(57)【要約】ベースバンド受信機７０１は、ＣＩＲ推定部７０５と、（７２１による）利得、（７２３による）周波数及び（７１１による）タイミングループと、ＣＭＦ７１９と、シングルキャリアプロセッサ７３１と、マルチキャリアプロセッサ７３７とを含む。ＣＩＲ推定部は、シングルキャリア信号である又は混合キャリア信号中のシングルキャリア部分１０３である受信信号に基づいてインパルス応答信号を生成する。シングルキャリア部分はマルチキャリアスペクトルを近似するスペクトルを有する。利得、位相及びタイミングループは、受信信号の利得、位相、周波数及びタイミングを調整し、調整された受信信号を与える。ＣＭＦフィルタは、インパルス応答信号に従って調整された受信信号をフィルタ処理する。シングルキャリアプロセッサは、混合キャリア信号のシングルキャリア部分を分析するために、調整されフィルタ処理された信号を処理する。シングルキャリアプロセッサは、シングルキャリア部分内の混合キャリアモード指標を検出し、開始指標を出力する。マルチキャリアプロセッサは、開始信号の出力に応答して、混合キャリア信号のマルチキャリア部分を処理する。
2005528002.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリア信号である又は混合キャリア信号中のシングルキャリア部分である受信信号に基づいてインパルス応答信号を生成することが可能なチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定部であって、前記シングルキャリア部分はマルチキャリアスペクトルを近似するスペクトルを有するところのチャネルインパルス応答推定部；
受信信号の利得、位相、周波数及びタイミングを調整し、調整された受信信号を与える利得、位相及びタイミングループ；
ＣＩＲ推定部に結合され、前記インパルス応答信号に従って前記調整された受信信号をフィルタ処理するチャネル整合フィルタ（ＣＭＦ）；
混合キャリア信号のシングルキャリア部分を分析するために、調整されフィルタ処理された信号を処理するシングルキャリアプロセッサであって、シングルキャリア部分内の混合キャリアモード指標を検出し、前記シングルキャリア部分の終了に応じる開始指標を出力することが可能なシングルキャリアプロセッサ；及び
前記開始信号の出力に応答して、混合キャリア信号のマルチキャリア部分を処理することが可能なマルチキャリアプロセッサ；
を備えることを特徴とするベースバンド受信機。
【請求項２】
２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）及び４相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）の内選択された一方が前記シングルキャリア部分の変調に使用され、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）が混合キャリア信号の前記マルチキャリア部分の変調に使用される
ことを特徴とする請求項１記載のベースバンド受信機。
【請求項３】
前記シングルキャリアプロセッサ及び前記マルチキャリアプロセッサに結合され、シングルキャリア、マルチキャリア及び混合キャリアの動作モード間で選択を行なう制御論理部；
を備え、前記シングルキャリアプロセッサが、シングルキャリアの動作モードにおけるシングルキャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のシングルキャリア部分を処理するよう構成され；
前記マルチキャリアプロセッサが、マルチキャリアの動作モードにて調整及びフィルタ処理前にマルチキャリアの受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号のマルチキャリア部分を処理するよう構成される；
ことを特徴とする請求項１記載のベースバンド受信機。
【請求項４】
前記マルチキャリアプロセッサが、調整及びフィルタ処理前に受信信号のマルチキャリア部分を処理するところの非コヒーレントな混合キャリアモードで動作する
ことを特徴とする請求項３記載のベースバンド受信機。
【請求項５】
更に：
前記マルチキャリア部分が同期フィールドを含み；及び
前記マルチキャリアプロセッサが、前記同期フィールドから周波数領域イコライザのタップを判定する；
ことを特徴とする請求項４記載のベースバンド受信機。
【請求項６】
更に：
前記利得、位相及びタイミングループが、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを処理し；及び
前記マルチキャリアプロセッサが、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータの内選択された組合せによりプログラムされるように構成される；
ことを特徴とする請求項５記載のベースバンド受信機。
【請求項７】
更に：
前記マルチキャリアプロセッサが、周波数の調整パラメータによりプログラムされるよう構成されるフィルタと共に位相ロックループを含み；
前記マルチキャリアプロセッサが、タイミングの調整パラメータによりプログラムされるよう構成されるタイミングループを含む；
ことを特徴とする請求項６記載のベースバンド受信機。
【請求項８】
更に：
前記シングルキャリアプロセッサが、前記混合キャリアモード指標の検出に応答して、利得、位相及びタイミングループにフリーズ指標を更に出力し、前記フリーズ指標は、混合キャリア信号のシングルキャリア部分の終了の際にタイミング、利得及び位相ループの動作を停止させ；
前記インパルス応答信号を、周波数領域イコライザに与えられる周波数応答信号に変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）生成部を備え；
ＦＦＴ生成部に結合され、前記周波数応答信号に基づいてマルチキャリア等化信号を決定する周波数領域イコライザを備え；及び
前記マルチキャリアプロセッサが、前記開始信号の出力に応答して、前記マルチキャリア等化信号を利用し、調整されフィルタ処理された受信信号のマルチキャリア部分を処理する；
ことを特徴とする請求項１記載のベースバンド受信機。
【請求項９】
更に：
前記マルチキャリアプロセッサがＣＭＦの出力に結合され；及び
前記周波数領域イコライザが、
【数１】
2005528002.tif 000005
に従って、周波数応答信号Ｈ（ωｋ）に基づきマルチキャリア等化信号ＦＥＱ（ωｋ）を決定する
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１０】
更に：
前記マルチキャリアプロセッサがＣＭＦの入力に結合され；
前記シングルキャリアプロセッサが、ＣＭＦ遅延期間だけシングルキャリア部分の終了前に開始信号を出力し；
前記周波数領域イコライザが、
【数２】
2005528002.tif 000006
に従って、周波数応答信号Ｈ（ωｋ）に基づきマルチキャリア等化信号ＦＥＱ（ωｋ）を決定する
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１１】
前記位相ロックループが：
前記ＣＭＦの出力に結合され、位相誤差信号を生成する位相誤差検出器；
前記位相誤差検出器に結合され、前記位相誤差信号を受信し、位相補償信号を生成する位相フィルタ；及び
受信信号の信号経路に結合され、前記位相補償信号に基づいて前記受信信号を調整する位相回転部；
を備え、前記位相補償信号は前記フリーズ指標の出力の際に一定に維持される
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１２】
前記位相誤差検出器は、前記位相補償信号を一定に維持するために、前記フリーズ指標の出力の際に前記位相誤差信号をゼロに設定する
ことを特徴とする請求項１１記載のベースバンド受信機。
【請求項１３】
前記利得ループが：
前記ＣＭＦの出力に結合され、利得誤差信号を生成する利得誤差検出器；
前記利得誤差検出器に結合され、前記利得誤差信号を受信し、利得補償信号を生成する積分器；及び
受信信号の信号経路に結合され、前記利得補償信号に基づいて前記受信信号を調整する乗算器；
を備え、前記補償信号は前記フリーズ指標の出力の際に一定に維持される
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１４】
前記利得誤差検出器は、前記利得補償信号を一定に維持するために、前記フリーズ指標の出力の際に前記利得誤差信号をゼロに設定する
ことを特徴とする請求項１３記載のベースバンド受信機。
【請求項１５】
タイミングループが、受信信号のタイミングを受信及び調整する時間追跡部より成り、前記時間追跡部は、前記フリーズ指標の出力の際に受信信号の追跡調整を停止する
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１６】
前記マルチキャリアプロセッサが、前記周波数領域イコライザからのマルチキャリア等化信号と、受信したマルチキャリア信号に基づく周波数応答信号を組み合わせる合成部を含む
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１７】
更に：
前記シングルキャリアプロセッサ及び前記マルチキャリアプロセッサに結合され、シングルキャリア、マルチキャリア及び混合キャリアの動作モード間で選択を行なう制御論理部；
を備え、前記シングルキャリアプロセッサが、シングルキャリアの動作モードにおけるシングルキャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のシングルキャリア部分を処理するよう構成され；
前記マルチキャリアプロセッサが、マルチキャリアの動作モードにて調整及びフィルタ処理前にマルチキャリアの受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のマルチキャリア部分を処理するよう構成される；
ことを特徴とする請求項８記載のベースバンド受信機。
【請求項１８】
無線周波数（ＲＦ）通信装置であって：
アンテナからのＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、前記アンテナを通じて送信するためにベースバンド信号をＲＦ信号に変換するＲＦトランシーバ；
前記ＲＦトランシーバに結合され、シングルキャリア変調を用いてシングルキャリア部分を変調することにより、及びマルチキャリア変調を用いてマルチキャリア部分を変調することにより、前記ＲＦトランシーバを通じて混合キャリア信号を送信するよう構成され、マルチキャリア電力スペクトルを近似するように前記シングルキャリア部分をフィルタ処理し、シングルキャリア及びマルチキャリア部分の間で周波数、位相、利得及びタイミングをコヒーレントに維持するように混合キャリア信号を調整するベースバンド送信機；及び
前記ＲＦトランシーバに結合されるベースバンド受信機；
を備え、前記ベースバンド受信機は：
前記ＲＦトランシーバからの受信ベースバンド信号に基づいてインパルス応答信号を生成することが可能なチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定部であって、前記受信ベースバンド信号は、シングルキャリア信号又は混合キャリア信号中のシングルキャリア部分であり、前記シングルキャリア部分はマルチキャリアスペクトルを近似する電力スペクトルを有するところのチャネルインパルス応答推定部；
