(57)【要約】  フーリエ変換を受信多重キャリア位相変調信号に適用する（２０５）。この変換の出力には、複数のキャリア内で関連付けられている実数および虚数要素が含まれる。これらの要素は処理され、目的の信号の直交成分Ｑおよび同相成分Ｉの大きさ（２０９）および符号（２１１）が得られる。ＱおよびＩを処理することで（２１３）、位相変調され、複数のキャリア上で送信された最初に得られた信号を近似する所望の出力信号を得る。
2005516434.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重キャリア位相変調信号を受信する工程と、
多重キャリア位相変調信号をアナログからデジタルに変換し、デジタル信号を出力する工程と、
デジタル信号にフーリエ変換を実行し、ｎを整数としてｎ次キャリアに関連する複数の実数および虚数要素を得る工程と、
ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からｎ次キャリアの同相成分の大きさおよびｎ次キャリアの直交成分の大きさを決定する工程と、
ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合からｎ次キャリアの同相成分の符号を確定する工程と、
ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合からｎ次キャリアの直交成分の符号を確定する工程と、
同相成分および直交成分を処理して、ｎ次キャリアと関連する出力信号を得る工程を含む方法。
【請求項２】
複数の位相変調キャリア信号は光信号であり、さらに受信工程の後に光信号を電気信号に変換する工程を含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
さらに、受信工程の後に複数の位相変調キャリア信号のアンチエイリアシング・フィルタ処理を行う工程を含む請求項１に記載の方法。
【請求項４】
フーリエ変換は離散フーリエ変換である請求項１に記載の方法。
【請求項５】
フーリエ変換は高速フーリエ変換である請求項１に記載の方法。
【請求項６】
ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合は、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する請求項１に記載の方法。
【請求項７】
直交成分の大きさはｎ次キャリアと関連する少なくとも１つの実数および少なくとも１つの虚数要素の大きさから決定され、同相成分の大きさはｎ次キャリアの２次高調波と関連する少なくとも１つの実数および少なくとも１つの虚数要素の大きさから決定される請求項１に記載の方法。
【請求項８】
ｒ番目の出力時間の直交成分の大きさは、式
【数１】
2005516434.tif 000010
により決定され、ｒ番目の出力時間の同相成分の大きさは、式
【数２】
2005516434.tif 000011
により決定され、
ｒは整数であり、
ａｎｒは、ｎ次キャリアと関連し、ｒ番目の出力時間のＱｎに対応する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の実部を表し、
ｂｎｒは、ｎ次キャリアと関連し、ｒ番目の出力時間のＱｎに対応する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の虚部を表し、
ｃｎｒは、ｎ次キャリアと関連し、ｒ番目の出力時間のＩｎに対応する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の実部を表し、
ｄｎｒは、ｎ次キャリアと関連し、ｒ番目の出力時間のＩｎに対応する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の虚部を表す請求項１に記載の方法。
【請求項９】
さらに、
各キャリア上で較正信号を送信する工程と、
ｎ次キャリアのｎ番目の符号訂正ベクトルを決定する工程と、
ｎ番目の符号訂正ベクトルをｎ次キャリアの出力信号に適用する工程を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
同相成分の符号を確定する工程はｎ次キャリアの２次高調波と関連する実数要素の符号およびｎ次キャリアの２次高調波と関連する虚数要素の符号のうちの１つを同相成分の符号として選択する工程を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
直交成分の符号を確定する工程はｎ次キャリアの１次高調波と関連する実数要素の符号およびｎ次キャリアの１次高調波と関連する虚数要素の符号のうちの１つを直交成分の符号として選択する工程を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
同相Ｉ成分の符号を決定する工程は、
ｃ２ｎｒ≧ｄ２ｎｒならば、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｃｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｄｎｒ）
である工程を含み、
ｒは出力時間に対応する整数であり、
ｃｎｒは、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の実部を表し、
ｄｎｒは、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の虚部を表す請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
同相成分Ｑの符号を決定する工程は、
ａ２ｎｒ≧ｂ２ｎｒならば、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ａｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｂｎｒ）
である工程を含み、
ｒは出力時間に対応する整数であり、
ａｎｒは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の実部を表し、
