(57)【要約】ＲＦ増幅器回路が、第１の入力端子、第２の入力端子及び出力端子を有するＲＦ増幅装置と、増幅されるべき入力ＲＦ信号Ｉを第１の入力端子に印加する手段と、スレッショルド信号Ｔを第２の入力端子に印加する手段とを備え、当該増幅装置は、Ｉの振幅の瞬時値がＴより大きいときブール代数の「１」値を与える高有限値を有し且つＩの振幅の瞬時値がＴより小さいときブール代数の「０」値を与える低有限値を有する出力信号Ｏを出力端子に生成するよう動作可能であり、スレッショルド信号が、その範囲の少なくとも一部分において出力信号Ｏの振幅と入力信号Ｉの振幅との間の関係を線形化するよう適合される要領で動的に変化される。ＲＦ増幅器回路は、線形性と高効率の組み合わせを有利に与えることができ、そしてＲＦ通信及び他の応用の電力増幅器に使用するのに適している。
2005519514.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力端子（Ｅ１）、第２の入力端子（Ｅ２）及び出力端子（Ｅ３）を有するＲＦ増幅装置と、
増幅されるべき入力ＲＦ信号Ｉを第１の入力端子に印加する手段と、
スレッショルド信号Ｔを発生し、当該スレッショルド信号Ｔを第２の入力端子に印加する手段と、を備えるＲＦ増幅器回路であって、
前記増幅装置は、Ｉの振幅の瞬時値がＴより大きいときブール代数の「１」値を与える高有限値を有し且つＩの振幅の瞬時値がＴより小さいときブール代数の「０」値を与える低有限値を有する出力信号Ｏを出力端子に生成するよう動作可能であり、
前記スレッショルド信号が、当該スレッショルド信号の範囲の少なくとも一部分において出力信号Ｏの振幅と入力信号Ｉの振幅との間の関係を線形化するよう適合される要領で動的に変化される、ＲＦ増幅器回路。
【請求項２】
スレッショルド信号Ｔを発生し印加する前記の手段は、非一定の伝達関数を、前記入力信号を表す信号に適用するよう動作可能である請求項１記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項３】
前記ＲＦ増幅器回路が増幅するよう動作可能である信号の平均動作周波数の少なくとも５倍の帯域幅、好ましくは少なくとも１０倍の帯域幅を有する請求項１又は２記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項４】
前記出力端子が、出力信号Ｏの中の基本周波数波より高い高調波をフィルタリングして除去するよう動作可能であるロー・パス・フィルタに接続されている請求項１から３のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項５】
スレッショルド信号Ｔが、一定の符号を有する可変信号であるよう制御される請求項１から４のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項６】
スレッショルド信号Ｔが、動作において、前記増幅装置への印加の前に前記入力信号をサンプリングすることにより得られる入力信号Ｉの関数として動的に変化され、
スレッショルド信号Ｔを発生する前記の手段が、前記のサンプリングされた入力信号Ｉからスレッショルド信号Ｔの少なくとも一部分を導出する手段を含むフィードフォワード・ループを含む
請求項１から５のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項７】
スレッショルド信号Ｔが、動作において、更なる処理後であってよいときに前記増幅装置により生成された出力信号Ｏをサンプリングすることにより得られる出力信号Ｏの関数として動的に変化され、
スレッショルド信号Ｔを印加する前記の手段が、前記のサンプリングされた出力信号Ｏから少なくとも一部導出された信号をスレッショルド信号Ｔとして与える手段を含むフィードバック・ループを含む
請求項１から６のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項８】
スレッショルド信号Ｔを与える前記の手段が、前記のサンプリングされた信号の包絡線と関連付けられた信号を前記のサンプリングされた信号から生成するよう動作可能である請求項１から７のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項９】
スレッショルド信号Ｔを発生する前記の手段が、入力信号Ｉを生成するため与えられた変調情報から１つの形式の入力信号Ｉを計算するよう動作可能なディジタル信号プロセッサを含む請求項１から８のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１０】
前記ＲＦ増幅器回路が、入力信号Ｉを形成するため変調で使用の変調情報を生成し、且つ当該変調情報を用いて計算を実行してスレッショルド信号Ｔの少なくとも一部分を導出するよう動作可能なディジタル信号プロセッサを含む請求項１から９のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１１】
スレッショルド信号Ｔを発生する前記の手段が、
（ｉ）サンプリングされる信号のピークの値を測定し且つピーク包絡線信号を生成するよう動作可能である信号ピーク・モニタと、
（ｉｉ）ピーク包絡線信号をディジタル化するよう動作可能であるアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、
変換関数を前記のディジタル化された包絡線信号に適用するよう動作可能であるディジタル信号プロセッサと、
前記ディジタル信号プロセッサにより生成された前記のディジタルに変換された信号をスレッショルド信号Ｔ又はその成分として使用するのに適した波形に戻すよう変換するよう動作可能であるディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器と
