(57)【要約】DC-DCコンバータは、区分時間（Tp）のオン期間（Ton）の間にインダクタ（L）をDC入力電圧（Vi）に周期的に接続するスイッチ（S１）を具備してなり、DC-DCコンバータの動作周波数（fo）は区分時間（Tp）の逆数である。DC-DCコンバータの出力（O１）は、インダクタ（L）に結合されており、出力電圧（Vo）を供給する。コントローラ（CO）は、DC-DCコンバータの動作周波数（fo）を出力電圧（Vo）にほぼ比例するよう制御して、出力電圧（Vo）の関数としてオン期間（Ton）のほぼ一定の平均継続時間を得る。
2005532028.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
DC入力電圧を受け、出力電圧を供給するために結合されているインダクタと、
区分時間のオン期間中に前記DC入力電圧に前記インダクタを周期的に接続し、DC-DCコンバータの動作周波数が前記区分時間の逆数であるスイッチと、
前記動作周波数を前記出力電圧にほぼ比例するように制御して、前記出力電圧の関数としての前記オン期間のほぼ一定の平均継続時間を得るコントローラとをそなえたDC-DCコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記コントローラが、
駆動信号を前記スイッチに供給して、前記スイッチのオン状態およびオフ状態を制御する駆動回路と、
制御信号を前記駆動回路に供給する制御可能発振器と、
前記制御可能発振器を制御する発振器制御信号を供給して、その動作周波数を前記出力電圧にほぼ比例するよう適合させ、かつ前記スイッチの前記オン期間の前記平均継続時間をほぼ一定に維持する出力電圧測定回路と
をそなえたDC-DCコンバータ。
【請求項３】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記動作周波数が、前記出力電圧にほぼ直接的に比例するDC-DCコンバータ。
【請求項４】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記動作周波数が更に、前記DC入力電圧に依存して、前記DC入力電圧の関数としての前記オン期間の前記ほぼ一定の平均継続時間を得るDC-DCコンバータ。
【請求項５】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記動作周波数が前記DC入力電圧にほぼ直接的に反比例するDC-DCコンバータ。
【請求項６】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記動作周波数foがfo = (N x Vo) / (Ton x Vi)であり、Nが定数、Voが前記出力電圧、Tonが前記オン期間の前記ほぼ一定の平均継続時間、Viが前記DC入力電圧であるDC-DCコンバータ。
【請求項７】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記コントローラが、前記スイッチの前記オン期間の実際の継続時間を前記オン期間の所望の継続時間と比較して、前記動作周波数を制御し、前記オン期間の前記ほぼ一定の平均継続時間を得るDC-DCコンバータ。
【請求項８】
請求項７記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記コントローラが更に、
前記コンパレータによって供給された差分信号をフィルタリングして、フィルタ化差分信号を得るループフィルタと、
前記DC入力電圧と、前記出力電圧と、前記フィルタ化差分信号とを受けて、前記動作周波数と前記オン期間の前記ほぼ一定の平均継続時間とを有する発振器信号を供給する制御可能発振器と、
前記発振器信号を受信して、前記スイッチを駆動する駆動回路とをそなえたDC-DCコンバータ。
【請求項９】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記コントローラが、
前記DC入力電圧の値を測定する入力電圧測定回路と、
前記出力電圧の値を測定する出力電圧測定回路と、
