(57)【要約】【課題】スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減できる回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】制御装置は、ステータに巻回された２つの巻線群を有する回転電機と、スイッチを有する第１，第２インバータと、を備えるシステムに適用される。制御装置は、回転電機の１電気角周期あたりのスイッチのスイッチング回数を第１，第２インバータで互いに相違させるように、第１インバータ及び第２インバータを構成するスイッチの操作態様を設定する。制御装置は、設定した操作態様に基づいて、第１，第２インバータを構成するスイッチを操作する。【選択図】      図４
2018019525.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０Ａ，１０Ｂ）を有する多重巻線回転電機（１０）と、
スイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２）を有して、かつ、前記複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられ、前記スイッチのスイッチング操作により対応する前記巻線群との間で電力伝達を行う電力変換器（３０Ａ，３０Ｂ）と、を備えるシステムに適用され、
前記回転電機の１電気角周期あたりの前記スイッチのスイッチング回数を前記各電力変換器で互いに相違させるように、前記各電力変換器を構成する前記スイッチの操作態様を設定する設定部（６０）と、
前記設定部により設定された操作態様に基づいて、前記各電力変換器を構成する前記スイッチを操作する操作部（６０）と、を備える回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記各電力変換器は、前記スイッチとして、上アームスイッチ（ＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１，ＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２）、及び該上アームスイッチに直列接続された下アームスイッチ（ＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１，ＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２）を有しており、
前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの直列接続体には、直流電源（４０）が並列接続されており、
前記電力変換器と前記巻線群との間の指令電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下とされる場合において、前記指令電圧又はその相関値のいずれかである変調信号と、キャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ処理によって定められる前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様が正弦波操作態様とされており、
前記指令電圧のピーク値が前記直流電源の電圧を上回る場合において、前記変調信号と前記キャリア信号との大小比較に基づく過変調ＰＷＭ処理によって定められる前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様が過変調操作態様とされており、
前記各電力変換器のうち、少なくとも１つの電力変換器が第１装置（３０Ａ）とされ、残りの電力変換器が第２装置（３０Ｂ）とされており、
前記設定部は、前記第１装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記正弦波操作態様に設定して、かつ、前記第２装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記過変調操作態様に設定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記回転電機を発電機として駆動させる場合において、前記第１装置及び前記第２装置それぞれから前記直流電源に出力される直流電圧をその目標電圧に制御するための前記第１装置及び前記第２装置それぞれにおけるｄ，ｑ軸電圧を算出する電圧算出部（６０）と、
前記電圧算出部により算出されたｄ，ｑ軸電圧に基づいて、前記第１装置における前記変調信号を算出する第１変調算出部（６０）と、
前記第１変調算出部により算出された前記変調信号に基づいて、前記正弦波操作態様を設定する第１操作設定部（６０）と、
前記電圧算出部により算出されたｄ，ｑ軸電圧のうちｄ軸電圧の絶対値のみ増大させるｄ軸増大部（６０）と、
前記電圧算出部により算出されたｑ軸電圧と、前記ｄ軸増大部により増大されたｄ軸電圧とに基づいて、前記第２装置における前記変調信号を算出する第２変調算出部（６０）と、
前記第２変調算出部により算出された前記変調信号に基づいて、前記過変調操作態様を設定する第２操作設定部（６０）と、を備え、
前記設定部は、前記第１装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を、前記第１操作設定部により設定された前記正弦波操作態様に設定して、かつ、前記第２装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を、前記第２操作設定部により設定された前記過変調操作態様に設定する請求項２に記載の回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記各電力変換器は、前記スイッチとして、上アームスイッチ（ＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１，ＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２）、及び該上アームスイッチに直列接続された下アームスイッチ（ＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１，ＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２）を有しており、
前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの直列接続体には、直流電源（４０）が並列接続されており、
前記電力変換器と前記巻線群との間の指令電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下とされる場合において、前記指令電圧又はその相関値のいずれかである変調信号と、キャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ処理によって定められる前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様が正弦波操作態様とされており、
前記回転電機の１電気角周期において、前記上アームスイッチのオン操作期間と前記下アームスイッチのオン操作期間とが１回ずつとされる操作態様が矩形波操作態様とされており、
前記各電力変換器のうち、少なくとも１つの電力変換器が第１装置（３０Ａ）とされ、残りの電力変換器が第２装置（３０Ｂ）とされており、
前記設定部は、前記第１装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記矩形波操作態様に設定して、かつ、前記第２装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記正弦波操作態様に設定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
【請求項５】
前記回転電機を発電機として駆動させる場合において、前記第１装置から前記直流電源に出力される直流電圧をその目標電圧に制御するための電圧であって、前記第１装置に対応する前記巻線群に印加する矩形波電圧の位相を算出する位相算出部（６０）と、
前記位相算出部により算出された位相に基づいて、前記第１装置における前記変調信号を算出する変調算出部（６０）と、