ｂｎｒは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の虚部を表す請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
同相成分Ｉの符号を決定する工程は、
Ｓｎｃ≧Ｓｎｄならば、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｃｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｄｎｒ）
である工程を含み、
【数３】
2005516434.tif 000012
ｒは出力時間に対応する整数であり、
Ｗ＝総和する出力サンプルの個数であり、
ｃｎｒは、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の実部を表し、
ｄｎｒは、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の虚部を表す請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
直交成分Ｑの符号を決定する工程は、
Ｓｎａ≧Ｓｎｂならば、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ａｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｂｎｒ）、
である工程を含み、
【数４】
2005516434.tif 000013
ｒは出力時間に対応する整数であり、
Ｗ＝総和する出力サンプルの個数であり、
ａｎｒは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の実部を表し、
ｂｎｒは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の虚部を表す請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
多重キャリア位相変調信号をデジタルに変換するように配置され、構成されているアナログ−デジタル・コンバータと、
デジタル信号にフーリエ変換を実行し、ｎを整数としてｎ次キャリアに関連する複数の実数および虚数要素を得られるように配置され、構成されているフーリエ変換器と、
ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からｎ次キャリアの同相成分の大きさおよびｎ次キャリアの直交成分の大きさを決定するように配置され、構成されている大きさ決定器と、
ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合からｎ次キャリアの同相成分の符号を確定するように配置され、構成されている同相符号確定器と、
ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合からｎ次キャリアの直交成分の符号を確定するように配置され、構成されている直交符号確定器と、
同相成分および直交成分を処理して、ｎ次キャリアと関連する出力信号を得るように配置され、構成されているプロセッサを備える装置。
【請求項１７】
さらに、各キャリア上で送信される較正信号からｎ次キャリアのｎ番目の符号訂正ベクトルを決定し、ｎ番目の符号訂正ベクトルをｎ次キャリアの出力信号に適用するように配置され、構成されている較正経路を備える請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
大きさ決定器は、ｎ次キャリアと関連する少なくとも１つの実数および少なくとも１つの虚数要素の大きさから直交成分の大きさを決定し、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する少なくとも１つの実数および少なくとも１つの虚数要素から同相成分の大きさを決定するように配置され、構成される請求項１６に記載の装置。
【請求項１９】
同相符号確定器はさらに、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する少なくとも１つの実数要素および少なくとも１つの虚数要素に基づいて同相符号を確定するように配置され、構成され、
直交符号確定器はさらに、ｎ次キャリアの１次高調波と関連する少なくとも１つの実数要素および少なくとも１つの虚数要素に基づいて直交符号を確定するように配置され、構成される請求項１６に記載の装置。
【請求項２０】
同相符号確定器はさらに、同相成分Ｉの符号を確定するように配置され、構成されており、確定するために、
Ｓｎｃ≧Ｓｎｄならば、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｃｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｄｎｒ）
であり、
【数５】
2005516434.tif 000014
ｒは出力時間に対応する整数であり、
Ｗ＝総和する出力サンプルの個数であり、
ｃｎｒは、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の実部を表し、
ｄｎｒは、ｎ次キャリアの２次高調波と関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合の虚部を表し、
直交符号確定器はさらに、直交成分Ｑの符号を確定するように配置され、構成されており、確定するために、
Ｓｎａ≧Ｓｎｂならば、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ａｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｂｎｒ）
であり、
【数６】
2005516434.tif 000015
ｒは出力時間に対応する整数であり、
Ｗ＝総和する出力サンプルの個数であり、
ａｎｒは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の実部を表し、
