(57)【要約】発振回路（６０）は、比較回路（６８）とモニタと制御回路（８０）とを有する。比較器（６８）は周期的な出力信号を供給する。モニタと制御回路（８０）は、周期的な入力電圧の監視に対応して周期的な出力電圧の振れを制御する。キャパシタ（９０）は、モニタと制御回路（８０）の出力端末と比較器（６８）の入力端末、との間に結合され、発振周波数の設定に合せて変更される。モニタと制御回路（８０）は、減衰キャパシタを使用せずに入力電圧の偏位を制限すべく機能する。減衰キャパシタを除去することによって、電力供給の電流スパイクを減少させ実装がさらに容易になる、より小さな発振回路を提供する。
2005538609.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な入力電圧がかかる入力端末と、所定のしきい電圧と交差する前記周期的な入力電圧に対応して周期的な出力電圧を供給するための出力端末と、を有する比較回路と；
モニタと制御回路の出力端末における、制御された周期的出力電圧を供給する前記周期的な出力電圧の振れを監視および制御するために、前記比較器の入力端末へ結合された入力端末を有するモニタと制御回路と；
前記モニタと制御回路の出力端末と、前記比較器の入力端末との間に結合されたキャパシタと；
からなる発振回路。
【請求項２】
前記発振回路が集積回路に実装される請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
前記キャパシタが前記集積回路の外部へ実装される請求項１に記載の発振回路。
【請求項４】
前記発振回路の発振周波数が前記キャパシタの静電容量の役割をする請求項１に記載の発振回路。
【請求項５】
前記比較器が複数の直列接続された変換器からなり：
前記周期的な入力電圧がかかる入力端末を有する、前記複数の直列接続された変換器のうちの第１の変換器と；
前記周期的な出力電圧を供給するための出力端末を有する、前記複数の直列接続された変換器のうちの最後の変換器と；
からなる、請求項１に記載の発振回路。
【請求項６】
前記複数の直列接続された変換器が偶数個の直列接続された変換器からなる請求項５に記載の発振回路。
【請求項７】
前記複数の直列接続された変換器が更に：
前記第１の変換器の出力端末へ結合された入力端末と出力端末とを有する第２の変換器と；
前記第２の変換器の出力端末へ結合された入力端末と、前記最後の変換器の入力端末へ結合された出力端末と、を有する第３の変換器と；
からなる、請求項５に記載の発振回路。
【請求項８】
前記周期的な入力電圧を供給するために、第１の電力電圧の端末へ結合された第１の端末と、前記第１の変換器の入力端末へ結合された第２の端末、とを有する第１の電流源と；
前記第１の電流源の第２の端末へ結合された第１の端末と、制御信号を受信するための制御端末と、第２の端末と、を有するスイッチと；
前記スイッチの第２の端末へ結合された第１の端末と、第２の電力電圧の端末へ結合された第２の端末と、を有する第２の電流源と；
から更になる、請求項７に記載の発振回路。
【請求項９】
前記第３の変換器の出力端末へ結合された入力端末と、前記制御信号を前記スイッチへ供給するために結合された出力端末と、を有する第４の変換器、から更になる請求項８に記載の発振回路。
【請求項１０】
第１の電力電圧の端末へ結合された第１の端末と、入力電圧を供給するための第２の端末と、を有する第１の電流源と；
前記第１の電流源の第２の端末、制御端末へ結合された第１の端末と、第２の端末、とを有するスイッチと；
前記スイッチの第２の端末へ結合された第１の端末と、第２の電力電圧の端末へ結合された第２の端末と、を有する第２の電流源と；
前記入力電圧が、所定のしきい電圧と前記比較器の出力端末における周期的な比較器の出力電圧を生成するために比較され、同入力電圧がかかる第１の電流源の第２の端末へ結合された入力端末を有する比較回路と；
前記モニタと制御回路出力端末における制御された周期的な出力電圧を供給するための前記周期的な比較回路の出力電圧の振れを監視、制御するために、前記比較器の入力端末へ結合された入力端末を有するモニタと制御回路と；
