(57)【要約】送信／受信の概念において、０．５以上の符号レートをもつ冗長性付加符号器が、空間的に異なる位置に配置された２つの異なる送信機に対する２つのデータストリームを取得するために使用される。両方の送信機は、同じ周波数帯で送信を行う。受信機では、受信信号が第１送信機に同期する第１サンプラ（４０ａ）によってサンプリングされ、第２送信機に同期する第２サンプラ（４０ｂ）によって出力され、第１及び第２受信信号を取得する。この第１及び第２受信信号は、トレリス型復号器（５４）に供給され、符号ユニットの復号化された第１（５６ａ）及び第２（５６ｂ）の受信サブグループを取得し、これらの受信サブグループは、計算手段（５８）に再び供給されて干渉信号が計算される。該干渉信号は、次に、干渉低減（６０）のために対応する受信信号に結合される。繰返しの概念によって、同じ周波数帯で送信を行っている空間的に分離した２つの送信機によって生成された受信信号のための干渉低減を可能にする。この受信機の概念により、高速での収束が可能になり、２つの送信機が送信を同じ周波数帯で行うことが可能になり、その結果、第１及び第２送信機が異なる周波数で送信を行う従来の送信機の概念と比較して、必要とする帯域幅を半分に低減することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の情報ユニットを有する情報語を提供する手段（１０）と、
冗長性付加符号器（１２）であって、上記情報語から上記複数の情報ユニットの２倍以上である複数の符号ユニットを生成し、上記複数の符号ユニットを符号ユニットの２つのサブグループ（１４ａ,１４ｂ）に分割する冗長性付加符号器（１２）と、
上記符号ユニットの第１サブグループを用いて第１送信信号を生成する第１送信機（１６ａ）と、
上記符号ユニットの第２サブグループを用いて第２送信信号を生成する第２送信機（１６ｂ）とを備える送信装置において、
上記第１送信機は第１空間位置に配置されると共に、上記第２送信機は上記第１空間位置と異なる第２空間位置に配置され、
上記第１送信機（１６ａ）はある周波数帯で第１送信信号を生成する手段として設けられると共に、上記第２送信機（１６ｂ）は同じ周波数帯で第２送信信号を生成する手段として設けられ、
上記第１送信機または第２送信機は、ある置換規則に従って符号ユニットのサブグループを置換するインターリーバ（２０ａ）を備えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
上記第１送信機（１６ａ）は、第１置換規則に従って上記符号ユニットの第１サブグループを置換する第１インターリーバ（２０ａ）を備え、
上記第２送信機（１６ｂ）は、第２置換規則に従って上記符号ユニットの第２サブグループを置換する第２インターリーバ（２０ｂ）を備え、
上記第１置換規則と第２置換規則とは互いに異なる、請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
上記第１送信機（１６ａ）は、２つ以上の符号ユニットから送信信号を生成する手段として設けられた第１振幅及び／又は位相シフト変調器(phase-shift keying modulator)（２２ａ）を備え、
上記第２送信機（１６ｂ）は、２つ以上の符号ユニットから送信信号を生成する手段として設けられた第２振幅及び／又は位相シフト変調器（２２ｂ）を備える、請求項１又は２に記載の送信装置。
【請求項４】
上記第１位相シフト変調器および第２位相シフト変調器（２２ａ，２２ｂ）はＱＰＳＫマッパを備え、このＱＰＳＫマッパは好ましくはグレイコードマッパとして設けられ、
第１符号ビットがＱＰＳＫシンボルの実数部を示し、第２符号ビットがＱＰＳＫシンボルの虚数部を示す、請求項３に記載の送信装置。
【請求項５】
上記冗長性付加符号器は１／４の符号レートを有する、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項６】
上記冗長性付加符号器（１２）は６つの連続した情報ユニットのためのメモリを備える、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項７】
上記冗長性付加符号器は、８進表示において、次の生成多項式ｇ1，ｇ2，ｇ3，ｇ4を備え、
ｇ1＝１３５8、ｇ1＝１４７8、ｇ3＝１３５8、ｇ4＝１６３8、
上記生成多項式ｇ1とｇ2とは、上記符号ユニットの第１サブグループを生成するのに用いられることができ、
上記生成多項式ｇ3及びｇ4は、上記符号ユニットの第２サブグループ（１４ｂ）を生成するのに用いられることができる、請求項６に記載の送信装置。
【請求項８】
上記冗長性付加符号器（１２）は、複数のνビットのためのνビット大メモリを備え、
上記情報ユニットは、バイナリ情報ビットであり、
上記符号器（１２）は、上記複数の情報ビットに、上記複数のνビットに等しい数の充填ビットを付加する手段として設けられており、上記複数の情報ユニットからの且つ当該情報ユニットに加えての情報語は、上記充填ビットによって形成される、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項９】
上記第１送信機と第２送信機とは、２つの人工衛星である、請求項１乃至８のいずれか１項に記載の送信装置。
【請求項１０】
上記２つの人工衛星は異なる対地球静止位置にある、請求項９に記載の送信装置。
【請求項１１】
複数の情報ユニットをもつ情報語を提供するステップ（１０）と、
上記情報語から上記複数の情報ユニットの２倍以上である複数の符号ユニットを生成（１２）し、上記複数の符号ユニットを冗長性付加符号化アルゴリズムを用いて符号ユニットの２つのサブグループ（１４ａ，１４ｂ）に分割するステップと、
第１送信信号を生成する（１６ａ）と共に、第１空間位置から上記第１送信信号を送信するステップと、
第２送信信号を生成する（１６ｂ）と共に、上記第１空間位置とは異なる第２空間位置から上記第２送信信号を送信するステップと、を備える送信方法において、
上記第１送信信号は第１周波数帯を含み、上記第２送信信号は第２周波数帯を含み、かつ上記第１送信信号の第１周波数帯と第２送信信号の第２周波数帯は同一であることを特徴とする送信方法。
【請求項１２】
第１送信機（１６ａ）と、この第１送信機（１６ａ）から離間して配置された第２送信機（１６ｂ）とによって夫々送信された、第１送信信号と第２送信信号との重畳に対応する受信信号を受信する受信装置において、
上記第１送信信号と第２送信信号とは同じ周波数帯にあり、上記第１送信信号は符号ユニットの第１送信サブグループ（１４ａ）を使用して生成され、上記第２送信信号は、符号ユニットの第２送信サブグループ（１４ｂ）を使用して生成され、上記符号ユニットの第１送信サブグループと上記符号ユニットの第２送信サブグループとは共に、複数の情報ユニットをもつ情報語から冗長性付加符号化によって生成された複数の符号ユニットを表現し、
さらに上記受信装置は、
上記受信信号をサンプリングし、送信された上記第１送信信号と関連する第１受信信号を取得し、且つ、上記受信信号をサンプリングし、送信された上記第２送信信号と関連する第２受信信号を取得するためのサンプリング手段（４０）と、
上記第１受信信号と第２受信信号とを復号化し、上記符号ユニットの第１送信サブグループと関連する第１受信サブグループ（５６ａ）と、上記符号ユニットの第２送信サブグループと関連する第２受信サブグループ（５６ｂ）とを取得するための復号化手段（５４）と、
上記符号ユニットの第２受信サブグループを使用して第１干渉信号を計算すると共に、上記符号ユニットの第１受信サブグループを使用して第２干渉信号を計算する計算手段（５８）と、
上記第１干渉信号と上記第１受信信号とを結合すると共に、上記第２干渉信号と上記第２受信信号とを結合し、修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とを取得するための干渉低減手段（６０）と、
上記復号化手段（５４）が、上記修正済の第１受信信号と上記修正済の第２受信信号とを復号化し、且つこれら修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とに基づく複数の情報ユニットを有する情報語を出力するように上記復号化手段（５４）を制御するための制御手段（６２）と、
を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項１３】
上記制御手段（６２）は、上記干渉低減手段（６０）と上記計算手段（５８）とを制御し、これら干渉低減手段（６０）と計算手段（５８）とが、上記修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とを使用して、１回又は複数回の繰返しステップを通し、再修正済の第１情報信号と再修正済の第２情報信号とを計算するようにし、その上で、上記復号化手段（５４）を制御し、上記再修正済の第１受信信号と上記再修正済の第２受信信号とを使用して、複数の情報ユニットを有する情報語を取得するように設けられている、請求項１２に記載の受信装置。
【請求項１４】
上記復号化手段（５４）は、
上記第１受信信号又は上記第２受信信号を、上記符号ユニットの第１受信サブグループ及び第２受信サブグループに対する復号化前の確率に変換するマッピング手段（５４１ａ，５４１ｂ）と、