前記変調算出部により算出された前記変調信号に基づいて、前記設定部で用いられる前記矩形波操作態様を設定する操作設定部（６０）と、を備える請求項４に記載の回転電機の制御装置。
【請求項６】
前記各電力変換器のうち、少なくとも１つの電力変換器が第１装置（３０Ａ）とされ、残りの電力変換器が第２装置（３０Ｂ）とされており、
前記設定部は、前記回転電機に要求される出力が所定値未満であると判定した場合、前記第１装置を構成する前記スイッチの前記回転電機の１電気角周期あたりのスイッチング回数と、前記第２装置を構成する前記スイッチの前記回転電機の１電気角周期あたりのスイッチング回数とを相違させるように、前記第１装置及び前記第２装置それぞれを構成する前記スイッチのスイッチング操作態様を設定し、前記回転電機に要求される出力が前記所定値以上であると判定した場合、前記第１装置を構成する前記スイッチのスイッチング操作態様を設定しつつ、前記第２装置を構成する前記スイッチのスイッチング操作を停止する請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ステータに巻回された複数の巻線群を有する多重巻線回転電機を備えるシステムに適用され、回転電機を制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、ステータに巻回された２つの巻線群を有する回転電機を備えるシステムに適用されるものが知られている。このシステムでは、２つの巻線群それぞれに対応して個別にインバータが設けられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５３９７７８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
各インバータを構成するスイッチがスイッチング操作されると、そのスイッチング操作に伴いノイズが発生する。ここで、各インバータを構成するスイッチが、同一のスイッチング周波数でスイッチング操作されると、そのスイッチング周波数に応じた周波数のノイズが増加する懸念がある。
【０００５】
本発明は、スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
第１の発明は、ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０Ａ，１０Ｂ）を有する多重巻線回転電機（１０）と、スイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２）を有して、かつ、前記複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられ、前記スイッチのスイッチング操作により対応する前記巻線群との間で電力伝達を行う電力変換器（３０Ａ，３０Ｂ）と、を備えるシステムに適用される。第１の発明は、前記回転電機の１電気角周期あたりの前記スイッチのスイッチング回数を前記各電力変換器で互いに相違させるように、前記各電力変換器を構成する前記スイッチの操作態様を設定する設定部（６０）と、前記設定部により設定された操作態様に基づいて、前記各電力変換器を構成する前記スイッチを操作する操作部（６０）と、を備える。
【０００８】
第１の発明が適用されるシステムは、スイッチを有してかつ複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられた電力変換器を備えている。各電力変換器は、スイッチのスイッチング操作により、自身に対応する巻線群との間で電力伝達を行う。そして第１の発明では、回転電機の１電気角周期あたりのスイッチのスイッチング回数を各電力変換器で互いに相違させるように、各電力変換器を構成するスイッチの操作態様が設定される。そして設定された操作態様に基づいて、各電力変換器を構成するスイッチが操作される。各電力変換器のスイッチング回数を相違させることにより、スイッチングに伴い発生するノイズのスペクトルを分散できる。これにより、スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減することができる。
【０００９】
第２の発明では、前記各電力変換器は、前記スイッチとして、上アームスイッチ（ＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１，ＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２）、及び該上アームスイッチに直列接続された下アームスイッチ（ＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１，ＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２）を有しており、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの直列接続体には、直流電源（４０）が並列接続されており、前記電力変換器と前記巻線群との間の指令電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下とされる場合において、前記指令電圧又はその相関値のいずれかである変調信号と、キャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ処理によって定められる前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様が正弦波操作態様とされており、前記指令電圧のピーク値が前記直流電源の電圧を上回る場合において、前記変調信号と前記キャリア信号との大小比較に基づく過変調ＰＷＭ処理によって定められる前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様が過変調操作態様とされており、前記各電力変換器のうち、少なくとも１つの電力変換器が第１装置（３０Ａ）とされ、残りの電力変換器が第２装置（３０Ｂ）とされており、前記設定部は、前記第１装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記正弦波操作態様に設定して、かつ、前記第２装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記過変調操作態様に設定する。
【００１０】
過変調操作態様におけるスイッチング回数は、正弦波操作態様におけるスイッチング回数よりも少ない。この点に鑑み、第２の発明では、第１装置を構成する上，下アームスイッチの操作態様が正弦波操作態様に設定されて、かつ、第２装置を構成する上，下アームスイッチの操作態様が過変調操作態様に設定される。これにより、第１，第２装置の双方を構成するスイッチの操作態様が正弦波操作態様に設定される場合と比較して、スイッチング回数を低減できる。したがって、第１，第２装置を構成するスイッチのスイッチング操作に伴い発生するノイズを低減できる。
【００１１】
第３の発明は、前記回転電機を発電機として駆動させる場合において、前記第１装置及び前記第２装置それぞれから前記直流電源に出力される直流電圧をその目標電圧に制御するための前記第１装置及び前記第２装置それぞれにおけるｄ，ｑ軸電圧を算出する電圧算出部（６０）と、前記電圧算出部により算出されたｄ，ｑ軸電圧に基づいて、前記第１装置における前記変調信号を算出する第１変調算出部（６０）と、前記第１変調算出部により算出された前記変調信号に基づいて、前記正弦波操作態様を設定する第１操作設定部（６０）と、前記電圧算出部により算出されたｄ，ｑ軸電圧のうちｄ軸電圧の絶対値のみ増大させるｄ軸増大部（６０）と、前記電圧算出部により算出されたｑ軸電圧と、前記ｄ軸増大部により増大されたｄ軸電圧とに基づいて、前記第２装置における前記変調信号を算出する第２変調算出部（６０）と、前記第２変調算出部により算出された前記変調信号に基づいて、前記過変調操作態様を設定する第２操作設定部（６０）と、を備え、前記設定部は、前記第１装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を、前記第１操作設定部により設定された前記正弦波操作態様に設定して、かつ、前記第２装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を、前記第２操作設定部により設定された前記過変調操作態様に設定する。
【００１２】
