(57)【要約】本発明は、基地局（ＢＳ）とトランスポンダ（ＴＲ）との距離を求めるための距離測定システムに関する。この場合、基地局（ＢＳ）は信号（ｓｔｘ（ｔ））を発する発振信号源（ＯＳＺＢ）と、この信号（ｓｔｘ（ｔ））を送信する送信装置（ＡＮＴＢ）を有している。トランスポンダ（ＴＲ）は、基地局（ＢＳ）から信号（ｅｒｘｔ（ｔ））を受け取る受信装置（ＡＮＴＴ）と、この信号に位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発する発振器（ＯＳＺＴ）と、位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を送信する送信装置（ＡＮＴＴ）を有している。さらに基地局（ＢＳ）は、トランスポンダ（ＴＲ）から位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を受け取る受信装置（ＡＮＴＢ）と、基地局（ＢＳ）とトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離（ｄｉｓｔ）を測定する距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）を有している。システムとコンポーネントを改善するため、トランスポンダ（ＴＲ）内の発振器（ＯＳＺＴ）は受信信号（ｓｒｘｔ（ｔ））により励振されて、準位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発生する。
2005508503.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局（ＢＳ）から基地局発振器（ＯＳＺＢ）の信号（ｓｔｘ（ｔ））が送信され、
トランスポンダ（ＴＲ）内で前記基地局（ＢＳ）から受け取った信号（ｅｒｘｔ（ｔ））に基づき、発振を行う発振器（ＯＳＺＴ）が該信号に対し位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発生して送信し、
前記基地局（ＢＳ）においてトランスポンダ（ＴＲ）から受け取った位相コヒーレントな信号（ｓｒｘ（ｔ））に基づき距離（ｄｉｓｔ）が求められる形式の、
基地局（ＢＳ）と少なくとも１つのトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離（ｄｉｓｔ）を求める方法において、
位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発生させる発振器（ＯＳＺＴ）を、受け取った信号（ｓｒｘｔ（ｔ））により準位相コヒーレントに励振させることを特徴とする方法。
【請求項２】
基地局（ＢＳ）は、信号（ｓｔｘ（ｔ））を発生する発振信号源（ＯＳＺＢ）と、該信号（ｓｔｘ（ｔ））を送信する送信装置（ＡＮＴＢ）を有しており、
トランスポンダ（ＴＲ）は、基地局（ＢＳ）から信号（ｅｒｘｔ（ｔ））を受け取る受信装置（ＡＮＴＴ）と、該信号に対し位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発生する発振器（ＯＳＺＴ）と、該位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を送信する送信装置（ＡＮＴＴ）を有しており、
前記基地局（ＢＳ）には、トランスポンダ（ＴＲ）から位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を受け取る受信装置（ＡＮＴＢ）と、該基地局（ＢＳ）とトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離（ｄｉｓｔ）を求める距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）が設けられている形式の、
基地局（ＢＳ）と少なくとも１つのトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離を測定する距離測定装置（ｄｉｓｔ）において、
トランスポンダ（ＴＲ）における発振器（ＯＳＺＴ）が、受け取った信号（ｓｒｘｔ（ｔ））により励振されて準位相コヒーレントな信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発生することを特徴とする距離測定装置。
【請求項３】
請求項１記載の方法を用いた、または請求項２記載の距離測定システムのための、トランスポンダ（ＴＲ）の距離を求めるための基地局（ＢＳ）において、
該基地局（ＢＳ）における距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は、トランスポンダ（ＴＲ）から受け取った準位相コヒーレントな信号（ｓｒｘｔ（ｔ））と瞬時の送信信号（ｓｔｘ（ｔ））とを混合して混合信号（ｓｍｉｘ（ｔ））を形成するミキサを有することを特徴とする基地局。
【請求項４】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は式
【数１】
2005508503.tif 000014
に従い混合信号（ｓｍｉｘ（ｔ））を形成し、ここでωｃは基地局発振器（ＯＳＺＢ）の中心周波数、ωｓｗは基地局（ＢＳ）の送信信号ｓｔｘ（ｔ）の変調周波数、ｔはタイムインターバル０〜Ｔｓにおける時間、τは基地局（ＢＳ）とトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離（ｄｉｓｔ）を経た信号の伝播時間である、請求項３記載の基地局。
【請求項５】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は復調装置（ＤＥＭＯＤ，ＧＲ，ＴＰ）を有しており、該復調装置によって、測定信号（ｓｍｅｓｓ（ｔ））を発生させるための基地局（ＢＳ）における測定のスイッチオンとスイッチオフの間のタイムインターバル（０〜Ｔｓ）内で、測定信号（ｓｍｉｘ（ｔ））の電圧の時間的変化が低減されまたは取り除かれる、請求項３または４記載の基地局。
【請求項６】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は復調装置（ＤＥＭＯＤ，ＺＦＭＩＸ，ＬＯ，ＴＰ）を有しており、該復調装置によって、混合信号（ｓｍｉｘ（ｔ））がたとえばクロック周波数（ｆｍｋ）に近いまたは等しい周波数と混合され低減されて、トランスポンダ（ＴＲ）における発振器（ＯＳＺＴ）を周期的にオン／オフするため該クロック周波数（ｆｍｋ）よりも著しく低い周波数が形成され、ついで高い周波数成分がろ波されて測定信号（ｓｍｅｓｓ（ｔ））が形成される、請求項３または４記載の基地局。
【請求項７】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は、基地局（ＢＳ）の送信信号（ｓｔｘ（ｔ））の変調周波数（ωｓｗ）を変調し、たとえば式
【数２】
2005508503.tif 000015
に従い変調し、ここでＴは帯域幅Ｂにわたり周波数を変化させる期間である、請求項３から６のいずれか１項記載の基地局。
【請求項８】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は式
【数３】
2005508503.tif 000016
に従い、最終結果としてＦＭＣＷ測定信号（Ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ））を形成する、請求項３から７のいずれか１項記載の基地局。
