(57)【要約】広帯域幅を有する信号をデジタル化するため適した信号受信機は、受信信号を複数の周波数サブバンドに分割するフィルタバンク（３０）と、低サンプルレートを使用して各サブバンドをデジタル化する手段（４１〜４５）と、デジタル化された各サブバンド信号を周波数域に変換する手段（５１）と、受信信号のスペクトルを再構成するため周波数域サブバンド信号を連結する手段（６１〜６５，７０）と、を含む。どの時点においても一つのサブバンドだけを占める信号、たとえば、周波数ホッピング信号またはチャープ信号に対し、単一のアナログ・デジタル変換器は、各サブバンドを順番にデジタル化するため使用され、周波数域への変換はサブバンド毎に順番に実行される。
2005531184.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をデジタル化するデジタル化手段と、
前記デジタル化された受信信号の情報内容を取り出す復調手段と、
を含み、
前記デジタル化手段が、
前記受信信号を複数の周波数サブバンドに分割するフィルタリング手段と、
各前記サブバンドの信号をデジタル化するアナログ−デジタル変換手段と、
各前記サブバンドの前記デジタル化された信号を前記周波数域に変換する変換手段と、
各前記サブバンドの前記デジタル化された信号を前記周波数域で連結し、これにより前記受信信号のスペクトルを再構成する再構成手段と、を含む信号受信機。
【請求項２】
前記再構成手段が前記サブバンドに分割される前の前記受信信号のスペクトルの周波数よりも低い周波数で前記受信信号のスペクトルを再構成することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記アナログ・デジタル変換手段が
【数１】
2005531184.tif 000007
の範囲内のサンプルレートｆｓｉでｉ番目のサブバンドの信号をサンプリングする手段を含み、ｆｕｉはサブバンドの上限周波数であり、ｆｌｉはｉ番目のサブバンドの下限周波数であり、ｒｉは不等式
【数２】
2005531184.tif 000008
を満たす整数であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記アナログ−デジタル変換手段が共通サンプルレートで複数の前記サブバンドの信号をサンプリングする手段を含むことを特徴とする請求項３に記載の受信機。
【請求項５】
前記アナログ−デジタル変換手段が、第１のサンプルレートで前記サブバンドのうち第１のサブセットの信号をサンプリングし、第２のサンプルレートで前記サブバンドのうち第２のサブセットの信号をサンプリングする手段を含み、隣接したサブバンドの信号が等しくないサンプルレートでサンプリングされることを特徴とする請求項３に記載の受信機。
【請求項６】
共通サンプルレートを有する複数の前記サブバンドが共通帯域幅を有することを特徴とする請求項４または請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
前記アナログ−デジタル変換手段が複数の前記サブバンドを連続的にデジタル化する手段を含むことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の受信機。
【請求項８】
前記変換手段が複数の前記サブバンドで連続的に前記デジタル化された信号を変換する手段を含むことを特徴とする請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記再構成手段が、サブバンド信号のレプリカスペクトルを選択する手段と、前記レプリカスペクトルが反転されている場合、前記レプリカスペクトルを再反転する手段と、を含むことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の受信機。
【請求項１０】
前記復調手段が周波数の間隔が不均一である周波数域で前記再構成された受信信号に基準信号を乗算する手段を含むことを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の受信機。
