(57)【要約】【課題】  励起周波数が、それ自体を共振回路の共振周波数の一定比率まで自動的に調整することを用いて、共振回路を電子的に活性化する周波数制御システムを可能にすること。【解決手段】本発明は、高圧ランプを点弧するための電子回路に関する。電子回路の共振回路13は、高圧ランプに点弧電圧を供給するために用いられている。共振回路の共振周波数を正確に調整することができるように、電子回路が、共振回路13が励起される交番電圧を生成するためのコンバータ12と、コンバータ12を駆動するための発振器14、16、17とを備え、発振器の出力電圧の基本周波数を、共振回路13の共振周波数の整数分の1に少なくとも近接させることが提案される。最後に、電子回路が、共振回路13から発振器14、16、17までのフィードバック17を含むことが提案される。それによって、発振器の出力電圧の基本周波数が、発振器の出力電圧の結果的に生じる周波数が、正確にかつ実質的に、共振周波数の整数分の1に対応するようにチューニングされる。本発明は、さらに、対応する照明装置と、対応する方法とに関する。
2005520294.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧ランプに点弧電圧を提供するための共振回路と、
前記共振回路を励起する交番電圧を生成するためのコンバータと、
を備える、高圧ランプを点弧するための電子回路であって、
出力電圧の基本周波数が、前記共振回路の共振周波数の整数分の1に少なくとも近接して存在する発振器であって、前記コンバータを駆動するための発振器と、
前記共振回路から前記発振器へのフィードバックとを備え、前記発振器の前記出力電圧の前記基本周波数は、前記発振器の前記出力電圧の前記結果的に生じる周波数が、前記発振器の前記出力電圧の前記基本周波数に近接して存在する、前記共振周波数の整数分の1に実質的にかつ正確に対応するようにチューニングされる、高圧ランプを点弧するための電子回路。
【請求項２】
フィードバック結合は、前記共振回路の前記出力電圧を検出するための容量アンテナを備えることを特徴とする、請求項1に記載の電子回路。
【請求項３】
前記容量アンテナは、プリント配線上のコンダクタ・トラック構成によって形成されることを特徴とする、請求項2に記載の電子回路。
【請求項４】
遅延ユニットが、前記発振器から前記コンバータまでの信号経路に含まれる、上記の各請求項のいずれか一つに記載の電子回路。
【請求項５】
前記発振器は、アナログ比較器を備える、上記の各請求項のいずれか一つに記載の電子回路。
【請求項６】
前記発振器は、前記発振器の前記出力電圧の前記基本周波数に近接して存在する、前記共振周波数の整数分の1を決定するヒステリシスを有する、請求項5に記載の電子回路。
【請求項７】
前記発振器は、ディジタル回路、特に、ディジタルPLL（位相ロックループ）を備えることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の電子回路。
【請求項８】
前記ディジタル回路は、周波数制御のために、前記共振回路の前記信号と前記コンバータの前記出力信号とを利用することを特徴とする請求項7に記載の電子回路。
【請求項９】
前記共振回路は、磁性材料が、所定の電圧、特に、高圧ランプ用に決定される点弧電圧で飽和に到達する共振コイルを備える、上記の各請求項のいずれか一つに記載の電子回路。
【請求項１０】
上記の各請求項のいずれかに記載の電子回路を備えていて、かつ、前記電子回路の前記共振回路に接続される高圧ランプを備えている照明装置。
【請求項１１】
a）出力電圧の基本周波数が、共振回路の共振周波数の一定比率に少なくとも近接して存在する発振器によって出力される電圧で、交番電圧を出力するようにコンバータを駆動するステップと、
b）前記共振回路の発振を励起するために、前記共振回路に前記コンバータによる交番電圧出力を供給するステップと、
c）前記発振器の前記出力電圧の前記周波数が、前記発振器の出力電圧の前記基本周波数に近接して存在する、前記共振回路の共振周波数の一定比率に実質的にかつ正確に対応する値に調整されるように、前記共振回路で発生される発振を前記発振器へフィードバックするステップと、
d）前記高圧ランプの点弧のために必要な電圧が、前記共振回路に到達されるまで、ステップa）からステップc）を反復するステップと、