を含む請求項１から１０のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１２】
スレッショルド信号Ｔを発生する前記の手段がまた、処理される信号を増幅して可変スレッショルド信号Ｔを生成するための１つ又は複数の増幅器を含む請求項１１記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１３】
スレッショルド信号Ｔを発生する前記の手段が、比例、微分及び積分制御を適用してスレッショルド信号Ｔを生成するよう動作可能である請求項１から１２のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１４】
スレッショルド信号Ｔを発生する前記の手段が、伝達関数の適用の前及び後でスレッショルド信号Ｔの対応する値を格納するメモリに保持されたルックアップ・テーブルの使用により前記伝達関数を前記のモニタリングされた信号に適用するよう動作可能である請求項１から１３のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１５】
入力信号Ｉの振幅に対する出力信号Ｏの振幅のプロットが当該プロットの範囲の少なくとも９０％にわたり線形である請求項１から１４のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１６】
前記ＲＦ増幅器回路に用いられた前記増幅装置は、動作において、入力信号Ｉ及びスレッショルド信号Ｔが一緒に別々の入力端子を介して印加されて前記増幅装置の単一の電極で組み合わされるように変更されたＣ級形態で構成されている請求項１から１５のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１７】
前記増幅装置が、固体増幅装置から成る請求項１から１６のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１８】
動作において、スレッショルド信号Ｔが、可変バイアスとして前記増幅装置に印加されるか、又は入力信号Ｉと前記増幅装置への入力で組み合わされる請求項１から１７のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項１９】
前記ＲＦ増幅器回路が、相互に直列又は並列に接続された２又はそれより多くの増幅装置を含む請求項１から１８のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路。
【請求項２０】
請求項１から１９のいずれか一項に記載のＲＦ増幅器回路を含むＲＦ通信送信機。
【請求項２１】
請求項２０記載のＲＦ通信送信機であって、移動通信システムに使用のため移動局又は送受信機基地局に組み込まれるＲＦ通信送信機。
【請求項２２】
請求項２１記載のＲＦ通信送信機であって、位相変調されたＲＦ信号を用いるため動作可能である移動通信システムに使用の移動局又は送受信機基地局に組み込まれるＲＦ通信送信機。
【請求項２３】
請求項２２記載のＲＦ通信送信機であって、ＴＥＴＲＡ標準に従って動作可能な移動通信システムに使用の移動局又は送受信機基地局に組み込まれるＲＦ通信送信機。
【請求項２４】
請求項２３記載のＲＦ通信送信機であって、前記ＲＦ増幅器回路が線形応答を少なくとも７０ｄＢの出力信号強度範囲で与えるよう動作可能であるＲＦ通信送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［発明の分野］
本発明は、増幅器回路、及びその増幅器回路を、送信機、特にＲＦ通信送信機のようなＲＦ（無線周波数）回路に使用することに関する。詳細には、本発明は、そのようなＲＦ送信機又は送受信機装置に使用のＲＦ電力増幅器回路に関する。
【０００２】
［発明の背景］
ＲＦ送信機に用いられるＲＦ発生器のような多くのＲＦ発生器は、電力増幅器回路を含む。そのような回路は、例えば、通信送信機に用いられて、ＲＦアンテナのような関連の放射装置による外部送信のための変調されたＲＦ搬送波信号を増幅し得る。そのような回路は、多くの場合、入力の線形関数である出力を与える応答の実質的な線形性を有することを要求される。Ａ級形態で動作する回路、また一部の応用ではＡＢ級形態で動作する回路が、線形性を与えるため広く用いられている。しかしながら、そのような回路は、非効率であり、その結果として比較的大きい入力電力量を、特に高電力出力応用で浪費している。代わりに、Ｃ級形態で動作する増幅器回路が、電力増幅器として用いられ得る。Ｃ級形態は、正弦波ＲＦ入力から生成されるほぼ方形波形の形式である出力信号を与える。そのような増幅器回路は、Ａ級回路及びＡＢ級回路より良い効率を有するが、しかし不都合なことに非常に非線形である。従って、Ｃ級増幅器回路は、複雑な線形変調形式を必要とする最近の通信応用では商業的に用いられていない。
【０００３】
［発明の概要］
第１の局面における本発明に従って、第１の入力端子、第２の入力端子及び出力端子を有するＲＦ増幅装置と、増幅されるべき入力ＲＦ信号Ｉを第１の入力端子に印加する手段と、スレッショルド信号Ｔを発生し、当該スレッショルド信号Ｔを第２の入力端子に印加する手段と、を備えるＲＦ増幅器回路であって、前記増幅装置は、Ｉの振幅の瞬時値がＴより大きいときブール代数の「１」値を与える高有限値を有し且つＩの振幅の瞬時値がＴより小さいときブール代数の「０」値を与える低有限値を有する出力信号Ｏを出力端子に生成するよう動作可能であり、前記スレッショルド信号が、当該スレッショルド信号の範囲の少なくとも一部分において出力信号Ｏの振幅と入力信号Ｉの振幅との間の関係を線形化するよう適合される要領で動的に変化される、ＲＦ増幅器回路が提供される。
【０００４】