【請求項９】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は測定周波数（ｆｍｅｓｓ）から距離（ｄｉｓｔ）を求め、該測定周波数は周波数成分（Δｂ＝Ｂ*Ｔｓ／（２ Ｔ））だけずらされた通常のＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continous Wave）測定周波数に相応する、請求項３から８のいずれか１項記載の基地局。
【請求項１０】
前記距離測定装置（ＲＸＭＩＸ，ＦＬＴ，ＤＥＭＯＤ）は、振幅で重み付けされた測定信号（Ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ））を周波数領域へフーリエ変換して、少なくとも１つの対応する方形波関数の左右の側波帯の各エッジにより基地局（ＢＳ）とトランスポンダ（ＴＲ）との距離を求める、請求項８または９記載の基地局。
【請求項１１】
トランスポンダ（ＴＲ）または基地局（ＢＳ）はＬＴＣＣモジュール（ＬＭ Low Temperature Cofired Ceramic 低温焼成セラミックス）として構成されており、または少なくとも１つのＬＴＣＣモジュール（ＬＭ）を用いて構成されていることを特徴とする、請求項１〜１０のいずれか１項記載のトランスポンダ（ＴＲ）または基地局（ＢＳ）。
【請求項１２】
請求項１記載の方法を用いた、または請求項２記載の距離測定システムのための、トランスポンダ（ＴＲ）から基地局（ＢＳ）までの距離を求めるトランスポンダにおいて、
発振器（ＯＳＺＴ）を用いてトランスポンダ受信信号（ｅｒｘｔ（ｔ）＝ｓｔｘ（ｔ−τ／２）から発振器信号（ｓＯＳＺ（ｔ））を発生する信号発生装置（ＯＳＺＴ，ＣＬＫ／Ｓｗ）と、前記発振器（ＯＳＺＴ）を周期的にスイッチオンおよびスイッチオフさせるスイッチング装置（ＣＬＫ／Ｓｗ）が設けられており、該回路装置はたとえば式
【数４】
2005508503.tif 000017
に従い発振器信号を生成し、ここでωｃは基地局発振器（ＯＳＺＢ）の中心周波数、ωｓｗは基地局（ＢＳ）の送信信号（ｓｔｘ（ｔ））の変調周波数、ｔは時間、τは基地局（ＢＳ）とトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離（ｄｉｓｔ）を経た信号の伝播時間、φ０は任意の位相オフセットであることを特徴とするトランスポンダ。
【請求項１３】
トランスポンダ（ＴＲ）から基地局（ＢＳ）へ付加的な情報を伝送するため、トランスポンダ（ＴＲ）内の発振器（ＯＳＺＴ）をスイッチオンおよびスイッチオフする変調（ｆｍｋ）が用いられる、請求項２記載の距離測定システム、請求項１から１１のいずれか１項記載の基地局（ＢＳ）、または請求項１、２または１２のいずれか１項記載のトランスポンダ（ＴＲ）。
【請求項１４】
トランスポンダ（ＴＲ）内の発振器（ＯＳＺＴ）をスイッチオンおよびスイッチオフする変調（ｆｍｋ）が、複数のトランスポンダ（ＴＲ）の各々に個別に割り当てられることを特徴とする、請求項２記載の距離測定システム、請求項１から１１のいずれか１項記載の基地局（ＢＳ）、または請求項１、２または１２のいずれか１項記載のトランスポンダ（ＴＲ）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求１項の上位概念記載の距離測定方法ならびに請求項２の上位概念記載の距離測定システムもしくはそのための基地局およびトランスポンダに関する。
【０００２】
データ交換および基地局から変調トランスポンダまでの距離を測定するための方法ならびにトランスポンダシステムは多種多様な形態で存在しており、以前から知られている。一般的な形態ならびに原理はたとえば、"K. Finkenzeller, RFID-Handbuch, 2ed. Muenchen, Wien: Carl Hanser Verlag, 2000" に示されている。トランスポンダとして一般的であるのはたとえばいわゆる後方散乱型トランスポンダもしくはバックスキャッタトランスポンダであって、これは固有の信号源をもたず、受け取った信号を場合によっては増幅し単に反射して送り戻すだけである。
【０００３】
以下の説明では、基地局とトランスポンダとの間の距離を測定可能なシステム全般を、無線周波数支援型識別ないしはＲＦＩＤ（Radio Frequency IDentification）と同様、無線周波数支援型位置特定システムないしはＲＦＬＯシステム（Radio Frequency LOcalisation）と称する。ＦＭＣＷレーダ（Frequency Modulated Continous Wave 周波数変調された連続波）もしくはこれと類似の原理に基づくこの種のＲＦＬＯ装置の有利な形態については、たとえば "M. Vossiek, R. Roskosch, P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Rdar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999" ならびに DE 199 46 161, DE 199 57 536, DE 199 57 557 に詳しく記載されている。DE 199 46 161 にはトランスポンダまでの距離測定方法が開示されており、ここではＦＭＣＷ後方散乱型のトランスポンダおよびシステムの古典的な形態について説明されている。DE 1099 57 536およびDE 199 57 549 には自動車アクセスシステムたとえば盗難保護システムについて記載されており、殊にＦＭＣＷ後方散乱型トランスポンダを用いた形態や適用事例について述べられている。
【０００４】
この種のＲＦＬＯ後方散乱型システムの欠点は、送信された信号を基地局からトランスポンダへの経路を往復するよう伝播させなければならないことであり、したがってレーダ方程式に基づき伝送区間全体のＳＮ比（ＳＮＲ）が距離の４乗に比例して減少することである。周波数とともに激しく増大する自由場減衰に起因して、殊にＧＨｚ領域における著しく高い周波数の受動的後方散乱型トランスポンダを申し分のないＳＮ比で実現することはほとんどできない。ＧＨｚシステムは原理的に利用可能帯域が広いことから距離測定にも高速データ伝送にも非常に有利に使えるだけに、このことは殊に不満な点である。
【０００５】
固有の信号源をもつトランスポンダにおいて受信信号に基づき位相コヒーレントな新たな信号が生成されるならば、信号は基地局／トランスポンダ間の経路を１度しか伝播しない。このケースではＳＮ比は距離の２乗に逆比例するにすぎない。これに加えて、伝送経路上のその他の減衰や損失も１度だけであり、戻り方向で伝送される信号に対して２重に作用しない。それゆえこの場合、殊にいっそう距離が長いときには単純な後方散乱型システムよりもＳＮ比がいくつものオーダ分高くなる。ただしこの種のシステムはたとえば回路コンポーネント、電流消費、製造コストや保守コストに関して上述の受動的後方散乱型装置よりも非常にコストがかかり、それゆえ多くの適用事例では考慮の対象となっていない。
【０００６】
