(57)【要約】  本発明は、ある周波数レンジに渡って拡散された信号、とりわけ、DS（直接説シーケンス）スペクトラム拡散信号を受信するための、ドップラー探索において高速フーリエ変換（FFT）を採用するステップを含む、方法を提供する。より詳細には、本発明は、スペクトラム拡散信号、例えば、GPSシステムの一部として送信されるそれの受信に関する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一のFFT結合器を採用するステップを含み、搬送波周波数を検出することで信号を受信するための方法であって、
前記第一のFFT結合器のそれに対してある周波数オフセットを有する少なくとも一つの更なるFFT結合器を採用するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
Ti が受信機の積分時間を表す場合に前記周波数オフセットが1/2Ti Hzであることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
２つの更なるFFT結合器を採用することで三重FFT結合器が構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
Ti が受信機の積分時間を表す場合に前記オフセットが1/３Ti Hzであることを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】
３つの更なるFFT結合器を採用することで四重FFT結合器が構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
Ti が受信機の積分時間を表す場合に各結合器の周波数オフセットが1/４Ti Hzであることを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項７】
前記信号が直接シーケンス（DS）スペクトラム拡散信号からなることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記検出されるべき搬送波がデータとPRN変調された搬送波とを含むことを特徴とする請求項1乃至７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
前記受信されるべき信号がスペクトラム拡散信号からなることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
第一のFFT結合器を含み、搬送波周波数を検出することによって信号を受信する信号受信機であって、
前記第一のFFT結合器のそれに対してある周波数オフセットを有する第二のFFT結合器を備えることを特徴とする受信機。
【請求項１１】
請求項２乃至８のいずれかに記載の方法のステップを実行する手段を含むことを特徴とする請求項１０記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号を搬送波周波数の検出を通じて受信するための方法と、ドップラー探索（Doppler search）において高速フーリエ変換（Fast Fouｒier Transform, FFT）を採用するステップを含み、ある周波数範囲に渡って拡散された信号、例えば、直接シーケンススペクラム拡散信号（direct sequence spread spectrum signal）を受信するための方法を提供する。より詳細には、本発明は、スペクトラム拡散信号、例えば、GPSシステムの一部として送信されるこれら信号の受信に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在のGPS受信機及びこの動作方法においては、受信機から各衛星までの距離を決定するために、複数の衛星の一団から送くられてくるGPS信号を捕捉し、擬似距離の計算（pseudorange calculation）を遂行する。これらGPS信号の捕捉は、受信され、デスプレッド（despread）された信号の出力でのエネルギーを検出することによって達成される。このアプローチは、受信機によってローカル的に発生されたコード信号（code signal）を同期（チューニング）させるステップを含むが、受信機によって尤らしく予想される可能な位相及び周波数オフセットを考慮するステップを含む。デスプレッドされた信号とローカル的に発生されたコード信号の位相が、ある指定されたレンジ内にあるときは、検出器はある閾値を超える出力を生成し、受信機は、すると、要求された信号の存在を登録（register）する。こうして信号の初期捕捉（initial acquisition）が達成されると、次に、検証（verification）及び追跡（tracking）ステップがトリガされ、これらステップにおいては、入来信号の任意の変動を追跡するために、これら２つのコード系列間の良好な整合が絶えず維持される。信号の位相及び周波数オフセットが所望の範囲内にないときは、検出器の出力は閾値に到達せず、このため、初期捕捉に対する探索が継続される。