好ましくは、前記増幅装置が、増幅するよう動作可能である信号の平均動作周波数の少なくとも５倍の帯域幅、好ましくは少なくとも１０倍の帯域幅を有する。
スレッショルド信号Ｔは、適宜増幅装置で入力信号Ｉと組み合わされ、その組み合わせで、以下でより詳細に説明される線形応答を与え得る可変信号であり得る。代替として、スレッショルド信号Ｔが、可変バイアス信号として増幅装置に印加され得る。
【０００５】
スレッショルド信号Ｔが、動作において、例えば、増幅装置への印加の前に入力信号をサンプリングすることにより得られる入力信号Ｉの関数として動的に変化され得る。スレッショルド信号Ｔを印加する上記の手段が、この場合、サンプリングされた入力信号Ｉから少なくとも一部導出された信号を発生する手段を、スレッショルド信号Ｔを発生する上記の手段として含むフィードフォワード・ループを備え得る。
【０００６】
代替として、又は更に、スレッショルド信号Ｔが、動作において、例えば、更なる処理後、例えばフィルタリングした後であってよいときに、前記増幅装置により生成された出力信号Ｏをサンプリングすることにより得られる出力信号Ｏの関数として動的に変化される。スレッショルド信号Ｔを印加する上記の手段が、上記のサンプリングされた出力信号Ｏから少なくとも一部導出された信号を発生する手段を、スレッショルド信号Ｔを発生する上記の手段として含むフィードバック・ループを備える。
【０００７】
スレッショルド信号Ｔが入力信号Ｉ及び／又は出力信号Ｏから導出される場合、スレッショルド信号Ｔは、関連の信号をサンプリングし、且つスレッショルド信号Ｔ又はその成分として、モニタリングされた信号の包絡線と関連付けられる信号を導出することにより提供され得る。例えば、スレッショルド信号Ｔは、変化するモニタリングされた信号の振幅ピーク又はその自乗平均振幅のプロフィールから導出され得る。
【０００８】
本発明の更に代替実施形態においては、スレッショルド信号Ｔは、以下のように動作可能な構成で発生され得る。入力信号Ｉの振幅の変動は、当該入力信号Ｉを形成するため変調器においてＲＦ搬送波信号へ適用される変調信号の適用から結果として生じ得る。変調信号は、変調器において既知の要領で、通信されるべき入力情報、例えば、ディジタル信号プロセッサからの出力として生成されるディジタル情報を要求される変調に変換することにより発生され得る。変調信号は、例えば、搬送波信号のディジタル位相偏移変調を含み得る。位相偏移変調は、例えば、既知のＤＱＰＳＫ（差動４相シフト・キーイング）方法で与えられ得る。スレッショルド信号Ｔは、変調情報、又は変調信号に変換されるべき情報、例えばディジタル（バイディジタル（ｂｉｄｉｇｉｔａｌ）を含む。）情報から導出される信号であり得る。従って、スレッショルド信号Ｔは、ディジタル信号プロセッサの出力から導出され得て、ディジタル信号プロセッサはまた、変調器への印加のための出力を生成する。
【０００９】
スレッショルド信号Ｔは、変調信号に適用された適切な数学的演算による入力信号Ｉの振幅プロフィール、又は例えばディジタル信号プロセッサから変調信号を生成するため用いられた情報の振幅プロフィールに対応するよう計算された振幅プロフィールを有し得る。入力信号Ｉを生成するため用いられた印加された変調信号の関数、又は情報例えばディジタル情報の関数としての入力信号Ｉの振幅プロフィールは、所与の変調信号から結果として生じる振幅プロフィールが一般に既知の関数であるので、計算することができる。代替として又は更に、測定を訓練する（ｔｒａｉｎｉｎｇ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）こと、例えば、ニューラル・ネットワーク関数を用いることは、入力振幅から、適用された変調情報の関数、又は変調情報に変換されたディジタル情報の関数として作られることができる。
【００１０】
送受信機構成においては、前述した要領で発生された変調された信号は、最初にベースバンド周波数信号であり得て、当該ベースバンド周波数信号は、入力信号Ｉを生成するためアップコンバータによりＲＦに変換される。この場合所与の変調信号から結果として生じる計算された振幅関数は、アップコンバージョン（低い周波数から高い周波数に変換する）・ステップを考慮に入れるであろう。
【００１１】
数学的演算の適用は、本明細書でオペレータ（演算器）と呼ばれる装置により実行される。制御設計の技術で知られているように、オペレータへ印加される所与の入力信号から出力信号を生成するためオペレータにより適用される数学的演算又は関数は、伝達関数として知られている。本発明の上記実施形態においては、各ケースで用いられるオペレータは、例えば、後で更に説明されるように、特定の適切な伝達関数を特定の入力信号Ｉに適用して特定のスレッショルド信号Ｔを生成するよう選択される。
【００１２】
そのようなオペレータを提供するため用い得る装置は、それ自体既知である。一般的に、そのような装置は、伝達関数を実行する信号プロセッサ、例えば、ディジタル信号プロセッサを含み得る。オペレータはまた、（ｉ）サンプリングされる信号のピークの値を測定し、且つピーク包絡線信号を生成する信号ピーク・モニタと、（ｉｉ）信号プロセッサへの印加のためそのピーク包絡線信号をディジタル化するアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、信号プロセッサにより生成されたディジタル変換された信号をスレッショルド信号Ｔとしての使用に適した波形に戻すよう変換するディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器とを含み得る。オペレータはまた、可変のスレッショルド信号Ｔを生成するため処理される信号を増幅する１つ又は複数の増幅器を含み得るか、又はその１つ又は複数の増幅器と関連して用いられ得る。
【００１３】
