(57)【要約】【課題】通過周波数範囲が固定のＢＰＦを用いることができ、ストローブ生成時の残留ジッタを抑圧する。【解決手段】トリガ回路２は、動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するＤＤＳ１２と、ＤＤＳ１２から出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するＢＰＦ１３と、ＢＰＦ１３で通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器１４とを含む。ストローブ生成時は、ＢＰＦ１３の通過周波数範囲をオクターブ未満に固定し、ＤＤＳ１２の出力周波数がＢＰＦの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定する。【選択図】図１
2018136261.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ（１２）と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ（１３）と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器（１４）とを含み、ストローブ信号を発生するトリガ回路（２）において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲がオクターブ未満に固定され、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が設定されることを特徴とするトリガ回路。
【請求項２】
動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ（１２）と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ（１３）と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器（１４）とを含むトリガ回路（２）を用いてストローブ信号を発生するトリガ発生方法において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲をオクターブ未満に固定するステップと、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定するステップとを含むことを特徴とするトリガ発生方法。
【請求項３】
請求項１のトリガ回路（２）から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングすることを特徴とするサンプリングオシロスコープ。
【請求項４】
請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングするステップを含むことを特徴とするサンプリング方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データをサンプリングするサンプラのサンプリングタイミングを生成するトリガ回路及びトリガ発生方法と、サンプラによるサンプリングデータに基づく波形を表示するサンプリングオシロスコープ及びサンプリング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば下記特許文献１には、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ：Direct Digital Synthesizer）とプログラマブルカウンタを用いて生成されるストローブ信号によりサンプラにてパターン信号をサンプリングする技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許第７２８４１４１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＤＤＳは、ＦＴＷ（周波数チューニングワード）を設定することで比較的任意の周波数を出力することができる便利なＩＣであるが、原理上かならずイメージ成分及び高調波成分といった不要波成分が重畳されてしまう。このため、基本的には不要波成分除去を目的としてＢＰＦやＬＰＦを接続するのが一般的である。上記特許文献１には、ＤＤＳの次段にＬＰＦを接続した構成が開示されている。
【０００５】
ここで、ＢＰＦによる制約を考えない場合、例えば上記特許文献１のようにＬＰＦを挿入した構成では、最大出力可能周波数を入力周波数の１／４と設計上決めておけば、最も大きな不要波となるイメージ成分はその制約下においてはＬＰＦにて除去可能であるため、最初に決定した最大周波数のみが制約となる。また、ＤＤＳから例えば１／８以下となる周波数を出力すると予め確定させておけば、ＦＴＷにはある程度の柔軟性があり、例えば１／８×８１９１／８１９２といった分周比を設定することが可能であった。
