(57)【要約】【課題】周期外乱などに起因する制御対象の周期変動や電流歪みを抑制するとともに、指令信号が急変したときの干渉現象を抑制できる制御手段を提供する。【解決手段】外部から指令信号が入力され、制御信号を出力する制御器と、前記制御信号に基づいて制御される制御対象と、前記制御対象の出力を検出し、検出信号を出力する検出手段と、備えた制御装置であって、前記制御器は、前記制御信号と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に基づき前記制御対象の操作量を出力するＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器と、前記制御信号が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして出力するＳ制御器と、前記ＰＩ制御器または前記ＰＩＤ制御器の出力と前記Ｓ制御器の出力を加算し、前記制御信号として出力する加算器と、からなる制御装置。【選択図】図１
2018109859.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から指令信号が入力され、制御信号を出力する制御器と、
前記制御信号に基づいて制御される制御対象と、
前記制御対象の出力を検出し、検出信号を出力する検出手段と、
を備えた制御装置であって、
前記制御器は、
前記制御信号と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に基づき前記制御対象の操作量を出力するＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器と、
前記制御信号が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、
該ローパスフィルタの出力と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして出力するＳ制御器と、
前記ＰＩ制御器または前記ＰＩＤ制御器の出力と前記Ｓ制御器の出力を加算し、前記制御信号として出力する加算器と、
からなることを特徴とする制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置において、
前記Ｓ制御器には、下記式に示す伝達関数を用いることを特徴とする制御装置。
【数１】
2018109859.tif 000013
ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω０：中心周波数、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３：制御ゲイン
【請求項３】
請求項１に記載の制御装置において、
前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記ＰＩ制御器もしくはＰＩＤ制御器の応答周波数と同様に設定することを特徴とする制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載の制御装置において、
前記Ｓ制御器に設定される中心周波数ω０は、前記検出信号に含まれる高次成分に基づいて設定することを特徴とする制御装置。
【請求項５】
請求項１または２に記載の制御装置であって、
前記検出信号に複数の高次成分が存在する場合、各々の周波数に対応した複数のＳ制御器を併用することを特徴とする制御装置。
【請求項６】
交流電源と、直流負荷または直流電源間が接続され、
電力を変換するインバータ回路と、
前記交流電源の交流電流を検出し、交流電流検出信号を出力する電流検出手段と、
所定の電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、
所定の電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記指令電圧を補正する補正信号を生成する補正部と、
を備えた電力変換装置であって、
前記補正部は、
前記電流指令が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、
該ローパスフィルタの出力と前記交流電流検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号を生成するＳ制御器と、を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６に記載の電力変換装置において、
前記Ｓ制御器には、下記式に示す伝達関数を用いることを特徴とする電力変換装置。
【数２】
2018109859.tif 000014
ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω０：中心周波数、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３：制御ゲイン
【請求項８】
請求項６に記載の電力変換装置において、
前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記電圧制御器の応答周波数と同様に設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項７に記載の電力変換装置において、
前記Ｓ制御器に設定される中心周波数ω０は、前記交流電流検出信号の高次成分に基づいて設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項６または７に記載の電力変換装置であって、
前記交流電流検出信号に複数の高次成分が存在する場合、各々の周波数に対応した複数のＳ制御器を併用することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
交流電源と、モータが接続され、
前記交流電源が出力する交流電力を整流する整流回路と、
該整流回路が出力する電力を平滑する平滑コンデンサと、
該平滑コンデンサが出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路が出力する交流電流を検出し、交流電流検出信号を出力する電流検出手段と、
前記インバータ回路を制御する制御器と、
を備えたモータ駆動装置であって、
前記制御器は、
