(57)【要約】チューナおよびＳＡＷフィルタ機能を含むモノリシック集積回路。チューナは、基本周波数の範囲が５５メガヘルツ（ＭＨｚ）から８８０ＭＨｚまでである無線周波数（ＲＦ）テレビジョン信号を受信する。チューナは、ＲＦテレビジョン信号を低い基本周波数を有する中間周波数（ＩＦ）テレビジョン信号へダウン変換する。１つの実施形態においては、ＳＡＷＦフィルタは、ＩＦテレビジョン信号においてＳＡＷフィルタ機能を実行する。他の実施形態においては、ＳＡＷＦフィルタは、ベースバンドにおいてＳＡＷフィルタ機能を実行する。ＩＦテレビジョン信号を処理してビデオ・テレビジョン信号およびオーディオ・テレビジョン信号を発生するためのＩＦプロセッサが開示されている。
2005534203.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モノリシック集積回路であって、
無線周波数（ＲＦ）テレビジョン信号を受信するためのチューナを備え、前記ＲＦテレビジョン信号が５５メガヘルツ（ＭＨｚ）から２１０ＭＨｚまでの基本周波数の範囲を含み、前記チューナが前記ＲＦテレビジョン信号を中間周波数（ＩＦ）テレビジョン信号へダウン変換するためのものであり、前記ＩＦテレビジョン信号が２０メガヘルツ（ＭＨｚ）より低い基本周波数を含み、さらに、
前記ＩＦテレビジョン信号をフィルタリングするために前記チューナに結合されるＳＡＷＦ機能フィルタを備えるモノリシック集積回路。
【請求項２】
前記ＩＦテレビジョン信号を処理して、ビデオ・テレビジョン信号およびオーディオ・テレビジョン信号を発生するためのＩＦプロセッサをさらに備える、請求項１に記載のモノリシック集積回路。
【請求項３】
前記モノリシック集積回路が閉路巡回型交流（ＡＣ）ループを備える、請求項１に記載のモノリシック集積回路。
【請求項４】
前記ＩＦテレビジョン信号の前記基本周波数が１３ＭＨｚを含む、請求項１に記載のモノリシック集積回路。
【請求項５】
前記チューナが、
第１のダウン変換回路と、
第２のダウン変換回路とを備え、
前記第１のダウン変換回路が、前記ＲＦテレビジョン信号の上位範囲にある基本周波数を含む前記ＲＦテレビジョン信号を受信するように結合され、前記第１のダウン変換回路が、第１のモードにおいて前記ＲＦテレビジョン信号の前記上位範囲に対する第１のテレビジョン信号を発生するための回路であり、
前記第２のダウン変換回路が、前記第１のダウン変換回路に結合され、前記ＲＦテレビジョン信号の下位範囲を受信するように結合され、前記第２のダウン変換回路が、前記第１のＩＦテレビジョン信号を、前記第１の動作モードにおいて前記ＩＦテレビジョン信号の前記基本周波数に変換し、前記第２のダウン変換回路が、第２の動作モードにおいて前記ＲＦテレビジョン信号の前記下位範囲を前記ＩＦテレビジョン信号の前記基本周波数に変換する、請求項１に記載のモノリシック集積回路。
【請求項７】
前記第１のＩＦテレビジョン信号に対する基本周波数が、前記ＲＦテレビジョン信号の前記上位範囲の前記基本周波数により変化する、請求項５に記載のモノリシック集積回路。
【請求項８】
前記第１のダウン変換回路および前記第２のダウン変換回路が、複数の選択可能な離散的フィルタを備える、請求項５に記載のモノリシック集積回路。
【請求項９】
前記選択可能な離散的フィルタが、前記ＲＦテレビジョン信号の前記基本周波数に基づいて構成される複数の選択可能な容量性、誘導性および抵抗素子を備える、請求項８に記載のモノリシック集積回路。
【請求項１０】
前記離散的フィルタがセルフ・アライン型トラッキング・フィルタを備える、請求項８に記載のモノリシック集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機の分野に関し、特に受信機全体をモノリシック集積回路上に集積化することに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、テレビジョンは無線周波数のテレビジョン信号を復調して、ビデオおよび音声信号を発生する回路を含む。ビデオおよび音声信号は、それぞれテレビジョンの画像および音声を形成するために必要な情報を提供する。極超短波（「ＵＨＦ」）／超短波（「ＶＨＦ」）チューナは、テレビジョン受信機において見られる１つのタイプの回路である。一般的に、ＵＨＦ／ＶＨＦチューナは、複数のチャネルを含む無線周波数（「ＲＦ」）のテレビジョン信号を受信する。チャネルは搬送周波数上で変調される。搬送周波数はＵＨＦのスペクトルまたはＶＨＦのスペクトル内にある可能性がある。テレビジョンは、特定のチャネル（例えば、チャネル２）を受信するように設定または調整されている。Ｕ／Ｖチューナは、選択されたチャネルに基づいてＲＦテレビジョン信号を処理し、中間周波数（「ＩＦ」）信号を発生する。米国においては、テレビジョン受信機において使用される中間周波数は４５．７５ＭＨｚの周波数に設定されている。
【０００３】
また、テレビジョン受信機は、中間周波数の処理を実行するための回路を含む。これらのＩＦテレビジョン回路は、通常、表面弾性波（「ＳＡＷ」）フィルタを採用する。ＳＡＷフィルタは、復調に先立って（すなわち、ビデオおよびオーディオ信号を抽出する前に）ＩＦ信号を調整する。ＳＡＷフィルタは、所望のチャネル（すなわち、選択されたチャネル）に隣接しているチャネルに関連するエネルギー帯を除去または抑圧する。このために、ＳＡＷフィルタはＩＦ信号に対してナイキスト・スロープ帯域通過応答を提供する。
通常、装置からのＥＭＩ放射を低減するために、連邦通信委員会（Federal Communications Commission）の規制がより高い中間周波数において受信機が動作することを要求する。この理由で、従来技術のテレビジョン受信機は、４５．７５ＭＨｚの中間周波数において動作する。４５．７５ＭＨｚにおける中間周波数の処理は、外付けの（すなわち、テレビジョンのチューナ集積回路に対して外付けの）表面弾性波（「ＳＡＷ」）フィルタの使用を要求する。外付けのＳＡＷフィルタが使用される場合、集積回路チューナをその外付けのＳＡＷフィルタに結合する電気導体から放射が発生する。この放射の発生のために、受信機はＦＣＣ規制に適合しなければならず、受信機は、４５．７５ＭＨｚの中間周波数において信号を処理しなければならない。
【発明の開示】
【０００４】
それ故、外付けのＳＡＷフィルタを必要としないテレビジョン受信機を開発することが待望されている。また、１つの集積回路チップ上に実施されるテレビジョン受信機を開発することも待望されている。
モノリシック集積回路は、チューナおよびＳＡＷフィルタ機能を含む。チューナは無線周波数（ＲＦ）テレビジョン信号を受信する。ＲＦテレビジョン信号は、５５メガヘルツ（ＭＨｚ）から８８０ＭＨｚまでの基本周波数の範囲を含む。チューナは、そのＲＦテレビジョン信号を低い基本周波数を有する中間周波数（ＩＦ）テレビジョン信号へダウン変換する。１つの実施形態においては、チューナに結合されているＳＡＷＦフィルタが、ＩＦテレビジョン信号についてＳＡＷフィルタ機能を実行する。もう１つの実施形態においては、ＳＡＷＦフィルタはベースバンドにおいて実施されている。１つの実施形態においては、モノリシック集積回路は、ＩＦテレビジョン信号を処理してビデオ・テレビジョン信号およびオーディオ・テレビジョン信号を発生するためのＩＦプロセッサを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
「モノリシック集積回路上に受信機を実施するための方法および装置」（Methods and Apparatus for Implementing A
Receiver On A Monolithic Integrated Circuit）と題する、２００１年１０月１６日出願の米国仮特許出願第６０／３２９，７９７号の開示を参照により本明細書に明示的に組み込むものとする。
【０００６】
１つのモノリシック集積回路チップが、テレビジョン受信機全体を完全に統合化する。１つの実施形態においては、モノリシック集積回路は、ＳＡＷフィルタ機能で集積化された極超短波（「ＵＨＦ」）および超短波（「ＶＨＦ」）チューナを含む。他の実施形態においては、モノリシック集積回路は、情報内容を含んでいるテレビジョンまたは他のタイプの信号を処理することに関連する中間周波数（「ＩＦ」）処理をさらに含む。１つの実施形態においては、集積回路受信機は、二重または三重ダウン変換のいずれかでのスーパーヘテロダイン・アーキテクチャを採用している。受信機集積回路は、無線周波数（「ＲＦ」）を１つの入力として受信し、さらに、１つの出力として、複合ビデオ・ベースバンド信号（「ＣＶＢ」）、ＡＦ出力、ＭＰＸ出力を発生する。
【０００７】
図１は、本発明のモノリシック集積回路受信機に対する１つの実施形態を示すブロック図である。図１に示すように、モノリシック集積回路５０は入力としてテレビジョンＲＦ信号を受信し、出力としてテレビジョンのビデオおよびオーディオ信号を発生する。従って、テレビジョンＲＦ信号の受信からビデオおよびオーディオ成分の出力の発生までのすべての機能が、モノリシック集積回路５０内で実行される。この実施形態の場合、モノリシック集積回路５０は、極超短波および超短波（「Ｕ／Ｖ」）チューナ６０と、ＳＡＷフィルタ６５と、ＩＦプロセッサ７０とを含む。Ｕ／Ｖチューナは、ＲＦテレビジョン信号を中間周波数テレビジョン信号にダウン変換する。より詳細には、Ｕ／Ｖチューナは、ＲＦテレビジョン信号を、シリコン内で完全に集積化されているＳＡＷフィルタにおける処理に適している基本周波数へダウン変換する。本明細書で使用されているように、「基本周波数」という用語は、ＲＦまたはＩＦ信号に対する中心周波数または搬送周波数を示す。例えば、入力ＲＦ信号の搬送周波数が８８０ＭＨｚである場合、１つの帯域の信号を含む信号の基本周波数は８８０ＭＨｚである。
【０００８】
１つの実施形態においては、Ｕ／Ｖチューナ６０は、ＲＦテレビジョン信号５５を１０ＭＨｚの基本中間周波数へダウン変換する。もう１つの実施形態においては、Ｕ／Ｖチューナ６０は、ＲＦテレビジョン信号５５を１３ＭＨｚの基本中間周波数へダウン変換する。しかし、本発明の精神または範囲から逸脱することなしに、他のＩＦ周波数（例えば、１３ＭＨｚ）を使用することもできる。例えば、シリコンにおけるＳＡＷフィルタ処理に適している任意のＩＦ周波数を使用することができる。シリコンＳＡＷフィルタ６５の出力は、ＩＦプロセッサ７０に入力される。ＩＦプロセッサ７０は、ＩＦテレビジョン信号を復調してその中のビデオおよびオーディオ成分を復元する。ＩＦプロセッサによって実行される機能は周知であり、実際に、ＩＦプロセッサ７０はＩＦテレビジョン信号を復調してビデオおよびオーディオ成分を復元することができる広範囲の受信機を表すことが意図されている。
【０００９】
モノリシック集積回路は、中間周波数が下げられている（例えば、１０または１３ＭＨｚ）ので、シリコン内でＳＡＷフィルタ機能を実施することができる。通常、装置からのＥＭＩ放射を低減するために、連邦通信委員会の規制はより高い中間周波数で受信機が動作することを要求する。この理由で、従来技術の受信機は４５．７５ＭＨｚの中間周波数において動作する。４５．７５ＭＨｚにおける中間周波数の処理は、外付けの（すなわち、テレビジョン・チューナの集積回路に対して外付けの）表面弾性波（「ＳＡＷ」）フィルタの使用を要求する。外付けのＳＡＷフィルタが使用される場合、集積回路チューナを外付けのＳＡＷフィルタに結合する電気導体から放射が発生する。この放射が発生するために、受信機はＦＣＣ規制に適合しなければならず、受信機は４５．７５ＭＨｚの中間周波数において信号を処理しなければならない。
【００１０】
本発明のモノリシック集積回路は、チューナのＩＦ信号を集積回路チップの外部へ持ち出すための入出力（Ｉ／Ｏ）ピンを含まない。さらに、チューナとＳＡＷフィルタとが１つのモノリシック集積回路内に集積化されているので、本発明のモノリシック集積回路受信機は、集積回路チューナとＳＡＷフィルタとの間に外部の導体を必要としない。従って、モノリシック集積回路から放射が発生しないので、ＳＡＷフィルタに入力される中間周波数が下げられる。これにより、ＳＡＷフィルタを純粋にシリコン内に集積化することができる。
上記モノリシック集積回路受信機は、閉路巡回型交流発生（「ＡＣ」）回路を含む。上記閉路ＡＣ電流回路は、集積回路上で伝搬される信号が集積回路の外部に放出されるのをシールドする。この集積回路の特徴は、また、ＳＡＷフィルタ機能をシリコン内に実施するのに適している周波数において中間周波数テレビジョン信号の処理も容易にする。
【００１１】
図２は、モノリシック集積回路受信機に対する１つの実施形態を示すブロック図である。図２に示すように、テレビジョン信号などのＲＦ信号は、アンテナまたは同軸ケーブルを経由してＲＦ入力１１０において受信される。集積回路受信機は、フィルタ・バンクＩ（１１５）と、ミキサ１２０と、局部発振器１２０とを含む第１のダウン変換回路を含む。第１のダウン変換回路は、入力ＲＦ信号に対する周波数の上側の範囲においてＲＦ信号を第１の中間周波数に変換する。第２のダウン変換回路は、フィルタ・バンクＩＩ  １３０と、ミキサ１３５と、局部発振器１４０とを含み、入力ＲＦ信号に対する周波数の下側の範囲においてＲＦ信号を変換し、さらに、第１の中間周波数からの信号（すなわち、第１のダウン変換回路からダウン変換された信号）を第２の中間周波数へダウン変換する。この実施形態の集積回路受信機１００の場合、ＩＦ処理に先立って、第３のダウン変換回路が第２のＩＦ信号を第３の固定ＩＦ信号へダウン変換する。より詳細には、フィルタ・バンクＩＩＩ  １３６およびミキサ１３８が第２のＩＦ周波数を第３の中間周波数に変換する。１つの実施形態においては、第３の中間周波数は１０ＭＨｚまたは１３ＭＨｚに設定されている。
【００１２】
一般的に、ダウン変換回路の場合、信号（すなわち、ＲＦまたはＩＦ信号）は所定の帯域の周波数を減衰させるためにフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は、次にダブル・バランス・ミキサのようなミキサに入力される。ダブル・バランス・ミキサは、ＲＦ入力と、局部発振器（「ＬＯ」）入力と、ＩＦ出力とを含む。周知のように、ミキサは、ＩＦポートにおいて、一次成分と呼ばれる（ＲＦ＋ＬＯ）および（ＲＦ−ＬＯ）の組合せを含む周波数成分の信号と、ＲＦおよびＬＯ成分を伴う一次成分の組合せ（二次成分）とを発生する。さらに、一次成分、二次成分、および元のＲＦおよびＬＯ信号が混合されて三次成分等を発生する。ダウン変換回路（１１５、１３０および１３６）内のフィルタは、信号の情報帯域と干渉するミキサ出力のこれらの成分を減衰させる。ＩＦプロセッサ１５０は、ビデオ検出器１５５および音声検出器１６０から構成され、ＳＡＷフィルタ１４５から入力を受信する。図２に示すように、検出器１５５は、ＶＣＢＳ信号を発生し、音声検出器１６０は、ＡＦ出力およびＭＰＸ出力信号を発生する。
【００１３】
図３は、集積回路受信機内の第１および第２のダウン変換回路に対する１つの実施形態を示すブロック図である。図３に示すように、ＲＦ信号がＵ／Ｖチューナに入力されている。この実施形態の場合、ＲＦテレビジョン信号は、５５ＭＨｚから８８０ＭＨｚまでの範囲の１つの基本周波数を有している。ＲＦ信号周波数の範囲は、上位周波数範囲（「ＲＦ／Ｈ」）および下位周波数範囲（「ＲＦ／Ｌ」）に分割される。この実施形態の場合、上位周波数範囲は２２０ＭＨｚと８８０ＭＨｚとの間の基本周波数を含み、ＲＦ信号の下位周波数範囲は、５５ＭＨｚと２２０ＭＨｚとの間の基本周波数を含む。以下にさらに詳細に説明するように、上位周波数範囲のＲＦ信号は、下位周波数範囲のＲＦ信号とは異なった処理を受ける。
【００１４】
この実施形態の場合、第１のダウン変換回路は、フィルタ・バンクＩ（２１０）と、局部発振器回路２２０と、ミキサ２４０とを含む。第１のダウン変換回路は、ＲＦテレビジョン信号の上位周波数範囲（例えば、２２０ＭＨｚから８８０ＭＨｚまで）を処理するために使用される。より詳細には、第１のダウン変換回路は２２０ＭＨｚから８８０ＭＨｚまでの範囲の入力のＲＦテレビジョン信号を５５ＭＨｚから２２０ＭＨｚまでの範囲へダウン変換する。これは結果として４から１へのダウン変換となる。例えば、入力のＲＦテレビジョン信号が８８０ＭＨｚの基本周波数を含む場合、第１のダウン変換回路は、８８０ＭＨｚのＲＦ信号を２２０ＭＨｚの第１の中間周波数信号へダウン変換する。同様に、入力ＲＦ信号が２２０ＭＨｚの基本周波数を含む場合、第１のダウン変換回路は、５５ＭＨｚの基本周波数の第１の中間周波数信号を生成する。
