(57)【要約】指定された振幅および周波数の励起電流波形で胸腔経由インピーダンスが測定される分時換気検知デバイス。外部ノイズ源からのインピーダンス測定との干渉を低減するために、ノイズ検出操作が実施でき、励起電流波形の振幅および／または周波数が相応して調節される。
2005532870.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
胸腔内に電流場を形成させるための励起電流電極と、
指定の励起周波数と振幅のバイポーラ励起電流波形として励起電流電極の間に励起電流を供給するためのエキサイタであって、各ストローブが指定のストローブ周波数で反復される指定数の励起電流波形サイクルから構成されたストローブとして励起電流波形が出力されるエキサイタと、
胸腔内の２点間の電位差に対応する電圧検出信号を生成するための電圧検出電極と、
励起波形ストローブ中に励起周波数に対応する指定のサンプリング率で電圧検出信号をサンプリングするためのサンプリング回路と、
ノイズ検出動作を開始する回路であって、励起電流が供給されない場合に電圧検出信号がサンプリングされ、次にサンプルが処理されてノイズ・レベルを検出する回路と、
検出されたノイズ・レベルに従って励起電流を調整する回路と
を備える分時換気検出デバイス。
【請求項２】
電圧検出信号のインピーダンス部分が低域フィルタで濾波され、一方、電圧検出信号の外部場部分が高域フィルタで濾波されるように、励起電流波形の極性に応じて正または負である各サンプルごとのフィルタ係数で各ストローブの電圧検出信号サンプルの重み付き平均を生成するためのデモジュレータと、
復調された電圧検出信号サンプルを換気帯域へと濾波することによって換気信号を生成する回路と、
換気信号から分時換気に比例する信号を導出する回路と
をさらに備える請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
励起周波数に対応するサンプリング率は励起周波数の２倍に等しい請求項１に記載のデバイス。
【請求項４】
電圧検出信号サンプルは、ノイズ検出動作中にノイズ・レベルを検出するために、サンプルを高域フィルタで濾波する重み係数でデモジュレータによって濾波される請求項２に記載のデバイス。
【請求項５】
ノイズ検出動作中に電圧信号サンプルを濾波する重み係数は励起電流波形ストローブの電圧検出信号サンプルを濾波する重み係数に等しい請求項４に記載のデバイス。
【請求項６】
ノイズ検出動作中にノイズ・レベルを検出するために電圧検出信号が換気帯域へとさらに濾波される請求項４に記載のデバイス。
【請求項７】
ノイズ検出動作中にサンプリング率を、最小量のノイズを換気帯域へと通過させる励起周波数を決定するためにエキサイタが生成できる、想定される励起周波数に対応するサンプリング率へと変更する回路をさらに備える請求項２に記載のデバイス。
【請求項８】
励起電流調整回路は、ノイズ検出動作中に最小量のノイズを換気帯域へと通過させるサンプリング率に対応する数値へと励起周波数を調整する請求項７に記載のデバイス。
【請求項９】
励起電流調整回路は指定の信号対ノイズ比をほぼ維持するために、検出されたノイズ・レベルに応じて励起電流振幅を調整する請求項２に記載のデバイス。
【請求項１０】
サンプリング回路が、アナログ領域での各ストローブの電圧検出信号サンプルの重み付き平均を生成するデモジュレータ内に組み込まれる請求項２に記載のデバイス。
【請求項１１】
サンプリングされた電圧検出信号をデジタル化するためのアナログ／デジタル変換器をさらに備えるとともに、デモジュレータはデジタル・フィルタとして実装される請求項２に記載のデバイス。
【請求項１２】
復調された電圧検出信号サンプルをデジタル化するためのアナログ／デジタル変換器をさらに備える請求項２に記載のデバイス。
【請求項１３】
ノイズ検出動作と励起電流調整とを周期的に実行させるための回路をさらに備える請求項１に記載のデバイス。
【請求項１４】
固有の心活動を検出するための検出チャネルと、
心拍数を調整するためのペーシング・チャネルと、
分時換気センサによって変調されたプログラム・モードに従ってペースを配分するコントローラと、
分時換気センサと、を備え、分時換気センサは、
胸腔内に電流場を形成させるための励起電流電極と、
指定の励起周波数と振幅にあるバイポーラ励起電流波形として励起電流電極の間に励起電流を供給するためのエキサイタであって、各ストローブが指定のストローブ周波数で反復される指定数の励起電流波形サイクルから構成されたストローブとして励起電流波形が出力されるエキサイタと、
胸腔内の２点間の電位差に対応する電圧検出信号を生成するための電圧検出電極と、
励起波形ストローブ中に励起周波数に対応する指定のサンプリング率で電圧検出信号をサンプリングするためのサンプリング回路と、
電圧検出信号のインピーダンス部分が低域フィルタで濾波され、一方、電圧検出信号の外部場部分が高域フィルタで濾波されるように、励起電流波形の極性に応じて正または負である各サンプルごとのフィルタ係数で各ストローブの電圧検出信号サンプルの重み付き平均を生成するためのデモジュレータと、
復調された検出信号を高い換気周波数と低い換気周波数とによって規定された換気帯域へと濾波することによって換気信号を生成する回路と、
換気信号から分時換気に比例する信号を導出する回路と、
ノイズ検出動作を開始する回路であって、励起電流が供給されない場合に電圧検出信号がサンプリングされ、得られたサンプルが処理されてノイズ・レベルを検出する回路と、
検出されたノイズ・レベルに従って励起電流を調整する回路と
を備える心調律管理デバイス。
【請求項１５】
指定の励起周波数と振幅のバイポーラ励起電流波形として胸腔内に電流場を形成させ、励起電流波形が各ストローブが指定のストローブ周波数で反復される指定数の励起電流波形サイクルから構成されたストローブとして出力される工程と、
胸腔内の２点間の電位差に対応する電圧検出信号を生成する工程と、
励起波形ストローブ中に励起周波数に対応するサンプリング率で電圧検出信号をサンプリングする工程と、
ノイズ検出動作を開始し、励起電流が供給されない場合に電圧検出信号がサンプリングされ、次にサンプルが処理されてノイズ・レベルを検出する工程と、
検出されたノイズ・レベルに従って励起電流を調整する工程と
を含む分時換気を検出する方法。
【請求項１６】
電圧検出信号のインピーダンス部分が低域フィルタで濾波され、一方、電圧検出信号の外部場部分が高域フィルタで濾波されるように、励起電流波形の極性に応じて正または負である各サンプルごとのフィルタ係数で各ストローブの電圧検出信号サンプルの重み付き平均を生成することによって電圧検出信号サンプルを復調する工程と、
