(57)【要約】【課題】デジタル位相変調（ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ＡＳＫ）信号に変換する装置のシステムとその方法。【解決手段】当該発明は、デジタル位相変調（ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ＡＳＫ）信号に変換するシステムと、その方法に関するものであり、ＢＰＳＫからＡＳＫへの変換器の最も単純な方式では、搬送波信号の周波数の半分をｆとするとき、２ｆの周波数のＢＰＳＫ信号を注入する入力部を持つパワーディバイダＰＤＩＶ（電力分配器）を含むことを特徴とする。このＰＤＩＶの第１出力信号ｉ１は第１アーギュメントディバイダＤｉｖ１に接続され、自走共振周波数が２分周され、第２出力信号ｉ２は第２アーギュメントデバイダＤｉｖ２に接続され、自走共振周波数が２分周される。ｉ１とｉ２は同一の振幅、周波数、位相を持ち、第１デバイダＤｉｖ１の出力信号Ｏ１と第２デバイダＤｉｖ２の出力信号Ｏ２の周波数はｆであり、両者の位相差は入力信号の位相変移に依存するが、０°または１８０°となる。  この二つの信号Ｏ１、Ｏ２はパワーコンバイナＰＣ１の入力部に接続されており、ＰＣ１の出力は、この２つの信号Ｏ１とＯ２の和となる。これらの信号の位相差が０°であれば、ＰＣ１内部で強め合い干渉が起こり、また１８０°であれば、ＰＣ１内部で弱め合い干渉が起こり、合成された信号は、ＡＳＫ信号となる。
2005521298.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相変調（ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ＡＳＫ）信号へ変換するシステムであって、
搬送波信号の周波数の半分をｆとしたとき、周波数が２ｆのＰＳＫ信号が注入され、周波数および位相がお互いに同一のＭ個（Ｍは偶数）の出力信号ｉ１〜ｉＭを出力する１つのパワー・ディバイダＰＤＩＶと、
前記出力信号ｉ１〜ｉＭが入力され、自走共振周波数を備え、かつＭ個の出力信号Ｏ１〜ＯＭを出力するＭ個のアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１〜ＤｉｖＭと、
Ｍ個の前記出力信号Ｏ１〜ＯＭのうちの２つずつが入力され、Ｍ−１個の振幅変調（ＡＳＫ）信号を出力する、Ｍ−１個のパワー・コンバイナＰＣ１〜ＰＣＭ−１と、
を備えることを特徴とするシステム。
【請求項２】
請求項１において、
Ｍは２であり、バイナリＰＳＫ（ＢＰＳＫ）信号を、１８０°の位相差で対応する振幅変調（ＡＳＫ）信号に変換することを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１において、
Ｍは４であり、４相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）信号を、９０°、−９０°及び１８０°の位相差で対応する振幅変調（ＡＳＫ）信号に変換することを特徴とするシステム。
【請求項４】
請求項１において、
前記自走共振周波数を備えた前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖはアナログタイプであり、
一定ＤＣ電圧が供給される第１入力部と前記出力信号ｉが入力される第２入力部とを備えるＴ偏波回路ＢＴと、
出力部に連結する調整可能な共振回路と、
を備えることを特徴とするシステム。
【請求項５】
請求項４において、
前記調整可能な共振回路は、１つのインバータトランスＴ１と２つのバラクタ（可変容量）ダイオードＶ１、Ｖ２とを備え、
前記バラクタダイオードＶ１、Ｖ２は、前記インバータトランスの並列配置された各巻線の端に逆向きに接続され、
前記バラクタダイオードＶ１、Ｖ２の中点に容量を制御する制御電圧Ｖｃが印加され、負の差動インピーダンスを提供する回路を備えるパワーステージと共に固有共振周波数の動的な同期を行い、
これにより前記パワーステージは、前記バラクタダイオードＶ１、Ｖ２からの出力信号を受け取り、前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖの損失を補償し、感度を向上させる、
ことを特徴とするシステム。
【請求項６】
請求項４において、
前記調整可能な共振回路は、１つのインバータトランスＴ１と２つのバラクタ（可変容量）ダイオードＶ１、Ｖ２と、出力信号を生成するトランスと、を備え、
前記バラクタダイオードＶ１、Ｖ２は、前記インバータトランスの並列配置された各巻線の端に逆向きに接続され、
前記バラクタダイオードＶ１、Ｖ２の中点に容量を制御する制御電圧Ｖｃが印加され、固有共振周波数の動的な同期を行う、
ことを特徴とするシステム。
【請求項７】
請求項４において、