【０００３】
受信機と衛星との間の相対的な運動に起因した入来信号内に導入されるドップラー効果のために、入来GPS衛星信号は、広いレンジの周波数内に表現されることが予想される。
【０００４】
GPS受信機は、通常は、複数の探索ビン（search bin）を採用し、この探索ビンの数は、可能なコード位相オフセットの数と、可能なドップラーオフセットの総レンジとによって決まる。
【０００５】
現在のGPS装置は、GPS信号の著しい減衰が見られるエリア、例えば、いわゆる都市の谷間（urban canyon）や室内（indoor location）においてはGPSの受信を可能にしない。現在の受信機は最大１ミリ秒間に渡って統合するが、積分時間を長くするほど、感度は向上し、非常に長い積分期間を用いれば、極端に苛酷な信号環境、例えば、室内においても、GPS信号の受信は可能となると思われる。
【０００６】
GPS受信機の、感度と捕捉時間との間には、トレードオフが存在することが理解される。感度は容易に改善することができるが、これは捕捉時間に悪い影響を与える。シリアル探索（serial search）を含む現在の装置においては、感度と捕捉時間との間には非線形な関係が存在し、これが問題となる。例えば、前述のように、積分電力（integrated power）の雑音分散（noise variance）を低減することで、処理利得が達成される。これは、コヒーレント（coherently）的に達成することも及び／或いはノンコヒーレント（non-coherently)的に達成することもできる。利得及び探索時間は、ノンコヒーレント電力総和（non-coherent power sum）Nとミリ秒単位でのコヒーレント予検出期間（coherent pre-detection interval, PDI）の関数としての以下のように表すことができる：
処理利得  ＝  10 log [PDI√N] dB
探索時間の増加  ＝（増加されたPDIに起因する）PDI×（周波数ステップの低減に起因する）PDI×N（ノンコヒーレント総和の数）＝N×（PDI）２ 
ノンコヒーレントの場合は、１チャンク以上のノンコヒーレント総和が必要となり、各チャンク自身はコヒーレントに総和されることに注意する。
【０００７】
こうして、コヒーレントなPDI＝１０ミリ秒と１０個の非コヒーレント総和とを伴う１００ｍ秒なる探索時間が用いられた場合は、１５ｄB成なる処理利得が達成されるが、ただし、探索時間は、１０００倍だけ増加することとなる。
【０００８】
こうして、信号を検出するために１５ｄBなる利得が要求される場合、捕捉時間が１秒の領域から３０分を超える程度まで長くなるため、捕捉時間が問題となる。
【０００９】
従って、高い感度を達成できるが、ただし、計算時間、従って、捕捉時間はそれほど長くならない長時間積分技術（long integration technique）が要請されている。加えて、補助メッセージを必要とすることなく機能するような技術があれば有益であると思われる。
【００１０】
国際公開第99/26370号パンフレットにおいては、全ての可能なドップラー符号（Doppler code）を捕捉システムの一部として高速フーリエ変換（Fast Fourier Transformation, FFT）を採用して同時に探索することで、上述の捕捉時間が短縮される。このドキュメントは、FFT結合器（FFT combiner）を用いることを開示するが、これは、こうすることでGPS信号を含む可能性がある幅広いレンジの周波数を同時に探索することを可能にし、これによって信号フィックス（signal fix）を達成するために要求される時間を短縮できるので有利である。このようなFFT結合器を採用しない場合は、同時に探索することができる周波数のレンジが制限され、このため、複数の探索を遂行することが必要となり、これは、時間の遅延を招くこととなる。
【００１１】
ただし、この公知のFFT結合器は、各探索ビンの間にいわゆるスカロッピング損失（scalloping loss）が発生するという短所を有する。
【００１２】
より詳細には、FFT結合器、例えば、国際公開第99/26370号パンフレットにおいて開示されるFFT結合器は、正しいドップラー（correct Doppler ）を推定するためにFFTを用いる。このFFTは複素数値の変換（complex-valued transform）であり、長さKのサンプリングされた信号x(kTs）のK-点FFTは、
【数１】
2005513510.tif 000003
【００１３】
によって与えられる。
【００１４】
それに対してX（I）の大きさが最大となるIの値は、サンプリングされた信号ｘ（ｋTs）内の最も強い周波数成分を示す。殆どの信号処理のテキストはFFTについてある程度詳細に議論し、FFTは様々な効率的なハードウェア或いはソフトウェア実現に合わせて適合化することができ、符号の相関（code correlation）の文脈内でも用いることができる。
【００１５】