オペレータは、代替として、適切な伝達関数又はその近似を与えるアナログ装置であることができるであろう。
オペレータへの入力が信号プロセッサにより生成され且つ変調器に印加される信号を含む本発明の実施形態においては、オペレータの信号プロセッサ機能は、同じ信号プロセッサにより提供され得る。
【００１４】
上記実施形態のいずれかにおいては、伝達関数がオペレータにより、モニタリングされた信号に適用されて、スレッショルド信号Ｔを生成する場合、伝達関数は、当該伝達関数の適用の前及びその後に当該信号の対応する値を格納するメモリに保持されるルックアップ・テーブルの使用により適用され得る。ルックアップ・テーブルに関して格納された対応の値は、既知の理論から計算され、及び／又は測定、例えば、訓練モードで獲得され得る。メモリは、変調器に印加される出力情報を生成するため用いられる信号プロセッサの一部を形成し得る。
【００１５】
可変入力信号について所定の数学的演算を伝達関数として実行するため事前プログラムされ得るディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）は、それ自体知られている。本発明の文脈で使用のそのような数学的演算の例は、後で説明される。
【００１６】
オペレータは、代替として、適切な伝達関数又はその近似を与えるアナログ装置であることができるであろう。
伝達関数オペレータにより適用された数学的演算は、ＲＦ増幅器で入力ＲＦ信号振幅値と組み合わされた又はそれと比較されたときＲＦ増幅器に或る振幅を有する出力信号Ｏを生成させる可変のスレッショルド信号Ｔ値を与える数学的演算であり、上記或る振幅は、入力ＲＦ信号Ｉの振幅値ａの関数としてプロットされた場合当該プロットの少なくとも一部で実質的に線形であり又は線形に近い。好ましくは、プロットは、そのプロットの範囲の少なくとも８０％にわたり、望ましくは少なくとも９０％にわたり線形である。これは、従来の要領で動作されたとき非常に非線形のプロットを与える従来のＣ級増幅器形態とは対照的である。
【００１７】
本発明の第１の局面に従った回路に用いられる増幅装置は、入力信号Ｉ及びスレッショルド信号Ｔが一緒に別々の入力端子を介して印加されて、増幅装置の単一の電極で組み合わされるように変更されたＣ級形態で構成されている増幅装置から成り得る。増幅装置は、バイポーラ形式又は電界効果（ＪＦＥＴ又はＭＯＳＦＥＴ）形式であり得るトランジスタのような固体増幅装置を含み得る。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化半導体電界効果トランジスタ）を用いる場合、入力信号Ｉとスレッショルド信号Ｔとは、そのトランジスタのゲート電極で組み合わされ得る。出力信号Ｏは、そのドレーン電極から抽出され得る。トランジスタがバイポーラ接合トランジスタの形式である場合、入力信号Ｉとスレッショルド信号Ｔとは、そのトランジスタのベースで組み合わされ得て、そして出力信号Ｏは、そのトランジスタのコレクタから抽出され得る。各ケースにおけるバイアス電圧は、通常のＣ級形態におけるように印加され得る。前述したように、一実施形態においては、例えば、Ｃ級形態における接合トランジスタのエミッタへのバイアス電圧は、スレッショルド信号Ｔの変化に従って変化され得る。
【００１８】
第１の局面に従った増幅器回路は、２又はそれより多くの増幅装置を含み得る。そのような増幅装置は、所与の入力に対してより大きい出力を与える既知の要領で相互に並列に又は直列形態で接続され得る。
【００１９】
本発明は、ＲＦのＣ級増幅器の基本的形態と類似の基本的形態を有し得るが、しかし出力範囲の実質的部分にわたり入力の線形関数である増幅された出力を予期しえない程に且つ有利に提供し且つなお依然Ｃ級増幅器の高効率を維持することができる増幅器回路を提供する。比較に値する線形性は、当然通常にＡ級増幅器又はＡＢ級増幅器を用いて得られ、そして改善された線形性は、ＲＦ信号の増幅に関して、応答の線形性と高効率との予期しえない程の良好な組み合わせを提供する。高い動作効率は、Ａ級又はＡＢ級形態と比較して電力消費を著しく低減する有利さをもたらす。
【００２０】
本発明に従った増幅器回路は、多数の応用、特にディジタル応用のためのＲＦ回路での使用を見つけ得る。そのような応用には、ＲＦ通信用送信機、ＲＦスマートカード、ＲＦ近接場励起装置、無線及びテレビジョン放送、レーダ及び多くの他のものが含まれる。この明細書においては、「ＲＦ」は、一般的に、１０ＫＨｚより大きい周波数、例えば、５００ＧＨｚまでの周波数を意味すると理解される。多くのケースにおいて、上記の応用において生成されたＲＦエネルギは、１００ＫＨｚから１００ＧＨｚまでの周波数を有するであろう。
【００２１】
第２の局面の本発明に従って、第１の局面に従った増幅器回路を含むＲＦ通信送信機が提供される。
本発明がＲＦ通信送信機に用いられる場合、そのような送信機は、通信装置に組み込まれ得る。例えば、その装置は、移動又は固定の無線送受信機を備え得る。移動無線送受信機はまた、本明細書では移動局（ＭＳ）と呼ばれる。用語「移動局（ＭＳ）」は、その意味の中に、移動及び携帯の電話機、及び移動及び携帯の無線装置、データ通信端末装置、及び無線通信により動作する類似のもののような装置を含むことを意図している。当該技術において「送受信機基地局」又は「ＢＴＳ」として知られている固定の送受信機又は基地送受信機によりＭＳへ又はそれからの通信を提供するシステムは、セルとして知られている領域のネットワークにおける通信カバー範囲を与えるよう構成され得て、そして本明細書ではセルラ無線通信システムと呼ばれる。
【００２２】
