(57)【要約】  第１ライン（１）と第２ライン（２）を有する結合器（１０）は、キャパシタ（５）とインダクタ（４）を含む共振構造（３）も備えている。これにより、結合器（１０）は、共振構造（３）の共振周波数より上の周波数領域において実質的に周波数が独立した結合信号Ｓ３１を供給する。また、信号Ｓ３１は、高度な方向性を有する。結合器（１０）は、多層基板、薄膜モジュール、またはＩＣのような、集積電子コンポーネントの一部として設けることができる。結合器（１０）は、電子装置（１００）内において、電力増幅器（１０１）とアンテナ（１０３）の間で適用することができる。これにより、結合信号Ｓ３１が、制御回路（１０２）に供給される。
2005513904.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号入力を信号出力に接続する第１ラインと、整合接続を第２出力に接続する第２ラインとを備え、前記第１および第２ラインが誘導的かつ容量的に相互に結合された結合器であって、
共振構造が存在し、
前記第１ラインおよび前記第２ラインは、誘導的かつ容量的に前記共振構造に結合されている、ことを特徴とする結合器。
【請求項２】
前記共振構造は、薄膜キャパシタと薄膜インダクタを含み、
前記第１および前記第２ラインは、前記インダクタに誘導的かつ容量的に結合されている、ことを特徴とする請求項１に記載の結合器。
【請求項３】
前記共振構造の前記インダクタは、第１導電層に存在する１つのターンを有し、前記第１および前記第２ラインは、第２導電層に存在する、ことを特徴とする請求項２に記載の結合器。
【請求項４】
前記キャパシタは、第１および第２電極を備え、前記第１電極は、前記第１導電層に存在し、前記第２電極は、前記第２導電層に存在し、
前記第１および前記第２導電層は、誘電層と絶縁層を含むスペーサにより分離されており、前記絶縁層は、前記キャパシタの前記第１および第２電極の間には存在しない、ことを特徴とする請求項３に記載の結合器。
【請求項５】
前記キャパシタは、チューナブルキャパシタであることを特徴とする請求項２に記載の結合器。
【請求項６】
第３ラインが存在し、前記第３ラインは、整合接続を第３出力に接続し、誘導的かつ容量的に前記第１ラインに結合され、誘導的かつ容量的に前記共振構造に結合される、ことを特徴とする請求項５に記載の結合器。
【請求項７】
磁気材料の層が存在することを特徴とする請求項１に記載の結合器。
【請求項８】
１００ＭＨｚ以上の周波数において使用され、フィルタリングおよび／またはスイッチング機能を果たし、基板と複数の電気絶縁および導電層とを備えた集積電子コンポーネントであって、
前記電子コンポーネントに、請求項２乃至請求項７に記載の結合器が設けられ、
前記結合器の前記第１および前記第２ラインと、前記インダクタおよび前記キャパシタの電極とが、前記電子コンポーネントの導電層に設けられ、
前記第１および前記第２ラインならびに前記共振構造は、前記電子コンポーネントの前記絶縁層の少なくとも１つによって分離されている、ことを特徴とする集積電子コンポーネント。
【請求項９】
制御回路への第２出力を有する第２ラインも設けられている結合器の第１ラインを介して相互接続された電力増幅器と電力トランスミッタを備えた電子装置であって、
請求項１乃至請求項７に記載の結合器が存在することを特徴とする電子装置。
【請求項１０】
第２電力増幅器、第２制御回路、および請求項６に記載の結合器が存在し、
前記結合器の前記第３ラインの前記第３出力が、前記第２電力増幅器の前記出力を制御可能な前記第２制御回路に接続されている、ことを特徴とする請求項９に記載の電子装置。
【請求項１１】
前記結合器が、請求項８に記載の集積電子コンポーネントの一部として存在することを特徴とする請求項９に記載の電子装置。
【請求項１２】
請求項９乃至請求項１１に記載の電子装置の、少なくとも０．１ＧＨｚの周波数における使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号入力を信号出力に接続する第１ラインと、整合接続を第２出力に接続する第２ラインとを備え、第１および第２ラインが誘導的かつ容量的に相互に結合された結合器に関する。
【０００２】
本発明は、また、１００ＭＨｚ以上の周波数で使用され、フィルタリングおよび／またはスイッチング機能を実現し、基板と複数の電気的に絶縁された層と電気的に伝導する層とを備える、集積電子コンポーネントに関する。
【０００３】
本発明は、また、制御回路への第２出力を有する第２ラインも設けられている結合器の第１ラインを介して相互接続された、電力増幅器と電力トランスミッタとを備える電子装置に関する。
【背景技術】
【０００４】
このような結合器は、米国特許第５，８１８，３０７号により知られている。この文献の図１は、第１ラインと第２ラインが、プリント回路基板上に互いに並列に存在して結合を成している、方向性結合器を開示している。抵抗型負荷が、第２ラインの整合接続に存在し、ショットキーダイオードが、第２ラインの第２出力に存在する。負荷インピーダンスが、反射を最小限にし、かつ方向性を増加するように選択され、キャパシタが、所望の周波数で共振するように選択され、電圧出力が第２出力に供給される。
【０００５】
