(57)【要約】透かし信号を生成し、該透かし信号をマルチメディア信号中に埋め込み、後に該透かし信号を検出する方法を記載する。該透かし信号は２つの値列の和で、第２値列は第１値列を巡回シフトしたものである。
2005521908.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチメディア信号に埋め込む透かし信号を生成する方法であって：
２つの値列を生成する第１工程；
を有し、該２つの値列のうちの第２値列は、該２つの値列のうちの第１値列を巡回シフトしたものであり；
更に、該透かし信号を、該第１値列の値を、該第２値列の相当する位置における値各々に、加算することによって、生成する第２工程；
を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、該第１値列及び第２値列の各値は長方形の波形信号を形成するよう、Tsの幅のパルスによって表されることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項２記載の方法であって、該第１工程では、ウィンドウ・シェーピング関数が適用されて該長方形のパルス列信号の各々を緩やかに変動する信号各々に変換し、該変換された緩やかに変動する信号が該第２工程で加算されて前記透かし信号を形成することを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１記載の方法であって、該値列の各々が少なくともTsの幅を有するウィンドウ・シェーピング関数と畳み込まれて、２つの緩やかに変動する信号を生成し、該２つの緩やかに変動する信号が該第２工程でお互いに加算されて前記透かし信号を形成することを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４記載の方法であって、該ウィンドウ・シェーピング関数が帯域制限周波数特性及び緩やかな時間特性を有することを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項５記載の方法であって、該ウィンドウ・シェーピング関数が対称的時間特性又は反対称的時間特性を有することを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項４記載の方法であって、該ウィンドウ・シェーピング関数が：
レイズド・コサイン関数と２相関数とのうちの少なくとも１つ；
を有することを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項４記載の方法であって、該透かし信号が該２つの緩やかに変動する信号と、Trの相対遅延、とを加算することによって生成され、Tr＜Tsであることを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法であって、Trは、第１の該緩やかに変動する信号の最大振幅点が第２の該緩やかに変動する信号のゼロ交差点と一致し、逆も同様である、ように、選択されることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項１記載の方法であって、該透かし信号が、ペイロードで、該２つの値列の組み合わせにおいて符号化されたもの、を有することを特徴とする方法。
【請求項１１】
マルチメディア信号に埋め込む透かし信号を生成するよう形成された装置であって：
第１値列を用いて第２値列を生成するよう形成された数列生成器；
を有し、該第２値列は、該第１値列を巡回シフトしたものであり；
更に、該透かし信号を、該第１値列の値を、該第２値列の相当する位置における値各々に、加算することによって、生成する信号生成器；
を有することを特徴とする装置。
【請求項１２】
請求項１１記載の装置であって、更に：
各値列を緩やかに変動する信号に変換するよう形成された信号コンディショナ；
を有することを特徴とする装置。
【請求項１３】
請求項１１記載の装置であって、該第１値列を、１次値列を巡回シフトさせることによって、生成するよう形成されたことを特徴とする装置。
【請求項１４】
マルチメディア信号に透かしを埋め込む方法であって：
２つの値列の和に等しい透かし信号を生成する第１工程；
を有し、該２つの値列のうちの第２値列は、該２つの値列のうちの第１値列を巡回シフトしたものであり；
更に、ホスト修正マルチメディア信号を該透かし信号と該マルチメディア信号との積として生成する第２工程；及び
透かしマルチメディア信号を、該ホスト修正マルチメディア信号のスケーリングされたものを該マルチメディア信号に加算することによって、生成する第３工程；
を有することを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の方法であって、該ホスト修正信号の該スケーリングされたものがスケーリング係数を所定のコスト関数によって制御することによって生成されることを特徴とする方法。
【請求項１６】
請求項１５記載の方法であって、該コスト関数が複数のスケーリング係数を有し、各スケーリング係数が該マルチメディア信号における複数の周波数帯域のうちの１つ以上に対して別個に規定されることを特徴とする方法。
【請求項１７】
請求項１６記載の方法であって、該周波数帯域が人間の聴覚系及び/又は視覚系のモデルによって判定されることを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１４記載の方法であって、該第２工程で、該ホスト修正マルチメディア信号が該透かし信号を該マルチメディア信号の抽出部分と乗算することによって生成されることを特徴とする方法。
【請求項１９】
請求項１８記載の方法であって、該マルチメディア信号の該抽出部分が、周波数、空間及び時間のうちの少なくとも１つに対して該マルチメディア信号の少なくとも一部分をフィルタすることによって得られることを特徴とする方法。
【請求項２０】
請求項１４記載の方法であって、更に：
第３値列と第４値列との和に等しい第２透かし信号を生成する第４工程；
を有し、該第４値列が該第３値列を巡回シフトさせたものであり；
更に、該マルチメディア信号の第２部分を抽出する第５工程；
を有し、該第２部分は、該第２部分が該マルチメディア信号の第１部分と重複しないように、フィルタされるものであり；
更に、透かしマルチメディア信号を、該第２透かし信号と、該マルチメディア信号の該第２抽出部分との積を該透かしマルチメディア信号に加算することによって、生成する第６工程；
を有することを特徴とする方法。