こうして、本発明は、移動又はセルラ無線通信システムのＭＳに又はそのＢＴＳにおける特定の使用を見つけ得る。動作電力レベルは、ＭＳにおけるよりＢＴＳにおける方が非常に大きく、従って、本発明の便益は、ＢＴＳにおいて潜在的により大きい。例えば、本発明を用い得るＢＴＳ電力増幅段においては、ＲＦ信号は、典型的な１Ｗの電力レベルから典型的な５０Ｗの１つの電力レベル（例えば、２５Ｗから７５Ｗまで）まで増幅され得る。以下の潜在的便益は、多くの場合ＳｗＭＩ（交換・管理インフラストラクチャ（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ａｎ  ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ  ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ））施設と呼ばれるネットワーク制御施設で一緒に用いられる１つのＢＴＳ又は複数のＢＴＳにおいて利用可能である。従来技術と比較して線形応答回路で得られる一層高い効率は、電力消費を低減し、それは、その結果としてより小さい動作装置を設けることを可能にする。現在入手可能な装置と比較して、そのような一層小さい装置は、より少ない部品を用いてより安価に作ることができ、そしてより低い動作温度でより高い信頼性で動作されることができ、関連の冷却及び空調構成の必要性も一層少ない。ＢＴＳサイトで占有される床スペース、及びそのレンタル・コストも有利に低減し得る。
【００２３】
本発明が移動又はセルラ無線通信システムでの使用を見つけ得るＭＳ及びＢＴＳは、ＴＥＴＲＡ（地上幹線無線）標準に従って動作するよう設計された装置であり得る。これは、ＥＴＳＩ（ヨーロッパ電気通信標準協会）により規定された最近の幹線ＲＦ通信システムのための１組の動作標準である。これらの標準においては、通信プロトコルは、前に言及したＤＱＰＳＫ（差動４相位相シフト・キーイング）システムを用いて変調されたＲＦ信号の位相成分に含まれるディジタル情報（例えば、音声、データ、又はビデオ情報）に関係する。ＭＳからＢＴＳへ（アップリンク）送られ、そしてＢＴＳからＭＳへ（ダウンリンク）送られる信号は、異なる周波数（ＦＤＤ又は周波数分割デュプレックス）である。ＴＥＴＲＡシステム用の動作周波数は、次のもの、即ち、（ｉ）３８０ＭＨｚ−３９０ＭＨｚアップリンク／３９０ＭＨｚ−４００ＭＨｚダウンリンク、及び（ｉｉ）４１０ＭＨｚ−４２０ＭＨｚアップリンク／４２０ＭＨｚ−４３０ＭＨｚダウンリンクを含む幾つかの指定された周波数範囲にある狭帯域周波数チャネルである。用いられる各チャネルは、２５ｋＨｚの帯域幅を有し、そして３６ｋＢｉｔ／秒を伝送することができる。
【００２４】
ＴＥＴＲＡ変調プロトコルは、情報の連続的ディジット間の信号振幅が決して最小レベル、例えば最大振幅のほぼ１５％より下に落ちないようなものであり、そしてこれは、特に、そのような信号を増幅するため本発明に従った増幅器回路の使用に適している。これは、増幅器回路の応答が、処理されるべき入力信号の振幅が非常に小さい振幅で適用し得るいずれの非線形応答領域より十分上の回路の線形領域にあるように設計されることができるからである。
【００２５】
しかしながら、必要ならば、例えば、回路の動作の非線形性を補償するため従来の非線形Ｃ級増幅器と関係して使用の、当該技術において既知であるような追加のリニアライザが、本発明の増幅器回路と関係して用いられ、それにより、本発明の増幅器回路の使用において応答プロットの一部分で生じるいずれの非線形応答を処理し得る。本発明の増幅器回路の出力は、例えば、デカルト・ループ（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ  ｌｏｏｐ）増幅器回路への入力を提供し得る。
【００２６】
ＴＥＴＲＡ通信システムで用いられる送受信機（例えば、ＢＴＳ又はＭＳ）で使用のため、本発明に従った１又はそれより多くの増幅器回路を組み込む電力増幅器は、少なくとも７０ｄＢ、好ましくは少なくとも８０ｄＢの出力信号強度範囲で線形応答を提供することが好ましい。
【００２７】
既知の自動利得制御（ＡＧＣ）増幅回路はスレッショルド信号を用いる。しかしながら、本発明に従った増幅器回路は、基本的にそのような回路とは異なる。ＡＧＣ回路においては、その目的は、出力レベルが異なる入力信号強度レベルに対して同じであるように調整することである。対照的に、本発明の回路は、利得が所与の信号の変化する入力レベルに対して同じである（又は同等であることを維持する）ようにスレッショルドを調整することを意図する。
本発明の実施形態が、ここで添付図面を参照して例示として説明されるであろう。
【００２８】
［発明の実施形態の説明］
本発明は、適切なバイアス回路を有する新しい形式の高帯域幅（ＢＷ）ＲＦ増幅器を備えるＲＦ「スレッショルドＰＡ（電力増幅器）」を用いる。当該増幅器は、それが増幅している信号の動作周波数の少なくとも５の係数（ｆａｃｔｏｒ）のＢＷ、好ましくはその少なくとも１０の係数のＢＷを有する。スレッショルドＰＡは、その出力が入力信号Ｉに応じて、０（例えば、接地）か又は１（例えば、用いられる供給電圧により規定される１つの電圧）のいずれかであるＰＡとして定義される。入力信号Ｉが所与のスレッショルドＴのレベルより上である場合、出力は１である。入力信号Ｉが所与のスレッショルドＴのレベル以下である場合、出力は０である。
【００２９】
そのようなスレッショルド増幅器ＴＰＡが図１に示されている。スレッショルド増幅器ＴＰＡは、２つの入力、即ち、第１の入力端子Ｅ１に印加される増幅されるべき入力信号Ｉと、第２の入力端子Ｅ２に印加されるスレッショルド信号Ｔとを有し、また第３の端子即ち出力端子Ｅ３で生成される出力信号Ｏを有する。所与の入力信号Ｉ及びスレッショルド信号Ｔに対する出力信号Ｏは、上記に定義されたとおりである。実際に、入力端子Ｅ１及びＥ２は、スレッショルドＰＡ内の増幅デバイスの共通入力電極、例えばＭＯＳＦＥＴのゲートで組み合わされ得る。
【００３０】
