(57)【要約】開示された実施例は、畳み込み順方向誤り訂正符号化を利用したマルチキャリアシステムの各アンテナにおけるチャネル応答の品質に基づき、受信機の複数のアンテナまたはチャネルの１つを選択する技術に関する。各サブキャリアに対して、チャネル推定が計算され、当該サブキャリアに対するチャネル応答の相対強度に基づき、各サブキャ利に単調的ウェートが割り当てられる。この単調的ウェートは、各サブキャリアのシンボルの各ビットにマッピングされ、必要に応じて、ビットを逆インタリーブする。各チャネルに対して全体ＣＱＭ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｅｔｒｉｃ）を決定するため、スライドウィンドウ評価が行われる。最大となる全体ＣＱＭを有するアンテナまたはチャネルが、データを受信するのに選ばれる。
2005531977.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のデータビットから構成されるシンボルを受信するための複数のサブキャリアを各自が有する複数のチャネルから、送信を受信するのに利用すべきチャネルを選択する方法であって、
前記複数のチャネルのそれぞれに対して、
前記複数のサブキャリアのそれぞれに対して、チャネル応答推定を決定するステップと、
各サブキャリアの前記チャネル応答推定に基づき、前記サブキャリアにサブキャリアメトリックを割り当てるステップと、
前記サブキャリアメトリックを前記複数のデータビットのそれぞれにマッピングするステップと、
各サブキャリアに対して、前記複数のデータビットのそれぞれに割り当てられた前記サブキャリアメトリックから構成されるチャネル応答データを生成するステップと、
前記チャネル応答データのＮビット（ただし、Ｎは整数）からなる各グループに対して、Ｎビットからなるどのグループが最も弱い対応するチャネル応答推定に対応しているか決定することにより、中間ＣＱＭ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｅｔｒｉｃ）を決定するステップと、
前記最も弱いチャネル応答推定に対応する前記中間ＣＱＭを、前記チャネルに対する全体ＣＱＭとして選択するステップと、
を実行するステップと、
前記送信を受信するため、最大の全体ＣＱＭを有するチャネルを選択するステップと、
から構成されることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、さらに、
Ｎビットの一部が前記チャネルの周波数範囲の一端におけるサブキャリアに対応するチャネル応答データから選ばれ、前記Ｎビットの一部が前記チャネルの前記周波数範囲の他端におけるサブキャリアに対応するチャネル応答データから選ばれるチャネル応答データのＮビットからなるグループに対して、中間ＣＱＭを決定するステップを有することを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１記載の方法であって、さらに、
前記チャネル応答データを逆インタリーブするステップを有することを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１記載の方法であって、
前記サブキャリアメトリックは、単調的であり、かつ関連するサブキャリアチャネル応答推定に対応することを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１記載の方法であって、
前記シンボルは、６４−ＱＡＭコンステレーションを利用して符号化されることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項１記載の方法であって、さらに、
Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを利用して前記シンボルを復号するステップを有することを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法であって、
前記Ｎは、前記Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムの訂正パワーに比例することを特徴とする方法。
【請求項８】
複数のデータビットから構成されるシンボルを受信するための複数のサブキャリアを各自が有する複数のチャネルから、送信を受信するのに利用すべきチャネルを選択する装置であって、
前記複数のサブキャリアのそれぞれに対して、チャネル応答推定を決定するよう構成される回路と、
各サブキャリアの前記チャネル応答推定に基づき、前記サブキャリアにサブキャリアメトリックを割り当てるよう構成される回路と、
前記サブキャリアメトリックを前記複数のデータビットのそれぞれにマッピングするよう構成される回路と、
各サブキャリアに対して、前記複数のデータビットのそれぞれに割り当てられた前記サブキャリアメトリックから構成されるチャネル応答データを生成するよう構成される回路と、