最適な結合器を実現するためには、結合器が結果的に信号出力および入力ならびに整合接続に及ぼす影響は少なくなければならず、第２出力は比較的大きくなければならない。これは理論上、結合器が、信号入力におけるリターン損失Ｓ１１と、信号出力における挿入損失Ｓ２１と、第２出力における結合Ｓ３１と、整合接続における分離Ｓ４１の４つの効果を有するものとして説明することができる。挿入損失Ｓ２１は、非常に小さくなければならず、０．５ｄＢ未満であることが好ましく、また、結合は、分離Ｓ４１およびリターン損失Ｓ１１と比べてより大きく、かつ区別可能なものでなければならないと理解される。
【０００６】
しかしながら、周知の結合器は、周波数に依存する結合Ｓ３１を持つことが発見されている。したがって、この結合Ｓ３１は、分離Ｓ４１およびリターン損失Ｓ１１に対して、比較的小さな周波数領域のみでしか区別することができない。これは、結合Ｓ３１が、ブルートゥース、ＤＣＳ、ＧＳＭ、およびＵＭＴＳの帯域などの通信帯域として用いられる周波数領域において一定でないことを意味する。その結果、制御回路または結合器の出力のいずれかで、結合Ｓ３１の周波数依存に対する補償が必要となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、本発明の第１の目的は、第２出力（結合Ｓ３１）の大きさが、帯域として用いられている周波数インターバルのための周波数から合理的に独立している、冒頭の段落で述べた種類の結合器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この目的は、共振構造が存在し、この共振構造に、第１ラインおよび第２ラインが誘導的かつ容量的に結合されることで実現される。
【０００９】
驚くべきことに、共振構造を追加することにより、所望の効果が得られることが発見された。結合Ｓ３１は、結果的に、共振構造の共振周波数より上のインターバルでの周波数において、周波数が合理的に独立したものとなる。利点として、結合Ｓ３１を、共振周波数より上の非常に大きな周波数領域において、分離Ｓ４１およびリターン損失Ｓ１１から区別可能な大きさにすることができる。結合Ｓ３１は、１．３ＧＨｚの共振周波数に対し、約４ＧＨｚの周波数に至るまで、分離Ｓ４１およびリターン損失Ｓ１１よりも１５ｄＢ大きいものであった。この、分離Ｓ４１に対する結合Ｓ３１の大きな差は、第２出力における方向性を得るためにダイオードを必要としないという、本発明の結合器の追加的な利点をもたらす。
【００１０】
本発明の結合器は、第１および第２ラインの間に直接結合および共振結合が存在する、という事実に基づいているものと見られる。両方の結合メカニズムの組み合わせを活用し、本発明の目的を満たす結合器を構成する。これにより、共振周波数を、共振構造のバリエーションによって設定することができる。結合器の最適な周波数応答は、直接結合および共振結合のバリエーション、例えば、ライン間の距離、ラインの形状、またはライン間の材料の誘電定数などの変更によって設定することができる。インダクタおよびキャパシタの大きさも、変更が可能である。
【００１１】
本発明の結合器の利点は、入念な再設計を必要とせずに様々な適用に使用可能な点である。結合器の方向性が良好なので、共振周波数を変更するには、例えばキャパシタの容量を変えることで基本的に十分である。適度な周波数の変更に対しては、結合器の変更をまったく必要としないほどである。
【００１２】
欧州特許第１０４７１５０号により、インダクタおよびキャパシタを第２ラインに含んだ結合器が知られている。しかしながら、この方法では、結合Ｓ３１ならびに他の信号Ｓ１１、Ｓ２１、およびＳ４１は、周波数領域全体において影響を受ける。この特許出願の図６および例示的な実施形態３にて例示されるように、Ｃと呼ばれる結合Ｓ３１は、より大きな周波数インターバルにおいて実質的に一定でない。さらに、方向性は比較的小さく、すなわち１０ｄＢよりも小さい。その上、信号Ｓ１１、Ｓ３１、およびＳ４１が同等の大きさである共振周波数における動作は、この周知の結合器ではまったく存在しない。
【００１３】
本発明の結合器は、様々な方法で実施可能である。結合器は、共振構造のための個別のコンポーネントと共に実施することができる。インダクタのターンの面は、第１ラインに対し実質的に平行に向けられていなければならない。個別のコンポーネントを有するこのような実施形態は、１００ＭＨｚ以下の低い周波数での使用において特に有益である。共振周波数は、キャパシタンスとインダクタンスの積の平方根に反比例するため、キャパシタンスとインダクタンスは、高くなければならない。これは、複数のターンを有するセラミック多層キャパシタおよびインダクタにより実現することができる。
【００１４】
有益な実施形態においては、共振構造は、薄膜キャパシタおよび薄膜インダクタを備えており、第１および第２ラインは、誘導的かつ容量的にインダクタに結合されている。共振構造の実現は、結合器を、どのような多層電子コンポーネントにも集積化できるという利点を有する。機能上、結合器は、第１および第２ラインと共振構造の間に誘導的かつ容量的な結合を最適化するために、良好に設計することができる。これは、相互オーバーラップ（および容量的結合のための関連領域）が、リソグラフィックパターンで定義されているからである。さらなる利点は、集合の最小化が可能であることと、個別の結合器がすべて同等になり、かつ個別のコンポーネントや相互に関連する配置の変化に依存しないようになることである。
