(57)【要約】【課題】判定フィードバックイコライザと線形イコライザとを選択する受信機【解決手段】ＤＦＥかＬＥかを選択して用い、受信信号を等化し、また、選択されたイコライザの係数を迅速に、そして、効率的に決定する技法である。一実施形態では、ＤＦＥが初期に受信信号と特定の適応アルゴリズム（例えば、ＬＭＳアルゴリズム）とに基づいて初期時間期間にわたって適応される方法が提供される。次に、ＤＦＥの出力の品質測定基準を決定する。この品質測定基準が閾値より良好であればＤＦＥが選択されて用いられ、そうでなければＬＥが選択される。ＬＥが選択されると、ＬＥの係数の初期値が、ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数に基づいて導き出され、ＬＥ係数がさらに、受信信号を等化するために用いられる前に、追加の時間期間にわたって適応される。
2005528854.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）を受信された信号に基づいて初期時間期間にわたって適応し、
前記ＤＦＥの出力の品質測定基準を決定し、
前記品質測定基準が閾値より良好であれば、前記ＤＦＥを選択して用いて、受信信号を等化し、
前記品質測定基準が閾値より悪ければ、線形イコライザ（ＬＥ）を選択して用いて、受信信号を等化する、
ことからなる無線通信システムで受信信号を等化する方法。
【請求項２】
前記ＬＥが選択されて用いられると、前記ＬＥの係数の初期値を、前記ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数に基づいて導き出すことをさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＬＥが選択されて用いられると、前記ＬＥの係数を、受信信号を等化するために前記ＬＥを用いる前に、追加時間期間にわたって適応することをさらに備える請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記ＤＦＥが選択されて用いられると、前記ＤＦＥの係数を、受信信号を等化するために前記ＤＦＥを用いる前に、追加時間期間にわたって適応することをさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記品質測定基準は、前記ＤＦＥからの等化された記号と前記等化された記号の期待される記号との間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）に関連する請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記品質測定基準は、信号対雑音及び干渉の比（ＳＩＮＲ）に関連する請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記品質測定基準は、前記ＤＦＥのスライサによって提供された検出済み記号のエラーレートに関連する請求項１に記載の方法。
【請求項８】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）を受信された信号に基づいて初期時間期間にわたって適応し、
前記ＤＦＥの出力の品質測定基準を、初期時間期間の後で決定し、
前記品質測定基準に基づいて、受信された信号を等化するために前記ＤＦＥと線形イコライザ（ＬＥ）のどちらかを選択して用い、
前記ＬＥを選択して用いる場合に、前記ＬＥの係数の初期値を、前記ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数に基づいて導き出し、
前記ＬＥの係数を、受信された信号を等化するために前記ＬＥを用いる前に、追加の時間期間にわたって適応する、
ことからなる無線通信システムで受信信号を等化する方法。
【請求項９】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）と線形イコライザ（ＬＥ）のどちらかを実現するように構成可能なフィルタユニットであり、前記ＤＦＥとＬＥのどちらを用いて受信信号を等化するかを、前記ＤＦＥの出力に対して決定された品質測定基準によって選択する、前記フィルタユニットと、
前記ＤＦＥとＬＥのどちらを選択して用いるかによって、前記ＤＦＥ又はＬＥの係数を導き出すように動作可能な適応化ユニットと、
を備える無線通信システム中で用いるのに適した適応イコライザ。
【請求項１０】
前記フィルタユニットは、前記ＤＦＥを実現するように初期に構成される請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項１１】
前記ＤＦＥは、受信信号に基づいて初期時間期間にわたって適用され、前記品質測定基準が前記初期時間期間の後で決定される請求項１０に記載の適応イコライザ。
【請求項１２】
前記ＬＥが選択されて用いられると、前記適応化ユニットは、前記ＬＥの係数の初期値を、前記ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数に基づいて導き出すようにさらに動作可能である請求項１１に記載の適用イコライザ。
【請求項１３】
前記フィードバックフィルタ係数のサブ集合だけを用いて、前記ＬＥの初期係数値を導き出す請求項１２に記載の適応イコライザ。
【請求項１４】
前記適応化ユニットは、受信信号を等化するために前記ＬＥを用いる前に、前記ＬＥの係数を追加の時間期間にわたって適応するようにさらに動作可能である請求項１２に記載の適応イコライザ。
【請求項１５】
前記ＤＦＥはフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとで実現され、前記ＬＥが前記フィードフォワードフィルタを用いて、また、前記フィードバックフィルタをディスエーブルすることによって実現される請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項１６】
前記ＬＥは、延長された長さを有する前記フィードフォワードフィルタで実現される請求項１５に記載の適応イコライザ。
【請求項１７】
前記フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの各々は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで実現される請求項１５に記載の適応イコライザ。
【請求項１８】
前記適応化ユニットは、特定の適応アルゴリズムに基づいて前記ＤＦＥ又はＬＥの係数を導き出すように動作可能である請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項１９】
前記適応アルゴリズムは、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムである請求項１８に記載の適応イコライザ。
【請求項２０】
前記適用化ユニットは、前記ＤＦＥ又はＬＥの係数を期待される記号に基づいて適応するように動作可能である請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項２１】
前記期待される記号はパイロット記号である請求項２０に記載の適応イコライザ。
【請求項２２】
前記期待される記号は、特定の信号コンステレーションに基づいてスライサによって提供される検出済み記号である請求項２０に記載の適応イコライザ。
【請求項２３】
前記適応化ユニットは、前記ＤＦＥ出力の品質測定基準を決定するように動作可能である請求項９に記載の適用イコライザ。
【請求項２４】
前記品質測定基準は、前記ＤＦＥからの等化された記号と期待される記号との間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）に関連する請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項２５】
前記品質測定基準は、信号対雑音及び干渉の比（ＳＩＮＲ）に関連する請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項２６】
前記品質測定基準は、スライサから前記ＤＦＥに提供された検出済み記号のエラーレートに関連する請求項９に記載の適応イコライザ。
【請求項２７】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）と線形イコライザ（ＬＥ）のどちらかを実現するように構成可能なフィルタユニットであって、前記ＤＦＥとＬＥのどちらを用いて受信信号を等化するかを、前記ＤＦＥの出力に対して決定された品質測定基準によって選択する、前記フィルタユニットと、
前記ＤＦＥ出力に対する品質測定基準を決定し、前記ＤＦＥとＬＥのどちらを選択して用いるかによって、前記ＤＦＥ又はＬＥの係数を導き出すように動作可能な適応化ユニットであって、前記ＬＥを選択して用いる場合、前記ＬＥの係数の初期値を、前記ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数に基づいて導き出し、
前記ＬＥの係数を、受信された信号を等化するために前記ＬＥを用いる前に、追加の時間期間にわたって適応する、前記適応化ユニットと、
