(57)【要約】低周波入力電力を受け、この電力を前記入力電力のピークより高い電圧における直流電力に変換し、出力電力を整流子段から供給する電子変換器。入力段におけるパワー半導体装置におけるロスレススイッチングを、これらの装置の電流端子の両端間の電圧がゼロになる瞬時において各々の装置をターンオンすることによって達成する。入力回路の主インダクタを流れる電流は、三角波であり、少なくともいくつかの高周波サイクル中、実質的に単方向である。ロスレススイッチングを保証するために、前記入力回路の主インダクタを流れる電流を、スイッチング前に短く逆転させてもよい。電子アークランプバラストとしての使用に関して、整流子段もロスレススイッチングを使用し、出力インダクタを流れる実質的に単方向の三角波電流を周期的に逆転する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
低周波電力を受け、前記低周波電力のピーク電圧より高い周波数における整流された出力を有する半導体入力段パワースイッチング装置を具える入力段と、
前記整流された出力に接続され、負荷に結合する出力部を有する少なくとも１つの半導体出力パワースイッチング装置を具える整流子段とを具える高周波電力変換器回路において、
すべての前記パワースイッチング装置のロスレススイッチングを与える手段をさらに具えることを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波電力変換器回路において、前記入力段が、２つの信号線の間に直列に接続された２つの前記入力段パワースイッチング装置を有し、
前記手段が、容量分圧器及びブーストインダクタを具え、
前記容量分圧器が、前記信号線の一方に接続された第１端と、前記信号線の他方に接続された第２端と、中間接続部とを有し、
前記ブーストインダクタを、前記中間接続部と、前記２つの入力段パワースイッチング装置の間のノードとの間に接続したことを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項３】
請求項２に記載の高周波電力変換器回路において、前記手段が、前記ブーストインダクタを流れる電流が極性を変化したときを検出する第１検出素子と、ブーストインダクタ電流の極性の変化に応じて前記入力段パワースイッチング装置のうち１つをスイッチオンするブースト制御回路とをさらに具えることを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項４】
請求項３に記載の高周波電力変換器回路において、正直流バス及び負直流バスをさらに具え、前記少なくとも１つの出力パワースイッチング装置を前記２本のバス間に接続し、
前記第１検出素子を、前記信号線のうち１本と前記２本のバスのうち１本との間に接続したことを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項５】
請求項４に記載の高周波電力変換器回路において、前記検出素子が抵抗であることを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項６】
請求項１に記載の高周波電力変換器回路において、前記整流された出力を接続した正直流バス及び負直流バスをさらに具え、前記整流子段が、
前記２本のバス間に直列に接続され、間に出力ノードを有する２つの前記半導体出力パワースイッチング装置と、
高周波インダクタ及び負荷接続部を具え、前記出力ノードと前記バスのうち少なくとも一方との間に接続された直列回路と、
前記高周波インダクタを流れる電流がほぼゼロのときを決定する検出装置をさらに具える前記手段とを具えることを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項７】
請求項６に記載の高周波電力変換器回路において、前記検出装置が可飽和インダクタを具え、
前記整流子段が、前記可飽和インダクタのインピーダンスにおける上昇に応じて前記出力パワースイッチング装置のうち１つをスイッチオンする出力制御回路をさらに具えることを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項８】
