(57)【要約】オーディオ信号（ｘ（ｎ））を符号化する方法であって、均一なコサイン変調フィルタバンク（１０）への入力として前記信号（ｘ（ｎ））を供給するステップを有する方法。前記フィルタバンクについて不均一なセグメンテーションが決定される。ここで３以上のフィルタの少なくとも１つのグループは、前記オーディオ信号の少なくとも１つの時間間隔の間に結合される。前記フィルタの少なくとも１つのグループは、それぞれのセグメンテーション行列（Ｓ１・・・Ｓｘ）と結合される。ここで各行列はアダマール行列のｐ×ｐの主部分行列を有し、ｐはグループに結合されるべきフィルタの数と等しい。前記フィルタ及び前記セグメンテーション行列の出力並びに前記セグメンテーションのそれぞれの示唆は次いでビットストリームに符号化される。
2005501277.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ信号を符号化する方法であって、前記方法は、
各フィルタがそれぞれの出力信号を供給するような複数のコサイン変調フィルタを有する均一な分析フィルタバンクへの入力として、前記信号を供給するステップと、
３つ以上のフィルタの少なくとも１つのグループが前記オーディオ信号の少なくとも１つの時間間隔の間に結合されるように、前記分析フィルタバンクの不均一なセグメンテーションを決定するステップと、
前記フィルタの少なくとも１つのグループを、各行列がアダマ−ル行列のｐ×ｐの主部分行列を有するそれぞれのセグメンテーション行列と結合するステップと、
前記フィルタ及び前記セグメンテーション行列の出力並びに前記セグメンテーションのそれぞれの示唆をビットストリームに符号化するステップと、
を有し、ここでｐはグループに結合されるべきフィルタの数と等しい方法。
【請求項２】
前記行列の結合が正規直交となるように、各アダマール行列の係数を結合係数で乗算するステップを更に有する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ビットストリームを復号化する方法であって、前記方法は、
不均一な合成フィルタバンク中の周波数帯に対応する複数のデータチャネルを供給するために前記ビットストリームを読み込むステップと、
３つ以上のデータチャネルの少なくとも１つのグループが前記ビットストリームの少なくとも１つの時間間隔の間に結合されるように、前記合成フィルタバンクの不均一なセグメンテーションを、前記ビットストリームから決定するステップと、
前記データチャネルの少なくとも１つのグループを、各行列がアダマール行列のｐ×ｐの主部分行列を有するそれぞれのセグメンテーション行列と結合するステップと、
各フィルタが共通の出力信号を供給するような複数のコサイン変調フィルタを有する均一な合成フィルタバンクへのそれぞれのチャネル入力として、前記少なくとも１つの結合の出力を供給するステップと、
を有し、ここでｐはグループに結合されるべきフィルタの数と等しい方法。
【請求項４】
ｐは２の整数乗に等しく、各前記セグメンテーション行列はｐ×ｐアダマール行列の転置行列を有する、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
ｐは２の整数乗に等しくなく、各前記セグメンテーション行列はｐ×ｐアダマール行列の逆行列を有する、請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記行列の結合がユニタリになるように、各前記アダマール行列の係数を結合係数によって乗算するステップを更に有する、請求項４又は５に記載の方法。
【請求項７】
各フィルタがそれぞれの出力信号を供給するような複数のコサイン変調フィルタを有する均一な分析フィルタバンクへの入力として、オーディオ信号を供給する手段と、
３つ以上のフィルタの少なくとも１つのグループが前記オーディオ信号の少なくとも１つの時間間隔の間に結合されるように、前記分析フィルタバンクの不均一なセグメンテーションを決定する手段と、
前記フィルタの少なくとも１つのグループを、各行列がアダマール行列のｐ×ｐの主部分行列を有するそれぞれのセグメンテーション行列と結合する手段と、
前記フィルタ及び前記セグメンテーション行列の出力並びに前記セグメンテーションのそれぞれの示唆をビットストリーム中に供給するエンコーダと、
を有し、ここでｐはグループに結合されるべきフィルタの数と等しいオーディオ符号化器。
