(57)【要約】【課題】高周波特性に優れた、波形品質の良い光変調器を提供する。【解決手段】１対の差動電気信号が印加される２本のＲＦ電極と、前記２本のＲＦ電極が接続される２つの第１導電型半導体層と、前記２つの第１導電型半導体層の間に形成され固定電位に接続された第２導電型半導体層と、前記第１および第２導電型半導体層のｐｎ接合境界に形成された２本の光導波路とを備える光変調器であって、  前記ＲＦ電極に沿って離隔して配置され、前記ＲＦ電極と容量的に結合する複数の導電性領域をさらに備えることを特徴とする、光変調器とした。【選択図】図６
2018128506.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１対の差動電気信号が印加される２本のＲＦ電極と、前記２本のＲＦ電極が接続される２つの第１導電型半導体層と、前記２つの第１導電型半導体層の間に形成され固定電位に接続された第２導電型半導体層と、前記第１および第２導電型半導体層のｐｎ接合境界に形成された２本の光導波路とを備える光変調器であって、
前記ＲＦ電極に沿って離隔して配置され、前記ＲＦ電極と容量的に結合する複数の導電性領域をさらに備えることを特徴とする、光変調器。
【請求項２】
請求項１に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域は、前記ＲＦ電極の下層もしくは上層に形成され、
前記複数の導電性領域の少なくとも１つ以上が、ＲＦ電極が上層もしくは下層に配置される領域と、ＲＦ電極が上層もしくは下層に配置されない領域とを併せ持つ導電性領域であることを特徴とする、光変調器。
【請求項３】
請求項１または２に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域は、前記２本のＲＦ電極と多層になる部分を含めて前記２本のＲＦ電極に挟まれる領域に形成されることを特徴とする光変調器。
【請求項４】
請求項１または２に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域は、前記２本のＲＦ電極に挟まれる領域の外に向かって形成されることを特徴とする光変調器。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域が、ＲＦ電極に対して垂直方向に伸びる、複数の細長い電極であることを特徴とする光変調器。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域が、それぞれ電気的に独立で、浮遊していることを特徴とする、光変調器。
【請求項７】
請求項１から５のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域のうち少なくとも一部が、特定の電位に接続されていることを特徴とする、光変調器。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域の配置間隔と、高周波信号伝搬方向の長さがそれぞれ、高周波信号動作波長の１／２以下であることを特徴とする、光変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信システムや光情報処理システムにおいて用いられる光変調器に関し、特に高速電気信号で光変調動作をさせる際の周波数特性に優れた光変調器を提供するための構造に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ，ＭＺ）型光変調器は、入射した光を２つの光導波路に１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝搬させ位相変調した後に合波して出力させる基本構造を持つ。分岐された２つの光導波路にそれぞれ設けられた位相変調部に印加される変調電気信号により、２つの光の位相を相対的に変化させることで合波されるときの光の干渉条件を変え、出力光の強度や位相を変調することができる。
【０００３】
光導波路を構成する材料としてはＬｉＮｂＯ3等の誘電体、ＩｎＰ，ＧａＡｓ，Ｓｉ等の半導体が用いられ、これらの光導波路近傍に配置された電極に変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することで、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。光の位相を変化させる原理としては、ＬｉＮｂＯ3はポッケルス効果、ＩｎＰ，ＧａＡｓはポッケルス効果や量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ  Ｃｏｎｆｉｎｅｄ  Ｓｔａｒｋ  Ｅｆｆｅｃｔ：  ＱＣＳＥ）が主に用いられ、Ｓｉではキャリアプラズマ効果が主に用いられる。
【０００４】
