(57)【要約】【課題】ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、位相雑音に起因したサブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制すること。【解決手段】第１の無線通信装置は、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内において送信信号を生成し、有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成した送信信号に付与し、パイロット信号を含む送信信号を送信する。第２の無線通信装置は、受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号を周波数領域の信号に変換し、パイロット信号の周波数成分と、パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成し、第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生する。【選択図】図１
2018186477.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、
前記第１の無線通信装置は、
有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成手段と、
前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成手段により生成した送信信号に付与するパイロット信号付与手段と、
前記パイロット信号付与手段により生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信手段と、
を備え、
前記第２の無線通信装置は、
前記無線周波数の信号を受信する受信手段と、
該受信手段で受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換手段と、
時間／周波数信号変換手段からの出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成手段と、
該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償手段と、
該位相雑音補償手段からの出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生手段と、
を備えたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記パイロット信号付与手段は、前記有効帯域幅の両端またはその一方の周波数成分に対してパイロット信号用のサブキャリアを割り当て、隣接するサブキャリアを含む周辺のサブキャリアを空きサブキャリアとすることを特徴とする、請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記パイロット信号付与手段は、所定の周波数の正弦波信号ないしは複数の所定の周波数の正弦波信号の合成信号の１周期またはその整数倍の長さのサンプリングデータを記憶するメモリと、
該メモリから当該サンプリングデータを所定の間隔で繰り返し読みだすことによって、連続的な前記パイロット信号の時間領域信号を出力するパイロット信号出力手段と、
をさらに備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数ＮＰＮ及び−ＮＰＮ≦ｋ’≦ＮＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数βｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数βｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（１）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成することを特徴とする、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の無線通信装置。
【数１】
2018186477.tif 000009
【請求項５】
前記位相雑音補償手段は、前記パイロット信号及び該パイロット信号の周辺の所定の周波数成分を受信信号から除去する除去手段をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項６】
第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う無線通信方法であって、
前記第１の無線通信装置が、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成ステップと、
前記第１の無線通信装置が、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成ステップにより生成した送信信号に付与するパイロット信号付与ステップと、
前記第１の無線通信装置が、前記パイロット信号付与ステップにより生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信ステップと、
前記第２の無線通信装置が、前記無線周波数の信号を受信する受信ステップと、
前記第２の無線通信装置が、該受信ステップにおいて受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換ステップと、
前記第２の無線通信装置が、時間／周波数信号変換ステップにおける出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成ステップと、
前記第２の無線通信装置が、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償ステップと、
前記第２の無線通信装置が、該位相雑音補償ステップにおける出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。
【０００３】
図１７は、従来の無線局装置の回路構成を示す図である。図１７に示すように、無線局装置６０は、送信部６１、受信部６５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路４１を備える。無線局装置６０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置６０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路４１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に出力される。
【０００４】
図１８は、無線局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１８に示すように、送信部６１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭ（ＮＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔ（ＮＡｎｔは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、図１８において示した通信制御回路４１に接続されている。
【０００５】
送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、図１８における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでの回路の添え字のＮＡｎｔは、無線局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。
【０００６】
図１８に示す構成では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal frequency-division multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力される。
【０００７】
加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。
【０００８】
なお、図１８では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。
【０００９】
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８４０に備えられている送信ウエイト算出回路８４３より取得する。送信ウエイト処理部８４０では、チャネル情報取得回路８４１において、受信部６５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路４１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路４１からの指示に従い、送信ウエイト算出回路８４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。送信ウエイト算出回路８４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに出力する。通信制御回路４１は、無線局装置が基地局である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理する。
【００１０】
なお、本発明の背景技術においては、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。さらにこの場合、送信ウエイトの算出において、無線局装置６０と無線局装置６０の送信部６１及び受信部６５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、無線局装置６０から別の無線局装置６０のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
【００１１】
図１９は、無線局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１９に示すように、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔと、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とは、図１７において示した通信制御回路４１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。
【００１２】
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。
【００１３】
チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【００１４】
受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
【００１５】
ここで、異なる受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路４１が管理する。
【００１６】
また送信部６１と同様に、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔまでを共用し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
【００１７】
さらにこの場合、受信ウエイトの算出において、無線局装置６０と無線局装置６０の送信部６１及び受信部６５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、別の無線局装置６０から自局のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、受信ウエイト算出回路８４７はこの第１左特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
【００１８】
以上説明した上記構成の最大の特徴は、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭや送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで行う送受信ウエイトの乗算処理は、周波数成分ごとに異なるウエイトを用い、これに対応するため時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）するＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔ、周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換するＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを実装するＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には典型的であるが、異なるサブキャリアの信号は相互に直交しており、送信側で所定のサブキャリアに割り当てた信号は他のサブキャリアに漏れこむことなしに、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔによりサブキャリア毎の信号に分離される。この様なサブキャリア間の信号干渉がないことを前提に処理が行われるという特徴を有している。
【００１９】
また、非特許文献１には、上記の構成と異なる構成が示されている。非特許文献１に記載された無線局装置の構成においても、無線局装置の構成は図１７に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１７と異なるのは送信部６１が送信部６２ａに、受信部６５が受信部６６ａに、通信制御回路４１が通信制御回路４２に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１７に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
【００２０】
図２０は、非特許文献１における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２０に示すように、送信部６２ａは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとを備えている。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路４２に接続されている。
【００２１】
送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。ここで、図２０における送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔなどの回路の添え字のＮＡｎｔは、無線局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。図１８との差分は、図１８ではアンテナ系統ごとにＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔが備えられ、アンテナ系統ごとにＩＦＦＴ処理などを行うと共に、送信ウエイトの乗算は周波数領域で行っていた。しかし、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭでは基本的に送信ウエイトを乗算せず、時間領域にて送信ウエイトを乗算するための時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと、これに伴う送信ウエイトの信号処理を行う送信ウエイト処理部７４０が送信ウエイト処理部８４０に変えて実装されている。
【００２２】
非特許文献１における技術では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２ａに入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。
ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。ここでは基本的に送信ウエイトの乗算を行わず、基本的に各信号系列の変調処理等の、無線信号の送信に必要な信号処理を施す。これらの信号処理を行った後、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭに入力される。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭでは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭから入力された周波数領域の信号をＩＦＦＴ処理し、さらにガードインターバルを挿入し、必要に応じて波形成形などの処理を行い、時間領域の信号に変換する。
【００２３】
これらの信号は時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭに入力され、ここでサンプリングデータ毎に信号系列ごとの時間軸送信ウエイトを乗算する。この時間軸送信ウエイトは、受信系において受信ウエイトを算出する際の情報ないしはこの情報にキャリブレーション処理を施した情報などをチャネル情報取得回路７４１が情報収集し、この必要な情報をチャネル情報記憶回路７４２が記憶する。チャネル情報記憶回路７４２が記憶した情報を基に、通信相手である無線局装置６０宛の時間領域の送信ウエイトを時間軸送信ウエイト算出回路７４３が算出する。この送信ウエイト処理部７４０の処理は基本的に時間領域の送信ウエイトを算出するためのもので、この様な構成以外にも、受信側で算出した時間領域の受信ウエイトに、送信／受信間のアンテナ素子ごとの複素位相の回転量を補正するキャリブレーション処理を施すことで時間軸送信ウエイトを算出しても構わない。この様な機能を備えれば、送信ウエイト処理部７４０の構成は如何なるものであっても構わない。また、この時間軸送信ウエイトは逐次更新するものであっても良いし、チャネルの時変動が無視できる場合には、一度算出したウエイトを記憶しておき、使いまわす形で利用しても構わない。
【００２４】
この様にして時間領域の送信ウエイトをアンテナ素子系統毎に乗算した信号は、空間多重する信号系列に亘り加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力され、サンプリングデータ毎に加算合成される。合成された信号は、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。また通信制御回路４２は、無線局装置が基地局装置である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理し、利用する時間軸送受信ウエイトがいずれであるかを指定する。
【００２５】
なお、非特許文献１に記載された技術において用いる時間軸の送信ウエイトは、無線局装置６０のアンテナ素子から通信相手の無線局装置６０のアンテナ素子に向けての各チャネル行列に対する第１右特異ベクトルの近似解に相当する。なお、非特許文献１に記載された技術においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
【００２６】
図２１は、非特許文献１における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２１に示すように、受信部６６ａは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸送信ウエイト算出回路７５７とは、通信制御回路４２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
【００２７】
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換される。
【００２８】