【００１５】
薄膜の実施形態においては、いくつかの変形がある。１つの有益な変形は、第１ラインが第１導電層に存在し、第２ラインが第２導電層に存在し、共振構造のインダクタが、第１および第２導電層の間に位置する１つ以上の導電層に存在することである。キャパシタの電極の１つを、第２導電層に設けることが好ましい。この変形では、共振構造が、第１および第２ラインの層の間に挟まれる。第１および第２ラインの間に十分な容量結合を得るために、これらのラインを、インダクタの面に実質的に垂直に向けられた１つの面に配置することが好ましい。この実施形態の利点は、第１ラインと共振構造の間の結合量が、共振構造と第２ラインの間の結合量とは異なってもよいことである。例えば、比較的高い誘電定数を有する誘電層を、インダクタと第２ラインの間に設け、結合を最大化することができる。この誘電層は、キャパシタにも使用することができる。他の利点は、第２導電層を、金、アルミニウム等の層のような薄い層として実現することができ、一方、第１ラインおよびインダクタの層を、例えば銅を含んだ厚い層として実現することができる点である。これは、インダクタおよび第２ラインが高いＱ係数を有するだけでなく、高い周波数用にも適しているという利点を有する。
【００１６】
他の有益な変形においては、共振構造のインダクタが、第１導電層に存在する１つのターンを有し、第１および第２ラインが第２導電層に存在する。この実施形態の利点は、結合器が比較的小さなユニットを構成するという点である。したがって、結合器の集積電子コンポーネントへの集積化が促進される。結合器は、例えば、多層基板に集積することもできる。これは、第１導電層が基板の表面に存在する一方、共振構造が基板内に埋め込まれるという点で有利である。
【００１７】
この実施形態のさらなる拡張においては、キャパシタは、第１および第２電極を備え、第１電極は第１導電層に存在し、第２電極は第２導電層に存在し、第１および第２導電層は、誘電層および絶縁層を含むスペーサによって相互に分離されており、キャパシタの第１および第２電極の間には、絶縁層が存在しない。ここで、絶縁層は、例えばＳｉＯ２の誘電定数以下の、低い誘電定数を有する層を意味する。好適な例は、ベンゾシクロブテン、ＨＳＱ、ＭＳＱ、多孔シリカおよび他の低Ｋ材料などの材料の層を含む。ここで、誘電層は、例えばＳｉＯ２の誘電定数よりも高い、比較的高い誘電定数を有する層を意味する。好適な例は、Ｓｉ３Ｎ４、ならびに、チタン酸バリウム（bariumtitanate）および酸化タンタル（tantalumoxide）系材料を含む。
【００１８】
この拡張は、結合器を実施するために、２つの誘電層のみを必要とするという利点を有する。これらの層は、表面の粗い基板上に存在してもよい。導電層の適切な材料は、アルミニウム、銅、ニッケル、銀などであり、用いられる周波数における電磁波の浸入度を超える厚さであることが好ましい。この拡張に用いられる技術は、Ｔｈ．Ｒｉｊｋｓらによる“Proceedings IMAPS 2001”により知られており、未公開の欧州特許出願第０１２０３０７１．４号（ＰＨＮＬ０１０５７９）に記述されている。
【００１９】
本発明に係る結合器の他の実施形態は、チューナブルキャパシタを含む。このようなチューナブルキャパシタを用いて、共振構造の共振周波数を、要望通りに変更することができる。上述したように、結合器の周波数領域は、共振周波数内のシフトによってシフトする。チューナブルキャパシタは、マイクロ電子機械コンポーネント（ＭＥＭＳ）として実現することができる。そして、ＭＥＭＳキャパシタは基板上に存在していてもよく、一方で、第１および第２ラインが基板内に存在する。あるいは、ラインならびにＭＥＭＳキャパシタおよびインダクタは、集積回路の相互接続構造内に存在してもよい。
【００２０】
整合接続を第３出力に接続し、誘導的かつ容量的に第１ラインに結合され、誘導的かつ容量的に共振構造に結合される第３ラインの追加により、結合器の周波数領域の同調を活用することができる。第３ラインは、第１ラインを介して走る信号における第２フィードバックを可能にする。第２および第３ラインの間での相互結合を最小化するために、結合器の設計を最適化することができる。第２および第３ラインは、第１ラインの反対側の、同じ導電層に存在することができる。あるいは、第２および第３ラインは、それぞれが第１ラインと共に１つの面に位置した状態で、共振構造の反対側の異なる導電層に存在することもできる。
【００２１】
