(57)【要約】低コスト送信装置パスバンド・フィルター（３５，２００）において振幅リップルを補償する適応事前等化器（１５）が開示されている。等化器係数（７２）を計算するフィルタード−ｘＬＭＳアルゴリズムが提案されている。この目的のために変調されたＲＦ信号は、送信装置において復調され、元のベースバンド信号のフィルタリングされたバージョンから差し引かれる。該低コスト送信フィルター（３５，２００）のインパルス応答が遅延（７３）により近似される。本開示内容は、例えばＯＦＤＭを使用する直接変換送信装置又はヘテロダイン送信装置に適用され得る。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号処理回路（２００）の伝送特性を等化する方法であって、該方法は：
ａ）該信号処理回路（２００）の出力信号と等化関数（１５）の入力信号との差を得るステップと；
ｂ）該得られた差と該伝送特性の近似値とに基づいて該差の勾配を近似するステップと；
ｃ）該近似された勾配に基づいて該等化関数（１５）の制御値を更新するステップと；
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記近似ステップは前記差の最小二乗平均勾配ベクトルの近似値を計算するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記勾配ベクトルはシステム費用関数の偏微分方程式から計算されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記差は前記出力信号及び前記入力信号の信号エンベロープを比較することによって得られることを特徴とする上記請求項のうちのいずれか１つに記載の方法。
【請求項５】
前記入力信号はディジタル信号であり、前記出力信号はアナログ信号であることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記制御値は適応ディジタル・フィルターの係数であることを特徴とする上記請求項のうちのいずれか１つに記載の方法。
【請求項７】
前記伝送特性は遅延関数として近似されることを特徴とする上記請求項のうちのいずれか１つに記載の方法。
【請求項８】
前記遅延関数の遅延は前記伝送特性の最大アナログ・フィルター・ピークの位置に対応することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記勾配ベクトルは次の方程式：
▽｛Ｅ｝＝-２・ｅ［ｋ］・ｄ［ｋ−τ］
を用いて計算され、ここで
▽｛Ｅ｝は前記勾配ベクトルを表わし、
ｅ［ｋ］は前記の得られた差を表わし、
ｄ［ｋ−τ］は前記伝送特性の前記遅延近似により評価された前記入力信号のベクトル表示を表わすことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
フィルター係数は前記更新ステップにおいて次の方程式：
ｗ［ｋ＋１］＝ｗ［ｋ］＋μｅ［ｋ］・ｄ［ｋ−τ］
に基づいて更新され、ここで
ｗ［ｋ＋１］は更新されたフィルター係数のベクトル表示を表わし、
ｗ［ｋ］は現在のフィルター係数のベクトル表示を表わし、
μは所定比例係数を表わすことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
信号処理回路（２００）の伝送特性を等化する装置であって、該装置は：
ａ）  該信号処理回路（２００）の出力信号と等化手段（１５）の入力信号との差を得るための比較手段（７１）と；
ｂ）  該得られた差と該伝送特性の近似値とに基づいて該差の勾配を近似するための近似手段（７２）と；
ｃ）  該近似された勾配に基づいて、該等化手段（１５）に供給される制御値を得るための更新手段（７２）と；
を含むことを特徴とする装置。
【請求項１２】
前記比較手段（７１）は前記入力信号と前記出力信号とをこれらの信号のエンベロープに基づいて比較するように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記近似手段（７２）は、前記伝送特性を遅延関数として近似し、最小二乗平均近似関数を用いて前記勾配を近似するように構成されていることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記信号処理回路は直接変換方式又はヘテロダイン方式の送信装置アーキテクチャー（２００）であることを特徴とする請求項１１から１３までのうちのいずれか１つに記載の装置。