ｂｎｒは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合の虚部を表す請求項１６に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、限定はしないが多重キャリア位相変調信号の復調などの通信に関係する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバ・センサ・システムでは、位相変調キャリアを利用して、対象となる情報を光信号の位相で送信する。キャリアは、感圧光センサで使用される光波の正弦位相変調として明らかにされている。光センサによって変換された圧力情報により、位相変調がさらに光信号に加えられる。通常光媒体を介して、離れた場所に光信号が届くと、復調と呼ばれるプロセスにより光信号から圧力情報が抽出される。
【０００３】
復調では光信号を電気信号に変換する必要がある。デジタル指向システムではアナログ電気信号をアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータに通し、その後デジタル方式の手段により望む圧力情報を抽出することができる。周波数分割多重（ＦＤＭ）システムでは、センサ配列を通じて複数の光キャリアを組み合わせる。その結果得られる電気信号は非常に複雑である。このような状況は、多数のキャリアまたはチャネルを単一の導線で送信する周波数変調（ＦＭ）ケーブル・システムの場合と似ている。ＦＭ信号を復調する場合、従来のプロセスはヘテロダイン方式と呼ばれる。
【０００４】
光センサ・システムを復調する従来のプロセスは、ヘテロダイン方式と似ているが、ホモダイン方式と呼ばれる。ホモダイン方式を使用して多数のキャリアとともに信号を抽出するプロセスは、非常に複雑なプロセスとなっている。多重化されたキャリア毎に２つのミキサが使用される。これらのミキサは、キャリア信号の第１および第２の高調波をベースバンドにダウンコンバートする。ミキシング・プロセスでは、フィルタで除去しなければならない望ましくない高調波が多数発生する。一連のローパス・フィルタによる濾波段を使用して、望ましい同相および直交信号を復元する。ＭＨｚ範囲のキャリア信号でこのようなプロセスを実行する場合、ミキシングおよびフィルタ処理を実行するプロセッサにおいて数学演算を毎秒数十億回実行しなければならないことがある。このようなプロセスは不可能であるとは言わないまでも、小さな空間に収納される低消費電力のハードウェアでこのようなプロセスを実装することは困難である。
【非特許文献１】「Ｔｈｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ」Ｂｙ  Ｅ．Ｏｒａｎ  Ｂｒｉｇｈａｍ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｃ．、Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ、ＮＪ、１９７４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
したがって、知られている方法と比べて、実行する計算の量が少なく、望ましくない信号を発生しない、多重キャリア位相変調信号を復調する装置および方法が必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
多重キャリア位相変調信号を復調する方法は、多重キャリア位相変調信号を受信するステップと多重キャリア位相変調信号をアナログからデジタルに変換し、デジタル信号を出力するステップを含む。デジタル信号にフーリエ変換を実行し、ｎを整数としてｎ次キャリアに関連する複数の実数および虚数要素を得る。ｎ次キャリアの同相成分の大きさおよびｎ次キャリアの直交成分の大きさは、ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素で決まる。ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第１の部分集合からｎ次キャリアの同相成分に対して符号が定められる。ｎ次キャリアと関連する複数の実数および虚数要素からなる第２の部分集合からｎ次キャリアの直交成分に対して符号が定められる。同相成分および直交成分を処理して、ｎ次キャリアと関連する出力信号を得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下では、受信した多重キャリア位相変調信号にフーリエ変換を適用する装置および方法について説明する。この変換の出力には、複数のキャリア内で関連付けられている実数および虚数要素が含まれる。これらの要素は処理され、目的の信号の直交成分Ｑおよび同相成分Ｉの大きさおよび符号が得られる。ＱおよびＩを処理することで、位相変調され、複数のキャリア上で送信された最初に得られた信号を近似する所望の出力信号を得る。
【０００８】
通信システムのブロック図を図１に示す。図１のシステムは、光通信システムとして示されているが、本発明の原理は、無線周波数（ＲＦ）通信システムまたは多重キャリア位相変調信号を採用するその他の種類のシステムに正しく応用することができる。多重キャリア発生器１０１は、複数のキャリアを発生するが、通常、センサ配列１０３内の複数のセンサのそれぞれについて１つを発生する。センサ配列１０３内の各センサは、キャリアの１つに比例する形で変調するデータを受信または感知する。センサは、データを受信し、光出力信号を発生する光センサとすることができる。センサ配列１０３内のセンサからの出力は、送信機１０５に入力される。光学系の例では、送信機１０５は、センサ配列１０３の信号を組み合わせ、１つに結合して、通信媒体１０７を通じて送信するが、光データについては、この媒体は、送信器がレーザーの場合に光ファイバ・ケーブルまたは大気または何もない空間などの光媒体１０７である。
【０００９】
本発明は、他の送信デバイスおよび、固体、液体、または気体を問わず、ＲＦ、電線、音響などの送信媒体に適用可能である。ＲＦ信号を送信する場合、送信機１０５は、ＲＦ技術分野で知られているデバイスにより発生する多重キャリア位相変調信号を無線で送受信するＲＦ送信機である。送信機１０５は、適切な増幅を行って、適切な通信チャネル１０７、そのような周波数および／またはタイムスロットによりＲＦ信号を送信することができる。他の送信タイプについても、同様の調整を行う。
【００１０】
