(57)【要約】【課題】変調精度特性を改善し、２５６ＱＡＭ導入に伴う厳しい変調精度規格を満足し、かつ、既存技術と同等のピークファクタ低減を実現する。【解決手段】ピーク抑圧回路は、スペクトルが帯域制限された入力信号の振幅値から予め定められた閾値を減算した値に上記入力信号の位相情報を乗算して第１のパルス信号を生成するパルス生成部１００と、複数のタップ係数を有し、外部からのキャリア情報に基づいて設定された該タップ係数で決まるフィルタ特性に従って第１のパルス信号の周波数帯域を制限し、該帯域制限されたパルス信号である第２のパルス信号を出力する帯域制限フィルタ部１０１と、上記入力信号から第２のパルス信号を減算する減算部１０３と、帯域制限フィルタ部１０１の通過帯域が上記入力信号のスペクトル帯域幅よりも所定の範囲内で広くなるようにタップ係数を決定するタップ係数演算部１０２と、を有する。【選択図】図１２
2018019246.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトルが帯域制限された入力信号の振幅値から予め定められた閾値を減算した値に前記入力信号の位相情報を乗算して第１のパルス信号を生成するパルス生成部と、
複数のタップ係数を有し、外部からのキャリア情報に基づいて設定された該タップ係数で決まるフィルタ特性に従って前記第１のパルス信号の周波数帯域を制限し、該帯域制限されたパルス信号である第２のパルス信号を出力する帯域制限フィルタ部と、
前記入力信号から前記第２のパルス信号を減算する減算部と、
前記帯域制限フィルタ部の通過帯域が前記入力信号のスペクトル帯域幅よりも所定の範囲内で広くなるように前記複数のタップ係数を決定するタップ係数演算部と、を有する、ピーク抑圧回路。
【請求項２】
前記送信信号が帰還信号として入力され、該帰還信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理して周波数軸上で観測した前記第２のパルス信号の成分による帯域外電力を算出するＦＦＴ演算部を、さらに有し、
前記タップ係数演算部は、前記ＦＦＴ演算部が算出した前記帯域外電力の値と、前記キャリア情報とに基づいて、前記複数のタップ係数を決定する、請求項１に記載のピーク抑圧回路。
【請求項３】
前記所定の範囲は、前記送信信号に対するスペクトル規定のオペレーティングバンド不要発射規格を満たす範囲である、請求項１または２に記載のピーク抑圧回路。
【請求項４】
スペクトルが帯域制限された入力信号の振幅値から予め定められた閾値を減算した値に前記入力信号の位相情報を乗算して第１のパルス信号を生成し、
複数のタップ係数を有し、外部からのキャリア情報に基づいて設定された該タップ係数でフィルタ特性が決まる帯域制限フィルタを用いて、前記第１のパルス信号の周波数帯域を制限し、
前記入力信号から前記帯域制限フィルタで帯域制限したパルス信号である第２のパルス信号を減算する、ピーク抑圧方法であって、
前記帯域制限フィルタ部の通過帯域が前記入力信号のスペクトル帯域幅よりも所定の範囲内で広くなるように前記複数のタップ係数を設定する、ピーク抑圧方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信信号のピークファクタを低減するピーク抑圧回路及びピーク抑圧方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動通信において、送信装置の小型化や低消費電力化を図ることを目的として、電力増幅器の低バックオフ動作を実現させるために、送信信号のピークファクタを低減するピーク抑圧回路が採用されている。ピーク抑圧回路は、送信信号に対して若干の信号品質劣化を許容して、ピーク成分を抑圧する信号処理を行う。
ピーク抑圧回路の一例として、特許文献１には、ＰＣ−ＣＦＲ（Ｐｅａｋ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ−Ｃｒｅｓｔ Ｆａｃｔｏｒ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）と呼ばれる手法を適用した電力制限回路が記載されている。この電力制限回路では、予め設定された閾値以上のピーク値を相殺するためのピーク抑圧用パルス信号を生成する。そして、送信信号のスペクトル帯域（チャネル帯域）内に収まるようにピーク抑圧用パルス信号の周波数帯域を制限し、この帯域制限したピーク抑圧用パルス信号を入力信号から減算する。
【０００３】
上記電力制限回路によれば、帯域制限したピーク抑圧用パルス信号を使用することで、送信信号の帯域外へのスペクトルの拡がりを無くすことができる。さらに、他のピーク抑圧技術に比べて、ピーク抑圧処理を時間的に狭い範囲で実施できることから、信号品質の劣化を極力抑えることができる。