本実施形態においては、本発明の結合器は、デュアルバンド結合器に適している。共振構造の周波数が同調可能であるため、第３ラインは、第２ライン以外の周波数におけるフィードバックを与えることができる。さらに、第３ラインは、第２ライン以外のコンポーネントにフィードバックを提供することが好ましい。本実施形態の結合器は、１つの同一アンテナに接続された、それぞれが特定の周波数帯域に専用の、２つの電力増幅器用の結合器としても使用することができる。このような、２つの電力増幅器と１つのアンテナを有する設計は、ＧＳＭとブルートゥースのような、異なる規格での移動体通信における使用が予想される。当業者には、２つの電力増幅器と１つのアンテナの接続のために、接続ポイントが必要であることが理解されるであろう。これは、ピンダイオードまたはＭＥＭＳスイッチなどのスイッチ、あるいは例えばバンドパスフィルタなどのフィルタとして実現することができる。ＭＥＭＳスイッチを使用することが好ましい。このスイッチの第１の利点は、ＭＥＭＳキャパシタと共に製造しカプセル化することができる点である。さらに重要な利点は、ＭＥＭＳスイッチが、低い損失を有し、優れた分離を提供するという点である。また、接続ポイントは、例えば電力増幅器と結合器の間、および結合器とアンテナの間というように、結合器の両側に存在可能であることも理解されるであろう。接続ポイントが結合器とアンテナの間に存在する場合は、結合器に、第２電力増幅器から来る第４ラインが存在する。
【００２２】
チューナブルキャパシタを設ける代わりに、１つ以上の共振構造を第１および第２ラインの間に挿入することにより、結合器を、様々な周波数領域に適合させることができる。この方法では、１つ以上の周波数領域において、周波数の関数としてのフラットな結合が得られる。
【００２３】
他の、および／または、さらなる実施形態においては、１つ以上の磁気材料の層が結合器に存在する。磁気材料の層が存在するため、共振構造とラインの間および周りの層で構成される媒体の有効透過率が高まり、共振構造と第１および第２ラインの間の誘導結合が増加する。単位長あたりのインダクタンスおよび結合量が、共振構造に対して増加するので、共振周波数を維持する一方でインダクタのサイズを減少させることができる。その結果、結合器のサイズを最小化することができる。磁気材料の２つの層を、共振構造の反対側に配置することが好ましい。代わりに、または加えて、これを第１および第２ラインの間に位置させることもできる。当業者が理解するように、磁気材料の層は、結合器内の他のいずれの場所に位置することもできる。このような位置は、結合器の特定の設計に依存する。適切な磁気材料は、それ自体周知であるが、フェライト材料が好ましいく、最も好ましいのは、粉状で存在し、例えばポリマーまたはＳｉＯ２の絶縁マトリックス材料に埋め込まれた、磁気材料の層である。このような層は市販されている。この利点として、このような層は、液体として（回転塗布、プリント、その他により）加えることができ、多層コンポーネントにおいて良好に集積することができる。
【００２４】
本発明の第２の目的は、冒頭の段落で述べた種類の、結合器を集積可能な集積電子コンポーネントを提供することである。
【００２５】
この目的は、
−電子コンポーネントに、請求項２乃至請求項７に記載の結合器を設け、
−結合器の第１および第２ライン、インダクタ、ならびにキャパシタの電極が、電子コンポーネントの導電層に設けられ、
−第１および第２ラインと共振構造を、電子コンポーネントの絶縁層の少なくとも１つにより互いに分離する、
ことにより達成される。
【００２６】
特に移動体通信の分野では、使用されるトランジスタ、キャパシタ、およびインダクタなどの個別のコンポーネントの数が着実に増加している。同時に、これらのコンポーネントのそれぞれが小型化されている。周波数が高いために、すべての相互接続がインダクタとして、かつ潜在的には寄生キャパシタ電極として機能する。したがって、全体として設計できる集積電子コンポーネントにする傾向がある。これらの集積電子コンポーネントは、能動素子を含む場合がある。そして、基板トランスファー処理において、受動素子が、能動素子の上、または能動素子の隣の相互接続構造に位置する。あるいは、集積電子コンポーネントは、受動素子のみ、または、受動素子のみに近いコンポーネントおよび相互接続を備える。例として、集積回路の製造業者に知られている技術で製造された、例えばセラミックまたは積層板の多層基板、複数の多層キャパシタを備えるモジュール、および基板上の受動ネットワークが挙げられる。
【００２７】
本発明の結合器の薄膜での実施形態は、薄膜素子のみで実施可能であることから、集積電子コンポーネントへの集積化に最適である。コンポーネントの導電層は、これらの薄膜素子を表面に含むものと理解される。電子コンポーネントの絶縁層は、変化する誘電定数および有効透過率を持つことができ、要望通りに最適化できるものと理解される。チューナブルキャパシタが存在する場合、コンポーネントは、基板上の何らかの種類の受動ネットワークであることが好ましい。コンポーネントが磁気材料の層を含む場合、この層は薄膜層として集積化することができる。しかしながら、この層は、電子コンポーネントの上に、別のコンポーネントとして存在することもできる。
【００２８】
制御回路への第２出力を有する第２ラインがさらに設けられている結合器の第１ラインを介して相互接続された電力増幅器と電力トランスミッタを備える電子装置が、例えば欧州特許第６４１０３７号により知られている。この文献の図７は、結合器の適用のブロック図を示している。これは、増幅器とアンテナの間の第１ラインと、電力を吸収するための接地レジスタ電極と自動利得制御回路の間の第２ラインと、を有する結合器を示している。このような回路を用いて、増幅器からの出力の一部を結合器の第２出力に伝達し、自動利得制御回路に戻している。アンテナから戻った高周波信号の一部を、例えば整合接続である接地レジスタ電極に伝達する。
