(57)【要約】【課題】回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことのできる非常用点灯装置を提供する。【解決手段】非常灯点灯装置１０は、全波整流回路１２と、充電回路１３と、電圧変換回路２２と、リレー２４と、制御電源回路１６と、制御回路１８とを備える。充電回路１３は、フライバックコンバータ回路１４と、電流生成回路２０とを備える。フライバックコンバータ回路１４は、一次巻線Ｔ１および二次巻線Ｔ２を有するトランスＴＲと、二次巻線Ｔ２に並列接続する出力平滑コンデンサＣ３とを備える。電流生成回路２０は、シャントレギュレータ２０１とトランジスタＱ１による定電流回路からなり、充電電流ＩＯを生成可能である。電圧Ｖ１の脈動の下限値ＶＲＢとバッテリ電圧ＶＢＡＴとの差ＶＸが１．８５Ｖ以上の場合には、最大の充電電流ＩＯでバッテリ６０が充電される。差ＶＸが１．８５Ｖ未満の場合には、最大値よりも低い充電電流ＩＯでバッテリ６０が充電される。【選択図】図２
2018126060.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の出力電力を用いて前記バッテリを充電する充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯回路と、
を備える非常用点灯装置。
【請求項２】
力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の出力電力を用いて前記バッテリを充電し、前記フライバックコンバータ回路の出力電圧の値に応じて充電電流を変動させるように構築された充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯回路と、
を備える非常用点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非常用点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、特許第３４６５４０６号公報に開示されているように、非常時に電源として用いるべきバッテリを充電するためのスイッチングコンバータ回路を備えた非常灯点灯装置が知られている。この公報にかかるスイッチングコンバータ回路では、トランスの一次巻線にスイッチング素子が接続され、トランスの二次巻線に発生する出力電圧にスイッチングによる脈動が含まれる。トランスの二次巻線には、出力平滑コンデンサが接続されている。二次巻線に発生する電圧は、その脈動が出力平滑コンデンサで抑制されたうえで定電流回路に供給される。この電圧から定電流回路が充電電流を生成し、バッテリが充電される仕組みになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３４６５４０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来の非常用点灯装置では、バッテリ充電時に高調波対策が考慮されていないという問題があった。
【０００５】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことのできる非常用点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明にかかる非常用点灯装置は、
力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の出力電力を用いて前記バッテリを充電する充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯回路と、
を備える。
【０００７】
本発明にかかる他の非常用点灯装置は、
力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の出力電力を用いて前記バッテリを充電し、前記フライバックコンバータ回路の出力電圧の値に応じて充電電流を変動させるように構築された充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯回路と、
を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路を用いて生成した電圧を利用して、充電回路がバッテリを充電するので、回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態にかかる充電回路および非常灯点灯装置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかる充電回路を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と充電電流の関係を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態にかかる充電回路の動作を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態にかかる充電回路の動作を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１は、本発明の実施の形態にかかる充電回路１３および非常灯点灯装置１０を示す図である。