(57)【要約】第１の低い周波数帯域、例えばＧＳＭ帯域の信号用の第１フィード線（１２）と、第２の高い周波数帯域、例えばＤＣＳ帯域の信号用の第２フィード線（１４）と、接地ピン（１６）とを有する平面逆Ｆアンテナ（１０）を備えたデュアルバンドアンテナ配列を有する無線端末。第１結合ステージ（２６Ａ）が、第１トランシーバ（ＧＳＭ）の送信／受信パスを第１フィード線に結合し、第２結合ステージ（２６Ｂ）が、第２トランシーバ（ＤＣＳ）の送信／受信パスを前記第２フィード線に結合する。第１と第２の結合ステージの各々は、各々送信信号路に結合される第１端部と、バンドパスフィルタ手段（５２Ａ、５２Ｂ）によって各々の受信信号路に結合される第２端部とを有する１／４波長の送信線（５０Ａ、５０Ｂ）を備える。第１ＰＩＮダイオード（Ｄ１、Ｄ３）が各々の１／４波長送信線の第１端部と、各々のフィード線（１２、１４）に送信信号路を結合し、第２ＰＩＮダイオード（Ｄ２、Ｄ４）が各々の１／４波長送信線の第２端部をアースに結合する。これらの帯域の一方で送信動作中に、関連する結合ステージの第１と第２のＰＩＮダイオードをオンにする一方、他方の結合ステージのＰＩＮダイオードをオフにし、受信モードにある場合、全てのＰＩＮダイオードをオフにする。一方のトランシーバで受信される信号は、他方のトランシーバの結合ステージにあるバンドパスフィルタによって反射される。
2005524326.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の低い周波数帯域の信号用の第１フィード線と、第２の高い周波数帯域の信号用の第２フィード線と、接地ピンとを有するアンテナと、第１のトランシーバの送信／受信パスを前記第１フィード線に結合する第１の結合手段と、第２のトランシーバの送信／受信パスを前記第２フィード線に結合する第２の結合手段とを備えるデュアルバンドアンテナ配列を有する無線端末であって、前記第１と第２の結合手段の各々は、各々送信信号路に結合される第１端部と、バンドパスフィルタ手段によって各々の受信信号路に結合される第２端部とを有する１／４波長の送信線と、各々の１／４波長送信線の第１端部に送信信号路を結合する第１のスイッチング装置と、各々の１／４波長送信線の第２端部をアースに結合する第２のスイッチング装置と、送信モードにある場合、前記第１と第２の結合手段の一方の第１と第２のスイッチング装置をオンにし、受信モードにある場合、前記第１と第２のスイッチング装置をオフにし、他方の第１と第２の結合手段のスイッチング装置を非導通にする手段とを備えることを特徴とする無線端末。
【請求項２】
前記アンテナは平面逆Ｆアンテナであることを特徴とする請求項１に記載の無線端末。
【請求項３】
前記接地ピンは前記第１フィード線と前記第２フィード線間に設置され、前記第１および第２フィード線から絶縁されることを特徴とする請求項１または２に記載の無線端末。
【請求項４】
前記第２結合手段のバンドパスフィルタ手段の信号入力における電圧を低下させる手段を備えたことを特徴とする請求項１、２または３に記載の無線端末。
【請求項５】
前記第１と第２のスイッチング装置はＰＩＮダイオードを備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の無線端末。
【請求項６】
