指令値と前記第１及び第４の期間それぞれの時間長を示す第１のデューティ比の関数である所定の第１の関数とが等しくなるような前記第１のデューティ比を導出するステップと、
前記第１のデューティ比に基づいて、前記第２及び第５の期間それぞれの時間長を示す第２のデューティ比、及び、前記第３及び第６の期間それぞれの時間長を示す第３のデューティ比を算出するステップとを含む
ことを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記第１乃至第３の双方向スイッチ素子それぞれの他端は、共通のリアクトルを介して前記第１のノードに接続され、
前記第１の関数は、前記第１のデューティ比をＤ０、前記第１乃至第６の期間の時間長の合計の逆数をｆ、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第６のノードの電圧に対する前記第５のノードの電圧をＶｄｃ、前記最大相電圧をｅｍａｘ、前記最小相電圧をｅｍｉｎ、前記入力電圧をｅｍ、前記中間相電流をｉｍｉｄとすると、次の式（２）に示される変数Ｄ１及び式（３）に示される変数Ａ，Ｂ，Ｃを用いて、次の式（１）に示されるｉｍ（Ｄ０）によって表される
【数１】
2018186669.tif 000028
ことを特徴とする請求項４に記載の制御装置。
【請求項６】
前記制御ステップは、前記第２の電圧が前記第１乃至第６の期間の時間長の合計の半分に相当する周期で所定のプラス電圧と所定のマイナス電圧の間を遷移する矩形波信号となるように、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御する
ことを特徴とする請求項３乃至５のいずれか一項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車、家庭用蓄電池といった直流機器の利用が広がり始めている。この種の直流機器においては、系統電源から供給される三相交流を直流に変換するための双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが利用される。
【０００３】
従来の双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは、三相交流を直流に変換する第１のＡＣ／ＤＣコンバータと、第１のＡＣ／ＤＣコンバータから出力される直流を高周波交流に変換するＤＣ／ＡＣコンバータと、このＤＣ／ＡＣコンバータから出力される高周波交流の絶縁を行う高周波トランスと、この高周波トランスの二次側に現れる高周波交流を直流に変換する第２のＡＣ／ＤＣコンバータとによって構成されており、３回の電力変換を行う必要があることから、高い変換効率を得ることが難しいという課題を有していた。また、第１のＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣコンバータとの間に大型の電解コンデンサが必要となるため、装置が大型化かつ短寿命化するという課題もあった。
【０００４】
これに対し、最近では、非特許文献１に開示されるマトリックスコンバータを双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータに適用することが検討されている。マトリックスコンバータを使えば、直流を介さずに三相交流を高周波交流に変換でき、また、大型の電解コンデンサも不要になるので、上述した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの課題が解決される。
【０００５】
非特許文献２には、マトリックスコンバータを適用した絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの例が開示されている。この例によれば、マトリックスコンバータを構成する各スイッチの動作タイミングは、所定周期で振動するのこぎり波と、三相交流の波形とを比較することによって決定される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】成慶ミン、外３名、「マトリックスコンバータの入出力電流波形改善法に関する検討」、電気学会論文誌Ｄ、一般社団法人電気学会、２００３年、１２３巻１１号、ｐ．１２７６−１２８４
【非特許文献２】鈴木一馬、外３名、「ソフトスイッチングを適用した絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータ」、電気学会論文誌Ｄ、一般社団法人電気学会、２０１６年、１３６巻８号、ｐ．５４０−５４８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、非特許文献２に記載の方法でマトリックスコンバータを構成する各スイッチの動作タイミングを決定した場合、必ずしも最適な動作タイミングとはならず、結果として交流入力電流の高調波が増大してしまう場合があった。
【０００８】
したがって、本発明の目的の一つは、マトリックスコンバータを適用した絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータにおける交流入力電流の高調波を低減できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が負荷の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記負荷の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端がリアクトルを介して前記第１のコイルの一端に接続される第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータとを有する電力変換装置の制御装置であって、電力指令値の入力を受け付ける入力受付ステップと、前記電力指令値に基づいて、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子それぞれの状態を変更するタイミングを示すデューティ比を算出する算出ステップと、前記デューティ比に基づいて、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御する制御ステップとを実行することを特徴とする。
【００１０】
前記制御装置において、前記制御ステップは、第１乃至第６の期間を一周期とする繰り返し動作を行うよう構成され、前記デューティ比は、前記第１乃至第６の期間の時間長であることとしてもよい。
【００１１】
前記制御装置において、前記第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流電圧の位相に応じて決まる第１乃至第１２の空間ごとに、前記第１乃至第３の交流電圧の中の最大のものを最大相電圧とし、前記第１乃至第３の交流電圧の中の中間のものを中間相電圧とし、前記第１乃至第３の交流電圧の中の最小のものを最小相電圧とし、それぞれ前記第７乃至第９のノードを流れる第１乃至第３の電流の中の前記中間相電圧に対応するものを中間相電流とし、前記中間相電流がゼロより大きい場合には前記中間相電圧から前記最小相電圧を減算してなる電圧に等しく、前記中間相電流がゼロより小さい場合には前記最大相電圧から前記中間相電圧を減算してなる電圧に等しい電圧を入力電圧とすると、前記制御ステップは、前記第１の期間においては、前記第２のノードの電圧に対する前記第１のノードの電圧である第１の電圧が前記最大相電圧から前記最小相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第３のノードの電圧に対する前記第４のノードの電圧である第２の電圧がマイナスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、前記第２の期