多重キャリア位相変調信号が、その変調されている信号を復調する復調器１０９に受信される。復調器１０９は、必要に応じて光信号を電気信号に変換する偏波ダイバーシティ検出器（ＰＤＤ）１１１を備えることができる。光増幅およびアンチエイリアシング・フィルタ１１３は、必要な増幅／減衰またはアンチエイリアシング機能を備える。アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１５は、当技術分野で知られているように、信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。複数のＡ／Ｄコンバータ１１５を実装することができる。高速フーリエ変換器１１７では、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の高速アルゴリズム・バージョンである、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。それとは別に、ＤＦＴをＦＦＴの代わりに使用することもできる。
【００１１】
ＦＦＴ  １１７の出力は、ＦＦＴ出力データを受け取る周波数ビン・セレクタ１１９に入力され、それを各キャリアの１次高調波および２次高調波と関連付けられている周波数ビンに入れる。周波数ビンは、その周波数のＦＦＴによって出力される複素数に対応するスペクトル周波数である。ＦＦＴは、ＦＦＴのサイズに相当する数の周波数ビンを出力する。例えば、２５６点ＦＦＴは、２５６個の周波数ビン内の２５６個のスペクトル値に対応する２５６個の複素数を出力する。
【００１２】
大きさブロック１２１（大きさ判別器）により、各キャリアの同相（Ｉ）信号成分および直交（Ｑ）信号成分の大きさが判別される。キャリアの同相（Ｉ）信号値は、キャリアの２次高調波と関連する周波数ビン・データから判別され、直交（Ｑ）信号は、キャリアの１次高調波と関連する周波数ビン・データから判別される。符号ブロック１２３は、各キャリアのＩおよびＱ信号成分の符号を確定する。符号ブロック１２３（同相符号確定器および直交符合確定器）は、ＩおよびＱの符号を確定する単一のブロックのまたは個別の複数のブロックである。較正経路１２５では、ＦＦＴ出力を受け取り、符号ブロック１２３で実行される符号判別プロセスで役立つと思われるさまざまな較正機能を任意選択により実行することもできる。周波数ビン・セレクタ１１９、大きさブロック１２１、符号ブロック１２３、および較正経路１２５の機能の詳細を以下で説明する。商Ｑ／Ｉの逆正接１２７を求めるプロセスにより、目的の復元された信号が求められる。受信された信号に対する追加処理も、実行することができる。
【００１３】
受信した多重キャリア位相変調信号からｎ次キャリアの信号Φｎ（ｔ）を復元することが望ましいので、Φｎ（ｔ）およびＩｎ（ｔ）を求めｎ次キャリアのΦｎ（ｔ）を決定する方法を以下で説明する。光信号を表す電圧は以下のように書ける。
（１）Ｖ＝Ａ＋Ｂｃｏｓ（Ｃｃｏｓωｔ＋Φ（ｔ））、
ただし、
Ｖ＝信号の電圧、
Ａ＝電圧のＤＣ（直流）オフセット成分、
Ｂ＝電圧の時間変動部分のピーク振幅、
Ｃ＝位相生成キャリアの変調の深さ、
ω＝変調周波数、
ｔ＝時間、
Φ（ｔ）＝復元対象の注目している信号。
【００１４】
周波数分割多重（ＦＤＭ）システムでは、複数のキャリア信号が存在し、各キャリア信号は上記の式に同時に従う。式（１）を多重キャリア・システムに適用すると以下の式が得られる。
（２）Ｖｎ＝Ｂｎｃｏｓ（Ｃｎｃｏｓωｎｔ＋Φｎ（ｔ））、
ただし、
Ｖｎ＝ｎ次キャリア信号の電圧、
Ａｎ＝ｎ次キャリア電圧のＤＣオフセット成分、
Ｂｎ＝ｎ次キャリア電圧の時間変動部分のピーク振幅、
Ｃｎ＝ｎ次位相生成キャリアの変調の深さ、
ωｎ＝ｎ次キャリアの変調周波数、
ｔ＝時間、
Φｎ（ｔ）＝復元対象のｎ次キャリアの注目している信号。
導線などの単一通信媒体上に存在するような組み合わせた信号は以下の式で表される。
【数７】
2005516434.tif 000003
ただし、
Ｓ＝全キャリアの組合せ信号、
Ｎ＝キャリアの総数、
Ｖｎ＝ｎ次キャリアの誘導電圧。
式（２）は、ベッセル関数を使用して次のように書き換えることができる。
【数８】
2005516434.tif 000004
ただし、
Ｖｎ＝ｎ次キャリア信号の電圧、
Ａｎ＝ｎ次キャリア電圧のＤＣオフセット成分、
Ｂｎ＝ｎ次キャリア電圧の時間変動部分のピーク振幅、
Ｃｎ＝ｎ次位相生成キャリアの変調の深さ、
ωｎ＝ｎ次キャリアの変調周波数、
ｔ＝時間、
Φｎ（ｔ）＝復元対象のｎ次キャリアの注目している信号、
Ｊｋ＝ｋ次第１種ベッセル関数。
【００１５】
式（４）からｃｏｓΦｎ（ｔ）およびｓｉｎΦｎ（ｔ）を抽出することで、注目する信号、Φｎ（ｔ）を求めることができる。逆正接関数を正弦関数項と余弦関数項に適用することにより、目的の信号Φｎ（ｔ）を復元できる。
（５）Φｎ（ｔ）＝ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎΦｎ（ｔ）／ｃｏｓΦｎ（ｔ））
式（５）の余弦関数および正弦関数項は、通常、同相項Ｉおよび直交項Ｑとそれぞれ呼ばれる。したがって、Ｉｎ（ｔ）＝ｃｏｓΦｎ（ｔ）およびＱｎ（ｔ）＝ｓｉｎΦｎ（ｔ）である。式（５）の中にこれらの恒等式を代入すると、以下の式が得られる。
（６）Φｎ（ｔ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｑｎ（ｔ）／Ｉｎ（ｔ））
そこで、Ｑｎ（ｔ）およびＩｎ（ｔ）を見つけて、その商の逆正接を求めると、ｎ次キャリアの目的の信号Φｎ（ｔ）が得られる。
【００１６】
式（４）は、同相項にωｎの偶数次高調波の総和を掛け、直交項にωｎの奇数次高調波の総和および関連するベッセル関数を掛けることを示している。式（４）の中の総和は無限大に発散するので、多数の項を使用して、目的のＩおよびＱ項を抽出する。通常、ωｎの１次高調波（つまり、ωｎ自体）とその２次高調波２ωｎが使用される。注目している項を分離する場合、式（４）の残りの項を排除するのが普通である。
【００１７】
同相項と直交項とのパワーのバランスを均等にするため、Ｃｎの値は、通常、Ｊ２（Ｃｎ）とＪ１（Ｃｎ）とが等しくなるように選択される。この態様に適している値は、すべてのｎについてＣｎ＝２．６２９８７である。Ｊ２（Ｃｎ）とＪ１（Ｃｎ）の実際の関数値は、等しい限り重要ではないが、それは、逆正接はＩとＱとの比を取り、Ｊ２（Ｃｎ）およびＪ１（Ｃｎ）の実際の値が相殺されるからである。
【００１８】
