(57)【要約】【課題】直流負荷抵抗の変動に対して入力インピーダンスの変化が小さく、かつ、高い電力変換効率を実現し、制御器を用いず簡素な構成を持つ高周波整流回路を提供すること【解決手段】本発明係る高周波整流回路は、高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、入力端子とグラウンドとの間に接続される少なくとも一つの第１のインダクタと、前記入力端子にカソードを接続し前記グラウンドにアノードを接続し、かつ前記第１のインダクタに並列に接続された第１のダイオード素子と、前記入力端子にアノードを接続し出力端子にカソードを接続する第２のダイオード素子と、一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から二種類を組み合わせて接続してなることを特徴とする。【選択図】図１
2018061414.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子とグラウンドとの間に接続される少なくとも一つの第１のインダクタと、
前記入力端子にカソードを接続し前記グラウンドにアノードを接続し、かつ前記第１のインダクタに並列に接続された第１のダイオード素子と、
前記入力端子にアノードを接続し出力端子にカソードを接続する第２のダイオード素子と、
一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から二種類を組み合わせて接続してなる
ことを特徴とする高周波整流回路。
【請求項２】
一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から組み合わされる二種類は、一つの伝送線路および一つの第２のインダクタであり、該伝送線路および該第２のインダクタは、前記第２のダイオード素子のカソードに直列に接続され、前記第１のダイオード素子は、前記伝送線路と前記第２のインダクタとの間にカソードが接続されているものであり、次の基本条件を満たすものであることを特徴とする請求項１に記載の高周波整流回路。
【数１】
2018061414.tif 000081
【請求項３】
一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から組み合わされる二種類は、二つのキャパシタおよび一つの第２のインダクタであり、第２のインダクタは、入力端子と出力端子の間に接続され、前記キャパシタの一方は、前記第２のインダクタよりも入力端子側において直列に接続され、他方は、前記第１のダイオード素子に並列に接続されるものであり、前記第１のダイオード素子は、前記一方のキャパシタと前記第１のインダクタとの間にカソードが接続されるものであり、第２のダイオード素子は、前記一方のキャパシタおよび前記第２のインダクタに対して並列に接続されているものであり、次の基本条件を満たすものであることを特徴とする請求項１に記載の高周波整流回路。
【数２】
2018061414.tif 000082
【請求項４】
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子と出力端子との間に順次直列に接続される第１のキャパシタ、伝送線路および第１のダイオード素子と、
前記入力端子とグラウンドとの間に並列に接続される第２のダイオードおよび第２のキャパシタとを備え、
前記第１のダイオード素子は、アノードを入力側にカソードを出力側に接続されるものであり、
前記第２のダイオード素子は、アノードをグラウンド側にカソードを入力端子側に接続され、該カソードが前記第１のキャパシタと前記伝送線路の間に接続されており、
前記第２のキャパシタは、前記第１のダイオード素子のカソード側とグラウンドとの間に接続されるものであり、
次の基本条件を満たすものであることを特徴とする高周波整流回路。
【数３】
2018061414.tif 000083
【請求項５】
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子と出力端子との間に順次直列に接続されるキャパシタ、伝送線路およびインダクタと、
前記入力端子とグラウンドとの間に並列に接続される第１のダイオード素子および第２のダイオード素子とを備え、
前記第１のダイオード素子は、アノードをグラウンド側にカソードを入力端子側に接続され、該カソードが前記キャパシタと前記伝送線路の間に接続されており、
前記第２のダイオード素子は、アノードをグラウンド側にカソードを入力端子側に接続され、該カソードが前記伝送線路と前記インダクタとの間に接続されているものであり、
次の基本条件を満たすものであることを特徴とする高周波整流回路。
【数４】
2018061414.tif 000084
【請求項６】
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子と出力端子との間に順次直列に接続される第１のダイオード素子、伝送線路および第２のダイオード素子と、
前記入力端子とグラウンドとの間に並列に接続されるインダクタおよびキャパシタとを備え、
前記第１のダイオード素子は、アノードを入力端子側にカソードを前記伝送線路側に接続され、
前記第２のダイオード素子は、アノードを前記伝送線路側にカソードを出力端子側に接続されるものであり、
前記インダクタは、前記第１のダイオード素子のアノード側とグラウンドとの間に接続され、
前記キャパシタは、前記第２のダイオード素子のカソード側とグラウンドとの間に接続されているものであり、
次の基本条件を満たすものであることを特徴とする高周波整流回路。
【数５】
2018061414.tif 000085
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力を直流電力に変換する高周波整流回路に関する。特に、高周波電力を直流電力に変換する整流回路であって、負荷抵抗が変化しても変換効率を維持する高周波整流回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、高周波回路において基準インピーダンスからインピーダンスが変動すると、反射係数が増大し、電力の反射が起こる。電力反射が起こると、高周波電力が負荷で消費されず高周波電源に戻ってしまうため、電力反射分の電力が損失となり、すなわち電力の変換効率が低下する。
【０００３】
例えば、無線電力伝送システムにおいて、モータや電池を直流負荷とするとき、従来の高周波整流回路では、その電力変換効率が低下する。ここで、無線電力伝送システムとは、直流電力を空気や水、ゴム、アスファルトといった絶縁体の先にある負荷に対して伝える電力伝送のことである。絶縁体は伝道電流が流れないため直流電力を通さないが、高周波であれば変移電流や電磁誘導、電波伝搬を介してエネルギーを伝えることができる。したがって、無線電力伝送システムは、直流を高周波に変換し、さらに該高周波を絶縁体を通して伝送し、該高周波を直流に戻すことで実現される。
【０００４】
よく使われている高周波整流回路は、高周波入力インピーダンスと直流負荷の抵抗値が線形の関係にある。モータや電池はその状態によって抵抗値が変動するため、直流負荷の抵抗値が時間変動する。よって、前記直流負荷の抵抗値の時間変動により従来の高周波整流回路において、高周波入力インピーダンスも時間変動する。
【０００５】
反射による電力の変換効率の低下を防ぐために、例えば、直流負荷の抵抗値を一定に制御する方法（例えば、非特許文献２を参照）が報告されている。直流負荷変動を解決する技術として、DC/DCコンバータ回路装荷整流回路が用いられる。整流回路と直流負荷の間にDC/DCコンバータ回路を装荷したものである。該DC/DCコンバータをインピーダンスレギュレータとして動作させることで負荷変動を抑え、該DC/DCコンバータ回路により、直流負荷の変動に対し入力インピーダンスは常に一定となる。従って、直流負荷の変動によらず、該整流回路の入力インピーダンスは一定となる。
【０００６】
さらに、直流負荷変動を解決する技術として、高周波電源と整流回路の間にResistance Compression Networks (RCNs)を挿入したResistance Compression Networks挿入整流回路がある（例えば、特許文献１および非特許文献３を参照）。該RCNsにより直流抵抗を変化させたとき、入力インピーダンスの変化の範囲が直流抵抗の変化の範囲よりも圧縮され、小さくなるように構成されていることを特徴としている。また、同様に伝送線路を用いた同性能の技術Transmission Line Resistance Compression Networks (TLRCNs)が報告されている（例えば、特許文献２および非特許文献４を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】U.S. Patent No. 7,535,133
【特許文献２】U.S. Patent No. 8,830,709 B2
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献２】森脇悠介，他，“磁界共振結合を用いたワイヤレス電力伝送のDC/DCコンバータを用いた負荷変動時の反射電力抑制に関する検討”，平成23年電気学会産業応用部門大会講演論文集，no.2-10，pp.403-406，Sep. 2011.
