(57)【要約】無線トランシーバは２ステップ上方変換アーキテクチャにおいて高調波阻止ミキサおよびＲＦ出力位相ロックループを有する送信機と、直接変換受信機とを含んでいる。送信機は中間周波数の多数倍の信号を発生するための局部発振器と、中間周波数信号を発生するために同位相および直角位相ベースバンド信号を変調するように中間周波数の多数倍の信号に応答し、濾波された中間周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答する切換え可能な信号に応答する直角位相変調器高調波阻止ミキサと、ＲＦ送信信号を発生するように濾波された中間周波数信号と中間周波数の多数倍の信号に応答するＲＦ出力オフセット位相ロックループとを含んでいる。高調波阻止ミキサは出力オフセット位相ロックループがパワー消費を減少しながら、高レベルの回路集積を促すために濾波の要求を減少する。フィルタの切換え能力はＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ通信のトランシーバの使用を可能にする。局部発振器は整数または分数Ｎの位相ロックループを使用できる。
2005516519.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信送信機回路において、
中間周波数の複数倍の信号を発生するための局部発振器と、
中間周波数信号を発生するために、同位相ベースバンド信号および直角位相ベースバンド信号を変調するように中間周波数の多数倍の信号に応答する直角位相変調器高調波阻止ミキサと、
濾波された中間周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答するフィルタと、
濾波された中間周波数信号と中間周波数の複数倍の周波数の信号に応答してＲＦ送信信号を発生するＲＦ出力オフセット位相ロックループとを具備している無線送信送信機回路。
【請求項２】
局部発振器は前記倍数により乗算され１＋倍数の和により割算されるＲＦ送信信号の周波数に等しい周波数を発生する請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項３】
局部発振器は位相ロックループと電圧制御発振器とを含んでいる請求項２記載の無線通信送信機回路。
【請求項４】
位相ロックループは整数Ｎの位相ロックループである請求項３記載の無線通信送信機回路。
【請求項５】
位相ロックループは分数Ｎの位相ロックループである請求項３記載の無線通信送信機回路。
【請求項６】
局部発振器は係数２により中間周波数を変更するように切換え可能であり、フィルタは中間周波数が係数２により変更されるとき濾波された中間周波数信号を発生するように切換え可能である請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項７】
フィルタは３次のローパスフィルタである請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項８】
フィルタは４次のローパスフィルタである請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項９】
直角位相変調器高調波ミキサは、中間周波数でデジタル信号の複数の位相を発生するシフトレジスタカウンタと、複数のギルバートセルを含んでおり、各ギルバートセルは中間周波数でデジタル信号のそれぞれの位相に応答する請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１０】
ＲＦ出力オフセット位相ロックループはＲＦ送信信号を発生するために周波数制御信号に応答する電圧制御発振器と、差周波数信号を発生するために中間周波数の多数倍の信号によりＲＦ送信信号を下方変換するオフセットミキサと、周波数制御信号を発生するために差周波数信号の位相を濾波された中間周波数信号の位相と比較する位相検出器とを含んでいる請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１１】
オフセットミキサは二重平衡ミキサである請求項１０または１１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１２】
オフセットミキサはイメージ阻止二重平衡ミキサである請求項１０または１１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１３】
ＲＦ出力オフセット位相ロックループはＲＦ送信信号を発生するように周波数制御信号に応答する電圧制御発振器と、差周波数信号を発生するために濾波された中間周波数の信号によりＲＦ送信信号を下方変換するオフセットミキサと、周波数制御信号を発生するために差周波数信号の位相を中間周波数の複数倍の周波数の信号の位相と比較する位相検出器とを含んでいる請求項１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１４】
オフセットミキサは二重平衡ミキサである請求項１３または１１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１５】
オフセットミキサはイメージ阻止二重平衡ミキサである請求項１３または１１記載の無線通信送信機回路。
【請求項１６】
無線通信送信機回路において、
中間周波数の４倍の信号を発生する局部発振器と、
中間周波数信号を発生するために同位相ベースバンド信号と直角位相ベースバンド信号を変調するように中間周波数の４倍の信号に応答する直角位相変調器と、
濾波された中間周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答するフィルタと、
