(57)【要約】      （修正有）【課題】複素超音波信号からＲＦ信号への変換において、演算量が少なく、メモリアクセス回数と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減できる装置を提供する。【解決手段】時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理部６１１と、複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換部６１２とを備え、補間処理部６１１は、複素超音波信号のベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、複素超音波信号の位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出する。【選択図】図３
2018126218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体からの反射超音波に基づくエコー信号をサンプリングして生成された複素超音波信号をＲＦ信号に変換する超音波信号変換装置であって、
時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理部と、
前記複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換部とを備え、
補間処理部は、複素超音波信号のベクトル長Ｌが時間ｍ内で連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、
複素超音波信号の位相角θが時間ｍ内で最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出する
超音波信号変換装置。
【請求項２】
前記補間処理部は、
前記複数の時刻をｎ、ｎ＋ｍ、時間ｍ内の補間信号間隔の長さをｋ、時間ｍ内の補間信号間隔の順番をｉとし、ｉを１以上ｍ／ｋ以下の自然数としたとき、
前記補間処理部は、時刻ｎに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出し、
前記ベクトル長Ｌ（ｎ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号のベクトル長Ｌ（ｉ）を算出し、
前記位相角θ（ｎ）及び前記位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出し、
前記位相角θ（ｉ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｉ）に基づき時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号を算出する
請求項１に記載の超音波信号変換装置。
【請求項３】
前記補間処理部は、
時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが線形に変化するという条件下で、ベクトル長Ｌ（ｉ）を算出する
請求項１又は２に記載の超音波信号変換装置。
【請求項４】
前記補間処理部は、
時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが線形に変化するという条件下で、複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出する
請求項１から３の何れか１項に記載の超音波信号変換装置。
【請求項５】
被検体からの反射超音波に基づくエコー信号をサンプリングして生成された複素超音波信号をＲＦ信号に変換する超音波信号変換方法であって、
時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理ステップと、
前記複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換ステップとを有し、
補間処理ステップでは、複素超音波信号のベクトル長Ｌが時間ｍ内で連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、
複素超音波信号の位相角θが時間ｍ内で最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出する
超音波信号変換方法。
【請求項６】
前記複数の時刻をｎ、ｎ＋ｍ、時間ｍ内の補間信号間隔の長さをｋ、時間ｍ内の補間信号間隔の順番をｉとし、ｉを１以上ｍ／ｋ以下の自然数としたとき、
前記補間処理ステップでは、
時刻ｎに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出し、
前記ベクトル長Ｌ（ｎ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号のベクトル長Ｌ（ｉ）を算出し、
前記位相角θ（ｎ）及び前記位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出し、
前記位相角θ（ｉ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｉ）に基づき時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号を算出する
超音波信号変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、超音波信号変換装置および超音波信号変換方法に関し、特に、被検体からの反射超音波に基づくエコー信号をサンプリングして生成された複素超音波信号をＲＦ信号に変換する超音波信号変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置は、超音波パルス反射法により生体内情報を取得し、断層像として表示する医療用画像機器である。Ｘ線や放射線等を用いる他モダリティに比べて、安価で被曝の危険性がなく、リアルタイム性に優れる特徴を生かして、その活用領域を拡げつつある。
この超音波診断装置においては、近年、超音波プローブの高周波広帯域化やデジタル信号処理ハードウェアの進化等により、従来よりも、広帯域でかつ高速なデジタル信号処理を行うことで、高画質な超音波断層画像の生成が可能となってきている。
【０００３】
そして、超音波診断装置における実用化においては、デジタル伝送の広帯域化（高速化）やメモリの高速応答性（読み書き）の制約の面から、以下の取り組みが行われている。すなわち、受信した超音波受信信号をアナログからデジタルに変換して出力する超音波信号処理装置のアナログフロントエンド集積回路において、直交検波処理により超音波受信信号を複素超音波信号に変換するとともに出力信号の帯域圧縮を図ることにより、伝送容量の削減と蓄積時のメモリ容量の増大を抑止する超音波信号変換装置が提案されている（例えば、特許文献１）。この帯域圧縮を用いて、取得した超音波受信信号が有していた全ての周波数帯域から超音波断層画像の生成に必要な周波数帯域への帯域圧縮を図ることにより、画質を維持したまま後段のビームフォーミング処理へのデジタル出力の量を減じることが可能となっている。また、特許文献２には、周期性を有する対象信号を等価な時間間隔でサンプリングし、得られた信号から検出した変化領域以外の領域に対してサンプリング信号の間引きを行った後に補間処理を行う等価時間サンプリング装置が提案されている。当該文献には、係る装置により時間的に変化する領域を一部に含む対象信号を正確にサンプリングできることが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−９６１４３号公報
