(57)【要約】第１の態様では、本発明は、（ｉ）未知のパルス繰返し率で第１の周波数帯域（Ｆ１）において入力レーダパルスを受信するための受信機および関連する受信アンテナ（ＡＴＲ）と、（ｉｉ）上記パルス繰返し率を計算するための手段と、（ｉｉｉ）第２の周波数帯域（Ｆ２）で信号を発生するための周波数シンセサイザと、（ｉｖ）上記周波数シンセサイザが発生する上記信号を変調して、情報を上記信号に符号化するための変調手段と、（ｖ）上記変調された信号を送信するための送信機および関連する送信アンテナ（ＡＴＴ）とを備えるトランスポンダ（ＴＲ）であって、上記送信された信号は、上記入力レーダパルスの上記計算されたパルス繰返し率と同期され、上記送信された信号の変調は、上記トランスポンダ（ＴＲ）の正確な位置が遠隔地にある受信機（ＲＥ）によって決定されうるものである、トランスポンダに関する。本発明はまた、（ｉ）上記第１の態様に係るトランスポンダ（ＴＲ）から送信される、変調された信号を受信するための受信アンテナ（ＡＲＥ）と、（ｉｉ）上記信号からデータおよび位置情報を抽出するための信号処理手段と、（ｉｉｉ）情報出力手段とを備えるトランスポンダ受信機にも関する。
2005527825.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
（ｉ）未知のパルス繰返し率で第１の周波数帯域において入来レーダパルスを受信するためのオンボード受信機および関連する受信アンテナと、
（ｉｉ）前記パルス繰返し率を計算するための手段と、
（ｉｉｉ）第２の周波数帯域で信号を発生するための周波数シンセサイザと、
（ｉｖ）前記周波数シンセサイザにより発生する前記信号を変調して、情報を前記信号に符号化するための変調手段と、
（ｖ）前記変調された信号を送信するための送信機および関連する送信アンテナとを備えるトランスポンダであって、
前記送信された信号は、前記入力レーダパルスの前記計算されたパルス繰返し率と同期され、前記送信された信号の変調は、前記トランスポンダの正確な位置が遠隔地にある受信機によって決定されうるものである、トランスポンダ。
【請求項２】
前記受信アンテナは水平面において全方向性である、請求項１に記載のトランスポンダ。
【請求項３】
前記周波数シンセサイザにより発生する前記信号の前記第２の周波数帯域は、前記第１の周波数帯域と重ならない、請求項１または２に記載のトランスポンダ。
【請求項４】
前記第２の周波数帯域はＩＳＭ帯域である、請求項３に記載のトランスポンダ。
【請求項５】
前記第１の周波数帯域はＸ帯域である、請求項１〜４のいずれか１項に記載のトランスポンダ。
【請求項６】
前記トランスポンダは、前記送信された信号の強度を増強する、少なくとも１つの増幅器をさらに備える、請求項１〜５のいずれか１項に記載のトランスポンダ。
【請求項７】
受信増幅器と送信増幅器とが備わっている、請求項６に記載のトランスポンダ。
【請求項８】
前記受信増幅器は、２つの部分、すなわちレーダパルスとなりそうなものが検出されたときに前記トランスポンダの他の全ての部分を作動させる低電力消費増幅器と、レーダパルスの列による照明が確認されたときにのみ作動される、高品質受信増幅器に分けられる、請求項７に記載のトランスポンダ。
【請求項９】
前記信号変調手段は拡散スペクトル変調手段である、先行の請求項１〜８のいずれか１項に記載のトランスポンダ。
【請求項１０】
前記拡散スペクトル変調手段は、少なくとも１ＭＨｚの周波数スペクトルにわたって、前記送信された信号を拡散する、請求項９に記載のトランスポンダ。
【請求項１１】
（ｉ）請求項１〜１０のいずれか１項に係るトランスポンダから送信される、変調された信号を受信するための受信アンテナと、
（ｉｉ）前記信号からデータおよび位置情報を抽出するための信号処理手段と、
（ｉｉｉ）情報出力手段とを備える受信機。
【請求項１２】
前記情報出力手段は、プリンタ、コンピュータ、またはＸ帯域レーダディスプレイなどのディスプレイと、ケーブルまたは他の直接接続を介して接続可能である、請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記受信機は所定の周波数帯域における変調された広帯域パルスを発生するようになっている周波数シンセサイザを備え、それによりこのパルス送信のために設けられたマイクロ送信機が前記所定の周波数帯域内で動作するパルスレーダの前記受信アンテナに近接して位置しているとき、少なくとも位置情報が前記パルスレーダディスプレイにて観察され、それによって前記受信機と前記ディスプレイとの間の直接接続の必要がなくなる、請求項１１に記載の受信機。
【請求項１４】
どの情報を表示するかをレーダディスプレイの操作者が選択できるようにする手段を設ける、請求項１３に記載の受信機。
【請求項１５】
請求項１〜１０のいずれか１項に係るトランスポンダと、請求項１１〜１４のいずれか１項に係る受信機とを備えるパルスレーダと使用するための位置決定システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダトランスポンダおよびトランスポンダ用の受信機に関する。
【０００２】
レーダトランスポンダの主たる機能は、
受信した測距信号を強化し、
この信号を（場合により）トランスポンダの識別用に変更し、
（変更された）信号を照明レーダに戻すように再送信することである。
【０００３】
トランスポンダからの戻り信号は、（通常の反射と比較して）遅延していることがわかる。その結果、トランスポンダの再生は、レーダディスプレイにおける実際のトランスポンダ位置の後ろに示される。トランスポンダにおける信号遅延は安定していて、かつ持続期間の短いもの（たとえば、マイクロ秒の数分の一、すなわち距離にして約５０ｍ）であるべきである。トランスポンダ信号は、その輝度および／または信号変換の性質により、ディスプレイにて容易に識別可能である。
【０００４】
主レーダ周波数で応答するレーダトランスポンダは、たいてい海洋用途に使用される。海洋レーダ帯域（Ｘ帯域）は、９．３〜９．５ＧＨｚである。既知のトランスポンダの例を簡単に述べる。
【０００５】
受動反射器
最も簡単なデバイスは、比較的サイズは小さいが、非常に大きなレーダ断面を有する受動レーダトランスポンダすなわち反射器である。典型的な例は、線形寸法が０．５ｍと小さいが、数百ｍ２の実効レーダ断面を有してよいコーナ反射器である。これらトランスポンダは、特に嵐のような天候では、未だ可視性（visibility）が限定されている。また、トランスポンダ特有の情報も、送信されない。
【０００６】
能動反射器
単にレーダ信号を得るだけの電子トランスポンダにより、同様の効果が達成されうる。そのサインは何ら特別な変調をもたらさず、レーダディスプレイにて観察される反射は、受動反射から区別されない。典型的な例は、ＲＡＤ−ＳＴＡＲ能動反射器（ＵＫ Electronica Ltd.）またはレーダ標的エンハンサ（enhancer）である。
【０００７】
ＳＡＲＴ−捜索救助レーダトランスポンダ
図１ａおよび図１ｂを参照すると、入来レーダ信号は、ブロードビーム（低利得）水平偏波アンテナ（Ａ）から受信機（Ｒｅ）に渡される。アンテナは水平面上で略全方向性であり、仰角約±３５°のビームパターンを有する。検出されたレーダパルス（図１ｂ、Ａ行）が、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の入力部である、波形発生器（Ｃ）において、三角形の制御波形を引き起こす。発振器の中心周波数は、９．４ＧＨｚであり、かつ９．３〜９．５ＧＨｚの間を掃引する制御信号により変調される（図１ｂ、Ｂ行）。増幅後、この信号は同アンテナ（Ａ）を介して放射される。実効送信電力は約０．２５〜０．５Ｗである。照明レーダはこの信号を受信し、ディスプレイにてこの応答は、第１のドットがマーキングされた対象物の位置に対応するドット群として現れる（図２参照）。第１のドットは、（図１ｂ中の点線で示される）第１の制御波形の鋭角により形成される。
