(57)【要約】【課題】電源システムに含まれる素子における損失を分散させる。【解決手段】連結スイッチング素子１８ａ，１８ｂがオフ状態である第１の状態と、連結スイッチング素子１８ａ，１８ｂがオン状態であり他のすべてのスイッチング素子１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態である第２の状態と、の間での状態遷移時において、連結スイッチング素子１８ａ，１８ｂがスイッチングするタイミングを含めた期間において連結スイッチング素子１８ａ，１８ｂに対して並列な電流経路が形成されるように他のスイッチング素子１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆをオン状態とする。【選択図】図１
2018061308.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電源と、前記第１の直流電源に直列に接続された第１のリアクトルと、第１のスイッチング素子と、を含む第１の昇降圧チョッパ回路と、
第２の直流電源と、前記第２の直流電源に直列に接続された第２のリアクトルと、第２のスイッチング素子と、を含む第２の昇降圧チョッパ回路と、
前記第１の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、前記第２の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、が連結スイッチング素子により連結されている電源システムであって、
少なくとも前記連結スイッチング素子がオフ状態である第１の状態と、前記連結スイッチング素子がオン状態であり他のすべてのスイッチング素子がオフ状態である第２の状態と、の間での状態遷移時において、前記連結スイッチング素子がスイッチングするタイミングを含めた期間において前記連結スイッチング素子に対して並列な電流経路が形成されるように他のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする電源システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電源システムであって、
前記状態遷移時において、
前記連結スイッチング素子がスイッチングするタイミングを含めた期間において前記連結スイッチング素子に対して並列な電流経路が形成されるように他のスイッチング素子をオン状態とする制御と、
前記連結スイッチング素子がスイッチングするタイミングを含めた期間において前記連結スイッチング素子に対して並列な電流経路が形成されないように他のスイッチング素子をオフ状態とする制御と、
を繰り返すことを特徴とする電源システム。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電源システムであって、
前記連結スイッチング素子は、両方向耐圧性を有するスイッチング素子、又は、逆直列に接続された順方向耐圧性を有する２つのスイッチング素子であることを特徴とする電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの直流電源と負荷との間で電力を授受する電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
２つの直流電源から負荷（例えば車両駆動電動機等）へ電力を供給するための電源システムが開示されている（特許文献１〜５）。このような電源システムは、例えば複数の太陽電池から負荷へ電力を供給するためにも用いられている。太陽電池モジュールの各々に昇圧チョッパ（昇圧コンバータ）を接続し、ＭＰＰＴ制御（最大電力点トラッキング）により各太陽電池モジュールでの発電効率が最大化されるように制御する。このように複数の昇圧チョッパ（昇圧コンバータ）を用いる理由は、設置場所等の影響により各太陽電池モジュールの発電状況が異なるときにすべての太陽電池モジュールを直列に接続して１つの昇圧チョッパ（昇圧コンバータ）で制御すると発電効率が低下してしまうからである。また、別の理由として、発電電力が大きなシステムでは、すべての太陽電池モジュールを直列に接続してしまうと出力電圧が高電圧となり、回路設計上の制約が大きくなることがある。
【０００３】
例えば、２つの直流電源にそれぞれ昇圧チョッパ回路が設けられており、それぞれの直流電源からの電圧を独立に昇圧チョッパ回路により昇圧して負荷に供給することができる電源システムが開示されている。また、２つの昇圧チョッパ回路の間を双方向スイッチング素子で接続し、２つの昇圧チョッパ回路を協働させて２つの直流電源から負荷へと電力を供給できる電源システムが開示されている。さらに、２つの直流電源をスイッチング素子により直列及び並列に接続可能としたシリーズパラレルコンバータ型の電源システムが開示されている。
【０００４】
図１５は、従来の電源システム３００の構成例を示す。また、図１６は、電源システム３００における従来のシリーズ昇圧モードにおける制御状態を示す。また、図１７は、電源システム３００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）におけるリアクトルＬ１，Ｌ２に流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。
【０００５】
以下、電源システム３００における従来のシリーズ昇圧モードにおける制御を説明する。状態ａでは、スイッチＱ１〜Ｑ４がオフ状態、スイッチＱ５ａ，Ｑ５ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム３００は、負荷３０２からの電力の回生状態である。状態ｂでは、スイッチＱ５ａがオフ状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、電源システム３００は、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２のそれぞれで下アームの環流ダイオードＤ２，Ｄ３を通じた環流状態となる（すべてのスイッチング素子がオフ状態であるデッドタイム）。状態ｃでは、スイッチＱ５ｂをオン状態とし、スイッチＱ２及びＱ４をオン状態とする（時刻ｔ２）。状態ｃでは、環流状態が継続する。その後、状態ｄでは、スイッチＱ２，Ｑ４がオフ状態とされる（時刻ｔ３：デッドタイム）。状態ｄでも、下アームにおける環流状態が維持される。そして、状態ｅでは、スイッチＱ５ａ，Ｑ５ｂがオン状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅでは、第１電源Ｂ１より電圧が低い第２電源Ｂ２側の下アームでは環流状態が暫く続くが、第１電源Ｂ１側は回生状態となる。そして、時刻ｔ５において第２電源Ｂ２側も環流状態から回生状態となり、電源システム３００は状態ａに戻る。