そのようなスレッショルドＰＡの動作の原理がここで図２を参照して説明される。スレッショルドＰＡに対する入力信号Ｉは、次の形式の振幅及び位相の両方の情報を有する狭帯域信号である。
Ｉ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ）          式１
ここで、Ａはピーク振幅を表し、そしてω、ｔ及びφは、それぞれ角周波数、時間及び位相を表す。
【００３１】
スレッショルドＰＡの出力Ｏは、
Ｉ＞Ｔの場合    Ｏ＝１
Ｉ≦Ｔの場合    Ｏ＝０
である。
【００３２】
狭帯域信号に対して、スレッショルドＰＡの動作は、時間の所与の瞬間に対してＡ及びφが一定であると仮定して解析することができる。この動作が図２に示されている。単純にするため、ωは１に対して正規化することができ、φは０に設定することができ、そしてスレッショルドＰＡの出力Ｏは、次のとおりであることを示すことができる。
Ｏ＝１        （０＜ｔ＜αに対して）
０        （α＜ｔ＜２π−αに対して）
１        （２π−α＜ｔ＜２πに対して）
ここで、ｔは信号の位相角（又は経過時間）であり、αは次式により与えられる特定の位相角である。
Ａ＞Ｔに対して    α＝ａｒｃｃｏｓ（Ｔ／Ａ）
Ｔ≧Ａに対して    α＝０
スレッショルドＴは、正（入力信号Ｉのピーク振幅Ａのように）であると仮定する。
【００３３】
図２における曲線Ａ２により表されるように１．５（任意）振幅単位のピーク振幅Ａを有する正弦波であるスレッショルドＰＡへの入力Ｉ、及び０．８振幅単位であるスレッショルドＴに対して、スレッショルドＰＡの出力は、概ね、図２に示されるようにほぼ１の振幅単位の高さを有する波形Ｂ２により示されるような矩形波である。
【００３４】
スレッショルドＰＡにより生成された波形Ｂ２の出力信号パルスの幅が入力信号Ｉの振幅に比例し、即ち、出力信号Ｏが入力振幅変化に従ってパルス幅変調されることを示すことができる。実際に、スレッショルドＰＡの出力Ｏは高調波を含む。高調波は、出力Ｏをロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）に通すことにより既知の要領でフィルタリングして除き得て、それにより基本周波数波のみが残る。フーリエ解析を用いて、出力信号Ｏの基本周波数波の振幅及び位相は次式により与えられることを示すことができる。
Ｏ１ｓｔ＝（２／π）ｓｉｎ（α）ｃｏｓ（ωｔ＋φ）      式２
この式は、次のように表される。
Ｏ１ｓｔ＝（２／π）ｓｉｎ（ａｒｃｃｏｓ（Ｔ／Ａ））ｃｏｓ（ωｔ＋φ）  式３
【００３５】
Ａ＞Ｔに対して、スレッショルドＰＡは、有限の小さい信号利得を示す。これは、従来のＣ級増幅器が示さない特徴である。この予期しない有利な特徴は、スレッショルドＰＡが電力増幅システムの一部であることを可能にする。
【００３６】
スレッショルドＴの値に対して固定のレベルを有することにより、スレッショルドＰＡは、非常に非線形である。しかしながら、入力信号Ｉの振幅と出力信号Ｏの振幅との間の関数関係を調整することが可能である。実際に、本発明に従って、スレッショルドＴは、スレッショルドＰＡがその出力信号の範囲の少なくとも一部において入力信号Ｉの振幅の線形関数である振幅を有する出力信号Ｏを生成するように動的に又は適応的に調整されることができる。例えば、スレッショルド信号Ｔは、前に説明した方法のうちの１つの方法で変化されて、即ち、（ｉ）フィードフォワード・ループ構成を用いて入力振幅をサンプリングすることにより得られる入力振幅の関数として、又は（ｉｉ）入力振幅が何であろうかを計算することにより得られる入力振幅を表す信号の関数として、又は（ｉｉｉ）フィードバック・ループ構成において出力振幅をサンプリングすることにより得られる出力振幅の関数として、又はこれらの方法の組み合わせとして、変化されて、この線形化を達成することができる。
【００３７】
スレッショルドＰＡに印加するための適切なスレッショルド信号Ｔは、オペレータへの適切な入力に伝達関数を適用するオペレータの使用により得ることができる。これは、更に次の通りに説明される。
【００３８】
図３は、様々な伝達関数を用いてスレッショルド信号Ｔを発生する効果を示す。スレッショルド信号Ｔが一定（０．２入力振幅単位）である場合、図３に示される非常に非線形な曲線Ａ３は、入力振幅と出力振幅との間の関係に対して得られる。しかしながら、伝達関数が
Ｔ＝Ａ−（π２／８）Ａ３              式４
に変えられる場合（但し、式４は、Ｔを得るため前に与えられた式３の近似の単純化した解法である。）、図３に示される応答曲線Ｂ３が得られる。応答曲線Ｂ３は、曲線Ａ３と比較して線形性が改善されている。
【００３９】
Ｔに関してより正確な解法が、伝達関数として、
Ｔ＝Ａｃｏｓ（ａｒｃｓｉｎ［Ａπ／２］）          式５
を用いることにより式３から得られる場合、得られる応答は、図３に示される曲線Ｃ３により表され、それは、有利なことに曲線Ｃ３の範囲の大きな部分にわたり実質的に線形である。
【００４０】
図３に示される曲線Ｂ３及びＣ３により示される応答のような応答は、適切な伝達関数を使用して、適切な可変信号をスレッショルド信号Ｔとして導出することにより得られる。可変信号は、入力信号Ｉをサンプリングすることによるか、又は前に説明したように所与の入力信号Ｉをもたらす変調のため用いられた信号からの計算によるかのいずれかにより生成された入力Ｉを表す信号に対して適切な伝達関数（式４又は式５）をオペレータにおいて適用することにより発生され得る。
【００４１】
応答曲線の少なくとも一部における線形性はまた、適切な動的に変化するスレッショルド信号Ｔを得るため、スレッショルドＰＡの出力Ｏをサンプリングし、そしてオペレータにおいてフィードバック・ループ構成で１又はそれより多くの伝達関数をサンプリングされた信号に適用することにより得られる。
