(57)【要約】【課題】永久磁石同期モータのインダクタンス同定演算時に発生する、界磁軸電流および界磁軸指令電圧変動による同定演算誤差を低減することができるモータ制御装置を実現する。【解決手段】本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータ１０１の界磁軸電流指令Ｉｄ＊に直流指令を与え、ロータを所定の位置に停止させた後、重畳同定手段１１０にて、回転座標系で表した電圧方程式により電機子巻線抵抗Ｒａを同定し、さらに界磁軸インダクタンスＬｄを同定するため、同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇを重畳する。重畳時の応答から脈動評価関数によりサンプリング誤差の小さい直流期間を決定し、このときの同定用電流信号をセットした状態で電流サンプリングを行い、電圧方程式の微分項を微少時間Ｔsで数値微分する式に変換した演算式と同定した電機子巻線抵抗Ｒａとを用いて、界磁軸インダクタンスＬｄを同定する。【選択図】図１
2018186640.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石同期モータの電機子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、前記永久磁石同期モータをインバータ駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記永久磁石同期モータの界磁軸に対して同定用電流信号を重畳し、前記同定用電流信号を重畳したときに生ずる電流変動が所定値以下となるように制御し、前記界磁軸上での前記同定用電流信号が重畳された合成電流値を検出し、前記合成電流値から重畳前の基本電流値を減じた補正電流値とモータ電圧方程式とを用いて前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定する重畳同定手段を備え、前記ベクトル制御部は、前記電流検出部の電流サンプリング時間を前記同定用電流信号に起因する電流脈動周期に基づいて設定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記電流サンプリング時間を前記電流脈動周期の１／２以下に設定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記同定用電流信号は、正弦波をリミット値で制限したリミット正弦波であり、前記重畳同定手段は、前記リミット値を所定の脈動評価関数を用いて算出することを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置の制御方法。
【請求項４】
前記脈動評価関数は、前記同定用電流信号を重畳したときのモータインダクタンスによる電流遅れ時間および前記電流脈動が所定値に収束するまでの電流脈動期間によって、前記正弦波のリミット値を決定し、前記同定用電流信号の直流期間を制御することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置の制御方法。
【請求項５】
前記電流遅れ時間は、前記同定用電流信号を重畳開始したときの前記電流検出部が検出した初めの電流サンプリング点から、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に初めて交差した電流サンプリング点までの、サンプリング回数によって算出されることを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置の制御方法。
【請求項６】
前記電流脈動期間は、前記同定用電流信号を重畳したときに、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に初めて交差した電流サンプリング点から、前記電流検出部が検出した電流値と前記同定用電流信号の電流指令値との偏差が所定値以下となるまでのサンプリング回数によって算出されることを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置の制御方法。
【請求項７】
前記電流サンプリング時間は、前記同定用電流信号を重畳したときに、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に交差した電流サンプリング点から、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に次に交差する電流サンプリング点までのサンプリング回数によって、前記電流脈動周期の１／２以下の時間に更新されることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は永久磁石同期モータのモータ制御装置に関し、特にモータ定数の自動計測技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期モータは、ベクトル制御することによって、制御性能の向上および運転時の電力損失を低減させることができる。