第３の発明では、回転電機を発電機として駆動させる場合において、第１，第２装置それぞれから直流電源に出力される直流電圧をその目標電圧に制御するための第１，第２装置それぞれに対応するｄ，ｑ軸電圧が電圧算出部により算出される。そして算出されたｄ，ｑ軸電圧に基づいて、第１装置における変調信号が算出され、算出された変調信号に基づいて、設定部で用いられる正弦波操作態様が設定される。
【００１３】
一方、電圧算出部により算出されたｄ，ｑ軸電圧のうちｄ軸電圧の絶対値のみｄ軸増大部により増大される。そして、電圧算出部により算出されたｑ軸電圧と、ｄ軸増大部により増大されたｄ軸電圧とに基づいて、第２装置における変調信号が算出され、算出された変調信号に基づいて、設定部で用いられる過変調操作態様が設定される。
【００１４】
第３の発明では、ｄ軸電圧を増大させることにより、第２装置における変調信号の振幅を増大させ、過変調操作態様が設定される。この際、ｄ軸電圧を増大させたとしても、無効電力が増大するだけである。このため、ｄ軸電圧の増大が、第２装置から直流電源への出力電圧に及ぼす影響を抑制でき、出力電圧と目標電圧とのずれを抑制できる。このように第３の発明では、ｄ軸電圧を増大するといった簡易な手法で、出力電圧に及ぼす影響を抑制しつつ、ノイズスペクトルを分散するための過変調操作態様を設定できる。
【００１５】
第４の発明では、前記各電力変換器は、前記スイッチとして、上アームスイッチ（ＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１，ＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２）、及び該上アームスイッチに直列接続された下アームスイッチ（ＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１，ＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２）を有しており、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの直列接続体には、直流電源（４０）が並列接続されており、前記電力変換器と前記巻線群との間の指令電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下とされる場合において、前記指令電圧又はその相関値のいずれかである変調信号と、キャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ処理によって定められる前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様が正弦波操作態様とされており、前記回転電機の１電気角周期において、前記上アームスイッチのオン操作期間と前記下アームスイッチのオン操作期間とが１回ずつとされる操作態様が矩形波操作態様とされており、前記各電力変換器のうち、少なくとも１つの電力変換器が第１装置（３０Ａ）とされ、残りの電力変換器が第２装置（３０Ｂ）とされており、前記設定部は、前記第１装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記矩形波操作態様に設定して、かつ、前記第２装置を構成する前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの操作態様を前記正弦波操作態様に設定する。
【００１６】
矩形波操作態様におけるスイッチング回数は、正弦波操作態様におけるスイッチング回数よりも十分少ない。この点に鑑み、第４の発明では、第１装置を構成する上，下アームスイッチの操作態様が矩形波操作態様に設定されて、かつ、第２装置を構成する上，下アームスイッチの操作態様が正弦波操作態様に設定される。これにより、第１，第２装置の双方を構成するスイッチの操作態様が正弦波操作態様に設定される場合と比較して、スイッチング回数を低減できる。したがって、第１，第２装置を構成するスイッチのスイッチング操作に伴い発生するノイズを低減できる。
【００１７】
第５の発明は、前記回転電機を発電機として駆動させる場合において、前記第１装置から前記直流電源に出力される直流電圧をその目標電圧に制御するための電圧であって、前記第１装置に対応する前記巻線群に印加する矩形波電圧の位相を算出する位相算出部（６０）と、前記位相算出部により算出された位相に基づいて、前記第１装置における前記変調信号を算出する変調算出部（６０）と、前記変調算出部により算出された前記変調信号に基づいて、前記設定部で用いられる前記矩形波操作態様を設定する操作設定部（６０）と、を備える。
【００１８】
ノイズを低減するために、第１装置を構成するスイッチの操作態様が矩形波操作態様に設定され、第２装置を構成するスイッチの操作態様が正弦波操作態様に設定されると、第１装置から直流電源への出力電圧が目標電圧からずれ得る。
【００１９】
ここで第５の発明では、第１装置から直流電源に出力される直流電圧を目標電圧に制御するための矩形波電圧の位相が算出される。そして算出された位相に基づいて、第１装置における変調信号が算出され、算出された変調信号に基づいて、設定部で用いられる矩形波操作態様が設定される。この構成によれば、回転電機が複数の巻線群を有してかつ各巻線群に対応して個別に電力変換器が設けられていることを利用して、出力電圧と目標電圧とのずれを位相の調整によって０に近づけることができる。
【００２０】
第６の発明では、前記各電力変換器のうち、少なくとも１つの電力変換器が第１装置（３０Ａ）とされ、残りの電力変換器が第２装置（３０Ｂ）とされており、前記設定部は、前記回転電機に要求される出力が所定値未満であると判定した場合、前記第１装置を構成する前記スイッチの前記回転電機の１電気角周期あたりのスイッチング回数と、前記第２装置を構成する前記スイッチの前記回転電機の１電気角周期あたりのスイッチング回数とを相違させるように、前記第１装置及び前記第２装置それぞれを構成する前記スイッチのスイッチング操作態様を設定し、前記回転電機に要求される出力が前記所定値以上であると判定した場合、前記第１装置を構成する前記スイッチのスイッチング操作態様を設定しつつ、前記第２装置を構成する前記スイッチのスイッチング操作を停止する。
【００２１】
回転電機に要求される出力が小さい場合、第１装置及び第２装置のうち一方の駆動操作を停止させたとしても、回転電機の実際の出力が要求される出力に対して不足しないと考えられる。
【００２２】
そこで第６の発明では、回転電機に要求される出力が所定値未満であると判定された場合、第１装置を構成するスイッチの回転電機の１電気角周期あたりのスイッチング回数と、第２装置を構成するスイッチの回転電機の１電気角周期あたりのスイッチング回数とを相違させるように、第１，第２装置それぞれを構成するスイッチのスイッチング操作態様が設定される。一方、回転電機に要求される出力が所定値以上であると判定された場合、第１装置を構成するスイッチのスイッチング操作態様が設定されつつ、第２装置を構成するスイッチのスイッチング操作が停止される。スイッチング操作が停止されるため、第２装置におけるスイッチング回数を０にでき、スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１実施形態に係る回転電機の制御システムの全体構成図。
【図２】制御装置の処理を示すブロック図。
【図３】電圧ベクトルを示す図。
【図４】キャリア信号及びＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。
【図５】ノイズ低減効果を示す図。
【図６】第２実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。
【図７】ｄ軸電圧を増大させた場合の電圧ベクトルを示す図。
【図８】キャリア信号及びＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。
【図９】ノイズ低減効果を示す図。
【図１０】第３実施形態に係る制御装置の処理手順を示すフローチャート。
【図１１】ＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。
【図１２】ノイズ低減効果を示す図。
【図１３】第４実施形態に係るノイズ低減効果を示す図。
【図１４】第５実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。
【図１５】キャリア信号及びＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。
