(57)【要約】【課題】  モータの巻線に流れる駆動電流を検出するタイミングをＰＷＭ信号のデューティ比に応じて変えることに起因して電流波形に段差が生じる。【解決手段】  デューティ比が５０％であるＰＷＭ信号に対応する電流をハイ期間に検出した後、位相が反転した三角波搬送波に基づく、デューティ比が５０％であるＰＷＭ信号に対応する電流をロー期間にも検出する。デューティ比が５０％である状態で検出された電流値に基づいて補正値を決定し、決定された補正値に基づいてモータ駆動中に検出した電流値を補正する。【選択図】  図１１
2018174671.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を補正し、補正した電流値に基づいて前記駆動電流を制御する第１モードと、前記電流値を補正する補正値を決定する第２モードと、を備えるモータ制御装置において、
Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、前記巻線が接続された駆動回路と、
前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、ハイレベルとローレベルの一方である第１レベルの信号とハイレベルとローレベルの他方である第２レベルの信号とで構成される第１のＰＷＭ信号を搬送波としての第１の三角波に基づいて生成し、前記第１レベルの信号と前記第２レベルの信号とで構成される第２のＰＷＭ信号を前記第１の三角波の位相とは逆位相である第２の三角波に基づいて生成するパルス生成手段と、
前記第１モードにおいて、前記駆動回路が前記第１のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した駆動電流の電流値を、前記第１のＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて検出し、検出した電流値を補正する補正手段と、
を有し、
前記補正手段は、前記駆動電流の電流値を前記第１の三角波の１周期毎に１回検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて、前記デューティ比が所定値である状態で前記駆動回路が前記第１のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した前記駆動電流の電流値を、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第１期間に検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて、前記第１期間に前記駆動電流の電流値を検出した後に、前記デューティ比が前記所定値である状態で前記駆動回路が前記第２のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した前記駆動電流の電流値を、前記第２のＰＷＭ信号が前記第２レベルである第２期間に検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて検出した電流値に基づいて、前記第１モードにおいて前記第１のＰＷＭ信号が前記ハイレベルである期間に検出した電流値を減少させる第１補正値を決定し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて検出した電流値に基づいて、前記第１モードにおいて前記第１のＰＷＭ信号が前記ローレベルである期間に検出した電流値を増加させる第２補正値を決定し、
前記補正手段は、前記第１モードにおいて、前記デューティ比が前記所定値より大きい場合は、前記第１のＰＷＭ信号が前記ハイレベルである期間に前記駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を前記第１補正値に基づいて補正し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は、前記第１のＰＷＭ信号が前記ローレベルである期間に前記駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を前記第２補正値に基づいて補正し、
前記パルス生成手段は、前記補正手段によって補正された電流値に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記補正手段は、前記第２モードにおいて、前記駆動回路が前記第１のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した前記駆動電流の電流値を複数回検出した後に、前記駆動回路が前記第２のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した前記駆動電流の電流値を前記複数回検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて、検出した前記第１のＰＷＭ信号に基づく複数個の電流値の平均値である第１平均値と、検出した前記第２のＰＷＭ信号に基づく前記複数個の電流値の平均値である第２平均値と、に基づいて、前記第１補正値及び前記第２補正値を決定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記第２補正値は、前記第１平均値と前記第２平均値との差分の絶対値を２で除算することによって算出された値であり、
前記第１補正値は、前記第２補正値の極性を反転して得られた値であることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記モータ制御装置は、前記補正手段によって補正された電流値に基づいてモータを制御する制御手段を有し、
前記制御手段は、前記補正手段によって補正された電流値と前記巻線に供給するべき駆動電流との偏差が小さくなるように、前記駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する電圧生成手段を有し、
前記パルス生成手段は、前記電圧生成手段によって生成された前記駆動電圧と前記第１の三角波とに基づいて前記第１のＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記パルス生成手段は、
前記第１の三角波を生成する三角波生成手段と、
前記三角波生成手段によって生成された前記第１の三角波の位相を反転させることによって前記第２の三角波を生成する反転手段と、
前記三角波と前記駆動電圧とを比較することによって前記ＰＷＭ信号を生成する比較手段と、
を有することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記補正手段は、前記第１期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第１のＰＷＭ信号のレベルが前記第２レベルから前記第１レベルへと切り替わった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出し、
前記第２期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第２のＰＷＭ信号のレベルが前記第１レベルから前記第２レベルへと切り替わった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出し、
前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである第３期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第２のＰＷＭ信号のレベルが前記第１レベルから前記第２レベルへと切り替わった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出し、
前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第４期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第２のＰＷＭ信号のレベルが前記第２レベルから前記第１レベルへと切り替わった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオンとなり、
前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオフとなり、
前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオンとなり、
前記第２のＰＷＭ信号が前記第２レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオフとなり、
前記補正手段は、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである期間又は前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである期間に前記駆動電流を検出する場合は検出した前記駆動電流の極性を反転させず、前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである期間又は前記第２のＰＷＭ信号が前記第２レベルである期間に前記駆動電流を検出する場合は検出した前記駆動電流の極性を反転させることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記所定値は５０％であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項９】
前記駆動回路は、
第１のスイッチング素子の一端及び第２のスイッチング素子の一端が電源に接続されており、
前記第１のスイッチング素子の他端に第３のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
前記第２のスイッチング素子の他端に第４のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
前記第３のスイッチング素子の他端と前記第４のスイッチング素子の他端とに抵抗器が接続されており、
前記抵抗器は接地されており、
前記モータの巻線は、一端が前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続され、他端が前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続された回路であることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項１０】
前記比較手段によって生成されたＰＷＭ信号は、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子へ供給され、
前記比較手段によって生成されたＰＷＭ信号とは逆位相であるＰＷＭ信号が、前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子へ供給される
ことを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。