充電回路１３は、非常灯点灯装置１０の内部に含まれている。図１には、非常灯点灯装置１０を含む照明装置３も図示されている。照明装置３は、ランプ８と、点検スイッチ２と、常用点灯装置６と、非常灯点灯装置１０と、バッテリ６０とを備える。ランプ８は、蛍光灯、ハロゲン、あるいは白熱電球などのランプである。点検スイッチ２は、常用電源（すなわち商用交流電源１）と接続する。常用点灯装置６は、点検スイッチ２と接続している。常用点灯装置６は、商用交流電源１からの電力を変換するコンバータ回路を含み、コンバータ回路でランプ８を点灯させる公知の点灯装置を用いることができる。非常灯点灯装置１０は、非常時に常用点灯装置６に代えてランプ８を点灯させる。
【００１１】
非常灯点灯装置１０は、全波整流回路１２と、充電回路１３と、電圧変換回路２２と、リレー２４と、制御電源回路１６と、制御回路１８とを備える。全波整流回路１２は、交流電力を整流して直流電圧を生成する。充電回路１３は、直流電圧を用いてバッテリ６０を充電する。電圧変換回路２２は、バッテリ６０の電圧を変換する絶縁型の昇圧コンバータ回路等であり、非常時にバッテリ６０の電圧からランプ８を点灯させるための電力を生成する。リレー２４は、出力端子と、常用点灯装置６と接続するための第１入力端子と、電圧変換回路２２の出力電圧が供給される第２入力端子とを備えている。リレー２４は、出力端子に対して第１入力端子と第２入力端子を選択的に接続可能である。制御電源回路１６は、充電回路１３から制御用電力を取得するとともに、リレー２４を制御する。制御回路１８は、バッテリ６０の充電中に電圧変換回路２２にオフ信号を送り、非常時にこのオフ信号を解除する。
【００１２】
図２は、本発明の実施の形態にかかる充電回路１３を示す図である。充電回路１３は、フライバックコンバータ回路１４と、電流生成回路２０とを備える。フライバックコンバータ回路１４は、一次巻線Ｔ１と二次巻線Ｔ２とを有するトランスＴＲと、二次巻線Ｔ２に並列接続する出力平滑コンデンサＣ３とを備える。一次巻線Ｔ１には、直流電圧が入力される。二次巻線Ｔ２はダイオードＤ１に接続し、二次巻線Ｔ２に発生する脈動電圧が出力平滑コンデンサＣ３で平滑される。
【００１３】
フライバックコンバータ回路１４は、さらに、制御ＩＣ５０、ダイオードＤ１、Ｄ４、コンデンサＣ１、Ｃ４、Ｃ５、抵抗Ｒ３、フォトトランジスタＰＣ１１およびフォトダイオードＰＣ１２からなるフォトカプラ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、および定電圧制御部５２を備えている。制御ＩＣ５０は、ＭＯＳＦＥＴ、およびこのＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する制御回路部を内蔵している。制御ＩＣ５０の制御回路部は、ＰＦＣ機能を有する公知の力率改善回路を含む。電圧Ｖ１をフォトカプラを介して制御ＩＣ５０の制御回路部にフィードバックして一定電圧に制御している。ＰＦＣ動作を行うと、商用周波数のリプルが必ず発生してしまう。
【００１４】
電流生成回路２０は、出力平滑コンデンサＣ３と接続し、出力平滑コンデンサＣ３の電圧からバッテリ６０を充電する充電電流ＩＯを生成可能である。バッテリ６０の電圧値を、以下「バッテリ電圧ＶＢＡＴ」とも称す。バッテリ電圧ＶＢＡＴと出力平滑コンデンサＣ３から伝わる脈動電圧Ｖ１の下限値ＶＲＢとの差を、以下「差ＶＸ」とも称す。
【００１５】
電流生成回路２０は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３と、シャントレギュレータ２０１と、を含む。トランジスタＱ１は、出力平滑コンデンサＣ３の電圧が印加される第１端子、バッテリ６０に供給する電流を出力する第２端子、および第１端子と第２端子との導通を制御する制御端子を備える。本実施形態ではトランジスタＱ１がバイポーラトランジスタであり、第１端子がコレクタであり、第２端子がエミッタであり、制御端子がベースである。抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路の一端に電圧Ｖ１が供給され、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路の他端がトランジスタＱ１のベースに接続される。抵抗Ｒ１３は、トランジスタＱ１のコレクタおよびエミッタに対して並列接続されている。抵抗Ｒ１２には、シャントレギュレータ２０１のリファレンス電圧が常に印加されるので定電流動作となる。定電流となるようにトランジスタＱ１のコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥが変化して制御されている。トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１３には電圧Ｖ１−（ＶＢＡＴ＋リファレンス電圧）が常に印加される。シャントレギュレータ２０１のアノードはバッテリ６０と抵抗Ｒ１２の接続点に接続している。シャントレギュレータ２０１のリファレンス端子はトランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１２の接続点に接続している。このリファレンス端子に、トランジスタＱ１のエミッタ電流と抵抗Ｒ１３に流れる電流に応じた電圧が入力される。シャントレギュレータ２０１のカソードは抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の接続点に接続しており、このカソードの電圧に応じてトランジスタＱ１のベース電流が変化する。
【００１６】
脈動（リプル）が含まれた電圧Ｖ１を、便宜上、「脈動電圧Ｖ１」とも称する。後述する図５および図６には、脈動電圧Ｖ１の波形が記載されている。脈動電圧Ｖ１の下限値を以下「ＶＲＢ」とも称し、脈動電圧Ｖ１の上限値を以下「ＶＲＴ」とも称し、ＶＲＢおよびＶＲＴを図５および図６に示す。下記の式（１）に示すように、下限値ＶＲＢとバッテリ電圧ＶＢＡＴとの差を「ＶＸ」と記載する。フライバックコンバータ回路１４の出力電圧が一定に制御されることで、下限値ＶＲＢは一定値であるものとする。
ＶＲＢ−ＶＢＡＴ＝ＶＸ          ・・・（１）
【００１７】
シャントレギュレータ２０１の内部基準電圧Ｖｒｅｆは、例えば１．２５Ｖである。トランジスタＱ１のオンに必要な順方向電圧Ｖｂｅは、例えばＶｂｅ＝０．６Ｖである。実施の形態においては、下記式（２）の関係が成立していれば、トランジスタＱ１がオンとなることで、電流生成回路２０が充電電流ＩＯとして定電流を出力する。
ＶＸ≧Ｖｒｅｆ＋Ｖｂｅ        ・・・（２）
ただし、下記の式（３）に示すとおり、ＶｒｅｆとＶｂｅの合計は１．８５Ｖである。
Ｖｒｅｆ＋Ｖｂｅ＝１．２５（Ｖ）＋０．６（Ｖ）＝１．８５（Ｖ）        ・・・（３）
【００１８】
一方、下記式（４）の関係が成立すると、トランジスタＱ１のコレクタ電流が絞られることで充電電流ＩＯが絞られる。
ＶＸ＜１．８５（Ｖ）        ・・・（４）
ＶＲＢは脈動電圧Ｖ１の下限値ＶＲＢであるから、脈動電圧Ｖ１はその脈動に応じて周期的にＶＲＢより高くなり、脈動電圧Ｖ１の上限値ＶＲＴと下限値ＶＲＢとの間を往復する。Ｖｘが電圧Ｖ１の脈動に応じて１．８５Ｖを上回ることで、トランジスタＱ１がオンされ、少量の電流を流すことができる。
【００１９】
以上説明したように、本実施の形態では、フライバックコンバータ回路１４の原理上必ず発生してしまう出力電圧（つまり電圧Ｖ１）の脈動を利用する。電圧Ｖ１の脈動の下限値ＶＲＢとバッテリ電圧ＶＢＡＴとの差ＶＸが１．８５Ｖ以上の場合には、大きい充電電流ＩＯでバッテリ６０が充電される。差ＶＸが１．８５Ｖ未満の場合には、小さい充電電流ＩＯでバッテリ６０が充電される。
【００２０】
図３は、充電回路１３におけるバッテリ電圧ＶＢＡＴと充電電流の関係を示すグラフである。図４は、充電回路１３におけるバッテリ電圧ＶＢＡＴと消費電力の関係を示すグラフである。図５および図６は、充電回路１３の動作を示す図である。一例として、電圧Ｖ１を１０Ｖ程度とし、充電電流ＩＯの最大値を１２３ｍＡとし、６セルのバッテリ６０を充電するものとする。
【００２１】
図３に示すように、バッテリ電圧ＶＢＡＴが５Ｖから約７．５Ｖまでの範囲では、充電電流ＩＯは１２３ｍＡを維持し、電流生成回路２０は定電流回路として働いている。このときの様子を図５に示している。バッテリ電圧ＶＢＡＴが５Ｖのときには差ＶＸが約４．３Ｖである。差ＶＸが１．８５Ｖより十分に大きく確保されているので、トランジスタＱ１をオンして１２３ｍＡの充電電流ＩＯを流せる。電圧Ｖ１の脈動の下限値ＶＲＢとバッテリ電圧ＶＢＡＴとの差ＶＸが１．８５Ｖ程度あるので、充電電流ＩＯは１２３ｍＡを維持し、消費電力も２．３Ｗと変化がない。なお、図３に示すように、バッテリ電圧ＶＢＡＴが高くなるほど、差ＶＸは比例的に小さくなっていく。
【００２２】
図３に示すように、バッテリ電圧ＶＢＡＴが約７．５Ｖに達すると、充電電流ＩＯはバッテリ電圧ＶＢＡＴが高いほど低くなるようにほぼ比例的に減少する。具体的には、バッテリ電圧ＶＢＡＴが８Ｖ程度に上昇すると差ＶＸが１．８５Ｖ未満となり、トランジスタＱ１がオンするためのベース−エミッタ電圧Ｖｂｅの大きさ０．６Ｖを維持できないので、充電電流ＩＯが減少する。この様子を図６に示している。バッテリ電圧ＶＢＡＴが８Ｖまで上昇することで差ＶＸが１．８５Ｖ未満となっている。
【００２３】
図４に示すように、消費電力は、おおよそ満充電状態であるバッテリ電圧ＶＢＡＴが９Ｖ程度であるときに１．９Ｗとなる。本実施形態によれば、バッテリ電圧ＶＢＡＴにかかわらず充電電流ＩＯを１２３ｍＡに維持し続けた場合と比較して、消費電力が約１７％低減される。