【請求項１５】
前記装置はディジタル事前等化手段（１５）を含むことを特徴とする請求項１１から１４までのうちのいずれか１つに記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式などを使用する直接変換方式又はヘテロダイン方式の送信装置などの信号処理回路の伝送特性を等化するための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
米国電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）は、企業クラスの無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）の次世代を代表する新しい規格８０２．１１ａを伸展させている。これが現在の技術と比べて持っている利点は、より大きなスケーラビリティー、より良い耐干渉性、及び著しく高い速度などであり、これは同時に大帯域幅アプリケーションのためにも適している。
【０００３】
ＯＦＤＭは、スペクトル拡散と比べてチャネル利用性及びデータ転送速度に関して利益を提供する新しい符号化方式である。利用可能な独立のチャネルの数が多いほど、無線ネットワークのスケーラビリティーが高まるので、チャネル利用性は重要である。高いデータ転送速度は、多数の低速度副搬送波を組み合わせて１つの高速チャネルを作ることによって達成される。大（広）チャネルは、１送信あたりに小（狭）チャネルよりも多くの情報を送ることができる。複数の副搬送波は並列に送られ、このことは、複数の副搬送波が同時に送られ受信されることを意味する。受信装置は、共同して実際の信号を構成する総データの一部分をそれぞれ代表するこれらの個々の信号を処理する。各チャネルを構成するこの多数の副搬送で、膨大な量の情報を一度に送ることができる。
【０００４】
ＩＥＥＥ８０２．１１ａ無線ＬＡＮ規格は、高度のシステム性能を定義し、従ってＯＦＤＭ送信装置出力について一定の信号精度を必要とする。アナログ・ベースバンド及び無線周波数（ＲＦ）フィルター欠陥を考慮に入れると、信号ストリームを送信前に等化する必要がある。送信装置出力信号の性能は、アナログ・フィルターの精度に大きく依存する。高い信号精度に達するためには、高価で精密なフィルターを使わなければならない。しかし、大量生産では、これらのフィルターはなるべく安価にしておく方が良い。送信装置パスバンドにおける大振幅リップル及び群遅延を補償するために、より優れたイコライザーを装備するなら、低コストで精度の高くないアナログ送信装置フィルターを挿入することが可能であろう。
【発明の開示】
【０００５】
従って、本発明の目的は、送信装置出力における信号精度を改善してフィルター要件を低減させることを可能にする改良された等化方法及び装置を提供することである。
【０００６】
この目的は信号処理回路の伝送特性を等化する方法により達成され、前記方法は：
−  前記信号処理回路の出力信号と等化関数の入力信号との差を得るステップと；
−  前記の得られた差と前記伝送特性の近似値とに基づいて前記差の勾配を近似するステップと；
−  前記の近似された勾配に基づいて前記等化関数の制御値を更新するステップと；
を含む。
【０００７】
更に、上記目的は、信号処理回路の伝送特性を等化する装置によって達成され、前記装置は：
−  前記信号処理回路の出力と等化手段の入力信号との差を得るための比較手段と；
−  前記の得られた差と前記伝送特性の近似値とに基づいて前記差の勾配を近似するための近似手段と；
−  前記の近似された勾配に基づいて、前記等化手段に供給される制御値を更新するための更新手段と；
を含む。
【０００８】
従って、信号処理回路の欠陥を学習することができて、信号処理回路に供給される信号の前歪みを導入する適応事前等化方式が提供される。これにより、信号処理回路の仕様或いは要件を低減させることができ、或いは、将来の規格においてより厳格な仕様を受け入れる自由が与えられる。
【０００９】