【請求項１１】
前記制御手段は、
前記モータの回転子の回転によって前記モータの第１相の巻線及び前記モータの第２相の巻線に誘起される誘起電圧を、前記補正手段によって補正された電流値に基づいて決定する誘起電圧決定手段と、
前記誘起電圧決定手段によって決定された前記第１相の誘起電圧と前記第２相の誘起電圧とに基づいて前記モータの回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
を有し、
前記制御手段は、前記回転子の目標位相を表す指令位相と前記位相決定手段によって決定された回転位相との偏差が小さくなるように、前記位相決定手段によって決定された回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とに基づいて前記巻線に流れる前記駆動電流を制御することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項１２】
前記制御手段は、
前記モータの回転子の回転によって前記モータの第１相の巻線及び前記モータの第２相の巻線に誘起される誘起電圧を、前記補正手段によって補正された電流値に基づいて決定する誘起電圧決定手段と、
前記誘起電圧決定手段によって決定された前記第１相の誘起電圧と前記第２相の誘起電圧とに基づいて前記モータの回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
前記回転子の回転速度を決定する速度決定手段と、
を有し、
前記制御手段は、前記回転子の目標速度を表す指令速度と前記速度決定手段によって決定された回転速度との偏差が小さくなるように、前記位相決定手段によって決定された回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とに基づいて前記巻線に流れる前記駆動電流を制御することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項１３】
前記モータ駆動装置は、
前記モータの第１相の巻線が設けられた第１のモータ駆動回路と、
前記モータの第２相の巻線が設けられた第２のモータ駆動回路と、
を有することを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項１４】
シートを搬送する搬送ローラと、
前記搬送ローラを駆動するモータと、
請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
を有し、
前記モータ制御装置は、前記搬送ローラを駆動するモータの駆動を制御することを特徴とするシート搬送装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載のシート搬送装置と、
原稿を積載する原稿積載部と、
を有し、
前記原稿積載部に積載された前記原稿を前記シート搬送装置が給送することを特徴とする原稿給送装置。
【請求項１６】
請求項１５に記載の原稿給送装置と、
前記原稿給送装置によって給送された前記原稿を読み取る読取手段と、
を有することを特徴とする原稿読取装置。
【請求項１７】
請求項１４に記載のシート搬送装置と、
記録媒体に画像を形成する画像形成手段と、
を有し、
前記画像形成手段は、前記シート搬送装置によって搬送された前記記録媒体に画像を形成することを特徴とする画像形成装置。
【請求項１８】
記録媒体に画像を形成する画像形成装置であって、
負荷を駆動するモータと、
請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
を有し、
前記モータ制御装置は、前記負荷を駆動するモータの駆動を制御することを特徴とする画像形成装置。
【請求項１９】
前記負荷は、前記記録媒体を搬送する搬送ローラであることを特徴とする請求項１８に記載の画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを制御するモータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータの駆動制御において、モータの巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出された電流値に基づいて、巻線に供給する駆動電流を制御する制御方法が知られている。
【０００３】
図１５は、モータを駆動するモータ駆動回路５０の構成の例を示す図である。図１５に示すように、モータ駆動回路５０は、スイッチング素子としてのＦＥＴ  Ｑ１〜Ｑ４及びモータの巻線Ｌ１等を有する。具体的には、ＦＥＴ  Ｑ１〜Ｑ４はＨブリッジ回路を構成し、巻線Ｌ１は、ＦＥＴ  Ｑ１とＱ３との接続点とＦＥＴ  Ｑ２とＱ４との接続点とを繋ぐように接続されている。また、ＦＥＴ  Ｑ１及びＱ２のドレイン端子は２４Ｖの電源端子に接続され、ＦＥＴ  Ｑ３及びＱ４のソース端子は、抵抗器２００の一端に接続される。更に、抵抗器２００の他端はグラウンド（ＧＮＤ）に接続される。即ち、抵抗器２００は接地されている。なお、モータは第１相の巻線と第２相の巻線とを有し、モータ駆動回路はモータの第１相及び第２相それぞれに対応して設けられている。更に、モータ駆動回路の駆動は相毎に独立に行われているものとする。モータの制御は、第１相において検出された電流値と第２相において検出された電流値とに基づいて行われる。
【０００４】
ＦＥＴ  Ｑ１及びＱ４はＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋によって駆動され、ＦＥＴ  Ｑ２及びＱ３はＰＷＭ信号であるＰＷＭ−によって駆動される。なお、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−は互いに逆位相の関係にある。即ち、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＰＷＭ−は‘Ｌ（ローレベル）’である。また、ＰＷＭ−が‘Ｈ’である場合は、ＰＷＭ＋は‘Ｌ’である。なお、ＰＷＭ信号が‘Ｈ’である場合はＦＥＴの動作はオン状態となり、ＰＷＭ信号が‘Ｌ’である場合はＦＥＴの動作はオフ状態となる。
【０００５】
図１６は、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。
【０００６】
図１６において、期間Ｔ１は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが正、即ち、図１５に示す矢印の方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。また、期間Ｔ２は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが負、即ち、図１５に示す矢印と逆方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。
【０００７】
期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、電源、ＦＥＴ  Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ  Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ（ローレベル）’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ  Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ  Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ２において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、電源、ＦＥＴ  Ｑ２、巻線Ｌ１、ＦＥＴ  Ｑ３、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ  Ｑ４、巻線Ｌ１、ＦＥＴ  Ｑ１、電源の順に駆動電流が流れる。
【０００８】
電流値Ｉは、抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。しかしながら、前述したように、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源１、ＦＥＴ  Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ  Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、ＧＮＤ、ＦＥＴ  Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ  Ｑ２、電源１の順に駆動電流が流れる。即ち、期間Ｔ１において、駆動電流が電源側からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源側へ向かう方向に流れる場合とがある。なお、期間Ｔ２についても同様である。したがって、図１５に示す位置に抵抗器を設け、該抵抗器の両端の電圧Ｖｓｎｓに基づいて駆動電流Ｉを検出すると、抵抗器に流れる実際の電流の向きと検出された駆動電流の向きとが一致しない。
【０００９】
特許文献１においては、抵抗器がモータ駆動回路とグラウンドとの間に設けられている。また、抵抗器の両端電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替える切替手段が設けられ、前記切替手段は、ＰＷＭ信号に応じてＶｓｎｓの極性の切り替えを行う、という構成が述べられている。
【００１０】
前記特許文献１において述べられている構成においては、ＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’とを切り替える時間間隔が短いことによって、スイッチング素子がＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’との切り替えに応答出来ない場合が考えられる。この場合、Ｖｓｎｓの極性を切り替える必要が無いにもかかわらずＶｓｎｓの極性を切り替えてしまい、抵抗器に流れる実際の電流の向きと検出された駆動電流の向きとが一致しない可能性がある。
【００１１】
そこで、本出願人は、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である期間（ハイ期間）と‘Ｌ’である期間（ロー期間）のうち、期間が長い方における電流値を検出する構成を提案している。具体的には、本出願人は、図１７に示すように、デューティ比（ＰＷＭ＋の１周期に対するハイ期間の割合）が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出し、デューティ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出する構成を提案している。
【００１２】
