(57)【要約】【課題】高品質な強調信号を得ること。【解決手段】  第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換部と、変換部によって導き出された位相成分、振幅成分、またはパワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の位相成分の変化量を生成する変化量生成部と、変化量生成部から提供された変化量を用いて、位相成分を制御する位相制御部と、位相制御部によって制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換部と、を備えた信号処理装置。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換手段と、
前記変換手段によって導き出された前記位相成分、前記振幅成分、または前記パワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、前記位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成手段と、
前記変化量生成手段から提供された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御手段と、
前記位相制御手段によって制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換手段と、
を備えた信号処理装置。
【請求項２】
前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分を少なくとも１サンプル値おきに符号反転したデータ系列を用いて変化量を生成することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分を少なくとも１サンプルずらせたデータ系列を用いて、変化量を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記変化量生成手段は、１フレーム中の全サンプル数の半分の位置を中心として元の位相成分と対称の位置にある位相成分を変化量とすることを特徴とする請求項１、２または３に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分を、１フレームのサンプル中で、交換したデータ系列を変化量とすることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記変化量生成手段は、前記位相成分の隣接するサンプル間での相関を求め、求めた相関を除去すべく前記変化量を定めることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記変化量生成手段は、前記データ系列として、前記振幅成分または前記パワー成分を用いることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記変化量生成手段は、前記データ系列として、前記振幅成分または前記パワー成分を正規化した値を用いることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項９】
前記変化量生成手段は、前記データ系列として、前記振幅成分または前記パワー成分の分布を正規化した値を用いることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
前記変化量生成手段は、前記振幅成分を保持する振幅保持手段を含み、保持した前記振幅成分を前記位相成分の変化量として用いることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１１】
前記変化量生成手段は、前記データ系列として前記振幅成分または前記パワー成分にπを乗じた値を用いることを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１２】
前記位相制御手段は、前記変化量生成手段から提供された変化量を用いて、前記位相成分を置換または回転することを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１３】
第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
前記変換ステップで導き出された前記位相成分、前記振幅成分、または前記パワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、前記位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
を含む信号処理方法。
【請求項１４】
第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
前記変換ステップで導き出された前記位相成分、前記振幅成分、または前記パワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、前記位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
をコンピュータに実行させる信号処理プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号の位相成分を制御する信号処理技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号の位相成分を制御して信号処理を行なう技術の一例として、位相スペクトルに着目した雑音抑圧の技術について、特許文献１や非特許文献１に開示がある。特許文献１や非特許文献１に記載の技術は、雑音に関係する振幅スペクトルを抑圧すると同時に、位相スペクトルをπ/４までのランダム値だけシフトさせる。特許文献１や非特許文献１に記載の技術は、位相スペクトルをランダムにシフトさせることで、雑音スペクトルの減衰だけでは抑圧できない雑音の抑圧を実現する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開公報ＷＯ２００７／０２９５３６
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Akihiko Sugiyama, ``Single-Channel Impact-Noise Suppression with NoAuxiliary Information for Its Detection," Proc. IEEE Workshop on Appl. of Sig.Proc. to Audio and Acoustics(WASPAA), pp.127-130, Oct. 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１や非特許文献１のように、位相スペクトルをランダムにシフトさせるためには、乱数を発生する必要がある。その結果、乱数発生のための演算量が増加する。
【０００６】
本発明は、上述の課題を解決する信号処理技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明に係る装置は、
第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換手段と、
前記変換手段によって導き出された前記位相成分、前記振幅成分、または前記パワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、前記位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成手段と、
前記変化量生成手段から提供された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御手段と、
前記位相制御手段によって制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換手段と、
を備えた。
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明に係る方法は、
第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