受信ベースバンド信号の利得、位相、周波数及びタイミングを調整し、調整された受信信号を与える利得、位相及びタイミングループ；
ＣＩＲ推定部に結合され、前記インパルス応答信号に従って前記調整された受信信号をフィルタ処理するチャネル整合フィルタ（ＣＭＦ）；
混合キャリア信号のシングルキャリア部分を分析するために、調整されフィルタ処理された信号を処理するシングルキャリアプロセッサであって、シングルキャリア部分内の混合キャリアモード指標を検出し、前記シングルキャリア部分の終了に応じる開始指標を出力することが可能なシングルキャリアプロセッサ；及び
前記開始信号の出力に応答して、混合キャリア信号のマルチキャリア部分を処理するマルチキャリアプロセッサ；
を備えることを特徴とする無線周波数通信装置。
【請求項１９】
２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）及び４相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）の内選択された一方が前記シングルキャリア部分の変調に使用され、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）が混合キャリア信号の前記マルチキャリア部分の変調に使用される
ことを特徴とする請求項１８記載の無線周波数通信装置。
【請求項２０】
前記ベースバンド受信機は、シングルキャリアプロセッサが、シングルキャリアの受信ベースバンド信号を分析するために調整されフィルタ処理された受信信号を処理するシングルキャリア動作モードと、マルチキャリアプロセッサがマルチキャリアの受信ベースバンド信号を処理するマルチキャリア動作モードとを有する
ことを特徴とする請求項１８記載の無線周波数通信装置。
【請求項２１】
前記ベースバンド受信機において、更に：
前記シングルキャリア受信プロセッサが、前記混合キャリアモード指標の検出に応答して、フリーズ信号を出力し、前記フリーズ信号は、利得、位相及びタイミングループの動作を停止させ；
前記インパルス応答信号を周波数応答信号に変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）生成部を備え；
前記周波数応答信号に基づいてマルチキャリア等化信号を生成する周波数領域イコライザを備え；及び
前記マルチキャリアプロセッサが、前記開始信号に応答して、前記マルチキャリア等化信号を利用し、停止された利得、位相及びタイミングループとＣＭＦとにより、調整されフィルタ処理された受信信号のマルチキャリア部分を処理する；
ことを特徴とする請求項１８記載の無線周波数通信装置。
【請求項２２】
前記ベースバンド受信機が、更に：
前記シングルキャリアプロセッサ及び前記マルチキャリアプロセッサに結合され、シングルキャリア、マルチキャリア及び混合キャリアの動作モード間で選択を行なう制御論理部；
を備え、前記シングルキャリアプロセッサが、シングルキャリアの動作モードにおけるシングルキャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のシングルキャリア部分を処理するよう構成され；
前記マルチキャリアプロセッサが、マルチキャリアの動作モードにて調整及びフィルタ処理前にマルチキャリアの受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号のマルチキャリア部分を処理するよう構成される；
ことを特徴とする請求項２１記載の無線周波数通信装置。
【請求項２３】
前記ＲＦトランシーバがマルチバンド動作をすることが可能であり、前記ＲＦトランシーバが、シングルキャリア及び混合キャリアのモードに対する第１のＲＦ周波数バンドで動作し、前記ＲＦトランシーバが、前記第１のＲＦ周波数バンドとマルチキャリアのモード用の第２のＲＦ周波数バンドとを含む複数の周波数バンドの内選択されたものにおいて動作する
ことを特徴とする請求項２２記載の無線周波数通信装置。
【請求項２４】
前記第１のＲＦ周波数バンドが約２．４ギガヘルツ（ＧＨｚ）であり、前記第２のＲＦ周波数バンドが約５ＧＨｚである
ことを特徴とする請求項２３記載の無線周波数通信装置。
【請求項２５】
前記ベースバンド送信機が、更に：
シングルキャリア信号を生成するシングルキャリア送信プロセッサ；
マルチキャリア信号を生成するマルチキャリア送信プロセッサ；
シングルキャリア送信プロセッサに結合され、マルチキャリア電力スペクトルを近似する電力スペクトルを有するように前記シングルキャリア信号をフィルタ処理するディジタルフィルタ；及び
前記ディジタルフィルタ及び前記マルチキャリア送信プロセッサに結合され、位相、利得及びタイミングの調整を維持し、フィルタ処理されたシングルキャリア信号とマルチキャリア信号を組み合わせる信号合成部；
を備えることを特徴とする請求項１８記載の無線周波数通信装置。
【請求項２６】
前記信号合成部が、更に：
シングルキャリア部分の最後の部分の位相をマルチキャリア信号に乗じ、位相回転したマルチキャリア信号を与える位相乗算部；
フィルタ処理されたシングルキャリア信号及び位相回転したマルチキャリア信号を組合せ、合成された混合キャリア信号を与えるディジタル合成部；及び
フィルタ処理されたシングルキャリア信号を完了まで選択し、遷移期間中に、合成された混合信号を選択し、前記遷移期間の終了の際に、位相回転したマルチキャリア信号を選択するソフトスイッチ；
を備えることを特徴とする請求項２５記載の無線周波数通信装置。
【請求項２７】
前記シングルキャリア信号が、所定のタイミング間隔による連続的なチップを含み、前記遷移期間は、前記所定のタイミング間隔に等しい期間を有する
ことを特徴とする請求項２６記載の無線周波数通信装置。
【請求項２８】
無線周波数（ＲＦ）送信用の混合キャリアパケットを生成する方法であって：
選択されたマルチキャリア変調法を用いてマルチキャリアペイロードを生成するステップ；
シングルキャリア変調法を利用して、プリアンブル及びヘッダを含むシングルキャリア部分を生成するステップ；
前記マルチキャリア変調法による電力スペクトルを近似する電力スペクトルを有するように前記シングルキャリア部分をフィルタ処理するステップ；及び
キャリアパケットを生成するために、利得、位相、周波数及びタイミングを遷移中に維持するように、フィルタ処理されたシングルキャリアセグメントと前記マルチキャリアペイロードを合成するステップ；
より成ることを特徴とする方法。
【請求項２９】
前記合成するステップが、前記マルチキャリアペイロードを、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分から決定された位相だけ位相回転するステップより成る
ことを特徴とする請求項２８記載の方法。
【請求項３０】
前記シングルキャリア変調法がバーカー変調法より成り、前記マルチキャリア変調法が直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）法より成り、前記位相回転するステップが、ＯＦＤＭマルチキャリアペイロードを、フィルタ処理されたシングルキャリア部分の最後のバーカーワードの位相だけ位相回転するステップより成る
ことを特徴とする請求項２９記載の方法。
【請求項３１】
前記マルチキャリアペイロードが、ＯＦＤＭプリアンブルを含むことを特徴とする請求項３０記載の方法。
【請求項３２】
前記合成するステップが、遷移期間中に、フィルタ処理されたシングルキャリア部分を徐々に減少させ、マルチキャリアペイロードを徐々に増加させるステップより成る
ことを特徴とする請求項２９記載の方法。
【請求項３３】
前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分が所定のチップレートを有し、更に、当該方法が：
所定のサンプリングレートで、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分及び前記マルチキャリアペイロードをサンプリングするステップ；
より成り、前記合成するステップが、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分の所定のチップレートに基づいて、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分の最後の完全なサンプルから遷移期間だけ後に、前記マルチキャリアペイロードの最初の完全なサンプルを出力するステップより成る；
ことを特徴とする請求項３２記載の方法。
【請求項３４】
前記合成するステップが、更に、遷移時間中に、複数のサンプルを与えるために、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分の各々と、前記マルチキャリアペイロードとの複数の比率を合成するステップより成る
ことを特徴とする請求項３３記載の方法。
【請求項３５】
前記所定のサンプリングレートが、前記所定のチップレートの４倍であり、遷移期間中に複数の比率を合成するステップが、フィルタ処理されたシングルキャリア部分及びマルチキャリアペイロードの割合がそれぞれ７５／２５，５０／５０及び２５／７５である第１、第２及び第３の中間的サンプルを与えるステップより成る
ことを特徴とする請求項３４記載の方法。
【請求項３６】
シングルキャリア部分の後にマルチキャリア部分が続く混合キャリア信号を捕捉する方法であって：
受信したベースバンド信号の利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを判定するステップ；
調整されたベースバンド信号を与えるために、前記調整パラメータを用いて前記ベースバンド信号を調整するステップ；
前記受信したベースバンド信号のシングルキャリア部分を受信し、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定値を判定するステップ；
フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を与えるために、ＣＩＲ推定値に基づいて前記調整されたベースバンド信号をフィルタ処理するステップ；
前記シングルキャリア部分を捕捉するために、シングルキャリアプロセッサを用いて、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を処理するステップ；
前記シングルキャリア部分内の混合キャリアモード識別子を検出し、混合モード指標を発するステップ；及び
前記マルチキャリア部分を捕捉するために、前記混合モード指標に応答して、マルチキャリアプロセッサを用いて前記受信したベースバンド信号を処理するステップ；
より成ることを特徴とする方法。
【請求項３７】
マルチキャリアプロセッサを用いて前記受信したベースバンド信号を処理するステップが、調整及びフィルタ処理前に前記受信したベースバンド信号を処理するステップより成る
ことを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項３８】
更に：
前記マルチキャリアプロセッサにより、前記マルチキャリア部分のプリアンブル部から第２のチャネル周波数応答推定値を判定するステップ；及び
前記第２のチャネル周波数応答推定値に基づいて前記マルチキャリア部分をフィルタ処理するステップ；
より成ることを特徴とする請求項３７記載の方法。