【０００６】
また、図１８は、電源システム３００における従来のシリーズ降圧モードにおける制御状態を示す。また、図１９は、電源システム３００での各制御状態（状態ａ〜状態ｅ）におけるリアクトルＬ１，Ｌ２に流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。
【０００７】
以下、電源システム３００における従来のシリーズ降圧モードにおける制御を説明する。状態ａでは、スイッチＱ１〜Ｑ４がオフ状態、スイッチＱ５ａ，Ｑ５ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム３００は、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２が直列に接続された状態で負荷３０２へ電力が供給される力行状態である。状態ｂでは、スイッチＱ５ｂがオフ状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、電源システム３００は、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２からそれぞれダイオードＤ１及びＤ３を通じて負荷３０２へ電流が流れる状態となる（すべてのスイッチング素子がオフ状態であるデッドタイム）。状態ｃでは、スイッチＱ５ａをオン状態とし、スイッチＱ１及びＱ３をオン状態とする（時刻ｔ２）。状態ｃでは、状態ｂと同様に、第１電源Ｂ１及び第２電源Ｂ２からそれぞれ負荷３０２へ電流が流れる状態となる。その後、状態ｄでは、スイッチＱ１，Ｑ３がオフ状態とされる（時刻ｔ３：デッドタイム）。状態ｄでも、状態ｂと同様の状態が維持される。そして、状態ｅでは、スイッチＱ５ａ，Ｑ５ｂがオン状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅでは、第１電源Ｂ１から負荷３０２へ電力が供給される状態となると共に、第２電源Ｂ２側のリアクトルＬ２は充電状態となる。そして、時刻ｔ５において第２電源Ｂ２側の力行状態に移行し、電源システム３００は状態ａに戻る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３６５５２７７号公報
【特許文献２】特許第５４９２０４０号公報
【特許文献３】特開２０１３−１３２３４号公報
【特許文献４】特開２０１５−１６５７５９号公報
【特許文献５】特開２０１５−１６２９６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の電源システムにおける制御では、連結スイッチング素子であるスイッチＱ５ａ又はスイッチＱ５ｂのみにスイッチング損失が集中する。すなわち、スイッチＱ５ａ及びスイッチＱ５ｂに発熱が集中するので、スイッチＱ５ａ及びスイッチＱ５ｂの素子容量を大きくして耐熱性を高めておく必要があり、それに伴って電源システム３００全体の回路サイズも大きくなってしまうという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の1つの態様は、第１の直流電源と、前記第１の直流電源に直列に接続された第１のリアクトルと、第１のスイッチング素子と、を含む第１の昇降圧チョッパ回路と、第２の直流電源と、前記第２の直流電源に直列に接続された第２のリアクトルと、第２のスイッチング素子と、を含む第２の昇降圧チョッパ回路と、前記第１の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、前記第２の昇降圧チョッパ回路の上アームと下アームとを繋ぐノードと、が連結スイッチング素子により連結されている電源システムであって、少なくとも前記連結スイッチング素子がオフ状態である第１の状態と、前記連結スイッチング素子がオン状態であり他のすべてのスイッチング素子がオフ状態である第２の状態と、の間での状態遷移時において、前記連結スイッチング素子がスイッチングするタイミングを含めた期間において前記連結スイッチング素子に対して並列な電流経路が形成されるように他のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする電源システムである。
【００１１】
ここで、前記状態遷移時において、前記連結スイッチング素子がスイッチングするタイミングを含めた期間において前記連結スイッチング素子に対して並列な電流経路が形成されるように他のスイッチング素子をオン状態とする制御と、前記連結スイッチング素子がスイッチングするタイミングを含めた期間において前記連結スイッチング素子に対して並列な電流経路が形成されないように他のスイッチング素子をオフ状態とする制御と、を繰り返すことが好適である。
【００１２】
また、前記連結スイッチング素子は、両方向耐圧性を有するスイッチング素子、又は、逆直列に接続された順方向耐圧性を有する２つのスイッチング素子であることが好適である。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、電源システムに含まれる素子における損失を分散させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態における電源システムの構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態における電源システムを用いたシステムを示す図である。
【図３】本発明の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態における電源システムの制御状態を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態における電源システムの各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態における電源システムの具体的な制御を説明するための構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態における電源システムの具体的な制御を説明するためのタイミングチャートである。
【図１３】従来の電源システム制御における各素子の温度変化を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態の電源システム制御における各素子の温度変化を示す図である。
【図１５】従来の電源システムの構成例を示す図である。
【図１６】従来の電源システムにおける電源システムの制御状態を示す図である。
