(57)【要約】【課題】  １次側で生起する電圧を低下させ、１次側の巻き数を１とした、小型で低コストのコモンモード変流器を用いる、コモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタを提供する。【解決手段】  この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、ＡＣ網に接続されてＤＣバスにＤＣ電力を供給する整流器を含む。ＤＣバスは、負荷にＡＣ電力を供給するインバータステージに給電する。負荷は、ＡＣ網の接地接続に至る接地帰還線GNDを有する。能動コモンモードＥＭＩフィルタは、ＤＣバスを越えた地点において接続されるトランジスタスイッチングステージQ1,Q2を備えている。コモンモード電流を検知する電流センサG1,G2は、ＤＣバスに接続される。電流センサG1,G2は、ＤＣバスの各レグに接続された入力端子と、トランジスタスイッチングステージQ1,Q2を駆動するための出力端子とを有する。キャパシタは、トランジスタスイッチングステージQ1,Q2と、接地帰還線GNDとに接続される。キャパシタは、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、トランジスタスイッチングステージQ1,Q2から接地帰還線GNDに、打消し電流を供給する。
2005524377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ網に接続された整流器を含む、回路のコモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタであって、前記整流器は、ＤＣ電流をＤＣバスに供給し、このＤＣバスは、ＡＣ電流を負荷に供給するインバータステージを提供し、さらに前記負荷はＡＣ網の接地端子に至る接地帰還線を含むようになっている能動コモンモードＥＭＩフィルタにおいて、
この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、
前記ＤＣバスを間に介在させて接続された、２つのトランジスタを含むトランジスタスイッチングステージと、
前記ＤＣバスと接続され、このＤＣバスの各レグと直列に接続された１次側を有する変流器を含み、このＤＣバスを流れるコモンモードノイズ電流を検知するための電流センサであって、この電流センサは、前記トランジスタスイッチングステージと接続された出力端子を有し、またこのトランジスタスイッチングステージは、この電流センサによって駆動され、かつ前記２つのトランジスタは、前記ＤＣバスを流れるコモンモード電流の方向に応じて、ＯＮとＯＦＦにスイッチ切替されるようになっている電流センサと、
前記トランジスタスイッチングステージと前記接地帰還線とに接続され、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、前記トランジスタスイッチングステージから、前記接地帰還線に対して、打消し電流を付与するキャパシタとを具備し、
前記トランジスタスイッチングステージにおいては、各トランジスタの１つの主電極は、前記ＤＣバスの各レグと接続されるとともに、もう１つの対応する主電極は、前記変流器の１つの２次側を介して、コモンノードと接続され、さらに各トランジスタの制御電極は、変流器のもう１つの２次側を介して、前記コモンノードに接続されるように、２つのトランジスタが接続されていることを特徴とする能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２】
前記電流センサとトランジスタスイッチングステージは、フィードフォワード回路を構成するように配置され、このトランジスタスイッチングステージは、前記ＤＣバスを越えた地点において、前記整流器と電流センサとの間で接続され、さらに前記電流センサとトランジスタスイッチングステージは、概ね単位利得の増幅を得るようになっていることを特徴とする請求項１記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３】
前記２つのトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４】
前記２つのＭＯＳＦＥＴは、ともに同じタイプのものであることを特徴とする請求項３記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項５】
前記キャパシタは、前記接地帰還線と、前記トランジスタのコモンノードとに接続されていることを特徴とする請求項１記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項６】
前記変流器のさらに他の２次側は、前記トランジスタの制御電極にバイアス電圧を印加するためのバイアス回路を提供することを特徴とする請求項１記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項７】
前記変流器の１次側と、１つの２次側とは、同じ巻き数であることを特徴とする請求項１記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項８】
前記変流器の１次側と、１つの２次側の巻き数は、ともに１であることを特徴とする請求項７記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項９】
前記変流器の他の２次側の巻き数は、１次側の巻き数よりも多いことを特徴とする請求項７記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１０】
ＡＣ網に接続された整流器を含む、回路のコモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタであって、前記整流器は、ＤＣ電流をＤＣバスに供給し、このＤＣバスは、ＡＣ電流を負荷に供給するインバータステージを提供し、さらに前記負荷はＡＣ網の接地端子に至る接地帰還線を含むようになっている能動コモンモードＥＭＩフィルタにおいて、
この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、
前記ＤＣバスを間に介在させつつ接続された２つのトランジスタを含むトランジスタスイッチングステージと、
前記ＤＣバスと接続され、このＤＣバスを流れるコモンモードノイズ電流を検知するための電流センサであって、この電流センサは、前記ＤＣバスの各レグに接続された入力端子と、前記トランジスタスイッチングステージに接続された出力端子とを有し、またこのトランジスタスイッチングステージの前記２つのトランジスタは、この電流センサの出力によって駆動され、前記２つのトランジスタは、それぞれ、前記ＤＣバスを流れるコモンモード電流の方向に応じて、ＯＮとＯＦＦにスイッチ切替されるようになっている電流センサと、
前記トランジスタスイッチングステージと前記接地帰還線とに接続され、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、前記トランジスタスイッチングステージから、前記接地帰還線に対して、打消し電流を付与するキャパシタとを具備し、
前記電流センサは、このＤＣバスの各レグと直列に接続された１次側を有する第１の変流器と、この第１の変流器の２次側と接続された１次側を有する第２の変流器とを含み、
前記トランジスタスイッチングステージにおける２つのトランジスタは、それぞれ、２つの主電極と１つの制御電極を有し、これら２つのトランジスタの１つの主電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側の１つの端子に接続され、各制限電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側のもう１つの端子に接続されていることを特徴とする能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１１】
前記２つのトランジスタは、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１２】
前記２つのトランジスタのエミッタは、互いに接続されていることを特徴とする請求項１１記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１３】
前記２つのトランジスタは、相補型であることを特徴とする請求項１０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１４】
前記２つのトランジスタのエミッタは、互いに接続されていることを特徴とする請求項１３記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１５】
前記電流センサとトランジスタスイッチングステージは、フィードフォワード回路を構成するように配置され、このトランジスタスイッチングステージは、前記ＤＣバスを越えた地点において、前記整流器と電流センサとの間で接続され、さらに前記電流センサとトランジスタスイッチングステージは、概ね単位利得の増幅を得るようになっていることを特徴とする請求項１０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１６】
前記キャパシタは、前記接地帰還線と、前記２つのトランジスタの制御電極とに接続されていることを特徴とする請求項１０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１７】