ＲＦＬＯ後方散乱型システムのさらに別の基礎的な問題点は、DE 199 46 161および"M. Vosiek, R. Roskosch, P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999" に示されているように、トランスポンダと基地局との間の著しく短い距離を確実には測定できないことが多いことである。まさにこのような短い距離は、たとえばアクセスシステムや局所位置特定システム（ＬＰＳ）のためにとりわけ重要である。ここで問題点は、まず第１に法律的な理由から、さらには技術的な理由からも、任意に大きい変調帯域幅Ｂを使用できないことである。
【０００７】
先に挙げた文献に記載されているように、たとえばＦＭＣＷ後方散乱型ＲＦＬＯの場合には２つのスペクトル成分が発生し、それらの間隔は周波数または位相に関してトランスポンダと基地局との距離"dist"に比例している。そして制限された変調帯域幅ゆえにスペクトル成分を任意に狭くすることはできず、フーリエ変換による通常の分析によれば物理的な理由で少なくとも幅Δｐ＝ｃ／（２*ｂ）をもつ。ここでｃは光速、Ｂは変調帯域幅、Δｐは距離であり、これはここではメートルに換算される。
【０００８】
スペクトル成分において物理的に意味のある周波数はその最大値に対応し、これは一般にその中心に位置している。所定の最小距離を超えるとスペクトル成分がオーバラップする。その結果、スペクトル成分の最大値はもはや物理的に意味のある周波数には対応せず、したがって周波数測定のために簡単に読み取り可能な大きさは得られず、そのため距離をもはや精確には測定できない。さらに両方のスペクトル線は、もはや別個の線として識別できないほど互いに入り交じっている。たとえば全世界的に利用可能な現行の標準化ＩＳＭレーダ帯域（ＩＳＭ＝ Industrial-Scientific-Medical）において２．４５ＧＨｚ付近で最大に利用可能であるような８０ＭＨｚの帯域幅を用いて測定した場合、基地局とトランスポンダとの間の距離が一般に約２ｍという最小距離よりも短いときには簡単な装置を用いても、精確な測定値をもはや検出することはできない。それどころか実際にはこれは通常は４ｍよりも小さくても不可能であり、その理由はフーリエ変換の計算にあたり一般に、分解能をさらに劣化させる窓関数によって時間信号が重み付けられるからである。
【０００９】
この問題点は "M. Vossiek, R. Roskosch, P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999" によれば、信号に一定の伝播時間を与える作用を及ぼす遅延線の利用によって解消できる。しなしながらこの場合には回路技術的に余分な手間がかかることのほか、トランスポンダにおけるそのつどの無駄時間によって、ドリフトならびにその結果として生じる測定精度に関して相当な問題点が引き起こされてしまう。
【００１０】
本発明の課題は、トランスポンダまでの距離を近傍領域に至るまで代替となるやり方で求めることのできるきわめて簡単な方法を提供することにある。
【００１１】
この課題は、請求項１の特徴を備えた距離測定方法、請求項２記載の特徴を備えた距離測定システムもしくはそのための基地局およびトランスポンダによって解決される。従属請求項には本発明の有利な実施形態が示されている。
【００１２】
このような距離測定のための方法およびトランスポンダシステムによれば、近傍領域に至るまでトランスポンダに対する距離を精確に求めることができる。さらに装置を殊に構造的に有利にかつ安価に据え付けることの可能な構造技術的解決手段が得られる。また、測定信号を殊に有利に評価することができ、したがって高度な測定信頼性と測定精度を実現する評価方法が得られる。
【００１３】
基地局において距離測定装置が、トランスポンダから受け取った準位相コヒーレント信号と瞬時の送信信号とを混合して混合信号を形成するミキサを有しているならば、少なくとも２つのスペクトル成分を有する測定信号が発生し、その周波数帯域または位相間隔が基地局からトランスポンダまでの距離に対する尺度となり、その際にこの尺度はトランスポンダにおける発振器のスイッチオンとスイッチオフの周波数には依存しない。
【００１４】
基地局の送信信号の変調周波数を変化させることにより、コサイン関数で表され振幅で重み付けられたスペクトル成分をもつ測定信号が最終的に得られる。有利には上述のトランスポンダに固有の周波数シフトによって、値ゼロまでの短い距離からも測定できるようになる。振幅で重み付けられた測定信号のフーリエ変換も可能であることから、方形波状の包絡線をもつスペクトル線（側波帯）が得られ、この場合、左側と右側の側波帯において変調周波数に最も近い外側の各エッジによって基地局とトランスポンダとの間の距離が求められる。
【００１５】
トランスポンダもしくは基地局をＬＴＣＣモジュール（Low Temperature Cofired Ceramic 低温焼結セラミックス）または少なくとも１つのＬＴＣＣモジュール（ＬＭ）を用いて構成することにより、小さくかつ低コストの構造が得られる。
【００１６】
トランスポンダ内の発振器をオン／オフする変調周波数が基地局における距離の評価に関与しないことから、トランスポンダから基地局へ付加的な情報を伝送するためにこれを利用することができる。
【００１７】
トランスポンダ内の発振器をオン／オフする変調周波数を多数のトランスポンダの各々に個別に割り当てることによって、基地局の領域内で種々のトランスポンダに選択的にアドレッシングできるようになる。
【００１８】
次に、図面を参照しながら実施例について詳しく説明する。
【００１９】
図１は、互いに通信し合う基地局とトランスポンダの配置構成を例示した図である。
【００２０】
図２および図３は、この種の基地局の復調器を例示した図である。
【００２１】
図４は、従来技術による処理と本発明による方法による処理の変調成分を示す図である。
【００２２】
図５は、周波数／位相のダイアグラムを示す図である。
【００２３】
図６は、例示された配置構成について使用可能なパラメータを示す図である。
【００２４】
図７は、例示されたパラメータ値を用いる回路を示す図である。
【００２５】
図８は、ＬＴＣＣ−ＨＦモジュールを備えたトランスポンダを示す図である。
【００２６】
図９は、この種のＬＴＣＣモジュールの構造を示す図である。
【００２７】
図１０は、エコー信号として受信されるエコー信号の周波数スペクトルを例示した図である。
【００２８】
図１に示されているように、互いに通信し合う基地局ＢＳとトランスポンダＴＲの例示した配置構成には多数の個別コンポーネントが設けられている。基地局ＢＳはたとえば発振信号ｓｔｘ（ｔ）を発生させる発振器ＯＳＺＢを有しており、この発振信号は発振器出力側から送出されるかまたはそこから取り出すことができる。発振器出力側は送信アンテナと接続されており、図示されているようにオプションとしてこのアンテナを同時に受信アンテナＡＮＴＢとしても使用することができ、このようにすれば信号ｓｔｘ（ｔ）をアンテナＡＮＴＢを介して放射させることができる。
【００２９】
ここでは基地局ＢＳにおいて発振器出力側とアンテナＡＮＴＢとの間に方向性結合器ＲＫが接続されている。この方向性結合器ＲＫはさらに別の出力側を有しており、これはミキサＲＸＭＩＸならびに後続のコンポーネントへ導かれている。
【００３０】
トランスポンダＴＲはアンテナＡＮＴＴを有しており、このアンテナによって発振器ＯＳＺＢにより発せられアンテナＡＮＴＢを介して送出された基地局ＢＳの信号を、受信信号ｅｒｘｔ（ｔ）として受信することができる。この実施例によればアンテナは有利には送信アンテナＡＮＴＴとしても用いられる。
【００３１】
