(57)【要約】ガス放電ランプを駆動するシステム及び方法。一実施例において、前記システムは、パルス電圧信号を発生するブリッジ回路を具え、前記ブリッジ回路は、動作周波数と、電力源から電力を受ける電力入力部と、前記動作周波数の掃引及び前記パルス電圧信号の発生を行う制御信号を受ける制御信号入力部とを有する。前記システムは、前記ブリッジ回路を制御するコントローラをさらに含み、前記コントローラは、（ｉ）固定周波数信号によって振幅変調された周波数掃引信号を含む信号を発生し、発生された前記信号を前記ブリッジ回路の制御信号入力部に入力し、（ｉｉ）前記ブリッジ回路の動作周波数を周期的に掃引する回路網を具える。前記システムは、前記パルス電圧信号をフィルタ処理するフィルタ回路をさらに含む。
2005502991.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガス放電ランプを駆動するバラストシステムにおいて、
パルス電圧信号を発生するブリッジ回路であって、動作周波数と、電力源から電力を受ける電力入力部と、前記動作周波数の掃引及び前記パルス電圧信号の発生を行う制御信号を受ける制御信号入力部とを有するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路を制御するコントローラであって、固定周波数信号によって振幅変調された周波数掃引信号を含む信号を発生し、前記ブリッジ回路の動作周波数を周期的に掃引する回路を具え、発生された前記信号を前記ブリッジ回路の制御信号入力部に入力する、コントローラと、
前記パルス電圧信号をフィルタ処理するフィルタとを具えることを特徴とするバラストシステム。
【請求項２】
請求項１に記載のバラストシステムにおいて、前記コントローラの回路網が、第１信号及び掃引波形を規定する信号を発生する信号発生器を具えることを特徴とするバラストシステム。
【請求項３】
請求項２に記載のバラストシステムにおいて、前記信号発生器が、ＡＭ／ＦＭ信号発生器を具えることを特徴とするバラストシステム。
【請求項４】
請求項２に記載のバラストシステムにおいて、前記コントローラの回路網を、前記ブリッジ回路の動作周波数の非線形掃引を行うように構成したことを特徴とするバラストシステム。
【請求項５】
請求項２に記載のバラストシステムにおいて、前記コントローラの回路網を、前記ブリッジ回路の動作周波数の線形掃引を行うように構成したことを特徴とするバラストシステム。
【請求項６】
請求項１に記載のバラストシステムにおいて、前記フィルタ回路が、ローパスフィルタを具えることを特徴とするバラストシステム。
【請求項７】
請求項１に記載のバラストシステムにおいて、前記フィルタを、約１５０ｋＨｚ未満の所望の電力周波数成分を再生し、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を、１５０ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも７．８ｄＢ小さく保つように構成したことを特徴とするバラストシステム。
【請求項８】
請求項１に記載のバラストシステムにおいて、前記フィルタを、約１５０ｋＨｚ未満の所望の電力周波数成分を再生し、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を、１５０ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも１０．８ｄＢ小さく保つように構成したことを特徴とするバラストシステム。
【請求項９】
請求項１に記載のバラストシステムにおいて、前記バラストブリッジ回路が、１対のＡＣ出力ポートを含み、前記出力ポートの一方を、放電ランプの入力部に結合するように構成し、前記フィルタが、
１つの入力部と１対の出力部とを具える“Ｔ”ネットワークであって、前記“Ｔ”ネットワークの入力部を規定する入力部と出力部とを有する第１誘導性エネルギー源と、前記第１誘導性エネルギー源の出力部に結合した入力部と前記ブリッジ回路の出力部の一方に結合した出力部とを有する第１容量性エネルギー源と、前記第１誘導性エネルギー源の出力部に結合した入力部と前記放電ランプの他方の入力部に結合するように構成された出力部とを有する第２誘導性エネルギー源とを具える“Ｔ”ネットワークと、
前記第１誘導性エネルギー源に直列で、前記ブリッジ回路の他方の出力ポートに結合した入力部を有する第２容量性エネルギー源とを具えることを特徴とするバラストシステム。
【請求項１０】
ガス放電ランプを駆動する方法において、
パルス電圧信号を発生するブリッジ回路であって、動作周波数と、電力源から電力を受ける電力入力部と、前記動作周波数の掃引及び前記パルス電圧信号の発生を行う制御信号を受ける制御信号入力部とを有するブリッジ回路を設けるステップと、
固定された周波数信号によって振幅を変調された周波数掃引信号を発生し、発生された信号を前記ブリッジ回路の制御信号入力部に入力するステップと、
前記ブリッジ回路の動作周波数を周期的に掃引するステップと、
前記ブリッジ回路によって発生されたパルス電力信号をフィルタ処理するステップとを含むことを特徴とするガス放電ランプを駆動する方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法において、前記ブリッジ回路動作周波数の掃引が非線形掃引であることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１０に記載の方法において、前記ブリッジ回路動作周波数の掃引が線形掃引であることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１０に記載の方法において、前記フィルタ処理するステップが、約１５０ｋＨｚ未満の所望の電力周波数成分を再生するステップと、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を、１５０ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも７．８ｄＢ小さく保つステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１０に記載の方法において、前記フィルタ処理するステップが、約１５０ｋＨｚ未満の所望の電力周波数成分を再生するステップと、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を、１５０ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも１０．８ｄＢ小さく保つステップとを含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、参照によってここに含まれる２０００年１０月６日に出願された米国出願シリアル番号０９／６８４１９６号の一部継続出願である。