このような構成を用いることによって、抵抗器に流れる実際の電流の向きと検出された駆動電流の向きとが一致しなくなることを抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平８−９９６４５公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ハイ期間とロー期間のうち、期間が長い方における電流値を検出する構成を用いると、巻線に流れる駆動電流の過渡応答特性に起因して検出結果に差異が生じる。具体的には、ハイ期間に検出された電流値とロー期間に検出された電流値とが異なってしまう。したがって、ハイ期間とロー期間のうち、期間が長い方において電流値を検出すると、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値に変化する際、又は、デューティ比が５０％以上の値から５０％未満の値に変化する際に、検出した電流波形が歪んでしまう。具体的には、図１８に示すように、検出した電流波形に段差が生じてしまう。電流波形に歪みが生じてしまうと、巻線に供給する駆動電流を適切に制御することができなくなってしまう。その結果、モータの制御が不安定になってしまう。
【００１５】
上記課題に鑑み、本発明は、モータの巻線に流れる駆動電流を検出するタイミングをＰＷＭ信号のデューティ比に応じて変えることに起因して電流波形に生じる段差を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置は、
モータの巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を補正し、補正した電流値に基づいて前記駆動電流を制御する第１モードと、前記電流値を補正する補正値を決定する第２モードと、を備えるモータ制御装置において、
Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、前記巻線が接続された駆動回路と、
前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、ハイレベルとローレベルの一方である第１レベルの信号とハイレベルとローレベルの他方である第２レベルの信号とで構成される第１のＰＷＭ信号を搬送波としての第１の三角波に基づいて生成し、前記第１レベルの信号と前記第２レベルの信号とで構成される第２のＰＷＭ信号を前記第１の三角波の位相とは逆位相である第２の三角波に基づいて生成するパルス生成手段と、
前記第１モードにおいて、前記駆動回路が前記第１のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した駆動電流の電流値を、前記第１のＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて検出し、検出した電流値を補正する補正手段と、
を有し、
前記補正手段は、前記駆動電流の電流値を前記第１の三角波の１周期毎に１回検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて、前記デューティ比が所定値である状態で前記駆動回路が前記第１のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した前記駆動電流の電流値を、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第１期間に検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて、前記第１期間に前記駆動電流の電流値を検出した後に、前記デューティ比が前記所定値である状態で前記駆動回路が前記第２のＰＷＭ信号に応じて前記巻線に供給した前記駆動電流の電流値を、前記第２のＰＷＭ信号が前記第２レベルである第２期間に検出し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて検出した電流値に基づいて、前記第１モードにおいて前記第１のＰＷＭ信号が前記ハイレベルである期間に検出した電流値を減少させる第１補正値を決定し、
更に、前記補正手段は、前記第２モードにおいて検出した電流値に基づいて、前記第１モードにおいて前記第１のＰＷＭ信号が前記ローレベルである期間に検出した電流値を増加させる第２補正値を決定し、
前記補正手段は、前記第１モードにおいて、前記デューティ比が前記所定値より大きい場合は、前記第１のＰＷＭ信号が前記ハイレベルである期間に前記駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を前記第１補正値に基づいて補正し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は、前記第１のＰＷＭ信号が前記ローレベルである期間に前記駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を前記第２補正値に基づいて補正し、
前記パルス生成手段は、前記補正手段によって補正された電流値に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、モータの巻線に流れる駆動電流を検出するタイミングをＰＷＭ信号のデューティ比に応じて変えることに起因して電流波形に生じる段差を低減することができる。この結果、モータの制御が不安定になってしまうことを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】第１実施形態に係る画像形成装置を説明する断面図である。
【図２】前記画像形成装置の制御構成を示すブロック図である。
【図３】Ａ相及びＢ相から成る２相のモータと、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。
【図４】第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】モータ駆動部の構成を示す図である。
【図６】第１実施形態に係るＰＷＭ生成器２０３の構成を示すブロック図である。
【図７】ＰＷＭ信号が生成される構成を説明する図である。
【図８】ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する図である。
【図９】電流値生成器の構成を示す図である。
【図１０】電流値を補正する方法を説明する図である。
【図１１】第１実施形態に係る、補正値を決定する方法を説明するタイムチャートである。
【図１２】第１実施形態に係るモータの制御方法を示すフローチャートである。
【図１３】第１実施形態に係る、補正値を決定する方法を示すフローチャートである。
【図１４】速度フィードバック制御を行うモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】モータ駆動回路の構成を説明する図である。
【図１６】ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。
【図１７】デューティ比に応じて電流値を検出する方法を説明する図である。
【図１８】検出された電流の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の形状及びそれらの相対配置などは、この発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものであり、この発明の範囲が以下の実施の形態に限定される趣旨のものではない。なお、以下の説明においては、モータ制御装置が画像形成装置に設けられる場合について説明するが、モータ制御装置が設けられるのは画像形成装置に限定されるわけではない。例えば、記録媒体や原稿等のシートを搬送するシート搬送装置等にも用いられる。
【００２０】
〔第１実施形態〕
［画像形成装置］
図１は、本実施形態で用いられるシート搬送装置を有するモノクロの電子写真方式の複写機（以下、画像形成装置と称する）１００の構成を示す断面図である。なお、画像形成装置は複写機に限定されず、例えば、ファクシミリ装置、印刷機、プリンタ等であっても良い。また、記録方式は、電子写真方式に限らず、例えば、インクジェット等であっても良い。更に、画像形成装置の形式はモノクロ及びカラーのいずれの形式であっても良い。
【００２１】
以下に、図１を用いて、画像形成装置１００の構成および機能について説明する。図１に示すように、画像形成装置１００は、原稿給送装置２０１、読取装置２０２及び画像印刷装置３０１を有する。
【００２２】
原稿給送装置２０１の原稿積載部２０３に積載された原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６に沿って読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送されて、排紙ローラ２０５によって不図示の排紙トレイへ排紙される。読取装置２０２の読取位置において照明２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１１１に導かれ、画像読取部１１１によって画像信号に変換される。画像読取部１１１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１１１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって各種補正処理が行われた後、画像印刷装置３０１へ出力される。前述の如くして、原稿の読取が行われる。即ち、原稿給送装置２０１及び読取装置２０２は、原稿読取装置として機能する。
【００２３】
また、原稿の読取モードとして、第１読取モードと第２読取モードがある。第１読取モードは、一定速度で搬送される原稿の画像を、所定の位置に固定された照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。第２読取モードは、読取装置２０２の原稿ガラス２１４上に載置された原稿の画像を、一定速度で移動する照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。通常、シート状の原稿の画像は第１読取モードで読み取られ、本や冊子等の綴じられた原稿の画像は第２読取モードで読み取られる。
【００２４】
画像印刷装置３０１の内部には、シート収納トレイ３０２、３０４が設けられている。シート収納トレイ３０２、３０４には、それぞれ異なる種類の記録媒体を収納することができる。例えば、シート収納トレイ３０２にはＡ４サイズの普通紙が収納され、シート収納トレイ３０４にはＡ４サイズの厚紙が収納される。なお、記録媒体とは、画像形成装置によって画像が形成されるものであって、例えば、用紙、樹脂シート、布、ＯＨＰシート、ラベル等は記録媒体に含まれる。
【００２５】
シート収納トレイ３０２に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０３によって給送されて、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。また、シート収納トレイ３０４に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０５によって給送されて、搬送ローラ３０７及び３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。
【００２６】
