(57)【要約】  デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調方法は、時系列のパルスを受け、前記パルスを変調して第１時系列の変調パルスを発生させ（６２）、第１時系列の変調パルスを復調して第１時系列の復調パルスを発生させ（６８）、第１時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第１時系列のエラーパルスを発生させ（７０）、第１時系列のエラーパルスを変調して第１時系列の変調エラーパルスを発生させ（７４）、第１時系列の変調エラーパルスと第１時系列の変調パルスとを結合して第１時系列の補償済みパルスを発生させる（７８）ステップより成る。
2005513864.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調方法であって、
時系列のパルスを受け、
前記パルスを変調して第１時系列の変調パルスを発生させ、
第１時系列の変調パルスを復調して第１時系列の復調パルスを発生させ、
第１時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第１時系列のエラーパルスを発生させ、
第１時系列のエラーパルスを変調して第１時系列の変調エラーパルスを発生させ、
第１時系列の変調エラーパルスと第１時系列の変調パルスとを結合して第１時系列の補償済みパルスを発生させるステップより成る前置補償方法。
【請求項２】
第１時系列の補償済みパルスを復調して第２時系列の復調パルスを発生させ、
第２時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第２時系列のエラーパルスを発生させ、
第２時系列のエラーパルスを変調して第２時系列の変調エラーパルスを発生させ、
第２時系列の変調エラーパルスと第１時系列の補償済みパルスとを結合して第２時系列の補償済みパルスを発生させるステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項３】
デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調方法であって、
時系列のパルスを受け、
前記パルスを変調して時系列の変調パルスを発生させ、
変調パルスを蓄積し、
非連続対の変調パルスを用いて時系列の一次エラー項を発生させ、
時系列の一次エラー項を蓄積し、
一次エラー項の各々を変調パルスのうちのうち対応するパルスから減算して第１の補償済み信号を発生させるステップより成る前置変調方法。
【請求項４】
非連続対の一次エラー項を用いて時系列の二次エラー項を発生させ、
時系列の二次エラー項を蓄積し、
二次エラー項の各々を第１の補償済み信号中の対応パルスに加算して第２の補償済み信号を発生させるステップをさらに含む請求項３の方法。
【請求項５】
デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調装置であって、
時系列のパルスを受ける入力と、
前記パルスを変調して第１時系列の変調パルスを発生させる第１の変調器と、
第１時系列の変調パルスを復調して第１時系列の復調パルスを発生させる第１の復調器と、
第１時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第１時系列のエラーパルスを発生させる第１の結合器と、
第１時系列のエラーパルスを変調して第１時系列の変調エラーパルスを発生させる第２の変調器と、
第１時系列の変調エラーパルスと第１時系列の変調パルスとを結合して第１時系列の補償済みパルスを発生させる第２の結合器とより成る前置補償装置。
【請求項６】
第１時系列の補償済みパルスを復調して第２時系列の復調パルスを発生させる第２の復調器と、
第２時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第２時系列のエラーパルスを発生させる第３の結合器と、
第２時系列のエラーパルスを変調して第２時系列の変調エラーパルスを発生させる第３の変調器と、
