(57)【要約】【課題】ユーザ自身の声から発せられるユーザの外耳道内の音声信号の逆位相の信号を提供するためのアクティブ閉塞キャンセル回路であって、逆位相の信号が、ユーザ自身の声から発せられる外耳道内の音声信号を抑制する、アクティブ閉塞キャンセル回路を備える新しい聴覚装置を提供する。【解決手段】聴覚装置は、マイクロフォンと、信号プロセッサと、第１の減算器と、レシーバと、外耳道マイクロフォンを収容するハウジングと、第２の減算器と、第１のフィルタと、第２のフィルタとを備える。【選択図】図３
2018109749.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
聴覚装置であって、
マイクロフォンであって、当該マイクロフォンで受信された周囲音に応答してオーディオ信号を提供するためのマイクロフォンと、
処理済みオーディオ信号を生成するために所定の信号処理アルゴリズムに従って前記オーディオ信号を処理するように構成された信号プロセッサと、
第１の減算器であって、前記処理済みオーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、当該第１の減算器の前記第１の入力で受信した信号から当該第１の減算器の前記第２の入力で受信した信号を減算したものに等しい第１の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第１の減算器と、
前記第１の合成オーディオ信号を受信するように接続された、前記合成オーディオ信号をユーザの鼓膜に向けて放出するための出力音声信号に変換するためのレシーバと、
前記聴覚装置のユーザの外耳道内に配置されるように構成されたハウジングであって、当該ハウジングが前記外耳道内のその意図された動作位置に配置されたとき、前記外耳道の音圧に応答して外耳道オーディオ信号を提供するための、当該ハウジング内に配置された外耳道マイクロフォンを収容する、ハウジングと、
第２の減算器であって、前記外耳道オーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、当該第２の減算器の前記第１の入力で受信した信号と当該第２の減算器の前記第２の入力で受信した信号との間の差に等しい第２の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第２の減算器と、
前記第２の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力を有する、前記第１の減算器の前記第２の入力にフィルタリングされた第２の合成オーディオ信号を提供するための第１のフィルタと、
前記信号プロセッサによって生成された前記処理済みオーディオ信号を受信するように接続された入力と、前記第２の減算器の前記第２の入力にフィルタリングされた処理済みオーディオ信号を提供するための出力とを有する第２のフィルタと
を備える聴覚装置。
【請求項２】
前記信号プロセッサが、サンプルのブロックにおいて動作するように構成されており、
前記第１のフィルタが、サンプルごとに順次にフィルタリングを実行するように構成されている、請求項１に記載の聴覚装置。
【請求項３】
前記第２のフィルタが、サンプルのブロックにおいてフィルタリングを実行するように構成されている、請求項２に記載の聴覚装置。
【請求項４】
前記第２のフィルタが、前記信号プロセッサ内に含まれる、請求項３に記載の聴覚装置。
【請求項５】
前記第１の減算器と前記レシーバとの間に挿入された第３の減算器であって、前記第１の合成オーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、当該第３の減算器の前記第１の入力で受信した信号から当該第３の減算器の前記第２の入力で受信した信号を減算したものに等しい第３の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第３の減算器と、
第４の減算器であって、前記外耳道オーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、当該第４の減算器の前記第１の入力で受信した信号と当該第４の減算器の前記第２の入力で受信した信号との間の差に等しい第４の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第４の減算器と、
伝達関数Ｂ２と、前記第４の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力とを有する、フィルタリングされた第４の合成オーディオ信号を前記第３の減算器の前記第２の入力に提供するための第３のフィルタと、
伝達関数Ａ２と、前記第３の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力と、第３の合成オーディオ信号を前記第４の減算器の前記第２の入力に提供するための出力とを有する第４のフィルタと
を備える、請求項１に記載の聴覚装置。
【請求項６】
前記第１の減算器と前記信号プロセッサとの間に挿入された第３の減算器であって、前記処理済みオーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、第３の合成オーディオ信号を前記第２のフィルタの前記入力と前記第１の減算器の前記第１の入力とに提供するための出力とを有しており、前記第３の合成オーディオ信号が、当該第３の減算器の前記第１の入力で受信した信号から当該第３の減算器の前記第２の入力で受信した信号を減算したものに等しい、第３の減算器と、
前記第２の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力と、フィルタリングされた第２の合成出力信号を前記第３の減算器の前記第２の入力に提供するための出力とを有する第３のフィルタと
を備える、請求項１に記載の聴覚装置。
【請求項７】
前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタのうちの少なくとも１つが、マルチ・レート・フィルタである、請求項１から６のいずれか一項に記載の聴覚装置。
【請求項８】
前記第１の減算器の前記第２の入力に提供される前記フィルタリングされた第２の合成オーディオ信号の振幅を調整するためのスカラー利得ユニットを備える、請求項１から７のいずれか一項に記載の聴覚装置。
【請求項９】
プローブ信号を前記レシーバに提供するための信号発生器と、
前記プローブ信号に応答して前記聴覚装置内で生成された信号のデータ収集のために外部装置に前記聴覚装置を接続し、前記収集された信号に基づいて前記外部装置によって計算された信号処理パラメータを前記聴覚装置に送信するためのコネクタとを備える、請求項１から８のいずれか一項に記載の聴覚装置。
【請求項１０】
前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタのうちの少なくとも１つが、適応フィルタである、請求項１から９のいずれか一項に記載の聴覚装置。
【請求項１１】
前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタのうちの少なくとも１つが、前記聴覚装置の通常の使用中に適応する、請求項１０に記載の聴覚装置。
【請求項１２】
前記第２のフィルタが、前記外耳道オーディオ信号と前記第２のフィルタの出力との間の差が最小化されるように適応されたフィルタ係数を有する、請求項１０または１１に記載の聴覚装置。
【請求項１３】
前記第１のフィルタが、選択された制約の対象となる選択されたターゲットとなる伝達関数に向けて適応されるフィルタ係数を有する、請求項１０から１２のいずれか一項に記載の聴覚装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、アクティ閉塞キャンセルに関する。
【背景技術】
【０００２】
閉塞効果は、モールドまたはシェルを外耳道に挿入することによって引き起こされるユーザ自身の声の不自然な知覚である。個々の幾何学的形状に応じて、閉塞効果は、３０ｄＢまでの低周波増幅を引き起こす場合がある。オープン・フィットに関して、閉塞は、問題ではない。しかしながら、たとえば、利得や出力の制限により、または外耳道が保護目的のために密閉されなければならないとき、オープン・フィットが可能でない状況がある場合がある。従来の解決策（より大きな通気孔、ディープ・フィッティングなど）が失敗するとき、アクティブ閉塞キャンセル（ＡＯＣ：Ａｃｔｉｖｅ  Ｏｃｃｌｕｓｉｏｎ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）が実行可能な代替である場合がある。ＡＯＣは、ユーザの外耳道内の望ましくない（低い）周波数を抑制または打ち消す逆位相の信号を加えて閉塞効果を低減しようとする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
