(57)【要約】【課題】低電圧回路から高電圧回路への制御線を増やすことなく、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えられるようにする。【解決手段】充放電路となる高圧導電路に接続された、非接地の高電圧バッテリと接続し、高電圧バッテリが設けられた系の地絡および高電圧バッテリの電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出装置であって、高圧導電路を流れる電流が生成する磁界に基づいてオン／オフが切り替わる磁気スイッチにより、第１の計測条件と、第１の計測条件とは計測用回路あるいは計測用パラメータの異なる第２の計測条件と、を切り替える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
充放電路となる高圧導電路に接続された、非接地の高電圧バッテリと接続し、前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡および前記高電圧バッテリの電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出装置であって、
前記高圧導電路を流れる電流が生成する磁界に基づいてオン／オフが切り替わる磁気スイッチにより、第１の計測条件と、前記第１の計測条件とは計測用回路あるいは計測用パラメータの異なる第２の計測条件と、を切り替えることを特徴とする電圧検出装置。
【請求項２】
前記計測用回路にコンデンサを含み、
前記第１の計測条件と前記第２の計測条件とでは、前記コンデンサの容量が異なることを特徴とする請求項１に記載の電圧検出装置。
【請求項３】
前記計測用回路に電圧測定用コンデンサを含み、
前記計測用パラメータとして前記電圧測定用コンデンサの充電時間を含んでおり、
前記第１の計測条件と前記第２の計測条件とでは、前記充電時間が異なることを特徴とする請求項１に記載の電圧検出装置。
【請求項４】
少なくとも前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出し、
前記計測用回路に電圧測定用コンデンサを含み、
前記計測用パラメータとして前記電圧測定用コンデンサの充電電圧に基づいて地絡を判定するための換算用テーブルを含んでおり、
前記第１の計測条件と前記第２の計測条件とでは、前記換算用テーブルが異なることを特徴とする請求項１に記載の電圧検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接地の高電圧バッテリと接続し、高電圧バッテリが設けられた系の地絡および高電圧バッテリの電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
駆動源としてエンジンと電気モータとを備えるハイブリッド車や、電気自動車のような車両においては、車体上に搭載したバッテリを充電し、バッテリから供給される電気エネルギーを利用して推進力を発生する。一般に、バッテリ関連の電源回路は、２００Ｖ以上の高電圧を扱う高電圧回路として構成されており、安全性確保ため、バッテリを含む高電圧回路は接地の基準電位点となる車体から電気的に絶縁された非接地構成となっている。
【０００３】
非接地の高電圧バッテリを搭載した車両では、高電圧バッテリが設けられた系、具体的には、高電圧バッテリからモータに至るメインの電源系と車体との絶縁状態（地絡）を監視するために電圧検出装置が備えられている。電圧検出装置は、例えば、特許文献１に記載されているように、フライングキャパシタと呼ばれるコンデンサを利用した方式が広く用いられている。
【０００４】
フライングキャパシタ方式の電圧検出装置は、複数個のスイッチング素子で計測経路を切り換えながらフライングキャパシタの充放電を繰り返し、各計測経路で測定された充電電圧に基づいて絶縁抵抗を把握して、絶縁抵抗が基準レベルを下回った場合に地絡を検出する。
【０００５】
切り換え対象の計測経路には、高電圧バッテリの電圧を測定する経路が含まれている。このため、フライングキャパシタ方式の電圧検出装置は、地絡を検出する過程において高電圧バッテリの電圧を取得する。また、地絡の検出とは独立して高電圧バッテリの電圧を取得することもできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１３−２０５０８２号公報
【特許文献２】特開２０１６−１１８５２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電圧検出装置は、フライングキャパシタの容量、充電時間、地絡判定基準値等種々の計測条件の下で測定を行なっている。これらの計測条件により、検出精度、検出時間、耐ノイズ性能等が変化するが、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えることができれば、より柔軟な電圧検出装置の運用が可能となる。
