(57)【要約】  本発明はスマートアンテナシステムに利用されることができるシンボルレートとチップレートを共に利用(混用)してウェイティングするフィンガーと、それを利用した受信モデムの復調装置及びその方法と、前記方法を実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読むことができる記録媒体に関することである。本発明は逆方向パイロットチャネルを持つ無線通信ネットワークで有用である。また、このようなフィンガーを利用することによって、本発明はスマートアンテナシステムで利用されることができる高速広帯域通信の具現のための復調装置及び方法を提供する。端末器からトラフィック信号及びパイロット信号が伝送される3世帯無線通信で、本発明はパイロット信号を利用して最適化になったウェイトベクトルを演算して、演算されるウェイトベクトルはシンボルレートウェイトと一緒に各トラフィック信号に適用される。
2005509354.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
混用レートでウェイティングするフィンガーにおいて、
フレームタイミング情報を利用して受信信号に疑似雑音(PN)コードをかけることによって受信信号をディスクランブリングするディスクランブリング手段；
前記ディスクランブリング手段からのディスクランブリングされる信号を利用してウェイトベクトルを計算するビーム形成係数算出手段の入力として利用されるパイロット信号を生成して、各トラフィックチャネルの遅延位相に対する推定値を知るパイロット信号生成手段；
前記ディスクランブリング手段及び前記パイロット信号生成手段の信号を利用してウェイトベクトル(Weight Vector、ビーム形成係数)を生成するビーム形成係数算出手段；
前記ウェイトベクトルで前記ベースバンド受信信号の位相遅延を補償することによってゼネラルウェイト信号を生成するゼネラルウェイティング手段；
前記ウェイトベクトルと前記パイロット信号を利用して各チャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成するパイロット位相推定手段；
前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を提供するウォルシュディスプレヂング手段；及び
前記パイロット位相推定手段の出力を利用して、前記ウォルシュディスプレヂング手段の出力に対する位相遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段
を含む混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項２】
経路遅延の微細変化を補償するためのフレームトラッキング情報を生成するトラッキング手段
をより含む請求項１記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項３】
前記トラッキング手段は、各々第1同期時間情報と第２同期時間情報を利用してアーリディスクランブリング(early  descrambling)とレートディスクランブリング(late  descrambling)の結果を積分して獲得になった２エネルギーの差からフレームトラッキング情報を生成するのを特徴とする請求項２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項４】
前記トラッキング手段は、
各々第1同期時間情報と第２同期時間情報が使われてアーリディスクランブリング(early  descrambling)とレートディスクランブリング(late  descrambling)を通して提供されていたディスクランブルされる信号を各々積分してウェイトをかけた後自乗して獲得になった２エネルギーの差からフレームトラッキング情報を生成すること
を特徴とする請求項２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項５】
前記トラッキング手段は、各々第1同期時間情報と第２同期時間情報が使われてアーリディスクランブリング(early  descrambling)とレートディスクランブリング(late  descrambling)を通して提供されていたディスクランブルされる信号とウェイトベクトル間のウェイト合の積分結果の自乗により獲得された２エネルギー間の差からフレームト  ラッキング情報を生成すること
を特徴とする請求項２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項６】
前記トラッキング手段は、各々第1同期時間情報と第２同期時間情報を利用してアーリディスクランブリング(early  descrambling)とレートディスクランブリング(late  descrambling)の積分結果により得られた２エネルギーの差を求めるものの、そのエネルギー差値をフィルタリングする過程をより遂行した後フレームトラッキング情報生成に利用されるようにしたこと
を特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項７】
アーリディスクランブリング(early  descrambling)の第1同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に0.2チップないし0.5チップ中のどの一値ぐらい先んじて、レートディスクランブリング(latedescrambling)のため第２同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に0.2ないし0.5チップ中のどの一値ぐらい遅れたこと
を特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項８】
前記ディスクランブリング手段は、外部から提供されるフィンガー時間情報(f_timing)を利用してPNコードでスクランブル(scramble)されたデジタル状態の受信信号(I_rx、Q_rx)を逆にディスクランブルすること
を特徴とする請求項１又は２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項９】
前記パイロット信号生成手段は、所定の時間周期に対して前記ディスクランブリング手段の出力(yベクトル信号)を積分することによってウェイトベクトル算出手段の入力に用いられるパイロット信号を復元すること
を特徴とする請求項１又は２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１０】
前記ビーム形成係数算出手段は、前記xベクトルと前記yベクトルを利用してウェイトベクトル(Weight_I、Weight_Q)を算出すること
を特徴とする請求項９記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１１】
前記ビーム形成係数算出手段は、PNコード獲得をなくした時フィンガーデス信号(f_death)により生成されたフレームリセット信号(f_reset)を入力受けて初期状態にリセットなって損失になった経路に対するPNコード獲得が初期状態で再スタートされるようにすることを特徴とする請求項１０記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１２】
前記ゼネラルウェイティング手段は、前記ビーム形成係数算出手段からチップレートのウェイトベクトル(weight vector)にディスクランブルされる信号(I_rx、Q_rx)を掛け算と、掛け算結果を合算することによって配列出力を生成すること
を特徴とする請求項１又は２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１３】
前記パイロット位相推定手段は、前記ビーム形成係数算出手段から得たウェイトベクトルに前記パイロット信号生成手段からのパイロット信号を掛け算して各トラフィックチャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を出力すること
を特徴とする請求項１又は２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１４】
前記ウォルシュディスプレヂング手段は、
配列出力と疑似雑音コードの掛け算して配列出力をディスクランブリングと基本チャネル(Fundamental channel、FCH)に対応するウォルシュコードと配列出力のディスクランブリング結果を掛け算することでFCHを通して伝送されたデータを復元するFCHディスプレヂング(FCH Despreading)手段;
配列出力と疑似雑音コードの掛け算して配列出力をディスクランブルリングと専用制御チャネル(Dedicated Control Channel、DCCH)に対応するウォルシュコードと配列出力のディスクランブリング結果をかけることによってDCCHを通して伝送されたデータを復元するDCCHディスプレヂング(DCCH Despreading)手段;
配列出力と疑似雑音コードの掛け算して配列出力をディスクランブリングと補充チャネル1(Supplemental Channel 1、SCH1)に対応するウォルシュコードと配列出力のディスクランブリング結果をかけることによってSCH1を通して伝送されたデータを復元するSCH1ディスプレヂング(SCH1 Despreading)手段;及び
配列出力と疑似雑音コードを掛け算して配列出力をディスクランブリングと補充チャネル2(Supplemental Channel 2、SCH2)に対応するウォルシュコードと配列出力のディスクランブリング結果をかけることによってSCH2を通し手伝送されたデータを復元するSCH2ディスプレヂング(SCH2 Despreading)手段;