前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖが備える前記自走共振周波数は、前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖを構成する素子の仕様によって製造時には固定されていることを特徴とするシステム。
【請求項８】
請求項５において、
前記負の差動インピーダンスを提供する回路は、電流源Ｓ１とクロス結合トランジスタＱ１、Ｑ２とを備えることを特徴とするシステム。
【請求項９】
請求項８において、
前記クロス結合トランジスタＱ１、Ｑ２はＭＯＳＦＥＴ型であり、かつ、お互いにドレインが相手側のゲートに接続され、両方のソースが前記電流源Ｓ１に接続されていることを特徴とするシステム。
【請求項１０】
請求項８において、
前記クロス結合トランジスタＱ１、Ｑ２はＢＩＰＯＬＡＲ型であり、かつ、お互いにコレクターが相手側のベースに接続され、両方のエミッターが前記電流源Ｓ１に接続されていることを特徴とするシステム。
【請求項１１】
請求項４において、
Ｍ個の前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１〜ＤｉｖＭは、お互いに同一で対称配置され、その出力信号Ｏ１〜ＯＭのパワーと周波数が同一であることを特徴とするシステム。
【請求項１２】
Ｍ個（Ｍは偶数）の出力をするパワー・ディバイダＰＤＩＶと、各々が自走共振周波数を備えるＭ個のアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１〜ＤｉｖＭと、Ｍ−１個のＡＳＫ信号を出力するＭ−１個のパワー・コンバイナＰＣ１〜ＰＣＭ−１と、を備えるシステムのための、デジタルＰＳＫ信号をデジタルＡＳＫ信号に変換する方法であって、以下の（ａ）〜（ｅ）のステップを含むことを特徴とする方法。
（ａ）Ｍ個の前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１〜ＤｉｖＭの共振周波数ｆ１〜ｆＭを電圧Ｖｃにより調整し、前記共振周波数ｆ１〜ｆＭのうちの半分をｆ以下とし、残りの半分をｆ以上とする。
（ｂ）周波数２ｆのＰＳＫ入力信号を前記パワー・ディバイダＰＤＩＶに注入する。
（ｃ）お互いに同一なＭ個の出力信号ｉ１〜ｉＭを前記パワー・ディバイダＰＤＩＶから得る。
（ｄ）Ｍ個の前記出力信号ｉ１〜ｉＭを前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１〜ＤｉｖＭに注入し、各々の前記アーギュメント・ディバイダＤｉｖにおいて、位相を２つの可能値のうちの平衡値にロックすると共に、各々の自走共振周波数の位相と周波数とをロックするプロセスの後に、出力信号Ｏ１〜ＯＭを得る。
（ｅ）前記出力信号Ｏ１〜ＯＭのうちの２つずつをＭ−１個の前記パワー・コンバイナＰＣ１〜ＰＣＭ−１の各々に注入し、強め合い干渉もしくは弱め合い干渉を起こさせることにより、前記ＰＳＫ入力信号の位相におけるＭ−１個の可能な変移の各々に対応する、Ｍ−１個のＡＳＫ変調信号を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
当該発明は、デジタル位相変調（ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ，  ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ，  ＡＳＫ）信号に変換するシステムと、その方法に関するものである。基本的な動作原理は、一つは、高次高調波の注入による共振回路の周波数と位相を同期（ロック）させ、もう一つは、干渉現象である。
【０００２】
図３に示すように、包絡線検波器を備えたシステムは、搬送波リカバリーシステム（コスタス・ループ）を使用することなく、バイナリＰＳＫ（ＢＰＳＫ）信号の直接復調を可能にするものである。このシステムと方法は、４相位相変調（ＱＰＳＫ）信号やＭ値ＰＳＫ（ＭＰＳＫ）信号の復調にも適用できるものである。
【０００３】
この発明の一般的な利用分野は、デジタル通信や特に無線のデジタル通信の分野に応用することができる。
【背景技術】
【０００４】
正弦波信号のデジタルＰＳＫは、雑音余裕と帯域幅という両方の観点から、最も効率的な変調技術の一つである。しかしながら、ＰＳＫ信号の復調には複雑な復調器が必要となっていた。そのため、復調が容易であるという理由から、例えば周波数変調（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ、  ＦＳＫ）または振幅変調（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ、  ＡＳＫ）などの非効率的な変調方式が通常は用いられていた。
