(57)【要約】【課題】アクティブフィルタのリプル電流を抑制する制御装置を提供する。【解決手段】電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて、入力電流が所定の閾値よりも大きい場合、相対的に長いキャリア周期を設定し、所定の閾値以下の場合、相対的に短いキャリア周期を設定するキャリア周期設定部と、キャリア周期設定部が設定したキャリア周期に基づくアクティブフィルタに対する制御信号を出力する制御信号出力部と、を備えるアクティブフィルタ制御装置を提供する。【選択図】図２
2018061351.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定するキャリア周期設定部と、
前記キャリア周期設定部が設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する制御信号出力部と、
を備えるアクティブフィルタ制御装置。
【請求項２】
前記キャリア周期設定部は、前記入力電流の大きさが所定の閾値を上回る場合、相対的に長い周期を前記キャリア周期に設定し、前記入力電流の大きさが所定の閾値以下の場合、相対的に短い周期を前記キャリア周期に設定する、
請求項１に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項３】
前記キャリア周期設定部は、所定の制御周期の整数倍の周期を前記長い周期および前記短い周期に設定する、
請求項２に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項４】
前記キャリア周期設定部は、前記制御周期の２倍の周期を前記長い周期に設定し、前記制御周期の１倍の周期を前記短い周期に設定する、
請求項３に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項５】
前記アクティブフィルタが出力すべき電流に応じたデューティ指令値を算出する指令値算出部、
をさらに備え、
前記指令値算出部は、前記キャリア周期に含まれる前記制御周期ごとに前記デューティ指令値を算出する、
請求項３または請求項４の何れか１項に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項６】
前記指令値算出部は、前記キャリア周期と同じ周期を有する三角波と前記アクティブフィルタの目標出力との比較に基づいて、前記デューティ指令値を算出する、
請求項５に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項７】
前記キャリア周期設定部は、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタの周囲の温度に応じて定められた出力電流の閾値と、前記電力変換装置の入力電流の大きさとに基づいて前記キャリア周期を設定する、
請求項１から請求項６の何れか１項に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７の何れか１項に記載のアクティブフィルタ制御装置と、
前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、
を備え、
ＳＩＣ（シリコン・カーバイド）が、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタ素子である、
アクティブフィルタ装置。
【請求項９】
請求項１から請求項７の何れか１項に記載のアクティブフィルタ制御装置と、
前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、
整流回路と、
ＩＰＭ（Intelligent Power Module）と、を備える電力変換装置。
【請求項１０】
アクティブフィルタ制御装置が、
電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定し、
前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する、
制御方法。
【請求項１１】
アクティブフィルタ制御装置のコンピュータを、
電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定する手段、
前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する手段、
として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アクティブフィルタ制御装置、アクティブフィルタ装置、電力変換装置、制御方法及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
空調機の室外機の電力変換装置には、アクティブフィルタが設けられる場合がある。アクティブフィルタは、空調機の動作を制御する電力変換装置に対して入力される電流波形を補正し、圧縮機等の負荷が発生する高調波成分を低減する。