上記符号ユニットの第１及び第２受信サブグループに対する復号化後の確率を計算する軟入力軟出力復号器（５４０）と、
上記符号ユニットの第１及び第２受信サブグループに対する復号化後の確率に基づいて、上記第１及び第２受信サブグループを予測する予測手段（５４７ａ，５４７ｂ）とを備える、請求項１２又は１３に記載の受信装置。
【請求項１５】
上記軟入力軟出力復号器はＢＣＪＲ復号器である、請求項１４に記載の受信装置。
【請求項１６】
上記第１及び第２送信信号を生成するときインターリービング機能が存在し、
上記復号化手段（５４）は、さらに、
上記マッピング手段（５４１ａ，５４１ｂ）と上記復号器（５４０）の間に接続され、上記第１又は第２送信信号に対する上記インターリービング機能を無効にするデインターリーバ（５４２ａ，５４２ｂ）と、
上記復号器（５４０）と上記予測手段（５４７ａ，５４７ｂ）の間に配置され、上記と同じインターリービンング機能を実行する手段として設けられているインターリーバ（５４６ａ，５４６ｂ）とを備える、請求項１４又は１５に記載の受信装置。
【請求項１７】
上記マッピング手段（５４１ａ，５４１ｂ）は、先行する繰返しステップからのページ情報を使用して作動する手段として設けられており、
上記ページ情報は、復号化後の確率から導かれる外部情報値の確率である、請求項１４〜１６のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項１８】
上記サンプリング手段（４０）は、
上記重畳した受信信号を第１送信機と同期（４１ａ）するようにサンプリングして、上記第１受信信号を取得するための手段として設けられ、且つ、
上記重畳した受信信号を第２送信機と同期（４１ｂ）するようにサンプリングして、上記第２受信信号を取得するための手段として設けられている、請求項１２〜１７のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項１９】
上記サンプリング手段（４０）は、上記第１送信機（１６ａ）からの所定のトレーニングシーケンスと、上記第２送信機（１６ｂ）からの所定のトレーニングシーケンスとを使用して同期させるようにする手段として設けられている、請求項１８に記載の受信装置。
【請求項２０】
上記計算手段（５８）は、さらに、
上記符号ユニットの第２受信サブグループ又は上記符号ユニットの第２受信サブグループから導かれたチャネル特性をもつ変調シンボルを重み付けし、重み付けられた第２受信サブグループ又は重み付けられた変調シンボルを取得するための計算手段（５８１ａ）と、
上記符号ユニットの第１受信サブグループ又は上記第１受信サブグループから導かれたチャネル特性をもつ変調シンボルを重み付けし、重み付けられた第１受信サブグループ又は重み付けられた変調シンボルを取得するための第２計算手段（５８１ｂ）と、
を備える、請求項１２〜１９のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項２１】
上記マッピング手段はＱＰＳＫデマッピング手段であり、且つ、
上記予測手段はＭＭＳＥ予測手段である、請求項１４に記載の受信装置。
【請求項２２】
第１送信機（１６ａ）と、この第１送信機（１６ａ）から離間して配置された第２送信機（１６ｂ）とによって、夫々送信された第１送信信号と第２送信信号との重畳に対応する受信信号を受信するための受信方法において、
上記第１及び第２送信信号は同じ周波数帯にあり、上記第１送信信号は符号ユニットの第１送信サブグループ（１４ａ）を使用して生成され、上記第２送信信号は符号ユニットの第２送信サブグループ（１４ｂ）を使用して生成され、上記符号ユニットの第１送信サブグループと上記符号ユニットの第２送信サブグループとは共に、複数の情報ユニットを有する情報語から冗長性付加符号化によって生成された複数の符号ユニットを表現し、
さらに上記受信方法は、
上記受信信号をサンプリング（４０）して上記送信された第１送信信号と関連する第１受信信号を取得し、且つ、上記受信信号をサンプリングして上記送信された第２送信信号と関連する第２受信信号を取得するサンプリングステップと、
上記第１及び第２受信信号を復号化し（５４）、上記符号ユニットの第１送信サブグループと関連する符号化ユニットの第１受信サブグループ（５６ａ）と、上記符号ユニットの第２送信サブグループと関連する符号化ユニットの第２受信サブグループ（５６ｂ）とを取得する復号化ステップと、
上記符号ユニットの第２受信サブグループを使用して第１干渉信号を計算すると共に、上記符号ユニットの第１受信サブグループを使用して第２干渉信号を計算するステップ（５８）と、
上記第１干渉信号に上記第１受信信号を結合（６０）すると共に、上記第２干渉信号に上記第２受信信号を結合し、修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とを取得し、干渉を低減するステップと、
上記修正済の第１受信信号と上記修正済の第２受信信号とを復号化し、上記修正済の第１受信信号及び修正済の第２受信信号に基づいた複数の情報ユニットを有する情報語を出力するステップと、を含むことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信技術に関し、特に、例えば無線チャネルのような強いフェージングを有するチャネルを介するメッセージ通信のための基本概念に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、情報を送信する装置及び方法、並びに情報を受信する装置及び方法を開示する。情報を送信する装置は、情報源と、１／２より小さい符号レートを有する冗長性付加符号器と、符号器の出力を２つの分離したデータストリームに分離するセパレータとを備え、一方のデータストリームが第１チャネルを介して送信されると共に、他のデータストリームが第２チャネルを介して送信される。冗長性付加符号器は、良好な受信品質を保証するために受信機側の復号器に採用される前方向エラー訂正を可能にする。
【０００３】
第１と第２チャネルとは、それらが空間的に異なるという事実と、さらに時間的ダイバーシティ機能(time diversity function)が搭載されているという事実、即ち、一方のチャネルを介して送信された情報が、後の時点で他のチャネルを介して再び送信されるという事実とにより、別個のものである。
【０００４】
受信機側には、互いに異なる２つの受信機が存在し、これらの一方は第１チャネルを介して送信された信号を受信し、他方は他のチャネルを介して送信された信号を受信する。受信機の出力信号は、結合器を用いて結合され、復号器に供給される。この復号器は、例えば、ビタビ復号器(Vitarbi decoder)としてセットアップされ、且つその出力値がリードソロモン復号器(Reed-Solomon decoder)に供給される。
【０００５】
この公知の送信／受信システムは、異なる位置に配置された２つの人工衛星を送信機として使用しながら実行されうるものであるが、このシステムにおいては、２つの人工衛星は、それぞれ異なる周波数帯で送信を行うように構成されている。そのため、一方の人工衛星からの信号と他方の人工衛星からの信号とを区別することは、容易に可能である。人工衛星の受信信号が異なる周波数帯にあると共に周波数選択方式で受信されうるからである。
【０００６】
この基本概念についての不利な点は、２つの完全な周波数帯、即ち、第１人工衛星が送信を行う第１周波数帯と第２人工衛星が送信を行う第２周波数帯とが必要となる点である。
【０００７】
一般的に、一つの送信チャネルに与えられる帯域幅は希少価値のある商品であり、その結果、一つのチャネルが使用できる帯域幅はほんの少ししかないことが多く、又は、一つのチャネルが必要とする帯域幅の対価が高額となる。これにより、システムの価格が実質的に増加する。特に、放送用のシステムでは、送信機および人工衛星の開発や設置に係る負担が受信装置の中に配分されなければならず、これにより、受信装置のコストが上昇する。しかしながら、特に、競争の激しい放送受信機のマーケットにおいては、ほんの小さな取るに足らない価格差によって、あるシステムがマーケットに受け入れられ、他のシステムが普及せずにマーケットから消滅するという結果を生じさせることがある。
【特許文献１】国際公開ＷＯ００／３６７７８３号
【非特許文献１】「ランダム及び非ランダム置換を用いたターボ符号の重み分配」（”Weight Distribution for Turbo Codes Using Random and Nonrandom Permutations” JPL-TDA Progress Report, Vol. 42-122, PP.56-65, 1995）
【非特許文献２】「シンボルエラーレートを最小化するためのリニア符号の最適復号化」（”Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate”, IEEE Transactions on Information Theory, pp. 284-287, 1974）
【非特許文献３】「バイナリブロック及び重畳符号の反復型復号化」（”Iterative Decoding of Binary Block and Convolutional Codes”, Joachim Hagenauer, Elke Offer and Lutz Papke, IEEE Trans. Inform. Theory,  pages 429-437, 1996）
