(57)【要約】本発明は、直列データを並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2に変換するための直列/並列変換器と、該並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2をブロックコーディングするための複数のエンコーダと、を含む直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ)移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２r)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する装置及び方法であって、並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2の一部または全部はオペレータ生成器に受信され、ブロックコードシンボルを相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rが生成される。そして、前記並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2と少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rとは均等(＝２ｒ/ｔ)に複数のエンコーダへ分配されてブロックコーディングが遂行される。
2005534268.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ(＝２ｒ)個の副搬送波を用いてｗ個の入力データをブロックコーディングし、Ｎ個のシンボルを発生するエンコーダを含む直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置において、前記副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比を減少する装置であって、
データ列をｗ-(ｒ-２)(ここで、ｗは情報語の長さ)個の並列データ列に変換するための直列/並列変換器と、
前記ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列のうちのｗ/２個の並列データ列を受信してブロックコーディングし、Ｎ/２個の第１のコードシンボルを出力する第１のエンコーダと、
前記ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列によって決定されたｒ-２個の入力オペレータデータ列を生成する入力オペレータ生成器と、
前記直列/並列変換器から前記ｗ-(ｒ-２)個のデータのうちの残りの並列データ列と前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とを受信し、受信されたデータをブロックコーディングし、Ｎ/２個の第２のコードシンボルを出力する第２のエンコーダと
を含んでなり、
ここで、前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とＮコードシンボルとを相補関係とすることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記送信装置がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、前記入力オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１記載の装置。
【数１】
2005534268.tif 000029
ここで、ｋは直列/並列変換器から出力されるデータ列を示す。
【請求項３】
前記送信装置がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、前記入力オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１記載の装置。
【数２】
2005534268.tif 000030
ここで、ｋは直列/並列変換器から出力されるデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
【請求項４】
Ｎ(＝２ｒ)個の副搬送波を用いてｗ個の入力データをブロックコーディングし、Ｎ個のシンボルを発生するエンコーダを含む直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置において、前記副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する方法であって、
データ列をｗ-(ｒ-２)(ここで、ｗは情報語の長さ)個の並列データ列に変換する第１のステップと、
前記ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列のうちのｗ/２個の並列データ列をブロックコーディングし、Ｎ/２個の第１のコードシンボルを出力する第２のステップと、
前記ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列によって決定されたｒ-２個の入力オペレータデータ列を生成する第３のステップと、
前記ｗ-(ｒ-２)個のデータのうちの残りの並列データ列と前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とをブロックコーディングし、Ｎ/２個の第２のコードシンボルを出力するする第４のステップと
を含み、
ここで、前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とＮコードシンボルとを相補関係とすることを特徴とする方法。
【請求項５】
前記送信装置がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項４記載の方法。
【数３】
2005534268.tif 000031
ここで、ｋは変換されたデータ列を示す。
【請求項６】
前記送信装置がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項４記載の方法。
【数４】
2005534268.tif 000032