モータトルク指令やモータ回転速度指令から算出された電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、
前記電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記指令電圧を補正する補正信号を生成する補正部と、を備え、
前記補正部は、
前記電流指令が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、
該ローパスフィルタの出力と前記交流電流検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号を生成するＳ制御器と、を有することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のモータ駆動装置において、
前記Ｓ制御器には、下記式に示す伝達関数を用いることを特徴とするモータ駆動装置。
【数３】
2018109859.tif 000015
ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω０：中心周波数、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３：制御ゲイン
【請求項１３】
請求項１１に記載のモータ駆動装置において、
前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記電圧制御器の応答周波数と同様に設定することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１４】
請求項１１または１２に記載のモータ駆動装置であって、
前記Ｓ制御器に設定される中心周波数ω０は、前記交流電流検出信号の高次成分に基づいて設定することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１５】
請求項１１または１２に記載のモータ駆動装置であって、
前記交流電流検出信号に複数の高次成分が存在する場合、各々の周波数に対応した複数のＳ制御器を併用することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１６】
請求項１１から１４の何れか一項に記載のモータ駆動装置であって、
前記指令電圧を補正する前に前記電圧制御器から出力された指令電圧を用いて軸誤差演算を行うことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１７】
圧縮機を有する冷凍機器であって、
前記圧縮機はモータを内蔵し、
請求項１１から１６の何れか一項に記載のモータ駆動装置を用いて、前記圧縮機に内蔵されたモータを駆動することを特徴とする冷凍機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御装置、電力変換装置、モータ駆動装置、及び、それを用いた冷凍機器に関し、特に、コンバータやインバータ回路を有する電力変換装置やモータ駆動装置において、交流電圧の歪みやインバータ回路の非線形特性など、周期外乱に起因する電流歪みを低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
制御対象の出力（電圧、電流、位置、速度、角度、流量など）を所定の指令と比較し、その偏差値を算出して、比例積分制御器（ＰＩ制御器）もしくは比例積分微分制御器（ＰＩＤ制御器）を用いて、制御対象の操作量を調整して、出力と指令の偏差が無くなるように動作する制御装置が、広く利用されている。
【０００３】
このような制御装置の具体的な例として、直流電圧を交流電圧に変換するコンバータやインバータ回路など電力変換装置が挙げられる。電力変換装置は、無停電電源装置、系統連結電力変換装置や交流モータ駆動装置において広く応用されている。
【０００４】
前記の制御対象に周期外乱が印加される場合、出力には周期外乱の影響が現れる。このような周期外乱の影響に対して、ＰＩ制御器もしくはＰＩＤ制御器だけでは、抑制が困難である。
【０００５】
例えば、前記電力変換装置に使用されたインバータ回路は一般的に電圧形であり、出力電圧を調整して出力電流を制御している。故に、電源側もしくは負荷側の交流電圧（系統電圧やモータ誘起電圧）に歪み成分（周期外乱）があれば、交流電流にも同様な成分の歪みが発生する。更に、リアクトルやモータの磁気飽和（非線形）特性の影響で、交流電流のピーク付近には、歪みが発生しやすい。また、インバータ回路自身にも、デッドタイムの補正誤差や半導体パワー素子の電圧降下など非線形特性があり、電流歪みの起因になる。インバータ回路の出力電流の歪みが発生すると、リアクトルの損失増加、モータトルクの脈動発生、及び電源高調波増加などの課題がある。
【０００６】
負荷側の交流電圧の歪み（周期外乱）を検出して、適正な制御を採用すれば、交流電圧歪みに起因する電流歪みの改善が可能であるが、高精度な電圧検出手段が必要であり、コスト増加となる。また、一般的にモータ駆動中に誘起電圧を検出することは困難である。
【０００７】
本技術分野における背景技術として、特許文献１に開示された電力変換制御装置がある。これには、インバータ回路のデッドタイム補正精度を向上して電流ひずみを低減する手法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第５０４９７０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１に記載の電力変換制御装置では、専用の電圧検出回路と特定な半導体集積回路（マイコン）機能を利用して、高精度なデッドタイム補正を実現できるが、専用機能を備えるマイコン及び追加回路が必須であり、製造コストの増大を招いている。
【００１０】
また、特許文献１では、出力電圧を検出して制御補正量を調整するような構成であるため、制御の遅延が生じる。特に、電力変換装置を制御する指令信号が急変したときに制御対象の出力に発生する電流歪みの抑制が不十分と考えられる。
【００１１】
