(57)【要約】      （修正有）【課題】２次側から１次側へフィードバック信号を送信する単一の通信回路で、1次側から２次側へ１次側の検知信号を送受信できることを可能にする。【解決手段】スイッチング電源用装置１において、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する１次側の制御回路４と、出力電圧Ｖｏ１と基準電圧Ｖｒ１を比較し、その誤差信号を、１次側の制御回路４へフィードバックする２次側の制御回路６と、１次側の制御回路４と２次側の制御回路６間に接続されて、誤差信号を伝達する信号用トランスＴ２とを備える。１次側の制御回路４は、入力電圧監視回路の検知信号に応じて信号用トランスＴ２のＮ１巻線のインピーダンスを変化させるインピーダンス変化回路を有する。２次側の制御回路６は、信号用トランスＴ２を介して誤差信号を送信する送信部と、インピーダンス変化回路によりインピーダンス変化があったことを検出する受信部を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子をオンオフすることで第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するスイッチング電源用装置において、
前記スイッチング素子をオンオフ制御する１次側の制御回路と、
前記第２の直流電圧と基準電圧を比較し、その誤差信号を、前記１次側の制御回路へフィードバックする２次側の制御回路と、
前記１次側の制御回路と前記２次側の制御回路間に接続されて、前記誤差信号を伝達する信号用トランスと、
を備え、  
前記１次側の制御回路は、１次側の検知信号に応じて前記信号用トランスのインピーダンスを変化させるインピーダンス変化回路を有し、
前記２次側の制御回路は、前記信号用トランスを介して前記誤差信号を送信する送信部と、前記インピーダンス変化回路によりインピーダンス変化があったことを検出する受信部を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記受信部は、前記信号用トランスに流れる電流の変化を検出することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記受信部は、前記信号用トランスに印加される電圧の変化を検出することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記送信部は、ＰＷＭ方式のパルス信号を送信することを特徴とする請求項１乃至３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記送信部は、ＰＦＭ方式のパルス信号を送信することを特徴とする請求項１乃至３記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関し
、特に、２次側の出力電圧を１次側の制御回路で制御する方式において、2次側から1次側へ誤差信号を送信する手段の他に、１次側から2次側へ信号を送受信できる双方向通信の手段が可能なスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般のスイッチング電源装置では、２次側の出力電圧と基準電圧との誤差信号をフォトカプラ等を介して１次側の制御回路にフィードバックして、スイッチング制御を行うことで該出力電圧を安定化する。ここで、1次―２次間を絶縁するフォトカプラの代わりに信号用絶縁トランスを用いて2次側から1次側へフィードバック信号を送信するだけでなく、1次側からゼロクロス信号などを2次側へ送信する双方向通信を可能としたスイッチング電源装置が提案されている。（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−０９９６１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１においては、１次側の第１の制御ダイと２次側の第２の制御ダイとの間に２つの導通ループを介して通信リンクを形成し、通信を行っている。例えば、２次側の誤差信号は、２次側の第２の制御ダイの送信部〜通信リンク〜１次側の制御ダイの受信部経路で出力電圧のフィードバックが形成される。あるいは、商用交流電源のゼロ交差信号を１次側の制御ダイの送信部〜通信リンク〜２次側の第２の制御ダイの受信部経路で信号の授受が行われる。
【０００５】
特許文献１の通信リンクは、少なくとも送信回路と受信回路から成る１セットになっており、出力電圧のフィードバック用に１セットが必要であり、また、商用交流電源のゼロ交差信号を２次側に送信するには、さらに１次側の送信回路と２次側の受信回路から成る１セットが必要である。
【０００６】
