(57)【要約】      （修正有）【課題】発光部を間欠動作させる際の電流値を制御することで、消費電力を低減する生体情報検出装置、検出装置及び電子機器等を提供する。【解決手段】生体情報検出装置１００は、被検体に光を出射する発光部１１０と、被検体からの反射光又は透過光を受光する受光部１２０と、発光部を発光させる電流信号を発光部に供給する電流制御部１３０を含み、電流制御部は、発光部の発光期間のうちの第１の期間では、発光期間のうちの第２の期間に比べて大きい電流値の電流信号を、発光部に供給する。【選択図】図２
2018038456.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体に光を出射する発光部と、
前記被検体からの反射光又は透過光を受光する受光部と、
前記発光部を発光させる電流信号を前記発光部に供給する電流制御部と、
を含み、
前記電流制御部は、
前記発光部の発光期間のうちの第１の期間では、前記発光期間のうちの前記第１の期間の後の期間である第２の期間に比べて大きい電流値の前記電流信号を、前記発光部に供給することを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記受光部からの信号の検出処理を行う検出部をさらに含み、
前記検出部は、フィルター部を有し、
前記電流制御部は、
前記フィルター部のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を含む前記電流信号を、前記第１の期間において前記発光部に供給することを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記フィルター部は、ローパスフィルター又はバンドパスフィルターであり、
前記カットオフ周波数は、前記ローパスフィルターのカットオフ周波数、又は前記バンドパスフィルターの高周波側カットオフ周波数であることを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項４】
請求項２又は３において、
前記フィルター部の時定数をτとした場合に、
前記発光期間の長さは、Ｐ（Ｐは４以下の正数）×τ以下であることを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項５】
請求項４において、
前記第２の期間での前記電流値をＩａとした場合に、
前記発光期間での総電流値は、５×τの長さの期間で前記電流値がＩａとなる電流信号を流した場合の総電流値よりも小さいことを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかにおいて、
前記発光期間の長さをＴＬとした場合に、
前記第１の期間の長さはＴＬ／Ｑ（Ｑは２以上）以下であることを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記電流信号は、前記第１の期間において前記電流値が一定且つ、前記第２の期間の前記電流値よりも大きい電流信号であることを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項８】
請求項１において、
前記電流信号は、前記第１の期間のうちの所定タイミングにおいてピーク値を有し、前記ピーク値が前記第２の期間の前記電流値よりも大きい電流信号であることを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項９】
請求項８において、
前記電流信号は、前記ピーク値からの立ち下がりでの単位時間当たりの電流変化値が、前記ピーク値までの立ち上がりでの単位時間当たりの電流変化値よりも小さい電流信号であることを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかにおいて、
前記電流制御部は、
前記第１の期間及び前記第２の期間での前記電流信号の波形を設定するための電流設定値をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路と、
前記Ｄ／Ａ変換回路の出力電圧に対応する電流を前記電流信号として出力する電流供給回路と、
を含むことを特徴とする生体情報検出装置。
【請求項１１】
対象物に光を出射する発光部と、
前記対象物からの反射光又は透過光を受光する受光部と、
前記発光部を発光させる電流信号を前記発光部に供給する電流制御部と、
を含み、
前記電流制御部は、
前記発光部の発光期間での波形を設定するための電流設定値を、発光期間の１／２以下のＤ／Ａ変換期間でＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路と、
前記Ｄ／Ａ変換回路の出力電圧に対応する電流を前記電流信号として出力する電流供給回路と、
を含むことを特徴とする検出装置。
【請求項１２】
請求項１乃至１０のいずれかに記載の生体情報検出装置を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項１３】
請求項１１に記載の検出装置を含むことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、生体情報検出装置、検出装置及び電子機器等に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤ（light emitting diode）などの光源を発光させて被検体に放射し、その反射光又は透過光をＰＤ（Photodiode）等の受光部で受光する電子機器（光計測器）が知られている。光計測器では、受光部での受光結果に基づいて、種々の物理量を計測する。
【０００３】
光計測器において、計測に十分な信号レベルを確保するためには光源の輝度を大きくする必要がある。しかし、光源の輝度を上げることは消費電力の増大につながる。そのような消費電力の増大を抑えるために、光源をパルス駆動により間欠的に発光し、その発光している時だけサンプリングする手法がよく用いられる。
【０００４】
例えば特許文献１には、発光部にパルス電流を印加する測定装置であって、パルス電流の電流値が異なる２つの検出モードを切り替える手法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１６−６７４０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ノイズによるサンプリング値の揺らぎを抑制するために、サンプリングの前にＬＰＦ（又はＢＰＦ）を通過させて周波数帯域を制限する場合が多い。そのため、パルス変調された信号はフィルター処理により鈍らされるため、所望値に至るまでに時間がかかり、光源を発光させておくパルス幅が長くなってしまうという課題があった。
【０００７】
本発明の幾つかの態様によれば、発光期間内で発光部に供給する電流値を適切に制御する生体情報検出装置、検出装置及び電子機器等を提供できる。
【０００８】