そこで本発明は、追加回路を不要として電流歪みを抑制するとともに、指令信号が急変したときの干渉現象を抑制できる、制御装置、電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明の制御装置は、外部から指令信号が入力され、制御信号を出力する制御器と、前記制御信号に基づいて制御される制御対象と、前記制御対象の出力を検出し、検出信号を出力する検出手段と、備えた制御装置であって、前記制御器は、前記制御信号と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に基づき前記制御対象の操作量を出力するＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器と、前記制御信号が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして出力するＳ制御器と、前記ＰＩ制御器または前記ＰＩＤ制御器の出力と前記Ｓ制御器の出力を加算し、前記制御信号として出力する加算器と、からなる制御装置。
【００１３】
また、発明の電力変換装置は、交流電源と、直流負荷または直流電源間が接続され、電力を変換するインバータ回路と、前記交流電源の交流電流を検出し、交流電流検出信号を出力する電流検出手段と、所定の電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、所定の電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記指令電圧を補正する補正信号を生成する補正部と、を備えた電力変換装置であって、前記補正部は、前記電流指令が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力と前記交流電流検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号を生成するＳ制御器と、を有するものとした。
【００１４】
さらに、本発明のモータ駆動装置は、交流電源と、モータが接続され、前記交流電源が出力する交流電力を整流する整流回路と、該整流回路が出力する電力を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサが出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路が出力する交流電流を検出し、交流電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御器と、を備えたモータ駆動装置であって、前記制御器は、モータトルク指令やモータ回転速度指令から算出された電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、前記電流指令と前記交流電流検出信号が入力され、それらに基づき前記指令電圧を補正する補正信号を生成する補正部と、を備え、前記補正部は、前記電流指令が入力され、その急変を緩和するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力と前記交流電流検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる特定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号を生成するＳ制御器と、を有するものとした。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、周期外乱の影響を抑制するとともに、指令信号が急変したときの干渉現象を抑制できる、制御装置、電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施例１の制御装置の全体構成図。
【図２】実施例１の制御装置の制御器の内部構成図。
【図３】実施例１のＳ制御器のゲイン特性と位相特性を示す図。
【図４】実施例１の制御装置の制御器の内部構成図。
【図５】実施例１の制御装置による周期外乱の抑制を説明する波形図。
【図６】制御装置の干渉現象を示す波形図。
【図７】実施例１の制御装置による干渉現象の抑制を説明する波形図。
【図８】実施例２の電力変換装置の構成図。
【図９】実施例２の電力変換装置の制御機能ブロック構成図。
【図１０】実施例２の電力変換装置の電圧制御器の機能ブロック図。
【図１１】実施例２の電力変換装置の高調波抑制器の機能ブロック図。
【図１２】実施例３のモータ駆動装置の構成図。
【図１３】実施例３のモータ駆動装置の制御機能ブロック構成図。
【図１４】実施例３のモータ駆動装置の制御軸、モータ回転軸。
【図１５】実施例３のモータ駆動装置の速度＆位相推定器の機能ブロック図。
【図１６】実施例４の冷凍機器の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１から図７を用いて、本発明の実施例１の制御装置を説明する。なお、本実施例の制御装置は、外部からの指令に基づいて、制御対象の出力（電圧、電流、位置、速度、角度、流量など）を制御するものであれば、具体的な制御対象は限定されない。
【００１９】
図１は、本実施例に係る制御装置１００の全体構成図である。ここに示すように、制御装置１００は、制御器１と、制御対象２の出力を検出する検出手段３と、を備えて構成されている。ここで、制御対象２には、周期外乱が印加されているものとする。また、検出手段３は、電圧センサ、電流センサ、位置センサ、温度センサ等各種の、物理量を信号に変換するセンサである。制御器１には、検出手段３が検出した検出信号８と、外部の上位装置からの指令信号１１が入力され、周期外乱の影響を抑制するように制御対象２を制御する制御量を出力する。
【００２０】
図２は、制御器１の内部構成図である。制御器１は、主に、比例積分制御器（以下「ＰＩ制御器４」と称する）、正弦波伝達関数制御器（以下「Ｓ制御器５」と称する）とローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ６」と称する）を備える。ＰＩ制御器４の入力は、指令信号１１と検出信号８の偏差である。Ｓ制御器５の入力は、指令信号１１をＬＰＦ６で処理した後の出力と検出信号８の偏差である。ＰＩ制御器４の出力とＳ制御器５の出力は合算され、制御量として制御器１から出力される。
【００２１】
ＰＩ制御器４では、図２に示されないが、比例ゲインＫｐの増幅器と積分ゲインＫｉの積分器を用いて、入力信号をそれぞれ演算し、増幅器の出力と積分器の出力を合算して出力する。なお、制御対象２の特性及び制御目標に応じて、ＰＩ制御器４の他に、比例積分微分（ＰＩＤ）制御器、比例（Ｐ）制御器、積分（Ｉ）制御器の何れかを使用しても良い。
