(57)【要約】本発明によって提案されるのは、アナログのテスト信号（１０１）が評価されるセンサユニット監視方法であり、ここではセンサユニット（１００）を所定の動作状態で動作させ、アナログのテスト信号（１０１）をセンサユニット（１００）から導出し、このアナログのテスト信号（１０１）を評価ユニット（１０５）において評価して、上記の所定の動作状態においてセンサユニット（１００）の動作の可否を決定し、このセンサユニットの動作の可否に依存してエラー決定信号（１０６）を出力する。
2005504295.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログのテスト信号（１０１）が評価されるセンサユニット（１００）監視方法において、
ａ）  前記センサユニット（１００）を所定の動作状態で動作させ、
ｂ）  該センサユニット（１００）からアナログのテスト信号（１０１）を導出し；
ｃ）  該アナログのテスト信号（１０１）を評価ユニット（１０５）で評価して、前記の所定の動作状態にてセンサユニット（１００）の動作の可否を決定し、
ｄ）  当該のセンサユニット（１００）の動作の可否に依存してエラー決定信号（１０６）を出力し、
ｅ）  前記のアナログのテスト信号（１０１）を直流電圧信号（ＤＣ）として供給し、
ｆ）  センサユニット（１００）から出力される測定信号を結合キャパシタンス（２０５）を介して出力結合することを特徴とする
センサユニット（１００）監視方法。
【請求項２】
アナログ−ディジタル−変換器（１０３）を用いて、前記のアナログのテスト信号（１０１）をディジタルのテスト信号（１０７）に変換する、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
評価ユニット（１０５）にて、直流電圧レベルに相応するディジタルのテスト信号（１０７）のディジタル値を評価して直流電圧評価を行う、
請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記評価ユニット（１０５）にて第１センサ信号路（２０１ａ）の遮断を検出する、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記評価ユニット（１０５）にて第２センサ信号路（２０１ｂ）の遮断を検出する、
請求項１から４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記評価ユニット（１０５）にて第１センサ信号路（２０１ａ）と第２センサ信号路（２０１ｂ）との間の電気接続を検出する、
請求項１から５までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記評価ユニット（１０５）にて第１センサ信号路（２０１ａ）とアース路（２０８）との間の電気接続を検出する、
請求項１から６までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記評価ユニット（１０５）にて第２センサ信号路（２０１ｂ）とアース路（２０８）との間の電気接続を検出する、
請求項１から７までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
前記センサユニット（１００）にてセンサ素子（２０２）に並列接続されたブリーダ抵抗素子（２０３）により、周波数の関数として高域通過センサ特性曲線（３０２）の形態でセンサ感度の経過が得られる、
請求項１から８までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
前記のブリーダ抵抗素子（２０３）との接続によって形成される高域通過センサ特性曲線（３０２）により、１ｋＨｚから３０ｋＨｚまでのただ１つの有効周波数領域（３０１）だけが、前記の第１および第２センサ信号路（２０１ａ，２０１ｂ）を介して伝送されるようにする、
請求項１から９までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１１】
分圧器抵抗素子（２０４）と、直列接続されたブリーダ抵抗素子（２０３）とは分圧器を構成し、
１分圧器出力端子（２１１）に前記のアナログのテスト信号（１０１）が得られる、
請求項１から１０までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】
前記センサユニット（１００）のアース路（２０８）と、システムアースとは必ずしも一致しない、
請求項１から１１までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１３】
前記センサユニット（１００）のアース路と、前記第２センサ信号路（２０１ｂ）とが一致する、
請求項１から１２までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１４】
