(57)【要約】  狭帯域オーディオ信号を、伝送チャネルを介して受信器に送信する送信器を有する伝送システムが記載される。受信器は、狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する帯域幅拡張器（１８）を有する。帯域幅拡張器（１８）は、狭帯域オーディオ信号の少なくとも一部をスペクトル的に折り返すことにより、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号（３３）を生成するスペクトル折り返し手段（３０）を有する。本発明に係る伝送システムは、帯域幅拡張器（１８）がスペクトル的に折り返されたオーディオ信号（３３）の少なくとも一部にしたがってノイズ信号（３１）を成形することにより成形ノイズ信号（３５）を生成するノイズシェーパー（３２）を有すること、並びに帯域幅拡張器（１８）が成形ノイズ信号（３５）及びスペクトル的に折り返されたオーディオ信号（３３）を広帯域オーディオ信号に合成する合成器（３４）をさらに有することを特徴とする。この場合、スペクトル折り返しにより導入される金属音は、成形ノイズ信号（３５）とスペクトル的に折り返された信号（３３）とを合成することによりマスクされる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する帯域幅拡張器であって、前記狭帯域オーディオ信号が第１の帯域幅を有し、前記広帯域オーディオ信号が第２の帯域幅を有し、前記第２の帯域幅が前記第１の帯域幅よりも大きく、前記帯域幅拡張器が前記狭帯域オーディオ信号を受信する入力と、前記広帯域オーディオ信号を供給する出力とを有し、前記帯域幅拡張器が前記入力に繋がれたスペクトル折り返し手段をさらに有し、前記スペクトル折り返し手段は前記狭帯域オーディオ信号の少なくとも一部をスペクトル的に折り返すことにより、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号を生成するように構成されており、
前記帯域幅拡張器は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の少なくとも一部にしたがってノイズ信号を成形することにより成形ノイズ信号を生成するノイズシェーパーを有し、前記帯域幅拡張器は、前記成形ノイズ信号及び前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号を前記広帯域オーディオ信号に合成する合成器をさらに有することを特徴とする帯域幅拡張器。
【請求項２】
前記ノイズシェーパーは、前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の少なくとも一部のエンベローブと相応して前記ノイズ信号を成形することにより成形ノイズ信号を生成するように構成されることを特徴とする請求項１記載の帯域幅拡張器。
【請求項３】
前記ノイズシェーパーは、前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号からエンベローブ信号を抽出するエンベローブ抽出器を有し、前記ノイズシェーパーは、前記ノイズ信号と前記エンベローブ信号とをミキシングすることにより成形ノイズ信号を生成するミキサをさらに有することを特徴とする請求項２記載の帯域幅拡張器。
【請求項４】
前記エンベローブ抽出器は、ヒルベルト変換器を有することを特徴とする請求項３記載の帯域幅拡張器。
【請求項５】
前記ヒルベルト変換器は、前記スペクトル的に折り返された信号の時間ドメインリプレゼンテーションをそれらの周波数ドメインリプレゼンテーションに変換するフーリエ変換器、前記周波数ドメインリプレゼンテーションの負の周波数をゼロ化する手段、ゼロ化された周波数ドメインリプレゼンテーションをそれらの時間ドメインリプレゼンテーションに変換する逆フーリエ変換器、及び前記ゼロ化された時間ドメインリプレゼンテーションを修正することにより前記エンベローブ信号を生成する修正器のカスケード接続を有することを特徴とする請求項４記載の帯域幅拡張器。
【請求項６】
伝送チャネルから狭帯域オーディオ信号を受信する受信器であって、前記受信器が請求項１記載の帯域幅拡張器を有する受信器。
【請求項７】
狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する方法であって、前記狭帯域オーディオ信号が第１の帯域幅を有し、前記広帯域オーディオ信号が第２の帯域幅を有し、前記第２の帯域幅が前記第１の帯域幅よりも広く、
前記方法は、
−前記狭帯域オーディオ信号の少なくとも一部をスペクトル的に折り返すことにより、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号を生成することを有し、前記方法は、
−前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の少なくとも一部にしたがってノイズ信号を成形することにより成形ノイズ信号を生成し、
−前記成形ノイズ信号及び前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号を前記広帯域オーディオ信号に合成する
ことをさらに有することを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項７記載の狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する方法であって、前記成形ノイズ信号が前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の少なくとも一部のエンベローブと相応して前記ノイズ信号を成形することにより生成されることを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項８記載の狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する方法であって、前記方法が
−前記スペクトル的に折り返されたオーディオ信号からエンベローブ信号を抽出し、
−前記ノイズ信号と前記エンベローブ信号とをミキシングすることにより成形ノイズ信号を生成する
ことをさらに含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する帯域幅拡張器であって、狭帯域オーディオ信号が第１の帯域幅を有し、広帯域オーディオ信号が第２の帯域幅を有し、第２の帯域幅が第１の帯域幅よりも広く、帯域幅拡張器が狭帯域オーディオ信号を受信する入力及び広帯域オーディオ信号を供給する出力を有し、帯域幅拡張器がさらに入力に繋がれたスペクトル折り返し手段を有し、スペクトル折り返し手段が狭帯域オーディオ信号の少なくとも一部をスペクトル的に折り返すことにより、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号を生成するように構成される、帯域幅拡張器に関する。
【０００２】
本発明はさらに、狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する帯域幅拡張器を有し、伝送チャネルを介して狭帯域オーディオ信号を受信する受信器と、狭帯域オーディオ信号を受信する方法と、狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する方法とに関する。
【背景技術】
【０００３】
文献”Speech Enhancement Via Frequency Bandwidth Extension Using Line Spectral Frequencies” by S. Chennoukh, A. Gerrits, G. Miet and R. Sluijter in the proceedings of the 2001 IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Proceeding, Salt Lake City, Utah, May 8-11, 2001には、無線チャネル、同軸ケーブル又は光ファイバのような伝送媒体から受信された、例えば音声信号又は音楽信号のようなオーディオ信号のために使用され得る帯域幅拡張器が記載されている。他の可能なアプリケーションは、自動返答機、口述録音機、（移動体）電話、ＭＰ３プレーヤ及びスポークンブックである。
【０００４】