請求項７に記載の高周波電力変換器回路において、前記可飽和インダクタが二次巻線を有する可飽和変圧器の一部であり、前記二次巻線を前記出力制御回路に接続したことを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項９】
請求項６に記載の高周波電力変換器回路において、前記直列回路が、前記負荷接続部間に接続された平滑化キャパシタを含み、
前記整流子段が、前記出力パワースイッチング装置のスイッチングを制御する出力制御回路をさらに具え、前記出力制御回路が、前記出力インダクタを流れる電流を、複数のスイッチングサイクル中にある方向において流し、次に、同数のスイッチングサイクル中に反対方向において流し、
これによって、前記平滑化キャパシタの両端間の電圧が、前記出力インダクタ電流の流れの方向が逆転した場合、極性を逆転することを特徴とする高周波電力変換器回路。
【請求項１０】
請求項１ないし９のいずれか１項に記載の高周波電力変換器回路を具える電子ランプバラスト。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低周波入力電力を受け、これを入力電圧のピークより高い電圧における直流電力に変換し、全波又は半ブリッジ出力変換器から出力電圧を提供する電子変換器回路に関する。多くの電子ランプバラストは、この種の装置の一例である。
【背景技術】
【０００２】
図１は、各々の機能に関する別個の段を有する先行技術の変換器の単純化した図式的な図である。ブースト変換器１１は、入力電力における力率補正を与え、慣例的な全波整流器からのピーク出力より高い直流出力を有する。ＥＭＩフィルタ１３は、前記ブースト変換器からの高周波ノイズを、入力電力線へ通電し戻すことによって妨げる。ダウン変換器１４は、前記ブースト変換器出力を、全ブリッジ負荷整流子又はインバータ１５への入力に関して所望のレベルに調和させる。コントローラ１６は、前記ブースト変換器におけるスイッチング周波数又は回数を制御し、前記入力電流をできるだけ正弦波に保ち、コントローラ１７は、前記ダウン変換器におけるスイッチングを、前記負荷整流子又はインバータによって流される電流に応じて調節し、コントローラ１８は、整流子１５の周波数及び／又はスイッチング回数を負荷の必要性に適合するように設定する。
【０００３】
図２は、本発明者による米国特許第６２２５７５５号明細書から既知の単純化した回路を有する高力率変換器の図式的な図である。この特許の出力変換器は、出力装置がオンとオフに交互に切り替わる代表的なインバータのようには動作しない。むしろ、ある出力電力スイッチング装置ＨＦ３を、明記可能な期間、高周波パルス幅変調装置にしたがってオンとオフに交互に切り替え、他の出力電力スイッチング装置ＨＦ４を、前記明記可能な期間同様に切り替え、出力におけるキャパシタＣ２の両端間の電圧が低周波方形波であるようにする。この変換器は、したがって、好適には数１０キロヘルツの範囲における周波数において駆動すべきでない高輝度放電（ＨＩＤ）ランプを駆動するのに好適である。
【０００４】
米国特許第６２２５７５５号明細書は、入力スイッチＨＦ１及びＨＦ２と出力スイッチＨＦ３及びＨＦ４の電流及び電圧切り替え条件をはっきりと記述していない。むしろ、前記入力スイッチを、高周波パルス幅変調装置において制御して入力インダクタ電流を主電圧信号と同相になるように整形するように記述し、前記出力スイッチを、高周波パルス変調装置において制御してインダクタＬ２を流れる電流信号を低周波方形波のように整形するように記述している。前記出力スイッチを動作する周波数を、指定された周波数としてもよい。前記方形波の一方の出力極性中、前記出力スイッチの一方は、その半サイクル中非アクティブ化される他方のスイッチの両端間に所望の平均電圧を発生するように選択された高周波デューティ比を有する。
【０００５】
当業者は、前記入力変換器を連続導通モード（ＣＣＭ）の下で動作した場合、前記スイッチが、高周波スイッチングサイクル中、インダクタ電流が連続のままで、決してゼロに達しないように動作することを理解するであろう。前記電流は、依然として直線的に増大し、直線的に減少するが、この高周波成分は、通常、前記インダクタ電流の平均値と比較して非常に小さい。