復調された電圧検出信号サンプルを換気帯域へと濾波することによって換気信号を生成する工程と、
換気信号から分時換気に比例する信号を導出する工程と
をさらに含む請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
励起周波数に対応するサンプリング率は励起周波数の２倍に等しい請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
電圧検出信号サンプルは、ノイズ検出動作中にノイズ・レベルを検出するために、サンプルを高域フィルタで濾波する重み係数で濾波される請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
ノイズ検出動作中に電圧検出信号サンプルを濾波する重み係数は、励起電流波形ストローブの電圧検出信号サンプルを濾波する重み係数に等しい請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
ノイズ検出動作中にノイズ・レベルを検出するために電圧検出信号を換気帯域へとさらに濾波する工程を含む請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
ノイズ検出動作中にサンプリング率を、最小量のノイズを換気帯域へと通過させる励起周波数を決定するために、異なる励起周波数に対応するサンプリング率へと変更する工程をさらに含む請求項１６に記載の方法。
【請求項２２】
ノイズ検出動作中に最小量のノイズを換気帯域へと通過させるサンプリング率に対応する数値へと励起周波数を調整する工程をさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
指定の信号対ノイズ比をほぼ維持するために、検出されたノイズ・レベルに応じて励起電流振幅を調整する工程をさらに含む請求項１６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は心臓ペースメーカーのような内移植可能な医療デバイスに関する。本発明は特にインピーダンス測定による生理学的変数の改良された検出のためのデバイスおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
内移植可能な医療デバイスは心機能不全を処置するために普及している。例えば心臓ペースメーカーは心臓にペーシング電気パルスを供給することによって、変時性不全または伝導系の欠陥に起因する、損なわれた心臓自体のペーシング能力（すなわち除搏）に代る、またはこれを補助する内移植可能な医療デバイスである。ペースメーカーはペーシング・パルスを固定頻度で非同期的に、または検出された固有の搏動に応じた態様で同期的にペーシング・パルスを供給することができる。現在のペースメーカーのほとんどはある種の同期モードで動作され、検出された心臓の固有減極によってリセットされる回避期間が経過するとペーシング・パルスが供給される。次にペースメーカーのプログラムされた回避期間によってペーシング頻度が決定され、心室ペーシングの場合は下限頻度、すなわちＬＲＬと呼ばれる。
【０００３】
心室のペーシングを必要とする周期変動に関して健全な患者の場合は、検出された心房性収縮によって心室ペーシングが制御される心房トリガ・モードが望ましいが、その理由は、それによってペーシングが生理学的に正常な心房調律を追跡することができ、それによって心拍出量が身体の代謝の必要性に応答するようにされるからである。しかし、心房細動または粗動の傾向がある患者、または信頼できる心房感覚が得られない患者の場合には心房トリガ・モードは禁忌である。（例えば洞結節機能不全のような）周期変動に関して不全なペースメーカー患者、または心房トリガ・モードは禁忌であるペースメーカー患者の場合は、心拍数がより速い固有の心臓活動がない場合はペースメーカーのペーシング頻度によってのみ決定付けられる。
【０００４】
しかし、心臓を固定頻度で非同期的に、またはペースメーカーのＬＲＬ設定によって決定された頻度で同期的にペーシングすることによっては、代謝の必要性が高まると共に心拍数を増すことはできない。心臓が一定の頻度でペーシングされるならば、患者に対してライフスタイルや活動に関して重大な制限が加えられる。可変頻度ペースメーカーが開発されてきたのはこれらの制限を克服し、このような患者のクオリティ・オブ・ライフを向上させるためである。このようなペースメーカーは激しい活動のレベルに対応し、身体の代謝率を間接的に反映する測定された生理学的変数に従って頻度制御される。測定された激しい活動のレベルは指定の心拍数応答係数によって目標とされる特定の心拍数へとマッピングされ、次に心房または心室ペーシング用の回避期間として目標心拍数の逆数が利用される。分時換気は分、またはその他の指定期間にわたって被験者によって呼吸される空気量であり、呼吸数と一回換気量との積として計算することができる。分時換気は酸素消費量のよい指標であり、したがって患者の激しい活動レベルの最良の尺度の１つである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
可変頻度ペースメーカーは分時換気を測定するためにインピーダンス技術を利用してもよい。胸腔内の血液と体液は容積伝導体を構成し、胸腔内の任意の２点間の電気インピーダンスは血液および／または２点間の空気の容積に依存する。インピーダンスは胸腔内に一定の電流場を加え、次に２点間の電位差を測定することによって測定可能である。電圧検出電極を適宜に配置することによって、被験者が呼吸する際の肺を出入りする空気の動きに対応するインピーダンス信号を生成可能である。このように、分時換気を測定するために、胸腔内に位置する２個の励起電流電極間を一定の励起電流が流れるようにしてもよく、胸腔内に適宜に配置された２個の電圧検出電極間の電圧差が測定される。結果として生じたインピーダンス信号は被験者の換気に応じて変化し、そこから分時換気を導出できる。エネルギーを節約し、不要な心臓の刺激を回避するために、励起電流は限定された振幅の短絡電流パルスとして投入されるので、インピーダンス信号は離散時間信号である。しかし、環境ノイズによるインピーダンス信号との干渉は、特に励起電流レベルが低い場合に患者の実際の換気を正確に反映するインピーダンス測定能力を損なうことがある。