【０００３】
例えば、特許文献１には、従来のアクティブフィルタが有する電源周期と制御周期が同期しない場合に高調波を抑制する機能が低下するという課題に対し、電源周期ごとにその周期に含まれる制御周期の数をカウントし、制御周期ごとに演算した制御量の誤差を、当該電源周期について積分して電源周期ごとの制御量の誤差の積算値を演算し、演算した積算値を考慮した制御量を算出することによって、電源周期が振動する等、電源周期と制御周期とが同期しない場合でも高い制御精度を維持することができるアクティブフィルタについて記載がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−１４３０９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
アクティブフィルタではリプル電流が発生する。リプル電流の発生は、ノイズの発生や制御性の低下につながる。アクティブフィルタが備えるリアクタのインダクタンスを大きくするとリプル電流を抑えることができる。しかし、インダクタンスを大きくすると急峻な電流の変化に対する追随性が悪くなる。従って、アクティブフィルタの容量を大きくする場合、最大入力電流に合わせた電流変化に追従するためには、インダクタンスを大きくすることができない。すると、リプル電流の大きさを低減することができず、入力電流が小さい場合、その入力電流の基本波に対するリプル電流の比率が大きくなる。その結果、入力電流の波形を適切な波形に生成できない可能性がある。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、アクティブフィルタ制御装置、アクティブフィルタ装置、電力変換装置、制御方法及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様は、電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定するキャリア周期設定部と、前記キャリア周期設定部が設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する制御信号出力部と、を備えるアクティブフィルタ制御装置である。
【０００８】
また、本発明の一態様によれば、前記キャリア周期設定部は、前記入力電流の大きさが所定の閾値を上回る場合、相対的に長い周期を前記キャリア周期に設定し、前記入力電流の大きさが所定の閾値以下の場合、相対的に短い周期を前記キャリア周期に設定してもよい。
【０００９】
また、本発明の一態様によれば、前記キャリア周期設定部は、所定の制御周期の整数倍の周期を前記長い周期および前記短い周期に設定してもよい。
【００１０】
また、本発明の一態様によれば、前記キャリア周期設定部は、前記制御周期の２倍の周期を前記長い周期に設定し、前記制御周期の１倍の周期を前記短い周期に設定してもよい。
【００１１】
また、本発明の一態様によれば、上述の制御装置は、前記アクティブフィルタが出力すべき電流に応じたデューティ指令値を算出する指令値算出部、をさらに備え、前記指令値算出部は、前記キャリア周期に含まれる前記制御周期ごとに前記デューティ指令値を算出してもよい。
【００１２】
また、本発明の一態様は、前記指令値算出部は、前記キャリア周期と同じ周期を有する三角波と前記アクティブフィルタの目標出力との比較に基づいて、前記デューティ指令値を算出してもよい。
【００１３】
また、本発明の一態様は、前記キャリア周期設定部は、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタの周囲の温度に応じて定められた出力電流の閾値と、前記電力変換装置の入力電流の大きさとに基づいて前記キャリア周期を設定してもよい。
【００１４】
また、本発明の一態様は、上述のアクティブフィルタ制御装置と、前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、を備え、ＳＩＣ（シリコン・カーバイド）が、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタ素子である、アクティブフィルタ装置である。
【００１５】
また、本発明の一態様によれば、上述のアクティブフィルタ制御装置と、前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、整流回路と、ＩＰＭと、を備える電力変換装置である。
【００１６】
また、本発明の一態様によれば、アクティブフィルタ制御装置が、電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定し、前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する、制御方法である。
【００１７】