前記変換ステップで導き出された前記位相成分、前記振幅成分、または前記パワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、前記位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
を含む。
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明に係るプログラムは、
第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
前記変換ステップで導き出された前記位相成分、前記振幅成分、または前記パワー成分のいずれかに基づくデータ系列であって、前記位相成分よりも相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
をコンピュータに実行させる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、乱数を発生することなく、入力信号の位相成分を制御する信号処理技術を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１実施形態としての信号処理装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態に含まれる変換部の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２実施形態に含まれる逆変換部の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３実施形態としての雑音抑圧装置に含まれる変化量生成部の概略構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態としての雑音抑圧装置に含まれる振幅制御部７０８の概略構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なわない場合の信号の流れを示す図である。
【図１０】本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なう場合の信号の流れを示す図である。
【図１１】本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なわない場合のフレームのオーバーラップ加算を示す図である。
【図１２】本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なう場合のフレームのオーバーラップ加算を示す図である。
【図１３】本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なう場合の周波数領域信号をベクトルで示す図である。
【図１４】本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なわない場合の周波数領域信号をベクトルで示す図である。
【図１５】本発明の第５実施形態に係る雑音抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第６実施形態に係る雑音抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第７実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第８実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。
【図１９】本発明の第９実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。
【図２０】本発明の第１０実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２１】本発明の第１０実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。
【図２２】本発明の第１１実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２３】本発明の他の実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態について例示的に詳しく説明する。ただし、以下の実施の形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、本発明の技術範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【００１３】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る信号処理装置１００の概略構成を示す図である。図１において、信号処理装置１００は、変換部１０１と位相制御部１０２と変化量生成部１０３と逆変換部１０４とを備える。
【００１４】
変換部１０１は、第１信号と第２信号とが混在した混在信号１１０を、周波数ごとの位相成分１２０および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分１３０に変換する。
【００１５】
変化量生成部１０３は、位相成分１２０よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の位相成分の変化量を生成する。また、位相制御部１０２は、変化量生成部１０３から提供された変化量を用いて、位相成分１２０の制御を行なう。逆変換部１０４は、位相制御部１０２によって制御処理を加えられた位相成分１４０を用いて強調信号１７０を生成する。
【００１６】
このような構成により、位相成分１２０よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて位相成分１２０を制御して、振幅スペクトルの減衰だけでは抑圧できない雑音の抑圧を効率よく実現することができる。
【００１７】
（第２実施形態）
《全体構成》
本発明の第２実施形態としての雑音抑圧装置２００について図２乃至図４を用いて説明する。図２は、雑音抑圧装置２００の全体構成を示すブロック図である。本実施形態の雑音抑圧装置２００は、例えばデジタルカメラ、ノートパソコン、携帯電話などといった装置の一部としても機能するが、本発明はこれに限定されるものではない。雑音抑圧装置２００は、入力信号からのノイズ除去を要求されるあらゆる情報処理装置に適用可能である。本実施形態としての雑音抑圧装置は、例えば、マイクの近くでボタン押下などの操作がなされるような形態において、かかるボタン操作により発生する衝撃音を適切に除去する。簡単に説明すると、衝撃音を含む信号を周波数領域信号に変換し、周波数空間における位相成分を、相互相関が弱いデータ系列を用いて制御することにより、衝撃音を適切に除去する。
【００１８】
入力端子２０６には、劣化信号(所望信号と雑音の混在する信号)が、サンプル値系列として供給される。入力端子２０６に劣化信号が供給されると、変換部２０１は、供給された劣化信号にフーリエ変換などの変換を施して、複数の周波数成分に分割する。変換部２０１は、複数の周波数成分を各周波数で独立に処理する。ここでは、特定の周波数成分に注目して説明を続ける。変換部２０１は、複数の周波数成分のうち劣化信号振幅スペクトル（振幅成分）２３０を逆変換部２０４に供給する。変換部２０１は、複数の周波数成分のうち位相スペクトル（位相成分）２２０を位相制御部２０２と変化量生成部２０３に供給する。なお、ここでは、変換部２０１は、逆変換部２０４に劣化信号振幅スペクトル２３０を供給しているが、本発明はこれに限定されるものではない。変換部２０１は、劣化信号振幅スペクトル２３０の二乗に相当するパワースペクトルを逆変換部２０４に供給してもよい。
【００１９】
変化量生成部２０３は、変換部２０１から受けた劣化信号位相スペクトル２２０を用いて変化量を生成し、位相制御部２０２に供給する。ここで、位相の「変化量」とは、位相の「回転量」及び「置換量」を含む概念であり、位相の制御量を意味する。位相制御部２０２は、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０を、変化量生成部２０３から供給された変化量を用いて変化させることによって位相の相関を減じ、強調信号位相スペクトル２４０として逆変換部２０４へ供給する。逆変換部２０４は、位相制御部２０２から供給された強調信号位相スペクトル２４０と、変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトル２３０とを合成して逆変換を行い、強調信号２７０として、出力端子２０７に供給する。
