(57)【要約】入力と出力との間に接続された電力スイッチ（Ｔ１）、同期整流器（Ｔ２）、および、コンデンサ（３０；Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＮ）を具備し、負荷に給電する電力変換器の過渡応答を制御する方法は、前記負荷の変化を表す信号に応答して前記同期整流器を無効にするステップを含み、前記信号は前記負荷の変化を表す電流に基づいている。
2005534275.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力と出力との間に接続された電力スイッチ、同期整流器、および、コンデンサを備え、負荷に給電する電力変換器の過渡応答を制御する方法であって、
前記負荷の変化を表す信号に応答して前記同期整流器を無効にするステップを含み、
前記負荷の変化を表す電流に基づいて前記信号を供給することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記負荷が前記信号を供給するためその必要な電流に関する情報を通知することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記信号が前記負荷を流れる電流を検出することにより供給されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記信号が電流を検出することにより供給されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
負荷に給電する電力変換器の過渡応答を検出する方法であって、
【数１】
2005534275.tif 000007
を満たし、式中、
ＲＣ＝コンデンサの寄生直列抵抗
ＬＣ＝コンデンサの寄生直列インダクタンス
Ｒ１＝第１のＲＣ要素の抵抗
Ｃ１＝第１のＲＣ要素の容量
である第１のＲＣ要素によってコンデンサの両端間の電圧をフィルタリングすることを特徴とする方法。
【請求項６】
電流に基づく前記信号が少なくとも一つの閾値と比較されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
入力と出力との間に接続された電力スイッチ、同期整流器、および、コンデンサを備え、負荷に給電する電力変換器で使用され、少なくとも前記同期整流器に接続され、前記負荷の変化を表す信号に応答して前記同期整流器を無効にする過渡応答コントローラであって、
前記負荷の変化を表す電流に基づいて前記信号を供給する手段に接続されることを特徴とする過渡応答コントローラ。
【請求項８】
入力と出力との間に接続された電力スイッチ、同期整流器およびコンデンサと、少なくとも前記同期整流器に接続された過渡応答コントローラとを備え、負荷に給電する電力変換器であって、
前記過渡応答コントローラが前記負荷の変化を表す信号に応答して前記同期整流器を無効にし、前記負荷の変化を表す電流に基づいて前記信号を供給する手段が前記過渡応答コントローラに接続されることを特徴とする電力変換器。
【請求項９】
前記信号を供給する前記手段が、前記負荷の消費電力を前記過渡応答コントローラへ通知する前記負荷のコントローラであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換器。
【請求項１０】
前記信号を供給する前記手段が前記負荷を流れる電流を検出する手段、および、前記電流を少なくとも一つの閾値と比較する手段を備えることを特徴とする請求項８に記載の電力変換器。
【請求項１１】
前記信号を供給する前記手段が前記コンデンサの両端間の電圧降下によって前記コンデンサを流れる電流を検出する手段、および、前記電圧降下を少なくとも一つの閾値と比較する手段を備えることを特徴とする請求項８に記載の電力変換器。
【請求項１２】
前記過渡応答コントローラが前記電力スイッチに接続され前記信号に応答して前記電力スイッチを停止することを特徴とする請求項８から１１のいずれかに記載の電力変換器。
【請求項１３】
高速集積回路へ給電するための請求項８から１２のいずれかに記載の電力変換器の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力と出力との間に接続された電力スイッチ、同期整流器、および、コンデンサを具備し、負荷に給電する電力変換器の過渡応答を制御する方法であって、前記負荷の変化を表す信号に応答して前記同期整流器を無効にするステップを含む方法に関する。本発明は、また、上記の方法を実行する過渡応答コントローラ、および、このような過渡応答コントローラを含む電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器は、負荷および入力電圧の急激な変化のみならずターンオン過渡およびターンオフ過渡のような過渡状態の影響を受ける。