また、本発明の一態様によれば、アクティブフィルタ制御装置のコンピュータを、電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定する手段、前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する手段、として機能させるためのプログラムである。
【発明の効果】
【００１８】
上述のアクティブフィルタ制御装置、アクティブフィルタ装置、電力変換装置、制御方法及びプログラムによれば、アクティブフィルタが出力する補償電流に含まれるリプル電流を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタが出力する補償電流を説明する図である。
【図３】本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタが出力する補償電流に含まれるリプル電流を説明する図である。
【図４】本発明の一実施形態における制御装置の機能ブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態における制御信号の生成処理を説明する第一の図である。
【図６】本発明の一実施形態における制御信号の生成処理を説明する第二の図である。
【図７】本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタ出力電流とパワートランジスタに生じる損失の関係を説明する図である。
【図８】本発明の一実施形態における閾値設定テーブルの一例を示す図である。
【図９】本発明の一実施形態における制御信号の生成処理の一例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
＜実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る電力変換装置について、図１〜図９を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
図１に示す電力変換装置１は、電力系統Ｅから供給される電力を、負荷であるＣＭ（圧縮機モータ）７０を所望に駆動させるための三相交流電力に変換して出力する電力変換回路を備える。電力変換装置１は、空調機の室外機等に設けられる。
【００２１】
図１に示すように、電力変換装置１は、制御装置１０と、アクティブフィルタ２０と、ＮＦ（ノイズフィルタ）３０と、ＤＭ（ダイオードモジュール）４０と、コンデンサ５０と、を備えている。また、制御装置１０と、アクティブフィルタ２０とでアクティブフィルタ装置２４を構成する。
ＮＦ３０は、電力系統Ｅから入力される三相交流電流のノイズを低減する。ＤＭ４０は、三相交流電流を整流する整流回路（コンバータ）である。コンデンサ５０は、整流された電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑化回路である。ＩＰＭ（Intelligent Power Module）６０は、例えば、インバータである。インバータは、直流入力電圧からＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧をＣＭ７０に供給する。これにより、電力変換装置１は、空調機の室外機（図示せず）が備えるＣＭ７０を駆動する。
アクティブフィルタ２０は、ＤＭ４０とコンデンサ５０による整流作用によって生じる入力電流（後述するコンバータ電流ＩＣ）の高調波成分を打ち消す補償電流を出力する。アクティブフィルタ２０は、リアクタ２１と、パワートランジスタ２２と、コンデンサ２３と、を含む。パワートランジスタ２２は、制御装置１０が出力した制御信号によりオン／オフ動作を行い、補償電流を生成する。
制御装置１０は、コンバータに流れ込む三相電流のうち電流センサ３１、電流センサ３２によって２系統で計測されたコンバータ電流ＩＣを取得し、アクティブフィルタ２０が出力すべき補償電流ＩＡを算出する。そして、制御装置１０は、その補償電流ＩＡの出力に必要なパワートランジスタ２２のオン／オフ動作を指令する制御信号（スイッチング指令）を生成する。特に本実施形態の制御装置１０は、アクティブフィルタ２０が入力するコンバータ電流ＩＣに含まれるリプル電流を抑制するために、負荷に応じて変化するコンバータ電流ＩＣの大きさに応じて、キャリア周期（パワートランジスタ２２のオン／オフ制御のための矩形波の制御信号を出力する周期）を切り替える制御を行う。
【００２２】
図２は、本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタが出力する補償電流を説明する図である。
図中、上段のグラフ２Ａはアクティブフィルタ２０による補償後の系統電流ＩＳ、中段のグラフ２Ｂはアクティブフィルタ２０による補償前のコンバータ電流ＩＣ、下段のグラフ２Ｃはアクティブフィルタ２０が出力する補償電流ＩＡをそれぞれ示している。系統電流ＩＳは、コンバータ電流ＩＣと補償電流ＩＡとを加えたものである。制御装置１０は、時々刻々と変化するコンバータ電流ＩＣの計測値を取得し、コンバータ電流ＩＣに含まれる高調波成分を打ち消す補償電流ＩＡをフィードバック制御によって算出する。そして、制御装置１０は、パワートランジスタ２２のオン／オフ動作を制御することで、必要な補償電流ＩＡをアクティブフィルタ２０から出力させる。このときアクティブフィルタ２０が入力するコンバータ電流ＩＣにはリプル電流が含まれる。リプル電流はアクティブフィルタ２０の制御に影響を与える。このリプル電流は、リアクタ２１の容量を大きくすることで低減できることが知られている。
