(57)【要約】システム校正されたベクトル・ネットワークアナライザ(N)のテストポート(M)の実効指向性および／または実効ソースポート整合性を測定するために、出口に短絡された精密伝送路(L)が接続されて、所定の周波数範囲内の一連の測定点における前記精密伝送路(L)の入り口で複素反射係数が測定される。その際に実効指向性に対して、測定された複素反射係数列が離散フーリエ変換に供せられ、さらにそれにより形成されたスペクトルからベース帯域が除去される。続く逆フーリエ再変換により、実効指向値列が得られる。
2005526965.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
システム校正されたベクトル・ネットワークアナライザ(N)のテストポート(M)の実効指向性を出口に短絡された精密伝送路(L)の接続および所定の周波数範囲内の一連の測定点における前記精密伝送路(L)の入り口での複素反射係数の測定により測定する方法において、一連の測定された複素反射係数が離散フーリエ変換に供せられること、それにより形成されたスペクトルからベース帯域が除去されること、さらに続く逆フーリエ再変換により一連の実効指向値が得られること（式２４）を特徴とする実効指向性の測定方法。
【請求項２】
システム校正されたベクトル・ネットワークアナライザ(N)のテストポート(M)の実効ソースポート整合性を出口に短絡された精密伝送路(L)の接続および所定の周波数範囲内の一連の測定点における前記精密伝送路(L)の入り口での複素反射係数の測定により測定する方法において、一連の測定された複素反射係数が離散フーリエ変換に供せられること、それにより形成されたスペクトルから主要成分（搬送波）が除去され、かつ逆フーリエ再変換によりこれらの主要成分の大きさ(A)が決定されること、次いで前記主要成分の倍加周波数における上位側帯域が除去されて、再び逆フーリエ再変換によりこの除去された上位側帯域の大きさ(C)が決定されること、さらに最終的に前記主要成分（搬送波）の大きさ(A)を前記除去された上位側帯域の大きさ(C)の自乗により除算することにより、一連の実効ソースポート整合値が得られること（式２５）を特徴とする実効ソースポート整合性の測定方法。
【請求項３】
システム校正されたベクトル・ネットワークアナライザ(N)のテストポート(M)の実効指向性および実効ソースポート整合性を出口に短絡された精密伝送路(L)の接続および所定の周波数範囲内の一連の測定点における前記精密伝送路(L)の入り口での複素反射係数の測定により測定する方法において、請求項１および２に記載の手順が組み合わせられ、かつ同時並行的に実施されることを特徴とする実効指向性および実効ソースポート整合性の測定方法。
【請求項４】
そのインピーダンスが既知の値だけネットワークアナライザ(N)のシステム・インピーダンスから偏差する精密伝送路(L)を使用すること、さらにこの既知のインピーダンス偏差が実効指向性および実効ソースポート整合性の数値列の決定時に該当修正値として考慮されること（式２４および式２５）を特徴とする前記請求項のいずれか一項に記載の測定方法。
【請求項５】
測定された複素反射係数列の複素フーリエ変換の前に、これらの複素反射係数列が線形予想により外挿されること、またこれらの外挿された複素反射係数列の反射により原列が延伸されることを特徴とする前記請求項のいずれか一項に記載の測定方法。
【請求項６】
線形予想の前に、複素反射係数列は周波数のスペクトルにおける低減混合により主要成分（搬送波）が零となる（式３０）係数と乗算されることを
特徴とする請求項５記載の測定方法。
【請求項７】
システム校正されたベクトル・ネットワークアナライザ(N)の測定されるべきテストポート(M)に、出口で軽度に不整合終端された(|Γe|＜0.1)伝送路(L)が接続され、次いで測定された複素反射係数が請求項１または請求項３ないし６に記載の手順にしたがって処理されることを特徴とする請求項１または請求項３ないし６に記載の測定方法。
【請求項８】
実効指向性および／または実効ソースポート整合性の得られた値により、ネットワークアナライザ(N)のシステム誤差タームが修正される（式２６および式２７）ことを特徴とする前記請求項のいずれか一項に記載の測定方法。
【請求項９】
実効指向性および／または実効ソースポート整合性の得られた数値列はデータ記憶媒体に保存され、該媒体はネットワークアナライザ(N)のシステム校正に利用された校正標準と共に分配可能であることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか一項に記載の測定方法。