しかしながら、上記の電力制限回路を含め、既存のピーク抑圧回路はいずれも、入力信号からピーク成分を抑圧する処理を行うことに伴って、元の入力信号に対してピーク抑圧回路の出力信号が変化する。このため、ピーク抑圧回路の出力における、元の入力信号からのエラーベクトルの振幅ＲＭＳ（Ｒｏｏｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）値で決まる変調精度（ＥＶＭ：Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の劣化量と、ピーク抑圧量とのトレードオフが必要である。
【０００４】
また、最近の移動通信の分野では、周波数利用効率を向上するために、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムの下り回線において、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）変調方式が採用されている。
３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）のＲｅｌｅａｓｅ ８からＲｅｌｅａｓｅ １１では、ＬＴＥの一次変調方式は６４ＱＡＭまであったが、ダウンリンクのピークデータレート向上を図ることを目的に、Ｒｅｌｅａｓｅ １２で、新たに２５６ＱＡＭが導入された。それに伴って、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．１０４ ： Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ ｒａｄｉｏ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎの標準化仕様においても、シンボル当たりのビット数が多い２５６ＱＡＭに対する信号品質確保のため、２５６ＱＡＭ時の変調精度（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の規格として、６４ＱＡＭ時の８％よりも厳しい３．５％が規定されている。
【０００５】
以下に、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭそれぞれの変調精度（ＥＶＭ）を記載する。
【表１】
2018019246.tif 000003
上述したように、２５６ＱＡＭの変調精度の規格は、６４ＱＡＭの変調精度の規格よりも厳しい値になっているため、ピーク抑圧回路で生じる変調精度を改善する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２０１０／０７４１８７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
２５６ＱＡＭ導入に伴う変調精度（ＥＶＭ）規格の見直しに伴い、規格８％の場合には寄与が大きくなかった送信装置における局部発振器の位相雑音による劣化の影響が、新たな規格３．５％の場合は寄与が大きくなるために、当該位相雑音による数％の劣化配分まで考慮することが必要である。
【０００８】
図２は、送信装置における局部発振器の位相雑音による変調精度（ＥＶＭ）影響を説明する概念図である。
位相変調波のキャリアに対する単側波帯電力比を位相雑音ＰＮ（ｆ）［ｄＢｃ］と置くと、位相エラーのＲＭＳ値Δθｒｍｓの二乗（電力）は、次の（１）式となる。
【数１】
2018019246.tif 000004
ここで、図２における入力ベクトルの振幅ｒｍｓ値をＲｉｎとすると、エラーベクトルの振幅ＲＭＳ値のＲｅｒｒｏｒは、次の（２）式の通りである。
【数２】
2018019246.tif 000005
【０００９】
したがって、位相雑音で生じるエラーベクトルによる変調精度のＲＭＳ値は、上記（１）式と上記（２）式とから、近似的に次の（３）式で表すことができる。
【数３】
2018019246.tif 000006
【００１０】
上記（３）式から、位相雑音ＰＮ（ｆ）の積分値が仮に−３５ｄＢｃである場合、位相雑音で生じるエラーベクトルの変調精度は２．５％となる。送信装置の変調精度は、大よそピーク抑圧回路と局部発振器の位相雑音によって決定されるため、２５６ＱＡＭにおける送信装置の変調精度規格３．５％を満足させるピーク抑圧回路への劣化配分は（
【数４】
2018019246.tif 000007
より）、２．４５％までしか許容されないことから現実的ではない。
【００１１】
位相雑音ＰＮ（ｆ）の積分値を−４３ｄＢｃに改善させることを前提とした場合でも、位相雑音で生じるエラーベクトルの変調精度は１．０％となるので、２５６ＱＡＭ時の変調精度規格３．５％を満足させるピーク抑圧回路への劣化配分は（
【数５】
2018019246.tif 000008
より）、３．３５％まで許容されるが、それでも６４ＱＡＭの場合に比べて大幅に小さくなる。
代表的なＰＣ−ＣＦＲ方式を用いたピーク抑圧回路は、７．２〜７．３ｄＢのＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）のピーク抑圧時に、変調精度（ＥＶＭ）が４．５〜５．０％の特性を有している。以下に、このピーク抑圧回路における、変調精度が４．５％の場合の２５６ＱＡＭ時の影響を説明する。
【００１２】
