(57)【要約】送信された信号及び受信された信号を拡散及び逆拡散する際に、ウォルシュ・コード及び擬似直交関数の両方を用いる高データ速度送信機及び高データ速度受信機の両方を考案した。
2005500739.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｒビット／秒の入力ビット・ストリームをエンコードし、Ｒsビット／秒の出力ビット・ストリームを生成するためのエンコーダと、
前記エンコーダの前記出力ビット・ストリームの前記ビットにスクランブルをかけるためのインターリーバと、
前記インターリーブされたビット・ストリームを変調し、変調されたビット・ストリームを生成するためのＭ−ａｒｙ方式変調器と、
前記変調されたビット・ストリームを複数のパラレル・ビット・ストリームに変換するシリアル・パラレル変換器と、
１組のウォルシュ・コードの１組の擬似直交関数を生成するための生成装置と、
各々が前記パラレル・ビット・ストリームの１つを受け取り、ウォルシュ・コード又はウォルシュ・コードの擬似直交関数を用いてこれを乗算する乗算器のアレイと、
前記乗算器のアレイからの前記拡散されたスペクトル・ビット・ストリームを結合させるための結合器と、
を備えることを特徴とする高データ速度拡散スペクトル送信機。
【請求項２】
前記生成装置が、長さＮのマスクを用いてコンポーネント別のベースで、長さＮのウォルシュ・コードを乗算するための乗算器を備えることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
信号を受信するためのＲＦフロントエンドと、
１組のウォルシュ・コードの１組の擬似直交関数を生成するための生成装置と、
ウォルシュ・コード又は擬似直交関数を用いて前記受信された信号を逆拡散し、逆拡散された信号を形成するための逆拡散器と、
前記擬似直交関数の使用の結果生じた前記逆拡散された信号における干渉を減算し、修正された信号を形成するためのマルチユーザ検知ブロックと、
複数の修正された信号を結合させるための結合器と、
を備えることを特徴とする高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項４】
前記マルチユーザ検知ブロックが、前記ＱＯＦと前記組のウォルシュ関数の間のミニマックス相互相関を利用するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項５】
前記マルチユーザ検知ブロックが、前記ＱＯＦと同じ長さのあらゆるウォルシュ関数との間の等しい相互相関を利用するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項６】
高データ速度に対して短い拡散因子のウォルシュ関数を用いることが必要とされるときに、前記マルチユーザ検知ブロックが、前記ＱＯＦと短い長さのウォルシュ関数との間の最適な相互相関を利用するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項７】
前記マルチユーザ検知ブロックが、異なるＱＯＦの組からのＱＯＦが互い及び前記組のウォルシュ関数との間に有する前記最適な相互相関特性を利用するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項８】
前記マルチユーザ検知ブロックが、パラレル干渉相殺を利用するように構成されたことを特徴とする請求項３に高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項９】
前記マルチユーザ検知ブロックが、連続的干渉相殺を利用するように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項１０】
前記結合器がレイク結合器であることを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項１１】
前記結合器が経路間干渉等化器（ＩＰＩ）であることを特徴とする請求項３に記載の高データ速度拡散スペクトル受信機。
【請求項１２】
前記生成装置が、長さＮのマスクを用いてコンポーネント別のベースで、長さＮのウォルシュ・コードを乗算するための乗算器を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項１３】
伝送チャンネルにわたって通信するための通信装置であって、
Ｒビット／秒の入力ビット・ストリームをエンコードし、Ｒsビット／秒の出力ビット・ストリームを生成するためのエンコーダと、
前記エンコーダの前記出力ビット・ストリームの前記ビットにスクランブルをかけるためのインターリーバと、
前記インターリーブされたビット・ストリームを変調し、変調されたビット・ストリームを生成するためのＭ−ａｒｙ方式変調器と、
前記変調されたビット・ストリームを複数のパラレル・ビット・ストリームに変換するシリアル・パラレル変換器と、
１組のウォルシュ・コードの１組の擬似直交関数を生成するための生成装置と、
各々が前記パラレル・ビット・ストリームの１つを受け取り、ウォルシュ・コード又はウォルシュ・コードの擬似直交関数を用いてこれを乗算する乗算器のアレイと、