【請求項１０】
開放、短絡および整合用の、好適には同軸回路技術により構成された異なる校正標準を有するベクトル・ネットワークアナライザ(N)をシステム校正するための校正標準セットにおいて、前記請求項のいずれか一項に記載の方法にしたがって得られた実効指向性および／または実効ソースポート整合性の数値を持つデータ記憶媒体が添付されていることを特徴とする校正標準セット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特許請求項１の上位概念に基づくシステム校正されたベクトル・ネットワークアナライザのテストポートの実効指向性（残留システム指向性）および／または実効ソースポート整合性（残留システムポート・インピーダンス整合性）の測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ベクトル・ネットワークアナライザ(VNA)の高い精度は、複素反射係数の大きさおよび位相の本来の測定前に、ネットワークアナライザが校正標準をそのテストポートに接続することにより校正されることに立脚している。これまでに、多数の異なる校正方法が提唱されている。システム校正のために最も多用されているのは、開放、短絡および整合方式の校正標準である。これらの校正標準をネットワークアナライザのテストポートに接続することにより、測定値の真値からの偏差を引き起こすネットワークアナライザ中の誤差を決定することができ、以後の対象測定時に計算に基づく誤差修正に利用できる。これは、ドイツ特許文書DE 39 12 795 A1 から公知である。しかし、これらの常用されてきた校正法は必ずしも十分に正確であるとはいえない。
【０００３】
指向性および/またはテストポート整合性に関して尚も払拭されない不確実性を確認するためにEAガイドラインにおいて提案されているのは、予めシステム校正されたネットワークアナライザの測定すべきテストポートに出口で任意に不整合終端(Fehlabschlu )ないしは短絡された精密同軸伝送路を接続して、ネットワークアナライザの所定の周波数範囲内の一連の測定点について前記伝送路の入り口で反射係数を測定することである(EA-10/12、ベクトル・ネットワークアナライザ(VNA)の評価に関するEAガイドライン、欧州認可協力機構、2000年５月版)。このガイドラインによれば、吟味されるのは反射係数値に重なる振動のいわゆるリップル振幅のみであり、簡略的にはこのリップル振幅が実効ソースポート整合性にほぼ合致することが想定される。しかし、それが妥当であるのは、実効指向性が無視される場合だけである。したがって、精密伝送路を用いるこの公知の検証規定はかなり不正確であり、予想される測定不正確性を厳密に評価できず、またソースポート整合性に対する誤差修正タームの再修正も不可能である。
【特許文献１】DE 39 12 795 A1
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、実効指向性および／または実効ソースポート整合性を本質的により正確に算定できる測定方法を提案し、さらに校正標準セットを作成することを目的としており、具体的にはそれによりシステム校正時に算定されてネットワークアナライザに保存された誤差修正値を適切に再修正できるような精度を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この目的は、請求項１または請求項２に基づく方法および請求項１０に基づく校正標準セットにより達成される。
【０００６】
本発明に基づく方法により、実効指向性および／または実効ソースポート整合性は公知のEAガイドラインにしたがって可能であるよりもはるかに正確に、測定された複素反射係数から決定できる。算定された測定値は、使用された精密伝送路の精度に合致した精度レベルを以て提供される。その際に、使用された精密伝送路のインピーダンスがネットワークアナライザの基準インピーダンスから偏差するか否かは問題とならない、というのはそれらが既知であれば、そのようなインピーダンス偏差も本発明に基づいて考慮できるからである。この修正は比較的低周波に対しても可能であり、表皮効果の減少により、その周波数では伝送路のインピーダンスが公称値から次第に違ってくる。本発明に基づく方法では伝送路のインピーダンス偏差が許容されるため、断面積が十分長い長手方向で一様であることが保証されるかぎり、廉価な伝送路も測定のために利用できる。