【非特許文献３】Y. Han, O. Leitermann, D. A. Jackson, J. M. Rivas and D. J. Perreault, "Resistance Compression Networks for Radio-Frequency Power Conversion," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 22, no. 1, pp. 41-53, Jan. 2007. (doi: 10.1109/TPEL.2006.886601)
【非特許文献４】T. W. Barton, J. M. Gordonson and D. J. Perreault, "Transmission Line Resistance Compression Networks and Applications to Wireless Power Transfer," in IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 3, no. 1, pp. 252-260, March 2015. (doi:10.1109/JESTPE.2014.2319056)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記DC/DCコンバータ回路装荷整流回路の技術は、半導体素子を含むDC/DCコンバータ回路が必要であり、DC/DCコンバータ回路による電力損失や応答速度に課題がある。この問題を解決するためには制御回路なしで高周波入力インピーダンスの変動を抑える必要がある。
【００１０】
一方、上記ＲＣＮｓおよびＴＬＲＣＮｓの技術は、同じ入力インピーダンスを持つ独立した整流回路が少なくとも二つ必要であり、その他にもRCNsを構成する回路素子が必要となる。そのため構成要素の多さによる作成精度や回路規模の増大が問題となる。また、伝送線路を用いた同様の回路も提案されているが問題は変わらない。
【００１１】
本発明は、上述したような従来技術の課題を鑑みてなされたものであり、直流負荷抵抗値が変動しても制御なしで反射が小さい整流回路を開示する。本発明に係る整流回路は直流負荷抵抗に対して自律的に動作を切り替えることができる。この切り替えにスイッチや制御回路は不要であることを特徴としている。一般に、整流回路の動作を切り替えると高周波入力インピーダンスの直流負荷抵抗特性に山もしくは谷ができることが知られており、前記山もしくは谷の頂点の周りでは直流負荷抵抗の変動に対して高周波入力インピーダンスの変動が小さくなることを利用して、反射損失が小さい直流負荷抵抗の範囲を拡大することにより、自律的に整流回路の動作を切り替える。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明係る第１の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子とグラウンドとの間に接続される少なくとも一つの第１のインダクタと、
前記入力端子にカソードを接続し前記グラウンドにアノードを接続し、かつ前記第１のインダクタに並列に接続された第１のダイオード素子と、
前記入力端子にアノードを接続し出力端子にカソードを接続する第２のダイオード素子と、
一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から二種類を組み合わせて接続してなる
ことを特徴とする。
【００１３】
本発明係る第２の高周波整流回路は、請求項１に記載の高周波整流回路であって、
一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から組み合わされる二種類は、一つの伝送線路および一つの第２のインダクタであり、該伝送線路および該第２のインダクタは、前記第２のダイオード素子のカソードに直列に接続され、前記第１のダイオード素子は、前記伝送線路と前記第２のインダクタとの間にカソードが接続されているものであり、次の基本条件を満たすものであることを特徴とする。  
【００１４】
【数１】
2018061414.tif 000003
【００１５】
本発明係る第３の高周波整流回路は、請求項１に記載の高周波整流回路であって、
一つの伝送線路、一つの第２のインダクタおよび二つのキャパシタの中から組み合わされる二種類は、二つのキャパシタおよび一つの第２のインダクタであり、第２のインダクタは、入力端子と出力端子の間に接続され、前記キャパシタの一方は、前記第２のインダクタよりも入力端子側において直列に接続され、他方は、前記第１のダイオード素子に並列に接続されるものであり、前記第１のダイオード素子は、前記一方のキャパシタと前記第１のインダクタとの間にカソードが接続されるものであり、第２のダイオード素子は、前記一方のキャパシタおよび前記第２のインダクタに対して並列に接続されているものであり、次の基本条件を満たすものであることを特徴とする。
【００１６】
【数２】
2018061414.tif 000004
【００１７】
本発明係る第４の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子と出力端子との間に順次直列に接続される第１のキャパシタ、伝送線路および第１のダイオード素子と、
前記入力端子とグラウンドとの間に並列に接続される第２のダイオードおよび第２のキャパシタとを備え、
前記第１のダイオード素子は、アノードを入力側にカソードを出力側に接続されるものであり、
前記第２のダイオード素子は、アノードをグラウンド側にカソードを入力端子側に接続され、該カソードが前記第１のキャパシタと前記伝送線路の間に接続されており、
前記第２のキャパシタは、前記第１のダイオード素子のカソード側とグラウンドとの間に接続されるものであり、
次の基本条件を満たすものであることを特徴とする。  
【００１８】
【数３】
2018061414.tif 000005
【００１９】
本発明係る第５の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子と出力端子との間に順次直列に接続されるキャパシタ、伝送線路およびインダクタと、
前記入力端子とグラウンドとの間に並列に接続される第１のダイオード素子および第２のダイオード素子とを備え、
前記第１のダイオード素子は、アノードをグラウンド側にカソードを入力端子側に接続され、該カソードが前記キャパシタと前記伝送線路の間に接続されており、
前記第２のダイオード素子は、アノードをグラウンド側にカソードを入力端子側に接続され、該カソードが前記伝送線路と前記インダクタとの間に接続されているものであり、
次の基本条件を満たすものであることを特徴とする。
【００２０】
【数４】
2018061414.tif 000006
【００２１】
本発明係る第６の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
入力端子と出力端子との間に順次直列に接続される第１のダイオード素子、伝送線路および第２のダイオード素子と、
前記入力端子とグラウンドとの間に並列に接続されるインダクタおよびキャパシタとを備え、
前記第１のダイオード素子は、アノードを入力端子側にカソードを前記伝送線路側に接続され、
前記第２のダイオード素子は、アノードを前記伝送線路側にカソードを出力端子側に接続されるものであり、
前記インダクタは、前記第１のダイオード素子のアノード側とグラウンドとの間に接続され、
前記キャパシタは、前記第２のダイオード素子のカソード側とグラウンドとの間に接続されているものであり、
次の基本条件を満たすものであることを特徴とする。
【００２２】
【数５】
2018061414.tif 000007
【発明の効果】
【００２３】
本発明に係る高周波整流回路により、負荷抵抗が最適な値から変化しても整流回路の入力インピーダンスの変化が小さく、高い変換効率が実現できる。また、本発明に係る高周波整流回路は、制御器を必要とせず簡素な構成が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る第二の高周波整流回路の模式図である。
【図２】本発明に係る第三の高周波整流回路の模式図である。
【図３】本発明に係る第四の高周波整流回路の模式図である。
【図４】本発明の実施例１に係る高周波整流回路の入力反射係数の数値解析結果(ｌ＝λ／4,ZC=10)を示すグラフである。
【図５】本発明の実施例１に係る高周波整流回路の入力反射係数の数値解析結果(ｌ＝λ／4,ZC=20)を示すグラフである。
【図６】本発明の実施例１に係る高周波整流回路の入力反射係数の数値解析結果(ｌ＝λ／4,ZC=30)を示すグラフである。
【図７】本発明の実施例１に係る高周波整流回路の入力反射係数の数値解析結果(ｌ＝λ／4,ZC=40)を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例１に係る高周波整流回路の入力反射係数の数値解析結果(ｌ＝λ／4,ZC=50)を示すグラフである。
【図９】解析に用いた本発明の実施例１に係る高周波整流回路の構成を示す模式図である。
【図１０】解析に用いた本発明の実施例２に係る高周波整流回路の構成を示す模式図である。
【図１１】本発明の実施例２に係る高周波整流回路の高周波入力インピーダンスのグラフである。
【図１２】本発明の実施例２に係る高周波整流回路の電圧反射係数を示すスミスチャートである。
【図１３】本発明の実施例２に係る高周波整流回路の電圧反射係数を示すスミスチャートの拡大図である。
【図１４】本発明の実施例２に係る高周波整流回路の電力反射係数のグラフである（バンドパスフィルタなし）。
【図１５】本発明の実施例２に係る高周波整流回路の電力反射係数のグラフである（バンドパスフィルタあり）。
【図１６】本発明の実施例２に係る高周波整流回路における高周波−直流電力変換効率の負荷特性を示すグラフである。
【図１７】本発明の実施例２に係る高周波整流回路におけるダイオード素子の電圧電流波形を示すグラフである。
