(57)【要約】  電力コンバータのための位相遅延制御は、位相ロック・ループ及び電流感知フィードバックと共に動作して、改良された制御の安定性並びにダイナミック出力レンジを提供する。位相ロック・ループは、電力コンバータ出力の位相から導出された誤差信号に基づいて制御される電圧制御発振器を含む。電圧制御発振器に与えられる誤差信号は、コンバータが誤差をゼロに駆るためのスイッチング周波数におけるシフトを生成する。電力コンバータは、共振電気エネルギを改良されたスイッチング速度及び電力密度に操作するためのＬＣＣ共振回路を含む。
2005514889.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振電力コンバータを制御するための電力コンバータ・コントローラであって、
電力コンバータ・フィードバック信号の位相を検出して関連の位相角信号を出力する電流感知回路と、
前記電力コンバータのスイッチング周波数を制御するための位相ロック・ループ回路であって、その入力に前記位相角信号が与えられる前記位相ロック・ループ回路と、
基準位相角及び前記位相角信号の関係で前記位相ロック・ループ内に発生される位相角誤差信号と、
前記共振電力コンバータのスイッチング周波数を調節するための前記位相ロック・ループにおける電圧制御発振器であって、その入力に前記位相角誤差信号が与えられる前記電圧制御発振器と、
前記共振電力コンバータにおける電力スイッチのスイッチングを制御するため前記位相ロック・ループに結合されるスイッチ出力回路と、
前記共振電力コンバータの電力出力が前記位相ロック・ループにより与えられる位相調節により制御可能なように、前記共振コンバータにおける前記電力スイッチをスイッチングすることにより影響される電力コンバータ・フィードバック信号と、
を備えた電力コンバータ・コントローラ。
【請求項２】
前記電力コンバータ・フィードバック信号は、前記電力スイッチの１つに結合された抵抗を横切る電圧を含む請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項３】
前記共振電力コンバータは特性周波数を有し、前記スイッチング周波数は、該特性周波数以上である請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項４】
前記共振電力コンバータが安全モードの動作に置かれるのを許容するために欠陥を宣言するよう前記電流感知回路によって与えられる欠陥信号をさらに含む請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項５】
前記コントローラは、ＩＣで実施される請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項６】
コントローラの機能を選択的に可能化もしくは不可能化するための選択回路をさらに含む請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項７】
前記電流感知回路は、スイッチ電圧に対するゼロ交差の指示を提供する請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項８】
特定の期間に対して前記位相角信号を作るためのブランキング回路をさらに備えた請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項９】
前記特定の期間は、約４００ナノ秒である請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項１０】
前記位相角制御は、約０から約−９０°の範囲で動作可能である請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項１１】
前記共振電力コンバータはＬＣＣ回路を含む請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項１２】
ハーフ・ブリッジ構成における電力スイッチの動作を通して出力される調整された電力を有するスイッチング電力コンバータであって、前記スイッチのスイッチングが請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラによって制御されるスイッチング電力コンバータ。
