(57)【要約】負荷の非対称動作を検出する不均衡検出器と前記非対称動作検出時に前記調光回路が負荷のＤＣ成分を低減するようにする回路制御手段を含む、誘導性負荷を制御する調光回路を保護する保護回路が開示される。負荷ＤＣ成分検出器、比較器、および前記ＤＣ成分が前記基準電圧以上に予め設定されたＤＣ電圧閾値を超える場合に回路スチル信号を生成する信号生成手段を含む負荷不均衡検出器も開示される。
2005521377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷を制御する調光回路を保護する保護回路において、負荷の非対称動作を検出する不均衡検出器、および前記非対称動作検出時に前記調光回路が負荷のＤＣ成分を減少するようにする回路制御手段を含むことを特徴とする保護回路。
【請求項２】
負荷のＤＣ成分を検出するための負荷ＤＣ成分検出器、前記負荷ＤＣ成分検出器によって検出された前記ＤＣ成分の大きさを基準電圧と比べるための比較器、および前記ＤＣ成分が前記基準電圧以上に予め設定されたＤＣ電圧閾値を超える場合に、回路停止信号を生成する信号生成手段を含むことを特徴とする負荷不均衡検出器。
【請求項３】
前記負荷ＤＣ成分検出器は、プラス側サイクルでＤＣ下位成分を検出し、マイナス側サイクルでＤＣ下位成分を検出し、ここで、前記ＤＣ成分の大きさは、各ＤＣ下位成分間の差を意味することを特徴とする、請求項２に記載の負荷不均衡検出器。
【請求項４】
前記負荷ＤＣ成分検出器は、プラス側サイクルで前記ＤＣ下位成分を検出する第１抵抗分割チェーンとマイナス側サイクルで前記ＤＣ下位成分を検出する第２抵抗分割チェーンを含み、ここで、前記第１チェーンの分割接合は、キャパシタの第１側に連結され、第１チェーンの分割接合は、前記キャパシタの第２側に連結され、両端間の電圧が前記ＤＣ成分の大きさを提供することを特徴とする、請求項３に記載の負荷不均衡検出器。
【請求項５】
前記比較器は、前記キャパシタの第１側にベースが連結され、前記キャパシタの第２側にエミッタが連結された第１ｐｎｐトランジスタと前記キャパシタの第２側にベースが連結され、前記キャパシタの第１側にエミッタが連結された第２ｐｎｐトランジスタを含み、それぞれの制御器は、前記信号生成手段の入力部に接続されていることを特徴とする、請求項４に記載の負荷不均衡検出器。
【請求項６】
前記不均衡検出器は、連続するプラス側とマイナス側ハーフサイクルの動作サイクル間の差を検出する前記保護回路に使われる請求項１に記載の不均衡検出器。
【請求項７】
前記不均衡検出器は、前記連続するプラス側とマイナス側ハーフサイクル間の差が予め設定された閾値を超える場合には、負荷不均衡を登録することを特徴とする、請求項６に記載の不均衡検出器。
【請求項８】
前記回路制御手段が前記調光回路を停止させることを特徴とする、請求項１乃至７のいずれかに記載の保護回路。
【請求項９】
前記回路制御手段は、前記調光回路をしてＤＣ成分が予め設定された閾値以下に下がる支点で前記調光回路の動作角度を減少するようにすることを特徴とする、請求項１乃至７のいずれかに記載の保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に供給される電力を制御する回路配置に関し、特に、電灯の光度やファンの速度を制御する調光回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
幹線路のような電源から電灯や前記モータなどの負荷に供給される電力を制御するのに調光回路が用いられる。このような回路は、位相制御調光と呼ばれる技術をたびたび用いている。この技術は、負荷と電源を連結するスイッチが所定のサイクルの間動作する時間の量を変化させることで、負荷に供給される電力を制御することができるようにする。
【０００３】
例えば、電源から供給される電圧が正弦波で表現されることができたら、負荷と電源を連結するスイッチが常にオン状態の場合に最大電力が負荷に供給される。このように、電源の総エネルギーが負荷に伝達される。各サイクルの一部（プラス側とマイナス側の両側）の間スイッチがオフされていたら、これに比例する正弦波の量が負荷から効果的に隔離されて、負荷に供給される平均エネルギーを減少させる。例えば、各サイクルの中間にスイッチがオンおよびオフされたら、電力の半分だけが負荷に伝達される。このような形態の回路は、たびたび誘導性負荷ではなく抵抗性負荷に用いられるので、抵抗性負荷が固有の慣性を有するほど、電力を繰返しスイッチオンおよびオフする効果は顕著ではない。例えば、電灯の場合に、全体的な効果は、電灯の光度制御を引き起こす緩やかな調光作用である。この技術は当業者にはよく知られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
位相制御調光機器で通常トライアック形態の電力半導体が主要負荷制御素子である。このような素子は、比較的低い動作損失と高い堅固性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）という利点を提供するが、動作感度が負荷形態に依存しているという短所がある。
【０００５】
前記ファンモータと、特に低電圧照明に基づく鉄芯変圧器を含む磁気的で飽和させることができる誘導性負荷形態を制御する場合に、非対称調光動作が発生する。このような負荷形態において、負荷での自己非対称の存在によって、動作状態へのトライアックラッチがハーフサイクル極性中のみに発生する。非対称負荷インピーダンス状態が悪くなるため、このような状態が一度開始されれば維持されるのが一般的である。ハーフサイクル極性間の負荷インダクタンスの激しい減少は、対応する高い水準のＤＣ電流成分を誘発する。これは、変圧器の第１巻線を速い速度で過熱させることができる。