【図１８】本発明の実施例２に係る高周波整流回路におけるダイオード素子の電圧電流波形を示すグラフである。
【図１９】本発明の実施例２に係る高周波整流回路におけるダイオード素子の電圧電流波形を示すグラフである。
【図２０】本発明の実施例２に係る高周波整流回路におけるダイオード素子の電圧電流波形を示すグラフである。
【図２１】本発明の実施例２に係る高周波整流回路におけるダイオード素子の電圧電流波形を示すグラフである。
【図２２】本発明の実施例２に係る高周波整流回路におけるダイオード素子の電圧電流波形を示すグラフである。
【図２３】本発明の実施例３に係る高周波整流回路の入力反射係数の数値解析を示す模式図である。
【図２４】解析に用いた本発明の実施例３に係る高周波整流回路の構成を示す模式図である。
【図２５】本発明の実施例３に係る高周波整流回路の導通モードのタイミングチャートの模式図である。
【図２６】本発明の実施例３に係る高周波整流回路に対する回路シミュレーションによる入力インピーダンスのグラフである。
【図２７】本発明の実施例３に係る高周波整流回路に対する回路シミュレーションによる電力反射係数のグラフである。
【図２８】本発明の実施例３に係る倍電圧型および倍電流型高周波整流回路の入力インピーダンスの振る舞いを示すグラフである。
【図２９】本発明の実施例４に係る高周波整流回路の構成を示す模式図である。
【図３０】本発明の実施例４に係る高周波整流回路に対する回路シミュレーションによる入力インピーダンスのグラフである。
【図３１】本発明の実施例５に係る高周波整流回路の構成を示す模式図である。
【図３２】本発明の実施例５に係る高周波整流回路に対する回路シミュレーションによる入力インピーダンスのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下に、本発明について、適宜、図を用いて説明する。なお、高周波をＲＦ、直流をＤＣと記すことがある。
【００２６】
本発明に係る負荷変動圧縮性を有する整流回路(以下、resistance compression rectifier : RCRということがある。)として、倍電圧整流器をベースとした本発明に係る整流回路の構成を示し、さらに、該整流回路の双対回路も示す。また、本発明係る整流回路の動作解析を行い、その結果を示す。本発明に係る整流回路に対する動作解析は矩形波近似による。該整流回路の動作を説明するとともに、回路定数と入力インピーダンスの関係を示す。これにより、本発明に係る整流回路が、二つの導通モード、例えば、シングルシャントモードおよび位相進みモードを持つことがわかる。つまり、本発明に係る整流回路の動作においては、負荷インピーダンスの変動により前記二つの導通モードが切り替わることで、負荷変動の圧縮が実現されることが示される。
【００２７】
本発明の実施形態としては、入力端子から出力端子までの間に接続される一つのインダクタと二つのダイオードを有する回路を基本構成とし、さらに、一つの伝送路線、もう一つのインダクタおよび二つのキャパシタを組み合わせて追加することによって構成されるものである。具体的には、基本構成に含まれる一つのインダクタは、入力端子とグラウンドとの間に接続され、一方のダイオード（第１のダイオード）は上記インダクタに並列に設けられ、他方のダイオード（第２のダイオード）は入力端子と出力端子との間に接続される。このとき、第１のダイオードは、アノードをグランド側に接続されるものであり、第２のダイオードは、アノードを入力端子側に接続されるものである。上記のような基本構成に対して、伝送線路、インダクタおよびキャパシタを追加して接続することにより、本発明に係る整流回路全体が構成されるものであり、その接続位置および数等によって回路特性が変化するため、上記の基本構成中の適宜位置において適宜な素子が追加的に接続されるものである。
【００２８】
本発明に係る第２の整流回路（以下、整流回路Ａという。）は、図１に示す回路から成る。該整流回路Ａは倍電流整流回路を基本構成とし、一つの1/4波長線路を装荷したものである。
【００２９】
次に、本発明に係る第３の整流回路として、直流負荷抵抗値の変動に対しても安定かつ高効率であるＫ４整流回路（以下、整流回路Ｂということがある。）を示す。ここで、Ｋ４とは、グラフ理論の４頂点完全グラフから名付け、以下の説明に用いる。図２に示すように、整流回路Ｂはダイオード、コイル、コンデンサをそれぞれ二つずつという少ない素子数で構成される。さらに直流負荷抵抗値が広い範囲に変動しても制御なしで高効率に整流できる。まず、整流回路Ｂの構成を示し、次に、直流負荷抵抗が変動したとき、該整流回路Ｂの高周波入力抵抗値、高周波電力反射係数、高周波―直流変換効率の変化を解析し、その解析結果から、直流負荷抵抗値が変動しても、高い高周波―直流変換効率を実現できることを示す。
【００３０】
最後に、前記整流回路Ａの双対回路として、本発明に係る第４の整流回路（以下、整流回路Ｃという。）を図３に示す。前記整流回路Ａと同様に、矩形波近似による解析から、整流回路Ｃの動作は、二つの導通モード、すなわち、シングルシャントモードおよび位相進みモードを持ち、負荷インピーダンスの変動により導通モードが切り替わることで、負荷変動の圧縮を実現できることを示す。
【００３１】
＜整流回路の評価指標＞
整流回路の直流負荷変動耐性の評価指標について説明する。整流回路の直流負荷抵抗が最適な値から変動すると反射損失が発生する。直流負荷抵抗が変動しても反射損失が小さい整流回路が好ましい。そこで反射係数の基準を定め、それよりも反射係数が小さい直流負荷の範囲の広さによって整流回路を評価する。
【００３２】
具体的には、ある基準インピーダンスZ0に対して反射係数Γ=20log10｜Γ｜がある基準反射係数−GdB以下(Γ≦−G)となる直流負荷抵抗の範囲[Rmin，Rmax]の最小値Rminと最大値Rmaxの比を整流回路の許容負荷変動率WＧ=Rmax／Rminと呼び、これが大きい整流回路ほど負荷変動耐性が強い整流回路、と評価する。例えば、前記基準反射係数−10dB以下となる前記許容負荷変動率W10と表記する。また、従来の整流回路の許容負荷変動率は、We10と表記して区別する。
【００３３】
許容負荷変動率を抵抗値の差ではなく比によって定義した理由は無損失線形回路によるインピーダンス変換において不変にするためである。これは基準インピーダンスZ0が変わっても同様の性能が得られることを意味する。
【実施例１】
【００３４】
＜回路構成＞
本発明の実施例１に係る高周波整流回路の回路図を図１に示す。この回路は二つのインダクタL1,L2、二つのダイオードD1,D2、一つの伝送線路(長さｌ、特性インピーダンスZC)によって構成される。負荷抵抗Rを変動させたときの入力インピーダンスZinの変動が従来手法の整流回路と比べて小さいことが特徴である。
【００３５】
＜基本条件とその回路特性＞
整流回路Ａの素子値の基本条件を示し、基本条件における反射係数の大きさを回路シミュレータにより数値解析する。
【００３６】
整流回路Ａの基本条件は
【００３７】
【数４】
2018061414.tif 000008
である。ただし、角周波数をω=2πf、波長をλ=c／fとする。cは光速である。この条件にはZCに自由度がある。
【００３８】
上記の基本条件に従い回路の素子値を設定し、基準インピーダンスZ0=50Ωにおける直流負荷抵抗Rを0.1Ωから1000Ωまで変化させた時の反射係数Γを、回路シミュレータを用いて数値解析した。自由度ZCは10から50までの範囲で解析した。電源周波数はf=1GHz、波長はλ〜0.03mとする。この基本条件における回路の素子値と解析結果図の関係を表１にまとめる。図４はＡ１、図５はＡ２、図６はＡ３、図７はＡ４、図８はＡ５の解析結果である。
【００３９】
【表１】
2018061414.tif 000009
両対数グラフの横軸を直流負荷抵抗R、縦軸を反射係数Γとし、整流回路Ａの反射係数の解析結果を濃い黒色の三角形でプロットし、従来のシングシャント整流回路の反射係数の解析結果を白抜きの四角形で、従来の倍電流整流回路の反射係数の解析結果を薄い黒色の円形でプロットした。それぞれのプロットは平滑線で結線している。基準インピーダンスZ0が50Ωのときの整流回路Ａの許容負荷変動率W20，W10を調べ、従来手法の許容負荷変動率Wｅ20,Wｅ10と比較する。解析結果が基準反射係数−20dBもしくは基準反射係数−10dBを下回る範囲を白抜きの矢印で示している。矢印の下に許容負荷変動率の計算式と計算結果を記している。ただし、数値は有効桁3桁までを表記し、4桁目は切り捨てている。この両対数グラフ上の矢印の大きさが許容負荷変動率を示しており、その長さで直観的に比較が可能である。特に許容負荷変動率が大きいものを従来手法の許容負荷変動率Wｅ20=1.58，Wｅ10=5.02と比較する。
【００４０】
自由度をZC=30に設定した整流回路Ａ3では基準反射係数−20dBを下回る負荷抵抗の範囲が12.5Ωから39.8Ωの範囲であるため、許容負荷変動率はW20=39.8／12.5=3.18である。したがって、整流回路Ａ4は従来手法と比べて許容負荷変動率W20が2.01倍である。
【００４１】
また、自由度をZC=20に設定した整流回路Ａ2では基準反射係数−10dBを下回る負荷抵抗の範囲が2.81Ωから70.7Ωの範囲であるため、許容負荷変動率はW10=70.7／2.81=25.1である。したがって、整流回路Ａ2は従来手法と比べて許容負荷変動率W10が5.00倍である。
【００４２】
以上のように整流回路Ａは従来回路と比べて大きな許容負荷変動率を示し、優れた負荷変動耐性を持つ。基本条件の自由度Xを調整することで所望の反射係数を満たす大きな許容負荷変動率を得られる。また、基本条件からずれてもよい。
【００４３】
＜基本条件からずれたときの回路特性＞
整流回路Ａの素子値が基本条件からずれた場合(ｌ≠λ／4)の解析結果を示す。特に優れた許容負荷変動率W20を持つ整流回路Ａ3の伝送線路の長さｌがλ／4からずれた場合の解析結果を示す。解析結果の表記方法は基本条件における解析結果の表記方法と同様である。
【００４４】