本出願はこれらの、およびその他の問題点に対処するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は検出されたノイズ・レベルに応じて励起電流が調整される分時換気検出のための装置と方法に関する。本発明を組み込んだ分時換気検出装置は指定の励起周波数と振幅にあるバイポーラ励起電流波形として励起電流電極の間に励起電流を供給するためのエキサイタを含んでいてもよく、励起電流波形は各ストローブが指定のストローブ周波数で反復される指定数の励起電流波形サイクルから構成されたストローブとして出力される。電圧検出電極は励起周波数に対応する指定のサンプリング率で励起波形ストローブ中にサンプリングされた、胸腔内の２点間の電位差に対応する電圧検出信号を生成する。次に励起電流波形の極性に応じて正または負である各サンプルごとのフィルタ係数で各ストローブの電圧検出信号サンプルの重み付き平均が生成される。その結果、電圧検出信号のインピーダンス部分が低域フィルタで濾波され、一方、電圧検出信号の外部場部分が高域フィルタで濾波される。復調された電圧検出信号サンプルが換気帯域へと濾波されることによって換気信号が生成され、次に換気信号から分時換気に比例する信号が導出される。本発明によって、励起電流が供給されない場合に電圧検出信号がサンプリングされるようにデバイスによってノイズ検出動作を実行してもよい。次に、ノイズ・レベルを検出するためにサンプルが処理され、検出されたノイズ・レベルに従って励起電流が調整される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明は外部ノイズが分時換気の検出に及ぼす影響を軽減するためのデバイスおよび方法である。これは心臓に治療を施すための心調律管理デバイスとモニタ・デバイスを含む、分時換気を検出するための技術としてインピーダンス測定を利用したどの種類の装置にも応用できる。本発明は複数の分時換気検出システムに組み込むことができ、その特定の１つは全体が参照によって本明細書に組み込まれている米国特許第６，１６１，０４２号（以下‘０４２号特許と呼ぶ）に記載されている。
【０００８】
１．インピーダンス測定による分時換気の検出
前述のように、胸腔の一部を含む２点間の伝導経路の電気インピーダンスは被験者の呼吸に応じて変化する。２個の電源電極間を一定の励起電流が流れている間に、胸腔内の２個の電圧検出電極間の電圧が測定されれば、検出電極間のインピーダンスに対応する電圧信号が生成されよう。図１は一定の連続（すなわちＤＣ）励起電流によって生成されるような、被験者の呼吸中に２個の検出電極間の時変インピーダンスを表す上記のような胸腔経由インピーダンス信号ＩＳを示している。しかし、バッテリのエネルギーを節約するために、パルス幅が狭いパルス列の形式で励起電流を投入することが好ましい。その場合は、電圧検出電極で生成されるインピーダンス信号は、インピーダンス信号ＩＳによって振幅変調された励起周波数でのパルス列である。結果として生ずる信号も離散時間インピーダンス信号ＩＳであるとみなすことができ、各信号値は励起周波数に等しいサンプリング率で抜き取られた連続インピーダンス信号ＩＳのサンプルを表す。
【０００９】
分時換気を導出する前に、低周波と高周波の双方の成分を除去するためにインピーダンス信号が濾波される。このように濾波されたインピーダンス信号は換気信号と呼ばれる。インピーダンス信号の低周波成分は、完全な呼気時でのインピーダンスを表すゼロ周波数またはＤＣ電圧と、被験者が深呼吸と浅呼吸とを交代すると生ずる肺の残余容積の緩慢な変化に起因するインピーダンス変化を表す低周波の電圧の双方を含んでいる。インピーダンス信号の高周波成分は心臓が鼓動する際の心室の血液量の変化に起因するインピーダンス変化を表す電圧と、外部ノイズ源から生成する付加的な電流場に起因する電圧の双方を含んでいる。これらの成分は帯域フィルタ、または低域フィルタおよび高域フィルタによる濾波の組み合わせによって除去することができる。このような濾波のための上下の遮断周波数の例はそれぞれほぼ０．０５Ｈｚと１Ｈｚであり、これらは換気信号が見出される換気帯域を規定する。不要な周波数成分を除去するためにインピーダンス信号を濾波した後、結果として生じた換気信号は肺を出入りする空気の動きを直接反映する。そこで複数の異なる方法によって換気信号から分時換気を導出することができる。例えば、積が分時換気である呼吸数と平均一回換気量の双方を導出するために、信号を濾波することができる。あるいは、それぞれが呼吸中に吸われる空気量を表す信号の連続的なピークからピークへの遷移は指定の期間にわたって加算されて、分時換気値が得られる。
【００１０】
分時換気を計算するために、インピーダンス信号はアナログまたはデジタル領域のいずれか、またはデジタル処理とアナログ処理の組み合わせで処理することができる。例えば、パルス列搬送波形を除去するために、励起電流パルスが出力される際に電圧検出電極によって生成される離散時間信号ＩＳ’を低域フィルタで濾波することができる。その結果生じたアナログ波形は次に、前述の換気信号を導出するためにさらに濾波される。追加の濾波はアナログ領域で行うことができ、またはアナログ信号がサンプリングされ、デジタル領域で処理可能なデジタル信号へと変換される。あるいは、励起電流パルス中に電圧検出電極間の電圧の測定に対応する離散時間信号ＩＳ’の値がデジタル化され、完全にデジタル領域で処理される。図２は分時換気を導出するためにインピーダンス信号ＩＳ’がアナログまたはデジタル領域のいずれかでさらに処理される態様の一例を示すブロック図である。換気信号ＶＳを生成するために、デジタル帯域フィルタ１０２（またはこれと同様のものとして低域および高域フィルタの組み合わせ）がインピーダンス信号ＩＳ’を濾波する。次に、ピークからピークへの遷移フィルタ１０３は吸気を表すＶＳ波形のピークからピーク遷移の連続的な振幅を導出する。このような各々のピークからピーク遷移の振幅は一回の呼吸中の一回換気量に比例する。次に、分時換気に比例する信号を導出するために、ピークからピーク遷移の連続的な振幅は指定の平均期間を有する移動平均フィルタ１０４によって濾波される。
【００１１】
２．システムの実例の説明