濾波された中間周波数信号と中間周波数の４倍の信号に応答してＲＦ送信信号を発生するＲＦ出力オフセット位相ロックループとを具備しており、
局部発振器はチャンネル選択のためにデジタル回路を有する位相ロックループを含んでいる無線通信送信機回路。
【請求項１７】
局部発振器は前記倍数により乗算され１＋倍数の和により割算されたＲＦ送信信号の周波数に等しい周波数を発生する請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項１８】
局部発振器は位相ロックループと電圧制御発振器とを含んでいる請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項１９】
局部発振器は電圧制御発振器により発生される周波数の半分の信号を発生するフリップフロップと、マルチプレクサとを含んでおり、マルチプレクサは電圧制御発振器に結合された１の入力と、フリップフロップに結合された第２の入力と、中間周波数の４倍の信号を提供する出力とを有し、マルチプレクサはＩＦ局部発振器周波数の４倍であるように、電圧制御発振器により発生された周波数またはその半分を選択するために選択信号に応答する請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２０】
局部発振器は係数２により中間周波数を変更するように切換え可能であり、フィルタは中間周波数が係数２により変更されるとき濾波された中間周波数信号を発生するように切換え可能である請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２１】
フィルタは３次のローパスフィルタである請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２２】
フィルタは４次のローパスフィルタである請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２３】
直角位相変調器高調波ミキサは、４個のゲートラッチおよび６個のギルバートセルを有するシフトレジスタカウンタを含んでおり、４個の各ゲートラッチは中間周波数においてデジタル信号の４つの位相のそれぞれ１つを発生し、４個の各ギルバートセルは中間周波数信号のデジタル信号のそれぞれの位相に応答する請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２４】
ＲＦ出力オフセット位相ロックループはＲＦ送信信号を発生するために周波数制御信号に応答する電圧制御発振器と、差周波数信号を発生するために中間周波数の４倍の信号によりＲＦ送信信号を下方変換するオフセットミキサと、周波数制御信号を発生するために差周波数信号の位相を濾波された中間周波数信号の位相と比較する位相検出器とを含んでいる請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２５】
ＲＦ出力オフセット位相ロックループはＲＦ送信信号を発生するために周波数制御信号に応答する電圧制御発振器と、差周波数信号を発生するために濾波された中間周波数の信号によりＲＦ送信信号を下方変換するオフセットミキサと、周波数制御信号を発生するために差周波数信号の位相を中間周波数の４倍の信号の位相と比較する位相検出器とを含んでいる請求項１６記載の無線通信送信機回路。
【請求項２６】
無線通信トランシーバ回路において、
送信用の中間周波数の複数倍の信号を発生し、受信機の局部発振器信号を発生するチャンネル選択電圧制御局部発振器を含んでいる局部発振器と、
中間周波数信号を発生するために同位相ベースバンド信号と直角位相ベースバンド信号を変調するように中間周波数の複数倍の信号に応答する直角位相変調器と、
ＲＦ送信信号を発生するように中間周波数信号と中間周波数の複数倍の信号とに応答するＲＦ出力オフセット位相ロックループと、
受信機の局部発振器信号に応答する直接変換受信機とを具備しており、
局部発振器はチャンネル選択電圧制御発振器によるチャンネル選択に応答する受信機の局部発振器信号を発生するための受信機の局部発振器発生回路を含んでいる無線通信トランシーバ回路。
【請求項２７】
受信機の局部発振器発生回路はチャンネル選択電圧制御発振器により発生された周波数を４により分割するための分割器と、分割器とチャンネル選択電圧制御発振器とに応答して５／４の係数によってチャンネル選択電圧制御発振器により発生された周波数をスケールする単側波帯ミキサとを含んでいる請求項２６記載の無線トランシーバ。
【請求項２８】
受信機の局部発振器発生回路はさらに、単側波帯ミキサにより発生される周波数の１／２の信号を発生するフリップフロップと、マルチプレクサとを含んでおり、マルチプレクサは単側波帯ミキサに結合された第１の入力と、フリップフロップに結合された第２の入力と、受信機の局部発振器信号を直接変換受信機に提供する出力とを有し、マルチプレクサは選択信号に応答して受信機の局部発振器周波数信号として単側波帯ミキサにより発生された周波数またはその半分の周波数を選択する請求項２７記載の無線トランシーバ回路。
【請求項２９】
ＥＧＳＭおよびＤＳＣまたはＰＣＳ動作用の複数の帯域の無線通信トランシーバ回路において、
送信機の中間周波数の複数倍の信号を発生するチャンネル選択電圧制御発振器を含んでおり、中間周波数はＥＧＳＭ動作とＤＣＳまたはＰＣＳ動作間で切換え可能である局部発振器と、
中間周波数の複数倍の信号に応答して中間周波数信号を発生するために同位相ベースバンド信号と直角位相ベースバンド信号を変調する直角位相変調器高調波阻止ミキサと、
濾波された中間周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答し、ＥＧＳＭ送信およびＤＣＳまたはＰＣＳ送信間で切換え可能である切換え可能なフィルタと、