【図１６】ノイズ低減効果を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
（第１実施形態）
以下、本発明に係る制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２５】
図１に示すように、回転電機１０は、多相多重巻線を有するものであり、本実施形態では３相２重巻線を有する同期機である。本実施形態において、回転電機１０は、スタータ及びオルタネータ、すなわち電動機及び発電機の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）である。
【００２６】
回転電機１０を構成するロータ１２は、界磁巻線１１を備えている。また、ロータ１２は、エンジン２０の出力軸２０ａと動力伝達可能とされている。回転電機１０は、スタータとして機能する場合、エンジン２０を始動させるために出力軸２０ａに初期回転を付与する。
【００２７】
回転電機を構成するステータ１３には、第１巻線群１０Ａと、第１巻線群１０Ａと電気的に絶縁された第２巻線群１０Ｂとが巻回されている。第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに対して、ロータ１２が共通化されている。第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。第１巻線群１０Ａは、電気角で１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡを有し、第２巻線群１０Ｂは、電気角で１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢを有している。本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとの空間位相差が電気角で０°とされている。すなわち、第１巻線群１０ＡのＵ相巻線ＵＡと第２巻線群１０ＢのＵ相巻線ＵＢとのなす角度が電気角で０°とされている。なお本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとが同じ構成とされている。具体的には、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡそれぞれの巻数と、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢそれぞれの巻数とが等しく設定されている。
【００２８】
回転電機１０には、第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに対応した第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂが電気的に接続されている。第１インバータ３０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点には、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡが接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１，ＳＵｎ１，ＳＶｐ１，ＳＶｎ１，ＳＷｐ１，ＳＷｎ１には、各ボディダイオードＤＵｐ１，ＤＵｎ１，ＤＶｐ１，ＤＶｎ１，ＤＷｐ１，ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。
【００２９】
第２インバータ３０Ｂは、第１インバータ３０Ａと同様に、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点には、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢが接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２，ＳＵｎ２，ＳＶｐ２，ＳＶｎ２，ＳＷｐ２，ＳＷｎ２には、各ボディダイオードＤＵｐ２，ＤＵｎ２，ＤＶｐ２，ＤＶｎ２，ＤＷｐ２，ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。
【００３０】
第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂの各上アームスイッチのコレクタには、直流電源であるバッテリ４０の正極端子が接続されている。第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂの各下アームスイッチのエミッタには、バッテリ４０の負極端子が接続されている。バッテリ４０の出力電圧は、例えば１２Ｖである。なおバッテリ４０には、コンデンサ４１と、電気負荷４２とが並列接続されている。電気負荷４２には、例えばヘッドライトが含まれる。
【００３１】
本実施形態にかかる制御システムは、電圧検出部５０、回転角検出部５１、界磁電流検出部５２，第１電流検出部５３Ａ、及び第２電流検出部５３Ｂを備えている。電圧検出部５０は、バッテリ４０の端子電圧を電源電圧ＶＤＣとして検出する。回転角検出部５１は、回転電機１０の電気角を検出する。界磁電流検出部５２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流を検出する。第１電流検出部５３Ａは、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡに流れる相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を検出する。第２電流検出部５３Ｂは、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢに流れる相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を検出する。なお、回転角検出部５１としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、界磁電流検出部５２としては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。さらに、各電流検出部５３Ａ，５３Ｂとしては、例えば、抵抗器やホール素子を備えるものを用いることができる。
【００３２】
上記各種検出部の検出値は、マイコンを主体として構成される制御装置６０に取り込まれる。制御装置６０は、ＣＰＵ及びメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行する。なお本実施形態において、制御装置６０が「設定部」及び「操作部」を含む。
【００３３】
本実施形態において、制御装置６０は、回転電機１０を電動機として駆動させる場合、回転電機１０の制御量をその目標値に制御すべく、第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂを操作する。制御量は、例えば出力トルクである。詳しくは、制御装置６０は、バッテリ４０から出力された直流電圧を交流電圧に変換して第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに供給すべく、各検出部５０〜５２の検出値に基づいて、第１インバータ３０Ａ及び第２インバータ３０Ｂの各スイッチをオンオフ操作する操作信号を生成する。図１には、第１インバータ３０Ａの各スイッチＳＵｐ１，ＳＵｎ１，ＳＶｐ１，ＳＶｎ１，ＳＷｐ１，ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１として示し、第２インバータ３０Ｂの各スイッチＳＵｐ２，ＳＵｎ２，ＳＶｐ２，ＳＶｎ２，ＳＷｐ２，ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２として示している。
【００３４】
一方、制御装置６０は、回転電機１０を発電機として駆動させる場合、電圧検出部５０により検出された電源電圧ＶＤＣを目標電圧Ｖｔｇｔに制御すべく、第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂを操作する。詳しくは、制御装置６０は、ロータ１２の回転に伴って第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂから出力された交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ４０に供給すべく、各検出部５０〜５２の検出値に基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２とを生成する。