【請求項３９】
利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータの任意の組合せを、前記マルチキャリア部分を捕捉するための少なくとも１つの開始パラメータとして前記マルチキャリアプロセッサで使用するステップより成る
ことを特徴とする請求項３８記載の方法。
【請求項４０】
シングルキャリア部分の後にマルチキャリア部分が続く混合キャリア信号を捕捉する方法であって：
受信したベースバンド信号の利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを判定するステップ；
調整されたベースバンド信号を与えるために、前記調整パラメータを用いて前記ベースバンド信号を調整するステップ；
前記受信したベースバンド信号のシングルキャリア部分を受信し、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定値を判定するステップ；
前記ＣＩＲ推定値を周波数応答信号に変換するステップ；
前記周波数応答信号を利用して、周波数領域イコライザをプログラミングするステップ；
フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を与えるために、ＣＩＲ推定値に基づいて前記調整されたベースバンド信号をフィルタ処理するステップ；
前記シングルキャリア部分を捕捉するために、シングルキャリアプロセッサを用いて、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を処理するステップ；
前記シングルキャリア部分内の混合キャリアモード識別子を検出し、混合モード指標及びフリーズ指標を発するステップ；
前記フリーズ指標に応答して、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを一定に維持するステップ；及び
前記マルチキャリア部分を捕捉するために、前記混合モード指標に応答して、前記周波数領域イコライザを利用するマルチキャリアプロセッサにより、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を処理するステップ；
より成ることを特徴とする方法。
【請求項４１】
更に：
利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを判定する前記ステップが、利得、位相、周波数及びタイミングの誤差値を判定するステップより成り；及び
利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを一定に維持するステップが、利得、位相、周波数及びタイミングの誤差値をゼロに設定するステップより成る；
ことを特徴とする請求項４０記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に無線通信に関連し、特にシングルキャリア（単独搬送波）からマルチキャリア（複数搬送波）への混合波形構成を用いて通信するよう構築される無線通信システムに関連する。
【背景技術】
【０００２】
電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）８０２．１１規格は、非認可２．４及び５ギガヘルツ（ＧＨｚ）帯域の無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＭ）に関する規格群である。現行のＩＥＥＥ８０２．１１規格は、２．４ＧＨｚ帯域における様々なデータレートを規定し、毎秒１，２，５．５，１１メガビット（Ｍｂｐｓ）のデータレートを含む。８０２．１１ｂ規格は、シリアル変調技術である、１１メガヘルツ（ＭＨｚ）のチップレートを用いた直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）を使用する。８０２．１１ａ規格は、５ＧＨｚ帯域における６，１２，１８，２４，３６及び５４Ｍｂｐｓの様々な高いデータレートを規定する。８０２．１ａ及び８０２．１１ｂに準拠して実現されるシステムは両立せず、一緒には動作しないであろうということに留意を要する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
８０２．１１ｇ（８０２．１１ｇ提案）と呼ばれる新たなＩＥＥＥ規格が提案されており、それは２．４ＧＨｚの８０２．１１ｂ規格の高データレート拡張である。現在のところ、８０２．１１ｇは提案に過ぎず、まだ完全に決定された規格ではないことに留意を要する。新たな８０２．１１ｇ規格に関していくつかの技術的課題が挙げられる。８０２．１１ｇの装置は、２．４ＧＨｚ帯域の８０２．１１ｂのレートより高速のデータレートで動作し得ることが望まれる。ある場合には、８０２．１１ｂ及び８０２．１１ｇの装置が互いに通信をすることができるか否かによらず、互いに大きな干渉又は妨害なしに、８０２．１１ｂ及び８０２．１１ｇの装置が同一のＷＬＡＮ環境又は無線領域で併存できることが望まれる。従って、８０２．１１ｇは８０２．１１ｂの装置に対して後方互換性を有することが望まれる。更に、８０２．１１ｇ及び８０２．１１ｂの装置は、８０２．１１ｂ規格の任意のレートで互いに通信できることが望ましい。
【０００４】
ＷＬＡＮを含む無線通信にとっての不都合は、１つの信号に関する複数のエコー（反射）が受信機に到来するところのマルチパス歪である。シングルキャリアシステム及びマルチキャリアシステムの双方は、この歪に対処するよう設計されたイコライザ（等化器）を備える必要がある。シングルキャリアシステムのイコライザは、プリアンブル及びヘッダに基づいて設計される。異なる互換性のない無線信号形式のような他の種類の干渉は、ＷＬＡＮ通信に関する問題を引き起こす。例えば、ブルートゥース規格は、低コストで、近距離の周波数ホッピングＷＬＡＮを規定する。ブルートゥース規格に準拠して実現されるシステムは、８０２．１１システムに対する主要な干渉源を与える。プリアンブルは良好な受信捕捉に重要である。従って、マルチパス歪又は他の種類の干渉の存在する中で、シングルキャリアからマルチキャリアへの遷移の際に総ての情報を失うことは望ましいことではない。
【０００５】
信号変換に関する潜在的ないくつかの問題が、特に旧式装置に関して存在する。送信機は、過渡的アナログ変化（例えば、電力、位相、フィルタの変化（デルタ））、電力増幅器のバックオフ（例えば、電力の変化）、及び電力増幅器のフィードバック変化等を経験する。受信機は、電力変化、スペクトル変化、マルチパスの影響、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）（マルチパス）推定の劣化、キャリア位相の損失、キャリア周波数の損失、及び時間的整合性の損失に起因する自動利得制御（ＡＧＣ）変動を経験する。
【０００６】
無線通信に関する混合波形構成は、“Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ  ｔｏ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｅ  Ｕｓｉｎｇ  ａ  Ｍｉｘｅｄ  Ｗａｖｅｆｏｒｍ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ”と題され２００１年７月６日付けで出願された米国仮特許出願番号第６０／３０６，４３８号に既に開示されており、その内容は本願の参考に供せられる。そこに述べられているシステムは、信号のシングルキャリア部の捕捉中に得られた等化情報を再利用する。その技術は、シングルキャリア及びマルチキャリアのセグメントの双方に対して送信波形を完全に指定し、その変換を指定することで、シングルキャリア及びマルチキャリアのセグメント（例えば、直交周波数分割多重化、即ちＯＦＤＭ）の間の連続性を与える。その波形は、ＡＧＣ（電力）、キャリア位相、キャリア周波数、タイミング及びスペクトル（マルチパス）を含む２つの信号セグメント間を連続的にする。シングルキャリア部分（プリアンブル／ヘッダ）の間に処理された情報は有効であり且つマルチキャリア部分の捕捉を開始するのに使用されるので、受信機のマルチキャリア部分でその信号が再捕捉される必要はないことが考えられる。しかしながら、特定の受信機構成は議論されていない。
【０００７】
ここで説明される混合キャリア送信機は、提案される混合キャリア波形構成を利用して通信をすることが可能である。ここで使用される「混合キャリア（ｍｉｘｅｄ  ｃａｒｒｉｅｒ）」なる語は、シングルキャリア部分にマルチキャリア部分が続く複合信号をいう。送信機は、シングルキャリア、混合キャリア及びマルチキャリアのモードを含む複数の動作モードで動作するよう構成される。更に、混合キャリア信号を受信し、混合キャリア信号に組み込まれている組み込みベースバンド信号を分析する幾つかの受信機構成が説明される。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によるベースバンド受信機は、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定部と、利得、周波数及びタイミングループと、チャネル整合フィルタ（ＣＭＦ）と、シングルキャリアプロセッサと、マルチキャリアプロセッサとを含む。ＣＩＲ推定部は、シングルキャリア信号である又は混合キャリア信号中のシングルキャリア部分である受信信号に基づいてインパルス応答信号を生成することが可能であり、前記シングルキャリア部分はマルチキャリアスペクトルを近似するスペクトルを有する。利得、位相及びタイミングループは、受信信号の利得、位相、周波数及びタイミングを調整し、調整された受信信号を与える。ＣＭＦフィルタは、前記インパルス応答信号に従って前記調整された受信信号をフィルタ処理する。シングルキャリアプロセッサは、混合キャリア信号のシングルキャリア部分を分析するために、調整されフィルタ処理された信号を処理する。シングルキャリアプロセッサは、シングルキャリア部分内の混合キャリアモード指標を検出し、前記シングルキャリア部分の終了に応じる開始指標を出力することが可能である。マルチキャリアプロセッサは、前記開始信号の出力に応答して、混合キャリア信号のマルチキャリア部分を処理することが可能である。
【０００９】
特定の態様では、２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）及び４相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）の内選択された一方が、前記シングルキャリア部分の変調に使用され、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）が混合キャリア信号の前記マルチキャリア部分の変調に使用される。
【００１０】
