(57)【要約】  周波数直交分割多重方式において平均電力に対する最大電力比率(ＰＡＰＲ)を減少させる有無線通信方法及び装置を提供する。  本発明は、(ｎ，ｋ)線形ブロック符号の一般の標準配列においてＰＡＰＲを最小化するベクトルを剰余類の代表に定め、ｋビットの情報に該当するｎビットの符号語に剰余類の代表を加えてＵ(≦２ｎ−ｋ)個のベクトルを作ってＰＡＰＲが最も小さい数列を転送する。次いで、受信側ではシンドロームと剰余類の代表に対する情報のみを知っていれば、受信ベクトルのシンドロームのみを利用して簡単に元来の転送信号を復元できる。その結果、本発明に係る符号化方式は任意の副搬送波数Ｎにかかわらず設計でき、Ｕを増加させることによって性能を向上させられる。また、本発明に係る符号化方式は、従来の選択的写像方法(ＳＬＭ)とは違い、どの剰余類が選択されたかに対する情報を追加に受信端に転送しなくてすむ。
2005516467.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｋビットからなる情報ブロックｄ＝(ｄ０，ｄ１，…，ｄｋ−１)が入力されると、ｎビットからなる符号語ｃ＝(ｃ０，ｃ１，…，ｃｎ−１)を出力する(ｎ，ｋ)線形ブロック符号器；
前記(ｎ，ｋ)符号器の検査行列Ｈに対して相異なるシンドロームを持つように選択された剰余類の代表ｅ１，ｅ２，…，ｅＵと符号語ｃのモジュロ−２加算によりａ１，ａ２，…，ａＵ(Ｕ≦２ｎ−ｋ)を生成するＵ個の加算器；
前記複数個の加算器の出力を各々ｍビット単位に信号シンボルに対応してマッピングし、Ｎ個のシンボルからなる離散信号ｘｉを生成するＵ個のＭ進信号写像器；
前記Ｍ進信号写像器のＮ個のシンボルからなる離散信号ｘｉに対して時間領域でＬＮ個のサンプルから構成された離散信号ｙｉに変換(但し、Ｌはオーバーサンプリング係数)するＵ個のＬＮ−点逆離散フーリエ変換器(ＩＤＦＴ)；及び
それぞれの信号に対するＬＮ個のサンプルの最大値が最小となる信号ｙｊを求めることによってＵ個の離散信号ｙ１，ｙ２，…，ｙＵの中で最小のピーク電力を持つ信号を検出するピーク検出器；を含むＯＦＤＭ送信装置。
【請求項２】
前記ピーク検出器が検索したｙｊに対応したｘｊを離散フーリエ逆変換するＮ−点逆離散フーリエ変換器；及び
前記Ｎ−点逆離散フーリエ変換器の出力をフィルタリングして情報ブロックｄ＝(ｄ０，ｄ１，…，ｄｋ−１)に対するＯＦＤＭ信号を算出する低周波帯域フィルター；をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項３】
前記乗算器と前記Ｍ進信号写像器との間に、前記Ｕ個の加算器のＮビット出力ａｉに対してｍＮビットからなる出力ｂｉを生成する誤り訂正符号器をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項４】
受信された基底帯域ＯＦＤＭ信号をサンプリングして得た信号をＮ−点離散フーリエ変換を通じてＮ個のサンプルから構成された信号Ｘ＝(Ｘ０，Ｘ１，…，ＸＮ−１)に変換するＮ−点離散フーリエ変換器；
前記Ｎ−点離散フーリエ変換器の出力Ｘに対してｎビットから構成された２進ベクトルｒ＝(ｒ０，ｒ１，…，ｒｎ−１)を生成するＭ進逆信号写像器；及び、
(ｎ，ｋ)符号の検査行列Ｈを利用して前記２進ベクトルｒ＝(ｒ０，ｒ１，…，ｒｎ−１)に対するシンドロームを算出し、これに対する剰余類の代表ｅｉを算出して前記２進ベクトルｒにモジュロ−２加算を行うことによってｎビット符号語ｃを算出する加算器；を含むＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記Ｍ進逆信号写像器の出力端に誤り訂正復号器が連結されることを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
全体信号周波数帯域をＮ個の重ならない周波数副チャネルに分割して周波数分割多重化する直交分割多重方法(ＯＦＤＭ)において、
(ａ)ｋビットからなる情報ブロックｄ＝(ｄ０，ｄ１，…，ｄｋ−１)を(ｎ，ｋ)符号器を通じてｎビットからなる符号語ｃ＝(ｃ０，ｃ１，…，ｃｎ−１)として出力する段階；
(ｂ)(ｎ，ｋ)符号の検査行列Ｈに対して相異なるシンドロームを持つように剰余類の代表ｅ１，ｅ２，…，ｅＵを選択し、前記剰余類の代表は各々前記符号語ｃにビット単位にモジュロ−２加算されてａ１，ａ２，…，ａＵ(Ｕ≦２ｎ−ｋ)が生成される段階；
(ｃ)前記ｎビットの出力ａ１，ａ２，…，ａＵはＭ進信号写像器に入力されてｍビット単位に信号シンボルに対応してＮ個のシンボルからなる離散信号ｘｉが生成される段階；
(ｄ)前記Ｎ個のシンボルから形成された離散信号ｘｉはＬＮ−点ＩＤＦＴを通じて時間領域でＬＮ個のサンプルから構成された離散信号ｙｉ(Ｌは、オーバーサンプリング係数)に変換される段階；及び
