(57)【要約】クイックパンチスルー集積ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴはドリフト領域及びゲートを含む。ドリフト領域はドリフト領域ドーパント濃度及びドリフト領域厚さを有する。ゲートはゲートキャパシタンスを有する。コレクタ電圧がバス電圧に達するとき、ＩＧＢＴ閾値電圧より大きなレベルに、ゲートとエミッタの間の電位差を維持するように、ドリフト領域ドーパント濃度、ドリフト領域厚さ及びゲートキャパシタンスは、少なくとも一部、ＩＧＢＴのＰＮＰ利得に依存して調節する。これは、空乏層がターンオフ遅延時にバッファ領域へパンチスルーする際、正孔キャリア濃度がドリフト領域ドーパント濃度にほぼ等しい、或いはドリフト領域ドーパント濃度より大きいままであることを保証する。従って、ターンオフ時に、コレクタ電圧オーバーシュ−トと電圧及び電流の変化率が制御され、電磁干渉が減少する。
2005508082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドリフト領域ドーパント濃度及びドリフト領域厚さを有するドリフト領域、及び
ゲートキャパシタンスを有するゲートを含むクイックパンチスルー集積ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)において、
ＩＧＢＴの電圧がＩＧＢＴのターンオフ時にバス電圧に向かって上昇するとき、ＩＧＢＴの閾値電圧より大きなレベルに実効ゲート電圧を維持するように、前記ドリフト領域ドーパント濃度、ドリフト領域厚さ及びゲートキャパシタンスは少なくとも一部、前記ＩＧＢＴのＰＮＰ利得に依存して調節することを特徴とするクイックパンチスルー集積ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)。
【請求項２】
前記ドリフト領域ドーパント濃度は、約５×１０１４a/cm3以下であることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項３】
前記ＩＧＢＴが少なくとも６００Vの規格電圧を有し、前記ドリフト領域ドーパント濃度が約１×１０１３a/cm3から約２×１０１４a/cm3であることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項４】
前記ＩＧＢＴが少なくとも６００V以下の規格電圧を有し、前記ドリフト領域ドーパント濃度が約１×１０１４a/cm3から約５×１０１４a/cm3であることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項５】
前記ドリフト領域厚さが９０マイクロミーター（μm）以下であることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項６】
前記ＩＧＢＴが６００V以下の規格電圧を有し、前記ドリフト領域厚さが約２０μm〜約４５μmであることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項７】
前記ＩＧＢＴが少なくとも６００Vの規格電圧を有し、前記ドリフト領域厚さが約４５μmから約９０μmであることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項８】
前記ゲートキャパシタンスは０.３ナノファラド(nFd)より大きいことを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項９】
前記ゲートキャパシタンスは、約０.３nFdから約８nFdであることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項１０】
前記ドリフト領域ドーパント濃度は約５×１０１４a/cm3以下であり、前記ドリフト領域厚さは９０μm以下であることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項１１】
前記ＩＧＢＴが６００V以上の規格電圧を有し、前記ドリフト領域ドーパント濃度が約１×１０１３a/cm3から約２×１０１４a/cm3であり、前記ドリフト領域厚さが約４５μmから約９０μmであることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項１２】
前記ＩＧＢＴが６００V以下の規格電圧を有し、前記ドリフト領域ドーパント濃度が約１×１０１４a/cm3から約５×１０１４a/cm3であり、前記ドリフト領域厚さが約２０μm〜約４５μmであることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項１３】
前記ドリフト領域ドーパント濃度が約５×１０１４a/cm3以下であり、前記ゲートキャパシタンスが約０.４nFdから約８nFdであることを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項１４】
前記ドリフト領域ドーパント濃度が約５×１０１４a/cm3以下であり、前記ドリフト領域厚さが９０μm以下であり、前記ゲートキャパシタンスが約０.４nFdより大きいことを特徴とする請求項１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴ。
【請求項１５】
ドリフト領域ドーパント濃度でドリフト領域をドープする工程、前記ドリフト領域ドーパント濃度は従来のパンチスルーＩＧＢＴのドリフト領域ドーパント濃度よりも減少させる、
ドリフト領域厚さを有するドリフト領域を作る工程、前記ドリフト領域厚さは従来のパンチスルーＩＧＢＴのドリフト領域厚さよりも減少させる、及び
ゲートのキャパシタンスを調節する工程を含むクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法において、
前記ドープする工程、作る工程及び調節する工程は、ＩＧＢＴの電圧がＩＧＢＴのターンオフ時にバス電圧に向かって上昇するとき、ＩＧＢＴの閾値電圧より大きなレベルに実効ゲート電圧を維持することを特徴とするクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項１６】