本発明の幾つかの態様によれば、発光期間内で発光部に供給する電流値を制御することで、消費電力を低減する生体情報検出装置、検出装置及び電子機器等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様は、被検体に光を出射する発光部と、前記被検体からの反射光又は透過光を受光する受光部と、前記発光部を発光させる電流信号を前記発光部に供給する電流制御部と、を含み、前記電流制御部は、前記発光部の発光期間のうちの第１の期間では、前記発光期間のうちの前記第１の期間の後の期間である第２の期間に比べて大きい電流値の前記電流信号を、前記発光部に供給する生体情報検出装置に関係する。
【００１０】
本発明の一態様では、発光期間の第１の期間において、当該第１の期間よりも後の第２の期間に比べて相対的に電流値を大きくする電流制御を行う。このようにすれば、受光部の受光結果に基づく信号であり、サンプリング対象となる信号が、相対的に短い時間で所望値に到達するため、安定したサンプリングを行うために必要な発光期間を短縮し、消費電力を低減すること等が可能になる。
【００１１】
また本発明の一態様では、前記受光部からの信号の検出処理を行う検出部をさらに含み、前記検出部は、フィルター部を有し、前記電流制御部は、前記フィルター部のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を含む前記電流信号を、前記第１の期間において前記発光部に供給してもよい。
【００１２】
このようにすれば、フィルター部により低減される高周波成分を電流信号に含めることができ、フィルター部による波形の鈍りを補償すること等が可能になる。
【００１３】
また本発明の一態様では、前記フィルター部は、ローパスフィルター又はバンドパスフィルターであり、前記カットオフ周波数は、前記ローパスフィルターのカットオフ周波数、又は前記バンドパスフィルターの高周波側カットオフ周波数であってもよい。
【００１４】
このようにすれば、フィルター部としてローパスフィルターやバンドパスフィルターを用いる場合に、適切な電流制御が可能になる。
【００１５】
また本発明の一態様では、前記フィルター部の時定数をτとした場合に、前記発光期間の長さは、Ｐ（Ｐは４以下の正数）×τ以下であってもよい。
【００１６】
このようにすれば、従来手法に比べて発光期間を短縮し、消費電力を低減することが可能になる。
【００１７】
また本発明の一態様では、前記第２の期間での前記電流値をＩａとした場合に、前記発光期間での総電流値は、５×τの長さの期間で前記電流値がＩａとなる電流信号を流した場合の総電流値よりも小さくてもよい。
【００１８】
このようにすれば、発光期間において一定の電流値の電流信号を供給する手法に比べて、消費電力を低減することが可能になる。
【００１９】
また本発明の一態様では、前記発光期間の長さをＴＬとした場合に、前記第１の期間の長さはＴＬ／Ｑ（Ｑは２以上）以下であってもよい。
【００２０】
このようにすれば、相対的に電流信号の電流値が大きい第１の期間を短くできるため、消費電力の低減効果を高くすること等が可能になる。
【００２１】
また本発明の一態様では、前記電流信号は、前記第１の期間において前記電流値が一定且つ、前記第２の期間の前記電流値よりも大きい電流信号であってもよい。
【００２２】
このようにすれば、第１の期間と第２の期間において、２段階で電流値を変化させる電流制御により、消費電力を低減すること等が可能になる。
【００２３】
また本発明の一態様では、前記電流信号は、前記第１の期間のうちの所定タイミングにおいてピーク値を有し、前記ピーク値が前記第２の期間の前記電流値よりも大きい電流信号であってもよい。
【００２４】
このようにすれば、第１の期間においてピーク値を持たせ、第２の期間に向けて当該ピーク値から電流値を下げていく電流制御により、消費電力を低減すること等が可能になる。
【００２５】
また本発明の一態様では、前記電流信号は、前記ピーク値からの立ち下がりでの単位時間当たりの電流変化値が、前記ピーク値までの立ち上がりでの単位時間当たりの電流変化値よりも小さい電流信号であってもよい。
【００２６】
このようにすれば、立ち下がりでの電流値の変化を緩やかにできるため、寄生容量や寄生インダクタンスによる影響を受ける場合等でも、信号が振動的になるのを抑止でき安定したサンプリングを行うこと等が可能になる。
【００２７】
また本発明の一態様では、前記電流制御部は、前記第１の期間及び前記第２の期間での前記電流信号の波形を設定するための電流設定値をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路と、前記Ｄ／Ａ変換回路の出力電圧に対応する電流を前記電流信号として出力する電流供給回路と、を含んでもよい。
【００２８】
このようにすれば、Ｄ／Ａ変換回路と電流供給回路により電流信号を供給できるため、デジタルデータである電流設定値に基づいて、電流信号の電流値を制御すること等が可能になる。
【００２９】
また本発明の他の態様は、対象物に光を出射する発光部と、前記対象物からの反射光又は透過光を受光する受光部と、前記発光部を発光させる電流信号を前記発光部に供給する電流制御部と、を含み、前記電流制御部は、前記発光部の発光期間での波形を設定するための電流設定値を、発光期間の１／２以下のＤ／Ａ変換期間でＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路と、前記Ｄ／Ａ変換回路の出力電圧に対応する電流を前記電流信号として出力する電流供給回路と、を含む検出装置に関係する。
【００３０】
本発明の他の態様では、Ｄ／Ａ変換回路と電流供給回路により発光部に電流信号を供給する検出装置において、Ｄ／Ａ変換回路のＤ／Ａ変換期間が発光期間の１／２以下の長さの期間となる。このようにすれば、電流信号の電流値を、複数の段階で切り替えることができ、電流信号の波形を柔軟に制御すること等が可能になる。
【００３１】
本発明の他の態様は、上記の生体情報検出装置、又は検出装置を含む電子機器に関係する。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】従来手法の電流信号及び出力信号の波形例。
【図２】生体情報検出装置の構成例。
【図３】発光部及び電流制御部の構成例。
【図４】受光部及び検出部の構成例。
【図５】トランス・インピーダンス・アンプの構成例。
【図６】第１の実施形態の電流信号及び出力信号の波形例。
【図７】Ｎと到達率との関係を説明する図。
【図８】寄生容量や寄生インダクタンスの影響を受けた場合の第１の実施形態の電流信号及び出力信号の波形例。
【図９】寄生容量や寄生インダクタンスの影響を受けた場合の第１の実施形態の電流信号及び出力信号の拡大波形例。
【図１０】第２の実施形態の電流信号及び出力信号の波形例。
【図１１】寄生容量や寄生インダクタンスの影響を受けた場合の第２の実施形態の電流信号及び出力信号の波形例。
【図１２】寄生容量や寄生インダクタンスの影響を受けた場合の第２の実施形態の電流信号及び出力信号の拡大波形例。
【図１３】生体情報検出装置を含む電子機器であるウェアラブル機器の外観例。
【図１４】生体情報検出装置を含む電子機器であるウェアラブル機器の外観例。
【図１５】検出装置の構成例。