ここで、ｋは変換されたデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
【請求項７】
直列データを並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2に変換するための直列/並列変換器と、変換された並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2をブロックコーディングするための複数のエンコーダとを備える直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２r：ここで、ｒは２以上の自然数)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比を減少する方法であって、
前記並列変換データ列のうち少なくとも一つを受信し、相補的にブロックコードシンボルが相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rを生成する第１のステップと、
前記並列データ列と前記少なくとも一つのオペレータビットとを複数のエンコーダに同一の数２r/ｔ(ここで、ｔはエンコーダの数)で均等に分配し、分配されたデータをブロックコーディングする第２のステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項８】
前記オペレータビットの数が、前記副搬送波の数によりｒ-２に決定されることを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記送信装置がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項７記載の方法。
【数５】
2005534268.tif 000033
ここで、ｋは変換されたデータ列を示す。
【請求項１０】
前記送信装置がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項７記載の方法。
【数６】
2005534268.tif 000034
ここで、ｋは変換されたデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
【請求項１１】
直列データを並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2に変換するための直列/並列変換器を含む直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２r：ここで、ｒは２以上の自然数)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する装置であって、
前記並列データ列のうち少なくとも一つを受信し、ブロックコードシンボルを相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rを生成するオペレータ生成器と、
前記並列データ列と前記少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rとを同一数でそれぞれ受信し、受信されたデータをブロックコーディングする複数のエンコーダと
を含むことを特徴とする装置。
【請求項１２】
前記オペレータビットの数が、前記副搬送波の数によりｒ-２に決定されることを特徴とする請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
前記送信装置がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、前記オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１１記載の装置。
【数７】
2005534268.tif 000035
ここで、ｋは変換されたデータ列を示す。
【請求項１４】
前記送信装置がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用するときに、前記オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１１記載の装置。
【数８】
2005534268.tif 000036
ここで、ｋは変換されたデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
【請求項１５】
直列入力信号を並列データ列に変換し、前記並列データ列をフーリエ変換し、前記フーリエ変換されたデータを均等に複数のデコーダに分配する直交周波数分割多重方式移動通信システムの受信装置において、デコーディングされたデータ列ｋ1，ｋ2，…，ｋ2rを復調する方法であって、
前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rを選別する第１のステップと、
前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットを除去する第２のステップと、
前記オペレータビットが除去された情報データ列ｋ1，ｋ2，…，ｋr+2からソースデータを回復する第３のステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１６】
前記オペレータビットの数が、送信装置で使用された前記副搬送波の数によりｒ-２に決定されることを特徴とする請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
直列入力信号を並列データ列に変換するための直列/並列変換器と、前記並列データ列をフーリエ変換するフーリエ変換器とを含む直交周波数分割多重方式移動通信システムの受信装置において、デコーディングされたデータ列ｋ1，ｋ2，…，ｋ2rを復調する装置であって、
前記フーリエ変換された相補シーケンスの同一の数をそれぞれ受信し、受信された相補シーケンスをデコーディングする複数のデコーダと、
前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rを選別し、前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットを除去するオペレータ除去部と、