【０００５】
最も単純なＰＳＫ信号は、２値ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）信号である。この場合、搬送波信号の位相は、ビット列に従って、２つの可能な状態、０°と１８０°の間でシフトする。ＢＰＳＫ信号は、搬送波に＋１（位相０°）または−１（位相１８０°）を乗じるだけで、簡単に発生させることができる。ＢＰＳＫ信号の受信機の側から見ると、送信されてくるＢＰＳＫ信号の位相が０°か１８０°かを知ることは不可能である。これは、この信号の伝播路が通常は不明という理由からである。このあいまいさを回避するために、送信される情報は固定された位相値としてコード化されるのではなく、位相状態間の変移としてコード化される。そのため、論理値「１」が送信されるときは、搬送波の位相はシフトし、また論理値が「０」であれば、位相はシフトしない、というようになる。このようにコード化された信号を、「差動ＢＰＳＫ」（ＤＢＰＳＫ）と呼ぶ。信号の観点からすれば、ＢＰＳＫとＤＢＰＳＫに相違点はない。両者の相違点は、事前処理（送信機側）か事後処理（受信機側）かという点のみである。図１に、ベースバンド信号（ビット列、または処理後のビット列から生成）と所望周波数での正弦波の搬送波とから生成されたＢＰＳＫまたはＤＢＰＳＫ信号を示している。
【０００６】
ＢＰＳＫ信号の復調のための通常の手順は、同期検波である。この復調手順では、基本的に、受信した信号にオリジナルの搬送波と同じ周波数の信号を乗じることである。
【０００７】
数学的に、ＢＰＳＫ信号は次のように表すことができる。
2005521298.tif 000003
【０００８】
ここで、＋記号は位相０°に、また−記号は、位相１８０°に適用される。Ａは受信した信号の振幅を表し、φはその信号の伝播に起因する任意の位相を表す。
【０００９】
Ｓはオリジナルの搬送波と同じ周波数の信号である。（振幅は単純化のため、１とした。）
2005521298.tif 000004
【００１０】
積Ｐは以下で表される。
2005521298.tif 000005
【００１１】
最後に、Ｐにローパスフィルタをかけることで、以下のベースバンドが得られる。
2005521298.tif 000006
【００１２】
結果として、位相の状態（ｃｏｓ（φ））により影響を受けたオリジナルの変調（±）を再生する信号ＰLPFを得ることができる。（４）式から、伝播の位相が、φ＝０°または１８０°の場合、復調の効率は最大となる。また反対に、伝播の位相が、φ＝±９０°であれば、変調の効率は０となる。このことは、伝播位相φの制御の問題であり、ＰＳＫ信号の同期検波に関する第１の問題である。第２の問題であり、また最も重要な点は、オリジナルの搬送波とまったく同じ周波数の信号を使わなければならないという点である。
【００１３】
この二つの問題は、受信した信号から搬送波リカバリー方式を利用して解決できる。このリカバリー方式で最も一般的なものは、コスタス・ループ（この動作特性は図２に示してある）を設置することである。基本的には、この回路は２基のミキサーからなるものであって、この回路により入力信号と２つの基準４相信号（０°／９０°）との積を求めることができる。
【００１４】
この２基のミキサーの出力はローパスフィルタを通過後に、位相検波器として動作する第３のミキサーに入力され、第３のミキサーの出力としてエラー信号が得られる。基準４相信号の周波数がオリジナル搬送波の周波数と同じ場合には、このエラー信号は０となる。更に、位相（０°）の基準信号の位相は、搬送波φと同一の伝播位相か、もしくは、１８０°ずれている。
【００１５】
最後に、エラー信号はインテグレータを通過し、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を制御するための制御信号を出力する。この電圧制御発振器ＶＣＯは、０°／９０°の位相変換装置と組み合わされ、基準４相信号を発生し、ループを閉じる。
【００１６】
同期（ロッキング）状態、即ち誤差関数が０であるときは、コスタス・ループは復調器として働く。第１ローパスフィルタ（図２に示すＬＰＦ１）の出力部でベースバンド変調信号が得られる。同期検波の利点としては、入力信号の追跡（トラッキング）であり、この追跡（トラッキング）により、例えばモバイルシステムにおける送信機と受信機間での相対移動に起因する周波数偏移の訂正が可能になる。それにもまして重要な点は、変調信号（ビット周期）に関するそれ以前の情報を必要としないことである。
【００１７】
ただし、この同期検波の欠点は、復調器のロッキング時間である。このロッキング時間の間は復調器は適正に作動しない。即ち通信の開始時でのデータ損失、または間欠モードで通信時における不具合を意味している。
【００１８】