前記乗算器のアレイからの前記拡散されたスペクトル・ビット・ストリームを結合させ、前記伝送チャンネルにわたって伝送されることになる信号を形成するための結合器と、
を備える高データ速度拡スペクトル送信機と、
前記伝送チャンネルから信号を受信するためのＲＦフロントエンドと、
１組のウォルシュ・コードの１組の擬似直交関数を生成するための生成装置と、
ウォルシュ・コード又は擬似直交関数を用いて前記受信された信号を逆拡散し、逆拡散された信号を形成するための逆拡散器と、
前記擬似直交関数の使用の結果生じた前記逆拡散された信号における干渉を減算し、修正された信号を形成するためのマルチユーザ検知ブロックと、
複数の修正された信号を結合させるための結合器と、
を備える高データ速度拡散スペクトル受信機と、
からなることを特徴とする通信装置。
【請求項１４】
前記マルチユーザ検知ブロックが、前記ＱＯＦと前記組のウォルシュ関数との間のミニマックス相互相関を利用するように構成されたことを特徴とする請求項１３の通信装置。
【請求項１５】
前記マルチユーザ検知ブロックが、前記ＱＯＦと同じ長さのあらゆるウォルシュ関数との間の等しい相互相関を利用するように構成されたことを特徴とする請求項１３の通信装置。
【請求項１６】
高データ速度に対して短い拡散因子のウォルシュ関数を用いることが必要とされるときに、前記マルチユーザ検知ブロックが、前記ＱＯＦと短い長さのウォルシュ関数との間の最適な相互相関を利用するように構成されたことを特徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【請求項１７】
前記マルチユーザ検知ブロックが、異なるＱＯＦの組からのＱＯＦが互い及び前記組のウォルシュ関数との間に有する前記最適な相互相関特性を利用するように構成されたことを特徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【請求項１８】
前記マルチユーザ検知ブロックが、パラレル干渉相殺を利用するように構成されたことを特徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【請求項１９】
前記結合器がレイク結合器であることを特徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【請求項２０】
前記結合器が経路間干渉等化器（ＩＰＩ）であることを特徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、拡散スペクトル通信の分野に関し、より具体的には、データ速度が増大された通信に関する。本発明は、伝送拡散スペクトル・システムからの総ピーク瞬間処理能力がチッピング速度より小さい場合も、及び伝送拡散スペクトル・システムからの瞬間処理能力がチッピング速度より大きい場合も、送信リンク及び逆リンクの両方に適用することができ、また、これらの両方に有用である。説明の都合上、本開示は、送信リンクに適用可能な方法に重点を置く。
【０００２】
（背景技術）
様々な拡散スペクトル通信技術において、高データ速度をサポートするために多くの提案がなされた。ＩＳ−２０００−１Ｘの発展形として、一般にＨＤＲ（高データ速度）と呼ばれる提案が、１．２５ＭＨｚスペクトル内の高データ速度サービスをサポートするために標準化された。さらに、１ｘＥＶ−ＤＶ提案を含む提案が、高データ速度サービス、及び同じ１．２５ＭＨｚバンド内の低データ速度をサポートするために提案された。上述の提案における高ピーク・データ速度は、ウォルシュ・コード集約、ウォルシュ変数拡散因子法、及び８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭのような上位コンステレーションの使用の組み合わせを用いて達成される。
【０００３】
図１は、こうしたシステムにおける例証となる送信機１００を示す。この送信機は、エンコーダ１１０と、インターリーバ１２０と、Ｍ−ａｒｙ方式変調器１３０と、シリアル・パラレル変換器１４０と、乗算器のアレイ１５０と、結合器１６０と、乗算器１６５と、適応ユニット１７０とを含む。エンコーダ１１０及びインターリーバ１２０は、従来のものである。変調器１３０は、ＱＰＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、又は６４−ＱＡＭのような上位コンステレーションを用いて複数の入力ビットをエンコードする種々のＭ−ａｒｙ方式変調器のいずれか１つとすることができる。乗算器のアレイ１５０は、ウォルシュ・コードＷ1乃至ＷNを用いて、変調器１３０及び変換器１４０からの変調されたデータをコード化し、ここでＮは、シリアル・パラレル変換器１４０からのパラレル・ストリームの数である。乗算器１６５は、擬似ランダム信号（ＰＮ）コードを用いて、結合器１６０からデータを拡散する。適応ユニット１７０は、伝送チャンネルの伝送特性に従って、エンコーダ１１０、変調器１３０、及びシリアル・パラレル変換器１４０を適合させる。特に、適応ユニット１７０は、その時点でチャンネルに存在する条件について、該チャンネルを通るデータ伝送を最大にするようにこれらの素子を適合させる。