高性能プロセッサ、デジタル信号プロセッサ、システム・オン・チップなどの次世代高速デジタル集積回路は、より低い電圧で動作し、許容範囲が厳格化され、動的負荷特性が増加するであろう。これらの集積回路は数ナノ秒の範囲内で消費電力を最大から最小まで減少させる能力がある。この時間間隔は非常に短いので、給電系統は反応できない。給電された集積回路は、ターンオフ過渡後に、少量の電流しか必要としない。したがって、降圧コイル（ｂｕｃｋ  ｃｏｉｌ）に蓄積されたエネルギーは出力コンデンサを充電し、より高い電源電圧を生じさせる。電源電圧の許容範囲は非常に狭いので、出力の容量は、電圧偏移をこの許容可能な変動幅に制限するように選択する必要がある。その結果、多数のコンデンサが必要条件を満たすことを要求され、これはコスト集約的である。したがって、電力変換器は新しい概念を必要とする。
【０００３】
一般に、電力変換器は、その入力と出力との間に接続された電力スイッチおよび同期整流器を具備する。電力スイッチおよび同期整流器は、導通状態と非導通状態の間で交互に入れ替わる。電力スイッチが導通するとき、同期整流器は非導通状態であり、その逆もまた同様である。図１に示されるように、負荷が取り外されたときに、時点ｔ＝０で過渡状態が発生する。出力電流は突然にゼロへ降下し、変換器出力電圧が公称定常状態値よりも上昇する。電力スイッチは停止され、同期整流器は導通状態のままである。その結果として、変換器の出力電圧は望ましくないレベルまで上昇する。同様に、この時間中に、出力インダクタ電流ＩＬは、出力電圧をインダクタンスで割り算した値にほぼ比例する速さで降下する。同期整流器の電流は同じ速さで降下する。
【０００４】
通常、同期整流器は、バックゲートダイオードまたはボディダイオードを常に含むＭＯＳＦＥＴによって具現化される。米国特許第５，９４０，２８７号明細書に記載された電力変換器は、電力スイッチが所定の期間に亘って非導通状態であることを検知し、その期間の経過後に同期整流器を停止し、このようにして、同期整流器のボディダイオードを強制的に導通させ、これにより、変換器の出力電圧を制限することにより、同期整流器を制御する。ボディダイオードの両端間の電圧降下が増加するため、降圧コイルに先に蓄積されていたエネルギーの一部が今度はボディダイオード内で散逸され、この結果として、出力コンデンサへ放電するため残されるエネルギーは少なくなる。負荷の変化に関する情報はＭＯＳＦＥＴのゲート信号から引き出されるので、１回の完全なスイッチング周期よりも長いＲＣ時定数が関連する。したがって、電圧オーバーシュートは縮小されるが、それでもなお必要以上に大きい。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、出力電圧オーバーシュートを信頼性高くかつ非常に速く最小化することができる、冒頭の段落に記載されるような電力変換器の過渡応答を制御する方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の態様によれば、この目的は、前記過渡応答コントローラに時間遅れを伴うことなく前記同期整流器を直ちに無効にさせるため前記負荷の変化を表す前記電流ベースの信号を供給することによって上記の方法において解決される。この実施は、コンデンサ両端間の電圧上昇を検出し、適当な補正手段を用いてこの電圧上昇を打ち消すための原理に基づいている。ターンオフの場合、米国特許第５，９４０，２８７号明細書に既に開示されているように、この補正手段は電力スイッチだけでなく同期整流器を停止するので、降圧コイル電流は望ましい付加的な電圧降下をもたらすボディダイオードの中で散逸される。しかし、米国特許第５，９４０，２８７号明細書からわかるように、電圧変化の迅速かつ正確な検出は、予想される妨害のために実施できる可能性が低く、したがって、測定可能な電圧上昇がコンデンサの充電中に電圧上昇を引き起こすまで待つことが必要であり、この電圧上昇は電力スイッチのスイッチング信号が発生しなくなるまで待つことによって間接的に利用される。これに対して、本発明は、直接的または間接的に電流測定を利用するので、負荷の減少を打ち消すための手段をできるだけ早く始動させることが可能である。
【０００７】
前記電流ベースの信号は前記負荷によって直接的に供給されることが可能である。たとえば、集積回路またはマイクロプロセッサは、使用状態から休止状態へ変化するときに、それ自体が消費電力の変化に関するこの情報、したがって、同期整流器のＭＯＳＦＥＴを直ちに停止する過渡応答コントローラへの必要な負荷電流を通知可能である。一般に、負荷に関連付けられたコントローラは、負荷内の消費電力、したがって、電流を予め知っているので、同期整流器の停止期間は、動作モードからスタンバイモードへの変化、同様にスタンバイモードから動作モードへの変化だけでなく、動作モード中に起こる特定の動作に微調整され適応させられる。微調整プロセスは、負荷を流れる電流、または、負荷を流れる予測電流を、少なくとも一つの閾値と比較し、停止期間を導出するためこの情報を使用することにより実施される。