【０００８】
ＳＡＲＴおよび同様のトランスポンダは、比較的低価格かつコンパクトであるが、それらの使用は、国際海事機関（ＩＭＯ）の規定により、遭難、捜索、および救助の状況に厳しく制限されている。
【０００９】
航海レーダビーコン
図３を参照すると、照明レーダからの信号は、アンテナ（Ａ）を介して受信機（Ｒｅ）にて検出され、信号の中心周波数ｆ０が評価される。そして、周波数シンセサイザ（ＦＳ）がこの周波数で調和信号を発生し、２値振幅変調（符号）が変調器（Ｍ）にて加算される。増幅器（Ａｍ）での増幅後、信号はアンテナを介して戻るように送信される。実効送信電力は２〜３Ｗである。振幅符号はモールス符号文字であり、これはレーダディスプレイに現れる。この方法により、異なるビーコンを識別することができる（図４、ＡおよびＢの印のついたビーコン参照）。このタイプのビーコンは導入する干渉がＳＡＲＴよりも少ないが、技術的にはより複雑かつ高価なものである。また、ＳＡＲＴビーコンと同様、それらの使用はＩＭＯにより厳しく制限されている。航海ビーコンの（固定）位置は、海洋航海地図上に示される。
【００１０】
さらに、自然なレーダ画像の重要な部分が覆い隠される可能性をもたらすので、レーダディスプレイからＳＡＲＴまたは航海ビーコン信号を除去することは不可能であることが理解される。
【００１１】
アビオニック（avionic）トランスポンダ
航空機はレーダトランスポンダを備えている。これらトランスポンダは、照明周波数と一致しない専用のレーダ周波数におけるレーダ信号に応答する。この種のトランスポンダには、航空機を追跡するレーダサイトにおける特殊な高利得アンテナが必要となる。この信号は、通常は航空機の識別番号または便名である識別情報を搬送する。必要とあれば、レーダの操作者は、この信号を除去することができる。これらのトランスポンダは、特に専用化された周波数を使用し、国際航空機関（ＩＡＯ）がこれらの用途を制限している。送信電力は１０Ｗを超える。図５を参照すると、エキストラナロービーム指向性アンテナ（ＡＮＢ）が、主レーダアンテナ（ＡＭ）と共に回転するように搭載されている。（特別に設計されたレーダと一緒になった）このタイプのトランスポンダは、非常に高価である。
【００１２】
本発明の目的は、既知のトランスポンダに関連する１つまたは複数の問題を未然に防ぐ、または軽減するトランスポンダ（および関連する受信機）を提供することである。特に、本発明の目的は、以下の要求の少なくとも１つ（しかし、好ましくは複数）を満たしうる、排他的ではないが主として海洋用途向けの、Ｘ帯域レーダ（または実際には任意のレーダ）と共に使用するトランスポンダを提供することである。
１．  低価格で製造が行なえる（たとえば、ＳＡＲＴのコストに匹敵する）こと。
２．  任意の地理的位置または他の特に専用化された周波数での動作に対する特別な許可を必要としない信号を送信すること。
３．  たとえトランスポンダがレーダに対して同じアジマス方向にあっても、トランスポンダが相互に互換性があること（たとえば、レーダが同時に２つ以上のトランスポンダを識別できる）。
４．  信号位置マーキングの精度が著しく低下しないように、トランスポンダからレーダに個別の情報（たとえば、１６〜３２ビット、または必要とあればそれ以上）を送信すること。
５．  レーダ側の追加の設備が、現在海洋用途で使用されている任意のレーダと互換性があるほかに、低価格で、独立していて、かつレーダとの相互作用を最小限に抑えて動作すべきであること。
６．  １回の視認だけで少なくとも５０ｍ  ｒｍｓまでのトランスポンダ位置測定（距離）精度を提供し、かつ安定した遅延信号（マイクロ秒の数分の１）を有すること。
７．  たとえば、自然なレーダ反射を覆い隠すことを避けるために、レーダの操作者によりレーダディスプレイからトランスポンダ信号が選択的に除去可能（「スイッチオフされる」）であること。ディスプレイにて２つ以上のトランスポンダ信号が視認できる場合、任意の信号またはこれらの信号の任意の組み合わせがディスプレイから除去可能であるべきである。
８．  トランスポンダ応答含有情報が、特定のレーダ（たとえば、トランスポンダの所有者または権限のあるユーザ）のみによって、復号されるようなトランスポンダ応答暗号化を提供すること。
【００１３】
本発明の第１の態様によれば、
（ｉ）未知のパルス繰返し率で第１の周波数帯域において入来レーダパルスを受信するためのオンボード受信機および関連する受信アンテナと、
（ｉｉ）パルス繰返し率を計算するための手段と、
（ｉｉｉ）第２の周波数帯域で信号を発生するための周波数シンセサイザと、
（ｉｖ）周波数シンセサイザが発生する信号を変調して、情報を信号に符号化するための変調手段と、
（ｖ）上記変調された信号を送信するための送信機および関連する送信アンテナとを備えるトランスポンダであって、
送信された信号は、入力レーダパルスの計算されたパルス繰返し率と同期され、送信された信号の変調は、トランスポンダの正確な位置が遠隔地にある受信機によって決定されうるものである、トランスポンダが提供される。
【００１４】
以上の導入から、本発明のトランスポンダは、照明レーダのパルス繰返し率がトランスポンダによって計算され、かつ送信された信号が以降のレーダパルスと同期するように遅延されるという点で既知のトランスポンダと異なることが理解されるだろう。既知のＳＡＲＴ様トランスポンダおよび航海ビーコンにおいて、戻り信号により搬送されうる情報量には限りがある。すなわち、処理を増やすと戻り信号における遅延が増し、それによって位置精度が減少してしまう。
【００１５】
情報／位置の問題は、アビオニクスにおいて２つのレーダシステムを使用することに対応するものにより克服される。位置情報は主アンテナから導出され、一方識別情報は、特別に専用化された周波数帯域を必要とする、別個の高利得アンテナでの入力トランスポンダ信号から導出される。
【００１６】
好ましくは、受信アンテナは水平面において全方向性である。
【００１７】
好ましくは、周波数シンセサイザが発生する信号の第２の周波数帯域は、第１の周波数帯域と重ならず、かつ好ましくはＩＳＭ帯域（たとえば、約２．４５ＧＨｚ）であるが、特別に専用化された周波数も使用されうることが理解されよう。好ましくは、第１の周波数帯域はＸ帯域（たとえば、９．３〜９．５ＧＨｚ）であるが、ＣまたはＳ帯域のような任意の他の周波数帯域も使用されうる。
【００１８】
好ましくは、トランスポンダは送信された信号の強度を増強する、少なくとも１つの増幅器をさらに備える。好ましくは、受信増幅器と送信増幅器とが備えられる。受信増幅器は、好ましくは２つの部分、すなわちレーダパルスとなりそうなものが検出されたときにトランスポンダの他の全ての部分を作動させる低電力消費増幅器と、レーダパルスの列による照明が確認されたときにのみ作動される、高品質受信増幅器に分けられる。
【００１９】
好ましくは、信号変調手段は拡散スペクトル変調手段である。より好ましくは、拡散スペクトル変調手段は、少なくとも１ＭＨｚの周波数スペクトルにわたって、送信された信号を拡散する。なお、拡散スペクトル変調手段を設けることにより、トランスポンダ位置の位置精度が達成される手段が提供されるだけでなく、ＩＳＭ帯域で動作するときの少なくとも１ＭＨｚの拡散スペクトルの法的必要条件も満たされる。
【００２０】
受信および送信アンテナは単一のアンテナで構成されてもよく、この場合、分離および重複手段を提供することが好ましい。このことは、パルス繰返し周期の計算中は送信機をオフ状態に維持し、かつ信号受信中はアンテナでの信号の受信を遮断する手段を設けることにより達成されうる。あるいは、送信機を受信アンテナの緩和周期の際は信号送信を遅延するようにしてもよい。アンテナが別個のものである場合であっても、分離および重複手段は必要とされ得る。