【００２２】
Ｓ制御器５は、制御対象２に印加された周期外乱の影響を抑制するための手段であり、式１のような伝達関数を利用する。
【００２３】
【数１】
2018109859.tif 000003
【００２４】
ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω０：中心周波数、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３：制御ゲイン。
【００２５】
式１の伝達関数には、三つのゲイン（Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３）を設けている。これらのゲインの調整により、特定の中心周波数（ω０）に対応するゲインの大きさと帯域幅及び位相特性の調整ができる。
【００２６】
図３には、Ｓ制御器５のゲイン特性７ａと位相特性７ｂを示す。ここから分かるように、特定の中心周波数（ω０）において大きなゲインを持つことがＳ制御器５の特徴である。言い換えると、Ｓ制御器５の出力には、式１の伝達関数に設定された中心周波数（ω０）の成分のみが現れる。特に、中心周波数（ω０）付近では、図３の下段グラフに示すように、位相特性７ｂの位相が９０°から−９０°に急変するため、Ｓ制御器５の出力が入力信号の位相に依存しない特徴もある。
【００２７】
また、制御対象２に印加される周期外乱には、複数の周波数成分が存在する場合、図４に示すように、それぞれの周波数に対応した、複数のＳ制御器５（５ａ、５ｂ、…）を並列に設けることで、それぞれの周波数成分の周期外乱を抑制できる。
【００２８】
ＬＰＦ６は、指令信号１１の急変時にＰＩ制御器４とＳ制御器５の間に発生する干渉現象を抑制するために設けられたものであり、簡単な一次ローパスフィルタでも良い。ＬＰＦ６の遮断周波数は、ＰＩ制御器４の応答周波数と同等程度に設定すれば良い。なお、干渉現象の抑制については、図６を用いて後述する。
【００２９】
先ず、図５を用いて、Ｓ制御器５による周期外乱の抑制効果を説明する。時間軸の最初（時間軸の０．２ｓ〜０．３ｓ）では、中段グラフのように、制御対象２に周期外乱が印加されていなかったので、上段グラフのように、検出手段３が検出した検出信号８は指令信号１１の値「１」に追従していたが、時間軸の０．３ｓ以降で、制御対象２に固定周波数（＝５０Ｈｚ）の周期外乱波形９を印加すると、検出信号８には固定周波数の周期外乱成分が現れた。そこで、下段グラフのように、時間軸の０．４ｓ以降で、Ｓ制御器５を動作させ、式１の伝達関数に応じて抽出された周期外乱波形９と逆位相のＳ制御器出力波形１０を生成し、これを用いて制御対象２を制御することで、上段グラフの０．４ｓ以降に示すように、検出信号８の周期外乱成分が抑制される。
【００３０】
次に、ＬＰＦ６を有する本実施例の制御器１に係る図７と、ＬＰＦを省略した制御器に係る図６を比較しながら、ＬＰＦ６による干渉現象の抑制効果を説明する。
【００３１】
図６は、図２の制御器１からＬＰＦ６を省略した制御器に入力される指令信号１１が急変した時に、ＰＩ制御器４とＳ制御器５の出力間に干渉現象が発生し、検出信号８が乱れる現象を説明する波形図である。
【００３２】
図６でも、制御対象２には周期外乱が印加されているが、図５で説明した作用により、検出信号８から周期外乱成分が除去されている。しかしながら、上段グラフのように、指令信号１１が「１」から「２」に急変したときや、「２」から「１」に急変したとき（時間軸の０．６ｓと０．８ｓ）には、中段グラフのように、指令信号１１と検出信号８の偏差であるＳ制御器入力波形１２には大きな瞬時変化が現れ、下段グラフのように、Ｓ制御器入力波形１２を処理したＳ制御器出力波形１０にも大きな瞬時変化が現れる。この結果、上段グラフのように、検出信号８には、指令信号１１の急変直後にリンギング現象（干渉現象）が現れてしまう。なお、Ｓ制御器入力波形１２に大きな瞬時変化が現れた原因は、ＰＩ制御器４の制御遅れである。
【００３３】
これに対し、図７は、ＬＰＦ６を備えた図２の制御器１に入力される指令信号１１が急変した時に、ＰＩ制御器４とＳ制御器５の出力間の干渉現象が抑制され、検出信号８の乱れが抑制された効果を説明する波形図である。上段グラフのように、指令信号１１が急変したとき（時間軸の０．６ｓと０．８ｓ）であっても、中段グラフのように、ＬＰＦ６で処理した指令信号１１を用いて生成されるＳ制御器入力波形１２には大きな変化が無いため、下段グラフのように、Ｓ制御器出力波形１０にも大きな変化が現れない。この結果、本実施例の制御器１を用いた場合には、上段グラフに示すように、検出信号８から周期外乱を除去しつつ、指令信号１１の急変時のリンギング現象（干渉現象）もほぼ除去することができる。
【００３４】
以上で説明したように、本実施例の制御装置１００によれば、制御器１が備えるＳ制御器５を用いて、周期外乱の周波数成分に対応する制御量を出力することにより、制御対象に印加された周期外乱の影響を抑制でき、また、ＬＰＦ６を用いて指令信号１１を処理することにより、指令信号１１が急変時に制御対象の出力に現れる干渉現象を抑制することができる。
【実施例２】
【００３５】
次に、図８から図１１を用いて、本発明の実施例２の電力変換装置を説明する。
【００３６】
図８は、実施例３の電力変換装置１０１の全体構成図である。ここに示すように、電力変換装置１０１は、交流電源２１に直列に接続されたノイズフィルタ２２と、リアクトル２３と、半導体スイッチング素子からなるインバータ回路２４と、インバータ回路２４の直流側の正極／負極間に接続された平滑コンデンサ２５と、交流電圧を検出する電圧検出回路２６と、直流電圧を検出する分圧抵抗（電圧検出回路）２７と、インバータ回路２４のＰＷＭ（Pulse width modulation）制御を行う制御器２８と、交流電流を検出する電流検出回路２９と、を備えて構成されている。なお、電力変換装置１０１の交流側は交流電源２１に接続され、直流側は直流負荷又は直流電源（以下「直流負荷／直流電源２０」と称する）に接続されている。
【００３７】
次にインバータ回路２４の動作モードについて説明する。インバータ回路２４の動作モードには、交流電源２１から交流電力を受電して直流負荷／直流電源２０に直流電力を供給する整流モード（交流／直流変換モード）と、直流負荷／直流電源２０からの直流電力を逆変換して交流電源２１へ交流電力を出力する回生モード（直流／交流変換モード）とがある。両動作モードの切り替えは、制御器２８からの制御信号によって実現される。なお、直流負荷／直流電源２０に用いられる直流電源としては、例えば、太陽光発電設備や蓄電池などがある。