【０００４】
作動において、Ｒビット／秒のビット速度を有するデータ・ストリームが、エンコーダ１１０への入力部において受信され、ＲSビット／秒のビット・ストリームとしてエンコードされる。ＲSビット／秒のビット・ストリームは、伝送エラーを防止するようにビットの順序にスクランブルをかけるインターリーバ１２０に与えられる。次に、インターリーブされたビット・ストリームは、変調器により用いられる特定の変調技術に従って、複数の入力ビットを出力記号に変換するＭ−ａｒｙ方式変調器１３０に与えられる。次に、Ｍ−ａｒｙ方式変調器１３０からの出力記号のシリアル・ストリームは、シリアル・パラレル変換器１４０によってパラレル・ストリームに変換され、次に、該パラレル・ストリームにおける個々の記号は、ウォルシュ・コードＷ1乃至ＷNを用いて乗算される。最後に、結合器１６０においてウォルシュ・コード化された信号を結合させ、擬似ランダム・ノイズ信号を用いてこれらの信号を乗算することによって該信号を拡散させ、拡散された信号を伝送アンテナ（図示せず）に提供することによって、出力信号が形成される。このように、ウォルシュ・エンコード化され変調された複数の信号が、同時に伝送される。
【０００５】
受信機においては、随時受信される記号が、信号を逆拡散し、ウォルシュ・コードを用いて該信号を乗算することによって分離され、次に、分離された信号が従来の方法で復調される。
高データ速度を達成するために上位の変調技術を用いることは、幾つかの不利な点を有する。このことは、無線雑音フロアを減少させる多くのビット、高いロー値を有するＡ／Ｄ変換器のような必要条件から生じる複雑で高価なＲＦフロントエンド、及び電力増幅器のための高いバックオフを必要とし、パルス形成波形に対する低いＩＣＩ、低い雑音指数、及び受信機の内部エラーに対する大きな感受性をもたらす。
【０００６】
コード集約は、作動シナリオに依存して他の２つの技術に優る特定の利点を有する。しかしながら、集約されるコード信号が、ウォルシュ・コードだけである場合には、ウォルシュ・コードの組の寸法が、集約することができるコード信号の数を制限する。特に、長さＮの、異なるウォルシュ・コードの数又は何らかの組の直交関数の数は、Ｎにすぎない。より多くのコード信号が集約されるべき場合には、Ｎ個のウォルシュ・コードの組に対して非直交である必要がある。
システムがウォルシュ・コードに限定された特定の従来技術の作動シナリオにおいては、より多くのユーザに適合させるために、擬似直交関数（ＱＯＦ）と呼ばれる別の組の直交関数がＩＳ−２０００規格に含ませられた。ＱＯＦは、特定のマスクをウォルシュ・コードにおける各々のコードベクトルに適用することによって生成される関数である。マスクは、長さＮの４段階の記号（すなわち、組{±１；±ｊ}から）を有する単一のベクトルである。長さＮのウォルシュ・コードの組がＷNと示される場合には、マスクｍにコードベクトルｗεＷNを適用することは、ベクトルｍ及びｗのコンポーネント別の乗算を指し、長さＮの新しいベクトル
2005500739.tif 000003
を与え、ここで
2005500739.tif 000004
は、コンポーネント別の乗算を示す。ＱＯＦに関するさらなる情報については、引用によりここに組み入れられる米国特許第６，２４０、１４３号を参照されたい。
【０００７】
マスクｍをＷNにおける全てのコードベクトル（ＷNｍと示される）に適用すると、Ｎ個の付加的なコードベクトルが得られる。このように、ＷNについてＭマスクの全てを用いると、コード信号の組の寸法は、ＭＮとなる。異なるＱＯＦの組からのＱＯＦが、互いとも、ウォルシュ関数の組とも最小の相互相関を有するように、ＩＳ−２０００において、普通のマスクに加えて３つのマスクが定められた。ＩＳ−２０００規格の表３．１．３．１．１２−２、及び３．１．３．１．１２−３を参照されたい。
ＱＯＦは、ウォルシュ関数の組とミニマックス相互相関を有し、したがって、この点で最適なものである。さらに、ＱＯＦは、同じ長さのあらゆるウォルシュ関数と等しい相互相関を有する。さらに、高データ速度に対して短い拡散因子のウォルシュ関数を用いる場合に必要とされるように、短い長さのウォルシュ関数を有する特定の最適な相互相関特性を有する。
【０００８】
（発明の開示）
送信された信号及び受信された信号を拡散及び逆拡散する際に、ウォルシュ・コード及び擬似直交関数の両方を用いる高データ送信機及び高データ受信機の両方を考案した。
本発明によると、高データ速度拡散スペクトル送信機が、
Ｒビット／秒の入力ビット・ストリームをエンコードし、Ｒsビット／秒の出力ビット・ストリームを生成するためのエンコーダと、
エンコーダの出力ビット・ストリームのビットにスクランブルをかけるためのインターリーバと、
インターリーブされたビット・ストリームを変調し、変調されたビット・ストリームを生成するためのＭ−ａｒｙ方式変調器と、
変調されたビット・ストリームを複数のパラレル・ビット・ストリームに変換するシリアル・パラレル変換器と、
１組のウォルシュ・コードの１組の擬似直交関数を生成するための生成装置と、
