(57)【要約】【課題】対称ドハティアンプのバックオフ量を拡大する。【解決手段】対称ドハティアンプはキャリアアンプ（１０１）、ピークアンプ（１０２）、キャリアアンプの出力に設けた第１のλ／４伝送線路（３０１）、ピークアンプの出力と第１のλ／４伝送線路の接続点と負荷の間に設けた第２のλ／４伝送線路を備える。第１のλ／４伝送線路のインピーダンスは負荷インピーダンスよりも大きく、第２のλ／４伝送線路のインピーダンスは負荷インピーダンスを√２で除した値よりも大きく設定され、バックオフ領域が６ｄＢよりも拡大されている。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
波長がλとして表記される高周波信号を増幅し、該高周波信号の強度に対して全ての領域で増幅動作を行うキャリアアンプと、該高周波信号の強度に対して所定の強度以上のバックオフ領域のみで増幅動作を行うピークアンプを備えるドハティアンプであって、
入力信号を該キャリアアンプと該ピークアンプに強度を等しく二分配する入力分配器と、
該キャリアアンプ出力に一端を接続し、λ／４波長に相当する電気長を有する第１の伝送線路と、
該第１の伝送線路の他端と該ピークアンプの出力に一端を接続し、他端を負荷にそれぞれ接続し、λ／４波長に相当する電気長を有する第２の伝送線路を備え、
該第１の伝送線路のインピーダンスは当該負荷の有する負荷インピーダンスよりも大きく、該第２の伝送線路のインピーダンスは、当該負荷インピーダンスを√２で除した値よりも大きなインピーダンスを有する、ドハティアンプ。
【請求項２】
該バックオフ領域は、該ドハティアンプの出力について６ｄＢよりも大きな値を有する、請求項１に記載のドハティアンプ。
【請求項３】
該キャリアアンプの出力インピーダンスと該ピークアンプの出力インピーダンスは、それぞれの最大出力時において同様の値である、請求項１または請求項２に記載のドハティアンプ。
【請求項４】
該入力分配器はハイブリッドカプラであり、該ピークアンプに与える二分岐された高周波信号の一方の位相を、該キャリアアンプに与える二分岐された高周波信号他方に対し９０°遅らせる、請求項１または請求項２に記載のドハティアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は所謂ドハティアンプに関し特にキャリア増幅器とピーク増幅器とで同様の構成を有するドハティアンプの一形態に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、ドハティアンプの一形態を開示する。このドハティアンプは、インピーダンス変換器を伴うキャリアアンプと、同様にインピーダンス変換器をともなうピークアンプと、終段インピーダンス変換器を有する。このドハティアンプはバックオフの幅を拡大し、キャリアアンプの後段とピークアンプの後段に設けたインピーダンス変換器の変換比を可変とすることによりバックオフ幅を変化させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１６６１４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
移動電話等の無線通信に適用されているデジタル変調信号は、平均電力に比較して遥かに大きな瞬時電力を示す。かかるデジタル変調信号を出力する伝送装置では、飽和電力に対して大きなバックオフの補償が求められる。ドハティアンプは、マイクロ波信号の増幅効率を高めるためにかかる大きなバックオフを必要とする通信システムに広く採用されている。飽和出力が等しい二つの増幅器を実装する対称ドハティアンプは、飽和出力から６ｄＢ低下した出力で最大効率を示す。一方、携帯電話の基地局で採用されているデジタル変調信号は、ピーク出力と平均出力の差が８ｄＢ程度ある。故に、通常のドハティアンプを係るシステムに実装する場合、効率の低下を招いてしまう。
【０００５】
バックオフ量を例えば６ｄＢ以上得ようとする場合には、通常、非対称ドハティ構成が採用される。すなわち、キャリアアンプとピークアンプがそれぞれ異なる飽和電力を示す構成である。が、しかし、係る非対称ドハティアンプで、ＡＭ−ＡＭ歪が劣化することが一般的である。また、非対称ドハティアンプでは、入力信号を不均等に分岐する必要があり、キャリア増幅器への入力電力が減少し、それに伴い全電力利得が対称ドハティアンプに比較して劣化してしまう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、波長がλとして表記される高周波信号を増幅し、この高周波信号の強度に対して全ての領域で増幅動作を行うキャリアアンプと、高周波信号の所定の強度以上のバックオフ領域のみで増幅動作を行うピークアンプを備えるドハティアンプに関する。