(57)【要約】シングルキャリア変調スキームにしたがって変調される第１部分２１０１とマルチキャリア変調スキームにしたがって変調される第２部分２１０３とを含む無線通信のための混合波形構成３０１。第１部分から得られるチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）評価が第２部分の捕捉のために再使用が可能であるように、波形が指定される。第１部分はプリアンブル３０３とヘッダ３０５を含み、第２部分３０７は典型的にはペイロードに組み込まれる。
2005521270.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信のための混合波形構成であって：
プリアンブルとヘッダとを含む第１部分であって、シングルキャリア変調スキームにしたがって変調される、第１部分；
マルチキャリア変調スキームにしたがって変調される第２部分；
第１部分から得られるチャンネルインパルス応答評価が第２部分の捕捉のために再使用可能であるように指定される波形；
から構成されることを特徴とする混合波形構成。
【請求項２】
請求項１に記載の混合波形構成であって、パワー、キャリア位相、キャリア周波数、タイミングおよびマルチパススペクトルは波形の第１部分と第２部分との間において実質的に保たれる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項３】
請求項２に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア変調スキームは第１サンプ
ルレートを用い、マルチキャリア変調スキームは第１サンプルレートより大きい第２サンプルレートを用いる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項４】
請求項３に記載の混合波形構成であって、第１サンプルレートは略１１メガヘルツ（ＭＨｚ）であり且つ第２サンプルレートは略２０ＭＨｚである、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項５】
請求項２に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア変調スキームはマルチキャリア変調スキームのマルチキャリアスペクトルに似ているシングルキャリアスペクトルを用いる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項６】
請求項５に記載の混合波形構成であって、シングルキャリアスペクトルは比較的小さい広がり量に対応するインパルスにおいて主要なピークを有する、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項７】
請求項５に記載の混合波形構成であって、シングルキャリアスペクトルはエッジにおいて十分急勾配のロールオフをもつ略平坦なスペクトルを有する、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項８】
請求項５に記載の混合波形構成であって、シングルキャリアスペクトルは連続時間において指定される時間整形パルスを用いる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項９】
請求項８に記載の混合波形構成であって、時間整形パルスは比較的短い継続を有する、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１０】
請求項８に記載の混合波形構成であって、時間整形パルスは連続時間ウィンドウを用いて切られるレンガ壁近似の無限インパルス応答を用いて導かれる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１１】
請求項１０に記載の混合波形構成であって、連続時間ウィンドウは複雑性を最小化するために十分短く且つ好適なスペクトル特性を実現するために十分長い、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１２】
請求項１０に記載の混合波形構成であって、連続時間ウィンドウはハニングウィンドウの連続時間バージョンから構成される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１３】
請求項１０に記載の混合波形構成であって、時間整形パルスはナイキスト基準にしたがってサンプリングされる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１４】
請求項１３に記載の混合波形構成であって、時間整形パルスは２２ＭＨｚのサンプルレートを実現するために第１多相デジタルフィルタおよび第２多相デジタルフィルタを用いてサンプリングし且つ分解される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１５】
請求項１３に記載の混合波形構成であって、時間整形パルスは２０ＭＨｚのサンプルレートを実現するために１２個の多相デジタルフィルタの１１個の出力の１個を得ることによりおよび１２個の多相デジタルフィルタを用いてサンプリングし且つ分解される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１６】
請求項２に記載の混合波形構成であって、波形の第１部分および第２部分の直線歪は共通であると仮定される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１７】
請求項２に記載の混合波形構成であって、第１部分はシングルキャリア変調スキームカーネルを用いて変調され、第２部分はマルチキャリア変調スキームカーネルを用いて変調され、並びに、シングルキャリア変調スキームカーネルの平均出力信号パワーとマルチキャリア変調スキームカーネルの平均出力信号パワーとが実質的に等しく保たれる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１８】
請求項１７に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア変調スキームは８０２．１１ｂバーカーにしたがい、マルチキャリア変調スキームは直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を用いる８０２．１１ａ規格にしたがう、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項１９】
請求項２に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア変調スキームは第１サンプルレートクロックを用い、マルチキャリア変調スキームは第２レートクロックを用い、並びに、第１サンプルレートクロックおよび第２サンプルレートクロックは所定のタイミングインターバルにおいてアライメントされる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２０】
請求項１９に記載の混合波形構成であって、マルチキャリア変調スキームの第１フルサンプルはシングルキャリア変調スキームの最後のサンプルの開始の後に１つのタイミングインターバルを開始する、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２１】