ところで、図中２Ｄで囲って示した箇所のように急峻に立ち上がる電流が発生することがある。アクティブフィルタ２０は、この急峻な電流の変化に対して速やかに補償電流ＩＡを出力する必要がある。急激な電流変化に対して高い追随性をもって対応するためには、リアクタ２１の容量をあまり大きくすることができない。従って、リプル電流を抑えるためにリアクタ２１の容量を大きくすることはできない。
【００２３】
図３は、本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタが出力する補償電流に含まれるリプル電流を説明する図である。
図中、上段の図は、コンバータ電流ＩＣが相対的に大きい場合のコンバータ電流ＩＣに含まれる基本波３Ａに対するリプル電流３ａの比率を示す図である。中段の図は、コンバータ電流ＩＣが相対的に小さい場合のコンバータ電流ＩＣに含まれる基本波３Ｂに対するリプル電流３ｂの比率を示す図である。基本波３Ａの振幅が大きい場合、リプル電流３ａがコンバータ電流ＩＣに与える影響は小さく、パワートランジスタ２２におけるＰＷＭ制御等に大きな影響を及ぼす可能性は低い。ところで、リプル電流の大きさは、リアクタ容量とキャリア周期と入力電流に関係する。しかし、上記のように補償電流ＩＡの追随性を確保するためにはリアクタ容量を大きくすることはできず、入力電流は負荷（ＣＭ７０）によって決まるため変更することができない。従って、キャリア周期に変更がない限りリプル電流の大きさは変化せず、コンバータ電流ＩＣが相対的に小さくなっても、リプル電流の大きさは変わらない。すると、基本波３Ｂの振幅が小さい場合、リプル電流３ｂの振幅の基本波３Ｂの振幅に対する割合が大きいため、リプル電流３ｂがコンバータ電流ＩＣに与える影響が大きくなる。具体的には、コンバータ電流ＩＣの振幅が小さい場合、図示するようにリプル電流３ｂの影響によって、コンバータ電流ＩＣの値がゼロを跨いで揺らぐことになり、例えば、パワートランジスタ２２において電流のゼロクロス点に基づく制御（デッドタイム補償など）を行う場合などにその制御に影響を与え、制御性が低下する可能性がある。
【００２４】
そこで、本実施形態では、コンバータ電流ＩＣの値が小さい場合、リプル電流の大きさが小さくなるような制御を行う。より具体的には、上記のとおり、リプル電流に影響を与えるキャリア周期を切り替える制御を行うことによってリプル電流を小さくする。
図３の下段の図は、本実施形態の制御装置１０によってアクティブフィルタ２０を動作させた場合のコンバータ電流ＩＣに含まれる基本波３Ｃに対するリプル電流３ｃの比率を示す図である。基本波３Ｃの大きさに応じてリプル電流３ｃを小さくすることで、リプル電流３ｃがコンバータ電流ＩＣに与える影響は低減することができる。
【００２５】
図４は、本発明の一実施形態における制御装置の機能ブロック図である。
制御装置１０は、例えばマイクロコンピュータによって構成される。
図４が示すように、制御装置１０は、電流情報取得部１１と、キャリア周期設定部１２と、指令値算出部１３と、制御信号出力部１４と、記憶部１５と、を備えている。指令値算出部１３は、高出力用指令値算出部１３１と、低出力用指令値算出部１３２と、を備えている。制御装置１０は、制御信号をアクティブフィルタ２０へ出力し、パワートランジスタ２２のオン／オフ制御を行う。
電流情報取得部１１は、負荷に応じて時々刻々と変化するコンバータ電流ＩＣの計測値（電力変換装置１の入力電流の計測値）を取得する。
キャリア周期設定部１２は、キャリア周期を設定する。ここで、キャリア周期とは、ＰＷＭ制御において、制御信号をなす“パルス”（矩形波）を出力する周期である。このとき、キャリア周期設定部１２は、電流情報取得部１１の取得したコンバータ電流ＩＣの大きさに基づいて、キャリア周期を切り替える。より具体的には、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より大きい場合は相対的に長いキャリア周期を設定し、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より小さい場合は相対的に短いキャリア周期を設定する。
指令値算出部１３は、制御信号生成のためのデューティ指令値を算出し、制御信号出力部１４に出力する。より具体的には、指令値算出部１３は、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より大きい場合、高出力用指令値算出部１３１にデューティ指令値の算出を指示し、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より小さい場合、低出力用指令値算出部１３２にデューティ指令値の算出を指示する。
