(57)【要約】【課題】共通モードノイズと基板及び電源からのノイズとに強い差動チャージポンプを提供すること。【解決手段】本発明は、特に位相比較器からの差動信号を受けるための第1の入力及び第2の反転入力と、当該第1の入力に入力される信号に従って第1の電流を生成するための第1の電流源手段と、当該第2の入力に入力される信号に従って第2の反転電流を生成するための第2の電流源手段と、当該第1及び第2の電流をそれぞれ出力するための第1の出力（OUT+）及び第2の出力（OUT-）とを含み、電流を生成するための、位相同期ループを含んでいるチューニングシステムに特に用いられる差動チャージポンプに関する。更に、この差動チャージポンプは、当該第1の出力（OUT+）に共通モード電流を更に給電するための第1の制御可能な共通モード電流源手段と、当該第2の出力（OUT-）に共通モード電流を更に給電するための第2の制御可能な共通モード電流源手段と、共通モード電流を当該第1及び第2の電流源手段によって生成される電流にそれぞれ実質的に等しくするために、当該第1及び第2の共通モード電流源手段を制御するための共通モード制御手段とを含む。
2005500783.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
特に位相比較器からの差動信号を受けるための第1の入力及び第2の反転入力と、
当該第1の入力に入力される信号に従って第1の電流を生成するための第1の電流源手段と、
当該第2の入力に入力される信号に従って第2の反転電流を生成するための第2の電流源手段と、
当該第1及び第2の電流をそれぞれ出力するための第1の出力（OUT+）及び第2の出力（OUT-）とを含み、
電流を生成するための、位相同期ループを含んでいるチューニングシステムに特に用いられる差動チャージポンプにおいて、
当該第1の出力（OUT+）に共通モード電流を更に給電するための第1の制御可能な共通モード電流源手段と、
当該第2の出力（OUT-）に共通モード電流を更に給電するための第2の制御可能な共通モード電流源手段と、
共通モード電流を当該第1及び第2の電流源手段によって生成される電流にそれぞれ実質的に等しくするために、当該第1及び第2の共通モード電流源手段を制御するための共通モード制御手段とを含むことを特徴とする差動チャージポンプ。
【請求項２】
供給電圧を供給するための供給電圧手段を含んでいる請求項1に記載の差動チャージポンプにおいて、
当該共通モード制御手段は、当該第1及び第2の出力（OUT+、OUT-）の共通モード電圧が、当該供給電圧の実質的に半分とされる条件の下で、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段を制御することを特徴とする差動チャージポンプ。
【請求項３】
当該第1及び第2の出力（OUT+、OUT-）の出力共通モード電圧を検知するための複数の第1の共通モード電圧検知手段を含み、
当該各第1の共通モード電圧検知手段から出力される信号及び出力（OUT+、OUT-）の共通モード電圧を示す信号が当該共通モード制御手段に入力されることを特徴とする請求項2に記載の差動チャージポンプ。
【請求項４】
当該共通モード制御手段は、当該第1及び第2の出力（OUT+、OUT-）の共通モード電圧が当該第1及び第2の入力の共通モード電圧に実質的に等しくされるという条件の下で、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段を制御することを特徴とする上記請求項の少なくともいずれか1つに記載の差動チャージポンプ。
【請求項５】
当該第1及び第2の入力の入力共通モード電圧を検知するための複数の第2の共通モード電圧検知手段を含み、
当該各第2の共通モード電圧検知手段から出力される信号及び入力の共通モード電圧を示す信号が当該共通モード制御手段に入力されることを特徴とする請求項3又は4に記載の差動チャージポンプ。
【請求項６】
当該第1の入力に通じている経路に接続されたベース、及び当該第1の出力（OUT+）に通じている経路を規定しているエミッタ-コレクタ経路を有する第1のトランジスタと、
当該第2の入力に通じている経路に接続されたベース、及び当該第2の出力（OUT-）に通じている経路を規定しているエミッタ-コレクタ経路を有する第2のトランジスタとを少なくとも有している差動電流増幅手段を更に含んでいる差動チャージポンプにおいて、
当該共通モード制御手段は、共通モード電流を当該第1及び第2のトランジスタのエミッタ-コレクタ経路を流れている電流に実質的に等しくするために、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段を制御することを特徴とする請求項4又は5に記載の差動チャージポンプ。