デュアルバンドアンテナ配列と共に使用されるＲＦモジュールであって、前記ＲＦモジュールは、第１の低い周波数帯域の信号用の第１アンテナフィード線と、第２の高い周波数帯域の信号用の第２アンテナフィード線と、接地ピンとを備え、第１のトランシーバの送信／受信パスを前記第１フィード線に結合する第１の結合手段と、第２のトランシーバの送信／受信パスを前記第２フィード線に結合する第２の結合手段とを備え、前記第１と第２の結合手段の各々は、各々送信信号路に結合される第１端部と、バンドパスフィルタ手段によって各々の受信信号路に結合される第２端部とを有する１／４波長の送信線と、各々の１／４波長送信線の第１端部に送信信号路を結合する第１のスイッチング装置と、各々の１／４波長送信線の第２端部をアースに結合する第２のスイッチング装置と、送信モードにある場合、前記第１と第２の結合手段の一方の第１と第２のスイッチング装置をオンにし、受信モードにある場合、前記第１と第２のスイッチング装置をオフにし、他方の第１と第２の結合手段のスイッチング装置を非導通にする手段とを備えることを特徴とするＲＦモジュール。
【請求項７】
前記接地ピンは前記第１フィード線と前記第２フィード線間に設置され、前記第１および第２フィード線から絶縁されることを特徴とする請求項６に記載のＲＦモジュール。
【請求項８】
前記第２結合手段のバンドパスフィルタ手段の信号入力における電圧を低下させる手段を備えたことを特徴とする請求項６または７に記載のＲＦモジュール。
【請求項９】
請求項６、７または８のいずれかに記載のＲＦモジュールと、前記第１および第２フィード線と前記接地ピンとの結合用の手段を有するアンテナとの組合せ。
【請求項１０】
前記アンテナは平面逆Ｆアンテナであることを特徴とする請求項９に記載の組合せ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばセルラー（携帯）電話のような略平面パッチアンテナを含むデュアルバンドアンテナ構成を含む無線端末や、このような構成を含むモジュールに関する。この明細書においては、デュアルバンドアンテナの語は２つの（またはそれ以上の）別の周波数帯域において満足する機能を発揮するが、帯域間の未使用スペクトラムでは機能しない。
【背景技術】
【０００２】
移動電話機等の無線端末には、一般に、ノーマルモードヘリカルアンテナやミアンダーラインアンテナ等の外部アンテナ、または、平板逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ）等の内部アンテナのいずれかが組み込まれている。
【０００３】
これらのアンテナは（波長の割に）小型であるが、小型アンテナには根本的に限界があるため、帯域が狭い。しかし、セルラー無線通信システムは、１０％以上の部分帯域幅を有しているのが一般的である。パッチアンテナの帯域幅と容積との間には直接的な関係があるので、このような帯域幅を例えばＰＩＦＡ方式から得ようとすると、かなりの容積が必要となるが、携帯電話が小型化する現在の傾向においては、そのような容積を用いるわけにはいかにない。更に、パッチ高さが高くなるにつれて、ＰＩＦＡは共振に反応するようになるが、これは帯域幅を改善するために必要なものである。
【０００４】
米国特許第６，０６１，０２４号明細書は、シングルバンド（例えば８００〜９００ＭＨｚ）用の複式アンテナと、携帯用無線トランシーバを開示しており、携帯用無線トランシーバにおいて、該アンテナは、プリント回路板上にパッチとして形成され、回路板の基準接地面の上に、基準接地面に面するように装着されたＰＩＦＡ方式の送信／受信アンテナを備えており、送信機／受信機成分が回路板上に装着されている。別々のフィード線によって、送信機の出力用バンドパスフィルタと受信機の入力用バンドパスフィルタとが各々のパッチアンテナに相互結合される。導電性の台座が、パッチ間に伸びるプリント回路の細長い領域に基準接地面を結合する。送信／受信アンテナは共に狭帯域、例えば１．６ＭＨｚ用のアンテナであり、このアンテナはＰＩＮダイオードスイッチを用いて反応成分、つまりキャパシタンスまたはインダクタンスを各々のアンテナに結合することによって、例えば２５ＭＨｚのより幅広い帯域幅に亘って同調可能である。
【０００５】
