(57)【要約】本発明は多次元跳躍パターンの衝突時の衝突区間での送信制御方法及びシステムに関する。本発明は、与えられた直交無線資源を送受信側間の通信規約によって多次元直交資源の領域で跳躍選択し、当該チャンネルは前記多次元跳躍パターンによって区別される。第２通信局別に特定の多次元跳躍パターンを割当て、多次元跳躍パターンは第２通信局に永久的に割当てられることもでき、呼設定時に第１通信局から割当を受けることもできる。多次元直交資源の跳躍パターンが各第２通信局に永久的に割当てられるのは、第２通信局のESNなどのように唯一の識別子に基づいて多次元跳躍パターンが決められる時である。このような場合には、第２通信局の多次元跳躍パターンが互いに独立的であるため、特定の瞬間に同一な直交資源の座標が互いに異なる第２通信局に同時に割当てられる。本発明では多次元直交資源の跳躍多重化方式を採択したシステムの性能を向上させるために、伝送と穿孔との２分法で行われる多次元直交資源の跳躍パターンの衝突時の処理方法を細分化することによって、穿孔の場合を減らす。
2005503711.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てて統計的多重化するデジタル通信方法において、
前記多次元直交資源の跳躍パターンの衝突が発生すれば、伝送データシンボルの符号が一致有無を判断する段階;
伝送データシンボルの符号が一致する場合には、前記データシンボルを全て伝送する段階;
伝送データシンボルの符号が一致しない場合には、前記データシンボルを全て穿孔する段階を含むことを特徴とする、デジタル通信方法。
【請求項２】
前記多次元直交資源の跳躍パターンは、各々の第２通信局別に独立的であることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３】
前記多次元直交資源の座標は、
"直交資源#１、直交資源#２、…、直交資源#N"で示されることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル通信方法。
【請求項４】
前記多次元直交資源は、直交性が保障される周波数、時間、及び直交符号であることを特徴とする、請求項３に記載のデジタル通信方法。
【請求項５】
跳躍パターンの衝突が発生した多次元直交資源は、第１通信局からの全ての送信信号の振幅が制限されることを特徴とする、請求項４に記載のデジタル通信方法。
【請求項６】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てて統計的多重化するデジタル通信方法において、
多次元直交資源の跳躍パターンの衝突発生時に、衝突に関与したチャンネルの伝送データシンボルと前記チャンネルの送信信号の振幅とによって各直交無線資源単位の送信信号を制御する第１段階;
跳躍パターンの衝突が発生したチャンネルの直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルの符号を判断する第２段階;
チャンネルが割当てられたが、前記直交無線資源単位で伝送されないチャンネルの集合S0と、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルが正数であるチャンネルの集合S+と、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルが負数であるチャンネルの集合S-とに区分して、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルを決定する第３段階を含むことを特徴とする、多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項７】
前記第３段階は、前記集合S+とS-とがいずれも空集合でなければ、各集合内で最少の送信信号の振幅を有する二つのチャンネルの送信信号の振幅を比較して、
大きい方を基準値にして前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルを決定することを特徴とする、請求項６に記載の多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項８】
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれる集合に属する全てのチャンネルの送信電力を０に制御することを特徴とする、請求項７に記載の多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項９】
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの送信信号の振幅のうちで、前記基準値の定数倍以下の大きさを有し、最も大きい送信信号の振幅を有するチャンネルの送信信号値を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項７に記載の多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項１０】
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの符号を有し、前記基準値の定数倍の振幅を有する送信信号値を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項７に記載の多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項１１】
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの合計を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項７に記載の多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項１２】
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの合計を前記基準値の定数倍と比較して、より小さい振幅を有する値を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項１１に記載の多次元直交資源の跳躍多重化方法。
【請求項１３】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより、統計的多重化することを特徴とするデジタル通信方法において、
第１通信局から複数の第２通信局までの距離を判断する第１段階;
第１通信局の送信ダイバーシティを通じて相対的に遠い距離にある第２通信局への信号損失を補償する第２段階を含むことを特徴とする、デジタル通信方法。
【請求項１４】
前記第２段階は、第１通信局の送信ダイバーシティが複数の第１通信局の送信によって行われることを特徴とする、請求項１３に記載のデジタル通信方法。
【請求項１５】
前記送信ダイバーシティは、ソフトハンドオフまたはソフターハンドオフを通じて行われることを特徴とする、請求項１４に記載のデジタル通信方法。
【請求項１６】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信方法において、
分類チャンネル符号器の出力ビットのうちで情報ビットと付加ビットとを区分する第１段階;
情報ビットは直交資源の分割多重化方式で伝送する第２段階;
付加ビットは直交資源の跳躍多重化方式で伝送する第３段階を含むことを特徴とする、デジタル通信方法。
【請求項１７】
前記分類チャンネル符号器は、ターボ符号器であることを特徴とする、請求項１６に記載のデジタル通信方法。
【請求項１８】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信方法において、
多次元跳躍パターンの特定フレームでの瞬間衝突比率を測定する第１段階;
前記瞬間衝突比率が基準衝突比率より高くなれば、影響の少ないチャンネルの順にフレーム伝送を中断する第２段階を含むことを特徴とする、デジタル通信方法。
【請求項１９】
前記第２段階は、品質要求事項が低いチャンネルから高いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項１８に記載のデジタル通信方法。
【請求項２０】
前記第２段階は、オートリピートリクエスト方式で動作するチャンネルからそうでないチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項１８に記載のデジタル通信方法。
【請求項２１】
前記オートリピートリクエスト方式で動作するチャンネル間の再伝送回数の少ないチャンネルから多いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項２０に記載のデジタル通信方法。
【請求項２２】
前記第２段階は、送信電力の高いチャンネルから低いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項１８に記載のデジタル通信方法。
【請求項２３】
前記第２段階は、既に伝送された連続したフレームの数が少ないチャンネルから多いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項１８に記載のデジタル通信方法。
【請求項２４】
前記第２段階は、ソフトハンドオフ中であるチャンネルからそうでないチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項１８に記載のデジタル通信方法。
【請求項２５】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信方法において、
多次元跳躍パターンの瞬間衝突比率を測定する第１段階;
前記瞬間衝突比率が連続的に一定の回数以上基準衝突比率より高くなれば、予め決められた順にチャンネル割当を取消す第２段階を含むことを特徴とする、デジタル通信方法。
【請求項２６】
前記第２段階は、品質要求事項の低いチャンネルから高いチャンネルの順に第１通信局によってチャンネル割当が取消されることを特徴とする、請求項２５に記載のデジタル通信方法。
【請求項２７】
前記第２段階は、既に伝送された連続したフレームの数が少ないチャンネルから多いチャンネルの順に第１通信局によってチャンネル割当が取消されることを特徴とする、請求項２５に記載のデジタル通信方法。
【請求項２８】
前記第２段階は、ソフトハンドオフ中であるチャンネルからそうでないチャンネルの順に前記第１通信局によってチャンネル割当が取消されることを特徴とする、請求項２５に記載のデジタル通信方法。
【請求項２９】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより、統計的多重化することを特徴とするデジタル通信方法において、
要求された直交資源の跳躍多重化チャンネル数を有効な直交無線資源単位の数と比較する第１段階;
要求された直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数以下である場合には、跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないように、直交資源の分割多重化チャンネルと同様に固定的に直交無線資源単位を割当てる第２段階;
要求された直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多い場合には、割当てられるチャンネルを跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択してデータを伝送する第３段階を含むことを特徴とする、デジタル通信方法。
【請求項３０】
直交無線資源単位の割当を固定的に受けたチャンネルが終了すれば、返却された前記直交無線資源単位を新たに要求するチャンネルに再び固定的に割当てる第４段階をさらに含むことを特徴とする、請求項２９に記載のデジタル通信方法。
【請求項３１】
直交無線資源単位の割当を固定的に受けたチャンネルが終了すれば、返却された前記直交無線資源単位を前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちから一つ選択して再び固定的に割当てる第４段階をさらに含むことを特徴とする、請求項２９に記載のデジタル通信方法。
【請求項３２】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最初にサービスが始まったチャンネルであることを特徴とする、請求項３１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３３】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最後にサービスが始まったチャンネルであることを特徴とする、請求項３１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３４】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで残留サービス時間が最も長いチャンネルであることを特徴とする、請求項３１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３５】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで残留伝送データが最も多いチャンネルであることを特徴とする、請求項３１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３６】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最も高い品質を要求するチャンネルであることを特徴とする、請求項３１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３７】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最も高い送信電力で送信されるチャンネルであることを特徴とする、請求項３１に記載のデジタル通信方法。
【請求項３８】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てて統計的多重化するデジタル通信システムにおいて、
多次元跳躍パターンを発生する手段と、
前記多次元跳躍パターン発生手段の出力によって直交資源の集合内の当該直交資源を選択してデータシンボルを変調する手段と、
多次元跳躍パターンの衝突有無を監視し、前記衝突区間での第２通信局への伝送データシンボルの一致有無を比較する衝突検出及び制御手段と、
多次元跳躍パターンの衝突及び伝送データシンボルの不一致によって伝送を中断する部分と送信中断による平均受信エネルギーの損失を補償するための送信電力制御手段とを含むことを特徴とする、デジタル通信システム。
【請求項３９】
前記衝突検出及び制御手段は、
前記多次元直交資源の跳躍パターンの衝突が発生すれば、伝送データシンボルの符号の一致有無を判断し、伝送データシンボルの符号が一致する場合には、前記データシンボルを全て伝送し、
伝送データシンボルの符号が一致しない場合には、前記データシンボルを全て穿孔することを特徴とする、請求項３８に記載のデジタル通信システム。
【請求項４０】
前記多次元直交資源の跳躍パターンは、各々の第２通信局別に独立的であることを特徴とする、請求項３９に記載のデジタル通信システム。
【請求項４１】
前記第１通信局は、チャンネルの活性度によって割当チャンネル数を決定することを特徴とする、請求項３９に記載のデジタル通信システム。
【請求項４２】
前記直交無線資源単位は、直交性が保障される周波数、時間、及び直交符号であることを特徴とする、請求項３９に記載のデジタル通信システム。
【請求項４３】
跳躍パターンの衝突が発生した直交無線資源単位は、第１通信局からの全ての送信信号の振幅が制限されることを特徴とする、請求項３９に記載のデジタル通信システム。
【請求項４４】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍システムに基づいて割当てて統計的多重化するデジタル通信システムにおいて、
多次元跳躍パターンを発生する手段と、
前記多次元跳躍パターン発生手段の出力によって直交資源の集合内の当該直交資源を選択してデータシンボルを変調する手段と、
多次元跳躍パターンの衝突有無を監視し、前記衝突区間での第２通信局への伝送データシンボルの一致有無を比較する衝突検出及び制御手段と、
多次元跳躍パターンの衝突及び伝送データシンボルの不一致によって伝送を中断する部分と送信の中断による平均受信エネルギーの損失を補償するための送信電力制御手段とを含み、
前記衝突検出及び制御手段は、
多次元直交資源の跳躍パターンの衝突発生時に、衝突に関与したチャンネルの伝送データシンボルと前記チャンネルの送信信号の振幅とによって各直交無線資源単位の送信信号を制御し、
跳躍パターンの衝突が発生したチャンネルの直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルの符号を判断し、
チャンネルが割当てられたが、前記直交無線資源単位で伝送されないチャンネルの集合S0と、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルが正数であるチャンネルの集合S+と、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルが負数であるチャンネルの集合S-とに区分して、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルを決定することを特徴とする、多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項４５】
前記衝突検出及び制御手段は、
前記集合S+とS-とがいずれも空集合でなければ、各集合内で最少の送信信号の振幅を有する二つのチャンネルの送信信号の振幅を比較して、
大きい方を基準値にして前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルを決定することを特徴とする、請求項４４に記載の多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項４６】
前記電力制御手段は、
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれる集合に属する全てのチャンネルの送信電力を０に制御することを特徴とする、請求項４５に記載の多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項４７】
前記衝突検出及び制御手段は、
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの送信信号の振幅のうちで、前記基準値の定数倍以下の大きさを有し、最も大きい送信信号の振幅を有するチャンネルの送信信号値を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項４５に記載の多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項４８】
前記衝突検出及び制御手段は、
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの符号を有し、前記基準値の定数倍の振幅を有する送信信号値を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項４５に記載の多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項４９】
前記衝突検出及び制御手段は、
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの合計を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項４５に記載の多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項５０】
前記衝突検出及び制御手段は、
前記基準値に決定されたチャンネルが含まれない集合に属するチャンネルの合計を前記基準値の定数倍と比較して、より小さい振幅を有する値を前記直交無線資源単位で送信することを特徴とする、請求項４９に記載の多次元直交資源の跳躍多重化システム。
【請求項５１】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることによって統計的多重化することを特徴とするデジタル通信システムにおいて、
分類チャンネル符号器の出力ビットのうちで情報ビットと付加ビットとを区分する区分手段と、
前記区分手段で抽出された情報ビットは直交資源の分割多重化方式で伝送し、付加ビットは直交資源の跳躍多重化方式で伝送する伝送手段とを含むことを特徴とする、デジタル通信システム。
【請求項５２】
前記分類チャンネル符号器は、ターボ符号器であることを特徴とする、請求項５１に記載のデジタル通信システム。
【請求項５３】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより、統計的多重化することを特徴とするデジタル通信システムにおいて、
多次元跳躍パターンの特定フレームでの瞬間衝突比率を測定する測定手段と
前記瞬間衝突比率が基準衝突比率より高くなれば、影響の少ないチャンネルの順にフレーム伝送を中断するフレーム伝送制御手段とを含むことを特徴とする、デジタル通信システム。
【請求項５４】
前記伝送制御手段は、品質要求事項の低いチャンネルから高いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項５３に記載のデジタル通信システム。
【請求項５５】
前記伝送制御手段は、オートリピートリクエスト（Automatic Repeat Request）方式で動作するチャンネルからそうでないチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項５３に記載のデジタル通信システム。
【請求項５６】
前記伝送制御手段は、前記オートリピートリクエスト方式で動作するチャンネル間の再伝送回数の少ないチャンネルから多いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項５３に記載のデジタル通信システム。
【請求項５７】
前記伝送制御手段は、送信電力の高いチャンネルから低いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項５３に記載のデジタル通信システム。
【請求項５８】
前記伝送制御手段は、既に伝送された連続したフレームの数が少ないチャンネルから多いチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項５３に記載のデジタル通信システム。
【請求項５９】
前記伝送制御手段は、ソフトハンドオフ中であるチャンネルからそうでないチャンネルの順にフレーム伝送を故意に中断することを特徴とする、請求項５３に記載のデジタル通信システム。
【請求項６０】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信システムにおいて、
多次元跳躍パターンの瞬間衝突比率を測定する測定手段と
前記瞬間衝突比率が連続的に一定回数以上基準衝突比率より高くなれば、予め決められた順にチャンネル割当を取消す制御手段とを含むことを特徴とする、デジタル通信システム。
【請求項６１】
前記予め決められた順は、品質要求事項の低いチャンネルから高いチャンネルの順に第１通信局によってチャンネル割当が取消されることを特徴とする、請求項６０に記載のデジタル通信システム。
【請求項６２】
前記予め決められた順は、既に伝送された連続したフレームの数が少ないチャンネルから多いチャンネルの順に第１通信局によってチャンネル割当が取消されることを特徴とする、請求項６０に記載のデジタル通信システム。
【請求項６３】
前記予め決められた順は、ソフトハンドオフ中であるチャンネルからそうでないチャンネルの順に前記第１通信局によってチャンネル割当が取消されることを特徴とする、請求項６０に記載のデジタル通信システム。
【請求項６４】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信システムにおいて、
要求された直交資源の跳躍多重化チャンネル数を有効な直交無線資源単位の数と比較する比較部と
要求された直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数以下である場合には、跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないように直交資源の分割多重化チャンネルと同様に固定的に直交無線資源単位を割当て、要求された直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多い場合には、割当てられるチャンネルを跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択してデータを伝送する制御部とを含むことを特徴とする、デジタル通信システム。
【請求項６５】
前記制御部は、直交無線資源単位の割当を固定的に受けたチャンネルが終了すれば、返却された前記直交無線資源単位を新たに要求するチャンネルに再び固定的に割当てることを特徴とする、請求項６４に記載のデジタル通信システム。
【請求項６６】
前記制御部は、直交無線資源単位の割当を固定的に受けたチャンネルが終了すれば、返却された前記直交無線資源単位を前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちから一つ選択して再び固定的に割当てることを特徴とする、請求項６４に記載のデジタル通信システム。
【請求項６７】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最も先にサービスが始まったチャンネルであることを特徴とする、請求項６６に記載のデジタル通信システム。
【請求項６８】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最後にサービスが始まったチャンネルであることを特徴とする、請求項６６に記載のデジタル通信システム。
【請求項６９】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで残留サービス時間が最も長いチャンネルであることを特徴とする、請求項６６に記載のデジタル通信システム。
【請求項７０】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで残留伝送データが最も多いチャンネルであることを特徴とする、請求項６６に記載のデジタル通信システム。
【請求項７１】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最も高い品質を要求するチャンネルであることを特徴とする、請求項６６に記載のデジタル通信システム。
【請求項７２】