【００２１】
本発明の第２の態様によれば、
（ｉ）本発明の第１の態様に係るトランスポンダから送信される、変調された信号を受信するための受信アンテナと、
（ｉｉ）上記信号からデータおよび位置情報を抽出するための信号処理手段と、
（ｉｉｉ）情報出力手段
とを備える受信機が提供される。
【００２２】
上記情報出力手段は、プリンタまたは（好ましくは）Ｘ帯域レーダディスプレイなどのディスプレイと、ケーブルまたは他の直接接続を介して接続可能であってもよい。
【００２３】
しかしながら、好ましくは、受信機はＸ帯域における変調された広帯域パルスを発生するようになっている周波数シンセサイザを備え、それによりこのパルス送信のために設けられたマイクロ送信機がＸ帯域レーダの受信アンテナに近接して位置しているとき、位置および他の情報（たとえば、モールス符号文字識別符号）がＸ帯域レーダディスプレイにて観測され、受信機とディスプレイとの間の直接接続の必要がなくなる。
【００２４】
非常に好ましい実施形態では、（もしあれば）どの情報を表示するかをレーダディスプレイの操作者が選択できるようにする手段を設ける。
【００２５】
本発明は、第１の態様に係るトランスポンダと、第２の態様に係る受信機とを備える、Ｘ帯域ベースのレーダとともに使用するためのシステムにも属することが理解されよう。
【００２６】
本発明の実施形態は、添付の図面を参照しながら例としてのみ記載される。
【００２７】
全般的な考察
総括的なシステムブロック図を図６に示す。基本的には、システムは、受信機（ＲＥ）に接続された、Ｘ帯域（９．３〜９．５ＧＨｚ）で動作する送信／受信アンテナ（ＡＲＤ）およびＩＳＭ帯域（２．４５〜２．５ＧＨｚ）で動作する関連する受信アンテナ（ＡＲＥ）を有するディスプレイを含む探索レーダと、トランスポンダ（ＴＲ）とを備える。トランスポンダは、Ｘ帯域（９．３〜９．５ＧＨｚ）で動作する送信アンテナ（ＡＴＲ）と、ＩＳＭ帯域（約２．４５ＧＨｚ）で動作する送信アンテナ（ＡＴＴ）とを有する。探索レーダおよび関連するＩＳＭ帯域受信機は第１の場所（たとえば、漁船または客船上）にあり、トランスポンダは第２の場所（たとえば、魚網または認可された漁船につけられる）にあることが理解される。以下により詳細に説明されるように、受信機（ＲＥ）は、ケーブルにより直接（矢印１）またはエアインタフェース（矢印２）により任意のレーダ−受信機ケーブル接続を必要とせずにレーダディスプレイに接続されることができ、それにより任意のＸ帯域レーダタイプと共に普遍的に使用することができる。
【００２８】
トランスポンダは２つの周波数Ｆ１とＦ２とを使用する。レーダからトランスポンダへのチャネルは、「前方リンク」と呼び、トランスポンダから受信機へのチャネルは「逆リンク」と呼ぶことにする。Ｆ１はレーダ測距信号搬送波（約９．３〜９．５ＧＨｚ）であり、トランスポンダの受信周波数でもある。この周波数において、レーダ測距信号はトランスポンダにより検出される。Ｆ２はトランスポンダ送信周波数（約２．４５ＧＨｚ、ワールドワイドライセンスフリーＩＳＭ帯域に対応）である。この周波数は、トランスポンダの送信アンテナの動作にとって主たるものとみなされる。しかしながら、逆リンクは著しい変更なしに任意の他の周波数帯域、少なくとも１５０ＭＨｚ以上および１０ＧＨｚ以下の周波数で動作しうることが理解されよう。
【００２９】
望ましい動作目標および性能仮定（共に以下でより詳細に記載される）は、
１．  異なる２つの周波数、すなわち前方リンクには約９．３ＧＨｚのＦ１が、逆リンクには約２．４５ＧＨｚのＦ２が使用される。受信機とレーダとの間の電気接続を避ける必要があるときはＦ１に戻るようにアップコンバージョンする。
２．  トランスポンダでのＸ帯域アンテナは水平偏波を有し、アジマスにおいて全方向性であり、仰角が±（４０°〜６０°）である。これは、たとえば導波管−マイクロストリップ接合部を介して低雑音増幅器に接続されたプレセレクタを有するスロット付き導波管アンテナであることができる。（水平面において全方向性である）トランスポンダでのＩＳＭ帯域アンテナは、約２ｄＢの低利得（ＧＡＴＴ）を有し、かつ垂直偏波を有する。
３．  受信アンテナもまた、垂直偏波していて、アジマス面において全方向性で、利得（ＧＡＲＥ）が約８ｄＢである。全方向性のＡＲＥアンテナを使用することが、低コストな受信機を得る鍵である。
４．  逆リンクは、ＩＳＭ帯域要求（Ｎ１５、ＦＣＣ、または同様の規定）に適合するべきである。すなわち、少なくとも１ＭＨｚの周波数帯域にわたって変調された拡散スペクトルがあるべきであり、かつ動作は指定された実効放射電力で行なわれるべきである（以下に続く例では、ＦＣＣ要求が用いられる）。
５．  逆リンクでは、信号はトランスポンダ識別用の情報、たとえば１６〜３２ビットの２値データを搬送するべきである。異なるトランスポンダ受信機システムは、干渉拒絶および暗号化の両方の目的で、ＩＳＭ帯域内の異なる中心周波数の他に、異なる拡散スペクトル符号を使用することができる。この場合、第三者のシステムの受信機は、いかなる信号も受信しない。周波数チャネルとなりそうなものの間の約２．５ＭＨｚの周波数分離は、２．４５ＧＨｚのＩＳＭ帯域内の約２０〜４０個の独立した１ＭＨｚチャネルを提供する。
６．  システム識別ビット（「０」および「１」）は、（この場合）フィードバックが異なる７つのビットシフトレジスタにより発生する、同じ長さＭ＝１２７ビット（または任意の他の好適な長さ）で拡散するスペクトル用の、２つの異なるＭシーケンスを用いて符号化されることができるが、ゴールド符号（または同様のもの）もまた使用されうる。
７．  受信機は、
（ａ）トランスポンダからの信号を検出し、かつ距離情報を選択し、
（ｂ）トランスポンダの符号を復号し、
（ｃ）所望のトランスポンダ識別番号を識別しかつ、（必要とあれば）表示し、
（ｄ）１つのモールス符号文字表示符号（ＤｉＣｏ）（この信号は、トランスポンダの識別番号をレーダディスプレイ上で視覚化するために、レーダディスプレイに直接またはＸ帯域マイクロ送信機を介して送信される）を形成する、特別な帯域ベースのパルスを形成し、
（ｅ）レーダの操作者にアクセスを提供して、ＤｉＣｏ信号をスイッチオンおよびオフさせ、
（ｆ）ＰＣとデータを交換するための標準的なコネクタを提供する。
８．  レーダと受信機との間の接続は、
ｂ．レーダディスプレイへのケーブル（矢印１、図６）または
ｃ．任意のレーダ−受信機ケーブル接続（矢印２、図６）なしにＦ１周波数でエアインタフェース（マイクロ送信機）により行なわれてよい。
９．  トランスポンダは、要求された用途に応じて、それらの識別番号および搬送周波数を容易に変更するためのアクセスを可能にするように設計してもよい。
【００３０】
実用的なシステムの各態様に対する一般的な要求を説明する。
【００３１】
逆リンク電力予算
水平送信電力
トランスポンダアンテナは、魚網や小さな船など、予見される海洋用途の大半において、表面に対して低い所に位置するが、図７を参照すると、最低推奨アンテナ高度（ｈＡＴＲ）は約１ｍである。受信機のアンテナ高度（ｈＡＲＥ）は、一般的にそれよりかなり高くなる。船のタイプに応じて、ｈＡＲＥは約２〜３ｍから、１５ｍ以上までの任意の値となりうる。いかなる状況においても、受信アンテナをできる限り高い所に位置させることが推奨される。
【００３２】
レーダ水平距離（Ｌｈｏｒ）は、
Ｌｈｏｒ２［ｋｍ］≒１７ｈＡＲＥ［ｍ］
または
Ｌｈｏｒ［ｍ］＝√（１７ｈＡＲＥ）１０３
で近似されうる。
【００３３】
いくつかの典型的な受信ｈＡＲＥに対する水平距離Ｌｈｏｒを表１に示す
【００３４】
【表１】
2005527825.tif 000003
【００３５】
最大距離Ｌｈｏｒでは、ＡＲＥによる受信信号電力（ＰＲＥ）は、