ＲＦ送信信号を発生するように濾波された中間周波数信号と中間周波数の複数倍の信号とに応答するＲＦ出力オフセット位相ロックループと、
ＥＧＳＭ受信とＤＣＳまたはＰＣＳ受信のために局部発振器信号に応答する直接変換受信機とを具備しており、
局部発振器はチャンネル選択電圧制御発振器によるチャンネル選択に応答して受信機の局部発振器信号を発生する受信機の局部発振器発生回路を含んでいる複数の帯域の無線通信トランシーバ回路。
【請求項３０】
受信機の局部発振器発生回路は４によりチャンネル選択電圧制御発振器により発生された周波数を分割する分割器と、分割器と係数５／４によってチャンネル選択電圧制御発振器により発生された周波数をスケールするチャンネル選択電圧制御発振器とに応答する単側波帯ミキサとを含んでいる請求項２９記載の無線トランシーバ。
【請求項３１】
受信機の局部発振器発生回路はさらに、単側波帯ミキサにより発生される周波数の１／２の信号を発生するフリップフロップと、マルチプレクサとを含んでおり、前記マルチプレクサは単側波帯ミキサに結合された第１の入力と、フリップフロップに結合された第２の入力と、受信局部発振器信号を直接変換受信機に提供する出力とを有し、マルチプレクサは受信機の局部発振器周波数信号であるように単側波帯ミキサにより発生された周波数またはその１／２の周波数を選択するために選択信号に応答する請求項２９記載の無線トランシーバ回路。
【請求項３２】
ＥＧＳＭ動作およびＤＳＣまたはＰＣＳ動作用の複数の帯域の無線通信トランシーバ回路において、
チャンネル選択電圧制御発振器と、
チャンネル選択電圧制御発振器により選択された送信チャンネルにおけるＥＧＳＭ送信およびＤＳＣまたはＰＣＳ送信のための２ステップ上方変換の複数の帯域の無線送信機と、
チャンネル選択電圧制御発振器により選択された受信チャンネルのＥＧＳＭ受信およびＤＳＣまたはＰＣＳ受信のための直接変換の複数の帯域の無線受信機とを具備している複数帯域の無線通信トランシーバ回路。
【請求項３３】
無線送信機は、中間周波数信号を発生するために同位相ベースバンド信号と直角位相ベースバンド信号とを変調するための直角位相変調器の高調波阻止ミキサと、濾波された中間周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答し、ＥＧＳＭ送信とＤＣＳまたはＰＣＳ送信間で切換え可能である切換え可能なフィルタと、ＲＦ送信信号を発生するように濾波された中間周波数信号に応答するＲＦ出力オフセット位相ロックループとを含んでいる請求項３２記載のトランシーバ回路。
【請求項３４】
フィルタは３次のローパスフィルタである請求項３３記載の無線トランシーバ。
【請求項３５】
フィルタは４次のローパスフィルタである請求項３３記載の無線トランシーバ。
【請求項３６】
ＥＧＳＭおよびＤＳＣまたはＰＣＳ動作に対しては、局部発振器は直角位相変調器の高調波阻止ミキサの局部発振器周波数の４倍の周波数の信号を発生し、直角変調器の高調波阻止ミキサはチャンネル選択電圧制御発振器により発生された信号の周波数を４により割算し、ＲＦオフセット位相ロックループはチャンネル選択電圧制御発振器により発生される信号に応答してチャンネル選択電圧制御発振器により発生された信号の周波数の４分の５のＲＦ送信周波数を発生する請求項３３記載の無線トランシーバ。
【請求項３７】
無線トランシーバは受信機の局部発振器発生回路と直接変換受信機とを含んでいる請求項３３記載のトランシーバ回路。
【請求項３８】
受信機の局部発振器発生回路は４によりチャンネル選択電圧制御発振器により発生された周波数を分割するための分割器と、分割器と係数５／４によってチャンネル選択電圧制御発振器により発生された周波数をスケールするチャンネル選択電圧制御発振器とに応答する単側波帯ミキサとを含んでいる請求項３７記載の無線トランシーバ。
【請求項３９】
受信機の局部発振器発生回路はさらに、単側波帯ミキサにより発生される周波数の１／２の信号を発生するフリップフロップと、マルチプレクサとを含んでおり、前記マルチプレクサは単側波帯ミキサに結合された第１の入力と、フリップフロップに結合された第２の入力と、受信局部発振器信号を直接変換受信機に提供する出力とを有し、マルチプレクサは受信機の局部発振器周波数信号であるように単側波帯ミキサにより発生された周波数またはその１／２の周波数を選択するために選択信号に応答する請求項３８記載の無線トランシーバ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信、特に無線通信トランシーバに関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は2002年１月25日出願の米国特許出願第60/651,869号明細書に対して優先権を主張している。
【０００３】
無線通信装置は広く普及した公共使用のため製造数が増加している。製造業者は価格低下に対する要求の増加に直面し、高度に集積されたトランシーバ回路の提供によりそれに対応している。集積回路チップのサイズおよびその価格を減少するだけでなく、パワー消費を減少するために回路の複雑性を最小にする要求が存在する。パワー消費は特に移動体電話のような小さい手持ち型の装置で重要である。さらにＥＧＳＭ（移動体通信のためのグローバルシステム）、ＤＣＳ（デジタルセルラシステム）、ＰＣＳ（パーソナル通信サービス）に対する各帯域のような２以上の周波数帯域にわたって動作が可能である高度の集積回路を提供する要求も存在する。
【０００４】