第２時系列の変調エラーパルスと第１時系列の補償済みパルスとを結合して第２時系列の補償済みパルスを発生させる第４の結合器とをさらに備えた請求項５の装置。
【請求項７】
デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調装置であって、
時系列のパルスを受ける入力と、
前記パルスを変調して時系列の変調パルスを発生させる第１の変調器と、
変調パルスを蓄積する第１の蓄積器と、
非連続対の変調パルスを用いて時系列の一次エラー項を発生させる第１の結合器と、
時系列の一次エラー項を蓄積する第２の蓄積器と、
一次エラー項の各々を変調パルスのうちのうち対応するパルスから減算して第１の補償済み信号を発生させる第２の結合器とより成る前置変調装置。
【請求項８】
非連続対の一次エラー項を用いて時系列の二次エラー項を発生させる第３の結合器と、
時系列の二次エラー項を蓄積する第３の蓄積器と、
二次エラー項の各々を第１の補償済み信号中の対応パルスに加算して第２の補償済み信号を発生させる第４の結合器とをさらに備えた請求項７の装置。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
本発明は、ラジオ放送に関し、さらに詳細には、ＡＭインバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）及びＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ送信機における信号処理に関する。
【０００２】
デジタル音声放送は、音声を既存のアナログ放送を超えるデジタル品質で提供するメディアである。ＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢは、デジタル信号がアナログ変調信号と共存するハイブリッドフォーマットか、または、アナログ信号をなくすことによりデジタルカバレッジの改善と障害の減少を可能にする全デジタルフォーマットの何れかにより送信可能である。ＩＢＯＣは新しいスペクトルの割り当てを必要としないが、その理由は、各ＤＡＢ信号が既存のＡＭチャンネルに割り当てられたものと同じスペクトルマスク内で同時に送信されるからである。ＩＢＯＣは、放送者がそれらの現在の聴取者ベースにデジタル品質の音声を提供しながらスペクトルの経済的利用を促進する。
【０００３】
米国特許第５，５８８，０２２号に開示されたハイブリッドＡＭ ＩＢＯＣ放送方式は、標準のＡＭ放送チャンネル内でアナログ信号とデジタル信号とを同時に放送する方式であり、第１の周波数スペクトルを有し、第１のキャリヤがアナログプログラム信号により変調された無線周波数信号を放送し、それと同時に、第１の周波数スペクトルを包み込む帯域幅内で、各々がデジタルプログラム信号の一部により変調された複数のデジタル変調キャリヤ信号を放送するステップを含む。第１群のデジタル変調キャリヤ信号は、第１の周波数スペクトル内にあり、第１のキャリヤ信号により直交変調される。第２及び第３群のデジタル変調キャリヤ信号は、第１の周波数スペクトルの外側にあり、第１のキャリヤ信号により同相及び直角位相で変調される。
【０００４】
ＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ方式では、周波数領域のサイドローブの制約とシンボルゲート及びサブキャリヤの間隔条件とが相俟って、パルスがオーバーラップする信号パルス列が生じることがある。ＡＭ伝送は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されたパルス列より成る。これらのパルスは等間隔のサブキャリヤで構成されている。デジタル化されたデータはｍビットのワードに区分され、振幅及び位相値に変換された後、それらのサブキャリヤに割り当てられる。パルスの形状は、受信機において整合フィルタリングを施されると互いに直交関係になるように選択される。このように、整合フィルタリングにより個々のサブキャリヤについて振幅及び位相情報を復元し、それにより各デジタルワードの値を復元することができる。
【０００５】