読取装置２０２から出力された画像信号は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを含む光走査装置３１１に入力される。また、感光ドラム３０９は、帯電器３１０によって外周面が帯電される。感光ドラム３０９の外周面が帯電された後、読取装置２０２から光走査装置３１１に入力された画像信号に応じたレーザ光が、光走査装置３１１からポリゴンミラー及びミラー３１２、３１３を経由し、感光ドラム３０９の外周面に照射される。この結果、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。なお、感光ドラムの帯電には、例えば、コロナ帯電器や帯電ローラを用いた帯電方法が用いられる。
【００２７】
続いて、静電潜像が現像器３１４内のトナーによって現像され、感光ドラム３０９の外周面にトナー像が形成される。感光ドラム３０９に形成されたトナー像は、感光ドラム３０９と対向する位置（転写位置）に設けられた転写帯電器３１５によって記録媒体に転写される。この転写タイミングに合わせて、レジストレーションローラ３０８は記録媒体を転写位置へ送り込む。
【００２８】
前述の如くして、トナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ送り込まれ、定着器３１８によって加熱加圧されて、トナー像が記録媒体に定着される。このようにして、画像形成装置１００によって記録媒体に画像が形成される。
【００２９】
片面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって、不図示の排紙トレイへ排紙される。また、両面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８によって記録媒体の第１面に定着処理が行われた後に、記録媒体は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０、及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へと搬送される。その後、記録媒体は、搬送ローラ３２２、３２３によって再度レジストレーションローラ３０８へと搬送され、前述した方法で記録媒体の第２面に画像が形成される。その後、記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって不図示の排紙トレイへ排紙される。
【００３０】
また、第１面に画像形成された記録媒体がフェースダウンで画像形成装置１００の外部へ排紙される場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９を通って搬送ローラ３２０へ向かう方向へ搬送される。その後、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０のニップ部を通過する直前に搬送ローラ３２０の回転が反転することによって、記録媒体の第１面が下向きになった状態で、記録媒体が排紙ローラ３２４を経由して、画像形成装置１００の外部へ排出される。
【００３１】
以上が画像形成装置１００の構成および機能についての説明である。なお、本発明における負荷とはモータによって駆動される対象物である。例えば、給紙ローラ２０４、３０３、３０５、レジストレーションローラ３０８及び排紙ローラ３１９等の各種ローラ（搬送ローラ）や感光ドラム３０９、搬送ベルト２０８、３１７、照明系２０９及び光学系等は本発明における負荷に対応する。本実施形態のモータ制御装置は、これら負荷を駆動するモータに適用することができる。
【００３２】
図２は、画像形成装置１００の制御構成の例を示すブロック図である。システムコントローラ１５１は、図２に示すように、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、ＲＡＭ１５１ｃを備えている。また、システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御装置６００、センサ類１５９、ＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータやコマンドの送受信をすることが可能である。
【００３３】
ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。
【００３４】
ＲＡＭ１５１ｃは記憶デバイスである。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御装置６００に対する指令値及び操作部１５２から受信される情報等の各種データが記憶される。
【００３５】
システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００の内部に設けられた各種装置の設定値データを画像処理部１１２に送信する。更に、システムコントローラ１５１は、センサ類１５９からの信号を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５の設定値を設定する。高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１によって設定された設定値に応じて、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写帯電器３１５等）に必要な電圧を供給する。なお、センサ類１５９には、搬送ローラによって搬送される記録媒体を検知するセンサ等が含まれる。
【００３６】
モータ制御装置６００は、ＣＰＵ１５１ａから出力された指令に応じて、負荷を駆動するモータ５０９を制御する。なお、図２においては、画像形成装置のモータとしてモータ５０９のみが記載されているが、実際には、画像形成装置には複数個のモータが設けられているものとする。また、１個のモータ制御装置が複数個のモータを制御する構成であっても良い。更に、図２においては、モータ制御装置が１個しか設けられていないが、実際には、複数個のモータ制御装置が画像形成装置に設けられているものとする。
【００３７】
Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４が検出した検出信号を受信し、検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいてＡＣドライバ１６０の制御を行う。ＡＣドライバ１６０は、定着ヒータ１６１の温度が定着処理を行うために必要な温度となるように定着ヒータ１６１を制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着処理に用いられるヒータであり、定着器３１８に含まれる。
【００３８】
システムコントローラ１５１は、使用する記録媒体の種類（以下、紙種と称する）等の設定をユーザが行うための操作画面を、操作部１５２に設けられた表示部に表示するように、操作部１５２を制御する。システムコントローラ１５１は、ユーザが設定した情報を操作部１５２から受信し、ユーザが設定した情報に基づいて画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態を示す情報を操作部１５２に送信する。なお、画像形成装置の状態を示す情報とは、例えば、画像形成枚数、画像形成動作の進行状況、原稿読取装置２０１及び画像印刷装置３０１におけるシート材のジャムや重送等に関する情報である。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信した情報を表示部に表示する。
【００３９】
前述の如くして、システムコントローラ１５１は画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。
【００４０】
［モータ制御部］
次に、本実施形態におけるモータ制御装置について説明する。本実施形態におけるモータ制御装置は、ベクトル制御を用いてモータを制御する。
【００４１】
＜ベクトル制御＞
まず、図３及び図４を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００がベクトル制御を行う方法について説明する。なお、以下の説明におけるモータには、モータの回転子の回転位相を検出するためのロータリエンコーダなどのセンサは設けられていないが、ロータリエンコーダなどのセンサが設けられていてもよい。
【００４２】
図３は、Ａ相（第１相）とＢ相（第２相）との２相から成るステッピングモータ（以下、モータと称する）５０９と、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。図３では、静止座標系において、Ａ相の巻線に対応した軸であるα軸と、Ｂ相の巻線に対応した軸であるβ軸とが定義されている。また、図３では、回転子４０２に用いられている永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向に沿ってｄ軸が定義され、ｄ軸から反時計回りに９０度進んだ方向（ｄ軸に直交する方向）に沿ってｑ軸が定義されている。α軸とｄ軸との成す角度はθと定義され、回転子４０２の回転位相は角度θによって表される。ベクトル制御では、回転子４０２の回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。具体的には、ベクトル制御では、巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルの、回転座標系における電流成分であって、回転子にトルクを発生させるｑ軸成分（トルク電流成分）と巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸成分（励磁電流成分）とが用いられる。
【００４３】
ベクトル制御とは、回転子の目標位相を表す指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する制御方法である。また、回転子の目標速度を表す指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する方法もある。
【００４４】
図４は、モータ５０９を制御するモータ制御装置６００の構成の例を示すブロック図である。本実施形態におけるモータ制御装置６００は、ベクトル制御を用いてモータを制御するモータ制御部１５７及びモータの巻線に駆動電流を供給してモータを駆動させるモータ駆動部１５８によって構成されている。なお、モータ制御装置１５７は、少なくとも１つのＡＳＩＣで構成されており、以下に説明する各機能を実行する。
【００４５】