【００３５】
なお本実施形態において、各操作信号は、Ｈ，Ｌのいずれかをとる２値信号である。本実施形態では、Ｈによって上アームスイッチのオン操作を指示して、かつ、下アームスイッチのオフ操作を指示する。また、Ｌによって上アームスイッチのオフ操作を指示して、かつ、下アームスイッチのオン操作を指示する。
【００３６】
図２を用いて、制御装置６０によって実行される回転電機１０の発電制御について説明する。
【００３７】
電圧偏差算出部６０ａは、目標電圧Ｖｔｇｔから電源電圧ＶＤＣを減算することにより、電圧偏差ΔＶを算出する。なお、目標電圧Ｖｔｇｔは、例えば、固定値に設定されてもよいし、可変設定されてもよい。ここで目標電圧Ｖｔｇｔが可変設定される場合、例えば、回転電機１０の目標出力電力Ｗｔｇｔが大きいとき、目標出力電力Ｗｔｇｔが小さいときよりも目標電圧Ｖｔｇｔが高く設定されればよい。なお、目標出力電力Ｗｔｇｔは、例えば、電気負荷４２の駆動状況、及びＳＯＣ等のバッテリ４０の蓄電量により定まる。
【００３８】
速度算出部６０ｂは、回転角検出部５１により検出された電気角θｅに基づいて、回転電機１０の電気角速度ωｅ（回転速度）を算出する。
【００３９】
指令値算出部６０ｃは、電圧偏差Δと、電気角速度ωｅとに基づいて、目標電圧Ｖｔｇｔを実現するための各指令値を算出する。具体的には、指令値算出部６０ｃは、第１巻線群１０Ａに流す第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔと、第２巻線群１０Ｂに流す第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔと、界磁巻線１１に流す目標界磁電流Ｉｆｔｇｔとを算出する。ちなみに、各指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔ，Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔは、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωｅと関係づけられて各指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ〜Ｉｑ２ｔｇｔが規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。また、目標界磁電流Ｉｆｔｇｔは、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωｅと関係づけられて目標界磁電流Ｉｆｔｇｔが規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。
【００４０】
なお、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔと第２ｄ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔとは、同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。また、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ１ｔｇｔと第２ｑ軸指令電流Ｉｑ２ｔｇｔとは、同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。
【００４１】
第１電流変換部６１ａは、第１電流検出部５３Ａにより検出された各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１、及び電気角θｅに基づいて、回転電機１０の３相固定座標系における各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を、２相回転座標系であるｄｑ座標系における第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒに変換する。
【００４２】
第１電流偏差算出部６１ｂは、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔから第１ｄ軸電流Ｉｄ１ｒを減算することにより、第１ｄ軸電流偏差ΔＩｄ１を算出する。第１電流偏差算出部６１ｂは、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ１ｔｇｔから第１ｑ軸電流Ｉｑ１ｒを減算することにより、第１ｑ軸電流偏差ΔＩｑ１を算出する。
【００４３】
第１指令電圧算出部６１ｃは、第１ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ１，ΔＩｑ１に基づいて、第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒを第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔにフィードバック制御するために要求される第１巻線群１０Ａに対応する第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を算出する。第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１は、図３に示すように、第１電圧ベクトルＶｎ１のｄ，ｑ軸成分である。本実施形態では、回転電機１０のｄｑ座標系における正のｄ軸を基準として、反時計まわりに第１電圧ベクトルＶｎ１が回転する場合の第１電圧位相δ１を正の値で定義する。ちなみに、第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１は、例えば、電圧偏差ΔＶと関係付けられて第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。なお、第１指令電圧算出部６１ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。
【００４４】
第１変換部６１ｄは、電気角θｅ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を、回転電機１０の３相固定座標系における第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１に変換する。詳しくは、まず、第１変換部６１ｄは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡから第１インバータ３０Ａへと出力するＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１を算出する。本実施形態において、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。第１変換部６１ｄは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１を電源電圧ＶＤＣで規格化した信号「ＶＵ＊１／ＶＤＣ，ＶＶ＊１／ＶＤＣ，ＶＷ＊１／ＶＤＣ」として、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を算出する。このため、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。なお本実施形態において、変調信号が指令電圧の相関値に相当する。
【００４５】
第１ＰＷＭ生成部６１ｅは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１と第１キャリア信号Ｓｉｇ１との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１の元になる第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１を生成して出力する。本実施形態では、第１キャリア信号Ｓｉｇ１として、中央値が０となる三角波信号を用いている。
【００４６】
