(57)【要約】ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｏｕｔｐｕｔ）無線通信を使用して別のデバイスと通信する時にチャネル対称性を維持するために、無線装置の位相不一致および振幅不一致を補正する技法を提供する。あるデバイスの複数の送信器および複数の受信器の間の振幅不一致および位相不一致の補正は、そのデバイスの受信器パス、送信器パス、または両方のパスのデジタルロジックを使用して、ベースバンドで行われる。振幅オフセットおよび位相オフセットは、デバイスの第１アンテナパスの送信器に信号を供給し、そのデバイスの第１アンテナから第２アンテナパスに無線信号を接続する（信号は第２アンテナパスに関連する受信器によって低い周波数に変換される）時に、位相応答および振幅応答を測定することによって、複数の無線送信器パスおよび無線受信器パスの間で判定される。
2005538666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ａ．複数のアンテナ中の対応するアンテナを通じて同時送信する複数のベースバンド送信信号中の対応する信号を高い周波数に変換する複数の送信器と、
ｂ．対応する複数のベースバンド受信信号を作るために前記複数のアンテナ中の対応するアンテナによって検出された複数の無線信号を低い周波数に変換する複数の受信器と、
ｃ．前記複数の送信器および前記複数の受信器に連結されたプロセッサであって、該プロセッサは、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の位相応答の差を補正する対応する補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理する、プロセッサと
を含むことを特徴とする無線装置。
【請求項２】
信号が前記複数の送信器によって送信される時および／または信号が前記複数の受信器によって受信される時に、（１）送信器への入力からそれに対応するアンテナの出力までの位相応答と、（２）そのアンテナの入力からそれに対応する受信器の出力までの位相応答との間の差が、前記複数のアンテナのそれぞれについて同一になるように、前記プロセッサは、対応する補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記プロセッサは、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の前記位相応答の差を測定し、前記位相応答の前記差から前記補正値を算出することを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項４】
前記プロセッサは、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間のブロードバンド位相オフセットを補正する対応する補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項３に記載のデバイス。
【請求項５】
前記プロセッサは、Ｎがアンテナの個数であるものとして、ｉ＝２〜Ｎについて、第１アンテナに関連する送信器への入力とアンテナｉに関連する受信器の出力の間の第１位相差と、アンテナｉに関連する送信器への入力と前記第１アンテナに関連する受信器の出力との間の第２位相差とを測定することを特徴とする請求項４に記載のデバイス。
【請求項６】
前記プロセッサは、信号が、前記第１アンテナに関連する前記送信器への入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介してアンテナｉに関連する前記受信器への受信入力として接続される時の第１位相差を測定し、信号が、アンテナｉに関連する前記送信器への入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介して前記第１アンテナに関連する前記受信器への受信入力として接続される時の第２位相差を測定することを特徴とする請求項５に記載のデバイス。
【請求項７】
前記プロセッサは、周波数ｆｋでの連続波トーンを表すデジタル信号として前記信号を生成し、前記プロセッサは、ベースバンド信号の帯域幅にまたがる複数の連続波トーン周波数ｆｋで前記第１位相差および前記第２位相差を測定することを特徴とする請求項６に記載のデバイス。
【請求項８】
前記プロセッサは、前記第１アンテナに関連する前記送信器に連結されたデジタル−アナログコンバータへの入力のデジタル信号とアンテナｉに関連する前記受信器の前記出力に連結されたアナログ−デジタルコンバータの出力のデジタル信号との間で前記第１位相差を測定し、アンテナｉに関連する前記送信器に連結されたデジタル−アナログコンバータへの入力のデジタル信号と前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力に連結されたアナログ−デジタルコンバータの出力のデジタル信号との間で前記第２位相差を測定することを特徴とする請求項７に記載のデバイス。
【請求項９】
前記プロセッサは、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスのブロードバンド位相オフセットを、周波数ｆｋに関連する点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられた直線のｙ切片から計算し、Ψ１ｉ（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第２位相差であり、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記ブロードバンド位相オフセットは、０であることを特徴とする請求項７に記載のデバイス。
【請求項１０】
前記プロセッサは、前記対応するブロードバンド位相オフセットと等しい正味の位相オフセット補正を達成するために、対応するブロードバンド位相オフセット補正を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項９に記載のデバイス。
【請求項１１】
前記プロセッサは、さらに、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の振幅オフセットを補正する対応する振幅オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項１０に記載のデバイス。
【請求項１２】
前記プロセッサは、ｉ＝２〜Ｎについて、連続波トーンが前記第１アンテナに関連する前記送信器の前記入力に印加される時にアンテナｉに関連する前記受信器の前記出力で信号の第１振幅を測定し、連続波トーンがアンテナｉに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力で信号の第２振幅を測定することを特徴とする請求項１１に記載のデバイス。
【請求項１３】
前記プロセッサは、周波数ｆｋに関連する前記第１振幅と前記第２振幅との間の比の平均値から、ｉ＝１〜Ｎについて、前記対応するアンテナの前記アンテナパスの複数の振幅オフセットを計算し、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記振幅オフセットは、１であることを特徴とする請求項１２に記載のデバイス。
【請求項１４】
前記プロセッサは、さらに、対応する振幅オフセットと等しい正味の振幅オフセット補正を達成する対応する振幅補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項１３に記載のデバイス。
【請求項１５】
前記プロセッサは、前記複数の送信器および前記複数の受信器が動作の無線周波数帯域内の複数の周波数チャネルのそれぞれに同調される時の位相応答の差を測定することを特徴とする請求項３に記載のデバイス。
【請求項１６】
前記プロセッサは、さらに、ベースバンド信号の帯域幅内の前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の群遅延オフセットを補正する対応する群遅延補正値を用いて前記複数のベースバンド受信信号および／または前記複数のベースバンド送信信号を処理することを特徴とする請求項５に記載のデバイス。
【請求項１７】
前記プロセッサは、対応するアンテナｉ＝１〜Ｎの前記アンテナパスについて、周波数ｆｋでの前記第１位相差および前記第２位相差から複数の群遅延オフセットを計算し、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記群遅延オフセットは０であることを特徴とする請求項１６に記載のデバイス。
【請求項１８】
前記プロセッサは、ｉ＝２〜Ｎについて、前記複数の周波数ｆｋに関連する点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられた直線の傾斜−（１／２π）＊と等しい前記群遅延オフセットを計算し、Ψ１ｉ（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第２位相差であることを特徴とする請求項１７に記載のデバイス。
【請求項１９】
前記プロセッサは、前記対応する群遅延オフセットと等しい正味の群遅延オフセット補正を達成する対応する群遅延補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項１８に記載のデバイス。
【請求項２０】
前記プロセッサは、オールパスフィルタプロセスを使用して前記群遅延補正値を実施することを特徴とする請求項１９に記載のデバイス。
【請求項２１】
前記複数のベースバンド送信信号および前記複数のベースバンド受信信号は、複数搬送波変調プロセスを使用して変調され、前記プロセッサは、前記複数搬送波変調プロセスに関連する複数の副搬送波ｋで位相オフセットを計算することを特徴とする請求項４に記載のデバイス。
【請求項２２】
前記プロセッサは、Ｎがアンテナの個数であるものとして、ｉ＝２〜Ｎについて、複数搬送波ベースバンド信号が前記第１アンテナに関連する前記送信器への入力に接続され、無線リンクまたはケーブル接続を介してアンテナｉに関連する前記受信器への受信入力として接続される時に各副搬送波ｋで第１位相差を測定し、複数搬送波信号がアンテナｉに関連する前記送信器への入力に接続され、無線リンクまたはケーブル接続を介して前記第１アンテナに関連する受信器への受信入力として接続される時に各副搬送波ｋで第２位相差を測定することを特徴とする請求項２１に記載のデバイス。
【請求項２３】