【非特許文献４】「ＣＤＭＡのための繰返し軟判定干渉キャンセル」（”Iterated Soft-Decision Interference Cancellation for CDMA”, Ralf R. Muller and Johannes B. Huber,  Broadband Wireless Communications, Pupolin Luise, pp. 110-115, Springer-Verlag, 1998）
【非特許文献５】「円形性について」（”On circularity”Bernard Picinbono, IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 42, pp. 3473-3482, 1994）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、コスト対効果がさらに高い送信／受信システムの基本概念を提供することである。
【０００９】
この目的は、請求項１に係る送信装置、請求項１１に係る送信方法、請求項１２に係る受信装置、又は請求項２１に係る受信方法によって達成される。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、前方向エラー訂正を達成するために冗長性付加符号器をもつ送信装置が、空間的ダイバーシティを達成するために空間的に異なる位置にある２つの送信機に結合され、さらに好ましくはインターリーバ(interleaver)が使用されることにより、時間的ダイバーシティ機能も存在することになるという知見に基づいている。本発明によれば、これら２つの送信機は、同じ搬送周波数を使用して同じ周波数帯で送信を行う。従って、本発明によれば、２つの送信装置において、（冗長性付加符号器を介して）前方向エラー訂正機能を有する空間的ダイバーシティと、好ましくは時間的ダイバーシティとの両方が、それぞれのインターリーバで結果的に達成され、なお且つ、１つの周波数帯だけが必要とされる。これは、公知の送信／受信概念と比較して、帯域幅の半分のみを必要とし、帯域幅に係るコストを半減させるものである。特に衛星放送において帯域幅を半減させることは、コストの大幅な低減に繋がることに注目すべきである。なぜなら、人工衛星を製造するためのコストと、人工衛星を例えばその静止位置に搬送するためのコストとは、膨大なものになるからである。帯域幅の半分だけが必要となるので、それらのコストが半分に低減される。
【００１１】
第１送信機および第２送信機の送信信号が同じ周波数帯にあるので、それらは、受信アンテナで重畳され、チャネルによっては多かれ少なかれ強い干渉をもたらす。従って、本発明の受信機の概念は、受信機が、受信アンテナに印加された受信信号を受信し、受信信号を第１送信機に同期するようにサンプリングして第１受信信号を取得し、さらに、受信信号を第２送信機に同期するようにサンプリングして第２受信信号を取得するように構成されている。双方の受信信号は、それぞれ他の送信機の干渉によって干渉されている。この干渉を低減若しくはなくすために、２つの受信信号は、夫々、送信機内の冗長性付加符号器が生成し受信された符号ユニットを取り出すために復号化される。これらの符号ユニットから、受信機における干渉信号が計算され、一回又は数回の繰返しステップにおいて２つの受信信号から減算されることで、干渉の低減が達成される。次に、干渉が低減された受信信号、即ち、修正済の受信信号は、符号ユニットに組み込まれた情報語を干渉が低減された受信信号に基づいて取り出すために、復号器に再び供給される。このため、一方では繰返しを制御すると共に、他方では繰返しの終了基準が確認されたか否かを判別するコントローラが設けられている。
【００１２】
本発明の好ましい実施の形態においては、１／４の符号レートＲｃを有し１つの情報ユニットから４つの符号ユニットを生成する冗長性付加符号器が使用される。これら４つのの符号ユニットは、符号ユニットの２つのサブグループに分離され、その結果、第１送信機は２つの符号ユニットを取得すると共に、第２送信機も２つの符号ユニットを取得する。２つの送信分枝における各インターリーバは、例えば、ディープフェードのようなバーストエラーに特に有利な時間的ダイバーシティ機能を提供する。各送信機は、さらに、ＱＰＳＫ変調（４相移相変調）を実行するＱＰＳＫマッパを含む。換言すれば、２つの符号ユニットはインターリーバの出力においてグループ化され、その後、この２つの符号ユニットのグループに対してＱＰＳＫシンボルが関連付けられ、そして搬送周波数に移相されると共に、送信機によって送信される。受信機においては、アンテナ及び逆変換手段を含む従来の受信機のフロントエンドに加え、受信されたＱＰＳＫシンボルから２つの符号ユニットを回復させるためのデマッパが設けられる。
【００１３】
本発明の好ましい実施の形態において、デマッパは、軟判定デマッパ(soft demapper)として設けられ、それは、何らかの明確な判定を実行するのではなく、符号ユニットが「０」又は「１」である確率を提供する。デマッパの後には、その時点では確率として存在する符号ユニットが、送信機における符号ユニットのインターリービングを無効にするデインターリーバに再び供給される。次いで、「デインターリーブされた」符号ユニットの確率は、好ましくは、ＢＣＪＲ−ＳＩＳＯ復号器として設けられる軟入力軟出力復号器(soft-in-soft-out decoder)に供給される。双方の受信分枝からの符号ユニットに対する確率は、ＳＩＳＯ復号器に、復号化前の確率として供給される。
【００１４】
ＳＩＳＯ復号器は、各符号化ユニットに対する復号化後の確率を出力側において供給し、この確率は干渉信号を予測するために使用される。この目的のため、復号化後の確率は、再び送信機におけるのと同様のインターリーブを受けて予測手段に供給され、この予測手段では、符号ユニットの確率から送信されたＱＰＳＫシンボルを「ソフトに（軟判定で）」予測する。
【００１５】
次に、予測されたＱＰＳＫシンボルは、従来のチャネル予測法によって得られた受信機内の送信チャネル特性を与えられ、干渉信号を得るが、この干渉信号は、最終的には受信信号から「相互に」に減算される。特に、第２受信信号に基づいて計算される干渉信号が第１受信信号から減算されると共に、第１受信信号に基づいて計算される干渉信号が第２受信信号から減算され、その結果、より良好な第１及び第２受信信号が取得される。これらの受信信号は、「オリジナルの第１及び第２受信信号」と同様に再処理され、さらなる繰返しを行うべきかを判断しながら復号化後の確率を再び計算する。
【００１６】
本発明の好ましい実施の形態においては、さらに、従来のソフト（軟判定）デマッパが使用されるのではなく、ページ情報を使用してより良好なデマッピング判定を実行する特別な軟判定デマッパが使用される。このため、ＳＩＳＯ復号器の出力における復号化後の確率から１セットの外部情報値の復号化確率(extrinsic decoding probabilities) が計算され、この外部情報値の復号化確率も対応するインターリービング処理を行った後にページ情報として分枝内のデマッパに供給され、干渉の低減によるサンプル値の回転変化歪み(rotation-variant distortion)が考慮される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の受信機の概念は、ある送信装置を使用し、２つの送信機が同じ周波数帯で作動し、従来の概念の比較して送信チャネルの帯域幅の半分だけを必要とすることを可能にするという利点がある。好ましくはＳＩＳＯ復号器、特に好ましくはＢＣＪＲ復号器であるチャネル復号器を使用して繰返し干渉を低減することで、受信アンテナにおける干渉が低減する。なぜなら、この干渉は、２つの送信機が同じ周波数で送信を行うという送信概念を一般的に否定しかねないものだからである。受信機内の構成要素を数回、即ち、各繰返しループにおいて使用することができるので、受信機に係るコストとサイズは、二倍の帯域幅をもつ送信／受信システムの概念と比較して、低減される。
【００１８】
本発明のさらなる利点は、高速収束である。最初の繰返しステップの後には、本質的な干渉低減が既に達成されている。１つの反復から他の反復への４〜６回の繰返しステップの後には、復号化された符号ユニットにおける最小の変化までもが既に判定されているので、高速収束が保証される。
【００１９】
本発明のさらなる利点は、ベースバンドにおいていかなる処理も実行可能であるので、例えばＺＦ帯又はＲＦ帯における干渉の低減を実行するために、高い負担も高価なデジタル回路もアナログ回路でさえも不要となる点である。もちろんこれらを用いて実行することも基本的に可能である。
【００２０】
本発明のさらなる利点は、公知の一般的なモジュールを使用することがでる点である。即ち、送信機においてＦＥＣ符号器及びＱＰＳＫマッパを、送信機内のＦＥＣ符号器と適合する受信機においてＱＰＳＫデマッパ、予測手段、及びトレリス型(trellis)復号器を使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
以下に、本発明の好ましい実施の形態を添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【図１】本発明の送信装置のブロック図である。