公知のFFT結合器技術は以下のように機能する。最初に、N個のサンプルから構成される”チャンクサイズ（chunk size）”が定義される。例えば、4.8MHzなるサンプリング周波数を用いる受信機設備においては、N＝4800は１ミリ秒チャンクに相当する。関心のある衛星PN符号との相関が遂行され、N個のサンプルに対する積分の後に、結果が格納される。これがN個のサンプルから成るK組の連続した集合に対して反復され、こうして、全体でKN個のサンプルが処理される。次に、これらK個の積分結果のFFTが得られ、衛星信号が存在する場合は、ピークがはっきりと見られる。こうしてピークが認められる場合は、このピークに対応するFFTビンはその信号のドップラーシフト（Doppler shift）に対応することとなる。
【００１６】
図２には、シリアル（serial）”アプローチを用いる、つまり、積分結果が順次的に得られる、この手続全体が簡略的に示されている。整合フィルタアプローチ（matched filter approach）に対しては、国際公開第99/26370号パンフレットにおいて開示されているように、パラレル実現も可能であり、この場合は、この整合フィルタがK個のサブセクションに分割され、各”部分（partial）”整合フィルタからの積分結果がFFTに掛けられる。
【００１７】
標準的なシリアル探索と比較して、このアプローチにおいては、実際には、K個のドップラービンがFFT結合器を用いて同時に探索され、このため最初のフィックスに到達するまでの時間（time-to-first-fix）は短縮される。この差が図３から明らかである。つまり、このFFT結合器は、図３からわかるように、この例においては、１kHzだけ離れた所に中心を有するK個の別個のドップラーシリアル探索とほぼ等価となる。
【００１８】
ただし、このFFT結合器は、図４からわかるように、積分時間が１ミリ秒を超えて増加すると、ドップラーエラー（Doppler error）の様々な値の所で、最大−４ｄBなる感度損失、いわゆるスカロッピング損失を被る。
【発明の開示】
【００１９】
本発明は、上述のような受信機及び方法と比較して多くの長所を有するGPS受信機及び動作方法を提供することを目的とする。
【００２０】
本発明の一つの態様によると、受信された周波数を第一のFFT結合器（FFT combiner）によって決定するためにFFTを採用するステップを含み、搬送波周波数（carrier frequency）を検出することで信号を受信するための方法であって、前記第一のFFT結合器に対してある周波数オフセットを有する第二のFFT結合器も採用するステップを含むことを特徴とする方法が提供される。
【００２１】
この周波数オフセットを適切に選択することで、FFT結合器の特性曲線内のディップ（dip）が既知の点の所に発生するので、シフトされたFFT結合器の特性曲線が標準のFFT結合器のディップの所に最大値を、或いは逆に最大値の所にディップを有するようにすることが可能となる。こうして、両方のFFTを用いることで、ドップラーエラーが万一これらディップの１つの近傍に発生した場合に起こる重大な感度の損失を回避することが可能となる。
【００２２】
請求項２は、このダブルFFT結合器に対する周波数オフセットの量について指定する。
【００２３】
請求項３から６は、とりわけ追加の計算の複雑さがあまり問題とならない用途に対して有望なスカロッピング損失を更に低減することができる幾つかの実施例に関する。
【００２４】
本発明のもう一つの態様においては、請求項１乃至６のいずれかに記載される方法であって、受信されるべき信号がスペクトラム拡散信号（spread spectrum signal）であることを特徴とする方法が提供される。
【００２５】
以下では、本発明について単に一例として添付の図面を参照しながら更に詳しく説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
最初に図１について説明するが、図１には、本発明を実施する機能を採用するGPS受信機の一部分１０がブロック図形式にて示されている。このGPS受信機の図解されている部分１０は、両方ともGPS受信機１０内で生成（established）された積分相関結果（integrated correlation result）１６から成る信号を受信するように構成された第一のFFT結合器（combiner）１２と、第二のFFT結合器１４とを備える。重要な点として、これら２つのFFT結合器１２、１６は、互いにオフセットされた各々の周波数発生器１８、２０によって駆動される。説明された例においては、FFT結合器１２は０HZなるオフセットにて駆動され、FFT結合器１４は２５Hzなるオフセットにて駆動される。
【００２７】
２つのFFT結合器１２、１４は両方とも出力を決定ユニット（determination unit）２２に供給する。決定ユニット２２は、これら２つのFFT結合器１２、１４から受信される２つの組みのFFT係数から周波数推定値（frequency estimate）を決定し、周波数推定信号（frequency estimate signal）２４を出力として供給する。