ベクトル制御におけるｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧の関係を表わす電圧方程式は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、インダクタンスおよび誘起電圧定数によって構成されている。近年、位置センサを用いずに、ｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧を用いて電機子の位置および速度推定を行うセンサレス方式が多く採用されている。この方式においては、電圧方程式に基づいて電機子の位置および速度推定が行われるため、モータ定数の誤差が、永久磁石同期モータの動作の応答性の低下や脱調の顕著な原因となる。
【０００３】
従来のモータ制御においては、モータ定数としてある一定の仕様値を用いるため、実際のモータ定数と誤差を生じることがある。これを解決する方法の一つとして、永久磁石同期モータの停止時に、モータ定数を同定し、同定結果を電圧方程式に反映する技術が提案されている。
【０００４】
この種の永久磁石同期モータ定数を自動計測する代表的な技術は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスおよび誘起電圧定数を停止中または運転中に自動計測するものである(例えば、特許文献１)。
【０００５】
また、永久磁石同期モータ定数のｄ軸インダクタンス自動計測方法の一つとして、ｄ軸電流に同定用の矩形波電流を重畳し、微小時間あたりの電流振幅の差分を利用して、ｄ軸インダクタンスを同定する方法が開示されている(例えば、非特許文献１)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１８２８８１号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】森本茂雄他  著「パラメータ同定機能を持つ永久磁石同期モータの位置・速度センサレス制御システム」、電学論Ｄ、１２６、６、ｐｐ．７４８−７５５（２００６−６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、非特許文献１に記載された技術は、モータ停止時のインダクタンス計測時に同定用電流信号に矩形波電流を用いる方法である。この方法によれば、過渡変化前後で同期して電流サンプルが採取されると、インダクタンス演算式で用いられる電流差分値が小さくなるため、同定誤差が増加するという課題があった。そのため、非特許文献１に記載された技術においては、過渡変化前後で電流サンプリングの間引きを行うことによって、上記課題に対する対策を行っている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータの電機子電
流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、前記永久磁石同期モータをインバータ駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記永久磁石同期モータの界磁軸に対して同定用電流信号を重畳し、前記同定用電流信号を重畳したときに生ずる電流変動が所定値以下となるように制御し、前記界磁軸上での前記同定用電流信号が重畳された合成電流値を検出し、前記合成電流値から重畳前の基本電流値を減じた補正電流値とモータ電圧方程式とを用いて前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定する重畳同定手段を備え、前記ベクトル制御部は、前記電流検出部の電流サンプリング時間を前記同定用電流信号に起因する電流脈動周期に基づいて設定することを特徴とするものである。
【００１０】
上記構成によって、モータインダクタンス同定時の直流期間を制御し、電流指令値と検出電流の偏差が小さい定常時に電流サンプリングを行うことで、過渡変化中の間引き処理を行い、検出電流によるｄ軸インダクタンスの演算誤差を小さくすることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のモータ制御装置は、モータロータの停止時において、同定用電流信号を重畳したときに生ずる電流変動が所定値以下となるように同定用電流信号の直流期間を制御し、検出電流および電流指令値の電流偏差が最小となる点で電流サンプリングを行うことによって、同定演算式である電圧方程式のパラメータ誤差を低減でき、モータインダクタンスを精度よく同定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のモータ定数自動計測処理のフローチャート
【図３】本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の電流遅れ時間と直流期間の関係（脈動評価関数）を示す図