【特許文献２】特開２０１３−０７２８３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、超音波信号変換装置では、アナログフロントエンド回路において直交検波処理により実信号列のエコー信号を複素化し帯域圧縮された複素信号列を、実信号列であるＲＦ（Radio-Frequency）信号に再変換してから後段処理を行う場合がある。このＲＦ信号に再変換する処理では、通常、アップサンプリング処理とともにローパスフィルタ（Low Pass Filter）等を用いた補間処理（Interpolation）が用いられる。この際、折り返し（Aliasing）ひずみの発生を抑止するために必要な遮断特性が得られるよう、例えば、ローパスフィルタに数十タップのＦＩＲ（Finite Inpulse Response）フィルタを用いて補間処理が行われる。その結果、大規模な演算リソースと高速メモリアクセスが必要となるという課題があった。
【０００６】
本開示は、上記課題に鑑みてなされたものであり、演算量が少なく、かつ、メモリアクセス回数の低減と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減することにより、後段処理に必要な演算リソースの確保を図る超音波信号変換装置及び超音波信号変換方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係る超音波信号変換装置は、被検体からの反射超音波に基づくエコー信号をサンプリングして生成された複素超音波信号をＲＦ信号に変換する超音波信号変換装置であって、時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理部と、前記複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換部とを備え、補間処理部は、複素超音波信号のベクトル長Ｌが時間ｍ内で連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、複素超音波信号の位相角θが時間ｍ内で最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本開示の一態様に係る超音波信号変換装置及び超音波信号変換方法によれば、演算量が少なく、かつ、メモリアクセス回数の低減と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減することにより、後段処理に必要な演算リソースの確保を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態に係る超音波診断装置１のブロック図である。
【図２】複素変換圧縮部４２のブロック図である。
【図３】ＲＦ変換伸長部６１（超音波信号変換装置６１０）のブロック図である。
【図４】超音波診断装置１における送受信イベントの動作を示すフローチャートである。
【図５】図４におけるステップＳ２０の送受信イベントの動作の詳細を示すフローチャートである。
【図６】ローパスフィルタ４２１２のブロック図である。
【図７】図５におけるステップＳ２７の補間処理部の動作の詳細を示すフローチャートである。
【図８】補間処理部６１１の動作説明図である。
【図９】補間処理部６１１の動作説明図である。
【図１０】比較例に係る超音波診断装置に用いるＲＦ変換伸長部６１Ｘのブロック図である。
【図１１】超音波信号処理装置１００の実施例及び比較例における処理内容と動作時間とを示す図である。
【図１２】（ａ）（ｂ）は、比較例１におけるローパスフィルタの特性を示す図である。
【図１３】（ａ）（ｂ）は、比較例２におけるローパスフィルタの特性を示す図である。
【図１４】（ａ）（ｂ）は、比較例３におけるローパスフィルタの特性を示す図である。
【図１５】（ａ）から（ｃ）は、超音波信号処理装置１００の実施例及び比較例１、２により出力されたＢモード画像である。
【図１６】（ａ）（ｂ）は、比較例３、４により出力されたＢモード画像である。
【図１７】変形例に係る超音波信号処理装置におけるサンプリング周波数と被検体内の深さとの関係を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
≪実施の形態≫
１．超音波信号処理装置の構成概要
以下、実施の形態に係る超音波信号処理装置について図面を用いて詳細に説明する。
実施の形態に係る超音波診断装置１のブロック図を図１に示す。超音波診断装置１は、送信信号生成部１０、送信部２０、切替部３０、受信部４１、複素変換圧縮部４２、ＲＦ変換伸長部６１、整相加算部６２、超音波画像生成部７０、表示制御部８０を備える。なお、送信信号生成部１０、送信部２０、切替部３０、受信部４１、複素変換圧縮部４２、ＲＦ変換伸長部６１、整相加算部６２は、超音波信号処理装置１００を構成する。また、切替部３０には超音波探触子２が、表示制御部８０には表示部３が、それぞれ接続可能に構成されている。図１は超音波診断装置１に超音波探触子２、表示部３がそれぞれ接続された状態を示している。
【００１１】
超音波探触子２は、例えば、一次元方向に配列された複数の振動子（不図示）を有する。各振動子は、例えば、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）により構成される。超音波探触子２は、送信部２０で生成された電気信号（以下、「素子駆動信号」と呼ぶ）を超音波に変換する。超音波探触子２は、超音波探触子２の振動子側外表面を被検体の皮膚表面など表面に接触させた状態で、複数の振動子から発せられる複数の超音波からなる超音波ビームを被検体内の測定対象に向けて送信する。そして、超音波探触子２は、測定対象からの複数の反射超音波を受信し、複数の振動子によりこれら反射超音波をそれぞれ電気信号（以下、「素子受信信号」と呼ぶ）に変換し、素子受信信号を切替部３０に供給する。
【００１２】
２．各部構成
２．１  送信信号生成部１０
送信信号生成部１０は、素子駆動信号を生成するための送信信号を生成する回路である。送信信号生成部１０は、基本波成分である所定の周波数帯、例えば、４ＭＨｚを中心周波数とする送信パルス信号を生成する。ここで、送信パルス信号とは、原則として正弦波（余弦波）であり、かつ、連続波ではなく１〜数周期程度の有限長の信号である。なお、送信信号生成部１０は、さらに、高調波成分に対応する、基本波成分に対して整数倍の周波数を有する送信パルス信号を生成し、基本波成分の送信パルス信号と合成して出力してもよい。
【００１３】
２．２  送信部２０
送信部２０は、振動子ごとに送信遅延時間を設けず平面波の超音波ビームを送信したり、あるいは、振動子ごとに遅延時間を設定することで、送信信号に基づく超音波ビームのフォーカシングやステアリングを行う回路である。具体的には、超音波ビームの送信タイミングについて振動子毎に遅延時間を設定する。そして、送信信号生成部１０が生成した送信信号を遅延時間だけ遅らせることで、素子駆動信号を振動子ごとに生成する。素子駆動信号は、例えば、超音波探触子２を構成する各振動素子から送出される送信超音波が送信フォーカス点に同時に届く焦点波となるように生成される、振動素子ごとにタイミングの異なるパルス状の電気信号である。または、素子駆動信号は、例えば、超音波探触子２を構成する各振動素子から送出される送信超音波が特定の向きに進行する平面波となるように生成される、振動素子ごとにタイミングを揃えた、または、振動子列の一方の端から他方の端まで固定ピッチで段階的に動作タイミングをずらした、パルス状の電気信号であってもよい。
【００１４】
２．３  切替部３０
切替部３０は、素子駆動信号で駆動させる超音波探触子２の振動子を選択し、選択した振動子と送信部２０とを接続するスイッチ回路である。また、切替部３０は、素子受信信号を生成させる超音波探触子２の振動子を選択し、選択した振動子と受信部４１とを接続する。
【００１５】
２．４  受信部４１