本ベースバンド受信機は、シングルキャリア、マルチキャリア及び混合キャリアの動作モード間で選択を行なう制御論理部を含む。この態様では、前記シングルキャリアプロセッサが、シングルキャリアの動作モードにおけるシングルキャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のシングルキャリア部分を処理するよう構成される。また、前記マルチキャリアプロセッサは、マルチキャリアの動作モードにて調整及びフィルタ処理前にマルチキャリアの受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号のマルチキャリア部分を処理するよう構成される。前記マルチキャリアプロセッサは、調整及びフィルタ処理前に受信信号のマルチキャリア部分を処理するところの非コヒーレントな混合キャリアモードで動作する。この非コヒーレントモードでは、前記マルチキャリア部分が同期フィールドを含み、前記マルチキャリアプロセッサが、前記同期フィールドから周波数領域イコライザのタップを判定する。前記利得、位相及びタイミングループは、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを処理し、前記マルチキャリアプロセッサは、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータの内選択された組合せによりプログラムされるように構成される。前記マルチキャリアプロセッサは、周波数の調整パラメータによりプログラムされるよう構成されるフィルタと共に位相ロックループを含む。この場合に、前記マルチキャリアプロセッサは、タイミングの調整パラメータによりプログラムされるよう構成されるタイミングループを含む。
【００１１】
前記シングルキャリアプロセッサは、前記混合キャリアモード指標の検出に応答して、利得、位相及びタイミングループにフリーズ指標を更に出力し、前記フリーズ指標は、混合キャリア信号のシングルキャリア部分の終了の際にタイミング、利得及び位相ループの動作を停止させる。本ベースバンド受信機は、更に、前記インパルス応答信号を、周波数領域イコライザに与えられる周波数応答信号に変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）生成部を備える。周波数領域イコライザは、前記周波数応答信号に基づいてマルチキャリア等化信号を決定する。前記マルチキャリアプロセッサは、前記開始信号の出力に応答して、前記マルチキャリア等化信号を利用し、調整されフィルタ処理された受信信号のマルチキャリア部分を処理する。一態様では、前記マルチキャリアプロセッサがＣＭＦの出力に結合され、前記周波数領域イコライザが、ＦＥＱ（ωｋ）＝１／（ａｂｓ（Ｈ（ωｋ）））２
に従って、周波数応答信号Ｈ（ωｋ）に基づきマルチキャリア等化信号ＦＥＱ（ωｋ）を決定する。ここで、「ａｂｓ」は絶対値をとる関数である。別の態様では、前記マルチキャリアプロセッサがＣＭＦの入力に結合され、前記シングルキャリアプロセッサが、ＣＭＦ遅延期間だけシングルキャリア部分の終了前に開始信号を出力し、前記周波数領域イコライザが、ＦＥＱ（ωｋ）＝１／Ｈ（ωｋ）に従って、周波数応答信号Ｈ（ωｋ）に基づきマルチキャリア等化信号ＦＥＱ（ωｋ）を決定する。
【００１２】
前記位相ロックループは、位相誤差信号を生成する位相誤差検出器と、前記位相誤差信号を受信し、位相補償信号を生成する位相フィルタと、前記位相補償信号に基づいて前記受信信号を調整する位相回転部とを備える。前記位相補償信号は前記フリーズ指標の出力の際に一定に維持される。前記位相誤差検出器は、前記位相補償信号を一定に維持するために、前記フリーズ指標の出力の際に前記位相誤差信号をゼロに設定する。前記利得ループは、利得誤差信号を生成する利得誤差検出器と、前記利得誤差信号を受信し、利得補償信号を生成する積分器と、前記利得補償信号に基づいて前記受信信号を調整する乗算器とを備える。前記補償信号は前記フリーズ指標の出力の際に一定に維持される。前記利得誤差検出器は、前記利得補償信号を一定に維持するために、前記フリーズ指標の出力の際に前記利得誤差信号をゼロに設定する。タイミングループは、受信信号のタイミングを受信及び調整する時間追跡部より成り、前記時間追跡部は、前記フリーズ指標の出力の際に受信信号の追跡調整を停止する。ベースバンドマルチキャリアプロセッサは、前記周波数領域イコライザからのマルチキャリア等化信号と、受信したマルチキャリア信号に基づく周波数応答信号を組み合わせる合成部を含む。
【００１３】
本ベースバンド受信機は、シングルキャリア、マルチキャリア及び混合キャリアの動作モード間で選択を行なう制御論理部を備え、前記シングルキャリアプロセッサは、シングルキャリアの動作モードにおけるシングルキャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のシングルキャリア部分を処理するよう構成され、前記マルチキャリアプロセッサは、マルチキャリアの動作モードにて調整及びフィルタ処理前にマルチキャリアの受信信号を処理し、混合キャリアの動作モードにおける混合キャリア信号の調整されフィルタ処理された受信信号中のマルチキャリア部分を処理するよう構成される。
【００１４】
本発明の一態様による無線周波数（ＲＦ）通信装置は、ＲＦトランシーバと、ベースバンド送信機とベースバンド受信機を含む。ＲＦトランシーバは、アンテナからのＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、前記アンテナを通じて送信するためにベースバンド信号をＲＦ信号に変換する。ベースバンド送信機は、シングルキャリア変調を用いてシングルキャリア部分を変調することにより、及びマルチキャリア変調を用いてマルチキャリア部分を変調することにより、前記ＲＦトランシーバを通じて混合キャリア信号を送信するよう構成される。送信機は、マルチキャリア電力スペクトルを近似するためにシングルキャリア部分をフィルタ処理し、シングルキャリア及びマルチキャリア部分の間で周波数、位相、利得及びタイミングをコヒーレントに維持するために混合キャリア信号を調整する。ベースバンド受信機は、上述したものと同様に実現される。
【００１５】
前記ＲＦトランシーバはマルチバンド動作をすることが可能であり、前記ＲＦトランシーバが、シングルキャリア及び混合キャリアのモードに対する第１のＲＦ周波数バンドで動作し、前記ＲＦトランシーバは、前記第１のＲＦ周波数バンドとマルチキャリアのモード用の第２のＲＦ周波数バンドとを含む複数の周波数バンドの内選択されたものにおいて動作する。特定の態様では、前記第１のＲＦ周波数バンドが約２．４ギガヘルツ（ＧＨｚ）であり、前記第２のＲＦ周波数バンドが約５ＧＨｚである。
【００１６】
前記ベースバンド送信機は、シングルキャリア信号を生成するシングルキャリア送信プロセッサと、マルチキャリア信号を生成するマルチキャリア送信プロセッサと、ディジタルフィルタと、信号合成部を備える。ディジタルフィルタは、マルチキャリア電力スペクトルを近似する電力スペクトルを有するように前記シングルキャリア信号をフィルタ処理する。信号合成部は、位相、利得及びタイミングの調整を維持し、フィルタ処理されたシングルキャリア信号とマルチキャリア信号を組み合わせる。前記信号合成部は、位相乗算部と、ディジタル合成部と、ソフトスイッチとを備える。位相乗算部は、シングルキャリア部分の最後の部分の位相をマルチキャリア信号に乗じ、位相回転したマルチキャリア信号を与える。ディジタル合成部は、フィルタ処理されたシングルキャリア信号及び位相回転したマルチキャリア信号を組合せ、合成された混合キャリア信号を与える。ソフトスイッチは、フィルタ処理されたシングルキャリア信号を完了まで選択し、遷移期間中に、合成された混合信号を選択し、前記遷移期間の終了の際に、位相回転したマルチキャリア信号を選択する。前記シングルキャリア信号は、所定のタイミング間隔による連続的なチップを含み、前記遷移期間は、前記所定のタイミング間隔に等しい期間を有する。
【００１７】
本発明の一態様によるＲＦ送信用の混合キャリアパケットを生成する方法は、選択されたマルチキャリア変調法を用いてマルチキャリアペイロードを生成するステップと、シングルキャリア変調法を利用して、プリアンブル及びヘッダを含むシングルキャリア部分を生成するステップと、前記マルチキャリア変調法による電力スペクトルを近似する電力スペクトルを有するように前記シングルキャリア部分をフィルタ処理するステップと、キャリアパケットを生成するために、利得、位相、周波数及びタイミングを遷移中に維持するように、フィルタ処理されたシングルキャリアセグメントと前記マルチキャリアペイロードを合成するステップとを有する。
【００１８】
前記合成するステップは、前記マルチキャリアペイロードを、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分から決定された位相だけ位相回転するステップより成る。前記シングルキャリア変調法はバーカー変調法より成り、前記マルチキャリア変調法がＯＦＤＭ法より成り、前記位相回転するステップが、ＯＦＤＭマルチキャリアペイロードを、フィルタ処理されたシングルキャリア部分の最後のバーカーワードの位相だけ位相回転するステップより成る。前記マルチキャリアペイロードは、ＯＦＤＭプリアンブルを含む。前記合成するステップは、遷移期間中に、フィルタ処理されたシングルキャリア部分を徐々に減少させ、マルチキャリアペイロードを徐々に増加させるステップより成る。前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分は、所定のチップレートを有し、更に、当該方法は、所定のサンプリングレートで、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分及び前記マルチキャリアペイロードをサンプリングするステップと、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分の所定のチップレートに基づいて、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分の最後の完全なサンプルから遷移期間だけ後に、前記マルチキャリアペイロードの最初の完全なサンプルを出力するステップより成る。前記合成するステップは、更に、遷移時間中に、複数のサンプルを与えるために、前記フィルタ処理されたシングルキャリア部分の各々と、前記マルチキャリアペイロードとの複数の比率を合成するステップより成る。一態様では、前記所定のサンプリングレートが、前記所定のチップレートの４倍であり、遷移期間中に複数の比率を合成するステップが、フィルタ処理されたシングルキャリア部分及びマルチキャリアペイロードの割合がそれぞれ７５／２５，５０／５０及び２５／７５である第１、第２及び第３の中間的サンプルを与えるステップより成る。
【００１９】
本発明の一態様による、シングルキャリア部分の後にマルチキャリア部分が続く混合キャリア信号を捕捉する方法は受信したベースバンド信号の利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを判定するステップと、調整されたベースバンド信号を与えるために、前記調整パラメータを用いて前記ベースバンド信号を調整するステップと、前記受信したベースバンド信号のシングルキャリア部分を受信し、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定値を判定するステップと、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を与えるために、ＣＩＲ推定値に基づいて前記調整されたベースバンド信号をフィルタ処理するステップと、前記シングルキャリア部分を捕捉するために、シングルキャリアプロセッサを用いて、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を処理するステップと、前記シングルキャリア部分内の混合キャリアモード識別子を検出し、混合モード指標を発するステップと、前記マルチキャリア部分を捕捉するために、前記混合モード指標に応答して、マルチキャリアプロセッサを用いて前記受信したベースバンド信号を処理するステップとを有する。
