(57)【要約】この発明は、特に直交周波数分割多重(OFDM)通信システムのための改良されたアンテナ技術に関連する。複数のサブキャリアを含む信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子(802a-d)を有し、適応アンテナ（アダプティブアンテナ）のために重み（ウエイト）を決定する信号処理システム(800)であって、複数のアンテナ素子からの受信信号のための複数の入力と、各入力から複数のサブキャリア信号に信号を変換する各入力のための時間から周波数領域への変換器(806)と、信号路の時間から周波数領域への変換器の前で入力に結合され、各入力について１つの第１の組の重みを決定するように構成された第１の重み決定器(802)と、第１の重み決定器に結合され、第１の組の重み決定から、各入力から得られるサブキャリア信号のための周波数領域重みを含む少なくとも1つの第2の組の重みを決定するように構成された第2の重み決定器(838)と含むシステム。第１の組の重みを時間領域で計算し、次に周波数領域に適用するため各サブキャリアについてこれらを変更することにより、重み計算処理が簡易化されかつ速く実行することができる。
2005520400.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ複数のサブキャリアを含む信号を受信する複数のアンテナ素子を有する、適応アンテナ（アダプティブアンテナ）のための重み（ウエイト）を決定する信号処理システムであって、
前記複数のアンテナ素子から信号を受信する複数の入力と、
各入力からの信号を複数のサブキャリア信号に変換する各入力のための時間から周波数領域への変換器と、
信号経路における時間から周波数領域への変換器の前で前記入力に結合され、各入力について１つ第１の組の重みを決定するように構成された第１の重み決定器と、
前記第１の重み決定器に結合され、前記各入力から得られるサブキャリア信号のための周波数領域の重みを含む少なくとも１つの第２の組の重みを、前記第１の組の重みの決定から決定するように構成された第２の重み決定器とを含むシステム。
【請求項２】
前記第２の重み決定器は、各サブキャリア信号について第２の組の重み1つずつ、複数の第２の組の重みを決定するように構成される請求項１に記載の信号処理システム。
【請求項３】
前記各入力についてチャンネル推定器をさらに含み、第２の重み決定器に対して各入力からの信号の少なくとも1つのチャンネル推定値を供給する請求項１または２に記載の信号処理システム。
【請求項４】
前記各サブキャリア信号について、前記第２の組の重みの1つを前記サブキャリア信号の組のバージョンに、前記入力の各々から1つずつ適用することによって得られるサブキャリア信号の重み付けされたバージョンの組を結合する結合器をさらに含む、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号処理システム。
【請求項５】
前記第１の組の重みが少なくとも1つのアンテナビーム方向を定義し、各第２の組の重みが前記サブキャリアの1つのために実質的に同じアンテナビーム方向を定義する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理システム。
【請求項６】
前記第１の組の重みが複数のアンテナビーム方向を定義し、各第２の組の重みが前記サブキャリアの1つのために実質的に同じ複数のビーム方向を定義する請求項５に記載の信号処理システム。
【請求項７】
前記第１の重み決定器が前記アンテナの方向の応答を決定するアルゴリズムを実施する請求項１乃至６のいずれか１項に記載の信号処理システム。
【請求項８】
前記受信された信号入力の各々について信号対干渉比を決定するための信号および干渉探知器をさらに含み、前記アルゴリズムが前記信号対干渉比を使用して前記方向の応答を決定する請求項７に記載の信号処理システム。
【請求項９】
前記信号および干渉探知器が、前記信号および干渉出力を提供するため、前記受信された信号と第１の基準信号の間、および受信された信号と第１の基準信号に少なくとも部分的に直交する第２の基準信号の間で、相関関係を決定するために少なくとも1つの相互相関器を含む、請求項８に記載の信号処理システム。
【請求項１０】
前記第１および第２の基準信号がそれぞれ一組の実質的に直交するキャリアを含む請求項９に記載の信号処理システム。
【請求項１１】
前記信号と干渉探知器のために前記第１および第２の基準信号を発生させる基準信号発生器をさらに含む請求項９または１０に記載の信号処理システム。
【請求項１２】
前記時間から周波数領域への変換器に結合された第３の重み決定器をさらに含み、前記受信された信号入力の各々から変換された前記サブキャリア信号の１つまたはグループを受信し、前記サブキャリア信号の１つまたはグループのため第３の組の重みを決定するように構成された、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の信号処理システム。
【請求項１３】
前記第１の重み決定器が複数の前記第１の組の重みを決定するように構成され、前記信号の各複数のサブバンドの１つが複数のサブキャリアを含む請求項１に記載の信号処理システム。
【請求項１４】
前記第２の重み決定器が、前記複数の第１の組の重みを使用して各サブキャリアについて1つずつ、複数の第２の組の重みを決定するように構成された請求項１３に記載の信号処理システム。
【請求項１５】
各前記サブキャリアが前記サブバンドの1つに割り当てられ、前記第２の重み決定器は、サブキャリアが割り当てられるサブバンドについて第１の組の重みを使用して前記第２の組の重みを決定するように構成される請求項１４に記載の信号処理システム。
【請求項１６】
前記第１の重み決定器は、対応する複数のアンテナビーム方向を定義する複数の前記第１の組の重みを決定するように構成される請求項１に記載の信号処理システム。
【請求項１７】
前記第２の重み決定器は、前記ビーム方向の各々について1つずつ、複数の前記第２の組の重みを決定するように構成される請求項１６に記載の信号処理システム。
【請求項１８】
ダイバーシティプロセッサと前記ダイバーシティプロセッサに結合された結合器をさらに含み、前記複数の第２の組の重みの各々からの重みにより重み付けされた前記サブキャリア信号のバージョンを結合する請求項１７に記載の信号処理システム。
【請求項１９】
前記受信された信号がOFDM信号を含み、前記変換器が受信された信号をフーリエ変換するように構成される請求項１乃至１８のいずれか１項に記載の信号処理システム。
【請求項２０】
前記第１の重み決定器がアンテナで受信された信号の到来方向を決定するように構成されたアンテナ信号プロセッサに置換され、前記第２の重み決定器が前記到来方向を使用して第２の組の重みを決定するように構成される請求項１に記載の信号処理システム。
【請求項２１】
アンテナが複数のサブキャリアを含む信号をそれぞれ受信するために複数のアンテナ素子を有し、適応型アンテナのための重みを決定する方法であって、
前記複数のアンテナ素子から複数の信号を受信し、
前記複数の受信された信号の各々を複数のサブキャリア信号に変換し、
各受信された信号について1つずつ第1の組の重みを決定し、
前記第１の組の重みの決定を使用して、前記受信された信号入力信号の各々から得られるサブキャリア信号の周波数領域の重みを含む少なくとも１つの第２の組の重みを決定することを含む方法。
【請求項２２】
各サブキャリア信号について第２の組の重み1つずつ、複数の第２の組の重みを決定することを含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記受信された信号の各々についてチャンネル応答を推定し、
前記第２の組の重みを決定するために前記チャンネル応答を使用することをさらに含む請求項２１または２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記各サブキャリア信号について、前記第２の組の重みの1つを前記サブキャリア信号の組のバージョンに、前記受信された信号の各々から1つずつ適用することによって得られる前記サブキャリア信号の重み付けされたバージョンの組を結合することをさらに含む請求項２１乃至２３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２５】
前記第１の組の重みが少なくとも1つのアンテナビーム方向を定義し、各第２の組の重みが前記サブキャリアの1つのために実質的に同じアンテナビーム方向を定義する請求項２１乃至２４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２６】