【００１５】
図４ａは、モノリシック集積回路受信機の１つの実施形態による第１および第２のダウン変換を示すバンド・チャートである。図４ａに示すように、ＲＦ信号に対する周波数帯域は、５５ＭＨｚから８８０ＭＨｚまでの範囲である。このＲＦ帯域がＩＦ１帯域（５５ＭＨｚから２２０ＭＨｚまで）に変換される。周波数の範囲を変換するために、局部発振器２２０（図３）は可変局部発振器信号を発生する。図４ａに示すように、局部発振器信号の周波数範囲は１６５ＭＨｚと６６０ＭＨｚとの間になっている。例えば、入力ＲＦ信号の基本周波数が８８０ＭＨｚである場合、局部発振器２２０は、２２０ＭＨｚのミキサ２４０の出力において第１の中間周波数を発生するために６６０ＭＨｚにおける信号を生成するようにチューニングされる。
図４ａのバンド・チャートは、また、ｆ１として指定されている画像信号に対する周波数の範囲を示す。画像信号ｆ１は、ミキサ２４０からの出力である（すなわち、画像信号ｆ１は、ＲＦ信号を局部発振器２２０の局部発振器信号と混合する結果として発生される）。例えば、８８０ＭＨｚの基本周波数のＲＦ入力信号が６６０ＭＨｚの周波数の局部発振器信号と混合されて第１の高調波を２２０ＭＨｚにおいて発生する（ＲＦ（８８０ＭＨｚ）−ＬＯ（６６０ＭＨｚ）＝２２０ＭＨｚ）。さらに、２２０ＭＨｚに中心があるこの第１の高調波が６６０ＭＨｚの局部発振器周波数と混合され、図４のバンド・チャートに示すように４４０ＭＨｚにおいて画像を発生する（２２０ＭＨｚ＋４４０ＭＨｚ＝６６０ＭＨｚ）。画像周波数は、回路の適切な動作のための抑制を必要とする。
【００１６】
図３の実施形態の場合、第１のダウン変換回路は、フィルタ・バンクＩ（２１０）の一部として、ノッチ・フィルタ２１１と、ノッチ・フィルタ２１２と、帯域フィルタ２１５とを含む。帯域フィルタ２１５は、入力ＲＦ信号周波数に基づいてチューニングされている。この実施形態の場合、ノッチ・フィルタ２１１および２１２は、ＲＦ信号の入力チャネルに基づいてチューニングされている。この実施形態の場合、ノッチ・フィルタ２１１および２１２は、１１０ＭＨｚと４４０ＭＨｚとの間の周波数範囲内（すなわち、画像周波数ｆ１に対する周波数帯域）のＲＦ信号をフィルタリングするようにチューニングされている。ノッチ・フィルタ２１１および２１２は、画像周波数におけるＲＦ信号を減衰させる。ＲＦ信号、ノッチ・フィルタ２１１および２１２からの出力が帯域フィルタ２１５に入力されている。帯域フィルタ２１２は、２２０ＭＨｚと８８０ＭＨｚとの範囲の間の入力ＲＦ信号の基本周波数の中心周波数においてフィルタリングするように選択的にチューニングされている。
【００１７】
図５は、集積回路受信機に対する三重ダウン変換の一例を示す。図５のラベル５１０で示す第１の周波数のスペクトルは、例示としての入力周波数（例えば、テレビジョン・チャネル）に対する第１のダウン変換を示す。より詳細には、この例の場合、ＲＦ信号の中心周波数は８００ＭＨｚであり、局部発振器の中心周波数は６００ＭＨｚである。ＲＦおよびＬＯ信号は、４００ＭＨｚに中心がある画像周波数ｆ１を発生する。この例の場合、ノッチ・フィルタ２１１および２１２（図３）は、ミキサ２４０において混合するのに先立って４００ＭＨｚの中心周波数においてＲＦ信号を減衰させる。図５のラベル５２０で示す第２の周波数スペクトルは、第２の例のチャネルに対する第１のダウン変換を示す。この第２の例の場合、入力ＲＦ信号の中心周波数は４００ＭＨｚであり、局部発振器の中心周波数は３００ＭＨｚであって、２００ＭＨｚに中心がある画像周波数を発生する。従って、この例の場合、ノッチ・フィルタ２１１および２１２（図３）は、ミキサ２４０において混合される前に、２００ＭＨｚの中心周波数においてＲＦ信号を減衰させるようにチューニングされている。ノッチ・フィルタ２１１および２１２における中心周波数での信号の減衰のために、第１の中間周波数における画像成分、ミキサ２４０からの出力は、信号成分に対する十分な信号対雑音比を得るために抑制される。
【００１８】
ミキサ２４０の出力、第１の中間周波数信号、および集積回路のＲＦ入力は、スイッチ２５０（図３）に入力される。スイッチ２５０は、単極双投スイッチとして構成されている。１つの実施形態においては、このスイッチは集積回路に対する「チューニング情報」入力から制御される。集積回路受信機２００がＲＦ信号の上位部分の範囲（例えば、２２０ＭＨｚから８８０ＭＨｚまで）における信号を処理するようにチューニングされているとき、スイッチ２５０はミキサ２４０の出力を第２のダウン変換回路に結合する。他の方法としては、集積回路受信機２００がＲＦ信号の下位部分の範囲（例えば、５５ＭＨｚから２２０ＭＨｚまで）において信号を処理するようにチューニングされているとき、スイッチ２５０は入力ＲＦ信号を第２のダウン変換回路に結合する。従って、入力ＲＦ信号周波数の下位範囲からの信号および第１の中間周波数からの信号は、ある周波数の範囲で第２のダウン変換回路に入力される（すなわち、第２のダウン変換回路に対する入力は可変である）。可変中間周波数を発生するこのアーキテクチャによって、第２のダウン変換回路を使用して第１の中間周波数および入力ＲＦ信号の下位帯域の両方を変換することができる。
【００１９】
図６は、第２のダウン変換回路への可変周波数入力に対する１つの実施形態を示すバンド・チャートである。図６に示すように、入力ＲＦ信号の上位帯域は、図６においてＲＦ／ｈｉｇｈとして示されており、８８０ＭＨｚ〜２２０ＭＨｚの範囲から２２０ＭＨｚ〜５５ＭＨｚの第１の中間周波数範囲に変換される。図６に示すように、２２０ＭＨｚ〜５５ＭＨｚの第１の中間周波数範囲は、入力ＲＦ信号の下位帯域（すなわち、２２０ＭＨｚ〜５５ＭＨｚ）に対応する。
第２のダウン変換回路に対する１つの実施形態を図３に示す。この実施形態の場合、ダウン変換回路は、フィルタ・バンクＩＩとして、チューニング可能なノッチ・フィルタ２６０と、チューニング可能なノッチ・フィルタ２６５と、チューニング可能な帯域フィルタ２７０と、チューニング可能な局部発振器２９０と、ミキサ２８０とを含む。チューニング可能な局部発振器２９０は、さらに、局部発振器２９５と帯域フィルタ２８５とを含む。第２のダウン変換回路は、５５ＭＨｚから２２０ＭＨｚまでの周波数帯域（ＲＦ信号の下位帯域または第１の中間周波数のいずれか）を４０ＭＨｚへダウン変換する。
【００２０】
図４ｂのバンド・チャートは第２のダウン変換を示す。より詳細には、このバンド・チャートは、入力ＲＦ信号の下位帯域または第１の中間周波数のいずれかからの周波数の変換を示しており、局部発振器の中心周波数は９５ＭＨｚから２６０ＭＨｚまでの範囲にある。４０ＭＨｚの所望の中心周波数の他に、ミキサ２８０の出力（図３）は、１３５ＭＨｚから３００ＭＨｚまでの範囲内の画像スペクトル成分を発生する。ミキサ２８０に対する入力信号は画像周波数において減衰を必要とする。
第１のダウン変換回路と同様に、ノッチ・フィルタ２６０および２６５は、画像周波数における信号をフィルタリングするようにチューニングされている。図４ｂのバンド・チャートに示すように、画像成分に対する中心周波数の範囲は１３５ＭＨｚと３００ＭＨｚとの間にある。例えば、入力ＲＦ信号の中心周波数が８８０ＭＨｚまたは２２０ＭＨｚの場合、画像周波数の中心は３００ＭＨｚである。帯域フィルタ２６０は、フィルタに入力された信号の中心周波数のまわりの所望の周波数帯域をフィルタリングするようにチューニングされている。例えば、入力ＲＦ信号の中心周波数が８８０ＭＨｚまたは２２０ＭＨｚである場合、帯域フィルタ２６０は２２０ＭＨｚの中心周波数のまわりの信号をフィルタリングする。
【００２１】
図５は、さらに、集積回路受信機に対する第２のダウン変換の一例を示す。図５のラベル５３０で示す第３の周波数スペクトルは、一例のチャネルに対する第２のダウン変換を示す。より詳細には、この例の場合、入力のＲＦまたは第１の中間周波数の中心周波数は２００ＭＨｚであり、局部発振器の中心周波数は２６０ＭＨｚである。ＲＦおよびＬＯ信号が３００ＭＨｚに中心がある画像周波数を発生する。この例の場合、ノッチ・フィルタ２６０および２６５（図３）はミキサ２８０における混合に先立って、３００ＭＨｚの中心周波数においてＩＦ信号を減衰させる。図５のラベル５４０で示す第４の周波数スペクトルは、第２のダウン変換後の第２の中間周波数信号を示す。
集積回路受信機に対する１つの実施形態においては、第３のダウン変換が実行される。この実施形態の場合、第３のダウン変換回路は、フィルタ・バンクＩＩＩ（１３６）と、ミキサ１３８と、局部発振器３（「ＬＯ３」）１４２（図２）とを備える。第３のダウン変換回路は、４０ＭＨｚの第２の中間周波数において信号を受信する。１つの実施形態においては、第３のダウン変換は複合ナイキスト・フィルタに入力する前に実行される。
【００２２】
図１５は、集積回路受信機の１つの実施形態を示すブロック図である。図１５に示すように、フィルタ・バンク３はＩＦ２信号を受信し、第３のミキサ１５４０に入力するためにそのＩＦ２信号をフィルタリングする。フィルタ・バンク３は、２つのノッチ（またはトラップ）フィルタ（１５１０および１５２０）と、帯域フィルタ１５３０とを備える。この２つのノッチ・フィルタ（１５１０および１５２０）は、「画像」周波数、２ｆｐ＋ｆ３においてＩＦ２信号を減衰させる。以下に説明するように、ｆ３の周波数は画像搬送周波数ｆｐにおける変動に対して補正する。第３のミキサ（１５４０）は、ＲＦ入力において、フィルタリングされたＩＦ２信号を受信し、ＬＯ入力において、局部発振器信号ｆ３ｘ＋ｆｐを受信する。ミキサ１５４０のＩＦ出力は、基本周波数が固定周波数（例えば、１０ＭＨｚまたは１３ＭＨｚ）に中心をおいているＩＦ３信号を発生する。
【００２３】
１つの実施形態においては、第３のダウン変換は２つのループを使用して実行される。複合ＳＡＷフィルタ機能（下記）で実施される第１のループにおいては、位相誤差が決定される。位相誤差は、ＩＦ３信号から抽出された画像搬送波ｆｐと集積回路受信機上で発生する局部的周波数ｆｐとの間の位相差である。図１５において「遅れ進み」機能として示されているこの位相誤差は、第２のループにおいて使用される。第２のループは、局部発振器のＶＣＯ、ｆ３ｘ＋ｆｐを含み、第１のループからの位相誤差を受信して画像搬送波ｆｐにおける周波数変動に対して補正する。位相誤差成分は、局部発振器周波数ｆ３ｘ＋ｆｐの周波数／位相を調整するために使用される。次に、第２のループを完了するために、その調整された局部発振器周波数ｆ３ｘ＋ｆｐがミキサ１５４０への入力ＩＦ２信号と混合されて修正されたＩＦ３信号を発生する。第１および第２のループの結果として、ＩＦ２信号の周波数／位相が追跡される。
【００２４】
図７ａ〜図７ｄは、本発明の１つの実施形態によるフィルタ・バンクＩ  ２１０（図３）に対する周波数応答を示す。ノッチ・フィルタ（２１１および２１２）に対する周波数応答がそれぞれ図７ａおよび図７ｂに示されている。帯域フィルタ（２１５）に対する周波数応答が図７ｃに示されている。フィルタ・バンクＩ  ２１０に対する複合応答が図７ｄに示され、ＲＦ／Ｈ信号の減衰が図７ｅに示されている。
図７ｆ〜図７ｉは、本発明の１つの実施形態によるフィルタ・バンクＩＩ（図３）に対する周波数応答を示す。ノッチ・フィルタ（２６０および２６５）に対する周波数応答がそれぞれ図７ｆおよび図７ｇに示されている。帯域フィルタ（２７０）に対する周波数応答が図７ｈに示されている。フィルタ・バンクＩＩに対する複合応答が図７ｉに示され、ＲＦ／ＬまたはＩＦ１信号の減衰が図７ｊに示されている。
図７ｋ〜図７ｎは、本発明の１つの実施形態によるフィルタ・バンクＩＩＩ（図１５）に対する周波数応答を示す。ノッチ・フィルタ（１５１０および１５２０）に対する周波数応答がそれぞれ図７ｋおよび図７ｌに示されている。帯域フィルタ（１５３０）に対する周波数応答が図７ｍに示されている。フィルタ・バンクＩＩＩに対する複合応答が図７ｎに示され、ＩＦ２信号の減衰が図７ｏに示されている。
【００２５】
選択可能な離散的フィルタ
１つの実施形態においては、チューニング可能な、あるいは選択可能なフィルタ（すなわち、帯域フィルタ２１５および２７０、およびノッチ・フィルタ２１１、２１２、２６０および２６５（図３））が離散的フィルタとして実施されている。より詳細には、離散的フィルタは、所望の周波数応答特性に対して構成される容量性、誘導性および抵抗性の要素を含む。図８は、受信機の集積回路内に離散的フィルタを実施するための１つの実施形態を示す。この実施形態の場合、離散的フィルタは、２つのバンクの離散的構成部品、すなわち、ＬＣチューニング・バンク８１０およびＲＣチューニング・バンク８２０を含む。図８に示すように、ＬＣチューニングおよびＲＣチューニングのためのタップ選択が、ＸｎおよびＸｍの値によって発生する。１つの実施形態においては、ＣＲタップ選択回路と呼ばれるディジタル回路が、受信機回路をチューニングするために選択されたチャネルに基づいてＸｎおよびＸｍ値を発生する。
【００２６】
離散的フィルタはチューナ回路の性能を向上させる。連続または能動フィルタを使用するには電源電圧（例えば、Ｖｃｃ）が必要である。この電源電圧は、電圧供給ラインにおけるノイズのためにリプルを示す。このリプル電圧は、連続増幅器の出力において許容できない周波数応答特性の原因となる。従って、モノリシックの集積回路内に離散的または受動フィルタを使用することによって、信号がリプル電圧から隔離され、それにより信号の品質が改善される。
図９は、集積回路受信機内の選択可能な離散的フィルタを構成するための１つの実施形態を示す。この実施形態の場合、フィルタ２１２、２１５、２２５および２６０が１つの容量値と種々の抵抗値の組合せで実施されている。抵抗値の所望する組合せは抵抗器を並列に結合することによって生成される。図９は、フィルタ２１２、２１５、２２５および２６０に対する固定キャパシタンスと抵抗性の要素との相対的な組合せを示す。より詳細には、フィルタ２１２の等価抵抗は（ｇｍ１＋２ｇｍ２）であり、フィルタ２１５の等価抵抗は（ｇｍ１）であり、フィルタ２２５の等価抵抗は（ｇｍ１＋ｇｍ２）であり、フィルタ２６０の等価抵抗は（ｇｍ２）である。
【００２７】
選択可能な離散的フィルタは、セルフ・アライン型トラッキング・アーキテクチャを示す。図１０は、フィルタ２１２、２１５、２２５および２６０間の相対的トラッキングを示す。セルフ・アライン型トラッキング・アーキテクチャは各フィルタに対して固定キャパシタンス（例えば、図９に示すＣ０キャパシタンス）を含む。フィルタ２１２、２１５、２２５および２６０の中でキャパシタンスが固定されているので、フィルタのチューニングは抵抗素子の選択によって相対的なままになっている。図１０は、フィルタ２１２、２１５、２２５および２６０に対するこの相対的チューニングを示す。
図１１ａおよび図１１ｂは、集積回路受信機の離散的フィルタに対する等価回路を示す。より詳細には、図１１ａに示す四次フィルタの周波数応答は下式で表される。
【００２８】
【数１】
2005534203.tif 000003
【００２９】
図１１ｂは、相互コンダクタンス要素をカスケード接続するための第２の等価回路を示す。等価回路の周波数応答は下式で表される。
【００３０】
【数２】
2005534203.tif 000004
【００３１】
従って、相互コンダクタンス値を加算するか、または減算することにより、フィルタをチューニングするために必要な抵抗素子の周波数応答が生成される。
【００３２】
集積回路受信機のチューニング
図１２は、受信機のためのチューナ入力回路１２１０に対する１つの実施形態を示す。この実施形態の場合、集積回路受信機はＩＩＣバスを通して、マイクロプロセッサなどの外部装置にインタフェースする。図１２に示す実施形態の場合、受信機の集積回路は、シリアル・データの入出力（Ｉ／Ｏ）（「ＳＤＡ」）およびシリアル・クロック入力（「ＳＣＬ」）を含む。この実施形態の場合、ＳＤＡデータは２８ビットの入力データを含み、そのうち８ビットがチューナ・アドレス、８ビットがサブ・アドレス、そして１２ビットがチューニング情報のデータである。さらに、ＳＤＡデータは、各８ビット・ワードに対して肯定応答ビット（「ＡＣＫ」）を含む。ＩＩＣバス仕様の一部として、スレーブ装置（例えば、集積回路受信機）は、そのスレーブ装置が対応する８ビット・ワードを受信した場合に、ＡＣＫビットをセットして送信する。チューナ入力回路１２１０は、ＳＤＡ入力を通して、シフト・レジスタ１２２０を使用してシリアルのＳＤＡデータを８ビット・ワードに変換する。