図３は本発明による心調律管理システム１００の一実施形態を示した概略ブロック図である。図示したシステムは心調律管理デバイス１０５、およびデバイス１０５と心臓１１５の近傍に配置された電極との間で電圧信号を連絡するためのリード１１０を含んでいる。デバイス１０５は例えば、除搏および／または抗頻搏ペーシングを施すことができるペースメーカー、植え込み型除細動器（implanted cardioverter/defibrillator）、ペースメーカー／除細動器の組み合わせ、薬品投与デバイス、さらには心臓１１５に施療することができる他のいずれかの心調律管理デバイスであってよい。デバイス１０５は離散型の回路素子から構成されてもよいが、マイクロプロセッサのような処理素子であることが好適であるコントローラ１６５を含んでいる。コントローラは治療回路１７０を介した心臓への刺激付与を制御し、心臓の活動を反映する検出増幅器１７５からの信号を処理し、信号プロセッサ１５５からのインピーダンス測定信号を処理する。前述のように、除搏ペーシング中のペーシング頻度を調整するために使用される分時換気信号を導出するためにインピーダンス測定信号が使用される。コントローラ１６５には外部プログラマ１９０と通信可能な遠隔トランシーバ１８５もインターフェースされている。
【００１２】
心調律管理デバイスは患者の外部にあってもよいが、通常は心臓に達するために上静脈系を経てねじ止めされた１本以上のリードによって胸筋または腹腔領域に植え込まれる。図３は多重伝導体リード１１０内の伝導体を介してデバイス１０５に別個に結合されたチップ電極１２０とリング電極１２５を示している。デバイス１０５はチタニウムのような導電性金属から形成された気密に密閉されたハウジング１３０を含んでいる。ハウジング１３０（「ケース」または「カン」とも呼ばれる）は、「ケース」または「カン」電極１３５と呼ばれる第３の電極を形成するウインドウの箇所を除いて表面全体がシリコン・ゴムのような適宜の絶縁体によって実質的に覆われている。リード１１０を受けるためにハウジング１３０上にはヘッダー１４０が装着されている。ヘッダーは成形プラスチックのような絶縁材料から形成されたものでよく、不関電極１４５と呼ばれる第４の電極をも含んでいる。デバイスは心臓の活動を検出し、かつ／または心臓に電気的刺激を送るために右心房または心室、または心臓静脈内に配置された電極を有する１本または複数本のリードを有していてもよい。例えば、チップおよびリング電極は共に心臓のバイポーラ・ペーシング／検出用に治療回路１７０および／または検出増幅器１７５によって使用されてもよく、またはユニポーラ・ペーシング／検出用にケース、または不関電極と組み合わせて使用されてもよい。しかしこの場合の主要な関心は、胸廓に励起電流を送るために、また電流場から生ずるインピーダンス信号を検出するために使用される電極である。このような電極は施療用に使用されるものと同じ電極でもよく、または別個の電極でもよい。
【００１３】
デバイス１０５は選択された励起電流電極対の間に励起電流を供給するエキサイタ１５０を含んでいる。それによって、これも胸腔内に位置する選択された電圧検出電力対の間の電位差が電極間のインピーダンスに比例するように、電流場が胸腔内に印加される。図１の実施形態では、励起電流電極は、エキサイタ１５０に接続されていることが示されているリング電極１２５とケース電極１３５である。電圧検出電極は、信号プロセッサ１５５に電気的に接続されていることが示されているチップ電極１２０と不関電極１４５である。このように、この実施形態では、励起電流電極は、有利には胸腔経由インピーダンス信号の基本成分の大きさを縮小し、それによって胸腔経由インピーダンス信号の換気成分の相対的な寄与分を増加し、かつ信号ノイズ比（ＳＮＲ）を高める電圧検出電極とは異なっている。あるいは、励起電流を供給し、それによって誘発された電圧を検出するために同じ電極を使用することもできよう。別の実施形態は励起電流電極と電圧検出電極として上記の、またはその他の電極の異なる組み合わせを使用してもよい。
【００１４】
エキサイタおよび励起電流波形
図４は胸腔経由インピーダンスの変化によって変調される搬送波波形の形式で励起電流を供給するためにエキサイタ１５０内に含まれる特定の素子の一実施形態を示す概略図である。ブリッジ・スイッチャ２００はｐ−チャネル酸化金属半導体（ＰＭＯＳ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、またはその他の適宜のスイッチのような、トランジスタとして実装してもよいスイッチ２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃ、２００Ｄを含んでいる。エキサイタ１５０はさらに可調整電源２０５と電流シンク２１０を含み、これらはそれぞれ調整されたカスコードまたはその他の適宜の構造でトランジスタと共に実装されてもよい。スイッチャ２００はそれぞれのｄｃ阻止コンデンサ２１５Ａ、２１５Ｂと、それぞれのスイッチ２２０Ａ、２２０Ｂ（例えばＰＭＯＳトランジスタ）とを介してケース電極１３５とリング電極１２５に電気的に結合されている。スイッチ２２５Ａ、２２５Ｂ（例えばＰＭＯＳトランジスタ）はぞれぞれのコンデンサ２１５Ａ、２１５Ｂを事前充電する。エキサイタ１５０はさらに、コントローラ１６５から１つ以上の制御信号を受信し、この信号を各スイッチ２００Ａ〜Ｄ、２２０Ａ〜Ｂ、２２５Ａ〜Ｂの制御端子に供給するクロック回路２３０をも含んでいる。コントローラ１６５からクロック回路への制御信号によってエキサイタは指定の励起周波数で指定の継続時間だけバイポーラ励起波形を出力するようにされる。後に説明するように、好適な実施形態では、励起波形は各ストローブが指定のストローブ周波数で反復される指定数の励起電流波形から構成されたストローブの形式で出力される。
【００１５】
図５は特定の実施形態ではケース電極１３５とリング電極１２５との間でエキサイタ１５０によって生成される励起電流波形３００の例を示している。波形３００は、極性／方向が順次交番する４つの電流パルス３０１、３０２、３０３、び３０４（各電極パルスは多相刺激の位相である）から構成されるバイポーラ方形波ストローブである多相刺激である。図５に示された実施形態では、パルス３０１〜３０４は約２５キロヘルツの搬送波周波数を有する方形波を形成し、各パルスの継続時間は２０マイクロ秒である。この実施形態の場合も、４パルスのシーケンス３０１〜３０４は約２０ヘルツ（すなわち５０ミリ秒の期間）のストローブ周波数で反復される。異なる搬送波周波数を生ずるために他の適宜の継続時間の電流パルス３０１〜３０４を使用してもよく、また他の適宜のストローブ周波数を使用することもできよう。後により詳細に説明するように、サンプリング率が励起周波数の２倍になるように、ストローブの各パルス中（すなわち各電流パルス３０１、３０２、３０３、３０４中）に電圧検出波形をサンプリングしてもよい。他の実施形態は励起周波数に異なる関連性を有するサンプリング率を利用してもよい。次に指定のフィルタ係数でサンプルの重み付き平均を計算するデモジュレータによって、各ストローブのサンプルが濾波される。