【０００６】
前記バラストを不連続導通モード（ＤＣＭ）において動作する場合、前記スイッチを、高周波サイクル中、前記インダクタ電流が最初に直線的に増大し、次に直線的にゼロに減少するように動作する。このとき前記電流は、前記高周波スイッチングサイクルが再開する前の期間中、ゼロのままである。このモードの動作は、通常、前記スイッチング周波数が一定値に固定されている場合、使用される。
【０００７】
臨界不連続導通モード（ＣＤＣＭ）は、ＣＣＭとＤＣＭの間の領域である。前記スイッチを、前記インダクタ電流が最初に増大し、次にゼロに減少するように開く。前記電流がゼロに達すると、前記スイッチングサイクルはすぐに繰り返す。前記スイッチングは、インダクタ電流境界に依存するので、前記スイッチング周波数は、前記変換器の動作条件に依存し、これらの条件によって変化する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、パワー半導体装置のロスレススイッチングのため改善された効率を有する電子変換器を提供することである。
【０００９】
本発明の他の目的は、部品数を減らした電子変換器を提供することである。
【００１０】
本発明のさらに他の目的は、制御可能な低から中周波の出力を有し、改善された効率を有する電子ランプバラストを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によれば、変換器効率は、入力段におけるパワー装置のロスレススイッチングの使用によって改善される。前記入力段は、低周波入力電力を受け、これを、前記低周波電力のピーク電圧より高い電圧を有する直流電力に変換する。好適には、前記変換器は、前記直流電力を、高周波成分を有する出力電力に変換するインバータ段のロスレススイッチングも有する。
【００１２】
この情況において、ロスレススイッチングは、前記装置の電流端子の両端間の電圧を、前記装置をターンオンする時点において実質的にゼロにしなければならないことを要求する。この電圧がゼロでない場合は常に、エネルギーは前記スイッチの出力キャパシタンスに格納され、このエネルギーが格納されているのに前記スイッチがターンオンすると、前記出力キャパシタンスエネルギーは前記スイッチ中へ放電し、これはエネルギーの損失を表す。ロスレススイッチングを生じさせるために、主インダクタ電流を使用して前記スイッチ出力キャパシタンスを充放電し、前記スイッチを常にゼロ電圧においてターンオンできるようにする。スイッチングがロスレスであることを保証するために、前記インダクタ電流をスイッチングの前に短く逆転させ、これによって、前記出力キャパシタンスに格納された電荷を除去してもよい。
【００１３】
本発明による入力段は、直流電力を正及び負の直流バスに供給する。相互間の切り替えノードを有する２つの入力パワースイッチング装置を上流及び下流信号線間に直列に接続する。中間接続部を有する容量分圧器も、これらの信号線間に接続する。ブーストインダクタを、前記スイッチノードと前記中間接続部との間に接続する。前記信号線の一方を前記直流バスの一方に直接接続し、他方の信号線を他方の直流バスに電流検出抵抗を経て接続する。
【００１４】
本発明による出力変換器段は、前記２つの直流バス間に直列に接続されると共に間にスイッチノードを有する２つのバッファキャパシタを有し、これらのバス間に直列に接続されると共に間に出力ノードを有する２つの変換器パワースイッチング装置を有する。負荷電流が流れる高周波インダクタを、前記スイッチノードと出力ノードとの間に接続する。
【００１５】
図１と同様の大部分の先行技術の変換器と異なり、各々の段において、前記インダクタを流れる電流は正弦波ではなく、回路は共振しない。むしろ、各々の段を流れる電流は三角波であり、少なくともいくつかの高周波サイクル中実質的に直流である。前記入力段において、前記三角パルスの方向がそのとき前記入力電圧の極性によって決定されるゼロ電圧スイッチングを保証するために、前記インダクタ電流はわずかに負にならなければならず、すなわち、一時的に逆転しなければならない。この電流逆転を、前記電流検出抵抗によって検出してもよい。