受信部４１は、切替部３０を介してプローブ２と接続され、プローブ２において反射波に基づき超音波受信信号を生成する回路である。受信部４１は、反射超音波に基づく素子受信信号のそれぞれについて、増幅した後、所定のサンプリング周波数にてＡ／Ｄ変換を行い、デジタル受信信号に変換する。サンプリング周波数は、例えば、４０ＭＨｚから１２０ＭＨｚとしてもよい。本実施の形態では、６０ＭＨｚとした。
【００１６】
２．５  複素変換圧縮部４２
複素変換圧縮部４２は、デジタル受信信号に変換された超音波受信信号を、直交検波処理により複素超音波信号ＩＱに変換するとともに、その出力信号の帯域圧縮を図る回路である。複素変換圧縮部４２において出力信号の帯域圧縮を図ることにより、後段のビームフォーミング処理へのデジタル出力の量を減じるためのものである。
【００１７】
図２は、複素変換圧縮部４２のブロック図である。複素変換圧縮部４２は、直交検波部４２１とダウンサンプリング部４２２とを備える。
直交検波部４２１は、デジタル受信信号に変換された超音波受信信号に対して直交検波を行い、超音波受信信号の振幅と位相を示すために利用可能な複素超音波信号ＩＱを生成する回路である。
【００１８】
ダウンサンプリング部４２２は、直交検波部４２１の出力信号の第１成分及び第２成分に対し、それぞれのデータを一定周期で間引くことによりダウンサンプリングして、第１成分を実部Ｉ（Ｉ成分；In Phase）、第２成分を虚部Ｑ（Ｑ成分；Quadrature Phase）として、複素超音波信号ＩＱを生成してＲＦ変換伸長部６１に出力する回路である。
複素変換圧縮部４２における処理の詳細については後述する。
【００１９】
２．６  ＲＦ変換伸長部６１（超音波信号変換装置６１０）
ＲＦ変換伸長部６１は、複素変換圧縮部４２において直交検波処理により複素超音波信号化し帯域圧縮された信号列に対し、補間処理を行い複素超音波信号ＩＱの帯域伸長を図るとともに、直交変換を行い再び実信号列であるＲＦ信号に戻す回路であり超音波信号変換装置６１０を構成する。ＲＦ変換伸長部６１において複素超音波信号ＩＱの帯域圧縮したことにより、メモリアクセス回数と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減するとともに、ＲＦ変換伸長部６１において再び帯域伸長したＲＦ信号を生成することにより、後段の整相加算部６２において生成される音響線信号の品質を向上することができる。
【００２０】
図３は、ＲＦ変換伸長部６１のブロック図である。ＲＦ変換伸長部６１は、補間処理部６１１と直交変換部６１２とを備える。さらに、補間処理部６１１は、図３に示すように、Ｌθ変換部６１１１、Ｌ補間部６１１２、θ補間部６１１３及びＩＱ再変換部６１１４とを備える。
補間処理部６１１は、異なる時刻に取得された反射超音波対応する複数の複素超音波信号ＩＱに基づき複数の時刻間の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号ＩＱを生成する。
【００２１】
Ｌθ変換部６１１１は、帯域圧縮された複素超音波信号ＩＱを入力として、複数の時刻をｎ、ｎ＋ｍとしたとき、時刻ｎに対応する複素超音波信号ＩＱ（ｎ）から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号ＩＱ（ｎ＋ｍ）から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出して出力する回路である。
【００２２】
Ｌ補間部６１１２は、ベクトル長Ｌを入力として、時間ｍにおける補間信号間隔を時間ｋ、ｉを１以上ｍ／ｋ以下の自然数としたとき、ベクトル長Ｌ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｋに対応する複素超音波信号の補間後のベクトル長Ｌ（ｉ）ｃｐを算出して出力する回路である。さらに、線形に変化するという条件としてもよい。
【００２３】
θ補間部６１１３は、位相角θを入力として、位相角θ（ｎ）及び位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻Ｎから時刻Ｎ＋Ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｋに対応する複素超音波信号の補間後の位相角θ（ｉ）ｃｐを算出して出力する回路である。さらに、線形に変化するという条件としてもよい。
ＩＱ再変換部６１１４は、位相角θ（ｉ）ｃｐ及びベクトル長Ｌ（ｉ）ｃｐに基づき時間ｋそれぞれに対応する補間複素超音波信号ＩＱを算出して直交変換部６１２に出力する回路である。
【００２４】
補間処理部６１１における処理の詳細については後述する。
直交変換部６１２は、複素超音波信号ＩＱに対して直交検波を行い、時間方向の実信号列であるＲＦ信号を生成する回路である。生成されたＲＦ信号は整相加算部６２に出力される。直交変換部６１２では、超音波の送信パルス信号と角周波数ωが同一である参照信号ｓｉｎ（ωｔ）と、参照信号ｓｉｎ（ωｔ）と周波数及び振幅が同一で位相のみ９０°異なっている参照信号ｃｏｓ（ωｔ）とを生成する。乗算器６１２１Ａにより複素超音波信号ＩＱの第１成分（実部Ｉ）と参照信号ｓｉｎ（ωｔ）を、乗算器６１２１Ｂにより複素超音波信号ＩＱの第２成分（虚部Ｑ）と参照信号ｃｏｓ（ωｔ）を積算した後、両信号を加算器６１２２により加算することによりＲＦ信号を生成して整相加算部６２に出力する。
【００２５】
直交変換部６１２における処理の詳細については後述する。
２．７  整相加算部６２
整相加算部６２は、合成受信信号に整相加算を行って、音響線信号を生成する回路である。送信超音波が平面波である場合、送信超音波は着目領域全体に行き渡るように送信され、着目領域全体の音響線信号が反射超音波に基づいて生成される。一方、送信超音波が焦点波である場合、反射超音波に基づく音響線信号は、送信超音波が通過した領域の一部である、送信フォーカス点およびその近傍を含む、着目領域を素子列方向に分割した領域に対して生成される。したがって、着目領域全体の音響線信号を得るため、送信フォーカス点を素子列方向に移動させながら、送信超音波の送信と反射超音波の受信が繰り返し行われる。
【００２６】
２．８  その他
超音波画像生成部７０は、１枚の断層画像を構築する上で必要な複数の音響線信号に対して包絡線検波、対数圧縮による輝度変換を行い、直交座標系への座標変換を行うことでＢモード画像信号を生成する回路である。
表示制御部８０は、超音波画像生成部７０が生成したＢモード画像信号を表示部３に画像として表示させる回路である。
【００２７】
表示部３は、表示制御部８０に接続される画像表示装置であり、例えば、液晶ディスプレイや有機ＥＬディスプレイ等である。
以上の構成において、受信部４１、複素変換圧縮部４２は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などのハードウェアにより実現されるアナログフロントエンド回路４０により構成することができる。あるいは、受信部４１がアナログフロントエンド回路４０を構成し、複素変換圧縮部４２は、アナログフロントエンド回路４０とは別の、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の回路に含まれる構成としてもよい。
【００２８】
また、ＲＦ変換伸長部６１、整相加算部６２は、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、ＧＰＧＰＵ（General-Purpose computing on Graphics Processing Unit）により実現される受信ビームフォーミング回路６０により構成することができる。