【００３８】
インバータ回路２４は、６個の半導体スイッチング素子（本実施例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））と各半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとによって３相ブリッジ回路が構成されている。この３相ブリッジ回路は、３相の交流電源２１に対応している。なお、各半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードは、それぞれの半導体スイッチング素子のオフ時の転流用ダイオードであり、周知のものであるため、詳細な説明は省略する。
【００３９】
平滑コンデンサ２５は、インバータ回路２４の直流側の直流電圧のリップルとサージ電圧を抑制するための要素である。
【００４０】
制御器２８としては、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の演算処理装置が用いられる。制御器２８に内蔵されるサンプリングホールド回路とＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換部などにより、入力される各電圧・電流の検出信号がデジタル信号に変換される。
【００４１】
次に、図９の機能ブロック図を用いて、制御器２８の制御構成を説明する。この制御器２８は、演算処理装置が所定のプログラムを実行することで、インバータ回路２４の電圧指令を演算し、インバータ回路２４の各半導体スイッチング素子をスイッチング（オン／オフ）制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するように動作する。
【００４２】
詳しく述べると、制御器２８は、図９に示すように、電源位相演算器３１と、電圧制御器３２と、３相／２軸変換器３３と、２軸／３相変換器３４と、高調波抑制器３５と、ＰＷＭ制御器３６とを備えて構成されている。
【００４３】
電源位相演算器３１は、電圧検出回路２６が検出した交流電圧検出信号が入力され、電源電圧位相（θｓ）を演算して、３相／２軸変換器３３及び２軸／３相変換器３４へそれぞれ出力する。
【００４４】
３相／２軸変換器３３は、電流検出回路２９が検出した３相交流系統の２相分の交流電流検出信号（Ｉu，Ｉv）と、電源位相演算器３１で演算された電源電圧位相（θｓ）を用い、下記の式２と式３に基づいて、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを演算する。なお、式２は、３相／２軸変換の演算式を表し、式３は固定座標系から回転座標系への変換の演算式を表している。
【００４５】
【数２】
2018109859.tif 000004
【００４６】
【数３】
2018109859.tif 000005
【００４７】
電圧制御器３２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、３相／２軸変換器３３で求められたｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑの誤差を無くすように、ＰＩ制御器４などを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。
【００４８】
図１０は、電圧制御器３２の内部構成の一例を示す。ここに示されるように、電圧制御器３２の内部では、電流誤差をＰＩ制御器４で処理して電圧指令を生成する。また、制御応答性と安定性を改善するために、フィードフォーワッド項（２π×ｆｓ×Ｌ×Ｉｄ＊、２π×ｆｓ×Ｌ×Ｉｑ＊、Ｅｓ）をそれぞれの電圧指令に加（減）算する。ここで、ｆｓは電源周波数、Ｌはリアクトル２３のインダクタンス値、Ｅｓは交流電源電圧の実効値である。
【００４９】
しかし、図１０に示す制御構成では、制御系の安定性を保つために、ＰＩ制御器４として応答周波数が数十Ｈｚ程度のものを使用しており、数百Ｈｚの高い周波数の外乱成分に対して、抑制効果が不十分である。例えば、３相電源の場合、主な電源電圧の歪みは５次成分（周波数は２５０Ｈｚ（５０Hz電源）／３００Ｈｚ（６０Hz電源））と７次成分（周波数は３５０Ｈｚ（５０Hz電源）／４２０Ｈｚ（６０Hz電源））であるため、図１０に示す電圧制御器３２だけは、５次と７次の電流ひずみを抑制することが困難である。そこで、本実施例の制御器２８では、交流電流の高次高調波成分を抑制するために、図９に示す、高調波抑制器３５を追加している。
【００５０】
図１１を用いて、高調波抑制器３５の詳細構成を説明する。高調波抑制器３５は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑの特定周波数の交流成分を抑制するためのものであり、主に、ＬＰＦ６と複数のＳ制御器５（５ａ、５ｂ、…）から構成される。これらのＳ制御器５は、実施例１で説明したものと同一構成である。また、各Ｓ制御器５の中心周波数は、電流検出回路２９で検出された交流電流信号の高次成分（歪み）に基づいて設定する。
【００５１】
実施例１の図７でも説明したように、図１１でも、電流指令値（Ｉｄ＊とＩｑ＊）が急変した時のＰＩ制御器４とＳ制御器５の干渉現象を抑制するために、電流指令値（Ｉｄ＊とＩｑ＊）をＬＰＦ６を用いて処理している。このため、各Ｓ制御器５には、ＬＰＦ６の出力と電流検出値（Ｉｄ及びＩｑ）との差分が入力されることになる。各Ｓ制御器５の出力には、図４に示すゲイン特性７ａにより、各Ｓ制御器５の伝達関数に設定された中心周波数（ω０）の成分のみが逆位相で現れる。そのため、周期外乱の位相を含む電圧制御器３２の出力（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ）に、周期外乱の逆位相となる高調波抑制器３５の出力（高調波成分Ｖｄｈ、Ｖｑｈ）を補正信号として加算することで、電流の高調波成分をキャンセルすることができる。
【００５２】