【請求項８】
不均一な合成フィルタバンク中の周波数帯に対応する複数のデータチャネルを供給するためにビットストリームを読み込む手段と、
３つ以上のデータチャネルの少なくとも１つのグループが前記ビットストリームの少なくとも１つの時間間隔の間に結合されるように、前記合成フィルタバンクの不均一なセグメンテーションを、前記ビットストリームから決定する手段と、
前記データチャネルの少なくとも１つのグループを、各行列がアダマール行列のｐ×ｐの主部分行列を有するそれぞれのセグメンテーション行列と結合する手段と、
各フィルタが共通の出力信号を供給するような複数のコサイン変調フィルタを有する均一な合成フィルタバンクへのそれぞれのチャネル入力として、前記少なくとも１つの結合の出力を供給するステップと、
を有し、ここでｐはグループに結合されるべきフィルタの数と等しいオーディオ再生器。
【請求項９】
請求項７に記載のオーディオ符号化器と請求項８に記載のオーディオ再生器とを有するオーディオシステム。
【請求項１０】
ビットストリームであって、複数のコサイン変調フィルタを有する不均一な合成フィルタバンクにおける周波数帯に対応する複数のチャネルに関するデータと、前記合成フィルタバンクの不均一なセグメンテーションの示唆とを有し、ここで３つ以上のデータチャネルの少なくとも１つのグループは前記ビットストリームの少なくとも１つの時間間隔の間にそれぞれのセグメンテーション行列と結合されるものであり、各行列はｐ×ｐアダマール行列を有し、ここでｐはグループに結合されるべきフィルタの数と等しいビットストリーム。
【請求項１１】
請求項１０に記載のビットストリームが保存されている記憶媒体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はオーディオ信号の符号化及び復号化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１は従来のＭチャネル分析フィルタバンク１０及び合成フィルタバンク１２を含むシステムについての基本的なブロック図を示す。前記分析フィルタバンクは、それぞれが関連する出力チャネル及び共通の入力ｘ（ｎ）を持つデジタルフィルタＨｋ（ｚ）（ｋ＝０、・・・、Ｍ−１）の集合を有する。前記合成フィルタバンクは、それぞれが関連する入力チャネルと共通の出力ｙ（ｎ）とを持つフィルタＦｋ（ｚ）の集合を有する。分析フィルタバンク１０において、各チャネルは係数Ｍによって間引き（ｄｅｃｉｍａｔｅ）され、合成フィルタバンク１２において、係数Ｍによって補間（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅ）される。例におけるように、前記補間の度合いが前記間引きの度合いと等しい場合、前記フィルタバンクはクリティカル（ｃｒｉｔｉｃａｌ）に標本化され、全ての前記フィルタが同一のバンド幅を持つ場合、前記フィルタバンクは均一のフィルタバンクである。
【０００３】
分析フィルタバンク１０によって出力される前記Ｍチャネルは、あらゆる方法で処理されることができる。例えば、分析フィルタバンク１０がオーディオエンコーダの一部を形成する場合、所定のアップデート間隔の間、チャネルデータ及びことによると前記フィルタバンクの構造が、オーディオ信号ｘ（ｎ）を表すビットストリームに符号化されることができる。合成フィルタバンク１２がオーディオデコーダの一部を形成する場合、前記合成フィルタバンクの構造は、信号ｙ（ｎ）を生成するためにチャネルデータと結合される。代わりに、例えば信号ｘ（ｎ）が何らかの形式の前段処理にかけられ、処理された信号ｙ（ｎ）が記憶媒体に保存される又は伝送媒体に中継されるといったように、バンク１０及び１２の両方がオーディオ処理システムに含まれても良い。
【０００４】
コサイン変調フィルタ（ＣＭＦ）バンクにおいては、前記分析及び合成フィルタは、単一のプロトタイプフィルタのコサイン変調されたバージョンである。前記分析及び合成フィルタについての既知の式は、
【数１】
2005501277.tif 000003
である。ここで、
【数２】
2005501277.tif 000004
であり、α∈Ｚは変調位相であり、コサイン変調についてはβ＝０、サイン変調についてはβ＝１である。
【０００５】