この時間領域のデジタルベースバンド信号は、空間多重する各信号系列に対応した時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力され、各アンテナ系統のサンプリングデータに時間領域の受信ウエイトである時間軸受信ウエイトを、サンプリングデータ毎に乗算して全アンテナ系統に対して加算する。この処理はＮＳＤＭ個の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭで個別に実施され、その結果をＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに出力する。ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。
【００２９】
ここで、異なる受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
ここで、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【００３０】
さらに、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの出力は、時間軸送信ウエイト算出回路７５７にも入力される。ここでは、基準アンテナのチャネル推定用の既知の信号がＯＦＤＭシンボルの１周期（ガードインターバルを除くデータ部分）ないしは整数周期分のサンプリングデータに対し、それらの相関を取る形で時間軸受信ウエイトを算出する。具体的には、空間多重される信号系列ごとに送信される、例えば第ｊアンテナの第ｋサンプルのサンプリングデータをｘｊ（ｋ）と置き、基準アンテナを第１アンテナとするならば、以下の式（１）でその信号系列の時間軸受信ウエイトは算出される。
【００３１】
【数１】
2018186477.tif 000003
【００３２】
この係数はＮＳＤＭ系統に対して個別に求められ、それぞれが対応する個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力される。また送信部６２ａと同様に、受信部６６ａは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔまでを共用し、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
【００３３】
また、非特許文献２には、上記の各構成と異なる構成が示されている。非特許文献２に記載された無線局装置の構成においても、無線局装置の構成は図１７に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１７と異なるのは送信部６１が送信部６２ｂに、受信部６５が受信部６６ｂに、通信制御回路４１が通信制御回路４３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１７に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
【００３４】
図２２は、非特許文献２における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２２に示すように、送信部６２ｂは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭと、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２を備えている。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路４３に接続されている。
【００３５】
非特許文献２には、時間軸送信ウエイトの算出方法が記されている。これまで説明してきた背景技術では、例えば図１９や図２１に記載の様に、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６を実装しており、このＡ／Ｄ変換器８５６からのサンプリングデータを用いて、アンテナ素子毎のチャネルの推定や基準アンテナ素子と各アンテナ素子の間の相関などを直接取得することができた。しかし、非特許文献２では、後述する受信部６６ｂにおいても送信部６２ｂと同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。
【００３６】
しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。したがって、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸送信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。
【００３７】
図２０との差分は、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔが省略され、代わりに合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭ、及び位相制御回路６８８とが追加された点、及び時間軸送信ウエイト算出回路７４３が時間軸送信ウエイト算出回路６４２に変更された点である。これは、時間軸送信ウエイトの乗算処理が、図２０では時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。
【００３８】
さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔ、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔ、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭ、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭ、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、ＮＡｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に削減されることになる。また、時間軸送信ウエイト算出回路７４３と時間軸送信ウエイト算出回路６４２の差分は、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は受信側の各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの信号を基に時間軸送信ウエイトを算出しているが、時間軸送信ウエイト算出回路６４２の場合には、非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸送信ウエイトを算出するとしている点である。
【００３９】
以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
非特許文献２に記載された技術では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２ｂに入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。
【００４０】
ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内において、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭに入力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。
【００４１】
図２３は、従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。図２３において、９０１はＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０３及び９０４はガードバンドのサブキャリア信号を表す。無線システムに割り当てられた帯域幅Ｗに対し、実際には隣接チャネルへの干渉を抑えるために未使用のサブキャリア９０３、９０４より構成されるガードバンドが帯域幅の両側に存在し、この結果として実際に利用可能な有効帯域幅Ｗ’は帯域幅Ｗよりも若干小さめの幅となる。ここで、「有効」とは、データ伝送に利用可能であることを意味する。すなわち、「有効帯域幅」とは、データ伝送に利用可能な帯域幅であることを意味する。図２３では、「有効帯域幅」は、帯域幅Ｗからガードバンドを除いた帯域幅である。ガードバンドは、周波数の混信を防ぐために設けられる。そのため、ガードバンドに信号を載せることは混信を防ぐ意味で好ましくない。このように、「有効帯域幅」は、データ伝送に利用可能な帯域幅であることを意味する。
【００４２】
ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭにて時間領域の信号に変換されたデジタル・サンプリング・データは、空間多重される信号系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭでアンテナ素子毎の信号に分配する。すなわち、ＮＡｎｔ系統のアンテナ毎の信号が、ＮＳＤＭセット分だけ出力されている。
【００４３】
例えば、第１系統目の信号系列の信号は、移相器群６８１−１の中のＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔに入力する。同様に、第２系統目から第ＮＳＤＭ系統の信号系列の信号は、移相器群６８１−２〜６８１−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔに入力する。合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔでは、これらの信号をアンテナ素子毎に合成し、これをハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅し、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔから信号を送信する。
【００４４】
なお、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６８８より指示する。位相制御回路６８８は、時間軸送信ウエイト算出回路６４２で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸送信ウエイト算出回路６４２に指示し、時間軸送信ウエイト算出回路６４２ではこの情報を基に適用する位相情報を選択する。
【００４５】
なお、非特許文献２に記載された技術においても同様に、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭから移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統を合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成することなく個別に後続するハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。
【００４６】
図２４は、非特許文献２における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２４に示すように、受信部６６ｂは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭと、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭと、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とを備えている。受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路４３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７、位相制御回路６７８とを備えている。
【００４７】
上述の非特許文献２には、時間軸送信ウエイトと同様に時間軸受信ウエイトの算出方法が記されている。しかし、本図に示すように、受信部６６ｂにおいても送信部６２ｂと同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。
【００４８】
しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。本発明では、その時間軸送受信ウエイトの算出方法として如何なる手法を用いたとしても、位相雑音の補償処理を実施することは可能であるため、その技術の詳細についてはここでは省略する。したがって、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸受信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。
【００４９】
図２１との差分は、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭが省略され、代わりに分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭ、及び位相制御回路６７８とが追加された点、及び時間軸受信ウエイト算出回路７５７が時間軸受信ウエイト算出回路６５７に変更された点である。これは、時間軸受信ウエイトの乗算処理が、図２１では時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。
【００５０】
さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔ、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔ、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＡ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭ、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭ、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、ＮＡｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に削減されることになる。また、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と時間軸受信ウエイト算出回路６５７の差分は、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭからの信号を受けて、式（６）より時間軸受信ウエイトを算出しているが、時間軸受信ウエイト算出回路６５７の場合に非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸受信ウエイトを算出するとしている点である。
【００５１】
以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
非特許文献２に記載された技術では、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号は、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔで空間多重された信号系列ごと（ＮＳＤＭ系統）に分配され、それぞれの信号系列ごとに移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭに入力される。例えば、移相器群６８２−１にはＮＡｎｔ個の移相器が実装されており、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は合成器６７４−１に入力され、第１系統の信号系列の信号がミキサ２５４−１に出力される。同様に、移相器群６８２−２〜６８２−ＮＳＤＭに入力された信号は、それぞれＮＡｎｔ個の移相器を用い、アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は合成器６７４−２〜６７４−ＮＳＤＭに入力され、第２〜第ＮＳＤＭ系統の信号系列の信号がミキサ２５４−２〜２５４−ＮＳＤＭに出力される。この様にして、アンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は空間多重される信号系列毎のＮＳＤＭ系統の信号に変換される。
【００５２】
これらの信号は、ローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭにて乗算され、これらの信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換され、これをＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに出力する。ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。
【００５３】
ここで、異なる受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
ここで、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。
【００５４】
この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【００５５】
なお、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６７８より指示する。位相制御回路６７８は、時間軸受信ウエイト算出回路６５７で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸受信ウエイト算出回路６５７に指示し、時間軸受信ウエイト算出回路６５７ではこの情報を基に適用する位相情報を選択する。
ここで、送信側の移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと受信側の移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭにおいて共通した注意事項であるが、ここで与える位相回転量は前述の非特許文献１に関する説明の中の式（１）に相当する複素位相を回転させることになるが、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ及び移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭにおける移相器にて複素位相θを回転させることは、通常は遅延線による遅延の付加により複素位相をθだけ遅らせることになるため、非特許文献１に記載の式（１）などで得られる係数の複素位相とは符号が逆になる点が注意すべき点である。すなわち、式（１）で得られた係数において「正の実数×Ｅｘｐ（ｊφ）」なる係数が得られた場合、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ及び移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭにおける移相器に設定すべき複素位相θはθ＝−φの様に与えることになる。
【００５６】
なお、非特許文献２に記載された技術においても同様に、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔからの信号は分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔにて分配され、これにより移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭから合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統はアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔを共用した構成となっているが、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔで分配することなく個別にアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００５７】
【非特許文献１】太田  厚、白戸  裕史、黒崎  聰、丸田  一輝、新井  拓人、岩國  辰彦、田中  健、飯塚  正孝，「時間軸ビームフォーミングを用いた列車ムービングセルへの無線バックホール構築技術」，信学技報,vol.115,no.369,RCS2015-272,pp.169-174,2015年12月.