前記比較器の入力端末と、前記モニタと制御回路の出力端末との間に結合されたキャパシタと；
からなる発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に発振回路に関して、特に配置面積を削減し、過渡電力を削減した発振回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
発振回路は多くの電子回路装置の中に備えられている。例えば２，３の例を挙げると、発振回路は、ＤＣ／ＤＣ変換器、静電容量センサ、音声受信器、ＦＭ（周波数変調）発生器中に見られる。通常、発振器の周波数は、キャパシタによって設定される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、キャパシタがいくつかの発振回路の動作中に充放電される時、いくつかの中間ノードにおける電圧は、電力供給枠を越えて高くなり、異常挙動を起こす。電力供給枠の外への暴走を防ぐために、従来減衰キャパシタが用いられてきた。しかしながら、減衰キャパシタを追加すると、充放電される全静電容量が増加し、電力供給中に大きなスパイクが生じる結果となる。さらに、減衰キャパシタは、周波数を設定するのに使用されるキャパシタと少なくとも同等の大きさを必要とし、その結果、集積回路上で発振回路を実施するために要する総表面積が著しく増加する。いくつかの場合において、集積回路発振器の使用者は、発振器の発振周波数が設定可能である必要がある。発振器の使用者が設定を可能にする１つの方法は、外部の発振キャパシタを用いることである。しかしながら、減衰キャパシタの大きさは発振キャパシタの大きさに依存しているので、使用者は、発振周波数を設定するためには、２つの外部キャパシタ、発振キャパシタ、および減衰キャパシタを追加しなければならない。従って、減衰キャパシタを必要としない集積回路発振器が必要になる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、一例として示されるものであり、添付図によって制限されない。類似した参照番号は同様な要素を示す。
当業者は、図中の要素が簡略化、明瞭化されて示され、必ずしもスケール通りには描かれていないことを理解する。例えば、図中のいくつかの要素の寸法は、本発明の実施例の理解を深めるのを助けるべく、他の要素と比較して誇張されている。
【０００５】
通常、本発明は、フィードバック信号、比較回路、モニタと制御回路、およびフィードバックキャパシタによって制御された、切替可能な電流源を有するＣＭＯＳ（相補型金属酸化物半導体）発振器を提供する。比較回路は、入力端における電圧に依存する出力信号を供給する。モニタと制御回路は、出力電圧の振れを監視、制御するための比較回路の入力端子、出力端子の双方へ結合される。フィードバックキャパシタは、モニタの出力端子、制御回路、比較器の入力端子との間に結合され、所望の発振周波数を設定するためのサイズにする。なぜならば、比較器の精度は重要ではなく、簡単な高利得変換回路がこの機能のために用いられ得る。
【０００６】
モニタと制御回路は、電力供給枠内の出力信号を、減衰キャパシタを使用せずに抑制する。発振回路から減衰キャパシタを除去することによって、発振回路より小さくして、その結果、集積回路の表面積をより小さくすることができる。また、電力供給の電流スパイクも減少する。なぜならば、減衰キャパシタの追加の静電容量は、発振キャパシタと共に繰返し、充放電は行わないからである。さらに、使用者が発振周波数が設定可能になることを必要とする場合、少なくとも２つの外部発振器、発振キャパシタ、そして減衰キャパ
シタを必要とする、いくつかの従来技術の発振回路とは異なって、装置の端末へ１つの外部キャパシタのみが接続される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
