(57)【要約】ウィーン・ロビンソン発振器において、演算増幅器の出力側と基準電位との間に負のフィードバック分岐と正のフィードバック分岐が配置されている。負のフィードバック分岐には直列接続された２つの抵抗が含まれており、これら２つの抵抗の共通の回路点は演算増幅器の反転入力側と接続されている。正のフィードバック分岐は直列接続された２つのＲＣ素子によって構成されており、これら２つのＲＣ素子の共通の回路点は演算増幅器の非反転入力側と接続されている。発振器出力電圧の振幅を一定に保持しようとする場合、回路技術的なコストを高める付加的な措置が必要となる。僅かなコストで発振器出力電圧の安定化を実現するために、正のフィードバック分岐における基準電位とは反対側の端部と演算増幅器の出力側との間に第３の抵抗が配置されている。さらに正のフィードバック分岐と第３の抵抗の共通の回路点は、互いに逆方向に極性づけられているダイオードを介して正の補助電圧源および負の補助電圧源と接続されている。これら２つの補助電圧源の絶対値の大きさは等しく、ダイオードはそれらによって共通の回路点の電圧が制限されるよう極性づけられている。この種の発振器はたとえば誘導式または容量式の変位センサの給電に用いられる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ウィーン・ロビンソン発振器（１０）において、
演算増幅器（１５）と、
２つの抵抗から成る直列回路により形成された負のフィードバック分岐が設けられており、該負のフィードバック分岐において第１の抵抗（１６）は基準電位（┴）と前記演算増幅器（１５）の反転入力側との間に配置されており、第２の抵抗（１７）は前記演算増幅器（１５）の出力側（１８）と該演算増幅器（１５）の反転入力側との間に配置されており、
２つのＲＣ素子から成る直列回路により形成された正のフィードバック分岐が設けられており、該正のフィードバック分岐において第１のＲＣ素子（２０，２１）は基準電位（┴）と前記演算増幅器（１５）の非反転入力側との間に配置されており、第２のＲＣ素子（２２，２３）は一方の側で前記演算増幅器（１５）の非反転入力側と、他方の側で第３の抵抗（２５）を介して該演算増幅器（１５）の出力側（１８）と接続されており、前記第１のＲＣ素子は第１のコンデンサ（２１）と第４の抵抗（２０）から成る並列回路により形成されており、第２のＲＣ素子は第２のコンデンサ（２３）と第５の抵抗（２２）から成る直列回路により形成されており、
第１のダイオード（３０）と第２のダイオード（３１）が設けられており、前記第１のダイオード（３０）を介して、前記第２のＲＣ素子（２２，２３）と前記第３の抵抗（２５）の共通の回路点（２６）が一定の正の補助電圧源（＋Ｕｋ１）と接続されており、前記第２のダイオード（３１）を介して、前記共通の回路点（２６）が一定の負の電圧源（−Ｕｋ１）と接続されており、前記の両方の補助電圧源（＋Ｕｋ１，−Ｕｋ１）の絶対値の大きさは等しく、前記ダイオード（３０，３１）は、前記共通の回路点（２６）の電圧（ｕａ２）が該ダイオードによって制限されるように極性づけられていることを特徴とする、
ウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項２】
請求項１記載のウィーン・ロビンソン発振器において、
前記の第２のＲＣ素子（２２，２３）と第３の抵抗（２５）の共通の回路点（２６）と前記ダイオード（３０，３１）との間に第６の抵抗（２８）が配置されていることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項３】
請求項１または２記載のウィーン・ロビンソン発振器において、
前記の第２のＲＣ素子（２２，２３）と第３の抵抗（２５）の共通の回路点（２６）が発振器出力側として用いられることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項４】
請求項１または２記載のウィーン・ロビンソン発振器において、
前記演算増幅器（１５）の出力側（１８）が発振器出力側として用いられることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項５】
請求項３または４記載のウィーン・ロビンソン発振器において、