高速で低消費電力な光通信を行うためには、変調速度が速く、駆動電圧の低い光変調器が必要となる。１０Ｇｂｐｓ以上の高速で、数ボルトの電圧振幅での光変調を行うためには、高速の変調電気信号と光導波路を伝搬する光の速度を整合させ、伝搬させながら相互作用を行うようにする進行波電極が必要となる。進行波電極で電極の長さを数ミリメートルから数十ミリメートルにした光変調器が実用化されている。（例えば非特許文献１）
【０００５】
進行波電極の光変調器では、電極を伝搬する電気信号や導波路を伝搬する光の強度を落とさずに相互作用させることができるよう、低損失で反射の少ない電極構造および光導波路構造が求められる。
【０００６】
また、ＭＺ型光変調器には、光導波路をＳｉにより構成したＳｉ光変調器がある。Ｓｉ光変調器はＳｉ基板の表面を熱酸化した酸化膜（ＢＯＸ）層上にＳｉの薄膜を張り付けたＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  ｏｎ  Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板から構成され、ＳＯＩ層を光が導波できるようＳｉ薄膜を細線に加工した後、ｐ型・ｎ型の半導体となるようドーパントを注入し、光のクラッド層となるＳｉＯ2の堆積、電極の形成等を行い作製する。このとき、光の導波路は光損失が小さくなるように設計・加工する必要があり、ｐ型・ｎ型のドーピング、及び電極の作製は光の損失発生を小さく抑えるとともに、高速電気信号の反射や損失を小さく抑えるように設計・加工する必要がある。
【０００７】
（光導波路の断面構造）
図１に、従来のＳｉ光変調器の基本となる光導波路の断面構造図を示す。図１では、光は紙面垂直方向に伝搬するものとしている。このＳｉ光変調器の光導波路は、上下のＳｉＯ2クラッド層１，３に挟まれたＳｉ層２で構成され、図１中央の光を閉じ込めるためのＳｉ細線は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる断面構造を取っている。
【０００８】
図１のＳｉ層２の中央の、厚いＳｉ層２０１の部分をコアとして、周囲のＳｉＯ2クラッド層１，３との屈折率差を利用して紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路７を構成する。
【０００９】
光変調機能を実現するため、光導波路７の両側のスラブ領域２０２には高濃度ｐ型半導体層２１１、高濃度ｎ型半導体層２１４が設けられ、更に光導波路７のコア中央部には中濃度ｐ型半導体層２１２、中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造が形成されて、図１の左右両端より変調電気信号とバイアスが印加されている。中濃度ｐ型半導体層２１２、中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造は、間にドーピングされていないｉ型（真性）半導体を挟んだｐｉｎ構造としても良い。
【００１０】
図１に図示は無いが、両端の高濃度半導体層２１１、２１４に接続する金属電極を設け、金属電極よりｐｎ接合部に、ＲＦ（高周波）の変調電気信号とともに逆バイアス電界（図１では右から左）を印加することにより光導波路コア２０１内部のキャリア密度を変化させ（キャリアプラズマ効果）、光導波路の屈折率を変えることで、光の位相を変調することができる。
【００１１】
導波路寸法はコア／クラッドとなる材料の屈折率に依存するため、一意には決定できないが、図１のような光導波路コア部分２０１と両側のスラブ領域２０２を備えるリブ型シリコン導波路構造とした場合の一例を挙げると、導波路コア幅４００〜６００（ｎｍ）×高さ１５０〜３００（ｎｍ）×スラブ厚５０〜２００（ｎｍ）×長さ数（ｍｍ）程度になる。
【００１２】
（シングル電極構造のＭＺ型Ｓｉ光変調器）
図２に、従来のシングル電極と呼ばれる構造のＭＺ型変調器を構成するＳｉ光変調器の平面図を、図３に、図２のＡ−Ａ’断面構造図を示す。（例えば非特許文献３参照）
【００１３】
図２の平面図では、左側からの光入力が２本の光導波路７ａ、７ｂに分岐され、進行波電極として平行配置された上下２本のＲＦ電極５ａ、５ｂと中央のＤＣ電極６の間を通り、ＲＦ電極５ａ、５ｂに一対の差動信号として印加される変調電気信号（ＲＦ信号、差動電気信号）により位相変調される。その後、位相変調された２つの光信号は合波して干渉結合され、右端より光出力されてシングル電極構造のＭＺ型Ｓｉ光変調器を構成している。
【００１４】
図３の断面構造図（図２のＡ−Ａ’部分に対応）では、Ｓｉ層２は、図１と同様の断面構造を持つ光導波路を左右対称に２つ並べた基本構造をしており、両側に１対の差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を入力するための２本の高周波線路（ＲＦ電極５ａ、５ｂ）と、その間に共通のバイアス電圧を印加するためのＤＣ電極６が設けられている。
【００１５】
