(57)【要約】【課題】ＬＣ共振単相インバータにおいて、ソフトスイッチング時のコンデンサＣaやリアクトルＬaへの印加電圧を低減させる。【解決手段】初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、負荷電流Ｉｏ１，Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４と、ソフトスイッチング電流Ｉａを検出する。補助スイッチＳａがオンしてから第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４がターンオンするまでの時間ｔ１〜ｔ４を算出する。【選択図】図１３
2018061361.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源に直列接続された第１，第２メインスイッチと、
前記第１，第２メインスイッチに対して並列接続された第３，第４メインスイッチと、
前記第３，第４メインスイッチの中性点と前記第１，第２メインスイッチの中性点との間に接続された補助スイッチおよびリアクトルおよびコンデンサと、
を備えた単相インバータであって、
初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、負荷電流Ｉｏ１，Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４と、ソフトスイッチング電流Ｉａを検出し、
以下の（３）式〜（６）式に基づいて、前記補助スイッチがオンしてから第１〜第４メインスイッチがターンオンするまでの時間ｔ１〜ｔ４を算出することを特徴とする単相インバータ。
【数３】
2018061361.tif 000016
Ｅ：直流電圧源の電圧
Ｚａ：インピーダンス
Ｔａ：共振時間
【請求項２】
ソフトスイッチング電流ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１を検出して保持する第１サンプルホールド回路と、
前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１の高周波成分を除去する第１ローパスフィルタと、
前記補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４を検出して保持する第２サンプルホールド回路と、
前記高周波成分を除去した前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、前記負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４に基づいて、前記（４）式〜前記（６）式により、前記補助スイッチがオンしてから第２〜第４メインスイッチがターンオンするまでの時間ｔ２〜ｔ４を演算する第１演算器と、
ソフトスイッチング電流Ｉａ＝０となるタイミングで前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を検出して保持する第３サンプルホールド回路と、
前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の高周波成分を除去する第２ローパスフィルタと、
前記高周波成分を除去した前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、初期コンデンサ電圧の目標値との偏差を算出する減算器と、
前記偏差に基づいて、ＰＩ制御を行うＰＩコントローラと、
前記高周波成分を除去した前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記ＰＩコントローラの出力と、を加算して前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１として出力する加算器と、
前記補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流ｉｏ１を検出する第４サンプルホールド回路と、
前記加算器から出力された前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記負荷電流ｉｏ１に基づいて、前記（３）式により、前記補助スイッチがオンしてから第１スイッチがターンオンするまでの時間ｔ１を演算する第２演算器と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の単相インバータ。
【請求項３】
前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４に補正値Δｉｏを加算して前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４を補正することを特徴とする請求項２記載の単相インバータ。
【請求項４】
直流電圧源に直列接続された第１，第２メインスイッチと、
前記第１，第２メインスイッチに対して並列接続された第３，第４メインスイッチと、
前記第３，第４メインスイッチの中性点と第１，第２メインスイッチの中性点との間に接続された第１補助スイッチおよび第２補助スイッチおよびリアクトルおよびコンデンサと、
を備えた単相インバータであって、
初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と負荷電流Ｉｏ１，Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４，ソフトスイッチング電流ｉａを検出し、
以下の（１２）式〜（１５）式に基づいて、前記第１補助スイッチまたは前記第２補助スイッチがオンしてから前記第１〜第４メインスイッチがターンオンするまでの時間ｔ１〜ｔ４を算出することを特徴とする単相インバータ。
【数６】
2018061361.tif 000017
Ｅ：直流電圧源の電圧
Ｚａ：インピーダンス
Ｔａ：共振時間
【請求項５】
前記第１補助スイッチと前記第２補助スイッチは表２に示す動作１もしくは動作２のように、動作を行うことを特徴とする請求項４記載の単相インバータ。
【表２】
2018061361.tif 000018
【請求項６】
ソフトスイッチング電流ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１を検出して保持する第１サンプルホールド回路と、
前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１の高周波成分を除去する第１ローパスフィルタと、
前記第１補助スイッチまたは第２補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４を検出して保持する第２サンプルホールド回路と、
前記高周波成分を除去した初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、前記負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４に基づいて、前記（１３）式〜（１５）式により、第１補助スイッチまたは第２補助スイッチがオンしてから第２〜第４メインスイッチがオンするまでの時間ｔ２〜ｔ４を演算する第１演算器と、