均一のＣＭＦフィルタを利用することは既知であり、時にはデジタル信号の符号化のようなアプリケーションにおいて、疑似ＱＭＦ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｒｒｏｒ Ｆｉｌｔｅｒ、直交ミラーフィルタ）又は変調された重複変換（ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｌａｐｐｅｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と呼ばれる。完全再構成（ＰＲ）という語は、出力ｙ（ｎ）が入力ｘ（ｎ）の変倍された及び遅延されたバージョンであるようなフィルタバンクに適用される。ＰＲ均一ＣＭＦバンクの設計のための理論は十分に確立されており、上述の場合においては、ＰＲ特性はα及びプロトタイプフィルタＰｏの適切な選択によって満足される。本説明の目的のため、例となるＰｏは、図２に示すように
【数３】
2005501277.tif 000005
について
【数４】
2005501277.tif 000006
に透過バンドを持ち、無限に減衰されるストップバンドを持つ、長さＮの実係数線形位相ローパスフィルタである。即ち
【数５】
2005501277.tif 000007
について、
【数６】
2005501277.tif 000008
となる。
【０００６】
幾つかのアプリケーションは、不均一のフィルタバンク、即ちフィルタが変化するバンド幅を持つようなフィルタバンクの利用を必要とする。例えばオーディオの符号化においては、時間−周波数のエネルギー分布及び前記入力信号の特性に適応することができるフィルタバンクを提供することが望ましい。不均一フィルタバンクの設計は一般に非常に複雑であるが、幾つかの最近の方法は不均一ＣＭＦバンクの設計を可能にする。
【０００７】
例えば、Ｈ．Ｓ．Ｍａｌｖａｒによる「Ｂｉｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ａｎｄ ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ｌａｐｐｅｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ ｆｏｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｃｏｄｉｎｇ ｗｉｔｈ ｒｅｄｕｃｅｄ ｂｌｏｃｋｉｎｇ ａｎｄ ｒｉｎｇｉｎｇ ａｒｔｅｆａｃｔｓ」（「ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ｖｏｌ． ４６、ｎｏ． ４、１０４３〜１０５３頁、１９９８年４月）、Ｈ．Ｓ．Ｍａｌｖａｒによる「Ｅｎｈａｎｃｉｎｇ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｓｕｂ−ｂａｎｄ ａｕｄｉｏ ｃｏｄｅｒｓ ｆｏｒ ｓｐｅｅｃｈ ｓｉｇｎａｌｓ」（「Ｐｒｏｃ． Ｉｎｔ． Ｓｙｍｐ． Ｃｉｒｕｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ ’９８」、ｎｎ．９０〜１０１、１９９８年６月）、及びＭａｌｖａｒによる米国特許第６，１１５，６８９号は、不均一な変調された重複変換（ＭＬＴ）を構成する方法を開示している。これは、均一なＭＬＴのサブバンドフィルタの結合を含み、ここではサブバンド合成と呼ばれる。前記結合されたサブバンドフィルタは、周波数局所化の減少と引き換えに結合されていないフィルタよりも優れた時間局所化を持つ。前記不均一フィルタバンクは均一なＭＬＴのフィルタの線形結合を単に採ることにより得られるため、前記方法は時間変化する変換の効率的な実装を可能にする。Ｍａｌｖａｒはサブバンド合成が、オーディオ及び音声の符号化において、例えば残響音及び前エコーといった、共鳴するアーティファクト（ａｒｔｅｆａｃｔ）を減少するために有益に利用されることができることを開示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、かような変換の設計は幾つかの点で制限される。２個又は４個のサブバンドフィルタのみが結合されることができ、固定された数のペアの高周波係数のみが結合される。即ち１６×２個のフィルタ、８×４個のフィルタである。更に、体系化された設計手順が開示されていない。とりわけ、結合された４つのサブバンドフィルタの場合には、必要とされる出力を提供するのに困難なパラメータのセットが選択される。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、請求項１による方法が提供される。