２本のＲＦ電極５ａ、５ｂの間には、ＤＣ電極６を挟んで２つの光導波路７ａ、７ｂが設けられており、前記光導波路７ａ、７ｂ内にｐｎ接合構造が左右対称に形成されている。ＲＦ電極５ａ、５ｂは、それぞれＳｉ層２の高濃度ｐ型半導体層２１１に、１または複数のビア（接続電極）を介して接続している。以下同様であるが、図２の平面図では簡便のため、ビア（接続電極）は表示していない。
【００１６】
同様にＤＣ電極６は中央の高濃度ｎ型半導体層２１４に接続しており、ＤＣ電極６にＲＦ電極５ａ、５ｂに対してプラスの電圧を印加することで、左右２つの光導波路７ａ、７ｂのｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。
【００１７】
このようなシングル電極構造のＳｉ光変調器では、ＲＦ電極５ａ、５ｂとＤＣ電極６の間がｐｎ接合の逆バイアスにより電気的に独立しており、ＲＦ電極への積極的なバイアス電圧印加が必要ではなくなる。このため、ＲＦ電極にバイアス電圧を重畳して印加させるためのバイアスティや、ドライバＩＣとＲＦ電極との間に設置するＤＣブロックのためのコンデンサなどが不要になるなど、構成が簡単にできるというメリットを持つ。
【００１８】
なおここでは、ＲＦ電極５ａ、５ｂがｐ型半導体層に、ＤＣ電極６はｎ型半導体層に接続する例で説明をしたが、半導体層の導電型を入れ替えてＲＦ電極がｎ型半導体層に、ＤＣ電極がｐ型半導体層に接続していても良い。
【００１９】
このときＤＣ電極６に印加するバイアス電圧は、ＲＦ電極に対してマイナスの電圧を印加することで、ｐｎ接合部を逆バイアスとすることができる。
【００２０】
以下同様であるが、一般性を失うことなく、ｐ型半導体層またはｎ型半導体層を第１導電型半導体層とした場合、これに対応するｎ型半導体層またはｐ型半導体層を第２導電型半導体層ということができる。
【００２１】
このような表記によれば、図２、図３に記載のシングル電極構造のＭＺ型光変調器は、１対の差動電気信号が印加される２本のＲＦ電極と、前記２本のＲＦ電極が接続される２つの第１導電型半導体層と、前記２つの第１導電型半導体層の間に形成され固定電位に接続された第２導電型半導体層と、前記第１および第２導電型半導体層のｐｎ接合境界に形成された２本の光導波路とを備える光変調器であるとうことができる。
【００２２】
図２から図３に示される従来のシングル電極構造のＭＺ型光変調器では、進行波電極として作用するＲＦ電極５ａ、５ｂは、誘電体層となる光変調器基板のＳｉＯ2クラッド層３上に、コプレーナ・ストリップ・ライン（ＣｏＰｌａｎａｒ  Ｓｔｒｉｐｌｉｎｅ：  ＣＰＳ線路）と呼ばれる構造で形成されている。
【００２３】
図４に、このようなＣＰＳ線路における高周波電気信号の伝搬の様子を概念的に示す。ＣＰＳ線路では、２本の高周波電極５ａ、５ｂに一対の差動のＲＦ電気信号Ｖ＋、Ｖ−が入力され伝搬する。ＣＰＳ線路を進行波として伝搬する高周波信号は、電磁気学的には高周波伝搬線路を電荷の密な部分が波のように移動する際、クーロン相互作用により差動線路の対となる電極に正負が逆の電荷が密な部分が誘起され、高周波信号と同様に移動するというモデルで理解することができる。ＣＰＳ線路は、差動線路の対になる２本の電極で正と負の電荷量が釣り合う、平衡線路の一つである。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２４】
【非特許文献１】Po Dong,Long Chen,and Young-kai Chen, "High-speed low-voltage single-drive push-pull silicon Mach-Zehnder modulators"， OPTICS EXPRESS Vol.20, No.6, pp.6163-6169, 12 March 2012.
【非特許文献２】R. Ding et al., "Design and characterization of a 30-GHz bandwidth low-power silicon traveling-wave modulator", Optics. Communication, vol. 321, pp. 124-133, 7 February 2014.
【非特許文献３】David Patel, Samir Ghosh, Mathieu Chagnon, Alireza Samani, Venkat Veerasubramanian, Mohamed Osman, and David V. Plant, "Design, analysis, and transmission system performance of a 41 GHz silicon photonic modulator," OPTICS EXPRESS Vol.23, 14263-142871, 22 May 2015
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