前記少なくとも一つのオペレータビットを除去した情報データ列ｋ1，ｋ2，…，ｋr+2からソースデータを回復するためのデマッパと
を含むことを特徴とする装置。
【請求項１８】
前記オペレータビットの数が、送信装置で使用された前記副搬送波の数によりｒ-２に決定されることを特徴とする請求項１７記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing
：以下、“ＯＦＤＭ”とする)方式の移動通信システムにおいてブロックコーディングを用いる送/受信装置及び方法に関して、特に、多重副搬送波による高いピーク電力対平均電力の比(Peak-to-Average Power Ratio：以下、“ＰＡＰＲ”とする)を減少させるブロックコーディングを用いる送/受信装置及び方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、ＯＦＤＭ方式は、時分割多重化(Time Division Multiplexing：ＴＤＭ)技術と周波数分割多重化(Frequency Division Multiplexing：ＦＤＭ)技術とを結合する２次元多重化方式である。このＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭシンボルはサブチャンネル(sub-channel)を形成する副搬送波(sub-carrier)により伝送される。
【０００３】
上記ＯＦＤＭ方式は、サブチャンネルのスペクトルが相互に直交性を維持しつつ重なっているため、スペクトル効率が良い。したがって、ＯＦＤＭ変復調は、逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”とする)と高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform：以下、“ＦＦＴ”とする)によって遂行可能なため、変/復調部の効率的なデジタル実現が可能になる。また、周波数選択的フェーディングや狭帯域干渉に対して堅いため、現在、ヨーロッパデジタル放送の伝送と、ＩＥＥＥ８０２.１１ａ、ＩＥＥＥ８０２.１６、及びＩＥＥＥ８０２.２０などの大容量無線通信システムの規格として採択されている高速データ伝送に効果的技術である。
【０００４】
このＯＦＤＭ方式を採用する通信システムは、多重副搬送波を通じてデータを伝送するため、最終ＯＦＤＭ信号の振幅が各副搬送波の振幅の和に表すことができる。それにより、各副搬送波の位相が一致すると、非常に高いＰＡＰＲを有する。
通常に、ＯＦＤＭ通信システムでは非常に高いＰＡＰＲを有する場合に、増幅器の線形動作範囲を外れるようになり、増幅器を経た信号は歪みが生じるという問題があった。したがって、このＯＦＤＭ方式を使用する通信システムで伝送されるＯＦＤＭ信号は、各搬送波の位相差により振幅の変化量が一定になるない。また、動作点が増幅器の最大出力からだんだん離れるバックオフ(Back-off)が発生して、増幅器の効率低下及び電力消費の増加をもたらす。このように、ＰＡＰＲの高い信号は線形増幅器の効率を悪くするだけでなく、非線形増幅器では動作点を非線形領域に押し入る(force)ようにする。それにより、この高いＰＡＰＲは、帯域内の歪みと帯域外のスペクトル再生(regrowth)を起こすようになる。
【０００５】
一方、上述した問題点を解決するために高いＰＡＰＲを低くするための様々な技術が提案されている。そのうち、信号の歪みを避けるために、電力増幅器の非線形特性と逆(inverse)関数特性を有するプリディストータ(predistorter)を付加して、全体的に線形特性を持たせる方法がある。更に、非線形増幅器で動作点をバックオフして線形領域で動作可能にする方法がある。しかしながら、これら方法は高い周波数帯域で回路構成が複雑になり、電力効率の低下をもたらし、そしてコストが上昇するという問題点を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
したがって、上記したような問題点を解決するための本発明の目的は、ＯＦＤＭ移動通信システムで相補シーケンス(complementary sequence)を用いてＰＡＰＲを減少させるブロックコーディング装置及び方法を提供することにある。
また、本発明の目的は、ＯＦＤＭ移動通信システムで多重副搬送波によるＰＡＰＲを一定のレベル(３dB)に制限させ、且つ符号率を向上させることにより、スペクトル効率を改善させる装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するために、本発明は、直列データを並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2に変換するための直列/並列変換器と、該並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2をブロックコーディングするための複数のエンコーダとを含む直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ)移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２r)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する方法であって、並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2の一部または全部はオペレータ生成器に受信され、ブロックコードシンボルを相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rが生成される。前記並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2と少なくとも一つのオペレータビットｋr+3，…，ｋ2rとは均等(＝２ｒ/ｔ)に複数のエンコーダへ分配されてブロックコーディングが遂行される。
【０００８】