【００３３】
シフト・レジスタ１２２０の最初の８ビット出力、すなわち、チューナ・アドレスはスレーブ・アドレス・ラッチ１２４５に入力される。チューナ・アドレス（例えば、スレーブ・アドレス）は、共通の制御下にある複数のデバイスにバスからアクセス可能なデバイスを一意に識別するために使用される（例えば、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラが１つの共通バスを使用している複数のデバイスを制御する）。８ビットのチューナ・アドレスは、その集積回路受信機に対して所定のアドレスと比較するために、アドレス比較回路（例えば、コンパレータ）１２５０に入力される。レジスタ１２６０内に記憶されているチューナまたはスレーブの所定のアドレスは特定の集積回路受信機に対して一意である。外部チップ選択信号を受信するためにレジスタ１２６０のチップ選択（「ＣＳ」）ビットにチップ選択１および２の入力が結合されている。図１２に示すように、ＣＳ入力はＶｃｃ信号またはＧＮＤ信号のいずれかから構成されている。レジスタ１２６０のＣＳビットは、イネーブルされると、レジスタ１２６０内のアドレスを所定のチューナ・アドレスに設定する。コンパレータ１２５０は、レジスタ１２４５内に記憶されている入力アドレスをレジスタ１２６０内に記憶されている所定のアドレスと比較する。アドレスが一致した場合、アドレス・コンパレータ１２５０はイネーブル信号を発生する。イネーブル信号は、サブ・アドレス・ラッチおよび比較回路１２３０をイネーブルするために使用される。
【００３４】
サブ・アドレス・ラッチ比較回路１２３０は、入力として、８ビットのサブ・アドレス信号出力をシフト・レジスタ１２２０から受信する（すなわち、シフト・レジスタ１２２０はシリアル・ビット・ストリームからのサブ・アドレスを８ビット・ワードに変換する）。サブ・アドレス信号は、集積回路受信機内で１つまたはそれ以上のチューナ回路を識別する。例えば、集積回路受信機は、画像機能において１つの画像を実施するために２つのテレビジョン・チューナ回路を組み込むことができる。図１２に示すように、サブ・アドレス・ラッチ比較回路１２３０は、イネーブルされると、集積回路に入力された８ビット・サブ・アドレスがサブ・アドレス・ラッチおよび比較回路１２３０（図示せず）内に記憶されている所定のサブ・アドレスと一致した場合にイネーブル信号を発生する。
【００３５】
また、図１２の入力チューニング回路は、集積回路受信機に対するチューニング情報をラッチするためのデータ・ラッチ１２３５を含む。図１２に示すように、ＳＤＡデータは１６ビットのチューニング情報を含む。ＳＤＡに入力されたチューニング情報は、シフト・レジスタ１２２０によって８ビット・ワードに変換される。１つの実施形態においては、データ・ラッチ１２３５が２つの８ビット・ラッチで実施されている。第１のラッチはチューニング情報の下位４ビットを記憶し、第２のラッチはチューニング情報の上位８ビットを記憶する。データ・ラッチ１２３５は、サブ・アドレス・ラッチおよび比較回路１２３０の出力からイネーブルされる（サブ・アドレスが特定のチューナを識別した場合）。データ・ラッチ１２３５からのデータ出力がデータ・バス１２４０上で実行される。
【００３６】
図１３は、集積回路受信機をチューニングするための１つの実施形態を示すブロック図である。図１３に示すように、チューニング情報（例えば、１２ビット）が図１２の入力チューニング回路から出力され、論理コンパレータ１３１５に入力される。１つの実施形態においては、チューニング情報は１２ビットの情報を含む。より詳細には、この実施形態の場合、チューニング情報は、０．２５ＭＨｚと１０２４．７５ＭＨｚとの間の周波数範囲を、０．２５ＭＨｚの増分ステップで指定する。論理コンパレータ１３１５への第２の入力は、集積回路内でチューニングされた現在の周波数を示す値（「現在のチューニングされた周波数」）である。１つの実施形態においては、現在のチューニングされた周波数は、集積回路受信機の種々の部分からの周波数成分から計算される。この実施形態の場合、回路がＲＦ入力信号の高帯域（「ＲＦ／Ｈ」）にチューニングしているか、あるいはＲＦ入力信号の低周波数帯域（「ＲＦ／Ｌ」）にチューニングしているかどうかによって、２つの周波数のうちの１つの値が計算される。論理コンパレータ１３１５は、チューニング情報を現在のチューニングされた周波数と比較する。
【００３７】
論理コンパレータ１３１５の出力は、容量性‐抵抗性（「ＲＣ」）タップ選択回路１３２０に結合される。一般的に、ＲＣタップ選択回路１３２０は、受信機のフィルタをチューニングするための容量値および抵抗値を生成する。ＲＣタップ選択回路１３２０は、その容量値および抵抗値をインクリメントまたはデクリメントして、その集積回路受信機のフィルタをチューニングするための適当な容量値および抵抗値を選択する。この実施形態の場合、容量値および抵抗値の選択はフィルタ・バンクＩおよびＩＩに対する入力ＲＦ信号の、本明細書では、「ｆ１」として示す画像周波数に正規化されている。この周波数ｆ１がＲＦ／ＨおよびＲＦ／Ｌのダウン変換回路（すなわち、フィルタ・バンクＩおよびＩＩ）のフィルタの応答特性に対する中心周波数を定義する。
【００３８】
１つの実施形態においては、集積回路受信機は、受信機内の局部発振器を通して受信機の現在チューニングされている周波数を計算する。この実施形態の場合、複数のカウンタ（１３１５、１３２２および１３２５）が、対応する局部発振器周波数を示すディジタル値を生成するために使用されている。より詳細には、局部発振器２２０（第１のダウン変換回路）がカウンタ１３１５に結合され、局部発振器２９０（第２のダウン変換回路）がカウンタ１３２２に結合され、局部発振器１３４５（第３のダウン変換回路）がカウンタ１３２５に結合されている。ＲＦ／Ｈ周波数計算回路１３３５は、入力ＲＦ信号の高い方の範囲内の入力信号をチューニングするための現在チューニングされている周波数を計算し、ＲＦ／Ｌ周波数計算回路１３４０は、低い方の範囲内の入力信号をチューニングするための現在チューニングされている周波数を計算する。１つの実施形態においては、ＲＦ／Ｈ周波数計算回路１３３５は、下記の関係に従って集積回路チューナの現在チューニングされている周波数を発生する。
【００３９】
【数３】
2005534203.tif 000005
【００４０】
ここで、ｆＬ１は第１のダウン変換回路内の局部発振器周波数を表し（カウンタ１３１５）、ｆＬ２は第２のダウン変換回路内の局部発振器周波数を表し（カウンタ１３２２）、ｆＬ３は第３のダウン変換回路内の局部発振器周波数を表し、ｆｐは画像搬送周波数を表す。画像搬送周波数ｆｐは固定周波数であることに留意されたい。１つの実施形態においては、ＲＦ／Ｌ周波数計算回路１３４０は、下記の関係に従って集積回路チューナの現在のチューニングされた周波数を計算する。
【００４１】
【数４】
2005534203.tif 000006
【００４２】
集積回路受信機は、フィルタ・バンクＩおよびＩＩをｆ１の周波数に対してチューニングする。下式は、ＲＦ入力信号の高い方の帯域のチューニング動作に対する局部発振器周波数（ｆＬ１、ｆＬ２、ｆＬ３およびｆｐ）と入力信号「画像」周波数ｆ１の関係を示す。
【００４３】
【数５】
2005534203.tif 000007
【００４４】
従って、この式が示すように、ＲＦ入力信号の高帯域における動作のための第１のダウン変換回路におけるフィルタのチューニングは、画像周波数の２倍である帯域フィルタ（フィルタ・バンクＩ）に対する中心周波数を選択する結果となる（すなわち、帯域フィルタの中心周波数は２ｆ１に等しい）。第１のダウン変換回路内のフィルタ・バンクＩのノッチ・フィルタに対する中心周波数は、画像周波数ｆ１に等しい（すなわち、ノッチ・フィルタは画像周波数を減衰させる）。
下式は、ＲＦ入力信号の低帯域における動作に対する局部発振器周波数と入力信号画像周波数の関係を示す（例えば、第２のダウン変換回路）。
【００４５】
【数６】
2005534203.tif 000008
【００４６】
この式が示すように、ＲＦ入力信号の低帯域での動作のためのフィルタ・バンクＩＩのチューニングは、画像周波数ｆ１の１／２の中心周波数において帯域フィルタをチューニングするためのＣＲ値を選択する。第２のダウン変換回路内のノッチ・フィルタに対するノッチ周波数（すなわち、減衰のための周波数）は下式で表すことができる。
【００４７】
【数７】
2005534203.tif 000009
【００４８】
１つの実施形態においては、ＣＲタップ選択回路１３２０は、８０個の計数値（discrete value）の中で選択する。８０個の計数値は１１０個のテレビジョン・チャネルに対応する。この実施形態は８０個の離散的ＣＲ値（discrete CR value）の中で選択するが、本発明の精神または範囲から逸脱することなしに、任意の数の離散的ＣＲ値を使用することができる。この実施形態の場合、ＣＲタップ選択回路１３２０は５つの容量値の選択を含み、各容量値に対して、１６個の抵抗値の選択を含む（すなわち、５個の各容量値に対して１６個の抵抗値で８０個のＣＲ値に等しい）。
【００４９】
１つの実施形態においては、新しいＣＲ値は、チューニング周波数に対する増分を示す論理コンパレータ１３１５の各出力に対して増分的に選択される。ＣＲタップ選択回路１３２０は、容量値をインクリメントする前にすべての抵抗値を通してインクリメントする。ＲＣ値をインクリメントするこのプロセスが図１３に図式的に示されている。例えば、ＣＲタップ選択回路の現在の容量値の選択が「Ｃ０」であって、現在の抵抗値の選択が「Ｒ０」であった場合、論理コンパレータ１３１５からのインクリメント信号によって、ＣＲタップ選択回路１３２０が容量値として「Ｃ０」を選択し、抵抗値として「Ｒ１」を選択する。容量値を変えずに次の抵抗値を選択することによってチューニングされた周波数を増加させるこのプロセスが、その容量値に対する最後の抵抗値が選択されるまで（例えば、容量値Ｃ０に対してＲ１５が選択されるまで）繰り返される。対応する容量値に対する最後の抵抗値が選択されると、ＣＲタップ選択回路１３２０は次の増分容量値を選択する。例えば、現在のＣＲタップ選択が「Ｃ２」および「Ｒ１６」であって、論理コンパレータ１３１５がチューニング周波数におけるインクリメントを示していた場合、ＣＲタップ選択回路１３２０は、「Ｃ３」および「Ｒ０」をそれぞれ容量値および抵抗値として選択する。
【００５０】
１つの実施形態においては、ＣＲタップ選択は粗ＣＲタップ選択および微ＲＣタップ選択によって実行される。図１３に示すように、この実施形態の場合、５個の上位ビットがチューニングのためのＣＲ値を直接選択するために使用される。チューニング情報の下位８ビットが現在のチューニングされた周波数と比較され、それに従ってＣＲタップ選択が調整される。この技法を使用して、粗チューニング情報が所望の周波数値の近傍において直接ＣＲタップ値を選択し、それにより所望の周波数にロックするために必要な時間の量を減らしている。
【００５１】
図１４は、集積回路受信機をチューニングするための、ＣＲタップ選択１３２０から選択することができるキャパシタおよび抵抗器の範囲を示す。１つの実施形態においては、ＣＲタップ選択回路１３２０は、１１０個のテレビジョン・チャネルの中でチューニングするために５個の容量値（例えば、Ｃ１〜Ｃ５）の中で選択する。ＣＲタップ選択回路１３２０は、プロセスの変動に対して補正するための工場における手動チューニングを必要としない。１つの実施形態においては、８０個のＣＲ値を超えて追加の容量値および抵抗値が実施される。図１４に示すように、８０個のＣＲ値の範囲を超えて、追加の１５パーセントの容量値および１２パーセントの抵抗値を、合計で３２パーセントの全冗長の拡大のために選択することができる。図１４の周波数チャートは、入力ＲＦ信号の周波数と容量値との間の対応を示す。図１４のチャートは、Ｃ０として示されている追加のＣＲ値が、回路の製造プロセスが変動していなかった場合に、８８０ＭＨｚから１１６１ＭＨｚまでのＲＦ入力周波数に対応することを示す。Ｃ６の容量値は、低い方の周波数のチューニング範囲において冗長性を提供する。より詳細には、Ｃ６の容量値は、回路の製造プロセスが変動していなかった場合に、２２０ＭＨｚから１６７ＭＨｚまでのＲＦ入力周波数に対応する。このＣＲ拡大冗長性は、製造時にプロセス変動に基づいてフィルタをチューニングする必要性をなくすのに十分である。例えば、集積回路製造におけるプロセス変動に起因して、８８０ＭＨｚの入力ＲＦ信号に対するチューニングの結果として、「Ｃ０」および「Ｒ１４」（すなわち、Ｃ１およびＲ０の代わりに）を選択することができる。
【００５２】
ＣＲ値の選択における変動の量は集積回路ごとに変動する。１つの実施形態においては、集積回路受信機はそれ以降のチューニングのためのＣＲ値の選択における変動の量を記憶する。この実施形態の場合、集積回路受信機は最初の電源投入時に、ＣＲ値の選択における変動の量を測定する。上記例の場合、８８０ＭＨｚの入力ＲＦ信号に対するチューニングの結果として「Ｃ０」および「Ｒ１４」が選択された場合、ＲＣタップ選択回路１３２０はそれに従って他の入力ＲＦ信号のチューニングに対して補正する。
【００５３】
自動利得制御（「ＡＧＣ」）回路
図１５は、集積回路受信機における信号（例えば、テレビジョン信号）の利得を制御するための１つの実施形態を示す。図１５に示す実施形態の場合、入力信号（例えば、テレビジョン信号）の増幅（例えば、自動利得制御）は４つの段において制御される。１つの実施形態においては、入力増幅器１５０５が、入力信号に対する利得の第１段である。１つの実施形態においては、入力増幅器から得られる利得の量は外部的に制御される。例えば、入力増幅器１５０５の増幅度を外部マイクロプロセッサ（図示せず）によって設定することができる。利得の第２段は、入力ＲＦ信号の周波数が高い方の範囲にある場合、ミキサ１５１２において得られる。ミキサ１５２２内に実施されている第３の利得段は、第２のダウン変換回路において実施されている。ミキサ１５１２および１５２２の利得は「チューナＡＧＣ」として示され、三次フィードバック・ループの応答に基づいて設定される。第４の利得段は、ＩＦ信号処理で実施されている（すなわち、画像搬送周波数を復調するための位相ロック・ループ）。「ＩＦのＡＧＣ」として示す第４の利得段の利得は、二次フィードバック・ループの応答に基づいて設定される。
【００５４】
図１６は、集積回路受信機内にＡＧＣを実施するための１つの実施形態による二次および三次のフィードバック・ループに対する等価回路を示す。増幅器１６０５およびＨ１０が、チューナＡＧＣおよびＩＦのＡＧＣ機能のそれぞれに対して利得を生成するために示されている。ＩＦのＡＧＣ機能に対する二次ループは、要素「１／Ｓ２」および「１／Ｓ１」および加算器Ｈ２５から構成される。より詳細には、増幅器１６１０の出力における利得ｘを下式で表すことができる。
【００５５】
【数８】
2005534203.tif 000010
【００５６】
チューナＡＧＣ機能に対する三次ループは、ＩＦのＡＧＣの二次ループ要素の他に、ルックアップ・テーブル１６３０および要素「１／Ｓ３」から構成されている。増幅器１６１５の出力利得ｘは、三次ループの結果として下式で表すことができる。
【００５７】
【数９】
2005534203.tif 000011
【００５８】
ＡＧＣ機能が、Ｓ３＝２＊Ｓ１およびＳ２＝０．５＊Ｓ１のような本質的にバターワース応答であった場合、応答関数ｘは三次ループの結果として、下記のように簡略化することができる。
【００５９】
【数１０】
2005534203.tif 000012
【００６０】
図１７は、本発明のいくつかの実施形態において使用されるナイキスト・フィルタ１７０５の詳細図を示す。また、この図は、すべてがナイキスト・フィルタ１７０５の後に続くＰＬＬ  １７１０、移相器１７１５、音声復調器１７２０、ビデオ復調器１７２５、オーディオＩＦ処理１７９２、およびビデオＩＦ処理１７９４を示す。以下の説明において、ナイキスト・フィルタをＮＴＳＣ信号を処理するために最初に説明する。この最初の説明の後に他の信号のタイプ（例えば、ＣＣＩＲ）を処理するためにこのフィルタを使用する方法を説明する。