無線通信装置は典型的にデジタル位相変調を使用する。特にＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳは実質的に一定の振幅エンベロープを有する最小の周波数シフトキーイング変調フォーマットを使用することができる。典型的に、変調されたＲＦ（無線周波数）信号は同位相および直角位相ベースバンド信号から発生される。例えば実質的に一定の振幅エンベロープを生成するために、同位相および直角位相ベースバンド信号は帯域を限定された二進データストリームであり、それらは１ビット期間の半期間だけ時間において相互からオフセットされ、振幅変調され、それによって同位相および直角位相振幅の二乗の合計は一定である。実際に、所望される同位相および直角位相ベースバンド信号は送信されるデータの関数としてデジタル的に合成される。１対のデジタルアナログ変換器は、変調されたＲＦ信号を発生できる直角位相変調器へ与えるために、デジタル的に合成された同位相および直角位相信号をそれぞれアナログ信号に変換する。
【０００５】
直角位相変調器は変調されるＲＦ信号を送信される周波数で直接発生することができるが、送信される周波数への上方変換のために変調されたＲＦ信号を低い周波数で発生することで利点が存在する。このような２ステップ上方変換プロセスは、理想的な振幅平衡および直角位相シフトからの許容可能な偏差のような直角位相変調器の所望の性能要求が低い周波数でさらに容易に実現されることを許容する。例えば、集積されたデジタル回路が低い周波数で直角位相搬送波を発生することは容易であり、直角位相変調器がデジタル的に発生された直角位相搬送波のスプリアス効果を減少するために高調波阻止ミキサとして構成されることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
無線送信機の２ステップ上方変換アーキテクチャはKaufmanの米国特許第6,240,142号明細書に示されている。このアーキテクチャの高調波阻止ミキサの使用はWeldonの“A 1.75 GHz Highly-Integrated Narrow Band CMOS Transmitter with Harmonic-Rejection Mixers”、2001 IEEE International Solid-State Circuits Conference、2001年２月６日、160-161、442頁に示されている。これらの回路は高レベルの集積のための直接変換送信機アーキテクチャに改良を行っているが、手持ち型の通信装置のパワー消費を減少するために回路の複雑性を減少する必要が依然として存在する。Kaufman等の２ステップ上方変換アーキテクチャはＲＦ送信周波数で動作する２つの平衡された変調器を含む多重の高周波数平衡変調器を使用する。平衡された変調器は多量のパワーを消費する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
開示された方法および装置は送信機回路を含んでいる。送信機回路は中間周波数の多数倍の信号を発生するための局部発振器と、同位相ベースバンド信号および直角位相ベースバンド信号を変調するように中間周波数の多数倍の信号に応答する直角位相変調器高調波阻止ミキサとを含んでおり、それによって中間周波数信号を発生する。送信機回路はさらに、濾波された中間周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答するフィルタと、ＲＦ送信信号を発生するように濾波された中間周波数信号および多数倍の中間周波数の信号に応答するＲＦ出力オフセット位相ロックループとを含んでいる。
【０００８】
別の実施形態によれば、送信機回路は、中間周波数の多数倍の信号を発生する局部発振器と、中間周波数信号を発生するために同位相ベースバンド信号と直角位相ベースバンド信号とを変調するように中間周波数の多数倍の信号に応答する直角位相変調器とを含んでいる。送信機回路はさらに、濾波された周波数信号を発生するように中間周波数信号に応答するフィルタと、ＲＦ送信信号を発生するように濾波された中間周波数信号と中間周波数の多数倍の信号とに応答するＲＦ出力オフセット位相ロックループとを含んでいる。局部発振器はチャンネル選択のためのデジタル回路を有する位相ロックループデジタルシンセサイザーを含み、局部発振器は位相ロックループデジタルシンセサイザーがロック状態を実現したとき１＋倍数の和により割算される倍数に等しいファクタによって乗算されるＲＦ送信信号の周波数に等しい周波数を発生する。
【０００９】
さらに別の特徴によれば、開示された方法および装置は、ＥＧＳＭ（移動体通信のためのグローバルシステム）、ＤＣＳ（デジタルセルラシステム）、ＰＣＳ（パーソナル通信サービス）で動作する複数帯域の無線通信トランシーバ回路を提供する。このトランシーバ回路はチャンネル選択電圧制御発振器と、チャンネル選択電圧制御発振器により選択された送信チャンネルにおけるＥＧＳＭ送信およびＤＣＳまたはＰＣＳ送信用の２ステップ上方変換の複数帯域無線送信機と、チャンネル選択電圧制御発振器により選択された受信チャンネルのＥＧＳＭ受信およびＤＣＳまたはＰＣＳ受信用の直接変換複数帯域無線受信機とを含んでいる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
開示された方法および装置は添付図面を参照して以下の詳細な説明を読むことによりさらに明白に理解されるであろう。  
説明する方法および装置は種々の変形および代わりの形態を許容するが、その特別な実施形態を図面において例示により示し、詳細に説明する。しかしながら、本発明の形態は示されている特別な形態に限定されることを意図しているものではなく、反対に特許請求の範囲により規定されている本発明の技術的範囲内に全ての変形、等価物、および別の形態が含まれることを意図していることを理解すべきである。
【００１１】
図１は、本発明の方法および装置にしたがった２ステップ上方変換アーキテクチャを使用する無線通信送信機の第１の実施形態を示している。送信機は局部発振器10と、直角変調器高調波阻止ミキサ11と、切換え可能な中間周波数（ＩＦ）フィルタ12と、ＲＦ出力オフセット位相ロックループ13とを含んでいる。