また、本発明は、直列データを並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr+2に変換するための直列/並列変換器を含む直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ)移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２r)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する装置であって、前記並列データk1，k2，…，kr+2の一部または全部を受信し、ブロックコードシンボルが相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットkr+3，…，k2rを生成するオペレータ生成器と、前記並列データk1，k2，…，kr+2と少なくとも一つのオペレータビットkr+3，…，k2rとを均等(＝2r/t)に受信し、該受信されたデータをブロックコーディングする複数のエンコーダとを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明において、相補シーケンスを用いるブロックコーディングは３dB以下にＰＡＰＲを減少し、誤り訂正能力を有することにより、コーディング利得が得られる。しかしながら、副搬送波の数が増加するほど符号率が低下するという短所を有する。本発明では、副搬送波の数が多いときに、ＰＡＰＲの減少のために既存のブロックコーディング方法とは異なって、スペクトル効率の向上したブロックコーディング方法を提案した。すなわち、１つのＥＮブロックの代わりに２つのＥＮ/２ブロックを使用するとき、その入力の一部をパリティデータとして設定する。そのため、ＰＡＰＲが６dBから３dBに減少し、ハミング(Hamming)最小距離を維持することにより、誤り訂正能力が保存される。また、ＥＮブロックがＥＮ/２ブロックに減少するため、デコーディングも容易になる。符号率をｗ／（２ｗ−１）からｗ／（２ｗ−２）に増加して既存のブロックコーディング方法を使用するＰＡＰＲ減少方式のスペクトル効率を３dBに改善させる。一方、本発明の実施形態で提案していいる方式は、副搬送波の数に制限なしに使用可能であり、Ｍ-ary ＰＳＫ変調方式にも適用可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。関連した公知機能及び構成に関する具体的な説明が、本発明の要旨を不明にすると判断された場合には、その詳細な説明は省略する。
本発明は、ＯＦＤＭ移動通信システムでＰＡＰＲの減少のために新たなブロックコーディング方法を提案する。従来のブロックコーディング方法は、すべての符号語(code word)の中でＰＡＰＲの低い符号語を選択して伝送することである。多くの研究結果、低いＰＡＰＲを有するたいていの符号語がＧｏｌａｙ相補シーケンスであることがわかる。これに基づいて、相補シーケンスは、Ｇ-matrixとｂ-vectorを使用してデータを簡単に形成できる。データをＧｏｌａｙ相補シーケンスに変換させると、ＰＡＰＲが３dBに制限され、誤り訂正まで可能になる。前記ブロックコーディング方法はヨーロッパのＭａｇｉｃ Ｗａｎｄシステムに使用された。
【００１１】
ｗ／（２ｗ−１）の符号率で長さｗの情報語（information word）を伝送するために、２ｗ−１個の符号語を伝送すべきなので、実際に伝送する情報語は減少する。したがって、情報語が大きくなるほど符号率が非常に低くなり、スペクトル効率が低下するという問題点を有する。
この符号率を維持するために、副搬送波の個数が多いときに、複数のブロックコーディングを行うエンコーダブロックを使用する方法があるが、ＰＡＰＲが６dB以上に増加する。
【００１２】
本発明は、２つのエンコーダを使用しながらも、ＰＡＰＲを３dBに制限し、ブロック符号率は既存のブロックコーディング方法に比べて２倍のｗ／（２ｗ−２）にする新たなブロックコーディングを利用したＰＡＰＲ減少技術である。この提案方法は、既存のブロックコーディング方式の誤り訂正能力をその通りに保存することができる。
【００１３】
本発明の実施形態を詳細に説明する前に、複数のエンコーダブロックを使用するとＰＡＰＲが増加し、誤り訂正能力が低下することについて、次に説明をする。
複素基底帯域ＯＦＤＭシンボルは、下記の<式１>のように示す。
【数１】
2005534268.tif 000003
【００１４】
ここで、Ｘｎは複素データシンボル、Ｎは副搬送波の数、ＴＳはＯＦＤＭシンボル区間を示す。そして、ＰＡＰＲは次の<式２>のように定義される。
【数２】
2005534268.tif 000004
【００１５】
ここで、Ｐpeakは最大電力、Ｐavは平均電力をそれぞれ意味する。この最大電力Ｐpeakと平均電力Ｐavは、<式３>と<式４>のように定義する。
【数３】
2005534268.tif 000005
【数４】
2005534268.tif 000006
【００１６】
つまり、理論上の最大ＰＡＰＲは、下記の<式５>の通りである。
【数５】
2005534268.tif 000007
相補シーケンスで構成される多重副搬送波信号は、相補シーケンスの次のような特性により３dB以下のＰＡＰＲを有する。
【００１７】
この相補シーケンスは、電力スペクトル(power spectrum)も相補的特性を有する。例えば、周波数領域で相補(complementary)対ＡＮとＢＮの電力スペクトルは
【数６】
2005534268.tif 000008
のピーク電力Ｐpeakは、<式６>により定義される。
【００１８】
【数７】
2005534268.tif 000009
ここで、F{}はフーリエ(Fourier)変換で、
【数８】
2005534268.tif 000010
の非周期自己相関関数(aperiodic autocorrelation function)で、δnはＤｉｒａｃデルタ関数である。
【００１９】
上記の非周期自己相関関数RXN(n)は、下記のように定義される。
【数９】
2005534268.tif 000011
ここで、‘＊’は複素共役(complex conjugate)である。
【００２０】
また、上記のＤｉｒａｃデルタ関数δnは、次の<式８>のようである。
【数１０】
2005534268.tif 000012
したがって、下記のＰＡＰＲは<式９>のようである。
【数１１】
2005534268.tif 000013
【００２１】