３相交流系統では、電源周波数の５次と７次成分が交流電流ひずみの主要成分であるため、３相／２軸変換器３３により変換されたｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑには、６次成分が現れる。故に、高調波抑制器３５には、電源周波数の６次に対応する周波数（ω０＝２π×ｆｓ×６）のＳ制御器５を設ければ、交流電流の６次成分を通過させるとともに、５次と７次成分を抑制することができる。
【００５３】
電流ひずみの改善効果を更に向上するためには、１１次と１３次の周波数成分に対して、同様に電源周波数の１２次に対応する周波数（ω０＝２π×ｆｓ×１２）のＳ制御器５を追加すれば良い。このように、電流検出回路２９で検出した交流電流信号に複数の高次成分が存在する場合、複数のＳ制御器５を併用すれば各々の周期外乱を除去することができる。また、直流負荷／直流電源２０の直流電圧のリップルに起因する電流歪みに対しても、前記直流電圧のリップルの周波数に対応するＳ制御器５を追加すれば、同様に電流歪み改善が図られる。
【００５４】
また、図９の２軸／３相変換器３４は、電圧制御器３２と高調波抑制器３５で求められたｄ軸とｑ軸の電圧指令値の和（つまり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ*）と、電源位相演算器３１で求められた電源電圧位相（θｓ）とを用い、下記の式４、及び、式５に基づいて、電圧指令逆変換を行い、３相電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を算出してＰＷＭ制御器３６へ出力する。なお、式４は、回転座標系から固定座標系への変換の演算式を表す。また、式５は、２軸／３相変換の演算式を表す。
【００５５】
【数４】
2018109859.tif 000006
【００５６】
【数５】
2018109859.tif 000007
【００５７】
ＰＷＭ制御器３６は、２軸／３相変換器３４からの３相電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）と直流電圧信号Ｅｄｃ、及び、三角波又は鋸歯状波のキャリア波とに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、インバータ回路２４の各半導体スイッチング素子をスイッチング動作させ、該インバータ回路２４の出力電圧を制御する。
【００５８】
以上で説明したように、本実施例では、インバータ回路の電流制御系に、指定の周波数成分に対して大きなゲインを持つ伝達関数を利用する制御手段を追加して、特定の高次成分に対して指令電圧を補正することにより、追加回路を不要としながら、電流歪みを抑制できる電力変換装置を提供することができ、また、ＬＰＦを用いて電流指令を処理することにより、ＰＩ制御器とＳ制御器の間の干渉現象を抑制し、電力変換装置の応答特性を保つことができる。
【実施例３】
【００５９】
次に、図１２から図１５を用いて、本発明の実施例３のモータ駆動装置について説明する。
【００６０】
図１２は、本実施例のモータ駆動装置１０２の全体構成を示す図である。ここに示すように、モータ駆動装置１０２は、交流電源４１とモータ４５が接続され、主に、整流回路４２、平滑コンデンサ４３、インバータ回路４４、制御器４６、電流検出回路４７、直流電圧検出回路４８を備えている。整流回路４２は、交流電源４１に接続され、交流電源４１からの交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ４３は、整流回路４２の直流出力端子に接続され、整流回路４２の出力である直流電圧を平滑する。インバータ回路４４は、制御器４６から入力されたＰＷＭ信号に従って、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳなどの半導体スイッチング素子をオン・オフ動作させ、平滑コンデンサ４３の出力である直流電圧を交流電圧に変換して出力し、モータ４５の回転数を制御する。なお、交流電源４１に代え、蓄電池などの直流電源から給電する場合は、整流回路４２を省略し、直流電源の出力をそのままインバータ回路４４に入力する構成としても良い。
【００６１】
また、電流検出回路４７は、平滑コンデンサ４３とインバータ回路４４の間に設けられたシャント抵抗により、インバータ回路４４の直流電流（母線電流）を検出する。直流電圧検出回路４８は、平滑コンデンサ４３の両端の直流電圧を検出する。制御器４６は、各検出回路の出力に基づいてインバータ回路４４を制御するＰＷＭ信号を生成する。なお、制御器４６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
【００６２】
図１３は、モータ４５に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路４４を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御器４６の機能ブロック図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及び演算プログラムにより実現される。ここに示すように、制御器４６は、ｄｑベクトル制御により、モータ４５に印加する電圧指令信号（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を演算し、インバータ回路４４の制御信号であるＰＷＭ信号を生成するものであり、図１３に示すように、速度制御器５０と、ｄ軸電流指令発生器５１と、電圧制御器５２と、２軸／３相変換器５３と、速度＆位相推定器５４と、３相／２軸変換器５５と、電流再現演算器５６と、高調波抑制器５７と、ＰＷＭ制御器５８とを備える。
【００６３】
これらのうち、電流再現演算器５６は、電流検出回路４７が出力する母線電流信号Ｉｓｈと、２軸／３相変換器５３が出力する３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いて、インバータ回路４４の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。なお、図１３では、コスト低減のために、母線電流信号Ｉｓｈから３相電流を再現する方式を採用しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路４４の出力である交流電流を検出しても良く、この場合は、その電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換器５５に入力すれば良い。