新しい聴覚装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
聴覚装置は、
マイクロフォンで受信された周囲音に応答してオーディオ信号を提供するためのマイクロフォンと、
処理済みオーディオ信号を生成するために所定の信号処理アルゴリズムに従ってオーディオ信号を処理するように適合された信号プロセッサと、
第１の減算器であって、処理済みオーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、第１の減算器の第１の入力で受信した信号から第１の減算器の第２の入力で受信した信号を減算したものに等しい第１の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第１の減算器と、
第１の合成信号を受信するように接続された、合成オーディオ信号をユーザの鼓膜に向けて放出するための出力音声信号に変換するためのレシーバと、
聴覚装置のユーザの外耳道内に配置されるように適合されたハウジングであって、ハウジングが外耳道内のその意図された動作位置に配置されたとき、外耳道の音圧に応答して外耳道オーディオ信号を提供するための、ハウジング内に配置された外耳道マイクロフォンを収容する、ハウジングと、
第２の減算器であって、外耳道オーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、第２の減算器の第１の入力で受信した信号と第２の減算器の第２の入力で受信した信号との間の差に等しい第２の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第２の減算器と、
第２の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力を有する、第１の減算器の第２の入力にフィルタリングされた第２の合成オーディオ信号を提供するための第１のフィルタと、
信号プロセッサによって生成された処理済みオーディオ信号を受信するように接続された入力と、第２の減算器の第２の入力にフィルタリングされた処理済みオーディオ信号を提供するための出力とを有する第２のフィルタと
を備える。
【０００５】
本開示を通じて、マイクロフォンによって提供される「オーディオ信号」は、マイクロフォンの出力から第１の減算器の第１の入力までの信号経路の一部を形成する、任意のアナログまたはデジタル信号を識別するために使用されてもよく、マイクロフォンの処理済み出力信号を含み、オーディオ信号の個々のサンプルのシーケンスと、オーディオ信号のサンプルのブロックとを含む。
【０００６】
同様に、外耳道マイクロフォンによって提供される「外耳道オーディオ信号」は、外耳道マイクロフォンの出力から第２の減算器の第１の入力までの信号経路の一部を形成する任意のアナログまたはデジタル信号を識別するために使用されてもよく、外耳道マイクロフォンの処理済み出力信号を含み、外耳道オーディオ信号の個々のサンプルのシーケンスと、外耳道オーディオ信号のサンプルのブロックとを含む。
【０００７】
聴覚装置は、第１および第２のフィルタと、第１および第２の減算器と、外耳道マイクロフォンとを備えるアクティブ閉塞キャンセル回路を備える。
【０００８】
第１のフィルタは、伝達関数Ｂを有し、ユーザが、体内伝導音を知覚することなく、処理済みオーディオ信号のみを望ましいように知覚するように、閉塞キャンセル信号を提供する。
【０００９】
第１のフィルタは、再帰型フィルタ、ＦＩＲフィルタ、マルチ・レートＦＩＲフィルタなどであってもよい。
【００１０】
第１のフィルタは、遅延を最小にするために、サンプルごとに順次フィルタリングを実行するように構成されてもよい。
【００１１】
第２のフィルタは、伝達関数Ａを有し、所望の信号、すなわち、処理済みオーディオ信号を、所望の信号と一緒に外耳道マイクロフォンによってピック・アップされた望ましくない信号から区別するために、レシーバの入力から外耳道マイクロフォンの出力までの信号経路の伝達関数Ｒをモデル化する。このようにして、外耳道オーディオ信号から第２のフィルタの出力信号の第２の減算器によって実行される減算は、外耳道マイクロフォンおよび第１のフィルタによって提供される閉塞キャンセルの性能に対するレシーバの影響を抑制し、理想的に打ち消す。
【００１２】
第２のフィルタは、レシーバの入力から外耳道マイクロフォンの出力までの信号経路の伝達関数の変化に追従する適応フィルタであってもよい。
【００１３】
第２のフィルタの出力は、サンプルのブロックについて計算されてもよく、たとえば、第２のフィルタは、サンプルのブロックに対して実行される信号処理の一部として信号プロセッサ内に含まれてもよい。
【００１４】
信号プロセッサは、処理効率、たとえば、低電力消費、低いＭＩＰＳ数などのために、サンプルのブロックにおいて信号処理を実行するように構成されてもよい。
【００１５】
第１および第２の減算器の各々は、遅延を最小にするために、サンプルごとに順次減算を実行するように構成されてもよい。
【００１６】
聴覚装置は、
第１の減算器とレシーバとの間に挿入された第３の減算器であって、第１の合成オーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、第３の減算器の第１の入力で受信した信号から第３の減算器の第２の入力で受信した信号を減算したものに等しい第３の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第３の減算器と、
第４の減算器であって、外耳道オーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、第４の減算器の第１の入力で受信した信号と第４の減算器の第２の入力で受信した信号との間の差に等しい第４の合成オーディオ信号を提供するための出力とを有する第４の減算器と、
伝達関数Ｂ２と、第４の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力とを有する、フィルタリングされた第４の合成オーディオ信号を第３の減算器の第２の入力に提供するための第３のフィルタと、
伝達関数Ａ２と、第３の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力と、第３の合成オーディオ信号を第４の減算器の第２の入力に提供するための出力とを有する第４のフィルタと
を備えてもよい。
【００１７】
聴覚装置は、
第１の減算器と信号プロセッサとの間に挿入された第３の減算器であって、処理済みオーディオ信号を受信するように接続された第１の入力と、第２の入力と、第３の合成オーディオ信号を第２のフィルタの入力と第１の減算器の第１の入力とに提供するための出力とを有しており、第３の合成オーディオ信号が、第３の減算器の第１の入力で受信した信号から第３の減算器の第２の入力で受信した信号を減算したものに等しい、第３の減算器と、
第２の合成オーディオ信号を受信するように接続された入力と、フィルタリングされた第２の合成出力信号を第３の減算器の第２の入力に提供するための出力とを有する第３のフィルタと
を備えてもよい。
【００１８】
第１、第２、第３、および第４のフィルタの各々は、マルチ・レート・フィルタであってもよい。マルチ・レート設計は、アクティブ閉塞キャンセルを改善する低遅延を得るために利用される。
【００１９】
マルチ・レート・フィルタでは、先頭タップは、フル・レートで動作してもよく、複雑さを低減するために、その後、たとえば、８によるダウン・サンプリングが続く。
【００２０】
マルチ・レート・フィルタの先頭タップ間にロー・パス・フィルタが設けられてもよい。ロー・パス・フィルタは、固定小数点の複雑性が低い移動平均フィルタであってもよく、通常のＦＩＲフィルタと同様にフィルタ・タップ間の均一な遅延を有してもよい。
【００２１】
マルチ・レート・フィルタのタップ間の群遅延は、通常のＦＩＲフィルタと同様に周波数の関数として一定である。
【００２２】
マルチ・レート・フィルタの先頭のフィルタ・タップ、すなわちダウン・サンプリング前のタップの振幅応答は、高周波数では異なる。先頭タップを保護するために、追加のフィルタ、たとえば、固定されたフィルタ係数を有するフィルタが設けられてもよい。追加のフィルタは、おそらく群遅延のいくらかの増加を犠牲にして、マルチ・レート・フィルタの通常のＦＩＲ挙動が任意の程度に近似され得るように、高周波数を抑制することができる。
【００２３】