副搬送波の数が多いときに、符号率をそのまま維持し、且つＰＡＰＲを減少する一つの方法は、ｍつのエンコーダ、すなわちＥＮ／ｍ(Ｎは副搬送波の数、ｍは使用したエンコーダの数)ブロックを使用することである。例えば、Ｎ＝８のＯＦＤＭ通信システムで２つのエンコーダを使用すると、各エンコーダの符号率は
【数１２】
2005534268.tif 000014
になる。したがって、副搬送波の数Ｎ＝２×４＝８であるＯＦＤＭ通信システムの最大ＰＡＰＲは、<式１０>のようである。
【数１３】
2005534268.tif 000015
【００２２】
一般に、Ｎ＝ｍ×２ｗ−１で、Ｒ＝ｗ／（２ｗ−１）のとき、最大ＰＡＰＲは下記の<式１１>のように示す。
【数１４】
2005534268.tif 000016
ここで、ｍはエンコーダの数である。
【００２３】
上述したように、複数のエンコーダブロックを使用すると、ＰＡＰＲが増加し、誤り訂正能力も低下する。
しかしながら、本発明では、Ｎつの副搬送波を使用するＯＦＤＭ通信システムで１つのエンコーダＥＮの代わりに２つのエンコーダＥＮ／２を使用するときに、上記<数式１１>のようにＰＡＰＲが６dBから３dBに減少し、誤り訂正能力をそのまま維持させる。また、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)シンボル変調方式の場合、既存のブロックコーディング方式に比べて符号率
【数１５】
2005534268.tif 000017
に２倍増加させる。
【００２４】
１.Ｎ＝８，ＢＰＳＫ変調方式
１.１  提案したブロックコーディング方式を使用する送信装置
図１は、本発明の実施形態によりＢＰＳＫ変調方式を使用する送信装置のブロック構成図である。
【００２５】
図１を参照すると、マッパー１１０は、入力データを変調して直列/並列(Ｓ/Ｐ)変換器１１２に出力する。直列/並列変換器１１２は、入力される変調データを５つの並列データ列ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４，ｋ５に並列出力する。これら並列出力されたデータ列のうちの一部データ列ｋ１，ｋ２，ｋ３は第１のエンコーダ１１６に入力され、他のデータ列ｋ４，ｋ５は第２のエンコーダ１１８に入力される。第１のエンコーダ１１６及び第２のエンコーダ１１８は、それぞれ入力されるデータに対して符号率
【数１６】
2005534268.tif 000018
でブロックコーディングを遂行する。すなわち、これら第１及び第２のエンコーダ１１６、１１８は３つのデータビットを入力して４(Ｎ/２)つの符号化ビットを出力するＥ４エンコーダである。ＩＦＦＴ１２２に入力されるデータｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４，ｋ５，ｋ６，ｋ７，ｋ８を相補シーケンスに形成するために、第２のエンコーダ１１８に入力されるデータのうちの一つであるｋ６は指示子として指定され、その値はｋ１〜ｋ５によって決定される。
【００２６】
１．２  提案したブロックコーディング方式の指示子設定方法
ＢＰＳＫ変調方式でＮ＝４のときに、上記入力ｋ１，ｋ２，ｋ３及び第１のエンコーダ１１６の出力ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４は、下記の表１のようである。
【表１】
2005534268.tif 000019
【００２７】
上述した相補シーケンスの特性のように、符号語が低いＰＡＰＲを有すると、そのリバース、インバース、及びＭ-ａｒｙ変調方式の場合も低いＰＡＰＲを有する。
表１において、指示子(Indicator)はこのような関係を示す。２つの独立的な基本指示子ａ、ｂがあると、-ａ、-ｂはインバースを示し、Ａ及びＢはリバースを意味する。それぞれの出力は、３dBのＰＡＰＲを有する長さ４の相補シーケンスを示す。
【００２８】
ＢＰＳＫ変調方式でＮ＝４であれば、基本指示子はａ、ｂの２つであり、Ｎ＝８であれば、基本指示子はａ、ｂ、ｃ、ｄの４つである。Ｎ＝８の場合に、符号語は総２５６(ＭＮ＝２８)個であるが、その中で３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語は６４(＝２６)個である。下記の表２には、３dB以下のＰＡＰＲを有する６４個の符号語のうち、３２(＝２５)個の相補シーケンスのみを示す。
【００２９】
【表２】
2005534268.tif 000020
【００３０】
本発明では、２つのエンコーダを使用しながらも、従来のブロックコーディング方式で使用しない相補シーケンスまですべて使用してＰＡＰＲを３dBに低下するために、上記のエンコーダの出力を４(＝Ｎ/２)個ずつ分けると、その集合が上記の表に示した出力値のうちの一つとなり、それぞれの指示子で表示できる。その結果、Ｎ＝８のときに３dB以下のＰＡＰＲを有するすべての相補シーケンスは、Ｎ＝４のときの相補シーケンスで表示可能である。すなわち、Ｎ＝８のときに、１つのＥ８エンコーダの代わりに２つのＥ４エンコーダを使用し、従来のブロックコーディング方式で使用した１６つの相補シーケンスの代わりに上記表２のように３２つの相補シーケンスをすべて使用して符号率を高める。
【００３１】
このように２つのＥ４エンコーダを使用すると、符号率が４/８から６/８に増加するが、表２に示した出力以外の符号語を発生し、それにより、ＰＡＰＲは３dBを超えて増加する。したがって、エンコーダの出力値は、本発明によりエンコーダの入力を制御することによって、相補シーケンスになる。
本発明は、ＢＰＳＫ方式でＮ＝８のとき、符号率を５/８として、ＩＦＦＴ１２２に入力される符号語は表２のＸ1，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８で構成し、ＰＡＰＲは３dB以下に制限する。
【００３２】
ＢＰＳＫ方式でＮ＝８のとき、相補シーケンスを発生させるための２つのＥ４エンコーダ１１２、１１６の入力シーケンスｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４，ｋ５は、下記の表３の通りである。すなわち、表３では、Ｎ＝８のときに３dBのＰＡＰＲを得るための入力シーケンスを示す。
【表３】
2005534268.tif 000021
【００３３】
オペレータｋ６は、入力シーケンス間の関係分析に基づいて、入力データｋ１〜ｋ５によりオペレータ生成器(operator generator)１２０で決定される。