さらに、原則として短絡された精密伝送路による測定のみが必要であるのに対し、公知の方法では、追加的に特定の不整合終端による測定が不可欠である。本発明にしたがって提供される特定の不整合終端による付加的測定は、操作上誤差の検知に利用できる。それにより、ネットワークアナライザにおける残留誤差の日常的なチェックおよび決定が著しく簡略化される。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の特別な長所は、実効ソースポート整合性および／または実効指向性の測定時の達成可能な精度により、ネットワークアナライザの先行する校正により検出済みでネットワークアナライザに保存されている本来の誤差修正値が、訂正できることにある。このようにして、かかるベクトル・ネットワークアナライザの測定精度が本質的に高められて、精密伝送路の品質に合致した測定精度が得られる。本発明に基づく方法は、ひとつのテストポート（リフレクトメータ)のみを備えたネットワークアナライザだけでなく、２つ以上のそのようなテストポートを備えたネットワークアナライザにおいても適用できる。複数のテストポートにおいては、実効指向性および実効ソースポート整合性の測定が本発明の方法に基づいてテスト測定ポートのそれぞれにおいて個別に行われる。
【０００８】
実効指向性および実効ソースポート整合性に対して本発明に基づく方法により周波数に応じて測定された値が、基本的にネットワークアナライザのシステム校正時に使用される校正標準を算入すべきであるため、これらの測定された残留誤差値を適切なデータ記憶媒体においてたとえば測定プロトコル、ダイアグラムまたはディジタル値としてフロッピーディスクに保存し、さらにシステム校正時に使用すべき校正用キットに添付することにより、ユーザーが該校正標準によるそのネットワークアナライザの校正後に算定された残留誤差値を直接的にネットワークアナライザに入力し、そこに保存された校正データを適切に修正できることが提案される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明は、数学的モデルに関する概略的な図面およびグラフに基づいて、以下に詳しく説明される。
【００１０】
図19はベクトル・ネットワークアナライザNの原理的構造を示しており、簡明さを図るために、単一のテストポートM(リフレクトメータ）を備えたネットワークアナライザが示されている。統合された発信器Gは、たとえば100MHzから40GHzまでの等間隔周波数ステップなどの可変周波数の測定信号をテストポートM（図１と比較した場合の外側のテストポート）に供給する。発信器GとテストポートMとの間の接続回路に、２つの指向性結合器R1およびR2が挿入されている。一方の結合器R1によって入射波aの振幅が、また他方の結合器R2によって反射波bの振幅が測定される。このようなネットワークアナライザを校正するために、測定ポートMには種々の校正標準、たとえば開放回路、短絡回路および整合方式の校正標準が順に接続されており、それにより校正測定が行われる。このようにして算定された誤差値は誤差２ポート回路Zにおいて結合され、ネットワークアナライザ内のたとえばマイクロプロセッサXにおいて誤差修正値として保存される。
【００１１】
このようなネットワークアナライザがシステム校正されている精度を評価するために、本発明にしたがって所定の最小長さを持つ同軸精密伝送路LがテストポートMに接続されるが、該線路はそのテストポートMとは反対側の出口に短絡されている。この伝送路により、発信器Gの周波数範囲において一連の等距離測定点に関して複素反射係数が測定され、それから以下の数学的モデルに基づいて実効指向性および／または実効ソースポート整合性が決定できる。それにより、マイクロプロセッサXに保存されたネットワークアナライザの誤差修正値が伝送路側で修正できる。
【００１２】
以下の数学的モデルにおいては、下記の記号が使用される。
【００１３】
ae,be 予測係数
A(n) 記録された一連の測定値内の搬送波信号（n番目の測定点）
A’(n) 減算混合された搬送波信号（n番目の測定点）
α 基準伝送路の減衰定数
B(n) 記録された一連の測定値内のベース帯域信号（n番目の測定点）
β 基準伝送路の位相定数
cfft(x) 離散（複素）フーリエ変換
C(n) 記録された一連の測定値内の倍加搬送波周波数における信号（n番目の測定点）
δ 残留システム指向性（実効指向性）
Δ 誤差ベクトル量
ΔL1(2) 基準伝送路のポート1(2)におけるプラグの影響の等価インダクタンス
ΔC1(2) 基準伝送路のポート1(2)におけるプラグの影響の等価キャパシタンス 