(ｅ)Ｕ個の離散信号ｙ１，ｙ２，…，ｙＵの中で最小のピーク電力を持つ信号はそれぞれの信号に対するＬＮ個のサンプル最大値が最小となる信号ｙｊを検出し、ｙｊに該当する離散信号ｘｊをＮ−点ＩＤＦＴして情報ブロックｄ＝(ｄ０，ｄ１，…，ｄｋ−１)に対するＯＦＤＭ信号を生成する段階；を含むＯＦＤＭ信号符号化方法。
【請求項７】
前記段階(ｅ)は、前記ｙｊに対応する離散信号ｘｊをＮ−点ＩＤＦＴした後、低周波帯域フィルターリングを行う段階をさらに含むことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ信号符号化方法。
【請求項８】
前記段階(ｂ)の後に、前記ｎビットから構成されたそれぞれのａｉを(ｍＮ，ｎ)誤り訂正符号器に入力してｍＮビットからなる出力ｂｉを生成し、前記ｂｉを前記段階(ｃ)のＭ進信号写像器に入力する段階をさらに含むことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ信号符号化方法。
【請求項９】
全体信号周波数帯域をＮ個の重ならない周波数副チャネルに分割して周波数分割多重化する直交分割多重方法(ＯＦＤＭ)において、
(ａ)受信された基底帯域ＯＦＤＭ信号をサンプリングして得た信号をＮ−点ＤＴＦを通じて周波数領域でのＮ個サンプルから構成された信号Ｘ＝(Ｘ０，Ｘ１，…，ＸＮ−１)に変換する段階；
(ｂ)前記ＸをＭ進逆信号写像器を通じてｎビットからなる２進ベクトルｒ＝(ｒ０，ｒ１，…，ｒｎ−１)を算出する段階；
(ｃ)(ｎ，ｋ)符号の検査行列Ｈを利用してｒに対するシンドロームを求め、これに該当する剰余類の代表ｅｉを算出する段階；及び
(ｄ)前記ｒに対してｅｉをモジュロ−２加算して補正することによってｎビットからなる符号語ｃを算出し、前記ｃからｋビットからなる情報ブロックｄを算出する段階；を含むＯＦＤＭ信号復号化方法。
【請求項１０】
前記段階(ｂ)は、前記Ｍ進逆信号写像器の出力端に連結された誤り訂正符号器を通じてｎビットからなる２進ベクトルｒを算出する段階を含むことを特徴とする請求項９に記載のＯＦＤＭ信号復号化方法。
【請求項１１】
ｋビットからなる２進データ列を所定符号率ｋ／ｎによる符号化を通じてｎビットの符号化ビットの列を出力する符号化器と、前記符号化ビットの列に対応して直交周波数分割多重変調シンボル列を出力する逆離散フーリエ変換器と、これら逆離散フーリエ変換器から出力される変調シンボル列のうち最小のピーク電力を持つ変調シンボル列を選択して出力するピーク検出部と、を含む直交周波数分割多重方式の送信装置において、前記符号化ビットの列を前記複数の逆離散フーリエ変換器に提供する方法において、
前記符号化ビットの標準配列がＵ個の剰余類と表され、前記各剰余類内のベクトルのうち任意のベクトルを剰余類の代表として選択する過程と；
前記符号化ビットの列を前記選択した剰余類の代表各々とビット単位のモジュロ−２演算を行うことによって相異なるシンドロームを持つＵ個の符号化ビットの列を出力する過程と；
前記Ｕ個の符号化ビットの列各々を所定ビット単位へのシンボルマッピングを通じて複数のシンボルからなるＵ個の離散信号列を求め、前記各離散信号列を前記逆離散フーリエ変換器のうち対応する逆離散フーリエ変換器に提供する過程と；を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
前記剰余類の代表として選択する任意のベクトルは、転送中に最も多く発生すると予想される誤り形態であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記剰余類の代表として選択する任意のベクトルは、前記剰余類内のベクトルのうち平均電力に対する最大電力比率を最小化するベクトルであることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記剰余類の代表として選択した任意のベクトルは、前記剰余類内のベクトルのうち最も少ない重み付け値を持つベクトルであることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
前記Ｕは、２ｎ−ｋより小さいか等しいことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１６】
ｋビットからなる２進データ列を所定符号率ｋ／ｎによる符号化を通じてｎビットの符号化ビットの列を出力する符号化器と、前記符号化ビットの列に対応して直交周波数分割多重変調シンボル列を出力する逆離散フーリエ変換器と、これら逆離散フーリエ変換器から出力される変調シンボル列のうち、最小のピーク電力を持つ変調シンボル列を選択して出力するピーク検出部と、を含む直交周波数分割多重方式の送信装置において、前記符号化ビットの列を前記複数の逆離散フーリエ変換器に提供する装置において、
前記符号化ビットの標準配列の各剰余類内のベクトルから一つずつ選択された任意のベクトルである剰余類の代表を入力し、前記符号化ビットの列を前記剰余類の代表各々とビット単位のモジュロ−２演算を行うことによって相異なるシンドロームを持つＵ個の符号化ビットの列を出力する加算器と；