【請求項１１】
前記デジタル化手段の前に前記受信信号を送信周波数からより低い周波数へダウンコンバートするダウンコンバージョン手段を含むことを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号受信機に係わり、特に、それに限定はしないが、広帯域幅を有する無線信号を受信するために適した信号受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機の少なくともベースバンド処理を実施するデジタル信号処理技術の使用は、汎用性を増大させ、かつ、コストを削減する、といった利点をもたらし得る。一般に、高周波数におけるデジタル化は高速アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を必要とするので、ＲＦ信号はデジタル化の前に低ＩＦまたはベースバンドにミックスダウンされる。従来の低域通過サンプリングがナイキストレート（Nyquist rate）でサンプリングするために使用されるならば、ＡＤＣは信号の最高周波数の２倍でサンプリング可能であることが要求される。ＲＦにおけるデジタル化に必要なサンプリングレートは、市販されているＡＤＣの能力を超えるか、あるいは、高消費電力または高コストのＡＤＣを必要とする。低周波数にミックスダウンした後であっても、信号のナイキストレートでのサンプリングは、市販されているＡＤＣの能力を超えるか、或いは、高消費電力または高コストのＡＤＣを必要とする。
【０００３】
超広帯域は、超短パルスからなる信号の送信に基づいて無線通信および無線測位を実行するための技術である。このような超短パルスは、典型的に、ゼロから１ＧＨｚ以上までの周波数を占有し、このような高周波数を含む信号をナイキストレートでデジタル化する単一のＡＤＣを使用することは現実的でない。信号のサンプリングレートをナイキストレートよりも下げるための一つの解決策は、J. D. Taylor編、「超広帯域レーダーテクノロジ（Ultra-wideband radar technology）」、ＣＲＣ  Ｐｒｅｓｓ発行、２００１年、７７−７８頁に報告されている。この解決策は、信号の周波数スペクトルを複数のサブバンドに分離し、各サブバンドをＤＣにミックスダウンし、ＡＤＣのバンクを使用して各サブバンドを個別にデジタル化するためフィルタのバンクを使用し、各ＡＤＣはミックスダウンされたサブバンドの最高周波数に等しいレートでサンプリングする。この従来技術の解決策のブロック概略図は、０から１ＧＨｚのスペクトルを有する信号に適した受信機の一部分を表す図１に示されている。チャネルドロップフィルタ(a channel dropping filter)とも称されるフィルタのバンクは、受信信号を各々が２００ＭＨｚ幅の５個のサブバンドになるように分割し、４台のミキサおよび４個の異なる局部発振器信号がすべてのサブバンドの信号を０から２００ＭＨｚの範囲にするために必要であり、各ＡＤＣが２００ＭＨｚでサンプリングする５つのＡＤＣからなるバンクがサブバンドの信号をデジタル化するため使用される。各ＡＤＣからのデジタル化された出力は信号波形を再構成するため使用されるが、この再構成を行うための方法または装置はTaylorの参考文献に開示されていない。この解決策の欠点は、ミキサのバンクと、ミキサ毎に異なる局部発振器信号を発生する手段とが必要になることである。このような複数の装置は、たとえば、ミキサが電力を消費し、ノイズの原因となり、制限されたダイナミックレンジを有する能動デバイスであるため、複雑さおよびコストを増大させる。
【０００４】