ΔX1(2) 基準伝送路のプラグ1(2)に直列のリアクタンス
ΔY1(2) 基準伝送路のプラグ1(2)に並列のサセプタンス
e 指数
Ea(e) 一連の測定点の始点(a)および終点(e)において線形予想により付加された個所数
F 搬送波信号の周波数
γ 基準伝送路の拡散定数
Γa 測定対象の反射係数
Γac 反射係数Γa(システム誤差修正後)
【数１】
2005526965.tif 000003
Γacに対するn番目の測定点
【数２】
2005526965.tif 000004
減算混合された系列(n番目の測定点)
Γl 基準伝送路の出口における不整合終端の反射係数
κ 比例定数
k 指数
kmax kの最大値
l ベクトル・ネットワークアナライザの基準面と不整合終端面との間の線路全長
l1 両プラグの基準面間の基準伝送路の長さ
l2 物理的コンポーネント「不整合終端」における線路区間の長さ
μ 残留システムポート・インピーダンス整合性（実効ソースポート整合性）
n,na,ne  指数
N 測定個所数
ν 指数
Ρ 指数
P 予想係数の数
rz 基準伝送路の正規化されたインピーダンス偏差(等価反射係数)
sxy 基準伝送路のＳパラメータ
【数３】
2005526965.tif 000005
側帯域信号（n番目の測定点）
t 時間
t1(2) 基準伝送路のポート1(2)におけるプラグ影響に対する等価時間定数
Τ’ トラッキングに対する予想値
τ 残留システムトラッキング
ω 円周波数
Z0 ベクトル・ネットワークアナライザの基準インピーダンス
ΔZ 基準伝送路のインピーダンス偏差
図１に基づいて、誤差タームを考慮して修正された測定対象物の反射係数について(1)式が成り立つ。
【００１４】
【数４】
2005526965.tif 000006
【００１５】
Γlにより不整合終端された伝送路の入り口側の反射係数について、図２により(2)式が成り立つ。
【００１６】
【数５】
2005526965.tif 000007
【００１７】
各タームδ,τ,μ,s11およびs22の相互の積を無視すれば、(3)式が得られる。
【００１８】
Ｓパラメータ
【数６】
2005526965.tif 000008
【００１９】
伝送路のＳパラメータを定めるために、図３の等価回路図が適用される。そこで両接続器間の伝送路の均質部分は長さl1を持つと共に、伝搬定数γ=α+βおよびインピーダンス偏差ΔZにより特徴づけられる。長さl2を持つ短い線路は反射係数Γlを持つ不整合終端部分、つまり基準面と不整合終端面との間の区間である。この区間のインピーダンス偏差は零とみなされ、伝搬定数は長い均質な線路区間と同程度の大きさとみなされる。どのインピーダンス偏差についても、リアクタンスの形式で二つの回路区間間の半分の区間に追加できる。これらの二つの半分の区間は、高周波接続器により形成された干渉個所を意味している。
【００２０】
(4)式を用いて、
【００２１】
【数７】
2005526965.tif 000009
【００２２】
単純近似的に(5)式が成り立つ。
【００２３】
【数８】
2005526965.tif 000010
【００２４】
反射パラメータについては、(6)および(7)式が成り立つ。
【００２５】
【数９】
2005526965.tif 000011
【００２６】
【数１０】
2005526965.tif 000012
【００２７】
第１例:Γl=−1（出口側短絡による検証）
等式（３）におけるs11,s22およびs12,s21に対する表現を挿入すれば、(8)式が得られる。
【００２８】
【数１１】
2005526965.tif 000013
【００２９】
Re (2γl2)<<1により、簡略化された関係式が成り立つ。
【００３０】
【数１２】
2005526965.tif 000014
【００３１】
ここで下記の諸式により、
【００３２】
【数１３】
2005526965.tif 000015
【００３３】
【数１４】
2005526965.tif 000016
【００３４】
【数１５】
2005526965.tif 000017
【００３５】
【数１６】
2005526965.tif 000018
【００３６】
(14)式が成り立つ。
【００３７】
【数１７】
2005526965.tif 000019
【００３８】
下記の諸式により、
【００３９】
【数１８】
2005526965.tif 000020
【００４０】
【数１９】
2005526965.tif 000021
【００４１】
【数２０】
2005526965.tif 000022
【００４２】