前記チャネル応答データのＮビット（ただし、Ｎは整数）からなる各グループに対して、Ｎビットからなるどのグループが最も弱い対応するチャネル応答推定に対応しているか決定することにより、中間ＣＱＭ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｅｔｒｉｃ）を決定するよう構成される回路と、
前記最も弱いチャネル応答推定に対応する前記中間ＣＱＭを、前記チャネルに対する全体ＣＱＭとして選択するよう構成される回路と、
前記送信を受信するため、最大の全体ＣＱＭを有するチャネルを選択するよう構成される回路と、
から構成されることを特徴とする装置。
【請求項９】
請求項８記載の装置であって、さらに、
Ｎビットの一部が前記チャネルの周波数範囲の一端におけるサブキャリアに対応するチャネル応答データから選ばれ、前記Ｎビットの一部が前記チャネルの前記周波数範囲の他端におけるサブキャリアに対応するチャネル応答データから選ばれるチャネル応答データのＮビットからなるグループに対して、中間ＣＱＭを決定するよう構成される回路を有することを特徴とする装置。
【請求項１０】
請求項８記載の装置であって、
前記サブキャリアメトリックは、単調的であり、かつ関連するサブキャリアチャネル応答推定に対応することを特徴とする装置。
【請求項１１】
請求項８記載の装置であって、
前記シンボルは、６４−ＱＡＭコンステレーションを利用して符号化されることを特徴とする装置。
【請求項１２】
請求項８記載の装置であって、さらに、
Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを利用して前記シンボルを復号するよう構成される回路を有することを特徴とする装置。
【請求項１３】
請求項１２記載の装置であって、
前記Ｎは、前記Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムの訂正パワーに比例することを特徴とする装置。
【請求項１４】
複数のデータビットから構成されるシンボルを受信するための複数のサブキャリアを各自が有する複数のチャネルから、畳み込み符号化ＯＦＤＭ送信を受信するのに利用すべきチャネルを選択する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機であって、
前記複数のサブキャリアのそれぞれに対して、チャネル応答推定を決定するよう構成される回路と、
各サブキャリアの前記チャネル応答推定に基づき、前記サブキャリアにサブキャリアメトリックを割り当てるよう構成される回路と、
前記サブキャリアメトリックを前記複数のデータビットのそれぞれにマッピングするよう構成される回路と、
各サブキャリアに対して、前記複数のデータビットのそれぞれに割り当てられた前記サブキャリアメトリックから構成されるチャネル応答データを生成するよう構成される回路と、
前記チャネル応答データのＮビット（ただし、Ｎは整数）からなる各グループに対して、Ｎビットからなるどのグループが最も弱い対応するチャネル応答推定に対応しているか決定することにより、中間ＣＱＭ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｅｔｒｉｃ）を決定するよう構成される回路と、
前記最も弱いチャネル応答推定に対応する前記中間ＣＱＭを、前記チャネルに対する全体ＣＱＭとして選択するよう構成される回路と、
前記送信を受信するため、最大の全体ＣＱＭを有するチャネルを選択するよう構成される回路と、
から構成されることを特徴とする受信機。
【請求項１５】
請求項１４記載のＯＦＤＭ受信機であって、さらに、
Ｎビットの一部が前記チャネルの周波数範囲の一端におけるサブキャリアに対応するチャネル応答データから選ばれ、前記Ｎビットの一部が前記チャネルの前記周波数範囲の他端におけるサブキャリアに対応するチャネル応答データから選ばれるチャネル応答データのＮビットからなるグループに対して、中間ＣＱＭを決定するよう構成される回路を有することを特徴とする受信機。
【請求項１６】
請求項１４記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記チャネル応答データを逆インタリーブするよう構成される回路を有することを特徴とする受信機。
【請求項１７】
請求項１４記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記サブキャリアメトリックは、単調的であり、かつ関連するサブキャリアチャネル応答推定に対応することを特徴とする受信機。
【請求項１８】
請求項１４記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記シンボルは、６４−ＱＡＭコンステレーションを利用して符号化されることを特徴とする受信機。
【請求項１９】
請求項１４記載のＯＦＤＭ受信機であって、さらに、
Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを利用して前記シンボルを復号するよう構成される回路を有することを特徴とする受信機。
【請求項２０】