【００２９】
周知の電子装置の不利な点は、結合器が、限定された周波数領域のみに適していること、およびこれにより、制御回路内または結合器に設けられる追加的な周波数補償器を必要とすることである。
【００３０】
したがって、本発明の第３の目的は、冒頭の段落で述べた種類の電子装置を、より頑強な結合と共に提供することである。この目的は、請求項１乃至請求項７に記載の結合器が存在することによって実現される。本発明の結合器が含まれていることにより、電子装置は、より大きな周波数領域にも適合する。トランスミッタは、いずれの送信コンポーネントとしてもよいが、アンテナであることが好ましい。結合器は、それ自体で存在してもよいが、請求項８に係る集積電子コンポーネントの一部として存在することが好ましい。好適な実施形態においては、電子装置は、２つの電力増幅器を備え、結合器は、デュアルバンド結合器の実施形態において存在する。
【００３１】
結合器は、本発明の電子装置の様々な位置において結合機能を実現することができる。第１の適用は、結合器を用いて、電力増幅器からアンテナへの出力信号の測定およびフィードバックを行うことである。この適用では、制御回路は電力増幅器に接続される。アンテナと基地局の間の距離は一定でないことから、出力信号の強度は、基地局に届く十分な大きさでなければならない。しかしながら、基地局に入る信号の強度には、規格化によって限度が定められている。その上、すべてのエネルギーはバッテリーにより供給されなければならず、したがって、結合器の誤動作によるいかなるエネルギーの無駄も、バッテリーの寿命を短くする。この適用においては、結合器は増幅器の直後に存在することが好ましい。
【００３２】
第２の適用において、結合器は、入力される信号の測定に用いられる。この適用では、電力増幅器は、低ノイズ増幅器として知られる種類のものである。結合器は、通常、この低ノイズ増幅器より前、例えばトランスミッタ／レシーバスイッチと低ノイズ増幅器の間に置かれる。制御回路は、低ノイズ増幅器を制御して、入力される信号を必要なだけ増幅させる。
【００３３】
さらなる適用において、結合器は、アンテナの反射電力の測定の機能を果たす。この適用は、アンテナにて反射される電力増幅器からの大きな信号のいずれかが、低ノイズ増幅器に到達してこれを破壊することを最低限にし、好ましくは防止することを目的としている。これは特に、ＵＭＴＳなどのワイドバンド適用において重要である。結合器の第２出力は制御回路に接続され、制御回路はインピーダンス整合回路をアンテナの前に適合させる。この適用では、結合器がアンテナの直前に置かれる。制御回路は、トランスミッタ／レシーバスイッチとアンテナの間に存在するインピーダンス整合ネットワークを同調する。
【００３４】
本発明に係る結合器、集積電子コンポーネント、および電子装置のこれらおよび他の態様を、以下の図面を参照して詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
図１は、本発明の結合器１０の第１実施形態の鳥瞰斜視図を示している。明確にするために、基板および絶縁層は省略されている。結合器１０は、信号入力１１を信号出力２１に接続する第１ライン１を備えている。結合器１０は、また、整合接続４１を第２出力３１に接続する第２ライン２を備えている。整合接続４１は、５０Ωの接地抵抗に接続されている。第２出力３１は、制御回路に接続されている。第１ライン１および第２ライン２は、６６０μｍの相互距離６２において位置している。これらは、２．６の相対誘電定数および約１の有効透過率を有するベンゾシクロブテン（benzocyclobutene）の絶縁層によって分離されている。第１ライン１は、信号入力１１から信号出力２１まで、１．４ｍｍの長さを有する。第１および第２ラインは、５μｍの厚さおよび５０μｍの幅を持つ銅のトラックとして実現されている。
【００３６】
共振構造３は、第１および第２ライン１，２によって形成された面に実質的に平行に位置している。ライン１，２と共振構造３の間の相互距離６１は、８μｍである。共振構造３は、１つのターンを有するインダクタ４と、第１電極５１および第２電極５２が設けられたキャパシタ５とを備える。第１電極５１は、インダクタ４と同じ層に存在する。第２電極５２は、通路５３によりインダクタ４に接続されている。インダクタ４は、１．０ｍｍ×０．７７ｍｍのサイズおよび２ｎＨのインダクタンスを有する。キャパシタは、７．４ｐＦのキャパシタンスを有する。これは、結果として１．３６ＧＨｚの共振周波数をもたらす。当業者に明白であるように、第１および第２ラインは、端結合ラインとして機能する。
【００３７】