さらなる解決策は、Won Namgoong、「チャネル化されたＤＳＳＳ超広帯域受信機（A Channelised DSSS Ultra-Wideband Receiver）」、RAWCON  ２００１予稿集、２００１  ＩＥＥＥ  Radio and Wireless Conference, 米国マサチューセッツ州ウォルサム、２００１年８月１９〜２２日、１０５−１０８頁に開示されている。この解決策は、それぞれが異なる局部発振器信号を必要とするミキサのバンクを使用し、各ミキサの後にサブバンドフィルタが続くので、同様の欠点がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、上記の従来技術の欠点の少なくとも一部を解決する信号受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によれば、受信信号をデジタル化するデジタル化手段と、デジタル化された受信信号の情報内容を取り出す復調手段と、を含み、デジタル化手段が、受信信号を複数の周波数サブバンドに分割するフィルタリング手段と、各サブバンドの信号をデジタル化するアナログ−デジタル変換手段と、各サブバンドのデジタル化された信号を周波数域に変換する変換手段と、各サブバンドのデジタル化された信号を周波数域で連結し、これにより受信信号のスペクトルを再構成する再構成手段と、を含む信号受信機が提供される。
【０００７】
受信信号の再構成されたスペクトルは、サブバンドに分割される前の受信信号のスペクトルと同じ周波数であるか、または、より低い周波数であり、たとえば、帯域通過スペクトルを有する受信信号はＤＣにシフトされる。
【０００８】
受信信号を複数のサブバンドに分割し、各サブバンドの信号をデジタル化することにより、ナイキストレートで動作することで信号帯域幅全体をデジタル化する能力を備えたＡＤＣが必要でなくなる。最初に各サブバンドをダウンコンバートすることなく各サブバンドをデジタル化することにより、ミキサのバンクと、各ミキサのための異なる局部発振器信号を発生する手段とが必要でなくなる。
【０００９】
選択的な可能性として、受信信号は、帯域通過信号であるならば、デジタル化手段の前に送信周波数からより低い周波数にダウンコンバートしてもよい。
【００１０】
サブバンドの信号をデジタル化するために必要なサンプルレートは、後述のようにそのサブバンドの帯域幅に依存する。
【００１１】
各サブバンドのサンプルレートを慎重に選択することにより、複数のサブバンドに対して共通サンプルレートを使用し、これにより、サンプルレートクロック発生を簡単化することが可能である。このようなサブバンドは共通帯域幅を有する。
【００１２】
各サブバンドのサンプルレートおよび帯域幅を慎重に選択することにより、奇数番目のサブバンドに対して共通サンプルレートを使用し、偶数番目のサブバンドに対して別の共通サンプルレートを使用し、これにより、サンプルレートクロック発生を二つのレートに簡単化することが可能である。
【００１３】
アナログ・デジタル変換手段は各サブバンドのためのＡＤＣを含む。しかし、受信機が、たとえば、周波数ホッピング信号またはチャープ信号(chirp signal)のようにどの時点においても一つのサブバンドだけを占める信号を受信するため使用されるならば、アナログ・デジタル変換手段は同時に一つのサブバンドだけをデジタル化すればよく、単一のＡＤＣは、受信信号の周波数を追跡して、各サブバンドへ順番に切り替え可能であり、これにより、アナログ・デジタル変換手段の複雑さを簡単化する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、一例としてのみ添付図面を参照して本発明を説明する。
【００１５】