アクティブ閉塞キャンセル回路において、たとえば、第１のフィルタの出力において、スカラー利得ｇが与えられてもよい。スカラー利得ｇは、潜在的な不安定性または過負荷の場合にループ利得を迅速に適合させるために使用されてもよく、たとえば、スカラー利得ｇは、第１の減算器の第２の入力に提供されるフィルタリングされた第２の合成オーディオ信号の大きさの調整のために接続されてもよい。
【００２４】
聴覚装置の意図されたユーザに聴覚装置をフィッティングするフィッティング・セッションの間に、第１、第２、第３、および第４のフィルタの各々が初期化されてもよく、すなわち、それぞれのフィルタのフィルタ係数が決定されてもよい。
【００２５】
フィッティング・セッションの間に、フィルタ係数を決定するために、オープン回路としたアクティブ閉塞キャンセル回路に既知の信号が注入され、聴覚装置に接続された外部装置、たとえば、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）によってデータ収集が実行されてもよい。
【００２６】
たとえば、第１の減算器の出力は、レシーバの入力から外耳道マイクロフォンの出力までの信号経路の伝達関数Ｒのオープン・ループ決定のために、レシーバの入力から切り離されてもよい。
【００２７】
プローブ信号、たとえば、最大長シーケンス（ＭＬＳ）信号がレシーバに送信されてもよく、プローブ信号に対する応答を含む外耳道マイクロフォン出力信号に基づいて、信号経路のインパルス応答が推定されてもよい。上述したように、第２のフィルタは、信号経路の伝達関数Ｒをモデル化するように意図され、したがって、第２のフィルタのフィルタ係数は、伝達関数Ｒから決定されてもよい。
【００２８】
外耳道マイクロフォン出力信号は、外部装置に送信されてもよく、外部装置は、信号経路のインパルス応答を決定するために、プローブ信号と受信した外耳道マイクロフォン出力信号との相互相関を実行する。次いで、外部装置は、第２のフィルタも決定されたインパルス応答を有し、初期化の後、第２のフィルタが信号経路の伝達関数Ｒをモデル化するように、第２のフィルタのフィルタ係数を決定し、それらを聴覚装置の第２のフィルタに伝送してもよい。
【００２９】
第２のフィルタのフィルタ係数の決定に続いて、外部装置は、好ましくは、たとえば、聴覚装置回路の安定性、ピーキングおよび利得の上限などを含む、制約のセットの範囲内で、閉塞効果の所望のキャンセルを得るために、第１のフィルタの伝達関数Ｂを最適化するように動作してもよい。
【００３０】
ピーキングは、ユーザ自身の声がキャンセル範囲外の周波数において増幅される効果を指す。ピーキングの上限は、ユーザ自身の声がキャンセル範囲外の周波数において受ける増幅の量に制限を課す。
【００３１】
制限のうちのいくつかは、ユーザが調節可能であってもよい。
【００３２】
外部装置は、たとえば、反復周波数重み付けを含む反復制約付き最小二乗手順によって、第１のフィルタの伝達関数Ｂをヒューリスティックに最適化してもよい。これについて、図面を参照して以下により詳細に説明する。
【００３３】
再帰的な反復の間、すべての反復ステップは、誤差方程式の｜Ｅ｜2の大域的最小点を決定する完全最小二乗最適化を含んでもよく、それに、誤差方程式のパラメータのヒューリスティックな更新のステップが続いてもよく、１つまたは複数のパラメータは、制約を満たすように適応してもよく、１つまたは複数の他のパラメータは、閉塞キャンセルの所望の量に近づくように適応してもよい。
【００３４】
第１、第２、第３、および第４のフィルタの各々は、聴覚装置の通常動作中に適応する適応フィルタであってもよい。
【００３５】
このようにして、たとえば、耳垢の蓄積、構成部品のドリフトなどの緩やかな変化による、または、たとえば、再挿入の差異によって引き起こされるより速い変化による、経時的な性能劣化が回避される。さらに、ユーザの閉塞された声のスペクトルが考慮され得る。
【００３６】
適応フィルタのフィルタ係数は、たとえば、２つの信号または関数間の差を最小にするために、誤差方程式の解または近似解を得るように適応されてもよく、適応フィルタの適応を制御するアルゴリズムは、限定されることなく、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、正規化最小平均二乗（ＮＬＭＳ）アルゴリズム、再帰的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズム、正規化再帰的最小二乗（ＮＲＬＳ）アルゴリズムなどであってもよい。
【００３７】
上記の解法または最小化が重みの値に従って最適化されるように、様々な重みが適応に組み込まれてもよい。たとえば、周波数重みｗfは、特定の１つまたは複数の周波数範囲において解法または最小化を最適することができ、他の周波数範囲における情報は、無視されてもよい。
【００３８】
たとえば、伝達関数Ａを有する第２のフィルタは、第２のフィルタの伝達関数Ａがレシーバの入力から外耳道マイクロフォンの出力までの信号経路の伝達関数Ｒにおける変化に対して適応され、追従するように、聴覚装置の通常動作中に適応してもよい。したがって、第２のフィルタは、外耳道オーディオ信号と第２のフィルタの出力との間の差が最小になるように適応されたフィルタ係数を有することができる。
【００３９】
第１のフィルタは、過度の増幅または不安定性などの望ましくない副作用を引き起こすことなく、すなわち、以下でより詳細に説明するような特定の制約の下で、伝達関数Ｂが所望の周波数における閉塞キャンセルのための第１のフィルタの所望の出力信号を提供するために最適化されるように適応することができる。
【００４０】
フィッティング・セッションの間に、あるいは、ユーザが聴覚装置をオンにするたびに、適応フィルタの各々は、初期化されてもよく、すなわち、適応フィルタのフィルタ係数は、决定されてもよい。
【００４１】
原理的には、適応フィルタは、たとえば、第２のフィルタによってモデル化された信号経路などの、適応フィルタがモデル化するように意図されたあらゆるものの変化に自動的に適応するが、適応フィルタがそのような変化に追従することができる程度および精度に制限がある可能性がある。適応フィルタの初期化は、所望の最終結果に近い適応のための開始点を提供することによって、後続の動作中の高速かつ正確なモデリングと効果的なアクティブ閉塞キャンセルとをもたらすことができる。
【００４２】
適応フィルタは、たとえば、プローブ信号を利用し、固定フィルタについて上記で説明したのと同じやり方で、ＰＣなどの外部装置を使用して初期化され、オープン・ループ決定を実行してもよい。
【００４３】
適応フィルタは、初期化なしで動作されてもよく、それによって、フィッティング・セッションの時間が節約され、たとえば、伝達関数の決定中に発せられる音によって生じ得るユーザの不快感が回避される。また、初期化は、店頭販売では非実用的である。
【００４４】
結果として生じる適応フィルタの伝達関数の精度は、誤差方程式内に含まれる信号の統計的性質に依存する。たとえば、理想的な状況では、ユーザは、黙っており、レシーバによって放射される信号は、白色雑音を含む。そうでないとき、たとえば、ユーザが話しているとき、精度は、低下する可能性があり、信号間の相関により結果が偏ってしまう可能性がある。そのような問題を克服する簡単な方法は、ユーザからの音声信号が大きいとき、適応レートを低下させること、または適応を一時的に無効にすることであり得る。代替的には、補聴器のフィードバック・キャンセル・システムのために知られているなんらかの形式のフィルタリングされた相互相関、または他の形式の非相関化が使用され得る。
【００４５】
第１のフィルタは、第２のフィルタの伝達関数Ａに基づいて、伝達関数Ｒの最良に利用可能な推定として適応することができる。適切な低周波数挙動のために、外耳道における良好な挿入フィットが重要である。ハウジングの挿入不良は、ハウジングと外耳道壁との間の通路により音圧が低下するので、典型的には、低周波数における伝達関数Ａに関する小さい振幅応答を引き起こす。これは、伝達関数Ｂを非常に大きくすることを要求し、潜在的には、過負荷および不安定性の問題を引き起こす。したがって、第１のフィルタの振幅応答があるしきい値を下回るとき、ループ利得は、ゼロに戻されてもよく、第２のフィルタの適応は、停止されてもよく、または、第２のフィルタ係数は、ゼロにリーク・バックされてもよい。そうでなければ、第２のフィルタの伝達関数Ｂは、制約およびターゲットのセットを使用してループ応答を最適化するように構成されてもよく、ターゲットは、所望の周波数における所望のキャンセル量を指定し、制約は、望ましくない副作用を制限する。制約は、以下の態様について定義される。
１．分母の複素数値デジタル周波数応答（ナイキスト等高線）が原点を囲まないとき、安定が保証される。原理的には、ナイキスト安定性を決定することは、（時計回りマイナス反時計回りで）原点の囲みを計数するための手順を必要とする場合があり、それは、少し複雑である。しかしながら、等高線が正の実数値のみを使用する場合、原点を囲むことは単純に不可能なので、基準は、複素数値の実数部に対して正の下限を設定することによって単純化され得る。