【非特許文献２】太田  厚、丸田  一輝、白戸  裕史、黒崎  聰、田中  健、飯塚  正孝，「ミリ波帯大規模アンテナシステムにおけるデジタルアシスト型アナログビームフォーミング〜基本コンセプトの提案〜」，信学技報,vol.116,no.383,RCS2016-232,pp.135-140,2016年12月.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５８】
一般的に無線通信においては、送受信データに変調処理を加えた送受信信号であるベースバンド信号から、実際に通信で用いる無線周波数信号に変換するために、無線周波数のローカル発振器からの信号と上述のベースバンド信号とがミキサにおいて乗算されて周波数変換される。この際、ミキサにはローカル発振器からの正弦波信号が入力されることになるが、ミリ波の様に高い周波数帯になると、正弦波信号に対して位相が若干ふらつく現象が発生し、これが雑音として振る舞い通信特性を劣化させることになる。これは位相雑音と呼ばれるもので、位相雑音を伴わない場合の正弦波信号を周波数領域で見れば、中心周波数の成分のみに信号密度が集中しているのに対し、位相雑音を伴う場合には中心周波数の周りに他の周波数成分を伴った分布を示すことになる。つまり、あるサブキャリアの信号に着目すれば、そのサブキャリアの送信信号が受信局側ではそのサブキャリアに隣接する他の周波数成分に漏れ出していることを意味し、ＯＦＤＭ変調方式の場合であればサブキャリア間の直交性が破れ、サブキャリア間干渉が生じた状態となっていることになる。
【００５９】
この様な位相雑音の影響を低減するため、一般のミリ波帯のシステムではシングルキャリア伝送を採用することが多い。例えば、シングルキャリア伝送の最大の弱点は反射波成分による周波数選択性の歪であるが、送信局、受信局に大開口のパラボラアンテナ等を実装し、１対１の対向通信を行う場合にはパラボラアンテナで形成されるペンシルビームが反射波の影響を抑え、歪のない綺麗な波形での通信を可能とする。位相雑音は、ローカル信号の周波数の揺らぎに起因しているため、短時間では大きな問題とはならないが、ある程度の時間スケールではその揺らぎの累積として無視できない影響を与える。したがって、例えばシングルキャリア伝送のシステムでは受信信号から位相雑音に伴う複素位相の累積を推定し、これをキャンセルする処理を行うことで位相雑音の影響を低減する。
【００６０】
具体的には、位相雑音の累積としての位相誤差が大きくなる前の段階で、受信局において一旦信号検出を行い、誤り訂正の後に送信側の送信信号を再生する。その後、受信局において、再生された信号を送信側と同様に符号化及び変調処理を行い、伝搬チャネル上での振幅の減衰及び複素位相の回転に相当する伝達関数を乗算し、受信信号のレプリカ信号を生成する。ここで乗算する伝達関数は、受信を開始した時の先頭領域に付与されていたトレーニング信号などを用いて行う。そのため、時間とともに位相雑音が累積して複素位相成分に誤差が生じてくる。したがって、このトレーニング信号などから取得した伝達関数を用いて生成したレプリカ信号に対し、実際の受信信号は複素位相が全体的にオフセットがついている状況となる。そこで、このレプリカ信号と実際の受信信号の差分の複素雑音を取得して統計的な処理を行う。
【００６１】
一般に、熱雑音は受信信号の複素空間上で等方的な白色のガウス雑音と見做せるので、ある程度のサンプル数で平均化すると複素空間上の原点に集約する。しかし、位相雑音により複素位相のオフセットが定常的に付加されている場合には、その熱雑音が原点に集約しない。この様に、所定の周期でレプリカ信号と実際の受信信号の差分を統計的に処理することで、複素位相に加わる定常的なオフセットを逐次推定し、その推定されたオフセットをキャンセルする信号処理を行う。この様に、逐次、位相雑音の累積値を予測して追跡するトラッキング処理を行うことで、位相雑音をキャンセルすることが可能である。
【００６２】
以上の受信信号のレプリカ信号を生成する処理は、シングルキャリアの信号を正常に信号検出できることを前提としている。しかし、空間多重された信号を扱う場合は、複数の信号系列が混信した状態で受信されるため、信号分離をしなければ受信信号のレプリカ信号を生成することはできない。信号分離を行うためには、一般的には周波数成分ごとに異なる係数を用いて相互の信号系列間の干渉成分を抑圧する。例えばＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭシンボル長の信号からガードインターバルを除去し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。このＯＦＤＭシンボル長には、有効なデータ領域とシンボル間干渉を除去するためのガードインターバルが含まれており、ガードインターバル長は排除すべき遅延波の遅延時間相当の値を設定する。
【００６３】
このガードインターバルは、実際には受信信号処理（ＦＦＴ処理）には用いずに廃棄するため、「有効なデータ領域の時間長」を「ＯＦＤＭシンボル長」で除算した値が信号伝送時の効率となる。この効率をある程度高い値に収めるため、ＯＦＤＭシンボル長は排除すべき遅延波の遅延時間の数倍程度の値を設定する必要があり、このＯＦＤＭシンボル長内に発生する位相の揺らぎがＦＦＴした信号の周波数成分の直交性の破れにつながる。上述のシングルキャリア伝送時のトラッキング処理は、このＯＦＤＭシンボル長よりも十分に短い時間スケールで位相の揺らぎを補償するのであるが、周波数領域での信号処理を行う場合にはＯＦＤＭシンボル長の中で生じた位相雑音が累積し、無視できないレベルでの周波数成分の直交性の破れとなって現れる。
【００６４】
すなわち、従来のシングルキャリア伝送における位相雑音補償技術を適用するためには、空間多重伝送されて混信した信号の信号分離処理を事前に必要とするが、信号分離処理を行うためには受信信号のＦＦＴ処理を行い周波数領域において送受信ウエイトの乗算処理を行う必要がある。ＦＦＴ処理を行うと周波数成分間の直交性が破れるため、ＦＦＴを行う前には位相雑音補償を事前に行う必要があるが、位相雑音補償を行うためには空間多重された信号の信号分離が必要となる。この様に、従来技術においては空間多重伝送された信号に対しては、位相雑音補償が行うことができない。そのため、サブキャリア間干渉によりスループットが低下してしまうという問題があった。
【００６５】
上記事情に鑑み、本発明は、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、サブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制することができる技術の提供を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００６６】
本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、前記第１の無線通信装置は、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成手段と、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成手段により生成した送信信号に付与するパイロット信号付与手段と、前記パイロット信号付与手段により生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信手段と、を備え、前記第２の無線通信装置は、前記無線周波数の信号を受信する受信手段と、該受信手段で受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換手段と、時間／周波数信号変換手段からの出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成手段と、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償手段と、該位相雑音補償手段からの出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生手段と、を備えたことを特徴とする無線通信装置である。
【００６７】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記パイロット信号付与手段は、前記有効帯域幅の両端またはその一方の周波数成分に対してパイロット信号用のサブキャリアを割り当て、隣接するサブキャリアを含む周辺のサブキャリアを空きサブキャリアとする。
【００６８】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記パイロット信号付与手段は、所定の周波数の正弦波信号ないしは複数の所定の周波数の正弦波信号の合成信号の１周期またはその整数倍の長さのサンプリングデータを記憶するメモリと、該メモリから当該サンプリングデータを所定の間隔で繰り返し読みだすことによって、連続的な前記パイロット信号の時間領域信号を出力するパイロット信号出力手段と、をさらに備える。
【００６９】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数ＮＰＮ及び−ＮＰＮ≦ｋ’≦ＮＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数βｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数βｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（５）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成する。
【００７０】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音補償手段は、前記パイロット信号及び該パイロット信号の周辺の所定の周波数成分を受信信号から除去する除去手段をさらに備える。
【００７１】
本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う無線通信方法であって、前記第１の無線通信装置が、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成ステップと、前記第１の無線通信装置が、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成ステップにより生成した送信信号に付与するパイロット信号付与ステップと、前記第１の無線通信装置が、前記パイロット信号付与ステップにより生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信ステップと、前記第２の無線通信装置が、前記無線周波数の信号を受信する受信ステップと、前記第２の無線通信装置が、該受信ステップにおいて受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換ステップと、前記第２の無線通信装置が、時間／周波数信号変換ステップにおける出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成ステップと、前記第２の無線通信装置が、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償ステップと、前記第２の無線通信装置が、該位相雑音補償ステップにおける出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生ステップと、を有することを特徴とする無線通信方法である。
【発明の効果】
【００７２】
本発明により、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、位相雑音に起因したサブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。
【図２】本発明における送信トレーニング信号とその受信波形の関係を示す図である。
【図３】本発明における送信信号と受信信号の波形の関係を示す図である。
【図４】第１の実施形態における無線局装置７０の回路構成を示す図である。
【図５】第１の実施形態における無線局装置７０の送信部７１の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図６】第１の実施形態における無線局装置７０の受信部７５の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図７】第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路３５７の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図８】第２の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図９】第２の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１０】第３の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。
【図１１】第３の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。
【図１２】第４の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成を示す図である。
【図１３】第５の実施形態におけるシングルキャリア補償回路の構成例を示す図である。
【図１４】第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。
【図１５】第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。
【図１６】第６の実施形態における対向する無線局装置７０の概要を示す図である。
【図１７】従来の無線局装置の回路構成を示す図である。
【図１８】無線局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１９】無線局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２０】非特許文献１における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２１】非特許文献１における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２２】非特許文献２における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２３】従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。
【図２４】非特許文献２における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００７４】
（概要）