前記プロセッサは、ｉ＝２〜Ｎについて、行列ｄｉａｇ［ｃ１（ｋ），ｃ２（ｋ），．．．，ｃＮ（ｋ）］と等しい正味の位相オフセット補正を達成する、副搬送波ｋごとの位相オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理し、ｃｉ（ｋ）＝ｅｘｐ（ｊ［Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ）］）であり、Ψ１ｉ（ｋ）は前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は前記第２位相差であり、ｃ１（ｋ）＝１であることを特徴とする請求項２２に記載のデバイス。
【請求項２４】
前記プロセッサは、ｉ＝２〜Ｎについて、複数搬送波ベースバンド信号が前記第１アンテナに関連する前記送信器への入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介してアンテナｉに関連する前記受信器への受信入力として接続される時に複数の副搬送波ｋで第１位相差を測定し、複数搬送波信号がアンテナｉに関連する前記送信器への入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介して前記第１アンテナに関連する受信器への受信入力として接続される時に複数の副搬送波ｋで第２位相差を測定することを特徴とする請求項２２に記載のデバイス。
【請求項２５】
前記プロセッサは、対応するアンテナｉ＝１〜Ｎのアンテナパスに関する位相オフセットを、複数の副搬送波ｋに関連する点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられた直線のｙ切片から計算し、Ψ１ｉ（ｋ）は、副搬送波ｋで測定される前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、副搬送波ｋで測定される前記第２位相差であり、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記位相オフセットは０であることを特徴とする請求項２４に記載のデバイス。
【請求項２６】
前記プロセッサは、前記対応する位相オフセットと等しい正味の位相オフセット補正を達成する対応する位相オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項２５に記載のデバイス。
【請求項２７】
前記プロセッサは、さらに、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の振幅オフセットを補正する対応する振幅オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項２６に記載のデバイス。
【請求項２８】
前記プロセッサは、ｉ＝２〜Ｎについて、複数搬送波信号が前記第１アンテナに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に、前記複数の副搬送波ｋでアンテナｉに関連する前記受信器の前記出力で信号の第１振幅を測定し、前記複数搬送波信号がアンテナｉに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に、前記複数の副搬送波ｋで前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力で信号の第２振幅を測定することを特徴とする請求項２６に記載のデバイス。
【請求項２９】
前記プロセッサは、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスの振幅オフセットを、前記複数の副搬送波ｋにまたがる前記第１振幅と前記第２振幅との間の比の平均値から計算し、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記振幅オフセットは１であることを特徴とする請求項２８に記載のデバイス。
【請求項３０】
前記プロセッサは、さらに、対応する振幅オフセットと等しい正味の振幅オフセット補正を達成する対応する振幅オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項２９に記載のデバイス。
【請求項３１】
前記プロセッサは、さらに、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の振幅オフセットを補正する対応する振幅オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項２３に記載のデバイス。
【請求項３２】
前記プロセッサは、ｉ＝２〜Ｎについて、前記複数搬送波信号が前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記入力に印加される時に、アンテナｉに関連する前記受信器の前記出力で各副搬送波ｋで信号の第１振幅を測定し、前記複数搬送波信号がアンテナｉに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に、前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力で各副搬送波ｋで信号の第２振幅を測定することを特徴とする請求項３１に記載のデバイス。
【請求項３３】
前記プロセッサは、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスの各副搬送波ｋでの振幅オフセットを、各副搬送波ｋでの前記第１振幅と前記第２振幅との間の比から計算し、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの各副搬送波での前記振幅オフセットは、１であることを特徴とする請求項３２に記載のデバイス。
【請求項３４】
前記プロセッサは、さらに、対応する振幅オフセットと等しい正味の振幅オフセット補正を達成する、各副搬送波ｋでの対応する振幅オフセット補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項３３に記載のデバイス。
【請求項３５】
前記プロセッサは、前記複数のベースバンド送信信号を作るためのベースバンド変調および前記複数のベースバンド受信信号のベースバンド復調を実行するベースバンド信号プロセッサを含むことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項３６】
前記ベースバンド信号プロセッサは、デジタルロジックゲートによって実施されることを特徴とする請求項３５に記載のデバイス。
【請求項３７】
前記複数の送信器および前記複数の受信器は、単一の半導体集積回路上で実施されることを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項３８】
対応するアンテナに関連する前記送信器および前記受信器によって共用される低域フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項３９】
前記プロセッサは、自己較正モード中に、オフセットを測定し、オフセットを補正するための補正値を算出し、前記プロセッサは、ランタイムモード中に、前記補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項４０】
前記プロセッサは、デバイス電源投入時およびその後に周期的に、前記自己較正モードを実行することを特徴とする請求項３９に記載のデバイス。
【請求項４１】
前記複数の送信器の利得設定および／または前記複数の受信器の利得設定に従う補正値の調整を可能にする情報を保管するメモリをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項４２】
プロセッサは、位相応答のオフセットを測定し、利得依存補正値を算出し、前記プロセッサは、前記メモリに保管された前記情報を使用して前記利得設定に従って前記利得依存補正値を調整することを特徴とする請求項４１に記載のデバイス。
【請求項４３】
複数のアンテナ、対応する複数の受信器、および対応する複数の送信器を含む無線装置を較正する方法であって、
ａ．前記複数の送信器および前記複数の受信器の位相応答を測定するステップと、
ｂ．前記複数の送信器および前記複数の受信器の前記位相応答の差を補正するために複数の補正値を算出するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項４４】
前記計算するステップは、信号が前記複数の送信器によって送信される時および／または信号が前記複数の受信器によって受信される時に、（１）送信器への入力からそれに対応するアンテナの出力までの位相応答と、（２）そのアンテナの入力からそれに対応する受信器の出力までの位相応答との間の差が、前記複数のアンテナのそれぞれについて同一になるように、前記複数のベースバンド信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理するのに使用される複数の補正値を算出することを含むことを特徴とする請求項４３に記載の方法。
【請求項４５】
前記計算するステップは、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間のブロードバンド位相オフセットを計算することを含むことを特徴とする請求項４３に記載の方法。
【請求項４６】
測定する前記ステップは、Ｎがアンテナの個数であるものとして、ｉ＝２〜Ｎについて、第１アンテナに関連する送信器への入力とアンテナｉに関連する受信器の出力との間の第１位相差と、アンテナｉに関連する送信器への入力と前記第１アンテナに関連する受信器の出力との間の第２位相差とを測定することを含むことを特徴とする請求項４５に記載の方法。
【請求項４７】
測定する前記ステップは、信号が前記第１アンテナに関連する前記送信器への入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介してアンテナｉに関連する前記受信器に受信入力として接続される時に前記第１位相差を測定し、信号がアンテナｉに関連する前記送信器への入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介して前記第１アンテナに関連する前記受信器に受信入力として接続される時に前記第２位相差を測定することを特徴とする請求項４６に記載の方法。
【請求項４８】
前記第１位相差および前記第２位相差を測定する前記ステップは、ベースバンド信号の帯域幅にまたがる複数の周波数ｆｋで印加される連続波トーンについて繰り返されることを特徴とする請求項４７に記載の方法。
【請求項４９】