【００１６】
前記インバータ段において、通常、ロスレススイッチングを保証するために前記電流が逆転する必要はない。しかしながら、負荷がアーク放電灯である場合、電流方向を周期的に逆転することが望ましいかもしれない。
【００１７】
好適実施例において、前記変換器は、アーク放電灯用電子バラストである。出力方形波周波数が低から中のオーディオ周波数である場合、このランプはＨＩＤランプであってもよい。ランプ電流を、インバータの周波数を変化することによって制御せず、前記インバータスイッチがターンオフする出力インダクタ電流の値を制御することによって制御する。同様に、前記直流電圧を、前記入力パワースイッチング装置がターンオフする瞬時によって決定する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図３の回路トポロジーは、第１に容量分圧器の追加において米国特許第６２２５７５５号のものと異なる。この変化は、本発明による大きく改善された動作を可能にする。
【００１９】
キャパシタＣ３１及びＣ３２とインダクタＬ３１とをπ配置において有し、結合整流子／ブースト変換器回路に給電する慣例的なＥＭＩフィルタ３３を示す。前記ＥＭＩフィルタを経て、主電源のニュートラル側を２個のブリッジダイオードＤ３１及びＤ３２の間に接続し、前記主電源のホット又はライン電圧側を、キャパシタＣ２２及びＣ３４によって形成された容量分圧器の中央ノードと、ブーストインダクタＬ３３の入力端とに接続し、ブーストインダクタＬ３３の他方の端を、好適にはＭＯＳＦＥＴであるスイッチＭ３１及びＭ３２によって形成された入力半ブリッジに接続する。前記ブリッジダイオードＤ３１、Ｄ３２、容量分圧器及び入力半ブリッジを、正直流バスと、電流検出抵抗Ｒ３１を経て負直流バスとに各々接続された正信号線と負信号線との間に接続する。コントローラ３６は、前記信号線と抵抗３１から入力を受け、制御信号をＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３１及びＭ３２に供給する。
【００２０】
２個のエネルギー格納キャパシタＣ３５及びＣ３６を、整流子半ブリッジを形成する２個の負荷スイッチＭ３３及びＭ３４と同様に、前記正バスと負バスとの間に直列に接続する。並列のフィルタキャパシタＣ３７を有するランプ負荷３７は、キャパシタＣ３５及びＣ３６の間の中間点に接続された一方の端と、小さい可飽和変圧器Ｌｓ１と直列の高周波インダクタＬ３４を経て、スイッチＭ３３とＭ３４の間のノードに接続された他の端とを有する。コントローラ３９は、重要なインダクタ電流の存在と、ランプ電圧及び／又は電流とを示す入力を受け、制御信号をＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３３及びＭ３４に供給する。
【００２１】
回路動作
ブースト変換器
主電圧が正の場合、ｉＬ３３の平均値は正であり、ダイオードＤ３２はオンであり、前記主電圧はＣ３４の両端間に現れる。図４に示すようにｔ０＜ｔ＜ｔ１の場合、Ｍ３２はオンであり、ｉＬ３３は正だが減少しつつあり、エネルギーはＬ３３から流れ、Ｃ３５及びＣ３６は充電され、Ｒ３１を流れる電流はｔ＝Ｔ３を決定するのに利用可能である。
【００２２】
前記入力段の詳細な動作は、図４ａ−４ｄに示すような決定的なタイミング図に近いアクティブ回路部品と電流及び電圧の観点と共に、図４に示す基本的なタイミング図から容易に理解される。時間ｔ０において、入力スイッチＭ３２はターンオンし、ブーストインダクタＬ３３を流れる電流ｉＬ３３は直線的に増加し、スイッチＭ３２がターンオフする時間ｔ１において最大になる。電流ｉＬ３３は流れ続け、スイッチＭ３２の寄生キャパシタンスｃＭ３２を充電し、スイッチＭ３１の寄生キャパシタンスｃＭ３１を放電し、これによって、これらのスイッチ間のノードにおける電圧Ｖ３１をグランドから前記正バス電位へ上昇させる。前記ノード電圧が前記正バス電位に達した場合、Ｍ３１のキャパシタンスは放電されており、ｉＬ３３はＭ３１のボディダイオードを流れ、Ｍ３１とＭ３２との間のノードを前記正直列バス電圧にクランプする。この時、時間ｔ２において、スイッチＭ３１をゼロ電圧においてターンオンすることができる。次に、電流ｉＬ３３は直線的に減少する。