所要の直交性を確保する１つの方法は、継続時間がサブキャリヤ間隔の逆数である矩形パルスを用いることである。オーバーラップしない矩形パルスを用いると、伝送レートが最大になるという望ましい特徴が得られる。しかしながら、主要な問題点はサイドロープのレベルが過大であることである。さらに、所要の直交性を得るためには周波数のセンタリングを正確に行う必要がある。
【０００６】
サイドローブレベルを減少させながら直交性を維持するという問題は、ナイキスト（Nyquist, H., “Certain Topics in Telegraph Transmission Theory”, Trans. Am. Inst. Electr. Eng., vol. 47, April 1928, pp-617-644）の歴史的論文の主題である時間領域の双対性を有する。その解法は、矩形パルスの長さを延長してその結果に二乗余弦の重み付けを行うことである。送信機及び受信機はその重みを分割し、それぞれその重みの平方根を適用する。
【０００７】
１つのＡＭデジタル音声放送方式に用いる波形は、ガウス密度関数を有するナイキスト形パルスを畳み込んだものである。この構成により、周波数領域のサイドローブがＦＣＣの要求するスペクトルマスク条件を満足することが保証される。ナイキスト形パルスの長さは、１つのＯＦＤＭシンボル周期である。畳み込みによりパルス長が増加する。その結果、伝送パルス列中のパルスがオーバーラップする。このオーバーラップの存在により、復調器出力に歪みが発生する。
【０００８】
パルスオーバーラップにより生じる歪みはノイズに似た効果を有する。即ち、変調器出力がそれらに割り当てられた配列位置から変位する。多数の変調器出力がグラフ上で重畳関係になると、それらは復調信号の配列に「けば」のような外観を与える。
【０００９】
パルスオーバーラップに起因する歪みを減少させることが望ましい。本発明は、ＡＭ ＩＢＯＣデジタル音声放送方式の信号パルスを前置補償して歪みを減少させる方法を提供せんとするものである。
【発明の概要】
【００１０】
本発明は、デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調方法であって、時系列のパルスを受け、前記パルスを変調して第１時系列の変調パルスを発生させ、第１時系列の変調パルスを復調して第１時系列の復調パルスを発生させ、第１時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第１時系列のエラーパルスを発生させ、第１時系列のエラーパルスを変調して第１時系列の変調エラーパルスを発生させ、第１時系列の変調エラーパルスと第１時系列の変調パルスとを結合して第１時系列の補償済みパルスを発生させるステップより成る前置補償方法を提供する。
【００１１】
本発明はさらに、デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調方法であって、時系列のパルスを受け、前記パルスを変調して時系列の変調パルスを発生させ、変調パルスを蓄積し、非連続対の変調パルスを用いて時系列の一次エラー項を発生させ、時系列の一次エラー項を蓄積し、一次エラー項の各々を変調パルスのうちのうち対応するパルスから減算して第１の補償済み信号を発生させるステップより成る前置変調方法を包含するものである。
【００１２】
上記方法に従って信号を送信する送信機も本発明に包含される。
【実施例】
【００１３】
添付図面を参照して、図１は、ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ複合信号１０の概略図であり、ＡＭ信号及びＤＡＢ信号の相対的レベルを示す。このハイブリッドフォーマットは、従来のＡＭアナログ信号１２と、該ＡＭ信号の下方で送信されるＤＡＢ信号とを含む。ＤＡＢ信号は周波数が等間隔の複数のデータキャリヤを含む。デジタル変調キャリヤは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）により発生される。このフォーマットは、これらのキャリヤのスペクトルを中間の保護帯域なしにオーバーラップさせて、スペクトルの利用を最適化するのを可能にする。しかしながら、信号タイミングジッターを補償するために時間領域において保護インターバルを用いることができる。帯域幅はＡＭ帯域では非常に貴重なものであるため、ＯＦＤＭ変調法はＤＡＢを成功裏に実施するにつき極めて有用である。さらに別の利点として、ＯＦＤＭの直交条件はかかる障害を最小限に抑えるため、送信機または受信機の何れかでフィルタリングによりＤＡＢデジタルキャリヤを互いに隔離するのが不要なことがある。