【００２０】
《変換部の構成》
図３は、変換部２０１の構成を示すブロック図である。図３に示すように、変換部２０１はフレーム分割部３０１、窓掛け処理部(windowing unit)３０２、およびフーリエ変換部３０３を含む。劣化信号サンプルは、フレーム分割部３０１に供給され、Ｋ／２サンプル毎のフレームに分割される。ここで、Ｋは偶数とする。フレームに分割された劣化信号サンプルは、窓掛け処理部３０２に供給され、窓関数(window function)であるw(t)との乗算が行なわれる。第ｎフレームの入力信号yn(t)(t=0,1,...,K/2-1)に対するw(t)で窓掛け（windowing）された信号は、次式（１）で与えられる。
【数１】
2018156108.tif 000003
また、窓掛け処理部３０２は、連続する２フレームの一部を重ね合わせ（オーバーラップ）して窓掛けしてもよい。オーバーラップ長としてフレーム長の５０％を仮定すれば、t=0,1,...,K/2-1に対して、以下の式（２）で得られる左辺が、窓掛け処理部３０２の出力となる。
【数２】
2018156108.tif 000004
窓掛け処理部３０２は、実数信号に対しては、左右対称窓関数を用いてもよい。また、窓関数は、位相制御部２０２が何も制御をしないときに、変換部２０１の入力信号と逆変換部２０４の出力信号が計算誤差を除いて一致するように設計される。これは、w(t)+w(t+K/2)=1となることを意味する。
【００２１】
以後、連続する２フレームの５０％をオーバーラップして窓掛けする場合を例として説明を続ける。窓掛け処理部３０２は、w(t)として、例えば、次式（３）に示すハニング窓を用いてもよい。
【数３】
2018156108.tif 000005
このほかにも、ハミング窓、三角窓など、様々な窓関数が知られている。窓掛けされた出力はフーリエ変換部３０３に供給され、劣化信号スペクトルYn(k)に変換される。劣化信号スペクトルYn(k)は位相と振幅に分離され、劣化信号位相スペクトルargYn(k)は、位相制御部２０２と変化量生成部２０３に、劣化信号振幅スペクトル|Yn(k)|は、逆変換部２０４に供給される。既に説明したように、振幅スペクトルの代わりにパワースペクトルを利用してもよい。
【００２２】
《逆変換部の構成》
図４は、逆変換部２０４の構成を示すブロック図である。図４に示すように、逆変換部２０４は逆フーリエ変換部４０１、窓掛け処理部４０２およびフレーム合成部４０３を含む。逆フーリエ変換部４０１は、変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトル２３０(|Xn(k)|)と位相制御部２０２から供給された強調信号位相スペクトル２４０（argXn(k)）とを乗算して、強調信号（以下の式（４）の左辺）を求める。
【数４】
2018156108.tif 000006
【００２３】
逆フーリエ変換部４０１は、得られた強調信号に逆フーリエ変換を施す。逆フーリエ変換された強調信号は、１フレームがＫサンプルを含む時間領域サンプル値系列xn(t)(t=0,1,...,K-1)として、窓掛け処理部４０２に供給され、窓関数w(t)との乗算が行なわれる。第ｎフレームの入力信号xn(t)(t=0,1,...,K/2-1)に対してw(t)で窓掛けされた信号は、次式（５）の左辺で与えられる。
【数５】
2018156108.tif 000007
【００２４】
また、窓掛け処理部４０２は、連続する２フレームの一部を重ね合わせ（オーバーラップ)して窓掛けしてもよい。フレーム長の５０％をオーバーラップ長として仮定すれば、t=0,1,...,K/2-1に対して、以下の式の左辺が、窓掛け処理部４０２の出力となり、フレーム合成部４０３に伝達される。
【数６】
2018156108.tif 000008
【００２５】
フレーム合成部４０３は、窓掛け処理部４０２からの隣接する２フレームの出力を、Ｋ／２サンプルずつ取り出して重ね合わせ、以下の式（７）によって、t=0,1,...,K-1における出力信号（式（７）の左辺）を得る。得られた出力信号は、フレーム合成部４０３から出力端子２０７に伝達される。
【数７】
2018156108.tif 000009
【００２６】
なお、図３と図４において変換部２０１と逆変換部２０４における変換をフーリエ変換として説明したが、変換部２０１、逆変換部２０４は、フーリエ変換に代えて、アダマール変換、ハール変換、ウェーブレット変換など、他の変換を用いてもよい。変換部２０１、逆変換部２０４がハール変換を用いた場合には、乗算が不要となり、ＬＳＩ化したときの面積を小さくすることができる。変換部２０１、逆変換部２０４がウェーブレット変換を用いた場合には、周波数によって時間解像度を異なったものに変更できるために、雑音抑圧効果の向上が期待できる。
【００２７】
また、変換部２０１において得られる周波数成分を複数統合してから、変化量生成部２０３で変化量生成を、位相制御部２０２で位相の制御を行ってもよい。その際、聴覚特性の弁別能力が高い低周波領域から、能力が低い高周波領域に向かって、統合後の帯域が広くなるように、よりたくさんの周波数成分を統合して、高い音質を達成することができる。このように、複数の周波数成分を統合してから位相制御を実行すると、位相制御を適用する周波数成分の数が少なくなり、全体の演算量を削減することができる。
【００２８】
《変化量生成部２０３の動作》
変化量生成部２０３は、変換部２０１から劣化信号位相スペクトル２２０の供給を受け、位相の相関を減じるための変化量を生成する。変換部２０１から供給される劣化信号位相スペクトル２２０はargYn(k)(0≦ｋ＜Ｋ)であるので、変化量生成部２０３は、相関低減された強調信号位相スペクトルargXn(k)を、例えば、次のような処理で求めることができる。
【数８】
2018156108.tif 000010
これは、位相を１つおきに符号反転することに相当する。当然、１つおきではなく、Ｋより小さい任意の整数ごとに反転してもよい。
【００２９】
変化量生成部２０３は、数式（８）の位相制御に必要な変化量として、回転量ΔargYn(k)を、次式のように得る。
【数９】
2018156108.tif 000011
すなわち、変化量生成部２０３は、変化量として数式(９)に示す回転量ΔargYn(k)を生成する。また、
【数１０】
2018156108.tif 000012
とすることもできる。ｍｏｄ[ｋ，Ｋ]はkをＫで割ったときの余りを表す。このときの回転量ΔargYn(k)は、もとの位相をＫ/２サンプルずらせたものに相当する。ずれ量はＫ/２に限らず、任意の整数でよいことは明らかである。
【００３０】
また、Ｋ/２を中心として元の位相と対称の位置にある位相を回転量ΔargYn(k)としてもよい。そのときには、次式を用いる。
【数１１】
2018156108.tif 000013
【００３１】
さらに、これら２種類の処理、すなわち符号反転とシフトした位相の加算を組合せて変化量を生成することもできる。すなわち、
【数１２】
2018156108.tif 000014
または
【数１３】
2018156108.tif 000015
である。
【００３２】
上記シフト加算に関しては、シフト量Ｋ/２を変えることもできる。例えば、シフト量をそのときのフレーム番号ｎとすれば、時間の経過とともに自動的にシフト量が変化する。同様に、数式（１２）、（１３）において、数式（１１）の代わりに数式（１０）を組合わせてもよい。
【００３３】
これら、位相の選択的符号反転とシフト加算の処理に、定数倍を組み合わせることもできる。例えば、式(１０)に定数倍を組み合わせると、次式（１４）で表わすことができる。
【数１４】
2018156108.tif 000016
これは、シフト加算する項をその項の位置に対応したkの値で定数倍する例である。
【００３４】
さらに、複数の位相サンプルを交換することもできる。例えば、
【数１５】
2018156108.tif 000017
を0≦ｋ＜Ｋ/２なるｋに１つおきに適用することができる。１の代わりに、Ｋより小さい任意の整数を用いてもよい。
【００３５】
これまで、位相の選択的符号反転、シフト加算、定数倍、交換について説明したが、これらの処理をargYn(k)の値に応じて選択的に適用することもできる。例えば、argYn(k)の値が正の値をとるときだけ、上述したような処理を適用することも可能である。数式(１０)の処理を例にとれば、