ソフトスイッチング電流Ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を検出して保持する第３サンプルホールド回路と、
前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の高周波成分を除去する第２ローパスフィルタと、
前記高周波成分を除去した初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、初期コンデンサ電圧の目標値との偏差を算出する減算器と、
前記偏差に基づいて、ＰＩ制御を行うＰＩコントローラと、
前記高周波成分を除去した初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記ＰＩコントローラの出力と、を加算して初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１として出力する加算器と、
前記第１補助スイッチまたは前記第２補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流を検出する第４サンプルホールド回路と、
前記加算器から出力された初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記負荷電流Ｉｏ１に基づいて、前記（１２）式により、第１補助スイッチまたは第２補助スイッチがオンしてから第１メインスイッチがオンするまでの時間ｔ１を演算する第２演算器と、
を備えたことを特徴とする請求項４記載の単相インバータ。
【請求項７】
前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４に補正値Δｉｏを加算して前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４を補正することを特徴とする請求項６記載の単相インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波数で適用されるＬＣ共振単相インバータに係り、特に、ソフトスイッチング制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来のＬＣ共振単相インバータのソフトスイッチング技術を示す概略図である。ＬＣ共振単相インバータは、すべての第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４をターンオフした時フリーホイールダイオードを導通させ、ターンオンした時ＩＧＢＴを導通させる。
【０００３】
図２の上図は、図１の補助スイッチＳａの電圧（点線）と電流（実線）を示す。電流（実線）の極性が正の時は、補助スイッチＳａのＩＧＢＴに電流が流れ、極性が負の場合は補助スイッチＳａのフリーホイールダイオードに電流が流れる。
【０００４】
図２の下図は、図１の補助スイッチＳａのＯＮ／ＯＦＦ指令を示す。Ｈｉｇｈ状態のときはＯＮ指令、Ｌｏｗ状態の時はＯＦＦ指令となる。
【０００５】
図３は、インバータの第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４のゲート指令ｇａｔｅＵ，ｇａｔｅＶ，ｇａｔｅＸ，ｇａｔｅＹと出力電圧ｏｕｔｐｕｔ  ｖｏｌｔａｇｅを示すタイムチャートである。図３に示すように、インバータの出力電圧は、例えば、＋Ｅ，０，−Ｅの３レベルとなる。
【０００６】
ソフトスイッチング経路（共振回路）は補助スイッチＳａ，リアクトルＬａ，コンデンサＣａから構成される。第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４をターンオン，ターンオフさせる前に、補助スイッチＳａをターンオンさせる。第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４の電流がゼロになる間に、負荷電流ｉｏはスイッチング経路のリアクトルＬａおよびコンデンサＣａに転送される。
【０００７】
したがって、補助スイッチＳａはゼロ電流状態でオン／オフすることができる。一度、ソフトスイッチングがなされると、負荷電流ｉｏが再度第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４に流れ、補助スイッチＳａもゼロ電流条件でターンオフする。
【０００８】
例として、ソフトスイッチング処理ｔａ〜ｔｄの間の電流波形，電圧波形を図４に示す。図４は、第１メインスイッチＳ１がＯＮ→ＯＦＦ，第２メインスイッチＳ２がＯＦＦ→ＯＮするときの各部波形を示している。
【０００９】
このように、従来のソフトスイッチング技術は、第１，第２メインスイッチＳ１，Ｓ２，補助スイッチＳａのすべてのスイッチをゼロ電流条件でターンオンまたはターンオフすることができる。スイッチングサイクル毎の４つのソフトスイッチング処理は、図３に示すように、以下のように定義される。
第１デッドタイム期間：ｔａ〜ｔｂはＰ１と称し、第１メインスイッチＳ１をターンオフ，第２メインスイッチＳ２をターンオンとする。
第２デッドタイム期間：ｔｃ〜ｔｄはＰ２と称し、第４メインスイッチＳ４をターンオフ、第３メインスイッチＳ３をターンオンとする。
第３デッドタイム期間：ｔｅ〜ｔｆはＰ３と称し、第３メインスイッチＳ３をターンオフ、第４メインスイッチＳ４をターンオンとする。
第４デッドタイム期間：ｔｇ〜ｔｈはＰ４と称し、第２メインスイッチＳ２をターンオフ、第１メインスイッチＳ１にターンオンする。
【００１０】
一般的に、図５（ａ）に示すようなＬＣ共振回路の電流および電圧は、（１）式，図５（ｂ）に示すように、（０，Ｅ）点を中心とした半径√（Ｚa＊ｉa）2＋（Ｖc−Ｅ）2の円で表すことができる。図５（ａ）は一般的なＬＣ共振回路、図５（ｂ）は電圧と電流の軌跡を示す。
【００１１】
【数１】
2018061361.tif 000003
【００１２】
ここで、ＩａはリアクトルＬａの初期電流であり、ＶｃはコンデンサＣaの初期電圧である。また、Ｚａ＝√（Ｌａ／Ｃａ）である。
【００１３】
４つのソフトスイッチング処理の等価回路を図６（ａ），図６（ｂ），図６（ｃ），図６（ｄ）に示す。
【００１４】
図６（ａ）は第１デッドタイム期間Ｐ１中の等価回路を示し、（１）左図は第１メインスイッチＳ１をオフする前に、補助スイッチＳａをオンにし、（２）中央図は全てのメインスイッチ，補助スイッチをオフにし、負荷電流はリアクトルＬaおよびコンデンサＣaの経路に転流され、（３）右図は第２メインスイッチＳ２がオンとなる。
【００１５】
図６（ｂ）は第２デッドタイム期間Ｐ２中の等価回路を示し、（１）左図は第４メインスイッチＳ４をオフする前に、補助スイッチＳａをオンにし、（２）中央図は全てのメインスイッチ，補助スイッチをオフにし、負荷電流はリアクトルＬaおよびコンデンサＣａの経路に流され、（３）右図は第３メインスイッチＳ３がオンとなる。
【００１６】