前記コンパレータによって供給された差分信号をフィルタリングして、フィルタ化差分信号を得るループフィルタと、
前記DC入力電圧の値と、前記出力電圧の値と、前記フィルタ化差分信号とを受信して、前記動作周波数と前記オン期間の前記ほぼ一定の平均継続時間とを有する発振器信号を供給する制御可能発振器と、
前記発振器信号を受信して、前記スイッチを駆動する駆動回路とをさらにそなえたDC-DCコンバータ。
【請求項１０】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記動作周波数foがfo = (N x Vo) / (Ton x Vi)であり、Voが前記出力電圧、Tonが前記オン期間の前記ほぼ一定の平均継続時間、Viが前記DC入力電圧であり、またNが前記フィルタ化差分信号に依存するDC-DCコンバータ。
【請求項１１】
請求項１記載のDC-DCコンバータにおいて、
前記スイッチおよび別のスイッチの主電流経路の直列配置がDC入力電圧を受けるよう構成され、前記インダクタが、平滑コンデンサと、前記スイッチおよび前記別のスイッチの主電流経路の接合部との間に配置され、前記出力電圧が前記平滑コンデンサを横切るように存在し、また前記制御回路が、前記スイッチよりもほぼ逆位相で前記別のスイッチを更に制御するよう構成されているDC-DCコンバータ。
【請求項１２】
前記請求項の何れかに記載の前記DC-DCコンバータで使用されるコントローラ。
【請求項１３】
前記請求項の何れかに記載の前記DC-DCコンバータをそなえた装置。
【請求項１４】
DC入力電圧を受け、出力電圧を供給するために結合されたインダクタと、
区分時間のオン期間中に前記DC入力電圧に前記インダクタを周期的に接続し、DC-DCコンバータの動作周波数が前記区分時間の逆数であるスイッチとをそなえたDC-DCコンバータを制御する方法であって、
前記動作周波数を前記出力電圧にほぼ比例するよう制御して、前記出力電圧の関数としての前記オン期間のほぼ一定の前記継続時間を得るステップを含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、DC-DCコンバータ、前記DC-DCコンバータで使用されるコントローラ、および前記DC-DCコンバータをそなえた装置と、前記DC-DCコンバータを制御する方法とに関している。
【背景技術】
【０００２】
US6,366,070は、二重変調方式を使用して、レギュレータのスイッチング構成要素を制御するスイッチング電圧レギュレータを開示している。制御回路は、間接的に負荷電流を監視する。負荷が低下すると、制御回路は、デューティ比とスイッチングトランジスタを動作させる制御信号の周波数とを減少させるので、一定周波数制御信号で得られるよりも幅広い出力電流範囲で高周波数レベルを維持することができる。この制御は、ピーク電流方式、平均電流方式、または電圧方式制御段階の他、バック段階、バックブースト段階、およびブースト電力段階を使用するスイッチングレギュレータに適用することができる。
【０００３】
従来のDC-DCコンバータは、デューティ比が小さい場合、その制御範囲が限定されている。
【発明の開示】
【０００４】
本発明の目的は、より大きなダイナミック負荷変動に対処可能なDC-DCコンバータを提供することにある。本発明は、独立請求項によって定義される。有利な実施例は、従属請求項において定義される。
【０００５】
本発明によるDC-DCコンバータは、区分時間のオン期間の間にDC入力電圧にインダクタを周期的に接続するスイッチをそなえている。DC-DCコンバータの動作周波数は、区分時間の逆数である。DC-DCコンバータは更に、インダクタに結合され、出力電圧が存在する出力を有している。インダクタを流れる電流は、オン期間中に上昇し、インダクタにエネルギーを蓄積する。オフ期間中は、インダクタによってエネルギーが負荷に供給され、インダクタにおける電流が低下する。
【０００６】