を備える、前記コンバータによって交番電圧が供給される前記共振回路を用いる、高圧ランプの点弧方法。
【請求項１２】
ステップa）では、前記発振器による前記信号出力は、前記コンバータを駆動するための遅延によって伝送されることを特徴とする、請求項11に記載の高圧ランプの点弧方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高圧ランプ、特に、超高性能（UHP：ultra high performance）ランプまたは高輝度放電（HID：high intensitydischarge）ランプを点弧する電子回路、および、方法に関する。さらに、本発明は、照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
高圧ランプは、従来技術から既知であり、かつ、たとえば、プロジェクタに用いられている。高圧ランプは、点弧のために、短時間で、数キロボルトの高電圧に到達する必要がある。それ故に、点弧電圧は、ランプの、および、その電子システムの通常の作動電圧よりも著しく高い必要がある。
【０００３】
共振回路が、HIDランプおよびUHPランプを点弧するために用いられるということは、従来の手法から既知でもある。これらの回路は、共振回路の共振周波数を励起することによって、電子作動電圧の十分に高い増加を実現する。共振回路により到達可能な電圧の高い増加は、共振回路の共振周波数に対応する周波数を有する矩形波電圧特性によって励起されるときに、
Vmax／VDC＝1＋2／π×Q
と表される。
この方程式では、VDCは、作動電圧であり、かつ、Qは、共振回路の品質係数である。
【０００４】
特許文献1には、たとえばブリッジ回路を介して、共振回路に電圧が供給される、高圧ランプを点弧するための電子回路が記載されている。このブリッジ回路は、コントロール回路（たとえば、マイクロコントローラ）によってスイッチされる。このブリッジ回路によって利用可能とされる電圧の周波数は、最初に、共振周波数よりも、はるかに上の周波数とすることが提案されている。この周波数は、ランプにかかる電圧が検出され、かつ、この電圧が点弧のために必要な電圧に到達するまで、減少する。この方法では、この回路が、多くても点弧のために必要な電圧で、常に作動されると主張されている。しかしながら、このアプローチの場合には、ブリッジ回路によって供給される電圧の周波数は、確実に、共振周波数未満に低下することはないはずである。そうでないと、素子は、極端に高い電流によって、損害を受けるかもしれないというおそれがある。素子の耐性の理由により、確実に、その最小必要電圧に到達し、かつ、その周波数が、共振周波数未満に減少しないようにするために、その回路は、余分な大きさが必要とされている。
【０００５】
発振回路の共振は、共振周波数に対応する周波数を有する矩形波電圧特性で励起されないのみではなく、このような矩形波電圧特性の高調波でも励起されない。相対的にゆっくりスイッチする電子モジュールを用いるときでさえ、このようにして、より高い共振周波数を利用する場合がある。共振周波数をより高くすると、点弧の間に生じる電流は、実質的に、より小さくなる。この結果、より小さい素子を用いることができる。
【０００６】
高調波を用いる場合には、最大達成可能電圧と作動電圧との間の関係は、
Vmax／VDC＝1＋2／kπ×Q
によって計算される。
この方程式で、kは高調波で用いられる序数である。この方程式から、共振回路を励起するために高調波を用いる場合には、同じ最大電圧を達成するのに、発振回路の品質は、高調波に対応させて、より高くしなければならないということは、明らかである。
【０００７】
たとえば、作動電圧VDCが400Vであり、かつ、所望の最大電圧Vmaxが5kVであって、かつ、第3高調波が用いられる場合には、オーダされている品質係数Qは、54になる。これに対して、共振周波数自体の発振が用いられる場合には、品質係数Qは、わずか16となるであろう。
【０００８】
高圧ランプを点弧するための既知の電子回路では、高調波は、固定的に設定されている周波数を有する発振器によって利用可能にされる。その後、発振器の出力信号は、コンバータをスイッチし、適切な品質の共振回路がコンバータの出力に接続される。
【０００９】