このドハティアンプは、両アンプに加え、入力分配器と、第１の伝送線路と、第２の伝送線路を備える。入力分配器は、入力信号をキャリアアンプとピークアンプに強度を等しく二分配する。第１の伝送線路は、キャリアアンプ出力に一端を接続し、λ／４波長に相当する電気長を有する。第２の伝送線路は、第１の伝送線路の他端とピークアンプの出力に一端を接続し、他端を負荷にそれぞれ接続し、λ／４波長に相当する電気長を有する。そして、本発明に係るドハティアンプは、第１の伝送線路のインピーダンスは負荷の有する負荷インピーダンスよりも大きく、第２の伝送線路のインピーダンスは、この負荷インピーダンスを√２で除した値よりも大きなインピーダンスを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る対称ドハティアンプは、第１、第２の伝送線路のインピーダンスがそれぞれ従来設定される値よりも大きな値とされているため、対称ドハティアンプで通常得られる値よりも拡大したバックオフ量を有する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は対称ドハティアンプの基本構成を示す。
【図２】図２本発明に係る対称ドハティアンプの基本構成を示す。
【図３】図３は本発明に係る対称ドハティンアンプの実施例を示す。
【図４】図４は図３に示す対称度ドハティアンプの出力強度に対する効率を示す。
【図５Ａ】図５Ａは図３に示す本発明に係るドハティアンプのＲＦ周波数２．６〜２．７ＧＨｚにおける出力強度に対する総合利得の挙動を示す。
【図５Ｂ】図５Ｂは、図５Ａの時のキャリアアンプ、ピークアンプの有するＦＥＴのドレイン電流の変化を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本願発明に係るドハティアンプの具体例を、以下に添付の図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、これら例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、また、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内での全ての変更が含まれることが意図されている。
【００１０】
図１は一般的な対称ドハティアンプの構成を概略的に示すブロック図である。入力ＩＮに提供される高周波信号（ＲＦ信号）は二分された後、一方は直接にキャリアアンプ１０１に、他方は半波長の長さを有する伝送線を介してピークアンプ１０２に入力する。対称ドハティアンプでは、キャリアアンプ１０１とピークアンプ１０２は互いに同一の構成を有し、例えば、ゲート長、ゲート幅、相互コンダクタンスｇｍ等、同様の仕様を備える電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含む。ピークアンプ１０２の入力にλ／４波長の伝送線が挿入されているので、ピークアンプ１０２に入力するＲＦ信号は、キャリアアンプ１０１に入力するＲＦ信号に対し、その位相は９０°遅れたものになっている。
【００１１】
キャリアアンプ１０１の主力は伝送線路３０１を介して、一方、ピークアンプ１０２の出力は直接に結合ノードＮ３にて混合された後、伝送線路３０２を介して負荷５０に提供される。キャリアアンプ１０１の出力が伝送線路３０１を介して結合ノードＮ３に提供されるので、ピークアンプ１０２が出力する信号と、キャリアアンプ１０１が出力し伝送線路３０１を経た信号とは位相が一致する。そして、ピークアンプ１０２は通常はＢ級、あるいはＣ級にバイアスされており、入力ＲＦ信号の強度が小さい時にはオフ状態である。一方、キャリアアンプはＡ級、ないし、ＡＢ級にバイアスされており、入力ＲＦ信号に対して線形な動作を行う。Ａ級、ＡＢ級にバイアスされているので、その飽和出力は小さい。一方、ピークアンプ１０２はキャリアアンプ１０１の出力が飽和した時から増幅動作を開始し、キャリアアンプ１０１の飽和出力に対してさらに６ｄＢの大きな出力で飽和に達する。このキャリアアンプ１０１とピークアンプ１０２がともに動作する領域をバックオフと呼ぶことがある。この様に、対称ドハティアンプ１００では、その出力をキャリアアンプ１０１の飽和時点からさらに６ｄＢ高めることができる。
【００１２】
対称ドハティアンプ１００の動作をさらに説明する。