先に行った説明では、位相雑音が複数の周波数成分の間の直交性を破り、例えばＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとれば、サブキャリアＡの信号の成分がサブキャリアＢに混信し、同様にサブキャリアＢの信号がサブキャリアＡに混信する。このサブキャリア間干渉のため、トレーニング信号を用いて各サブキャリアのチャネル推定を行ったとしても、そのチャネル推定結果自体が位相雑音に伴い推定精度が劣化した状態になってしまっていた。したがって、一旦、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換してしまうと、サブキャリア間干渉が確定した状態となってその後の補償が困難となっていた。
【００７５】
一方、単純な正弦波を送信し、受信側でこれを受信してＦＦＴを行った場合を考える。位相雑音の影響がなければ、ＦＦＴにより送信した正弦波の周波数に相当する周波数成分のみに信号成分が現れ、残りの周波数成分には雑音成分を除けば値が存在しない。一方、位相雑音がある場合には、正弦波の周波数成分の周りにある程度の広がりを持って有意な値の信号成分が検出される。隣接サブキャリアへの信号の漏れこみは、一般的には周波数が離れるほどレベルは低下するため、着目する周波数成分の周りの一部のサブキャリアに信号成分が集中し、その他の成分はゼロと見做しても近似的に大きな差はない。そこで、着目するサブキャリアとその周辺のサブキャリアの信号成分を抜き出し、その他の値をゼロとしてこの信号に対してＩＦＦＴ処理を施すと、位相雑音の比較的低周波成分に起因した位相の揺らぎは再現することができる。この特徴を利用し、本発明では位相雑音を補償する。以下に、その動作原理の説明を行う。
【００７６】
（本発明の動作原理）
まず、ＯＦＤＭ変調方式の場合を例として説明する。ベースバンド信号において、第ｋサブキャリアの周波数ｆｋの正弦波の信号のみを無線周波数に変換して送信した際に、受信側において受信した信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換し、これを時刻ｔにサンプリングしたサンプリングデータをΨｋ（ｔ）とする。さらにガードインターバルを除去したＯＦＤＭシンボル１周期分のサンプリングデータΨｋ（ｔ）をＦＦＴすることで以下の式（２）のように周波数成分の信号に分離できるものとする。
【００７７】
【数２】
2018186477.tif 000004
【００７８】
ここでｈｋ’は第ｋ’サブキャリアの伝達関数であり、ＮＦＦＴはＦＦＴのポイント数である。実際には有効サブキャリア数Ｋはガードバンドを考慮してＦＦＴのポイント数ＮＦＦＴよりも若干小さな値となるため、ガードバンド領域を信号伝送に用いることはないが、ここでは位相雑音の影響で隣接サブキャリアへの信号漏洩を考慮し、全帯域幅を対象に表記を行っている。また、αｋ’は第ｋサブキャリアの周波数の正弦波信号が位相雑音の影響を受けて第ｋ’サブキャリアで受信される信号成分の係数である。すなわち伝達関数が１の場合において、受信信号の当該サブキャリアでの振幅とｔ＝０での初期位相により規定される複素数の値である。サブキャリア間隔をΔｆとし、第ｋサブキャリアの前後ＮＰＮ本の周波数成分で位相雑音が近似可能だとすると、式（２）は以下の式（３）の様に書き表すことができる。
【００７９】
【数３】
2018186477.tif 000005
【００８０】
さらに、第ｋサブキャリアの前後ＮＰＮ本のΔｆ×２ＮＰＮ程度の範囲の周波数領域で伝達関数ｈｋが概ね定数であると仮定すると、式（３）は以下の式（４）で記載できる。
【００８１】
【数４】
2018186477.tif 000006
【００８２】
なお、Δｆ×２ＮＰＮ程度の範囲の周波数領域で伝達関数ｈｋが概ね定数であるとの仮定は、送受信共にアンテナ素子が指向性利得を持ち、結果的に見通し波が支配的な状況では反射波の影響が抑圧されて、周波数依存性が低減されるためにミリ波等においては無理のない仮定である。ここで、以下の式（５）に関数Φｋ(t)を定義する。
【００８３】
【数５】
2018186477.tif 000007
【００８４】
すなわち、第ｋサブキャリアの正弦波信号を送信し、受信側で受信された信号をＦＦＴし、各周波数成分の係数を第ｋサブキャリアの成分の係数で除算した係数を第ｋサブキャリアの前後ＮＰＮまで取り出し、この係数を用いて式（５）で定義される各サンプリング時刻の関数Φｋ(t)を求める。この関数を各時刻のサンプリングデータΨｋ（ｔ）に乗算して得られる変換されたサンプリングデータΨｋ（ｔ）Φｋ(t)は以下の式（６）で与えられる。
【００８５】
【数６】
2018186477.tif 000008
【００８６】
すなわち、位相雑音により第ｋサブキャリアの信号が受信局側で第ｋサブキャリア以外の成分をもった信号に変換されて受信されているのに対し、この関数Φｋ(t)が取得できれば、この関数を乗算することで位相雑音のない第ｋサブキャリアの信号成分のみの式（６）で表される正弦波信号に変換することができる。ここで、係数（αｋ＋ｋ’／αｋ）は第ｋサブキャリアの信号がサブキャリアｋ’だけ離れたサブキャリアに漏れ出すサブキャリア間干渉成分を表すが、位相雑音はローカル発振器で生じる位相の揺らぎに起因するので、入力するベースバンド信号の周波数ｆｋが異なることによって隣接するサブキャリアへ漏れ出す程度が異なるとは考えにくい。したがって、係数（αｋ＋ｋ’／αｋ）も関数Φｋ(t)もサブキャリ番号ｋの値に依存しない特性を持ち、送信側が送信する正弦波のサブキャリアが帯域内の如何なるサブキャリアであっても、共通の関数Φｋ(t)を取得可能であり、これにより位相雑音補償を行えることが期待される。この期待は、ここでは明記しないが別途行ったシミュレーションにより確認されている。なお、式（５）は係数（αｋ＋ｋ’／αｋ）に対するＩＦＦＴの信号処理に相当するため、残りの周波数成分にゼロを挿入してＩＦＦＴを行うことで求めることが可能である。
【００８７】
以下、図を用いて説明を行う。図２３に示した従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形において、９０１はＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０３及び９０４はガードバンドのサブキャリア信号を表す。無線システムに割り当てられた帯域幅Ｗに対し、実際には隣接チャネルへの干渉を抑えるために未使用のサブキャリア９０３、９０４より構成されるガードバンドが帯域幅の両側に存在し、この結果として実際に利用可能な有効帯域幅Ｗ’は帯域幅Ｗよりも若干小さめの幅となる。
【００８８】
これに対し、図１に示す本発明におけるＯＦＤＭ信号の波形における９０１〜９０４は図２３に示すＯＦＤＭ信号の波形と同様であり、９０５は本発明における縮小されたＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０６及び９０７はパイロット信号を表し、９０８及び９０９は空きサブキャリアを表す。本発明の実施形態では、図２３に示したＯＦＤＭ信号と異なり、有効帯域幅Ｗ’よりも狭い縮小有効帯域幅Ｗ’’の領域にユーザデータを含むサブキャリア９０２を制限し、有効帯域幅Ｗ’と縮小有効帯域幅Ｗ’’との間のサブキャリア９０８及び９０９を未使用の空きサブキャリアとし、一方で有効帯域幅Ｗ’の両端のサブキャリアにパイロット信号９０６と９０７を配置する。このパイロット信号を用いて位相雑音補正用の関数Φｋ(t)を取得する。すなわち中心周波数から±Ｗ’／２内の有効帯域幅Ｗ’を通信に用いるが、この両端のサブキャリアはパイロット信号９０６、９０７に割り当て、このサブキャリア番号を±Ｋ／２とする。Ｋは有効帯域幅Ｗ’内のサブキャリア数である。さらにその内側の±Ｗ’／２と±Ｗ’’／２の間サブキャリア９０８、９０９の領域は空きサブキャリアとなり、ユーザデータ等を割り当てず、中心周波数から±Ｗ’’／２内の領域に、ユーザデータ送信用の周波数領域を割り当てる。
【００８９】
図２に、本発明における送信トレーニング信号とその受信波形の関係を示す。図２（Ａ）は送信側の送信トレーニング信号を表し、図２（Ｂ）は受信側の受信波形を表す。図２において、９０６は送信側におけるトレーニング信号を表し、９０３及び９０８はトレーニング信号の周辺のサブキャリアを表し、９１１は受信側におけるトレーニング信号を表し、９１２及び９１３は漏洩したトレーニング信号を表す。例えば、中心周波数から±Ｗ’／２の両端のサブキャリア番号±Ｋ／２に所定の信号を割り当て、±Ｗ’／２から±Ｗ’’／２の領域のサブキャリアには信号の割り当てを行わないものとする。図２（Ａ）に示すトレーニング信号９０６をサブキャリア−Ｋ／２とすると、図１においてサブキャリア９０３はガードバンド、サブキャリア９０８は空きサブキャリアに相当する。このサブキャリア９０３及びサブキャリア９０８の領域には信号が割り当てられていない。これに対し、受信信号では漏洩したトレーニング信号９１２がサブキャリア９０３の領域に、漏洩したトレーニング信号９１３がサブキャリア９０８の領域に漏れ出している。また、トレーニング信号９１１も、送信信号のトレーニング信号９０６に対し、振幅の減衰と複素位相の回転が付与された状態となっている。
【００９０】
トレーニング信号もユーザデータを含むサブキャリアも同様に、送信された各サブキャリアの信号は、送受信局のローカル発振器の位相雑音の影響を受けて、図２の様に各サブキャリアの信号は隣接サブキャリアに漏洩するが、この漏洩の仕方は全サブキャリアで共通である。パイロット信号９０６も同様に隣接サブキャリアに漏洩するが、このパイロット信号の両サイドのサブキャリアに割り当てがないため、この空きサブキャリアを用いてパイロット信号からの漏洩の状況は認識可能である。
【００９１】
図３に、本発明における送信信号と受信信号の波形の関係を示す。図３（Ａ）は送信側の送信信号を表し、図３（Ｂ）は受信側の受信信号を表す。図３において、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０５は縮小されたＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０６及び９０７はパイロット信号を表し、９１１及び９１５は受信側におけるトレーニング信号を表し、９１４及び９１６はパイロット信号からの漏洩信号の波形を表し、９１７及び９１８は本発明における図２に対応する領域を表し、９１９は受信側における個別のサブキャリアの信号を表し、９２０は個別のサブキャリア及び個別のサブキャリアからの漏洩信号の波形を表す。
【００９２】
例えば±Ｗ’／２と±Ｗ’’／２の間に２ＮＰＮ本の空きサブキャリアがあったとすると、その半分のサブキャリアのうちの中心周波数側のＮＰＮ本の空きサブキャリアはユーザデータの伝送に用いる有効サブキャリアからの漏洩の影響（ユーザデータを含むサブキャリア及びその漏洩信号９２０に相当）を強く受けるが、残りの外側のＮＰＮ本の空きサブキャリアで検出される信号は両端のパイロット信号からの漏洩（パイロット信号からの漏洩信号の波形９１４及び９１６）を強く受けていると見做すことができる。したがって、ガードバンドも含め、領域９１７及び９１８は図２の様に両端のパイロット信号とその両側各ＮＰＮ本の空きサブキャリアで検出される信号成分をパイロット信号からの漏洩成分と見做し、パイロット信号のサブキャリア番号をｋ（ここではｋ＝＋Ｋ／２またはｋ＝−Ｋ／２）、ＦＦＴで得られた第（ｋ＋ｋ’）サブキャリアの係数をβｋ＋ｋ’とした際の係数βｋ＋ｋ’／βｋを算出する。ここで「ガードバンドも含め」との記述の意味は、式（２）では有効な信号が割り当てられるサブキャリア番号が‐Ｋ／２〜＋Ｋ／２（中心周波数は除く）に対して、この範囲を超えるガードバンド領域のＦＦＴの結果も有効に活用する。
【００９３】
また、この係数βｋは伝達関数ｈｋと上述の係数αｋが乗算された係数として検出されるため、係数βｋ＋ｋ’／βｋの演算においては伝達関数ｈｋ＋ｋ’と伝達関数ｈｋは分母、分子の間でキャンセルされ、伝達関数に依存しない係数αｋ＋ｋ’／αｋに一致する。したがって、このパイロット信号とこれに隣接する合計（２ＮＰＮ＋１）本のサブキャリアに対するＦＦＴからの出力情報により、式（５）の関数Φｋ(t)を求めることが可能である。厳密には、帯域の両端の第（＋Ｋ／２）サブキャリアと第（−Ｋ／２）サブキャリアに関する二つの関数ΦＫ／２(t)とΦ−Ｋ／２(t)が求まるが、それぞれが同一の値であることが期待されるため、これらの平均値｛ΦＫ／２(t)＋Φ−Ｋ／２(t)｝／２を関数Φｋ(t)とすることで関数の精度を向上させることが可能である。
【００９４】
この様にして求めた関数Φｋ(t)を、実際の１ＯＦＤＭシンボル分のサンプリングデータ（ガードインターバルは除く）に乗算すると、位相雑音を含むＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの受信信号は個別に位相雑音補償がなされることになり、結果的に全てのサブキャリアのサブキャリア間干渉を排除することができる。この様にサブキャリア間干渉を一旦補償した後に、この信号をＦＦＴすることでサブキャリア間干渉のない周波数領域の信号を抽出することができる。
【００９５】
なお、ユーザデータを収容したペイロード領域の無線信号に先行して、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する場合にも、このパイロット信号に関する処理は同様に必要である。すなわち、プリアンブル信号を含む全てのＯＦＤＭシンボルにおいて、上述のシンボル単位での位相雑音補償処理（※注意：位相雑音補償処理の中にもＦＦＴ処理が組み込まれている）を信号検出処理のためのＦＦＴ処理に先行して行い、位相雑音補償がなされ変換されたサンプリング信号に対してＦＦＴとそれ以降の通常の信号検出処理を実施する。
【００９６】
以上が本発明の動作原理であるが、以下に各実施形態における回路構成の特徴について、図を用いて説明する。また、ここでは代表的な例としてＯＦＤＭ変調方式を例として説明するが、その他のシングルキャリア伝送の場合でも拡張は可能であり、この点は後述する。また、本明細書では時間領域の送信ウエイト及び受信ウエイトのことを時間軸送信ウエイト、時間軸受信ウエイトとも表現しているが、これらは「時間軸」と「時間領域」は同一の意味である。
【００９７】
［第１の実施形態］
以下に、回路構成に関する図を中心に用いて本発明の第１の実施形態について説明を行う。
（第１の実施形態における回路構成）
図４は、第１の実施形態における無線局装置７０の回路構成を示す図である。図４に示すように、無線局装置７０は、送信部７１、受信部７５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路５１を備えている。
無線局装置７０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置７０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路５１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部７１に出力される。
【００９８】
