(57)【要約】【課題】フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止し、出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にＰＷＭ制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制する。【解決手段】ＮＰＮトランジスタＱ１のベースにツェナーダイオードＺＤ１によって生成される制御電圧が入力される。エミッタの電位に変化がなければ、ベース−エミッタ間電圧は一定となる。従って、エミッタの電位に変化がない場合、ノイズ等により電圧Ｖｃｃ２が変化しても発光ダイオードＬＥＤを流れる電流Ｉｋは変化しない。また、抵抗Ｒ１０は、電流Ｉｋの変化を抑制するため、ノイズ耐性を向上させるが、出力電圧の変動の検出感度を低下させる。しかし、シャントレギュレータＳＲの基準電圧が抵抗Ｒ１０に生じる電圧とツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧とが加算された和電圧だけ等価的に高くなるため、出力電圧の変動の検出精度は低下しない。【選択図】図５
2018093657.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記発光素子を流れた電流がコレクタに入力され、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの前記電流をコレクタからエミッタに流すＮＰＮトランジスタと、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記ＮＰＮトランジスタを流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置用出力電圧検出回路。
【請求項２】
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路。
【請求項３】
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記発光素子を流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とするスイッチング電源装置用出力電圧検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
先行技術の出力電圧検出回路１０を含むスイッチング電源装置の一例を図６に示す。
図６に示されるスイッチング電源装置は、フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータである。このスイッチング電源装置は、トランス１と、スイッチング素子２と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御部３と、出力電圧検出回路１０とで構成される。このスイッチング電源装置は、直流の入力電圧Ｖｉｎが入力され、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【０００３】
出力電圧検出回路１０は、フォトカプラＰＣと、シャントレギュレータＳＲと、可変抵抗ＶＲ１と、可変抵抗ＶＲ２と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３とを有する。
出力電圧検出回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を検出して、出力電圧Ｖｏｕｔの変動の程度を示す信号をフォトカプラＰＣにより電位絶縁して伝達し、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるためのフィードバック信号（フィードバック電圧Ｖｆｂ）を生成する。フィードバック電圧Ｖｆｂは、ＰＷＭ制御部３のＦＢ端子に入力される。
【０００４】
シャントレギュレータＳＲの等価回路を図７に示す。シャントレギュレータＳＲは、誤差増幅器ＯＰと、ＮＰＮトランジスタＱ２と、基準電圧生成部４とを含む。
基準電圧生成部４は基準電圧Ｖｂ（例えば、２．５Ｖである。）を出力する。
リファレンス端子Ｒにはリファレンス電圧Ｖｒが入力される。リファレンス電圧Ｖｒは、可変抵抗ＶＲ１と可変抵抗ＶＲ２の接続点の電圧であり、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３と可変抵抗ＶＲ１と可変抵抗ＶＲ２で分圧して生成される。
誤差増幅器ＯＰは、リファレンス端子Ｒに入力されるリファレンス電圧Ｖｒと基準電圧Ｖｂの差を増幅して出力する。増幅された差電圧はＮＰＮトランジスタＱ２のベースに入力される。カソード端子Ｋとアノード端子Ａは、それぞれＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとエミッタに接続されている。シャントレギュレータＳＲは、リファレンス電圧と基準電圧Ｖｂとの差に応じた電流Ｉｋをカソード端子Ｋからアノード端子Ａに流す。
出力電圧Ｖｏｕｔが変動すると、リファレンス電圧Ｖｒが変動する。シャントレギュレータＳＲは、リファレンス電圧Ｖｒが基準電圧Ｖｂに対して変化すると、それに応じて電流Ｉｋを変化させる。
【０００５】
フォトカプラＰＣは、発光ダイオードＬＥＤと、フォトトランジスタＰＴｒとを含む。発光ダイオードＬＥＤは、流れる電流Ｉｋに応じて発光する。電流Ｉｋが変化すると、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴｒを流れる電流が変化する。
抵抗Ｒ１とフォトトランジスタＰＴｒの接続点の電圧であるフィードバック電圧Ｖｆｂは、フィードバック信号としてＰＷＭ制御部３のＦＢ端子に入力される。従って、フォトトランジスタＰＴｒは、発光ダイオードＬＥＤから生じる光の強度に応じた大きさのフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する。ＰＷＭ制御部３は、フィードバック電圧Ｖｆｂに応じて、出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるようにスイッチング素子２を制御する。