【図１６】検出装置を含む電子機器である印刷装置の要部の斜視図。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本実施形態について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また本実施形態で説明される構成の全てが、本発明の必須構成要件であるとは限らない。
【００３４】
１．本実施形態の手法
まず本実施形態の手法について説明する。従来、発光部と受光部を含む光センサーモジュールや、当該光センサーモジュールを含む種々の装置が知られている。例えば光センサーモジュールは、発光部からの光を被検体（生体）に対して照射し、生体からの反射光又は透過光を受光部で受光することで、生体情報を取得する生体情報検出装置に利用される。ここでの生体情報とは、被検体の生体活動の状態を表す情報である。なお、以下では反射光を用いる例について説明するが、透過光に置き換えて考えることも可能である。
【００３５】
生体情報検出装置では、発光部から血液（狭義には血液に含まれるヘモグロビン）により吸収されやすい波長帯域の光を照射する。血流量が多くヘモグロビンの量も多ければ光の吸収量が大きく反射光の強度が小さくなる。逆に、血流量が少なくヘモグロビンの量も少なければ光の吸収量が小さく反射光の強度が大きくなる。この場合、受光部からの信号の変動（ＡＣ成分）が、血流量の変動を表すことになるため、生体情報検出装置では受光部からの信号に基づいて、脈波情報を求めることが可能になる。
【００３６】
或いは発光部は、酸化ヘモグロビンの吸収係数が相対的に大きい第１の波長帯域の光と、還元ヘモグロビンの吸収係数が相対的に大きい第２の波長帯域の光を照射する構成であってもよい。この場合、第１の波長帯域の光に起因する反射光の受光信号と、第２の波長帯域の光に起因する反射光の受光信号とを用いることで、血液中の酸化ヘモグロビンと還元ヘモグロビンの比率を推定できる。つまり生体情報検出装置では、受光部からの信号に基づいて、生体情報として血液中の酸素飽和度（狭義には動脈血酸素飽和度ＳｐＯ２）を求めることができる。
【００３７】
このような生体情報検出装置では、発光部（ＬＥＤや半導体レーザー）による消費電力を低減するために、発光部を間欠的に動作させる手法が広く用いられる。例えば特許文献１では、発光部をパルス的に発光させる。
【００３８】
発光部に対して電流値Ｉａの電流信号を供給した場合、発光部からはＩａに応じた強度Ｌａの照射光が照射され、対象物（被検体）では強度Ｌａに応じた強度Ｌｂの光が、反射光として反射される。受光部では、強度Ｌｂの反射光を受光し、強度Ｌｂに応じた電流値Ｉｂの電流信号を出力する。図３を用いて後述するように、生体情報検出装置が、受光部からの電流信号に対して、電圧変換及び増幅を行うトランス・インピーダンス・アンプを含む場合、トランス・インピーダンス・アンプは電流値Ｉｂに応じた電圧値Ｖｂとなるアナログ電圧信号を出力する。このアナログ電圧信号は、Ａ／Ｄ変換回路でデジタル信号に変換（サンプリング）され、処理部での処理対象となる。
【００３９】
以上の流れからわかるように、生体情報検出装置でサンプリングされる信号（以下、出力信号）の電圧値Ｖｂは、理想的には発光部に供給される電流信号の電流値Ｉａに応じて決定される。言い換えれば、電流値Ｉａの電流信号を供給した場合、出力信号の強度は所与の所望強度（電圧値Ｖｂ）となることが期待され、実際の信号強度が当該所望強度から大きくずれてしまうことは好ましくない。例えば、発光部に大きな電流を流しているのに、出力信号の信号強度が充分なレベルに到達しないといったおそれが生じるためである。
【００４０】
また上記の反射光の強度Ｌｂは、照射光の強度Ｌａだけでなく、対象物の状態によっても変化する情報である。例えば上述した脈波情報の例であれば、拍動によって血管中の血流量が変化すれば、Ｌａが一定であったとしてもＬｂの値は変化する。この場合でも、対象物の状態が一定であるならば、電流値Ｉａによる電圧値はほぼ一定値となることが重要である。仮に、対象物の状態が一定であるのに、電流値Ｉａの電流信号に対する出力信号の電圧値の大きな変化を許容してしまうと、電圧値の変化が被検体側の要因によるものか、生体情報検出装置側の要因によるものかを区別できず、生体情報の検出精度が低下してしまうためである。
【００４１】
この際に問題となるのが、Ａ／Ｄ変換回路の前段に設けられるフィルター部（フィルター回路）である。ここでのフィルター部は、高周波成分の折り返し誤差を抑止するためのアンチエイリアシングフィルターと考えることもできるし、高周波ノイズによるサンプリング値の揺らぎを抑制するためのノイズ低減フィルターと考えることもできる。いずれの場合も、フィルター部は高周波成分を低減するフィルターとなるため、本来発光部に供給される電流信号と同様の波形となるはずの出力信号波形が鈍ってしまう。
【００４２】
図１は、従来手法での電流信号（駆動電流）、及び出力信号（出力電圧）の波形図である。Ａ１が電流信号波形を表し、Ａ２が出力信号波形を表す。図１の横軸は時間を表し、Ａ１についての縦軸は電流値、Ａ２についての縦軸は電圧値を表す。図１に示したように、出力信号はフィルター処理により鈍るため、所望値であるＶｂに到達するまでに時間がかかってしまう。例えば、フィルターの時定数をτとした場合に、Ａ２に対応する出力信号の時間変化は下式（１）で表される。なお、入力信号に並列するキャパシターＣと、入力信号に直列する抵抗Ｒとから構成される単純なローパスフィルターであれば、τ＝ＲＣである。その他、フィルターの構成に応じて時定数τを決定可能なことは、当業者であれば容易に理解できることである。
【数１】
2018038456.tif 000003
【００４３】
そのため図１の例では、５×τよりも長い時間（例えば６×τ）が経過し、信号が安定したところでサンプリングを行う。上式（１）の例であれば、５×τの経過後には、出力信号の電圧値は０．９９×Ｖｂより大きくなり、所望値であるＶｂに充分近づいたと考えられるためである。この場合、Ａ１に示したように発光部についても５×τよりも長い時間だけ継続して発光させておかなくてはならず、間欠駆動による消費電力の低減効果が低くなってしまう。
【００４４】
これに対して、本実施形態に係る生体情報検出装置１００は図２に示すように、被検体に光を出射する発光部１１０と、被検体からの反射光又は透過光を受光する受光部１２０と、発光部１１０を発光させる電流信号を発光部１１０に供給する電流制御部１３０を含む。そして電流制御部１３０は、発光部１１０の発光期間のうちの第１の期間では、発光期間のうちの前記第１の期間の後の期間である第２の期間に比べて大きい電流値の電流信号を、発光部１１０に供給する。なお、生体情報検出装置１００は検出部１５０を含んでもよく、検出部１５０の詳細については後述する。
【００４５】