図３Ａは、６４ＱＡＭ時に変調精度が４．５％及び３．５％となるエラーを加えた場合のコンスタレーション比較結果を示す。図３Ｂは、２５６ＱＡＭ時に変調精度が４．５％、及び３．５％となるエラーを加えた場合のコンスタレーション比較結果を示す。
図３Ａに示すように、６４ＱＡＭの場合は、変調精度３．５％のエラー及び４．５％のエラーともに、コンスタレーションにおける隣接信号点間は十分に離れている。これに対して、２５６ＱＡＭの場合は、シンボル当たりのビット数が６４ＱＡＭよりも多いため、図３Ｂに示すように、変調精度４．５％のエラーの場合のコンスタレーションにおける隣接信号点間が滲んでいる。このため、十分な隣接信号点間隔を確保するためには、エラーを変調精度３．５％まで低減しなければならない。
【００１３】
図４は、ピーク抑圧回路で生じる変調精度（ＥＶＭ）の劣化を説明する概念図である。縦軸はＱ成分を示し、横軸はＩ成分を示す。
ＰＣ−ＣＦＲ入力ベクトルの振幅Ｒに対して、ピーク振幅を制限する振幅閾値をＴｈとすると、入力ベクトルから減算するピーク抑圧信号ベクトルの振幅は（Ｒ−Ｔｈ）である。ここで、ピーク抑圧後の出力ベクトルを得るための当該ピーク抑圧減算信号ベクトルは、入力信号に対するエラーベクトルとなるので、変調精度の劣化を生じさせる。すなわち、ピーク抑圧回路で生じる変調精度を改善させると言うことは、エラーベクトルに相当する当該ピーク抑圧減算信号を小さくしてピーク抑圧量を緩和することに他ならない。
【００１４】
２５６ＱＡＭにおける変調精度規格３．５％を決定するまでの、３ＧＰＰ ＲＡＮ ＷＧ４における寄書Ｒ４−１３１４７２、及びＲ４−１３４０６５でも、２５６ＱＡＭ時には、現状の６４ＱＡＭ時の変調精度規格８％の場合よりもピーク抑圧を緩和して、電力増幅器のバックオフ量を１ｄＢ〜数ｄＢ増加させなければならない影響があることが議論されていた。
以上説明した条件から、既存技術のままでは、ピーク抑圧回路におけるピーク抑圧量を緩和せざるを得ず、その結果、電力増幅器の動作バックオフ量を従来よりも大きく確保することが必要となり、送信装置の消費電力が増加してしまうという課題があった。
【００１５】
本発明の目的は、変調精度特性を改善し、２５６ＱＡＭ導入に伴う厳しい変調精度規格を満足し、かつ、既存技術と同等のピークファクタ低減を実現することができる、ピーク抑圧回路及びピーク抑圧方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するため、本発明の一態様によれば、
スペクトルが帯域制限された入力信号の振幅値から予め定められた閾値を減算した値に前記入力信号の位相情報を乗算して第１のパルス信号を生成するパルス生成部と、
複数のタップ係数を有し、外部からのキャリア情報に基づいて設定された該タップ係数で決まるフィルタ特性に従って前記第１のパルス信号の周波数帯域を制限し、該帯域制限されたパルス信号である第２のパルス信号を出力する帯域制限フィルタ部と、
前記入力信号から前記第２のパルス信号を減算する減算部と、
前記帯域制限フィルタ部の通過帯域が前記入力信号のスペクトル帯域幅よりも所定の範囲内で広くなるように前記複数のタップ係数を決定するタップ係数演算部と、を有する、ピーク抑圧回路が提供される。
【００１７】
本発明の別の態様によれば、
スペクトルが帯域制限された入力信号の振幅値から予め定められた閾値を減算した値に前記入力信号の位相情報を乗算して第１のパルス信号を生成し、
複数のタップ係数を有し、外部からのキャリア情報に基づいて設定された該タップ係数でフィルタ特性が決まる帯域制限フィルタを用いて、前記第１のパルス信号の周波数帯域を制限し、
前記入力信号から前記帯域制限フィルタで帯域制限したパルス信号である第２のパルス信号を減算する、ピーク抑圧方法であって、
前記帯域制限フィルタ部の通過帯域が前記入力信号のスペクトル帯域幅よりも所定の範囲内で広くなるように前記複数のタップ係数を設定する、ピーク抑圧方法が提供される。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、変調精度特性を改善し、かつ、既存技術と同等のピークファクタ低減を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の一実施形態によるピーク抑圧回路の構成を示すブロック図である。
【図２】送信装置における局部発振器の位相雑音による変調精度（ＥＶＭ）影響を説明するための概念図である。
【図３Ａ】６４ＱＡＭ時に変調精度が４．５％、及び３．５％となるエラーを加えた場合のコンスタレーション比較結果を示す図である。
【図３Ｂ】２５６ＱＡＭ時に変調精度が４．５％、及び３．５％となるエラーを加えた場合のコンスタレーション比較結果を示す図である。
【図４】ピーク抑圧回路で生じる変調精度（ＥＶＭ）の劣化を説明するための概念図である。
【図５】ＬＴＥの２０ＭＨｚ時の比較例における、ピーク抑圧用パルス信号と、帯域制限フィルタの特性と、帯域制限フィルタ後のピーク抑圧信号の各スペクトルを示す図である。