前記トランジスタスイッチングステージは、第３のトランジスタと第４のトランジスタを含み、これらのトランジスタは、それぞれ、２つの主電極と１つの制御電極を有し、これら２つのトランジスタの１つの主電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側の１つの端子に接続され、各制限電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側のもう１つの端子に接続されていることを特徴とする請求項１０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１８】
前記第３のトランジスタと第４のトランジスタの他の主電極は、前記ＤＣバス電圧よりも低いＤＣ供給電圧の印加地点を越えた地点において、互いに接続されていることを特徴とする請求項１７記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項１９】
前記第１の変流器は、電流がステップアップするような巻き数比を有し、前記第２の変流器は、電流がステップダウンするような巻き数比を有することを特徴とする請求項１０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２０】
ＡＣ網に接続された整流器を含む、回路のコモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタであって、前記整流器は、ＤＣ電流をＤＣバスに供給し、このＤＣバスは、ＡＣ電流を負荷に供給するインバータステージを提供し、さらに前記負荷は、ＡＣ網の接地端子に至る接地帰還線を含むようになっている能動コモンモードＥＭＩフィルタにおいて、
この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、
前記ＤＣバスを間に介在させて接続された、２つのトランジスタを含むトランジスタスイッチングステージと、
前記ＤＣバスと接続され、このＤＣバスの各レグと直列に接続された１次側を有する変流器を含み、このＤＣバスを流れるコモンモードノイズ電流を検知するための電流センサであって、この電流センサは、増幅器と接続された出力端子を有し、またこのトランジスタスイッチングステージは、この電流センサによって駆動され、前記２つのトランジスタは、前記ＤＣバスを流れるコモンモード電流の方向に応じて、ＯＮとＯＦＦにスイッチ切替されるようになっている電流センサと、
前記トランジスタスイッチングステージと前記接地帰還線とに接続され、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、前記トランジスタスイッチングステージから、前記接地帰還線に対して、打消し電流を付与するキャパシタと、
前記電流センサに接続され、前記コモンモードノイズ電流を表わす信号を受け取り、この信号を整流し、前記増幅器にＤＣバイアス電圧を供給するためのフローティングバイアス回路とを具備することを特徴とする能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２１】
前記電流センサとトランジスタスイッチングステージは、フィードバック回路を構成するように配置され、このトランジスタスイッチングステージは、前記ＤＣバスを越えた地点において、前記電流センサとインバータとの間で接続され、これらトランジスタスイッチングステージ、増幅器、および電流センサは、高利得の増幅を得るようになっていることを特徴とする請求項２０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２２】
前記電流センサとトランジスタスイッチングステージは、フィードフォワード回路を構成するように配置され、このトランジスタスイッチングステージは、前記ＤＣバスを越えた地点において、前記整流器と電流センサとの間で接続され、さらに前記トランジスタスイッチングステージ、増幅器、および電流センサは、概ね単位利得の増幅を得るようになっていることを特徴とする請求項２０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２３】
前記フローティングバイアス回路と増幅器は、ともに、前記変流器の２次側に接続されていることを特徴とする請求項２２記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２４】
前記フローティングバイアス回路と増幅器は、ともに、前記変流器の２次側に接続されていることを特徴とする請求項２０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２５】
前記フローティングバイアス回路と増幅器は、それぞれ、前記変流器の１次側と２次側に接続されていることを特徴とする請求項２０記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２６】
ＡＣ網に接続された整流器を含む、回路のコモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタであって、前記整流器は、ＤＣ電流をＤＣバスに供給し、このＤＣバスは、ＡＣ電流を負荷に供給するインバータステージを提供し、さらに前記負荷はＡＣ網の接地端子に至る接地帰還線を含むようになっている能動コモンモードＥＭＩフィルタにおいて、
この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、
直列に接続された２つのトランジスタを含むトランジスタステージと、
前記回路の中でコモンモードノイズが発生する分岐部と接続された1次側を有する変流器を含み、前記回路を流れるコモンモードノイズ電流を検知するための電流センサであって、この電流センサは、前記トランジスタステージと接続された出力端子を有し、またこのトランジスタステージは、コモンモードノイズ電流に応答して、この電流センサによって駆動されるようになっている電流センサと、
前記トランジスタステージと前記接地帰還線とに接続され、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、前記トランジスタステージから、前記接地帰還線に対して、打消し電流を付与するキャパシタとを具備し、
前記トランジスタステージの２つのトランジスタの一方は、このうちの１つの主電極が、前記コモンモードノイズが発生する回路の各レグと接続されるとともに、もう１つの対応する主電極が、前記変流器の１つの２次側を介して、コモンノードと接続され、さらにこのトランジスタの制御電極が、変流器のもう１つの２次側を介して、前記コモンノードに接続されるように、接続されており、
前記トランジスタステージの２つのトランジスタの他方は、このうちの１つの主電極が、前記変流器の１つの２次側を介して、コモンノードと接続されるとともに、もう１つの対応する主電極が、前記変流器のもう１つの２次側を介して、前記コモンモードノイズが発生する回路の各レグと接続され、さらにこのトランジスタの制御電極が、変流器のもう１つの２次側を介して、前記回路の他のレグに接続されるように、接続されていることを特徴とする能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２７】
前記電流センサとトランジスタステージは、概ね単位利得の増幅が得られるフィードフォワード回路と接続されていることを特徴とする請求項２６記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２８】
前記２つのトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項２６記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項２９】
前記２つのＭＯＳＦＥＴは、ともに同じタイプのものであることを特徴とする請求項２８記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３０】
前記キャパシタは、前記接地帰還線と、前記トランジスタのコモンノードとに接続されていることを特徴とする請求項２６記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３１】
前記変流器のさらに他の２次側は、前記トランジスタの制御電極にバイアス電圧を印加するためのバイアス回路を提供することを特徴とする請求項２６記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３２】
前記変流器の１次側と、１つの２次側とは、同じ巻き数であることを特徴とする請求項２６記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３３】
前記変流器の１次側と、１つの２次側の巻き数は、ともに１であることを特徴とする請求項３２記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３４】
前記変流器の他の２次側の巻き数は、１次側の巻き数よりも多いことを特徴とする請求項３２記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３５】
ＡＣ網に接続された整流器を含む、回路のコモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタであって、前記整流器は、ＤＣ電流をＤＣバスに供給し、このＤＣバスは、ＡＣ電流を負荷に供給するインバータステージを提供し、さらに前記負荷はＡＣ網の接地端子に至る接地帰還線を含むようになっている能動コモンモードＥＭＩフィルタにおいて、
この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、
直列に接続された２つのトランジスタを含むトランジスタステージと、
前記回路の中でコモンモードノイズが発生する分岐部と接続された入力端子と、前記トランジスタステージと接続された出力端子を有し、前記回路を流れるコモンモードノイズ電流を検知するための電流センサであって、前記トランジスタステージの２つのトランジスタは、コモンモードノイズ電流に応答して、この電流センサによって駆動されるようになっている電流センサと、