【請求項１３】
最小の位相シフト基準及び最大の位相シフトを決定するためのプログラム可能な入力をさらに含む請求項１に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項１４】
前記抵抗は、ハーフ・ブリッジのスイッチング配列の低側スイッチに結合される請求項２に記載の電力コンバータ・コントローラ。
【請求項１５】
電気エネルギを蓄積するための共振回路と、
前記共振回路への及び前記共振回路からの前記電気エネルギの転送を制御するために前記共振回路に結合されたハーフ・ブリッジ・スイッチング配列と、
前記ハーフ・ブリッジ回路におけるスイッチのスイッチングを制御するために前記ハーフ・ブリッジ回路に結合されたコントローラと、
該コントローラに電流感知信号を提供するために該コントローラに及び前記ハーフ・ブリッジ回路に結合された電流感知装置と、
前記電流感知信号に基づいて位相角信号を提供するための前記コントローラにおける電流感知信号回路と、
前記共振回路内の前記電気エネルギの位相が基準位相に向けて調節されるように、前記位相角信号を受け入れて前記ハーフ・ブリッジ回路における前記スイッチをスイッチングするためのスイッチング制御を提供するよう動作可能な前記コントローラ内の位相ロック・ループと、
を備えた電力コンバータ。
【請求項１６】
前記位相ロック・ループは、可変発振出力を提供して前記共振回路内の位相を調節するための電圧制御発振器をさらに備えた請求項１５に記載の電力コンバータ。
【請求項１７】
前記電流感知装置は抵抗であり、該抵抗を横切って、電流感知信号を得るための電圧測定が行われ得る請求項１５に記載の電力コンバータ。
【請求項１８】
前記コントローラ回路はＩＣ内に組込まれる請求項１５に記載の電力コンバータ。
【請求項１９】
コントローラ機能を選択的に調節するために前記コントローラに結合された機能選択回路をさらに含む請求項１５に記載の電力コンバータ。
【請求項２０】
前記コントローラは、特定の時間間隔の間、前記電流感知信号をマスキングするための電流感知ブランキング装置をさらに備えた請求項１５に記載の電力コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、優先権の主張が為されている「位相遅延制御を有した共振コンバータ」という名称の２００１年１２月１２日に出願された米国仮出願第６０/３３９，３０８号に基づいていると共にその出願日遡及の特典を主張するものである。
【０００２】
本発明は、概して共振電力コンバータに関し、特に、位相遅延制御構成で制御される共振電力コンバータに関する。
【背景技術】
【０００３】
多くの種類の電力コンバータ、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ及び共振電力コンバータが良く知られている。ＰＷＭ電力コンバータは、供給されるべき所望電力に従ってパルス幅が調整されるパルス列を提供することにより動作する。ＰＷＭコンバータは、典型的には、より小型のパッケージングをもたらす磁気成分の減少を許容するよう、高い効率を提供する周波数で切換えることができる。しかしながら、典型的には、ＰＷＭコンバータにおける周波数切換えが高ければ、それだけ一層多い切換え損失及び一層大きい電磁干渉（ＥＭＩ）が生成されることとなる。典型的には、切換え損失は、電流が導通している間にもしくは電圧を受けている間にスイッチが切換わるように制御されて、「ハード・スイッチング（hard switching）」をもたらすことにより生じる。典型的なＰＷＮコンバータにおけるハード・スイッチングの損失は、切換え周波数と共に増加する傾向がある。さらに、特に高周波においてハード・スイッチングにより発生されるＥＭＩは、小さい力率により入力電力供給の効率に影響する主な要因となり得る。
【０００４】