【０００８】
例えば、高電圧バッテリの充放電時には、高速で高精度に高電圧バッテリの電圧測定を行なえる計測条件とし、充放電時以外には、耐ノイズ性に優れた地絡判定を行なえる計測条件とすることができるようになる。
【０００９】
あるいは、高電圧バッテリの充電時は、高速で高精度に高電圧バッテリの電圧測定を行なえる計測条件とし、放電時は、耐ノイズ性に優れた地絡判定を行なえる計測条件とすることもできるようになる。
【００１０】
しかしながら、高電圧バッテリの充放電状態によって電圧検出装置の計測条件を切り替えるためには、高電圧バッテリの充放電状態を監視するＥＣＵ（engine control unit）等の外部制御ユニットから切換用制御線を電圧検出装置に配線する必要がある。
【００１１】
ここで、電圧検出装置は高電圧バッテリに接続された高電圧回路であるのに対し、外部制御ユニットは、数Ｖのロジック系電圧で動作する低電圧回路である。高電圧回路と低電圧回路との間で電気的な絶縁を確保する必要性等から、低電圧回路から高電圧回路への制御線の数を増やすことは好ましくない。
【００１２】
そこで、本発明は、低電圧回路から高電圧回路への制御線を増やすことなく、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えられるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明の電圧検出装置は、充放電路となる高圧導電路に接続された、非接地の高電圧バッテリと接続し、前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡および前記高電圧バッテリの電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出装置であって、前記高圧導電路を流れる電流が生成する磁界に基づいてオン／オフが切り替わる磁気スイッチにより、第１の計測条件と、前記第１の計測条件とは計測用回路あるいは計測用パラメータの異なる第２の計測条件と、を切り替えることを特徴とする。
ここで、前記計測用回路にコンデンサを含み、前記第１の計測条件と前記第２の計測条件とでは、前記コンデンサの容量を異ならせることができる。
あるいは、前記計測用回路に電圧測定用コンデンサを含み、前記計測用パラメータとして前記電圧測定用コンデンサの充電時間を含んでおり、前記第１の計測条件と前記第２の計測条件とでは、前記充電時間を異ならせるようにしてもよい。
あるいは、少なくとも前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出し、前記計測用回路に電圧測定用コンデンサを含み、前記計測用パラメータとして前記電圧測定用コンデンサの充電電圧に基づいて地絡を判定するための換算用テーブルを含んでおり、前記第１の計測条件と前記第２の計測条件とでは、前記換算用テーブルを異ならせるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、低電圧回路から高電圧回路への制御線を増やすことなく、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えられるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電圧検出装置の構成を示すブロック図である。
【図２】絶縁抵抗ＲＬｐおよびＲＬｎを把握するための計測サイクルを示す図である。
【図３】検出用コンデンサＣ１の充電電圧の測定時間を説明する図である。
【図４】高圧バスバーを流れる電流とリードスイッチのオン／オフ切換の基本的な例を説明する図である。
【図５】電流方向を考慮した高圧バスバーを流れる電流とリードスイッチのオン／オフ切換を説明する図である。
【図６】電流方向を考慮した高圧バスバーを流れる電流とリードスイッチのオン／オフ切換を説明する図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る電圧検出装置の構成を示すブロック図である。
【図８】検出用コンデンサＣ１の充電時間切り換えを説明する図である。
【図９】本発明の第３実施形態に係る電圧検出装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る電圧検出装置１００の構成を示すブロック図である。本図に示すように電圧検出装置１００は、非接地の高電圧バッテリ３００と接続し、高電圧バッテリ３００が設けられた系の地絡を検出するフライングキャパシタ方式の装置である。電圧検出装置１００は、地絡の検出とは独立して、高電圧バッテリ３００の電圧を検出することも可能である。
【００１７】
ここで、高電圧バッテリ３００の正極側と接地間の絶縁抵抗をＲＬｐと表し、負極側と接地間の絶縁抵抗をＲＬｎと表すものとする。
【００１８】