発振器出力側（２６）の後段にドライバ（３５）が接続されていることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項６】
請求項５記載のウィーン・ロビンソン発振器において、
前記ドライバ（３５）の後段にリアクタンス（４４）と第３のコンデンサ（３７）から成る並列回路が接続されていることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項７】
請求項６記載のウィーン・ロビンソン発振器において、
前記リアクタンス（４４）と前記第３のコンデンサ（３７）から成る振動回路の固有周波数（ｆ０*）は、ウィーン・ロビンソン発振器（１０）の振動周波数（ｆ０）と等しくなるよう選定されていることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器。
【請求項８】
請求項６または７記載のウィーン・ロビンソン発振器の使用において、
１つまたは複数のコイル（４４，４５，４６）を備えた誘導式変位センサ（１２）を給電するために用いられ、前記リアクタンスは該変位センサ（１２）の少なくとも１つのコイル（４４）により形成されていることを特徴とするウィーン・ロビンソン発振器の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負のフィードバック分岐と正のフィードバック分岐の設けられた演算増幅器を備えたウィーン・ロビンソン（Wien-Robinson）発振器に関する。
【０００２】
この種のウィーン・ロビンソン発振器はたとえばTietze - Schenkによる専門書 "Halbleiter-Schaltungstechnik", Springer Verlag, 第８版（１９８６）の４５４〜４５８頁から知られている。ウィーン・ロビンソン発振器の周波数はＲＣ素子すなわち抵抗およびコンデンサから成る回路網によって定まる。この種の発振器は低周波領域で使用すると有利である。その理由は、このような周波数範囲ではＬＣ発振器のインダクタンスとキャパシタンスが扱いにくいほど大きくなるからである。ウィーン・ロビンソン発振器の場合、上述の文献第４５５頁の図１５．２６に示されているようにウィーン・ロビンソン・ブリッジ回路が負のフィードバック回路および周波数決定素子として用いられる。この種の発振器の基本回路は第４５６頁の図１５．２７に示されている。演算増幅器の出力側と基準電位との間に、負のフィードバック分岐と正のフィードバック分岐が配置されている。負のフィードバック分岐は基本的に２つの抵抗によって構成されており、これらの抵抗の共通の回路点が演算増幅器の反転入力側と接続されている。正のフィードバック分岐は２つのＲＣ素子から成る直列によって構成されており、それらの共通の回路点は演算増幅器の非反転入力側と接続されている。演算増幅器の非反転入力側と基準電位との間に配置されているＲＣ素子は、抵抗とコンデンサから成る並列回路によって構成されている。演算増幅器の入力側と出力側との間に配置されている他方のＲＣ素子は、別の抵抗と別のコンデンサから成る直列回路によって構成されている。
【０００３】
ウィーン・ロビンソン発振器の振動条件を満たすために、演算増幅器の反転入力側と基準電位との間に配置されている負のフィードバック分岐の抵抗は、演算増幅器の反転入力側と出力側との間に配置された抵抗の半分の大きさである。さらに正のフィードバック分岐の２つのＲＣ素子の抵抗とコンデンサはそれぞれ等しい大きさである。発振器の出力電圧を安定化する目的で、上記文献の図１５．２７によれば基準電位と演算増幅器の反転入力側との間に配置された抵抗は、固定の抵抗と制御可能な抵抗の直列回路として構成されている。制御可能な抵抗は一般に対称的な電界効果トランジスタのドレイン・ソース区間により形成され、このトランジスタのドレイン端子は基準電位と接続されている。対称的な電界効果トランジスタであれば、代案としてドレイン端子ではなくソース端子を基準電位と接続することができる。電界効果トランジスタの形態をとる制御可能な抵抗によって、発振器出力電圧の振幅が一定となる条件が満たされるよう負のフィードバック分岐の抵
抗比を変えることができる。この目的で発振器出力電圧が整流され、整流された電圧が整合回路を介して電界効果トランジスタのゲート端子へ制御電圧として供給される。
【０００４】