前記Ｕ個の符号化ビットの列各々を所定ビット単位へのシンボルマッピングを通じて複数のシンボルからなるＵ個の離散信号列を求め、前記各離散信号列を前記逆離散フーリエ変換器のうち対応する逆離散フーリエ変換器に提供する写像器と；含むことを特徴とする装置。
【請求項１７】
前記剰余類の代表として選択する任意のベクトルは転送中に最も多く発生すると予想される誤り形態であることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
前記剰余類の代表として選択する任意のベクトルは、前記剰余類内のベクトルのうち平均電力に対する最大電力比率を最小化するベクトルであることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１９】
前記剰余類の代表として選択された任意のベクトルは前記剰余類内のベクトルのうち最も少ない重み付け値を持つベクトルであることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項２０】
前記Ｕは、２ｎ−ｋより小さいか等しいことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、有無線通信方式に関し、特に、周波数直交分割多重方式(ＯＦＤＭ；orthogonal frequency division multiplexing)システムにおいて、平均電力に対する最大電力比率(ＰＡＰＲ；peak to average power ratio)を減少させる方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
典型的な並列データシステムにおいて全体信号周波数帯域は、Ｎ本の重ならない周波数副チャネル(sub-channels)に分けられる。それぞれのシンボルは複数本の副チャネルを通じて変調され、Ｎ本の副チャネルは周波数分割多重化される。
【０００３】
図１は、従来の技術に係る周波数直交分割多重方式の構成を示す図である。図１を参照すれば、周波数直交分割多重方式では並列データを変復調するのに離散フーリエ変換(ＤＴＦ；discrete Fourier Transform)が使われる。
【０００４】
次に、図１を参照して通常のＯＦＤＭ方式の通信システムの動作について説明する。まず、任意の大きさを持つ直列データ列はデータ変換器１１に入力される。該データ変換器１１は、前記直列データ列を並列データ列として出力する。この時、前記データ変換器１１の各出力ポートに出力される並列データ列はＸビットからなると仮定する。各々がＸビットらからなる並列データ列は信号写像器１２に入力される。該信号写像器１２は、前記並列データ列各々をＰＳＫ(Phase Shift Keying)またはＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)などのあらかじめ定められた変調方式により変調して複数の変調シンボル列d0、d1、．．．、dN-1を出力する。逆デジタルフーリエ変換器１３は、前記複数の変調シンボル列d0、d1、．．．、dN-1各々を逆フーリエ変換して並列ＯＦＤＭ信号列として出力する。該並列ＯＦＤＭ信号列は並/直列データ変換器１４により直列ＯＦＤＭ信号列として出力される。これら直列ＯＦＤＭ信号列は、ガイドインターバル挿入器１５に入力される。該ガイドインターバル挿入器１５は、前記直列ＯＦＤＭ信号列に対するガイドインターバルを挿入してＤ/Ａ ＬＰＴ １６に出力される。該Ｄ/Ａ ＬＰＴ １６は前記ガイドインターバルが挿入された直列ＯＦＤＭ信号列のデジタル値をアナログ値に変換する。前記Ｄ/Ａ ＬＰＴ １６により変換されたアナログ信号は、チャネル１７に転送される。該チャネル１７は、無線通信のためのデータ転送通路を意味する。以上ではＯＦＤＭ方式の通信システムにおける送信機の動作を説明した。
【０００５】
前記チャネル１７を通じて転送された出力信号は、ＯＦＤＭ方式の通信システムにおいて受信機を構成するＬＰＴ Ａ/Ｄ １８に入力される。該ＬＰＴ Ａ/Ｄ １８は、前記チャネル１７から受信されるアナログ信号をデジタル信号に変換してガイドインターバル除去器１９に出力する。該ガイドインターバル除去器１９は、前記デジタル信号に挿入されているガイドインターバルを除去した後、直/並列データ変換器２０に出力する。該直/並列データ変換器２０は前記ガイドインターバルが除去されたデジタル信号、すなわち直列ＯＦＤＭ信号列をＸビット単位の並列ＯＦＤＭ信号列として出力する。これら並列ＯＦＤＭ信号列はデジタルフーリエ変換器２１に入力される。前記デジタルフーリエ変換器２１は前記並列ＯＦＤＭ信号列各々に対してフーリエ変換を行って複数の変調シンボル列を出力する。これら複数の変調シンボル列は信号逆写像器２２に入力される。該信号逆写像器２２は前記変調シンボル列を単位に復調を行う。これら復調により出力される並列データ列は並/直列データ変換器２３に入力される。該並/直列データ変換器２３は前記並列データ列を１本の直列データ列に変換して出力する。