高電圧バッテリ３００は、リチウムイオン電池等のように充電可能なバッテリにより構成されており、高圧バスバー３２０を経由して放電し、インバータ（不図示）等を介して接続された電気モータＭＯＴを駆動する。また、回生時や充電設備（不図示）接続時には、高圧バスバー３２０を介して充電を行なう。このため、高圧バスバー３２０は、放電電流と充電電流の導電路となる。
【００１９】
高電圧バッテリ３００の正極側電源ライン１０１と接地電極との間および負極側電源ライン１０２と接地電極との間には、電源の高周波ノイズを除去したり動作を安定化するために、それぞれＹコンデンサ（ライン・バイパス・コンデンサ）と呼ばれるコンデンサＣＹｐ、ＣＹｎが接続されている。ただし、Ｙコンデンサは省くようにしてもよい。
【００２０】
本図に示すように、電圧検出装置１００は、検出用メインコンデンサＣｍを備えており、さらに、検出用メインコンデンサＣｍと並列に磁気スイッチ部１４０を介して接続された検出用サブコンデンサＣｓを備えている。検出用メインコンデンサＣｍ、検出用サブコンデンサＣｓは、例えば、セラミックコンデンサを用いることができる。
【００２１】
検出用メインコンデンサＣｍと検出用サブコンデンサＣｓとを含めて検出用コンデンサＣ１と称する。ただし、検出用コンデンサＣ１の容量は、検出用サブコンデンサＣｓが切断状態の場合は、検出用メインコンデンサＣｍの容量と等しく、検出用サブコンデンサＣｓが接続状態の場合は、検出用メインコンデンサＣｍと検出用サブコンデンサＣｓの合成容量と等しいものとする。検出用コンデンサＣ１は、フライングキャパシタとして動作する。
【００２２】
また、計測経路を切り替えるとともに、検出用コンデンサＣ１の充電および放電を制御するために、検出用コンデンサＣ１の周辺に４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備えている。さらに、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当する計測用の電圧をサンプリングするためのスイッチング素子Ｓａを備えている。スイッチング素子Ｓａは、サンプリング時のみオンにする。これらのスイッチング素子は、光ＭＯＳＦＥＴのように絶縁型のスイッチング素子で構成する。
【００２３】
スイッチング素子Ｓ１は、一端が抵抗Ｒ０１を介して正極側電源ライン１０１と接続し、他端がダイオードＤ１のアノード側と接続している。ダイオードＤ１のカソード側は抵抗Ｒ１と接続し、抵抗Ｒ１の他端は接続点Ａと接続している。
【００２４】
スイッチング素子Ｓ２は、一端が抵抗Ｒ０２を介して負極側電源ライン１０２と接続し、他端が抵抗Ｒ２と接続している。抵抗Ｒ２の他端は接続点Ｂと接続している。
【００２５】
スイッチング素子Ｓ３は、一端が抵抗Ｒ５およびダイオードＤ２のアノード側と接続し、他端が抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｓａの一端と接続している。ダイオードＤ２のカソード側は接続点Ａと接続し、抵抗Ｒ５の他端はダイオードＤ３のカソード側と接続し、ダイオードＤ３のアノード側は接続点Ａと接続している。抵抗Ｒ３の他端は接地している。
【００２６】
スイッチング素子Ｓ４は、一端が接続点Ｂと接続し、他端が抵抗Ｒ４と接続している。抵抗Ｒ４の他端は接地している。スイッチング素子Ｓａの他端は、他端が接地されたコンデンサＣ２の一端および制御装置１２０のアナログ入力端子に接続している。
【００２７】
検出用メインコンデンサＣｍは、一端が接続点Ａと接続し、他端が接続点Ｂと接続している。検出用サブコンデンサＣｓは、磁気スイッチ部１４０を介して、一端が接続点Ａと接続し、他端が接続点Ｂと接続している。
【００２８】
制御装置１２０は、マイクロコンピュータ等で構成され、あらかじめ組み込まれたプログラムを実行することにより、電圧検出装置１００に必要とされる各種制御を実行する。具体的には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別に制御して計測経路を切り替えるとともに、検出用コンデンサＣ１の充電および放電を制御する。
【００２９】
また、制御装置１２０は、スイッチング素子Ｓａを制御して、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当するアナログレベルをアナログ入力端子から入力し、このアナログレベルに基づいて所定の演算を行ない、絶縁抵抗ＲＬｐおよびＲＬｎを把握する。制御装置１２０の測定データや警報は、出力コネクタ１３０を介して不図示の制御ユニット等に出力される。
【００３０】
図２は、絶縁抵抗ＲＬｐおよびＲＬｎを把握するための計測サイクルを示している。本図に示すように、電圧検出装置１００は、Ｖ０計測期間→ＶＣ１ｎ計測期間→Ｖ０計測期間→ＶＣ１ｐ計測期間を１サイクルとして計測動作を繰り返す。いずれの計測期間とも、計測対象の電圧で検出用コンデンサＣ１を充電してから、検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測を行なう。そして、次の計測のために検出用コンデンサＣ１の放電を行なう。