【０００２】
本発明は、ガス放電ランプを駆動するシステムに関し、特に、高輝度ガス放電ランプにおける色分離を減少するパルス幅変調を用いるシステムに関する。
【背景技術】
【０００３】
高輝度放電ランプ（ＨＩＤ）は、効率及び光強度のような多くの利点のため、ますます一般的になってきている。これらのＨＩＤランプは、２０ｋＨｚより高い範囲における駆動電流信号を発生するように構成された高周波電子バラストか、１００Ｈｚ範囲における駆動電流信号を有する低周波電子バラストのいずれかによって駆動される。
【０００４】
しかしながら、ＨＩＤランプに高周波電子バラストを使用することの主な障害は、高周波動作において生じるおそれがある音響共鳴／アーク不安定である。多くの例において、音響共鳴は、人間にとって非常に迷惑なアークのフリッカを生じるおそれがある。さらに、音響共鳴は、前記放電アークを、消滅させるか、より悪く、前記放電ランプの壁に対して恒久的にそらされてとどまり、前記放電ランプの壁にダメージを与えさせるおそれがある。
【０００５】
最近、セラミック（多結晶アルミナ）エンベロープを用いる新たなクラスの高輝度放電ランプが開発されている。このクラスのランプにおける放電エンベロープは、円筒形状であり、アスペクト比、すなわち、内側の直径で割った内側の長さは、１に近いか、いくつかの例において、１より大きい。このようなランプは、より高い効率の所望の特性を有するが、垂直及び水平方向において異なった色特性を有するという欠点を有する。特に、垂直方向色分離が生じる。
【０００６】
前記色分離を、スクリーン上に前記アークの像を投影することによって観測することができ、前記アークの下部がピンクに見え、上部が青又は緑に見える。これは、放電において金属添加物が完全に混合しないことによって生じる。前記放電の上部において、タリウム放射が過剰であり、ナトリウム放射が不十分である。この現象は、高い色温度と低下した効率とを導く。
【０００７】
参照によってここに含まれる、放電ランプにおける垂直分離の減少というタイトルの米国特許第６１８４６３３号明細書は、掃引時間中に電流信号周波数掃引を、第２縦モード周波数と呼ばれる周波数を有する振幅変調信号との組み合わせにおいて与えることによって音響共鳴を除去又は実質的に減少する方法を教えている。このような動作の代表的なｐらメータは、１０ミリ秒の掃引時間中の４５から５５ｋＨｚの電流周波数掃引と、２４．５ｋＨｚの一定振幅変調周波数と、０．２４の変調指数とである。前記変調指数を、（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）／（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）として規定し、ここでＶｍａｘは振幅変調されたエンベロープの最大ピークツーピーク電圧であり、Ｖｍｉｎは振幅変調されたエンベロープの最小ピークツーピーク電圧である。４５ｋＨｚから５５ｋＨｚの周波数範囲は、第１方位音響共鳴モードと、第１半径方向音響共鳴モードとの間である。前記第２縦モードを数学的に得ることができ、第ｎ縦モードの電力周波数は、ｎ×Ｃ１／２Ｌに等しく、ｎはモード番号であり、Ｃ１は前記ランプの軸平面における音の平均速度であり、Ｌは前記ランプの内側の長さである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
（ｉ）色分離を実質的に減少し、（ｉｉ）音響共鳴／アーク不安定を実質的に減少し、（ｉｉｉ)水平又は垂直いずれの方向を向いた高輝度放電ランプにも使用することができ、（ｉｖ）比較的低コストにおいて実現することができる、高輝度放電ランプに電力を供給することができる電子バラストが必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
ある態様において、本発明は、ガス放電ランプを駆動するバラストシステムを目的とする。ある実施例において、前記バラストシステムは、パルス電圧信号を発生するバラストブリッジ回路を具える。前記ブリッジ回路は、動作周波数と、電力源から電力を受ける電力入力部と、前記動作周波数の掃引及び前記パルス電圧信号の発生を行う信号を受ける制御信号入力部とを有する。前記システムは、前記ブリッジ回路を制御するように前記制御信号を発生するコントローラをさらに具える。前記コントローラは、固定された周波数信号によって振幅を変調された周波数掃引信号を含む信号を発生する回路網を具える。この信号を、前記ブリッジ回路の制御信号入力部に入力する。前記コントローラは、前記ブリッジ回路の動作周波数を周期的に掃引する回路網をさらに具える。前記システムは、前記パルス電圧信号をフィルタ処理するフィルタ回路も含む。ある実施例において、前記ブリッジ回路の動作周波数の掃引は、非線形掃引である。
【００１０】
ある実施例において、前記フィルタを、約１５０ｋＨｚ未満の所望の電力周波数を再生し、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を、１５０ｋＨｚにおける成分の振幅の少なくとも７．８ｄＢ未満に保持するように構成する。他の実施例において、前記フィルタを、約１５０ｋＨｚ未満の所望の電力周波数を再生し、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を、１５０ｋＨｚにおける成分の振幅の少なくとも１０．８ｄＢ未満に保持するように構成する。
【００１１】
他の態様において、本発明は、動作周波数と、電力源に接続する電力入力部と、前記動作周波数の掃引及び前記パルス電圧信号の発生を行う信号を受ける制御信号入力部とを有し、パルス電圧信号を発生するブリッジ回路を有するバラスト回路を設けるステップと、固定された周波数信号によって振幅を変調された周波数掃引信号を発生し、発生された信号を前記ブリッジ回路の制御信号入力部に入力するステップと、前記ブリッジ回路の動作周波数を周期的に掃引するステップと、前記ブリッジ回路によって発生されたパルス電力信号をフィルタ処理するステップとを含む、ガス放電ランプを駆動する方法を目的とする。
【００１２】
本発明に関する主題を、特許請求の範囲において特に指摘し、明瞭に請求した。しかしながら本発明は、構成及び動作方法の双方に関して、その特徴、目的及び利点と共に、添付した図面と共に読む以下の詳細な説明の参照によって最高に理解されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、本発明の一実施例による電子バラスト回路１０を示す。主電源１２は、ＡＣ電流信号を高及び低電圧供給バスＶＢＵＳに供給し、このＶＢＵＳを最終的に用いてランプ１４を駆動する。バラスト回路１０は、プリコンディショナ及びアップコンバータ１６を含み、プリコンディショナ及びアップコンバータ１６を、主電源信号の整流されたものを受け、主電流とも呼ばれるバラスト供給電流を力率補正に関して成形するように構成する。有利には、プリコンディショナ及びアップコンバータ１６は、当該技術分野においてよく知られた動作のブーストコンバータ（図示せず）を含む。