【０００６】
Ｎ個の搬送波を使用する周波数直交分割多重方式通信システムにおいてｋ番目のＯＦＤＭ信号を表現するために、与えられたシンボル区間Ｔにおいてｉ番目の搬送波に割り当てる変調された値をＡｉ,ｋ(ｉ＝０,１,…,Ｎ−１)とする。それぞれのＡｉ,ｋは変調方式によってコンスタレーション図(constellation plot)のシンボルの一つとなる。この変調されたＡｉ,ｋ信号を用いてＯＦＤＭ基底帯域信号の複素数値をもつ包絡線は、下記の数式１のように示すことができる。
【０００７】
【数１】
2005516467.tif 000003
式中、ｇ(ｔ)は、幅Ｔの矩形パルス(rectangular pulse)を表し、Ｔは、ＯＦＤＭシンボル区間(symbol duration)を表す。ＯＦＤＭの搬送波間に直交性を保持するために、ｉ番目の搬送波周波数ｆｉは中心周波数(center frequency)に対して下記の数式２のように示すことができる。
【０００８】
【数２】
2005516467.tif 000004
【０００９】
式中、Δｆは１つの搬送波に対する帯域幅を意味し、ＯＦＤＭシンボル率(１/Ｔ)の整数倍である。
【００１０】
このようなＯＦＤＭシステムのいくつの主要特徴を見てみると、転送帯域幅及びデータ転送率が同一である単一搬送波(single carrier)方式と比較する場合、送信データをＮ個の搬送波に分散して転送するとき転送シンボル１つの持続時間は単一搬送波方式の約Ｎ倍となる。この結果、転送シンボル１個の持続時間が単一搬送波方式のそれよりも著しく長くなる。その上、時間領域で保護区間(guard interval)が付加されると、多重経路が増加しても遅延(delay)による転送特性の劣化が低減する。
【００１１】
また、データを転送帯域全体に分散して転送するため、特定周波数帯域に妨害信号(interference signal)が存在する場合にその影響を受けるものは一部のデータに限定され、インターリーバ(interleaver)と誤り訂正符号を使って效率よく性能を改善できる。
【００１２】
一般に、多重搬送波転送方式において多重搬送波信号の最大電力(Peak Envelope Power)は搬送波の数に比例して増加する。仮に、ＯＦＤＭ方式においてＮ個の信号が同位相で重なると、多重搬送波信号の最大電力は平均電力のＮ倍ほど増加するようになる。ＰＡＰＲは、多重搬送波の最大電力と平均電力の比として定義され、ＰＡＰＲが大きくなると、Ａ/Ｄ(Analog/Digital)またはＤ/Ａ(Digital/Analog)変換の複雑度が増加し、ＲＦ(radio frequency)パワー増幅器の効率性が劣化することにつながる。
【００１３】
そこで、ＰＡＰＲを減らすための研究は近来活発に行われてきており、これは、広帯域通信において優れた性能を見せるＯＦＤＭシステムを有効に具現する上で必須的に解決しなければならない問題の一つといえる。
【００１４】
任意の複素数値を持つ数列{Ａ0，Ａ1，… ，ＡＮ−１}をＮ個の搬送波を利用して転送する場合、ＯＦＤＭ基底帯域信号s(t)は、時間ｔ∈[０，Ｔ]に対して下記の数式３で示される。
【００１５】
【数３】
2005516467.tif 000005
また、ＯＦＤＭ基底帯域信号のＰＡＰＲは、下記の数式４で定義される。
【００１６】
【数４】
2005516467.tif 000006
【００１７】
上記の数式において、ＡｉがＭＰＳＫ変調された信号であれば最大瞬時電力はＮ２まで可能であり、平均電力はＮなので、ＰＡＰＲはＮまで可能である。
【００１８】
したがって、任意の数列を利用してＯＦＤＭ信号を生成すれば非常に高い最大瞬時電力を持つことから、高いＰＡＰＲを持つようになる。ＯＦＤＭシステムでは変調と復調のためにＩＤＦＴ(Inverse Discrete Fourier Transform)とＤＴＦを使用するので、任意のシンボル区間において基底帯域ＯＦＤＭシンボルはＮ個のサンプル(sample)値で表され、したがって、基底帯域ＯＦＤＭシンボルは下記のように示される。
【００１９】
【数５】
2005516467.tif 000007
【００２０】
上記の数式５で定義されたように、ＰＡＰＲを生成するためにＬＮ−点（L*N-point）ＩＤＦＴを考慮する。ここで、Ｌはオーバーサンプリング係数(over sampling factor)である。長さがＮの変調された入力数列をＡ＝{Ａ０，Ａ１,…，ＡＮ−１}とすれば、ＬＮ−点ＩＤＦＴを獲得するために(Ｌ−１)Ｎ個の‘０’を付け加えた数列Ａ′＝{Ａ０′，Ａ１′，…，ＡＬＮ−１′}＝{Ａ０，Ａ１，…，ＡＮ−１，０，０，…，０}を考慮する。数列Ａ′を利用して１シンボル区間で数列ＡのＬＮ−点ＩＤＦＴを獲得した後のｎ番目のサンプルは次のように示される。