前記トランジスタステージと前記接地帰還線とに接続され、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、前記トランジスタステージから、前記接地帰還線に対して、打消し電流を付与するキャパシタとを具備し、
前記電流センサは、前記回路の中でコモンモードノイズが発生する分岐部に接続された１次側を有する第１の変流器と、この第１の変流器の２次側と接続された１次側を有する第２の変流器とを含み、
前記トランジスタステージにおける２つのトランジスタは、それぞれ、２つの主電極と１つの制御電極を有し、これら２つのトランジスタの１つの主電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側の１つの端子に接続され、各制限電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側のもう１つの端子に接続されていることを特徴とする能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３６】
前記２つのトランジスタは、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項３５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３７】
前記２つのトランジスタのエミッタは、互いに接続されていることを特徴とする請求項３６記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３８】
前記２つのトランジスタは、相補型であることを特徴とする請求項３５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項３９】
前記２つのトランジスタのエミッタは、互いに接続されていることを特徴とする請求項３８記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４０】
前記電流センサとトランジスタステージは、概ね単位利得の増幅が得られるフィードフォワード回路と接続されていることを特徴とする請求項３５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４１】
前記キャパシタは、前記接地帰還線と、前記２つのトランジスタの制御電極とに接続されていることを特徴とする請求項３５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４２】
前記トランジスタステージは、第３のトランジスタと第４のトランジスタを含み、これらのトランジスタは、それぞれ、２つの主電極と１つの制御電極を有し、これら２つのトランジスタの１つの主電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側の１つの端子に接続され、各制限電極は、ともに、前記第２の変流器における２次側のもう１つの端子に接続されていることを特徴とする請求項３５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４３】
前記第３のトランジスタと第４のトランジスタの他の主電極は、ＤＣ供給電圧の印加地点を越えた地点において、互いに接続されていることを特徴とする請求項４２記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４４】
前記第１の変流器は、電流がステップアップするような巻き数比を有し、前記第２の変流器は、電流がステップダウンするような巻き数比を有することを特徴とする請求項３５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４５】
ＡＣ網に接続された整流器を含む、回路のコモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタであって、前記整流器は、ＤＣ電流をＤＣバスに供給し、このＤＣバスは、ＡＣ電流を負荷に供給するインバータステージを提供し、さらに前記負荷はＡＣ網の接地端子に至る接地帰還線を含むようになっている能動コモンモードＥＭＩフィルタにおいて、
この能動コモンモードＥＭＩフィルタは、
前記ＤＣバスを間に介在させつつ接続された２つのトランジスタを含むトランジスタステージと、
前記回路の中でコモンモードノイズが発生する分岐部と接続された1次側を有する変流器を含み、前記回路を流れるコモンモードノイズ電流を検知するための電流センサであって、この電流センサは、前記トランジスタステージと接続された出力端子を有し、またこのトランジスタステージは、コモンモードノイズ電流に応答して、この電流センサによって駆動されるようになっている電流センサと、
前記トランジスタステージと前記接地帰還線とに接続され、接地帰還線においてコモンモード電流を打消すため、前記トランジスタステージから、前記接地帰還線に対して、打消し電流を付与するキャパシタと、
前記電流センサに接続され、前記コモンモードノイズ電流を表わす信号を受け取り、この信号を整流し、前記増幅器にＤＣバイアス電圧を供給するためのフローティングバイアス回路とを具備することを特徴とする能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４６】
前記電流センサと前記トランジスタステージは、このトランジスタステージ、増幅器、および電流センサが、高利得の増幅を得ることができるフィードバック回路に接続されていることを特徴とする請求項４５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４７】
前記電流センサと前記トランジスタステージは、このトランジスタステージ、増幅器、および電流センサが、概ね単位利得の増幅を得ることができるフィードフォワード回路に接続されていることを特徴とする請求項４５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４８】
前記フローティングバイアス回路と増幅器は、ともに、前記変流器の２次側に接続されていることを特徴とする請求項４７記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項４９】
前記フローティングバイアス回路と増幅器は、ともに、前記変流器の２次側に接続されていることを特徴とする請求項４５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【請求項５０】
前記フローティングバイアス回路と増幅器は、それぞれ、前記変流器の１次側と２次側に接続されていることを特徴とする請求項４５記載の能動コモンモードＥＭＩフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、米国仮特許出願第６０／３７６，６４３号（２００２年４月３０日出願(ＩR-2１66)）、および同第６０／３７８，２０１号（２００２年３月３日出願(ＩR-2222/2224)）を基礎とするもので、本明細書においては、これらを参考として組み入れている。また、本出願人は、これらの出願を基礎とする優先権を主張する。
【０００２】
本発明は、コモンモード変流器と組み合わせて用いられる、バイポーラトランジスタ、またはＭＯＳＦＥＴ（酸化金属半導体電界効果トランジスタ）を含む能動コモンモードＥＭＩ（電磁干渉）フィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００３】
上記タイプの回路に属する、単位利得増幅器を含む各種のフィードフォワード回路、または高利得増幅器を含む各種のフィードバック回路は、すでに公知となっている。
【０００４】
能動ＥＭＩフィルタは、すでに知られており、例えば本出願人に係る特許文献１、および特許文献２に記載されている。本明細書は、これらも参考として組み入れている。
【０００５】
能動ＥＭＩフィルタ回路は、特許文献１に記載されているように、フィードフォワード制御を利用する。添付の図１Ａと図１Ｂを参照してほしい。図１Ｂに示す特性を有するフィードフォワード制御は、図１Ａに示す特性を有する伝統的なフィードバック制御に比べて、基本的に優れた動作特性を示す。
【０００６】
図１Ａａは、従来のフィードバック回路を示す。コモンモード電流を減少させるための能動ＥＭＩノイズフィルタを含むフィードバック回路においては、ノイズセンサは、例えば、２つの１次電流端子を有する変流器ＣＴを備えている。これらの１次電流端子は、ＡＣ主電源から整流器Ｒを経由して供給される直流が入力されるＤＣバスの各レグと接続されている。各ＤＣバスは、インバータＩと接続されているが、このインバータＩは、負荷、例えばモータＭに、３相交流を供給するよう制御されている。
【０００７】
変流器ＣＴの２次巻線側は、増幅器Ａと接続されている。コモンモード電流とは、ＤＣバスの両レグにおいて、インバータに向かって同じ方向に流れるノイズ電流のことである。このノイズ電流は、モータの巻線、モータケース、およびインバータのヒートシンクの間にあって固有の応答を示す要素（典型的には容量性である）によって引き起こされる。
【０００８】
キャパシタＣFILTによるフィルタリングを行わない場合、コモンモード電流は、主回路網の接地端子ＧＮＤに戻り、不要なノイズ電流として、ＡＣ主電源に反射される。能動ＥＭＩフィルタ回路の目的は、コモンモード電流が、キャパシタＣFILTを介して能動スイッチング回路を通過し、ＤＣバスに戻るための通り道を提供することである。また、本発明は、ＤＣバス、インバータ、およびモータにおいて、コモンモード電流を循環電流として保持し、コモンモード電流がＡＣ回路網に戻るのを防止することも目的とする。本発明によれば、接地端子ＧＮＤに戻るコモンモード電流は、打ち消される。