【０００６】
一般的に、誘導性負荷に使われるように規定された調光機器は、非常に敏感なトライアックの使用を要求するので、非対称動作の可能性が減少する。敏感なトライアックは、比較的十分に堅固ではなく、通常の調光機器には適当ではない。
【０００７】
従って、本発明の目的は、負荷不均衡状態を扱う代替方法および装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１態様によれば、誘導性負荷を制御する調光回路を保護する保護回路が提供され、前記保護回路は、負荷の非対称動作を検出する不均衡検出器と前記非対称動作検出時に前記調光回路の動作を中止させる回路遮断手段を含む。
【０００９】
本発明の第２態様によれば、誘導性負荷を制御する調光回路に使われる負荷不均衡検出器が提供され、前記負荷不均衡検出器は、前記負荷のＤＣ成分を検出する負荷ＤＣ成分検出器、前記負荷ＤＣ成分検出器によって検出された前記ＤＣ成分の大きさを基準電圧と比べる比較器、および前記ＤＣ成分が前記基準電圧以上に予め設定されたＤＣ電圧閾値を超える場合に回路停止信号を生成する信号生成手段を含む。
【００１０】
好適には、前記負荷ＤＣ成分検出器は、プラス側サイクルでＤＣ下位成分を検出して、マイナス側サイクルでＤＣ下位成分を検出して、ここで、前記ＤＣ成分の大きさは、各ＤＣ下位成分間の差を意味する。
【００１１】
好適には、前記負荷ＤＣ成分検出器はプラス側サイクルで前記ＤＣ下位成分を検出する第１抵抗分割チェーンとマイナス側サイクルで前記ＤＣ下位成分を検出する第２抵抗分割チェーンを含み、ここで、前記第１チェーンの分割接合は、キャパシタの第１側に連結され、第１チェーンの分割器分岐は、前記キャパシタの第２側に連結され、両端間の電圧が前記ＤＣ成分の大きさを提供する。
【００１２】
好適には、前記比較器は、前記キャパシタの第１側にベースが連結され、前記キャパシタの第２側にエミッタが連結された第１ｐｎｐトランジスタと前記キャパシタの第２側にベースが連結され、前記キャパシタの第１側にエミッタが連結された第２ｐｎｐトランジスタを含み、それぞれの制御器は、前記信号生成手段の入力部に連結される。
【００１３】
選択的に、前記不均衡検出器は、連続するプラス側とマイナス側ハーフサイクルの動作サイクル間の差を検出する。好適には、前記不均衡検出器は、前記連続するプラス側とマイナス側ハーフサイクル間の差が予め設定された閾値を超える場合には負荷不均衡を登録する。
【００１４】
好適には、前記回路制御手段が前記調光回路を停止させる。
【００１５】
選択的に、前記回路制御手段は、前記調光回路をしてＤＣ成分が予め設定された閾値以下に下がる支点で前記調光回路の動作角度を減少するようにする。
【００１６】
従って、本発明は、高価な部品を使って負荷不均衡の可能性を減少させようとする従来の測定方法が不必要になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
２線立ち上がり（ｔｗｏ−ｗｉｒｅ  ｌｅａｄｉｎｇ  ｅｄｇｅ）位相制御調光機／ファン速度制御器の望ましい回路設計が図１に示されている。図１に示した設計は、電磁的に互換可能である（ＥＭＩ（電子波遮蔽）対応）という点で特に有効である。これは回路によって発生したの量に係わっている。回路の非常に頻繁なスイッチングによって調光回路によって発生した輻射量は鈍く調節され、このような回路はＥＭＩの定格レベルを超えてはならない。
【００１８】
図１の回路設計は、回路によって発生したＥＭＩレベルをハーフサイクル（ｈａｌｆ  ｃｙｃｌｅ）ごとに負荷電圧の上昇率のアクティブ制御を通じて制御する。ＩＧＢＴ形態の電力半導体がこのような機能のために用いられる。ＩＧＢＴおよび関連駆動制御回路がダイオードブリッジのＤＣ側に接続されて、幹線路電圧の極性制御が可能なようにする。
【００１９】
ＩＧＢＴが要求された遅いスイッチング機能を遂行すると、電力トライアックが負荷電流を調節するのに用いられる。これは電力トライアックがＩＧＢＴ／ブリッジ動作電圧より低いオン状態の電圧を有するため、電力消費を最小に低減する。
【００２０】
図１のＩＧＢＴ回路は、次のブロックに分割できる。
低電圧ＤＣ電力レール
幹線路電圧ゼロ交差検出器
パワーアップ駆動抑制
制御タイミング
ＩＧＢＴゲート駆動
【００２１】
ＩＧＢＴ制御回路用電力は、ＩＧＢＴ動作が始まる前の時間の間、すなわち、幹線路電圧が調光機の両端にかかる間に、ハーフサイクル（ｈａｌｆ  ｃｙｃｌｅ）ごとに幹線路から負荷を通じて誘導される。全体電流消費は、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４およびＲ５によって供給された比較的低い電力消費の抵抗チェーンを用いるのに十分大きい。平滑キャパシタＣ９は、各ハーフサイクルの開始時に供給された十分な電荷を保存して残りの期間に比較的低いリップル電圧を回路電流に供給する。１５Ｖの名目上ＤＣ 電力レールの結果、過供給電流は、電圧調節ツェナーダイオードＤＺ１によって分岐される。この配置は、前述の低電圧ＤＣ電力レールブロックを提供する。
【００２２】