【００１２】
局部発振器10は局部発振器中間周波数の４倍のデジタル信号を発生する。このデジタル信号は直角位相変調機の高調波阻止ミキサ11と、ＲＦ出力オフセット位相ロックループ13に提供される。局部発振器10からの結果的な出力はＲＦ出力オフセット位相ロックループ13からのＲＦ送信周波数出力の５分の１である。
【００１３】
局部発振器10は通常のチャンネル選択の整数または分数Ｎの位相ロックループ14を含んでいる。位相ロックループ14は電圧制御発振器（ＶＣＯ）15を含んでいる（分数Ｎの位相ロックループ回路は図９に示され、これを以下さらに説明する）。局部発振器10は位相ロックループのデジタルシンセサイザーがロック状態を実現したときに１＋倍数の和により割算される倍数に等しいファクタによって乗算されるＲＦ送信信号の周波数に等しい周波数を発生することを目的としている。
【００１４】
図１の送信機アーキテクチャはＲＦ出力オフセット位相ロックループ13により発生されるＲＦ送信周波数がＥＧＳＭおよびＤＣＳまたはＰＣＳ帯域の局部発振器10の周波数の５／４倍のファクタであることを確実にする。それ故、チャンネル選択位相ロックループ14はＲＦ送信チャンネル選択を制御し、１９．２ＭＨｚ結晶16が使用されるとき１６０ｋＨｚのチャンネルステップサイズを有する。低い周波数ＥＧＳＭ帯域では、ステップサイズは高い周波数帯域のステップサイズの２倍であるが、チャンネル選択位相ロックループ14は類似の方法でＲＦ送信チャンネル選択を制御する。
【００１５】
図１の送信機回路はＥＧＳＭサービス用の８８０−９１５ＭＨｚの比較的低い周波数帯域と、ＤＣＳサービス用の１．７１０−１．７８５ＧＨｚ帯域と、およびＰＣＳサービス用の１．８５０−１．９１０ＧＨｚの帯域とを含む２つの比較的高い周波数帯域とを含んだ３つのＲＦ送信周波数帯域間での電子的に切換えができる。高い周波数帯域と低い周波数帯域間で切換えるために、マルチプレクサ22は高い周波数帯域の動作のためのＶＣＯ15の出力または低い周波数帯域の動作のためのトグルフリップフロップ20の出力のいずれかを選択する。帯域間の切換えのとき、切換え可能なＩＦフィルタ12の上部カットオフ周波数はまた選択された帯域で動作するために上部中間周波数を丁度超えるように切換えられる。ＥＧＳＭサービスでは、中間ＬＯ周波数は１７６から１８３ＭＨｚの範囲である。ＤＣＳサービスでは、中間ＬＯ周波数は３４２から３５７ＭＨｚの範囲である。ＰＣＳサービスでは、中間ＬＯ周波数は３７０から３８２ＭＨｚの範囲である。それ故、ＥＧＳＭサービスでは、ＶＣＯ15は１．４０８から１．４６４ＧＨｚの周波数を発生する。ＤＣＳサービスでは、ＶＣＯ15は１．３６８から１．４２６ＧＨｚの周波数を発生する。ＰＣＳサービスでは、ＶＣＯ15は１．４８０から１．５２８ＧＨｚの周波数を発生する。
【００１６】
図１に示されているように、直角位相変調器高調波阻止ミキサ11は４による割算回路23、同位相平衡変調器24、直角位相平衡変調器25、加算器26を含んでいる。さらに図３乃至５を参照にして以下説明するように、これらのコンポーネント23、24、25、26は切換え可能なＩＦフィルタ12に対する要求を減少するため高調波を阻止するように構成されている。直角位相変調器11の高調波阻止特性と、切換え可能なＩＦフィルタ12の３次のローパス特性により、ＲＦ出力オフセット位相ロックループ13に到達するときに中間周波数信号の高調波が基本振幅から少なくとも約６５ｄＢ下がることを確実にしている。
【００１７】
切換え可能なＩＦフィルタ12に対する要求の減少により、ＩＦフィルタが直角位相変調器11および図１の送信機の他の能動も含む単一のモノリシックシリコン集積回路チップ上に全体的に集積されることが可能である。例えば切換え可能なＩＦフィルタ12は単に、切換え可能な上部カットオフ周波数を有する３次または４次のローパスＲ−Ｃアクチブフィルタである。上部カットオフ周波数は例えば付加的なキャパシタンスをＩＦフィルタ12へ電子的に切換えることにより低周波数ＥＧＳＭ帯域に対して減少される。
【００１８】
ＲＦ出力オフセット位相ロックループ13はＲＦ送信信号を発生する通常のＶＣＯ27、通常の位相検出器（ＰＤ）および周波数位相検出器（ＦＰＤ）28、通常のローパスループフィルタ29とを含んでいる。ＲＦ出力オフセット位相ロックループ13はさらに、自動レベル制御増幅器30、イメージ阻止オフセットミキサ31、切換え可能なＩＦフィルタ32を含んでいる（イメージ阻止オフセットミキサの構造は図６に示され、以下さらに説明する単側波帯ミキサの構造に類似している）。
【００１９】
自動レベル制御増幅器30はイメージ阻止オフセットミキサ31が、ＶＣＯにより発生される振幅の多少の変化にかかわらず、イメージ阻止オフセットミキサの入力範囲にわたってＶＣＯ27からフィードバックされたＲＦ信号の線形ミキシングを行うことを確実にする。自動レベル制御増幅器が使用されないならば、変調器のオーバードライブを防止するためにアークタンジェント伝達関数にしたがって変調器に与えられる信号を予め歪ませることが好ましい。イメージ阻止オフセットミキサ31は、ＲＦ送信周波数の約９／５と約中間ＬＯ周波数との和および差周波数信号を発生するためにＲＦ信号を局部発振器10のマルチプレクサ22からの４×ＩＦ  ＬＯ信号と混合する。
【００２０】
切換え可能なＩＦフィルタ32はイメージ阻止オフセットミキサ31から差周波数信号を選択する。切換え可能なＩＦフィルタ32は比較的低い周波数ＥＧＳＭ帯域と比較的高い周波数ＤＣＳおよびＰＣＳ帯域との間で切換えられるカットオフ周波数を有する。切換え可能なＩＦフィルタ32は切換え可能なＩＦフィルタ12に類似している。さらに、ＶＣＯ27の中心周波数は選択された帯域の関数として切換えられ、それによってＲＦ送信周波数は４×ＩＦ  ＬＯ信号の周波数よりも大きく、ＲＦ出力オフセット位相ロックループが迅速に中間ＬＯ周波数の５倍のＲＦ送信周波数でロックされるようになることを確実にする。