さらにトランスポンダＴＲは、アンテナＡＮＴＴと接続された発振器ＯＳＺＴを有している。この発振器ＯＳＺＴを励振させるためにさらにクロック制御部ＣＫＬ／Ｓｗも設けられている。発振器ＯＳＺＴはクロック制御部ＣＬＫ／Ｓｗにより周波数ｆｍｋで周期的にオン／オフされる。その際、発振器ＯＳＺＴにより生成された信号ｓｏｓｚ（ｔ）は比較信号ｓｉｇＩＮに対しほぼコヒーレントになる。発振器ＯＳＺＴのオン／オフにより、ほぼ位相のコヒーレントなつまり準位相コヒーレントな励振性もスイッチングされる。
【００３２】
発振器２を次のように構成するのが有利である。すなわち発振器２が熱雑音により励振されて発振しないように構成するとともに、そこに入力結合される受信信号もしくはベース信号ｅｒｘｔ（ｔ）がこのベース信号ｅｒｘｔ（ｔ）に対し準位相コヒーレントな発振を励起するのに十分であるように構成するとよい。ここでほぼ位相コヒーレントであるとは殊に、ベース信号と生成された比較信号との位相差が小さいことも意味し、ここで「小さい」という概念は意図する通信機能や測定機能に関して捉えられるべきものである。小さい位相偏差に対する限界としてたとえば値π／１０つまり約２０°が用いられる。位相偏差のごく僅かなこの種の信号を以下では準位相コヒーレントな信号と称し、このようなコヒーレントが生じている期間をコヒーレント時間と称する。
【００３３】
ここで好適であるのは、能動的発振器の発振がベース信号に対して準位相コヒーレントであるだけでなく、この能動的発振器の励振もすでに準位相コヒーレントに生じることである。従来技術による方法および装置では熱雑音による能動的発振器の励振が発生し、その発振は煩雑な制御プロセスおよびロックインによりあとになってはじめて準位相コヒーレントに実現されるのに対し、有利なことにここに示した発振器はベース信号によってすでに準位相コヒーレントに励振され、もしくはすでに準位相コヒーレントに発振し始めるので、それによりいわば自動的に位相コヒーレンスが形成される。
【００３４】
このようにしてトランスポンダＴＲにおいて、程度の差こそあれ受信信号ないしはベース信号ｅｒｘｔ（ｔ）の大部分が発振器ＯＳＺＴに結合される。ここでは電気的なベース信号およびそれに対応する発振器信号を用いるのが有利である。ただし原理的には光学的信号、音響的信号あるいはその他の信号を用いた装置も実現可能である。受信信号もしくはベース信号ｅｒｘｔ（ｔ）によって発振器ＯＳＺＴが準位相コヒーレントに励起されて発振し、それによって発振器は発振器信号を生成し、この信号は信号ｓｏｓｚ（ｔ）として発振器から出力結合され、出力側を介して取り出される。受信信号もしくはベース信号ｅｒｘｔ（ｔ）のための入力側および発振器信号Ｂのための出力側を、全体的にまたは部分的に同一にすることができる。ただしそれらを互いに別個に実現してもよい。
【００３５】
トランスポンダＴＲにおいて生成された信号ｓｏｓｚ（ｔ）はトランスポンダＴＲのアンテナＡＮＴＴによって基地局ＢＳへ送り戻され、基地局ＢＳのアンテナＡＮＴＢにより受信される。
【００３６】
基地局ＢＳにおいてこのようにして受信された信号が方向性結合器ＲＫを介して現在送信中の信号と分離され、ミキサＲＸＭＩＸにおいて基地局ＢＳの発振器ＯＳＺＢから現在発せられている信号の一部分と混合される。
【００３７】
ミキサＲＸＭＩＸに後置接続されているフィルタＦＬＴによって不要な混合成分が抑圧される。基地局ＢＳのこのフィルタＦＬＴをバンドバスフィルタとして構成するのが有利であり、その中心周波数はトランスポンダＴＲにおけるクロック制御装置ＣＬＫ／Ｓｗのクロックレートに整合されるようにする。
【００３８】
したがってここに例示した基地局は現行のＦＭＣＷレーダ装置のように構成されているが、図示されているトポロジーは一例にすぎず、原理的には周波数変調を伴う通常の任意のレーダ構成を利用することができる。有利であるのは、受信ミキサＲＸＭＩＸの後方のコンポーネントと信号評価だけをトランスポンダＴＲにおける変調に整合させることである。
【００３９】
有利な距離測定方法の関数を以下のようにして導出することができる。
【００４０】
まずはじめに基地局の送信信号ｓｔｘ（ｔ）として式
【００４１】
【数１】
2005508503.tif 000003
の単一周波数信号であるとし、ここでωｃは中心周波数、ωｓｗは最初に決められた変調周波数、ｔは時間、φ０は任意の位相オフセットを表す。この信号は基地局からトランスポンダへ送信され、伝播時間τ／２だけ遅延されてトランスポンダ受信信号ｅｘｒｔ（ｔ）＝ｓｔｘ（ｔ−τ／２）としてトランスポンダＴＲに到着する。ここでτ／２＝ｄｉｓｔ／ｃであり、ｄｉｓｔは基地局ＢＳとトランスポンダＴＲとの距離、ｃは光速である。上述のようにトランスポンダＴＲの発振器ＯＳＺＴは周期的にオン／オフされる。発振器ＯＳＺＴのオン／オフされる周期を以下ではＴｓと称し、ここでＴｓ＝１／（２ｆｍｋ）に対応する。
【００４２】
有利な装置構成では発振器はスイッチオン過程ごとにその振動周波数ωｏｓｚにおいて精確にｅｒｘｔ（ｔ）の現在の位相で発振し始める。発振器がたとえば時点ｔ＝−τ／２でスイッチオンされると、これは位相
【００４３】
【数２】
2005508503.tif 000004
で発振し始め、発振器信号ｓｏｓｚ（ｔ）は次式に対応する：
【００４４】
【数３】
2005508503.tif 000005
発振器信号ｓｏｓｚ（ｔ）はやはりτ／２だけ遅延して受信信号ｓｒｘ（ｔ）
【００４５】
【数４】
2005508503.tif 000006
として基地局ＢＳへ到達し、そこにおいて現在の送信信号ｓｔｘ（ｔ）と混合される。高周波混合成分は無視し、単純にωｏｓｚ＝ωｃであるとすれば（このことはωｓｗの適切な選定により一般性を損なうことなく可能である）、混合信号ｓｍｉｘ（ｔ）について
【００４６】
【数５】
2005508503.tif 000007
となる。
【００４７】
ついで以下で前提とする構成によれば、受信ミキサＲＸＭＩＸ後方に電子的なコンポーネント／手段ＤＥＭＯＤが設けられており、これによって電圧の時間的変化がスイッチオンとスイッチオフの間のタイムインターバルにおいてつまり０〜Ｔｓのタイムインターバルにおいて、平均化されるというかたちで取り除かれるようになる。信号が整流されついでローパスフィルタリングされる従来技術による単純な包絡線復調器であれば、たとえばこのようなかたちで動作することになる。整流器ＧＲとローパスフィルタＴＰを備えたこの種の単純な復調器ＤＥＭＯＤの１つの実施形態を図２に示す。
【００４８】
図３に示されている復調器ＤＥＭＯＤのいっそう有利な変形実施形態によれば、有利にはクロック制御装置ＣＬＫ／Ｓｗのサイクリックな周波数ｆｍｋに近いか等しい周波数をもつ混合信号が低い周波数にミックスダウンされ、ついで少なくともローパス特性をもつフィルタＴＰによってフィルタリングされる。この変形実施形態において実現可能な構成によれば、局所発振器ＬＯＺＦとミキサＺＦＭＩＸとローパスフィルタＴＰが設けられている。局所発振器ＬＯＺＦの周波数を負の混合周波数を生じさせることができるよう設計すれば、ミキサＺＦＭＩＸＸは一般に知られているようにＩＱミキサ（ＩＱ：In-phaseすなわち同相とQuadrature-phaseすなわち９０°の位相シフト）として構成することができ、これは実数部と虚数部とを供給する。ローパスフィルタの代わりにたとえばバンドパスフィルタを使用してもよい。
【００４９】
タイムインターバル０〜Ｔｓまで見てみるとここで述べた手段によって、混合信号ｓｍｉｘ（ｔ）から一種の電圧実効値が求められることになる。以下ではこの実効値が本来の測定信号ｓｍｅｓｓ（ｔ）を形成する。以降の説明では一般性を損なうことなく一定の振幅係数は無視される。タイムインターバル０〜Ｔｓにおけるｓｍｉｘ（ｔ）の実効値すなわちｓｍｅｓｓ（ｔ）は次式に従い計算される：