ナイキスト・フィルタは３段のダウン変換からの出力を受信する。この出力は上記のように１０ＭＨｚを中心とする所望のチャネルのすべての信号を含む。所望のチャネルのすべての信号が６ＭＨｚの帯域内にある。より詳細には、米国においては、チャネルの帯域幅が６ＭＨｚに固定され、（１）画像搬送波（Ｆｐ）がその帯域の下端から１．２５ＭＨｚのところにあり、（２）音声搬送波（ＦＳ）が画像搬送周波数の上の４．５ＭＨｚに置かれ、（３）カラーの副搬送波（ＦＳＣ）が画像搬送周波数の上の３．５８ＭＨｚに置かれている。画像搬送波はベースバンド・ビデオ信号によって振幅変調され、一方、音声搬送波は周波数変調されている。
【００６１】
ナイキスト・フィルタ１７０５はいくつかの動作を実行する。先ず最初に、ナイキスト・フィルタは、第３のダウン変換器から受信する信号内の帯域外隣接チャネル（例えば、Ｆｐ＋およびＦｐ−）を除去する。また、ビデオ信号を復調するために使用されるナイキスト・スロープも生成する。また、画像信号の内容（すなわち、画像搬送波Ｆｐおよびカラー副搬送波ＦＳＣのまわりの信号）および音声信号の内容（音声搬送波ＦＳのまわりの信号）も抽出する。
図１７に示すように、ナイキスト・フィルタは９個のフィルタを含む。これらのフィルタのうちのいくつかがノッチ（トラップとも呼ばれる）フィルタであり、一方、他のフィルタは帯域フィルタである。これらの各フィルタは、図１１ａおよび図１１ｂを参照しながら上記説明した四次フィルタに類似した四次フィルタとして実施される。
【００６２】
最初の２つのフィルタ１７３０および１７３５は、そのチャネルの初期境界を定義するために設計されている境界設定フィルタである。より詳細には、トラップ・フィルタ１７３０は、第３のダウン変換器からの信号を受信する。このフィルタは、フィルタ１７３０の出力応答を提供する図１８によって示されているような、チャネルの下側の境界を定義する。次に、トラップ・フィルタ１７３５は、フィルタ１７３５の出力応答を提供する図１９によって示されているようなチャネルの上側の境界を定義する。
【００６３】
次のフィルタ１７４０は、帯域フィルタおよびトラップ・フィルタである。すなわち、それは第２のフィルタの出力を受信し、２つの出力を発生する。第１の出力１７７５は、第２のフィルタの出力の帯域フィルタリングされたバージョンであり、第２の出力１７８０は、第２のフィルタの出力のノッチ・フィルタリングされたバージョンである。図２０は、フィルタ１７４０の帯域フィルタ成分に対する周波数応答２００５、およびフィルタ１７４０のノッチ・フィルタ成分に対する周波数応答２０１０を示す。フィルタ１７４０の帯域フィルタリングは画像搬送波（Ｆｐ）を減衰させるように設計されている。他方、フィルタ１７４０のトラップ・フィルタリングは、音声搬送波（ＦＳ）を除去するためのものである。
【００６４】
図１７に示すように、帯域フィルタ１７４５は、フィルタ１７４０の帯域フィルタリングされた出力を受信する。図２１は、帯域フィルタ１７４５の周波数応答を示す。図２１から分かるように、このフィルタ１７４５は、音声搬送波（ＦＳ）のまわりの音声信号を含む通過帯域信号を得るために、画像搬送波（Ｆｐ）をさらに減衰させる。この通過帯域が図２２に示されており、それはフィルタ１７３０、１７３５、１７４０、１７４５の複合周波数応答である。この通過帯域信号が音声検出器１７２０に供給され、これについては以下にさらに説明する。
図１７に示すように、ノッチ・フィルタ１７５０は、フィルタ１７４０のノッチ・フィルタリングされた出力１７８０を受信する。図２３は、ノッチ・フィルタ１７５０の周波数応答を示す。図２３から分かるように、このフィルタ１７５０はそのチャネルのビデオ成分の下側の境界を定義する。これは、そのチャネルのビデオ成分の上側の境界を定義したフィルタ１７４０のノッチ・フィルタリング動作に続く。
帯域フィルタ１７５５は、フィルタ１７５０の出力を受信する。図２４は、この帯域フィルタの周波数応答を示す。帯域フィルタ１７６０は、フィルタ１７５５の出力を受信する。図２５は、この帯域フィルタ１７６０の周波数応答を示す。帯域フィルタ１７５５および１７６０の周波数出力特性は、画像搬送波（Ｆｐ）のまわりの周波数応答を鋭くする。
【００６５】
図２６は、フィルタ１７６０の出力１７８４の周波数特性を示す。この周波数特性は、フィルタ１７３０、１７３５、１７４０、１７５０、１７５５および１７６０の複合周波数応答である。図２６に示すように、通過帯域出力信号１７８４は画像搬送波（Ｆｐ）のまわりに鋭く集中している。この信号は以下にさらに説明する位相ロック・ループ回路１７１０に供給される。
帯域フィルタ１７６５は、フィルタ１７５５の出力も受信する。図２７は、この帯域フィルタの周波数応答を示す。帯域フィルタ１７７０は、フィルタ１７６５の出力を受信する。図２８は、この帯域フィルタの周波数応答を示す。帯域フィルタ１７６５および１７７０の周波数出力特性は、フィルタ１７７０の出力１７８６が適当なナイキスト・スロープを有しており、確実に画像およびカラーの副搬送波信号を含む約３．５８ＭＨｚの帯域幅のまわりのこの出力１７８６の周波数応答を相対的に平坦化する。
【００６６】
図２９は、フィルタ１７７０の出力１７８６の周波数特性を示す。この周波数特性は、フィルタ１７３０、１７３５、１７４０、１７５０、１７５５、１７６５および１７７０の複合周波数応答である。この出力信号は、（１）画像およびカラー副搬送周波数のまわりの信号のビデオの内容と、（２）図２９において円で囲まれているナイキスト・スロープを提供する。この信号が、以下にさらに説明するビデオ検出器１７２５に供給される。
上記のように、ＰＬＬは帯域フィルタ１７６０の出力を受信する。この出力は振幅変調された画像搬送波（Ｆｐ）を含む。ＰＬＬは振幅の復調を抽出して画像搬送波信号（Ｆｐ）を得る。当業者であれば周知のように、ＰＬＬは、電圧制御発振器、ミキサ、および遅れ進み回路によって形成することができる。
【００６７】
ＰＬＬの出力、すなわち、画像搬送波信号が、次に音声検出器１７２０および移相器１７１５に供給される。音声検出器は、この搬送波信号を使用して、帯域フィルタ１７４５から受信する音声出力信号１７８２から画像搬送波信号（Ｆｐ）を抽出する。この検出器は、出力信号１７８２がまだある程度のビデオ信号成分を有しているので、その画像搬送波信号（Ｆｐ）を抽出する必要がある。音声検出器１７２０は、音声信号１７８２内のそのようなスプリアス・ビデオ成分を完全に消去する。音声検出器の出力が、次に、以下にさらに説明するオーディオＩＦ処理１７９２に供給される。
移相器は、画像搬送波信号（Ｆｐ）１７８８を移相し、画像搬送波信号（Ｆｐ）およびビデオ出力信号１７８６が同相になるようにする。移相量は、フィルタ１７６５および１７７０によってビデオ出力信号１７８６に導入された移相に等しい。移相されると、シフタ１７１５の出力が次にビデオ検出器に供給される。
次に、ビデオ検出器１７２５は受信した移相出力１７９０および受信したビデオ出力信号１７８６を使用して、高周波の画像搬送波信号を除去し、ビデオ信号を得る。ビデオ出力信号のナイキスト・スロープは、残留側波帯信号からの画像信号を、搬送波を伴う１つの側帯波に等しいものに変換する線形減衰を提供する。この方法で、復調後の信号の周波数応答がビデオの帯域幅上でフラットになる。
【００６８】
図１７に示すように、ビデオ検出器の出力はビデオＩＦ処理回路１７９４に供給される。ビデオＩＦ処理はいくつかの動作を含み、そのうちのいくつかはビデオ検出器１７２５に起因するエイリアシングの消去、およびナイキスト・フィルタによって導入された群遅延に対する補正である。これらの動作を実行するための技術は当業者であれば周知であるので、それらは本発明の記述を不必要に詳細化して不明瞭にしないように、これ以上は説明しない。
また、図１７に示すように、オーディオ検出器１７２０の出力がオーディオＩＦ処理回路１７９２に供給されている。オーディオＩＦ処理はいくつかの動作を含み、そのうちのいくつかはＦＭオーディオ信号のまわりの帯域幅を狭めること、および周波数復調を実行してオーディオの内容を得ることである。これらの動作を実行するための技術は当業者であれば周知であるので、それらは本発明の記述を不必要に詳細にして不明瞭にしないように、これ以上は説明しない。
【００６９】
ナイキスト・フィルタ１７０５は、また、ＣＣＩＲ信号に対して使用することができる。ＣＣＩＲ方式における各チャネルは８ＭＨｚである。ＣＣＩＲ信号に対して動作するいくつかの実施形態においては、ナイキスト・フィルタは、１３．３３ＭＨｚに中心がある第３のダウン変換器の出力を受信する。ナイキスト・フィルタの四次フィルタの中心周波数が１３．３３ＭＨｚのまわりになるように調整するために、いくつかの実施形態は各四次フィルタのバイアス電流を３３．３３％だけ増加させる。この増加によって、各フィルタのｇｍ値が調整され、さらに、それによりフィルタの中心周波数が調整される。
また、搬送波間の間隔はＣＣＩＲを使用する国によって異なっている。画像搬送波信号（Ｆｐ）と音声搬送波信号（Ｆｓ）との間の間隔は、ある国においては５．５であり、他の国において６．０であり、さらに他の国においては６．５である。本発明のいくつかの実施形態は、１７４０、１７４５、および１７５０のフィルタ特性を適合的に修正し、搬送波間の信号の間隔におけるこれらの変動を考慮する。これらの実施形態のうちのいくつかはフィルタのキャパシタとして異なるバンクのキャパシタをスイッチ可能なように選択することによって、各フィルタの特性を適合的に修正する。
【００７０】
二次ナイキスト・スロープ・フィルタ
図３０は、本発明のフィルタを組み込んでいる受信機に対する１つの実施形態を示すブロック図である。受信機回路３０００は、入力として無線周波数（「ＲＦ」）のテレビジョン信号を受信し、出力としてベースバンドのビデオ信号（「ビデオ」）およびＩＦの音声信号（「ＳＩＦ」）を発生する。一般的に、受信機３０００は、ＲＦテレビジョン信号をＩＦ信号に変換するためにダウン変換器／チューニング可能なフィルタ３０１０を含む。また、受信機３０００はビデオおよびＳＩＦ信号を発生するためにＩＦ信号を復調するための復調回路も含む。
この実施形態の場合、ダウン変換の機能は、ダウン変換器３０１０、位相ロック・ループ３０９０、および電圧制御発振器３０８０によって実行される。一般的に、ダウン変換器３０１０は、電圧制御発振器３０８０を使用することによって、ＲＦ入力信号をＩＦ信号に変換する。位相ロックループ３０９０は、入力ＲＦ信号の位相を局部発振器信号の位相にロックする。
受信機３０００が直接復調方式を採用している場合、ダウン変換器３０１０は、チューニング可能な帯域フィルタで置き換えられる。一般的に、直接復調方式においては、ＲＦ信号は直接復調される（すなわち、復調器への入力がフィルタリングされたＲＦ信号となる）。チューニング可能な帯域フィルタ３０１０は、受信機３０００のチューニングされたチャネルに対するＲＦ信号をフィルタリングする。
【００７１】
直接復調の実施形態に対するＩＦ信号またはＲＦ信号は、チューニング可能な帯域フィルタ／ダウン変換器３０１０から出力され、ミキサ３００７および３０２０のＲＦポートに入力される。図３０に示すように、電圧制御発振器３０８０は、２つの信号、すなわち、同相局部発振器信号（「Ｉ」）および直角位相局部発振器信号（「Ｑ」）を発生する。Ｑ信号はＩ信号から９０度移相されている。ミキサ３００７および３０２０は、中間周波数のテレビジョン信号、および同相および直角位相の両方においてＩ／Ｑ局部発振器信号からベースバンド信号を発生する。
また、受信機３０００の復調器部分は音声中間周波数搬送波（「ＳＩＦ」）を抽出するためのミキサ３０３０も含む。図３０に示すように、調整されたＲＦ入力信号（直接復調）またはダウン変換されたＩＦ信号がミキサ３０３０上のＲＦポートに入力される。電圧制御発振器３０８０はミキサ３０３０に結合され、ＬＯポートを駆動する。ミキサ３０３０は、調整済みのＲＦ／ダウン変換されたＩＦ信号と局部発振器信号を混合して、出力成分として音声中間周波数信号を発生する。
【００７２】
図３０に示すように、受信機の復調器部分は、また、低域フィルタ（３０４０および３０５０）およびナイキスト・スロープ・フィルタ３０６０を含む。以下により詳しく説明するように、低域フィルタ（３０４０および３０５０）およびナイキスト・スロープ・フィルタ３０６０からの全応答によって、復調されたベースバンド・テレビジョン信号が発生する。より詳細には、ナイキスト・スロープ・フィルタはナイキスト・スロープ応答を発生し、チューニングされたチャネルに隣接するチャネルを除去する。
【００７３】
図３１は、テレビジョン受信機におけるＵ／Ｖチューナ（図３０のＵ／Ｖチューナ３０１０）に対する１つの実施形態を示すブロック図である。この実施形態の場合、Ｕ／Ｖチューナ３０１０は二重ダウン変換を実行する。図３１に示すように、ＲＦテレビジョン信号がＵ／Ｖチューナに入力される。ＲＦテレビジョン信号は５５ＭＨｚから８８０ＭＨｚまでの範囲内の１つの基本周波数を有している。この実施形態の場合、第１のダウン変換回路は、チューニング可能な帯域フィルタ３１１０および３１３０と、自動利得制御（「ＡＧＣ」）回路３１２０および３１４０と、局部発振器回路３１４５と、ミキサ３１５０とを含む。第１のダウン変換回路は、ＲＦテレビジョン信号を処理して、その信号を４５．７５ＭＨｚの第１の中間周波数に変換する（すなわち、５５ＭＨｚから８８０ＭＨｚまでの範囲の入力周波数から４５．７５ＭＨｚの第１のＩＦ周波数へダウン変換する）。例えば、入力ＲＦテレビジョン信号が８８０ＭＨｚの基本周波数を含む場合、第１のダウン変換回路は８８０ＭＨｚのＲＦ信号を４５．７５ＭＨｚの第１の中間周波数信号へダウン変換する。同様に、入力ＲＦ信号が２２０ＭＨｚの基本周波数を含む場合、第１のダウン変換回路は４５．７５ＭＨｚの第１の中間周波数信号を発生する。
【００７４】
１つの帯域のＲＦ周波数が第１のＩＦに変換される。周波数の範囲を変換するために、局部発振器３１４５（図３１）は、可変局部発振器信号を発生する。局部発振器信号の周波数範囲は、９２５．７５ＭＨｚと１００．７５ＭＨｚとの間にある。例えば、入力ＲＦ信号の基本周波数が８８０ＭＨｚであった場合、局部発振器３１４５は、９２５．７５ＭＨｚにおいて信号を発生するようにチューニングされ、ミキサ３１５０の出力において４５．７５ＭＨｚの第１の中間周波数（すなわち、９２５．７５ＭＨｚ−８８０ＭＨｚ）を発生する。
画像信号ｆ１は、ミキサ３１５０の出力である（すなわち、画像信号ｆ１はＲＦ信号を局部発振器３１４５の局部発振器信号と混合した結果として得られる）。例えば、５５ＭＨｚの基本周波数のＲＦ入力信号が１００．７５ＭＨｚの周波数の局部発振器と混合されて、４５．７５ＭＨｚ（ＲＦ（１００．７５ＭＨｚ）−ＬＯ（５５ＭＨｚ）＝４５．７５ＭＨｚ）において第１高調波を発生する。さらに、４５．７５ＭＨｚを中心とするこの第１の高調波が、１００．７５ＭＨｚの局部発振器周波数と混合されて、１５５．７５ＭＨｚ（４５．７５ＭＨｚ＋１００．７５ＭＨｚ＝１５５．７５ＭＨｚ）において画像が生成される。この画像周波数は、回路の適切な動作のために抑制される必要がある。
【００７５】
図３１の実施形態の場合、第１のダウン変換回路は、チューニング可能な帯域フィルタ３１１０および３１３０を含む。帯域フィルタ３１１０は、入力ＲＦ信号周波数に基づいてチューニングされる。帯域フィルタ３１３０は、入力ＲＦ信号の基本周波数である５５ＭＨｚから８８０ＭＨｚの範囲の間の中心周波数においてフィルタに対して選択的にチューニングされる。
第２のダウン変換回路は、ＩＦ帯域フィルタ３１６０と、ＡＧＣ回路３１７０と、ミキサ３１８０と、局部発振器３１７５とを含み、第１の中間周波数（４５．７５ＭＨｚ）からのＲＦ信号を第２の中間周波数（１０．５ＭＨｚ）に変換する。ＩＦ２複合フィルタ３１８５は、チューニングされたチャネルの音声搬送波（Ｆｓ）およびチューニングされたチャネルの画像搬送波（Ｆｐ）を抽出するためにＩＦ２テレビジョン信号を処理する。ＡＧＣ回路３１９０は、カラー搬送周波数のために追加の利得を提供する。
【００７６】
図３２は、Ｕ／Ｖチューナに対するもう１つの実施形態を示すブロック図である。この実施形態の場合、Ｕ／Ｖチューナ（図３０の３０１０）は単独のダウン変換方式を利用する。この実施形態の場合、１つのダウン変換回路は、チューニング可能な帯域フィルタ３２１０および３２２０と、自動利得制御（「ＡＧＣ」）回路３２１５、３２２５、３２４５および３２８０と、局部発振器回路３２３５と、ミキサ３２３０とを含む。１つのダウン変換回路は、ＲＦテレビジョン信号を処理して、信号を２０ＭＨｚの中間周波数に変換する（すなわち、５５ＭＨｚから８８０ＭＨｚまでの入力周波数の範囲から２０ＭＨｚのＩＦ周波数へダウン変換する）。例えば、入力のＲＦテレビジョン信号が８８０ＭＨｚの基本周波数を含む場合、第１のダウン変換回路は８８０ＭＨｚのＲＦ信号を２０ＭＨｚの中間周波数信号へダウン変換する。