【図２】送信装置の好ましい実施の形態を示す図である。
【図３】時間連続送信のベースバンドモデルを示す図である。
【図４】時間離散送信を示す概略的なブロック図である。
【図５】本発明の受信装置のブロック図である。
【図６】軟判定マッパを有する受信装置の好ましい実施の形態を示す図である。
【図７】受信信号のサンプルの実数部及び虚数部を介するページ情報なしのデマッパの送信関数の三次元図である。
【図８】受信信号のサンプルの実数部及び虚数部の関数としての確率密度関数を示す。
【図９】ＩとＱとに対するデマッピング前の確率が異なるとき非円形の歪みをもつ受信信号のサンプルの実数部及び虚数部の関数としてのデマッパの送信関数を示す図である。
【図１０】図１１のデマッピング関数についての受信サンプルの確率密度関数を示す図である。
【図１１】Ｉ成分のデマッピング前の確率に基づくデマッパの送信関数の図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
図１は、本発明の送信機の概略図を示す。情報源１０が複数の情報ユニットをもつ情報語ｕを提供する。この情報語は、１／２以下の符号レートを有する冗長性付加符号器１２に供給される。情報語からＦＥＣ符号器１２を介して複数の符号ユニットが生成され、符号器１２はさらに、それらの複数の符号ユニットを２つのサブグループに分割する役割を果たす。符号ユニットの第１サブグループは符号器１２の第１出力ライン１４ａから第１送信機１６ａに供給され、他方、符号ユニットの第２サブグループは符号器１２の第２出力ライン１４ｂから第２送信機１６ｂに供給される。第１送信機１６ａは第１送信信号を発信するために第１アンテナ１８ａに接続されており、また、第２送信機１６ｂは第２送信信号を発信するために第２アンテナ１８ｂに接続されている。空間的ダイバーシティ機能を取得するために、第１送信機と第２送信機とは、異なる空間位置に配置されている。しかしながら、本発明によれば、両方の送信機は同じ送信帯で送信を行い、その結果、第１送信信号及び第２送信信号は自由空間で重畳される。２つの送信機は、好ましくは異なる対地球静止位置に配置された人工衛星であり、また、受信機は例えば移動車両内の放送受信装置である。
【００２３】
2005531944.tif 000003
【００２４】
このように、符号器は各入力ビットｕk毎に４つの符号ビットｃnを生成し、これらの符号ビットｃnは、並列／直列変換器１３ａ，１３ｂにおいて、サブグループあるいは長さＮ／２のサブ符号語に分割され、それぞれ第１送信機１６ａまたは第２送信機１６ｂに対して送られる。各送信機は、夫々インターリーバ２０ａ又は２０ｂを含む。これら２つのインターリーバ（ＩＬＶ）は、好ましくは、非特許文献１に記載のような置換(permutation)を実行するためにｓ−ランダムインターリーバとして設けられている。２つのビットインターリーバ２０ａと２０ｂとは、ベクトルｃ(1)及びｃ(2) とを置換する。最後に、連続ビットの対は、ＱＰＳＫ（４相移相）マッパ２２ａ，２２ｂを用いて、夫々置換されたサブ符号語又は符号ユニットのサブグループにおいてＱＰＳＫシンボルに変換される。図２に示された本発明の好ましい実施の形態では、グレイマッピング(Gray mapping)がマッピング規則として使用され、次の規定が適用される。
１．「１１」を有する一対の連続符号ユニット：複素レベルの第１四分円における４５°ポインタ；
２．「１０」を有する一対の連続符号ユニット：複素レベルの第２四分円における１３５°ポインタ；
３．「００」を有する一対の連続符号ユニット：複素レベルの第３四分円における２２５°ポインタ；
４．「０１」を有する一対の連続符号ユニット：複素レベルの第４四分円における３１５°ポインタ。
【００２５】
グレイマッピングは、一対の置換された符号ビットのうち、一方のビットが虚数部を示すと共に他方のビットが実数部を示す限りにおいて、利点がある。
【００２６】
2005531944.tif 000004
【００２７】
2005531944.tif 000005
【００２８】
しかしながら、本発明によれば、簡単な繰返し符号に代えて符号レートが１／４の実符号を使用するのが好ましい。なぜなら、符号レートが１／４の実符号は簡単な繰返し符号よりも高い送信電力効率を呈するからであり、それは、符号ビットの単なる複製よりも追加符号ビットの生成の方が、より高い符号ダイバーシティに繋がるからである。
【００２９】
本発明の好ましい実施の形態において、重畳符号器ｖのメモリは６に等しい。Ｒc＝１／４の最大自由距離をもつ符号に対する８進表示の生成多項式(generator polynomials)は、（１３５8，１４７8，１３５8，１６３8）である。最後の２つの多項式は、最初の２つの多項式の鏡面バージョンであることに注意すべきである。このため、最初の２つの多項式は第１人工衛星のための符号ビットの生成に関連し、最後の２つの多項式は人工衛星２のために使用されることが望ましい。このように、両方の人工衛星を介する送信は、同一の送信電力効率を有する。１つの人工衛星だけを考慮したとき、符号の最小距離が１０に等しく、これは、Ｒc＝１／２及びｖ＝６に対して最適である。両方の人工衛星に対するサブ符号語（符号ユニットのサブグループ）が結合するときは、それらの最小の距離は２０に等しい。
【００３０】
本発明によれば、両方の人工衛星が同じ周波数帯で送信を行うので、全体の送信レートはＲ＝１である。実際には、重畳符号器の終了による追加シンボルのために、全体のレートはわずかに小さくなる。特に、数に関して言えば、１つの情報語から４つの符号ユニットが生成され、（送信機１と送信機２とから）それぞれ２つずつの符号ユニットがグループ化され、２つのＱＰＳＫシンボルに変換される。その結果、再び数に関して言えば、１つの情報ユニットから２つのＱＰＳＫシンボルが生成されることになる。２つの送信機の２つのＱＰＳＫシンボルが同じ周波数で送信された後で、各情報ユニットに対して、単一の時点及び同じ周波数において（しかしながら、双方の送信機を使用して）１つの送信プロセスが実行され、その結果、本発明によれば、上述のように、全体の符号レートとしては１または幾分１より小さい結果が達成される。
【００３１】
以下に、図３を使用して、連続空間における送信の等価ベースバンドモデル(equivalent baseband model)を参照する。送信フィルタＧ（ｆ）３０ａ，３０ｂを使用して、２つの送信機１６ａと１６ｂとの、ＱＰＳＫマッピングされた各ベクトルx(1) とx(2) とがパルス増幅変調される。以下の説明のように、送信フィルタは、実数値インパルス応答ｇ（ｔ）を有するシンボル時間間隔(symbol duration)Ｔｓに対する平方根ナイキストフィルタ(square root Nyquist filter)であると仮定する。送信機と受信機の間における伝播遅延の小数部は、Ｔ1∈[−0.5ｘＴs；0.5ｘＴs]である。さらに、伝播遅延の整数部は、適宜な手段により正しく予測されると仮定する。従って、この整数部は、それが常に０であると仮定することによって、表記を簡単にするために省略される。大気を通る途中、送信信号は、典型的には周波数において低速で経時的に変動するフェージング係数ａ(1)（ｔ）に従う平坦なライスフェージング(Rice-fading)を受ける。人工衛星（２）は、同じ送信フィルタＧ（ｆ）３０ｂを使用する。しかし、受信機に対する伝播遅延の小数部は、Ｔ2∈[−0.5ｘＴs；0.5ｘＴs]である。第２人工衛星に対しても、周波数において低速で平坦な第２ライスフェージングプロセスが準備され、このプロセスは第１フェージングプロセスに対して統計学的に独立している。両方の人工衛星の信号は、図３の加算器３６によって示されるように、本発明の受信装置の受信アンテナで結合される。従って、２つのフィルタ３０ａ，３０ｂは、送信機内におけるインパルス形成を表し、２つの時間遅延要素３２ａ，３２ｂは、第１送信機から受信機への信号到達時間又は第２送信機から受信機への信号到達時間を夫々モデル化している。
【００３２】
2005531944.tif 000006
【数１】
2005531944.tif 000007
【００３３】
受信アンテナによって実行される加算に加えて、単方向スペクトルパワー密度(unilateral spectral power density)Ｎ0を有するガウス雑音(Gaussian noise)（ＷＧＮ）をも加算する。次に、受信された信号は、送信関数Ｇ*（ｆ）を有する受信機インパルス形成フィルタ３８を使用して濾波され、その結果、受信フィルタ３８における出力信号は次式で定義される。
【数２】
2005531944.tif 000008
【００３４】
2005531944.tif 000009
【数３】
2005531944.tif 000010
【００３５】
後で詳細に補われるように、受信機は、ここでは、２つの分枝内のそれぞれに対応する１つの人工衛星に夫々同期しようとしており、そのため、受信機フィルタ３６ａの出力信号は、人工衛星１のための時間離散信号を取得するために、周期ｉ×Ｔs＋Ｔ1＋τ1でサンプリングされる。これと同様に、人工衛星２のための時間離散信号ｙ(2)syncを取得するために、周期ｉ×Ｔs＋Ｔ2＋τ2でサンプリング操作が実行される。ここで、τ1，τ2は、２つの人工衛星のために修正されるシンボルクロックのエラー、即ち第１サンプラ４０ａと第２サンプラ４０ｂとの同期を示す。一般的な考えの制約を受けることなく、τ1，τ2はＴs、即ちシンボル時間間隔(symbol time duration)よりかなり小さいと推測することができる。従って、各シンボル間隔のための時間離散サンプルは、次式のように定義される。