前記測定するステップは、前記第１アンテナに関連する前記送信器に連結されたデジタル−アナログコンバータへの入力のデジタル信号とアンテナｉに関連する前記受信器の前記出力に連結されたアナログ−デジタルコンバータの出力のデジタル信号との間で前記第１位相差を測定することと、アンテナｉに関連する前記送信器に連結されたデジタル−アナログコンバータへの入力のデジタル信号と前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力に連結されたアナログ−デジタルコンバータの出力のデジタル信号との間で前記第２位相差を測定することとを含むことを特徴とする請求項４８に記載の方法。
【請求項５０】
計算する前記ステップは、アンテナｉ＝２〜Ｎに対応するアンテナパスのブロードバンド位相オフセット補正値を、周波数ｆｋに関連する点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられた直線のｙ切片から計算することを含み、Ψ１ｉ（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第２位相差であり、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記ブロードバンド位相オフセット補正値は、０であることを特徴とする請求項４９に記載の方法。
【請求項５１】
測定する前記ステップは、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の振幅オフセットを測定することを含むことを特徴とする請求項４８に記載の方法。
【請求項５２】
測定する前記ステップは、ｉ＝２〜Ｎについて、連続波トーンが前記第１アンテナに関連する前記送信器の前記入力に印加される時にアンテナｉに関連する前記受信器の前記出力で信号の第１振幅を測定し、連続波トーンがアンテナｉに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力で信号の第２振幅を測定することを含むことを特徴とする請求項５１に記載の方法。
【請求項５３】
計算する前記ステップは、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスの振幅オフセット補正値を、複数の周波数ｆｋに関連する前記第１振幅と前記第２振幅との比の平均値から計算することを含み、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記振幅オフセット補正値は、１であることを特徴とする請求項５２に記載の方法。
【請求項５４】
測定する前記ステップは、前記複数の送信器および前記複数の受信器が、動作の無線周波数帯域内の複数の周波数チャネルのそれぞれに同調される時に、前記第１位相差および前記第２位相差を測定することを含むことを特徴とする請求項４３に記載の方法。
【請求項５５】
測定する前記ステップは、前記複数の送信器および前記複数の受信器の間の群遅延差を測定することを含むことを特徴とする請求項４８に記載の方法。
【請求項５６】
計算する前記ステップは、さらに、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスの複数の群遅延オフセット補正値を、前記第１位相差および前記第２位相差から計算することを含み、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記群遅延オフセット補正値は、０であることを特徴とする請求項５５に記載の方法。
【請求項５７】
の前記ステップは、アンテナｉ＝２〜Ｎに対応するアンテナパスの前記複数の群遅延オフセット補正値を、前記複数の周波数ｆｋに関連する点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられた直線の傾斜−（１／２π）＊から計算することを含み、  Ψ１ｉ（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、周波数ｆｋで測定された前記第２位相差であることを特徴とする請求項５６に記載の方法。
【請求項５８】
測定する前記ステップは、複数搬送波ベースバンド変調プロセスに関連する副搬送波ｋで、複数搬送波ベースバンド信号が前記第１アンテナに関連する前記送信器の入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介してアンテナｉに関連する受信器への受信入力に接続される時に前記第１位相差を測定することと、各副搬送波ｋで、複数搬送波信号がアンテナｉに関連する前記送信器の入力に印加され、無線リンクまたはケーブル接続を介して前記第１アンテナに関連する受信器への受信入力に接続される時に前記第２位相差を測定することとを含むことを特徴とする請求項４６に記載の方法。
【請求項５９】
計算する前記ステップは、Ｎがアンテナの個数であるものとして、ｉ＝２〜Ｎについて、各副搬送波ｋの対角補正行列ｄｉａｇ［ｃ１（ｋ），ｃ２（ｋ），．．．，ｃＮ（ｋ）］を計算することを含み、ｃｉ（ｋ）＝ｅｘｐ（ｊ［Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ）］）であり、Ψ１ｉ（ｋ）は、第１送信器への入力と受信器ｉの出力との間の副搬送波ｋでの第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、送信器ｉへの入力と第１受信器の出力との間の副搬送波ｋでの第２位相差であり、ｃ１（ｋ）＝１であることを特徴とする請求項５８に記載の方法。
【請求項６０】
計算する前記ステップは、アンテナｉ＝２〜Ｎに対応するアンテナパスのブロードバンド位相オフセットを、複数の副搬送波ｋに関連する点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられた直線のｙ切片から計算することを含み、Ψ１ｉ（ｋ）は、副搬送波ｋで測定された前記第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、副搬送波ｋで測定された前記第２位相差であり、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記ブロードバンド位相オフセットは、０であることを特徴とする請求項５８に記載の方法。
【請求項６１】
測定する前記ステップは、さらに、前記複数搬送波信号が前記第１アンテナに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に、アンテナｉに関連する前記受信器の前記出力で副搬送波ｋでの信号の第１振幅を測定することと、前記複数搬送波信号がアンテナｉに関連する前記送信器の前記入力に印加される時に、前記第１アンテナに関連する前記受信器の前記出力で副搬送波ｋでの信号の第２振幅を測定することとを含むことを特徴とする請求項５８に記載の方法。
【請求項６２】
計算する前記ステップは、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスの振幅オフセット補正値を、各副搬送波ｋでの前記第１振幅と前記第２振幅との比から計算することを含み、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記振幅オフセット補正値は、１であることを特徴とする請求項６１に記載の方法。
【請求項６３】
計算する前記ステップは、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスの振幅オフセット補正値を、複数の副搬送波ｋにまたがる前記第１振幅と前記第２振幅との間の比の平均値から計算することを含み、前記第１アンテナに関連する前記アンテナパスの前記振幅オフセット補正値は、１であることを特徴とする請求項６１に記載の方法。
【請求項６４】
第１無線装置と第２無線装置との間の無線通信の方法であって、前記第１無線装置は、複数のアンテナ、対応する複数の送信器、および対応する複数の受信器を含み、前記第１無線装置での前記方法は、前記第１無線装置の前記複数の送信器および前記複数の受信器の位相応答の差を補正する対応する補正値を用いて送信される複数のベースバンド送信信号および／またはベースバンド受信信号を処理するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項６５】
処理する前記ステップは、信号が前記複数の送信器によって送信される時および／または信号が前記複数の受信器によって受信される時に、（１）送信器への入力からそれに対応するアンテナの出力までの位相応答と、（２）そのアンテナの入力からそれに対応する受信器の出力までの位相応答との間の差が、前記複数のアンテナのそれぞれについて同一になるように、対応する補正値を用いて前記複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のベースバンド受信信号を処理することを含むことを特徴とする請求項６４に記載の方法。
【請求項６６】
前記第２無線装置で、前記第２無線装置の複数の送信器および複数の受信器の間の位相応答の差を補正する対応する補正値を用いて、複数のアンテナ中の対応するアンテナを介して送信される複数のベースバンド送信信号および／または前記複数のアンテナ中の対応するアンテナによって受信された信号から導出される複数のベースバンド受信信号を処理するステップをさらに含むことを特徴とする請求項６４に記載の方法。
【請求項６７】
ａ．前記複数の送信器および前記複数の受信器の位相応答を測定するステップと、
ｂ．前記複数の送信器および前記複数の受信器の位相応答の差を補正する前記補正値を算出するステップと
をさらに含むことを特徴とする請求項６４に記載の方法。
【請求項６８】
複数のアンテナ、対応する複数の送信器、および対応する複数の受信器を有する無線装置の特性を測定する方法であって、
ａ．対応する第１アンテナを介する送信のために第１送信器に信号を接続するステップと、
ｂ．第２アンテナに関連する受信器を用いて前記信号を受信するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項６９】
前記第１送信器への入力として連結された前記信号と前記第２アンテナに関連する前記受信器によって出力される信号との間の位相差を測定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項６８に記載の方法。
【請求項７０】
受信する前記ステップは、さらに、前記第１アンテナを介して送信される前記信号を受信する時に、前記第２アンテナに関連する前記受信器内の増幅器の利得を下げることを含むことを特徴とする請求項６８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、２００２年９月１０日出願の米国特許仮出願第６０／４０９，６７７号明細書に対する優先権を主張するものであり、この明細書は、参照によってその全体を本明細書に組み込まれる。
【０００２】
本発明は、ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）無線通信を使用する無線装置で位相オフセットおよび振幅オフセットの影響を補正する技術に関する。