【００７７】
１つの帯域のＲＦ周波数がＩＦ周波数に変換される。周波数の範囲を変換するために、局部発振器３２３５（図３２）は可変局部発振器信号を発生する。局部発振器信号の周波数範囲は８６０ＭＨｚと３５ＭＨｚとの間にある。例えば、入力ＲＦ信号の基本周波数が８８０ＭＨｚであった場合、局部発振器３２３５は、８６０ＭＨｚの信号を発生するようにチューニングされ、２０ＭＨｚ（すなわち、８８０ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚ）の中間周波数をミキサ３２３０の出力において発生する。
ＩＦ１帯域フィルタ３２４０は、ＩＦテレビジョン信号を２０ＭＨｚのＩＦ周波数に対してフィルタリングする。ＡＧＣ３２４５回路はＩＦテレビジョン信号に対する利得を提供し、ＩＦ１複合フィルタ３２５０はチューニングされたチャネルの音声搬送波（Ｆｓ）およびチューニングされたチャネルの画像搬送波（Ｆｐ）の抽出のためにＩＦ１テレビジョン信号を処理する。ＡＧＣ回路３２６０はカラー搬送周波数に対する追加の利得を提供する。
【００７８】
図３３は、ナイキスト・スロープ・フィルタの１つの実施形態によって実現される周波数応答を示す。図３３は、テレビジョン受信機によるチューニングのための６ＭＨｚのチャネル波形を示す。そのチャネルは画像搬送周波数（Ｆｐ）で変調された画像成分と、カラー搬送周波数（Ｆｃ）で変調されたカラー成分と、音声搬送周波数（ＦＳ）で変調された音声成分とを含む。図３３に示すテレビジョン・チャネル波形は、ベースバンド・テレビジョン信号である。従って、画像搬送周波数（Ｆｐ）は０ＭＨｚにあり、カラー搬送周波数は３．５８ＭＨｚにあり、音声搬送周波数は４．５ＭＨｚにある。
【００７９】
図３３は、また、チューニングされたテレビジョン・チャネルに隣接しているチャネル（例えば、低い方の周波数における隣接チャネル）を示す。隣接チャネルの相対成分がチューニングされたチャネルに対して示されている。より詳細には、隣接する音声搬送波（Ｆａｓ）が、チューニングされたチャネルの画像搬送波の下の１．５ＭＨｚにおいて示されている。また、隣接するカラー搬送波（Ｆａｃ）および隣接する画像搬送周波数（Ｆａｐ−１）が−２．４ＭＨｚおよび−６．０ＭＨｚにおいてそれぞれ示されており、チューニングされたチャネルに対する画像搬送周波数の下にある。
図３３に示すように、本発明のナイキスト・スロープ・フィルタは、理想的なナイキスト・スロープ応答に近い応答を実現する。ナイキスト・スロープ周波数応答が、図３３で曲線７１０として示されている。図３３に示すように、ナイキスト・スロープ周波数応答は、画像搬送周波数におけるテレビジョン・チャネルの全エネルギーの約半分（０．５）を減衰するように０ＭＨｚにおいて画像搬送周波数を横切る。
【００８０】
本発明のナイキスト・スロープ・フィルタは、また、隣接チャネルの除去を提供する。１つの実施形態においては、ナイキスト・スロープ・フィルタ応答は少なくとも２つのゼロ交差を含む。図３３に示す実施形態の場合、ナイキスト・スロープ・フィルタ応答は、３つのゼロ交差を含む。この応答は、隣接するテレビジョン・チャネルを除去するための３つのノッチ・フィルタを提供する。１つの実施形態においては、ナイキスト・スロープ・フィルタは、画像、カラー搬送波および音声搬送周波数成分において隣接チャネルの抑制を最大化するようにノッチ・フィルタを含む。より詳細には、図３３に示すように、ナイキスト・スロープ・フィルタ応答は、３つのゼロ・ロー交差、すなわち、−０．５ＭＨｚ（隣接音声搬送周波数）、−２．４ＭＨｚ（隣接カラー搬送周波数）および−６．０ＭＨｚ（隣接画像搬送周波数）を含む。
【００８１】
図３３は、また、低域フィルタ（例えば、図３０の低域フィルタ３０４０および３０５０）に対する周波数応答の一例を示す（応答曲線７００）。この実施形態の場合、低域フィルタ応答７００は、チューニングされたチャネルに対する画像搬送周波数（０ＭＨｚ）に中心がある中心通過周波数を有する。図３３のラベル７２０で示す第３の応答曲線は、低域フィルタおよびナイキスト・スロープ・フィルタに対する全伝達応答（total transfer response）（すなわち、曲線７００および７１０からの応答の組合せ）を表している。
【００８２】
図３４は、本発明の復調器回路に対する１つの実施形態を示す。この実施形態の場合、ミキサ３００７（図３０）はダブル・バランス・ミキサ３４５５で実施されており、ミキサ３０２０（図３０）はダブル・バランス・ミキサ３４７０で実施されている。図３４に示すように、同相局部発振器信号、Ｉ信号の差動入力がダブル・バランス・ミキサ３４５５に入力され、直角位相局部発振器信号、Ｑ信号の差動入力が、ダブル・バランス・ミキサ３４７０に入力されている。差動ＩＦ入力（例えば、チューニング可能な帯域フィルタ３０１０の出力）がダブル・バランス・ミキサ３４５５および３４７０の両方に入力されている。ダブル・バランス・ミキサ３４５５および３４７０は、それぞれ電流源３４５８および３４６０でバイアスされている。
【００８３】
ダブル・バランス・ミキサ４７０の差動出力（Ｑチャネル）が低域フィルタ３４５０に入力されている。同様に、ダブル・バランス・ミキサ３４５５の差動出力（Ｉチャネル）が低域フィルタ３４４５に入力されている。１つの実施形態においては、低域フィルタ（３４４５および３４５０）は、バターワースの低域フィルタとして構成されている。この実施形態の場合、低域フィルタ３４５０は、抵抗器３４４６および３４４９と、キャパシタ３４５１および３４４７と、バイポーラ・トランジスタ３４５７とから構成されている。同様に、低域フィルタ３４４５は、抵抗器３４５２および３４５４と、キャパシタ３４５３および３４５６と、バイポーラ・トランジスタ３４５８とから構成されている。図３４に示すように、低域フィルタ３４５０の出力はフィルタリングされたベースバンドのＱ信号であり、低域フィルタ３４４５の出力はフィルタリングされたベースバンドのＩ信号である。
１つの実施形態においては、Ｉチャネルに対するバターワース低域フィルタのＳ領域において表される伝達関数は下式で表される。
【００８４】
【数１１】
2005534203.tif 000013
【００８５】
また、Ｓ領域において表される、Ｑチャネルに対するバターワース低域フィルタの伝達関数は、下記のように表すことができる。
【００８６】
【数１２】
2005534203.tif 000014
【００８７】
図３４は、また、本発明の二次ナイキスト・スロープ・フィルタに対する１つの実施形態を示す。１つの実施形態においては、ナイキスト・スロープ・フィルタは二次フィルタを備える。ナイキスト・スロープ・フィルタは、二次Ｉ、Ｑ復調器を使用することによって理想に近いナイキスト・スロープを提供する。この実施形態の場合、二次スロープ・フィルタは、２つのインバータ（３４１０および３４２０）を含む。このインバータは、同相（Ｉ）信号および直角位相（Ｑ）信号をインバートして負のＩおよびＱ信号を発生する。負のＩおよびＱ信号は、正のＩおよびＱ信号と一緒に差動Ｉ、Ｑペアを構成する。この差動Ｉ、Ｑペアは、二次ナイキスト・スロープ・フィルタに入力される。この実施形態の場合、ナイキスト・スロープ・フィルタは、キャパシタ３４３４、３４３５および３４３６と、抵抗器３４３１、３４３２および３４３３とで実施される。複数のトランジスタ（３４２５、３４３０、３４４０、３４６１、３４６２、３４６３および３４６４）もナイキスト・スロープ・フィルタを構築するために使用されている。１つの実施形態においては、これらのトランジスタはバイポーラ・トランジスタを備える。より詳細には、ＢＪＴトランジスタ３４６１、３４６２および３４６３のエミッタが可変抵抗器３４３３、３４３２および３４３１を通してそれぞれ定電流源に結合されている。
【００８８】
１つの実施形態においては、この定電流源は６０マイクロアンペア（μＡ）の電流を発生し、可変抵抗器は１６キロオームの値に設定されている。図３４に示すように、キャパシタ３４３４はトランジスタ３４４０のベースに正のＱ入力を結合し、キャパシタ３４３５はトランジスタ３４４０のベースに負のＩ入力を結合し、キャパシタ３４３６はトランジスタ３４２５のベースに負のＱ入力を結合する。１つの実施形態においては、キャパシタ３４３４の値は１２．７ピコファラッド（ｐＦ）であり、キャパシタ３４３５の値は３．６０ｐＦであり、キャパシタ３４３６の値は１ｐＦである（すなわち、Ｃ１＝１２．７ｐＦ、Ｃ２＝３．６ｐＦおよびＣ３＝１ｐＦ）。
１つの実施形態においては、ナイキスト・スロープ・フィルタに対する伝達関数は全域通過フィルタを備える。この伝達関数はＳ領域で表されている。伝達関数は少なくとも二次関数である。１つの実施形態においては、伝達関数は、分子に実数を、分母に複素数を含む。ナイキスト・スロープ・フィルタは、この伝達関数が同じ符号の項だけが分子に含まれるようにインバータを含む。より詳細には、ナイキスト・スロープ・フィルタの伝達関数は下記のように表すことができる。
【００８９】
【数１３】
2005534203.tif 000015
【００９０】
この分母を下記のように因数分解することができる。
【００９１】
【数１４】
2005534203.tif 000016
【００９２】
それ故、フィルタの伝達関数は、また、下記のようにも表すことができる。
【００９３】
【数１５】
2005534203.tif 000017
【００９４】
図３５は、低域フィルタおよびナイキスト・スロープ・フィルタに対する全応答曲線の１つの実施形態を示す。この応答曲線は、ベースバンドにおけるテレビジョン信号をフィルタリングするのに適用される。図３５の周波数応答曲線は、ｘ軸上で示されている周波数ｘに対して正規化されている。減衰ｙａｌｌ（ｘ）がｘの関数として示されている。バターワース低域フィルタの実施形態の場合、Ｘの関数として実現される低域フィルタの伝達関数は次のように表すことができる。
【００９５】
【数１６】
2005534203.tif 000018
【００９６】
ナイキスト・スロープ伝達関数は、下記のように表すことができる。
【００９７】
【数１７】
2005534203.tif 000019
【００９８】
本発明のナイキスト・スロープ・フィルタは、ＩＦのＳＡＷフィルタにおけるナイキスト・スロープの実施と比較していくつかの利点を有する。上記発明の背景セクションで説明したように、ＳＡＷフィルタは、ＳＡＷフィルタの帯域通過特性によって入力周波数を追跡するために調整を必要とする。それとは対照的に、このナイキスト・スロープ・フィルタのトラッキングまたはチューニングは不要である。さらに、ＩＦのＳＡＷフィルタの実施はテレビジョン信号において群遅延を導入する。ナイキスト・スロープ・フィルタを使用することによってそのような群遅延は導入されない。ＳＡＷフィルタは、また、１２〜２０ｄＢ間のテレビジョン信号に対する大きな挿入損失も発生する。さらに、ＩＦのＳＡＷフィルタは温度依存性が大きい。ＳＡＷフィルタにおける温度依存性によって、チューニングに対するトラッキングの問題が生じる。
【００９９】
本発明のナイキスト・スロープ・フィルタを使用することによって、Ｉ、Ｑ復調器が入力信号に対して位相ロックされている場合に、トラッキングまたはチューニングが不要である。ナイキスト・スロープ・フィルタは、ＳＡＷフィルタの実施より良好なナイキスト・スロープおよび隣接チャネルの除去を提供する。さらに、ナイキスト・スロープ・フィルタには有意な信号損失がない。従って、人間によって認知される歪みを消去するのに必要な５５ｄＢの信号対雑音比が容易に得られる。
【０１００】
ＬＣフィルタ・バンク
この回路は、非バラクタ型テレビジョン・チューナを実現するために適用される１つまたはそれ以上の誘導性（「Ｌ」）および容量性（「Ｃ」）フィルタ・バンクを含む。１つの実施形態においては、そのテレビジョン・チューナは１つの集積回路チップ内に集積化されている。受動フィルタを実施するためにＬＣバンクが使用される。テレビジョン・チューナは、テレビジョン受信機をチューニングするためにＬＣバンク内のインダクタおよびキャパシタの組合せを最適に選択する。
【０１０１】
図３６は、ＬＣバンク・フィルタを利用するテレビジョン・チューナに対する１つの実施形態を示すブロック図である。テレビジョン・チューナ３６００は、無線周波数（「ＲＦ」）テレビジョン信号を受信し、復調されたベースバンド・テレビジョン信号（すなわち、画像および音声信号）を発生する。この実施形態の場合、テレビジョン・チューナ３６００は、誘導性バンク３６１０および３６２４、および容量性バンク３６１５および３６２６を含む。誘導性バンク３６１０および容量性バンク３６１５は、ＬＣフィルタ・バンク３６４７を含む。同様に、誘導性バンク３６２４および容量性バンク３６２６は、ＬＣフィルタ・バンク３６２５を含む。以下に詳細に説明するように、ＬＣフィルタ・バンク３６１０および３６１５は、テレビジョン受信機３６００に対する帯域フィルタ機能を提供する。
【０１０２】
また、テレビジョン回路３６００は、入力ＲＦ信号をフィルタリングするためにインダクタ３６１２および３６０４も含む。この実施形態の場合、インダクタ３６０２および３６０４の値は、それぞれ２１．８ナノ・ヘンリー（「ｎＨ」）および９１．２ｎＨに設定されている。自動利得制御回路３６２０は、その信号を増幅し、第２のＬＣフィルタ・バンク３６２５への入力のために、ＬＣフィルタ・バンク３６４７から出力する。９１．２ｎＨの値のインダクタ３６２２はＬＣフィルタ・バンク３６２５に並列のインダクタンスを追加する。以下にさらに詳細に記述するように、ＬＣフィルタ・バンク３６４７および３６２５は入力信号の調整のために帯域通過周波数応答を発生する。
テレビジョン・チューナ３６００は１つまたはそれ以上のダウン変換段を含む。この実施形態の場合、テレビジョン・チューナ３６００は２つの二次ダウン変換器を含む。第１の二次ダウン変換器は、ミキサ３６３０および３６３２と、局部発振器３６４０と、ノッチ・フィルタ３６５０とを使用して実施されている。第１の二次ダウン変換器は、フィルタリングされたＲＦテレビジョン信号の周波数を第１の中間周波数（例えば、４５．７５メガヘルツ（「ＭＨｚ」）に変換する。一般的に、二次復調器は入力信号を分離し、その入力信号を同相（「Ｉ」）局部発振器信号および直角位相（「Ｑ」）局部発振器信号と混合する。Ｑの局部発振器信号はＩの局部発振器信号から９０度移相されている。
【０１０３】
第１の二次ダウン変換器回路からの出力信号を受信する第２の二次ダウン変換器回路は、ミキサ３６６０および３６６５と、局部発振器３６７０と、ノッチ・フィルタ３６８０と、帯域フィルタ３６９０とを含む。第２の二次ダウン変換器は、第１の中間のテレビジョン信号の周波数を第２の中間周波数（例えば、１０．５メガヘルツ（「ＭＨｚ」）に変換する。また、このテレビジョン受信機はＩＦ処理３６９５も含む。ＩＦ処理モジュール３６９５はベースバンドの画像および音声搬送波成分を発生する。
【０１０４】
図３７は、テレビジョン・チューナ内にＬＣバンク・フィルタを実施するための１つの実施形態を示すブロック図である。テレビジョン受信機３７００は、誘導性「Ｌ」バンクＡおよびＢを含む。この実施形態の場合、Ｌバンクは集積回路３７００の外部に実施されている。Ｌバンク「Ａ」は、５個のインダクタ（３７０２、３７０４、３７０６、３７０８および３７０９）から構成されている。同様に、Ｌバンク「Ｂ」は、５個のインダクタ（３７４７、３７１４、３７１６、３７１８および３７１９）を含む。誘導性バンクＡの各インダクタは、入出力（「Ｉ／Ｏ」）パッドを通して集積回路３７００に電気的に結合されている（すなわち、パッドＡ１は導体３７０２を結合し、パッドＡ２はインダクタ３７０４を結合し、パッドＡ３はインダクタ３７０６を結合し、パッドＡ４はインダクタ３７０８を結合し、パッドＡ５はインダクタ３７０９を結合する）。同様に、ＬバンクＢ内の各インダクタにＩ／Ｏパッドが提供されている（すなわち、パッドＢ１はインダクタ３７４７を結合し、パッドＢ２はインダクタ３７１４を結合し、パッドＢ３はインダクタ３７１６を結合し、パッドＢ４はインダクタ３７１８を結合し、パッドＢ５はインダクタ３７１９を結合する）。ＬバンクＡおよびＢの両方の各インダクタに対してスイッチが設けられている（スイッチ３７０３、３７０５、３７０７、３７０８および３７１１がＬバンクＡに対して、そしてスイッチ３７１３、３７１５、３７１７、３７２１および３７２３がＬバンクＢに対して設けられている）。このスイッチによってテレビジョン受信機回路に外部インダクタを選択的に結合することにより、各Ｌバンクに対して全インダクタンスが発生する。より詳細には、ディジタル・コード（以降、Ｎコードと呼ぶ）が、Ｌバンク内のインダクタを選択するためにスイッチに適用される。１つの実施形態においては、そのスイッチは金属酸化物半導体（「ＭＯＳ」）トランジスタを使用して実施される。