前記調節する工程は、ゲート絶縁材料の厚さ及びゲートの幅の少なくとも１つを変えることを含むことを特徴とする請求項１５記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項１７】
前記ドープする工程は、５×１０１４a/cm3以下のドリフト領域ドーパント濃度でドリフト領域をドープすることを含むことを特徴とする請求項１５記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項１８】
前記作る工程は、９０μm以下のドリフト領域厚さを有するドリフト領域を作ることを含むことを特徴とする請求項１５記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項１９】
前記調節する工程は約０.４nFdより大きいゲートのキャパシタンスを調節することを含むことを特徴とする請求項１５記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２０】
ＩＧＢＴの電圧がＩＧＢＴのターンオフ時にバス電圧に向かって上昇するとき、空乏層がバッファ層へパンチスルーする際、ＩＧＢＴの閾値電圧より上に実効ゲート電圧を維持し、それにより正孔キャリア濃度がパンチスルー電圧で前記ドリフト領域ドーパント濃度に等しい、又は、前記ドリフト領域ドーパント濃度より大きいままであることを確保する工程を含むことを特徴とするクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２１】
前記維持する工程が、
ドリフト領域ドーパント濃度でドリフト領域をドープする工程、前記ドリフト領域ドーパント濃度は同等規格の従来のパンチスルーＩＧＢＴのドリフト領域ドーパント濃度よりも減少させる、
ドリフト領域厚さを有するドリフト領域を作る工程、前記ドリフト領域厚さは同等規格の従来のパンチスルーＩＧＢＴのドリフト領域厚さよりも減少させる、及び
ゲートのキャパシタンスを調節する工程の少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項２０記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２２】
前記調節する工程はゲート絶縁材料の厚さ及びゲートの幅の少なくとも１つを変えることを含むことを特徴とする請求項２１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２３】
前記ドープする工程は、５×１０１４a/cm3以下のドリフト領域ドーパント濃度でドリフト領域をドープすることを含むことを特徴とする請求項２１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２４】
前記作る工程は、９０μm以下のドリフト領域厚さを有するドリフト領域を作ることを含むことを特徴とする請求項２１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２５】
前記調節する工程はゲートのキャパシタンスを約０.４nFdより大きいように調節することを含むことを特徴とする請求項２１記載のクイックパンチスルーＩＧＢＴの製造方法。
【請求項２６】
ドリフト領域ドーパント濃度及びドリフト領域厚さを有するドリフト領域、及び
ゲートキャパシタンスを有するゲートを含むクイックパンチスルー集積ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)において、
前記ドリフト領域ドーパント濃度、ドリフト領域厚さ及びゲートキャパシタンスは少なくとも一部、前記ＩＧＢＴのＰＮＰ利得に依存して調節し、それによりＩＧＢＴのターンオフ時にコレクタ電流減少のピーク変化率を制御することを特徴とするクイックパンチスルー集積ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)。
【発明の詳細な説明】
【関連出願の相互参照】
【０００１】
この出願は、２００１年１０月２６日に申請された米国仮特許出願第６０／３３９，４４７号、及び２００２年１０月２２日に申請された米国特許出願第＿＿＿＿＿＿＿号の利益を主張するものである。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、集積ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)、より詳細には、クイックパンチスルーＩＧＢＴに関するものである。
【背景技術】
【０００３】
ＩＧＢＴは、例えば閉セルジオメトリー及びトレンチストライプセルのような様々なセル構成に作ることができる。以下、簡単のため、典型的なＩＧＢＴの構造を、ストライプセル構成ＩＧＢＴについて述べる。図１を参照する。ストライプセル構成を有するＩＧＢＴ  １０を示す。ＩＧＢＴ  １０の各セルは、２つのソースストライプ１４及び１６が形成されたエピタキシャル層１２を含む。ソースストライプ１４、１６はエピタキシャル層１２内でベースストライプ１８によって囲まれる。ベースストライプ１８の一部はソースストライプ間を分離、又はソースストライプ間にあり、本体ストライプ２０と呼ばれる。
【０００４】
エピタキシャル層１２は、高ドープバッファ領域２４上に配置された低ドープドリフト領域２２を含む。高ドープバッファ領域は、Ｐ型コレクタ領域２５上に配置される。典型的に二酸化シリコンのゲート絶縁ストライプ２６及び２８はエピタキシャル層１２の上面を被覆する。典型的に高ドープポリシリコンのゲート導電性ストライプ３０及び３２は、絶縁ストライプ２６及び２８を被覆して、ゲート電極(参照符号なし)を形成する。ゲート導電性ストライプ３０及び３２はベースストライプの反対側の対応するチャネルストライプ(参照符号なし)の上に配置する。別の絶縁層(参照符号なし)はゲートストライプ３０及び３２を被覆する。金属層はソースストライプ１４、１６及び本体ストライプ２０と接触する。ゲートストライプ３０及びゲート３２の反対、又は下に配置されるＩＧＢＴ  １０側に、エミッタ電極３４を形成する。
【０００５】