以下に説明するように、励起電流波形の性質がバイポーラであることによって、デモジュレータは、電圧検出信号のインピーダンス信号成分を平均化している間に、外部場による電圧検出信号の成分を濾波して除去する効果を有している。復調された電圧検出信号はこのようにして、ストローブ周波数に等しいサンプリング率でインピーダンス信号のサンプルを構成する。したがってストローブ周波数は、電圧検出信号内に含まれる胸腔経由インピーダンス信号によって搬送される適切な換気のサンプルング、またはその他の情報を提供するように充分に高いことが必要である。このような換気情報は患者の呼吸数に応じて約１ヘルツのような高い周波数で出現する。ストローブ周波数はインピーダンス信号の「一回拍出量」成分（すなわち、患者の呼吸数ではなく患者の心拍数と共に変化する胸腔経由インピーダンス信号の部分）のエイリアシングをも最小限にする必要があり、また患者の心拍数に応じて約３ヘルツのような高い周波数を有することができる。インピーダンス信号の一回拍出量成分が換気帯域内にエイリアシングすることを回避するため、ストローブ周波数はナイキスト基準に従ってインピーダンス信号内に存在するものと予期される最高の周波数成分の少なくとも２倍である必要がある。
【００１６】
コントローラ１６５によって制御され、植え込まれたデバイス１０５の電流ドレインを最小限に抑えつつ、適切な電圧応答信号を得ることによって、植え込み寿命を長くするのに充分な励起を付与するある最小値に電流パルス３０１〜３０４の振幅を設定することが好適である。不要な心刺激を防止し、電流パルスが心臓の活動として誤解釈される、デバイスの検出チャネルによるパルスの誤検出を防止するため、励起電流パルスの振幅も最小限にされる必要がある。例えば一実施形態では、電流パルス３０１〜３０４の振幅は約３２０マイクロアンペアとして選択されるが、他の電流パルス振幅を用いてもよい。後に説明するように、適切な信号ノイズ比を保つために、電流パルス振幅は検出されたノイズ・レベルに従ってコントローラ１６５によって調整されてもよい。
【００１７】
電流パルス３０１〜３０４の各シーケンス前に、ｄｃ阻止コンデンサ２１５Ａ〜Ｂは、例えばスイッチ２２０Ａ〜Ｂをオフにしつつ、スイッチ２００Ａ〜Ｄ、２２５Ａ〜Ｂをターン・オンすることによって、バイアス回路によって事前充電される。電源２０５と電流シンク２１０とはスイッチャ２００に結合された各ｄｃ阻止コンデンサ２１５Ａ〜Ｂの端子の動作ポイントを確立する。事前充電後、スイッチ２２５Ａ〜Ｂはターン・オフされる。次に、電源２０５によって供給された電流がケース電極１３５を出るように、スイッチ２００Ａ、２００Ｄ、２２０Ａ〜Ｂをターン・オンすることによってパルス３０１が生成される。電流はリング電極１２５を経て戻り、電流シンク２１０によって低下させられる。次に、電源２０５によって供給された電流がリング電極１２５を出るように、スイッチ２００Ｂ〜Ｃ、２２０Ａ〜Ｂを再度ターン・オンすることによってパルス３０２が生成される。電流はケース電極１３５を経て戻り、電流シンク２１０によって低下する。次に、電源２０５によって供給された電流がケース電極１３５を出るように、スイッチ２００Ａ、２００Ｄ、２２０Ａ〜Ｂを再度ターン・オンすることによってパルス３０３が生成される。電流はリング電極１２５を経て戻り、電流シンク２１０によって低下する。次に、電源２０５によって供給された電流がリング電極１２５を出るように、スイッチ２００Ｂ〜Ｃ、２２０Ａ〜Ｂを再度ターン・オンすることによってパルス３０４が生成される。電流はケース電極１３５を経て戻り、電流シンク２１０によって低下づる。図５に示した実施形態では約５０ミリ秒後に供給される次の４つの電流パルス・シーケンス３０１〜３０４用に事前充電がなされるまで、スイッチ２２０Ａ〜Ｂ、２００Ａ〜Ｄ、２２５Ａ〜Ｂがターン・オフされる。好適には、スイッチ２２５Ａ〜Ｂがスイッチ２２０Ａ〜Ｂと同時にスイッチオンされることがないように、クロック回路２３０はスイッチ２２５Ａ〜Ｂとスイッチ２２０Ａ〜Ｂとに非重複制御信号を供給する。それによってケース電極１３５とリング電極１２５のいずれかが正の電源電圧ＶDDに結合されることが回避される。
【００１８】
信号プロセッサ
図６Ａは信号プロセッサ１５５の一部の一実施形態を示すブロック図である。信号プロセッサ１５５はアナログ信号処理回路４００とデジタル信号処理回路４０５とを含んでいる。アナログ信号処理回路４００のプリアンプ４１０の入力端子はエキサイタ１５０によって供給される上記の刺激に応答して電圧検出信号を受信するために、不関電極１４５とチップ電極１２０の各々に電気的に結合されている。プリアンプの実施形態は‘０４２号特許に、特にこの文献の図５を参照すると詳細に記載されている。アナログ信号処理回路４００も、プリアンプ４１０のアナログ出力をサンプリングし、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器４２５によって受信された出力信号を供給するデモジュレータ４１５を含んでいる。Ａ／Ｄ変換器４２５からの出力信号は高域フィルタ４３０に受信され、高域フィルタ４３０からの出力信号は適応低域フィルタ４３５によって受信される。分時換気計算モジュール４４０は適応低域フィルタ４３５から出力信号を受信し、計算された分時換気信号をノード１６０にてコントローラ１６５に送る。
【００１９】
図６Ｂはアナログ処理回路がプリアンプ４１０とＡ／Ｄ変換器４２５から構成され、デモジュレータ４１５の機能はデジタル処理回路に移されている信号プロセッサの別の実施形態を示している。この実施形態では、電圧検出回路は事前増幅の直後にデジタル化され、デモジュレータ４１５はデジタル・フィルタである。図６Ａまたは６Ｂに示されたいずれの実施形態でも、デジタル信号処理回路４０５はコンとローラ１６５によって実行される符号化された命令として実装されてもよく、または後述のデジタル信号処理タスクを実施するために備えられた別個に実装されたハードウエア部分として実装されてもよい。
【００２０】
デモジュレータ
信号プロセッサのデモジュレータ部分は電圧検出信号サンプルの低域濾波によって各ストローブの電圧検出信号サンプルから励起電流波形を除去する。以下により詳細に説明するように、離散時間低域フィルタは励起電流波形の性質がバイポーラであることによって、電圧検出信号から外部場ノイズを高域フィルタで濾波するというさらに有利な効果を有している。
【００２１】