【００２８】
前述のように、図２は、K個の一連のN個のサンプルから構成されるセットに対して、N個のサンプルから成なる所定のチャンクサイズ（chunk size）を採用する標準のFFT結合器を用いての動作を簡略的に示す。前述のように、図３は、FFT結合器を用いた場合に、K個の別個のドップラーシリアル探索（Doppler serial search）と比較して達成される最初のフィックスに到達するまでの時間（time-to-first fix）における改善を示す。
【００２９】
ただし、FFT結合器は、前述のように、積分時間（integration time）が1ミリ秒を超えて増加されると、ドップラエラー（Doppler error）の様々な値の所に、最高−４dBまでの感度損失（sensitivity loss）、いわゆるスカロッピング損失（scalloping loss）を招き、この様子が図４に示されている。
【００３０】
このいわゆる”スカロッピング損失”は、FFT解像度に起因し、これは、以下のようにFFTのビンサイズ（bin size）に依存する：
【数２】
2005513510.tif 000004
【００３１】
これは、実際の残留ドップラー（residual Doppler）が離散周波数（discrete frequency）に対応する、２つの連続するFFTビンのあいだに横たわるときに混入するエラーである。上の関係式から理解できるように、この損失は、Kと、実際の残留周波数（residual frequency）の値とに依存する。つまり、残留ドップラーがあるFFTビンに近ければ近いほどこの損失は小さくなり、残留ドップラーが連続するビンから半分だけ離れた所に横たわるとき、最悪の場合となる。
【００３２】
以下ではこれら損失について更に詳しく議論する：
コヒーレント結合損失（coherent combining loss）は、NωeTs/２＝ｎπのとき最大となる。ここで、ｎは０ではない任意の整数を表す。これは、Lcohの分子から任意の整数ｎに対してsin（ｎπ）＝０であるために明らかである。N＝０の場合については、分子と分母は両方とも零となるが、ただし、Lcohは１となることを証明することができる。等価的には、このときは、ωe＝２πｎ/NTｓとなる。ただし、通常の議論においては、ある特定の積分時間に対する周波数”レンジ（range）”としては、概ね±１/２TciHz、例えば、1ミリ秒なる積分時間に対しては±500Hzレンジが用いられるために、ここでの議論はこのレンジに制限して行なわれる。つまり、１ミリ秒なる積分時間に対しては、従来のドップラーシリアル探索技法においては、通常はドップラー探索に対して１ｋHzなるステップ（刻み幅）が用いられる。
【００３３】
コヒーレント結合損失は、この±１/２TciHz周波数レンジにおいて、いずれかのエッジの所、つまり、we＝π/Tciの所で最悪に達する。ここで、コヒーレント積分時間TcjはNTsに等しい。この値を代入すると、Nが大きな場合には、以下が得られる：
【数３】
2005513510.tif 000005
【００３４】
従って、±１/２TeiHzに対するコヒーレント結合損失、つまり、ドップラーエラーは以下の通りとなる：
【数４】
2005513510.tif 000006
【００３５】
こうして、１ミリ秒なる積分時間と、５００Hzが用いられた場合の感度損失は、約−４ｄBとなる。この最悪の状況は、積分期間内にIとQの”半サイクル（half cycle）”が含まれ、従って、その積分期間においてこれらの一方の積分の結果が零となるときに対応する。実際には、Iから零への積分の結果として３ｄBが失われ、Qの積分のために１ｄBが失われる。
【００３６】
こうして、示唆されるように、スカロッピング損失は、実際の残留周波数が２つの連続するFFTビンのあいだに横たわるとき最悪となる。こうして、我々は、この最悪の場合の損失を、以下のように評価することができる：
【数５】
2005513510.tif 000007
【００３７】
Kを次第に増加させた場合、sin（ｘ）≒ｘという事実を用いると、この損失（ｄBにて表現）は、以下の値に制限される：
【数６】
2005513510.tif 000008
【００３８】
こうして、FFT結合器に対する最悪の場合のシナリオは、−８ｄB（コヒーレントからの−４ｄBとスカロッピング損失からの−４ｄB）なる感度損失の招来に制限される。ただし、実際には、コヒーレント損失に対する最悪の場合のドップラーエラーと、スカロッピング損失に対する最悪の場合のドップラー（エラー）とは一致せず、この最悪の場合の損失は、しばしばこれより少なくなる。
【００３９】
前述のように、図４は、２０ミリ秒なるTI（積分時間）と、１ミリ秒なるチャンクを用いたときの、FFT結合器の感度損失を示す。この特性曲線（characteristic）内には、（１/２TIHzに等しい）２５Hzの全ての奇数倍（ odd multiple ）の所にディップが存在する。このことは、ドップラーエラーが、例えば、２５Hzに対応する場合に、最大の−４ｄBなるスカロッピング損失を被ることを意味する。