図６（ｃ）は第３デッドタイム期間Ｐ３中の等価回路を示し、（１）左図は第３メインスイッチＳ３をオフする前に、補助スイッチＳａをオンにし、（２）中央図は全てのメインスイッチ，補助スイッチをオフにし、負荷電流はリアクトルＬaおよびコンデンサＣａの経路に転流され、（３）右図は第４メインスイッチＳ４がオンとなる。
【００１７】
図６（ｄ）は第４デッドタイム期間Ｐ４中の等価回路を示し、（１）左図は第２メインスイッチＳ２をオフする前に、補助スイッチＳａをオンにし、（２）中央図は全てのメインスイッチ，補助スイッチをオフにし、負荷電流はリアクトルＬaおよびコンデンサＣａの経路に転流され、（３）右図は第１メインスイッチＳ１がオンとなる。
【００１８】
図７（ａ），（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に第１〜第４デッドタイム期間Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４のソフトスイッチング経路内のコンデンサ電圧ｖｃ（ｔ）とリアクトル電流ｉａ（ｔ）の軌跡を示す。
【００１９】
図７に示すＶｃ１ｉ（ｉ＝１〜４）は、第１〜第４デッドタイム期間Ｐ１〜Ｐ４中のコンデンサＣａの初期コンデンサ電圧を示し、Ｖｃ２ｉ（ｉ＝１〜４）は各ソフトスイッチング処理終了時のコンデンサＣaの電圧を示し、Ｉoは負荷電流を示す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開平０４−２４８３６７号公報
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】Yong Li,”Unified Zero-Current-Transition Techniques for High-Power Three-Phase PWM Inverters”,Ph.D thesis,2002
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
図７に示すように、ソフトスイッチングによって高電圧がコンデンサＣａやリアクトルＬａに印加されることが、現在のソフトスイッチング技術の大きな問題となっている。
【００２３】
まず、すべてのメインスイッチがオフになっている期間で、負荷電流がソフトスイッチング経路を通り、コンデンサＣaに充電される。この期間が長いと、電圧および電流が大きくなることが考えられる。
【００２４】
図７（ａ）では、Ｉａ×Ｚａ（Ｙ軸）が一定でＶｃ（Ｘ軸）が増加している軌跡がある。この軌跡の動作を「追加の充電プロセス」と称する。この影響によって、図７（ａ）のＶｃ２１、図７（ｂ）のＶｃ２２では、直流電圧源の電圧Ｅよりも大きい最大のコンデンサ電圧Ｖｃが生じ、高電圧がコンデンサに印加される。
【００２５】
また、コンデンサＣａに印加される最大コンデンサ電圧Ｖｃｍａｘは初期コンデンサ電圧（図７（ａ）ではＶｃ１１）に関係する。
【００２６】
負荷電流による追加の充電プロセスがないと仮定した場合、最大コンデンサ電圧Ｖｃｍａｘは（２）式で表すことができる。
【００２７】
【数２】
2018061361.tif 000004
【００２８】
ここで、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１は、通常、０≦Ｖｃ１１＜Ｅであれば、追加の充電プロセスが回避される。図８は初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１＝０の場合の軌跡を示す図である。
【００２９】
図８（ａ）は、ソフトスイッチング処理の第１デッドタイム期間Ｐ１（実線）と第２デッドタイム期間Ｐ２（破線）の電流および電圧の軌跡を組み合わせた図である。図８（ｂ）は、ソフトスイッチング処理の第３デッドタイム期間Ｐ３（実線）と第４デッドタイム期間Ｐ４（破線）の電流および電圧の軌跡を組み合わせた図である。ここで、Ｖｃｍａｘ＝２Ｅ，Ｖｃ１１＝０とする。したがって、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１が制御されていない場合、予期しない高電圧が、コンデンサＣa並びにリアクトルＬaに印加される。
【００３０】
コンデンサＣaやリアクトルＬaに高い電圧（図８ではＶｃｍａｘ＝２Ｅ）が印加されるため、高耐電圧のコンデンサＣaやリアクトルＬaが必要とされる。これは、コンデンサＣaやリアクトルＬaの大型化と高コスト化、さらにインバータの大型化と高コスト化につながっていた。
【００３１】
以上示したように、ＬＣ共振単相インバータにおいて、ソフトスイッチング時のコンデンサＣaやリアクトルＬaへの印加電圧を低減させることが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧源に直列接続された第１，第２メインスイッチと、前記第１，第２メインスイッチに対して並列接続された第３，第４メインスイッチと、前記第３，第４メインスイッチの中性点と前記第１，第２メインスイッチの中性点との間に接続された補助スイッチおよびリアクトルおよびコンデンサと、を備えた単相インバータであって、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、負荷電流Ｉｏ１，Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４と、ソフトスイッチング電流Ｉａを検出し、以下の（３）式〜（６）式に基づいて、前記補助スイッチがオンしてから第１〜第４メインスイッチがターンオンするまでの時間ｔ１〜ｔ４を算出することを特徴とする。
【００３３】
【数３】
2018061361.tif 000005
【００３４】
Ｅ：直流電圧源の電圧
Ｚａ：インピーダンス
Ｔａ：共振時間 
また、その一態様として、ソフトスイッチング電流ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１を検出して保持する第１サンプルホールド回路と、前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１の高周波成分を除去する第１ローパスフィルタと、前記補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４を検出して保持する第２サンプルホールド回路と、前記高周波成分を除去した前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、前記負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４に基づいて、前記（４）式〜前記（６）式により、前記補助スイッチがオンしてから第２〜第４メインスイッチがターンオンするまでの時間ｔ２〜ｔ４を演算する第１演算器と、ソフトスイッチング電流Ｉａ＝０となるタイミングで前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を検出して保持する第３サンプルホールド回路と、前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の高周波成分を除去する第２ローパスフィルタと、前記高