【００５０】
【数６】
2005508503.tif 000008
【００５１】
測定システムは有利には周波数変調されて駆動されるので以下では、変調周波数ωｓｗが時間に依存して変調される事例について考察する。ωｓｗがＴの期間中、帯域幅Ｂにわたって直線的に−Ｂ／２から＋Ｂ／２まで変えられるならば、つまり
【００５２】
【数７】
2005508503.tif 000009
が成り立つならば、ｓｍｅｓｓ（ｔ）から結果として生じるＦＭＣＷ測定信号ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ）は次式のとおりとなる：
【００５３】
【数８】
2005508503.tif 000010
【００５４】
すでに説明したとおり信号ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ）を用いた導出においては単に１スイッチオン周期中の信号だけが精確に表される。この信号はこれに加えてトランスポンダにおける周期的な変調により変調されることから、ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ）の周波数偏移つまりは付加的なスペクトル成分が生じる。変調によるこの効果は一般的に知られており引用した従来技術の文献でも説明されているので、以下では個々のスペクトル成分だけを実験的に考察することにし、つまり信号ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ）はさしあたり周期的には変調されていないものとする。
【００５５】
さて、この測定信号ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ）は標準的なＦＭＣＷトランスポンダシステムの信号とは決定的かつ非常に有利な２つの相違点をもっている。
【００５６】
一方ではコサイン関数の引数の位相の微分すなわち
【００５７】
【数９】
2005508503.tif 000011
に対応する測定周波数ｆｍｅｓｓは、周波数成分Δｂ＝Ｂ*Ｔｓ／（２Ｔ）だけずらされている。周波数ｆｂｅａｔは通常のＦＭＣＷ測定周波数に対応し、これには本来の測定情報つまり基地局ＢＳとトランスポンダＴＲとの間の距離が含まれていて、ここでτ＝２ dist ／ｃである。他方、信号ｓｍｅｓｓｆｍｃｗ（ｔ）は三角関数たとえばＳｉ関数（Ｓｉ（ｘ）＝ｓｉｎｅ（ｘ）／（ｘ））によって振幅の重み付けが行われる。この振幅重み付け信号をフーリエ変換により周波数領域に変換すると、この信号について結果として生じる測定技術的な特性が明らかになる。このし関数のフーリエ変の結果、方形波関数が発生し、ここで方形波の幅Δｐは
【００５８】
【数１０】
2005508503.tif 000012
となる。この方形波の平均周波数ｆｍｅｓｓは上述の周波数偏移ゆえにｆｂｅａｔ＋Δｂ＝ｆｂｅａｔ＋０．５Δｐのところに位置しているので、ｃｏｓ関数の左右の側波帯はたとえ距離０であっても互いに入り交じらない。つまりこれに対応するトランスポンダシステムによれば、原理的に帯域幅に依存せずに問題なく距離０まで測定することができる。したがってこのシステムは、公知の同等の手法のように近傍領域における問題点を有していない。
【００５９】
この好適な特性は、これまで示したようにスペクトル包絡線として方形波関数を生じさせることによって支援される。それゆえビート周波数ｆｂｅａｔひいては基地局ＢＳとトランスポンダＴＲとの間の距離を、左右の側波帯の外側のエッジ間の間隔に基づき求めることができる。図４には、慣用のＦＭＣＷ後方散乱型システムと本発明によるシステムの信号に関する上述の比較ならびに評価原理が示されている。
【００６０】
【数１１】
2005508503.tif 000013
【００６１】
基地局ＢＳを、レーダ技術においてそれ自体知られているＦＭ−ＣＷ方式の原理に従い動作させることができる。この場合、送信周波数は所定の周波数範囲（帯域幅）内で変えられる。送信周波数と受信周波数との間の周波数差Δｆまたは位相差Δφの測定から、対象物の距離を求めることができる。つまり受信周波数ｆまたは位相φは距離に比例する。
【００６２】
トランスポンダの変調による周波数変換の結果、両側波帯変調であれば２つの側波帯４２と４２′に応じて上方の周波数領域にエコー信号が生じ、それらのエコー信号は周波数ｆおよび／または時間ｔに関するエコープロファイルないしはエコー信号の分散として、エコー信号の評価および距離測定に利用される。変調の結果、少なくとも２つの側波帯４２，４２′が発生し、それらの側波帯はトランスポンダの変調周波数ｆＭについて対称である。オン／オフ変調の場合にはこれに加えていっそう高い変調成分の別のスペクトル線が発生し、それらも同じようにして評価できるが、それらの振幅は小さくなっているので評価のためにはあまり好適でなく、通常は単にろ波して取り除かれてしまう。ここでは説明を簡単にするためそれらについては考察しない。トランスポンダから送出されるエコー信号は同様にたとえば部分的に何度も対象物のところで反射するので、周波数ｆについて複数の最大値が得られることになり、それらに属する周波数配置はぞれぞれ伝送経路の実効長を反映している。側波帯４２または４２′のエコープロファイルは、マイクロプロセッサ２７などのような評価ユニットにおいて評価を行うのに十分なものである。
【００６３】
図８において、最初の最大値たとえば変調周波数ｆＭの次に位置する図１０の上側波帯最大値は、トランスポンダからのダイレクトなエコー信号であり、すなわち反射のないダイレクトな自由空間伝送によって発生している。その他の最大値はいっそう長い伝送区間を成しており、これは対象物における反射によって発生する。
【００６４】
ベースバンド４１とも称する０Ｈｚの混合周波数を中心とした周波数領域には対象物のところでじかに反射したエコー信号が存在し、これは一般的なＦＭＣＷレーダにおいても発生するであろうエコー信号である。ベースバンド４１におけるこれらのエコー信号はここではたいして重要ではない。
【００６５】
このような従来技術と本発明の実施例との相違は以下の点にある：
ａ）ここで両方の側波帯はここでは周波数成分Δｂだけずれており、つまり側波帯４２′は周波数成分Δｂだけ左側に、側波帯４２は周波数成分Δｂだけ右側にずれており、したがって両側波帯は距離０ときでも互いに入り交じらない。
ｂ）スペクトル線の包絡線はそれぞれ幅Δｐの方形波関数を成しており、有利には内側のエッジが用いられ、つまり変調周波数ｆｍの次に左右に位置する両方の方形波のエッジが評価に利用される。
【００６６】
殊に有利にはトランスポンダを局所的位置決めシステム（ＬＰＳ）に利用することができる。局所的位置決めシステムの場合にはトランスポンダＴＲまでの距離が、その位置が既知である少なくとも２つの基地局ＢＳによって測定される。三角測量によってトランスポンダＴＲの位置が１つの平面内で、あるいは複数の基地局ＢＳを用いた場合には３次元空間内で求められ、その際に球断面法が用いられる。局所的位置決めシステムの場合、ビート周波数ｆｂｅａｔもしくは距離ｄｉｓｔを求めるために方形波関数の外側のエッジを利用する上述のやり方が非常に有利であり、その理由は局所的位置決めシステムの場合、基地局ＢＳとトランスポンダＴＲとの間の最小測定距離が常に決定的に重要となるからである。従来技術によるシステムにおいて一般的に生じるマルチパス伝播に起因する測定精度の問題点は本発明によるシステムではその原理ゆえに、上述のように方形波関数の内側のエッジを評価に利用した場合には発生しない。一般のシステムにおいてスペクトル成分のオーバラップにより生じる上述の問題点ならびに本発明によるシステムの利点について、図５に概略的に示した。