コントローラは、出力電圧にほぼ比例するように動作周波数を制御して、出力電圧の関数としてのオン期間のほぼ一定の平均継続時間を得る。オン期間の平均継続時間は、負荷があまり電流を必要とせず、また低い電流に対処するようコンバータの周波数が瞬間的に制御されない場合に、短期間でオン時間がより小さくなるように、十分大きく選択される。従来技術において、デューティサイクル（およびオン時間）が小さくなるよう制御される場合（デューティサイクルがゼロになることが開示されている）、デューティは小さくなりすぎて、ダイナミック負荷変動に対処できない。
【０００７】
動作周波数は出力電圧に正確に比例する必要はなく、またオン期間の平均値が所定の継続時間を正確に有している必要はない。オン期間の平均値がほぼ一定となるよう出力電圧がほぼ比例していればよい。
【０００８】
本発明によるDC-DCコンバータにおいて、オン期間の継続時間は、出力電圧とはほぼ無関係であるので、出力でのダイナミック負荷変動に対処できるほど十分大きくなるよう選択することが可能である。
【０００９】
また前述の従来技術において、DC-DCコンバータの動作周波数を直接制御しているのは出力電圧ではなく、出力電圧と参照電圧との差である。
【００１０】
請求項２に定義される実施例において、DC-DCコンバータは、駆動回路に制御信号を供給する制御可能発振器を含んでいる。駆動回路は、スイッチに駆動信号を供給して、スイッチのオン状態とオフ状態とを切り換える。
【００１１】
出力電圧測定回路は、発振器制御信号を制御可能発振器に供給して、出力電圧にほぼ比例するようその動作周波数を適合させる一方、スイッチのオン期間をほぼ一定に維持している。このような駆動回路、制御可能発振器、および出力電圧測定が一般に知られている。それらの実現は、本発明に関係していない。しかし、動作周波数が出力電圧に望ましく従属するように、伝達特性を選択すべきである。出力測定回路は、出力電圧を発振器制御信号として供給してもよい。
【００１２】
請求項３に定義する実施例において、動作周波数は、出力電圧にほぼ直接的に比例している。これは単純なアプローチであり、動作周波数は出力電圧と共にほぼ線形に変化し、fo = kl x Voとなっており、ここでfoは動作周波数、klは定数、またVoは出力電圧である。
【００１３】
請求項４に定義される実施例において、動作周波数は更に、オン期間の継続時間を変動入力電圧でほぼ一定に保つために、DC入力電圧に依存している。
【００１４】
請求項５に定義される実施例において、動作周波数は、DC入力電圧の逆数にほぼ直接的に比例している。
【００１５】
請求項６に定義される実施例において、出力電圧およびDC入力電圧に対する動作周波数の依存は、以下の式に準じている。  
fo = (N x Vo) / (Ton x Vi)
ここで、Nは定数、Voは出力電圧、Tonはほぼ一定のオン期間、またViはDC入力電圧である。この依存は特にバックコンバータに関係しており、定常状態におけるデューティサイクルは以下の式によって決定される。  
d = Ton / Tp = Vo/Vi
ここで、Tpは１つのオン期間Tonと１つのオフ期間Toffとを含む1期間の継続時間であるので、動作周波数foの逆数である。
【００１６】
請求項８に定義される実施例において、コントローラは、スイッチのオン期間の実際の継続時間をオン期間の所望の継続時間と比較して、動作周波数を制御し、オン期間のほぼ一定の平均継続時間を得るコンパレータを含んでいる。所望の平均オン時間のみを設定する必要があり、DC入力電圧の値および出力電圧の値を測定する必要はない。コントローラにおける許容誤差が閉ループによって処理されることも利点である。好ましくは、コントローラは更に、オン期間の実際の継続時間とオン期間の所望の継続時間との間の差を低域フィルタリングし、また制御可能発振器にフィルタリングした差分を供給するループフィルタを含んでいる。好ましくは、フィルタの積分時間は、不安定性を防ぐ緩いループを得るために、オン期間の継続時間よりも実質的に長くなっている。ダイナミック負荷段階と共にオン時間の継続時間を動的に変化させることは認められている。
【００１７】
請求項９に定義される実施例において、ループの存在に加えて、DC入力電圧の値および出力電圧の値を測定して、これらの電圧の変化に対する急速な反応を得ている。
【００１８】
本発明の上記および他の側面は、以下に説明する実施例より明らかとなり、これらを参照して解明されるであろう。