給電電圧（２０９）として、アース（２１０）のアース電位に関して正または負の電圧を加える、
請求項１から１３までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１５】
前記のアナログのテスト信号（１０１）を非対称に評価し、
前記センサユニット（１００）はアース路（２０８）に関連して接続される、
請求項１から１４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１６】
前記ブリーダ抵抗素子に直列接続される分圧器抵抗素子（２０４）により、有効周波数領域（３０１）にない低い周波数にて感度の減衰を行う、
請求項１から１５までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１７】
前記テスト信号（１０１）を対称に評価し、
少なくとも２つの抵抗を有する分圧器を使用する、
請求項１から１６までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１８】
アナログのテスト信号（１０１）を評価することによってセンサユニット（１００）を監視する装置において、
ａ）  センサユニット（１００）にてセンサ素子（２０２）に並列接続されたブリーダ抵抗素子（２０３）と、
ｂ）  第１および第２センサ信号路（２０１ａ，２０１ｂ）と、
ｃ）  前記ブリーダ抵抗素子（２０３）と共に分圧器を構成する分圧器抵抗素子（２０４）と、
ｄ）  前記のアナログのテスト信号（１０１）を出力する分圧器出力端子（２１１）とを有することを特徴とする、
請求項１に記載された方法にしたがいアナログのテスト信号を評価することによってセンサユニットを監視する装置。
【請求項１９】
前記分圧器抵抗素子（２０４）は、給電電圧路（２０７）と分圧器出力端子（２１１）との間に接続されている、
請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
アナログ−ディジタル−変換器（１０３）が設けられており、これによって前記のアナログのテスト信号（１０１）がディジタルのテスト信号（１０７）に変換される、
請求項１８または１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記の第１および第２センサ信号路（２０１ａ，２０１ｂ）は数メートルの長さを有し、
前記のアナログのテスト信号（１０１）の劣化が発生しない、
請求項１８から２０までのいずれか１項に記載の装置。
【請求項２２】
前記センサ素子（２０２）は圧電素子として構成されている、
請求項１８から２１までのいずれか１項の装置。
【請求項２３】
前記分圧器抵抗素子（２０４）は電流源によって置換される、
請求項１８から２２までのいずれか１項の装置。
【請求項２４】
評価ユニット（１０５）が設けられており、該評価ユニットによって前記のディジタルのテスト信号（１０７）からエラー決定信号（１０６）が導出される、
請求項１８から２３までのいずれか１項に記載の装置。
【請求項２５】
前記評価ユニット（１０５）を構成して、アース（２１０）に関して非対称に動作するようにした、
請求項１８から２４までのいずれか１項に記載の装置。
【請求項２６】
前記評価ユニット（１０５）を構成して、アース（２１０）に関して対称に動作しないようにした、
請求項１８から２５までのいずれか１項に記載の装置。
【請求項２７】
前記の第１センサ信号路（２０１ａ）と第２センサ信号路（２０１ｂ）との間に接続される障害除去キャパシタンス（２０５）が設けられている、
請求項１８から２６までのいずれか１項に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には測定信号の検出に使用される回路ユニットを監視する方法に関し、また殊にセンサユニットを監視する方法に関し、ここではアナログのテスト信号が評価される。
【０００２】
数多くの測定システムにおいて、これらの測定システムの基礎にあるセンサユニットを監視することは極めて重要である。適用範囲は、アナログのテスト信号を用いたセンサユニットの動作可否の簡単な手動の検査から、センサユニットについて自己診断を有する測定システムにまで達する。
【０００３】
ＤＥ４２２２４７５Ａ１には信号線路の障害信号を減衰させる装置が記載されており、ここでは第１信号線路によってディジタルの元信号が、また第２信号線路によってこの元信号を反転した信号が伝送され、これらの２つの信号線路はその端部において１ＡＮＤゲートの第１および第２入力側に接続される。ここで上記の反転された信号は、上記のＡＮＤゲートに前置接続されたインバータを介してこのＡＮＤゲートの入力側に接続され、このＡＮＤゲートの出力側において障害のない元信号を取り出すことができるのである。
【０００４】