間においては、前記第１の電圧が前記最大相電圧から前記最小相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がプラスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、前記第３の期間においては、前記第１の電圧が前記入力電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がプラスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、前記第４の期間においては、前記第１の電圧が前記最小相電圧から前記最大相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がプラスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、前記第５の期間においては、前記第１の電圧が前記最小相電圧から前記最大相電圧を減算してなる電圧となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がマイナスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御し、前記第６の期間においては、前記第１の電圧が前記入力電圧の反数となるよう前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御するとともに、前記第２の電圧がマイナスの値となるように前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御することとしてもよい。
【００１２】
前記制御装置において、前記第１乃至第３の電流の中の前記最大相電圧に対応するものを最大相電流とし、前記中間相電流がゼロより大きい場合には前記最大相電流に等しく、前記中間相電流がゼロより小さい場合には前記最大相電流と前記中間相電流の和に等しい電流を入力電流とすると、前記算出ステップは、前記電力指令値に基づいて、前記最大相電流及び前記中間相電流それぞれの指令値を算出するステップと、算出した前記最大相電流及び前記中間相電流それぞれの指令値に基づいて、前記入力電流の指令値を算出するステップと、算出した前記入力電流の指令値と前記第１及び第４の期間それぞれの時間長を示す第１のデューティ比の関数である所定の第１の関数とが等しくなるような前記第１のデューティ比を導出するステップと、前記第１のデューティ比に基づいて、前記第２及び第５の期間それぞれの時間長を示す第２のデューティ比、及び、前記第３及び第６の期間それぞれの時間長を示す第３のデューティ比を算出するステップとを含むこととしてもよい。
【００１３】
前記制御装置において、前記第１乃至第３の双方向スイッチ素子それぞれの他端は、共通のリアクトルを介して前記第１のノードに接続され、前記第１の関数は、前記第１のデューティ比をＤ０、前記第１乃至第６の期間の時間長の合計の逆数をｆ、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第６のノードの電圧に対する前記第５のノードの電圧をＶｄｃ、前記最大相電圧をｅｍａｘ、前記最小相電圧をｅｍｉｎ、前記入力電圧をｅｍ、前記中間相電流をｉｍｉｄとすると、後述の式（５）に示される変数Ｄ１及び式（６）に示される変数Ａ，Ｂ，Ｃを用いて、後述の式（４）に示されるｉｍ（Ｄ０）によって表されることとしてもよい。
【００１４】
前記制御装置において、前記制御ステップは、前記第２の電圧が前記第１乃至第６の期間の時間長の合計の半分に相当する周期で所定のプラス電圧と所定のマイナス電圧の間を遷移する矩形波信号となるように、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子の状態を制御することとしてもよい。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、電力指令値に基づいて第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び第１乃至第６の双方向スイッチ素子それぞれの状態を変更するタイミングを示すデューティ比を算出し、算出したデューティ比に基づいて前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態を制御しているので、最適なタイミングで各スイッチ素子の状態を制御することが可能になる。したがって、マトリックスコンバータを適用した絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである電力変換装置による交流入力電流の高調波を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の好ましい実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。
【図２】（ａ）は、スイッチ素子Ｓｘｙの詳細な構成の１つ目の例を示す図であり、（ｂ）は、スイッチ素子Ｓｘｙの詳細な構成の２つ目の例を示す図である。
【図３】図１に示した電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗ，ｉＬ，ｉｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。
【図４】図３に示した領域Ａの拡大図である。
【図５】（ａ）は、電圧ｖ１，ｖ２及び電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図であり、（ｂ）は、電圧ｖ１，ｖ２及び電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図６】図１に示した制御装置４が行うスイッチング制御処理を示すフロー図である。
【図７】図６に示したデューティ比算出処理の詳細を示すフロー図である。
【図８】（ａ）は、図１に示した電圧ｅｕ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉＬの力行時の波形の実験結果を示す信号波形図であり、（ｂ）は、図１に示した電圧ｅｕ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉＬの回生時の波形の実験結果を示す信号波形図であり、（ｃ）は、（ａ）に示した領域Ｂの拡大図であり、（ｄ）は、（ｂ）に示した領域Ｃの拡大図である。
【図９】（ｅｍａｘ−ｅｍｉｄ）＞（ｅｍｉｄ−ｅｍｉｎ）、ｅｍｉｄ＜０、又はｉｍｉｄ＜０の場合における電圧ｖ１，ｖ２及び電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ、関数ｉｍ（Ｄ０）の概形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１８】
図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。
【００１９】
図１に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０とを有して構成される。これらは、系統電源２と負荷３との間に、マトリックスコンバータ１０、トランス２０、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０の順で接続される。以下では、図示するように、系統電源２に接続されるマトリックスコンバータ１０の３つの端部をそれぞれ第７のノードｎ７、第８のノードｎ８、第９のノードｎ９と称し、トランス２０に接続されるマトリックスコンバータ１０の２つの端部をそれぞれ第１のノードｎ１、第２のノードｎ２と称し、トランス２０に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第３のノードｎ３、第４のノードｎ４と称し、負荷３に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第５のノードｎ５、第６のノードｎ６と称する。また、第２のノードｎ２の電圧に対する第１のノードｎ１の電圧を電圧ｖ１（第１の電圧）と称し、第３のノードｎ３の電圧に対する第４のノードｎ４の電圧を電圧ｖ２（第２の電圧）と称する。
