(57)【要約】【課題】ＰＷＭ信号停止による高調波成分の増加を抑制するインバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムを提供する。【解決手段】インバータ装置１は、モータ８０を駆動可能なインバータ装置１であって、モータ８０の速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部１２と、電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、停止させる指令による線間電圧を補償する補償指令と、を電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部１８と、補正指令に基づいて生成されたパルス信号でスイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路２０と、を備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを駆動可能なインバータ装置であって、
前記モータの速度指令に基づいて、電圧指令を生成する電圧指令部と、
前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、前記停止させる指令による線間電圧の歪を補償する補償指令と、を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部と、
前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号でスイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路と、
を備えるインバータ装置。
【請求項２】
前記補正指令部が、前記３相交流電圧の各相の補正指令をそれぞれ生成し、
前記ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を加える期間において、前記ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を加えた相とは別の相に、前記補償指令を加える請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記補正指令部が、前記補償指令として、多段の補償電圧を加える請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子群が、前記３相交流電圧の各相に関連して、上アーム及び下アームのスイッチング素子の対をそれぞれ備え、
前記ＰＷＭ制御として、前記上アームのスイッチング素子及び前記下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、前記３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行う請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記速度指令から生成されたインバータ出力周波数を積分し、位相を演算する位相演算部をさらに備え、
前記補正指令部が、前記位相を基準に、前記補正指令を生成する請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
Ｖ／ｆ制御を行う請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置と、
前記３相交流電圧で回転駆動される前記モータと、
を備える空気調和機。
【請求項８】
モータを駆動可能なインバータ装置の制御方法であって、
前記モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、
前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、前記停止させる指令による線間電圧を補償する補償指令と、を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令生成ステップと、
前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する逆変換ステップと、
を実施するインバータ装置の制御方法。
【請求項９】
モータを駆動可能なインバータ装置であって、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備えるインバータ装置のコンピュータを、
前記モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令部、及び
前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、前記停止させる指令による線間電圧を補償する補償指令と、を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部、
として機能させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機（空調機）には、主として、圧縮機のモータを自在に駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖ三相交流電源）から入力された三相の交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、インバータ装置で当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。
【０００３】
このようなインバータ装置として、Ｖ／ｆ制御方式やベクトル制御方式等の制御によって、負荷への出力制御を行うものが知られている。
【０００４】
例えば、特許文献１には、ベクトル制御方式として、検出したモータ電流から指令電圧を生成し、指令電圧に従ってＰＷＭ信号を発生させることによって、インバータ装置の出力を制御することが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第５６７５５６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１は、インバータ装置が電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を停止させている。しかしながら、ＰＷＭ信号を停止させると、モータに印加する各相線間電圧の波形が正弦波に比べて歪んだ波形となる。このため、高調波成分が多くなる可能性がある。
【０００７】
本発明は、ＰＷＭ信号停止による高調波成分の増加を抑制するインバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の態様のインバータ装置は、モータを駆動可能なインバータ装置であって、前記モータの速度指令に基づいて、電圧指令を生成する電圧指令部と、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、前記停止させる指令による線間電圧の歪を補償する補償指令と、を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部と、前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号でスイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路と、を備える。
【０００９】