【００２１】
【数６】
2005516467.tif 000008
【００２２】
連続的な信号のＰＡＰＲは計算が複雑なので、数列Ａに対するＯＦＤＭ信号のＬＮ個のサンプルだけを考慮してＰＡＰＲを計算する。すなわち、数列Ａに対するＬＮ−点ＩＤＦＴサンプルだけを考慮したＰＡＰＲは次のように定義される。
【００２３】
【数７】
2005516467.tif 000009
【００２４】
上記の数式７で定義されたように、ｓ[ｎ]はＬＮ−点ＩＤＦＴによるサンプルであり、Ｌはオーバーサンプリング係数(over sampling factor)を意味する。そして、Ｅは平均を取る演算子である。Ｌ＝１の場合をNyquistサンプリングという。実際に連続的な時間の関数である数式５のＰＡＰＲを求めるためにはオーバーサンプリング係数Ｌが４程度なら充分であることが知られている。
【００２５】
周波数直交分割多重方式通信システムにおいてＰＡＰＲを改善するための方案として様々なものが提案されている。ＰＡＰＲを減少させるための最も簡単な方法として、信号の最大大きさを一定大きさ以下に制限するクリッピング(clipping)方法が挙げられる。
【００２６】
ところが、従来の技術に係るクリッピング方法はＰＡＰＲを減らす最も簡単な方法ではあるものの、いくつかの問題点を抱えている。まず、クリッピングはＯＦＤＭ信号の振幅(amplitude)を歪ませてしまい、結局としてＢＥＲ(bit error rate)を増加させる自己干渉(self-interference)を生じさせる。また、ＯＦＤＭの信号歪みが非線形であるがために帯域外周波数特性を劣化させてしまう。
【００２７】
一方、ＯＦＤＭシステムにおいてＰＡＰＲを減少するための他の方案においては、Golayにより導入されたGolay数列が重要な要素とされている。ところが、Golay数列だけを使用する場合ＰＡＰＲ値が２(３ｄＢ)に制限されるという長所はあるが、搬送波の数が多くなるほど符号率が速く減少するという短所がある。
【００２８】
また、ＯＦＤＭシステムにおいてＰＡＰＲを減少させるためのさらに他の従来の技術に誤り訂正符号技術を利用することができる。これは、ブロック符号化手法に基づいて小さい最大電力をもつ符号だけを選択してＯＦＤＭ信号を生成することによって全体のＰＡＰＲを減少させる方法である。しかしこれもまた、搬送波が増加するほど符号率が著しく落ちてしまうという欠点がある。
【００２９】
また、その他の従来の技術としてＳＬＭ(selective mapping)方式があるが、ＳＬＭの基本的概念は、同じ情報を表す数個のＯＦＤＭ信号を生成するのにある。すなわち、同じ情報を表すＵ個の数列を生成し、その中で最も小さいＰＡＰＲをもつ数列を転送する方式である。
【００３０】
図２は、従来の技術に係るＳＬＭ方式のＯＦＤＭシステムの構造を示す図である。
【００３１】
図２を参照して通常のＳＬＭ方式のＯＦＤＭシステムの送信機動作を説明すれば、データソース３１からのデジタル値(１/−１)で表現されるデータ列Ａは直/並列データ変換器３２に入力される。前記直/並列データ変換器３２は前記直列で入力されるデータ列を並列データ列に変換して出力する。これら並列データ列各々は複数の乗算器３３−１、３３−２、．．．、３３−Ｕのうち対応する乗算器に入力される。これらの乗算器３３−１、３３−２、．．．、３３−Ｕは、前記入力される並列データ列を前記並列データ列各々に対応して別途に入力される数列で乗じて出力する。１番目の乗算器３３−１は、前記並列データ列のうち１番目のデータ列に１番目の数列Ｐ(１)を乗じて数列Ａ(１)を出力する。２番目の乗算器３３−２は、前記並列データ列のうち２番目のデータ列に２番目の数列Ｐ(２)を乗じて数列Ａ(２)を出力する。Ｕ番目の乗算器３３−Ｕは、前記並列データ列のうちＵ番目のデータ列にＵ番目の数列Ｐ(Ｕ)を乗じて数列Ａ(Ｕ)を出力する。一方、残りの乗算器である３番目の乗算器ないしＵ−１番目の乗算器も同様に、前述の乗算器と同じ動作を行う。前記乗算器３３−１、３３−２、．．．、３３−Ｕから出力される数列Ａ(１)、Ａ(２)、．．．、Ａ(Ｕ)は、Ｕ個の逆デジタルフーリエ変換器３４−１、３４−２、．．．、３４−Ｕのうち、対応する逆デジタルフーリエ変換器に入力される。これら逆デジタルデータ変換器３４−１、３４−２、．．．、３４−Ｕは、Ａ(１)、Ａ(２)、．．．、Ａ(Ｕ)各々を逆フーリエ変換し、これら逆フーリエ変換された信号列、すなわち時間領域の数列ａ(１)、ａ(２)、．．．、ａ(Ｕ)を出力する。これら時間領域の数列ａ(１)、ａ(２)、．．．、ａ(Ｕ)は選択器３５に入力される。該選択器３５は、前記時間領域の数列ａ(１)、ａ(２)、．．．、ａ(Ｕ)各々に対するＰＡＰＲを計算し、該計算したＰＡＰＲのうち最小値を持つＰＡＰＲを選択する。該最小値を持つＰＡＰＲを選択すれば、前記逆フーリエ変換された信号列のうち、前記選択したＰＡＰＲを持つ逆フーリエ変換された信号列を最終転送信号