【００３１】
Ｖ０計測期間では、高電圧バッテリ３００電圧に相当する電圧を計測する。このため、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をオフにして、検出用コンデンサＣ１を充電する。すなわち、高電圧バッテリ３００、抵抗Ｒ０１、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ０２が計測経路となる。
【００３２】
この際に、計測時間を短くするため、検出用コンデンサＣ１を完全に充電するのではなく、図３に示すように、充電開始から時間ｔａ経過時点の充電電圧Ｖａを計測し、完全充電時の電圧Ｖｔを算出するようにしている。他の計測期間においても同様である。なお、本図において、横軸は時間を表し、縦軸が検出用コンデンサＣ１の充電電圧を表している。
【００３３】
充電電圧Ｖａの計測時には、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオフにし、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をオンにするとともに、スイッチング素子Ｓａをオンにして制御装置１２０でサンプリングを行なう。その後、スイッチング素子Ｓａをオフにして次の計測のために検出用コンデンサＣ１の放電を行なう。充電電圧Ｖａの計測時、検出用コンデンサＣ１の放電時の動作は他の計測期間においても同様である。
【００３４】
ＶＣ１ｎ計測期間では、絶縁抵抗ＲＬｎの影響を反映した電圧を計測する。このため、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオンにし、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフにして、検出用コンデンサＣ１を充電する。すなわち、高電圧バッテリ３００、抵抗Ｒ０１、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ４、接地、絶縁抵抗ＲＬｎが計測経路となる。
【００３５】
ＶＣ１ｐ計測期間では、絶縁抵抗ＲＬｐの影響を反映した電圧を計測する。このため、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオンにし、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオフにして、検出用コンデンサＣ１を充電する。すなわち、高電圧バッテリ３００、絶縁抵抗ＲＬｐ、接地、抵抗Ｒ３、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ０２が計測経路となる。
【００３６】
これらの計測期間で得られたＶ０、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐから算出される（ＶＣ１ｐ＋ＶＣ１ｎ）／Ｖ０に基づいて、（ＲＬｐ×ＲＬｎ）／（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）を求めることができることが知られている。このため、Ｖ０、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐを測定することにより、絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを把握することができる。なお、（ＲＬｐ×ＲＬｎ）／（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）を求めるための計算式は複雑であるため、制御装置１２０では、あらかじめ換算用テーブルを用意しておき、測定されたＶ０、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐから算出される（ＶＣ１ｐ＋ＶＣ１ｎ）／Ｖ０に基づいて、複雑な演算を行なうことなく絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを把握できるようにしている。そして、絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎが所定の判定基準レベル以下となった場合に、地絡が発生しているものとして判定し、警報を出力する。
【００３７】
検出用サブコンデンサＣｓの接続／切断を切り替える磁気スイッチ部１４０は、磁界によりオン／オフが切り替わるリードスイッチ１４１を備えている。本実施形態において、リードスイッチ１４１は、高圧バスバー３２０を流れる電流が生成する磁界によりオン／オフを切り替える。このため、リードスイッチ１４１は、高圧バスバー３２０の近傍に、リード片の長手方向が高圧バスバー３２０を流れる電流が生成する磁界と同じ方向になる向きで配置されている。