図１は、概略ダイヤグラム形式による、従来技術による発振回路１０を示す。フィードバックキャパシタ３０は、複数の直列接続された変換器１８、２０、２２、および２４の入力と出力との間に接続される。複数の直列接続された変換器は、供給電圧の約半分の基準電圧を備える比較器として機能する。キャパシタに充放電される電流は、Ｐチャネルトランジスタ１２、およびＮチャネルトランジスタ１４、２８を用いて発生する。Ｐチャネルトランジスタ１２およびＮチャネルトランジスタ１４は、電流源として動作すべくバイアスされる。Ｎチャネルトランジスタ２８は、変換器２６によって提供される制御信号に応答するスイッチとして機能する。変換器のしきい値の上下の複数の直列接続された変換器へ入力されるノード１５における電圧は変換器のしきい値の上下に動くので、変換器２４の出力電圧ＶＯＵＴは、ハイ・ロー切り替えする。変換器２４の出力端末と変換器１８の入力端末との間に結合されたフィードバックキャパシタ３０は、供給電圧以上に、電圧ＶＩＮを上昇させる効果を有する。発振回路１０の解析は、発振回路１０の発振周波数は、キャパシタ３０の静電容量値、出力ＶＯＵＴの電圧の振幅、および電流源１２と１４によって供給される電流量の関数であることを示している。キャパシタ１６と３０との間で電荷が共有されるために、変換器１８の入力端末へ結合された減衰キャパシタ１６は、電力供給枠内にＶＩＮを維持するために用いられる。電力供給枠内にＶＩＮを維持するために、キャパシタ１６は、通常、少なくともキャパシタ３０と同等の大きさでなければならない。減衰キャパシタ１６は、発振周波数に影響を及ぼさない。なぜならば、キャパシタによって提供されるＶＩＮに関係する電圧の振れの減衰は、電流源によって充電された実効静電容量の増加によって正確にバランスが保たれているからである。しかしながら、減衰キャパシタ１６を使用せずに、供給枠内にＶＩＮの電圧の振れを維持することが望ましい。
【０００８】
図２は、図１における発振回路１０の入出力電圧の波形を示す。ここで図１および２を参照して、ｔ０時間が経過後直ちに、ＶＩＮは高電圧であり、ＶＯＵＴも高電圧である。フィードバック電圧ＦＢは高く、スイッチを閉じる原因になり、電流源１４によってキャパシタ１６と３０の放電を開始する。キャパシタ１６と３０の放電速度は、時間ｔ０とｔ１との間のＶＩＮの傾きによって図２に示され、キャパシタ１６と３０の大きさに依存する。ノード１５における電圧が変換器１８のしきい値にまで減少した時、変換器１８の出力は高電圧になり、ＶＯＵＴは低電圧になる。これが第１の半周期の終わりである。この電圧は、キャパシタ３０を介して入力ノード１５へ結合される。変換器２６の出力は、低電圧へ移行し、その結果、スイッチ２８が開き、または実質的に非導電性になる。スイッチ２８が開いている場合、キャパシタ１６と３０は、図の時間ｔ１とｔ２との間に示すように、電力電圧ＶＤＤに向かって充電される。電圧が再度変換器のしきい値に到達した時、信号スイッチは第２の半周期を終える。
【０００９】
キャパシタ１６の発振器１０への追加は、発振周波数に影響を与えず、ＶＩＮにおける電圧の振れを減衰するだけにのみ用いられる。
キャパシタ１６が、組み込まれていない場合、各半周期におけるＶＩＮの電圧の振れは、ＶＯＵＴにおける振れと等しくなると思われ、それ故に供給枠の外へ偏位し、回路の望ましくない動作を引き起こす。
【００１０】
各半周期の持続時間は、ＶＯＵＴの電圧の振れる量によってキャパシタ３０の電圧が変化するのに要する時間、すなわち、ｔ＝Ｃ３０＊ＶＯＵＴ＿ｓｗｉｎｇ／ｃｕｒｒｅｎｔに等しい。ここでＣ３０は、キャパシタ３０の静電容量である。キャパシタ１６は、電圧の振れをＶＯＵＴ＊Ｃ３０／（Ｃ１６＋Ｃ３０）まで減衰するだけでなく、（Ｃ１６＋Ｃ
３０）まで充電されなければならない実効静電容量も増加する。従って、所要時間は上述のように、ｔ＝（Ｃ１６＋Ｃ３０）＊ＶＯＵＴ＊Ｃ３０／（Ｃ１６＋Ｃ３０）／ｃｕｒｒｅｎｔ＝Ｃ３０＊ＶＯＵＴ＿ｓｗｉｎｇ／ｃｕｒｒｅｎｔである。しかしながら、減衰キャパシタ１６を集積すると、集積回路上に多くの表面積を要する。また、静電容量を充放電することは、電力電流のスパイクの原因になる。さらに、発振回路１０におけるいくつかの装置は、発振キャパシタ３０が、使用者が発振周波数を選択可能な回路へ、外部から接続されることを可能にする。この場合、使用者は、発振キャパシタと減衰キャパシタの、２つのキャパシタを追加しなければならない。
