(57)【要約】本発明は、少なくとも１つの受信入力（５）と、少なくとも１つの取り出し出力（６）（これからベースバンド信号を生成可能である）と、入力（５）と出力（６）間の信号経路（７）に挿入された少なくとも１つのチャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）と、を備えるスーパーヘテロダイン回路に関するものである。本発明は、フィルタ（８）が、フィルタ（８）の信号通過の特性周波数を計測する手段（３８）に接続されるようになっており、周波数シフト用の制御手段（２２、２３）が信号経路（７）に配置されており、また、計測手段（３８）に接続されると共に、フィルタ通過（８）の所定の特性周波数値に対する計測特性周波数の差を補償する補助信号によって手段（２２、２３）を制御する制御手段（４０）が提供されており、補助信号の周波数は、フィルタ（８）に対するシフト手段（２２，２３）の経路（７）における位置に基づいて決定されること特徴としている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スーパーヘテロダイン回路であって、
第１信号を受信する少なくとも１つの入力（５）と、
第２信号を取り出す少なくとも１つの出力（６）であって、この第２信号からベースバンド信号を生成可能である該出力（６）と、
前記受信入力（５）と前記取り出し出力（６）との間の信号経路（７）に挿入された少なくとも１つのチャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）と、
を備える前記スーパーヘテロダイン回路において、
前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）は、該チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の特性信号通過周波数を計測する手段（３８）に接続可能であり、制御可能な周波数シフト手段（２２、２３）が前記信号経路（７）に配置されており、且つ、前記計測手段（２８）に接続されると共に、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の所定の特性通過周波数値に対する前記計測手段（３８）によって提供された計測特性周波数のずれを補償する追加信号によって前記信号経路（７）に存在する少なくとも１つの信号をシフトさせるべく前記周波数シフト手段（２２、２３）を制御する制御手段（４０）が提供されており、前記追加信号の周波数は、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）に対する前記周波数シフト手段（２２、２３）の前記信号経路（７）における位置の関数として決定されることを特徴とするスーパーヘテロダイン回路。
【請求項２】
前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）は、マイクロメカニカルフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項３】
前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）は、くし形共振器タイプであることを特徴とする請求項２に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項４】
前記周波数シフト手段（２２、２３）は、前記受信入力（５）から前記取り出し出力（６）への前記信号経路（７）の前記チャネル選択用の帯域フィルタ（８）の上流に配置された少なくとも１つの周波数シフト手段（２２）を備え、前記制御手段（４０）は、前記周波数シフト手段（２２）を制御して、前記受信入力（５）と前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）との間の前記信号経路（７）上に存在する信号の周波数から、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の所定の特性通過周波数値に対する前記計測手段（３８）によって提供された計測特性周波数のずれを減算することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項５】
前記周波数シフト手段（２２、２３）は、前記受信入力（５）から前記取り出し出力（６）への前記信号経路（７）の前記チャネル選択用の帯域フィルタ（８）の下流に配置された少なくとも１つの周波数シフト手段（２３）を備え、前記制御手段（４０）は、前記周波数シフト手段（２３）を制御して、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）と前記取り出し出力（６）間の前記信号経路（７）上に存在する信号の周波数に、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の所定の特性通過周波数に対する前記計測手段（３８）によって提供された計測特性周波数のずれを加算することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項６】
前記周波数シフト手段（２２、２３）は、スーパーヘテロダイン受信機の中間周波数段の少なくとも１つの周波数ミクサ（２２、２３）を有していることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項７】