【図４】（ａ）本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の直流期間制御時の電流遅れ時間が長い時のモータ定数同定用信号電流波形図、（ｂ）本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の直流期間制御時の電流遅れ時間が短い時のモータ定数同定用信号電流波形図
【図５】本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の電流遅れ時間と脈動周期検出および電流サンプリングを示した図
【図６】本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の１次遅れ系モータモデルの電流制御系ブロック図
【図７】本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の電流遅れ時間と脈動周期検出および電流サンプリング処理のフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１３】
第１の発明は、永久磁石同期モータの電機子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、前記永久磁石同期モータをインバータ駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記永久磁石同期モータの界磁軸に対して同定用電流信号を重畳し、前記同定用電流信号を重畳したときに生ずる電流変動が所定値以下となるように制御し、前記界磁軸上での前記同定用電流信号が重畳された合成電流値を検出し、前記合成電流値から重畳前の基本電流値を減じた補正電流値とモータ電圧方程式とを用いて前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを
同定する重畳同定手段を備え、前記ベクトル制御部は、前記電流検出部の電流サンプリング時間を前記同定用電流信号に起因する電流脈動周期に基づいて設定するモータ制御装置である。
【００１４】
これによって、界磁軸に関するモータ定数を高精度に同定することができるモータ制御装置を提供することができる。
【００１５】
第２の発明は、特に、第１の発明において、前記電流サンプリング時間を前記電流脈動周期の１／２以下に設定するものである。この構成によって、同定処理時間の短縮を図りつつ、モータ定数を高精度に同定することができる。
【００１６】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、前記同定用電流信号は、正弦波をリミット値で制限したリミット正弦波であり、前記重畳同定手段は、前記リミット値を所定の脈動評価関数を用いて算出するものである。この構成によって、電流指令値と検出電流の偏差が小さい定常時に電流サンプリングを行うことで、過渡変化中の間引き処理を行うことができる。これによって、検出電流によるｄ軸インダクタンスの演算誤差を小さくすることができ、モータ定数を高精度に同定することができる。
【００１７】
第４の発明は、特に、第３の発明において、前記脈動評価関数は、前記同定用電流信号を重畳したときのモータインダクタンスによる電流遅れ時間および前記電流脈動が所定値に収束するまでの電流脈動期間によって、前記正弦波のリミット値を決定し、前記同定用電流信号の直流期間を制御するものである。この構成によって、電流遅れ時間および電流脈動期間に応じて適切な電流サンプリングを行うことができる。これによって、高精度かつ効率的にモータ定数の同定を行うことができる。
【００１８】
第５の発明は、特に、第４の発明において、前記電流遅れ時間は、前記同定用電流信号を重畳開始したときの前記電流検出部が検出した初めの電流サンプリング点から、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に初めて交差した電流サンプリング点までの、サンプリング回数によって算出されるものである。この構成によって、電流遅れ時間を合理的かつ適切に設定することができ、高精度かつ効率的にモータ定数の同定を行うことができる。
【００１９】
第６の発明は、特に、第４の発明において、前記電流脈動期間は、前記同定用電流信号を重畳したときに、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に初めて交差した電流サンプリング点から、前記電流検出部が検出した電流値と前記同定用電流信号の電流指令値との偏差が所定値以下となるまでのサンプリング回数によって算出されるものである。この構成によって、電流脈動期間を合理的かつ適切に設定することができ、高精度かつ効率的にモータ定数の同定を行うことができる。
【００２０】