【図６】ＬＴＥの２０ＭＨｚ時の比較例における、ＬＴＥチャネルフィルタ部後のＬＴＥキャリア信号と、帯域制限フィルタ後のピーク抑圧信号との各スペクトル、及びオペレーティングバンド不要発射規格を示す図である。
【図７】図１に示すピーク抑圧回路にて行われる帯域制限フィルタ部の通過帯域決定方法を説明する図である。
【図８】比較例の帯域制限フィルタ特性と図１に示すピーク抑圧回路の帯域制限フィルタ特性及びそれらの通過帯域差に伴うフィルタゲインの差を示す図である。
【図９Ａ】比較例における帯域制限フィルタのタップ係数を示す図である。
【図９Ｂ】図１に示すピーク抑圧回路の帯域制限フィルタのタップ係数を示す図である。
【図１０】図１に示すピーク抑圧回路における、ＬＴＥの２０ＭＨｚ時のピーク抑圧用パルス信号と、帯域制限フィルタの特性と、帯域制限フィルタ後のピーク抑圧信号との各スペクトルを示す図である。
【図１１】図１に示すピーク抑圧回路における、ＬＴＥの２０ＭＨｚ時のチャネルフィルタ後のＬＴＥキャリア信号と、帯域制限フィルタ後のピーク抑圧信号との各スペクトル、及びオペレーティングバンド不要発射規格を示す図である。
【図１２】本発明の他の実施形態によるピーク抑圧回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態であるピーク抑圧回路の構成を示すブロック図である。
図１を参照すると、ピーク抑圧回路であるＰＣ−ＣＦＲ回路３は、振幅演算部４、閾値演算部５、遅延調整部６、１０、パルス生成部７、タップ係数演算部８、帯域制限フィルタ部９及び減算部１１を有する。
【００２１】
送信装置は、ＬＴＥチャネルフィルタ部１、ディジタルアップコンバータ部２、ＰＣ−ＣＦＲ回路３、歪補償回路１２などを含む。ＬＴＥチャネルフィルタ部１は、ＯＦＤＭ信号のサイドローブを送信システムの各キャリア信号要件を満足するようにスペクトルを帯域制限する。送信装置に入力されたベースバンドＩＱ信号は、ＬＴＥチャネルフィルタ部１によって、スペクトルが帯域制限された信号に変換され、その後、ディジタルアップコンバータ部２によって、所要の周波数に変換され、レート変換が行われる。ディジタルアップコンバータ部２の出力であるＣＦＲ入力ＩＱ信号が、ＰＣ−ＣＦＲ回路３に入力される。
【００２２】
ＰＣ−ＣＦＲ回路３では、ＣＦＲ入力ＩＱ信号は、振幅演算部４及び遅延部調整部６に供給される。振幅演算部４は、入力ＩＱ信号の振幅値Ｒを算出する。閾値減算部５は、振幅値Ｒから任意に設定可能な閾値Ｔｈを減算して（Ｒ−Ｔｈ）を得る。閾値減算部５は、この減算結果のうち（Ｒ−Ｔｈ）＜０の信号点については０（ゼロ）レベルとする処理を行う。閾値減算部５は、減算結果（Ｒ−Ｔｈ）をパルス生成部７に供給する。
遅延調整部６は、入力ＩＱ信号に対して、所定の遅延を与える。ここで、所定の遅延は、振幅演算部４からパルス生成部７までの処理に要する時間に相当する。遅延調整部６の出力であるＩＱ信号は、パルス生成部７及び遅延調整部１０に供給される。
【００２３】
パルス生成部７は、閾値減算部５からの（Ｒ−Ｔｈ）を遅延調整部６からの入力ＩＱ信号の位相情報ｅｘｐ（ｊθ）と乗算して、（Ｒ−Ｔｈ）・ｅｘｐ（ｊθ）のパルスを生成する。ここで、ｅｘｐ（ｊθ）＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ（ｊは虚数を表す添え字）である。このパルス生成処理は、複素平面上において、閾値Ｔｈ以上の振幅を持つ信号点の位相を変えずに、振幅のみを閾値Ｔｈまで制限するためのピーク抑圧用信号となるベクトル（パルス）を算出する処理である。
パルス生成部７の出力であるピーク抑圧用パルス信号は、帯域制限フィルタ部９に入力される。帯域制限フィルタ部９は、複数のタップ係数を有するフィルタ回路、例えばＦＩＲフィルタで構成されるフィルタ回路である。帯域制限フィルタ部９は、複数のタップ係数で決まるフィルタ特性に従ってパルス生成部７からのピーク抑圧用パルス信号の周波数帯域を制限する。帯域制限フィルタ部９より出力された、帯域制限されたピーク抑圧用パルス信号が減算部１１に供給される。
【００２４】
遅延調整部１０は、遅延調整部６からの入力ＩＱ信号に対して、所定の遅延を与える。ここで、所定の遅延は、パルス生成部７から帯域制限フィルタ部９までの処理に要する時間に相当する。遅延調整部１０の出力であるＩＱ信号は、減算部１１に供給される。遅延調整部６と遅延調整部１０の遅延調整により、帯域制限フィルタ部９のセンタータップのタイミングが、ＣＦＲ入力ＩＱ信号において検出されて抑圧対象となったピーク検出点のタイミングと一致する。
減算部１１は、遅延調整部１０の出力信号である、遅延調整後のＣＦＲ入力ＩＱ信号から、帯域制限フィルタ部９の出力信号を減算する。これにより、ＣＦＲ入力ＩＱ信号のピークを閾値Ｔｈまで抑圧する。これを実現するためには、帯域制限フィルタ部９のタップ係数のゲインは、入出力が同じレベルとなるように算出するのではなく、抑圧すべきピークに対応するタイミングにおける帯域制限フィルタ部９の出力パルス振幅が、ピーク振幅と閾値の差（Ｒ−Ｔｈ）に等しくなるよう、タップ係数のセンタータップを（１．０＋ｊ０．０）倍として設計する必要がある。