２．最大ピーキングは、予想されるクローズド・ループ利得の上限を設定する。
３．最大ループ利得は、予想されるオープン・ループ利得の上限を設定する。
４．最大Ｂ利得は、第２のフィルタの利得｜Ｂ｜の上限を設定する。
【００４６】
すべての制約が満たされると、適応アルゴリズムは、キャンセル性能を決定し、すなわち、制約は、常に最初に満たされる。通常、すべての制約は、単にループ利得の低下によって満たされ得ることに留意されたい。それは、妥当な設定に対してすべての制約を満たす解が常に存在するように、スカラー利得制御を使用して聴覚装置の通常の使用中に実行され得る。
【００４７】
キャンセル周波数における応答を最適化するために、ナイキスト等高線の大きい正の実数値が一般的に望ましい。なぜなら、それらは、キャンセルを提供し、不安定性のリスクを低減するからである。大きい絶対値の虚数も有用である場合があるが、自明ではない場合がある正の方向と負の方向との間の選択を必要とし、局所最適にトラップされるリスクを増加させる可能性がある。したがって、現在の実装形態では、キャンセル・ターゲットに達するために、更新は、実数値の勾配方向のみを使用する。実数値の更新が集束した段階で導入される可能性がある虚数部分の追加は、さらなる改善をもたらす場合がある。
【００４８】
伝達関数Ｂを有する第１のフィルタの適応アルゴリズムは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を利用してもよい。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して効率的に（ｎｌｏｇ（ｎ）のオーダーで）実現され得る。シーケンスｘ0，ｘ1，ｘ2，．．．，ｘN-1について、周波数ビンＸkに関するＤＦＴは、次式で与えられる。
【００４９】
【数１】
2018109749.tif 000003
【００５０】
ここで、Ｎは、周波数ビンの総数である（Ｎがｘのシーケンス長を超える場合、たとえば、短いフィルタに関して、欠損値は、ゼロとみなされ得る）。フーリエ変換は、線形写像である。シーケンスｘおよびＸをベクトルとして表すことによって、ＤＦＴを、以下で表すことができる。
【００５１】
【数２】
2018109749.tif 000004
【００５２】
ここで、Ｍは、フーリエ行列と呼ばれる複素数値の直交対称行列であって、時間領域から周波数領域への写像を実行する。時間領域に戻す逆写像は、係数１／Ｎによってスケーリングされた同じ行列を使用して行うことができる。
【００５３】
信号プロセッサは、聴覚装置の意図された使用に適した方法において、聴覚装置によって受信された音を処理するように構成される。当該技術分野において周知のように、信号プロセッサの処理は、実行される実際の信号処理を調整するための様々なパラメータを有する信号処理アルゴリズムによって制御される。マルチ・チャネル補聴器の周波数チャネルの各々における利得は、そのようなパラメータの例である。
【００５４】
聴覚装置は、イヤー・フック、イン・イヤー、オン・イヤー、オーバー・ザ・イヤー、ビハインド・ザ・ネック、ヘルメット、またはヘッドガードなどの、ヘッドセット、ヘッドフォン、イヤフォン、イヤー・ディフェンダー、またはイヤーマフなどであってもよい。
【００５５】
聴覚装置は、ビハインド・ザ・イヤー（ＢＴＥ）、レシーバ・イン・ザ・イヤー（ＲＩＥ）、イン・ザ・イヤー（ＩＴＥ）、イン・ザ・カナル（ＩＴＣ）、またはコンプリートリー・イン・ザ・カナル（ＣＩＣ）などの補聴器であってもよい。
【００５６】
補聴器では、信号プロセッサは、ユーザの聴力損失を補償するための聴力損失補償されたオーディオ信号を生成するために、所定の信号処理アルゴリズムに従ってオーディオ信号を処理するように構成された聴力損失プロセッサを備える。聴力損失プロセッサは、周波数の関数としてダイナミック・レンジの損失を含むユーザの聴力損失を補償するように構成されたダイナミック・レンジ圧縮器を備えてもよい。
【００５７】
信号プロセッサの柔軟性は、複数の異なるアルゴリズムおよび／または特定のアルゴリズムのパラメータの複数のセットを提供するために利用されてもよい。たとえば、雑音抑制、すなわち、望ましくない信号の減衰および所望の信号の増幅のための様々なアルゴリズムが提供されてもよい。所望の信号は、通常、音声または音楽であり、望ましくない信号は、背景音声、レストランの騒々しさ、音楽（音声が所望の信号であるとき）、交通騒音などである可能性がある。
【００５８】
結果として、信号プロセッサには、各々が特定の音環境もしくは音環境のカテゴリ、および／または特定のユーザ嗜好に合わせて調整された幾つかの異なるプログラムが提供されてもよい。
【００５９】
補聴器では、これらのプログラムの各々の信号処理特性は、典型的には、ディスペンサのオフィスにおける最初のフィッティング・セッションの間に決定され、補聴器の不揮発性メモリ領域内の対応するアルゴリズムおよびアルゴリズム・パラメータを有効化することによって、ならびに／または対応するアルゴリズムおよびアルゴリズム・パラメータを不揮発性メモリ領域に送信することによって、補聴器にプログラムされる。
【００６０】
信号プロセッサは、たとえば、フィルタ・バンク、たとえば、線形位相フィルタを有するフィルタ・バンクを利用して、オーディオ信号を複数の周波数帯域に分割するように構成されてもよい。
【００６１】
周波数帯域は、たとえば、ワープド・フィルタを有するフィルタ・バンクを利用してワーピングされた周波数帯域であってもよい。ワーピングされた周波数帯域は、人間の耳のバーク周波数スケールに対応してもよい。
【００６２】
信号プロセッサは、離散フーリエ変換、高速フーリエ変換など、またはワープド・フーリエ変換、ワープド離散フーリエ変換、ワープド高速フーリエ変換などのフーリエ変換などの周波数変換をオーディオ信号に行うことによって、オーディオ信号を複数の周波数帯域に分割するように構成されてもよい。
【００６３】
聴覚装置システムにおける信号処理は、専用ハードウェアによって実行されてもよく、または１つもしくは複数の信号プロセッサにおいて実行されてもよく、または専用ハードウェアと１つもしくは複数の信号プロセッサとの組合せにおいて実行されてもよい。
【００６４】
本明細書で使用する場合、「プロセッサ」、「中央プロセッサ」、「聴力損失プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などの用語は、ＣＰＵ関連エンティティ、ハードウェア、ハードウェアとソフトウェアの組合せ、ソフトウェア、または実行中のソフトウェアを指すことを意図している。
【００６５】
たとえば、「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などは、限定はしないが、プロセッサ上で動作するプロセス、プロセッサ、オブジェクト、実行可能ファイル、実行のスレッド、および／またはプログラムであってもよい。
【００６６】
例示として、「プロセッサ」、「中央プロセッサ」、「聴力損失プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などの用語は、プロセッサ上で動作するアプリケーションとハードウェア・プロセッサの両方を示す。１つまたは複数の「プロセッサ」、「中央プロセッサ」、「聴力損失プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」など、またはそれらの任意の組合せは、プロセスおよび／または実行のスレッド内に存在してもよく、１つまたは複数の「プロセッサ」、「中央プロセッサ」、「聴力損失プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」など、またはそれらの任意の組合せは、ことによると他のハードウェア回路と組み合わせて、１つのハードウェア・プロセッサ内に配置されてもよく、および／または、ことによると他のハードウェア回路と組み合わせて、２つ以上のハードウェア・プロセッサ間に分散されてもよい。
【００６７】
また、信号プロセッサ（または類似の用語）は、信号処理を実行することができる任意の構成要素または構成要素の任意の組合せであってもよい。たとえば、信号プロセッサは、ＡＳＩＣプロセッサ、ＦＰＧＡプロセッサ、汎用プロセッサ、マイクロプロセッサ、回路構成要素、または集積回路であってもよい。
【００６８】
他のおよびさらなる態様および特徴は、以下の実施形態の詳細な説明を読むことによって明らかになるであろう。
【００６９】