第７の発明は、特に、第２の発明において、前記電流サンプリング時間は、前記同定用電流信号を重畳したときに、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に交差した電流サンプリング点から、前記電流検出部が検出した電流値が前記同定用電流信号の電流指令値に次に交差する電流サンプリング点までのサンプリング回数によって、前記電流脈動周期の１／２以下の時間に更新されるものである。この構成によって、必要かつ十分な時間で電流サンプリングを効率的に行うことができる。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図である。図１に示されるように、モータ制御装置１００は、永久磁石同期モータ１０１をインバータ駆動するインバータ制御部１０９と、永久磁石同期モータ１０１の三相巻線に流れる電機子電流を検出する３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ（電流検出部）と、三相二相変換手段１０３、モータロータ位置・速度推定手段１０４、二相三相変換手段１０８、電流制御手段１０７、速度制御手段１０６からなり、永久磁石同期モータ１０１の回転速度および出力トルクを制御するベクトル制御部（１０３〜１０８）と、重畳同定手段１１０とを備えている。
【００２３】
インバータ制御部１０９は、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を用いて、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の三相交流電圧を出力するスイッチング回路である。インバータ制御部１０９は、スイッチング素子のゲートに接続されたマイクロコンピュータなどの制御アプリケーションから駆動信号を受け、順序よくオンオフすることによって、印加されている直流電圧（図示せず）を三相の交流電圧に変換し、制御対象である永久磁石同期モータ１０１を駆動する。マイクロコンピュータには、永久磁石同期モータ１０１を駆動するための周辺回路部が搭載されており、それらの周辺回路部の一つであるＡＤ変換部によって、インバータ制御部１０９は、３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃによって得られた三相の検出電流を用いてフィードバック制御を行う。
【００２４】
本実施の形態においては、ホール素子のような位置センサを用いることなく、ｄｑ軸座標の電流、電圧および永久磁石同期モータ１０１が有するパラメータを使用してロータ位置と速度を推定する、いわゆるセンサレス制御を行うことを想定している。センサレスベクトル制御の分野においてはγδ軸と表記される事もあるが、本実施の形態の以下の記載においては、ｄｑ軸の表記とγδ軸の表記を区別せずに用いる。
【００２５】
永久磁石同期モータ１０１の駆動時におけるベクトル制御部の動作の概要を説明する。図１に示されるように、外部より与えられる目標回転数ω＊の情報に基づいて、速度制御手段１０６によりｄｑ軸における電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊がそれぞれ作成される。ここで、モータロータの界磁方向をｄ軸（界磁軸）、ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする。
【００２６】
電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃによって得られた相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、三相二相変換手段１０３によりｄｑ座標上の検出電流Ｉｄ、Ｉｑに変換される。検出電流Ｉｄ、Ｉｑと、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊との偏差に基づき、電流制御手段１０７は、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を作成する。電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づき、二相三相変換手段１０８が出力デューティを決定し、インバータ制御部１０９が出力デューティに基づいた３相交流電圧を永久磁石同期モータ１０１に出力する。このようにして、永久磁石同期モータ１０１は、実回転数ωが目標回転数ω＊に追従するように制御が行われる。
【００２７】
次に、重畳同定手段１１０の動作について説明する。図２は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のモータ定数自動計測処理のフローチャートである。この処理は、重畳同定手段１１０が永久磁石同期モータ１０１のモータ定数を求めるためのアプリケーションとして行うものである。図２に示される同定処理は、永久磁石同期モータ１０１の起動命令が与えられた場合に行うことができる。当該同定処理で求められたモータ定数を用いて、永久磁石同期モータ１０１の駆動を行うことができる。この同定処理によって同定されるモータ定数は、ｄ軸インダクタンスＬｄ、および電機子巻線抵抗Ｒａである。