【図１７】従来の電源システムにおける各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【図１８】従来の電源システムにおける電源システムの制御状態を示す図である。
【図１９】従来の電源システムにおける各制御状態におけるリアクトル電流の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
［電源システムの構成］
本発明の実施の形態における電源システム１００は、図１に示すように、第１の直流電源１０ａ、第１のリアクトル１０ｂ、第２の直流電源１２ａ、第２のリアクトル１２ｂ、第１電力変換器（第１の昇降圧チョッパ回路）１４、第２電力変換器（第２の昇降圧チョッパ回路）１６及び連結スイッチング素子１８を含んで構成される。電源システム１００の高電圧側の第１の電力線Ｘ１と低電圧側の第２の電力線Ｘ２との間には負荷１０２が接続される。
【００１６】
電源システム１００では、第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６の少なくとも１つを介して第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａの少なくとも１つから負荷１０２へと電力を供給することができる（力行）。また、第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６の少なくとも１つを介して負荷１０２から第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａの少なくとも１つへ電力が回収することができる（回生）。
【００１７】
第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａは、特に限定されるものではないが、太陽電池とすることができる。また、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａは、充放電が可能な二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電手段を含んでもよい。
【００１８】
第１電力変換器１４は、第１の直流電源１０ａの電力変換を行う回路を含んで構成される。すなわち、第１の直流電源１０ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第１の直流電源１０ａへ回生することができる。第１電力変換器１４は、上アーム１４ａ、下アーム１４ｂを含んで構成される。上アーム１４ａは、上アーム側スイッチング素子１４ｄと環流ダイオード１４ｅとが並列に接続されている。下アーム１４ｂは、下アーム側スイッチング素子１４ｆと環流ダイオード１４ｇとが並列に接続されている。上アーム１４ａと下アーム１４ｂとは直列に接続され、その両端に負荷１０２が接続される。また、上アーム１４ａと下アーム１４ｂとの接続点Ｃ１に第１のリアクトル１０ｂを介して第１の直流電源１０ａが接続される。
【００１９】
第２電力変換器１６は、第２の直流電源１２ａの電力変換を行う回路を含んで構成される。すなわち、第２の直流電源１２ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第２の直流電源１２ａへ回生することができる。第２電力変換器１６は、下アーム１６ａ及び上アーム１６ｂを含んで構成される。下アーム１６ａは、下アーム側スイッチング素子１６ｄと環流ダイオード１６ｅとが並列に接続されている。上アーム１６ｂは、上アーム側スイッチング素子１６ｆと環流ダイオード１６ｇとが並列に接続されている。下アーム１６ａと上アーム１６ｂとは直列に接続され、その両端に負荷１０２が接続される。また、下アーム１６ａと上アーム１６ｂとの接続点Ｃ２に第２のリアクトル１２ｂを介して第２の直流電源１２ａが接続される。
【００２０】
連結スイッチング素子１８は、接続点Ｃ１と接続点Ｃ２との間の電流方向を規制する素子である。例えば、連結スイッチング素子１８は、例えば、整流素子やスイッチング素子である。連結スイッチング素子１８は、双方向スイッチング素子、すなわちオン時において接続点Ｃ１から接続点Ｃ２への電流及び接続点Ｃ２から接続点Ｃ１への電流に対していずれも低い抵抗値となり、オフ時において接続点Ｃ１と接続点Ｃ２との両側に対して耐圧性を有する素子とすることが好適である。
【００２１】
本実施の形態における電源システム１００では、連結スイッチング素子１８を備えることによって、第１電力変換器１４のみならず、第２電力変換器１６を介して、第１の直流電源１０ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第１の直流電源１０ａへ回生することができる。また、第２電力変換器１６のみならず、第１電力変換器１４を介して、第２の直流電源１２ａの出力電圧を昇圧して負荷１０２へ供給すると共に、負荷１０２からの電力の電圧を降圧して第２の直流電源１２ａへ回生することができる。
【００２２】
本実施の形態では、図２のシステム構成図に示すように、第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６と負荷１０２との間に電源システム１００の出力電圧を制御することができる直流／交流変換回路１０４（インバータ）を設けた構成とする。なお、交流変換回路１０４に代えて直流／直流変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を設けた構成としてもよい。例えば、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａを太陽電池とすることによって、太陽電池電力供給システムとして使用することができる。
【００２３】
なお、電源システム１００は、外部の制御部（図示しない）によって制御される。制御部は、第１電力変換器１４、第２電力変換器１６及び連結スイッチング素子１８に含まれるスイッチング素子の開閉制御を行う。制御部は、マイクロコンピュータ等を含んで構成される。制御部による制御については後述する。
【００２４】
［電源システムの制御］
以下、電源システム１００においてシリーズ昇圧と呼ばれる制御について説明する。当該制御では、負荷１０２から第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａへ電力を回生する。
【００２５】
図３は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図４は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｇ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図４では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００２６】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、負荷１０２からの電力の回生状態である。