【請求項７】
当該第1の入力に通じている経路に接続されたベース、及び当該第1の出力（OUT+）に通じている経路を規定しているエミッタ-コレクタ経路を有する第1のトランジスタと、
当該第2の入力に通じている経路に接続されたベース、及び当該第2の出力（OUT-）に通じている経路を規定しているエミッタ-コレクタ経路を有する第2のトランジスタとを少なくとも有している差動電流増幅手段を更に含んでいる差動チャージポンプにおいて、
当該第1及び第2のトランジスタの前記エミッタ又はコレクタの共通モード電圧は、当該第1及び第2のトランジスタのベースの共通モード電圧に実質的に等しいことを特徴とする請求項4から6の少なくともいずれか1つに記載の差動チャージポンプ。
【請求項８】
当該第1及び第2の出力（OUT+、OUT-）を当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段にそれぞれ結合しており、当該第1及び第2の共通モード電流源手段によって生成される共通モード電流を互いに実質的に等しくするためのダイナミックエレメント一致手段を含み、
当該各ダイナミックエレメント一致手段は、当該第1の制御可能な共通モード電流源手段に接続されている第1の入力と、当該第2の制御可能な共通モード電流源手段に接続されている第2の入力と、当該第1の出力（OUT+）に通じている経路に接続されている第1の出力と、当該第2の出力（OUT-）に通じている経路に接続されている第2の出力とを含んでいることを特徴とする請求項1から7の少なくともいずれか1つに記載の差動チャージポンプ。
【請求項９】
それぞれ、前記各電流を統合する出力フィルタ手段を含む請求項1から8の少なくともいずれか1つに記載の差動チャージポンプ。
【請求項１０】
バイアス電圧が印加されるベース、及び当該ダイナミックエレメント一致手段の第1の出力を当該第1の出力（OUT+）に結合しているエミッタ-コレクタ経路を有する第1のカスコードトランジスタと、
バイアス電圧が印加されるベース、及び当該ダイナミックエレメント一致手段の第2の出力を当該第2の出力（OUT-）に結合しているエミッタ-コレクタ経路を有する第2のカスコードトランジスタとを含み、
当該第1及び第2のカスコードトランジスタは、当該当該ダイナミックエレメント一致手段から当該出力フィルタ手段を絶縁していることを特徴とする請求項8又は9に記載の差動チャージポンプ。
【請求項１１】
当該第1のカスコードトランジスタのベースに印加される当該バイアス電圧は、当該第2のカスコードトランジスタのベースに印加される当該バイアス電圧に等しいことを特徴とする請求項10に記載の差動チャージポンプ。
【請求項１２】
当該第1及び第2のカスコードトランジスタは、MOSトランジスタであり、特にPMOSトランジスタであることを特徴とする請求項10又は11に記載の差動チャージポンプ。
【請求項１３】
複数の出力バッファ手段を含むことを特徴とする請求項1から12の少なくともいずれか1つに記載の差動チャージポンプ。
【請求項１４】
当該各出力バッファ手段は、当該各出力フィルタ手段と当該各出力との間に結合されていることを特徴とする請求項4又は5に記載の差動チャージポンプ。
【請求項１５】
上記請求項の少なくともいずれか1つに記載の差動チャージポンプを含んでいるクロック再生回路。
【請求項１６】
周波数同期ループと位相同期ループとの両方を形成する制御可能な発振手段を含んでいる請求項15に記載のクロック再生回路。
【請求項１７】
光ファイバーチャンネルに連結されるセンサからの入力信号を入力するための入力部と、
リファレンス信号として前記入力信号を入力する前記入力部に連結される請求項5又は6に記載のクロック再生回路と、
前記クロック再生回路及び前記入力部に接続されており前記入力信号 と当該クロック再生回路からの出力信号とに応じたディジタル出力信号を生成するためのデータ再生回路と、
前記ディジタル出力信号を出力するための出力部とを備える光ファイバーチャンネルのためのレシーバー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に、第1の入力及び第2の反転入力を含んでおり、電流を生成するための、位相同期ループを含んでいるチューニングシステムに用いるための差動チャージポンプに関し、特に、第1の入力に入力される信号に従って第1の電流を生成するための第1の電流源手段と、第2の入力に入力される信号に従って第2の電流を生成するための第2の電流源手段と、当該第1及び第2の電流をそれぞれ出力するための第1の出力及び第2の出力とを有する、位相比較器から差動信号を受けるための差動チャージポンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