図４に示すように、モータ制御部１５７は、ベクトル制御を行う回路として、位相制御器５０２、電流制御器５０３、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１、モータの巻線に駆動電流を供給するＰＷＭインバータ５０６等を有する。座標変換器５１１は、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルを、α軸及びβ軸で表される静止座標系からｑ軸及びｄ軸で表される回転座標系に座標変換する。この結果、巻線に流れる駆動電流は、回転座標系における電流値であるｑ軸成分の電流値（ｑ軸電流）とｄ軸成分の電流値（ｄ軸電流）とによって表される。なお、ｑ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２にトルクを発生させるトルク電流に相当する。また、ｄ軸電流は、モータ５０９の巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流に相当し、回転子４０２のトルクの発生には寄与しない。モータ制御部１５７は、ｑ軸電流及びｄ軸電流をそれぞれ独立に制御することができる。この結果、モータ制御部１５７は、回転子４０２にかかる負荷トルクに応じてｑ軸電流を制御することによって、回転子４０２が回転するために必要なトルクを効率的に発生させることができる。
【００４６】
モータ制御部１５７は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを後述する方法により決定し、その決定結果に基づいてベクトル制御を行う。ＣＰＵ１５１ａは、モータ５０９の回転子４０２の目標位相を表す指令位相θ＿ｒｅｆを生成し、所定の時間周期で指令位相θ＿ｒｅｆをモータ制御部１５７へ出力する。
【００４７】
減算器１０１は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を位相制御器５０２に出力する。
【００４８】
位相制御器５０２は、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）、微分制御（Ｄ）に基づいて、減算器１０１から出力された偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、位相制御器５０２は、Ｐ制御、Ｉ制御、Ｄ制御に基づいて減算器１０１から出力された偏差が０になるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。なお、Ｐ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｉ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間積分に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｄ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間変化に比例する値に基づいて制御する制御方法である。本実施形態における位相制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しているが、これに限定されるものではない。例えば、位相制御器５０２は、ＰＩ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しても良い。なお、回転子４０２に永久磁石を用いる場合、通常は巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆは０に設定されるが、これに限定されるものではない。
【００４９】
モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流は、モータ駆動部１５８によって後述する方法により検出される。モータ駆動部１５８によって検出された駆動電流の電流値は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβとして、図３に示す電流ベクトルの位相θｅを用いて次式によって表される。なお、電流ベクトルの位相θｅは、α軸と電流ベクトルとの成す角度と定義される。また、Ｉは電流ベクトルの大きさを示す。
ｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθｅ                                                （１）
ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθｅ                                                （２）
【００５０】
これらの電流値ｉα及びｉβは、座標変換器５１１と誘起電圧決定器５１２に入力される。
【００５１】
座標変換器５１１は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβを、次式によって、回転座標系におけるｑ軸電流の電流値ｉｑ及びｄ軸電流の電流値ｉｄに変換する。
ｉｄ＝  ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ                            （３）
ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβ                            （４）
【００５２】
減算器１０２には、位相制御器５０２から出力されたｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｑとが入力される。減算器１０２は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと電流値ｉｑとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。
【００５３】
また、減算器１０３には、位相制御器５０２から出力されたｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｄとが入力される。減算器１０３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと電流値ｉｄとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。
【００５４】
電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて、前記偏差がそれぞれ小さくなるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成する。具体的には、電流制御器５０３は、前記偏差がそれぞれ０になるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成して座標逆変換器５０５に出力する。即ち、電流制御器５０３は、生成手段として機能する。なお、本実施形態における電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しているが、これに限定されるものではない。例えば、電流制御器５０３は、ＰＩ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しても良い。
【００５５】
座標逆変換器５０５は、電流制御器５０３から出力された回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを、次式によって、静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに逆変換する。
Ｖα＝ｃｏｓθ＊Ｖｄ−ｓｉｎθ＊Ｖｑ                              （５）
Ｖβ＝ｓｉｎθ＊Ｖｄ＋ｃｏｓθ＊Ｖｑ                              （６）
【００５６】
座標逆変換器５０５は、逆変換された駆動電圧Ｖα及びＶβを誘起電圧決定器５１２、ＰＷＭインバータ５０６及び電流値生成器５３０に出力する。電流値生成器５３０については後述する。
【００５７】
ＰＷＭインバータ５０６は、フルブリッジ回路を有する。なお、フルブリッジ回路（モータ駆動回路）は、図１５において説明したモータ駆動回路５０と同様の構成である。なお、図１５においては、巻線Ｌ１は、実際には、モータ５０９に設けられている巻線である。即ち、巻線Ｌ１はモータ制御装置１５７の外部に設けられている。フルブリッジ回路は座標逆変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖα及びＶβに基づくＰＷＭ信号によって駆動される。その結果、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動電圧Ｖα及びＶβに応じた駆動電流ｉα及びｉβを生成し、駆動電流ｉα及びｉβをモータ５０９の各相の巻線に供給することによって、モータ５０９を駆動させる。なお、本実施形態においては、ＰＷＭインバータはフルブリッジ回路を有しているが、ＰＷＭインバータはハーフブリッジ回路等であっても良い。
【００５８】
次に、回転位相θを決定する構成について説明する。回転子４０２の回転位相θの決定には、回転子４０２の回転によってモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に誘起される誘起電圧Ｅα及びＥβの値が用いられる。誘起電圧の値は誘起電圧決定器５１２によって決定（算出）される。具体的には、誘起電圧Ｅα及びＥβは、Ａ／Ｄ変換器５１０から誘起電圧決定器５１２に入力された電流値ｉα及びｉβと、座標逆変換器５０５から誘起電圧決定器５１２に入力された駆動電圧Ｖα及びＶβとから、次式によって決定される。
Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ                              （７）
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ                              （８）
【００５９】
ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は使用されているモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ又はモータ制御装置６００に設けられたメモリ（不図示）等に予め格納されている。
【００６０】
誘起電圧決定器５１２によって決定された誘起電圧Ｅα及びＥβは位相決定器５１３に出力される。
【００６１】
位相決定器５１３は、誘起電圧決定器５１２から出力された誘起電圧Ｅαと誘起電圧Ｅβとの比に基づいて、次式によってモータ５０９の回転子４０２の回転位相θを決定する。
θ＝ｔａｎ＾−１（−Ｅβ／Ｅα）                                    （９）
【００６２】
なお、本実施形態においては、位相決定器５１３は、式（９）に基づく演算を行うことによって回転位相θを決定したが、この限りではない。例えば、誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβと誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβとに対応する回転位相θとの関係を示すテーブルをＲＯＭ１５１ｂ等に記憶しておき、前記テーブルを参照することによって回転位相θを決定してもよい。
【００６３】
前述の如くして得られた回転子４０２の回転位相θは、減算器１０１、座標逆変換器５０５及び座標変換器５１１に入力される。
【００６４】