前記選択された直交資源の跳躍多重化チャンネルは、前記返却の瞬間まで終了していない跳躍モードで動作する直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最も高い送信電力で送信されるチャンネルであることを特徴とする、請求項６６に記載のデジタル通信システム。
【請求項７３】
要求された直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より少ないか同一になるまでは相対的に帯域効率の良い変調方式を使用し、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多くなる瞬間からは全てのチャンネルの変調方式のうちの相対的に電力効率の良い変調方式を使用することを特徴とする、請求項６５に記載のデジタル通信システム。
【請求項７４】
前記帯域効率の良い変調方式は、MQAMであることを特徴とする、請求項７３に記載のデジタル通信システム。
【請求項７５】
前記帯域効率の良い変調方式は、MPSKであることを特徴とする、請求項７３に記載のデジタル通信システム。
【請求項７６】
前記電力効率の良い変調方式は、QPSKであることを特徴とする、請求項７３に記載のデジタル通信システム。
【請求項７７】
前記電力効率の良い変調方式は、BPSKであることを特徴とする、請求項７３に記載のデジタル通信システム。
【請求項７８】
第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信システムにおいて、
前記通信チャンネルをグループ化し、各グループ内のチャンネル間には多次元直交資源の跳躍パターンの衝突及び伝送データシンボルの穿孔が行われないようにすることを特徴とする、デジタル通信システム。
【請求項７９】
前記グループの大きさは、直交無線資源単位の数であることを特徴とする、請求項７８に記載のデジタル通信システム。
【請求項８０】
第１グループは、直交無線資源単位を固定的に割当てる分割モードで動作させることを特徴とする、請求項７８に記載のデジタル通信システム。
【請求項８１】
第１グループは、直交無線資源単位を跳躍して割当てるが、チャンネル間に衝突が発生しないようにする跳躍モードで動作させることを特徴とする、請求項７８に記載のデジタル通信システム。
【請求項８２】
前記グループ別の直交資源の跳躍パターンは、互いに独立的に発生させることを特徴とする、請求項７８に記載のデジタル通信システム。
【請求項８３】
前記グループ内直交資源の跳躍パターンは、グループ内で衝突が発生しないように互いに従属的に発生させることを特徴とする、請求項７８に記載のデジタル通信システム。
【請求項８４】
前記グループ内直交資源の跳躍パターンは、前記グループ内の第１チャンネルに対するオフセットで識別することを特徴とする、請求項７８に記載のデジタル通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信方法及びそのシステムに関し、特に、単一媒体を通じて同期化されている活性度の低い複数の通信チャンネルが共存する有無線通信システムで各チャンネルの伝送データ率が基本伝送率（Ｒ）以下の可変伝送率で伝送される場合に、多次元直交資源の跳躍方式により前記チャンネルを統計的多重化する方式及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
より詳しくは、第１通信局と同期化されている複数の第２通信局から構成されたシステムにおいて、第１通信局は各第２通信局へのチャンネルを多次元直交資源の跳躍パターンで識別し、第２通信局に該当する多次元直交資源の跳躍パターンは、第１通信局が呼設定時に割当てる作為的跳躍パターンまたは第２通信局固有の無作為的（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ）跳躍パターンから構成され、ある瞬間に互いに異なるチャンネルの跳躍パターン内の多次元直交資源の座標が一致（これを多次元跳躍パターンの衝突と言う）することがあり、このような場合、衝突に関与する第１通信局の全ての送信チャンネルに対して伝送データシンボルを調査して、万が一一つのチャンネルでも他のチャンネルと一致しないデータシンボルを伝送する場合には、当該データシンボル区間をオフし、関与した全てのチャンネルの損失されたデータの平均ビットエネルギーを補充するために、通信規約によって規定された区間の間に規定された量だけデータシンボルの伝送がオフされた全てのチャンネルの送信電力を増加させる、多重化方式及びシステムに関する。
【０００３】
また、本明細書の第１通信局及び第２通信局は、既存の商用化されたシステムの各々基地局及び移動局に相当する。一つの第１通信局は複数の第２通信局と通信を行い、本発明は第１通信局から第２通信局方向に直交性を有している同期化されたチャンネル群内で適用される統計的多重化方法に関する。
【０００４】
現在、標準化が進められている次世代移動通信システムであるＩＭＴ−２０００の候補技術であるｃｄｍａ２０００方式で使用しようとしている準直交符号（ＱＯＣ：Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｃｏｄｅ）とＷ−ＣＤＭＡ方式で使用しようとしている多重スクランブリング符号（ＭＳＣ：Ｍｕｌｔｉ−Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ  Ｃｏｄｅ）とのように各チャンネル群内でのみ直交性が維持されるシステムに対して、本発明は各チャンネル群内で独立的に実現される。また、セクタ化またはスマートアンテナシステムなどのように第１通信局のチャンネルを同一な送信アンテナビームを有するチャンネル群に分類した時、本発明は、各チャンネル群内で独立的に実現される。
【０００５】
従来の技術のどの部分を変更及び修正すれば本発明で提案する多重化方式が実現できるかを容易に説明するために、比較対象である従来の技術として、商用化されてサービス中にある移動通信システムであるＩＳ−９５について説明する。
【０００６】
従来のデジタル及びアナログ周波数分割多重化（ＦＤＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）による通信方式は、チャンネルの活性度に関係なく、呼設定時に、使用可能周波数帯域を第１通信局が第２通信局に割当てて通信し（ＦＡ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）、呼解除時に、割当てられた周波数帯域の返却を再び受けて他の第２通信局が利用できるようにする。
【０００７】
従来の時間分割多重化（ＴＤＭ：Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）による通信方式は、チャンネルの活性度に関係なく、呼設定時に、一周波数帯域内のいくつかの時間スロットのうちで既に割当てられていない時間スロットを第１通信局が第２通信局に割当てて通信し、呼解除時に、割当てられた時間スロットの返却を再び受けて他の第２通信局が利用できるようにする。
【０００８】
従来の周波数跳躍多重化（ＦＨＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｈｏｐｐｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）による通信方式は、チャンネルの活性度に関係なく、呼設定時に、第１通信局と第２通信局との間に約束された周波数跳躍パターンを利用して通信し、第１通信局は既に割当てられたチャンネルの数によって新たなチャンネルの割当有無を決定するが、本発明のように、跳躍パターンの衝突時に、エラーの可能性を減らすために、受信器のチャンネル復号器で関連チャンネルの当該シンボルを伝送しないようにする制御機能を有していない。
【０００９】
従来の直交符号分割多重化（ＯＣＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）による通信方式は、チャンネルの活性度に関係なく、呼設定時に、直交符号内で既に割当てられていない直交符号シンボルを第１通信局が第２通信局に割当てて通信し、呼解除時に、割当を受けた直交符号シンボルを再び第１通信局に返却して他の第２通信局が利用できるようにする。
【００１０】
従来の技術の実施例を説明しながら使用された図面参照番号のうちで、本発明の実施例を説明する時に同一な機能をする部分は、同一な図面参照番号を使用する。
【００１１】
図１は、従来の技術及び本発明の実施例によるシステムを示した図面であって、第１通信局１０１から第２通信局１１１、１１２、１１３への各通信チャンネル１２１、１２２、１２３は同期化されており、互いに直交する。
【００１２】
図２Ａは、従来の技術及び本発明の実施例で共通構成要素に相当する部分に対する第１通信局の送信器の構成図であり、図２Ｂは、従来の技術の実施例でのトラフィックチャンネルに対する第１通信局での送信器の構成図である。パイロットチャンネル２００は、図１の第２通信局での初期同期補足及び追跡と同期復調とのためのチャンネル推定信号として用いるために各サブキャリア（ＳＣ：Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）別に存在しなければならず、前記第１通信局が制御する領域内の全ての第２通信局が共有するチャンネルであり、図２Ａのようにチャンネル符号化及びチャンネルインターリビングなどを経ずに、知られたパターンのシンボルを伝送することによって同期復調に対する位相基準を提供する。同期チャンネル２１０は、パイロットチャンネル２００のように前記第１通信局が制御する領域内の全ての第２通信局に一方的に伝送される放送チャンネルであり、第１通信局から全ての第２通信局に共通に必要な情報（例えば、視覚情報及び第１通信局の識別子など）を伝達する。前記同期チャンネルに伝送されるデータは、チャンネル符号化２１４、シンボル率調整のための反復器２１６、バーストエラーを克服するためのチャンネルインターリビング２１８、伝送データシンボル率を合せるための反復器２１９を経て図３で言及する拡散及び変調部へ伝達される。呼出チャンネル２２０は、第２通信局への着信メッセージがある場合または第２通信局の要求に対する応答などの目的で用いられる共有チャンネルであり、複数個存在することもある。
【００１３】
呼出チャンネルに伝送されるデータは、チャンネル符号器２２４、シンボル反復器２２６、チャンネルインターリバー２２８を経た後、呼出チャンネル用のロングコードマスク２３０によって生成されるロングコード発生器２３２の出力をデシメーション２３４したものと排他的論理合２３６して、図３の拡散及び変調部に伝達される。図２Ｂのトラフィックチャンネル２４０は、各第２通信局が呼設定時に割当を受けて呼が終了するまで専用として用いられるチャンネルであり、第１通信局から各第２通信局に伝送しようとするデータがある時に、前記トラフィックチャンネルを利用して伝送する。トラフィックチャンネルは、フレーム（ＩＳ−９５では２０ｍｓ）という特定時間単位でエラー点検のためにＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）符号化２４１し、チャンネル符号化が各フレーム単位で独立的に行われるように全て“０”から構成されるテイルビット２４２を挿入し、チャンネル符号化２４４した後、伝送されるデータ率によって伝送データシンボル率を合せるためにシンボル反復２４６を行う。
【００１４】
シンボル反復後、バーストエラーを均一分布エラーに変えるためにチャンネルインターリビング２４８をする。チャンネルインターリビング２４８まで終えたデータは、各第２通信局別に割当てられた識別子（ＥＳＮ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｓｅｒｉａｌ  Ｎｕｍｂｅｒ）から生成されたロングコードマスク２５０を利用してロングコード発生器２３２の出力をデシメーション２３４したＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ）シークエンスによってスクランブリング２５６される。
【００１５】
前記デシメーションされたＰＮシークエンスで第２通信局からの送信電力を制御するための命令（ＰＣＢ：Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｂｉｔ）が挿入される位置を抽出２５８する。前記スクランブリング２５６されたデータシンボルの中から抽出２５８された電力制御命令挿入位置に相当するデータシンボルを穿孔して電力制御命令を挿入２６０し、図３の拡散及び変調部に伝達する。
【００１６】
本発明の伝送時間跳躍多重化のための伝送データシンボルの位置も、前記のように、ＰＮシークエンスでデシメーションされた値を利用して決定される。
【００１７】
図３Ａ、３Ｂ、３Ｃは、従来の符号分割多重化技術による拡散及び変調部の実施例を示した図面である。
【００１８】
図３Ａは、データ変調方式がＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）である既存の商品化されたＩＳ−９５方式に相当する。
【００１９】
図３Ｂは、図３Ａの構造でＩ／Ｑチャンネル伝送データを相異する直交符号シンボルを使用して拡散することができる場合を示した図面である。図３Ｃは、同一な帯域幅で図３Ａに比べて２倍のデータを伝送するためにデータ変調方式をＱＰＳＫにした時の拡散及び変調部を示した図面で、ＩＭＴ−２０００の候補技術であるｃｄｍａ２０００方式に採択された方式である。
【００２０】
図３Ｄは、同一な帯域幅で図３Ｂに比べて２倍のデータを伝送するためにデータ変調方式をＱＰＳＫにした時の拡散及び変調部を示した図面である。図３ＥはＩＭＴ−２０００の候補技術であるｃｄｍａ２０００で使用する準直交符号（ＱＯＣ：Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｃｏｄｅ）を使用する場合の拡散及び変調部を示した図面である。
【００２１】
図３Ｆは、図３Ｅの構造でＩ／Ｑチャンネル伝送データを相異する直交符号シンボルを使用して拡散することができる場合を示した図面である。
【００２２】
図３Ａで、信号変換器３１０、３３０、３２６、３４６、３６４は、論理的信号“０”と“１”とを各々実際に伝送される物理的信号“＋１”と“−１”とに変換する装置であり、図２の各チャンネルは、信号変換器を経て当該ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）符号発生器３６２の出力によって拡散３１２、３３２され、各チャンネルの相対的な送信電力は、増幅器３１４、３３４によって調整される。
【００２３】
第１通信局の全てのチャンネルは、各チャンネルに固定的に割当てられた直交ウォルシュ関数３６２によって拡散３１２、３３２及び増幅３１４、３３４された後、直交符号分割多重化３１６、３３６される。
【００２４】
前記多重化された信号は、第１通信局区分のための短いＰＮシークエンス３２４、３４４によってＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）拡散変調３１８、３３８を経る。拡散変調された信号は、低域濾波器３２０、３４０を経て送信帯域に遷移するためにキャリアで変調３２２、３４２する。キャリアによって変調された信号は、図面では省略された高出力増幅などの無線部を経てアンテナを通じて送信される。
【００２５】
図３Ｂで、信号変換器３１０、３３０、３２６、３４６、３６４、３６５は、論理的信号“０”と“１”とを各々実際に伝送される物理的信号“＋１”と“−１”とに変換する装置であり、図２の各チャンネルは、信号変換器を経てＩ／Ｑチャンネル別の当該ウォルシュ符号発生器３６２、３６３の出力によって拡散３１２、３３２され、各チャンネルの相対的な送信電力は、増幅器３１４、３３４によって調整される。第１通信局の全てのチャンネルは、各チャンネルに固定的に割当てられた直交ウォルシュ関数３６２、３６３によって拡散３１２、３３２及び増幅３１４、３３４された後、直交符号分割多重化３１６、３３６される。前記多重化された信号は、第１通信局区分のための短いＰＮシークエンス３２４、３４４によってＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）拡散変調３１８、３３８を経る。拡散変調された信号は、低域濾波器３２０、３４０を経て送信帯域に遷移するためにキャリアで変調３２２、３４２する。キャリアによって変調された信号は、図面では省略された高出力増幅などの無線部を経てアンテナを通じて送信される。
【００２６】
図３Ｃは、図２で発生した信号をＢＰＳＫではなくＱＰＳＫで伝送するために逆多重化器３９０を経て同位相チャンネルと直交位相チャンネルとに互いに異なる情報データが載って行くという点を除いては図３Ａと同一である。前記逆多重化器３９０と信号変換器３１０、３３０とを設定することにより、ＱＰＳＫではなく直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｅ  ＭＯｄｕｌａｔｉｏｎ）なども可能である。
【００２７】
図３Ｄは、図２で発生した信号をＢＰＳＫではなくＱＰＳＫで伝送するために逆多重化器３９０を経て同位相チャンネルと直交位相チャンネルとに互いに異なる情報データが載って行くという点を除いては図３Ｂと同一である。
【００２８】
図３Ｅは、図３Ｃで第１通信局から第２通信局へのチャンネル区分を準直交符号マスクを使用して生成された拡散符号に拡散することを示す図面である。互いに異なる準直交符号マスクを使用する符号シンボル群は直交性が維持されず、同一な直交符号マスクを使用する符号シンボル群内でのみ直交性が維持される。
【００２９】
したがって、本発明で提案する方式は直交性が維持される同一な準直交符号マスクを使用する直交符号シンボル群内で適用される。
【００３０】
図３Ｆは、図３Ｂ、図３Ｄと同様に、図３Ｅの構造でＩ／Ｑチャンネル伝送データを相異する直交符号シンボルを使用して拡散することができるようにＩチャンネルとＱチャンネルとに独立的なウォルシュ符号生成器が存在することを除いては図３Ｅと同一である。
【００３１】
図４Ｂ、図４Ｃは、前記図２と図３とによって生成された信号を各チャンネル別に直交資源を割当てて伝送する多重化方式を説明するための信号図の例である。
【００３２】
第１通信局と第２通信局との間に通信が行われている時、各第２通信局別に伝送されるデータ率は時間によって可変的である。説明のために第１通信局が第２通信局に割当てたチャンネル別の最大伝送率が基本伝送率（Ｒ）であるとする時、第１通信局から第２通信局に送るフレーム別のデータの量によりフレーム別の平均伝送率がＲ、Ｒ／２、Ｒ／４、…、０など多様に存在する。
【００３３】
図４Ｂは、フレーム別の瞬間伝送率を平均伝送率に合せる場合であり、ＩＳ−９５方式の直交符号分割多重化通信システムにおける順方向リンクで採択している方式である。
【００３４】
図４Ｂは、フレーム別の伝送データが基本伝送率に達しない場合に、意味のない（ｄｕｍｍｙ）情報を利用して不足している部分を満たして、各フレーム別の瞬間伝送率を基本伝送率に合せる方式である。
【００３５】
図４Ｃは、瞬間伝送率を基本伝送率（Ｒ）と０（伝送しない）とにしてＲと０とを伝送率として有する区間の比率によって当該フレームでの平均伝送率を調整する方式である。
【００３６】
図４Ｃの方式は、本発明で使用する拡散の単位となる伝送シンボル単位のＯＮ／ＯＦＦではないが、ＩＳ−９５方式で逆方向リンクの閉ループ電力制御のための基準信号の振幅を維持しながらフレーム当りの平均伝送率を調整するために電力制御の単位となる時間スロット単位のＯＮ／ＯＦＦを使用する。
【００３７】
ＩＳ−９５逆方向リンクでは、本発明と異なって、チャンネル間直交性が保障されない。
【００３８】
図４Ｂ、図４Ｃでは共有パイロットチャンネルが第２通信局へのチャンネルと並列に伝送するようになっているが、前記パイロットチャンネルは、受信器で同期化、チャンネル推定及び電力制御の基準などとして用いられるチャンネルであるため、従来のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ）方式及びＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ＣＤＭＡ）方式などのように時分割多重化方式によって伝送されることもできる。このような場合に、パイロットチャンネルは、パイロットシンボルまたは多重化された位置によってプリアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）、ミドアンブル（Ｍｉｄａｍｂｌｅ）、ポストアンブル（Ｐｏｓｔ−ａｍｂｌｅ）などのように多様な名前で呼ばれる。
【００３９】
図４Ｄは、従来の周波数分割多重化方式を示した図面であって、第１通信局から各第２通信局への通信チャンネルが互いに異なる周波数帯域（ＦＡ）を使用する。本発明での周波数分割多重化方式は、衛星放送用として多く研究されている直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を含む。
【００４０】
ＯＦＤＭの場合、各サブキャリアチャンネルの周波数帯域が完全に分離されていない重なった形態であるが、各サブキャリアチャンネル間の直交性が保障されるので、本発明での直交資源に含まれることができる。
【００４１】
図４Ｅは、ＧＳＭシステムのような従来の時間分割多重化方式を示した図面であって、第１通信局から各第２通信局への通信チャンネルが同一な周波数帯域（ＦＡ）を使用するが、フレーム内の時間スロットを各第２通信局別に専用に割当てて使用する。
【００４２】
図４Ｆ、図４Ｇ、図４Ｈは、図４Ｄの従来の周波数分割多重化方式に周波数ダイバーシティ及び保安性強化を目的に周波数跳躍方式を適用した図面である。図４Ｆは時間スロット単位の周波数跳躍を示す図面であり、図４Ｇは伝送データシンボル単位の規則的周波数跳躍を示す図面であり、図４Ｈは伝送データシンボル単位の不規則的周波数跳躍を示す図面である。図４Ｇの方式は、周波数ダイバーシティに焦点を合せて用いられる方式であり、図４Ｈの方式は、周波数ダイバーシティと許諾されていない受信器による監視を防止するために保安性を強調した方式である。
【００４３】
周波数跳躍多重化には、シンボル及び部分シンボル単位の速い周波数跳躍多重化方式と、いくつシンボル単位の遅い周波数跳躍多重化方式とがある。図４Ｆ、図４Ｇ、図４Ｈの方式は、図４Ｅの時間分割多重化方式に適用することによって周波数ダイバーシティを提供することができる。
【００４４】
実際に、次世代移動通信システムであるＧＳＭで保安性強化ではなく周波数ダイバーシティを強化するために時間スロット及びフレーム単位の周波数跳躍を使用することは選択事項である。
【００４５】
図４Ｉは、ＩＳ−９５、ｃｄｍａ２０００、及びＷ−ＣＤＭＡシステムのような従来の直交符号分割多重化方式を示した図面であって、第１通信局から各第２通信局への通信チャンネルが同一な周波数帯域（ＦＡ）とフレーム内の全ての時間スロットを利用して行われ、第１通信局は各チャンネルに対して固定された直交符号シンボルを呼設定時に割当て、呼終了時に返却を受けて新たに呼が設定される第２通信局に再び割当てる。したがって、フレーム内の全てのデータシンボルが同一な直交符号シンボルによって拡散される。図４Ｉに対応する第１通信局の送信器の構造が図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ、図３Ｄ、図３Ｅ、図３Ｆに示されている。
【００４６】
図４Ｊは、従来の直交資源の分割多重化（ＯＲＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式による第１通信局での送信信号図であって、チャンネル別の固定的直交資源の割当を示す。従来の大部分のデジタル通信システムがこのような直交資源の分割多重化方式を採択している。
【００４７】
図４Ｉに示された従来の技術の実施例による第１通信局の送信器に対応する第２通信局の受信器の構造は、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ、図３Ｄ、図３Ｅ、図３Ｆの送信器の構造によって逆拡散が行われる部分を除いては類似しているため、図５はその中の図３Ａの送信器の構造に対応する受信器の構造を簡略に示した図面である。アンテナを通じて受信された信号はキャリアで復調５１０、５３０し、低域濾波５１２、５３２することによって基礎帯域信号を生成し、送信側で使用したＰＮシークエンスと同一なシークエンス５２０、５４０を同期化させて受信された基礎帯域信号にかけて５１４、５３４伝送データシンボル区間の間に累積することによって逆拡散５１６、５３６を行う。前記基礎帯域信号でパイロットチャンネルに割当てられた直交符号シンボルでパイロットチャンネル成分のみを抽出して伝送チャンネルを推定５５０し、推定された位相歪曲値を利用して前記基礎帯域信号の位相歪曲を補正５６０する。もし、パイロットチャンネルが前記のように符号分割多重化されておらず、時分割多重化されているとすれば、逆多重化器を利用してパイロット信号部分のみを抽出した後、抽出された間歇的なパイロット信号間の位相変化を内挿法（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）によって推定する。
【００４８】
図６は、前記呼出チャンネルのように第２通信局から第１通信局への送信電力を制御する命令が第１通信局で挿入されていないチャンネルに対する受信器の構造であり、図５で位相補正まで終えた信号を最大比合成６１０、６１２して、図３Ｂのように送信側でＱＰＳＫデータ変調した場合には、多重化６１４し（ＢＰＳＫデータ変調した場合には二つの信号を足し）、軟判定６１６した後、各呼出チャンネルに対応するロングコードマスク６２０によって生成されたロングコード発生器の出力をデシメーション６２４して出た結果とかける６１８ことにより、逆スクランブリングを行う。本発明の実施例で直交符号跳躍多重化したチャンネルに対する第２通信局での受信器の構造は、図６の構造と類似している。前記同期チャンネルの場合には前記ロングコードによる逆スクランブリング過程６２０、６２２、６２４、６２６、６１８が省略される。
【００４９】
図７は、前記トラフィックチャンネルのように第２通信局から第１通信局への送信電力制御命令が第１通信局で挿入されたチャンネルに対する受信器の構造であり、図５で位相補正まで終えた信号を最大比合成７１０、７１２して、図３Ｃのように送信側でＱＰＳＫデータ変調した場合には、同位相成分と直交位相成分とを多重化７１４した後（図３Ａのように送信側でＢＰＳＫデータ変調をした場合には同位相成分と直交位相成分を合せた後）、第１通信局から送られた電力制御命令に相当する信号成分を受信された信号から抽出７４０して硬判定７４４し、第２通信局の送信電力制御部に伝達する。前記多重化７１４された受信信号から電力制御命令を除いたデータシンボルは、軟判定７４２した後、第２通信局の識別子から生成されたロングコードマスク７２０によって生成されたロングコード発生器７２２の出力をデシメーション７２４して出た結果をかける７１８ことによって逆スクランブリングを行う。
【００５０】