発光部１１０の発光期間とは、出力信号の１回のサンプリングにおいて発光部１１０が発光を行っている期間を表す。発光期間とは、１回の発光開始（電流信号供給開始）から発光終了（電流信号供給終了）までの期間であってもよい。発光期間は、第１の期間と第２の期間を含み、第１の期間は第２の期間よりも時間的に前の期間である。具体的には、第１の期間の終点は、第２の期間の始点と同じタイミング、又は時間的に前のタイミングとなる。また第１の期間の長さＴ１と第２の期間の長さＴ２は同じでなくてもよい。また発光期間内に第１，第２の期間とは異なる第３の期間が設けられてもよい。
【００４６】
図１に示したように、フィルター処理後の出力信号（Ａ２）は、電流値Ｉａに対応する電圧値Ｖｂを目標とし、時間の経過とともに電圧値がＶｂに近づいていく信号となる。よって、第１の期間において十分大きい電流値の電流信号を供給すれば、第１の期間での目標値はＶｂに比べて十分大きい電圧値となる。図６を用いて後述する例であれば、第１の期間の電流値はＮ×Ｉａ（Ｎは１より大きい数）であり、第１の期間での出力信号の目標値は、Ｎ×Ｖｂとなる。電圧値がＮ×Ｖｂに近づくためには、上述の例と同様５×τ程度の時間が必要となるが、ここでは電圧値はＶｂに近づけば充分であり、到達までの時間は５×τに比べて短くできる。第１の期間ではＩａに比べて高い電流を流すことになるが、第１の期間は短くてよい（例えばτ／２以下）ため、図１の従来手法に比べて消費電流を低減することが可能である。
【００４７】
また、第１の期間での目標値はＶｂより大きく電圧値がＶｂで収束しないため、第１の期間を設けるのみではサンプリングタイミングの制御が難しい。タイミングが早すぎれば電圧値はＶｂに充分近づかないし、タイミングが遅すぎれば電圧値はＶｂを大きく超えてしまう。その点、本実施形態では、第１の期間に比べて電流値の小さい第２の期間を設ける。よって出力信号を第２の期間において安定させることができるため、高精度でのサンプリングが可能になる。出力信号の安定という観点で言えば、第２の期間での電流信号は、電流値がＩａで固定される信号、或いはＩａに対する変動が充分小さい信号とすることが望ましい。
【００４８】
以下、本実施形態の生体情報検出装置１００のシステム構成例について詳細に説明した後、電流制御部１３０での制御例について説明し、最後に生体情報検出装置２００や本実施形態に係る他の電子機器（３００，４００）の具体例について説明する。
【００４９】
２．システム構成例
図３は、発光部１１０及び電流制御部１３０の構成例である。図３に示したように、電流制御部１３０は、第１の期間及び第２の期間での電流信号の波形を設定するための電流設定値をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路１３１と、Ｄ／Ａ変換回路１３１の出力電圧に対応する電流を電流信号として出力する電流供給回路１３２を含む。
【００５０】
処理部１６０は、デジタルデータである電流設定値をＤ／Ａ変換回路１３１に対して出力する。処理部１６０は、デジタルデータに対する処理を行うものであり、ＭＣＵ（Micro Control Unit）やＤＳＰ（digital signal processor）等、種々のプロセッサーにより実現できる。Ｄ／Ａ変換回路１３１は、電流設定値をＤ／Ａ変換して、アナログ信号（アナログ電圧）を出力する。
【００５１】
電流供給回路１３２は、オペアンプＯＰと、バイポーラトランジスターＴｒ（パワートランジスター）と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３を含む。Ｄ／Ａ変換回路１３１の出力端子は、オペアンプＯＰの非反転入力端子と接続される。オペアンプＯＰの出力端子は、抵抗Ｒ３を介してバイポーラトランジスターＴｒのベースに接続される。バイポーラトランジスターＴｒのエミッタは、オペアンプＯＰの反転入力端子と接続される。また、バイポーラトランジスターＴｒのエミッタと、低電位側基準電位ＧＮＤとの間に抵抗Ｒ１が設けられる。バイポーラトランジスターＴｒのコレクタと、高電位側基準電位ＶＤＤとの間に、抵抗Ｒ２と発光部１１０であるＬＥＤが直列に接続される。図３の例では、高電位側基準電位ＶＤＤが供給される端子に抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ２の他端に発光部１１０（ＬＥＤ）のアノードが接続される。また発光部１１０（ＬＥＤ）のカソードと、バイポーラトランジスターＴｒのコレクタが接続される。
【００５２】
図３に示したように、オペアンプＯＰの非反転入力端子、反転入力端子への入力は、それぞれＤ／Ａ変換回路１３１の出力電圧、エミッタの電圧となる。よって、Ｄ／Ａ変換回路１３１の出力電圧をＶ１、エミッタの電圧をＶ２とした場合、下式（２）に示すように、この２つの電圧が等しくなる。また、低電位側基準電位ＧＮＤがグラウンドであるとすれば、下式（３）が成り立つ。さらに、下式（２）及び（３）より下式（４）が導かれる。
Ｖ１＝Ｖ２  …（２）
Ｖ２＝Ｒ１×Ｉｃ  …（３）
Ｉｃ＝Ｖ１／Ｒ１  …（４）
【００５３】
コレクタ電流Ｉｃは、発光部１１０に供給される電流信号の電流値に対応する。上式（４）からわかるように、電流供給回路１３２は、Ｄ／Ａ変換回路１３１の出力電圧Ｖ１に応じた電流値の電流信号を、発光部１１０に供給できる。つまり、電流設定値を制御することで、Ｄ／Ａ変換回路１３１から出力されるＶ１、及びＶ１に応じて決定される電流信号の電流値の時間変化波形を制御することが可能になる。
【００５４】
図４は、受光部１２０、検出部１５０の構成例である。受光部１２０（ＰＤ）は、トランス・インピーダンス・アンプ１５１に接続される。トランス・インピーダンス・アンプ１５１は、フィルター部１５２に接続される。フィルター部１５２は、Ａ／Ｄ変換回路１５３に接続される。Ａ／Ｄ変換回路１５３は、処理部１６０に接続される。
【００５５】
図５は、トランス・インピーダンス・アンプ１５１の詳細な構成例である。トランス・インピーダンス・アンプ１５１は、オペアンプＯＰ２と、抵抗Ｒ４と、キャパシターＣ４を含む。オペアンプＯＰ２の反転入力端子には、受光部１２０（ＰＤ）のアノードが接続される。受光部１２０のカソードにはＶＤＤが供給される。すなわちオペアンプＯＰ２の反転入力端子に対して、受光部１２０からの信号が入力される。オペアンプＯＰの非反転入力端子には、所与の基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。基準電圧Ｖｒｅｆは、例えばＶＤＤとＧＮＤ間の電圧を抵抗分圧することで生成すればよい。
【００５６】
オペアンプＯＰ２の２つの電源端子（不図示）には、ＶＤＤ及びＧＮＤが供給され、オペアンプＯＰは、当該電源端子からの信号を電源として動作する。オペアンプＯＰ２の出力端子と、反転入力端子との間には、抵抗Ｒ４及びキャパシターＣ４が並列に設けられる。以上の構成により、オペアンプＯＰ２は、受光部１２０の出力電流に対して、電圧変換及び増幅が行われた信号を出力する。
【００５７】
フィルター部１５２は、トランス・インピーダンス・アンプ１５１の出力信号に対して、フィルター処理を行う。フィルター部１５２は、ローパスフィルター（以下、ＬＰＦ）又はバンドパスフィルター（以下、ＢＰＦ）である。
【００５８】