前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の下流の前記周波数シフト手段（２３）は、前記取り出し出力（６）においてベースバンド信号を生成するのに適していることを特徴とする請求項５又は６に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項８】
前記第１信号を受信する前記入力（５）は、スーパーヘテロダイン受信機の中間周波数段（３）の出力に接続されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項９】
前記周波数シフト手段（２２、２３）は、前記信号経路（７）上に存在する信号と、周波数が前記制御手段（４０）によって制御されている局部発振器（２６、３１）によって供給される周波数信号との間の少なくとも１つの周波数ミクサ（２２、２３）をそれぞれ備えていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項１０】
前記局部発振器（２６、３１）は、ＤＤＳタイプの直接デジタル合成によって製造されることを特徴とする請求項９に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項１１】
前記計測手段（３８）への接続と、前記受信入力（５）と前記取り出し出力（６）との間の前記信号経路（７）への接続の間において前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）をスイッチする手段（３４、３５、３６、３７）が提供されることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項１２】
前記計測手段による計測フェーズのために、前記スイッチ手段（３４、３５、３６、３７）を前記計測手段（３８）に周期的にスイッチする手段が提供されることを特徴とする請求項１１に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項１３】
前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の特性通過周波数は、該チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の中心通過周波数に対応していることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項１４】
前記計測手段（３８）は、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）の特性通過周波数における発振を生成するべく該チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）と並列接続された正帰還ループ（３９）と、この生成された発振の周波数を計測する装置（４１）と、を備えることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一項に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【請求項１５】
前記計測装置（４１）は、前記チャネル選択用の帯域通過フィルタ（８）内において生成される発振の数をカウントする第１装置（４２）と、時間をカウントする第２装置（４３）を備え、これらの装置は、前記発振をカウントする第１装置（４２）によってカウントされた発振の数と時間をカウントする前記第２装置（４３）によって提供される前記発振の数をカウントする動作期間中に経過した時間とから前記生成された発振の周波数を算出する装置（４４）に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載のスーパーヘテロダイン回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スーパーヘテロダイン回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本発明の適用分野は、無線周波数通信システムに関係している。通常、スーパーヘテロダイン回路は、第１信号を受信する入力と第２信号を取り出す出力との間の信号経路に挿入されるチャネル選択用の帯域通過フィルタを有しており、この第２信号から、ベースバンド信号を生成可能である。
【０００３】
このフィルタは、スーパーヘテロダイン回路の中間周波数の通過を許容するべく構成されている。
【０００４】
従って、この回路の正常動作を確保するには、このフィルタを通過する中心周波数を一定に維持しなければならない。このフィルタが提供されている段の上流及び／又は下流には、中間周波数を有する１つ又は複数のその他の段を提供可能である。これらの段の中間周波数を互いの関数として決定し、ベースバンド信号を得ていることから、フィルタの中心周波数がドリフトすれば、得られるベースバンド信号に有害な影響が及ぶことになるからである。
【０００５】
しかしながら、使用されているチャネル選択フィルタの多くは、その中心通過周波数のドリフトを有している。
【０００６】