各々がパラレル・ビット・ストリームの１つを受け取り、ウォルシュ・コード又はウォルシュ・コードの擬似直交関数を用いてこれを乗算する乗算器のアレイと、
乗算器のアレイから拡散されたスペクトル・ビット・ストリームを結合させるための結合器と、
を備える。
【０００９】
さらに、本発明によると、高データ速度拡散スペクトル受信機が、
受信された信号を受け取るためのＲＦフロントエンドと、
１組のウォルシュ・コードの１組の擬似直交関数を生成するための生成装置と、
ウォルシュ・コード又は擬似直交関数を用いて受信された信号を逆拡散し、逆拡散された信号を形成するための逆拡散器と、
擬似直交関数の使用の結果生じた逆拡散された信号における干渉を減算し、修正された信号を形成するためのマルチユーザ検知ブロックと、
複数の修正された信号を結合させるためのレイク結合器と、
を備える。
【００１０】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明のこれら、及び他の目的、特徴、並びに利点は、本発明の以下の詳細な説明から容易に明らかであろう。
送信機
図２は、本発明の例証となる送信機２００を示す。この送信機は、エンコーダ２１０と、インターリーバ２２０と、Ｍ−ａｒｙ方式変調器２３０と、シリアル・パラレル変換器２４０と、乗算器のアレイ２５０と、結合器２６０と、乗算器２６５と、適応ユニット２７０と、ウォルシュ・コードのソース２８０と、マスク生成装置２８５と、擬似直交関数（ＱＯＦ）生成装置２９０とを含む。エンコーダ２１０及びインターリーバ２２０は、従来のものである。変換器２３０は、複数の入力ビットをエンコードする種々のＭ−ａｒｙ方式変調器のいずれか１つにすることができる。生成装置２９０は、マスク生成装置２８５により生成されたマスクを用いてコンポーネント別のベースで、ソース２８０からのウォルシュ・コードを乗算することによって、ＱＯＦを生成する。各々のマスクは、長さＮの組{±１、±ｊ}からの記号である４段階の記号をもつ単一のベクトルであり、ここでＮは、各々のウォルシュ・コードの長さ及び異なるウォルシュ・コードの総数の両方である。したがって、各々のマスクについて、生成装置２９０は、Ｎ個の擬似直交関数を生成する。
【００１１】
乗算器のアレイ２５０は、ウォルシュ・コードＷ1乃至ＷN及び擬似直交関数Ｑ1乃至ＱMを用いて、変調器２３０及び変換器２４０からの変調されたデータを拡散し、ここで、Ｍ＋Ｎは、シリアル・パラレル変換器２４０からのパラレル・ストリームの数である。適応ユニット２７０は、伝送チャンネルの伝送特性に従って、エンコーダ２１０、シリアル・パラレル変換器２４０、及びマスク生成装置２８５を適合させる。特に、適応ユニット２７０は、その時点でチャンネルに存在する条件について、該チャンネルを通るデータ伝送を最大にするようにこれらの素子を適合させる。
【００１２】
作動において、Ｒビット／秒のビット速度を有するデータ・ストリームが、エンコーダ２１０への入力で受信され、ＲSビット／秒のビット・ストリームとしてエンコードされる。ＲSビット／秒のビット・ストリームは、ビットの順序にスクランブルをかけ、伝送エラーを防止するインターリーバ２２０に与えられる。次に、インターリーブされたビット・ストリームは、変調器により用いられる特定の変調技術に従って、複数の入力ビットを出力記号に変換するＭ−ａｒｙ方式変調器２３０に与えられる。次に、Ｍ−ａｒｙ方式変調器２３０からの出力記号のシリアル・ストリームは、シリアル・パラレル変換器２４０によってパラレル・ストリームに変換され、次に、各々のパラレル・ストリーム内の個々の記号は、それらをウォルシュ・コードＷ1乃至ＷN又は擬似直交関数Ｑ1乃至ＱMを用いて乗算することによって拡散される。最後に、結合器１６０において拡散された信号を結合させ、擬似ランダム信号（ＰＮ）を用いてそれらを乗算することによって拡散させ、該拡散された信号を伝送アンテナ（図示せず）に与えることによって、出力信号が形成される。このように、ウォルシュ・エンコード又はＱＯＦエンコードされた複数の記号が、同時に伝送される。変調された信号をコード化するのに多くのコードを使用することができるので、従来技術のシステムにおけるような伝送チャンネルではあるが、低位の変調器コンステレーションを用いて、同じビット速度を達成することができる。
【００１３】
受信機
図３は、本発明の例証となる受信機３００を示す。この受信機は、ＲＦフロントエンド３１０と、逆拡散器３２０と、マルチユーザ検知ブロック３３０と、レイク結合器３４０と、ウォルシュ・コードのソース３８０と、マスク生成装置３８５と、擬似直交関数（ＱＯＦ）生成装置３９０とを含む。ＱＯＦ生成装置３９０は、ＱＯＦ生成装置２９０と同じように働き、マスク生成装置３８５によって生成されたマスクを用いてウォルシュ・コードを乗算することによってＱＯＦを生成する。特に、マスク生成装置３８５は、マスク生成装置２８５によって与えられるものと同じマスクをＱＯＦ生成装置３９０に与え、該ＱＯＦ生成装置３９０は、送信機２００において生成されたものと同じＱＯＦを受信機３００で生成するように、これらのマスクを用いてコンポーネント別のベースで、同じウォルシュ・コードを乗算する。このように、ウォルシュ・コードＷ1乃至ＷN及びＱＯＦコードＱ1乃至ＱMが、逆拡散器３２０に与えられる。