【００２１】
図１の送信機では、ＲＦ出力オフセット位相ロックループ13はＩＦフィルタ12からの信号の周波数と、局部発振器10のマルチプレクサ22からの４×ＩＦ  ＬＯ信号の周波数との和にロックされる。これはＩＦフィルタ12からの信号を通常の位相検出器および周波数位相検出器28に提供し、４×ＬＯ信号をＲＦ送信周波数で動作する平衡された変調器へ提供することにより実行される。
【００２２】
別の構成では、図２に示されているように、４×ＬＯ信号は通常の位相検出器および周波数位相検出器45へ提供され、切換え可能なＩＦフィルタ42からの信号はＲＦ送信周波数で動作するイメージ阻止オフセットミキサに提供される。図２の送信機回路はまた図１の局部発振器10と同一の構造を有している局部発振器40と、図１の直角位相変調器11と同一の構造を有している直角変調器高調波阻止ミキサ41とを含んでいる。切換え可能なＩＦフィルタ42は図１の切換え可能なＩＦフィルタ12と同一の構造を有する。しかしながら、図２の送信機回路は図１のＲＦ出力オフセット位相ロックループ13とは異なるＲＦ出力オフセット位相ロックループ43を含んでいる。
【００２３】
図２のＲＦ出力オフセット位相ロックループ43はＲＦ送信周波数で動作する通常のＶＣＯ44と、通常の位相検出器（ＰＤ）および周波数位相検出器（ＦＰＤ）45と、通常のローパスループフィルタ46とを含んでいる。ＲＦ出力オフセット位相ロックループ43はさらに、図１の自動レベル制御増幅器30と同一構造を有する自動レベル制御増幅器47と、図１の平衡された変調器31と同一の構造を有するイメージ阻止オフセットミキサ48とを含んでいる。しかしながら、イメージ阻止オフセットミキサ48はＲＦ送信周波数の約６／５の周波数の和信号と、ＲＦ送信周波数の約４／５の周波数の差信号とを発生するためにＩＦフィルタ42からのＩＦ信号とＲＦ送信信号と混合する。好ましくは、イメージ阻止オフセットミキサはチャンネル内スパと相互変調歪積を減少し、イメージ阻止を改良するためにＩＦ信号とＲＦ送信信号との両者の線形混合を行う。
【００２４】
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）49はＲＦ送信周波数の約４／５の周波数の差信号を選択する。バンドパスフィルタの少なくとも上部カットオフ周波数は低い周波数のＥＧＣＭ帯域と高い周波数のＤＣＳおよびＰＣＳ帯域での動作間で少なくとも切換え可能である。バンドパスフィルタ49からの選択された差信号はリミタ50の実質上一定の振幅に制限され、通常の位相検出器および周波数位相検出器45に与えられる。位相検出器および周波数位相検出器45は限定された差信号の周波数または位相を局部発振器40からの４×ＬＯ信号の周波数または位相と比較する。
【００２５】
好ましい構造形態では、図１および２の平衡された変調器およびイメージ阻止オフセットミキサ（24、25、31、48）は通常のバイポーラトランジスタギルバートセルを使用する。全体を60で示されている１つのこのようなギルバートセルは図５に示されている６つのギルバートセルの種々の入力および出力を識別する目的で図３に示されている。換言すると、図５に示されている各ギルバートセルは図３に示されているように、セル上部の１対の出力と、セルの左上の２つのデジタル入力と、セルの左下の２つのアナログ入力と、セルの下部の電流シンク接続と、および内部構造とを有している。
【００２６】
通常のバイポーラトランジスタギルバートセルが使用されるとき、共通のモノリシックシリコン集積回路チップ上に電流モードのエミッタ結合論理装置（ＥＣＬ）回路を有するギルバートセルを集積することも有効である。ＥＣＬ回路はギルバートセルと同じバイアス電圧レベルを使用することができる。例えば図４に示されているのは、全体を70で示されている１つのゲートラッチセルの概略図である。このゲートラッチセル70のデータ出力（ＱおよびＱバー）はギルバートセルのデジタル入力を駆動するための上部バイアスレベルである。このゲートラッチセル70のセット（Ｓ）およびリセット（Ｒ）入力は上部バイアスレベルで動作される。クロック入力（ＣおよびＣバー）は上部バイアスレベルよりも約１ボルト以上低い低バイアスレベルで動作する。低いバイアスレベルもギルバートセルのアナログ入力に対するバイアスレベルである。
【００２７】
図５は、図３のギルバートセルと図４のゲートラッチセルが図１の直角変調器高調波阻止ミキサ11を形成するために結合される態様を示している。４つのゲートラッチセル81、82、83、84は４による割算のシフトレジスタカウンタ23を形成するために直列に縦続されている。ゲートラッチセル81および82は共に１つのマスタースレーブ遅延フリップフロップを構成し、ゲートラッチセル83と84は別のマスタースレーブ遅延フリップフロップを構成している。論理の反転は第４のゲートラッチセル84のＱおよびＱバー出力から第１のゲートラッチセル81のＳおよびＲ入力へのフィードバックパスで生じる。動作中、４による割算のシフトレジスタカウンタ23は中間ＬＯ周波数のデジタルクロック信号の４つの位相を提供する。各ゲートラッチセル81、82、83、84は中間ＬＯ周波数のデジタルクロック信号の４つの位相のそれぞれを提供する。
【００２８】
同位相変調器24はそれぞれＬＯデジタルクロック信号の位相１、２、３により駆動される３つのギルバートセル85、86、87から構成されている。ギルバートセル86はギルバートセル85と87の電流シンクに関して２の平方根の係数により加重される電流シンクを有する。電流シンクの加重は電流ミラー技術を使用して通常の方法で行われる。同位相変調器24の１よりも多くのギルバートセルの使用は、それぞれデジタルクロック位相によるギルバートセル85、86、87の励起および電流シンク加重と共に、所望の高調波阻止を行う。