【数１６】
2018156108.tif 000018
となる。ここに、sgn(・)は符号を取り出す演算子である。右辺の分数は、位相が正の値をとるときだけ１、それ以外はゼロとなるので、argYn(k)の値に応じて選択的に前記処理を適用することができる。これらの変化量を用いた相関除去処理は、相関除去の程度と必要な演算量が異なる。実際に適用する際には、相関除去の程度と必要演算量を考慮して、適切なものを選択し、あるいは組み合わせて使用する。
【００３６】
別の相関除去の方法として、位相サンプルargYn(k)の相関を求めてから、求めた相関を除去する方法もある。例えば、argYn(k)が隣接するN-1サンプルの線形結合で表現される場合を考える。このとき、次式が成立する。
【数１７】
2018156108.tif 000019
あるいは、逆方向の相関に着目して、
【数１８】
2018156108.tif 000020
とすることもできる。ここにδL(k)、δR(k)は、非相関成分（相関のない成分）である。
【００３７】
このような関係を用いてargYn(k)を修正すると、
【数１９】
2018156108.tif 000021
または
【数２０】
2018156108.tif 000022
となる。上記の式において、全ての非ゼロのajを利用する必要はない。一部のajを利用することによって、演算量を削減することができる。
【００３８】
相関除去の効果は低減するが、値の大きなajを選択的に用いることで、効果の低減を最小化することができる。その最たる例は、最大のajだけを用いて、次式に基づいて位相の相関除去を行なうことである。
【数２１】
2018156108.tif 000023
ここに、ｊｍａｘは相関係数ａが最大値をとるｊの値である。Ｎサンプルを用いた相関除去と比較して、相関除去に必要な演算量を削減することができる。
【００３９】
上記線形相関の式における係数ajは、音声符号化では線形予測係数(LPC)として知られている。LPCは、レビンソン・ダービンの再帰法を用いて高速に求めることができる。また、もとの位相サンプル値と予測結果の差分（誤差）を用いて、正規化ＬＭＳアルゴリズムなどに代表される、適応フィルタの係数更新アルゴリズムを利用して、LPCを求めることができる。
【００４０】
また、隣接するＫ-1サンプルの線形結合ではなく、Ｋj-1サンプルの線形結合（Ｋj＜Ｋ）を想定して相関除去を行ってもよい。このように線形結合に想定するサンプル数を削減することによって、相関除去に必要な演算量を削減することができる。
【００４１】
これまでは、一例としてargYn(k)が隣接するＫ-1サンプルの線形結合で表現される場合を考えたが、同様にＫ-1サンプルの非線形結合で表現される場合を考えることもできる。すなわち、次式が成立する場合である。
【数２２】
2018156108.tif 000024
ここに、fNL[・]は非線形関数、δ(k)は非相関成分である。このとき、相関除去に用いる変化量は、
【数２３】
2018156108.tif 000025
で求めることができる。非線形関数を用いた相関除去により、非線形な相関を有する場合に十分に相関を除去することができる。
【００４２】
非線形関数は、一般的に多項式で近似することができる。非線形関数fNL [・]をargYn(j)の多項式で近似する際に、argYn(j)の種類を限定し、さらにその次数を限定することもできる。例えば、argYn(k)とargYn(k+1)とそれらの２乗だけを用いることにすれば、fNL [・]はargYn(k)、argYn(k+1)およびそれらの２乗を含む４種類の項だけで近似される。このような非線形関数の近似によって、相関除去に必要な演算量を削減することができる。
【００４３】
《位相制御部２０２の動作》
位相制御部２０２は、変化量生成部２０３から供給された変化量ΔargYn(k)を、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０に加算することにより、強調信号位相スペクトル２４０argXn(k)を求めて、逆変換部２０４に供給する。すなわち、次式を実行する。
【数２４】
2018156108.tif 000026
【００４４】
位相制御部２０２は、変化量生成部２０３から供給された変化量ΔargYn(k)を、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０に加算せずに、劣化信号位相スペクトル２２０と置換することによって、強調信号位相スペクトル２４０argXn(k)を求め、逆変換部２０４に供給することもできる。すなわち、次式を実行することにより、位相の回転量と位相の置換量とが等価となる。なお、ここでは強調信号位相スペクトル自体を減算して回転量を加算することによって置換を実現しているが、単純に位相データを置換量に置き換えることによって置換を実現しても良い。。
【数２５】
2018156108.tif 000027
【００４５】
以上説明したとおり、変化量生成部２０３が生成した変化量ΔargYn(k)を用いて、位相制御部２０２がΔargYn(k)の値を変化させることにより、劣化信号位相スペクトル２２０の形状を変化させる。この形状の変化により、劣化信号位相スペクトル２２０の相関が弱くなり、入力された信号の特徴を弱めることができる。
【００４６】
なお、これまで説明してきた位相の処理に先立って、位相展開を適用することもできる。これは、劣化信号位相スペクトル２２０が±πの範囲を値域とするためである。すなわち、位相展開を行って、値域が±πに限定されないようにする。位相展開をすることによって、数式(１５)、（１６)、（２０)などで表される相関を求める際に、高精度に相関を求めることができる。位相展開に関しては、B. Rad and T. Virtanen, "Phase spectrum prediction of audio signals," Proc. ISCCSP2012, CD-ROM, May 2012.（非特許文献２)や S. T. Kaplan and T. J. Ulrych, "Phase Unwrapping: A review of methods and a novel technique," Proc. 2007 CSPG CSEG Conv. Pp.534-537, May 2007.（非特許文献３）に示されるように、様々な方法を適用することができる。
【００４７】
（第３実施形態）
《全体構成》
本発明の第３実施形態としての雑音抑圧装置５００について図５を用いて説明する。図５は、雑音抑圧装置５００の全体構成を示すブロック図である。本実施形態の雑音抑圧装置５００は、第２実施形態の雑音抑圧装置２００と比較して、変化量生成部５０３以外の構成は、同一である。そこで、変化量生成部５０３に関してだけ説明し、その他の構成要素に関する詳細な説明は省略する。
【００４８】
《変化量生成部５０３の構成》
図６は位相制御部２０２および変化量生成部５０３の構成を示すブロック図である。図６に示すように、変化量生成部５０３は振幅保持部６０１と振幅分析部６０２とを含む。振幅保持部６０１は、劣化信号振幅スペクトル２３０を保持し、振幅分析部６０２に供給する。
【００４９】
位相制御部２０２には、変換部２０１から劣化信号位相スペクトル２２０が供給され、変化量生成部５０３から位相の回転量が供給される。位相制御部２０２は、劣化信号位相スペクトル２２０を、変化量生成部５０３から供給された回転量だけ回転（シフト）させ、強調信号位相スペクトル２４０として逆変換部２０４へ供給する。
【００５０】
《振幅を用いた変化量算出１》
振幅分析部６０２は、例えば、振幅保持部６０１が保持した劣化信号振幅スペクトルにπを乗じて得られた積を回転量とする。あるいは、振幅保持部６０１が保持した劣化信号振幅スペクトルを周波数方向又は時間軸方向に集めてそのまま回転量としても、同様の効果が得られる。位相制御部２０２は、変化量生成部５０３が劣化信号振幅スペクトルにより生成した変化量を用いて、劣化信号位相スペクトルを各周波数で変化（回転または置換）させる。位相制御部２０２が行なう制御により、劣化信号位相スペクトル２２０の形状が変化する。この形状の変化により、雑音の特徴を弱めることができる。
【００５１】
《振幅を用いた変化量算出２》