例を挙げると、米国特許第５３４７２２８号では、コスタス・ループ（図２に示す）に基づいた同期検波の手順が用いられており、復調器の同期状態（位相の同期と入力信号の正確な復調）もしくは擬似同期の状態（不正確な復調）を検出するための追加的な一連のコンポーネントでこの手順を補っている。
【００１９】
米国特許第４６３１４８６号では、復調を可能とする位相の基準値を求めるための手法が提案されている。このケースでは、受信した位相の平均値を取り、それに基づき位相の基準値を推測するものである。受信したそれぞれの位相は、信号を復調するために基準値と比較され、また基準位相値を検証するために使用される。この手順は、同期の時間に関連付けられた情報を失うことなく、間欠的に受信された信号を正確に復調できるという利点がある。ただし、復調側でのシステムが複雑になること、と位相の平均値を取るには、変調された信号のビット周期を知らなければならない、という欠点がある。
【００２０】
デジタル位相変調信号を復調するもう一つの方法は、米国特許第４９８９２２０号で提案されているものである。この方法は、隣接する位相間のみでの変化を含んでいるデジタル位相変調信号に適用できるものである。基本的には、この機能の原理は、受信した信号にその前の時間に受信した信号を乗算するものである。時間の差は、遅延素子から得ることができ、またビットの時間と同じになるように時間差を調整するのである。この乗算の結果は、出力信号のＤＣ成分を得るためにローパスフィルタでフィルタにかけられる。あるビット周期で位相の変化が生じた場合のみ、ＤＣ成分の値に変化が現れる。この場合、同期が要求されずに、復調が直接実行される。この基本的な不都合は、変調信号のビット周期を事前に知らなければならないという点である。
【００２１】
上記に引用した様々な問題に対して、当該発明は周波数と位相の同期ループ（ＰＬＬまたはコスタス・ループ）を使用することなく、同期検波の利点（入力信号のトラッキングと変調信号のビット周期から独立した復調工程）を持っている。基本的に、このシステムは、デジタル位相変調（ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ＡＳＫ）信号への変換器である。ＡＳＫ変調は、信号生成の観点から見ても、復調という点から見ても、最も単純な変調方式であるが、雑音余裕の点ではあまり効率は良くない。ＡＳＫ信号に含まれた情報は、振幅値が事前に定められた２つの振幅値のいずれかに変更されて送信される。これらの信号の復調は非常に簡単である、例えば、１個のダイオードと１個のローパスフィルタで構成された包絡線検波器を使うだけで良い。また、必要に応じてアンプもしくは信号再生器が接続されている（図３）。ＡＳＫ信号の復調が単純であることから、ノイズに対してより効率的な変調方式、例えばＦＳＫ（またはＢＰＳＫ）信号からＡＳＫ信号への変換器の使用が可能となる。ＦＳＫからＡＳＫへの変換器は各種存在し、その最も単純なものは共振回路によるローパスフィルタ（図４）であるが、今のところ、ＰＳＫからＡＳＫへの変換器は報告されていない。
【発明の開示】
【００２２】
１．当該発明の概略
当該発明は、デジタル位相変調（ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ＡＳＫ）信号に変換するシステムと、その方法に関するものであり、ＢＰＳＫからＡＳＫへの変換器の最も単純な方式では、搬送波信号の周波数の半分をｆとするとき、２ｆの周波数のＢＰＳＫ信号を注入する入力部を持つパワーディバイダＰＤＩＶ（電力分配器）を含むことを特徴とする。このＰＤＩＶの第１出力信号ｉ１は第１アーギュメントディバイダＤｉｖ１に接続され、自走共振周波数が２分周され、第２出力信号ｉ２は第２アーギュメントデバイダＤｉｖ２に接続され、自走共振周波数が２分周される。ｉ１とｉ２は同一の振幅、周波数、位相を持ち、第１デバイダＤｉｖ１の出力信号Ｏ１と第２デバイダＤｉｖ２の出力信号Ｏ２の周波数はｆであり、両者の位相差は入力信号の位相変移に依存するが、０°または１８０°となる。
【００２３】
この二つの信号Ｏ１、Ｏ２はパワーコンバイナＰＣ１の入力部に接続されており、ＰＣ１の出力は、この２つの信号Ｏ１とＯ２の和となる。これらの信号の位相差が０°であれば、ＰＣ１内部で強め合い干渉が起こり、また１８０°であれば、ＰＣ１内部で弱め合い干渉が起こり、合成された信号は、ＡＳＫ信号となる。
【００２４】