請求項２０に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア変調スキームは１１ＭＨｚのサンプルレートにおいて１１個のチップバーカーワードを用い、各々の所定のタイミングインターバルは略１ミリ秒であり、バーカーチップはそのタイミングインターバルに集められ、マルチキャリア変調スキームは２０ＭＨｚのサンプリングレートにおいてＯＦＤＭを用い、並びに、第１フルＯＦＤＭサンプルは波形の第１部分の最後のバーカーワードの第１チップの０位相ピークの略１マイクロ秒に生じる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２２】
請求項２に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア信号は８０２．１１ａ規格において規定されるＯＦＤＭ信号整形のために指定されるウィンドウ関数にしたがって
終了される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２３】
請求項２２に記載の混合波形構成であって、第１部分シグナル号キャリア信号は名目上１００ナノ秒で終了される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２４】
請求項２に記載の混合波形構成であって、キャリア周波数は第１部分シングルキャリア信号と第２部分マルチキャリア信号との間においてコヒーレントである、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２５】
請求項２に記載の混合波形構成であって、キャリア位相は第１部分シングルキャリア信号と第２部分マルチキャリア信号との間においてコヒーレントである、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２６】
請求項２５に記載の混合波形構成であって、マルチキャリア信号のキャリア位相はシングルキャリア信号の最後の部分のキャリア位相により決定される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２７】
請求項２６に記載の混合波形構成であって、マルチキャリア信号のキャリア位相は複数の回転倍数の対応する１つにより回転され、各々の回転倍数はシングルキャリア信号の最後の部分の複数の所定の位相の１つに対応する、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２８】
請求項２７に記載の混合波形構成であって、シングルキャリア変調スキームは各々のバーカーワードは第１、第２、第３および第４の可能な位相である８０２．１１ｂにしたがい、マルチキャリア変調スキームは８０２．１１ａ規格のＡｎｎｅｘ  Ｇにおいて規定されるようなＯＦＤＭにしたがい、並びに、最後のバーカーワードが第１位相を有する場合に０度、最後のバーカーワードが第２位相を有する場合に９０度、最後のバーカーワードが第３位相を有する場合に１８０度および最後のバーカーワードが第４位相を有する場合に−９０度ＯＦＤＭサンプルが回転される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項２９】
請求項２に記載の混合波形構成であって、全体的な波形のために必要な忠実度はマルチキャリア変調スキームのために指定される必要な忠実度により指定される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項３０】
請求項２９に記載の混合波形構成であって、必要な忠実度はマルチキャリア部分のデータレートの関数である、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項３１】
請求項３０に記載の混合波形構成であって、必要な忠実度は８０２．１１ａ企画におけるＯＦＤＭのために指定されるような信号パワーによって規格化される平均２乗エラーにより決定される、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項３２】
請求項２に記載の混合波形構成であって、シンボルレートクロックおよび波形のキャリア周波数は同じ基準クロックから導かれる、ことを特徴とする混合波形構成。
【請求項３３】
請求項３２に記載の混合波形構成であって、シンボルレートのために基本的なクロックのＰＰＭエラーとキャリア周波数のために基本的なクロックのＰＰＭエラーは実質的に等しい、ことを特徴とする混合波形構成。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に関し、さらに詳細には、無線通信において用いられるマルチキャリア混合信号構成に対するシングルキャリアに関する。
【背景技術】
【０００２】
米国の電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）の規格８０２．１１は、無許可の２．４ＧＨｚおよび５ＧＨｚ帯域における無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）のための一群の規格のである。最新の８０２．１１ｂ規格は、１Ｍｂｐｓ（Ｍｅｇａｂｉｔｓ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄ）、２Ｍｂｐｓ、５．５Ｍｂｐｓおよび１１Ｍｂｐｓのデータ信号速度を含む２．４ＧＨｚ帯域の種々のデータ信号速度を規定している。８０２．１１ｂ規格は、シリアル変調技術である、１１ＭＨｚのチップレートをもつＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）を使用する。８０２．１１ａ規格は、５ＭＨｚ帯域における６Ｍｂｐｓ、１２Ｍｂｐｓ、１８Ｍｂｐｓ、２４Ｍｂｐｓ、３６Ｍｂｐｓおよび５４Ｍｂｐｓの種々の高いデータ信号速度を規定している。８０２．１１ａおよび８０２．１１ｂにしたがって実行されるシステムは互換性がなく、一緒に機能することはない。
【０００３】
２．４ＧＨｚにおける８０２．１１ｂ規格の大きいデータ信号速度の拡張である８０２．１１ｇ（“８０２．１１ｇプロポーザル”）と呼ばれる新しい規格が提案されている。現在のところ、８０２．１１ｇプロポーザルは単にプロポーザルであって、まだ完全に確定された規格ではない。幾つかの重要な技術的挑戦が、その新しい８０２．１１ｇプロポーザルのための提案されている。８０２．１１ｇによる装置は２．４ＧＨｚ帯域において規格８０２．１１ｂの速度より大きいデータ信号速度で通信することが可能であることが要望されている。一部の構成においては、８０２．１１ｂによる装置と８０２．１１ｇによる装置とが互いに通信することが可能であるかどうかに拘わらず、互いに著しい干渉または障害を伴うことなく、同じＷＬＡＮ環境または範囲において、８０２．１１ｂによる装置と８０２．１１ｇによる装置とが共存することが可能であることが求められている。さらに、８０２．１１ｂによる装置と８０２．１１ｇによる装置とが、何れかの規格８０２．１１ｂのデータ信号速度において、互いに通信可能であることが求められている。  