【００２０】
トランス２０は、互いに磁気結合する２つのコイル２０ａ，２０ｂ（第１及び第２のコイル）を有して構成される。コイル２０ａの一端はリアクトルＬを介して第１のノードｎ１でマトリックスコンバータ１０に接続され、コイル２０ａの他端は第２のノードｎ２でマトリックスコンバータ１０に接続される。コイル２０ｂの一端は第３のノードｎ３でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、コイル２０ｂの他端は第４のノードｎ４でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。
【００２１】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、コイル２０ｂと負荷３との間に接続される電力変換装置である。負荷３は例えばハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して電力を供給する場合（回生）とがある。詳しくは後述するが、制御装置４は、力行の場合と回生の場合とで異なる動作を行う。負荷３の一端は第５のノードｎ５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。また、第６のノードｎ６の電圧に対する第５のノードｎ５の電圧を電圧Ｖｄｃと称する。
【００２２】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｓ１（第１の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｓ２（第２の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｓ３（第３の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｓ４（第４の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第６のノードｎ６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成される。
【００２３】
スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子を１つだけ含む片方向スイッチであり、図１に示すようにダイオードを含んで構成される。スイッチ素子Ｓ１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｓ２は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｓ３は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｓ４は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれる。
【００２４】
スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を構成する半導体素子の制御電極には、制御装置４からそれぞれ制御信号Ｃ１〜Ｃ４が供給される。制御信号Ｃ１〜Ｃ４は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これら制御信号Ｃ１〜Ｃ４の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【００２５】
マトリックスコンバータ１０は、系統電源２とコイル２０ａとの間に接続される電力変換装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。図１に示すように、ｕ相（第１相）に対応する交流電圧ｅｕ（第１の交流電圧）に対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ７でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｖ相（第２相）に対応する交流電圧ｅｖ（第２の交流電圧）に対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ８でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｗ相（第３相）に対応する交流電圧ｅｗ（第３の交流電圧）に対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ９でマトリックスコンバータ１０に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ７〜ｎ９を流れる電流をそれぞれ電流ｉｅｕ（第１の電流）、電流ｉｅｖ（第２の電流）、電流ｉｅｗ（第３の電流）と称する。
【００２６】
マトリックスコンバータ１０は、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｕｐ（第１の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｖｐ（第２の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｗｐ（第３の双方向スイッチ素子）と、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｕｎ（第４の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｖｎ（第５の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｗｎ（第６の双方向スイッチ素子）と、交流リアクトルＬｆと、入力キャパシタＣｆとを有して構成される。
【００２７】
交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ７とスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの接続点である第１０のノードｎ１０との間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ８とスイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの接続点である第１１のノードｎ１１との間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ９とスイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの接続点である第１２のノードｎ１２との間に挿入されたインダクタとによって構成される。また、入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ１０〜ｎ１２に接続される。
【００２８】
スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つの半導体素子によって構成される双方向スイッチである。以下、２つの具体的な例を示しながら、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの具体的な構成について説明する。