【００１４】
バラストブリッジユニット１８を、プリコンディショナ及びアップコンバータ１６によって供給された信号を受けるように構成する。バラストブリッジユニット１８は、フィルタ回路８６を経てランプ１４に供給される電圧信号の極性を交番する整流子として機能する。バラストブリッジユニット１８は、４個のＭＯＳＦＥＴトランジスタを具え、これらのＭＯＳＦＥＴトランジスタを切り替え、電源電圧信号バスＶＢＵＳにおいて運ばれる信号に関する交流信号経路を与える。
【００１５】
バラストブリッジユニット１８を、コントローラ２０によって制御し、コントローラ２０は、対応する信号を前記バラストブリッジユニットにおけるＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する。前記バラストブリッジユニットの出力ポートを、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ１４にフィルタ回路８６を経て結合し、フィルタ回路８６は、キャパシタ２２と、キャパシタ２６に直列に結合したインダクタ２４とを具え、キャパシタ２６はランプに並列に結合する。フィードバック電圧及び電流信号を、ランプ１４からコントローラ２０に供給する。
【００１６】
本発明の一実施例によれば、高輝度放電ランプ１４を、前記放電ランプの第２縦音響共鳴モードに対応する第２縦モード周波数を有する振幅変調信号との組み合わせにおいて、掃引時間内の電流周波数掃引によって動作する。第２縦モード周波数ｗｍを、下限縦モード周波数ｗＬ及び上限縦モード周波数ｗＨによって得る。前記ガス放電ランプに、前記ランプの第１方位音響共鳴モードに対応する第１方位音響共鳴モード周波数と、前記ランプの第１半径方向音響共鳴モードに対応する第１半径方向音響共鳴モード周波数との間で変化する周波数掃引を有する電流信号を供給する。
【００１７】
前記周波数掃引電流信号を、周波数ｗｍ及び指定された変調指数ｍ（代表的に０．０９）を有する振幅変調信号と混合する。目標は、式（１）によって規定された前記ランプにおける電圧波形を供給することである。
Ｖ（ｔ）＝Ａ（１＋ｍＣｏｓＷｍｔ）ＣｏｓＷｃ（ｔ）ｔ    （１）
ここで、ｍは変調指数であり、Ｗｍは変調周波数であり、Ｗｃ（ｔ）はキャリア周波数であり、Ａは振幅である。前記変調周波数は、２０−３０ｋＨｚ範囲に入り、前記キャリア周波数を代表的に約５０ｋＨｚを中心として、前記キャリア周波数又は変調周波数のいずれかと比べて非常に遅いレートにおいて＋又は−５ｋＨｚ程度掃引する。前記ランプ電圧を測定する。振幅変調周波数ｗＨを、指定された量Δｆだけ低下し、次に、再び前記周波数掃引電流信号と混合する。前記ランプ電圧を、前記振幅変調信号の周波数がｗＬに達するまで、繰り返し測定する。周波数対電圧曲線を、ｗＨからｗＹまで発生する。前記ランプ電圧における最大値は、周波数ｗｍａｘに対応し、この最大値を、次に色混合に使用し、すなわち、Ｗｍをｗｍａｘに設定する。
【００１８】
本発明の他の実施例によれば、前記周波数掃引信号を前記振幅変調信号と混合し、電圧測定を行うたびに、前記振幅変調信号を、次の電圧測定までターンオフする。
【００１９】
本発明の依然として他の実施例によれば、背景減法メカニズムを用いる。この目的のため、前記ランプ電圧測定を、前記振幅変調信号を前記掃引振幅信号と混合する前及び後の振幅変調を有する前記ランプ電圧値を平均し、振幅変調混合を有する前記ランプ電圧から減じる。
【００２０】
色混合周波数ｗｍａｘを決定したら、前記周波数掃引信号を、周波数ｗＨを有する振幅変調信号と再び混合する。次に、前記振幅班長周波数を、周波数ｗｍａｘに低下し、変調指数ｍを、色混合モードにおいて用いるべき変調指数（代表的に０．２４）であるｍｍｉｘに増加する。
【００２１】
図２ａ及び２ｂは、本発明の一実施例によるシステム１０によって与えられる振幅変調信号に関する周波数スペクトルを示す。図２ａは、前記振幅変調信号の電圧周波数対相対電圧グラフを示す。本発明の一実施例によれば、掃引発生器１２は、図２ａに示すような４５から５５ｋＨｚまで変化する周波数掃引信号を供給する。発生器９４によって供給される振幅変調信号は、２４ｋＨｚの周波数及び０．２４の変調指数を有する。このようにブリッジ１８の出力ポートにおいて結果として生じる信号は、図２ａに示すような電圧周波数特性を有し、４５−５５ｋＨｚ間の中心分布と、２６ｋＨｚ及び７４ｋＨｚにおける２つのサイドバンドとが存在する。
【００２２】
図２ｂは、４５−５５ｋＨｚ間の中心分布と、２６ｋＨｚ及び７４ｋＨｚにおける２つのサイドバンドとが存在する電力周波数分布を、２４ｋＨｚの第２縦モード周波数における固定電力周波数と共に示す。図２ｃは、図２ｂに示したのと同じ情報を、４０ｋＨｚ−１６０ｋＨｚの周波数範囲に焦点を合わせて示す。
【００２３】
図３は、本発明の一実施例によるバラストシステムのブロック図を示す。図１を参照して説明したように、前記ランプ駆動波形を、前記駆動信号をランプ１４にフィルタ／イグナイタ回路８６を経て供給するフルブリッジ回路１８を用いることによって形成する。フルブリッジ回路１８に含まれるＭＯＳＦＥＴを、コントローラ８０によって発生され、ゲートドライバ回路９０を経て供給された制御信号によって駆動する。本発明の一実施例によれば、ゲートドライバ回路９０は、コントローラ９０とフルブリッジ回路１８との間のインタフェースとして機能する。
【００２４】
コントローラ２０は、その入力ポートにおいて、ランプ１４に供給される電圧及び電流信号に対応する電圧及び電流測定信号を受けるように構成されたマイクロプロセッサ９６を含む。マイクロプロセッサ９６は、図１及び２を参照して上述した色混合アルゴリズムを実行する。この目的のため、マイクロプロセッサ９６の出力ポートを、ＡＭ／ＦＭ信号発生器９４の入力ポートに結合し、前記ランプの動作中、適切な色混合に必要な信号を供給するようにする。ＡＭ／ＦＭ信号発生器９４を、上記式（１）において規定した波形の小さい信号バージョンを供給するように構成する。信号発生器９４の出力ポートを、パルス幅変調モジュール９２の入力ポートに結合する。パルス幅変調モジュール９２を、発生器９４によって供給された波形信号に対応するパルス信号を発生するように構成する。パルス幅変調モジュール９２の出力ポートを、ゲートドライバ回路９０に結合する。前記パルス幅変調周波数を、固定周波数２５０ｋＨｚ、３２５ｋＨｚ、５００ｋＨｚ等とする。
【００２５】