Hiroshi Yamasaki、Kazuaki Oishi及びKunihiko Gotohによる文献“An Accurate Center Frequency Tuning Scheme for 450 kHz CMOS Gm-C Bandpass Filters”、IEEE Journal of Solid-State Circuits、volume 34、no.12、December 12, 1999、pages 1691 to 1697には、第２中間周波数のアクティブ帯域通過フィルタの中心周波数を安定させる方法が記述されており、この場合には、ステップに対する応答を観察することによってフィルタの中心周波数を計測し、この計測値の関数としてフィルタの合成演算増幅器の相互コンダクタンスを変化させることにより、フィルタの中心通過周波数を補正している。
【０００７】
しかしながら、この帯域通過フィルタの中心周波数を安定させる方法は、調整パラメータを有するアクティブフィルタに限定されるものであって、あらゆるタイプのフィルタに適したものではない。更には、この方法は、実現が複雑である。
【０００８】
高Ｑを有するマイクロメカニカル共振器の共振周波数を安定させるべく、文献“Microresonator Frequency Control and Stabilization Using an Integrated Micro Oven”、 The 7th International Conference on Solid-State Sensors and Actuators、1999、de Clark T.-C. Nguyen and Roger T. Howe、pages 1040 to 1043には、加熱抵抗器によって温度を変化させることによる共振器周波数の調整法が開示されており、この場合には、共振器の周波数が温度の関数として変化する。
【０００９】
しかしながら、この方法は、技術的に複雑且つ実際的ではなく、エネルギー損失を回避するための共振器の断熱が必要であり、これ自体も複雑且つ高価である。
【００１０】
文献“Mechanically Temperature-Compensated Flexural-Mode Micromechanical Resonators”、Techenical Digest of IEDM-2000、pages 399 to 402、Wan-Thai Hsu、John R. Clark and Clark T.-C. Nguyenには、温度によって発生する周波数シフトに抗する応力を生成するべく設計された機械構造を有するマイクロメカニカル共振器について記述されているが、これには、製造技術に対する大きな変更が必要となる。
【００１１】
以上の諸文献が推奨する解決策によっては、フィルタ又は共振器の中心通過周波数の十分に満足のいく安定化を得ることはできない。更には、同一タイプのフィルタの場合にも、フィルタの中心周波数は、製造のばらつきのために、同一条件下においても、フィルタサンプルごとに異なる場合がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、従来技術の欠点を克服すると共に、周波数ドリフトを有するチャネル選択フィルタを使用可能なスーパーヘテロダイン回路を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
このために、本発明は、第１信号を受信する少なくとも１つの入力と、第２信号を取り出す少なくとも１つの出力（この第２信号からベースバンド信号を生成可能である）と、これら受信入力及び取り出し出力間の信号経路に挿入される少なくとも１つのチャネル選択用の帯域通過フィルタと、を備えるスーパーヘテロダイン回路に関するものであって、このスーパーヘテロダイン回路において、このチャネル選択用の帯域通過フィルタは、チャネル選択用の帯域通過フィルタの特性信号通過周波数を計測する手段に接続するのに適しており、制御可能な周波数シフト手段が信号経路に配置されており、且つ、計測手段に接続されると共に、チャネル選択用の帯域通過フィルタの所定の特性通過周波数値に対する計測手段によって提供された計測特性周波数のずれを補正する追加信号によって経路内に存在する少なくとも１つの信号をシフトさせるべく周波数シフト手段を制御する制御手段が提供されており、この追加信号の周波数は、チャネル選択用の帯域通過フィルタに対する周波数シフト手段の信号経路における位置の関数として決定されることを特徴とする。
【００１４】
本発明によれば、原因が、機械的、熱的、或いは、電気的なものであるかどうかを問わず、フィルタの周波数ドリフトを、この回路内において補償することができる。
【００１５】
即ち、この回路は、フィルタの通過周波数に発生し得るあらゆる変動に対して自身を適合させる。この結果、通過周波数を常に所定の値に等しく維持するべく、フィルタ自体に直接的に介入することが不要となる。
【００１６】
従って、本発明は、あらゆるタイプの帯域通過フィルタ、特に、非理想的フィルタに適合可能であり、特に、最大利得において周波数が相対的に不安定な高Ｑを有するフィルタを使用できるようになる。
【００１７】