第１ＰＷＭ生成部６１ｅは、例えばＵ相を例にして説明すると、図４（ａ），（ｂ）に示すように、第１Ｕ相変調信号ＶＵ１が第１キャリア信号Ｓｉｇ１を上回る場合、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１をＨとし、第１Ｕ相変調信号ＶＵ１が第１キャリア信号Ｓｉｇ１以下となる場合、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１をＬとする。また本実施形態において、第１ＰＷＭ生成部６１ｅは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１が０以下となる期間に渡って、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１をＬとする。
【００４７】
第１操作信号生成部６１ｆは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１の論理反転信号を生成する。第１操作信号生成部６１ｆは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、上アーム側の第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＶｐ１，ｇＷｐ１を生成する。第１操作信号生成部６１ｆは、論理反転信号のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、下アーム側の第１操作信号ｇＵｎ１，ｇＶｎ１，ｇＷｎ１を生成する。これにより、第１インバータ３０Ａを構成する各スイッチの操作態様が、指令電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下とされる場合における正弦波操作態様とされる。
【００４８】
第２電流変換部６２ａは、第２電流検出部５３Ｂにより検出された各相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２、及び電気角θｅに基づいて、３相固定座標系における各相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を、ｄｑ座標系における第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒに変換する。
【００４９】
第２電流偏差算出部６２ｂは、第２ｄ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔから第２ｄ軸電流Ｉｄ２ｒを減算することにより、第２ｄ軸電流偏差ΔＩｄ２を算出する。第２電流偏差算出部６２ｂは、第２ｑ軸指令電流Ｉｑ２ｔｇｔから第２ｑ軸電流Ｉｑ２ｒを減算することにより、第２ｑ軸電流偏差ΔＩｑ２を算出する。
【００５０】
第２指令電圧算出部６２ｃは、第２ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ２，ΔＩｑ２に基づいて、第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒを第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔに制御するために要求される第２巻線群１０Ｂに対応する第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を算出する。第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２は、第２電圧ベクトルＶｎ２のｄ，ｑ軸成分である。本実施形態では、第１電圧ベクトルＶｎ１と同様に、回転電機１０のｄｑ座標系における正のｄ軸を基準として、反時計まわりに第２電圧ベクトルＶｎ２が回転する場合の第２電圧位相δ２を正の値で定義する。ちなみに、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２は、例えば、電圧偏差ΔＶと関係付けられて第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。なお、第２指令電圧算出部６２ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。
【００５１】
第２変換部６２ｄは、電気角θｅ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を、３相固定座標系における第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２に変換する。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。また本実施形態において、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、その振幅，周波数が第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１の振幅，周波数と同一とされている。
【００５２】
第２ＰＷＭ生成部６２ｅは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２と第２キャリア信号Ｓｉｇ２との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２の元になる第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２を生成して出力する。本実施形態では、第２キャリア信号Ｓｉｇ２として、中央値が０となる三角波信号を用いている。本実施形態において、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の振幅と第１キャリア信号Ｓｉｇ１の振幅とは同一とされている。
【００５３】
第２ＰＷＭ生成部６２ｅは、例えばＵ相を例にして説明すると、図４（ｃ），（ｄ）に示すように、第２Ｕ相変調信号ＶＵ２が第２キャリア信号Ｓｉｇ２を上回る場合、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２をＨとし、第２Ｕ相変調信号ＶＵ２が第２キャリア信号Ｓｉｇ２以下となる場合、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２をＬとする。また本実施形態において、第２ＰＷＭ生成部６２ｅは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２が０以下となる期間に渡って、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２をＬとする。
【００５４】
第２操作信号生成部６２ｆは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２の論理反転信号を生成する。第２操作信号生成部６２ｆは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、上アーム側の第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＶｐ２，ｇＷｐ２を生成する。第２操作信号生成部６２ｆは、論理反転信号のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、下アーム側の第２操作信号ｇＵｎ２，ｇＶｎ２，ｇＷｎ２を生成する。これにより、第２インバータ３０Ｂを構成する各スイッチの操作態様が正弦波操作態様とされる。
【００５５】
電流偏差算出部６３ａは、界磁電流検出部５２により検出された界磁電流Ｉｆｒを目標界磁電流Ｉｆｔｇｔから減算することにより、電流偏差ΔＩｆを算出する。
【００５６】
界磁算出部６３ｂは、電流偏差ΔＩｆに基づいて、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆｒを目標界磁電流Ｉｆｔｇｔに制御するための電圧Ｖｆを界磁巻線１１に印加する。
【００５７】
本実施形態では、図４に示すように、第１キャリア信号Ｓｉｇ１の周波数である第１キャリア周波数ｆｃ１が、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の周波数である第２キャリア周波数ｆｃ２よりも高く設定されている。これにより、第１インバータ３０Ａの１電気角周期（３６０°）におけるスイッチング回数が、第２インバータ３０Ｂの１電気角周期におけるスイッチング回数よりも多くなる。なお図４には、Ｕ相のみの各波形の推移を示す。また、インバータにおける変調手法としては、図４に示す２相変調に限らず、３相変調であってもよい。