更に、適応事前等化関数の故に、該解決策は、例えば直接変換アーキテクチャーが使用されるのか或いはヘテロダイン・アーキテクチャーが使用されるかなどの、信号処理回路の種類に依存しない。近似ステップは、前記差の最小二乗平均勾配ベクトルの近似値を計算するステップを含むことができる。この勾配ベクトルは、システム費用関数の偏微分方程式から計算され得る。
【００１０】
更に、前記出力信号及び入力信号の信号エンベロープを比較することによって前記の差を得ることができる。具体的には、入力信号はディジタル信号であって良く、出力信号はアナログ信号であって良い。
【００１１】
該制御値は適応ディジタル・フィルターの係数であって良い。
【００１２】
更に、伝送特性は、遅延関数として近似されて良い。この場合、遅延関数の遅延は、伝送特性における最大アナログ・フィルター・ピークの位置に対応するであろう。
【００１３】
等化装置の比較手段は、入力信号及び出力信号をこれらの信号のエンベロープに基づいて比較するように構成されて良い。更に、近似手段は、前記伝送特性を遅延関数として近似すると共に最小二乗平均近似関数を用いて前記勾配を近似するように構成されて良い。
【００１４】
信号処理回路は、直接変換方式又はヘテロダイン方式の送信装置アーキテクチャーであって良い。
【００１５】
等化装置は、ディジタル事前等化手段を含んでいて良い。
【００１６】
有利な別の発達形が従属請求項において定義されている。
【００１７】
次に、添付図面を参照して好ましい実施態様に基づいて本発明をいっそう詳しく説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１に示されているＩＥＥＥ８０２．１１ａ無線ＬＡＮ送信装置アーキテクチャーのためのＯＦＤＭ送信装置アーキテクチャーに基づいて、本発明の好ましい実施態様を説明する。
【００１９】
図１によると、二相位相変位変調（ＢＰＳＫ）、四相位相変位変調（ＱＰＳＫ）又は直交振幅変調（ＱＡＭ）に基づいていて良い入力信号はディジタル領域で例えば２０ＭＨｚの中間周波数でディジタル中間周波数（ＩＦ）回路１０に供給される前にアップコンバートされローパスフィルタリングされる。作られたＩＦ信号は、後続段の非理想的アナログ・フィルター回路により作られる歪みが再び正確な信号ストリームになるように、信号ストリームを事前等化するように構成されている適応事前等化器１５に供給される。事前等化された信号は送信回路２００に供給され、ここで該信号は送信アンテナ５５を介して送信されるように処理される。
【００２０】
送信回路２００は、ヘテロダイン送信装置アーキテクチャーに基づくと共にアナログ・ベースバンド回路２０を含んでおり、この回路において事前等化された信号は、例えばフィルタリング、チャネル符号化、パルス整形又はその他の適切な処理操作を加えることによって送信準備される。次に、処理されたベースバンド信号は変調器又は掛け算器２５を含む第１アップコンバート段に供給され、これに、その信号周波数を１．５ＧＨｚ範囲に変換するために例えば１．５ＧＨｚの周波数で第１発振器３０から得られた信号が供給される。アップコンバートされた信号は、非線形歪み又はその他の歪みにより生じた不必要な周波数成分を抑圧するアナログＩＦフィルター回路３５に供給される。このフィルタリングされアップコンバートされた信号は第２変調器又は掛け算器４０を含む第２アップコンバート段に供給され、これに、３．５から４．５ＧＨｚまでの調整可能な範囲のアップコンバート信号が制御可能な第２発振器５４から供給される。これにより、アナログＩＦ回路３５からの信号は最終的に３．５から４．５ＧＨｚまでの調整可能な周波数にアップコンバートされる。この２回アップコンバートされた無線周波数(ＲＦ)信号は、送信アンテナ５５に供給される送信信号の所望の周波数範囲のみを通過させるようになっている第２フィルター回路、即ちアナログＲＦ回路５０に供給される。
【００２１】
エンベロープ測定回路６０は、例えばクランピング及び／又はローパス又はこれらに類似するものの動作に基づいており、送信アンテナ５５の入力信号のエンベロープ信号を提供する。このエンベロープ信号はアナログ／ディジタル変換回路６５に供給され、ここで該信号はディジタル・エンベロープ誤差検出回路７０に供給されるディジタル信号ストリームに変換される。エンベロープ誤差検出回路７０において、アナログ／ディジタル変換されたエンベロープ信号は、誤差値ｅ［ｋ］を計算するために或いは得るためにディジタルＩＦ回路１０の出力信号のディジタル・エンベロープと比較される。これに関連して、両方のエンベロープ信号が同期化されているということが仮定される。対応する同期化回路は図１に示されていないことを記しておく。