ＰＲＥ＝（ＰＴＲＧＡＴＴＧＡＲＥｈＡＴＴ２ｈＡＲＥ２）／（√（１７ｈＡＲＥ）１０３）４＝（ＰＴＲＧＡＴＴＧＡＲＥｈＡＴＴ２）／（１７２×１０１２）
であり、ＧＡＴＴ＝１．６、ＧＡＲＥ＝６、およびｈＡＴＴ＝１ｍとすると、
ＰＲＥ≒３・１０−１４ＰＴＲ
である。ただし、ＰＴＲはトランスポンダ送信電力である。
【００３６】
整合フィルタ出力（以下参照）での雑音電力（ＰＮ）は、
ＰＮ＝ｋＴＲ（Ｎｆ−１）
である。ただし、ｋ＝１．３８×１０−２３、Ｔ＝６００（Ｋで表す実効温度：自然環境では３００Ｋ、宇宙放射では３００Ｋ）、ＲはＨｚで表す（１ｋＨｚ−１ｋｂｉｔ／ｓ）シンボルデータ送信速度（Ｒｄ）、Ｎｆは受信機雑音値で、Ｎｆ＝２と仮定する。すると、
ＰＮ≒８．３・１０−２１・Ｒｄ
であり、受信機出力での信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）は、
（Ｓ／Ｎ）＝ＰＲＥ／ＰＮ≒０．３６・１０７・ＰＴＲ／Ｒｄ
である。
【００３７】
上記解析は、大気中での波の伝播や、任意の受信機の非最適性などによる損失を考慮に入れていない。これらの損失が約６ｄＢであると仮定すると、
Ｓ／Ｎ≒１０６ＰＴＲ／Ｒｄ
である。
【００３８】
異なるＰＴＲ／Ｒに対するＳ／Ｎ比を図８に示す。受信が信頼性の高いものとなるためには、Ｓ／Ｎ比が少なくとも１０ｄＢであることが必要となる。したがって、２０ｄＢｍの送信電力で始めると、好適な逆リンク電力予算を提供して、１０ｋｂｉｔ／ｓのデータ送信速度が可能となる。しかしながら、トランスポンダは同じデータを１分間に約２５回送信することに留意することが重要である。周期ごとの信号処理データ統合に対し、適切な補正を行ないながら使用することで、上記データ送信速度を増大させることができ、同じビット誤り率（ＢＥＲ）を統合周期にわたって維持できるようになる。
【００３９】
信号拡散
Ｍシーケンスは、（必要なときには）信号拡散およびデータ符号化に使用される。この場合、シーケンスの長さは、ＩＳＭ帯域において少なくとも１ＭＨｚにわたって拡散しているスペクトルの要求により決定される。標準化データ速度Ｒｄ＝９．６ｋｂｉｔ／ｓ、すなわち約１０ＫＨｚのスペクトルが占有されていると仮定すると、最小シーケンス長さは１００である。したがって、「０」データ符号化の場合１２７ビットのあるＭシーケンスが都合よく使用され、「１」の場合１２７ビットの別のＭシーケンスが都合よく使用される。これら２つのシーケンスの相互相関関数のレベルは、最大サイドローブレベル−２０／１２７（すなわち−１６ｄＢ）、平均（ｒｍｓ）サイドローブレベル−６／１２７（すなわち−２６ｄＢ）である。（−２０ｄＢおよび−６ｄＢの値はそれぞれ、典型的な海洋レーダの最大およびｒｍｓサイドローブ値を示している）。符号化方法を図９に示す。
【００４０】
距離指示および測定精度
受信側では、距離測定精度（レーダディスプレイ上の評価）は、２タイプの誤差、すなわち系統誤差と確率的誤差とに依存する。系統誤差は、システムハードウェアおよびソフトウェアチューニングにより最小限に抑えられる。確率的誤差は、基本的に受信信号統計に依存する。（遅延における）距離測定雑音誤差（σＮｔ）は、以下の式
σＮｔ≒√（τ／（４Ｂａ（Ｓ／Ｎ）））
で評価される。ただし、τはＭシーケンスチップ持続期間（考慮されている例では０．８２μｓ）、（Ｓ／Ｎ）は整合フィルタ出力での信号対雑音比、そしてＢａは受信機帯域幅である。以上の考察から、１０ｋｂｉｔ／ｓデータ、τ≒０．８２・１０−６（１．２ＭＨｚの帯域幅に対応）、およびＢａ約１ＭＨｚの信頼性の高い受信を保証するためには、Ｓ／Ｎは少なくとも１０であり、したがって
σＮｔ≒√（０．８２・１０−３／４）＝１．４５・１０−７、すなわち０．１４５μｓ
が成り立つ。
【００４１】
距離測定の観点からいえば、この誤差はσＮＤ≒２２ｍ  ｒｍｓである。
【００４２】
別のタイプの確率的誤差は、信号サンプリング間の有限な時間間隔（ＴＳ）によるものである。この誤差（σｄｔ）は、サンプリング間隔にわたって均一に分布し、そのｒｍｓは
σｄｔ≒Ｔｓ／√１２
で与えられる。
【００４３】
最小サンプリング間隔ＴＳ＝τすなわち０．８２μｓであり、誤差は
σｄｔ≒０．８２／√１２＝０．２３μｓ
である。距離測定の全確率的誤差（σｔ）は、
σｔ＝√（（０．１６）２＋（０．２３）２）＝０．２８μｓ
であり、１回のレーダスキャンに対する距離測定誤差は、
σＤ≒３０ｍ  ｒｍｓ
である。
【００４４】
この誤差値は十分に小さく、システムの実用的な実施形態が設計できるようになる。
【００４５】
Ｓ／Ｎにおける本質的な損失（６〜７ｄＢまで、かつ平均して４ｄＢ）は、チップ持続期間あたり１つのサンプルに対するクロック同期化をせずにデジタル整合フィルタで起こりうる。チップ持続期間あたり２つのサンプルを使用することにより、これらの損失を平均で１．２ｄＢまで低減することができる。これにより、何らかのサンプリング誤差の低減がもたらされる。
σｄｔ＝０．４２／√１２＝０．１２μｓ
そして、１回のスキャンに対する全確率的誤差は、０．２μｓすなわち２０ｍ  ｒｍｓとなる。
【００４６】
レーダ信号
海洋用途向けのＸ帯域レーダは全て、わずかに異なる測距信号パラメータを有する。この点を説明するために、２つの主要な製造業者からのレーダに対する関連するパラメータを以下の表２に示す。以下で説明されるように、本発明のトランスポンダは、列挙されたパラメータの具体的な値またはレーダの特定の動作モードに関わらず、既存のレーダシステムと共に動作するように設計されている。
【００４７】
【表２】
2005527825.tif 000004
【００４８】
図１０を参照すると、点標的から反射された信号は、アンテナパターン形状に応じて変調された振幅を有する、パルスの列として現れる。全レーダに対するシステムの実行可能性を保証するために、最も困難な場合、すなわち最短戻り列持続期間ΔＴｓの場合を考える。最短列は最も狭いアンテナビームΔθ＝０．８°に対応する。アンテナの回転速度が２５ｒｐｍのとき、列持続期間ΔＴｓは、
ΔＴｓ＝（２５・０．８）／（３６０・６０）＝５ｍｓ
で与えられ、ΔＴｓでのパルス数（ＮＰ）は、
ＮＰ＝ΔＴｓＦＰＲ
となり、最低ＦＰＲ＝５００Ｈｚに対して
ＮＰｍｉｎ＝３〜４
となる。
【００４９】
これは比較的まれな場合であり、以後限定的な状況として考察される。
【００５０】
トランスポンダ送信タイミング図
以下に記載の方法は、トランスポンダで未知のパルス繰返し周期を評価する新規の原則に基づく。この方法により、送信されたパルスを受信したパルスと同期させることができ、それによりトランスポンダにより大量なデータが送信されるようになる他に、トランスポンダの位置を正確に決定することができるようになる。
【００５１】
時分割重複なしのタイミング図
最初に、トランスポンダは（Ｘ帯域における）信号の受信および（ＩＳＭ帯域における）信号の送信を同時に行なえると仮定する。また、これらの信号は周波数領域で分離できると仮定する（周波数分割重複）。しかしながら、以下からわかるように、同時送信／受信は、成功したシステムの前提条件ではない。
【００５２】
上記レーダパルス列持続期間解析から、トランスポンダは２ｍｓに近いが２ｍｓより大きい周期的なサイクルでデータを送信することができるということになる。この場合、レーダディスプレイでの標的マーキング用に少なくとも１つの信号が受信される（最大のサイクル持続期間を設定）。この可能なサイクル持続期間で最大のものの近くで動作し、送信可能なデータビット数を最大にすることが望ましい。
【００５３】