あるいは、送信信号生成部１０、送信部２０、切替部３０、受信部４１、複素変換圧縮部４２、ＲＦ変換伸長部６１、整相加算部６２、超音波画像生成部７０、表示制御部８０はそれぞれ、例えば、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣなどのハードウェアにより実現される。なお、これらのうち２以上を単一の要素として構成してもよく、例えば、超音波信号処理装置１００を単一のＦＰＧＡで構成してもよい。なお、これらの一部または全部は、単一のＦＰＧＡ、または、ＡＳＩＣで実現されてもよい。また、これらは、それぞれ個別に、または、２以上を１まとめとして、メモリと、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＧＰＵ（Graphic Processing Unit）などのプログラマブルデバイスとソフトウェアで実現されてもよい。
【００２９】
３．動  作
３．１  超音波診断装置１の動作概要
実施の形態に係る超音波診断装置１の動作について説明する。図４は、超音波診断装置１の動作を示すフローチャートである。
まず、送信信号生成部１０において送信信号を生成する（ステップＳ１０）。送信信号は送信パルスであり、所定の送信周波数の１周期分又は複数周期分の基本波成分からなる。送信パルスは、基本波成分と同時に開始され同時に終了する。基本波成分に対して整数倍の周波数のパルスをさらに含んでいてもよい。送信パルスの時間長は基本波成分の１周期分でなく、例えば、基本波成分の２周期分などほかの長さでもよいが、基本波成分の１周期分以上であることが好ましい。
【００３０】
次に、送受信イベントを実施して音響線信号の生成を行う（ステップＳ２０）。ここで、送受信イベントとは、送信信号に基づいて超音波を被検体に送信し、反射超音波に基づく信号処理を行い音響線信号を生成する一連の処理のことを指す。ステップＳ２０における処理の詳細は図５を用いて後述する。
次に、図４において、Ｂモード画像を生成すべき着目領域全体に対して音響線信号を取得したか否かを判断する（ステップＳ３０）。音響線信号を取得していない領域がある場合には、超音波ビームが送信される位置を変更し、ステップＳ２０の送受信イベントを再度実施して音響線信号の生成を行う。一方、Ｂモード画像を生成すべき着目領域全体に対して音響線信号が生成されている場合は、ステップＳ４０に進む。
【００３１】
次に、超音波画像生成部７０は、着目領域全体の音響線信号に対して、包絡線検波、対数圧縮による輝度変換、直交座標系への座標変換を行い、Ｂモード画像を生成する（ステップＳ４０）。
最後に、表示制御部８０は、超音波画像生成部７０が生成したＢモード画像を表示部３に表示させる（ステップＳ５０）。
【００３２】
３．２  送受信イベントによる音響線信号の生成動作
図５はステップＳ２０の送受信イベントの動作の詳細を示すフローチャートである。以下、図５に基づいて送受信イベントに係る超音波信号処理装置１００の動作について説明する。
先ず、送信部２０が送信ビームフォーミングを行う（ステップＳ２１）。具体的には、上述したように、超音波ビームの送信タイミングについて振動子毎に設定し、素子駆動信号を振動子毎に生成する。送信部２０は、切替部３０を介して、生成した素子駆動信号を超音波探触子２の対応する各振動子に送出する。
【００３３】
次に、超音波探触子２より被検体内に超音波ビームを送信する（ステップＳ２２）。具体的には、上述したように、超音波探触子２の各振動子が自身に対応する素子駆動信号を超音波に変換することで、超音波ビームが被検体内に送出される。
これにより、送出された超音波ビームが被検体内を伝搬する。超音波ビームは、生体組織の音響インピーダンスの境界等により反射し、反射超音波として超音波探触子２に到達する。
【００３４】
次に、超音波探触子２が被検体内から得た反射超音波を素子受信信号に変換する（ステップＳ２３）具体的には、上述したように、超音波探触子２の各振動子がそれぞれ反射超音波を電気信号に変換し、その電気信号を素子受信信号として、切替部３０を介して受信部４１に送出する。
次に、受信部４１が素子受信信号をデジタル受信信号に変換する（ステップＳ２４）。具体的には、受信部４１は、素子受信信号を増幅、所定のサンプリング周波数にてＡ／Ｄ変換してデジタル受信信号に変換する。
【００３５】
次に、複素変換圧縮部４２は、デジタル受信信号に変換された超音波受信信号を、直交検波処理により複素超音波信号ＩＱに変換し、さらに、その出力信号を帯域圧縮する（ステップＳ２５）。具体的には、先ず、直交検波部４２１は、デジタル受信信号に変換された超音波受信信号に対して直交検波を行い複素超音波信号ＩＱを生成する。
具体的には以下の処理が行われる。まず、図２に示すように、送信超音波のパルス信号と角周波数ωが同一である参照信号ｓｉｎ（ωｔ）と、参照信号ｓｉｎ（ωｔ）と周波数及び振幅が同一で位相のみ９０°異なっている参照信号ｃｏｓ（ωｔ）とを生成する。次に、乗算器４２１１Ａにより超音波受信信号と参照信号ｓｉｎ（ωｔ）を積算し、ローパスフィルタ４２１２Ａにより参照信号ｓｉｎ（ωｔ）の約２倍の周波数を有する高周波成分を取り除き、第１成分とする。同様に、乗算器４２１１Ｂにより超音波受信信号と参照信号ｃｏｓ（ωｔ）を積算し、ローパスフィルタ４２１２Ｂにより参照信号ｃｏｓ（ωｔ）の約２倍の周波数を有する高周波成分を取り除いて第２成分とする。
【００３６】
図６は、ローパスフィルタ４２１２Ａ、Ｂに用いることができるタップ数ｏのＦＩＲフィルタの内部構成を示す図である。ローパスフィルタ４２１２Ａ、Ｂは、それぞれ、ｏ−１個の遅延回路（図中のＺ１，Ｚ２，Ｚ３・・・・Ｚｏ−１）と、ｏ個の乗算器（図中のｆａ１，ｆａ２，ｆａ３，ｆａ４・・・・ｆａｏ）と、ｏ個の加算器（図中の複数の＋記号）とから構成される。このうち、任意のｑ番目（ｑは、１からｏ−１の値をとる任意の整数）のものをＺｑ遅延回路、ｆａｑ乗算回路、加算器Ｐｑとし、以下、Ｚｑ遅延回路、ｆａｑ乗算回路、加算器Ｐｑについて説明する。Ｚｑ遅延素子は、Ｚ１遅延回路からＺｑ−１遅延回路までの遅延回路で遅延させられた信号を入力とし、かかる入力信号に対して、Ｚｑだけ時間的遅延を施す。ｆａｑ乗算回路は、Ｚ１遅延回路からＺｑ−１遅延回路までの遅延回路で遅延させられた信号を入力とし、かかる入力信号に対して係数ｆａｑを乗じる。加算器Ｐｑは、Ｚ１遅延回路からＺｑ遅延回路までの複数の遅延回路による時間的遅延が施されたｆａｑ＋１乗算回路の出力と、加算器Ｐ１から加算器Ｐｑ−２までの加算結果が足し合わせられた加算器Ｐｑ−１の出力とを加算する。以上の回路構成あるいは演算処理により、ローパスフィルタ４２１２Ａ、Ｂの演算が、ＦＩＲフィルタで構成される。ローパスフィルタ４２１２Ａ、Ｂのタップ数ｏは６４以上であることが好ましい。
【００３７】
図２に戻り、ダウンサンプリング部４２２は、直交検波部４２１の出力信号の第１成分及び第２成分に対し、間引き処理部４２２１において、それぞれのデータをサンプリング周波数が１／ｎ０となるように一定周期で間引くことによりダウンサンプリングして、第１成分を実部Ｉ、第２成分を虚部Ｑとして、複素超音波信号ＩＱを生成してＲＦ変換伸長部６１に出力する。このとき、複素変換圧縮部４２において出力信号の帯域圧縮したことにより、複素変換圧縮部４２からＲＦ変換伸長部６１へのデータ伝送時間を低減できる。
【００３８】
次に、ＲＦ変換伸長部６１は、送信イベントに同期して複素変換圧縮部４２から、帯域圧縮された複素超音波信号ＩＱを入力し、後段のビームフォーミング処理が開始されるまでの間これを内部メモリ（内部記憶手段）に保持する（ステップＳ２６）。出力信号の帯域圧縮をしたことにより、ＲＦ変換伸長部６１におけるメモリアクセス回数を低減できる。
【００３９】
次に、ＲＦ変換伸長部６１は、内部メモリに保持していた帯域圧縮された複素超音波信号ＩＱを読み出し、帯域圧縮された複素超音波信号ＩＱに対し、補間処理を行い複素超音波信号ＩＱの帯域伸長を図るとともに、直交変換を行い再び実信号列であるＲＦ信号を生成する（ステップＳ２７−２８）。複素超音波信号ＩＱの帯域圧縮したことにより、ＲＦ変換伸長部６１におけるメモリアクセス回数とＲＦ変換伸長部６１における演算器と内部メモリ間のデータ伝送時間とを低減するとともに、ＲＦ変換伸長部６１において再び帯域伸長したＲＦ信号を生成することにより、後段の整相加算部６２において生成される音響線信号の品質を向上することができる。