【００２９】
図２（ａ）は、スイッチ素子Ｓｘｙ（ｘは、ｕ，ｖ，ｗのいずれか。ｙは、ｐ，ｎのいずれか。）の詳細な構成の１つ目の例を示す図である。この例では、スイッチ素子Ｓｘｙを構成する半導体素子としてＩＧＢＴを利用する。同図に示すように、スイッチ素子Ｓｘｙを構成する２つのＩＧＢＴは、それぞれのダイオードのアノードが互いに接続されることとなる向きで、回路に組み込まれる。
【００３０】
２つのＩＧＢＴの制御電極には、制御装置４から制御信号Ｃｘｙが供給される。この制御信号Ｃｘｙは２種類の信号によって構成されており、制御装置４は、これらの値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｓｘｙを、図示したＤ１方向に電流が流れる状態、図示したＤ２方向（Ｄ１方向と逆向きの方向）に電流が流れる状態、Ｄ１方向にもＤ２方向にも電流が流れる状態、及び、電流が流れない状態の４つの状態のいずれかとする。以下の説明では、Ｄ１方向に電流が流れる状態を「Ｄ１方向にオン」と称し、Ｄ２方向に電流が流れる状態を「Ｄ２方向にオン」と称し、Ｄ１方向にもＤ２方向にも電流が流れる状態を「Ｄ１Ｄ２両方オン」と称する。そして、「Ｄ１方向にオン」、「Ｄ２方向にオン」、及び「Ｄ１Ｄ２両方オン」をまとめて「オン」と称し、電流が流れない状態を「オフ」と称する。
【００３１】
図２（ｂ）は、スイッチ素子Ｓｘｙの詳細な構成の２つ目の例を示す図である。この例では、スイッチ素子Ｓｘｙを構成する半導体素子としてＭＯＳＦＥＴを利用する。同図に示すように、スイッチ素子Ｓｘｙを構成する２つのＭＯＳＦＥＴは、それぞれのダイオードのアノードが接続されることとなる向きで、回路に組み込まれる。
【００３２】
この例においても、２つのＭＯＳＦＥＴの制御電極には、制御装置４から、２種類の信号によって構成される制御信号Ｃｘｙが供給される。制御装置４は、この２種類の信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｓｘｙを、図２（ａ）の例と同様に、オンの状態（Ｄ１方向にオン、Ｄ２方向にオン、及びＤ１Ｄ２両方オンの各状態を含む）、オフの状態のいずれかとする。
【００３３】
図３は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗ，ｉＬ，ｉｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。同図には、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗによって表される三相交流の一周期分を示している。また、図４は、図３に示した領域Ａの拡大図である。
【００３４】
三相交流の一周期は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの位相に応じて、図３に示すように１２個の空間Ｉ〜ＸＩＩ（第１乃至第１２の空間）に分けることができる。具体的には、電圧ｅｕの位相が０以上π／６未満である空間Ｉ、π／６以上π／３未満である空間ＩＩ、π／３以上π／２未満である空間ＩＩＩ、π／２以上２π／３未満である空間ＩＶ、２π／３以上５π／６未満である空間Ｖ、５π／６以上π未満である空間ＶＩ、π以上７π／６未満である空間ＶＩＩ、７π／６以上４π／３未満である空間ＶＩＩＩ、４π／３以上３π／２未満である空間ＩＸ、３π／２以上５π／３未満である空間Ｘ、５π／３以上１１π／６未満である空間ＸＩ、１１π／６以上２π未満である空間ＸＩＩに分けることができる。図４に示した領域Ａは、図３に示すように、空間ＩＶ内の領域となっている。
【００３５】
空間Ｉ〜ＸＩＩそれぞれにおける制御装置４の動作は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの大小関係に応じて制御対象となるスイッチ素子が入れ替わることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間Ｉ〜ＸＩＩに共通の説明を行う場合に、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを各空間内で大きいものから順に電圧ｅｍａｘ（最大相電圧）、電圧ｅｍｉｄ（中間相電圧）、電圧ｅｍｉｎ（最小相電圧）と表記することとする。また、電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗを各空間内で大きいものから順に電流ｉｍａｘ（最大相電流）、電流ｉｍｉｄ（中間相電流）、電流ｉｍｉｎと表記することとする。さらに、電圧ｅｍ（入力電圧）及び電流ｉｍ（入力電流）を以下の式（１）（２）に示すように定義して、説明のために用いることとする。なお、式（１）（２）は力行時のもので、回生時は括弧内の不等号が逆になる。
【００３６】
【数１】
2018186669.tif 000003
【００３７】
図５（ａ）は、電圧ｖ１，ｖ２及び電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図であり、図５（ｂ）は、電圧ｖ１，ｖ２及び電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。以下、これらの図を参照しながら、制御装置４によるスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の状態の制御について説明する。
【００３８】
力行時の制御装置４は、図５（ａ）に示すように、合計の時間長が１／ｆである６つの期間ａ１〜ａ６を一周期とする周波数ｆの繰り返し動作を行う。以下、各期間での制御装置４の動作について、具体的に説明する。
【００３９】
期間ａ１では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２が−Ｖｄｃ（マイナスの値）となるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、ｅｍａｘ＝ｅｕ、ｅｍｉｎ＝ｅｗであるので、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｕ−ｅｗとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｎをオンとする。また、制御装置４は、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４をオンとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４０】
期間ａ２では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２がＶｄｃ（プラスの値）となるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、期間ａ１と同様にスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎをオンとすることによって電圧ｖ１をｅｕ−ｅｗとする一方、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４１】
期間ａ３では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、電流ｉｍｉｄ（＝ｉｅｖ）がゼロより小さいために上述した式（１）よりｅｍ＝ｅｍａｘ−ｅｍｉｄ＝ｅｕ−ｅｖとなるので、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｕ−ｅｖとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎをオンとする。また、制御装置４は、期間ａ２と同様にスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすることによって電圧ｖ２をＶｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４２】