発振器出力電圧の振幅レベルは、この回路の場合には電界効果トランジスタのデータに依存する。発振器出力電圧の不変性ないしは安定性は、上記文献第４５８頁の図１５．２８に示されているようにゲート電圧の中間増幅によって改善できる。このような措置によればたしかに発振器出力電圧の安定性は改善されるけれども、他方ではこのことにより発振器に必要とされる回路技術的コストが高まってしまう。上述の回路構成における別の欠点としてさらに挙げられるのは、振幅制御がＥＭＣ障害に対し著しく敏感なことである。ここでＥＭＣとは一般に電磁適合性 Electromagnetic Compatibility に対して用いられる。
【０００５】
本発明の課題は、冒頭で述べた形式のウィーン・ロビンソン発振器において、簡単な手段で出力電圧の振幅が一定に保持されるようにすることである。
【０００６】
この課題は請求項１記載の特徴により解決される。これによれば正のフィードバック分岐における基準電位とは反対側の端部と演算増幅器出力側との間に配置された付加的な抵抗が、互いに逆の極性をもち絶対値の等しい２つの補助電圧源と共働し、正のフィードバックと負のフィードバックとの間の関係の変化を介して出力電圧振幅の安定化がもたらされる。上述の２つの補助電圧源は、それぞれ１つのダイオードを介して正のフィードバック分岐の共通の回路点および付加的な抵抗と接続されている。
【０００７】
従属請求項には本発明の有利な実施形態が示されている。請求項２に従い付加的に挿入される抵抗によって信号品質が改善され、たとえば発振器出力電圧の正弦波波形が改善され、歪み率が低減される。発振器出力側として、演算増幅器の出力側に直列に接続されている抵抗の両側の端子のうちの一方を使用することができる。負荷が実質的に一定であれば、請求項３に従いこの抵抗において演算増幅器の出力側とは反対側の端子を発振器出力側として用いると、請求項４に記載されているように発振器出力側として演算増幅器出力側を用いた場合よりも出力電圧の振幅がいっそう安定する。しかも請求項３による構成によれば、請求項４記載の構成よりも発振器出力電圧の第３高調波がいっそう強く抑圧される。
【０００８】
請求項４に記載されているように演算増幅器出力側を発振器出力側として使用すれば、負荷の変動に対し安定した信号が得られる。演算増幅器の出力信号は、たとえばスイッチング過程を制御するための補助信号としてきわめて適している。請求項５に記載されているように発振器出力側の後段に接続されているドライバを使用することで、負荷が変動したときにまたは負荷へ導かれるケーブルを介して入力結合される外部からの妨害に起因して発振器に及ぼされる反作用が回避される。請求項６に記載されているように、リアクタンスとキャパシタンスとにより形成される振動回路をドライバ出力側に加えることによって、高周波妨害が抑圧され、発振器の電流消費および損失電力が低減される。さらにこのことは、請求項７に記載されているように振動回路の固有周波数を発振器の振動周波数と等しくなるように選定すれば格別有効になる。発振器は殊に請求項６または請求項７に記載された形態において、誘導式または容量式の測定値センサたとえば変位センサへの給電に殊に適している。
【０００９】
次に、図面を参照しながら実施例に基づき本発明について詳しく説明する。
【００１０】
図１には、本発明に従って構成されたウィーン・ロビンソン発振器１０の回路図が、従属請求項に従い構成された増幅器１１および略示された誘導式変位センサ１２とともに示されている。
【００１１】
ウィーン・ロビンソン発振器１０は演算増幅器１５を有しており、これには負のフィードバック分岐と正のフィードバック分岐が設けられている。演算増幅器１５のための給電電圧として互いに異なる極性符号をもつ２つの電圧＋Ｕｖと−Ｕｖが用いられ、これらの電圧の絶対値の大きさは等しい。負のフィードバック分岐は直列接続された２つの抵抗１６および１７と接続されている。これらの抵抗の共通の回路点は、演算増幅器１５の反転入力側と接続されている。抵抗１６の他方の端子は基準電位と接続されているのに対し、抵抗１７の他方の端子は演算増幅器１５の出力側と接続されている。演算増幅器１５の出力側には参照符号１８が付されており、その出力電圧には参照符号ｕａ１が付されている。正のフィードバック分岐は直列接続された２つのＲＣ素子によって構成されており、この場合、一方のＲＣ素子は抵抗２０とコンデンサ２１による並列回路から成り、他方のＲＣ素子はさらに別の抵抗２２およびさらに別のコンデンサ２３による直列回路から成る。