ＲＦフロントエンドは、１つ又はそれ以上のアンテナ（図示せず）からアナログ信号を受け取る。このフロントエンドは、自動（Ａ／Ｄ）変換器３１６とデジタル・フィルタ３１８とを含む。別の実施形態においては、デジタル・フィルタ３１８の代わりに、又は該デジタル・フィルタ３１８に加えて、アナログ側にアナログ・フィルタ３１２（点線のブロックで示される）を用いることができる。フロントエンド回路は、従来のものである。
【００１４】
逆拡散器３２０は、各々がＰＮ逆拡散器３２２及び高速アダマール変換器３２４を含む多数のチャンネル又はフィンガからなる。送信機から受信機までの様々な伝播経路の長さの差のために、わずかな時間に、受信機が同じ伝送信号の多数のコピーを受け取ることができる。拡散スペクトル通信システムにおいて、逆拡散器の異なるチャンネルにおけるこれらの幾つかのコピーを処理し、段階的に並べ、それらを結合させて増強された信号を生成する。ＰＮ逆拡散器３２２は、送信機において信号を拡散するのに用いられたものと同じ擬似ランダム信号を用いて、ＦＲフロントエンドからの信号を逆拡散する。異なるチャンネルの逆拡散器は、異なるマルチバス信号を検知するように、わずかに異なる時間遅延τで作動する。高速アダマール変換器は、ＱＯＦを生成するために用いられる各々のマスクについての別個の変換器、及びウォルシュ・コードを処理する際に用いるための変換器を含む。
逆拡散器の各々のチャンネルにおける各々のＦＨＴ３２４からの出力は、マルチユーザ検知ブロック３３０の対応するチャンネル内のマルチユーザ検知サブブロック３３２に与えられる。１つのチャンネル内のＦＨＴ３２４からそのチャンネル内のＭＵＤサブブロックまでの出力の総数は、ウォルシュ・コード及びＱＯＦの数の和に等しい。このように、図３において、１つのチャンネル内の出力の総数は、Ｎ＋Ｍである。
【００１５】
作動において、送信機２００からの信号は、アンテナ（図示せず）で受信され、受信機３００のＲＦフロントエンド３１０に与えられる。フロントエンドによって処理された後、受信された信号は、送信機で信号を拡散させるために用いられたものと同じ擬似ランダム信号により、各々のＰＮ逆拡散器３２２において該受信された信号を乗算する逆拡散器３２０に与えられる。次に、逆拡散器からの信号はＦＨＴ３２４に与えられ、そこで、受信機で同時に受信された異なる記号を逆拡散させるように、ウォルシュ・コード・ソース３８０からのウォルシュ・コード及びＱＯＦ生成装置３９０からのＱＯＦによって乗算される。この干渉を減算することによってＱＯＦの使用から生じる受信記号間の干渉を補償するマルチユーザ検知ブロック３３０により、逆拡散された信号のさらなる処理が行われる。次に、修正された信号は、異なる長さの伝送経路にわたって受信された同じ信号を結合させるレイク結合器３４０に与えられる。
【００１６】
図４は、図３の受信機の別の実施形態のさらなる詳細を示すブロック図である。この受信機は、サブチップ等化器４１０と、ＰＮ逆拡散器４１２と、遅延ロック・ループ出力４１４と、高速アダマール変換器（ＦＨＴ）４２０と、チャンネル推定器４４０と、遅延４５０と、マルチユーザ検知ブロック４７０と、パラレル／シリアル変換器４８０とを含む。ＦＨＴ４２０は、図３のＦＨＴ３２４と本質的に同じである。ＦＨＴ４２０は、ウォルシュ・コード生成装置、マスク生成装置、及び図３のものと同じＱＯＦ生成装置から、ウォルシュ・コードＷ1−ＷN及びＱＯＦ  Ｑ1−ＱMを受け取る。また、ＦＨＴ４２０は、ウォルシュ・コード及びＱＯＦの数の和である出力Ｎ＋Ｍの総数を生成する。チャンネル推定器は、高速アダマール変換器４４２と、チャンネル推定器フィルタ４４４と、結合器４４６と、ＦＨＴ４２０のアレイからの出力の各々における乗算器４４８とを含む。
【００１７】
作動において、受信された信号は、受信したあらゆるマルチパス信号を結合させるサブチップ等化器４１０によってサンプリングされる。信号がサブチップ等化器によって処理された後、該信号は、受信機が通信している送信機に用いられたものと同じ擬似ランダム信号ＰＮを用いて、逆拡散器４１２により逆拡散される。その結果、他の送信機から受信された如何なる信号にも疑似雑音が現れる。フィルタリングされた信号は、これを乗算器のアレイ４３０でウォルシュ・コードＷ1−ＷN及びＱＯＦ  Ｑ1−ＱMを用いて乗算することによって、さらに逆拡散される。
等化器４１０が補償できなかったあらゆる位相回転を補償するために、チャンネル推定器４４０が用いられる。ＦＨＴ４４２は、１のベクトルであるウォルシュ・コードＷ0を用いて、逆拡散器４１２からの信号を乗算する。ＦＨＴ４４２の出力は、チャンネル推定器フィルタ４４４によってフィルタリングされ、結合器４４６によって結合される。ＦＨＴ４２０からの出力ラインにおける遅延が、チャンネル推定器における処理の遅延を補償する。最後に、結合器の出力は、各々の遅延４５０からの信号を用いて乗算器４４８により乗算され、該乗算器の出力は、マルチユーザ検知（ＭＵＤ）ブロック４７０に与えられる。ＭＵＤブロック４７０は、図３のＭＵＤブロック３３２の１つと同じであるように例証される。ＭＵＤブロック４７０は、ＱＯＦの使用から生じる干渉を減算によって取り除く。最後に、マルチユーザ検知ブロックの出力は、パラレル／シリアル変換器４８０によって、シリアル・ストリームに変換される。