差動チャージポンプは、例えば、大きなチューニングレンジを有する(Sonet/SDHアプリケーション)位相同期ループ（以下、「PLL」と称する。）を含むチューニングシステムで使用される。この場合、好ましい適用例は、データ・クロック再生（DCR）機能である。しかしながら、このような差動チャージポンプは、線形フェイズ検知器との関係では、如何なるタイプのチューニングシステムにおいても使用することが出来るので、上記のような実施によって、このような差動チャージポンプの適用の一般性が損なわれることはない。
【０００３】
PLLのもとでは、位相検知器(PD)は、差動チャージポンプの入力を差動的に駆動する。チャージポンプは、線形モードで駆動しなければならないので、これを、線形タイプ又はバンバン(bang-bang)タイプとすることが出来る。バンバン位相検知器を使用するときには、差動チャージポンプの入力パルスは、矩形波信号であり、かつ差動チャージポンプによって線形に増幅される。
【０００４】
特許文献1には、低域通過フィルタネットワークと、低域通過フィルタの2個の所定のノードに実質上連続した態様で同じ電流を注入する同一の2個の電流ジェネレータと、各々が電流を引き出すことが可能な、当該ノードに接続されているスイッチング制御される同一の2対の電流ジェネレータとを備えた差動チャージポンプが開示されている。これらの2対の各々を形成するこれら2個のジェネレータは、一対の制御信号のうちの一方と、制御信号の当該対の他方の反転信号とによってそれぞれ制御される。4個のスイッチ制御されるジェネレータを、すべて同じタイプとしても良い。低域通過フィルタの2個のノードに同じ電流を連続的に注入するために使用される2個の電流ジェネレータは、共通のフィードバックループによって制御される。低域通過フィルタネットワークは、スイッチング制御された電流ジェネレータによって充電しかつ放電させることが出来る。
【０００５】
特許文献2には、回路帯域幅を広げることによって、PLL回路のスイッチング時間を減少させることが出来る、チャージポンプのノイズを除去するPLL回路が開示されている。チャージポンプは、PLL回路の中で電圧制御発振器(VCO)を駆動するために、共通に使用される。回路帯域幅を広げることは、チャージポンプが発生元であるノイズを増大させる。このようなチャージポンプによるノイズを減少させるために、チョッパー安定装置回路が、十分に高い周波数までノイズを変調し、その結果、低域通過フィルタにより変調されたノイズがフィルタ除去される。
【０００６】
特許文献3には、チャージポンプ回路内のコンデンサーをチャージまたは放電することにより生成された制御信号によって制御される電圧制御発振器（VCO）を含む位相同期された可変周波数発振器の構成が、開示されている。チャージポンプ回路は、VCO出力の位相を検知する位相検知器からのアップ又はダウンコマンド信号によって駆動される電流源を含んでいる。各コマンド信号が同時にアクティブな場合には、論理ゲート回路は、電流源の電流の上昇時間に適合化されている遅延素子を介して、位相検知器にリセットパルスを供給する。この遅延素子は、電流源を構成するトランジスタのうちの一方と一対のスイッチ群を形成するトランジスタを含んでいる。リセット信号は、このようなトランジスタの電流が、論理ゲート回路によりターンオンされ、その通常電流の選択された部分に到達したときに、生成される。
【０００７】
さらに、上述されたものと同様の態様のチャージポンプを含むPLL回路は、特許文献4、特許文献5及び特許文献6に示されている。
【０００８】
既述のように、差動チャージポンプは、差動の実施により、大きな振幅が可能になるので、速度が重要な役割を果たす、高速チューニングシステムに好適に用いることができる。しかしながら、共通モードノイズと基板及び電源からのノイズが発生することが問題である。
【０００９】
【特許文献１】
欧州特許出願公開第0718978号
【００１０】
【特許文献２】
米国特許第6,111,470号
【特許文献３】
米国特許第5,485,125号
【特許文献４】
米国特許第5,534,823号
【特許文献５】
米国特許第5,943,382号
【特許文献６】
米国特許第5,113,152号
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の目的は、共通モードノイズと基板及び電源からのノイズとに強い差動チャージポンプを提供することである。
【００１２】
本発明の上記の及び他の目的を達成するために、