を含むことを特徴とする請求項１又は２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１５】
前記チャネル補償手段は、前記FCH、DCCH、SCH1、及びSCH2別に備わって各トラフィックチャネルと関連した経路遅延により発生になった位相歪みを補償するのを特徴とする請求項１３記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１６】
前記トラッキング手段は、疑似雑音符号獲得(PN code acquisition)の微細調整を通して正確なチップ同期を提供するために、
前記フレームタイミング情報(f-timing)より1/2チップぐらい先んじた擬似雑音符号(PN-code)を受信された信号とかける第1コンプレックスディスクランブリング手段;
前記フレームタイミング情報より1/2チップ遅れた擬似雑音符号(PN-code)を受信された信号とかける第2コンプレックスディスク手段；
前記アーリディスクランブロー(early  descrambler)及びレートディスクランブロー(late  descrambler)の結果を積分することによって相関エネルギーを提供する第1及び第2エネルギー近似化(Energy  Estimation)手段;及び
前記第1及び第２エネルギー近似化手段から入力受けた各々のエネルギー近似値を比較して差を求め、それを利用してフレームトラッキング(f-trk)情報を発生させるトラッキング部
を具備してなることを特徴とする請求項１又は２記載の混用レートでウェイティングするフィンガー。
【請求項１７】
混用レートでウェイティングするフィンガーを利用した移動通信システム用復調装置において、
搬送波が除去になった受信信号をオーバーサンプリング(over  sampling)してデジタル信号に変換するためのアナログデジタル変換手段(ADC:Analogue  Digital  Converter);
前記ADC手段の出力とパイロット(Pilot)チャネルに対応する疑似雑音(PN:Pseudo Noise)コード間の相関結果であるエネルギー値(Searcher-Energy)の中で所定限界値以上の値をラックディテクター(Lock  Detector)に送信するためのサーチャー(Searcher);
前記サーチャーから提供された前記相関エネルギーを利用してフレームリセット情報(f-reset)、フレームタイミング情報(f-timing)及びフレームデス情報(f-death)を含んだ正確なフレーム同期のために必要とする信号を生成するラックディテクター;及び
逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングするものの、 混合 レートでウェイティングする少なくとも一つのフィンガー
を含む移動通信システムのための復調装置。
【請求項１８】
前記フィンガーは、
フレームタイミング情報を利用して、ベースバンド受信信号をディスクランブリングするディスクランブリング手段;
前記ディスクランブリング手段からのパイロット信号を生成して、各トラフィックチャネルの遅延位相に対する推定値を知るパイロット信号生成手段;
前記ディスクランブリング手段及び前記パイロット信号生成手段の信号を利用してウェイトベクトル(Weight Vector、ビーム形成係数)を生成するビーム形成係数算出手段;
前記ウェイトベクトル及び前記受信信号を利用して配列出力を生成するゼネラルウェイティング手段;
前記ウェイトベクトル及び前記パイロット信号を利用して各チャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成するパイロット推定手段;
前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を生成するウォルシュディスプレヂング手段;及び
パイロットウェイティング手段及びトラフィックチャネルウェイティング手段の出力を利用して前記ウォルシュディスプレヂング手段の各出力に対する位相遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段
を含む請求項１７記載の移動通信システムのための復調装置。
【請求項１９】
前記フィンガーは、経路遅延で小さな変化を補償するためにフレームトラッキング情報を生成するための前記第1同期時間情報及び第２同期時間情報を利用したアーリディスクランブリング(early  descrambling)とレートディスクランブリング(late  descrambling)の積分により得られた２エネルギーの差から生成されるフレームトラッキング情報を生成するトラッキング手段
をより含む請求項１８記載の移動通信システムのための復調装置。
【請求項２０】
前記サーチャーは、
各アンテナチャネルで得られる相関エネルギーのような受信されたデータの包絡線検波(envelope  detection)を遂行する受信信号処理手段;
前記受信信号処理手段で得られた各アンテナチャネルの相関エネルギーを足す合算手段;及び
非同期(non-coherent)検出の最終出力として前記合算手段の結果を生成する出力手段
を含む請求項１７記載の移動通信システムのための復調装置。
【請求項２１】
前記受信信号処理手段は、
I-チャネルとQ-チャネルによって処理結果を自乗してその結果値を足すことによって各アンテナチャネルでの相関エネルギーの大きさ(magnitude)を計算する第1演算手段;及び
前記各アンテナチャネル別に求めた絶対値を全部足す第２演算手段
を含んでなることを特徴とする請求項２０記載の移動通信システムのための復調装置。
【請求項２２】
混用レートでにウェイティングをするフィンガーを利用する移動通信システムのための復調方法において、
受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけることによって 受信信号をディスクランブリングする第1ステップ;
ウェイト計算に利用するためにディスクランブリングされた信号を積分して得たパイロット信号を出力する第2ステップ;
前記ディスクランブリングされるデータと前記パイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して提供する第3ステップ;
エレメント間(inter-element)の位相差が補償されるように前記ウェイトベクトル及び前記受信信号間のかけた結果を合算して配列出力を生成する第4ステップ;
前記ウェイトベクトルに前記パイロット信号を掛け算することでチャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成する第5ステップ;
前記ゼネラルウェイティングステップの出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を生成する第6ステップ;及び
ウェイティングされるトラフィックチャネル(weighted traffic channel)に対する位相補償信号を利用してチャネル遅延により引起こされた位相歪みを補償する第7ステップ
を含む移動通信システムのための復調方法。
【請求項２３】
前記第4ステップは、
前記ウェイトベクトルを前記パイロット信号にかけるにあっては、位相遅延計算を通してパイロット信号が正確に算出になった後になされるようにすること
を特徴とする請求項２２記載の移動通信システムのための復調方法。
【請求項２４】
マイクロ・プロセッサを具備していて、 混用 レートでウェイティングをするフィンガーを利用する移動通信システムに、
受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけることによって受信信号をディスクランブリングする第1機能;
ウェイト計算に利用するためにディスクランブリングされる信号を積分して得たパイロット信号を出力する第２機能;
前記ディスクランブリングされるデータと前記パイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して提供する第3機能;
エレメント間(inter-element)位相差が補償されるように前記ウェイトベクトル及び前記受信信号間かけた結果を合算して配列出力を生成する第4機能;
前記ウェイトベクトルに前記パイロット信号を掛け算することでチャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成する第5機能;
前記ゼネラルウェイティングステップの出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を生成する第6機能;及び
ウェイティングされるトラフィックチャネル(weighted traffic channel)に対する位相補償信号を利用してチャネル遅延により引起こされた位相歪みを 補償する第7機能
を実現させるためのプログラムが収録になったコンピュータが読むことができる記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスマートアンテナシステムを利用する移動通信環境(例えば、符号分割多重接続方式などのような多様な移動通信環境を意味する)で信号の受信を担当する復調技術に関することで、特にスマートアンテナシステムに利用されることができるシンボルレートとチップレートを共に利用(混用)してウェイティングするフィンガーと、それを利用した受信モデムの復調装置及びその方法と、前記方法を実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読むことができる記録媒体に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動通信システムの容量を效果的に増大させるための方便としてスマートアンテナを利用しようとする試みが広がっていて、合わせてスマートアンテナ技術の重要性が広く認識されている。一般的に、スマートアンテナシステムを採用すれば信号を空間で選択的に受信することができるようにするために干渉信号の効率的な除去あるいは減少を通して無線通信の品質を向上させることができることとして知られている。