請求項１９記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記Ｎは、前記Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムの訂正パワーに比例することを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［発明の技術分野］
本発明は、マルチキャリアシステムにおける送信符号化直交波周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）信号の受信向上に関する。
［発明の背景］
本セクションは、以下において説明及び／または主張される本発明の様々な特徴に関連する従来技術を読者に紹介するためのものである。ここでの説明は、本発明の様々な特徴をより良く理解するため、読者に与えるのに有益であると考えられる。これにより、以下の説明はこの点に関して読まれるべきものであり、従来技術として認めるものとして読まれるべきでないということを理解すべきである。
【０００２】
無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）は、建物あるいはキャンパス内の有線のＬＡＮに対する拡張または代替物として実現されるフレキシブルなデータ通信システムである。電磁波を利用して、ＷＬＡＮは、有線接続の必要性を最小限に抑えながら、空気を媒介としてデータの送受信を行う。これにより、ＷＬＡＮは、ユーザモビリティとデータ接続性を併せ持ち、簡単化された構成を通じて、可動ＬＡＮを可能にする。携帯端末（例えば、ノートブックコンピュータなど）を利用して、リアルタイムでの情報の送受信を行うことによる生産性の向上から利益を得ている産業として、デジタルホームネットワーキング、ヘルスケア、小売、製造及び倉庫産業などがあげられる。
【０００３】
ＷＬＡＮメーカーは、ＷＬＡＮの設計するとき選択可能ないくつかの送信技術を有する。一例となる技術として、マルチキャリアシステム、スペクトル拡散システム、狭帯域システム、赤外線システムなどがある。各システムは各自の長所及び短所を有するが、１つのタイプのマルチキャリアシステムである直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、ＷＬＡＮ通信に対して特に有用であることが示されている。
【０００４】
ＯＦＤＭは、チャネルを介しデータを効果的に送信するためのロウバストな技術である。この技術は、チャネル帯域内の複数のサブキャリア周波数（サブキャリア）を利用してデータを送信する。これら複数のサブキャリアは、サブキャリア周波数スペクトルを分離及び隔離し、これにより、ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を回避するため、チャネル帯域の一部を無駄にしうる従来の周波数分割多重（ＦＤＭ）と比較して、最適な帯域幅効率のため構成される。他方、ＯＦＤＭサブキャリアの周波数スペクトルはＯＦＤＭチャネル帯域内でかなりの重複があるにもかかわらず、ＯＦＤＭは各サブキャリアに変調された情報の解像及び復元を可能にする。
【０００５】
ＯＦＤＭ信号によるチャネルを介したデータ送信はまた、従来の送信技術に対して他のいくつかの利点を提供する。これらの利点として、マルチパス遅延スプレッド周波数選択性フェージングに対する耐性、効率的なスペクトルの利用、単純化されたサブチャネル等価及び良好な干渉性質などがあげられる。
【０００６】
利用可能な複数の送信チャネルまたは複数の受信アンテナを備えたＯＦＤＭ受信機では、ある所定の基準に従いより良好な受信を提供するアンテナまたはチャネルを選ぶことが可能であることが効果的であるかもしれない。利用可能な選択処理の一例として、利用可能な各アンテナまたはチャネルのＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）を推定し、最小のＢＥＲ推定値を示すアンテナまたはチャネルを選ぶことである。しかしながら、直接的なＢＥＲ推定は、かなりの処理時間を要し、あるシステム、特にバースト送信システムでは、望ましくないか、あるいは実現可能でないかもしれない。
【０００７】
低ＢＥＲを与える確率の高いアンテナまたはチャネルを特定する１つの従来のアプローチは、受信される複数のサブキャリアの平均信号パワーをチェックするというものである。しかしながら、平均信号パワーは、同じ平均パワーを有するチャネルが異なるチャネル応答を有する可能性があるため、必ずしも明確に対応するＢＥＲに変換されない。従って、受信機の以降の段階では、異なるＢＥＲが取得されるかもしれない。アンテナまたはチャネル応答特性に基づき低ＢＥＲを与える確率のあるＯＦＤＭ受信機におけるアンテナまたはチャネルを特定する方法及び装置が所望される。
［発明の概要］