前記第１の組の重みが複数のアンテナビーム方向を定義し、各第２の組の重みが前記サブキャリアの1つのために実質的に同じ複数のビーム方向を定義する請求項２１乃至２４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２７】
第１の組の重みの前記決定が、前記アンテナの方向の応答を決定するアルゴリズムを実施することを含む請求項２１乃至２６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２８】
前記受信された信号の各々について信号対干渉比を決定し、前記アルゴリズムが前記信号対干渉比を使用して前記方向の応答を決定することをさらに含む請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
前記信号対干渉比の各々が、アンテナ素子により受信された信号の一部を第１の基準信号および第１の基準信号に少なくとも部分的に直交する第２の基準信号と相関させることにより決定される請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記第１の基準信号が一組の実質的に直交するキャリアを含む請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記第１の基準信号のキャリアが知られているデータ系列によって変調される請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
前記サブキャリア信号の１つまたはグループのための第３の組の重みを決定することをさらに含む請求項２１乃至３１のいずれか１項記載の方法。
【請求項３３】
複数の前記第１の組の重みを決定し、前記信号の各複数のサブバンドの１つが複数のサブキャリアを含むことを含む請求項２１に記載の方法。
【請求項３４】
前記複数の第１の組の重みを使用して各サブキャリアについて1つずつ、複数の第２の組の重みを決定することを含む請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
各前記サブキャリアが前記サブバンドの1つに割り当てられ、サブキャリアが割り当てられるサブバンドについて第１の組の重みを使用して前記第２の組の重みを決定することをさらに含む請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
対応する複数のアンテナビーム方向を定義する複数の前記第１の組の重みを決定することを含む請求項２１に記載の方法。
【請求項３７】
前記ビーム方向の各々について1つずつ、複数の前記第１の組の重みを決定することを含む請求項３６に記載の方法。
【請求項３８】
前記複数の第２の組の重みからの重みにより重み付けされた前記サブキャリア信号のバージョンを結合することをさらに含む請求項３７に記載の方法。
【請求項３９】
前記受信された信号がOFDM信号を含み、前記変換がフーリエ変換を実施する請求項２１乃至３８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項４０】
複数のアンテナ素子を含むOFDMアンテナのための適応型ビーム形成の方法であって、
第１のビーム形成アルゴリズムを時間領域に適用して、少なくとも１つのアンテナビーム方向を決定し、
周波数領域におけるアプリケーションのために一組の重みを少なくとも1つのサブキャリアのバージョンに対して計算し、サブキャリアの各バージョンはアンテナ素子の対応する1つによって受信され、
前記組の重みは前記少なくとも１つのアンテナビーム方向を使用して計算されることを含む方法。
【請求項４１】
複数のサブキャリアを含む直交周波数分割多重化(OFDM)信号を受信するためのアレイアンテナの重みを計算する方法であって、
時間領域において、アレイアンテナでOFDM信号の到来方向を決定し、
前記到来方向を使用して周波数領域において、OFDM信号のサブキャリアへのアプリケーションのために少なくとも一組の重みを計算することを含む方法。
【請求項４２】
前記到来方向を使用して、各サブキャリアについて1つずつ、複数の前記組の重みを計算する請求項４１に記載の方法。
【請求項４３】
請求項４１または４２の方法を実施するように構成された適応型アンテナの処理システム。
【請求項４４】
実行するとき、請求項１乃至２０のいずれか１項の信号処理システム、または請求項２１乃至４２のいずれか１項の方法を実施するプロセッサ制御コード。
【請求項４５】
請求項４４のプロセッサ制御コードを担持するキャリア。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はアンテナ技術の改良に係り、特に直交周波数分割多重化(OFDM)通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重化は、高いビット速度デジタルデータ信号を送信するための周知の技術である。高速データで単一のキャリアを変調するよりもむしろ、データはそれぞれ別々のサブキャリアで送信される複数の低データ速度チャンネルに分割される。この方法ではマルチパスフェージングの影響が緩和される。OFDM信号では、図1Aのスペクトル10におけるサブキャリア12として示すように、別々のサブキャリアはそれらが重なるように区切られる。サブキャリア周波数は、サブキャリアが相互に直交し、サブキャリア上で変調される別々の信号が受信器で回復されることができるように選ばれる。1つのOFDMシンボルが1組のシンボルによって定義され、シンボルは各サブキャリア上で変調される（したがって、多くのデータビットに対応している)。サブキャリアが周波数において1/T(ここに、TはOFDMシンボル期間である)の間隔により分離して区切られるならば、サブキャリアは直交である。
【０００３】
入力シンボルの組に逆フーリエ変換、望ましくは逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行することによって、OFDMシンボルを得ることができる。OFDMシンボルにフーリエ変換、望ましくは高速フーリエ変換(FFT)を実行することによって、入力シンボルを回復させることができる。FFTは各サブキャリアによりOFDMシンボルを有効に乗算して、シンボル期間Tにわたって積分する。OFDMシンボルの他のサブキャリアとの重複が統合期間Tにわたってゼロに平均化されるように、与えられたサブキャリアについて、OFDMシンボルからの1つだけのサブキャリアがこの手順によって抽出されることを見ることができる。
【０００４】
しばしば、サブキャリアは直交振幅変調QAM(Quadrature Amplitude Modulation)シンボルによって変調されるが、位相変調(PSK)またはパルス振幅変調(PAM)のような他の形式の変調も使用することができる。マルチパスの影響を減少するために、OFDMシンボルは、通常各シンボルのはじめにガード区間が加えられる。
【０００５】
2つのマルチパスの構成要素の遅れがこの監視時間の間隔より比較的小さいなら、少なくとも第1の近似において、相互シンボル干渉(ISI)はない。
図1Bは例示的OFDM送信器100(ここでは移動端末MTの)と例示的OFDM受信器150(ここではアクセスポイントAPの)を示す。送信器100では、ソース102はデータをベースバンドマッピングユニット104に提供し、そのユニットは誤り訂正符号化とインターリービングを選択的に提供し、QAMシンボルなどの変調されたシンボルを出力する。変調されたシンボルはマルチプレクサ108に提供され、マルチプレクサはパイロットシンボル発生器106からのパイロットシンボルとそれらを結合する。パイロットシンボルは、受信器における周波数同期と同期検波(他の配列では、差動検波が採用されるかもしれない)のため基準振幅と位相を提供する。ブロック110の組み合わせはマルチプレクサ108からの直列データストリームを複数の並列の減少されたデータ速度のストリームに変換して、OFDMシンボルを提供するためにこれらのデータストリームにIFFTを実行して、次に、このOFDMシンボルの多重サブキャリアを単一の直列データストリームに変換する。この直列の(デジタル)データストリームはデジタルアナログ変換器112によりアナログ時間領域信号に変換され、アップコンバータ114によりアップコンバートされ、フィルタリングと増幅(示されない)の後アンテナ116から出力される。アンテナ116は無指向性アンテナ、セクタ−化指向性アンテナまたはビーム形成を有するアレイアンテナを含んでもよい。
【０００６】