【００１８】
図５は、マルチユーザ検知ブロック５００のパラレル干渉相殺の実施を示す。このブロックは、例えば、図３の逆拡散器回路３２０の１つのチャンネルから、又は図４の乗算器４４８からのような、１組の入力ライン５１０−１からｎまでと、１組のアダー５２０−１からｎまでと、干渉相殺ユニット（ＩＣＵ）５３０−１からｎまでと、１組の加算器５４０−１からｎまでを含む。図４に示されるように、入力ラインが加算入力に接続され、ＩＣＵ５３０が各々の入力ラインに接続され、加算器５４０が各々のアダー５２０の減算入力に接続された状態で、各々の入力ライン内にアダー５２０がある。同じ入力ラインに接続されたアダー、ＩＣＵ、及び加算器は、同じ接尾番号を有する。各々のＩＣＵは、そのＩＣＵが接続されているのと同じ入力ライン内のアダーに接続された加算器を除いて、各々の加算器に入力を与える。したがって、各々のアダーの機能は、接続されたライン上の信号から、全ての他のラインに接続されたＩＣＵの出力の和を減算することである。
【００１９】
干渉相殺回路は、等化器が補償できない受信された信号の残りのばらつきを補償する。所望であれば、付加的な段階の相殺回路を用いることもできる。
別個のＱＯＦの組からの信号は非直交であるので、単一の合致されたフィルタ検知器は、著しい容量の損失をもたらすことがある。したがって、次に、単一のユーザのためのシステム・モデル及び接合マルチチャンネル検知技術について説明する。システムの送信リンク上に対応する容量利得も提供し、単一経路の非直交干渉を抑制する。
【００２０】
システム・モデル方程式
図１に示されるように、送信機１００から送信された複合送信波形は、
2005500739.tif 000005
と表すことができ、
ここで、ｆcは、搬送波周波数である。次に、記号間隔内のベースバンド送信信号は、
2005500739.tif 000006
と表すことができ、
ここで、
・ｇ（ｔ）は、チップ・パルス整形フィルタ（チップ時間Ｔcに標準化されたエネルギーを有する）であり、
・Ｍは、用いられるＱＯＦマスクの数であり、
・Ｋは、ウォルシュ・コードの組の寸法であり、
・Ｎu＝Ｋ・Ｍは、送信リンクのコード・チャンネルの総数であり、
・ｃ［ｋ]∈｛±１；±ｊ｝は、チップ速度における複合擬似ランダム（ＰＮ）スクランブル・シーケンスであり、
・
2005500739.tif 000007
は、ＱＯＦ関数
2005500739.tif 000008
により導かれたコード・チャンネルについての、記号時間１における送信コード・チャンネル利得であり、
・
2005500739.tif 000009
は、ＱＯＦ関数
2005500739.tif 000010
（１に標準化されたエネルギー）により導かれたコード・チャンネルについての、記号時間ｂについての、複合値ＱＰＳＫ又はＱＡＭデータ・記号であり、
・
2005500739.tif 000011
は、マスクｍをウォルシュ関数ｗkに適用する際に生成されたＱＯＦであり、
・
2005500739.tif 000012
は、チップ速度における、チャンネル化コード、記号・シーケンス、及び複合ＰＮコードの積である。
【００２１】
全てのＫ・Ｍ（又はより少ない）送信リンク・コード・チャンネルを用いて単一のモバイルについてデータ速度を増加させる重要な特例において、
2005500739.tif 000013
は、全てのｎ、ｍにわたって一定であると仮定することができる。これは、各々のモバイルについて高データ速度を達成するために基地局全体の送信パワーが用いられ、異なるモバイルへの伝送がＴＤＭ方法で多重化されるＩＳ−２０００ＨＤＲ規格を用いる手法に類似している。ＩＳ−２０００ＨＤＲ規格は、引用により組み入れられる、Ｐ．Ｂｅｎｄｅｒ他、「ＣＤＭＡ／ＨＤＲ：移動を続けるユーザのための帯域幅有効高速無線データ・サービス」、ＩＥＥＥ委員会誌、第３８巻、第７号、２０００年７月、ｐ．７０−７７、に示される。以下、全てのＫ・Ｍコード・チャンネルにわたって
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が一定であると仮定し、よって、この表記を
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と簡略化する。
【００２２】
図３に示されるように、受信機３００のモバイル・アンテナにおける受信された波形は、ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＊ｈ（ｔ）＋ｚ（ｔ）と表すことができ、ここで、ｚ（ｔ）は、電力スペクトル密度
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を有するホワイト・ガウス・ランダム・プロセスとしてモデル化された他のセル干渉プラス熱雑音を表す。チップ持続時間が、チャンネル遅延拡散よりずっと少ない場合には、該チャンネルは、送信された信号に対して選択的な周波数のように見え、よって、チャンネル・インパルス応答は、