【００１９】
異なる図面における同一の参照符号は、同一の機能を実行する同一の信号または同一の要素を示している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図１は、本発明によるDC-DCコンバータの実施例のブロック線図を示している。DC-DCコンバータは、インダクタLと制御可能スイッチS１との直列配置をそなえている。直列配置は、DC入力電圧Viを受ける。DC入力電圧Viの負極は、アースに接続されている。ダイオードDは、出力O１と、インダクタLおよびスイッチS１の接合部との間に配置されている。平滑コンデンサCおよび負荷Zの両者は、出力O１とアースとの間に配置されている。DC-DCコンバータの出力電圧Voは、負荷Z両端間に現れる。制御回路COは、出力電圧Voを受け、スイッチS１に制御信号CSを供給して、スイッチS１のオンおよびオフ期間Ton、Toffを制御する。
【００２１】
コントローラCOは、オン期間Tonがほぼ一定に維持されるよう、出力電圧Voの関数としてDC-DCコンバータの動作周波数を制御する。コントローラCOの実施例は、図５および６に対して説明される。
【００２２】
図に示すDC-DCコンバータは、例えば、テレビジョン受像機、コンピュータモニタ、ビデオカセットレコーダ、プリンタ、コンピュータなどの電子装置に内蔵させてもよい。
【００２３】
本発明による実施例において、コントローラCOは、オン期間Tonがほぼ一定に維持されるよう、入力電圧Viの関数として動作周波数foを更に制御するために、入力電圧Viを受ける。
【００２４】
図２は、本発明によるバックコンバータのブロック線図を示している。バックコンバータは、DC入力電圧Viを受けるよう構成されたスイッチS１とスイッチS２との主電流経路の直列配置をそなえている。インダクタL１は、DC-DCコンバータの出力O１と、スイッチS１およびS２の主電流経路の接合部との間に配置されている。DC入力電圧の負極と、スイッチS１に接続されていないスイッチS２の端子とは接地されている。平滑コンデンサCおよび負荷Zの並列配置は、出力O１とアースとの間に配置されている。
【００２５】
制御回路COは、出力電圧Voと、任意の入力電圧Viとを受けて、スイッチS１およびS２のオンおよびオフ期間をそれぞれ制御する制御信号CS１およびCS２を供給する。スイッチS１およびS２は、ほぼ逆位相となるよう制御される。すなわち、スイッチS１が導通状態（閉）のとき、スイッチS２が非導通状態（開）となり、またこの逆も行われる。
【００２６】
更に、コントローラCOは、スイッチS１のオン期間Tonがほぼ一定に維持されるよう、出力電圧Voの関数として、DC-DCコンバータの動作周波数foを制御する。コントローラCOの実施例は、図５および図６に対して説明される。本発明による実施例において、コントローラCOは入力電圧Viを受け、オン期間Tonが入力電圧Viの関数としてほぼ一定に維持されるよう、入力電圧Viの関数として動作周波数も制御する。出力電流IOは、負荷Zが必要とする電流である。
【００２７】
また、バックコンバータは、例えば、テレビジョン受像機、コンピュータモニタ、ビデオカセットレコーダ、プリンタ、コンピュータなどの電子装置に内蔵させてもよい。負荷Zは、この電子装置の回路である。バックコンバータは、マイクロプロセッサの供給電圧を調整するのに特に有利に用いられる。今日のコンピュータでは、マイクロプロセッサは、約１．５ボルトの電源電圧で非常に高い電流を必要とする。通常、コンバータは、約１２ボルトのDC入力電圧を有している。マイクロプロセッサが要求する電流は非常に大きく変化するが、電源電圧は適宜規定されるべきである。
【００２８】
図３は、図２のバックコンバータの動作を説明するための信号を示している。図３Aは制御信号CS１を、図３Bは制御信号CS２を、また図３CはインダクタLを流れる電流ILを示している。
【００２９】
スイッチS１のオンTonの始まりである瞬間ｔ１において、スイッチS２が開き、またスイッチS１が閉じ、インダクタLは出力電圧Voより高い値を有するDC入力電圧Viの正極に接続されるので、電流ILが増加し始める。DC入力電圧Viと出力電圧Voの両者がほぼ一定である場合、電流ILほぼ線形に増加する。