サイクルタイミング図を図１１に示す。送信される最小のサイクル数は、最短レーダ列（約５ｍｓ）に対応する。サイクルは、等しい持続期間（チップ数）Ｔ１＝Ｔ２を有する２つの部分からなり、Ｔ１の開始は最初に検出されたレーダパルスに対応し、Ｔ２の終了（時間的瞬間ｔ０）は、半チップ持続期間の精度が約０．５μｓまたはそれ以上の受信したレーダ信号のうちの１つに対応する。このサイクルの形成方法が、例としてＦＰＲ＝２１００Ｈｚすなわち繰返し周期（すなわち１／ＦＰＲ）ＴＰＲ＝４７６ｍｓを用いて図１２に示される。この方法により、トランスポンダでパルス繰返し周期を評価することができるようになる。検出されたレーダパルスは、分割器出力半周期持続期間が１ｍｓに近いがそれより長くなるまで、（周波数で）首尾よく２分割される。このことは、任意のタイプのレーダに普遍的に適用可能である。図示した例では、第１の分割出力（半周期）が９５２μｓであり、第２の分割出力（半周期）が１９０４μｓである。
【００５４】
こうして、ＦＰＲの実際の値に関わらず、全てのパルス繰返し周波数が、少なくとも１回は２分割される。さらなる分割は、半周期持続期間の評価の結果に依存する。１ｍｓ未満なら、この（周波数）シーケンスは、半周期持続期間が１ｍｓの境界を超えるまでさらに分割される。ＦＰＲ＝２１００Ｈｚの場合、Ｔ１（およびＴ２）＝１９０４μｓである。
【００５５】
ＦＰＲ＝６００Ｈｚのときの同じ手順を図１３に示す。１つだけの分割が用いられ、Ｔ１（およびＴ２）＝１６６６μｓである。
【００５６】
上記から、最初、トランスポンダ側でのサイクルの実際の持続期間は未知で、ＦＰＲの値に依存することが理解される。最小のＴ１は１ｍｓ以上なので、ビット持続期間が１００μｓの少なくとも１０ビットが１ｍｓ間に送信されうる。この１０ｋｂ／ｓの図は、上で計算した現実的な電力バランスとも一致する。そして、これらのビットはそれぞれＭシーケンスにより拡散される。説明を簡単にするために、チップ持続期間が１μｓで、１つのビットが１００ビットのＭシーケンスにわたって拡散されると仮定する。Ｔ１は常に１ｍｓより長く、Ｔ１＝１ｍｓ＋ΔＴ１であると仮定する。Ｔ１のサイクル構造に採用した様式を図１４に示す。
【００５７】
サイクルは、５０チップのランダムデータ（ＲＤ）で開始される。受信機過渡事象がこのときまでに終わるので、これは第１のビット（ｂ１）検出に非常に都合がよい。そして、１ＭＨｚの帯域にわたって拡散された１０ビットのデータ（ＭＤＡＴＡ）が送信される。Ｔ１時間間隔の残りでは、ランダムチップ（長いＭシーケンスからの「０」および「１」を表すＬ個のランダムチップ）が送信される。したがって、合計して１０００＋Ｌ＋５０個のチップがＴ１間隔中に送信される。Ｌの値は、時間周期Ｔ１の終了時にわかるということが理解される。図１５に示すように、周期Ｔ２の第２の部分が、１０個のデータビット（一般的な場合、これらは必ずしもＴ１中に送信されたデータビットと一致しない）およびＬ＋５０チップのランダムデータで満たされる。
【００５８】
なお、Ｔ２における送信の順番は、Ｌ個のランダムチップ、続いてデータビットである。追加の５０個のランダムチップは、最後のデータビット（ｂ２０）の直後に送信される。このことは、最後のデータビットをより明確に識別するのに役立つ（もっとも、他の実施形態では、Ｔ２サイクルが最後のデータビットにより終了する限り、Ｌ＋５０個のランダムチップの分布はデータビットと異なりうることが理解される）。最後のデータビットの終了は、（送信サイクルＴ１＋Ｔ２が照明レーダからのパルスと同期しているので）照明レーダパルスの１つと一致し、レーダディスプレイ上の標的マーキングに使用されることに留意することが重要である。
【００５９】
したがって、１０ｋｂｉｔ／ｓのデータ速度では、２０ビットの情報が２ｍｓ間に送信される。これらのサイクルは、レーダ信号列の終了まで繰り返される。受信側に送信Ｍシーケンスと整合したデジタルフィルタがあると仮定すると、Ｍシーケンスにより拡散された情報ビットがフィルタ入力に存在する場合、フィルタからの出力波形はＭシーケンス自己相関関数に対応する。このことが、図１６ａに概略的に示されており、ここで矢印ＡはＭシーケンスにより拡散される１つのデータビットを示し、整合フィルタでの対応する出力波形が示される（矢印Ｂ）。
【００６０】
整合フィルタ出力でのデータビット信号波形が、図１６ｂにて完全なサイクルに対して示される。タイムラインＡは測距レーダから送信されたレーダパルスを表し、タイムラインＢはトランスポンダで検出されたパルス列に対応し、タイムラインＣは整合フィルタからの出力を表し、タイムラインＤはレーダディスプレイへの出力を表す。整合フィルタの出力での、レーダ送信パルスと最後のデータビット（ｂ２０）の終了との間の遅延は、レーダとトランスポンダとの間の距離（遅延Ｄ）に対応する。これは、最後のデータビットの終了はＴ２の終了と一致し、トランスポンダ側では受信したレーダ測距パルス（図１２および図１３参照、対応するレーダパルスが「＊」でマーキングされている）の１つと時間が一致するからである。このパルスがディスプレイに送信される。こうして、遅延Ｄはトランスポンダに対する信号遅延（距離）に対応する。
【００６１】
時分割重複によるタイミング図
トランスポンダで分岐する送信−受信チャネルに対する要求は、（Ｘ帯域での）受信時に（ＩＳＭ帯域で）信号が送信されなければ、低減することができる。このことは、トランスポンダ送信機が電力を放射していないときのパルス繰返し周期を評価することにより達成されうる。トランスポンダで検出された第１のレーダパルスはカウンタを始動させ、第２の検出されたパルスはカウンタを停止してＴＰＲを評価する。必要な程度の精度を提供するために、クロック信号周期が、本例においてカウンタ入力が約４ＭＨｚの高周波数パルスシーケンスであるときのチップ持続期間の約４分の１であることが望ましい。これにより、０．０７マイクロ秒  ｒｍｓの周期測定精度が提供される。いったんＴＰＲが評価されると、受信機が遮断され、送信機が電力を放射し始める。送信信号は、上記と同じ２０データビットと、Ｌ＋５０個のランダムビットとを含む。サイクルの終了後、送信機のスイッチがオフされ、受信機が遮断解除される。最近傍のレーダパルスが到来すると、このサイクルが繰り返される。ランダムビット数Ｌは、簡単な式
Ｌ＝Ｍ・Ｎ−（Ｄ＋５０）
から計算される。ここで、Ｍはパルス繰返し周期数、Ｎはチップ持続期間中に測定されたパルス繰返し周期の持続期間、Ｄはチップ持続期間中に測定された２０個の送信ビットの持続期間である。ＮとＤは既知である。Ｍは不等式
Ｍ＞（Ｄ＋５０）／Ｎ
に対応する最小の整数である。
【００６２】
適切なタイミング図を図１７に示す。ここでタイムラインＡは照明パルス列を示し、タイムラインＢおよびＣはトランスポンダの受信機と送信機とを遮断するタイミングを示す。
【００６３】
（図１７のタイムラインＤに図的に示される）分岐問題に対する別の解答は、ＴＰＲの評価後、Ｌ個のランダムチップを送信するのではなく、送信機がＬチップ持続期間の最後の５０チップのみにわたってランダムデータを発生し、第１のＬ−５０チップ周期にわたって送信が発生しないことである（このことは、受信側での過渡緩和周期の説明となる）。
【００６４】
両方のタイミング図にとって、レンジ情報を搬送する１つの特定のビットの位置を知ることは重要である。上記例では、ビット番号２０がこれに当り、受信ビットをカウントするために提案された。この方法に伴う問題となりそうなものとして、ビットが検出されないことによりカウントミスが生じ、それにより距離評価において誤差が生じてしまうということが挙げられる。たとえば、もし１つのビットを見失う確率が１０−３ならば、２０ビットのうち１つを見失う可能性は２×１０−２となる。別法では、特定のビットを変調して、この「特定の」変調されたビットからレンジ情報を導出する。特定のビットを変調した場合、上の確率は含まれず、誤差の可能性は１０−３のままである。送信機と受信機が記載される以下の節では、この特定の変調タイプを導入する。
【００６５】
トランスポンダ