Ａ／Ｄ変換回路１５３は、フィルター部１５２の出力であるアナログ信号をＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換結果であるデジタルデータを処理部１６０に出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５３は、逐次比較型のＡ／Ｄ変換回路であってもよいし、ΔΣ型のＡ／Ｄ変換回路であってもよいし、他のＡ／Ｄ変換回路であってもよく、種々の変形実施が可能である。
【００５９】
図３、図４では、電流設定値を出力する処理部１６０と、Ａ／Ｄ変換結果に対する処理を行う処理部１６０が共通であることを想定して同一の符号を付した。しかし、発光部１１０側（出力側）と、受光部１２０側（検出側）とで別々に処理部を設ける構成としてもよい。
【００６０】
またマイクロコントローラーは、内部にＤ／Ａ変換回路、Ａ／Ｄ変換回路、オペアンプ等を含むものが知られている。例えば、図３、図４における処理部１６０、Ｄ／Ａ変換回路１３１、電流供給回路１３２のオペアンプＯＰ、Ａ／Ｄ変換回路１５３は、マイクロコントローラーに含まれる構成であってもよい。また、上記構成のうちの一部（例えばＡ／Ｄ変換回路１５３）をマイクロコントローラーの外部に設ける等、生体情報検出装置１００の具体的な構成については種々の変形実施が可能である。
【００６１】
３．電流制御部での制御例
次に、電流制御部１３０での電流信号の制御例について説明する。図２、図４に示したように、生体情報検出装置１００は受光部１２０からの信号の検出処理を行う検出部１５０をさらに含み、検出部１５０は、フィルター部１５２を有する。そして図１を用いて上述したように、フィルター部１５２により出力信号波形が鈍ることで、発光部１１０への電流信号の供給開始から、出力信号が期待される電圧値Ｖｂに充分近づくまでの時間が長くなる。すなわち安定したサンプリングを行うために必要な発光期間の長さＴＬが長くなり、消費電力が増大してしまう。ここで、波形が鈍るとは、フィルター部１５２のフィルター処理により、高周波成分が低減されてしまうことに相当する。よって本実施形態の電流制御部１３０は、フィルター部１５２のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を含む電流信号を、第１の期間において発光部１１０に供給する。
【００６２】
カットオフ周波数よりも高い周波数成分を含む電流信号とは、所定期間（狭義には発光期間）での電流の時間変化波形を周波数変換した場合に、カットオフ周波数よりも高い周波数でのパワーが大きい信号を表す。例えば、図１のＡ１の電流信号を周波数変換した場合の所与の周波数（＞カットオフ周波数）でのパワーに比べて、本実施形態に係る電流信号を周波数変換した場合の当該所与の周波数のパワーが大きくなる。このようにすれば、波形の鈍りを補償するような高周波成分を電流信号に加えることができる。結果として、本実施形態の出力信号は、図１のＡ２に比べて鈍りが解消された（Ａ１に形状が近づいた）波形となり、電圧値Ｖｂに充分近づくまでの時間をＡ２に比べて短くできる。なお、高い周波数成分を含む電流信号は、発光期間において電流値の急峻な立ち上がり、及び立ち下がりを持たせることで実現できる。図６の例であれば、第１の期間で電流値の非常に大きい矩形波を足し込むことで、当該矩形波の立ち上がり及び立ち下がりが高い周波数成分を持つことになる。また図１０の例であれば、第１の期間にピーク値を持たせることで、当該ピーク値への立ち上がり及びピーク値からの立ち下がりが高い周波数成分を持つことになる。
【００６３】
なおフィルター部１５２は、ローパスフィルター又はバンドパスフィルターであってもよい。上述したように、フィルター部１５２は、アンチエイリアシングフィルター、或いは高周波ノイズ低減フィルターであり、高周波成分を低減するフィルターにより実現できるためである。この場合、フィルター部１５２のカットオフ周波数は、ローパスフィルターのカットオフ周波数、又はバンドパスフィルターの高周波側カットオフ周波数となる。
【００６４】
具体的には、第１の期間において入力信号の電流値を大きくすることで、第１の期間のうちの開始期間と終了期間での単位時間当たりの電流変化が大きくなる。第１の期間の開始期間とは、狭義には発光期間の開始期間であり、第１の期間の終了期間とは、狭義には第２の期間との境界期間である。このような制御により、入力信号に高周波成分を含めることが可能になる。以下、具体的な波形例として、第１の実施形態（図６）及び第２の実施形態（図１０）について説明する。
【００６５】
３．１  第１の実施形態
本実施形態では、電流制御部１３０は、第１の期間では目標の電流値Ｉａより極めて大きな電流を流し、その後の第２の期間では目標の電流値Ｉａまで電流値を落とす電流制御を行う。このようにすれば、発光期間を短くしても、フィルター処理後の出力信号が素早く立上り、所望の値（Ｖｂ）付近で安定する。
【００６６】
図６は、本実施形態の電流信号、及び出力信号（出力電圧）の波形図の例である。Ｂ１が電流信号波形を表し、Ｂ２が出力信号波形を表す。図６の横軸は時間を表し、Ｂ１についての縦軸は電流値、Ｂ２についての縦軸は電圧値を表す。図６のＢ１に示したように、Ｎを１より大きい数（望ましくは２以上の数であり例えばＮ＝２０）とし、τをフィルター部１５２の時定数とした場合に、第１の期間での電流値はＮ×Ｉａである。また、第１の期間は発光期間の開始タイミング（ここでは便宜上ｔ＝０とする）からｔ＝τ／Ｎのタイミングまでの期間である。第２の期間はｔ＝τ／Ｎから発光期間の終了タイミング（ｔ＝τ）までの期間である。
【００６７】
この場合、フィルター処理後の出力信号であるＢ２は、第１の期間（０≦ｔ≦τ／Ｎ）では急峻に立ち上がる。そして、第２の期間（τ／Ｎ≦ｔ≦τ）でゆっくりと所望値Ｖｂに近づくことになる。そのため、ｔ＝τの直前でサンプリングすれば所望値付近でほぼ安定した信号をサンプリングすることができる。目標の電圧値Ｖｂを基準とした場合の、タイミングｔでの出力信号の電圧値を到達率と定義した場合、到達率は例えば下式（５）、（６）により表される。所与のタイミングでの電圧値が０．９９×Ｖｂであった場合、当該タイミングでの到達率は０．９９となる。
【数２】
2018038456.tif 000004
【数３】
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【００６８】
例えばＮ＝２０とすると、ｔ＝τ／２０での到達率は０．９７５程度となり、非常に短い時間で急峻な立ち上がりを実現できる。その後、上式（６）に従って推移することで、ｔ＝τでの到達率は０．９９以上となり、所望の電圧値Ｖｂに充分近い値でサンプリングを行うことが可能になる。
【００６９】
なお、上式（５）及び後述する図７からわかるように、Ｎ×Ｉａの電流を流す第１の期間の長さＴ１をＴ１＝τ／Ｎとしておけば、ｔ＝τ／Ｎでの電圧値は所望値Ｖｂをオーバーすることはなく、第２の期間において電圧値は速やかにＶｂへ収束していく。ただし、寄生容量や寄生インダクタンスにより入力信号が振動的になった場合には、オーバーシュートやアンダーシュートの発生する可能性はあり、その点については第２の実施形態で後述する。
【００７０】