本出願人は、現在係属中で未公開の国際特許出願番号ＩＢ０２／０５０３１（出願人番号ＰＨＧＢ  ０１０１９４）に、略平面のパッチ導体を備えたデュアルバンドＰＩＦＡを有する無線端末を開示している。第１のフィード導体が、第１ポイントにおいてパッチ導体に結合される第１フィードピンを備え、第２のフィード導体が、第２ポイントにおいてパッチ導体に結合される第２フィードピンを備え、接地導体がパッチ導体上の第３ポイントと接地面との間に結合される接地ピンを備える。インピーダンス変換を提供するために、フィードピンと接地ピンは異なる断面積を有していてもよい。第１と第２の送信線は、接地導体と一方のフィード導体とによって形成される。第１と第２の送信線は短絡送信線であり、第１フィードピンと接地ピンとを結合する第１のリンク導体と、第２フィードピンと接地ピンとを結合する第２のリンク導体とによって、各々の送信線の長さが決まる。第１と第２のシャントキャパシタンス手段を備えた相補的な回路成分が、第１と第２のフィードピンと接地ピン間に各々結合される。前述のアンテナはダイプレクサによって供給され、８８０〜９６０ＭＨｚの周波数帯域に亘って動作するＧＳＭ回路機構と、１７１０〜１８８０ＭＨｚの周波数帯域に亘って動作するＤＣＳ回路機構間を分離させる。
【特許文献１】米国特許第６，０６１，０２４号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ダイプレクサの提供により先のアンテナ配列が充分稼動するようになるが、それによって望ましくない複雑化という問題が生じる。
本発明の目的は無線端末の構造を簡略化することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の態様では、第１の低い周波数帯域の信号用の第１フィード線と、第２の高い周波数帯域の信号用の第２フィード線と、接地ピンとを有するアンテナと、第１のトランシーバの送信／受信パスを第１フィード線に結合する第１の結合手段と、第２のトランシーバの送信／受信パスを第２フィード線に結合する第２の結合手段とを備えるデュアルバンドアンテナ配列を有する無線端末が提供される。第１と第２の結合手段の各々は、各々送信信号路に結合される第１端部と、バンドパスフィルタ手段によって各々の受信信号路に結合される第２端部とを有する１／４波長の送信線と、各々の１／４波長送信線の第１端部に送信信号路を結合する第１のスイッチング装置と、各々の１／４波長送信線の第２端部をアースに結合する第２のスイッチング装置と、送信モードにある場合、第１と第２の結合手段の一方の第１と第２のスイッチング装置をオンにし、受信モードにある場合、第１と第２のスイッチング装置をオフにし、他方の第１と第２の結合手段のスイッチング装置を非導電性にする手段とを備える。
【０００８】
本発明の第２の態様では、デュアルバンドアンテナ配列と共に使用されるＲＦモジュールが提供される。ＲＦモジュールは、第１の低い周波数帯域の信号用の第１アンテナフィード線と、第２の高い周波数帯域の信号用の第２アンテナフィード線と、接地ピンとを備え、更に第１のトランシーバの送信／受信パスを第１フィード線に結合する第１の結合手段と、第２のトランシーバの送信／受信パスを第２フィード線に結合する第２の結合手段とを備える。第１と第２の結合手段の各々は、各々送信信号路に結合される第１端部と、バンドパスフィルタ手段によって各々の受信信号路に結合される第２端部とを有する１／４波長の送信線と、各々の１／４波長送信線の第１端部に送信信号路を結合する第１のスイッチング装置と、各々の１／４波長送信線の第２端部をアースに結合する第２のスイッチング装置と、送信モードにある場合、第１と第２の結合手段の一方の第１と第２のスイッチング装置をオンにし、受信モードにある場合、第１と第２のスイッチング装置をオフにし、他方の第１と第２の結合手段の第１と第２のスイッチング装置を非導電性にする手段とを備える。