本発明によるシステムは、多シンボルの位相変調にも応用できるものである。即ち、パワーディバイダＰＤＩＶが、同じ振幅、周波数と位相を持つ４個の出力ｉ１、ｉ２、ｉ３とｉ４を４個のアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１、Ｄｉｖ２、Ｄｉｖ３とＤｉｖ４へ供給し、各アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１、Ｄｉｖ２、Ｄｉｖ３とＤｉｖ４は自走共振周波数を各々２分周する、ＱＰＳＫからＡＳＫへのコンバータを構成することができる。これらのディバイダＤｉｖ１、Ｄｉｖ２、Ｄｉｖ３、Ｄｉｖ４の出力Ｏ１、Ｏ２、Ｏ３、Ｏ４は、パワーコンバイナーＰＣに各２つずつ入力され、３本のＡＳＫ出力を生成し、各入力位相の位相差が９０°、１８０°と２７０°の場合に、それに応じて出力振幅を変える。同様な手法は、入力信号のそれぞれの位相変移に対応する、Ｍ個のＰＳＫからＭ−１個のパラレルＡＳＫ信号を生成する変換器を可能とする。
【００２５】
２．変換方法の説明
アーギュメント・ディバイダＤｉｖの出力信号の位相への依存性が本発明の基本的な動作原理である。アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１に基本共振周波数の第２次高調波に近い周波数信号を印可すると、Ｄｉｖ１は、その共振回路の周波数と位相に同期する現象を示すという原理に基づいている。このアーギュメント（周波数と位相）同期現象は、本発明者によって検証されたものであり、アーギュメントディバイダ回路を構成するために用いられた要素が示す非線型のレスポンスに起因するものである。非線型の原因として次の事柄が挙げられる。
ａ）  可変容量ダイオード（バラクタ・ダイオード）が同期要素として使用された場合は、これらダイオードのバイアス電圧による容量の変化。
ｂ）  バイポーラ・トランジスタが使用された場合は、バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタとベース・コレクタの結合でのバイアス電圧による容量の変化。
ｃ）  ＭＯＳＦＥＴトランジスタが使用された場合は、これらのトランジスタのゲート・ソース、ゲート・ドレイン、ベース・基盤の容量の変化。
ｄ）  バイポーラ・トランジスタでのベースとコレクタの電流、またはＭＯＳＦＥＴトランジスタでのドレイン電流のバイアス電圧に対する二次的またはそれ以上の依存度。
【００２６】
非線型の特性は、高調波の混合に起因するものであり、これが別なスペクトル要素の出現の原因となっている。アーギュメント・ディバイダに２ｆｒ（ｆｒはそのディバイダの共振周波数）に近い２ｆの周波数信号を印可すると、非線型性により（特に２次のもの）周波数２ｆ−ｆｒ  ≒  ｆｒに追加的寄与率（電圧と、もしくは電流の）が生じる。この寄与率は、同一の周波数で既に存在するものに追加され、結果としてアーギュメントディバイダの共振特性を変化させる。アーギュメント・ディバイダの稼動条件の変化は、下に示すように共振周波数の偏差Δｆｒとして表すことが出来ることは、分析的にも経験的にも証明されている。（図８に示す通り）
2005521298.tif 000007
【００２７】
ここで、αは非線型性のタイプに依存するパラメータであり、Ａｉは周波数２ｆの入力信号の振幅を表し、角度θは次のように表される。
2005521298.tif 000008
【００２８】
2005521298.tif 000009
【００２９】
また一方、アーギュメント・ディバイダＤｉｖｉの出力Ｏｉは、次のように表される。
2005521298.tif 000010
【００３０】
ここで、Ａｏは信号の振幅であり、ｔは時間である。
【００３１】
（７）を考慮に入れれば、共振周波数の変化は次のように表すことができる。
【００３２】
2005521298.tif 000011
2005521298.tif 000012
【００３３】
この状態を（５）に代入すると、角度θに対する同期の可能性のある２つの値が得られる、数式は次のようになる。
2005521298.tif 000013
【００３４】
最初のθｅは、安定した同期状態を示し、他方２番目のθｍは、擬似同期の状態を示している。安定した平衡角θｅは、入力信号がアーギュメント２分配ディバイダの固有共振周波数の２倍に近い周波数のときには、小さくなる。
【００３５】
2005521298.tif 000014
【００３６】
入力信号の位相の偏移に対するアーギュメント・ディバイダのレスポンスの力学の分析から、入力信号の位相偏移Δφｃに対する臨界値があることが推測できる、即ち、
2005521298.tif 000015
【００３７】
ここで、θｍとθｅは、（９）の方程式から得られる。
2005521298.tif 000016
【００３８】