抵抗２０およびコンデンサ２１から成るＲＣ素子は、演算増幅器１５の非反転入力側と基準電位との間に配置されている。抵抗２２とコンデンサ２３から成るＲＣ素子は演算増幅器１５の非反転入力側と演算増幅器１５の出力側１８との間に配置されており、この場合、コンデンサ２３と出力側１８との間にさらに別の抵抗２５が配置されている。コンデンサ２３と抵抗２５の共通の回路点には参照符号２６が付されている。回路点２６における電圧には参照符号ｕａ２が付されている。さらにこの回路点２６とは抵抗２８が接続されており、この抵抗２８の他方の端子には参照符号２９が付されている。回路点２９のところに生じる電圧には参照符号ｕａ３が付されている。回路点２９は第１のダイオード３０を介して一定の正の補助電圧＋Ｕｋ１におかれており、これとは逆方向に極性づけられた第２のダイオード３１を介して一定の負の補助電圧−Ｕｋ１におかれている。補助電圧＋Ｕｋ１と−Ｕｋ１の絶対値の大きさは等しいが、電圧＋Ｕｖと−Ｕｖの絶対値よりも小さい。
【００１２】
説明を始めるにあたって考える都合上、抵抗２５を橋絡し、同時に回路点２６と抵抗２８との接続を分離したとすれば、周知のウィーン・ロビンソン発振器が得られる。周知のようにこの種の発振器の振動条件が満たされるのは、演算増幅器１５の反転入力側と基準電位との間に配置された負のフィードバック分岐の抵抗１６の大きさが、演算増幅器の反転入力側と出力側１８との間に配置された抵抗１７の半分であり、かつ正のフィードバック分岐における両方のＲＣ素子の抵抗２０，２２およびコンデンサ２１，２３がそれぞれ等しい大きさのときである。このような事例では負のフィードバック分岐と正のフィードバック分岐は等しい大きさであり、その結果、出力側１８に実質的に正弦波の電圧ｕａ１が発生し、参照符号ｆ１０の付されたこの電圧の周波数は周知のように抵抗２０とコンデンサ２１との積によって求められる。すでに冒頭で述べたように、この種の発振器の振動の振幅を一定に保持するためにはこれまで数多くの付加的な措置が必要であった。
【００１３】
本発明によれば、ウィーン・ロビンソン発振器１０の出力電圧の振幅を一定に保持するために、既述のように回路点１８と回路点２６との間に抵抗２５が挿入されている。ウィーン・ロビンソン発振器１０の出力信号として、この実施例では回路点２６の電圧ｕａ２が用いられる。これに対する代案としてやはり可能であるのは、演算増幅器１５の出力電圧すなわち回路点１８の電圧ｕａ１をウィーン・ロビンソン発振器１０の出力電圧として用いることもできる。この実施例では電圧ｕａ２がウィーン・ロビンソン発振器１０の出力電圧として用いられる。その理由は、負荷が実質的に一定であるならばこの電圧は演算増幅器１５の出力電圧ｕａ１よりも安定しているからである。これに対して電圧ｕａ１は、ここには図示されおらず言及していないスイッチング過程の制御にきわめて適している。
【００１４】
本発明によるウィーン・ロビンソン発振器１０の正のフィードバック分岐は、ダイオード３０と３１が阻止状態にあるかぎり正のフィードバックが負のフィードバックよりも優位になるように構成されている。この動作状態の場合、抵抗２８を介して電流が流れないことから電圧ｕａ３は電圧ｕａ２と等しい。正のフィードバックが優位であるならば、電圧ｕａ２がつまりは電圧ｕａ３もそれらの絶対値に関してダイオード３０またはダイオード３１の順方向電圧分だけ高められた補助＋Ｕｋ１もしくは−Ｕｋ１よりも大きくなるまで、電圧ｕａ１と電圧ｕａ２の振幅は大きくなっていく。電圧ｕａ２がダイオード３０の順方向電圧分だけ高められた補助電圧＋Ｕｋ１よりも大きくなると、ダイオード３０は導通状態になり、回路点２６から抵抗２８およびダイオード３０を介して電流が流れる。この場合、正のフィードバックを決定する電圧ｕａ２は、抵抗２８における電圧降下分だけ電圧ｕａ３よりも大きい値に制限される。電圧ｕａ３はこの動作状態において、補助電圧＋Ｕｋ１と参照符号ｕｄ３０で表されるダイオード３０の順方向電圧との和に等しい。この動作状態において抵抗２８を介して流れる電流によって、抵抗２５における付加的な電圧降下がもたらされる。その結果、負のフィードバックを決定する電圧ｕａ１がさらに高まることになる。したがってこの動作状態の場合、正のフィードバックよりも負のフィードバックが強くはたらく。