図面は、実施形態の設計および有用性を示し、同様の要素は、共通の参照番号によって示される。これらの図面は、必ずしも縮尺通りに描かれていない。上記および他の利点および目的がどのようにして得られるのかをよりよく理解するために、添付の図面に示された実施形態のより具体的な説明が与えられる。これらの図面は、典型的な実施形態のみを示し、したがって、その範囲を限定していると見なされるべきではない。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】周知のアクティブ閉塞抑制回路のブロック図である。
【図２】別の周知のアクティブ閉塞抑制回路のブロック図である。
【図３】新しいアクティブ閉塞抑制回路のブロック図である。
【図４ａ】他の新しいアクティブ閉塞抑制回路のブロック図である。
【図４ｂ】他の新しいアクティブ閉塞抑制回路のブロック図である。
【図５】マルチ・レート・フィルタのブロック図である。
【図６】図５のマルチ・レート・フィルタを有する図３の新しいアクティブ閉塞抑制回路を示す図である。
【図７】初期化回路のブロック図である。
【図８】適応フィルタを有する図３の新しいアクティブ閉塞抑制回路を示す図である。
【図９】適応の際に満たされる制約のプロットを示す図である。
【図１０】制約の別のプロットを示す図である。
【図１１】キャンセル・ヒストグラムを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００７１】
添付の特許請求の範囲による新しい聴覚装置の様々な例示的な例について、新しい聴覚装置の様々な実施形態が示されている添付の図面を参照して、以下により完全に説明する。しかしながら、添付の特許請求の範囲による新しい聴覚装置は、異なる形態において具体化されてもよく、本明細書に記載の実施形態に限定されると解釈されるべきではない。加えて、図示された実施形態は、示されたすべての態様または利点を有する必要はない。特定の実施形態に関連して説明した態様または利点は、その実施形態に必ずしも限定されず、そのように図示されていない場合でも、またはそのように明示的に説明されていない場合でも、任意の他の例において実施され得る。添付の図面は、明確にするために概略的で単純化されており、新しい聴覚装置の理解に不可欠な詳細を示しているものの、他の詳細は省略されていることにも留意すべきである。
【００７２】
本明細書で使用される場合、単数形「ａ」、「ａｎ」、および「ｔｈｅ」は、文脈がそうでないことを明確に示さない限り、１つまたは２つ以上を指す。
【００７３】
図１は、アクティブ閉塞抑制回路を有する周知の聴覚装置回路１０のブロック図を示す。
【００７４】
聴覚装置は、マイクロフォン１２において受信された周囲音に応答してオーディオ信号を提供するためのマイクロフォン１２を有する。オーディオ信号は、Ａ／Ｄコンバータ（図示せず）においてサンプリングおよびデジタル化され、バッファ１４は、信号プロセッサ１６に入力するために、サンプルをサンプルのブロックにグループ化する。
【００７５】
信号プロセッサ１６は、サンプルの処理済みブロックを生成するために、所定の信号処理アルゴリズムに従ってサンプル・ブロックを処理するように構成されている。サンプルの処理済みブロックの各々は、処理済みオーディオ信号２０を形成するアンバッファ回路１８内の単一サンプルのシーケンスに分割される。
【００７６】
処理済みオーディオ信号２０は、減算器２４の第１の入力２２に入力される。減算器２４の第２の入力２６に入力される信号は、ユーザ自身の声の低周波増幅によって生成されるユーザの外耳道内の望ましくない低周波音を打ち消す信号を減算することによって閉塞効果を低減するために、処理済みオーディオ信号２０から減算される。ユーザ自身の声は、外耳道マイクロフォン２８によってピック・アップされる。外耳道マイクロフォン２８は、ユーザの外耳道内に配置されるように構成されたハウジング（図示せず）内に収容される。それによって、外耳道マイクロフォン２８は、ハウジングの遠位部分（図示せず）と鼓膜（図示せず）との間の完全にまたは部分的に閉塞された外耳道空間の内部の外耳道音圧を感知するように配置される。外耳道マイクロフォン２８によって検出される外耳道音圧は、体内伝導音とレシーバが放射した音との重ね合わせである。外耳道マイクロフォン２８は、外耳道音圧に応答して外耳道オーディオ信号３０を提供するように構成されている。外耳道オーディオ信号３０は、Ａ／Ｄコンバータ３２においてサンプリングおよびデジタル化される。サンプル３４は、フィルタ３６に順次に転送される。フィルタ３６は、閉塞効果の抑制に適したフィルタリングされた外耳道オーディオ信号３８を減算器２４の第２の入力２６に入力する。それによって、ユーザは、体内伝導音を知覚することなしに、処理済みオーディオ信号のみを知覚する。
【００７７】
減算器２４は、減算器２４の第１の入力２２において受信した信号２０から第２の入力２６において受信した信号３８を減算したものに等しい合成オーディオ信号４０を、レシーバ４４においてユーザの鼓膜に向けて放射するための音響信号に変換されるアナログ信号にデジタル合成オーディオ信号を変換するためのＤ／Ａコンバータ４２に提供する。
【００７８】
ｘが合成オーディオ信号４０であり、ｕが処理済みオーディオ信号２０であり、ｔが望ましくはキャンセルされるターゲット信号４６であり、ｙが外耳道オーディオ信号３４であり、Ｂがフィルタ３６の伝達関数であり、Ｒがレシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの伝達関数（ｙ／ｘ）であるとする。わずかに単純化すると、合成オーディオ信号ｘは、次式で与えられる。
【００７９】
【数３】
2018109749.tif 000005
【００８０】
外耳道オーディオ信号ｙは、次式で与えられる。
【００８１】
【数４】
2018109749.tif 000006
【００８２】
ここで、レシーバ４４から外耳道マイクロフォン２８の出力までの伝達関数は、可能性のある非線形性を無視し、すべての信号遅延がレシーバ４４に帰するとして、
ｙ＝Ｒｘ＋ｔ
と単純化されている。
【００８３】
図１に示す周知のアクティブ閉塞キャンセル回路２４、２８、３２、３６では、所望の信号と望ましくない信号とを区別することは不可能である。結果として、図１の回路の処理済みオーディオ信号２０からレシーバ４４の出力までの主信号経路は、アクティブ閉塞キャンセル回路がないときと同じ出力信号を得るために追加の増幅を必要とし、すなわち、処理済みオーディオ信号２０は、アクティブ閉塞キャンセル回路を補償するために［１＋ＢＲ］倍に増幅されなければならない。これは、たとえば、補償されたオーディオ信号２０のより低い振幅に対するレシーバにおける飽和および／またはノイズ・フロアの増加によって、ダイナミック・レンジの低下をもたらす可能性がある。
【００８４】
図２は、別のアクティブ閉塞抑制回路を有する聴覚装置回路１０のブロック図を示す。図２の回路では、第２のフィルタ４８および第２の減算器５０が図１の回路１０に追加されていることを除いて、図２の回路１０は、図１の回路１０と同一である。図２では、第１のフィルタ３６および第１の減算器２４は、それぞれ、図１におけるフィルタ３６および減算器２４に対応する。
【００８５】
第２のフィルタ４８は、所望の信号、すなわち処理済みオーディオ信号２０を、望ましくない信号、すなわちターゲット信号４６から区別するために、レシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの信号経路の伝達関数（ｙ／ｘ）をモデル化する。第１のフィルタ３６と同様に、第２のフィルタ４８は、非常に低い遅延で、サンプル・ベースで動作する。
【００８６】
図２のアクティブ閉塞キャンセル回路では、図１のアクティブ閉塞キャンセル回路の式（１）および式（２）は、以下となる。
【００８７】
【数５】
2018109749.tif 000007
【００８８】
したがって、レシーバ４４の所望の出力信号に対するアクティブ閉塞キャンセル回路の影響を最小にするために、第２のフィルタ４８の伝達関数Ａは、レシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの伝達関数Ｒ（ｙ／ｘ）と一致すべきであり、｜１−ＡＢ｜は、たとえば、最小二乗平均の最小化技法を使用し、たとえば、所望の周波数範囲において最小化されるべきである。
【００８９】
式（３）および式（４）の分母によって示されるように、図２の回路１０は、たとえば、耳の外部における、Ｒの変化によって不安定になる可能性があり、それは、ユーザの外耳道へのレシーバ４４を有するハウジング（図示せず）の挿入をやや不快にする。また、第１および第２のフィルタ３６、４８は、多くのフィルタ・タップを必要とするやや長いインパルス応答を実装しなければならない可能性がある。なぜなら、効果的な実装形態は、非再帰的であり、両方のフィルタが低遅延のために高速でサンプル・ベースで動作するのは好ましくないからである。