【０００６】
ところで、サンプリングオシロスコープでは、波形を測定するためのサンプリング方式として、ランダム・サンプリングとシーケンシャル・サンプリングが知られている。ここで、本発明に関連するランダム・サンプリングの場合、その動作原理からＤＤＳの分周比設定がＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ（サンプリング数）によって決定される。逆を言えばＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓの設定によってＤＤＳの出力周波数が決まってしまうと言える。
【０００７】
しかしながら、サンプリングオシロスコープは、ユーザビリティの観点からＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓは必ずしも設計上都合が良い任意の値を取れない。具体的な例を示して説明すると、ユーザは設計したＤＵＴを評価する際にサンプリングオシロスコープを用いてＥｙｅ  ＡｍｐｌｉｔｕｄｅやＪｉｔｔｅｒ性能、Ｍａｓｋ  Ｍａｒｇｉｎといったパラメータを評価する。ところが、それらの測定にはドット分布による統計処理が用いられているため、ユーザが安定した評価をするためには、最初にどの程度のサンプル数( 累積サンプル数) で評価するかを決める必要がある。この累積サンプル数の定義には、「波形を何回掃引したか」を示すＷａｖｅｆｏｒｍｓという設定値がよく用いられる。確かにＷａｖｅｆｏｒｍｓを使用すれば、累積サンプル数＝Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ×Ｗａｖｅｆｏｒｍｓとして累積サンプル数を算出することができる。
【０００８】
よって、同じサンプル数で比較するためには、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ＳａｍｐｌｅｓとＷａｖｅｆｏｒｍｓがともに一致した条件にて評価すればよい。逆を言えば、メーカの異なるサンプリングオシロスコープで結果を比較する際などは、ともに同一のＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ＳａｍｐｌｅｓとＷａｖｅｆｏｒｍｓが設定できる必要性が高い。よって、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓは従来機種同等の設定や競合他社の設定等を踏まえて選定する必要がある。このため、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓは、１ＵＩを決めるのに重要な要素でありながら、前述の通り設計上の都合だけから任意の値を選択することができないという問題がある。
【０００９】
一方で、ＤＤＳの観点から考えると、ＤＤＳの入力周波数範囲はオクターブであり、ＤＤＳの分周比がＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓでソフトウェア設定より一意に決定されてしまうと、ＤＤＳ出力周波数も当然オクターブで変化してしまう。よって、本設定を考慮したＬＰＦやＢＰＦを採用する必要があり、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有するＢＰＦを使用することができない。結果的にイメージ成分等の大きな成分を除去することは可能だが、範囲が広いため高調波成分が折り返った成分などは除去しきれず残留ジッタが大きくなってしまうという問題が生じる。
【００１０】
尚、上述した従来の特許文献１に開示される装置では、ＤＤＳの設定を固定して使用しており、ＬＰＦにはある程度の範囲を許容した回路を採択する必要があった。その結果、ＤＤＳ出力の不要波成分が除去しきれず残留ジッタが大きくなるという問題があった。
【００１１】
そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであって、通過周波数範囲が固定のバンドパスフィルタを用いることができ、ストローブ信号を生成する際の残留ジッタを抑圧することができるトリガ回路及びトリガ発生方法とサンプリングオシロスコープ及びサンプリング方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明の請求項１に記載されたトリガ回路は、動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ１２と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ１３と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器１４とを含み、ストローブ信号を発生するトリガ回路２