【００２７】
状態ｂでは、スイッチ１８ａをオフ状態とする前に、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、負荷１０２からの回生状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２から回生が続いた状態と、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｄ及び環流ダイオード１４ｅを介して環流電流が流れる状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１４ｄは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００２８】
状態ｃでは、スイッチ１８ａがオフ状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２から回生が続いた状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄ及び環流ダイオード１６ｅを介して環流電流が流れる状態となる。このとき、オン状態からオフ状態となるときにスイッチ１８ａには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００２９】
状態ｄでは、スイッチ１４ｄがオフ状態とされ、スイッチ１４ｆがオン状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆ及び環流ダイオード１４ｇを介して環流電流が流れる状態が維持され、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄ及び環流ダイオード１６ｅを介して環流電流が流れる状態となる。このとき、スイッチ１４ｄにおいてターンオフ損失が発生する。一方、環流電流は環流ダイオード１４ｇを介して流れるのでスイッチ１４ｆのターンオン損失は発生しない。
【００３０】
状態ｅでは、スイッチ１４ｄがオン状態とされ、スイッチ１４ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２からの回生状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄ及び環流ダイオード１６ｅを介して環流電流が流れる状態が維持される。このとき、スイッチ１４ｄにはターンオン損失が発生する。
【００３１】
状態ｆでは、スイッチ１８ａがオン状態とされる（時刻ｔ５）。状態ｆでは、負荷１０２からの回生状態となる。状態ｆは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２からの回生状態が維持され、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｄ及び環流ダイオード１４ｅを介して環流電流が流れる状態とみなすこともできる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１８ａには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００３２】
状態ｇでは、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ６）。状態ｇは、負荷１０２からの回生状態となる。状態ｇは、第１の直流電源１０ａに対しては環流ダイオード１４ｇを介して環流電流が流れる状態と、第２の直流電源１２ａに対しては回生状態とみなすこともできる。なお、電流の大小により環流ダイオード１４ｇ又は環流ダイオード１６ｅのいずれかに電流が流れる。このとき、スイッチ１４ｄにはターンオフ損失が発生する。
【００３３】
その後、状態が安定すると、電源システム１００は状態ａに戻る。このようなスイッチング制御を繰り返すことによって、電源システム１００のシリーズ昇圧における回生制御が行われる。
【００３４】
従来の制御方法ではスイッチ１８ａにターンオン損失及びターンオフ損失が集中したが、本制御方法ではスイッチ１４ｄにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。
【００３５】
以下、電源システム１００においてシリーズ昇圧と呼ばれる制御の別例について説明する。図５は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図６は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｇ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図６では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００３６】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、負荷１０２からの電力の回生状態である。
【００３７】
状態ｂでは、スイッチ１８ａをオフ状態とする前に、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｆがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、負荷１０２からの回生状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１６ｆ及び環流ダイオード１６ｇを介して環流電流が流れる状態と、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して負荷１０２から回生が続いた状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１６ｆは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００３８】
状態ｃでは、スイッチ１８ａがオフ状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆ及び環流ダイオード１４ｇを介して環流電流が流れる状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して負荷１０２から回生が続いた状態となる。このとき、オン状態からオフ状態となるときにスイッチ１８ａには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００３９】