ここで開示される実施例は、畳み込み順方向誤り訂正符号化を用いたマルチキャリアシステムの各アンテナにおけるチャネル応答の品質に基づき、受信機の複数のアンテナまたはチャネルの１つを選択する技術に関する。チャネルの推定は各サブキャリアに対し計算され、各サブキャリアに対するチャネル応答の相対的強度に基づき、当該サブキャリアに単調的なウェートが割り当てられる。この単調的なウェートは、各サブキャリアに対し１つのシンボルの各ビットにマッピングされ、必要に応じて、ビットは逆インタリーブされる（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）。スライドウィンドウ評価が実行され、各チャネルに対して全体的なＣＱＭ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｅｔｒｉｃ）が決定される。最大の全体ＣＱＭを有するアンテナまたはチャネルが、データを受信するのに選択される。
［好適実施例の詳細な説明］
本発明の特徴及び効果は、実施例を通じて与えられる以下の説明からより明らかになるであろう。
【０００８】
図１を参照するに、典型的なＯＦＤＭ受信機１０の第１実施例は、ＲＦ受信機１２である。ＲＦ受信機１２には様々な変形が存在し、当該技術分野では周知であるが、典型的には、ＲＦ受信機１２は、１以上のアンテナ１４、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１６、ＲＦバンドパスフィルタ１８、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路２０、ＲＦミキサ２２、ＲＦキャリ周波数ローカルオシレータ２４及びＩＦバンドパスフィルタ２６を含む。
【０００９】
アンテナ１４を介して、ＲＦ受信機１２は、チャネルの通過後、ＲＦ−ＯＦＤＭ変調キャリアに連結する。その後、それをＲＦローカルオシレータ２４により生成された周波数ｆｃｒの受信機キャリアとミキシングすることにより、ＲＦ受信機１２は、受信ＩＦ−ＯＦＤＭ信号を得るため、ＲＦ−ＯＦＤＭ変調キャリアをダウン変換する。受信機キャリアと送信機キャリアとの間の周波数が、キャリア周波数オフセットΔｆｃに寄与する。
【００１０】
この受信ＩＦ−ＯＦＤＭ信号は、ミキサ２８及び３０に接続され、同相及び直交ＯＦＤＭ信号を生成するため、それぞれ同相ＩＦ信号と９０°位相シフト（直交）ＩＦ信号とにミキシングされる。ミキサ２８に与えられる同相ＩＦ信号は、ＩＦローカルオシレータ３２により生成される。ミキサ３０に与えられる９０°位相シフトＩＦ信号は、ミキサ３０への供給前に、９０°位相シフタ３４を介し同相ＩＦ信号を通過することにより、ＩＦローカルオシレータ３２の同相ＩＦ信号から導出される。
【００１１】
その後、同相及び直交ＯＦＤＭ信号は、それぞれアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３６及び３８にわたされ、クロック回路４０により決定されるようなサンプリングレートｆｃｋ＿ｒでデジタル化される。ＡＤＣ３６及び３８は、それぞれ同相および直交離散時間ＯＦＤＭ信号を構成するデジタルサンプルを生成する。受信機と送信機のサンプリングレートの差は、サンプリングレートオフセットΔｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒ−ｆｃｋ＿ｔである。
【００１２】
その後、ＡＤＣ３６及び３８からのフィルタリングされていない同相及び直交離散時間ＯＦＤＭ信号が、それぞれデジタルローパスフィルタ４２及び４４を通過する。ローパスデジタルフィルタ４２及び４４の出力は、それぞれ受信ＯＦＤＭ信号のフィルタリングされた同相及び直交サンプルである。このようにして、受信ＯＦＤＭ信号は、複素数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値成分及び虚数成分を表す同相（ｑｉ）と直交（ｐｉ）サンプルに変換される。その後、これら受信ＯＦＤＭ信号の同相及び直交（実数値及び虚数）サンプルは、ＦＦＴ４６に送られる。ここで、受信機１０の従来技術による実現形態では、アナログ−デジタル変換は、ＩＦミキシング処理の前に行われる。このような実現形態では、ミキシング処理は、デジタルミキサ及びデジタル周波数シンセサイザの利用を伴う。また、受信機１０の従来技術による多数の実現形態では、デジタル−アナログ変換は、フィルタリング後に実行される。
【００１３】
ＦＦＴ４６は、各ＯＦＤＭシンボルインターバル中にサブキャリアに変調するのに利用された周波数ドメインサブシンボルのシーケンスを復元するため、受信ＯＦＤＭ信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。その後、ＦＦＴ４６は、これらサブシンボルのシーケンスをデコーダ４８に与える。
【００１４】
デコーダ４８は、ＦＦＴ４６から供給された周波数ドメインサブシンボルのシーケンスから送信データビットを復元する。この復元は、周波数ドメインサブシンボルを復号することにより行われ、ＯＦＤＭ送信機に与えられたデータビットストリームに理想的に一致するデータビットストリームが取得される。この復号処理には、例えば、ブロック及び／または畳み込み符号化されたサブシンボルからデータを復元するためのソフトＶｉｔｅｒｂｉ復号化及び／またはＲｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ復号化などが含まれうる。