図２は、図１に示されたＶ−Ｖの面に沿った結合器１０の図式的断面を示している。インダクタ４は、基板８０上に存在し厚さ５μｍを有する、Ｃｕの第１導電層８１の一部である。この層は、図示されないＡｕを含むメッキベースへの電気メッキにより堆積される。キャパシタ５の第１電極５１は、第１導電層８１の一部でもある。この層は、第１導電層８１の堆積の前または後のいずれかに堆積することが可能な平面化層８６により平面化されている。その上には、誘電層８２が存在する。誘電層８２は、この例ではＳｉＮを含み、６〜７の相対誘電定数を有する。誘電層８２は、所望のパターンに従って構成され、インダクタ４とキャパシタ５の第２電極５２との間の接続を提供する。その上に、絶縁層８３が堆積される。絶縁層８３は、この例ではベンゾシクロブテンを含み、２．６の相対誘電定数を有する。その後、第１ライン１、第２ライン２、および第２キャパシタ電極５２を備える第２導電層８４が堆積される。この第２導電層８４は、Ｃｕを含み、（図示しない）ＴｉＮのバリア層およびＣｕのメッキベースがスパッタリングにより付加された後に、電気メッキにより堆積される。第１および第２ライン１，２の間の距離６２は、６６０μｍであり、ライン１，２とインダクタ４の間の距離６２は、８μｍである。
【００３８】
図３は、結合器１０の第２実施形態の図式的断面を示している。本実施形態においては、第１ライン１および第２ライン２は異なる導電層に存在する。例えば、第２ライン２は第１導電層８１に存在する。第１ライン１は、第３導電層８７に存在する。第１ライン１と第２ライン２の両方が接続されたインダクタ４が、第２導電層８４に存在する。この第２導電層８４は、第１および第３導電層８１，８７の間で、対称的に置かれていない。第１ライン１とインダクタ４の間の距離６１は、第２ライン２とインダクタ４の間の距離６３とは異なる。さらに、分離する層も異なっている。第１および第２導電層８１，８４の間には、誘電層８２のみが存在する（しかしながら、これは異なる場合もある）。磁気材料の層８５および絶縁層８３が、第２および第３導電層８４，８７の間に存在する。結果として、第１ライン１とインダクタ４の間の結合量は、インダクタ４と第２ライン２の間の量とは異なる。第１導電層８１は、また、キャパシタ５の第１電極５１を備え、一方、第２電極５２は、第２導電層８４に存在する。第１電極５１は、通路５３を介してインダクタ４に接続される。第１導電層８１は、平面化層８６に埋め込まれる。
【００３９】
図３において、第１および第２ライン１，２が、破線で示されている。これは、第１および第２ライン１，２が、実際には、インダクタ４以外の垂直面に位置することを示している。異なる垂直面での位置により、相互距離６２において置かれる第１ライン１と第２ライン２の間に十分な直接結合が得られると予見される。
【００４０】
図４は、本発明の電子装置１００の電気的説明を模式的に示している。結合器１０は、電力増幅器１０１と、この場合はアンテナである電力トランスミッタ１０３との間に存在している。結合器１０は、信号入力１１および信号出力２１を有する第１ライン１と、整合接続４１および第２出力３１を有する第２ラインとを備えている。整合接続は、接地抵抗１０４に接続されている。第２出力３１は、制御回路１０２に接続されている。第２出力３１から来る信号Ｓ３１を基準として、制御回路は、電力増幅器１０１の出力を調整する。当業者が理解するように、制御回路１０２は、電力増幅器１０１の一部としてもよい。結合器１０は、また、共振構造３を含んでいる。
【００４１】
図５は、いくつかの信号の大きさＭを周波数ｆに対して設定したグラフを示している。このグラフの対象は、１．８ＧＨｚの周波数に対して最適化された、図１および図２に示した第１実施形態の結合器１０である。このグラフでは、クロスを付したラインは、第２出力３１における信号であり結合としても知られるＳ３１を、示している。プラス符号を付したラインは、信号入力１１における出力信号でありリターン損失または反射としても知られるＳ１１を、示している。ブロックを付したラインは、整合出力４１における出力信号であり分離としても知られるＳ４１を、示している。共振周波数が１．３ＧＨｚであり、すべての信号Ｓ１１，Ｓ３１，およびＳ４１が同じ大きさであることが、図５から分かる。驚くべきことに、この共振周波数のすぐ上の周波数で、信号が分離している。結合Ｓ３１は、約−１８ｄＢの大きさであり、周波数の増加と共に、４ＧＨｚでの−１５ｄＢまで、直線的に増加している。リターン損失Ｓ１１は、４ＧＨｚでの−３０ｄＢに向けて減少している。分離Ｓ４１は、１．８ＧＨｚでの−４５ｄＢまで減少し、その後４ＧＨｚでの−３０ｄＢまで増加している。その結果、信号Ｓ３１と信号Ｓ１１およびＳ４１のとの間の約１５ｄＢの差が、４ＧＨｚまで維持される。この差は、方向性としても知られている。方向性は、１．８ＧＨｚ周辺では約２５ｄＢもあり、このことは重要だと考えられる。この例では、共振構造は、２．５ＧＨｚよりも高い周波数では重要な役割を果たさないことが認められる。これは、しかしながら、共振構造が高い共振周波数を持つように設計されている場合は、異なる側面とみなされる。
【００４２】
図６は、１．５から１．８ＧＨｚの間の周波数領域における図５のグラフの拡大を示している。これから分かるように、信号Ｓ３１の大きさは、ほぼ一定である。このことの利点は、通信のための帯域として用いられる１つの周波数領域内における、結合Ｓ３１の周波数変化に対する補償を、制御回路内で実施する必要がないことである。
【００４３】