図８は、図６と図７との信号処理を経た受信信号をチャンネルジインターリビング８１８、８２８、８３８及びチャンネル復号化８１４、８２４、８３４を経て第１通信局から伝送されたデータを復元する機能を示した図面である。同期チャンネル８１０の場合、軟判定された信号を受信信号の累積などによって前記シンボル反復器２１９の逆過程であるシンボル圧縮８１９を行ってシンボル率を低くする。前記シンボル圧縮された信号をチャンネルジインターリビング８１８してチャンネル復号化８１４前に再びチャンネルジインターリビングされた信号に対して前記シンボル反復器２１６の逆過程であるシンボル圧縮８１６を行う。前記シンボル圧縮された信号をチャンネル復号化８１４することによって第１通信局から送信された同期チャンネルを復元する。呼出チャンネル８２０の場合、軟判定された信号をチャンネルジインターリビング８２８する。前記チャンネルジインターリビングされた信号は、送信データ率によって前記シンボル反復器２２６の逆過程であるシンボル圧縮８２６を行うことができる。前記シンボル圧縮された信号をチャンネル復号化８２４することにより第１通信局から送信された呼出チャンネルを復元する。トラフィックチャンネル８３０の場合、軟判定された信号を送信データ率に関係なくチャンネルジインターリビング８３８する。前記チャンネルジインターリビングされた信号は、送信データ率によって前記シンボル反復器２４６の逆過程であるシンボル圧縮８３６を行うことができる。前記シンボル圧縮された信号をチャンネル復号化８３４し、フレーム単位の独立的な送信信号生成のためのテイルビットを除去８３２した後、伝送データ部分に対して送信側と同様にＣＲＣビットを生成してチャンネル復号化後に復元されたＣＲＣビットと比較して、エラーの有無を調査する。２つのＣＲＣビットが一致した時にはエラーがないと判定することによってトラフィックチャンネルデータは復元される。送信側で２０ｍｓのフレーム単位で送信データ率に対して情報を含まなかった場合には、全ての可能な伝送データ率に対して独立的にチャンネルジインターリビングされた信号をチャンネル復号化し、ＣＲＣビットを比較することによって、第１通信局での送信データ率を判定することができる。送信データ率が別途に伝送されるシステムに対しては、当該データ率に相応するチャンネル復号化過程のみを経ればよい。
【００５１】
図１のように第１通信局から第２通信局へのチャンネル間に直交性を維持するために用いられた従来の方式は、大きく４種類に分類することができる。第一に、図４Ｄのように呼設定時に第１通信局が周波数帯域を固定的に割当てる周波数分割多重化方式を使用することができる。第二に、図４Ｅのように呼設定時に第１通信局が時間スロットを固定的に割当てる時間分割多重化方式を使用することができる。第三に、図４Ｆ、図４Ｇ、図４Ｈのように呼設定時に第１通信局が衝突しないように調整された跳躍パターンを第２通信局に割当てたり、軍用のように与えられた地域で与えられた時間に複数のサブキャリアからなる全帯域幅を一つの第２通信局のみが使用することができる。第四に、図４Ｉのように呼設定時に第１通信局が頻度直交符号シンボルを割当てて第２通信局へのチャンネルを拡散することができる。
【００５２】
前記４種類の方式のうちで、周波数跳躍多重化方式を除いた他の３つの方式の共通点は、固定的に直交性を有する資源（周波数、時間、直交符号）を第１通信局が第２通信局に割当てることである。前記周波数跳躍多重化方式も軍用のように資源の余裕が多い応用分野で主に保安性を目的として用いられるため、資源の効率的利用を対象としていない。
【００５３】
したがって、前記方式を使用する場合に、相対的に活性度が低かったり伝送データ率が基本伝送率以下で可変的なチャンネルに限定された直交資源を固定的に割当てると、資源の効率的な利用がむずかしい。
【００５４】
従来の方式のように資源を固定的に割当てながら資源の活用度を増加させるためには、速いチャンネル割当及び返却が伴われるべきであるが、このような頻繁なチャンネル割当及び返却のための制御信号情報をやり取りすることによって、限定された資源が実際にデータ伝送に用いられることより相当な部分がデータ伝送をするための制御情報に割当てられる。
【００５５】
また、チャンネル割当及び返却過程をいかに急速に処理するとしても、チャンネル割当（または返却）メッセージ伝送及びこれに対する確認応答などの過程を経る場合、伝送するデータが第１通信局に到達した後で伝送されるまでバッファリングされていなければならず、この時のバッファー容量は前記過程が処理される時間が長いほど大きくなる。
【００５６】
また、隣接セルにハンドオフが発生した時、資源を固定的に割当てる方式では、前記隣接セルでサービスされるチャンネルの活性度が低いにもかかわらず、新たに割当てる資源がないためにハンドオフが行われない現象も発生する。
【００５７】
また、制御情報のようにうまく伝送されたどうかを必ず確認しなければならない重要な情報は再伝送のためにバッファリングされるべきであるが、確認過程が必要でないデータグラム（ｄａｔａｇｒａｍ）方式などの伝送では、資源が許容される限りできるだけ短い遅延を有して伝送されない限り、必要なバッファー容量が減少しない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５８】
したがって、本発明が解決しようとする技術的課題は、従来の技術で、周波数、時間、直交符号などの直交資源を固定的に割当てることにより直交資源とチャンネルとが１対１の関係を有していたものを、伝送データの活性度と伝送データ率の可変性とを考慮して、活性度が低かったり伝送データ率が可変的なトラフィックは多次元直交資源の跳躍多重化方式によって統計的多重化することにより、より多くの第１通信局から第２通信局へのチャンネル受容、限定された直交資源の活用度増加、不必要なチャンネル割当及び返却のための信号トラフィック減少、伝送スケジューリング過程緩和、第１通信局で要求されるバッファー容量減少、データ伝送遅延時間減少、隣接セルへの負担のないハンドオフなどを達成することにある。
【００５９】
他の技術的課題は、直交性を維持する同期化されたチャンネルの活性度が低かったりチャンネルが基本伝送率以下で伝送データ率が可変する場合に、周波数、時間、直交符号などを直交軸とする多次元直交資源の跳躍多重化という統計的多重化方式を使用して、より多くの第１通信局から第２通信局へのチャンネル受容、限定された直交資源の活用度増加、不必要なチャンネル割当及び返却のための信号トラフィック減少、伝送スケジューリング過程緩和、第１通信局で要求されるバッファー容量減少、データ伝送遅延時間減少、隣接セルへの負担のないハンドオフなどを達成することにある。
【課題を解決するための手段】
【００６０】
このような技術的課題を達成するための本発明は、第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てて統計的多重化するデジタル通信方法において、
前記多次元直交資源の跳躍パターンの衝突が発生すれば、伝送データシンボルの符号の一致有無を判断する段階；
伝送データシンボルの符号が一致する場合には、前記データシンボルを全て伝送する段階；
伝送データシンボルの符号が一致しない場合には、前記データシンボルを全て穿孔する段階を含む。
【００６１】
このような技術的課題を達成するための他の特徴による本発明は、第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てて統計的多重化するデジタル通信方法において、
多次元直交資源の跳躍パターンの衝突発生時に、衝突に関与したチャンネルの伝送データシンボルと前記チャンネルの送信信号の振幅とによって各直交無線資源単位の送信信号を制御する段階；
跳躍パターンの衝突が発生したチャンネルの直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルの符号を判断する段階；
チャンネルが割当てられたが、前記直交無線資源単位で伝送されないチャンネルの集合Ｓ０と、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルが正数であるチャンネルの集合Ｓ＋と、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルが負数であるチャンネルの集合Ｓ−とに区分して、前記直交無線資源単位で伝送されるデータシンボルを決定する段階を含む。
【００６２】
このような技術的課題を達成するための他の特徴による本発明は、第１通信局で同期化されている複数の第２通信局への通信チャンネルを多次元直交資源の跳躍方式に基づいて割当てることにより統計的多重化することを特徴とするデジタル通信方法において、
第１通信局から複数の第２通信局までの距離を判断する段階；
第１通信局の送信ダイバーシティを通じて相対的に遠い距離にある第２通信局への信号損失を補償する段階を含む。
【００６３】
本発明は、要求するサービスの統計的特性に基づいて、相対的に低いトラフィックを生成する伝送データ活性度が低かったり割当てられた基本伝送率（Ｒ）以下で実際の伝送率が可変するチャンネル（以下、希薄なチャンネルという）に、限定された資源である直交符号内の拡散直交符号シンボルを従来のように固定的に割当てることによって、チャンネルは直交資源と同様であるという既存のシステムのような等式から脱皮し、チャンネルを多次元直交資源の跳躍パターンで区分することによって統計的多重化を行い、各第２通信局別の独立的な跳躍パターンによって発生する多次元直交資源の座標衝突によって第２通信局に誤受信されるのを防止するために、この場合に、衝突に関与した全てのチャンネルの伝送データシンボルを比較して伝送データシンボルが全て一致する場合を除いては伝送しないと同時に、伝送しなかったデータシンボルによって発生する要求される平均受信エネルギーを補償するために第１通信局から前記関連第２通信局への送信エネルギーを一定区間の間に一定量増加させる特徴がある。
【００６４】
また、本発明で提案する方法は、全ての資源が直交性を維持するので、多次元直交資源の跳躍多重化に用いられる資源の集合と従来の方式で用いられる資源の集合とを分離運営することにより、既存のシステムと共存できることに特徴がある。
【発明の効果】
【００６５】
本発明は、単一媒体を通じて同期化されている複数の通信チャンネルがチャンネル間の直交性を維持する多次元直交資源の跳躍方式による統計的直交多重化方式で発生する可能性のある、互いに独立的なチャンネル間の多次元直交資源の跳躍パターンが衝突して、前記衝突時点で送信しようとするデータシンボルが異なる場合に、本発明者が従来の方法で提案した単純穿孔方法の短所を改善することができる。
【００６６】
また、本発明は、多次元直交資源の跳躍多重化方式を採択したシステムの性能を向上させるために、伝送と穿孔との２分法で行われる多次元直交資源の跳躍パターンの衝突時の処理方法を細分化することにより、穿孔する場合を減らすことができる。
【００６７】
また、本発明は、ソフトハンドオフを通じて相対的に不利なセル境界に位置した第２通信局の穿孔確率を低くすることができる。
【００６８】
また、本発明は、分類チャンネル符号器の出力ビットのうちで情報ビットと付加ビットとを区分し、情報ビットは衝突による損失の危険がない直交資源の分割多重化方式で伝送し、付加ビットは衝突による損失の危険がある直交資源の跳躍多重化方式で伝送することにより、要求ビットエラー率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）などのような品質要件を満たすために必要なビットエネルギーを低くすることができる。
【００６９】
また、本発明は、多次元跳躍パターンの特定フレームでの瞬間衝突比率が基準衝突比率より高くなった場合に、影響の少ないチャンネルの順にフレーム伝送を中断することにより、全システムの性能を向上させることができる。
【００７０】
また、本発明は、多次元跳躍パターンの瞬間衝突比率が連続的に基準衝突比率より高くなった場合に、影響の少ないチャンネルの順にチャンネル割当を取消すことにより、全システムの性能を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７１】
以下、本発明をこの分野の通常の知識を有する者が容易に実施することができるように添付した図面を参照して詳細に説明する。
【００７２】
本発明の実施例に対する具体的な説明を無線による移動通信システムについて行うが、本発明で提案する統計的多重化方式は無線だけではなく有線通信システムでもそのまま適用することができる。
【００７３】
本発明の実施例に対する説明で、既に説明された従来の技術による実施例と同一な部分は、同一な図面参照番号を使用し、前記で既に当該部分について説明したので、本発明の実施例を説明する時は変更及び追加されるべき部分を中心に説明する。
【００７４】
図９Ａは、希薄なチャンネルに対して多次元直交資源の跳躍多重化をするための構造であり、第２通信局に対する送信電力制御命令を穿孔挿入することを除いては同一である。
【００７５】
通信は両方向通信と単方向通信とがあり、単方向通信に対しては前記第２通信局に対する送信電力制御命令は伝送される必要がない。しかし、両方向通信では効率的な電力制御を通じてシステム容量を極大化するために、送信電力制御が必要である。
【００７６】
速い処理のために、電力制御命令はほとんどチャンネル符号化を経ない。無作為的な直交符号跳躍パターンによっては互いに異なるチャンネル間に衝突が不回避に発生する。
【００７７】
したがって、電力制御命令は衝突が発生しないチャンネルに伝送する必要があり、このために、ＩＭＴ−２０００システムの候補技術のうちの一つであるｃｄｍａ２０００方式で採択した共有電力制御チャンネルの概念を導入して、本明細書では共用物理制御チャンネル（ＣＰＣＣＨ：Ｃｏｍｍｏｎ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）という。
【００７８】
前記共用物理制御チャンネルは、前記パイロットチャンネルのように別途の直交符号シンボルによって拡散され、複数の第２通信局に対して時間分割多重化によって物理階層の制御命令を伝送する。各第２通信局に対する電力制御命令の位置は呼設定過程で割当てられる。図９ＡではＩＳ−９５を例に挙げて全２４個の第２通信局を制御する共用物理制御チャンネルの実施例を示している。そして、第１通信局から第２通信局へのチャンネルが基本伝送率（Ｒ）以下に可変する場合に、各フレームでの実際の伝送率に対する情報（ＲＩ：Ｒａｔｅ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）などのように衝突なく伝送される必要があると判断される情報は、前記第２通信局の送信電力制御命令のように共用制御チャンネルを通じて時分割多重化して伝送される。もし、このような実際の伝送率に対する情報を送らない場合には、受信器は可能な全ての組み合わせに対して順にチャンネル復号化とＣＲＣ検査などを通じて実際に伝送されたデータ率を判断する。可能な組み合わせは最初の呼設定時に第１通信局と第２通信局との間で合意するのが通常の方法である。図９Ｂは本発明の実施例による共用物理制御チャンネル（ＣＰＣＣＨ）の信号図であり、第１通信局が第２通信局の送信電力制御命令のみを伝送するＣＰＣＣＨ＃１形態と第１通信局の送信データ率情報も共に伝送するＣＰＣＣＨ＃２形態とがありえる。
【００７９】
図１０Ａは、本発明を図３Ａに示された従来の技術の実施例に適用した時の実現方法である。本発明で提案する多次元直交資源の跳躍多重化による統計的多重化のために、多次元跳躍パターン発生器３８０、及びチャンネル間の独立的な跳躍パターンの発生によって発生する多次元跳躍パターンの衝突を検出して適切な制御をするための衝突検出器及び制御器３８４が必要である。多次元跳躍パターン発生器の実現例が図１１に示されている。一般的なＰＮシークエンス発生器を利用して多次元跳躍パターンを発生させる構造である。他の方法によって多次元跳躍パターンを実現することもできる。前記多次元跳躍パターンは、（周波数）、（伝送時間）、（直交符号）などの１次元跳躍パターンと、（周波数、伝送時間）、（周波数、直交符号）、（伝送時間、直交符号）などの２次元跳躍パターンと、（周波数、伝送時間、直交符号）などの３次元跳躍パターンなどがある。システム開発段階で一部直交資源のみ跳躍に関与するようにし、その他の直交資源は分割方式で固定的に割当てるように実現することができる。また、全ての直交資源が跳躍多重化に関与するように実現した後、制御命令によって一部の直交資源のみ跳躍多重化に関与するように制御することもできる。前記多次元跳躍パターン発生器３８０によって、周波数跳躍のための周波数合成器３８８、伝送時間跳躍のためのバッファー３９２、３９３、直交符号跳躍のための拡散直交符号シンボルを発生する直交符号発生器３８２が必要である。
【００８０】
前記周波数合成器３８８で生成されるキャリアまたはサブキャリアは、図１２Ａのように、周波数跳躍に使用する（サブ）キャリアの数によって、多次元跳躍パターン発生器３８０の出力で周波数軸座標値を示すビット数が異なる。跳躍パターン発生器３８０の出力のうちの周波数座標値に相当する信号が周波数合成器３８８の入力になり、前記入力値によって規定された（サブ）キャリアが生成される。多次元直交資源の跳躍多重化方式で、周波数跳躍は、キャリアが変わらない時間跳躍、直交符号跳躍と異なってキャリアの周波数が変わるため受信器でチャンネル推定及び位相補償が難しい。したがって、基本的にｃｄｍａ２０００のＭＣ（Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ）方式のように基本的にマルチキャリアが実現されており、各キャリアに対してチャンネル推定が受信器で独立的に並列に行われる場合に、マルチキャリアに関与するキャリアを跳躍可能なキャリアとして周波数跳躍多重化が行われることが容易である。
【００８１】
前記伝送時間跳躍のためのバッファー３９２、３９３は、多次元跳躍パターン発生器３８０の出力のうちの時間軸座標値に相当する信号がバッファー３９２、３９３の入力になり、前記入力値によってバッファー内データの送信位置が図１２Ｃのように決定される。図１２Ｃで“１”は送信データが存在することを示しており、“０”は送信データがないことを示す。図１２Ｄは図１２Ｃで送信データが置かれる位置（ＰＰ：Ｐｒｏｂａｂｌｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ）の数が１６個である場合を実現した例である。多次元直交資源の跳躍多重化方式で、伝送時間跳躍は、統計的多重化を極大化し、第２通信局への通信チャンネルを容易に追跡するために基本伝送率（Ｒ）を瞬間伝送率としてフレームや時間スロットではなく伝送シンボル単位からなるようにする。フレーム内でシンボル単位で跳躍すれば、伝送シンボルがフレーム内で確率的で均一に分布するため、第２通信局受信器でチャンネルの変化を追跡することが相対的に容易である。
【００８２】
前記直交符号発生器３８２で生成される直交符号は、図１２Ｅのような直交ゴールド符号発生器によって生成される直交ゴールド符号であったり、図１２Ｆのように特定の拡散係数に対してウォルシュ符号になる階層的構造の直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｆａｃｔｏｒ）符号のように直交性のみ維持されるいかなる直交符号も可能である。前記多次元跳躍パターン発生器３８０の出力のうちの直交符号軸座標が固定的にあれば、従来の技術と同一な直交符号分割多重化方式である。一つの直交符号を２つの直交符号シンボル群に分割して、一つの直交符号シンボル群は固定割当による直交符号分割多重化に使用し、他の直交符号シンボル群は跳躍パターンによる直交符号跳躍多重化に使用することができる。また、前記分割された二つの直交符号シンボル群のうちの一つの直交符号シンボル群は、跳躍パターンの衝突が発生しないように作為的に選択した跳躍パターンを使用して直交符号跳躍多重化し、他の直交符号シンボル群は、跳躍パターンの衝突が発生可能なチャンネル間の独立的な跳躍パターンを使用して統計的多重化による直交符号跳躍多重化をする。前記二つの場合に対して前者は相対的に伝送データが重要であったり、チャンネルの活性度が高い時に割当て、後者は相対的に希薄なトラフィックを発生させるチャンネルに割当てて統計的多重化利得を得る。図１２Ｆのような可変拡散利得を支援する階層的直交符号を拡散符号として用いる場合には、前記のように直交符号を分割する時、“０１”または“０１１０”のように同一な母符号シンボル３９１、３９５を有する全ての子符号シンボルから構成された直交符号シンボル群３９３、３９７に分割することが直交符号を分割運用するのに容易である。
【００８３】
前記で言及したように、前記多次元跳躍パターン発生器３８０が、各チャンネルに対して、同一な瞬間に同一な直交資源を互いに異なるチャンネルが選択しないように作為的に多次元跳躍パターンを生成する場合には衝突が発生しない。しかし、前記のような方式は、第２通信局によって多次元跳躍パターンが決定できず、必ず第１通信局によって呼設定時に多次元跳躍パターンが割当てられなければならず、第１通信局によって割当てられる多次元跳躍パターン数が直交資源の数によって制限され、隣接セルへのハンドオフが発生する場合に、前記隣接セルから新たな多次元跳躍パターンの割当を受けなければならないという短所がある。前記のように第２通信局へのチャンネル間の多次元跳躍パターンを衝突なく割当てるのは、統計的多重化を目的とするのではなく、ダイバーシティ利得を目的とする。前記第２通信局へのチャンネルが活性度が高くて稠密なチャンネルである場合には、衝突なく運用することが効率的でありえる。しかし、サービスの特性によって、第２通信局へのチャンネル活性度が低くて希薄な場合には、資源が浪費されることがあるので、各チャンネルのデータ活性度による統計的多重化利得と周波数及び時間ダイバーシティを得るために各チャンネルに対して独立的な多次元跳躍パターンを発生させる。これによって、必然的に互いに異なるチャンネルが同一な時点に同一な多次元直交資源の座標を選択する多次元跳躍パターンの衝突が発生する。したがって、本発明では、このような問題点を解決するために、衝突検出器及び制御器３８４、３８６を使用して全てのチャンネルに対する跳躍パターン及び伝送しようとするデータシンボルの入力を受けて跳躍パターンが衝突するかを判定する。全ての第２通信局別の多次元跳躍パターンは第１通信局内で発生し、各第２通信局に送信するデータも第１通信局を経るため、実際に衝突が発生する前に多次元跳躍パターンの衝突と伝送データの同一有無を把握することができる。多次元跳躍パターンの衝突が発生する場合に、該当する全てのチャンネルの伝送データシンボルを比較して、伝送データシンボルが全て一致する場合には、衝突区間に存在するデータシンボルを伝送する。これは、関連第２通信局のチャンネル復号化過程でエラーを誘発させないためである。しかし、一つでも一致しなければ、関連チャンネルの前記衝突区間内のデータシンボルを伝送しない。つまり、衝突検出器及び比較器３８４、３８６の結果によって乗算機３８５及び３８７の入力が“＋１”または“０”になる。前記乗算機の入力が“０”である区間で伝送が中断される。このような拡散データシンボルの送信中断によって所望の品質を満たすために要求される第２通信局での平均受信エネルギーの不足を補償するために、図１５の図面参照番号１０７２と１０７４のようにシステムパラメターで与えられる区間の間にシステムパラメターで与えられる大きさだけ当該チャンネルの増幅器３１５、３３５の利得を調整して第１通信局の送信電力を増加させる。これとは別途に、従来の方式による第２通信局による第１通信局の送信電力制御は遂行できる。
【００８４】
図１０Ｂは、図１０Ａを複素数信号で示した本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である。
【００８５】
図１０Ｃは、本発明を図３Ｂに示された従来の技術の実施例に適用した時の実現方法である。多次元跳躍パターン発生器３８０が同位相（Ｉ）チャンネルと直交位相（Ｑ）チャンネルとに独立的な多次元跳躍パターンを発生させるという点を除いては図１０Ａと同一である。本発明で提案する多次元直交資源の跳躍多重化による統計的多重化のために多次元跳躍パターン発生器３８０及びＩ／Ｑチャンネルに対する独立的な衝突有無と伝送有無とを判定する衝突検出器及び制御器３８４、３８６が必要である。
【００８６】
図１０Ｄは、図１０Ｃを複素数信号で示した本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である。
【００８７】
図１０Ｅは、本発明を図３Ｃに示された従来の技術の実施例に適用した時の実現方法である。ＢＰＳＫデータ変調をする図１０Ａとは異なって、ＱＰＳＫデータ変調をするためにＩチャンネルとＱチャンネルへの伝送データが異なるという点を除いては図１０Ａと同一である。
【００８８】
図１０Ｆは、図１０Ｅを複素数信号で示した本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である。
【００８９】
図１０Ｇは、本発明を図３Ｄに示された従来の技術の実施例に適用した時の実現方法である。多次元跳躍パターン発生器３８０が同位相（Ｉ）チャンネルと直交位相（Ｑ）チャンネルとに独立的な多次元跳躍パターンを発生させるという点を除いては図１０Ｅと同一である。本発明で提案する多次元直交資源の跳躍多重化による統計的多重化のために多次元跳躍パターン発生器３８０及びＩ／Ｑチャンネルに対する独立的な衝突有無と伝送有無とを判定する衝突検出器及び制御器３８４、３８５が必要である。
【００９０】
図１０Ｈは、図１０Ｇを複素数信号で示した本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である。
【００９１】
図１０Ｉは、本発明を図３Ｅに示された従来の技術の実施例に適用した時の実現方法である。準直交符号（ＱＯＣ：Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｃｏｄｅ）を使用するという点を除いては図１０Ｅと同一である。
【００９２】
図１０Ｊは、図１０Ｉを複素数信号で示した本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である。
【００９３】
図１０Ｋは、本発明を図３Ｆに示された従来の技術の実施例に適用した時の実現方法である。準直交符号（ＱＯＣ）を使用するという点を除いては図１０Ｇと同一である。図１０Ｌは、図１０Ｋを複素数信号で示した本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である。
【００９４】
図１３Ａは、図１０Ａの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図を示した図面である。アンテナを通じて受信された第１通信局からの信号を多次元跳躍パターン発生器５８０によって制御される周波数合成器５８８によって復調５１０、５３０した後、低域濾波器５１２、５３２を通過させる。
【００９５】
前記低域濾波された信号を送信側と同一なスクランブリング符号５２０、５４０を利用して逆スクランブリング５２２、５４２し、第１通信局送信器と同期化された多次元跳躍パターン発生器５８０から出力される直交符号軸座標値によって直交符号シンボルを生成５８２して乗算し５１４、５３４、当該シンボル区間の間に積分５１６、５３６することにより逆拡散を行う。前記逆拡散された信号をチャンネル推定器５５０を利用して位相差を補償５６０することにより同期復調を行う。前記補償されたデータシンボルは、前記多次元跳躍パターン発生器の伝送時間軸座標値に合せてバッファー５９２、５９３に入力される。図１０Ａの第１通信局送信器はＢＰＳＫデータ変調をするため、図１３Ａの対応する第２通信局の受信器は同一な情報を有しているＩチャンネルとＱチャンネルとの受信データを加算５９６する。もし、時間ダイバーシティを与えるために第１通信局の送信器にＩチャンネルとＱチャンネル別に独立したインターリバーが存在するならば、第２通信局ではディインターリバーを経た後、ＩチャンネルとＱチャンネル受信データを加算する。