【０００９】
本発明の第３の態様では、本発明の第２の態様により作られたＲＦモジュールと、第１および第２フィード線と接地ピンとの結合用の手段を有するアンテナとの組合せが提供される。
【００１０】
アンテナは平面逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ）等のパッチアンテナであってよい。
【００１１】
接地ピンは、第１フィード線と第２フィード線間に設置され、第１および第２フィード線から絶縁されてよい。
【００１２】
第１と第２のスイッチング装置は、ＰＩＮダイオード等の適当なＲＦスイッチング装置であってよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
添付図面を参照し、例を挙げて本発明を説明する。図中、同様の特徴を示す部材には、同じ参照符号を付与している。
【００１４】
図１を参照すると、無線端末はフィード線１２と１４とを有するＰＩＦＡアンテナ１０を備える。８８０〜９６０ＭＨｚの周波数帯域で動作するＧＳＭトランシーバと、１７１０〜１８８０ＭＨｚの周波数帯域で動作するＤＣＳトランシーバとがこれらのフィード線に各々結合される。後述する図２に示すように、フィード線１２と１４との間に接地ピン１６が設けられる。ＧＳＭとＤＣＳトランシーバの構造は全般的に同じであるので、対応するステージに各々接尾語Ａ及びＢを付けた参照符号を付け、また簡略化のために、ＧＳＭトランシーバのみを説明する。ＧＳＭトランシーバの送信機部は、入力信号処理ステージ２０Ａに結合される信号入力端子１８Ａを備えている。ステージ２０Ａは変調器２２Ａに結合されており、変調器２２Ａは、周波数アップコンバータと、電力増幅器と、適切なフィルタとを含む送信機ステージ２４Ａに変調信号を供給する。共通の結合ステージ２６Ａが送信機ステージをアンテナフィード線１２に結合する。共通の結合ステージ２６Ａと２６Ｂについては、後ほど詳細に説明する。結合ステージ２６Ａは、更にフィード線１０に対するＧＳＭトランシーバの受信機部２８Ａにも結合される。受信機部２８Ａは、低ノイズ増幅器と、周波数ダウンコンバータと、フィルタとを含む。受信機部２８Ａの出力は復調器３０Ａにおいて復調され、その出力は信号処理ステージ３２Ａに適用される。信号処理ステージ３２Ａは出力信号を端子３４Ａに供給する。両トランシーバの操作はプロセッサ３６によって制御される。
【００１５】
図２を参照すると、プリント回路板ＰＣＢは、片側に成分（図示せず）を有し、反対側に接地面ＧＰを有している。ＰＩＦＡ１０はＰＣＢ上に装着され、ＰＣＢによって支持される。ＰＩＦＡは幾つかの方法で実装され得るが、例えば、絶縁材料の支柱を使用してＰＣＢによって支持される予め形成された金属板として、ＰＣＢによって支持されるプリント回路板のプレエッチングされた部品として、絶縁材料の上に設けられた導電層を選択的にエッチングするか、あるいは絶縁性ブロック上の導電層を選択的にプリントすることにより形成されたＰＩＦＡを有する絶縁材料のブロックとして、あるいはセルラ電話ケース上のアンテナとして実装される。ＧＳＭ及びＤＣＳ周波数で使用するために、ＰＩＦＡ１０の寸法は長さ４０ｍｍ（寸法“ａ”）×高さ８ｍｍ（寸法“ｂ”）×深さ４ｍｍ（寸法“ｃ”）である。平面導体または導電層は、点のつかない疑問符を逆にしたような全体的な形状を有する、４つの相互結合された直線部分４０Ａ〜４０Ｄを備えたスロット４０を組み込んでいる。ＰＩＦＡ１０の上縁へと開口する部分４０Ａは、略同じ幅を有する部分４０Ｂ〜４０Ｄよりも幅が広くなっている。このスロット４０は、共通のフィード線に結合される２個のアンテナ、つまり、ＤＣＳ周波数帯域用の小型の中央ラジエータＲ１と、ＧＳＭ周波数帯域用の、中央ラジエータＲ１のまわりに巻きつけられた大型ラジエータＲ２とに平面導体を分割するものと考えることができる。