既存の電話ネットワークで使用される狭帯域幅音声は、３１００Ｈｚ（３００−３４００Ｈｚ）の帯域幅を有する。帯域幅が７ｋＨｚ（５０−７０００Ｈｚ）あたりに増加されると、音声はより自然に聞こえる。この帯域幅を有する音声は、広帯域音声と呼ばれ、さらなる低帯域（５０−３００Ｈｚ）及び高帯域（３４００−７０００Ｈｚ）を有する。狭帯域音声信号から、外挿により高帯域及び低帯域を生成することができる。得られた音声信号は疑似広帯域音声と呼ばれる。狭帯域信号の帯域幅を拡張するための種々の技術は、例えば文献”A new technique for wideband enhancement of coded narrowband speech”, IEEE Speech Coding Workshop 1999, June 20-23, 1999, Porvoo, Finlandから既知である。これらの技術は、電話ネットワークのような狭帯域ネットワークで、ネットワークを変えることなしに、音声品質を向上させるために使用される。受信側（例えば、移動体電話又は電話応答機）で、狭帯域音声は疑似広帯域音声に拡張され得る。
【０００５】
図５は、既知の伝送システムで使用される帯域幅拡張器１８のブロック図を示す。８ｋＨｚでサンプリングされ、帯域幅拡張器１８の入力２０に供給される入力狭帯域音声信号は、アップサンプラ６０によりファクタ２で（すなわち、入力狭帯域幅音声信号の連続するサンプル間にゼロが挿入される）まずアップランプリングされる。得られたアップサンプリングされた信号６１は、１６ｋＨｚでサンプリングされる。それは、高帯域、すなわち４−８ｋＨｚにおける入力信号及びその折り返しバージョンと同じような低帯域、すなわち０−４ｋＨｚにおけるスペクトルを有する。この信号６１は、その後入力信号と同じスペクトル特性を有するが、１６ｋＨｚでサンプリングされるものを回復するために、ローパスフィルタ６２でローパスフィルタリングされ、折り返しバーションを除去する。ローパスフィルタリングされた信号６３は、ＬＰＣ分析フィルタ７０及びダウンサンプラ６４に供給される。
【０００６】
ローパスフィルタリングされた信号６３は、ダウンサンプラ６４によりファクタ２でダウンサンプリングされる。その後、得られたダウンサンプリングされた信号６５（８ｋＨｚでサンプリングされた）は、ＬＰＣ分析フィルタ６６により自己回帰ＬＰＣモデルを用いてモデル化される。ＬＰＣ分析フィルタ６６は、ダウンサンプリングされた信号６５からＬＰＣ係数６７を導出する。これらのＬＰＣ係数６７は、入力狭帯域音声信号のスペクトルを表す。次に、狭帯域ＬＰＣ係数６７は、狭帯域信号のスペクトルエンベローブを拡張するために及び広帯域ＬＰＣ係数を導出するためにエンベローブ拡張器６８により使用される。スペクトルエンベローブのこの拡張は、低帯域ラインスペクトル周波数（ＬＳＦｓ）を広帯域ＬＳＦｓにマッピングすることにより行われる。このマッピングは、マッピングマトリクスのセットにより行われる。
【０００７】
その後、ローパスフィルタ６２の出力信号６３は、広帯域ＬＰＣ係数６９に基づいて、拡張ＬＰＣ分析フィルタ７０を用いて分析される。フラットスペクトルを有すると予期される分析残り７１は、その後スペクトル折り返し手段３０においてファクタ２（すなわち他のサンプル毎にゼロを置く）により連続的にダウンサンプリングされ、アップサンプリングされる。連続ダウン及びアップサンプリングがスペクトル折り返しを実現する。得られたスペクトル的に折り返された信号７３は、帯域幅拡張器１８の出力２２に供給される広帯域音声信号を得るために、広帯域合成フィルタ７２を励起するために使用されるスパース（sparse）信号である。広帯域合成フィルタ７２は、広帯域ＬＰＣ係数６９に基づいて動作し、分析フィルタ７０の逆関数である。それは、入力狭帯域信号のスペクトル折り返しが、再生時にクラックリング又は金属様音をもたらす、高調波シフト（すなわち、高帯域における高調波成分が、位置すべき周波数に正確に位置されない）をもたらすという既知の帯域幅拡張器１８の欠点がある。これらの高調波シフトは、高調波サンプリングが使用されるときに、高帯域の高調波成分が狭帯域信号の成分に単に高調的に関係するために起こる（一般にそのようなことにならない）。
【発明の開示】
【０００８】