幹線路電圧ゼロ交差検出器は、負荷電流の開始後、ハーフサイクルごとに制御タイミング回路（下記により詳細に記述）をリセットする。次のハーフサイクルで幹線路電圧が回路両端にさらにかかる時、タイミングが再び始まるようになる。抵抗性負荷に対しては、これが幹線路電圧ゼロ交差に対応する。しかし、誘導性負荷に対しては、これが幹線路電圧ゼロ交差より遅く表われる負荷電流ゼロ交差に対応する。
【００２３】
エミッタがＤＣレールに接続されたトランジスタＱ２は、前述の電源電圧降下抵抗チェーンによって駆動されるベースを有している。コレクタは、調光回路両端の電圧がＤＣレール電圧未満の場合には、常に「同期（ｓｙｎｃ）」ハイ（ｈｉｇｈ） 状態に転換される。反対に、幹線路電圧が調光回路両端にかかる場合には、トランジスタＱ２のベースエミッタ接合が逆方向にバイアスされてコレクタが止まることを防止する。
【００２４】
この期間に供給電流がベースエミッタ分岐（ｓｈｕｎｔ）ダイオードＤ４を経由してＤＣレールに伝達する。
Ｑ２の「同期」出力から抵抗Ｒ２１を制限することで駆動される放電トランジスタＱ１２によって制御タイミングキャパシタＣ７のリセットが行われる。トランジスタＱ１２は、ベースエミッタバイパス（ｂｙｐａｓｓ）抵抗Ｒ２２とキャパシタＣ６を有し、オフ状態漏れを低減してＥＦＴ免疫性を向上させる。
【００２５】
パワーアップ駆動禁止ブロックの機能は、電流を充填する制御タイミングキャパシタＣ７を一時的に迂回させることでパワーアップ時に最初の数個のハーフサイクル中の調光回路の作動を禁止するものである。これは、設定されたＤＣ電圧基準に基づくソフト起動機構の正しい作動が可能なようにするのに必要である。ＤＣレールに効果的に接続された小さなキャパシタＣ１は、ダイオードＤ３を通じて電流を供給してパワーアップ時にレールが上昇する期間の間に放電トランジスタＱ１２を駆動させる。Ｃ１がパワーアップ後に完全に充填されると、ブロッキング（ｂｌｏｃｋｉｎｇ）ダイオードＤ３は、Ｑ１２駆動回路からＣ１を隔離させる。その後、抵抗Ｒ８はパワーオフ時に放電経路を提供することに加えて、Ｃ１を完全に充填した状態で維持するように作用する。
【００２６】
制御タイミングブロックは、幹線路電圧リップルインジェクションに対する免疫性を有する調光回路を提供するのに用いられる。
【００２７】
各幹線路ハーフサイクルの開始時に、タイミングキャパシタＣ７が幹線路／負荷を経由して電流制限抵抗Ｒ６およびＲ７を通じて充填される。 ツェナーダイオードＤＺ４によって決定され、抵抗Ｒ３９によって供給された基準電圧がタイミング手順を終了するための充填臨界レベルとして用いられる。Ｃ７のプラス側側の電圧は、直列接続されたダイオードＤ５とトランジスタＱ４によって決定されるように、ＩＧＢＴ動作を初期化するために常にこの基準レベルより大きい約２個のダイオード降下のレベルに到達する。予め定義された臨界電圧で、タイミングキャパシタ充填電流がトランジスタＱ４に転換されてＩＧＢＴ駆動制御ステージを作動させる。
【００２８】
タイミングキャパシタのマイナス側側に接続された可変制御電圧源によって制御活性化角度の調節が容易になる。この制御電圧は、ツェナーダイオードＤＺ４基準電圧から幹線路調光制御電位計ＶＲ１を用いて誘導される。Ｒ２８およびＣ１３で構成された ＲＣフィルタは、ゼロ初期キャパシタ電圧条件に起因したパワーアップ時にソフト起動特徴を提供する。フィルタリングされた制御電圧のバッファリングが直列トランジスタＱ３およびＱ１５によって行われ、低いインピーダンスソース電圧を供給する。 抵抗Ｒ３６は、トランジスタＱ１５のベースエミッタを迂回して漏れ効果を低減する。
【００２９】
最大制御電圧（最大調光動作角度）で、必要なタイミングキャパシタ充填電圧が最低である。タイミングキャパシタの最小必要充填電圧は、抵抗Ｒ１１の小さな両端電圧に加えてダイオードＤ５によって決定されるように、一つの順方向電圧ダイオード降下と同一である。このレベルは、ツェナーダイオードＤＺ４基準電圧の絶対値とは独立的である。結果的に、最大動作角度はもともと制限的で、素子パラメータとは独立的であり、従って十分な電流の保障は、ＤＣレールを供給するのに常に用いられることができる。抵抗Ｒ１１は、最大調光動作角度をさらに制限するように設置されたものである。
【００３０】
ＰＴＣ１がＶＲ１と直列に（基準電圧側に）設置され、製品の過負荷に起因した調光機過熱の場合に動作角度の自動減少を提供する。トリムポット（ｔｒｉｍｐｏｔ） ＶＲ２がＶＲ１と直列に（回路共通側に）設置され、最小制御電圧を上昇させることで最小動作角度の調節を可能なようにする。
【００３１】
ＩＧＢＴゲート駆動制御回路がトランジスタＱ１６、Ｑ１７およびＱ５によって設置されている。この回路は、再トリガー不可能な単安定（ｎｏｎ−ｒｅｔｒｉｇｇｅｒａｂｌｅ  ｍｏｎｏｓｔａｂｌｅ）回路として作用し、ＩＧＢＴに制御されたゲート駆動電流を供給して所望の遅いスイッチング結果を果たす。ＤＣレールに接続されたトランジスタＱ５は、ターンオン時にタイミングレジスタＲ３８を経由してＩＧＢＴゲート電流を供給するスイッチとして作用する。回路共通に接続されたトランジスタＱ１７は、ターンオフ時にＩＧＢＴゲート電荷の迅速な放電のためのスイッチとして作用する。
【００３２】