図３を参照すると、本発明の第１の実施形態は、アンテナから信号を受信する信号入力５を含む。信号入力５には、低域通過フィルタ１０が接続され、受信信号から望ましくない信号成分を除去する。低域通過フィルタ１０の出力には増幅器２０が接続される。増幅器２０の出力はフィルタバンク３０の入力に接続される。フィルタバンク３０は、増幅器２０によって供給された信号を５個のサブバンドに分割し、各サブバンドの信号は、対応したＡＤＣ４１〜４５へ供給され、ＡＤＣ４１〜４５でデジタル化される。各ＡＤＣの出力には対応したＦＦＴ手段５１〜５５が接続され、デジタル化されたサブバンド信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、サブバンドスペクトルの略図５９によって示された周波数域に変換する。各ＦＦＴ手段５１〜５５の出力には対応した周波数シフト手段６１〜６５が接続され、既にＤＣでない限り、周波数の再ラベル付けにより、シフトされたサブバンドスペクトルの略図６９によって示されたＤＣに位置付けされるべき周波数域サブバンド信号の周波数のシフトを実行する。各周波数シフト手段６１〜６５の出力には記憶手段７０の対応した記憶部７１〜７５が接続される。周波数シフトされたサブバンド信号は、対応した記憶部７１〜７５に格納されることにより連結され、これにより、受信信号を周波数域で再構成する。記憶手段７０の出力は乗算手段８０の第１の入力に接続され、乗算手段８０は、送信され、基準信号記憶装置８５に格納され、乗算手段８０の第２の入力へ供給されたような信号スペクトルのレプリカである基準信号を、再構成された受信信号に乗算する。乗算手段８０の出力は離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を実行する手段９０に接続され、手段９０は受信信号と基準信号の相互相関関数を出力９５に供給する。出力９５は、無線受信機を使用するためのアプリケーションによって必要とされるような相互相関関数のさらなる処理のための処理手段（ＰＲＯＣ）９６に接続される。たとえば、相関関数におけるピークの出現の時間は、信号の伝搬時間、結果的に、受信機からの送信機のレンジを判定するために測定される。別の一例として、相関関数のピークの極性は、信号によって伝達されたデータビットの値を検出するため決定されてもよい。さらに別の一例として、受信信号の到着時間の変化が伝達情報として決定されていもよい。
【００１６】
図２は、帯域幅ｆｂを有する信号をＮ個のサブバンドに分割するフィルタバンクの周波数応答を表す。図２において、各サブバンドは同じ帯域幅ｆｂ／Ｎを有するが、これは必須事項ではない。図３に示された実施形態の場合、Ｎ＝５である。
【００１７】
サブバンドの信号がエイリアシング（aliasing）無しに、対応したＡＤＣ４１〜４５によってサンプリングされるべきであるならば、ＡＤＣサンプリングレートは、以下の不等式：
【数１】
2005531184.tif 000003
ｉ＝１．．．．Ｎ
を満たすように選択されることが必要であり、ここで、ｆｓｉはｉ番目のサブバンドのサンプルレートであり、ｆｕｉはｉ番目のサブバンドの上限周波数であり、ｆｌｉはｉ番目のサブバンドの下限周波数であり、ｒｉは、不等式：
【数２】
2005531184.tif 000004
を満たす整数である。一般に、好ましくは、ＡＤＣサンプリングレートはエイリアシングが回避されるように選択されるが、一部のタイプの受信信号では、ある量のエイリアシングが許容される。以下の説明中、エイリアシングは回避されることが前提とされる。
【００１８】
ｒｉは複数のサブバンドが共通サンプルレートを共用するように選択されてよく、これはサンプルレートクロック発生を簡単化する。たとえば、図３に示されるような５個のサブバンドの実施例では、ｉ番目のサブバンドの帯域幅をＷｉで表すならば、
【数３】
2005531184.tif 000005
であり、
サブバンド１：  ２Ｗ１≦ｆｓ１≦∞  但し、ｒ１＝１  不等式（２）
サブバンド２：  ２（Ｗ１＋Ｗ２）≦ｆｓ２≦∞  但し、ｒ２＝１  不等式（３）
サブバンド３：  （Ｗ１＋Ｗ２＋Ｗ３）≦ｆｓ３≦２（Ｗ１＋Ｗ２）  但し、ｒ３＝２  不等式（４）
サブバンド４：  （Ｗ１＋Ｗ２＋Ｗ３＋Ｗ４）≦ｆｓ４≦２（Ｗ１＋Ｗ２＋Ｗ３）  但し、ｒ４＝２  不等式（５）
サブバンド５：  ２／３（Ｗ１＋Ｗ２＋Ｗ３＋Ｗ４＋Ｗ５）≦ｆｓ５≦（Ｗ１＋Ｗ２＋Ｗ３＋Ｗ４）  但し、ｒ５＝３  不等式（６）
が得られる。この場合、不等式（３）を満たす共通サンプルレートがサブバンド１および２のため使用され得る。