図５は、第１の実施形態における無線局装置７０の送信部７１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図５に示すように、送信部７１は、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔと、パイロット信号記憶回路３２１と、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、通信制御回路５１に接続されている。送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、図５における送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。ＮＳＤＭが、同時に空間多重を行う多重数であることは以下の実施形態においても同様である。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでの回路の添え字のＮＡｎｔは、無線局装置７０が備えるアンテナ素子数を表す。ＮＡｎｔが、無線局装置７０が備えるアンテナ素子数であることは以下の実施形態においても同様である。
【００９９】
ここで、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、従来における図２３に示す有効帯域幅Ｗ’のＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理回路と、図１の縮小有効帯域幅Ｗ’’のＯＦＤＭ信号を生成する点が異なり、その他の機能は同一である。また、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、縮小有効帯域幅Ｗ’’の信号処理を行うため、送信ウエイト処理部８４０から入力される送信ウエイトは、割り当てのあるサブキャリアに関してのみである。
【０１００】
背景技術では、一つの無線局装置７０が他の無線局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部７１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置７０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内において、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。
【０１０１】
各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力される。加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。パイロット信号記憶回路３２１からはパイロット信号のサンプリングデータが出力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔからの出力信号と加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔで加算される。パイロット信号記憶回路３２１からは、パイロット信号のそれぞれの正弦波波形が連続する形で、サンプリングデータが繰り返し出力される。加算器で加算された信号は、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔの系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。
【０１０２】
なお、図５では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。
【０１０３】
また、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８４０に備えられている送信ウエイト算出回路８４３より取得する。送信ウエイト処理部８４０では、チャネル情報取得回路８４１において、受信部７５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路５１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路５１からの指示に従い、送信ウエイト算出回路８４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。送信ウエイト算出回路８４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに出力する。通信制御回路５１は、無線局装置が基地局である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理する。
【０１０４】
なお、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。さらにこの場合、送信ウエイトの算出において、無線局装置７０と無線局装置７０の送信部７１及び受信部７５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。
【０１０５】
例えば、無線局装置７０から別の無線局装置７０のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
【０１０６】
また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔの間の加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔにて行っているが、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成し、これに対し送信ウエイトの乗算を行うなどの所定の信号処理を実施する構成としても良い。この場合、加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔとパイロット信号記憶回路３２１は不要となり、それと等価な処理が送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭ内にて行われることになる。
【０１０７】
次に、図６は、第１の実施形態における無線局装置７０の受信部７５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図６に示すように、受信部７５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔと、受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とは、図４において示した通信制御回路５１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。
【０１０８】
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号は拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔに入力され、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔでは後述する位相雑音補償処理を実施すると共に、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。
【０１０９】
チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。
【０１１０】
この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【０１１１】
受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭでは、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
【０１１２】
ここで、異なる受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路５１が管理する。
【０１１３】
また、送信部７１と同様に、受信部７５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔから拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔまでを共用し、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔから拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
【０１１４】
さらにこの場合、受信ウエイトの算出において、無線局装置７０と無線局装置７０の送信部７１及び受信部７５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、別の無線局装置７０から自局のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、受信ウエイト算出回路８４７はこの第１左特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
【０１１５】
以下に、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔで行う位相雑音補償処理について説明を行う。図７は、第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路３５７の構成の一例を示す概略ブロック図である。図７に示すように、従来技術のＦＦＴ回路の機能ブロックに相当するブロック１８０（図７（Ａ））が、第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路ではブロック１９０に変更される（図７（Ｂ））。図７（Ｂ）に示すように、拡張ＦＦＴ回路３５７は、複製回路１８１、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、位相雑音補償回路１８５及びＦＦＴ回路８５７を備える。拡張ＦＦＴ回路３５７は、図６における受信信号処理回路３４５、受信ウエイト処理部８４４、及びＡ／Ｄ変換器８５６に接続されている。
【０１１６】
拡張ＦＦＴ回路３５７（ブロック１９０）へは、Ａ／Ｄ変換器８５６よりデジタルサンプリングデータが入力され、複製回路１８１にてサンプリングデータを複製し、一方をＦＦＴ回路１８２、他方を位相雑音補償回路１８５に入力する。ＦＦＴ回路１８２では、図には記載されていないタイミング検出部が判断する所定のシンボルタイミングで切り出したサンプリングデータをＦＦＴし、図３におけるパイロット信号とその近傍のサブキャリア領域９１７及び９１８に関する成分を抽出し、この情報を関数Φ（ｔ）取得回路１８３に入力する。関数Φ（ｔ）取得回路１８３では、上述の手法により式（５）の関数Φｋ（ｔ）の係数αｋ＋ｋ’／αｋに相当する値を、ＦＦＴ回路１８２の出力を基に上述の係数βｋ＋ｋ’／βｋの演算により算出する。これにより、関数Φ（ｔ）の逆数の周波数領域の係数が求まる。
【０１１７】
さらにこの情報を基にＩＦＦＴ回路１８４にて周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、この時間領域の信号を位相雑音補償回路１８５に入力する。位相雑音補償回路１８５では、ＩＦＦＴ回路１８４から入力された時間領域信号の逆数（すなわち関数Φ（ｔ））と、複製回路１８１から入力される時間領域信号（厳密には、ＦＦＴ回路１８２でＦＦＴを実施したガードインターバルを除去した領域に相当する時間軸信号）の値を、式（６）に示すようにサンプリングデータごとに乗算し、位相雑音補償がなされた時間領域の信号を再生する。この再生された時間領域の信号（サンプリングデータ）は、ＦＦＴ回路８５７に入力され、ここで再度、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ただし、この周波数領域の信号は位相雑音が補償された信号であり、サブキャリア間の電力の漏洩は抑圧されている。この周波数領域の信号は受信信号処理回路３４５に入力され、ここで所定の受信信号処理を行う。
【０１１８】
受信信号処理回路３４５で行う信号処理は基本的に従来の受信信号処理回路と等価であるが、従来の受信信号処理回路が図２３に示す有効帯域幅Ｗ’のＯＦＤＭ信号を処理するのに対し、本発明の実施形態では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’の受信信号処理を行う。この際、パイロット信号や空きサブキャリア領域の信号成分は無視して処理を行うため、厳密には異なる機能ブロックとして示したが、有効なサブキャリアの範囲が異なるだけで、その他の信号処理は全く等価なものとなっている。したがって、受信ウエイト処理部８４４への情報の出力も、この様に有効帯域幅Ｗ’が縮小有効帯域幅Ｗ’’に変更された点以外は従来の構成と全く等価である。
【０１１９】
以上のように構成された無線局装置７０によれば、位相雑音を補償するためのパイロット信号を、有効な帯域幅の両端（ＯＦＤＭの場合は両端のサブキャリア）に、通信のための信号をパイロット信号から特定の周波数を離した周波数帯域に配置し、パイロット信号からの漏洩信号に基づき、位相雑音の補償を行う。そのため、サブキャリア間干渉が補償され、位相雑音に起因したサブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑圧することが可能になる。
【０１２０】
また、一般的に、本発明のようにヌルサブキャリアを用いた場合、無駄に帯域を使用するためスループットが低下する恐れがあり、大容量通信には適さないと考えられがちである。しかしながら、ミリ波など広い周波数帯域が使用可能なシステムでは、ヌルサブキャリアを用いたとしても、ヌルサブキャリアを設定した場合の効率の低下量よりヌルサブキャリアを用いた場合の特性改善効果の方が大きく、総合的に見ればスループットの改善に寄与する。
【０１２１】
［第２の実施形態］
第１の実施形態においては、アンテナ素子ごとにＦＦＴ回路を実装する回路構成に対して位相雑音補償を実施する場合について説明をした。しかし、背景技術においても、複数素子のアンテナの信号を送信する信号系列ごとに集約し、ＦＦＴやＩＦＦＴの信号処理を空間多重する信号系列数に限定する信号処理技術が存在する。そこで、第２の実施形態では、非特許文献１に記載の技術に本発明を適用する場合の実施形態について説明を行う。
【０１２２】
（第２の実施形態における回路構成）
本発明の第２の実施形態においても、無線局装置７０の構成は図４に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図４と異なるのは送信部７１が送信部７２ａに、受信部７５が受信部７６ａに、通信制御回路５１が通信制御回路５２に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図４に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
【０１２３】