【００９６】
図１３Ｂは、図１０Ｂの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図を示した図面である。ＩチャンネルとＱチャンネル別に独立的な直交符号発生器５８２、５８４が存在するという点を除いては図１３Ａと同一である。
【００９７】
図１３Ｃは、図１０Ｃの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図を示した図面である。図１０Ｃの第１通信局送信器はＱＰＳＫデータ変調をするため、図１３Ｃの対応する第２通信局受信器は互いに異なる情報を有しているＩチャンネルとＱチャンネルとの受信データを加算しないという点を除いては図１３Ａと同一である。
【００９８】
図１３Ｄは、図１０Ｄの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図を示した図面である。ＩチャンネルとＱチャンネル別に独立的な直交符号発生器５８２、５８４が存在するという点を除いては図１３Ｃと同一である。
【００９９】
図１３Ｅは、図１０Ｅの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図を示した図面である。準直交符号５６６を使用して逆拡散するという点を除いては図１３Ｃと同一である。
【０１００】
図１３Ｆは、図１０Ｆの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図を示した図面である。ＩチャンネルとＱチャンネル別に独立的な直交符号発生器５８２、５８４が存在するという点を除いては図１３Ｅと同一である。
【０１０１】
図１４は、本発明の実施例による第１通信局での送信信号の概念図である。図１４Ａは図４Ａの従来の技術の実施例による各フレーム別の第１通信局での送信信号図と同一である。第１通信局から各第２通信局へのチャンネルはサービスの特性によって図面参照番号９２０、９３０のようにフレーム別の伝送率が呼設定時に割当を受けた基本伝送率（Ｒ）以下に可変したり、図面参照番号９４０、９５０のように基本伝送率（Ｒ）で伝送（ＯＮ）と伝送しない（ＯＦＦ）とが繰り返され得る。前記９４０、９５０のようなチャンネルはチャンネルの活性度で表現できる。本発明では前記９２０、９３０のようなチャンネルを図１４Ｂの９２４、９３４チャンネルのようにフレーム別の伝送データ率によって伝送時間跳躍多重化を実施する。伝送時間跳躍は図１２Ｄのような方法で実現する。図１４Ｃと図１４Ｄとは、フレーム別の伝送データ率の例によって実際にどの形態で跳躍された伝送時間が決定できるかを示す。図１４Ｃは規則的で周期的な跳躍を示す図面であり、図１４Ｄは不規則的で任意的な跳躍を示す。図１４Ｃは時間ダイバーシティとチャンネル推定などには有利であるが、統計的多重化には適しない。図１４Ｄは各チャンネル別に独立的な多次元跳躍パターンを用いれば衝突するが、統計的多重化に容易である。
【０１０２】
図１４Ｅは、本発明の実施例による希薄なフレームでの周波数跳躍多重化（ＦＨＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｈｏｐｐｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）と伝送時間跳躍多重化（ＴＨＭ：Ｔｉｍｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）とを併行した方式を示した図面であって、四角形内部の紋で第２通信局を区別する。図１４Ｆは、図１４Ｅで（伝送時間、サブキャリア）の２次元座標で示される多次元跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示した図面であり、図面で周囲が二重実線で示された四角形は多次元跳躍パターンが衝突したデータシンボル位置を示しており、単一実線で示された四角形は衝突が発生しないデータシンボル位置を示す。図１４Ｇは、図１４Ｆで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して最終的に伝送有無を決定することを例示する図面である。内部が黒い四角形は、多次元跳躍パターンが衝突したが、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一であるために伝送することを示し、点線四角形は、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一でないために伝送しないことを示す。
【０１０３】
図１４Ｈは、本発明の実施例による希薄なフレームでのシンボル単位の時間分割多重化方式による第１通信局での送信信号図である。図４Ｅのようにフレーム内の特定区間だけに密集した時間スロット単位の時間分割多重化ではなく、フレーム内に均一に分布するシンボル単位の時間分割多重化であるため、各第２通信局への通信チャンネルを推定することが容易であり、時間ダイバーシティを得ることができる。本方式は跳躍パターンが周期的にあるので、統計的多重化の目的よりは前記で言及したチャンネル推定及び時間ダイバーシティに焦点を合せたため、第２通信局へのチャンネル間に独立性が存在せず、呼設定時に第１通信局が既存の第２通信局に割当てられた結果を参照して割当てる。したがって、図１４Ｈのようなシンボル単位の時間分割多重化は、各チャンネルの瞬間伝送率が一定な場合に有利である。
【０１０４】
図１４Ｉは、図１４Ｈとは異なって、統計的多重化を得るために第２通信局へのチャンネルの伝送データシンボル区間を無作為的に選択することを示した図面である。各第２通信局の伝送時間跳躍パターンは互いに独立的である。図１４Ｊは、図１４Ｉで（伝送時間）の１次元座標で示される多次元跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示した図面であって、図面で周囲が二重実線で示された四角形は多次元跳躍パターンが衝突したデータシンボル位置を示し、単一実線で示された四角形は衝突が発生しないデータシンボル位置を示す。図１４Ｋは図１４Ｊで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して最終的に伝送有無を決定することを例示する図面である。内部が黒い四角形は、多次元跳躍パターンが衝突したが、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一であるために伝送することを示しており、点線四角形は、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一ではないために伝送しないことを示す。
【０１０５】
図１４Ｌは、統計的多重化を得るために第２通信局へのチャンネルの伝送データシンボルを帯域拡散する直交符号を無作為的に選択する多次元直交資源の跳躍多重化の特別な場合である直交符号跳躍多重化をすることを示した図面である。各第２通信局の直交符号跳躍パターンは互いに独立的である。既に出願された本発明者の直交符号跳躍多重化方式及び装置（出願番号１０−１９９９−００３２１８７）に本方式に関する詳細な説明がある。
【０１０６】
図１４Ｍは、本発明の実施例による時間スロット単位の伝送時間跳躍多重化と図１４Ｌの直交符号跳躍多重化とが混在した第１通信局の送信信号図である。統計的多重化を得るために第２通信局へのチャンネル伝送時間スロットと各伝送データシンボルを帯域拡散するための直交符号シンボルを無作為的に選択する。各第２通信局の（伝送時間、直交符号）の２次元跳躍パターンは互いに独立的である。図１４Ｎは、図１４Ｍで（伝送時間、直交符号）の２次元座標で示される多次元跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示した図面であり、図面で周囲が二重実線で示された四角形は多次元跳躍パターンが衝突したデータシンボル位置を示し、単一実線で示された四角形は衝突が発生しないデータシンボル位置を示す。図１４Ｏは、図１４Ｎで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して最終的に伝送有無を決定することを例示する図面である。内部が黒い四角形は、多次元跳躍パターンが衝突したが、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一であるために伝送することを示し、点線四角形は、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一ではないために伝送しないことを示す。
【０１０７】
図１４Ｐは、図１４Ｈの時間分割多重化と図１４Ｌの直交符号跳躍多重化とが混在した第１通信局の送信信号図である。前記で言及したように、図１４Ｈは統計的多重化利得が得られない構造であるが、統計的多重化利得が得られる図１４Ｌの直交符号跳躍多重化方式を適用することによって統計的多重化する。フレームで各チャンネルの伝送率に関係なく全ての第２通信局への第１伝送シンボルの位置が同一である。第２通信局へのチャンネルの各伝送データシンボルを帯域拡散するための直交符号シンボルを無作為的に選択する。各第２通信局の（直交符号）の１次元跳躍パターンは互いに独立的である。図１４Ｑは、図１４Ｏで（直交符号）の１次元座標で示される多次元跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示した図面であり、図面で周囲が二重実線で示された四角形は多次元跳躍パターンが衝突したデータシンボル位置を示しており、単一実線で示された四角形は衝突が発生しないデータシンボル位置を示す。図１４Ｒは図１４Ｑで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して最終的に伝送有無を決定することを例示する図面である。内部が黒い四角形は、多次元跳躍パターンが衝突したが、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一であるために伝送することを示し、点線四角形は、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一ではないために伝送しないことを示す。
【０１０８】
図１４Ｓは、図１４Ｐの時間分割及び直交符号跳躍多重化方式の変形である。第１通信局はフレームから第２通信局への第１伝送シンボルの位置を互いに交差するように配置して送信電力の均衡を維持させる。図１４Ｐと同様に第２通信局へのチャンネルの各伝送データシンボルを帯域拡散するための直交符号シンボルを無作為的に選択する。各第２通信局の（直交符号）の１次元跳躍パターンは互いに独立的である。図１４Ｔは、図１４Ｓで（直交符号）の１次元座標で示される多次元跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示した図面であり、図面で周囲が二重実線で示された四角形は多次元跳躍パターンが衝突したデータシンボル位置を示しており、単一実線で示された四角形は衝突が発生しないデータシンボル位置を示す。図１４Ｕは、図１４Ｔで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して最終的に伝送有無を決定することを例示する図面である。内部が黒い四角形は、多次元跳躍パターンが衝突したが、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一であるために伝送することを示し、点線四角形は、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一ではないために伝送しないことを示す。
【０１０９】
図１４Ｖは、図１４Ｉの伝送時間跳躍多重化と図１４Ｌの直交符号跳躍多重化とが混在した第１通信局の送信信号図である。図１４Ｉの伝送時間跳躍多重化を通じて統計的多重化利得を得ると同時に、図１４Ｌの直交符号跳躍多重化を通じて統計的多重化利得を得る複合的統計的多重化方式である。フレーム内で各チャンネルの伝送時間と第２通信局へのチャンネルの各伝送データシンボルを帯域拡散するための直交符号シンボルは多次元（２次元）跳躍パターンによって無作為的に選択される。各第２通信局の（伝送時間、直交符号）の２次元跳躍パターンは互いに独立的である。図１４Ｗは、図１４Ｖで（伝送時間、直交符号）の２次元座標で示される多次元跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示した図面であり、図面で周囲が二重実線で示された四角形は多次元跳躍パターンが衝突したデータシンボル位置を示しており、単一実線で示された四角形は衝突が発生しないデータシンボル位置を示す。図１４Ｘは、図１４Ｗで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して最終的に伝送有無を決定することを例示する図面である。内部が黒い四角形は、多次元跳躍パターンが衝突したが、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一であるために伝送することを示し、点線四角形は、衝突に関与した全てのチャンネルのデータシンボルが同一ではないために伝送しないことを示す。
【０１１０】
前記図１４Ｖの（伝送時間、直交符号）の２次元跳躍パターンによる統計的多重化方式を拡張して、図１４Ｙのように（周波数、伝送時間、直交符号）の３次元跳躍パターンによる統計的多重化方式も可能である。図１４Ｙは、本発明の実施例による希薄なフレームに対するシンボル単位のチャンネル別の不規則的キャリア周波数跳躍多重化、伝送時間跳躍多重化、及び直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である。図１４Ｚは、図１４Ｙで（キャリア周波数、伝送時間、直交符号）の３次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示する図面であり、衝突したデータシンボルは太い実線の直六面体で示されている。白い直六面体は送ろうとするデータシンボルが一致する場合であり、黒い直六面体は送ろうとするデータシンボルが一致しない場合である。図１４ＡＡは、図１４Ｚで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面であり、白い直六面体は伝送し、点線の直六面体は伝送しない。
【０１１１】
本発明で提案する方式をよりさらに拡張すると、（直交資源１、直交資源２、…、直交資源Ｎ）で表現されるＮ次元直交資源の跳躍多重化による統計的多重化が可能である。前記多次元直交資源の跳躍多重化による統計的多重化利得は、多次元跳躍パターンが衝突する確率と当該伝送データシンボルが伝送されない確率とを通じて類推することができる。どのチャンネル符号化方法を使用するかによって、前記伝送されないデータシンボルの復旧可能性が異なる。本解釈において、関心の対象となる第２通信局へのチャンネルに情報が載せられていない場合は、分析が無意味であるため、前記チャンネルに情報が載せられている場合のみ分析する。以下の数学的解釈は図１８と図１９とに示された多次元跳躍パターンの衝突時の制御アルゴリズムに基づき、図２０から図２５に示された多次元跳躍パターンの衝突時の制御アルゴリズムに対する数学的解釈はより複雑であるので記述しない。
【０１１２】
Ｍ＝第１通信局が割当てたチャンネルの数
Ｎ＝ある時間区間での活性チャンネルの数
α＝チャンネル活性度（＝フレーム当り平均伝送率／基本伝送率）
πｉ＝データシンボルｉが伝送される確率、但し、ｉ∈｛０、１、２、…、ｓ−１｝
ｓ＝データシンボルの数
例）８ＰＳＫである時、ｓ＝８、１６ＱＡＭである時、ｓ＝１６
【０１１３】
１）周波数跳躍多重化に対して
ｃ１＝多次元跳躍パターンで周波数軸サブキャリアの数
（１）跳躍パターンの衝突確率
【０１１４】
【数１】
2005503711.tif 000003
【０１１５】
（２）データシンボル穿孔（伝送中断）確率
【０１１６】
【数２】
2005503711.tif 000004
【０１１７】
（３）全てのπｉが同一である時、データシンボル穿孔確率
【０１１８】
【数３】
2005503711.tif 000005
【０１１９】
２）伝送時間跳躍多重化に対して
ｃ２＝多次元跳躍パターンで時間軸伝送可能シンボル区間の数
（１）跳躍パターンの衝突確率
【０１２０】
【数４】
2005503711.tif 000006
【０１２１】
（２）データシンボル穿孔確率
【０１２２】
【数５】
2005503711.tif 000007
【０１２３】
（３）全てのπｉが同一である時、データシンボル穿孔確率
【０１２４】
【数６】
2005503711.tif 000008
【０１２５】
３）直交符号跳躍多重化に対して
ｃ３＝多次元跳躍パターンで直交符号軸直交符号シンボルの数
（１）跳躍パターンの衝突確率
【０１２６】
【数７】
2005503711.tif 000009
【０１２７】
（２）データシンボル穿孔確率
【０１２８】
【数８】
2005503711.tif 000010
【０１２９】
（３）全てのπｉが同一である時、データシンボル穿孔確率
【０１３０】
【数９】
2005503711.tif 000011
【０１３１】
４）周波数、伝送時間、直交符号跳躍多重化に対して
ｃ１＝多次元跳躍パターンで周波数軸サブキャリアの数
ｃ２＝多次元跳躍パターンで時間軸伝送可能シンボル区間の数
ｃ３＝多次元跳躍パターンで直交符号軸直交符号シンボルの数
（１）跳躍パターンの衝突確率
【０１３２】
【数１０】
2005503711.tif 000012
【０１３３】
（２）データシンボル穿孔確率
【０１３４】
【数１１】
2005503711.tif 000013
【０１３５】
（３）全てのπｉが同一である時、データシンボル穿孔確率
【０１３６】
【数１２】
2005503711.tif 000014
【０１３７】
図１５は、図１４Ｇ、図１４Ｋ、図１４Ｏ、図１４Ｒ、図１４Ｕ、図１４Ｘのように多次元跳躍パターンの衝突区間で伝送を中断した時に、所望の通信品質を満たすためにチャンネル復号器で要求する平均受信エネルギーを補償するために伝送されないデータシンボル以後の一定の区間の間に第１通信局の送信電力を増加させることを示す図面である。フレームの開始時刻前に当該フレームでの多次元跳躍パターンの衝突によって損失されたデータシンボルの数が判断できれば、図１５の図面参照番号１０７６のように前記損失による受信エネルギーの変動量を予め調整して伝送することによって、損失の影響を最少化しながら統計的多重化利得を極大化することができる。
【０１３８】
多次元跳躍パターンの衝突及び伝送データシンボルの不一致による伝送の中断は、第１通信局からの同一な送信アンテナビーム内に存在するチャンネル群に対して行われ、図１６のスマートアンテナなどのように第１通信局からの送信アンテナビーム１１２０、１１３０、１１４０が複数存在する場合には、たとえ跳躍パターンが衝突しても重ならない送信アンテナビーム（１１３０と１１４０）内のチャンネル（１１３２と、１１４２及び１１４４）に対しては衝突区間で送信を中断しない。
【０１３９】
本発明の実施例から分かるように、多次元直交資源の跳躍多重化を無作為的な跳躍パターンによって行う場合には、多次元跳躍パターンが衝突する区間で伝送データが故意に損失されることがあるため、受信側で損失された区間に存在するデータを復元するために送信側ではチャンネル符号化、受信側ではチャンネル復号化が必ず必要である。
【０１４０】
前記で言及したように、統計的多重化利得を極大化するために採択したチャンネル間の独立的な跳躍パターンによる多次元直交資源の跳躍多重化は必然的に伝送データの故意的損失を伴うが、このような影響を緩和させて第２通信局の受信器でのチャンネル復号化利得を増加させることができる第１通信局での様々な送信信号制御アルゴリズムを以下で提示する。
【０１４１】
図１７は、同一なデータサービスのために第１通信局１７１０に近い所に位置する第２通信局１７２０と遠い所に位置する第２通信局１７３０とに割当てられる第１通信局送信電力の差を示す図面である。本図面では単純に距離による第１通信局１７１０の送信電力差のみを示すが、実際にはフェーディングを克服するために第１通信局で受信された第２通信局からの信号の強さによる推定に基づいた第１通信局の送信電力制御（開ループ送信電力制御）、または第２通信局での送信電力制御命令による第１通信局の送信電力制御（閉ループ送信電力制御）などによって、距離的には近い第２通信局１７２０に、図１７とは異なって、より大きな送信電力が必要であることもある。しかし、このような問題により本発明の核心が変わるわけではないので、説明を容易にするために、本明細書では、第１通信局と第２通信局との間の距離の遠近が第１通信局送信電力の大小と比例するとする。近い所に位置する第２通信局１７２０には振幅Ａｉを有する信号（送信電力はＡｉ２）を送信し、遠い所に位置する第２通信局１７２０には振幅Ａｏを有する信号（送信電力はＡｏ２）を送信することを示している。
【０１４２】
図１８から図２５までの説明で、全ての信号は、実数部（Ｉチャンネル）と虚数部（Ｑチャンネル）とから構成された複素数として取扱われ、説明は実数部（Ｉチャンネル）に対してのみ行われるが、虚数部に対しても同一に適用される。実数部は正数、０、負数の３つの場合があるので、このような場合に合せて多次元直交資源の跳躍パターンの衝突時に実際に伝送されるＩチャンネル送信信号（ＡＩ＝ＡＩ＋＋ＡＩ−）が決定される。ＡＩ＋は衝突時に正数値を有するＩチャンネル送信信号の合計を示し、ＡＩ−は衝突時に負数値を有するＩチャンネルの送信信号の合計を示す。各データシンボル区間単位で直交無線資源単位別に第１通信局によって連結が許可された全てのチャンネルは、３個の集合Ｓ０、Ｓ＋、Ｓ−のうちのいずれか一つには含まれなければならない。第１通信局によって連結が許可された全てのチャンネルの集合をＳとし、そのうちで当該直交無線資源単位を選択しないチャンネルの集合をＳ０、選択したチャンネルのうちで正数値を有するチャンネルの集合をＳ＋とし、負数値を有するチャンネルの集合をＳ−とする。
【０１４３】
図１８Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法Iを説明する順序図である。方法Iは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるので、
【０１４４】
【数１３】
2005503711.tif 000015
【０１４５】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるので、
【０１４６】
【数１４】
2005503711.tif 000016
【０１４７】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝であり、Ｓ−≠｛｝である場合（１８６０）にはＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。
【０１４８】
図１８Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図１８Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡＩ＝Ａｉ＋Ａｏである（１８０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡＩ＝０である（１８０２）。
【０１４９】
図１８Ｃは、図１８Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために二つのチャンネル（ｃ、ｌ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ｝、Ｓ−＝｛｝＝φ（空集合）であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ｝である。
【０１５０】
図１８Ｄは、図１８Ｃの場合に図１８Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＡｃ＋Ａｌ＞Ａｍａｘであるが、チャンネルｃとｌとの源信号をそのまま伝送することによって、前記直交無線資源単位はＡＩ＝Ａｃ＋Ａｌ（ＡＩ＋＝Ａｃ＋Ａｌ、ＡＩ−＝０）の値を有する。Ｑチャンネルの場合にチャンネルｃとチャンネルｌとの送信信号の符号が異なるため、前記直交無線資源単位はＡＱ＝０（ＡＱ＋＝０、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０１５１】
図１９Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法IIを説明する順序図である。方法IIは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるため、もし
【０１５２】
【数１５】
2005503711.tif 000017
【０１５３】
であれば（１８４２）
【０１５４】
【数１６】
2005503711.tif 000018
【０１５５】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０１５６】
【数１７】
2005503711.tif 000019
【０１５７】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるため、もし
【０１５８】
【数１８】
2005503711.tif 000020
【０１５９】
であれば（１８５２）
【０１６０】
【数１９】
2005503711.tif 000021
【０１６１】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０１６２】
【数２０】
2005503711.tif 000022
【０１６３】
の値を有する前記直交無線単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝でＳ−≠｛｝である場合（１９６０）にはＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。
【０１６４】
図１９Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図１９Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるため、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（１９０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡＩ＝０である（１９０２）。不必要な干渉増加を抑制するための前記Ａｍａｘはシステムパラメターで決められる。
【０１６５】
図１９Ｃは、図１９Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために二つのチャンネル（ｃ、ｌ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ｝、Ｓ−＝｛｝＝φ（空集合）であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ｝である。