【００１４】
図１に示すように、ＤＡＢキャリヤは、帯域幅が３０ｋＨｚのチャンネル１６内に閉じ込められる。このチャンネルは、中央周波数帯１８、上方周波数帯２０及び下方周波数帯２２に分割される。中央周波数帯は幅が約１０ｋＨｚあり、チャンネルの中心周波数から±５ｋＨｚ内の周波数を包含する。上方側波帯は、中心周波数から約＋５ｋＨｚ乃至約＋１５ｋＨｚにわたって延びる。下方側波帯は、中心周波数から約−５ｋＨｚ乃至約−１５ｋＨｚにわたって延びる。ＦＣＣの電波マスクを参照番号２４で示す。
【００１５】
複合アナログ／デジタルＤＡＢ波形は、ＦＣＣ電波マスクに完全に収まる複数の変調キャリヤを含む。第１群のデジタル変調キャリヤは、図１の包絡線１４で示す周波数帯内に位置する。これらの信号の大部分は、アナログＡＭ信号とのクロストークを最小限に抑えるために未変調ＡＭキャリヤ信号レベルより３０乃至４０ｄＢ低い所に配置されている。このデジタル情報をＡＭアナログ波形との直交性を保証する態様で符号化すると、クロストークがさらに減少する。このタイプの符号化を相補的変調（即ち、相補的ＢＰＳＫ、相補的ＱＰＳＫまたは相補的１６ ＱＡＭ）と呼ぶが、これは米国特許第５，８５９，８７６号にさらに詳細に説明されている。
【００１６】
第１群の外側には、直交振幅変調デジタル信号のさらに別の群がある。これらのデジタル波形をアナログ信号と直角位相にする必要性は、アナログＡＭ信号の帯域幅を制限することによりなくなる。米国特許第５，５８８，０２２号は、ＩＢＯＣ ＤＡＢ波形に関するさらに別の情報を開示しているが、これを本願の一部として引用する。
【００１７】
図２は、本願に関連のある信号処理機能を示すＡＭＩＢＯＣ ＤＡＢ送信機３０の一部のブロック図である。ライン３２は、サンプリングされた音声信号を受ける。音声エンコーダ３４は、このサンプリング済み音声信号をデジタル信号に変換する。このデジタル信号は、ＦＥＣエンコーダブロック３６に示すように前方誤り訂正を施される。ＦＥＣ信号は、インターリーバーブロック３８に示すようにインターリーブされる。その結果得られるインターリーブ済み信号は、高速フーリエ変換変調器４０より変調され、ライン４２上にＤＡＢ信号が発生する。ライン４６上にアナログ信号を発生させるために、発生源４８がサンプリング済み音声信号を供給する。ライン４６上のアナログ信号と、ライン４２上のデジタル信号とが加算点５０で結合されると、ライン５２上に複合信号が発生するが、この複合信号は、その後、ＡＭ変調器５４により変調されて最終的にアンテナ５６へ供給される。アンテナにより送信される信号はほぼ図１に示すような波形を有する。
【００１８】
ＡＭ方式では、周波数領域のサイドローブの制約とシンボルレート及びサブキャリヤの間隔条件とが相俟ってパルスがオーバーラップしたパルス列が生じる。パルスがオーバーラップすると受信機の復調器出力に歪みが発生する。この歪みは復調信号の配列に「けば」のような外観を与える。図３は本発明の作用を説明するための機能的ブロック図である。図３に示す機能は、図２のブロック４０で示す変調器との協働で実行可能である。図３に示すように、ライン６０は、周波数領域の複数のＯＦＤＭパルスを受ける。これらのパルスは、ブロック６２に示すように変調され、ライン６４上に第１の変調信号を発生させる。これにより、ブロック６６に示すパルスオーバーラップが生じる。オーバーラップしたパルスは、ブロック６８に示すように復調され、加算点７０において元のパルスから減算される。その結果ライン７２上に得られる第１のエラー信号は、ブロック７４に示すように変調されて、ライン７６上の第２の変調信号となる。この第２の変調信号は、加算点７８において第１の変調信号から減算されて、ライン８０上の第１の補償済み信号となるが、この第１の補償済み信号は複数の補償済みパルスより成る。