ＩＧＢＴは、例えば無停電電源装置(ＵＰＳ)、スイッチモード電源、力率補正回路及びモーター駆動回路のようなスイッチング用途に広く使用される。従って、パンチスルー(ＰＴ)ＩＧＢＴは、典型的に電磁干渉(ＥＭＩ)を減少し、コレクタ電圧オーバーシュートを減少するように設計されている。ＥＭＩ及びコレクタ電圧オーバーシュートを減少するために、空乏領域２２のバッファ領域２４中へのパンチスルーを、特定の用途に使用されるバス又はスイッチング電圧において防止しなければならない。また、パンチスルーを防ぐことは、ドリフト領域２２のドーパント濃度及び厚さを操作することにより遂行される。「ソフトターンオフ」は、単にドリフト領域の厚さ及びドーパント濃度のこの比較的複雑なバランス操作を介して遂行される。このバランス操作では、ＥＭＩ及び動作パラメーター範囲を越えるコレクタ電圧オーバーシュ−トの最適減少により動作することができるＩＧＢＴではなく、特定の動作バス電圧及び電流密度に最適化されたＰＴ  ＩＧＢＴが製造される。
【０００６】
特定のセットの動作パラメーターに最適化されたＰＴ  ＩＧＢＴであっても、ある望ましくない特性を有する。例えば、従来のＩＧＢＴは、パンチスルーで比較的大きく望ましくないコレクタ電圧オーバーシュ−トを有する。更に、従来のＩＧＢＴのゲート電圧(Ｖｇ)は、パンチスルーで０ボルト以下に降下し、それからＰＴ  ＩＧＢＴを再充電して望ましくないことに再度オンにし、それによりＰＴ  ＩＧＢＴのターンオフ時間を遅らせ得る。更に、従来のＩＧＢＴは、比較的大きく、無制御的で、外部駆動回路のゲート抵抗と独立した電流減少di/dtを有して、そのためＥＭＩレベルを増加させる。
【０００７】
従って、本発明の目的は、従来のＰＴ  ＩＧＢＴに比べてＥＭＩとコレクタ電圧オーバーシュ−トを減少するＩＧＢＴを提供することにある。
【０００８】
更に、本発明の目的は、ＥＭＩ及びコレクタ電圧オーバーシュ−トを減少するためにドリフト領域の厚さ及びドーパント濃度の複雑なバランス操作を実行する必要性を減少するＩＧＢＴを提供することにある。
【０００９】
更にまた、本発明の目的は、ＩＧＢＴが再度オンするのを防止するように十分なレベルにゲート電圧を維持し、それによりターンオフ遅延時間を減少するＩＧＢＴを提供することにある。
【００１０】
更に、本発明の目的は、パンチスルーでパンチスルーに伴う電流減少di/dtを制御するＩＧＢＴを提供することにある。
【００１１】
本発明は、クイックパンチスルー集積ゲートバイポーラトランジスタ(ＱＰＴ  ＩＧＢＴ)を提供する。
【００１２】
本発明は、その１つの形態において、ドリフト領域及びゲートを有するクイックパンチスルーＩＧＢＴを含む。ドリフト領域はドリフト領域ドーパント濃度及びドリフト領域厚さを有する。ゲートはゲートキャパシタンスを有する。コレクタ電圧がバス電圧に達するとき、ＩＧＢＴ閾値電圧より大きなレベルに、ゲートとエミッタの間の電位差を維持するように、ドリフト領域ドーパント濃度、ドリフト領域厚さ及びゲートキャパシタンスは、少なくとも一部、ＩＧＢＴのＰＮＰ利得に依存して調節する。これは、空乏層がターンオフ遅延時にバッファ領域へパンチスルーする際、正孔キャリア濃度がドリフト領域ドーパント濃度にほぼ等しい、或いはドリフト領域ドーパント濃度より大きいままであることを保証する。従って、ターンオフ時に、コレクタ電圧オーバーシュ−トと電圧及び電流の変化率が制御され、電磁干渉が減少する。
【００１３】
本発明の利点は、従来のＰＴ  ＩＧＢＴに比べターンオフ遅延時間が減少することである。
【００１４】
本発明の別の利点は、コレクタ電圧オーバーシュ−トが従来のＰＴ  ＩＧＢＴのオーバーシュ−トに比べ大幅に減少し、スナバ回路の必要性を軽減することである。
【００１５】
本発明の更なる利点は、ターンオフ時のＩＧＢＴ電流の変化率が減少し、それにより、電磁干渉が減少することである。
【００１６】
また、本発明の更なる利点は、バス電圧の減少とともにターンオフロスが減少することである。
【００１７】
図面で対応する参照符号は対応する部品を示す。ここに記述する例示は発明の１つの好ましい実施例を１つの形態に示すものであり、そのような例示をいかなるようにも発明の範囲を制限するように解釈すべきではない。
【００１８】
図２に、ＩＧＢＴ  １０の単純化された等価回路をスイッチング回路４０の一部として示す。回路４０は、フリーホイールＩＧＢＴダイオード４２、負荷インダクタンス４４、及び寄生ゲート、エミッタ及びコレクタのインダクタンスＬｇ、Ｌｅ、及びＬｃを含む。Ｖｇ（供給）がＩＧＢＴ  １０のゲート端子に印加された電圧であるのに対し、Ｖｇはゲート抵抗Ｒｇ及びゲートインダクタンスＬｇの影響を考慮した後のＩＧＢＴ  １０のゲートに印加された電圧である。ＶｃはＩＧＢＴ  １０のコレクタに印加された電圧であるのに対し、Ｖｃ(回路)はＬｃの影響を考慮した後のコレクタ電圧である。そして、ＶｅはＩＧＢＴ  １０のエミッタの電圧である。バス電圧Ｖ(バス)は、外部のＩＧＢＴコレクタからキャパシタＣｌを横切って接地に印加される電圧である。
【００１９】
図３Ａは、０.１cm2の作用面積を有し、１２Ａ及び３９０Vでスイッチされるように最適化された従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのドーピングプロファイル及び正孔キャリアプロファイルを示す。ＩＧＢＴは、ＩＧＢＴゲートに１５V印加した状態で２５EC(２５Ｅ摂氏)で２V及び１２５ECで１.７Vのオン状態電圧降下を有する。ドーピングプロファイルのプロットは、Ｎドリフト領域が約１.４×１０１４の濃度にドープされて、ＩＧＢＴダイの表面から約６.０um（マイクロメートル)で始まり、ダイ中へ約５０um延長することを示す。Ｎバッファ領域は約２.５×１０１７の濃度にドープされて、約５０umの深さから、約３.０×１０１８のドーパント濃度を有するＰ＋基板が始まる約５８umまで延長する。正孔キャリアプロファイルのプロットは、正孔濃度が約２umの深さ(即ち、Ｎドリフト領域が始まる深さ)で約１.０×１０１３から約５０umの深さ(即ち、Ｎドリフト領域が終わってＮバッファ領域が始まる深さ)で約１.０×１０１４になることを示す。
【００２０】