【０１６６】
図１９Ｄは、図１９Ｃの場合に図１９Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＡｃ＋Ａｌ＞Ａｍａｘであるため、チャンネルｃとｌとの源信号をそのまま伝送せずに前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋Ａｍａｘ（ＡＩ＋＝＋Ａｍａｘ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。Ｑチャンネルの場合にチャンネルｃとチャンネルｌとの送信信号の符号が異なるため、前記直交無線資源単位はＡＱ＝０（ＡＱ＋＝０、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０１６７】
図２０Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法IIIを説明する順序図である。方法IIIは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるため、もし
【０１６８】
【数２１】
2005503711.tif 000023
【０１６９】
であれば（１８４２）
【０１７０】
【数２２】
2005503711.tif 000024
【０１７１】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０１７２】
【数２３】
2005503711.tif 000025
【０１７３】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるため、もし
【０１７４】
【数２４】
2005503711.tif 000026
【０１７５】
であれば（１８５２）
【０１７６】
【数２５】
2005503711.tif 000027
【０１７７】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０１７８】
【数２６】
2005503711.tif 000028
【０１７９】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝で、Ｓ−≠｛｝である場合（２０６０）には正数値を有する振幅のうちで最も小さい
【０１８０】
【数２７】
2005503711.tif 000029
【０１８１】
と負数値を有する振幅のうちで最も小さい
【０１８２】
【数２８】
2005503711.tif 000030
【０１８３】
とのうちでより大きい
【０１８４】
【数２９】
2005503711.tif 000031
【０１８５】
を基準値に設定する（２０６２）。もし、より小さい方が正数値を有する振幅のうちで最も小さい
【０１８６】
【数３０】
2005503711.tif 000032
【０１８７】
であれば、負数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０１８８】
【数３１】
2005503711.tif 000033
【０１８９】
より小さい値を有する全てのチャンネルの集合をＳ＊であると定義する（０≦θ≦１）。もし、前記集合Ｓ＊が空集合であれば（２０８１）、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない（２０８９）。Ｓ＊内の全てのチャンネルの振幅を足したものが前記
【０１９０】
【数３２】
2005503711.tif 000034
【０１９１】
より小さければ（２０８３）
【０１９２】
【数３３】
2005503711.tif 000035
【０１９３】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し（２０８３）、そうでなければ
【０１９４】
【数３４】
2005503711.tif 000036
【０１９５】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２０８７）。もし、より小さい方が負数値を有する振幅のうちで最も小さい
【０１９６】
【数３５】
2005503711.tif 000037
【０１９７】
であれば、正数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０１９８】
【数３６】
2005503711.tif 000038
【０１９９】
より小さい値を有する全てのチャンネルの集合をＳ＊であると定義する。もし、前記集合Ｓ＊が空集合であれば（２０８２）、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない（２０８９）。Ｓ＊内の全てのチャンネルの振幅を足したものが、前記
【０２００】
【数３７】
2005503711.tif 000039
【０２０１】
より小さければ（２０８４）
【０２０２】
【数３８】
2005503711.tif 000040
【０２０３】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し（２０８６）、そうでなければ
【０２０４】
【数３９】
2005503711.tif 000041
【０２０５】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２０８８）。
【０２０６】
図２０Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２０Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋ＡＩ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるので、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（２００１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ≦＋θＡｏであれば、ＡＩ＝−Ａｉ（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝−Ａｉ）であり（２００２）、Ａｉ＞＋θＡｏであれば、ＡＩ＝０（Ａｉ＋＝０、ＡＩ−＝０）である（２００３）。不必要な干渉増加を抑制するためのＡｍａｘと穿孔決定のためのθはシステムパラメターでＩチャンネルとＱチャンネル別に独立的に決定でき、従属的にも決定できる。Ａｍａｘとθの決定はＩチャンネルとＱチャンネルの
【０２０７】
【数４０】
2005503711.tif 000042
【０２０８】
よって影響を受ける。
【０２０９】
図２０Ｃは、図２０Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ、ｓ｝、Ｓ−＝｛ｊ｝であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｊ、ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ、ｓ｝である。
【０２１０】
図２０Ｄは、図２０Ｃの場合に直交無線資源単位を選択したチャンネルの振幅の大きさを比較するために整列して示した図面である。Ｉチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｊ番目のチャンネルの大きさ−Ａｊである。Ｑチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｓ番目のチャンネルの大きさ−Ａｓである。
【０２１１】
図２０Ｅは、図２０Ｃの場合に図２０Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合、θＡｊより小さいものはｌ番目のチャンネルしかないため、前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋Ａｌ（ＡＩ＋＝＋Ａｌ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。図２０Ｅではチャンネルｃ、ｊ、ｓをＯＦＦ（Ａｃ＝０、Ａｊ＝０、Ａｓ＝０）し、チャンネルｌのみ伝送（Ａｌ≠０）するようになっているが、総量（Ａｃ＋Ａｊ＋Ａｌ＋Ａｓ）が満（Ａｌ）たされれば、各チャンネルの振幅の大きさは関係ない。Ｑチャンネルの場合、θＡｓより小さいものはないため、前記直交無線資源単位はＡＱ＝０（ＡＱ＋＝０、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０２１２】
図２１Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法IVを説明する順序図である。方法IVは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるため、もし
【０２１３】
【数４１】
2005503711.tif 000043
【０２１４】
であれば（１８４２）
【０２１５】
【数４２】
2005503711.tif 000044
【０２１６】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０２１７】
【数４３】
2005503711.tif 000045
【０２１８】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるため、もし
【０２１９】
【数４４】
2005503711.tif 000046
【０２２０】
であれば（１８５２）
【０２２１】
【数４５】
2005503711.tif 000047
【０２２２】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０２２３】
【数４６】
2005503711.tif 000048
【０２２４】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝でＳ−≠｛｝である場合（２１６０）には正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２２５】
【数４７】
2005503711.tif 000049
【０２２６】
と負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２２７】
【数４８】
2005503711.tif 000050
【０２２８】
とのうちでより大きい方
【０２２９】
【数４９】
2005503711.tif 000051
【０２３０】
を基準値に設定する（２０６２）。もし、より小さい方が正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２３１】
【数５０】
2005503711.tif 000052
【０２３２】
であれば、負数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０２３３】
【数５１】
2005503711.tif 000053
【０２３４】
より小さい値を有する全てのチャンネルの集合をＳ＊であると定義する（０≦θ≦１）。もし、前記集合Ｓ＊が空集合であれば（２０８１）、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない（２０８９）。集合Ｓ＊が空集合でなければ、第１通信局は集合Ｓ＊内で最も大きい振幅の値
【０２３５】
【数５２】
2005503711.tif 000054
【０２３６】
を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２１８７）。もし、より小さい方が負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２３７】
【数５３】
2005503711.tif 000055
【０２３８】
であれば、正数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０２３９】
【数５４】
2005503711.tif 000056
【０２４０】
より小さい値を有する全てのチャンネルの集合をＳ＊であると定義する。もし、前記集合Ｓ＊が空集合であれば（２０８２）、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない（２０８９）。集合Ｓ＊が空集合でなければ、第１通信局は集合Ｓ＊内で最も大きい振幅の値
【０２４１】
【数５５】
2005503711.tif 000057
【０２４２】
を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２１８８）。
【０２４３】
図２１Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２１Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるので、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（２１０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ≦＋θＡｏであり、
【０２４４】
【数５６】
2005503711.tif 000058
【０２４５】
であるため、ＡＩ＝−Ａｉ（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝−Ａｉ）であり（２１０２）、Ａｉ＞＋θＡｏであれば、集合Ｓ＊が空集合であるので、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）である（２１０３）。不必要な干渉増加を抑制するためのＡｍａｘと穿孔決定のためのθはシステムパラメターで決められる。
【０２４６】
図２１Ｃは、図２１Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ、ｓ｝、Ｓ−＝｛ｊ｝であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｊ、ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ、ｓ｝である。
【０２４７】
図２１Ｄは、図２１Ｃの場合に直交無線資源単位を選択したチャンネルの振幅の大きさを比較するために整列して示した図面である。Ｉチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｊ番目のチャンネルの大きさ−Ａｊである。Ｑチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｓ番目のチャンネルの大きさ−Ａｓである。
【０２４８】
図２１Ｅは、図２１Ｃの場合に図２１Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合、θＡｊより小さいが最も大きいものはｌ番目のチャンネルであるので、前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋Ａｌ（ＡＩ＋＝＋Ａｌ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。図２１Ｅではチャンネルｃ、ｊ、ｓをＯＦＦ（Ａｃ＝０、Ａｊ＝０、Ａｓ＝０）し、チャンネルｌのみ伝送（Ａｌ≠０）するようになっているが、総量（Ａｃ＋Ａｊ＋Ａｌ＋Ａｓ）が満（Ａｌ）たされれば、各チャンネルの振幅の大きさは関係ない。Ｑチャンネルの場合、集合Ｓ＊が空集合であるので、前記直交無線資源単位はＡＱ＝０（ＡＱ＋＝０、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０２４９】
図２２Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法Vを説明する順序図である。方法Vは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったので、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるので、もし
【０２５０】
【数５７】
2005503711.tif 000059
【０２５１】
であれば（１８４２）
【０２５２】
【数５８】
2005503711.tif 000060
【０２５３】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０２５４】
【数５９】
2005503711.tif 000061
【０２５５】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるので、もし
【０２５６】
【数６０】
2005503711.tif 000062
【０２５７】
であれば（１８５２）
【０２５８】
【数６１】
2005503711.tif 000063
【０２５９】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０２６０】
【数６２】
2005503711.tif 000064
【０２６１】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝でＳ−≠｛｝である場合（２２６０）には正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２６２】
【数６３】
2005503711.tif 000065
【０２６３】
負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２６４】
【数６４】
2005503711.tif 000066
【０２６５】
とのうちでより大きい方
【０２６６】
【数６５】
2005503711.tif 000067
【０２６７】
を基準値に設定する（２０６２）。もし、より小さい方が正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２６８】
【数６６】
2005503711.tif 000068
【０２６９】
であれば（２０７０）、ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０に初期化（２２７１）した後、負数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０２７０】
【数６７】
2005503711.tif 000069
【０２７１】
より小さいが最も大きい値を探してＡＩ−に設定（２２７３、２２８３）し、ＡＩ＝ＡＩ＋＋ＡＩ−の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。もし、より小さい方が負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２７２】
【数６８】
2005503711.tif 000070
【０２７３】
であれば、ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０に初期化（２２７２）した後、正数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさがより小さいが最も大きい値を探してＡＩ＋に設定（２２７４）し、ＡＩ＝ＡＩ＋＋ＡＩ−の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。
【０２７４】
図２２Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２２Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるので、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（２２０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ≦＋θＡｏであり、Ａｉが最大値であるため、Ａｉ＝−Ａｉ（Ａｉ＋＝０、ＡＩ−＝−Ａｉ）であり（２２０２）、Ａｉ＞＋θＡｏであれば、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）である（２２０３）。不必要な干渉増加を抑制するためのＡｍａｘと穿孔決定のためのθはシステムパラメターで決められる。
【０２７５】
図２２Ｃは、図２２Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ、ｓ｝、Ｓ−＝｛ｊ｝であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｊ、ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ、ｓ｝である。
【０２７６】
図２２Ｄは、図２２Ｃの場合に直交無線資源単位を選択したチャンネルの振幅の大きさを比較するために整列して示した図面である。Ｉチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｊ番目のチャンネルの大きさ−Ａｊである。Ｑチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｓ番目のチャンネルの大きさ−Ａｓである。
【０２７７】
図２２Ｅは、図２２Ｃの場合に図２２Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合、θＡｊより小さいが最も大きいものはｌ番目のチャンネルであるので、前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋Ａｌ（ＡＩ＋＝＋Ａｌ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。図２２Ｅではチャンネルｃ、ｊ、ｓをＯＦＦ（Ａｃ＝０、Ａｊ＝０、Ａｓ＝０）し、チャンネルｌのみ伝送（Ａｌ≠０）するようになっているが、総量（Ａｃ＋Ａｊ＋Ａｌ＋Ａｓ）が満（Ａｌ）たされれば、各チャンネルの振幅の大きさは関係ない。Ｑチャンネルの場合、θＡｓより小さいものはないため、前記直交無線資源単位はＡＱ＝０（ＡＱ＋＝０、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０２７８】
図２３Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法VIを説明する順序図である。方法VIは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるので、もし
【０２７９】
【数６９】
2005503711.tif 000071
【０２８０】
であれば（１８４２）
【０２８１】
【数７０】
2005503711.tif 000072
【０２８２】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０２８３】
【数７１】
2005503711.tif 000073
【０２８４】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるので、もし
【０２８５】
【数７２】
2005503711.tif 000074
【０２８６】
であれば（１８５２）
【０２８７】
【数７３】
2005503711.tif 000075
【０２８８】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０２８９】
【数７４】
2005503711.tif 000076
【０２９０】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝で、Ｓ−≠｛｝である場合（２３６０）には正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２９１】
【数７５】
2005503711.tif 000077
【０２９２】
と負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２９３】
【数７６】
2005503711.tif 000078
【０２９４】
とのうちでより大きい方を基準値に設定する（２０６２）。もし、より小さい方が正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０２９５】
【数７７】
2005503711.tif 000079
【０２９６】
であれば、負数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０２９７】
【数７８】
2005503711.tif 000080
【０２９８】
より小さい値を有する全てのチャンネルの集合をＳ＊であると定義する（０≦θ≦１）。もし、前記集合Ｓ＊が空集合であれば（２０８１）、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない（２０８９）。集合Ｓ＊が空集合でなければ（２０８１）
【０２９９】
【数７９】
2005503711.tif 000081
【０３００】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２３８７）。もし、より小さい方が負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３０１】
【数８０】
2005503711.tif 000082
【０３０２】
であれば、正数値を有するチャンネルのうちで振幅の大きさが
【０３０３】
【数８１】
2005503711.tif 000083
【０３０４】
より小さい値を有する全てのチャンネルの集合をＳ＊であると定義する。もし、前記集合Ｓ＊が空集合であれば（２０８２）、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位は第１通信局を送信しない（２０８９）。集合Ｓ＊が空集合でなければ、
【０３０５】
【数８２】
2005503711.tif 000084
【０３０６】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２３８８）。
【０３０７】
図２３Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２３Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるので、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（２３０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ≦＋θＡｏであれば、ＡＩ＝−θＡｏ（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝−θＡｏ）であり（２３０２）、Ａｉ＞＋θＡｏであれば、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）である（２３０３）。不必要な干渉増加を抑制するためのＡｍａｘと穿孔決定のためのθはシステムパラメターで決められる。