【００３０】
スイッチS１のオン期間Tonの終わりである瞬間ｔ２において、スイッチS１が開き、またスイッチS２が閉じる。今、インダクタL上の電圧が極性を変化させ、電流ILが減少し始める。出力電圧Voがほぼ一定と考えられる場合、インダクタLを流れる電流ILはほぼ線形に減少する。瞬間ｔ３では、スイッチS１の次のオン期間Tonが始まる。スイッチS１のオフ期間は、瞬間ｔ２から瞬間ｔ３まで継続する。スイッチングサイクルのオン期間Tpの継続時間は、期間継続時間Tpと呼ばれる。バックコンバータの動作周波数foは、期間継続時間Tpの逆数である。
【００３１】
負荷Zが必要とするエネルギー量が減少する場合、平滑コンデンサCにエネルギーが蓄積されるため、出力電圧Voは上昇し始める。コントローラCOは、スイッチS１の平均オン時間Tonが一定に保たれるよう、バックコンバータの平均動作周波数を制御する。
【００３２】
バックコンバータにおいて、動作周波数foは、以下の式に準ずるDC入力電圧Viと出力電圧Voの値に依存する。  
fo = (N x Vo) / (Ton x Vi)
ここで、Tonはほぼ一定のオン時間、またNは、複数のバックコンバータが並列に配置されて出力電圧Voのリップルを最小に抑える場合の、バックコンバータの数である。
【００３３】
従って、この式に基づき、コントローラCOは、出力電圧Voの値とDC入力電圧Viの値と共に動作周波数foを変化させ、またオン期間Tonの値を一定に保つ。
【００３４】
図４は、出力電圧の関数としての動作周波数を示す。  
バックコンバータの動作周波数foを縦軸に示し、また出力電圧Voを横軸に示す。
【００３５】
図４において、一例として、出力電圧Voの関数としての動作周波数foについて、二つのグラフfl1およびfl2を示す。説明を簡素にするために、DC入力電圧Viは変化しないものと仮定する。
【００３６】
実用化において、DC入力電圧Viはしばしば一定となっているが、例えば１２ボルトや５ボルトなど、異なる計測値を有していてもよい。この場合、DC入力電圧Viの値を正確に測定する必要はなく、DC入力電圧Viの実際の値に応じて、異なる値が選択される定数として取り扱うことができる。
【００３７】
グラフf１は、動作周波数foが減少する出力電圧Voと共に線形に低下することを示している。出力電圧Voの特定値Vo２の下では、動作周波数は特定の最小値fminに限定されて、コンバータの始動を保証しなければならない。また、動作周波数fo上で周波数オフセットFOを選択して、線fl２で示されるように、出力電圧Voの最小値Vo１でfminが達せられるようにすることも可能である。最小周波数fminまたはオフセットFOは、オン時間Tonの所望の最小継続時間（この最小周波数fminの最大値）と、最大オン時間Tonにつながる許容範囲にある最大ピーク電流（この最小周波数の最小値）とに応じて選択される。
【００３８】
図２は、スイッチS１が通常制御FETまたは制御スイッチと呼ばれるFETであり、また同期スイッチS２が通常同期FETまたは同期スイッチと呼ばれるFETであるバックコンバータの主要図である。通常、スイッチS１を流れる電流は、DC入力電圧Viの正極とスイッチS１との間に通常配置されるセンスレジスタ（図示せず）で検知される。（直流）電流モード制御で動作するバックコンバータにより、スイッチS１のオン時間Tonの間にインダクタLにおける電流の測定を可能にするのに最小オン時間Tonが必要である。スイッチS１のオンTonが非常に短くなる場合、寄生容量または遅延は検知信号を著しく妨害する。
【００３９】
このようなバックコンバータは、US-A-4,524,412に開示されている。バックコンバータにおいて、スイッチングノードのデューティサイクルは、出力電圧Voおよび入力電圧Viの関数である。供給電圧Viと出力電圧Voとの間の大きな比がバックコンバータに適用される場合、制御スイッチS１の非常に小さなオン時間Tonが発生しうる。電流モード制御を適用する場合、制御スイッチS１のオン時間Tonの終りにおける実測インダクタ電流ILは、寄生成分によって妨害されるか、あるいは所定時間内に安定化できなくなる。