を備える無線通信システム中で用いるのに適した適応イコライザ。
【請求項２８】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）を受信信号に基づいて初期時間期間にわたって適応し、
前記ＤＦＥの出力に対する品質測定基準を決定し、
前記品質測定基準が閾値より良好であれば、受信信号を等化するために前記ＤＦＥを選択して用い、
前記品質測定基準が前記閾値より悪ければ、受信信号を等化するために線形イコライザ（ＬＥ）を選択して用いる、
ディジタル情報を解釈することが可能なディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）に通信可能に結合されたメモリ。
【請求項２９】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）を受信信号に基づいて初期時間期間にわたって適応するコードと、
前記ＤＦＥの出力に対する品質測定基準を決定するコードと、
前記品質測定基準が閾値より良好であれば、受信信号を等化するために前記ＤＦＥを選択して用いるコードと、
前記品質測定基準が前記閾値より悪ければ、受信信号を等化するために線形イコライザ（ＬＥ）を選択して用いるコードと、
前記コードを記憶するコンピュータ使用可能な媒体と、
を備える無線通信システム中で受信信号を等化するコンピュータプログラムプロダクツ。
【請求項３０】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）と線形イコライザ（ＬＥ）のどちらかを実現するように構成可能なフィルタユニットであって、前記ＤＦＥとＬＥのどちらを用いて受信信号を等化するかを、前記ＤＦＥの出力に対して決定された品質測定基準によって選択する前記フィルタユニットと、
前記ＤＦＥとＬＥのどちらが選択されて使用されるかによって、前記ＤＦＥ又はＬＥの係数を導き出すように動作可能な適応化ユニットと、
を備える集積回路。
【請求項３１】
受信された信号を処理して、データサンプルを出力するように動作可能な受信機ユニットと、
前記データサンプルを処理して、等化された記号を出力するように動作可能なデータプロセッサを備え、前記データプロセッサは、
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）と線形イコライザ（ＬＥ）のどちらかを実現するように構成可能なフィルタユニットであって、前記ＤＦＥとＬＥのどちらを用いて受信信号を等化するかを、前記ＤＦＥの出力に対して決定された品質測定基準によって選択する、前記フィルタユニットと、
前記ＤＦＥとＬＥのどちらが選択されて使用されるかによって、前記ＤＦＥ又はＬＥの係数を導き出すように動作可能な適応化ユニットと、
を含む無線通信システム中の受信機システム。
【請求項３２】
判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）又は線形イコライザ（ＬＥ）を任意の時点で実現する手段と、
前記ＤＦＥを受信信号に基づいて初期時間期間にわたって適応する手段と、
前記ＤＦＥの出力に対する品質測定基準を決定する手段と、
受信信号を等化するために前記ＤＦＥとＬＥのどちらを用いるかを、前記品質測定基準に基づいて選択する手段と、
を備える無線通信システムにおける装置。
【請求項３３】
前記ＬＥを選択して用いる場合、前記ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数に基づいて前記ＬＥの係数の初期値を導き出す手段をさらに備える請求項３２に記載の装置。
【請求項３４】
前記ＬＥを選択して用いる場合、受信信号を等化するために前記ＬＥを用いる前に、前記ＬＥの係数を追加の時間期間にわたって適応する手段をさらに備える請求項３３に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般的にはデータ通信に関し、より詳しくは判定フィードバックイコライザと線形イコライザとを、受信機の性能を改良するように用いる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムは、音声、パケットデータなどの様々なタイプの通信を提供する目的で広く展開されている。このようなシステムは、複数ユーザでの通信をサポートすることが可能な多重アクセスシステムであったり、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）方式であったり、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）方式であったり、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）方式であったり、他の何らかのアクセス技法であったりする。このようなシステムはまた、ＩＥＥＥ基準８０２．１１ｂに適合するような無線のローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）通信システムであったりする。
【０００３】
無線通信システムの場合、データは送信機のところで処理されて受信機に対して無線通信チャネルを介して送られる。このチャネルには周波数選択フェーディングがあるが、これは、システムの帯域幅が異なるたびに信号の減衰量が異なることを特徴とする。この周波数選択フェーディングによって、記号間干渉（ＩＳＩ）が発生するが、これは、受信された信号中の各々の記号が、その受信信号中の後続の記号に対して歪みとして作用する現象である。このＩＳＩ歪みは、受信された記号を正確に検出する能力に影響を与えて性能を劣化させる。
【０００４】
イコライザを用いると、ＩＳＩのこの有害な影響が軽減される。線形イコライザ（ＬＥ）と判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）とは、受信された信号を等化するために用いられる２つのイコライザ構造体である。ＤＦＥはフィードバックフィルタを用いて、以前に検出された記号に基づいてＩＳＩ歪みの推定量を導き出すものである。ＤＦＥは、この検出された記号が信頼できるものであればＩＳＩ歪みを効果的に除去することが可能である。信頼できない場合、検出された記号中の誤差が歪みの推定値にまで及んで性能を劣化させる。ＬＥは、フィードバックフィルタを用いることなく等化を実行する。一般に、ＤＦＥとＬＥとは、互いに異なった動作条件下で用いられることに適している。
【０００５】
従って、ＤＦＥかＬＥのどちらかを選択して、これを用いて受信された信号を等化し、選択されたイコライザを効率的に適応させる技法に対する技術的必要性が存在する。
【発明の開示】
【０００６】
[発明の概要]
イコライザの出力の品質測定基準を決定して、ＤＦＥかＬＥをこの品質測定基準に基づいて選択して用いて、選択されたイコライザのフィルタ係数を迅速にそして効率的に決定する技法を提供する。このような技法を用いると、品質測定基準が十分高ければＤＦＥを用いて受信された信号を等化すると有利であり、品質測定基準が低ければＬＥを選択する。
【０００７】
一実施形態では、無線通信システム中で受信信号を等化する方法が提供される。この方法によれば、ＤＦＥは、初期時間期間では、受信された信号と特定の適用アルゴリズム（例えば、ＬＭＳアルゴリズム）とに基づいて最初に適用される。次に、ＤＦＥの出力のための品質測定基準を（例えば、初期時間期間の後で）決定する。品質測定基準とは、（１）ＤＦＥから得られた等化された記号と期待される記号との間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）（例えば、パイロット記号）、（２）ＤＦＥ出力の信号対雑音及び干渉の比（ＳＩＮＲ）、（３）ＤＦＥへのスライサによって提供された検出済み記号のエラーレート、又は他の何らかのパラメータに関連する。次に、品質測定基準が閾値を超えたらＤＦＥを選択して用い、超えなければＬＥを選択する。ＬＥを選択して用いる場合、ＬＥの係数の初期値をフィードフォワードフィルタの係数とＤＦＥのためのフィードバックフィルタの係数とに基づいて導き出し、さらに、ＬＥを用いて受信信号を等化する前に、追加の時間期間にわたってこのＬＥの係数を適用する。
【０００８】
別の実施形態では、無線通信システムで用いるのに適している適応イコライザが提供される。この適応イコライザは、フィルタユニットと適用化ユニットとを備えている。このフィルタユニットは、ＤＦＥかＬＥのどちらかを任意の時点で実施するように構成することが可能であり、これで、ＤＦＥかＬＥのどちらかを、ＤＦＥ出力用に決定された品質測定基準に基づいて選択して使用する。適用化ユニットは、（１）ＤＦＥ出力用の品質測定基準を決定し、（２）ＤＦＥ又はＬＥの係数を、この内のどちらが選択されて使用されるかに基づいて導き出し、（３）ＬＥを選択したら、フィードフォワードフィルタ係数とフィードバックフィルタ係数とに基づいてＬＥ係数の初期値を導き出し、さらに、それを用いて受信信号を等化する前に追加の時間期間にわたってこのＬＥ係数を適用する。
【０００９】