【０００８】
本発明の別の態様は、負荷を流れる電流ＩＯを測定可能であることを使用するが、これはマイクロプロセッサ給電系統の物理的な実施が原因となって容易ではない。基本的に、ターンオフ過渡の場合に、負荷を流れる電流の減少を検出しなければならない。迅速な認識が必要であるため、降圧コイルを流れる電流は一定であるとみなされる。したがって、以下の近似式は正しい。
【数１】
2005534275.tif 000003
式中、Ｉｃはその結果として同等に使用可能である出力コンデンサを流れる電流である。出力コンデンサは、正規には単一の要素ではなく、それぞれが寄生直列抵抗ＲＣおよび直列インダクタンスＬＣによって表される複数の並列接続コンデンサにより構成される。しかし、時定数ＬＣ／ＲＣはコンデンサの個数とは無関係であり、数百ナノ秒のレンジに入る。この場合、これらのコンデンサのうちの一つのコンデンサの電圧が測定される。この測定電圧が、
【数２】
2005534275.tif 000004
を満たし、ここで、
ＲＣ＝コンデンサ要素の寄生直列抵抗
ＬＣ＝コンデンサ要素の寄生直列インダクタンス
Ｃ１＝第１のＲＣ要素の容量
Ｒ１＝第１のＲＣ要素の抵抗
である第１のＲ１Ｃ１要素によってフィルタリングされるならば、負荷過渡状態の間にほぼ一定である部分、すなわち、理想コンデンサＣの両端間の電圧降下と、電流に比例する部分、すなわち、直列抵抗ＲＣの両端間の電圧降下とを含む信号が得られる。式（２）における条件は、インダクタンスＬＣ両端間の電圧降下を補償する。
【０００９】
好ましい一実施形態は、
【数３】
2005534275.tif 000005
を要求することによって、したがって、電流の変化に比例する部分を強調することによって直列インダクタンスＬＣの両端間の電圧降下を不十分に補償する。
【００１０】
先の実施形態の利点は前記第１のフィルタ段が妨害感受性に関して有利なローパス特性を示すことである。
【００１１】
既に説明したように、この方法は電流または信号を少なくとも一つの閾値と比較することにより微調整できる。
【００１２】
上記目的は、また、電力変換器の入力と出力との間に接続された電力スイッチ、同期整流器、および、コンデンサを具備し、負荷に給電する電力変換器で使用され、少なくとも前記同期整流器に接続され、前記負荷の変化を表す信号に応答して前記同期整流器を無効にする過渡応答コントローラであって、前記負荷の変化を表す電流に基づいて前記信号を供給する手段に接続されることを特徴とする過渡応答コントローラによって解決される。
【００１３】
最後に、上記目的は、上記の過渡応答コントローラを含み、負荷に給電する電力変換器によって解決される。前記信号を供給する前記手段は、前記負荷を流れる電流を検出する手段、または、前記コンデンサの両端間の電圧降下を検出する手段と、前記電流または電圧降下を少なくとも一つの閾値と比較する手段とを具備する。
【００１４】
前記信号を供給する前記手段は、前記負荷の消費電力を前記過渡応答コントローラへ通知する前記負荷のコントローラであることが好ましい。
【００１５】
このような電力変換器は高速集積回路に給電するため使用され得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下では、添付図面を参照して本発明をより詳細に説明する。
【００１７】
最初に図１を参照すると、特別の過渡的な同期整流器の制御を行わない電力変換器の典型的な電流波形が示されている。ＩＯによって参照される波形は変換器出力電流ＩＯを表し、「Ｍ」は導通状態または非導通状態のいずれかであるときの電力スイッチの状態を表し、「ＳＲ」は導通状態または非導通状態のいずれかの状態であるときの同期整流器の状態を表し、「ＩＬ」は観測時間中の出力インダクタ電流ＩＬを表す。図１からわかるように、電力スイッチおよび同期整流器は、導通状態と非導通状態の間で交互に入れ替わり、電力スイッチが導通するときに同期整流器は非導通状態であり、逆の場合も同じである。通常動作中に、変換器出力電圧および出力インダクタを流れる電流は、ある種の制限内で一定のままである。出力電流ＩＯが突然にゼロへ降下するとき、通常の電力変換器は値ＩＬを十分に急速に減少させ得ない。黒い領域によって表された電荷は出力コンデンサを充電し、電圧オーバーシュートを生じさせる。
【００１８】
図２は従来技術の制御スキームを説明するために与えられたハーフブリッジの概略図である。電力スイッチＴ１および同期整流器Ｔ２は共にＭＯＳＦＥＴによって具現化され、ここで、各ＭＯＳＦＥＴのゲートＧはそれぞれのドライバＤ１およびＤ２によって制御される。降圧コイルＢは上記のようにエネルギーを蓄積する。過渡状態が検出されたとき、米国特許第５，９０４，２８７号明細書の制御スキームは、電力スイッチＴ１を停止するだけでなく、電力スイッチＴ１が所定の期間に亘って非導通状態になった後に、同期整流器Ｔ２も停止する。ＭＯＳＦＥＴの固有のボディダイオードＢＤへ電流を迂回させることは、降圧コイルに蓄積されたエネルギーの一部を散逸させる。