【０００３】
従来の場合は一般的に逆方向トラフィックチャネルでウェイティング情報を求めて使用する多様な方法らが提示された。ところがこの場合はトラフィックチャネルの特性上根本的に積分区間を大きく持つことができないとの技術的限界ゆえに干渉量が大きい場合には情報の純度が相対的に低くならざるをえなかった。
【０００４】
これを改善するために大韓民国特許第239177号(1997.8.30.出願;1999.10.19.登録)の"CDMA移動通信システムでパイロット信号を利用したスマートアンテナ受信装置及び方法"が提案になったことがある。前記大韓民国特許第239177号は各アンテナ素子での信号は適応ウェイトによりかけられて配列出力を生成するために結びつく。そして、前記配列出力信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけて逆拡散して、適当にフィルタリングされる。しかし基準信号を生成するためにフィルタリングされる信号はまた同じ擬似雑音符号(PN-code)とかける。前記大韓民国特許第239177号の技術は配列出力と基準信号(reference  signal)の差から生成される誤謬信号に基づいた方法である。適応手順はLMS(Least  Mean  Square)アルゴリズムのような広く知られた技術により誤謬信号を最小化することによっていろいろなアンテナ素子に受信された信号とかけるウェイトを生成する。
【０００５】
しかし、この方法はLMSアルゴリズムを遂行する時必需的に各適応ステップで最小化ならなければならない差(difference)を生成する基準信号を必要とする。事実、擬似雑音符号(PN-code)を逆拡散になった受信信号にかける手順は但し基準信号を生成するために必要であり、受信または復調過程には必要でない。基準信号を生成する過程は追加的な遅延と誤謬だけでなく擬似雑音符号(PN-code)の掛け算による複雑度の増加を起こす。
【０００６】
一方、大韓民国特許出願第1999-28020号(1999.7.12.出願;2001.2.5.公開)で"CDMA適応配列アンテナシステムのための効率的構造の復調器”が提案になったことがある。この出願で適応スマートアンテナシステムのためのCDMA信号復調器は擬似雑音符号(PN-code)の初期同期のための探索器バンク、正確な時間情報を生成するフィンガーバンク、逆拡散になったデータを生成する相関器バンク、受信された信号とかけるウェイトを生成するビーム形成パラメーター計算機と時間領域で逆拡散になったデータを結合する多重経路結合器で成されている。
【０００７】
前記技術の問題は各々のブロックがどのようにお互いに相互動作と接続するかを提供できない。このような問題により引起こされる一つの実質的な問題は擬似雑音符号(PN-code)の初期同期をなすことができないことである。大韓民国特許第1999-28020号のスマートアンテナシステムが正しく動作するためには各ブロックで必要なあらゆる時間情報が外部から供給されなければならなくてこれは実際状況と一致しない。例えば、擬似雑音符号(PN-code)の初期同期と多重経路の探索は初期ステップで事前に遂行になるべきなのにこれは相関器バンクが正しく動作するための実際状況とは多小差がある。もう少し具体的には大韓民国特許第1999-28020号に公開された技術はどのように探索器バンクから相関器バンクとビーム形成パラメーター計算機まで時間情報が供給されるかが現れていないし、受信された信号の逆拡散のための相関と適切な時間でのウェイト計算の遂行は不可能する。また、擬似雑音符号(PN-code)の初期同期方法に関する具体的な説明無しでCDMA受信機で必須な多重経路結合は成すことができない。
【０００８】
したがって大韓民国特許出願第1999-28020号に見られたシステムは初期ステップに不正確な時間情報でスタートになり、これは信頼性の深刻な低下を招くようになる。その上、不正確な時間情報はウェイトが収斂しても極度にのろい速度で収斂するようになって大部分が全く収斂をしなくなる。
【０００９】
もう一つの技術として、大韓民国特許出願第1999-30463号(1999.7.26.出願;2001.2.15.公開)で、"多重経路信号のための適応等化結合器とビーム形成器を持つスマートアンテナシステム"が提案になったことがある。この出願の主要事項は探索器バンクを通した選択ダイバーシチの代わりに適応ビーム形成アルゴリズムを利用してビームを形成する方法である。
【００１０】
以前の技術だけでなく上記の技術はどのように時間情報が得られているかに対する説明がない。しかしここではビーム形成手段により初期(チップレベルウェイティングのための受信信号の逆拡散する前を意味する)になされる探索(searching)が漠然に完壁になされたことを前提としているだけ、それがどのように可能か実質的な技術を全く出来ずにいる。以前の大韓民国特許出願第1999-28020号のように具体的に記述されない探索技術からの不正確な時間情報はウェイトがたとえ発散しなくてもとてものろい速度で収斂し、このようなのろい収斂はスマートアンテナシステムの性能に深刻な低下を招くようになる。
【００１１】
また、この技術はビーム形成アルゴリズムが初期にどのように利用されているかに関して当該分野の通常の知識を持った者が理解できる程度で具体的な技術を提示しなければならないのにそういう技術に関する具体的な提示が全くなされなかった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明は前記のような従来技術の問題点を改善するために提案になったこととして、逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にするスマートアンテナシステムに利用されることができるシンボルレートとチップレートを混用してウェイティングするフィンガーを提供することを目的とする。
【００１３】
また本発明は逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別追跡と高速の広帯域通信を可能にする 混用レートで動作する ウェイティングするフィンガーを利用したスマートアンテナの復調装置を提供することを他の目的とする。
【００１４】
また本発明は逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にする 混用 レートでウェイティングするフィンガーを利用するスマートアンテナの復調方法を提供することをもう一つの目的とする。
【００１５】
また本発明は前記逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にする 混用 レートでウェイティングするフィンガーを利用して復調する方法を実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読むことができる記録媒体を提供することをもう一つの目的とする。
【００１６】
本発明の属する技術分野で通常の知識を持った者は 本明細書の図面、発明の詳細な説明及び特許請求範囲から本発明の他の目的及び長所を容易に認識できる。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記目的を達成するために、本発明は 混用レートでウェイティングするフィンガーにおいて、フレームタイミング情報を利用して受信信号に疑似雑音(PN)コードをかけることによって受信信号をディスクランブリングするディスクランブリング手段;前記ディスクランブリング手段からのディスクランブリングされる信号を利用してウェイトベクトルを計算するビーム形成係数算出手段の入力として利用されるパイロット信号を生成して、各トラフィックチャネルの遅延位相に対する推定値を知るパイロット信号生成手段;前記ディスクランブリング手段及び前記パイロット信号生成手段の信号を利用してウェイトベクトル(Weight Vector、ビーム形成係数)を生成するビーム形成係数算出手段;前記ウェイトベクトルで前記ベースバンド受信信号の位相遅延を補償することによってゼネラルウェイト信号を生成するゼネラルウェイティング手段;前記ウェイトベクトルと前記パイロット信号を利用して各チャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成するパイロット位相推定手段;前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を提供するウォルシュディスプレヂング手段;及び前記パイロット位相推定手段の出力を利用して、前記ウォルシュディスプレヂング手段の出力に対する位相遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段を含む混用レートでウェイティングするフィンガーを提供する。
【００１８】