【００２９】
直角位相変調器25はギルバートセル88、89、90がギルバートセル85、86、87と比較してＬＯクロック信号の９０度位相が遅延されている各クロック位相により駆動される点を除いて同位相変調器24と類似の方法で構成される。
【００３０】
加算器26は共有された負荷抵抗91および92の対へギルバートセル85乃至90の出力を並列接続することにより設けられる。負荷抵抗91および92はギルバートセルによりシンクされる差電流の合計に比例して差電圧を発生する。
【００３１】
前述したように、単一のモノリシックシリコン集積回路チップ上に高レベルの集積を許容する２ステップ上方変換無線通信送信機を説明した、直角位相変調器はＩＦ濾波要求を減少するために高調波阻止ミキサを使用する。さらに、直角位相変調器は中間周波数で動作し、局部発振器信号の多位相が直角位相変調器の位相エラーを減少するためにデジタル的に発生されることを可能にする。局部発振器は通常のチャンネル選択デジタル回路の使用を許容し、ＬＯ集積位相雑音を減少し、切換え時間を減少する位相ロックループを構成する。
【００３２】
図面で示されている回路は種々の方法で変更できることが明白である。例えばＮチャンネル強化モード電界効果トランジスタは図３および４で示されているＮＰＮトランジスタで直接置換されることができる。高いＲＦ送信周波数での動作を許容するために砒化ガリウム電界効果トランジスタを使用することが望ましい。その代わりに、標準的なＣＭＯＳプロセスを使用してＣＭＯＳデジタル回路により無線送信機を集積するためにシリコン電界効果トランジスタを使用することが望ましい。標準的なＣＭＯＳプロセスが使用されるならば、通常のＣＭＯＳゲートラッチセルは図４に示されているゲートラッチセルに対して置換されることができる。
【００３３】
図１および２は低いＥＧＳＭ帯域または高いＤＣＳおよびＰＣＤ帯域のいずれかでのみ動作するように簡単にされているマルチバンド回路を示している。この場合、マルチプレクサ（図１の22）は除去され、ＩＦフィルタ（図１の12または図２の42）は切換え可能である必要はなく、図１のＲＦ出力ＶＣＯ（図１の27または図２の44）は中心周波数を低い帯域と高い帯域との間で切換えさせる必要はない。
【００３４】
図６は無線通信トランシーバを提供するために、チャンネル選択位相ロックループを介して直接変換受信機に対して受信局部発振器発生回路から局部発振器信号を発生することが可能である態様を示している。図６に示されているように、受信局部発振器発生回路は４による割算回路121を含み、これは周波数ＦｓのＶＣＯ15からの信号を周波数において４により割算する。単側波帯ミキサ122は図７を参照して以下さらに説明するように、（５／４）Ｆｓの周波数の信号を発生するためにＶＣＯ信号を４による割算回路の出力と混合する。さらに図８を参照して示され以下説明する２により減算するデジタルハイブリッド回路123は単側波帯ミキサ122の出力の周波数を２により割算する。さらに図８を参照して示され以下説明するマルチプレクサ124は、受信機の局部発振器信号を発生するために（ＤＣＳまたはＰＣＳの場合の）単側波帯ミキサの出力または（ＥＧＳＭの場合の）分割器123の出力を選択する。ＰＣＳまたはＤＣＳ受信局部発振器信号はそれぞれの同位相復調器126と直角位相復調器127に与えられるそれぞれの同位相（０゜）信号と直角位相（９０゜）信号を発生するためにアナログハイブリッド回路125を励起する。適切なアナログハイブリッド回路を図７を参照してさらに以下説明する。ＧＳＭ受信局部発振器信号回路の同位相（０゜）信号および直角位相（９０゜）信号はマルチプレクサ124を介して分割器123からのそれぞれの同位相復調器128と直角位相復調器129へ与えられる。各復調器126、127、128、129は図３に示されている単一のギルバートセルである。同位相復調器126は同位相ベースバンド信号Ｉ’を発生するためにＤＣＳまたはＰＣＳ  ＲＦ受信信号を復調し、直角位相復調器127は直角位相ベースバンド信号Ｑ’を発生するためにＤＣＳまたはＰＣＳ  ＲＦ受信信号を復調する。同位相復調器128は同位相ベースバンド信号Ｉ’を発生するためにＥＧＳＭ  ＲＦ受信信号を復調し、直角位相復調器129は直角位相ベースバンド信号Ｑ’を発生するためにＥＧＳＭ  ＲＦ受信信号を復調する。
【００３５】
図６のトランシーバの典型的な動作中、受信機および送信機は複信の電話機動作を行うが、受信機および送信機は同時に動作しない。代わりに、送信機および受信機はユーザに透明な時間共有方法で動作する。これは送信機と受信機との間の切換え中にＶＣＯの周波数Ｆｓが変更されることを許容する。例えば（ＭＨｚによる）動作周波数は以下の表に示されている。  
送信  
ＲＦ低      ＲＦ高      Ｆｓ低      Ｆｓ高      ＩＦ低      ＩＦ高  
ＥＧＳＭ    ８８０      ９１５    １４０８    １４６４    １７６      １８３  
ＤＣＳ      １７１０    １７８５  １３６８    １４２８      ３４２      ３５７  
ＰＣＳ      １８５０    １９１０  １４８０    １５２８      ３７０      ３８２  
受信  
ＲＦ低      ＲＦ高      Ｆｓ低      Ｆｓ高  
ＥＧＳＭ    ９２５      ９６０    １４８０    １５３６  
ＤＣＳ      １８０５    １８８０  １４４４    １５０４  
ＰＣＳ      １９３０    １９９０  １５４４    １５９２