補償済みパルスはオーバーラップしているため、復調器出力は依然として歪みがある。このため、歪みが受け入れ可能なレベルに到達するまでそのプロセスを反復することができる。図３は、さらに別の復調／変調プロセスを示す。ライン８０上の補償済みパルスは、ブロック８２に示すようにオーバーラップを含む。これらの補償済みパルスは、ブロック８４に示すように復調され、加算点８６において元のパルスから減算される。その結果得られるライン８８上の第２のエラー信号はブロック９０に示すように変調され、その結果得られるライン９２上の第３の変調信号が加算点９４において第１の補償済み信号から減算される。これにより、時間領域の第２の補償済み信号出力が得られるが、これはライン９６上の第２の複数の前置補償済みパルスを含む。ライン９６上のパルスには、依然としてオーバーラップが幾分か含まれている。
【００１９】
本発明は、オーバーラップするパルスの列を復調し復調器入力から減算することが可能であるため、送信機においてその歪みの量的な値が得られるという事実を利用する。エラー、即ち、変調器入力と復調器出力との間の差を変調器入力から減算することにより、前置補償済みパルスの列を形成することができる。
【００２０】
本発明によるパルスオーバーラップ前置補償は、図３に示す計算集約的方法によらずに、復調機能に続いて再変調を効率的に実行する公式を用いて実現することが可能である。図４は、効率の良い方式の動作を説明する機能的ブロック図である。
【００２１】
ライン１００がＯＦＤＭパルスに対応する配列データを受けるが、このデータはブロック１０２に示すように変調される。変調プロセスへの入力は複素ワードの時系列である。これらの複素ワードは、複素平面における格子を形成する値の集合に制限される。この格子は配列と呼ぶことが多い。
【００２２】
ＯＦＤＭシステムへの入力を形成するデジタルビット流のビットは、一定長のワードに編成される。このワード長は、その配列のポイント数の底が２の対数に対応する。変調プロセスへの入力を形成する複素ワードを得るために、デジタルワードを配列値の表へのアドレスとして使用する。
【００２３】
変調済みパルスを、複数の記憶場所１０６、１０８、１１０、１１２を含むシフトレジスタ型メモリ１０４に入力する。２つの非連続変調パルス（１つのパルスより分離されている）を図２のブロック１１４において「ＵＶ」で示すプロセスで結合することにより、ライン１１６上に複数の一次エラー項を発生させる。
【００２４】
「ＵＶ」プロセスを以下に定義する。一次エラー項はまた、複数の記憶場所１２０、１２２、１２４を有するシフトレジスト型メモリ１１８に記憶させる。ブロック１２６に示すようにＵＶプロセスを再使用するが、今度は一次エラー項に適用して、ライン１２８上に複数の二次エラー項を発生させる。この二次エラー項は、記憶場所１３２、１３４を有する別のシフトレジスタ型メモリ１３０に記憶させる。このプロセスはより高い次数のエラーの組み合わせを用いて拡張することにより、任意の次数のエラー項を得ることができる。
【００２５】
一次エラー項を加算点１３６において変調器出力に加算し、その結果ライン１３８上に得られる信号を加算点１４０において二次エラー項に加算する。その結果ライン１４２上に得られる信号は、ブロック１４４に示すようにオーバーラップを含む。補償プロセスは個々のパルスの長さを減少させないため、補償済みパルスは送信機出力においてオーバーラップすることは相違ない。図４に示す構成は、２７０個のサンプル（シンボル周期）のブロックより成る出力を発生させる。しかしながら、パルス長は３４９個のサンプルに等しい。従って、この処理により、現在のパルスの３４９個のサンプル全てに補償が施される。その後、現在のパルスの最初の７９個のサンプルが前の補償済みパルスの最後の７９個のサンプルに加算され、その和が現在のパルス（補償後）の次の１９１個のサンプルと共に出力される。その後、現在の補償済みパルスの最後の７９個のサンプルが保存されるが、これは次の補償済みパルスと結合するためである。最終的な前置補償パルスはライン１４６上に出力される。
【００２６】