【００１６】
フィード線１２および１４は接地ピン１６のどちらかの側にあり、フィード線１２および１４と接地ピン１６間の空間は、導電材料４２で部分的に埋められており、他の部分は導電材料４２が埋められていないギャップＧ１とＧ２となっており、ギャップは各々２ｍｍのオーダーである。各帯域を個別に最適化するために、ギャップのサイズは、接地ピン１６のどちらかの側で異なっていてもよい。両帯域に対して共通モードインピーダンス変換を異なるものにするために、ＧＳＭ用のフィードピン１２はフィードピン１４よりも幅広くなっているのが解る。
【００１７】
図２に示すようなフィードピン１２および１４と接地ピン１６の配列に対して、他の配列も可能である。例えば、フィードピン１２および１４の片側に対して接地ピン１６が偏っていてもよい。
【００１８】
フィードピン１２および１４と接地ピン１６間の空間を部分的に埋めている導電材料４２のために、ＰＩＦＡは各フィード線を横切る低い値のシャントインダクタンスを組み込んでいる。このインダクタンスは、アンテナの共鳴周波数で共鳴させることによって、各フィード線上のシャントコンデンサ４６Ａおよび４６Ｂ（図１）によって同調される。フィード線は独立しているため、各キャパシタンスを個別に最適化することができ、その結果、２つの帯域間の妥協を必要とすることなく、両帯域に対してより幅広い帯域性能が得られる。２つのフィード線１２および１４間のエネルギーの伝達を防止するために、共通の結合ステージ２６Ａおよび２６Ｂを設けることによって、アンテナがＲＦフロントエンドと共に設計される。
【００１９】
図１に示す結合ステージ２６Ａおよび２６Ｂを逆にすると、ステージ２６Ｂにおける１つの違いを別にして、成分値は特定の使用周波数のために選択されるが、これらのステージの構造は同じであり、結合ステージ２６Ａおよび２６Ｂ各々において対応する成分を示すために、サフィックスＡまたはＢを使用している。
【００２０】
便宜上、結合ステージ２６Ａについて説明し、結合ステージ２６Ｂの対応する成分の参照符号を括弧内に示す。送信ステージ２４Ａ（２４Ｂ）の出力は、低ロスＰＩＮダイオードＤ１（Ｄ３）のアノードに結合され、そのカソードは、直列インダクタンス４８Ａ（４８Ｂ）の一端に結合される。インダクタンス４８Ａ（４８Ｂ）の他端はフィード線１２（１４）と、シャント導体４６Ａ（４６Ｂ）と、１／４波長（λ／４）送信線５０Ａ（５０Ｂ）の一端とに結合される。送信線５０Ａ（５０Ｂ）の他端は、低ロスＰＩＮダイオードＤ２（Ｄ４）のアノードに結合され、そのカソードは、アースとバンドパスフィルタ５２Ａ（５２Ｂ）の入力とに結合される。フィルタ５２Ａおよび５２ＢはＳＡＷフィルタであってもよい。フィルタ５２Ａ（５２Ｂ）の出力は、受信機部２８Ａ（２８Ｂ）の入力に結合される。
【００２１】
フィルタ５２ＢがＳＡＷフィルタとして実装された場合、送信線５０Ｂの他端からバンドパスフィルタ５２Ｂの入力にいたる信号路に、ＲＦ共鳴トラップ回路５４が設けられる。トラップ回路は直列コンデンサ５６と、コンデンサ６０によってアースに結合されるシャントインダクタンス５８とを備える。コンデンサ６０の値は、インダクタンス５８を同調し、フィルタ５２Ｂに対する入力における電圧を低下させるように選択される。典型的に、このようなＳＡＷフィルタは１３ｄＢｍの電力まで帯域内信号を処理することができる。しかし、帯域外信号に対しては、より高い電力がこのようなフィルタに送られ、ＧＳＭ信号は３０ｄＢｍまでの電力を有することができるので、これは有用である。代替的な実装では、バルクアコースティックウエイブ（ＢＡＷ）フィルタが考えられる。なぜなら、ＢＡＷフィルタは共鳴ＳＡＷ装置に対して同じような帯域外インピーダンス特徴を示し、ＳＡＷフィルタに適用される電力処理規制が適用されないからである。