本発明の様々な態様と実施形態をさらに詳細に以下に説明する。本発明はさらに、以下により詳細に説明するように、様々な態様、実施形態及び特徴を実施する方法、プログラムコード、ディジタル信号プロセッサ、集積回路、受信機ユニット、端末、基地局、システム並びに他の装置及び部品を提供する。
【００１０】
本発明の特徴、本質及び長所は、全体にわたって同様の参照記号がそれに対応する部品を示す次の図面と共に以下の詳細な説明からより明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１は、無線通信システム１００における送信機システム１１０と受信機システム１５０とのブロック図である。送信機システム１１０では、トラフィックデータが、データソース１１２から（一般的には、様々な長さを持つパケットで）送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４に送出される。次に、ＴＸデータプロセッサ１１４は、このトラフィックデータをフォーマットし、符号化して符号化済みデータを提供する。
【００１２】
パイロットデータを、例えば、時分割多重化（ＴＤＭ）又は符号多重化（ＣＤＭ）によってトラフィックデータで多重化する。このパイロットデータは一般的には、周知の方法（もしあれば）で処理される周知のデータパターンであり、チャネル応答を推定する目的で受信機システムによって用いられる。次に、この多重化されたパイロットデータと符号化済みデータとは、１つ以上の変調方式（例えば、ＢＰＳＫ、ＱＳＰＫ、Ｍ−ＰＳＫ又はＭ−ＱＡＭ）に基づいて変調されて（すなわち、記号がマッピングされて）、変調記号（すなわち、変調されたデータ）を提供する。
【００１３】
次に、送信機（ＴＭＴＲ）ユニット１１６が、この変調されたデータを１つ以上のアナログ信号に変換して、さらに、このアナログ信号を増幅し、フィルタリングし、直交変調し、アップコンバートして、変調された信号を発生する。次に、この変調信号は、アンテナ１１８から送信され、無線通信リンクを介して１つ以上の受信機システムに至る。
【００１４】
受信機システム１５０では、この送信された変調信号はアンテナ１５２から受信されて、受信機（ＲＣＶＲ）ユニット１５４に提供される。受信機ユニット１５４内で、この受信された信号は調整され（例えば、増幅され、フィルタリングされ、周波数ダウンコンバートされ、直交ダウンコンバートされ）、この調整された信号はさらにディジタル化されて、ＡＤＣサンプルとなる。このＡＤＣサンプルは、さらに、受信機１５４内でディジタル式に前処理されて、データサンプルとなる。
【００１５】
次に、受信機（ＲＸ）データプロセッサ１５６で、このデータサンプルが受信、処理されて復号化済みデータとなるが、これは送信されたデータの推定値である。ＲＸデータプロセッサ１５６による処理には、例えば、等化、復調、逆インターリーブ（ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）及び復号化が含まれる。ＲＸデータプロセッサ１５６でのこの処理は、ＴＸデータプロセッサ１１４で実行される処理を補完するように実行される。次に、この復号化されたデータはデータシンク１５８に提供される。
【００１６】
コントローラ１６０は、受信機システムでの動作を指示する。メモリユニット１６２は、受信機システム内のコントローラ１６０によって、そして場合によっては他のユニットによっても用いられるプログラムコードとデータとを記憶する。
【００１７】
上記の信号処理は、送信機システムから受信機システムに対する１つの方向での様々なタイプのトラフィックデータ（例えば、音声、ビデオ、パケットデータなど）の送信をサポートする。双方向性の通信システムは、二方向のデータ送信をサポートする。図１に示す処理は、ＣＤＭＡシステムにおける前方リンク（すなわち、ダウンリンク）の処理を表すことが可能であり、この場合、送信機システム１１０は基地局を表し、受信機システム１３０は端末を表すことが可能である。逆リンク（すなわち、アップリンク）の信号処理は、簡略化のため、図１には示されていない。
【００１８】
図２は、図１の受信機システム１５０の特定の実施形態である受信機システム１５０ａのブロック図である。この実施形態では、受信機システム１５０ａは、ＲＸデータプロセッサ１５６ａに結合された受信機ユニット１５４ａを含んでいる。
【００１９】
受信機ユニット１５４ａ内では、アンテナ１５２からの受信された信号は増幅器２１２（低雑音増幅器である可能性がある）で増幅され、受信（ＲＸ）フィルタ２１４でフィルタリングされ、周波数ダウンコンバータ２１６でベースバンドに無線周波数（ＲＦ）からダウンコンバートされ、１つ以上のアナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）２１８でディジタル化されて、ＡＤＣサンプルとなる。
【００２０】
次に、ディジタルプリプロセッサ２２０がＡＤＣサンプルを処理して、複素数データサンプルを出力するが、この複素数サンプルはその各々が同相（ＩＩＮ）サンプルと直交（ＱＩＮ）サンプルとを備えている。プリプロセッサ２２０でのこの処理には、サンプルレート変換、フィルタリングなどが含まれる。この受信された信号は、ＡＤＣ２１８によって特定のサンプリングレートｆＡＤＣでサンプリングされ、ＲＸデータプロセッサ１５６ａは、ＡＤＣサンプリングレートとは異なる別のサンプリングレートｆＳＡＭＰでサンプルに基づいて動作する（すなわち、ｆＳＡＭＰ≠ｆＡＤＣ）。例えば、受信された信号は、チップレートの約２倍、４倍又は８倍でサンプリングされる。ＣＤＭＡなどの直接シーケンススペクトル拡散システムの場合、チップレートは、データを送信する前にスペクトル拡散させるために用いられる擬似ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンスのレートである。ＡＤＣサンプリングレートは、このチップレートと同期していたりいなかったりする。次に、プリプロセッサ２２０を用いてサンプルレート変換を実行して、このチップレート又は他の何らかのサンプルレートでデータサンプルを提供する。
【００２１】
ある設計では、ＲＸデータプロセッサ１５６ａ内のイコライザをＡＤＣサンプリングレートより高いサンプルレートで（例えば、ｆＳＡＭＰ＝２ｆＡＤＣ）動作させると有利である。プリプロセッサ２２０はＡＤＣサンプルのアップサンプリングを実行するように設計される。
【００２２】
このように、プリプロセッサ２２０は、アップサンプラ、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ及びダウンサンプラを含むように設計されている。このアップサンプラは、ＡＤＣサンプルを受信してＰという係数でアップサンプリングする。次に、ＦＩＲフィルタは、アップサンプリングされたサンプルをフィルタリングして、アップサンプリングによって生成された像を取り除く。ＦＩＲフィルタは、さらに、これらのサンプルに対してフィルタリング適合を実行する。ダウンサンプラは、フィルタリングされたサンプルをＱという係数で分割(decimate)して、所望のサンプルレートでデータサンプルを出力する。
【００２３】
図２に、受信機ユニット１５４ａを実現するために用いられる機能エレメントの内の一部を示す。一般的に、受信機ユニット１５４ａは、図２に示す機能エレメントの任意の組み合わせを含む。そのうえ、このようなエレメントは、任意の順序で配置して所望の出力を得る。例えば、増幅器段とフィルタ段とを、一般的に、受信機ユニット１５４ａ内で複合化させる。図２に示すようなもの以外の様々な機能エレメントも、受信機ユニット１５４ａ内に含まれている。例えば、自動的利得制御装置（ＡＧＣ）を実現して、受信信号を適切な利得で増幅し、これで、適切な振幅を持つアナログ信号がＡＤＣ２１８に出力されるようにする。
【００２４】
図２に示す実施形態では、ＲＸデータプロセッサ１５６ａは、復調器／デコーダ２３２に結合されたイコライザ２３０を含んでいる。イコライザ２３０は、データサンプルに対して等化を実行して、等化された記号とするが、これは次に、復調器／デコーダ２３２に送出される。イコライザ２３０を以下にさらに詳述する。復調器／デコーダ２３２は、等化された記号に対して復調（すなわち、記号の逆マッピング）、逆インターリーブ及び復号化を実行して、復号化されたデータを出力する。
【００２５】
ここで用いられる「サンプル」はある特定の時点に対して与えられた値（一般的に、サンプルレートと関連する）に対応し、「記号」は送信の単位（例えば、変調記号）に対応する。記号は、記号レートとサンプルレート間の関係に基づいて、１つ以上のサンプルの期間を補い、これをカバーする。
【００２６】
イコライザは、一般的に、記号間干渉（ＩＳＩ）による有害な影響を軽減するために用いられるが、この記号間干渉は、受信された信号中の各記号がこの受信信号中の後続の記号に対して歪みとして作用する現象である。ＩＳＩが発生する原因は、（１）送信機システム及び／又は受信機システムでの不完全なフィルタリングと、（２）送信機システムと受信機システム間の他経路チャネルである。多経路チャネルには周波数選択フェーディングがあるが、これは、システムの帯域幅に亘って信号の減衰量が異なることを特徴とする。このＩＳＩ歪みは、受信された記号を正確に検出する能力に影響を与えて性能を劣化させる。