【００４２】
非常に小さい入力振幅に対して、スレッショルドＴは、入力信号よりほんの僅かに小さく成り得て、そしてスレッショルドＰＡの必要とされる帯域幅は、出力Ｏが対応的に一連の唯非常に狭いパルスに成るにつれて、非常に大きく成り得る。しかしながら、実際には、小さい信号に対する無限の利得は無く且つまた増幅器が限定されたＢＷを有するので、スレッショルドＰＡへの滑らかな遷移が、Ｃ級ＰＡの実施で殆ど自動的に起こるであろう。
【００４３】
図４から図８は、図１から図３を参照して説明したスレッショルドＰＡを用いて本発明を具体化する回路の幾つかの例を示す。図４から図８に示される回路は、無線通信送受信機のＭＳ又はＢＴＳに使用の様々な形式の送受信機回路である。図４から図８において同じ参照番号を有する構成要素は類似の機能を有する。
【００４４】
図４に送受信機１ａを示す。搬送波周波数発生器３は、変調器５に印加されるベースバンド搬送波周波数信号を生成する。ベースバンド搬送波周波数信号は、変調器５において、その変調器５に対してＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）７からのデータを印加することにより変調される。変調器５からの変調された出力は、アップコンバータ９へ印加され、当該アップコンバータ９は、その変調されたベースバンド信号を変調されたＲＦ信号へ変換する。変調されたＲＦ信号は、前述したように、入力信号ＩとしてスレッショルドＰＡ（電力増幅器）１１に印加される。入力信号Ｉのサンプルが、オペレータ１３に供給され、当該オペレータ１３は、伝達関数を上記のサンプリングされた信号に適用して、スレッショルド信号Ｔを生成し、次いで、当該スレッショルド信号Ｔがまた、入力としてスレッショルドＰＡ１１に印加される。増幅された出力信号Ｏが、スレッショルドＰＡ１１により生成され、そしてＬＰＦ（ロー・パス・フィルタ）１５によりフィルタリングされ、当該ＬＰＦ１５は、出力信号Ｏから基本周波数波（ｆｉｒｓｔ  ｈａｒｍｏｎｉｃ）以外の高調波を除去する。ＬＰＦ１５からの増幅され且つフィルタリングされた出力信号は、スイッチ１７を介してアンテナ１９に供給され、当該アンテナ１９は、当該出力信号をＲＦ信号として空中を介して遠隔受信機（図示せず）へ送信する。到来ＲＦ信号は、アンテナ１９により受信され、そしてスイッチ１７により転送され、受信機２１により既知の要領で処理される。
【００４５】
オペレータ１３は、前述した方法のうちの１つの方法、例えば式３又は式４により定義された伝達関数を用いて、適切な伝達関数をサンプリングされた入力信号Ｉに適用して、適切なスレッショルド信号Ｔを生成する。生成されるスレッショルド信号Ｔは、図２を参照して前述したように出力信号Ｏに適切なパルス幅を与えるため、入力信号Ｉの瞬時振幅の適切な小部分（ｆｒａｃｔｉｏｎ）である瞬時振幅を有するであろう。前述したように、オペレータ１３は、次の構成要素、即ち、サンプリングされている入力信号Ｉのピーク包絡線の値を測定する信号ピーク・モニタとプロセッサとを含み得る。プロセッサは、測定された値をディジタル化するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器と、伝達関数を数学的演算として適用するディジタル信号プロセッサと、ディジタル変換された信号をスレッショルド信号Ｔとしての使用に適切な電圧波形に戻すよう変換するＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器と、処理されている信号を増幅する１又はそれより多くの増幅器とを含み得る。
【００４６】
図４に示されるＤＳＰ７の機能及びオペレータ１３の少なくとも一部、特に数学的演算を実行する部分は、実際に、単一の処理装置（例えば、既知の要領で動作するよう生成され且つプログラムされたディジタル・マイクロプロセッサ）の中に組み合わされ得る。
【００４７】
代替として、オペレータ１３のプロセッサは、式５に近似する関数を適用することによりピーク信号に関して動作するアナログ回路であることができる。
図５に代替送受信機１ｂを示す。送受信機１ｂは、オペレータ１３の代わりにオペレータ２１を用いることを除いて、図４の送受信機１ａと似た要領で動作する。オペレータ２１は、入力をＤＳＰ７から受信する。ＤＳＰ７からの信号は、変調器５での変調を生成するため用いられるディジタル情報を含む。信号は、オペレータ２１により、当該信号を対応するスレッショルド信号Ｔに変換するように処理される。当該スレッショルド信号Ｔは、実際の入力信号Ｉの振幅変化に比例するよう計算された振幅変化を有する。
【００４８】
図６に別の代替送受信機１ｃを示す。このケースにおいては、オペレータ２１は、オペレータ２５と置き換えられている。オペレータ２５は、ＬＰＦ１５により生成された出力信号のサンプルをフィードバック・ループ２７を介して受信する。オペレータ２５は、そのサンプリングされた信号に伝達関数を適用することにより当該サンプリングされた信号を処理し、それは、変換された信号が可変スレッショルド信号ＴとしてスレッショルドＰＡ１１に印加されるとき当該スレッショルドＰＡ１１の応答を線形化する。図６に示されるフィードバック・ループ構成のようなフィードバック・ループ構成において、オペレータ２５の時定数は、フィードバック・ループ動力学（ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｌｏｏｐ  ｄｙｎａｍｉｃｓ）及び当該フィードバック・ループで処理されている信号の帯域幅を適合させるよう調整される。
【００４９】