【０３０８】
図２３Ｃは、図２３Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ、ｓ｝、Ｓ−＝｛ｊ｝であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｊ、ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ、ｓ｝である。
【０３０９】
図２３Ｄは、図２３Ｃの場合に直交無線資源単位を選択したチャンネルの振幅の大きさを比較するために整列して示した図面である。Ｉチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｊ番目のチャンネルの大きさ−Ａｊである。Ｑチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｓ番目のチャンネルの大きさ−Ａｓである。
【０３１０】
図２３Ｅは、図２３Ｃの場合に図２３Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合、θＡｊより小さい振幅を有するチャンネル（チャンネルｌ）が存在するため、前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋θＡｊ（ＡＩ＋＝＋θＡｊ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。図２３Ｅではチャンネルｃ、ｊ、ｓをＯＦＦ（Ａｃ＝０、Ａｊ＝０、Ａｓ＝０）し、チャンネルｌのみ伝送（Ａｌ≠０）するようになっているが、総量（Ａｃ＋Ａｊ＋Ａｌ＋Ａｓ）が満（＋θＡｊ）たされれば、各チャンネルの振幅の大きさは関係ない。Ｑチャンネルの場合、θＡｓより小さいものはないため、前記直交無線資源単位はＡＱ＝０（ＡＱ＋＝０、ＡＱ＋＝０）の値を有する。
【０３１１】
図２４Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法VIIを説明する順序図である。方法VIIは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるので、もし
【０３１２】
【数８３】
2005503711.tif 000085
【０３１３】
であれば（１８４２）
【０３１４】
【数８４】
2005503711.tif 000086
【０３１５】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０３１６】
【数８５】
2005503711.tif 000087
【０３１７】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるので、もし
【０３１８】
【数８６】
2005503711.tif 000088
【０３１９】
であれば（１８５２）
【０３２０】
【数８７】
2005503711.tif 000089
【０３２１】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０３２２】
【数８８】
2005503711.tif 000090
【０３２３】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝で、Ｓ−≠｛｝である場合（２４６０）には正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３２４】
【数８９】
2005503711.tif 000091
【０３２５】
と負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３２６】
【数９０】
2005503711.tif 000092
【０３２７】
とのうちでより大きい方
【０３２８】
【数９１】
2005503711.tif 000093
【０３２９】
を基準値に設定する（２０６２）。もし、より小さい方が正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３３０】
【数９２】
2005503711.tif 000094
【０３３１】
であれば、負数値を有する全てのチャンネルの合計
【０３３２】
【数９３】
2005503711.tif 000095
【０３３３】
が
【０３３４】
【数９４】
2005503711.tif 000096
【０３３５】
より大きければ（２４８１）、
【０３３６】
【数９５】
2005503711.tif 000097
【０３３７】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し（２４８３）、そうでなければ
【０３３８】
【数９６】
2005503711.tif 000098
【０３３９】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２４８５）。もし、より小さい方が負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３４０】
【数９７】
2005503711.tif 000099
【０３４１】
であれば、正数値を有する全てのチャンネルの合計
【０３４２】
【数９８】
2005503711.tif 000100
【０３４３】
が
【０３４４】
【数９９】
2005503711.tif 000101
【０３４５】
より小さければ（２４８２）、
【０３４６】
【数１００】
2005503711.tif 000102
【０３４７】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し（２４８４）、そうでなければ
【０３４８】
【数１０１】
2005503711.tif 000103
【０３４９】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２４８６）。
【０３５０】
図２４Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２４Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるため、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（２４０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値は−Ａｉ≧−θＡｏであれば、ＡＩ＝−ＡＩ（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝−Ａｉ）であり（２４０２）、−Ａｉ＜−θＡｏであれば、ＡＩ＝−θＡｏ（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝−θＡｏ）である（２４０３）。不必要な干渉増加を抑制するためのＡｍａｘと穿孔決定のためのθはシステムパラメターで決められる。
【０３５１】
図２４Ｃは、図２４Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ、ｓ｝、Ｓ−＝｛ｊ｝であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｊ、ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ、ｓ｝である。
【０３５２】
図２４Ｄは、図２４Ｃの場合に直交無線資源単位を選択したチャンネルの振幅の大きさを比較するために整列して示した図面である。Ｉチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｊ番目のチャンネルの大きさ−Ａｊである。Ｑチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｓ番目のチャンネルの大きさ−Ａｓである。
【０３５３】
図２４Ｅは、図２４Ｃの場合に図２４Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合、チャンネルｌの振幅がθＡｊより小さいため、前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋Ａｊ（ＡＩ＋＝＋Ａｊ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。図２４Ｅではチャンネルｃ、ｊ、ｓをＯＦＦ（Ａｃ＝０、Ａｊ＝０、Ａｓ＝０）し、チャンネルｌのみ伝送（Ａｌ≠０）するようになっているが、総量（Ａｃ＋Ａｊ＋Ａｌ＋Ａｓ）が満（Ａｌ）たされれば、各チャンネルの振幅の大きさは関係ない。Ｑチャンネルの場合、θＡｓより小さいものはないが、前記直交無線資源単位はＡＱ＝＋θＡｓ（ＡＱ＋＝＋θＡｓ、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０３５４】
図２５Ａは、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法VIIIを説明する順序図である。方法VIIIは次の通りである。Ｓ＝Ｓ０である場合（１８３０）にはどのチャンネルも前記直交無線資源単位を選択しなかったため、ＡＩ＝０（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝０）に設定することにより、前記直交無線資源単位を第１通信局が送信しない。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ＋である場合（１８４０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て正数であるため、もし
【０３５５】
【数１０２】
2005503711.tif 000104
【０３５６】
であれば（１８４２）
【０３５７】
【数１０３】
2005503711.tif 000105
【０３５８】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０３５９】
【数１０４】
2005503711.tif 000106
【０３６０】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＝Ｓ０∪Ｓ−である場合（１８５０）には前記直交無線資源単位を選択したチャンネルは全て負数であるため、もし
【０３６１】
【数１０５】
2005503711.tif 000107
【０３６２】
であれば（１８５２）
【０３６３】
【数１０６】
2005503711.tif 000108
【０３６４】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信し、そうでなければ
【０３６５】
【数１０７】
2005503711.tif 000109
【０３６６】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する。Ｓ＋≠｛｝で、Ｓ−≠｛｝である場合（２５６０）には正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３６７】
【数１０８】
2005503711.tif 000110
【０３６８】
と負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３６９】
【数１０９】
2005503711.tif 000111
【０３７０】
とのうちでより大きい方
【０３７１】
【数１１０】
2005503711.tif 000112
【０３７２】
を基準値に設定する（２０６２）。もし、より小さい方が正数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３７３】
【数１１１】
2005503711.tif 000113
【０３７４】
であれば、
【０３７５】
【数１１２】
2005503711.tif 000114
【０３７６】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２５８５）。もし、より小さい方が負数値を有する振幅のうちで最も小さいもの
【０３７７】
【数１１３】
2005503711.tif 000115
【０３７８】
であれば、
【０３７９】
【数１１４】
2005503711.tif 000116
【０３８０】
の値を有する前記直交無線資源単位を第１通信局が送信する（２５８６）。
【０３８１】
図２５Ｂは、二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２５Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示した図面である。同一なデータシンボル区間で二つのチャンネルが同一な直交無線資源単位を選択したとする。各データシンボル値が＋Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＋Ａｏ＞＋Ａｍａｘであるため、ＡＩ＝＋Ａｍａｘである（２５０１）。各データシンボル値が−Ａｉ、＋Ａｏ（Ａｉ＜Ａｏ）であれば、前記直交無線資源単位によって伝送される最終的なデータシンボル値はＡｉ＝−θＡｏ（Ａｉ＋＝０、ＡＩ−＝−θＡｏ）であり（２５０２）、Ａｉ＞＋θＡｏであっても、ＡＩ＝−θＡｏ（ＡＩ＋＝０、ＡＩ−＝−θＡｏ）である（２５０３）。不必要な干渉増加を抑制するためのＡｍａｘと穿孔決定のためのθはシステムパラメターで決められる。
【０３８２】
図２５Ｃは、図２５Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。Ｉチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｃ、ｌ、ｓ｝、Ｓ−＝｛ｊ｝であり、Ｑチャンネルの場合にＳ０＝｛ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｒ、ｔ｝、Ｓ＋＝｛ｊ、ｌ｝、Ｓ−＝｛ｃ、ｓ｝である。
【０３８３】
図２５Ｄは、図２５Ｃの場合に直交無線資源単位を選択したチャンネルの振幅の大きさを比較するために整列して示した図面である。Ｉチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｊ番目のチャンネルの大きさ−Ａｊである。Ｑチャンネルの場合、図面参照番号２０６２と２０７０との過程を経て決定された基準値はｓ番目のチャンネルの大きさ−Ａｓである。
【０３８４】
図２５Ｅは、図２５Ｃの場合に図２５Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。Ｉチャンネルの場合、前記直交無線資源単位がＡＩ＝＋θＡｊ（ＡＩ＋＝＋θＡｊ、ＡＩ−＝０）の値を有するようにする。図２５Ｅではチャンネルｃ、ｊ、ｓをＯＦＦ（Ａｃ＝０、Ａｊ＝０、Ａｓ＝０）し、チャンネルｌのみ伝送（Ａｌ＝θＡｊ）するようになっているが、総量（Ａｃ＋Ａｊ＋Ａｌ＋Ａｓ）が満（＋θＡｊ）たされれば、各チャンネルの振幅の大きさは関係ない。Ｑチャンネルの場合、θＡｓより小さいものはないが、前記直交無線資源単位はＡＱ＝＋θＡｓ（ＡＱ＋＝＋θＡｓ、ＡＱ−＝０）の値を有する。
【０３８５】
図２６は、本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法I〜VIIIが、相対的に第１通信局からの信号の受信の強さが弱い所（セル境界など）に位置した第２通信局に不利な面を、ソフトハンドオフを通じて補完することを示す図面である。多次元直交資源の跳躍多重化方式による通信をする第２通信局２６７０がソフトハンドオフ中であれば、第１通信局Ａ（２６１０）及びＢ（２６２０）からの無線リンク２６７１、２６７２は図１８から図２５に提示された送信信号制御が独立的に行われるため、第１通信局Ａ（２７１０）からの無線リンク２６７１の穿孔確率
【０３８６】
2005503711.tif 000117
【０３８７】
より大きくても、第２通信局２６７０が第１通信局Ｂ（２６２０）からの無線リンク２６７２の
【０３８８】
2005503711.tif 000118
【０３８９】
によって最終的な穿孔確率
【０３９０】
2005503711.tif 000119
【０３９１】
より小さいことがあるので、セル境界に位置した第２通信局が相対的に不利な点を減らすことができる。
【０３９２】
図２７Ａは、入力ビットと同一な情報ビットとチャンネル符号器で生成された付加ビットとを区分せずに分類チャンネル符号器２７１０の出力ビットの全てを直交資源の分割多重化をする従来の技術の実施例２７３０と、直交資源の跳躍多重化をする本発明の実施例２７４０とを示す図面である。図２７Ｂは、図２７Ａの実施例であって、ターボ符号器２７１２の出力ビットの全てを直交資源の分割多重化をする従来の技術の実施例２７３２と、直交資源の跳躍多重化をする本発明の実施例２７４２とを示す図面である。通常、分類チャンネル符号器の出力ビットのうちで時間ダイバーシティが得られない情報ビットは、相対的に時間ダイバーシティが得られる付加ビットに比べてエラーにより敏感であるため、穿孔可能性のある純粋直交資源の跳躍多重化方式を情報ビットと付加ビットとに全て用いれば、受信側の分類チャンネル復号器での複号された信号の品質が悪くなる可能性がある。
【０３９３】
図２７Ｃは、本発明の実施例による分類チャンネル符号器の出力ビットで入力ビットと同一な情報ビットは直交資源の分割多重化２７５１をし、分類チャンネル符号器で生成された付加ビットは直交資源の跳躍多重化２７５２をすることを示す図面である。図２７Ｄは図２７Ｃの実施例であって、直交資源の分割多重化領域２７６１と直交資源の跳躍多重化領域２７６２とを時間的に区分することを示す図面である。全ての直交無線資源単位を含む集合を２分割して二つの部分集合Ａ、Ｂに分けた後、直交資源の分割多重化方式は集合Ａ内の直交無線資源単位のみを使用して伝送し、純粋直交資源の跳躍多重化方式は集合Ｂ内の直交無線資源単位のみを使用して伝送する。図２７Ｅは、本発明の実施例によるターボ符号器の出力ビットで入力ビットと同一な情報ビットは直交資源の分割多重化２７３４をし、分類チャンネル符号器で生成された付加ビットは直交資源の跳躍多重化２７４４をすることを示す図面である。速度整合部２７１６、２７１８は限定された帯域幅のためにチャンネル符号器２７１２の出力ビット数が変調部で必要なビット数より多いか少ない場合に、これを合せる役割を果たす。
【０３９４】
図２８Ａは、本発明の実施例による各フレーム別の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突確率または穿孔確率及び基準値との大小関係を図４Ｃに示した図面である。黒い矢印が示すフレームで許可されたチャンネルの前記フレームでの瞬間活性度が平均活性度より高くなり、直交資源の跳躍多重化通信をする第２通信局（ＭＳ＃１、ＭＳ＃２、ＭＳ＃３、ＭＳ＃４、…）の多次元跳躍パターンの衝突確率（ｐｃ）または穿孔確率（ｐｐ）が各々基準値  θｃ  または  θｐ  より大きくなることにより、前記フレームで伝送するチャンネルの品質が共に低下する。図２８Ｂは前記状況が発生した場合に対する解決策の一つであって、前記フレームでの多次元直交資源の跳躍パターンの衝突確率または穿孔確率が基準値より小さくなるように故意に第１通信局から最も影響の少ない第２通信局への送信フレームの全部または一部を送信しないことを示す。故意に送信フレームの全部または一部を送信しないチャンネルはシステム設計者によって決定され、次のような基準によって決定される。
【０３９５】
（１）品質要求事項の低いチャンネルを高いチャンネルより先に送信しない。
（２）ＡＲＱ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｒｅｐｅａｔｒｅ  Ｑｕｅｓｔ）方式で動作するチャンネルをそうでないチャンネルより先に送信しない。
【０３９６】
（３）ＡＲＱ方式で動作するチャンネル間には再伝送回数の少ないチャンネルを多いチャンネルより先に送信しない。
【０３９７】
（４）送信電力の高いチャンネルを低いチャンネルより先に送信しない。
【０３９８】
（５）既に伝送された連続したフレームの数が少ないチャンネルを多いチャンネルより先に送信しない。
【０３９９】
（６）ソフトハンドオフ中であるチャンネルをそうでないチャンネルより後に送信しない。これは、ソフトハンドオフに関する全ての基地局を同時に制御することは容易ではなく、セル境界に位置する第２通信局が、前記で言及したように、第１通信局近くに位置する第２通信局より相対的に不利であるためである。
【０４００】
前記で言及した基準はシステム設計者がシステムの状況に応じて反対に適用することもできる。状況によっては、瞬間的にいくつかのフレームを送信しない範囲から外して複数の利益のために最も影響を少なく受けるチャンネルの順に第１通信局がチャンネル割当を取消すことによって、多次元跳躍パターンの
【０４０１】
2005503711.tif 000120
【０４０２】
各々基準値  θｃ  または  θｐ  より低くすることができる。
【０４０３】
図２９Ａは、本発明の実施例による広義の多次元直交資源の跳躍多重化のための直交無線資源単位を狭義の直交資源の跳躍多重化のための直交無線資源単位を含む集合と直交資源の分割多重化のための直交無線資源単位を含む集合とに区分することを示す図面である。狭義の直交資源の跳躍多重化方式で多重化されるチャンネルは円で示された直交無線資源単位のみを使用し、直交資源の分割多重化方式で多重化されるチャンネルは四角で示された直交無線資源単位のみを使用する。前記直交無線資源単位は周波数、時間、直交符号などから構成された多次元座標で示される。例えば、周波数成分が二進数０１０で示され、時間成分が二進数０１０１で示され、直交符号成分が二進数１１０１１で示されれば、多次元座標は二進数ベクトル（０１０、０１０１、１１０１１）で示されたり、二進数０１００１０１１１０１１で示すことができる。狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式でサービスされる第２通信局ＭＳ＃ａとＭＳ＃ｂへのチャンネルは各々実線と点線で示された跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択して送ろうとするデータを送る。
【０４０４】
図２９Ｂは、本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化のための直交無線資源単位を固定的に割当てたチャンネルと跳躍パターンによって直交無線資源単位を割当てたチャンネルとが相対的であることを示す図面である。上側図面で第２通信局ＭＳ＃αへのチャンネルは時変跳躍パターンによって細い実線で囲まれた直交無線資源単位を選択してデータを伝送し、第２通信局ＭＳ＃βへのチャンネルは時不変跳躍パターンによって太い実線で囲まれた直交無線資源単位２９３３を固定的に使用してデータを伝送する。下側図面で前記第２通信局ＭＳ＃αへのチャンネルが第２通信局ＭＳ＃βへのチャンネルを眺めれば、第２通信局ＭＳ＃βへのチャンネルが時変跳躍パターンによってデータを伝送しているように見える。つまり、時変跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択することと時不変跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択することとは相対的である。
【０４０５】
図２９Ｃは、従来の技術の実施例による直交資源の分割多重化方式及び本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式でチャンネル要求、無線資源割当、及びチャンネル終了過程を時間の流れによって示した概念図である。四角で示された全６個の直交無線資源単位を利用した直交資源の分割多重化方式によるチャンネル要求、無線資源割当、及びチャンネル終了過程は、図面参照番号２９４０に示されている。無線資源管理部は、直交資源の分割多重化チャンネルが要求（または到着）されれば、有効な直交無線資源単位があれば、その中から一つを要求したチャンネルに割当て、なければ当該チャンネルを受容しない。チャンネルが終了して用いられた直交無線資源単位が返却されれば、前記無線資源単位は他のチャンネルに割当可能である。円で示された全７個の直交無線資源単位を利用した狭義の直交資源の跳躍多重化方式によるチャンネル要求、無線資源割当、及びチャンネル終了過程は、図面参照番号２９５０に示されている。要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より少ないか同一である場合には、跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないように、このようなチャンネルは直交資源の分割多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位を割当て、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多くなる瞬間から割当てられるチャンネルは跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択してデータを伝送する。前記直交資源の跳躍多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位の割当を受けたチャンネルが終了して前記直交無線資源単位が返却されれば、前記直交無線資源単位はその後初めて要求される直交資源の跳躍多重化チャンネルに割当てられる。これは図２９Ｂの概念に基づいた無線資源管理方法である。
【０４０６】
図２９Ｄは、本発明の他の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式でチャンネル要求、無線資源割当、モード切換、及びチャンネル終了過程を時間の流れによって示した概念図である。円で示された全７個の直交無線資源単位を利用した狭義の直交資源の跳躍多重化方式によるチャンネル要求、無線資源割当、モード転換、及びチャンネル終了過程は、図面参照番号２９６０、２９７０に示されている。図面参照番号２９６０のＦＣＦＣ（Ｆｉｒｓｔ  Ｃｏｍｅ  Ｆｉｒｓｔ  Ｃｈａｎｇｅ）方式は、図２９Ｃの図面参照番号２９５０のように、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より少ないか同一である場合には、跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないように、このようなチャンネルは直交資源の分割多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位を割当て、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多くなる瞬間から割当てられるチャンネルは跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択してデータを伝送する。しかし、前記直交資源の跳躍多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位の割当を受けたチャンネルが終了して前記直交無線資源単位が返却されれば、図２９Ｃの図面参照番号２９５０と異なって、前記直交無線資源単位はその後初めて要求される直交資源の跳躍多重化チャンネルに割当てられるのではなく、前記返却の瞬間までサービスが持続されている直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最も先にサービスを受けたチャンネルに割当てられ、前記直交資源の跳躍多重化チャンネルはモードを転換して前記割当てられた直交無線資源単位を固定的に使用してデータを伝送する。