なお、シャントレギュレータＳＲのカソードＫとリファレンス端子Ｒの間には、必要に応じてゲイン調整用のコンデンサＣ２が接続される。
出力電圧検出回路１０の例は、例えば特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】実開昭６４−４７５８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図６の出力電圧検出回路１０では、電流Ｉｋや出力電圧Ｖｏｕｔにノイズがのると、ＰＷＭ制御部３のフィードバック端子ＦＢに入力されるフィードバック電圧Ｖｆｂが変動し、出力電圧Ｖｏｕｔに発振等の望ましくない変動が生じる場合がある。
【０００８】
本発明の目的は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止し、スイッチング電源装置の出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にＰＷＭ制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制し、スイッチング電源装置のノイズ耐性を向上させることができるスイッチング電源装置用出力電圧検出回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路は、
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記発光素子を流れた電流がコレクタに入力され、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの前記電流をコレクタからエミッタに流すＮＰＮトランジスタと、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記ＮＰＮトランジスタを流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
を備えることを特徴とする。
【００１０】
好ましくは、本発明のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路は、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路は、
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記発光素子を流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止し、スイッチング電源装置の出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にＰＷＭ制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制し、スイッチング電源装置のノイズ耐性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る出力電圧検出回路の構成の一例を示す図である。
【図２】第１の参考例である出力電圧検出回路の構成を示す図である。
【図３】第２の参考例である出力電圧検出回路の構成を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る出力電圧検出回路の構成の一例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る出力電圧検出回路の構成の一例を示す図である。
【図６】先行技術の出力電圧検出回路を含むスイッチング電源装置の構成の一例を示す図である。
【図７】シャントレギュレータの等価回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置用出力電圧検出回路について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、全ての図において共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
【００１５】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る出力電圧検出回路１１の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路１１は、フォトカプラＰＣと、ＮＰＮトランジスタＱ１と、ツェナーダイオードＺＤ１と、シャントレギュレータＳＲと、可変抵抗ＶＲ１と、可変抵抗ＶＲ２と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７とを有する。
出力電圧検出回路１１は、図６の出力電圧検出回路１０と同様に、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を検出して、出力電圧Ｖｏｕｔの変動の程度を示す信号をフォトカプラＰＣにより電位絶縁して伝達し、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるためのフィードバック信号（フィードバック電圧Ｖｆｂ）を生成する。フィードバック信号は、ＰＷＭ制御部のＦＢ端子に入力される。
【００１６】
ただし、抵抗Ｒ４とフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴｒとが直列に接続された回路には電圧Ｖｃｃ１が印加される。電圧Ｖｃｃ１は、直流安定化電源の出力であり、例えば２４Ｖである。フィードバック電圧Ｖｆｂは、抵抗Ｒ４とフォトトランジスタＰＴｒのコレクタとの接続点の電圧である。なお、スイッチング電源装置に直流電圧が入力される場合には、図６の出力電圧検出回路１０と同様に、入力電圧を分圧して電圧Ｖｃｃ１を生成してもよい。