信号線路の障害信号を減衰させる従来の方法の欠点は、反転された元信号または差分形成された元信号を形成することによって評価回路が繁雑かつコスト高になることである。
【０００５】
ＤＥ４１１８７１８にはセンサに対するテスト回路が記載されており、これはオフセット電圧源と、「プルダウン」抵抗と、第１および第２テストトランジスタとを有しており、これによってエラーのあるセンサユニットないしはアースへのショートまたは給電電圧に対するショートが識別される。
【０００６】
不利なことにも１センサユニットに対するテスト回路に２つのテストトランジスタを使用することは、それ自体障害を受けやすく繁雑でありコスト高である。このためにこのような評価回路は、厳しい検出環境に使用するのは困難であるかまたはまったく使用できないのである。
【０００７】
図４にはセンサユニット１００に対する従来の監視装置が示されており、ここでは高抵抗のブリーダ抵抗素子４０１がセンサユニット１００のセンサ素子２０２に並列接続されている。
【０００８】
慣例ではこの高抵抗のブリーダ抵抗素子４０１は、このセンサが加熱される際に発生する焦電電圧（Pyrospannung）を流出させるために使用され、ここでこの焦電電圧は例えば、圧電素子をセンサ素子２０２として使用する際に発生するものである。このセンサ信号は慣用のように結合キャパシタンス２０６を介して処理回路に導かれる。
【０００９】
テスト信号４０２として高抵抗のブリーダ抵抗素子４０１の抵抗測定値だけを供給することができる。高抵抗のブリーダ抵抗素子４０１は、５Ｍオームのオーダの抵抗値を有しているため、不可能でないとしても困難であるのは、この抵抗値と、例えばセンサの結露によって発生する抵抗値とを区別することである。例えば、高抵抗のブリーダ抵抗素子４０１をチェックする際、第１センサ信号路２０１ａおよび／または第２センサ信号路２０１ｂが遮断されている場合であっても見せかけで精確な動作特性が生じ得るのである。
【００１０】
さらに、不利なことにもセンサ素子の劣化を高い信頼性で決定することができない。従来のセンサ監視装置のさらなる欠点は、感度の特性曲線が周波数について水平である際に、有効周波数領域外の低い障害周波数が評価回路に到達し得ることである。
【００１１】
したがって本発明の課題は、センサユニット監視方法を提供することであり、ここではブリーダ抵抗素子を設計することによってアナログのテスト信号を供給し、これによってセンサ素子の誤動作および／またはエラー、例えばショート、アースへのショートおよび／またはセンサ信号路の遮断などを高い信頼性で検出できるようにする。
【００１２】
この課題は、本発明により、請求項１に示した方法ならびに請求項２０の特徴的構成を有する装置によって解決される。
【００１３】
本発明の別の実施形態は従属請求項に記載されている。
【００１４】
本発明の実質的なアイデアは、監視すべきセンサユニットのセンサ素子に並列接続されたブリーダ抵抗素子と、評価ユニットに配置された分圧器抵抗素子とが分圧器を形成し、この分圧器によって、直流電圧（ＤＣ−）評価に対してアナログのテスト信号が供給され、この際に測定信号の評価可能性が制限されずに維持されるようにすることである。
【００１５】
有利であるのは、本発明のセンサユニット監視方法が、センサユニットの動作点に依存しないで動作することである。
【００１６】
本発明のセンサユニット監視方法は、実質的につぎのステップを有する。すなわち、
ａ）  センサユニットを所定の動作状態で動作させるステップと；
ｂ）  センサユニットからアナログのテスト信号を導出するステップと；
ｃ）  このアナログのテスト信号を評価ユニットで評価して、上記の所定の動作状態においてこのセンサユニットの動作の可否およびこのセンサユニットに含まれている少なくとも１つのセンサ素子の動作の可否を決定するステップと；
ｄ）  上記のセンサユニットの動作の可否に依存してエラー決定信号を出力するステップとを有する。
【００１７】
従属請求項には本発明のそれぞれの対象の有利な発展形態および改善が記載されている。
【００１８】
本発明の有利な発展形態では、上記のアナログのテスト信号を直流電圧信号として供給する。
【００１９】
本発明の別の有利な発展形態では、アナログ−ディジタル−変換器を用いて、アナログのテスト信号をディジタルのテスト信号に変換する。
【００２０】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、評価ユニットにおいて、直流電圧評価を行って、直流電圧レベルに相応する上記のディジタルのテスト信号のディジタル値を評価する。
【００２１】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、評価ユニットにおいて、第１センサ信号路の遮断および／または第２センサ信号路の遮断および／または第１センサ信号路と第２センサ信号路との間の電気接続を検出する。