【００２２】
得られた誤差値ｅ［ｋ］に基づいて、例えばフィルター係数などの所定数の制御値が得られて適応事前等化器１５に供給され、これにより等価特性を制御する。この様に、事前等化関数を適応的に制御するために、理想的ではない送信装置フィルター２０，３５，５０に起因する歪みをエンベロープ誤差検出回路７０で測定することができる。従って、適応決定支援事前等化方式がディジタル領域で提供される。
【００２３】
図２Ａは公知の適応後等化セットアップを示す概略図であり、この場合、入力データ信号は始めにチャネル１００を通過し、その後に適応後等化器１１０を通過する。従って、後等化器１１０及び減算回路９０を含む適応後等化器フィードバック・ループはチャネル１００を含まない。後等化器１１０の出力信号ｙ［ｋ］は、減算回路９０において入力データ信号ｄ［ｋ］から差し引かれ、これにより、適応後等化器１１０を制御するために使われる誤差信号又は値ｅ［ｋ］を得る。入力データ信号或いはベクトルｄ［ｋ］は、始めに伝達特性或いはベクトルにより特徴づけられ得るチャネル１００を通過する。チャネル１００の出力信号ｘ［ｋ］に後等化器１１０の適応フィルター特性或いはベクトルが乗じられる。その結果としてのスカラー値ｙ［ｋ］は入力サンプルｄ［ｋ］から差し引かれ、得られた誤差値ｅ［ｋ］は次の入力サンプルのために適応後等化器１１０のフィルター係数を更新するために使われる。従って、後等化器１１０の入力データｘ［ｋ］はチャネル情報を自動的に含んでいるので、チャネル伝達特性或いはベクトルを明示的に知る必要はない。従って唯一の未知数即ち最適係数ベクトルを判定しなければならない。
【００２４】
しかし、本発明の好ましい実施態様に従う事前等化プロセスでは、等化器は理想的ではないアナログ・フィルター又はチャネルの前に置かれるのでアナログ・フィルター或いはチャネルをそのフィードバック・ループの中に含んでいる。従って、最適係数ベクトルの計算は、２つの未知変数或いはベクトル、即ちアナログ・フィルター伝達特性或いはベクトルと適応事前等化器の最適係数セットと、に基づく。
【００２５】
図２Ｂは、図１に示されている好ましい実施態様に基づく対応する適応事前等化セットアップを示す。図２Ｂによれば、適応事前等化器１５は送信装置回路２００のために入力信号ｘ［ｋ］を作り、送信装置回路２００の出力信号ｙ［ｋ］は減算器或いは比較回路１３０に供給され、この回路には誤差値ｅ［ｋ］を得るために入力データ信号ｄ［ｋ］も供給され、この誤差値に基づいて事前等化器１５が制御される。
【００２６】
図２Ｂに示されている事前等化アプローチを、次の方程式に基づいて記述することができる：
ｘ［ｋ］＝ｄＴ［ｋ］・ｗ［ｋ］                          （１）
ｙ［ｋ］＝ｘＴ［ｋ］・ｈ［ｋ］                          （２）
上の方程式（１）及び（２）において、ｗ［ｋ］は事前等化器１５の係数或いは重みベクトルを表わし、ｈ［ｋ］は送信回路２００のトランスファー・ベクトルを表わす。
【００２７】
上の方程式（１）及び（２）に基づいて、誤差値ｅ［ｋ］を次の方程式に基づいて得ることができる。
ｅ［ｋ］＝ｄ［ｋ］−ｙ［ｋ］＝ｄ［ｋ］−ｘＴ［ｋ］・ｈ［ｋ］  （３）
方程式（１）を方程式（３）に挿入すると方程式：
ｅ［ｋ］＝ｄ［ｋ］−（ＤＴ［ｋ］・ｗ［ｋ］）Ｔ・ｈ［ｋ］      （４）
が得られる。
【００２８】
本発明の好ましい実施態様によれば、２つの未知のベクトルを有する上の方程式（４）を近似と単一の適応処理とに基づいて解くことができる。誤差値ｅ［ｋ］の勾配ベクトルについて近似を実行することができる。具体的には、最小二乗平均（ＬＭＳ）勾配ベクトルを決定することができる。勾配近似の決定のための出発点は上記方程式（４）である。次の方程式：
Ｊ｛ｗ［ｋ］｝＝Ｅ<ｅ２［ｋ］>＝Ｅ<（ｄ［ｋ］−ｙ［ｋ］）２>
＝Ｅ<（ｄ［ｋ］−ｗＴ［ｋ］・Ｄ［ｋ］・ｈ［ｋ］）２>    （５）
は、勾配近似のために使われるシステム費用関数Ｊ｛ｗ［ｋ］｝を記述する。従って、誤差性能関数の勾配ベクトルを、上記システム費用関数の偏微分に基づいて得ることができる。これは次の方程式をもたらす：