特に位相比較器からの差動信号を受けるための第1の入力及び第2の反転入力と、
当該第1の入力に入力される信号に従って第1の電流を生成するための第1の電流源手段と、
当該第2の入力に入力される信号に従って第2の反転電流を生成するための第2の電流源手段と、
当該第1及び第2の電流をそれぞれ出力するための第1の出力及び第2の出力とを含み、
電流を生成するための、位相同期ループを含んでいるチューニングシステムに特に用いられる差動チャージポンプにおいて、
当該第1の出力に共通モード電流を更に給電するための第1の制御可能な共通モード電流源手段と、
当該第2の出力に共通モード電流を更に給電するための第2の制御可能な共通モード電流源手段と、
共通モード電流を当該第1及び第2の電流源手段によって生成される電流にそれぞれ実質的に等しくするために、当該第1及び第2の共通モード電流源手段を制御するための共通モード制御手段とを含むことを特徴とする差動チャージポンプが提供される。
【００１３】
本発明の構成の差動チャージポンプは、共通モードのノイズと基板及び電源からのノイズとに強く、共通モード回路は、1/fノイズの減少に起因するノイズ特性が低い。特に、本発明の差動チャージポンプは、オフセットの補償が達成されるので、バースト・データアプリケーションに対して有効である。PLL装置において実施する場合には、本発明は、この場合にもやはりPLLの残余位相ノイズを低下させることに有用である、VCOのゲイン定数を低下させる、効果を持って、出力のダブルスイングを可能とする。
【００１４】
本発明の更に好都合な実施例は、従属クレームにおいて規定される。
【００１５】
本発明の実施例では、共通モード制御手段は、当該第1及び第2の出力の共通モード電圧が当該供給電圧の実質的に半分にされる条件の下で、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段を制御する。この実施例は、出力のダブルスイングを可能にするための好適な構成を含む。
【００１６】
上記の好ましい実施例の場合、当該第1及び第2の出力の出力共通モード電圧を検知するための第1の共通モード電圧検知手段を備え、前記各出力の当該第1の共通モード電圧から出力される信号及び出力の共通モード電圧を示す信号が、当該共通モード制御手段に入力されることが好ましい。
【００１７】
更なる本発明の好ましい実施例によれば、共通モード制御手段は、当該第1及び第2の出力の共通モード電圧が当該第1及び第2の入力の共通モード電圧に実質的に等しくされる条件の下で、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段を制御する。このような条件は、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段によって生成される共通モード電流を、当該第1及び第2の電流源手段によって生成される電流に等しくさせるために非常に好都合である。
【００１８】
上述の直近の実施例の場合、付加的に、上述の第1の共通モード電圧検知手段と、当該第1及び第2の入力の入力共通モード電圧を検知するための第2の共通モード電圧検知手段とを備え、当該第2の共通モード電圧から出力される信号及び入力の共通モード電圧を示す信号が、当該共通モード制御手段にも入力されることが好ましい。
【００１９】
上述の直近の実施例は、更に、当該第1の入力に通じている経路に接続されたベース、及び当該第1の出力に通じている経路を規定しているエミッタ-コレクタ経路を有する第1のトランジスタと、当該第2の入力に通じている経路に接続されたベース、及び当該第2の出力に通じている経路を規定しているエミッタ-コレクタ経路を有する第2のトランジスタとを少なくとも備えている差動電流増幅手段を含み、共通モード制御手段は、共通モード電流を当該第1及び第2のトランジスタのエミッタ-コレクタ経路の中を流れている電流にそれぞれ実質的に等しくするために、当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段を制御する。更に、又はそれに代えて、当該第1及び第2のトランジスタのエミッタ又はコレクタの共通モード電圧を、当該第1及び第2のトランジスタのベースの共通モード電圧に実質的に等しくする。
【００２０】