結果として、ｆ２  ＞  ｆ、（９）からθｅ  ＜  ０、（１１）からはΔφｃ  ＞  １８０°の共振周波数を持つアーギュメント・ディバイダＤｉｖ２を考慮すれば、（１３）の通り、入力信号の位相が１８０度変化すると、出力Ｏ２では９０度の位相の偏移が起きることがわかる。また反対に、ｆ１  ＜  ｆ、（９）からはθｅ  ＜  ０、（１１）からはΔφｃ  ＞  １８０°を持つアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１を考えると、（１２）に従い、入力信号の位相偏移１８０度は、出力Ｏ１で２７０度の位相偏移を起こしている。即ち、入力信号の位相が１８０度変化すると、ＢＰＳＫ信号に相当するので、信号Ｏ１とＯ２は、順位相から逆位相に変化する、またはその反対のことが起こるのである、これは図１１に示してある。
【００３９】
最後に、双方の信号が加算されると、出力で最大振幅を持っていたものが、最小の振幅を持つことになる、またはその反対のことが起きる、このことはＡＳＫ信号になっていることであり、ＢＰＳＫの入力信号の位相のリズムと同じようにＡＳＫ信号も変わっている。
【００４０】
ＱＰＳＫ信号のＡＳＫ信号への変換は、この方法を延長していけば可能になる。ＱＰＳＫ信号の場合は、位相の偏移は９０度、１８０度と２７０度である。ＢＰＳＫからＡＳＫ変換の方法は、前記のごとく、位相偏移が１８０度であれば、完全に応用することができる。さらに、発生させたＡＳＫ信号は、双方のディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２に対して、９０°  ＜  Δφｃ  ＜２７０°の関係が保たれている限り、位相の偏移が９０度または２７０度の時には、変化しない。事実、この条件が確認され、また入力信号の位相の偏移が９０度のときは、出力信号Ｏ１とＯ２の位相は、干渉状態（双方の位相の差があるとき）では起きないので、同じ調子で（（１２）に従えば２２５°）変化する。２７０度の入力信号の位相が変化するとき、同じことが起きる。
【００４１】
入力信号の９０度の位相偏移を検出するには、アーギュメント・ディバイダＤｉｖ２の出力Ｏ２と、同じＱＰＳＫ信号から供給されている別なディバイダＤｉｖ３の出力を、Δφｃ  ＜  ９０°の関係にあることを条件で（ディバイダＤｉｖ３の共振周波数を適切に調整して得られる条件）、結合するだけでいい。この場合、入力位相の９０度の偏移に対して、出力Ｏ２は位相が２２５度変化し、出力Ｏ３は、（１３）に従い４５度変化する。結果として、双方の間の位相の違いは１８０度違ってくる。入力信号での１８０度もしくは２７０度の位相偏移は、出力Ｏ２ならびにＯ３の位相差に変化が起きないことは容易に分かる。従い、双方の信号Ｏ２とＯ３を加算すれば、その結果は、９０度の入力信号の位相のみの変化があるときに限り、その振幅を変えるＡＳＫ信号となるのである。
【００４２】
また同様に、２７０度の入力信号の位相の変化を検出するには、アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１の出力Ｏ１を、Δφｃ  ＞  ２７０°の関係にある別のアーギュメント・ディバイダＤｉｖ４の出力と結合するだけでいい。
【００４３】
このように、ＱＰＳＫ変調の入力信号は、３つの平行なＡＳＫ信号に変換され、これらの一つひとつはＱＰＳＫ信号の位相の変化のそれぞれと関連している。
【００４４】
前記のごとく、Ｍ−ＰＳＫ信号を、入力信号の位相の変化Ｍ−１のそれぞれに反応する、平行なＡＫＳ信号への変換の普及は、適切なディバイダＤｉｖ１を使用して、適切な共振周波数を調整すれば、すぐにでも出来るものである。
【００４５】
３．図面の詳細な説明
図１から４は、先行技術に関するものであり、既に「背景」で詳細に述べた。
【００４６】
当該発明は、デジタル位相変調（ＰＳＫ）信号をデジタル振幅変調（ＡＳＫ）信号に変換する装置のシステムとその方法に関するものである。図５は、ＢＰＳＫ信号を１つのＡＳＫ変調出力信号へ変換する、本発明による有効なシステムを示している。この図についての説明を以下に述べる。
【００４７】
（ａ）  ＰＤＩＶはパワーディバイダ（電力分配器）で、その入力は２ｆの周波数のデジタル位相変調（ＢＰＳＫ）信号である。このＰＤＩＶは、入力信号と同じ振幅と周波数の信号ｉ１とｉ２を出力する。また、これら二つの信号ｉ１とｉ２は、同じ位相状態にあり、かつ入力信号の位相と同じか、または多少の偏移もしくは遅延の状態にある。このＰＤＩＶは、受動回路でも能動回路でも構わないが、いずれの場合も、出力ｉ１とｉ２の間には十分なレベルの絶縁は必要である。
（ｂ）  アナログのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２には、信号ｉ１とｉ２が印可される。これらのディバイダは、印可される信号（２ｆ）の半分の周波数の信号Ｏ１とＯ２をそれぞれ出力する。周波数以外にも、Ｏ１とＯ２の信号の位相は、信号ｉ１とｉ２により固定されている、従い得られる可能性のある値は、位相差１８０度の異なる２値のうちの１つだけである。結果として、また印可される信号ｉ１とｉ２が同じものであることを考慮すると、出力信号Ｏ１とＯ２は同じ状態（順位相の状態）、または逆位相の状態（位相差１８０°）のいずれかにある。この両方の状態は同等の可能性がある。