図４は、本発明の一実施例による、フィルタ／イグナイタ８６と組み合わせたフルブリッジ回路１８のある配置を示す。ＭＯＳＦＥＴ１０４ないし１１０を共に結合し、討議技術分野において一般的に知られるようなフルブリッジ回路を形成する。インダクタ２４はインダクタンスＬを有し、キャパシタ２２及び２６はキャパシタンスＣＳ及びＳを各々有する。フルブリッジ回路１８によって供給される出力信号は、より高い周波数成分に加えて所望の波形の近似である。したがって、前記フィルタに関するひとつの要求は、前記望ましくないより高い周波数成分を十分に減少することである。加えて、前記フィルタは、好適には、前記ランプの負性差動抵抗に関して補償する。
【００２６】
パルス幅変調モジュール９２の出力ポートにおいて発生されたパルス信号は、フルブリッジ回路１８において含まれるトランジスタを駆動し、前記フルブリッジカイロに、図１及び２を参照して説明した色混合配置によって要求される所望の波形を発生させる。本発明の２つの実施例によれば、２つの形式のパルス幅変調方法が考えられるが、本発明は、ＰＷＭモジュール９２によって用いられる形式のパルス幅変調の範囲に限定されない。前記２つの形式の変調は、好適には、対称的及び非対称的パルス幅変調配置である。いずれかの場合において、ＰＷＭモジュール９２に供給される電圧信号は、前記所望のランプ駆動波形の低電圧バージョンである。ＰＷＭモジュール９２の出力信号は、フルブリッジ回路１８を駆動するパルス幅変調ゲート駆動信号である。
【００２７】
図５は、非対称パルス幅変調配置のプロットを示す。信号曲線１７２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）モジュール９２によって内部的に発生された非対称傾斜信号である。信号曲線１４０は、ＰＷＭモジュール９２の入力ポートに供給される電圧信号であり、これは、前記傾斜信号のピーク電圧の半分に等しいＤＣレベルを加えた前記所望の色混合波形である。図示したように、前記傾斜の各々のサイクル中、ＰＷＭモジュール出力信号１４４は、前記傾斜が最初に前記入力信号に等しいときハイになり、前記傾斜信号がリセットするとき各々のＰＷＭサイクルの終りにおいてリセットし、結果として生じる出力パルス信号１４４を供給する。ブリッジ回路１８によって発生される出力信号は、前記ＤＣレベルを除去され、振幅が増加したパルス信号１４４と同じである。図６は、対称パルス幅変調配置のプロットを示す。信号曲線１６２は、本発明の他の実施例によるパルス幅変調（ＰＷＭ）モジュール９２によって内部的に発生された対称傾斜信号である。信号曲線１６０は、ＰＷＭモジュール９２の入力ポートに供給される電圧信号であり、これは、平均パルス幅がＰＷＭ周期の約５０％になり、前記ブリッジ出力信号がＤＣ信号成分を含まなくなるように、三角ピーク電圧の半分に等しいＤＣレベルを加えた前記所望の色混合波形である。図示したように、対称傾斜信号１６２は、本発明の一実施例による三角形状である。
【００２８】
前記三角波形の各々の周期中、ＰＷＭモジュール９２の出力は、前記三角波形が最初に前記入力信号を超えたときにハイになり、前記入力信号が最初に前記三角波形を超えたときに実質的にローになる。発生される最小パルス幅は、前記入力波形の最大値によって決定される。したがって、入力信号１６０の振幅は、使用されるパルス幅の範囲を決定する。理想ブリッジ回路は０−１００％パルス幅変調で動作できるが、実際には、１０％−９０％変調が、動作の好適な範囲である。５％−９５％パルス変調による動作も可能である。
【００２９】
ＰＷＭモジュール９２は、有利には、動作の好適なモードとして図６を参照して説明した対称パルス幅変調配置を用いる。前記対称的方法は、ロー−ハイ及びハイ−ロー出力変化の双方に関する入力波形信号についての情報を使用し、前記非対称的方法は、ＰＷＭサイクルの終りにおいて生じるハイ−ロー変化を伴うロー−ハイ変化に関する入力情報のみを使用する。
【００３０】
図７は、５０ｋＨｚにおいて固定されたキャリア周波数信号（掃引なし）の振幅変調に関する対称的パルス幅変調配置に対応する信号曲線を示す。入力変調指数を０．２５に設定し、ＡＭ周波数を２４ｋＨｚに設定する。前記三角波形振幅に対する入力波形の振幅を、１０−９０％パルス幅変調を示すように設定する。ＰＷＭ範囲は、前記産気区は信号の振幅に対する入力信号の最大及び最小値によって決定されることに注意する。式（１）から、前記最大１はＡ（１＋ｍ）、最小値は−Ａ（１＋ｍ）となり、ここでＡは前記キャリア周波数の振幅であり、ｍは振幅変調の変調指数である。所定のＰＷＭ範囲に関するＡの値は、したがって、変調指数ｍの関数である。図７に示す例に関するＰＷＭレートを２５０ｋＨｚに設定する。
【００３１】
図８は、前記ＤＣ成分を減じ、周波数掃引がない、結果として生じる出力信号（ゲート駆動）波形の正規化電圧スペクトルを示す。図８において示すように、０−１００ｋＨｚにおける所望のスペクトルの再生は、全く十分である。前記サイドバンド振幅は、０．１％よりよい範囲内で等しい。キャリア振幅に対するサイドバンド振幅の比は、０．１２５の入力値と比較して０．１２２であり、約−２．４％の誤差である。フィルタ８６が処置しなければならない望ましくない周波数成分がある。例えば、約１５０ｋＨｚを中心とするこれらの成分を減衰させる必要があるが、これらの成分は、減衰すべきでない周波数成分に比較的近い。
【００３２】
図９は、前記パルス幅変調周波数が５００ｋＨｚに増加した配置に関する周波数スペクトルを示す。キャリア周波数に対するサイドバンドの比は、ここでは３つの数字、すなわち０．１２５に等しい。前記望ましくない周波数成分は、実質的により高い周波数範囲にシフトされている。これは、フルブリッジ１８における増加した動作ストレスの犠牲における前記フィルタの必要性を減らす。したがって、本発明の色混合配置に対応する図２を参照して考察した周波数範囲を参照し、好適なパルス幅変調周波数は、対称パルス幅変調配置に関して約２５０ｋＨｚ又はそれ以上である。非対称配置に関して、前記パルス幅変調の周波数は、図７及び８を参照して考察したようなフィルタ１８考察の観点において許容し得る特性を示す所望の波形の電圧周波数スペクトルのため、好適には約３２５ｋＨｚ又はそれ以上である。
【００３３】
上記で注意したように、コントローラ２０に含まれる構成要素は、本発明の他の実施例によれば、アナログハードウェアの代わりにディジタルハードウェアを含む。したがって、ＡＭ／ＦＭ信号発生器９４は、各々のＰＷＭサイクル中に前記入力波形の１つの値を計算するディジタル信号プロセッサを用いる。この値は、前記ＰＷＭサイクルの開始時におけるアナログ入力波形の振幅に対応する。これを図１０に示し、ここで、５００ｋＨｚのパルス幅変調周波数と、０．２５の変調指数と、１０−９０％のパルス幅変調幅を用いる。図１１は、ディジタル及びアナログ配置に関するＰＷＭモジュール９２によって発生されるパルス信号の比較を示す。図２、７及び８を参照して考察した動作値に関して、３２５ｋＨｚから５００ｋＨｚまでの範囲におけるパルス幅変調レートは、大部分の用途に関して十分な結果を与える。フィルタ８６の設計を、本発明の種々の実施例によって以下に考察する。定常状態動作において、２４ｋＨｚＡＭ信号による４５−５５ｋＨｚの周波数掃引を用いる。電圧周波数スペクトルにおいて、これは結果として７９ｋＨｚ（５５ｋＨｚ＋２４ｋＨｚ）の最高周波数と、２１ｋＨｚ（４５引く２４）の最低周波数とを生じる。前記色混合アルゴリズムは、２０−３０ｋｚのＡＭ周波数による動作を考慮し、したがって、約１５ｋＨｚ（４５引く３０）から８５ｋＨｚ（５５足す３０）までの合計周波数範囲を考慮する。望ましくない周波数成分は、特にＰＷＭスキーム及びＰＷＭ周波数に応じて、約１００ｋＨｚと同じくらい低い周波数において生じる。前記フィルタは、好適には、比較的大きい磁石構成要素がなく、低次である。