本態様によれば、インバータ装置は、ＰＷＭ信号停止による線間電圧の歪みを、補償指令によって補償するので、線間電圧波形における高調波成分の増加を抑制することができる。
【００１０】
また、第２の態様のインバータ装置は、前記補正指令部が、前記３相交流電圧の各相の補正指令をそれぞれ生成し、前記ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を加える期間において、前記ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を加えた相とは別の相に、前記補償指令を加える第１の態様のインバータ装置である。
【００１１】
本態様によれば、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を加えた相とは別の相に、前記補償指令を加えるため、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させながら、高調波成分の増加を抑制することができる。ＰＷＭ信号を停止させる指令が維持されれば、インバータ装置は、ＰＷＭ信号を停止させたことによるスイッチング損失低下性能を維持することができる。
【００１２】
また、第３の態様のインバータ装置は、前記補正指令部が、前記補償指令として、多段の補償電圧を加える第１又は第２の態様のインバータ装置である。
【００１３】
本態様によれば、前記ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令で削られる電圧指令に近似した補償電圧を加えることができるため、インバータ装置は、線間電圧波形における高調波成分の増加を抑制することができる。
【００１４】
また、第４の態様のインバータ装置は、前記スイッチング素子群が、前記３相交流電圧の各相に関連して、上アーム及び下アームのスイッチング素子の対をそれぞれ備え、前記ＰＷＭ制御として、前記上アームのスイッチング素子及び前記下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、前記３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行う第１から第３のいずれかの態様のインバータ装置である。
【００１５】
本態様によれば、インバータ装置は、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域で、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、複数のＰＷＭ周期に亘って全てオンさせる（ベタオンさせる）ため、スイッチング損失を低減することができる。
【００１６】
また、第５の態様のインバータ装置は、前記速度指令から生成されたインバータ出力周波数を積分し、位相を演算する位相演算部をさらに備え、前記補正指令部が、前記位相を基準に、前記補正指令を生成する第１から第４のいずれかの態様のインバータ装置である。
【００１７】
本態様によれば、インバータ装置は、速度指令から出力電圧位相を生成するため、速度指令に合わせた位相でＰＷＭ制御のパルス信号を停止させることができると共に、速度指令に合わせた位相で線間電圧を補償することができる。
【００１８】
また、第６の態様のインバータ装置は、Ｖ／ｆ制御を行う第１から第５のいずれかの態様のインバータ装置である。
【００１９】
本態様によれば、インバータ装置は、Ｖ／ｆ制御において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を、生成された電圧指令に加えているので、任意のタイミングでＰＷＭのパルス信号を停止させることができる。したがって、ＰＷＭ信号停止の遅れが抑制される。
【００２０】
また、第７の態様の空気調和機は、第１から第６のいずれかの態様のインバータ装置と、前記３相交流電圧で回転駆動される前記モータと、を備える。
【００２１】
また、第８の態様のインバータ装置の制御方法は、モータを駆動可能なインバータ装置の制御方法であって、前記モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、前記停止させる指令による線間電圧を補償する補償指令と、を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令生成ステップと、前記補正指令に基づいて生成された前記パルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する逆変換ステップと、を実施する。
【００２２】
また、第９の態様のプログラムは、モータを駆動可能なインバータ装置であって、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備えるインバータ装置のコンピュータを、前記モータの速度指令を用いて電圧指令を生成する電圧指令部、及び前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、前記停止させる指令による線間電圧を補償する補償指令と、を前記電圧指令に加えた補正指令を生成する補正指令部、として機能させる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の一態様によれば、ＰＷＭ信号停止による高調波成分の増加を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る第１の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。
【図２】本発明に係る第１の実施形態における制御装置の機能構成を示す図である。
【図３】ＰＷＭ制御の機能を説明する図である。
【図４】補償指令を加える前の交流電圧指令の波形図である。
【図５】補償指令を加える前の交流電圧指令、補償指令、及び補償指令を加えた後の交流電圧指令の波形を示す図である。
【図６】本発明に係る第１の実施形態における補正交流電圧指令の波形を示す図である。
【図７】本発明に係る第１の実施形態における補正交流電圧指令の波形とゲート信号との関係を示す図である。
【図８】本発明に係る第１の実施形態におけるＵＶ間の線間電圧の波形を示す図である。
【図９】参考例におけるＵＶ間の線間電圧の波形を示す図である。
【図１０】本発明に係る第１の実施形態におけるＵＶ間の線間電圧の周波数分析波形を示す図である。
【図１１】参考例におけるＵＶ間の線間電圧の周波数分析波形を示す図である。
【図１２】本発明に係る第１の実施形態におけるＰＷＭ停止制御を説明する図である。
【図１３】参考例におけるＰＷＭ停止制御を説明する図である。
【図１４】本発明に係る第２の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。
【図１５】本発明に係る実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明に係る各種実施形態について、図面を用いて説明する。
【００２６】
＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係るインバータ装置について、図１〜図１３を参照しながら詳細に説明する。
【００２７】
（インバータ装置の回路構成）
図１は、実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