期間ａ４では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｗ−ｅｕとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｗｐをオンとする。また、制御装置４は、期間ａ２，ａ３と同様にスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすることによって電圧ｖ２をＶｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４３】
期間ａ５では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、期間ａ４と同様にスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｗｐをオンとすることによって、電圧ｖ１をｅｗ−ｅｕとする。また、制御装置４は、期間ａ１と同様にスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４をオンとすることによって電圧ｖ２を−Ｖｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４４】
期間ａ６では、制御装置４は、電圧ｖ１が−ｅｍ（入力電圧の反数）となるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎをオンとすることによって、電圧ｖ１をｅｖ−ｅｕとする。また、制御装置４は、期間ａ１，ａ５と同様にスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４をオンとすることによって電圧ｖ２を−Ｖｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４５】
電流ｉＬは、制御装置４が以上のようにスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４を制御することの結果として、図５（ａ）に示すように、期間ａ１でマイナスからプラスに急上昇し、期間ａ２，ａ３ではほぼ一定を保ち、期間ａ４でプラスからマイナスに急低下し、期間ａ５，ａ６では再度ほぼ一定を保つ、という動きを見せる略矩形波の信号となる。
【００４６】
回生時の制御装置４は、図５（ｂ）に示すように、合計の時間長が１／ｆである６つの期間ｂ１〜ｂ６を一周期とする周波数ｆの繰り返し動作を行う。以下、各期間での制御装置４の動作について、具体的に説明する。
【００４７】
期間ｂ１では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、上述したようにｅｍ＝ｅｍａｘ−ｅｍｉｄ＝ｅｕ−ｅｖとなるので、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｕ−ｅｖとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎをオンとする。また、制御装置４は、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４８】
期間ｂ２では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｕ−ｅｗとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｎをオンとする。また、制御装置４は、期間ｂ１と同様にスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすることによって電圧ｖ２をＶｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００４９】
期間ｂ３では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、期間ｂ２と同様にスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｎをオンとすることによって、電圧ｖ１をｅｕ−ｅｗとする。また、制御装置４は、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４をオンとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００５０】
期間ｂ４では、制御装置４は、電圧ｖ１が−ｅｍとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｖ−ｅｕとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｐをオンとする。また、制御装置４は、期間ｂ３と同様にスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４をオンとすることによって電圧ｖ２を−Ｖｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００５１】
期間ｂ５では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｗ−ｅｕとなるよう、スイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｗｐをオンとする。また、制御装置４は、期間ｂ３，ｂ4と同様にスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４をオンとすることによって電圧ｖ２を−Ｖｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００５２】
期間ｂ６では、制御装置４は、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘとなるようスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を制御するとともに、電圧ｖ２がＶｄｃとなるようスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。例えば図３に示した空間ＩＶであれば、制御装置４は、期間ｂ５と同様にスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｗｐをオンとすることによって、電圧ｖ１をｅｗ−ｅｕとする。また、制御装置４は、期間ｂ１，ｂ２と同様にスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすることによって電圧ｖ２をＶｄｃとし、その他のスイッチ素子をオフとする。
【００５３】
電流ｉＬは、制御装置４が以上のようにスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４を制御することの結果として、図５（ｂ）に示すように、期間ｂ１，ｂ２でほぼ一定を保った後、期間ｂ３でプラスからマイナスに急低下し、期間ｂ４，ｂ５で再びほぼ一定を保った後、期間ｂ６でマイナスからプラスにに急上昇する、という動きを見せる略矩形波の信号となる。
【００５４】