【００１９】
その他の可能な共通サンプリングレートは、ｒｉとサブバンド帯域幅Ｗｉの特別な値に対して決められる。
【００２０】
共通サンプリングレートを共有するサブバンドは、共通帯域幅を随意的に有してよい。たとえば、Ｗ１＝Ｗ３＝Ｂであるならば、不等式：３Ｂ≦ｆ３≦４Ｂ  を満たすという条件下で、サブバンド１および３に対し共通サンプリングレートを使用可能である。別の例として、Ｗ２＝Ｗ４＝Ｂであるならば、不等式：４Ｂ≦ｆ４≦６Ｂを満たすという条件下で、サブバンド２および４に対し共通サンプリングレートを使用可能である。
【００２１】
特に有利なサンプルレートは、ｉのすべての値に対して、
【数４】
2005531184.tif 000006
および  Ｗｉ＝Ｂ、すなわち、すべてのサブバンドのための共通帯域幅を設定することにより導出できる。この場合、二つの異なるサンプルレートだけが必要であり、第１の共通サンプルレートは、最大の奇数番目のサブバンドに対し不等式（１）が成り立つならば、すべての奇数番目のサブバンドに使用され、第２の別の共通サンプルレートは、最大の偶数番目のサブバンドに対し不等式（１）が成り立つならば、すべての偶数番目のサブバンドに使用される。図３に示され、すべてのサブバンドに対する共通帯域幅がＢ＝２００ＭＨｚである実施例では、第１の共通サンプルレートは、不等式  １０／３Ｂ≦ｆｓ５≦４Ｂ  を満たすことが必要であるので、７３３ＭＨｚの値が許容レンジの中央に位置すると好都合であり、第２の別のサンプルレートは、不等式  ４Ｂ≦ｆｓ４≦６Ｂ  を満たすことが必要であるので、１ＧＨｚの値が許容可能なレンジの中央に位置すると好都合であろう。
【００２２】
奇数番目のサブバンドのための第１の共通サンプリングレートと偶数番目のサブバンドのための第２の共通サンプルレートのその他の可能性は、サブバンド帯域幅が不均等である特定の値のサブバンドＷｉに対して決定される。
【００２３】
不等式（１）によって表現されるようなサンプルレートの値の許容レンジは、各サンプルレートに与えられる周波数誤差の許容可能な限界を決定する。好ましくは、それぞれの許容可能なレンジのほぼ中央に位置するサンプルレートを選択する。図３に示された、Ｂ＝２００ＭＨｚである実施例の場合に、７３３ＭＨｚである第１の共通サンプルレートの許容誤差は±９％であり、１ＧＨｚである第２の共通サンプルレートの許容誤差は±２０％である。代替的に、ある選択されたサンプルレートｆｓｉに対して、不等式（１）は、フィルタバンク３０によって与えられたそれぞれのサブバンドのためのｆｌｉおよびｆｕｉについての許容可能な許容誤差限界を定めるために使用可能である。勿論、サンプルレートの許容誤差はｆｌｉおよびｆｕｉの許容誤差と交換される。
【００２４】
ＡＤＣ４１〜４５によって供給されたデジタル化されたサブバンド信号は、サンプルレートの整数倍で複製されたサブバンドスペクトルのコピーを含む。したがって、ＦＦＴ手段５１〜５５は、単一のサブバンドスペクトルを選択するフィルタリング手段を含む。図５は、２００ＭＨｚ幅のサブバンドに分割された０から１ＧＨｚ信号の例についてのサブバンドスペクトル（振幅Ａに対する周波数ｆ）を例示する。
【００２５】
図５のプロット５（ａ）は、サンプルレートが  ｆｓ１＝７３３ＭＨｚ  である０から２００ＭＨｚにおける第１のサブバンドスペクトルを示す。レプリカスペクトルは、すべて２００ＭＨｚを超え、ＦＦＴ手段５１によって除去されるので、プロット（ａ）に表されない。
【００２６】
プロット（ｂ）は、サンプルレートが  ｆｓ２＝１ＧＨｚ  である２００から４００ＭＨｚにおける第２のサブバンドスペクトルを示す。レプリカスペクトルは、すべて４００ＭＨｚを超え、ＦＦＴ手段５２によって除去されるので、プロット（ｂ）に表されない。
【００２７】