高出力用指令値算出部１３１は、キャリア周期設定部１２が設定した相対的に長いキャリア周期に応じた制御信号を生成するためのデューティ指令値を計算する。
低出力用指令値算出部１３２は、キャリア周期設定部１２が設定した相対的に短いキャリア周期に応じた制御信号を生成するためのデューティ指令値を計算する。
制御信号出力部１４は、高出力用指令値算出部１３１又は低出力用指令値算出部１３２が算出したデューティ指令値に基づいてパワートランジスタ２２のオン／オフを制御する制御信号を生成し、アクティブフィルタ２０へ出力する。
これら、キャリア周期設定部１２、指令値算出部１３、高出力用指令値算出部１３１、低出力用指令値算出部１３２、制御信号出力部１４は、制御装置１０が備えるＣＰＵが、記憶部１５からプログラムを読み出し実行することで備わる機能である。
次に制御装置１０による制御信号の生成処理について説明を行う。
【００２６】
図５は、本発明の一実施形態における制御信号の生成処理を説明する第一の図である。
図５は、高出力時（系統電流ＩＳが大きい場合）における制御信号の生成処理を示している。高出力時とは、例えば、コンバータ電流ＩＣが電力変換装置１の最大入力電流の５０％以上となる場合をいう。高出力時において、キャリア周期設定部１２は、キャリア周期ＴＣ１（例えばキャリア周波数は２０ｋＨｚ）を所定の制御周期ＣＣ（例えばキャリア周波数は４０ｋＨｚ）の２倍に設定する。ここで、キャリア周期ＴＣ１は相対的に長いキャリア周期である。キャリア周期設定部１２が相対的に長い周期ＴＣ１をキャリア周期として設定したことに基づいて、高出力用指令値算出部１３１が、制御周期ＣＣごとに出力すべき制御信号のパルス幅を示すデューティ指令値を算出する。例えば、高出力用指令値算出部１３１は、所定の目標電流と、電流情報取得部１１が取得したコンバータ電流ＩＣとの差に基づいて、補償電流ＩＡの目標値を計算する。図中、グラフ５Ａは、補償電流ＩＡの目標値を示す。次に高出力用指令値算出部１３１は、アクティブフィルタ２０が出力する補償電流ＩＡが目標値となるように（ＰＷＭ制御に基づき）制御信号のパルス幅およびパルス発生タイミングが含まれるデューティ指令値を制御周期ＣＣごとに算出する。相対的に長いキャリア周期が設定された場合、デューティ指令値の算出は、制御周期ＣＣごとに行われるが、算出されたデューティ指令値による制御信号のキャリア周期ＴＣ１は制御周期の２倍となる。
【００２７】
パルス幅およびパルス発生タイミングの算出は、例えば、公知の三角波比較方式によって行う。三角波５Ｂの周期はキャリア周期ＴＣ１と同じである。１つのキャリア周期に対応する２つの制御周期のうち前半の制御周期（ＣＣ１）では、高出力用指令値算出部１３１は、上昇時の三角波５Ｂの値と目標値５Ａを比較して、目標値５Ａの値が三角波５Ｂの値を上回っている期間のみをオンとする場合のオン状態に対応するパルス幅を算出する。高出力用指令値算出部１３１は、算出したパルス幅とオン制御の開始タイミング（前半の制御周期ＣＣ１の開始時点がオン制御の開始タイミング）の情報を含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
また、後半の制御周期（ＣＣ２）では、高出力用指令値算出部１３１は、下降時の三角波５Ｂの値と目標値５Ａを比較して、目標値５Ａの値が三角波５Ｂの値を上回っている期間のみをオンとする場合のオン状態に対応するパルス幅を算出する。高出力用指令値算出部１３１は、算出したパルス幅とオン制御の開始タイミング（後半の制御周期ＣＣ２の終了時点からパルス幅分だけ前がオン制御の開始タイミング）の情報を含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
【００２８】
高出力用指令値算出部１３１は、以降のキャリア周期についても同様に、キャリア周期の前半と後半ごとに別々にデューティ指令値を算出する。
【００２９】
制御信号出力部１４は、高出力用指令値算出部１３１から取得したデューティ指令値に基づいてパワートランジスタ２２のオン／オフ動作を制御する制御信号を生成する。図５の矩形波５Ｃは、制御信号出力部１４が生成した制御信号を示す。制御信号出力部１４は、生成した制御信号をアクティブフィルタ２０へ出力し、所望の補償電流ＩＡを得る。
【００３０】
グラフ５Ｄは、上記の処理によって生成された制御信号によりアクティブフィルタ２０から出力された補償電流ＩＡに含まれるリプル電流を示す。高出力時にキャリア周期を制御周期の２倍とすることで、リプル電流は大きくなるが、コンバータ電流ＩＣが大きいためその影響の程度を比較的小さく抑えることができる。また、キャリア周期を２倍にすることでオン／オフの切り替え回数を減らすことができるので、パワートランジスタ２２に生じるスイッチング損失を低減することができる。また、キャリア周期は長いものの制御周期ごとにデューティ指令値を算出することで、キャリア周期の前半（ＣＣ１）と後半（ＣＣ２）とでパルス幅を可変させることができ、きめ細かな補償電流ＩＡの制御が可能である。
【００３１】