図３は、補償プロセスがまず非連続パルスに何故影響を与えるかを示している。オーバーラップ６６は、パルスがパルス列に編成される時に生じる歪みを「シミュレーション」する。本発明が補償により除去しようとするのは、この歪みである。復調６８、減算７０及び変調７４により補償項７６が発生し、減算７８によりエラーのないパルスが発生する。しかしながら、これらのパルスの長さは、依然としてシンボル周期より大きい。従って、補償済みパルスは、パルス列に編成されると互いにオーバーラップする。オーバーラップ８２はそのオーバーラップを説明するものであり、復調８４、減算８６、変調９０及び減算９４により第２のエラー発生源、即ち、オーバーラップ８２が修正される。ここで、第１の補償６６、６８、７０、７４、７８の結果として、所与のパルスの両側のパルスに起因するエラー項が発生する。即ち、ｎ番目のパルスについては、（ｎ−１）番目と、ｎ番目と、（ｎ＋１）番目のパルスがエラー項７６に影響を与える。その結果、（ｎ−１）番目と、ｎ番目と、（ｎ＋１）番目のパルスがｎ番目のパルスの出力８０に影響を与える。オーバーラップ８２は出力８０からの３つの連続パルスを結合するため、エラー項７６を介して５個の連続パルスによる影響を受ける。このようにして、補償プロセスは所与のパルスの両側のパルスを越えて拡張される。
【００２７】
図４に示す機能を実行するためのアルゴリズムをさらに詳細に説明する。アルゴリズムの入力は複素値配列の時系列｛Ｘn（ｍ）｝であり、この式において、ｎはパルス番号、ｍは１から２５６まで変化する指数を示す。任意のｎにおいて、Ｘn（ｍ）はＢＰＳＫ及びＩＤＳサブキャリヤを含むアクティブなサブキャリヤに対応するｍのそれらの値についてのみ０でない。以下の表は、アクティブなサブキャリヤの指数のリストである。その表に示すように、アクティブなサブキャリヤの数及び場所はモードに依存する。主要なキャリヤは送信機の処理手順の後の方で挿入される。
【００２８】
アルゴリズムの出力はサンプル数２７０個のパルスであるが、これらは連接されるとオーバーラップした前置補償済みパルスの列を形成する。アルゴリズムのこれらの出力パルスはそれぞれ、２つの連続する前置補償済みパルスの７９個のサンプルより成るオーバーラップ部分で始まる。アルゴリズムの出力の残りの１９１個のサンプルは、２つの前置補償済みパルスの第２のもののオーバーラップしない部分である。さらに正確に言うと、ｘn（ｋ）、（ｋ＝１,２,…,３４９）がｎ番目のオーバーラップ前置補償パルスを示す場合、対応のアルゴリズム出力は下式のようになる。
【数１】
2005513864.tif 000003
【００２９】
アルゴリズムは、ＯＦＤＭシンボルレート、即ち１４８８３７５／３２／２７０＝１１０２５／６４〜１７２．２６６Ｈｚで反復される。
【００３０】
平均実効出力レートは、ＡＭサンプルレート、即ち（１１０２５／６４）２７０〜４６５１２Ｈｚである。
【００３１】
その処理はＯＦＤＭ変調で始まる。変調器出力ｘn(0)、は下式で与えられる。
【数２】
2005513864.tif 000004
上式において、Ｘn（ｍ）は複素配列点を示し、ｗ（ｋ）、（ｋ＝１,２,…,３４９）は二乗余弦根ウィンドウの項である。
【００３２】
予め歪まされたパルスｘnは下式で与えられる。
【数３】
2005513864.tif 000005
上式において、項、ｅn(r)、は次に定義する３４９ポイントの列ベクトルである。
【００３３】
任意の整数
2005513864.tif 000006
について、ｎ番目のパルスのｒ番目のエラー項、ｅn(r)、を下記のように定義する。
【００３４】
【数４】
2005513864.tif 000007
そして、
【数５】
2005513864.tif 000008
上式において、Ｕ及びＶは３４９×３４９の行列であり、xn+1(0)及びxn-1(0)は列ベクトルとして解釈される。行列Ｕ及びＶは下記のように定義される。
【数６】
2005513864.tif 000009
【００３５】
上記の３４９×３４９の行列は表示の目的で便利であるが、計算の観点からは面倒（且つ不必要）である。以下に述べるステップはＵ・ａ＋Ｖ・ｂを評価するが、ａ及びｂは３４９ポイントの列ベクトルである。
【数７】
2005513864.tif 000010