【０４０７】
図面参照番号２９７０のＬＣＦＣ（Ｌａｓｔ  Ｃｏｍｅ  Ｆｉｒｓｔ  Ｃｈａｎｇｅ）方式は、図２９Ｃの図面参照番号２９５０のように、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より少ないか同一である場合には、跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないように、このようなチャンネルは直交資源の分割多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位を割当て、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多くなる瞬間から割当てられるチャンネルは跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択してデータを伝送する。しかし、前記直交資源の跳躍多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位の割当を受けたチャンネルが終了して前記直交無線資源単位が返却されれば、図２９Ｃの図面参照番号２９５０と異なって、前記直交無線資源単位はその後初めて要求される直交資源の跳躍多重化チャンネルに割当てられるのではなく、前記返却の瞬間までサービスが持続されている直交資源の跳躍多重化チャンネルのうちで最後にサービスを受けたチャンネルに割当てられ、前記直交資源の跳躍多重化チャンネルはモードを転換して前記割当てられた直交無線資源単位を固定的に使用してデータを伝送する。前記優先順位は残留サービス時間、残留伝送データの量、要求品質、送信電力、顧客の等級などによって多様に決定することができる。
【０４０８】
また、本発明は、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より少ないか同一である場合には、跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないように、このようなチャンネルは直交資源の分割多重化チャンネルのように固定的に直交無線資源単位を割当て、要求された狭義の直交資源の跳躍多重化チャンネルが有効な直交無線資源単位の数より多くなる瞬間から割当てられるチャンネルは跳躍パターンによって直交無線資源単位を選択してデータを伝送する。
【０４０９】
図３０Ａから図３０Ｅまでは図２９Ａから図２９Ｄまでの要求されるチャンネルに無線資源を割当てる方法に全て適用することができる直交無線資源の運用方法である。
【０４１０】
図３０Ａは、本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で分割モードを示した概念図である。前記分割モードは、割当てるチャンネルの数が直交無線資源単位の数より少なく維持される限り、根本的に従来の直交資源分割多重化方式と類似している。したがって、多次元直交資源の跳躍パターンの衝突が基本的に発生しないため、伝送データシンボルの穿孔も発生しない。直交無線資源単位の数がＮＯＲであり、チャンネルの平均チャンネル活性度である時、多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４１１】
2005503711.tif 000121
【０４１２】
及び割当可能なチャンネルの数Ｍの関係は、次のようにチャンネルの
【０４１３】
2005503711.tif 000122
【０４１４】
関係ないことが分かる。
【０４１５】
【数１１５】
2005503711.tif 000123
【０４１６】
前記分割モードは、電力効率の良いＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ（ＩチャンネルとＱチャンネル各々に対して）変調のように、伝送データシンボルが“＋１”、“−１”である場合のように１ビット情報（２種類の値）のみを有する場合だけでなく、電力効率はＢＰＳＫ、ＱＰＳＫより落ちるが、帯域効率が良いＭＰＳＫ（Ｍ＞４）、ＭＱＡＭ（Ｍ＞４）などのように、一個より多いビット情報を有するシステムにも容易に適用することができる。したがって、制限された周波数帯域を有するシステムで直交無線資源単位の数ＮＯＲより少ないチャンネルが割当てられ、各チャンネルの要求伝送データ率が高い場合、電力効率は落ちるが、帯域効率が良い変調方式を選択することによって、短時間により多くのデータを伝送することができる。制限された周波数帯域が受容できるデータ率は制限されているため、割当てられるチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより多くなる瞬間から帯域効率の良い変調方式から電力効率の良い変調方式に転換することにより、システムの処理容量を増大化させることができる。
【０４１７】
図３０Ｂは、本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で跳躍モードを示した概念図である。前記跳躍モードは、割当てるチャンネルの数が直交無線資源単位の数に関係なくチャンネル間に独立的な直交資源の跳躍パターンを使用してチャンネルを区分するので、チャンネルの数が直交無線資源単位の数より少ない場合にも衝突が発生することがある。しかし、チャンネルの平均活性度が低い場合には、チャンネル符号化によって無線資源単位の数ＮＯＲより大きい数のチャンネルを受容するにもかかわらず、所望のビットエラー率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）またはフレームエラー率（ＦＥＲ：Ｆｒａｍｅ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）のような所望の品質を満たすために要求される信号対干渉比での損失は大きくない。直交無線資源単位の数がＮＯＲで、チャンネルの
【０４１８】
2005503711.tif 000124
【０４１９】
である時、多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４２０】
2005503711.tif 000125
【０４２１】
及び割当可能なチャンネルの数Ｍの間の関係は、次の通りである（但し、ｓはＩチャンネルまたはＱチャンネルでの変調シンボルの数）。
【０４２２】
【数１１６】
2005503711.tif 000126
【０４２３】
ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ（ＩチャンネルまたはＱチャンネル各々に対して）変調である場合、前記伝送データシンボルの
【０４２４】
2005503711.tif 000127
【０４２５】
ｓ＝２であるので、次の通りである。
【０４２６】
【数１１７】
2005503711.tif 000128
【０４２７】
統計的多重化のための跳躍モードによって受容可能なチャンネルの数Ｍは最大許容多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４２８】
2005503711.tif 000129
【０４２９】
与えられることにより、次のように求められる。
【０４３０】
【数１１８】
2005503711.tif 000130
【０４３１】
ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ（ＩチャンネルまたはＱチャンネル各々に対して）変調である場合、受容可能なチャンネルの数Ｍはｓ＝２であるので、次の通りである。
【０４３２】
【数１１９】
2005503711.tif 000131
【０４３３】
前記跳躍モードは、帯域効率の良いＭＰＳＫ（Ｍ＞４）、ＭＱＡＭ（Ｍ＞４）などのように一個より多くのビット情報を有するシステム（ｓ＞２）にも適用することができるが、電力効率の良いＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ（ＩチャンネルとＱチャンネル各々に対して）変調である場合に伝送データシンボルの
【０４３４】
2005503711.tif 000132
【０４３５】
最少化できることが前記式から分かる。
【０４３６】
図３０Ｃは、本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で混合モードを示した概念図である。前記混合モードは、図３０Ａの分割モードと図３０Ｂの跳躍モードとの混合型であると言える。つまり、割当てられたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより少ない時は直交資源の跳躍パターン間に衝突が生じないように（衝突がないために伝送データシンボルの穿孔も無い）図３０Ａの分割モードで動作させている途中で割当てられたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより多くなる瞬間からチャンネル間に独立的な直交資源の跳躍パターンを使用してチャンネルを区分する図３０Ｂの跳躍モードを使用する方法である。直交無線資源単位の数がＮＯＲで、チャンネルの
【０４３７】
2005503711.tif 000133
【０４３８】
多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４３９】
2005503711.tif 000134
【０４４０】
及び割当可能なチャンネルの数Ｍの間の関係は、次の通りである（但し、ｓはＩチャンネルまたはＱチャンネルでの変調シンボルの数）。
【０４４１】
Ａ．受容されたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより少ない時（Ｍ≦ＮＯＲ）
【０４４２】
【数１２０】
2005503711.tif 000135
【０４４３】
Ｂ．受容されたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより多い時（Ｍ＞ＮＯＲ）
【０４４４】
【数１２１】
2005503711.tif 000136
【０４４５】
ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ（ＩチャンネルまたはＱチャンネル各々に対して）変調である場合、前記伝送データシンボルの穿孔確率はｓ＝２であるので、次の通りである。
【０４４６】
【数１２２】
2005503711.tif 000137
【０４４７】
統計的多重化のための跳躍モードによって受容可能なチャンネルの数Ｍは、最大許容多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４４８】
2005503711.tif 000138
【０４４９】
前記式に各々代入して数値解釈的な方法で求めれば分かる。
【０４５０】
前記混合モードが前記分割モードと跳躍モードとの長所のみを取って選択したことが分かる。電力効率が悪いが、帯域効率が良い変調方式は分割モードだけが用いられる時点まで使用し、チャンネルの数が次第に増えて跳躍モードまで用いられる場合には電力効率の良い変調方式を選択する。前記混合モードは、図２９Ａから図２９Ｄまでに示された無線直交資源運用方法によって運用することにより、より改善された性能を獲得することができる。
【０４５１】
図３０Ｄは、本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で単一チャンネルに対するグループモードを示した概念図である。前記グループモードは、図３０Ｃの混合モードを改善したものである。つまり、割当てられたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより少ない時は図３０Ａの分割モード及び図３０Ｃの混合モードと同一である。しかし、割当てられたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより多くなる瞬間からチャンネル間に独立的な直交資源の跳躍パターンを使用してチャンネルを区分する図３０Ｂの跳躍モードを使用する図３０Ｃの混合モードとは異なって、直交無線資源単位の数ＮＯＲだけチャンネルを集めてグループ化することにより、各グループ内ではチャンネル間に直交資源の跳躍パターンの衝突が発生しないようにし、衝突は互いに異なるグループに属するチャンネル間でだけ発生するようにする方法である。したがって、各グループ内チャンネルの直交資源の跳躍パターンは互いに独立的でなく、グループ間の跳躍パターンのみ互いに独立的である。つまり、チャンネル番号０からＮＯＲ−１までが第１グループ（ＯＧ＃０）であり、チャンネル番号ＮＯＲから２ＮＯＲ−１までが第２グループ（ＯＧ＃１）になる。直交無線資源単位の数がＮＯＲで、チャンネルの
【０４５２】
2005503711.tif 000139
【０４５３】
多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４５４】
2005503711.tif 000140
【０４５５】
及び割当可能なチャンネルの数Ｍの間の関係は、次の通りである（但し、ｓはＩチャンネルまたはＱチャンネルでの変調シンボルの数）。
【０４５６】
Ａ．受容されたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより少ない時（Ｍ≦ＮＯＲ）
【０４５７】
【数１２３】
2005503711.tif 000141
【０４５８】
Ｂ．受容されたチャンネルの数Ｍが直交無線資源単位の数ＮＯＲより多い時（Ｍ＞ＮＯＲ）
【０４５９】
【数１２４】
2005503711.tif 000142
【０４６０】
ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ（ＩチャンネルまたはＱチャンネル各々に対して）変調である場合に前記伝送データシンボルの
【０４６１】
2005503711.tif 000143
【０４６２】
ｓ＝２であるので、次の通りである。
【０４６３】
【数１２５】
2005503711.tif 000144
【０４６４】
統計的多重化のための跳躍モードによって受容可能なチャンネルの数Ｍは、最大許容多次元直交資源の跳躍パターンの
【０４６５】
2005503711.tif 000145
【０４６６】
前記式に各々代入して数値解釈的な方法で求めれば分かる。
【０４６７】
前記グループモードは、図３０Ｃの混合モードでチャンネルの数が無線直交資源単位の数より多くなる瞬間から跳躍モードによって発生する直交資源の跳躍パターンの衝突と、これによる伝送データシンボルの穿孔確率とを減少させることに目的がある。
【０４６８】
図３０Ｅは、本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で多重チャンネルに対するグループモードを示した概念図である。第２通信局が第１通信局から一つの直交チャンネルの割当を受ける場合には、図３０Ｄと等価の性能を有する。しかし、第２通信局が第１通信局から複数の直交チャンネルの割当を受ける場合には、前記複数のチャンネルの活性度が互いに独立的でないため、図３０Ｄのようにチャンネル番号０からＮＯＲ−１までの第１グループ（ＯＧ＃０）に対してもグループ内で衝突が発生しないが、跳躍するようにして互いに異なるグループ内の多重チャンネルで第２通信局が連続的に衝突が発生する確率を分散し、直交資源の跳躍パターンの衝突が全てのチャンネルに均一に分布するようにする。
【図面の簡単な説明】
【０４６９】
【図１】従来の技術及び本発明の実施例による第１通信局と第２通信局とを示すシステム概念図である。
【図２Ａ】従来の技術及び本発明の実施例による共通構成要素に相当する第１通信局での送信器の構成図である。
【図２Ｂ】従来の技術の実施例による第１通信局でのトラフィックチャンネル用送信器の構成図である。
【図３Ａ】従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第１通信局の送信器の構成図である（ＢＰＳＫデータ変調で、Ｉ／Ｑチャンネルに同一直交符号シンボルを使用する場合）。
【図３Ｂ】従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第１通信局の送信器の構成図である（ＢＰＳＫデータ変調で、Ｉ／Ｑチャンネルに異なる直交符号シンボルが使用できる場合）。
【図３Ｃ】従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第１通信局の送信器の構成図である（ＱＰＳＫデータ変調で、Ｉ／Ｑチャンネルに同一直交符号シンボルを使用する場合）。
【図３Ｄ】従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第１通信局の送信器の構成図である（ＱＰＳＫデータ変調で、Ｉ／Ｑチャンネルに異なる直交符号シンボルが使用できる場合）。
【図３Ｅ】準直交符号を使用する従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第１通信局の送信器の構成図である（ＱＰＳＫデータ変調で、Ｉ／Ｑチャンネルに同一直交符号シンボルを使用する場合）。
【図３Ｆ】準直交符号を使用する従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第１通信局の送信器の構成図である（ＱＰＳＫデータ変調で、Ｉ／Ｑチャンネルに異なる直交符号シンボルが使用できる場合）。
【図４Ａ】従来の技術の実施例による各フレーム別の第１通信局での送信信号図である。
【図４Ｂ】従来の技術の他の実施例による各フレーム別の第１通信局での送信信号図である。
【図４Ｃ】従来の技術の他の実施例による各フレーム別の第１通信局での送信信号図である。
【図４Ｄ】従来の周波数分割多重化（ＦＤＭ）方式による第１通信局での送信信号図である。
【図４Ｅ】従来の時間分割多重化（ＴＤＭ）方式による第１通信局での送信信号図である。
【図４Ｆ】従来の時間分割多重化（ＴＤＭ）方式による第１通信局での送信信号図である（スロット単位の周波数跳躍方式が適用された場合）。
【図４Ｇ】周波数ダイバーシティのための従来の周波数跳躍多重化（ＦＨＭ）方式による第１通信局での送信信号図である（シンボル単位の規則的周波数跳躍）。
【図４Ｈ】周波数ダイバーシティ及び盗聴防止のための従来の周波数跳躍多重化（ＦＨＭ）方式による第１通信局での送信信号図である（シンボル単位の不規則的周波数跳躍）。
【図４Ｉ】従来の直交符号分割多重化（ＯＣＤＭ）方式による第１通信局での送信信号図である（チャンネル別の固定的直交符号割当）。
【図４Ｊ】従来の直交資源の分割多重化（ＯＲＤＭ）方式による第１通信局での送信信号図である（チャンネル別の固定的直交資源の割当）。
【図５】図４Ｉの従来の技術の実施例による符号分割多重化方式による第２通信局での受信器構成図である。
【図６】従来の技術及び本発明の実施例による第２通信局での受信器共通部分の構成図である。
【図７】従来の技術の実施例による第２通信局での受信器の構成図である。
【図８】従来の技術及び本発明の実施例による第２通信局での受信器共通部分の構成図である。
【図９Ａ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化されるトラフィックチャンネルに対する第１通信局での送信器の構成図及び前記トラフィックチャンネルのための共用物理制御チャンネルの構成図である（直交資源＝直交符号）。
【図９Ｂ】本発明の実施例による共用物理制御チャンネル（ＣＰＣＣＨ：Ｃｏｍｍｏｎ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）の信号図である。
【図１０Ａ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図３Ａに対応）。
【図１０Ｂ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図１０Ａを複素数信号で表示）。
【図１０Ｃ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図３Ｂに対応）。
【図１０Ｄ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図１０Ｃを複素数信号で表示）。
【図１０Ｅ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図３Ｃに対応）。
【図１０Ｆ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図１０Ｃを複素数信号で表示）。
【図１０Ｇ】図３Ｄに示す従来技術に本発明を適用した実施例のＯＲＨＭによる第１通信局での送信機の構成図である。
【図１０Ｈ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図３Ｄに対応）。
【図１０Ｉ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図１０Ｄを複素数信号で表示）。
【図１０Ｊ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図３Ｅに対応）。
【図１０Ｋ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図１０Ｅを複素数信号で表示）。
【図１０Ｌ】本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式による第１通信局での送信器の構成図である（図３Ｆに対応）。
【図１１】本発明の実施例による多次元直交資源の跳躍パターン発生器の構成図である。
【図１２Ａ】本発明の実施例による周波数跳躍のためのサブキャリア群の例を示す図面である（直交資源＝周波数）。
【図１２Ｂ】本発明の実施例による周波数跳躍パターン発生器の出力によるサブキャリア合成器の構成図である。
【図１２Ｃ】本発明の実施例によるシンボル単位の伝送時間跳躍のための伝送データシンボル位置区間の例を示す図面である（直交資源＝時間、“１”＝ＯＮ、“０”＝ＯＦＦ）。
【図１２Ｄ】本発明の実施例による第１通信局の送信側での時間跳躍パターン発生器の出力によるシンボル位置選択器（またはバッファー）の構成図である。
【図１２Ｅ】本発明の実施例による直交符号跳躍パターンによる直交ゴールドの符号発生器の構成図である（直交資源＝直交ゴールドの符号）。
【図１２Ｆ】多様な拡散係数による木型の直交ウォルシュ符号を示す図面である（直交資源＝直交ウォルシュ符号）。
【図１２Ｇ】本発明の実施例による直交符号跳躍パターンによる直交ウォルシュ符号発生器の構成図である（直交資源＝直交ウォルシュ符号）。
【図１２Ｈ】本発明の実施例による第２通信局の受信側での時間跳躍パターン発生器の出力によるシンボル位置選択器（またはバッファー）の構成図である。
【図１３Ａ】図１０Ａの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図である。
【図１３Ｂ】図１０Ｃの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図である。
【図１３Ｃ】図１０Ｅの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図である。
【図１３Ｄ】図１０Ｇの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図である。
【図１３Ｅ】図１０Ｉの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図である。
【図１３Ｆ】図１０Ｋの本発明の実施例による直交資源の跳躍多重化方式に対する第２通信局での受信器の構成図である。
【図１４Ａ】従来の技術の実施例による各フレーム別の第１通信局での送信信号図である。
【図１４Ｂ】本発明の実施例による各フレーム別の第１通信局での送信信号図である。
【図１４Ｃ】本発明の実施例による基本伝送率（Ｒ）以下の伝送率を有するフレーム（以下、希薄なフレーム）での第１通信局の送信信号図である（規則的伝送時間跳躍）。
【図１４Ｄ】本発明の実施例による希薄なフレームでの第１通信局の送信信号図である（不規則的伝送時間跳躍）。
【図１４Ｅ】本発明の実施例による希薄なフレームでの周波数跳躍多重化（ＦＤＭ）方式による第１通信局での送信信号図である（不規則的伝送時間跳躍）。
【図１４Ｆ】図１４Ｅで（伝送時間、サブキャリア）の２次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生する場合を例示する図面である（二重実線の四角形が衝突したデータシンボル）。
【図１４Ｇ】図１４Ｆで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（黒い四角形は伝送し、点線四角形は伝送しない）。
【図１４Ｈ】本発明の実施例による希薄なフレームでの時間跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である（規則的伝送時間跳躍）。
【図１４Ｉ】本発明の実施例による希薄なフレームでの時間跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である（不規則的伝送時間跳躍）。
【図１４Ｊ】図１４Ｉで（伝送時間）の１次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生することを例示する図面である（二重実線の四角形が衝突したデータシンボル）。
【図１４Ｋ】図１４Ｊで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（黒い四角形は伝送し、点線四角形は伝送しない）。
【図１４Ｌ】本発明の実施例による基本伝送率（Ｒ）のフレーム（稠密なフレーム）での直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である。
【図１４Ｍ】本発明の実施例による希薄なフレームに対する時間スロット単位の伝送時間跳躍多重化及び直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である。
【図１４Ｎ】図１４Ｍで（伝送時間、直交符号）の２次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生することを例示する図面である（二重実線の四角形が衝突したデータシンボル）。
【図１４Ｏ】図１４Ｎで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（黒い四角形は伝送し、点線四角形は伝送しない）。
【図１４Ｐ】本発明の実施例による希薄なフレームに対するシンボル単位の規則的伝送時間跳躍多重化及び直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である（フレームの開始シンボルが同一な位置にある場合）。