【００２０】
マルチキャリアプロセッサを用いて前記受信したベースバンド信号を処理するステップは、調整及びフィルタ処理前に前記受信したベースバンド信号を処理するステップより成る。本方法は、更に、前記マルチキャリアプロセッサにより、前記マルチキャリア部分のプリアンブル部から第２のチャネル周波数応答推定値を判定するステップと、前記第２のチャネル周波数応答推定値に基づいて前記マルチキャリア部分をフィルタ処理するステップより成る。更に、本方法は、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータの任意の組合せを、前記マルチキャリア部分を捕捉するための少なくとも１つの開始パラメータとして前記マルチキャリアプロセッサで使用するステップより成る。
【００２１】
本発明の別の態様による、シングルキャリア部分の後にマルチキャリア部分が続く混合キャリア信号を捕捉する方法は、受信したベースバンド信号の利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを判定するステップと、調整されたベースバンド信号を与えるために、前記調整パラメータを用いて前記ベースバンド信号を調整するステップと、前記受信したベースバンド信号のシングルキャリア部分を受信し、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定値を判定するステップと、前記ＣＩＲ推定値を周波数応答信号に変換するステップと、前記周波数応答信号を利用して、周波数領域イコライザをプログラミングするステップと、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を与えるために、ＣＩＲ推定値に基づいて前記調整されたベースバンド信号をフィルタ処理するステップと、前記シングルキャリア部分を捕捉するために、シングルキャリアプロセッサを用いて、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を処理するステップと、前記シングルキャリア部分内の混合キャリアモード識別子を検出し、混合モード指標及びフリーズ指標を発するステップと、前記フリーズ指標に応答して、利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを一定に維持するステップと、前記マルチキャリア部分を捕捉するために、前記混合モード指標に応答して、前記周波数領域イコライザを利用するマルチキャリアプロセッサにより、フィルタ処理され調整されたベースバンド信号を処理するステップとを有する。利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを判定する前記ステップは、利得、位相、周波数及びタイミングの誤差値を判定するステップより成る。利得、位相、周波数及びタイミングの調整パラメータを一定に維持するステップは、利得、位相、周波数及びタイミングの誤差値をゼロに設定するステップより成る。
【００２２】
図面と共に以下の好適実施例の詳細な説明を考察することで、本発明に関する更なる理解が得られるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の一実施例によるベースバンド送信機及び受信機のアーキテクチャは、混合キャリア信号のシングルキャリア信号からマルチキャリア信号における、利得、位相、周波数、サンプル時間及びチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を維持することで、シングルキャリアからマルチキャリアへのコヒーレント遷移を達成する。この方法では、シングルキャリア部分の間に処理された情報は有効であり且つマルチキャリア部分の捕捉を開始するのに使用されるので、受信機のマルチキャリア部分でその信号が再捕捉される必要はない。情報を保持及び蓄積することは、無線通信で遭遇する一般の干渉に対してその信号をより一層強く（ｒｏｂｕｓｔ）する。また、別の形態によるベースバンド受信機システムは、遷移に関してコヒーレント性を維持せず、受信機のマルチキャリア部分が遷移後にその信号を完全に再捕捉しなければならないようにする。利得、位相、周波数又はタイミングに関連する選択された任意のパラメータのような、波形のシングルキャリア部分から得られる選択された情報を利用する更に別の非コヒーレント受信機の例も説明される。非コヒーレントなシステムはコヒーレントなシステムより弱いが（ロバストでないが）、非コヒーレントの場合は、多くの用途で適切な通信システムを達成するのに充分なロバスト性を維持しつつ、実現するのに簡易且つ安価である。
【００２４】
ここに説明される無線装置は、８０２．１１ｂ又は８０２．１１ｇモードにおける２．４ＧＨｚ帯域、２．４ＧＨｚ、５ＧＨｚのような１以上の８０２．１１ａモードにおける複数中の任意の帯域その他適切な帯域で動作する。任意の形式のコンピュータ（デスクトップ、携帯型、ラップトップ等）、任意の形式の互換性のある通信装置、任意の形式のパーソナルディジタルアシスタント（ＰＤＡ）や、プリンタ、ファックス装置、スキャナ、ハブ、スイッチ、ルータ等のような任意の形式のネットワーク装置のような適切な形式で装置は構成される。本発明は、８０２．１１ｇ提案、８０２．１１ｂ規格、８０２．１１ａ規格や２．４ＧＨｚの周波数帯域に限定されないが、これらの規格や周波数が、ある実施例で使用されることに留意を要する。無線装置は、８０２．１１ｂの装置と後方互換性を維持するために、１，２，５．５及び１１Ｍｂｐｓを含む８０２．１１ｂ規格の任意のレートで互いに通信するように構成される。また、無線装置は、６，９，１２，１８，２４，３６，４８又は５４Ｍｂｐｓの８０２．１１ａ規格のデータレートのような任意の形態に準拠する混合信号構成を利用して異なる又は高いデータレートでの通信を可能にするために、混合キャリア動作モード用に構成される。
【００２５】
混合信号装置は、混合信号モードで動作する場合でさえも、互いに顕著な干渉なしに、８０２．１１ｂ装置と同じ無線動作領域内で動作する及び／又は併存することができる。
【００２６】
図１は、本発明の一実施例により実現される混合信号パケット１０１の概念図である。パケット１０１は、マルチキャリア部分１０５が続くシングルキャリア部分１０３を含む。シングルキャリア部分１０３はシングルキャリア変調法で変調されることが意図され、マルチキャリア部分１０５はマルチキャリア変調法で変調されることが意図されている。ここに説明される例では、シングルキャリア変調は、８０２．１１ｂ規格に準拠するような、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）シンボルレート又は２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）であり、マルチキャリア変調は８０１．１１ａ規格に準拠するようなＯＦＤＭによるものである。他のシングルキャリア及びマルチキャリア変調法が使用され得ることが、理解され認識されるであろう。
【００２７】
図示されている例では、シングルキャリア部分１０３は、バーカーヘッダ１１１が続くバーカープリアンブル１０８を含む。バーカープリアンブル１０８は、同期フィールド境界（ＳＦＤ）１０９が続く同期フィールド１０７を含む。プリアンブル１０８及びバーカーヘッダ１１１は、ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫに従って変調され、毎秒１又は２メガビット（Ｍｂｐｓ）で送信される。長い形式のシングルキャリア部分１０３は１９２マイクロ秒（μｓ）で送信され、短い形式のものは９６μｓで送信される。マルチキャリア部分１０５は、プリアンブル、データフィールド１１５及びＳＩＦパッド１１７を含む。データフィールド１１５は、６，９，１２，１８，２４，３６，４８又は５４Ｍｂｐｓの典型的なデータレートの中から選択されたデータレートでＯＦＤＭ変調を利用して送信される。ＳＩＦパッドは６μｓで送信される。
【００２８】
プリアンブル１１３は、ＯＦＤＭ変調の同期に使用され、ロング同期フィールド１１９及び信号フィールド１２１を含む。プリアンブル１１３は約１２μｓで送信される。ロング同期フィールド１１９は、１対の０．８μｓのガードインターバル１２３，１２５と、１対の３．６μｓのロングトレーニングシンボル１２７，１２８とを含む。この手法では、ロング同期フィールド１１９の合計期間が８μｓであり、これは、少なくとも９６μｓ消費するシングルキャリア部分１０３のショート又はロング形式のものよりも顕著に短いことが理解されるであろう。
【００２９】
図２は、本発明の一実施例により実現されるベースバンド送信機２０１を含む混合キャリア信号送信機２００の概略ブロック図である。一実施例では、送信機２０１は、シングルキャリアモード（例えば、８０２．１１ｂ）、混合キャリアモード（８０２．１１ｇ）及びいくつかのマルチキャリアモード（例えば、８０２．１１ａ）を含むいくつかのモードで動作するよう構成される。マルチキャリアモードは、２．４又は５ＧＨｚ帯域のような幾つかの周波数帯域の任意のものにおけるＯＦＤＭ変調を使用することができる。シングルキャリアプロセッサ又はカーネル（ｋｅｒｎｅｌ）２０３は、１１ＭＨｚのバーカーチップのような、選択されたチップレートにおける単独のキャリア信号を構成するための中核的な処理機能を組み込む。カーネル２０３の出力は、１：２スプリッタ２０５の入力に与えられる。スプリッタ２０５の第１の出力２０７は、４４ＭＨｚのサンプルレートでシングルキャリアパケットを出力する、シングルキャリアパルス整形部（ディジタルフィルタ）２０９の入力に与えられる。シングルキャリアパルス整形部２０９の出力は、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２１５の入力に接続される出力を有する３：１マルチプレクサ（ＭＵＸ）２１３の第１の入力２１１に与えられる。
【００３０】
ＤＡＣ２１５のアナログ出力は、無線周波数（ＲＦ）信号に混合され、当業者に既知のアンテナ２０４を通じて無線媒体に送信される。図示の例では、ＤＡＣ２１５のアナログ出力は、ベースバンド信号をＲＦ信号に変換するＲＦシステム２０２に与えられ、アンテナを通じて無線媒体に送信される。また、送信機２００は、動作を制御し且つ特定の動作モードを制御するために、ＲＦシステム２０２及びベースバンド送信機２０１に接続された制御論理部２０６を含む。制御論理部２０６は、シングルキャリア動作モードでシングルキャリアパケットを選択し、マルチキャリア動作モードでマルチキャリアパケットを選択し、混合キャリア動作モードで混合キャリアパケットを選択するように、スプリッタ２０５及びＭＵＸ２１３を制御する。
【００３１】