このオペレータｋ６は、次の数式のように計算される。
【数１７】
2005534268.tif 000022
その結果、すべての相補シーケンスを使用してＰＡＰＲを６dBでなく３dBに限定し、符号率は一つのエンコーダを使用した従来のブロックコーディング方式の５/１６より２倍向上された５/８になる。
【００３４】
ＩＦＦＴ１２２の出力は、並列/直列変換器１２４により遂行される。
図３は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝８と仮定するとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。また、図４は、本発明の実施形態によりブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝８と仮定するとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図３と図４を比べてみると、図４より図３に示す時間領域における波形がより高いピーク値を有することがわかる。すなわち、本発明による２つのエンコーダを使用するブロックコーディングを適用するときに、図４に示すように、ピーク値が制限されることがわかる。
【００３５】
１.３  提案したブロックコーディング方式を用いる受信器
図２は、本発明の実施形態によりブロックコーディング方式を用いる受信器のブロック構成図である。図２に示すように、チャンネルを通じて伝送された雑音のある受信データは、ＦＦＴ復調を経た後に２つのデコーダに入力される。これらデコーダは、発生した雑音による誤りを訂正するための硬判定(Hard Decision)を行う。
【００３６】
図２を参照すれば、受信された信号ｙは、直列/並列変換器２１０で並列データに変換される。デコーダ２１４、２１６は、それぞれＦＦＴ２１２から入力される４(＝Ｎ/２)つのデータからｂ-ベクトルｂＮ/２を引き、パリティ検査(parity-check)行列
【数１８】
2005534268.tif 000023
を用いて誤り訂正を遂行する。この誤り訂正は、シンドローム(syndrome)に基づいて誤りパターンを探し、前記入力データから誤りパターンを除去することで、遂行される。このシンドロームは、受信データとＨ行列(matrix)の転置(transposed)行列を乗算したときの結果である。その結果、誤りがないと、シンドロームは“０”である。逆に、誤りがあると、シンドロームは少なくとも一つの“１”を含む。Ｈ行列は、
【数１９】
2005534268.tif 000024
を満たすパリティ検査行列である。デコーダ２１４、２１６からデコーディングされたデータは、情報データとパリティデータを含む。このパリティデータは、送信装置によって挿入された少なくとも一つのオペレータビットを意味する。オペレータ除去部２１８は、前記デコーディングされたデータから少なくとも一つのオペレータビットを除去し、残りのデータｋ１〜ｋ５のみを出力する。前記の情報データｋ１〜ｋ５は、並列/直列変換器２２０により直列データに変換されて、デマッパ(demapper)２２２に入力される。デマッパ２２２は、この直列データを元のデータに復調する。
【００３７】
図５は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝８と仮定するとき、ＯＦＤＭ信号星座軌道(constellation trajectory)を示す図である。また、図６は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムでのＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図５と図６に示すように、本発明の実施形態によるブロックコーディング方式を適用する場合に、ＯＦＤＭ信号が特定領域に密集されていることがわかる。また、本発明の実施形態による方式は、最小ハミング(Hamming)距離を維持するため、誤り訂正能力が保存される。なお、１/２の符号率を用いる２つのデコーダ２１４、２１６を使用することにより、受信器のサイズが小さくなってデコーディングも容易になる。
【００３８】
２.  ＢＰＳＫ変調方式における一般的オペレータ生成方法
ＢＰＳＫ変調方式でＮ＝１６のときにも、上記のような方法で２つのＥ８エンコーダを使用してＰＡＰＲを３dBに制限して符号率を高くすることができる。この符号率は４/８(＝ｗ（２ｗ−１)なので、２つのエンコーダの入力データ列は８(＝４×２)となる。ＢＰＳＫ方式でＮ＝１６のとき、使用可能なすべての符号語の数ＭＮは２１６であり、そのうち、３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語は２９個である。ここで、相補シーケンスは２９つの符号語のうち２６つであり、相補シーケンスを用いるブロックコーディングの最大符号率は６/１６である。従来のブロックコーディング方式は、前記相補シーケンスの半分、すなわち２５個のみを使用する。３dB以下のＰＡＰＲを有する相補シーケンスが２６個なので、ｋ１〜ｋ６は情報データで、ｋ７及びｋ８はオペレータであって、次の<式１３>によって決められる。
【数２０】
2005534268.tif 000025
つまり、符号率は、既存方式の６/３２でなく６/１６である。
【００３９】
図７は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のときに、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。また、図８は、本発明の実施形態によりブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のときに、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。２つのエンコーダを使用してブロックコーディングを適用した図８に比べて、図７に示す信号波形が時間領域でより高いピーク値を有する。
【００４０】