【図１４Ｑ】図１４Ｐで（伝送時間、直交符号シンボル）の２次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生することを例示する図面である（二重実線の四角形が衝突したデータシンボル）。
【図１４Ｒ】図１４Ｑで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（黒い四角形は伝送し、点線四角形は伝送しない）。
【図１４Ｓ】本発明の実施例による希薄なフレームに対するシンボル単位の規則的伝送時間跳躍多重化及び直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である（フレームの開始シンボルが交差した位置にある場合）。
【図１４Ｔ】図１４Ｓで（伝送時間、直交符号）の２次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生することを例示する図面である（二重実線の四角形が衝突したデータシンボル）。
【図１４Ｕ】図１４Ｔで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（黒い四角形は伝送し、点線四角形は伝送しない）。
【図１４Ｖ】本発明の実施例による希薄なフレームに対するシンボル単位のチャンネル別の不規則的伝送時間跳躍多重化及び直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である
【図１４Ｗ】図１４Ｖで（伝送時間、直交符号）の２次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生することを例示する図面である（二重実線の四角形が衝突したデータシンボル）。
【図１４Ｘ】図１４Ｗで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（黒い四角形は伝送し、点線四角形は伝送しない）。
【図１４Ｙ】本発明の実施例による希薄なフレームに対するシンボル単位のチャンネル別の不規則的キャリア周波数跳躍多重化、伝送時間跳躍多重化及び直交符号跳躍多重化方式による第１通信局での送信信号図である。
【図１４Ｚ】図１４Ｙで（キャリア周波数、伝送時間、直交符号）の３次元座標で示される跳躍パターンが複数のチャンネルによって同時に選択される衝突が発生することを例示する図面である（太い実線の直六面体）。
【図１４ＡＡ】図１４Ｚで衝突が発生する座標のデータシンボルを比較して伝送有無を決定することを例示する図面である（白い直六面体は伝送し、点線の直六面体は伝送しない）。
【図１５】図１４Ｇ、図１４Ｋ、図１４Ｏ、図１４Ｒ、図１４Ｕ、図１４Ｘ、図１４ＡＡのように多次元跳躍パターンの衝突区間で伝送を中断した時に、所望の通信品質を満たすためにチャンネル復号器で要求する平均受信エネルギーを補償するように伝送されなかったデータシンボルを含むフレームの一定の区間の間に第１通信局の送信電力を増加させることを示す図面である。
【図１６】多次元跳躍パターンの衝突及び伝送データシンボルの不一致による伝送中断が空間直交性が保障される第１通信局の送信アンテナビーム別に独立的に運営されることを説明するための図面である。
【図１７】同一なデータサービスのために第１通信局に近い所に位置する第２通信局と遠い所に位置する第２通信局とに割当てられる第１通信局送信電力の差を示す図面である。
【図１８Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法Iを説明する順序図である（送信及び穿孔の２分法）。
【図１８Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図１８Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図１８Ｃ】図１８Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために二つのチャンネル（ｃ、ｌ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図１８Ｄ】図１８Ｃの場合に図１８Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図１９Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法IIを説明する順序図である（送信電力の限界値を有する方式）。
【図１９Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図１９Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図１９Ｃ】図１９Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために二つのチャンネル（ｃ、ｌ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図１９Ｄ】図１９Ｃの場合に図１９Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２０Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法IIIを説明する順序図である。
【図２０Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２０Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図２０Ｃ】図２０Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図２０Ｄ】図２０Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の送信信号の振幅の大きさ順に整列したことを示す図面である。
【図２０Ｅ】図２０Ｃの場合に図２０Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２１Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法IVを説明する順序図である。
【図２１Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２１Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図２１Ｃ】図２１Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図２１Ｄ】図２１Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の送信信号の振幅の大きさ順に整列したことを示す図面である。
【図２１Ｅ】図２１Ｃの場合に図２１Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２２Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法Vを説明する順序図である。
【図２２Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２２Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図２２Ｃ】図２２Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図２２Ｄ】図２２Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の送信信号の振幅の大きさ順に整列したことを示す図面である。
【図２２Ｅ】図２２Ｃの場合に図２２Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２３Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法VIを説明する順序図である。
【図２３Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２３Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図２３Ｃ】図２３Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図２３Ｄ】図２３Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の送信信号の振幅の大きさ順に整列したことを示す図面である。
【図２３Ｅ】図２３Ｃの場合に図２３Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２４Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法VIIを説明する順序図である
【図２４Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２４Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図２４Ｃ】図２４Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図２４Ｄ】図２４Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の送信信号の振幅の大きさ順に整列したことを示す図面である。
【図２４Ｅ】図２４Ｃの場合に図２４Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２５Ａ】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法VIIIを説明する順序図である。
【図２５Ｂ】二つのチャンネルの多次元直交資源の跳躍パターンが衝突した時の、図２５Ａの方式による最終的な送信信号決定の例を示す図面である。
【図２５Ｃ】図２５Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突例を示す図面である。
【図２５Ｄ】図２５Ａの方式による最終的な送信信号決定を説明するために４つのチャンネル（ｃ、ｊ、ｌ、ｓ）の送信信号の振幅の大きさ順に整列したことを示す図面である。
【図２５Ｅ】図２５Ｃの場合に図２５Ａのアルゴリズムによって決定された最終的な送信信号を示す図面である。
【図２６】本発明の実施例による第１通信局から第２通信局方向の送信器で各直交無線資源単位別の送信信号決定方法I〜VIIIが相対的に第１通信局からの信号の受信の強さが弱い所（セル境界など）に位置した第２通信局に不利な面を、ソフトハンドオフを通じて補完することを示す図面である。
【図２７Ａ】入力ビットと同一な情報ビットとチャンネル符号器で生成された付加ビットとを区分せずに、分類チャンネル符号器の出力ビットの全てを直交資源の分割多重化をする従来の技術の実施例と直交資源の跳躍多重化する本発明の実施例とを示す図面である。
【図２７Ｂ】ターボ符号器の出力ビットの全てを直交資源の分割多重化をする従来の技術の実施例と直交資源の跳躍多重化する本発明の実施例とを示す図面である。
【図２７Ｃ】分類チャンネル符号器の出力ビットで入力ビットと同一な情報ビットは直交資源の分割多重化し、チャンネル符号器で生成された付加ビットは直交資源の跳躍多重化することを示す図面である（分割多重化と跳躍多重化の実施直交無線資源領域を区分）。
【図２７Ｄ】図２７Ｃの実施例で直交資源の分割多重化領域と直交資源の跳躍多重化領域とを時間的に区分することを示す図面である。
【図２７Ｅ】ターボ符号器の出力ビットで入力ビットと同一な情報ビットは直交資源の分割多重化し、チャンネル符号器で生成された付加ビットは直交資源の跳躍多重化することを示す図面である。
【図２８Ａ】本発明の実施例による各フレーム別の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突確率または穿孔確率及び基準値との大小関係を図４Ｃに示した図面である。
【図２８Ｂ】本発明の実施例による各フレーム別の多次元直交資源の跳躍パターンの衝突確率または穿孔確率が基準値より小さくなるように故意に第１通信局から最も影響の少ない第２通信局への送信フレームの全てを送信しないことを示す図面である。
【図２９Ａ】本発明の実施例による広義の多次元直交資源の跳躍多重化のための直交無線資源単位を狭義の直交資源の跳躍多重化のための直交無線資源単位を含む集合と直交資源の分割多重化のための直交無線資源単位を含む集合とに区分することを示す図面である。
【図２９Ｂ】本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化のための直交無線資源単位を固定的に割当てたチャンネルと跳躍パターンによって直交無線資源単位を割当てたチャンネルとが相対的であることを示す図面である。
【図２９Ｃ】従来の技術の実施例による直交資源の分割多重化方式及び本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で、チャンネル要求、無線資源割当、及びチャンネル終了過程を時間の流れによって示した概念図である。
【図２９Ｄ】本発明の他の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で、チャンネル要求、無線資源割当、モード転換、及びチャンネル終了過程を時間の流れによって示した概念図である。
【図３０Ａ】本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で分割モードを示した概念図である。
【図３０Ｂ】本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で跳躍モードを示した概念図である。
【図３０Ｃ】本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で混合モードを示した概念図である。
【図３０Ｄ】本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で単一チャンネルに対するグループモードを示した概念図である。
【図３０Ｅ】本発明の実施例による狭義の多次元直交資源の跳躍多重化方式で多重チャンネルに対するグループモードを示した概念図である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図３Ｅ】
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【図３Ｆ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図４Ｆ】
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【図４Ｇ】
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【図４Ｈ】
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【図４Ｉ】
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【図４Ｊ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１０Ｄ】
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【図１０Ｅ】
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【図１０Ｆ】
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【図１０Ｇ】
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【図１０Ｈ】
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【図１０Ｉ】
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【図１０Ｊ】
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【図１０Ｋ】
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【図１０Ｌ】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
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【図１２Ｄ】
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【図１２Ｅ】
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【図１２Ｆ】
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【図１２Ｇ】
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【図１２Ｈ】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１３Ｃ】
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【図１３Ｄ】
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【図１３Ｅ】
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【図１３Ｆ】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１４Ｃ】
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【図１４Ｄ】
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【図１４Ｅ】
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【図１４Ｆ】
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【図１４Ｇ】
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【図１４Ｈ】
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【図１４Ｉ】
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【図１４Ｊ】
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【図１４Ｋ】
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【図１４Ｌ】
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【図１４Ｍ】
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【図１４Ｎ】
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【図１４Ｏ】
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【図１４Ｐ】
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【図１４Ｑ】
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【図１４Ｒ】
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【図１４Ｓ】
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【図１４Ｔ】
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【図１４Ｕ】
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【図１４Ｖ】
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【図１４Ｗ】
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【図１４Ｘ】
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【図１４Ｙ】
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【図１４Ｚ】
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【図１４ＡＡ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１８Ｃ】
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【図１８Ｄ】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図１９Ｃ】
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【図１９Ｄ】
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【図２０Ａ】
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【図２０Ｂ】
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【図２０Ｃ】
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【図２０Ｄ】
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【図２０Ｅ】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２１Ｃ】
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【図２１Ｄ】
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【図２１Ｅ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２２Ｃ】
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【図２２Ｄ】
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【図２２Ｅ】
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【図２３Ａ】
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【図２３Ｂ】
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【図２３Ｃ】
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【図２３Ｄ】
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【図２３Ｅ】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２４Ｃ】
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【図２４Ｄ】
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【図２４Ｅ】
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【図２５Ａ】
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【図２５Ｂ】
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【図２５Ｃ】
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【図２５Ｄ】
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【図２５Ｅ】
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【図２６】
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【図２７Ａ】
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【図２７Ｂ】
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【図２７Ｃ】
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【図２７Ｄ】
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【図２７Ｅ】
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【図２８Ａ】
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【図２８Ｂ】
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【図２９Ａ】
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【図２９Ｂ】
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【図２９Ｃ】
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【図２９Ｄ】
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【図３０Ａ】
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【図３０Ｂ】
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【図３０Ｃ】
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【図３０Ｄ】
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【図３０Ｅ】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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