(57)【要約】低電圧で低電力のＣＭＯＳに実施するのに最適なミキサは、トランスコンダクタ入力とその内部電圧レールの両方に同時に生じる変調を介して、アナログ乗算を達成するためのクラスＡＢトランスコンダクタに適用される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
クラスＡＢトランスコンダクタと、このトランスコンダクタの入力の第１の信号への変調とこのトランスコンダクタの電圧レールの第２の信号への変調とを同時に行なう手段とを備えるミキサ。
【請求項２】
請求項１に記載のミキサを備える無線受信機。
【請求項３】
請求項１に記載のミキサを備える無線送受信機。
【請求項４】
請求項１に記載のミキサを備える集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ワイヤレス受信機または送信機に用いられて最適なミキサ、ミキサを備える受信機または送信機、およびミキサを備える集積回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレストランシーバの産業は、例えばブルートゥース―bluetooth―（登録商標）およびズィグビー―ZigBee―（登録商標)のような無線ネットワークへの適用のための標準的なＣＭＯＳ解決手法を試みることにより、コストと電力消費を下げるように動作させることを現在試みている。電力消費の原因となるもので重要なものは、ＲＦ信号をゼロまたは低いＩＦ［中間周波数］へダウンコンバートする多相ミキサである。公知のミキサ回路の構成は、図１に示されたギルバート乗算器［Gilbert multiplier］に基づいている。このようなミキサの例は、Ｐ．Ｒ．グレイ［P. R. Gray］、Ｒ．Ｇ．メイヤ［R. G. Meyer］、ジョン・ウィリーおよびその子供達［John Wiley and Sons］により、５９３〜６００頁の“アナログ集積回路の分析と設計”や、ＩＥＥＥトランス大規模集積化（ＶＬＳＩ―Very Large Scale Integration―）システム、Ｖｏｌ１９，Ｎｏ．１、２００１年２月、１００〜１０４頁の“外部コンポーネントを伴わないＧＰＳアプリケーションのためのＣＭＯＳ・ＬＮＡプラスミキサの実現”に開示されている。図１において、より低いロングテール・ペア［long-tail pair］は、低雑音増幅器（ＬＮＡ―Low Noise Amplifier―）からの入力電圧を電流へと変換するクラスＡトランスコンダクタとして動作する。トランジスタの上の方の段［tier］は、それらのカット・オフとトライオード［triode―三極管―］領域との間のＶＣＯ信号により駆動されており、すなわち、それらは切換え［change-over］スイッチとして動作すると共に下の方の段からの電流を周期的に反転させている。出力信号は、抵抗負荷における電流としてまたは電圧として直接取り入れられても良い。
【０００３】
図１の回路は、低電力低電圧の状況で使用されるときに、幾つかの欠点を有する。第１に、この回路はクラスＡで動作しており（この出力電流はテール電流の半分よりも小さくなくてはならず）、これは、結果として高い電力消費となる。第２に、トランジスタの積層は、ディジタルＣＭＯＳのＩＣにおける電源電圧の更なる減少と共に過度になるかもしれない顕著な電圧の無歪限界［headroom］を必要とする。第３に、出力は電源電圧Ｖｄｄに近づき、これは、さらにより低い周波数が交流結合［AC coupling］のための大きなキャパシタを必要とするので、全く異なる次のチャネルフィルタへ接続すること［interfacing―インターフェース―］を行なわせることができる。これとは選択的に、ＭＯＳＴ［metal Oxide Semiconductor Trasistor―金属酸化物半導体トランジスタ―］に用いるレベルシフタは、電力をより浪費して、余分な雑音を生成する。ミキサ出力に接続されたチャネルフィルタ用の回路技術は、低い電力消費のためのクラスＡＢトランスコンダクタを用いており、この接続［interfacing］は、静止入力電圧が通常はミッドレール［mid-rail］の周辺にあるので、特に難しい。
【発明の概要】
【０００４】