基準インピーダンスZ0が50Ωのときの基本条件からずれた整流回路Ａの許容負荷変動率W20，W10を調べ、従来手法の許容負荷変動率W20,W10と比較する。許容負荷変動率の表記方法は基本条件における解析結果の表記方法と同様である。これらの結果を基本条件における解析結果と比べると劣ることがわかる。しかし、従来手法の許容負荷変動率Wｅ20=1.58，Wｅ10=5.02と比較すると、どの解析結果も従来手法よりも優れている。このように整流回路Ａは基本条件からずれていてもよい。
【００４５】
図９に示す回路において、励振電圧波形が矩形波であるという近似の下で、整流回路Ａの理論解析を行う。解析は以下のような流れで行われる。
1. 伝送線路の時間領域での振る舞いを定式化
2. 各ダイオードのON/OFFに対応した回路方程式を導出
3. ダイオードのON/OFFを組み合わせ、考えうる動作モードを列挙
4. 動作モードごとに解析を行い、回路方程式を解く
5. 動作モードの切り替わる条件と入力インピーダンスを導出
前記4.のモードごとの解析では、まず伝送線路に関する電流、電圧を先に解く必要がある。回路全体の振る舞いは、その後インダクタの端子間電圧に対してvoltage-second balance (VSB) を適応することで得られる。
【００４６】
＜矩形波近似による解析＞
本発明に係る整流回路Ａを解析する。解析する対象は電源に並列に装荷されるインダクタの電圧VL1、電流iL1と負荷に直列に装荷されるインダクタの電圧VL2、電流iL2、および伝送線路の1次側(電源側)の電圧v1、電流i1、と2次側(負荷側)の電圧v2、電流i2である。これを図９に示す。
【００４７】
理論解析をするにあたり、図１および図９の回路で厄介なのは、非線形素子と分布定数素子の両方を含んでいるところである。分布定数素子を含まない一般的な整流回路であれば、従来のような時間領域での解析でうまく振る舞いが記述できる。ところが、分布定数素子が入ることで途端に時間領域の解析が難しくなり、提案回路の振る舞いは周波数領域、時間領域のどちらにおいてもうまく記述できず、“厳密”な理論解析はほとんど不可能のように思われる。であれば、多少荒っぽい近似でも良いから、何らかの形で回路の近似的な振る舞いだけでもわからないだろうか。このような考えから、今回の矩形波励振というアイデアが生まれた。名前の通り、この解析法では本来正弦波である整流回路への入力信号を、矩形波に置き換えて解析を行う。この解析を通してわかるよう、矩形波と1/4波長線路の時間領域での振る舞いはとても相性が良い。
【００４８】
解析は以下のような流れで行われる。
（1）伝送線路の時間領域での振る舞いを定式化
（2）ダイオードのON/OFFに対応した回路方程式を導出
（3）考えうる導通モード（ON/OFFの組み合わせ）を列挙
（4）導通モードごとに解析を行い、回路方程式を解く
（5）導通モードの発生条件と入力インピーダンスを導出
前記(4)のモードごとの解析では、まず伝送線路に関する電流・電圧を先に解く必要がある。回路全体の振る舞いは、その後インダクタの端子間電圧に対してvoltage-secound balance(VSB) を適応することで得られる。
【００４９】
その他、解析を簡単にするために以下の条件を仮定する。
（A）ダイオードの特性は理想である（0VでON、OFFし、導通損失やリーク電流などがない）。
（B）インダクタの誘導量は、インダクタ電流が一定とみなせる程度に大きい。
（C）伝送線路は無損失かつ無歪み（非分散）である。
【００５０】
＜伝送線路の時間領域での振る舞い＞
伝送線路のFパラメータを考える。伝送線路のFパラメータは、
【００５１】
【数５】
2018061414.tif 000010
に示される通り、電圧と電流の遅れによって表される。ここでωは電源の角周波数、δtは遅延時間、Zc=1/Ycは特性インピーダンスである。簡単のため、以下では基本波の周波数を1Hzとする。Fourier変換の平行移動に関する性質を用いれば、ある関数g(t)のδt進みとδt遅れの和のFourier変換をg(t)と余弦関数の積
【００５２】
【数６】
2018061414.tif 000011
【００５３】
【数７】
2018061414.tif 000012
として書ける。ここでg(t)=V2(t)と置き、数５を用いることで、ある時刻tにおける一次側の電圧と電流を二次側の電圧のδt進みとδt遅れの和を用いて書ける。
【００５４】
【数８】
2018061414.tif 000013
【００５５】
【数９】
2018061414.tif 000014
ここで小文字のvn,inはそれぞれVn,Inの逆Fourier変換である。特にδt=1/4 secの場合は、ある時刻tから1/4位相進みと1/4位相遅れの和
【００５６】
【数１０】
2018061414.tif 000015
【００５７】
【数１１】
2018061414.tif 000016
となる。
【００５８】
上記の電圧、電流について、tの一周期を4等分し、4つの区間
【００５９】
【数１２】
2018061414.tif 000017
に分けて考える。もし励振電圧が矩形波ならば、回路中の電圧、電流はすべて、各区間内において一定の値をとる。そこで各区間内での電流、電圧を区間番号nを用いて
【００６０】
【数１３】
2018061414.tif 000018
のように表現することにする。例えば励振電圧vS(t)は、矩形波の振幅をVとすれば
【００６１】
【数１４】
2018061414.tif 000019
と表される。この表記によれば、数１０、数１１に示す伝送線路の振る舞いは
【００６２】
【数１５】
2018061414.tif 000020
【００６３】
【数１６】
2018061414.tif 000021
と簡潔に記述できる。さらに行列を用いれば、奇数区間の電圧、電流は偶数区間の電圧、電流を用いて
【００６４】
【数１７】
2018061414.tif 000022
と表すことができ、偶数区間の電圧、電流は奇数区間の電圧、電流を用いて
【００６５】
【数１８】
2018061414.tif 000023
と表すことができる。ここで注目すべきなのは、伝送線路の電圧・電流の関係が、互いに独立した2組の式で表される点である。例えば、数１７はnが奇数がときのポート1側の状態が、nが偶数のときのポート2側の状態で決まり、nが奇数のときの状態には影響しないことを示している。この性質によって整流回路の解析を劇的に簡単化できる。回路は大きく伝送線路の電源側と負荷側に分かれる。このそれぞれに回路について、電源側はnが奇数のときのみ、負荷側についてはnが偶数のときのみ考えれば良いのである。残りの時間での回路の振る舞いは、数１７と数１８の行列が全く同じ形をしているのだから、すでに求まっている回路の振る舞いを時間方向に+1/4 secだけシフトすれば求めることができる。
【００６６】
＜電源側/負荷側の回路方程式＞
前節で述べたよう、回路の方程式は伝送線路の電源側と負荷側に分かれ、それぞれ独立に式を立ててよい。立てられた式を結びつけるのは、数１７の役目である。
【００６７】
まず電源側について考える。ダイオードの整流作用により常にi１が常に0以上である。また、i1=(v0−vL1)/Rs+IL1 が言えるから、1周期にわたって積分することでインダクタの電流IL1が0以上であることが分かる。以下ではダイオードの状態ごとに式を立ててゆく。
【００６８】
a)電源側のダイオードがONのとき
立式の際に注意すべきは、伝送線路の電圧、電流に関する式中にインダクタ電圧vL1を含めないことである。最初に述べたよう、vL1を求めるのは各モードごとに、数１５、数１６を解いてv1,i1を求めた後になる。その前の段階で式中に vL1が含まれていると、式を解く上で都合が悪い。逆にインダクタ電流iL1は、積極的に立式に用いた方が後々の計算が簡単になる。
【００６９】
電源側ダイオードがONであるため1次側電圧v1が電源の入力電圧、インダクタの電圧は1次側電圧と等しい。まとめると回路方程式は
【００７０】
【数１９】
2018061414.tif 000024
となる。回路方程式中の・・・はまだ決まらないことを表す。これは、一次側の電流が、前記回路方程式の時間上の状態や負荷側の回路に依存し、まだ決まらないためである。同様に、本発明に係る回路方程式で用いる・・・は他の回路の影響により決まるため、未定なものを表すことにする。
【００７１】
b)電源側のダイオードがOFFのとき
この時の一次側の電圧が未定で、電流は０になる。インダクタに流れる電流は電源に流れる電流と等しい。まとめると回路方程式は
【００７２】
【数２０】
2018061414.tif 000025
となる。 
【００７３】
続いて負荷側について考える。電源側と同様、ダイオードの
整流作用により常にv2が常に0以上である。また、v2+vL2=Rl IL2が言えるから、周期積分によりインダクタ電流IL2が0以上である。
【００７４】
c)負荷側ダイオードがONのとき
伝送線路の2次側電圧v2が０になる。伝送線路の2次側の電流i2が未定でインダクタにかかる電圧は負荷抵抗RLにかかる電圧と等しい。まとめると回路方程式は
【００７５】
【数２１】
2018061414.tif 000026
となる。
【００７６】
d)負荷側ダイオードがOFFのとき
伝送線路の2次側の電圧がv2が未定で、電流i2がインダクタの電流IL2に等しい。インダクタにかかる電圧は負荷抵抗にかかる電圧と2次側の電圧の差と等しい。これらをまとめると回路方程式は
【００７７】
【数２２】
2018061414.tif 000027
となる。
【００７８】
＜導通モード＞
上の式を見てわかるよう、ダイオードの状態によって伝送線路に関する電圧、電流は決まったり、決まらなかったりする。
【００７９】
しかし、ダイオード1つの状態を決めることにより、それらのうちのどれか1つが必ず決まる。数１８の自由度は4であるから、ダイオードの状態を4つ指定すれば、数１８を解いてv1,i1,v2,i2の全てを決めることができる。このダイオードの状態のセットを、導通モードと呼ぶことにする。
【００８０】