【００２４】
以上説明したように、本実施の形態にかかる充電回路１３によれば、電圧Ｖ１の脈動（リップル）を出力平滑コンデンサＣ３の後段に積極的に伝え、この脈動を活用してバッテリ６０が満充電に近づいたときに充電電流ＩＯを絞りつつ流すことができる。出力平滑コンデンサＣ３は電圧Ｖ１の脈動を抑制しない小容量の電解コンデンサでよいので、小型かつ省実装面積で済む。これにより、充電時の電力消費量を抑制できるとともに、出力平滑コンデンサＣ３が小型で済むという利点もある。
【００２５】
また、電流生成回路２０は、差ＶＸが予め定めた１．８５Ｖ以上である場合には最大の充電電流ＩＯを出力するので、速やかに充電を行うことが出来る。特に本実施の形態では、電流生成回路２０は、差ＶＸが１．８５Ｖ以上である場合には定電流回路として働き、充電電流ＩＯとして定電流を生成する。一方、電流生成回路２０は、差ＶＸが１．８５Ｖを下回った場合には充電電流ＩＯを低減する。特に本実施の形態では、電流生成回路２０は、差ＶＸが１．８５Ｖを下回った場合には、バッテリ６０の電圧が高くなるほど充電電流の大きさを低減するので、さらに効果的に消費電力を抑制できる。
【００２６】
なお、本実施の形態では、Ｖｒｅｆ＋Ｖｂｅ＝１．８５Ｖが、本発明にかかる「予め定めた所定値」に相当している。この１．８５Ｖという数値は本実施の形態にかかる回路構成においてＶｒｅｆ＝１．２５ＶかつＶｂｅ＝０．６Ｖという条件のもとでの数値であり、本発明がこれに限定されるものではない。また、「予め定めた所定値」をＶｒｅｆ＋Ｖｂｅとしているが、実際に設計する際には、他にコレクタエミッタ間電圧のマージンが必要となるため、０．１Ｖ以上高くして設定することが好ましい。
【００２７】
電圧Ｖ１の脈動の下限値ＶＲＢは、バッテリ６０の充電量が「予め定めた満充電未満の所定充電量」以上となったときに差ＶＸが１．８５Ｖを下回るように設定する。例えば、この所定充電量は、バッテリ６０の満充電の５０％以上かつ１００％未満の範囲内のいずれかの量に定めても良く、具体的には、５０％、５１％、５２％、・・・６０％、・・・６５％、・・・７０％、・・・７５％、・・・８０％、・・・８５％、あるいは９０％に定めても良い。例えば図３においては、満充電時のバッテリ電圧ＶＢＡＴを９Ｖとした場合にはバッテリ電圧ＶＢＡＴが７．５Ｖのときに差ＶＸが１．８５Ｖを下回る。この場合には、バッテリ電圧ＶＢＡＴが９Ｖのときを充電量１００％とすると、単純計算ではバッテリ電圧ＶＢＡＴが７．５Ｖのときの充電量は約７３％である。つまり、約７３％の充電量で差ＶＸが１．８５Ｖを下回り、充電電流ＩＯを絞り始めるという動作が実現している。なおここで述べたバッテリ６０の充電量の算出方式は便宜上例示したものであり本発明を限定するものではない。バッテリ電圧ＶＢＡＴとバッテリ６０の充電量との間の相関があるので、充電量が何十％のときに充電電流ＩＯを絞り始めるかを任意に定めればよい。ただし、本実施の形態は、バッテリ６０の満充電近くでの無駄な充電電流ＩＯを減らして消費電力を抑制することを念頭においている。よって、満充電近くのある程度高いバッテリ電圧ＶＢＡＴで充電電流ＩＯを絞り始めることが好ましい。
【００２８】
下限値ＶＲＢの調整は、フライバックコンバータ回路１４の出力電圧の設定と、出力平滑コンデンサＣ３の容量値とで行うことができる。フライバックコンバータ回路１４の出力電圧を大きくすれば下限値ＶＲＢも高くなる。出力平滑コンデンサＣ３の容量が大きいほど、出力電圧Ｖ１がより平滑されるので下限値ＶＲＢは高くなる。なお、本実施の形態ではＮＰＮトランジスタおよびシャントレギュレータで構成した定電流回路を、電流生成回路２０に用いている。しかしながら、本発明はこれに限られるものではなく、ＰＮＰトランジスタおよび他の定電圧素子を用いて構成した定電流回路を電流生成回路２０に用いてもよい。
【符号の説明】
【００２９】
１  商用交流電源、２  点検スイッチ、３  照明装置、６  常用点灯装置、８  ランプ、１０  非常灯点灯装置、１２  全波整流回路、１３  充電回路、１４  フライバックコンバータ回路、１６  制御電源回路、１８  制御回路、２０  電流生成回路、２２  電圧変換回路、２４  リレー、５０  制御ＩＣ、５２  定電圧制御部、６０  バッテリ、２０１  シャントレギュレータ、Ｃ１  コンデンサ、Ｃ３  出力平滑コンデンサ、Ｄ１、Ｄ４  ダイオード、ＩＯ  充電電流、ＰＣ１１  フォトトランジスタ、ＰＣ１２  フォトダイオード、Ｑ１  トランジスタ、Ｒ１、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ２、Ｒ３  抵抗、Ｔ１  一次巻線、Ｔ２  二次巻線、Ｔ３  補助巻線、ＴＲ  トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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