において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲がオクターブ未満に固定され、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が設定されることを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載されたトリガ発生方法は、動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ１２と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ１３と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器１４とを含むトリガ回路２を用いてストローブ信号を発生するトリガ発生方法において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲をオクターブ未満に固定するステップと、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定するステップとを含むことを特徴とする。
【００１４】
請求項３に記載されたサンプリングオシロスコープは、請求項１のトリガ回路２から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングすることを特徴とする。
【００１５】
請求項４に記載されたサンプリング方法は、請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングするステップを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有する通過周波数範囲が固定のバンドパスフィルタを用いることができ、最適なフィルタ設計及び設定が可能となり、残留ジッタを抑圧することができる。そして、残留ジッタを抑圧するので、サンプラのスイッチング動作のタイミングずれを低減でき、より正確なデータのサンプリングを行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係るトリガ回路を含むサンプリングオシロスコープのブロック構成図である。
【図２】本発明において、横軸を周波数、縦軸を振幅とするバンドパスフィルタ特性と、各信号との関係を示す図である。
【図３】本発明に係るトリガ発生方法とサンプリング方法の概略を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明を実施するための形態について、添付した図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１９】
図１に示すように、本実施の形態のサンプリングオシロスコープ１は、観測対象となる広帯域・高速の信号の波形表示を行うもので、トリガ回路２、サンプラ３、Ａ／Ｄ変換器４、表示部５、制御部６を備えて概略構成される。
【００２０】
トリガ回路２は、サンプラ３のサンプリングタイミングとして用いられるストローブ信号を生成する回路であり、周波数変換部１１、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）１２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３、可変分周器１４を含んで構成される。
【００２１】
周波数変換部１１は、トリガ回路２の初段に位置し、可変分周器１１ａと周波数逓倍回路１１ｂを備え、次段に位置するＤＤＳ１２が動作可能な入力周波数範囲（図２のＤＤＳ１２の入力周波数範囲Ｈ１）に外部から供給されるトリガクロック（例えば矩形波や正弦波）の周波数（図２のトリガ入力周波数Ｆｔ）を変換する。
【００２２】
尚、周波数変換部１１は、ＤＤＳ１２が動作可能な入力周波数範囲Ｈ１のトリガクロックが外部から入力される場合には省略することができる。この場合、外部からトリガクロックがＤＤＳ１２に直接入力される。
【００２３】
周波数変換部１１は、例えば、ＤＤＳ１２の動作周波数（図２のＤＤＳ１２入力可能範囲Ｈ１）を１．２５ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚのオクターブ（２倍）の範囲と規定した場合、以下のように挙動する。
【００２４】
［例１」トリガクロックが１０ＧＨｚの場合には、可変分周器１１ａの分周比を４として２．５ＧＨｚをＤＤＳ１２に供給する。
［例２］トリガクロックが２．０ＧＨｚの場合には、可変分周器１１ａの分周比を１として２．０ＧＨｚをＤＤＳ１２に供給する。
［例３］トリガクロックが０．１ＧＨｚの場合には、周波数逓倍回路１１ｂにて１６逓倍して１．６ＧＨｚをＤＤＳ１２に供給する。
【００２５】