オペレーショナルトランスポンダシステムの実用的な実施形態を、例としてのみ記載する。図１８を参照すると、トランスポンダは基本的に５個のサブシステム、すなわちＸ帯域（９．３〜９．５ＧＨｚ）で動作する受信アンテナ（ＡＴＲ）、ＩＳＭ帯域（２．４５〜２．５ＧＨｚ）で動作する送信アンテナ（ＡＴＴ）、受信機（ＲＥＴ）、送信機（ＴＲＴ）、およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰＴ）を備える。少なくとも受信機、送信機、および信号プロセッサは、バッテリ電源と共に耐候性の筐体内に収容されている。
【００６６】
Ｘ帯域アンテナ（ＡＴＲ）
受信アンテナ（ＡＴＲ）は、アジマス面で全方向性パターンを有し、仰角面で±４０°〜６０°のパターンを有し、水平偏波している。機械的には、受信アンテナはトランスポンダ筐体と直に接続され、受信機の入力と電気的に接続されている。本実施形態では、低い導波管損失（０．５ｄＢ）を有する導波管スロット付きアンテナ、−０．２ｄＢ減衰レベルで９．３〜９．５ＧＨｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタ、および導波管−マイクロストリップ接合部が採用される。
【００６７】
ＩＳＭ帯域トランスポンダアンテナ（ＡＴＴ）
トランスポンダアンテナは少なくとも２．４５〜２．５ＧＨｚのＩＳＭ帯域にわたって動作し、アジマス面で全方向性であり、仰角面で±４０°〜６０°のパターンを有する。アンテナは利得が約２ｄＢのモノポールアンテナである。本実施形態では、アンテナは気密性筐体内に収容されているが、そのような筐体は任意選択のものである。
【００６８】
トランスポンダ受信機（ＲＥＴ）
受信機ブロック図を図１９に示す。基本的に、受信機は、入力側に第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１）を有し、出力側に第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）を有する低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の出力側にある振幅検出器（ＡＤ）とを備える。ＢＰＦ２は任意選択であり、スロット付きアンテナ自体がＢＰＦ１として作用しうるので、別個のフィルタが必要なくなる。ローパスオーダフィルタ（ＬＰＦ）と、ビデオ増幅器（ＶＡ）とが、連続して振幅検出器の出力側にある。
【００６９】
第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１）は、強い帯域外信号の存在により低雑音増幅器（ＬＮＡ）が過負荷になってしまう可能性を最小限に抑える低損失を有する。−０．２ｄＢの減衰レベルに対し、通過帯域は９．３〜９．５ＧＨｚである。通過帯域内の損失は０．３〜０．５ｄＢより低いものであるべきである。周波数応答が図２０の線１に示される。本実施形態では、このフィルタを導波管アンテナ（ＡＴＲ）と結合する。
【００７０】
第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）はＢＰＦ１と類似しているが、通過帯域におけるより大きな損失を許容し、ＢＰＦ１よりも進んだ周波数応答を有する。振幅検出器非線形性での混合変調干渉（相互変調妨害、intermodulation interferences）が低減される。周波数応答が図２０の線２に示される。どちらのフィルタも簡素かつ低価格である。なお、ＢＰＦ１の品質が十分ならば、他の実施形態では第２のフィルタを省くことができる（たとえば、導波管技術を用いて）。
【００７１】
低雑音増幅器（ＬＮＡ）は、約１２〜１６ｄＢの利得と、２〜３ｄＢの雑音値Ｎｆを有する。雑音値に対する要求は決定的なものではなく、コストが最優先すべき問題である場合にはわずかに緩和することができる。周波数帯域は９．３〜９．５ＧＨｚである。
【００７２】
振幅検出器の性質に関して特別な要求はないが、ゼロバイアスダイオードが好ましい。（Ｎｆ＝２．５、雑音帯域を２００ＭＨｚと仮定すると）ＡＤ入力での雑音レベルを評価することができる。
ＰＮ＝ｋＴＢＮ（Ｎｆ−１）ＧＬＮ≒０．８・１０−１１Ｗ、すなわち約−８０ｄＢｍ
【００７３】
最低信号レベルは最低レーダ送信電力（たとえば、１．５ｋＷ）に対応し、最も幅の広いアンテナ７０×３００は、最低アンテナ利得約２ｄＢと最大距離（この特定の実施形態では約２５ｋｍ）に対応する。一般式は
ＰＲＥ＝（ＰＴＲＧＴＲＧＲＥλ２）／（（４π）２Ｒ２）＝（１．５・１０３・２００・１・（０．０３）２）／（（４・３．１４）２・６２５・１０６）≒３・１０−９Ｗ、すなわち約−５５ｄＢｍ
である。
【００７４】
ＡＤでの最低信号は約１３ｄＢ高く、−４２ｄＢｍとなる。このベースバンドでのローパス第１次フィルタ（ＬＰＦ）は最短レーダ測距信号により占められるスペクトルに対応し、現在考慮している場合では、カットオフ（−３ｄＢ）周波数は約１０ＭＨｚであり、可能な最短レーダパルス持続期間（約１０ｎｓパルス）と整合している。検出器利得を−１０ｄＢ（これは特定のＬＮＡおよびダイオードパラメータに応じて変更されうる）とし、帯域幅の減少を１０ｄＢとすると、フィルタ出力での絶対雑音レベル（ＰＮＡＤ）は、入力部の値（ＰＮ）の−１００ｄＢｍと比較して２０ｄＢ少ない。最低信号は１０ｄＢだけ減少し、ＰＲＥＡＤ＝−６５ｄＢｍとなる。フィルタ周波数応答は図２０の線３に示される。
【００７５】
ビデオ増幅器は、自動利得制御（ＡＧＣ）を有する線形増幅器（ＬｉＶＡ）、または対数増幅器である。ビデオ増幅器は、増幅器出力での最低信号が約２Ｖのピーク振幅を有するように設計される。ＡＤ出力での信号電力（すなわち、ＶＡ入力）が−５２ｄＢｍの場合、（５０Ω負荷での）適切な電圧ＶＳＡＤ＝０．５ｍＶであり、ＶＡ最大利得はＧＶＶＡ＝４０００またはＧｄＢＶＡ＝７２ｄＢとなるはずである。この増幅器は電力消費が大きいので、２つの部分に分けられる。第１の部分はコンパレータ（Ｚ）に接続された低電力消費増幅器である。コンパレータにより検出された信号はウェイクアップ信号を始動する。主ＶＡ出力で信号検出が確認されない限り、送信機のスイッチがオンされないので、この段階での擬似警報の高いレベルになりそうなものは重要ではない。
【００７６】
ウェイクアップ増幅器の利得は約３０ｄＢであり、最低信号レベルは、約１６ｍＶで、ウェイクアップチャネルにおける本質的な時定数非対称性のあるピーク検出器を用いることによる狭帯域である。この場合のＶＡのブロック図を図２１に示す。
【００７７】
時定数１〜２ｓの抵抗器−コンデンサ（ＲＣ）フィルタが、雑音フロアレベルを平均化する。主電源を含む他の全てのトランスポンダサブシステムを起動すべきか否かを決定するために、検出された信号をこのレベルに対して測定する。
【００７８】
主増幅器はＡＧＣのある線形的なものか、対数的なものである。信号ダイナミックレンジとなりそうなものを測定するために、トランスポンダ入力での可能な最大信号を計算することができる。最低信号を評価するのに用いたのと同じ式で、可能な最大のパラメータ、すなわちＰＴＲ＝３０ｋＷ、アンテナビーム０．７０×３００、および距離ＲＭＩＮ＝０．２ｋｍを設定した場合を考える。
ＰＲＥ＝（ＰＴＲＧＴＲＧＲＥλ２）／（（４π）２Ｒ２）＝（３０・１０３・２０・１・（０．０３）２）／（（４・３．１４）２・０．０４・１０６）≒１０−４Ｗ、すなわち約−１０ｄＢｍ
【００７９】
したがって、信号ダイナミックレンジは−５５ｄＢｍ〜−１０ｄＢｍすなわち４５ｄＢである。ＡＤ入力では、最大信号は約３ｄＢｍであり、ＡＤ出力では５０Ω負荷で−７ｄＢｍであり、振幅は約１００ｍＶである。
【００８０】
本実施形態では、主信号増幅に対し市販品の対数増幅器を提案している。この増幅器は線形ダイナミックレンジを対数スケールに変換する（図２２）。この増幅器は９５ｄＢのダイナミックレンジと、１５ｎｓの立上がり時間を有する。
【００８１】