モータ制御装置１５７は、上述の制御を繰り返し行う。
【００６５】
以上のように、本実施形態におけるモータ制御装置１５７は、指令位相θ＿ｒｅｆと回転位相θとの偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を用いたベクトル制御を行う。ベクトル制御を行うことによって、モータが脱調状態となることや、余剰トルクに起因してモータ音が増大すること及び消費電力が増大することを抑制することができる。
【００６６】
［モータ駆動部］
以上のように、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値に基づいて巻線に流れる駆動電流を制御する。即ち、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する構成、及び、駆動電流を巻線に供給する構成が必要となる。
【００６７】
図５は、本実施形態におけるモータ駆動部１５８の構成の例を示す図である。図５に示すように、モータ駆動部１５８は、Ａ相におけるＰＷＭインバータ５０６ａ、Ａ／Ｄ変換器５１０ａ、電流値生成器５３０ａを有する。また、モータ駆動部１５８は、Ｂ相におけるＰＷＭインバータ５０６ｂ、Ａ／Ｄ変換器５１０ｂ、電流値生成器５３０ｂを有する。なお、図４に示すＰＷＭインバータ５０６にはＰＷＭインバータ５０６ａとＰＷＭインバータ５０６ｂとが含まれる。また、図４に示すＡ／Ｄ変換器５１０にはＡ／Ｄ変換器５１０ａとＡ／Ｄ変換器５１０ｂとが含まれる。更に、図４に示す電流値生成器５３０には電流値生成器５３０ａと電流値生成器５３０ｂとが含まれる。このように、ＰＷＭインバータ、Ａ／Ｄ変換器及び電流値生成器はモータ５０９のＡ相とＢ相それぞれに対応して設けられており、相毎に独立に駆動される。なお、ＰＷＭインバータ５０６ａの構成とＰＷＭインバータ５０６ｂの構成は同じ構成であるため、図５においては、ＰＷＭインバータ５０６ａの具体的構成を示している。ＰＷＭインバータ５０６ａは、モータ駆動回路５０ａ、モータ駆動回路５０ａに設けられた複数のＦＥＴのオン動作／オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器２０３、抵抗器２００の両端の電圧信号を増幅する増幅器３００を有する。
【００６８】
また、図５に示すように、モータ制御部１５７は、Ａ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ａとＢ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ｂとを有する。なお、図４に示す誘起電圧決定器５１２には誘起電圧決定器５１２ａと誘起電圧決定器５１２ｂとが含まれる。
【００６９】
以下に、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に駆動電流を供給する方法、及び、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。なお、Ｂ相については、Ａ相と同様の構成であるため説明を省略する。また、図１５乃至図１８において既に説明した内容と同様の部分については、説明を省略する。
【００７０】
＜駆動電流を供給する方法＞
まず、モータ駆動部１５８が巻線に駆動電流を供給する方法について説明する。
【００７１】
図６は、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３の構成を示すブロック図である。また、図７は、ＰＷＭ信号が生成される構成を説明する図である。図６に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、所定の周波数の三角波搬送波を生成する搬送波生成部５２２、変調波と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較器２０３ａ、比較器２０３ａからのＰＷＭ信号の位相を反転させる位相反転器５２４を有する。更に、ＰＷＭ生成器２０３は、搬送波生成部５２２から出力された三角波搬送波の位相を反転させる搬送波反転部５２３、比較器２０３ａに出力される搬送波を切り替える切替スイッチ５２５、切替スイッチ５２５を制御する反転制御部５２１を有する。なお、本実施形態においては、三角波搬送波の周波数（所定の周波数）は、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００を制御する周波数、即ち、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００に指令位相θ＿ｒｅｆを出力する周波数に同期しているものとする。
【００７２】
以下の説明においては、比較器２０３ａには搬送波生成部５２２から出力された三角波搬送波が入力されるものとする。
【００７３】
図７に示すように、比較器２０３ａは、モータ制御部１５７から出力された変調波としての駆動電圧Ｖαと搬送波生成部５２２によって生成された搬送波としての三角波とを比較することによってＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋を生成して出力する。
【００７４】
位相反転器５２４は、比較器２０３ａから出力されたＰＷＭ＋の位相を反転させ、位相が反転したＰＷＭ信号であるＰＷＭ−を出力する。なお、三角波の値が極小値となるタイミングから次に極小値となるタイミングまでの期間を一周期とした場合に、該三角波の１周期の波形（極小値から次の極小値までの波形）は、該三角波の値が極大値となるタイミングを基準として線対称となるような波形とする。また、Ａ相における三角波搬送波はＢ相における三角波搬送波に同期している。なお、切替スイッチ５２５、反転制御部５２１及び搬送波反転部５２３については後述する。
【００７５】
図８は、ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する図である。以下に、図８を用いて、ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する。
【００７６】
前述したように、比較器２０３ａは変調波としての駆動電圧Ｖαと三角波搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成する。具体的には、比較器２０３ａは、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも大きい期間（ハイ期間）は‘Ｈ’、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも小さい期間（ロー期間）は‘Ｌ’としてＰＷＭ＋を生成する。また、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋の位相を反転させたＰＷＭ−を生成する。
【００７７】
図５に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋をＦＥＴ  Ｑ１及びＱ４に出力し、ＰＷＭ−をＦＥＴ  Ｑ２及びＱ３に出力する。ＦＥＴ  Ｑ１乃至Ｑ４は、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−によって、オン動作／オフ動作が制御される。この結果、Ａ相の巻線Ｌ１に供給する駆動電流の大きさ及び向きを制御することができる。
【００７８】
本実施形態においては、駆動電圧が２４Ｖである場合はデューティ比が１００％、駆動電圧が０Ｖである場合はデューティ比が５０％、駆動電圧が−２４Ｖである場合はデューティ比が０％に対応する。即ち、本実施形態においては、駆動電圧ＶαはＰＷＭ＋のデューティ比に対応する値である。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ＋の周期に対するハイ期間の割合をデューティ比と定義するが、ＰＷＭ＋の周期に対するロー期間の割合をデューティ比と定義しても良い。
【００７９】
＜駆動電流を検出する方法＞
次に、モータ駆動部１５８が巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。
【００８０】
前述したように、巻線に流れる駆動電流は抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。増幅器３００は、電圧Ｖｓｎｓの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器５１０ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器５１０ａは、電圧Ｖｓｎｓをアナログ値からデジタル値へと変換して、電流値生成器５３０ａに出力する。また、電流値生成器５３０ａには、モータ制御部１５７から出力される駆動電圧Ｖα及びＰＷＭ生成器２０３から出力される三角波搬送波の情報としての周波数及び位相の情報が入力される。
【００８１】
図９は、電流値生成器５３０ａの構成を示す図である。電流値生成器５３０ａは、検出制御部９０１、検出値生成部９０２、補正制御部９０３、補正値記憶部９０４、及び補正値生成部９０５を備える。
【００８２】
検出制御部９０１は、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧Ｖαに基づいて、検出値生成部９０２及び補正制御部９０３を制御する。
具体的には、検出制御部９０１は、駆動電圧Ｖαが負（デューティ比が５０％未満）の場合はロー期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングするように検出値生成部９０２を制御する。
【００８３】
検出値生成部９０２は、検出制御部９０１からの指令に基づいて、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち下がった（‘Ｈ’から‘Ｌ’に切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングする。そして、検出値生成部９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓの極性を反転させて、電流値Ｉｓｎｓを生成する。また、検出制御部９０１は、駆動電圧が０Ｖ以上（デューティ比が５０％以上）の場合は、ハイ期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングするように検出値生成部９０２を制御する。検出値生成部９０２は、検出制御部９０１からの指令に基づいて、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち上がった（‘Ｌ’から‘Ｈ’に切り替わった）後に三角搬送波が最初に極値となるタイミングで電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングする。そして、検出値生成部９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓの極性を反転させず、電流値Ｉｓｎｓを生成する。なお、検出値生成部９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓに基づいて電流値Ｉｓｎｓを生成した後に、電流値Ｉｓｎｓの極性を反転させる処理を行ってもよい。