【０１０５】
ＬバンクＡは、図３７のラベル３７２０で示す容量性「Ｃ」バンクＡに対応している。同様に、ＬバンクＢは、図３７のラベル３７１０で示す容量性バンクＢに対応している。１つの実施形態においては、そのＣバンクはバンク当たり４つのキャパシタを含む。図３７に示すように、Ｃバンク３７２０は複数のスイッチ（３７３２、３７３１、３７２９および３７２８）に結合されている複数のキャパシタ（３７２５、３７２２、３７２４および３７２７）を含む。キャパシタは、テレビジョン受信機回路にキャパシタを結合するスイッチを制御するために、コード（以降、Ｍコードと呼ぶ）を使用して選択される。
【０１０６】
テレビジョン受信機回路３７００は、ＬＣフィルタ・バンクを選択、あるいはプログラムするための回路を含む。一般的に、テレビジョン受信機３７００は、ＭコードおよびＮコードを発生してＬＣフィルタ・バンクを選択的にプログラムする。インダクタ（Ｌバンク）およびキャパシタ（Ｃバンク）の異なる組合せを選択することによって、異なるフィルタ特性（すなわち、周波数応答）が実現される。図７に示す実施形態の場合、テレビジョン受信機３７００は、所望のテレビジョン・チャネルを指定する、チャネル・コードと呼ばれる情報を受信する。１つの実施形態においては、チャネル・コードは、外部ピン（ＥＮＢ、ＳＣＬ、およびＳＤＡ）を使用してバス・トランシーバ３７７０によって受信される。プログラム可能なディバイダ３７４０がチャネル・コードの少なくとも一部（例えば、１０ビット）をディジタル化するために使用される。また、プログラム可能なディバイダ３７４０は、ＬＣ発振周波数をディジタル化するためにも使用される。ＬＣの発振周波数は、ＬＣバンクからの選択されたインダクタおよびキャパシタの組合せによって発生される、チューニングされた空胴共振器（ｃａｖｉｔｙ）に対する中心周波数である。ＬＣの発振周波数は、増幅器（ＡＧＣ）３７３０を使用して発生される。テレビジョン受信機３７００に対するチューニング回路は、タイミング基準、および種々のタイミング信号を発生するための関連回路を含む。１６ＭＨｚの水晶（３７５５）を使用した発振器回路が、タイミング信号を発生するためにディバイダ３７５０に結合されている。
【０１０７】
また、テレビジョン受信機３７００は、ディジタル値をアナログ電流に変換するための複数のディジタル‐アナログ（Ｄ／Ａ）回路３７６２も含む。１つの実施形態においては、そのアナログ電流は、ＬＣフィルタ・バンクのチューニングのために計算器２６４およびコンパレータ回路２６８で使用される。レジスタ３７７２はディジタル値Ａを記憶する。ＭコードおよびＮコードに対するディジタル値は、レジスタ３７７４および３７７６内にそれぞれ記憶されている。図３７に示すように、ディジタル値（Ａ、Ｍ、ＮおよびＦＬＣ、およびチャネル・コードの周波数「Ｆｃｈ」）がＤ／Ａ回路３７６２に入力される。図３７に示すように、計算器３７６４およびコンパレータ回路３７６８は、タイミング回路３７６０からのタイミングを使用して、Ａ、ＭコードおよびＮコードに対する値を生成する。
【０１０８】
図３８ａは、ＬＣフィルタ・バンクで使用するための誘導性（Ｌ）バンクに対する１つの実施形態を示す。この実施形態の場合、誘導性バンクは５個のインダクタ（３８１５、３８２０、３８２５、３８３０および３８４０）を含む。誘導性バンク３８００は５個のインダクタを含むが、本発明の精神または範囲から逸脱することなしに、任意の数のインダクタを使用することができる。１つの実施形態においては、インダクタの数および値はＬＣフィルタ・バンクの所望の周波数応答特性の関数である。誘導性バンク３８００を形成するインダクタは並列に構成されている。図３８ａの実施形態の場合、インダクタの値は、５．７、１１．４、２２．８、４５．６、および９１．２ｎＨである。各インダクタは、対応するスイッチ（スイッチ３８１０、３８０８、３８０６、３８０４および３８０２）を通してＬバンクに付加される。１つの実施形態においては、そのスイッチは、金属酸化物半導体（「ＭＯＳ」）トランジスタを使用して実施されている。
【０１０９】
図３８ｂは、本発明のＬＣフィルタ・バンクで使用するための容量性バンクのための１つの実施形態を示す。この実施形態の場合、容量性バンク３８５０は、５つのキャパシタ（３８６０、３８６２、３８６４、３８６６および３８６８）を含む。この実施形態の場合、キャパシタの値は、３．７、９．４、１７、３２．８および６４．６ｐＦである。異なる周波数応答のＬＣフィルタ・バンクにフィルタを実施するために、異なる数のキャパシタおよび異なる容量値を選択することができる。また、図３８ｂに示すように、キャパシタ３８６０、３８６２、３８６４および３８６６は、スイッチ３８５８、３８５６、３８５４および３８５２を通してそれぞれＣバンクに対して選択される。１つの実施形態においては、そのスイッチはＭＯＳトランジスタで実施されている。
【０１１０】
図３９ａおよび図３９ｂは、ＶＨＦのスペクトルにおけるチャネルのためのＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態を示す流れ図である。そのプロセスは、インダクタンスＬ（すなわち、Ｎコード）およびキャパシタンスＣ（すなわち、Ｍコード）（図３９ａのブロック３９００）に対する初期値を選択することによって開始される。１つの実施形態においては、Ｍはバイナリの０１００の値に設定され、Ｎはバイナリの０００１の値に設定される。変数Ａは、現在チューニングされているＬＣ発振器周波数ＦＬＣと所望のチューニングされたチャネルの周波数Ｆｃｈとの間のオフセットを決定するために使用される。１つの実施形態においては、Ａは５ビット・ディジタル値を含む。変数Ａは初期状態に設定されている（図３９ａのブロック３９１０）。１つの実施形態においては、初期状態は「１００００」に等しい。
この回路は、ＬＣ発振器周波数（「ＦＬＣ」）に対するサンプル値を得る（図３９ａのブロック３９２０）。ＬＣ発振器周波数は、高速ディバイダを使用してアナログ信号からディジタル値に変換される。コンパレータ回路（図３７の３７８５）が下式を評価するために使用される。
【０１１１】
【数１８】
2005534203.tif 000020
【０１１２】
１つの実施形態においては、Ｃ（すなわち、Ｍコード）、ＦＬＣ、Ａ、およびＬ（すなわち、Ｎコード）に対するディジタル値は、ＤＡ変換器を使用してアナログ電流に変換され、そのアナログ電流が計算器に入力されてこの式の両辺を生成し、この式を評価するためにコンパレータに入力される（図５３および図５４参照）。この式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より大きい場合、Ａに対するディジタル値がインクリメントされる（図３９ａのブロック３９２５、３９２７および３９３０）。例えば、第１の評価の後、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より大きかった場合、Ａの初期値、１００００が１０００１の値へインクリメントされる。式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より小さい場合、Ａに対するディジタル値はデクリメントされる（図３９ａのブロック３９２５、３９２７および３９２８）。例えば、第１の評価の後、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より小さい場合、Ａの初期値１００００が０１１１１の値へデクリメントされる。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。この式が成立すると、オフセットＡが計算されている。そのオフセットはそれ以降で使用するためにレジスタに記憶される（図３９ａのブロック３９４０）。
【０１１３】
入力のＶＨＦチャネルをチューニングするために、Ｎコードに対する値が最初に決定される。Ｎの選択（誘導性選択）の結果、ＶＨＦスペクトルにおけるチャネルの粗チューニングが行われる。この回路は、Ｎコードに対する初期値を設定する（図３９ａのブロック３９５０）。１つの実施形態においては、Ｎは００００１の値に設定される。また、ＭおよびＦｃｈに対する値が選択される（図３９ａのブロック３９５５）。１つの実施形態においては、Ｍコードは０１００の値に設定され、Ｆｃｈはチャネル・コード（すなわち、所望のチューニングされた周波数）の値に設定される。
回路は下式を評価する。
【０１１４】
【数１９】
2005534203.tif 000021
【０１１５】
１つの実施形態においては、Ｃ（すなわち、Ｍコード）、Ｆｃｈ、Ａ、およびＬ（すなわち、Ｎコード）に対するディジタル値が式の評価のために変換される。この式が成立しない場合（すなわち、ＣＦｃｈ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、Ｎに対するディジタル値がインクリメントされる（図３９ａのブロック３９６５および３９７０）。例えば、最初の評価の後、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合、Ｎの初期値、００００１が０００１０の値へインクリメントされる。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、Ｎコードが決定されており、ＬバンクがそのＮコードに基づいて設定される（図３９ａのブロック３９５５）。
【０１１６】
粗チューニング手順の後、プロセスはオフセットＡを再計算する。変数Ａは初期状態（例えば、１００００）に設定される（図３９ｂのブロック３９６２）。回路は粗チューニングの後、ＬＣ発振器周波数ＦＬＣに対する新しいサンプル値を得る（図３９ｂのブロック３９６４）。周波数ＦＬＣはアナログ信号からディジタル値へ高速ディバイダを使用して変換される。下式が評価される。
【０１１７】
【数２０】
2005534203.tif 000022
【０１１８】
この式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より大きい場合、Ａに対するディジタル値がインクリメントされる（図３９ｂのブロック３９６６、３９６８および３９７０）。式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より小さい場合、Ａに対するディジタル値はデクリメントされる（図３９ｂのブロック３９６６、３９６８および３９６９）。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、新しいオフセットＡが計算されている。そのオフセットは、それ以降で使用するためにレジスタに記憶される（図３９ｂのブロック３９７２）。
【０１１９】
次に、Ｍコードに対する値、そしてその結果としてＣが決定される。Ｍの選択の結果、ＶＨＦスペクトルにおけるチャネルの微チューニングが行われる。先ず最初に、Ｍに対する初期値が設定される（図３９ｂのブロック３９７４）。１つの実施形態においてはＭは最初に００００の値に設定される。また、ＦｃｈおよびＮコードに対する値が選択される。Ｆｃｈはチャネル・コードの周波数を表す。Ｎコードは粗チューニングの段階で設定されていたものである。式、Ｆｃｈ１．５Ｃ＝Ａ１．５（１／Ｌ）が評価されて成立するかどうかが判定される（図３９ｂのブロック３９７８）。１つの実施形態においては、これらのディジタル値はＤＡ変換器を使用してアナログ電流値に変換される。次に、アナログ電流値が計算器を使用して式（例えば、Ａ１．５、Ｆｃｈ１．５など）に従って重み付けられ、次にコンパレータを使用して比較される（図５３および図５４参照）。式が成立しない場合、Ｍコードがインクリメントされ（図３９ｂのブロック３９８０）、式が新しいＭコードで再び評価される。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、容量性バンクがＭコードに基づいて設定される（図３９ｂのブロック３９９０）。
【０１２０】
図４０は、Ｎコードからインダクタ・バンク内のインダクタを選択するための１つの実施形態を示す。図４０の最初のカラムは、カラム２に示されているインダクタ・バンク内の対応するインダクタに対するインダクタ値を示す。例えば、インダクタＬ５の値は５．７ｎＨであり、一方、インダクタＬ１の値は９１．２ｎＨである。インダクタＬ０は常に選択されることに留意されたい。インダクタ・バンク内のインダクタの選択のためのバイナリのＮコードが示されている。例えば、カラム３は、０００００のＮコードに対するインダクタＬ０の選択を示す。図４０の最後のカラムは、００１１１のＮコードに対するインダクタ・バンクからのインダクタの選択を示す。より詳細には、「００１１１」のＮコードは、インダクタ・バンクからのインダクタＬ０、Ｌ１、Ｌ２およびＬ３の選択を指定する。図４０の最後の行は、対応するＮコードに対する全インダクタンスを示す。例えば、「０００００」のＮコードの場合、インダクタンス・バンクの全インダクタンスは９１．２ｎＨに等しい。「００１１１」のＮコードに対する全インダクタンスは１１．４ｎＨに等しい。
【０１２１】
インダクタおよびキャパシタがスイッチ（例えば、ＭＯＳトランジスタ）を使用して、それぞれＣおよびＬバンクから選択される。抵抗値が各トランジスタによってＬＣバンク・フィルタ応答内に導入される。従って、Ｃバンクの中で選択された各キャパシタは直列の抵抗値を増加させる。直列の抵抗値の増加または並列の抵抗値における減少は、Ｑファクタを減少させ、それはまた、ＬＣバンク・フィルタの性能を低下させる。
一般的に、Ｑファクタは下式に基づいて計算される。
【０１２２】
【数２１】
2005534203.tif 000023
【０１２３】
１つの実施形態においては、受信機はＱファクタを最大にするようにＬＣフィルタ・バンクを構成するためにインダクタおよびキャパシタの組合せを選択する。上式が示すように、並列の抵抗およびキャパシタンスが大きければ大きいほど、Ｑファクタが大きくなる。ＬＣバンクからインダクタンスおよびキャパシタの組合せを適当に選択することによって、Ｑファクタを最大化することが１つの目的である。
【０１２４】
図４１は、Ｌバンクの選択されたインダクタンスに対する種々の抵抗値を示す。より詳細には、カラム２は、対応するインダクタからの抵抗値ｒｓｌをリストしている。例えば、Ｌ５の抵抗値は０．７オームである。第３のカラムは、対応するインダクタに対するＭＯＳトランジスタからの抵抗値ＲＭＯＳをリストしている。例えば、Ｌ４のＲＭＯＳ抵抗値は１．６オームである。第４のカラムは、対応するインダクタを選択することによる全直列抵抗値ｒｓをリストしている。例えば、Ｌ３の全直列抵抗値ｒｓは２．８オームである。図４１の最後の行は、対応するＮコードに対する全直列抵抗値をリストしている。例えば、０００１０のＮコードの全直列抵抗値は２．４オームである。回路はＬバンクからインダクタの組合せを選択して全直列抵抗値を低減し、従って、Ｑファクタを最大化する。
【０１２５】
図４２は、ＬＣバンク・フィルタの中心周波数と全キャパシタンスの関係を、Ｍコードの関数として示すグラフである。図４２に示すように、ＶＨＦスペクトルにおける中心周波数に対して、Ｍコード（すなわち、全キャパシタンス）が大きいほど、周波数が高くなる。図４２は、また、Ｎコードの各値に対するＭコードとＬＣバンク・フィルタ（および所望のチャネル）の中心周波数の関係を示す。
Ｑファクタを最大化するために、ＮコードとＭコードのある種の組合せだけが使用される。図４３は、Ｎコードの種々の組合せに対する選択されたＭコードと中心周波数の関係を示す。ＬＣバンク・フィルタの中心周波数とＭコードの関係が、ここでグラフの中央に制限されていることに留意されたい。この関係は、Ｑファクタを最小化し、ＬＣフィルタ・バンクの応答を最適化する。
【０１２６】