【００６７】
図５に示されているたとえば６つの信号成分（１，２，．．．６）において、普通の事例であると特定の測定値ｆｍｅｓｓつまりスペクトル最大値が距離に比例する実際の周波数たとえば１００Ｈｚとは一致していないことがわかる。これに対して本発明によるシステムでは信号成分がオーバラップしても左側のエッジが適正なポジションに位置しており、つまり適正な距離の値が求められる。
【００６８】
"M. Vossiek, r. Roskosch, P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999"によればピーク値に基づいていたが、そこですでに前提にしているように有利であるのは２つの側波帯間の間隔を評価することである。なぜならばその場合、先験的には既知でないトランスポンダＴＲの変調周波数が評価にいっしょに関与しないからである。上述のように測定信号を古典的な包絡線復調器によって復調すれば、あるいはその他の手段によってできるかぎり精確に周波数０または他のできるかぎり精確な既知の周波数となるよう混合すれば、当然ながら一方の側波帯に対する周波数間隔も普通のＦＭＣＷシステムにおいて一般的であるように距離測定に十分となる。
【００６９】
ＦＭＣＷレーダにおいて一般的であるように本発明によるシステムにおいても注意しなければならないのは、妨害を避けるために周波数変調を有利にはきわめて直線的に行うことである。基本的にＦＭＣＷシステムで一般的であるような評価方法たとえば妨害抑圧を伴う方法を、本発明によるシステムに転用可能である。
【００７０】
次に、特に本発明による方法に係わる基地局ＢＳにおいて受信される信号ｓｒｘ（ｔ）を評価するためのさらに別の有利な方法および装置について説明する。
【００７１】
できるかぎり精確な距離値を求める目的で、評価のための以下の有利な実施形態を提案する。まずはじめに測定信号ｓｒｘ（ｔ）が窓関数により重み付けられる。Ｓｉ包絡線により基本的にすでに振幅の重み付けが生じているので、重み付けの弱い窓関数したがってサイドローブの少ない窓関数で十分である。適切な窓関数それ自体は周知である。窓関数の作用は、周知の「ギブズの現象 Gibbsian phenomenon」を最低限に抑えることだけであって、つまりスペクトルの方形波関数の滑らかで発振のない経過特性が得られるようにすることだけである。スペクトルの計算のために高速フーリエ変換の利用が有利である。なぜならばそれらの特性によってまさに、Ｓｉ関数が有利なスペクトル方形波関数に変換されるからである。有利にはスペクトルの値が評価される。それ自体従来技術によって知られている位相の評価も可能である。
【００７２】
エッジ殊に第１の最も内側のエッジをできるかぎり精確に求める目的で、振幅スペクトルを微分するのが有利である。その理由は、方形波の急峻な勾配によってはっきりと目立つピークが生じるからである。この場合、ピークの最大位置がエッジのポジションつまりエッジ関数の変曲点に対応する。このような評価形式により、単純な閾値評価の場合などで該当するように、信号振幅が特定のポジションつまりは特定の距離の位置に作用を及ぼしてしまうことが簡単な手段によって回避される。
【００７３】
測定信号とスペクトルはたいていは時間離散したかたちでしか存在していないので、さらに有利であるのは、微分したスペクトルの最大値の位置特定を補間計算を用いてさらに改善するのが有利である。たとえば慣用の多項式整合（"polynominal fit）を用いて好適な補間を行うことができる。有利にはこの目的で、最大値のすぐ周囲における離散スペクトル点のいくつかたとえば３つを、すなわち最大値およびその右隣と左隣と偶数次の多項式たとえば２次の多項式すなわち放物線が利用される。スプライン法など他の補間方法あるいは予期される曲線形状を、測定された曲線に「最小二乗法」を用いて整合させる方法も同様に利用できる。
【００７４】
すべての上述の方法を当然ながら個別に適用することもできるし、あるいは他の組み合わせによって上述の利点を実現することもでき、さらにＦＭＣＷレーダまたはトランスポンダにおいて知られている他の方式と組み合わせることもできる。
【００７５】
すでに説明したように、両方のスペクトル側波帯の評価にあたり距離測定はトランスポンダの変調周波数ｆｍｋとは無関係である。したがって変調周波数を距離測定と並行してあるいは距離測定の代わりに、トランスポンダＴＲから基地局ＢＳへ情報を伝送するために利用することができる。それ自体公知の周波数位置符号化がこの意味で殊に適している。この目的でトランスポンダＴＲに、変調周波数ｆｍｋを少なくとも２つの値の間で入れ替える機構を設けるようにする。
【００７６】
同様に有利となるのは、１つのグループの様々なトランスポンダＴＲに種々の変調周波数ｆｍｋを設けることであり、これによってたとえ同時に問い合わせがあったとしても基地局ＢＳにおいて明確に分離することができる。図６には、Ｋ個のトランスポンダから成るグループにおいてＮ値の符号を使用したときの好適な周波数分割パターンが描かれている。２つのトランスポンダＴＲの変調周波数の最小間隔Δｆｍｉｎは、符号およびトランスポンダＴＲと基地局ＢＳとの間の距離に左右されずにトランスポンダ信号がスペクトル的にオーバラップしないよう選定する。変調ステップ幅σｆは有利には、予期される最大周波数不確定度よりもいくらか大きくなるよう選定される。この関係ならびに適切な符号化方式の実施形態はたとえば、最適符号長を用いた無線問い合わせ可能な表面波素子に関するDE 198 60 058からそれ自体知られている。
【００７７】
図７には、トランスポンダと基地局の好適な実施形態がシステムパラメータの有利な選定とともに示されている。送受信の分離はここでは伝送ミキサＴＲＸＭＩＸを備えた基地局ＢＳにおいて行われる。トランスポンダＴＲにおける変調周波数ｆｍｋここではたとえば２５ＭＨｚは有利には、基地局ＢＳにおける電圧制御形発振器ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）の変調帯域幅Ｂのほぼ１／４となり、つまりここでは１００ＭＨｚである。変調周波数ｆｍｋが中心となるようにしたバンドパスフィルタＢＰ１によって、最初にトランスポンダ信号から妨害信号成分が取り除かれる。中間周波数ミキサＺＦＭＩＸの混合周波数ｆｍｂは有利には、周波数０ではなく他の低い中間周波数ｆＺＦ２となるよう混合される。その際にこの中間周波数領域は、ｆＺＦ２が中心となるようにしたバンドパスフィルタＢＰ２によって選択される。中間周波数ｆＺＦ２ここでは５０ｋＨｚは、対象とするすべての信号成分つまり両側波帯が選択された特定の距離範囲において０よりも大きい周波数領域に位置するよう選定されることになるので、複雑なデータ値の検出ならびに評価を省略することができる。有利には測定データはアナログ／ディジタル変換器によってディジタル化され、マイクロプロセッサにおいて処理される。アナログ／ディジタル変換器Ａ／Ｄのサンプリング周波数ここではたとえば２００ｋＨｚは有利には、中間周波数ｆＺＦ２のほぼ４倍となるよう選定される。バンドパスフィルタＢＰ２の機能は、有利にはマイクロプロセッサにおける別のディジタルバンドパスフィルタによって支援されるかまたはそれと置き換えられる。