【００２２】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、第１センサ信号路および／または第２センサ信号路と、アース路との間の電気接続を検出する。
【００２３】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、センサユニットおいて少なくとも１つのセンサ素子に並列接続されたブリーダ抵抗素子により、周波数の関数として高域通過センサ特性曲線の形態でセンサ感度の経過を得る。
【００２４】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、ブリーダ抵抗素子との接続によって形成される高域通過センサ特性曲線により、所定のただ１つの有効周波数領域だけが、第１および第２センサ信号路を介して伝送されるようにする。
【００２５】
有利にも有効周波数領域は、センサユニットないしは測定すべき測定対象物の動作領域において、例えば１ｋＨｚ〜３０ｋＨｚの領域においてあらかじめ設定可能である。
【００２６】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、分圧器抵抗素子と、直列接続されるブリーダ抵抗素子とは分圧器を形成し、１分圧器出力端子おいてアナログのテスト信号が得られる。
【００２７】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、センサによって検出すべき測定効果を反映する測定信号は、センサユニットから結合キャパシタを介して出力される。
【００２８】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、センサユニットのアース路はあらかじめ、システムアースおよび／または第１センサ信号路および／または第２センサ信号路に接続される。
【００２９】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、給電電圧として、アースのアース電位に関して正または負の電圧を供給する。
【００３０】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、上記のアナログのテスト信号を非対称に評価し、ここでセンサユニットをアース路に関連して接続する。
【００３１】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、ブリーダ抵抗素子に直列接続される分圧器抵抗素子により、有効周波数領域にない低い周波数において感度を減衰ないしは低減させる。
【００３２】
本発明のさらに別の有利な発展形態では、テスト信号を対称に評価し、ここで２つの抵抗を有する分圧器を使用する。
【００３３】
本発明のセンサユニット監視装置はさらにつぎを有する。すなわち、
ａ）  センサユニットにおいてセンサ素子に並列接続されたブリーダ抵抗素子と、
ｂ）  第１および第２センサ信号路と、
ｃ）  上記のブリーダ抵抗素子と共に分圧器を構成する分圧器抵抗素子と、
ｄ）  アナログのテスト信号を出力する分圧器出力端子とを有する。
【００３４】
本発明の実施例を図面に示し、以下の説明において詳述する。
【００３５】
図面において、
図１は、本発明の有利な実施例によるセンサユニット監視装置のブロック回路図を示しており、
図２は、本発明の有利な実施例によるセンサユニット監視回路装置を詳細に示しており、
図３は、本発明によるセンサユニット監視方法にしたがって、また従来の方法にしたがってセンサ感度の経過を周波数の関数として示しており、
図４は、従来のセンサユニット監視回路装置を示しており、
図５は、本発明のセンサユニット監視方法によって検出すべきである監視すべきエラー事態ないしは誤動作および／またはセンサ信号路におけるエラーを概略的に示している。
【００３６】
図において同じ参照符号は同じまたは機能的に同じコンポーネントまたはステップを示す。
【００３７】
図１に示した本発明の有利な実施例による概略ブロック回路図では、測定量１０４はセンサユニット１００によって検出される。このセンサユニットから出力される測定信号１０２は測定量として使用されて、例えばプロセスが制御または調整される。
【００３８】
さらにセンサユニット１００からアナログのテスト信号１０１から出力され、これはアナログ−ディジタル−変換器１０３に供給される。アナログのテスト信号１０１をアナログ−ディジタル−変換器１０３にて変換した後、ディジタルのテスト信号１０７が得られ、これが評価ユニット１０５に供給される。
【００３９】
評価ユニット１０５においてディジタルベースで実行されるディジタルのテスト信号１０７の評価により、エラー決定信号１０６が得られ、これは、処理のための別の回路ブロックに供給される。
【００４０】