尚、ＤＤＳ１２の動作周波数範囲がオクターブ（２倍）の範囲であれば、分周比及び逓倍比は２のべき乗で対応可能となる。ここでは２のべき乗として計算する。
【００２６】
ＤＤＳ１２は、周波数変換部１１の次段に接続され、図２に示すように、周波数変換部１１にて入力可能範囲Ｈ１に入力周波数Ｆｉが調整され、周波数変換部１１にて周波数変換されたトリガクロックから、任意の波形や周波数（出力周波数Ｆｏ）をデジタル的に生成する。
【００２７】
ＢＰＦ１３は、ＤＤＳ１２の次段に接続され、ＤＤＳ１２から出力されるトリガクロックの通過帯域を制限する。ＢＰＦ１３は、図２に示すように、下側の遮断周波数がｆ０、上側の遮断周波数が２ｆ０未満に設定される。
【００２８】
可変分周器１４は、ＢＰＦ１３の次段に接続され、分周比が可変設定可能（例えば２〜２31）であり、サンプラ３のサンプリングタイミングを生成するためにトリガ回路２の最終段に設けられる。可変分周器１４は、図２に示すように、ＢＰＦ１３を通過したトリガクロックの周波数を、サンプラ３が動作可能範囲Ｈ２に調整する。
【００２９】
ここで、サンプラ３が駆動可能なサンプリングタイミングの周期（以下、ストローブ周期と言う）は一般的にｋＨｚオーダとなる。このため、ＤＤＳ１２とＢＰＦ１３の出力周波数Ｆｏにてサンプラ３を直接駆動することは現実的ではない。そのため、図２に示すように、最終段の可変分周器１４は、ＢＰＦ１３を通過したトリガクロックをサンプラ３が駆動可能な周波数まで周波数を分周し、サンプラ３のサンプリングタイミングとなるストローブ信号（ストローブ周波数Ｆｓ）を出力する。
【００３０】
サンプラ３は、トリガ回路２にて生成されるストローブ信号（ストローブ周波数Ｆｓ）をサンプリングタイミングとして例えば数百ｋＨｚでスイッチング動作（閉状態：例えば１０〜１００ｐｓｅｃ）し、外部から入力されるデータをサンプリングする。
【００３１】
尚、外部から入力されるデータは、例えば被測定物Ｗにテスト信号として入力される繰り返しパターンによる周期性を持つ既知のパターン信号である。この既知のパターン信号には、例えばＰＲＢＳ（Pseudo-random bit sequence：擬似ランダム・ビット・シーケンス）パターン、固定パターン、任意パターンによるプログラマブルパターン等がある。
【００３２】
Ａ／Ｄ変換器４は、サンプラ３にてサンプリングされたアナログ出力によるデータをディジタルのデータに変換する。
【００３３】
表示部５は、例えば本体に設けられる液晶表示器などで構成され、制御部６の制御により、データの波形や統計処理された測定結果などを表示する。
【００３４】
制御部６は、高い周波数で繰り返す波形を観測するため、トリガ回路２、サンプラ３、Ａ／Ｄ変換器４、表示部５を統括制御するもので、例えば周波数変換部１１、ＤＤＳ１１２、可変分周器１４の各部の分周比設定、可変分周器１１ａと周波数逓倍回路１１ｂの切替制御、Ａ／Ｄ変換部４にて変換されたデータの組み合わせ・組み替え処理や統計処理、表示部５への観測波形の表示制御などを行う。
【００３５】
次に、上記のように構成されるサンプリングオシロスコープ１におけるランダム・サンプリングの基本動作原理について説明する。ここでは、初段の周波数変換部１１（可変分周器１１ａ）の分周比、ＤＤＳ１２の分周比、最終段の可変分周器１４の分周比を以下のような変数で定義する。
【００３６】
初段の周波数変換部１１（可変分周器１１ａ）の分周比＝Ｐ（ここでＰ＝２n ：但し、ｎ＝０，１，２，３，・・・）
ＤＤＳ１２の分周比＝（１／８）×（Ｓ／８１９２）（ここでＳは奇数とする）
最終段の可変分周器１４の分周比＝Ｍ（Ｍ＝２以上の任意の正数、但しＳと互いに素とする) 
【００３７】
外部から入力されるトリガクロックの周波数をＩ［Ｈｚ］とすると、ストローブ周波数ＦｓはＰ，Ｓ，Ｎを用いて、ストローブ周波数Ｆｓ［Ｈｚ］＝Ｉｎｐｕｔ×（１／Ｐ）×（１／８）×（Ｓ／８１９２）×（１／Ｍ）と表記できる。
【００３８】
よって、ストローブ周期は、ストローブ周波数Ｆｓの逆数であるため、ストローブ周期［ｓ］＝１／（ストローブ周波数Ｆｓ）＝（１／Ｉ）×Ｐ×８×（８１９２／Ｓ）×Ｍと表記できる。
【００３９】
ここで、観測波形データ信号とストローブ周波数Ｆｓは同期しており、かつ１：１の関係とする（同期は必須条件）。すなわち、Ｉ［ｂｉｔ／ｓ］の信号を観測しているとした場合、１ｂｉｔの時間幅は１／Ｉとなる。よって、上式よりストローブ周期は１ｂｉｔの時間を８×Ｐ×Ｍ×８１９２／Ｓ倍したものとなる。
【００４０】
ここで、以下に示す前提条件がある。
（１）Ｐは２のべき乗である。よって２以外の約数を持たない
（２）Ｓは奇数である。よって２を約数に持たない。
（３）ＭはＳと互いに素である。よってＭとＳは約分できない。
【００４１】