【００１５】
図２は、符号化ＯＦＤＭ送信の受信及び復号を行うよう構成される受信機を示すブロック図である。符号化ＯＦＤＭ、すなわちＣＯＦＤＭは、誤り制御符号化及びＯＦＤＭ変調プロセスが相互に動作するシステムに対して使用される用語である。図２に示されるＣＯＦＤＭ受信機は、参照番号５０により全体的に参照される。ＣＯＦＤＭ受信機５０は、最クリックプリフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）除去回路５２、ＦＦＴ回路４６及び等価回路５６などの典型的機能を有する。後述のように、ＣＯＦＤＭ受信機５０はまた、受信ＣＯＦＤＭ信号の処理に適した追加的回路を有する。
【００１６】
送信対象のＣＯＦＤＭ信号を用意するのに、重要なステップは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）による処理前に、ソースデータのビットのインタリーブ処理及び符号化処理を行うことである。与えられた帯域幅ごとにより多くのデータの送信を可能にするため、ビットはシンボルのコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）に符号化されるようにしてもよい。送信コンステレーションの一例として、直交増幅変調を利用してデータストリームを６ビットシンボルに変換する６４−ＱＡＭがあげられる。符号化ビットはさらに、Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムなどの順方向誤り訂正アルゴリズムを利用した従来の符号化が行われる。このような畳み込み符号化は、受信機において誤って受信されたビットの訂正を可能にする。
【００１７】
符号化プロセスの一部として、ソースデータの隣接ビットが、当該ソースデータの隣接ビットを抽出し、複数のサブキャリアにそれらを拡散させることにより、インタリーブ処理される。インタリーブ処理は、周波数ヌル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｎｕｌｌ）による１以上のサブキャリアの損失またはエラーを回避する。このような損失は、潜在的に連続的なビットエラーストリームを引き起こすかもしれない。このようなエラーのバーストは、典型的には、従来の誤り訂正符号化手法による訂正では困難なものである。
【００１８】
ＣＯＦＤＭ受信機５０は、受信ＣＯＦＤＭ信号の処理に関連する機能ブロックを含む。具体的には、ＣＯＦＤＭ受信機５０は、ソースデータが抽出されるように、データ送信前に行われた符号化プロセスを逆転するよう構成される機能を含む。ＣＯＦＤＭ受信機５０は、受信ＣＯＦＤＭシンボルを解釈するシンボルデマッパ（ｓｙｍｂｏｌ  ｄｅｍａｐｐｅｒ）を含む。デインタリーバ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）６０は、送信前に行われたインタリーブ処理の逆処理を行い、受信ビットを訂正順に戻すよう構成される。最後に、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８は、シンボルをバイナリデータストリームに再構成するよう構成される。
【００１９】
送信によるビットのインタリーブ処理は、ビットエラーが時間的に間隔を離すように、連続ビットを拡散させる。この配置処理は、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダのようなデコーダがビットエラーを訂正するのを容易にする。例えば、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダは、連続して誤って受信された４ビットまで訂正することができるようにしてもよい。ソースデータからのビットがインタリーブ処理によりサブキャリアにランダムに分布される場合、ヌルまたはエラーサブキャリアからの４ビットを超えるビットがシーケンスで受信される確率は低減される。
【００２０】
図３に戻って、本発明による一例となるＯＦＤＭシンボルフレーム５０が示される。シンボルフレーム５０は、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに対する既知の送信値を含むトレーニングシーケンスまたはシンボル５２、所定数のサイクリックプリフィックス５４及びユーザデータ５６のペアを含む。例えば、参照することによりここに含まれる、提案されているＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（欧州）及びＩＥＥＥ８０２．１１ａ（米国）無線ＬＡＮ規格では、６４の既知の値またはサブシンボル（すなわち、５２の非ゼロの値及び１２のゼロ値）が、トレーニングシーケンスの選択されたトレーニングシンボル（例えば、提案されているＥＴＳＩ規格の「トレーニングシンボルＣ」と、提案されているＩＥＥＥ規格の「ロングＯＦＤＭトレーニングシンボル」など）に割り当てられる。ユーザデータ５６は、所定のサブキャリアに埋め込まれる既知の送信値を含む所定数のパイロット５８を備える。例えば、提案されているＥＴＳＩ及びＩＥＥＥ規格は、ビン（ｂｉｎ）やサブキャリア±７及び±２１に配置された４つのパイロットを有する。本発明は提案されているＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（欧州）及びＩＥＥＥ８０２．１１ａ（米国）無線ＬＡＮ規格に準拠する受信機において動作するものとして説明されているが、他のＯＦＤＭシステムにより本発明の教示を実現することが当業者には考えられる。