図６Ａ、６Ｂに示されるように、デモジュレータ４１５はデジタルまたはアナログのいずれの領域で実装されてもよい。図６Ａでは、アナログ・デモジュレータ４１５はプリアンプの出力を離散時間アナログ信号に変換するためのサンプリング回路を含んでいる。これに対して図６Ｂでは、アナログ／デジタル変換器４２５はプリアンプの出力のサンプリングとデジタル化の双方を行う回路を含んでおり、デジタル化された電圧検出信号は次にデジタル・デモジュレータに入力される。いずれの場合も、サンプリングは励起電流波形と同期化される。このように、図５を参照すると、プリアンプ４１０の出力は各電流パルス３０１〜３０４の継続時間中に何回かサンプリングされる。デモジュレータ４１５は次に、インピーダンス信号の低域濾波と外部場ノイズの高域濾波の双方を行うように、重み付き平均を利用してこれらの４つのサンプルを単一の値に結合する。
【００２２】
一実施形態では、デモジュレータ・フィルタはストローブ・サンプルの重み付き平均を計算する有限インパルス応答フィルタである。重み付き平均はそれぞれの電流パルス３０２、３０２から得られた第２と第３のサンプルを、それぞれの電流パルス３０１、３０４から得られた第１と第４のサンプルに対して約３.０倍だけ重み付けすることによって形成される。デモジュレータ４１５のこの実施形態を表す伝達関数はｚ−領域内で下記のように表記される。
【００２３】
Ｈ（ｚ）＝Ｋ（ｚ−3−３ｚ−2＋３z−1−１）
【００２４】
ただし、Ｋは濾波に関連する利得である。デジタル・デモジュレータ４１５では、伝達係数は直接符号として実現できる。伝達関数はデモジュレータの一実施形態では、これもサンプリング機能を実行する切換えコンデンサ回路として実装可能である。
【００２５】
図７は切換えコンデンサ・アナログ・デモジュレータ４１５の一実施形態を示した概略図である。プリアンプ４１０からの出力信号は電流パルス３０１に応答してコンデンサ６００Ａ〜Ｂへと、電流パルス３０２に応答してコンデンサ６０５Ａ〜Ｂへと、電流パルス３０３に応答してコンデンサ６１０Ａ〜Ｂへと、また電流パルス３０４に応答してコンデンサ６１５Ａ〜Ｂへとサンプリングされる。コンデンサ上へのサンプリングはスイッチがその間に閉じられる励起電流波形の位相３０１から３０４にそれぞれ対応するスイッチ閉鎖入力Φ1からΦ4の位相に対応してソリッドステート・サンプリング・スイッチを閉じることによって行われる。スイッチ閉鎖入力は例えばエキサイタ１５０と同期化されたクロック信号によって生成される。コンデンサ６０５Ａ〜Ｂ、６１０Ａ〜Ｂは、サンプルの上記の重み付けを行うためにコンデンサ６００Ａ〜Ｂ、６１５Ａ〜Ｂの３倍のキャパシタンス値である。４つの電流パルス３０１〜３０４に応答したプリアンプ４１０の出力の重み付きサンプリングの後、これらの重み付きサンプルは（加算器とも呼ばれる）切換えコンデンサ積算器６２０によって加算される。
【００２６】
図７にはダミー・コンデンサ６２５Ａ〜Ｂも示されている。各ダミー・コンデンサ６２５Ａ〜Ｂはコンデンサ６００Ａ〜Ｂの１つの２倍のキャパシタンス値、およびコンデンサ６１５Ａ〜Ｂの１つの２倍のキャパシタンス値を有している。ダミー・コンデンサ６２５Ａ〜Ｂは、電流パルス３０１、３０４のサンプリング中に切り替えられる。その結果、デモジュレータ４１５は４つの電流パルス３０１〜３０４の各々のサンプリング中にプリアンプ４１０に同じ負荷キャパシタンスを与える。しかし図７に見られるように、ダミー・コンデンサ６２５Ａ〜Ｂ上へとサンプリングされる電荷は重み付きサンプルには含まれない（すなわち、結果として生じた電荷は積算器６２０によってなされる積算には含まれない）。さらに、一実施形態では、図７に示されているコンデンサは電流パルス３０１〜３０４のいずれかの特定のシーケンスのサンプリング前に初期化される（例えば放電される）ことが分かる。
【００２７】
積算器６２０はさらに、図示のようにクロックパルスφAZ中にスイッチによって自動ゼロ化される入力コンデンサ６５０、６５５を含んでいる。演算増幅器６５５の周囲のフィードバック経路内にある積算コンデンサ６６０は積算クロック位相φ1中に４つの電流パルス３０１〜３０４に応答して得られた重み付きサンプルを加算する。後述のように、ノイズ積算クロック位相φN1中に供給された電流パルスが存在しない場合に得られた重み付きサンプルを加算するために、代替としてこれも演算増幅器６５５の周囲のフィードバック経路内にあるノイズ・サンプリング／積算コンデンサ６３０を使用してもよい。また、積算器６２０は、上記の切換えコンデンサ動作を整合するための整合ネットワーク６７０を演算増幅器６６５の他の入力端子に備えている。
【００２８】
アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器
Ａ／Ｄ変換器４２５はデモジュレータ４１５の出力信号を受信し、結果として生じるデジタル化された出力信号をデジタル信号処理回路４０５の高域フィルタ４３０に供給する。一実施形態では、Ａ／Ｄ変換器４２５は約１ボルトの入力範囲を有する８ビットの逐次近似形の切換えコンデンサＡ／Ｄ変換器として実装される。本発明の１つの態様によれば、Ａ／Ｄ変換器４２５はエキサイタ１５０によって供給される４つの電流パルス３０１〜３０４の各シーケンスに対応する１つの８ビット・デジタル語を供給する。異なるＡ／Ｄ変換器の解決案を含む、Ａ／Ｄ変換器４２５の多くの異なる実装が本発明に使用するのに適している。
【００２９】
デジタル信号処理回路
デジタル処理回路は換気信号を導出するために高域濾波され、復調された電圧検出信号サンプルを換気帯域へと濾波する。このような濾波は帯域フィルタによって達成されてもよく、または図６Ａ、６Ｂに示すような高域フィルタと低域フィルタとの組み合わせによって達成されてもよい。１つの特定の実施形態では、高域フィルタ４３０はＡ／Ｄ変換器４２５から８ビットのデジタル出力信号を受信し、約０.１Ｈｚの高域遮断周波数未満の周波数成分を除去する単極無限インパルス応答（ＩＩＲ）デジタル・フィルタである。高域フィルタ４３０の他の多くの実施形態も適していよう。高域フィルタ４３０は有利にはさらに、胸腔経由インピーダンスの基本ｄｃ成分だけではなく、Ａ／Ｄ変換器４２５によって生成されるどのｄｃオフセット電圧をも減衰させる。高域フィルタ４３０の出力は適応低域フィルタ４３５に供給される。低域フィルタ４３５は、高域フィルタ４３０の出力信号を受信し、適応低域フィルタ４３５の低域遮断周波数を超える信号の周波数成分を減衰させる。低域フィルタ４３５によって減衰された信号成分は、各心周期中に心臓が収縮すると心臓１１５の血液容積の変化によって生ずる心鼓動信号を含んでいる。
【００３０】
３．励起電流の調整によるノイズ低減