次に低出力時の処理について説明する。
図６は、本発明の一実施形態における制御信号の生成処理を説明する第二の図である。
図６は、低出力時（系統電流ＩＳが小さい場合）における制御信号の生成処理を示している。低出力時とは、例えば、コンバータ電流ＩＣが電力変換装置１の最大入力電流の５０％以下の場合をいう。低出力時において、キャリア周期設定部１２は、キャリア周期ＴＣ２の長さを制御周期ＣＣと同じ周期に設定する。
ここで、キャリア周期ＴＣ２は相対的に短いキャリア周期である。キャリア周期設定部１２が相対的に短い周期ＴＣ２をキャリア周期として設定したことに基づいて、低出力用指令値算出部１３２が、制御周期ＣＣごとに出力すべき制御信号に応じたデューティ指令値を算出する。例えば、低出力用指令値算出部１３２は、所定の目標電流と、電流情報取得部１１が取得したコンバータ電流ＩＣとの差に基づいて、補償電流ＩＡの目標値を計算する。図中、グラフ６Ａは、補償電流ＩＡの目標値を示す。次に低出力用指令値算出部１３２は、アクティブフィルタ２０が出力する補償電流ＩＡが目標値となるように制御信号のパルス幅を指定するデューティ指令値を制御周期ＣＣごとに算出する。
【００３２】
例えば、低出力用指令値算出部１３２は、キャリア周期ＴＣ２と同じ周期を有する三角波６Ｂと目標値６Ａを比較して、目標値６Ａの値が三角波６Ｂの値を上回っている期間をオンとする場合のオン状態に対応するパルス幅を算出する。低出力用指令値算出部１３２は、算出したパルス幅の情報を含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
【００３３】
制御信号出力部１４は、低出力用指令値算出部１３２から取得したデューティ指令値に基づいてパワートランジスタ２２のオン／オフ動作を制御する制御信号を生成する。図６の矩形波６Ｃは、制御信号出力部１４が生成した制御信号を示す。制御信号出力部１４は、生成した制御信号をアクティブフィルタ２０へ出力し、所望の補償電流ＩＡを得る。
グラフ６Ｄは、上記の処理によって生成された制御信号によりアクティブフィルタ２０から出力された低出力時における補償電流ＩＡに含まれるリプル電流を示す。低出力時の場合、キャリア周期を高出力時の１／２倍にすることで、パワートランジスタ２２のオン／オフの切り替え間隔が狭まり、その結果、リプル電流を小さくすることができる。また、パワートランジスタ２２のスイッチング回数の増加によってスイッチング損失は増大するが、補償電流ＩＡが低出力なのでＯＮ損失は小さな値となり、トータルでは１００％の出力時の損失よりも低く抑えることができる。
【００３４】
これまでに、入力電流（ＩＣ）の大きさに応じてキャリア周期を切り替えることで、特に問題となる低出力時におけるリプル電流を小さくする制御について説明した。上記の処理においては、相対的に長いキャリア周期を設定する場合でも、短いキャリア周期を設定する場合でもデューティ算出の周期は同一の周期（制御周期）である。これによりソフトウェアの簡略化が図れる。
【００３５】
次に本実施形態のキャリア周期の切り替えを判定する閾値とパワートランジスタ２２に生じる損失との関係について説明する。
図７は、本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタ出力電流とパワートランジスタに生じる損失の関係を説明する図である。
図７の縦軸はパワートランジスタ２２に生じる損失、横軸はアクティブフィルタの出力電流（ＩＡ）を示している。
パワートランジスタ２２がオン／オフ動作すると、ＯＮ損失とスイッチング損失が発生する。ＯＮ損失は、出力電流の大きさに応じて変化し、出力電流が大きい程、ＯＮ損失も大きくなる。一方、スイッチング損失は、出力電流の大きさとスイッチング回数に応じて変化する。例えば、出力電流が大きい程、スイッチング損失は大きくなる。また、オン／オフの回数が２倍になると、スイッチング損失は２倍となる。
グラフ７Ａは、キャリア周期を制御周期の２倍に設定した場合（高出力時）の損失とアクティブフィルタ出力電流の関係を示している。グラフ７Ｃは、最も条件が悪い環境下（例えば周囲の温度が５０℃など高温になる場合）において、アクティブフィルタ２０の放熱性能等を考慮した場合の、許容できる損失の閾値を示しており、最大出力時（出力１００％）での損失がこの閾値以下となるように構成される。出力１００％の場合の損失に占めるスイッチング損失とＯＮ損失との割合が図中に示されている。
【００３６】
また、グラフ７Ｂは、キャリア周期を制御周期の１倍に設定した場合（低出力時）の損失と出力の関係を示している。キャリア周期を１／２にするとスイッチングの回数が２倍に増加するので、グラフ７Ｂが示す損失には、グラフ７Ａに比べて２倍分のスイッチング損失が含まれている。例えば、キャリア周期の切り替えに用いる所定の閾値でキャリア周期を切り替えた結果、出力電流（ＩＡ）が最大出力時の６０％になったとする。すると、ＯＮ損失とスイッチング損失を含む全損失は、グラフ７Ｃが示す許容できる損失の閾値を超えてしまう。従って、出力電流が６０％となり得るときの入力電流（ＩＣ）の値を閾値として用いることはできない。