図９は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のとき、ＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図１０は、本発明の実施形態によりブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のとき、ＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図９及び図１０から、本発明の実施形態によるブロックコーディング方式を適用するとき、ＯＦＤＭ信号が特定領域に密集されていることがわかる。
【００４１】
一方、副搬送波の数Ｎが増加しても、本発明の実施形態により継続して拡張して適用することができる。したがって、ＢＰＳＫ変調方式でオペレータ生成のための一般式は、Ｎ(＝２ｒ)により<式１４>のようになる。
【数２１】
2005534268.tif 000026
ここで、オペレータの数はｒ-２である。
【００４２】
上記の<式１４>によりＢＰＳＫを変調方式とし、副搬送波の数をＮとするとき、図１７及び図１８は、それぞれその送信装置及び受信装置を示すブロック構成図である。
図１７を参照すると、マッパ(mapper)１７１０は送信データを変調する。このマッピングされたｗ-(ｒ-２)つのデータｋ１〜ｋｗ-(ｒ-２)は、直列/並列変換器１７１２により並列データに変換される。並列データに変換されたデータｋ１〜ｋｗ-(ｒ-２)のうちの一部または全部は、オペレータ生成器１７１４に提供される。このオペレータ生成器１７１４は、<式１４>により少なくとも一つのオペレータビットｋｗ-(ｒ-３)〜ｋｗを生成する。このオペレータビットは、直列/並列変換器１７１２からの情報データに対するパリティデータを意味する。オペレータビットの数は、副搬送波の数Ｎ＝２ｒに対してｒ-２である。このパリティデータｋｗ-(ｒ-３)〜ｋｗ及び情報データｋ１〜ｋｗ-(ｒ-２)は、複数のエンコーダ１７１６、１７１８に提供される。これらエンコーダ１７１６、１７１８は、パリティデータと情報データを同一の比率で受信する。すなわち、第１のエンコーダ１７１６は情報データｋ１〜ｋｗ/２を受信し、第２のエンコーダ１７１８は情報データｋｗ/２＋１〜ｋｗ-(ｒ-２)とパリティデータｋｗ-(ｒ-３)〜ｋｗを受信する。第１及び第２のエンコーダ１７１６、１７１８は、それぞれ入力されるデータに対してブロックコーディングを通じてコーディングされたデータＸ１〜ＸＮを出力する。すなわち、第１のエンコーダ１７１６はｋ１〜ｋｗ/２の入力に対してＸ１〜ＸＮ/２を出力し、第２のエンコーダ１７１８はｋｗ/２＋１〜ｋｗ-(ｒ-２)及びｋｗ-(ｒ-３)〜ｋｗの入力に対してＸＮ/２＋１〜ＸＮを出力する。第１及び第２のエンコーダ１７１６、１７１８から受信されたＮつのデータは、ＩＦＦＴ１７２０によってＯＦＤＭ変調される。そして、ＯＦＤＭ変調されたシンボルは、並列/直列変換器１７２２によって直列データに変換され、副搬送波を通じて伝送される。
【００４３】
図１８を参照すると、直列/並列変換器１８１０は、受信された入力信号を並列変調シンボルｘ１〜ｘＮに変換する。変調シンボルｘ１〜ｘＮは、ＦＦＴ１８１２によって高速フーリエ変換されてブロックコーディングされた情報データＸ１〜ＸＮとして出力される。この情報データＸ１〜ＸＮは複数のデコーダ１８１４、１８１６に均等に分けられて入力される。したがって、第１のデコーダ１８１４はブロックコーディングされた情報データＸ１〜ＸＮ/２を受信し、第２のデコーダ１８１６は残りの情報データＸN/2+1〜ＸNを受信する。第１及び第２のデコーダ１８１４、１８１６は、入力データの硬判定デコーディングにより情報データｋ1〜ｋｗ-(r-2)とｋｗ-(r-3)〜ｋｗを出力する。同時に、これらデコーダ１８１４、１８１６は誤り訂正を遂行する。パリティデータは、送信装置に挿入された少なくとも一つのオペレータビットを意味する。オペレータ除去部１８１８は、デコーディングされたデータから少なくとも一つのオペレータビットを選別する。オペレータ除去部１８１８は、この選別されたオペレータビットｋｗ-(r-2)＋１〜ｋｗを除去し、情報データｋ1〜ｋw-(r-2)のみを出力する。並列/直列変換器１８２０は、この出力された情報データを直列データに変換する。そして、デマッパ１８２２は、並列/直列変換器１８２０からの直列データを元のデータに復調する。
【００４４】
３.  ＱＰＳＫ方式でＮ＝８の場合のブロックコーディング方法
本発明のブロックコーディング方法は、ＢＰＳＫだけでなくＭ-ary ＰＳＫ変調方式にも適用可能である。ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式でＮ＝８の場合、使用可能な符号語の数は４８である。このうち、３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語は４５つ、符号率は５/８であって、ＢＰＳＫ方式でＮ＝８の場合の符号率６/８より低い。また、４５つの符号語のうち、相補シーケンスは４５4.5で、符号率は４.５/８である。ＢＰＳＫ方式に比べて、ＱＰＳＫ方式で３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語の数が少ないことを示す。図１１に、副搬送波の数による最大符号率を示す。図１１の図示から、ＰＡＰＲを３dBに制限すると、符号率の損失が小さいことと、ＱＰＳＫ変調方式がＢＰＳＫまたは８ＰＳＫ方式に比べて符号率が良くないことがわかる。実際に、ヨーロッパのＭＡＧＩＣ  ＷＡＮＤシステムは、相補シーケンスを用いるブロックコーディングと８ＰＳＫ変調方式を使用した。
【００４５】
ＱＰＳＫ方式において、シンボルはｋs＝ｋbo＋ｊ・ｋbe(ここで、ｏは奇数、ｅは偶数)で構成される。ここで、ｋｂはビットを、ｋｓはシンボルをそれぞれ示す。提案した方式では、符号率が４.５/８なので、ｋb1〜ｋb9は情報ビットで、ｋb10〜ｋb12はパリティビットである。したがって、ｋs5(＝ｋb9＋ｊ・ｋb10)はｋs1〜ｋs4とビットｋb9で構成され、下記の<式１５>により完成される。
【数２２】
2005534268.tif 000027
【００４６】
また、ｋs6は下記の<式１６>によって決定される。
【数２３】
2005534268.tif 000028
ここで、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)は、ｘに対するモジュロＭである。その結果、符号率は４.５/８となる。
【００４７】