状態ｄでは、スイッチ１６ｆがオフ状態とされ、スイッチ１６ｄがオン状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆ及び環流ダイオード１４ｇを介して環流電流が流れる状態が維持され、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄ及び環流ダイオード１６ｅを介して環流電流が流れる状態となる。このとき、スイッチ１６ｆにおいてターンオフ損失が発生する。一方、環流電流は環流ダイオード１６ｅを介して流れるのでスイッチ１６ｄのターンオン損失は発生しない。
【００４０】
状態ｅでは、スイッチ１６ｆがオン状態とされ、スイッチ１６ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆ及び環流ダイオード１４ｇを介して環流電流が流れる状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して負荷１０２からの回生状態となる。このとき、スイッチ１６ｆにはターンオン損失が発生する。
【００４１】
状態ｆでは、スイッチ１８ａがオン状態とされる（時刻ｔ５）。状態ｆでは、負荷１０２からの回生状態となる。状態ｆは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１６ｆ及び環流ダイオード１６ｇを介して環流電流が流れる状態と、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して負荷１０２から回生が続いた状態とみなすこともできる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１８ａには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００４２】
状態ｇでは、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ６）。状態ｇは、負荷１０２からの回生状態となる。状態ｇは、第１の直流電源１０ａに対しては回生状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては環流ダイオード１６ｅを介しての環流電流が流れる状態ともみなすことができる。なお、電流の大小により、環流ダイオード１４ｇか環流ダイオード１６ｅに電流が流れる。このとき、スイッチ１６ｆに対してターンオフ損失が発生する。
【００４３】
その後、状態が安定すると、電源システム１００は状態ａに戻る。このようなスイッチング制御を繰り返すことによって、電源システム１００のシリーズ昇圧における回生制御が行われる。
【００４４】
従来の制御方法ではスイッチ１８ａにターンオン損失及びターンオフ損失が集中したが、本制御方法ではスイッチ１６ｆにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。
【００４５】
以下、電源システム１００においてシリーズ降圧と呼ばれる制御について説明する。当該制御では、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２へ電力を供給する力行制御が行われる。
【００４６】
図７は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図８は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｇ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図８では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。
【００４７】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２へ電力が供給されている力行状態である。
【００４８】
状態ｂでは、スイッチ１８ｂをオフ状態とする前に、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２への力行状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１６ｄを介して負荷１０２へ力行が続いた状態と、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄを介してリアクトル１２ｂへ充電電流が流れる状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１６ｄは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００４９】
状態ｃでは、スイッチ１８ｂがオフ状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２への力行状態が続いた状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄを介してリアクトル１２ｂへ充電電流が流れる状態となる。このとき、オン状態からオフ状態となるときにスイッチ１８ｂには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００５０】
状態ｄでは、スイッチ１６ｄがオフ状態とされ、スイッチ１６ｆがオン状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａからそれぞれ並列に負荷１０２に対して電力が供給される力行状態となる。このとき、スイッチ１４ｄにおいてターンオフ損失が発生する。一方、力行電流は環流ダイオード１６ｇを介して流れるのでスイッチ１６ｆのターンオン損失は発生しない。
【００５１】
状態ｅでは、スイッチ１６ｄがオン状態とされ、スイッチ１６ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｄを介して負荷１０２への力行状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄを介してリアクトル１２ｂへ充電電流が流れる状態となる。このとき、スイッチ１６ｄにはターンオン損失が発生する。
【００５２】