図７に別の代替送受信機１ｄを示す。このケースにおいては、オペレータ２５がオペレータ２９により置き換えられている。オペレータ２９は、図６のフィードバック・ループ２７を用いた上記構成に対するのと同じ要領でＬＰＦ１５により生成された出力信号のサンプルをフィードバック・ループ３１を介して受信する。しかしながら、図７においては、オペレータ２９はまた、ＬＰＦ１５でフィルタリングする前にスレッショルドＰＡ１１の出力のサンプルを有する入力を別のフィードバック・ループ３３を介して受信する。オペレータ２９は、サンプリングされた信号に適切な伝達関数を適用することによりそのサンプリングされた信号を処理する。処理された信号は、組み合わされて、可変スレッショルド信号Ｔを提供し、その可変スレッショルド信号Ｔは、スレッショルドＰＡ１１に印加されて、スレッショルドＰＡ１１の応答を線形化する。
【００５０】
図８に代替送受信機１ｅを示す。このケースにおいては、オペレータ２５（図６）は、オペレータ３５により置き換えられている。オペレータ３５は、ＬＰＦ１５により生成された出力信号のサンプルをフィードバック・ループ３７を介して受信する。オペレータ３５はまた、図４の構成におけるように入力信号Ｉのサンプルをフィードフォワード接続３９を介して入力信号として受信する。オペレータ３５は、そのそれぞれの入力に適切な伝達関数を適用することにより当該それぞれの入力を形成するサンプリングされた信号を処理する。変換された信号は、可変スレッショルド信号Ｔを提供するため組み合わされて用いられ、当該可変スレッショルド信号Ｔは、スレッショルドＰＡ１１へ入力信号Ｉと一緒に印加されるとき、更にスレッショルドＰＡ１１の応答を線形化する。
【００５１】
図８に示される送受信機の変更形態である更に別の送受信機（図示せず）においては、スレッショルド信号Ｔを生成するため用いられたオペレータは、スレッショルド信号ＴのＰＩＤ（比例、積分及び微分の組み合わせ）を与える変換関数を適用し得る。
【００５２】
図９は、Ｃ級構成のＲＦ電力増幅器の動作で線形応答を与えるため、図４に示されるような送受信機構成においてスレッショルド信号Ｔを提供するのに必要とされる伝達関数のグラフ形式の更なる説明を与える。増幅器（「Ｃ級ＰＡ」）が、図９に曲線Ａ９として示される従来の応答を有すると仮定する。入力の振幅が０．１より上になるまで出力は無いであろう。０．１のレベルは、例えば、非常に高い利得を有するＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース電圧降下から結果として生じることができるであろう任意の振幅レベルである。曲線Ａ９が非常に非線形であることが分かることができる。２／πの正規化された入力レベルが達成されたとき、Ｃ級ＰＡの最大出力レベルが達成される。
【００５３】
Ｃ級ＰＡが、図４に示される構成におけるスレッショルドＰＡ１１として用いられ、そして必要とされる応答曲線が線形であるようにスレッショルド信号Ｔを供給されると仮定する。必要とされる線形応答曲線は、図９において線Ｂ９として示される。この応答を入力の関数として提供するため必要とされるスレッショルド信号Ｔは、曲線Ｃ９に従う。０．１より下の入力レベルに対して、負のスレッショルドが、Ｃ級ＰＡへの入力をオフセットさせる（ｏｆｆｓｅｔ）ため必要とされ、それによりその入力全体が０．１より大きく、そのためＣ級ＰＡが依然励起される。０．１より上の入力レベルに対して、スレッショルド信号Ｔは、Ｃ級ＰＡへの入力信号Ｉを、供給される入力信号Ｉのピークより小さくオフセットさせ、それにより、スレッショルド信号が印加されなかった場合得られる出力（曲線Ａ９）と比較して、出力（曲線Ｂ９）を低減する。曲線Ｃ９を与える伝達関数は、前述した方法のうちの１つの方法で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】図１は、本発明の実施形態に使用のＲＦスレッショルド電力増幅器の概略図である。
【図２】図２は、図１に示されるＲＦスレッショルド電力増幅器についての時間に対してプロットされた入力及び出力の振幅のグラフである。
【図３】図３は、図１に示されるＲＦスレッショルド電力増幅器で用いられる種々のスレッショルド関数に関する、増幅器応答、即ち、入力振幅に対してプロットされた出力振幅のグラフである。
【図４】図４は、図１に示される種類のＲＦスレッショルド電力増幅器を用いて本発明を具体化する増幅器回路を含む代替ＲＦ送受信機の概略ブロック回路図である。
【図５】図５は、図１に示される種類のＲＦスレッショルド電力増幅器を用いて本発明を具体化する増幅器回路を含む代替ＲＦ送受信機の概略ブロック回路図である。
【図６】図６は、図１に示される種類のＲＦスレッショルド電力増幅器を用いて本発明を具体化する増幅器回路を含む代替ＲＦ送受信機の概略ブロック回路図である。
【図７】図７は、図１に示される種類のＲＦスレッショルド電力増幅器を用いて本発明を具体化する増幅器回路を含む代替ＲＦ送受信機の概略ブロック回路図である。
【図８】図８は、図１に示される種類のＲＦスレッショルド電力増幅器を用いて本発明を具体化する増幅器回路を含む代替ＲＦ送受信機の概略ブロック回路図である。
【図９】図９は、Ｃ級電力増幅器について正規化された出力を正規化された入力の関数として示すグラフであり、且つＣ級電力増幅器が本発明を具体化する回路に用いられるとき線形応答を提供するため必要とされるスレッショルド信号Ｔをも示す。
【図１】
2005519514.tif 000003
【図２】
2005519514.tif 000004
【図３】
2005519514.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005519514.tif 000009
【図８】
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【図９】
2005519514.tif 000011
【国際調査報告】
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