【０００９】
図１Ａａに示す増幅器Ａの出力は、モータケースと接地端子とを接続する接地線Ｌから、キャパシタＣFILTに向かうコモンモード電流を分流させるよう、２つの相補的なトランジスタQ1とQ2を制御する。最小とされるべきコモンモード電流は、ＤＣバスの各レグから、インバータを経由して、モータＭに流れる共通の分極電流を含む。このコモンモード電流は、モータの巻線と、モータケース、またはインバータのヒートシンク（それぞれ内部固有容量を有する）との間を流れる電流によって生ずる。ついで、コモンモード電流は、接地線Ｌを通って帰還し、通常は接地端子に至る。このコモンモード電流は、ＡＣ線においては、不要なノイズ電流と高調波を生起させる。
【００１０】
このようなコモンモード電流を最小にするため、従来は、コモンモード電流を分流させるような受動フィルタが用いられた。図１Ａａは、コモンモード電流が、キャパシタＣFILT、およびトランジスタQ1とQ2のいずれかＯＮである方（どちらがＯＮであるかは、特定の時点におけるコモンモード電流の流れる方向に依存する）を経由して、ＤＣバスに帰還すべく分流されるようになっている従来の能動フィードバックフィルタの配置を示している。このような分流を行なうと、接地端子に向かうコモンモード電流は除去され、ＡＣ線において反射されるノイズ電流を最小にすることができる。
【００１１】
しかし、図１Ａａの回路で表わされるシステムにおいて、接地端子に向かうコモンモード電流を最小とするには、増幅器Ａと変流器ＣＴが、高利得を有することが必要である。フィードバック制御の特徴（図１Ａ参照）を実現するための図１Ａａの回路において、接地端子に向かうコモンモード電流をゼロにするには、理論的には、システムの利得が無限大であることが要求される。しかし、この場合には、システムに振動が生じ、かつ中型の変流器が必要となる。さらに、高利得増幅器が必要であることに呼応して、ＳＮ比も低くなる。
【００１２】
これとは対照的に、図１Ｂａに示す回路は、フィードフォワード制御の特徴（図１Ｂ参照）を実現するための単位利得のシステムでありながら、接地線Ｌから接地端子に帰還するコモンモード電流は、理論的に０である。この場合、ＳＮ比が高いため、増幅器は、所期の利得を容易に達成することができ、システムの安定性も良好である。また、比較的小型の変流器を使用することができる。図１Ｂに記載したように、フィードフォワード制御は、小型の変流器を使用することができ、容易に実現可能な利得であり、さらにシステムの安定性が良好で、システムに振動が生じないという利点を有する。
【００１３】
図２Ａは、すでに公知となっているもう１つの能動コモンモードＥＭＩフィルタ回路の例を示す。この回路は、２つのＮ−チャンネルＭＯＳＦＥＴ、および１巻回の１次側と２次側とを有する電流検知変流器を備えている。この回路は、バイポーラ、またはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いる回路に比べて、多分に魅力的である。ＭＯＳＦＥＴは、バイポーラトランジスタに比べて耐久性が大きいことも、有利な点の１つである。
【００１４】
高電圧に対しては、ＭＯＳＦＥＴよりも高いトランスコンダクタンスとピーク電流容量をもつ絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が好ましい。
【００１５】
しかし、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの問題点は、所望の出力電流を送るために必要なゲート駆動電圧が比較的高いことである。例えば、ＨＥＸＦＥＴ（本出願人の製造に係るパワーＭＯＳＦＥＴのブランド名）シリーズＩＲＦＤ２１０（ドレイン・ソース破壊電圧：２００Ｖ）において、２．５Ａのピーク出力電流を送るために必要なゲート・ソース間電圧のピーク値は、６．５Ｖである。また、ＩＲＦ８２０（ドレイン・ソース破壊電圧：５００Ｖ）において、２．５Ａのピーク出力電流を送る場合にも、同様のゲート・ソース間電圧が必要である。
【００１６】
ＭＯＳＦＥＴ用ゲート‐ソース電圧は、変流器の２次側巻線Ｓ１（トランジスタQ1向け）とＳ２（トランジスタQ2向け）において生起する。このような単位電流利得のフィードフォワード回路においては、１次側巻回数と２次側巻回数の比は、当然１．０でなければならない。したがって、上記の例においては、１次側の電圧は、２次側の電圧と等しく、これらの電圧は、約６．５Ｖとなる。
【００１７】
１次側の電圧が高くなればなるほど、１次側電流の磁化成分は大きくなる。２次側を流れる電流は、全１次側電流から磁化成分を除いたものに等しいため、１次側の電圧が高くなればなるほど、２次電流（能動フィルタの出力電流）と１次電流との誤差は大きくなる。能動フィルタの出力電流と１次側コモンモード電流との誤差が大きくなればなるほど、能動フィルタの性能は低下する。
【００１８】
図２Ｂは、フェライト製ドーナツ形磁心ZW-42507において、ともに１巻の巻線を有する１次側と２次側を備える能動フィルタの出力電流ＩOUTと、ＩCOMDRIVEの波形を示す。ＩOUTとＩCOMDRIVEの間には、有意な誤差が存在する。
【００１９】
磁化成分に起因する誤差を最小にする方法は、図２Ｃに示すように、単位電流利得を保持するため、１次側巻き数と２次側巻き数の比１：１を維持しつつ、変流器における巻き数を増加させることである。図３Ｃの例においては、１次側と２次側の巻き数は、それぞれ３である。巻線を通過した後の電圧は、ＭＯＳＦＥＴのゲート‐ソース電圧によって設定され、巻き数に拘らず一定とされるため、電流の磁化成分は、巻き数の２乗に反比例して減少する（磁化インダクタンスが、巻き数の２乗に比例することによる）。
【００２０】
図２Ｄは、１次側と２次側の巻き数が３である場合の波形を示す。ＩOUTとＩCOMDRIVEの誤差は、大きく減少している。この場合の欠点は、１次側において、手で巻き数を増加させなければならないということである。
【００２１】
１次側の巻き数は、最小限にとどめるのが望ましい。１次側において、ドーナツ形の中心部を通る巻線は１本であること、すなわち巻き数は、１であるのが望ましい。１次側の巻線が比較的大きい直径を有しなければならない理由は、フルノーマルモード電流を通すという定格を維持しなければならないためである。大径の巻線を１次側において多数回巻回する作業は、手で行わねばならず、コスト高となる。
【００２２】
図３は、バイポーラトランジスタを用いる能動コモンモードフィルタのもう一つの公知となっている構成を示す。図２Ｂおよび図２Ｃに示す回路と同様に、これは、ｉOUTとｉCOMDRIVEの間で単位利得を実現する「フィードフォワード」回路である。
【００２３】
コモンモード変流器における1次側巻線は、磁心の中心部を通るただ１本であるのが望ましい。１次側の巻線が比較的大きい断面積を有しなければならない理由は、フルノーマルモードの駆動電流を通さなければならないためである。変流器ＣＴの２次電流は、コモンモード電流を表わす信号であり、その平均値は低い。したがって、２次側の巻線は、１次側の巻線よりも断面積がはるかに小さい。
【００２４】
電流の利得は、１でなければならないため、変流器の１次側における巻き数が１であるならば、２次側のそれも「１」でなければならない。しかし、巻き数が１の変流器は、断面積の大きい不都合な磁心を備えていなければならない。２次側で生起される電圧は（したがって１次側電圧も）、実質的に、トランジスタのベース‐エミッタ電圧Q1／Q2である（巻き数の比が１であるため）。この電圧は、典型的には約１Ｖである。磁心の断面積が異常に大でないならば、１巻きの磁化インダクタンスは比較的低いため、巻き数が１の１次側で生起する電圧は、磁化成分が大きい電流を発生させる。
【００２５】
１次側におけるコモンモード電流の磁化成分は、２次側には送られず、増幅器の出力電流ＩOUTの「誤差」となる。したがって、このような事態は、能動フィルタの性能を低下させる。
【００２６】
１次側の巻き数を１とした小型で低コストのコモンモード変流器を用いるためには、１次側で生起する電圧を低下させる方法、したがって、電流の磁化成分を減少させる方法を見出さねばならない。
【００２７】
１つの方法は、図４(ａ)を参照して後述するように、トランジスタのベース‐エミッタ回路において、オフセット・バイアス電圧を生起させることである。この方法は、必要とされる作動温度の範囲内で、バイアス電圧を、正確にトランジスタのベース‐エミッタ電圧に一致させる。
【００２８】
もう１つの方法（図示はしていない）は、１次側の巻き数が１の変流器において、２次側の巻き数を多数回とすることである。１次側の巻線に反射される電圧は、Ｖb-e／Ｎ（Ｎは２次側の巻き数）となる。１次電流における磁化成分の全コモンモード１次電流に対する比は、１／Ｎとなる。この結果、２次電流の振幅の絶対値が１／Ｎとなる（２次電流の波形は、１次電流のそれの複製として、最小ではあるが、より正確になる）にも拘らず、誤差の２次電流信号に対する比も、１／Ｎとなる。
【００２９】
しかし、ｉOUTからｉCOMDRIVEへの全体的な電流利得は、１でなければならないから、ｉOUTとｉCOMDRIVEの同等性を復元するために、電流利得がＮとなるカレント・ミラー回路のような電流増幅器が必要とされる。カレントミラー回路の問題は、インピーダンスとトランジスタ特性のマッチングにおける許容誤差のために、正確性を欠くことである。
【特許文献１】米国特許第６６３６１０７号明細書（米国特許出願第０９／８１６，５９０号（２００１年３月２３日出願：発明の名称「コモンモード電流を減少させるための能動フィルタ」(ＩR-１744)））
【特許文献２】米国特許出願公開第20030１28558号明細書（米国特許出願第１０／３３６，１５７号（２００１年１月２日出願：発明の名称「フィードフォワード制御の解除を伴う能動ＥＭＩフィルタ」(ＩR-2１46)））