プロット（ｃ）は、７３３ＭＨｚのサンプルレートでサンプリングされた４００から６００ＭＨｚにおける第３のサブバンドスペクトルを示す。サンプリング処理は１３３から３３３ＭＨｚでサブバンドスペクトルのレプリカを発生し、このレプリカは、サンプリング前のサブバンドの下側周波数が１３３から３３３ＭＨｚにおけるレプリカの上側周波数として現れるように反転される。図５において、レプリカサブバンドスペクトルの包絡線は破線で示されている。ＦＦＴ手段５３は、１３３から３３３ＭＨｚのレプリカサブバンドスペクトルを選択し、また、そのスペクトルの周波数成分の順序を復元するためそのスペクトルを反転させる手段を含む。
【００２８】
プロット（ｄ）は、１ＧＨｚのサンプルレートでサンプリングされた６００から８００ＭＨｚにおける第４のサブバンドスペクトルを示す。サンプリング処理は２００から４００ＭＨｚでサブバンドスペクトルのレプリカを発生し、このレプリカは、サンプリング前のサブバンドの下側周波数が２００から４００ＭＨｚにおけるレプリカの上側周波数として現れるように反転される。ＦＦＴ手段５４は、２００から４００ＭＨｚのレプリカサブバンドスペクトルを選択し、また、そのスペクトルの周波数成分の順序を復元するためそのスペクトルを反転させる手段を含む。
【００２９】
プロット（ｅ）は、７３３ＭＨｚのサンプルレートでサンプリングされた８００から１０００ＭＨｚにおける第５のサブバンドスペクトルを示す。サンプリング処理は、６７から２６７ＭＨｚでサブバンドスペクトルの反転のないレプリカを発生する。ＦＦＴ手段５５は、１３３から３３３ＭＨｚのレプリカサブバンドスペクトルを選択する手段を含む。
【００３０】
周波数シフト手段６１〜６５は、選択されたサブバンドスペクトルのそれぞれをＤＣへシフトするため使用される。図５に示されたような実施例の場合に、サブバンド２、３、４および５によって要求されるシフトは、それぞれ、２００ＭＨｚ、１３３ＭＨｚ、２００ＭＨｚおよび６７ＭＨｚである。このシフトは、スペクトル成分の周波数を再ラベル付けすることにより実現される。選択的な可能性として、レプリカサブバンドスペクトルの反転は、ＦＦＴ手段の代わりに、周波数シフト手段によって実行してもよい。
【００３１】
受信信号は、記憶手段７０内で周波数シフトされたサブバンド信号を連結することによりその周波数域で再構成される。連結の処理は、周波数域において、ｉ＝２，．．．，Ｎとして、ｉ番目のサブバンド信号を対応した周波数ｆｌｉへシフトし、この周波数は、図５に示された例では、２００、４００、６００および８００ＭＨｚである。再構成されたスペクトルは、記憶手段７０の出力に供給されたスペクトルの略図７９によって図３に示されている。ＦＦＴ手段５１〜５５の分解能はそれぞれのＡＤＣ４１〜４５のサンプルレートに依存し、高サンプルレートは、より低いサンプルレートよりも間隔が狭められた周波数成分を生じる。ＦＦＴ手段５１〜５５のそれぞれの分解能は等しくないので、再構成されたスペクトルの周波数成分は間隔が不均一である。この不均一性は再構成されたスペクトルの略図７９には示されていない。基準信号記憶装置８５に格納された基準信号は、再構成されたスペクトルと同じ不均一な間隔が設けられた周波数値で指定される。ＩＤＦＴを実行する手段９０は間隔が不均一である周波数値で動作可能である。
【００３２】
本発明の第２の実施形態を示す図４を参照すると、図３に示された実施例の要素と同一または類似した要素に同じ参照番号が使用され、図４の要素の相違点は以下の通りである。図４に示された実施例は、受信機が周波数ホッピング信号またはチャープ信号のようなどの時点においても一つのサブバンドだけを占有する信号を受信するため使用されるならば使用可能である。単一のＡＤＣ４１、ＦＦＴ手段５１および周波数シフト手段６１が使用される。単一のＡＤＣ４１の入力は第１の切り替えスイッチ手段１００によって順番にフィルタバンク３０の各出力に切り替えられ、単一の周波数シフト手段６１の出力は第２の切り替えスイッチ手段１０１によって順番に各記憶部７１〜７５に切り替えられる。第１および第２の切り替えスイッチ手段１００、１０１のスイッチングは同期手段（ＳＹＮＣ）９９によって同期させられる。サブバンドが処理のため選択される順序は、送信された信号の既知の周波数ホッピングシーケンスまたは既知のチャーププロファイルと合致するよう予め決められる。