図８は、第２の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。図８に示すように、送信部７２ａは、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと、加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭと、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路５２に接続されている。送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、時間軸送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。
【０１２４】
図８と非特許文献１に記載された送信部の構成との差分は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとの間に加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭが配置され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭに変更されている点である。
【０１２５】
これは、第１の実施形態において、従来の構成と図５の差分が、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔとの間に加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔが追加され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
【０１２６】
すなわち、図８の送信部７２ａは、非特許文献１における送信部と等価な動作をする中で、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を付与する処理を、アンテナ系統ごとに実施する代わりに、空間多重する信号系列ごとにパイロット信号を付与する処理に変更している。さらに、非特許文献２における送信信号処理回路では図１に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成していたのに対し、図５では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成するように変更されていたことに対応する。ただし、図５の送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭでは送信ウエイトの乗算処理までを行っていたが、図８の送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭでは送信ウエイトの乗算処理は行わない。この送信ウエイトの乗算処理に相当する処理は非特許文献１における技術の特徴として、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭにて行う。
【０１２７】
また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとの間の加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭにて行っているが、第１の実施形態と同様に、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成する構成としても良い。この場合、加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭとパイロット信号記憶回路３２１は不要となり、それと等価な処理が送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内にて行われることになる。
【０１２８】
なお、第２の実施形態においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号が加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
【０１２９】
図９は、第２の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。図９に示すように、受信部７６ａは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、受信ウエイト算出回路７４７とは、通信制御回路５２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
【０１３０】
図９と非特許文献１に記載された受信部の構成との差分は、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更されている点、及び受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭに変更されている点である。
【０１３１】
これは、第１の実施形態において、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更され、更に受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
【０１３２】
すなわち、図９の受信部７６ａは図２１の受信部６６ａと等価な動作をする中で、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を利用して位相雑音補償を実施する機能を付加し（拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに相当）、さらに、図２１の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号に対して受信信号処理をしていたのに対し、図９では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号に対し受信信号処理をするように変更されていたことに対応する。更に、その他の特徴に関しても図２１に示す非特許文献１における受信部６６ａに関する説明と同様である。
【０１３３】
［第３の実施形態］
非特許文献１に記載の背景技術では、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭにて時間軸送信ウエイトをデジタル的に乗算し、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭにて時間軸受信ウエイトをデジタル的に乗算していた。しかし、この時間領域の送受信ウエイトの乗算は全周波数帯域において共通の係数を乗算することに相当し、これはアナログの送信信号ないしはアナログの受信信号に直接的に移相器を用いて位相を回転する処理と等価である。この特徴を利用し非特許文献２では、非特許文献１に記載の手法でデジタル的に乗算すべき送受信ウエイトの算出を行う一方、実際の時間軸送受信ウエイトの乗算に相当する処理は、移相器にて実施する方法を採用している。以下の説明では、まず本発明の背景技術として非特許文献２に記載の技術を適用した場合の別の回路構成について説明を行い、それとの差分として第３の実施形態について説明を行う。
【０１３４】
非特許文献２に記載の技術に本発明を適用する場合の実施形態を、以下にて説明する。
（第３の実施形態における回路構成）
本発明の第３の実施形態においても、無線局装置の構成は図４に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図４と異なるのは送信部７１が送信部７２ｂに、受信部７５が受信部７６ｂに、通信制御回路５１が通信制御回路５３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図４に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
【０１３５】
図１０は、第３の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。図１０に示すように、送信部７２ｂは、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭと、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２と、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路５３に接続されている。
【０１３６】
図２２との差分は、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭがＤ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭに変更され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭに変更されている点である。Ｄ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭは、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭからの時間領域の信号とパイロット信号記憶回路３２１からの時間領域の信号をサンプリングデータ毎に加算し、この加算された値に対しＤ／Ａ変換を行う機能を有し、これはＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの後段（で且つＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭの前段）に図１０と同様に加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭを配置し、ここでパイロット信号記憶回路３２１からの時間領域の信号をサンプリングデータ毎に加算する構成と等価である。
【０１３７】
これは、第１の実施形態において、図１８と図５の差分が、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔとの間に加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔが追加され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
【０１３８】
すなわち、図１０の送信部７２ｂは図２２の送信部６２ｂと等価な動作をする中で、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を付与する処理を、アンテナ系統ごとに実施する代わりに、空間多重する信号系列ごとにパイロット信号を付与する処理に変更している。さらに、図２２の送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成していたのに対し、図１０では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成するように変更されていたことに対応する。
【０１３９】
また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＤ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭにて行っているが、第２の実施形態の補足説明と同様に、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成する構成としても良い。この場合、パイロット信号記憶回路３２１が省略されると共にＤ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭはパイロット信号との加算機能を持たないＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭに置き換えられることになり、それと等価な処理が送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内にて行われることになる。
【０１４０】
なお、第３の実施形態においては図２２に示す背景技術と同様に、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭから移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統を合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成することなく個別に後続するハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても図２２に示す背景技術の送信部６２ｂに関する説明と同様である。
【０１４１】
図１１は、第３の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。図１１に示すように、受信部７６ｂは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭと、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭと、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔと、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭと、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭと、時間軸受信ウエイト算出回路６５７と、位相制御回路６７８とを備えている。受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路５３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
【０１４２】
図２４との差分は、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更になった点、及び受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭに変更になった点である。これは、第２の実施形態において、背景技術の図２１に示す受信部６６ａが第２の実施形態の図９に示す受信部７６ａに変更された際に、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更され、更に受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
【０１４３】
すなわち、図１１の受信部７６ｂは図２４の受信部６６ｂと等価な動作をする中で、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を利用して位相雑音補償を実施する機能を付加し（拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに相当）、さらに、図２４の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号に対して受信信号処理をしていたのに対し、図１１では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号に対し受信信号処理をするように変更されていたことに対応する。更に、その他の特徴に関しても図２４に示す非特許文献２における受信部６６ｂに関する説明と同様である。