また本発明にともなう前記フィンガーは経路遅延の微細変化を補償するためのフレームトラッキング情報を生成するトラッキング手段をより含む。 前記目的を達成するために本発明は、 混用 レートでウェイティングするフィンガーを利用した移動通信システム用復調装置において、搬送波が除去になった受信信号をオーバーサンプリング(over  sampling)してデジタル信号に変換するためのアナログデジタル変換手段(ADC: Analogue  Digital  Converter);前記ADC手段の出力とパイロット(Pilot)チャネルに対応する疑似雑音(PN: Pseudo Noise)コード間の相関結果であるエネルギー値(Searcher-Energy)の中で所定限界値以上の値をラックディテクター(Lock  Detector)に送信するためのサーチャー(Searcher);前記サーチャーから提供された前記相関エネルギーを利用してフレームリセット情報(f-reset)、フレームタイミング情報(f-timing)及びフレームデス情報(f-death)を含んだ正確なフレーム同期のために必要とする信号を生成するラックディテクター;及び逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングするものの、 混合 レートでウェイティングする少なくとも一つのフィンガーを含む移動通信システムのための復調装置を提供する。
【００１９】
そして、前記本発明の復調装置に備わるフィンガーは、フレームタイミング情報を利用して、ベースバンド受信信号をディスクランブリングするディスクランブリング手段;前記ディスクランブリング手段からのパイロット信号を生成して、各トラフィックチャネルの遅延位相に対する推定値を知るパイロット信号生成手段;前記ディスクランブリング手段及び前記パイロット信号生成手段の信号を利用してウェイトベクトル(Weight Vector、ビーム形成係数)を生成するビーム形成係数算出手段;前記ウェイトベクトル及び前記受信信号を利用して配列出力を生成するゼネラルウェイティング手段;前記ウェイトベクトル及び前記パイロット信号を利用して各チャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成するパイロット推定手段;前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を生成するウォルシュディスプレヂング手段;及びパイロットウェイティング手段及びトラフィックチャネルウェイティング手段の出力を利用して前記ウォルシュディスプレヂング手段の各出力に対する位相遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段を含んで構成される。 
【００２０】
変調装置のフィンガーは経路遅延で小さな変化を補償するためのフレームトラッキング情報を生成するために前記第1同期時間情報及び第２同期時間情報を利用したアーリディスクランブリング(early descrambling）とレートディスクランブリング(late descrambling）の積分により得られた２エネルギーの差から生成されるフレームトラッキング情報を生成するトラッキング手段をより含む。
【００２１】
また、前記復調装置に備わるサーチャー(searcher)は、 各アンテナチャネルで得られる相関エネルギーのような受信されたデータの包絡線検波(envelope  detection)を遂行する受信信号処理手段;前記受信信号処理手段で得られた各アンテナチャネルの相関エネルギーを足す合算手段;及び非同期(non-coherent)検出の最終出力として前記合算手段の結果を生成する出力手段を含む。
【００２２】
前記目的を達成するための本発明は、混用 レートでにウェイティングをするフィンガーを利用する移動通信システムのための復調方法において、受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけることによって 受信信号をディスクランブリングする第1ステップ;ウェイト計算に利用するためにディスクランブリングされた信号を積分して得たパイロット信号を出力する第2ステップ;前記ディスクランブリングされるデータと前記パイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して提供する第3ステップ;エレメント間(inter-element)の位相差が補償されるように前記ウェイトベクトル及び前記受信信号間のかけた結果を合算して配列出力を生成する第4ステップ;前記ウェイトベクトルに前記パイロット信号を掛け算することでチャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成する第5ステップ;前記ゼネラルウェイティングステップの出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を生成する第6ステップ;及びウェイティングされるトラフィックチャネル(weighted traffic channel)に対する位相補償信号を利用してチャネル遅延により引起こされた位相歪みを 補償する第7ステップを含む移動通信システムのための復調方法を提供する。
【００２３】
前記目的を達成するための本発明は、マイクロ・プロセッサを具備していて、 混用 レートでウェイティングをするフィンガーを利用する移動通信システムに、受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけることによって受信信号をディスクランブリングする第1機能;ウェイト計算に利用するためにディスクランブリングされる信号を積分して得たパイロット信号を出力する第２機能;前記ディスクランブリングされるデータと前記パイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して提供する第3機能;エレメント間(inter-element)位相差が補償されるように前記ウェイトベクトル及び前記受信信号間かけた結果を合算して配列出力を生成する第4機能;前記ウェイトベクトルに前記パイロット信号を掛け算することでチャネルの位相遅延を補償する位相補償信号を生成する第5機能;前記ゼネラルウェイティングステップの出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を生成する第6機能;及びウェイティングされるトラフィックチャネル(weighted traffic channel)に対する位相補償信号を利用してチャネル遅延により引起こされた位相歪みを 補償する第7機能を実現させるためのプログラムが収録になったコンピュータが読むことができる記録媒体を提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
詳述した本発明の目的、特徴及び長所らは添付された図面と関連した次の詳細な説明を通してより明確になるはずである。本発明を説明するにあって、関連した公知技術に対する具体的な説明が本発明の要旨を不必要にぼかすことができると判断される場合その詳細な説明を省略する。以下、添付された図面を参照して本発明に係る好ましい実施例を詳細に説明する。
【００２５】
図1は本発明に記述になっている 混用 レートでウェイティングするフィンガーの好ましい一実施の形態のブロック図である。図1で110はディスクランブリング部、120はパイロット積分部、130はウェイトベクトル(ビーム形成係数)算出部、140はゼネラルウェイティング部、150はパイロット位相推定部、160はウォルシュディスプレヂング部、170はチャネル補償部、180はトラッキング部を各々表したのである。
【００２６】
図面に示すように本発明の一実施の形態にともなうフィンガーは、 外部から受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号(各アンテナ素子別に受信されてベースバンドで変換になった信号として、以下簡単に´受信信号´と称する)に疑似雑音符号(PN-code)をかけることによってディスクランブリングするディスクランブリング部(110)と、前記ディスクランブリング部(110)の出力からウェイトベクトルを計算する時使用する入力信号を求めるために使用するためのパイロット信号を出力するパイロット積分部(Pilot Integration)(120)を具備する。そして、前記ディスクランブリング部(110)のディスクランブリングされる信号と前記パイロット生成部のパイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して出力するウェイトベクトル(ビーム形成係数(beam-forming parameter))計算部(130)と、前記ビーム形成係数算出部(130)からウェイトベクトル(Weight Vector)を入力受けて各アンテナ素子別に対応になるベースバンド受信信号にかけてからその結果値を足して基準アンテナと各アンテナ間の位相遅延を補償した受信信号を出力するゼネラルウェイティング部(General Weighting Block)(140)を具備して、前記ウェイトベクトル算出部(130)から得たウェイトベクトルに前記パイロット積分部から得たパイロット信号をかけて余りチャネルの位相遅延を補償してくれるための位相補償信号を出力するパイロット推定部(Pilot Estimator)(150)を具備する。また、本発明にともなう前記フィンガーは、前記ゼネラルウェイティング部(140)から受けた配列出力に疑似雑音符号(PN-code)をかけて、各トラフィック チャネルで割り当てられたウォルシュコードの結果をかけて各トラフィックチャネル別に出力するウォルシュディスプレヂング部(Walsh Despreading)(160)と、前記ウォルシュディスプレヂング部(160)から出力されるチャネル別信号に対して前記パイロット推定部(150)から入力受けた位相補償信号を利用して遅れたチャネルを補償させるチャネル補償部(Channel Compensation)(170)を具備する。