【００６４】
図１４は、本実施例のモータ駆動装置１０２の制御軸と、モータ回転軸を示す図である。同図において、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転軸であり、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。このとき、３相／２軸変換器５５は、電流再現演算器５６で再現された３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度＆位相推定器５４により推定された位相情報θｄｃとを用い、式６と式７に基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを演算する。
【００６５】
【数６】
2018109859.tif 000008
【００６６】
【数７】
2018109859.tif 000009
【００６７】
速度制御器５０は、外部からの速度指令値ω＊とモータ回転速度推定値ω１の偏差に従って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。また、ｄ軸電流指令発生器５１は、モータ電流を最小化するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。
【００６８】
電圧制御器５２では、上述したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω１＊、および、予め登録された、巻き線抵抗ｒやｄ−ｑ軸インダクタンスＬｄとＬｑ等のモータ定数を用いて、モータ４５の制御に用いるｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃと、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃを演算する。電圧制御器５２での電圧制御は周知のものであるため、詳細な説明を省略する。
【００６９】
続いて、モータ位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法について、詳細に説明する。
【００７０】
図１５は、図１３の速度＆位相推定器５４の詳細な機能ブロック図である。この速度＆位相推定器５４は、モータ回転子位置センサレス制御法により、回転子位置と回転速度とを推定するものであり、具体的には、モータ軸（ｄ−ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との軸誤差Δθｃを演算する軸誤差演算器６１と、モータ回転速度推定値ω１を推定する速度推定器６２と、制御系の位相情報θｄｃを演算する位相演算器６３とを備えるとともに、軸誤差Δθｃを指令値「０」に保持している。
【００７１】
軸誤差演算器６１は、上述した、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑｃ軸指令電圧値Ｖｑｃ、ｄｃ軸電流値Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流値Ｉｑｃ、モータ定数６４、および、後述する、モータ回転速度推定値ω１から、以下の式８を用いて、軸誤差Δθｃを演算する。
【００７２】
【数８】
2018109859.tif 000010
【００７３】
速度推定器６２は、軸誤差演算器６１が出力する軸誤差Δθｃを、所謂、ＰＩ制御器４を用いて処理し、モータ回転速度推定値ω１を出力するものである。ここで、ＰＩ制御器４は、軸誤差演算器６１で推定される軸誤差ΔθｃをなくすようにＰＬＬ（Phase-Locked Loop）制御するものである。また、位相演算器６３では、モータ回転速度の推定値ω１を積分して、制御系の位相情報θｄｃを演算し、出力する。
【００７４】
以上で説明した速度＆位相推定器５４を用いることによって、モータ回転速度推定値ω１と位相情報θｄｃが得られるので、モータ４５の回転子位置センサを省略することができ、システム全体としてのコスト低減が可能である。もちろん、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の速度と位置情報を検出しても良い。
【００７５】
また、図１３の高調波抑制器５７は、モータ電流の高調波成分を抑制するためのものである。この高調波抑制器５７は、実施例２の図１１に示す高調波抑制器３５と同じく、Ｓ制御器５とＬＰＦ６を内蔵する構成であり、その詳細な説明は省略するが、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃの特定周波数の交流成分を抑制するためのものであり、複数のＳ制御器５を並列にして構成される。各Ｓ制御器５の中心周波数は、モータ回転数やインバータ周波数ｆ１及びインバータの特性に従って調整する。例えば、３相交流モータの場合、インバータ周波数の５次と７次成分がモータ電流ひずみの主要成分であるため、３相／２軸変換器５５により変換されたｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃには、インバータ周波数の６次成分が現れる。故に、高調波抑制器５７には、インバータ周波数の６次に対応する周波数（ω０＝２π×ｆ１×６）のＳ制御器５を設ければ、モータ電流の５次と７次成分を抑制できる。勿論、電流ひずみの改善効果を更に向上するためには、１１次以上の周波数成分に対して、同様にＳ制御器５を追加すれば良い。また、平滑コンデンサ４３の直流電圧リップルに起因する電流歪み成分を抑制したい場合、直流電圧リップルの周波数に対応するＳ制御器５を追加すれば良い。
【００７６】
そして、図１３で示したように、電圧制御器５２の出力である電圧指令値（Ｖｄｃ、Ｖｑｃ）を、高調波抑制器５７の出力である補正量（Ｖｄｈ、Ｖｑｈ）で補正することで、モータ電圧指令（Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊）を算出することができる。
【００７７】
ここで、高調波抑制器５７の出力（Ｖｄｈ、Ｖｑｈ）が主に高調波（交流）成分なので、電圧制御器５２の出力（ＶｄｃとＶｑｃ）の交流成分が少なくなる。その結果、式８により算出された軸誤差Δθｃのリップルが低減され、モータ制御系の安定性を向上できる。すなわち、高調波抑制器５７の出力と電圧制御器５２の出力との加算の前に、電圧制御器５２の出力に対して軸誤差演算を行うことでモータ制御系の安定性を向上できる。