インバータ装置１は、空気調和機（空調機）９０の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための三相交流モータ（モータ８０）に対し、別途入力される速度指令に応じた負荷駆動用交流電圧（三相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である三相交流モータ（モータ８０）を所望の回転数で回転駆動させる。
【００２８】
インバータ装置１は、制御装置１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、を備える。
インバータ装置１は、直流電源ＰＳから供給される直流電圧Ｖｄｃを、モータ８０を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧であるＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧及びＷ相交流電圧の３相交流電圧に変換する。
モータ電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に接続されている３相の各配線に設けられる。モータ電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に出力される３相交流電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）に関連してモータ８０に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出し、各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出結果を制御装置１０に通知する。
【００２９】
（インバータ主回路）
インバータ主回路２０は、スイッチング素子群２１と、正極ＤＣ端子Ｑａと、負極ＤＣ端子Ｑｂと、ＰＷＭ発生部２２とを備える。
【００３０】
正極ＤＣ端子Ｑａ及び負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電圧Ｖｄｃが入力される端子である。
正極ＤＣ端子Ｑａ、負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電源ＰＳの正極、負極にそれぞれ接続されている。
【００３１】
スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃの間に直列に接続された２つのスイッチング素子の対を３対備える。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の各対は、三相交流モータ（モータ８０）を回転駆動させるための３つの相のそれぞれに対応して設けられる。
【００３２】
図１に示すように、スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃが入力される正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対を有する。
【００３３】
上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｕ相の交流電圧ｖｕを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰの全期間とゼロ電圧領域ＲＧＺのマスク期間とを除く期間において、交互にスイッチングされる。
【００３４】
同様に、上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、ＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｖ相の交流電圧ｖｖを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰの全期間とゼロ電圧領域ＲＧＺのマスク期間とを除く期間において、交互にスイッチングされる。
【００３５】
同様に、上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、ＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｗ相の交流電圧ｖｗを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰの全期間とゼロ電圧領域ＲＧＺのマスク期間とを除く期間において、交互にスイッチングされる。
【００３６】
ＰＷＭ発生部２２は、制御装置１０から受け付けた後述する補正指令に関連して、スイッチング素子群２１を駆動するゲート信号を発生させ、スイッチング素子群２１をオンオフする。
本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２は、補正指令部１８から、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を取得する。ＰＷＭ発生部２２は、取得した補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の各波形の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ制御のパルス信号（以下、「ＰＷＭ信号」ともいう。）を発生させる。
具体的には、ＰＷＭ発生部２２は、後述するスイッチング素子２１ＵＨ、スイッチング素子２１ＵＬ、スイッチング素子２１ＶＨ、スイッチング素子２１ＶＬ、スイッチング素子２１ＷＨ、スイッチング素子２１ＷＬの各ゲートに対して、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）をそれぞれ出力する。
【００３７】
ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｗ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を生成する。
【００３８】
（制御装置）
図２に示すように、制御装置１０は、速度指令部１１、電圧指令部１２、２相／３相変換部１３、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６、位相演算部１７及び補正指令部１８を機能的に備える。
本実施形態では、後述するプログラムを実行することにより、コンピュータシステムを制御装置１０として機能させている。
【００３９】
速度指令部１１は、所望の回転速度ωでモータ８０を回転させるための速度指令ｎωｍ＊を出力する（ｎはモータ８０の極対数）。速度指令ｎωｍ＊は、速度補正部１６による補正処理を施され、新たな速度指令ω１とされる。速度指令ω１は、電圧指令部１２及び位相演算部１７にそれぞれ入力される。
【００４０】
電圧指令部１２は、新たな速度指令であるインバータ出力周波数ω１の入力を受け付けて、インバータ出力周波数ω１に概ね比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸（δ軸、γ軸）で生成する。
本実施形態では、速度指令部１１は、電圧指令として、δ軸電圧指令ｖδ＊及びγ軸電圧指令ｖγ＊を生成し、出力する。
【００４１】
２相／３相変換部１３は、電圧指令部１２から出力された電圧指令を、インバータ主回路２０が出力する３相の交流電圧の各々に対応する交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に座標変換する。２相／３相変換部１３は、後述する位相演算部１７から得られる位相θに応じた座標変換を行う。
【００４２】