【００８４】
このように、三角波搬送波が極値となるタイミングで電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングすることによって、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がるタイミングにおいてデジタル値をサンプリングすることを防止することが出来る。この結果、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がる際にスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズがサンプリングした値に含まれることを抑制することができる。
【００８５】
＜電流値Ｉｓｎｓを補正する方法＞
次に、検出された電流値Ｉｓｎｓを補正する方法について説明する。本実施形態では、以下の構成をモータ駆動部１５８に適用することによって、検出される電流波形に生じる段差を低減する。
【００８６】
図１０は、電流値を補正する方法を説明する図である。図１０には、駆動電流Ｉ（ｔ）、サンプリングタイミングｔｓ１、ｔｓ２及び、電流値Ｉｓｎｓの補正の基準として用いられる直線状の基準関数ｒｅｆ１（ｔ）、ｒｅｆ２（ｔ）が示されている。なお、ｔは時間を示す。基準関数ｒｅｆ１（ｔ）は、ＰＭＷ信号（ＰＷＭ＋）のＨ期間に駆動電流Ｉが線形的に増加した場合を示し、基準関数ｒｅｆ２（ｔ）は、ＰＭＷ信号（ＰＷＭ＋）のＬ期間に駆動電流Ｉが線形的に減少した場合を示している。なお、図１０では、ＰＷＭ生成部２０３によってデューティ比ＤＲ＝５０％のＰＷＭ信号を生成した場合が一例として示されている。
【００８７】
図１０に示すように、Ｈ期間内のサンプリングタイミングｔｓ１における駆動電流の値Ｉ（ｔｓ１）は、基準関数が示す基準値ｒｅｆ１（ｔｓ１）よりも、Δｉ１だけ高くなっている。このため、Ｈ期間における補正値Ｃ１は、駆動電流Ｉの検出値ＩｓｎｓをΔｉ１減少させるように、Ｃ１＝−Δｉ１と定められる。また、Ｌ期間内の検出タイミングｔｓ２における駆動電流の値Ｉ（ｔｓ２）は、基準関数が示す基準値ｒｅｆ２（ｔｓ２）よりも、Δｉ２だけ低くなっている。このため、Ｌ期間における補正値Ｃ２は、駆動電流Ｉの検出値ＩｓｎｓをΔｉ２増加させるように、Ｃ２＝Δｉ２と定められる。なお、補正値Ｃ１及びＣ２は、図９に示す補正値記憶部９０４に予め記憶されている。
【００８８】
検出制御部９０１は、Ｈ期間用の補正値Ｃ１及びＬ期間用の補正値Ｃ２のいずれを用いて検出値Ｉｓｎｓを補正すべきかを、補正制御部９０３に指示する。具体的には、検出制御部９０１は、デューティ比が５０％以上である場合は、補正値Ｃ１に基づいて電流値Ｉｓｎｓを補正するように補正制御部９０３を制御する。また、検出制御部９０１は、デューティ比が５０％未満である場合は、補正値Ｃ２に基づいて電流値Ｉｓｎｓを補正するように補正制御部９０３を制御する。
【００８９】
補正制御部９０３は、検出値生成部９０２によって生成された検出値Ｉｓｎｓを、検出制御部９０１からの指示に従って補正する。具体的には、補正制御部９０３は、補正値記憶部９０４から読み出した補正値Ｃ１またはＣ２を検出値Ｉｓｎｓに加算することによって検出値Ｉｓｎｓを補正し、補正後の値を電流値Ｉαとして出力する。
【００９０】
＜補正値を決定する方法＞
次に、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する具体的な方法について説明する。前述したように、補正値Ｃ１及びＣ２が決定されるためには、Δｉ１及びΔｉ２を決定する必要がある。
【００９１】
本実施形態においては、デューティ比が５０％である状態において検出された電流値に基づいてΔｉ１及びΔｉ２が決定されるが、デューティ比は５０％でなくてもよい。
【００９２】
図１１は、Δｉ１及びΔｉ２が決定される方法を説明するタイムチャートである。図１１（ａ）は、三角波搬送波とデューティ比との関係を示す図である。図１１（ｂ）は、図１１（ａ）に示す三角波搬送波とデューティ比とに基づいて生成されたＰＷＭ信号を示す図である。図１１（ｃ）は、図１１（ｂ）に示すＰＷＭ信号に基づいて巻線に供給された電流を示す図である。図１１（ｄ）は、電流値を検出（サンプリング）するタイミングを示す図である。なお、本実施形態における検出値生成部９０２がサンプリングを行う周期Ｔｓは、三角波搬送波の周期と同期している。即ち、本実施形態における検出値生成部９０２は、三角波搬送波の１周期毎にサンプリングを１回行う。
【００９３】
以下に、図１１を用いて、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する具体的な方法について説明する。なお、以下の説明においては、図１１における時刻ｔ０において、モータの巻線への電流の供給が開始されたものとする。
【００９４】
図１１に示すように、検出値生成部９０２は、ＰＷＭ＋が立ち上がった後の最初に三角波搬送波が極値となるタイミング（時刻ｔ１）に、電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ１）をサンプリングし、電流値Ｉｓｎｓ（ｔ１）を生成して補正値生成部９０５に出力する。その後、検出値生成部９０２は、ＰＷＭ＋が再び立ち上がった後の最初に三角波搬送波が極値となるタイミング（時刻ｔ３）に、電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ３）をサンプリングし、電流値Ｉｓｎｓ（ｔ３）を生成して補正値生成部９０５に出力する。このように、ＰＷＭ＋が立ち上がった後の最初に三角波搬送波が極値となるタイミングで電流値を検出することによって、ハイ期間における電流値を検出することができる。なお、Ｉｓｎｓ（ｔ）は、時刻ｔにおいてサンプリングされた電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ）に基づいて生成された電流値を示す。
【００９５】
時刻ｔ１から所定時間Ｔ１が経過すると、反転制御部５２１は、搬送波反転部５２３から出力された三角波搬送波が比較器２０３ａに入力されるように切替スイッチ５２５を制御する。この結果、搬送波生成部５２２によって生成された三角波搬送波の位相と逆位相である三角波搬送波に基づく電流が巻線に供給される。
【００９６】
検出値生成部９０２は、反転制御部５２１が切替スイッチ５２５を制御してから所定時間Ｔ２が経過したら、ＰＷＭ＋が立ち下がった後の最初に三角波搬送波が極値となるタイミング（時刻ｔ１２）に、電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ１２）をサンプリングする。そして、検出値生成部９０２は、電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ１２）に基づいて電流値Ｉｓｎｓ（ｔ１２）を生成して補正値生成部９０５に出力する。その後、検出値生成部９０２は、ＰＷＭ＋が再び立ち下がった後の最初に三角波搬送波が極値となるタイミング（時刻ｔ１４）における電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ１４）をサンプリングし、電流値Ｉｓｎｓ（ｔ１４）を生成して補正値生成部９０５に出力する。このように、ＰＷＭ＋が立ち下がった後の最初に三角波搬送波が極値となるタイミングで電流値を検出することによって、ロー期間における電流値を検出することができる。時刻ｔ１２から所定時間Ｔ１が経過すると、検出値生成部９０２は、電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ）のサンプリングを終了する。このように、電流値生成器５３０ａは、三角波搬送波に基づく所定の周期で電流値を検出する。なお、位相が反転した三角波搬送波が比較器２０３ａに入力されてから所定時間Ｔ２が経過してからサンプリングが行われるのは、三角波搬送波の位相が反転したことに起因して変動する電流が安定した状態でサンプリングが行われるようにするためである。即ち、所定時間Ｔ２は、三角波搬送波の位相が反転したことに起因して変動する電流が安定するために最低限必要の時間以上の長さである。
【００９７】
なお、本実施形態においては、検出値生成部９０２が電圧値Ｖｓｎｓ（ｔ）のサンプリングを２回行うように所定時間Ｔ１が設定されるが、この限りではない。例えば、所定時間Ｔ１は、サンプリングが３回行われるように設定される等、少なくとも１回サンプリングが行われるような時間であればよい。
【００９８】
補正値生成部９０５は、入力された電流値Ｉｓｎｓ（ｔ１）と電流値Ｉｓｎｓ（ｔ３）との平均値ｉＨを算出する。また、補正値生成部９０５は、入力された電流値Ｉｓｎｓ（ｔ１２）と電流値Ｉｓｎｓ（ｔ１４）との平均値ｉＬを算出する。
【００９９】
補正値生成部９０５は、以下の式（１０）を用いて、Δｉ１及びΔｉ２を決定する。
Δｉ１＝Δｉ２＝｜ｉＨ−ｉＬ｜／２                            （１０）
【０１００】
そして、補正値生成部９０５は、補正値Ｃ１及びＣ２を以下の式（１１）及び（１２）によって決定する。
Ｃ１＝−Δｉ１                                                （１１）
Ｃ２＝  Δｉ２                                                （１２）
【０１０１】
補正値生成部９０５は、決定した補正値Ｃ１及びＣ２を補正値記憶部９０５に記憶する。
【０１０２】
本実施形態では、以上のようにして、補正値Ｃ１及びＣ２が決定される。
【０１０３】
図１２は、モータ制御装置６００によるモータの制御方法を示すフローチャートである。以下に、図１１を用いて、本実施形態におけるモータ５０９の制御について説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。
【０１０４】
まず、Ｓ１００１において、ＣＰＵ１５１ａからモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’が出力されると、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいて稼働する。ｅｎａｂｌｅ信号とは、モータ制御装置６００の稼働を許可又は禁止する信号である。ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｌ（ローレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を禁止する。即ち、モータ制御装置６００は停止する。また、ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を許可する。即ち、モータ制御装置６００は稼働する。
【０１０５】
次に、Ｓ１０２において、ＣＰＵ１５１ａは、補正値Ｃ１及びＣ２を決定するように、モータ制御装置６００を制御する。この結果、モータ制御装置６００は前述した方法で補正値Ｃ１及びＣ２を決定し、補正値記憶部９０４に記憶する。なお、モータ制御装置６００が補正値を決定するフローについては後述する。
【０１０６】