【００２５】
タップ係数演算部８は、帯域制限フィルタ部９の通過帯域が入力ＩＱ信号のチャネル帯域幅（ＬＴＥチャネルフィルタ部１で制限されたチャネル帯域幅）よりも所定の範囲内で広くなるように帯域制限フィルタ部９のタップ係数を演算する。このタップ係数演算処理を実現するために、歪補償回路１２が用いられる。
歪補償回路１２は、送信装置の出力におけるスペクトルを観測するＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算部１３を備える。ＦＦＴ演算部１３は、不図示の電力増幅器からの帰還ＩＱ信号をＦＦＴ演算し、周波数軸上で観測した帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧用パルス信号の成分による帯域外電力を算出する。ＦＦＴ演算部１３は、帯域外電力の算出結果を含む帯域外電力情報とキャリア情報とをタップ係数演算部８に供給する。キャリア情報は、チャネル帯域幅（ＬＴＥチャネル帯域幅）を示す情報を含み、外部より設定可能である。タップ係数演算部８は、キャリア情報と帯域外電力情報に基づいて、帯域制限フィルタ部９の通過帯域を、送信装置の出力スペクトルを規定するオペレーティングバンド不要発射規格を満足できる限度まで拡げるように、帯域制限フィルタ部９のタップ係数を決定する。
【００２６】
なお、ＦＦＴ演算部１３は、新たに追加する必要はなく、既存の送信装置における歪補償回路１２で使用している歪検出回路をＦＦＴ演算部１３として流用することができる。これにより、回路規模の増加やコスト増大を抑制することができる。
電力増幅器の出力が帰還ＩＱ信号として供給される歪補償回路１２は、例えば、国際公開第２０１０／０７３４８３号（以下、参考文献と称す。）に記載されている。以下に、その参考文献に記載された回路の主要な構成を簡単に説明する。
【００２７】
ＰＣ−ＣＦＲ回路３の出力であるＣＦＲ出力ＩＱ信号は、プリディストータ部、Ｄ／Ａコンバータ及び周波数変換部を介して上記の電力増幅器に供給される。プリディストータ部は、歪補償値であるＩ、Ｑの補償信号と入力ＩＱ信号（ＰＣ−ＣＦＲ回路３の出力）との複素乗算を行い、予め歪が与えられた信号をＤ／Ａコンバータに供給する。Ｄ／Ａコンバータは、プリディストータ部からの信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。周波数変換部は、Ｄ／Ａコンバータからのアナログ信号を無線周波数（ＲＦ）信号に変換する。電力増幅器は、周波数変換部からの無線周波数（ＲＦ）信号を増幅してアンテナに供給する。
電力増幅器の出力段には、方向性結合器が設けられており、この方向性結合器により、電力増幅器の出力がフィードバック信号（帰還ＩＱ信号）として取り出される。方向性結合器からのフィードバック信号が、歪補償回路１２に供給される。
【００２８】
歪補償回路１２は、周波数変換部、Ａ／Ｄコンバータ、ＦＦＴ部及び歪帯域電力算出部を含む。フィードバック信号は、周波数変換部及びＡ／Ｄコンバータを介してＦＦＴ部に供給される。周波数変換部は、方向性結合器からのフィードバック信号を中間周波数（ＩＦ）帯の信号に周波数変換する。Ａ／Ｄコンバータは、周波数変換部からの信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。ＦＦＴ部は、Ａ／Ｄコンバータからの信号に対してＦＦＴ処理を行う。このＦＦＴ処理により、Ａ／Ｄコンバータからの信号が時間軸データから周波数軸データに変換される。歪帯域電力算出部は、ＦＦＴ部からの周波数軸データに基づいてフィードバック信号に含まれる歪成分の電力（歪電力）の値を算出する。
ＦＦＴ演算部１３は、上記のＦＦＴ部及び歪帯域電力算出部からなる部分を、帰還ＩＱ信号をＦＦＴ演算し、周波数軸上で観測した帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧用パルス信号の成分による帯域外電力を算出するように構成したものである。
【００２９】
次に、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３の動作について説明する。以下では、特徴的な動作を重点的に説明し、既存のＰＣ−ＣＦＲ回路（比較例）と同じ動作については、説明を省略する。
以下の説明において、比較例のＰＣ−ＣＦＲ回路は、振幅演算部４ａ、閾値演算部５ａ、遅延調整部６ａ、１０ａ、パルス生成部７ａ、帯域制限フィルタ部９ａ及び減算部１１ａを有する。これら振幅演算部４ａ、閾値演算部５ａ、遅延調整部６ａ、１０ａ、パルス生成部７ａ、帯域制限フィルタ部９ａ及び減算部１１ａはそれぞれ、上述した振幅演算部４、閾値演算部５、遅延調整部６、１０、パルス生成部７、帯域制限フィルタ部９及び減算部１１に対応する。
【００３０】