【請求項２１】
透かし信号をマルチメディア信号に埋め込むよう形成された装置であって：
２つの値列の和に等しい信号を生成するよう形成された透かし生成器；
を有し、該２つの値列のうちの第２値列は、該２つの値列のうちの第１値列を巡回シフトさせたものであり；
更に、透かしマルチメディア信号を、該透かし信号と該マルチメディア信号との積を該マルチメディア信号に加算することによって、生成するよう形成された出力信号生成器；
を有することを特徴とする装置。
【請求項２２】
請求項２１記載の装置であって、更に：
該マルチメディア信号の第１部分を抽出するよう形成された信号抽出器；
を有することを特徴とする装置。
【請求項２３】
透かしを有するマルチメディア信号であって、該マルチメディアの元の信号には、該透かしが、該透かしによって該元の信号の時間エンベロープを修正することによって、入れられたものであり、該透かしが第１値列と第２値列との和を有し、該２つの値列のうちの該第２値列は該第１値列を巡回シフトさせたものであることを特徴とするマルチメディア信号。
【請求項２４】
マルチメディア信号に埋め込まれた透かし信号を検出する方法であって：
マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号の時間エンベロープを修正する透かし信号によって透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信する第１工程；
該透かしの予測値を該受信信号から抽出する第２工程；及び
該透かしの該予測値と該透かしの基準バージョンとの相関をとって該受信信号に透かしが入れられているか否かを判定する第３工程；
を有することを特徴とする方法。
【請求項２５】
請求項２４記載の方法であって、更に：
ウィンドウ・シェーピング関数を該受信信号に適用する工程；
を有することを特徴とする方法。
【請求項２６】
請求項２４記載の方法であって、該透かし信号がペイロードを有し；
更に、該透かしの該ペイロードを判定する工程；
を有することを特徴とする方法。
【請求項２７】
透かし信号がマルチメディア信号内部に埋め込まれているか否かを検出するよう形成された透かし検出装置であって：
マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号の時間エンベロープを修正する透かし信号によって透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信するよう形成された受信器；
該透かしの予測値を該受信信号から抽出するよう形成された抽出器；及び
該透かしの該予測値と該透かしの基準バージョンとの相関をとって該受信信号に透かしが入れられたか否かを判定するよう形成された相関器；
を有することを特徴とする装置。
【請求項２８】
請求項２７記載の装置であって、更に：
ペイロードが該透かし内部に存在するかを判定し、該ペイロードの値を判定するよう形成された検出器；
を有することを特徴とする装置。
【請求項２９】
コンピュータ・プログラムであって、請求項１記載の方法と請求項２４記載の方法とのうちの少なくとも一方を行うよう形成されたことを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【請求項３０】
記録担体であって、請求項２９記載のコンピュータ・プログラムを有することを特徴とする記録担体。
【請求項３１】
方法であって：
請求項２９記載のコンピュータ・プログラムをダウンロードできるようにする工程；
を有することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ、ビデオ又はデータ信号のような、マルチメディア信号において情報を符号化し、復号化する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチメディア信号の透かしは付加データをマルチメディア信号とともに送信する手法である。例えば、透かしを入れる手法は著作権及び複写制御の情報をオーディオ信号の中に埋め込むのに用い得る。
【０００３】
透かしを入れる手法の主たる要件は、透かしが識別できるものでない（すなわち、オーディオ信号の場合、透かしが聞き取れないものである）一方、該信号から該透かしを除去する攻撃に対する耐性がある（例えば、該透かしを除去することによって該信号に損傷を及ぼす。）ことである。透かしの該耐性は一般に、該透かしが埋め込まれる該信号の品質とのトレード・オフとなるものである。例えば、透かしがオーディオ信号の中に強健に埋め込まれた場合（したがって除去するのが困難な場合）、該オーディオ信号の品質が劣化する可能性が高くなる。
【０００４】
各種のオーディオ透かし手法が提案されていて、各々の手法には独自の利点及び欠点がある。例えば、オーディオ透かし手法の１つの種類としては時間的相関手法を用いて所望のデータ（例えば、著作権情報）を該オーディオ信号に埋め込むものがある。この手法は実質的にはエコー・ハイディング・アルゴリズムで、エコーの強度は二次方程式を解くことによって判定される。該二次方程式は2つの位置：τに等しい遅延での位置；及び0に等しい遅延での位置；での自己相関値によって生成される。そのような手法においては、該オーディオ信号のエコーは元のオーディオ信号に加算され、該加算結果信号は事実上、元のオーディオ信号の振幅変調バージョンと位相変調バージョンとの両方である。検出器では、透かしは該２つの遅延位置での自己相関関数の比率を判定することによって抽出される。
【０００５】
この相関手法はいくつかの欠点を有する。例えば、透かしは、上記生成2次方程式が実根を有する場合のみ、埋め込むことが可能であり、したがってこれによって所定のオーディオ品質に対する耐性（該透かしが攻撃に耐える能力）を低減する。更に、相関アルゴリズムの性能は該遅延τ及び元の信号の特性によって変わってくる。これはかなりの欠点である。
【０００６】
更に既知のものとしてDFT（離散フーリエ変換）係数の振幅変調に基づいた透かし手法がある。そのような手法は符号器と復号器との両方でDFTの算定を要するので、そのようなDFT手法を実施する所要ハードウェアは相対的に計算量が多いものになりがちであり、したがって当該手法は実行するのに時間がかかり、費用もかかる傾向がある。更に、透かしは満足に、粗い周波数特性を有するオーディオ部分に埋め込むことが可能でなく、したがってDFT手法は特定の種類の音楽とはあまりうまく機能するものでない。
【０００７】