▽｛Ｅ<ｅ２［ｋ］>｝＝−２・Ｅ<ｅ［ｋ］・ｘ〜［ｋ］>                  （６）
ここでｘ〜［ｋ］は勾配の方向ベクトルを表わし、これは送信装置回路２００のトランスファー・ベクトルｈ［ｋ］でのデータ・マトリックスＤ［ｋ］の評価に対応する。これを次の方程式：
ｘ〜［ｋ］＝Ｄ［ｋ］・ｈ［ｋ］
＝ｈτ・ｄ［ｋ−τ］＝ｄ［ｋ−τ］    （７）
に基づいて記述することができ、ここでデータ・マトリックスＤ[ｋ]は送信装置回路２００の非理想的トランスファー・ベクトルｈ［ｋ］を回転させる変換マトリックスであり、ｈτは例えばｈτ＝１（トランスファー・ベクトルの他の全ての係数は“０"にセットされる）などの近似されたアナログ・フィルター・トランスファー値を提供する。
【００２９】
図３は、図２Ｂの適応事前等化セットアップ方式に基づく図１のエンベロープ誤差検出回路７０の実施例を示す。図３ではエンベロープ測定回路６０とアナログ／ディジタル変換器６５とが簡単化のために省略されている。送信装置回路２００の出力値ｙ［ｋ］はアナログ／ディジタル変換器６５のディジタル化された出力値に相当する。
【００３０】
図３において、出力信号ｙ［ｋ］は、誤差値ｅ［ｋ］を作る減算回路７１に供給される。この誤差値ｅ［ｋ］は、事前等化器１５を制御するための更新された或いは新しい係数ベクトルｗ［ｋ＋１］を決定するように構成された適応回路７２に供給される。更に、送信装置回路２００の伝達特性或いはトランスファー・ベクトルｈ［ｋ］を近似するために近似回路７３が設けられている。従って、近似回路７３の出力信号は上記信号ベクトルｘ〜［ｋ］に対応する。トランスファー・ベクトルｈ［ｋ］は近似回路７３で近似されるので、唯一の未知変数を適応回路７２で決定しなければならない。
【００３１】
次に、事前等化係数ベクトルｗ［ｋ＋１］の導出を説明する。
【００３２】
信号ベクトルｘ〜［ｋ］は、近似回路７３において送信装置回路２００のアナログ・フィルター特性のコピーを実行することによって得られる。しかし、これも、このアナログ・フィルター特性の識別プロセスを必要とする。有利な簡単化された解決策として、送信装置回路２００のフィルター特性を簡単な遅延ブロック或いは機能として実現するように近似回路７３を構成することができる。そのとき、必要な遅延値はアナログ・フィルター遅延τに、即ち送信装置回路２００のアナログ・フィルター特性の最大フィルター・ピークの位置に対応する。この最大ピークをトランスファー・ベクトルｈ［ｋ］において値“１”に置き換えることができ、他のベクトル成分を“０”にセットすることができる。
【００３３】
従って、推定された係数ｈτ［ｋ］＝“１”と全て“０”にセットされた他の係数とを有する簡単なＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルターによって送信装置回路２００のアナログ・フィルター特性を近似することができる。
【００３４】
この近似により、上記方程式（６）は次のように簡単になる：
▽｛Ｅ＃<ｅ２［ｋ］>｝＝-２・ｅ［ｋ］・ｄ［ｋ−τ］                （８）
簡単化された方程式（８）に基づいて、事前等化器１５の係数を次の方程式を基礎として更新することができる：
ｗ［ｋ＋１］＝ｗ［ｋ］＋μ・ｅ［ｋ］・ｄ［ｋ−τ］            （９）
上記の近似を用いて、適応事前等化器１５の係数を適応回路７２で簡単に計算又は決定することが可能である。
【００３５】
図４は、本発明に従う上記の適応事前等化方式のステップの一般的な流れ図を示す。
【００３６】
ステップＳ１０１において、等化回路即ち送信装置回路２００の出力信号ｙ［ｋ］と事前等化器１５の等化関数の入力信号ｄ［ｋ］との差が決定される。この差は、誤差値ｅ［ｋ］に対応し、前記の信号エンベロープの比較に基づいていて良い。しかし、この差を得るために他の任意の信号パラメータを用いても良い。次に、ステップＳ１０２において、等化回路の伝送特性が近似される。ここで、方程式（４）の２つの未知変数の一方を導出するために任意の近似を適用することができる。次に、等化関数の入力信号が、近似された伝送特性で評価される（ステップＳ１０３）。決定された差と評価された入力信号とに基づいて、該差の勾配が例えば方程式（８）に基づいて近似される（ステップＳ１０４）。該差の勾配が導出されたならば、事前等化関数の制御値或いは係数が、近似された勾配に基づいて、ステップＳ１０５で更新される。