送信器100のアンテナ116からの信号は“チャンネル（伝搬路）”118を通して受信器150のアンテナ152によって受信される。通常信号は、多くの異なったチャンネルまたは経路を経て伝播された多くの異なった振幅と位相を有する多くのマルチパス成分としてアンテナ152に到達する。これらのマルチパス成分は、受信器で結合して互いに干渉し、櫛状と言うよりむしろ、典型的に多くの深い受信不可能な全体的なチャンネル特性を提供し、それは時間とともに（特に送信器または受信器が移動しているとき）変化する。多くの送信器が同じ一般的な位置、例えばオフィスにあるときは、しばしばこれは同一チャンネル干渉をもたらし、それはマルチパスよりも問題となる場合がある。
【０００７】
受信器150のアンテナ152はダウンコンバータ154を経てアナログデジタル変換器156に結合される。次に、ブロック158が直列−並列変換、FFT、および並列−直列再変換を行い、出力をデマルチプレクサ160に提供し、デマルチプレクサはデータシンボルからパイロットシンボル信号162を分離する。次にデータシンボルは復調され、ベースバンドデマッピングユニット164によりデマップされて検出されたデータ出力166を提供する。概して受信器150は送信器100の鏡像である。送信器と受信器は、OFDMトランシーバを形成するように結合されてもよい。
【０００８】
OFDM技術は、種々の応用に採用され、例えば、軍事通信システムおよび高品位テレビ（HDTV）などに使用される。ここで、HIPERLAN(High Performance Radio Local Area Network)Type 2規格(www.etsi.org/technicalactiv/HIPERLAN2.htm、およびDTS/BRAN-0023003v0.k) に特に関連して発明の応用が議論されるであろう。発明の応用はこの環境のHIPERLAN2に制限されないが、無線ローカルエリアネットワーク通信は共通のノード、アクセスポイントによって管理される。
【０００９】
図1Bの受信器はいくらか簡素化されており、実際には、非直交性の導入、したがってキャリア間干渉 (ICI)を避けるために、FFT窓を順次各OFDMシンボルに同期する必要がある。これは、ガード区間にシンボルの周期的な拡大を有するOFDMシンボルを自動相関することにより成されるが、例えば、整合フィルタを使用して、受信器が正確に確認かつ位置付けることができる公知のOFDM(トレーニング)シンボルを使用することが一般に好ましく、特にパケットデータ伝送には好ましい。整合フィルタは時間領域で作動する、すなわちFFT前に実行される（FFT後の周波数領域に対するものとして）ことが認識されるであろう。パケットデータシステムにおいて、データパケットは1つ以上のこれらのトレーニングシンボルを含むプリアンブルで提供されてもよい。
【００１０】
図2Aと2Bは、それぞれHIPERLAN2移動端末(MT)OFDM受信器の受信器フロントエンド200と信号処理ブロック250を示す。受信器250は、アナログデジタル変換回路252、同期、チャンネル推定および制御回路254、および逆パケット化、デインターリーブ化および誤り訂正回路256のいくつかの詳細を示す。
【００１１】
フロントエンド200は入力増幅器204と結合された受信アンテナ202とミキサ206を含み、ミキサはRF信号をIFに混合するためIF発振器208からの第2の入力を受ける。次に、IF信号は帯域フィルタ210を通して自動利得制御(AGC)増幅器212に提供され、AGC段は制御回路254から線226により制御されて、後の信号量子化を最適化する。AGC 212の出力は2つのミキサ214、216に入力を供給し、ミキサはまた発振器220と分離器218から直交信号を提供され、直交IおよびQ信号222、224を発生する。これらのIおよびQ信号はアナログデジタル変換回路252によりオーバーサンプルされ、フィルタにかけられて間引かれる。信号のオーバーサンプルはデジタルフィルタリングを援助し、その後信号は所望のサンプルレートにレートを低減される。
【００１２】
伝送チャンネルの影響を補償することが所望の(絶対に不可欠ではない)。これは例えば、プリアンブルデータか1つ以上のパイロット信号のような知られているシンボルを使用して成すことができる。図2の受信器250において、“Cシンボル”として参照される既知のプリアンブルシンボルはチャンネル推定を決定するために使用される。受信器は受信された信号に同期し、スイッチ258は受信されたCシンボルをチャンネル推定器260に通すように作動する。これは、既知のCシンボルのチャンネルの影響(サブキャリアのシンボルの回転)を推定し、その結果、チャンネルの影響はチャンネル応答の複素共役により乗算することにより補償することができる。代わりに、チャンネル推定を決定するために、1つ以上のパイロット信号(それはまた、知られているシンボルを含む)を使用することができる。再び、受信されたパイロットを期待されたシンボルに変換するために要求される位相回転と振幅変化は、他の受信されたシンボルに決定かつ適用することができる。ここに１つ以上のパイロットが１つ以上の周波数で利用でき、改良されたチャンネル補償推定は異なる周波数のパイロット信号を使用して他の周波数に内挿／外挿することにより得ることができる。
【００１３】
図2Aおよび2Bにおいて、受信器フロントエンド200は一般にハードウェアで実行され、一方受信器処理部250は、例えば、ASIC、FPGAまたは1つ以上のDSP(ディジタル信号プロセッサ)チップを使用してフラッシュRAM262により図式的に例証されるように、“ソフトウェア”でしばしば実施されるであろう。ハードウェアとソフトウェアの間の同様の分割は、一般に送信器においても存在するであろう。しかし、熟練した人は図2Aおよび2Bの受信器(または同等な送信器について)のすべての機能がハードウェアで実行されることができることを認識するであろう。同様に、信号がソフトウェア無線でデジタル化される正確なパイロットは、適当な高速アナログ/デジタル変換器およびプロセッサの利用可能性、およびRF信号がIFまたはより高い周波数でデジタル化されることができる利用可能性と同様に、コスト／複雑さ／電力消費のトレードオフに依存する。
【００１４】
図3はプリアンブル系列を含むパケットデータ通信システムのメディアアクセス制御(MAC)フレーム300の例を示す。MACフレームは放送チャンネル(BCH)バースト302、フレームチャンネル(FCH)バースト304、アクセスフィードバックチャンネル(ACH)バースト306、ダウンリンク(DL)バースト308、アップリンク(UL)バースト310、ダイレクトリンク(DiL)バースト312、およびランダムアクセス(RCH)バースト314を含み、そのすべてがプリアンブル系列を含む。
【００１５】
図4A乃至4Eは、HIPERLAN2の物理層信号のそれぞれ放送バースト、ダウンリンクバースト、短いプリアンブルを有するアップリンクバースト、長いプリアンブルを有するアップリンクバースト、およびダイレクトリンクバーストを示す。これらのバーストの各々はプリアンブル部分400とデータペイロード部分402を含む。プリアンブル部分400はA、BおよびCで示された3つの基本的OFDMシンボルの1つ以上を含む。これらのシンボルの値は知られており、AおよびB(および望まれているなら、C)は時間領域(FFTの前にある)で回復することができる。一般に、これらのシンボルはフレームと周波数同期を確立するため、およびシンボルに従うデータのためにFFT窓を設定するために使用される。また、それらはAGC段212を制御するために採用されるかもしれない。図2Aおよび2Bの受信器では、AおよびBは時間領域で回復され、Cは周波数領域、即ちFFT後に回復される。
【００１６】
図5はRSSI(Received Signal Strength Indication、受信された信号強度表示)に基づくフレーム検出502、自動利得制御504、フレーム同期506、および周波数同期508のこれらの(知られている)プリアンブルシンボルの使用を図式的に示す。また、MACフレーム500のプリアンブル部分の概要例証が比較のために示される。
【００１７】
図6は周波数および時間領域において、48個のデータサブキャリアと４つのパイロット（および１つの未使用の、中央キャリアチャンネル608）を有するHIPERLAN2のプリアンブル系列602、パイロット信号604、およびデータ信号606の相対的な位置を示すプロット600を示す。図6から分かるように、最初の4つのOFDMシンボルがプリアンブルデータを含み、パイロット信号604がそれらのプリアンブルシンボルを搬送するように続く。しかしながら、残りの(データを担持している)サブキャリアでは、OFDMシンボル５がデータを前方へ搬送する。他のOFDM方式では、プリアンブルとパイロット位置は異なるかもしれないが(例えば、パイロットは必ずしも連続信号を含む必要はない)、同様のプロットを描くことができる。