【００２７】
線形イコライザ（ＬＥ）と判定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）とは、受信された信号を等化するために用いられる２つのイコライザ構造体である。ＬＥは、一般的に、特定の周波数応答でデータサンプルをフィルタリングして等化された記号を出力するタップ付き遅延線のＦＩＲフィルタによって実現される。ＤＦＥは、一般的に、フォワード経路上にあるデータサンプルをフィルタリングするフィードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）とフィードバック経路上にある直前に検出された有限の数の検出済み記号をフィルタリングするフィードバックフィルタ（ＦＢＦ）とで実現される。これらのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタはその各々が、ＦＩＲフィルタとして実現される。フィードバックフィルタを持たない（すなわち、フィードフォワードフィルタだけがイネーブルされる）ＤＦＥは、その構造はＬＥと同じである。
【００２８】
図３は、図２のイコライザ２３０の特定の実施形態である適応イコライザ２３０ａのブロック図である。この実施形態では、適用イコライザ２３０ａは、（１）ＤＦＥ又はＬＥのどちらかを実施するように構成されるフィルタユニット３０８と、（２）ＤＦＥ出力の品質測定基準を決定し、さらに、ＤＦＥとＬＥとの係数を導き出す適応化ユニットを含む。フィルタユニット３０８は、フィードフォワードフィルタ３１０と、フィードバックフィルタ３２０と、サマー３１２と、スライサ３１４とを含む。
【００２９】
図３に示すように、受信機ユニット１５４からのデータサンプルｘ［ｍ］がフィードフォワードフィルタ３１０に提供されると、このフィルタはこのデータサンプルを特定の周波数応答でフィルタリングして、フィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］｛なお、記号「＾」はｙの上部に付されているが、明細書の作成上前記のように記載しており、以下も同様である。｝を出力する。ｍからｎへのこの指標の変化を用いて、サンプルレートから記号レートへの考えられるレートの変更を示す。このデータサンプルｘ［ｍ］のサンプルレートは、フィルタリングされた記号ｙ＾Ｆ［ｎ］の記号レートと等しかったり等しくなかったりする。
【００３０】
サマー３１２は、フィードフォワードフィルタ３１０からのフィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］とフィードバックフィルタ３２０からの歪み推定値ｙ＾Ｂ［ｎ］とを受信し、合計して等化された記号ｙ＾［ｎ］を出力する。これらの等化された記号は、送信機システムから通信チャネルを介して受信機システムに送信された記号ｙ［ｎ］の推定値である。これらの等化された記号ｙ＾［ｎ］は、送信された記号ｙ［ｎ］に、適応イコライザ２３０ａによって除去されなかったチャネル雑音と他の歪み（例えば、除去されなかったＩＳＩ）とがプラスされたものを含む。
【００３１】
スライサ３１４は、等化された記号ｙ＾［ｎ］を受信して「スライス」して、検出済み記号ｙ〜［ｎ］｛なお、記号「〜」はｙの上部に付されているが、明細書の作成上前記のように記載しており、以下も同様である。｝を出力する。このスライス動作は、一般に、送信済み記号を導き出すために用いられる同じ信号コンステレーションに基づいて実行される。従って、この検出された記号ｙ〜［ｎ］は、変調された信号を発生するために送信機で実行される信号の調整に先立つ送信機システムでの変調記号の推定値である。等化された記号ｙ＾［ｎ］又は検出された記号ｙ〜［ｎ］は、復調器／デコーダ２３２に提供されてさらに処理される。
【００３２】
フィードバックフィルタ３２０は検出された記号ｙ〜［ｎ］を受信して、これを特定のフィルタ応答でフィルタリングして歪み推定値ｙ＾Ｂ［ｎ］を出力するが、これは、ＩＳＩと他の現象とによるフィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］中の歪みの推定値である。
【００３３】
適応化ユニット３３０は、等化された記号ｙ＾［ｎ］と、場合によっては、検出済み記号ｙ〜［ｎ］とを受信して等化する。次に、適応化ユニット３３０は、フィードフォワードフィルタ３１０のフィルタ係数の集合Ｆｉと、フィードバックフィルタ３２０のフィルタ係数の集合Ｂｋとを決定する。図３の実施形態では、適応化ユニット３３０は、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）推定器３３２と係数計算ユニット３３４とを含んでいる。ＳＩＮＲ推定器３３２は、等化された記号ｙ〜［ｎ］のＳＩＮＲに関連するイコライザ出力の品質測定基準を決定する。適用イコライザ２３０ａは、以下に説明するように、品質測定基準に基づいてＤＦＥ又はＬＥのどちらかを実施するように構成される。
【００３４】
係数計算ユニット３３４は、適応イコライザ２３０ａによってどちらのイコライザが実施されているかによって、ＤＦＥ又はＬＥのフィルタ係数を決定する。係数計算ユニット３３４は、フィルタ係数を１つ以上の判断基準に基づいて適切な値に当てはめる１つ以上のアルゴリズムを実施する。例えば、フィルタ係数は、周知の記号（例えば、パイロット記号）とこれら記号のイコライザによる推定値の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化する判断基準に基づいて当てはめられる。一般的な２つの適応ＭＭＳＥアルゴリズムの例として、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムと帰納的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズムとがある。フィルタタップの数が同じ場合、ＲＬＳアルゴリズムを用いて更新されたイコライザは、ＬＭＳアルゴリズムを用いて更新されたイコライザより一般的に速く収束する。しかしながら、ＲＬＳアルゴリズムは実施するのがより複雑である。
【００３５】
イコライザ２３０ａのエレメントを以下にさらに詳しく説明する。
【００３６】
図４は、図３のフィードフォワードフィルタ３１０の実施形態であるフィードフォワードフィルタ３１０ａのブロック図である。この実施形態では、フィードフォワードフィルタ３１０ａは、Ｎｆ個のタップを有するＦＩＲフィルタで実現される。タップはその各々が、特定のサンプル期間のデータサンプルに対応している。Ｎｆ個のタップの内の１つは「カーソル」タップとして指定されるが、これは、現行の記号期間に対応するものとして指定されたデータサンプルに対応するタップである。カーソルタップのデータサンプルは、カーソルサンプルと呼ばれる。これで、このＮｆ個のタップはＮｆａ個のアンチカジュアルなタップと、Ｎｆｃ個のカジュアルなタップと、カーソルタップとを含む（すなわち、Ｎｆ＝Ｎｆａ＋Ｎｆｃ＋１）。アンチカジュアルタップとは、対応するデータサンプルがカーソルタップの後に（すなわちそれ以降に）到達するようなタップである。カジュアルタップとは、対応するデータサンプルがカーソルタップの前に（すなわちそれに先立って）到達するようなタップである。
【００３７】
図４に示すように、データサンプルｘ［ｍ］が、（Ｎｆ−１）個の遅延エレメント４１０ｂ〜４１０ｎに提供される。遅延エレメント４１０はその各々が１サンプル期間（Ｔｓａｍ）分の遅延となる。タップの内の１つはカーソルタップと表示される。Ｎｆａ個のアンチカジュアルタップがカーソルタップの左側に配置され、Ｎｆｃ個のタップがカーソルタップの右側に配置される。入力データサンプルｘ［ｍ］と遅延エレメント４１０ｂ〜４１０ｎからの出力とが一緒になって、Ｎｆ個のタップのデータサンプル（すなわち、ＦＩＲフィルタの内容）を表す。
【００３８】
各記号期間にわたって、Ｎｆ個のタップのデータサンプルが乗算器４１２ａ〜４１２ｎに与えられる。乗算器４１２はその各々が、ｘｉ［ｎ］と示されるそれぞれのデータサンプルを受信し、さらにそれぞれのフィルタ係数Ｆｉを受信するが、ここで、ｉはタップ指標を表し、ｉ＝Ｎｆａ，…，−１，０，１，…，Ｎｆcである。乗算器４１２はその各々が、受信したデータサンプルｘｉ［ｎ］に受信した係数Ｆｉを乗算して、対応するスケーリングされたサンプルを出力する。次に、乗算器４１２ａ〜４１２ｎからのＮｆ個のスケーリングされたサンプルが加算器４１４ｂ〜４１４ｎによって加算合計されて、その記号期間に対するフィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］を出力する。
【００３９】
このフィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］は式（１）のように表される。
【数１】
2005528854.tif 000003
【００４０】
ここで、（Ｆｉ）＊はＦｉの共役複素数を表す。式（１）に示すように、カーソルタップを指標ｉ＝０で示すと、Ｎｆｃ個のカジュアルサンプルと、Ｎｆａ個のアンチカジュアルサンプルと、カーソルサンプルとを含むＮｆ個のデータサンプルが加算合計される。通信チャネルによってＩＳＩが何も導入されない場合、フィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］を提供するのに、カーソルタップしか（すなわち、ｉ＝０）必要としない。