【背景技術】
【０００３】
ＭＩＭＯ（マイモ）無線通信では、第１デバイスから複数のアンテナ中の対応するアンテナ（複数）を介して複数の信号を同時に送信し、第２デバイスの複数のアンテナで複数の信号を受信する。各デバイスは、送信される信号をアップコンバート（高い周波数に変換）する複数の送信器と、複数のアンテナのそれぞれで受信された信号をダウンコンバート（低い周波数に変換）する複数の受信器を有する。
【０００４】
多数のＭＩＭＯ信号処理アルゴリズムは、当技術分野で周知である。２つのデバイスの間の無線チャネルに関する情報を使用して、各デバイスでの受信の信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大にするいくつかのＭＩＭＯ無線アルゴリズムがある。これらのＭＩＭＯ無線アルゴリズムは、２つのデバイスの間のリンクのチャネル対称性に頼る。チャネル対称性に頼るＭＩＭＯ無線アルゴリズムの例が、例えば、本出願の譲受人に譲渡された、２００２年６月１９日出願の「System and Method for Antenna Diversity Using Joint Maximal Ratio Combining」という名称の米国特許出願第１０／１７４７２８号明細書、２００２年６月１９日出願の「System and Method for Antenna Diversity Using Equal Power Joint Maximal Ratio Combining」という名称の米国特許出願第１０／１７４６８９号明細書、および２００２年６月１８日出願の「System and Method for Joint Maximal Ratio Combining Using Time-Domain Signal Processing」という名称の米国特許出願第１０／０６４４８２号明細書に開示されている。これらのアルゴリズムは、受信信号対雑音比を大幅に高め、その際、デバイスが互いに通信できる範囲を拡張する。
【０００５】
チャネル対称性は、リンク上のあるデバイスの送信器パスおよび受信器パスが同一でない場合に失われ、これによって、ＭＩＭＯ無線アルゴリズムの性能が劣化する。各アンテナパスに関する送信器および受信器のアナログ回路が理想的でないことに起因するデバイスのデータコンバータと各アンテナパスのアンテナとの間の振幅（利得）応答および位相応答の不一致が、チャネル応答を非対称にする可能性がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
２つのデバイスの間のリンクのチャネル対称性に頼るＭＩＭＯ無線アルゴリズムの利点を完全に活用するために、ＭＩＭＯ無線リンクの各デバイスでの振幅不一致および位相不一致を補正する技法が必要である。この技法は、リンクの一方のデバイスがＭＩＭＯ無線を有し、他方のデバイスが単一アンテナまたは切替式ダイバーシチアンテナシステムを有する時にも有用である。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
短く言うと、チャネル対称性に頼るＭＩＭＯ無線通信技法を使用して別のデバイスと通信する時にチャネル対称性を維持するために、デバイス内の位相不一致および振幅不一致（本明細書ではオフセットまたはアンバランスとも称する）を補正する技法を提供する。あるデバイスの複数の送信器および複数の受信器の間の振幅不一致および位相不一致の補正は、そのデバイスの受信器パス、送信器パス、または両方のパスのデジタルロジック（モデム内など）を使用してベースバンドで行うことができる。デバイス内で、デバイスの第１アンテナパス内の送信器に信号を供給し、第１アンテナからの無線信号をそのデバイスの第２アンテナパスに接続する（信号は、第２アンテナパスに関連する受信器によってダウンコンバート（低い周波数に変換）される）時に位相応答および振幅応答を測定し、同様に、第２アンテナパスからの信号を第１アンテナパスに接続する時に位相応答および振幅応答を測定することによって、複数の無線送信器パスおよび複数の無線受信器パスの間で振幅オフセットおよび位相オフセットが判定される。測定は、第１アンテナパスと他のアンテナパスのそれぞれの間で、その間で信号を両方向で接続する時に入手される。位相オフセット補正値および振幅オフセット補正値が、デバイスの自己較正動作中または自己較正モード中に位相測定値および振幅測定値から計算され、ランタイム動作中またはランタイムモード中にベースバンド送信信号および／またはベースバンド受信信号を処理する時に使用されて、デバイスの複数のトランシーバパスの間の位相オフセットおよび振幅オフセットが補償される。振幅オフセット補正は、ある種の無線実施形態またはＭＩＭＯ無線アルゴリズムについて必要でない（またはオプションである）場合がある。デバイスは、デバイス電源投入時に自己較正モードを実行し、その後、周期的にこれを実行することができる。自己較正は、デバイスに対して工場で実行することもできる。
【０００８】
本明細書に記載のように較正された第１デバイスが、同様に較正された第２デバイスと通信する時に、第１デバイスの送信パスのデジタル入力（ＤＡＣ入力）と第２デバイスの受信パスのデジタル出力（ＡＤＣ出力）の間のチャネル応答は、第２デバイスの送信パスのデジタル入力（ＤＡＣ入力）と第１デバイスの受信パスのデジタル出力（ＡＤＣ出力）の間のチャネル応答と対称である。したがって、ベースバンド信号処理レベルでのこの２つのデバイスの間のチャネル応答は、対称であり、これは、チャネル対称性に頼るＭＩＭＯ無線アルゴリズムに望ましい。
【０００９】
この技法は、単一搬送波変調システムならびに、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムなどの複数搬送波変調システムに有用である。
【００１０】
本発明の効果は、添付図面と共に次の説明を参照すれば明白になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１を参照して、Ｎ×Ｍ  ＭＩＭＯチャネルでの振幅不一致および位相不一致の影響を説明する。Ｌ１およびＬ２は、例えばＡＰである第１デバイス１００から、例えばＳＴＡである第２デバイス２００への、およびＳＴＡからＡＰへのチャネル応答行列をそれぞれ表す。対称ＭＩＭＯチャネルは、Ｌ１＝Ｌ２Ｔであるという特性を有する。
【００１２】
デバイス１００は、Ｎ個のアンテナ１１０（１）から１１０（Ｎ）を有し、デバイス２００は、Ｍ個のアンテナ２１０（１）から２１０（Ｍ）を有する。したがって、デバイス１００は、Ｎ個の送信パスおよびＮ個の受信パスを有し、デバイス２００は、Ｍ個の送信パスおよびＭ個の受信パスを有する。デバイス１００の各送信パスに関連して、アンテナ１１０（１）から１１０（Ｎ）の対応する１つを介する送信のためにデジタルベースバンド信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）１１５（１）から１１５（Ｎ）がある。デバイス１００の各受信パスに関連して、アナログ受信信号をデジタルベースバンド信号に変換するアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１３０（１）から１３０（Ｎ）がある。同様に、デバイス２００に、各送信パス内のＤＡＣ  ２２０（１）から２２０（Ｍ）と、各受信パス内のＡＤＣ  ２３０（１）から２３０（Ｍ）がある。さらに、デバイス１００は、モデム１４０を有し、デバイス２００は、モデム２４０を有する。モデム１４０および２４０は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）内のデジタルロジックゲートによって実施できるプロセッサである。
【００１３】
ネットワーク端末のグループが搬送波検知多重アクセス方式（ＣＳＭＡ）を使用して同一搬送波周波数でデータを交換する、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｘ無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）などの室内無線通信システムについて、２つの端末の間のチャネル応答は、実際に対称であるが、アンテナアレイの間でのみ対称である。例えば、第１デバイス１００の第１送信パスのＤＡＣ  １１５（１）とアンテナ１１０（１）の間の振幅応答および位相応答は、一般に、同一のデバイス１００の第１受信パスのアンテナ１１０（１）とＡＤＣ  １３０（１）の間の振幅応答および位相応答と異なる。さらに、第１デバイス１００の第２送信パスのＤＡＣ  １１５（２）とアンテナ１１０（２）の間の振幅応答および位相応答は、第２デバイス２００の第１送信パスのＤＡＣ  ２２０（１）とアンテナ２１０（１）の間の振幅応答および位相応答と異なる。チャネル対称性に頼るＭＩＭＯ無線アルゴリズムを活用するためには、ＭＩＭＯ無線アルゴリズム計算が適用されるベースバンドでのチャネル応答を対称にする必要がある。したがって、チャネルの非デジタル部分全体（例えば、ＤＡＣ入力から送信器パスを介して受信器パスのＡＤＣ出力まで）の振幅応答および位相応答の影響を考慮に入れなければならず、これには、各ＤＡＣと対応するアンテナの間の送信器コンポーネントの振幅応答および位相応答と、アンテナと対応するＡＤＣとの間の受信器コンポーネントの振幅応答および位相応答が含まれる。
【００１４】
振幅不一致および位相不一致があると、モデム１４０および２４０のロジックが見るチャネル応答行列は、次のように変更される。
【００１５】
デバイス１００からデバイス２００へ：Ｌ１＝Ｂ２ＨＡ１
デバイス２００からデバイス１００へ：Ｌ２＝Ｂ１ＨＴＡ２
ここで、Ａ１およびＡ２は、それぞれデバイス１００および２００の送信器によって引き起こされる位相アンバランスおよび振幅アンバランスを表す対角行列であり、Ｂ１およびＢ２は、それぞれデバイス１００および２００の受信器によって引き起こされる位相アンバランスおよび振幅アンバランスを表す対角行列である。
【００１６】
Ａ１＝ｄｉａｇ（α１１ｅｊφ１１，．．．，α１Ｎｅｊθ１Ｎ）
Ａ２＝ｄｉａｇ（α２１ｅｊφ２１，．．．，α２Ｍｅｊθ２Ｍ）
Ｂ１＝ｄｉａｇ（β１１ｅｊφ１１，．．．，β１Ｎｅｊθ１Ｎ）
Ｂ２＝ｄｉａｇ（β２１ｅｊφ２１，．．．，β２Ｍｅｊθ２Ｍ）
各デバイスの送信パスおよび受信パスの位相および振幅の影響は、対角行列Ａ１、Ａ２、およびＢ１、Ｂ２の対応する値によって表される。
【００１７】
上述の同時係属の特許出願で開示されたＭＩＭＯ無線アルゴリズムのｎ回目の反復の送信重みは、
ＷＴ，ＡＰ，ｎ＝γｎ（Ｌ２＊Ｌ１）ｎＷＴ，ＡＰ，０
ＷＴ，ＳＴＡ，ｎ＝ρｎＬ１＊（Ｌ２Ｌ１＊）ｎＷ＊Ｔ，ＡＰ，０