発光部１１０での消費電力は、電流信号の時間積分値に比例した値となる。図１に示した従来手法では、積分値は５×Ｉａ×τよりも大きくなるのに対して、図６の手法であれば、Ｎ×Ｉａ×τ／Ｎ＋Ｉａ×（τ−τ／Ｎ）＜２×Ｉａ×τとなり、消費電力の低減が可能になる。
【００７１】
図６に示したように、本実施形態の電流信号は、第１の期間において電流値が一定且つ、第２の期間の電流値よりも大きい電流信号である。図６の例では、第１の期間の電流値はＮ×Ｉａで一定であり、第２の期間の電流値Ｉａよりも大きい。このようにすれば、発光期間全体で電流値をＩａで一定にする手法（図１）に比べて、短い発光期間でも安定したサンプリングができ、消費電力の低減が可能になる。
【００７２】
なお、図６では発光期間の長さＴＬをＴＬ＝τとし、第１の期間の長さＴ１をＴ１＝τ／Ｎとしたがこれには限定されない。例えば、フィルター部１５２の時定数をτとした場合に、発光期間の長さＴＬは、Ｐ（Ｐは４以下の正数）×τ以下であってもよい。このようにすれば、発光期間の長さＴＬが最大でも４τに抑えられるため、図１の従来手法に比べて発光期間を短くできる。上述したように、消費電力には発光期間の長さＴＬも関係するため、発光期間を短くすることで消費電力の低減が期待できる。
【００７３】
ただし、本実施形態の手法では第１の期間での電流値はＮ×Ｉａであり、本来の目標電流であるＩａに比べて大きい。そのため、第１の期間を過剰に長くしてしまうと、消費電力の低減効果が小さくなる。また、第１の期間が長いと、電圧値が所望値Ｖｂをオーバーしてしまい、出力信号が振動したり、第２の期間でＶｂに収束するまでに時間を要してしまうおそれがある。
【００７４】
そこで本実施形態では、発光期間の長さをＴＬとした場合に、第１の期間の長さＴ１はＴＬ／Ｑ（Ｑは２以上）以下にするとよい。このようにすれば、第１の期間の長さＴ１が発光期間ＴＬの半分以下の長さに抑えられるため、消費電力の増大等を抑止できる。
【００７５】
なお、発光期間の長さＴＬ、第１の期間の長さＴ１、第１の期間での電流値Ｎ×Ｉａ（狭義には係数Ｎ）は、それぞれ単体で決定するのではなく、相互関係を考慮して決定してもよい。図７は、Ｔ１＝τ／Ｎとした場合における、Ｎ、ｔ＝τ／Ｎでの到達率、ｔ＝τでの到達率の関係を示す図である。図７から明らかなように、Ｎが大きいほど、ｔ＝τ／Ｎ、ｔ＝τのいずれのタイミングでも到達率が１に近づいていることがわかる。
【００７６】
例えば、到達率＞０．９９を条件とした場合、Ｎ＜２０では、ｔ＝τのタイミングでも目標の到達率に達していないことになる。つまりＮが相対的に小さい場合には、発光期間の長さＴＬをτよりも長くしたり、第１の期間の長さＴ１をτ／Ｎよりも長くするとよい。ただし、第１の期間の長さＴ１については、第１の期間での電圧値がＶｂを超えない程度に抑えることが望ましい。
【００７７】
逆にＮ≧２０では、図７に示したように、ｔ＝τでの到達率が０．９９より大きくなる。よって、Ｔ１＝τ／Ｎ、ＴＬ＝τとすれば、目標の到達率を実現できる。また、Ｎが十分大きければ、第１の期間の長さＴ１や発光期間の長さＴＬを、より短く設定してもよい。
【００７８】
出力波形の鈍り度合いがフィルター部１５２の時定数τに応じて決定されることに鑑みれば、発光期間の長さＴＬや第１の期間の長さＴ１は、τの定数倍を用いて設定することが望ましい。ＴＬやＴ１をτに基づいて設定することで、フィルター部１５２の特性（時定数τ）が変わった場合にも、期間の長さを適切に設定できるためである。特に第１の期間では、上式（５）に示すように電圧値は時定数τに応じた関数でＮ×Ｖｂに向かって収束していく。この点に鑑みれば、第１の期間の長さＴ１は、Ｎ及びτの両方に基づいて設定するとよく、例えばＴ１をτ／Ｎ、或いはその定数倍とするとよい。
【００７９】
また上記説明からもわかるように、目標の到達率が異なれば、当該到達率を実現するための（ＴＬ，Ｔ１，Ｎ）の値の組は異なる。よって、目標の到達率を考慮して、各パラメーターを決定することが望ましい。
【００８０】
なお、Ｎについてはハードウェア的な特性により、上限値が決定される場合がある。例えば図３に示した構成の電流供給回路１３２では、発光部１１０に供給される電流値の上限は、バイポーラトランジスターＴｒ（パワートランジスター）の出力に応じて決定される。この場合、係数Ｎは、バイポーラトランジスターＴｒにより実現できる上限値を超えない範囲において、目標の到達率や、ＴＬ、Ｔ１との関係を考慮して設定されることになる。より具体的には、処理部１６０は、設定されたＮに対応する電流値Ｎ×Ｉａが発光部１１０に供給されるように、電流設定値を設定する。
【００８１】
以上のように、本実施形態の手法では、Ｎ，ＴＬ，Ｔ１等のパラメーターは種々の設定が可能である。しかしいずれの設定においても、消費電力の観点からすれば、第２の期間での電流値をＩａとした場合に、発光期間での総電流値（電流の積分値）は、５×τの長さの期間で電流値がＩａとなる電流信号を流した場合の総電流値（５×Ｉａ×τ）よりも小さくするとよい。
【００８２】
５×τの長さの期間で電流値がＩａとなる電流信号を流した場合とは、図１の従来手法において、ｔ＝５×τに相当するタイミングでサンプリングをした場合に相当する。すなわち、従来手法において安定したサンプリングを実行するために必要な総電流値が５×Ｉａ×τとなる。よって、総電流値を５×Ｉａ×τより小さくできれば、従来手法に比べて消費電力を低減することが可能になる。
【００８３】
なお以上の本実施形態では、発光期間のうちの第１の期間と第２の期間とで、電流信号の電流値を変化させる。よって図３に示すように、生体情報検出装置１００が、電流設定値をＤ／Ａ変換回路１３１でＤ／Ａ変換することで電流値を制御する電流制御部１３０を含む場合、Ｄ／Ａ変換回路１３１でのＤ／Ａ変換期間は、発光期間に比べて短い必要がある。具体的には、Ｄ／Ａ変換回路１３１は、発光部１１０の発光期間での波形を設定するための電流設定値を、発光期間の１／２以下のＤ／Ａ変換期間でＤ／Ａ変換する。ここでのＤ／Ａ変換期間とは、Ｄ／Ａ変換回路１３１の出力レートに対応する期間であり、デジタルデータである電流設定値をＤ／Ａ変換して、アナログ信号を出力する出力間隔に相当する。
【００８４】
このようにすれば、発光期間での電流値を少なくとも２段階以上で変化させることができ、図６のＢ１に示した電流信号波形を実現することが可能になる。
【００８５】
３．２  第２の実施形態
第１の実施形態では、第１の期間では電流値がＮ×Ｉａであり、第２の期間では電流値がＩａとなる。電流信号（Ｂ１）は、パルスの途中（第１の期間から第２の期間への移行時）で波形が急峻に変化するため、出力信号波形が図６のＢ２のような理想的な形にならず、オーバーシュートやアンダーシュートを含む振動的な波形となって、安定に余計時間がかかってしまう可能性もある。
【００８６】
図８は、第１の実施形態において、寄生容量や寄生インダクタンスの影響を受けた場合の電流信号、及び当該電流信号に基づく出力信号の波形図の例である。また、図９は図８の縦軸方向を拡大した図である。図８、図９において、Ｃ１が電流信号波形を表し、Ｃ２が出力信号波形を表す。なお図８、図９ではＮ＝２０の例を示している。また図８、図９の縦軸は到達率であり、Ｃ１についてはＩａを基準とした場合の電流値の比率を表し、Ｃ２についてはＶｂを基準とした場合の電圧値の比率を表している。