無線通信のための二重化パケット構成は、“Ａ  Ｄｕａｌ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”と題された、２０００年６月２日に出願された米国特許出願公開第０９／５８６，５７１号明細書において以前に開示されており、この文献の援用によって発明の説明を一部代替する。この以前のシステムは、シングルキャリア部分と直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）部分が柔軟結合することを可能にした。柔軟結合とは、それら（例えば、データ信号速度とパケット長）の間の情報の軽い伝達を伴うそれらの間の簡単なスイッチングを用いて既存のシングルキャリアモデムとＯＦＤＭモデムの両方を可能にすることにより実行を簡単にするために遷移の厳密な制御がなされないことを意味した。特に、厳密な位相、周波数、タイミング、スペクトル（周波数応答）および遷移の時点でのパワー連続性（パワーステップは適度に限界があるが）を維持することは必要ではない。したがって、ＯＦＤＭシステムは、位相、周波数、タイミング、スペクトルおよびパワー（自動利得制御（ＡＧＣ））の再捕捉を含む、シングルキャリア捕捉から分離されたそれ自身の捕捉を実行することが必要であった。シングルキャリアに続く短いＯＦＤＭのプリアンブルが、再捕捉を提供するために一実施形態において用いられた。
【０００４】
ＷＬＡＮを含む無線通信に対する障害は、信号の複数のエコー（反射）が受信器に到達するところにおけるマルチパス歪である。シングルキャリアシステムとＯＦＤＭシステムの両方は、この歪に対処するためにデザインされたイコライザを含む必要がある。シングルキャリアシステムは、そのプリアンブルとヘッダにおいてイコライザをデザインしている。二重化パケット構成においては、このイコライザの情報はＯＦＤＭの受信器により再使用されなかった。それ故、ＯＦＤＭの受信器が信号を再捕捉できるように、ＯＦＤＭ部分はプレミアブルまたはヘッダを採用した。特に、ＯＦＤＭの受信器は、パワー、キャリア周波数、キャリア位相、信号のイコライザおよびタイミングパラメータを再捕捉する必要があった。
【０００５】
干渉はＷＬＡＮを用いる場合には深刻な問題である。多くの異なる信号の種類が急増し始めている。ブルートゥース（Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ）規格にしたがって実行されるシステムが、８０２．１１ベースのシステムについての干渉の主なソースを与えている。ブルートゥース規格は、低価格、短距離、周波数ホッピングＷＬＡＮを規定する。プリアンブルは良好な受信器捕捉のために需要である。それ故に、シングルキャリアからマルチキャリアに遷移するときに失われる全ての情報は、干渉の存在下では好ましくない。
【０００６】
特に古くから用いられている装置を用いる場合に、信号の遷移に伴う幾つかの潜在的な問題点がある。送信器は、アナログ現象（例えば、パワー、位相、フィルタデルタ（ｆｉｌｔｅｒ  ｄｅｌｔａ））、パワー振幅バックオフ（例えば、パワーデルタ）およびパワー振幅パワーフィードバック変化と直面する可能性がある。受信器は、マルチパスの影響によるＡＧＣ摂動、チャンネルインパルス応答（ＴＩＲ）（マルチパス）見積もりの損失、キャリア移送の損失、キャリア周波数の損失およびタイミングアライメントの損失に直面する可能性がある。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の実施形態にしたがった無線通信のための混合波形構成は、シングルキャリア変調スキームにしたがって変調される第１部分と、マルチキャリア変調スキームにしたがって変調される第２部分を含む。波形は、第１部分から得られるチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）が第２部分の捕捉のために再使用可能であるように指定される。第１部分はプリアンブルとヘッダを含み、第２部分は、代表的には、ペイロードを組み込んでいる。
【０００８】
１つの構成において、シングルキャリア変調スキームは第１サンプルレートを用い、マルチキャリア変調スキームは第１サンプルレートより大きい第２サンプルレートを用いる。特定の実施形態においては、例えば、第１サンプルレートは約１１ＭＨｚであり、第２サンプルレートは約２０ＭＨｚである。波形の第１部分および第２部分の直線歪は一般的であると仮定されることが可能である。
【０００９】
パワー、キャリア位相、キャリア周波数、タイミングおよびマルチパススペクトルは、波形の第１部分と第２部分との間に実質的に維持されることが可能である。この目的を実現するための１つの方法は、シングルキャリア変調スキームにおいてマルチキャリア変調スキームのマルチキャリアスペクトルに似ているシングルキャリアスペクトルを用いることである。例えば、シングルキャリアスペクトルは、比較的小量の広がりをもつインパルス応答における主要ピークを有する。特定の構成においては、シングルキャリアスペクトルはエッジにおいて十分急勾配のロールオフをもつ略平坦なスペクトルを有し、または、シングルキャリアスペクトルは連続時間において特定の時分割パルスを用いる。時分割パルスは、連続時間ウィンドウを切り捨てられるレンガ壁近似（ｂｒｉｃｋ  ｗａｌｌ  ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ）の無限インパルス応答を用いることにより導かれることが可能である。連続時間のウィンドウは、好ましいスペクトル特性を実現するためには十分長く、複雑性を最小化するためには十分短いことが要求される。特定の実施形態においては、連続時間ウィンドウはハニング（Ｈａｎｎｉｎｇ）ウィンドウの連続時間バージョンである。時分割パルスは、ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）基準にしたがってサンプリングされることが可能である。１つの構成において、時分割パルスは、２２ＭＨｚのサンプルレートを実現するために第１多相デジタルフィルタおよび第２多相デジタルフィルタを用いてサンプリングされ且つ分解される。他の実施形態において、時分割パルスは、２０ＭＨｚのサンプルレートを実現するために２０の多相デジタルフィルタの１１出力の１出力を得て、２０の多相デジタルフィルタを用いることにより、サンプリングされ且つ分解される。
【００１０】
第１部分はシングルキャリア変調スキームカーネルを用いて変調されることが可能であり、第２部分はマルチキャリア変調スキームカーネルを用いて変調されることが可能であ
る。この場合、シングルキャリア変調スキームカーネルの平均出力信号パワーとマルチキャリア変調スキームカーネルの平均出力信号パワーは実質的に等しく維持される。特定の構成においては、シングルキャリア変調スキームは８０２．１１ｂ  バーカー（Ｂａｒｋｅｒｓ）にしたがい、マルチキャリア変調スキームは、直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）を用いる８０２．１１ｂ規格にしたがう。
【００１１】
シングルキャリア変調スキームは第１サンプルレートクロックを用いることが可能である一方、マルチキャリア変調スキームは第２サンプルレートクロックを用いる。この場合、第１サンプルレートクロックおよび第２サンプルレートクロックは、所定のタイミングインターバルに調整される。１つの実施形態において、マルチキャリア変調スキームの第１フルサンプリングは、シングルキャリア変調スキームの最後のサンプリングの開始の後、１つのタイミングインターバルを始める。特定の実施形態においては、シングルキャリア変調スキームは１１ＭＨｚのサンプルレートにおいて１１チップバーカー（Ｂａｒｋｅｒ）ワードを用い、マルチキャリア変調スキームは２０ＭＨｚのサンプルレートにおいてＯＦＤＭを用いる。バーカーワードについては、各々の所定のタイミングインターバルは約１ミリ秒であり、バーカーチップはそのタイミングインターバルの中央に集められる。この場合、第１フルＯＦＤＭサンプリングは、波形の第１部分の最後のバーカーワードの第１チップの零相ピークの後、約１ミリ秒において生じる。