すでに述べたように、我々が注目すべきなのはt∈T1,T3のときの電源側回路の動作、そしてt∈T2,T4のときの負荷側回路の動作である。そこで、これらの状態におけるダイオードのON／OFFを抜き出して、モードを区別する記号として用いる。例えば、“ON,OFF,OFF,ON”というモードは先頭から順番に
（1）t∈T1に電源側のダイオードD1がON
（2）t∈T2に負荷側のダイオードD2がOFF
（3）t∈T3に電源側のダイオードD1がOFF
（4）t∈T4に負荷側のダイオードD2がON
となることを表す。
【００８１】
ONあるいはOFFを4つ選ぶのであるから、考えうるモードというのは全部で16種類あるように思われる。しかし、以下に示すような明らかに無意味なモード7つは取り扱う必要がない:
【００８２】
a)電源側のダイオードD1が常にOFF
・OFF, OFF, OFF, OFF
・OFF, OFF, OFF, ON
・OFF, ON, OFF, OFF
・OFF, ON, OFF, ON
【００８３】
b)負荷側のダイオードD2が常にON
・ON, ON, ON, ON
・ON, ON, OFF, ON
・OFF, ON, ON, ON
・（OFF, ON, OFF, ON）
ただし、括弧つきのモードは重複を表す。加えて、ON,OFF,ON,OFFについてはダイオードが動作していないので整流動作は期待できない。
【００８４】
残ったモードは以下に示す8つである。
・ON, ON, OFF, OFF
・ON, OFF, OFF, ON
・ON, OFF, OFF, OFF
・ON, ON, OFF, OFF,
・OFF, ON, ON, OFF
・OFF, OFF, ON, ON
・OFF, OFF, ON, OFF
・ON, OFF, ON, ON
しかし、実際に回路方程式を解いてみると、これらのモードの中にも実現不可能なものが含まれていることがわかる。
【００８５】
前述した条件に合わないモードを除いてゆくと、実際に起こりそうなモードはON,OFF,OFF,OFFとON,OFF,OFF,ONの２つであることがわかる。動作の特徴からそれぞれに名前をつけ、ON,OFF,OFF,OFFをシングルシリーズモード、ON,OFF,OFF,ONを位相進みモードと呼ぶことにする。
【００８６】
＜シングルシリーズモード＞
このモード(ON,OFF,OFF,OFF)では電源側のD1のみがスイッチング動作をしており、シングルシリーズ整流回路のような動作になる。回路方程式は行列を用いて
【００８７】
【数２３】
2018061414.tif 000028
となる。これを解くと、インダクタの電流IL1、IL2を用いて区間T1,T2,T3,T4の電圧v1,v2、電流i1,i2を
【００８８】
【数２４】
2018061414.tif 000029
に表すように得られる。さらに、インダクタにかかる電圧も区間ごとに
【００８９】
【数２５】
2018061414.tif 000030
と求まる。さらにこれらにVSBを適応することで、インダクタの定常電流
【００９０】
【数２６】
2018061414.tif 000031
が求まる。これは負荷抵抗RLに現れる出力電流と等しい。これらの結果から、今回の解析の目的であった入力インピーダンスZinを求めると
【００９１】
【数２７】
2018061414.tif 000032
となり、シングルシリーズモードにおける入力インピーダンスは負荷インピーダンスそのものとなることがわかる。
【００９２】
＜位相進みモード＞
このモード(ON,OFF,OFF,ON)では負荷側のダイオードのスイッチングが、電源側のダイオードのスイッチングに比べて1/4 secだけ進んで起こるため、このように呼んでいる。回路方程式は行列を用いて
【００９３】
【数２８】
2018061414.tif 000033
で表すことができる。これを解くと、インダクタの電流IL1、IL2を用いて区間T1,T2,T3,T4の電圧v1,v2、電流i1,i2
【００９４】
【数２９】
2018061414.tif 000034
が得られる。さらにインダクタにかかる電圧
【００９５】
【数３０】
2018061414.tif 000035
より、IL1,IL2を求めると、
【００９６】
【数３１】
2018061414.tif 000036
となる。入力インピーダンスZinは
【００９７】
【数３２】
2018061414.tif 000037
であり、こちらのモードでは入力インピーダンスが負荷インピーダンスに反比例する。これら2つのモードが切り替わる条件は、Zinについての交点を求めることで得られ、
【００９８】
【数３３】
2018061414.tif 000038
より、RL=Zcとなる。
【００９９】
数２９を見ると、RL＞Zｃの場合、T4において負荷側ダイオードD２がOFFする状態が発生する。そのため位相進みモードにならない。まとめると、図９の回路の入力インピーダンスZinは
【０１００】
【数３４】
2018061414.tif 000039
となる。
【実施例２】
【０１０１】
本発明に係るＫ４整流回路は、制御を必要とせず、素子数が少なく、直流負荷抵抗値変動に耐性を持つものである。以下に、まず、Ｋ４整流回路の構成として回路図と素子の値が満たすべき条件を示す。次に回路シミュレータを用いて回路の特性を示す。最後に回路上のダイオードの電圧電流波形を観察しその動作を示す。
【０１０２】
＜回路構成＞
本発明の実施例２に係る高周波整流回路、すなわち、Ｋ４整流回路は、ダイオード、コイル、コンデンサをそれぞれ二つずつ用いて構成される回路である。回路上の4点を
点A：RF成分のみを持つ点
点B：DC成分のみを持つ点
点C：RF成分とDC成分を両方もつ点
点D：RF成分とDC成分をどちらも持たない点
と呼び、Ｋ４整流回路の構成を説明する。点AはRF電源と、点BはDC負荷と、点Dはグラウンドと接続する。点Aをアノードとし点BをカソードとするダイオードをD1と呼ぶ。点Dをアノードとし点CをカソードとするダイオードをD2と呼ぶ。点Aと点Dの間に接続するコイルをL1、点Bと点Cの間に接続するコイルをL2と呼ぶ。点Aと点Cの間に接続するコンデンサをC1、点Bと点Dの間に接続するコンデンサをC2と呼ぶ。Ｋ４整流回路の回路図を図２および図１０に示す。図１０では、図２の回路にバンドパスフィルタが装荷されている。
【０１０３】
RF電源は電源インピーダンスZ0、電源角周波数ω=2πfの正弦波を出力する。電源電圧振幅vsは電源電力Psと電源インピーダンスZ0から次の数式によって与えられる。
【０１０４】
【数３５】
2018061414.tif 000040
DC負荷はDC負荷抵抗値Rとする。この負荷はDCモータや二次電池のような変動する負荷を想定している。したがって、DC負荷抵抗値Rは一定ではなく変動する。
【０１０５】
電源からRF整流回路を見たRF入力インピーダンスをzin=rin+jxinとする。実部rinをRF入力抵抗値、虚部xinをRF入力リアクタンスと呼ぶ。
【０１０６】
素子の値が満たすべき条件は次の数式の通りである。
【０１０７】
【数３６】
2018061414.tif 000041
コンデンサC2のリアクタンスはDC負荷抵抗値Rに対して十分に小さいものとする。コイルL1とコイルL2は等しいインダクタンスとする。コンデンサC1はコイルL1と電源角周波数で共振するキャパシタンスとする。このときコイルL1,L2とコンデンサC1の値に自由度がある。この自由度を使うために素子リアクタンスXとおき、次の数式で定義する。
【０１０８】
【数３７】
2018061414.tif 000042
この回路は4つの点を「頂点」、6つの素子を「辺」と見るとグラフ理論における4頂点完全グラフＫ４になる。そのため、この整流回路をＫ４整流回路と名付ける。
【０１０９】
＜特性＞
図1の回路においてDC負荷抵抗値Rが変動した時に
（1）RF入力抵抗値rin
（2）RF電圧反射係数Γ
（3）RF電力反射係数｜Γ｜２
（4）RF-DC変換効率η
がどのように変化するかを回路シミュレータにより数値解析する。その結果を以下に述べる。回路シミュレータはAdvanced Design System(ADS) のHarmonic Balance法を用いる。数値解析の基本波周波数は10MHz、高調波の最大次数は10とする。
【０１１０】
＜RF入力抵抗値＞
DC負荷抵抗値Rが変動した時のRF入力抵抗値rinを示す。ただし、素子リアクタンスXはX=10,100,1000の三種類を示す。数値解析結果を縦軸にRF入力抵抗値rin、横軸にDC負荷抵抗値Rをとった両対数グラフにプロットし図１１に示す。
【０１１１】
DC負荷抵抗値Rが変動するとRF入力抵抗値rinが山型になることがグラフから確認できる。また、この山の位置はDC負荷抵抗Rと素子リアクタンスXが等しくなるR=X点である。これは従来の回路ではDC負荷抵抗値とRF入力抵抗値が正比例して増加し続けるのに対して、本発明に係るＫ４整流回路ではDC負荷抵抗値がある抵抗値R=Xを超えるとDC負荷抵抗値とRF入力抵抗値が反比例の関係になるためである。
【０１１２】
この山の周辺のDC負荷抵抗値の変動比とRF入力抵抗値の変動比を比較する。これはDC負荷抵抗値RをRminからRmaxに変動させたときにどれだけRF入力抵抗値が変動するかを評価するものである。RF入力抵抗値の変動の最小値をrinmin最大値をrinmaxと置き、変動比ρR,ρｒを次の数式に定義する。
【０１１３】
【数３８】
2018061414.tif 000043
この山の周辺でDC負荷抵抗値の変動比ρRに対してRF入力抵抗値の変動比ρrが小さくなる。例えばX=100の結果では、DC負荷抵抗値Rを10Ωから1000Ωに変動させた時、RF入力抵抗値rinの変動は13.2Ωから76.4Ωとなる。したがって、DC負荷抵抗値の変動比ρR=1000／10=100に対してRF入力抵抗値の変動比r=76.4／13.2=5.78が小さい。これは山型の特性によりDC負荷抵抗の変動に対してrinmaxが小さくなったためである。
【０１１４】
＜RF電圧反射係数＞
電源インピーダンスがZ0=50ΩのときのＫ４整流回路のRF反射係数Γを示す。素子リアクタンスはX=100Ωとする。数値解析結果をスミスチャートにプロットし図１２に示す。電圧波形の軌跡に注目し図１３に拡大する。特にR=10,100,1000のときの反射係数を方形マーカーで表している。拡大図の破線円は電圧反射係数の大きさ｜Γ｜が0.25となる円である。