【００１８】
OFDMがマルチパスによって引き起こされる周波数選択性フェージングの影響を軽減するために役に立つ技術であることを以前に言及した。しかしながら、特に高いデータ信号速度か特に厳しいマルチパス環境で、OFDM通信システムはまだマルチパスフェージングの影響に悩まされる。そのうえ、オフィスの小さい無線LANなどの屋内の無線環境では、限られたスペクトル利用可能性のために、同じ周波数帯に同時に作動する多くの同様のシステムがしばしば存在する。これは厳しい同一チャンネル干渉をもたらすことができる。
【００１９】
このようなマルチパスおよび同一チャンネル干渉に反抗する提案された1つの技術が、セクタ−化された送信および／または受信アンテナの使用である。カバーされるべき領域は、典型的に3、4または6の多くのセクターに分割され、1つのアンテナ(または、ダイバーシティが採用されるところではそれ以上)が各セクターのために設けられ、アンテナのパターンは主に丁度1つのセクターをそれぞれカバーするように配列される。実際にセクターアンテナの各々の主ビームが異なった方向に指向され、送信および／または受信方向を選択することによって、望ましくない方向から到達するマルチパス成分および／または共通チャンネル干渉の影響は減少されることができる。HIRERLAN 2は、例えばアクセスポイントで最大7つのセクターの使用をサポートする。HIPERLAN2環境でセクター化された切り換えアレイアンテナを使う利益のいくつかが、“Performance of HIPERLAN2 using Sectorised Antenna”A.Dufexi,S.Armour, A.Nix,P.Karlsson、およびD.Bull,IEE Electronics Letters 15th February2001, volume 37 No.4,page245に説明されている。
【００２０】
マルチパスと同一チャンネル干渉の影響を緩和するために採用される別のアプローチは、内部アンテナ間隔が約２分の１(キャリア)波長であるアンテナ素子のリニアアレイのようなビーム形成アンテナアレイを使用する。アンテナからの信号は、適切な位相と振幅重み付けで結合され、１つ以上のローブ即ちビームで結合された応答を提供する。n要素を含むアレイはn-1ビームまで提供するように配列することができる。
【００２１】
このような適応型アンテナアレイに適用される多くの異なったビーム形成アルゴリズムがあり、これらの詳細は熟練した人にとってよく知られているであろう。1つの一般的に使用されたアルゴリズムがコンスタントモジュラスアルゴリズム（Constant Modulus Algorithm(CMA)）であり、J.R.Treichler and B.G.Agee“A New Approach to Multipath Correction of Constant Modulus Signals” IEEE Trans. Acoust. Speech and Signal Process., vol.ASSP-31, No.2, page 459, 1983に記述され、引用文献としてここに組み込まれる。概してこのアルゴリズムは、結合した信号のスペクトルをほとんど平坦にするように選ばれたコスト関数に基づいてアンテナ素子からの信号を結合するため、反復して重みを決定する。重みの位相角が選ばれるので、ビームは最大の信号パワーの方向に指向され、または、代わりに受信できない点(null)が望まないマルチパス成分または共通チャンネル干渉の方向に形成される。
【００２２】
アンテナアレイ要素の適切な重みを決定することは狭い帯域のシステムでは比較的簡単であるが、OFDM受信器において、サブキャリアのグループによって占められる帯域幅が通常>1MHzかつ多くの場合>10MHzであり、単一の組の重みは全体の帯域幅に亘って最適ではなく、例えば、周波数帯の中心部でのみ有効であるかもしれない。これは、例えば、サブキャリア波長の小部分に関して、アンテナ素子間隔がOFDM周波数帯に亘って異なることの考慮から理解することができる。図1の受信器では、適応型のアレイ重みはポイント168、170または172に適用されるかもしれないが、位置168または170(FFTの前)にアレイ重みを適用することは、通常周波数帯に亘って良好な組の推定重みをもたらさない。
【００２３】
したがって、この問題の1つの解決は、ポイント172でFFTの後に重みを適用することであり、そこでは異なる組の重みを各サブキャリアに適用することができる。図7は別々の組の重みがこの方法で各サブキャリアに適用されるOFDM受信器700を示す。しかしながら、KサブキャリアとLアンテナ素子で合計K x Lの重みが決定されなければならず、それは長くてプロセッサに集中的なタスクであり、受信器に複雑さをかなり加えることが認識されるであろう。EP 0 852 407は演算上の帯域が4つの等しいサブバンドに仕切られ、1組の重みが各々のサブキャリアよりもむしろ各々のサブバンドのために計算されて、計算されるべき重みの数を減少させる配列について記述する。しかしながら、これはそれでも比較的複雑な手順であり、そのうえ、最適とは言えない結果を生じる。代替のアプローチは、Fujimoto et al,“A Novel Adaptive Array Utilizing Frequency Characteristics”，IEICE Trans. Commun.,vol. E83-B, no2 February 2000,page 371,に記述され、それは引用文献としてここに組み込まれる。この文献において、サブキャリアを分離されたFFT後はCMAを使用してFFT前の時間領域重みの単一の組を決定するために使用される。このアプローチは重み決定手順のかなりの簡素化を提供するが、まだ重みは最適とは言えない。
【００２４】
US 6,249,250は時間または周波数領域のどちらかで(しかし、両方同時ではない)使用のためのOFDM適応型アンテナ重み決定の技術を記述する。サブキャリアクラスタリングを含む他の重み決定技術は、2000年12月22日に出願された日本特許出願番号2000-391221、発明者Hidehiro Matsuoka、および“Adaptive Antenna”題する2001年3月30日に出願されたイギリス特許出願番号0108026.6に記述される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
アレイアンテナのための上述された重み計算技術はそれぞれ賛否両論があり、幾つかは複雑で手間がかかる処理の犠牲で比較的正確な重み決定を提供し、他のものは簡単でより速い重み決定アルゴリズムを持っているが、一般に乏しい重み推定値を提供する。したがって、過度の信号処理負担を課さないで良い重み推定値を提供することができる改良されたアレイアンテナおよび重み決定技術が必要である。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明によれば、それぞれ複数のサブキャリアを含む信号を受信する複数のアンテナ素子を有する、適応アンテナ（アダプティブアンテナ）のための重み（ウエイト）を決定する信号処理システムが提供され、システムは複数のアンテナ素子から信号を受信する複数の入力と、各入力からの信号を複数のサブキャリア信号に変換する各入力のための時間から周波数領域への変換器と、信号経路における時間から周波数領域への変換器の前で入力に結合され、各入力について１つ第１の組の重みを決定するように構成された第１の重み決定器と、第１の重み決定器に結合され、各入力から得られるサブキャリア信号のための周波数領域重みを含む少なくとも１つの第２の組の重みを、前記第１の組の重みの決定から決定するように構成された第２の重み決定器とを含む。
【００２７】
信号処理システムは、従来技術と比較して周波数領域における各サブキャリアのための(またはサブキャリアグループのための)重みの計算を大いに簡素化する。これは、周波数領域でのデジタルビーム形成を有する適応型アンテナを提供するパワー消費および/またはコストがかなり削減されることを順次許容する。システムはまた、周波数領域で適用されるべき付加的適応信号処理方法が必要なところでさらに改良されたシステム性能を許容するように十分にフレキシブルである。
【００２８】