【００１２】
１つの構成において、シングルキャリア信号は、８０２．１１ａ規格において規定されるＯＦＤＭ信号整形のために特定のウィンドウ関数にしたがって終了される。第１部分のシングルキャリア信号は、名目上１００ナノ秒のような特定の時間において終了されることが可能である。キャリア周波数は、第１部分のシングルキャリア信号と第２部分のシングルキャリア信号との間でコヒーレンントであることが可能である。キャリア位相は、第１部分のシングルキャリア信号と第２部分のシングルキャリア信号との間でコヒーレンントであることが可能である。マルチキャリア信号のキャリア位相はシングルキャリア信号の最後の部分のキャリア位相により決定されることが可能である。マルチキャリア信号のキャリア位相は、複数の回転倍数の対応する１つにより回転されることが可能であり、各々の回転倍数はシングルキャリア信号の最後の部分の複数の所定の位相の１つに対応する。特定の実施形態においては、例えば、シングルキャリア変調スキームは、各々のバーカーワードが第１、第２、第３および第４の可能な位相の１つである８０２．１１ｂ（バーカー）Ｂａｒｋｅｒｓにしたがい、マルチキャリア変調スキームは８０２．１１ａ規格のＡｎｎｅｘ  Ｇに規定されるＯＦＤＭにしたがう。この場合、ＯＦＤＭサンプルは、最後のバーカーワードが第１位相を有する場合に、０度回転し、最後のバーカーワードが第２位相を有する場合に、９０度回転し、最後のバーカーワードが第３位相を有する場合に、１８０度回転し、そして最後のバーカーワードが第４位相を有する場合に、−９０度回転する。
【００１３】
全体的波形についての必要な忠実度は、マルチキャリア変調スキームのために特定される必要な忠実度により特定されることが可能である。必要な忠実度はマルチキャリア部分のデータ信号速度の関数とすることが可能である。必要な忠実度は、８０２．１１ａ規格におけるＯＦＤＭに特定される信号パワーにより規格化される平均２乗誤差により決定されることが可能である。
【００１４】
シンボルレートクロックと波形のキャリア周波数は同じ基準クロックから導かれることが可能である。１つの構成においては、キャリア周波数についてのクロック基本波のＰＰＭ（Ｐａｒｔ  Ｐｅｒ  Ｍｉｌｌｉｏｎ）エラーおよびシンボルレートについてのクロック基本波のＰＰＭエラーは実質的に等しい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明にしたがった構成は、信号のシングルキャリア部分の捕捉の間に得られるイコライザ情報を再使用する。この方法において、ＯＦＤＭプリアンブルは必要とされないが、それは利便性と微調整の両方のためになることが可能である。以下の本発明の開示においては、シングルキャリアセグメントとＯＦＤＭ（マルチキャリア）セグメントとの間の完全な連続性を提供するための技術について説明する。この連続性は、シングルキャリアセグメントとＯＦＤＭセグメントの両方のため送信波形を完全に特定することおよび遷移を特定することにより与えられる。これは、ＡＧＣ（パワー）、キャリア位相、キャリア周波数、タイミングおよびスペクトル（マルチパス）を含む２つの信号セグメント間の完全な連続性を可能にする。この方法においては、シングルキャリア部分（プリアンブル／ヘッダ）の間に生成された情報は有効であり、マルチキャリア部分の捕捉を開始するために用いられるため、信号は受信器のマルチパス部分により再捕捉される必要はない。保持され且つ蓄積された情報は、無線通信における一般的な干渉に直面する場合に非常に強力な信号を生成する。
【００１６】
図１は、特定の部屋または範囲１０１内で動作する無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）システムのブロック図であって、範囲１０１内には位置する４つのＷＬＡＮ装置１０３、１０５、１０７および１０９（１０３乃至１０９）が含まれている。ＷＬＡＮ装置１０３および１０５は、８０２．１１ｇプロポーザルを用いる本発明の幾つかの実施形態の少なくとも１つにしたがって実行され、ＷＬＡＮ装置１０７および１０９は８０２．１１規格にしたがって実行される。全てのＷＬＡＮ装置１０３乃至１０９は２．４ＧＨｚにおいて動作する。ＷＬＡＮ装置１０３乃至１０９は、何れかのタイプのコンピュータ（デスクトップ、ポータブル、ラップトップ等）、何れかのタイプの互換性のある通信装置、何れかのタイプの携帯端末（ＰＤＡ）、またはプリンタ、ファックス装置、スキャナ、ハブ、スイッチ、ルータ等のような何れかの他のタイプのネットワーク装置、等の何れかのタイプの無線通信装置とすることが可能である。本発明は、８０２．１１ｇプロポーザル、８０２．１１ｂ規格、８０２．１１ａ規格または２．４ＧＨｚ周波数帯域に限定されないが、これらの規格および周波数を特定の実施形態において利用することが可能である。
【００１７】
ＷＬＡＮ装置１０７および１０９は、１、２、５．５および１１Ｍｂｐｓを含む８０２．１１規格の何れかの速度において互いに通信する。ＷＬＡＮ装置１０３および１０５は、６、９、１２、１８、２４、３６、４８または５４Ｍｂｐｓの８０２．１１ａ規格のデータ信号速度のような幾つかの実施形態にしたがった混合信号構成を用いる、種々の且つ大きいデータ信号速度において、互いに通信する混合信号モードの装置である。ここでは、代替のデータ信号速度の群を考慮する。第２群は、２つの８０２．１１ｂ規格のデータ信号速度、即ち５．５および１１Ｍｂｐｓを含むために、好都合である。
【００１８】
１つのまたはそれ以上の第１実施形態においては、混合信号のＷＬＡＮ装置１０３乃至１０９は、互いに重大な干渉を伴わずに同じ範囲１０１において動作または共存することが可能であり、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５は、８０２．１１ｂのＷＬＡＮ装置１０７、１０９に比べて大きいデータ信号速度または種々のデータ信号速度において互いに通信する。第１実施形態においては、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５は互いに通信することが可能であり、また、ＷＬＡＮ装置１０７、１０９は互いに通信することが可能であるが、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５はＷＬＡＮ装置１０７、１０９と通信することはできない。１つまたはそれ以上の第２実施形態においては、混合信号の装置１０３、１０５の少なくとも１つは、８０２．１１ｂのデータ信号速度の何れか１つまたはそれ以上において、ＷＬＡＮ装置１０７、１０９のどちらかと通信することができる規格モードが組み込まれている。少なくとも１つの第３実施形態においては、混合信号の装置１０３、１０５は、種々のまたは大きいデータ信号速度において通信し、ＷＬＡＮ装置１０７、１０９と互換性がない。それ故、ＷＬＡＮ装置１０３乃至１０９は同じ範囲１０１内に共存することができない。混合信号の装置１０３，１０５は２．４ＧＨｚ帯域において動作を実行されることが可能であるが、他の周波数帯域は検討される。
【００１９】