【００２７】
一方、本発明にともなう混用レートでウェイティングするフィンガーは、遅延時間の微細変化を補償するためのフレームトラッキング(f-trk)情報を生成するトラッキング部(180)を選択的により具備させて、より細かいトラッキングがなされるようにすることができる。
【００２８】
前記ウェイティングベクトル計算部(130)は予め決まった演算過程に沿って前記受信された信号の処理によりビーム形成パラメーター(parameter)、すなわちウェイトベクトルを提供する。この文書で前記ウェイトベクトルは実数と虚数の複素ベクトルを各々Weight_I、Weight_Qで表現した。フィンガーデス信号(f_death)は与えられたフィンガーで擬似雑音符号獲得(PN-code acquisition)をのがした時前記サーチャー(searcher)に対する固定検出器(lock detector)で発生になる。フィンガーデス(finger death)信号(f_death)が発生した時擬似雑音符号獲得(PN-code acquisition)の再固定(re-locking)するために前記ラックディテクター(lock-detector)と前記ウェイトベクトル算出部(130)で得られたf_resetは前記ウェイトベクトル算出部(130)が初期状態から始まったことのようにリセットされる。そして前記パイロット信号に前記ウェイトベクトルをかけるにあっては位相遅延(基準アンテナと各アンテナ間の位相遅延を意味する)計算を介してパイロット信号を正確に算出した後になされるようにすることが好ましい。
【００２９】
前記したのような本発明のフィンガーで、CDMAデータの正確な変調のためには前記受信された信号と局部擬似雑音符号(localPN-code)間に同期(synchronization)のような正確なタイミング情報が必要である。したがって、前記トラッキング部(180)は前記フレームタイミング(f-timing)情報より所定時間先んじた同期時間情報(第1同期時間情報)と前記フレームタイミング(f-timing)情報より所定時間の遅れをとった同期時間情報(第２同期時間情報)を利用して受信された信号と局部擬似雑音符号(local  PN-code)をディスクランブリングした後各々のエネルギー近似値の差を利用してフレームトラッキング(tracking)(f-trk)情報を生成するようにする。
【００３０】
前記トラッキング部(180)で、第1同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に0.2チップないし0.5チップ中でどの一値ぐらい先んじた同期時間情報を利用し、前記第２同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に0.2ないし0.5チップ中でどの一値ぐらい遅れをとった同期時間情報を利用することが好ましい。
【００３１】
そして前記トラッキング部(180)で第1及び第２同期時間情報を利用して前記ディスクランブリングした結果を各々積分してエネルギーレベルを求めて、その各エネルギー値の差を利用してトラッキング(tracking)タイミング情報を生成するようにすることができる。または、前記各々のディスクランブリング過程で得られたディスクランブルされる信号の積分過程と前記ウェイトベクトル間のウェイトされる合計を自乗してフレームトラッキング(tracking)情報を生成するようにすることができて、もう一つの方法として前記各々のディスクランブリング過程で得られたディスクランブルされる信号とウェイトベクトル間のウェイトされる合計を積分して自乗することによってフレームトラッキング(tracking)情報を生成するようにすることができる。
【００３２】
また、前記トラッキング部(180)で、上で例示したのような演算を通して各々のエネルギーレベルと各エネルギー値の差を求めて利用するようにするものの、前記エネルギー値の差を直接利用しなくて、別途の加工(例えば、”ローパスフィルタリング”などと同じ信号に対する加工を意味する)過程を経るようにした後に、その加工になった値を利用してフレームトラッキング(tracking)情報を生成するようにすることができる。
【００３３】
本発明の好ましい一実施の形態ではフィンガー別にDLL(Digital  Lock  Loop)トラッキング部を各々具備させて、通信する間位相遅延の微細変化を補償してくれるようにした。そして、数回のコンピュータシミュレーションを通してフレームタイム情報(f_timing)がチップ速度(chip rate)が現在値より1/3チップないし1/8チップ間で先んじたり遅れたりしたことにより変わるということを分かる。
【００３４】
本発明のフィンガー技術に対する理解を助けるために、前記フィンガーが適用される例としてCDMA20001xの変調装置を介して説明する。図1に図示される本発明にともなう好ましい一実施の形態のフィンガー構成を参照すれば、前記ディスクランブリング部(110)は外部のラックディテクター(lock detector)(図2参照)などから提供されているフレームタイミング情報(f_timing)を利用してPNコードでスクランブル(scramble)されるデジタル状態の受信信号(I_rx、Q_rx)を各々コンプレックスディスクランブリングを遂行する。
【００３５】
前記パイロット積分部(120)はチャネルの位相遅延を補償するために前記パイロット信号をリカバリして前記パイロット積分部から出てきた出力をウェイトベクトル算出部に入力する。 ここでは、パイロット積分部とディスクランブリング部からの出力を各々 x-ベクトルとy-ベクトルとして表現するはずである。y-ベクトルはx-ベクトルを積分することによって得られて、積分期間の間x-ベクトル中のひとつはウェイトベクトル算出部に再入っていく。前記ウェイトベクトル算出部で前記ウェイトベクトルを計算する演算過程によって、x-ベクトルとy-ベクトル中で一つだけがその二つを代わることができる。 一方、前記ディスクランブリング部と前記パイロット積分部を一つのブロックで構成して、前記したような各々の動作が一つのブロック内で同時になされるようにすることができる。
【００３６】
前記ビーム形成係数算出部(130)は各々前記ディスクランブリング部(110)とパイロット積分部(120)から提供受けたx-ベクトルとy-ベクトルを利用してベクトル(Weight_I、Weight_Q)を算出して出力して、追加で前記ウェイトベクトル算出部(130)はウェイトベクトル初期化部を含むことができる。その上、前記ウェイトベクトル算出部(130)はまたウェイトベクトルを初期状態にリセットするためにラックディテクター(lock detector)(図2参照)から前記フレームリセット信号(f_reset)を受信する追加部分が設置されることができる。またwベクトルを計算するアルゴリズムによって前記 xベクトルとyベクトルの中のどの一つだけ使われることができる。
【００３７】
前記汎用(general)ウェイティング部(140)は前記受信されたデータと前記ウェイトベクトルをかけて、またアンテナ素子らの相互間の位相差を補償する方法のようにかけた結果を全部足すことによる前記チップレートされる配列出力を発生する。
【００３８】
前記パイロット位相推定部(150)はゼネラルウェイティング部(140)で獲得になった配列出力を持つパイロット積分部(120)からパイロット信号をかけて経路遅延による位相を補償するためのパイロット信号を復旧させて、またパイロット位相推定部はパワーコントロールビット(Power Control bit)を検出して、フレームエネルギー(f_eng)信号を発生させて前記固定検出器(lock detector)に伝達して現在フレームのエネルギー値を伝達してくれる。
【００３９】
また、本発明の一実施の形態で、前記ウォルシュディスプレヂング部(160)は、基本チャネル(Fundamental channel、今後簡単にFCHと表現されるはずである。)を区分し出すために前記ゼネラルウェイティング部の出力信号に疑似雑音符号(PN-code)をかけてディスクランブリングと基本チャネルに対するウォルシュコード(Walsh Code)をかけて基本チャネルに該当するコード長さである16チップ(chip)間積分(ディスプレヂング)して(1.2288Mcpsの伝送速度が1/16に減ることによって一つのシンボル(symbol)で構成されて76.8kspsの速度で信号が変換になる)、基本チャネルで出力する基本チャネルウォルシュディスプレヂング部(FCH Walsh Despreading)(161)を具備する。
【００４０】
そして前記ウォルシュディスプレヂング部(160)は、専用制御チャネル(Dedicated Control Channel、今後簡単にDCCHと表現されるはずである。)を区分し出すために前記ゼネラルウェイティング部の出力信号に疑似雑音符号(PN-code)をかけてディスクランブリングと専用チャネルに対するウォルシュコード(Walsh Code)をかけて専用制御(Dedicated Control)チャネルに該当するコード長さである16チップ(chip)間積分(ディスプレヂング)して(1.2288Mcpsの伝送速度が1/16に減って一つのシンボルで構成されて76.8kspsの速度で信号が変換になる)、専用制御チャネルで出力する専用制御チャネルウォルシュディスプレヂング部(DCCH Walsh Despreading)(163)を具備する。
【００４１】