３ＧＰＰにおける規定では、例えば無線キャリア信号帯域として確保されるチャネル帯域幅（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）が２０ＭＨｚの場合、リソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）が存在する有効信号帯域の伝送帯域幅（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）は１８ＭＨｚであるが、キャリア信号要件のスペクトル規定としての、オペレーティングバンド不要発射（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｂａｎｄ ｕｎｗａｎｔｅｄ ｅｍｉｓｓｉｏｎｓ）規格の適用は、チャネル帯域幅２０ＭＨｚの帯域外が対象である。
【００３１】
図５に、ＬＴＥの２０ＭＨｚ時の比較例における、ピーク抑圧用パルス信号と、帯域制限フィルタの特性と、帯域制限フィルタ後のピーク抑圧信号との各スペクトルを示す。
上記スペクトル要件に対し、比較例においては、パルス生成部７ａからのピーク抑圧用パルス信号を帯域制限する帯域制限フィルタ部９ａは、ＬＴＥチャネルフィルタ部１によるＬＴＥキャリア信号のスペクトル帯域とほぼ同じか、又はその範囲内に収まる周波数帯域のフィルタ特性を有するタップ係数が設定されている。これは、ピーク抑圧用パルス信号がインパルスであり、その周波数特性は、図５に示すピーク抑圧用パルス信号のように、全帯域に渡ってフラットな特性を示す。このため、帯域制限フィルタ部９ａのフィルタ特性によって、ＬＴＥチャネルフィルタ部１によるＬＴＥキャリア信号のスペクトル帯域内に収まるよう帯域制限されたピーク抑圧信号を得る。
【００３２】
図６に、ＬＴＥの２０ＭＨｚ時の比較例における、ＬＴＥチャネルフィルタ部１後のＬＴＥキャリア信号と、帯域制限フィルタ部９ａ後のピーク抑圧信号との各スペクトルの一例、及びオペレーティングバンド不要発射規格の例を示す。なお、オペレーティングバンド不要発射規格は絶対電力規定であるため、ここでは、一例として、送信装置の出力が＋３７ｄBｍの場合の条件で、電力規定をキャリア電力との比に換算している。
図６に示すように、キャリア信号に対するスペクトル規定のオペレーティングバンド不要発射規格の適用は、チャネル帯域幅２０ＭＨｚの帯域外が対象である。一方、変調精度（ＥＶＭ）は、リソースブロックが存在する有効信号帯域の伝送帯域幅１８ＭＨｚ内の特性で決定される。従って、チャネル帯域幅の帯域外に適用されるオペレーティングバンド不要発射規格を満足できる範囲でピーク抑圧信号の帯域を拡張することによって、伝送帯域幅内のピーク抑圧信号を低減できれば、前述した課題を解決できる。
【００３３】
本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３では、送信装置出力におけるスペクトルを観測するＦＦＴ演算部１３を用いる。ＦＦＴ演算部１３は、電力増幅器出力の帰還ＩＱ信号をＦＦＴ演算し、周波数軸上で観測した帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧信号成分による帯域外電力を算出する。ＦＦＴ演算部１３からの帯域外電力情報と、外部から設定されたキャリア情報（ＬＴＥチャネル帯域）とに基づいて、タップ係数演算部８において、オペレーティングバンド不要発射規格を満足できる範囲で帯域制限フィルタ部９の通過帯域を拡げるようにタップ係数を演算する。演算したタップ係数が帯域制限フィルタ部９に設定される。
【００３４】
図７に、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３における帯域制限フィルタ部９の通過帯域決定方法を説明するための概念図を示す。図８に、比較例のＰＣ−ＣＦＲ回路における帯域制限フィルタ部９ａのフィルタ特性と、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３の帯域制限フィルタ部９のフィルタ特性と、それら帯域制限フィルタの通過帯域差に伴うフィルタゲインの差を説明するための図を示す。図９Ａに、比較例のＰＣ−ＣＦＲ回路の帯域制限フィルタのタップ係数を示し、図９Ｂに、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３の帯域制限フィルタ部９のタップ係数を示す。
図７、図８、図９Ａ及び図９Ｂを用いて、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３の帯域制限フィルタ部９の通過帯域決定方法を説明する。
【００３５】
比較例のＰＣ−ＣＦＲ回路における帯域制限フィルタ部９ａの通過帯域をＢＷ１、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３の帯域制限フィルタ部９の通過帯域をＢＷ２とする。本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３では、ＢＷ２／ＢＷ１の比だけ帯域制限フィルタ部９の通過帯域を拡張する。この場合、抑圧すべきピークに対応するタイミングにおける帯域制限フィルタ部９の出力パルス振幅が、ピーク振幅と閾値の差（Ｒ−Ｔｈ）に等しくなるよう、タップ係数のセンタータップを１．０＋ｊ０．０として設計すると、センタータップ振幅によるピーク抑圧量を維持したまま、図７及び図８に示す通り、タップ係数の総和で決定される、帯域制限フィルタ部９の入力振幅に対するフィルタゲインを