上記問題に鑑み、本発明は、２次側から１次側へフィードバック信号を送信する単一の通信回路で、1次側から２次側へ信号を送受信できることを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明の一態様によれば、スイッチング素子をオンオフすることで第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するスイッチング電源用装置において、前記スイッチング素子をオンオフ制御する１次側の制御回路と、前記第２の直流電圧と基準電圧を比較し、その誤差信号を、前記１次側の制御回路へフィードバックする２次側の制御回路と、前記１次側の制御回路と前記２次側の制御回路間に接続されて、前記誤差信号を伝達する信号用トランスと、
を備え、前記１次側の制御回路は、１次側の検知信号に応じて前記信号用トランスのインピーダンスを変化させるインピーダンス変化回路を有し、前記２次側の制御回路は、前記信号用トランスを介して前記誤差信号を送信する送信部と、前記インピーダンス変化回路によりインピーダンス変化があったことを検出する受信部を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によると、受信回路のインピーダンス可変回路の変化に応じて送信回路側の駆動電流または駆動電圧が変化するので、簡単な回路で双方向通信することが可能になる。送受信回路を２セット分備えずに１セットで代用させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態１に係る２次側の送受信回路を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態に係る１次側の送受信回路を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態に係る１次側の入力電圧監視回路を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施形態１に係る各部動作波形を示す。
【図６】図６は、本発明の実施形態２に係る２次側の送受信回路を示す図である。
【図７】図７は、本発明の実施形態２に係る各部動作波形を示す。
【図８】図８は、従来技術のスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図９】図９は、従来技術のスイッチング電源装置の双方向通信リンクを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。図1に示すスイッチング電源装置は、フライバック方式のスイッチング電源装置からなり、整流平滑回路２、トランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、２次側整流平滑回路５、入力電圧監視回路３、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４、出力電圧と基準電圧とを比較して誤差信号をトランスＴ２を介して１次側の制御回路４へ出力する誤差増幅器を含む２次側の送受信回路６を備えている。また、制御回路４のＦＢ端子には抵抗ＲＺが接続され、抵抗ＲＺはスイッチＳＷ１を介して１次側ＧＮＤに接続されている。すなわち、ＦＢ端子と１次側ＧＮＤ間に接続される信号用トランスＴ２の１次巻線Ｎ１間に接続されている。スイッチＳＷ１のオンオフは、入力電圧監視回路３からの信号に基づきオンオフする。
【００１１】
図２に、本発明の実施形態１に係る２次側の送受信回路を示す。図２に示す送受信回路の送信部はＰＷＭ方式の送信であって、受信部はトランスＴ２のＮ２巻線に流れる電流値を検知する構成である。
また、図３に、本発明の実施形態に係る１次側の送受信回路を示す。
図1を参照すると、交流電源１の交流電圧を整流平滑回路２を介して整流平滑された直流電圧を、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１を介してスイッチング素子Ｑ１をオンオフすることで、２次側巻線Ｓ１にパルス電圧を生じさせ、２次側の整流平滑回路５を介して整流平滑して出力電圧Ｖｏ１を得ている。ここで、図２を参照すると、出力電圧Ｖｏ１を安定化するために、誤差増幅器を含む２次側の送受信回路６は、出力電圧Ｖｏ１とＧＮＤ間に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７の直列回路の中点電圧Ｖｓを検出し、基準電圧Ｖｒ１とをオペアンプＯＰ１で比較する。基準電圧Ｖｒ１と出力電圧との誤差信号は電流信号に変換され、コンデンサＣ７を介してコンパレータＣＰ１の反転端子に入力される。コンパレータＣＰ１の非反転端子には、三角波発振器ＯＳＣ２の出力が接続され、コンパレータＣＰ１の出力端子からＰＷＭ信号が出力される。ＰＷＭ信号は、バッファＢＦ、抵抗Ｒ１０を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに入力される。