（著作権情報のような）補助信号をマルチメディアのホスト信号又はカバー信号の中に埋め込むか符号化する別の手法を記載するものがある（特許文献１参照。）。該カバー信号のレプリカ、すなわち特定の領域（時間、周波数又は空間）における該カバー信号の一部分、は該カバー信号のパラメータに対する修正値を規定するステゴ鍵によって生成される。該レプリカ信号は更に、埋め込まれる該情報に相当する補助信号によって修正され、もう一度該カバー信号に挿入されて該ステゴ信号を形成する。
【特許文献１】国際公開第00/000969号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
復号器では、元の補助データを抽出するために、元のカバー信号のレプリカと同様に該ステゴ鍵のレプリカが生成され、同一のステゴ鍵の使用を必要とする。該生成レプリカは更に、該受信ステゴ信号との相関がとられて、該補助信号を抽出する。該補助信号の該抽出はしたがって、比較的計算量の多いものであり、該ステゴ鍵は該符号器（又は埋め込み器）と復号器（又は検出器）との両方で必要である。更に、ブルート・フォース検索が該検出器で該補助信号に同期化するのに必要である。
【０００９】
更に、ペイロード抽出の実行は該補助信号をどの程度うまく予測可能し得るかによって変わってくる。該補助信号におけるペイロード・ビットの期待誤り率が高いシステムでは、これは達成するのが非常に困難である。解決策は非常に計算量の多い誤り訂正手法につながる、すなわち、かなり情報容量を制限する、ことになる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の目的は従来技術の上記課題の少なくとも1つをかなり克服する透かし手法を備えることにある。
【００１１】
第１の特徴では、本発明はマルチメディア信号に埋め込む透かし信号を生成する方法を備え、該方法は：（ａ）２つの値列を生成する工程；を有し、第２値列は第１値列が巡回シフトされたものであり；更に、(b)透かし信号を、該第１値列の値を該第２値列の相当位置における各値に加算することによって、生成する工程；を有する。
【００１２】
該第１値列及び第２値列の各値は長方形の波形信号を形成するようTsの幅を有することが望ましいパルスによって表されることが望ましい。
【００１３】
工程(a)ではウィンドウ・シェーピング関数が適用されて該長方形の信号の各々を緩やかに変動する信号各々に変換し、該変換された緩やかに変動する信号が工程(b)で加算されて該透かし信号を形成する、ことが望ましい。
【００１４】
該値列の各々が少なくともTsの幅を有するウィンドウ・シェーピング関数によって畳み込まれて、２つの緩やかに変動する信号を生成し、これらの緩やかに変動する信号が工程(b)でお互いに加算されて該透かし信号を形成する、ことが望ましい。
【００１５】
該ウィンドウ・シェーピング関数は帯域制限周波数特性及び緩やかな時間特性を有することが望ましい。
【００１６】
該ウィンドウ・シェーピング関数は対称的又は反対称的な時間特性を有することが望ましい。
【００１７】
該ウィンドウ・シェーピング関数はレイズド・コサイン関数と２相関数とのうちの少なくとも１つを有することが望ましい。
【００１８】
該透かし信号は該２つの緩やかに変動する信号で、Trで、Tr＜Tsである、相対遅延を有するもの、を加算することによって生成されることが望ましい。
【００１９】
Trは、第１の緩やかに変動する信号の最大振幅点が第２の緩やかに変動する信号のゼロ交差点と一致し、その逆も同様であるように、選択されることが望ましい。
【００２０】
該透かし信号はペイロードで、該２つの値列の組み合わせにおいて符号化されたもの、を有することが望ましい。
【００２１】
別の特徴では、本発明はマルチメディア信号に埋め込む透かし信号を生成するよう形成された装置を備え、該装置は：(a)第１値列を用いて第２値列を生成するよう形成された数列生成器；を有し、該第２値列が該第１値列を巡回シフトさせたものであり；更に、(b)透かし信号を、該第１値列の値を該第２値列の相当する位置における各値に加算することによって、生成するよう形成された信号生成器；を有するものである。
【００２２】
該装置は更に、各値列を緩やかに変動する信号に変換するよう形成された信号コンディショナを有することが望ましい。
【００２３】
該装置は該第１値列を、1次値列を巡回シフトさせることによって、生成するよう形成される。
【００２４】
別の特徴では、本発明はマルチメディア信号に透かしを埋め込む方法を備え、該方法は以下：(a)２つの値列の和に等しい透かし信号を生成する工程；を有し、第２値列は第１値列を巡回シフトさせたものであり；更に、(b)ホスト修正マルチメディア信号を、該透かし信号と該マルチメディア信号との積として、生成する工程；及び(c)透かしマルチメディア信号を、該ホスト修正マルチメディア信号のスケーリングされたものを該マルチメディア信号に加算することによって、生成する工程；を有するものである。
【００２５】
該ホスト修正信号の該スケーリングされたものは、所定のコスト関数によって該スケーリング係数を制御することによって、生成されることが望ましい。
【００２６】
該コスト関数は複数のスケーリング係数を有し、各スケーリング係数は、該マルチメディア信号における複数の周波数帯のうちの1つ以上について別個に規定されることが望ましい。
【００２７】
該周波数帯域は人間の聴覚系及び/又は視覚系のモデルによって判定されることが望ましい。
【００２８】
工程(b)では該ホスト修正マルチメディア信号は該透かし信号を該マルチメディア信号の抽出部分と乗算することによって生成されることが望ましい。
【００２９】
該マルチメディア信号の該抽出部分は、該マルチメディア信号の少なくとも一部分を周波数、空間及び時間のうちの少なくとも１つに関してフィルタすることによって、得られることが望ましい。
【００３０】
該方法は更に、(d)第３値列と第4値列との和に等しい第２透かし信号を生成する工程；
を有し、第４値列が該第３値列を巡回シフトさせたものであり；更に、(e)該マルチメディア信号の第２部分を抽出する工程；を有し、該第２部分が、該部分が第１部分と重複しないようにフィルタされるものであり；更に、(f)透かしマルチメディア信号を、該第２透かし信号と該マルチメディア信号の該第２抽出部分との積を該透かしマルチメディア信号に加算することによって、生成する工程；を有することが望ましい。
【００３１】