【００１１】
図３は、部分ブロックダイヤグラム、および部分概略ダイヤグラム形式による、本発明の１つの実施例による発振回路４０を示す。１つの実施例において、発振回路４０は、ＣＭＯＳ（相補型金属酸化物半導体）回路素子を用いた集積回路上に実装され得る。発振回路４０は、電流源４２と４６、スイッチ４４、比較器４８、モニタと制御回路５０、キャパシタ５２、およびバッファ回路５４を含む。
【００１２】
図３に示すように、電流源４２と４６およびスイッチ４４は、ＶＤＤと名付けられた電力電圧端末とＶＳＳと名付けられた電力電圧端末との間で共に直列接続される。例えば、電力電圧端末ＶＤＤは５Ｖの電力電圧を受け、電力電圧端末ＶＳＳは接地電位である。１つの実施例において、電流源４２はＰチャネルトランジスタで、電流源は電流源としての機能へバイアスされたＮチャネルトランジスタである。比較器４８の第１の入力端末は、電流源４２と入力電圧ＶＩＮを受けるためのノード４５におけるスイッチ４４、との間で結合される。第２の入力端末は、ＴＨＲＥＳＨＯＬＤと名付けられたしきい電圧を受け、出力端末はＶＯＵＴと名付けられた出力電圧を供給する。留意すべきは、図に示した実施例において、しきい電圧ＴＨＲＥＳＨＯＬＤは、電力電圧の約１／２であるが、他の実施例では、しきい電圧は電力電圧の１／２とは異なり得るということである。しきい電圧は、発振周波数に直接影響を及ぼさず、その値は重要ではないので、比較器４８は、実効しきい電圧が変換器の構成に固有であり供給電圧の中ほどに位置する、簡単なＣＭＯＳ変換器で構成され得る。モニタと制御回路５０は、ＶＩＮとＶＯＵＴ双方のモニタへ結合された入力端末を有し、これに対応して、大きさが制御された出力電圧を供給する。例えば１つの実施例において、モニタと制御回路５０は、ゲートがノード４５へ結合された状態で（図示せず）、比較器４８の出力とキャパシタ５２との間で、直列接続されたＮチャネルトランジスタとＰチャネルトランジスタを含んでいてもよい。キャパシタ５２は、モニタと制御回路５０の出力とノード４５との間で結合される。バッファ回路５４は、スイッチ４４を制御するために比較器４８の出力へ結合される。留意すべきは、比較器４８を動作するために用いられる回路の形式は重要ではなく、正出力端が所定のしきい値を上回る入力電圧を備え、負出力または低出力が同様の所定のしきい値を下回る入力電圧を備える、あらゆる回路で可能ある。
【００１３】
動作においては、発振回路４０は通常、供給枠を下回るＶＩＮを維持するために減衰キャパシタを用いる代わりに、発振回路４０が、モニタと制御回路５０を使用するということを除いて発振回路１０と同様の機能をする。図３に戻って、周期的な入力電圧ＶＩＮは、スイッチ４４の開閉によって、ノード４５で発生する。スイッチ４４が開いている場合、電流源４２からの電流は、ＶＤＤに向かってキャパシタ５２を充電する。ノード４５における電圧が所定の電圧レベルに達した場合、モニタと制御回路５０は、ＶＩＮがモニタと制御回路５０の電圧ＶＯＵＴを制御することによって、更に増加しないようにする。言い換えると、ＶＩＮが電力電圧値に近づかないようにするために、モニタと制御回路５０は、ＶＯＵＴを制御する。ＶＣＯＭＰが論理を切り換えると、高フィードバック電圧ＦＢは、スイッチ４４を閉じるように作用する。スイッチ４４が閉じた時、電流は、電流源４６を介してＶＳＳへ向かってキャパシタ５２の放電を始める。入力電圧ＶＩＮがしきい電圧ＴＨＲＥＳＨＯＬＤを下回って低下する場合、比較器の出力電圧ＶＣＯＭＰは切り替わ
り、出力電圧ＶＯＵＴは低下する。ＶＯＵＴが所定の電圧レベルを下回って減少する場合、モニタと制御回路５０は、電荷がキャパシタ５２に部分的に充電されるまで、ＶＩＮがＶＯＵＴの電圧降下を制限することによって更に低下しないようにする。ＶＯＵＴが低下した場合、フィードバック電圧ＦＢは、スイッチ４４を再度開いた状態にする。電流源４２は、再度キャパシタ５２を充電する。