しかしながら、共振回路の品質は、共振回路の利用可能なバンド幅にも影響を及ぼす。共振周波数が正確に一致しない場合には、到達電圧は、最大到達可能電圧よりも低くなる。上記例では、1/2Qの相対的な周波数エラー、すなわち、0.9%の相対的な周波数エラーでも、達成電圧を、71%の値に低下させてしまうには十分である。通常の素子の耐性でさえ、この制限よりも大きい偏差を生成する。
【００１０】
それ故に、本発明の目的は、励起周波数が、それ自体を共振回路の共振周波数の一定比率にまで自動的に調整することによって、共振回路を電子的に活性化する周波数制御システムを可能にすることである。このために用いられる電子回路は、頑丈でなければならず、使用される素子が大きすぎないようにし、周波数が共振回路の共振周波数未満に本質的に低下してしまうことを防止しなければならない。
【００１１】
【特許文献１】米国特許第6,160,362号明細書
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この目的は、高圧ランプを点弧するための電子回路による本発明によって達成される。この電子回路は、高圧ランプに点弧電圧を提供するための共振回路と、共振回路を励起する交番電圧を生成するためのコンバータとを備える。生成される交番電圧は、方形波であることが好ましい。加えて、本発明の電子回路は、コンバータを駆動するための発振器を含む。発振器の出力電圧の基本周波数は、共振回路の共振周波数の整数分の1に少なくとも近接していなければならない。最後に、本発明の電子回路は、共振回路から発振器へのフィードバックを備える。このフィードバックに基づいて、発振器の出力電圧の基本振動数は、発振器の出力電圧の結果的に生じる周波数が、上記の共振周波数の整数分の1に、実質的にかつ正確に対応するように、チューニングされる。
【００１３】
更なる本発明の目的は、提案された電子回路に加えて、電子回路の共振回路に接続される高圧ランプを含む照明装置によって、達成される。
【００１４】
この目的は、コンバータによって交番電圧が供給される共振回路を用いて、高圧ランプを点弧する方法に対応する、本発明によって同様に達成される。
【００１５】
本発明は、共振回路から発振器へのフィードバックが、発振器の周波数を、実際の共振周波数の一定比率に、チューニングさせるために用いることができるという考えに基づいている。共振回路の実際の共振周波数を、素子の耐性を用いて、正確に、予め決定することはできないけれども、共振回路の共振周波数の指示値と共振回路における発振器の位相位置とを、発振器に供給するようなフィードバックは、共振回路の励起を、正確に調整可能にする。
【００１６】
発振器の基本周波数は、すでに、共振周波数の一定比率に近くあるべきである。さもないと、発振器は、フィードバックによって、それ自体を、予測される共振周波数の一定比率よりも大きいまたは小さい値に調整してしまうことになる。予測されるものよりも高いオーダの共振周波数の整数分の1という周波数では、最適化された回路の場合には、必要な最大電圧に到達しないので、共振回路の品質は、十分なものとはならない。最適化された回路の場合には、この場合、過度の電力浪費が発生するので、予測されているものよりも低いオーダの共振周波数の一定比率という周波数に対しては、回路の素子へのダメージが、懸念されるべきである。
【００１７】
高調波を、共振周波数に正確かつ独立して調整することが可能であることが、本発明の利点である。これにより、共振回路を所望の品質にチューニングし、かつ、素子が選択された大きさにチューニングされるように、共振周波数の整数分の1を選択することができるので、頑丈な電子回路が、可能になる。これに代えて、所定の共振周波数の整数分の1に対し、共振回路の品質を、必要最低限のものに制限することができ、かつ、素子が余分な大きさになることを防止することもできる。
【００１８】
本発明の回路、および、本発明の方法の好適な実施例は、従属請求項の対象である。
【００１９】
フィードバックは、できる限り損失することなく、たとえば、5 kVまでの高電圧を評価することができるはずであり、かつ、通常の小信号電子回路によって処理するために適切なレベルまで、これらを減少できるはずである。しかしながら、同時に、最初のうちは、共振回路が、共振せず、したがって、たとえば、400Vの低電圧しか供給されないので、十分なフィードバックが、相対的に低電圧でさえ保証されるべきである。
【００２０】