図７は、信号の大きさＭを周波数ｆに対して設定した他のグラフを示している。このグラフの対象は、再び、第１実施形態の結合器１０である。このグラフは、挿入損失としても知られる信号出力２１における信号Ｓ２１を示している。１．５から２ＧＨｚの間の領域では、この挿入損失は−０．１２から−０．０８ｄＢの間であり、したがって非常に小さいものである。
【００４４】
図８は、信号の大きさＭを周波数ｆに対して設定したグラフを示しており、第１実施形態のいくぶん異なるバージョンを、示している。このバージョンでは、インダクタに１つのターンを設けてあり、共振周波数は１．３６ＧＨｚである。鳥瞰図と断面図は、図１および図２に示す通りである。インダクタ４のサイズは、１．４×０．８４ｍｍであり、キャパシタ５は、０．５６ｍｍ２のサイズを有しており、このように、結果として１．３６ＧＨｚの共振周波数をもたらしている。このグラフでは、クロスを付したラインは、第２出力３１における信号であり結合としても知られるＳ３１を、示している。プラス符号を付したラインは、信号入力１１における出力信号でありリターン損失または反射としても知られるＳ１１を、示している。ブロックを付したラインは、整合出力４１における出力信号であり分離としても知られるＳ４１を、示している。すべての信号Ｓ１１，Ｓ３１，およびＳ４１が、共振周波数において同じ大きさであることが、この図８からわかる。この共振周波数のすぐ上で、信号が分離している。結合Ｓ３１は、１．７ＧＨｚで約−２１ｄＢの大きさであり、周波数の増加と共に、５ＧＨｚでの−１４ｄＢまで直線的に増加している。リターン損失Ｓ１１は、１．８ＧＨｚでの−４２ｄＢに向けて減少し、その後−２９ｄＢまで増加している。分離Ｓ４１は、３．６ＧＨｚでの−４６ｄＢまで減少し、その後増加している。
【００４５】
図９は、本発明に係る結合器１０の第３実施形態の図式的上面図を示している。この実施形態は、ベンゾシクロブテンの絶縁層と窒化ケイ素の誘電層により分離された第１および第２導電層を用いた技術において実現されている。この実施形態の断面は、図２に示した断面と実質的に等しい。結合器１０は、第１ライン１と、第２ライン２と、キャパシタ５およびインダクタ４を有する共振構造とを備えている。この第３実施形態では、インダクタ４は３つのターンを有し、よって、図８に示した第１実施形態のバージョンと比べると、結合器１０の表面領域が３分の１減少している。インダクタは、１．５ｍｍの長さと０．６ｍｍの幅を有する。インダクタのターンの幅は、３０μｍであり、これらの間隔は２０μｍである。第１および第２ライン１，２は、１３０μｍの幅を有する。キャパシタ５の第１および第２電極５１，５２は、２４０×２５０μｍのサイズを有する。
【００４６】
図１０は、いくつかの信号の大きさＭを周波数ｆに対して設定したグラフである。このグラフにおける符号は、図５および図８と同じ信号を示しており、ブロックを付したラインはＳ４１を、プラス符号を付したラインはＳ１１を表わし、クロスを付したラインはＳ３１を表わしている。図１０で見られるように、周波数の関数としての結合Ｓ３１の増加は、周波数が増加するにつれて傾斜が少なくなっている。したがって、ＤＣＳ帯域として用いられている１．８ＧＨｚ周辺の周波数、およびブルートゥース帯域として用いられている２．４ＧＨｚ周辺の周波数に対して、結合Ｓ３１は適度に一定となっている。さらに、分離Ｓ４１とリターン損失Ｓ１１は非常に低く、例えば−５０ｄＢ以下であり、したがって良好な方向性を提供している。
【００４７】
図１１は、信号の大きさＭを周波数ｆに対して設定した他のグラフである。このグラフの対象は、再び、第３実施形態の結合器１０である。このグラフは、挿入損失としても知られる信号出力２１における信号Ｓ２１を示している。この挿入損失は、２．５ＧＨｚより低い周波数の領域において０から−０．１ｄＢの間の範囲であり、したがって非常に小さいものである。
【００４８】
図１２は、本発明に係る結合器１０の第４実施形態の図式的上面図を示している。この実施形態では、結合器１０は、キャパシタ５に加えて、チューナブルキャパシタ７を備えている。このチューナブルキャパシタ７は、マイクロ電子機械スイッチング（ＭＥＭＳ）キャパシタとして実現することができる。さらに、第１ライン１および第２ライン２だけでなく、第３ライン６も存在する。この実施形態では、共振構造の共振周波数は、結合器１０の動作中に設定することができる。これは、単一の信号結合器１０で、１つのアンテナについて、例えば約１．８ＧＨｚのＤＣＳ帯域の信号および２．４ＧＨｚのブルートゥースの帯域の信号などの、様々な周波数の信号の結合を可能にする。第３ライン６の存在により、結合器の出力を、それぞれ特定の増幅器に適合された異なる制御回路に供給することができる。代わりの解決策は、制御回路内にスイッチを設けることであると理解される。
【００４９】