【００１４】
モニタと制御回路５０は、上述の図１の従来技術による回路に示した減衰キャパシタを使用せずに、キャパシタ５２の充電量を制限することによって、電圧の振れＶＩＮを制御する。なぜならば、発振キャパシタ５２のみが用いられている場合、発振回路４０は、多くの実装面積を取らずに集積され得るからである。また、外部の発振キャパシタを用いる１つの実施例において、１つのキャパシタのみが回路に付け加えられる必要がある。留意すべきは、図３に示す電流源４２、４６およびスイッチ４４の構成は、ノード４５で電流を供給する１つの方法に過ぎない。当業者は、ノード６５において電流を供給するための他の回路が存在することを理解するであろう。例えば別の実施例において、制御を追加するために、追加のスイッチが電流源４２とノード４５との間に加えられる。
【００１５】
図４は、概略ダイヤグラム形式による、本発明の別の実施例による発振回路６０を示す。発振回路６０は、Ｐチャネルトランジスタ６２、Ｎチャネルトランジスタ６４、６６、複数の直列接続された変換器６８、モニタと制御回路８０、変換器８８、およびキャパシタ９０を含む。複数の直列接続された変換器６８は、変換器７０、７２、７４、および７６を含む。モニタと制御回路８０は、Ｐチャネルトランジスタ８２とＮチャネルトランジスタ８４を含む。Ｐチャネルトランジスタ６２は、電力電圧端末ＶＤＤへ接続されたソース、ゲートバイアス電圧ＰＢＩＡＳを受けるためのゲート、およびドレインを有する。Ｎチャネルトランジスタ６４は、ノード６５におけるＰチャネルトランジスタ６２のドレインへ接続されたドレイン、ゲート、およびソースを有する。Ｎチャネルトランジスタ６６は、Ｎチャネルトランジスタ６４のソースへ接続されたドレイン、バイアス電圧ＮＢＩＡＳを受けるためのゲート、そして電力電圧端末ＶＳＳへ接続されたソースを有する。Ｐチャネルトランジスタ６２とＮチャネルトランジスタ６６の双方は、フィードバック信号ＦＢの制御下で、フィードバックキャパシタ９０を交互に充放電する切替可能な電流源として機能する。Ｎチャネルトランジスタ６４は、スイッチとして機能する。
【００１６】
複数の直列接続された変換器６８における第１の変換器７０は、ノード６５へ接続された入力端末と出力端末とを有する。変換器７２は、変換器７０の出力端末へ接続された入力端末と出力端末とを有する。変換器７４は、変換器７２の出力端末へ接続された入力端末と出力端末とを有する。最後の変換器７６は、Ｐチャネルトランジスタ７８とＮチャネルトランジスタ８６を含む。トランジスタ７８と８６のゲートは、変換器７４の出力端末へ接続される。トランジスタ７８のソースは、ＶＤＤへ接続され、トランジスタ８６のドレインはＶＳＳへ接続される。図４において留意すべきは、変換器７６は、ＶＤＤとＶＳＳへ結合されているということである。しかしながら他の実施例において、変換器７６は、発振周波数の正確な制御を行うために、定格電圧源へ結合されてもよい。モニタと制御回路８０は、トランジスタ７８と８６との間に接続される。Ｐチャネルトランジスタ８２は、Ｐチャネルトランジスタ７８のドレインへ接続されたソース、ノード６５へ接続されたゲート、および出力電圧ＶＯＵＴを供給するためのドレイン、を有する。Ｎチャネルトランジスタ８４は、Ｐチャネルトランジスタ８２のドレインへ接続されたドレイン、ノード６５へ接続されたゲート、およびＮチャネルトランジスタ８６のドレインへ接続されたソース、を有する。変換器８８は、モニタと制御回路８０の出力端末へ接続された入力端末と、Ｎチャネルトランジスタ６４のゲートへ接続された出力端末、とを有する。キャパシタ９０は、モニタと制御回路８０の出力端末へ接続された第１の電流電極と、ノード６５へ接続された第２の電流電極、とを有する。キャパシタ９０は、発振器６０の正フィードバックを備える。
【００１７】