周波成分を除去した前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、初期コンデンサ電圧の目標値との偏差を算出する減算器と、前記偏差に基づいて、ＰＩ制御を行うＰＩコントローラと、前記高周波成分を除去した前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記ＰＩコントローラの出力と、を加算して前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１として出力する加算器と、前記補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流ｉｏ１を検出する第４サンプルホールド回路と、前記加算器から出力された前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記負荷電流ｉｏ１に基づいて、前記（３）式により、前記補助スイッチがオンしてから第１スイッチがターンオンするまでの時間ｔ１を演算する第２演算器と、を備えたことを特徴とする。
【００３５】
また、他の態様として、前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４に補正値Δｉｏを加算して前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４を補正することを特徴とする。
【００３６】
また、その一態様として、直流電圧源に直列接続された第１，第２メインスイッチと、前記第１，第２メインスイッチに対して並列接続された第３，第４メインスイッチと、前記第３，第４メインスイッチの中性点と第１，第２メインスイッチの中性点との間に接続された第１補助スイッチおよび第２補助スイッチおよびリアクトルおよびコンデンサと、を備えた単相インバータであって、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と負荷電流Ｉｏ１，Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４，ソフトスイッチング電流ｉａを検出し、以下の（１２）式〜（１５）式に基づいて、前記第１補助スイッチまたは前記第２補助スイッチがオンしてから前記第１〜第４メインスイッチがターンオンするまでの時間ｔ１〜ｔ４を算出することを特徴とする。
【００３７】
【数６】
2018061361.tif 000006
【００３８】
Ｅ：直流電圧源の電圧
Ｚａ：インピーダンス
Ｔａ：共振時間
また、その一態様として、前記第１補助スイッチと前記第２補助スイッチは表２に示す動作１もしくは動作２のように、動作を行うことを特徴とする。
【００３９】
【表２】
2018061361.tif 000007
【００４０】
また、その一態様として、ソフトスイッチング電流ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１を検出して保持する第１サンプルホールド回路と、前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１の高周波成分を除去する第１ローパスフィルタと、前記第１補助スイッチまたは第２補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４を検出して保持する第２サンプルホールド回路と、前記高周波成分を除去した初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１と、前記負荷電流Ｉｏ２，Ｉｏ３，Ｉｏ４に基づいて、前記（１３）式〜（１５）式により、第１補助スイッチまたは第２補助スイッチがオンしてから第２〜第４メインスイッチがオンするまでの時間ｔ２〜ｔ４を演算する第１演算器と、ソフトスイッチング電流Ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を検出して保持する第３サンプルホールド回路と、前記初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の高周波成分を除去する第２ローパスフィルタと、前記高周波成分を除去した初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、初期コンデンサ電圧の目標値との偏差を算出する減算器と、前記偏差に基づいて、ＰＩ制御を行うＰＩコントローラと、前記高周波成分を除去した初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記ＰＩコントローラの出力と、を加算して初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１として出力する加算器と、前記第１補助スイッチまたは前記第２補助スイッチがオフからオンするタイミングで負荷電流を検出する第４サンプルホールド回路と、前記加算器から出力された初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１と、前記負荷電流Ｉｏ１に基づいて、前記（１２）式により、第１補助スイッチまたは第２補助スイッチがオンしてから第１メインスイッチがオンするまでの時間ｔ１を演算する第２演算器と、を備えたことを特徴とする。
【００４１】
また、その一態様として、前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４に補正値Δｉｏを加算して前記負荷電流Ｉｏ１〜Ｉｏ４を補正することを特徴とする。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、ＬＣ共振単相インバータにおいて、ソフトスイッチング時のコンデンサＣaやリアクトルＬaへの印加電圧を低減させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】従来のＬＣＣ共振単相インバータのソフトスイッチング技術を示す概略図。
【図２】補助スイッチの電圧、電流、ＯＮ／ＯＦＦ指令を示す図。
【図３】インバータのメインスイッチのゲート指令と出力電圧を示す図。
【図４】ｔａ〜ｔｄの電圧と電流の波形を示す図。
【図５】一般的なＬＣ共振回路、電圧と電流の軌跡を示す図。
【図６】４つのソフトスイッチング処理の等価回路を示す図。
【図７】Ｐ１〜Ｐ４のソフトスイッチング経路内のコンデンサ電圧とインダクタ電流を示す図。
【図８】初期コンデンサ電圧を示す図。
【図９】（ａ）スイッチング時間ｔ１，（ｂ）スイッチング時間ｔ２，（ｃ）スイッチング時間ｔ３，（ｄ）スイッチング時間ｔ４のときの制御信号のタイムチャートを示す図。
【図１０】ソフトスイッチング時の状態を示す図。
【図１１】４つのソフトスイッチング処理と初期コンデンサ電圧を示す図。
【図１２】初期コンデンサ電圧の制限を示す図。
【図１３】ソフトスイッチング時間の制御方式を示すブロック図。
【図１４】ソフトスイッチング時間と初期コンデンサ電圧の制御方式を示すブロック図。
【図１５】実施形態１のＬＣ共振単相インバータを示す図。