制御装置４は、以上のようなスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の制御を行う前に、外部から入力される電力指令値Ｐ＊（図１参照）に基づいて期間ａ１〜ａ６，ｂ１〜ｂ６の時間長（スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４それぞれの状態を変更するタイミングを示すデューティ比）を算出する。この時間長は、具体的には、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示す３つのデューティ比Ｄ０〜Ｄ２となる。なお、各図の記載から理解されるように、本実施の形態では、期間ａ１，ａ４，ｂ３，ｂ６の時間長をいずれもＤ０とし、期間ａ２，ａ５，ｂ２，ｂ５の時間長をいずれもＤ１とし、期間ａ３，ａ６，ｂ１，ｂ４の時間長をいずれもＤ２とする。そして制御装置４は、算出したデューティ比Ｄ０〜Ｄ２に基づいて、上述したスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４それぞれの状態の制御を行う。これにより、三相交流の各相において電圧と電流の関係を最適化することができ、その結果として、電力変換装置１による交流入力電流の高調波を低減することが可能になる。以下、詳しく説明する。
【００５５】
図６は、制御装置４が行うスイッチング制御処理を示すフロー図である。同図に示すように、制御装置４はまず、外部から電力指令値Ｐ＊の入力を受け付ける（ステップＳ１。入力受付ステップ）。そして、受け付けた電力指令値Ｐ＊に基づいて、デューティ比算出処理を実行する（ステップＳ２。算出ステップ）。
【００５６】
図７は、デューティ比算出処理の詳細を示すフロー図である。同図に示すように、制御装置４はまず、電力指令値Ｐ＊に基づいて入力電流指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊を算出する（ステップＳ１０）。入力電流指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊は、上述した電流ｉｍａｘ，ｉｍｉｄの目標値である。具体的には、次の式（３）を用いて、入力電流指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊の算出を行う。
【００５７】
【数２】
2018186669.tif 000004
【００５８】
次に制御装置４は、算出した入力電流指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊に基づいて、入力電流指令値ｉｍ＊を算出する（ステップＳ１１）。入力電流指令値ｉｍ＊は上述した電流ｉｍの目標値であり、上述した式（２）に入力電流指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊を代入することによって算出される。
【００５９】
続いて制御装置４は、ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）を満たすデューティ比Ｄ０を二分法により算出する（ステップＳ１２）。ただし、関数ｉｍ（Ｄ０）は、次の式（４）により表される関数（第１の関数）である。式（４）中のｆは、図５（ａ）（ｂ）にも示した周波数ｆであり、Ｌは、リアクトルＬのインダクタンスである。また、式（４）中に現れるデューティ比Ｄ１は式（５）で表され、式（５）中の変数Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ式（６）のように表される。ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）によりデューティ比Ｄ０が算出可能であること、及び、式（５）によってデューティ比Ｄ１を得られることについては、後ほど別途詳しく説明する。
【００６０】
【数３】
2018186669.tif 000005
【００６１】
ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）を解析的に解くのは困難であるので、制御装置４は、二分法によってデューティ比Ｄ０を算出する。この算出の詳細については、別途後述する。そして、算出したデューティ比Ｄ０に基づき、デューティ比Ｄ１，Ｄ２を算出する（ステップＳ１３）。デューティ比Ｄ１の算出は、上記式（５）により行う。一方、デューティ比Ｄ２の算出は、次の式（７）により行う。
【００６２】
【数４】
2018186669.tif 000006
【００６３】
図６に戻る。制御装置４は、以上のようにして算出したデューティ比Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２に基づき、上述したスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の制御を行う（ステップＳ３。制御ステップ）。具体的には、算出したデューティ比Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２に基づいて制御信号Ｃｕｐ，Ｃｖｐ，Ｃｗｐ，Ｃｕｎ，Ｃｖｎ，Ｃｗｎ，Ｃ１〜Ｃ４を生成し、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに供給する。これにより、三相交流の各相において電圧と電流の関係が最適化されるので、電力変換装置１による交流入力電流の高調波の低減が実現される。
【００６４】
図８（ａ）は、電圧ｅｕ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉＬの力行時の波形の実験結果を示す信号波形図であり、図８（ｂ）は、電圧ｅｕ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉＬの回生時の波形の実験結果を示す信号波形図である。また、図８（ｃ）は、図８（ａ）に示した領域Ｂの拡大図であり、図８（ｄ）は、図８（ｂ）に示した領域Ｃの拡大図である。
【００６５】
図８に示した実験結果は、周波数ｆ＝１５．１５１ｋＨｚとし、トランス２０の巻き線比を４：１（コイル２０ａの巻き数がコイル２０ｂの巻き数の４倍）として行った実験の結果である。また、図８（ａ）（ｃ）の実験では電力指令値Ｐ＊＝１ｋＷとし、図８（ｂ）（ｄ）の実験では電力指令値Ｐ＊＝−１ｋＷとした。
【００６６】
初めに図８（ｃ）（ｄ）を参照すると、本実施の形態による電力変換装置１によれば、図５に示した理論上の波形と同様の波形を得られることが理解される。
【００６７】
次に図８（ａ）を参照すると、力行時にはＵ相電圧ｅｕとＵ相入力電流ｉｅｕとがほぼ同位相となっている。図示していないが、電圧ｅｖと電流ｉｅｖ、電圧ｅｗと電流ｉｅｗについても同様となる。したがって、本実施の形態による電力変換装置１によれば、三相交流の各相において電圧と電流の関係を最適化することが実現されているので、電力変換装置１における交流入力電流の高調波が低減すると言える。
【００６８】
また、図８（ｂ）を参照すると、回生時にはＵ相電圧ｅｕとＵ相入力電流ｉｅｕとがほぼ逆位相となっている。図示していないが、電圧ｅｖと電流ｉｅｖ、電圧ｅｗと電流ｉｅｗについても同様となる。したがって、本実施の形態による電力変換装置１によれば、力行動作だけでなく回生動作（二次側から一次側への電力伝送）も実現できると言える。
【００６９】
以下、ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）によりデューティ比Ｄ０が算出可能であること、及び、式（５）によってデューティ比Ｄ１を得られることについて、図９を参照しながら説明する。回生時の動作は力行時の動作を時間反転することによって得られるので、以下では、力行時に着目して説明する。
【００７０】