【数６】
2018019246.tif 000009
だけ低減できる。以下に、その理由を説明する。
【００３６】
ピーク抑圧量は、ピーク振幅と閾値の差とセンタータップ振幅による（Ｒ−Ｔｈ）×（１．０＋ｊ０．０）で定まる特性である。一方、ＰＣ−ＣＦＲ回路３における変調精度の劣化量は、ＰＣ−ＣＦＲ回路３で生じるエラーベクトル振幅のＲＭＳ値、すなわちピーク抑圧信号振幅のＲＭＳ値に起因する特性である。
図９Ａに示しＢＷ１の通過帯域を有する帯域制限フィルタのタップ係数（タップ数：２ｍ−１、センタータップ：Ｃ１ｍ＝１．０）の総和を
【数７】
2018019246.tif 000010
とし、図９Ｂに示したＢＷ２の通過帯域を有する帯域制限フィルタ部９のタップ係数（タップ数：２ｍ−１、センタータップ：Ｃ２ｍ＝１．０）の総和を
【数８】
2018019246.tif 000011
とすると、あるピーク点での、比較例におけるピーク抑圧信号振幅総和に対する、本実施形態における通過帯域拡張に伴うピーク抑圧信号振幅総和の低減量［ｄＢ］は
【数９】
2018019246.tif 000012
である。分母と分子をピーク振幅と閾値の差（Ｒ−Ｔｈ）で除算すると、タップ係数の総和で決定されるフィルタゲインの低減量［ｄＢ］の
【数１０】
2018019246.tif 000013
に等しい。ここで、センタータップにおける係数がＣ１ｍ＝Ｃ２ｍ＝１．０である場合は
【数１１】
2018019246.tif 000014
である。
【００３７】
したがって、センタータップにおける係数はＣ１ｍ＝Ｃ２ｍ＝１．０の同一条件のままであるので、センタータップ振幅によるピーク抑圧量を維持しつつ、通過帯域拡張に伴ってピーク抑圧信号振幅総和を
【数１２】
2018019246.tif 000015
だけ低減できる。その結果、ピーク抑圧信号振幅のＲＭＳ値に起因する変調精度特性を改善することが可能となる。
【００３８】
例えば、位相雑音で生じるエラーベクトルの変調精度を１．０％と仮定すると、送信装置の変調精度を４．５％から３．５％に改善させる場合、ピーク抑圧回路による変調精度を、約４．３％
【数１３】
2018019246.tif 000016
から約３．４％
【数１４】
2018019246.tif 000017
に２ｄB改善させる必要がある。この場合、ΔＡＴＴ［ｄＢ］＝２ｄBより、本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３の帯域制限フィルタ部９の通過帯域ＢＷ２を、比較例の通過帯域ＢＷ１の１．２６倍
【数１５】
2018019246.tif 000018
以上に拡張すればよい。通過帯域の拡張可能範囲は、タップ係数演算部８において、ＦＦＴ演算部１３からのキャリア情報（ＬＴＥチャネル帯域）と帯域外電力情報とに基づき、オペレーティングバンド不要発射規格を満足できるかを判断することで決定する。さらに、タップ係数演算部８において、決定した帯域制限フィルタ部９の通過帯域に応じたタップ係数を演算し、その結果を帯域制限フィルタ部９に設定する。
【００３９】
以上説明した通り、ＦＦＴ演算部１３からのキャリア情報と帯域外電力情報に基づいて、タップ係数演算部８がオペレーティングバンド不要発射規格を満足できる範囲で帯域制限フィルタ部９の通過帯域を決定すると共に、その拡張した通過帯域に応じたタップ係数を演算し、帯域制限フィルタ部９に設定することで、センタータップ振幅によるピーク抑圧量を維持したまま、変調精度に影響する伝送帯域幅内のピーク抑圧信号振幅のＲＭＳ値を低減することが可能となる。
なお、タップ係数演算部８における帯域制限フィルタ部９の通過帯域の調整方法については、予め不揮発性メモリに保存したタップ係数に書き替えるか、もしくは基本となるフィルタ特性に対して、その通過帯域を調整する特性を畳み込み演算で求める等、適応処理の要否によって実現手段を決定すれば良い。
【００４０】
本実施形態のＰＣ−ＣＦＲ回路３によれば、以下のような効果を奏する。
２５６ＱＡＭ導入に伴う変調精度の改善には、既存技術のままでは、ピーク抑圧回路で生じるエラーベクトル、すなわちピーク抑圧信号の振幅ＲＭＳ値を低減し、ピーク抑圧を緩和させることが必要となる。
【００４１】
図１０に、ＬＴＥの２０ＭＨｚ時のピーク抑圧用パルス信号と、パルス信号用帯域制限フィルタ部９の特性と、帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧信号との各スペクトルを示す。図１１に、ＬＴＥの２０ＭＨｚ時のＬＴＥチャネルフィルタ部１後のＬＴＥキャリア信号と、帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧信号との各スペクトル、及びオペレーティングバンド不要発射規格を示す。オペレーティングバンド不要発射規格は図６に示した条件と同じである。図１０及び図１１に示す例は、帯域制限フィルタ部９の通過帯域ＢＷ２について、帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧信号成分による帯域外電力がオペレーティングバンド不要発射規格を満足できる範囲で実際に算出した、図８及び図９に示した条件に基づく結果である。