【００３４】
本発明の一実施例によれば、平坦な周波数応答がなく、適切な色混合のための前記傾斜特性を満たす電力周波数特性を依然として与えるフィルタを用いる。直列キャパシタ２２をＤＣ阻止キャパシタとして使用する。したがって、一例において、本発明の一実施例によれば、インダクタ２４はインダクタンスＬ＝１．６ｍＨを有し、キャパシタ２６はキャパシタンスＣ＝１．２ｎＦを有し、キャパシタ２２はキャパシタンスＣＳ＝２．２μＦを有し、ランプ１４の等価抵抗はＲ＝５３３Ωである。したがって、前記フィルタを、無負荷共振周波数（１１５ｋＨｚ）が、所望のランプ駆動波形の電圧周波数スペクトルの周波数成分のいずれか以上になるように設計する。さらに、前記共振周波数の３分の１（３８．３ｋＨｚ）が、前記掃引キャリア周波数（４５ｋＨｚ−５５ｋＨｚ）と、色混合動作中のより低いＡＭサイドバンドの完全な範囲（１５ｋＨｚ−３５ｋＨｚ）との間の周波数スペクトルの使用されない部分において位置する。
【００３５】
図１２は、１のＤＣ成分に正規化された電力スペクトルを示す。この正規化と０．２５の入力ｍ値とによって、２４ｋＨｚ固定周波数成分の振幅は、ｍ／（１＋ｍ２／２）によって得られるような０．２４２になるべきである。前記電圧スペクトルにおけるひずみは、ｍ値における１％未満の誤差を生じた。前記固定周波数成分が２０ｋＨｚから３０ｋＨｚまで変化するにつれ、前記固定周波数における出力振幅は２０ｋＨｚにおける０．２４２から３０ｋＨｚにおける０．２３９まで、合計約１．３％変化する。前記電力は、約＋／−６．５％による周波数掃引にわたって変化する。この電力変動は、可視フリッカを招くかもしれず、この可視フリッカは、本発明の一実施例によれば、前記周波数掃引によって増加する周波数と共に増加するオフセット振幅を与えることによって補償される。さらに、本発明の他の実施例によれば、ランプ１４への電力における増加が望まれる場合、ブリッジ回路１８におけるバス電圧を上昇させることができ、変調指数ｍも増加する。例えば、７５Ｗの電力要求に関して、約５２７Ｖのバス電圧と、変調指数ｍ＝０．３とは、適切なフィルタ特性と、十分な色混合配置とを結果として生じる。
【００３６】
本発明の他の実施例によれば、前記共振周波数を約８７．７ｋＨｚに設定し、前記共振周波数の３分の１を２９．２ｋＨｚに設定する。これは、特に３つの望ましい結果を生じる。第１に、伝達関数は、約５０ｋＨｚの周波数範囲において、例えば１より大きい高い値をとる。これは、前記ブリッジ回路においてより低い要求バス電圧ＶＢＵＳを結果として生じる、第２に、前記伝達関数は、この領域において比較的平坦である。第３に、望ましくないより高い周波数成分減衰は、図１１を参照して考察した設計と比較して、より低いバス電圧及び変調し数値によって、比較的有効である。例えば、７５Ｗの出力電量は、４０７Ｖのバス電圧と、変調指数ｍ＝０．２８とを要求する。
【００３７】
図１２ａを参照し、図１及び３のバラストシステムによってランプに給電する結果として生じる代表的なランプ電力スペクトルを示す。
【００３８】
図７に示すような対称パルス幅変調を行う場合、図７において点線として示す三角波形（及び図６における波形１６２）は、ブリッジ周波数と呼ばれる固定周波数を有する。上述したように、この周波数は、好適には少なくとも２５０ｋＨｚである。図１２Ａを参照し、“ｅｘｔｒａ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ（余分成分）”とラベル付けした電力周波数成分の振幅を減少することが望ましい。本発明によれば、これを、前記ブリッジ周波数の掃引を行う（図６に示す波形１６２の周波数を掃引する）コントローラと、フィルタ／イグナイタ回路８６と比較した場合に望ましくない電力スペクトル成分の比較的改善された減衰を与えるように構成されたフィルタ／イグナイタ回路とを使用する図１３に示すバラストシステム２００を使用することによって成し遂げる。
【００３９】
図１３を参照し、バラストシステム２００は、一般に、ＡＣ電流信号を、最終的にＨＩＤランプ２０４を駆動するのに用いられるハイ及びロー電圧供給バスＶＢＵＳに供給する主電源２０２を具える。バラストシステム２００は、主電源信号の整流されたバージョンを受け、主電流とも呼ばれるバラスト電源電流を力率補償に関して成形するように構成されたプリコンディショナ及びアップコンバータ２０６を含む。プリコンディショナ及びアップコンバータ２０６は、ブーストコンバータ（図示せず）を含み、このブーストコンバータの動作は、当該技術分野においてよく知られている。主電源２０２と、プリコンディショナ及びアップコンバータ２０６とは、各々上記において説明した主電源１２と、コンディショナ及びアップコンバータ２０６と同様に機能する。
【００４０】
バラストシステム２００は、プリコンディショナ及びアップコンバータ２０６によって供給された信号を受けるように構成されたバラストブリッジユニット２０８をさらに含む。バラストブリッジユニット２０８は、フィルタ回路２１０を経てＨＩＤランプ１４に供給される電圧信号の極性を交番する整流子として機能する。バラストブリッジユニット２０８は、共に結合して当該技術分野においてよく知られるようなフルブリッジ回路を形成する４個のＭＯＳＦＥＴトランジスタ２１１ａ−ｄを具える。前記ＭＯＳＦＥＴを切り替え、電源電圧信号バスＶＢＵＳにおいて運ばれる信号に関する交流信号経路を与える。バラストブリッジユニット２０８は、上記において説明したバラストブリッジユニット１８と同じ回路構成を有する。しかしながら、本発明のこの実施例によれば、ブリッジユニット２０８の動作周波数を、第１周波数から第２周波数まで周期的に掃引する。ブリッジ回路２０８の動作周波数を掃引する目的を、以下の記載において説明する。
【００４１】
図１３−１５を参照し、ＭＯＳＦＥＴ２１１ａ−ｄを、コントローラ２１２によって発生され、ゲートドライバ回路２２４を経て供給された制御信号によって駆動する。ゲートドライバ回路２２４は、コントローラ２１２とフルブリッジカイロ２０８との間のインタフェースとして機能する。バラストブリッジユニット２０８の出力ポートを、フィルタ／イグナイタ回路２１０を経て高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ１４に結合する。フィルタ／イグナイタ回路２１０を、以下の記載において詳細に説明する。フィードバック電圧及び電流信号ライン２１３を、ランプ１４からコントローラ２１０まで設ける。