図９は、（ｅｍａｘ−ｅｍｉｄ）＞（ｅｍｉｄ−ｅｍｉｎ）、ｅｍｉｄ＜０、又はｉｍｉｄ＜０の場合における電圧ｖ１，ｖ２及び電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。同図の波形は関数ｉｍ（Ｄ０）を導出するための理論的な出発点となるもので、伝送可能な電力を理論上最大化する波形となっている。なお、前提として、制御装置４は、電圧ｖ２が周期１／２ｆでＶｄｃと−Ｖｄｃの間を遷移する矩形波信号となるように、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０を構成するスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４それぞれの状態を制御するものとする。また、電圧ｖ２が周期１／２ｆでＶｄｃと−Ｖｄｃの間を遷移する矩形波信号となるようにすることが、デューティ比Ｄ０〜Ｄ１を算出する際の条件となる。
【００７１】
図９の波形について具体的に説明すると、この波形を実現するための制御装置４は、合計の時間長が１／ｆである８つの期間ｃ１〜ｃ８を一周期とする周波数ｆの繰り返し動作を行う。そして、期間ｃ１では、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎとなり、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるように、期間ｃ２では、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎとなり、電圧ｖ２がＶｄｃとなるように、期間ｃ３では、電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｄとなり、電圧ｖ２がＶｄｃとなるように、期間ｃ４では、電圧ｖ１がｅｍｉｄ−ｅｍｉｎとなり、電圧ｖ２がＶｄｃとなるように、期間ｃ５では、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘとなり、電圧ｖ２がＶｄｃとなるように、期間ｃ６では、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘとなり、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるように、期間ｃ７では、電圧ｖ１がｅｍｉｄ−ｅｍａｘとなり、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるように、期間ｃ８では、電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍｉｄとなり、電圧ｖ２が−Ｖｄｃとなるように、それぞれスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する。ここで、以下の説明では、図９にも示すように、期間ｃ１，ｃ５の時間長をｄ０とし、期間ｃ２，ｃ６の時間長をｄ１とし、期間ｃ３，ｃ７の時間長をｄ２とし、期間ｃ４，ｃ８の時間長をｄ３とする。ただし、次の式（８）に示すように、時間長ｄ０〜ｄ３の合計は１とする。期間ｃ１〜ｃ４と期間ｃ５〜ｃ８とは符号を逆にするだけであるので、以下では期間ｃ１〜ｃ４のみに着目して説明を続ける。
【００７２】
【数５】
2018186669.tif 000007
【００７３】
期間ｃ１〜ｃ４のそれぞれにおける電流ｉＬの変化量をΔｉ０〜Δｉ３とすると、図９から理解されるように、それぞれ次の式（９）〜式（１２）のように表される。
【００７４】
【数６】
2018186669.tif 000008
【００７５】
また、期間ｃ１の始期から期間ｃ４の終期までの電流ｉＬの変化量をΔｉとすると、図９から理解されるように、Δｉは次の式（１３）のように表される。
【００７６】
【数７】
2018186669.tif 000009
【００７７】
Δｉ０〜Δｉ３及びΔｉを用いると、期間ｃ１〜ｃ４のそれぞれにおける電流ｉＬの平均値ｉ０＿ａｖｅ〜ｉ３＿ａｖｅを次の式（１４）〜式（１７）のように表すことができる。
【００７８】
【数８】
2018186669.tif 000010
【００７９】
式（１４）〜式（１７）は、式（９）〜式（１３）に基づいて、それぞれ次の式（１８）〜式（２１）のように表される。
【００８０】
【数９】
2018186669.tif 000011
【００８１】
また、平均値ｉ０＿ａｖｅ〜ｉ３＿ａｖｅを用いると、上述した電流ｉｍａｘ，ｉｍｉｄを次の式（２２）及び式（２３）のように表すことができる。
【００８２】
【数１０】
2018186669.tif 000012
【００８３】
これら電流ｉｍａｘ，ｉｍｉｄをそれぞれ入力電流指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊として上述した式（３）に代入することにより、電力指令値Ｐ＊と時間長ｄ０〜ｄ３との関係式が得られる。ただし、未知数がｄ０〜ｄ３の４つであるのに対し、これらを求めるための式が上記式（８）を含めて３つしかないので、時間長ｄ０〜ｄ３を決定するための条件を１つ追加する余地がある。
【００８４】
そこで、伝送可能な電力が最大となるように、追加の条件を決定する。具体的には、式（２３）に着目し、電流ｉｍｉｄの絶対値が小さくならないよう、電流ｉｍｉｄの値の正負に応じて時間長ｄ２，ｄ３のいずれかをゼロとする。別の言い方をすれば、式（２３）の右辺に示した電流ｉｍｉｄの２つの要素のうち電流ｉｍｉｄの絶対値を減らす方の要素を、時間長ｄ２，ｄ３のいずれかをゼロとすることによってゼロとする。このように時間長ｄ２，ｄ３のいずれかをゼロとすることで、図９に示した信号波形は、図５（ａ）に示した波形に変形される。図５に示したデューティ比Ｄ０〜Ｄ２と時間長ｄ０〜ｄ３との関係は、次の式（２４）で表される。
【００８５】
【数１１】
2018186669.tif 000013
【００８６】
図５（ａ）に示した信号波形を前提にすると、式（１８）〜式（２１）を次の式（２５）〜式（２７）のように書き直すことができる。ただし、式（２５）〜式（２７）のｉ０＿ａｖｅ〜ｉ２＿ａｖｅは、それぞれ図５（ａ）の期間ａ１〜ａ３における電流ｉＬの平均値である。
【００８７】
【数１２】
2018186669.tif 000014
【００８８】
また、式（２２）、式（２３）、及び式（２）を次の式（２８）及び式（２９）のように書き直すことができる。
【００８９】
【数１３】
2018186669.tif 000015
【００９０】
式（２８）及び式（２９）に式（２５）〜式（２７）及び式（７）を代入して整理すると、次の式（３０）が得られる。
【００９１】
【数１４】
2018186669.tif 000016
【００９２】
式（３０）は、Ｄ０とＤ１に関する二元連立方程式となっている。したがって、式（３０）のｉｍとｉｍｉｄのそれぞれに式（３）から得られる入力電流指令値ｉｍ＊，ｉｍｉｄ＊を代入すれば、Ｄ０とＤ１を得ることができることになる。
【００９３】
ここで、式（３０）の第一式の右辺は、式（４）に示した関数ｉｍ（Ｄ０）に他ならない。したがって、ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）によりデューティ比Ｄ０が算出可能であると言える。
【００９４】
また、式（３０）の第二式をＤ１について解くと、次の式（３１）のように２通りのＤ１が得られる。ただし、Ａ〜Ｃは式（６）に示したものである。上述した式（５）は、このうちの一方（マイナス側）に相当する。したがって、式（５）によってデューティ比Ｄ１を得ることができると言える。以下、式（３１）に示される２通りのＤ１のうちマイナス側のＤ１を採用することの妥当性について、説明する。
【００９５】
【数１５】
2018186669.tif 000017
【００９６】
式（６）の第一式を用いると、式（６）の第二式を次の式（３２）のように変形することができる。
【００９７】
【数１６】
2018186669.tif 000018
【００９８】
式（３２）を式（３１）に代入すると、次の式（３３）が得られる。
【００９９】
【数１７】