３相／２相変換部１４は、モータ電流検出部３０で検出された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得する。３相／２相変換部１４は、取得された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、モータ電流Ｉをなす２軸（δ軸、γ軸）の電流成分であるδ軸電流成分ｉδ（励磁電流成分）及びγ軸電流成分ｉγ（トルク電流成分）へ座標変換する。変換されたδ軸電流成分ｉδ及びγ軸電流成分ｉγは、電圧指令部１２へフィードバックされる。
【００４３】
力率角設定部１５は、位相差φを設定し、力率の加減に用いられる。本実施形態では、γ軸電流成分ｉγに関連して、位相差φを演算して、力率の加減を行っている。演算された位相差φによって、モータ８０のモータ印加電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）の位相である位相θに対し、力率の加減の必要ないときは、力率角設定部１５は、設けられなくてもよい。
【００４４】
速度補正部１６は、γ軸電流成分ｉγにゲインΚωを乗じる。ゲインΚωが乗じられたγ軸電流成分ｉγは、速度指令ｎωｍ＊に負帰還され、モータ８０が安定して動作するように速度指令ｎωｍ＊の修正に用いられる。モータ８０の安定化の必要ないときは、速度補正部１６は設けられなくてもよい。
【００４５】
位相演算部１７は、インバータ出力周波数ω１を積分し、位相θを演算し、２相／３相変換部１３及び補正指令部１８それぞれに位相θを出力する。
【００４６】
補正指令部１８は、２相／３相変換部１３から、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を取得する。
補正指令部１８は、後述するように、電圧指令に、ＰＷＭ信号を交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊のゼロ電圧領域において停止させる指令と、停止させる指令による線間電圧の歪を補償する補償指令と、が加えられた補正指令を生成し、インバータ主回路２０を制御する。
【００４７】
なお、制御装置１０の具体的な説明については、補正指令部１８を除いて、特許第４７６４１２４号公報に記載されているため、詳細な説明を省略する。
また、フィードバック制御の必要がなく、オープン制御を行う場合、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６がない構成としてもよい。
【００４８】
（補正指令部）
本実施形態において、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、補正指令として、それぞれ補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を生成し、ＰＷＭ発生部２２に出力する。
【００４９】
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は次のように生成される。
補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊として、所望の交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各波形に相似した電圧波形を取得する。
補正指令部１８は、後述する２アーム方式の制御が行われると共に、各電圧波形のゼロ電圧領域においてＰＷＭパルスが停止されるように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。さらに、補正指令部１８は、線間電圧の歪を補償するように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。
本実施形態では、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として後述する波形Ｊ３に補正する。
【００５０】
（２アーム方式の制御）
まず、本実施形態における２アーム方式の制御について説明する。
電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）及び位相θから生成された交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊がそれぞれ正弦波である場合、インバータ装置１が、当該正弦波でそのままＰＷＭ制御を行うと、スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失が大きい。
スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失を抑制するため、各スイッチング素子をそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御（２アーム方式の制御）を行う。
すなわち、２アーム方式の制御として、インバータ装置１は、３相交流電圧の各相電圧（の絶対値）の大きな領域で、上アームのスイッチング素子２１ＵＨ、２１ＶＨ、２１ＷＨ、及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬ、２１ＶＬ、２１ＷＬをそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオン（ベタオン）させる制御を行う。
このため、スイッチング損失の大きい正弦波のピーク電圧（正のピーク電圧及び負のピーク電圧）を中心に所定の電気角に亘って、ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％（ベタオン）となるように、制御装置１０は電圧指令を補正する。
本実施形態では、２アーム方式の制御を行うために、補正指令部１８が、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各電圧波形のピークを中心として所定の電気角に亘って、電圧を嵩上げして、ＰＷＭ信号のデューティが１００％となるように、電圧波形を補正する。このような波形に補正する理由は以下のとおりである。
【００５１】
ＰＷＭ発生部２２は、スイッチング素子群２１をオンオフさせる信号のパルス周期に対するオンパルス幅の比率（ＰＷＭ信号のデューティ）を変えて、インバータ主回路２０が出力する電圧を変えている。
インバータ主回路２０に所定の電圧波形を出力させる場合、ＰＷＭ発生部２２は、発生させたい電圧波形の各瞬間の電圧に比例するようにＰＷＭ信号のデューティを変調させて、スイッチング素子群２１に所定の電圧波形を出力させる。
図３の例に示すように、ＰＷＭ発生部２２において、ＰＷＭ信号のデューティは、基準となる三角波（又はのこぎり形状は）の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定される。
このため、電圧指令の電圧を変調させれば、ＰＷＭ信号のデューティを変調させることができる。図３では、三角波の電圧より電圧指令の電圧が大きい場合にオンパルスとなっている。
さらに、複数のパルス周期に亘って、三角波の最大電圧より電圧指令の電圧が大きい場合、ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％（ベタオン）となり、全領域でオン信号とすることができる（領域ＲＧＸ）。
このように、制御装置１０は、複数のパルス周期に亘って、三角波の電圧より電圧指令の電圧が大きくなるように、電圧指令の電圧を嵩上げすると、嵩上げした領域において、ＰＷＭ信号のオンデューティを１００％（ベタオン）することができ、全領域でオン信号とすることができる。