図３Ａに示す正孔キャリア濃度は、１２５EC、１２A、５００Vハードターンオフ時の電圧上昇中の、コレクタとエミッタの間の電圧差(Ｖｃe)約４０６V、即ちＩＧＢＴのパンチスルー電圧でプロットされている。正孔キャリア濃度は、５０umの深さで１.０×１０１４の濃度から、約５８umの深さ(即ちＰ＋基板が始まる深さ)で約１.０×１０１８の濃度まで概ね線形に増加する。
【００２１】
図３Ｂは、本発明のクイックパンチスルー(ＱＰＴ)ＩＧＢＴの一実施例のドーピングプロファイル及び正孔キャリアプロファイルを示す。また、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴは、図３Ａに示す従来のＰＴ  ＩＧＢＴのように、０.１cm2の作用面積を有する６００VのＩＧＢＴであり、１２A及び３９０Vでスイッチされるように最適化される。また、ＱＰＴ  ＩＧＢＴは、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのように、ＱＰＴ  ＩＧＢＴゲートに１５V印加した状態で、２５EC(２５Ｅ摂氏)で２V及び１２５ECで１.７Vのオン状態電圧降下を有する。ＱＰＴ  ＩＧＢＴは、ドーピングプロファイルのプロットのＱＰＴ  ＩＧＢＴのＮドリフト領域がＩＧＢＴダイの表面から約６.０マイクロメートル(um)で始まる点で、従来のＩＧＢＴに類似する。
【００２２】
しかしながら、ダイ中に約５０umの深さまで延長するＮドリフト領域を有する従来のＰＴ  ＩＧＢＴと異なり、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのＮドリフト領域はダイ中に僅か約３３umの深さまで延長する。更に、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのドーパント濃度は、従来のＰＴ  ＩＧＢＴ(即ち約１.４×１０１４)のドーパント濃度よりずっと低い、即ち約１.０×１０１３である。ＱＰＴ  ＩＧＢＴのＮバッファ領域は、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのＮバッファ領域よりずっと浅い深さ、即ち約３４umで始まり、約４４umの深さまで延長し、従来のＰＴ  ＩＧＢＴとほぼ同じドーパント濃度を有する。
【００２３】
また、図３Ｂは、ＱＰＴ  ＩＧＢＴの正孔キャリアプロファイルのプロットを示す。正孔濃度は約２umの深さ(即ち、Ｎドリフト領域が始まる深さ)で約１.０×１０１４から、約３３umの深さ(即ち、Ｎドリフト領域が終わってＮバッファ領域が始まる深さ)まで比較的一定のままである。正孔キャリア濃度は、１２５EC、１２A、５００Vハードターンオフ時の電圧上昇中の、コレクタとエミッタの間の電圧差(Ｖｃe)約１４４V、即ちＱＰＴ  ＩＧＢＴのパンチスルー電圧でプロットされている。正孔キャリア濃度は、約３３umの深さで１.０×１０１４の濃度から、約５０umの深さ(即ちＰ＋基板が始まる深さ)で約１.０×１０１８の濃度まで概ね線形に増加する。
【００２４】
従って、要約すると、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのＮドリフト領域は、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのＮドリフト領域より浅く、かつ低ドープされる。更に、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのＮバッファ領域は、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのＮバッファ領域より浅い深さで始まる。従来のＰＴ  ＩＧＢＴでは、正孔キャリア濃度がＮドリフト領域ドーパント濃度より低く、空乏領域の縁はスイッチされるバス電圧でのバッファ領域へのパンチスルーを防止するように設計されることに特に注意されたい。逆に、ＱＰＴ  ＩＧＢＴの正孔濃度は、Ｎドリフト領域のドーパント濃度にほぼ等しい、或いはドリフト領域のドーパント濃度より大きく、コレクタ電圧がパンチスルー電圧まで上昇している間、そのままである(図７Ａ-７Ｃを参照)。
【００２５】
図４Ａ、４Ｂ及び４Ｃは、１２５ECの接合温度、１２０A/cm2のスイッチング電流密度、３９０Vのバス電圧、１５Vのゲート供給電圧(Ｖｇ(供給))、２５オームのゲート抵抗（Ｒｇ）で動作し、約５Vの閾値電圧Ｖｔｈを有する従来の６００ボルトのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形を示す。図４Ａに示すように、空乏層は時間ｔ(パンチ)にバッファ層へパンチスルーする。Ｖｃは、時間ｔ(バス)に３９０Vのバス電圧Ｖ(バス）に達して、次に時間ｔ(ピーク)に約１５０VだけＶ(バス）のレベルをオーバーシュートして、時間ｔ(整定)にＶ(バス）のレベルに下がり整定する。
【００２６】
パンチスルーが起こる時間ｔ(パンチ)前に、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃはバス電圧Ｖ(バス)に向かって概ね線形に増加する。Ｖｃが規格ＰＴ  ＩＧＢＴ電圧の約５０パーセントのレベルに達するとき、パンチスルーが起こる。パンチスルーで、コレクタ電圧Ｖｃは比較的急勾配の正変化率dv/dtとなる。図４Ｂ及び４Ｃに示すように、Ｖｃのこの急勾配の正dv/dtにより、時間ｔ(パンチ)と時間ｔ(バス)の間に流れる変位電流Ｉｅ(変位)及びＩｇ(変位)が発生する。変位電流Ｉｇ(変位)はゲート‐コレクタキャパシタンスＣｇｃ及びゲート‐エミッタキャパシタンスＣｇｅを流れ、Ｉｅ(変位)はゲート‐エミッタ金属キャパシタンスＣｇｍを流れる。対応するキャパシタンスを通るこれらの変位電流の流れは、ｔ(パンチ)‐ｔ(ピーク)間にＩｅが０に下がり、正孔キャリア濃度がＮドリフトドーピング濃度より下に下がる時間に、ｔ(パンチ)‐ｔ(バス)の時間間隔中に実効ゲート電圧Ｖｇｅ（実効）(即ち電位差Ｖｇ−Ｖｅ)を従来のＰＴ  ＩＧＢＴの閾値電圧Ｖｔｈより下に下げる。
【００２７】