【００４０】
ステップＳ２７では、補間処理部６１１は、異なる時刻に取得された反射超音波対応する複数の複素超音波信号ＩＱに基づき複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号ＩＱを生成する。すなわち、補間処理部６１１は、送信イベントに同期して、異なる時刻に取得された反射超音波対応する複数の複素超音波信号ＩＱに基づき複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号ＩＱを生成する。
【００４１】
ステップＳ２７の補間処理部の動作の詳細については後述する。
次に、ステップＳ２８において、直交変換部６１２では、図３に示すように、先ず、送信超音波のパルス信号と角周波数ωが同一である参照信号ｓｉｎ（ωｔ）と、参照信号ｓｉｎ（ωｔ）と周波数及び振幅が同一で位相のみ９０°異なっている参照信号ｃｏｓ（ωｔ）とを生成する。次に、乗算器６１２１Ａにより複素超音波信号ＩＱの第１成分（実部Ｉ）と参照信号ｓｉｎ（ωｔ）を、乗算器６１２１Ｂにより複素超音波信号ＩＱの第２成分（虚部Ｑ）と参照信号ｃｏｓ（ωｔ）を積算した後、両信号を加算器６１２２により加算することによりＲＦ信号を生成して整相加算部６２に出力する。
【００４２】
次に、整相加算部６２は、ＲＦ信号に対して整相加算を施し、音響線信号を生成する（ステップＳ２９）。整相加算部６２は、音響線信号を生成する対象である領域内の各観測点について、観測点からの受信タイミングが同一となるようにＲＦ信号各々に遅延処理を行い、遅延後のＲＦ信号を加算することで音響線信号を生成する。
以上で、１回の送受信イベントを終了する。
【００４３】
３．３  補間処理部６１１の動作の詳細
以下、ステップＳ２７の補間処理部６１１の動作の詳細については説明する。
図７は、ステップＳ２７の補間処理部６１１の動作の詳細を示すフローチャートである。図８、図９は、補間処理部６１１の動作説明図である。
先ず、Ｌθ変換部６１１１は、内部メモリから複素超音波信号ＩＱを読み出し（ステップＳ２７０１）、時刻ｎを初期化する（ステップＳ２７０２）。
【００４４】
次に、Ｌθ変換部６１１１は、図８に示すように、帯域圧縮された複素超音波信号ＩＱを入力として、時刻ｎに対応する複素超音波信号ＩＱ（ｎ）から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を算出して出力する（ステップＳ２７０３）。
次に、Ｌθ変換部６１１１は、時間間隔をｍとしたとき、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号ＩＱ（ｎ＋ｍ）から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出して出力する（ステップＳ２７０４）。
【００４５】
次に、時間ｍ内における補間信号間隔の順番を示すiを初期化し（ステップＳ２７０５）、Ｌ補間部６１１２は、時間ｍにおける補間信号間隔の長さを時間ｋとしたとき、ベクトル長Ｌ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、ｉ番目の補間信号間隔に対応する複素超音波信号のベクトル長Ｌ（ｉ）を算出して出力する（ステップＳ２７０６）。あるいは、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが線形に変化するという条件としてもよい。このとき、ベクトル長Ｌ（ｉ）の補間は、例えば、図９（ａ）から（ｃ）の何れかに示す補間方法を用いてもよい。図９（ａ）は近接補間、（ｂ）は線形補間、（ｃ）は４点のスプライン補間を示した模式図である。
【００４６】
次に、θ補間部６１１３は、位相角θを入力として、位相角θ（ｎ）及び位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、図８に示すように、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件（θ（ｎ＋ｍ）−θ（ｎ）≦２π）下で、ｉ番目の補間信号間隔に対応する複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出して出力する（ステップＳ２７０７）。また、位相角θが時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで最大１回転の範囲で線形に変化するという条件を付加としてもよい。さらに、位相角θが時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで最大１回転の範囲で昇順に変化するという条件を設定することが好適である。
【００４７】
時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件を設定した理由は、送信信号生成部１０において設定された超音波の送信パルスの周期は、補間処理部６１１における時間ｍ内の補間信号間隔の長さを時間ｋよりも十分に大きく、時間ｍにおいて位相角θが２πを超えないことに基づく。
位相角θ（ｉ）の補間は、ベクトル長Ｌ（ｉ）と同様に、例えば、図９（ａ）から（ｃ）の何れかに示す補間方法を用いてもよい。また、位相角θ（ｉ）およびベクトル長Ｌ（ｉ）の補間を、図９（ｄ）から（ｆ）の何れかに示す２次元補間方法を用いて同時に行ってもよい。図９（ｄ）は２次元における近接補間、（ｅ）は２次元における線形補間、（ｆ）は２次元における１６点のスプライン補間を示した模式図である。
【００４８】
次に、ＩＱ再変換部６１１４は、位相角θ（ｉ）及びベクトル長Ｌ（ｉ）に基づき補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号ＩＱ（ｉ）を算出して直交変換部６１２に出力する（ステップＳ２７０８）。そして、ｉが時間ｍを時間ｋ（補間信号間隔を長さ）で除した値未満（ｉ＜ｍ／ｋ）であるか否かを判定し（ステップＳ２７０９）、ｉ＜ｍ／ｋである場合にはｉをインクリメントして（ステップＳ２７１０）、ステップＳ２７０６に戻る。ｉ≧ｍ／ｋである場合には、ステップＳ２７１１に進む。ステップＳ２７１１では、時刻ｎが最大値であるか否かを判定し）、最大値ではない場合にはｎをｎ＋ｍに置き換えて（ステップＳ２７１２）、ステップＳ２７０３に戻り、最大値である場合には処理を終了する。この段階では、全ての時刻ｎについて、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでの時間間隔ｍ内の補間信号間隔それぞれについて、補間複素超音波信号ＩＱ（ｉ）（ｉは１以上ｍ／ｋ以下の自然数）が算出されている。
【００４９】
４．効果確認試験
４．１  実施例、比較例１−４の仕様、処理時間
実施の形態に係る超音波信号処理装置１００の実施例と比較例を用いてアップサンプリング処理に要する時間を測定した。測定は、実施の形態に係る超音波信号処理装置１００と、超音波信号処理装置１００と同様の構成においてＲＦ変換伸長部６１を図１１に示すＲＦ変換伸長部６１Ｘに置き換えた比較例とを用いて行った。
【００５０】
図１０は、超音波信号処理装置１００の実施例及び比較例における処理内容と動作時間とを示す図である。図１１は、比較例２、３、４に係る超音波信号処理装置に用いるＲＦ変換伸長部６１Ｘのブロック図である。ＲＦ変換伸長部６１Ｘは、アップサンプリング部６１１Ｘと直交変換部６１２とを備える。直交変換部６１２はＲＦ変換伸長部６１と同様であるので説明を省略する。
【００５１】