【００３７】
本発明は、例えば送信装置回路又は他の任意の信号処理回路のアナログ・フィルター特性のために使用され得る適応事前等化アプローチを提案するものである。等化は、例えばＬＭＳ近似などの近似に基づき、アナログ・フィルター特性に関してシステム識別プロセスを必要としなくて、この特性を簡単な遅延ブロック又は任意の簡単化された伝達特性によって近似する。これにより、送信装置回路２００の特性の変動を考慮しなくても良いので、非常に弾力的なアプローチが提供される。実際、欠陥が学習され、モデルが作られ、信号を送信装置チェーンに加える前に該モデルが該信号を前置補償するために使われる。これにより、送信される信号波形の、送信装置の欠陥に起因する変化をも補償することができる。本発明は、将来の規格における誤差値又はベクトルの大きさに関するより厳格な仕様を受け入れ或いは助長する自由を与える。更に、群遅延等化からもたらされる記号間干渉（ＩＳＩ）を減少させることによってマルチパス遅延拡散許容範囲を改善することができる。提案された適応低複雑度解決策は、大量生産ニーズに非常に良く適合し、いろいろな仕様について大きな許容範囲を可能にする。これは、生産歩留まりの向上をもたらすであろう。
【００３８】
本発明は、上記の好ましい実施態様に限定されるものではなくて、信号の歪みを減少させるために任意の信号処理回路に使用され得るものである。信号処理回路の歪みに起因する差を得るのに適している任意の信号パラメータについて比較を行うことができる。信号処理回路の伝達特性を任意の適切な近似法により近似することができる。同様に、事前等化器を制御するための制御値を、差値又は誤差値の勾配を得るために任意の適切な近似法により得ることができる。事前等化を、ヘテロダイン・アーキテクチャー又は直接変換アーキテクチャーでの使用に適合させることができる。これを、直接変換アーキテクチャーについて例えば同相（Ｉ）振幅欠陥及び直角位相（Ｑ）振幅欠陥などの振幅欠陥を補正するために使用することもできる。従って、添付されている請求項の範囲内にいろいろな好ましい実施態様がある。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明に従う等化関数を含む送信装置アーキテクチャーを示す。
【図２Ａ】公知の適応後等化セットアップの該略図を示す。
【図２Ｂ】本発明に従う適応事前等化セットアップの該略図を示す。
【図３】好ましい実施態様に従う事前等化方式を示す。
【図４】好ましい実施態様に従う事前等化方式に基づく流れ図を示す。
【図１】
2005538578.tif 000003
【図２Ａ】
2005538578.tif 000004
【図２Ｂ】
2005538578.tif 000005
【図３】
2005538578.tif 000006
【図４】
2005538578.tif 000007
【手続補正書】
【提出日】平成16年6月1日(2004.6.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１】
信号処理回路（２００）の伝送特性を事前等化する方法であって、該方法は：ａ）該信号処理回路（２００）の出力信号と事前等化関数（１５）の入力信号との差を得るステップと；ｂ）該得られた差と該伝送特性の近似値とに基づいて該差の勾配を近似するステップと；ｃ）該近似された勾配に基づいて該事前等化関数（１５）の制御値を更新するステップと；を含むことを特徴とする方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１１】
信号処理回路（２００）の伝送特性を事前等化する装置であって、該装置は：ａ）  該信号処理回路（２００）の出力信号と事前等化手段（１５）の入力信号との差を得るための比較手段（７１）と；ｂ）  該得られた差と該伝送特性の近似値とに基づいて該差の勾配を近似するための近似手段（７２）と；ｃ）  該近似された勾配に基づいて、該事前等化手段（１５）に供給される制御値を得るための更新手段（７２）と；を含むことを特徴とする装置。
【国際調査報告】
2005538578.tif 000008
2005538578.tif 000009
2005538578.tif 000010