（ｃ）  ＰＣはパワー・コンバイナで、この出力はＡＳＫ変換システムの出力でもある。この出力は、上記のアナログのアーギュメント・ディバイダの出力信号Ｏ１とＯ２の線形的合成（理想的には、和）である。出力信号は、時として、パワー・コンバイナのために最終的に選別された物理的な設置ディバイスにより、遅れとか偏移により影響を受ける場合がある。この物理的設置ディバイスは、受動回路でも能動回路でも構わないが、アナログのアーギュメント・ディバイダの出力信号Ｏ１とＯ２間の絶縁を十分に保証できるものであること。Ｏ１とＯ２の信号が、同じものであれば（順位相状態）、パワー・コンバイナで強め合う方向で干渉し、最大振幅のＡＳＫ出力信号を出す。また、反対に、Ｏ１とＯ２の信号が、お互いに反対（逆位相の状態）であれば、パワー・コンバイナで弱め合う方向に働き、最小振幅のＡＳＫ出力信号を出す。
【００４８】
図５に示すアナログのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２は、様々な方法で設置出来るものである。受動アナログ・アーギュメント・ディバイダも使用することが出来る、例えば直交信号のアナログ発電機の特許申請ＰＣＴ  ／  ＥＳ０１／００４９７で使用されているバラクタ・ダイオードを使ったアーギュメント・ディバイダとか、また注入同期増幅器のように、能動回路に基づくアーギュメント・ディバイダなどが挙げられる。
【００４９】
図６ａは、アナログのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２の理想的な配置を示している。周波数の分離のための原理としては、前にも説明したように、基準共振周波数の第２次高調波に近い周波数信号を注入すると、共振回路の周波数と位相で同期現象が起きることを利用している。この図は、下記の部分からなりたっている。
【００５０】
（ａ）  Ｔ偏波回路ＢＴ、この回路の目的は、周波数２ｆ（ｉ１）で注入された信号を共振回路の機能のために必要な直流偏波と結合することである。
（ｂ）  インバータ変圧器Ｔ１、この変圧器の１次側と２次側のコイルは、一端は、バイアス・ネットワークの出力に接続され、もう一端は二つの可変容量のバラクタ・ダイオードＶ１、Ｖ２のカソードに接続されている。
（ｃ）  上記の可変容量バラクタ・ダイオードＶ１、Ｖ２のアノードは制御電圧Ｖｃに接続されている。
（ｄ）  ２個のクロス結合トランジスタＱ１とＱ２。
（ｅ）  トランジスタの正常な偏波動作を保証するための電流源。
【００５１】
特筆すべきは、これらのディバイダの周波数と位相の同期時間（ロッキング時間）は、コスタス・ループに関連している周波数と位相の同期の時間よりも、はるかに早いことである、これはコンポーネント自身の本質的な特性であり、コスタス・ループのように同期回路が原因ではない。
【００５２】
この一連の変圧器とバラクタ・ダイオードが共振回路を構成しており、その共振周波数は制御電圧Ｖｃの値により固定されている。このバラクタ・ダイオードは、固定コンデンサで代用することも出来るが、共振周波数制御の機能は不可能となってしまう。クロス結合のトランジスタ（図６ａでは、このトランジスタはＭＯＳＦＥＴタイプのものであるが、バイポーラタイプでも構わない）の目的は、共振回路の損失を補填すること、と共振周波数での一定の振幅での発振を促すためである。注入された信号が、十分に大きければ（図１４を参照のこと）共振回路の共振特性は変化する。これは、ゲイン・ステージでのバラクタ・ダイオード、またはトランジスタのレスポンスの非線型性によるものである。新しい共振周波数は、注入された信号の周波数の半分で同期し、位相は、位相差１８０度の２つの値のいずれかに調整される。
【００５３】
図７は、注入された信号ｉ１と出力信号の推移を表す図であり、この出力信号は、可能性として２つの状態、Ｏ１とＯ１'がありえる。
【００５４】
この変換のメカニズムを理解するために、まず出発点として、図５の変換システムを考えてみよう。２ｆの周波数のＢＰＳＫ入力信号を注入する前は、図６ａに示す優先的な設置方法を取った、アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２は、それぞれ共振周波数ｆ１とｆ２で、わずかにそれぞれがずれているが、同期し、ｆ１  ＜  ｆ  ＜  ｆ２の関係となっていることが確認でき、ｆは注入された信号周波数の半分である。この状態は、バラクタ・ダイオードの偏波を変えることが出来、結果として、その容量を可変させることになる、バラクタ・ダイオードの偏波を調整する制御電圧Ｖｃにより可能である。一旦ＢＰＳＫ入力信号が注入され、これが十分に大きなパワーであれば、共振回路は周波数ｆで同期し、その出力位相は、図７に既に示した二つの値のいずれかに調整される。