したがって、本実施形態では、制御装置１０は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、三角波の最大電圧より大きな電圧に嵩上げした電圧波形に補正して、２アーム方式の制御を行うことができる。
【００５２】
（パルス信号停止制御）
上記のとおり、本実施形態では、まず２アーム方式の制御を行うために、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、正弦波のピーク電圧を中心に６０°の電気角（ピーク電圧領域ＲＧＰ）において、電圧が嵩上げされた交流電圧指令に補正される。
【００５３】
嵩上げされた交流電圧指令でそのまま直流電圧Ｖｄｃを交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換すると、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧が正弦波に比べて崩れた波形となる。このため、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧が正弦波に近似した波形になるように、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、さらに成形される必要がある。
【００５４】
例えば、図４のように、ピーク電圧領域ＲＧＰの電圧が矩形波となるように嵩上げした場合について説明する。図４の横軸は位相θを、縦軸は、電圧を示す。
交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧を正弦波とするには、交流電圧指令は、嵩上げした補償として、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてリンギングを有する波形に成形される必要がある。ここで「ゼロ電圧領域ＲＧＺ」とは、リンギングの２つのピーク及び２つの裾を含む電圧０から０までの領域である。
具体的には、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が、図４の破線で示される波形Ｊ１に整形されれば、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧を正弦波形とすることができる。
【００５５】
しかし、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてリンギングを有する波形Ｊ１でインバータ主回路２０が駆動されると、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおける各スイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる。
そこで次に考えられる波形は、図４の実線で示される波形Ｊ２である。
交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が、図４の実線で示される波形Ｊ２に、それぞれ補正されれば、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおける各スイッチング素子のスイッチング損失が抑制することができる。波形Ｊ２は、ゼロ電圧領域ＲＧＺのマスク期間において、電圧を０とした期間を有することで、ＰＷＭ信号を停止できる波形である。
図４には、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が、波形Ｊ２に補正された交流電圧指令として、それぞれｖａｕ＊、ｖａｖ＊、ｖａｗ＊が示される。
【００５６】
上述したように、ＰＷＭ信号のデューティは、基準となる三角波の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定される。図３のタイミングＴＭＸにおいて示されるように、電圧指令波形の電圧を、三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さくすることによって、制御装置１０は、任意のタイミングでＰＷＭ信号を停止することができる。本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２に出力する電圧指令の電圧を０とすれば、少なくとも三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さい電圧とすることができる。
【００５７】
（補償指令）
しかし、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、それぞれ交流電圧指令ｖａｕ＊、ｖａｖ＊、ｖａｗ＊に補正してインバータ主回路２０に出力すると、ゼロ電圧領域ＲＧＺの各マスク期間において、線間電圧が歪む可能性がある。
そこで、本実施形態では、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ３を各相の位相に対応させて、それぞれ補正される。
すなわち、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてＰＷＭ信号を停止させると共に、当該停止させる指令による線間電圧の歪を補償する波形Ｊ３に、それぞれ補正される。
【００５８】
一例として、Ｕ相に関して説明する。図５には、波形Ｊ２を有する交流電圧指令ｖａｕ＊に、波形Ｊｂを有する補償電圧指令ｖｂｕ＊が加えられ、波形Ｊ３を有する補正交流電圧指令ｖｖｕ＊に補正される例が示される。図５の横軸は位相θを、縦軸は電圧を示す。
【００５９】
波形Ｊ２（図５の上段）は、交流電圧指令ｖａｕ＊の波形であって、波形Ｊ１のリンギングのタイミングを中心に、マスク期間を電気角３０°とした波形である。
波形Ｊｂ（図５の中段）は、補償電圧（補償指令）として、複数の矩形電圧を含んでいる。
波形Ｊ３（図５の下段）は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊の波形であって、波形Ｊ２に波形Ｊｂを合成した波形である。
【００６０】
波形Ｊｂについて詳しく説明する。
波形Ｊｂは、補償期間を幅とし、補償電圧振幅を高さとする矩形波を複数有する波形である。
本実施形態では、波形Ｊｂの矩形電圧の幅（補償期間）及び高さ（補償電圧振幅）は、上述する、電気角６０°のピーク電圧領域ＲＧＰ及びリンギングのタイミングを中心に電気角３０°のマスク期間を有する波形Ｊ２に対し、以下のように設定される。
波形Ｊｂは、当該波形Ｊ２のピーク電圧領域ＲＧＰの両外側に隣接するタイミングで、それぞれ電気角１５°の補償期間の矩形電圧を有する。図６で後述するように、矩形電圧を有する各タイミングは、他の２つの相の各マスク期間に相当する。
波形Ｊｂは、一周期（電気角３６０°）に２つある各ピーク電圧領域ＲＧＰに対応して矩形電圧を有し、一周期（電気角３６０°）に計４個の矩形電圧を有する。各矩形電圧は、各ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて、波形Ｊ２の突出する方向に一致して突出させている。
【００６１】
補償電圧振幅の高さは、線間電圧の歪みを低減できる高さであれば、どのような高さに設定されてもよい。
例えば、波形Ｊ１のリンギングを、波形Ｊ２のように電圧０に補正するためにマスク期間で削られた電圧の平均値としてもよい。