したがって、本発明の好ましい実施例では、フィードバックは、電圧差が大きい場合にでさえ、共振回路の周波数を確実に検出することが可能な、容量アンテナを用いて遂行される。さらに、容量アンテナは、消失が低く、かつ、高電圧で生じるであろう他の容量の影響を、電子回路に感知させなくする。
【００２１】
電子回路がプリント配線である場合には、容量アンテナは、適切なコンダクタ・トラック設定という形をとることが好ましい。このようなコンダクタ・トラック設定は、別個のユニットとして構成される容量性素子よりも安価であり、かつ、より信頼性が高い。
【００２２】
本発明の回路により、共振回路は確実に共振モードに入ることができるけれども、共振によって生じる最大電圧を、正確に、予め決定することはできない。その理由は、第1に、素子の耐性にあり、第2に、空気の湿気のような外部の影響にある。加えて、共振回路の共振コイルの温度が増加するので、その最大電圧は、最初に、増加される。しかしながら、一旦、ある電圧を越えると、これは共振回路の素子に、ダメージを与える場合がある。
【００２３】
したがって、本発明の電子回路の好ましい実施例では、共振コイルの磁性材料は、所望の電圧に到達するときに、それが正確に飽和に到達するように選択される。所望の電圧は、通常、高圧ランプの点弧のために必要な電圧である。このような方法で、確実に、たとえば、5kVという電圧の最大値を、越えないようにすることができる。加えて、磁性材料の飽和は、温度の上昇と共に、電圧に反比例して低下し、これらの2つの影響が補償されることになるという効果がある。
【００２４】
したがって、所望の電圧に磁性材料の飽和を調整することによって、更なる電圧制御は不必要になる。
【００２５】
本発明の電子回路の発振器は、アナログ比較器によって実現することができるが、ディジタルPLL（位相ロックループ：phase locked loop）を用いても実現することができる。PLLが用いられる場合、これに基づいて、正確に90°の位相差に調整することを可能にするために、インバータの出力と共振回路の出力との双方は、フィードバックに取り込まれるはずである。
【００２６】
本発明の、これらの態様、および、他の態様は、以下に記載する実施例によって、明らかになり、かつ、説明されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図1のブロック図は、高圧ランプを点弧するために用いられる、本発明の電子回路の第1の実施例を線図的に例示する。
【００２８】
例示されている電子回路は、スイッチング素子によって駆動可能なインバータ12に接続されている直流電圧源11を含む。高圧ランプに点弧電圧を供給するために用いられる共振回路13は、インバータ12の出力に接続されている。
【００２９】
回路基板上の銅表面の開放端部という形をとるアンテナ17は、実際の共振周波数の検出器として用いられていて、かつ、一致回路16を介して比較器14に接続されている。ヒステリシスが提供される比較器14の出力は、一致回路16に後方接続されている。加えて、比較器14の出力信号は、遅延ユニット15を介して、コンバータ12のスイッチング素子にフィードバックされる。
【００３０】
一致回路16および比較器14は、共に、共振回路13の予測される共振周波数の整数分の1に少なくとも近接してチューニングされることなく動作する発振器を形成する。
【００３１】
図1の電子回路は、高圧ランプ（図示せず）が共振回路13に接続される、照明装置の一部を形成してもよい。
【００３２】
本発明の周波数制御システムの場合には、アンテナ17は、共振回路13にかかる電圧特性を取り込み、かつ、それを一致回路16に供給する。共振回路13の高電圧は、アンテナ17の容量構成により、振幅が減衰するアンテナ17によって取り込まれるが、伝播される電圧特性は、各々の電圧に対し共振回路13の周波数をかなり反映させる。比較器14の出力周波数が、共振回路13の共振周波数の整数分の1に正確に対応する場合には、一致回路16は、ゼロ推移が比較器14のスイッチング時間に正確に一致するように、受けた電圧特性を、比較器14に伝播する。
【００３３】
これを達成するために、アンテナ信号の結合の位相位置は、ゼロ推移の遅滞（共振周波数が実際の発振周波数よりも低いことを示す）が、比較器14によるスイッチングを遅延させるように、選択される。対照的に、ゼロ推移のリード（共振周波数が実際の発振周波数よりも高いことを示す）は、比較器14によるスイッチングを加速させる。その結果生じるスイッチング周波数が、発振回路の普通の共振周波数の正確な整数分の1となる場合には、アンテナ17によって取り込まれる電圧信号の位相位置は、コンバータ12の出力により、信号に対して90°にオフセットされる。