トランスポンダの入力での信号ダイナミックレンジ約５５ｄＢにより、信号検出閾値をどこに設定するかという問題が導かれる。信号レベルは−２０ｄＢの第１のサイドローブレベルを有するレーダアンテナパターンを繰り返す。低い閾値レベルを用いた場合、強い信号（図２３）が主信号だけでなく、サイドローブでも検出される。高い閾値レベルを用いた場合、弱い信号からの主ピークが失われる。このことは、トランスポンダが２つ以上のレーダにより照明される場合に問題となる。提案された解法は、約２０ｄＢで分離される２つの閾値Ｚ１とＺ２を用いるというものである。コンパレータ出力信号ＳＤＥＴ−１およびＳＤＥＴ−２（図２１参照）を解析することにより、論理的なレベルでその状況が解決される。たとえば、１つのアンテナの回転周期を解析すると、２つの閾値より上で信号が検出されるときに状況をマーキングすることができ、その周期の際、Ｚ１からの信号だけが解析される。
【００８２】
放電時定数はアンテナ回転周期よりはるかに小さいが、（サイドローブ増幅を避けるために）パルス列持続期間よりは大きくなるべきである。
【００８３】
送信機
この段階で、ピーク送信実効放射電力ＰＰＥＡＫ、すなわち送信アンテナ利得と電力そのものの積を約０．５〜１Ｗであると仮定する。レーダ列を検出したとき、送信機はチップ持続期間が０．５〜１μｓの間の２値位相偏移キーイング変調（ＢＰＳＫ）信号を発生する（以下参照）。最長列長さは、最大レーダアンテナビーム幅に対応する（θＭＡＸ＝４°、最長列持続期間ＴＭＡＸ＝０．０３秒と仮定）。トランスポンダがただ１つのレーダに応答する場合（典型的な状況である）、平均送信電力はＰＡＶ＝０．０１ＰＰｅａｋ、すなわち５〜１０ｍＷである。送信機ブロック図を図２４に示す。送信機は周波数シンセサイザ（ＦＳ）と、変調器（Ｍ）と、電力増幅器（ＰＡ）と、出力バンドパスフィルタ（ＢＰＦＯＵＴ）とを備える。
【００８４】
周波数シンセサイザは水晶制御発振器であり、一度に約２ＭＨｚの段階で切替が可能な或る周波数を発生する。周波数安定性は、可能な最低データ速度１０ｋｂ／ｓ、または１００ｍｓシンボル持続期間により決定される。この時間中、送信機と受信機との間の位相差は４５°より大きくならないはずである。送信機ＦＳと受信機ＦＳ（以下に記載）が周波数偏移の責任を共有しているので、送信機ＦＳは２２．５°／０．１ｍｓの可能な最大位相差を提供する。周波数領域では、これはΔＦＭＡＸ≒１ｋＨｚまたは搬送波周波数ΔＦＭＡＸＮ≒０．４．１０−３に正規化された偏移に対応する。これは水晶制御発振器の場合に容易に達成可能な数字である。電力増幅器は非線形Ｃクラス増幅器であり、出力バンドパスフィルタはバンド放射を拒絶する。
【００８５】
信号処理
全ての信号処理アルゴリズムが、単一の低電力消費かつ低コストなマイクロプロセッサにより実行される。プロセッサの主たる機能は、よりよく視覚化するためにブロック図２５および２６を参照して記載される。
【００８６】
拡散シーケンス発生
３個のＭシーケンスが使用される。すなわち、Ｍ１（Ｍ〜１２７）は論理信号「１」を符号化するためのものであり、Ｍ０（Ｍ〜１２７）は論理信号「０」を符号化するためのものであり、ＭＲ（Ｍ〜４０９７）は時間間隔ΔＴ１＋ΔＴ２の間に送信するためにランダム信号ＲＤの源として使用されるシーケンスである（図１７参照）。したがって、送信データはチップ持続期間０．５〜１μｓおよび（基本バリアントとしての）処理利得Ｍ＝１２７の、符号Ｍ１とＭ０が交互に現れるものである。一般的なＭシーケンス発生器が図２５ａに概略的に示され、符号化ブロックが図２５ｂに示される。シフトレジスタの最初の状態を全て「１」にするのが便利である。したがって、Ｍシーケンス発生器の鍵は、ｍビット（Ｍ＝２ｍ−１）およびモジューロ２和のいくらかのフィードバックを有するシフトレジスタである。
【００８７】
上述の通り、実際のレンジを特定する、１つの送信ビットに対する特定の変調を適用することは役立ちうる。このことは２値位相偏移変調器（ＢＰＳＫ）を四位相偏移変調器（ＱＰＳＫ）で置き換えることにより行なわれうる。データビットを送信しているとき、四入力が遮断される。その結果、出力信号はＢＰＳＫとなる。特定のビットの場合、ＱＰＳＫ変調器の両方の入力が使用される。すなわち、論理「１」に対応するＭシーケンスにより同相入力が変調され、論理「０」に対応するＭシーケンスにより四入力が変調される。したがって、「１」および「０」は、正弦波および余弦波搬送波周波数を用いて同時に送信される。以下に記載されるように、提案された受信機は９０°の搬送波周波数シフト（サイン関数とコサイン関数との間の相違）に敏感ではない。したがって、「通常の」データ受信の場合、受信機では論理「１」または論理「０」として出力が検出される。または、レンジ測定に使用される特定のビットの場合、論理「１」と論理「０」の両方が同時に復号化される（図２５ｃ参照）。
【００８８】
タイミング発生器
トランスポンダ送信機タイミング図の記述（上記参照）から、受信側でのパルス繰返し周期を測定して、必要な分割数およびタイミング図のＴ２周期の間に加えるべき余分なＲＤビットの数を求めるべきであるということになる。タイミング測定の場合、（たとえば４ＭＨｚの周波数で）クロック発生器（ＣＧ）からのパルスをカウントするのが便利である。カウンタ（ＣＮ）の周波数は距離測定精度に影響し、周期は０．５μｓよりはるかに小さくなるべきである。検出された信号の実際のＦＰＲに関わらず、少なくとも１回２分割（ボックスＡ）して、矩形波形を形成すべきである。さらなる分割（ボックスＢ）は、（上述の通り）１ｍｓに近いがそれより長い半周期を与えるＦＰＲ計算に依存する。手順を図２６に示す。Ｔ１半周期の終了時に、チップ数の観点からその持続期間がわかり（ＬＣＡＬＣ）、Ｔ２半周期中のデータビット（チップ）の前に適切な数のランダムデータチップを加えることができる。
【００８９】
受信機
受信機ブロック図を図２７に示す。受信機アンテナは６〜８ｄＢの標準的なモノポールアンテナである。受信機の４つの主たる機能ブロックは、線形受信機（ＬＲ）、信号検出ブロック（ＳＤ）、周波数シンセサイザ（ＦＳ）、およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）である。
【００９０】
線形受信機は周波数領域内の送信された信号を選択し、この信号を適切なレベルにし、それを同相および直角（Ｉ＆Ｑ）チャネルにダウンコンバートする。受信機は、任意のＩＳＭ拡散スペクトルシステム（帯域幅約１ＭＨｚ）用の典型的な市販品である。
【００９１】
本質的にはトランスポンダと受信機との間の可能な距離の範囲により、受信機入力に信号の大きなダイナミックレンジが存在しそうであるということが理解される。受信信号劣化の電力が距離の４乗であることを考慮すると、ダイナミックレンジは距離範囲のせいで約８０ｄＢとなり、振幅フェ−ディングのせいで約２０ｄＢとなる（可能な最大距離を２０ｋｍ、最小距離を２００ｍと仮定）。したがって、受信機におけるＡＧＣは、この１００ｄＢの入力信号の可能な範囲をサポートするはずである。一方、変調方法は２値的なもの（ＢＰＳＫ）であり、受信機の出力での情報は２値的である。３ビットのＡＤＣをこのデータの提示に使用する。すなわち、１ビットは符号であり、２ビットが振幅の変化を表す。ＡＤＣにおいて２値信号提示を用いることは非常に魅力的であるが、Ｓ／Ｎ比が２ｄＢ損失してしまう。しかしながら、２値デジタル信号変換により、デジタル整合フィルタの複雑性が低減される（以下参照）。
【００９２】
周波数シンセサイザは、トランスポンダ周波数シンセサイザに対して上述したのと同じ要求を有する。
【００９３】