【００３８】
図４は、高圧バスバー３２０を流れる電流とリードスイッチ１４１のオン／オフ切換の基本的な例を説明する図である。図４（ａ）に示すように、高圧バスバー３２０に電流が流れていないときには、リードスイッチ１４１はオフ状態を保つ。一方、図４（ｂ）に示すように、図中手前から奥方向に電流が流れるとき、および図４（ｃ）に示すように図中奥から手前方向に電流が流れるときには、高圧バスバー３２０を流れる電流によって生成される磁界によりリード片が磁化され、リードスイッチ１４１はオン状態になる。
【００３９】
なお、高圧バスバー３２０とリードスイッチ１４１の距離を調整したり、リードスイッチ１４１の感度を選択する等により、所定量以上の電流が流れたときに、リードスイッチ１４１をオン状態に切り換えるようにすることもできる。この場合、高圧バスバー３２０に電流が流れていないときに加え、電流が流れていても所定量未満であればリードスイッチ１４１はオフ状態を保つことになる。以下に示す他の例についても同様にリードスイッチ１４１をオン状態に切り換える電流量を調整することができる。
【００４０】
図４に示した基本的な例では、高圧バスバー３２０に電流が流れているときには電流の方向によらずリードスイッチ１４１がオン状態になっていたが、例えば、図５に示すように、高圧バスバー３２０の反対側に配置された永久磁石１４２を利用することで、電流の向きに応じてオン／オフ切換動作を変化させることができる。
【００４１】
すなわち、図５（ａ）に示すように、高圧バスバー３２０に電流が流れていないときは、永久磁石１４２が生成する磁界によりリードスイッチ１４１はオン状態になる。図５（ｂ）に示すように、高圧バスバー３２０に図中手前から奥方向に電流が流れるときには、永久磁石１４２が生成する磁界と高圧バスバー３２０を流れる電流により生成される磁界とが打ち消しあい、リードスイッチ１４１はオフ状態となる。図５（ｃ）に示すように、高圧バスバー３２０に図中奥から手前方向に電流が流れるときには、永久磁石１４２が生成する磁界と高圧バスバー３２０を流れる電流により生成される磁界とが強め合い、リードスイッチ１４１はオン状態となる。
【００４２】
このように、永久磁石１４２を用いることで、高圧バスバー３２０に所定の方向の電流が流れる場合のみ、リードスイッチ１４１をオフにする制御が可能となる。また、永久磁石１４２の向き、位置等を調整することにより、高圧バスバー３２０に所定の方向の電流が流れる場合のみ、リードスイッチ１４１をオンにする制御も可能である。もちろん、高圧バスバー３２０に所定の方向の所定量以上の電流が流れる場合のみ、リードスイッチ１４１をオフあるいはオフにする制御も可能である。
【００４３】
あるいは、図６に示すように、高圧バスバー３２０とリードスイッチ１４１との間に、高圧バスバー３２０を流れる電流が生成する磁界と同方向あるいは逆方向の磁界を発生させる向きで永久磁石１４２を配置し、永久磁石１４２が高圧バスバー３２０とリードスイッチ１４１との間で移動可能な状態とすることでも電流の向きに応じてオン／オフ切換動作を変化させることができる。
【００４４】
図６（ａ）に示すように、高圧バスバー３２０に電流が流れていない状態で永久磁石１４２が所定の位置で安定するようにし、この位置において、永久磁石１４２が生成する磁界ではリードスイッチ１４１をオンにすることはできず、リードスイッチ１４１はオフ状態であるものとする。
【００４５】
図６（ｂ）に示すように、高圧バスバー３２０に図中手前から奥側に電流が流れると、永久磁石１４２は、高圧バスバー３２０から離れる方向の力を受けて、リードスイッチ１４１に近づくように移動する。これにより、永久磁石１４２が生成する磁界によりリードスイッチ１４１がオン状態となる。
【００４６】
一方、図６（ｃ）に示すように、高圧バスバー３２０に図中奥から手前側に電流が流れると、永久磁石１４２は、高圧バスバー３２０に近づく方向の力を受けて、リードスイッチ１４１から離れるように移動する。このためを、リードスイッチ１４１はオフ状態となる。
【００４７】
いずれの場合も、リードスイッチ１４１のオン状態で検出用サブコンデンサＣｓを接続し、リードスイッチ１４１のオフ状態で検出用サブコンデンサＣｓを切断するようになっているが、オンオフを反転させる素子等を用いることでリードスイッチ１４１のオフ状態で検出用サブコンデンサＣｓを接続し、リードスイッチ１４１のオン状態で検出用サブコンデンサＣｓを切断することも容易に行なうことができる。
【００４８】
このように、リードスイッチ１４１を含んだ磁気スイッチ部１４０を用いることで、バスバー３２０を流れる電流の有無（所定量以上の電流の有無を含む概念である）で検出用サブコンデンサＣｓの接続／切断を任意に切り替えることができる。また、リードスイッチ１４１と永久磁石１４２とを組み合わせた磁気スイッチ部１４０を用いることで、高圧バスバー３２０を流れる電流の方向（所定量以上の電流の方向を含む概念である）に基づいて検出用サブコンデンサＣｓの接続／切断を切り替えることができる。