【００２１】
図４は、ＯＦＤＭ送信チャネルの周波数応答を示す図である。複数のサブキャリア７４〜８８はそれぞれ、周波数軸上の番号１〜８により特定される。各サブキャリアのゲインは、ゲイン軸上のサブキャリアの大きさにより示されている。図４に示されるように、サブキャリア８０は、チャネルに任意のサブキャリアの最小ゲインを有する。従って、サブキャリア８０を利用して送信される情報は、誤って受信される確率が最も高くなる。上述のように、ビットのインタリーブ処理は、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８（図２）の訂正強度より大きなビットストリームがサブキャリ８０を介し送信される確率を最小化する。
【００２２】
本発明は、受信ビットの信頼性を決定するため、ＯＦＤＭチャネル内の各サブキャリアの相対ゲインを利用する。図４に示されるサブキャリアの等価器の応答値が、受信サブキャリアの強度の推測または推定に利用されてもよい。
【００２３】
与えられたサブキャリアに対する等価器の応答値は、サブキャリア信号の強度に反比例して変動するということを当業者は認識するであろう。例えば、等価器の応答がある周波数において高い値を有する場合、それはチャネルの当該ポイントにおける周波数ヌルに対応するであろう。弱い受信信号を補償しようとするため、等価器の応答は当該ポイントにおいて高い値を有することになる。この信頼性情報は、符号化決定時に適切にビットを重み付けするため、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８（図２）にわたされる。周波数ヌルの場合（サブキャリア８０のような）、ビットは「低信頼度」としてマークされ、当該ビットは強力なサブキャリアからのビットほどの大きさの重み付けはされないであろう。
【００２４】
各アンテナまたはチャネルがより正確な出力を生成する相対的確率を評価するため、各アンテナまたはチャネルには全体ＣＱＭ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｅｔｒｉｃ）が割り当てられるようにしてもよい。計算後、各アンテナまたはチャネルに対する全体ＣＱＭは、以降の比較のため保持されるようにしてもよい。以降の受信に利用されるアンテナまたはチャネルの選択は、最善の全体ＣＱＭを示すアンテナまたはチャネルに基づくようにしてもよい。
【００２５】
図４に示されるチャネルの受信の評価を行うため、第１のステップは、複数のサブキャリア７４〜８８のそれぞれに対するチャネル応答の大きさの推定を計算することである。これは典型的には、周知の技術の何れかにより、トレーニングシンボルを利用して実行される。
【００２６】
全体的なＣＱＭを決定する次のステップは、ウェートが当該サブキャリアの周波数における対応するチャネル応答の強度に単調に関連付けされるウェートまたはメトリックを各サブキャリアに割り当てることである。例えば、サブキャリアのチャネル応答の大きさが大きくなるに従い、割り当てられたウェートは非減少的なものとなるようにしてもよい。単調なメトリックを生成する１つの方法は、サブキャリアゲインに比例した対数値に基づくメトリックを割り当てることである。当該メトリックは、与えられたサブキャリア上で受信したデータの信頼性の統計的平均を反映したものであるべきである。例えば、各サブキャリアには１から５までの整数が割り当てられ、５は最高の信頼度を有するサブキャリアに対応し、１は最低の信頼度を有するサブキャリアに対応する。一般に、サブキャリアは、それのチャネル応答がより大きくなると、信頼度が高まると考えられる。
【００２７】
図４に示されるチャネルの全体ＣＱＭの決定における次のステップは、各サブキャリア７４〜８８の以前に計算されたウェートを受信ＣＯＦＤＭシンボルの各ビットに対する１つのメトリックにマッピングすることである。図５は、６４−ＱＡＭコンステレーションに対するメトリックの受信シンボルビット上へのマッピングを示す。
【００２８】