信号検出ブロックにおいて、信号検出および復号化の手順が実行される。このブロックの重要な成分は、デジタル整合フィルタである。フィルタブロック図を図２８に示す。レジスタでのクロック信号はチップ持続期間の半分であり、このレジスタからの情報はレジスタの段階（２、４、６、・・・、２５４）における多重マトリックスに進む。これは２つの理由から必要となる。サンプリング定理によれば、クロック同期のないとき、信号チップ当り２つのサンプルがあるべきなので、サンプリング誤差と信号／雑音損失になりそうなものとを低減する必要があるからである。シフトレジスタ段階出力からの信号は符号（Ｍ１またはＭ０）により多重化される。この符号は、論理「１」がシフトレジスタからの信号の符号を変化させず、一方で論理「０」がこの符号を反対の符号に変化させるように提示される。換言すれば、ａ×「１」＝ａであり、ａ×「０」＝−ａである。
【００９４】
和算器「１」の出力の信号は入来信号とデータ「１」に対応する符号（Ｍ１参照）との間の相互相関であり、和算器「０」の出力では信号は符号「０」と整合される。したがって、データはフィルタ出力で回復され、一方ΔＴ１とΔＴ２間隔の間で送信されるランダムデータは雑音として作用し、回復されない。ＩおよびＱチャネルの出力では同様のフィルタが使用される。ＩおよびＱチャネルの出力を図２９に示す。ＭＦ１およびＭＦＱはそれぞれ、ＩおよびＱチャネルの出力での整合フィルタを示す。
【００９５】
したがって、データを受信機で処理したとき（図２９）、信号は、「０」が送信されたら「０」論理チャネルにおける閾値レベルｚを超え、「１」が送信されたら、「１」論理チャネルにおける閾値レベルｚを超える。レンジ情報を搬送する特別なビットが受信されたとき、信号は論理「１」および論理「０」チャネル両方における閾値レベルｚを超える。したがって、「１」および「０」を同時に受信することは、特別なビットの指標である。
【００９６】
デジタル信号プロセッサは、クロック速度が約１０ＭＨｚのマイクロコントローラである。これはソフトウェアからのアクセスを伴う多機能ブロックである。その機能は信号検出ブロックからのデータを格納し、（データビット２０の終了に対応する）測距信号を選択し、データをデータバンクと比較し、制御信号を送信することである。マイクロコントローラは、ＰＣコンピュータとのデータ交換用の標準的なポートを有する。
【００９７】
測距制御信号は、「ドット」持続期間が約０．２５μｓであり、（伝統的なディスプレイ上での明瞭性のために）「ダッシュ」で始まる「ダッシュ」持続期間が約１μｓのモールス文字を表す。どの特定のモールス符号が発生するかは、復号化されたデータに依存する。ビデオシーケンスはＴＴＬ互換性である。
【００９８】
ＤＳＰブロックもまた、信号検出の責を担う。信号「０」および「１」は、振幅が閾値（ｚ）と比較されるべきである。
【００９９】
エアインタフェース
変調パルス（図３０）をレーダディスプレイに送信することは、潜在的に問題を引き起こす可能性がある。現在、多数の異なるディスプレイが使用されている。現在のディスプレイの中には、システムを収容するための適切な入力を持たないものもある。この問題を回避するために、低電力高速走査（走査周期１０ｎｓ）発振器（ＶＣＯ）をレーダアンテナの真下または真上に配置する。変調パルスは低電力発振器の振幅を変調する。この走査により、出力信号は上述のクラスの任意のレーダと共に使用するのに好適な、９．３〜９．５ＧＨｚの雑音様周波数帯域（図３１）を有する。出力電力は、アンテナから距離３ｍでのＦＣＣ最低放射レベル−５００μＶ／ｍ（すなわち−４１ｄＢｍ）に対応するはずである。この電力では、放射信号はレーダディスプレイを変調するのに十分な強さである。
【０１００】
したがって、本発明のトランスポンダシステムの受信機部分の設置および動作は、単にレーダアンテナに近接させて電圧制御発振器を固定するだけで、迅速かつ容易に任意の既存のＸ帯域レーダシステムに後付けすることができるということが理解される。再配線またはレーダとの他の干渉は要求されず、したがって設置に電気技術者または他の専門家を必要としない。動作時に、操作者の要求に応じて発振器のスイッチをオンまたはオフすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１ａ】既知のＳＡＲＴのブロック図である。
【図１ｂ】検出されたレーダパルスに応じた、図１ａのＳＡＲＴによる制御信号の発生を示す。
【図２】レーダディスプレイ上の図１ａのＳＡＲＴの外観を示す。
【図３】既知の航海ビーコンのブロック図である。
【図４】レーダディスプレイ上の２つの異なる航海ビーコンの外観を示す。
【図５】既知のアビオニクスレーダ−トランスポンダシステムの概略図である。
【図６】本発明に係るシステムの一般的なブロック図である。
【図７】トランスポンダとレーダアンテナとの水平距離と相対高度との間の関係を示す概略図である。
【図８】所望の信頼性の高いデータ送信速度を達成するのに必要な最小の電力を示す、トランスポンダ送信電力に対してプロットされたＳ／Ｒ比のグラフである。
【図９】Ｍシーケンス発生を示すブロック図である。
【図１０】振幅変調されたレーダパルス列を示す。
【図１１】本発明の一実施形態におけるデータサイクルを示す。
【図１２】ＦＰＲ＝２１００Ｈｚを有するレーダのデータサイクルの形成を示す。
【図１３】ＦＰＲ＝６００Ｈｚを有するレーダのデータサイクルの形成を示す。
【図１４】情報ビットを送信するためのＴ１およびＴ２半サイクル構造を示す。
【図１５】情報ビットを送信するためのＴ１およびＴ２半サイクル構造を示す。
【図１６ａ】単一のデータビットに対するデジタル整合フィルタからの出力を示す。
【図１６ｂ】完全なデータサイクルに対するデジタル整合フィルタからの出力を示す。
【図１７】時分割重複による交互時間時系列を示す。
【図１８】本発明に係るトランスポンダの基本的なブロック図である。
【図１９】図１８のトランスポンダの受信機サブシステムのブロック図である。
【図２０】図１８のトランスポンダで使用される入力フィルタの周波数応答を示す。
【図２１】低電力ウェイクアップ増幅器と主増幅器とを備える、図１８のトランスポンダのビデオ増幅器サブシステムのブロック図である。
【図２２】図２１の主増幅器のダイナミックレンジのグラフである。
【図２３】観察された電力の異なる２つの照明レーダ信号を区別するために検出閾値を使用することを示す。
【図２４】図１８のトランスポンダの送信機サブシステムのブロック図である。
【図２５ａ】Ｍシーケンス発生器を示すブロック図である。
【図２５ｂ】Ｍシーケンス発生器を示すブロック図である。
【図２５ｃ】Ｍシーケンス発生器の代替の実施形態を示すブロック図である。
【図２６】データサイクルの計算を示すブロック図である。
【図２７】図１８のトランスポンダの受信機サブシステムのブロック図である。
【図２８】図２７の受信機サブシステムの信号検出ブロックでのデータの復号化を示すブロック図である。
【図２９】図２７のトランスポンダの受信機サブシステムの信号検出ブロックのブロック図である。
【図３０】レーダディスプレイ変調用のモールス符号信号を示す。
【図３１】レーダディスプレイでの視覚化のためにＩＳＭ帯域信号をＸ帯域に変換するためのＸ帯域発生器のブロック図である。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６ａ】
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【図１６ｂ】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５ａ】
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【図２５ｂ】
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【図２５ｃ】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【国際調査報告】
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