時間ｔ(バス)に、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃ変化率di/dtは負になる。この負のdi/dtは、Ｌｅ、即ち従来のＰＴ  ＩＧＢＴエミッタと直列のインダクタンスを流れて、それによりエミッタ電圧レベルＶｅ（Ve＝Le(di/dt)）が、図４Ｃに示すように、接地電位以下に下がる。ゲート電圧ＶｇはＣｇｅによってＶｅに容量的に結合し、Ｌｅ、Ｌｇ及びＣｇｅによる小さな時間遅延だけＶｅを遅らす。この時間遅延、及び時間ｔ(バス)とｔ(ピーク)の間に生じるＶ(バス)より上のコレクタ電圧Ｖｃの継続的なdv/dtはＶｔｈを超過するＶｇｅ（実効）を生じさせ、そのため望ましくないことに時間ｔ(バス)とｔ(ピーク)の間に従来のＰＴ  ＩＧＢＴをオン状態に再度バイアスする。
【００２８】
時間ｔ(ピーク)に、従来のＰＴ  ＩＧＢＴの空乏層は、バス/スイッチング電圧を支えるために十分に広がる。チャネルを横切ってドリフトするエミッタ電流Ｉｅはなく、ＩＧＢＴコレクタからの正孔注入は止まる。コレクタ電流Ｉｃのdi/dtは、突然に、残りの空乏化していないＮドリフト及びバッファ層の少数キャリアの再結合によって制御された速度に落ちる。図４Ａに示すように急なdv/dtにより従来のＰＴ  ＩＧＢＴは時間ｔ(ピーク)の電子電流Ｉｅのピークによって時間ｔ(バス)とｔ(ピーク)の間にオンに再度バイアスされる。時間ｔ(バス)とｔ(ピーク)の間に、Ｉｃの変化率はＶｔｈより下のＶｇｅ（実効）の放電によって制御されない、即ち、Ｉｃの一部はＮバッファに起こる少数キャリアの再結合によるものである。従来のＰＴ  ＩＧＢＴのターンオフはＶｔｈより下に再放電しなければならないゲートにより遅れ、電流低下時間及びターンオフエネルギーロスを増加する。時間ｔ(整定)を越えるdi/dtは、バッファ領域/層のキャリアの少数キャリア再結合によって制御される。
【００２９】
従来のＰＴ  ＩＧＢＴとは対照的に、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴはターンオフ遅延時間を減少し、ターンオフエネルギーロスを減少する。図５Ａ、５Ｂ及び５Ｃは、本発明のクイックパンチスルー(ＱＰＴ)ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形を示す。ＱＰＴ  ＩＧＢＴは、１２５ECの接合温度、１２０A/cm2のスイッチング電流密度、３９０Vのバス電圧、１５Vのゲート供給電圧、２５オームのゲート抵抗で作動し、約３Vの閾値電圧Ｖｔｈを有する６００ボルトのＱＰＴ  ＩＧＢＴである。従来のＰＴ  ＩＧＢＴに似て、図５Ａに示すように、ＱＰＴ  ＩＧＢＴ空乏層は時間ｔ(パンチ)にバッファ層へパンチスルーし、Ｖｃは時間ｔ(バス)に３９０Vのバス電圧Ｖ(バス)に達する。しかしながら、従来のＰＴ  ＩＧＢＴと異なり、Ｖｃは、Ｖ(バス)のレベルを単に最小に(即ち約１０〜２０ボルトだけ)オーバーシュートする。時間ｔ(ピーク)に、ＶｃがＶ(バス)である、或いはＶ(バス)以上であり、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃはその前のパンチスルーレベルから概ね線形に減少し始める。
【００３０】
パンチスルーが起こる時間ｔ(パンチ)前に、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃは、バス電圧Ｖ(バス)に向かって徐々に増加する。Ｖｃが規格ＱＰＴ  ＩＧＢＴ電圧の約３分の１以下のレベルに達するとき、パンチスルーは生じる。パンチスルーで、コレクタ電圧Ｖｃは急勾配の正変化率dv/dtとなり、Ｖ(バス)に向かって概ね指数関数的に増加する。図５Ｂと５Ｃに示すように、Ｖｃのこの急勾配の正dv/dtにより、時間ｔ(パンチ)と時間ｔ(バス)の間に流れる変位電流Ｉｅ(変位)及びＩｇ(変位)が発生する。変位電流Ｉｇ(変位)はゲート‐コレクタキャパシタンスＣｇｃ及びゲート‐エミッタキャパシタンスＣｇｅを流れ、Ｉｅ(変位)はゲート‐エミッタ金属キャパシタンスＣｇｍを流れる。
【００３１】
図５Ａに示すように、時間ｔ(パンチ)と時間ｔ(バス)の間にＶｇｅ（実効）が閾値電圧Ｖｔｈより下に下がる(図４Ａ)従来のＰＴ  ＩＧＢＴと異なり、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのＶｇｅ（実効）は、十分な時間、上記の閾値電圧Ｖｔｈより上のままか、或いはＶｔｈより下に下がらず、従って正孔キャリア濃度がパンチスルー電圧でＮドリフトバックグラウンドドーピング濃度より下に下がるのを防止する。これは、従来のＰＴ  ＩＧＢＴの対応するキャパシタンスより大きく設計された本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのキャパシタンス、即ちＣｇｃ、Ｃｇｅ、及びＣｇｍの少なくとも１つ或いは結合の最適化によるものであり、それによって正孔キャリア濃度がパンチスルーでＮドリフトバックグラウンドドーピング濃度より下に下がる十分な時間、Ｖｇｅ（実効）がＶｔｈより下に下がらない。従って、正孔キャリア濃度はパンチスルー電圧でＮドリフトバックグラウンドドーピング濃度にほぼ等しい、或いはＮドリフトバックグラウンドドーピング濃度より大きいように維持される。Ｉｇ(変位)はより大きなＣｇｃ及びＣｇｅを流れ、それによりゲートキャパシタンスを充電するかその放電を遅らせてＶｇｅ（実効）をＶｔｈより上に維持する。
【００３２】
時間ｔ(パンチ)に、コレクタ電流Ｉｃのdi/dtが負になる。しかしながら、従来のＰＴ  ＩＧＢＴと異なり、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのdi/dtは、時間ｔ(バス)-ｔ(整定）の間にＶｇｅ（実効）の放電により完全に制御される。図５Ａに示すように、時間ｔ(パンチ)後、ＩｅはＩｃに概ね平行するように流れ続け、正孔電流ＩＧＢＴＩｈはＱＰＴ  ＩＧＢＴコレクタから注入し続ける。
【００３３】
Ｖｇｅ（実効）をＶｔｈより上に維持することによって、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのコレクタ‐エミッタ端子にピーク負荷電流及びバス電圧の両方が短時間同時に存在することに特に気付かれたい(図５Ａを参照)。
【００３４】