【００５５】
図８は、周波数２ｆの信号注入前（点線）と後（実線）のＡＳＫ変換装置の出力スペクトルの実際に測定したものである。
【００５６】
図９と１０は、オシレターの画面に現れた波形であり、周波数２ｆの入力信号の注入後の、アーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２からの出力信号Ｏ１とＯ２の波形が確認できる。図９は、順位相（Ｏ１とＯ２が同じ位相のとき）の波形であり、図１０は、逆位相のとき（Ｏ１とＯ２の位相が違うとき）の波形を示している。
【００５７】
既に前に分析したように、ＡＳＫシステムの出力の状態、即ち順位相または逆位相（最大もしくは最小出力振幅、強め合う干渉もしくは弱め合う干渉）は、ＢＰＳＫ入力信号の位相の変化によるものである。図１１のダイヤグラムに図式化して、この移行する工程を示してある。
【００５８】
図１２と１３は、ＡＳＫ出力信号のオシロスコープのスクリーンに出た波形を示しており、リアルタイムでＢＰＳＫ変調信号の振幅変調信号への変換が見て取れる。
【００５９】
図１４は、ディバイダＤｉｖ１またはＤｉｖ２のいずれかに含まれる、同調可能な共振回路の特徴的な同期感度曲線を示している。この図では、共振回路が同期するには、ディバイダの入力信号が持っていなければならない最小のパワーがどれかが見て取れる、ここでΔｆはその回路での固有共振周波数に対する周波数のズレを示し（図の中でｆ０は１７１ＭＨｚである）、またＰｉｎｊは、同期を起こすために必要な周波数２（ｆ０＋Δｆ）でその回路を同期させるために必要な最小のパワーを示している。
【００６０】
図１５は、この変換システムが、変換しようとする信号の周波数に１つは下で、１つは上で同期しなければならない、２つのディバイダを備えていることを考慮に入れた総合感度曲線を示している。変換装置の総合同期感度は、それぞれの感度曲線を考慮して、図の中では黒の太い線で示してある。また、図１５から分かることは、グレーの帯状で示す変換装置の帯域幅、言いかえると、効果的な変換をするための周波数マージンまたはチャンネルを示している。このチャンネルが、２つのディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２のために当初に固定した２つの固有共振周波数の間で規定されていることが分かり、また効果的な変換をするために必要な入力信号の最小パワーを示している。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】ＢＰＳＫ信号発生の図式である。
【図２】は、コスタス・ループの図式である。
【図３】ＡＳＫ信号の復調の実施方法を示している。
【図４】ＦＳＫ信号のＡＳＫ信号への変換装置の実用化方法である。
【図５】本発明による、理想的なＢＰＳＫからＡＳＫ信号変換装置の配線図である。
【図６】ａは、ゲイン・ステージを使用する、アナログのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１の理想的な実用化の図面を示す。ｂは、ゲイン・ステージを変圧器に置き換えた、アナログのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１の実用化の図面を示す。
【図７】図６ａの周波数ディバイダの入力と出力信号の波形図を示す。周波数２ｆ（ｉ１）で印可された信号の波形を示し、また出力信号（Ｏ１とＯ１'）の起こり得る波形を示す。
【図８】周波数２ｆの入力信号の印可前（点線）と印可後（実線）の、ＢＰＳＫからＡＳＫ信号へ変換する装置の出力信号のスペクトルを示す。
【図９】順位相のときのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２の出力Ｏ１とＯ２の波形を示す。
【図１０】逆位相のときのアーギュメント・ディバイダＤｉｖ１とＤｉｖ２の出力Ｏ１とＯ２の波形を示す。
【図１１】ＢＰＳＫ信号をＡＳＫ信号へ変換中の順位相と逆位相間の位相の変位を示す。
【図１２】ＢＰＳＫ入力信号の１８０度での、２回連続した変化のレスポンスとしての、変換装置のＡＳＫ信号出力の波形を示す。
【図１３】ＢＰＳＫ入力信号の１８０度での、５回連続した変化のレスポンスとしての、変換装置のＡＳＫ出力信号の波形を示す。
【図１４】ディバイダＤｉｖ１もしくはＤｉｖ２のいずれにもに含まれる、同調可能な共振回路の同期感度曲線を示す。
【図１５】変換の効果的なマージン、もしくは周波数チャンネルを定める、変換装置の総合同調感度曲線を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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