【００１０】
本発明は、任意の数のサブバンドが体系化された方法によって結合されることを可能にする、サブバンド合成方法を提供する。好適な実施例は、均一なＣＭＦバンクから始めて、構成フィルタの線形結合が、結果の結合されたフィルタが優れた周波数選択特性及び平坦な透過バンド応答を持つように実行される。
【００１１】
ここで本発明の実施例は、添付する図を参照しながら説明される。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施例である図１ｂにおいて、Ｍチャネルが最大限に間引きされた均一なＣＭＦバンク１０及び１２は、理想的には図２に示されるような単一のプロトタイプフィルタＰｏのコサイン変調によって得られるフィルタＨｋ（ｚ）及びＦｋ（ｚ）を有する。局所化モジュール１４は、時間−周波数のエネルギー分布の分析と、所定の時間間隔における信号ｘ（ｎ）の信号特性とより、改良された符号化信号の質を提供するため、増加された時間分解能に有利なように、周波数セグメンテーションを非局所化することが好ましいことを決定する（代わりにモジュール１４は、周波数セグメンテーションが非局所化される場合、同一レベルの質を維持しつつ全体のビットレートの低下が可能であることを決定しても良い）。
【００１３】
かくして図１ｂの例において、モジュール１４は、前記均一なＣＭＦバンクの中に任意の数ｐ≦Ｍ個の隣接するフィルタを有するフィルタのｘ個のグループは、不均一なフィルタバンクを提供するためにセグメンテーション行列Ｓ１・・・Ｓｘに結合されるべきであることを決定する。
【００１４】
（本発明に必要というわけではないが、本説明においてはＭ個の出力チャネルの全体がセグメンテーションの後に生成されることが仮定される。）任意の所定の時間間隔の間に使用されるべき、チャネルデータと前記周波数セグメンテーションの示唆（ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）とを含む符号化された信号は、均一の合成フィルタバンクへの入力を提供するために、セグメンテーション行列の逆行列Ｓ−１１・・・Ｓ−１ｘに復号化される。
【００１５】
前記不均一なフィルタバンクが適切な周波数応答を持つために、該フィルタの大きさ特性（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）は優れた周波数選択性及び平坦な透過バンド応答を示す必要がある。本発明が該選択性及び応答特性を提供することを説明するため、合成されたフィルタＨｐ，ｋ（ｚ）を、均一なＣＭＦバンクの中のｋ番目のフィルタから始まるｐ個の隣接したフィルタの線形結合であると考える。即ち、
【数７】
2005501277.tif 000009
ここで、
【数８】
2005501277.tif 000010
は大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）１の結合係数である。｜Ｈｐ，ｋ（ｚ）｜２（即ち
【数９】
2005501277.tif 000011
）が、
【数１０】
2005501277.tif 000012
に等しい場合、Ｈｐ，ｋ（ｚ）は、背後にある均一に離隔されたサブバンドフィルタのものと類似した、平坦な透過バンド応答と遷移バンド幅（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）とを持つ。（例となるＰｏのように）前記プロトタイプフィルタが前記ストップバンドの減衰の条件を満たす場合、｜ｋ−１｜≧２についてフィルタＨｋ（ｚ）とＨｌ（ｚ）との間のスペクトルのオーバラップはない。そのため、
【数１１】
2005501277.tif 000013
について
【数１２】
2005501277.tif 000014
となり、ストップバンド中では０となる。
【００１６】
それでもなお、プロトタイプフィルタＰｏは無限の長さのフィルタを必要とするため、実際のアプリケーションには実装されることができないと思われる。それ故、実際の状況においては、隣接していないフィルタの周波数ドメイン中のオーバラップしている期間が存在し、前記結合されたフィルタの前記透過バンドにおけるリプル（ｒｉｐｐｌｅ）に帰着する。しかしながら、前記プロトタイプフィルタの前記ストップバンドの減衰を高く保つことにより、これらのリプルは最小限に保たれる。