【００４９】
なお、上述したリードスイッチ１４１と永久磁石１４２とを組み合わせは例示であり、他の組み合わせの磁気スイッチ部１４０により、高圧バスバー３２０を流れる電流の方向に基づいて検出用サブコンデンサＣｓの接続／切断を切り替えるようにしてもよい。
【００５０】
ここで、高圧バスバー３２０を流れる電流の有無、高圧バスバー３２０を流れる電流の方向は、高電圧バッテリ３００の充放電状態に対応する。すなわち、高電圧バッテリ３００の充電時と放電時には高圧バスバー３２０に電流が流れ、流れの向きは充電時と放電時とで逆向きとなる。それ以外の時は高圧バスバー３２０に電流は流れない。
【００５１】
第１実施形態では、検出用サブコンデンサＣｓを接続すると、検出用サブコンデンサＣｓを切断したときよりも検出用コンデンサＣ１の容量が大きくなる。検出用コンデンサＣ１の容量の大きい場合と小さい場合とを比較すると、容量が小さいほど高速に充電されるため、充電時間ｔａ（図３参照）における充電電圧Ｖａが大きくなる。このため、検出用コンデンサＣ１の容量が小さい方が高ＳＮ比の高精度計測が可能となる。一方で、容量が大きいほどＹコンデンサや浮遊容量の影響を小さく抑えて、測定精度を高めることができる。
【００５２】
なお、検出用サブコンデンサＣｓの接続／切断が切り替わって検出用コンデンサの容量が変化すると、計測される充電電圧Ｖａが急激に変化する。制御装置１２０は、充電電圧の急激な変化を検知することで、検出用サブコンデンサＣｓの接続／切断を判定し、完全充電時の電圧Ｖｔの算出式を切り換える。
【００５３】
第１実施形態では、計測用回路に関する計測条件として検出用コンデンサＣ１の容量を変化させることで、例えば、以下に示すような運用を行なうことができる。もちろん、以下に示す運用例には限られない。
運用例１）高電圧バッテリ３００の充電時にリードスイッチ１４１がオフになって検出用コンデンサＣ１の容量が小さくなるように設定する。このときは、電圧検出装置１００を電圧センサとして機能させる。上述のように、検出用コンデンサＣ１の容量が小さい方が、同じ充電時間ｔａでは充電電圧Ｖａが大きくなるため、高ＳＮ比で高精度計測が可能となる。
【００５４】
また、高電圧バッテリ３００の放電時にリードスイッチ１４１がオンになって検出用コンデンサＣ１の容量が大きくなるように設定する。このときは、電圧検出装置１００を地絡センサとして機能させる。上述のように、検出用コンデンサＣ１の容量が大きいほどＹコンデンサや浮遊容量の影響を小さく抑えることができるため、測定精度を高めることができる。
【００５５】
なお、電圧検出装置１００を電圧センサあるいは地絡センサとして機能させる、とは、例えば、一連の測定を行ない、電圧測定機能あるいは地絡検出機能に重点をおくという意味とすることができる。あるいは、一方の機能を停止して他方の測定のみを行なうという意味であってもよい。地絡検出機能を停止して電圧センサとして機能させた場合には、ＶＣ１ｎ計測期間、ＶＣ１ｐ計測期間を省くことができるため、電圧測定のサイクルを短縮することができ、高速、高精度の電圧測定が可能となる。
【００５６】
ここで、機能の切り換えは、電圧Ｖｔの算出式の切り換えと同様に、制御装置１２０が、充電電圧の急激な変化を検知することで行なうことができる。
【００５７】
第１実施形態で示した運用例は、外部制御ユニットからの切換制御ではなく、電圧検出装置１００内で完結した切換制御であるため、外部制御ユニットから電圧検出装置１００への制御線を増やすことなく行なうことができる。したがって、本発明の第１実施形態によれば、低電圧回路から高電圧回路への制御線を増やすことなく、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えられるようになる。
【００５８】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図７は、本発明の第２実施形態に係る電圧検出装置１０４の構成を示すブロック図である。第１実施形態に係る電圧検出装置１００と同じ構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００５９】
第１実施形態に係る電圧検出装置１００では、計測条件として計測用回路である検出用コンデンサＣ１の容量を変化させていたが、第２実施形態に係る電圧検出装置１０４では、計測条件として制御装置１２２が計測に用いる計測用パラメータを変化させる。
【００６０】
このため、フライングキャパシタとしては、容量が固定された検出用コンデンサＣ１を用いている。また、制御装置１２２が、パラメータ切替部と、パラメータ１と、パラメータ２とを備えており、磁気スイッチ部１４０のオン／オフに基づいて、パラメータ切替部が検出用パラメータとしてパラメータ１とパラメータ２とを切り替える。磁気スイッチ部１４０のオン／オフ切換制御は第１実施形態と同様とすることができる。