状態ｆでは、スイッチ１８ｂがオン状態とされる（時刻ｔ５）。状態ｆでは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１６ｄを介して負荷１０２へ力行が続いた状態と、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｄを介してリアクトル１２ｂへ充電電流が流れる状態となる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１８ｂには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００５３】
状態ｇでは、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ６）。状態ｇは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２への力行状態となる。状態ｇは、第１の直流電源１０ａに対してはリアクトル１０ｂに対する充電状態であり、第２の直流電源１２ａに対しては環流ダイオード１６ｇを介した力行状態とみなすこともできる。なお、電流の大小により環流ダイオード１４ｅ又は環流ダイオード１６ｇのいずれかに電流が流れる。このとき、スイッチ１６ｄにはターンオフ損失が発生する。
【００５４】
その後、状態が安定すると、電源システム１００は状態ａに戻る。このようなスイッチング制御を繰り返すことによって、電源システム１００のシリーズ降圧における力行制御が行われる。
【００５５】
従来の制御方法ではスイッチ１８ｂにターンオン損失及びターンオフ損失が集中したが、本制御方法ではスイッチ１６ｄにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。
【００５６】
以下、電源システム１００においてシリーズ降圧と呼ばれる制御の別例について説明する。図９は、電源システム１００に対する制御状態を示す。また、図１０は、電源システム１００での各制御状態（状態ａ〜状態ｇ）における第１のリアクトル１０ｂ、第２のリアクトル１２ｂに流れるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。図１０では、リアクトル電流Ｉ１を太実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を太破線で示す。また、参考のために、従来の制御におけるリアクトル電流Ｉ１を細実線で示し、リアクトル電流Ｉ２を細破線で示す。なお、第１の直流電源１０ａの出力電圧ＶＢ１は、第２の直流電源１２ａの出力電圧ＶＢ２より大きい場合について説明する。本制御でも、第１電力変換器１４の上アーム側スイッチング素子１４ｄ及び第２電力変換器１６の下アーム側スイッチング素子１６ｄは常時オフ状態とされる。
【００５７】
状態ａでは、スイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆがオフ状態、スイッチ１８ａ，１８ｂがオン状態である。状態ａでは、電源システム１００は、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２へ電力が供給されている力行状態である。
【００５８】
状態ｂでは、スイッチ１８ｂをオフ状態とする前に、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｆがオン状態とされる（時刻ｔ１）。状態ｂでは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２への力行状態が維持される。状態ｂは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆを介してリアクトル１０ｂへの充電状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｆを介した力行状態とみなすこともできる。オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１４ｆは無電流状態（ＺＣＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００５９】
状態ｃでは、スイッチ１８ｂがオフ状態とされる（時刻ｔ２）。状態ｃは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆを介してリアクトル１０ｂへの充電状態であり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して負荷１０２への力行状態が続いた状態となる。このとき、オン状態からオフ状態となるときにスイッチ１８ｂには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００６０】
状態ｄでは、スイッチ１４ｆがオフ状態とされ、スイッチ１４ｄがオン状態とされる（時刻ｔ３）。状態ｄは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａからそれぞれ並列に負荷１０２に対して電力が供給される力行状態となる。このとき、スイッチ１４ｆにおいてターンオフ損失が発生する。一方、力行電流は環流ダイオード１４ｅを介して流れるのでスイッチ１４ｄのターンオン損失は発生しない。
【００６１】
状態ｅでは、スイッチ１４ｆがオン状態とされ、スイッチ１４ｄがオフ状態とされる（時刻ｔ４）。状態ｅは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆを介してリアクトル１０ｂへの充電状態であり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１６ｆを介して負荷１０２への力行状態となる。このとき、スイッチ１４ｆにはターンオン損失が発生する。
【００６２】
状態ｆでは、スイッチ１８ｂがオン状態とされる（時刻ｔ５）。状態ｆでは、第１の直流電源１０ａに対してはスイッチ１４ｆを介してリアクトル１０ｂへの充電状態となり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｆを介した力行状態とみなすこともできる。このとき、オフ状態からオン状態となるときにスイッチ１８ｂには電圧が掛かっていない状態（ＺＶＳ）であり、スイッチング損失は発生しない。
【００６３】
状態ｇでは、スイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｆがオフ状態とされる（時刻ｔ６）。状態ｇは、第１の直流電源１０ａ及び第２の直流電源１２ａから負荷１０２への力行状態となる。状態ｇは、第１の直流電源１０ａに対しては環流ダイオード１４ｅを介した力行状態であり、第２の直流電源１２ａに対してはスイッチ１４ｄを介したリアクトル１２ｂへり充電状態とみなすこともできる。なお、電流の大小により環流ダイオード１４ｅ又は環流ダイオード１６ｇのいずれかに電流が流れる。このとき、スイッチ１４ｆにはターンオフ損失が発生する。