【００４２】
ＨＩＤランプ１４を、図１及び３に示す実施例に関係する前述の記載において説明した方法において、前記放電ランプの第２縦音響共鳴モードに対応する第２縦モード周波数を有する振幅変調信号との組み合わせにおいて、ある掃引時間内の電流周波数掃引によって動作する。バラストシステム１０と同様に、バラストシステム２００は、上記記載において説明した背景減法メカニズムを使用する。
【００４３】
図１４を参照し、ＡＭ／ＦＭ信号発生器２２８を、上記記載において考察したＡＭ／ＦＭ信号発生器９４（図３参照）と一般に同様に機能するように構成する。したがって、ＡＭ／ＦＭ信号発生器２２８は、上記記載において説明した式（１）において規定した波形の小さい信号バージョンである信号２３０を発生する。信号２３０を、パルス幅変調モジュール２３２に入力する。本発明によれば、ＡＭ／ＦＭ信号発生器２２８を、信号２３４も発生するように構成し、信号２３４をパルス幅変調モジュール２３２に入力し、図６に示す波形１６２の掃引を行う。信号２３０及び２３４に応じて、パルス幅変調モジュール２３２は、信号２３６を出力する。信号２３６を、ゲートドライバ回路２２４に入力する。ゲートドライバ回路２２４を、バラストブリッジユニット２０８を信号２３６の特性にしたがって制御するように構成する。応答において、ブリッジ回路２０８が、図１及び３の実施例に関係して上記記載において説明したように色混合を行うのに望まれる波形を出力するために、バラストブリッジユニット２０８が動作する周波数を掃引する。コントローラ２１２は、測定装置２２５を含み、測定装置２２５は、ランプ１４に用いられる前記電圧及び電流信号を測定し、測定された電圧及び電流信号を表すデータ信号を発生する。コントローラ２１２は、マイクロプロセッサ２２６をさらに含み、マイクロプロセッサ２２６を、測定装置２２５によって発生された前記データ信号を受けて処理するように構成する。装置２２５は、ランプ１４に印加される電圧スペクトルと、ランプ１４を流れる電流の電流スペクトルとを測定する。装置２２５は、測定された電圧及び電流波形の積のフーリエ変換を使用して前記スペクトルの電力周波数成分を計算する。装置２２５を、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）計算を行うことができる任意の商業的に利用可能なプログラム可能ネットワーク又はスペクトルアナライザとして構成することができる。ＦＦＴ計算を行う好適なソフトウェアプログラムは、ナショナルインスツルメンツによって製造されたソフトウェアプログラム、ラブビュー（Ｌａｂｖｉｅｗ登録商標）に含まれる。マイクロプロセッサ２２６は、装置２２５によって出力される前記データ信号を受けて処理する。マイクロプロセッサ２２６は、ＨＩＤランプ１４の動作中に適切な色混合に関して必要な信号を供給するようにＡＭ／ＦＭ信号発生器２２８の入力ポートに結合した出力ポートを含む。
【００４４】
図１５を参照し、ブリッジ回路２０８及びフィルタ／イグナイタ回路２１０を具える回路を示す。フィルタ／イグナイタ回路２１０は、要素２１４、２１６、２１８及び２２０を具える。ランプ１４を、抵抗２３９によって表す。インダクタ２１６は、インダクタンスＬ１を有する。インダクタ２２０は、インダクタンスＬ２を有する。キャパシタ２１４及び２１８は、キャパシタンスＣ１及びＣ２を各々有する。一実施例において、Ｌ１は１．２７ｍＨ（ミリヘンリ）、Ｌ２は０．５ｍＨ、キャパシタンスＣ１は２．２ｍＦ（マイクロファラッド）、キャパシタンスＣ２は５ｎＦ（ナノファラッド）である。これらの構成要素値は、フィルタ／イグナイタ回路２１０のただ１つの実施例に関係し、他の好適な構成要素値を使用することができることを理解すべきである。フィルタ／イグナイタ回路２１０を、図１及び３に示すバラストシステムと共に使用することができることを理解すべきである。実際には、フィルタ／イグナイタ回路２１０は、望ましくないより高い周波数の重大に改善された減衰を与える。図１６は、フィルタ／イグナイタ８６及び２１０の伝達関数の振幅部分を比較する。フィルタ／イグナイタ回路２１０の望ましい特徴は、前記ブリッジ周波数（２５０ｋＨｚ又はそれ以上）における増加した減衰と、約１００ｋＨｚ未満の伝達関数において変化がないことである。これは、フィルタ／イグナイタ回路８６の肯定的な特徴のいずれかを犠牲にすることなく、“余分の成分”の振幅を減少する効果を有する。
【００４５】
テストデータ
図１６は、以下の状況に関するフィルタ／イグナイタ回路８６及び２１０に関する伝達関数の振幅部分を示す。
ａ）図１及び３に示すバラストシステムをテストに使用した。
ｂ）前記バラストブリッジユニット周波数を２５０ｋＨｚに固定した。
ｃ）フィルタ／イグナイタ回路８６の成分値を、上記記載において説明したものとした。
ｄ）フィルタ／イグナイタ回路２１０の成分値を、上記記載において説明したものとした。
ｅ）５３３オーム抵抗を使用し、ＨＩＤランプ１４をシミュレートした。
ｆ）４１５ボルトの電圧バスＶＢＵＳを使用し、これによって、前記５３３オーム抵抗に用いられる７５ワットのＤＣ電力を発生した。
【００４６】
点線２６０は、フィルタ／イグナイタ回路２１０の伝達関数の振幅部分に関する。実線２６２は、フィルタ／イグナイタ回路８６の伝達関数の振幅部分に関する。点線２６４は、各々の周波数に関する比Ａ１／Ａ２に関し、ここで、Ａ１はフィルタ／イグナイタ回路２１０の伝達関数の振幅部分であり、Ａ２はフィルタ／イグナイタ回路８６の伝達関数の振幅部分である。図１６によって示すように、２４ｋＨｚの縦モード電力周波数による定常状態の色混合に関して、前記所望の電圧波形の最高周波数成分は、約７９ｋＨｚ（より上のサイドバンドの最高周波数５５ｋＨｚ＋２４ｋＨｚ）である。１５０ｋＨｚにおいて、比Ａ１／Ａ２は１．８である。したがって、フィルタ／イグナイタ回路２１０は、２．９減衰の余分な率を与える。
【００４７】
フィルタ／イグナイタ回路８６及び２１０を、定常状態色混合中の性能を評価するためにもテストした。図１７は、このテストに関する結果を示す。このテストにおいて、前記電力スペクトルを以下の状況に関して計算した。
ａ）１０％−９０％パルス幅変調。
ｂ）２５０ｋＨｚの固定ブリッジ周波数。
ｃ）４１５ボルトのバス電圧ＶＢＵＳ。
ｄ）５３３オーム抵抗を使用し、ランプ１４をシミュレートした。
ｅ）４１５ボルトの電圧バスＶＢＵＳを使用し、これによって、前記５３３オーム抵抗に用いられる７５ワットのＤＣ電力を発生した。
【００４８】