本発明については、添付図面を参照し純粋に非限定的な例として提示する以下の説明を参照することにより、十分に理解することができよう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１において、このスーパーヘテロダイン回路１は、例えば、受信アンテナを備えるスーパーヘテロダイン受信機（図示されてはいない）の一部を形成している。スーパーヘテロダイン回路１は、中間周波数における１つ又は複数の段と、例えば、図示のごとく、第２中間周波数におけるものであって、第１中間周波数における上流の第１段３と下流のベースバンド段４の間に接続されている段２を備えている。当然のことながら、中間周波数における１つ又は複数の段を段２の下流に設けることも可能であろう。このスーパーヘテロダイン回路１は、第１信号を受信する入力５（この第１信号は、実際には、第１中間周波数における段３の出力信号である）と、第２信号を取り出す出力６（この第２信号は、実際には、ベースバンド段４のベースバンド入力である）と、を備えている。これらの入力５と出力６の間には、信号経路７が設けられている。
【００１９】
４３３．９２ＭＨｚの無線周波数におけるＩＳＭ帯域内で動作する受信機の場合には、入力５に印加される第１中間周波数の値は、例えば、１０．７ＭＨｚである。この無線周波数信号を受信し、これを段２の上流の第１中間周波数に変換する受信機の部分については、例えば、アンテナフィルタ（図示されてはいない）を備える従来のヘテロダインアーキテクチャに従って製造されている。
【００２０】
入力５と出力６の間の経路７には、チャネル選択用の帯域通過フィルタ８が提供されている。このフィルタ８は、例えば、図２による、また、Clark T.-C. Nguyenによる文献“Micromechanical Resonators for Oscillators and Filters”、Proceedings of the 1995 IEEE International Ultrasonics Symposium、Seattle, WA、pages 489 to 499、7-10 November 1995に記載され、この文献の図２に示されているようなくし形共振器（Comb Resonator）タイプのマイクロメカニカルフィルタである。このフィルタは、シリコンの単一構造層とバイアスに使用するポリシリコンの埋め込み層を有するエピタキシャル厚層技術によって製造される。このフィルタの入力９は、入力くし１０に接続されており、このくしの歯１１の間には、変換器１４の入力くし１３の歯１２が設けられ、この変換器も、フィルタの出力１９に接続されたくし１８の歯１７の間に歯１６が設けられている出力くし１５を備えている。変換器１４には、アンカー手段２１に対する懸架手段２０が提供されている。入力９、出力１９、及び変換器１４をそれぞれバイアスするべく、直流電圧ＶI、ＶO、及びＶPが供給されている。この共振器の共振周波数は、室温において９４５１０Ｈｚであり、このフィルタの伝送帯域幅は、フィルタが動作する気圧の関数として２Ｈｚ〜３０Ｈｚであって、正常動作におけるバイアス電圧は、ほぼ４０〜６０Ｖのオーダーである。このフィルタの入力９に交流電圧ｖIを印加すると、フィルタの伝達関数に応じて、フィルタ８の出力１９に交流電圧ｖOが生じる。当然のことながら、このフィルタ８として、微小電気機械技術ＭＥＭＳによって製造されたその他のフィルタを使用することも可能である。
【００２１】
次に、フィルタ８の外部に提供されている要素について以下に説明する。
【００２２】
図１の信号経路７には、周波数シフト手段２２、２３が提供されている。これらの手段２２、２３は、例えば、周波数ミクサタイプのものである。周波数シフト手段２２は、入力５とフィルタ８の入力９の間に提供されている。この周波数シフト手段２２は、入力５に接続された第１信号入力２４と、第１局部発振器２６の出力に接続された第２信号入力２５と、を備えており、この局部発振器は、周波数を制御するべく入力２７に送信された信号の関数として可変の周波数を有する追加信号を第２入力２５に生成する能力を有している。
【００２３】
この周波数シフト手段２２は、周波数シフト手段２２の第１及び第２入力２４及び２５に存在する時間信号の積である時間信号を供給する信号出力２８を有している。
【００２４】
従って、この周波数シフト手段２２の出力２８には、第１及び第２入力２４及び２５に存在する信号の周波数の和に等しい周波数を有する信号と、第１及び第２入力２４及び２５に存在する信号の周波数の差に等しい周波数を有する信号と、が存在している。
【００２５】
同様に、フィルタ８の出力１９と出力６の間にも、例えば、周波数ミクサによって形成された周波数シフト手段２３が提供されている。この周波数シフト手段２３は、第１入力２９と、第２局部発振器３１の出力に接続された第２入力３０と、を備えており、この第２局部発振器は、入力３０に追加周波数信号を供給すると共に、入力３０に供給する信号の周波数を制御するための入力３２を備えている。そして、周波数シフト手段２３は、出力６に接続された出力３３を有している。
【００２６】