ＰＷＭコンバータにおいてハード・スイッチングと関連した困難を克服するために、スイッチにより運ばれる電流もしくは電圧のいずれかがゼロに近接している「ソフト・スイッチング（soft switching）」を許容する発振波形を有する共振コンバータが用いられてきた。特に、共振コンバータにおけるスイッチは、ゼロ電流でターンオンし、ゼロ電圧でターンオフすることができる。少ないスイッチング損失及び実施の際の単純化は、共振コンバータがＰＷＭコンバータで実施されるよりも典型的には一層高い周波数で動作するのを許容する。従って、典型的な共振コンバータは、高い電力密度で多くの効率を提供することができる。さらに、共振コンバータにおける入力の発振性質は、制御機構が、高い力率をもたらす電圧のものと整合するように入力電流を形作るのを許容する。共振コンバータから出力される所望の電力は、典型的には、出力電圧を調整するように切換え（スイッチング）周波数を変化させることにより制御される。スイッチがスイッチングのオン及びオフに関して相補的に動作されるハーフ・ブリッジ・スイッチング構成を用いた、典型的なシリーズ共振インバータが図１に示されている。
【０００５】
共振コンバータは、導通性、容量性及び抵抗性を含んだ幾つかのモードで動作され得る。図２は、図１に示される共振コンバータの誘導性モードの動作に対する動作波形を示す。図３は、図１に示される共振コンバータの容量性モードの動作に対する動作波形を示す。図４は、図１に示される共振コンバータの抵抗性モードの動作に対する動作波形を示す。
【０００６】
図３を参照すると、容量性モードの動作は、回路に対する共振周波数のものよりも低い減少されたスイッチング周波数を示す。容量性モードにおいて、ＭＯＳＦＥＴスイッチのボディ・ダイオードは、相当の損失と共に反転回復する。従って、共振コンバータは、これらの損失を最小とするよう回路の共振周波数よりも大きい周波数で動作するのが好ましい。
【０００７】
共振コンバータが抵抗性モードで動作している場合、動作周波数は共振周波数に近接し、従って高程度の効率を得る。この場合、電圧及び電流の正弦波形は殆ど同じ位相を有して、高い力率がもたらされ、電圧及び電流を循環させる際に消失されるエネルギは小さい。しかしながら、共振コンバータの動作周波数は、高い効率及び良好な力率修正を得ることを続けるよう、変化する負荷に露出される際に維持されなければならない。
【０００８】
種々の所望の結果を得るために種々の位相が共振コンバータにおいて用いられる。例えば、図５はパラレル共振コンバータを示し、図６はＬＣＣ共振コンバータを示す。図５において、コンデンサＣｉｎ／２が入力ＤＣ電圧に対する分圧器として働くとき、コンデンサＣｐは単に共振コンデンサである。図６において、コンデンサＣｐ及びコンデンサＣｓ／２の双方が、共振コンデンサとして働く。
【０００９】
動作特性は、上述した共振コンバータの位相中で変わる。例えば、図１に示されたシリーズ共振コンバータは、開回路モードで動作し得るが、短絡回路モードでは動作しない。図５に示されたパラレル共振コンバータは、短絡回路モードで動作し得るが、開回路モードでは動作しない。図６に示されたＬＣＣ共振コンバータは、短絡回路もしくは開回路モードのいずれでも動作することができず、従って、実際の動作では、開及び短絡回路の保護を含んでいるのが好ましい。しかしながら、ＬＣＣ共振コンバータは、増加した全効率及び利用可能な出力負荷範囲を有する。増加された範囲及び効率は、減少された負荷での減少された循環電流から生じ、それ故、全高効率範囲が維持される。
【００１０】
上述した共振コンバータにおいて、出力電圧は、典型的にスイッチング周波数の関数として維持されて調整される。スイッチング周波数が増加すると、より大きい電力が負荷に供給されるのを許容し、それにより増加した電力出力を許容する。しかしながら、この種の制御は、高いピーク値を有する共振電流及び電圧をもたらし、このことは、導通損失が大きくなりかつ電力デバイスに対し大きい定格を要求することとなる。さらに、可変のスイッチング周波数制御は、典型的には、全制御をますます複雑にすると共に、コンバータのフィルタ設計の複雑さも加わる。この種の制御は、典型的に、スイッチング周波数を調整し所望の電力出力レベルを維持するために、出力からのフィードバックに依存している。しかしながら、出力電力とスイッチング周波数との間の関係は、典型的に、非常に非線形であり、共振電力コンバータに対する確固たる制御を実現する困難性を増している。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によれば、高効率を維持しつつ改良されたフィードバック制御を得るために位相遅延制御を用いて制御される共振電力コンバータが提供される。本発明の共振コンバータは、高いスイッチング周波数を得ることができ、共振コンバータ要素が遭遇する電流または電圧サージを制限しつつ要素の小型化をもたらす。