大容量の光通信を行うためには、高速で光を変調することが可能な光変調器が必要とされている。高速な光変調を行うためには、数百ｋＨｚから数十ＧＨｚの広い周波数帯域に渡って動作可能な周波数特性が必要とされる。特に、信号のボーレート（ＢａｕｄＲａｔｅ：変調速度）を高くして、より大容量な通信を行うためには、変調電気信号に対する光信号の信号周波数特性である、光変調帯域（ＥＯ帯域）の広帯域化が重要である。
【００２６】
ＭＺ型光変調器のＥＯ帯域を制限する要因は主に２つあり、１つは光と電気の信号伝搬速度の不一致、もう１つは高周波信号の伝搬損失である。
【００２７】
ＭＺ型光変調器では、光導波路上部に設けられた進行波型の２本のＲＦ電極を伝搬する１対の高周波電気信号により、２本の光導波路を伝搬する光信号の位相が変調される。このため、光の信号伝搬速度と電気の信号伝搬速度が異なる場合は、変調器を光と電気が伝搬していく間に徐々に双方の位相のずれが起こってしまう。この位相ずれは、電気信号から光信号への変換効率を落としてしまう。特に、高周波数領域では、位相ずれにより顕著に変調効率が落ちてしまう。よって、ＲＦ電極の電気信号速度と光導波路の光信号速度を十分に一致させる必要がある。
【００２８】
また、ＭＺ型光変調器は、高周波電気信号の伝搬の観点からは上述のＣＰＳ伝送線路の一種と見ることができる。理想的な伝送線路では、損失なく高周波電気信号を伝搬することができるが、実際の線路では抵抗や散乱などで損失が発生してしまう。ＭＺ型光変調器でも、変調電気信号がＲＦ電極を伝搬する間に信号振幅が低減してしまうため、ＥＯ帯域を劣化させてしまう。
【００２９】
（Ｓｉ光変調器の分布定数回路モデル）
図５には、Ｓｉ光変調器の分布定数回路モデルを示す。このモデルに基づき、ＭＺ型Ｓｉ光変調器の電気速度・伝搬損失について説明する。ここで、図５の伝送線路要素のＣpnとＲpnはｐｎ接合の単位長あたりの容量と抵抗、Ｒtlは伝送線路の単位長あたりの抵抗、Ｌtlは線路の単位長あたりのインダクタンス、Ｃtlはｐｎ接合以外での線路の単位長あたりのキャパシタンスである。
【００３０】
本モデルは、単相駆動時を表すモデルであるが、差動駆動の場合でも、差動信号に対する実効的なパラメタを抽出することで、同様のモデルで考えることができる。差動信号の電圧振幅は、図の信号線上の振幅として表される。
【００３１】
本モデルを用いると、Ｓｉ光変調器の高周波（ＲＦ）電気信号の減衰は、下記の式（１）で表される（非特許文献２）。
【００３２】
【数１】
2018128506.tif 000003
【００３３】
但し、
【００３４】
【数２】
2018128506.tif 000004
【００３５】
【数３】
2018128506.tif 000005
【００３６】
【数４】
2018128506.tif 000006
【００３７】
である。
【００３８】
ここで、式（１）左辺のαはＲＦ信号の減衰（伝搬損失、単位はＮｐ／ｍ）、ｆは信号周波数、式（２）のＺdevは特性インピーダンス、式（３）のｆrcはＲＣ帯域、式（４）のｖpは電気信号の伝搬速度である。
【００３９】
式（１）において、右辺の第１項はＲＦ電極の抵抗Ｒtlによる損失、第２項はｐｎドーピング領域の抵抗Ｒpnによる損失を表している。第１項のＲtlはＲＦ電極の表皮効果のためＲtl〜√ｆであり、ｆの平方根に比例するのに対し、第２項はｆ2に比例する。そのため、第２項が電気信号の高周波数領域での伝搬損失を律速し、ＥＯ帯域を制限する要因となってしまう。この影響を低減するには、第２項がＺdevに依存していることを利用し、Ｚdevを低減することが有効である。
【００４０】
従来のＣＰＳシングル電極型Ｓｉ光変調器でＺdevを低減する設計として、ＲＦ電極の幅を広げたり、２本のＲＦ電極の間隔を近づけたりして実効的なＣtlを大きくすることが考えられる。しかし、このような設計を取ると、同時に実効的なＬtlが減少してしまう。このため式（４）で表される電気速度ｖpが増加してしまい、光と電気の速度整合が取れなくなってしまうという課題があった。
【００４１】
また、容量装荷型変調器（非特許文献３）のような構造で速度整合を取ることができるが、電極面積が小さくなるという設計上の制約により、Ｚdevを低く設定するのは困難であった。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
本発明は、このような目的を達成するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。
【００４３】
（発明の構成１）
１対の差動電気信号が印加される２本のＲＦ電極と、前記２本のＲＦ電極が接続される２つの第１導電型半導体層と、前記２つの第１導電型半導体層の間に形成され固定電位に接続された第２導電型半導体層と、前記第１および第２導電型半導体層のｐｎ接合境界に形成された２本の光導波路とを備える光変調器であって、