ＲＦシステム２０２及び制御論理部２０６は、更にマルチバンド動作用に構成される。ＲＦシステム２０２は、非認可２．４及び５ギガヘルツ（ＧＨｚ）帯域を含むがそれに限定されないところの幾つかのＲＦキャリア周波数の内選択されたものを利用して、パケットを送信するよう構成される。２．４ＧＨｚ帯域は、８０２．１１ｂによるシングルキャリアモードに使用されることが考えられる。また、２．４ＧＨｚ帯域は、８０２．１１ｂの装置に対する後方互換性を与えるために、混合キャリアモードに使用されることも可能である。５ＧＨｚ帯域は、８０２．１１ａによるマルチキャリアモードに使用されることが考えられる。更に、２．４及び５ＧＨｚ帯域に加えて、規格であってもなくても任意の他の選択された帯域を含むマルチキャリアモード（即ち、多重バンド動作）に、幾つかの異なる帯域が使用されることが考えられる。例えば、ＦＣＣは、６ＧＨｚ付近の認可された帯域で動作する８０２．１１ａの修正された形式を最近認可している。このように、マルチバンド８０２．１１ａの動作が考えられる。
【００３２】
スプリッタ２０５の第２の出力２１７は、混合キャリアパルス整形部又はディジタルフィルタ２１９に与えられる。ディジタルフィルタ２１９は、カーネル２０３からシングルキャリアのプリアンブルとヘッダを受信し、混合キャリア波形に使用されるマルチキャリア信号と同様な電力スペクトルを持たせるような手法で信号を整形又はフィルタ処理する。特に、ディジタルフィルタ２１９は、シングルキャリア信号の電力スペクトルが、マルチキャリア信号の電力スペクトルを近似するようにスケール変更された有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタタップを含む。一例では、ディジタルフィルタ２１９は、連続時間に指定され、ブリックウォール（ｂｒｉｃｋ  ｗａｌｌ）近似の無限インパルス応答を用いて導出される時間整形パルスを利用する。無限インパルス応答は、好ましくは、所望のスペクトル特性を達成する（マルチキャリア変調を近似する）のに充分長いが、複雑さを軽減する程度に充分短い連続時間ウインドウを用いて打ち切られる。結果の連続時間パルス形状は、図示の例では４４ＭＨｚであるＤＡＣ２１５のサンプルレートでサンプルされる。バーカー及びＯＦＤＭを利用する８０２．１１ｇに対しては、ＦＩＲタップは、バーカープリアンブル及びヘッダ電力スペクトルがＯＦＤＭ電力スペクトルを近似するようにスケール調整される。
【００３３】
ディジタルフィルタ２１９からの混合キャリアプリアンブル及びヘッダ出力は、合成器２２３の第１の入力２２１に与えられ、その合成器は、第２の入力２２７でマルチキャリアプロセッサ又はカーネル２２５からマルチキャリアペイロードを受信する。以下に更に説明されるように、合成器２２３は、その出力２２８で混合キャリアパケットを出力するために、混合キャリアプリアンブル及びヘッダをマルチキャリアペイロードと合成し、その混合キャリアパケットはＭＵＸ２１３の第２入力２２９に接続される。カーネル２２５は、ＤＡＣ２１５の４４ＭＨｚサンプルレートのような、ある選択されたサンプルレートでマルチキャリアパケットを構成するための中核的な処理機能を組み込む。カーネル２２５の出力は、合成器２２３の入力２２７に与えられ、且つＭＵＸ２１３の第３入力２３１に与えられる。カーネル２０３により生成されパルス整形部２０９により整形されるシングルキャリアパケットがＤＡＣ２１５に与えられるように、制御論理部２０６が、スプリッタ２０５がその第１出力２０７を選択するように制御し且つＭＵＸ２１３がその第１出力を選択するように制御する場合に、送信機２０２はシングルキャリアモード（例えば、８０２．１１ｂ）で動作する。合成器２２３からの混合キャリアパケットがＤＡＣ２１５に与えられるように、制御論理部２０６が、スプリッタ２０５がその第２出力を選択するよう制御し且つＭＵＸ２１３がその第２入力２２９を選択するよう制御する場合に、送信機２０１は混合信号モード（例えば、８０２．１１ｇ）で動作する。カーネル２２５により生成されるマルチキャリアパケットがＤＡＣ２１５に与えられるように、制御論理部２０６がＭＵＸ２１３がその第３入力を選択するよう制御する場合に、送信機２０１はマルチキャリアモード（例えば、８０２．１１ａ）で動作する。
【００３４】
カーネル２０３は、シングルキャリアパケット全体を（パルス整形器２０９を利用して）生成することが可能であるように構成され、カーネル２２５はマルチキャリアパケット全体を生成することが可能であるように構成されることに留意を要する。しかしながら、合成器２２３は、混合キャリアパケットを生成するために、シングルキャリア信号の第１部分又はヘッダと、マルチキャリア信号（例えば、プリアンブル１１３、データフィールド１１５及びＳＩＦ１１７を含む）のペイロード部分とを合成する。シングルキャリアカーネル２０３は、更に、混合キャリア動作モードを示すビット又はフィールドを含めるために、シングルキャリア部分１０３のヘッダ１１１を修正するように構成されることが可能である。混合キャリアモードビットは、そのパケット信号がシングルキャリア信号ではなく混合キャリア信号であることを受信機に通知する。
【００３５】
図３は、合成器２２３の例に関する概略ブロック図である。合成器２２３は、入力２２１で受信したシングルキャリアヘッダ及びプリアンブルと、入力２２７で受信したマルチキャリアペイロードとの間の位相及び時間の調整を行なう。また、合成器２２３はシングルキャリアヘッダの終了とマルチキャリアペイロードの開始の間で切り替わる。合成器２２３は、図示のように第１、第２及び第３端子３０３，３０５，３０７の間で出力２２８をそれぞれ切り替えるソフトスイッチ３０１を含む。ソフトスイッチ３０１は、物理的又は機械的なスイッチとして実現されることは必須ではなく、遷移中に信号を円滑に切り替えるために、ファームウエア又はディジタル論理部で実現され得る。第１端子３０３は、合成器２２３の入力に及びディジタル合成部３０９の第１入力３１７に結合される。第２端子３０５は、ディジタル合成部３０９の出力に結合される。第３端子３０７は、位相回転部３１１の出力３１５に結合され、その出力はディジタル合成部３０９の第２入力にも与えられる。以下に詳細に説明されるように、位相回転部３１１は、位相の連続性を維持するために、シングルキャリア信号の最後の部分に対して、位相角「φ」だけマルチキャリア信号を回転する又は乗算する。ディジタル合成器３０９は、混合キャリア信号の、全シングルキャリア部分と全マルチキャリア部分の間の遷移の際にシングルキャリアとマルチキャリアの信号を合成する。
【００３６】
図４の４Ａ，４Ｂは、ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫを利用するシングルキャリア変調法の例に関する位相関係をそれぞれ示す図である。図の４Ａは、ＢＰＳＫが２つの象限（２位相の１つ）に実部及び虚部双方を組み込む様子を示すＰＢＳＫプロットの概略図である。位相角φは１又は−１の何れかである。図の４Ｂは、ＱＰＳＫが４つ総ての象限（４位相の１つ）に実部及び虚部双方を組み込む様子を示すＱＰＳＫプロットの概略図である。位相角φは、１，ｊ，−１又は−ｊの何れかである。信号の特定の位相は、絶対位相が不確定であるように、伝送中ははっきりしない。受信機は、一般的には、到来する信号の位相を決定及び追跡するように構成される。しかしながら、混合キャリア信号に対しては、受信機による捕捉を促すために、シングルキャリア及びマルチキャリアの部分の間の相対的な位相が維持され、或いは決定可能にされる。従って、マルチキャリア信号の位相は、受信機の位相捕捉を促進するために、シングルキャリア信号の最後の部分の位相に基づく。
【００３７】
直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）を利用するシングルキャリア信号は、ＯＦＤＭマルチキャリア信号形式とは根本的に相違する。ＣＣＫ−ＯＦＤＭでは、ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫフォーマットの何れかがヘッダに使用されることが可能である。８０２．１１ｂヘッダの最後のバーカーワードの位相は、カーネル２２５で生成されるＯＦＤＭ信号に対するコヒーレントＯＦＤＭ信号の位相を決定する。図３に戻って、ＣＣＫ−ＯＦＤＭの場合には、位相回転部３１１は、そのＯＦＤＭ信号を、最後のバーカーワードの位相角φだけ回転し、回転したＯＦＤＭ信号をその出力３１５にて出力する。回転済みのＯＦＤＭ信号は、ディジタル合成器３０９の入力３１９、及びソフトスイッチ３０１の第３端子３０７に印加される。位相角１は０度回転（回転なし）に対応し、位相角ｊは９０度回転に対応し、位相角−１は１８０度回転に対応し、位相角−ｊは−９０度回転に対応する。ＯＦＤＭのようなマルチキャリア信号は、実部と虚部を含む複素数であり、実部及び虚部は、Ｉ及びＱ成分が数学的に−１，ｊ又は−ｊを乗じるような、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）の成分とも言及される。
【００３８】
図５は、バーカー及びＯＦＤＭを用いる信号のシングルキャリア及びマルチキャリアの部分の間の整合の様子を示すタイミング図である。このタイミング図は、ヘッダの最後のバーカーワード５０３に、ＯＦＤＭ信号部分５０１を合わせる様子を示す。５０７で示されるように、最後のバーカーワード５０３の第１チップを含む各バーカーワードの第１チップは、１μｓ整合で中心を置き、各ワードの以後のバーカーチップの各々は１／１１μｓ即ち９１ナノ秒（ｎｓ）毎に中心を置く。ＯＦＤＭ信号の開始に対しては、５０９で示されるように、ＯＦＤＭ信号の第１のフルサンプルが、そのヘッダの最後のバーカーワードの第１チップのゼロ位相ピークの１μｓ後に、従ってそのヘッダの最後のバーカーワードの最終チップ５１１の１／１１μｓ後に生じる。最終チップ５１１及び最初のフルＯＦＤＭサンプル５０９は、最後のバーカーワード５０３及びＯＦＤＭ信号の最初のフルサンプルの間で１／１１μｓの重複期間５１３を形成する。波形間の遷移を円滑にするディジタル合成器３１７の動作を実行あらしめるために、スケール調整されたＯＦＤＭサンプル５１５が、第１のフルスケール（スケール調整されていない）ＯＦＤＭサンプル５０９の前に示される。ＯＦＤＭサンプルの完全な開始に先立って事前に生じるＯＦＤＭサンプル５１５は、循環的に拡張される。そのような遷移時間調整は、等化情報及びタイミング情報を、混合キャリア信号のシングル及びマルチキャリア部分間で搬送することを可能にする。
【００３９】
図３に戻って、ソフトスイッチ３０１は、最後のバーカーワードを転送するために、バーカーチップ５１１の後になるまで、第１端子３０３を合成器２２３の出力２２８に接続する。最後のバーカーチップ５１１の後で、スイッチ３０１は、第２端子３０５にてディジタル合成器３０９の出力を出力２２８に接続するために切り替わる。ディジタル合成器３０９は、重複期間５１３の間に、入力３１７におけるシングルキャリア信号を、入力３１９における位相回転済みのマルチキャリア信号とディジタル的に合成する。図示の態様では信号はディジタル的にサンプルされるのでディジタル合成器が使用されるが、別の態様ではアナログ合成器等も考えられることに留意を要する。一実施例では、ディジタル合成器３０９は、マルチキャリア信号をランプアップ（徐々に上昇）させながら、シングルキャリア信号をランプダウン（徐々に降下）させる。シングルキャリア及びマルチキャリアの信号は共に４４ＭＨｚでサンプルされるので、及び調整は１１ＭＨｚバーカーチップに基づくので、最後のバーカーチップ５１１と、重複期間５１３の最初の完全なＯＦＤＭサンプル５０９との間で、３つの中間的なサンプルが存在する。一実施例では、ディジタル合成器３０９は、その遷移中に、第１の中間的なサンプルについては７５％のバーカー信号と２５％のＯＦＤＭ信号を合成し、第２の中間的なサンプルについては５０％のバーカー信号と５０％のＯＦＤＭ信号を合成し、第３の中間的なサンプルについては２５％のバーカー信号と７５％のＯＦＤＭ信号を合成し、中間的なサンプルが連続した４４ＭＨｚサイクルで出力２２８を与えるようにする。最初の完全なＯＦＤＭサンプル５０９の前に、ソフトスイッチ３０１は、位相回転部３１１の出力３１５における回転済みＯＦＤＭサンプルを与える端子３０７を出力２２８に接続するために切り替え、残りのマルチキャリア部分１０５のために端子３０７に留まる。