【００４１】
フィードフォワードフィルタが「記号間隔置き」（sample-spaced)されている場合、各遅延エレメント４１０は１つの記号期間（Ｔｓｙｍ）分の遅延となる。その場合、指標ｍとｎとの双方が記号期間を示し、ｘ［ｎ］＝ｘ［ｍ］となる。これで、ｉ番目のタップのデータサンプルは、ｘｉ［ｎ］＝ｘ［ｎ−ｉ＋Ｄ］で表されるが、ここでＤは、カーソルサンプルがフィードフォワードフィルタ内の所望のタップのところに来るように適切に選ばれた遅延の大きさである。
【００４２】
フィードフォワードフィルタが「サンプル間隔置き」である場合、各遅延エレメント４１０は１つの記号期間（Ｔｓａｍ）分の遅延となる。その場合、指標ｍはサンプル期間を示し、指標ｎは記号期間を示す。これで、ｉ番目のタップのデータサンプルは、ｘｉ［ｎ］＝ｘ［ｍ−ｉ＋Ｄ］で表されるが、ここでも、Ｄは、カーソルサンプルがフィードフォワードフィルタ内の所望のタップのところに来るように適切に選ばれた遅延の大きさである。
【００４３】
フィードフォワードフィルタ３１０ａは、フィルタがサンプル間隔置きであるか記号間隔置きであるかとは無関係に、各記号期間にわたって１つのフィルタリング済みの記号を提供する。サンプル間隔置きのフィードフォワードフィルタの場合、各データサンプルｘ［ｍ］は各記号期間でＲ個の遅延エレメント４１０分だけシフトされるが、ここでＲはサンプルレートに対する記号レートの比である。例えば、サンプルレートが記号レートの２倍であれば、各データサンプルｘ［ｍ］は、右側に遅延エレメント４１０の２個分だけ各記号期間でシフトされて、２サンプル期間毎に１つのフィルタリング済み記号ｙ＾Ｆ［ｎ］が導き出される。
【００４４】
図５は、図３のフィードバックフィルタ３２０の一実施形態であるフィードバックフィルタ３２０ａのブロック図である。この実施形態では、フィードバックフィルタ３２０ａは、Ｎｂ個のタップを有するＦＩＲフィルタで実現されている。フィードバックフィルタ３２０ａは、前に検出された記号ｙ〜［n−１］からｙ〜［ｎ−Ｎｂ］で動作して、現行の記号期間にわたって歪み推定値ｙ＾Ｂ［ｎ］を提供する。
【００４５】
図５に示すように、検出された記号ｙ〜［ｎ］はＮｂ個の遅延エレメント５１０ａ〜５１０ｍに提供される。遅延エレメント５１０はその各々が、１つの記号期間（Ｔｓｙｍ）分の遅延となる。各記号期間にわたって、遅延エレメント５１０ａ〜５１０ｍ（Ｎｂ個のタップに対する検出された記号を表す）の出力が、それぞれ乗算器５１２ａ〜５１２ｍに提供される。各乗算器５１２は、ｙ〜［ｎ−ｋ］として表されるそれぞれの検出済み記号を受信し、さらに、それぞれの係数Ｂｋを受信するが、ここでｋはタップ指標を表し、ｋ＝１，２，…，Ｎｂである。各乗算器５１２は、受信された記号ｙ〜［ｎ−ｋ］に受信した係数Ｂｋを乗算して、対応するスケーリングされた記号を出力する。次に、乗算器５１２ａ〜５１２ｍからのＮｂ個のスケーリングされた記号は加算器５１４ｂ〜５１４ｍによって加算合計されて、その記号期間にわたって歪み推定値ｙ〜Ｂ［ｎ］を出力する。
【００４６】
歪み推定値ｙ〜Ｂ［ｎ］は式（２）のように表される。
【数２】
2005528854.tif 000004
【００４７】
一般に、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとはその各々が任意の数のタップで実現される。タップの数が多いほど、これらのフィルタは、受信された信号中の周波数歪みをより良好に補正することが可能であり、また、より大きい時間オフセットを有する多経路を処理することが可能となる。しかしながら、タップが多くなると、そのタップに応用される複雑さや、計算量や、場合によっては収束時間も増加する。従って、タップの数は設計上の選択であり、例えば、経費、性能、複雑さなどの多くの要因に基づいて選択される。
【００４８】
各記号期間にわたって、サマー３１２はフィルタリングされた記号ｙ＾Ｆ［ｎ］と歪み推定値ｙ＾Ｂ［ｎ］とを受信して加算合計して、その記号期間にわたって等化された記号ｙ〜［ｎ］を出力する。この等化された記号ｙ〜［ｎ］は式（３）のように表される、
【数３】
2005528854.tif 000005
【００４９】
サマー３１２は、この等化された記号をスライサ３１４に提供し、すると、このスライサは各等化された記号をスライスして、対応する検出済み記号を出力する。各等化された記号は送信機システムから送信された変調記号の推定値であり、スライサ３１４は等化された記号を、送信機システムで用いられたのと同じ信号コンステレーションに基づいてスライスして、変調記号を導き出す。Ｍ進法(M-ary)の変調方式の信号コンステレーションには、２Ｍ個の信号点が含まれる。信号点はその各々が、Ｍビットの値と関連付けされて、そのＭビットの値に対して送信される変調記号に対応している。この送信された変調信号はチャネル雑音のために劣化し、ＩＳＩと他の現象によってさらに歪む。受信機システムでは、この送信された記号に対する受信された記号は（等化された後では）、信号コンステレーション中の同じ点にある可能性は低い。等化された記号の各々に対して、スライサ３１４は一般的に、等化された記号を信号コンステレーション上の特定の位置にマッピングし、次に、この等化された記号の位置に最も近いこの信号コンステレーション上の信号点に対応する変調記号を出力する。この変調記号は、等化された記号に対する検出済みの記号を表す。
【００５０】
等化された記号ｙ＾［ｎ］は、一般に、同相の成分と直交成分とを有する複素数記号であるため、スライサ３１４は各成分を個別にスライスする。これで、検出された記号ｙ〜［ｎ］は、スライスされた同相の成分と直交成分とを備える。
【００５１】
図３を再度参照すると、適応化ユニット３３０は、破線で示すように、等化された記号ｙ＾［ｎ］と、場合によっては、検出済み記号ｙ〜［ｎ］とを受信する。次に、適応化ユニット３３０は、フィードフォワードフィルタ３１０とフィードバックフィルタ３２０の係数を、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、正規化最小平均二乗（ＮＬＭＳ）アルゴリズム、帰納的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズム、直接マトリックス反転（ＤＭＩ）アルゴリズム又は他の何らかの適用アルゴリズムなどの特定の適用アルゴリズムに基づいて導き出して更新する。ＬＭＳ、ＮＬＭＳ、ＲＬＳ及びＤＭＩのアルゴリズムはその各々が（直接的又は間接的に）、等化された記号ｙ＾［ｎ］と期待される記号ｙ［ｎ］間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化しようとするものである。
【００５２】
この記号誤差ｅ［ｎ］は式（４）のように表される。
【数４】
2005528854.tif 000006
【００５３】
また、平均二乗誤差は式（５）のように表される。
【数５】
2005528854.tif 000007
【００５４】
ここで、Ｅ｛α｝はαの期待値である。
【００５５】
多くの通信システムでは、受信機にとって周知であるパイロット記号は、フレームの一部の期間中で送信され、受信機において係数の適応化が可能となる。この係数の適応化を、パイロット記号が送信されている期間に実行されると、このパイロット記号は期待される記号となる。これに加えて又はこの代わりに、この適用化は、データが送信されている期間で実行される。この場合、記号誤差はｅ［ｎ］＝ｙ〜［ｎ］−ｙ＾［ｎ］として導き出されるが、ここで、検出された記号を期待される記号として用いる。
【００５６】
ＦＩＲフィルタの係数をＬＭＳ、ＲＬＳ、ＤＭＩといったアルゴリズムに基づいて導出する方法を以下に説明する。以下の導出の場合、Ｒ−［ｎ］｛なお、記号「−」はＲの下部に付されているが、明細書の作成上前記のように下付きの形で記載しており、以下同様であり、他の記号についても同様である。｝はＦＩＲフィルタの内容（すなわち、ＦＩＲフィルタの全てのタップのサンプル又は記号）を示し、Ｈ−［ｎ］はＦＩＲフィルタの係数のベクトルを示し、ｅ［ｎ］はフィルタ出力と期待値との間の誤差を示すが、これらは全て、ｎ番目の記号期間で与えられるものである。
【００５７】
ＬＭＳアルゴリズムの場合、次の記号期間（ｎ＋１）の更新済み係数は式（６）のように計算される。
【数６】
2005528854.tif 000008
【００５８】
ここで、Δは単位のないステップサイズパラメータである。ＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータは、適用化速度と調整の失敗による誤差（過剰ＭＳＥとも呼ばれる）との間のトレードオフを制御する。ステップサイズの設定が大きすぎると、このアルゴリズムは収束しない。その逆に、ステップサイズの設定が小さすぎると、このアルゴリズムの収束は遅すぎる。
【００５９】