である。ここで、γｎおよびρｎは、送信電力を１に正規化するのに使用されるスケール係数である。重みが、べきの繰り返し（power iteration）を介して、それぞれＬ２＊Ｌ１およびＬ１＊Ｌ２の優級数固有ベクトル(dominant eigenvectors)に収束することを示すことができる。
【００１８】
図２を参照すると、位相オフセットのソースを説明するために、デバイス１００（Ｎ個のアンテナを有する）がより詳細に示されている。複数の無線通信機があり、各無線通信機は、複数のアンテナ１１０（１）から１１０（Ｎ）の対応する１つに関連する。各無線通信機に、複数のアンテナ中の対応する１つに関連する送信器１２０（ｉ）および受信器１３５（ｉ）がある（ｉ＝１〜Ｎ）。送信器１２０（ｉ）は、関連するＤＡＣ  １１５（ｉ）によって供給されるベースバンド信号を、対応するアンテナ１１０（ｉ）による送信のための無線周波数信号に高い周波数に変換する。受信器１３５（ｉ）は、対応するアンテナ１１０（ｉ）によって検出された無線周波数信号を低い周波数に変換する。この複数の無線通信機を、ＭＩＭＯ無線と称する場合がある。
【００１９】
各送信器１２０（ｉ）および各受信器１３５（ｉ）に含まれるコンポーネントは、使用される無線アーキテクチャのタイプ、例えば、スーパーヘテロダインまたはダイレクトコンバージョンに大きく依存する可能性がある。図２には、例のみとして、ダイレクトコンバージョンアーキテクチャで見られるコンポーネントが示されているが、本明細書に記載の較正技法の概念を、すべてのタイプの無線アーキテクチャに適用できることを理解されたい。例えば、図２に、各送信器１２０（ｉ）に、アップコンバータミキサ１５０（ｉ）、電力増幅器１６５（ｉ）、および他の雑コンポーネントが含まれることが示されている。各受信器１３５（ｉ）に、例えば、とりわけ、低雑音増幅器１６７（ｉ）およびダウンコンバータミキサ１５５（ｉ）が含まれる。各アンテナ１１０（ｉ）に関連するスイッチ１３７（ｉ）が、送信器１２０（ｉ）または受信器１３５（ｉ）のどちらがアンテナ１１０（ｉ）に接続されるかを選択する。ベースバンド側では、ＤＡＣ  １１５（ｉ）と送信器１２０（ｉ）のＲＦ部分の間の送信器パスに低域フィルタ１２５（ｉ）があり、ＡＤＣ  １３０（ｉ）と受信器１３５（ｉ）の間の受信器パスに低域フィルタ１２７（ｉ）がある。
【００２０】
図２からわかるように、複数の送信器および複数の受信器を、単一の半導体集積回路（ＩＣ）上で実施することができる。完全に集積されたＭＩＭＯ無線が、同時係属の本出願の譲受人に譲渡された、２００２年１０月１１日出願の米国特許出願第１０／０６５３８８号明細書で開示されており、この明細書は、参照によってその全体を本明細書に組み込まれる。したがって、ＭＩＭＯ無線は、複数の別々の無線通信機からなるものとするか、複数の無線通信機が実装される単一のＩＣからなるものとすることができる。
【００２１】
位相オフセットのソースφ１Ｔｘ、φ１ＲｘからφＮＴｘ、φＮＲｘに、各パスのミキサ１５０（ｉ）および１５５（ｉ）のローカル発振器位相の差、および他の無線コンポーネントの間の小さい群遅延の差を含めることができる。位相オフセットは、プロセス、電圧、および温度に関して変化する可能性がある。無線周波数（ＲＦ）コンポーネントの間の群遅延の差τＲＦＴｘ（１）、τＲＦＲｘ（１）からτＲＦＴｘ（Ｎ）、τＲＦＲｘ（Ｎ）は、１０ピコ秒程度であり、これは、動作の全帯域にまたがって非常にゆっくり変化する位相オフセットを引き起こす。例えば、５０ピコ秒の群遅延オフセットは、５．１５ＧＨｚで９２．７°、５．３５ＧＨｚで９６．３°の位相オフセットを引き起こす。したがって、このタイプのオフセットは、動作の帯域ごとに１つの周波数で補正することができる。スーパーヘテロダイン無線アーキテクチャの中間周波数（ＩＦ）コンポーネント（例えば、図２に示されていないＩＦフィルタ、ＡＧＣ増幅器）の間の群遅延の差は、ＲＦ群遅延オフセットより１桁または２桁大きい可能性があり、これによって、帯域にまたがって非常に急速に変化する位相オフセットが引き起こされる。したがって、ＩＦコンポーネントを使用する設計について、各無線チャネルでの補正が必要になる可能性がある。ベースバンドコンポーネントの間の群遅延の差（例えば、低域フィルタ、ＡＤＣおよびＤＡＣの間のパイプライン待ち時間の差）τＢＢＴｘ（１）、τＢＢＲｘ（１）からτＢＢＴｘ（Ｎ）、τＢＢＲｘ（Ｎ）は、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｘ信号帯域について、ナノ秒程度であり、したがって、１チャネルの帯域内でも変化する大きい位相変化を引き起こす可能性がある。
【００２２】
チャネル対称性に依存するＭＩＭＯ無線アルゴリズムの最適性能を保証する形の１つが、較正後のチャネル対称性を保証するために各デバイスを較正することである。いくつかの場合に、これに、位相オフセットおよび振幅オフセットの補正が含まれ、他の場合に、位相オフセットだけの補正が含まれる。例えば、シミュレーションによって、前述の同時係属の本出願の譲受人に譲渡された特許出願で開示された等電力ＭＩＭＯ無線アルゴリズムが、非等電力ＭＩＭＯ無線アルゴリズムに対する利点を有することが示された。というのは、等電力アルゴリズムが、比較的大きい振幅オフセットに対してさえ免疫性であるからである。
【００２３】
一般に、各デバイスの送信側での補正は、送信重みに補正行列Ｃ＝ｄｉａｇ（ｃ１，．．．，ｃＮ）をかけることによって達成することができ、ここで、ｃ１＝γ１ｅｘｐ（ｊχ１），．．．，ｃＮ＝γＮｅｘｐ（ｊχＮ）であり、γｉは、振幅補正成分、χｉは、位相補正成分である。変更されたチャネル応答行列は、Ｌ１＝Ｂ２ＨＡ１Ｃ１およびＬ２＝Ｂ１ＨＴＡ２Ｃ２になる。
【００２４】
リンクのチャネル対称性を保証する十分条件は、
Ｂ１＝Ａ１Ｃ１かつＢ２＝Ａ２Ｃ２                                      （１）
である。この条件によって、対称チャネルが保証される。というのは、
Ｌ２Ｔ＝（Ｂ１ＨＴＡ２Ｃ２）Ｔ＝Ｂ２ＴＨＡ１ＴＣ１Ｔ＝Ｂ２ＨＡ１Ｃ１＝Ｌ１
であるからである。
【００２５】
図１を参照すると、Ｎ×Ｍ対称ＭＩＭＯ無線チャネルに関して条件（１）を記述する同等の形が、
γ１１α１１／β１１ｅｘｐ［ｊ（χ１１＋θ１１−φ１１）］＝γ１２α１２／β１２ｅｘｐ［ｊ（χ１２＋θ１２−φ１２）］＝．．．＝γ１Ｎα１Ｎ／β１Ｎｅｘｐ［ｊ（χ１Ｎ＋θ１Ｎ−φ１Ｎ）］および
γ２１α２１／β２１ｅｘｐ［ｊ（χ２１＋θ２１−φ２ｌ）］＝γ２２α２２／β２２ｅｘｐ［ｊ（χ２２＋θ２２−φ２２）］＝．．．＝γ２Ｍα２Ｍ／β２Ｍｅｘｐ［ｊ（χ２Ｍ＋θ２Ｍ−φ２Ｍ）］
である。ここで、θおよびφは、それぞれデバイス１００および２００の送信器および受信器の位相応答であり、αおよびβは、それぞれデバイス１００および２００の送信器および受信器の振幅応答である。図１で使用されている添字ｉおよびｊは、デバイスｉ（デバイス１はデバイス１００、デバイス２はデバイス２００を意味する）と、デバイスｉのｊ番目のアンテナ（または対応するアンテナパス）を示す。
【００２６】
条件（１）を記述するもう１つの同等の形が：
振幅について、
γ１１α１１／β１１＝γ１２α１２／β１２＝．．．＝γ１Ｎα１Ｎ／β１Ｎかつ
γ２１α２１／β２１＝γ２２α２２／β２２＝．．．＝γ２Ｍα２Ｍ／β２Ｍ
位相について、
［χ１１＋θ１１−φ１１］＝［χ１２＋θ１２−φ１２］＝．．．＝［χ１Ｎ＋θ１Ｎ−φ１Ｎ］かつ
［χ２１＋θ２１−φ２ｌ］＝［χ２２＋θ２２−φ２２］＝．．．＝［χ２Ｍ＋θ２Ｍ−φ２Ｍ］
である。
【００２７】
サイド１およびサイド２のそれぞれについて、この条件を指定するには、２（Ｎ−１）個および２（Ｍ−１）個の線形独立方程式が必要である
［χ１１＋θ１１−φ１１］＝［χ１２＋θ１２−φ１２］；γ１１α１１／β１１＝γ１２α１２／β１２
［χ１１＋θ１１−φ１１］＝［χ１３＋θ１３−φ１３］；γ１１α１１／β１１＝γｌ３α１３／βｌ３
．．．
［χ１１＋θ１１−φ１１］＝［χ１Ｎ＋θ１Ｎ−φ１Ｎ］；γ１１α１１／β１１＝γ１Ｎα１Ｎ／β１Ｎ；
および
［χ２１＋θ２１−φ２１］＝［χ２２＋θ２２−φ２２］；γ２１α２１／β２１＝γ２２α２２／β２２
［χ２１＋θ２１−φ２１］＝［χ２３＋θ２３−φ２３］；γ２１α２１／β２１＝γ２３α２３／β２３
．．．
［χ２１＋θ２１−φ２１］＝［χ２Ｍ＋θ２Ｍ−φ２Ｍ］；γ２ｌα２１／β２１＝γ２Ｍα２Ｍ／β２Ｍ
上の式は、リンクの１つのデバイス、例えばＮサイドについて、次のように書き直すことができる。
【００２８】
［χ１＋θ１−φ１］＝［χ２＋θ２−φ２］；γ１α１／β１＝γ２α２／β２
［χ１＋θ１−φ１］＝［χ３＋θ３−φ３］；γ１α１／β１＝γ３α３／β３
．．．
［χ１＋θ１−φ１］＝［χＮ＋θＮ−φＭ］；γ１α１／β１＝γＮαＮ／βＮ；（２ａ）
ある代数操作の後に、式（２ａ）を、同等に次のように書くことができる。
【００２９】
［χ１＋θ１＋φ２］＝［χ２＋θ２＋φ１］；γ１α１β２＝γ２α２β１
［χ１＋θ１＋φ３］＝［χ３＋θ３＋φ１］；γ１α１β２＝γ３α３β１
．．．
［χ１＋θ１＋φＮ］＝［χＮ＋θＮ＋φ１］；γ１α１β２＝γＮαＮ／β１    （２ｂ）
式（２ａ）および（２ｂ）では、一般性を失わずにこの式をリンクの両側で使用できることを示すために、最初の添字が省略されている。
【００３０】
チャネル対称性を保証するために、式（２ａ）または（２ｂ）（同等である）の関係を、リンクの両方のデバイスで保たなければならない。式（２ａ）および（２ｂ）の関係を、下で説明する。まず、いくつかの基本的な用語を提供する。あるデバイスで、アンテナごとに、そのアンテナによる送信のために信号を高い周波数に変換する対応する送信器と、そのアンテナによって検出された信号を低い周波数に変換する対応する受信器がある。さらに、各アンテナは、送信方向と受信方向の両方の対応するアンテナパスを有する。送信器の入力からそれに対応するアンテナの出力までの信号パスを、そのアンテナの送信パスと呼ぶ場合がある。同様に、アンテナの入力から対応する受信器の出力までの信号パスを、そのアンテナの受信パスと呼ぶ場合がある。位相オフセット補正値および（オプションの）振幅オフセット補正値は、複数のアンテナに関連するアンテナパスごとに信号に（送信パス方向、受信パス方向、または両方向で）適用される。
【００３１】
式（２ａ）の関係を記述する形の１つが、あるデバイスで、（ａ）送信器の入力からそれに対応するアンテナの出力までの振幅応答および位相応答と、（ｂ）アンテナの入力からそれに対応する受信器の出力までの振幅応答および位相応答との間の差が、すべてのアンテナ（Ｎアンテナデバイスのｉ＝１〜Ｎ）について同一である（かつ、一定である）ことである。式（２ｂ）の関係を記述する形の１つが、あるデバイスで、すべてのアンテナ（Ｎアンテナデバイスのｉ＝２〜Ｎ）について、（ａ）あるアンテナ（例えばアンテナ１）に関連する送信器への入力から別のアンテナ（例えばアンテナｉ）に関連する受信器の出力までの振幅応答および位相応答が、（ｂ）アンテナｉに関連する送信器の入力からアンテナ１に関連する受信器の出力までの振幅応答および位相応答と等しいことである。