【００９０】
これは、図３に示す回路においては回避される。図３に示す回路は、出願時の請求項１の条件の下にある聴覚装置の回路のブロック図を示す
【００９１】
図３の回路では、第２のフィルタ４８がアクティブ閉塞キャンセル・ループの外に移動され、第２のアンバッファ回路５２が導入されたことを除いて、図３の回路１０は、図２の回路１０と同一である。この変更により、第２のフィルタ４８は、信号プロセッサ１６のようにサンプルのブロック上で動作し、好ましくは、処理効率を改善するために信号プロセッサ１６内に含まれる。
【００９２】
図３のアクティブ閉塞キャンセル回路では、図２のアクティブ閉塞キャンセル回路の式（３）および式（４）は、以下となる。
【数６】
2018109749.tif 000008
【００９３】
最適条件下では、ＢＡは、ＢＲに等しく、信号プロセッサの出力からレシーバの入力までの主信号経路の伝達関数は、アクティブ閉塞キャンセルの存在によりダイナミック・レンジが変更されず、利得調整が必要とされないように、アクティブ閉塞キャンセルがない伝達関数と同一のままである。
【００９４】
図４ａおよび図４ｂは、図２および図３のアクティブ閉塞キャンセル回路の組合せを示す。
【００９５】
図４ａのアクティブ閉塞キャンセル回路では、図３のアクティブ閉塞キャンセル回路の式（５）および式（６）は、以下となる。
【数７】
2018109749.tif 000009
【００９６】
ここでも、ｙ＝Ｒｘ＋ｔであり、Ｂ1＝０とすると、図２のアクティブ閉塞キャンセル回路に関する式（３）および式（４）になり、Ｂ2＝０とすると、図３のアクティブ閉塞キャンセル回路に関する式（５）および式（６）になる。
【００９７】
図４ａのアクティブ閉塞キャンセル回路では、ｖ2は、ターゲット信号ｔの直接推定値であるが、ｖ1は、ｔに対するアクティブ閉塞キャンセルの影響を含む。結果として、２つの信号を比較することは、ユーザ自身の声に対する閉塞キャンセルの影響をリアル・タイムで積極的に監視するために使用され得る。
【００９８】
個々のｖ1およびｖ2信号を直接必要としない場合、図４ｂに示すように、セクションを並び替えることによって、より効率的に同じ応答を実現することができる。ここで、Ａ1＝Ａ2＝Ａである。
【００９９】
図４ａおよび図４ｂの２つの形式の等価性は、一般的な直接型ＩＩＲフィルタが、極セクションの後にゼロ・セクションが続くことによって実施され得るか、およびその逆（すなわち、最初にゼロ点、次いで極）によって実施され得るかと同様である。一般化されたＡＯＣ応答に関して、最適条件下（すなわち、Ｒ＝Ａ）では、Ｂ1フィルタは、（一般的な形式のＩＩＲにおける極のような）無限インパルス応答を（再帰的に）実現すると考えることができ、Ｂ2フィルタは、（一般的な形式のＩＩＲフィルタにおけるゼロ点のような）有限インパルス応答を実現する。インパルス応答の（非再帰的な）ヘッドと（再帰的な）テイルの両方を独立して調整する能力は、安定性と、システムを全体として調整するために必要な自由パラメータの数の両方の点で利点を提供することができる。
【０１００】
図４ａおよび図４ｂのアクティブ閉塞キャンセル回路は、それぞれ、第２および第４のフィルタのうちの少なくとも１つが信号プロセッサ内のサンプルのブロックに対して動作することができないという犠牲を払って、図２および図３のアクティブ閉塞キャンセル回路よりも高い柔軟性を提供する。
【０１０１】
図５は、キャンセル信号を第１の減算器２４に提供する第１のフィルタ３６のブロック図を示す。キャンセル性能にとって重要な低遅延を得るために、マルチ・レート設計が利用される。先頭タップは、フル・レートで動作し、複雑さを低減するために、たとえば、８によるダウン・サンプリングが続く。ロー・パス・フィルタＬＰＦは、固定小数点の複雑性が低い移動平均フィルタであり、ＦＩＲフィルタのようにフィルタ・タップ間の均一な遅延をもたらす。タップ間の群遅延は、通常のＦＩＲフィルタと同様に周波数の関数として一定（ｄサンプル）である。先頭のフィルタ・タップ、すなわちダウン・サンプリング前のタップの振幅応答は、高周波数では異なる。追加のフィルタ、たとえば、固定された係数を有するフィルタＨＦは、先頭タップの保護を提供する。追加のフィルタＨＦ’、ＨＦは、おそらく群遅延のいくらかの増加を犠牲にして、通常のＦＩＲ挙動が任意の程度に近似され得るように、これらの高周波数を抑制することができる。
【０１０２】
図６は、図５に示すタイプの２つのマルチ・レートＦＩＲフィルタ３６、４８とスカラー利得ｇとを有する図３に示すアクティブ閉塞キャンセル回路のブロック図を示す。伝達関数Ａを有する第２のフィルタは、メインＤＳＰ出力信号をキャンセル・ループから切り離し、レシーバ（ｏｕｔ）から外耳道マイクロフォン（ｉｎ）への応答を識別するために使用される。伝達関数Ｂを有する第１のフィルタは、閉塞キャンセルを実施する。スカラー利得（ｇ）は、潜在的な不安定性または過負荷の場合にループ利得を（迅速に）適応させるために使用される。フィルタＡおよびＢは、低周波数では、低いサンプリング・レートにおいて動作する通常のＦＩＲフィルタと正確に同じように動作するが、リサンプリング遅延の影響を受けることはないように設計されている。タップ間の群遅延は、通常のＦＩＲと同様に、すべての周波数にわたって一定（ｄサンプル）である。しかしながら、先頭のタップ（ダウン・サンプリング前）は、高周波数について異なる振幅応答を有する。追加のフィルタＨ1、Ｈ2、Ｈ3は、通常のＦＩＲの挙動が（おそらくは群遅延のいくらかの増加を犠牲にして）任意の程度に近似され得るように、これらの高周波数を抑制することができる。
【０１０３】
第１および第２のフィルタ３６、４８が初期化されると（図７を参照して以下にさらに説明する）、追加のフィルタＨ１５８は、２つの極を有し、１つはロー・パス・フィルタリング用であり、１つはＤＣ除去用であり、追加のフィルタＨ2およびＨ3は、複雑性を最小にするために省略される。これは、初期化が不均一な先頭タップ応答を考慮に入れることができるからである。
【０１０４】
初期化なしでは、追加のフィルタＨ1５８、Ｈ2６０、Ｈ3６２の応答は、１極ロー・パス、２点移動平均、および１極ＤＣ除去を含む。２点移動平均要素を加えることは、高周波数におけるロール・オフを改善し、遅延要素が極セクションと共有されるので、それは、非常にコスト効果的である。
【０１０５】
計算を簡単にするために、すべての応答は、低レート（たとえば、ベースバンド／２）において動作する線形フィルタによってモデル化されてもよく、Ｈ＝Ｈ1＊Ｈ2、Ｈ2＝＝Ｈ3として３つの追加のフィルタの寄与を１つのブロック（Ｈ）に結合する。信号プロセッサによって提供される出力ｕおよびターゲット信号ｔから外耳道マイクロフォン入力信号ｍへの対応する応答は、式（９）によって与えられる。
【０１０６】
【数８】
2018109749.tif 000010
【０１０７】
フィッティング・セッションの間に、フィルタ３６、４８は、初期化されてもよく、すなわち、フィルタ３６、４８のフィルタ係数は、决定されてもよい。図７に示すように、フィッティング・セッションの間、聴覚装置は、ＰＣに接続され、第１の減算器２４の出力は、レシーバ４４の入力から切り離され、レシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの信号経路の伝達関数Ｒのオープン・ループ決定を容易にする。
【０１０８】
上述したように、第２のフィルタ４８は、この信号経路の伝達関数Ｒをモデル化するように意図され、第１のフィルタ３６は、キャンセル信号を計算する。
【０１０９】
図７に示すように、プローブ信号、たとえば、最大長シーケンス（ＭＬＳ）信号がレシーバに送信され、プローブ信号への応答を含む外耳道マイクロフォン出力信号に基づいて、信号経路のインパルス応答が推定される。外耳道マイクロフォン出力信号は、ＰＣに送信され、ＰＣは、インパルス応答を決定するために、プローブ信号と受信した外耳道マイクロフォン出力信号との相互相関を実行する。次いで、ＰＣは、第２のフィルタ４８も決定されたインパルス応答を有し、初期化に続いて、第２のフィルタ４８が対応する信号経路をモデル化するように、第２のフィルタ４８のフィルタ係数を決定し、それらを聴覚装置の第２のフィルタ４８に転送する。
【０１１０】
第２のフィルタ４８のフィルタ係数の決定に続いて、ＰＣは、ＢＲが、聴覚装置回路が安定していること、および、たとえば、ユーザ調整可能な、ピーキングおよび利得の上限を含む、制約のセットの範囲内で最大値を有するように、第１のフィルタ３６の伝達関数Ｂを最適化するように動作する。
【０１１１】
ＰＣは、たとえば、反復周波数重み付けを含む、反復制約付き最小二乗手順によって、伝達関数Ｂをヒューリスティックに最適化してもよい。
【０１１２】