【００５８】
図５に示すように、キャリア周波数ｆｃＬの低い方が、キャリア周波数ｆｃＨの高い方よりも各周波数におけるノイズレベルが低くなる傾向になる。このため、正弦波ＰＷＭ制御における第１キャリア周波数ｆｃ１と第２キャリア周波数ｆｃ２とを相違させることにより、各インバータ３０Ａ，３０Ｂを構成するスイッチのスイッチングに伴い発生するノイズのスペクトルを分散できる。ノイズは、放射，伝導ノイズを含む。スペクトルを分散できるため、スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減できる。
【００５９】
また本実施形態によれば、第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂにおけるキャリア周波数を相違させるといった簡易な構成でノイズを低減することができる。
【００６０】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１インバータ３０Ａを正弦波ＰＷＭ制御で駆動して、かつ、第２インバータ３０Ｂを過変調ＰＷＭ制御で駆動する。
【００６１】
図６に本実施形態に係る制御装置６０の処理のブロック図を示す。なお図６において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
【００６２】
図示されるように、第２指令電圧算出部６２ｃにより算出された第２ｄ軸電圧Ｖｄ２は、Ｖｄ増大部６４に入力される。Ｖｄ増大部６４は、図７に示すように、第２ｄ軸電圧Ｖｄ２の絶対値を増大補正し、補正ｄ軸電圧Ｖｄｒとして出力する。Ｖｄ増大部６４は、具体的には例えば、第２ｄ軸電圧Ｖｄ２に所定の係数を乗算することにより、補正ｄ軸電圧Ｖｄｒを算出する。なお図７には、第２ｄ軸電圧Ｖｄ２を増大補正した後の第２電圧ベクトルをＶｎｒとして示した。
【００６３】
先の図６の説明に戻り、補正ｄ軸電圧Ｖｄｒ及び第２ｑ軸電圧Ｖｑ２は、第２変換部６２ｄに入力される。第２変換部６２ｄは、電気角θｅ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、補正ｄ軸電圧Ｖｄｒ及び第２ｑ軸電圧Ｖｑ２を、３相固定座標系における第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２に変換する。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２の振幅は、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１の振幅、及び第２キャリア信号Ｓｉｇ２の振幅よりも大きくなる。また本実施形態において、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の振幅，周波数は、第１キャリア信号Ｓｉｇ１の振幅，周波数と同一とされている。
【００６４】
なお、第２操作信号生成部６２ｆにより第２操作信号が生成されることで、第２インバータ３０Ｂを構成する各スイッチの操作態様が、指令電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣを超える場合における過変調操作態様とされる。また本実施形態において、制御装置６０が「電圧算出部」、「第１変調算出部」、「第１操作設定部」、「ｄ軸増大部」、「第２変調算出部」及び「第２操作設定部」を含む。ちなみに、Ｖｄ増大部６４は、指令値算出部６０ｃに含まれていてもよい。
【００６５】
Ｕ相を例にして説明すると、図８に示すように、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２が過変調ＰＷＭ制御により生成される。このため、第２インバータ３０Ｂを構成するスイッチの１電気角周期におけるスイッチング回数を、第１インバータ３０Ａを構成するスイッチの１電気角周期におけるスイッチング回数よりも十分少なくできる。その結果、図９に示すように、ノイズレベルを関連技術のノイズレベルよりも低減することができる。なお関連技術とは、上記第１実施形態の図２に示した構成において、第１キャリア周波数ｆｃ１と第２キャリア周波数ｆｃ２とを同一とした構成のことである。
【００６６】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、回転電機１０の目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ未満となる場合、第２インバータ３０Ｂを構成するスイッチのスイッチング操作を停止する。なお本実施形態において、目標出力電力Ｗｔｇｔが、回転電機１０に要求される出力に相当する。また本実施形態では、第１キャリア周波数ｆｃ１と第２キャリア周波数ｆｃ２とが同一とされている。
【００６７】
図１０に、本実施形態に係る駆動操作停止処理の手順を示す。この処理は、第２ＰＷＭ生成部６２ｅにより例えば所定周期毎に繰り返し実行される。
【００６８】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、回転電機１０が発電すべき目標出力電力Ｗｔｇｔを取得する。続くステップＳ１１では、取得した目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ未満であるか否かを判定する。
【００６９】
ステップＳ１１において目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ以上であると判定した場合には、ステップＳ１２に進み、上記第１実施形態で説明したように、第２ＰＷＭ生成部６２ｅにより第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ３を生成する。これにより、第２インバータ３０Ｂを構成するスイッチのスイッチング操作が継続される。なお図１１（ａ１），（ａ２）には、目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ以上であると判定されている場合の第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１及び第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２の推移を示す。
【００７０】
一方、ステップＳ１１において目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ未満であると判定した場合には、ステップＳ１３に進み、第２インバータ３０Ｂを構成するスイッチのスイッチング操作を停止する。図１１（ｂ１），（ｂ２）には、目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ未満であると判定されている場合の第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１及び第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２の推移を示す。これにより、第２インバータ３０Ｂを構成する上アームスイッチＳＵｐ２〜ＳＷｐ２がオフ操作され、下アームスイッチＳＵｎ２〜ＳＷｎ２がオン操作される。
【００７１】
なおステップＳ１３において、第２インバータ３０Ｂを構成する上アームスイッチＳＵｐ２〜ＳＷｐ２及び下アームスイッチＳＵｎ２〜ＳＷｎ２の双方をオフ操作してもよい。またステップＳ１３において、各処理部６２ａ〜６２ｄに対して各処理の停止を指示する処理を行ってもよい。
【００７２】
以上説明した本実施形態によれば、目標出力電力Ｗｔｇｔが所定電力Ｗｔｈ未満であると判定されている場合に、第２インバータ３０Ｂを構成するスイッチのスイッチング操作を停止し、第２インバータ３０Ｂにおけるスイッチング回数を０にした。このため、第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂにおけるスイッチング回数が、スイッチング操作を停止する前の半分となり、図１２に示すように、ノイズレベルを関連技術のノイズレベルよりも低減することができる。
【００７３】