【００３２】
式（２ｂ）の説明は、後で説明するループバック構成を使用して、デバイスの複数の送信器および複数の受信器の間の振幅オフセットおよび位相オフセットを補正するための補正値γｉおよびχｉを計算するのに必要な測定値を入手でき、これによって、デバイスが信号を送信し、受信する時に式（２ｂ）の条件を満足できることを示唆する。繰り返すと、式（２ｂ）を満足する補正値は、同等の式（２ａ）も満足する。
【００３３】
図３に、式（２ａ）または（２ｂ）の条件を達成するために補正値（χｉおよびγｉ）が計算されるＭＩＭＯ無線１６０を有するデバイス１００を示す。モデム１４０に、較正計算ブロック１４５が含まれ、この較正計算ブロック１４５は、較正測定手順に使用される信号を生成し、測定を行い、補正値を算出し、保管する。モデム１４０は、補正ブロック１４７も有し、この補正ブロック１４７は、ベースバンド送信信号または送信重み、ベースバンド受信信号、あるいはベースバンド送信信号とベースバンド受信信号の両方に補正値を適用して、所望の正味の補正を達成する。下で説明するように、較正パラメータを生成し、これらのパラメータを適用する多数の技法がある。マイクロプロセッサなどのコントローラプロセッサ１７０が、モデム１４０に接続される信号を生成して、デバイスの最初の電源投入時におよび／または較正パラメータを更新するためにその後に周期的にもしくは時折、自己較正モードを開始することができる。別のデバイスとの対称リンクに頼る各デバイスは、類似する形で自己較正を行う。補正値を、本明細書ではアライメント値および／または較正パラメータとも称する。
【００３４】
可変利得増幅器が、受信器および／または送信器で使用される場合に、較正で、これらのコンポーネントの適用される利得設定に関する位相の変化を考慮に入れることができる。１つの技法は、受信器コンポーネントおよび送信器コンポーネントの位相対利得設定の関係を判定し、利得独立の補正値に対する修正を（テーブル内など）メモリ１６５に保管するか、その代わりに、これらの調整を、図３に示されたモデム１４０のデジタルロジックにハードコードすることである。補正値に対するこれらの利得依存調整は、工場で一度生成することができ、その後、現場でのデバイスのランタイム動作中またはランタイムモード中に、デバイスの現在の利得設定に従って、この調整を使用することができる。その代わりに、補正値の利得依存調整を、自己較正モード中または自己較正動作中に現場で計算することができる。利得独立補正値は、現場でおよび／または工場でデバイスの自己較正モード中に計算することができる。補正値に対する利得依存調整は、各利得設定で、図４および５に関して下で説明する技法を使用して（工場でまたは現場で）生成することができる。
【００３５】
較正ロジックは、通常はモデムがベースバンド信号を処理するＡＳＩＣ内のデジタルロジックゲートを用いて実施されるので、モデム１４０内に置かれる。ある種の応用例で、またはポータブル応用例もしくは組み込み応用例のマイクロプロセッサ機能の進歩に伴って、較正ロジックを、プロセッサ可読メモリ媒体に保管されるかエンコードされ、プロセッサ１７０（モデムロジックも実行する）によって実行されるソフトウェアで実施することができることを理解されたい。
【００３６】
較正セッションを実行した後に、補正値は、ベースバンド送信信号および／またはベースバンド受信信号を処理して式（２ａ）または（２ｂ）の条件を達成する時に使用される。この条件に較正された第１デバイスが、同様に較正された第２デバイスと通信する時に、第１デバイスの送信パスのデジタル入力（ＤＡＣ入力）と第２デバイスの受信パスのデジタル出力（ＡＤＣ出力）の間のチャネル応答は、第２デバイスの送信パスのデジタル入力（ＤＡＣ入力）と第１デバイスの受信パスのデジタル出力（ＡＤＣ出力）の間のチャネル応答と対称である。したがって、この２つのデバイスの間のベースバンド信号処理レベルでのチャネル応答は、対称であり、これは、チャネル対称性に依存するＭＩＭＯ無線アルゴリズムに望ましい。
【００３７】
比較的大きい群遅延オフセット（通常は、ベースバンド送信器コンポーネントおよび／またはベースバンド受信器コンポーネントによって引き起こされる）について、送信器パスの間の位相不一致は、送信器信号の帯域幅の中で変化し、したがって、周波数に伴って変化する位相アライメントを必要とする。図５に示され、後で説明するように、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムなどの複数搬送波変調システムでは、これを、送信器、受信器、またはその両方のＯＦＤＭ副搬送波ごとに異なる位相アライメント行列Ｃ（ｋ）を使用することによって達成することができる。図４に示され、後で説明するもう１つの手法は、（１）送信器、受信器、またはその両方でのオールパスフィルタ（ａｌｌ  ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）（例えばリサンプラ）および（２）ブロードバンド位相オフセットを補償するための周波数非選択的位相補正値（単一周波数独立補正行列）を使用することによって各送信器パスの群遅延をアラインすることである。リサンプラは、例えばファロータイプリサンプラプロセスとすることができる。
【００３８】
図４に移ると、振幅オフセットおよび位相オフセットの補正が行われる、ＭＩＭＯ無線通信が可能なＮアンテナデバイス（図３に示されたデバイス１００など）の関連部分が示されている。図４の手法は、単一搬送波変調システムまたは複数搬送波変調システムに有用である。モデム１４０は、較正計算ブロック１４５および補正ブロック１４７を含むものとして図示されている。補正ブロック１４７に、オールパスフィルタ１８０（１）から１８０（Ｎ）および乗算器１９０（１）から１９０（Ｎ）が含まれる。乗算器１９０（１）から１９０（Ｎ）は、単一の（周波数選択的でない）補正行列Ｃ＝ｄｉａｇ（ｃ１，．．．，ｃＮ）の対応する要素を適用し、ここで、ｃｉは、位相オフセットおよび振幅オフセットを補償するために、γｉｅｘｐ（ｊχｉ）と定義される。位相補正値の成分χｉを、下で詳細に説明する。
【００３９】
図４に示された手法は、モデムの受信器部分でベースバンド群遅延アライメントを実行する。この手法は、オールパスフィルタ（例えばリサンプラ）が、データタイミング回復のためにほとんどの受信器モデムアーキテクチャで既に必要なので、ゲート数の展望から魅力的であり、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂなどの単一搬送波システムに有用である可能性があるが、ＯＦＤＭシステムなどの複数搬送波システムにも魅力的である可能性がある。図６に関して後で説明するように、オールパスフィルタおよび乗算器を実施するデジタルロジックゲートを、送信器パス内、受信器パス内、またはこの両方に設けて、振幅オフセットおよび位相オフセットを補正することができる。
【００４０】
乗算器１９０（１）から１９０（Ｎ）は、アップコンバージョンおよび送信の前にベースバンド送信信号に送信重みｗＴを適用するのに使用されるものと同一の乗算器とすることができる。この場合に、送信重みｗＴ（複素数）は、対角行列Ｃの対応する要素ｃｉをかけられる。
【００４１】
図４に示されたＮアンテナデバイスの較正パラメータを生成する手順は、次の通りである。較正計算ブロック１４５に、この較正手順を実行し、オールパスフィルタ１８０（１）から１８０（Ｎ）および乗算器１９０（１）から１９０（Ｎ）の較正パラメータを生成するロジックが含まれる。
【００４２】
ステップ１。周波数合成器１９５が、注目する無線周波数帯域内の周知の周波数チャネルに同調される。モデムは、送信器１２０（１）を介しアンテナ１１０（１）を介する送信のためにアンテナ１１０（１）（アンテナパス１）に関連するＤＡＣ  １１５（１）に連結されたベースバンド連続波（ＣＷ）トーンｅ２πｊφｋｔを生成し、ケーブルまたは無線リンクのいずれかを使用して、アンテナパス１の送信ＲＦ出力が、アンテナ１１０（２）のＲＦ入力（アンテナパス２）にループバックされる。アンテナパス１のＤＡＣ  １１５（１）への入力の信号とアンテナパス２のＡＤＣ  １３０（２）の出力の信号との間の第１位相差が、複数の周波数（例えば、ｆｋ＝｛−３ｆｓ／８，−ｆｓ／８，ｆｓ／８，３ｆｓ／８｝、ただしｆｓ＝シンボルレート）で測定される。一般に、測定は、ベースバンド信号の帯域幅に実質的におよぶ周波数で行われる。第１位相差Ψ１２（ｋ）＝［θ１（ｋ）＋φ２（ｋ）＋φａｎｔ（１，２）］であり、θ１（ｋ）およびφ２（ｋ）は、それぞれ送信器１２０（１）および受信器１３５（２）を介する、周波数ｆｋでの位相シフトを表し、φａｎｔ（１，２）は、アンテナ１１０（１）とアンテナ１１０（２）の間の無線接続またはケーブル接続の位相シフトを表す。さらに、ＡＤＣ  １３０（２）の出力の信号の第１振幅γ１２（ｋ）が、各周波数ｆｋで測定される。
【００４３】
ステップ２。送信器としてアンテナパス２、受信器としてアンテナパス１を使用してステップ１を繰り返して、第２位相差Ψ２１（ｋ）＝［θ２（ｋ）＋φ１（ｋ）＋φａｎｔ（１，２）］を測定し、周波数ｆｋのそれぞれで、ＡＤＣ  １３０（１）の出力の信号の第２振幅γ２１（ｋ）を測定する。
【００４４】
上のステップ１および２で、あるアンテナパスから別のアンテナパスに（ケーブルまたは無線を介して）送信される信号は、受信される前に十分な減衰を受けないので、受信信号が受信パス内のミキサおよび他のコンポーネントに損傷を与えないように、受信パス内の（低雑音）増幅器をオフにするか、その利得設定を下げる（低下させる）ことができる。
【００４５】
ステップ３。アンテナパス１とアンテナパス２の間の帯域内群遅延オフセットまたは帯域内群遅延不一致を、周波数ｆｋにまたがって、式
δτ２＝−（１／２π）＊点｛（ｆｋ，Ψ１２（ｋ）−Ψ２１（ｋ））｝を通る最もよくあてはまる直線の傾き
を使用して推定する。
【００４６】
ステップ４。アンテナパス１とアンテナパス２の間のブロードバンド位相オフセットまたはブロードバンド位相不一致を、周波数ｆｋにまたがって、式
δθ２＝点｛（ｆｋ，φ１２（ｋ）−Ψ２１（ｋ））｝を通る最もよくあてはまる直線のｙ切片
を使用して推定する。
【００４７】
振幅不一致γ２は、周波数ｆｋにまたがる第１測定振幅と第２測定振幅の比の平均値すなわち、｛（ｆｋ，γ１２（ｋ）／γ２１（ｋ））｝から推定される。
【００４８】