【００６１】
パラメータ切替部が切り替えるパラメータ１、パラメータ２は、第１例として、図８に示すように、各計測期間における検出用コンデンサＣ１の充電時間とすることができる。すなわち、パラメータ１として、充電時間ｔａを定め、パラメータ２として充電時間ｔｂ（＜ｔａ）を定めておくようにする。
【００６２】
充電時間ｔａとそれよりも短い充電時間ｔｂとを比較すると、充電時間ｔｂの方が計測時間が短いため、高速に計測を行なうことができる。一方で、充電時間ｔａの充電電圧Ｖａの方が、充電時間ｔｂの充電電圧Ｖｂよりも高くなる。このため、充電時間ｔａの方が高ＳＮ比の高精度計測が可能となる。例えば、モータＭＯＴの動作時、すなわち高電圧バッテリ３００の放電時には、モータノイズが大きくなるため、高ＳＮ比の高精度計測が有効である。
【００６３】
したがって第２実施形態の第１例では、計測用パラメータに関する計測条件として検出用コンデンサＣ１の充電時間を変化させることで、例えば、以下に示すような運用を行なうことができる。もちろん、以下に示す運用例には限られない。
運用例２）高電圧バッテリ３００の放電時において、バスバー３２０に所定量以上の電流が流れた場合に、検出用コンデンサＣ１の充電時間を長くする。これにより、所定量以上の電流が流れる放電時にはモータノイズの影響を受けにくい高ＳＮ比の高精度計測を行ない、それ以外のときには高速に測定を行なうことが可能となる。
運用例３）高電圧バッテリ３００の充放電時において、バスバー３２０に所定量以上の電流が流れた場合に、検出用コンデンサＣ１の充電時間を長くする。これにより、所定量以上の電流が流れる充放電時には高ＳＮ比の高精度計測を行ない、それ以外のときには高速に測定を行なうことが可能となる。
運用例４）高電圧バッテリ３００の充電時に、充電時間を短くする。これにより、高電圧バッテリ３００の充電のときには、高速に測定を行ない、それ以外のときには高ＳＮ比の高精度計測を行なうことが可能となる。
【００６４】
パラメータ切替部が切り替えるパラメータ１、パラメータ２は、第２例として、換算用テーブルとすることができる。すなわち、測定されたＶ０、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐから得られる（ＶＣ１ｐ＋ＶＣ１ｎ）／Ｖ０に基づいて絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを把握する際に用いる換算用テーブルを、磁気スイッチ部１４０のオン／オフに基づいて切り替える。
【００６５】
制御装置１２２は、換算用テーブルから把握される絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎが所定の判定基準レベル以下となった場合に、地絡が発生しているものとして判定し、警報を出力する。しかしながら、把握される絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎは、ノイズの影響を受けた誤差を含んでいる。このため、ノイズが大きいほど、誤差が大きいものとして、警報を出力する際の閾値を低くする方が安全上好ましい。
【００６６】
そこで、パラメータ１として通常の換算用テーブルを用意し、パラメータ２としてより絶縁抵抗が低く評価される換算用テーブルを用意する。ノイズの原因としては、上述のように、高電圧バッテリ３００の放電時のモータノイズが考えられるため、第２実施形態の第２例では、計測用パラメータに関する計測条件として換算用テーブルを切り替えることで、例えば、以下に示すような運用を行なうことができる。もちろん、以下に示す運用例には限られない。
運用例５）高電圧バッテリ３００の放電時において、バスバー３２０に所定量以上の電流が流れた場合に、絶縁抵抗が低く評価される換算用テーブルに切り替える。これにより、モータノイズに起因する誤差を考慮した警報の出力を行なうという運用が可能となる。
【００６７】
なお、換算用テーブルに代えて、警報を出力する際の判定基準レベルをパラメータ切替部が切り替えるパラメータとしてもよい。すなわち、高電圧バッテリ３００の放電時において、バスバー３２０に所定量以上の電流が流れた場合に、より地絡発生と判定されやすい判定基準レベルに切り替えるようにする。
【００６８】
第２実施形態で示した運用例は、外部制御ユニットからの切換制御ではなく、電圧検出装置１０４内で完結した切換制御であるため、外部制御ユニットから電圧検出装置１０４への制御線を増やすことなく行なうことができる。したがって、本発明の第２実施形態によれば、低電圧回路から高電圧回路への制御線を増やすことなく、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えられるようになる。
【００６９】
なお、高電圧バッテリの充放電状態によって切り替える計測条件として、第１実施形態で示した計測用回路と、第２実施形態で示した計測用パラメータとを組み合わせてもよい。すなわち、高電圧バッテリの充放電状態によって計測用回路と計測用パラメータの両方を切り替えてもよい。