このステップサイズは静的に又は動的に調整される。例えば、ステップサイズは、誤差の大きい適用の早期の段階では大きい値に設定され、その後で、誤差の小さい適用の後期の段階では小さい値に設定される。同じステップサイズを全ての係数に対して用いる。代替例では、係数が異なれば、用いられるステップサイズも異なる。例えば、カーソルタップの係数は一般に大きく、従って、この係数に対しては大きいステップサイズが用いられ、一方、残余のタップの係数は小さく、従って、この係数に対しては小さいステップサイズが用いられる。
【００６０】
ＲＬＳアルゴリズムの場合、次の記号期間の更新済み係数は式（７）のように計算される。
【数７】
2005528854.tif 000009
【００６１】
ここで、λはメモリの重み付け係数（一般的に、０．９５＜λ≦１．０）であり、Ｒ−Ｈ［ｎ］は、Ｒ−［ｎ］のエルミット転置（すなわち、共役複素数と転置）であり、Ｋ−［ｎ］は利得ベクトルであり、Ｊ＝［ｎ］｛なお、記号「＝」はＪの下部に付されているが、明細書の作成上前記のように下付きの形で記載しており、以下同様であり、他の記号についても同様である。｝は逆相関マトリックスであり、Ｉ＝は単位行列（すなわち、対角線上が１であとはすべてゼロ）である。
【００６２】
初期においては、Ｊ＝［ｎ］はＪ＝［ｎ］＝δＩ＝に設定されるが、ここでδは正の小さい数値（例えば、δ＝０．００１）である。
【００６３】
ＤＭＩアルゴリズムの場合、次の記号期間の更新済み係数はＮ個のサンプルと共に式（８）のように計算される。
【数８】
2005528854.tif 000010
【００６４】
ここで、Ｒ＝［ｎ］は、ＦＩＲフィルタの内容の自己相関マトリックスの推定値であり、Ｒ−［ｎ］とＧ−［ｎ］とは、フィルタの内容と期待される出力ｙ［ｎ］との相互相関ベクトルである。これらの推定値Ｒ−［ｎ］とＧ−［ｎ］とは、複数の（場合によっては、互いに別個の）時間間隔にわたるサンプルに基づいて計算される。式（８）中のＲ＝［ｎ］のマトリックスは必要に応じて逆転される。
【００６５】
ＬＭＳ、ＮＬＭＳ、ＲＬＳ、ＤＭＩ及び他の適用アルゴリズムは、１９９６年のＰｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌの「適用フィルタ理論（Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｂｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ）」という題名の本の第３版中にＳｉｍｏｎ  Ｈａｙｋｉｎによって、また、１９８６年、ニュージャージー州、Ｅａｇｌｅｗｏｏｄ  ＣｌｉｆｆｓのＰｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ社の「適応信号処理（Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」という題名の本中でＢ．ＷｉｄｒｏｗとＳ．Ｄ．Ｓｔｅｒｎｓによって、さらに詳しく説明されている。これらの本の関連する部分は参照してここに組み込まれる。
【００６６】
ある特定の実施形態では、フィードフォワードフィルタ３１０とフィードバックフィルタ３２０との係数は、ＬＭＳアルゴリズムに基づいて更新される。ＬＭＳ適用動作の場合、フィードフォワードフィルタの更新済み係数は式（９）のように表される。
【数９】
2005528854.tif 000011
【００６７】
また、フィードバックフィルタの更新済み係数は式（１０）のように表される。
【数１０】
2005528854.tif 000012
【００６８】
式（９）と式（１０）に示すように、同じ記号誤差ｅ［ｎ］と同じステップサイズΔとを用いて、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタの双方を更新する。この記号誤差ｅ［ｎ］は周知の記号（例えば、パイロット記号）に基づいて導き出されると、式（４）に示すようにｅ［ｎ］＝ｙ［ｎ］−ｙ＾［ｎ］となり、検出された記号に基づいて導き出されると、ｅ［ｎ］＝ｙ〜［ｎ］−ｙ＾［ｎ］となる。フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタに対して、互いに異なったステップサイズが用いられることもある。
【００６９】
ＤＦＥは、ある種の動作条件下では性能を改善することが可能である。特に、ＤＦＥのフィードバックフィルタは、歪み推定値を導き出すために用いられる記号が正確である場合に雑音を高めることなくカーソル後のＩＳＩを除去することが可能である。カーソル後ＩＳＩとは、カーソル記号の後で受信された記号中のＩＳＩ歪みのことである。フィードバックフィルタ中に与えられている検出済みの記号が信頼できる場合、ＤＦＥは一般にＬＥより性能が高い。
【００７０】
しかしながら、未符号化の記号のエラーレートが高いと、ＤＦＥの性能は、誤差が伝播するため被害を受ける。特に、フィードバックフィルタ中に与えられている検出済みの記号のエラーレートが高い場合、歪みの推定値は、その間違った記号のため不正確である。歪み推定値の誤差はそれ自身が、さらなる歪みとして作用し、一般的に、後続の検出済み記号に誤差が発生する確率が増す。
【００７１】
符号化された通信システムの場合、検出された記号はさらに処理され（例えば、逆インターリーブされ、また、復号化され）、復号化済みデータとなる。この復号化されたデータは次に、再エンコーディングされ、また、再変調されて、再変調済み記号となる。上記の検出された記号と同様に、再変調された記号もまた送信された記号の推定値であるが、一般には、誤り訂正符号のため記号のエラーレートが低い。この再変調された記号は、次に、検出された記号の代わりにフィードバックフィルタに提供される。しかしながら、これらの記号を復号化し、再エンコーディングし、再変調するための追加の遅延は、一般的に過剰過ぎて、フィードバックフィルタに提供されたこれらの記号は、一般的に、（未符号化の）検出済み記号である。
【００７２】
ここでは、イコライザ出力の品質測定基準を決定し、この品質測定基準に基づいてＤＦＥを用いるかＬＥを用いるかを選択し、この選択されたイコライザのフィルタ計数を迅速に、そして、効率的に決定する技法が提供される。このような技法を用いて、品質測定基準が十分高い（例えば、検出された記号のエラーレートが十分低い）場合には、受信された信号を等化するために、ＤＦＥを選択し、品質測定基準が低い場合にはＬＥを選択すると有利である。
【００７３】
図６は、イコライザ出力の品質測定基準に基づいてＤＦＥかＬＥを選択して用いるプロセス６００の一実施形態のフロー図である。この実施形態の場合、適応イコライザは、ＤＦＥかＬＥかを所与の時点で実施することが可能である。再度図３を参照すると、適応イコライザ２３０ａは、フィードフォワードフィルタ３１０とフィードバックフィルタ３２０との双方をイネーブルすることによってＤＦＥを実施することが可能であり、また、フィードフォワードフィルタをイネーブルし、フィードバックフィルタをディスエーブルすることによってＬＥを実施することが可能である。
【００７４】
図６の実施形態では、ＤＦＥが最初に選択され、ＤＦＥの係数が、フィードフォワードフィルタのパラメータＮｆａ及びＮｆｃ並びにフィードバックフィルタのＮｂで適応される（ステップ６１２）。これらの係数は、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、また、式（９）と（１０）とに示すように適応される。
【００７５】
特定の時間量が経過したら、ＤＦＥ出力の品質測定基準を決定する。一実施形態では、この品質測定基準は等化された記号のＳＩＮＲに関連する。ＳＩＮＲを推定する（ステップ６１４）ために、等化された記号と期待される記号との間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）が最初に、式（１１）のように計算される。
【数１１】
2005528854.tif 000013
【００７６】
ここで、Ｌは、ＭＳＥを出力するために誤差が累積される記号の数である。これらの記号が受信機のところで周知でない場合、等化された記号と検出された記号との間の平均二乗誤差もまた、次のように決定される。
【数１２】
2005528854.tif 000014
【００７７】
一般的には、平均二乗誤差は、十分な数の記号で平均値を取り、これで、ＭＳＥ値に所望の信頼性レベルを得る。代替の実施形態では、ＭＳＥもまた、ｙ（ｎ）−ｙ＾（ｎ）の平均値（例えば、線形平均、指数平均など）の任意の適切な尺度である。
【００７８】
変調記号（すなわち、信号コンステレーション中の記号）の分散σ２ｙもまた式（１２）のように計算される。
【数１３】
2005528854.tif 000015
【００７９】
次に、等化された記号のＳＩＮＲが、この等化された記号の分散と平均二乗誤差とに基づいて、式（１３）のように決定される。
【数１４】
2005528854.tif 000016
【００８０】
このＳＩＮＲは図３のＳＩＮＲ推定器３３２によって決定される。
【００８１】
ＤＦＥ出力のＳＩＮＲは、特定の時間量が経過した後で決定される。この経過時間は初期訓練期間と呼ばれ、これは、イコライザ係数を適応するために利用可能な全訓練期間の一部である。
【００８２】