【００８７】
図８、図９では、電流信号が目標値（到達率で言えば第１の期間ではＮ＝２０、第２の期間では１）で安定せず、目標値の周辺で振動している。この振動は、例えば回路の寄生抵抗、寄生インダクタンス、寄生容量に起因するものである。図８、図９からわかるように、電流信号の振動は、第１の期間から第２の期間への移行タイミングにおいて顕著である。
【００８８】
そして図９に示したように、電流信号の振動により、出力信号もオーバーシュート、アンダーシュートを含む振動的な波形となってしまう。上述してきたように、出力信号をいかに速く目標値（電圧値Ｖｂであり到達率であれば１）に近い状態で安定させるかが重要である以上、出力信号の振動は好ましいと言えない。
【００８９】
よって第２の実施形態では、発光パルスの立ち上りエッジ近傍を高周波強調させた波形となるように電流制御する。これは言い換えれば、電流信号が、第１の期間のうちの所定タイミングにおいてピーク値を有し、ピーク値が第２の期間の電流値（狭義にはＩａ）よりも大きい電流信号となるような電流制御に相当する。そして、当該ピーク値から第２の期間での電流値までの電流信号の変化を滑らかなものとする。
【００９０】
具体的には、第２の実施形態での電流信号は、ピーク値からの立ち下がりでの単位時間当たりの電流変化値が、ピーク値までの立ち上がりでの単位時間当たりの電流変化値よりも小さい電流信号である。このようにすれば、パルスの途中（第１の期間から第２の期間への移行時）で波形が急峻に変化することを抑止できる。結果として、第１の実施形態と同様に、発光期間を短くしてもフィルター処理後の出力信号が素早く立ち上がり、所望の値付近で安定させることが可能になる。さらに本実施形態の手法であれば、寄生容量や寄生インダクタンスの影響を受ける場合にも、電流信号波形、及びフィルター処理後の出力信号波形が振動的になることを抑止できる。
【００９１】
図１０は、本実施形態における電流信号、及び当該電流信号に基づく出力信号の波形図の例である。Ｄ１が電流信号波形を表し、Ｄ２が出力信号波形を表す。図１０に示したように、電流信号は、矩形パルスの立上りの近傍だけを高周波強調したような波形となり、Ｉａへの立ち下がりについては立ち上がりに比べて緩やかになる。出力信号は、図１の従来手法に比べて急峻な立ち上がりとなるため、ｔ＝τの直前でサンプリングすれば所望値付近でほぼ安定した信号をサンプリングすることができる。なお、ピークでの電流値、第１の期間の長さＴ１、発光期間の長さＴＬについては、第１の実施形態と同様に種々の変形実施が可能である。
【００９２】
図１１は、寄生抵抗、寄生コンダクタンス、寄生容量等による影響を受けた場合の、本実施形態の電流信号、及び当該電流信号に基づく出力信号の波形図の例である。図１２は、図１１の縦軸方向を拡大した図である。図１１、図１２において、Ｅ１が電流信号波形を表し、Ｅ２が出力信号波形を表す。図１１、図１２の横軸が時間を表し、縦軸が到達率を表す点は、図８、図９と同様である。
【００９３】
図１１、図１２からわかるように、本実施形態ではピークからの電流値の減少を緩やかにしているため、寄生容量や寄生インダクタンスの影響を考慮しても、電流信号が発光期間内で大きく振動することはなく、出力信号についても振動的とならない。よって第１の実施形態に比べて、より安定したサンプリングが可能になる。
【００９４】
なお、本実施形態では電流値を滑らかに変化させる。そのため、第１の実施形態のように電流値をＮ×ＩａとＩａの２段階で変化させるだけでは足りず、より多段階で（理想的には連続的に）変化させる必要がある。例えば、電流値をＭ段階（Ｍは３以上の整数）で変化させるのであれば、Ｄ／Ａ変換回路１３１は、発光期間内にＭ回だけＤ／Ａ変換結果を出力する必要がある。つまりＤ／Ａ変換回路１３１は、発光部１１０の発光期間での波形を設定するための電流設定値を、発光期間の１／Ｍ以下のＤ／Ａ変換期間でＤ／Ａ変換することになる。また、Ｄ／Ａ変換期間が発光期間に対して充分短ければ、図１０の例に限定されず、種々の波形の電流信号を発光部１１０に供給することが可能になる。
【００９５】
４．電子機器
また本実施形態の手法は、上記の生体情報検出装置１００を含む電子機器２００に適用できる。ここでの電子機器２００は、例えばユーザーにより装着されるウェアラブル機器であってもよい。
【００９６】
図１３は、ウェアラブル機器（電子機器２００）の外観図の例である。図１３に示したように、ウェアラブル機器は、ケース部３０と、ケース部３０をユーザーの身体（狭義には手首）に固定するためのバンド部１０を含み、バンド部１０には嵌合穴１２と尾錠１４が設けられる。尾錠１４は、尾錠枠１５及び係止部（突起棒）１６から構成される。
【００９７】
図１３は、嵌合穴１２と係止部１６を用いてバンド部１０が固定された状態であるウェアラブル機器を、バンド部１０側の方向（ケース部３０の面のうち装着状態において被検体側となる面側）から見た斜視図である。図１３のウェアラブル機器では、バンド部１０に複数の嵌合穴１２が設けられ、尾錠１４の係止部１６を、複数の嵌合穴１２のいずれかに挿入することでユーザーへの装着が行われる。複数の嵌合穴１２は、図１３に示すようにバンド部１０の長手方向に沿って設けられる。
【００９８】
ウェアラブル機器のケース部３０には、センサー部４０が設けられる。図１３では、センサー部４０が、上記の発光部１１０及び受光部１２０を含む構成であることを想定している。よって、ケース部３０のうち、ウェアラブル機器の装着時に被検体側となる面にセンサー部４０が設けられる例を示した。ただし、センサー部４０に含まれるセンサーが設けられる位置は図１３には限定されない。例えばセンサー部４０が体動センサーを含む場合、当該体動センサーは、ケース部３０の内部（特に、ケース部３０に含まれるセンサー基板上）に設けられてもよい。
【００９９】
図１４は、ユーザーが装着した状態でのウェアラブル機器を、表示部５０の設けられる側から見た図である。図１４からわかるように、本実施形態に係るウェアラブル機器は通常の腕時計の文字盤に相当する位置、あるいは数字やアイコンを視認可能な位置に表示部５０を有する。ウェアラブル機器の装着状態では、ケース部３０のうちの図１３に示した側の面が被検体に密着するとともに、表示部５０は、ユーザーによる視認が容易な位置となる。
【０１００】
なお、図１３、図１４ではウェアラブル機器のケース部３０を基準として座標系を設定し、表示部５０の表示面に交差する方向であって、表示部５０の表示面側を表面とした場合の裏面から表面へと向かう方向をＺ軸正方向としている。あるいは、センサー部４０（狭義には図１３に示した発光部１１０及び受光部１２０を含む光電センサー）から表示部５０に向かう方向、あるいは表示部５０の表示面の法線方向においてケース部３０から離れる方向をＺ軸正方向と定義してもよい。ウェアラブル機器が被検体に装着された状態では、上記Ｚ軸正方向とは、被検体からケース部３０へと向かう方向に相当する。また、Ｚ軸に直交する２軸をＸＹ軸とし、特にケース部３０に対してバンド部１０が取り付けられる方向をＹ軸に設定している。