別の特徴では、本発明はマルチメディア信号に透かし信号を埋め込むよう形成された装置を備え、該装置は：(a)２つの値列の和に等しい信号を生成するよう形成された透かし生成器；を有し、第２数列は第１値列を巡回シフトさせたものであり；更に、(b)透かしマルチメディア信号を、該透かし信号と該マルチメディア信号との積を該マルチメディア信号に加算することによって、生成するよう形成された出力信号生成器；を有するものである。
【００３２】
該装置は更に、該マルチメディア信号の第１部分を抽出するよう形成された信号抽出器具を有することが望ましい。
【００３３】
別の特徴では、本発明は透かしを有するマルチメディア信号を備え、元のマルチメディア信号は、該透かしによって該元の信号の時間エンベロープを修正することによって透かしを入れられたものであり、該透かしは第１値列と第２値列との和を有し、該第２値列は該第１値列を巡回シフトさせたものである。
【００３４】
別の特徴では、本発明はマルチメディア信号に埋め込まれた透かし信号を検出する方法を備え、該方法は：(a)マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号の時間エンベロープを修正する透かし信号によって透かしを入れられる可能性があり得るもの、を受信する工程；(b)該透かしの予測値を該受信信号から抽出する工程；及び(c)該透かしの該予測値と該透かしの基準バージョンとの相関をとって該受信信号に透かしが入れられたか否かを判定する工程；を有するものである。
【００３５】
該透かし信号はペイロードを有し、該方法は更に該透かしの該ペイロードを判定する工程を有することが望ましい。
【００３６】
別の特徴では、本発明は透かし信号がマルチメディア信号の中に埋め込まれているか否かを検出するよう形成された透かし検出装置を備え、該透かし検出装置は：(a)  マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号の時間エンベロープを修正する透かし信号によって透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信するよう形成された受信器；(b)該受信信号から該透かしの推定値を抽出するよう形成された抽出器；及び(c)該透かしの該推定値と該透かしの基準バージョンとの相関をとって該受信信号に透かしが入れられたか否かを判定する相関器；を有するものである。
【００３７】
該装置は更に、ペイロードが該透かしの中にあるかを判定し、該ペイロードの値を判定するよう形成されたペイロード検出器を有することが望ましい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
本発明を理解し、本発明の実施例を実際に実施する方法を表すよう、添付図面を例示として参照するものとする。
【実施例】
【００３９】
図１は本発明の好適実施例によって複数ビットのペイロード透かしwcをホスト信号ｘに埋め込むディジタル信号処理を行うのに必要な装置を表すブロック図である。
【００４０】
ホスト信号ｘは該装置の入力１２に入力される。該ホスト信号ｘは出力１４の方向に加算器２２を介して転送される。しかしながら、該ホスト信号ｘのレプリカ（入力８）は透かし情報を伝達するよう乗算器１８の方向に分割される。
【００４１】
該透かし信号wcはペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング装置６から取得され、透かし乱数列ws（入力４）から導かれ、該透かし乱数列は該ペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング装置に入力される。乗算器１８は該透かし信号wcとレプリカ・オーディオ信号ｘとの積を算定するのに利用される。該算定積、wcｘ、は更に、利得調節器２４を介して該加算器２２に転送される。該利得調節器２４は利得係数αによって該信号を増幅又は減衰するのに用いられる。
【００４２】
該利得係数αは該透かしの可聴性と耐性とのトレードオフを調節する。該係数は定数又は、時間、周波数及び空間のうちの少なくとも１つにおける変数、であり得る。図１における該装置は、αが変数の場合、該装置が自動的に信号解析ユニット２６を介して該ホスト信号ｘの特性に基づいて適合し得ることを表す。該利得αは、人間聴覚系（HAS）の心理音響モデルのような、適切に選択された知覚性コスト関数によって、自動的に適合されて、信号品質への影響を最小化することが望ましい。そのようなモデルは、例えば、E.  Zwickerによる、「Audio  Engineering  and  Psychacoustics：  Matching  signals  to  the  final  receiver,  the  Human  Auditory  System”と題する、Journal  of  the  Audio  Engineering  Society,  Vol.  39,  pp.  Vol.  115-126,  March  1991の論文に記載されている。
【００４３】
以下に、オーディオ透かしを、本発明のこの実施例を説明するのに、単に例示の目的で、使用する。
【００４４】
該算定透かしオーディオ信号ｙは更に：
ｙ〔n〕＝ｘ〔ｎ〕＋αwc〔ｎ〕ｘ〔n〕                              (1)；
wcとｘとの積の適切にスケーリングされたものを該ホスト信号に加算することによって埋め込み装置１０の該出力１４で取得される。
【００４５】
該透かしwcは、ｘによって乗算された場合、該透かしwcが主に、ｘの短時間エンベロープを修正する、よう、選択されることが望ましい。
【００４６】
図２は一好適実施例を表し、該実施例では、図１における乗算器１８に対する入力８はフィルタ・ユニット１５におけるフィルタHを用いて該ホスト信号ｘのレプリカをフィルタすることによって取得される。該フィルタの出力がｘbによって表される場合、本好適実施例によれば、透かし信号はxbと該透かしwcとの積の適切にスケーリングされたものを該ホスト信号ｘに加算することによって生成される。
【００４７】
【数１】
2005521908.tif 000003
を
【００４８】
【数２】
2005521908.tif 000004
になるように定義し、ｙbを
【００４９】
【数３】
2005521908.tif 000005
になるように定義すると、該透かし信号ｙは：
【００５０】
【数４】
2005521908.tif 000006
として表し得、該透かし信号ｙのエンベロープ変調部分ｙbは：
ｙb〔n〕＝（1+wc〔ｎ〕）ｘb〔n〕                            (３)；