前記ＲＦ電極に沿って離隔して配置され、前記ＲＦ電極と容量的に結合する複数の導電性領域をさらに備えることを特徴とする、光変調器。
【００４４】
（発明の構成２）
発明の構成１に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域は、前記ＲＦ電極の下層もしくは上層に形成され、
前記複数の導電性領域の少なくとも１つ以上が、ＲＦ電極が上層もしくは下層に配置される領域と、ＲＦ電極が上層もしくは下層に配置されない領域とを併せ持つ導電性領域であることを特徴とする、光変調器。
【００４５】
（発明の構成３）
発明の構成１または２に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域は、前記２本のＲＦ電極と多層になる部分を含めて前記２本のＲＦ電極に挟まれる領域に形成されることを特徴とする光変調器。
【００４６】
（発明の構成４）
発明の構成１または２に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域は、前記２本のＲＦ電極に挟まれる領域の外に向かって形成されることを特徴とする光変調器。
【００４７】
（発明の構成５）
発明の構成１から４のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域が、ＲＦ電極に対して垂直方向に伸びる、複数の細長い電極であることを特徴とする光変調器。
【００４８】
（発明の構成６）
発明の構成１から５のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域が、それぞれ電気的に独立で、浮遊していることを特徴とする、光変調器。
【００４９】
（発明の構成７）
発明の構成１から５のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域のうち少なくとも一部が、特定の電位に接続されていることを特徴とする、光変調器。
【００５０】
（発明の構成８）
発明の構成１から７のいずれか１項に記載の光変調器であって、
前記複数の導電性領域の配置間隔と、高周波信号伝搬方向の長さがそれぞれ、高周波信号動作波長の１／２以下であることを特徴とする、光変調器。
【発明の効果】
【００５１】
本発明に係る光変調器においては、ＲＦ電極と、ＲＦ電極に沿って離隔して配置された複数の導電性領域とを容量的に結合させる。この容量結合の効果により、本変調器では、光電気速度整合を取りつつ、伝送線路の容量Ｃtlを増加させることができるため、特性インピーダンスＺdevを低減することが可能となる。これにより、高周波数領域での高周波信号の伝搬損失を低減することが可能となる。よって、高周波特性に優れた、波形品質の良い光変調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】従来のＳｉ光変調器の光導波路の断面構造図である。
【図２】従来のシングル電極構造のマッハツェンダ（ＭＺ）型Ｓｉ光変調器を構成するＳｉ光変調器の平面図である。
【図３】図２の従来のＭＺ型Ｓｉ光変調器の断面構造図である。
【図４】ＣＰＳ線路における高周波電気信号の伝搬の様子を概念的に示した模式図である。
【図５】Ｓｉ光変調器の分布定数回路モデルの説明図である。
【図６】本発明の実施例１によるＭＺ型光変調器の構成を示す平面図である。
【図７】本発明の実施例１によるＭＺ型光変調器の構成を示す断面図である。
【図８】本発明の実施例１によるＭＺ型光変調器の、（ａ）減衰と（ｂ）速度の周波数特性を従来例と対比してしめす計算結果である。
【図９】本発明の実施例１によるＭＺ型光変調器の、（ａ）特性インピーダンスと（ｂ）容量の周波数特性を従来例と対比してしめす計算結果である。
【図１０】本発明の実施例１によるＭＺ型光変調器の、（ａ）インダクタンスと（ｂ）ＥＯ帯域の周波数特性を従来例と対比してしめす計算結果である。
【図１１】本発明の実施例１によるＭＺ型光変調器の、（ａ）速度不整合による帯域制限と（ｂ）伝搬損失による帯域制限の周波数特性を従来例と対比してしめす計算結果である。
【図１２】本発明の実施例２によるＭＺ型光変調器の構成を示す平面図である。
【図１３】本発明の実施例２によるＭＺ型光変調器の構成を示す断面図である。
【図１４】本発明の実施例３によるＭＺ型光変調器の構成を示す平面図である。
【図１５】本発明の実施例３によるＭＺ型光変調器の構成を示す断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００５３】
（実施例１）
以下、本発明の光変調器の形態について、好適例を用いて詳細に説明する。
【００５４】
図６は、本発明の実施例１のＭＺ型光変調器構成を示す平面図である。
【００５５】