そして、補充チャネル1(Supplemental Channel 1、今後簡単にSCH 1だと表現する。)を区分し出すために前記ゼネラルウェイティング部の出力信号に疑似雑音(PN)コードをかけてディスクランブリングと補充チャネル1に対するウォルシュコード(Walsh Code)をかけて補充チャネル1に該当するコード長さである16、8、4、2チップ(chip)間を積分(ディスプレヂング)して(1.2288Mcpsの伝送速度が1/16、1/8、1/4、1/2に各々減って一つのシンボルで構成されて76.8kbps、153.6ksps、307.2ksps、614.4kspsの速度で信号が各々変換になる)、補充チャネル1(SCH1)を通して出力する補充チャネル1ウォルシュディスプレヂング部(SCH1 Walsh Despreading)(165)を具備して、補充チャネル2(Supplemental Channel 2)を区分し出すために前記ゼネラルウェイティング部の出力信号に疑似雑音(PN)コードをかけてディスクランブリングと補充チャネル2に対するウォルシュコード(Walsh Code)をかけて補充チャネル2に該当するコード長さである16、8、4、2チップ(chip)間積分(ディスプレヂング)して(1.2288Mcpsの伝送速度が1/16、1/8、1/4、1/2に各々減って一つのシンボルで構成されて76.8kbps、153.6ksps、307.2ksps、614.4kspsの速度で信号が各々変換になる)、補充チャネル2(SCH2)を通して出力する補充チャネル2ウォルシュディスプレヂング部(SCH2 Walsh Despreading)(167)を具備する。
【００４２】
前記各チャネル別ウォルシュディスプレヂング部でディスクランブリング過程とディスプレヂング過程を各々分けてすることが基本方法だが、chip単位で(chip by chip)疑似雑音符号(PN-code)とウォルシュコードをまずかけて一つの過程で統合することができる。
【００４３】
前記チャネル補償部(Channel  Compensation)(170)はチャネル補償部(170)は(171)、(173)、(175)、(177)の４個のチャネル補償部で構成されているCDMA20001xシステムの場合のように多数のチャネル補償部らで構成されて各トラフィックチャネル等と関連した位相遅延による位相歪みを補償する。
【００４４】
前記トラッキング部(180)は、前記フレームタイミング(f-timing)情報より1/2チップ先んじた同期時間情報を利用して擬似雑音符号(PN-code)を受信された信号にかけることによってディスクランブルするコンプレックスディスクランブリング部1(181)と、前記フレームタイミング(f-timing)情報より1/2チップ遅れをとった同期時間情報を利用して擬似雑音符号(PN-code)をことによってディスクランブルするコンプレックスディスクランブリング部2(183)と、前記コンプレックスディスクランブリング部(181、183)から受信した信号を各々積分して求めた相関エネルギー(correlation  energy、各信号別にエネルギーレベルを求めるためのエネルギー近似部(Energy  Estimation)(185、187)と、前記エネルギー近似部(185、187)から入力受けた各々のエネルギー近似値を比較して誤差を求めて、それを利用してフレームトラッキング(tracking)(f-trk)情報を発生させるトラッキング(tracking)情報発生部(189)でなされることができる。ここで前記ディスクランブリング部で前記同期時間情報は必ずフレームタイミング(f-timing)情報より1/2チップ先んじたり遅れたりする場合だけ可能になることでなく、前記フレームタイミング(f-timing)情報より1/3チップ先んじたり遅れたりする同期時間情報などのように前で説明した通り0.2ないし0.5チップ以内の範囲で適切にタイミング情報を変更設定することができる。
【００４５】
前記エネルギー近似部(Energy  Estimation)(185、187)は受信された信号と局部PNコード(local  PNcode)間のチップ同期を微細調整する必要がある。受信信号とPNコードとかけた信号のエネルギーレベルの積分値はチップ同期が正確に一致した時その値が最大となる。そして、前記トラッキング(tracking)情報発生部(189)でトラッキング(tracking)情報(f_trk)は各々前記アーリディスクランブリング部(early  descrambling  part)とレートディスクランブリング部(late  descrambling  part)と関連した相関エネルギー発生部(correlationen  ergy  generatingparts、energy  estimation  part)(185、187)から提供された積分値を比較することによって得られる。電圧制御発振器(VCO)はトラッキング(tracking)情報を発生させるために使われることができる。前記した通り構成及び動作になる本発明のフィンガーは、逆方向(上向き)パイロットチャネルを採用するスマートアンテナを使用するCDMA移動通信システムなどに適用されて、逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適ウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることによりユーザー別トラッキング(tracking)が可能になるようにして高速の広帯域通信が可能になるようにする。
【００４６】
また、前記本発明のフィンガー技術はスマートアンテナを採用したCDMA移動通信システムで各ユーザー別チャネルカードごとに備わる復調装置に適用されるので、本実施例では便宜上ユーザー(user)当4個のフィンガーを割り当てる場合を例として説明した。だが、本発明で提示されるフィンガー技術が各ユーザーに割り当てられる個数を制限しなさは当該分野の通常の知識を持った者らにあって自明なことである。
【００４７】
図2は前記図1で見られた本発明で説明しているフィンガーの適用例を表している。本発明で説明するフィンガーがCDMA20001xシステムの代りにWCDMAのような他の通信環境で動作する復調装置にも適用されることができるということは明白である。
【００４８】
図2で見られた前記復調装置はアナログデジタル変換器(ADC)(210)、サーチャー(searcher)(220)、ラックディテクター(lock  detector)(230)、フィンガー(240a〜240d)、そして受信処理回路部(250)で構成されている。
【００４９】
図面に示すように、本実施例にともなうシンボルレートとチップレートを混用してウェイティングするフィンガーを利用した復調装置は、搬送波が除去になった受信信号をオーバーサンプリング(over  sampling)してデジタル信号に変換するためのアナログデジタル変換器(ADC:Analogue  Digital  Converter)(210)を具備していて、前記ADC部から受信したデジタル信号にパイロット(Pilot)チャネルに該当する擬似雑音符号(PN:Pseudo  Noise)コードをかけて積分した結果値である多数の探索器エネルギー値(Searcher-Energy)中で予め定めた特定限界値以上の値をラックディテクター(lock  detector)に送信するための探索器(searcher)(220)を具備している。
【００５０】
そして、混用レートでウェイティングされるフィンガーが適用された前記復調装置は前記サーチャー(searcher)部から相関エネルギー(correlation  Energy)を入力受けて正確なフレーム同期を合せ、フレームリセット(f-reset)、フレームタイミング(f-timing)、フレームデス(f-death)情報を該当ブロックに送信するための固定検出器(lock  detector)(230)を具備していて、前の図1の説明欄で詳細に説明した通り、前記復調装置はディスクランブリング部(110)、パイロット積分部(120)、ウェイトベクトル(ビーム形成係数)算出部(130)、ゼネラルウェイティング部(140)、パイロット位相推定部(150)、ウォルシュディスプレヂング部(160)、チャネル補償部(170)、及びトラッキング部(180)を具備していて、信号合成器(signal  combiner)、デインターリーバ(de-interleaver)、軟判政遂行器(soft  decision  performer)、ビータービデコーダー(Viterbi  decoder)、CRCチェッカー(checker)、ターボデコーダー(turbo  decoder)、そして他の便利な信号受信(receiving)部、近似化(estimation)部、検出(detecting)部で構成された受信信号処理部(250)を具備している。
【００５１】
一方、図2Cで見るように、前記受信処理回路部(250)はまた、前記各フィンガー(240aないし240d)から最終出力されたトラフィック信号をチャネル別に合成する合成(combiner)部、受信された信号の伝送順序を変えて元来通り再配列するデインターリーバ部、デインターリーバされる信号を合せて軟判政(soft  decision)する軟判政部、コンボルションエンコーディングされる信号をデコーディングするビータービデコーディング部、及び信号のフレームエラーを検出するCRCチェック部を含むことができるので、これらの構成及び作用は当該分野の通常の知識を持った者らには自明なことなのでここではその具体的な説明を省略する。
【００５２】
そして、前記サーチャー(searcher)(220)に適合するように適用されることができる技術が本発明の出願人により提示されたし、ウェイトベクトル計算無しで受信信号を検波する発明が本発明の出願人により2001年4月18日付に大韓民国特許出願第20971号で出願になったことがある。 前記先出願発明がここに参照になる。