その後、Ｓ１００３において、ＣＰＵ１５１ａは、モータの駆動が行われるように、モータ制御装置６００を制御する。この結果、モータ制御装置６００はモータの駆動を開始する。
【０１０７】
Ｓ１００４において、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧が０Ｖ以上（デューティ比（ＤＲ）が５０％以上）である場合は、処理はＳ１００５に進む。Ｓ１００５において、検出制御部９０１は、ハイ期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングして検出値Ｉｓｎｓを生成するように検出値生成部９０２を制御する。この結果、検出値生成部９０２は、ハイ期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングし、検出値Ｉｓｎｓを生成する。
【０１０８】
その後、Ｓ１００６において、検出制御部９０１は、生成された検出値Ｉｓｎｓを、Ｓ１００２において補正値記憶部９０４に記憶された補正値Ｃ１で補正するよう、補正制御部９０３を制御する。この結果、補正制御部９０３は、取得した検出値Ｉｓｎｓに補正値Ｃ１（Ｃ１＜０）を加算することによって検出値Ｉｓｎｓを補正する。そして、補正制御部９０３は、当該補正後の電流値Ｉαを出力する。その後、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ１００７に進める。
【０１０９】
また、Ｓ１００４において、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧が負（デューティ比が５０％未満）である場合は、処理はＳ１００８に進む。Ｓ１００８において、検出制御部９０１は、ロー期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングして検出値Ｉｓｎｓを生成するように、検出値生成部９０２を制御する。この結果、検出値生成部９０２は、ロー期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングし、検出値Ｉｓｎｓを生成する。
【０１１０】
次に、Ｓ１００９において、検出制御部９０１は、生成した検出値Ｉｓｎｓの極性（即ち、電圧値Ｖｓｎｓの極性）を反転させる反転処理を行うよう、検出値生成部９０２を制御する。この結果、検出値生成部９０２は、生成した検出値Ｉｓｎｓの極性（即ち、電圧値Ｖｓｎｓの極性）を反転させる。
【０１１１】
その後、Ｓ１０１０において、検出制御部９０１は、生成された検出値Ｉｓｎｓを、Ｓ１００２において補正値記憶部９０４に記憶された補正値Ｃ２で補正するよう、補正制御部９０３を制御する。この結果、補正制御部９０３は、反転処理後の検出値Ｉｓｎｓに補正値Ｃ２（Ｃ１＞０）を加算することによって検出値Ｉｓｎｓを補正する。そして、補正制御部９０３は、当該補正後の電流値Ｉαを出力する。その後、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ１００７に進める。
【０１１２】
以降、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｌ’を出力するまで、モータ制御装置６００は上述の制御を繰り返し行う。
【０１１３】
図１３は、図１２に示すＳ１００２において、モータ制御装置６００が補正値を決定する方法を示すフローチャートである。以下に、図１３を用いて、モータ制御装置６００が補正値を決定する方法について説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。
【０１１４】
Ｓ２００１において、ＣＰＵ１５１ａは、デューティ比５０％に対応する電流がモータの巻線に流れるようにＰＷＭ生成器２０３を制御する。ＰＷＭ生成器２０３は、搬送波生成部５２２によって生成される三角波搬送波に基づいてデューティ比が５０％であるＰＷＭ信号を生成し、モータ駆動回路５０ａに出力する。モータ駆動回路５０ａは、ＰＷＭ生成器２０３から出力されたＰＷＭ信号に対応する電流をモータの巻線に供給する。
【０１１５】
次に、Ｓ２００２において、検出値生成器９０２は、ハイ期間において電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングする。その後、検出値生成器９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓに基づいて電流値を生成し、補正値生成部９０５に出力する。
【０１１６】
Ｓ２００３において、ハイ期間でのサンプリングが開始されてから所定時間Ｔ１が経過していない場合は、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ２００２に戻す。
【０１１７】
また、Ｓ２００３において、ハイ期間でのサンプリングが開始されてから所定時間Ｔ１が経過すると、Ｓ２００４において、反転制御部５２１は搬送波反転部５２３から出力された三角波搬送波が比較器２０３ａに入力されるように切替スイッチ５２５を制御する。この結果、搬送波生成部５２２によって生成された三角波搬送波の位相と逆位相である三角波搬送波に基づく電流が巻線に供給される。
【０１１８】
その後、Ｓ２００５において、搬送波反転部５２３から出力された三角波搬送波が比較器２０３ａに入力されるように反転制御部５２１が切替スイッチ５２５を制御してから所定時間Ｔ２が経過すると、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ２００６に進める。
【０１１９】
次に、Ｓ２００６において、検出値生成器９０２は、ロー期間において電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングする。その後、検出値生成器９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓに基づいて電流値を生成し、補正値生成部９０５に出力する。
【０１２０】
Ｓ２００７において、ロー期間でのサンプリングが開始されてから所定時間Ｔ１が経過していない場合は、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ２００６に戻す。
【０１２１】
また、Ｓ２００７において、ロー期間でのサンプリングが開始されてから所定時間Ｔ１が経過すると、Ｓ２００８において、ＣＰＵ１５１ａは、電流の供給を終了するようにＰＷＭ生成器２０３を制御する。この結果、モータの巻線への電流の供給が終了する。
【０１２２】
次に、Ｓ２００９において、補正値生成部９０５は、検出値生成部９０２から出力された電流値に基づいて、前述した方法で補正値Ｃ１及びＣ２を生成する。
【０１２３】
その後、Ｓ２０１０において、補正値生成部９０５は、生成した補正値Ｃ１及びＣ２を補正値記憶部９０４に記憶する。
【０１２４】
上述のようにして、モータ制御装置６００は補正値を決定する。
【０１２５】
以上のように、本実施形態においては、巻線に供給された、デューティ比が５０％であるＰＷＭ信号に対応する電流を検出し、検出された電流値に基づいて、モータを駆動する期間に検出された電流値を補正するための補正値を決定する。具体的には、デューティ比が５０％であるＰＷＭ信号に対応する電流をハイ期間に検出した後、三角波搬送波の位相を反転させる。その後、位相が反転した三角波搬送波に基づく、デューティ比が５０％であるＰＷＭ信号に対応する電流をロー期間にも検出する。このように、三角波搬送波の位相を反転させることによって、一定の周期で電流を検出することができる。また、決定された補正値に基づいて、モータを駆動する期間に検出された電流値を補正することによって、検出された電流波形に生じる歪みを低減することができる。この結果、モータの制御が不安定になってしまうことを抑制することができる。
【０１２６】
なお、本実施形態においては、デューティ比が所定値以上であるか否か、具体的には、５０％以上であるか否かに基づいて、電圧値Ｖｓｎｓのサンプリングをハイ期間に行うかロー期間に行うかを決定したが、この限りではない。例えば、デューティ比が７０％以上であるか否かに基づいて、電圧値Ｖｓｎｓのサンプリングをハイ期間に行うかロー期間に行うかを決定してもよい。この場合、補正値Ｃ１及びＣ２は、デューティ比が７０％である状態における電流値に基づいて決定される。
【０１２７】
また、本実施形態においてはモータ制御装置が稼働するたびに補正値Ｃ１及びＣ２の決定を行ったがこの限りではない。例えば、ユーザが操作部１５２の表示部から補正値Ｃ１及びＣ２の決定を行う指示を行った場合に、補正値Ｃ１及びＣ２の決定を行ってもよい。
【０１２８】
また、本実施形態においては、負荷を駆動するモータとしてステッピングモータが用いられているが、ＤＣモータ等の他のモータであっても良い。また、モータは２相モータである場合に限らず、３相モータ等の他のモータであっても本実施形態を適用することができる。
【０１２９】
また、本実施形態においては、補正値を決定する際に、ハイ期間に電流値を検出した後にロー期間に電流値を検出したが、この限りではない。例えば、ロー期間に電流値を検出した後にハイ期間に電流値を検出する等の構成であってもよい。
【０１３０】
また、本実施形態におけるベクトル制御では、位相フィードバック制御を行うことによってモータ５０９を制御しているが、これに限定されるものではない。例えば、回転子４０２の回転速度ωをフィードバックしてモータ５０９を制御する構成であっても良い。具体的には、図１４に示すように、モータ制御装置内部に速度決定器５１４を設け、速度決定器５１４が位相決定器５１３から出力された回転位相θの時間変化に基づいて回転速度ωを決定する。なお、速度の決定には、式（１３）が用いられるものとする。
ω＝ｄθ／ｄｔ                                                        （１３）
【０１３１】
そして、ＣＰＵ１５１ａは回転子の目標速度を表す指令速度ω＿ｒｅｆを出力する。更に、モータ制御装置内部に速度制御器５００を設け、速度制御器５００が回転速度ωと指令速度ω＿ｒｅｆとの偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する構成とする。このような速度フィードバック制御を行うことによって、モータ５０９を制御する構成であっても良い。
【０１３２】
また、本実施形態は、ベクトル制御に限らず、回転子の回転位相を決定する構成を有するものに適用することができる。
【０１３３】
また、本実施形態においては、回転子として永久磁石が用いられているが、これに限定されるものではない。
【符号の説明】
【０１３４】
５０  モータ駆動回路
Ｑ１〜Ｑ４  ＦＥＴ
２０３  ＰＷＭ生成器
５０９  ステッピングモータ
５３０  電流値生成器
６００  モータ制御装置
【図１】
2018174671.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2018174671.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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