図５は、図４における発振回路６０の入出力電圧の波形を示す。図４および図５双方を参照して、以下に発振回路６０を説明する。発振回路６０の動作を理解するために、比較器６８の入力電圧が低い（図５における時間ｔ０）と仮定すると、ＶＯＵＴの駆動電圧は低くなり、フィードバック信号ＦＢは、電流源６２と６６を切り替えるので、電流は比較器６８の入力ノード６５において、キャパシタ９０へ流入する。この電圧は、比較器のしきい値に達するまで上昇する。電圧がしきい値と交差した時、比較器は切り替わり、出力電圧ＶＯＵＴは、低いレベルから高いレベル（時間ｔ０とｔ１との間）まで振れる。高レベル電圧ＶＯＵＴは、フィードバックキャパシタ９０を介して、比較器の入力ノード６５へ戻って結合され、出力電圧値の振れ（通常、ＶＤＤ）によって上昇する電圧を生じる。この現象の直後、負帰還信号ＦＢは、トランジスタ６６へ電流源の方向も切り替え、おおよその時間ｔ１においてキャパシタ９０の放電を始める。
【００１８】
最終的に、時間ｔ２において、ノードは同一の比較器のしきい値へ放電し、出力ドライバは、ローに切り替わり、変化分がキャパシタ９０を介してノード６５へ入力すべくフィードバックされる。負帰還信号ＦＢは、再度キャパシタを充電するために電流源６２を切り替え、周期は、時間ｔ２において再度開始する。時間ｔ２とｔ３との間の次の半周期が同様にして生じる。
【００１９】
各半周期の存続期間は、出力電圧ＶＯＵＴの変化と等しい電位差によってキャパシタ９０を充電するための電流源に要する時間である。あるいは、キャパシタ９０を介して結合された充電量と等しい入力ノードから充電を投入する（または取り除く）間隔と見なし得る。この充電は、Ｑ＝Ｃ＊Ｖである。充電にかかる時間は、各半周期において、ｔ＝Ｑ／Ｉ＝Ｃ＊Ｖ／Ｉ、ここでＣは、キャパシタ９０の静電容量である。
【００２０】
留意すべきは、比較器６８のしきい電圧値は、発振器６０の周波数に影響を及ぼさないということである。ここで重要なことは、入力ノードが振れることについての電圧の調節だけであり、電流源６２と６６が動作し得る電圧に制限を有し、供給枠の外側にこれ以上のダイオード電圧降下をさせないように電圧を固定する寄生ダイオードも有する、ということが重要である。大抵の装置において、比較器のしきい値は、約ＶＤＤ／２であり、それによって入力ノード６５における電圧は、ＶＤＤ／２から１．５ＶＤＤの間―または０．５ＶＤＤの間を上下するＶＤＤによって振れる。周波数安定性を維持するために、電流源回路は、この電圧の振れを固定しなければならない。
【００２１】
図１の従来技術による発振回路１０において、追加の減衰キャパシタ１６が入力ノード１５において結合される。キャパシタ１６は通常、２の因数によって入力ノード１５における電圧の振れを減衰する。その結果、ノード１５における電圧の振れは、０ボルトとＶＤＤとの間になるように制限され、電流源１２と１４に関連する寄生ダイオードによって固定されない。各半周期の初めと終わりに（言い換えれば、入力電圧が比較器のしきい電圧と等しい場合）、減衰キャパシタ１６の充電量は同量で、電流源は、キャパシタが使われていない場合として、同じ充電量を投入する同等の時間を必要とするので、キャパシタ１６は周波数に影響を及ぼさない。
【００２２】
本発明は、図３および図４の実施例に示したように、別の方法によって発振器の電圧を制限する。比較器の入力における信号を減衰する代わりに、図３のモニタと制御回路５０、および図４のモニタと制御回路８０は、比較器の出力における電圧の振れを制御するので、ＶＯＵＴは供給枠を越える入力電圧を生じるのに十分な電圧によって振れない。全ての現象が、比較器の入力ノードにおける電圧が同時にしきい値と交差し、出力段階が十分に最終レベルまで振られるので、周波数安定性が保証される。広範囲なために、その間に何が起こったかは、重要ではない。
【００２３】