結合ノードＮ３から負荷を見込んだインピーダンスは、負荷５０のインピーダンスがＺ０であり、伝送線路３０２がλ／４の長さを有しかつそのインピーダンスがＺ０／√２に設定されている時は、（Ｚ０／√２）２／Ｚ０＝Ｚ０／２となる。出力がバックオフよりも小さい領域では、ピークアンプ１０２はオフされており、その出力インピーダンス（ドレインインピーダンス）はオープン（無限）とみなしてよい。その時、キャリアアンプ１０１の出力ノードＮ１から結合ノードＮ３を見込んだインピーダンスは、ノードＮ１とＮ３との間にλ／４の長さでインピーダンスＺ０の伝送線路が挿入されているので、Ｚ０２／（Ｚ０／２）＝２×Ｚ０となる。すなわち、負荷５０が５０Ωのインピーダンスを有している時、伝送線路３０１、３０２のインピーダンスをそれぞれ５０Ω、２５Ωに設定すると、キャリアアンプ１０１から負荷を見込んだインピーダンスは１００Ωとなる。
【００１３】
一方、飽和出力時においては、キャリアアンプ１０１、ピークアンプ１０２ともに、その出力端から負荷を見込んだインピーダンスはＺ０となる。一方、結合ノードＮ３でのインピーダンスは、ピークアンプ１０２の出力インピーダンスとキャリアアンプ１０１の出力インピーダンスを、インピーダンス５０Ωを有する伝送線路３０１で変換した後のインピーダンスの並列値である。ピークアンプ１０２の出力インピーダンスを５０Ωに設定すると、伝送線路３０１により変換されたインピーダンスを５０Ωにすると、キャリアアンプ１０１の出力インピーダンスも５０Ωとなる。すなわち、伝送線路３０１、３０２のインピーダンスをそれぞれＺ０、Ｚ０／２とすると、ピークアンプ１０２がオフされる領域でキャリアアンプ１０１の負荷インピーダンスは２・Ｚ０とみなされ、キャリアアンプ１０１、ピークアンプ１０２がともに最大出力状態となる信号強度では、キャリアアンプ１０１、ピークアンプ１０２ともに負荷インピーダンスＺ０に対する動作となる。そして、バックオフ領域で、キャリアアンプ１０１の負荷は２・Ｚ０から次第に減少し、最後にＺ０となり、一方、ピークアンプ１０２は大きな値から漸次減少し、最後にＺ０となる。
【００１４】
図２は、本発明に係るドハティアンプ１００Ａの構成示すブロック図である。このドハティアンプはキャリアアンプ１０１の出力段に挿入した伝送線路３０１について、そのインピーダンスが負荷インピーダンスＺ０からオフセットした値Ｚ０′を有し、他方の伝送線路３０２がＺ０／√２とは異なるインピーダンスを備える点を特徴とする。
【００１５】
まず、出力バックオフ（ＯＢＯ）を対数表示で以下の様に設定する：
ＯＢＯ＝ＰＰＥＡＫ−ＰＡＶＥ            （１）
ここで、ＰＰＥＡＫ、ＰＡＶＥはｄＢｍ単位とし、それぞれ、キャリアアンプ１０１、ピークアンプ１０２がともに最大出力を生成した時の総合出力、キャリアアンプ１０１のみが最大出力を生成し、ピークアンプ１０２が動作を開始する出力である。
式（１）を線形パラメータδで表すと、
δ＝１０（ＯＢＯ／２０）−１          （２）
出力結合ノードＮ３において、キャリアアンプ１０１とピークアンプ１０２の双方が動作する最大出力時の合成インピーダンスは、キャリアアンプ１０１の出力インピーダンスを伝送線路３０１で変換したインピーダンスＺｃａｒｒｉｅｒ’、ピークアンプ１０２の出力インピーダンスＺｐｅａｋの並列インピーダンスとなる。これをＺｃｏｍｂｉｎｅとする。従来のドハティアンプでは、キャリアアンプ１０１、ピークアンプ１０２がともに最大出力で動作している時には、両者のインピーダンスＺｃａｒｒｉｅｒ’、とＺＰＥＡＫは同じ値に設定され、その合成インピーダンスは、結合ノードＮ３からみて並列に接続されているので、Ｚｃａｒｒｉｅｒ’／／Ｚｐｅａｋで与えられた。がしかし、本発明に係るドハティアンプでは、非対称パラメータδを導入しているので、その合成インピーダンスは以下で与えられることになる。
Ｚｃｏｍｂｉｎｅ＝δ×Ｚｐｅａｋ／（１＋δ）。    （３）
すなわち、ドハティアンプ１００Ａの最大出力時において、ピークアンプ１０２はキャリアアンプ１０１よりも大きな出力を生成している。
【００１６】
合成インピーダンスＺｃｏｍｂｉｎｅは、キャリアアンプ１０１の出力インピーダンスを伝送線路３０１で変換した値Ｚｃａｒｒｉｅｒ’とピークアンプ１０２の出力インピーダンスＺｐｅａｋの並列インピーダンスであるので、キャリアアンプ１０１の変換出力インピーダンスＺｃａｒｒｉｅｒ’は、
Ｚｃａｒｒｉｅｒ’＝Ｚｃｏｍｂｉｎｅ×Ｚｐｅａｋ／（Ｚｐｅａｋ−Ｚｃｏｍｂｉｎｅ）    （４）
となる。
すなわち、非対称パラメータδが１より大きい時は、キャリアアンプ１０１の出力インピーダンスＺｃａｒｒｉｅｒ’が、ピークアンプ１０２の出力インピーダンスＺｐｅａｋよりも大きくなる。Ｚｃａｒｒｉｅｒ’＞Ｚｐｅａｋが成立する。