本発明の目的は、この欠点を被らない帯域幅拡張器を提供することである。この目的は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の少なくとも一部にしたがってノイズ信号を成形ことにより成形ノイズ信号を生成するノイズシェーパーをさらに有し、この帯域幅拡張器は、成形ノイズ信号及びスペクトル的に折り返されたオーディオ信号を広帯域オーディオ信号に合成するための合成器をさらに有する。スペクトル的に折り返されたオーディオ信号における高調波シフトは、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号及び成形ノイズ信号を合成することにより効率的にマスクされ得ることが分かる。高調波シフトがマスクされるので、広帯域オーディオ信号が再生されるときに、所望しないクラックリング／金属様音がもはや存在しない。
【０００９】
成形ノイズ信号は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号（の少なくとも一部）の特性にしたがって、例えばスペクトル的に折り返されたオーディオ信号の振幅又は位相にしたがって、（白色）ノイズ信号を成形することにより生成され得る。好ましくは、ノイズ信号は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の少なくとも一部のエンベローブ（例えば、時間エンベローブ）と相応して成形される。リスニングテストにより、そのような成形ノイズ信号とスペクトル的に折り返されたオーディオ信号との組み合わせがとても良い品質の広帯域オーディオ信号をもたらすことが示される。
【００１０】
スペクトル的に折り返されたオーディオ信号のエンベローブと相応して成形されたそのような成形ノイズ信号は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号からエンベローブ信号を抽出するエンベローブ抽出器を有するノイズシェーパーにより有利に生成され得る。そのノイズシェーパーは、ノイズ信号とエンベローブ信号とをミキシングすることにより成形ノイズ信号を生成するミキサをさらに有する。
【００１１】
エンベローブ抽出器は、好ましくはヒルベルト変換器（Hilbert transformer）を有し、このヒルベルト変換器は、スペクトル的に折り返された信号のタイムドメインリプレゼンテーションをそれらの周波数ドメインリプレゼンテーションに変換するフーリエ変換器と、周波数ドメインリプレゼンテーションの負の周波数をゼロにする手段と、ゼロ化された周波数ドメインリプレゼンテーションをそれらの時間ドメインリプレゼンテーションに変換する逆フーリエ変換器と、ゼロ化された時間ドメインリプレゼンテーションを修正することによりエンベローブ信号を生成する修正器とのカスケード接続を有しても良い。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明は独立請求項により規定される。従属請求項は有利な実施の態様を規定する。
本発明の上記目的及び形態は、図面に関する好ましい実施の形態の以下の記述からより明らかになるであろう。
図において、同じ部分には同じ参照番号を付与している。
【００１３】
図１は、本発明に係る伝送システム１０の実施の形態のブロック図を示す。伝送システム１０は、狭帯域オーディオ信号、例えば狭帯域音声信号又は狭帯域音楽信号を、伝送チャネル１６を介して受信器１４に送信する送信器１２を有する。伝送システム１０は、送信器が（移動体）電話でも良く、受信器が（移動体）電話又は応答機でも良い、電話通信システムがなり得る。受信器１４は、狭帯域オーディオ信号から広帯域オーディオ信号を生成する帯域幅拡張器１８を有する。狭帯域オーディオ信号の帯域は、広帯域オーディオ信号の帯域よりも狭い。帯域幅拡張器１８は、狭帯域オーディオ信号を受信する入力２０と、広帯域オーディオ信号を受信器１４のその他の信号処理部（図示せず）に供給する出力２２とを有する。その他の信号処理部は、広帯域オーディオ信号の増幅、再生及び／又は格納用に構成され得る。
【００１４】