【００４０】
バックコンバータの基本等式によれば、定常状態におけるデューティサイクルｄは、DC入力電圧Viおよび出力電圧Voの関数である。  
d = Ton / Tp = Vo / Vi
ここで、Tpは期間継続時間であり、また1 / Tpは動作周波数foである。
【００４１】
多数のバックコンバータが並列に配置されて出力電圧Vo上のリップルを最小に抑える場合、バックコンバータは、自身の位相においてそれぞれ１つずつ順に動作状態となるよう制御される。例えば、図３に対し、２つのバックコンバータが並列に使用される場合、１つの期間Tpにおいて、第１バックコンバータは図に示すように瞬間ｔ１でオン位相を開始し、別のバックコンバータは瞬間ｔ５でオン位相を開始する。この二重バックコンバータシステムは、それぞれが各バックコンバータに対する２つの位相を有している。多数のバックコンバータのこのようなシステムにおいて、dは位相（バックコンバータの１つ）のスイッチングノードでのデューティサイクルであり、またTpは各位相のスイッチングノードでの信号の区分時間である。
【００４２】
低出力電圧Voの場合、例えばコンバータの始動または過電流防止の間に、オン時間Tonを下げることができなければ、問題が生じることがある。すなわち、コンバータを調整できなくなってしまう。
【００４３】
Tonが最小オン時間Tminよりも小さくならない場合、特定の出力電流Voおよび入力電圧Viで、バックコンバータにおいて、動作周波数Foを下げてバックコンバータの調整を維持しなければならない。
【００４４】
定常状態における電流リップルIrが、スイッチS１のオン期間の間にインダクタLを流れる電流ILのデルタに等しくなるので、このリップルは以下のように算出することができる。  
Ir = (Vi - Vo) x (Ton / L)
従って、必要以上に長い区分時間Tpでは、システムは必要以上に長いスイッチS１のオン時間Tonで動作するので、電流リップルIrは必要以上に長くなる。そのため、電流リップルIrの最適な選択は、可能な限り短くオン時間Tonを選択することになる。従って、最小区分時間Tpは、以下でなくてはならない。  
Tp = Ton x (Vi / Vo)
US 4,524,412に開示されるように、区分時間Tpを適合させる既存の方法は、スイッチS２のオン時間の間に電流を測定し、またスイッチS２における電流が特定の最大値を下回るまでスイッチS１をオンに切り換えないようにすることである。この従来例は、スイッチS２のオン時間の間に電流を測定しなければならないという欠点を有している。
【００４５】
本願においては、出力電圧および入力電圧の範囲全体で制御スイッチS１のオン時間Tonを幾分一定に維持する方法が記載されている。提案された解決手法により、出力電圧範囲を大きくすることができ、また同期スイッチS２の行程の間に電流を検知する必要なく、より小さなインダクタLおよび出力コンデンサCを選択することができる。インダクタLにおけるリップル電流IRが最小に抑えられるため、出力コンデンサCをできるだけ小さく選択することができる。有利なことに、周波数の適合は、入力電圧Viおよび出力電圧Voの関数である。リップル電流Irを著しく変化させることなく、また制御FET S１のほぼ一定のオン時間Tonで、バックコンバータの出力電圧Voを非常に広い範囲で適合させることができる。ダイナミック負荷変動によって生じる大きなオン時間変化が可能なため、制御FET S１の一定のオン時間は利点となる。
【００４６】
実用的なバックコンバータにおいて、負荷無しから負荷Zに供給される出力電流Ioの特定の値まで、一定周波数は通常動作で使用される。区分時間Tpはオン時間TonがTminよりも大きくなるよう選択されるので、負荷の段階の間は、オン時間Tonを依然として下げて、コンバータを調整し続けることが可能である。出力電圧Voの所定値の下では、バックコンバータに有効な等式に従って動作周波数foが下がる。これは、動作周波数foが出力電圧Voに比例し、また位相数NとDC入力電圧Viの組合せによって変換係数を定義または一定に維持することができることを意味している。電流モードループは通常通り動作し、またピーク電流Irを一定に維持しようとするのでオン時間Tonをほぼ一定に保つ。