【数４】
2005531944.tif 000011
【数５】
2005531944.tif 000012
【００３６】
以下に、説明のために、時間連続送信モデルは、図４に示すように、時間離散送信モデルによって置き換えられる。図３の送信遅延Ｔ1，Ｔ2（３２ａ，３２ｂ）は、サンプラ４０ａ，４０ｂの起こり得る同期エラーと共に、図４に示された４つのフィルタ４２ａ〜４２ｄにモデル化される。
【００３７】
ベクトルｘ(1)におけるＱＰＳＫシンボルには、周波数において低速で平坦なライスフェージングプロセスに対応するベクトルａ(1)の各要素が乗算される。これと同様に、ｘ(2)の要素には、要素的なａ(2)におけるフェージング係数が乗算される。その後、結果的に生じるベクトルｙ(1)とｙ(2)とは、図４に示すように、４つのフィルタ４２ａ〜４２ｄによって濾波される。これらのフィルタの各インパルス応答は、次式となる。
【数６】
2005531944.tif 000013
【数７】
2005531944.tif 000014
【数８】
2005531944.tif 000015
【数９】
2005531944.tif 000016
【００３８】
次の考察では、簡略化のために、１つの情報語の送信中の伝播遅延Ｔ1，Ｔ2が一定であるが、送信中の同期エラーτ1，τ2はゆっくりと変化すると仮定すると、実際のシーケンスτ1［ｊ］，τ2［ｊ］が発生しうる。
【００３９】
Ｈ(1→1)（ｚ）を有するｙ(1)又はＨ(2→2)（ｚ）を有するｙ(2)の濾波は、予測されたシンボル位相と実際のシンボル位相との間に起こり得る最適でない一致を考慮する。即ち、第１送信機又は第２送信機上のそれぞれのサンプラ４０ａ，４０ｂの同期エラーを調整する。位相が正しく予測されたとき、即ち、最適な同期が実現し、τ1＝τ2＝０であるとき、これらのフィルタの送信関数は１に等しい。
【００４０】
フィルタＨ(1→1)（ｚ）及びＨ(2→2)（ｚ）は、人工衛星１上で同期してサンプリングされたサンプルにおける人工衛星の信号の干渉と、人工衛星２上で同期してサンプリングされたサンプルにおける人工衛星の信号の干渉とを示す。これらのフィルタは、主として、受信装置に対する両方の人工衛星の伝播遅延の差Ｔ1 −Ｔ2によって決定される。これらのフィルタの出力信号は、干渉サンプルのベクトルｙ(2)int及びｙ(1)intである。
【００４１】
このように、これらのフィルタの出力信号は、後で説明するように、実際の送信中に生じる干渉信号を示す。その干渉信号は本発明の受信装置によって予測され、本発明に係る繰返し受信方法において予測された干渉信号によって干渉の低減が実行される。
【００４２】
「有効信号」に対する干渉信号の重畳は、図４内の加算器４４ａ，４４ｂによって象徴されている。従って、加算器４４ａ，４４ｂの出力において、時間離散表示ではあるが、図３のサンプラ４０ａ，４０ｂの出力におけるものと同じ信号が印加される。しかし、加算器３４ａ，３４ｂによって加算された（雑音の中には）受信アンテナの白色雑音は除かれる。簡単化のために、雑音ベクトルｎ(1)とｎ(2)とは、互いに相関関係になく、すべての雑音サンプラのバリアンス（分散）はσn2＝Ｎ0／Ｔsであると仮定することができる。従って、加算器３４ａ，３４ｂの出力において、第１送信機から送られ干渉によって妨害された受信信号である第１受信信号ｙ(1)syncと、第２送信機から送られ干渉によって妨害された受信信号である第２受信信号ｙ(2)syncとが得られる。
【００４３】
以下に、本発明の受信装置を図５に示すブロック図を参照しながら説明する。受信装置は、受信アンテナ５０と、アンテナ５０のＲＦ受信信号をベースバンドに変換するために配された公知の受信機フロントエンド５２とを含む。受信機フロントエンド５２の出力信号は、第１サンプラ４０ａと第２サンプラ４０ｂを含むサンプリング手段４０に供給される。第１サンプラ４０ａは、図１の第１送信機１６ａに同期したサンプリングを達成するために、同期信号４１ａを使用してサンプル周期が制御される。これと同様に、第２サンプラ４０ｂは、図１の第２送信機１６ｂに同期した受信信号のサンプリングを達成するために、同期信号４１ｂにより制御される。第１サンプラ４０ａの出力において第１受信信号が存在するが、その受信信号は、図４を参照して説明したように、第２送信機の干渉によって妨害されている。これと同様に、第２サンプラの出力において第２受信信号が存在するが、その受信信号は第１送信機の干渉によって妨害されている。
【００４４】
いわゆる０番目の繰返し経路において、第１サンプラ４０ａの出力における第１受信信号は復号化手段５４に供給される。さらに、第２受信信号もまた復号化手段５４に供給される。その結果、復号器５４は、図１の送信装置のライン１４ａ上にある符号ユニットの第１サブグループと関連付けられる第１受信サブグループを、第１出力５６ａから提供する。さらに復号器５４は、図１の送信装置のライン１４ｂ上にある符号ユニットの第２サブグループと関連付けられる符号ユニットの第２受信サブグループを、第２出力ライン５６ｂから提供する。しかしながら、上述の「０番目の繰返し経路」におけるライン５６ａ，５６ｂ上の第１受信サブグループ及び第２受信サブグループは、符号ユニットの第１送信サブグループ及び第２送信サブグループに正確に対応しておらず、図１の第１及び第２送信機１６ａと１６ｂとが同じ搬送周波数で送信を行っていることにより存在する干渉のために妨害されるということに注意すべきである。
【００４５】
本発明によれば、干渉妨害された第１受信サブグループ及び第２受信サブグループは、第２受信サブグループに基づいて第１干渉信号を計算すると共に、第１受信サブグループに基づいて第２干渉信号を計算するために計算手段５８に供給される。第１干渉信号と第２干渉信号との両方は干渉低減手段６０に供給され、図１の減算器６０ａ，６０ｂによって概略的に示すように、第１サンプラから出力された第１受信信号から、又は第１サンプラから出力された第２受信信号からそれぞれ減算される。
【００４６】
制御手段６２は、復号化手段５４を制御するために復号器５４に接続され、その結果、制御手段６２は、干渉低減手段６０から出力された修正済の第１受信信号と、干渉低減手段６０から出力された修正済の第２受信信号の出力とを復号化すると共に、修正済の第１受信信号及び修正済の第２受信信号に基づいて、複数の情報ユニットを有する受信信号に含まれた情報語を出力する。コントローラ６２は、さらに、一回の繰返しで充分か否か、又は一回若しくは数回の繰返しステップを続けるべきか否かを判定する役割も果たす。
【００４７】
さらなる繰返しを実行するべきではないとき、即ち、所定の終了基準が満たされたときは、２つの点線矢印５５ａ，５５ｂで示すように、復号化された修正済の第１信号と復号化された修正済の第２信号とを直接使用して、情報語が複数の情報ユニットと共に出力される。
【００４８】
しかしながら、さらなる繰返しステップを続けるべき場合には、第１受信サブグループが、点線矢印５５ｂ，５５ｃで示すように修正済の第１信号及び修正済の第２信号から決定され、第２受信サブグループが、矢印５５ｅ，５５ｆで示すように修正済の第１信号及び修正済の第２信号を使用して計算される。
【００４９】
これにより、計算手段５８によって、修正済の第１干渉信号と修正済の第２干渉信号とが再び決定され、干渉低減手段６０において第１受信信号又は第２受信信号から夫々再び減算される。その結果、この繰返しステップのための干渉低減手段の出力において、再修正済の第１信号と再修正済の第２信号とが決定される。
【００５０】
所定の繰返し終了基準が満たされたことにより、コントローラ６２が繰返しを終了すべきと判定すると、情報語は、再修正済の第１信号と再修正済の第２信号とを使用して直接復号化され且つ出力される。また、２番目の繰返しに対しても、情報語は、再修正済の第１信号と再修正済の第２信号とを使用して直接計算されるが、なお且つ、最初の繰返しにおいて取得された修正済の第１信号と修正済の第２信号とに基づいて決定される。なぜなら、再修正済の第１信号と再修正済の第２信号とは、夫々、修正済の第１信号と修正済の第２信号とに基づいているからである。
【００５１】
次に、図６を参照して、図５に示す受信装置の好ましい実施の形態を説明する。同じ参照番号は同じ要素を示す。明瞭化のために、図６では、図５との比較において、サンプリング手段４０が示されていない。第１受信信号ｙ(1)sync又は第２受信信号ｙ(2)syncは、干渉低減加算器６０ａ，６０ｂでの０番目の繰返し経路において復号化手段５４に供給される。この復号化手段は図６では点線で示されている。
【００５２】