この発明の目的は、改善されたミキサを提供することにある。  
この発明の第１のアスペクト［aspect―特徴―］によれば、クラスＡＢトランスコンダクタと、このトランスコンダクタの入力の第１の信号への変調とトランスコンダクタの出力レールの第２の信号への変調とを同時に行なう手段とを備えるミキサが提供される。
【０００５】
この発明の第２のアスペクトによれば、この発明の第１のアスペクトによるミキサを備える無線受信機［wireless receiver］が提供される。
【０００６】
この発明の第３のアスペクトによれば、この発明の第１のアスペクトによるミキサを備える無線送受信機［wireless transceiver］が提供される。
【０００７】
この発明の第４のアスペクトによれば、この発明の第１のアスペクトによるミキサを備える集積回路［integrated circuit］が提供される。
【０００８】
トランスコンダクタのクラスＡＢ動作は、電力消費の低減と低電圧動作とを許容している。
【発明の詳細な説明】
【０００９】
以下、添付図面を参照しながら、実施例の方法によりこの発明が説明される。  
図２を参照すると、トランジスタＰおよびＮを有するクラスＡＢトランスコンダクタを備えるミキサであり、それぞれのゲートは結合されて入力ノード１０を提供し、それぞれのドレインは結合されて出力ノード２０を提供し、さらに、ＰおよびＮトランジスタのソースはそれぞれの電圧レールＶｓｓおよびＶｄｄａに結合されている。このクラスＡＢトランスコンダクタは、そのバイアス電流に基づくと共に電圧レールＶｄｄａの値により制御可能であるトランスコンダクタンスＧｍ＝ｇｍｐ＋ｇｍｎを有している。ｇｍｐおよびｇｍｎはそれぞれ、トランジスタＰとＮとのトランスコンダクタンスである。ソースフォロワトランジスタＳは電圧レールＶｄｄａおよび電圧レールＶｄｄの間に結合されている。ノード３０におけるソースフォロワＳのドレイン電圧Ｖｄは、Ｇｍの所望の値を生成するために制御される。この制御は、ドレイン電圧Ｖｄの平均レベルを確立するための公知のチャージポンプバイアス制御回路の手段により適用されても良い。（簡略化するが本質的でない状況での）等しいトランジスタパラメータのために、出力ノード２０での出力電流を生成しない入力ノード１０における静止入力電圧は、Ｖｄｄａ／２  である。トランスコンダクタのトランスコンダクタンスの値は以下のように表現することができる。飽和状態でのトランジスタＰ，Ｎについて、ドレイン−ソース電流は二乗式により説明されても良い：
【数１】
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ここでｋ＝μＣｏｘＷ／（２Ｌ）およびＶｇｔ＝Ｖｇｓ−Ｖｔであり、さらにμは移動度、Ｃｏｘは特定のゲート酸化キャパシタンス、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長、Ｖｇｓはゲート−ソース電圧、Ｖｔ  はゲートしきい値電圧である。このトランスコンダクタンスは下式により与えられる：
【数２】
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この式より、ＧｍがＶｄｄａ  の値に比例することが分かる。入力信号ｖｉｎが入力ノード１０に供給されたときに、Ｖｄｄａ  の値はノード３０で信号ｖｄにより変調され、その後Ｇｍもまた下記のように変調されて：
【数３】
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出力電流は下式により与えられる：
【数４】
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式（４）において、出力電流ｉｏｕｔ  はｖｉｎに比例する第１の項と、ｖｉｎとｖｄとの積に比例する第２の項を有している。
【００１０】
図３は、図２に示されたトランスコンダクタを２つ備える平衡［balanced］ミキサであり、これらのトランスコンダクタンスは両方とも電圧レールＶｄｄａおよびＶｓｓ の間に結合されている。図３において、Ｖｂ１およびＶｂ２は抵抗Ｒ１およびＲ２の手段によりそれぞれノード１０および３０に供給されるバイアス電圧である。微分入力電圧±ｖｉｎ／２はＡＣ結合キャパシタンスＣ１の手段により入力ノード１０に供給される。図４ないし図７に示された結果は、図３に示されたミキサのシミュレーションから得られるものである。