【０１１５】
DC負荷抵抗値が0.1Ωから増えるにしたがって、RF反射係数が左から右に単調に移動している。さらにスミスチャートの中心付近を通り越し進んでいき、DC抵抗値がR=100(=X)に到達すると折り返す。折り返した後はDC負荷抵抗値の増加に従って今度は左に単調に移動し、スミスチャートの中心付近を再び通り越して左端に戻る。この折り返しによってRF反射係数がDC負荷抵抗値の変動に対して2回スミスチャートの中心に近づくため、反射が小さい範囲が広くなる。
【０１１６】
＜RF電力反射係数＞
電源インピーダンスがZ0=50ΩのときのＫ４整流回路のRF電力反射係数｜Γ｜２を示す。素子リアクタンスはX=100Ωとする。RF電力反射係数はRF入力電力とRF反射電力の比から求める。ただし、RF入力電力は正弦波であるため基本波成分のみであるが、RF反射電力はダイオードの非線形動作により高調波成分が含まれている。RF反射電力Prの内、基本波成分をPr1、2次高調波成分をPr2、n次高調波成分をPrnと表す(n=1,2,3,....)。RF入力電力PsとRF反射電力Prnを用いてRF電力反射係数を次の数式に定義する。
【０１１７】
【数３９】
2018061414.tif 000044
数値解析結果を縦軸にRF反射電力係数｜Γ｜２、横軸にDC負荷抵抗値Rをとった片対数グラフにプロットした。結果を図１４に示す。3種の線は
実線基本波のRF反射電力の割合｜Γ１｜２
破線2次高調波のRF反射電力の割合｜Γ２｜２
点線3次高調波のRF反射電力の割合｜Γ３｜２
を表している。4次以降の高調波は非常に小さいため省略する。
【０１１８】
＜基本波成分＞
基本波のRF電力反射係数｜Γ１｜２が2点(R=50,250)において小さくなっていることがグラフからわかる。従来の回路ではこれが1点のみである。本発明に係るＫ４整流回路はこの点の分RF反射電力が小さい範囲が広くなっている。
【０１１９】
＜高調波成分＞
次に高調波に注目する。R=50において基本波のRF反射電力の割合｜Γ１｜２が0.005であるが、2次高調波のRF反射電力の割合｜Γ２｜２は0.162となっている。また、R=250においても基本波｜Γ１｜２は0.005に対して2次高調波｜Γ２｜２は0.141である。このRF反射電力はそのままRF-DC変換効率の低下につながるため無視できない。
【０１２０】
そこで、この高調波の反射を抑えるためにＫ４整流回路のRF入力側にLC直列共振によるBPF(Band Pass Filter:帯域通過フィルタ)を挿入した構成を提案する。さらにBPFに加えてインピーダンス調整用の並列Lpも接続した構成を図１０に示す。LC直列共振素子のリアクタンスは電源インピーダンスに比べて十分に大きいものとする。インピーダンス調整用の並列Lpはインピーダンスのズレに応じて値を決める。この時のRF電力反射係数｜Γ｜2をBPFなしの時と同様に片対数グラフにプロットし図１５に示す。
【０１２１】
基本波の電力反射がBPFなしの時と同様に2度R=50とR=250において小さくなっていることがグラフからわかる。BPFなしのものと比べて基本波の電力反射がわずかに上昇しているが、高調波の反射はBPFの効果によりR=50のとき｜Γ２｜２=0.0003に、R=250のとき｜Γ２｜２=0.0005に抑制されている。高調波の反射はグラフでは読み取れない小ささである。
【０１２２】
Ｋ４整流回路は単体で負荷抵抗の変動に対して反射が小さい範囲が広いことを示した。しかし、2次、3次高調波の反射が従来の整流回路と同様に発生する。これは整流効率の低下につながる。そこで、BPFを挿入すると高調波の反射が小さくなることを確認した。
【０１２３】
＜RF-DC変換効率＞
DC負荷抵抗Rが変動したときのＫ４整流回路のRF-DC変換効率ηを示す。RF-DC変換効率はRF入力電力PsとDC出力電力PDCの比から求める。DC出力電力PDCはDC出力電圧VDCとDC負荷抵抗値より算出する。
【０１２４】
BPFなしのものとBPFあり、BPFと調整コイルありの3種類で比較した。数値解析結果を縦軸にRF-DC変換効率、横軸にDC負荷抵抗をとった片対数グラフにプロットし、図１６に示す。BPFと調整コイルありの数値解析結果を実線、BPFありを破線、BPFなしを点線でプロットした。
【０１２５】
それぞれの状態の最大効率、変換効率が80%,90%を超えるDC負荷抵抗値の範囲を表２にまとめる。Ｋ４整流回路のRF-DC変換効率が高い範囲がDC負荷抵抗の変動に対して広いことを確認した。
【０１２６】
【表２】
2018061414.tif 000045
また、従来の整流回路と同様にBPFによって高調波反射が抑制され、RF-DC変換効率が向上する。調整コイルLpを入れると最大変換効率は低下するが、高効率な負荷範囲が広がる。
【０１２７】
＜動作＞
Ｋ４整流回路の動作を調べるために図１１のRF入力抵抗値rinの山に注目して、山の前(R<X)、山頂(R=X)、山の後(R>X)の状態の
（1）ダイオードD1,D2にかかる電圧波形
（2）ダイオードD1,D2に流れる電流波形
をそれぞれ数値解析する。電源インピーダンスは50Ω、RF電源電力は100Ｗ、素子リアクタンスはX=100Ωとする。解析条件は上記と同様である。
【０１２８】
山の前からR=10、山頂のR=100、山の後からR=1000を選んだ。解析結果を横軸に電源位相、縦軸の左にダイオードにかかる電圧VD1,2、縦軸の右にダイオードに流れる電流ID1,2をとり2周期分プロットする。電圧は実線で、電流は破線でプロットする。また、電流が正の区間をダイオードがON、電圧が負の区間をダイオードがOFFとして記している。プロットした電圧電流波形を図１７から図２２に示す。
【０１２９】
山の後を除く4つの図、図１７、図１８、図２０、図２１を見ると、D1,D2どちらもDC負荷抵抗値によってON区間とOFF区間の割合が変化していることがわかる。また、割合が変化してもその中心は変化しておらず、同じ周期でdutyのみが変化している。これらの条件ではD1,D2がどちらも動作している。
【０１３０】
山の後の図１９を見ると、ダイオードD1にかかる電圧が常に負、流れる電流が常に0になっている。これはDC負荷抵抗値が大きくなり、RF入力電圧の瞬時値よりもDC出力電圧が常に高い状態になっているためと考えられる。DC負荷抵抗値が小さい状態ではDC出力電圧が小さいが、DC負荷抵抗値が大きい状態では同じDC出力電力でもDC出力電圧が大きくなる。同様に流れる電流が常に0である。したがって、山の後(R>X)においてダイオードD1が常にOFFになる。このときダイオードD2は、図２２の通り、変わらず動作している。
【０１３１】
これらの結果からＫ４整流回路はDC負荷抵抗値Rと素子リアクタンス値Xの関係によって動作が自律的に切り替わっていることがわかる。R<=Xの状態ではD1,D2がともに動作するが、R>Xの状態ではD1が常にOFFになりD2のみで動作する。この自律動作切替が上述した負荷抵抗特性を実現している。
【実施例３】
【０１３２】
本発明の実施例３に係る高周波整流回路、すなわち、整流回路Ａの双対回路(図３)の素子値の基本条件を示し、基本条件における反射係数の大きさを回路シミュレータにより数値解析する。
【０１３３】
整流回路Ａの双対回路（整流回路Ｃ）の基本条件は
【０１３４】
【数４０】
2018061414.tif 000046
である。ただし、角周波数をω=2πfとする。この条件にはZCに自由度がある。
【０１３５】
整流回路Ｃの特性の例として、自由度をZC=62としたときの解析結果を図２３に示す。この条件では許容負荷変動率W20は3.15、W10は8.92である。
【０１３６】
このように整流回路Ｃは数値解析において優れた特性を示す。次に整流回路Ａと同様に矩形波近似を用いて理論解析を行いその動作を明らかにする。
【０１３７】
整流回路Ｃは整流回路Ａの解析と同様の手順で解析できる。違いは回路方程式と実現する動作モードの種類である。整流回路Ａではシングルシャントモードと位相進みモードが実現したが、該整流回路Ａの双対回路である整流回路Ｃでは、シングルシリーズモードと位相進みモードが実現する。
【０１３８】
＜矩形波近似による解析＞
整流回路Ｃを矩形波近似により解析する。解析する対象は電源に直列に装荷されるコンデンサの電圧VC1、電流iC1と負荷に並列に装荷されるコンデンサの電圧VC2、電流iC2、および伝送線路の1次側(電源側)の電圧v1、電流i1、と2次側(負荷側)の電圧v2、電流i2である。これを図２４に示す。
【０１３９】
理論解析をするにあたり、図１および図２４の整流回路で厄介なのは、非線形素子と分布定数素子の両方を含んでいるところである。分布定数素子を含まない従来の整流回路であれば、従来のような時間領域での解析でうまく振る舞いが記述できる。ところが、分布定数素子が入ることで途端に時間領域の解析が難しくなり、本発明に係る整流回路Ａの振る舞いは周波数領域、時間領域のどちらにおいてもうまく記述できず、“厳密”な理論解析はほとんど不可能のように思われる。であれば、多少荒っぽい近似でも良いから、何らかの形で回路の近似的な振る舞いだけでもわからないだろうか。このような考えから、今回の矩形波励振というアイデアが生まれた。名前の通り、この解析法では本来正弦波である整流回路への入力信号を、矩形波に置き換えて解析を行う。この解析を通してわかるよう、矩形波と1/4波長線路の時間領域での振る舞いはとても相性が良い。
【０１４０】
解析は以下のような流れで行われる。
（1）伝送線路の時間領域での振る舞いを定式化
（2）ダイオードのON/OFFに対応した回路方程式を導出
（3）考えうる導通モード（ON/OFFの組み合わせ）を列挙
（4）導通モードごとに解析を行い、回路方程式を解く
（5）導通モードの発生条件と入力インピーダンスを導出
前記(4)のモードごとの解析では、まず伝送線路に関する電流・電圧を先に解く必要がある。回路全体の振る舞いは、その後キャパシタに対してamp-second balance (ASB)を適応することで得られる。