【００１７】
以下に、結果の結合されたフィルタが必要とされる周波数の振る舞いを実際に示すような、前記変調位相（即ち均一なフィルタバンクにおける）及び前記結合係数の必要十分条件を示す。
【００１８】
図２のプロトタイプフィルタＰｏ及び
【数１３】
2005501277.tif 000015
（ｋ＝０，・・・，Ｍ−１）について、α＝（Ｎ−１）−Ｍ（２ｍ＋１）（ｍ∈Ｚ）、かつ
【数１４】
2005501277.tif 000016
である場合のみ、１≦ｐ≦Ｍかつ０≦ｋ≦Ｍ−ｐについて
【数１５】
2005501277.tif 000017
となる。
【００１９】
αの条件が、背後にある均一のＣＭＦバンクへの新たな制約であるように見えるかも知れないが、事実はそうではない。文献によって知られる殆どのＣＭＦバンクは、１次のエイリアジング（ａｌｉａｓｉｎｇ）及び大きさの歪み（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）をω∈｛０，π｝において相殺しているため、αについての条件を満たす。ｂｋについての条件に関しては、符号のみが異なる大きさ１の結合係数の選択に等しい。
【００２０】
前記結合の操作は行列の乗算によって表されることができる。２つのフィルタ（ｐ＝２）が結合される例を考える。前記均一なＣＭＦバンクの前記分析フィルタのインパルス応答を含む行列Ａを、
【数１６】
2005501277.tif 000018
のように定義すると、前記不均一なＣＭＦバンクの前記分析フィルタのインパルス応答を含む行列Ａ’は、行列の乗算Ａ’＝ＳＡによって生成されることができる。ここで、
【数１７】
2005501277.tif 000019
である。
【００２１】
結合係数ｂｋは、Ｓのブロック対角要素の行に見出され、本例においては正則行列である、サイズ２のアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）行列である。
【００２２】
ｐ＞２の場合には、Ｓの正則のブロック対角要素は、±１のエントリを持つｐ×ｐのサイズのものである。好適な実施例においては、かような正則行列はサイズＮ≧ｐのアダマール行列のｐ×ｐの主部分行列（ｐｒｉｎｃｉｐａｌ ｓｕｂｍａｔｒｉｘ）である。
【００２３】
かくして本発明によれば、望ましいフィルタバンク構造を示すＰＲ不均一ＣＭＦバンクが、要素フィルタとアダマール行列からの正則なブロックとの行列乗算を通して、エンコーダ中に提供されることができる。
【００２４】
前記デコーダにおいては、ｐ＝２ｎ、
【数１８】
2005501277.tif 000020
について、セグメント化された信号Ａ’＝ＳＡは、元の信号の変倍されたバージョンを供給するため、行列Ｓの転置行列ＳＴによって乗算されることができる。かくして、ＡＳ→ＳＴＡ’の変換は、結合係数ｂｋを適切に変倍することによってユニタリ（正規直交）にされることができる。そのため、元の均一なフィルタバンクがユニタリであると仮定すると、前記不均一なフィルタバンクもユニタリになる。例えば、ｐ＝４について行列Ｓは以下のようになる：
【数１９】
2005501277.tif 000021
該行列をその転置行列で乗算することは、要素の大きさが４である単位行列を生成する。従ってこの場合係数ｂｋ＝１／２がユニタリなシステムに利用されるべきである。同様に、ｐ＝２については
【数２０】
2005501277.tif 000022
が利用されるべきである。
【００２５】
ｐ≠２ｎ、
【数２１】
2005501277.tif 000023
については、ＳＳ−１が単位行列を与えるように、合成操作において転置行列ではなく逆行列が利用される必要がある（これ自身はｐ＝２ｎの場合ほど計算上効率的ではない）。
【００２６】
セグメンテーション行列Ｓ、Ｓ−１は任意の均一なフィルタバンクにカスケードされて（ｃａｓｃａｄｅｄ）実装されることができる。例えば、図５はＭＰＥＧエンコーダにおいて利用される形式の分析フィルタバンク１０’を示す。この場合、入力信号ｘ（ｎ）はタップ付き遅延線を通して接続され、各連続的に遅延された信号は係数Ｍで間引きされる。図１ａ及び図１ｂに示された方式と比較すると、この方式は間引きされた信号のみがフィルタリングされ、その逆ではないことことを意味する。前記間引きされた信号は、フィルタ関数Ｇｍ（−ｚ２）のそれぞれのペアによってフィルタリングされ、その出力はＭ個の出力チャネルを生成するコサイン変調モジュール内で相互リンクされる。