【００１１】
図４は、出力ノード２０での出力電流ｉｏｕｔがＤＣ入力電圧ｖｉｎと共に５０ｍＶずつのステップにおける−２５０ｍｖから＋２５０ｍＶまでのレンジを有するソースフォロワＳのゲート電圧Ｖｄに対してどのように変化するのかを示すグラフである。ＤＣ性能が線形であることが図４から分かる。
【００１２】
下式からｖｉｎとｖｄとが正弦波となるようにすると、
【数５】
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式（４）は式（５）のようになる：
【数６】
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式（５）における周波数の合計と差との存在は、回路の混合機能を明らかにしている。
【００１３】
図５は、ｖｉｎが１．５ＭＨｚに設定されてｖｄが０．５ＭＨｚに設定されたときの出力電流ｉｏｕｔのフーリエ変換を示すグラフである。式（５）の３つの項に相当する、出力信号の１．５ＭＨｚ、２ＭＨｚおよび１ＭＨｚの成分の存在は、明瞭に現れている。
【００１４】
図６は、ｖｉｎが１ＧＨｚに設定されてｖｄが１．００１ＧＨｚに設定されたときの抵抗負荷でモニタされた出力電流ｉｏｕｔの示すグラフであり、図７は、同一の状況における出力電流ｉｏｕｔのフーリエ変換を示すグラフである。理想的には、このような状況は１ＧＨｚ、１ＭＨｚ、２．００１ＧＨｚでの成分を生成するであろう。図６および図７は、１ＭＨｚでの成分および特別に高い周波数歪みからの結果である全ての偶調波のセットを提示する。これは、ＲＦミキサにとって正常である。
【００１５】
ミキサが無線受信機に用いられるか、送受信機の受信ステージに用いられるときには、入力電圧ｖｉｎは低雑音増幅器（ＬＮＡ）により供給される受信信号であり、電圧ｖｄは例えば電圧制御発振器（ＶＣＯ―Voltage Controlled Oscillator―）により供給される局部発振信号である。選択的に、ＬＮＡおよびＶＣＯは、それぞれｖｄおよびｖｉｎを供給するために結合されていても良い。
【００１６】
ＬＮＡおよびＶＣＯからの電圧は、これらが非常に高い周波数であるので、ミキサの入力に対して結合されたＡＣであっても良い。ＡＣ結合はキャパシタＣ１およびＣ２の手段によって図３に示されている。
【００１７】
低周波数出力電流ｉｏｕｔは、ミキサの次段のチャネルフィルタのトランスコンダクタを終わらせる入力に直接結合されていても良く、これにより、大きな結合キャパシタ用の必要性を得ることができる。
【００１８】
この明細書と特許請求の範囲で構成要素に先行する冠詞“a”または“an”はこれら構成要素の複数の存在を排除するものではない。さらに、用語“備える―comprising―”は、挙げられたこれら以外の他の構成要素の存在を排除するものではない。
【００１９】
この明細書の開示から、他の変形例がこの技術分野の熟練者にとって明白であろう。このような変形は、ＣＭＯＳ回路の技術分野および無線送受信機の技術分野で既に公知となっており、また、この明細書において既に説明された特徴に代わるまたはこれに追加して用いられるかもしれない他の特徴を含んでいても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来技術のミキサの概略回路図である。
【図２】この発明によるミキサの概略回路図である。
【図３】この発明による平衡ミキサの概略回路図である。
【図４】ＤＣ入力信号のレンジのための出力特性を示すグラフである。
【図５】低周波数正弦波入力信号用の出力電流のフーリエ変換を示すグラフである。
【図６】高周波数正弦波入力信号用の出力信号を示すグラフである。
【図７】高周波数正弦波入力信号用の出力電流のフーリエ変換を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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