上記のように、本発明のチューニング回路は、ＬＣバンク・フィルタを構成するためにＮコードとＭコードとのある種の組合せだけを選択する。図４４は、ＶＨＦチューニングの間にＣバンク内のキャパシタを選択するためのキャパシタンスおよびＭコードに対する情報を示す。図４４の第１のカラムは、全キャパシタンスをリストしており、それはＣバンクに対して３．７ｐＦから４７７．７ｐＦまでの範囲にある。第２のカラムはカラム１内の対応するキャパシタンス値を得るためのＭコードを識別する。例えば、１０進の４７のＭコードは、１０１．３ｐＦの全キャパシタンスを生じる。図４４のカラム３は、周波数およびＮコードの値に基づいてＭコードに対する有効な選択を示す。例えば、カラム３において、周波数のリストが、Ｎコードが１に等しい時のＭコードの有効な選択に対して示されている。より詳細には、カラム３は、これらの周波数およびＮコードに対して、Ｍコードの有効な範囲は、８と１６（１０進）との間にあることを示している。
【０１２７】
図４５は、Ｃバンクの選択されたキャパシタンスに対する種々の抵抗値を示す。カラム２は、対応するキャパシタに対する抵抗値ＲＭＯＳをリストしている。例えば、Ｍコード１０（１０進）の抵抗値は１．８オームである。この回路は、Ｃバンクからキャパシタの組合せを選択して全直列抵抗値を減らし、従って、Ｑファクタを最大化する。
図４６ａおよび図４６ｂは、ＵＨＦスペクトルにおけるチャネルに対するＬＣフィルタ・バンクのチューニングのための１つの実施形態を示す流れ図である。そのプロセスは、インダクタンスＬ（すなわち、Ｎコード）およびキャパシタンスＣ（すなわち、Ｍコード）に対する初期値を選択することによって開始される（図４６ａのブロック４６００）。１つの実施形態においては、Ｍがバイナリの０００１の値に設定され、Ｎはバイナリの１００００の値に設定されている。変数Ａは初期状態に設定されている（図４６ａのブロック４６１０）。１つの実施形態においては、その初期状態は「１００００」に等しい。
この回路は、ＬＣ発振器周波数（「ＦＬＣ」）に対するサンプル値を得る（図４６ａのブロック４６２０）。ＬＣ発振器周波数は、高速ディバイダを使用してアナログ信号からディジタル値に変換される。下式が評価される。
【０１２８】
【数２２】
2005534203.tif 000024
【０１２９】
この式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より大きい場合、Ａに対するディジタル値がインクリメントされる（図４６ａのブロック４６２５、４６２７および４６３０）。例えば、最初の評価の後、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より大きかった場合、Ａの初期値１００００が１０００１の値へインクリメントされる。式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より小さい場合、Ａに対するディジタル値がデクリメントされる（図４６ａのブロック４６２５、４６２７および４６２８）。例えば、最初の評価の後、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より小さかった場合、Ａの初期値１００００が０１１１１の値へデクリメントされる。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、オフセットＡが計算されている。そのオフセットは、それ以降で使用するためにレジスタに記憶される（図４６ａのブロック４６４０）。
【０１３０】
入力のＵＨＦチャネルをチューニングするために、Ｍコードに対する値が最初に決定される。Ｍの選択（キャパシタの選択）の結果、ＵＨＦスペクトルにおけるチャネルの粗チューニングが行われる。この回路はＭコードに対する初期値を設定する（図４６ａのブロック４６５０）。１つの実施形態においては、Ｍは００００１の値に設定される。また、ＮおよびＦｃｈに対する値が選択される（図４６ａのブロック４６５５）。Ｎコードは１００００の値に設定され、Ｆｃｈはチャネル・コードの値に設定される（すなわち、所望のチューニングされた周波数）。
回路は下式を評価する。
【０１３１】
【数２３】
2005534203.tif 000025
【０１３２】
この式が成立しない場合（すなわち、ＣＦｃｈ１．５が２（Ａ１．５（Ｉ／Ｌ））に等しくない場合）、Ｍに対するディジタル値がインクリメントされる（図４６ａのブロック４６６５および４６７０）。例えば、最初の評価の後、ＣＦｃｈ１．５が２（Ａ１．５（Ｉ／Ｌ））に等しくなかった場合）、Ｍの初期値００００１が０００１０の値へインクリメントされる。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、Ｍコードが決定されており、ＣバンクがそのＭコードに基づいて設定される（図４６ａのブロック４６５５）。
このプロセスは、粗チューニング手順の後、オフセットＡを再計算する。変数Ａは初期状態（例えば、１００００）に設定される（図４６ｂのブロック４６６２）。この回路は粗チューニングの後、ＬＣ発振器周波数ＦＬＣに対する新しいサンプル値を得る（図４６ｂのブロック４６６４）。周波数ＦＬＣは、高速デバイダーを使用してアナログ信号からディジタル値に変換される。下式が評価される。
【０１３３】
【数２４】
2005534203.tif 000026
【０１３４】
この式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より大きい場合、Ａに対するディジタル値がインクリメントされる（図４６ｂのブロック４６６６、４６６８および４６７０）。式が成立しない場合（すなわち、ＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）に等しくない場合）、そしてＣＦＬＣ２がＡ２（１／Ｌ）より小さい場合、Ａに対するディジタル値がデクリメントされる（図４６ｂのブロック４６６６、４６６８および４６６９）。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、新しいオフセットＡが計算されている。そのオフセットはそれ以降で使用するためにレジスタに記憶される（図４６ｂのブロック４６７２）。
【０１３５】
次に、Ｎコードの値、そしてその結果としてＬが決定される。Ｎコードの選択の結果、ＵＨＦスペクトルにおけるチャネルの微チューニングが行われる。最初に、初期値がＮに対して設定される（図４６ｂのブロック４６７４）。１つの実施形態においては、Ｎは最初に００００の値に設定される。また、ＦｃｈおよびＭコードに対する値が選択される。Ｆｃｈはチャネル・コードの周波数を表す。Ｍコードは、粗チューニングの段階から設定されたものである。式、Ｆｃｈ２．０Ｃ＝Ａ２．０（１／Ｌ）が評価され、それが成立するかどうかが判定される（図４６ｂのブロック４６７８）。１つの実施形態においては、これらのディジタル値がＤＡ変換器を使用してアナログ電流の値に変換される。次に、そのアナログ電流値が計算器を使用して式（例えば、Ａ２．０、Ｆｃｈ２．０など）に従って重み付けられ、次にコンパレータを使用して比較される（図５３および図５４参照）。式が成立しない場合、Ｎコードがインクリメントされ（図４６ｂのブロック４６８０）、その新しいＮコードについて式が再び評価される。式が成立するまで、このプロセスが繰り返される。式が成立すると、誘導性バンクがＮコードに基づいて設定される（図４６ｂのブロック４６９０）。
【０１３６】
図４７は、ＵＨＦチューニングのためのキャパシタ・バンク内のキャパシタを選択するための１つの実施形態を示す。図４７の第１のカラムはカラム２にリストされている対応するキャパシタに対するキャパシタ値を示す。例えば、キャパシタＣ３の値は３２．８ｐＦであり、一方、キャパシタＣ１の値は９．４ｐＦである。キャパシタＣ０は常に選択されることに留意されたい。キャパシタ・バンク内のキャパシタを選択するためのバイナリのＭ−１コードが示されている。例えば、カラム３は、００００１のＭ−１コードに対するキャパシタＣ０の選択を示す。図４７の最後のカラムは、０１１１１のＭ−１コードに対するキャパシタ・バンクからのキャパシタの選択を示す。より詳細には、「０１１１１」のＭ−１コードは、キャパシタ・バンクからキャパシタＣ０、Ｃ１、Ｃ２およびＣ３の選択を指定する。図４７の最後の行は、種々のＭ−１コードに対する全キャパシタンスを示す。例えば、「００００１」のＭ−１コードに対するキャパシタ・バンクの全キャパシタンスは３．７ｐＦに等しい。「０１１１１」のＭ−１コードに対する全キャパシタンスは６２．９ｐＦに等しい。
【０１３７】
図４８は、ＬＣバンク・フィルタの中心周波数と全インダクタンスの関係を、Ｎ−１コードの関数として示すグラフである。図４８に示すように、ＵＨＦスペクトルにおける中心周波数に対して、Ｎ−１コード（すなわち、全インダクタンス）が小さい程、中心周波数が高くなる。図４８は、また、Ｎ−１コードとＭコードの各値に対するＬＣバンク・フィルタ（および所望のチャネル）の中心周波数の関係を示す。例えば、曲線８７０は、Ｍが７に等しいときのＬＣバンク・フィルタの中心周波数と全インダクタンスとの関係をＮ−１コードの関数として示す。
上記のように、Ｑファクタを最大化するために、ＮコードとＭコードとのある種の組合せだけが使用される。図４９は、Ｍコードの種々の組合せに対する選択されたＮ−１コードと中心周波数の関係を示す。この場合、ＬＣバンク・フィルタの中心周波数とＮ−１コードの関係がグラフの中央に制限されていることに留意されたい。この関係は、Ｑファクタを最小化し、ＬＣフィルタ・バンクの応答を最適化する。
【０１３８】
図５０ａおよび図５０ｂは、ＵＨＦのチューニングの間のＬバンク内のインダクタを選択するための情報を示す。図５０ａおよび図５０ｂの最初のカラムは、Ｌバンクに対して２．８５ｎＨから９１．２ｎＨまでの範囲にある全インダクタンスをリストしている。第２のカラムは、カラム１の対応するインダクタンス値を得るためのＮ−１コードを示す。例えば、１０進の２７のＮ−１コードは、３．３ｎＨの全インダクタンスを生じる。図５０ａおよび図５０ｂのカラム３は、周波数およびＭコードの値に基づいてＮ−１コードに対する有効な選択を示す。例えば、カラム３において、Ｍコードが１に等しいときのＮ−１コードの有効な選択のための周波数のリストが示されている。より詳細には、カラム３は、これらの周波数およびＮ−１コードに対して、そのＭコードの有効範囲が１１と３２（１０進）との間にあることを示す。
【０１３９】
図５１は、Ｃバンクの選択されたキャパシタンスに対する種々の抵抗値を示す。図５１の第３のカラムは、対応するキャパシタに対するＭＯＳトランジスタからの抵抗値ＲＭＯＳをリストしている。例えば、Ｃ２のＲＭＯＳ抵抗値は０．６６オームである。第４のカラムは、対応するキャパシタを選択することによる全直列抵抗値ｒｓをリストしている。例えば、Ｃ４の全直列抵抗値ｒｓは１．８オームである。回路は、全直列抵抗値を低減し、従って、Ｑファクタを最大化するためにＣバンクからキャパシタの組合せを選択する。
【０１４０】
図５２は、１つの実施形態によるＬＣフィルタ・バンクをチューニングするためのタイミングを示すタイミング図である。図５２に示すように、ＶＨＦのスペクトルにおけるチャネルに対してＬＣフィルタ・バンクをチューニングするために５つの動作がある。この実施形態の場合、タイミング信号の周波数は３１．２５ｋＨｚである。先ず最初に、ＬＣ発振器周波数の周波数測定が行われる。図５２に示すように、ＬＣ発振器周波数測定が１つの１６マイクロ秒サイクルで発生する。図３９ａに記述するように、ＬＣ発振器周波数と所望周波数との間の差を示すオフセットＡが計算される。このオフセットを計算する反復プロセスは６４個のステップにわたって発生する（すなわち、Ａに対する値は６４回より少ない組合せが構成されるループで決定される）。図５２に示すように、各ステップは１６マイクロ秒以内に発生する。
【０１４１】
ＶＨＦのスペクトル内の所望するチャネルに対して回路をチューニングするとき、インダクタ・バンクに対するインダクタが最初に選択される。１つの実施形態においては、そのＮコードを選択するためのプロセスは、３２ステップより少ないステップで発生する。再び、各ステップは１６マイクロ秒のサイクル内で発生する。
Ｌバンクに対するインダクタが選択された後、新しいオフセットＡが選択されたインダクタ・バンクに基づいて計算される（図３９ｂ参照）。図５２に示すように、新しいオフセットＡの計算は６４ステップ以内で発生する。
図５２に示す第５の動作は、Ｃバンクからキャパシタを選択する。図５２に示すように、Ｍコードを選択するためのプロセスが１６ステップ以内で発生し、各ステップの周期は１６マイクロ秒である。図４６ａおよび図４６ｂに関連して上記説明したように、ＵＨＦスペクトルにおけるチャネルに対するチューニングは、Ｍコードの選択（キャパシタ・バンクのチューニング）、次にＮコードの選択（インダクタ・バンクのチューニング）を必要とする。
【０１４２】
図５３は、ＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態において使用される機能コンパレータ回路における１つの実施形態を示す。コンパレータ回路５３００は、式を評価するために使用される。一般的に、機能コンパレータ回路５３００は、アナログ電流を使用して式を計算する。より詳細には、この実施形態の場合、機能コンパレータ回路５３００は下式を評価する。
【０１４３】
【数２５】
2005534203.tif 000027
【０１４４】
上式は次のようにも書くことができる。
【０１４５】
【数２６】
2005534203.tif 000028
【０１４６】
上式の左辺（すなわち、Ｃ／Ａ２、Ｃ／２Ａ１．５およびＣ／Ａ１．５）は、トランジスタ５３４７、５３１４および５３１８と、スイッチ５３２０および５３２２と、電流源５３３０および５３４０と、計算器４７００とを使用して生成される。スイッチ５３２０および５３２２は、オフセット変数Ａに対する１．５または２．０の指数のいずれかを選択するために設定される。例えば、式Ｃ／Ａ１．５を評価するために、計算器４７００への入力のために、スイッチ５３２０が電流Ｉ１．５を結合するように設定される。
【０１４７】
１つの実施形態においては、電流源５３３０は、ディジタルＭコードの値をアナログ電流Ｉｃに変換するためにＤＡ変換器に結合されている。アナログ電流ＩｃはキャパシタンスおよびＣバンクを表す。電流源５３４０もＤＡ変換器に結合され、ディジタル・オフセット値Ａをアナログ電流ＩＡに変換する。計算器４７００の出力Ｖｏｕｔがコンパレータ５３１０に入力される。Ｖｏｕｔの電圧は、式の左辺に対する値を表す。
上式の右辺（すなわち、（１／Ｌ）／Ｆｃｈ１．５、（１／Ｌ）／ＦＬＣ２、および（１／Ｌ）／Ｆｃｈ１．５）は、トランジスタ５３０２、５３０４、および５３０６と、スイッチ５３０８および５３１０と、電流源５３０９および５３１１とを使用して生成される。スイッチ５３０８および５３１０は、その周波数に対する適当な指数を選択するために使用される。例えば、評価のための電流の式が（１／Ｌ）／ＦＬＣ２であった場合、スイッチ５３１０がセットされる。電流源５３１１は、Ｌバンクに対するインダクタ値に比例しているアナログ電流を発生する。１つの実施形態においては、電流源５３１１は、Ｎコードのディジタル値をアナログ電流に変換するＤＡ変換器からの出力に結合されている。電流源５３０９もＤＡ変換器に結合され、周波数（ＬＣ発振器周波数またはチャネル・コードの周波数）をアナログ電流に変換する。計算器４７００の出力は、式の右辺に対する電圧Ｖｏｕｔを発生する。
式の左辺および右辺がコンパレータ５３１０に入力される。コンパレータ５３１０は、式の左辺から生成されたＶｏｕｔを式の右辺から生成されたＶｏｕｔと比較する。
【０１４８】
図５４は、図５３の機能コンパレータ回路で使用する計算器に対する１つの実施形態を示す。この計算器回路は、入力として、周波数またはオフセットに対する重み付けられた電流、およびインダクタンスまたはキャパシタンスに対するアナログ電流を受け取る。図５４に示すように、指数が２である周波数またはオフセットＡに対する重み付けられた電流が、トランジスタ５４０４、５４０６、および５４１０に入力される。指数が１．５である周波数またはオフセットＡに対して重み付けられた電流が、トランジスタ５４１２および５４２２に入力される。インダクタンスまたはキャパシタンスに対するアナログ電流が、バイポーラ・トランジスタ５４２４のベースに入力される。コンパレータ回路は、下式に従って電圧を発生する。
【０１４９】
【数２７】
2005534203.tif 000029
【０１５０】