【００２２】
ＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ４のスイッチングは、以下の真理値表に従って、プロセッサ３６によって制御される。
【表１】
2005524326.tif 000003
【００２３】
操作に際して、ＧＳＭ送信機が動作中で、ＤＣＳ送信機が非動作中である場合、ＰＩＮダイオードＤ１とＤ２は導電性であり、信号がフィード線１２に適用される。送信線の他端は開回路であるので、送信された信号は受信機部２８Ａに入らない。ＤＣＳ送信機が動作中で、ＰＩＮダイオードＤ３とＤ４が導電性である場合も、同様の状況となる。
【００２４】
ＧＳＭ信号を受信している時、ＰＩＮダイオードＤ３とＤ４と同様に、ＰＩＮダイオードＤ１とＤ２は非導電性となる。受信された信号は送信線５０Ａを通り、バンドパスフィルタ５２Ａによって受信機部２８Ａへと送られる。接地ピン１６の両側にあるフィード線１２と１４によって、バンドパスフィルタ５２ＢはＧＳＭ信号に対して反射的になり、それによってこの信号を減衰させるか、あるいは妨害する。バンドパスフィルタ５２Ｂに対する入力に存在するＧＳＭ信号は、いずれにしてもフィルタによって妨害される。ＤＣＳ信号が受信機部２８Ｂによって受信されている場合、逆のことも言える。
【００２５】
デュアルフィードは、ＧＳＭ帯域とＤＣＳ帯域の両方において、各々別個の最適化とブロードバンド操作を可能にする。アンテナと、整合化回路機構と、フィルタリングの統合されたデザインが、簡単な構造で、より良い全体的な整合と効率を可能にする。
【００２６】
ＰＩＦＡ及びその関連する結合ステージ２６Ａおよび２６Ｂの性能を評価する際に、以下の仮定と簡略化を行った。つまり、ＰＩＮダイオードは、オン状態では２Ω直列抵抗器で表され、オフ状態では０．２５ｐＦ直列導体で表される。アンテナ効率は含まれていない。つまり、アンテナの全電力が放射されるものと仮定する。理想的な送信線５０Ａおよび５０Ｂを使用した。全成分に５０というＱ値（周波数に対して不変）が指定される。（技術力や周波数等にもよるが）これはインダクタに対しては少し楽観的であり、キャパシタに対しては少し悲観的であると考えられる。
【００２７】
ＧＳＭ送信モードで動作している場合の、図１に示した回路の性能を図３のスミスチャートと図４のグラフに示しており、図４のグラフは、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数Ｆ（ＧＨｚ）の関係を示している。図３と図４において、矢印ＧＴＸ１とＧＴＸ２は各々８８０ＭＨｚ／−２０．２０５ｄＢと９１５ＭＨｚ／−９．５１３ｄＢの周波数／減衰を示している。ここで、図５に示すようなバランスの取れたエッジ効率を達成するために、アンテナをわずかに不整合させる。図５において、矢印ｅ１は９１５ＭＨｚの周波数と、０．７１０の全効率を示し、矢印ｅ２は８８０ＭＨｚの周波数と、０．６５９の全効率を示している。８８０ＭＨｚでは効率が比較的低い（６５％）のは、主として、アンテナに対するＧＳＭ入力におけるコンデンサ４６Ａ（図１）のＱ値のためである。これはより優れた品質の成分を使用し、アンテナインピーダンスの最適化を進めることによって改良できると考えられる。図６は対応する帯域外減衰（主にアンテナにより提供される）を示している。矢印Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３及びＧ４は、各々８８０ＭＨｚ／−１．８１２ｄＢと、９１５ＭＨｚ／−１．４９０ｄＢと、１．７８５ＧＨｚ／−３３．６２７ｄＢと、２．６４０ＧＨｚ／−４２．１８４ｄＢの周波数／効率を表している。アンテナと回路機構の組合せにより、第二調波（−３３ｄＢ）と第三調波（−４２ｄＢ）が高レベルで抑制される。
【００２８】