第１または第２実施形態においては、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５はまた、ＷＬＡＮ装置１０７、１０９のどちらかからの妨害または干渉を伴うことなく、互いに通信することができる。ＷＬＡＮ装置１０３、１０５は互いに通信しているときに異なるデータにおいて動作するため、これは重要な技術的課題を提供する。本発明は、８０２．１１ｂの装置１０７、１０９と同じ範囲にあるとき、より大きいまたは種々のデータ信号速度において互いに通信することができるように、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５を実行可能にすることにより、この問題を解決する。さらに、第２の実施形態においては、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５はまた、８０２．１１ｂのデータ信号速度においてＷＬＡＮ装置１０７、１０９のどちらかと通信することが可能である。
【００２０】
図２は、ＷＬＡＮ装置１０３、１０５のどちらかまたは両方において用いられることが可能である、本発明の実施形態にしたがった混合信号の受信器２０１のブロック図である。入力信号は、受信パワーを調節し且つスイッチ２０５に対応する信号を供給する自動利得制御器（ＡＧＤ）２０３により受信される。スイッチ２０５は、初めに、シングルキャリア受信器２０７にその受信信号を供給する。シングルキャリア受信器２０７は、信号が伝搬されるマルチパス媒体に関連するパラメータを“学び”、既知のデータと比較される受信信号の所定のプリアンブルを分析するイコライザおよび他の回路を含む。シングルキャリア受信器２０７はまた、パケットが合成信号受信器２０１のために意図されているかどうか、およびパケットが混合パケットであるかどうかを決定するために、ヘッダを調べ、もしそうである場合、マルチキャリア受信器２０９に入力信号の残りの部分をスイッチ２０５が供給するようにする。ヘッダは、混合モードパケットのようなパケットを識別する、モードビットのような混合モード識別子を含むことに特筆する。したがって、１つの実施形態においては、シングルキャリア受信器２０７は、目的のアドレス等からパケットが混合信号受信器２０１のために意図されていることを決定し、パケットがモード識別子からの混合モードパケットであることを決定する。パケットは混合信号受信器２０１のために意図されているが混合モードパケット（例えば、規格８０２．１１ｂのパケット）ではない場合、シングルキャリア受信器２０７はパケットの処理を継続する。長さフィールドはまた、混合モードのパケットの全長さを識別するレングス値を含むヘッダに供給される。したがって、混合モードまたは古くからの装置（例えば、８０２．１１ｂの装置）を含む何れかの装置は、パケットがそのために意図されていることおよび長さ値に対応する時間量によるバックオフを決定することが可能である。
【００２１】
マルチキャリア受信器２０９は、ＯＦＤＭ等により送信される信号を受信するために構成される。マルチキャリア受信器２０９は、シングルキャリア受信器２０７により決定されるマルチパス情報が入力信号のパケット部分の間でスムーズな遷移が可能であるように再使用されるように、シングルキャリア受信器２０７に結合される。特に、ＡＧＣ（パワー）、キャリア周波数、キャリア位相、イコライザおよびシングルキャリア受信器２０７からのタイミングパラメータは、入力信号を受信するためにマルチキャリア受信器２０９により用いられる。ＯＦＤＭマルチキャリア受信器２０９は、シングルキャリア受信器２０７により用いられる情報は得られ且つ用いられるため、信号を再捕捉する必要はない。
【００２２】
図３は、本発明の実施形態にしたがって実行される混合信号パケット３０１の概念図である。パケット３０１は、１Ｍｂｐｓにおいて送信されるバーカープリアンブル３０３を含み、１または２Ｍｂｐｓにおいて送信されるバーカーヘッダ３０５が続き、２０ＭＨｚの選択サンプルレートをもつ６、９、１２、１８、２４、３６、４８または５４Ｍｂｐｓの代表的なデータ信号速度から選択される何れかのデータ信号速度において送信されるペイロードデータを組み込まれる１つまたはそれ以上のＯＦＤＭシンボル３０７が続く。プリアンブル３０３とヘッダ３０５は、１１ＭＨｚの四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）シンボル速度においてシングルキャリアを送信される（そして、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）がまた検討される）。同じ原理が適用される１８．３３３ＭＨｚ、２２ＭＨｚ等のような、異なるＯＦＤＭサンプルレートが検討される。送信信号が、相補型符号変調ＯＦＤＭまたはＣＣＣ−ＯＦＤＭ（ＯＦＤＭ（マルチキャリア）の後のバーカー（シングルキャリア）を用いる８０２．１１ｂプリアンブルおよびヘッダ）のために指定される。波形のＯＦＤＭ部分は、任意に、幾つかの有効なサンプルレート（例えば、２２、２０または１８．３３ＭＨｚ）の１つとすることができる。パケット３０１は、２０ＭＨｚの８０２．１１ａのサンプルレートを用いるように示されている。目標は信号を指定することである故に、プリアンブルおよびヘッダにおいて得られるチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）の評価はＯＦＤＭにおいて再使用可能である。それ故に、遷移は自由変数を用いることなく完全に指定され、これにより、重要なイコライザの情報が切り替えにおいて保たれるようになる。また、信号の遷移により受信器のパワー変動を排除することが好ましい。古くからの装置はＯＦＤＭの知識を有しておらず、それを受け入れる能力も有していないため、パワーステップは、古くからの装置を不確定な状況に置くこととなる。
【００２３】
図４Ａおよび４Ｂは、それぞれ、８０２．１１ｂ  バーカーチップのスペクトルおよび８０２．１１ａのプロットを示すグラフであり、単位は横軸においては規格化された周波数（ｆｒｅｑ）、縦軸においてはデシベル（ｄＢ）である。スペクトルにより、中心周波数、パワースペクトル密度および周波数応答を調べる。８０２．１１ｂ  バーカーチップスペクトルは丸みを帯びた最高部を有する一方、８０２．１１ａ  ＯＦＤＭスペクトルは平坦な最高部を有する。３ｄＢの帯域幅がまた異なっている。図５Ａおよび５Ｂは、８０２．１１ｂ  ＱＰＳＫ  バーカーチップおよび８０２．１１ａ  ＯＦＤＭそれぞれのタイムドメインプロットを示すグラフである。たとえ波形が異なるとしても、プリアンブル／ヘッダのシングルキャリア部分３０３、３０５とＯＦＤＭシンボル部分３０７との間のスムーズな遷移を生成することが好ましい。１つの解決方法は、略同じ遷移スペクトルと略同じパワーとを用いることにより、８０２．１１ｂ（バーカー）ＢａｒｋｅｒｓのプリアンブルおよびヘッダをＯＦＤＭのようにすることである。
【００２４】
図６Ａは、８０２．１１ａにおいて規定された６４個の有効なサブキャリアからのシングルサブキャリアのパワースペクトル密度（ＰＳＤ）のプロットを示す図であり、縦軸をｄＢ、横軸を周波数で示している。図６Ｂは、８０２．１１ａにおいて用いられる５２個の非ゼロサブキャリアの合成ＰＳＤのプロットを示すグラフである。それらの曲線は、それぞれ、規格化された周波数（ｎｆｒｅｑ）に対してプロットされ、周波数の単位はＭＨｚである。スペクトル／時間整形パルスをデザインすることが好ましく、それにより、ＯＦＤＭに似た信号のシングルキャリア部分のスペクトルを生成する。このパルスは、受信器がパケットのＯＦＤＭ部分のためにＣＩＲを補償することができるように、示される。パルスは連続する時間において指定され、それ故、それは独立した実行である。デジタルの実行について、パルスは、何れかの好ましい適切な実行レートにおいてサンプリングされることが可能である。信号は、帯域端における十分急勾配のロールオフをもつ通過帯域において略平坦なスペクトルを提供する必要がある。送信パルスは８０２．１１ｂの古くから用いられている受信器により簡単に操作されることが望ましい。それは主要なピーク、即ち、インパルス応答において広がり量の少ないピークを有する必要がある。これにより、８０２．１１ｂの受信器がこのインパルス応答の構成要素を自動追尾することを可能にする。信号は複雑性を最小化するための期間が短いことが望ましい。