チューナブルキャパシタ７は、実際には、この場合は０．４２５μｍの厚さと１μｍの空気を有するＳｉ３Ｎ４である誘電材料の層を含む誘電体で分離された、第１および第２電極を有するキャパシタである。第２電極の上には、ブリッジ７５が設けられ、このブリッジがチューナブルキャパシタを作動キャパシタ７１，７２に機械的に接続する。これらの作動キャパシタ７１，７２は、チューナブルキャパシタ７の半分のサイズを有し、誘電体としてエアーを含んでいる。各作動キャパシタの電極のうちの一方は、例えば相互接続７４を介してグラウンドに接続され、一方で、ＤＣ電圧を他方の電極に印加することができる。ＤＣ電圧が、１０〜２０Ｖで供給される場合、作動キャパシタ７１，７２の電極は、互いに引き付けあう。ブリッジ７５が存在する結果、チューナブルキャパシタ７の第２電極は、第１電極へ向けて押し下げられる。こうして、より大きな容量が提供され、共振周波数が下げられる。チューナブルキャパシタ７の容量は、約８〜１５０ｐＦ／ｍｍ２の範囲で調整することができる。本実施形態では、チューナブルキャパシタ７は、キャパシタ５に並列して存在する。したがって、キャパシタ５は上の共振周波数を決定し、この共振周波数は、チューナブルキャパシタ７を閉じることにより下げることができる。チューナブルキャパシタの技術分野における当業者は、印加されるＤＣ電圧が、キャパシタの特定の構造に依存することを理解するであろう。さらに、ＭＥＭＳスイッチおよび標準的なキャパシタを、ＭＥＭＳキャパシタの代わりに設けることもでき、そうした場合、結果としてデュアルバンド結合器となる。
【００５０】
この図１２の実施形態においては、第１、第２および第３ライン１，２，６は、ＳｉＯ２のような絶縁材料の層で覆われた第１導電層に設けられる。あるいは、この第１導電層は、多層基板に存在することもできる。第１、第２および第３ライン１，２，６は、端結合ラインである。第１ライン１は、中央に位置し、十分な直接結合を、第２ライン２および第３ライン６の両方に提供する。第１ライン１と共振構造３の間に十分な結合を提供するために、より幅の広いターンを有するインダクタ４が埋め込まれている。あるいは、インダクタに、複数のターンを設けることもできる。インダクタ４およびキャパシタ５，７，７１，７２の第１電極は、第２導電層に設けられる。この層の上に、この場合はＳｉ３Ｎ４である誘電材料の層が設けられている。この層は、従来の方法で、キャパシタ７１，７２には存在せずにキャパシタ５，７に存在するようにパターン付けされる。その後、所望のパターンに従って犠牲層（sacrificial layer）を設ける。このパターンでは、犠牲層がキャパシタ５に存在しないようになっている。続いて、第３導電層が、所望のパターンで付加される。このパターンは、キャパシタ５，７，７１，７２の第２電極を含んでいる。最後に、犠牲層を除去して、チューナブルキャパシタ７および作動キャパシタ７１，７２を得る。
【００５１】
図１３は、本発明の電子装置１００の第２実施形態の電気的説明を模式的に示している。この実施形態は、図１２に示された結合器１０を含む。結合器１０は、電力増幅器スイッチ１１０と、この場合はアンテナである電力トランスミッタ１０３との間に存在している。結合器１０は、第１、第２、および第３ライン１，２，６と、インダクタ４、キャパシタ５、およびチューナブルキャパシタ７を有する共振構造３とを備えている。第１ライン１は、増幅器スイッチ１１０とアンテナ１０３を接続する。第２ライン２および第３ライン６は、それぞれ、接地レジスタ１０４，１１４、および制御回路１０２，１１２の間に存在する。制御回路１０２は、電力増幅器１０１にフィードバックを供給する。第２制御回路１１２は、電力増幅器１１１にフィードバックを供給する。
【００５２】
本発明の結論として、第１ラインおよび第２ラインを有し、キャパシタおよびインダクタを含んだ共振構造をさらに備える結合器が提供される。これにより、結合器は、共振構造の共振周波数より上の周波数領域において実質的に周波数が独立した結合信号Ｓ３１を供給する。また、信号Ｓ３１は、大きな方向性を有する。結合器は、多層基板、薄膜モジュール、またはＩＣのような、集積電子コンポーネントの一部として存在することができる。結合器は、電子装置内において、電力増幅器とアンテナの間で適用することができる。これにより、結合信号Ｓ３１が、制御回路に供給される。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】図１は、結合器の第１実施形態の鳥瞰斜視図である。
【図２】図２は、結合器の第１実施形態の図式的断面を図１のＶ−Ｖで表わす面にて示す図である。
【図３】図３は、結合器の第２実施形態の図式的断面を示す図である。
【図４】図４は、電子装置の第１実施形態の電気的等価図である。
【図５】図５は、結合器の第１実施形態の出力信号の大きさを周波数の関数として示す図である。
【図６】図６は、図５の詳細の拡大を示す図である。
【図７】図７は、結合器の第１実施形態の挿入損失を周波数の関数として示す図である。
【図８】図８は、結合器の第１実施形態の変更バージョンの出力信号の大きさを周波数の関数として示す図である。
【図９】図９は、結合器の第３実施形態の図式的上面図である。
【図１０】図１０は、結合器の第３実施形態の出力信号の大きさを周波数の関数として示す図である。
【図１１】図１１は、結合器の第３実施形態の挿入損失を周波数の関数として示す図である。
【図１２】図１２は、結合器の第４実施形態の図式的上面図である。
【図１３】図１３は、結合器の第４実施形態を備える電子装置の第２実施形態の電気的等価図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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