振幅分析部６０２は、また、振幅保持部６０１が保持した劣化信号振幅スペクトル２３０を正規化したものを回転量として位相制御部２０２に供給してもよい。この場合、振幅分析部６０２は、まず、劣化信号振幅スペクトル２３０（全て正の値Ｋ個）の平均を求める。求めた平均値で劣化信号振幅スペクトル２３０を除して得られた商にπを乗じて得られた積を回転量とする。なお、このときにπを乗じずに商をそのまま回転量としても、類似の効果が得られる。正規化なしの場合と比べて分散を相対的に大きくすることができるので、回転させられる位相に対する相関除去の効果を強化することができる。また、平均を求める際に、最初に極端に他と異なる値（外れ値）を除外してから、平均を求めることもできる。外れ値の悪影響を排除することができ、より効果的な回転量を求めることができる。
【００５２】
《振幅を用いた変化量算出３》
振幅分析部６０２は、また、劣化信号振幅スペクトル２３０の分布を正規化してから回転量とすることもできる。まず、振幅分析部６０２は劣化信号振幅スペクトル２３０（全て正の値Ｋ個）の最大値|Xn(K)|maxと最小値|Xn(K)|minとを求める。次に、劣化信号振幅スペクトルから最小値を減算して、最大値と最小値の差で除する。この商にπを乗じて得られた積を回転量とする。すなわち、回転量ΔargＹn(k)を次式で求める。
【数２６】
2018156108.tif 000028
このように回転量を求めることによって、回転量は０とπの間に分布するので、回転させられる位相に対する相関除去の効果を強化することができる。なお、このときにπを乗じずに商をそのまま回転量としても、類似の効果が得られる。
【００５３】
《振幅を用いた変化量算出４》
回転量生成部５０２は、また、劣化信号振幅スペクトルの分布を自身の包絡線で正規化して、回転量とすることもできる。包絡線は、例えば、劣化信号振幅スペクトルの回帰曲線をＮ個のサンプルから求めて、回帰曲線の値で各サンプルを除する。Ｎ個のサンプルのうち、一部を用いて回帰曲線を求めてもよいし、外れ値を除外してから回帰曲線を求めることもできる。外れ値の除外によって、外れ値の悪影響を除外することができ、より効果的な回転量を求めることができる。このようにして得られた商は、１を中心とした分布となる。
【００５４】
この商に、既に数(２６)を用いて説明した最大値と最小値の正規化を適用すると、回転量ΔargＹn(k)は次式（２７）で求めることができる。
【数２７】
2018156108.tif 000029
式（２７）において、|Ｘチルダn(k)|は、包絡線で正規化した劣化信号振幅スペクトルである。このようにして回転量を求めることによって、回転量が均一にπと-πの間に分布し、相関除去の効果を強化することができる。なお、このときにπを乗じずに商をそのまま回転量としても、類似の効果が得られる。
【００５５】
（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について、図７を用いて説明する。本実施形態に係る雑音抑圧装置７００は、位相制御部２０２での位相の制御による出力レベルの低下を振幅制御部７０８を用いて補填する点で第２実施形態と異なる。他の構成および動作は第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【００５６】
図８に示すとおり、振幅制御部７０８は、補正量算出部８８１と振幅補正部８８２とを備える。補正量算出部８８１は、変化量生成部２０３から伝達された位相の回転量を用いて振幅補正係数を算出する。振幅補正部８８２は、算出した振幅補正係数を変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトルに乗じ、逆変換部２０４に供給する。振幅補正係数を乗じることにより、劣化信号位相スペクトル２２０を制御して強調信号位相スペクトル２４０を得た場合の出力レベル低下を解消することができる。
【００５７】
まず、相関除去を通じた位相の回転により出力レベルの低下が生じることを、図９および図１０を用いて説明する。
【００５８】
図９および図１０は、劣化信号が図７に示すブロック図で処理された場合の信号を示している。図９と図１０の違いは位相回転の有無である。図９は位相回転を行なわない場合の信号を、図１０は位相回転をフレーム３から行った場合の信号を示している。
【００５９】
まず、位相を回転しない場合の信号について図９を用いて説明する。図９の最上部に描かれているのは、劣化信号である。劣化信号はフレーム分割部３０１においてフレーム分割される。点線で区切られた、上から２番目の信号が、フレーム分割後の信号である。図９では、連続した４フレーム分の信号を図示した。また、フレームのオーバーラップ率は５０％としている。
【００６０】
窓掛け処理部３０２は、フレームに分割された信号に窓掛けを行なう。点線で区切られた、上から３番目の信号が窓掛け処理後の信号である。図９では位相回転による影響を明確に示すため、矩形窓による重み付けをしている。
【００６１】
次に、フーリエ変換部３０３によって、周波数領域の信号に変換されるが、図９では周波数領域での信号は省略した。位相回転の点線より下部は、逆変換部２０４の逆フーリエ変換部４０１により、時間領域へ変換された信号を図示している。点線で区切られた、上から４番目の信号が位相回転後の信号である。ただし、図９では位相回転を行っていないため、窓掛け処理後の信号から変化していない。
【００６２】
逆変換部２０４の逆フーリエ変換部４０１から出力された強調信号は、窓掛け処理部４０２で窓掛け処理を再度実施される。図９では、矩形窓による重み付けを実施した場合を示している。窓掛け処理された信号は、フレーム合成部４０３において、合成される。この時、フレーム間の時間を揃える必要がある。フレームのオーバーラップ率が５０％であるので、ちょうど半分ずつフレームが重なる。位相の回転を実施していない場合、図９のように入力信号と出力信号は一致する。
【００６３】
一方、位相を回転する場合の信号について図１０を用いて説明する。図１０に示したのは位相回転をフレーム３から実施した場合の信号である。最上部に描かれているのは、図９と同じ劣化信号である。フレーム分割後および窓掛け処理後の信号も図９と同様である。
【００６４】
図１０では、フレーム３から一定の位相回転を実施した場合を描いている。位相回転処理の点線下部に示した右向き三角形の区間に注目する。位相回転処理により、フレーム３および４の信号が時間方向にシフトしている。位相回転を施した信号は、再度窓掛け処理が行なわれ、フレーム合成される。このとき、フレーム２とフレーム３が重なるiiの区間で、フレーム２とフレーム３の信号に違いが生じる。これにより、フレーム合成後の出力信号レベルがiiの区間において小さくなる。つまり、位相の回転を実施する場合、図１０のiiの区間で出力信号レベルが低下する。
【００６５】
この位相回転による出力信号レベルの低下は、時間領域における加算を周波数領域の加算に置き換え、周波数領域のベクトル合成でも説明できる。
【００６６】
図１１に、フレーム分割および窓掛け処理後の連続した２フレームの劣化信号を、x1[n]およびx2[m]として示す。なお、オーバーラップ率は５０％としている。ここで、nはx1の離散時間を表す。mはx2の離散時間を表す。オーバーラップ率が５０％の場合には、以下の式（２８）が成立する。
【数２８】
2018156108.tif 000030
また、x1とx2の関係は、以下の式（２９）のようになる。
【数２９】
2018156108.tif 000031
【００６７】
まず、時間領域信号から周波数領域信号への変換および逆変換の式を示す。周波数領域信号X[k]は、時間領域信号x[n]のフーリエ変換によって、以下の式（３０）のように表現される。ここで、ｋは離散周波数を表し、Ｌはフレーム長である。
【数３０】
2018156108.tif 000032
【００６８】
また、周波数領域信号X[k]を逆変換により、時間領域信号x[n]に戻すと、以下の式（３１）のように表現される。
【数３１】
2018156108.tif 000033
【００６９】
これに基づいて、時間領域信号x1[n],x2[m]を、周波数領域信号X1[k],X2[k]に変換すると、以下の式（３２）、式（３３）のように表現される。
【数３２】
2018156108.tif 000034
【数３３】
2018156108.tif 000035
【００７０】
周波数領域信号X1[k],X2[k]を、逆変換によってそれぞれ時間領域信号x1[n],x2[m]に戻すと、式（３１）より、以下の式（３４）、式（３５）のように表現される。
【数３４】
2018156108.tif 000036
【数３５】
2018156108.tif 000037