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、上記第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１インバータ３０Ａを、正弦波ＰＷＭ制御に代えて、先の図８（ｃ），（ｄ）に示したように過変調ＰＷＭ制御により駆動する。これにより、図１３に示すように、スイッチング回数を低減でき、ノイズレベルを上記第３実施形態のノイズレベルよりも低減することができる。
【００７４】
（第５実施形態）
以下、第５実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１インバータ３０Ａ、正弦波ＰＷＭ制御に代えて、矩形波制御により駆動する。
【００７５】
図１４に本実施形態に係る制御装置６０の処理のブロック図を示す。なお図１４において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
【００７６】
図示されるように、指令値算出部６０ｃは、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωｅに基づいて、電源電圧ＶＤＣを目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御するための第１電圧位相δ１を算出する。なお、第１電圧位相δ１は、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωｅと関係づけられて第１電圧位相δ１が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。
【００７７】
矩形波生成部６１ｇは、第１電圧位相δ１及び電気角θｅに基づいて、矩形波電圧信号としての第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１を生成して出力する。Ｕ相を例にして説明すると、図１５（ａ）に示すように、１電気角周期において、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１は、Ｈにされる期間とＬにされる期間とを１回ずつ含む。本実施形態では、Ｈにされる期間とＬにされる期間とが電気角半周期（１８０°）に設定されている。なお図１５（ｂ），（ｃ）には、各信号Ｓｉｇ２，ＶＵ２，ＧＵ２の推移も示す。
【００７８】
矩形波制御により、第１インバータ３０Ａを構成する各スイッチの操作態様が、指令電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣを超える場合における矩形波操作態様とされる。これにより、第１インバータ３０Ａにおけるスイッチング周波数が、回転電機１０の電気角周波数となる。なお本実施形態では、第１インバータ３０Ａにおけるスイッチング周波数が、第２インバータ３０Ｂにおけるスイッチング周波数の約１／１０となる。
【００７９】
その結果、図１６に示すように、ノイズレベルを関連技術のノイズレベルよりも低減することができる。
【００８０】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８１】
・上記第５実施形態では、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１がＨにされる期間とＬにされる期間とが１８０°に設定されたがこれに限らず、１８０°未満の電気角範囲に設定されてもよい。ここで例えば１２０°に設定される場合、１８０°に設定される場合よりも電圧利用率が低下する。ただし、第１電圧位相δ１が調整されることにより、電源電圧ＶＤＣを目標電圧Ｖｔｇｔに制御することができる。
【００８２】
・上記第４実施形態において、第１インバータ３０Ａを矩形波制御により駆動してもよい。
【００８３】
・上記第２実施形態において、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２のうち第２ｑ軸電圧Ｖｑ２のみを増加させたり、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２の双方を増大させたりしてもよい。
【００８４】
・キャリア信号としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。
【００８５】
・変調信号としては、指令電圧を電源電圧で規格化した信号に限らず、指令電圧そのものであってもよい。この場合、例えば、図２の第１，第２ＰＷＭ生成部６１ｅ，６２ｅにおいて、第１，第２キャリア信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２の振幅を電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定すればよい。
【００８６】
・回転電機１０を電動機として駆動させる場合にも、上記各実施形態で説明した手法と同様な手法を用いることで、第１，第２インバータ３０Ａ，３０Ｂのそれぞれにおけるスイッチング回数を相違させ、ノイズの低減効果を得ることができる。
【００８７】
・上記第３実施形態において、回転電機１０を電動機として駆動させる場合、制御装置６０は、回転電機１０の目標出力トルクが所定値未満であると判定している場合、第２インバータ３０Ｂを構成するスイッチのスイッチング操作を停止してもよい。
【００８８】
・スイッチの操作態様としては、上記各実施形態で説明したものに限らず、例えば、３相１８０°通電方式によって定められるものであってもよい。以下、この操作態様について説明する。
【００８９】
３相１８０°通電方式によって定められる操作態様は、各相のそれぞれについて上アームスイッチと下アームスイッチとが電気角１８０°毎に交互にオン操作されてかつ、上アームスイッチのオフ操作への切り替えが相毎に電気角で互いに１２０°ずつずらされる操作態様である。第１インバータ３０Ａ及び第２インバータ３０Ｂそれぞれにおいて、この操作態様とする。
【００９０】
そして、第１インバータ３０Ａ及び第２インバータ３０Ｂのうちいずれか一方のみにおいて、発電電力を調整するために、下アームスイッチのオン操作期間に下アームスイッチを所定の時比率でオンオフ操作する。この構成によれば、第１インバータ３０Ａ及び第２インバータ３０Ｂそれぞれにおいてスイッチング回数を相違させることができる。なお、通電方式としては、１８０°通電方式に限らず、例えば１２０°通電方式であってもよい。
【００９１】
・制御システムから回転角検出部５１を除去し、回転電機１０の位置センサレス制御によって取得された電気角θｅを回転電機の制御に用いてもよい。
【００９２】
・回転電機１０としては、巻線界磁型のものに限らず、例えば永久磁石界磁型のものであってもよい。また回転電機としては、３相のものに限らず、２相、又は４相以上のものであってもよい。
【００９３】
・第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとの空間位相差が電気角で０°以外の値とされていてもよい。
【００９４】
・回転電機に３つ以上の巻線群が備えられていてもよい。ここで、例えば３つの巻線群が備えられる場合、制御システムは３つのインバータを備えることとなる。この場合、各インバータにおけるキャリア周波数を互いに相違させてもよい。
【００９５】
また、例えば巻線群が３つの場合、３つのインバータのうち、例えば、１つのインバータが第１装置とされ、残り２つのインバータが第２装置とされる。そして、上記各実施形態において、第１装置について第１インバータ３０Ａにおける処理と同様な処理を行い、第２装置について第２インバータ３０Ｂにおける処理と同様な処理を行えばよい。
【００９６】
各巻線群１０Ａ，１０Ｂの相電流を検出する電流検出部５３Ａ，５３Ｂを、各インバータ３０Ａ，３０Ｂと各巻線群１０Ａ，１０Ｂとを接続する電気経路上に設けてもよい。
【００９７】
変調信号としては、先の図４，図８，図１１，図１５に示したように、第１インバータ３０Ａと第２インバータ３０Ｂとで位相が同じ信号にかかわらず、第１インバータ３０Ａと第２インバータ３０Ｂとで位相が異なる信号であってもよい。
【符号の説明】
【００９８】
１０…回転電機、１０Ａ，１０Ｂ…第１，第２巻線群、３０Ａ，３０Ｂ…第１，第２インバータ、６０…制御装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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