【００５３】
これから、図面を参照して前記探索器(searcher)(220)に関してより詳細に説明するようにする。
【００５４】
図3は前記図2の探索器(220)に利用されるフェーズダイバーシチ(Phase Diversity)概念を説明するための概略的なブロック図である。容易に説明するために、n番目アンテナ素子に受信された信号を復調する過程を例をあげよう。本発明で説明されたフィンガーに適用された前記フェーズダイバーシチは多様なコンピュータシミュレーションを通して得られた関連した図面を利用してもう少し詳細に説明される。スマートアンテナシステムに各々他の入射角に入ってくるMケの信号があるとしよう。これは多重経路がないと仮定した時、スマートアンテナシステムにM名のユーザが信号を伝送するということと同じである。しかし多重経路環境ではユーザの数がMより少ない。一個の経路、すなわち、ｌ番目経路を通じて電波される信号によるスマートアンテナシステムでの２アンテナ素子間の位相差はφ（θｌ，ｄ）で表現されるのにこれは入射角θｌと素子間の間隔ｄの関数で表現される。したがって、
【００５５】
【数１】
2005509354.tif 000003
【００５６】
ｌ番目の経路を介して望みの(desired)信号が伝えられて、最初アンテナ素子を基準アンテナとしよう。その次にｎ番目アンテナ素子のｋ番目枝(branch)で受信された信号のI-成分、Q-成分の望みの信号と願わない信号らは各々次の通り表現される。
【００５７】
【数２】
2005509354.tif 000004
【００５８】
【数３】
2005509354.tif 000005
【００５９】
前記数式で、Φｍはｍ番目経路と関連した搬送波の位相遅延で、Sｍ，ｋはｍ番目経路を通じて基準アンテナ素子のｋ番目枝(branch)に受信された信号の大きさ(amplitude)である。[数2、3]の最初の項は望みの信号であり、２番目項は望みの信号がｌ個の経路を介して伝播になるために生じる干渉等である。ノイズ項は式を単純にするために無視される。仮りに入射角{θｍ}がユニホーム一な分布を持つお互いに独立的なランダム変数ならば、十分に大きいＭに対し前記干渉項、すなわち、[数2、3]の２番目項はお互いに独立的なランダム変数である。したがって[数2、3]は次の通り表現される。
【００６０】
【数４】
2005509354.tif 000006
【００６１】
【数５】
2005509354.tif 000007
【００６２】
Ｇ［μ，σ２］は平均がμであり、分散がσ２のランダム変数である。ここで分散は受信側で前記干渉等の自乗の合計により決定される。すなわち、Θｎ，ｌ＝Φｌ＋（ｎ−１）φ（θｌ，ｄ）と表現される。
【００６３】
前記相関エネルギーは非同期包絡線検出(non-coherent envelope detection)のためにI-成分とQ-成分等の合の自乗から得られる。ｋ番枝(branch)と関連した相関エネルギーをZｋで表明するのに、これをフェーズダイバーシチ技術という。(2001年4月18日に大韓民国特許出願番号第20971号で出願になった)。このフェーズダイバーシチ技術では各々の相関エネルギーは各アンテナ素子らから得られたあらゆる一致するI-成分とQ-成分等の合計から得られなければならない。すなわち、
【００６４】
【数６】
2005509354.tif 000008
【００６５】
Zｋのpdfは次の[数7]及び[数8]と同じである。
【００６６】
【数７】
2005509354.tif 000009
ナンセントラリティーパラメーター(non-centrality  parameter) ｂｋ＝Ｎ（Ｓｋ２／σ２）とＩＮ−１（・）はＮ−１次である修正になった一種のベッセル関数(Bessel  function)である。Ｓｋ＝０でｂｋが０に収斂する時であることを銘記しなければならない。これはｋ番目の枝(branch)で望みの信号の大きさが0である時という意味である。したがってｋ番目の枝(branch)で望みの信号がない時、相関エネルギーZｋはセントラルカイ-スクエア(centralchi-squared)ランダム変数である。この場合に前記相関エネルギーZｋのpdfは次の通りである。
【００６７】
【数８】
2005509354.tif 000010
【００６８】
ここでΓ（・）はガンマ関数である。
【００６９】
前記セントラルカイースクエア(centralchi-squared)ランダム変数の平均は２Ｎσ２で分散は４Ｎσ４である。ナンセントラルカイ-スクエア(noncentralchi-squared)ランダム変数に対して平均はＮ（２σ２＋Ｓ２）で分散は４Ｎσ2（σ２＋Ｓ２）である。前記相関エネルギーZｋの平均と分散はアンテナ素子の数が増加するによって線形的に増加する。これは非同期検出(noncoherent  detection)の性能がスマートアンテナシステムでアンテナ素子の数が増加するによって線形的に改善される。結果的に相関エネルギーZｋを通してフェーズダイバーシチ技術はスマートアンテナシステムのアンテナ素子の数がNケである時信号対干渉比(SIR)がほとんどN倍増加する。フェーズダイバーシチの利得を得ることに影響を及ぼす前記ウェイト計算がないということは重要である。
図4と図5はアンテナ素子の数が1から4に変わる時相関エネルギーZｋの確率分布を示す。図4はＳｋ＝５０，σ２＝１０００の場合で望みの信号が存在するということを見せる。図5はＳｋ＝０，σ２＝１０００の場合に現在望みの信号がないということを見せる。図6はフェーズダイバーシチ技術を統合したCDMAシステムの例で適用されたサーチャー(searcher)のブロック図を表したのである。図6でＰＩ（ｔ−τ）とＰＱ（ｔ−τ）はｌ番めの経路を通じてスマートアンテナシステムに入ってくる望みの信号と一致する擬似雑音符号(PN-code)の各々I-成分とQ-成分を表したのである。擬似雑音符号(PN-code)獲得の目的はタイミング情報を探すものである。もう少し特別に話せば、相関で最高値を提供するＰＩ（ｔ−τ）とＰＱ（ｔ−τ）で時間遅延値τを探すものである。下添字ｋを消し、相関エネルギーZを表現すれば、
【００７０】
【数９】
2005509354.tif 000011
【００７１】
次の二つの仮設を考慮すれば
Ｈ１::獲得(acquisition)はなされた。
Ｈ０:獲得(acquisition)はなされなかった。
【００７２】
この仮設ら下に条件付確率は次の通りである。
【００７３】
【数１０】
2005509354.tif 000012
【数１１】
2005509354.tif 000013
【００７４】
[数10]で分散はσ２＝２ＴＭであり、[数11]ではσ２＝２Ｔ（Ｍ−１）である。そして相関エネルギーを計算する積分区間Tに対してｂ＝２ＴＭ／（Ｍ−０．５）である。[数10]と[数11]から単一同期テスト(single  synchronization  test)で検出(detection)確率と失敗警告(false  alarm)確率は各々次の通りである。
【００７５】
【数１２】
2005509354.tif 000014
【００７６】
【数１３】
2005509354.tif 000015
【００７７】
前記[数12]及び[数13]をβＴに対して連立すれば、失敗警告確率ＰＦと検出確率ＰＤの理論的な値を得ることができる。図7は[数12]と[数13]から検出(detection)確率と失敗警告(false  alarm)確率の理論的な値を見せる。そして図8はモンテカルロシミュレーション(Monte  Carlo  simulation)から得られた実際状況に対する一致する結果を見せてあげる。図7と図8で見るところと共に、前記積分区間でチップ数が64になるように積分区間Tが決まる。積分するチップ(chip)の個数すなわち、PG(processing  gain)は64であり、ユーザー数は50人である時、図9と図10は前記ユーザー数の関数として単一アンテナシステムに対する検出(detection)確率と失敗警告(false  alarm)確率を見せる。CDMA受信機で探索器の性能がフェーズダイバーシチ技術によりだいぶ改善されるということはとても意味あるものである。例えば、図8に見られたように伝統の単一アンテナシステムがただ20人のユーザーだけをそれに相応になる探索(searching)性能を維持できる反面に、4個のアンテナ素子で構成されたフェーズダイバーシチ技術が適用されたスマートアンテナシステムは前記50名のユーザを受け入れることができる。これは通信容量(capacity)が擬似雑音符号獲得(PN-code  acquisition)に対してほとんど2.5倍増加になるということを意味する。4個のアンテナ素子で構成されたスマートアンテナシステムで前記フェーズダイバーシチ技術を通してSIRが4dBが改善される。
【００７８】
フェーズダイバーシチ技術の主要な長所は前記スマートアンテナシステムが初期ステップで最適のウェイトベクトル算出が可能でなくても普通の単一アンテナシステムより性能が良くなることができるということである。
【００７９】
前記した通り構成及び動作になる本発明の復調装置は、スマートアンテナを採用している移動通信システムに適用されて逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にする。
【００８０】
本発明の復調装置はスマートアンテナを採用したCDMA移動通信システムなどで各ユーザー別チャネルカードに備わるところ、本実施例では便宜上あるユーザー(user)当4個のフィンガーが割り当てられた場合を例として説明した。しかし、本発明で提示されるシンボルレートでウェイティングするフィンガーを利用した復調装置技術が各ユーザー当割り当てられるフィンガーの個数を制限しなさは当該分野の通常の知識を持った者らにあって自明なことである。