【００４０】
本発明の実施例に従って達成される結果が図５に示されるが、ここには図４に示されるような通常のFFT結合器に対応するトレースも示されている。
【００４１】
ダブルFFT結合器のこの実施例においては、２つのFFTが用いられ、一つは通常のFFTから成り、もう一つのFFTは1/2TIHzなる周波数シフトを有する。FFT結合器の特性曲線内の上述の”ディップ（dip）”は既知のポイント（1/2TIHzの奇数倍）の所に発生するために、このシフトされたFFT結合器の特性曲線は、通常のFFT結合器のディップの所に最大値を（そして最大値の所にディップを）有することとなる。このことは、両方のFFTを用いることで、ドップラーエラーがこれらディップの一方の近傍において発生した場合の重大な感度損失を回避できることを意味する。
【００４２】
両方のFFT結合器を用い、両方のセットの出力内のピークの存在を観察した結果、長所としてスカロッピング損失が大幅に低減されることが確認された。ダブルFFT結合器を用いたときの最悪の場合のスカロッピング損失は以下の通りとなる：
【数７】
2005513510.tif 000009
【００４３】
Kを次第に増加させると、sin（ｘ）≒ｘという事実を用いると、この損失（ｄBにて表現）は以下の値に制限される：
【数８】
2005513510.tif 000010
【００４４】
こうして最悪の場合の損失は、−４ｄBから、たった−０．９ｄBに低減される。
【００４５】
図５には、両方のFFT結合器を組み合わせたときの特性曲線が示されている。この”ダブルFFT結合器（double FFT combiner）”は、予期されたように大幅に低減されたスカロッピング損失を有する。
【００４６】
要約すると、このFFT結合器は、KNTs 秒なる積分時間Tiの積分に相当する処理利得（processing gain）を提供する一方で、感度損失は、単に、NTｓ秒なる積分時間と関連する損失（コヒーレント結合損失）とスカロッピング損失との総和に抑えられる。
【００４７】
コヒーレント結合損失については、任意のドップラーエラーに対して、コヒーレントチャンクサイズ（coherent chunk saize）Nを低減することで任意の値に小さくすることができるが、ただし、この代償として、計算の複雑さは増加する。最大の感度損失（maximum sensitivity loss）の原因となるドップラーエラーは、Nに逆比例する。従って、Nを十分に小さく選択することで、この周波数エラーが、最大実用ドップラーエラー（maximum practical Doppler error）を超えるようにし、これによって受信機がこの損失に対して鈍感となるようにすることができる。
【００４８】
上述のように、最悪の場合のスカロッピング損失は、これは−４ｄBであるが、ダブルTTF結合器を用いることで、−０．９ｄBに低減することができる。当然、これは、ダブルFFT結合器を得るために用いられたのと同一の原理に基づいて各FFT結合器を周波数シフトさせた三重或いは四重FFT結合器を用いることで更に低減させることもできる。ただし、ダブルFFT結合器は、感度損失の回復と、計算の複雑さの増加との間の、一つの妥当な妥協点のように見える。
【００４９】
上では、FFT結合器は、大きなレンジの（±４ｋHzなるレンジの）周波数探索を遂行するという文脈のなかで説明されたが、この方法は、Nを増加させ、Kを減少させることによる、より細かなグレーンでの周波数探索にも同様に用いることができるものである。
【００５０】
加えて、本発明は、GPSシステム内の使用に制限されるものではなく、信号をある周波数レンジに渡って検出することを必要とされる任意のシステム内で使用できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明を実施するGPS受信機のブロック図である。
【図２】シリアルアプローチを採用するFFT結合器の略図である。
【図３】普通のFFT結合器の感度損失をドップラーシリアル探索との比較で示すグラフである。
【図４】異なる積分時間を有するFFT結合器に対する感度損失を示すグラフである。
【図５】本発明の一つの実施例を採用するダブルFFT結合器によって利用される感度損失示すグラフである。
【符号の説明】
【００５２】
１０：GPS受信機の一部分
１２：第一のFFT結合器
１４：第二のFFT結合器
１８、２０：周波数発生器
２２：決定ユニット
【図１】
2005513510.tif 000011
【図２】
2005513510.tif 000012
【図３】
2005513510.tif 000013
【図４】
2005513510.tif 000014
【図５】
2005513510.tif 000015
【国際調査報告】
2005513510.tif 000016
2005513510.tif 000017
2005513510.tif 000018