【００３２】
【数８】
2005516467.tif 000010
として出力する。一方、これと同時に前記選択した逆フーリエ変換された信号列を識別する付加情報を転送する。
【００３３】
前記データソース３１からの入力数列をＡとすれば、このような情報を持っているＵ個の独立的な数列Ａ(ｕ)(ｕ＝１，２，．．．，ｕ)は各々、数列Ｐ(ｕ)(ｕ＝１，２，．．．，ｕ)をＡに乗じることによって生成される。つまり、時間領域の数列ａ(ｕ)(ｕ＝１，２，．．．，ｕ)は、下記の数式９に示すように、各々の数列Ａ(ｕ)のＩＤＦＴを通じて求められる。
【００３４】
【数９】
2005516467.tif 000011
【００３５】
これらの信号ａ(１)ないしａ(ｕ)は全てＡという同じ情報を持っており、これらの信号のうち実際に転送される信号は最も小さいＰＡＰＲを持つ信号が転送されるようになる。
【００３６】
理論的には同じ情報を表す独立的な数列の個数が増加するほどＰＡＰＲの特性が良好になる。しかし、Ｕの増加につれてシステムの複雑度も増加することになる。
【００３７】
その他にも、従来の技術に係るＳＬＭにおいては、受信側で元来の情報を復元するためには、転送されるＵ個の数列のうち、送信側で実際に用いられる数列を知っていなければならず、このため、付加情報(side information)が別途に転送される必要があるという重大な欠点がある。しかも、転送中に付加情報が誤りを持つと、バーストエラーを生じさせる可能性があり、システム性能が大きく劣化してしまうことにつながる。したがって、このような付加情報は最大限に保護されつつ転送されなければならない。
【００３８】
さらに他の従来の技術として、ＰＴＳ(partial transmit sequence)方式がある。従来の技術に係るＰＴＳ方式は、入力数列を独立的なＭ個の部分ブロックに分割した後、各部分ブロックに位相変化を与えることによって同じ情報を表す数本の数列を生成してＰＡＰＲを減少させる方法である。これもまた、受信端で元来の情報を復元するためには位相変化に対する付加情報を転送しなければならない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３９】
したがって、本発明の目的は、情報転送効率を劣らせないとともに、一方で平均電力に対する最大電力比率を減少させられる周波数直交分割多重方式通信方法及び装置を提供することにある。
【００４０】
本発明の他の目的は、別途の付加情報を転送することなく任意の搬送波数に関らず平均電力に対する最大電力比率を減少させられる周波数直交分割多重方式通信方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
上記の目的を達成するべく、本発明は、ｋビットからなる情報ブロックｄ＝(ｄ０，ｄ１，…，ｄｋ−１)が入力されると、ｎビットからなる符号語ｃ＝(ｃ０，ｃ１，…，ｃｎ−１)を出力する(ｎ，ｋ)線形ブロック符号器と、前記(ｎ，ｋ)符号器の検査行列Ｈに対して相異なるシンドロームを持つように選択された剰余類の代表ｅ１，ｅ２，…，ｅＵと符号語ｃのモジュロ−２加算によりａ１，ａ２，…，ａＵ(Ｕ≦２ｎ−ｋ)を生成するＵ個の加算器と、前記複数個の加算器の出力を各々ｍビット単位に信号シンボルに対応してＮ個のシンボルからなる離散信号ｘｉを生成するＵ個のＭ進信号写像器と、前記Ｍ進信号写像器のＮ個のシンボルからなる離散信号ｘｉに対して時間領域でＬＮ個のサンプルから構成された離散信号ｙｉに変換(但し、Ｌはオーバーサンプリング係数)するＵ個のＬＮ−点逆離散フーリエ変換器ＩＤＦＴと、それぞれの信号に対するＬＮ個のサンプルの最大値が最小となる信号ｙｊを求めることによってＵ個の離散信号ｙ１，ｙ２，…，ｙＵの中で最小のピーク電力を持つ信号を検出するピーク検出器と、を含むＯＦＤＭ送信装置を提供する。
【発明の効果】
【００４２】
上述した如く、本発明は、一般の標準配列でＰＡＰＲを最小化するベクトルを剰余類の代表に定め、これに基づいてＰＡＰＲが最も小さい数列を転送する。次いで、受信側ではシンドロームと剰余類の代表に対する情報のみを知っていれば、受信ベクトルのシンドロームのみを利用して簡単に元来の転送信号を復元できる。
【００４３】
その結果、本発明に係るＯＦＤＭ方式は、任意の搬送波数Ｎに関係なく設計でき、Ｕ(≦２ｎ−ｋ)を増加させることによって性能を向上させることができる。また、本発明に係るＯＦＤＭ方式は、従来のＳＬＭ技術とは違い、どの信号が選択されたかに対する情報を追加に転送しなくてすむ。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
以下、図３、図４Ａ及び４Ｂを参照して本発明に係る平均電力に対する最大電力比率を減少させる技術について詳細に説明する。
【００４５】