図２は、本発明に係る伝送システム１０に使用され得る、本発明に係る帯域幅拡張器１８の実施の形態のブロック図を示す。帯域幅拡張器１８は、入力２０、スペクトル折り返し手段３０、ノイズシェーパー３２、合成器３４及び出力２２を有する。スペクトル折り返し手段３０は、入力２０を介して受信された狭帯域オーディオ信号がスペクトル折り返し手段３０に供給されるように、入力２０に繋がれる。スペクトル折り返し手段３０は、狭帯域オーディオ信号の少なくとも一部をスペクトル的に折り返すことにより、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号３３を生成するように構成される。スペクトル的に折り返されたオーディオ信号３３は、スペクトル折り返し手段３０により、ノイズシェーパー３２及び合成器３４に供給される。ノイズシェーパー３２は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号３３の少なくとも一部にしたがって（白色）ノイズ信号３１を成形することにより成形ノイズ信号３５を生成するように構成される。成形ノイズ信号３５は、ノイズシェーパー３２により合成器３４に供給される。合成器３４は、成形ノイズ信号３５及びスペクトル的に折り返されたオーディオ信号３３を広帯域オーディオ信号に合成するように構成される。広帯域オーディオ信号の帯域は、狭帯域オーディオ信号の帯域よりも広い。最後に、広帯域オーディオ信号は、出力２２に供給される。
【００１５】
好ましくは、ノイズシェーパー３２は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号３３の少なくとも一部のエンベローブと相応してノイズ信号２１を成形することにより成形ノイズ信号を生成するように構成される。そのようなノイズシェーパー３２は図３に示される。図３は、本発明に係る伝送システム１０において使用するノイズシェーパー３２の実施の形態のブロック図を示す。ノイズシェーパー３２は、エンベローブ抽出器４０及びミキサ４２を有する。エンベローブ抽出器４０は、スペクトル的に折り返されたオーディオ信号３３からエンベローブ信号４１を抽出するように、及びこのエンベローブ信号４１をミキサ４２に供給するように構成される。ミキサ４２は、ノイズ信号３１をエンベローブ信号４１に乗算することにより成形ノイズ信号３５を生成するように構成される。
【００１６】
図４は、本発明に係る受信器１４において使用するエンベローブ抽出器／ヒルベルト変換器４０の実施の形態のブロック図を示す。エンベローブ抽出器４０は、好ましくはヒルベルト変換器４０を有する。ヒルベルト変換器４０は、高速フーリエ変換器５０、ゼロ化ユニット５２、逆高速フーリエ変換器５４及び修正器５６のカスケード接続を有する。高速フーリエ変換器５０は、スペクトル的に折り返された信号３３の時間ドメインリプレゼンテーションをそれらの周波数ドメインリプレゼンテーション５１に変換する。ゼロ化ユニット５２は、この周波数ドメインリプレゼンテーション５１の負の周波数をゼロ化するように構成される。逆フーリエ変換器５４は、ゼロ化された周波数ドメインリプレゼンテーション５３をそれらの時間ドメインリプレゼンテーション５５に変換するように構成される。修正器５６は、ゼロ化された時間ドメインリプレゼンテーション５５を修正することにより（すなわちゼロ化された時間ドメインリプレゼンテーション５５の絶対値を取ることにより）エンベローブ信号４１を生成するように構成される。
【００１７】
スペクトル的に折り返されたオーディオ信号の周波数ドメインリプレゼンテーション５１は複素信号である。真信号は、異なる位相、振幅及び周波数を有する正弦波の和により表現され得る。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は、複素ｅ−パワーの和である。サインは、一つが正の周波数で一つが負の周波数である２つのｅ−パワーとして表され得るので、ＦＦＴスペクトルはゼロ（ＤＣ）に関して対称である。ゼロ化手段５２において負の周波数を除去することにより、複素信号（分析信号）のスペクトルが生成される。それは独立したｅ−パワーの和である。この分析信号のＩＦＦＴの絶対値がとられるとき（すなわち修正器５６により）、オリジナルの入力信号の時間ドメインエンベローブが分かる（複素ｅ−パワーの絶対値が１に等しいために）。
【００１８】