ステップ５。ｉ＝３，．．．，Ｎについて、アンテナパス１とアンテナパスｉの間でステップ１〜４を繰り返して、周波数ｆｋにまたがって点｛（ｆｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝から群遅延オフセットδτｉおよびブロードバンド位相オフセットδθｉを計算し、｛（ｆｋ，γ１ｉ（ｋ）／γｉ１（ｋ））｝から振幅オフセットγｉを計算する。δτ１，．．．，δτＮ、δθ１，．．．，δθＮ、およびγ１，．．．，γＮの値を、較正パラメータまたは補正値として保管するが、第１アンテナに関連するアンテナパスに関して、群遅延オフセットδτ１＝０、ブロードバンド位相オフセットδθ１＝０、振幅オフセットγ１＝１である。δτｉの単位は、適当なサンプリングレートでのサンプルである。
【００４９】
ステップ６。トランシーバパスの間の帯域内群遅延不一致は、図４に示されているように、オールパスフィルタｉ（ｉ＝１，．．．，Ｎ）を使用して受信パスｉのδτｉサンプルの群遅延を作成することによって、通常動作中に補正することができる。δτｉ＞０は、遅れを暗示し、δτｉ＜０は、進みを暗示する。トランシーバパスの間のブロードバンド位相オフセット（およびオプションの振幅オフセット）は、送信重みまたはベースバンド送信信号に対角アライメント行列Ｃをかけることによって除去することができ、ここで、
ｃ１＝１
ｃ２＝γ２ｅｘｐ（ｊδθ２）
ｃ３＝γ３ｅｘｐ（ｊδθ３）
．．．
ｃＮ＝γＮｅｘｐ（ｊδθＮ）
である。振幅オフセット補正が実行されない場合には、すべてのｉについてγｉ＝１である。
【００５０】
ステップ７。必要な場合に、ＲＦ帯域内の複数のチャネルについてステップ１〜６を繰り返して、ゆっくり変化する位相オフセットを考慮に入れることができる。アンテナおよび／または接続ケーブルを介する位相シフトは、どの計算の結果にも影響しない。各チャネルの補正値を保管することができ、あるいは、チャネル独立補正値のセットおよび較正パラメータのチャネル独立セットに対するチャネル依存調整を、チャネルごとに保管することができる。
【００５１】
図４の処理を、周波数ｆｋでの複数のトーンではなく、複数搬送波変調信号、例えばＯＦＤＭ信号を使用することによって変更することができる。さらに、上で説明した手順を、ＯＦＤＭなどの複数搬送波変調方式に一般化し、または拡張することができ、その場合に、単一搬送波ベースバンド信号の帯域幅にまたがる周波数ｆｋで位相差測定を行うのではなく、測定は、上で説明した線形分析（傾斜およびｙ切片の計算）を実行するのに十分な、複数搬送波ベースバンド信号の複数の副搬送波ｋ（必ずしもすべての副搬送波ｋではない）で行われる。
【００５２】
要約すると、オフセット値が、アンテナｉ＝１〜Ｎに対応するアンテナパスについて計算され、対応するブロードバンド位相オフセット値δθｉおよび対応する帯域内群遅延値δτｉが、ベースバンド信号の帯域幅にまたがって周波数ｆｋから導出される数列｛Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ）｝から推定され、Ψ１ｉ（ｋ）は、第１アンテナに関連する送信器への入力とアンテナｉに関連する受信器の出力との間の周波数ｆｋでの位相差（第１位相差とも称する）であり、Ψｉ１（ｋ）は、アンテナｉに関連する送信器の入力と第１アンテナに関連する受信器の出力の間の周波数ｆｋでの位相差（第２位相差とも称する）であり、δθ１＝０＝δτ１である。対応する振幅オフセットγｉは、上で述べた振幅比から計算される。
【００５３】
図４に関して上で説明した較正計算ブロックによって計算される位相（およびオプションの振幅）オフセットを使用することによって、モデム１４０内の補正ブロック１４７は、複数の送信器および複数の受信器の間の位相差（およびオプションの振幅の差）を補正する対応する補正値を用いて、複数のベースバンド送信信号（または送信重み）および／または複数のベースバンド受信信号を処理し（例えば乗算し）、信号が複数の送信器によって送信され、かつ／または信号が複数の受信器によって受信される時に、（１）送信器の入力からそれに対応するアンテナまでの位相応答と（２）そのアンテナの入力からそれに対応する受信器までの位相応答との間の差が、複数のアンテナのそれぞれについて同一（すなわち、すべてのアンテナパスについて一定）になるようにする。
【００５４】
具体的に言うと、（ブロードバンド）位相オフセットを補正する時に、モデム１４０は、ｉ＝１〜Ｎについて、アンテナに関連するアンテナパスについて計算されたブロードバンド位相オフセットと等しい正味位相オフセットを達成する対応するブロードバンド位相オフセット補正値を用いて複数のベースバンド送信信号および／または複数のベースバンド受信信号を処理する。同様に、振幅オフセットを補正する時に、モデム１４０は（補正ブロック１４７を使用して）、対応するアンテナｉ＝１〜Ｎに関連するアンテナパスについて計算された振幅オフセットと等しい正味振幅オフセット補正を達成する対応する振幅補正値を用いて複数のベースバンド送信信号および／または複数のベースバンド受信信号を処理する。さらに、帯域内位相オフセットを補正する時に、モデム１４０は、対応するアンテナｉ＝１〜Ｎのアンテナパスについて計算された群遅延オフセットと等しい正味群遅延オフセット補正を達成する対応する群遅延補正値を用いて複数のベースバンド送信信号および／または複数のベースバンド受信信号を処理する。
【００５５】
図５に、ＯＦＤＭなどの複数搬送波変調方式に適する手法を示す。補正ブロック１４７に、送信アライメント行列または送信補正行列Ｃｋを適用して、各ＯＦＤＭ副搬送波ｋの位相オフセットを除去し、オプションとして振幅オフセットを除去する複数の乗算器１９７（１）から１９７（Ｎ）が含まれる。乗算器１９７（１）から１９７（Ｎ）は、送信されるベースバンド送信信号に送信重みｗＴｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を適用するのに使用されるものと同一の乗算器とすることができる。送信アライメント行列Ｃｋを生成する技法は、次の通りである。
【００５６】
ステップ１。周波数合成器１９５が、注目する無線周波数帯域内の周知の周波数チャネルに同調される。ベースバンドＯＦＤＭ信号が、周知のＢＰＳＫ変調パターンを使用してアンテナパス１内のＤＡＣ  １１５（１）を介して送信され、ケーブル接続または無線接続を使用して、その信号が、アンテナパス１のアンテナ１１０（１）からアンテナパス２のアンテナ１１０（２）のＲＦ入力にループバックされる。アンテナパスのＤＡＣ  １１５（１）の入力とアンテナパス２のＡＤＣ  １３０（２）の出力の間で、各ＯＦＤＭ副搬送波で第１位相差が測定される。第１位相差Ψ１２（ｋ）＝［θ１（ｋ）＋φ２（ｋ）＋φａｎｔ（１，２）］であり、θ１（ｋ）およびφ２（ｋ）は、それぞれアンテナパス１の送信器およびアンテナパス２の受信器を介する、ｋ番目のＯＦＤＭ副搬送波での位相シフトを表し、φａｎｔ（１，２）は、アンテナ１１０（１）とアンテナ１１０（２）の間の無線接続またはケーブル接続の位相シフトを表し、これは、両方向で同一である。さらに、ＡＤＣ  １３０（２）の出力の信号の第１振幅γ１２（ｋ）が測定される。
【００５７】
ステップ２。送信器としてアンテナパス２、受信器としてアンテナパス１を使用してステップ１を繰り返して、第２位相差Ψ２１（ｋ）＝［θ２（ｋ）＋φ１（ｋ）＋φａｎｔ（１，２）］を測定し、ＡＤＣ  １３０（１）の出力の信号の第２振幅γ２（ｋ）を測定する。
【００５８】
ステップ３。アンテナパス１とｉ（ｉ＝３〜Ｎ）の間でステップ１および２を繰り返して、第１位相差Ψ１ｉ（ｋ）および第２位相差Ψｉ１（ｋ）ならびに第１振幅γｉ１（ｋ）および第２振幅γ１ｉ（ｋ）を測定する。
【００５９】
ステップ４。対角位相アライメント行列または対角位相補正行列Ｃ（ｋ）を、次のように計算する。
【００６０】
ｃ１（ｋ）＝１
ｃ２（ｋ）＝γ２（ｋ）ｅｘｐ（ｊ［Ψ１２（ｋ）−Ψ２１（ｋ）］）＝γ２（ｋ）ｅｘｐ（ｊ（［θ１（ｋ）＋φ２（ｋ）−［θ２（ｋ）＋φ１（ｋ）］））
ｃ３（ｋ）＝γ３（ｋ）ｅｘｐ（ｊ［Ψ１３（ｋ）−Ψ３１（ｋ）］）＝γ３（ｋ）ｅｘｐ（ｊ（［θ１（ｋ）＋φ３（ｋ）］−［θ３（ｋ）＋φ１（ｋ）］））
．．．
ｃＮ（ｋ）＝γＮ（ｋ）ｅｘｐ（ｊ［Ψ１Ｎ（ｋ）−ΨＮ１（ｋ）］）＝γＮ（ｋ）ｅｘｐ（ｊ（［θ１（ｋ）＋φＮ（ｋ）］−［θＮ（ｋ）＋φ１（ｋ）］））
ここで、γｉ（ｋ）は、第１振幅と第２振幅の比すなわち（γ１ｉ（ｋ）／γｉ１（ｋ））から計算され、γ１＝１である。行列Ｃ（ｋ）の値は、較正パラメータとして保管される。このＣ（ｋ）の選択は、すべてのｋについて対称条件（３）を満足する。トランシーバパスの間の位相オフセットおよびオプションの振幅オフセットは、副搬送波ｋのデータシンボルに対角アライメント行列Ｃ（ｋ）をかけることによって、各副搬送波で除去することができる。したがって、図５に具体的に示されてはいないが、乗算器１９７（ｉ）に、副搬送波ｋのすべてでｃｉ（ｋ）の乗算を実行するために乗算器のアレイが含まれる。
【００６１】
ステップ５。必要な場合に、ＲＦ帯域内の複数のチャネルでステップ１〜４を繰り返して、ゆっくり変化する位相オフセットを考慮することができる。アンテナおよび／または接続ケーブルを介する位相シフトは、この計算のどれの結果にも影響しない。
【００６２】
要約すると、ｉ＝２〜Ｎについて、対角オフセット行列Ｃ（ｋ）が、値ｃｉ（ｋ）からなる副搬送波ｋのそれぞれについて計算され、ｃｉ（ｋ）＝γｉ（ｋ）ｅｘｐ（ｊ［Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ）］）であり、Ｎは、アンテナの数であり、Ψ１ｉ（ｋ）は、副搬送波ｋでの第１アンテナに関連する送信器の入力とアンテナｉに関連する受信器の出力の間の位相差（第１位相差とも称する）であり、Ψｉ１（ｋ）は、副搬送波ｋでのアンテナｉに関連する送信器の入力と第１アンテナに関連する受信器の出力の間の位相差（第２位相差とも称する）であり、γｉ（ｋ）＝（γ１ｉ（ｋ）／γｉ１（ｋ））であり、ｃ１（ｋ）＝１である。ベースバンド信号を処理する時に、モデム１４０は、ｉ＝２〜Ｎについて、行列ｄｉａｇ［ｃ１（ｋ），ｃ２（ｋ），．．．，ｃＮ（ｋ）］と等しい正味の位相オフセット補正を達成する各副搬送波ｋの位相オフセット補正値を用いて複数のベースバンド送信信号および／または複数のベースバンド受信信号を処理し、ここで、ｃｉ（ｋ）＝ｅｘｐ（ｊ［Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ）］）であり、Ψ１ｉ（ｋ）は、第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、第２位相差であり、ｃ１（ｋ）＝１である。
【００６３】