【００１２】
位相遅延制御は、共振電力コンバータ内のインダクタの位相を基準位相信号に対して追跡するために位相ロック・ループを組込んでいる。位相遅延は、出力段の電流の位相と基準位相信号との間の差を表す誤差信号を得ることにより調整される。誤差信号は、出力段の転送機能にとって適切な動作周波数を修正するために電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給される。動作周波数における変化は、位相遅延誤差信号をゼロに減少させる傾向を有し、単純かつ確固たる制御をもたらす。
【００１３】
本発明は、単純化された方法で所望の制御特性を得るために、ランプ・バラスト回路を制御するために用いられ得る集積回路（ＩＣ）を用いる。該ＩＣの動作特性は、位相遅延制御を実施するために、要素及びＩＣの機能を選択することにより修正される。その結果は、入手可能な要素だけでもって実施され得る改良された動作特性を有する位相遅延制御である。
【００１４】
以下、添付図面を参照して本発明を一層詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明は、ＥＭＩを減少しつつ高効率及び広範な出力範囲を得るために、ＩＣで実現される位相遅延制御を有する共振コンバータを提供する。位相遅延制御は、位相角誤差測定を決定するように電流感知を提供するフィードバック配列で実施される。基準位相角との比較から導出される位相角誤差測定は、共振タンク電圧及び電流の位相角を調整するためにスイッチング周波数を修正することができるＶＣＯを制御するために用いられる。
【００１６】
図８乃至１３を参照すると、シリーズ、パラレル及びＬＣＣ共振コンバータに対する電力出力のスイッチング周波数と位相角との間の関係のグラフが示されている。図８、１０及び１２では、出力電力と位相角との間の関係は、共振コンバータの幾つかの種類の各々に対する広範囲の位相角に渡って実質的に線形である。しかしながら、対照的に、図９、１１及び１３は、スイッチング周波数との電力出力関係は実質的に非線形であり、フィードバック制御に適した比較的小さいダイナミックレンジを提供するということを示す。従って、共振コンバータに対する位相角制御と周波数制御との比較は、出力電力を制御するためにフィードバック構成を用いる場合、位相角制御が有利であることを明瞭に示す。
【００１７】
図７を参照すると、共振回路のモデルが、該回路に対する導出された種々の動作パラメータと共に示されている。特に、周波数の関数として位相角が記載されている。種々の型の共振コンバータに対して位相角を得るためのこの式は、該回路に対する広範な出力電力に渡って実質的に線形である。図７は、出力電力が、二乗された出力電圧の出力抵抗に渡る大きさとして定義されているということを示すことに注意されたい。従って、出力電力は出力電圧の関数として変化し、該出力電圧はスイッチング周波数の関数として変化する。この関係は、図９、１１及び１３に示されている。
【００１８】
さて、図１４を参照すると、本発明による位相遅延制御のブロック図が示されている。該制御は、電力制御出力からのフィードバック位相角の値と加算される位相角基準値を用いる。位相角基準値と位相角フィードバックとの間の差は、所望の位相と実際の位相との間の差を示す誤差値を提供する。加算点は、代替的には比較関数として実施し得る。
【００１９】
位相遅延に対する誤差値は増幅されてＶＣＯに入力され、ＶＣＯ入力に関連した特定の周波数を有する発振信号を発生する。発振出力は、電力コンバータの電力制御段に与えられ、それに応じて電力制御出力信号の位相が調整される。電力制御出力は、共振タンク回路に接続されるように示されており、該共振タンク回路はまた、位相角フィードバック信号に影響を与える。従って、図１４に記載されるＰＬＬは、位相遅延制御に基づく共振電力コンバータのためのソフト・スイッチング制御配列を提供し得る。
【００２０】
図１５を参照すると、位相遅延制御及び与えられた電力出力を有する共振コンバータのための開ループ周波数応答が示されている。開ループ周波数応答は、システムの開ループ積分特性に起因して利得で２０ｄＢ／ｄｅｃの減少を示す。フィルタ周波数における極を示す閉ループ利得は、さらに２０ｄＢ／ｄｅｃだけ減少する。
【００２１】