出力電圧Ｖｏ１の正極とスイッチング素子Ｑ２のドレイン間にはトランスＴ２のＮ２巻線が接続されている。ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子Ｑ２がオンオフすることで、１次側のトランスＴ２のＮ１巻線に相似の電圧が発生し、これを１次側の制御回路４のＦＢ端子に入力される。ＦＢ端子と１次側ＧＮＤ間には、図３に示すように抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４、ダイオードＤ１０、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ１０が接続されて、ＰＷＭ信号をダイオードＤ１０で整流し、抵抗Ｒ１２及びツェナーダイオードＺＤ１にてツェナー電圧にクランプし、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、コンデンサＣ６による積分回路で直流信号に変換している。抵抗Ｒ１３はコンデンサＣ１０の放電抵抗、抵抗Ｒ１４は信号用トランスＴ２のリセット抵抗の役割を担う。
【００１２】
図３に示す１次側制御回路４は、パルス発振器ＯＳＣ１、フリップフロップ回路ＦＦ１０，ノア回路ＮＯＲ１０，バッファＢＦ１０、コンパレータＣＰ１０、ＣＰ１１、オア回路ＯＲ１０、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４、ダイオードＤ６、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ１０からなる。
なお、図３に詳細を示さないが、１次側制御回路４のＳＴ端子に接続する起動回路及びＶｃｃ端子に接続される内部電源回路が備わっている。
前述のＦＢ端子から生成した直流信号は、コンパレータＣＰ１１の反転端子に入力され、非反転端子にはスイッチング素子Ｑ１のソースおよび抵抗Ｒ３に接続されている、抵抗Ｒ３の他方の端子は１次側ＧＮＤに接続されており、抵抗Ｒ３はスイッチング素子Ｑ１の電流を検出する。即ちコンパレータＣＰ１１は、ＦＢ端子から生成した直流信号とスイッチング素子Ｑ１の電流を検出する抵抗Ｒ３の電圧降下信号とを比較し、スイッチング素子Ｑ１の電流が大きくなった時点でオア回路ＯＲ１０を介してフリップフロップ回路ＦＦ１０のリセット端子ＲにＨレベル信号を出力する。これにより、フリップフロップ回路ＦＦ１０のＱバー出力がＨレベルを出力し、ノア回路ＮＯＲ１０、バッファＢＦ１０を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート信号がＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。
なお、スイッチング素子Ｑ１のソースに反転端子が接続されたコンパレータＣＰ１０は、非反転端子に基準電圧Ｖｒ３が接続されて、スイッチング素子Ｑ１の電流を監視し、抵抗Ｒ３の電圧降下を基準電圧Ｖｒ３で制限する過電流保護回路を構成する。
【００１３】
図４に、本発明の実施形態に係る１次側の入力電圧監視回路３を示す。入力電圧監視回路３は、コンデンサＣ９、コンパレータＣＰ３、フリップフロップ回路ＦＦ１１、ダイオードＤ６、インバータＩＮＶ、タイマー回路Ｔｉｍｅｒから構成される。
入力電圧監視回路３は、交流電源の電圧をダイオードＤ３，Ｄ４で整流し、抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧をＶｄ端子に入力する。入力電圧監視回路３は、内蔵する基準電圧Ｖｒ４とＶｄ端子に入力された入力電圧信号をコンパレータＣＰ３で比較し、フリップフロップ回路ＦＦ１１とダイオードＤ６及び抵抗Ｒｚを介して、１次側制御回４のＦＢ端子に接続する。
Ｖｄ端子に入力された入力電圧信号が基準電圧Ｖｒ４よりも高いと、コンパレータＣＰ３はＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１１のセット端子Ｓに出力しセットする。と同時に、インバータＩＮＶにもＨレベルを出力し、タイマー回路Ｔｉｍｅｒを介してフリップフロップ回路ＦＦ１１のリセット端子ＲにＬレベル信号を出力する。
ここで、Ｖｄ端子に入力された入力電圧信号が基準電圧Ｖｒ４よりも低下した場合には、コンパレータＣＰ３はＬレベルを出力し、インバータＩＮＶを介してタイマー回路ＴｉｍｅｒにＨレベルが入力される。タイマー回路Ｔｉｍｅｒは、商用電源周期の１／２程度の時間が設定され、設定時間経過するまでＨレベルが入力されるとフリップフロップ回路ＦＦ１１のリセット端子ＲにＨレベル信号を出力しリセットさせる。なお、タイマー回路Ｔｉｍｅｒを商用電源周期の１／２程度の時間に設定することで、正弦波電圧のゼロクロス近傍の電圧を誤検出することなく、入力電圧を監視できる。