具体的には、補償電圧振幅の高さは、波形Ｊ１のリンギングを波形Ｊ２のように電圧０に補正するために、マスク期間の後半（又は前半）の期間で削られた山形状の波形ＣＡＲの平均の電圧に相当するように設定されてもよい。
【００６２】
交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が、波形Ｊ３に、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として補正された各波形が、図６に実線で示される。図６の横軸は位相θを、縦軸は電圧を示す。
これらの波形の関係から、各波形が、自身のマスク期間に、他の２つの相の補償期間が設けられていることが分かる。
例えば、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊の波形のマスク期間の前半の期間に、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊の補償期間が設けられている。同様に、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊の波形のマスク期間の後半の期間に、補正交流電圧指令ｖｖｗ＊の補償期間が設けられている。
したがって、他の相の電圧との差となる線間電圧は、互いに削られたリンギングを補うように、補償電圧が設けられている。
【００６３】
以上のとおり、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が波形Ｊ３に補正されると、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧は、正弦波に近似した波形で維持される。
したがって、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ３に補正する。
【００６４】
波形Ｊ３に補正された補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２において、それぞれＰＷＭ信号に変換される。さらに、ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。
【００６５】
一例として、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊とゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）の関係について説明する。
図７に示されるように、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）に変換される。図７の横軸は位相θを、縦軸は電圧を示す。
【００６６】
ピーク電圧領域ＲＧＰでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、オンデューティが１００％（ベタオン）となり、全領域でオン信号となる。
逆にゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、全領域でオフ信号（ＰＷＭパルス停止）となる。
【００６７】
ピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとの間の中間電圧領域ＲＧＭでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊の電圧に比例したオンデューティのパルス列となる。
ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）の逆パターンのパルス列となる。すなわち、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）がオンパルスの時、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）はオフパルスとなり、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）がオフパルスの時、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）はオンパルスとなるようなパルス列となる。
ゼロ電圧領域ＲＧＺのうち、マスク期間以外の期間についても、中間電圧領域ＲＧＭと同様である。
【００６８】
ゼロ電圧領域ＲＧＺのうち、マスク期間では、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、オンデューティが０％（ベタオフ）となり、全領域でオフ信号となる。したがって、ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ＰＷＭ信号が停止される期間（マスク期間）となる。
ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）と同様に、全領域でオフ信号（ＰＷＭパルス停止）となる。
【００６９】
図７に示されるように、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊が変換されるゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）よりそれぞれ１２０°遅れた位相となる。
図７に示されるように、補正交流電圧指令ｖｖｗ＊が変換されるゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）よりそれぞれ２４０°遅れた位相（1２０°進んだ位相）となる。
【００７０】
図８には、図７の各ゲート信号で制御したときの線間電圧のうち、一例として、ＵＶ間の線間電圧が示される。図９には、参考例として、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ２（ｖａｕ＊、ｖａｖ＊、ｖａｗ＊）をＰＷＭ発生部２２に入力した場合（線間電圧の歪を補償しなかった場合）のＵＶ間の線間電圧が示される。
図８のＡ部と、図９のＢ部とを比べると、図８の波形は、図９の波形に比べて、正弦波からの歪みが軽減された波形となっており、正弦波に近い波形となっている。逆に、図９の波形は、図８の波形に比べて、盛り上がった波形（矩形波に近い波形）となっている。
なお、図８及び図９の横軸は位相θを示す。図８及び図９の縦軸は、縦軸は電圧を同一の任意スケールで示す。
【００７１】
図１０は、本実施形態の図８の波形の周波数解析結果を示す。図１１は、参考例の図９の波形の周波数解析結果を示す。図１０及び図１１の横軸は周波数を示す。図１０及び図１１の縦軸は電圧を同一の任意スケールで示す。
図１０及び図１１に示されるように、参考例の５次高調波成分に比べて、本実施形態の５次高調波成分が抑制されていることがわかる。
【００７２】
（作用及び効果）
インバータ装置１は、ゼロ電圧領域において、ＰＷＭのパルス信号を停止させるため、インバータ装置１は、スイッチング損失を低減することができる。
さらに、インバータ装置１は、ＰＷＭ信号停止による線間電圧の歪みを、補償指令によって補償するので、線間電圧波形における高調波成分の増加を抑制することができる。
【００７３】
波形Ｊ２は、ゼロ電圧領域ＲＧＺのマスク期間において、電圧を０とした期間を有する。このため、波形Ｊ２を補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを発生させると、図９及び図１１に示す例のように、各相間の線間電圧は、歪むと共に高調波成分が多くなってしまう。
【００７４】