さて、図１６を参照すると、ＩＣで実現される位相遅延制御のブロック図が示されている。このＩＣブロック図は、米国特許第６，００８，５９３号に開示されており、この開示内容は参照によりここに組込まれる。該ＩＣ回路の設計はランプ・バラストに対してのものであるが、本発明による共振コンバータのための位相遅延制御を実現するために用いられ得る特徴及び作用を含んでいる。例えば、ＩＣは、本発明によるＰＬＬ位相遅延制御を実現するためのピン１０での電流感知入力と共にピン２にＶＣＯ入力を含む。
【００２２】
図１７を参照すると、ランプ・バラスト制御のためのＩＣの状態動作を示す図が示されている。本発明においては、予熱及び点火モードは不必要であり、外部に接続された回路を用いて選択的に除去され得る。状態図に示されているように、ＩＣは、修正動作のための適切な入力電圧を確保するために低下電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）モードを提供する。さらに、ＩＣは、過電流及び過温度保護並びにハード・スイッチングの検出を提供する。もし、ＩＣがこれらのまたは他の欠陥のいずれかを検出したならば、２つのハーフ・ブリッジ・スイッチを駆動するための出力がＯＦＦ値もしくは安全値に強制的にされる。
【００２３】
図１８を参照すると、ＩＣに外部的に接続された選択的遅延回路が示されている。２つのＡＮＤゲートへの入力は、ＩＣからの駆動信号出力ＨＯ及びＬＯである。図１８に示される回路は、予熱及び点火モード中のドライバ出力が共振コンバータの動作に影響を与えないように遅延機構を提供する。
【００２４】
図１９は、位相遅延制御が如何に動作するかを示す図である。図示されたタイミング図は、位相基準、位相フィードバック及び位相誤差信号を示す。この図示において、位相フィードバックは、電流感知電圧Ｖｃｓのゼロ交差によって決定されるように、位相基準との整列の僅かに外にある。位相差は、短いスパイクとして現れる位相誤差信号を発生し、その持続期間は位相誤差を示す。位相誤差信号は電圧制御発振器に入力され、位相誤差の差に起因して僅かに増加する電圧を有するものとして示されている。ＶＣＯ出力は、次に、位相角誤差をゼロに駆動するよう共振コンバータの周波数を調整する。
【００２５】
さて、図２０を参照すると、位相遅延制御のための動作範囲がピンＭＩＮ及びＭＡＸを通してプログラム可能である。ピンＭＡＸ上の外部抵抗は共振コンバータのための最大出力電力を設定する。最大出力範囲はピンＤＩＭ上の５ボルトに対応する。同様に、ピンＭＩＮに結合された外部抵抗は、最大位相シフト、もしくは共振コンバータのための最小出力電力を設定する。共振コンバータのための最小出力電力は、図２０に示されるように、ピンＤＩＭ上の０．５ボルトに対応する。これらのプログラム可能な範囲は、ユーザが、図２０に示すように、０から−９０°までの範囲で基準位相角を設定するのを許容する。０から−９０°までの位相角範囲は、１ボルトと３ボルトとの間のピンＭＩＮ上の境界付けられた電圧に対応する。ＩＣ回路のダイミング（dimming）作用を用いたこの特徴は、ユーザが、特定の電力出力を達成するよう基準位相角を設定のを許容する。
【００２６】
さて、図２１を参照すると、ＩＣを用いた電流感知回路が示されている。電流感知抵抗ＲＣＳは、ゼロ交差及び過電流状態を検出するために用いられ得る、ピンＣＳ上の信号を導出するために用いられる。過電流検出は、ハーフ・ブリッジ・ドライバを安全停止モードに置く欠陥指示を生じる。安全停止（シャットダウン）モードは、例えば、過電流状態が特定の期間除去されるまで、もしくは回路への電力が回帰されるまで、存続する。電流感知信号は、ゼロ交差を決定するためにピンＣＯＭ上の共通の信号基準と比較される。図１９に示したように上述したフィードバック位相角を決定するために用いられるのはゼロ交差である。図１９及び図２２に示されるように、フィードバック位相角は、信号ＬＯによって駆動されるハーフ・ブリッジの低側のスイッチが高である間隔中に得られる。この間隔中、ピンＣＳ上の電圧はゼロ交差を受け、このゼロ交差により、共振回路を制御するための位相角の指示が与えられる。
【００２７】
図２２を参照すると、信号ＬＯが高になることにより低側スイッチがＯＮに駆動された場合、低側スイッチがターンオンされることにより生成されるスイッチング・ノイズに起因してピンＣＳ上に電圧の過渡応答が現れる。電圧Ｖｃｓのゼロ交差を誤って測定するのを避けるために、４００ナノ秒の測定遅延期間が、図２１及び図２２に示されるように過渡応答回路に導入される。