【００２５】
図７Ａは、０ＭＨｚを中心とする代表的な“レンガ壁状の”両側をもつスペクトルのプロットであって、２（８．５）＝１７ＭＨｚの選択帯域幅においては１の大きさであり、それ以外の部分においては０の大きさを有する、グラフを示している。レンガ壁スペクトルは、本質的には理想的なローパスフィルタである。代表的な周波数範囲は、示される実施形態においては、２（２７）（２０（ＭＨｚ）／６４）＝１６．８７５ＭＨｚとして選択される。図７Ｂは、レンガ壁スペクトルに対応する関連の無限継続時間応答の一部についてのグラフを示している。一般に、目的のスペクトルはシングルキャリアシステムについて選択される。これは、所望のスペクトルに対してレンガ壁近似を指定することによりなされる。レンガ壁スペクトルは、タイムドメイン（即ち、＋／−無限からの期間）における無限インパルス応答を有する。十分広いウィンドウが、所望のスペクトル特性を与えるために選択され、十分狭いウィンドウが複雑性を最小化するために選択され、各々は、一般に技術的判断を用いる。
【００２６】
図８は、代表的な連続時間ウィンドウのプロットを示すグラフであり、ハニングウィンドウの連続時間バージョンである。好適な結果を得るために成功裏に用いられることが可能である多くの異なるウィンドウ構成のうちの唯一のものであることが認識される。図９は、レンガ壁スペクトルに対応する無限継続時間応答の一部を用いてオーバーレイされたハニングウィンドウのプロットを示すグラフである。図１０は、０＋／−０．４μｓであるように、約０．８μｓに切られて得られる代表的なパルスｐ（ｔ）のプロットを示すグラフである。パルスｐ（ｔ）の短い継続は低い複雑性を与える。図１１は、ＯＦＤＭスペクトルに密接に適合することを示すパルスｐ（ｔ）のスペクトル特性のプロットを示すグラフである。パルスｐ（ｔ）のスペクトル特性は、ＯＦＤＭが平坦である略平坦なスペクトルとＯＦＤＭがロールオフする早いロールオフを含む。連続時間パルスは、何れかのデジタルフィルタを明らかに構築するために用いられることができ且つ特定の実行に依存することはない。ナイキスト基準（連続時間パルスのサンプリング）は目的の忠実度のレベルにおいて満足する必要がある。パルスｐ（ｔ）は、ナイキスト基準にしたがって“デジタル化”またはサンプル化される。一部の実施形態においては、サンプルは、以下に詳しく説明するように、そのとき分解される。
【００２７】
図１２は、連続時間パルスｐ（ｔ）を用いるデジタル２２ＭＨｚ出力サンプルレートを実現するために用いられる代表的なデジタルフィルタ１２０１のブロック図である。この場合、代表的なＱＰＳＫシンボルジェネレータ１２０３は、一対の多相デジタルフィルタ１２０５および１２０７の各々のそれぞれの入力に１１ＭＨｚの信号を供給する。説明のための代表的な送信器として用いられるＱＰＳＫシンボルジェネレータ１２０３は、１１ＭＨｚのレートにおけるデジタルフィルタ１２０５および１２０７の両方に各々のシンボルを渡す。各々のデジタルフィルタ１２０５および１２０７は１１ＭＨｚにおいて入力波形をサンプリングし且つ出力を生成する。デジタルフィルタタップ１２０５は偶数にナンバリングされたサンプルから構成され、デジタルフィルタタップ１２０７はパルスｐ（ｔ）の奇数にナンバリングされたサンプルから構成される。マルチプレクサ（ＭＵＬ）回路等のような選択ロジック１２０９は、２（１１）＝２２ＭＨｚのサンプルレート信号を実現するために多相デジタルフィルタタップ１２０５および１２０７の全ての出力を選択する。図１３は、連続時間パルスｐ（ｔ）（マイクロ秒“μｓ”で時間に対してプロットされる）の多相分解およびサンプリングを示すグラフである。全てのフィルタの全ての出力が用いられるため、効率的なサンプリングレートは２２ＭＨｚである。
【００２８】
図１４は、パルスｐ（ｔ）を用いてデジタル２０ＭＨｚ出力サンプリングレートを達成するために用いられる他の代表的なデジタルフィルタ１４０１のブロック図である。この場合、ジェネレータ１２０３に類似している代表的なＱＰＳＫシンボルジェネレータ１４０３は、１２の多相デジタルフィルタ１４０５、１４０７、１４０９、．．．、１４１１のそれぞれの入力に１１ＭＨｚの信号を供給する。各々のデジタルフィルタ１４０５−１４１１は１１ＭＨｚにおいて出力を生成し、それ故、サンプリングレートは１１ＭＨｚから２２０ＭＨｚに増加される。各々のフィルタは、２０サンプルだけ間隔を介するサンプルから成る。マルチプレクサ（ＭＵＸ）等のような選択ロジック１４１３は、２０ＭＨｚサンプル信号を実現するために多相デジタルフィルタの１１出力毎の１つを選択する。例えば、第１ＱＰＳＫのシンボルのために、フィルタ１および１１のそれぞれの出力が用いられ、第２ＱＰＳＫのシンボルのために、フィルタ１９および１０のそれぞれの出力が用いられる等である。また、１１入力毎のうちの１つは１つの出力サンプルを生成し、残りの入力サンプル各々は２つの出力サンプルを生成する。図１５は、時間に対してプロットされた連続時間パルスｐ（ｔ）の多相分解およびサンプリングを示すグラフである。１１出力毎の１つはフィルタ１４０５乃至１４１１の出力が結合された２２０ＭＨｚを用いるため、効率的なサンプリングレートは２０ＭＨｚである。
【００２９】
図１６は、本発明の実施形態にしたがって実行される送信器１６０１のブロック図である。送信器１６０１は、  ソフトスイッチブロック１６０７に信号のＯＦＤＭ部分を供給するＯＦＤＭカーネルブロック１６０３を含み、８０２．１１ｂのプリアンブル／ヘッダのカーネルブロック１６０５から８０２．１１ｂのプリアンブルおよびヘッダ部分を受信する。ソフトスイッチブロック１６０７は、デジタル対アナログコンバータ（ＤＡＣ）１６０９に８０２．１１ｇの信号を供給し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６１１に結果的に得られるアナログ信号を供給する。フィルタリングされた信号は、ＳＡＷフィルタに供給され、直線歪が両方の信号セグメントに誘導されることを示している。ＳＡＷフィルタ１６１３の出力はミキサ１６１５の１つの入力に供給され、ローカルオシレータ１６１７からのローカルオシレータ（ＬＯ）信号を受信する他の入力を有する。ミキサ１６１５はその出力において混合または結合された信号をアサートする。
【００３０】
歪は送信器、マルチパスチャンネルおよび受信器に導入されることとなる。送信器における明らかな直線歪は、ＳＡＷフィルタ１６１３のようなＳＡＷフィルタである。通信システムにおいては、直線歪は共通であり、波形シンボル（本質的に）に亘って時間的に変化しない。例えば、直線歪は、８０２．１１ａの通信と８０２．１１ｂの通信の両方のためにプリアンブル／ヘッダ部分とペイロード部分との間で共通であると仮定される。同様に、送信無線の直線歪はシングルキャリアセグメントとマルチキャリアセグメントの両方に共通であると仮定される。この方法において、スペクトル結合要求は、イコライザおよびＡＧＣがシングルキャリアからマルチキャリアに継続するようにする。