入力トランジスタＱ１６用ベース駆動電流が制御タイミング回路からＱ４によって供給される。ベースエミッタは、抵抗Ｒ２７およびキャパシタＣ４によってバイパスされてオフ状態漏れを低減してＥＦＴ免疫性を向上させる。トランジスタＱ１６が駆動されない場合に、トランジスタＱ１７が抵抗Ｒ３、Ｒ１３、Ｒ３５およびＲ４８を通じて十分にバイアスされ、コレクタがＩＧＢＴゲートを放電（オフ）状態で維持する。この状態で、トランジスタＱ５は、動作するのに十分な程度にバイアスされてはいない。トランジスタＱ１６が駆動される場合に、抵抗Ｒ３５は、トランジスタＱ５を作動させるのに十分なバイアスを供給して、これはＲＣ回路網Ｒ３７ およびＣ８を経由してトランジスタＱ１６に一時的な再生ベース駆動を提供する。これは単安定動作（約３００マイクロ秒の出力持続）をもたらす。このような活性化状態ではトランジスタＱ１７からバイアスが除去される。
【００３３】
ＩＧＢＴ直列ゲート電流制限レジスターＲ３８と並列ゲートキャパシタゲートＣ１４の組み合わせは、ＩＧＢＴターンオン時にＥＭＣ制御のために必要な遅いターンオン特性を提供する。選択された値は用いられるＩＧＢＴ、この場合にはＩＲＧ４  ＢＣ２０Ｓに特に好適である。
【００３４】
ダイオードブリッジのＡＣ側の回路ブロックにおいて、トライアック制御回路が図１に示されている。この回路の主要機能は、ＩＧＢＴがハーフサイクルごとに遅いスイッチングＥＭＣ放出低減作用を完了すると、トライアックＱ２３をトリガーするものである。本質的に対称である回路を用いて四分面１および３でトライアックゲート駆動パルスを提供する（ゲート駆動極性は、幹線路極性に追従する）。
【００３５】
トライアック制御回路によって行われる追加的な機能は過電流保護および調光過電圧保護である。これら状態のいずれか一つは即刻的なトライアックトリガーを引き起こす。過電流（例えば、白熱突入（ｉｎｒｕｓｈ） 電流）状態では、トライアックはＩＧＢＴから遠く電流を分岐する。過電圧（例えば、幹線路過電圧）状態では、トライアック分岐動作は、過渡電位を負荷に供給する。
【００３６】
トライアック制御回路は、ＩＧＢＴ動作開始前の期間に、すなわち、幹線路電圧が調光機の両端にかかっている間に、ハーフサイクルごとに負荷を経由して幹線路から電力を誘導する。平均電流消費は、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８およびＲ１９で構成された比較的低い消費の抵抗チェーンを用いるのに十分大きい。各幹線路ハーフサイクルの間に、抵抗チェーンによって供給された電流を用いて幹線路によって決定された極性を有する電圧でキャパシタＣ１０を充填する。キャパシタＣ１０両端にかかる電圧は、ツェナーダイオードＤＺ２およびＤＺ３を分岐することで定義されるように、各極性ごとに約２０ボルトに制限される。それぞれのハーフサイクル極性に対する駆動電流の動作シーケンスは次の通りである。
幹線路電圧が存在する間に蓄積キャパシタＣ１０が充填される。
調光機電圧がＩＧＢＴ動作によって約２０ボルト以下に落ちた後１００マイクロ秒時間遅延回路（Ｒ２４およびＣ３）が初期化される。
時間遅延の最後に、キャパシタＣ１０から制限抵抗Ｒ４１を通じてトライアックＱ２３ゲートに電流が供給される。
【００３７】
プラス側幹線路ハーフサイクルで、幹線路からトランジスタＱ１８のベースエミッタ接合を経由して制限抵抗Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８およびＲ１９を通じて蓄積キャパシタＣ１０が約２０ボルトに充填される。調光機端末電圧が閾値から２０ボルト以下に降下した場合に、トランジスタＱ６は、時間遅延キャパシタＣ３に電流制限抵抗Ｒ２４を通じて充填電流を供給する。キャパシタＣ３両端電圧が約０．６ ボルトに到達すると、トランジスタＱ１３が動作し、これは交互に出力トランジスタＱ１に電流制限抵抗Ｒ１０を通じて基本電流駆動を提供する。トランジスタＱ１のコレクタから抵抗Ｒ１２を通じてトランジスタＱ１３のベースへの一部再生フィードバックがスイッチング動作を加速させる。トランジスタＱ１のコレクタは、調整ダイオードＤ７Ａおよびゲート電流制限抵抗Ｒ４１を通じてトライアックゲートを駆動する。ダイオードＤ７Ａの機能は、マイナス側幹線路ハーフサイクルの間に蓄積キャパシタＣ１０の充填中にトライアックゲート回路を隔離させる。これは、出力トランジスタＱ１のベースコレクタ接合がこの期間に順方向バイアスされているため必要である。
【００３８】
キャパシタＣ３は、トランジスタＱ１３に対するＥＦＴ免疫性を向上させる追加的な機能を有する一方、抵抗Ｒ２６は、トランジスタ漏れを低減する。同様に、抵抗Ｒ９は、結果的にＣ３タイミング期間に影響を及ぼす出力トランジスタＱ１の漏れを低減する。
【００３９】
マイナス側幹線路ハーフサイクルに対する回路の動作は前述と同様であるが、極めて類似の素子セットを用いる。
【００４０】
調光レベルに対する隔離されたＰＷＭ制御を用いる応用製品は、関連する駆動回路と共にＩＧＢＴ（Ｑ２２）およびトライアック（Ｑ２３）全てが幹線路に永久的に接続されていることを要求する。これは、負荷オン／オフ制御に常に直列幹線路干渉スイッチが用いられる、手動で制御される２線モジュール調光応用製品とは異なる。
【００４１】
調光回路設計では一般的にＩＧＢＴ動作の結果として調光機端末電圧が閾レベル以下に降下するとき、トライアック活性化動作が開始される。
【００４２】
この動作方式に対する変形が永久的な幹線路接続を有する隔離された制御インタフェース調光機に求められる。この場合に、幹線路ハーフサイクルの終り付近ごとに初期化されるトライアックトリガリングを行なわせなく（disable）する必要がある。極めて低い優勢なトライアック動作角度とこれによる負荷電圧のため、負荷が有効にオフ状態にあるが、結果的なライン誘導ＥＭＣ放出レベルがそのようなトライアック動作のため非常に大きくなる。
【００４３】