【００２３】
Ｒ３１の両端間の電圧によって検出されるようにｉＬ３３がゼロに達した場合、時間ｔ３に達している。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３１はターンオフする。これは、電圧Ｖ３１をほぼ接地電圧である２Ｖｉｎ−Ｖｂｕｓの最低値に低下させる。Ｖ３１が接地電圧に達すると、Ｍ３２のボディダイオードは、Ｖ３１をグランドにクランプし、Ｍ３２はゼロ電圧においてターンオンすることができ、前記スイッチングサイクルの反復を開始する。Ｖ３１がグランドに達しない場合、Ｍ３２は、依然として損失を減らすＶ３１の最低値においてターンオンすることができる。代わりに、Ｖ３１がグランドに達しない場合、Ｍ３２のターンオンは遅れるかもしれず、電流ｉＬ３３をさらに負にさせる。十分なエネルギーがブーストインダクタＬ３３に格納されると、ｃＭ３１は完全に充電され、ｃＭ３２は完全に放電される。これは、Ｖ３１がグランドに達し、Ｍ３２を真のゼロ電圧スイッチングによってターンオンできるようにすることを保証する。
【００２４】
前記主電圧が負の場合、動作は、電流方向とスイッチの動作が逆になり、ダイオードＤ３１が導通し、Ｄ３２が非導通であることを除いて正確に類似する。
【００２５】
上記説明は、前記出力電圧及び電力要求がブーストの量及び入力インダクタ電流を決定することを除いて、前記出力段におけるスイッチング及び電流サイクルに関係ない。
【００２６】
整流子出力回路
前記出力及び整流子段の動作は、多くの点において前記ブースト変換器のものと類似し、前記インダクタ電流は、平滑化された出力電圧の一方の極性に関して１方向において直線的に増加及び減少し、他方の極性に関して前記電流方向及び前記スイッチの動作は逆になる。平滑化キャパシタＣ３７のため、前記負荷電圧及び電流は、前記出力パワースイッチング装置のスイッチング周波数において重大な成分を持たない。
【００２７】
前記出力電圧が正の場合、ｉＬ３４の平均値は正である。図６において示すようにｔ１０＜ｔ＜ｔ１１の場合、Ｍ３３はオンであり（閉じたスイッチであり）、ｉＬ３４は増加し、エネルギーはＣ３５から流れ、そのいくらかはＬ３４に格納される。ｔ１０の直後、十分な電流が流れ、変圧器Ｌｓ１は飽和され、その二次巻線は短絡回路のようになる。ｔ１２＜ｔ＜ｔ１３の場合、Ｍ３４はオンであり、ｉＬ３４は正であるが減少していき、エネルギーはＬ３４から流れ、Ｌｓ１のインピーダンスは検出され、ｔ＝１３のときを決定する。
【００２８】
前記出力段の詳細な動作は、図６ａ−６ｄにしめすような決定的なスイッチング時間に近いアクティブ回路部品と電流及び電圧の観点と共に、図６に示す基本的なタイミング図から容易に理解される。状態１１は、上流出力スイッチＭ３３ターンオンする時間ｔ１０において始まる。Ｌ３４の両端間の電圧は、このとき０．５×Ｖｂｕｓ−Ｖｏｕｔである。出力インダクタＬ３４を流れる電流ｉＬ３４は、スイッチＭ３３がターンオンし、前記回路が状態１２に入る時間ｔ１１まで、時間において一定に直線的に増加する。電流ｉＬ３４は流れ続け、前記スイッチ寄生キャパシタンス間で分離し、スイッチＭ３３のｃＭ３３を充電し、スイッチＭ３４の寄生キャパシタンスｃＭ３４を放電し、これによって、前記スイッチ間のノードにおける電圧Ｖ３３を正バス電位Ｖｂｕｓからグランドへ低下させる。このノード電圧がグランドに達するとき、キャパシタンスｃＭ３４は放電されており、Ｍ３４のボディダイオードはターンオンし、ノード電圧Ｖ３３をグランドにクランプする。このときスイッチＭ３４はゼロ電圧においてターンオンすることができ、前記回路は状態１３に入る。
【００２９】
状態１３中、Ｌ３４の両端間の電圧は、−（０．５×Ｖｂｕｓ＋Ｖｏｕｔ）である。このとき電流ｉＬ３４は、直線的に減少する。Ｌｓ１のインピーダンスによって検出されるようにｉＬ３４がゼロに達するとき、時間ｔ１３に達している。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３４はターンオフし、前記回路は状態１４に入る。
【００３０】