【００２８】
重畳同定手段１１０は、図２に示す処理を開始すると、まず、永久磁石同期モータ１０１のモータロータが静止した状態でモータ定数の同定を行うために、モータロータを所定位置に引き込んで固定する位置決め動作を行う。重畳同定手段１１０は、モータロータの位置決めを行うために、永久磁石同期モータ１０１の回転座標系の界磁軸であるｄ軸に電
流指令を与える（Ｓ１００）。与える電流指令として、所定の直流電流指令Ｉｄ＊を設定し、ｑ軸の電流指令Ｉｑ＊をゼロに設定する。そして、同定処理の実行期間中は、モータロータが動かないように、これらの電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を保持する。なお、このときの電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の設定は、重畳同定手段１１０が行うようにしているが、速度制御手段１０６が行うようにしてもよい。
【００２９】
例えば、Ｕ相にＩａ、Ｖ相に−Ｉａ／２、Ｗ相に−Ｉａ／２の直流が流れるように電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を設定すると、電機子巻線のＵ相の位置をθ＝０の基準位置として扱うことができる。もちろん、モータロータを固定する位置は特に限定されない。
【００３０】
以上の処理によってモータロータの位置決めが完了すると（Ｓ１０１）、電機子巻線抵抗Ｒａ（相抵抗）の同定が開始される（Ｓ１０２）。
【００３１】
一般的に、永久磁石同期モータの電圧方程式は下記の式（１）によって与えられる。式（１）において、Ｒａは電機子巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωは回転数、Ψａは永久磁石による磁束鎖交数、ｐは微分演算子を表す。なお、以下の記述において、大文字Ｉで表記された電流は直流電流、または交流電流が重畳された直流電流を示し、小文字ｉで表記された電流は交流電流を示している。また、大文字Ｖで表記された電圧は直流電圧を示し、小文字ｖで表記された電圧は交流電圧を示している。
【数１】
2018186640.tif 000003
【００３２】
本実施の形態においては、モータ定数を同定する処理の期間中、直流電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊が印加され、モータロータが静止状態であるため、ω＝０である。また、電流制御手段１０７により電圧指令Ｖｄ＊が作成されるので、式（１）のｄ軸における電圧方程式は、下記の式（２）で表される。この式（２）によって、重畳同定手段１１０は、電機子巻線抵抗Ｒａを求めることができる（Ｓ１０３）。
【数２】
2018186640.tif 000004
【００３３】
電機子巻線抵抗Ｒａの同定が終了すると（Ｓ１０４）、重畳同定手段１１０は、ｄ軸の直流電流指令Ｉｄ＊を印加したまま、重畳同定信号の重畳を開始する（Ｓ１０５）。すなわち、図１に示されるように、ｄ軸の直流電流指令Ｉｄ＊と検出電流Ｉｄとの偏差に、モータ定数を同定するための同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇを重畳する。そして、それらの同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇを重畳した形の電流指令を電流制御手段１０７に与える。同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇは、矩形波電流信号である。
【００３４】
重畳同定手段１１０はｄ軸に関して、電流制御手段１０７からｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｄを、それぞれ所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。検出電流Ｉｄは直流電流指令Ｉｄ＊と同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇが合成された値であるので、検出電流Ｉｄから重畳前の基本電流値を減じた補正電流値ｉｄ＿ｈを算出する。
【００３５】
サンプリング周期Ｔｓの設定方法について説明する。同定用電流信号に矩形波電流信号を重畳すると、立上りおよび立下り時の過渡変化が急峻となるとともに、電流脈動が発生する。この矩形波電流信号が重畳されたことに起因する同定用電流信号の電流脈動周期に基づいてサンプリング周期Ｔｓを設定する。これによって、検出したい検出電流Ｉｄの値を精度良く、かつ迅速に検出することができる。例えば、サンプリング周期Ｔｓを、重畳された同定用電流信号に起因する電流脈動周期の１／２以下に設定することにより、同定精度向上と同定処理時間の短縮を両立させることが可能である。