次に閾値を５０％に設定する場合を考える。グラフ７Ｂを見ると出力が５０％でのＯＮ損失とスイッチング損失を含む全損失は、グラフ７Ｃが示す損失の閾値以内に抑えられることが分かる。従って、出力電流（ＩＡ）が最大出力時の５０％となるときの入力電流（ＩＣ）の値は、キャリア周期の切り替え閾値として用いることができる。
本実施形態では、ＯＮ損失とスイッチング損失の合計が許容できる損失以下となるようにキャリア周期の切り替え閾値を定め、キャリア周期設定部１２は、この閾値に基づいてキャリア周期の切り替えを行う。そのため、放熱性を向上させる為の設計を行ったり、放熱用の装置等を新たに設けたりする必要が無い。
【００３７】
ところで、許容できる損失の閾値は、パワートランジスタ２２の周囲の温度によって変化する。周囲の温度が高温になると許容損失は低下し、周囲の温度が低温になると許容損失は上昇する。グラフ７Ｃは最も厳しい環境（例えば周囲温度が５０℃）を想定した場合の許容損失の閾値を示しているので、周囲温度がより低温（例えば周囲温度が３０℃）の場合、例えばグラフ７Ｄで示す閾値（グラフ７Ｃが示す損失の閾値より大きい値）まで損失を許容することができる。すると、出力電流が最大出力時の６０％のときに生じる全損失は、グラフ７Ｄが示す許容損失の閾値以下となる。従って例えば周囲温度が３０℃の場合、出力６０％に対応する入力電流（ＩＣ）をキャリア周期の切り替え閾値として用いることができる。このように周囲温度が低い環境では、より広い入力電流の範囲に対してリプル電流を抑制する制御（キャリア周期を高出力時より短くする制御）を行って、出力電流のノイズレベルの低減、電流に基づく制御の制御性を向上させることができる。
【００３８】
また、パワートランジスタ素子によってスイッチング損失が減少することが知られている。スイッチング損失が低い素子の例としてＳＩＣ（シリコン・カーバイド）、ＧａＮ（ガリウム・ナイトライド）等が挙げられる。グラフ７Ｅに示すようにスイッチング損失が比較的小さなパワートランジスタ２２を用いることで、キャリア周期の切り替え閾値を上昇させることができる。
【００３９】
図８は、本発明の一実施形態における閾値設定テーブルの一例を示す図である。
図７を用いて説明したように、パワートランジスタ２２の周囲温度によって、キャリア周期の切り替え閾値の値を変更し、なるべく広い範囲でリプル電流を抑制する制御を行うことができる。図８に例示する周囲温度と閾値となる電流の最大入力電流に対する割合との対応テーブルを予め記憶部１５に記録しておき、空調機の運転中に計測したパワートランジスタ２２の周囲温度に応じてキャリア周期の切り替え閾値を変更してもよい。
【００４０】
次に図９を用いて制御信号の生成処理の流れについて説明する。
図９は、本発明の一実施形態における制御信号の生成処理の一例を示すフローチャートである。
以下の処理は、電力変換装置１の動作中、所定の間隔で繰り返し実行される。
まず、キャリア周期設定部１２が、キャリア周期の切り替えに用いる閾値を設定する（ステップＳ１１）。例えば、キャリア周期設定部１２は、周囲温度に応じた最大入力電流に対する割合の情報を、記憶部１５が記憶する図８に例示したテーブルから読み出して、読み出した値と所定の電力変換装置１の最大入力電流値とを乗じる。キャリア周期設定部１２は、乗じて得た電流の値をキャリア周期の切り替え閾値に設定する。
【００４１】
次に電流情報取得部１１が、電力変換装置１の入力電流の計測値を取得する（ステップＳ１２）。電流情報取得部１１は、電流センサ３１等が計測したコンバータ電流ＩＣの計測値を取得し、その値をキャリア周期設定部１２と指令値算出部１３とに出力する。
【００４２】
次にキャリア周期設定部１２が、キャリア周期を設定する。まず、キャリア周期設定部１２は、ステップＳ１１で設定した閾値とステップＳ１２で取得した出力電流の計測値とを比較し、計測値が閾値を上回るかどうかを判定する（ステップＳ１３）。計測値が閾値を上回る場合（ステップＳ１３；Ｙｅｓ）、キャリア周期設定部１２は、相対的に長い周期をキャリア周期に設定する（ステップＳ１４）。例えば、キャリア周期設定部１２は、所定の制御周期の２倍の周期をキャリア周期に設定する。
一方、計測値が閾値以下の場合（ステップＳ１３；Ｎｏ）、キャリア周期設定部１２は、相対的に短い周期をキャリア周期に設定する（ステップＳ１５）。例えば、キャリア周期設定部１２は、所定の制御周期と同じ長さの周期をキャリア周期に設定する。キャリア周期設定部１２は、設定したキャリア周期の長さを指令値算出部１３へ出力し、デューティ指令値の算出を指示する。
【００４３】
次に指令値算出部１３が、キャリア周期に応じてデューティ指令値を算出する（ステップＳ１６）。より具体的には、指令値算出部１３は、相対的に長いキャリア周期が設定された場合、高出力用指令値算出部１３１にデューティ指令値の算出を指示し、相対的に短いキャリア周期が設定された場合、低出力用指令値算出部１３２にデューティ指令値の算出を指示する。