一実施例において、第１の組の重みを決定する時間領域またはFFT前処理は、例えば帯域について最高の信号対干渉比を有する方向を定義する効果を有する。代わりに、1つ以上の方向が、受信されたパワーレベルの閾値を超えているそれらの方向を確認することよって決定されるかもしれない。この方向または複数の方向、またはより一般に第１の組の重みによって定義される空間的な特性またはビームパターンは、第２の組の重みについて計算するとき、望ましくは実質的に維持される。重みの第２の組または複数の組を決定するために使用されるアルゴリズムは、ビーム方向またはパターンを維持するようにねらいを定め、単純な実施例では、例えば各アレイアンテナ素子のために１つの、少数の乗算操作を含む。したがって、第２の組の重みは、第１の組の重みについて計算するとき決定させるように、各サブキャリアのアンテナビームが同じ方向を有するように選ばれる。サブキャリアが異なった周波数にあるので、重みの組の値は異なるであろう。
【００２９】
第１の重み決定器は到来方向(DoA)探知器の方向として有効に機能し、その出力は第２の重み決定器によって使用される。したがって、発明では、第１の重み決定器の機能は到来方向探知器の方向のどんな形によっても実行される。
初期のビーム方向(または複数の方向) を決定するために、簡易的には受信など様々な基準が使用されるかもしれないが、望ましくは、システムは信号対干渉比に基づく方向(または複数の方向)を決定するように第１の重み決定器を使用する。これは、比較的大きい受信パワーレベルを持つ同一チャンネル干渉を区別するのを助ける。第１の重み決定器は多重経路および/または同一チャンネル干渉にヌルを向けるように、すなわち１つ以上のメインローブよりむしろ1つ以上のヌルを有するように最良に特徴付けられたアンテナ応答パターンにねらいをつける一組の重みを決定するかもしれない。しかしながら、この実施例は、減衰させる多数の多重経路コンポーネントがある、特に広帯域のシステムにおいて望ましくないが、一般に言って1つまたはいくつかのローブのみが最良の信号対干渉比を有する信号を選ぶのに役立つであろう。第１の組の重みは、信号対干渉比が落ちるのに従って増加するコスト関数を最小にすることによって通常決定される。
【００３０】
信号処理システムは、アクセスポイントまたは基地局、あるいは移動端末、例えば、モバイルターミナルに適用されるかもしれない。システムはハードウェア、例えば、シリコン、またはソフトウェア、あるいかそれら2つの組み合わせで実施されるかもしれない。サブキャリアは望ましくは実質的に互いに直交であるが、サブキャリアが重ならないシステムでも採用され、その結果、直交である必要はない。しかしながら、システムは特にOFDM（直交周波数分割多重化）信号処理に適する。
【００３１】
第２の重み決定器は望ましくは第１の組の重みから第２の組の重みを計算するが、実施例では代わりに中間的計算から結果を使用するかもしれず、この場合、使用可能な第１の組の重みを決定するために計算を完了する必要はないかもしれない。１つの第２の組の重みが望ましくは各サブキャリア信号のために供給される(一組の重みがサブキャリアの各バージョンのための重みを含み、1つのバージョンが各アンテナ素子からの信号から得られる)が、まだ一層の簡易化された計算が要求されるところでは、サブキャリアのグループが重みの組を共有してもよい。したがって、サブキャリアは各々第２の組の重みを有する複数のグループに配列されるかもしれない。しかしながら、第２の組の重みにおける各重みは一般に、すべてのアレイアンテナ素子から受信された信号から得られるであろう。望ましくは、第２の組の重みは各アンテナ素子からの信号から決定されるチャンネル推定値によって変更される。
【００３２】
実施例では、各サブキャリアのためのすべての信号は、第２の組の重みからの重みの1つによって重み付けした後に結合される。このようにして、例えば、各アンテナ素子から得られる第１のキャリアの重み付けされたバージョンは結合されて、結合された第１のサブキャリア出力を提供し、残っているサブキャリアは同様に結合される。サブキャリアの１つまたはグループが他のサブキャリアの品質、例えば信号対干渉比、よりかなり劣った品質を有するところでは、FFT後狭帯域型ビーム形成アルゴリズムが１つ(またはグループ)のサブキャリアに別々に使用されてもよい。これのための技術は、関連する場合において、2001年3月30日に現出願人により申請されたイギリス特許出願番号0108026.6“Adaptive Antenna”にさらに記述されており、その内容は引用文献としてここに組み込まれる。
【００３３】
望ましくは、第１の重み決定器は、デジタルビーム形成またはビーム追従アルゴリズムのような、アンテナの方向の応答を制御するDOA検出アルゴリズムを実施する。アンテナ素子が指向性である実施例では、DOA検出は単にパワーまたは信号対干渉比の閾値に基づく1つのアンテナ素子選択で構成されるかもしれない。
【００３４】
発明の好ましい実施例は信号と干渉探知器を組み込み、それは別々の信号と干渉出力、または例えば信号対干渉比を含む結合された出力を提供するかもしれない。望ましくは、信号と干渉探知器は時間領域で作動し、それは典型的にOFDM信号のためのフーリエ変換によって、受信された信号が時間領域から周波数領域へ変換される前である。１つの信号と干渉探知器が各アンテナ素子について備えられ、または単一の信号と干渉探知器が例えば時間多重化ベースで要素間で共有されるかもしれない。
【００３５】
望ましくは、信号と干渉探知器は相関技術を使用して所望の信号と非所望の干渉の強度を決定する。受信された信号の知られている部分は所望の信号強度を決定するため基準信号と相関され、また干渉強度を決定するため基準信号に直交する信号と相関される。受信された信号の知られている部分は、例えば疑似雑音系列などのプリアンブル系列を含むかもしれない。相関は時間領域で実行され、すなわち、相関は2つのOFDMシンボルの間で実行され、したがって逆フーリエ変換が相関の前に知られている(プリアンブルか疑似雑音)データに実行される。したがって、望ましくはアンテナ素子選択器が信号発生器を含み、基準信号と基準信号に直交する信号を発生させるが、適切な基準が受信されたデータから抽出されるかもしれないのでこれは不可欠でない。
【００３６】
信号処理システムは角度ダイバーシティ受信のための手段を組み込んでもよく、それは異なる方向から受信された高い信号対干渉比を有する信号を結合する。したがって、複数の第２の組の重みが各サブキャリアと各ビーム方向について決定され、次に、各方向から受信された対応するサブキャリアがダイバーシティ受信技術を使用して結合されるかもしれない。以前に説明されたように、FFT後サブキャリア重みはビーム方向を定義するのに使用されるFFT前重み決定から得られるかもしれない。
【００３７】
いくつかの場合、入って来るOFDM信号を複数のサブバンドに分割することが好ましく、各サブバンドは望ましくは複数のサブキャリアを含む。そして、別々のFFT前重み計算は各サブバンドについてなされ、それは特に受信器応答が興味のある帯域幅に亘って平坦でないところで、FFT後重み決定における改良された精度を許容する。したがって望ましくは、複数のサブキャリアが各サブバンドに割り当てられ、サブバンド内のサブキャリアのFFT後重みがそのサブバンドについて決定されたFFT前重みを使用する。信号処理システムはOFDM信号帯域幅を、例えばOFDMパイロット信号に基づくサブバンドに細分するための手段を含んでもよい。
【００３８】
関連する態様において、発明はアンテナが複数のサブキャリアを含む信号をそれぞれ受信するために複数のアンテナ素子を有し、適応型アンテナのための重みを決定する方法を提供し、方法は複数のアンテナ素子から複数の信号を受信し、複数の受信された信号の各々を複数のサブキャリア信号に変換し、各受信された信号について1つずつ第1の組の重みを決定し、第１の組の重みの決定を使用して、前記受信された信号入力信号の各々から得られるサブキャリア信号の周波数領域重みを含む少なくとも１つの第２の組の重みを決定することを含む。
【００３９】
発明はまた複数のアンテナ素子を含むOFDMアンテナのための適応型ビーム形成の方法を提供し、方法は第１のビーム形成アルゴリズムを時間領域に適用して、少なくとも１つのアンテナビーム方向を決定し、周波数領域におけるアプリケーションのために一組の重みを少なくとも1つのサブキャリアのバージョンに対して計算し、サブキャリアの各バージョンはアンテナ素子の対応する1つによって受信され、重みの組は少なくとも１つのアンテナビーム方向を使用して計算されることを含む。
【００４０】