一般に変調の深さと呼ばれるＣｎを管理し、ＤＣ（または０周波数）を含む、式（４）の不要な項を除去することにより、同相項および直交項を復元できる。変調の深さを適切に管理することは、ＩとＱのバランスと呼ばれるものに直接的な影響を及ぼす。時間に関するＩおよびＱの平均的な大きさは、同じであるのが好ましいが、そうでないと、上の式（５）の逆正接関数から正しい結果は得られない可能性がある。ホモダイン方式とＦＦＴ方式とでＩおよびＱのバランスを管理する手法は類似している。同様に、ＩおよびＱが得られた後に逆正接関数および目的とする最終データを出力するのに必要なその後の他の処理を使用することは、いずれの方式でも同じである。しかし、ＦＤＭシステムではホモダイン方式ではなくＦＦＴ方式を使用するので式（４）からＩおよびＱを取得する仕方は異なる。
【００１９】
ホモダイン方式およびＦＦＴ方式は、通常、システム内の最高キャリア周波数の２次高調波よりも高い大半の高調波を除去するアナログ・フロント・エンド・フィルタから始まる。ホモダイン・システムは、各キャリアとその２次高調波の実部の混合を実行して、その実行結果のスペクトルをＤＣに下げ、そこでＩおよびＱ信号を抽出できるが、従来のヘテロダイン無線システムで実行されるプロセスと似ている。信号の実部の混合（実部の混合は、複素数との乗算を実行する複素数の混合とは反対に実数との乗算を実行する）でスペクトルをＤＣにまで下げても、その周波数の２倍の望ましくない信号を発生する総和項が現れる。これらの望ましくない総和項は、一般にローパス・フィルタにより除去される。ホモダインＦＤＭシステムでは、共通の導線上に現れるキャリア毎にミキサを２つとローパス・フィルタを２組必要とする。通常、デジタル環境で実行されるが、ホモダイン方式はアナログ環境で実行することができる。デジタル・ホモダインおよびＦＦＴ方式は、通常、受信機の中でアナログ−デジタル・コンバータを使用する。しかし、ＦＦＴ方式では混合演算を実行しないため、除去しなければならない不要な総和項は発生しない。キャリアおよびその２次高調波は、最初にそのスペクトルをＤＣへずらすことなく使用される。
【００２０】
図２には、多重キャリア位相変調信号を復調する方法を示す流れ図が示されている。ステップ２０１で、多重キャリア位相変調信号を受信し、サンプリングする。例えば、復調プロセスでは、ＰＤＤ１１１を適用し、受信した信号を増幅し、アンチエイリアシング・フィルタ１１３を適用し、かつ／またはアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１５を使用することができる。本明細書で説明する例では、データは式（３）で表されるようにＡ／Ｄコンバータ１１５により出力されたデジタル・データである。ステップ２０３で、Ｍ個のサンプルが得られるまでデジタル・データを収集する。Ｍは整数値であり、その値については、後で説明する。
【００２１】
ステップ２０５で、サイズＭのフーリエ変換が実行される。フーリエ変換は、ＤＦＴまたはＦＦＴとすることができる。計算効率を上げるため、当技術分野でよく知られているように、ＦＦＴが使用される。ＦＦＴプロセスの例については、「Ｔｈｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ」Ｂｙ  Ｅ．Ｏｒａｎ  Ｂｒｉｇｈａｍ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｃ．、Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ、ＮＪ、１９７４という書籍で説明されている。ＦＦＴは、書かれているとおり以下の式（７）を強引に評価しなくても同時に式（７）の可能なすべての出力を計算できる計算効率のよい方法である。ＦＦＴの結果は、ＤＦＴの結果と同じである。ＤＦＴ／ＦＦＴプロセスの出力は、ｎ個のキャリアのそれぞれと関連付けられている複数の実数および虚数要素である。以下ではこのプロセスの例を詳しく説明する。
【００２２】
時間領域から周波数領域への変換の例として以下のものがある。
【数９】
2005516434.tif 000005
ただし、
Ｍ＝ＤＦＴ／ＦＦＴのサイズと一般に呼ばれるＤＦＴ／ＦＦＴを計算するために使用される時間領域内の入力サンプルの個数、
ｐ＝サンプル・インデックスであり、サンプル０と表される第１の入力サンプルに関する０からＭ−１までの範囲の整数、
ｊ＝√−１、
Ｔ＝入力サンプルの間の期間、
ｇ（ｐＴ）＝時間ｐＴにおけるｐ番目の時間領域サンプル（複素数でも実数でもよい）、
ｈ＝出力周波数ビン・インデックスであり、０からＭ−１までの範囲の整数、
ｈ／ＭＴ＝ｈ番目のビンで表される周波数、
Ｇ（ｈ／ＭＴ）＝ｈ番目の周波数ビン内の複素フェーザを表す複素数値。
Ｔの代わりにサンプリング周波数Ｆｓが使用されることが多く、これは以下の式で表される。
（８）Ｆｓ＝１．０／Ｔ。
Ｔが秒単位であれば、ＦｓはＨｚ単位である。
【００２３】
ＦＦＴで最適な結果を得る、例えば、最小限度の計算を行い、しかもその結果、除去する必要のある過剰ノイズ項が生じないようにするために、各キャリアの周波数だけでなく、各キャリアの２次高調波の周波数もＦＦＴ出力ビンの周波数と一致するようにＭを選択する（またはキャリアを選択することができる）。この最適な結果を得るために、式（４）の各ωｎは以下のように表される。
（９）ωｎ＝２π（ｈｎ／Ｍ）Ｆｓ、
ただし、ｈｎは、０≦ｈｎ≦（Ｍ／２）−１となるような整数である。
【００２４】
ωｎの２次高調波、つまり２ωｎもビンの範囲内にあればさらに都合がよく、式（９）、つまり２ωｎ＝２π（２ｈｎ／Ｍ）Ｆｓが満たされる。つまり、すべてのキャリア周波数およびその２次高調波が、ＤＦＴの出力の周波数分解能または周波数のビン幅である２π（１．０／Ｍ）Ｆｓの整数倍であれば、ＤＦＴ／ＦＦＴの計算は最適なものとなる。
【００２５】
図３には、周波数キャリアの選択例を説明する図が示されている。この例は、３つの周波数キャリアを示しているが、周波数が利用可能であれば多くのキャリアおよびさまざまな異なる帯域幅を使用できる。周波数例の図は、３つのキャリア周波数ｆ１＝３．０ＭＨｚ、ｆ２＝３．４ＭＨｚ、およびｆ３＝３．８ＭＨｚを示している。この例では、各チャネルの帯域幅は周波数毎に４００ｋＨｚである。また、キャリアｆ１、ｆ２、およびｆ３の２次高調波は、図に、２ｆ１＝６．０ＭＨｚ、２ｆ２＝６．８ＭＨｚ、およびｆ３＝７．６ＭＨｚとそれぞれ示されている。
【００２６】