【００４０】
図６は、重複期間５１３の間に、６０１により波線のカーブで示され８０２．１１ｂに準拠して整形されたシングルキャリア信号の終了と、６０３により示され８０２．１１ａに合わせて整形されたＯＦＤＭシンボルの開始の様子を示す図である。これらに図示されるように、シングルキャリアからマルチキャリアへ遷移する場合に、シングルキャリアは制御された形式で終了する。このシングルキャリアの終了法は、遷移の時点でＡＧＣを維持し、信号電力ギャップを最小化し、ある信号の他の信号による破壊を最小化する。８０２．１１ｂセグメントのシングルキャリアの終了法は、８０２．１１ａのＯＦＤＭ整形に利用されるものと同様である。８０２．１１ａはＯＦＤＭシンボルに関するウインドウ関数を指定し、そのウインドウ関数はシングルキャリアセグメントの終端を定めるために使用される。シングルキャリア信号は、名目上１００ナノ秒（ｎｓ）のような所定の時間ウインドウ（時間枠）内で終了する。シングルキャリアパルス整形フィルタを一気に処理（ｆｌａｓｈ）する必要はない。ヘッダ内のバーカーワードに対するその結果の歪は、１１チップの処理ゲイン、熱雑音及びマルチパス歪に比較して小さい。この終了法は、ディジタル信号処理によって又はアナログフィルタによって明確に達成される。
【００４１】
図７は、本発明の一実施例により実現されるベースバンド受信機７０１を含む受信機７００のブロック図である。受信機７００は、アンテナ７０４を通じて無線媒体からＲＦ信号を受信し、ＲＦ信号をベースバンド信号に変換するＲＦシステムを含む。ベースバンドアナログ入力信号は、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）７０３の入力に印加される。ＡＤＣ７０３は、２２ＭＨｚレートでサンプルされた対応するディジタルベースバンド信号を、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定部７０５、ＭＵＸ７０９の第１入力７０７、時間追跡ループ部７１１の入力、及び非コヒーレント自動利得制御（ＡＧＣ）フィードバック部７１３の入力に与える。受信機７００は、当業者に知られているような一連の増幅段、フィルタ段及びミキサ段を通じて、ＲＦ信号を、無線チャネルからベースバンドアナログ入力信号に変換する。受信機７００の利得範囲は一般的には大きく、微弱信号を検出し（高利得）又は大信号を減少させる（低利得）。ＡＤＣ７０３は、利得範囲全体を網羅するのに充分なビット分解能を備えて実現されることが可能であるが、通常的には、到来するベースバンド信号の所望の分解能に関する充分なビット数のみを含むように実現され得る。ＡＧＣフィードバック部７１３は、ＡＤＣ７０３の範疇のターゲット利得範囲に対して受信機７００の利得を決定するため、ＲＦシステム７０２へのフィードバック経路７１５にフィードバック信号を出力するために使用される。ＡＧＣフィードバック部７１３は「非コヒーレント」であり、到来する信号についての利得を大まかに決定するために、信号タイミング、周波数、位相又は他のパラメータによらず動作する。この手法では、ＡＧＣフィードバック部７１３は粗い利得調整を実行する。
【００４２】
送信機２００に関して上述したのと同様に、受信機７００は、動作を制御し且つ幾つかの動作モードの１つを選択するための制御及び選択（ＳＥＬ）信号を介して、ＲＦシステム７０２及びベースバンド受信機７０１に接続される制御論理部７０６を含む。また、受信機７００は、シングルキャリアのパケット又は信号を受信及び捕捉するシングルキャリアモード、マルチキャリアパケットを捕捉するマルチキャリアモード、及び混合キャリアパケットを捕捉する混合キャリアモードで動作するよう構成される。更に、受信機７００は、２．４及び５ＧＨｚ及び所望の他の帯域を含むマルチバンド動作をするように構成される。２．４ＧＨｚ帯域は、８０２．１１ｂ又は８０２．１１ｂの旧式装置と互換性のあるシングルキャリア及びマルチキャリアのモードとすることが考えられる。選択された帯域は、マルチキャリア動作モードに使用され、複数帯域の８０２．１１ａの動作が考えられる。ＲＦシステム２０２及び制御論理部２０６は、ＲＦシステム７０２及び制御論理部７０６と組み合わせられること、及びベースバンド送信機２００及びベースバンド受信機７００の双方は、組み合わせられたＲＦシステムに結合され、本発明の実施例によるＲＦ送信機を実現するように制御することに留意を要する。
【００４３】
シングルキャリア及び混合キャリアの動作モードに関し、ＣＩＲ推定部７０５は信号の既知のプリアンブルを調べ、無線チャネルを推定し、チャネルのインパルス応答（及び中間的なフィルタ）を表す時間領域信号ｈｉを出力する。一実施例では、ＣＩＲ推定部７０５は、フィルタタップの選択された番号「ｉ」に関するＦＩＲフィルタである。ｈｉ信号は、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）７１７の入力に、及びチャネルマッチトフィルタ部（ＣＭＦ）７１９に与えられる。ＣＭＦ部７１９は、ｈｉ信号の複素共役を求め、時間反転機能を実行し、それに従ってタップをプログラムする。また、ＣＭＦ部７１９はＦＩＲフィルタより成る。チャネル（伝搬路）の影響による歪は、ＣＭＦ部７１９で実質的に除去される。時間追跡部７１１は、自立型（ｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ）ディジタル調整フィルタであり、ディジタルベースバンド信号のタイミングを検討及び調整する。例えば、時間追跡部７１１は、８０２．１１ｂ信号のバーカーチップに基づいてタイミングを調整する。時間追跡部７１１は、時間調整信号を乗算器７２１の一方の入力に与え、その乗算器は、利得調整信号を生成するために、他方の入力で受信した利得調整信号ＫＡＧＣを乗算する。乗算器７２１は、利得調整信号を位相回転部７２３の一方の入力に与え、その位相回転部は、位相調整信号を生成するために他方の入力で受信した位相調整信号ｅｘｐ（ｊθＰＬＬ）を用いて信号を調整する。位相回転部７２３は、位相調整信号を、信号からチャネル歪を除去するＣＭＦ部７１９の入力に与える。ＣＭＦ部７１９の出力は、ＭＵＸ７０９の第２入力、信号キャリアカーネル７３１の入力、位相ロックループ（ＰＬＬ）位相誤差サ部７２７の入力及びＡＧＣ利得誤差部７２９の入力に接続される。制御論理部７０６及びシングルキャリアカーネル７３１の間のＳＥＬ信号は、動作モードの制御をもたらす。制御論理部７０６は一般的には動作を制御するが、シングルキャリアカーネル７３１は、混合キャリアパケットを検出すると、動作モードを、シングルキャリアから混合キャリアモードに変える。
【００４４】
ＰＬＬ位相誤差部７２７は、ＣＭＦ部７１９の出力における任意の位相誤差を検出し、対応する位相誤差信号φｅｒｒｏｒを先行／遅延フィルタ７３３に与え、その先行／遅延フィルタは位相調整信号ｅｘｐ（ｊθＰＬＬ）を生成して位相回転部７２３に与える。ＡＧＣ利得誤差部７２９は、ＣＭＦ部７１９の出力における信号の利得を所定の目標利得と比較し、対応する利得誤差信号Ｋｅｒｒｏｒを積分部７３５に与える。積分部７３５は、利得誤差信号Ｋｅｒｒｏｒを受信し、利得調整信号ＫＡＧＣを生成し、その利得調整信号ＫＡＧＣを乗算部７２１に与える。この手法では、シングルキャリア信号に関して、少なくとも３つの異なるループがベースバンド受信機７０１に設けられ、それらは、タイミングを調整するために時間追跡ループ７１１を中核とするタイミングループ、利得を調整するために乗算器７２１を中核とする利得ループ、及び周波数や位相を調整するために位相回転部７２３を中核とする位相ループである。これらのループは、ＣＭＦ部７１９のタップがＣＩＲ推定部７９５からｈｉ信号を利用してプログラムされるまで、当初は公称値の定数に維持される。ＣＭＦ部７１９がプログラムされた後で、それらのループは、到来信号におけるタイミング、利得、位相及び周波数の誤差を分析する及び軽減又は除去するために解放される。
【００４５】
ＭＵＸ７０９は、８０２．１１ａに準拠したパケットのような、マルチキャリア動作モード用の第１入力７０７を選択するために、ＳＥＬ信号によって制御される。ＭＵＸ７０９の出力は、マルチキャリアカーネル７３７の入力に接続され、そのカーネルは、以下に更に説明されるように、ＡＤＣ７０３を通じて受信したマルチキャリア信号のタイミング、周波数、利得、位相及びチャネル応答を分析するために必要な処理機能を組み込む。制御論理７０６からのＳＥＬ信号は、動作モードを制御するためにマルチキャリアカーネル７３７に与えられる。ベースバンド受信機７０１の残りの部分は、マルチキャリア動作モードに対しては迂回される。シングルキャリア動作モードの場合には、カーネル７３１は、シングルキャリアパケットを検出及び分岐するのに必要な処理機能を組み込む。周波数、タイミング、位相、利得及びフィルタ応答は、バーカー又はＣＣＫシングルキャリア信号を分析するために、これらのループ及びＣＭＦ部７１９によって総て処理される。
【００４６】
シングルキャリアカーネル７３１はシングルキャリア部分１０３を分析するために使用され、マルチキャリアカーネル７３７は、混合キャリア動作モードに対する混合キャリアパケットのマルチキャリア部分１０５を分析するために使用される。ＭＵＸ７０９は、ＣＭＦ部７１９の出力をカーネル７３７に与えるため、第２入力７２５を選択するようにＳＥＬ信号によって制御される。しかしながら、混合キャリア動作モードの場合に、カーネル７３７は、シングルキャリア部分１０３を分析しようとはせず、カーネル７３１からの開始（ＳＴＡＲＴ）制御信号の発行まで実質的にディセーブルにされる。カーネル７３１は、到来する信号のシングルキャリア部分１０３を、あたかもそれが通常のシングルキャリアパケットであるかのように分析する。カーネル７３１は、シングルキャリア部分１０３のヘッダで混合モードビットを検出し、そして混合キャリア動作モードを開始する。混合キャリアパケットがモードビットにより示される場合には、カーネル７３１はシングルキャリア部分１０３の終端部で、ＰＬＬ位相誤差部７２７と、ＡＧＣ利得誤差部７２９と、時間追跡部７１１とにフリーズ（ＦＲＥＥＺＥ）制御信号を発行する。フリーズ信号の発行は、ＰＬＬ誤差部７２７が位相誤差信号φｅｒｒｏｒをゼロに設定するようにし、それにより位相調整信号ｅｘｐ（ｊθＰＬＬ）の現在のレベルを維持するようにする。フリーズ信号の出力は、ＡＧＣ制御誤差部７２９が、利得誤差信号Ｋｅｒｒｏｒをゼロに設定するようにし、それにより利得調整信号ＫＡＧＣの現在のレベルを維持するようにする。フリーズ信号の出力は、時間追従調整をディセーブルするために、時間追跡部７１１の動作を止める。これらのパラメータのフリーズ化（凍結）は、マルチキャリア波形に対する開始点に使用される、位相と、周波数と、利得と、シングルキャリア波形からのサンプル時間とを維持する。
【００４７】