【０１４１】
その他、解析を簡単にするために以下の条件を仮定する。
（A）ダイオードの特性は理想である（0VでON、OFFし、導通損失やリーク電流などがない）。
（B）キャパシタの容量は、端子間電圧が一定とみなせる程度に大きい。
（C）伝送線路は無損失かつ無歪み（非分散）である。
【０１４２】
＜伝送線路の時間領域での振る舞い＞
伝送線路のFパラメータを考える。伝送線路のFパラメータは、
【０１４３】
【数４１】
2018061414.tif 000047
に示される通り、電圧と電流の遅れによって表される。ここでωは電源の角周波数、δtは遅延時間、Zc=1/Ycは特性インピーダンスである。簡単のため、以下では基本波の周波数を1Hzとする。Fourier変換の平行移動に関する性質を用いれば、ある関数g(t)のδt進みとδt遅れの和のFourier変換をg(t)と余弦関数の積
【０１４４】
【数４２】
2018061414.tif 000048
【０１４５】
【数４３】
2018061414.tif 000049
として書ける。ここでg(t)=V2(t)と起き、数４１を用いることで、ある時刻tにおける一次側の電圧と電流を二次側の電圧のδt進みとδt遅れの和を用いて書ける。
【０１４６】
【数４４】
2018061414.tif 000050
【０１４７】
【数４５】
2018061414.tif 000051
ここで小文字のvn,inはそれぞれVn,Inの逆Fourier変換である。特にδt=1/4 secの場合は、ある時刻tから1/4位相進みと1/4位相遅れの和
【０１４８】
【数４６】
2018061414.tif 000052
【０１４９】
【数４７】
2018061414.tif 000053
となる。
【０１５０】
上記の電圧、電流について、tの一周期を4等分し、4つの区間
【０１５１】
【数４８】
2018061414.tif 000054
に分けて考える。もし励振電圧が矩形波ならば、回路中の電圧、電流はすべて、各区間内において一定の値をとる。そこで各区間内での電流、電圧を区間番号nを用いて
【０１５２】
【数４９】
2018061414.tif 000055
のように表現することにする。例えば励振電圧vS(t)は、矩形波の振幅をVとすれば
【０１５３】
【数５０】
2018061414.tif 000056
と表される。この表記によれば、数４６、数４７に示す伝送線路の振る舞いは
【０１５４】
【数５１】
2018061414.tif 000057
【０１５５】
【数５２】
2018061414.tif 000058
と簡潔に記述できる。さらに行列を用いれば、奇数区間の電圧、電流は偶数区間の電圧、電流を用いて
【０１５６】
【数５３】
2018061414.tif 000059
と表すことができ、偶数区間の電圧、電流は奇数区間の電圧、電流を用いて
【０１５７】
【数５４】
2018061414.tif 000060
と表すことができる。ここで注目すべきなのは、伝送線路の電圧・電流の関係が、互いに独立した2組の式で表される点である。例えば、数５３はnが奇数がときのポート1側の状態が、nが偶数のときのポート2側の状態で決まり、nが奇数のときの状態には影響しないことを示している。この性質によって整流回路の解析を劇的に簡単化できる。回路は大きく伝送線路の電源側と負荷側に分かれる。このそれぞれに回路について、電源側はnが奇数のときのみ、負荷側についてはnが偶数のときのみ考えれば良いのである。残りの時間での回路の振る舞いは、数５３および数５４の行列が全く同じ形をしているのだから、すでに求まっている回路の振る舞いを時間方向に+1/4 secだけシフトすれば求めることができる。
【０１５８】
＜電源側/負荷側の回路方程式＞
上述したように、回路の方程式は伝送線路の電源側と負荷側に分かれ、それぞれ独立に式を立ててよい。立てられた式を結びつけるのは数５４の役目である。
【０１５９】
まずは電源側について、ダイオードの整流作用によりv1が常に0以上である。キャパシタにかかる電圧VC1についてvS+VC1=v1が言えるから、これを1周期にわたって積分することでv1の直流成分VC1が0である。以下ではダイオードの状態ごとに式を立ててゆく。
【０１６０】
a)電源側のダイオードがONのとき
立式の際に注意すべきは、伝送線路の電圧、電流に関する式中にキャパシタの電流iC1を含めないことである。最初に述べたよう、iC1を求めるのは各モードごとに数５４を解いてv1,i1を求めた後になる。その前の段階で式中にiC1が含まれていると、式を解く上で都合が悪い。逆にキャパシタの電圧VC1は、積極的に立式に用いた方が後々の計算が簡単になる。
【０１６１】
電源側ダイオードがONであるため1次側電圧v1が0、コンデンサの電流は電源電圧vSとコンデンサの電圧VC1によって電源の内部抵抗RSに流れる電流と等しい。まとめると回路方程式は
【０１６２】
【数５５】
2018061414.tif 000061
となる。回路方程式中の・・・はまだ決まらないことを表す。これは、一次側の電流が、前記回路方程式の時間上の状態や負荷側の回路に依存し、まだ決まらないためである。同様に、本発明に係る回路方程式で用いる・・・は他の回路の影響により決まるため、記述上は未定なものを表すことにする。
【０１６３】
b)電源側のダイオードがOFFのとき
この時の一次側の電圧が未定で、電流は電源電圧とコンデンサの電圧の和と一次側電圧の差によって電源の内部抵抗RSに流れる電流と等しく、コンデンサに流れる電流は1次側電流と等しい。まとめると回路方程式は
【０１６４】
【数５６】
2018061414.tif 000062
となる。
【０１６５】
続いて負荷側について考える。電源側と同様、ダイオードの整流作用により常にi2が常に0以上である。また、i2+iC2=VC2/RLが言えるから、ASBによりコンデンサの電圧VC2が0以上である。
【０１６６】
c)負荷側ダイオードがONのとき
伝送線路の2次側電圧v2がコンデンサの電圧VC2と等しく、伝送線路の2次側の電流i2が未定でコンデンサに流れる電流はコンデンサの電圧VC2によって負荷RLに 流れる電流と2次側の電流の差と等しい。まとめると回路方程式は
【０１６７】
【数５７】
2018061414.tif 000063
となる。
【０１６８】
d)負荷側ダイオードがOFFのとき
伝送線路の2次側の電圧がv2が未定で、電流i2が常に0、コンデンサに流れる電流iC2はコンデンサの電圧VC2によって負荷RLに 流れる電流と等しい。これらをまとめると回路方程式は
【０１６９】
【数５８】
2018061414.tif 000064
となる。
【０１７０】
＜導通モード＞
上の式を見てわかるよう、ダイオードの状態によって伝送線路に関する電圧、電流は決まったり、決まらなかったりする。
【０１７１】
しかし、ダイオード一つの状態を決めることにより、それらのうちのどれか一つが必ず決まる。数５４の自由度は4であるから、ダイオードの状態を4つ指定すれば数５４を解いてv1,i1,v2,i2の全てを決めることができる。このダイオードの状態のセットを、導通モードと呼ぶことにする。
【０１７２】
すでに述べたように、我々が注目すべきなのはt∈T1,T3のときの電源側回路の動作、そしてt∈T2,T4のときの負荷側回路の動作である。そこで、これらの状態におけるダイオードのON／OFFを抜き出して、モードを区別する記号として用いる。例えば、“ON,OFF,OFF,ON”というモードは先頭から順番に
（1）t∈T1に電源側のダイオードD1がON
（2）t∈T2に負荷側のダイオードD2がOFF
（3）t∈T3に電源側のダイオードD1がOFF
（4）t∈T4に負荷側のダイオードD2がON
となることを表す（図２５を参照）。
【０１７３】
ONあるいはOFFを4つ選ぶのであるから、考えうるモードというのは全部で16種類あるように思われる。しかし、以下に示すような明らかに無意味なモード7つは取り扱う必要がない。
【０１７４】
a)電源側のダイオードD1が常にON
・ON,ON,ON,ON
・ON,ON,ON,OFF
・ON,OFF,ON,ON
・ON,OFF,ON,OFF
【０１７５】
b)負荷側のダイオードD2が常にOFF
・OFF,OFF,OFF,OFF
・OFF,OFF,ON,OFF
・ON,OFF,OFF,OFF
・(ON,OFF,ON,OFF)
ただし、括弧つきのモードは重複を表す。加えて、OFF,ON,OFF,ONについてはダイオードが動作していないので整流動作は期待できない。
【０１７６】
残ったモードは以下に示す8つである。
・OFF,OFF,OFF,ON
・OFF,OFF,ON,ON
・OFF,ON,ON,OFF
・OFF,ON,ON,ON
・OFF,ON,OFF,OFF
・ON,OFF,OFF,ON
・ON,ON,OFF,OFF
・ON,ON,OFF,ON
しかし、実際に回路方程式を解いてみると、これらのモードの中にも実現不可能なものが含まれていることがわかる。
【０１７７】
条件に合わないモードを除いてゆくと、実際に起こりそうなモードはOFF,ON,ON,ONとOFF,ON,ON,OFFの二つであることがわかる。動作の特徴からそれぞれに名前をつけ、OFF,ON,ON,ONをシングルシャントモード、OFF,ON,ON,OFFを位相進みモードと呼ぶことにする。
【０１７８】
＜シングルシャントモード＞
このモード(OFF,ON,ON,ON)では電源側のD1のみがスイッチング動作をしており、シングルシャント整流回路のような動作になる。回路方程式は行列を用いて
【０１７９】
【数５９】
2018061414.tif 000065
となる。これを解くと、コンデンサの電圧VC1,VC2を用いて区間T1,T2,T3,T4の電圧v1,v2、電流i1,i2をことで
【０１８０】
【数６０】
2018061414.tif 000066
に表すように得られる。さらに、コンデンサを流れる電流も区間ごとに
【０１８１】
【数６１】
2018061414.tif 000067
と求められ、これらにASBを適応することで、コンデンサの定常電圧
【０１８２】
【数６２】