逆フーリエ変換部４０１は、逆フーリエ変換により周波数領域信号を時間領域信号に変換する。その後、フレーム合成部４０３は、前フレームと現フレームの強調音声をオーバーラップ加算する。
【００７１】
例えば、図示した例のオーバーラップ率５０％では、フレーム合成部４０３は、離散時間m=L/2〜L-1の区間で隣接フレームの加算を行なう。この加算区間m=L/2〜L-1を考える。
【００７２】
時間領域の加算に、式（３４）および式(３５)を代入すると、以下の式（３６）のように表現される。
【数３６】
2018156108.tif 000038
さらに、式（３６）中の周波数領域信号X1[k],X2[k]に式（３２），式（３３）を代入すると、以下の式（３７）のように表現される。
【数３７】
2018156108.tif 000039
さらに、式（３７）を展開すると、以下の式（３８）のように表現される。
【数３８】
2018156108.tif 000040
【００７３】
ここで、式（３８）の各項に含まれる総和演算を考える。任意の整数gを導入し、以下の式（３９）が成立する。
【数３９】
2018156108.tif 000041
デルタ関数δ[g]のフーリエ逆変換式は、式（４０）で示される。
【数４０】
2018156108.tif 000042
【００７４】
ここで、デルタ関数δ[g]は、以下の式（４１）で示される。
【数４１】
2018156108.tif 000043
式（４０）より、式（３９）は、以下の式（４２）に変形できる。
【数４２】
2018156108.tif 000044
式（４２）の関係から、式（３８）は、以下の式（４３）で表わされる。
【数４３】
2018156108.tif 000045
よって、式（３８）は、以下の式（４４）となる。
【数４４】
2018156108.tif 000046
さて、ここで周波数領域信号X2[k]に対し、位相回転を行った場合を考える。このときの時間領域信号は、図１２のようになる。
【００７５】
X2[k]の位相スペクトルを、φ[k]回転させたとき、その逆変換は以下の式（４５）となる。
【数４５】
2018156108.tif 000047
これを、式（３６）に代入すると、以下の式（４６）が成立する。
【数４６】
2018156108.tif 000048
これを展開すると、以下の式（４７）が成立する。
【数４７】
2018156108.tif 000049
【００７６】
ここで、オーバーラップ率５０％と仮定し、オーバーラップ区間のn=L/2〜L-1について考える。オーバーラップ区間では、式（４７）より、以下の式（４８）のように展開できる。
【数４８】
2018156108.tif 000050
ここで、それぞれの項にある括弧内の項（式（４９）に示す）は、ベクトル合成であるから、特定の周波数ｋに注目すると、図１３のように描ける。
【数４９】
2018156108.tif 000051
もし、位相回転が行なわれていないとき、つまりφ[k]=0の場合は、図１４のようになる。
【００７７】
式（４９）の絶対値を求めると、以下の式（５０）となる。
【数５０】
2018156108.tif 000052
よって、式（４９）の絶対値が最大になる条件は、φ[k]=０の場合であり、その値は２である。つまり、位相回転が行なわれると、出力信号の大きさが小さくなることがわかる。
【００７８】
この出力信号レベルの低下量を補正するように、補正量算出部８８１は、強調信号振幅スペクトルの振幅補正量を決定する。
【００７９】
続いて、補正量の算出方法を具体的に説明する。ここでは、問題簡単化のため、位相の回転による大きさの変動に着目し、それぞれの周波数成分が単位ベクトルに正規化されているものとする。
【００８０】
まず、位相回転を行なわない場合を考える。連続するフレーム間で位相が同じ場合の合成ベクトルは、図１４に示されるベクトルＳのようになり、そのベクトルの大きさ|Ｓ|は、以下の式（５１）で表わされる。
【数５１】
2018156108.tif 000053
【００８１】
一方、正規乱数により位相回転を行なう場合、連続するフレーム間位相差がφとなる場合の合成ベクトルは、図１３に示されるベクトルＳ´のようになる。そのベクトルの大きさ|Ｓ´|は、以下の式（５２）で表わされる。
【数５２】
2018156108.tif 000054
【００８２】
さて、ここで、期待値Ｅ(|Ｓ´|2)を求めると、以下の式（５３）のようになる。
【数５３】
2018156108.tif 000055
【００８３】
正規乱数の場合φの発生確率が正規分布により決定される。そのため、正規乱数による位相回転を実施した場合のパワー期待値を求めるには、φの発生確率に基づいた重み付けが行なわれる必要がある。
【００８４】
具体的には、φの発生確率に基づいた、重み関数f(φ)を導入する。その重み関数f(φ)により、cos(φ)は、重みづけされる。さらに、重み付け関数f(φ)の積分値で正規化することにより、パワー期待値を求めることができる。
【００８５】
正規乱数による位相回転を行った場合の出力パワー期待値Ｅ(Ｓ´2)は、一様正規乱数の出力パワー期待値である式（５３）に、重み付け関数f(φ)およびその積分値を導入することで、以下の式（５４）のように表現される。
【数５４】
2018156108.tif 000056
【００８６】
重み関数f(φ)は、正規分布により表現できるので、以下の式（５５）が成立する。
【数５５】
2018156108.tif 000057
ここで、σは分散をμは平均を表している。
【００８７】
例えば、平均値μ＝０，分散σ＝１の標準正規分布では、以下の式（５６）となるので、これを式（５４）に代入すると、式（５７）のようになる。
【数５６】
2018156108.tif 000058
【数５７】
2018156108.tif 000059
【００８８】
ここで、式（５７）の右辺、第２項を数値計算すると、式（５８）が成立するので、位相の回転をしない場合の、Ｅ(|Ｓ2|)との比は、式（５９）で表わされる。
【数５８】
2018156108.tif 000060
【数５９】
2018156108.tif 000061
補正量算出部８８１は、位相を標準正規分布の正規乱数で回転させる場合、振幅補正部８８２に補正係数をsqrt(1/0.805)として、伝達する。位相制御部２０２は、位相回転を全ての周波数に対して行ってもよいし、一部の周波数に対して行ってもよい。振幅制御部７０８は、振幅補正を、位相回転が行なわれた周波数に対してのみ行なう。よって、位相回転を行なわない周波数の補正係数は、1.0とする。位相回転を行った周波数の補正係数のみ導出した値とする。
【００８９】
なお、全ての位相回転特性が正規分布で完全に表現できるわけではないが、正規分布で近似することによって、上記の補正量計算法を適用することができる。そのためには、変化量生成部２０３の発生する変化量の値と出現頻度に基づく統計をとり、式（５５）の正規分布における平均値μと分散σを求める必要がある。続いて、式（５５）から式（５９）までの計算を行って、その逆数の平方根として補正係数を求める。
【００９０】
以上のように、本実施形態に係る雑音抑圧装置７００は、位相スペクトルを制御することによる出力信号レベルへの影響を振幅制御部７０８により取り除くことができる。そのため、雑音抑圧装置７００は、高品質な強調信号を得ることができる。
【００９１】
（第５実施形態）
本発明の第５実施形態にかかる雑音抑圧装置１５００について、図１５を用いて説明する。本実施形態では、振幅制御部７０８を備えている点で、第３実施形態の構成と異なる。振幅制御部７０８以外の構成については、第３実施形態と同様であり、振幅制御部７０８は、第４実施形態と同様であるため、同じ構成については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
【００９２】
本実施形態によれば、劣化信号振幅スペクトルまたはそれから求めた値を用いて、劣化信号位相スペクトルを回転または置換することで、位相由来の雑音を効率的に抑圧でき、かつ、振幅制御により、位相制御に伴う出力レベルの低下を抑制できる。
【００９３】
（第６実施形態）
本発明の第６実施形態に係る雑音抑圧装置１６００について、図１６を用いて説明する。本実施形態では、位相の回転量の上限を制限する点で第２実施形態と異なる。それ以外の構成および動作については第２実施形態と同様であるためここでは詳しい説明を省略する。
【００９４】