クロック発生器（ＣＬＫ）９８は、各サブバンドを順番にデジタル化するＡＤＣ４１に必要とされるサンプルレートを発生し、選択スイッチ手段１０２はサブバンド毎に必要なサンプルレートを選択するため同期手段９９によって同期させられる。図４の選択スイッチ手段１０２は二つのサンプルレートの間の選択を行うが、必要に応じた任意の個数の選択を行う。同期手段９９は、また、現在のサブバンド信号に適応するようにフィルタリングおよび反転機能のスイッチングを同期させるためにＦＦＴ手段５１に結合される。
【００３３】
第１および第２の切り替えスイッチ手段１００、１０１と、選択スイッチ手段１０２と、ＦＦＴ手段５１のフィルタリングおよびスペクトル反転のスイッチングがどのような時点でも受信信号によって占有されたサブバンドに同期しないならば、１回の切り替えサイクル後に、記憶手段７０は完全なサブバンド信号の組を収容することがないので、受信信号は記憶手段７０で完全には再構成されず、出力９５で得られる相互相関関数は弱い相関を示すであろう。出力９５は、最大相関が出力９５で得られるまで切り替えスイッチ手段１００、１０１と選択スイッチ手段１０２とＦＦＴ手段５１のフィルタリングおよび反転の位相を調整する同期手段９９の入力に結合される。随意的に、同期手段９９に現在の受信信号の周波数占有状況を知らせるために各サブバンドの信号強度を検出する手段を設け、これにより、切り替えサイクル、選択スイッチ手段１０２およびＦＦＴ手段５１を受信信号に同期させる同期手段９９を支援してもよい。
【００３４】
本発明は、無線受信機の例を用いて説明されているが、本発明は、別の媒体を介して、たとえば、有線によってまたは光学的に信号を受信する受信機にも同様に適用可能である。
【００３５】
本発明は、広帯域または超広帯域信号を受信するため適した受信機の例を用いて説明されているが、本発明は、狭帯域幅を有する信号を受信するためにも使用できる。
【００３６】
随意的に、本明細書に記載された復調処理とは異なる復調処理をデジタル化された受信信号を復調するため適用してもよい。
【００３７】
随意的に、受信機は、受信機要素の全部または一部が省電力モードを採用し、信号を受信するために間欠的に動作する省電力機構を含むことがある。たとえば、受信機が１未満のデューティサイクルを有する信号を受信するため使用されるならば、ＡＤＣのバンクは、また、１未満のデューティサイクルで動作させることが可能であり、信号が存在することが予想される期間に限りサンプリングを行う。
【００３８】
本明細書および特許請求の範囲において、要素の前に置かれた冠詞（「ａ」または「ａｎ」）はこれらの要素が複数個存在することを除外しない。さらに、単語「含む、備える（comprising）」は列挙されていない要素またはステップの存在を除外しない。
【００３９】
本明細書を読むことにより、他の変形が当業者に明白であろう。このような変形は、信号受信機の設計、製造および使用において既に知られているその他の特徴であって、本明細書に記載された特徴に代えて、または、特徴に加えて使用されるその他の特徴を包含する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】従来技術の受信機のブロック概略図である。
【図２】フィルタバンクの周波数応答の説明図である。
【図３】本発明による無線受信機の第１の実施形態のブロック概略図である。
【図４】本発明による無線受信機の第２の実施形態のブロック概略図である。
【図５】サブバンドのスペクトルを説明する略図である。
【図１】
2005531184.tif 000009
【図２】
2005531184.tif 000010
【図３】
2005531184.tif 000011
【図４】
2005531184.tif 000012
2005531184.tif 000013
【国際調査報告】
2005531184.tif 000014
2005531184.tif 000015