その例を後で説明するいくつかの状況で、複数搬送波システムについて、周波数選択的補正行列または周波数依存補正行列を生成する必要がない場合がある。単一の周波数非選択的（周波数独立）補正行列が、ブロードバンド位相シフトの補正に十分である場合がある。この場合に、各アンテナパスの各副搬送波ｋで位相シフトオフセット補正値を算出するのではなく、アンテナパスごとの単一のオフセット補正値が、複数の副搬送波ｋに関連する点｛（副搬送波ｋ，Ψ１ｉ（ｋ）−Ψｉ１（ｋ））｝を通るあてはめられる直線のｙ切片から計算され、ここで、Ψ１ｉ（ｋ）は、副搬送波ｋで測定される第１位相差であり、Ψｉ１（ｋ）は、周波数副搬送波ｋで測定される第２位相差であり、第１アンテナに関連するアンテナパスの位相オフセットは、０である。同様に、振幅オフセットについて、各アンテナの各副搬送波ｋで振幅オフセットを計算するのではなく、単一の振幅オフセットが、複数の副搬送波ｋにまたがって、第１振幅と第２振幅の間の比の平均値からアンテナごとに計算される。位相差測定は、複数の副搬送波ｋのそれぞれで行う必要はなく、上で説明した線形分析（ｙ切片）を実行するのに十分な回数だけ行われる。この手順は、上で図４に関して説明した手順に非常に似たものになる。
【００６４】
本明細書で説明する較正技法の利点は、外部機器を必要としないことである。この技法は、デバイスが自己較正を実行できるようにするために、デバイス内の組み込みロジックによって実行することができる。
【００６５】
その一方で、本明細書に記載の技法は、望まれる場合に、研究所または実験の状況でＤＳＰロジックの代わりにアンテナループバックパスの間の位相オフセットおよび振幅オフセットをＲＦテスト機器を使用して測定することによって行うことができる。テスト機器が使用される時に、基準信号（ＣＷまたはＯＦＤＭのいずれか）が、無線受信器に注入され、その信号が、ベースバンドでループバックされて、テスト機器を使用してＲＦで位相差が測定される。
【００６６】
図６を参照すると、オフセット補正値を、モデムの送信パス、受信パス、またはその両方で適用することができる。例えば、オフセットｃ１からｃＮが、図４または５に関して上で説明したように計算される時に、補正を、乗算器１９１（ｉ）を用いて受信器パスで行うことができ、この場合に、ｃｉ’はｃｉの逆数であり、あるいは、振幅補正が実行されない場合に、ｃｉ’は、ｃｉの共役である。代替案では、アンテナパス内の累算補正または正味の補正が、そのアンテナパスについて計算された対応するオフセットｃｉと等しくなるように、補正を送信パスと受信パスの両方で行うことができる。同様に、送信オールパスフィルタ１８１（ｉ）（例えばリサンプラ）を、受信オールパスフィルタの代わりに使用することができ、この場合に、値δτｉが、図４に関して上で説明したように計算され、δτｉ’は、δτｉの逆数（進みではなく遅れ、または遅れではなく進み）である。あるいは、アンテナパス内の累算補正または正味の補正が、そのパスについて計算された対応する群遅延オフセットδτｉと等しくなるように、オールパスフィルタを受信パスおよび送信パスで使用することができる。図６に示された受信ベースバンドパスおよび送信ベースバンドパスのそれぞれの乗算器およびオールパスフィルタのシーケンスは、制限的ではなく、切り替えることができる。
【００６７】
ＭＩＭＯトランシーバ内の群遅延不一致のすべてのソースのうちで、ベースバンドコンポーネント間の群遅延差が、最も問題である。というのは、これが、送信される信号の帯域幅内で変化する比較的大きい周波数依存位相差を引き起こすからである。ベースバンド遅延差の影響を除去する形の１つが、各アンテナパスの送信器と受信器の間で同一の低域フィルタ（ＬＰＦ）を共用することである。これは、シリコン面積の節約という明白な追加の利点を有する。
【００６８】
図２を参照すると、送信器１から受信器ｉへのパスの群遅延は、
τＢＢＴＸ（１）＋τＲＦＴＸ（１）＋τａｎｔ（ｉ）＋τＲＦＲＸ（ｉ）＋τＢＢＲＸ（ｉ）
であり、送信器ｉから受信器１へのパスの群遅延は、
τＢＢＴＸ（ｉ）＋τＲＦＴＸ（ｉ）＋τａｎｔ（ｉ）＋τＲＦＲＸ（１）＋τＢＢＲＸ（１）
である。同一のフィルタが、各パスの送信と受信について共用される場合に、τＢＢＴＸ（１）＝τＢＢＲＸ（１）、τＢＢＴＸ（ｉ）＝τＢＢＲＸ（ｉ）であり、この２つのパスの間の群遅延の差は、τＲＦＴＸ（１）＋τＲＦＲＸ（ｉ）−（τＲＦＴＸ（ｉ）＋τＲＦＲＸ（１））であり、これはＲＦ成分だけに依存する。対称条件（式１および２）は、これらのパスの間の位相オフセットだけに依存するので、上の分析から、共用ＬＰＦが使用される場合に、チャネル対称性は、ＬＰＦの群遅延不確実性に関わりなく成り立つ。図７に、フィルタ共有の例を示すが、この例では、各無線通信機のＬＰＦへの入力として、送信パスのＤＡＣの出力または受信パスのダウンコンバータの出力のいずれかを選択するスイッチ１２８（１）から１２８（Ｎ）が設けられる。
【００６９】
これらの観察は、無線通信機設計が送信動作および受信動作にＬＰＦを共用する場合に、ベースバンド群遅延不一致を補償する必要がないことを暗示する。この場合に、単一の周波数非選択的（周波数独立）送信位相アライメント行列だけが、ＯＦＤＭ方式に必要であり、オールパス群遅延アライメントは、ＯＦＤＭまたは単一搬送波方式について不要である。
【００７０】
もう１つの観察が、パイプライン化遅延が送信パスと受信パスの間の比較的大きい群遅延差を引き起こす可能性がある場合の、ＡＤＣとＤＡＣの遅延寄与についてあてはまる。各送信−受信ループバックパスの総群遅延は、ＤＡＣ群遅延とＡＤＣ群遅延の合計なので、これらの遅延の合計は、すべてのループバックパスについて同一であり、したがって、これらのコンポーネントの間の群遅延の差に関わりなく、対称条件が成り立つ（すべてのＤＡＣおよびＡＤＣが同一の群遅延を有すると仮定して（通常はそうである））。
【００７１】
シミュレーションを実行して、チャネル対称性に頼るＭＩＭＯ無線アルゴリズムの位相オフセットおよび振幅オフセットの影響（補正されない時の）を判定した。このシミュレーションでは、一方のデバイスの４つのアンテナと他方のデバイスの２つのアンテナの間で２００個のランダムチャネルを使用した。
【００７２】
チャネルＨのそれぞれについて、ランダム不一致行列Ａ１、Ｂ１、Ａ２、Ｂ２を生成し、リンクマージンの損失を計算した。振幅不一致と位相不一致の両方が、送信行列Ａ１およびＡ２に使用された。受信器の振幅誤差は、たぶんあるタイプの無線通信機キテクチャに関係しないので、受信行列Ｂ１およびＢ２には、ランダム位相不一致だけを使用した。振幅不一致２０ｌｏｇ（α）を、標準偏差σα  ｄＢを有する正規分布を使用して生成した。位相不一致θおよびφは、−Ｕθ／２°とＵθ／２°の間で均一に分布する。｛１，２，３，６｝ｄＢのσαの値ごとに、および｛１０，２０，４５，９０，１８０｝°のＵθの値ごとに、１組の不一致行列を生成した。合計２０組の４つのランダム不一致行列を、ランダムチャネルごとに生成した。
【００７３】
図８に、２つのデバイスの間で使用される等電力ＣＢＦアルゴリズムのデータプロットを示すが、これは、とりわけ、等電力ＣＢＦが、不等電力ＣＢＦより位相および振幅の両方のアンバランスに相当に鈍感であることと、振幅オフセット補正が不要であることを示している。
【００７４】
要するに、複数のアンテナ中の対応するアンテナを介する同時送信のために複数のベースバンド送信信号の対応する信号を高い周波数に変換する複数の送信器と；対応する複数のベースバンド受信信号を作るために複数のアンテナ中の対応するアンテナによって検出された複数の無線信号を低い周波数に変換する複数の受信器と；複数の送信器および複数の受信器に連結されたプロセッサとを含む無線装置であって、プロセッサが、複数の送信器および複数の受信器の間の位相応答の差を補正する対応する補正値を用いて複数のベースバンド送信信号および／または複数のベースバンド受信信号を処理する、無線装置が提供される。
【００７５】
さらに、複数のアンテナ、対応する複数の受信器、および対応する複数の送信器を含む無線装置を較正する方法であって、複数の送信器および複数の受信器の位相応答を測定するステップと；複数の送信器および複数の受信器の位相応答の差を補正する複数の補正値を算出するステップとを含む方法が提供される。
【００７６】
さらに、第１無線装置と第２無線装置の間の無線通信の方法であって、第１無線装置が、複数のアンテナ、対応する複数の送信器、および対応する複数の受信器を含み、第１無線装置で、第１無線装置の複数の送信器および複数の受信器の位相応答の差を補正する対応する補正値を用いて、複数の送信されるベースバンド送信信号および／またはベースバンド受信信号を処理するステップを含む方法が提供される。
【００７７】
さらに、複数のアンテナ、対応する対応する複数の送信器、および対応する複数の受信器を有する無線装置の特性を測定する方法であって、対応する第１アンテナを介する送信のために第１送信器に信号を接続するステップと；第２アンテナに関連する受信器を用いて信号を受信するステップとを含む方法が提供される。
【００７８】
上の説明は、例のみとして意図され、いかなる形でも本発明を制限することを意図されていない。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】ＭＩＭＯ無線技法を使用して互いに通信する２つの通信デバイスを示すブロック図である。
【図２】複数の無線送信器および無線受信器の間の位相オフセットのソースを示す、デバイスのより詳細なブロック図である。
【図３】図示の位相オフセットを補正する技法を使用する通信デバイスを示す全般的なブロック図である。
【図４】単一搬送波システムまたは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システム用のオールパスフィルタおよびアライメント行列を使用するために位相オフセットおよび振幅オフセットが補正されるデバイスを示すブロック図である。
【図５】ＯＦＤＭシステム用の、アライメント行列を使用するために位相オフセットおよび振幅オフセットが補正されるデバイスを示すブロック図である。
【図６】デバイスの受信パス、送信パス、または両方のパスでオフセットの補正をどのように行うことができるかを示すブロック図である。
【図７】補正または較正を単純にするために低域フィルタを送信パスと受信パスの間でどのように共用することができるかを示すブロック図である。
【図８】補正が行われない時の、振幅オフセットおよび位相オフセットに起因するリンクマージンの平均損失を示す輪郭プロットである。
【図１】
2005538666.tif 000003
【図２】
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【図３】
2005538666.tif 000005
【図４】
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【図５】
2005538666.tif 000007
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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