【００３６】
アクティブなサブキャリヤに対応しない変調器入力は０にセットされる。下記の表は、０でないデータを含む変調器入力を、変調器入力数と主要キャリヤの位置に対するサブキャリヤの指数との関係と共に示す。
【００３７】
ハイブリッドモード                      全デジタルモード
ＤＦＴ出力数        サブキャリヤ指数    ＤＦＴ出力数      サブキャリヤ指数
２乃至５３        ＋１乃至＋５２        ２乃至５３      ＋１乃至＋５２
５８乃至８２      ＋５７乃至＋８１    ２０５乃至２５６  −５２乃至−１
１７６乃至２００    −８１乃至−５７
２０５乃至２５６    −５２乃至−１
【００３８】
上記プロセスは、デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調装置であって、時系列のパルスを受ける入力と、前記パルスを変調して第１時系列の変調パルスを発生させる第１の変調器と、第１時系列の変調パルスを復調して第１時系列の復調パルスを発生させる第１の復調器と、第１時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第１時系列のエラーパルスを発生させる第１の結合器と、第１時系列のエラーパルスを変調して第１時系列の変調エラーパルスを発生させる第２の変調器と、第１時系列の変調エラーパルスと第１時系列の変調パルスとを結合して第１時系列の補償済みパルスを発生させる第２の結合器とより成る前置補償装置により実行可能である。
【００３９】
この装置はさらに、第１時系列の補償済みパルスを復調して第２時系列の復調パルスを発生させる第２の復調器と、第２時系列の復調パルスと第１時系列のパルスとを結合して第２時系列のエラーパルスを発生させる第３の結合器と、第２時系列のエラーパルスを変調して第２時系列の変調エラーパルスを発生させる第３の変調器と、第２時系列の変調エラーパルスと第１時系列の補償済みパルスとを結合して第２時系列の補償済みパルスを発生させる第４の結合器とをさらに備えることができる。
【００４０】
本発明はさらに、デジタル変調信号のパルスオーバーラップ前置変調装置であって、時系列のパルスを受ける入力と、前記パルスを変調して時系列の変調パルスを発生させる第１の変調器と、変調パルスを蓄積する第１の蓄積器と、非連続対の変調パルスを用いて時系列の一次エラー項を発生させる第１の結合器と、時系列の一次エラー項を蓄積する第２の蓄積器と、一次エラー項の各々を変調パルスのうちのうち対応するパルスから減算して第１の補償済み信号を発生させる第２の結合器とより成る前置変調装置を包含する。この装置はさらに、非連続対の一次エラー項を用いて時系列の二次エラー項を発生させる第３の結合器と、時系列の二次エラー項を蓄積する第３の蓄積器と、二次エラー項の各々を第１の補償済み信号中の対応パルスに加算して第２の補償済み信号を発生させる第４の結合器とを備えることができる。
【００４１】
本発明に必要な処理はデジタル信号処理技術により実行可能であり、種々の変調、復調及び結合機能は１またはそれ以上の信号プロセッサにより実現できる。
【００４２】
本発明を現在において好ましい実施例について説明したが、頭書の特許請求の範囲に定義される本発明の範囲から逸脱することなく種々の変形例及び設計変更が可能であることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ DＡＢ信号の概略図であり、ＡＭ信号及びＤＡＢ信号の相対的レベルを示す。
【図２】本発明の前置補償方法を取り込んだＩＢＯＣ ＤＡＢ送信機の関連部分を示す単純化したブロック図である。
【図３】本発明の動作を説明するための機能的ブロック図である。
【図４】本発明の動作を説明するためのさらに詳細な機能的ブロック図である。
【図１】
2005513864.tif 000011
【図２】
2005513864.tif 000012
【図３】
2005513864.tif 000013
【図４】
2005513864.tif 000014
【国際調査報告】
2005513864.tif 000015