図１１において、アップサンプリング部６１１Ｘは、異なる時刻に取得された複素超音波信号ＩＱをアップサンプリングする回路であり、比較例１、２、３では、ゼロ埋め（zero  Padding) 処理部６１１１Ｘとローパスフィルタ６１１２Ｘとから構成されている。ゼロ埋め処理部６１１１Ｘでは、複素超音波信号ＩＱの実部Ｉと虚部Ｑに対し、サンプリング周波数がｍ／ｋ倍となるようゼロ埋め処理を行う。ローパスフィルタ６１１２Ｘは、ＦＩＲフィルタでありゼロ埋め後の実部Ｉと虚部Ｑに対し補間処理を行う。比較例１ではタップ数６４、比較例２ではタップ数３２、比較例３ではタップ数２４のＦＩＲフィルタを用いた。
【００５２】
図１２（ａ）（ｂ）、図１３（ａ）（ｂ）、図１４（ａ）（ｂ）は、それぞれ、比較例１、２、３におけるローパスフィルタの特性を示す図であり、（ａ）は周波数とフィルタ係数の関係、（ｂ）は正規化した周波数に対する遮断特性を示したものである。通常、折り返しひずみの発生を抑止するためには、比較例１のように−６０ｄＢの遮断特性が必要であるところ、比較例２、３では−６０ｄＢに相当する十分な遮断特性が得られないことがわかる。
【００５３】
また、比較例４については、ＲＦ変換伸長部６１Ｘは、複素超音波信号ＩＱをＩＱ座標上における２点間の線分を分割数に応じて分割する単純補間部（不図示）のみから構成されている。
アップサンプリング処理に要する時間の比率は、図１１に示すように、実施例において１２、比較例１において２７、比較例２において１１、比較例３、４において７という結果であった。
【００５４】
このように、超音波信号処理装置１００の実施例では、タップ数３２のＦＩＲフィルタを用いた比較例２と同程度まで処理時間を短縮することができた。
さらに、実施例では、異なる時刻をｎ、ｎ＋ｍとしたとき、ｎ、ｎ＋ｍに対応する２つの複素超音波信号ＩＱの第１成分、第２成分を構成する４つのデータＩ（ｎ）、Ｑ（ｎ）、Ｉ（ｎ＋ｍ）、Ｑ（ｎ＋ｍ）をメモリから読み出すだけで、時間ｍ内の補間信号間隔すべてについて補間処理を行い、補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号を算出することができる。そのため、ＦＩＲフィルタを用いた場合に比べて、メモリアクセスの回数がＦＩＲフィルタのタップ数の２分の１程度に減少し、メモリアクセス回数とメモリからのデータ伝送時間の低減を図ることができる。これにより、アップサンプリング処理にＦＩＲフィルタを用いた場合に比べて、演算量が少なくかつメモリアクセスの回数と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減した補間処理を実現することができ、後段のビームフィーミング処理に必要な演算リソースの確保を図ることができる。
【００５５】
４．２  Ｂモード画像における画質評価について
実施の形態に係る超音波信号処理装置１００の実施例と比較例１−４を用いて、生成されるＢモード画像の画質評価を行った。図１５（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ、超音波信号処理装置１００の実施例及び比較例１、３、２により出力されたＢモード画像、図１６（ａ）（ｂ）は、それぞれ、比較例３、４により出力されたＢモード画像である。
【００５６】
図１６（ａ）（ｂ）に示すように、比較例３、４ではいずれも画像の上端から１／３程度の深さまでの範囲（被検体の深さの浅い部分）において、粒状感が強く解像感の低下が感じられる描画となった。
また、図１５（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、同様に画像の上端から１／３程度の深さまでの範囲において、実施例は比較例１よりも若干粒状感が強く感じられる描画となり、比較例２は実施例よりも若干粒状感が強く感じられる描画となった。また、図１５（ｃ）と図１６（ａ）（ｂ）とを比較すると、比較例３、４は、比較例２よりも粒状感が強く解像感の低下が感じられる描画となった。
【００５７】
また、画像の下端から１／３程度の深さまでの範囲において、比較例１−４で見られた縦方向に伸びる数本の白スジが、実施例では殆ど認識できない程度に良化していることが確認された。これより、補間処理部６１１を用いた実施例ではＦＩＲフィルタを用いた比較例１−３や単純補間を用いた比較例４に比べて被検体深部のノイズを低減する効果が得られると言える。
【００５８】
５．小  括
以上、説明したように、本実施の形態に係る超音波信号変換装置は、時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記異なる複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理部６１１と、前記異なる複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換部６１２とを備え、補間処理部６１１は、複素超音波信号のベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、複素超音波信号の位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出する構成を採る。
【００５９】
係る構成により、アップサンプリング処理にＦＩＲフィルタを用いた場合に比べて、メモリアクセス回数とメモリとの入出力におけるデータ伝送時間の低減を図ることができる。これにより、後段の受信ビームフォーミング処理に必要な演算リソースの確保を図ることができる。
具体的には、補間処理部６１１は、複数の時刻をｎ、ｎ＋ｍ、時間ｍ内の補間信号間隔の長さをｋ、時間ｍ内の補間信号間隔の順番をｉとし、ｉを１以上ｍ／ｋ以下の自然数としたとき、補間処理部６１１は、時刻ｎに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出し、ベクトル長Ｌ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号のベクトル長Ｌ（ｉ）を算出し、位相角θ（ｎ）及び位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出し、位相角θ（ｉ）及びベクトル長Ｌ（ｉ）に基づき時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号を算出する構成としてもよい。
【００６０】
係る構成により、演算量が少なくかつメモリアクセスの回数と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減した補間処理を実現する超音波信号変換装置を具体的に実現することができる。
６．変形例
実施の形態では、本実施の形態に係る超音波信号処理装置を説明したが、本発明は、その本質的な特徴的構成要素を除き、以上の実施の形態に何ら限定を受けるものではない。例えば、各実施の形態に対して当業者が思いつく各種変形を施して得られる形態や、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で各実施の形態における構成要素及び機能を任意に組み合わせることで実現される形態も本発明に含まれる。以下では、そのような形態の一例として、変形例に係る超音波信号処理装置について説明する。
【００６１】
（１）実施の形態に係る超音波信号処理装置１００では、受信部４１は、反射超音波に基づく素子受信信号のそれぞれについて、増幅した後、一定のサンプリング周波数にてＡ／Ｄ変換を行う構成とした。しかしながら、反射波が得られる被検体の深度に応じて、サンプリング周波数を異ならせてもよい。図１７は、変形例に係る超音波信号処理装置におけるサンプリング周波数と被検体内の深さとの関係を示す模式図である。図１７に示すように、変形例では、反射波の強度が大きい被検体の深度が浅いほどサンプリング周波数を高く、反射波の強度が小さい被検体の深度が深いほどサンプリング周波数が低く設定することにより、反射波の強度に応じた適切な画像解像度の描画を行うことができる。このような特性に鑑み、昨今の複素変換圧縮部４２では、検波周波数を時々刻々と変化（スイープ）させる機能を有するものがあり、本変形例は、そのような機能を有する複素変換圧縮４２を用いた場合に用いてもよい。