【００３６】
そして、ｄ軸電圧指令の交流成分ｖｄ＊、検出電流補正値ｉｄ＿ｈ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝０）を用いて、ｄ軸インダクタンスＬｄの同定を行う（Ｓ１０６〜Ｓ１０７）。なお、Ｒａは式（２）によって算出された値を用いる。
【００３７】
ｄ軸インダクタンスＬｄの同定方法について電圧方程式を用いて詳しく説明する。式（１）の電圧方程式のｄ軸成分は、下記の式（３）で表される。
【数３】
2018186640.tif 000005
【００３８】
次に、式（３）の電圧方程式を差分方程式に変換して、上記ｄ軸電圧指令の交流成分ｖｄ＊、検出電流補正値ｉｄ＿ｈ、サンプリング周期Ｔｓを代入して整理すると、式（４）で表される。
【数４】
2018186640.tif 000006
【００３９】
本実施の形態においては、モータ定数を同定する処理の期間中、モータロータが静止状態であるためω＝０である。ω＝０を式（４）に代入し、変形して得られる下記の式（５）によって、ｄ軸インダクタンスＬｄを求めることができる。
【数５】
2018186640.tif 000007
【００４０】
ｄ軸インダクタンスＬｄの同定が完了すると（Ｓ１０８）、重畳同定信号の重畳を終了し（Ｓ１０９）、ｄ軸の直流電流指令Ｉｄ＊を終了する（Ｓ１１０）。
【００４１】
以上、本実施の形態についての詳細な説明から明らかなように、本発明のモータ制御装置は次の効果を奏する。本発明のモータ制御装置によれば、永久磁石同期モータの停止時において、ｄ軸のモータ定数を精度良く、かつ迅速に同定することができる。これによって、永久磁石同期モータの動作の応答性を向上させるとともに、脱調等の不具合の発生を防止することができる。
【００４２】
（実施の形態２）
本発明のモータ制御装置の別の実施の形態について説明する。本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の構成は、図１に示される基本構成部分は実施の形態１と同じであるが、図１中の同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇの電流信号波形が実施の形態１とは異なる。実施の形態１においては同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇとして矩形波電流が用いられているが、本実施の形態においては同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇとして正弦波をリミット値で制限した台形波電流が用いられる。
【００４３】
モータ電圧方程式である上記式（１）は検出電流Ｉｄと電流指令Ｉｄ＊との偏差が０のときを理想とした式である。しかしながら、モータ巻線にはインダクタンス成分による電流の時間遅れがある。このため、ＰＩ制御のような閉ループ制御を用いても、過渡変化時においては検出電流Ｉｄと電流指令Ｉｄ＊との偏差が０にはならず、電流の時間遅れによる演算誤差を生ずる。
【００４４】
特に、モータのインダクタンス値が公称のインダクタンス値より大きいとき、過渡変化の時間が増え、電流の時間遅れやオーバーシュートによる演算誤差が顕著となる。したがって、本実施の形態におけるモータ制御装置は、インダクタンス値が異なる個々のモータに応じてロバストかつ精度の高い電流サンプリングを行い、電流の時間遅れによる演算誤差の低減を図っている。
【００４５】
本実施の形態におけるモータ制御装置は、同定用電流信号ｉｄ＿ｓｉｇにおいて、ベース信号となる正弦波と正弦波のリミット値の間に電流指令Ｉｄ＊を設け、図３に示されるように、直流期間を制御できる状態とし、直流期間を設定後、電流サンプリングを行う。
【００４６】
図４は、本実施の形態におけるモータ制御装置のモータ定数同定用信号電流波形図である。図４（ａ）は、直流期間制御時の電流遅れ時間が長い時のモータ定数同定用信号の電流波形を示し、図４（ｂ）は、電流遅れ時間が短い時の電流波形を示している。
【００４７】
図４（ａ）は、図３におけるＩｄ＊＝Ａの状態を示しており、電流波形は矩形波に近く、直流期間は長く設定され、サンプル待機時間Ｔｗａｉｔは長くなる。電流サンプリング時間は、電流脈動周期Ｔの１／２以下に設定する。図４（ｂ）は、図３におけるＩｄ＊＝Ｂの状態を示しており、電流波形は正弦波に近く、直流期間は短く設定され、サンプル待機時間Ｔｗａｉｔは短くなる。
【００４８】
この際の重畳同定手段１１０の動作について説明する。図６は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の１次遅れ系モータモデルの電流制御系ブロック図である。図７は、脈動評価関数による直流期間の制御について、重畳同定手段１１０が行う処理の流れを示すフローチャートである。なお、電流脈動周期Ｔは１０ｍｓ以上、マイコンのＡＤコンバータは数μｓの高速ＡＤ変換処理が可能であること、を想定している。