【図１６】実施形態２のＬＣ共振単相インバータを示す図。
【図１７】初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１＝０のときの電圧，電流の軌跡を示す図。
【図１８】（ａ）スイッチング時間ｔ１，（ｂ）スイッチング時間ｔ２，（ｃ）スイッチング時間ｔ３，（ｄ）スイッチング時間ｔ４の定義と第１，第２補助スイッチの制御信号を示す図。
【図１９】初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１≠０のときの電圧，電流の軌跡を示す図。
【図２０】（ａ）スイッチング時間ｔ１，（ｂ）スイッチング時間ｔ２，（ｃ）スイッチング時間ｔ３，（ｄ）スイッチング時間ｔ４の時の制御信号のタイムチャートを示す図。
【図２１】Ｖｃｍａｘ，直流電圧源の電圧Ｅ，負荷電流Ｉｏの関係を示す図。
【図２２】実施形態１と実施形態２のコンデンサ最大電圧を示す図。
【図２３】従来と実施形態２の電圧と電流の軌跡を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
［実施形態１］
本実施形態１におけるＬＣ共振単相インバータは、図１に示す回路を基本的には同じ構成である。本実施形態１におけるＬＣ共振単相インバータは、直流電圧源Ｅに直列接続された第１，第２メインスイッチＳ１，Ｓ２と、第１，第２メインスイッチＳ１，Ｓ２に対して並列接続された第３，第４メインスイッチＳ３，Ｓ４と、第３，第４メインスイッチＳ３，Ｓ４の中性点と第１，第２メインスイッチＳ１，Ｓ２の中性点との間に接続された補助スイッチＳａおよびリアクトルＬａおよびコンデンサＣａと、備える。補助スイッチＳａとリアクトルＬａとコンデンサＣａの直列接続の順番は図１と異なっても良い。
【００４５】
コンデンサ最大電圧Ｖｃｍａｘを抑制するために、追加の充電のプロセスはできるだけ短くすべきであり、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１は、可能な限り大きくなるように制御すべきである。
【００４６】
追加の充電プロセスを回避するための以下の（３）〜（６）式が図１０に従って導出される。
【００４７】
【数３】
2018061361.tif 000008
【００４８】
時刻ｔ１〜ｔ４の切り替えは、図９，図１０に示されている。Ｖｃ１１〜Ｖｃ４１は、図１１に示すように、ソフトスイッチング処理の第１〜第４デッドタイム期間Ｐ１〜Ｐ４の初期コンデンサ電圧である。また、Ｉo1〜Ｉo4は第１〜第４デッドタイム期間Ｐ１〜Ｐ４の負荷電流を示す。ソフトスイッチングを保証するために、適切なインピーダンスＺａと共振時間Ｔａを設計する方法については、本願発明と直接関係ないためここでの説明は省略する。当該インピーダンスＺａ，共振時間Ｔａを設計する方法は非特許文献１に記載されている。
【００４９】
図１１は、４つのソフトスイッチング処理と初期コンデンサ電圧を示す図であり、上図がコンデンサ電流を示しており、下図がコンデンサ電圧を示している。
【００５０】
図１２は、これらの軌跡の図である。
補助スイッチＳａを制御するために、（３）〜（６）式に示すスイッチング時間ｔ１〜ｔ４を使用して、追加の充電プロセスをなくす。
【００５１】
また、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を高い値に制御することが望ましいが、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１には上限値がある。図１２は初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の増加の制限を示す。図１２に示すように、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の増加（Ｖｃ１１→Ｖ’ｃ１１）に伴って、第１デッドタイム期間Ｐ１の半径ｒが小さくなる。
また、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１は以下の（７）式を満たす必要がある。
【００５２】
【数４】
2018061361.tif 000009
【００５３】
ここで、Ｉ01は第１デッドタイム期間Ｐ１の負荷電流を示す。
【００５４】
なお、図１１でのＶｃ１１は、（７）式を満足する最大のＶｃ１１、すなわち、Ｖｃ１１＝Ｅ−（Ｉｏ１×Ｚａ）  としている。
図１２から分かるように、ＶｃｍやＶ’ｃｍの絶対値（図１０のＶｃ３１に相当）は２Ｅよりも小さい値となっている。 つまり、コンデンサＣａの印加電圧の最大値が２Ｅよりも低減されていることを示している。
【００５５】
（ソフトスイッチング時間と初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の制御方法）
図１３，図１４は、上記のソフトスイッチング時間と初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の制御方式を示す概略図である。図１３は第２〜第４デッドタイム期間Ｐ２〜Ｐ４のソフトスイッチング時間ｔ２〜ｔ４を示し、図１４は第１デッドタイム期間Ｐ１の初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１の制御によるソフトスイッチング時間ｔ１を示す。
【００５６】
図１３のコンデンサ電圧Ｖｃを入力するサンプルホールド１では、図１２からわかるようにソフトスイッチング電流ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１を検出して保持する。この初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１，Ｖｃ３１，Ｖｃ４１は、ローパスフィルタ３により高周波成分が除去されて演算器５に出力される。
【００５７】
負荷電流ｉｏを入力するサンプルホールド２では、図９（ｂ），（ｃ），（ｄ）のＧａｔｅＳａがＯＦＦ→ＯＮするタイミングで負荷電流ｉｏを検出、ホールドして出力する。この出力が、負荷電流Ｉo2，Ｉo3，Ｉo4となる。負荷電流Ｉ02，Ｉ03，Ｉ04は加算器４において、それぞれ補正値ΔＩ0が加算されて補正され、演算器５に出力される。
【００５８】
演算器５では、（４）式、（５）式、（６）式により、ソフトスイッチング時間ｔ２，ｔ３，ｔ４が演算される。
【００５９】
図１４のコンデンサ電圧Ｖｃを入力するサンプルホールド２では、図１２からわかるようにソフトスイッチング電流ｉａ＝０となるタイミングで初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を検出して保持する。初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１はローパスフィルタ７により高周波成分が除去されて減算器８および加算器１０に出力される。
【００６０】
図１４のＶ*ｃ１１はＶｃ１１の目標値である。（７）式より、Ｖ*ｃ１１＜Ｅ−（Ｉo1×Ｚa）を満足する値に設定する。減算器８では、目標値Ｖ*ｃ１１から初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を減算する。