ターンオフロス及び減少時間が従来のＰＴ  ＩＧＢＴに比べＱＰＴ  ＩＧＢＴの電流の減少時わずかに増加するが、コレクタ電圧Ｖｃの上昇時の減少された遅延時間及びエネルギーロスがその増加を相殺することに更に特に気付かれたい。従って、より低いターンオフロス及び減少されたターンオフ時間が本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴで達成される。従来のＰＴ  ＩＧＢＴと似て、時間ｔ(整定)を越えるＩｃのdi/dtは、バッファ領域/層の少数キャリア再結合によって制御される。
【００３５】
図６Ａに、６Ｂ及び６Ｃは、それぞれコレクタ電流密度２００、１２０及び５０A/cm2でハードスイッチング誘導ターンオフとなる、１５Vのゲート供給電圧で１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び等価オン状態電圧降下を有する従来のＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度プロファイルを示す。図６Ａ、６Ｂ及び６Ｃの比較によって、誘導ターンオフ時、与えられたコレクタ‐エミッタ電圧Ｖｃeで正孔キャリアが一掃される距離が、電流密度の増加につれて減少することがわかる。更に、与えられた深さ及び与えられたＶｃeでの正孔キャリアの濃度が、電流密度とともに増加する。これらの２つの要因は結合して、Ｎドリフト領域からキャリアを完全に一掃するのに必要なより高いＶｃeによるターンオフロスを増加させる。従って、Ｖｃがバス電圧に達するとき、キャリアの空乏化されていないＮドリフト層内の領域がある。この空乏化されていないＮドリフト領域は、Ｎドリフト領域のより高いキャリア寿命による、より遅いスイッチング速度及びより高いターンオフロスを生じさせる。
【００３６】
反対に、図７Ａ、７Ｂ及び７Ｃに示すように、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのスイッチング性能は、バス電圧又はＶｃe電圧に依存しない。図７Ａ、７Ｂ及び７Ｃは、それぞれコレクタ電流密度２００、１２０及び５０A/cm2でハードスイッチング誘導ターンオフ時、２００A/cm2で１５Vのゲート供給電圧で１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び等価オン状態電圧降下を有する本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度プロファイルを示す。上述したように、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴは、正孔電流Ｉｈが時間ｔ(パンチ)後にＱＰＴ  ＩＧＢＴコレクタから注入され続ける点で従来のＰＴ  ＩＧＢＴと異なる。正孔の継続的な注入は、空乏層がＮバッファ層の方へ広がっている間、Ｎドリフト領域ドーピングレベルにほぼ等しいか、Ｎドリフト領域ドーピングレベル以上である正孔キャリアプロファイルを生成する。上述したように、ＱＰＴ  ＩＧＢＴのパンチスルー電圧は規格電圧の約３分の１以下で、それにより、ＰＮＰ利得に対するターンオフロスの依存性を減少する。ＰＮＰ利得は、注入されたキャリアのレベルを制御し、それにより、ターンオフ遅延時間の間パンチスルー前にＱＰＴ  ＩＧＢＴコレクタ電圧の初期上昇率を制御する。更に、従来のＰＴ  ＩＧＢＴ形態のＮドリフト領域に空乏化されていないキャリアを生じさせうるターンオフロス変動は、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴによって大幅に減少される。
【００３７】
図８Ａ、８Ｂ及び８Ｃは、従来のＰＴ  ＩＧＢＴに対する減少スイッチング電流密度の影響を示す。図８Ａ、８Ｂ及び８Ｃは、１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び１.７Vのオン状態電圧降下を有する従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴに対して、それぞれコレクタ電流密度２００、１２０及び５０A/cm2でシミュレートされたスイッチング波形を示す。図の比較より、Ｎドリフト領域の実効ドーピングを減少させるスイッチング電流密度の減少により、パンチスルーが生じる電圧Ｖｃeを減少することがわかる。従来のＰＴ  ＩＧＢＴのパンチスルー電圧は、５０A/cm2のスイッチング電流密度での約３５０V(図８Ｃ)から２００A/cm2のスイッチング電流密度での約４５０V(図８Ａ)まで変動し、ＶｃeがＰＴ  ＩＧＢＴの６００Vの規格電圧を超過する。各場合に、パンチスルーはＰＴ  ＩＧＢＴ規格電圧の半分より大きなＶｃeで生じる。そのような比較的高いパンチスルー電圧、dv/dtの急な変化が、パッケージと回路の誘導寄生によって誘導されるコレクタ電流、コレクタ電圧及びゲート電圧の過渡現象を引き起こし得る。
【００３８】
対照的に、図９Ａ、９Ｂ及び９Ｃは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴに対する減少スイッチング電流密度の影響を示す。図９Ａ、９Ｂ及び９Ｃは、１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び１.７Vのオン状態電圧降下を有するＱＰＴ  ＩＧＢＴに対して、それぞれコレクタ電流密度２００、１２０及び５０A/cm2でシミュレートされたスイッチング波形を示す。図の比較より、ＱＰＴ  ＩＧＢＴではパンチスルーの生じるＶｃeが図示したスイッチング電流密度の範囲で約２０V以下だけ変動し、従ってパンチスルーが、プロットした範囲を越える電流密度における変動にかかわらずＱＰＴ  ＩＧＢＴの規格電圧の約３分の１以下に概ね固定されたままであることがわかる。
【００３９】