電圧検出電極で生成された電圧信号は環境内の外部生成源によって生成されたノイズによって損傷されることがある。このような外部生成源は胸腔内に電流場を生成する。これは検出電極によって検出され、ひいてはインピーダンス信号に追加される。ノイズが除去されないと、インピーダンス信号から導出される分時換気は被験者の真の激しい活動レベルを正確に反映せず、ペーシング頻度は適正に調整されない。
【００３１】
電圧検出信号は重複された２つの成分から構成されるものと考えることができる。すなわち、胸腔容積伝導体内の励起電流場に起因する検出電極間の電圧降下によるインピーダンス信号成分と、心臓または体外の電子デバイスのようなエキサイタの外部のノイズ生成源からの付加的な電場の印加による外部場成分とである。分時換気を測定する際に重要であるのはインピーダンス信号成分だけであり、外部場成分は不要なノイズひずみである。前述のように分時換気を測定できる胸腔インピーダンス信号を導出するため、分時換気センサはバイポーラ励起電流波形を利用してもよい。バイポーラ波形をこのように使用することの利点は、インピーダンス信号をひずませずに電圧検出信号内の外部場ノイズのほとんどを除去することができることにある。
【００３２】
外部場ノイズを除去するための高域ＦＩＲフィルタは励起電流の投入中に電圧検出信号をサンプリングし、偶数個のサンプルの移動平均を符号が変更されるフィルタ係数で計算することによって実装可能である。このようなフィルタはサンプルング率の半分に等しい周波数に最高通過周波数を有していよう。これはナイキスト周波数と呼ばれることがあり、離散時間信号内で明確に表されることが可能な最高周波数である。したがってフィルタはナイキスト周波数よりも明らかに低い電圧検出信号の周波数成分を効率よく除去するであろう。このことは電圧検出信号の外部場成分の場合には望ましいであろうが、インピーダンス信号をも除去してしまうであろう。しかし、バイポーラ励起電流波形の連続位相中に電圧検出信号をサンプリングして、励起電流の極性が移動平均を計算するために用いられるフィルタ係数の符号と共に変化するようにすることによって、インピーダンス信号成分の移動平均は高域フィルタではなく低域フィルタになる。この低域フィルタの遮断周波数はインピーダンス信号の最高周波数よりも大幅に高いであろう。他方では、電圧検出信号の外部場成分は励起電流には依存しないので、その高域濾波が電流波形の極性によって影響されることがない。
【００３３】
このように、バイポーラ励起電流波形をサンプリングし、濾波した結果は電圧検出信号から外部場のノイズがインピーダンス信号のひずみなく、ナイキスト周波数未満まで効果的に除去されることである。例えば上記の実施形態では、２５ｋＨｚのバイポーラ励起電流波形の各位相中に電圧検出信号が５０ｋＨｚのサンプリング率、および４つのサンプルにわたる移動平均でサンプリングされた。したがって、この場合のナイキスト周波数は２５ｋＨｚの励起周波数と等しく、約１Ｈｚである高周波の換気周波数よりもかなり高いので、換気帯域内のどのような外部場ノイズも電圧検出信号サンプルから除去される。電圧検出信号が継続的にサンプリングされ、このように濾波されるような場合は、結果として生じるサンプルはその後、換気信号を導出するために単に換気帯域へと濾波されればよいであろう。しかし、このような高周波で励起信号を継続的に投入することはエネルギー集約的であり、植え込み可能なデバイスのバッテリの排出が急激すぎる。したがって上記の実施形態では、励起電流波形は２０Ｈｚのストローブ周波数でストローブされ、各ストローブは各位相中にサンプリングされて４つのサンプルを付与するようにされる２サイクルから構成される。次にデモジュレータは前述のように、外部場ノイズを除去するために高域フィルタ係数を利用して各ストローブのサンプルの重み付き平均を計算する。連続的な重み付き平均は換気信号を導出するためにさらに処理される復調されたサンプルを構成する。
【００３４】
しかし、励起電流波形をストローブすることによって電圧検出信号を処理することは、ストローブ周波数に等しいサンプリング率で上記の連続的な移動平均サンプルをダウンサンプリングすることと同様である。ストローブ周波数がインピーダンス信号内に見られる最高周波数の２倍以上である限りは、その信号のエイリアシングひずみは生じない。ストローブ信号動作用のナイキスト周波数（すなわちストローブ周波数の半分）以上であり、デモジュレータの高域濾波によって除去されない外部場ノイズの周波数成分はいずれも、場合によっては導出された換気信号のひずみを生成する換気帯域を含むより低い周波数にエイリアシングされる。この影響は励起周波数に近い周波数、またはそのいずれかの調波での外部場ノイズで最も明白になる。何故ならばこれらの周波数はデモジュレータの高域濾波によって除去されないからである。記載している実施形態では、例えば２５ｋＨｚに近い（または２５ｋＨｚのいずれかの整数倍に近い）外部場ノイズはデモジュレータの高域フィルタを通過し、その後、２０Ｈｚのストローブ・サンプリング動作によって１０Ｈｚ未満の周波数へとエイリアシングされる。外部場ノイズが相当の帯域幅を有している場合は、これは換気信号を導出するために使用されるフィルタリングによって除去できない換気帯域へと不可避的にエイリアシングされる。
【００３５】
本発明は励起電流の調整によって外部場ノイズの影響を軽減するための方法とシステムに関するものである。励起電流の調整にはデモジュレータの高域フィルタの周波数応答を修正するために励起周波数を調整すること、および／または信号ノイズ比を変更するために励起電流振幅を調整することを含んでいる。励起電流の調整はノイズ検出動作によって検出されたノイズ・レベルに従って行われる。このようなノイズ検出動作は周期的に、または外部プログラマからの指令を受けるとコントローラによって開始される。下記に説明するように、ノイズ検出動作は、励起電流が印加されず、したがって電圧検出電極によって外部場ノイズだけがピックアップされて受信ノイズ信号が生成される場合に電圧検出信号を処理することも含まれる。受信されたノイズ信号は（例えば心信号またはいずれかの環境ノイズ生成源のような）外部生成源から生成するノイズや、デバイスの回路によって生成される内部ノイズを反映する。次に、例えばノイズ信号の平均出力または振幅を判定することによってノイズ・レベルを検出可能である。
【００３６】