以上の前提条件から、８×Ｐ×Ｍ×８１９２／Ｓは分母と分子で約数を持たず、仮分数表記に変形しても８×Ｐ×Ｍ×８１９２／Ｓ＝（６５５３６×Ｐ×Ｍ）×１／Ｓと変形される。この式は１回のストローブでビット内位相が（１／Ｓ）だけ動く、ということを示唆している。よって、Ｓ回だけストローブが発生すると、ちょうどビット内位相が一周し、元に戻る。このとき、ビット位置は６５５３６×Ｐ×Ｍとなる。したがって、観測波形の周期が６５５３６×Ｐ×Ｍと一致していなければ、ビット位置はストローブと非同期となり、ビット位置はランダムであるが、位相はＳ回毎に周期的となるサンプリングが実現できることになる。
【００４２】
以上のことより、ＤＤＳ１２の分周比として設定している変数Ｓは、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を示しており、通常はＳサンプル数が波形を１掃引する際の設定として用いられることから、ＳにはＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ（１掃引で表示する波形サンプル数) が設定される。
【００４３】
ところで、トリガクロックの性能を高めるためには、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有するフィルタを使用して帯域を十分制限することでイメージ成分及び高調波成分が折り返った成分を除去することが適切である。ここで、可変ＢＰＦを用いてＤＤＳ１２の出力周波数Ｆｏに応じて最適化する方法も存在するが、可変ＢＰＦは一般的にＱ値が低いために所望とする急峻なフィルタ特性を実現することができない。
【００４４】
そこで、本実施の形態では、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有する通過帯域範囲が固定のＢＰＦ１３を用いて対応している。本例では、前述の通りＢＰＦに急峻な性能を持たせるため、通過周波数範囲がオクターブ未満で固定のＢＰＦ１３の採用を考える。ＤＤＳ１２の入力周波数Ｆｉはオクターブで変化するため、ＤＤＳ１２の出力がＢＰＦ１３を通過するためには、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓと一致するＳの値を調整する必要があり、イメージ成分を取り出すという工夫をして出力周波数Ｆｏをより高く設計している。
【００４５】
すなわち、本実施の形態では、図３に示すように、ＢＰＦ１３の通過周波数範囲をオクターブ未満に固定し（ＳＴ１）、ＤＤＳ１２の出力周波数ＦｏがＢＰＦ１３の通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定し（ＳＴ２）、ストローブ信号を生成する。そして、生成されたストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングする（ＳＴ３）。以下、具体的な数値例を示して説明する。尚、以下に説明する数値は一例であって、その数値に限定されるものではない。
【００４６】
ＤＤＳ１２の入力周波数Ｆｉ＝１．７４ＧＨｚ
ＢＰＦ１３の設計値＝１．０３ＧＨｚ〜１．１２ＧＨｚ
ＦＴＷの設定値＝５１１９／８１９２
ＤＤＳ１２の出力周波数Ｆｏ＝１．０８ＧＨｚ（２次高調波イメージ成分をＢＰＦ１３にて抽出) 
【００４７】
尚、ＦＴＷの設定値の分母の８１９２は、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓの値を超える最小の２のべき乗数である。ここで、ＤＤＳ１２の出力にて任意の出力周波数Ｆｏを選択できるといっても限界があり、具体的にはＦＴＷに設定できることが条件となる。すなわち、ＦＴＷの設定最大値は基本的に２のべき乗であり、分周して出力する場合には、ＦＴＷの設定値の分母は２のべき乗である必要がある。例えばＦＴＷの設定最大値＝２48（４８ビット）で（１／４）×（５１１９／８１９２）分周のクロックを出力したい場合、ＦＴＷ＝２48×（１／４）×（５１１９／８１９２）＝２48×（１／２2 ）×（５１１９／２13）＝２35×５１１９と正数になる。これに対し、（１／４）×（５１１９／８１９１）分周は設定できないため、ＮＧとなる。
【００４８】
また、ＦＴＷの設定値の分子の５１１９は、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数：Ｓを示し、ＤＤＳ１２の出力周波数ＦｏがＢＰＦ１３の設計値の通過帯域範囲内であって、６次高調波までの成分が出力周波数Ｆｏから最も離れるケースを計算して求めている。尚、本例において、ＤＤＳ１２の出力周波数Ｆｏは、高い周波数の方がジッタが良いため、２次高調波イメージ成分をＢＰＦ１３にて抽出しているが、これに限定されるものではなく、ＢＰＦ１３の設計値範囲内であれば、基本波、３次高調波イメージ成分などであってもよい。
【００４９】