【００３１】
さらに、送信器１６０１は、サンプル−パワーマッチングスキームが信号のシングルキャリア部分からマルチキャリア部分に継続することが可能であることを示す。特に、１６２０において示すように、ＯＦＤＭカーネルブロック１６０３からの平均信号パワー出力が、１６２２に示すような８０２．１１ｂのプリアンブル／ヘッダのカーネルブロック１６０５からの平均信号出力と略同じことが好適である。
【００３２】
図１７は、１７０３で示す２０ＭＨｚのＯＦＤＭサンプルクロックに対して１７０１で示す１１ＭＨｚのバーカーチップクロックを比較するグラフを示している。８００２．１１ｂの通信スキームは１１ＭＨｚのチップレートを用いる。８０２．１１ｂのプリアンブル／ヘッダは１１個のチップバーカーワードを用い、それ故、１１チップ／μｓがある。８０２．１１ａのＯＦＤＭは２０ＭＨｚのサンプルレートを用いる。示された実施形態においては、遷移時間のアライメントを達成するために、８０２．１１ｂ（１１ＭＨｚ）と８０２．１１ａ（２０ＭＨｚ）の信号セグメントとプリアンブル／ヘッダの信号セグメントは、各々のインターバルにおいてアライメントエポック１７０５により示される１μｓインターバル毎の１ＭＨｚの境界においてアライメントされる。図１８は、シングルキャリア部分のヘッダの最後のバーカーワードを用いてＯＦＤＭ信号部分のアライメントを示す概念的なグラフである。１８０３で示す各々のバーカーワードの第１チップは、１μｓのアライメントに重点を置いている。１８０１で示すＯＦＤＭ信号の第１フル２０ＭＨｚサンプルは、ヘッダの最後のバーカーワードの第１チップのゼロ位相ピークの後、１μｓ存在する。効率的には、１８０５で示す半分のスケールのＯＦＤＭサンプルは、フルスケールのサンプルの前に存在する（スムージングのために）。そのような遷移時間のアライメントは、イコライザ情報とタイミング情報とが信号のシングル位相部分と複数位相部分との間で継続することを可能にする。
【００３３】
図１９は普通のＯＦＤＭシンボルの重なりを示すグラフである。図２０は、代表的な８０２．１１ａのＯＦＤＭシンボルのオフセットと終端を示すグラフである。図２１は、代表的なシングルキャリアの終了であって、２１０１で示すような８０２．１１ａと整合性が取れるように整形された終了と、２１０３で示すような８０２，１１ａに一致するように整形されたＯＦＤＭのオフセットを示すグラフである。これらのグラフに示すように、シングルキャリアは、シングルキャリアからマルチキャリアに遷移するとき、制御された方法で終了される。このシングルキャリアの終了は、シングルパワーギャップを最小化し、次にはその他により１つの信号の改悪を最小化するように、その遷移のポイントでＡＧＣを保つ。８０２．１１ｂセグメントのシングルキャリアの終了は、８０２．１１ａのＯＦＤＭ整形のために用いられるシングルキャリアの終了と類似している。８０２．１１ａは、シングルキャリアセグメントの終了を規定するために用いられる、ＯＦＤＭシンボルのためのウィンドウ関数を特定する。シングルキャリア信号は、名目上１００ミリ秒（ｎｓ）のような時間の所定ウィンドウにおいて終了される。シングルキャリアパルス整形フィルタを完全に機能させる必要はない。ヘッダにおける最後のバーカーワードに対して結果的に得られる歪は、１１個のチップが処理する利得、熱ノイズおよびマルチパス歪に比べて僅かである。その終了は、デジタル信号処理においてまたはアナログフィルタリングにより明らかに実現されることが可能である。
【００３４】
キャリア周波数は両方の波形セグメントのためにコヒーレントであり、それはローカルオシレータ１６１７によりシングルＬＯ信号を用いることにより実現されることは、さらに好適である。このことはイコライザ情報が継続することを可能にする。キャリア周波数ロックは、位相ロックループ（ＰＰＬ）回路等を用いて保たれることが可能である。
【００３５】
キャリア位相がアライメントされ、それがイコライザ情報を継続することは、さらに好適である。図２２Ａは、ＢＰＳＫが２つの四分区間の実数部と虚数部の両方（２位相の１つ）を組み込むことを示すＢＰＳＫプロットの単純化されたグラフである。図２２Ｂは，ＧＰＳＫが４つの全ての四分区間における実数部と虚数部の両方（４位相の１つ）を組み込むことを示すＱＰＳＫプロットの単純化されたグラフである。直接シーケンススプレッドスペクトル（ＤＳＳＳ）を用いるシングルキャリア信号は、ＯＦＤＭ信号フォーマットおよび変調スキームと比較して、基本的に異なっている。８０２．１１ｇのＣＣＫ−ＯＤＦＭについては、これらのフォーマットのどちらかがヘッダのために再使用される。
【００３６】
図２３は、８０２．１１ｇのヘッダにおける、最後のチップではなく、バーカーワードとその後のＯＦＤＭシンボルサンプルとの間の位相関係を示す一連のグラフである。８０２．１１ａ規格のＡｎｎｅｘ  Ｇは、実数成分および虚数成分を示すＯＦＤＭシンボルをどのように送信するかを記載している。２３０１、２３０３、２３０５および２３０７で示す矢印は最後のバーカーワードの４つの可能な位相を示している。最後のバーカーワードの移送に基づいて、各々のＯＦＤＭサンプルは同じであって所定の量だけ回転されるか回転されないことから、ＯＦＤＭシンボルの位相は最後のバーカーワードの位相により決定される。２３０２、２３０４、２３０６および２３０８で示す矢印は、⇒２３０１、２３０３、２３０５および２３０７それぞれにより示されるバーカー位相に対応するＯＦＤＭシンボルに適用される対応する４つの相対的位相シフトを示す。例えば、最後のバーカーワードの位相が第１四分区間にある場合、ＯＦＤＭシンボルの位相は、８０２．１１ａ規格のＡｎｎｅｘ  Ｇにおいて記載されているようなＯＦＤＭ位相に関連して０度回転される（回転されない、または１を掛けられる）。さらに、最後のバーカーワードの移送が第２四分区間（１３５度の位相回転）にある場合、ＯＦＤＭシンボルの位相は８０２．１１ａのＡｎｎｅｘ  Ｇにおけるサンプルの位相に関して９０度回転され（即ち、“ｊ”が掛けられ）、最後のバーカーワードの位相が第３四分区間（−１３５度の位相回転）にある場合、ＯＦＤＭシンボルの位相は８０２．１１ａのＡｎｎｅｘ  Ｇにおけるサンプルの位相に関して１８０度回転され（即ち、“−１”が掛けられ）、最後のバーカーワードの位相が第４四分区間（−４５度の位相回転）にある場合、ＯＦＤＭシンボルの位相は８０２．１１ａのＡｎｎｅｘ  Ｇにおけるサンプルの位相に関して−９０度回転される（即ち、“−ｊ”が掛けられる）。
【００３７】
多くのデザインの実行において、ことなるトランシーバ間において信号の完全性と互換性を維持するために、相対的な精度および忠実度の条件を知ることは、しばしば好適である。このやり方において、デザイナーは、コストを削減し且つ効率を最大化することができる一方、規格の範囲内にパラメータおよび特性を維持することができる。精度特性は、送信デザイナーが生成するショートカットを制約し、他方では、受信器性能に著しく悪影響を与えることとなる。１つの実施形態においては、残タイ的な波形性能の必要な忠実度が、８０２．１１ａ規格のＯＦＤＭ信号の忠実度の条件にしたがった方法論を用いて確立される。このようにして、たとえシングルキャリア部分が典型的には減少データレートにあろうが、シングルキャリア部分の必要な忠実度はマルチキャリア部分と同じである。８０２．１１ａ規格において説明されるように、ＯＦＤＭのための必要な忠実度は、次のデータレート対エラーベクトルの大きさ（ＥＶＭ）についての表１において示すように、ＥＶＭ規格により設定され、ここでは、データレートの単位はＭｂｐｓであり、ＥＶＭの単位はｄＢである。