2018061414.tif 000068
が求められる。これは負荷抵抗RLに現れる出力電圧と等しい。これらの結果から、今回の解析の目的であった入力インピーダンスZinを求めると
【０１８３】
【数６３】
2018061414.tif 000069
となり、シングルシャントモードにおける入力インピーダンスは負荷インピーダンスそのものとなることがわかる。
【０１８４】
＜位相進みモード＞
このモード(OFF,ON,ON,OFF)では負荷側のダイオードのスイッチングが、電源側のダイオードのスイッチングに比べて1/4 secだけ進んで起こるため、このように呼んでいる。回路方程式は行列を用いて
【０１８５】
【数６４】
2018061414.tif 000070
で表すことができる。これを解くと、コンデンサの電圧VC1,VC2を用いて区間T1,T2,T3,T4の電圧v1,v2、電流i1,i2を
【０１８６】
【数６５】
2018061414.tif 000071
が得られる。コンデンサを流れる電流
【０１８７】
【数６６】
2018061414.tif 000072
より、VC1,VC2を求めると、
【０１８８】
【数６７】
2018061414.tif 000073
となる。入力インピーダンスZinは
【０１８９】
【数６８】
2018061414.tif 000074
であり、こちらのモードでは入力インピーダンスが負荷インピーダンスに反比例する。これら二つのモードが切り替わる条件は、Zinについての交点を求めることで得られ、
【０１９０】
【数６９】
2018061414.tif 000075
より、RL=Zcとなる。実際、数６０を見てみると、RL>Zcの場合にはi24が負になるため、ダイオードがOFFする状態が発生することになり、もはやシングルシャントモードにはならないことがわかる。まとめると、図２４の回路の入力インピーダンスZinは
【０１９１】
【数７０】
2018061414.tif 000076
となる。
【０１９２】
＜シミュレーションとの比較＞
矩形波近似による解析結果を検証するため、Keysight, Advanced Design System (ADS)による回路シミュレーションとの比較を行った。シミュレーションの結果は、矩形波ではなく正弦波で励振したときのものである。電源のインピーダンスを1Ω、線路の特性インピーダンスを5Ωとし、負荷インピーダンスを0.01〜1000Ωの範囲で変化させる。結果を図２６、２７に示す。図２６、２７はそれぞれ、入力インピーダンスと電力反射係数の二つの観点で同じデータを比較したものである。シミュレーションの結果については、入力インピーダンスZinとして基本波に対するインピーダンスを採用している。すなわち、入力端での電流、電圧波形をそれぞれVin(t),Iin(t)とするとき、Zinは
【０１９３】
【数７１】
2018061414.tif 000077
で与えられる。Zinの虚部はかなり小さい（1nΩ以下）ため、グラフでは実部のみを示している。また、電力反射係数は電源のインピーダンスである1Ωに対する値
【０１９４】
【数７２】
2018061414.tif 000078
を示している。どちらのグラフについても、矩形波近似による解析結果は、回路の特性をよく反映しており、特に各モードの切り替わりが正確に予測できている。今回の解析により、回路設計を行う上で重要になる回路定数と入力インピーダンスとの関係を明らかにすることができたと言える。
【０１９５】
最後に、図２８は倍電流型のRCR(線路の特性インピーダンス0.2Ω)と倍電圧型のRCR(線路の特性インピーダンス5Ω)の、負荷抵抗値の変化に対する入力インピーダンスの振る舞いを比較したものである。倍電流型では、入力インンピーダンスが下に凸であるのに対し、倍電圧型では上に凸になっており、見事な双対性を示している。
【実施例４】
【０１９６】
前述の負荷変動圧縮性を持つ整流回路に加えて、本発明の実施例４に係る並列-並列型トポロジ（以下、単に「並列-並列型トポロジ」という。）を説明する。前記実施例３に係る並列-直列型トポロジの2次側だけを双対にした構成になっている。
【０１９７】
並列-並列型トポロジの回路図を図２９に示す。該並列-並列型トポロジは電源から直流電力成分を遮断する直列コンデンサC、並列ダイオードD1、特性インピーダンスZCのλ／4線路、並列ダイオードD2、交流電力成分を遮断する直列インダクタLを接続した構成であり、次の基本条件を満たすものである。
【０１９８】
【数７３】
2018061414.tif 000079
【０１９９】
並列-並列型トポロジは「位相遅れモード」と「シングルシャント2モード」が負荷抵抗によって切り替わる。前記位相遅れモードでは、並列ダイオードD2のスイッチングが並列ダイオードD1のスイッチングに比べて1／4周期だけ遅れて起こる。さらに、前記シングルシャント2モードでは、並列ダイオードD2のみがスイッチングをして、並列ダイオードD1が常にOFFになる。
【０２００】
前記二つの動作モードが切り替わると、負荷抵抗と入力インピーダンスの関係が比例と反比例で切り替わる。前記位相遅れモードでは、前記入力インピーダンスが前記負荷抵抗に比例する。一方、前記シングルシャント2モードでは、シングルシャント整流回路の入力側にλ／4線路が追加された回路と等価であるため、前記入力インピーダンスが前記負荷抵抗に反比例する。
【０２０１】
次に、前記負荷抵抗が変化した時、前記入力インピーダンスの変化を説明する。シミュレーションにより解析した結果を両対数グラフにプロットし、図３０に示す。並列-並列型トポロジにおいても、前記負荷抵抗がある値になると、グラフのプロットが折れ曲がる。該グラフのプロットが折れ曲がる特性を示す前記負荷抵抗は、λ／4線路の特性インピーダンスZCと一致する。
【０２０２】
つまり、並列-並列型トポロジは、前記負荷抵抗及び前記特性インピーダンスの値の関係がR＜ZCとなるときには、前記入力インピーダンスが前記負荷抵抗に比例する前記位相遅れモードで動作し、前記グラフプロットの傾きが1となる。
【０２０３】
また、前記負荷抵抗の値が大きくなり、前記特性インピーダンスの値との関係がZC＜Rとなるときには、並列ダイオードD1が動作しなくなり、前記負荷抵抗に反比例する前記シングルシャント2モードで動作し、前記グラフプロットの傾きが-1となる。
【０２０４】
上述した解析結果より本発明の実施例4に係る並列-並列型トポロジの負荷変動圧縮率を示す。特性インピーダンスZC=100のときの並列-並列型トポロジにおいて、負荷抵抗の値が10≦R≦1000の範囲で変動する場合、入力インピーダンスの実部は13.3≦rin≦87.3で変動する。負荷変動圧縮率を計算するとρ＝ρr／ρR＝6.56／100＝0.0656となる。前述のように動作切替による前記入力インピーダンスの特性によって、その実部の最大値rmaxが小さくなり、負荷抵抗の変動が圧縮される。
【実施例５】
【０２０５】
前述の負荷変動圧縮性を持つ整流回路に加えて、本発明の実施例５に係る直列-直列型トポロジ（以下、単に「直列-直列型トポロジ」という。）を説明する。前記実施例1に係る直列-並列型トポロジの2次側だけを双対にした構成になっている。
【０２０６】
直列-直列型トポロジの回路図を図３１に示す。直列-直列型トポロジは、電源から直流電力成分を遮断する並列インダクタL、直列ダイオードD1、特性インピーダンスZCのλ／4線路、直列ダイオードD2、交流電力成分を遮断する並列キャパシタンスCを接続した構成であり、次の基本条件を満たすものである。
【０２０７】
【数７４】
2018061414.tif 000080
【０２０８】
直列-直列型トポロジは「シングルシリーズ2モード」と「位相遅れモード」が負荷抵抗によって切り替わる。前記シングルシリーズ2モードでは、直列ダイオードD2のみがスイッチングをして、直列ダイオードD1が常にONになる。さらに、前記位相遅れモードではD2のスイッチングが直列ダイオードD1のスイッチングに比べて1／4周期だけ遅れて起こる。
【０２０９】
前記二つの動作モードが切り替わると、負荷抵抗と入力インピーダンスの関係が比例と反比例で切り替わる。前記シングルシリーズ2モードでは、シングルシリーズ整流回路の入力側にλ／4線路が追加された回路と等価であるため、前記入力インピーダンスが前記負荷抵抗に反比例する。前記位相遅れモードでは、前記入力インピーダンスが前記負荷抵抗に比例する。
【０２１０】
次に、前記負荷抵抗が変化した時、前記入力インピーダンスの変化を説明する。シミュレーションにより解析した結果を両対数グラフにプロットし、図３２に示す。直列-直列型トポロジにおいて、前記負荷抵抗がある値になると、グラフのプロットが折れ曲がる。該グラフのプロットが折れ曲がる特性を示す前記負荷抵抗は、λ／4線路の特性インピーダンスZCと一致する。
【０２１１】
つまり、直列-直列型トポロジは、前記負荷抵抗及び前記特性インピーダンスの値の関係がR＜ZCとなるときには前記入力インピーダンスが前記負荷抵抗に比例する前記シングルシリーズ2モードで動作し、前記グラフプロットの傾きが-1となる。
【０２１２】
また、前記負荷抵抗の値が大きくなり、前記特性インピーダンスの値との関係がZC＜Rとなるときには、直列ダイオードD1が動作するようになり、前記負荷抵抗に比例する前記位相遅れモードで動作し、前記グラフプロットの傾きが1となる。
【０２１３】
上述した解析結果より本発明の実施例５に係る直列-直列型トポロジの負荷変動圧縮率を示す。特性インピーダンスZC=100のときの直列-直列型トポロジにおいて、負荷抵抗の値が10≦R≦1000の範囲で変動する場合、入力インピーダンスの実部は115.9≦rin≦727.8で変動する。負荷変動圧縮率を計算するとρ＝ρr／ρR＝6.27／100＝0.0627となる。前述のように動作切替による前記入力インピーダンスの特性によって、その実部の最小値rminが大きくなり、負荷抵抗の変動が圧縮される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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