【００３４】
比較器14の出力信号、すなわち、共振回路13の共振周波数の一定比率に厳密にチューニングされるスイッチング時間は、その後、共振周波数の一定比率で、コンバータ12を起動させるために用いられる。
【００３５】
コンバータ12が起動される信号の最終的な位相位置は、図1の遅延ユニット15のプログラミングによって決定される。
【００３６】
比較器14の出力信号は、共振回路13の高電圧と比較すると、発振器が共振周波数の整数分の1に正確に調節される場合には、90°位相シフトされる。発振周波数が共振周波数の整数分の1よりもずっと上の場合には、比較器14の出力信号は、共振回路13の高電圧に対して、180°位相シフトされる。しかしながら、発振周波数が共振周波数の整数分の1よりもずっと下の場合には、比較器14の出力信号は、共振回路13の高電圧に対して、位相シフトされない。
【００３７】
その結果、比較器14の出力信号の位相を、共振周波数の高調波を用いて共振回路13を励起するためのコンバータ12で必要な位相に一致させるべく、遅延ユニット15は、90°位相シフトまたは90°＋n×180°に対応する位相シフトを提供する。ここで、nは自然数である。しかしながら、評価と起動との間に生じる長い遅延のため、270°を超える位相シフトはあまり好ましくない。
【００３８】
その回路の処理の間に不可避的に発生する遅延時間により、正確なチューニングを妨げないということを達成するために、遅延ユニット15は、加えて、比較器14からコンバータ12までの信号経路に対応する遅延補償を行う。このことは、その回路において予め決定されている、設計に依存する遅延時間によって減少する、たとえば270°に固定されている位相シフトを、遅延ユニット15に設定することにより達成できる。90°および270°での反対符号のために必要な反転は、たとえば、コンバータ12において遂行することができる。
【００３９】
図2は、アンテナ17、一致回路16、および、比較器14によって形成されている発振器の可能な構成を示す。図2に示されているアナログ発振器は、k=3の序数を有する共振周波数の高調波で、共振回路13の共振を励起するために用いられる。
【００４０】
発振回路では、容量アンテナ17を表す0.1pFの容量C32は、比較器14として機能している演算増幅器21の第1の入力2に、抵抗器R32を介して接続されている。容量C32と抵抗器R32との間の接続は、120pFの更なる容量C37を介して、グランドに接続されている。2つの容量C32およびC37は、容量アンテナによって取り込まれる電圧の分圧器を形成する。
【００４１】
抵抗器R32と演算増幅器21の第1の入力2との間の接続は、一方が抵抗器R20を介してグランドに接続されていて、かつ、他方が抵抗器R19を介して第1の供給電圧に接続されている。加えて、更なる抵抗器R1は、容量C38を介して演算増幅器21の出力7に接続されている。抵抗器R19、R20、R1は、容量C38と共に、比較器14のヒステリシスを生成する。同時に、容量C38は、直流電圧成分による反応を防止する。これにより、演算増幅器21の出力電圧の対称性、および、それゆえ、発振器全体の対称性が確実なものとなる。
【００４２】
第2の供給電圧は、演算増幅器21に供給される。
【００４３】
加えて、演算増幅器21の出力7は、抵抗器R18を介して演算増幅器21の第2の入力3にフィードバックされる。それによって、演算増幅器21の出力周波数は、容量アンテナC32を介して取り込まれる共振回路13の共振周波数にチューニングされる。抵抗器R18と第2の入力3との間の接続は、100pFの周波数決定容量C37を介して、グランドに接続されている。このように、容量C27にかかる電圧は、演算増幅器21の第2の入力3に印加される。
【００４４】
信号がアンテナC32を介して受信されない限り、ある基本周波数の矩形波出力信号は、演算増幅器21の出力7で生成される。ヒステリシス回路のために用いられる容量C27の成分および抵抗R18の成分ため、出力信号の基本周波数は、共振回路13の予測される共振周波数の1／3に近接する。
【００４５】