発明はさらに複数のサブキャリアを含む直交周波数分割多重化(OFDM)信号を受信するためのアレイアンテナの重みを計算する方法を提供し、方法は時間領域において、アレイアンテナでOFDM信号の到来方向を決定し、到来方向を使用して周波数領域において、OFDM信号のサブキャリアへのアプリケーションのために少なくとも一組の重みを計算することを含む。
【００４１】
ここで“時間領域”は時間から周波数へ、即ちフーリエ変換に先行する信号経路の部分について言及するのに使用され、“周波数領域”は時間から周波数へ、即ち受信されたOFDM信号のフーリエ変換の後に続く信号経路の部分について言及するのに使用される。
【００４２】
関連する態様において、発明は上で説明された信号処理システムおよび方法を実施するためのプロセッサ制御コードを担持している担体を提供する。このプロセッサ制御コードは、例えばディジタル信号プロセッサを制御するためのコンピュータプログラムコード、または選択器あるいは方法を実施するための汎用の集積回路に設定する複数のレジスタ値などの他のコードを含んでもよい。データ担体はハードまたはフロッピー（登録商標）ディスク、CD-またはDVD-ROM、読み出し専用メモリのようなプログラムされたメモリ、あるいは光学的または電気的信号担体のような記憶媒体を含む。また、熟練した人は、制御コードが例えばネットワークのような複数の結合された構成要素間に分配されるかもしれないことを認識するであろう。また熟練した人は、発明が専用ハードウェアとソフトウェアで実行される機能の組み合わせによって実施されることを認めるであろう。
【００４３】
発明のこれらおよび他の態様は、添付図面を参照して、例示のみの方法でさらに記述される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
図8を参照すると、OFDM受信器の適応型アンテナの重みを計算するアンテナ処理システム800の概要ダイヤグラムを示す。
アレイアンテナ802は４つの802a、b、c、dが示されるn指向性アンテナ素子を含む。それぞれのアンテナ素子はダウンコンバータ 804a-dと結合され、これらのダウンコンバータは順次一組の高速フーリエ変換(FFT)ブロック806a-dのための受信された信号入力を提供する。したがって、信号処理アーキテクチャーのこの点までは、事実上それぞれのアンテナ素子802について従来のOFDM受信器フロントエンドに存在する。各FFTブロック806は各サブキャリアに1つである複数の周波数領域出力を提供する。簡単化のために、図8は4つのサブキャリアだけの出力を示すが、実際には、通常そのような10以上のサブキャリアが、しばしば100以上のサブキャリアが、ときには1,000以上のサブキャリアが存在する。
【００４５】
図8において、線808a-dはそれぞれアンテナ素子802a-dから受信された信号から得られる第１のサブキャリアのバージョンに関する周波数領域信号を搬送する。同様に、線810a-bはそれぞれのアンテナ素子802a-dからの第2のサブキャリアのバージョンを搬送し、線812a-dはこれらのアンテナ素子からの第3のサブキャリア信号を搬送し、線814a-dはアンテナ素子802a-dの各々からの信号から1つの第4のサブキャリアのバージョンを搬送する。それぞれのサブキャリアの各組はそれらの組み合わせの前にサブキャリアバージョンに重みを加えるために乗算器の関連する組を有する。第１のサブキャリアの場合では、乗算器816a-dは第１のサブキャリアの重み付けされたこれらのバージョンを合計器818で合計する前に、適切な重みにより各アンテナ素子からの第１のサブキャリアのバージョンを乗算するように提供される。同様に、乗算器820a-dは線814a-dの第4のサブキャリアに重みを適用するために提供され、第4のサブキャリアの重み付けされたバージョンは合計器822により結合される。一組の乗算器および１つの対応する合計器はOFDM信号のそれぞれのサブキャリアのバージョンの各組について備えられるが、簡単化のために、第１と第4のサブキャリアのための合計器だけが図8に示される。
【００４６】
サブキャリアの各バージョンに乗算している重みは、一般に振幅と位相を含む複素数である。重みの値は、最も大きい受信された信号パワーを有する、好ましくは最も大きい信号対干渉比を有する方向(または、複数の方向)へ向かって指向している1つ以上のビームまたはローブと応答するアンテナを提供するように選択される。
【００４７】
ただ1つの信号経路と1つの干渉経路だけを有する理想的な狭帯域のシステムにとって、適応型のアレイアンテナ処理システムが単一組の重みを採用して空間的な領域への干渉をゼロにすることによって、所望の信号を最大にすることは簡単である。しかしながら、関連周波数帯域が比較的広いところでは、全体の帯域にまたがる単一組の係数だけの適用は、周波数帯域に亘って変化するアンテナの空間的な応答をもたらす。この問題を扱う通常の方法は、狭帯域信号としてOFDMシステムで個別に各サブキャリアを扱って、従って、乗算器816および820のための重みを計算することである。しかしながら、このアプローチは複雑であって、プロセッサ集中的である。
【００４８】
出願人は、理論上、サブキャリア(またはサブバンド)の重みが、干渉を緩和するために各サブキャリアの周波数でアンテナの空間的な特性を再生させるように選ばれるべきであると認識した。この方法で見られるとき、空間的な情報の使用が繰り返されるので、即ち、各サブキャリア周波数での空間的な特性が理想的に同じであるべきであるので、各サブキャリアまたはサブキャリアのグループ(即ち、サブバンド)のための別々の組の重みの計算が最初から不要であると認識されることができる。したがって、重みが段階的に計算され、その第1段階でアンテナの要求される空間的な応答が決定され、その第2段階として各サブキャリア(またはサブキャリアのグループ)のバージョンのための重みの組が、所望の空間的な応答を使用させて決定されるなら、信号処理システムは簡素化することができる。
【００４９】
図8の配列では、以下でさらに説明されるように、時間領域の処理が適応型のアンテナに要求される大体の空間的な応答を決定するために使用され、この処理により決定される重みの組は、次に、各サブキャリアに適切な一組の重みを提供するように変更される。これは従来技術の重み計算処理で存在している冗長性をかなり低減する。
【００５０】
再び図8を参照すると、FFTブロック806a-dへの信号入力が他の一組の乗算器826a-dに入力を供給するように点824a-dでタップを出される。乗算器からの出力は合計器828により結合され、入力830で通常のビーム追従アルゴリズム832に提供する。ビーム追従アルゴリズムは、各アンテナ素子802a-dあたり1つの、乗算器826a-dへの入力のための重みを含む一組の出力834を提供する。この方法において、通常のビーム追従アルゴリズムが、FFT動作に先だって各アンテナ素子からの広帯域、時間領域OFDM信号に適用される。
【００５１】
時間領域の適応型のアンテナ処理は、アンテナビームパターンを制御することによりどんな干渉からも所望の信号を空間的に分離することを目的とする。 到来方向(DoA)情報は、狭帯域のシステムにおけるDoA決定に用いられるのと同じ通常のアルゴリズムと手順を採用することにより決定することができる。そのような方法はフーリエ法(FM)、最小二乗平均(LMS)法、MUSIC法、およびESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)法を含んでいる。
【００５２】
アルゴリズム832の目的は、多重経路の存在において、1つの信号または信号のグループの到来方向を探知して、干渉と信号を空間的に分離することである。信号と干渉の空間的な特徴化が適切な周波数帯域に亘ってほぼ一定であるという仮定がなされる。この仮定をすると、各サブキャリア(またはサブキャリアのグループ)の重みまたは係数のマトリクスは、実質的にアンテナの空間的な特性を維持するために周波数領域で計算することができる。
【００５３】
好ましい実施例では、アンテナビーム追従は受信されたパワーの絶対レベルよりむしろ決定された信号対干渉比に基づく。そのような信号対干渉比は、以下により詳細に説明されるように、既知の受信信号と相関しているOFDM信号のプリアンブル部分のような知られた送信データ系列を利用することにより計算されるかもしれない。この理由のため、信号処理システムは、送信されるとき、望ましくは知られている系列のバージョンを提供するために信号発生器836を含む。ビーム追従アルゴリズムは、信号対干渉比を最大にする(または、代わりに干渉対信号比を最小にする)ように選ばれるかもしれず、例えば、引用文献としてここに組み込まれる、M Fujimoto,N Kikuma and N Inagaki, “Performance of CMA adaptive array optimized by Marquardt method for suppressing multipath waves” IEICE Trans. vol. J74-B-II,no. 11, 1991,page 599に記述されている。OFDMデータフレームの始めのプリアンブルに基づく信号対干渉比の測定値が連続した測定値でないので、所望の信号と干渉(それは振幅と位相である)のためのチャンネルが疑似静的であるという仮定がなされる。