このような状況に対処するために、ＩＧＢＴが隔離された制御インタフェースを通じて活性化されていない場合に、調光動作中にＩＧＢＴ動作に起因した幹線路電圧の変化率と正常幹線路電圧波形の変化率との間で微分する追加的な回路が併合されている。
【００４４】
調光動作中に、トライアック駆動回路は、通常は動作せず、ＩＧＢＴ動作に起因した負荷端末電圧の比較的速い変化率の検出後の短い期間の間にだけ可動する。ロッドオフ状態では、各ハーフサイクルの終り付近での幹線路電圧の比較的遅い降下率によってトライアック駆動回路が動作しないことはない。
【００４５】
このような追加的な回路に対する一部重要な設計考慮事項は、幹線路過電圧および幹線路リップル制御信号に対する高い免疫性が維持されるというものである。
【００４６】
図２は、前述のとおり、図１のトライアック制御回路の変形回路を示しており、ここで共通構成要素は同様に識別される。
【００４７】
以下に、一つの幹線路ハーフサイクル極性に対する回路動作を図２を参照して記載する。
【００４８】
トライアック時間遅延キャパシタＣ３に対する充填電流を分岐することでトライアック駆動回路を動作させなくするのにクランピングトランジスタＱ３００を用いる。フィルタキャパシタＣ３００は、通常クランピングトランジスタにバイアスを維持することができる極性で抵抗分割素子Ｒ３００およびＲ３０１を経由して±２０Ｖレールから充填される。
【００４９】
ＩＧＢＴ  Ｑ２２の動作中に、結果的なブリッジ電圧ｄｖ／ｄｔは、クランピングトランジスタのベースエミッタ接合を逆バイアスするためにフィルタキャパシタを速かに放電させるのに十分な電流を小さな幹線路カップリングキャパシタＣ３０１を通じて生成する。クランピングトランジスタは、フィルタキャパシタ／バイアス抵抗時常数によってトライアック活性化時間遅延キャパシタの正常な充填を許容するに十分なバイアスオフ長さを残す。
【００５０】
幹線路リップルインジェクションに対する免疫性は、キャパシタおよびバイアス抵抗のローパスフィルタ作用を通じて達成される。
【００５１】
ＩＧＢＴ動作なしに、幹線路電圧波形に関連する比較的低いｄｖ／ｄｔは、フィルタキャパシタのバイアス電圧をとり除くのに不十分である。従って、クランピングトランジスタは、トライアック活性化遅延キャパシタの充填を続けて迂回してトライアック動作の可能性を防止する。
【００５２】
幹線路カップリングキャパシタに対する直列抵抗素子Ｒ３０２は、幹線路サージ（ｓｕｒｇｅ）／過渡条件下で電流制限保護を提供する。
【００５３】
逆方向に接続されたダイオードＤ３００Ａは、反対のハーフサイクルで関連するトランジスタＱ３０１の正しい動作を干渉することを防止するために、クランピングトランジスタＱ３００のコレクタ-エミッタ接合の両端に必要である。反対のハーフサイクルで、Ｑ３００のコレクタ-ベース接合が順方向にバイアスされて、関連するトランジスタＱ３０１を動作させるのに十分なバイアス電流を供給することができる。コレクタ電圧を一つの順方向ダイオード降下にだけ制限することで、並列ダイオードＤ３００Ａが動作して、従って関連するトランジスタＱ３０１のベース駆動電圧を約ゼロボルトに制限する。
【００５４】
前記電圧駆動型トライアック制御回路は、図３に示したように、電流駆動型トライアック制御回路に代替されることもできる。言い換えれば、この回路の主要機能は、ＩＧＢＴがハーフサイクル単位で遅いスイッチングＥＭＣ放出低減動作を完了した後にトライアックをトリガーするのである。この回路は本質的に対称形であり、１および３四分面でトライアックゲート駆動パルスを提供するのに用いられる（ゲート駆動極性は幹線路極性に従う）。
【００５５】
動作時に、電流感知抵抗Ｒ３２が全体トライアック駆動回路の駆動電位を誘導するのに用いられる。定義された負荷電流閾値が達成された後に、トライアックゲート要件に十分な過電流が直列接続ダイオードＤ３およびＤ４によってバイパスされる。発生した感知電圧が抵抗Ｒ３３およびキャパシタＣ９で構成された時間遅延回路網を充填し始める。比較トランジスタＱ１４は、タイミング回路出力電圧が閾値レベルに到達した後、抵抗Ｒ３５を通じて駆動される。このレベルは、トランジスタＱ１４のベースエミッタ接合電圧以外にも、（初期感知電圧が供給される）電圧分割抵抗Ｒ３４およびＲ３７の接合での電圧によって決定される。
【００５６】
トランジスタＱ１４の動作は、それぞれのベース電流制限抵抗Ｒ２６およびＲ２８を経由してトランジスタＱ１０およびＱ１１に対するベース駆動の同時適用を引き起こす。トランジスタＱ１１は、感知電圧によって抵抗Ｒ３６を通じてトランジスタＱ１５を駆動し続ける。トランジスタＱ１５の動作は、トランジスタ Ｑ１４エミッタ電位を低めることで比較閾値電圧を減少させる。このようなプラス側フィードバック処理を繰り返してスイッチング動作を加速する。トライアックゲート駆動電流は、出力トランジスタＱ１０および電流制限抵抗Ｒ４１を通じて印加される。抵抗Ｒ２７およびＲ３８は、トランジスタＱ１０、Ｑ１１およびＱ１５の漏れに起因する可能な副作用を防止するのに必要である。
【００５７】
マイナス側幹線路ハーフサイクルでの回路動作は、前述のとおり、類似の構成要素のセットを用いる。
【００５８】
ＩＧＢＴ過電流状態で、電流感知抵抗Ｒ４０の両端に十分な電圧がかかって、トランジスタＱ１８をバイアスさせる。これによって、トライアックが動作するやいなや順方向トランジスタＱ１０にベース電流駆動が提供され、ＩＧＢＴ回路から電流を遠く転換させる。このような状態で、抵抗Ｒ３９は、トランジスタＱ１８ベース電流駆動を安全なレベルに制限する。これは、内蔵回路保護機構を提供する。