図3では、周波数制御の間に発振器で発生している電圧が、線図に表されている。この線図では、関係する電圧が、μs時間対電圧の4つのカーブ31〜34として、曲線で示されている。
【００４６】
カーブ31は、容量アンテナC32によって取り込まれる信号を表す。この信号31は、約8Vの振幅と、約2.5Vの直流電圧成分とを有する実質的な正弦波発振を構成する。
【００４７】
カーブ32は、演算増幅器21の第1の入力2での信号を表す。この信号32は、分圧器によって、第1に、容量アンテナC32によって取り込まれる信号31と比較して弱まっており、第2に、ヒステリシス回路を介して、演算増幅器21の出力7のフィードバックによって生成される交番直流電圧成分が付加的に重畳されている。この直流電圧成分全体は、容量アンテナC32によって取り込まれた高圧信号のほぼ3回の半発振の後に、約3Vの高い値から約2Vの低い値にスイッチされ、そして、この逆にもスイッチされる。したがって、付加的な、交番直流電圧成分の値は、約±0.5Vである。
【００４８】
カーブ33は、演算増幅器21の第1の入力2と演算増幅器21の第2の入力3とに供給される電圧の比較結果として生じる、出力7での演算増幅器21の矩形波出力信号を表す。矩形波出力信号33は、約0Vと約5Vとの間で交番する。
【００４９】
最後に、カーブ34は、演算増幅器21の出力7からフィードバックされる電圧を表す。この信号は、容量C27に起因した三角形波形であり、さらに、演算増幅器21の第2の入力3に供給されている。三角形波形電圧の特性は、各々の波が、2V以下から3V以上まで進み、そして、3V以上から2V以下まで戻る。
【００５０】
カーブ32とカーブ34とは、容量アンテナC32を介して捕らえられる電圧31のほぼゼロ推移で、いずれの場合においても交差し、かつ、演算増幅器21のスイッチングは、各々の交差で遂行される。フィードバックは、確実に、スイッチングが信号31のゼロ推移に正確にシフトされるようにする。アンテナ17によって取り込まれる電圧のゼロ推移によって、正確にかつ同時に、スイッチングが発生するとすぐに、比較器の出力周波数は、正確に、共振周波数の所望の整数分の1である1／3となる。
【００５１】
図4は、本発明の、PLLの使用に基づく、電子回路の第2の実施例を示す。
【００５２】
図4の回路も、コンバータ12を介して共振回路13に接続されている直流電圧源11を備える。同様に、この回路は、実際の共振周波数の検出器として、アンテナ17も含む。
【００５３】
しかしながら、第1の実施例とは対照的に、ここでは、アンテナ17の出力信号は、PLL制御装置18に供給されている。コンバータ12の出力信号も、PLL制御装置18に供給されている。加えて、PLL制御装置18の出力信号は、コンバータ12のスイッチング素子に、直接、フィードバックされている。
【００５４】
PLL制御装置18は、インバータ出力信号および共振回路13の電圧は、90°位相シフトがされる、所望の、予測されている共振周波数の一定比率に基づく周波数が、その出力で生成されるような大きさにされている。
【００５５】
図4の電子回路も、高圧ランプ（図示せず）が共振回路13に接続される照明装置の一部を形成してもよい。
【００５６】
記述されている各実施例は、本発明の様々な可能な実施例のうちの2つのみを表すに過ぎない。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の、アナログ比較器を有する、回路の第1の実施例のブロック図を示す。
【図２】本発明の発振回路の実施例を示す。
【図３】図2の発振器で発生している電圧を示す
【図４】本発明の、PLL制御装置を有する、回路の第2の実施例のブロック図を示す。
【符号の説明】
【００５８】
2、3  入力
7  出力
11  直流電圧源
12  インバータ
13  共振回路
14  比較器
15  遅延ユニット
16  一致回路
17  アンテナ
18  PLL制御装置
21  演算増幅器
31〜34  カーブ
C  容量
R  抵抗器
【図１】
2005520294.tif 000003
【図２】
2005520294.tif 000004
【図３】
2005520294.tif 000005
【図４】
2005520294.tif 000006
【国際調査報告】
2005520294.tif 000007
2005520294.tif 000008
2005520294.tif 000009