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
本発明は、１次側で生起する電圧を低下させ、１次側の巻き数を１とした、小型で低コストのコモンモード変流器を用いる、コモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明の第１の態様に係る能動コモンモードＥＭＩフィルタは、トランジスタの閾値電圧によって生起する２次電流（フィルタの出力電流）と１次電流との誤差を減少させるために、１次側の巻き数が１のコモンモード電流検知変流器を備えている。
【００３２】
より一般的にいうと、変流器の１次側と２次側は、それぞれ同じ巻き数（好ましくは１）を有する。また、各トランジスタの制御電極に印加されるバイアス電圧を増幅するため、２次側をもう１つ設けるか、または２次側の巻き数を１次側よりも増やす。
【００３３】
このような構成は、適当な定格のバイポーラトランジスタが存在しない高電圧・高電流システムにおいて、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを使用する場合に、特に有用である。
【００３４】
本発明の第２の態様においては、１次側の巻き数が１で、２次側の巻き数がこれよりも多くなっている電流検知変流器を備える回路が、２次側において、その正確さが、インピーダンスまたはトランジスタ特性のマッチングに依存しないようになっている第２の電流増幅器を含む。しかし、この態様においては、正しい巻き数を有する第２の変流器を設置することによって、十分な正確さを得ることができる。
【００３５】
本発明の第３の態様は、図１Ａと図１Ｂに示す能動コモンモードＥＭＩフィルタ回路のためのバイアス電圧を生起させる新規な方法に関する。上記の変流器を用いることにより、能動コモンモードＥＭＩフィルタが打消すこととなっているコモンモードノイズから、フローティングバイアス電圧が誘導される。この態様における１つの例においては、巻き数を増やす必要はない。
【００３６】
フローティングバイアス電圧の電源は、コモンモードノイズであるため、供給される電圧は、概ねノイズの振幅に比例する。ノイズが増大すると、フローティングバイアス電圧が増加し、より効果的なフィルタリングが行われる。その結果、コモンモードノイズを効果的に減少させることができ、必要なノイズ打消し作用が低下することに呼応して、フローティングバイアス電圧も低下する。このように、回路全体としては、ノイズの打消しと、ノイズによって生起される電圧との間に閉ループを構成することとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
上記した以外の本発明の特徴と効果は、以下に添付の図面を参照して行う本発明の実施形態の説明から明らかになると思う。
【００３８】
〔第１の実施形態〕
図４(ａ)は、変流器の１次側の巻き数を１とすることができる能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。１次側の巻線P1およびP2（「大径」の巻線）、ならびに２次側の巻線S1AおよびS2A（「小径」の巻線）は、ともに巻き数が１であり、１次側の巻き数が１という要件を充たしている。１次側電圧に比して、ＭＯＳＦＥＴのゲート‐ソース間に印加される電圧を増幅するために、１を超えて巻回した「小径」の巻線S1BとS2Bを付け加えることもできる。
【００３９】
所与の１次電流に対して要求されるゲート‐ソース間駆動電圧は、ＭＯＳＦＥＴの特性に従って固定されるため、各１次巻線において生起する電圧は、１／(Ｎ＋１) （ここで、Ｎは、巻線S1B，S2Bの１（１次側の巻き数）を超える巻き数を指す）に減少する。したがって、磁化成分による誤差は、同じ比で減少する。
【００４０】
図４(ｂ)は、１次側の巻き数が１で、かつＮ＝３の場合のｉCOMDRIVEとｉOUTの波形を示す。ｉCOMDRIVEとｉOUTの誤差は、図２Ｂに示すものと比べて、顕著に減少している。
【００４１】
〔第２の実施形態〕
図５は、本発明の第２の実施形態を示す。第１の小径の変流器CT1は、１次側の巻き数が１、また２次側の巻き数が１０とされている。電流の磁化成分による相対誤差は、同じ磁心において、２次側の巻き数を１とした場合の１／１０となる。第２の小径の変流器CT2における２次側の巻線SAと、巻き数が１００の１次側巻線を流れる電流の波形は、１次電流のそれの比較的正確な複製であるが、振幅は、この１次電流の１／１０である。変流器CT2は、「コモンモード」電流だけが流れるため、１次側巻線と２次側巻線の双方が小径である。
【００４２】
変流器CT2における２次側の巻き数は、１０である。したがって、変流器CT2の２次側電流値は、１次側電流値の１０倍となり、ｉCOMDRIVEからｉOUTへの回路全体の電流利得は、所望の１となる。
【００４３】
変流器CT2の１次側へ反射される電圧は、ベース‐エミッタ電圧Q1／Q2の１０倍、すなわち約１０Ｖとなる。変流器CT2の磁心が、変流器CT1のそれと同一の断面積をもつと仮定すると（ただし、変流器CT2の巻線が小径であるため、大径の磁心を有する必要はない）、変流器CT2の磁化インダクタンスは、変流器CT2のそれの約１万倍である。なぜならば、磁化インダクタンスは、巻き数の２乗に比例するからである。したがって、変流器CT2の１次電圧は、約１０Ｖであり、変流器CT2の１次電流は、ｉCOMDRIVEの約１／１０であるが、変流器CT2に起因する磁化電流誤差は、図３に示す回路における誤差の約１／１００にとどまる。
【００４４】
変流器CT2の１次側に生起する電圧が約１０Ｖであるため、トランジスタQ3／Q4に係るバス電圧は、約１５Ｖしか必要でないことに注意してほしい。したがって、トランジスタQ3／Q4によって取り扱われる電圧と電流は、ともに小さく、電力の損失は非常に小さい。
【００４５】
また、変流器CT2の１次側の巻き数をわずかに調整することで、トランジスタQ1からQ4に至る有限の電流利得により、ｉOUTとｉCOMDRIVEの間で生じる小さな誤差が、少なくとも大雑把に補償されることにも注意してほしい。仮に、ｉOUTとｉCOMDRIVEの間に、トランジスタ利得により、１％の誤差が生じた場合は、この誤差は、変流器CT2の１次側の巻き数を１００から１０１に増加させることによって、容易に補償される。
【００４６】
〔第３の実施形態〕
図６は、ノイズパワード・ノイズキャンセリング能動ＥＭＩフィルタの基本的な回路図である。能動フィルタを用いる方法は、図１Ｂに表記したフィードフォワード型のノイズキャンセリング方法である。図７は、図１Ａに表記したフィードバック型のノイズキャンセリング方法に基づく、ノイズパワード・ノイズキャンセリング能動ＥＭＩフィルタの基本的な回路図である。フローティング・バイアス電源装置は、フィードバック、またはフィードフォワード回路のいずれかにおいて、能動ＥＭＩフィルタ増幅器にバイアス電圧を供給する。図６と図７に示す実施形態は、フローティング・バイアス電源装置用の巻線とは別個のノイズ検知用の巻線を有する変流器を含んでいる。
【００４７】
図６と図７においては、ノイズパワード能動ＥＭＩフィルタは、ＡＣモータのインバータシステムに適用されている。両図において、ＡＣ線は、３相入力端子L1,L2,L3と、接地端子GNDとを備えている。このＡＣ線は、単相のＡＣ線としても使用することができる。一般に、ノイズパワード能動ＥＭＩフィルタは、パワースイッチングデバイスを備えるいかなるシステムにも、また、スイッチモード電源装置、無停電電源装置（ＵＰＳ）、溶接用インバータシステムのようなパワーインバータを構成するいかなるシステムにも適用することができる。したがって、パワースイッチングデバイスを備えるいかなるシステムも、このノイズパワード能動ＥＭＩフィルタの効果を享受することができる。
【００４８】
図８は、バイアス電源装置専用の巻線を必要としないノイズパワード能動ＥＭＩフィルタの実施形態を示す。このイズパワード能動ＥＭＩフィルタは、ノイズ検知用に用いられ、また増幅器に使用されるのと同じ巻線を共用する。
【００４９】
図９と図１０は、フローティング・バイアス電源装置回路の実施形態を示す。図９の回路は、全波ブリッジ整流器を備える両電源型である。一方、図１０の回路は、半波ブリッジ整流器を備える片電源型である。これらは、本発明の単なる例示である。用途に応じ、整流用ダイオードのような要素を適切に配置することによって、他の態様の電源装置も構成することができる。
【００５０】
図１１は、コモンモードノイズ電流の典型的な波形を示す。例えば、２kWのＡＣモータ用インバータ駆動装置において、その振幅のピークは、２〜３Ａであり、２００nsecから１μsecの持続時間を示す。ノイズ電流は、迅速なスイッチングが行われ、そのスイッチング速度(dv/dt)が、接地端子に対する寄生容量と結び付けられる場合に生ずる。したがって、ノイズ電流は、モータの相電圧のスイッチングと同期しており、正値の電流と負値の電流が接地端子に現れる。
【００５１】
以上、本発明を特定の実施形態に関連づけて説明してきたが、当業者ならば、他にも多くの変形例や設計変更、ならびに種々の用途を想起しうることと思う。本発明は、上記特定の開示内容に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１Ａ】従来のフィードバック型能動コモンモードＥＭＩフィルタの特徴を記した図である。
【図１Ａａ】同じく、回路図である。
【図１Ｂ】従来のフィードフォワード型能動コモンモードＥＭＩフィルタの特徴を記した図である。
【図１Ｂａ】同じく、回路図である。
【図２Ａ】第３のタイプに係る公知の能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図２Ｂ】同じく、電流の波形を示すグラフである。