これにより、フリップフロップ回路ＦＦ１１のＱ出力はＬレベルを出力し、ダイオードＤ６を介してＦＢ端子と１次側ＧＮＤ間の一方の極性時のインピーダンスを抵抗Ｒｚにする。
即ち、Ｖｄ端子に入力された入力電圧信号が基準電圧Ｖｒ４よりも低下した場合には、トランスＴ２の１次巻線Ｎ１に信号が送られてきた時のインピーダンスを抵抗Ｒｚ以下にする。
【００１４】
次に、図２において、スイッチング素子Ｑ２のソースは抵抗Ｒ８を介してＧＮＤに接続され、抵抗Ｒ８の両端に抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ３のベース・エミッタが接続されている。抵抗Ｒ８，Ｒ９及びトランジスタＱ３は電流制限回路を構成し、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を制限する。
また、スイッチング素子Ｑ２のソースには、コンパレータＣＰ２の反転端子が接続され、非反転端子には第２の基準電圧Ｖｒ２が接続されている。コンパレータＣＰ２の出力はＤフリップフロップ回路Ｄ−ＦＦの入力端子Ｄに接続され、クロック端子ｃｋにはコンパレータＣＰ１の出力が接続されている。
抵抗Ｒ８、コンパレータＣＰ２、Ｄフリップフロップ回路Ｄ−ＦＦは、２次側の受信回路を構成する。即ち、１次側のスイッチＳＷがオンすると、トランスＴ２の１次巻線Ｎ１側のインピーダンスが小さくなり、トランスＴ２のＮ２巻線に流れる電流は増加する。Ｎ２巻線電流の増加は、スイッチング素子Ｑ２のソースに接続されている抵抗Ｒ８の電圧降下で検出される。ここで、抵抗Ｒ８の電圧降下がコンパレータＣＰ２の非反転端子の基準電圧Ｖｒ２を超える値に設定にしておくことで、トランスＴ２の１次巻線Ｎ１側のインピーダンスが小さくなたことを検出可能となる。インピーダンス低下を検出するとコンパレータＣＰ２の出力はＨレベルに反転し、Ｄフリップフロップ回路Ｄ−ＦＦのＤ端子にＨレベルを出力する。この時、Ｄフリップフロップ回路Ｄ−ＦＦのｃｋ端子にもＰＷＭ信号が入力されているので、ｂｒ端子はＨレベルの信号を出力する。これにより、図示しない負荷装置側に、入力電圧低下信号を出力することが可能になる。
【００１５】
図５に、本発明の実施形態１に係る各部動作波形を示す。
入力電圧監視回路３は、正常な入力電圧が入力されている場合、Ｌレベル信号を出力し、スイッチＳＷをオフする。実施例１では送受信回路６はＰＷＭ方式の送信部のため、三角波発振器ＯＳＣ２は固定周波数となっている。コンデンサＣ７電圧Ｖｃ７は、基準電圧Ｖｒ１と出力電圧Ｖｏ１との誤差電圧であり、コンパレータＣＰ１により三角波発振器ＯＳＣ２の三角波と比較され、コンデンサＣ７電圧Ｖｃ７より下限電圧の期間がオン幅としてスイッチング素子Ｑ２をオンさせる。また、Ｑ２＿Ｄは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧を、ＶＲ８は抵抗Ｒ８の電圧降下を示す。
ここで図５の時刻ｔ１にて、入力電圧監視回路３が入力電圧の低下を検知してスイッチＳＷをオフからオンに切り替える。これにより、スイッチＳＷ１がオンになることで、トランスＴ２のＮ１巻線のインピーダンスは抵抗Ｒｚ以下となって小さくなり、Ｎ１巻線の電流は増加し、それに応じてＮ２巻線電流も増加する。従って、時刻ｔ１後の抵抗Ｒ８の電圧降下ＶＲ８は増加し、これをコンパレータＣＰ２で基準電圧Ｖｒ２と比較して検知し、Ｄフリップフロップ回路Ｄ−ＦＦを介してＢＲ端子にＬレベルを出力し、図示しない負荷装置側へ信号を送出する。
なお、時刻ｔ２以降は、負荷電流が減少した場合のＰＷＭ動作波形を示したものであり、負荷電流の減少に応じてコンデンサＣ７電圧Ｖｃ７も低下し、スイッチング素子Ｑ２のオン幅も減少していくことを示す。なお、抵抗Ｒ８の電圧降下ＶＲ８の値には影響しない。
【００１６】
以上のように、受信回路のインピーダンス可変回路の変化に応じて送信回路側の駆動電流が変化するので、簡単な回路で双方向通信することが可能になる。すなわち、送受信回路を２セット分備えずに１セットで代用させることが可能になる。
【００１７】
（実施形態２）
図６に、本発明の実施形態２に係る２次側の送受信回路を示す。図６に示す送受信回路の送信部はＰＦＭ方式の送信であって、受信部はトランスＴ２のＮ２巻線に流れる電圧値を検知する構成の組合せである。
本発明の実施形態２は、図１の２次側の送受信回路６の部分を図６に置き換えたものであって、その他の部分に変更はない。
図２と図６の構成の違いは、三角波発振器ＯＳＣ２とコンパレータＣＰ１の代わりに電圧―周波数変換器ＶＦＯとワンショット回路１ｓｈｏｔに置き換え、コンパレータ２の反転端子をスイッチング素子Ｑ２のソースからドレインへ接続を変更したものである。
【００１８】
図７は、本発明の実施形態２に係る各部動作波形を示す。