ＤＦＴ／ＦＦＴへの入力は実数なので、すべての虚数成分は０であり、ｈｎは利用可能なビン全体の範囲の半分に制限される。処理速度を上げるために、単一の複素ＦＦＴを使用して、２つの実ＤＦＴ／ＦＦＴを同時に計算することができる。このような状況で、ＤＦＴ／ＦＦＴ入力の一方の部分を複素入力ストリームの実部として割り当て、ＤＦＴ／ＦＦＴ入力の他方の部分を複素入力ストリームの虚部として割り当て、単一の複素ＤＦＴ／ＦＦＴを実行することにより複素入力ストリームを形成する。複数のＡ／Ｄコンバータを使用する場合、２つのＡ／Ｄコンバータの出力を単一のＤＦＴ／ＦＦＴにより処理することができる。ＤＦＴ／ＦＦＴが完了したら、出力を少し操作して、２つの実ＤＦＴ／ＦＦＴを実行するのと数学的に同等な結果を得る。
【００２７】
また、ステップ２０５で、キャリア周波数に基づいて、各キャリア用のＦＥＴによって出力される実数および虚数要素およびその２次高調波（さらに、例えば、アンチエイリアシング・フィルタ１１３によってまだ除去されていなかった他の高調波）が周波数ビンに分けられる。使用されるそれぞれの周波数ビンは、通常、実数および虚数要素がそのビンと関連するキャリア周波数に関連付けられている単一の複素数の形のＦＦＴ出力データを含む。表１は、８キャリア・システムの実数および虚数要素の形のＦＦＴ出力データを含む周波数ビンの例を示している。例には、１６個のビンが含まれており、各ビンは実部および虚部を持つ。２つのビンは、各キャリア周波数に関連付けられており、一方のビンにはキャリア周波数の１次高調波に対応するデータが含まれ（Ｑに対応するデータが含まれる）、もう１つのビンにはキャリア周波数の２次高調波に対応するデータが含まれる（Ｉに対応するデータが含まれる）。
【表１】
2005516434.tif 000006
【００２８】
各周波数ビンで出力される複素数はフェーザと呼ばれることが多い。入力ストリーム内で、時間に関して前進する方向でＭ個のサンプル分だけＦＦＴ入力を１ステップずつ実行する毎に、ＦＦＴの次の計算からフェーザが回転したことがわかるので、この複素数は回転フェーザである。キャリアが式（９）に従う場合、回転は常に２πの整数倍であることを示すことができる。つまり、一方のＦＦＴから次のＦＦＴへのキャリア位相角回転は以下の式で表される。
（１０）ωｎＭＴ＝２π（ｈｎ／Ｍ）ＦｓＭＴ＝２πｈｎ
サイクル毎にＦＦＴがちょうどＭ個のサンプル分だけ１ステップずつ実行される場合、キャリア・フェーザは静止しており、したがって、キャリアは実際に排除される。ホモダイン方式ではミキサを使用して各キャリアをＤＣにするため、ミキサは除去する必要のある不要な高調波を発生する。そのため、ＤＦＴ／ＦＦＴ方式では、計算効率がよくなるだけでなく、望ましくない高調波を除去するためにミキサおよび濾波が不要になる。
【００２９】
キャリアは、通常、一度に１つずつ処理される。ステップ２０７で、処理中のキャリアの１次および２次高調波の周波数ビンを選択する。ステップ２０９で、Ｉｎ（ｔ）の大きさとＱｎ（ｔ）の大きさが決定される。ｎ次周波数キャリアの１次高調波と関連する周波数ビン内の複素数の大きさは、直接Ｑｎ（ｔ）の大きさに比例する。ｎ次周波数キャリアの２次高調波と関連する周波数ビン内の複素数の大きさは、直接Ｉｎ（ｔ）の大きさに比例する。ＤＦＴ／ＦＦＴ方式には元の信号のＤＣ成分が除去されるという利点がさらにあるが、それはＤＣ成分が、破棄される０次周波数ビン内に出現するからである。以下の説明では、Ｉｎ（ｔ）の大きさとＱｎ（ｔ）の大きさを求める方法の例を詳述する。
【００３０】
デジタル信号処理解析に共通の離散時間サンプル表記を使用する。さらに、キャリア信号の位相とキャリア公称０位相に関するＦＦＴ入力データ集合の開始サンプル・インデックスの両方を示す。式（４）に代入すると以下の式が得られる。
（１１）ωｎｔ⇒ωｎ（ｐ＋Ｌ）Ｔ＋Ψｎ、
ただし、
ｐ＝処理時間の開始に関してｐ番目のサンプル・インデックスを表す整数、０≦ｐ≦∞、
Ｌ＝ＦＦＴ入力の開始に対するサンプルの相対的オフセット、つまり、開始サンプル・インデックス、
Ｔ＝サンプリング周期、ただし式（７）のと同じであってもよい、
Ψｎ＝時刻０に対するｎ次キャリアの相対的位相。
【００３１】
式（４）の中で上記の代入を行い、その後、式のベッセル関数項とＢｎを取り除いた後、これらの項は逆正接関数の計算で相殺されるため、サンプル表記および正規化形式の同相項および直交項は以下のように書くことができる。
（１２）Ｑｎｐ＝ｃｏｓ［ωｎ（ｐ＋Ｌ）Ｔ＋Ψｎ］・ｓｉｎΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
（１３）Ｉｎｐ＝ｃｏｓ（２［ωｎ（ｐ＋Ｌ）Ｔ＋Ψｎ］）・ｃｏｓΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
三角恒等式を適用し、代数的操作を実行した後、式（１２）および（１３）は以下のようになる。
（１４）Ｑｎｐ＝｛ｃｏｓ（ωｎｐＴ）ｃｏｓ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）−ｓｉｎ（ωｎｐＴ）ｓｉｎ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）｝・ｓｉｎΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
および
（１５）Ｉｎｐ＝｛ｃｏｓ（２ωｎｐＴ）ｃｏｓ（２（ωｎＬＴ＋Ψｎ））−ｓｉｎ（２ωｎｐＴ）ｓｉｎ（２（ωｎＬＴ＋Ψｎ））｝・ｃｏｓΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
【００３２】
式（１４）および（１５）で定義されているＱおよびＩは、実数である。与えられた周波数ビンでのＦＦＴの出力は複素数である。複素ＦＦＴ出力と式（１４）および（１５）の実数の結果との関係は以下のとおりである。周波数ビンにおける複素数の大きさは、ＱまたはＩのいずれかの大きさに比例し、（１４）および（１５）は正または負であるため、ＱおよびＩに対し正しい符号を確定する必要がある。式（７）の指数項を展開し、オイラーの公式を適用することにより、以下の式が得られる。
（１６）ｅ−ｊ２πｈｐ／Ｍ＝ｃｏｓ（２πｈｐ／Ｍ）−ｊｓｉｎ（２πｈｐ／Ｍ）