図５に示される図は、参照番号９０により全体的に参照されている。サブキャリアに以前に割り当てられたメトリックは、参照番号９２により特定されている。当該メトリックは、送信前にビットの符号化に用いられた符号化コンステレーションの結果であるＣＯＦＤＭシンボルの各ビットにマッピングされる。図５に示される６４−ＱＡＭコンステレーションでは、各シンボルは６ビット上にマッピングされる。３つのビット９２、９４及び９６は、当該シンボルの実数部分を表す。３つのビット９８、１００及び１０２は、当該信号の虚数部分を表す。メトリックｎ９２のウェートは、図示されるように、当該シンボルの各ビットに対して１回重複していてもよい。従って、メトリックｎ９２が４となるよう以前に計算されていた場合、当該シンボルのビット９２、９４、９６、９８、１００及び１０２のそれぞれに対して１回、４の値が６回重複するであろう。ビットの６４−ＱＡＭ−ＯＦＤＭシンボルへのマッピングが図５に示されるが、本発明の実現に任意の符号化コンステレーションが利用されてもよい。特定の符号化コンステレーションは、本発明の重要な特徴ではない。
【００２９】
ＣＱＭの計算における次のステップは、以前のステップにおいてシンボルの各ビットに割り当てられたメトリックを逆インタリーブ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）することである。前述のように、ビットを送信前にインタリーブした場合にのみ、逆インタリーブ処理は必要とされる。ＣＱＭの計算時にインタリーブされたビットの逆インタリーブは、インタリーブ処理前の連続したエラー群がインタリーブ後に拡散されるため、与えられた送信チャネルがインタリーブ後の実際のデータビットに与える影響の正確な反映を保証する。言い換えると、逆インタリーブ処理は、ＣＱＭの計算に用いられるデータは、送信チャネルの特性を正確には反映しない数学的に分散化されたサンプルというよりは、むしろ実際のチャネル特性に基づきものとなることを保証する。
【００３０】
与えられたチャネルに対するＣＱＭの計算における次のステップは、以前に割り当てられたビットメトリックに基づき、チャネル応答推定における各Ｎビットグループに対するＣＱＭを計算するため、長さＮのスライドウィンドウを利用することである。図６は、本発明によるチャネル応答データの「スライドウィンドウ」による繰り返し評価を示す図である。
【００３１】
図６に示される図は、参照番号１０６により全体的に参照されている。与えられたアンテナまたはチャネルに対する全体ＣＱＭが、当該アンテナまたはチャネルに対する長さＮのビット列に対応する最小の中間ＣＱＭを選択することにより決定される。長さＮのスライドウィンドウを利用して、以前に割り当てられたビットメトリックに基づき、チャネル応答推定の各Ｎビットグループに対する中間ＣＱＭが計算される。評価された各アンテナまたはチャネルに対する最小の中間ＣＱＭは、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８（図２）により誤って解釈される確率のある相対的に疑わしいデータの最長の連続するビットストリームに対応している。各アンテナまたはチャネルに対して最小の中間ＣＱＭが計算された後、当該値はアンテナまたはチャネルに対する全体ＣＱＭとして指定される。本発明を包含するＯＦＤＭ受信機は、連続する動作において最大の全体ＣＱＭを有するアンテナまたはチャネルを選択するようプログラムされてもよい。言い換えると、最も強力なワーストケースの送信特性を有するアンテナまたはチャネルが、連続する動作において選択されるようにしてもよい。最も強力なワーストケースの送信特性を有するアンテナまたはチャネルは、他の利用可能なアンテナまたはチャネルと比較して、低いＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）を有する確率が高い。
【００３２】
スライドウィンドウ評価を実行するため、以前のステップの結果として形成されたチャネル推定データブロックが、記憶装置１０６に格納される。図示された実施例では、各サブキャリアの各シンボルのそれぞれのビットに対する相対強度が、記憶装置１０６に逐次的に格納される。チャネル応答データの最初のＮ−１メトリックのブロック１０８は、記憶装置１０６に保持されているデータシーケンスの終わりにおいて重複している。図示されるように、この重複したデータブロック１０８の目的は、与えられたアンテナまたはチャネルに対する弱いビットの最長の列が、１つのシンボルの終わりに向かって開始され、次のシンボルの始まりを包み込むビットストリームにより形成されているか判断することを可能にするためのものである。
【００３３】
当該評価はスタートポイント１１２から始まり、エンドポイント１１４において完結するまで矢印１０６方向に進行する。長さＮの各ビットグループに対する各中間ＣＱＭは、長さＮのウィンドウ１０８の各ビットに対してメトリックを合計することにより計算されるようにしてもよい。各中間ＣＱＭの計算後、中間ＣＱＭ値は、それがここまで計算された中間ＣＱＭの最小値である場合、あるメモリ位置に格納される。その後、スライドウィンドウが、次の中間ＣＱＭを計算するため、１ビットずつシフトされる。現在の中間ＣＱＭが前の中間ＣＱＭより小さい場合、現在の中間ＣＱＭ値はメモリ位置の前の中間ＣＱＭ値と交代される。このようにして、最小の（すなわち、ワーストの）中間ＣＱＭ値の記録が検出及び保持される。
【００３４】
上述のように、スライドウィンドウは、チャネル応答メトリックデータの最後のビットと当該メトリックデータの最初の（Ｎ−１）ビットを表す中間ＣＱＭに対応するブロック１１０の評価により完了する。これは、ワーストケースの中間ＣＱＭが、１つのシンボルの終わりの方向に始まり、次のシンボルの始まりに続くビットストリームにおいて発生する確率を考慮するよう行われる。