状態１４において、Ｌ３４、ｃＭ３３及びｃＭ３４は共振回路を形成する。電圧Ｖ３３は、Ｖｂｕｓ＋２×Ｖｏｕｔの最大値に向かって上昇する。Ｖ３３がＶｂｕｓに達した場合、Ｍ３３のボディダイオードはＶ３３をＶｂｕｓにクランプする。このときＭ３３を真のゼロ電圧スイッチングによってターンオンすることができ、前記スイッチングサイクルの反復を開始する。
【００３１】
出力サイクルの負の半分の間、動作は、前記電流方向及びスイッチの動作が逆であることを除いて、上述したものと正確に同様である。Ｃ３５とＣ３６とに出入りする電力が異なることは、これらのキャパシタの値が、出力周波数におけるこれらの両端間のリップル電圧が無視できるようなものであるため、重要ではない。前記出力変換器は、前記負荷電流又は電圧を、前記出力スイッチング装置がターンオフする電流値又は瞬時を制御することによって制御する。結果として、前記入力及びブースト回路におけるスイッチング周波数は、前記出力整流子におけるスイッチング周波数と異なってもよい。これは、ランプ電流が前記ブースト変換器周波数と無関係に所望の値を持つような、ランプ点灯又は減光、又は、ランプの（又はランプのうちの１つの）除去に関する出力の制御を可能にする。
【００３２】
時間Ｔ１２を、システムクロックから決定された定数、又は、平均負荷電流を所望の値に維持するように制御されたクロック時間又はインダクタピーク電流値のいずれかとして決定することができる。
【００３３】
前記負荷を直流によって、又は、電圧及び電流が逆にならず、したがって負荷電力を変化させる追加の方法を与えるパルス幅制御信号によって駆動することができる場合、１個の出力スイッチ及びその制御回路網を省くことができるため、回路の単純化が可能になる。例えば、Ｃ３５及びＣ３６を１個のより高い電圧のキャパシタに結合してもよく、図３において示す負荷回路の左端を前記負直流バスに接続してもよく、スイッチＭ３４を、Ｍ３４のボディダイオードと同じ向きの極性としたダイオードに置き換えてもよい。
【００３４】
多くの他のバリエーション及び実施例が、本発明の回路の原理を使用することができ、本発明の範囲は、添付した請求項によってのみ限定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】先行技術の変換器の単純化した回路図である。
【図２】米国特許第６２２５７５５号明細書において開示された高力率電子バラストの単純化した回路図である。
【図３】本発明による高力率電子バラストの単純化した回路図である。
【図４】ブーストインダクタを流れる電流と、入力段スイッチング装置のスイッチングとを示すタイミング図である。
【図４Ａ】アクティブ回路部品の単純化した図である。
【図４Ｂ】図４のｔ１とｔ２の間の時間中電流及び電圧の拡大した図である。
【図４Ｃ】アクティブ回路部品の単純化した図である。
【図４Ｄ】図４のｔ３とｔ４の間の時間中電流及び電圧の拡大した図である。
【図５】主電圧の完全な１サイクルに渡るブーストインダクタ電流の図である。
【図６】負荷回路インダクタを流れる正電流と、出力段スイッチング装置のスイッチングとを示すタイミング図である。
【図６Ａ】アクティブ回路部品の単純化した図である。
【図６Ｂ】図６のｔ１１とｔ１２の間の時間中電流及び電圧の拡大した図である。
【図６Ｃ】アクティブ回路部品の単純化した図である。
【図６Ｄ】図６のｔ１３とｔ１４の間の時間中電流及び電圧の拡大した図である。
【図７】負荷回路インダクタ電流を単純化した形式において示す波形図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図５】
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【図６】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図６Ｄ】
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【図７】
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【国際調査報告】
2005512491.tif 000018
2005512491.tif 000019