図２には本発明の有利な実施例による回路装置が詳しく示されている。有利にはセンサユニット１００は、車両におけるエンジンのノックセンサとして使用されるが、これに限定される訳ではない。ここではセンサユニット１００に含まれるセンサ素子２０２は圧電素子として構成されており、このセンサ素子に働く力に依存する電荷が、第１センサ素子コンタクト部２０２ａおよび第２センサ素子コンタクト２０２ｂに供給される。
【００４１】
ここでセンサユニット１００は実質的に音響的なセンサとして動作し、このセンサによって、車両のエンジンが欠陥なしに動作できるか否かを監視する。関心対象の周波数領域、すなわち有効周波数領域３０１（詳しくは図３に関連して説明する）はここでは、通例、１ｋＨｚと３０ｋＨｚとの間にある。
【００４２】
通例の周波数、例えば１０ｋＨｚの振幅を仮定し、またこの振幅を測定信号１０２として、センサユニットからないしは接続された評価ユニットから出力する。圧電素子のセンサ材料により、さらに焦電効果が発生する。すなわち、このセンサ素子の加熱により、第１センサ素子コンタクト部２０２ａないしは第２センサ素子コンタクト部２０２ｂにおける電荷が増大するのである。この徐々に形成される不所望の電荷を除去するため、ブリーダ抵抗素子２０３をセンサ素子２０２に並列接続して、ブリーダ抵抗素子２０３を介して、有効周波数領域における測定信号（音響信号）により発生したのではない電荷を流出させる。
【００４３】
従来のセンサユニットでは、このブリーダ抵抗素子は高抵抗のブリーダ抵抗素子４０１として形成されており、これは上に図４に関連して示した通りである。本発明ではブリーダ抵抗素子２０３はより小さな値、通例５０ｋオームに維持され、これにより以下に説明する回路技術的な利点が必然的に得られる。
【００４４】
第１センサ素子コンタクト部２０２ａは、第１センサ信号路２０１ａに接続されている。これに対して第２センサ素子コンタクト部２０２ｂは第２センサ信号路２０１ｂに接続されている。これらの２つのセンサ信号路２０１ａおよび２０１ｂを例えばアナログのテスト信号１０１によって監視する。
【００４５】
アナログのテスト信号１０１を供給するための出力端子としてまた測定信号１０２を供給するための出力端子として使用される分圧器出力端子２１１と、給電電圧２０９が加えられる給電電圧路２０７との間に、分圧器抵抗素子２０４が接続されている。給電電圧２０９は、正の給電電圧としても、また負の給電電圧としても供給可能である。
【００４６】
図２からわかるように分圧器抵抗素子２０４とブリーダ抵抗素子２０３とは分圧器を構成し、これは、給電電圧２０９を抵抗比に相応して分圧する。有利には給電電圧２０９の１：１の分圧がつぎのように行われる。すなわち、あらかじめ予想される欠陥のない動作状態において、ブリーダ抵抗素子２０３ならびに第１および第２センサ信号路２０１ａ，２０１ｂと、分化圧器抵抗素子２０４とが同じ抵抗値を有するようにされる。しかしながらこの比に限定される訳でない。
【００４７】
誤動作が発生した場合、例えば第１センサ信号路２０１ａおよび／または第２センサ信号路２０１ｂに線路の遮断が発生した場合、分圧器出力端子２１１においてアナログのテスト信号１０１として取り出すことのできる直流電圧は、給電電圧２０９の値まで上昇する。
【００４８】
第１センサ信号線路２０１ａおよび／または第２センサ信号線路２０１ｂのアースへのショートないしは第１センサ信号路２０１ａと第２センサ信号線路２０１ｂとの間のショートにより同じようなことが発生する。ここではテスト信号１０１はアース路２０８のアース電位に下がる。
【００４９】
さらにアナログのテスト信号１０１の電圧は、アース路２０８のアース電位と、給電電圧路２０７の給電電圧２０９との間で変化する。分圧器出力端子２１１とアース路２０８との間には障害成分除去キャパシタ（Entstoerkapazitaet）２０５があり、これは、センサユニット１００によって発生する、ないしは第１および第２センサ信号路２０１ａ，２０１ｂを介して伝送される高周波の障害成分を除去するかまたは少なくとも低減するために使用される。結合キャパシタ２０６は、測定信号１０２を直流成分なしに出力結合するために使用される。これにより、図５に関連して説明する障害の事態ないしはエラーの事態を分析し、テスト信号１０１として出力することができる。
【００５０】
さらにアナログ−ディジタル−変換器１０３が設けられており、これによってアナログのテスト信号１０１がディジタルのテスト信号１０７に変換されるため、評価ユニット１０５ではディジタルのテスト信号をディジタルに評価して、エラー決定信号１０６を形成することができる。第１および第２センサ信号路２０１ａ，２０１ｂは、例えば、並列に延在し、数メートルの長さを有することが可能であり、この際にアナログのテスト信号１０１の劣化は発生しない。それはブリーダ抵抗素子２０３および分圧器抵抗素子２０４とが分圧器を構成するからである。
【００５１】