【００３５】
Ｎの値は、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８（図２）の訂正パワーに対応するよう選ばれてもよい。より詳細には、Ｎの値は、与えられたコードに対するＶｉｔｅｒｂｉデコーダのトレリスにおける最小距離のパスＬの長さに比例して選ばれてもよい。このようにしてＮを選択することにより、スライドウィンドウ評価プロセスは、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８が訂正パワーを有する最長の「不良」ビット列に基づき、中間ＣＱＭを決定する。
【００３６】
このようなＮの値の選択に対する動機付けは、最長の「不良」ビット列がアンテナまたはチャネルの品質の決定要因であるということである。従来の符号化の性質のため、長さＮの低信頼性ビット列は、Ｍの低信頼性ビット列（Ｍ＞Ｎ）より悪くはない。すなわち、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ４８が誤った決定を行う確率は、ＣＱＭが最大となるチャネルに対してより低くなるであろう（なぜなら、高いＣＱＭメトリックは強いサブキャリアに対応するため）。
【００３７】
上述のように、各アンテナまたはチャネルに対する全体ＣＱＭの評価計算は、上記ステップを実行することにより行われるようにしてもよい。最大の全体ＣＱＭを有するチャネルが、以降の信号受信に対して選ばれるようにしてもよい。
【００３８】
図７は、本発明の一実施例の動作を示すプロセスフロー図である。プロセス全体は、参照番号１１６により参照される。当業者は、図７に示される機能及び動作が回路（ハードウェア）、ソフトウェアあるいはハードウェアとソフトウェアの組み合わせにより実現されてもよいということを認識しているであろう。
【００３９】
ステップ１１８において、本プロセスが開始される。ステップ１２０において、すべてのサブキャリアに対するチャネル応答推定が計算される。ステップ１２２において、単調なウェートが各サブキャリアに対して、それのチャネル応答に基づき割り当てられ、ステップ１２４において、各サブキャリアのウェートがＣＯＦＤＭ受信機に用いられた与えられたコンステレーションに対するシンボルに対応するすべてのビットにマッピングされる。
【００４０】
ステップ１２６において、必要に応じて、当該ビットが逆インタリーブされる。逆インタリーブ処理は、当該ビットが送信前にもともとインタリーブされている場合に必要とされる。
【００４１】
ステップ１２８において、図６を参照して上述されたスライドウィンドウ評価手法が実行される。スライドウィンドウ手法を用いて、長さＮの各ビットウィンドウに対する連続した中間ＣＱＭが計算される。与えられたアンテナまたはチャネルに対する全体ＣＱＭは、評価対象のアンテナまたはチャネルに対して最小の中間ＣＱＭを選択することにより決定される。
【００４２】
判定ステップ１３０において、評価対象の現在のアンテナまたはチャネルが最後のものであるか判断される。そうでない場合、次のアンテナまたはチャネルに対する全体ＣＱＭの決定プロセスがステップ１２０において継続される。評価対象の現在のアンテナまたはチャネルが最後のものである場合、ステップ１３２において、最も信頼性の高いアンテナまたはチャネルが選ばれる。最も信頼性の高いアンテナまたはチャネルは、最大の全体ＣＱＭを有するものである。本プロセスは、ステップ１３４において終了する。
【００４３】
本発明は様々な改良や他の形態が可能であるが、図面により具体的な実施例が示され、ここで詳細に説明されている。しかしながら、本発明は開示された特定の携帯に限定されるものでないということが理解されるべきである。むしろ、本発明は、以下の添付されたクレームにより定義されるような本発明の趣旨及び範囲内に属するすべての改良、均等物及び代替物をカバーしている。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】図１は、一例となるＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図２】図２は、符号化ＯＦＤＭ送信の受信及び復号化に適した受信機を示すブロック図である。
【図３】図３は、ＯＦＤＭシンボルフレーム内のトレーニングシーケンス、ユーザデータ及びパイロット信号の配置を示す図である。
【図４】図４は、ＯＦＤＭ送信チャネルの周波数応答を示す図である。
【図５】図５は、ＯＦＤＭシンボルのビットに対する重み付けを示す図である。
【図６】図６は、本発明によるチャネル応答データの繰り返し評価を示す図である。
【図７】図７は、本発明の一実施例による動作を示すプロセスフロー図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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