【００４９】
図６に示されるように、本実施の形態における１次遅れ系モータモデルの電流制御系２００は、１次遅れ系モータモデル２０４と電流制御部２０５とによるフィードバック制御系として構成されている。１次遅れ系モータモデルの電流制御系２００は、電流目標値Ｉｒｅｆとモータ印加電流Ｉとの偏差が０に近づくようにモータ印加電流Ｉを制御する。
【００５０】
１次遅れ系モータモデル２０４の伝達関数は、モータの等価抵抗Ｒとモータの等価インダクタンスＬとを用いて、１／（Ｒ＋ｓＬ）で表される。モータに過渡電流が流された時の電流遅れ時間は、この値によって表される。なお、ｓは、ラプラス変換の複素数である。
【００５１】
電流制御部２０５は、比例ゲイン部２０１、積分ゲイン部２０２および積分器２０３に
よって、ＰＩ制御器として構成されている。一般によく知られたＰＩ制御器と同じであるので、詳しい説明は省略する。比例ゲイン部２０１によって得られる比例ゲインＫｐおよび積分ゲイン部２０２によって得られる積分ゲインＫｉは、いずれもモータの応答性を調整するパラメータである。
【００５２】
本実施の形態における重畳同定手段１１０では、初期設定として同定用電流信号周期は１００ｍｓとし、ｉｄ＿ｓｉｇのベース信号となる正弦波の振幅はロータ位置決め用のオフセット直流電流値と同じ値とする。また、初期の直流期間は、最大計測可能なインダクタンス値とそのインダクタンス値による電流遅れ時間によって決定する。なお、直流期間の下限は１００ｍｓ、上限は１ｓとする。１ｓ以上に亘る直流電流の印加はモータ発熱が顕著となるため、省エネルギー性と信頼性を考慮し、本実施の形態では実施を制限する。
【００５３】
図７に示されるように、重畳同定手段１１０は、まず、同定用電流の初期周期および初期直流期間を上記の通りに設定し（Ｓ２００）、同定用電流の重畳を開始する（Ｓ２０１）。電流遅れ時間Ｔｄｅｌａｙは、図６に示されるモータ電流制御系の時定数Ｔｔｃと電流指令の更新回数Ｎｒｅｆにより下記式（６）でその関係が表される。
【数６】
2018186640.tif 000008
【００５４】
本実施の形態においては、サンプリング周期Ｔｓ、および重畳開始時の初めの電流サンプリング点から検出電流が電流指令に交差するまでのサンプリング回数によって、近似的に電流遅れ時間Ｔｄｅｌａｙを算出する（Ｓ２０２）。検出電流が電流指令に交差するまでのサンプリング回数としては、検出電流が電流指令に達するひとつ前のサンプルまでの回数Ｎｐｃｒｏｓｓが用いられ、電流遅れ時間Ｔｄｅｌａｙは、検出電流が電流指令の±５％以内であれば下記の式（７）、電流指令の±５％以上であれば式（８）によって計算される。
【数７】
2018186640.tif 000009
【数８】
2018186640.tif 000010
【００５５】
なお、厳密な電流遅れ時間や時定数Ｔｔｃを求めたい場合は、モータモデルの電流制御系を表した図６の伝達関数、下記の式（９）についてステップ応答解析を行い、求めればよい。ただし、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン、ｓはラプラス変換の複素数である。
【数９】
2018186640.tif 000011
【００５６】
電流脈動の電流指令交差回数検知（Ｓ２０３）は、検出電流が電流指令に交差する初回の電流指令交差を基準に行われる。そして、式（７）〜式（８）と同様にサンプリング回数から算出することによって、電流脈動期間Ｔｐｏｓｃが求められる。ただし、電流指令交差回数が０の場合は、同定用電流信号周期を１００ｍｓ加算して、Ｓ２００から再開する。
【００５７】
電流脈動周期Ｔｏｓｃは、前後の電流指令交差間のサンプル回数Ｎｂｃｒｏｓｓを用いて下記の式（１０）で算出される。図５に示されるように、脈動電流のピーク検出値が下記の式（１１）で表される所定の電流偏差｜Ｅ｜を初めて下回ったとき、脈動周期計測を終了する。
【数１０】
2018186640.tif 000012
【数１１】
2018186640.tif 000013
【００５８】
本実施の形態においては、所定の電流偏差｜Ｅ｜は電流指令の±３％とする。ただし、所定の電流偏差｜Ｅ｜まで電流指令交差が１回もない場合は、Ｔｐｏｓｃ＝０とする。電流サンプル時間は電流脈動周期Ｔｏｓｃの１/２以下であることが必要条件である。さらに高精度な脈動周期演算を行うためには、電流サンプル時間は電流脈動周期Ｔｏｓｃの１/１０以下が望ましい。次回同定時に、電流サンプリング周期は計測された電流脈動周期Ｔｏｓｃの１/１０に更新される。
【００５９】
電流脈動の電流指令交差回数検知（Ｓ２０３）の後、次周期の正側の直流期間における直流電流指令値Ｉｄ＊が決定される（Ｓ２０４）。図３は、本実施の形態におけるモータ制御装置の電流遅れ時間と直流期間の関係、すなわち脈動評価関数を示す図である。図３に示されるように、電流遅れ時間と脈動期間の和であるサンプル待機時間Ｔｗａｉｔの増加に対して直流電流指令値Ｉｄ＊を線形に減らす脈動評価関数によって、次周期の正側の直流期間における直流電流指令値Ｉｄ＊は決定される。