【００２７】
図１ｂの場合におけるように、局所化モジュール１４が、所定のサブバンドにおける周波数の非局所化が、時間分解能の改善によって応答の質を改善すると決定する場合、それに従って隣接するフィルタ出力チャネルの１以上のグループが、上述したようにアダマール行列の１以上の主部分行列を有するセグメンテーション行列Ｓ内に結合される。
【００２８】
かくして、任意のアップデート間隔の間、個々のフィルタを結合し、周波数選択を非局所化し、一方で同時に前記ビットストリームの時間分解能を増加するため、これらのフィルタ出力チャネルのグループはセグメント化されることができる。最適な時間−周波数セグメンテーションを決定するために局所化モジュール１４によって利用される特定の方法は本発明の範囲を越えているが、幾つかは例えばＭａｌｖａｒの文献において議論されている。しかしながら一般に、これらは前記ビットレートに対する歪みを平衡させるコスト関数を含み、周波数セグメンテーションのみに又は適応的な時間セグメンテーションシステムと共に前記周波数セグメンテーションに適用されることができる。
【００２９】
本発明に従って合成されたフィルタバンクの結果を、Ｍａｌｖａｒによって開示されたフィルタバンクと比較するため、４つのサブバンドフィルタが６４チャネルＭＬＴにおいて結合される。結果の前記結合されたフィルタの時間及び周波数応答は、図３及び４にそれぞれ示される。図３ａ及び４ａはＭａｌｖａｒによって開示された結果を示し、一方図３（ｂ）及び４（ｂ）は本発明についての結果を示す。これらの図を精査すると、同等の時間局所化について、本発明はより優れた周波数応答を示すことがわかる。
【００３０】
かくして、例えばＭａｌｖａｒと比較して同等のレベルの質が必要とされる場合、本発明の好適な実施例による前記セグメンテーション行列を含むオーディオエンコーダは、そのビットレートを低下し、従って全体のバンド幅を節約することができる。または、同一のビットレートに対して改善された質が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】従来の分析／合成フィルタバンクのブロック図。
【図１ｂ】本発明の好適な実施例による分析／合成フィルタバンクのブロック図。
【図２】本発明の好適な実施例において用いられるプロトタイプフィルタＰｏの特性を示す。
【図３ａ】好適な実施例のフィルタバンクの時間ドメイン応答を、先行技術のフィルタバンクのものと比較する。図３ａが先行技術、図３ｂが好適な実施例を示す。
【図３ｂ】好適な実施例のフィルタバンクの時間ドメイン応答を、先行技術のフィルタバンクのものと比較する。図３ａが先行技術、図３ｂが好適な実施例を示す。
【図４ａ】好適な実施例のフィルタバンクの大きさの応答を比較する。図４ａが先行技術、図４ｂが好適な実施例を示す。
【図４ｂ】好適な実施例のフィルタバンクの大きさの応答を比較する。図４ａが先行技術、図４ｂが好適な実施例を示す。
【図５】本発明によるフィルタバンクの実用的な実施例を示す。
【図１ａ】
2005501277.tif 000024
【図１ｂ】
2005501277.tif 000025
【図４ａ】
2005501277.tif 000026
【図４ｂ】
2005501277.tif 000027
【図５】
2005501277.tif 000028
【国際公開パンフレット】
2005501277.tif 000029
2005501277.tif 000030
2005501277.tif 000031
2005501277.tif 000032
2005501277.tif 000033
2005501277.tif 000034
2005501277.tif 000035
2005501277.tif 000036
2005501277.tif 000037
2005501277.tif 000038
2005501277.tif 000039
2005501277.tif 000040
2005501277.tif 000041
2005501277.tif 000042
2005501277.tif 000043
2005501277.tif 000044
2005501277.tif 000045
【国際調査報告】
2005501277.tif 000046
2005501277.tif 000047