【００５９】
調光過電圧電流で、直列コネクタトランゾーブ（ｔｒａｎｚｏｒｂ）ＢＺ１およびＢＺ２によってトライアックゲートが直接駆動される。幹線路過電圧からのｄｖ／ｄｔに対するトライアック免疫性を向上させるために、キャパシタＣ１０がトライアックゲートＭＴ１端子にかけて配置される。
【００６０】
インダクタＬ１は、ＩＧＢＴ回路からの負荷電流の伝達速度をトライアックに制限してライン誘導ＥＭＩ放出レベルを制御する。この機能に必要なインダクタンスの量は、トライアックオン状態電圧とトライアック動作直前のＩＧＢＴ回路両端の電圧間の差に関連する。ＩＧＢＴ回路電流経路内の電流感知抵抗Ｒ３２の存在は、追加的な電圧差を誘導して、必要なインダクタンスの量に影響を及ぼす。ライン誘導ＥＭＩ放出レベルを制御する他の手段は、Ｌ１と共に作動する分岐キャパシタＣ１１を通じて２次ローパスフィルタを形成する。
【００６１】
本回路の特別な利点は、従来のシステムとしての第３集中制御ブロックを通じてと言うよりはＩＧＢＴによって直接制御される（電圧駆動でも電流駆動でも関係なく）トライアック制御回路の性能である。
【００６２】
電圧駆動型駆動回路の場合に、これは、トライアック活性化がいつ起きるかを決定するために演算ＩＧＢＴの制御下でダイオードブリッジ電圧を本質的にモニタする。トライアックゲート駆動のための必要電荷は、ＩＧＢＴ動作開始前のハーフサイクルで利用可能な幹線路電圧から蓄積される。トライアックは、本質的にダイオードブリッジ電圧が最小設定閾値以下に減少するとき活性化される。このような最小設定閾値は、本例では（プラス側およびマイナス側サイクルの間に）２０ボルトの最小閾値電圧を有するツェナーダイオードＤＺ２およびＤＺ３によって決定される。ダイオードブリッジでの電圧は、当業者なら分かるように、トランジスタＱ６および抵抗網Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８およびＲ１９によって感知される。最小閾値電圧は、用いられた構成素子（この場合にはツェナーダイオードＤＺ２およびＤＺ３）によって決定され、一般的にＩＧＢＴ回路の動作電圧を適当な分だけ超えるように設定される。
【００６３】
電流駆動型駆動回路の場合には、これは本質的にトライアック活性化がいつ起きるかを決定するために演算ＩＧＢＴの制御下でダイオードブリッジ電流をモニタする。トライアックゲート駆動のための必要電流は、ハーフサイクルでＩＧＢＴ動作時に発生する負荷電流から誘導される。また、ダイオードブリッジ電流がこの場合には抵抗Ｒ３２によって設定される最小閾値より上昇するときトライアックが活性化される。
【００６４】
このように、回路構成は、ＩＧＢＴ回路の電気的パラメータをモニタしていつトライアックが活性化されるかを感知されたパラメータによって決定し、制御信号をトライアック制御回路に供給する別途の集中型制御ブロックを要する従来技術設計よりずっと簡単である。または、集中型制御ブロックは、予め設定されたタイミングパラメータに基づいて互いに独立的にＩＧＢＴおよびトライアック制御回路に制御信号を時々供給する。
【００６５】
この回路配置の簡単なブロック図が図４に示されており、ここで１０は、第１制御回路（ＩＧＢＴ制御回路）を示し、２０は第１スイッチ（ＩＧＢＴ）を示し、３０は整流回路（例えば、ダイオードブリッジ）を示し、４０は第１制御回路１０から整流回路３０を通じて制御信号を得る第２制御回路（トライアック制御）を示す。５０は第２制御回路によって制御される第２スイッチ（トライアック）を示し、６０は負荷を示す。
【００６６】
実際には、電圧駆動型トライアック駆動制御回路は、電流駆動型トライアック駆動回路より好適である。しかし、それぞれが長短所を有している。電圧駆動型トライアック駆動回路は、ＥＭＣフィルタ素子の最小の大きさを許容して、最高の総生産効率を達成する。しかし、電圧駆動回路は、幹線路から電源を誘導するために電圧降下素子を必要とし、従って局所電力消費問題を引き起こす（総消費電力が小さく、小さな動作角度セッティング時にのみ）。 また、ＩＧＢＴ駆動が存在せずにオフ状態条件が満たされる場合に、トライアック駆動を行わせない為に別途の素子が求められる（直列手動作動スイッチのない適用にのみ求められる）。
【００６７】
一方、電流駆動回路は、幹線路への電源接続を必要とせず、従っていかなる局所電力消費問題も起こらない。また、ＩＧＢＴ駆動が存在せずにオフ状態にならない場合に、トライアック駆動は１００％起こらない（これは直列手動作動スイッチのない適用のみに有効である）。しかし、電流駆動回路は、電流感知素子の存在がより大きなＥＭＣフィルタ素子を必要とし、より低い総効率が得られるという不利さを有する。
【００６８】
他の回路ブロックは、ＩＧＢＴ動作から発生することができる過電流状態から回路を保護する。このような状態では、電流感知抵抗Ｒ４２両端に十分な電圧がかかってオントランジスタＱ１４をバイアスさせる。これにより、トライアックを作動させるや否や出力トランジスタＱ１のベース電流駆動が行われ、ダイオードブリッジのＤＣ側のＩＧＢＴ回路から遠く電流を転換させる。このような状態で、抵抗 Ｒ４０は、トランジスタＱ１４のベース電流駆動を安全なレベルに制限する。
【００６９】
調光過電圧発生時に、トライアックゲートは、直列接続されたトランゾーブ（ｔｒａｎｚｏｒｂ）Ｄ１およびＤ２と電流制限抵抗Ｒ２０を通じてダイレクト駆動される。幹線路過渡電圧からｄｖ／ｄｔトリガーに対するトライアック免疫性を向上させるために、キャパシタＣ１１は、トライアックゲートＭＴ１端子を横切って配置される。