【００４７】
また、出力電圧Voの範囲全体にわたって、周波数foを適合させることも可能である。これは、出力電圧Voが所定値を下回ったか否かを検出する必要がないため、更に簡素である。
【００４８】
また、最小オン時間Tminの倍の係数である所望のオン時間Tonを定義することも可能である。この係数は一定化されるか、あるいは外部から調節される。動作の間、所望のオン時間Tod（図６参照）は実際のオン時間Tomと比較され、またゆっくりとしたループにより、オン時間は所望のオン時間Todに等しくなるよう適合される。その結果、動作周波数foは、ある所望のオン時間Todで可能な最大値に適合される。この解決手法の利点は、動作周波数foが常に全ての状況において最大の可能な周波数となり、またDC入力電圧Vinを正確に測定する必要がないことにある。５ボルトまたは１２ボルト動作が望ましい場合、自動適合により、DC入力電圧Vinの２つの一定値のみで十分である。また位相数Nも、発振器OSCの変換係数にプログラムさせることができる。
【００４９】
図５は、図２のバックコンバータを制御する制御回路の実施例を示している。制御回路COは、出力電圧測定回路OVMと、制御可能発振器COSと、ドライバDRとを含んでいる。
【００５０】
出力電圧測定回路OVMは、出力電圧Voを受ける入力と、制御モードが変化する出力電圧Voの所定値Vo２（（図４参照、線fl１）を受ける入力と、発振器制御信号OVを供給する出力とを有している。出力電圧測定回路OVMは、出力電圧を所定値Vo２と比較して、出力電圧Vo最小値または所定値Vo２である発振器制御信号OVを供給する比較回路（図示せず）を含んでいてもよい。出力測定回路OVMはまた、発振器制御信号OVとして出力電圧Voを直接供給してもよい。
【００５１】
制御可能発振器COSは、発振器制御信号OVを受けて、駆動回路DRに制御信号OCSを供給する。制御可能発振器は、既知の電圧／周波数コンバータであってもよい。制御信号OCSは、発振器制御信号OVのレベルに比例する繰返し周波数を有する。  
fosc = a x OV
ここで、foscは制御信号OCSの繰返し周波数、aは定数因子、またOVは発振器制御信号OVのレベルである。
【００５２】
ドライバDRは、制御信号OCSを受け、駆動信号CS１を供給してスイッチS１のオンおよびオフ期間を制御し、また駆動信号CS２を供給してスイッチS２のオンおよびオフ期間を制御する。１つのオン期間およびオフ期間Ton、Toffを含む区分時間Tpは、制御信号OCSの繰返し周波数foscの逆数である。例えば、実用的な実施では、制御信号は、スイッチS１のオン期間Tonの開始を示す立ち上がりを有するパルス信号であってもよい。ほぼ一定のオン時間Tonは、制御信号OCSに予め設けられているか、あるいはドライバDRにおいてカウントされてもよい。スイッチS１のオン時間Tonは、既知の方法でクロックジェネレータのクロックパルスをカウントするカウンタ（図示せず）によってカウントされてもよい。駆動信号CS２は、原則的には駆動信号CS１の逆相である。既知のように、スイッチS１およびS２が同時に処理を行わないよう注意しなければならない。
【００５３】
所定値Vo２よりも下では、発振器信号OVが所定Vo２なのでバックコンバータは一定の動作周波数fminで動作し、また所定値Vo２よりも上では、動作周波数foが出力電圧Voの値に比例する一定オン時間Tonモードでコンバータが動作する。
【００５４】
図６は、図２のバックコンバータを制御する制御回路の別の実施例を示している。コントローラは、コンパレータDCOと、ループフィルタINTと、制御可能発振器OSCと、駆動回路DRと、出力電圧測定回路OVMと、入力電圧測定回路IVMとを含んでいる。通常、ループフィルタINTは低域フィルタであり、積分器を含んでいる。
【００５５】
コンパレータDCOは、測定した実際のオン期間Tomを所望のオン期間Todと比較し、差分信号DIを供給する。
【００５６】