最終的に、(18)式が成り立つ。
【００４３】
【数２１】
2005526965.tif 000023
【００４４】
Γacは周波数の関数であり、線形掃引の場合には時間の関数でもある。
【００４５】
【数２２】
2005526965.tif 000024
【００４６】
したがって、下記を有する複素振動の合計としてのΓacを想定できるが、
【００４７】
搬送波
【数２３】
2005526965.tif 000025
【００４８】
ベース帯域信号
【数２４】
2005526965.tif 000026
【００４９】
および倍加搬送波周波数における信号
【数２５】
2005526965.tif 000027
【００５０】
それらは周波数上の|Γac|の特徴的リップルへ移行する。以下に述べるように、Γacの前記のスペクトル割合は離散フーリエ変換(DFT)およびその後の除去により得られるため、求める数値δおよびμは以下のごとく計算できる。
【００５１】
【数２６】
2005526965.tif 000028
【００５２】
【数２７】
2005526965.tif 000029
【００５３】
(23)式は、μを決定できる精度を著しく変化させずに、簡略化することができる。
【００５４】
【数２８】
2005526965.tif 000030
【００５５】
タームrz±jωt1により、使用された伝送路のみに由来し、かつその絶対値がインピーダンス偏差（プラグ影響を含む）に合致する誤差ベクトルが定義される。このベクトル、あるいは少なくとも単純に決定できる数値rzが提供されるならば、より大きなインピーダンス公差を持つ伝送路も使用できる。
【００５６】
得られた数値によるベクトル・ネットワークアナライザの誤差ターム「システム指向性」Dおよび「システムポート・インピーダンス整合性」（実効ソースポート整合性）Mの修正は、下記等式により行われる。
【００５７】
【数２９】
2005526965.tif 000031
【００５８】
【数３０】
2005526965.tif 000032
【００５９】
第２例:|Γl|＜0.1(出口側の小さな不整合終端による検証)
この場合には、まず(3)式が簡略化できる。
【００６０】
【数３１】
2005526965.tif 000033
【００６１】
伝送路のＳパラメータの挿入により、(29)式が得られる。
【００６２】
【数３２】
2005526965.tif 000034
【００６３】
信号には３つのスペクトル成分、すなわちベース帯域（下位側帯域）、搬送波(...xe-2γ1)および上位側帯域(...xe-4γ1)が含まれており、上位側帯域はその小ささのゆえに評価不能である。搬送波は興味深い情報を含んでおらず、またベース帯域は短絡された伝送路において得られるものと同一である（21式に基づくタームB）。
【００６４】
以下に、測定結果の評価について説明する。
【００６５】
第１例:Γl=−1（出口側の短絡による検証）
以下に説明されるのは、Γacに対する測定結果からの成分BおよびC/A2の決定である。ここで前提とされるのは、N個の等距離測定点
【数３３】
2005526965.tif 000035
(n=0...N-1)が存在することである（図４および図５）。
【００６６】
１）主要成分F(図６)の追求を伴うフーリエ変換
２）
【数３４】
2005526965.tif 000036
と
【数３５】
2005526965.tif 000037
の乗算による搬送波の零混合
【数３６】
2005526965.tif 000038
【００６７】
３）最後のP点(p=N-P-1...N-1)に関する線形予測子による外挿から得られる終わりのEe点(ne=N...N+Ee-1)の付加による点列
【数３７】
2005526965.tif 000039
の延長。
【００６８】
４）反射列
【数３８】
2005526965.tif 000040
(ν=0...N+Ee-1)が３）項において記載された方法で外挿されることにより得られる始点Ea(na=-Ea...-1)の付加による点列の延長。
【００６９】
５）４）項のN+Ea+Ee点の外挿された反射列が再反射されて、それに４）項の点列が付随するために、k=2(N+Ea+Ee)を持つ新規列
【数３９】
2005526965.tif 000041
が生じる。始点および終点は、定義によれば同一値を有する(図７）。
【００７０】
６）離散フーリエ変換および理想的低域フィルタ（方形伝達関数、遅延時間なし、図８参照）による減算混合された搬送波の取得。
【００７１】
７）搬送波の逆フーリエ変換およびA'n(n=0...N-1)の関連区間の切取り。