ＤＣＳ送信モードでは、ＰＩＮダイオードＤ１およびＤ２が共にオフとなり、ＰＩＮダイオードＤ３およびＤ４が共にオンとなる。この状態で、主としてＰＩＮダイオードＤ１によってＧＳＭ送信機が隔離される。反射性であるアンテナ１０によって主として、ＧＳＭ受信機のＳＡＷフィルタ５２Ａが隔離される。ＧＳＭ受信機のＳＡＷフィルタ５２Ａの入力において、最悪の場合の隔離でも約−２６ｄＢであり、４ｄＢｍの電力を供給する。これはＳＡＷフィルタの出力定格と比べるとかなり低い。発生される電圧は略０．７Ｖであり、これは最大の出力定格で帯域内で発生する電圧より低い。このように、ＧＳＭブランチでは共鳴トラップを必要としない。
【００２９】
ＤＣＳ送信モードで動作中の図１に示した回路の性能を図７のスミスチャートと図８のグラフに示しており、図８のグラフは、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数Ｆ（ＧＨｚ）の関係を示している。図７と図８において、矢印ＤＴＸ１とＤＴＸ２は各々１．７１０ＧＨｚ／−９．５３２ｄＢと、１．７８５ＧＨｚ／−１３．７８２ｄＢの周波数／減衰を示している。図９は、効率のためにシミュレートされたリターンロスＳ１１の最適化を示している。図９において、矢印ｅ１は１．７９５ＧＨｚの周波数と、０．８２３の全効率を示し、矢印ｅ２は１．７１０ＧＨｚの周波数と、０．７５２の全効率を示している。対応する帯域外減衰（主にアンテナにより提供される）を図１０に示す。矢印Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３及びＧ４は、各々１．７１０ＧＨｚ／−１．２３６ｄＢと、１．７９５ＧＨｚ／−０．８４４ｄＢと、３．０００ＧＨｚ／−２４．５４０ｄＢと、３．０００ＧＨｚ／−２４．５４０ｄＢの周波数／効率を表している。この構成により、第二調波と第三調波が適度のレベルで抑制されると予想される。
【００３０】
ＤＣＳ受信モードでは、全てのＰＩＮダイオードがオフとなる。ＤＣＳ受信モードで動作中の、図１に示した回路の性能を、図１１のスミスチャートと図１２のグラフに示しており、図１２のグラフは、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数Ｆ（ＧＨｚ）の関係を示している。図１１と図１２において、矢印ＤＲＸ１とＤＲＸ２は各々１．８０５ＧＨｚ／−１２．７４３ｄＢと、１．８８０ＧＨｚ／−７．５０３ｄＢの周波数／減衰を示している。ＤＣＳ受信モードの効率を図１３に示す。図１３において、矢印ｅ１は１．８０５ＧＨｚの周波数と、０．４０５の全効率を示し、矢印ｅ２は１．８８０ＧＨｚの周波数と、０．４１４の全効率を示している。このモードにおける最悪の場合のバンド端ロスはおおよそ４ｄＢである。これは５０Ωシステムのフィルタに対するものより約２ｄＢ高い。この余分なロスは、主としてアンテナにより表されるインピーダンス不整合化のためであり、インピーダンス（例えば、アンテナが誘導負荷を示すか、容量性負荷を示すか）に対して敏感であると思われる。従来のアンテナシステムでは、この機構がかなりの付加的なロスを生じさせると予想される。
【００３１】
ＧＳＭ受信モードで動作中の図１に示した回路の性能を図１４のスミスチャートと図１５のグラフに示しており、図１５のグラフは、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数Ｆ（ＧＨｚ）の関係を示している。図１４と図１５において、矢印ＧＲＸ１とＧＲＸ２は各々９２５ＭＨｚ／−１１．２９８ｄＢと、９６０ＭＨｚ／−１１．５７８ｄＢの周波数／減衰を示している。図１６は、ＧＳＭ受信モードの効率を示しており、矢印ｅ１は９２５ＭＨｚの周波数と、０．４９６の全効率を示し、矢印ｅ２は９６０ＭＨｚの周波数と、０．４７８の全効率を示している。