【００７０】
上述の実施形態では、フライングキャパシタ方式の電圧検出装置を例に説明した。しかしながら、本発明は、特許文献２に記載されているようなカップリングコンデンサ方式の電圧検出装置にも適用することができる。そこで、本発明の第３実施形態として、高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出するカップリングコンデンサ方式の電圧検出装置１０６に適用した場合について図９を参照して説明する。
【００７１】
本図に示すように、カップリングコンデンサ方式の電圧検出装置１０６は、メインカップリングコンデンサＣｍを備えており、さらに、メインカップリングコンデンサＣｍと並列に磁気スイッチ部１４０を介して接続されたサブカップリングコンデンサＣｓを備えている。メインカップリングコンデンサＣｍとサブカップリングコンデンサＣｓとを含めてカップリングコンデンサＣ１と称する。
【００７２】
また、パルス電圧を出力する出力端子と、アナログ信号を入力する入力端子とを備えた制御装置１２４、バッファ１６２、抵抗Ｒ８、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７２、アンプ１７４を備えている。直列に接続された出力端子、バッファ１６２、抵抗Ｒ８はパルス発生部１６０を構成し、カップリングコンデンサＣ１の一端に接続されている。直列に接続されたＢＰＦ１７２、アンプ１７４、入力端子は電圧検出部１７０を構成し、パルス発生部１６０と並列にカップリングコンデンサＣ１の一端に接続されている。カップリングコンデンサＣ１の他端は、負極側電源ライン１０２と接続している。
【００７３】
カップリングコンデンサ方式の電圧検出装置１０６では、パルス発生部１６０が所定周波数で出力したパルスがカップリングコンデンサＣ１の一端に供給される。このパルスがカップリングコンデンサＣ１を介して高電圧バッテリ３００の負極側電源ライン１０２に供給される。この際に、電圧検出部１７０がカップリングコンデンサＣ１の対地電圧の振幅レベルの変化を検出し、制御装置１２４が、振幅レベルの変化と閾値とを比較することによって地絡抵抗の低下を検出する。
【００７４】
第３実施形態に係る電圧検出装置１０６では、計測条件として計測用回路であるカップリングコンデンサＣ１の容量を変化させる。これにより、高電圧バッテリ３００の充放電状態によって、例えば、高速な地絡検出と、精度の高い地絡検出とを切り替えることができるようになる。あるいは、計測条件として計測用パラメータであるパルス周波数を変化させたり、カップリングコンデンサＣ１の容量とパルス周波数の両方を変化させるようにしてもよい。
【００７５】
さらには、リードＳＷ１４１を、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７２に接続し、放電電流が大、すなわちモータノイズが大となった場合に、フィルタ条件を変更させる。例えば、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７２に用いられるオペアンプを２段にすること等で、カットオフ周波数付近の減衰率を急峻（傾きを急）にする。または、Ｒ、Ｃの定数を変更すること等で、カットオフ周波数を下げるようにしてもよい。
【００７６】
これらの制御例は、外部制御ユニットからの切換制御ではなく、電圧検出装置１０６内で完結した切換制御であるため、外部制御ユニットから電圧検出装置１０６への制御線を増やすことなく行なうことができる。したがって、本発明の第３実施形態によれば、低電圧回路から高電圧回路への制御線を増やすことなく、高電圧バッテリの充放電状態によって、電圧検出装置の計測条件を切り替えられるようになる。
【００７７】
以上、本発明の実施形態について説明した。本発明は上述の実施形態に限定されず、種々の変更をすることが可能である。例えば、計測用回路の切り換え対象としてコンデンサのみならず抵抗を切り替えるようにしてもよい。また、磁気スイッチ部としてリードスイッチのみならず、ホール素子、磁気インピーダンス素子等の磁界検出素子を利用してもよい。
【符号の説明】
【００７８】
１００  電圧検出装置
１０１  正極側電源ライン
１０２  負極側電源ライン
１０４  電圧検出装置
１０６  電圧検出装置
１２０  制御装置
１２２  制御装置
１２４  制御装置
１３０  出力コネクタ
１４０  磁気スイッチ部
１４１  リードスイッチ
１４２  永久磁石
１６０  パルス発生部
１６２  バッファ
１７０  電圧検出部
１７２  ＢＰＦ
１７４  アンプ
３００  高電圧バッテリ
３２０  高圧バスバー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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