図５は、文献”Speech Enhancement Via Frequency Bandwidth Extension Using Line Spectral Frequencies”by S. Chennoukh, A. Gerrits, G. Miet and R. Sluijter in the proceedings of the 2001 IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Proceeding, Salt Lake City, Utah, May 8 -11, 2001から知られているような従来の帯域幅拡張器１８のブロック図を示す。８ｋＨｚでサンプリングされ、帯域幅拡張器１８の入力２０に供給される、入力狭帯域音声信号は、アップサンプラ６０によりファクタ２でまずアップサンプリングされる（すなわち、連続するサンプル間にゼロが挿入される）。得られたアップサンプルされた信号６１は１６ｋＨｚでサンプリングされる。それは、高帯域、すなわち４−８ｋＨｚにおける入力信号及びその折り返しバージョンと同じ低帯域、すなわち０−４ｋＨｚにおけるスペクトルを持つ。この信号６１はその後、入力信号と同じスペクトル特性であるが１６ｋＨｚでサンプリングされたものを復元するために、ローパスフィルタ６２において低帯域フィルタリングして、折り返しバージョンを除去する。低帯域フィルタリングされた信号６３は、ＬＰＣ分析フィルタ７０及びダウンサンプラ６４に供給される。
【００１９】
低帯域フィルタリングされた信号６３は、ダウンサンプラ６４によりファクタ２でダウンサンプリングされる。その後、得られたダウンサンプリングされた信号６５（８ｋＨｚでサンプリングされる）は、ＬＰＣ分析フィルタ６６により自己回帰ＬＰＣモデルを用いてモデル化される。ＬＰＣ分析フィルタ６６は、ダウンサンプリングされた信号６５からＬＰＣ係数６７を導出する。これらのＬＰＣ係数６７は、入力狭帯域音声信号のスペクトルを表す。次に、狭帯域ＬＰＣ係数６７は、エンベローブ拡張器６８により使用され、狭帯域信号のスペクトルエンベローブを拡張し、広帯域ＬＰＣ係数６９を導出する。スペクトルエンベローブのこの拡張は、低帯域ラインスペクトル周波数（ＬＳＦｓ）を広帯域ＬＳＦにマッピングすることにより行われる。このマッピングは、マッピングマトリクスのセットにより行われる。
【００２０】
その後、低帯域フィルタ６２の出力信号６３は、広帯域ＬＰＣ係数６９に基づいて、拡張ＬＰＣ分析フィルタ７０を用いて分析される。フラットスペクトルを有すると予期される分析残余７１は、その後スペクトル折り返し手段３０においてファクタ２で（他のサンプル毎にゼロを置く）連続してダウンサンプリングされ、アップサンプリングされる。連続したダウン及びアップサンプリングはスペクトル折り返しを実現する。得られたスペクトル的に折り返された信号７３は、帯域幅拡張器１８の出力２２に供給される広帯域音声信号を得るために、広帯域合成フィルタ７２を励起するために使用される、スパース信号である。広帯域合成フィルタ７２は、広帯域ＬＰＣ係数６９に基づいて動作し、分析フィルタ７０の逆関数である。
【００２１】
図６は、部分７４を本発明の原理にしたがって適合させた、図５の帯域幅拡張器１８の部分７４のブロック図を示す。図５に示す部分７４に加えて、図６に示す部分７４は、ノイズシェーパー３２、合成器８６，８８及び種々のゲインステージ８０，８２，８４，９２を有する。ノイズシェーパー３２は、エンベローブ抽出器４０、ミキサ４２及びバンドバスフィルタ９０を有する。合成器８６は、図２における合成器３４と等価である。
【００２２】
図５に示す帯域幅拡張器１８の部分７４は、ゲインステージ９２のゲインファクタａが０に設定され、ゲインステージ８４のゲインファクタｂが２に設定され、ゲインステージ８０のゲインファクタｃが０に設定されるとき、図６において示された部分７４により記載され得る。ゲインステージ８４は図５で示されていないことに留意されたい。
【００２３】
スペクトル的に折り返された信号７３は、低帯域及び高帯域の両方の信号成分を含む。スペクトル的に折り返された信号７３の高帯域部分のみが高調波シフトを被るので、低帯域部分のエンベローブを抽出する必要がない。したがって、低帯域信号成分は、ゲインステージ８２及び合成器８８によりスペクトル的に折り返された信号７３から除去される。スペクトル的に折り返された信号７３の振幅は、分析残余信号７１の振幅の半分と等しい（ファクタ２のダウンサンプラ及びファクタ２のアップサンプラのカスケード接続を有するスペクトル折り返し器３０の特性のため）。ゲインステージ８２により、分析残余信号７１は、分析残余信号７１にゲインファクタ−０．５を与えるゲインステージ８２により減衰され、反転される。得られた減衰された分析残余信号７３は、その後合成器８８によりスペクトル的に折り返された信号７３に加えられ、それゆえスペクトル的に折り返された信号７３から低帯域信号部分が除去される。得られた合成信号８５は、高帯域信号成分のみを含み、エンベローブ抽出器４０に供給される（図３における信号３３と似ている）。