【０１４４】
［第４の実施形態］
本発明の第１から第３の実施形態においては、受信部における拡張ＦＦＴ回路３５７及び１５７の構成は、図７（Ｂ）に示す構成のものを利用していた。ここでは、ＦＦＴ回路８５７への入力信号は有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を含む形で行われていた。しかし、ＦＦＴ回路８５７及び受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭは、これらの有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を必要とはしないため、ＦＦＴ回路８５７への入力前に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を除外することも可能である。この機能を備えた、第４の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成を図１２に示す。
【０１４５】
図１２に示すように、拡張ＦＦＴ回路１９１は、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、ＩＦＦＴ回路１８７、位相雑音補償回路１８５、パイロット信号除去回路１８６及びＦＦＴ回路８５７を備える。
【０１４６】
図７との差分は、位相雑音補償回路１８５への入力は複製回路１８１で複製された拡張ＦＦＴ回路１９０への入力信号そのものではなく、パイロット信号除去回路１８６及びＩＦＦＴ回路１８７により有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号が除去された信号となっている点である。パイロット信号除去回路１８６の動作としては、ＦＦＴ回路１８２により周波数領域の信号に変換された信号が入力された際に、図３における領域９１７及び領域１９８のサブキャリアの成分にゼロ挿入し、これをＩＦＦＴ回路１８７で周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。これにより、有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号に加えて、このパイロット信号が位相雑音の影響で周辺のサブキャリアに漏洩した成分も含めてキャンセルし、これらをキャンセルした周波数領域の信号を時間領域の信号に戻すことで、縮小有効帯域幅Ｗ’’内（厳密には、縮小有効帯域幅Ｗ’’から信号が漏洩した一部のサブキャリアも含む帯域内）のユーザデータを含む有効な領域のデータを受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭにて信号処理することが可能になる。
【０１４７】
［第５の実施形態］
第１から第４の実施形態における説明では、ＯＦＤＭ変調方式を適用する場合を代表例として示したが、同様の処理はシングルキャリア伝送のシステムにおいても適用可能である。シングルキャリア伝送のシステムとしては、一般的なシングルキャリア伝送に加え、周波数領域での等化処理を行うＳＣ−ＦＤＥ方式などがある。このうちのＳＣ−ＦＤＥ方式では、周波数領域の信号処理が伴うために、受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭにおいて、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりに一般的なＳＣ−ＦＤＥの処理を実施すればよい。これらは一般的な技術なので詳細は省略する。同様に送信部側においても、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理を一般的なＳＣ−ＦＤＥの処理に変更すればよい。例えば、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭないし送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭにおいては通常の時間領域のシングルキャリアの信号を生成し、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの部分において、ＩＦＦＴを実施せずにＧＩを付与する回路を実装すれば、シングルキャリア伝送に対応させることができる。
【０１４８】
ただし、ＳＣ−ＦＤＥ方式ではなく純粋なシングルキャリア伝送の場合には、必ずしも時間領域の信号を周波数領域の信号にＦＦＴ回路を用いて変換する必要はない。このため、拡張ＦＦＴ回路３５７内に実装されるＦＦＴ回路８５７は不要になり、拡張ＦＦＴ回路はシングルキャリア補償回路に置き換えられることになると共に、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの部分におけるＧＩの付与も不要となる。図１３に、第５の実施形態におけるシングルキャリア補償回路の構成例を示す。
【０１４９】
図１３に示すように、シングルキャリア補償回路１９２は、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、パイロット信号除去回路１８６、ＩＦＦＴ回路１８７及び位相雑音補償回路１８９を備える。図１２との差分は、ＦＦＴ回路８５７が省略され、位相雑音補償回路１８５が位相雑音補償回路１８９に置き換えられた点である。位相雑音補償回路１８５と位相雑音補償回路１８９の差分は、機能としては全く同じでありながら、出力が１系統から同一内容のＮＳＤＭ系統に変更された点である。第４の実施形態で示したように、位相雑音補償回路１８９からの出力信号には有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号は含まれておらず、位相雑音が補償されたシングルキャリアの信号が出力されることになる。
【０１５０】
以上の変更を反映する形で、図１４及び図１５に第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の送信部、及び受信部の構成例を示す。本発明の第５の実施形態においても、無線局装置の構成は図４に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図４と異なるのは送信部７１が送信部７４に、受信部７５が受信部７８に、通信制御回路５１が通信制御回路５４に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図４に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。以下では、この中の送信部７４及び受信部７８の構成例を示す。
【０１５１】
図１４に示すように、第５の実施形態における送信部７４は、送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭと、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２と、加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭと、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路５４に接続されている。
【０１５２】
図１０との差分は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭが省略され、ＯＦＤＭ変調方式等の周波数領域の処理を行う送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭが、時間領域でのシングルキャリア伝送の信号処理を行う送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭに置き換えられている。また、Ｄ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭをＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭ及び加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭに分けて記載してあるが、これは機能的には全く等価な回路を明示的に分けて記載したものであり、本質的には差はない。
【０１５３】
したがって、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭとＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの組み合わせでＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタルベースバンドの時間領域の送信信号を生成していたものが、送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭによりシングルキャリア伝送でのデジタルベースバンドの時間領域の送信信号を生成することになる。送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭが行うシングルキャリア伝送の信号処理は一般的な信号処理であり、ここでは詳細を省略するが、ユーザデータに変調処理を加えた信号に先行して、ユニークワードなどの信号がオーバヘッドとして付与される。これらも含めた時間領域の信号が出力されることになる。
【０１５４】
なお、第５の実施形態においても第３の実施形態と同様に、空間多重を行う信号系列ごとに個別にハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔやアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔ等を実装し、それぞれにおいてサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても第３の実施形態に関する説明と同様である。
【０１５５】
図１５に示すように、第５の実施形態における受信部７８は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭと、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭと、シングルキャリア補償回路５５７−１〜５５７−ＮＳＤＭ（図１５では、ＳＣ補償回路）と、受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔと、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭと、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭとを備えている。受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とは、通信制御回路５４に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
【０１５６】
図１１との差分は、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭがシングルキャリア補償回路５５７−１〜５５７−ＮＳＤＭに変更になった点、及びＯＦＤＭ変調方式等の周波数領域の処理を行う受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭがシングルキャリア伝送の時間領域の処理を行う受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭに変更になった点である。
【０１５７】
したがって、受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭがＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタルベースバンドの時間領域の信号検出処理をしていたものが、受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭによりシングルキャリア伝送でのデジタルベースバンドの時間領域の信号検出処理を実施することになる。受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭが行うシングルキャリア伝送の信号処理は一般的な信号処理であり、ここでは詳細を省略するが、ユーザデータに変調処理を加えた信号に先行して付与されているユニークワードなどの信号を検出し、適切なタイミングから信号検出処理を開始し、送信側での信号を再生してＭＡＣ層処理回路６８側に出力する。
【０１５８】
また、シングルキャリア補償回路５５７−１〜５５７−ＮＳＤＭが行う信号処理は上述の通りであり、位相雑音の補償処理を行い、パイロット信号が除去された縮小有効帯域幅Ｗ’’内のシングルキャリア信号を受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭに出力する。
【０１５９】
なお、第５の実施形態においても第３の実施形態と同様に、空間多重を行う信号系列ごとに個別にローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔやアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ等を実装し、それぞれにおいてサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても第３の実施形態に関する説明と同様である。
【０１６０】
［第６の実施形態］
第１の実施形態から第５の実施形態においては、各無線局装置７０の送信部７１、７２ａ、７２ｂ及び７４において、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔやハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔ等を空間多重する信号系列ごとに個別に実装し、それぞれでサブアレー構成とすることも可能であった。同様に、受信部７５、７６ａ、７６ｂ及び７８においても、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔやローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔ等を空間多重する信号系列ごとに個別に実装し、それぞれでサブアレー構成とすることも可能であった。この送信部７１、７２ａ、７２ｂ及び７４と受信部７５、７６ａ、７６ｂ及び７８のサブアレーアンテナは、物理的に例えば数ｍ程度離れた位置に設置する場合には、ローカル発振器８１５とローカル発振器８５３はそれぞれ個別に実装される場合があり、それぞれのサブアレー間で異なる位相雑音が付加される可能性がある。
【０１６１】