【００２８】
さて、図２３を参照すると、ＬＣＣ共振コンバータの位相学でもって位相遅延制御を実施するＩＣに接続された外部回路が示されている。ＬＣＣ共振コンバータの位相学は、この共振回路構成で与えられる付随した効率及び負荷範囲を利用するのが好ましい。図２３に示された回路は、また、過電流及び開回路保護を与えて、該回路が、要素に損傷を生じ得る範囲で動作するのを避ける。図１７に示したように、ＩＣによって欠陥が感知されたならば、ＨＯ及びＬＯドライブ信号がＯＦＦまたは安全状態に駆られて、共振コンバータにおける要素に対して適切な保護を提供する。
【００２９】
図２３に示された回路図は、以下の特性を有する共振コンバータを提供する：
ライン入力電圧範囲：      ４００Ｖ±１０％
出力電力：                ３００Ｗ
ＤＣ出力電圧：            １２Ｖ
最小スイッチング周波数：  ６０ｋＨｚ
Ｒｆｍｉｎ＝１５ｋオーム
Ｒｍｉｎ＝９ｋオーム
Ｒｍａｘ＝Ｒｆｍｉｎ・Ｒｍｉｎ／［４Ｒｍｉｎ−Ｒｆｍｉｎ（１−Ψ／４５）］
＝７．６４ＫΩ
Ｒｃｓ＝０．１４オーム
【００３０】
図２４を参照すると、ＬＣＣ共振コンバータ回路の位相学モデルが示されている。スイッチＭ１及びＭ２は、それぞれ出力信号ＨＯ及びＬＯによって切換えられる。
【００３１】
さて、図２５を参照すると、ＬＣＣ共振コンバータのためのコンバータ利得を示す波形が示されている。上述したように、興味のあるコンバータ利得は、共振コンバータの動作周波数が共振周波数よりも大きいときに達成され得るものである。
【００３２】
本発明による位相遅延制御の設計は、図２６に示される、ＬＣＣ共振回路シミュレーションを用いて検査された。入力Ｑ１及びＱ２を有するスイッチは、共振コンバータに用いられる電力ＭＯＳＦＥＴスイッチのモデルである。従って、スイッチ信号Ｑ１及びＱ２は、ＩＣのそれぞれの出力信号ＨＯ及びＬＯによって駆動される。回路シミュレーションは、位相遅延制御が、単純化された設計で大きい効率及びダイナミック出力レンジを提供するということを示す。
【００３３】
さて、図２７を参照すると、本発明による電力段実施の回路図が示されている。コンバータの共振段におけるＬＣＣ位相学に注意されたし。
【００３４】
さて、図２８を参照すると、制御実施の回路図が示されている。ＩＣにより提供される予熱及び点火の作用は、２つのＡＮＤゲートを組込んだ遅延回路の使用により回路動作から選択的に除去される。ＡＮＤゲートにより供給される制御信号は、ＭＯＳＦＥＴスイッチに信号を提供するＭＯＳＦＥＴドライバに与えられる。
【００３５】
回路パラメータの測定は、全負荷及び全負荷の２０％で動作する共振コンバータで得られた。該測定は、高側スイッチのドレイン電圧、低側スイッチのドレイン電流、コンデンサ電圧、誘導電流、及び変圧器の一次側の電圧に対して得られた。回路中のＭＯＳＦＥＴスイッチがターンオンされているとき、ボディ・ダイオードは導通しており、ＭＯＳＦＥＴがスイッチング損失を避けるようにゼロ電圧でターンオンされるのを許容するということが観察された。しかしながら、一層高い電圧及び電流ピーク・レベルが、ＰＷＭコンバータで代表的であろう共振コンバータの要素で観察された。スイッチング周波数と共振周波数との比は相対的に小さい変化を受けるので、負荷が変化するときでさえ、共振コンバータに対する位相遅延の変化は小さい。
【００３６】
高側スイッチに対するドレイン電圧と低側スイッチに対するドレイン電流とが、８．４と１２Ｖの出力電圧でもって測定され、以下の観察に帰結した。残っている共振回路の動作特性に負荷に基づく同じものを与えると、出力電圧における変化は、出力電力における対応の変化を生成する。スイッチング周波数は、それに応じて変化することが観察され、観察された位相遅延は、基準位相を追跡するよう本発明に従って修正される。
【００３７】
さて、図２９を参照すると、出力電力パーセンテージ対入力及び出力電圧を示すグラフが示されている。図２９は、出力電圧が最小入力電圧に依存して調整され得るが、最小入力電圧が出力電力パーセンテージに依存する或る値よりも小さくなったならば調整され得ないということを示す。例えば、全負荷の２０％において、出力電圧は、入力電圧が２２０Ｖより大きい場合に調整され得る。出力電圧調整に対する境界設定は、要求された全負荷出力電力のパーセンテージに依存して変化する。