一例として初めに、０ボルトからＶＤＤまで振れる電圧ＶＯＵＴの代わりに、０からＶＤＤ／２まで振れる電圧ＶＯＵＴを想定する。入力電圧は、枠内にありながらＶＤＤ／２からＶＤＤまでの間で振れる。フィードバックキャパシタは放電し始め、電圧がＶＤＤ／２近くまで減少し、ＶＯＵＴは過渡期が完全にＶＤＤに至る場合、キャパシタは放電しつづけ、入力ノードは最終的に比較器のしきい値に到達するであろう。この点において、まるでＶＯＵＴが初めに十分に振れたかのように条件が同一なので、時間は同じだけ要し、周波数は制御され続ける。
【００２４】
一般に、本発明によると、モニタと制御回路は入力電圧（グランド電位に限りなく近い、またはＶＤＤに限りなく近いかどうかがわかる）を監視して、入力ノード電圧が１つの枠から他の枠に向かって移動するまで、ＶＯＵＴの振れが所定の電圧以下になるように制限や制御をする。
【００２５】
図４におけるモニタと制御回路８０のトランジスタ８２およびトランジスタ８４は、入力ノード６５における電圧を監視し、トランジスタ７８とトランジスタ８６のドレインからキャパシタ９０までＶＯＵＴの適用を制限するので、入力ノード６５における電圧は、供給枠へのＭＯＳ（金属酸化膜半導体）のしきい電圧近傍にはならない。実施例において留意すべきは、複数の直列接続された変換器６８は、４つの変換器を含むということである。しかしながら他の実施例において、直列接続された変換器の数は、４つでなくともよい。また、図に示した実施例においても、変換器の切替論理状態における電圧は電力電圧の約１／２である。他の実施例においては、変換器の切替論理状態における電圧は異なり得る。さらに他の実施例において、トランジスタ８２と８４の配置は、トランジスタ７８と８６の配置によってそれぞれ交換され得る。
【００２６】
モニタと制御回路８０は、図１の減衰キャパシタ等を用いることなく、電力供給枠内において、比較器の周期的な出力信号を持続する。減衰キャパシタは、除去され得る。なぜならば、減衰キャパシタの存在が発振周波数に影響を及ぼさないからである。発振回路から減衰キャパシタを取り除くことによって発振回路はより小さくなり、その結果、集積回路の表面積を節約できる。また、減衰キャパシタは発振キャパシタと共に繰返し充放電はされないので、電力供給の電流スパイクは減少する。さらに、使用者が外部から接続されたキャパシタを使用して発振周波数の設定可能を必要とする場合、１つのキャパシタのみが結合するのに必要なので、その結果、図１の従来の発振回路よりも、外部接続された構成要素の数が減少する。
【００２７】
前記の詳述において、本発明を詳細な実施例の参照を用いて説明した。しかしながら、当業者は様々な改良および変更が、以下に記載する特許請求の範囲において、本発明の要旨を逸脱しない範囲で行われ得ることを理解する。さらに、説明および図面は、限定するものではなく、説明のためである。この様な改良全てが本発明の範囲内に含まれる。
【００２８】
問題に対する課題、他の利点、および解決策が、明確な実施例を用いて上述されてきた。しかしながら、利益、利点、問題解決法、および利益や利点や解決法が得られる、または明確になるあらゆる要素は、あらゆる特許請求の範囲における、重要で必要不可欠な機能もしくは要素としては解釈しない。これまで用いたように、語句「構成する」、「構成すること」、または、他のあらゆる改変は、工程、方法、項目等の装置を限定せずにカバーする。また要素のリストを含む装置は、これらの要素だけでなく、明確に示されていない、または固有の工程、方法、事項、装置等も含む。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】回路図形式による、従来技術による発振回路を示す図。
【図２】図１の発振回路の入出力電圧の波形を示す図。
【図３】部分ブロックダイヤグラム形式、および部分的概略ダイヤグラム形式による、本発明の１つの実施例による発振回路を示す図。
【図４】概略ダイヤグラム形式による、本発明の別の実施例による発振回路を示す図。
【図５】図４の発振回路の入出力電圧の波形を示す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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