として表される。
【００５１】
図３Aに表すように、該フィルタＨは、線形位相帯域通過フィルタで、その低い方のカットオフ周波数ｆL及び高い方のカットオフ周波数ｆHによって特徴付けられる。図３Bに表すように、該フィルタHは通過帯域（BW）内の周波数ｆに対して線形位相応答を有する。したがって、Hが帯域通過フィルタである場合、ｘbと
【００５２】
【数５】
2005521908.tif 000007
とは各々、該ホスト信号の帯域内成分及び帯域外成分である。性能を最適化するよう、該信号ｘbと
【００５３】
【数６】
2005521908.tif 000008
とは位相が合っていることが望ましい。これはフィルタHによって生成される位相歪みを適切に補償することによって達成される。
【００５４】
図４では、該ペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング・ユニット６の細部を表す。本ユニットでは、透かしシード信号ｗｓが複数ビットの透かし信号ｗcに変換される。
【００５５】
第１に、有限長で、平均がゼロで均一分布であることが望ましい、乱数列ｗｓが初期シードSによる乱数生成器を用いて生成される。以下から分かるように、この初期シードSは該埋め込み器と該検出器との両方に、該透かし信号のコピーを該検出器で比較目的にて生成し得るよう、既知であることが望ましい。これは結果として、長さLｗの数列：
k=0,1,2,..,Lｗ−１の場合、ｗｓ〔ｋ〕∈〔−１,1〕                (４)；
をもたらす。
【００５６】
更に、該数列ｗｓは数量ｄ１及びｄ２だけ、巡回シフト・ユニット３０を用いて、巡回シフトされて乱数列ｗｄ１及びｗｄ２各々を取得する。これらの2つの数列（ｗｄ１及びｗｄ２）は事実上、第１数列と第２数列とであり、該第２数列は該第１数列に対して巡回シフトされたものである。各数列ｗdi,  i=1,2,  は後に、乗算器４０において各符号ビットｒiによって乗算され、ｒi=＋１又は−１で、ｒ１及びｒ２の各値は一定の状態のままとなり、該透かしのペイロードが変動した場合のみ変動する。各数列は更に、図４に表す透かしコンディショニング回路２０によって長さLｗTｓの緩やかに変動する、周期的狭帯域信号ｗiに変換される。最後に、該緩やかに変動する狭帯域信号ｗ１及びｗ２は相対遅延Tｒ（Tｒ＜Tｓ）によって加算され、複数ビットのペイロード透かし信号ｗｃをもたらす。これは第１に該信号ｗ２を数量Tｒによって遅延ユニット４５を用いて遅延させ、後に該信号をｗ１に加算ユニット５０によって加算することによって達成される。
【００５７】
図５は詳細に、該ペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング装置６に用いられる透かしコンディショニング装置２０を表す。透かし乱数列ｗｓはコンディショニング装置２０に入力される。
【００５８】
便宜上、該数列ｗdiのうちの１つのみの修正を図５に表すが、該数列各々は同様な方法で修正され、該修正結果は該透かし信号ｗｃを得るよう加算される。
【００５９】
図５に表すように、各透かし信号列ｗdi〔ｋ〕,  i=1,2  がサンプル繰り返し器１８０に入力される。表１８１は該考えられる数列ｗdiの1つを＋１と−１との間の乱数の値列として示し、該値列は長さLｗのものである。該サンプル繰り返し器は該透かし乱数列中の値各々をTｓ回繰り返して、長方形の形状のパルス列信号を生成する。Tｓは透かしシンボル周期と呼ばれ、該オーディオ信号における該透かしシンボルの期間を表す。表１８３は表181に示した該信号が、該サンプル繰り返し器１８０を通過した結果を表す。
【００６０】
レイズド・コサイン・ウィンドウのような、ウィンドウ・シェーピング関数ｓ〔ｎ〕は更に、ｗｄ１及びｗｄ２から導かれた該長方形のパルス信号を各々、緩やかに変動する信号ｗ１〔ｎ〕及びｗ２〔ｎ〕に変換するよう適用される。
【００６１】
表１８４は典型レイズド・コサイン・ウィンドウ・シェーピング関数を表し、該関数も周期がTｓのものである。
【００６２】
該生成信号ｗ１〔ｎ〕及びｗ２〔ｎ〕は更に、相対遅延Tｒ（Tｒ＜Tｓ）によって加算されて該複数ビットのペイロードの透かし信号ｗｃ〔ｎ〕をもたらす、すなわち、
ｗｃ〔ｎ〕＝ｗ１〔ｎ〕＋ｗ２〔ｎ−Tｒ〕                  (５）：
となる。
【００６３】
Tｒの値は、ｗ１のゼロ交差点がｗ２の最大振幅点と一致し、逆もまた同様であるように、選択される。したがって、レイズド・コサイン・ウィンドウ・シェーピング関数の場合、Tｒ＝Tｓ/２であり、2相ウィンドウ・シェーピング関数の場合、Tｒ＝Tｓ/４である。別のウィンドウ・シェーピング関数の場合、Tｒの別の値が考えられる。
【００６４】
以下の説明から分かるように、検出中に、ｗｃ〔ｎ〕を収容する透かし信号は（図１１から分かるように）ｐLだけ隔てられた２つの相関ピークを生成する。値ｐLはペイロードの一部分であり：
【００６５】
【数７】
2005521908.tif 000009
として規定される。
【００６６】
ｐLに加えて、追加情報を該埋め込み透かしの相対的な符号を変更することによって符号化し得る。
【００６７】
該検出器では、これは該相関ピーク間の相対的な符号ｒsignとして見られる。ｒsignは４つの考えられる値をとり得：
ｒsign＝（（２・ρ１＋ρ２＋３）/２）∈{0,1,2,3}                      (7)；
であり、ρ１＝sign（ｃL１）及びρ２＝sign（ｃL２）が各々、図４の符号ビットｒ１(入力８０)及びｒ２(入力９０)の予測値であり、ｃL１及びｃL２が各々、ｗｄ１及びｗｄ２に相当する相関ピークの値である。透かしペイロード全体ｐLｗはその場合、ｒsignとｐLとの組み合わせ：
ｐLｗ＝＜ｒsign,ｐL＞                                    （８）；
として表される。
【００６８】
ビット数での、最大情報（Imax）で、長さLｗの透かし数列によって収容し得るもの、はしたがって：
【００６９】
【数８】
2005521908.tif 000010
として表される。
【００７０】
そのような手法においては、該ペイロードは該埋め込み器と該検出器との相対的なオフセット、更には、考えられる時間スケール修正に影響を受けるものでない。該ウィンドウ・シェーピング関数は主要パラメータの１つで、本透かし手法の耐久性及び可聴特性を制御するもの、として特定されている。図６a及び６bに示すように、本明細書及び特許請求の範囲において考えられるウィンドウ・シェーピング関数の２つの例：レイズド・コサイン関数及び２相関数；を記載する。