【００５４】
図9Aを参照すると、図8の信号処理システムのための例示的信号および干渉検出器900を示す。線903上の入力信号は第1と第2の相互相関器901、902に提供され、その出力は信号強度検出器904および干渉強度検出器906にそれぞれ供給され、信号対干渉強度比を計算するため信号908および干渉910強度出力を供給する。相互相関器901は、例えばパケット化されたデータフレームプリアンブル系列から発生された時間領域OFDM信号を含んでいる既知の基準信号と入力信号を相互相関する。相互相関器902は、既知の基準信号に少なくとも部分的に直交する信号と入力信号を相互相関し、その結果、以下により詳細に説明されるように入力信号から干渉成分を抽出する。ここに、基準信号はプリアンブルデータ系列から引き出され、信号および干渉強度検出器900の出力はプリアンブル系列が存在するときのみ有効になるであろう。この場合、相互相関器901、902は、プリアンブル系列が存在する間の時間ウィンドウ上で作動するように配列されてもよい。時間ウィンドウは、例えばFFTウィンドウ制御処理（図８に示されない）のような同期処理により決定されるかもしれない。代わりに知られているデータ系列を送信している1つ以上のパイロット信号が、実質的に絶え間なく受信された信号から抽出されて、相互相関の処理で使用されてもよい。
【００５５】
図9Bは基準および直交基準信号912、914を提供するための例示的信号発生器920を示す。信号発生器920は、図示された例において、プリアンブル系列924とプリアンブル系列に直交する信号926を発生するようにプリアンブル系列発生器922を含む。これらの2つの信号は次に、IFFT 928により逆高速フーリエ変換され基準信号912および914を提供する。HIPERLAN2システムにおいて、プリアンブル系列pは、初期にすべて１の状態を有する多項式、s(x)=x７ + x４ + 1を使用し、すべての“１”を−１に、およびすべての“０”を１に置換することにより発生されるかもしれない。
【００５６】
信号および干渉検出器の動作は、信号(R + I)を考慮することにより理解され、ここにRは知られている基準シンボルであり、Iは干渉寄与である。Rと(R + I)の相関関係がR２であり、すなわち、基準信号および干渉間の相互相関が低いと仮定して、結果は必要とされる信号強度の基準である。Rに直交する信号であるR＊と(R + I)との間の相互相関は、RとR＊の相互相関が定義上ゼロであるので、R＊とIの相互相関に等しい。R＊とIの相互相関は干渉強度の基準である。したがって、信号および干渉強度検出器900からの出力は信号対干渉比の形を計算するのに使用することができ、次に、信号対干渉比はビーム追従アルゴリズム832により使用され、最小の干渉で受信された信号を必要とされる信号へ向けて1つ以上のアンテナビームを指向する。
【００５７】
２つの直交系列の相関関係は数学の用語でゼロ値相関関係と呼ばれ、
【００５８】
【数１】
2005520400.tif 000003
ここに、ａｉは第１の相関系列であり、ｂｉは第２の相関系列である(両方とも長さN)。第２の相関系列が雑音または同一チャンネル干渉あるいはマルチパス干渉で相関されるとき、結果は非ゼロである。系列ａｉが例えば、プリアンブルでデータフレームに挿入される。ゼロ値相関系列をフォーマットする1つの方法が一対の高い相関系列から来ている。高い相関系列は特性を有する：
【００５９】
【数２】
2005520400.tif 000004
この種の対を結合することにより、ゼロ値相関系列を定義することができる。全体の受信信号エネルギーは受信電力を計算することによって見いだされ、非所望の干渉エネルギーのレベルの1つの基準がゼロ値相関信号のピークレベルによって示される。
【００６０】
信号と干渉検出動作はデータ受信の始めおよび/またはあらゆる連続したパケット、またはフレーム毎に実行されるかもしれない。ビーム形成アプローチはフレキシブルなビームパターンと、ここでは3つ以上の要素からの信号が多重方向ローブに結合されることを許容する。適当なビーム形成方法は、引用文献としてここに組み込まれる、J.E.Hudson,“Adaptive Array Principles”Peter Peregrinus Limited, 1981により詳細に記述される。
【００６１】
再び図8を参照すると、ビーム追従アルゴリズム832からの線834の重みは周波数領域(即ち、FFT後) 重み計算手順838に提供される。また、手順838への入力はチャンネル情報計算ブロック840からのチャンネル情報である。チャンネル情報ブロック840はFFT手順806a-dからの入力を有し、各サブキャリアの振幅と位相値を提供する。熟練した者は気付くように、多くの従来のチャンネル推定技術は、例えば、1つ以上の知られているOFDMトレーニングシンボルおよび/またはパイロットサブキャリアを含むプリアンブルの使用に基づいてOFDMのために存在している。
【００６２】
係数計算手順838のための重みは、図8において例示的乗算器816a-dと820a-dにより、各サブキャリアの各バージョンに適用される重みを決定する。しかしながら、周波数領域の重みは、簡単なマトリクス乗算で十分である時間領域において決定されたのと同じ物理的な方向(または複数の方向)を再生させるために選ばれるので、アルゴリズム832のような繰り返し処理を適用する必要性がない。したがって、例えば、8つの素子を有するアレイアンテナは8つの乗算器だけが必要である。
【００６３】
FFT前での到来方向(DoA)計算は、各アレイアンテナ素子間の距離がほぼ半波長であることを前提として一組の重みを決定する。この仮定は1つの周波数、通常中心周波数で正しいが、この周波数の何れかの側で要素間隔はもはや半分の波長ではない。したがって、重みの組が要求される波長において、アンテナアレイ要素間隔(波長単位)に基づく再計算によって重みは調整されるかもしれない。一実施例では、この計算は手順838によって実行される。熟練した者は、各サブキャリアのための一組の重みの決定がどんな1つの特定のマトリクス方程式を利用する必要がないことを理解するであろう。
【００６４】
各サブキャリアのための重みの組はデマルチプレクサ840によって抽出され、図8において乗算器816a-dと820a-dに(複素数)入力を供給する。図8の機能的な要素がハードウェアかソフトウェアのいずれかで実施されることが認識されるであろう。一般にダウンコンバータ804はハードウェアで実行されて、それに続いて、受信された信号はアナログデジタル変換器(示されない)によってデジタル化され、好ましくは信号処理の残りはデジタル領域で行われる。したがって、要素806-840の機能は一般にディジタル信号処理集積回路、しばしば無線アプリケーションに適合したDSPで実行するソフトウェアによって実施されるであろう。
【００６５】
FFT前重みからFFT後重みへ推定するための上で説明された方法は、広帯域OFDM信号に亘ってほぼ線形な受信器応答を仮定する。しかしながら、実際にはこの仮定は、受信チェーンが典型的に完全に平坦でない場合に、増幅器および他の信号処理要素の周波数応答として必ずしも完全に本当であるというわけではない。例えば、増幅器は5GHzで10dBの利得を提供するが、4.5GHzと5.5GHzで7dBの利得しか提供しないかもしれない。したがって、広帯域チャンネルに亘って応答のそのような利得および他の変化を補償する手段を提供することが望ましい。これは、広帯域OFDMチャンネルを複数のサブバンドに分割し、以前に説明されたように到来方向に基づいて、各サブバンドの一組の重みをFFT前領域で決定することによりすることができる。それぞれ重みのこれらの組は、FFT後領域で使用するため、各サブキャリアをサブバンドの1つに割り当てることによって重みを引き出すように使用されることができる。一般にこれらのサブバンドの各々が複数のサブキャリア、例えば100のサブキャリアを含むので、事実上、広帯域OFDM信号は細分されており、かつ各サブバンドで適用された上述の技術であることが認識されるであろう。したがって、例えば、広帯域OFDM信号は4から10のサブバンドに細分され、その結果、FFT前重みの異なる組がこれらの各サブバンドについて計算されることができるかもしれない。このように、広帯域の帯域幅に亘って単一組の重みの適用性の厳格な仮定なしに、各サブバンドが通常多くの10のサブキャリア含むので、FFT後重み計算の重荷はさらにかなり減少している。サブバンドは静的あるいは動的に割り当てられ、例えばOFDM信号の中のパイロット周波数に基づくかもしれない。