【００１７】
また、出力電圧検出回路１１では、図６の出力電圧検出回路１０と異なり、フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオードＬＥＤとシャントレギュレータＳＲとの間にＮＰＮトランジスタＱ１と抵抗Ｒ６が配置される。発光ダイオードＬＥＤのカソードはＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ６の一端に接続される。抵抗Ｒ６の他端はシャントレギュレータＳＲのカソードＫに接続される。発光ダイオードＬＥＤとＮＰＮトランジスタＱ１と抵抗Ｒ６とシャントレギュレータＳＲとが直列に接続された回路には電圧Ｖｃｃ２が印加され、電流Ｉｋが流れる。電圧Ｖｃｃ２は、直流安定化電源の出力であり、例えば２４Ｖである。ただし、電圧Ｖｃｃ２は、ノイズ等の影響を受けて変動する場合がある。なお、図６の出力電圧検出回路１０と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して電圧Ｖｃｃ２を生成してもよい。
抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＺＤ１とが直列に接続された回路にも電圧Ｖｃｃ２が印加される。抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＺＤ１のカソードとの接続点がＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続される。
【００１８】
抵抗Ｒ７と可変抵抗ＶＲ２と可変抵抗ＶＲ１とが直列に接続された回路には出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷で消費される電力やノイズの影響を受けて、例えば３８０Ｖを中心として変動する。可変抵抗ＶＲ１と可変抵抗ＶＲ２の接続点の電圧であるリファレンス電圧ＶｒはシャントレギュレータＳＲのリファレンス端子Ｒに入力される。なお、抵抗Ｒ７と可変抵抗ＶＲ２と可変抵抗ＶＲ１とが直列に接続された回路は、本発明のリファレンス電圧生成部の一例である。
シャントレギュレータＳＲのカソードＫとリファレンス端子Ｒの間には、必要に応じてゲイン調整用のコンデンサＣ２が接続される。
【００１９】
出力電圧検出回路１１では、発光ダイオードＬＥＤを流れた電流ＩｋがＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに入力される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースにツェナーダイオードＺＤ１によって生成される所定の制御電圧が入力される。ＮＰＮトランジスタＱ１は、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの電流Ｉｋをコレクタからエミッタに流す。従って、エミッタの電位に変化がなければ、ベース−エミッタ間電圧は一定となる。このとき、ノイズ等により電圧Ｖｃｃ２が変化しても発光ダイオードＬＥＤを流れる電流Ｉｋは変化しない。
【００２０】
一方、出力電圧検出回路１１では、ＮＰＮトランジスタＱ１を流れた電流ＩｋがシャントレギュレータＳＲのカソードＫに入力される。出力電圧Ｖｏｕｔが変動すると、リファレンス電圧Ｖｒが変動する。このとき、リファレンス電圧Ｖｒの変動に応じてシャントレギュレータＳＲのカソードＫ−アノードＡ間の抵抗値が変動するため、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタの電位が変化する。このため、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧が変化し、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間を流れる電流Ｉｋが変化する。すなわち、シャントレギュレータＳＲはリファレンス電圧Ｖｒの変化に応じてカソードＫからアノードＡに流れる電流Ｉｋを変化させる。
従って、出力電圧検出回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動の程度を示す信号をフォトカプラＰＣにより伝達することができる。一方、出力電圧検出回路１１では、ノイズ等により電圧Ｖｃｃ２が変化しても電流Ｉｋにノイズはのらず、フォトカプラＰＣにより伝達される信号は変化しない。
【００２１】
図２は、第１の参考例である出力電圧検出回路１２の構成を示す。
出力電圧検出回路１２は、フォトカプラＰＣと、シャントレギュレータＳＲと、可変抵抗ＶＲ１と、可変抵抗ＶＲ２と、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７とを有する。
出力電圧検出回路１２は、（ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ５を含めて）ＮＰＮトランジスタＱ１とコンデンサＣ２を有さない点、および抵抗Ｒ１０を有する点が第１の実施形態に係る出力電圧検出回路１１と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路１２は出力電圧検出回路１１と同一である。
【００２２】
抵抗Ｒ１０には、シャントレギュレータＳＲを流れた電流Ｉｋが流れ、電流Ｉｋに応じた電圧を生じる。シャントレギュレータＳＲのアノードＡは抵抗Ｒ１０に生じる電圧となる。
シャントレギュレータＳＲは、リファレンス電圧Ｖｒを基準電圧Ｖｂと抵抗Ｒ１０に生じる電圧との和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータＳＲは、その比較の結果に基づいてカソードＫからアノードＡに流れる電流Ｉｋを変化させる。