ＤＦＴ／ＦＦＴは、入力が実数の場合に複素数を含む積の総和であるため、正弦関数（０位相を持つ）と関連付けられたものがあれば、それは式（１６）の虚部と相関し、余弦関数（０位相を持つ）と関連付けられたものがあれば、それは（１６）の実部と相関する。すでに述べているように、ＦＦＴでは、式（１４）および（１５）のキャリア部分が除去されるが、これは、ｃｏｓ（ωｎｐＴ）、ｓｉｎ（ωｎｐＴ）、ｃｏｓ（２ωｎｐＴ）、およびｓｉｎ（２ωｎｐＴ）項を除去することと同等である。したがって、注目している周波数ビン（１次および２次高調波に対応するビン）に対するＦＦＴの出力の実部および虚部は、式（１４）および（１５）の残りの対応する余弦関数部分および正弦関数部分に比例する。変換の表記において、⇔は「の変換の対」であることを表す。
（１７）Ｒｅ｛Ｑｎ｝⇔ｃｏｓ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）・ｓｉｎΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
（１８）ＩＭ｛Ｑｎ｝⇔−ｓｉｎ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）・ｓｉｎΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
および
（１９）Ｒｅ｛Ｉｎ｝⇔ｃｏｓ（２（ωｎＬＴ＋Ψｎ））・ｃｏｓΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
（２０）Ｉｍ｛Ｉｎ｝⇔−ｓｉｎ（２（ωｎＬＴ＋Ψｎ））・ｃｏｓΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）
【００３３】
各周波数ビンのＦＦＴ出力は、Ｍ個の時間領域入力から得られる単一の複素数である。したがって、単一複素数の実部および虚部によって表される式（１７）、（１８）、（１９）、および（２０）のｓｉｎΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）およびｃｏｓΦｎ（（ｐ＋Ｌ）Ｔ）部分は、実際の時間領域サンプリング周波数で生成された平均数ではなく、ＦＦＴ計算速度で生成された平均数である。つまり、使用可能なΦｎの出力レートはＦｓ／Ｍである。望む出力レートと最終データ分解能を得るために、ＦｓおよびＭは、Φｎ（ｔ）の変動がＭ個の入力サンプルの間隔において小さくなるように選択する。式（１７）、（１８）、（１９）、および（２０）の（ωｎＬＴ＋Ψｎ）の正弦関数および余弦関数の項は定数であり、例えば、マスタ・クロックからの位相ロック・ループを使用することにより、すべてのサンプリング・クロックおよびキャリアが同期している限り、時間に関して不変である。
【００３４】
ＦＦＴの出力を式（１７）、（１８）、（１９）、および（２０）よりも扱いやすいように表すために、時間領域入力レートではなくＦｓ／Ｍの出力レートで出力データを表す以下の表記を使用する。
ＴＩＱ＝１．０／（Ｆｓ／Ｍ）＝出力サンプル・データ間隔
ＦＩＱ＝１．０／ＴＩＱ＝出力サンプル・データ・レート
ａｎｒ＝ｒ番目の出力時間でのＱｎに対応するビンの実部
ｂｎｒ＝ｒ番目の出力時間でのＱｎに対応するビンの虚部
ｃｎｒ＝ｒ番目の出力時間でのＩｎに対応するビンの実部
ｄｎｒ＝ｒ番目の出力時間でのＩｎに対応するビンの虚部
ｒ番目の出力時間のｎ次キャリアに対するａ、ｂ、ｃ、およびｄの式は以下のようになる。
（２１）ａｎｒ＝ｃｏｓ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）・ｓｉｎΦｎｒ
（２２）ｂｎｒ＝−ｓｉｎ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）・ｓｉｎΦｎｒ
および
（２３）ｃｎｒ＝ｃｏｓ（２（ωｎＬＴ＋Ψｎ））・ｃｏｓΦｎｒ
（２４）ｄｎｒ＝−ｓｉｎ（２（ωｎＬＴ＋Ψｎ））・ｃｏｓΦｎｒ
すると、ｒ番目の出力時間でのｎ次キャリアのＩおよびＱに対する大きさは以下のように表すことができる。
【数１０】
2005516434.tif 000007
および
【数１１】
2005516434.tif 000008
【００３５】
ステップ２１１で、Ｉｎ（ｔ）およびＱｎ（ｔ）に対して符号（＋または−）が確定する。式（２５）および（２６）は、ＱおよびＩに対する大きさを決定するので、逆正接関数にＱおよびＩを入力する前にＱおよびＩに対する符号を確定する必要がある。これらの符号を確定する方法は多数ある。
【００３６】
方法の１つでは、Ｑの符号に対しＳｉｇｎ（ａ）、つまりａの符号またはＳｉｇｎ（ｂ）のいずれか、また同様に、Ｉの符号に対しＳｉｇｎ（ｃ）またはＳｉｇｎ（ｄ）のいずれかを任意に選択することができる。出力から出力まで一貫性が維持される限り、この方法により妥当な結果が得られる。しかし、この方法には次のようないくつかの欠点がある。ＬおよびΨｎの値によっては、符号を決定するために選ばれた項は、非常に小さい場合があり、実際、０である場合もある。そのような場合、符号選択プロセスが不安定であるため、逆正接の象限を適切に選択しようにも安定していないという点で、あまりよい結果は得られない。この問題に対する対策として、それらが０になるように開始サンプル・インデックスＬおよびΨｎを調整する。開始サンプル・インデックスを表すＬをＦＦＴ内にずらすのは比較的容易である。このプロセスは、ＦＦＴ入力バッファをロードする前に単に入力サンプルを捨てるだけで（時間に関して前進方向にスライドさせることに対応する）実行できる。Ψｎの値を制御することはそれよりも難しい。Ψｎは、一般に、経路長に違いが生じている結果であるが、それは、センサ・システム内の製造誤差またはケーブル長のミスマッチの管理または是正が困難であったり、費用がかかるからである。
【００３７】
以下では、ＱおよびＩの符号を確定するより確実な方法について説明する。エネルギーまたはパワー内容が最大である項（Ｑについてはａまたはｂ、Ｉについてはｃまたはｄ）の符号は符号選択に使用されている符号である。この方法は、以下のように表すことができる。
（２７）ａ２ｎｒ≧ｂ２ｎｒならば、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ａｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｂｎｒ）
および