【００６４】
その後、状態が安定すると、電源システム１００は状態ａに戻る。このようなスイッチング制御を繰り返すことによって、電源システム１００のシリーズ降圧における力行制御が行われる。
【００６５】
従来の制御方法ではスイッチ１８ａにターンオン損失及びターンオフ損失が集中したが、本制御方法ではスイッチ１４ｆにターンオン損失及びターンオフ損失を集中させることができる。
【００６６】
以下、上記制御方法を実現する具体例について説明する。図１１に示すように、制御は、第１キャリア発生回路２００、第２キャリア発生回路２０２及びゲート制御信号発生回路２０４によって実現することができる。ここでは、図１２のタイミングチャートを参照しつつ、電源システム１００によりシリーズ昇圧による負荷１０２からの回生制御について説明する。
【００６７】
第１キャリア発生回路２００は、図１２に示すように、電源システム１００の制御の周期で減少するノコギリ波である第１キャリア信号を発生する。第２キャリア発生回路２０２は、図１２に示すように、電源システム１００の制御の周期で増加するノコギリ波である第２キャリア信号を発生する。
【００６８】
ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア発生回路２００及び第２キャリア発生回路２０２からそれぞれ第１キャリア信号及び第２キャリア信号を受けて、それらを基準値（デューティＤ１，Ｄ２、サブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４）と比較してスイッチ１４ｄ，１４ｆ，１６ｄ，１６ｆ，１８ａ，１８ｂのゲート制御信号を生成して出力する。
【００６９】
具体的には、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値Ｄ１より大きい状態から第１キャリア信号が基準値Ｄ１より小さい状態へ移行するタイミングでスイッチ１８ａをオン状態からオフ状態とするゲート制御信号を出力する。また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値Ｄ１より大きい状態から第１キャリア信号が基準値Ｄ１より小さい状態へ移行するタイミングから所定のデッドタイム期間後にスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄをオフ状態からオン状態とするゲート制御信号を出力する。
【００７０】
また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値Ｄ２より小さい状態から第２キャリア信号が基準値Ｄ２より大きい状態へ移行するタイミングでスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｄをオン状態からオフ状態とするゲート制御信号を出力する。また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値Ｄ２より小さい状態から第２キャリア信号が基準値Ｄ２より大きい状態へ移行するタイミングからデッドタイム期間後にスイッチ１８ａをオフ状態からオン状態とするゲート制御信号を出力する。
【００７１】
さらに、本実施の形態では、基準値（サブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４）に基づいて、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄのオン／オフ制御が行われる。すなわち、スイッチ１８ａがオン又はオフされるタイミングの前においてスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄがオフ状態からオン状態とされ、スイッチ１８ａがオン又はオフされるタイミングの後においてスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄがオン状態からオフ状態とされるようにサブデューティＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４が設定される。
【００７２】
具体的には、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値ＳＤ１より大きい状態から第１キャリア信号が基準値ＳＤ１より小さい状態へ移行するタイミングでスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄをオフ状態からオン状態とするゲート制御信号を出力する。また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第１キャリア信号が基準値ＳＤ２より大きい状態から第１キャリア信号が基準値ＳＤ２より小さい状態へ移行するタイミングでスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄをオン状態からオフ状態とするゲート制御信号を出力する。
【００７３】
また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値ＳＤ３より小さい状態から第２キャリア信号が基準値ＳＤ３より大きい状態へ移行するタイミングでスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄをオフ状態からオン状態とするゲート制御信号を出力する。また、ゲート制御信号発生回路２０４は、第２キャリア信号が基準値ＳＤ４より小さい状態から第２キャリア信号が基準値ＳＤ４より大きい状態へ移行するタイミングでスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄをオン状態からオフ状態とするゲート制御信号を出力する。
【００７４】
なお、電源システム１００のシリーズ昇圧における回生制御であれば、スイッチ１８ａのオン／オフの前後にスイッチ１４ｄのみをオン／オフさせればよいが、シリーズ降圧における力行制御を考慮してスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄをオン／オフさせる制御としている。ただし、シリーズ降圧における力行制御ではスイッチ１８ａとスイッチ１８ｂの制御を逆にする必要がある。
【００７５】
このような制御を行うことによって、スイッチ１８ａのスイッチング損失をスイッチ１４ｄのスイッチング損失に肩代わりさせることができる。なお、本実施の形態では、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｄを強制的にオン／オフ制御する具体例について説明したが、同様にスイッチ１４ｆ及びスイッチ１６ｆを強制的にオン／オフ制御する構成とすることもできる。