【００６０】
次周期の負側の直流期間についても、Ｓ２０２およびＳ２０３と同様に負側の電流遅れ時間の検出（Ｓ２０６）および負側の電流脈動の電流指令交差回数検知（Ｓ２０７）を行い、その結果に基づいて次周期の負側の直流期間における直流電流指令値Ｉｄ＊が決定される（Ｓ２０８）。
【００６１】
直流期間制御用の同定用電流が１周期終了したあと（Ｓ２０９）、正側の直流期間および負側の直流期間の値を用いて、電流サンプル用の同定用電流信号の重畳が開始される（Ｓ２１０）。
【００６２】
電流サンプル待機時間Ｔｗａｉｔは、Ｓ２０２で検出される電流遅れ時間ＴｄｅｌａｙおよびＳ２０３で得られる電流脈動期間Ｔｐｏｓｃとから、下記の式（１２）によって求まる。したがって、図５に示されるように、電流サンプル用の同定用電流信号重畳開始から、電流サンプル待機時間Ｔｗａｉｔが経過するまで（図５中の時点（ａ）〜時点（ｄ））は、同定演算用の電流サンプリングを行わない。
【数１２】
2018186640.tif 000014
【００６３】
重畳同定手段１１０は、電流サンプル待機時間Ｔｗａｉｔ経過後の初めての電流指令交差から、正側電流サンプリングを開始する。電流サンプル待機時間Ｔｗａｉｔ経過後の電流サンプリング期間Ｔｉｓａｍｐｌｅは、電流偏差の下限値｜Ｅｍｉｎ｜を設け、同定精度仕様によって決定される。電流偏差下限値｜Ｅｍｉｎ｜は、例えば±５Ａ定格、１０ｂｉｔのＡＤコンバータのとき、最小分解能は約１０ｍＡであり、原理上ＡＤコンバータの分解能によりモータ定数の同定誤差が必ず発生する。このとき、電流偏差下限値｜Ｅｍｉｎ｜の初期値は１０ｍＡとなる。
【００６４】
所定の電流偏差が電流偏差下限値｜Ｅｍｉｎ｜以下となることをサンプルの有効範囲とし、有効範囲内の検出電流および電圧指令値をランダムにＮ回サンプルする（Ｓ２１３およびＳ２１４）。サンプル回数がＮ回に達すれば、下記の式（１３）および式（１４）によって検出電流の平均値Ｉｄおよび電圧指令値の平均値Ｖｄ＊をそれぞれ演算して（Ｓ２１５）、正側半周期のサンプリングを終了する（Ｓ２１９）。
【数１３】
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【数１４】
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【００６５】
サンプル回数がＮ回に未達のときは、電流偏差下限値｜Ｅｍｉｎ｜をＡＤ分解能だけさらに加算して、サンプルの有効範囲を広くし（Ｓ２１７）、次周期で再度電流サンプリングを行うフラグをセットする（Ｓ２１８）。
【００６６】
次いで、負側の電流サンプリング（Ｓ２２０〜Ｓ２２８）も正側のサンプリング（Ｓ２１１〜Ｓ２１９）と同様にサンプリングを行う。最後に再計測フラグを確認し（Ｓ２２９）、再計測フラグがセットされてなければ電流サンプリング処理を終了する。再計測フラグがセットされていれば、Ｓ２０１〜Ｓ２２８間のフローに従って電流サンプリング処理を再度行う。
【００６７】
なお、ｄ軸インダクタンスＬｄの同定は、実施の形態１と同様に式（５）を用いて演算される。
【００６８】
本実施の形態においては、電流偏差がｍｉｎのときの検出電流値および電圧指令値を使用している。これによって、式（５）における電圧指令値Ｖｄ＊および検出電流補正値ｉｄ＿ｈの誤差は低減され、高精度なｄ軸インダクタンスＬｄの同定演算を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明のモータ制御装置は、同定用電流信号に正弦波をリミット値で制限した台形波お
よび脈動評価関数を用いて、モータインダクタンスの変化に対してロバストかつ高精度に電流サンプリングを行えるため、信頼性の高いモータ定数の同定を実現することができる。また、従来の矩形波電流方式より電流奇倍数高調波が小さく、低雑音な正弦波インバータ駆動のモータ制御装置を提供することができる。よって、インバータ駆動される永久磁石同期モータを有した電気機器に使用されるモータ制御装置等として有用である。
【符号の説明】
【００７０】
１００  モータ制御装置
１０１  永久磁石同期モータ
１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ  電流センサ（電流検出部）
１０３  三相二相変換手段
１０４  モータロータ位置・速度推定手段
１０６  速度制御手段
１０７  電流制御手段
１０８  二相三相変換手段
１０９  インバータ制御部
１１０  重畳同定手段
２００  １次遅れ系モータモデルの電流制御系
２０１  比例ゲイン部
２０２  積分ゲイン部
２０３  積分器
２０４  １次遅れ系モータモデル
２０５  電流制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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