さらにその結果として、ダイオード３０が再び阻止状態となり正のフィードバックが再び負のフィードバックよりも強くなる程度に電圧ｕａ２が減衰するまで、振動が小さくなっていく。このためウィーン・ロビンソン発振器１０の正のフィードバックが交互に負のフィードバックよりも強くなったり弱くなったりする。このようにして時間平均すると、一定の振幅をもつ実質的に正弦波の振動が生じることになる。この場合、抵抗２５は、演算増幅器１５が線形領域で動作するよう選定される。ダイオード３０および補助電圧＋Ｕｋ１による制限またはダイオード３１および補助電圧−Ｕｋ１による制限が有効となるならば、抵抗２８を小さく選定すればするほど、ウィーン・ロビンソン発振器１０の出力電圧として使用される電圧ｕａ２の正弦波はいっそう強くカットされる。
【００１５】
増幅器装置１１は、ドライバ３５およびその後ろに配置された反転増幅器３６とコンデンサ３７を有している。参照符号４０の付された増幅器装置１１の入力側は、ウィーン・ロビンソン発振器１０の出力側と接続されている。ドライバ３５により、ウィーン・ロビンソン発振器１０に接続された負荷の変動に起因する反作用が阻止される。増幅器装置１１は２つの出力側４１および４２を有している。出力側４１は同時にドライバ３５の出力側である一方、出力側４２は同時に反転増幅器３６の出力側である。ドライバ３５はこの実施例では反転増幅器として構成されているが、基本的に非反転増幅器としてこのド、ライバを構成することも可能である。反転増幅器３６は、増幅率Ｖ＝−１をもつ反転増幅器として構成されている。したがって−ｕａ４と等しい電圧ｕａ５が発生する。
【００１６】
誘導式変位センサ１２は、１次コイル４４および互いに逆方向に巻回された２つの２次コイル４５，４６を有している。１次コイル４４の給電は互いに逆位相の電圧ｕａ４およびｕａ５により行われる。１次コイル４４と２次コイル４５，４６との間に可動コア４７が配置されており、このコアは１次コイル４４と２次コイル４５，４６との間の結合をその振れに応じて変化させる。変位センサ１２はそれ自体公知のやり方で変位ｓをここではｕｓと称する電圧に変換し、この電圧は図示されていない回路装置へ転送される。増幅器装置２２の出力側４１，４２は線路４８もしくは４９を介して変位センサ１２の１次コイル４４と接続されている。線路４８および４９は、個々の適用事例に応じて様々な長さを有している。この場合、漂遊する妨害信号が線路４８および４９を介して入り込むリスクがある。ドライバ３５によって、ウィーン・ロビンソン発振器１０の出力に対する妨害信号の反作用が防止される。コンデンサ３７は、変位センサ１２の１次コイル４４とともにＬＣ振動回路を形成している。コンデンサ３７の容量は、ＬＣ振動回路３７，４４の固有周波数ｆ０* がウィーン・ロビンソン発振器１０の振動周波数ｆ０と等しくなるよう選定されている。これにより高周波妨害が抑圧され、ウィーン・ロビンソン発振器１０の出力損失が低減される。線路４８および４９は、コンデンサ３７および１次コイル４４と並列に存在するコンデンサ５０を成している。コンデンサ５０は実際のコンデンサではなく線路４８，４９の容量成分であるため、この図ではコンデンサ５０は破線で描かれている。線路４８，４９の容量がコンデンサ３７に比べて無視できるほど小さいものではなければ、コンデンサ３７の選定にあたりコンデンサ５０の大きさを付加的に考慮する必要があり、つまりコンデンサ３７をそれ相応に小さく選定する必要がある。
【００１７】
図１に示されている１つの１次コイルと２つの２次コイルを備えた誘導式変位センサ１２の代わりに、中央タップを備えたチョークを誘導式変位センサとして使用することもでき、このチョークにはその結合を制御する可動コアが設けられている。この場合、中央タップから取り出される電圧が可動コアの振れに対する尺度となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に従って構成されたウィーン・ロビンソン発振器の回路図
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【国際調査報告】
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2005531232.tif 000005
2005531232.tif 000006
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