カーネル７３１は、マルチキャリアペイロードの開始時にカーネル７３７の動作を開始するために、開始（ＳＴＡＲＴ）信号を出力する。カーネル７３７は、以下に更に説明されるように、それ自身の利得、位相／周波数及び時間追跡ループを有する。ＦＦＴ部７１７は、混合信号のシングルキャリア部分１０３の間に、時間インパルス応答信号ｈｉを、対応する周波数領域の信号Ｈ（ω）に変換する。Ｈ（ω）信号は、無線チャネルの周波数応答であり、周波数領域イコライザ（ＦＥＱ）演算部７３９の入力に与えられる。ＦＥＱ演算部７３９は、以下の数式（１）に従って周波数領域のイコライザタップを算出する：
【００４８】
【数３】
2005528002.tif 000003
ここで、添え字の「ｋ」は、マルチキャリア信号に関連する「トーン（ｔｏｎｅ）」又は「サブキャリア」を表す指標である。ＯＦＤＭでは、ωｋは、対象とするＯＦＤＭ信号のサブキャリア周波数を表す。ＦＥＱは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア各々に対しては、１タップ周波数領域イコライザとして動作し、無線チャネルに起因する利得及び位相の誤差を除去する。ベースバンド受信機７０１は、シングルキャリア波形からマルチキャリア波形にてＣＩＲ推定値を維持するので、シングルキャリアプリアンブルがカーネル７３７のＦＥＱとして使用される。この方法では、混合信号のシングルキャリアからマルチキャリアの部分への遷移の間に信号コヒーレントが維持される。
【００４９】
図８は、本発明の別の実施例により実現されるベースバンド受信機８０１のブロック図である。ＲＦシステム７０２や制御論理部７０６のような受信機の残りの部分は示されていないが、同様に動作することが可能である。ベースバンド受信機８０１は、位相回転部７２３の出力が、ＣＭＦ部７１９の出力以外のＭＵＸ７０９の第２入力に結合される点を除いて、ベースバンド受信機７０１と同様であり、それに代えて使用することが可能である。フリーズ（ＦＲＥＥＺＥ）及び開始（ＳＴＡＲＴ）信号が、ＣＭＦ部７１９を介する遅延を補償するために、シングルキャリア部分１０３の終了前に出力されることを除いて、動作は同様である。また、ＦＥＱ演算部７３９は、次式（２）に従って周波数領域イコライザタップを演算する：
【００５０】
【数４】
2005528002.tif 000004
ベースバンド受信機８０１に関するＦＥＱを演算するこの式は、ベースバンド受信機７０１に関するものよりも演算負担の点でいくらか簡易である。しかしながら、ベースバンド受信機７０１は、フリーズ及びスタート信号を発する時点を判定するためにＣＭＦ部７１９により遅延時間を判定する必要がある。
【００５１】
図９は、カーネル７３７に関するＯＦＤＭ実施例のブロック図である。使用される特定のマルチキャリア変調法に依存して、他のマルチキャリアカーネルが考えられることが理解されるであろう。ＭＵＸ７０９の出力からのＯＦＤＭ信号は、周波数調整信号ＦＡＤＪと組み合わせ且つ周波数調整信号をタイミング調整部９０３に与える合成器９０１に与えられる。タイミング調整部９０３は、別の入力から周波数誤差信号を受信し、乗算器９０５の一方の入力にタイミング調整信号を与える。乗算器９０５は、タイミング調整部９０３の出力と利得調整信号ＫＡＧＣとを乗算し、利得調整信号をガードインターバル除去部９０７の入力に与える。ガードインターバル除去部９０７は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を緩和するよう動作し、時間領域出力信号をＦＦＴ部９０９に与え、ＦＦＴ部は時間領域信号を周波数応答信号に変換する。周波数応答信号は、合成器９１１の一方の入力に与えられ、その合成器は、上述したＦＥＱ演算部７３９から周波数領域イコライザタップＦＥＱ（ωｋ）を受信する。
【００５２】
合成器９１１は、チャネル調整信号を、ソフト判定部９１３の入力と、利得誤差部９１５の入力と、位相誤差部９１７の入力とに与える。利得誤差部９１５は、利得誤差信号を積分器９１９に与え、その積分器は利得調整信号ＫＡＧＣを乗算器９０５に与える。位相誤差部９１７は、位相誤差信号を先行／遅延フィルタ部９２１に与え、先行／遅延フィルタ部は、周波数誤差信号を、タイミング調整部９０３と、複素数制御可能な発振器（ＣＮＣＯ）回路９２３の入力とに与える。ＣＮＣＯ９２３は、合成器９０１に与えられる周波数調整信号ＦＡＤＪを生成する。ＣＮＣＯ回路９２３は、ＯＦＤＭ信号の総てのサブキャリアについて周波数及び位相を調整する。
【００５３】
利得誤差部９１５、積分器９１９及び乗算器９０５は、ＯＦＤＭ信号の利得を調整するＯＦＤＭカーネル７３７の利得追跡ループを形成する。位相誤差部９１７、先行／遅延部９２１、ＣＮＣＯ回路９２３、合成器９０１及びタイミング調整部９０３は、ＯＦＤＭ信号の周波数、位相及びタイミングを調整する、周波数、位相及びタイミング追跡ループ９２７を形成する。ＳＴＡＲＴ信号が発せられると、カーネル７３７は、シングルキャリアループがＦＲＥＥＺＥ信号によって中断された時点から、混合キャリア信号のマルチキャリア部分の処理を開始する。この手法では、たとえＯＦＤＭカーネル７３７がそれ自身のマルチキャリア利得、周波数、位相及び時間調整ループを含んでいたとしても、これらのマルチキャリアループは、シングルキャリア部分１０３に関してシングルキャリアループで決定された利得、周波数、位相及び時間のパラメータに対して追跡を行なう。送信機は、混合キャリア信号のシングルキャリアからマルチキャリアへのコヒーレント性を維持するので、ベースバンド受信機のシングルキャリア及びマルチキャリアの処理部分の間でもコヒーレント性が維持される。更に、ＣＩＲ推定部７０５によってシングルキャリア部分の間に得られたＣＩＲ推定値は、送信機２０１の混合キャリアディジタルフィルタ２１９により実行される電力スペクトル近似によって、混合キャリア信号１０１のマルチキャリア部分１０５に適用されることが可能である。この手法では、マルチキャリア部分１０５にとって、ＦＥＱ演算部７３９からの周波数領域イコライザタップＦＥＱ（ωｋ）は、無線チャネルの利得及び位相の歪を除去するのに適切である。この手法では、コヒーレントな遷移が、ベースバンド受信機７０１又は８０１において、混合信号パケット１０１のシングルキャリア及びマルチキャリアの部分の間で起こる。
【００５４】
ＯＦＤＭカーネル７３７は、デインタリーブ及びデパンクチャ部９２９、ブランチメトリック演算部９３１、ビタビデコーダ９３３及びデスクランブラを含む標準的な形式で実現されることが可能であり、取得した信号情報をローカルメディアアクセス制御（ＭＡＣ）装置に出力する。
【００５５】
図１０は、本発明の別の非コヒーレントな実施例により実現されるベースバンド受信機１００１のブロック図である。ベースバンド受信機１００１のシングルキャリア部分は、ベースバンド受信機７０１，８０１と実質的に同じように動作するので、更には説明されない。ベースバンド受信機１００１は、ＦＲＥＥＺＥ制御信号を発しない点を除いて、カーネル７３１と同様に動作する。その代りに、混合キャリアパケット１０１が検出されると、カーネル１００３はＳＴＡＲＴ信号をマルチキャリアカーネル１００５に発行する。カーネル１００５は、ＣＭＦ部７１９や位相回転部７２３ではなく、ＡＤＣ７０３から入力を直接的に受信する点を除いて、上述のカーネル７３７と同様に動作する。この手法では、カーネル１００５は、マルチキャリア部分１０５から、例えば混合キャリアパケット１０１のＯＦＤＭプリアンブル１１３における８μｓのＯＦＤＭロング同期部１１９から、周波数、位相、利得、サンプル時間、及びＣＩＲ推定値を直接的に再捕捉する必要がある。
【００５６】
別の例では、ベースバンド受信機１００１は、受信機のシングルキャリア部分の利得、位相及びタイミングのループで、マルチキャリアループの開始点として判別された利得、位相、周波数又はタイミングのパラメータの選択された任意の組合せを利用する。例えば、時間追跡部７１１によって判別されるタイミングパラメータは、カーネル７３７のタイミング調整部９０３にプログラムされ、及び／又は先行／遅延フィルタ７３３により判別される周波数パラメータは、カーネル７３７によりマルチキャリア捕捉を支援するために先行／遅延フィルタ９２１内にプログラムされる。シングルキャリアループからの利得及び位相パラメータは、マルチキャリアカーネルにて使用されるが、そのような情報は、ＣＩＲ推定を決定する一方、混合信号パケット１０１のマルチキャリア部分１０５に関するプリアンブル部分（例えば、ＯＦＤＭロング同期部１１９）から既に判別されている。
【００５７】
また、非コヒーレントな例は、８０２．１１ｂモードの無線機と後方互換性があり、提案される８０２．１１ｇの上述の混合キャリア波形を用いて動作することが可能である。しかしながら、非コヒーレントな例は、コヒーレントな例と同程度にロバストではない、というのは、信号のシングルキャリア部分の間に導出されるのと同程度の情報を利用せず、その代りにＯＦＤＭ信号の比較的短いロング同期部分を当てにしているからである。従って、非コヒーレントな例は、いくらか減少した感度を有し、コヒーレントな例を比較して多くのパケットエラーを有する。それでも、非コヒーレントな例は、より簡易で高価でない設計内容を用いて許容可能な実効性を与え得る。
【００５８】
本発明によるシステム及び方法が公的実施例に関連して説明されてきたが、ここに説明した特定の形式に限定されることは意図されず、逆に、本発明の精神及び範囲に合理的に含まれ得るような代替例、修正及び均等物を網羅することが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の一実施例により実現される混合信号パケットの概念図である。
【図２】本発明の一実施例により実現されるベースバンド送信機を含む混合キャリア信号送信機の概略ブロック図である。
【図３】図２の合成部の概略ブロック図を例示する。
【図４】４Ａ及び４Ｂは、ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫを用いるシングルキャリア変調法に関する位相関係をそれぞれ示す図である。
【図５】バーカー及びＯＦＤＭを利用する信号のシングルキャリア及びマルチキャリアの部分間の整合の様子を示すタイミング図である。
【図６】重複期間におけるシングルキャリア信号の終了とマルチキャリア信号の開始の様子を例示する図である。
【図７】本発明の一実施例により実現されるベースバンド受信機を含む混合キャリア信号受信機のブロック図である。
【図８】本発明の別の実施例により実現される図７のベースバンド受信機に類似するベースバンド受信機のブロック図である。
【図９】図７及び８のカーネルのＯＦＤＭ実施例のブロック図である。
【図１０】本発明の別の非コヒーレントな実施例により実現されるベースバンド受信機のブロック図である。
【図１】
2005528002.tif 000007
【図２】
2005528002.tif 000008
【図３】
2005528002.tif 000009
【図４】
2005528002.tif 000010
【図５】
2005528002.tif 000011
【図６】
2005528002.tif 000012
【図７】
2005528002.tif 000013
【図８】
2005528002.tif 000014
【図９】
2005528002.tif 000015
【図１０】
2005528002.tif 000016
【国際調査報告】
2005528002.tif 000017
2005528002.tif 000018