【００７１】
擬似DC（直流）フリー（直流成分を有しない）透かし信号を得るよう、レイズド・コサイン・ウィンドウ関数の代わりに2相ウィンドウ関数を用いることが望ましい。これは図７a及び７bに示され、該図では各々がレイズド・コサイン・ウィンドウ・シェーピング関数と2相ウィンドウ・シェーピング関数とによってコンディショニングされた透かし数列（この場合、ｗdi〔ｋ〕＝{１,1,−1,1,−１,−１,}の数列）に相当する周波数スペクトルを表す。図７a及び７bからわかるように、レイズド・コサインによってコンディショニングされた透かし数列は周波数ｆ＝０で最大値を有する一方、2相によってシェーピングされた透かし数列に対する周波数スペクトルはｆ＝０で最小値を有する、すなわち、該スペクトルは非常に小さなDC成分を有する。
【００７２】
有用な情報は該透かしの非DC成分のみが有する。したがって、同様な付加透かしエネルギに対して、2相ウィンドウによってコンディショニングされた透かしはレイズド・コサイン・ウィンドウによってコンディショニングされたものよりも多くの有用な情報を収容する。その結果、2相ウィンドウは同様な耐性で更に優れた可聴特性を備えるか、逆に同様な可聴特性で改良された耐性を可能にする。
【００７３】
そのような2相関数は更に、別の透かし手法に対するウィンドウ・シェーピング関数として利用し得る。すなわち、2相関数は（透かしのような）信号のDC成分で、別の信号に組み入れられるもの、を削減するよう適用し得る。
【００７４】
図８は透かし検出器（２００、３００、４００）のブロック図を表す。該検出器は3つの主要ステージ：(a)透かしシンボル抽出ステージ（２００）；(b)バッファリング及び補間ステージ（３００）；及び(c)相関及び判定ステージ（４００）；を有する。
【００７５】
該シンボル抽出ステージ（２００）では、受信透かし信号ｙ‘〔ｎ〕は処理されて該透かし数列の複数（Nb）の予測値を生成し、該予測値は信号ｗe〔ｍ〕に多重化される。該透かし数列のこれらの予測値は、該透かし検出器が該ホスト信号に挿入された該透かし数列に同期化し得るよう、該埋め込み器と該検出器との間に存在し得る如何なる時間的オフセットをも解決するのに必要である。
【００７６】
該バッファリング及び補間ステージ（３００）では、これらの予測値はNｂの別個のバッファに逆多重化される。補間は、考えられる時間スケール修正で、行われたかもしれないもの、を解決するよう各バッファに後に適用される。例えば、サンプリング（クロック）周波数におけるドリフトは時間領域信号の伸長又は圧縮をもたらし得る（該透かしは伸長されたか圧縮されたかもしれない。）。
【００７７】
該相関及び判定ステージ（４００）では、各バッファの中身と基準透かしとの相関がとられ、最大相関ピークが、該透かしが実際に受信信号ｙ‘〔ｎ〕の中に埋め込まれているか否かの可能性を判定するよう、閾値と比較される。
【００７８】
該透かし検出の正確性を最大化するよう、該透かし検出処理は一般に、受信信号ｙ‘〔ｎ〕の長さで、該透かし数列の長さの3乃至４倍のもの、に及んで実施される。したがって、検出する各透かしシンボルはいくつかのシンボルの平均をとることによって構成し得る。この平均化処理はスムージングと呼ばれ、該平均化が行われる回数はスムージング係数ｓｆと呼ばれる。したがって、検出ウィンドウ長LDは透かし検出の真の値が報告される、オーディオ・セグメントの（サンプル数での）長さである。したがって、LD＝ｓｆLｗTｓであり、Tｓはシンボル周期であり、Lｗは該透かし数列におけるシンボル数である。一般に、該バッファリング及び補間ステージ中の各バッファ３２０の長さ（Lｂ）はLｂ＝ｓｆLｗである。
【００７９】
図８に表す該透かしシンボル抽出ステージ２００では、着信透かし信号ｙ‘〔ｎ〕は信号コンディショニング・フィルタHb（２１０）に入力される。このフィルタ２１０は一般に帯域通過フィルタで、図２において表す、相当するフィルタH（１５）と同様の特性を有する。該フィルタHbの出力はｙｂ‘〔ｎ〕であり、伝送チャネル内部の線形性を前提とすると、式（２）及び（３）から：
ｗb‘〔ｎ〕≒ｙb〔ｎ〕＝（１＋αｗｃ〔ｎ〕）ｘｂ〔ｎ〕        （１０）；
となる。
【００８０】
該埋め込み器でフィルタが何も用いられない場合（すなわち、H=1の場合）、該検出器におけるHbも割愛し得るか、Hbは該検出性能を改良するよう有し得ることを特筆する。Hbが割愛された場合、式（１０）におけるｙbはｙによって置換される。当該処理の残りの処理は同様である。
【００８１】
簡単にするよう、該埋め込み器と該検出器との間では完全に同期化され（オフセットも時間スケールでの変動もなく）、該オーディオ信号は長さTｓのフレームに分割され、ｙ‘b,m〔ｎ〕が該フィルタされた信号ｙ‘b〔ｎ〕のｍ番目のフレームのｎ番目のサンプルであることを前提とする。該埋め込み器と該検出器との間で完全に同期化されていない場合、如何なる偏差をも、当業者が既知の手法、例えば、全ての考えられるスケールとオフセットの修正を最良の整合が達成されるまで繰り返してサーチすること、を用いて、該バッファリング及び補間ステージ３００で、補償し得ることを特筆する。
【００８２】
ｙ‘b,m〔ｎ〕フレームに相当するエネルギE〔ｍ〕は：
【００８３】
【数９】
2005521908.tif 000011
であり、S〔ｎ〕は図５の透かしコンディショニング回路において用いられるものと同様のウィンドウ・シェーピング関数である。当業者は式１１が整合フィルタ受信器を表し、シンボル周期が完全に同期化された場合、最適な受信器であることがわかるものである。このことにもかかわらず、以降、後の説明を簡単にするためにS〔ｎ〕＝１に設定する。
【００８４】
これを式１０と組み合わせると：
【００８５】
【数１０】
2005521908.tif 000012
となり、we〔ｍ〕はm番目に抽出した透かしシンボルであり、該埋め込み透かし数列のNbの時間多重化予測値を有する。式１２においてwe〔ｍ〕を解き、αの高次項を無視することによって以下：
【００８６】
【数１１】
2005521908.tif 000013
の、近似値をもたらす。
【００８７】
図８に表す透かし抽出ステージ２００では、該フィルタHbの出力ｙ‘b〔ｎ〕はフレーム分割器２００に入力として供給され、該フレーム分割器は該オーディオ信号を長さTｓ