したがって、一例では、ＰＣは、以下の誤差方程式の再帰的最適化を実行する。
【０１１３】
【数９】
2018109749.tif 000011
【０１１４】
ここで、重み付け関数ｗfは、制約を満たすように適応し、ターゲット関数Ｔ（ω）は、キャンセル目標に近づくように適応する。キャンセル目標は、たとえば、キャンセルが望まれる場合、Ｔの実数部が大きくなり得、キャンセルが必要ない場合、Ｔの実数部がゼロとなり得、キャンセルを中止しなければならない場合、Ｔがゼロとなり得る。
【０１１５】
再帰的な反復の間、すべての反復ステップは、完全最小二乗最適化を含む。完全最小二乗最適化では、所与のｗfおよびＴに対する｜Ｅ｜2の大域的最小点を決定し、その後にｗfおよびＴのヒューリスティックな更新のステップが続く。ここで、ｗfは、制約を満たすように適応し、Ｔは、所望のキャンセル深度に近づくように適応する。
【０１１６】
図３〜図６に示すフィルタ３６、４８は、聴覚装置の通常の動作中に適応する適応フィルタであってもよい。
【０１１７】
図８は、図３に示されており、かつ図６により詳細に示されている、アクティブ閉塞抑制回路を有する聴覚装置回路１０のブロック図を示す。アクティブ閉塞抑制回路は、聴覚装置の通常の動作中に適応する適応フィルタ３６、４８を有する。第２のフィルタ４８の伝達関数Ａは、レシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの信号経路の伝達関数Ｒ（ｙ／ｘに等しい）に向かって適応される。第１のフィルタ２８は、以下により詳細に説明する特定の制約の下で、ＡＢを最大にするように最適化される。
【０１１８】
フィッティング・セッションの間、適応フィルタ３６、４８は、初期化されてもよく、すなわち、適応フィルタ３６、４８のフィルタ係数は、决定されてもよい。図７に示し、上記で説明したように、フィッティング・セッションの間、聴覚装置は、ＰＣに接続され、第１のフィルタ３８の出力は、第１の減算器２４の第２の入力２６から切り離され、レシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの信号経路の伝達関数Ｒのオープン・ループ決定を容易にする。初期化は、図７を参照して上記で開示したアルゴリズムを用いて実行されてもよい。代替的には、第１のフィルタ３６の最適化は、以下に説明するのと同じやり方で、初期化中に実行されてもよい。
【０１１９】
図８の聴覚装置回路１０は、初期化なしで動作されてもよく、それによって、おそらく行われるフィッティング・セッションの時間が節約され、ＭＬＳ測定中に放射される音によって生じ得るユーザの不快感が回避される。また、初期化は、店頭販売では非実用的であり、性能は、たとえば、耳垢の蓄積、構成部品のドリフトなどの緩やかな変化により、または、たとえば、再挿入の差異によって引き起こされるより速い変化により、経時的に低下する。さらに、ユーザの閉塞された音声スペクトルは、初期化において考慮されない。
【０１２０】
図６に示すように、聴覚装置回路１０は、２つのマルチ・レートＦＩＲフィルタ３６、４８とスカラー利得５６とを有する。スカラー利得５６は、潜在的な不安定性または過負荷の場合にループ利得を迅速に適合させるために使用される。マルチ・レート・フィルタ３６、４８は、低周波数において、それらが低サンプリング・レートにおいて動作する通常のＦＩＲフィルタと同様に動作するが、リサンプリング遅延の影響を受けないように設計される。タップ間の群遅延は、通常のＦＩＲと同様に、すべての周波数について一定（ｄサンプル）である。しかしながら、先頭のタップ（ダウン・サンプリング前）は、高周波数について異なる振幅応答を有する。追加のフィルタ５８、６０、６２は、通常のＦＩＲの挙動が（おそらくは群遅延のいくらかの増加を犠牲にして）任意の程度に近似され得るように、これらの高周波数を抑制することができる。図６の回路１０では、追加のフィルタ５８、６０、６２の各々は、１つのロー・パス極、２点移動平均、および１極ＤＣ除去を有する。２点移動平均は、遅延要素が極セクションと共有されるので、低コストで高周波数におけるロール・オフを改善する。
【０１２１】
計算を簡単にするために、すべての応答は、低レート（たとえば、ベースバンド／２）において動作する線形フィルタによってモデル化されてもよく、Ｈ＝Ｈ1＊Ｈ2、Ｈ2＝＝Ｈ3として３つの追加のフィルタの寄与を１つのブロック（Ｈ）に結合する。信号プロセッサによって提供される出力ｕおよびターゲット信号ｔから外耳道マイクロフォン入力信号ｍへの対応する応答は、次式で与えられる。
【０１２２】
【数１０】
2018109749.tif 000012
【０１２３】
既に述べたように、第２のフィルタ４８の伝達関数Ａは、レシーバ４４の入力から外耳道マイクロフォン２８の出力までの信号経路の伝達関数Ｒに追従する。第１のフィルタ３６の伝達関数Ｂは、望ましくは、過度の増幅または不安定性などの望ましくない副作用を引き起こすことなく、アクティブ閉塞キャンセル周波数において分母（１＋ＨＲＢ）を最大化する。
【０１２４】
第２のフィルタ４８の伝達関数Ａは、外耳道オーディオ信号と第２のフィルタの出力との間の差を最小にするために、フィルタ係数を適応させる正規化最小平均二乗（ＮＬＭＳ）アルゴリズムを使用して適応してもよい。結果として生じる応答推定値の精度は、処理済みオーディオ信号ｕおよび外耳道オーディオ信号の統計的性質に依存する。たとえば、理想的な状況では、ｔはゼロであり（ユーザは黙っており）、ｕは白色雑音を含む。そうでないとき、たとえば、ユーザが話しているとき、ｕとｔとの間の相関により精度の低下およびことによると若干の偏りを予想することができる。そのような問題を克服する簡単な方法は、ｔが大きいとき、適応を遅くすること、または適応を一時的に無効にすることである。代替的には、補聴器のフィードバック・キャンセル・システムのために知られているなんらかの形式のフィルタリングされた相互相関、または他の形式の非相関化が使用され得る。
【０１２５】
第１のフィルタ３６は、第２のフィルタ４８の伝達関数Ａに基づいて、伝達関数Ｒの最良に利用可能な推定として適応する。適切な低周波数挙動のために、外耳道における良好な挿入フィットが重要である。挿入不良の装置は、（音圧が漏れるので）典型的には、低周波数における伝達関数Ａの小さな振幅応答を引き起こす。ナイーブな実装形態では、これは、伝達関数Ｂを非常に大きくすることを要求し、潜在的には、過負荷および不安定性の問題を引き起こす。したがって、第１のフィルタ３６の振幅応答があるしきい値を下回るとき、好ましくは、ループ利得は、ゼロに調整され、第２のフィルタ４８の適応は、停止され、または、第２のフィルタ係数は、ゼロにリーク・バックされてもよい。そうでなければ、第２のフィルタ４８の伝達関数Ｂは、制約およびターゲットのセットを使用してループ応答を最適化するように適応される。ターゲットは、所望のキャンセル量を指定し、制約は、望ましくない副作用を制限する。
【０１２６】
制約は、以下の態様について定義される。
１．分母の複素数値デジタル周波数応答（ナイキスト等高線）が原点を囲まないとき、安定が保証される。原理的には、ナイキスト安定性を決定することは、（時計回りマイナス反時計回りで）原点の囲みを計数するための手順を必要とする場合があり、それは、少し複雑である。しかしながら、等高線が正の実数値のみを使用する場合、原点を囲むことは単純に不可能なので、基準は、複素数値の実数部に対して正の下限を設定することによって単純化され得る。
２．最大ピーキングは、予想されるクローズド・ループ利得１／│１＋ＨＡＢ│の上限を設定し、これは、│１＋ＨＡＢ│の下限を設定することに等しい。計算は、（１＋ＨＡＢ）の実数部の正の下限を設定することによって再び単純化され得、これは、安定性と最大ピーキング制約の両方が同じ基準を使用してチェックされ得ることを意味する。
３．最大ループ利得は、予想されるオープン・ループ利得│ＨＡＢ│の上限を設定する。
４．最大Ｂ利得は、第２のフィルタ４８の利得｜Ｂ｜の上限を設定する。
【０１２７】
すべての制約が満たされると、更新は、キャンセル性能を考慮する（したがって、制約は、常に最初に満たされる）。通常、すべての制約は、上記のスカラー利得ユニットを使用して聴覚装置の通常の動作中に実行され得る単なるループ利得の低下によって満たされ得るので、妥当な設定に対してすべての制約を満たす解が常に存在することに留意されたい。キャンセル周波数における応答を最適化するために、キャンセルを提供し、不安定性のリスクを低減するので、ナイキスト等高線の大きい正の実数値が一般的に望ましい。大きい絶対値の虚数値も役に立つが、自明ではない場合がある正の方向と負の方向との間の選択を必要とし、局所最適にトラップされるリスクを増加させる可能性がある。したがって、現在の実装形態では、キャンセル・ターゲットに達するために、更新は、実数値の勾配方向のみを使用する。実数値の更新が集束した段階で導入される可能性がある虚数部分の追加は、さらなる改善を与える場合がある。