このとき、動作原理で説明したように、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓは５１１９である。よって、ビット内位相は５１１９で一周する。例えば一般的に市場のデフォルト値として用いられているＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝２０４８と一致しない。一方で、逆を考えればＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓが２０４８の設定の時と比較して２倍以上の時間分解能でサンプリングができており、本設定で１波形掃引を実施するとＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝２０４８の設定時の２掃引分に相当する。
【００５０】
したがって、表示部５に波形を表示する際にデータを組み替えることで、Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝２０４８相当の波形を作り出すことができる。このとき、０．１９ｍＵＩ程度の量子化誤差を生じるが、波形データを画像データに変換する際の分解能は１．４ｍＵＩであるため、表示上の誤差にはならない。
【００５１】
また、取得した５１１９サンプルから２０４８サンプルを２組取得できるが、１０２３サンプルが残ってしまい、このままでは使用できない。このため、単純に捨ててしまうと実質的なサンプリングレートが落ちてしまうデメリットが存在する。そこで、残ったサンプル（１０２３サンプル）については、それ以降のサンプルと組み合わせてＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝２０４８サンプルとなるようにサンプルを組み合わせて波形データとして使用する。これにより、無駄になるサンプルは存在せず、サンプリングレートを落とさず、ＤＤＳ１２の出力の観点から最適化をしたＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓを使用することができるようになる。
【００５２】
ところで、本実施の形態では、ハードウェアのＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝５１１９、アプリケーションのＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝２０４８として説明したが、仮にアプリケーション側のＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓ＝８１９２などと大きくなった場合であっても対応可能である。すなわち、ＦＴＷの設定を（５１１９×２＋１）（８１９２×２）＝１０２３９／１６３８４と変形をすれば、ハードウェアの設定を最適値から大きくずらすことなくＮｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｓａｍｐｌｅｓを増やして時間分解能を拡大することが可能となる。
【００５３】
このように、本実施の形態によれば、従来のサンプリングオシロスコープにおける設定を踏襲しながら、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有する通過周波数範囲がオクターブ未満に固定のＢＰＦを用いることができ、最適なフィルタ設計及び設定が可能となり、残留ジッタを抑圧することができる。具体的な数値を示すと、特許文献１の従来構成と比較して、残留ジッタを８５０ｆｓｒｍｓ（０．８５ｐｓ）→４００ｆｓｒｍｓ（０．４ｐｓ）に改善することができた。
【００５４】
また、残留ジッタを抑圧するので、サンプラのスイッチング動作のタイミングずれを低減でき、より正確なデータのサンプリングを行うことができる。
【００５５】
以上、本発明に係るトリガ回路及びトリガ発生方法とサンプリングオシロスコープ及びサンプリング方法の最良の形態について説明したが、この形態による記述及び図面により本発明が限定されることはない。すなわち、この形態に基づいて当業者等によりなされる他の形態、実施例及び運用技術などはすべて本発明の範疇に含まれることは勿論である。
【符号の説明】
【００５６】
１  サンプリングオシロスコープ
２  トリガ回路
３  サンプラ
４  Ａ／Ｄ変換器
５  表示部
６  制御部
１１  周波数変換部
１１ａ  可変分周器
１１ｂ  周波数逓倍回路
１２  ＤＤＳ（ダイレクト・デジタル・シンセサイザ）
１３  ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１４  可変分周器
Ｆｔ  トリガ入力周波数
Ｆｉ  ＤＤＳの入力周波数
Ｆｏ  ＤＤＳの出力周波数
Ｆｓ  ストローブ周波数
Ｈ１  ＤＤＳの入力可能範囲
Ｈ２  サンプラの動作可能範囲
【図１】
2018136261.tif 000003
【図２】
2018136261.tif 000004
【図３】
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