【００６２】
すなわち、検波周波数を時々刻々と変化させる場合、比較例に係る超音波信号処理装置のように、ＲＦ変換伸長部６１Ｘにおけるアップサンプリング部６１１Ｘにローパスフィルタ６１１２Ｘを用いた構成では、反射波が得られる被検体の深度に応じて変化するサンプリング周波数に応じて、ローパスフィルタ６１１２Ｘ（ＦＩＲフィルタ）のフィルタ係数をスイープさせて遮断周波数を変化させる仕組みが必要となり処理が煩雑になるという課題があった。
【００６３】
これに対し、ＲＦ変換伸長部６１Ｘにおける補間処理部６１１によりアップサンプリングを行う超音波信号処理装置１００では、サンプリング周波数を被検体の深度に応じて変化させた場合でも、遮断周波数を変化させる仕組みが必要とならない。実施の形態で示した補間処理部６１１の構成にて、サンプリング周波数を固定した場合と同様にアップサンプリングを行うことができる。
【００６４】
（２）本開示を上記実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されず、以下のような場合も本発明に含まれる。
例えば、本発明は、マイクロプロセッサとメモリを備えたコンピュータシステムであって、上記メモリは、上記コンピュータプログラムを記憶しており、上記マイクロプロセッサは、上記コンピュータプログラムにしたがって動作するとしてもよい。例えば、本発明の超音波診断装置の診断方法のコンピュータプログラムを有しており、このプログラムに従って動作する（又は接続された各部位に動作を指示する）コンピュータシステムであってもよい。
【００６５】
また、上記超音波診断装置の全部、もしくは一部、またビームフォーミング部の全部又は一部を、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等の記録媒体、ハードディスクユニットなどから構成されるコンピュータシステムで構成した場合も本発明に含まれる。上記ＲＡＭ又はハードディスクユニットには、上記各装置と同様の動作を達成するコンピュータプログラムが記憶されている。上記マイクロプロセッサが、上記コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、各装置はその機能を達成する。
【００６６】
また、上記の各装置を構成する構成要素の一部又は全部は、１つのシステムＬＳＩ（Large Scale Integration（大規模集積回路））から構成されているとしてもよい。システムＬＳＩは、複数の構成部を１個のチップ上に集積して製造された超多機能ＬＳＩであり、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含んで構成されるコンピュータシステムである。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。なお、ＬＳＩは、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。上記ＲＡＭには、上記各装置と同様の動作を達成するコンピュータプログラムが記憶されている。上記マイクロプロセッサが、上記コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、システムＬＳＩは、その機能を達成する。例えば、本発明のビームフォーミング方法がＬＳＩのプログラムとして格納されており、このＬＳＩがコンピュータ内に挿入され、所定のプログラム（ビームフォーミング方法）を実施する場合も本発明に含まれる。
【００６７】
なお、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサー（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。
【００６８】
また、各実施の形態に係る、超音波診断装置の機能の一部又は全てを、ＣＰＵ等のプロセッサがプログラムを実行することにより実現してもよい。上記超音波診断装置の診断方法や、ビームフォーミング方法を実施させるプログラムが記録された非一時的なコンピュータ読み取り可能な記録媒体であってもよい。プログラムや信号を記録媒体に記録して移送することにより、プログラムを独立した他のコンピュータシステムにより実施するとしてもよい、また、上記プログラムは、インターネット等の伝送媒体を介して流通させることができるのは言うまでもない。
【００６９】
また、上記実施形態に係る超音波診断装置の各構成要素は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やＧＰＵ（Graphics Processing Unit）やプロセッサなどのプログラマブルデバイスとソフトウェアにより実現される構成であってもよい。後者の構成は、いわゆるＧＰＧＰＵ（General-Purpose computing on Graphics Processing Unit）である。これらの構成要素は一個の回路部品とすることができるし、複数の回路部品の集合体にすることもできる。また、複数の構成要素を組合せて一個の回路部品とすることができるし、複数の回路部品の集合体にすることもできる。
【００７０】
上記実施形態に係る超音波診断装置では、記憶装置であるデータ格納部を超音波診断装置内に含む構成としたが、記憶装置はこれに限定されず、半導体メモリ、ハードディスクドライブ、光ディスクドライブ、磁気記憶装置、等が、超音波診断装置に外部から接続される構成であってもよい。
また、ブロック図における機能ブロックの分割は一例であり、複数の機能ブロックを一つの機能ブロックとして実現したり、一つの機能ブロックを複数に分割したり、一部の機能を他の機能ブロックに移してもよい。また、類似する機能を有する複数の機能ブロックの機能を単一のハードウェア又はソフトウェアが並列又は時分割に処理してもよい。
【００７１】
また、上記のステップが実行される順序は、本発明を具体的に説明するために例示するためのものであり、上記以外の順序であってもよい。また、上記ステップの一部が、他のステップと同時（並列）に実行されてもよい。
また、超音波診断装置には、プローブ及び表示部が外部から接続される構成としたが、これらは、超音波診断装置内に一体的に具備されている構成としてもよい。
【００７２】
また、プローブは、送受信部の一部の機能をプローブに含んでいてもよい。例えば、送受信部から出力された送信電気信号を生成するための制御信号に基づき、プローブ内で送信電気信号を生成し、この送信電気信号を超音波に変換する。併せて、受信した反射超音波を受信電気信号に変換し、プローブ内で受信電気信号に基づき受信信号を生成する構成を採ることができる。
【００７３】
また、各実施の形態に係る超音波診断装置、及びその変形例の機能のうち少なくとも一部を組み合わせてもよい。更に上記で用いた数字は、全て本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。
さらに、本実施の形態に対して当業者が思いつく範囲内の変更を施した各種変形例も本発明に含まれる。
【００７４】
７．まとめ
以上、説明したとおり、実施の形態に係る超音波信号変換装置は、被検体からの反射超音波に基づくエコー信号をサンプリングして生成された複素超音波信号をＲＦ信号に変換する超音波信号変換装置であって、時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理部と、前記複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換部とを備え、補間処理部は、複素超音波信号のベクトル長Ｌが時間ｍ内で連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、複素超音波信号の位相角θが時間ｍ内で最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出することを特徴とする。