図７は単側波帯ミキサ122の概略図を示している。周波数ＦｓのＶＣＯ（図６の15）の出力は１対のバッファ131および132に与えられる。バッファ132は４による割算回路121をクロックし、これは図５のシフトレジスタ23に類似するシフトレジスタである。４による割算回路は同位相クロックの相補型対を第１のギルバートセル134へ提供し、Ｆｓ／４の周波数の直角位相クロックの相補型対を第２のギルバートセル135へ提供する。バッファ131はアナログハイブリッド回路136を駆動し、ギルバートセル135への抵抗／キャパシタのリード／ラグ接続を行う。各リード／ラグ接続は±４５度の位相シフトを行い、それによって第１のギルバートセルは周波数Ｆｓの同位相信号を受信し、第２のギルバートセルは周波数Ｆｓの直角位相信号を受信する。２つのギルバートセル134、135の出力は並列に接続され、ギルバートセルから（３／４）Ｆｓの低い側波帯信号を取消させ、ギルバートセルからの（５／４）Ｆｓの上部側波帯信号を構成的に付加させる。
【００３６】
単側波帯変調器122は相補的な周波数Ｆｓの同位相および直角位相信号を生成するアナログハイブリッド回路136を示しているが、ＶＣＯ（図６の15）がこのような同位相および直角位相信号を発生するように構成されることも可能である。例えばＶＣＯの周波数選択素子はフィードバック回路のアナログまたはデジタル遅延線であり、アナログまたはデジタル遅延線は、同位相信号を提供するため０度の位相位置および直角位相信号を提供するため９０度の位相位置でタップされることができる。このようなデジタル遅延線は例えばそれぞれのＥＣＬインバータをシフトレジスタの各ゲートラッチで置換することにより図５のシフトレジスタ23に類似の方法で直列で４つのＥＣＬインバータから構成されることができる。
【００３７】
図８は図６で導入された２による割算のデジタルハイブリッド123とマルチプレクサ124を詳細に示している。２による割算のデジタルハイブリッドは第１のＳ−Ｒラッチ141と第２のＳ−Ｒラッチ142とを含んでいる。ラッチ141と142は２による割算として機能する負のフィードバックを有するマスタースレーブのＤ型のフリップフロップを形成するように接続されている。第１のＳ−Ｒラッチは同位相出力を提供し、第２のＳ−Ｒラッチは直角位相出力を提供する。マルチプレクサ124は論理的な低い制御信号に対してエネーブルにされた第１の送信ゲート143と、論理的な高い制御信号に対してエネーブルにされた第２の送信ゲート144と、論理的な高い制御信号に対してエネーブルにされた第３の送信ゲート145とを含んでいる。
【００３８】
図９は分数Ｎの位相ロックループを含んでいる局部発振器140を示している。この例では分数Ｎの位相ロックループは最初にＲＦ送信周波数を発生することを目的とされているチャンネル選択デジタル回路144を含んでいる。所望の４×ＩＦ  ＬＯ周波数を発生するために、マルチプレクサ149はＶＣＯ142の出力からデジタル回路144の入力へのフィードバック路へ挿入される。ＶＣＯ142の周波数（Ｆｓ）は第１のトグルフリップフロップ146において２により割算され、再度第２のトグルフリップフロップ147で２により割算され、それによって第２のトグルフリップフロップ147はＶＣＯ142の周波数Ｆｓの４分の１のデジタル信号を出力する。このデジタル信号は分数の乗算を行う排他的ＯＲゲートとして機能する乗算器149に与えられる。２つのトグルフリップフロップ146と147を通る総遅延はＶＣＯ142の周波数（Ｆｓ）の期間の約４分の１である。それ故、乗算器149はＶＣＯ信号の全体で４つの転移に１つの付加的な論理転移を付加し、乗算器149から位相ロックループ141のデジタル回路144への信号のフィードバックは５／４の係数により瞬間周波数で増加される。
【００３９】
乗算器149から位相ロックループへフィードバックされる信号はデジタル回路144により分割され、これらの信号回路は乗算器149からの信号中の複数の転移に応答する。それ故、位相ロックループ141が位相ロックされるとき、ＶＣＯ142は位相ロックループが最初に発生するように意図されるよりも少ないファクタ４／５である周波数（Ｆｓ）の信号を発生する。マルチプレクサ148は４×ＩＦ  ＬＯ信号を提供する。マルチプレクサ148はＤＳＣおよびＰＣＳ帯域の信号Ｆｓを選択し、ＥＧＳＭの第１のトグルフリップフロップ146の出力を選択する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】ＲＦ出力オフセット位相ロックループにおいてＲＦ送信周波数で動作するイメージ阻止オフセットミキサが局部発振器信号を使用してＲＦ送信信号を中間周波数に下方変換する方法および装置の第１の実施形態のブロック図。
【図２】ＲＦ出力オフセット位相ロックループにおいてＲＦ送信周波数で動作するイメージ阻止オフセットミキサが中間周波数信号を使用してＲＦ送信信号を４倍の中間周波数に下方変換する方法および装置の第２の実施形態のブロック図。
【図３】図５の直角位相変調器の高調波阻止ミキサで使用される通常の平衡された変調器のギルバートセルの概略図。
【図４】図５の直角位相変調器の高調波阻止ミキサで使用されるゲートラッチセルの概略図。
【図５】図１および図２で使用される直角位相変調器の高調波阻止ミキサのブロック図。
【図６】直接変換受信機のＲＦ局部発振器信号が無線通信トランシーバを提供するために図１または図２の送信機の局部発振器のＶＣＯ信号から発生されることができる態様を示しているブロック図。
【図７】図６で使用される単側波帯ミキサの概略図。
【図８】図６で導入されたデジタルハイブリッドおよびマルチプレクサの概略図。
【図９】分数のＮ位相ロックループを含んでいる局部発振器の別の構造のブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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