第１周波数シフト手段２２の出力２８とフィルタ８の入力９の間、及びフィルタ８の出力１９と第２周波数シフト手段２３の第１入力２９の間には、それぞれスイッチ手段３４及び３５が提供されている。フィルタ８の特性信号通過周波数を計測する手段３８にフィルタ８を接続するべく、スイッチ手段３６、３７が提供されている。これらのスイッチ手段３６、３７は、例えば、フィルタ８の入力９と出力１９に接続されており、その一方で、正帰還モジュール３９の端子に接続されている。そして、これらの端子は、スイッチ手段３６、３７が閉じた際に、フィルタ８を発振させるべくフィルタ８とループを形成している。スイッチ手段３６、３７は、これらの間の破線によって示されているように、相互に同一の方式で、例えば、同時に閉じた接続状態又は開いた切断状態に制御される。同様に、スイッチ手段３４及び３５も、これらの間の破線によって示されているように、相互に同一の方式で、閉じた接続状態又は開いた切断状態に制御される。そして、スイッチ手段３４、３５は、フィルタ８を信号経路７又は計測手段３８のいずれかに接続するべく、スイッチ手段３６、３７とは逆の方式で制御される。
【００２７】
この図においては、スイッチ手段３４、３５、３６、３７のそれぞれは、手動で起動可能な断続器によって形成されている。当然のことながら、スイッチ手段３４及び３６は、入力９を出力２８又はモジュール３９のいずれかにスイッチする適当な整流子によって形成することが可能であろうし、スイッチ手段３５及び３７も、出力１９を入力２９又はモジュール３９のいずれかにスイッチする適当な整流子によって形成可能であろう。尚、これらのスイッチは、出力２８及び入力２９、或いはモジュール３９のいずれかに同時にスイッチするべく相互接続される。
【００２８】
計測手段３８は、局部発振器２６及び３１の周波数を制御する入力２７、３２を制御するモジュール４０に接続されている。この計測手段３８は、フィルタ８の特性通過周波数を決定するモジュール４１を有しており、このモジュールは、例えば、手段３６に接続された端子によってモジュール３９にも接続されている。フィルタ８の特性通過周波数を決定するモジュール４１は、例えば、図３に示されているように、フィルタ８によって生成される発振の数をカウントする第１装置４２（この装置４２は、正帰還モジュール３９に接続されている）と、時間をカウントする（例えば、コンピュータのクロックサイクルをカウントする）第２装置４３と、を備えている。これらの装置４２及び４３は、生成された発振の周波数を算出する装置４４に接続されている。このフィルタ８の特性通過周波数の計測値は、例えば、第１カウント装置４２によってカウントされたフィルタ８の発振の数を第２時間カウント装置４３によってカウントされた時間によって除算することによって得られ、このカウント動作においては、図３に示されているように、スイッチ手段３６、３７が閉じていることを前提としている。
【００２９】
この生成された発振の周波数を算出する装置４４は、制御手段４０に接続されている。この制御手段４０は、局部発振器２６の周波数を制御する入力２７に接続された第１周波数制御出力４５と、局部発振器３１の周波数を制御する入力３２に接続された第２周波数制御出力４６と、を備えている。
【００３０】
当然のことながら、前述のもの以外の計測手段を提供することも可能である。
【００３１】
制御手段４０は、局部発振器２６用の第１周波数制御出力４５に送信される制御信号を算出する第１モジュール４７と、もう１つの局部発振器３１用の第２周波数制御出力４６に送信される周波数制御信号を算出する第２モジュール４８と、を備えている。
【００３２】
フィルタ８は、例えば、手段２２の第１及び第２入力２４、２５に存在する信号の周波数の差に等しい周波数を有する信号の通過を許容すると共に、手段２２の第１及び第２入力２４、２５の信号の周波数の和に等しい周波数を有する信号を非常に大きな減衰係数によって減衰させるべく構成されており、入力５に存在する信号の周波数は、第２入力２５に存在する信号の周波数よりも高くなっている。
【００３３】
フィルタの特性通過周波数とは、例えば、その通過帯域の中心通過周波数ｃｆである、即ち、最大利得プロファイルによって規定される通過帯域のそれぞれの側部上の−３ｄＢにおける最大及び最小カットオフ周波数の合計の半分である、あるいは非常に狭い通過帯域を有するか又は非常に高いＱを有するフィルタの場合には、その入力９からその出力１９への最大利得における周波数である。
【００３４】
出力６に存在するベースバンド信号は、例えば、手段２３の第１入力２９に存在する信号の周波数から手段２３の第２入力３０に存在する信号の周波数を減算した周波数に等しい周波数を有する信号によって形成されており、フィルタ８の理論的な特性通過周波数は、手段２３の第２入力３０に存在する信号の周波数よりも高くなっている。
【００３５】
このケースおいては、算出モジュール４７は、第１発振器２６の出力及び第２入力２５に存在する周波数信号からフィルタ８の所定の通過周波数値に対する計測手段３８によって提供された計測特性周波数の代数的なずれを減算する周波数制御信号を、発振器２６の周波数を制御する入力２７に送信するように構成されている。このフィルタ８の所定の通過周波数値とは、フィルタ８の理論的な特性通過周波数、即ち、フィルタ８の設計目標とされた特性通過周波数に等しい。理想的なケース、即ち、フィルタ８の周波数ドリフトが存在しない場合においては、計測手段３８によって計測される実際の特性周波数は、所定の通過周波数値に等しくなり、周波数のずれはゼロである。ベースバンド出力６については、第２入力３０に存在する信号の周波数は、理想的な場合には、フィルタの所定の通過周波数値と等しくなる。
【００３６】
従って、フィルタ８の実際の特性通過周波数のドリフトは、入力９が手段３４によって周波数シフト手段２２の出力２８に接続された際に、入力９における対応する周波数シフトによって事前に補償されることになる。
【００３７】