のフレーム、すなわちｙ‘b,m〔ｎ〕、に分割し、更に、エネルギ算定ユニット２３０は式１１のように該フレーム信号の各々に相当するエネルギを算定するのに用いられる。このエネルギ算定ユニット230の出力は更に、ホワイトニング・ステージHw（２４０）に対する入力として供給され、該ホワイトニング・ステージは式13に表す関数を実行して出力ｗe〔ｍ〕を供給する。このホワイトニング・ステージの別の実施例（２４０A、２４０B）は図９及び10に表す。
【００８８】
式１３の分母は該ホスト（元の）信号ｘを知っていることを要する項を有する。該信号ｘは該検出器によって利用可能となるものでないので、ｗe〔ｍ〕を算定するためには式１３の分母を予測することを要する。
【００８９】
そのような予測の達成方法を２つの上記で説明したウィンドウ・シェーピング関数（レイズド・コサイン・ウィンドウ・シェーピング関数及び２相ウィンドウ・シェーピング関数）について以下に説明するが、同様に、当該開示内容は別のウィンドウ・シェーピング関数にも拡張し得るものとする。
【００９０】
図６aに表すレイズド・コサイン・ウィンドウ・シェーピング関数に関して、透かしによって引き起こされたオーディオ・エンベロープは主として、エネルギ関数E〔ｍ〕のノイズのある部分の一因となることが認識されている。緩やかに変動する部分（すなわち、低周波成分）は主として、元のオーディオ信号ｘのエンベロープが一因となっている。したがって、式１３は：
【００９１】
【数１２】
2005521908.tif 000014
によって近似化し得、「lowpass(.)」は低通過フィルタ関数である。したがって、該関数におけるレイズド・コサイン・ウィンドウ・シェープに対するホワイトニング・フィルタHｗは図９に表すように実現し得るものとする。
【００９２】
図９に見られるように、そのようなホワイトニング・フィルタHｗ（２４０A）は信号E〔ｍ〕を受信する入力２４２Aを有する。この信号の一部分は更に、低通過フィルタ２４７aを通過して低通過フィルタ・エネルギ信号ELP〔ｍ〕を生成し、該信号は同様に、関数E〔ｍ〕とともに算定ステージ２４８Aに入力として供給される。該算定ステージ２４８Aは更にE〔ｍ〕をELP〔ｍ〕によって除算して抽出透かしシンボルｗe〔ｍ〕を算定する。
【００９３】
２相ウィンドウ関数が該埋め込み器の該透かしコンディショニング・ステージに利用される場合、元のオーディオのエンベロープを予測し、したがってｗe〔ｍ〕を算定するのに別の手法を利用するものとする。
【００９４】
図６bに表す２相ウィンドウ関数を吟味することによって、オーディオ・フレームのエンベロープがそのようなウィンドウ関数によって変調された場合、該フレームの最初の半分と残りの半分は反対方向にスケーリングされていることがわかるものである。該検出器では、この特性は該ホスト信号ｘのエンベロープ・エネルギを予測するのに利用される。
【００９５】
したがって、該検出器内部で、該オーディオ・フレームは最初に２分割される。該２分割されたフレームの最初の半分と残りの半分とに相当するエネルギ関数は、各々：
【００９６】
【数１３】
2005521908.tif 000015
及び
【００９７】
【数１４】
2005521908.tif 000016
によって表される。元のオーディオのエンベロープが該２つのサブ・フレーム内で反対方向に変調されるので、元のオーディオ・エンベロープはEL〔ｍ〕とE２〔ｍ〕との平均として近似化し得る。
【００９８】
更に、瞬時変調値はこれらの２つの関数の間の差異をとり得る。したがって、２相ウィンドウ関数については、該透かしｗe〔ｍ〕は：
【００９９】
【数１５】
2005521908.tif 000017
によって近似化し得る。
【０１００】
したがって、２相ウィンドウ・シェーピング関数に対するホワイトニング・フィルタHｗ２４０Bは図１０に表すように実現し得る。入力２４２B及び２４３B各々は第１ハーフ・フレーム及び第２ハーフ・フレームのエネルギ関数E１〔ｍ〕及びE２〔ｍ〕を受信する。各エネルギ関数は更に、２分割され、加算器２４５B及び２４６bに供給され、該加算器は各々、E１〔ｍ〕−E２〔ｍ〕及びE１〔ｍ〕＋E２〔ｍ〕によって算定される。これらの算定関数は両方とも更に、算定ユニット２４８Bに転送され、該ユニットは式１７によって加算器２４５Bからの値を加算器２４６bからの値によって除算して透かしｗe〔ｍ〕を算定する。
【０１０１】
この出力ｗe〔ｍ〕は更に、バッファリング及び補間ステージ３００に転送され、該ステージでは該信号は逆多重化装置３１０によって逆多重化され、長さLｂのバッファ３２０にバッファされて該埋め込み器と該検出器との如何なる同期化の欠如をも解決し、補間ユニット３３０内部で補間されて該埋め込み器と該検出器との間の如何なる時間スケール修正をも補償する。そのような補償は既知の手法を利用し得、したがって本明細書及び特許請求の範囲においては更に詳しく説明しないものとする。
【０１０２】
図８に表すように、該バッファリング・ステージからの出力（ｗD1,ｗD2,…,ｗDNb）は該補間ステージに転送され、補間後、このステージの出力（ｗI1,ｗI2,ｗINb）で、正確に再スケーリングされた信号の種々の予測値に相当するものは、該相関及び判定ステージに転送される。時間スケーリング補償が何も必要ないと思われる場合、上記値（ｗD1,ｗD2,…,ｗDNb）は相関及び判定ステージ４００に直接、転送し得る、すなわち、該補間ステージ３３０は該装置から割愛し得る。
【０１０３】
相関器４１０は各予測値ｗIｊ,j=1,…,Nbの相関を、基準透かし数列ｗs〔ｋ〕に関して、算定する。各予測値に相当する各相関出力は更に、最大値検出ユニット４２０に入力され、該ユニットはどの2つの予測値が該基準透かしの巡回シフト・バージョンｗd1及びｗd２に対する最良のフィットを備えたかを判定する。これらの予測値列に対する相関値（ピーク振幅及び位置）は閾値検出器及びペイロード抽出器ユニット４３０に転送される。
【０１０４】
該補間ステージが割愛された場合、代替として該相関器４１０は各予測値ｗDｊ,j=1,…,Nbと該基準透かし数列ｗs〔ｋ〕との相関を算定し、該算定結果は、上記ユニット420及び４３０に、事後処理するよう、転送される。
【０１０５】
閾値検出器及びペイロード抽出ユニット４３０は該検出透かし信号から該ペイロード（例えば、情報コンテンツ）を抽出するのに利用し得る。該ユニットが該検出閾値を超える２つの相関ピークｃL1及びｃL２を予測すると、（式（６）によって規定されたような）ピーク間の距離ｐLが測定される。次に、該相関ピークの符号ρ１及びρ２が判定され、したがってrsignが式(7)から算定される。透かしペイロード全体は更に、式（8）を用いて算定し得る。