【００１７】
その場合、伝送線路３０２のインピーダンスを
Ｚ３０２＝√（Ｚ０×Ｚｃｏｍｂｉｎｅ）      （５）
とし、キャリアアンプ１０１の出力に挿入されている伝送線路３０１のインピーダンスを、
Ｚ３０１＝√δ×Ｚｐｅａｋ      （６）
に設定すると、キャリアアンプ１０１とピークアンプ１０２で同一の増幅器を備える対称ドハティアンプにおいて、キャリアアンプ１０１とピークアンプ１０２の双方がオンとなるバックオフ領域の幅を６ｄＢよりも広く設定することが可能となる。
【００１８】
（実施例）
図３は上記理論に基づいてバックオフ領域の幅を８ｄＢにまで拡大した対称ドハティアンプにおける、二つの伝送線路のインピーダンス値の例を示している。このドハティアンプ１００Ａでは、入力信号ＲＦＩＮを二分する入力分岐器としてハイブリッドカプラ２０を有する。入力信号に対し位相が９０°遅れた信号をキャリアアンプ１０１に与え、一方１８０°遅れた信号をピークアンプ１０２に与える。すなわち、両アンプ１０１、１０２に与えられる信号に９０°の位相差が生ずる。
【００１９】
キャリアアンプ１０１の後段に挿入されている伝送線路３０１は６１．５Ωに、結合ノードと出力端との間に挿入されている伝送線路３０２のインピーダンスを３８．８Ωに設定する。この時、負荷インピーダンスを５０Ωとすると、結合ノードＮ３から負荷を見込んだインピーダンスは伝送線路３０２により変換された３０．１Ωと見なされる。ピークアンプ１０２がオフされている小信号強度では、キャリアアンプ１０１の負荷はこの値をさらに伝送線路３０１で変換した値である１２５．６Ωとなる。両アンプが最大出力で動作する時には、負荷はともの５０Ωとみなされる。以下の表１は、負荷インピーダンスＺ０を５０Ωとし、最大出力時に両アンプがともに負荷として５０Ωを見込む時の、バックオフ量ＯＢＯを７ｄＢ〜１０ｄＢとする時に、非対称パラメータδ、二つの伝送線路のインピーダンスＺ３０１、Ｚ３０２の値を示す。また、その時の、ピークアンプ１０２オフ時におけるキャリアアンプ１０１の出力インピーダンスＺｃａｒｒｉｅｒ、伝送線路３０１による変換後のインピーダンスＺｃａｒｒｉｅｒ’、結合ノードでのインピーダンスＺｃｏｍｂｉｎｅの値を示す。
【００２０】
【表１】
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【００２１】
以下の表２は両アンプが最大出力時に６０Ωの負荷を見込む時に、各素子について同様の見積もりを行ったものである。
【００２２】
【表２】
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【００２３】
図４は、本発明に係るドハティアンプの出力に対する効率の変化を示したものである。ドハティアンプは、キャリアアンプとピークアンプに同じ構成を備える対称ドハティアンプであり、それぞれは、ＧａＮを主材料とするＦＥＴ（ＨＥＭＴ）から構成されている。また、このＦＥＴは、２．６ＧＨｚ帯で飽和出力１８０Ｗを有する。かかるドハティアンプは、周波数２．６〜２．７ＧＨｚで最大出５５．１ｄＢｍ（〜３２４Ｗ）、８ｄＢのバックオフ点での出力として４７．１ｄＢｍ（〜５１．３Ｗ）を実現する。対称ドハティアンプの構成でありながら、このバックオフ量は通常のドハティアンプよりも２ｄＢ拡大されている。
【００２４】
図５Ａは、図４に示すドハティアンプ１００Ａの２．６ＧＨｚ帯（２．６〜２．７ＧＨｚ）における総合利得特性を示す。出力４７．１ｄＢｍでバックオフ領域が開始するが、利得の顕著な劣化は認められない。最大出力（５５．１ｄＢ）まで利得１２ｄＢを維持している。図５Ｂは、同ドハティアンプのキャリアアンプ、ピークアンプそれぞれに搭載されているＦＥＴの出力に対するドレイン電流の増加の様子を示している。２．６〜２．７ＧＨｚでドレイン電流特性に顕著な相違は認められず、ピークアンプでは４７．１ｄＢｍのバックオフ開始領域からドレイン電流の顕著な増加が認められる。
【００２５】
以上、本発明に係るドハティアンプの構成、実施の形態を説明したが、本発明はそれら実施の形態に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００２６】
１００：対称ドハティアンプ、１００Ａ：ドハティアンプ、１０１：キャリアアンプ、１０２：ピークアンプ、２０：ハイブリッドカプラ、３０１、３０２：伝送線路、５０：負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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