図５５は、ＬＣフィルタ・バンクの１つの実施形態に対する複数の周波数応答を示す。図５５に示すように、ＬＣフィルタ・バンクは、種々のインダクタおよびキャパシタを選択することによって広範囲の周波数応答を発生する。ＬＣフィルタ・バンクは、テレビジョン受信機などの広範囲の周波数において動作する回路で使用することができるチューニング可能なフィルタである。
ＬＣフィルタ・バンクのフィルタ（すなわち、離散的受動フィルタ）は、チューナ回路の性能を高める。連続または能動フィルタを使用すると、電源電圧（例えば、Ｖｃｃ）を使用する必要がある。電源電圧は、電源供給線上のノイズに起因するリプルを示す。このリプル電圧は、連続の増幅器の出力における周波数応答特性を受け入れられないものにする。それ故、受信機内の離散的または受動フィルタを使用することによって、信号がリプル電圧から分離され、それにより信号の品質が改善される。
本発明は、特定の例示としての実施形態に関して記述してきたが、当業者であれば、本発明の精神および範囲から逸脱することなしに、種々の修正および変更を行うことができることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【０１５１】
【図１】本発明のモノリシック集積回路受信機のための１つの実施形態を示すブロック図である。
【図２】モノリシック集積回路受信機に対する１つの実施形態を示すブロック図である。
【図３】集積回路受信機において二重ダウン変換のための１つの実施形態を示すブロック図である。
【図４ａ−４ｂ】図４ａは、モノリシック集積回路受信機の１つの実施形態による第１および第２のダウン変換を示すバンド・チャートである。  図４ｂは、第２のダウン変換に対するバンド・チャートである。
【図４ｃ】−
【図５】集積回路受信機に対する三重ダウン変換の一例を示す。
【図６】第２のダウン変換回路に対する可変周波数入力のための１つの実施形態を示すバンド・チャートである。
【図７ａ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｂ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｃ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｄ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｅ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｆ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｇ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｈ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｉ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｊ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｋ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｌ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｍ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｎ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図７ｏ】第３の中間周波数信号を発生するための第２の中間周波数および第３の局部発振器の混合を示す。
【図８】受信機集積回路内に離散的フィルタを実施するための１つの実施形態を示す。
【図９】集積回路受信機において選択可能な離散的フィルタを構成するための１つの実施形態を示す。
【図１０】離散的フィルタの中での相対的トラッキングを示す。
【図１１ａ】集積回路受信機の離散的フィルタに対する等価回路を示す。
【図１１ｂ】集積回路受信機の離散的フィルタに対する等価回路を示す。
【図１２】チューナの入力回路に対する１つの実施形態を示す。
【図１３】集積回路受信機をチューニングするための１つの実施形態を示すブロック図である。
【図１４】集積回路受信機をチューニングするためのキャパシタおよび抵抗器の範囲を示す。
【図１５】集積回路受信機における信号の利得を制御するための１つの実施形態を示す。
【図１６】集積回路受信機内にＡＧＣを実施するための１つの実施形態による二次および三次のフィードバック・ループに対する等価回路を示す。
【図１７】本発明のいくつかの実施形態において使用されるナイキスト・フィルタ１７０５の詳細図を示す。
【図１８】ナイキスト・フィルタの一部の出力応答を示す。
【図１９】ナイキスト・フィルタの一部の出力応答を示す。
【図２０】帯域フィルタ構成部品に対する周波数応答およびノッチ・フィルタ構成部品に対する周波数応答を示す。
【図２１】帯域フィルタの周波数応答を示す。
【図２２】複数のフィルタの合成周波数応答である通過帯域を示す。
【図２３】ノッチ・フィルタの周波数応答を示す。
【図２４】帯域フィルタの周波数応答を示す。
【図２５】帯域フィルタの周波数応答を示す。
【図２６】ナイキスト・フィルタの周波数特性を示す。
【図２７】帯域フィルタの周波数応答を示す。
【図２８】帯域フィルタの周波数応答を示す。
【図２９】ナイキスト・フィルタの一部の周波数特性を示す。
【図３０】本発明のフィルタを組み込んでいる受信機に対する１つの実施形態を示すブロック図である。
【図３１】テレビジョン受信機におけるＵ／Ｖチューナに対する１つの実施形態を示すブロック図である。
【図３２】Ｕ／Ｖチューナに対するもう１つの実施形態を示すブロック図である。
【図３３】ナイキスト・スロープ・フィルタの１つの実施形態によって実現された周波数応答を示す。
【図３４】本発明の復調回路に対する１つの実施形態を示す。
【図３５】低域フィルタおよびナイキスト・スロープ・フィルタに対する全応答曲線の１つの実施形態を示す。
【図３６】ＬＣバンク・フィルタを利用するテレビジョン・チューナに対する１つの実施形態を示すブロック図である。
【図３７】テレビジョン・チューナにおいてＬＣバンク・フィルタを実施するための１つの実施形態を示すブロック図である。
【図３８ａ】ＬＣフィルタ・バンクで使用するための誘導性（Ｌ）バンクに対する１つの実施形態を示す。
【図３８ｂ】本発明のＬＣフィルタ・バンクで使用するための容量性バンクに対する１つの実施形態を示す。
【図３９ａ】ＶＨＦスペクトル内のチャネルに対してＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態を示す流れ図である。
【図３９ｂ】ＶＨＦスペクトル内のチャネルに対してＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態を示す流れ図である。
【図４０】Ｎコードからインダクタ・バンク内のインダクタを選択するための１つの実施形態を示す。
【図４１】Ｌバンクの選択されたインダクタンスに対する種々の抵抗を示す。
【図４２】Ｍコードの関数としてのＬＣバンク・フィルタの中心周波数と全キャパシタンスの関係を示すグラフである。
【図４３】Ｎコードの種々の組合せに対する選択されたＭコードと中心周波数の関係を示す。
【図４４】ＶＨＦチューニングの間にＣバンクにおいてキャパシタを選択するためのキャパシタンスおよびＭコードに対する情報を示す。
【図４５】Ｃバンクの選択されたキャパシタンスに対する種々の抵抗を示す。
【図４６ａ】ＵＨＦスペクトルにおけるチャネルに対してＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態を示す流れ図である。
【図４６ｂ】ＵＨＦスペクトルにおけるチャネルに対してＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態を示す流れ図である。
【図４７】ＵＨＦチューニングのためのキャパシタ・バンク内のキャパシタを選択するための１つの実施形態を示す。
【図４８】Ｎ−１コードの関数としてのＬＣバンク・フィルタの中心周波数と全インダクタンスの関係を示すグラフである。
【図４９】Ｍコードの種々の組合せに対する選択されたＮ−１コードと中心周波数の関係を示す。
【図５０ａ】ＵＨＦチューニングの間にＬバンクにおいてインダクタを選択するための情報を示す。
【図５０ｂ】ＵＨＦチューニングの間にＬバンクにおいてインダクタを選択するための情報を示す。
【図５１】Ｃバンクの選択されたキャパシタンスに対する種々の抵抗を示す。
【図５２】１つの実施形態に従ってＬＣフィルタ・バンクをチューニングするためのタイミングを示すタイミング図である。
【図５３】ＬＣフィルタ・バンクをチューニングするための１つの実施形態において使用される機能コンパレータ回路に対する１つの実施形態を示す。
【図５４】図５３の機能コンパレータ回路において使用される計算器に対する１つの実施形態を示す。
【図５５】ＬＣフィルタ・バンクの１つの実施形態に対する複数の周波数応答を示す。
【符号の説明】
【０１５２】
５０  モノリシック集積回路    ６０  超短波チューナ
６５  ＳＡＷフィルタ          ７０  ＩＦプロセッサ
１１０  ＲＦ入力        １１５，１３０，１３６  ダウン変換回路
１２０、１４０  局部発振器  １３６，１３８  フィルタ・バンクＩＩ
１４５  ＳＡＷフィルタ          １５５  検出器
１６０  音声検出器              ２１０  フィルタ・バンクＩ
２１１、２１２  ノッチ・フィルタ    ２１５  帯域フィルタ
２２０  局部発振回路            ２５０  スイッチ
２６０  チューニング可能なノッチ・フィルタ
２７０  チューニング可能な帯域フィルタ
２８０  チューニング可能なミキサ
２９０  チューニング可能な局部発振器
１２２０  シフト・レジスタ    １２３５  データ・ラッチ
１２４０  データ・バス    １２４５  スレーブ・アドレス・ラッチ
１２５０  アドレス比較回路（コンパレータ）  １２６０  レジスタ              
１３３５  ＲＦ／Ｈ周波数計算回路  
１３４０  ＲＦ／Ｌ周波数計算回路
１５０５  入力増幅器        １５１２、１５２２  ミキサ
１７０５  ナイキスト・フィルタ    １７１０  ＰＬＬ
１７１５  移相器                  １７２０  音声復調器
１７２５  ビデオ復調器            １７９２  オーディオＩＦ処理
１７９４  ビデオＩＦ処理
【図１】
2005534203.tif 000030
【図２】
2005534203.tif 000031
【図３】
2005534203.tif 000032
【図４ａ−４ｂ】
2005534203.tif 000033
【図４ｃ】
2005534203.tif 000034
【図５】
2005534203.tif 000035
【図６】
2005534203.tif 000036
【図７ａ】
2005534203.tif 000037
【図７ｂ】
2005534203.tif 000038
【図７ｃ】
2005534203.tif 000039
【図７ｄ】
2005534203.tif 000040
【図７ｅ】
2005534203.tif 000041
【図７ｆ】
2005534203.tif 000042
【図７ｇ】
2005534203.tif 000043
【図７ｈ】
2005534203.tif 000044
【図７ｉ】
2005534203.tif 000045
【図７ｊ】
2005534203.tif 000046
【図７ｋ】
2005534203.tif 000047
【図７ｌ】
2005534203.tif 000048
【図７ｍ】
2005534203.tif 000049
【図７ｎ】
2005534203.tif 000050
【図７ｏ】
2005534203.tif 000051
【図８】
2005534203.tif 000052
【図９】
2005534203.tif 000053
【図１０】
2005534203.tif 000054
【図１１ａ】
2005534203.tif 000055
【図１１ｂ】
2005534203.tif 000056
【図１２】
2005534203.tif 000057
【図１３】
2005534203.tif 000058
【図１４】
2005534203.tif 000059
【図１５】
2005534203.tif 000060
【図１６】
2005534203.tif 000061
【図１７】
2005534203.tif 000062
【図１８】
2005534203.tif 000063
【図１９】
2005534203.tif 000064
【図２０】
2005534203.tif 000065
【図２１】
2005534203.tif 000066
【図２２】
2005534203.tif 000067
【図２３】
2005534203.tif 000068
【図２４】
2005534203.tif 000069
【図２５】
2005534203.tif 000070
【図２６】
2005534203.tif 000071
【図２７】
2005534203.tif 000072
【図２８】
2005534203.tif 000073
【図２９】
2005534203.tif 000074
【図３０】
2005534203.tif 000075
【図３１】
2005534203.tif 000076
【図３２】
2005534203.tif 000077
【図３３】
2005534203.tif 000078
【図３４】
2005534203.tif 000079
【図３５】
2005534203.tif 000080
【図３６】
2005534203.tif 000081
【図３７】
2005534203.tif 000082
【図３８ａ】
2005534203.tif 000083
【図３８ｂ】
2005534203.tif 000084
【図３９ａ】
2005534203.tif 000085
【図３９ｂ】
2005534203.tif 000086
【図４０】
2005534203.tif 000087
【図４１】
2005534203.tif 000088
【図４２】
2005534203.tif 000089
【図４３】
2005534203.tif 000090
【図４４】
2005534203.tif 000091
【図４５】
2005534203.tif 000092
【図４６ａ】
2005534203.tif 000093
【図４６ｂ】
2005534203.tif 000094
【図４７】
2005534203.tif 000095
【図４８】
2005534203.tif 000096
【図４９】
2005534203.tif 000097
【図５０ａ】
2005534203.tif 000098
【図５０ｂ】
2005534203.tif 000099
【図５１】
2005534203.tif 000100
【図５２】
2005534203.tif 000101
【図５３】
2005534203.tif 000102
【図５４】
2005534203.tif 000103
【図５５】
2005534203.tif 000104
【手続補正書】
【提出日】平成16年6月28日(2004.6.28)
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００１】
（関連出願への相互参照）
本出願は、「モノリシック集積回路上に受信機を実施するための方法および装置」
（Methods and Apparatus for Implementing A
Receiver On A Monolithic Integrated Circuit）と題する、２００１年１０月１６日出願の米国仮特許出願第６０／３２９，７９７号の利益を主張する。
本発明は、受信機の分野に関し、特に受信機全体をモノリシック集積回路上に集積化することに関する。
【国際調査報告】
2005534203.tif 000105
2005534203.tif 000106
2005534203.tif 000107
2005534203.tif 000108
2005534203.tif 000109