2018186669.tif 000019
【０１００】
ここで、式（６）から明らかなように、ＡはＶｄｃ＝ｅｍａｘ−ｅｍｉｎのときにゼロになる。式（３３）の分母にはＡがあるため、Ｄ１は発散する可能性がある。そこで、Ａをゼロに近づけたときにＤ１が収束するか否かを調べるため、次の式（３４）に示すようにＤ１の極限を算出する。
【０１０１】
【数１８】
2018186669.tif 000020
【０１０２】
式（３４）は、次の式（３５）のように変形できる。ただし、右辺のＥは式（３６）で表される。
【０１０３】
【数１９】
2018186669.tif 000021
【０１０４】
ここで、Ａ２＜＜Ａ（４Ｄ０（ｅｍａｘ−ｅｍｉｎ）−４Ｃ）であるため、Ａ２＝０と近似することができる。そうすると、式（３６）は次の式（３７）のように変形される。
【０１０５】
【数２０】
2018186669.tif 000022
【０１０６】
また、一般に、平方根に関しては次の式（３８）の近似が成り立つ。ただし、ｘ＜＜１とする。
【０１０７】
【数２１】
2018186669.tif 000023
【０１０８】
式（３８）の近似を用いると、式（３７）は次の式（３９）のように変形される。
【０１０９】
【数２２】
2018186669.tif 000024
【０１１０】
式（３５）及び式（３９）より、次の式（４０）が得られる。
【０１１１】
【数２３】
2018186669.tif 000025
【０１１２】
式（４０）より、Ｄ１は、符号がプラスのときには発散するが、マイナスのときには発散しないことが理解される。したがって、式（３１）に示される２通りのＤ１のうちマイナス側のＤ１を採用することが妥当であると言える。
【０１１３】
以上、ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）によりデューティ比Ｄ０が算出可能であること、及び、式（５）によってデューティ比Ｄ１を得られることについて説明した。次に、ｉｍ＊＝ｉｍ（Ｄ０）からデューティ比Ｄ０を求める方法の詳細について、説明する。
【０１１４】
図１０（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ、関数ｉｍ（Ｄ０）の概形を示す図である。図１０（ａ）は、電圧Ｖｄｃ，電圧ｅｍがともに相対的に小さい場合を示し、図１０（ｂ）は、電圧Ｖｄｃが相対的に大きく、電圧ｅｍが相対的に小さい場合を示し、図１０（ｃ）は、電圧Ｖｄｃが相対的に小さく、電圧ｅｍが相対的に大きい場合を示している。
【０１１５】
関数ｉｍ（Ｄ０）が図１０（ａ）の関数形となる場合、０≦Ｄ０≦０．５の範囲でｉｍ（Ｄ０）は単調増加であるため、数値計算によって問題なくＤ０を算出できる。一方、関数ｉｍ（Ｄ０）が図１０（ｂ）の関数形となる場合、Ｄ０＝０の近傍に極大値、極小値が存在するため、勾配を用いるニュートン法では解に収束しない可能性がある。関数ｉｍ（Ｄ０）が図１０（ｃ）の関数形となる場合には、およそＤ０≦０．１５の領域でｉｍ（Ｄ０）の値が複素数となる。したがって、実数のみの計算では解くことができず、Ｄ０を算出するためには複雑な計算が必要になる。
【０１１６】
そこで、関数ｉｍ（Ｄ０）がどのような関数形であったとしても容易にＤ０を算出できるよう、二分法を用いてＤ０を算出することとする。二分法の２つの初期値のうち、大きい方はｉｍ（Ｄ０）がほぼ最大となる０．５とし、小さい方は、ｉｍ（Ｄ０）が複素数にならない最小のＤ０と０．０のうちの大きい方とする。この条件を用いると、解が存在すれば初期値により実数領域で解を挟むことが可能になるので、有限回の計算で必ず近似解を得ることができる。
【０１１７】
なお、ｉｍ（Ｄ０）が複素数にならない最小のＤ０は、次のようにして求めればよい。まず、Ｄ１が実数となる条件は、式（５）より、次の式（４１）となる。
【０１１８】
【数２４】
2018186669.tif 000026
【０１１９】
式（４１）に式（６）を代入し、Ｄ０について解くと、次の式（４２）が得られる。ただし、式（４２）中の変数Ａ'，Ｂ'，Ｃ'はそれぞれ式（４３）のように表される。
【０１２０】
【数２５】
2018186669.tif 000027
【０１２１】
ｉｍ（Ｄ０）が複素数にならない最小のＤ０は、式（４２）を満たす最小のＤ０である。したがって、式（４２）を満たす最小のＤ０と、０．０のうちの大きい方を、二分法の２つの初期値のうちの小さい方として用いればよい。
【０１２２】
以上説明したように、本実施の形態による電力変換装置１の制御装置４によれば、電力指令値Ｐ＊に基づいてスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４それぞれの状態を変更するタイミングを示すデューティ比Ｄ０〜Ｄ２を算出し、算出したデューティ比Ｄ０〜Ｄ２に基づいてスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御しているので、最適なタイミングでスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御することが可能になる。したがって、図８にも示したように、マトリックスコンバータ１０を適用した絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである電力変換装置１における交流入力電流の高調波を低減することが可能になる。
【０１２３】
また、本実施の形態による電力変換装置１の制御装置４によれば、電力指令値Ｐ＊に基づいて、最適なタイミングを示すデューティ比Ｄ０〜Ｄ２を算出することが可能になる。
【０１２４】
また、本実施の形態による電力変換装置１の制御装置４によれば、力行動作だけでなく回生動作も実施可能となる。
【０１２５】
以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。
【０１２６】
例えば、上記実施の形態においては、電力指令値Ｐ＊が入力される都度、数値演算によってデューティ比Ｄ０〜Ｄ２を算出すると説明したが、電力指令値Ｐ＊とデューティ比Ｄ０〜Ｄ２との対応関係を予め決められる場合には、その対応関係を示すルックアップテーブルを予め作成して記憶しておき、電力指令値Ｐ＊の入力を受け付けた場合に、対応するデューティ比Ｄ０〜Ｄ２をこのルックアップテーブルから読み出すことにより、デューティ比Ｄ０〜Ｄ２を算出することとしてもよい。
【符号の説明】
【０１２７】
１                電力変換装置
２                系統電源
３                負荷
４                制御装置
１０              マトリックスコンバータ
２０              トランス
２０ａ，２０ｂ    コイル
３０              ＡＣ／ＤＣコンバータ
Ｃ１              キャパシタ
Ｃｆ              入力キャパシタ
Ｌ                リアクトル
Ｌｆ              交流リアクトル
Ｓ１〜Ｓ４        片方向スイッチ素子
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ  双方向スイッチ素子
【図１】
2018186669.tif 000029
【図２】
2018186669.tif 000030
【図３】
2018186669.tif 000031
【図４】
2018186669.tif 000032
【図５】
2018186669.tif 000033
【図６】
2018186669.tif 000034
【図７】
2018186669.tif 000035
【図８】
2018186669.tif 000036
【図９】
2018186669.tif 000037
【図１０】
2018186669.tif 000038