更なる好ましい実施例は、当該第1及び第2の出力を当該第1及び第2の制御可能な共通モード電流源手段にそれぞれ結合しており、当該第1及び第2の共通モード電流源手段によって生成される共通モード電流を互いに実質的に等しくするためのダイナミックエレメント一致手段を含み、当該各ダイナミックエレメント一致手段は、当該第1の制御可能な共通モード電流源手段に接続されている第1の入力と、当該第2の制御可能な共通モード電流源手段に接続されている第2の入力と、当該第1の出力に通じている経路に接続されている第1の出力と、当該第2の出力に通じている経路に接続されている第2の出力とを含んでいることを特徴とする。このようなダイナミックエレメント一致手段を備えることは、1/fノイズ及びオフセットを最小にする、非常に都合のよい方法として有用である。この実施例の更なる利点には、ダイナミックエレメント一致手段を、信号に影響を及ぼさないように、信号経路に設けなくてもよくなるということがある。
【００２１】
さらにまた、それぞれ、各電流を統合する出力フィルタ手段を備えることができる。
【００２２】
上述の直近の各実施例の両方を組み合わせると、次のような、第1のカスコードトランジスタと、第２のカスコードトランジスタとが得られる。この第1のカスコードトランジスタにおいては、ベースにバイアス電圧が印加され、かつエミッタ-コレクタ経路が、当該ダイナミックエレメント一致手段の第1の出力を当該第1の出力に結合している。この第2のカスコードトランジスタにおいては、ベースにバイアス電圧が印加され、かつエミッタ-コレクタ経路が、当該ダイナミックエレメント一致手段の第2の出力を当該第2の出力に結合している。さらに、当該第1及び第2のカスコードトランジスタは、当該ダイナミックエレメント一致手段から当該出力フィルタ手段を絶縁している。このようなカスコードトランジスタを用いると、出力フィルタ手段に起因して余分に減衰する擬似信号のローカルフィルタリング（特に、ローパスフィルタリング）が容易になる。
【００２３】
通常、当該第1のカスコードトランジスタのベースに印加されるバイアス電圧は、当該第2のカスコードトランジスタのベースに印加されるバイアス電圧に等しい。当該第1及び第2のカスコードトランジスタは、MOSトランジスタ、特にPMOSトランジスタであることが好ましい。
【００２４】
インピーダンスを高くし、かつ、寄生するローディング効果を少なくするために、出力バッファ手段を、出力フィルタ手段と出力との間に結合させることが可能であることが好ましい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
上記目的及び他の目的と、本発明の特徴は、添付図面を参照して好ましい実施例と関連する以下の説明により明白になるであろう。
【００２６】
図1は、本発明の好適な一実施形態の差動チャージポンプの原理回路図である。トランジスタQ13、Q11、Q9及びQ1は、第1の電流増幅レベルシフト回路を規定し、トランジスタQ14、Q12、Q10及びQ2は、第2の電流増幅レベルシフト回路を規定している。トランジスタQ13及びQ14のベースには、供給電圧VCCのおよそ半分である一定電圧VBIAS2にバイアス電圧がかけられる。トランジスタQ13のエミッタを第1の電流ソースIo(1+x)に接続する第1のノードは、第1の入力IN+を規定し、かつ、トランジスタQ14のエミッタを第2の電流ソースIo(1-x)に接続する第2ノードは、第2の反転入力IN-を規定する。
【００２７】
トランジスタQ13、Q11、Q9、Q1及びQ14、Q12、Q10、Q2は、それぞれ、トランス線形ループに接続されている。実際に、トランジスタQ13及びQ14には、前述したバイアス電圧VBIAS2と同じベース電圧がかけられるので、トランジスタQ13、Q11、Q9、Q1のベース−エミッタ電圧とトランジスタQ14、Q12、Q10、Q2のベース−エミッタ電圧には、それぞれ以下の関係式（1）（2）が成り立つ。
【００２８】
VBE13 + VBE9 = VBE11 + VBE1   …（1）
VBE14 + VBE10 = VBE12 + VBE2  …（2）
さらに、トランジスタQ13、Q11、Q9、Q1のコレクタ電流と、トランジスタQ14、Q12、Q10、Q2のコレクタ電流とには、それぞれ以下の関係式（3）（4）が成り立つ。
【００２９】
IC13× IC9 = IC11× IC1  …（3）
IC14× IC10 = IC12× IC2  …（4）
トランジスタQ11とQ9を流れる電流は等しいので、トランジスタQ1を流れる電流は、エミッタのサイズでスケーリングできる入力電流の複製となる。また、トランジスタQ12とQ10とを流れる電流が等しいので、トランジスタQ2を流れる電流は、エミッタのサイズでスケーリングできる第2反転入力電流の複製となる。したがって、Io(1+x)とIo(1-x)との入力差動電流は、トランジスタQ1とQ2によりそれぞれ決定される因数kによりトランジスタQ1及びQ2のコレクタで複製されかつスケーリングされる。
【００３０】