【０１０６】
例えば、図１１からｐLは２つのピークの間の相対距離であることが分かり得る。両方のピークとも正である、すなわち、ρ１＝＋１で、ρ２＝＋１である。式(7)から、rsign＝３である。したがって、ペイロードｐLw＝＜3,ｐL＞である。
【０１０７】
該検出器内部で用いられる基準透かし数列ｗsは該ホスト信号に適用された、元の透かし数列（場合によっては、該数列が巡回シフトされたもの）に相当する。例えば、該透かし信号が該埋め込み器内部にシードSを有する乱数生成器を用いて算定された場合、同様に、該検出器は該透かし信号を判定するよう同様な乱数列を同様な乱数生成アルゴリズム及び同様の初期シードを用いて算定し得る。代替として、該埋め込み器に元々入力され、該検出器によって基準として利用される該透かし信号は単に、如何なる所定の数列でもあり得る。
【０１０８】
図１１は該相関器４１０から出力される相関関数の典型形状を表す。水平方向の目盛りは（数列サンプルによる）相関遅延を表す。左側の垂直方向の目盛りで（コンフィデンス・レベルｃLとして表されるもの）は（一般に正規分布である）相関関数の標準偏差に対して正規化された相関ピークの値を表す。
【０１０９】
図１１から分かるように、典型相関は比較的にｃLに対して平坦で、ｃL=0付近が中心となっている。しかしながら、該関数は2つのピークを有し、該ピークはｐLによって隔てられ（式６参照。）、透かしがある場合に、ｃL値で、検出閾値より上にあるもの、に向けて上方向に延びる。該相関ピークが負の場合、上記は該相関ピークの絶対値に該当する。
【０１１０】
（ｃL=８．７に設定されたものとして図１１に表す）水平線は検出閾値を表す。該検出閾値は偽アラームの発生率を制御する。
【０１１１】
2つの種類の偽アラーム：偽陽性率で、非透かしアイテムにおいて透かしを検出する確率として定義されるもの；及び偽陰性率で、透かしアイテムにおいて透かしが検出されない確率として定義されるもの；が存在する。一般に、該偽陽性アラームの要件は該偽陰性アラームのものよりも厳格である。図１１の右側の目盛りは偽陽性アラームρの確率を示す。図１１からわかるように、例示では、偽陽性の確率ｐ＝１０＾（−１２）は閾値ｃL＝８．７に同等である一方、ｐ＝１０＾（−８３）はｃL=２０に同等である。
【０１１２】
各検出期間後、該検出器は元の透かしが存在したか、存在しなかったか、を判定し、これに基づいて「はい」又は「いいえ」の判定を出力する。所望の場合、この意思決定プロセスを改良するよう、いくつかの検出ウィンドウを検討し得る。そのような場合、該偽陽性率は、所望の基準によってかわってくる、検討検出ウィンドウ毎の個々の確率の組み合わせである。例えば、相関関数が３つの検出期間のうちの何れか２つでｃL＝７の閾値を上回る２つのピークを有する場合、透かしがあるとみなされることを判定し得る。そのような判定基準を透かし信号の所望の用途によって、更に、該ホスト信号の元の品質及び正常な伝送時に該信号がどの程度ひどく損傷を受ける可能性があるかを考慮して、変更し得ることは明らかである。
【０１１３】
当業者によって、特に記載していない種々の実施例が本発明の範囲内に収まるものであることが、わかるものである。例えば、該埋め込み及び検出装置の機能のみを記載したが、該装置はディジタル回路、アナログ回路、コンピュータ・プログラム、又はそれらの組み合わせ、として実現し得ることがわかるものである。
【０１１４】
同様に、上記実施例はオーディオ信号を参照して記載されたが、本発明は別の種類の信号、例えば、ビデオ信号及びデータ信号、に適用し得ることがわかるものである。
【０１１５】
本明細書及び特許請求の範囲の原文においては、「comprising」の語は別の構成部分又は工程を除外するものでなく、「a」又は「and」は複数形を除外するものであり、単一のプロセッサ又は別のユニットは本特許請求の範囲記載のいくつかの手段の機能を充足し得ることがわかるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】本発明の実施例による透かし埋め込み装置を示す図である。
【図２】１つの好適実施例において用いられる信号部分抽出フィルタHを表す図である。
【図３Ａ】図２において用いられる該フィルタHの周波数の関数として典型振幅応答を示す図である。
【図３Ｂ】図２において用いられる該フィルタHの周波数の関数として典型位相応答を示す図である。
【図４】ペイロード埋め込みステージ及び透かしコンディショニング・ステージを示す図である。
【図５】各ステージでの関連信号の表を含む、図４の透かしコンディショニング装置Hcの細部を示す図である。
【図６ａ】好適的なウィンドウ・シェーピング関数s(n)をレイズド・コサイン関数の形式で示す図である。
【図６ｂ】好適的なウィンドウ・シェーピング関数s(n)を２相関数の形式で示す図である。
【図７ａ】レイズド・コサイン・ウィンドウ関数によってコンディショニングされた透かし数列についての周波数スペクトルを表す図である。
【図７ｂ】2相ウィンドウ関数によってコンディショニングされた透かし数列についての周波数スペクトルを表す図である。
【図８】本発明の実施例による透かし検出器を示す図である。
【図９】レイズド・コサイン・ウィンドウ・シェーピング関数とともに用いる、図８のホワイトニング・フィルタHwを表す図である。
【図１０】２相ウィンドウ・シェーピング関数とともに用いる、図８のホワイトニング・フィルタHwを表す図である。
【図１１】図8に表す透かし検出器の相関器からの相関関数出力の典型形状を表す図である。
【図１】
2005521908.tif 000018
【図２】
2005521908.tif 000019
【図３ａ】
2005521908.tif 000020
【図３ｂ】
2005521908.tif 000021
【図４】
2005521908.tif 000022
【図５】
2005521908.tif 000023
【図６ａ】
2005521908.tif 000024
【図６ｂ】
2005521908.tif 000025
【図７ａ】
2005521908.tif 000026
【図７ｂ】
2005521908.tif 000027
【図８】
2005521908.tif 000028
【図９】
2005521908.tif 000029
【図１０】
2005521908.tif 000030
【図１１】
2005521908.tif 000031
【国際調査報告】
2005521908.tif 000032