まず、相対的に長いキャリア周期が設定された場合について説明する。高出力用指令値算出部１３１は、ステップＳ１２で取得した出力電流の計測値と、所定の目標電流との差に基づいて高調波成分を除去する補償電流ＩＡの目標値を算出する。次に高出力用指令値算出部１３１は、設定されたキャリア周期と同じ周期（例えば制御周期の２倍の長さ）の三角波と補償電流ＩＡの目標値とを比較して、キャリア周期に含まれる制御周期ごとにデューティを算出する。高出力用指令値算出部１３１は、制御周期ごとにデューティとオンにするタイミングとを含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
【００４４】
次に相対的に短いキャリア周期が設定された場合について説明する。低出力用指令値算出部１３２は、ステップＳ１２で取得した入力電流の計測値と、所定の目標電流との差に基づいて高調波成分を除去する補償電流ＩＡの目標値を算出する。次に低出力用指令値算出部１３２は、設定されたキャリア周期と同じ周期（制御周期と同じ長さ）の三角波と補償電流ＩＡの目標値とを比較して、制御周期ごとのデューティを算出する。低出力用指令値算出部１３２は、制御周期ごとのデューティを含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
【００４５】
次に、制御信号出力部１４は制御信号を生成する（ステップＳ１７）。制御信号出力部１４は、指令値算出部１３から取得したデューティ指令値に対応する矩形波の制御信号（図５の矩形波５Ｃ、図６の矩形波６Ｃ）を生成し、アクティブフィルタ２０に出力する。
【００４６】
なお、上記例では、相対的に長いキャリア周期を設定する場合に、制御周期の２倍の長さの周期を設定することとしたが、制御周期の整数倍であれば２倍でなくても良い。例えば、高出力時のキャリア周期を制御周期の３倍や４倍の長さに設定してもよい。同様に低出力時のキャリア周期についても、高出力時のキャリア周期より短い周期であること及び制御周期の整数倍であることを条件に任意の長さの周期を設定して良い。また、高出力時のキャリア周期は、低出力時のキャリア周期の２倍の長さでなくてもよい。例えば、高出力時のキャリア周期を制御周期の３倍に設定し低出力時のキャリア周期を制御周期の２倍に設定してもよい。あるいは、高出力時のキャリア周期を制御周期の４倍に設定し低出力時のキャリア周期を制御周期の１倍に設定してもよい。
【００４７】
本実施形態によれば、入力電流（ＩＣ）が小さくなる場合に、キャリア周期を相対的に短くすることで、リプル電流を低減させることができる。また、キャリア周期を短くする場合、スイッチング損失は増大するが、キャリア周期を短くする制御に切り替える閾値を適切に設定することにより、アクティブフィルタ２０全体での損失は１００％出力時の損失以下に抑えることが可能である。そのため、許容損失を拡大するために、放熱性を向上させる等の対策を行う必要がない。一方、入力電流（ＩＣ）が大きくキャリア周期を長くする場合は、スイッチング損失を低減することができ、キャリア周期に含まれる制御周期ごとにデューティの算出を行うことができるので精度の高い電流制御が可能である。また、出力電流の大きさに応じて設定する長短のキャリア周期を、所定の制御周期の整数倍とすることで、比較的容易にソフトウェアの実装を行うことができる。
【００４８】
なお、上述した制御装置１０における各処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムを制御装置１０のコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
【００４９】
また、制御装置１０における各処理は、専用の電子回路によるハードウェア処理であってもよい。
【００５０】
その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上記した実施の形態における構成要素を周知の構成要素に置き換えることは適宜可能である。また、この発明の技術範囲は上記の実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の変更を加えることが可能である。なお、制御装置１０はアクティブフィルタ制御装置の一例である。
【符号の説明】
【００５１】
１・・・電力変換装置
１０・・・制御装置
１１・・・電流情報取得部
１２・・・キャリア周期設定部
１３・・・指令値算出部
１３１・・・高出力用指令値算出部
１３２・・・低出力用指令値算出部
１４・・・制御信号出力部
１５・・・記憶部
２０・・・アクティブフィルタ
２１・・・リアクタ
２２・・・パワートランジスタ
２３・・・コンデンサ
２４・・・アクティブフィルタ装置
３０・・・ＮＦ（ノイズフィルタ）
４０・・・ＤＭ（ダイオードモジュール）
５０・・・コンデンサ
６０・・・ＩＰＭ（インバータ等）
７０・・・ＣＭ（圧縮機モータ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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