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によって与えられる線形システムとしてモデル化され、ここで、
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は、ｌ番目の経路の複合時間変化フェージング・チャンネル利得であり、τlは、関連した時間遅延である。ｌ≠ｍの場合には、｜τl−τm｜＞Ｔc、すなわち、光線は分解可能であると仮定される。
【００２３】
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であることに注目されたい。この分析において、以下の仮定、すなわち、
１．周波数オフセットの完全な推定（送信機及び受信機の局部発振器の不一致及びドップラー偏移の効果による）
２．理想的なタイミング回復、すなわち、フィンガ時間追跡による遅延ロック・ループ・エラーがない、
がなされる。
【００２４】
まず、受信された信号ｒ（ｔ）は、チップに合致したフィルタｇ*（Ｔc−ｔ）を通過する。次に、０番目の記号について
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により逆チャンネル化された後（一般性を失わずに）、ｌ番目のフィンガについての出力が、
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により与えられる
ｇ（ｔ）＊ｇ*（Ｔc−ｔ）＝ｆ（ｔ）であることが示され、ここで、ｔ＝０の場合は、ｆ（ｔ）＝０であり、ｔ＝±Ｔc、±２Ｔc、・・・の場合は、ｆ（ｔ）＝０である。
方程式（１）を
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に簡単化することができる。
【００２５】
方程式（２）の第１項は所望の数量を表し、一方、他の項は干渉及び雑音をもたらす。
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は、実数の／虚数のコンポーネントについて、（Ｉoc＋Ｎo）／２により与えられる変数を有する複合ゼロ平均ガウス・ランダム変数である。
【００２６】
方程式（２）の第２項
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は、異なるＱＯＦの組の間の非ゼロ相互相関による干渉を表し、
ここで、
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である。
ＱＯＦの組の間の相関の特性により、
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である。
【００２７】
方程式（２）の第３項
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は、マルチパスによる自己干渉を表し、
ここで、
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である。このコード・シーケンス間の自動修正のモデル化は、一般に、全てのコード・チャンネルについてのスクランブル・コードと同じ長いコードＰＮマスキング・シーケンスを用いて構成されたランダムにすべきシーケンスを仮定する。この仮定を用いた場合には、統計的には、Ｆiは、すべてのＭＫコード・チャンネルにてついて同じままである。
【００２８】
Ｆi（ｌ）がゼロ平均を有することを示すのは容易であり、さらに、Ｆi（ｌ）の変数を次の、
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ように示すことができる。
さらに、これを
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と示すこともできる。
【００２９】
最後に、ＭＳにおけるマルチパス受信機は、一般に、図３に３４０で示されるようなレイク受信機であるが、代替的に、より複雑であるが高性能のＩＰＩ（経路間干渉）等化器とすることができる。このレイク受信機は、逆インターリーバへの入力が、
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となるように、各々のフィンガの出力をコヒーレントに結合させるものであり、
ここで、Ｌは、ＭＳ受信機のフィンガの数であり、
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は、複合フェージング・パス利得であり、
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である。
さらに、
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は、
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によって与えられるゼロ平均及び変数を有するように示すことができる。
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は、