【０１０１】
ただし、生体情報検出装置１００を含む電子機器２００は、図１３、図１４の構成には限定されない。例えば電子機器２００は、腕以外に装着されるウェアラブル機器であってもよい。或いは、電子機器２００は、スマートフォン等の携帯端末装置であってもよい。
【０１０２】
また、以上では発光部１１０及び受光部１２０を用いて生体情報を検出する生体情報検出装置１００について説明したが、本実施形態の手法により検出される情報は生体情報には限定されない。例えば、本実施形態の手法は、図１５に示すように、対象物に光を出射する発光部１１０と、対象物からの反射光を受光する受光部１２０と、発光部１１０を発光させる電流信号を発光部１１０に供給する電流制御部１３０とを含む検出装置４００に適用できる。検出装置４００の電流制御部１３０は、発光部１１０の発光期間での波形を設定するための電流設定値を、発光期間の１／２以下のＤ／Ａ変換期間でＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路１３１と、Ｄ／Ａ変換回路１３１の出力電圧に対応する電流を電流信号として出力する電流供給回路１３２を含む。
【０１０３】
発光部１１０、受光部１２０、電流制御部１３０（Ｄ／Ａ変換回路１３１、電流供給回路１３２）については、上述した生体情報検出装置１００の各部と同様である。このようにすれば、Ｄ／Ａ変換回路１３１と電流供給回路１３２を用いて、多様な波形の電流信号を出力することができ、種々の物理量を適切に検出することが可能になる。
【０１０４】
例えば印刷装置（液体消費装置）の例であれば、消費対象である液体（インク）と空気との屈折率の違いを利用して、液体の有無（液体残量）を検出する。或いは、発光部から照射された光が対象物で反射され受光部で受光されるまでの時間を計測するタイム・オブ・フライト方式等を用いて、対象物までの距離情報を検出する手法も知られている。
【０１０５】
本実施形態の手法は、当該検出装置４００を含む電子機器３００に適用できる。電子機器３００は、種々の機器により実現でき、例えば印刷装置や測距装置等が考えられる。
【０１０６】
図１６は、検出装置４００を含む印刷装置（液体消費装置）の要部を示す斜視図である。図１６のＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸は互いに直交し、印刷装置の通常の使用姿勢において、印刷装置の正面方向をＸ方向とし、鉛直方向をＺ方向とする。
【０１０７】
印刷装置は、インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４（液体容器、液体収容容器）と、インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４を着脱可能に収容するホルダー３２１を備えるキャリッジ３２０と、ケーブル３３０と、紙送りモーター３４０と、キャリッジモーター３５０と、キャリッジ駆動ベルト３５５と、を含む。また図１６では、検出装置４００のうち、発光部１１０と受光部１２０を図示している。
【０１０８】
インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４には、それぞれ一色ずつのインク（液体、印刷材）が収容される。ホルダー３２１には、インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４が着脱可能に装着される。キャリッジ３２０の−Ｚ方向の面には、ヘッドが設けられている。インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４から供給されるインクは、ヘッドから記録媒体に向かって吐出される。記録媒体は、例えば印刷紙である。キャリッジモーター３５０は、キャリッジ駆動ベルト３５５を駆動し、キャリッジ３２０を±Ｙ方向に移動させる。
【０１０９】
検出装置４００は、インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４のインク残存状態を検出する。具体的には、発光部１１０は、インクカートリッジＩＣ１〜ＩＣ４に設けられたプリズムへ光を照射し、受光部１２０は、プリズムからの反射光を受光して電気信号に変換する。
【０１１０】
例えば、全反射の臨界角をθ１とし、プリズムへの入射角をθ２とした場合に、インクカートリッジにインクが残存している場合はθ１＞θ２となり、インクが残存していない場合はθ２＞θ１となるように設定しておく。臨界角θ１は、プリズムの材質やインクの特性に応じて決定される。
【０１１１】
このようにすれば、インク残存時にはプリズムでの全反射が起こらないため、大部分の光がインクカートリッジに進入し、受光部１２０で受信される信号は小さくなる。一方、インク非残存時にはプリズムで全反射が起こるため、受光部１２０で受信される信号が相対的に大きくなる。検出装置４００は、この信号レベルの差を検出することで、インク残量検出を行う。
【０１１２】
以上、本発明を適用した実施形態およびその変形例について説明したが、本発明は、各実施形態やその変形例そのままに限定されるものではなく、実施段階では、発明の要旨を逸脱しない範囲内で構成要素を変形して具体化することができる。また、上記した各実施形態や変形例に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって、種々の発明を形成することができる。例えば、各実施形態や変形例に記載した全構成要素からいくつかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施の形態や変形例で説明した構成要素を適宜組み合わせてもよい。また、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。このように、発明の主旨を逸脱しない範囲内において種々の変形や応用が可能である。
【符号の説明】
【０１１３】
１０…バンド部、１２…嵌合穴、１４…尾錠、１５…尾錠枠、１６…係止部、
３０…ケース部、４０…センサー部、５０…表示部、１００…生体情報検出装置、
１１０…発光部、１２０…受光部、１３０…電流制御部、１３１…Ｄ／Ａ変換回路、
１３２…電流供給回路、１５０…検出部、１５１…トランス・インピーダンス・アンプ、
１５２…フィルター部、１５３…Ａ／Ｄ変換回路、１６０…処理部、
２００，３００…電子機器、３２０…キャリッジ、３２１…ホルダー、
３３０…ケーブル、３４０…紙送りモーター、３５０…キャリッジモーター、
３５５…キャリッジ駆動ベルト、４００…検出装置、Ｃ４…キャパシター、
ＩＣ１〜ＩＣ４…インクカートリッジ、ＯＰ，ＯＰ２…オペアンプ、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、
Ｔｒ…バイポーラトランジスター
【図１】
2018038456.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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