図６に示すように、本発明の実施例１に係る光変調器は、従来と同様なシングル電極構造のＳｉ光変調器に、ＲＦ電極に沿って離隔して配置され、ＲＦ電極と容量的に結合して浮遊電極として作用する複数の導電性領域９ａ、９ｂを設けたことを特徴とする。導電性領域としては種々の形状のものが適用可能であるが、以下では簡単のために、導電性領域を、２本のＲＦ電極に挟まれる領域の外に向かってＲＦ電極に対して垂直方向に離隔して伸びる、細長い直線状の直交電極９ａ、９ｂとして、ＲＦ電極に沿って複数形成した構成を例示する。
【００５６】
図６の実施例１の光変調器において、複数の直交電極９ａ、９ｂは、それぞれＲＦ電極５ａ、５ｂの下部から光変調器の外側に向かって延在して、ＲＦ電極における信号伝搬方向（ＲＦ電極の長手方向）に垂直に配置される細長い直線状の導電性領域であり、複数の直交電極は、等長、等間隔で配置されている構成を例示した。
【００５７】
図７の実施例１の断面図にも示すように、導電性領域である直交電極９ａ、９ｂは、ＤＣ電極６と同じレベルの電極層に同じプロセスで作製される。本実施例１では、導電性領域である直交電極９ａ、９ｂはＤＣ電極６と同じレベルに形成されているが、ＲＦ電極と容量性結合が形成できれば別のレベルの層に形成されていてもよい。
【００５８】
例えば、ＲＦ電極５ａ、５ｂより上に誘電体などの絶縁層を形成して、その上層に直交電極９ａ、９ｂを配置しても本実施例１と同じ効果が得られる。但し、一般的なシリコンフォトニクスプロセスでは、最上面電極がもっとも厚い電極であるため、通常は、最上面の層には信号電極を作製する。よって、実施例１では直交電極９ａ、９ｂは、ＲＦ電極の電極層より下層に多層形成される構成が例示される。
【００５９】
また、このような複数の導電性領域（直交電極）は、必ずしもその全てがＲＦ電極の下層もしくは上層に形成される必要はなく、複数の導電性領域の少なくとも１つ以上が、ＲＦ電極が上層もしくは下層に多層配置される領域と、ＲＦ電極が上層もしくは下層に配置されない領域とを併せ持つ導電性領域であれば容量性結合を形成できる。
【００６０】
実施例１においては、直交電極９ａ、９ｂを構成する複数の導電性領域は、おのおのＤＣ的に独立であり、直流電気的には他の部分には接続されない浮遊電極である。また、直交電極を構成するそれぞれの直線状の電極の長さ、幅、密度等は作製可能な範囲で自由に設計することができ、例えば、長さ２００μｍ、間隔３０μｍ、電極幅２μｍと設計できる。
【００６１】
ここで、本直交電極９ａ、９ｂを構成する複数の導電性領域の、信号伝搬方向の長さ（電極幅）と電極間隔は、高周波信号のＲＦ電極における動作波長の１／２以下となるように設計してある。これは、ＲＦ電極や、直交電極を構成する複数の導電性領域内での共振を防ぐための設計である。
【００６２】
真空中の電磁波の伝搬速度は約３×１０8ｍ/ｓであり、Ｓｉ変調器のＲＦ電極を伝搬する高周波信号の実効屈折率を約ｎeff＝３とすると、１０ＧＨｚの高周波信号の波長は１０ｍｍ、４０ＧＨｚの高周波信号の波長は２．５ｍｍ程度となる。このため、各直交電極の、信号伝搬方向の長さ（電極幅）と電極間隔が、高周波信号のＲＦ電極における波長の１／２の長さである、５ｍｍ以下であれば１０ＧＨｚまで、１．２５ｍｍ以下であれば４０ＧＨｚの信号まで共振を起こさない光変調器を実現することができる。
【００６３】
ここで、本発明における、ＥＯ帯域の広帯域化という効果の発現について説明する。図７に図６の実施例１のＢ−Ｂ´断面図を示している。電気信号の伝搬を前述の図４の電荷モデルで考える。
【００６４】
図７の実施例１の断面図において、ＲＦ電極５ａに−の電荷、５ｂに＋の電荷が与えられているとする。このとき図７右の、ＲＦ電極５ｂの＋の電荷の作る電位を考える。直交電極９ｂの右端と左端の電位（電位Ａと電位Ｂ）はＲＦ電極５ａからの距離を考慮すると、電位Ａ＞電位Ｂであり、直交電極９ｂの内部に電位差ができる。ここで、直交電極９ｂは導体であるため、内部の電位差を打ち消すように表面に電荷が誘起される。この状態は、ＲＦ電極５ｂと直交電極９ｂが上下に重なる多層部分でコンデンサを形成して容量的に結合している状態と考えることができる。
【００６５】
同様に、図７左のＲＦ電極５ａと直交電極９ａもコンデンサを形成する。このように、ＲＦ電極と直交電極の交流電気的な結合が強まることで、図５の回路モデルにおける伝送線路のキャパシタンスＣtlが増加する。
【００６６】
また、直交電極９ａ、９ｂはＲＦ電極の信号進行方向（ＲＦ電極長手方向）には分割されているため、信号電位に誘起されるリターン電流をほとんど流さない。このため、直交電極９ａ、９ｂの有無では、図５の回路モデルにおけるインダクタンスＬtlの値はほとんど変化しない。
【００６７】
よって、直交電極９ａ、９ｂの存在によりＣtlのみを増加させることが可能となり、式（２）で示されるＺdevが低減する。前述のとおり、高周波数領域での伝搬損失はＺdevの低減により低減するため、直交電極がある場合の方がＥＯ帯域を広く設計することができる。
【００６８】