【００８１】
図11は前記受信された信号が本発明に描写されたように前記フィンガーを使用する変調方法のフローチャートを見せる。図12は前記混合レートでウェイティングされたフィンガーを採択した前記変調過程で処理遅延がどの位発生するかを見せる。
【００８２】
前記図11を参照して本発明に係る復調方法を説明すれば、本発明にともなうフィンガーでは、受信された信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけることによってディスクランブリングする(501)。そして、ウェイトベクトル計算する時入力信号として使用することができるようにするために、ディスクランブリングされる信号を入力受けて積分して得たパイロット信号を出力して(503)、前記ディスクランブリングされる信号と前記パイロット信号を各々入力受けてビーム形成パラメーターすなわち、ウェイトベクトルを算出して提供する(505)。この時ウェイト計算のために必要とする時間が本実施例では1スナップショットが必要とすることと例示になっているけれど、これはプロセッサとアルゴリズムによって変化できる。
【００８３】
そして、前記ウェイトベクトルを入力受けて前記デジタル信号状態で受信される信号にかけて基準アンテナと各アンテナ間の位相遅延を補償した後、補償された各アンテナの信号を足して各チャネル別信号を検出できるウェイティングされる信号を発生させる(507)。また、前記ウェイトベクトルを入力受けて前記パイロット信号にかけて余りチャネルの位相遅延を補償するための位相補償信号(パイロットウェイティング信号)を出力するのに(511)、この時前記ウェイトベクトルを前記パイロット信号にかけるにあっては位相遅延計算を通しパイロット信号が正確に算出になった後になされるようにする。
【００８４】
その次にトラフィックチャネルで各信号は各チャネルに該当するウォルシュコードの配列出力との相関演算により各々回復になる(509)。また、位相歪みを補償するための前記ウェイティングされたパイロット信号は各トラフィックチャネルで位相補償信号(513)を作るために適用される。前記図12を参照すれば、図面でx1、x2、. . . ..、x8で表示される部分は前記パイロット積分部(120)でディスクランブリングされた信号が与えられた積分期間の間積分になる区間を表したことであり、積分になった結果を各々y1、y2、. . . .、y7で表明した。
【００８５】
ビーム形成モジュールの入力ではxベクトル信号及びyベクトル信号が必要なのに、前記yベクトル信号は前記xベクトル信号を積分した信号であるからx1に対した積分結果は図12に表示されるy1で出るようになる。その後x1中のひとつとy1をビーム形成モジュールに伝達して、x1とy1によった結果w1はまた1区間後に出力されて出てくる。この結果w1は同じ時間に前記パイロット信号生成部(120)の出力であるy2とかけられて、x31で表示されたシンボル区間のチャネル補償(estimation)に使われる。
【００８６】
上の結果を分析すれば、x1区間のデータによるチャネル結果は２期間遅延されたx3に適用されるものである。このような結果は各ブロック間にバッファが存在しない時の結果である。万一バッファリングをすれば結果が出てくる時間が遅延なるけれど(w1をx1区間に適用するならば２区間をバッファリングしなければならないのでチャネル補償される時間が遅れるようになる)、上の２区間遅延されるx3に適用されることに起因した性能下落は防止できるようになる。
【００８７】
詳述したような本発明にともなう処理方法らはソフトウェア的に具現てソフトウェアはコンピュータで読むことができる記録媒体(CDローム、ラム、ロム、フロッピーディスク、ハードディスク、光磁気ディスク等)に 保存されることができる。
【００８８】
また、本発明では 各フィンガーを同期式移動通信方式であるCDMA2000方式(IS2000方式またはIMT-2000方式などと称することもする)のシステムに適用した場合を例として説明しているが、本発明で提示されるフィンガー設計技術はCDMA2000方式に 制限出来なさ(WCDMAなどにも適用されることができる)が自明する。そして、本発明では技術説明の便宜上同期式(CDMA2000方式)のデータ率を利用して説明しているがこれもまた  本発明技術を同期方式の3世帯移動通信システムに限定させようとしたことではない。
【００８９】
3世帯移動通信環境では各端末器でトラフィック信号と一緒にパイロット信号を送信するので最適のウェイトベクトルはパイロット信号を利用して計算できる。ところが、パイロット信号を利用して計算した最適のウェイトベクトルを各トラフィック信号に適用するようになるのでウェイト適用はシンボルレート及びチップレートを混用して選択することが可能である。
【００９０】
本発明と共にシンボルレート及びチップレートを混用してウェイティングする混合方式の場合は他の場合(例えば、シンボルレートウェイティング方式またはチップレートウェイティング方式)と比較してみれば、ウェイトベクトルの適用速度がチップ速度に減り、またチャネル補償のためのパイロット信号の検出詩にも既に逆拡散になったパイロット信号をウェイティングして使用するようになるので別に積分する必要性がない長所がある。また、計算になったウェイトベクトルとそのウェイトベクトルに適用される受信信号間の時間差もチップレートウェイティングの場合より１チップ区間が早い長所がある。
【００９１】
いままで注意深くみた本発明の技術によれば、大きい積分区間を持つことができるパイロットチャネルでウェイティング情報を算出するために、相対的に干渉量を顕著に縮めることができて、情報の純度を大きく向上させる効果がある。
【００９２】
そして、信号処理に必要な遅延時間を最小化して、正確なチャネル推定は復調装置で使用した混合レートウェイティングが可能にする。その時、フェーズダイバーシチ(phase  diversity)を利用して初期同期及び追跡器(tracker)の性能を改善できる利点があり、配列アンテナを通して受信されたパイロット信号にウェイトベクトル算出部から得たウェイトベクトルをかけて正確な位相補償を実現することによってシステムの性能を大きく改善する効果がある。
【００９３】
以上で説明した本発明は前述した実施例及び添付された図面により限定されるのでなくて、本発明の技術的思想を抜け出さない範囲内で色々な置換、変形及び変更が可能だということが本発明が属する技術分野で通常の知識を持った者にあって明白だするはずである。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明によってシ 混用 レートでウェイティングするフィンガーの好ましい一実施の形態のブロック図である。
【図２Ａ】前記図1で見られたフィンガーを利用して設計した復調装置に関する一実施の形態のブロック図である。
【図２Ｂ】前記図1で見られたフィンガーを利用して設計した復調装置に関する一実施の形態のブロック図である。
【図２Ｃ】前記図1で見られたフィンガーを利用して設計した復調装置に関する一実施の形態のブロック図である。
【図３】本発明によって前記図2のサーチャー(searcher)と追跡器(tracker)に利用されるフェーズダイバーシチ(Phase Diversity)と呼ばれる技術(Technology)の概念を説明する図である。
【図４】Ｓｌ，ｋ＝５０、σ２＝1000の時フェーズダイバーシチ(Phase Diversity)の性能を示す図であり、エネルギー(Ｚｌ，ｋ)の分布がアンテナの個数が増えるによって集中されること(concentrated)を観察できる。
【図５】Ｓｌ，ｋ＝0(所望の信号がない場合である)、σ２＝1000の時フェーズダイバーシチ(Phase Diversity)の性能を示す図であり、エネルギー(Ｚｌ，ｋ)の分布がアンテナの個数が増えるによって集中されること(concentrated)を観察できる。
【図６】CDMA移動通信システムの逆方向リンク(reverse link)サーチャー(searcher)で前記フェーズダイバーシチ(Phase Diversity)が適用された場合を説明するための図面である。
【図７】パイロットチャネルを積分するチップ(chip)の個数のPG(processing gain)が64で、ユーザー数は50人である時、検出確率(Detection probability)PDと失敗警告確率(false  alarm  probability)PFの理論的な性能を見せる図である。
【図８】積分するチップ(chip)の個数であるPG(processing gain)が64で、ユーザー数は50人である時、検出確率(Detection probability)PDと失敗警告確率(false  alarm  probability)PFのシミュレーション性能を見せる図である。
【図９】アンテナ素子の個数が1ケである時理論分で得たPF対PDのグラフ図である。
【図１０】アンテナ素子の個数が1ケである時シミュレーションで得たPF対PDのグラフ図である。
【図１１】本発明によって 混用 レートでウェイティングするフィンガーを利用して復調する方法の一実施の形態の遂行フローチャートである。
【図１２】前記図11の 混用 レートウェイティング(Symbol  Rate  Weighting)方式での遅延(Delay)計算過程を説明するためのブロック図である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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