【００７０】
この調光設計トポロジー（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）では、必要ＲＦ放出レベル限界を達成するためにインダクタを併合する必要がない。しかし、ＩＧＢＴ過電流状態でトライアックに対してｄｉ／ｄｔ保護を提供するために比較的小さなインダクタが必要なこともある。正常動作中には、活性化直前にトライアックの両端に表われる電圧は、実際の負荷電流の大きさによって数ボルト程度である。この電圧は、ＩＧＢＴ飽和電圧およびダイオードブリッジ順方向電圧特性の機能である。このような低い動作電圧レベルで、トライアックスイッチング動作は、標準高電圧トライアック応用製品より漸進的（ｇｒａｄｕａｌ）である。これによって、電流は、低い関連ＲＦ放出レベルでＩＧＢＴからトライアックで独立的かつ円滑に伝達する。しかし、インダクタＬ１の付加は、ＩＧＢＴからトライアックへの電流の伝達に関連するＲＦ放出素子を多少増大させる。これは、ＩＧＢＴ電流がゼロに降下される時点での非連続的な小さな動作電流波形に対応する。
【００７１】
また、トライアックが自然的にスイッチオフされる各幹線路ハーフサイクルの最後に、負荷電流波形の非連続によって突発的なＲＦ放出が起きる。調光機端子を横切って配置されたキャパシタＣ１５によってこのような放出の減衰を達成する。このキャパシタの重要な他の役割は、ＥＦＴに対する全体調光回路免疫性を向上させるものである。
【００７２】
他の回路ブロックは、誘導性負荷不均衡検出器である。この回路ブロックの機能は、ローディングされない鉄芯ＬＶ電灯変圧器に対する接続の結果でもあり得る過度に非対称的な動作の場合に調光制御を閉鎖するものである。プラス側およびマイナス側ハーフサイクルに対する調光機端子にかかった平均電圧が同じではない場合に調光動作が停止される。
【００７３】
選択的に、調光回路は、ＤＣ成分がＤＣ成分そのもののオン設定をもたらす閾値以下に減少するまで、その動作角度を減少させるようになる。可能ではあるが、対称状態と非対称状態間の振動を誘発するため、このような技法は望ましくない。
【００７４】
図１を再び参照すれば、抵抗Ｒ４３、Ｒ４４、Ｒ２９およびＲ４５とＲ４６および Ｒ３０で構成された２個の抵抗分割チェーンを用いて活性端子および負荷端子にかかる幹線路電圧をそれぞれ感知する。ブリッジ共通（マイナス側）端子によって、これら電圧は、調光機両端の幹線路電圧の反対極性を示す。各チェーンの分割接合は、キャパシタＣ１２の反対側に接続されて、ハーフサイクル電圧の差に比例する差動電圧を生成する。差動電圧が約０．６ボルトの閾値を超える場合に、２個のトランジスタＱ９およびＱ１０を用いて共通基準信号を生成する。トランジスタＱ１１およびＱ２０と抵抗Ｒ３２およびＲ３４で構成されたラッチ回路が不均衡検出器出力によって入力駆動される。小さな漏れダイオードとして配線されたトランジスタＱ２１は、トランジスタＱ１１からのラッチ出力を「同期（ｓｙｎｃ）」で、すなわちタイミング制御バイパストランジスタＱ１２を駆動するように誘導する。
【００７５】
トランジスタＱ２１は、ゼロ交差検出器によるラッチ動作を防止するブロッキングダイオードとして作用する。それぞれのトランジスタでの漏れを最小化するためにベースエミッタバイパス抵抗Ｒ３１およびＲ３３が必要である。同様に、ラッチ回路のＥＦＴ免疫性を向上させるためにキャパシタＣ５およびＣ１６が必要である。また、キャパシタＣ５は、不均衡検出器出力から高周波信号成分を取り除く。
【００７６】
誘導性負荷を作動させるとき、調光回路は性能の受容レベルを成就することにおいて、特に最悪の場合の負荷タイプ、すなわち、排気ファンモータのような低い値ＶＡの誘導性負荷と対称的に作動するとき、適当に敏感なトライアックの補助を併合する。
【００７７】
正常な調光動作時に、ＩＧＢＴは、固定された時間遅延後にトライアックの活性化によって初めて動作する。この予備トライアック動作遅延期間には、誘導性負荷電流は大きさが増大する機会を有する。従って、この遅延時間は、トライアックの性能を増大させてそのような難しい負荷でも首尾よく動作する。
【００７８】
しかし、非常に低い動作角度設定時に、信頼性のあるトライアックラッチに用いられる負荷電流が不十分であることもある。この場合に、非線形負荷インダクタンスと組み合わせて調光機によって低いレベルの負荷ＤＣ成分を維持する。このような状態では、比較的低いｒｍｓ電流の大きさによって負荷を損傷させる危険がある。負荷ＤＣ成分レベルが過度になれば、不均衡検出器が調光制御を自動的に停止するように動作する。
【００７９】
一般的に、容量性入力電子ＬＶ変圧器は、結果的追加された調光電力消費によって立ち上がり位相制御調光機に好適ではない。大きなキャパシタ充填電流パルスは、ライン誘導ＥＭＣ放出レベルを増加させ、幹線路電圧波形に対する反復的な高周波リンギングバースト（ｒｉｎｇｉｎｇ  ｂｕｒｓｔ）を生成することもできる。
【００８０】
図１の調光回路は、ＩＧＢＴの動作時に適用可能な負荷過電流感知を併合する。容量性負荷に対する調光機接続は、過電流機構の保持動作を引き起こし、非常に大きい ＥＭＣ放出レベルを生成する。また、最初の数百マイクロ秒間に通常加えられる高い周波数および振幅のリンギング電流波形がトライアックの転換を引き起こす。このような状態が優勢であれば、不均衡検出器は調光回路を停止させることもできる。最大比率の負荷が接続された電子変圧器では、この状態が起きるのが遥かに難しい。