【００１９】
米国特許第５，９０４，２８７号明細書の制御スキームによれば、図３に示されているように、コントローラは、同期整流器を停止する前に、少なくとも次のタイミング信号が電力スイッチに発生するまで待機しなければならない。ボディダイオードは強制的に導通させられ、変換器出力電圧ＶＯを制限する。
【００２０】
図４は本発明を具現化する電力変換器の概略図である。この電力変換器はハーフブリッジ２０１〜２０ｎを具備し、ハーフブリッジのそれぞれは、図２に示されたハーフブリッジと類似した構造を有し、対応した降圧コイル２２１〜２２ｎを備える。コントローラ２４からの信号は入力Ｄ１１、Ｄ２１〜Ｄ１ｎ、Ｄ２ｎに与えられ、ハーフブリッジ２０１〜２０ｎ内の回路を制御する。並列接続コンデンサ要素Ｃ１、Ｃ２〜ＣＮにより構成された出力コンデンサ３０は電力変換器の出力に接続される。変換器出力電圧ＶＯはコンデンサ３０の両端間で測定される。さらに、負荷１０が出力コンデンサ３０の両端間に接続される。降圧コイル２２１〜２２ｎからの電流ＩＢは負荷１０を流れる電流ＩＯとコンデンサ３０を流れる電流ＩＣに分岐する。ボックス４２、４４は、電流ＩＯと電流ＩＣのそれぞれの検出を表している。
【００２１】
次に、同じ容量の場合に図５に示されるような等価的な回路図が適用されるという条件で、本発明の制御スキームの可能な実施形態がコンデンサ３０を流れる電流ＩＣの変化に関して説明される。
【００２２】
結果として得られるオーバーシュートは小さくなるが、その理由は図７に黒い領域で示された電荷が先に説明した方法よりも少ないからである。
【００２３】
図６に示されるように、コンデンサの両端間の電圧は分岐され、上記の式（２）を満たす抵抗Ｒ１と容量Ｃ１を有する第１のＲＣ要素によってフィルタ処理される。結果として得られる信号Ｓ２は、式（２）に関して先に説明したように電流ＩＣと比例する成分を含む。可能な選択肢として、ハイパスフィルタ、すなわち、第２のＲＣ要素へ入力される信号Ｓ３を出力するためにインピーダンス変換器を設けてもよく、ここで、第２のＲＣ要素の容量Ｃ２および抵抗Ｒ２は、次の式、
【数４】
2005534275.tif 000006
を満たし、信号から定数成分を取り除く。これにより得られる信号Ｓ４は次に増幅され、増幅された信号Ｓ５が比較器へ与えられ、比較器は信号Ｓ５が所定の閾値を上回るかどうかを検出する。閾値を上回るならば、信号Ｓ６はローからハイへ変えられる。ハイ状態信号は次にコントローラ２４へ与えられ、電力スイッチＴ１と同期整流器Ｔ２の両方を停止する。さらに改良された実施形態では、比較器は２個以上の閾値を有し、小さい電圧上昇または大きい電圧上昇を生じさせる小さい電流上昇または大きい電流上昇が起きているかどうかをコントローラ２４へ通知する。かくして、コントローラ２４は、場合に応じて、いつも通りにボディダイオードを同期させるように、または、ボディダイオードを迂回するようにセットすることが可能にされる。
【００２４】
さらに、電力変換器の動作が妨げられないことを保証するためにボディダイオード伝導モードの終了を十分に早く行うため、負電流を表す閾値を予め決めることができる。
【００２５】
図７は、電流ＩＬの降下を直ちに進め、その結果として電圧オーバーシュートが最小限に抑えられるタイミングチャートである。図７の「ＩＬ」において、図１および３のグラフとの比較が点線で表されている。これらの図からわかるように、必要な電源電圧が減少し、効果が劇的に向上する。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】ターンオフ過渡中に過渡応答制御のない電力変換器のタイミングチャートである。
【図２】電力変換器のハーフブリッジの概略図である。
【図３】ターンオフ過渡中の従来技術の電力変換器のタイミングチャートである。
【図４】本発明を具現化する電力変換器の概略図である。
【図５】出力コンデンサの等価回路図である。
【図６】本発明による電力変換器の過渡応答を制御する方法の好ましい一実施形態を示す図である。
【図７】本発明による同期整流器制御スキームのタイミングチャートである。
【図１】
2005534275.tif 000008
【図２】
2005534275.tif 000009
【図３】
2005534275.tif 000010
【図４】
2005534275.tif 000011
【図５】
2005534275.tif 000012
【図６】
2005534275.tif 000013
【図７】
2005534275.tif 000014
【国際調査報告】
2005534275.tif 000015
2005534275.tif 000016
2005534275.tif 000017
2005534275.tif 000018