【００２３】
出力電圧Ｖｏｕｔ（すなわち、リファレンス電圧Ｖｒ）の上昇等により電流Ｉｋが増加すると、シャントレギュレータＳＲのアノードＡの電位が上がる。アノードＡの電位が上がると、シャントレギュレータＳＲの基準電圧が高くなったことと等価となり、電流Ｉｋの増加が抑制される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔの低下等により電流Ｉｋが減少すると、シャントレギュレータＳＲのアノードＡの電位が下がる。アノードＡの電位が下がると、シャントレギュレータＳＲの基準電圧が低下したことと等価となり、電流Ｉｋの減少が抑制される。このように、抵抗Ｒ１０は電流Ｉｋの変化を抑制する。このため、出力電圧検出回路１２は、出力電圧Ｖｏｕｔの伝達経路において出力電圧Ｖｏｕｔにノイズがのった場合等にＰＷＭ制御部へのフィードバック電圧Ｖｆｂに生じる変動を抑制する。従って、出力電圧検出回路１２を用いたスイッチング電源装置は、ノイズ耐性が向上し、出力電圧Ｖｏｕｔが発振しにくくなる。これにより、出力電圧検出回路１２では、ゲイン調整用のコンデンサＣ２が不要となる。
【００２４】
図３は、第２の参考例である出力電圧検出回路１３の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路１３は、フォトカプラＰＣと、シャントレギュレータＳＲと、可変抵抗ＶＲ１と、可変抵抗ＶＲ２と、コンデンサＣ２と、ツェナーダイオードＺＤ２と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７とを有する。
出力電圧検出回路１３は、（ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ５を含めて）ＮＰＮトランジスタＱ１を有さない点、およびツェナーダイオードＺＤ２を有する点が第１の実施形態に係る出力電圧検出回路１１と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路１３は出力電圧検出回路１１と同一である。
【００２５】
ツェナーダイオードＺＤ２には、シャントレギュレータＳＲを流れた電流Ｉｋが流れ、一定の電圧を生じる。このため、シャントレギュレータＳＲのアノードＡは一定の電圧に保たれる。
シャントレギュレータＳＲは、リファレンス電圧Ｖｒを基準電圧ＶｂとツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧とが加算された和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータＳＲは、その比較の結果に基づいてカソードＫからアノードＡに流れる電流Ｉｋを変化させる。
【００２６】
ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧は、例えば５Ｖ〜１００Ｖである。出力電圧検出回路１３では、シャントレギュレータＳＲの基準電圧はツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧だけ等価的に高くなる。このため、リファレンス電圧Ｖｒを大きくすることができる。この結果、出力電圧検出回路１３を用いたスイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度が向上する。
ただし、出力電圧検出回路１３では、リファレンス電圧Ｖｒに含まれるノイズも大きくなる。従って、ツェナーダイオードＺＤ２がない場合に比べて、シャントレギュレータＳＲは出力電圧Ｖｏｕｔに含まれるノイズの影響により電流Ｉｋをより大きく変化させる。このため、出力電圧検出回路１３を用いたスイッチング電源装置は、ツェナーダイオードＺＤ２がない場合に比べて発振しやすくなる。
【００２７】
図４は、本発明の第２の実施形態に係る出力電圧検出回路１４の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路１４は、フォトカプラＰＣと、シャントレギュレータＳＲと、可変抵抗ＶＲ１と、可変抵抗ＶＲ２と、抵抗Ｒ１０と、ツェナーダイオードＺＤ２と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７とを有する。
出力電圧検出回路１４は、（ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ５を含めて）ＮＰＮトランジスタＱ１とコンデンサＣ２を有さない点、および抵抗Ｒ１０とツェナーダイオードＺＤ２とを有する点が第１の実施形態に係る出力電圧検出回路１１と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路１４は出力電圧検出回路１１と同一である。
【００２８】
抵抗Ｒ１０には、シャントレギュレータＳＲを流れた電流Ｉｋが流れ、電流Ｉｋに応じた電圧を生じる。ツェナーダイオードＺＤ２には、抵抗Ｒ１０を流れた電流Ｉｋ、すなわちシャントレギュレータＳＲを流れた電流Ｉｋが流れ、一定の電圧を生じる。シャントレギュレータＳＲのアノードＡは抵抗Ｒ１０に生じる電圧とツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧とが加算された和電圧となる。出力電圧検出回路１４では、シャントレギュレータＳＲの基準電圧は、抵抗Ｒ１０に生じる電圧とツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧とが加算された和電圧だけ等価的に高くなる。
シャントレギュレータＳＲは、リファレンス電圧Ｖｒを基準電圧ＶｂとツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧と抵抗Ｒ１０に生じる電圧との総和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータＳＲは、その比較の結果に基づいてカソードＫからアノードＡに流れる電流Ｉｋを変化させる。