これとは反対に、第２算出モジュール４８は、第２周波数シフト手段２３の第１入力２９に存在する信号の周波数にフィルタ８の所定の通過周波数値に対する計測手段３８によって提供された計測特性周波数の代数的なずれを加算する周波数制御信号を、発振器３１の周波数を制御する入力３２に送信するように構成されている。
【００３８】
従って、フィルタ８に存在し得る周波数ドリフトは、周波数シフト手段２３が手段３５によってフィルタ８の出力１９に接続された際に、出力６の上流における対応する周波数シフトにより、周波数シフト手段２３の入力２９及び３０、それに、ベースバンド出力６に存在する信号の周波数の差に等しい周波数を有する信号から除去されることになる。
【００３９】
従って、フィルタ８内に存在し得る周波数ドリフトは、ベースバンド出力６に対してなんらの影響をも及ぼさなくなり、同時に、入力５及び上流段に存在する信号に含まれており、フィルタ８の理論的な特性通過周波数に対応する方式によって周波数符号化するべく供給された情報の出力６への伝達が可能となり、この結果、出力６に対して伝送された情報のフィルタ８による損傷が防止される。
【００４０】
１０Ｈｚ〜２０Ｈｚの伝送帯域幅を有するフィルタ８を使用する場合には、１Ｈｚを上回らない絶対誤差を有する手段３８により、特性周波数を決定しなければならない。従って、これは、フィルタの中心周波数を決定しなければならない精度でもある。
【００４１】
理論的には、１Ｈｚの精度によって１００ｋＨｚのオーダーの周波数を計測するために装置４２が受信しなければならないパルス数は、２０００である（この値は、装置４３が時間間隔を計測する精度に依存しており、これは、その動作周波数に依存している）。従って、必要な計測時間は２０ミリ秒である。
【００４２】
発振器２６、３１は、例えば、局部共振器によってそれぞれ形成されている。局部共振器の周波数をフィルタ８の中心周波数の変化に適合させるには、その値を１Ｈｚの精度で制御する必要である。この周波数が第１中間周波数（１０．７ＭＨｚ）と同一オーダーであるとすれば、必要な変化率は、周波数の絶対値の０．００００１％となる。発振器２６又は３１において位相ロックループ（ＰＬＬ）を使用することにより、この精度を実現するのは困難であることから、局部発振器の信号は、直接デジタル合成（ＤＤＳ）によって生成している。ＰＬＬよりもＤＤＳが優れている点は、非常に高精度で高周波を生成するその能力にある。
【００４３】
製造した回路を試験するべく、本発明者らは、フィルタの温度を変化させることによって、その中心周波数を−４００Ｈｚだけドリフトさせた。そして、フィルタの中心周波数に対する補正が十分な精度で実行されていることを計測によって立証したが、第２中間周波数は、常に、フィルタの中心周波数と一致した。この計測フェーズの持続時間は、１４３ｍｓである。尚、この値は、実際のＲＦシステムにおいては大きなものになるが（この期間内には、受信は実行不能である）、中間周波数段におけるマイクロメカニカルフィルタの目標中心周波数は、約１００ＭＨｚのオーダーであって、これには、格段に短い計測時間が必要とされることに留意しなければならない。
【００４４】
時間の経過に拘らず一定している周波数ドリフトの場合には、予備校正フェーズにおいて、計測値を計測手段から取得するべく、手段３４〜３７によってフィルタ８を計測手段３８にスイッチし、次いで、受信フェーズの期間中に、入力５に含まれている情報を出力６に伝送するべく、フィルタ８を、経路７、入力５、及び出力６にスイッチする。
【００４５】
一方、時間の経過に伴って変化する周波数ドリフトの場合には、或いは、回路の信頼性を向上させる場合には、毎回、発振器２６、３１の周波数を調節するべく、フィルタ８を周期的に計測手段にスイッチし、直後の受信フェーズのために、経路７における周波数補正を行い、そして、このために、周期的なスイッチ用の制御手段を提供する。
【００４６】
これらの伝達手段３４〜３７は、回路の電源を投入する際に手動又は自動的に制御される電子的な断続器によって形成可能である。
【００４７】
従って、この回路は、ドリフトの原因やチャネル選択用の帯域通過フィルタのいかんを問わず、使用されるフィルタの周波数ドリフトに対して自身を自動的に適合させる。従って、本発明によれば、前述のマイクロメカニカルフィルタを使用することが可能となり、これらのフィルタは、優れた周波数選択性を有すると共に、これらのフィルタを使用する回路がフィルタの中心周波数の不安定性の影響を受けないようになるという利点を有している。この結果、フィルタリング装置の製造費用が大幅に軽減される。そして、製造によって発生する中心周波数の誤差の許容値を拡大することが可能であり、制御対象の周波数範囲の中心周波数の誤差とは無関係に、アーキテクチャがフィルタに対して自動的に適合される。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明による回路のブロック図である。
【図２】本発明による回路に使用可能なマイクロメカニカルフィルタを示す図である。
【図３】本発明による回路に使用される制御及び計測手段のブロック図である。
【図１】
2005519517.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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