図６の受信機は、図２に示す送信機の送信信号に基づいて発生した受信信号を受信すると共に復号化する手段として設けられている。このため、復号化手段５４は、各受信分枝がデマッパ５４１ａまたは５４１ｂを含む。デマッパは、入力側において、例えば電圧値のような複素サンプル値を含み、これらの値は、デマッパ５４１ａ，５４１ｂの中で、外部情報値のデマッピング確率に変換される。従って、変調シンボルｙを示す複素サンプルは、例えばデマッパ５４１ａによって２つの外部情報値のデマッピング確率に変換され、これらの２つの確率は、検討されたＱＰＳＫシンボルを共に形成する２つの符号ユニットが夫々「１」又は「０」のどちらであるかを示すものである。外部情報値の確率の意味は、さらに詳細に後述する。一般的に、符号ユニットが「１」であるか否かの確率を示すだけで充分である。符号ユニットが「０」であるか否かの確率は、符号ユニットが「１」である確率から直接結果として生ずるからである。入力側では、複素サンプルのベクトルがデマッパ５４１ａに供給され、出力側では、符号ユニットの確率に対する２倍の長さのベクトルが受信される。
【００５３】
次に、デマッパ５４１ａ又は５４１ｂの各出力における外部情報値の復調確率のベクトルが、夫々デインターリーバ５４２ａ又は５４２ｂに供給され、ここで、送信機で実行された置換（図２の要素２０ａ，２０ｂ）が取り消される。その結果、デインターリーバ５４２ａ又は５４２ｂの各出力では復号化前の確率のベクトルが夫々生成されるが、これらは、手段５４２ａ又は５４２ｂの入力におけるベクトルと同じ長さを有する。
【００５４】
直列／並列変換器において、ベクトルの２つ連続する成分は、夫々、復号化前の確率にグループ化される（夫々５４３ａ，５４３ｂ）。従って、図示された実施の形態における各直列／並列変換器５４３ａ又は５４３ｂの出力においては、符号ユニットの第１受信サブグループのための復号化前の確率（５４３ａ）と符号ユニットの第２受信サブグループのための復号化前の確率（５４３ｂ）とがそれぞれ適用される。
【００５５】
第１及び第２受信サブグループ、又は、確率が計算されたときは、これらのサブグループ内の符号ユニットの確率は、トレリス型復号器に供給されるが、このトレリス型復号器は、図６に示す本発明の好ましい実施の形態においてはＳＩＳＯ復号器であり、この復号器は、非特許文献２に示されたＢＪＣＲ(Bahl Cocke Jelinek Raviv)アルゴリズムに従って作動する。
【００５６】
上記のように設けられた復号器は、軟入力軟出力復号器の例として、符号ユニットの復号化された第１受信サブグループを供給し、このサブグループは並列／直列変換器５４４ａに供給され、他方、符号ユニットの復号化された第２受信サブグループを提供し、このサブグループは並列／直列変換器５４４ｂに供給され、その結果、ＳＩＳＯ復号器の並列出力が直列に変換される。ＢＣＳＪタイプのＳＩＳＯ復号器に代えて、他の公知の軟入力軟出力復号器も使用されてもよいことに注意すべきである。それに加え、軟判定復号器が使用されることはまったく重要ではない。代案として、確率の計算は行わないが、既にデマッパが０／１の硬判定を行っている復号器も使用することができる。
【００５７】
しかしながら、本発明の概念は、軟判定復号化に特に適しており、その結果、好ましいデマッパはサンプルをそのまま符号ユニットに変換するのではなく、符号ユニットに対する確率に変換する。しかし、計算がそのまま符号ユニットで実行されるか、あるいは符号ユニットに対する確率によって実行されるかは、本質的には同等である。従って、以下に特別に何も指示しない限り、符号ユニットに関して言及するときは、同時に符号ユニットに対する確率に関しても言及するものである。
【００５８】
干渉低減プロセスは繰返しプロセスであるので、図６には、遅延要素５４５ａと５４５ｂとが示されているが、これらの遅延要素５４５ａと５４６ｂとは、第１及び第２の復号化された符号ユニットの受信サブグループに対する復号化後の確率が、次の繰返しステップにおけるさらなるプロセスにのみ有効であることを示している。ある繰返しステップｉに対する復号化後の確率のベクトルには、再びインターリーバ５４６ａと５４６ｂとを使用してインターリービング動作が施され、その結果、置換された復号化後の確率が取得され、この確率が、図６に示す予測器によって表される予測手段に対し夫々供給される。この予測手段においては、第１及び第２の符号ユニットの受信サブグループに対する確率から複素サンプルが再び取得されるが、これらのサンプルは、デマッパ５４１ａと５４１ｂとの入力におけるサンプルに基本的に対応する。従って、予測器５４７ａと５４７ｂとの出力における出力信号は、再び、複素四価シンボル(complex tetravalent symbols)を示す。そのため、予測器は「軟判定（ソフト）」ＱＰＳＫマッパとみなすこともできるが、しかし、図２のＱＰＳＫマッパは入力側において実際のビットを取得する一方で、図６の予測器５４７ａと５４７ｂとは入力側においてビットの確率を取得するという差がある。
【００５９】
図６の予測器の出力ライン５４７ａと５４７ｂとは、図５のライン５６ａと５６ｂとに夫々対応している。従って、図５にその原理が示された復号器５４は、図５及び図６と比較したとき、デマッピング、デインターリービング、ＳＩＳＯ復号化、復号化後の確率のインターリービング、及び予測器５４７ａと５４７ｂとの機能を含んでいる。
【００６０】
これまでのところ、符号ユニットの第１受信サブグループが符号化手段５４の出力において、図６のようなＱＰＳＫシンボルとして存在するか、又は、他の変調が使用されているときは他の変調シンボルとして存在するか、又は、変調が用いられていないときはそのままの符号ユニットのサブグループのとして存在するかということは、違いがない。ＱＰＳＫの変調／復調が好ましいが、変調のタイプが本発明の干渉低減の概念にとって本質的ではないことは、当業者にとって自明である。
【００６１】
従って、復号化手段５４によって出力された符号ユニットの第１及び第２受信サブグループは、実際には２つ以上に分割された符号ユニットを有する受信サブグループそのものとして存在するか、あるいは、図６の場合と同じように、符号ユニットの受信サブグループであって、そのサブグループはそのサブグループの２つ以上の符号ユニットに依存するシンボルとして実現され、図６のシンボルは、予測器５４７ａまたは５４７ｂのそれぞれの出力において「軟判定」ＱＰＳＫシンボルとして存在してもよい。
【００６２】
図６に示す好ましい実施の形態において、計算手段５８は、図５に示すように、チャネルフェージングを調整するための乗算器５８１ａと５８１ｂとを各方の分枝のための含む。これに加えて、計算手段は、時間離散表示によって導入された送信関数５８２ａと５８２ｂとを含み、干渉信号から受信信号への非同期を通じてシンボル間の干渉を考慮する。第１干渉信号がライン５８３ａ上の加算器６０ａに供給されると共に、第２干渉信号がライン５８３ｂ上の加算器６０ｂに供給される干渉低減手段において、入力ライン６１ａ，６１ｂ上の修正済の第１及び第２受信信号は、夫々、復号化手段５４内で生成されている。
【００６３】
図６に示す本発明の好ましい実施の形態において、デマッパ５４１ａ及びデマッパ５４１ｂは、ページ情報を使用してデマッピング機能を実行する特別のデマッパとして設けられている。ページ情報もＳＩＳＯ復号器から供給されており、図６における外部情報値の復号化確率ｐc,extrdec［ｉ］として参照される。
【００６４】
外部情報値の復号化確率は、当業者には公知の方法で、復号化後の確率から第１分枝（１）と第２分枝（２）との両方に対して決定される。符号ユニットの第１及び第２サブグループに対する復号化後の確率からの外部情報値の復号化確率の決定は当業者には公知である。これに関しては、非特許文献３を参照されたい。
【００６５】
外部情報値の復号化確率は、第１分枝のための第１並列／直列変換器５５０ａ又は第２分枝のための第２並列／直列変換器５５０ｂに供給され、また、遅延５４５ａ，５４５ｂを参照して上述したように、夫々各遅延手段５５１ａ又は５５１ｂによって遅延され、これが反復ループであることを示す。次に、外部情報値の復号化確率は、インターリーバ５５２ａ内で、即ち、インターリーバ５４６ａ又は５４６ｂでも実行され、又は図２に示すインターリーバでも実行されたものと同じ規則に従って置換される。この置換された外部情報値の復号化確率は、ここではデマッピング前の確率として参照されるが、次に、図６に示すようにページ情報としてデマッパ５４１ａと５４１ｂとに供給され、ここでは、ページ情報をもたないデマッパとの比較においてデマッピング関数を修正し、さらに、復号器の出力においてより良好なビットエラーレートを達成する。
【００６６】
2005531944.tif 000017
【００６７】
以下に、図６に示す好ましい復号化装置の機能をさらに詳細に説明する。
【００６８】
上記に示した式（４）及び（５）から、サンプリング手段４０が人工衛星１に同期する（４１ａ）とき人工衛星２のかなり強い干渉が生じ、且つその逆が生じることが理解できるであろう。特に、インパルス応答h(2→1)［１］及びh(1→2)［１］は、干渉信号を生成するとき大変長いことがある。従って、本発明によれば、手段６０によって干渉の低減を達成するために、干渉信号が予測されて、対応する受信信号に結合される。本発明の技術の複雑さと、干渉を発生させる信号のインパルス応答の長さとは、ほとんど関係がないことは注目に値する。
【００６９】
既に上述したように、図６の復号器５４０は、好ましくはＢＪＣＲアルゴリズムを使用する軟入力軟出力チャネル復号器（ＳＩＳＯ復号器）として設けられ、干渉信号のためのいわゆる軟判定予測を取得するものである。代わりに、第１及び第２受信信号を復号化することができるいずれか他のトレリス型復号器を使用し、符号ユニットの第１送信サブグループと関連付けられる符号ユニットの第１受信サブグループと、符号ユニットの第２送信サブグループと関連付けられる符号ユニットの第２受信サブグループとを取得してもよい。好ましくは、第１及び第２受信サブグループに対する復号化前の確率から第１及び第２受信サブグループに対する復号化後の確率を提供することができるいずれかのＳＩＳＯ復号器を使用するのがよい。