図１７において、点線２７０は、フィルタ／イグナイタ回路８６を使用する場合の振幅応答に関する。実線２７２は、フィルタ／イグナイタ回路２１０を使用する場合の振幅応答に関する。図１７に示すように、フィルタ／イグナイタ回路２１０は、フィルタ／イグナイタ回路８６との比較において、約２００ｋＨｚ及び３００ｋＨｚにおける電力成分を実質的に減少する。
【００４９】
ブリッジ回路２０８のブリッジ周波数の掃引と、フィルタ／イグナイタ回路２１０との組み合わせは、図２ｂに示す所望の電力周波数スペクトル成分の正確な再生をもたらす。好適実施例において、前記掃引周波数を２５０ｋＨｚより高くし、掃引レート（Ｈｚ／ｓすなわちヘルツ／秒）を、図２ｂに示す上述した所望の電力周波数スペクトル成分を保持するように、無視し得る周波数変化が１ＰＷＭサイクル中に生じるのに十分なほど遅くする。２５０ｋＨｚのブリッジ周波数において、１ＰＷＭ（パルス幅変調）サイクルは４μｓ（マイクロ秒）である。したがって、前記ブリッジ周波数掃引の効果は、前記ブリッジ周波数における電圧スペクトル成分と、結果として前記電力スペクトルにおける“余分な成分”の振幅とを変更することである。
【００５０】
図１７ａを参照し、前記電力スペクトルにおいて生じる一般的な形式のスペクトル成分を示す。水平ライン３００は、前記成分の頂点と交差する平均振幅値を表す。したがって、成分の振幅を、この平均値によって特徴付けることができる。動揺に、相対振幅を、これらの平均振幅値の比によって特徴付けることができる。図１７を参照し、１００ｋＨｚｚにおいて形成される成分及びそのサイドバンドは、図１７ａに示すスペクトル成分にきわめて似ている。より少ない程度に、１５０ｋＨｚを超える成分も、図１７ａに示すスペクトル成分に似ている。余分な成分が、１００ｋＨｚを中心とする成分の振幅の７．８ｄＢ又は好適には１０．８ｄＢより小さい振幅を有するべきことを述べる場合、言葉“振幅比”は、対応する水平ライン３００の振幅に対応する単一の値の比に関する。しかしながら、いくつかの成分が平坦なトップ（平均における）を持たないため、前記振幅比の決定は、不正確になる。非線形ブリッジ周波数掃引は、前記成分のトップを実質的に平坦にし、これによって、振幅比の決定を容易にする。
【００５１】
特に、上述した“余分な成分”の振幅が、１００ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも７．８ｄＢ小さいことが好適である。特に、前記“余分な成分”の振幅を、１００ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも１０．８ｄＢ小さくする。このような減衰を、上記記載によって説明したようなフィルタ／イグナイタ２１０によって与えられる減衰と、前記ブリッジ周波数の周波数掃引によって与えられる減衰との組み合わせによって達成する。
【００５２】
図１７は、ブリッジ周波数掃引なしの、フィルタ／イグナイタ８６と逆のようなフィルタ／イグナイタ２１０を使用することによって結果として生じる電力スペクトルを示す。１００ｋＨｚにおける成分の振幅より約７．８ｄＢ小さい振幅レベルが“Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ（しきい値）”として望ましく、１００ｋＨｚにおける成分の振幅より約１０．８ｄＢ小さい振幅レベルが“（Ｓａｆｅ）安全”として望ましい。信号レベルによって複雑な波形の振幅を表すために、図１７ａに示す慣例を使用する。特に、図１７における“Ｓａｆｅ”又は“Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ”とラベル付けした水平ライン３００によって示す振幅レベルを、前記波形を経て延在する水平ライン３００と比較すべきである。したがって、ブリッジ周波数掃引のないフィルタ／イグナイタ２１０の使用は、前記余分な成分の振幅を十分に減少しない。より高次のフィルタ回路を、必要な減衰を与えるように設計することができるが、不必要な費用になるであろう。さらに、前記フィルタ／イグナイタ回路がより複雑になるにつれ、前記所望の電力周波数成分（図２ｂに示すような）の正確な再生に関する元のフィルタ／イグナイタ８６の所望の特徴を保持するのが困難になる。したがって、本発明によれば、ブリッジ周波数掃引をフィルタ／イグナイタ回路２１０と組み合わせて使用する。
【００５３】
他のブリッジ周波数掃引及びフィルタ／イグナイタ回路網構成を使用し、前記所望の結果を達成することもできることを理解すべきである。使用されるブリッジ周波数掃引及びフィルタ／イグナイタ回路網構成は、前記所望の電力周波数成分（図１７における１５０ｋＨｚ未満の成分）を正確に再生し、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を１５０ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも７．８ｄＢ小さく保つことが好ましい。前記周波数掃引及びフィルタ／イグナイタ回路網構成は、前記所望の電力周波数成分（図１７における１５０ｋＨｚ未満の成分）を正確に再生し、約１５０ｋＨｚを超える電力周波数の成分を１５０ｋＨｚにおける成分の振幅より少なくとも１０．８ｄＢ小さく保つことが最も好ましい。例えば、フィルタ／イグナイタ８６と、１０ｍｓにおける４５ｋＨｚから５５ｋｚまでのＦＭ掃引と同時に起こる５ｍｓ（ミリ秒）における３５０ｋＨｚから４５０ｋＨｚまでのブリッジ周波数掃引及びこれに続く５ｍｓにおける４５０ｋＨｚから３５０ｋＨｚまでのブリッジ周波数掃引との組み合わせは、前記所望の減衰を与える。フィルタ／イグナイタ回路２１０を使用した場合、前記掃引幅及びブリッジ周波数を減少させることができる。例えば、フィルタ／イグナイタ２１０と、１０ｍｓＦＭ掃引と同時に起こる５ｍｓ（ミリ秒）における２５０ｋＨｚから３２５ｋＨｚまでのブリッジ周波数掃引及びこれに続く５ｍｓにおける３２５ｋＨｚから２５０ｋＨｚまでのブリッジ周波数掃引との組み合わせは、前記所望の減衰を与える。
【００５４】