図１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃは、従来のＰＴ  ＩＧＢＴのスイッチング特性に対するバス電圧Ｖ(バス)の影響を示す。図１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃは、１２０A/cm2で１５Vのゲートで１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び１.７Vのオン状態電圧降下を有する従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴに対して、それぞれ３００、３９０及び５００Vに等しいＶ(バス)でシミュレートされたスイッチング波形を示す。そのような従来のＰＴ  ＩＧＢＴは、３９０V以下のバス電圧でバッファにパンチスルーしない。バス電圧のこのレベル以下で、ターンオフロスがＮドリフト領域の少数キャリアの遅い減少による電流減少時に増加する。図の比較より、コレクタ電流Ｉｃの変化率di/dtはＶ(バス)の増加とともに増加し、Ｖ(バス)が５００Vに等しいとき(図１０Ｃ)のＶｃeの過渡、或いはオーバーシュ−トが、従来のＰＴ  ＩＧＢＴの規格電圧(６００V)を超過することがわかる。
【００４０】
図１１Ａ、１１Ｂ及び１１Ｃは、１２０A/cm2で１５Vのゲートで１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び１.７Vのオン状態電圧降下を有する本発明の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴに対して、それぞれ３００、３９０及び５００Vに等しいＶ(バス)でシミュレートされたスイッチング波形を示す。従来のＰＴ  ＩＧＢＴの高いパンチスルー電圧とは対照的に、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴは規格電圧の約３分の１のパンチスルー電圧を有し、低いバス電圧で低いターンオフロスを有する。これは、Ｎドリフト領域がＶｃの低い値で完全に空乏化されているためである。di/dtは、ゲートの放電によって制御された速度へ速く減少する。Ｖｃeの過渡、或いはオーバーシュ−トはＱＰＴ  ＩＧＢＴの規格電圧(６００V)を超過しない。
【００４１】
従来のＰＴ  ＩＧＢＴのdi/dtは誘導のターンオフ時に制御されない。図１２Ａに、１２Ｂ及び１２Ｃは、それぞれ１５、２０及び２５オームのゲート抵抗Ｒｇ値に対して、１２０A/cm2で１５Vのゲート供給電圧で１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び１.７Vのオン状態電圧降下を有する従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形を示す。コレクタ電流Ｉｃのdi/dtは、プロットされた範囲を越えるＲｇの変化に実質影響されない。対照的に、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃのdi/dtは、Ｒｇの調節により制御される。図１３Ａ、１３Ｂ及び１３Ｃは、それぞれ１５、２０及び２５オームのゲート抵抗Ｒｇ値に対して、１２０A/cm2で１５Vのゲート供給電圧で１２５ECの接合温度で０.１０cm2作用面積及び１.７Vのオン状態電圧降下を有する６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートしたスイッチング波形を示す。コレクタ電流Ｉｃのdi/dtはＲｇに反比例して変動する、即ち、Ｒｇが増加するにつれdi/dtは減少する。これは、Ｖｃがターンオフdv/dt時にバス電圧に等しいとき、閾値電圧Ｖｔｈで、或いはＶｔｈより上に維持されるＶｇｅ（実効）によるためであり、それにより、素子が飽和モードでオンにある間バス電圧に安定するＱＰＴ  ＩＧＢＴ時間を与える。しかしながら、コレクタ電流Ｉｃのdi/dtがＲｇを増加させることにより減少するにつれ、ターンオフ遅延時間は増加し、それによりターンオフロスを増加する。この得失評価によって回路設計者は特定の用途に所望の特性に相当するＲｇの値を選択することにより、(ターンオフdi/dtによって生成された)ＥＭＩとターンオフロスの間の得失評価を制御することができる。
【００４２】
示した実施例では、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴは６００V規格ＩＧＢＴとして設定される。しかしながら、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴは例えば１２００V或いは３００Vのような６００Vより大きな、或いは６００V以下の規格電圧で交互に設定することができる。
【００４３】
本発明が好ましい設計を有するように記述したが、本発明は更に、この開示の精神及び範囲内で修正することができる。従って、本出願は、開示した一般原理を使用する本発明の如何なる変更、使用或いは採用をも含む。更に、本出願は、本発明が係るとともに請求の範囲内にある既知の或いは慣行の技術内での本開示からのそのような逸脱を含む。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】図１は、典型的なストライプセルＩＧＢＴの断面図である。
【図２】図２は、単純化されたＩＧＢＴ等価回路を示すＩＧＢＴのハードスイッチング誘導試験回路である。
【図３Ａ】図３Ａは、従来の６００ボルトのＰＴ  ＩＧＢＴのドーピングキャリア濃度プロファイルである。
【図３Ｂ】図３Ｂは、本発明の６００ボルトのＱＰＴ  ＩＧＢＴの一実施例のドーピングキャリア濃度プロファイルである。
【図４Ａ】図４Ａは、従来の６００ボルトＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形のプロットである。
【図４Ｂ】図４Ｂは、従来の６００ボルトＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形のプロットである。
【図４Ｃ】図４Ｃは、従来の６００ボルトＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形のプロットである。
【図５Ａ】図５Ａは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形のプロットである。
【図５Ｂ】図５Ｂは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形のプロットである。
【図５Ｃ】図５Ｃは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたハードターンオフスイッチング波形のプロットである。