これに対し、インバータ装置１は、波形Ｊ３を有する補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊でインバータ主回路２０を駆動させて、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを発生させている。このため、図８及び図１０に示す例のように、各相間の線間電圧における歪み及び高調波成分が抑制される。
【００７５】
加えて、インバータ装置１は、ＰＷＭ信号を停止させる指令を加えた相とは別の相に補償指令を加える。このため、ＰＷＭ信号を停止させながら、高調波成分を抑制することができる。ＰＷＭ信号を停止させる指令が維持されれば、インバータ装置１は、ＰＷＭ信号を停止させたことによるスイッチング損失低下性能を維持することができる。
【００７６】
加えて、インバータ装置１は、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域で、それぞれ上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子を、複数のＰＷＭ周期に亘って全てオンさせる（ベタオンさせる）ため、スイッチング損失を低減することができる。
【００７７】
加えて、インバータ装置１は、速度指令から出力電圧位相を生成するため、速度指令に合わせた位相でＰＷＭ信号を停止させることができる。
【００７８】
加えて、以下に示すとおり、インバータ装置１は、Ｖ／ｆ制御を行うことで、スイッチング制御からＰＷＭ停止制御への切替時の遅延が短い。そのため、モータ出力電流波形の歪を抑制することができる。
インバータ装置１は、電圧指令に、ＰＷＭ信号を停止させる指令を加えて、ＰＷＭパルス信号のオフを制御している。
上述したように、ＰＷＭ信号のデューティは、三角波の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定されるため、任意のタイミングでＰＷＭ信号を停止することができる。
このため、図１２に示すように、ＰＷＭのパルス信号（キャリア信号）中の任意のタイミングで、ＰＷＭ信号を停止することができ、ＰＷＭ停止制御へほぼ遅延なく切り替えることが可能である。
したがって、インバータ装置１は、ＰＷＭ停止制御への切替時にほぼ遅延がないため、モータ出力電流波形の歪を抑制することができる。
これに対し、特許文献１のようなベクトル制御方式のインバータ装置は、電流のゼロクロスを検出してから、ＰＷＭ信号を停止させている。このため、参考例として図１３に示されるように、ベクトル制御方式のインバータ装置は、電流のゼロクロスを検出してから、少なくともＰＷＭのパルス信号１つ（１キャリア）、最大で２つ（２キャリア分）遅れて、実際のＰＷＭ停止制御への切り替えが実施される。したがって、モータ出力電流波形の歪が発生する。
【００７９】
加えて、インバータ装置１は、スイッチング制御からＰＷＭ停止制御（マスク期間の制御）への切り替えだけではなく、ＰＷＭ停止制御からスイッチング制御への切り替えも、ほぼ遅延がなく行うことができる。同様に、スイッチング制御（中間電圧領域ＲＧＭの制御）からベタオン制御（ピーク電圧領域ＲＧＰの制御）への切り替え、及びベタオン制御からスイッチング制御への切り替えも同様に、ほぼ遅延なく行うことができる。
【００８０】
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態に係るインバータ装置について、図１４を参照しながら詳細に説明する。
【００８１】
本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、補正指令として、別途、パルスを停止する停止信号をインバータ主回路に送信する点が異なっている。
【００８２】
本実施形態のインバータ装置１’は、空気調和機（空調機）９０’の室外機に搭載される。
図１４に示すように、インバータ装置１’は、補正指令部１８’を有する制御装置１０’と、パルス停止部２３を有するインバータ主回路２０’と、を備える。
補正指令部１８’は、ＰＷＭ信号を停止させる指令を埋め込まず、補正指令をインバータ主回路２０’送信する。すなわち、補正指令部１８’は、補正交流電圧指令とパルスを停止する停止信号とを別々に、補正指令として、パルス停止部２３に送信する。
本実施形態では、補正指令部１８’は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊及び停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷを補正指令として、インバータ主回路２０’に送信する。
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２に送信され、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷは、パルス停止部２３に送信される。
パルス停止部２３は、ＰＷＭ発生部２２と各スイッチング素子の間の配線に、ＰＷＭ発生部２２及び各スイッチング素子と直列に設けられる。パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷのオフパルスが入力されると、ＰＷＭ発生部２２から各スイッチング素子へ送信されるＰＷＭ信号を停止する。
【００８３】
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＵがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を停止する。
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＶがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を停止する。
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＷがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を停止する。
【００８４】
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、例えば、各相の位相に対応する波形Ｊ１に波形Ｊｂを加えた波形とすることができる。この場合、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷは、波形Ｊ１のゼロ電圧領域ＲＧＺのタイミングでオフパルスを有する信号とする。
【００８５】
ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の各波形（波形Ｊ１）の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ信号を発生させる。ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。パルス停止部２３は、ゼロ電圧領域ＲＧＺのタイミングで発生された各ゲート信号を停止する。
結果として第１の実施形態と同様なゲート信号を各スイッチング素子に供給する。
【００８６】
本実施形態においても、インバータ装置１’は、ＰＷＭのパルス信号（キャリア信号）中の任意のタイミングで、ＰＷＭ信号を停止することができ、ＰＷＭ停止制御へほぼ遅延なく切り替えることが可能である。さらに、インバータ装置１’は、線間電圧の歪を補償することが可能である。
【００８７】
＜変形例＞