また、ＲＦ電極５ａ、５ｂの電極幅、電極間隔などの設計により、変調器のＬtlを調整することで、電気信号の伝搬速度（式（４）のｖp）も調整することができる。直交電極９ａ、９ｂの効果により、Ｃtlが増加するため、Ｌtlは低減する方向に設計をすることができる。この調整は式（２）よりＺdevを低減する方向の調整であるため、この調整により、伝搬損失は増加しない。
【００６９】
つまり、本発明によって、ＥＯ帯域を拡大すると同時に、光電気速度を整合させる設計を行うことができる。
【００７０】
ここで、図８から図１１に、本発明によるＭＺ型光変調器の直交電極９ａ、９ｂがある場合（With Cross Electrode、実線）と、従来のＭＺ型光変調器の直交電極が無い場合（Without Cross Electrode、点線）の設計例について、電磁界シミュレータＨＦＳＳによる種々の光変調器の特性の計算結果を対比して説明する。
【００７１】
計算は、２つの同一設計のシングル電極Ｓｉ光変調器を差動駆動する場合について、１つは直交電極９ａ、９ｂ有り、もう１つは直交電極９ａ、９ｂ無しとして計算を行った。また、光信号の群屈折率は３．８（光信号速度０．７９×１０8ｍ／ｓ）とし、３ｍｍの変調部を持つ変調器とした。また、直交電極は浮遊電極とした。
【００７２】
図９（ｂ）の容量と図１０（ａ）のインダクタンスに示すように、本発明では直交電極９ａ、９ｂの付加によって、実効的なインダクタンスを低下させることなく、実効的な容量のみを増加させることができていることがわかる。これにより、図９（ａ）に示すように、特性インピーダンスを低減でき、図８（ａ）に示すように、高周波数領域（＞１３ＧＨｚ）での減衰を低減することができる。図８（ａ）において、低周波数領域（＜１３ＧＨｚ）での減衰がやや大きくなっているが、これは式（１）第１項の増加によるものである。
【００７３】
ＥＯ帯域は、前述のように、光電気速度の不整合による帯域制限と伝搬損失による帯域制限によって決まるが、図１１（ｂ）に示すように、伝搬損失の低減によりＥＯ帯域の制限を緩和することが出来ている。また、本設計では、直交電極９ａ、９ｂを付けることで、ほぼ速度整合が取れるように設計を行っている。よって、速度不整合による帯域制限も緩和することができている（図１１（ａ））
【００７４】
なお、本効果は、ＲＦ電極５ａ、５ｂの近傍に導電性領域があれば、導体内の電位差により、ＲＦ電極５ａ、５ｂと導電性領域との容量性結合が実現されることによる。よって、直交電極９ａ、９ｂの形状は直線形状ないし長方形である必要はなく、変調器の外側に向かって幅が広く、または細くなるテーパ型であったり、折れ曲がっていたり、ウエーブ形状であったり、ＲＦ電極５ａ、５ｂに対して垂直な方向から傾いた方向に伸びていたりする形状の場合でも、同様の効果を得ることが出来る。
【００７５】
なお、本実施例は単純な形状のＲＦ電極５ａ、５ｂについて議論したが、これらも長方形である必要はなく、設計の都合によっては非特許文献３にあるような容量装荷型などの変形した電極であってもよい。
【００７６】
（実施例２）
図１２に、本発明の実施例２によるＭＺ型光変調器の構成を示す平面図を示す。なお、実施例２において、実施例１中で述べた特徴について、同一機能を果たす部分には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
【００７７】
図１２に示すように、本発明の実施例２に係る光変調器は、従来と同様なシングル電極構造のＳｉ光変調器と、実施例１と同様な構造の直交電極９ａ、９ｂと、複数の直交電極９ａ、９ｂをＲＦ電極から離れた端部において互いに電気的に接続するバス電極１０ａ、１０ｂとで構成される。
【００７８】
図６の実施例１で説明した直交電極９ａ、９ｂを構成する複数の導電性領域は、それぞれ独立した浮遊電極であったが、本実施例２においては、図１３の断面図に示すように、直交電極９ａ、９ｂは、直交電極９ａ、９ｂのＲＦ電極から離れた側の端部の上部に作製されたバス電極１０ａ、１０ｂを介して、バイアス電位に接続されている。ここでバイアス電位とは、ＤＣ電極６にバイアスのため印加される特定の電位である。
【００７９】
図１３に、実施例２図１２のＣ−Ｃ´の断面図を示している。バス電極１０ａ、１０ｂは、ＲＦ電極５ａ、５ｂと同じ電極層に同じプロセスで作製され、直交電極９ａ、９ｂとはＲＦ電極から離れた側の端部において、短いビア（接続電極）で接続される。図１２の平面図では、図の簡便のためビアは表示していない。
【００８０】
本実施例２では、ＲＦ電極５ａ、５ｂと同じレベルの電極層を用いてバス電極１０ａ、１０ｂを実現しているが、別の導電性を持つ層を用いて作製してもよい。バス電極はビアを介し、直交電極を構成する複数の導電性領域に接続されている。バス電極は長方形である必要はなく、分割されていてもよい。分割する場合は、すべてのバス電極がバイアス電位に接続されている必要がある。
【００８１】