【００３２】
図１に示す回路の性能は、以下の領域において、ダイプレクサを使用する従来の構成のものより優れていると考えられる。
（１）（アンテナの不整合化の影響を含む）全効率がより大きい。
（２）電力増幅器と低ノイズ増幅器との整合化が改善される。
（３）アンテナとそれに関連する回路機構とが高度の高調波フィルタリングを提供する。これを考慮した場合、モジュールの残りのフィルタリング要件を減らすことができる。
【００３３】
上記の（１）と（２）は特に重要であると考えられる。アンテナを考慮せずに、ＲＦモジュールを設計する場合、典型的なアンテナに結合されると、入力の整合化と効率が低くなる。ＲＦはモジュール内に含まれるので、中間回路ステージにおいてアンテナの影響を取り消す機会がない。
【００３４】
ＰＩＦＡアンテナを有し、ＧＳＭ帯域及びＤＣＳ帯域において動作する無線端末を参照して、本発明を説明してきたが、本発明はどのようなマルチバンド無線にも適用可能であり、他のデュアルバンドアプリケーションにおいても適用可能である。更に、本発明はアンテナと、少なくとも結合ステージ２６Ａおよび２６Ｂに含まれる成分とを有するＲＦモジュールにも関係する。
【００３５】
本明細書および特許請求の範囲の記載において、構成要素の冠詞が単数を表すものであっても、構成要素が複数存在する構成も本発明から除外されるわけではない。更に、「備える」という表現は、本明細書および特許請求の範囲に記載されたもの以外の他の構成要素やステップの存在も含む。
【００３６】
本開示内容を読めば、当業者には他の変形も明らかであろう。その変形には無線端末とその構成部品の設計、製造、使用において既知の他の特徴が含まれていてもよく、そのような他の特徴を、ここに記載した特徴の変わりに使用したり、あるいはそれに加えて使用してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
マルチバンド無線端末、例えば、デュアルバンド携帯電話。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明による無線端末の一実施形態の概略ブロック図。
【図２】ＰＩＦＡと送受信フィルタとを有する回路板の線図。
【図３】ＧＳＭ送信モードでの端末の性能を示すスミスチャート。
【図４】ＧＳＭ送信モードでの、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数（ＧＨｚ）の関係を示すグラフ。
【図５】ＧＳＭ送信モードでの全効率を示すグラフ。
【図６】ＧＳＭ送信用の帯域外減衰を示すグラフ。
【図７】ＤＣＳ送信モードでの端末の性能を示すスミスチャート。
【図８】ＤＣＳ送信モードでの、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数（ＧＨｚ）の関係を示すグラフ。
【図９】ＤＣＳ送信モードでの全効率を示すグラフ。
【図１０】ＤＣＳ送信用の帯域外減衰を示すグラフ。
【図１１】ＤＣＳ受信モードでの端末の性能を示すスミスチャート。
【図１２】ＤＣＳ受信モードでの、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数（ＧＨｚ）の関係を示すグラフ。
【図１３】ＤＣＳ受信モードでの全効率を示すグラフ。
【図１４】ＧＳＭ受信モードでの端末の性能を示すスミスチャート。
【図１５】ＧＳＭ受信モードでの、シミュレートされたリターンロスＳ１１（ｄＢ）と周波数（ＧＨｚ）の関係を示すグラフ。
【図１６】ＧＳＭ受信モードでの全効率を示すグラフ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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