初期訓練期間中でのＤＦＥ出力のＳＩＮＲを用いて、フレームのデータ部分におけるＤＦＥ出力のＳＩＮＲを予測する。この予測されたＳＩＮＲは、通信チャネルが訓練期間とデータ部分との間でかなり変化することがなければ正確である。訓練期間中に用いられる信号コンステレーションは、データ部分で用いられる信号コンステレーションと同じであったり同じでなかったりする。これらのコンステレーションが互いに異なる場合、予測されたＳＩＮＲを調整してその差を補償する。ＳＩＮＲをどの程度調整するかは、コンピュータシミュレーション、実験の測定結果又は他の手段によって決定される。
【００８３】
一実施形態では、フレームのデータ部分の予測されたＳＩＮＲが、次に、データ部分中に期待されるスライサのエラーレート（ＳＬＥＲ）にマッピングされる（ステップ６１６）。このＳＬＥＲによって、ＤＦＥ中でのエラー伝播を補償する。このマッピングは、ＳＬＥＲ対ＳＩＮＲの表に基づいて達成される。信号コンステレーションの各々に対して、この表は、コンピュータシミュレーション、実験の測定結果又は他の手段に基づいて導き出される。
【００８４】
次に、データ部分がＳＬＥＲの閾値未満であるときに、検出済みの記号のＳＬＥＲの予測値がフィードバックフィルタに提供されるかどうかを判定する（ステップ６１８）。ＤＦＥにエラー伝播があるので、ＤＦＥは、ＳＬＥＲ予測値が十分低い場合にしか選択されて用いられることはないが、それは、エラー伝播がこの場合無視されるからである。未満でない場合、ＳＬＥＲ予測値が高ければＬＥが選択されて用いられる。ＳＬＥＲの閾値は、適応イコライザが用いられる通信システムの様々なパラメータに基づいて選択される。このようなパラメータには、例えば、データパケットの長さ、フィルタのサイズ、記号を導き出すために用いられる信号コンステレーションなどがある。ＳＬＥＲの閾値は、コンピュータシミュレーション、実験の測定結果又は他の手段に基づいて決定される。ＳＬＥＲの閾値を控えめな（すなわち、小さい）値にすると、ＤＦＥよりＬＥの方を用いることが推奨される。
【００８５】
ステップ６１８の判定でＳＬＥＲの予測値がＳＬＥＲの閾値未満であれば、フレームのデータ部分ではＤＦＥが選択されて用いられる（ステップ６２０）。次に、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数が、訓練期間の残りの部分に対しても引き続き適応され、これらの係数をさらに改善する（ステップ６２４）。ＤＦＥ係数の適応は、訓練期間の終了時又はＤＦＥがデータ部分中でデータサンプルを等化するために用いられる場合に中止される。代替例では、ＤＦＥ係数の適応は、たとえデータ部分中にデータサンプルを等化するためにＤＦＥを用いる場合でも、周知の記号の代わりに検出された記号を用いて継続される。どちらの場合も、データ部分中には、ＤＦＥを用いて、データサンプルを等化させる（ステップ６２６）。
【００８６】
代替例では、ステップ６１８に戻って、ＳＬＥＲの予測値がＳＬＥＲの閾値以上であれば、ＬＥが選択されてフレームのデータ部分中に用いられる（ステップ６３０）。図３に示すイコライザ構造の場合、ＬＥはフィードバックフィルタ３２０をディスエーブルすることによって実施される。これは、フィードバックフィルタの係数をゼロに設定する（すなわち、全てのｋに対してＢｋ＝０．０）ことによって、又はフィードバックフィルタ長をゼロに設定する（すなわち、Ｎｂ＝０）ことによって達成される。一実施形態では、次に、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタとの係数を用いて、ＬＥのＦＩＲフィルタの係数の初期値を導き出す（ステップ６３２）。ＬＥの初期係数のこの導出を以下にさらに詳述する。別の実施形態では、ＬＥの係数は、フィードフォワードフィルタの係数だけに基づいて導き出される。ＬＥのＦＩＲフィルタの長さもまた、良い性能となるように選択される。次に、訓練期間の残余を用いて、（ＤＦＥ係数ではなく）ＬＥ係数を適応させる（ステップ６３４）。また、ＬＥ係数の適応化は、（１）訓練期間の終了時もしくはＬＥを用いて、データ部分でデータサンプルを等化させる場合は停止する、又は（２）ＬＥを用いる場合でも継続する。どちらの場合も、ＬＥを用いて、データ部分でデータサンプルを等化させる（ステップ６３６）。
【００８７】
図６に関する上記の説明で、ＳＬＥＲの予測値を用いて、データ部分でＤＦＥ又はＬＥを選択する。他の品質測定基準もまたイコライザを選択するのに用いられるが、これは、本発明の範囲内である。例えば、ＳＩＮＲの推定値をＳＩＮＲの閾値と比較して、イコライザを選択するために用いる。別の例として、等化された記号と検出された記号との間の平均二乗誤差（すなわち、
【数１５】
2005528854.tif 000017
【００８８】
）又は、等化された記号とパイロット記号などの周知の記号との間の平均二乗誤差（すなわち、
【数１６】
2005528854.tif 000018
【００８９】
）を平均二乗誤差の閾値と比較して、イコライザを選択するために用いる。
【００９０】
上記の説明では、任意の時点でＤＦＥかＬＥかを実施することが可能な適応イコライザを用いて、ＤＦＥを初期に実施する。次に、ＤＦＥ出力の品質を初期訓練期間の終了時に決定して、閾値と比較する。代替例では、ＤＦＥとＬＥとの双方を並行して実施する能力を持つ適応イコライザを設計する。この設計のため、ＤＦＥとＬＥの双方を初期訓練期間中に適応する。次に、ＤＦＥとＬＥの双方の品質測定基準を、この訓練期間の終了時に決定し、次に、より良好な品質測定基準を持つイコライザを選択して用いる。
【００９１】
ある態様では、ＬＥのＦＩＲフィルタの係数を、初期に、ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタの係数に基づいて導き出す（又は近似させる）。訓練期間全体は一般的に有限の持続時間を持ち、また、この訓練期間の一部はＤＦＥを初期に適応させるために用いられるため、ＬＥ係数を適応させるためには、短い時間時間間隔しか利用可能ではない。短い訓練期間で、ＬＥ係数の初期値から成る集合を正しく選択すると、訓練期間の終了時においてこれらの係数の品質がかなり改善される。
【００９２】
図７は、スライサを含まないＤＦＥ７００の簡略化されたモデルのブロック図である。このＤＦＥモデルは、フィードフォワードフィルタ７１０と、フィードバックフィルタ７２０と、サマー７１２とを含んでいる。
【００９３】
このＤＦＥモデルの場合、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタはその各々が、記号間隔置きＦＩＲフィルタで実現される。フィードフォワードフィルタ７１０は、Ｆ（ｚ）というｚドメインのフィルタ応答を有し、現行と先行する入力サンプルＸ（ｚ）に基づいて動作し、フィードバックフィルタ７２０は、Ｂ（ｚ）というｚドメインのフィルタ応答を有し、先行する等化されたサンプルＹ（ｚ）に基づいて動作する。フィードバックフィルタのフィルタ応答は次の式（１４）ように表される。
【００９４】
Ｂ（ｚ）＝Ｂ１ｚ-１＋Ｂ２ｚ-２＋…＋ＢＮｂｚ−Ｎｂ    …式（１４）
ここで、ｚ−ｋは記号期間ｋ個分の遅延を示し、Ｂｋはｋ番目のフィルタタップの係数である。
【００９５】
ＤＦＥ７００からの等化されたサンプルＹ（ｚ）は次のように表される。
【００９６】
Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）Ｆ（ｚ）＋Ｙ（ｚ）Ｂ（ｚ）    …式（１５）
式（１５）の項目を再配列させると、等化されたサンプルは式（１６）のように表される。
【数１７】
2005528854.tif 000019
【００９７】
ＬＥからの等化されたサンプルは次のように表される。
【００９８】
Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）Ｌ（ｚ）        …式（１７）
ここで、Ｌ（ｚ）はＬＥのＦＩＲフィルタのフィルタ応答である。
【００９９】
このように、ＬＥのフィルタ応答が、式（１８）に示すように、式（１６）と（１７）を組み合わせることによって、ＤＦＥのフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタのフィルタ応答から導き出される。
【数１８】
2005528854.tif 000020
【０１００】
式（１８）は、ＬＥの係数を導き出す様々な方法によって解かれる。式（１８）を効率的に近似させることが可能な一実施形態では、Ｎｂ個のフィードバックフィルタ係数の内の最初のＮｍ個の係数（Ｎｍ≦Ｎｂ）を用いて、べき級数Ｍ（ｚ）を式（１９）のように形成する。
【数１９】
2005528854.tif 000021
【０１０１】
Ｍ（ｚ）が有する項目の数は有限ではないため、べき級数Ｍ（Ｚ）の項目ＮＤ以降を切り捨てることによって、切り捨てられたべき級数Ｍ＾（ｚ）を形成する。この切り捨てられたべき級数Ｍ＾（ｚ）は式（２０）のように表される。
【数２０】
2005528854.tif 000022
【０１０２】
次に、ＬＥ係数の初期値を式（２１）のように導き出す。
【数２１】
2005528854.tif 000023
【０１０３】