PMOSトランジスタM5、M6は、ダイナミックエレメント一致回路4から出力ループフィルタ2を分離する回路の利得を増大させるカスコードトランジスタとして機能する。出力ループフィルタ2は、ダイナミックエレメント一致回路4のスイッチングの結果により生成された偽信号をローカルフィルタでフィルタリングするために設けられている。
【００３１】
さらに、第1の出力OUT+と第2の反転出力OUT-との差動出力を、供給電圧VCCのほぼ半分の電圧である共通モード電圧として維持するための共通モード回路6も、設けられている。共通モード回路6は、この差動出力での共通モード電圧を測定し、かつPMOSトランジスタM5、M6のDC電流が、トランジスタQ1とQ2のコレクタ電流kIoに等しくなるまで、PMOSトランジスタM5、M6を流れるネット(netto)電流を調節する。
【００３２】
出力ループフィルタ2は、第1の出力OUT+と第2の反転出力OUT-とで差動的に適用されており、かつ例えば、電圧制御発振器（VCO）のチューニング・ポートに、差動出力信号を出力する前に、それをフィルタリングするローパスフィルタとして設けられることが好ましい。
【００３３】
図2は、更に詳細に、図1の共通モード回路の実施を示している差動チャージポンプの回路図である。それぞれが、およそ［VBIAS2 - VBE11¨及び［VBIAS2- VBE12¨の電圧である、トランジスタQ11及びQ12のエミッタの共通モード電圧が、それぞれ、MOSトランジスタM3及びM4によって検出される。MOSトランジスタM1、M3、M2及びM4の抵抗は、図1の共通モード回路6に含まれているトランジスタQ3、Q5、Q7、Q8、Q6及びQ4のベースの共通モード電圧が、一定で、かつ、Q11及びQ12のエミッタの共通モード電圧とほぼ同程度になるまで、調整されるであろう。
【００３４】
MOSトランジスタM9及びM8は、第1の出力OUT+と第2の反転出力OUT-との共通モード電圧を検出し、トランジスタQ5とQ6とのそれぞれに等しい電流を供給する。
【００３５】
さらに、バイアス電流IBIAS1を生成するためのトランジスタQ3及びQ4のエミッタにそれぞれ結合されているバイアス電流回路10及び12が、設けられている。更に、第1及び第2の共通モード電流源14及び16（図2の上部参照）が、バイアス電流IBIAS1を生成するために、かつ、その上、共通モード・バイアス電流IBIAS2を、差動出力OUT+/OUT-に給電するために、設けられている。バイアス電流IBIAS1及びIBIAS2は、定常状態では、出力共通モード電圧が、供給電圧VCCのおよそ半分、つまりVCC/2になるように選択される。
【００３６】
出力OUT+/OUT-の共通モード電圧が、その所望の電圧値（VCC/2）と異なる場合、その差分がMOSトランジスタM8及びM9によって増幅され、さらに、その差動が、バイアス電流IBAIAS2から減算される。PMOSトランジスタM5及びM6を流れるネット電流は、その差を正確に共通モード電圧に規制することが出来る。
【００３７】
トランジスタQ11とQ12のエミッタの共通モード電圧が、供給電圧VCCの半分、つまりVCC/2となるように、電圧VBIAS2を選ぶことによって、出力トランジスタQ11とQ12のコレクタ−ベース電圧がゼロレベルとなる。それによって、これらの有限の出力抵抗による、アーリー効果が最小になる。
【００３８】
ダイナミックエレメント一致回路4は、PMOSトランジスタM5とM6とを流れるネット電流の1/fノイズを減少させると同時に、そのオフセットも減少させる役割を果たす。ダイナミックエレメント一致回路4で、ループフィルタ2のカット周波数よりはるかに高い周波数で信号が変換される場合には、出力ループフィルタ2によってダイナミックエレメント一致回路4からの偽信号がフィルタ除去される。
【００３９】
差動チャージポンプの差動出力の如何なるオフセット電圧も、PLLの動作において静誤差として作用する場合に、VCOの周波数をシフトさせることになる。PLLの位相検知器に、バーストタイプの信号が印加される場合には、2個のバースト信号間の不活性期間が、VCOの周波数ドリフトに変換される。したがって、PLLは、周波数獲得プロセスを再開しなければならず、これには余分な時間が必要となる。このような状況では、ダイナミックエレメント一致回路4は、明らかに大きな効果をもたらす。1/fノイズが減少することは、PLLの出力での残存位相ノイズが減少することをも意味する。
【００４０】
差動の実行は、共通モードのノイズと、基板と電源からのノイズに強い。これにより、VCOの利得定数を減少させた状態で、出力でのダブルスイングが可能になり、これも、PLLの残存位相ノイズを減少させることになる。