なお、ツェナーダイオードＺＤ２は、本発明の定電圧素子の一例である。
【００２９】
図２の出力電圧検出回路１２を用いたスイッチング電源装置は、ノイズ耐性が向上し、出力電圧Ｖｏｕｔが発振しにくくなるが、出力電圧の検出感度が低下する。一方、図３の出力電圧検出回路１３を用いたスイッチング電源装置は、出力電圧の検出感度が向上する。第２実施形態に係る出力電圧検出回路１４は、抵抗Ｒ１０とツェナーダイオードＺＤ２の両方を有する。このため、出力電圧検出回路１４を用いたスイッチング電源装置は、出力電圧の検出精度が低下することなく、ノイズ耐性が向上する。
なお、出力電圧検出回路１４は、抵抗Ｒ１０の後段にツェナーダイオードＺＤ２が配置されており、抵抗Ｒ１０を流れた電流ＩｋがツェナーダイオードＺＤ２を流れる例であるが、ツェナーダイオードＺＤ２の後段に抵抗Ｒ１０が配置されており、ツェナーダイオードＺＤ２を流れた電流Ｉｋが抵抗Ｒ１０を流れる構成とすることもできる。
【００３０】
図５は、本発明の第３の実施形態に係る出力電圧検出回路１５の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路１５は、フォトカプラＰＣと、ＮＰＮトランジスタＱ１と、ツェナーダイオードＺＤ１と、シャントレギュレータＳＲと、可変抵抗ＶＲ１と、可変抵抗ＶＲ２と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１０と、ツェナーダイオードＺＤ２と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７とを有する。
出力電圧検出回路１５は、コンデンサＣ２を有さない点、および抵抗Ｒ１０とツェナーダイオードＺＤ２とを有する点が第１の実施形態に係る出力電圧検出回路１１と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路１５は出力電圧検出回路１１と同一である。
【００３１】
第２の実施形態に係る出力電圧検出回路１４と同様に、抵抗Ｒ１０には、シャントレギュレータＳＲを流れた電流Ｉｋが流れ、電流Ｉｋに応じた電圧を生じる。ツェナーダイオードＺＤ２には、抵抗Ｒ１０を流れた電流Ｉｋ、すなわちシャントレギュレータＳＲを流れた電流Ｉｋが流れ、一定の電圧を生じる。シャントレギュレータＳＲのアノードＡは抵抗Ｒ１０に生じる電圧とツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧とが加算された和電圧となる。
シャントレギュレータＳＲは、リファレンス電圧Ｖｒを基準電圧ＶｂとツェナーダイオードＺＤ２に生じる電圧と抵抗Ｒ１０に生じる電圧との総和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータＳＲは、その比較の結果に基づいてカソードＫからアノードＡに流れる電流Ｉｋを変化させる。
【００３２】
出力電圧検出回路１５は、第１の実施形態に係る出力電圧検出回路１１のＮＰＮトランジスタＱ１に加えて、第２の実施形態に係る出力電圧検出回路１４と同様に、抵抗Ｒ１０とツェナーダイオードＺＤ２の両方を有する。このため、出力電圧検出回路１５は、第１の実施形態の効果に加えて第２の実施形態の効果を併せ持つ。
なお、第２の実施形態に係る出力電圧検出回路１４と同様に、出力電圧検出回路１５は、抵抗Ｒ１０の後段にツェナーダイオードＺＤ２が配置されており、抵抗Ｒ１０を流れた電流ＩｋがツェナーダイオードＺＤ２を流れる例であるが、ツェナーダイオードＺＤ２の後段に抵抗Ｒ１０が配置されており、ツェナーダイオードＺＤ２を流れた電流Ｉｋが抵抗Ｒ１０を流れる構成とすることもできる。
【００３３】
また、図１と図４と図５に示した第１〜第３の実施形態では、抵抗Ｒ６が発光ダイオードＬＥＤとシャントレギュレータＳＲとの間に配置された例を示したが、図６の出力電圧検出回路１０に含まれる抵抗Ｒ２と同様に、抵抗Ｒ６を発光ダイオードＬＥＤの前段に配置し、抵抗Ｒ６を流れた電流Ｉｋが発光ダイオードＬＥＤのアノードに入力される構成とすることもできる。
【００３４】
また、本発明の出力電圧検出回路は、直流電圧を異なる直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、交流電圧を直接直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータにも使用することができる。
【００３５】
以上説明したように、本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止することができる。また、スイッチング電源装置の出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にＰＷＭ制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制することができるため、スイッチング電源装置のノイズ耐性を向上させ、出力電圧が発振しにくくすることができる。
【００３６】
以上、本発明の実施形態について説明したが、製造上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００３７】
１１〜１５…出力電圧検出回路、ＰＣ…フォトカプラ、ＬＥＤ…フォトカプラＰＣの発光ダイオード、ＰＴｒ…フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ、Ｑ１…ＮＰＮトランジスタ、ＺＤ１…ツェナーダイオード、ＳＲ…シャントレギュレータ、ＶＲ１，ＶＲ２…可変抵抗、Ｃ２…コンデンサ、Ｒ１０…抵抗、ＺＤ２…ツェナーダイオード、Ｒ４〜Ｒ７…抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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