エンベローブ抽出器４０は、信号８５からエンベローブ信号８７を抽出し、この信号８７をミキサ４２供給する。ミキサ４２は、バンドパスフィルタリングされたノイズ信号とエンベローブ信号８７とを乗算することにより成形ノイズ信号９１（図３における信号３５と似ている）を生成する。バンドパスフィルタリングされたノイズ信号８９は、ノイズ信号３１の高帯域成分のみを通すバンドパスフィルタ９０で（白色）ノイズ信号３１をフィルタリングすることにより得られる。
【００２４】
成形ノイズ信号９１は、ゲインステージ９２により増幅／減衰され、得られた信号９３は、合成器８６に供給される。スペクトル的に折り返された信号７３は、ゲインステージ８４により増幅／減衰され、得られた信号９５もまた、合成器８６に供給される。さらに、分析残余信号７１は、ゲインステージ８０により増幅／減衰され、得られた信号８１もまた、合成器８６に供給される。合成器８６は、広帯域合成フィルタ７２に供給される合成信号９７に信号９３，９５，８１を加えることによりそれらを合成する。
【００２５】
低帯域を再構成することができる広帯域合成フィルタ７２のためには、ゲインファクタｂ，ｃ間の以下の関係が有効でなければならない：０．５ｂ＋ｃ＝１（これらの低帯域信号が１００％互いに関係し、それゆえ振幅が合計され得る）。高帯域のために、ゲインファクタａ，ｂ間の以下の関係が適合しなければならない：（ａ／２）2＋（ｂ／２）2＝１、すなわちａ2＋ｂ2＝４（これは、ここで信号が互いに関係なく、それゆえエネルギーを合計しなければならないからである）。例えば、ａ＝ｂ＝√２のとき、ｃ＝１−１／２・√２≒０．３である。しかしながら、チューニングにより、計算されたものよりも良い結果を得る他の組み合わせを与えることができる。次の設定：ａ＝１．２，ｂ＝１．１，ｃ＝０．４５で満足できる結果が得られる。
【００２６】
帯域幅拡張器１８は、ディジタル信号プロセッサにより又は通常の目的のマイクロプロセッサにより実行される、ディジタルハードウェアにより、又はソフトウェアにより実行され得る。
【００２７】
本発明の範囲は、明示的に開示された実施の形態に限定されない。本発明は、それぞれの新しい特徴及びそれぞれの特徴の組み合わせにおいて例示される。すべての参照符号は、請求項の範囲を限定しない。語句”comprising”は、請求項に挙げられたもの以外の構成要素又はステップの存在を排除しない。構成要素に先行する語句”a”，”an”の使用は、複数のそのような構成要素の存在を排除しない。本発明は、いくつかの別個の構成要素を含むハードウェアにより、及び好適にプログラムされたコンピュータにより実行され得る。いくつかの手段を列挙したデバイス請求項において、これらの手段のいくつかは、ハードウェアの一つ及び同じアイテムにより例示され得る。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は、本発明に係る帯域幅拡張器１８を有する受信器１４を有する伝送システム１０の実施の態様のブロック図を示す。
【図２】図２は、本発明に係る帯域幅拡張器１８の実施の形態のブロック図を示す。
【図３】図３は、本発明に係る伝送システム１０において使用するノイズシェーパー３２の実施の形態のブロック図を示す。
【図４】図４は、本発明に係る伝送システム１０において使用するエンベローブ抽出器／ヒルベルト変換器４０の実施の形態のブロック図を示す。
【図５】図５は、従来の帯域幅拡張器１８のブロック図を示す。
【図６】図６は、部分７４を本発明にしたがって適合させた、図５の帯域幅拡張器１８の部分７４のブロック図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
2005509928.tif 000009
2005509928.tif 000010
2005509928.tif 000011