【００４２】
図５及び図６に示した比較例に対して、図１０及び図１１に示した例によれば、帯域拡張に伴うフィルタゲイン低減によって、変調精度に影響する伝送帯域幅１８ＭＨｚ帯域内の帯域制限フィルタ部９後のピーク抑圧信号スペクトルのレベルを低減することができる。
以上説明したように、本実施形態のピーク抑圧回路によれば、センタータップ振幅によるピーク抑圧量を維持したまま、変調精度に影響する伝送帯域幅内のピーク抑圧信号振幅のＲＭＳ値を低減できるので、変調精度特性を改善し、且つ、既存のものと同等のピークファクタ低減を実現することができる。
【００４３】
上述した実施形態は本発明の一例であり、本発明はその構成に限定されるものではなく、例えば、異なる構成による等価回路や近似的な手法を用いた改良が適用されてもよい。
また、図１に示した構成において、タップ係数演算部８とＦＦＴ演算部１３の部分は、ソフトウェアにより構成されても、ハードウェアにより構成されてもよい。同様に、これらタップ係数演算部８及びＦＦＴ演算部１３を除く部分も、ソフトウェアにより構成されても、ハードウェアにより構成されてもよい。
【００４４】
（他の実施形態）
図１２は、本発明の他の実施形態であるピーク抑圧回路の構成を示すブロック図である。
図１２を参照すると、ピーク抑圧回路は、パルス生成部１００、帯域制限フィルタ部１０１、タップ係数演算部１０２及び減算部１０３を有する。
【００４５】
パルス生成部１００は、スペクトルが帯域制限された入力信号の振幅値から予め定められた閾値を減算した値に上記入力信号の位相情報を乗算して第１のパルス信号を生成する。帯域制限フィルタ部１０１は、複数のタップ係数を有し、外部からのキャリア情報に基づいて設定された該タップ係数で決まるフィルタ特性に従って第１のパルス信号の周波数帯域を制限し、該帯域制限されたパルス信号である第２のパルス信号を出力する。減算部１０３は、上記入力信号から上記第２のパルス信号を減算する。
タップ係数演算部１０２は、帯域制限フィルタ部１０１の通過帯域が上記入力信号のスペクトル帯域幅よりも所定の範囲内で広くなるように上記複数のタップ係数を決定する。
【００４６】
本他の実施形態において、ピーク抑圧回路は、上記送信信号が帰還信号として入力され、該帰還信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理して周波数軸上で観測した上記第２のパルス信号の成分による帯域外電力を算出するＦＦＴ演算部を、さらに有していてもよい。この場合、タップ係数演算部１０２は、ＦＦＴ演算部が算出した帯域外電力の値と、キャリア情報とに基づいて、帯域制限フィルタ部１０１のタップ係数を決定する。
所定の範囲は、上記送信信号に対するスペクトル規定のオペレーティングバンド不要発射規格を満たす範囲である。
【００４７】
パルス生成部１００は、例えば、図１に示した振幅演算部４、閾値演算部５、遅延調整部６、１０及びパルス生成部７からなる構成に相当するものであってもよい。帯域制限フィルタ部１０１、タップ係数演算部１０２及び減算部１０３はそれぞれ、図１に示した帯域制限フィルタ部９、タップ係数演算部８及び減算部１１に相当するものであってもよい。ＦＦＴ演算部は、図１に示したＦＦＴ演算部１３であってもよい。
【符号の説明】
【００４８】
１  ＬＴＥチャネルフィルタ部
２  ディジタルアップコンバータ部
３  ＰＣ−ＣＦＲ回路
４  振幅演算部
５  閾値減算部
６、１０  遅延調整部
７、１００  パルス生成部
８、１０２  タップ係数演算部
９、１０１  帯域制限フィルタ部
１１、１０３  ・・・  減算部
１２  歪補償回路
１３  ＦＦＴ演算部
【図１】
2018019246.tif 000019
【図２】
2018019246.tif 000020
【図３Ａ】
2018019246.tif 000021
【図３Ｂ】
2018019246.tif 000022
【図４】
2018019246.tif 000023
【図５】
2018019246.tif 000024
【図６】
2018019246.tif 000025
【図７】
2018019246.tif 000026
【図８】
2018019246.tif 000027
【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
2018019246.tif 000029
【図１０】
2018019246.tif 000030
【図１１】
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【図１２】
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