【図６Ａ】図６Ａは、従来のＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度のプロットである。
【図６Ｂ】図６Ｂは、従来のＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度のプロットである。
【図６Ｃ】図６Ｃは、従来のＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度のプロットである。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度のプロットである。
【図７Ｂ】図７Ｂは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度のプロットである。
【図７Ｃ】図７Ｃは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたドーピング及びキャリア濃度のプロットである。
【図８Ａ】図８Ａは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図８Ｂ】図８Ｂは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図８Ｃ】図８Ｃは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図９Ａ】図９Ａは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図９Ｃ】図９Ｃは、本発明のＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１０Ａ】図１０Ａは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１０Ｂ】図１０Ｂは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１０Ｃ】図１０Ｃは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１１Ａ】図１１Ａは、本発明の６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、本発明の６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１１Ｃ】図１１Ｃは、本発明の６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１２Ａ】図１２Ａは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１２Ｂ】図１２Ｂは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１２Ｃ】図１２Ｃは、従来の６００VのＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１３Ａ】図１３Ａは、本発明の６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１３Ｂ】図１３Ｂは、本発明の６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１３Ｃ】図１３Ｃは、本発明の６００VのＱＰＴ  ＩＧＢＴのシミュレートされたスイッチング波形である。
【図１】
2005508082.tif 000003
【図２】
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【図３Ａ】
2005508082.tif 000005
【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
2005508082.tif 000007
【図４Ｂ】
2005508082.tif 000008
【図４Ｃ】
2005508082.tif 000009
【図５Ａ】
2005508082.tif 000010
【図５Ｂ】
2005508082.tif 000011
【図５Ｃ】
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【図６Ａ】
2005508082.tif 000013
【図６Ｂ】
2005508082.tif 000014
【図６Ｃ】
2005508082.tif 000015
【図７Ａ】
2005508082.tif 000016
【図７Ｂ】
2005508082.tif 000017
【図７Ｃ】
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【図８Ａ】
2005508082.tif 000019
【図８Ｂ】
2005508082.tif 000020
【図８Ｃ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１１Ａ】
2005508082.tif 000028
【図１１Ｂ】
2005508082.tif 000029
【図１１Ｃ】
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【図１２Ａ】
2005508082.tif 000031
【図１２Ｂ】
2005508082.tif 000032
【図１２Ｃ】
2005508082.tif 000033
【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
2005508082.tif 000035
【図１３Ｃ】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2005508082.tif 000069
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2005508082.tif 000070
2005508082.tif 000071
【国際調査報告】
2005508082.tif 000072
2005508082.tif 000073