さらに分圧器抵抗素子２０４は電流源によって置き換え可能であり、この電流源により、第１および第２センサ信号路２０１ａ，２０１およびブリーダ抵抗素子２０３を介して電流が流される。
【００５２】
評価ユニット１０５は、アース２１０のアース電位に関連してアナログのテスト信号１０１が供給される場合、アース２１０に関して非対称に動作するように構成されている。これに対して評価ユニット１０５は、アナログのテスト信号１０１がアースないしはシステムアースに関連していない場合、アース２１０に関して対称に動作しないように構成されている。
【００５３】
図３にはセンサ感度Ｅが周波数ｆの関数として表された線図が示されている。理想的なセンサ特性曲線３０３は、ほぼ水平な経過を有しており、下側の障害周波数領域３０４も、上側の障害周波数領域３０５も共に有効周波数領域３０１と同様に通過させる。
【００５４】
図２に示した本発明の回路装置によって得られるのは高域通過センサ特性曲線３０２であり、この特性曲線で際立っているのは、下側の障害周波数領域の比較的低い障害周波数が減衰されていることである。これは例えば、センサユニット１０１を自動車エンジンにおけるノックセンサとして使用する例において極めて有利である。それは通例１ｋＨｚ以下の音響信号は、評価すべき測定信号に対応付けらないからである。ノッキングノイズは、もっぱら上側の周波数領域３０１において発生し、障害はむしろ領域３０４において予想されるため、経過３０２は有利である。
【００５５】
図３に示した有効周波数領域は、車両のノックセンサとしての適用に対して、通例、１ｋＨｚから３０ｋＨｚまで延在している。
【００５６】
図５には相異なる６つのエラーないしは障害の事態が示されており、これらのうち、最初の５つ（図５(ａ)〜図５(ｅ)）を本発明の方法によって監視する。これらは詳しくいうと、
ａ）  第１センサ信号路２０１ａの遮断；
ｂ）  第１センサ信号路２０１ａのアース路２０８への、アースに対するショート；
ｃ）  第１センサ信号路２０１ａと第２センサ信号路２０１ｂとのショート；
ｄ）  第２センサ信号路２０１ｂの遮断；
ｅ）  第２センサ信号路２０１ｂとアース路２０８との間のアースに対するショート
である。
【００５７】
図５(ｆ)（線を引いて消した部分図）に発生した、第１センサ信号路２０１ａおよび／または第２センサ信号路２０１ｂと給電電圧路２０７との接続の事態、すなわち給電電圧に対するショートは、本発明のセンサユニット監視方法では考慮しない。それはこの誤動作の事態は、適切な手段（給電線路２０７の分離）によって取り除けるからである。
【００５８】
分圧器抵抗素子２０４は、図２に関連して説明するように給電電圧線路２０７と、分圧器出力端子２１１との間に接続されるため、アナログのテスト信号１０１を分圧器端子２１１において取り出すことができる。
【００５９】
図４に関連して示した従来のセンサユニット監視回路装置については明細書の冒頭部分を参照されたい。
【００６０】
上では本発明を有利な実施例に基づいて説明したが、本発明はこれらの実施例に制限されることはなく、多様に変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の有利な実施例によるセンサユニット監視装置のブロック回路図である。
【図２】本発明の有利な実施例によるセンサユニット監視回路装置の詳細図である。
【図３】本発明によるセンサユニット監視方法にしたがって、また従来の方法にしたがってセンサ感度の経過を周波数の関数として示した線図である。
【図４】従来のセンサユニット監視回路装置を示す図である。
【図５】本発明のセンサユニット監視方法によって検出すべきである監視すべきエラー事態ないしは誤動作および／またはセンサ信号路におけるエラーを概略的に示す図である。
【符号の説明】
【００６２】
１００  センサユニット
１０１  アナログのテスト信号
１０２  測定信号
１０３  アナログ−ディジタル−変換器
１０４  測定量
１０５  評価ユニット
１０６  エラー決定信号
１０７  ディジタルのテスト信号
２０１ａ  第１センサ信号路
２０１ｂ  第２センサ信号路
２０２  センサ素子
２０２ａ  第１センサ素子コンタクト部
２０２ｂ  第２センサ素子コンタクト部
２０３  ブリーダ抵抗素子
２０４  分圧器抵抗素子
２０５  障害除去キャパシタンス
２０６  結合キャパシタンス
２０７  給電電圧路
２０８  アース路
２０９  給電電圧
２１０  アース
２１１  分圧器出力端子
３０１  有効周波数領域
３０２  高域通過センサ特性曲線
３０３  従来のセンサ特性曲線
３０４  下側の障害周波数領域
３０５  上側の障害周波数領域
４０１  高抵抗ブリーダ抵抗素子
４０２  テスト信号
【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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