図１６は、本実施形態に係る雑音抑圧装置１６００の構成を示すブロック図である。図１６に示すように、本実施形態における雑音抑圧装置１６００は、第２実施形態で説明した変化量生成部２０３と位相制御部２０２に加え、変化量制限部１６０１を含む。変化量生成部２０３は、変化量制限部１６０１からの制限を受けつつ、劣化信号位相スペクトルの変化量を生成し、位相制御部２０２に供給する。
【００９５】
変化量制限部１６０１は、変化量生成部２０３によって生成される回転量を一定範囲内に制限する。つまり、変化量制限部１６０１は、φの分布を、０〜２πから任意の範囲に制限する。例えば、変化量制限部１６０１は、φの分布を、０〜π／２のように制限する。これにより、強調信号位相スペクトルに劣化信号位相スペクトルの特徴がある程度残ることになる。完全に位相をランダムに回転させる場合に比較し、劣化信号の特徴がある程度保持されるため、目的音への影響が少なくなる。そのため、目的音の歪が軽減される。
【００９６】
本実施形態に係る本発明は、第２実施形態の効果に加えて、位相の回転量を制限することにより、目的音の劣化を低減させることができる。
【００９７】
（第７実施形態）
本発明の第７実施形態について、図１７を用いて説明する。本実施形態に係る本発明は、位相成分を遅延させ、フレーム間での位相成分の差分を求めた上でそこから補正量を算出する点で第４実施形態と異なる。つまり、振幅制御部１７０８の内部構成において第２実施形態と異なる。他の構成および動作は第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【００９８】
図１７は、本実施形態における振幅制御部１７０８の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、本実施形態における位相制御部２０２は、回転後の位相を振幅制御部１７０８に供給する。また振幅制御部１７０８は、位相成分遅延部１７８１、補正量算出部１７８２および振幅補正部８８２を含む。
【００９９】
位相成分遅延部１７８１は、位相制御部２０２から供給された強調信号位相スペクトルを１フレーム分保持し、補正量算出部１７８２に供給する。
【０１００】
補正量算出部１７８２は位相成分遅延部１７８１からの１フレーム前の強調信号位相スペクトルと位相制御部２０２からの現在の強調信号位相スペクトルから振幅補正量を算出し、振幅補正部８８２に伝達する。
【０１０１】
本実施形態によれば、第２実施形態の効果に加えて、位相の変化量から数学的に出力レベルの期待値を導出できない場合でも出力レベルを補正することができる。
【０１０２】
補正量算出部１７８２は、前フレームと現フレームの強調信号位相スペクトルから各周波数で合成ベクトルの大きさを求め、その大きさから補正係数を決定する。前フレームの位相をα，現フレームの位相をβとすると、その合成ベクトルの大きさ|Ｓ´|は、以下の式（６０）で表わされる。
【数６０】
2018156108.tif 000062
【０１０３】
連続するフレームで位相が一致する場合の合成ベクトルの大きさ|Ｓ|は、式（５１）において既に導出しているように|Ｓ|＝２である。よって、振幅補正量は、以下の式（６１）で表わされる。
【数６１】
2018156108.tif 000063
【０１０４】
本実施形態は、この値を、振幅制御部１７０８に供給し、強調信号振幅スペクトルを補正することで、出力レベルの低下を解消することができる。本実施形態において、位相回転部以外の構成および動作については、第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【０１０５】
（第８実施形態）
本発明の第８実施形態について、図１８を用いて説明する。図１８は、本実施形態に係る位相制御部２０２および振幅制御部１８０８の構成を示すブロック図である。
【０１０６】
本実施形態に係る本発明は、入出力比算出部１８８１を含む点で、図８（第４実施形態）と異なる。入出力比算出部１８８１は、入力端子２０６からの劣化信号および逆変換部２０４からの強調信号を受け取り、その入出力レベル比を算出する。入出力比算出部１８８１は、入出力レベル比を補正量算出部１８８２に供給する。補正量算出部１８８２は、強調信号のレベルが劣化信号と同等になるように、補正量を算出する。振幅補正部８８２は、算出された補正量により強調信号振幅スペクトルを補正する。
【０１０７】
入出力比算出部１８８１は、劣化信号と強調信号の時間領域信号から、そのレベルの比を求める。
【０１０８】
第ｎフレームの劣化信号yn(t)と第ｎフレームの強調信号xn(t)のレベル比Rは、以下の式（６２）で表わされる。ここで、tはサンプル時間を示す。Ｌはフーリエ変換のフレーム長を示す。
【数６２】
2018156108.tif 000064
【０１０９】
補正量算出部１８８２は、この比の値Rと位相回転を行った周波数成分の数により、振幅補正量Ｇを求める。時間領域信号が変換部によりＮ個の周波数成分に分割され、そのうちＭ個の位相スペクトルに対し、位相回転を行った場合、振幅補正量Ｇは、以下の式（６３）のように求められる。
【数６３】
2018156108.tif 000065
【０１１０】
また、振幅補正部８８２は、変化量生成部２０３から伝達された位相回転の有無の情報より、位相回転が行なわれた周波数のみで振幅補正を行なう。本実施形態において、入出力比算出部１８８１および補正量算出部１８８２以外の構成および動作については、第４実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【０１１１】
本実施形態に係る本発明は、時間領域の信号から補正係数を求めているため、位相回転量がいかなる方法で決定されても、出力レベルを補正できる。
【０１１２】
（第９実施形態）
本発明の第９実施形態について、図１９を用いて説明する。図１９は、本実施形態に係る振幅制御部１９０８の構成を示すブロック図である。図１９に示すように、本実施形態における振幅制御部１９０８は、第８実施形態に含まれる入出力比算出部１８８１に加え、平均化処理部１９８１を含む。平均化処理部１９８１以外の構成および動作については、第８実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【０１１３】
平均化処理部１９８１は、入力端子２０６から劣化信号を受け取り、平均化処理を施した上で、その平均値を入出力比算出部１８８１に供給する。また、平均化処理部１９８１は逆変換部２０４から強調信号を受け取り、平均化処理を施した上で、その平均値を入出力比算出部１８８１に供給する。入出力比算出部１８８１は平均化処理部１９８１から劣化信号および強調信号の平均値を受け取り、そのレベル比を算出する。
【０１１４】
平均化処理部１９８１は、任意の時間長で劣化信号および強調信号のレベルを平均化する。具体的には、平均化処理部１９８１は、移動平均や漏れ積分などを用いて劣化信号および強調信号のレベルを平均化する。
【０１１５】
本実施形態に係る本発明は、第８実施形態の効果に加えて、平均化されたレベルを使用するため、補正量の変動が抑制され、出力信号の品質向上が実現できる。
【０１１６】
（第１０実施形態）
本発明の第１０実施形態について、図２０および図２１を用いて説明する。図２０は、本実施形態に係る雑音抑圧装置２０００の構成を示す図である。本実施形態に係る雑音抑圧装置２０００は、第２実施形態の図２の構成に加え、振幅成分遅延部２０１１、位相成分遅延部２０１２および逆変換部２０１３を含む。また、振幅制御部２００８の内部構成にも差異がある。本実施形態において、振幅成分遅延部２０１１、位相成分遅延部２０１２および振幅制御部２００８以外の動作については、第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【０１１７】
入力端子２０６に供給された劣化信号２１０は、変換部２０１と振幅制御部２００８に供給される。変換部２０１は、劣化信号振幅スペクトル２３０を振幅成分遅延部２０１１および逆変換部２０１３に供給する。また、変換部２０１は、劣化信号位相スペクトル２２０を位相制御部２０２および変化量生成部２０３に供給する。位相制御部２０２は、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０を、変化量生成部２０３で生成された変化量を用いて制御し、強調信号位相スペクトルとして逆変換部２０１３および位相成分遅延部２０１２に供給する。また、変化量生成部２０３は、各周波数における位相回転の有無を、振幅制御部２００８へ伝達する。
【０１１８】