【００７２】
８）上昇混合による原状態における搬送波の取得(図９)。
【００７３】
【数４０】
2005526965.tif 000042
【００７４】
９）
【数４１】
2005526965.tif 000043
の搬送波の減算により、ベース帯域信号と倍加搬送波シーケンス時の信号が残る（図10）。
【００７５】
【数４２】
2005526965.tif 000044
【００７６】
10)図３ないし図７と同様のSac（図11および図12）のベース帯域信号(Bn)の取得。
【００７７】
11)図３ないし図７と同様のSac/A2（図1３，１４，１５）からのターム
【数４３】
2005526965.tif 000045
の取得。
【００７８】
図16には、実効的な指向性の値および実効ソースポート整合量に対して測定された反射係数から計算された数値の結果が、反射係数量に重なる振動のリップル振幅量と比較して示されている。図16はこれまでに専一的に評価されてきたこのリップル振幅と本発明にしたがって測定された値との間に顕著な偏差があることを示しており、その際に本発明にしたがって測定されかつ個別に吟味された値の方が本質的により精度が高い。
【００７９】
本発明に基づく方法の適用性にとって極めて重要なのは、成分BおよびCのスペクトルが搬送波Aのスペクトルと重ならないこと、すなわち、BおよびCに含まれる反射の基準面からの距離が伝送路の長さよりも小さいことである。換言するならば、「残留システム指向性」および「残留システムポート・インピーダンス整合性」は物理的なネットワークアナライザ属性を全く含んでおらず、使用された校正標準の不十分さに起因する属性のみを含んでいる。したがって、本発明に基づく方法が実施できるのは、必ずベクトル・ネットワークアナライザのシステム校正後である。
【００８０】
最後の時間部分からのスペクトル成分の取得の際の本質的な困難が生じるのは、フーリエ変換が周期的に反復される信号区間のスペクトルを形成するためである。それにより、周波数に基づく離散化とは別に、信号には本来的に存在しないスペクトル成分が生じる。求める部分をこの劣化したスペクトルからのみ切り取るならば、周期的反復により付加されたラインのいくつかも必然的に脱落し、そのために再変換後の時間的経過もさらに劣化する。
【００８１】
この作用を低減させるために、２つの方法が公知である。ひとつには、フーリエ変換前に信号区間に窓をかけることができるが、それにより信号はほぼ零で始まりかつ終わるため、僅かなスペクトル劣化しか生じない。その際には、当然ながら再変換後に先端と末端が合致することは想定できない、すなわち、この方法は信号区間全体に有効であるのではなく、たとえば100MHzから40GHzまで及ぶ測定値列において8GHzから32GHzまでしか有効ではない。
【００８２】
第２の公知の方法では、既存の信号区間に反射パターンが再付随するが、それにより周期的に反復された信号の定常的推移をもたらすため、スペクトル劣化は僅少となる。但し、この場合にも、再変換後の信号区間の先端および末端は限定的にしか使用できない。
【００８３】
本発明に基づく方法は反射も利用するが、予め末端から先端までの信号区間の外挿を（負の周波数値の方向に）実行する。外挿のために線形予測子が使用されるが、それは終点において定常的でかつ周波数連続に関しては微分可能な挙動をもたらす。反射による信号区間の倍加後に、離散（複素）フーリエ変換(DFT)、所望のスペクトル成分の取得および再変換が行われる。続いて、僅かしか劣化しなかった周辺区間つまり外挿された部分が切り取られて、残留する信号が処理される。線形予測により、外挿された値が先行値の線形組み合わせとして計算できる。
【００８４】
【数４４】
2005526965.tif 000046
【００８５】
その際に、重みaeおよびbeは、測定された信号区間内での(33)式の適用により誤差ができるかぎり小さくなるように決定される。それらの決定のための数学的方法は、該当文献に記載されている。実証されているのは、測定された信号区間を２倍値に延伸させることが本発明の目的に対して通常では十分なことである。さらに多数の点を、できるかぎり絶対値の局所極大値まで（図18）追加することにより、一方では周波数分解能がさらに高まり、他方では方法の選択性の向上に対する可能性が得られる（図17）。後者が重要なのは、ベース帯域と倍加搬送波周波数での周波数帯域が比較的広く、搬送波付近に到達することである（基準面から比較的遠く離れた反射により惹起される）。
【００８６】