【図２Ｃ】第４のタイプに係る公知の能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図２Ｄ】同じく、作動時の各波形を示すグラフである。
【図３】第５のタイプに係る公知の能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図４（ａ）】本発明の第１の実施形態に係る能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図４（ｂ）】同じく、作動時の各波形を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係るフィードフォワード型能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係るフィードフォワード型能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図８】図６の変形例に係る回路図である。
【図９】図６〜図８に示す回路において使用可能な全波ブリッジ整流器を示す回路図である。
【図１０】図６〜図８に示す回路において使用可能な半波ブリッジ整流器を示す回路図である。
【図１１】コモンモードノイズ電流の典型的な波形を示すグラフ図である。
【符号の説明】
【００５３】
P1，P2  １次側の巻線
S1A，S2A  ２次側の巻線
S1B，S2B  小径の巻線
CT1  第１の変流器
CT2  第２の変流器
Q1，Q2，Q3，Q4  トランジスタ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  ３相入力端子
ＧＮＤ  接地端子
【図１Ａ】
2005524377.tif 000003
【図１Ａａ】
2005524377.tif 000004
【図１Ｂ】
2005524377.tif 000005
【図１Ｂａ】
2005524377.tif 000006
【図２Ａ】
2005524377.tif 000007
【図２Ｂ】
2005524377.tif 000008
【図２Ｃ】
2005524377.tif 000009
【図２Ｄ】
2005524377.tif 000010
【図３】
2005524377.tif 000011
【図４（ａ）】
2005524377.tif 000012
【図４（ｂ）】
2005524377.tif 000013
【図５】
2005524377.tif 000014
【図６】
2005524377.tif 000015
【図７】
2005524377.tif 000016
【図８】
2005524377.tif 000017
【図９】
2005524377.tif 000018
【図１０】
2005524377.tif 000019
【図１１】
2005524377.tif 000020
【手続補正書】
【提出日】平成17年2月8日(2005.2.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、米国仮特許出願第６０／３７６，６４３号（２００２年４月３０日出願(ＩR-2１66)）、および同第６０／３７８，２０１号（２００２年３月３日出願(ＩR-2222/2224)）を基礎とするもので、本明細書においては、これらを参考として組み入れている。また、本出願人は、これらの出願を基礎とする優先権を主張する。
【０００２】
本発明は、コモンモード変流器と組み合わせて用いられる、バイポーラトランジスタ、またはＭＯＳＦＥＴ（酸化金属半導体電界効果トランジスタ）を含む能動コモンモードＥＭＩ（電磁干渉）フィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００３】
上記タイプの回路に属する、単位利得増幅器を含む各種のフィードフォワード回路、または高利得増幅器を含む各種のフィードバック回路は、すでに公知となっている。
【０００４】
能動ＥＭＩフィルタは、すでに知られており、例えば本出願人に係る特許文献１、および特許文献２に記載されている。本明細書は、これらも参考として組み入れている。
【０００５】
能動ＥＭＩフィルタ回路は、特許文献１に記載されているように、フィードフォワード制御を利用する。添付の図１Ａと図１Ｂを参照してほしい。図１Ｂに示す特性を有するフィードフォワード制御は、図１Ａに示す特性を有する伝統的なフィードバック制御に比べて、基本的に優れた動作特性を示す。
【０００６】
図１Ａａ(ｉ)は、従来のフィードバック回路を示す。コモンモード電流を減少させるための能動ＥＭＩノイズフィルタを含むフィードバック回路においては、ノイズセンサは、例えば、２つの１次電流端子を有する変流器ＣＴを備えている。これらの１次電流端子は、ＡＣ主電源から整流器Ｒを経由して供給される直流が入力されるＤＣバスの各レグと接続されている。各ＤＣバスは、インバータＩと接続されているが、このインバータＩは、負荷、例えばモータＭに、３相交流を供給するよう制御されている。
【０００７】
変流器ＣＴの２次巻線側は、増幅器Ａと接続されている。コモンモード電流とは、ＤＣバスの両レグにおいて、インバータに向かって同じ方向に流れるノイズ電流のことである。このノイズ電流は、モータの巻線、モータケース、およびインバータのヒートシンクの間にあって固有の応答を示す要素（典型的には容量性である）によって引き起こされる。
【０００８】
キャパシタＣFILTによるフィルタリングを行わない場合、コモンモード電流は、主回路網の接地端子ＧＮＤに戻り、不要なノイズ電流として、ＡＣ主電源に反射される。能動ＥＭＩフィルタ回路の目的は、コモンモード電流が、キャパシタＣFILTを介して能動スイッチング回路を通過し、ＤＣバスに戻るための通り道を提供することである。また、本発明は、ＤＣバス、インバータ、およびモータにおいて、コモンモード電流を循環電流として保持し、コモンモード電流がＡＣ回路網に戻るのを防止することも目的とする。本発明によれば、接地端子ＧＮＤに戻るコモンモード電流は、打ち消される。
【０００９】
図１Ａａ(ｉ)に示す増幅器Ａの出力は、モータケースと接地端子とを接続する接地線Ｌから、キャパシタＣFILTに向かうコモンモード電流を分流させるよう、２つの相補的なトランジスタQ1とQ2を制御する。最小とされるべきコモンモード電流は、ＤＣバスの各レグから、インバータを経由して、モータＭに流れる共通の分極電流を含む。このコモンモード電流は、モータの巻線と、モータケース、またはインバータのヒートシンク（それぞれ内部固有容量を有する）との間を流れる電流によって生ずる。ついで、コモンモード電流は、接地線Ｌを通って帰還し、通常は接地端子に至る。このコモンモード電流は、ＡＣ線においては、不要なノイズ電流と高調波を生起させる。
【００１０】
このようなコモンモード電流を最小にするため、従来は、コモンモード電流を分流させるような受動フィルタが用いられた。図１Ａａ(ｉ)は、コモンモード電流が、キャパシタＣFILT、およびトランジスタQ1とQ2のいずれかＯＮである方（どちらがＯＮであるかは、特定の時点におけるコモンモード電流の流れる方向に依存する）を経由して、ＤＣバスに帰還すべく分流されるようになっている従来の能動フィードバックフィルタの配置を示している。このような分流を行なうと、接地端子に向かうコモンモード電流は除去され、ＡＣ線において反射されるノイズ電流を最小にすることができる。
【００１１】
しかし、図１Ａａ(ｉ)の回路で表わされるシステムにおいて、接地端子に向かうコモンモード電流を最小とするには、増幅器Ａと変流器ＣＴが、高利得を有することが必要である。フィードバック制御の特徴（図１Ａ参照）を実現するための図１Ａａ(ｉｉ)の回路において、接地端子に向かうコモンモード電流をゼロにするには、理論的には、システムの利得が無限大であることが要求される。しかし、この場合には、システムに振動が生じ、かつ中型の変流器が必要となる。さらに、高利得増幅器が必要であることに呼応して、ＳＮ比も低くなる。
【００１２】
これとは対照的に、図１Ｂａ(ｉ)と図１Ｂａ(ｉｉ)に示す回路は、フィードフォワード制御の特徴（図１Ｂ参照）を実現するための単位利得のシステムでありながら、接地線Ｌから接地端子に帰還するコモンモード電流は、理論的に０である。この場合、ＳＮ比が高いため、増幅器は、所期の利得を容易に達成することができ、システムの安定性も良好である。また、比較的小型の変流器を使用することができる。図１Ｂに記載したように、フィードフォワード制御は、小型の変流器を使用することができ、容易に実現可能な利得であり、さらにシステムの安定性が良好で、システムに振動が生じないという利点を有する。
【００１３】
図２Ａは、すでに公知となっているもう１つの能動コモンモードＥＭＩフィルタ回路の例を示す。この回路は、２つのＮ−チャンネルＭＯＳＦＥＴ、および１巻回の１次側と２次側とを有する電流検知変流器を備えている。この回路は、バイポーラ、またはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いる回路に比べて、多分に魅力的である。ＭＯＳＦＥＴは、バイポーラトランジスタに比べて耐久性が大きいことも、有利な点の１つである。
【００１４】
高電圧に対しては、ＭＯＳＦＥＴよりも高いトランスコンダクタンスとピーク電流容量をもつ絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が好ましい。
【００１５】
しかし、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの問題点は、所望の出力電流を送るために必要なゲート駆動電圧が比較的高いことである。例えば、ＨＥＸＦＥＴ（本出願人の製造に係るパワーＭＯＳＦＥＴのブランド名）シリーズＩＲＦＤ２１０（ドレイン・ソース破壊電圧：２００Ｖ）において、２．５Ａのピーク出力電流を送るために必要なゲート・ソース間電圧のピーク値は、６．５Ｖである。また、ＩＲＦ８２０（ドレイン・ソース破壊電圧：５００Ｖ）において、２．５Ａのピーク出力電流を送る場合にも、同様のゲート・ソース間電圧が必要である。