【００３８】
本発明の位相遅延制御は、高性能及びシステムの保護を達成するために、電力コンバータのスイッチング周波数が共振周波数以上であるということを定める。さらに、最小の位相をプログラムすることによって、軽負荷状態におけるハード・スイッチングが制限され得る。位相遅延制御は、軽負荷での制限されたハード・スイッチングを実現することにより、可変の周波数コントローラ全般に対して利点を提供するが、このことは、従来の周波数制御で達成するには非常に困難である。本発明の位相遅延制御は、周波数制御のものに対し改良された線形出力特性をも有する。本発明のもう１つの利点は、電流感知抵抗Ｒｃｓが、電流感知と過電流保護との双方の二重機能を有し得るということである。従って、双方の機能を行うために追加の要素は必要とされない。
【００３９】
本発明のもう１つの利点は、位相遅延制御が要素の許容誤差とは無関係であり、変圧器の漂遊インダクタンスがＬＣＣ共振コンバータ位相学の主インダクタンスとして働くのを許容するということである。最小の位相制限を通して共振回路を要素の許容誤差に対して鈍感にすることができるこの制御構成と共に、他の多くの種類の位相学を用いることができる。従って、本発明の共振回路は、ＰＷＭコンバータと比較して概して高い周波数範囲を許容する。
【００４０】
本発明をその特定の実施形態に関して説明してきたけれども、当業者には、他の多くの変形や修正並びに他の使用が明瞭となるであろう。従って、本発明は、ここに述べた特定の開示に制限されるものではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ制限されるのが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】従来のシリーズ共振コンバータを示す図である。
【図２】誘導性モードにおける図１の回路の動作波形を示す図である。
【図３】容量性モードで動作される図１の回路の動作波形を示す図である。
【図４】抵抗性モードで動作される図１の回路の動作波形を示す図である。
【図５】従来のパラレル共振コンバータを示す図である。
【図６】従来のＬＣＣ共振コンバータを示す図である。
【図７】理想的な共振回路に対する回路パラメータを示す図である。
【図８】図５の回路に対する位相角と出力電力との関係を示すグラフである。
【図９】図５の回路に対するスイッチング周波数対電力出力のグラフである。
【図１０】図１の回路に対する位相角対電力出力を示すグラフである。
【図１１】図１の回路に対するスイッチング周波数対出力電力を示すグラフである。
【図１２】図６の回路に対する位相角対出力電力を示すグラフである。
【図１３】図６の回路に対するスイッチング周波数対出力電力を示すグラフである。
【図１４】本発明による位相遅延制御のブロック図である。
【図１５】位相遅延制御システムのための周波数応答を示すグラフである。
【図１６】本発明による位相遅延制御を実施するために用いられるＩＣの内部回路を示すブロック図である。
【図１７】図１６の回路の動作モードを示す状態図である。
【図１８】ＩＣによって実施される機能を選択するために、図１６に示されたＩＣと共に使用するための回路を示す図である。
【図１９】本発明による位相遅延制御の動作を示すタイミング図である。
【図２０】本発明によるＩＣを用いた位相遅延制御の動作特性を示す一組のグラフである。
【図２１】ＩＣを用いて実施される電流感知回路を示す図である。
【図２２】電流感知ブランキング期間を示すグラフである。
【図２３】本発明を実現するためのＩＣへの要素の接続を示す回路図である。
【図２４】共振タンク回路を有するＬＣＣ共振コンバータを示す回路図である。
【図２５】共振周波数近辺の動作周波数とコンバータ利得との間の関係を示すグラフである。
【図２６】図２４の回路のシミュレーション回路図である。
【図２７】本発明による電力段を実施した回路図である。
【図２８】本発明による共振コンバータに対するＩＣの選択機能制御を示す回路図である。
【図２９】共振コンバータに対する出力電力、入力電圧及び出力電圧間の関係を表すグラフを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【国際調査報告】
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