求めるスペクトル成分は、低域通過と最終的な再変換により得られる。方形伝達関数（通過範囲において1、減衰範囲において0）を持つ理想的な低域通過を使用すれば完全に十分であり、それらの帯域幅は通過範囲から減衰範囲への移行部が分離すべきスペクトル成分間の中央に位置するように選択されている。帯域幅をこの値に限定することにより、一方では測定結果に重なったノイズの（望ましい）低減がもたらされ、他方ではその動作により関連のスペクトル部分が除去される場合には、測定結果の劣化を惹起する恐れがある。実際上は一種の妥協を図らなければならないが、上記の測定目的に対する帯域幅の選択には問題がないと判定できるであろう（図14および図15）。極端に低減した場合でも（図12の右側）、やはり合理的な測定結果が得られた。OSM法(校正標準：開放、短絡、及び整合)による先行のシステム校正が行われており、「整合」として4GHz以上のすべり負荷（sliding load）が使用されたことを認識するならば、結果も容易に説明可能である。伝送路区間は、その特徴的な（周波数独立的かつ実際的な）インピーダンスと基準面におけるプラグ接続部の周波数に比例して増加するリアクタンスにより、基本的にすべり負荷および基準伝送路から区別されるため、純理論関係において図12（右側）におけるような推移が予想できる。
【００８７】
第２例：|Γl|＜0.1(出口側の小さな不整合終端による検証)
この評価は、短絡による検証に対するものと全く同じ図式にしたがって行うことができる（但し11項を除く）。実効指向性（残留システム指向性）に対する結果は、短絡による検証の際に得られたものと同一である。実効指向性と比較した不整合終端の大きさについては、何らの要件も課せられない（従来技術に基づくリップル評価とは異なる）。
【００８８】
反射測定値の延長されかつ反射された点列の離散フーリエ変換(DFT)により、システムのインパルス応答に匹敵する時間信号が生じる。その代わりに前記のように「スペクトル」という用語が使用されたのは、それに関連する用語および概念がより周知であるからにほかならない。さらに、(19)式による反射係数を時間信号と想定することができるため、「スペクトル」という用語は反射係数の離散フーリエ変換に対して妥当である。いずれにしても、使用された数学的アルゴリズムは概念性から独立して利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】インピーダンス測定用のベクトル・ネットワークアナライザの信号流れ図である。
【図２】不整合終端された線路の信号流れ図である。
【図３】不整合終端された線路の等価回路図である。
【図４】短絡された伝送路の入り口における反射係数値に対する測定値の図である。
【図５】短絡された伝送路の入り口における複素反射係数に対する測定値のパラメータ表示である。
【図６】短絡された伝送路の入り口における反射係数の離散フーリエ変換(DFT)の図である。
【図７】延長および反射された点列の図である。
【図８】低域伝達関数を持つ減算混合された搬送波の除去図である。
【図９】反射係数および搬送波成分Aの絶対値の比較図である。
【図１０】側帯域信号の絶対値の図である。
【図１１】低域伝達関数を持つ側帯域信号のスペクトル図である。
【図１２】極座標表示の成分Bn（パラメータ：GHz単位の周波数）の図であり、右側の部分図は低域フィルタの帯域幅を著しく低減した場合である（1/40）。
【図１３】低域伝達関数を持つタームSac/A2のスペクトル図である。
【図１４】極座標表示の成分Cn/An2（パラメータ：GHz単位の周波数）の図であり、右側の部分図は低域フィルタの帯域幅を低減した場合である（1/5）。
【図１５】図14に基づく測定結果のベクトル差の図である。
【図１６】は本発明に基づく方法による「残留システム指向性」および「残留システムポート・インピーダンス整合性」に対する測定結果の絶対値を比較した、図４に基づく測定結果のリップル振幅の図である(f/GHz=n/10)。
【図１７】図８に基づく減算混合された信号のスペクトルからの区間の図であり、異なる外挿度に対して表示されている。I:補完度0、反射0、400個所II:図７(8)に応じた1600個所III:図18に対応。
【図１８】著しく延長されて局所境界に到る図１からの測定個所を持つ点列の図である。
【図１９】ネットワークアナライザの原理的構造図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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