【００７５】
係る構成により、アップサンプリング処理にＦＩＲフィルタを用いた場合に比べて、演算量が少なく、かつ、メモリアクセス回数とメモリとの入出力におけるデータ伝送時間の低減を図ることができる。これにより、後段の受信ビームフォーミング処理に必要な演算リソースの確保を図ることができる。
また、別の態様では、上記何れかの態様において、前記補間処理部は、前記複数の時刻をｎ、ｎ＋ｍ、時間ｍ内の補間信号間隔の長さをｋ、時間ｍ内の補間信号間隔の順番をｉとし、ｉを１以上ｍ／ｋ以下の自然数としたとき、前記補間処理部は、時刻ｎに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出し、前記ベクトル長Ｌ（ｎ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号のベクトル長Ｌ（ｉ）を算出し、前記位相角θ（ｎ）及び前記位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出し、前記位相角θ（ｉ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｉ）に基づき時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号を算出する構成としてもよい。
【００７６】
係る構成により、アップサンプリング処理にＦＩＲフィルタを用いた場合に比べて、演算量が少なくかつメモリアクセスの回数と演算器とメモリ間のデータ伝送時間とを低減した補間処理を実現する超音波信号変換装置を具体的に構築できる。
また、別の態様では、上記何れかの態様において、前記補間処理部は、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが線形に変化するという条件下で、ベクトル長Ｌ（ｉ）を算出する構成としてもよい。
【００７７】
また、別の態様では、上記何れかの態様において、前記補間処理部は、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが線形に変化するという条件下で、複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出する構成としてもよい。
また、実施の形態に係る超音波信号変換方法は、被検体からの反射超音波に基づくエコー信号をサンプリングして生成された複素超音波信号をＲＦ信号に変換する超音波信号変換方法であって、時間ｍを隔てた異なる複数の時刻に取得された反射超音波に基づく複数の複素超音波信号に基づき前記複数の時刻間の補間信号間隔に対応する補間複素超音波信号を生成する補間処理ステップと、前記複数の時刻に取得された複素超音波信号及び補間超音波複素信号を直交変換してＲＦ信号を生成する直交変換ステップとを有し、
補間処理ステップでは、複素超音波信号のベクトル長Ｌが時間ｍ内で連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号のベクトル長Ｌを算出し、複素超音波信号の位相角θが時間ｍ内で最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号の位相角θを算出することを特徴とする。
【００７８】
係る構成により、低演算でかつメモリアクセスな補間処理を実現することにより、後段の受信ビームフォーミング処理に必要な演算リソースの確保を図ることができる超音波信号変換方法を実現できる。
また、別の態様では、上記何れかの態様において、前記複数の時刻をｎ、ｎ＋ｍ、時間ｍ内の補間信号間隔の長さをｋ、時間ｍ内の補間信号間隔の順番をｉとし、ｉを１以上ｍ／ｋ以下の自然数としたとき、前記補間処理ステップでは、時刻ｎに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ）及びベクトル長Ｌ（ｎ）を、時刻ｎ＋ｍに対応する複素超音波信号から複素平面上の位相角θ（ｎ＋ｍ）及びベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）をそれぞれ算出し、前記ベクトル長Ｌ（ｎ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまでベクトル長Ｌが連続的に変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号のベクトル長Ｌ（ｉ）を算出し、前記位相角θ（ｎ）及び前記位相角θ（ｎ＋ｍ）とに基づき、時刻ｎから時刻ｎ＋ｍまで位相角θが最大１回転の範囲で変化するという条件下で、時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する複素超音波信号の位相角θ（ｉ）を算出し、前記位相角θ（ｉ）及び前記ベクトル長Ｌ（ｉ）に基づき時間ｍ内の補間信号間隔それぞれに対応する補間複素超音波信号を算出する構成としてもよい。
【００７９】
係る構成により、低演算でかつ低メモリアクセスな特性を備えた補間処理を実現する超音波信号変換方法を具体的に構築できる。
≪補足≫
以上で説明した実施の形態は、いずれも本発明の好ましい一具体例を示すものである。実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、工程、工程の順序などは一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない工程については、より好ましい形態を構成する任意の構成要素として説明される。
【００８０】
また、上記の工程が実行される順序は、本発明を具体的に説明するために例示するためのものであり、上記以外の順序であってもよい。また、上記工程の一部が、他の工程と同時（並列）に実行されてもよい。
また、発明の理解の容易のため、上記各実施の形態で挙げた各図の構成要素の縮尺は実際のものと異なる場合がある。また本発明は上記各実施の形態の記載によって限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において適宜変更可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本開示にかかる超音波信号変換装置、超音波信号変換方法は、従来の装置の性能向上、特に、超音波画像の品質の低下を抑えつつフレームレートを向上させ、さらに平均速度を向上させた超音波信号処理装置、超音波診断装置、超音波信号処理方法として有用である。
【符号の説明】
【００８２】
１  超音波診断装置
２  超音波探触子
３  表示部
１０  送信信号生成部
２０  送信部
３０  切替部
４０  アナログフロントエンド回路
４１  受信部
４２  複素変換圧縮部
４２１  直交検波部
４２１１Ａ、Ｂ  乗算器
４２１２  ローパスフィルタ
４２２  ダウンサンプリング部
４２２１  間引き処理部
６０  受信ビームフォーミング回路
６１  ＲＦ変換伸長部
６１０  超音波信号変換装置
６１１  補間処理部
６１１１  Ｌθ変換部
６１１２  Ｌ補間部
６１１３  θ補間部
６１１４  ＩＱ再変換部
６１２  直交変換部
６１２１Ａ、Ｂ  乗算器
６１２２  加算器
６１Ｘ  ＲＦ変換伸長部
６１１Ｘ  アップサンプリング部
６１１１Ｘ  ゼロ埋め処理部
６１１２Ｘ  ローパスフィルタ
６２  整相加算部
７０  超音波画像生成部
８０  表示制御部
１００  超音波信号処理装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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