入力電圧監視回路３は、正常な入力電圧が入力されている場合、Ｌレベル信号を出力し、スイッチＳＷをオフする。実施例２では送受信回路６ＡはＰＦＭ方式の送信部だが、時刻ｔ１１まで負荷電流の変動が無いため、電圧ー周波数変換器ＶＦＯは一定の周波数となっている。コンデンサＣ７電圧Ｖｃ７は、基準電圧Ｖｒ１と出力電圧Ｖｏ１との誤差電圧であり、電圧ー周波数変換器ＶＦＯで電圧Ｖｃ７は周波数変換され、ワンショット回路１ｓｈｏｔにより所定のオンパルスが出力される。ここでは、時刻ｔ１１以降を参照すると、負荷電流が低下すると周波数も低下する制御として、デューティーを変化させている。
なお、ワンショット回路１ｓｈｏｔのオンにて、バッファＢＦを介してスイッチング素子Ｑ２をオン駆動させる。また、Ｑ２＿Ｄは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧を、ＶＲ８は抵抗Ｒ８の電圧降下を示す。
ここで図７の時刻ｔ１０にて、入力電圧監視回路３が入力電圧の低下を検知してスイッチＳＷをオフからオンに切り替える。これにより、スイッチＳＷ１がオンになることで、トランスＴ２のＮ１巻線のインピーダンスは抵抗Ｒｚ以下となって小さくなり、Ｎ１巻線の電流は増加し、それに応じてＮ２巻線電流も増加する。従って、時刻ｔ１後の抵抗Ｒ８の電圧降下ＶＲ８は増加し、トランジスタＱ３のベース・エミッタ電圧に達する。トランジスタＱ３は、電圧降下ＶＲ８がさらに増加しないようにスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を下げて電流制限を行う。この動作に伴い、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧は上昇して平衡する。コンパレータＣＰ２は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧と基準電圧Ｖｒ２戸を比較して検知し、Ｄフリップフロップ回路Ｄ−ＦＦを介してＢＲ端子にＬレベルを出力し、図示しない負荷装置側へ信号を送出する。
【００１９】
受信回路のインピーダンス可変回路の変化に応じて送信回路側の駆動電圧が変化するので、簡単な回路で双方向通信することが可能になる。送受信回路を２セット分備えずに１セットで代用させることが可能になる。
【００２０】
以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
例えば、送受信回路は、ＰＷＭ方式の送信部と電流検知の受信部の組み合わせと、ＰＦＭ方式の送信部と電圧検知の受信部の組合せで分けたが、ＰＷＭ方式の送信部と電圧検知の受信部の組合せ、または、ＰＦＭ方式の送信部と電流検知の受信部の組み合わせにしてもよい。
また、フライバック方式のスイッチング電源装置で図示したが、フォワード方式、ＬＬＣ方式等のものでもよい。
また、実施例では、一例として入力電圧監視回路の信号を１次側から２次側へ送信する例を示したが、入力過電圧信号、ゼロクロス信号、過熱信号等に置き換えることも可能である。
また、前述の１次側から２次側へ送信する信号の数に応じて、各信号に応じたインピーダンス値とスイッチＳＷを複数備えてインピーダンス値を変化させても良い。この場合には、２次側の受信部を各インピーダンス値の変化に応じた検知回路数を備えることで対応が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２１】
以上のように、本発明に係るスイッチング電源装置は、様々な電子機器の電源に用いるのに好適である。
【符号の説明】
【００２２】
１  スイッチング電源装置
２  整流平滑回路
３  入力電圧監視回路
４  １次側制御回路
５  ２次側整流平滑回路
６  ２次側の送受信回路
１ｓｈｏｔ  ワンショット回路
ＢＦ、ＢＦ１０  バッファ
Ｃ１〜Ｃ１０  コンデンサ
ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３、ＣＰ１０、ＣＰ１１  コンパレータ
Ｄ１〜Ｄ１０  ダイオード
Ｄ−ＦＦ  Ｄフリップフロップ回路
ＦＦ１０、ＦＦ１１  フリップフロップ回路
ＩＮＶ  インバータ
ＮＯＲ１０  ノア回路
ＯＰ１  オペアンプ
ＯＲ１０  オア回路
ＯＳＣ１  パルス発振器
ＯＳＣ２  三角波発振器
Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子
Ｑ３  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１４、Ｒｚ  抵抗
ＳＷ１  スイッチ
Ｔ１，Ｔ２  トランス
Ｔｉｍｅｒ  タイマー回路
ＶＦＯ  電圧―周波数変換器
Ｖｒ１〜Ｖｒ４  基準電圧
ＺＤ１  ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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