【００６６】
以下の式3は、１つのビーム方向、方向Iについて重みベクトルVweightsのフォーマットを示す。第１のビーム方向はi=1によって表示され、第2のビーム方向はi=2のように表示される。一つ以上のDOAが定義される上述の技術の応用が以下に図10と11に関してより詳細に議論される。
【００６７】
式3において、上付き文字fはサブバンドの1つの周波数を示し、したがってf1は第１のサブバンドの周波数を示し、fmはm番目のサブバンドの周波数を示す。添字1からnはアンテナアレイ要素を表示する。したがって、例えば、XXXは第１のサブバンドの中心周波数における第１のアンテナ素子のFFT前の重みを示し、ｉ番目に形成されたビームについて以下に示す。
【００６８】
【数３】
2005520400.tif 000005
図10を参照すると、これはFFT前のデジタルビーム形成(DBF)とFFT後のダイバーシティを有するOFDM受信器1000の構造を示し、図11の受信器の動作を理解するのに役立つ。図10のハイブリッド構造はそれぞれ高い信号対干渉比を有する方向に、2つのビームを形成するための時間領域DoA 1002とDBF 1004処理を含む。図8の配列のように、n要素を有するアレイアンテナが採用され、そのためn-1方向まで定義されるかもしれないが、図10の配列では、2つの方向だけが定義される。DoA処理1002はフーリエ方法に基づいており、狭い帯域のシステムのためにそれに対応する方法で作動する。
【００６９】
図10の配列において、DoA 1002処理とDBF 1004処理は2組の重み1006、1008を発生させるようにFFT前領域で作動し、各アンテナ素子からの信号とそれぞれの組で乗算1010、1012し、その結果、信号の合計1014、1016の後2つの別々なビーム方向が定義される。これらの各ビーム方向からの信号1018、1020は、次に通常の方法でFFT処理1022、1024され、各ビーム方向からのサブキャリアの1組である、複数のサブキャリア信号1026、1028の2組を提供する。サブキャリアが角度ダイバーシティ処理1034にしたがって重み付け1030、1032され、各ビーム方向からの各サブキャリアのバージョンを合計1036することによりダイバーシティ結合される。サブキャリアは次に通常の方法で処理1038される。一般にサブキャリア重み付け1030、1032が振幅と位相値の両方を含む複素数であることが理解されるであろう。
【００７０】
図11を参照すると、図8のものと概ね似ているが、図10の受信器で示された線に沿って角度ダイバーシティを組み込んでいる受信器構造1100を示す。破線1102の上の受信器1100の部分が図8の受信器800に概ね対応している。したがって、同様な要素には同様な参照数字が与えられ、特に、DoAおよびDBF処理ブロックが図8のビーム追従処理832に対応する。しかしながら図8と対照的に、かつ図10と同様に、これらの処理ブロックは、第１および第２ビームを定義する2組の重みベクトル1104、1106を計算する。重みベクトル1104は図8の配列と対応する方法で計算されて、第１のビームを定義するが、さらに、第２の重みベクトル1106がまた到来の第２のビーム方向を定義するように決定される。これは重み1108によって図式的に示されるが、DoA処理832への単一の入力が1つ以上のビーム方向を決定するために十分であるので、アレイアンテナ素子802からの概念的に示された信号が、第２の重みベクトル1106により重み付けされるとき、DoAとDBF処理により必要とされることが注目される。前と同様に、ビーム方向が信号対干渉比を最大にするように決定され、その結果、2つの重みベクトル1104、1106が望ましくはそれぞれ高い信号対干渉比を有するビーム方向、例えば最も高いおよび次の最も高い信号対干渉比を有する方向を定義する。図11の配列が2つの異なったビーム方向を決定するだけであるが、ダイバーシティ受信は、nをアンテナ素子の数とすると、n-1方向まで複数のこのようなビーム方向を採用することができることが認識されるであろう。
【００７１】
前に説明されたように、2つの重みベクトル1104および1106は、各ビーム方向処理の中の各サブキャリアについて、一組のFFT後重みを発生させるようにそれぞれ使用される。したがって、破線1102より下に、受信器は図8の受信器に対応する要素816'、818'、840'が設けられるが、それらは簡潔化のために説明は省く。このようにして一組のサブキャリア信号1109、1110は各ビーム方向を得られる（簡単化のため3つのサブキャリア信号だけが図11で示される）。これらは、ダイバーシティ処理装置1116により決定された（複素数）重みを適用することにより各乗算器1112、1114を使用して重み付けされ、ダイバーシティ処理装置1116は図10のダイバーシティ処理装置1034と概ね同様の方法で作動する。1つのビーム方向からの各重み付けされたサブキャリアは、次に合計器1118で1つ以上の定義されたビーム方向からのその相対部分と結合され、通常の方法でさらに処理する前に、並列/直列変換1120を行って、解読するためのデータ出力1122を提供する。簡単化のため、図11Aと11Bは2つのビーム方向に必要な処理を示すが、2つ以上のビーム方向からのサブキャリアがより優れたダイバーシティ利得で結合されることが認識されるであろう。
【００７２】
発明は受信器に関して説明されたが、熟練した者は、いったん一組(または複数組)の重みが周波数領域で決定されたなら、この同じ組(または複数組)の重みが信号を送信するとき適用されるかもしれないことを認識するであろう。言い換えれば、無線チャンネルに係わる限り、送信および受信が対称であるので、重みは共同チャンネル干渉を緩和する送信アンテナの空間的なパターンを提供するために採用されてもよい。これは特に、例えば、時分割デュプレックス(TDD)システムにおける送信と受信が同じ周波数である場合である。
【００７３】
疑いなく複数の効果的な代替手段が熟練した人に思い浮かぶであろうが、発明は記述された実施例に制限されることなく、付属請求項の精神と範囲内での変更を包含する。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１Ａ】OFDM記号を示す。
【図１Ｂ】例示的OFDM送信器を示す。
【図２Ａ】受信器フロントエンドを示す。
【図２Ｂ】HIPERLAN2 OFDM受信器の信号処理ブロックを示す。
【図３】パケットデータ通信システムの例示的メディアアクセス制御フレームを示す。
【図４Ａ】放送バーストを示す。
【図４Ｂ】ダウンリンクバーストを示す。
【図４Ｃ】短いプリアンブルを有するアップリンクバーストを示す。
【図４Ｄ】長いプリアンブルを有するアップリンクバーストを示す。
【図４Ｅ】HIPERLAN2の物理層信号のダイレクトリンクバーストを示す。
【図５】移動端末OFDM受信器におけるHIPERLAN2放送バーストのプリアンブル部分の使用を図式的に示す。
【図６】プリアンブルとパイロット信号を含むHIPERLAN2 OFDM信号の周波数-時間プロットを示す。
【図７】別々の組の重みが周波数領域における各々のサブキャリアに適用されるOFDM受信器を示す。
【図８】本発明の実施例によるアンテナ信号処理システムの概要ダイヤグラムを示す。
【図９Ａ】信号および干渉検出器の概要ダイヤグラムを示す。
【図９Ｂ】図９Ａの信号および干渉検出器のための信号発生器の概要ダイヤグラムを示す。
【図１０】FFT前デジタルビーム形成およびFFT後ダイバーシティを有するOFDM受信器のアーキテクチャを示す。
【図１１Ａ】本発明の実施例によるビーム方向ダイバーシティ受信のためのOFDM受信器を示す。
【図１１Ｂ】本発明の実施例によるビーム方向ダイバーシティ受信のためのOFDM受信器を示す。
【符号の説明】
【００７５】
800…信号処理システム  900…信号および干渉検出器  920…信号発生器1000…OFDM受信器  1100…受信器構造
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【国際調査報告】
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