上記記載において説明した例において、前記掃引は時間において線形である。しかしながら、広く線形のブリッジ周波数掃引は、振幅において減少する限り、平坦なトップにならず、“傾いたトップ”を有する余分な成分を生じる。好適な平坦トップ成分の一例を、図１７ａにおいて示す成分によって示す。図１７ａに示す成分は、変調されているが、平均おいて、実質的に平坦なトップを有する。電圧スペクトルにおいて、前記ブリッジ周波数における掃引期間は、前記周波数範囲の上端より前記周波数範囲の下端においてあまり減衰されないため、前記傾いたトップは生じる。これは、フィルタ／イグナイタ８６又は２１０のいずれかの特性である。前記傾いたトップを実質的に除去するために、図１８ａの非線形ブリッジ周波数掃引を、フィルタ／イグナイタ回路１０と組み合わせて使用する。前記非線形ブリッジ周波数掃引は、フィルタ／イグナイタ回路１０と組み合わせて使用する場合、前記余分な電力スペクトル成分のピークすなわちトップ部分を実質的に平坦にする。図１８ａに示す非線形ブリッジ周波数掃引を、５ｍｓにおいて２５０ｋＨｚから３２５ｋＨｚまで線形に進み、次に５ｍｓにおいて３２５ｋＨｚから２５０ｋＨｚまで線形に進む掃引の代わりに使用する。図１８ａに示す非線形掃引は、より高い周波数におけるより、より低い周波数においてより高い掃引レート（Ｈｚ／ｓ）を有する。したがって、この掃引は、より高い周波数におけるより、より低い周波数において比較的短い時間をかける。結果として、より低い周波数における電力スペクトルは、より高い周波数における電力スペクトルの振幅より比較的小さい振幅のものになる。これは、フィルタ／イグナイタ回路２１０が前記電力スペクトルの振幅をより低い周波数において比較的より高くするという事実を補償する。したがって、前記最適ブリッジ周波数掃引とフィルタ／イグナイタ回路２１０との組み合わせは、上述したようにより低い周波数の振幅に対する反対の影響を打ち消し、実質的に平坦なトップを与える。
【００５５】
図１８は、上述した非線形掃引及びフィルタ／イグナイタ２１０によって得られた負荷電力スペクトルデータ３０２を示す。電力スペクトルデータ３０２のどの部分も、“Ｓａｆｅ”レベルを超えない。負荷電力スペクトルデータ３０２を、以下の状況に関して測定した。
ａ）バラストシステム２００を使用した。
ｂ）プリコンディショナ２０６をＤＣ電源として構成した。
ｃ）フィルタ／イグナイタ２１０は前に指定した成分値を使用した。
ｄ）ＰＷＭモジュール２３２を、ブリッジ周波数掃引能力を有するように特別に設計した。
ｅ）制御信号２３０及び２３４を関数発生器によって発生した。
ｆ）制御信号２３０は、１０ｍｓにおける５５ｋＨｚから４５ｋＨｚまでのＦＭ掃引を含む。
ｇ）制御信号２３４は、前記ＦＭ掃引と一致し、図１８ａに示すブリッジ周波数掃引を行う。
ｈ）５５０オーム抵抗を、前記ランプを表す負荷として使用した。
ｉ）５２８ボルトのバス電圧Ｖｂｕｓを使用し、前記負荷において７５Ｗの合計電力消費を生じさせた。
ｊ）“Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ”及び“Ｓａｆｅ”レベルを、図１７ａと組み合わせて説明したように解釈すべきである。
ｋ）前記スペクトルを滑らかにし、前記スペクトルを見ることを容易にするために、前記スペクトルを１ｋＨｚウィンドウについて平均した。
ｌ）結果として生じる電力振幅は、“Ｓａｆｅ”レベル未満である。
【００５６】
図１８に示すように、１５０ｋＨｚを超える電力スペクトル成分に関する予め決められた電力“Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ”を、約０．５７５ワットに選択する。前記“Ｓａｆｅ”電力レベルを、前記“Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ”電力レベルの半分に選択する。したがって、“Ｓａｆｅ”電力レベルを、バラストシステム２００を設計する設計基準として使用することができる。
【００５７】
比較の目的のため、図１８は、フィルタ／イグナイタ８６と２５０ｋＨｚの固定ブリッジ周波数との組み合わせに関する負荷電力スペクトルデータ３０４も示す。電力スペクトルデータ３０２と相違して、負荷電力スペクトルデータ３０４は“Ｓａｆｅ”レベルを超えないだけでなく、“Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ”レベルも超えない。
【００５８】
本発明の動作の主な好適実施例及びモードを、本明細書において説明した。しかしながら、ここで保護することを目的とする本発明は、開示した特定の形態に限定されると解釈されるべきではなく、これらの開示した特定の形態は、制限ではなく説明としてみなすべきである。種々の変更を、本発明の精神から逸脱することなく、当業者によって行うことができる。したがって、上述した詳細な説明を、事実上好例としてみなすべきであり、請求項において記載した本発明の範囲及び精神に対する制限としてみなすべきではない。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の一実施例による電子バラスト回路の図である。
【図２】ａ、ｂ及びｃは、図１のバラストシステムによって供給される振幅変調信号に関する周波数スペクトルを示す。
【図３】図１のバラストシステムの一実施例のブロック図である。
【図４】フルブリッジ回路として構成され図１のフィルタ／イグナイタ回路に接続した、図１に示すブリッジ回路を示す図である。
【図５】本発明の一実施例による非対称パルス幅変調スキームを説明する図である。
【図６】本発明の一実施例による対称パルス幅変調スキームを説明する図である。
【図７】本発明の一実施例による振幅変調に関する対称パルス幅変調スキームに対応する信号を説明する図である。
【図８】４５ｋＨｚ−５５ｋＨｚ周波数掃引を本発明の一実施例による２５０ｋＨｚブリッジ回路動作における固定５０ｋＨｚによって表す正規化された電圧スペクトルを示す。
【図９】４５ｋＨｚ−５５ｋＨｚ周波数掃引を本発明の他の実施例による５００ｋＨｚブリッジ回路動作における固定５０ｋＨｚによって表す正規化された電圧スペクトルを示す。
【図１０】本発明の一実施例によるパルス信号の比較を示す。
【図１１】本発明の一実施例によるアナログパルス信号対ディジタルパルス信号の比較を示す。
【図１２】本発明の一実施例による正規化電力スペクトルを示す。
【図１２ａ】図１及び図３のバラストシステムによって発生された、５００ｋＨｚまででこれを含む、結果として生じるランプ電力スペクトルを示す。
【図１３】本発明のバラストシステムの他の実施例のブロック図である。
【図１４】図１３のバラストシステムの一実施例である。
【図１５】本発明の一実施例による、フィルタ／イグナイタと組み合わせたフルブリッジカイロのある配置を示す。
【図１６】図１及び１３に示すフィルタ／イグナイタ回路に関する周波数に関する振幅応答を示す。
【図１７】図３及び１４に示すバラストシステムに関する正規化ランプ電力スペクトルを示す。
【図１７ａ】ランプ電力スペクトルにおいて代表的に生じるスペクトル成分を示す。
【図１８】ブリッジ回路周波数を２８７．５ｋＨｚ＋／−３７．５ｋＨｚによって規定される範囲内で掃引し、図１４に示すフィルタ／イグナイタ回路を使用した場合に図１４のバラストシステムから結果として生じるランプ電力を示す。
【図１８ａ】余分な電力スペクトル成分の応答を実質的に平坦にするのに使用されるブリッジ周波数掃引の一実施例である。
【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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