図３は、本発明によって(ｎ，ｋ)線形ブロック符号の標準配列を示す表である。ここで、ｃｉは(ｎ，ｋ)ブロックコードの符号語であり、ｃｉベクトルは長さｎを有する。まず、本発明に係るＰＡＰＲ減少手法に基づいて線形ブロック符号の標準配列(standard array)を詳細に説明する。
【００４６】
線形ブロック符号の符号語ｃが転送される時チャネル上の雑音をｅとすれば、受信されたベクトルｒは、ｒ＝ｃ＋ｅであり、ｒｉ＝ｃｉ＋ｅｉ(ｉ＝１,２, … ,ｎ)で示される。Ｈを(ｎ−ｋ)×ｎ検査行列とする時、Ｈｃｔ＝０が成り立つ。ここで、ｔは転置行列を意味する。受信されたベクトルｒに対するシンドローム(symdrome)ｓは、下記の数式１０のように定義される。
【００４７】
【数１０】
2005516467.tif 000012
【００４８】
したがって、シンドロームは、転送された符号語によっては影響を受けず、チャネル上に生じた誤りによってのみ影響を受ける。仮に、ｅ＋Ｃ＝{ｘ│ｘ＝ｅ＋ｃ，ｃ∈Ｃ}をベクトルｅを含む符号Ｃの剰余類とすれば、ｅ＋Ｃに属した任意のベクトルｘのシンドロームは、下記の数式１１で示される。
【００４９】
【数１１】
2005516467.tif 000013
【００５０】
したがって、剰余類ｅ＋Ｃ内の全てのベクトルはｅに対するシンドロームを持つ。
【００５１】
任意のブロック符号の最も簡単な復号方法は標準配列を使用するものである。図３を参照すれば、標準配列では各剰余類(coset)ｅ＋Ｃにおいて最も多発しそうな誤り形態を剰余類の代表(coset leader)と定義する。すなわち、ｅ＋Ｃにおいて最も少ない重み付け値(weight)を持つベクトルが剰余類の代表となる。したがって、仮にｅｕをｅ＋Ｃ内において剰余類の代表とすれば、ｅｕ＋Ｃ＝ｅ＋Ｃとなる。
【００５２】
一般の標準配列の生成方法によって(ｎ，ｋ)ブロック符号に対する標準配列を生成すれば図３のようになる。この時、全体ｎビットからなるベクトルの数２ｎとなり、符号語の数２ｋをＫと定義する。したがって、剰余類の個数は２ｎ／２ｋ＝２ｎ−ｋとなる。図３において、ｅｕ(ｕ＝１，２，…，Ｕ)が各剰余類の代表となる。
【００５３】
剰余類内の任意のベクトルを該当剰余類の代表として選択できるため、剰余類内においてＰＡＰＲを最小化するベクトルを剰余類の代表に定め、これに基づいて生成された標準配列を使用すればＰＡＰＲを減少させることができる。
【００５４】
本発明の好ましい実施例において、転送すべき情報に該当する符号語をｃｉとすれば、あらかじめ定められた剰余類の代表ｅＵ(Ｕ＝１，２，…，ｕ)を使ってＵ個のベクトルｃｉ＋ｅｕ(ｕ＝１，２，…，Ｕ)を生成し、これらの中で最も小さいＰＡＰＲを持つベクトルを転送する。したがって、受信側ではシンドロームと剰余類の代表に対する情報のみを知っていれば受信ベクトルのシンドロームのみを利用して簡単に元来の転送された信号ｃｉを復元できる。
【００５５】
図４Ａ及び図４Ｂは、本発明の好ましい実施例によって線形ブロック符号の標準配列を利用したＰＡＰＲ減少手法が適用されたＯＦＤＭシステムを示す図である。図４Ａは、本発明に係るＯＦＤＭ送信側を示す図であり、この送信側では、Ｕ個の数列の中から転送される数列を決定するためにＬＮ−点ＩＤＦＴを利用してＰＡＰＲを計算した後、最も小さいＰＡＰＲを持つ数列のＮ個のサンプルＩＤＦＴ結果を基底帯域ＯＦＤＭシンボルに転送する。したがって、転送しなければならないベクトルをｃｉ、最小のＰＡＰＲを持つ信号に使われた剰余類の代表をｅｕとすれば、関連式は下記のようになる。
【００５６】
【数１２】
2005516467.tif 000014
【００５７】
図４Ａを参照すれば、(ｎ，ｋ)符号器１００にｋビットからなる情報ブロックｄ＝(ｄｏ，ｄ１，…，ｄｋ−１)が入力されると、ｎビットからなる符号語ｃ＝(ｃｏ，ｃ１，…，ｃｎ−１)を出力する。
【００５８】
次いで、(ｎ，ｋ)符号の検査行列Ｈに対して剰余類の代表ｅ１，ｅ２，…，ｅｕ １０５は相異なるシンドロームを持つように選択され、送/受信機に各々格納されて後で容易に利用されるか、あるいは、シンドローム演算に容易に利用される。これらの剰余類の代表は符号語ｃに各々ビット単位にモジュロ−２加算されてａ１，ａ２，…，ａｕを生成する。ここで、Ｕ≦２ｎ−ｋである。Ｕを２ｎ−ｋよりもはるかに小さく保持し、ｅ１，ｅ２，…，ｅｕを制限的に選択することによって、(ｎ，ｋ)符号は誤り訂正能力を有することができる。
【００５９】
本発明の好ましい実施例において、チャネル上の誤りを適宜訂正するために誤り訂正符号(error-correcting code：ＥＣＣ)１１０を選択的に使用することができる。この場合、ｎビットからなるそれぞれのａｉは(ｍＮ，ｎ)誤り訂正符号の符号器１１０に入力され、これにより、ｍＮビットからなる出力ｂｉが生成される。誤り訂正符号を使用しない場合にはｂｉ＝ａｉとｎ＝ｍＮの関係が成り立つ。
【００６０】