図１２は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＱＰＳＫ変調方式でＮ＝８のとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図１３は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムで、ＱＰＳＫ変調方式でＮ＝８のとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図１２に示す波形が、２つのエンコーダを用いるブロックコーディングを適用することによりＰＡＰＲが制限される図１３に比べて、より高いピーク値を有する。
【００４８】
図１９Ａ〜図１９Ｄは、ブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＱＰＳＫ変調方式でそれぞれＮ＝３２，６４，１２８、２５６のとき、ＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【００４９】
図１４は、ＱＰＳＫ変調方式で、Ｎ＝８であると仮定するとき、従来のＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図１５は、ＱＰＳＫ変調方式で、Ｎ＝８であると仮定するとき、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。これらの図に示すように、ＱＰＳＫ変調方式を本発明の実施形態によるブロックコーディング方式として適用するとき、ＯＦＤＭ信号が特定領域に密集されていることがわかる。
【００５０】
図１６は、Ｎ＝８のときにＯＦＤＭ信号のＣＣＤＦ(Complementary Cumulative Distribution Function)を示す。相補シーケンスを用いるブロックコーディングにより、ＰＡＰＲが３dBに制限されるため、３dB以上のＰＡＰＲを有する確率はゼロになる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムの送信装置を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムの受信装置を示すブロック構成図である。
【図３】従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図４】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図５】従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の一例を示す図である。
【図７】従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。
【図８】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。
【図９】従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の他の例を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の他の例を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態を適用するときに副搬送波の数による最大コーディング率を示すグラフである。
【図１２】従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。
【図１３】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。
【図１４】従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道のまた他の例を示す図である。
【図１５】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道のまた他の例を示す図である。
【図１６】本発明の実施形態によりブロックコーディングしたＯＦＤＭ信号のＣＣＤＦ(Ｎ＝８)の一例を示す図である。
【図１７】本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用した送信装置の構成を示す図である。
【図１８】本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用した受信装置の構成を示す図である。
【図１９Ａ】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図１９Ｂ】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図１９Ｃ】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図１９Ｄ】本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図１】
2005534268.tif 000037
【図２】
2005534268.tif 000038
【図３】
2005534268.tif 000039
【図４】
2005534268.tif 000040
【図５】
2005534268.tif 000041
【図６】
2005534268.tif 000042
【図７】
2005534268.tif 000043
【図８】
2005534268.tif 000044
【図９】
2005534268.tif 000045
【図１０】
2005534268.tif 000046
【図１１】
2005534268.tif 000047
【図１２】
2005534268.tif 000048
【図１３】
2005534268.tif 000049
【図１４】
2005534268.tif 000050
【図１５】
2005534268.tif 000051
【図１６】
2005534268.tif 000052
【図１７】
2005534268.tif 000053
【図１８】
2005534268.tif 000054
2005534268.tif 000055
2005534268.tif 000056
【国際調査報告】
2005534268.tif 000057