【００７８】
トランスポンダＴＲからデータも基地局ＢＳへ伝送しようとするならば、あるいは上述のようにトランスポンダＴＲを定義可能な特定の周波数チャネルで動作させようというならば、変調周波数ｆｍｋはトランスポンダＴＲにおいて有利にはプログラマブル周波数シンセサイザによって生成されるかまたは、プログラマブル分周器によってベースクロックから導出される。この場合、変調周波数ｆｍｋの制御は有利にはトランスポンダＴＲ内のマイクロプロセッサが担う。
【００７９】
基地局ＢＳにおける混合周波数ｆｍｂのフレキシブルな調整ならびにバンドパスフィルタＢＰ２を介した特定の周波数チャネルの選択のため、中間周波数ミキサＺＦＭＩＸの混合周波数ｆｍｂをプログラマブル周波数発生器によって生成するのが有用となる。
【００８０】
図示されているトランスポンダシステムは多種多様な用途に適用可能であり、当然ながら、トランスポンダおよびポジショニングシステムにおいて従来技術から知られている様々な方法やコンポーネントによって補ったり変更したりすることができる。
【００８１】
たとえば図示されている原理を電磁波の領域全体に転用することも可能であり、たとえば数Ｈｚから光領域に至るまで、さらには他の形態の波たとえば音響にも転用することができる。
【００８２】
前述の用途において一般に非常に有利であるのは、高周波モジュールおよびたとえばトランスポンダＴＲをできるかぎり小さくコンパクトに構築することである。通常はトランスポンダＴＲを人が体に付けて携行するようなアクセスシステムあるいは支払システムの場合、たとえば鍵あるいは支払カード／入場カードなどの形態をとるトランスポンダＴＲのサイズにより携行時の快適性が決定的に定まる。
【００８３】
一般に高周波モジュールは、有機材料たとえばテフロン（登録商標）から成る回路基板またはエポキシベースの回路基板上に取り付けられる。たとえば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚという低めの高周波の場合、このような材料により波長と構造サイズの結合に起因して、小さい構造サイズに対する要求は著しく制約されたかたちでしか満たすことができない。代案となるのは薄膜セラミックス上に回路を設けることであるが、その製造には著しくコストがかかってしまう。
【００８４】
したがって殊に有利であるのは、トランスポンダＴＲも基地局ＢＳもＬＴＣＣ（Low Temperature Cofired Ceramic 低温焼成セラミクス）モジュールとして置き換えるかまたはＬＴＣＣモジュールを利用して置き換えることである。ＬＴＣＣベースの高周波構造はコンパクトであるが、その理由はＬＴＣＣの誘電率が比較的大きいためである一方、回路を多層技術で実現できることにもよる。ＬＴＣＣの製造は安価である。しかもＬＴＣＣモジュールは大量生産向きの形式で装着可能である。
【００８５】
高周波回路全体またはクリティカルなサブコンポーネントを完全にＬＴＣＣモジュールに集積させることができるので、そのように集積されたＬＴＣＣモジュールを標準ＳＭＴコンポーネント（Surface Mount Technology 表面実装技術）などのように非常に低コストの標準回路基板に装着させることができ、この回路基板自体は必ずしも高周波向けのものではなくてよい。もちろん、これらの技術を組み合わせて有機材料から成る回路基板にＯＴＣＣサブモジュールを取り付けることができ、そのような回路基板は非常に小さくなる可能性がある。
【００８６】
図８には、ＬＴＣＣ高周波モジュールを備えた有利なトランスポンダＴＲが描かれている。ＬＴＣＣモジュールＬＭ上にはたとえば高周波発振器ＨＦＯとバンドパスフィルタＢＰ１と高周波分周器または高周波カウンタＣＮＴが集積されており、その際、バンドパスフィルタＢＰ１は、クロック発生器ＴＧＥＮからのクロックによる発振器ＨＦＯのスイッチング（オン／オフ）により発生する妨害となる変調成分をろ波する。分周により低減されたクロックないしは計数状態の供給される閉ループ制御回路ＲＫを介して、たとえば図７に基づき説明したように発振器ＨＦＯは自身の目標周波数となるよう制御される。ＬＴＣＣモジュールＬＭからは、アンテナＡＮＴＴの接続端子を除いてディジタルの比較的低い周波数の信号だけしか外部へ供給されないので、このモジュールＬＭを問題なく低コストで残りの回路に集積させることができる。
【００８７】
図９にはＬＴＣＣモジュールの可能な構造について描かれている。この場合、高周波回路は複数の層もしくは高周波層によって構成されている。ＬＴＣＣ基板の表面には、内側の層に集積できないコンポーネントが装着されており、第１には半導体が装着されている。それらは図８に示した回路ではたとえば発振器ＨＦＯ、分周器ＣＮＴおよび場合によってはその他の個別部品Ｂである。実装技術としてはたとえばＳＭＴ実装またはフリップチップ実装が考えられ、それら自体は [P. Heide: "Business Opportunities and Technology Trends - Millimeterwave Modules for Sender Products and Broadband Wireless Communications", Compound Semiconductors Magazine, Vol. 6, No. 2, March 2000, p.82-88] から知られているものである。ＬＴＣＣモジュールＬＭ自体はたとえば、いわゆるボールグリッド技術またはランドグリッド技術ＢＧ／ＬＧによって標準回路基板ＬＰに取り付けることができる。
【００８８】
各実施例における基本的な発想は、トランスポンダＴＲにおいて能動的発振器の発振だけがベース信号に対し準位相コヒーレントなだけでなく、能動的発振器の励振ですら準位相コヒーレントに発生することである。従来技術による装置および方法の場合には熱雑音により能動的発振器の励振が行われ、その発振があとになってはじめて煩雑な制御プロセスおよびロックインによって準位相コヒーレントにされるのに対し、本発明によれば発振器がベース信号によりすでに準位相コヒーレントに励振され、もしくはすでに準位相コヒーレントに発振し始め、つまりはいわば自動的に位相コヒーレンスが形成される。
【００８９】
基本的な着想は、発振器は基本状態では不安定なバランス状態にあり、発振器をスイッチオンしたときにどのようなものであろうと外部からのエネルギー供給によってはじめて励起されて振動するようにしなければならないことである。このような最初の衝撃があってはじめて、振動を維持するフィードバックがアクティブになる。一般にはたとえば、振動回路におけるこの種の初期化のために熱雑音が用いられる。つまりこのことは、発振器はランダムな位相と振幅で発振し始め、ついでその共振回路によってあらかじめ与えられる周波数で発振することを意味する。しかしスイッチオンにあたり発振器に、共振回路の帯域幅内の周波数と雑音出力よりも著しく大きい出力とをもつ外部励振信号を注入すれば、発振器はランダムではなく励振を行うベース信号の位相と同期して発振し始める。励振を行うベース信号と発振器信号との位相差に従い、かつ２つの発振器の位相ノイズに依存して、このような準位相コヒーレンスは少なくとも所定の時間にわたり存続し続ける。
【００９０】
本発明によるコンセプトと公知の受動的な装置や方法との相違点は、能動的な発振器を利用する点にある。したがってベース信号が単にはね返されるのではなく、反射の前に固有の準位相コヒーレントな信号源によりほとんどノイズなく発振器信号が能動的に構築される。したがってこの場合システムは、その他の点では同様の機能において従来技術による受動的なシステムよりも著しく長い到達距離を有する。