【００７６】
［スイッチング損失による素子の温度上昇制御］
図１３は、電源システム１００のシリーズ昇圧の回生制御時における従来のスイッチング制御によるスイッチ１８ａ，スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｆの素子温度の時間変化を示す。
【００７７】
図１３に示されるように、従来の制御ではスイッチ１８ａのみを用いて制御が行われるので、スイッチ１８ａの温度のみが時間経過と共に上昇し、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｆの温度は上昇しない。したがって、加熱負荷が連結スイッチング素子であるスイッチ１８ａのみに掛かり、電源システム１００から供給できる最大電力はスイッチ１８ａの発熱許容量に依存することになっていた。
【００７８】
図１４は、本実施の形態におけるスイッチング制御を適用したときのスイッチ１８ａ，スイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｆの素子温度の時間変化を示す。
【００７９】
ここでは、スイッチ１４ｄ、スイッチ１６ｆ及び連結スイッチング素子であるスイッチ１８ａにおける温度上昇が分散されるように、従来のスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｆを使用しない回生制御（期間Ｔ１）と、スイッチ１４ｄにスイッチング損失を肩代わりさせる回生制御（期間Ｔ２）と、スイッチ１６ｆにスイッチング損失を肩代わりさせる回生制御（期間Ｔ３）と、を時間的に切り替える制御を繰り返す。繰り返しの周期（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）は、例えば、数１００ｍｓ程度にすればよい。
【００８０】
これによって、図１４に示されるように、従来のスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｆを使用しない回生制御（期間Ｔ１）では、スイッチ１８ａの温度が上昇し、非動作のスイッチ１４ｄ及びスイッチ１６ｆの温度は低下する。また、スイッチ１４ｄにスイッチング損失を肩代わりさせる回生制御（期間Ｔ２）では、スイッチ１４ｄの温度が上昇し、スイッチ１６ｆ及びスイッチ１８ａの温度は低下する。また、スイッチ１６ｆにてスイッチング損失を肩代わりさせる回生制御（期間Ｔ３）では、スイッチ１６ｆの温度が上昇し、スイッチ１４ｄ及びスイッチ１８ａの温度は低下する。このようにして、スイッチ１４ｄ、スイッチ１６ｆ及びスイッチ１８ａにおいて素子温度が均等化される。
【００８１】
以上のように、電源システム１００において、スイッチング素子の発熱の負担を制御し、回生時における最大回生電力を向上させることができる。また、力行時においても、従来の連結スイッチング素子１８（スイッチ１８ｂ）のみにスイッチング損失が発生する力行制御（期間Ｔ１）と、スイッチ１４ｆにてスイッチング損失を肩代わりさせる力行制御（期間Ｔ２）と、スイッチ１６ｄにてスイッチング損失を肩代わりさせる力行制御（期間Ｔ３）と、を時間的に切り替える制御を繰り返せばよい。
【００８２】
なお、本実施の形態では、３つのスイッチング素子の発熱の負担を均等化する例を示したが、各スイッチング素子の許容熱容量が異なる場合、許容熱容量が大きい素子に許容熱容量が小さい素子より熱負荷が大きく掛かるように制御してもよい。例えば、力行制御又は回生制御においてデューティ比を不均等にして、許容熱容量が大きい素子の温度の上昇期間を長くし、許容熱容量が小さい素子の温度の上昇期間を短くすればよい。また、３つのスイッチング素子のそれぞれにおいて発熱の負担を分担したが、いずれか２つのスイッチング素子に発熱を分担させるようにしてもよい。
【００８３】
また、本実施の形態では、直流電源１０ａ及び直流電源１２ａにそれぞれ第１電力変換器１４及び第２電力変換器１６をそれぞれ接続した構成を示したが、３つ以上の電源及び電力変換器を有する構成としてもよい。この場合も、各電力変換器を連結スイッチング素子で接続し、力行制御時又は回生制御時において連結スイッチング素子をオン状態（導通状態）とすることによって電力損失を複数の電力変換器又は連結スイッチング素子に負担させることができる。
【００８４】
また、上アーム側スイッチング素子１４ｄ，下アーム側スイッチング素子１４ｆ、下アーム側スイッチング素子１６ｄ及び上アーム側スイッチング素子１６ｆのすべてを設けなくてもよい場合がある。すなわち、全制御期間において上アーム側スイッチング素子１４ｄに環流ダイオード１４ｅの順方向のみしか電流が流れない場合には上アーム側スイッチング素子１４ｄを省略してもよい。同様に、全制御期間において環流ダイオード１４ｇ、環流ダイオード１６ｅ及び環流ダイオード１６ｇにしか電流が流れない場合にはそれぞれスイッチング素子１４ｆ、スイッチング素子１６ｄ及びスイッチング素子１６ｆを省略することができる。
【００８５】
また、本実施の形態では、連結スイッチング素子１８は、両方向耐圧性を有するスイッチング素子から構成するものとしたが、逆直列に接続された順方向耐圧性を有する２つのスイッチング素子から構成してもよい。
【符号の説明】
【００８６】
１０ａ  第１の直流電源、１０ｂ  第１のリアクトル、１２ａ  第２の直流電源、１２ｂ  第２のリアクトル、１４  第１の電力変換器、１４ａ  上アーム、１４ｂ  下アーム、１４ｄ  上アーム側スイッチング素子、１４ｅ  環流ダイオード、１４ｆ  下アーム側スイッチング素子、１４ｇ  環流ダイオード、１６  第２の電力変換器、１６ａ  下アーム、１６ｂ  上アーム、１６ｄ  下アーム側スイッチング素子、１６ｅ  環流ダイオード、１６ｆ  上アーム側スイッチング素子、１６ｇ  環流ダイオード、１８  連結スイッチング素子、１８ａ，１８ｂ  スイッチ、１００  電源システム、１０２  負荷、１０４  交流変換回路、２００  第１キャリア発生回路、２０２  第２キャリア発生回路、２０４  ゲート制御信号発生回路、３００  電源システム、３０２  負荷。
【図１】
2018061308.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2018061308.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2018061308.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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