（２８）ｃ２ｎｒ≧ｄ２ｎｒならば、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｃｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｄｎｒ）
つまり、ＱおよびＩについて選択された符号は大きさが最大の要素の符号であるということである。この方法は、十分に信頼できるものであるとはいえず、スプリアス・ノイズが存在する場合など、ある種の状況では符号選択を誤ることがある。
【００３８】
より安定な方法では、多数のサンプルにわたってパワーを総和し、ノイズが含まれるデータの影響を最小限に抑える。この方法では、以下の総和を使用する。
【数１２】
2005516434.tif 000009
ただし、Ｗ＝総和する出力サンプルの個数である。Ｗに対する数値の適切な数値例は１００である。式（２９）、（３０）、（３１）、および（３２）のＳ項を、論理式（２７）および（２８）の個々の項に代入すると、以下の式が得られる。
（３３）Ｓｎａ≧Ｓｎｂならば、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ａｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｑｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｂｎｒ）
および
（３４）Ｓｎｃ≧Ｓｎｄならば、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｃｎｒ）、そうでなければ、Ｓｉｇｎ（Ｉｎｒ）＝Ｓｉｇｎ（ｄｎｒ）
上のＳ項を決定するこの総和プロセスは連続的に実行する必要はない。総和は、システムの起動時に、かつ／またはΦｎ（ｔ）信号が存在してもしなくてもキャリアのみがオンのときに任意の較正サイクルで実行できる。各周波数ビンのフェーザは実際には回転しないので、大きさの項に符号を付けるため、各ｒ番目のＦＦＴ計算で選択された同じ項が常に使用される。選択された項の符号が負であれば、関連する大きさの項に負の符号が割り当てられる。選択された項の符号が正であれば、関連する大きさの項に正の符号が割り当てられる。この総和プロセスは、較正経路１２５で実行できる。
【００３９】
この手法では、ときおり、最終のΦｎ（ｔ）データにおいて正−負が曖昧な結果が得られることがある。データは、真の符号とは反対の符号で連続して現れることがある。多くの場合、このような結果は問題にならない。注目しているデータが相対的データであれば、符号は、指定されたキャリアからの出力サンプル毎の符号の一貫性ほど重要ではない。しかし、共通の導線上または複数の導線間の複数のキャリアにまたがる一貫性が要求される場合には、問題が生じる可能性がある。この特徴は、最終データを空間的ビームフォーマーまたは下流処理における他の類似のデバイスに入力する場合に特に重要である。
【００４０】
上記の問題は、大部分、Ｌおよび特にΨｎが通常未知であるという事実から生じる。Ｌはすべてのキャリアについて同じであるが、Ψｎはキャリア毎に固有である。例えば、ａｎｒの符号をＱｎｒの符号として使用するものとする。式（２１）では、ｃｏｓ（ωｎＬＴ＋Ψｎ）は、引数に応じて正または負として始まる。ＬおよびΨｎは未知なので、曖昧性が生じる可能性がある。ＦＦＴを前進方向にスライドさせて変数Ｌを調整するが、各キャリアのΨｎの決定は難しいであろう。わざわざＬまたはΨｎのいずれかを決定する代わりに、以下の較正手法を使用すれば問題を解決することができる。
【００４１】
システムにおいて起動時に各キャリア上ですべてのｎについて同じ較正信号Φｎ（ｔ）＝Φ（ｔ）を伝送することにより、符号訂正ベクトルを決定することができ、それにより、上記の問題を解消できる。符号訂正ベクトルの各項は、＋１または−１のいずれかであり、特定のキャリアと関連付けられている。符号訂正ベクトルが各キャリアのΦｎ（ｔ）出力に適用され、出力処理中に符号が反転されるか、または反転されない。このようにして、複数のキャリア間の一貫性を維持できる。例えば、サンプル・クロックまたはキャリアが同期を失った場合、またはシステムの再起動時に、必要に応じて、較正サイクルを繰り返すことができる。この較正プロセスは、較正経路１２５で実行できる。この問題は、ＦＦＴ方式に固有のものではなく、ホモダイン方式にも存在する。したがって、上記の較正手法を、符号を決定する上記方法のそれぞれに適用することができ、またホモダイン方式でも同様に適用することができる。
【００４２】
ステップ２１３で、Ｑｎ（ｔ）／Ｉｎ（ｔ）の逆正接を求め、Φｎ（ｔ）を得る。このプロセス、およびそれ以降の処理ステップは、ＦＦＴ方式とホモダイン方式の両方で類似のものとなっている。ステップ２１５で、処理するキャリアがまだあれば、このプロセスはステップ２０７から続行し、そうでなければ、プロセスは終了する。
【００４３】
本発明では、除去する必要のある望ましくない信号を発生することなく多重キャリア位相変調信号を復調する方法および装置を提示している。本発明は、フーリエ変換を用いてデータを直接変換し、しかも、最初にデータのスペクトルをＤＣにずらす必要がない。ＦＦＴをフーリエ変換として使用する場合、計算量が減るという利点が得られ、その結果、受信機の消費電力を低減し、以前の方法に比べてより小さな空間に収納することができる。
【００４４】
本発明は、本発明の精神または本質的特徴から逸脱することなく他の特定の形で実現することが可能である。説明した実施形態は、すべての点で、説明のみを目的としており、制限することを目的としていないとみなすべきである。したがって、本発明の範囲は、上記の説明ではなく、付属の請求項で指示される。請求項の同等性の意味および範囲内にあるすべての変更は本発明の範囲に含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明による通信システムのブロック図である。
【図２】本発明による多重キャリア位相変調信号を復調する方法を示す流れ図である。
【図３】本発明による複数の周波数キャリアを説明するグラフである。
【図１】
2005516434.tif 000016
【図２】
2005516434.tif 000017
【図３】
2005516434.tif 000018
【国際調査報告】
2005516434.tif 000019
2005516434.tif 000020