【００９１】
能動的発振器の発振信号を、単方向信号伝送であるのか双方向信号伝送であるのかに従い応答信号または比較信号として用いることができる。
【００９２】
さらに場合によっては行われる可能性のある搬送波再生のための閉ループ制御回路を、本発明による装置では省略することができる。トランスポンダ装置において得られる格別な利点は、時分割多重または周波数多重あるいは偏波多重が決して必要とされないことである。その理由は、ベース信号と発振器信号が互いに影響を及ぼし合わないからであり、もしくは振動定常化プロセスの始まりにおいてのみ望ましい形態ややり方で作用を及ぼすにすぎず、その後は互いに無関係に準位相コヒーレントとなるからである。
【００９３】
さらに有利であるのは、能動的発振器の準位相コヒーレントな励振性能をスイッチングするためのスイッチング手段を装置に設けることである。このスイッチング手段は能動的発振器を所定の状態におくために用いられ、その状態から発振器はベース信号により励振されてベース信号に対し準位相コヒーレントに発振し始めることができる。
【００９４】
励振性のスイッチングのためには必ずしも発振を完全にオン／オフしなくてもよい。たとえば能動的発振器を種々のモードで振動させることができるならば、簡単に第２のモードをスイッチングでき、その間、第１のモードは振動し続ける。ただ１つのモードであっても発振を完全にスイッチオフさせる必要はなく、通常、ベース信号を次の準位相コヒーレントな励振に十分であるよう減衰させるだけで間に合う。
【００９５】
能動的発振器の励振性がコヒーレンス時間長後に新たにスイッチオンされると、準位相コヒーレントはいっそう長い期間にわたり存続し続ける。
【００９６】
１つの実施形態において能動的発振器の準位相コヒーレントな励振性が周期的に繰り返されると、準位相コヒーレンスもいっそう長い期間にわたり存続し続ける。このことは、能動的発振器を所定のクロックレートでスイッチングするようスイッチング手段を構成することによって達成できる。
【００９７】
有利にはクロックレートのクロックサイクルの期間は、ここではほぼコヒーレンス長に相応する。しかし、ベース信号と発振器信号との間の準コヒーレンスを失ってしまうことなく、いっそう速くスイッチングすることも可能である。他方、準位相コヒーレンスが特定の時間区間だけしか必要とされないのであれば、クロックタイムをコヒーレンス長よりも長く選定することもできる。
【００９８】
能動的発振器のスイッチングが周期的に繰り返され、能動的発振器が周期的にベース信号に対し準位相コヒーレントに発振し始めるならば、能動的発振器から発せられた発振器信号をベース信号のサンプリングされたコピーとみなすことができる。サンプリング定理を遵守するならば、信号は完全にそのサンプリング値で表される。有用であるのは、能動的発振器のスイッチオフ期間をスイッチオン期間よりもあまり長くしないことであり、つまりコヒーレンス時間長よりも長くしないことである。それゆえコヒーレンス条件に起因してサンプリング定理の遵守が内在することになる。サンプリング定理によれば、２つのサンプリング点間の位相差は１８０°よりも小さくなければならない。この条件は準コヒーレンス条件よりも拘束力が弱い。その結果、情報処理技術的な観点からすれば、スイッチングされる発振器の信号はスイッチングプロセスにかかわらず比較信号のコピーとみなせるし、もしくはその完全な情報を搬送していることになる。
【００９９】
能動的発振器の励振性は、発振器自体をスイッチングすることで比較的簡単にスイッチングすることができる。これに応じて装置に能動的発振器をスイッチオンおよびスイッチオフする手段をもたせることができる。発振器のスイッチングのために、発振器の振動条件が与えられるよう作用するかまたはもはや与えられないよう作用する手段が適している。したがってたとえば振動回路において増幅をオフにしたり減衰または伝播時間（位相）を変えたり、あるいはフィードバック分岐を分離したりすることができる。
【０１００】
さらに能動的発振器をその基本モード以外に準位相コヒーレントにその分周波振動モードで励振させることもできる。この場合、励振のためにベース信号の基本モードまたは分周波振動モードを用いることができる。
【０１０１】
装置がＩＤタグとして識別に用いられるかまたは通信に用いられる場合、符号化をたとえばクロックレートにより行うことができ、および／または付加的な変調ユニットによって行うことができ、この変調ユニットによって準位相コヒーレントな信号が送り戻される前に変調される。
【０１０２】
すでに説明したとおり、コヒーレンス長はベース信号と発振器信号との間の周波数偏差に依存している。周波数がいっそう精確に一致していればいるほど、信号の位相はいっそう長い間ほぼ等しくなる。コヒーレント長を増大させ、それによってスイッチング手段のクロックレートを低く抑えることができるようにする目的で有利であるのは、発振器周波数を適応的にベース信号の周波数に整合させるのに適した手段を設けることである。
【０１０３】
能動的発振器の選択にあたり留意しなければならないのは、その振動定常化時間がコヒーレント時間長よりも小さくなるようにすることである。したがって発振器のＱを過度に大きく選定してはならない。ただしＱを過度に小さく抑えるのもよくなく、その理由はＱの小さい発振器は一般に大きい位相ノイズをもつからである。
【０１０４】
発振器信号発生装置と、ベース信号を発生させて発振器信号発生装置へ送信する基地局とが設けられている配置構成において、発振器信号を発振器信号発生装置からベース信号に対する応答信号として基地局へ送り戻すことができる。
【０１０５】
信号発生装置が問い合わせ信号および応答信号としてベース信号および発振器信号により基地局と通信する配置構成の場合に有利であるのは、クロックレートにほぼ一致する中心周波数をもつバンドパスフィルタおよび／またはクロックレートの作用を抑える手段を基地局に設けることである。この種の手段を付加的なミキサまたは整流器およびローパスフィルタとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０６】
【図１】互いに通信し合う基地局とトランスポンダの配置構成を例示した図である。
【図２】この種の基地局の復調器を例示した図である。
【図３】この種の基地局の復調器を例示した図である。
【図４】従来技術による処理と本発明による方法による処理の変調成分を示す図である。
【図５】周波数／位相のダイアグラムを示す図である。
【図６】例示された配置構成について使用可能なパラメータを示す図である。
【図７】例示されたパラメータ値を用いる回路を示す図である。
【図８】ＬＴＣＣ−ＨＦモジュールを備えたトランスポンダを示す図である。
【図９】この種のＬＴＣＣモジュールの構造を示す図である。
【図１０】エコー信号として受信されるエコー信号の周波数スペクトルを例示した図である。
【図１】
2005508503.tif 000018
【図４】
2005508503.tif 000019
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2005508503.tif 000024
【図１０】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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