【００７８】
このモータ電圧指令（Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊）と、速度＆位相推定器５４からの位相情報θｄｃを用いて、下記の式９及び式１０に基づいて、３相指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を算出する。
【００７９】
【数９】
2018109859.tif 000011
【００８０】
【数１０】
2018109859.tif 000012
【００８１】
最後に、ＰＷＭ制御器５８は、２軸／３相変換器５３からの３相指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、直流電圧検出回路４８からの直流電圧信号Ｅｄｃを用いて、ＰＷＭ制御器５８で変調率を算出し、インバータ回路４４のＰＷＭ信号を作成する。インバータ回路４４の半導体スイッチング素子は、ＰＷＭ信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
【００８２】
以上で説明したように、本実施例によれば、インバータ回路の電流制御系に、指定の周波数成分に対して大きなゲインを持つ伝達関数とＬＰＦを利用する制御手段を追加して、特定の高次成分に対して指令電圧を補正することにより、追加回路が不要としながら、電流歪みを抑制するとともに、ＬＰＦ処理後の指令信号を制御に用いることで、指令信号の急変時にモータの出力に現れる、ＰＩ制御器とＳ制御器の干渉現象を抑制したモータ駆動装置を提供することができる。
【実施例４】
【００８３】
本実施例は、冷凍機器について説明する。
【００８４】
図１６は、本発明の実施例４における空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図を示す。冷凍機器２００は、空気温度を調和する装置であり、室内機２００Ａと室外機２００Ｂとが冷媒配管２０６により接続されて構成される。ここで室外機２００Ｂは冷媒と空気の熱交換を行う熱交換器２０２と、この熱交換器２０２に空気を送風するファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５を備える。
【００８５】
また、圧縮機２０５は内部に永久磁石同期モータを備えた圧縮機用モータ２０８を有し、モータ駆動装置２０７により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機が駆動される。モータ駆動装置２０７は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。
【００８６】
圧縮機２０５は詳細な図示構造はないが、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部を備えており、この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。
【００８７】
このモータ駆動装置２０７として実施例３のモータ駆動装置１０２を使用することにより、モータ電流のひずみを抑制し、高い制御性能を確保できる。また、モータ電流ひずみの抑制により、より安定駆動ができるので、冷凍機器として、製品の振動や騒音の低減ができる。
【００８８】
以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。
【符号の説明】
【００８９】
１００：制御装置、
１０１：電力変換装置、
１０２：モータ駆動装置、
１：制御器、
２：制御対象、
３：検出手段、
４：ＰＩ制御器、
５：Ｓ制御器、
６：ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、
７ａ：Ｓ制御器のゲイン特性、
７ｂ：Ｓ制御器の位相特性、
８：検出信号、
９：周期外乱波形、
１０：Ｓ制御器出力波形、
１１：指令信号、
１２：Ｓ制御器入力波形、
２０：直流負荷／直流電源、
２１：交流電源、
２２：ノイズフィルタ、
２３：リアクトル、
２４：インバータ回路、
２５：平滑コンデンサ、
２６：電圧検出回路、
２７：分圧抵抗、
２８：制御器、
２９：電流検出回路、
３１：電源位相演算器、
３２：電圧制御器、
３３：３相／２軸変換器、
３４：２軸／３相変換器、
３５：高調波抑制器、
３６：ＰＷＭ制御器、
３７：乗算器、
３８：ｄ軸高調波抑制器、
３９：ｑ軸高調波抑制器、
４１：交流電源、
４２：整流回路、
４３：平滑コンデンサ、
４４：インバータ回路、
４５：モータ、
４６：制御器、
４７：電流検出回路、
４８：直流電圧検出回路、
５０：速度制御器、
５１：ｄ軸電流指令発生器、
５２：電圧制御器、
５３：２軸／３相変換器、
５４：速度＆位相推定器、
５５：３相／２軸変換器、
５６：電流再現演算器、
５７：高調波抑制器、
５８：ＰＷＭ制御器、
６１：軸誤差演算器、
６２：速度推定器、
６３：位相演算器、
６４：モータ定数、
２００：冷凍機器、
２００Ａ：室内機、
２００Ｂ：室外機、
２０１、２０２：熱交換器、
２０３、２０４：ファン、
２０５：圧縮機、
２０６：冷媒配管、
２０７：モータ駆動装置、
２０８：圧縮機用モータ
【図１】
2018109859.tif 000016
【図２】
2018109859.tif 000017
【図３】
2018109859.tif 000018
【図４】
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【図５】
2018109859.tif 000020
【図６】
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【図７】
2018109859.tif 000022
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2018109859.tif 000026
【図１２】
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【図１３】
2018109859.tif 000028
【図１４】
2018109859.tif 000029
【図１５】
2018109859.tif 000030
【図１６】
2018109859.tif 000031