【００７０】
特に、受信機の繰返しステップｉにおいて、干渉低減のための第（Ｉ−１）番目の繰返しにおける復号器の出力を使用する。この適用の表記に関し、受信機に対して使用される変数の最後の指数は、その変数が計算された繰返しを示すことに注意すべきである。チャネル復号器がｉ−１番目の繰返しで復号化後の確率を計算したと仮定すれば、ｐc,postdec［ｋ］［ｉ−１］は送信された符号ビットｃ［ｋ］が１に等しくなる確率を示す。しかしながら、説明のために、一般的な考えから制約を受けることなく、以下に、各ビットが論理的に１である限り、イベントの確率を常に考慮する。
【００７１】
2005531944.tif 000018
【００７２】
2005531944.tif 000019
【００７３】
2005531944.tif 000020
【数１０】
2005531944.tif 000021
【数１１】
2005531944.tif 000022
【００７４】
2005531944.tif 000023
【００７５】
2005531944.tif 000024
【数１２】
2005531944.tif 000025
【数１３】
2005531944.tif 000026
【００７６】
2005531944.tif 000027
【００７７】
2005531944.tif 000028
【数１４】
2005531944.tif 000029
【００７８】
ここで、σx2は、送信機におけるＱＰＳＫ配座(constellation)分散を示す。
【００７９】
2005531944.tif 000030
【数１５】
2005531944.tif 000031
【００８０】
2005531944.tif 000032
【００８１】
2005531944.tif 000033
【数１６】
2005531944.tif 000034
【００８２】
2005531944.tif 000035
【数１７】
2005531944.tif 000036
【数１８】
2005531944.tif 000037
【数１９】
2005531944.tif 000038
【００８３】
2005531944.tif 000039
【００８４】
2005531944.tif 000040
【数２０】
2005531944.tif 000041
【００８５】
ここで、完全に同期した受信機（即ち、τ1＝０）のための最適なデマッパによって計算されたデマッピング後の確率は、次のように示される。
【数２１】
2005531944.tif 000042
【００８６】
同様に、デマッパは、奇数の指数をもつ符号ビットに対するデマッピング後の確率を、次のように計算する。
【数２２】
2005531944.tif 000043
【００８７】
繰返し受信機と同じように、関与している受信機の構成要素間で交換される確率が外部情報値の確率であるのが好ましい。従って、デマッパは、次の外部情報値の確率を計算し、それらを復号器上に転送する。
【数２３】
2005531944.tif 000044
【００８８】
2005531944.tif 000045
【００８９】
2005531944.tif 000046
【００９０】
2005531944.tif 000047
【００９１】
2005531944.tif 000048
【００９２】
2005531944.tif 000049
【００９３】
2005531944.tif 000050
【００９４】
2005531944.tif 000051
【００９５】
2005531944.tif 000052
【００９６】
2005531944.tif 000053
【００９７】
送信分枝に少なくとも１つのインターリーバを設けると、好ましくは各送信分枝に対して個別のインターリーバを設けると、次の３つの主たる利点が生じ、これらが、本発明の一実施の形態のためにインターリーバが好ましいとする理由である。
【００９８】
１．送信システムのチャネルは、フェージングをもつチャネルである。従って、ディープフェードとして知られてもいる強いフェージングの発生は、各シンボルを符号語内の異なる位置に配することによって開始させることが必要となる。
【００９９】
２．デマッパ及び復号器は、外部情報値の確率を繰返して交換する。ある要素の対応する出力ベクトル内で隣接する確率は、統計学的に従属している。しかしながら他方では、隣接する確率は、ある要素の入力においては統計学的に独立していると考えられている。各繰返しシステムに対して、入力シンボルの統計学的な独立性についての仮定が満たされたとき、最適な性能が達成される。従って、インターリーバを用いて、ある要素の出力部において隣接する要素を、他の要素の入力において異なる場所又は要素にそれぞれ分散するのが好ましい。この手順は、通常、「外部情報値の確率の非相関関係」とも呼ばれるものである。
【０１００】
2005531944.tif 000054
【０１０１】
さらに、インターリーバとしては、既に議論してきたように、ｓ−ランダムインターリーバが好ましい。その限界は拡大しつつあるので、このインターリーバを使用すれば、隣接する要素は、それらの入力において離れた出力要素に実際に配され、その結果、ディープフェード及びエラーバーストを無くすことができる。他方、繰返しシステムにおけるランダム、即ち不規則的なインターリーバは、規則的なインターリーバより良好な性能を示すことが分かった。
【０１０２】
2005531944.tif 000055
【０１０３】
2005531944.tif 000056
【０１０４】
2005531944.tif 000057
【０１０５】
2005531944.tif 000058
【０１０６】
送信チャネルのシミュレーションと予測とのそれぞれのために、チャネルは、ライスフェージングとしてシミュレートされる。即ち、チャネルは、ＬＯＳ（Line Of Sight：視線）成分と、さらに、対応する分散をもつレイリー(Rayleigh)フェージング成分とを含む。シミュレーションのために、これらのプロセスの正規化された最大ドップラ周波数は、０．０１と仮定してもよい。２つの統計学的に独立したライスフェージングプロセスに対しては、対応するライスファクタが示されてもよい。
【０１０７】
シミュレーションの結果、数回の（多くの場合、５回の）繰返しステップ以降には、実質的な修正は実行されないことが分かった。従って、多くて５回の繰返しステップの後で、収束が達成されてもよい。
【０１０８】
サンプリング手段４０の同期のためには、例えばトレーニングシーケンスのように、２つの異なる送信機から送られ且つそこから１つのサンプリング手段がそれに対応する送信機と同期する、公知の別の概念が用いられてもよいことに注意すべきである。この同期が達成されるまでの間に干渉を抑制するために、例えば受信機に知られている所定の時間ウィンドウで、常に１つの送信機だけが、干渉が低く最適な同期を達成するように送信を行うようにしてもよい。チャネルパラメータを使用して乗算器５８１ａ，５８１ｂ内の重み付けを調整する干渉信号の計算のために、トレーニングシーケンスで作動する従来のチャネル予測法が適用されてもよい。代わりに、予め知られたトレーニングシーケンスなしでチャネル予測を達成するブラインド推定法も適用されてもよい。
【０１０９】
サンプリング手段の非理想的な同期をモデル化した図６の送信フィルタ５８２ａ，５８２ｂに関しても同様のことが言える。理想的な同期が仮定されたとき、１回目の近似として、これらのフィルタの送信関数は、「１」に設定されてもよい。用途に応じて、この送信関数は、経験的に予測されてもよい。
【図１】
2005531944.tif 000059
【図２】
2005531944.tif 000060
【図３】
2005531944.tif 000061
【図４】
2005531944.tif 000062
【図５】
2005531944.tif 000063
【図６】
2005531944.tif 000064
【図７】
2005531944.tif 000065
【図８】
2005531944.tif 000066
【図９】
2005531944.tif 000067
【図１０】
2005531944.tif 000068
【図１１】
2005531944.tif 000069
【手続補正書】
【提出日】平成16年6月28日(2004.6.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１送信機（１６ａ）と、この第１送信機（１６ａ）から離間して配置された第２送信機（１６ｂ）とによって夫々送信された、第１送信信号と第２送信信号との重畳に対応する重畳受信信号を受信する受信装置において、
上記第１送信信号と第２送信信号とは同じ周波数帯にあり、上記第１送信信号は符号ユニットの第１送信サブグループ（１４ａ）を使用して生成され、上記第２送信信号は、符号ユニットの第２送信サブグループ（１４ｂ）を使用して生成され、上記符号ユニットの第１送信サブグループと上記符号ユニットの第２送信サブグループとは共に、複数の情報ユニットをもつ情報語から冗長性付加符号化によって生成された複数の符号ユニットを表現し、