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によって与えられるゼロ平均及び変数を有するように示すことができる。
【００３０】
干渉抑制技術
ＱＯＦの組の間の非直交性のために、ベース・システムが如何なる時間帯内の単一の高データ速度のユーザもサポートするときでさえ、干渉を抑制するためにさらなる処理を行わずに、方程式（２）におけるようなソフト決定統計値がチャンネル・デコーダに入力される場合、著しい容量の損失がある。単一のモバイルについてデータ速度を増加させ、よって
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が全てのｎ、ｍにわたって一定であるように、全てのＭＫ送信リンク・コード・チャンネルが用いられる重要な特例に制限したことに注目されたい。しかしながら、同じ時間帯内にサポートされる多数のモバイルの一般的な場合に対しても、多くの分析が行われることに注目すべきである。最初に、マルチパスがない場合、すなわち、方程式（２）において
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である場合を考察し、次に、マルチパスがある場合についての結果に展開する。
【００３１】
Ａ．マルチパスがない場合
方程式（２）は、次の、
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ように書き直すことができ、ここで、
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であり、相関マトリックスＲは、以下に定められるとおりである。
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【００３２】
相互相関マトリックスＲの構造を利用することによって、低パワー干渉抑制アルゴリズムを設計することが可能である。
逆相関検知器が、項：
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を計算し、これを該検知器へのソフト入力として用いる。ハード決定検知を用いた場合、逆相関検知器を用いるビット・エラー可能性は、
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であり、ここで、σは、Ｕの各々のコンポーネントの変数である。逆相関検知器は、雑音の増加を犠牲にして、マルチユーザ干渉を排除しようとするものである。単一の逆相関器を用いた場合でも、雑音の増加（ここではより多くの作業を必要とする）が、
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のオーダーにすぎないことをマトリックスＲ-1の構造を操作することによって示すことができる。
【００３３】
最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）検知器が、次の
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を計算する。
次に、ＭＭＳＥ検知器を用いてハード決定が行われた場合、該ＭＭＳＥ検知器を用いた場合のビット・エラー可能性は、
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を介して与えられる。
上述の方法に加えて、連続的干渉相殺（ＳＩＣ）及びパラレル干渉相殺のような干渉相殺方法を用いて、マルチユーザ干渉を抑制することもでき、相互相関マトリックスＲの構造を利用することによって、マルチユーザ干渉を本質的に複雑性の低いものにすることができる。
【００３４】
Ｂ．マルチパスがある場合
マルチパスがある状態で、いずれかの手法を用いる効果を緩和するために、レイク結合器か、又はさらなる性能強化のために、経路間干渉（ＩＰＩ）等化のいずれかを用いることができる。このことは、Ａ．Ｋｌｅｉｎによる「ＣＤＭＡモバイル・ａｄｉｏシステムのダウンリンクのために特に設計されたデータ検知アルゴリズム」、ＩＥＥＥ  Ｖｅｈ．技術会議予稿集、（米国アリゾナ州フェニックス）、１９９７年５月４−７日、ｐ．２０３−２０７に示されており、引用により組み入れる。ＩＰＩ等化は、特に高データ速度のユーザがシステムによってサポートされる際に有用な利得をもたらす。
本発明は、特定の実施形態に関して説明されたが、当業者であれば、添付の特許請求の精神及び範囲内で多くの代替物を実行できることが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】従来の高データ速度送信機を示すブロック図である。
【図２】本発明の高データ速度送信機を示すブロック図である。
【図３】本発明の高データ速度受信機を示すブロック図である。
【図４】本発明の別の高データ速度受信機を示すブロック図である。
【図５】マルチユーザ検知ブロックのパラレル干渉相殺の実施の詳細を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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