【００１６】
ＭＯＳＦＥＴ用ゲート‐ソース電圧は、変流器の２次側巻線Ｓ１（トランジスタQ1向け）とＳ２（トランジスタQ2向け）において生起する。このような単位電流利得のフィードフォワード回路においては、１次側巻回数と２次側巻回数の比は、当然１．０でなければならない。したがって、上記の例においては、１次側の電圧は、２次側の電圧と等しく、これらの電圧は、約６．５Ｖとなる。
【００１７】
１次側の電圧が高くなればなるほど、１次側電流の磁化成分は大きくなる。２次側を流れる電流は、全１次側電流から磁化成分を除いたものに等しいため、１次側の電圧が高くなればなるほど、２次電流（能動フィルタの出力電流）と１次電流との誤差は大きくなる。能動フィルタの出力電流と１次側コモンモード電流との誤差が大きくなればなるほど、能動フィルタの性能は低下する。
【００１８】
図２Ｂ(ｉ)と図２Ｂ(ｉｉ)は、それぞれ、フェライト製ドーナツ形磁心ZW-42507において、ともに１巻の巻線を有する１次側と２次側を備える能動フィルタの出力電流ＩOUTと、ＩCOMDRIVEの波形を示す。ＩOUTとＩCOMDRIVEの間には、有意な誤差が存在する。
【００１９】
磁化成分に起因する誤差を最小にする方法は、図２Ｃに示すように、単位電流利得を保持するため、１次側巻き数と２次側巻き数の比１：１を維持しつつ、変流器における巻き数を増加させることである。この例においては、１次側と２次側の巻き数は、それぞれ３である。巻線を通過した後の電圧は、ＭＯＳＦＥＴのゲート‐ソース電圧によって設定され、巻き数に拘らず一定とされるため、電流の磁化成分は、巻き数の２乗に反比例して減少する（磁化インダクタンスが、巻き数の２乗に比例することによる）。
【００２０】
図２Ｄ(ｉ)と図２Ｄ(ｉｉ)は、それぞれ、１次側と２次側の巻き数がともに３である場合の波形を示す。ＩOUTとＩCOMDRIVEの誤差は、大きく減少している。この場合の欠点は、１次側において、手で巻き数を増加させなければならないということである。
【００２１】
１次側の巻き数は、最小限にとどめるのが望ましい。１次側において、ドーナツ形の中心部を通る巻線は１本であること、すなわち巻き数は、１であるのが望ましい。１次側の巻線が比較的大きい直径を有しなければならない理由は、フルノーマルモード電流を通すという定格を維持しなければならないためである。大径の巻線を１次側において多数回巻回する作業は、手で行わねばならず、コスト高となる。
【００２２】
図３は、バイポーラトランジスタを用いる能動コモンモードフィルタのもう一つの公知となっている構成を示す。図２Ｂ(ｉ)、図２Ｂ(ｉｉ)および図２Ｃに示す回路と同様に、これは、ｉOUTとｉCOMDRIVEの間で単位利得を実現する「フィードフォワード」回路である。
【００２３】
コモンモード変流器における1次側巻線は、磁心の中心部を通るただ１本であるのが望ましい。１次側の巻線が比較的大きい断面積を有しなければならない理由は、フルノーマルモードの駆動電流を通さなければならないためである。変流器ＣＴの２次電流は、コモンモード電流を表わす信号であり、その平均値は低い。したがって、２次側の巻線は、１次側の巻線よりも断面積がはるかに小さい。
【００２４】
電流の利得は、１でなければならないため、変流器の１次側における巻き数が１であるならば、２次側のそれも「１」でなければならない。しかし、巻き数が１の変流器は、断面積の大きい不都合な磁心を備えていなければならない。２次側で生起される電圧は（したがって１次側電圧も）、実質的に、トランジスタのベース‐エミッタ電圧Q1／Q2である（巻き数の比が１であるため）。この電圧は、典型的には約１Ｖである。磁心の断面積が異常に大でないならば、１巻きの磁化インダクタンスは比較的低いため、巻き数が１の１次側で生起する電圧は、磁化成分が大きい電流を発生させる。
【００２５】
１次側におけるコモンモード電流の磁化成分は、２次側には送られず、増幅器の出力電流ＩOUTの「誤差」となる。したがって、このような事態は、能動フィルタの性能を低下させる。
【００２６】
１次側の巻き数を１とした小型で低コストのコモンモード変流器を用いるためには、１次側で生起する電圧を低下させる方法、したがって、電流の磁化成分を減少させる方法を見出さねばならない。
【００２７】
１つの方法は、図４Ａを参照して後述するように、トランジスタのベース‐エミッタ回路において、オフセット・バイアス電圧を生起させることである。この方法は、必要とされる作動温度の範囲内で、バイアス電圧を、正確にトランジスタのベース‐エミッタ電圧に一致させる。
【００２８】
もう１つの方法（図示はしていない）は、１次側の巻き数が１の変流器において、２次側の巻き数を多数回とすることである。１次側の巻線に反射される電圧は、Ｖb-e／Ｎ（Ｎは２次側の巻き数）となる。１次電流における磁化成分の全コモンモード１次電流に対する比は、１／Ｎとなる。この結果、２次電流の振幅の絶対値が１／Ｎとなる（２次電流の波形は、１次電流のそれの複製として、最小ではあるが、より正確になる）にも拘らず、誤差の２次電流信号に対する比も、１／Ｎとなる。
【００２９】
しかし、ｉOUTからｉCOMDRIVEへの全体的な電流利得は、１でなければならないから、ｉOUTとｉCOMDRIVEの同等性を復元するために、電流利得がＮとなるカレント・ミラー回路のような電流増幅器が必要とされる。カレントミラー回路の問題は、インピーダンスとトランジスタ特性のマッチングにおける許容誤差のために、正確性を欠くことである。
【特許文献１】米国特許第６６３６１０７号明細書（米国特許出願第０９／８１６，５９０号（２００１年３月２３日出願：発明の名称「コモンモード電流を減少させるための能動フィルタ」(ＩR-１744)））
【特許文献２】米国特許出願公開第20030１28558号明細書（米国特許出願第１０／３３６，１５７号（２００１年１月２日出願：発明の名称「フィードフォワード制御の解除を伴う能動ＥＭＩフィルタ」(ＩR-2１46)））
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
本発明は、１次側で生起する電圧を低下させ、１次側の巻き数を１とした、小型で低コストのコモンモード変流器を用いる、コモンモードノイズ電流を減少させるための能動コモンモードＥＭＩフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明の第１の態様に係る能動コモンモードＥＭＩフィルタは、トランジスタの閾値電圧によって生起する２次電流（フィルタの出力電流）と１次電流との誤差を減少させるために、１次側の巻き数が１のコモンモード電流検知変流器を備えている。
【００３２】
より一般的にいうと、変流器の１次側と２次側は、それぞれ同じ巻き数（好ましくは１）を有する。また、各トランジスタの制御電極に印加されるバイアス電圧を増幅するため、２次側をもう１つ設けるか、または２次側の巻き数を１次側よりも増やす。
【００３３】
このような構成は、適当な定格のバイポーラトランジスタが存在しない高電圧・高電流システムにおいて、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを使用する場合に、特に有用である。
【００３４】
本発明の第２の態様においては、１次側の巻き数が１で、２次側の巻き数がこれよりも多くなっている電流検知変流器を備える回路が、２次側において、その正確さが、インピーダンスまたはトランジスタ特性のマッチングに依存しないようになっている第２の電流増幅器を含む。しかし、この態様においては、正しい巻き数を有する第２の変流器を設置することによって、十分な正確さを得ることができる。
【００３５】
本発明の第３の態様は、図１Ａと図１Ｂに示す能動コモンモードＥＭＩフィルタ回路のためのバイアス電圧を生起させる新規な方法に関する。上記の変流器を用いることにより、能動コモンモードＥＭＩフィルタが打消すこととなっているコモンモードノイズから、フローティングバイアス電圧が誘導される。この態様における１つの例においては、巻き数を増やす必要はない。
【００３６】
フローティングバイアス電圧の電源は、コモンモードノイズであるため、供給される電圧は、概ねノイズの振幅に比例する。ノイズが増大すると、フローティングバイアス電圧が増加し、より効果的なフィルタリングが行われる。その結果、コモンモードノイズを効果的に減少させることができ、必要なノイズ打消し作用が低下することに呼応して、フローティングバイアス電圧も低下する。このように、回路全体としては、ノイズの打消しと、ノイズによって生起される電圧との間に閉ループを構成することとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
上記した以外の本発明の特徴と効果は、以下に添付の図面を参照して行う本発明の実施形態の説明から明らかになると思う。
【００３８】
〔第１の実施形態〕
図４Ａは、変流器の１次側の巻き数を１とすることができる能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。１次側の巻線P1およびP2（「大径」の巻線）、ならびに２次側の巻線S1AおよびS2A（「小径」の巻線）は、ともに巻き数が１であり、１次側の巻き数が１という要件を充たしている。１次側電圧に比して、ＭＯＳＦＥＴのゲート‐ソース間に印加される電圧を増幅するために、１を超えて巻回した「小径」の巻線S1BとS2Bを付け加えることもできる。
【００３９】
所与の１次電流に対して要求されるゲート‐ソース間駆動電圧は、ＭＯＳＦＥＴの特性に従って固定されるため、各１次巻線において生起する電圧は、１／(Ｎ＋１) （ここで、Ｎは、巻線S1B，S2Bの１次側の巻き数を超える巻き数を指す）に減少する。したがって、磁化成分による誤差は、同じ比で減少する。
【００４０】