【００３８】
【表１】
2005521270.tif 000003
表１に示すように、ＯＦＤＭの精度はデータレートの関数である。データレートが大きい程、送信波形はより複雑で錯綜したものとなり、必要とされる精度はより大きくなる。この必要な忠実度は全体的な波形に適用される。ＥＶＭは、信号パワーにより規格化される平均二乗エラー（ＭＳＥ）と同じである。ＭＳＥは、最適な時間アライメント、最適な利得アライメントおよび最適な位相アライメントの後、測定されることが可能である。また、好適であれば、ＯＦＤＭとシングルキャリアのバーカーチップとに共通の直線歪はバックアウトされることが可能である。８０２．１１ｂの精度規格がさらに厳しくなる場合、それはシングルキャリア部分のために用いられることが可能である。
【００３９】
８０２．１１ｂ規格の部分と８０２．１１ａ規格の全ての部分はロックドオシレータの条件を用いる。ロックドオシレータ特性は、タイミングトラッキング情報がキャリア周波数および位相から導かれることを可能にする。送信波形に葉２つの基本的なクロックがあり、それらは、シンボルレートクロックとキャリア周波数である。送信器の少なくとも１つの実施形態においては、８０２．１１ｇの信号の全ては、同じクロック基準から導かれる信号レートクロックとキャリア周波数とを有する。さらに、これら２つのクロック信号におけるＰＰＭ（ｐａｒｔ−ｐｅｒ−ｍｉｌｌｉｏｎ）エラーは等しいことが好ましい。受信器は、キャリア周波数エラーからのシンボルレートのタイミングをトラッキングするようにされる。
【００４０】
混合信号受信器２０１のマルチキャリア受信器２０９部分は、ここで説明したように、信号のＯＤＦＭ部分を受信するために、波形のシングルキャリア受信器２０７からの遷移の挙動を得る。そのキャリア周波数および位相はコヒーレントである。さらに、時間アライメント、信号レベル（ＡＧＣ）およびチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）は各々コヒーレントである。信号キャリア受信器２０９は、シングルキャリアセグメントにより用いられる既知のパルス波形を用いて、修正される。この方法において、複数のキャリア受信器２０９は、信号のＯＦＤＭ部分を再捕捉する必要はないが、スムーズな信号キャリアからマルチキャリア信号への遷移のための所定のまたは既知の情報と共にシングルキャリア受信器２０７により得られる情報を用いる。また、分離ＯＦＤＭプリアンブル／ヘッダは必要ないが、好適には、好都合で微小な調整のために用いられることが可能である。
【００４１】
本発明にしたがったシステムおよび方法は好適な実施形態に結び付けて説明したが、上記の特定の形態に限定されることを意図するものではなく、それとは対照的に、本発明の主旨および範囲に適切に含まれることができる変形、修正および等価であるような場合をカバーすることを意図するものである。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】同じ部屋または範囲内で動作する４つの装置を含むＷＬＡＮシステムのブロック図であって、それら装置の２つが８０２．１１ｂ規格にしたがって実行され、且つ他の２つが８０２．１１ｇプロポーザルにしたがって実行されるＷＬＡＮシステムのブロック図である。
【図２】図１の高いレートの装置のどちらかまたは両方において用いられることが可能である、本発明の実施形態にしたがって実行される混合信号受信器のブロック図である。
【図３】本発明の実施形態にしたがって実行される混合信号パケットの概念図である。
【図４Ａ】８０２．１１ｂバーカーチップのスペクトルのプロットを示すグラフである。
【図４Ｂ】８０２．１１ａＯＦＤＭのスペクトルのプロットを示すグラフである。
【図５Ａ】８０２．１１ｂＱＰＳＫバーカーチップの時間ドメインプロットを示すグラフである。
【図５Ｂ】８０２．１１ａＯＦＤＭの時間ドメインプロットを示すグラフであって、図５Ａの波形とは完全に異なる波形を示すグラフである。
【図６Ａ】８０２．１１ａ規格において規定される可能な６４個の可能なサブキャリアの範囲外のシングルサブキャリアのパワースペクトル密度（ＰＳＤ）のプロットを示すグラフである。
【図６Ｂ】８０２．１１ａにおいて用いられる５２個の非ゼロサブキャリアの混合ＰＳＤのプロットを示すグラフである。
【図７Ａ】０ＭＨｚを中心とする代表的な両側が垂直である“レンガ壁”スペクトルのプロットを示すグラフである。
【図７Ｂ】図７Ａのレンガ壁スペクトルに対応する関連の無限継続時間応答の一部を示すグラフである。
【図８】代表的な連続時間ウィンドウであって、ハニングウィンドウの連続時間バージョンであるプロットを示すグラフである。
【図９】図７Ａのレンガ壁スペクトルに対応する無限継続時間応答の一部とオーバーレイする図８のハニングウィンドウのプロットを示すグラフである。
【図１０】図９において示され且つ略０．８μｓに切られたオーバーレイから結果として得られる代表的なパルスｐ（ｔ）のプロットを示すグラフである。
【図１１】ＯＦＤＭスペクトルに非常に適合することを示すパルスｐ（ｔ）のスペクトル特性のプロットを示すグラフである。
【図１２】連続時間パルスｐ（ｔ）を用いて２２ＭＨｚのデジタル出力サンプルレートを設計するために用いられる代表的なデジタルフィルタを示すブロック図である。
【図１３】図１２のサンプリングスキームを用いて連続時間パルスｐ（ｔ）のサンプリングおよび多相分解を示すグラフである。
【図１４】パルスｐ（ｔ）を用いて２０ＭＨｚのデジタル出力サンプルを設計するために用いられる他の代表的なデジタルフィルタを示すブロック図である。
【図１５】図１４のサンプリングスキームを用いて連続時間パルスｐ（ｔ）のサンプリングおよび多相分解を示すグラフである。
【図１６】本発明の実施形態にしたがって実行される送信器のブロック図である。
【図１７】２０ＭＨｚのＯＦＤＭサンプリングブロックに対して１１ＭＨｚのバーカーチップクロックを比較するグラフである。
【図１８】シングルキャリア部分のヘッダの最後のバーカーワードを用いてＯＦＤＭ信号部分のアライメントを示す概念的グラフである。
【図１９】一般のＯＦＤＭシンボルの重なりを示すグラフである。
【図２０】代表的な８０２．１１ａＯＦＤＭシンボルの始まりと終わりを示すグラフである。
【図２１】８０２．１１ａに一致する整形された代表的なシングルキャリアの終わりと８０２．１１ａに一致する整形されたＯＦＤＭの始まりとを示すグラフである。
【図２２Ａ】ＢＰＳＫが２つの四分区間（２つの位相の１つ）における実数部と虚数部の両方を組み合わせることを示す単純化されたＢＰＳＫを示すグラフである。
【図２２Ｂ】ＱＰＳＫが２つの四分区間（４つの位相の１つ）における実数部と虚数部の両方を組み合わせることを示す単純化されたＱＰＳＫを示すグラフである。
【図２３】８０２．１１規格のＡｎｎｅｘ  Ｇにおいて規定されるバーカーワードにしたがったＯＦＤＭシンボルの相対的な位相と８０２．１１ｇにおける最後のバーカーワードの位相をプロットするグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３】
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【国際調査報告】
2005521270.tif 000032
2005521270.tif 000033