【００４１】
光ファイバー通信の到来は、集積密度を高くすることと、既存のパッケージの熱特性の限界に対処するために、低電力でなければならない、完全に集積化された光学レシーバーをもたらした。通常、PLLを搭載したレシーバー側、データ・クロック再生ユニット(DCR)では、クロック情報を再生したり、再度入力されるデータの時間を計測することが必要である。
【００４２】
図3は、VCO 22を有するクロック再生回路20の好ましい具体例を示す図である。VCO22は、制御信号発生器24を含む周波数同期ループの一部を形成する。VCO22は、制御信号発生器24に結合されるチューニング・ポート22aを備える。制御信号発生器24は、水晶のようなリファレンス信号発生器26からリファレンス信号Srefを受ける。VCO22は、入力信号Sinとフィードバック信号Sbとの間の位相差を示す位相差信号Sdを生成する位相検知器28を有する位相同期ループの一部を形成する。フィードバック信号Sbは、分周器30によってVCO22の出力信号を分周することによって得られる。さらに図3に示すクロック再生回路20は、チャージポンプ40を含む。チャージポンプ40は、入力部で位相検知器28からの出力信号を受け、かつその出力が、VCO22のチューニング・ポート22bに接続されている低域フィルタ42に信号を出力する。
【００４３】
図4は、光ファイバーチャンネル52用のレシーバー50の好ましい具体例を示す図である。レシーバー50は、光ファイバーチャンネル52に接続されるセンサ54からの入力信号Sinを入力する入力部56を有する。図4に示すレシーバー50は、入力部56に結合されていて、入力信号Sinをリファレンス信号として処理する図3に示すクロック再生回路20を含む。データ再生回路58は、クロック再生回路20と入力部56とに結合されていて、かつ入力信号Sinに応じてディジタル出力信号Soutを生成する出力部60を有する。
【００４４】
図5は、位相同期ループと周波数同期ループを含むデータ・クロック再生ユニットのより好ましい具体例を示す図である。図5に示すデータ・クロック再生ユニットは、一方のVCOが、周波数同期ループの一部を形成していて、他方のVCOが、位相同期ループの一部を形成している、整合されたVCOを有する。さらに、図5に示すデータ・クロック再生ユニットは、2個のチャージポンプを有する。一方のチャージポンプCP1は、周波数同期ループに含まれていて、かつ他方のチャージポンプCP2は、位相同期ループに含まれている。さらにまた、図5に示すデータ・クロック再生ユニットは、複数の低域フィルタを有する。第1の低域フィルタLPF1は、周波数同期ループに含まれていて、かつ第2の低域フィルタLPF2は、位相同期ループに含まれている。
【００４５】
図3に示すクロック再生回路の低域フィルタ42、及び図5に示すデータ・クロック再生ユニットの低域通過フィルタLPF1及びLPF2は、図1，図2を用いて説明したようなチャージポンプの手段として既に示した低域通過フィルタであることは、留意すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の好適な具体例の差動チャージポンプの原理回路図である。
【図２】図1の共通モード回路の実施を示している差動チャージポンプの回路図である。
【図３】チャージポンプを含むクロック再生回路の好ましい具体例を示す図である。
【図４】図3のクロック再生回路を含む光ファイバーチャンネル用のレシーバーの好ましい具体例を示す図である。
【図５】データ・クロック再生ユニットの一層の好ましい具体例を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
2  出力ループフィルタ
4  ダイナミックエレメント一致回路
6  共通モード回路
14  第1の共通モードの電流源
16  第2の共通モードの電流源
Q1、Q2、Q9、Q10、Q11、Q12、Q13、Q14  トランジスタ
M5、M6   PMOSトランジスタ
20  クロック再生回路
22  VCO
22a, 22b  チューニング・ポート
24  制御信号発生器
26  リファレンス信号発生器
28  位相検知器
30  分周器
50  レシーバー
52  光ファイバーチャンネル
54  センサ
56  入力部
58  データ再生回路
60  出力部
CP2  チャージポンプ
LPF1  第1の低域フィルタ
LPF2  第2の低域フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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