図４Ｂ(ｉ)と図４Ｂ(ｉｉ)は、それぞれ、１次側の巻き数が１で、かつＮ＝３の場合のｉCOMDRIVEとｉOUTの波形を示す。ｉCOMDRIVEとｉOUTの誤差は、図２Ｂ(ｉ)と図２Ｂ(ｉｉ)に示すものと比べて、顕著に減少している。
【００４１】
〔第２の実施形態〕
図５は、本発明の第２の実施形態を示す。第１の小径の変流器CT1は、１次側の巻き数が１、また２次側の巻き数が１０とされている。電流の磁化成分による相対誤差は、同じ磁心において、２次側の巻き数を１とした場合の１／１０となる。第２の小径の変流器CT2における２次側の巻線SAと、巻き数が１００の１次側巻線を流れる電流の波形は、１次電流のそれの比較的正確な複製であるが、振幅は、この１次電流の１／１０である。変流器CT2は、「コモンモード」電流だけが流れるため、１次側巻線と２次側巻線の双方が小径である。
【００４２】
変流器CT2における２次側の巻き数は、１０である。したがって、変流器CT2の２次側電流値は、１次側電流値の１０倍となり、ｉCOMDRIVEからｉOUTへの回路全体の電流利得は、所望の１となる。
【００４３】
変流器CT2の１次側へ反射される電圧は、ベース‐エミッタ電圧Q1／Q2の１０倍、すなわち約１０Ｖとなる。変流器CT2の磁心が、変流器CT1のそれと同一の断面積をもつと仮定すると（ただし、変流器CT2の巻線が小径であるため、大径の磁心を有する必要はない）、変流器CT2の磁化インダクタンスは、変流器CT2のそれの約１万倍である。なぜならば、磁化インダクタンスは、巻き数の２乗に比例するからである。したがって、変流器CT2の１次電圧は、約１０Ｖであり、変流器CT2の１次電流は、ｉCOMDRIVEの約１／１０であるが、変流器CT2に起因する磁化電流誤差は、図３に示す回路における誤差の約１／１００にとどまる。
【００４４】
変流器CT2の１次側に生起する電圧が約１０Ｖであるため、トランジスタQ3／Q4に係るバス電圧は、約１５Ｖしか必要でないことに注意してほしい。したがって、トランジスタQ3／Q4によって取り扱われる電圧と電流は、ともに小さく、電力の損失は非常に小さい。
【００４５】
また、変流器CT2の１次側の巻き数をわずかに調整することで、トランジスタQ1からQ4に至る有限の電流利得により、ｉOUTとｉCOMDRIVEの間で生じる小さな誤差が、少なくとも大雑把に補償されることにも注意してほしい。仮に、ｉOUTとｉCOMDRIVEの間に、トランジスタ利得により、１％の誤差が生じた場合は、この誤差は、変流器CT2の１次側の巻き数を１００から１０１に増加させることによって、容易に補償される。
【００４６】
〔第３の実施形態〕
図６は、ノイズパワード・ノイズキャンセリング能動ＥＭＩフィルタの基本的な回路図である。能動フィルタを用いる方法は、図１Ｂに表記したフィードフォワード型のノイズキャンセリング方法である。図７は、図１Ａに表記したフィードバック型のノイズキャンセリング方法に基づく、ノイズパワード・ノイズキャンセリング能動ＥＭＩフィルタの基本的な回路図である。フローティング・バイアス電源装置は、フィードバック、またはフィードフォワード回路のいずれかにおいて、能動ＥＭＩフィルタ増幅器にバイアス電圧を供給する。図６と図７に示す実施形態は、フローティング・バイアス電源装置用の巻線とは別個のノイズ検知用の巻線を有する変流器を含んでいる。
【００４７】
図６と図７においては、ノイズパワード能動ＥＭＩフィルタは、ＡＣモータのインバータシステムに適用されている。両図において、ＡＣ線は、３相入力端子L1,L2,L3と、接地端子GNDとを備えている。このＡＣ線は、単相のＡＣ線としても使用することができる。一般に、ノイズパワード能動ＥＭＩフィルタは、パワースイッチングデバイスを備えるいかなるシステムにも、また、スイッチモード電源装置、無停電電源装置（ＵＰＳ）、溶接用インバータシステムのようなパワーインバータを構成するいかなるシステムにも適用することができる。したがって、パワースイッチングデバイスを備えるいかなるシステムも、このノイズパワード能動ＥＭＩフィルタの効果を享受することができる。
【００４８】
図８は、バイアス電源装置専用の巻線を必要としないノイズパワード能動ＥＭＩフィルタの実施形態を示す。このイズパワード能動ＥＭＩフィルタは、ノイズ検知用に用いられ、また増幅器に使用されるのと同じ巻線を共用する。
【００４９】
図９と図１０は、フローティング・バイアス電源装置回路の実施形態を示す。図９の回路は、全波ブリッジ整流器を備える両電源型である。一方、図１０の回路は、半波ブリッジ整流器を備える片電源型である。これらは、本発明の単なる例示である。用途に応じ、整流用ダイオードのような要素を適切に配置することによって、他の態様の電源装置も構成することができる。
【００５０】
図１１(ｉｉ)は、コモンモードノイズ電流の典型的な波形を示す。例えば、図１１(ｉ)に示す２kWのＡＣモータ用インバータ駆動装置において、その振幅のピークは、２〜３Ａであり、２００nsecから１μsecの持続時間を示す。ノイズ電流は、迅速なスイッチングが行われ、そのスイッチング速度(dv/dt)が、接地端子に対する寄生容量と結び付けられる場合に生ずる。したがって、ノイズ電流は、モータの相電圧のスイッチングと同期しており、正値の電流と負値の電流が接地端子に現れる。
【００５１】
以上、本発明を特定の実施形態に関連づけて説明してきたが、当業者ならば、他にも多くの変形例や設計変更、ならびに種々の用途を想起しうることと思う。本発明は、上記特定の開示内容に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１Ａ】従来のフィードバック型能動コモンモードＥＭＩフィルタの特徴を記した図である。
【図１Ａａ（ｉ）】同じく、回路図である。
【図１Ａａ（ｉｉ）】同じく、回路図である。
【図１Ｂ】従来のフィードフォワード型能動コモンモードＥＭＩフィルタの特徴を記した図である。
【図１Ｂａ（ｉ）】同じく、回路図である。
【図１Ｂａ（ｉｉ）】同じく、回路図である。
【図２Ａ】第３のタイプに係る公知の能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図２Ｂ（ｉ）】同じく、電流の波形を示すグラフである。
【図２Ｂ（ｉｉ）】同じく、電流の波形を示すグラフである。
【図２Ｃ】第４のタイプに係る公知の能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図２Ｄ（ｉ）】同じく、作動時の各波形を示すグラフである。
【図２Ｄ（ｉｉ）】同じく、作動時の各波形を示すグラフである。
【図３】第５のタイプに係る公知の能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図４Ａ】本発明の第１の実施形態に係る能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図４Ｂ（ｉ）】同じく、作動時の各波形を示すグラフである。
【図４Ｂ（ｉｉ）】同じく、作動時の各波形を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係るフィードフォワード型能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係るフィードフォワード型能動コモンモードＥＭＩフィルタの回路図である。
【図８】図６の変形例に係る回路図である。
【図９】図６〜図８に示す回路において使用可能な全波ブリッジ整流器を示す回路図である。
【図１０】図６〜図８に示す回路において使用可能な半波ブリッジ整流器を示す回路図である。
【図１１（ｉ）】ＡＣモータ用インバータ駆動装置の回路図である。
【図１１（ｉｉ）】図１１(ｉ)に示す回路におけるコモンモードノイズ電流の典型的な波形を示すグラフ図である。
【符号の説明】
【００５３】
P1，P2  １次側の巻線
S1A，S2A  ２次側の巻線
S1B，S2B  小径の巻線
CT1  第１の変流器
CT2  第２の変流器
Q1，Q2，Q3，Q4  トランジスタ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  ３相入力端子
ＧＮＤ  接地端子
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１Ａ】
2005524377.tif 000021
【図１Ａａ（ｉ）】
2005524377.tif 000022
【図１Ａａ（ｉｉ）】
2005524377.tif 000023
【図１Ｂ】
2005524377.tif 000024
【図１Ｂａ（ｉ）】
2005524377.tif 000025
【図１Ｂａ（ｉｉ）】
2005524377.tif 000026
【図２Ａ】
2005524377.tif 000027
【図２Ｂ（ｉ）】
2005524377.tif 000028
【図２Ｂ（ｉｉ）】
2005524377.tif 000029
【図２Ｃ】
2005524377.tif 000030
【図２Ｄ（ｉ）】
2005524377.tif 000031
【図２Ｄ（ｉｉ）】
2005524377.tif 000032
【図３】
2005524377.tif 000033
【図４Ａ】
2005524377.tif 000034
【図４Ｂ（ｉ）】
2005524377.tif 000035
【図４Ｂ（ｉｉ）】
2005524377.tif 000036
【図５】
2005524377.tif 000037
【図６】
2005524377.tif 000038
【図７】
2005524377.tif 000039
【図８】
2005524377.tif 000040
【図９】
2005524377.tif 000041
【図１０】
2005524377.tif 000042
【図１１（ｉ）】
2005524377.tif 000043
【図１１（ｉｉ）】
2005524377.tif 000044
【国際調査報告】
2005524377.tif 000045