【００６１】
ＰＩコントローラ９は初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１を目標値に制御する。より制御性能を向上させるために、１次ローパスフィルタは１／（１＋ＴＳ）とし、ＴはＴ0（＝１／ｆ0：ただしｆ0はインバータのスイッチング周波数）と等しいか小さいように設計する。
【００６２】
加算器１０では、ＰＩコントローラ９の出力にローパスフィルタ７の出力を加算して演算器１３に出力する。
【００６３】
図１４の負荷電流ｉｏを入力するサンプルホールド１１では、図９（ａ）のＧａｔｅＳａがＯＦＦ→ＯＮするタイミングで負荷電流ｉｏを検出、保持して出力する。この出力が、負荷電流Ｉｏ１となる。加算器１２では、ｉｏに補正値ΔＩｏを加算して補正し、演算器１３に出力する。
【００６４】
演算器１３では、（３）式により、ソフトスイッチング時間ｔ１が演算される。
【００６５】
図１５に示すように、電圧センサ１４はコンデンサＣａのコンデンサ電圧Ｖｃを測定し、２つの電流センサ１５，１６はソフトスイッチング電流Ｉaと負荷電流Ｉ0をそれぞれ検出する。適切な演算値を出力するには、各ソフトスイッチング処理する前に、負荷電流Ｉ0とコンデンサ電圧Ｖcをサンプルホールドする必要がある。
【００６６】
ソフトスイッチング電流ｉaの電流検出値は、補助スイッチＳａのスイッチング指令のパルス幅の制御に用いる。つまり、補助スイッチＳａのターンオフのタイミングの制御用に、ソフトスイッチング電流ｉａが用いられる。ソフトスイッチング電流ｉａが正→負となった後に、図９のゲート指令ＧａｔｅＳａをＯＮ指令→ＯＦＦ指令に切り替える。（図示省略）  ＯＦＦ指令後のソフトスイッチング電流ｉａが負の期間では、補助スイッチＳａのフリーホイールダイオードにソフトスイッチング電流ｉａが流れるが、その後ソフトスイッチング電流ｉａ＝０となると、ＯＦＦ指令となっているためｉａ＝０の状態を保持する。
【００６７】
（補正値ΔＩ0）
このＬＣ共振単相インバータでは、デッドタイム期間中に負荷電流Ｉｏが変動することが考えられる。そこで制御精度の向上させるためには、デッドタイムに応じた負荷電流の補正が必要となる。
【００６８】
本実施形態１では、ＩＧＢＴ電流が正弦波であると仮定し、正弦波形の補正値Δｉｏを推定する。
【００６９】
第１デッドタイム期間Ｐ１および第３デッドタイム期間Ｐ３の場合：ΔＩ0＝Ｉomｓｉｎ（２πｆ0*ｔｄ）：負荷電流はデッドタイム間増大する。
【００７０】
第２デッドタイム期間Ｐ２および第４デッドタイム期間Ｐ４の場合：ΔＩ0＝Ｉomｓｉｎ（２πｆ0*ｔｄ／２）：負荷電流はデッドタイム間減少する。
【００７１】
ここで、ｉomは負荷電流の振幅であり、ｆ0*はインバータのスイッチング周波数を示し、ｔｄはデッドタイムを示す。
【００７２】
このデッドタイムｔｄを補償する補正値Δｉｏを図１３，図１４の制御ブロックのように適用することによって、インバータのスイッチング損失をより低減させることができる。 （注：デッドタイムｔｄと図９（ｂ）内のｔｄとは無関係である。）
この実施形態１は、下記Ａ．Ｂ．Ｃ．Ｄ．の効果を持つ。
【００７３】
Ａ．コンデンサＣａに印加する電圧の最大値（Ｖｃｍａｘ）を抑制する。これは、以下の（１）（２）により低減される。
（１）負荷電流によるコンデンサＣａの追加の充電プロセスがなくなる。
（２）初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１（第１デッドタイム期間Ｐ１時の初期コンデンサ電圧）を適正値に制御するため、Ｖｃｍａｘ（＝｜２Ｅ−Ｖｃ１１｜）が小さくなる。
【００７４】
また、Ｖｃｍａｘを抑制することで、リアクトルＬａに印加する電圧の最大値も抑制できる。
【００７５】
Ｂ．小型化、低コスト化
Ａ．で示すようにＶｃｍａｘが小さくなることによって、耐電圧の低いコンデンサＣａやリアクトルＬａを適用することができる。これにより、コンデンサＣａやリアクトルＬａの小型化と低コスト化、さらにインバータの小型化と低コスト化を図ることが可能となる。
【００７６】
Ｃ．ソフトスイッチング動作によって生じるスイッチの導通損失を低減させる
ソフトスイッチングに起因する追加の導通損失は、図４に示されている。ソフトスイッチング電流ｉａは、補助スイッチＳａだけではなく、メインスイッチも通過する。したがって、追加の充電プロセスがある場合、その期間分の導通損失が補助スイッチＳａと各メインスイッチＳ１〜Ｓ４の両方で生じる。
【００７７】
これに対して本実施形態１では、ソフトスイッチング電流ｉａが流れている時間は、追加の充電プロセスを除去することによって最小化される。したがって、各スイッチの導通損失を低下させることが可能となり、インバータの効率を向上させることが可能となる。
【００７８】
Ｄ．ソフトスイッチング性能への負荷変動の影響を低減する
本実施形態１では、ソフトスイッチング時間を負荷電流に基づいて算出する。したがって、負荷変動の影響を低減することができる。  
【００７９】
［実施形態２］
本実施形態２は、図１６に示すように、ソフトスイッチング経路に２つの第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２を逆方向に接続したものである。
【００８０】
（ソフトスイッチング制御）
はじめに、コンデンサＣａの初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１＝０の条件における動作例を説明する。
【００８１】
二つの第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２が使用されるため、ソフトスイッチング経路を流れる電流を両方向に制御することができる。コンデンサＣａに印加する最大電圧Ｖｃｍａｘを低減するために、制御は以下のように行われる。図１７は初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１＝０のときの電圧，電流の軌跡を示す図である。
・第１デッドタイム期間Ｐ１では、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の両方がターンオンとなって、ソフトスイッチング処理が始まり、図１７（ａ）の実線に示すように、「ａ」から始まり「ｃ」となる。
・第２デッドタイム期間Ｐ２では、第１補助スイッチＳａ１のみがターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は、図１７（ａ）の破線に示すように、「ｃ」から始まり「ａ」に戻る。
・第３デッドタイム期間Ｐ３では、第２補助スイッチＳａ２のみがターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は図１７（ｂ）の実線に示すように「ｅ」から始まり「ｇ」となる。
・第４デッドタイム期間Ｐ４では、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の両方がターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は、図１７（ｂ）の破線に示すように「ｇ」から始まり「ｅ」に戻る。