ループフィルタINTは差分信号DIのフィルタリングを行い、フィルタ化差分信号IDIを得る。好ましくは、フィルタINTの積分期間は区分時間Tpよりもかなり長い。
【００５７】
出力電圧測定回路OVMは、出力電圧を受け、出力電圧Voの値VVoを測定する。出力電圧測定回路OVMは、値VVoが出力電圧Voとなるよう、その出力に出力電圧Voを移動させてもよい。後者の場合、出力電圧測定回路OVMは不要である。
【００５８】
入力電圧測定回路IVTは、入力電圧Viを受けて、入力電圧Viの値VViを測定する。入力電圧測定回路IVMは、値VViが入力電圧Viとなるよう、入力電圧Viをその出力に移動させてもよい。後者の場合、入力電圧測定回路IVMは不要である。
【００５９】
出力電圧Voおよび入力電圧Viの値VVoおよびVViの測定は、出力電圧Voおよび入力電圧Viのデジタル値から必要な動作周波数foを計算するデジタル回路によって発振器OSCが制御されるのであれば、それぞれ関連していてもよい。発振器OSCもまた、アナログ回路によって制御されてもよい。
【００６０】
フィルタ化差分信号IDIおよび値VVoおよびVViを受信する発振器OSCは、以下の式に従って動作周波数foに等しい繰返し周波数で発振器信号OSを供給する。  
fo = (kc x Vo) / (Tod x Vi)
ここで、kcの値はフィルタ化差分信号IDIに依存する。
【００６１】
あるいは、所望のオン時間Todのみを設定する必要があり、またDC入力電圧Viの値および出力電圧Voの値を測定する必要はない。コンパレータDCOおよびループフィルタINTによって得られる閉ループは動作周波数foを制御して、所望のオン期間Todに等しいオン期間Tonのほぼ一定の平均継続時間を得る。
【００６２】
閉ループは、コントローラCOにおける許容範囲が閉ループによって処理されるという利点を有する。
【００６３】
ちなみに、上記実施例は本発明を制限するのではなく説明するものであり、また当業者は添付の請求項の範囲から逸脱することなく多数の別の実施例を設計することが可能である。
【００６４】
例えば、コイルとして図示されるインダクタLは、変圧器であってもよい。幾つかの異なる出力電圧を生成する必要のある場合、あるいはDC-DCコンバータの第１面および第２面をガルバニ電気分離させる必要のある場合に、特に関連している。
【００６５】
制御されたスイッチは、好ましくはMOSFETやバイポーラトランジスタなどの半導体装置である。
【００６６】
本発明によるこの制御は、ピーク電流モード、平均電流モード、あるいは電圧モード制御、バック、バックブースト段階、およびブースト電力段階を使用するスイッチングレギュレータに適用可能である。
【００６７】
実施例において、括弧の中の参照符号は、請求項を制限するものとはみなされない。「具備する」という語は、請求項記載されるもの以外の要素やステップの存在を除外することはない。本発明は、幾つかの明確な要素を含むハードウェアによって、また適切にプログラムされたコンピュータによって実施可能である。幾つかの手段が列挙された装置請求項において、これら手段の幾つかは、ハードウェアの１つの同一項目によって実施可能である。互いに異なる従属請求項に特定の手段が列挙されている単なる事実は、これらの手段の組合せを利点に対して使用することができないことを示しているのではない。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】図１は、本発明によるDC-DCコンバータの実施例のブロック線図を示している。
【図２】図２は、本発明によるバックコンバータのブロック線図を示している。
【図３】図３は、図２のバックコンバータの動作を説明するための信号を示している。
【図４】図４は、出力電圧の関数としての動作周波数を示している。
【図５】図５は、図２のバックコンバータを制御する制御回路の実施例を示している。
【図６】図６は、図２のバックコンバータを制御する制御回路の別の実施例を示している。
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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