図６Ａ、図７に示されている実施形態では、アナログ・デモジュレータ４１５は励起電流が出力されない場合にプリアンプ４１０の出力をサンプリングすることによってノイズ検出動作を行う。通常動作では、デモジュレータ４１５はエキサイタ１５０によって供給される電流パルス３０１〜３０４に応答して増幅器４１０の出力をサンプリングする。しかし、ノイズ検出動作中は、エキサイタ１５０はターン・オフされ、電流パルス３０１〜３０４は供給されない。次に、指定のノイズ・サンプリング率でプリアンプ４１０の出力をサンプリングするため、スイッチ閉鎖入力Φ1からΦ4が励起パルスと同期化されるのではなく別個に生成される。図６Ｂのデジタル実施形態では、アナログ／デジタル変換器４２５が指定のノイズ・サンプリング率でプリアンプ出力をサンプリングするようにされている。ノイズ・サンプリング率が通常動作中に用いられるサンプリング率と等しくされると、受信されるノイズ信号はインピーダンス信号に付加されるであろうノイズと同じノイズを反映する。重み付き平均によって実現される高域フィルタの周波数応答はサンプリング率と共に変化するので、フィルタはサンプリング率の半分（すなわちナイキスト率）に近い周波数、またはそのいずれかの調波を最大限に通過させる。励起電流波形の各位相がサンプリングされる上記の実施形態では、これは励起周波数に等しい。ノイズ検出動作中にサンプリング率を変更することによって、検出されたノイズ・レベルが最低であるノイズ・サンプリング率を発見することができる。次に、それに従って、通常動作中のサンプリング率が最小限のノイズを通過させるノイズ・サンプリング率に等しくなるように励起周波数を調整可能である。
【００３７】
別の実施形態では、デモジュレータからの受信ノイズ信号が通常動作中の電圧検出信号と同じ態様でさらに処理されて、ノイズ信号が換気帯域内へと濾波されるようにしてもよい。換気信号に付加される実際のノイズを反映するために、ノイズ・レベルは上記の濾波された信号から検出されたレベル以上である。このことは、外部場ノイズが極端に狭い帯域幅を有している場合に有用であり、ストローブ周波数を適切に調整することによって換気帯域の外でエイリアシングされる。
【００３８】
検出されたノイズ・レベルに従って励起電流の振幅もコントローラによって調整されてもよい。例えば、上記のように検出されたノイズ・レベルが、現在用いられている励起電流振幅で不適切な信号ノイズ比が生ずるほど高い場合は、信号ノイズ比を高めるために励起電流振幅を大きくすることができる。逆に、検出されたノイズ・レベルが低い場合は、励起電流振幅を低くし、依然として適切な信号ノイズ比を維持し、ひいてはバッテリ電力を節減できることがある。このような励起電流振幅の調整を上記の励起周波数の調整と組み合わせて行ってもよい。その場合は、最低量のノイズを通過させるものと判明した特定のノイズ・サンプリング率で検出されたノイズ・レベルに従って励起電流振幅が増減される。
【００３９】
別の実施形態では、ノイズ検出動作中はデモジュレータ４１５の利得が異なる。これはノイズ検出中にアナログ・デモジュレータによって電圧検出信号を積算コンデンサ６６０ではなく、スイッチインされたノイズ・サンプリング／積算コンデンサ６３０へとサンプリングすることによって達成される。例えば、増大された利得、およびより高感度のノイズ検出を得るために、ノイズ検出中に使用されるノイズ・サンプリング／積算コンデンサ６３０は、デモジュレータ４１５の通常動作中に使用される対応する積算コンデンサ６６０と数値が異なっていてもよい。
【００４０】
コントローラ１６５によって行われてもよいような、検出されたノイズ・レベルに従って励起電流を調整するためのアルゴリズムの例が、図８のＳ１からＳ６と表記された工程として図示されている。周期的な間隔で、または外部プログラマからの指令を受けて、コントローラは工程Ｓ１でノイズ検出動作を開始する。ノイズ検出動作は最初は工程Ｓ２で、現在選択されている励起周波数で通常動作で用いられるサンプリング率に等しいサンプリング率で行われる。工程Ｓ３でテストされた結果、検出されたノイズ・レベルがプログラムされた閾値未満である場合は、依然として適切な信号ノイズ比を保持するために工程Ｓ８で場合によっては励起電流振幅を下方に調整した後で、デバイスは通常動作に戻る。アナログ・デモジュレータの場合は、図７に示されるようなノイズ比較器６３５を使用して、検出されたノイズが閾値以上であるか未満であるかが判定されてもよい。検出されたノイズ・レベルが閾値以上である場合は、デバイスは工程Ｓ４で、最低の検出ノイズ・レベルを生ずるノイズ・サンプリング率を発見するために、利用できる励起周波数に対応する複数の異なるノイズ・サンプリング率を循環しつつ複数のノイズ検出動作を実行する。そこで、デバイスは工程Ｓ５で、ノイズ・サンプリング率に対応する励起周波数を調整してもよい。デバイスはさらに、工程Ｓ８で適切な信号ノイズ比を保持するために励起電流振幅を調整するため、このように検出された最低レベルの検出ノイズをプログラムされた閾値と比較する。先行する工程Ｓ６で、検出された最低ノイズ・レベルがテストされて、それがプログラムされた最高閾値以上であり、その結果、励起電流振幅が最大限増大されても不適切な信号ノイズ比になるか否かが判定される。そうである場合は、工程Ｓ７によって示されるように、デバイスは分時換気が一時的に不可能にされる修正モードに入るようにさらにプログラムされてもよい。そこでデバイスは、次のノイズ検出動作が行われるまで、修正モードで動作を続ける。
【００４１】
本発明を前述の特定の実施形態に関連して説明してきたが、当業者には多くの代替、変更、および修正が明らかであろう。このような代替、変更、修正は添付の特許請求の範囲に含まれることが企図されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】インピーダンス信号の例を示すグラフである。
【図２】インピーダンス信号から分時換気を導出するための機能回路の実施形態の図面である。
【図３】本発明による心調律管理デバイスの実施形態を示す図面である。
【図４】励起電流を供給するためのエキサイタの実施形態の構成部品を示す図面である。
【図５】本発明の一実施形態によるエキサイタの動作による電流波形の図面である。
【図６Ａ】信号プロセッサの一実施形態のブロック図である。
【図６Ｂ】完全なデジタル信号プロセッサの実施形態を示すブロック図である。
【図７】デモジュレータの実施形態を示す概略図である。
【図８】検出されたノイズ・レベルに従って励起電流を調整するためのアルゴリズムの例のフローチャートである。
【図１】
2005532870.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
2005532870.tif 000012
2005532870.tif 000013
2005532870.tif 000014