一方、ｍＮビットからなる出力ｂｉはＭ進信号写像器(M-ary mapper)１２０に入力されてビット単位に信号シンボルに対応してＮ個のシンボルからなる離散信号ｘｉが生成される。次いで、Ｎ個のシンボルからなる離散信号ｘｉはＬＮ−点ＩＤＦＴ １３０を通じて時間領域におけるＬＮ個のサンプルから構成された離散信号ｙｉに変換される。Ｌはオーバーサンプリング係数(oversampling factor)である。
【００６１】
すると、ピーク検出器１４０は、それぞれの信号に対するＬＮ個のサンプルの最大値が最小となる信号ｙｉを求めることによってＵ個の離散信号ｙ１，ｙ２，…，ｙＵの中で最小のピーク電力を持つ信号を検出する。ｙｉに該当する離散信号ｘｊをＮ−点（N-point）ＩＤＦＴした後に低周波帯域フィルターに通過させることによって情報ブロックｄ＝(ｄ１，ｄ２，…，ｄｋ−１)に対するＯＦＤＭ信号が得られる。
【００６２】
次に、本発明に係るＯＦＤＭ受信機の動作を図４Ｂを参照して説明する。受信された基底帯域ＯＦＤＭ信号をサンプリングして得た信号は、Ｎ−点ＤＴＦ ２００で周波数領域におけるＮ個のサンプルから構成された信号Ｘ＝(Ｘ０，Ｘ１，…，ＸＮ−１)に変換される。次いで、前記Ｘは、Ｍ進逆信号写像器(demapper)２１０に印加され、ＥＣＣの復号器２２０により復号化されてｎビットからなる２進ベクトルｒ＝(ｒ０，ｒ１，…，ｒｎ−１)が生成される。すると、シンドローム演算回路２３０では(ｎ，ｋ)符号の検査行列Ｈを利用してｒに対するシンドロームを求め、剰余類の代表選択器２４０は前記演算されたシンドロームに該当する剰余類の代表ｅｉを選択する。
【００６３】
最終的に、ｒに対してｅｉを補正することによってｎビットからなる符号語ｃを求める。すなわち、ｃ＝ｒ−ｅｉである。符号語ｃからｋビットからなる情報ブロックｄを求める。すなわち、受信側では、受信した信号のシンドロームを求めて転送時に使用した剰余類の代表を決定でき、剰余類の代表を再び受信されたベクトルに加えることによって元来の転送ベクトルを簡単に求めることができる。
【００６４】
従来の技術に係るＳＬＭ方式は、転送された信号に対する付加情報を受信機に送る必要があるに対し、本発明に係る標準配列を利用する場合、受信側で剰余類の代表に対する情報のみを知っていれば別途の付加情報を転送しなくてすむという長所がある。もちろん、両方の方法とも周波数効率においてやや減少が生じる。しかし、本発明によって標準配列を使用する場合には符号率の高いブロック線形符号を使用して周波数効率の減少をある程度補償できる。
【００６５】
前述の本発明の特徴と技術的長所は、特許請求の範囲のより容易な理解を助けるために多少幅広く概説された。したがって、本発明のその他の特徴と長所は、特許請求の範囲によって詳述される。開示された本発明の概念と特定実施例は、本発明と類似な目的を行うための他の構造の設計や修正の基本として直接使用されうるということは、当該技術分野における熟練された者にとって自明であろう。
【００６６】
また、本発明で開示された発明概念と実施例が本発明の同一の目的を行うために他の構造に修正したり設計したりするための基礎として当該技術分野の熟練された者により使用されることができる。また、当該技術分野の熟練された者による修正または変更された等価構造は、特許請求の範囲で記述した発明の思想や範囲を外れない限度内で様々な変化、置換及び変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】従来の技術に係る周波数直交分割多重方式の構成を示す図。
【図２】従来の技術に係る選択写像(ＳＬＭ)方式の周波数直交分割多重方式システムの構造を示す図。
【図３】本発明によって(ｎ，ｋ)ブロック符号の標準配列を示す表。
【図４Ａ】本発明の好ましい実施例によって線形ブロック符号の標準配列を利用したＰＡＰＲ減少手法が適用された周波数直交分割多重方式システムを示す図。
【図４Ｂ】本発明の好ましい実施例によって線形ブロック符号の標準配列を利用したＰＡＰＲ減少手法が適用された周波数直交分割多重方式システムを示す図。
【符号の説明】
【００６８】
１００：符号器
１０５：剰余類の代表(coset leader)
１１０：誤り訂正符号(ＥＣＣ；error correcting code)
１２０：Ｍ進信号写像器(M-ary mapper)
１３０：ＬＮ−点逆離散フーリエ変換器(ＩＤＦＴ；inverse discrete Fourier Transform)
１４０：ピーク検出器(peak detector)
２００：ＬＮ−点離散フーリエ変換器(ＤＴＦ；discrete Fourier Transform)
２１０：Ｍ進逆信号写像器
２２０：誤り訂正復号器
２３０：シンドローム(syndrome)
２４０：剰余類の代表(coset leader)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【国際調査報告】
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