【００８２】
図１７は初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１＝０のときの状態を示しており、図８に示す従来技術の電圧と電流の軌跡と比較することを目的とている。
【００８３】
図１７の電圧および電流の軌跡に示すように、コンデンサＣａの追加の充電プロセス（図７に見られる、Ｉｏ×Ｚａが一定値でＶｃが変化する軌跡のプロセス）は削除されている。それによって、コンデンサＣａに印加する最大電圧Ｖｃｍａｘを低減できる。これを達成するために、ソフトスイッチング時間ｔ１〜ｔ４は、（８）式〜（１１）式で算出される。
【００８４】
【数５】
2018061361.tif 000010
【００８５】
図１８は、スイッチング時刻を定義すると共に、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の制御信号を定義している。
（ａ）第１デッドタイム期間Ｐ１時、第１メインスイッチＳ１はＯＮからＯＦＦへ、（ｂ）第２デッドタイム期間Ｐ２時、第４メインスイッチＳ４がＯＮからＯＦＦへ、（ｃ）第３デッドタイム期間Ｐ３時、第３メインスイッチＳ３がＯＮからＯＦＦへ、（ｄ）第４デッドタイム期間Ｐ４時、第２メインスイッチＳ２がＯＮからＯＦＦへ変更する。
【００８６】
（８）式の負荷電流Ｉo1は、図１８のｔａ時の負荷電流値である。（９）式の負荷電流ＩO2は、図１８のｔｃ時の負荷電流値である。（１０）式の負荷電流ＩO3は、図１８のｔｅ時の負荷電流値である。（１１）式の負荷電流Ｉ04は、図１８のｔｇ時の負荷電流値である。
【００８７】
（８）式の初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１は、図１８のｔａ時のコンデンサＣａの印加電圧Ｖｃである。（９）式の初期コンデンサ電圧Ｖｃ２１は、図１８のｔｃ時のコンデンサＣａの印加電圧Ｖｃである。（１０）式の初期コンデンサ電圧Ｖｃ３１は、図１８のｔｅ時のコンデンサＣａの印加電圧Ｖｃである。（１１）式の初期コンデンサ電圧Ｖｃ４１は、図１８のｔｇ時のコンデンサＣａの印加電圧Ｖｃである。
【００８８】
第１補助スイッチＳａ１または第２補助スイッチＳａ２がターンオフする時に補助スイッチのＩＧＢＴ部に電流が流れていると、スイッチング損失が発生する。これを回避するために、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の制御信号のパルス幅は、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２のフリーホイールダイオードが導通するのに十分の長さが必要で、かつ、ＩＧＢＴ部のターンオンの次のサイクルよりも短くしなければいけない。したがって、図１８に示すように第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の制御信号（Ｇａｔｅ  Ｓａ１、Ｇａｔｅ  Ｓａ２）のパルス幅は、以下の条件を設ける。
【００８９】
（１）第１デッドタイム期間Ｐ１では、Ｔａ≧Ｓａ１のパルス幅≧Ｔａ／４．Ｔａ≧Ｓａ２のパルス幅＞３Ｔａ／４となる。この場合、第１補助スイッチＳａ１の制御信号が既にオフされているため、電流がゼロになったとき第２補助スイッチＳａ２が自然にオフになる。
【００９０】
（２）第２デッドタイム期間Ｐ２では、Ｔａ／２≧Ｓａ１のパルス幅≧Ｔａ／４となる。
【００９１】
（３）第３デッドタイム期間Ｐ３では、Ｔａ／２≧Ｓａ２のパルス幅≧Ｔａ／４となる。
【００９２】
（４）第４デッドタイム期間Ｐ４では、ｔ4≧Ｓａ２のパルス幅≧Ｔａ／２，Ｔａ≧Ｓａ１のパルス幅＞３Ｔａ／４となる。
【００９３】
（１）〜（４）の条件では、電流がゼロになったとき、第１補助スイッチＳａ１と第２補助スイッチＳａ２の両方が確実にターンオフされる
次に、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１≠０の条件における動作例を説明する。この動作例では、前述の初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１＝０の条件における動作例とは異なり、第１デッドタイム期間Ｐ１で第１補助スイッチＳａ１のみをターンオンさせる。
【００９４】
図１９に、初期コンデンサ電圧Ｖｃ１１≠０のときの電圧と電流の軌跡を示す。
第１デッドタイム期間Ｐ１では、第１補助スイッチＳａ１のみがターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は図１９（ａ）の実線に示すように、「ａ」から始まり「ｃ」で終了する。
【００９５】
第２デッドタイム期間Ｐ２では、第１補助スイッチＳａ１と第２補助スイッチＳａ２の両方がターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は、図１９（ａ）の破線に示すように、「ｃ」から始まり「ｅ」で終了する。
【００９６】
第３デッドタイム期間Ｐ３では、第１補助スイッチＳａ１と第２補助スイッチＳａ２の両方がターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は、図１９（ｂ）の実線に示すように、「ｅ」から始まり「ｇ」で終わる。
【００９７】
第４デッドタイム期間Ｐ４では、第２補助スイッチＳａ２のみがターンオンとなる。ソフトスイッチング処理は図１８（ｂ）の破線で示すように、「ｇ」から始まり「ｉ」である。
【００９８】
この制御のためのソフトスイッチング時間ｔ１〜ｔ４は、（１２）式〜（１５）式により算出される。
【００９９】
【数６】
2018061361.tif 000011
【０１００】
スイッチング時間ｔ１〜ｔ４は図２０に示されている。図２０は、スイッチング時間ｔ１〜ｔ４の定義と、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の制御信号（Ｇａｔｅ  Ｓａ１、Ｇａｔｅ  Ｓａ２）を示す。
【０１０１】
（ａ）第１デッドタイム期間Ｐ１：第１メインスイッチＳ１がＯＮからＯＦＦになる。（ｂ）第２デッドタイム期間Ｐ２：第４メインスイッチＳ４がＯＮからＯＦＦになる。（ｃ）第３デッドタイム期間Ｐ３：第３メインスイッチＳ３がＯＮからＯＦＦになる。（ｄ）第４デッドタイム期間Ｐ４：第２メインスイッチＳ２がＯＮからＯＦＦになる。
【０１０２】
図２０に示すように、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２のパルス幅は図１８と同じ規則に従う。例えば、第１，第３，第４デッドタイム期間Ｐ１，Ｐ３，Ｐ４において、（１）Ｔａ／２≧第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の制御信号の短い方のパルス幅≧Ｔａ／４，（２）Ｔａ≧第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の制御信号の長い方のパルス幅≧３Ｔａ／４（注：第１デッドタイム期間Ｐ１の第１補助スイッチＳａ１のパルス幅と第４デッドタイム期間Ｐ４の第２補助スイッチＳａ２のパルス幅は、短い方のパルス幅に相当する。）