さらに上記受信装置は、
上記重畳受信信号を上記第１送信機と同期（４１ａ）するようにサンプリングし、送信された上記第１送信信号と関連する第１受信信号を取得し、且つ、上記重畳受信信号を上記第２送信機と同期（４１ｂ）するようにサンプリングし、送信された上記第２送信信号と関連する第２受信信号を取得するためのサンプリング手段（４０）と、
上記第１受信信号と第２受信信号（５５ｃ,５５ｄ）とを復号化して上記符号ユニットの第１送信サブグループと関連する第１受信サブグループ（５６ａ）を取得し、且つ、上記第１受信信号と第２受信信号（５５ｅ，５５ｆ）とを復号化して上記符号ユニットの第２送信サブグループと関連する第２受信サブグループ（５６ｂ）を取得するための復号化手段（５４）と、
上記符号ユニットの第２受信サブグループを使用して第１干渉信号を計算すると共に、上記符号ユニットの第１受信サブグループを使用して第２干渉信号を計算する計算手段（５８）と、
上記第１干渉信号と上記第１受信信号とを結合すると共に、上記第２干渉信号と上記第２受信信号とを結合し、修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とを取得するための干渉低減手段（６０）と、
上記復号化手段（５４）が、上記修正済の第１受信信号と上記修正済の第２受信信号とを復号化し、且つこれら修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とに基づく複数の情報ユニットを有する情報語を出力するように上記復号化手段（５４）を制御するための制御手段（６２）と、を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
上記制御手段（６２）は、上記干渉低減手段（６０）と上記計算手段（５８）とを制御し、これら干渉低減手段（６０）と計算手段（５８）とが、上記修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とを使用して、１回又は複数回の繰返しステップを通し、再修正済の第１情報信号と再修正済の第２情報信号とを計算するようにし、その上で、上記復号化手段（５４）を制御し、上記再修正済の第１受信信号と上記再修正済の第２受信信号とを使用して、複数の情報ユニットを有する情報語を取得するように設けられている、請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
上記復号化手段（５４）は、
上記第１受信信号又は上記第２受信信号を、上記符号ユニットの第１受信サブグループ及び第２受信サブグループに対する復号化前の確率に変換するマッピング手段（５４１ａ，５４１ｂ）と、
上記符号ユニットの第１及び第２受信サブグループに対する復号化後の確率を計算する軟入力軟出力復号器（５４０）と、
上記符号ユニットの第１及び第２受信サブグループに対する復号化後の確率に基づいて、上記第１及び第２受信サブグループを予測する予測手段（５４７ａ，５４７ｂ）とを備える、請求項１又は２に記載の受信装置。
【請求項４】
上記軟入力軟出力復号器はＢＣＪＲ（ＢＣＪＲ=Bahl Cocke Jelinek Raviv）復号器である、請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
上記第１及び第２送信信号を生成するときインターリービング機能が存在し、
上記復号化手段（５４）は、さらに、
上記マッピング手段（５４１ａ，５４１ｂ）と上記復号器（５４０）の間に接続され、上記第１又は第２送信信号に対する上記インターリービング機能を無効にするデインターリーバ（５４２ａ，５４２ｂ）と、
上記復号器（５４０）と上記予測手段（５４７ａ，５４７ｂ）の間に配置され、上記と同じインターリービンング機能を実行する手段として設けられているインターリーバ（５４６ａ，５４６ｂ）とを備える、請求項３又は４に記載の受信装置。
【請求項６】
上記マッピング手段（５４１ａ，５４１ｂ）は、先行する繰返しステップからのページ情報を使用して作動する手段として設けられており、
上記ページ情報は、復号化後の確率から導かれる外部情報値の確率である、請求項３〜５のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項７】
上記サンプリング手段（４０）は、上記第１送信機（１６ａ）からの所定のトレーニングシーケンスと、上記第２送信機（１６ｂ）からの所定のトレーニングシーケンスとを使用して、同期する手段として設けられている、請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
上記計算手段（５８）は、さらに、
上記符号ユニットの第２受信サブグループ、又は上記符号ユニットの第２受信サブグループから導かれたチャネル特性をもつ変調シンボルを重み付けし、重み付けられた第２受信サブグループ又は重み付けられた変調シンボルを取得するための第１計算手段（５８１ａ）と、
上記符号ユニットの第１受信サブグループ、又は上記第１受信サブグループから導かれたチャネル特性をもつ変調シンボルを重み付けし、重み付けられた第１受信サブグループ又は重み付けられた変調シンボルを取得するための第２計算手段（５８１ｂ）とを備える、請求項３に記載の受信装置。
【請求項９】
上記マッピング手段はＱＰＳＫデマッピング手段（ＱＰＳＫ=４相移相）であり、且つ、
上記予測手段はＭＭＳＥ（ＭＭＳＥ=最小平均二乗エラー）予測手段である、請求項３に記載の受信装置。
【請求項１０】
第１送信機（１６ａ）と、この第１送信機（１６ａ）から離間して配置された第２送信機（１６ｂ）とによって、夫々送信された第１送信信号と第２送信信号との重畳に対応する重畳受信信号を受信するための受信方法において、
上記第１及び第２送信信号は同じ周波数帯にあり、上記第１送信信号は符号ユニットの第１送信サブグループ（１４ａ）を使用して生成され、上記第２送信信号は符号ユニットの第２送信サブグループ（１４ｂ）を使用して生成され、上記符号ユニットの第１送信サブグループと上記符号ユニットの第２送信サブグループとは共に、複数の情報ユニットを有する情報語から冗長性付加符号化によって生成された複数の符号ユニットを表現し、
さらに上記受信方法は、
上記重畳受信信号を上記第１送信機（１６ａ）と同期するように（４１ａ）サンプリング（４０）し、送信された上記第１送信信号と関連する第１受信信号を取得するサンプリングステップ（４０）と、
上記重畳受信信号を上記第２送信機（１６ｂ）と同期するように（４１ｂ）サンプリングし、送信された上記第２送信信号と関連する第２受信信号を取得するサンプリングステップと、
上記第１受信信号と第２受信信号（５５ｃ，５５ｄ）とを復号化し、上記符号ユニットの第１送信サブグループと関連する第１受信サブグループ（５６ａ）を取得する復号化ステップ（５４）と、
上記第１受信信号と第２受信信号（５５ｅ，５５ｆ）とを復号化し、上記符号ユニットの第２送信サブグループと関連する第２受信サブグループ（５６ｂ）を取得する復号化ステップ（５４）と、
上記符号ユニットの第２受信サブグループを使用して第１干渉信号を計算すると共に、上記符号ユニットの第１受信サブグループを使用して第２干渉信号を計算するステップ（５８）と、
上記第１干渉信号に上記第１受信信号を結合（６０）すると共に、上記第２干渉信号に上記第２受信信号を結合し、修正済の第１受信信号と修正済の第２受信信号とを取得し、干渉を低減するステップと、
上記修正済の第１受信信号と上記修正済の第２受信信号とを復号化し、上記修正済の第１受信信号及び修正済の第２受信信号に基づいた複数の情報ユニットを有する情報語を出力するステップと、を含むことを特徴とする受信方法。
【手続補正書】
【提出日】平成17年1月5日(2005.1.5)
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
この目的は、請求項１に係る受信装置、および請求項１０に係る受信方法によって達成される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４５】
本発明によれば、干渉妨害された第１受信サブグループ及び第２受信サブグループは、第２受信サブグループに基づいて第１干渉信号を計算すると共に、第１受信サブグループに基づいて第２干渉信号を計算するために計算手段５８に供給される。第１干渉信号と第２干渉信号との両方は干渉低減手段６０に供給され、図５の減算器６０ａ，６０ｂによって概略的に示すように、第１サンプラから出力された第１受信信号から、又は第１サンプラから出力された第２受信信号からそれぞれ減算される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４８】
しかしながら、さらなる繰返しステップを続けるべき場合には、第１受信サブグループが、点線矢印５５ｃ，５５ｄで示すように修正済の第１信号及び修正済の第２信号から決定され、第２受信サブグループが、矢印５５ｅ，５５ｆで示すように修正済の第１信号及び修正済の第２信号を使用して計算される。
【国際調査報告】
2005531944.tif 000070
2005531944.tif 000071
2005531944.tif 000072
2005531944.tif 000073