一般的に、ＮｍとＮｄは固定値であり、この場合、Ｍ＾（ｚ）の計算は、Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＮｍの固定関数である。具体的な例として、Ｎｍ＝２とすると、最初の２つのフィードバックフィルタタップの係数が考慮される。Ｎｄ＝３とすると、べき級数Ｍ＾（ｚ）の第３番目の項目以降が切り捨てられる。次に、長除法を用いて、この例の切り捨てられたべき級数Ｍ＾（ｚ）を式（２２）にように表す。
【数２２】
2005528854.tif 000024
【０１０４】
式（２１）に示すように、ＬＥの初期フィルタ応答Ｌ＾（ｚ）を、フィードフォワードフィルタのフィルタ応答Ｆ（ｚ）を切り捨てられたべき級数Ｍ＾（ｚ）で乗算することによって導き出されるため、ＬＥフィルタ応答の長さは、フィードフォワードフィルタ応答の長さと切り捨てられたべき級数の長さとの和に等しい（すなわち、Ｎｌｅ＝Ｎｆ＋Ｎｄ）。図３に示す適応フィルタアーキテクチャの場合、ＬＥのＦＩＲフィルタは、フィードフォワードフィルタ３１０を用いて実現される。
【０１０５】
このべき級数のＮｄ個の項目は、フィードバックフィルタの効果を近似するように選択されているため、フィードフォワードフィルタは、Ｎｆから（Ｎｆ＋Ｎｄ）個のタップの内のＮｄ個のタップで形成されている。そのうえ、フィードバックフィルタはカーソル後ＩＳＩ（すなわち、カーソルサンプル後のＩＳＩ歪み）を除去するので、フィードフォワードフィルタは、カジュアル方向で形成される。これは、Ｎｆａとカーソルタップの位置を固定したものとして維持することと、Ｎｄ個の遅延エレメントをフィードフォワードフィルタ中の最後の遅延エレメントの後に付け加えてＮｆｃをＮｆｃ＋Ｎｄにまで増加させることによって達成される。代替例では、Ｌ＾（ｚ）のタップを十分な数だけカジュアル方向、アンチカジュアル方向又はその双方の方向で切り捨てることによって（Ｎｆｃ＋Ｎｄ）個未満のタップを持つＬＥのＦＩＲフィルタを実現する。
【０１０６】
代替の実施形態では、ＬＥの係数は、フィードフォワードフィルタの係数にだけ基づいて導かれる。例えば、フィードフォワードフィルタ係数を、上記の計算を実行することなく、ＬＥ係数に対して直接的に用いる。
【０１０７】
図６に示すような、特定のイコライザを選択して用い、また、フィルタ係数を選択されたイコライザに対して適応させるプロセスを、必要な回数だけ実行する。一実施形態では、このプロセスは、パイロット記号が送信される期間に対応する各訓練期間にわたって実行される。別の実施形態では、このプロセスは、イコライザ出力のＳＩＮＲがイコライザを再評価するに十分値する量だけ変化したときにはいつでも実行される。さらに別の実施形態では、このプロセスは、規則的な時間間隔で周期的に実行される。さらに別の実施形態では、このプロセスは、定義されている事象（例えば、動作状態の変化）が１つ以上発生するとそれが契機となって、指示されるといつでも実行される。これら全ての実施形態の場合、初期ＬＥフィルタ係数の導出は、式（２１）に示すように、このプロセスが実行される毎に、そして、ＬＥが選択されて使用された場合にだけ、一回発生する。
【０１０８】
簡便のため、図７に示し、上に説明したＤＦＥモデルでは、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタは双方とも記号間隔置きであると仮定した。初期ＬＥフィルタ係数を導出する技法もまた、フィードフォワードフィルタがフィードバックフィルタに対して少し間隔を置いている場合に適用される。例えば、フィードフォワードフィルタのタップは記号の半分の間隔毎に位置し、フィードバック
フィルタのタップは記号の間隔毎に位置している（すなわち、Ｔｓａｍ＝Ｔｓｙｍ／２）。この場合、フィードバックフィルタの係数が成す集合が、フィードフォワードフィルタのそれと同じサンプルレートを持つかどうか判定する。この集合は、記号タイミングでフィードバックフィルタの係数を含んでいる。この集合中の残余の係数は、（１）ゼロに設定される（すなわち、ゼロで充填される）、（２）他の係数を内挿することによって導き出される、又は（３）他の任意の手段で導き出される。
【０１０９】
イコライザ（例えば、ＤＦＥ又はＬＥ）は、周波数選択フェーディングによるＩＳＩを効果的に減少させることが可能である。ＭＭＳＥイコライザの場合、これは、出力に付加されている雑音と残留ＩＳＩ歪みとを含む全体的な雑音を最小化しようとしながら、通信チャネルの周波数応答のほぼ逆であるフィルタ応答を提供することによって達成される。
【０１１０】
ここに記載する等化技法は、様々な無線通信システムに用いられる。例えば、このような技法は、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ及びＦＤＭＡの通信システムに用いられる。このような技法はまた、ＩＥＥＥ基準８０２．１１ｂに適合するような無線ＬＡＮ通信システムで用いられる。
【０１１１】
ここに記載する等化技法は、様々な手段で実施される。例えば、これらの技法は、ハードウエア、ソフトウエア又はこれらの組み合わせで実施される。ハードウエアで実施する場合、これらの技法のうちのどれか１つ又はこの組み合わせを実施するために用いられるエレメント（例えば、ＦＩＲフィルタ、適応化ユニットなど）は、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラム可能な論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラミングゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、本書に記載する機能を実行するように設計されている他の電子ユニット又はこれらの組み合わせ内で実現される。
【０１１２】
ソフトウエアで実施する場合、等化技法は、ここに記載するような機能を実行するモジュール（例えば、手順、機能など）で実施される。ソフトウエアコードはメモリユニット（例えば、図１と図３のメモリ１６２）に記憶され、プロセッサ（例えば、コントローラ１６０）によって実行される。このメモリユニットは、プロセッサの内部又は外部で実現されるが、この場合、技術上周知なように、様々な手段を介してプロセッサに通信可能に結合することが可能である。
【０１１３】
開示の実施形態の上記の説明は、当業者なら誰でも、本発明を実施又は利用できるようにするためである。これらの実施形態に対しては様々な修正が当業者には容易に明らかであろうし、また、ここに定義する一般的原理は、本発明の精神又は範囲から逸脱することなく他の実施形態に応用される。従って、本発明は、ここに示す実施形態を制限する意図はなく、ここに開示する原理と新規の特徴と適合する最も広い範囲を許容されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】無線通信システム中での送信機システムと受信機システムのブロック図である。
【図２】受信機システムの一実施形態のブロック図である。
【図３】ＤＦＥ又はＬＥを実施することが可能な適応イコライザのブロック図である。
【図４】ＤＦＥ用のフィードフォワードフィルタのブロック図である。
【図５】ＤＦＥ用のフィードバックフィルタのブロック図である。
【図６】ＤＦＥかＬＥかを選択して用いるプロセスの一実施形態のフロー図である。
【図７】ＤＦＥの簡略化されたモデルのブロック図である。
【符号の説明】
【０１１５】
１００…無線通信システム、１１０…送信機システム、１５０…受信機システム、１１２…データソース、１１４…送信（ＴＸ）データプロセッサ、１１８，１５２…アンテナ、１５４…受信機、１５６…受信機（ＲＸ）データプロセッサ、１５８…データシンク、１６０…コントローラ、１６２…メモリユニット、１５０ａ…受信機システム、１５４ａ…受信機ユニット、１５６ａ…ＲＸデータプロセッサ、２１２…増幅器、２１４…受信（ＲＸ）フィルタ、２１６…周波数ダウンコンバータ、２１８…アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）、２２０…ディジタルプリプロセッサ、２３０…イコライザ、２３２…復調器／デコーダ、２３０ａ…適応イコライザ、３０８…フィルタユニット、３１０…フィードフォワードフィルタ、３１２…サマー、３１４…スライサ、３２０…フィードバックフィルタ、３３０…適応化ユニット、３３２…信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）推定器、３３４…係数計算ユニット、４１２，５１２…乗算器、４１４，５１４…加算器、４１０，５１０…遅延エレメント、６００…プロセス、７００…ＤＦＥ、７１０…フィードフォワードフィルタ、７２０…フィードバックフィルタ
【図１】
2005528854.tif 000025
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005528854.tif 000029
【図６】
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【図７】
2005528854.tif 000031
【国際調査報告】
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