第２デッドタイム期間Ｐ２では、（１）ｔ２≧Ｓａ１のパルス幅Ｔａ／２，（２）Ｔａ≧Ｓａ２のパルス幅≧３Ｔａ／４
上記の第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２のパルス幅の条件を満足するように、第１補助スイッチＳａ１と第２補助スイッチＳａ２のターンオンとターンオフのタイミングを設定する。
【０１０３】
以上の２種類の動作例における第１補助スイッチＳａ１と第２補助スイッチＳａ２の動作をまとめると、以下の表１となる。本実施形態２では、下記のいずれの第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の動作パターンを適用してもよい。
【０１０４】
【表１】
2018061361.tif 000012
【０１０５】
なお、（８）式〜（１５）式のスイッチング時間ｔ１〜ｔ４は、実施形態１の図１３、図１４と同様の制御ブロックを用いることで算出できる。
【０１０６】
（効果）
Ａ．コンデンサＣａの最大電圧を大幅に低減する。
【０１０７】
図２１はＶｃｍａｘ，直流電圧源の電圧Ｅ，負荷電流Ｉｏの関係を示す。図８と同じ条件下での軌跡である。
【０１０８】
実施形態１と同様、負荷電流による追加の充電プロセスが無く、コンデンサＣａの最大電圧は（１６）式で表すことができる。この式は、図２１の三角形ΔＡｂＥより導かれる（線分Ａｂの長さがＶｃｍａｘ）。
【０１０９】
【数７】
2018061361.tif 000013
【０１１０】
ソフトスイッチングの適切な動作のために、ＩoＺａ≦（Ｅ−Ｖｃ１１）である必要がある。
【０１１１】
また、インピーダンスＺａは（１８）式に示す値に設定する。
【０１１２】
【数８】
2018061361.tif 000014
【０１１３】
図２２は、実施形態１のコンデンサ最大電圧Ｖｃｍａｘ１と本実施形態２のコンデンサ最大電圧Ｖｃｍａｘ２を比較する図である。この図では、Ｅ＝６００Ｖ、ｋｉ＝１．５としている。
【０１１４】
図２２に示すように、実施形態１従来と本実施形態２のコンデンサ最大電圧を比較すると、本実施形態２のコンデンサ最大電圧（Ｖｃｍａｘ２）は実施形態１のコンデンサ最大電圧（Ｖｃｍａｘ１）よりもはるかに低い。このことは、図８，図１７に示す図を比較しても明らかである。例えば、実施形態１のコンデンサ最大電圧は直流電圧源の電圧Ｅよりも大きなものとなっていたが、本実施形態２の通常時のコンデンサ最大電圧は、直流電圧源の電圧Ｅよりも、Ｖｃ１１≦１７０Ｖの条件では小さい。
【０１１５】
Ｂ．電流の低減
図２３は、実施形態１と本実施形態２の電圧と電流の軌跡を比較する図である。実線と破線が実施形態１の軌跡、実線が本実施形態２に軌跡である。（実線では、実施形態１と本実施形態２の軌跡が重なっている。）
図２３に示すように、実施形態１と本実施形態２の図を比較すると、本実施形態２では破線部分の軌跡がない。したがって、ソフトスイッチングによる電流（ｉａ）は、本実施形態２では低減できる。
【０１１６】
４つのデッドタイム期間の処理で保持された負荷電流が同一値であると仮定した場合、電流低減値は以下の（１９）式のように表される。
【０１１７】
【数９】
2018061361.tif 000015
【０１１８】
ここで、ＴａはリアクトルＬａとコンデンサＣａの共振期間を示し、Ｔａ＝２π√ＬａＣａである。Ｔｓはメインスイッチのスイッチング期間を示し、Ｔｓ＝１／ｆｓである。（ｆｓ：メインスイッチのスイッチング周波数）
Ｃ．ソフトスイッチング動作による導通損失の低減
図４に示すように、ソフトスイッチング電流ｉａは、ソフトスイッチング経路の第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２を通過するだけでなく、第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４も通過する。したがって、ｉａによる導通損失が第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２と第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４の両方で発生する。その値は、ソフトスイッチング電流ｉａの振幅と持続時間に依存する。
【０１１９】
本実施形態２においては、Ｂ．に示すようにソフトスイッチング電流ｉａが低減される。したがって、各スイッチの導通損失も抑制される。
【０１２０】
このように、第１〜第４メインスイッチＳ１〜Ｓ４、第１，第２補助スイッチＳａ１，Ｓａ２の導通損失を低減させることによりインバータの効率向上を図ることが可能となる。
【０１２１】
Ｄ．小型化、低コスト化
Ａ．で示したようにＶｃｍａｘが小さくなることによって、耐電圧の低いコンデンサＣａやリアクトルＬａを適用することができる。これにより、コンデンサＣａやリアクトルＬａの小型化と低コスト化、さらにインバータの小型化と低コスト化を図ることが可能となる。
【０１２２】
また、Ｂ．、Ｃ．で述べたソフトスイッチング経路（図１６の第１，第２補助スイッチＳａ，Ｓｂ，リアクトルＬａ，コンデンサＣａ）に流れる電流が低減されることによって、許容電流値が低い第１，第２補助スイッチＳａ，Ｓｂ，リアクトルＬａ，コンデンサＣａを適用することができる。 これによって、各部品の小型化と低コスト化、さらにインバータの小型化と低コスト化を図ることが可能となる。
【符号の説明】
【０１２３】
１，２，６，１１…サンプルホールド
３，７…ローパスフィルタ
４，１０，１２…加算器
５，１３…演算器
８…減算器
９…ＰＩコントローラ
【図１】
2018061361.tif 000019
【図２】
2018061361.tif 000020
【図３】
2018061361.tif 000021
【図４】
2018061361.tif 000022
【図５】
2018061361.tif 000023
【図６】
2018061361.tif 000024
【図７】
2018061361.tif 000025
【図８】
2018061361.tif 000026
【図９】
2018061361.tif 000027
【図１０】
2018061361.tif 000028
【図１１】
2018061361.tif 000029
【図１２】
2018061361.tif 000030
【図１３】
2018061361.tif 000031
【図１４】
2018061361.tif 000032
【図１５】
2018061361.tif 000033
【図１６】
2018061361.tif 000034
【図１７】
2018061361.tif 000035
【図１８】
2018061361.tif 000036
【図１９】
2018061361.tif 000037
【図２０】
2018061361.tif 000038
【図２１】
2018061361.tif 000039
【図２２】
2018061361.tif 000040
【図２３】
2018061361.tif 000041