第１の実施形態では、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、波形Ｊ３に補正している。この場合、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、波形Ｊ１、波形Ｊ２、波形Ｊ３を順に生成してもよいし、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、１回の処理で波形Ｊ３を生成してもよい。
【００８８】
各実施形態では、補正指令部１８、１８’において、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各正弦波を、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて嵩上げしている。変形例として、電圧指令部１２において、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が嵩上げされるように、電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）が補正されてもよい。
例えば、γ軸電圧指令ｖγ＊が、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の振幅に関連する場合、電圧指令部１２において、γ軸電圧指令ｖγ＊を大きな電圧に補正する。γ軸電圧指令ｖγ＊を大きな電圧に補正すれば、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各振幅を大きくできるので、少なくともピーク電圧領域ＲＧＰにおいて嵩上げすることができる。
【００８９】
各実施形態では、スイッチング素子にＩＧＢＴが用いられているが、変形例として、スイッチング素子に、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。
本実施形態では、シリコン半導体のスイッチング素子が用いられているが、変形例として、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドギャップ半導体のスイッチング素子が用いられてもよい。
【００９０】
本実施形態では、ＰＷＭ制御として、２アーム方式の制御として、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の両方を、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行っている。
変形例として、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、オンさせるだけでもよい。また、他の変形例として、制御部は、２アーム方式の制御の指令を行わず、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令、及び停止させる指令による線間電圧の歪を補償する補償指令だけを行ってもよい。
【００９１】
第１の実施形態では、マスク期間において、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の電圧は０に補正されているが、変形例として、三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さい正の電圧に補正されてもよい。
【００９２】
第１の実施形態では、マスク期間は、ゼロ電圧領域ＲＧＺの一部の期間とされているが、少なくとも、リンギングの２つのピークをマスク期間が含むように補正されてもよいし、単にゼロ電圧領域ＲＧＺの少なくとも一部の期間をマスク期間が含むように補正されてもよい。他の変形例として、マスク期間は、ゼロ電圧領域ＲＧＺの全期間とされてもよい。
【００９３】
各実施形態のインバータ装置は、Ｖ／ｆ制御とされているが、変形例として、ＰＷＭ停止制御の遅延が問題ないときは、ベクトル制御とされてもよい。
【００９４】
各実施形態では、補正指令部は、補償電圧として、矩形電圧を生成しているが、変形例として、多段の補償電圧を生成してもよいし、三角形の補償電圧を生成してもよい。他の変形例として、マスク期間の後半（又は前半）の期間で削られた山形状の波形ＣＡＲの補償電圧を生成してもよい。
【００９５】
＜インバータ装置の制御方法＞
上記各実施形態におけるインバータ装置１，１’の制御方法について、図１５を参照して説明する。
まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ１：電圧指令生成ステップ）。
続いて、補正指令部１８，１８’が、電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令と、及び停止させる指令による線間電圧を補償する補償指令と、を電圧指令に加えた補正指令を生成する（ＳＴ２：補正指令生成ステップ）。
続いて、インバータ主回路２０，２０’が、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ３：逆変換ステップ）。
そして、図１５に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ１に戻って、同様にＳＴ１〜ＳＴ３の処理を繰り返す。
利用者によってインバータ装置１，１’に終了指示が入力されると、ＳＴ１〜ＳＴ３の繰り返し処理は終了する。
【００９６】
本実施形態の制御方法の「電圧指令生成ステップＳＴ１」及び「補正指令生成ステップＳＴ２」は、インバータ装置１，１’が行っている。変形例として、「電圧指令生成ステップＳＴ１」及び「補正指令生成ステップＳＴ２」のうち、少なくともいずれかのステップを他の装置が行ってもよいし、利用者が行ってもよい。
【００９７】
なお、上述の各実施形態においては、制御装置の各種機能を実現するためのプログラムを、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをマイコンといったコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各種処理を行うものとしている。ここで、コンピュータシステムのＣＰＵの各種処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【００９８】
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。
【符号の説明】
【００９９】
１  インバータ装置
１’  インバータ装置
１０  制御装置
１０’  制御装置
１１  速度指令部
１２  電圧指令部
１３  ２相／３相変換部
１４  ３相／２相変換部
１５  力率角設定部
１６  速度補正部
１７  位相演算部
１８  補正指令部
１８’  補正指令部
２０  インバータ主回路
２０’  インバータ主回路
２１  スイッチング素子群
２１ＵＨ  スイッチング素子
２１ＵＬ  スイッチング素子
２１ＶＨ  スイッチング素子
２１ＶＬ  スイッチング素子
２１ＷＨ  スイッチング素子
２１ＷＬ  スイッチング素子
２２  ＰＷＭ発生部
２３  パルス停止部
３０  モータ電流検出部
８０  モータ
９０  空気調和機（空調機）
９０’  空気調和機（空調機）
ＰＳ  直流電源
Ｑａ  正極ＤＣ端子
Ｑｂ  負極ＤＣ端子
【図１】
2018174599.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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