【０１２８】
図９は、予想される分母応答（１＋ＨＡＢ）に関する適応手順の例示を提供する。ターゲットおよび制約は、周波数に依存するが、簡単にするために、一様な設定が示されている。最初の２つの制約、すなわち、安定性および最大ピーキングは、複素平面内の左境界６４によって表される。周波数ビンが左にある場合、２つの点（ａ）６６、６８に関するように、更新は、右の方に向かう。２つの利得制約は、１を中心とする円７０によって表される。振幅がこの境界を超えるとき、２つの点（ｂ）７２、７４によって示すように、更新は、１の方に向かう（ゼロの方に向けて第１のフィルタの伝達関数Ｂを適応させることに等しい）。キャンセル・ターゲットは、ゼロを中心とする円７６によって表される。分母応答振幅がターゲットを下回るキャンセル周波数について、２つの点（ｃ）７８、８０などの更新は、右の方に向かう（より大きい正の実数値を狙う）。制約に違反することなく十分なキャンセルを提供する２つの白点８２、８４などのビンについては、なにも行われない。原理的には、たとえば、いくらかの最小限の低周波数認識を確実にするために、キャンセル量の上限を指定することも可能である。
【０１２９】
第１のフィルタ更新の伝達関数Ｂの実装形態は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を広範に利用する。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して効率的に（ｎｌｏｇ（ｎ）のオーダーで）実現され得る。シーケンスｘ0，ｘ1，ｘ2，．．．，ｘN-1について、周波数ビンＸkに関するＤＦＴは、次式で与えられる。
【０１３０】
【数１１】
2018109749.tif 000013
【０１３１】
ここで、Ｎは、周波数ビンの総数である（Ｎがｘのシーケンス長を超える場合、たとえば、短いフィルタに関して、欠損値は、ゼロとみなされ得る）。フーリエ変換は、線形写像である。シーケンスｘおよびＸをベクトルとして表すことによって、ＤＦＴを、以下で表すことができる。
【０１３２】
【数１２】
2018109749.tif 000014
【０１３３】
ここで、Ｍは、フーリエ行列と呼ばれる複素数値の直交対称行列であって、時間領域から周波数領域への写像を実行する。時間領域に戻す逆写像は、係数１／Ｎによってスケーリングされた同じ行列を使用して行うことができる。
【０１３４】
係数ベクトルｂ＾を有する、第１のフィルタの所与の伝達関数Ｂについて、要素ごとの乗算（○で表記する）を使用して、予想されるＡＯＣ分母応答（Ｄ）の複素周波数応答（ナイキスト等高線）は、以下で与えられる。
【０１３５】
【数１３】
2018109749.tif 000015
【０１３６】
分母応答Ｄ＾をあるターゲットＴ＾と比較することで、誤差が提供される。
【０１３７】
【数１４】
2018109749.tif 000016
【０１３８】
これは、最小二乗の意味で、例えば以下の基準を使用して最小化され得る。
【０１３９】
【数１５】
2018109749.tif 000017
【０１４０】
これに関して、第１のフィルタ３６のフィルタ係数に対する勾配方向は、以下で与えられる。
【０１４１】
【数１６】
2018109749.tif 000018
【０１４２】
これは、伝達関数Ｈ、Ａを有するフィルタとフーリエ写像Ｍを用いた誤差の逆フィルタリングとして解釈され得る。フィルタ係数は、実数値であるので、複素共役（*）は、必要とされず、Ｍは、結果の実数部のみを計算するように最適化され得る高速フーリエ変換を使用して効率的に実施され得る。たとえば、安定性、ピーキング、およびターゲット更新に対して、誤差も実数であるとき、複素共役は、ｅ＾についても必要とされないので、最も簡単な形態では、勾配方向は、次式によって与えられる。
【０１４３】
【数１７】
2018109749.tif 000019
【０１４４】
安定性および最大ピーキングの制約（Ｔ＝左境界）に対しては、以下である。
【０１４５】
【数１８】
2018109749.tif 000020
【０１４６】
キャンセル（Ｔ＝キャンセル・ターゲット）に対しては、以下である。
【０１４７】
【数１９】
2018109749.tif 000021
【０１４８】
そして、利得の制約（Ｔ＝０）に対しては、以下である。
【０１４９】
【数２０】
2018109749.tif 000022
【０１５０】
これは、式（１８）から省略された、ｅ＾の複素共役を含む。
【０１５１】
式（８）〜式（１１）は、ｂ＾を適応させるための勾配方向を提供し、これは、ある小さい固定されたステップ・サイズを使用する単純な符号に基づく更新と組み合わされてもよい。たとえば、２ノルムを使用して、勾配を正規化し、慣性項を追加することによって、よりよい性能を得ることができ、これは、勾配履歴にロー・パス・フィルタを効果的に適用し、局所最適にトラップされるリスクを低減する。更新ステップを改善するために、直線探索、適応学習レート、共役勾配、ヘッセ行列推定技法などの追加など、様々なさらなる強化が可能であり得る。
【０１５２】
第１のフィルタの伝達関数Ｂの更新を単独で使用して制約違反を解決することは、いくつかのステップを必要とする場合がある。代わりに、広帯域利得低減ｇの形態で、即時の解決が提供され得る。安定性のために、ｇは、以下で０と１との間の最も大きい可能な値に設定され得る。
【０１５３】
【数２１】
2018109749.tif 000023
【０１５４】
これを、実数値Ｔi（Ｔi＜１）に対して解くと、以下となる。
【０１５５】
【数２２】
2018109749.tif 000024
【０１５６】
式（１９）の誤差ベクトル（ｅi＝ｍａｘ（０，ｒｅａｌ（Ｔi−１−ＨiＡiＢi）））を使用すると、以下のように書き改めることができる。
【０１５７】
【数２３】
2018109749.tif 000025
【０１５８】
これは、以下のように単純化することができる。
【０１５９】
【数２４】
2018109749.tif 000026
【０１６０】
ここで、ｉmは、ｅimが最大であるインデックスであり、最大の誤差が補償されることを確実にする利得低減をもたらす。
【０１６１】
提案された適応アルゴリズムは、１０２個のレシーバから外耳道マイクロフォンへの応答経路の集合に対して、Ｍａｔｌａｂにおいて試験された。それらの応答経路は、いくつかの異なる装置および耳において記録され、第１および第２のフィルタが初期化された図３のアクティブ閉塞キャンセル回路に関する結果と比較された。図１０に示す制約およびターゲット、キャンセル・ターゲット８６、追加のフィルタの伝達関数８８、最大ピーキング９０、最大ＨＢ利得９２、および最大ループ利得９４は、新たな追加のフィルタ応答が初期化することなくアクティブ閉塞キャンセル回路に使用されたことのみを除いて、いずれのアクティブ閉塞キャンセル回路についても同一に設定された。以下の場合についてのシミュレーション結果が得られた。
１．初期化された第１および第２のフィルタを有する図３のアクティブ閉塞キャンセル回路（ＡＯＣｖ３）
２．式（１１）の第１のフィルタ解を使用し、通常のベースバンド・ブロック・レートにおいて６０秒に相当するステップ数で第１のフィルタを適応させた、第２のフィルタが固定伝達関数を有する、初期化なしのＡＯＣ（Ω）。
３．白色雑音信号がレシーバに伝送される、第１のフィルタおよび第２のフィルタが適応フィルタである、初期化なしのＡＯＣ。閉塞応答は、適応の１秒後、２秒後、５秒後、１０秒後、および２０秒後にそれぞれサンプリングされた。
【０１６２】
表１は、完全なデータセットに対する平均の結果を示す。平均、中央値、および最大のキャンセルに関する行は、ターゲット範囲（１００〜６００Ｈｚ）に関する統計値を表す。ピーク利得（閉塞信号の望ましくない最大増幅）は、もちろん、全周波数範囲にわたって測定された。標準偏差（図示せず）は、概してかなり大きく、主に２０〜４０％のオーダーであり、これは、少なくとも部分的にはデータセット内での変動に起因する。
【０１６３】
【表１】
2018109749.tif 000027
【０１６４】
広がりの指標を与えるために、図１１は、最大閉塞キャンセル結果の分布を示す。
【図１】
2018109749.tif 000028
【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2018109749.tif 000039
【外国語明細書】
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2018109749000002.pdf
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