実施例１の浮遊した直交電極９ａ、９ｂにおいては、直交電極に誘起される電荷量は、直交電極９ａ、９ｂの右端と左端の電位差に比例する。したがって、Ｃtlを増加させたい場合は、直交電極を長くする必要がある。しかし、このとき変調器のフットプリント（平面サイズ）が大きくなってしまうという課題がある。
【００８２】
本実施例２では、直交電極を構成する複数の導電性領域がバス電極１０ａ、１０ｂによってバイアス電位に接続されている。この場合、直交電極内の右端と左端の電位差は信号電位の絶対値と等しくなり、実施例１よりも大きな電位差をつけることができる。この電位差によって、より多くの電荷を誘起することができるため、本実施例２では、直交電極長が短い場合にも、十分なＣtl増加効果を得ることが出来る。
【００８３】
なお、本実施例２では、バス電極１０ａ、１０ｂによって、それぞれの側の全ての直交電極９ａ、９ｂが接続される例を説明したが、全ての直交電極を接続する必要はなく、必要に応じ少なくとも一部の直交電極（導電性領域）のみバス電極に接続する構成でもよい。またバス電極が２本である必要はなく、複数の配線でそれぞれの直交電極９ａ、９ｂが接続されていても、同様の効果を得ることができる。また、本実施例２では全ての直交電極をバイアス電位に接続したが、必要に応じ複数の導電性領域（直交電極）の少なくとも一部を別々の、任意の特定の電位に接続しても、同様の効果を得ることができる。
【００８４】
（実施例３）
図１４の平面図、および図１５のＤ−Ｄ’断面図に示す本発明の実施例３は、実施例２と同様に直交電極がバイアス電位に接続されているＭＺ型光変調器の実施例である。実施例２との違いは、実施例３では２本のＲＦ電極の間に位置するバイアス駆動用のＤＣ電極６を、そのまま部分的に複数個所で枝状に信号伝搬方向に垂直に延長（拡幅）して複数の直交電極９ａ、９ｂとして利用する点である。このため、図１４の平面図において２本のＲＦ電極５ａ、５ｂの間の、２本のＲＦ電極と重なり多層になる部分を含めて２本のＲＦ電極に挟まれる領域に複数の直交電極９ａ、９ｂが形成されることとなる。
【００８５】
実施例３の図１４，１５では、他の実施例に合わせて直交電極９ａ、９ｂは２つの電極として記述しているが、ＤＣ電極６をそのまま延長（拡幅）して構成された電極であるため、電気的には同電位であり、ＤＣ電極６を含め一体の電極として構成されていてもよい。
【００８６】
実施例１と２では、光導波路の近傍に直交電極が配置されないため動作が安定するというメリットがある一方で、直交電極が２本のＲＦ電極の外側に向かって延在するため、光変調器全体の平面サイズ（フットプリント）が大型化する可能性があった。この実施例３では、直交電極が２本のＲＦ電極の間に形成され外に広がらないので小型化に有利である。
【００８７】
図１５の実施例３の断面図にも示すように、このような構造の直交電極９ａ、９ｂであっても、ＲＦ電極５ａ、５ｂに沿って離隔して配置され、ＲＦ電極と容量的に結合する複数の導電性領域であるということができる。
【００８８】
したがって、実施例１，２と同様に、実施例３においても伝送線路のキャパシタンスＣtlを増加させることができ、Ｚdevが低減でき、高周波数領域での伝搬損失も低減するため、ＥＯ帯域を広く設計することができる。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
以上述べたように本発明に係る光変調器においては、高周波数領域での光変調効率を上げることが可能となる。このため、光変調器の周波数応答特性の劣化による、高速変調時の波形品質の劣化などの悪影響を改善することができ、高周波特性に優れた、波形品質の良い、光変調器を提供することが可能となる。
【符号の説明】
【００９０】
１，３  ＳｉＯ２クラッド層
２  Ｓｉ層
２０１  光導波路コア部分
２０２  スラブ領域
２１１  高濃度ｐ型半導体層
２１２  中濃度ｐ型半導体層
２１３  中濃度ｎ型半導体層
２１４  高濃度ｎ型半導体層
５ａ、５ｂ  ＲＦ電極
６  ＤＣ電極
７、７ａ、７ｂ  光導波路
９ａ、９ｂ  直交電極（導電性領域）
１０ａ、１０ｂ  バス電極
【図１】
2018128506.tif 000007
【図２】
2018128506.tif 000008
【図３】
2018128506.tif 000009
【図４】
2018128506.tif 000010
【図５】
2018128506.tif 000011
【図６】
2018128506.tif 000012
【図７】
2018128506.tif 000013
【図８】
2018128506.tif 000014
【図９】
2018128506.tif 000015
【図１０】
2018128506.tif 000016
【図１１】
2018128506.tif 000017
【図１２】
2018128506.tif 000018
【図１３】
2018128506.tif 000019
【図１４】
2018128506.tif 000020
【図１５】
2018128506.tif 000021