逆変換部２０１３は、変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトル２３０と位相制御部２０２から供給される劣化信号位相スペクトルを用いて、位相回転によるレベル低下の生じた信号を振幅制御部２００８に伝達する。
【０１１９】
振幅成分遅延部２０１１は、変換部２０１からの劣化信号振幅スペクトル２３０を遅延させ、振幅制御部２００８に供給する。
【０１２０】
位相成分遅延部２０１２は、位相制御部２０２からの強調信号位相スペクトルを遅延させ、逆変換部２０４に供給する。振幅制御部２００８は、逆変換部２０１３の出力と劣化信号２１０とを用いて、振幅成分遅延部２０１１から供給される劣化信号振幅スペクトルから補正振幅スペクトル２５０を生成する。
【０１２１】
逆変換部２０４は、位相制御部２０２から位相成分遅延部２０１２を介して供給された、強調信号位相スペクトル２４０と、振幅制御部２００８から供給された補正振幅スペクトル２５０とを合成して逆変換を行い、強調信号として、出力端子２０７に供給する。
【０１２２】
劣化信号位相スペクトル２２０は、位相制御部２０２で制御され、逆変換部２０１３において時間領域の信号に変換される。振幅制御部２００８は、その信号と劣化信号２１０とを用いて、位相回転によるレベルの変動量を求める。
【０１２３】
この変動量は位相制御部２０２による回転処理のみの変動である。そのため、振幅制御部２００８は、位相の回転によるレベル変動を正確に捉えることができる。振幅制御部２００８は、このレベル比を用いて振幅補正を行なうが、求まるレベル比は１フレーム前のものである。そこで、振幅成分遅延部２０１１と位相成分遅延部２０１２を導入し、１フレーム前の周波数成分に対して、振幅制御部２００８において振幅補正を行なう。
【０１２４】
図２１は、本実施形態に係る位相制御部２０２および振幅制御部２００８の内部構成を説明するためのブロック図である。入出力比算出部２１８１は、入力端子２０６から供給される劣化信号と逆変換部２０１３から供給される、位相回転によるレベル低下分を含んだ信号から、レベル比を算出し、補正量算出部２１８２に供給する。
【０１２５】
補正量算出部２１８２は、変化量生成部２０３から各周波数における位相回転の有無の情報を受け取り、振幅補正量を算出する。振幅補正部８８２は、その振幅補正量に基づいて、強調信号振幅スペクトルを各周波数で補正し、逆変換部２０４へ供給する。
【０１２６】
本実施形態に係る雑音抑圧装置２０００は、第８実施形態の効果に加え、第８実施形態および第９実施形態では不可避だった入出力比の遅延を回避でき、より正確な出力レベルの補正を実現できる。
【０１２７】
（第１１実施形態）
本発明の第１１実施形態について、図２２を用いて説明する。図２２に示すように、本実施形態に係る雑音抑圧装置２２００は、第４実施形態の構成に加え、フレームオーバーラップ制御部２２０８を含む。フレームオーバーラップ制御部２２０８は、変換部２０１および逆変換部２０４において、フレーム分割、合成されるときのオーバーラップ率の制御を行なう。フレームオーバーラップ制御部２２０８は、そのオーバーラップ率を振幅制御部７０８に供給する。既に説明したとおり、位相回転によるレベル低下はオーバーラップによって生じる。このレベル低下量はオーバーラップ率により変化し、オーバーラップ率が大きくなるほど、低下量も大きくなる。よって、オーバーラップ率が変化した場合には、振幅補正量を制御する必要がある。具体的には、オーバーラップ率５０％の場合の振幅補正量Ｇを基準に補正量を求める。
【０１２８】
オーバーラップ率が０％のとき振幅補正は必要ない。また、オーバーラップ率５０％のとき振幅補正量はＧである。そこで、フレーム長Ｌとオーバーラップ長Ｑの比を用いて、以下の式（６４）のようになる。ここで、Ｇ´はオーバーラップ率による補正を行った振幅補正量である。
【数６４】
2018156108.tif 000066
例えば、オーバーラップ率５０％の場合は、Ｑ＝Ｌ／２であるので、以下の式（６５）が成立する。オーバーラップ率２５％の場合には、Ｑ＝Ｌ／４より以下の式（６６）が成立する。
【数６５】
2018156108.tif 000067
【数６６】
2018156108.tif 000068
【０１２９】
振幅制御部７０８は、式（６４）に基づき、位相制御部２０２から伝達された補正係数を補正し、強調信号振幅スペクトルを補正する。本実施形態において、フレームオーバーラップ制御部２２０８以外の構成および動作については、第４実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
【０１３０】
本実施形態に係る雑音抑圧装置２２００は、第４実施形態の効果に加えて、フレームのオーバーラップ率を自由に設定できる。
【０１３１】
（他の実施形態）
以上説明してきた第１乃至第１１実施形態では、それぞれ別々の特徴を持つ雑音抑圧装置について説明したが、それらの特徴を如何様に組み合わせた雑音抑圧装置も、本発明の範疇に含まれる。
【０１３２】
また、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用してもよいし、単体の装置に適用してもよい。さらに、本発明は、実施形態の機能を実現するソフトウェアの信号処理プログラムが、システムあるいは装置に直接あるいは遠隔から供給される場合にも適用可能である。したがって、本発明の機能をコンピュータで実現するために、コンピュータにインストールされるプログラム、あるいはそのプログラムを格納した媒体、そのプログラムをダウンロードさせるＷＷＷサーバも、本発明の範疇に含まれる。
【０１３３】
図２３は、第１実施形態を信号処理プログラムにより構成する場合に、その信号処理プログラムを実行するコンピュータ２３００の構成図である。コンピュータ２３００は、入力部２３０１と、ＣＰＵ２３０２と、出力部２３０３と、メモリ２３０４とを含む。
【０１３４】
ＣＰＵ２３０２は、信号処理プログラムを読み込むことにより、コンピュータ２３００の動作を制御する。すなわち、ＣＰＵ２３０２は、メモリ２３０４に格納された信号処理プログラムを実行し、第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および振幅成分またはパワー成分に変換する（Ｓ２３１１）。次に、ＣＰＵ２３０２は、位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の位相成分の変化量を生成する（Ｓ２３１２）。生成された変化量に応じて、ＣＰＵ２３０２は、位相成分を制御する（Ｓ２３１３）。ＣＰＵ２３０２は、ステップＳ２３１３により制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する（Ｓ２３１４）。
【０１３５】
これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。なお、第２〜第１１実施形態についても同様であり、それらの実施形態の機能を実現する信号処理プログラムをＣＰＵが実行することにより構成されたシステムも本発明の範疇に含まれる。
【図１】
2018156108.tif 000069
【図２】
2018156108.tif 000070
【図３】
2018156108.tif 000071
【図４】
2018156108.tif 000072
【図５】
2018156108.tif 000073
【図６】
2018156108.tif 000074
【図７】
2018156108.tif 000075
【図８】
2018156108.tif 000076
【図９】
2018156108.tif 000077
【図１０】
2018156108.tif 000078
【図１１】
2018156108.tif 000079
【図１２】
2018156108.tif 000080
【図１３】
2018156108.tif 000081
【図１４】
2018156108.tif 000082
【図１５】
2018156108.tif 000083
【図１６】
2018156108.tif 000084
【図１７】
2018156108.tif 000085
【図１８】
2018156108.tif 000086
【図１９】
2018156108.tif 000087
【図２０】
2018156108.tif 000088
【図２１】
2018156108.tif 000089
【図２２】
2018156108.tif 000090
【図２３】
2018156108.tif 000091