【００８１】
前述のとおり、図１の誘導性負荷不均衡検出器の他の回路構成を図５を参照して以下に説明する。ここで、図５は、図１のＩＧＢＴ制御のための他の回路配置を示す。
【００８２】
不均衡検出プロセスの一般的な作用は、次のようである。動作時間を示すのに用いられるキャパシタは、ゼロから優勢なハーフサイクル動作期間によって決定されたレベルまで繰り返し充填される。このような「動作時間検出」キャパシタにかかる電圧は、第２キャパシタにかかるピーク電圧を設定するのに用いられ、ピーク動作時間を示す。この「ピーク動作時間」キャパシタは、一定のＤＣ電流シンク（ｓｉｎｋ）で同時に放電する。結果的な「ピーク動作時間」キャパシタ電圧波形は、２個の成分を有する。（１）ハーフサイクル動作期間に比例する大きさを有するＤＣ成分が存在する。（２）固定されたパラメータ、すなわちキャパシタ値、ＤＣ電流シンクの大きさおよび反復周波数（２×幹線路周波数）によって決定された大きさを有するＡＣ成分が鋸歯波形で存在する。
【００８３】
交番極性ハーフサイクル動作期間における十分な差異が存在すれば、反復周波数（幹線路周波数）の半分でのみ「ピーク動作時間」キャパシタに関連する結果的なＡＣ電圧波形が正常振幅の二倍を有する。ＤＣブロッキング特性を有する簡単な振幅閾値検出器を用いて、状態が安定状態として検出される場合に調光動作をさせないためにラッチ回路を活性化させる。
【００８４】
実際の関連素子を参照した、より詳細な説明は次のようである。調光サイクルの負荷動作期間には、トランジスタＱ２コレクタが制限抵抗Ｒ２０３を通じて「動作時間検出」キャパシタＣ２０１に電流を供給することができる。調光機が非動作状態に復帰すれば、各ハーフサイクルの最後で、ダイオードＤ２００が幹線路タイミングキャパシタＣ７の充填と関連する電流を隔離させる。
【００８５】
トランジスタＱ２００は、それぞれのハーフサイクル動作期間の開始時にＣ２０１をゼロボルトにリセットするのに用いられる。Ｑ２００に対する関連パルスベース駆動が抵抗Ｒ２０１と直列接続されたキャパシタＣ２００によって提供される。抵抗Ｒ２００と共にダイオードＤ２０１は、次の幹線路ハーフサイクルを準備することにおいてＣ２００の必要放電経路を提供する。Ｃ２０１の充填中に、抵抗Ｒ２０２はＱ２００のベースエミッタを迂回して装置オフ状態漏れを低減する。
【００８６】
トランジスタＱ２０１は、エミッタフォロア（ｅｍｉｔｔｅｒ  ｆｏｌｌｏｗｅｒ）として構成され、Ｑ２０１のベースエミッタ入力が順方向にバイアスされる短い期間にキャパシタＣ２０２の両端電圧がＣ２０１のピーク電圧に従う。バイアス抵抗Ｒ２０４、Ｒ２０５およびＲ２０６と共にトランジスタＱ２０２は、Ｃ２０２に対する電流シンクとして構成される。
Ｃ２０２両端にかかる鋸歯波電圧波形は、ダイオードＤ２０２／Ｄ２０３およびキャパシタＣ２０３を経由して「閾値検出」トランジスタＱ２０３のベースにＡＣ結合されている。直列接続されたダイオードＤ２０３は、入力信号振幅が正常に低い対称調光機動作条件でＱ２３が駆動されないように十分な信号電圧降下を提供する機能をする。抵抗Ｒ２０７は、Ｃ２０３に対する逆充填経路を提供するだけでなくＱ２０３装置オフ状態漏れを低減する。ダイオードＤ２０２はまたＣ２０３に対する逆充填経路の一部を構成する。
【００８７】
非対称調光機動作条件で、Ｑ２０３は、低いデューティ比でパルスモードで動作する。Ｒ２０８およびＣ２０４で構成されたＲＣ回路網が結果的なパルストレーン（ｐｕｌｓｅ  ｔｒａｉｎ）に対する平均機能を提供するのに用いられる。トランジスタＱ２０４は、ラッチ回路の一部を構成し、これは、Ｑ２０４ベースエミッタ閾値電位と共に電圧分割抵抗Ｒ２０９およびＲ２１０によって定義されたように、Ｃ２０４の両端電圧が臨界レベルに到達するときトリガーされる。抵抗Ｒ２１１およびＲ２１２と共にトランジスタＱ２０５は、ラッチ回路の残り部分を構成する。
【００８８】
幹線路パワーアップ時、またはＰＷＭ調光制御駆動の初期活性化時に、多くの完全な幹線路サイクルの間にラッチ回路が非ラッチ状態（ｕｎｌａｔｃｈｅｄ  ｓｔａｔｅ）でクリアー（ｃｌｅａｒ）されることを保障する必要がある。この機能は、エミッタ基準レベルより低いレベルでＱ２０５のベース駆動電圧を初期に維持する、Ｒ２１３およびＣ２０５で構成されたＲＣ回路網によって行われる。
【００８９】
本発明が好適な実施例を参照して説明されたが、当業者なら分かるように多様な変形および修正が可能であるということを理解するだろう。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明の調光回路の第１実施例を示す図。
【図２】図１のトライアック制御回路部の他の配置を示す図。
【図３】図１および図２の電圧スイッチ制御回路の代替的な例として用いられる電流スイッチ制御回路を示す図。
【図４】図１の回路の簡単なブロック図。
【図５】図１のインピーダンス負荷不均衡検出部の他の配置を示す図。
【図１】
2005521377.tif 000003
【図２】
2005521377.tif 000004
【図３】
2005521377.tif 000005
【図４】
2005521377.tif 000006
【図５】
2005521377.tif 000007
【国際調査報告】
2005521377.tif 000008
2005521377.tif 000009
2005521377.tif 000010
2005521377.tif 000011