図１６は、第６の実施形態における対向する無線局装置７０の概要を示す図である。図１６に示す様に、無線局装置７０ａ及び７０ｂは、送信部７１ａ及び７１ｂ、受信部７５ａ及び７５ｂ、インタフェース回路６７ａ及び６７ｂ、ＭＡＣ層処理回路６８ａ及び６８ｂ、及び通信制御回路５１ａ及び５１ｂを備えている。無線局装置７０ｂは、上述の様にサブアレー構成を取り、その状況を明示的に示すために送信部７１ｂはサブアレー９２−１〜９２−ＮＳＤＭを備え、受信部７５ｂはサブアレー９１−１〜９１−ＮＳＤＭを備える。無線局装置７０ａは、サブアレー構成を取らずに共通化されたアンテナを備え、送信ウエイトの乗算により送信指向性ビーム９３−１〜９３−ＮＳＤＭを形成してサブアレー９１−１〜９１−ＮＳＤＭと対向し、同様に受信ウエイトの乗算により受信指向性ビーム９４−１〜９４−ＮＳＤＭを形成してサブアレー９２−１〜９２−ＮＳＤＭと対向する。
【０１６２】
例えば第３の実施形態を用いて説明すれば、送信部７１ａに相当する図１０の送信部７２ｂでは、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭにて送信指向性ビーム９３−１〜９３−ＮＳＤＭを形成し、受信部７５ａに相当する図１１の受信部７６ｂでは、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭにて受信指向性ビーム９４−１〜９４−ＮＳＤＭを形成する処理が実施される。
【０１６３】
この時、受信部７５ａ及び７５ｂは空間多重される信号系列ごとに異なるローカル発振器８１５及び又はローカル発振器８５３が適用されるため、個別独立の位相雑音が付加されている。この時、例えば第３の実施形態を例にとれば、上述の指向性形成により概ね相互の信号分離がなされているため、各拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭへの入力信号では干渉成分はある程度抑圧されているものと期待される。この場合、上述の処理を各拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭで個別に実施すれば、それぞれの信号系列において適切な位相雑音補償が実施可能である。
【０１６４】
同様に、一つの基地局装置が複数の端末局装置と空間多重伝送を行うマルチユーザＭＩＭＯ環境であっても、上述の指向性形成で概ね信号分離ができているため、同様の位相雑音補償を個別の各拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭで実施すればよい。ここで、マルチユーザＭＩＭＯのユーザ数が２の場合には、有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号の片方をユーザ＃１に、他方をユーザ＃２に割り当てるなどして、相互の干渉を更に低減して運用することも可能である。ないしは、サブアレー構成を取りながらも、ローカル発振器８１５及び又はローカル発振器８５３がサブアレー間で共用されている場合には、それぞれの信号系列に加わる位相雑音は全く等価な位相雑音となることが期待される。図１において、パイロット信号を有効帯域幅Ｗ’の両端に配置し、複数のパイロット信号から得られた情報を平均化して位相雑音の抽出精度を高める方法については上述の通りであるが、同様の平均化処理を、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭでまたがって実施することも可能である。この場合には、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭ間に相互の情報を交換するための信号線が必要となる。
【０１６５】
この様に、本発明の実施形態においては、サブアレー構成を取る場合や、シングルユーザＭＩＭＯに加えてマルチユーザＭＩＭＯ伝送を実施する場合にも適用可能である。
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。例えば、本発明の実施形態の説明においてはＯＦＤＭ変調方式、シングルキャリア伝送方式、ＳＣ−ＦＤＥ方式等を想定した装置構成及び信号処理を中心に説明を行ったが、その他の方式を適用するためには、従来技術におけるその方式の装置構成を本発明の実施形態において反映させた構成とすればよい。また、本発明では特に明示することなく、一般的なＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の空間多重伝送を中心に説明を行ったが、複数の無線局装置を備えたＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信形態であっても全く同様の議論が成り立つ。更にはこの際に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送により、複数の無線局装置と同時並行的に通信を行う構成に拡張することも可能である。
【０１６６】
また、本発明の実施形態において用いるパイロット信号の送信局側での付与の処理においては、何らかの手段で生成した送信信号に対し、別途、メモリに保存したパイロット信号の時間領域での情報（サンプリングデータ）を加算する形で実現しても良いし、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ方式などの様に送信側において周波数領域での信号処理が伴う場合には、周波数領域においてパイロット信号の成分を割り当て、一括してパイロット信号を生成する形でも対処可能である。この意味で、送信信号にパイロット信号が付与されていることが本質であり、そのパイロット信号の付与の仕方は様々なバリエーションにより実現することも可能である。
【０１６７】
また、本明細書では周波数領域、時間領域、時間軸等の用語を用いているが、例えばＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ方式を適用する際に実施するＦＦＴ処理により、デジタル・サンプリング・データが複数の周波数成分ないしはサブキャリアの信号に変換することが可能であり、この各周波数成分ないしは各サブキャリアの信号を本明細書では周波数領域（または周波数軸）の信号と呼ぶ。これとの対比として、デジタル・サンプリング・データは時系列の信号であり、これを時間領域（または時間軸）の信号と呼んでおり、この意味ではアナログ信号は時間的に連続する信号であるために、例えば第３の実施形態などで移相器で行う複素位相の回転処理は、時間領域での信号処理に相当する。基本的に時間領域での信号処理は、周波数領域の信号処理と異なりＦＦＴ処理を必要としないため、基本的には隣接周波数成分への信号の漏洩の問題を回避しやすいという特徴がある。このため、本明細書では記載していないその他の時間領域の信号処理などを追加で付加しても、本発明は影響を避けて運用することが可能である。
【０１６８】
またさらに、ここでは位相雑音補償が従来の背景技術で対応できない空間多重伝送を行う場合を想定し、複数のアンテナ素子を備える実施形態を中心に説明を行ってきたが、本発明の本質は図１に示す様に帯域内のパイロット信号（その周辺の周波数領域においては信号の割り当てのないことが特徴）を送信側で付与し、受信側においてはこのパイロット信号とその周辺の周波数成分を用いて位相雑音のレプリカを生成し、これを用いて受信信号から位相雑音を除去することが特徴であり、この意味では複数のアンテナ素子を用いることは必須ではなく、また空間多重伝送を用いない場合でも、本発明の適用により位相雑音補償を行うことは可能である。この際、本発明の実施形態では、パイロット信号を有効帯域幅の両端に配置したが、これはもともと信号の割り当てのないガードバンドを積極的に利用するためであり、必ずしも有効帯域幅の両端である必要はなく、帯域内の任意の場所にパイロット信号を割り当てることが可能である。更にいえば、本発明の実施形態ではパイロット信号を２本割り当てる例を示したが、１本のみを利用したり、ないしは３本以上を利用することも可能である。特に複数の無線局とひとつの無線局（基地局装置）が同時に空間多重伝送を行う場合、ないしはサブアレー構成を用いた無線局がサブアレー間で空間多重伝送を行う場合などは、独立な位相雑音を伴う信号系列のそれぞれ毎に、個別のパイロットサブキャリアを割り当て、当該無線局以外はそのパイロットサブキャリアへの信号送信を行わない構成としても良い。この場合、受信局側では個別の無線局またはサブアレーに対応した信号系列ごとに、個別に位相雑音補償を行うことになる。この様に、本発明の実施形態にて説明した個別のパラメータを適宜修正して実施することも、本発明の範囲内である。
【０１６９】
したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。
【符号の説明】
【０１７０】
５１、５１ａ、５１ｂ、５２、５３…通信制御回路
６０…無線局装置
６１、６２…送信部
６５、６６…受信部
６７、６７ａ、６７ｂ…インタフェース回路
６８、６８ａ、６８ｂ…ＭＡＣ層処理回路
７０…無線局装置
７１、７１ａ、７１ｂ、７２ａ、７２ｂ、７４…送信部
７５、７５ａ、７５ｂ、７６ａ、７６ｂ、７８…受信部
１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭ…拡張ＦＦＴ回路
１８１…複製回路
１８２…ＦＦＴ回路
１８３…関数Φ（ｔ）取得回路
１８４…ＩＦＦＴ回路
１８５…位相雑音補償回路
１８６…パイロット信号除去回路
１８７…ＩＦＦＴ回路
１８９…位相雑音補償回路
１９１…拡張ＦＦＴ回路
１９２…シングルキャリア補償回路
２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭ…ミキサ
２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭ…フィルタ
２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭ…Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器
２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭ…ＦＦＴ回路
３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭ…ミキサ
３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭ…フィルタ
３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔ…加算器
３２１…パイロット信号記憶回路
３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭ…受信信号処理回路
３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔ…拡張ＦＦＴ回路
４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭ…加算器
４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭ…受信信号処理回路
５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
６４２…時間軸送信ウエイト算出回路
６５７…時間軸受信ウエイト算出回路
６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ…合成器
６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ…分配器
６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭ…分配器
６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭ…合成器
６７８…位相制御回路
６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ…移相器群
６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ…移相器群
６８８…位相制御回路
７４０…送信ウエイト処理部
７４１…チャネル情報取得回路
７４２…チャネル情報記憶回路
７４３…送信ウエイト算出回路
７４４…受信ウエイト処理部
７４６…チャネル情報推定回路
７４７…受信ウエイト算出回路
７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭ…時間軸受信ウエイト乗算回路
７５７…時間軸送信ウエイト算出回路
７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭ…時間軸送信ウエイト乗算回路
８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔ…加算合成回路
８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔ…Ｄ／Ａ変換器
８１５…ローカル発振器
８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔ…ミキサ
８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔ…フィルタ
８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔ…ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔ…アンテナ素子
８４０…送信ウエイト処理部
８４１…チャネル情報取得回路
８４２…チャネル情報記憶回路
８４３…送信ウエイト算出回路
８４４…受信ウエイト処理部
８４６…チャネル情報推定回路
８４７…受信ウエイト算出回路
８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ…アンテナ素子
８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔ…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３…ローカル発振器
８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔ…ミキサ
８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔ…フィルタ
８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔ…Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器
８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔ…ＦＦＴ回路
８８７…ローカル発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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