(57)【要約】  本発明は、ブリッジ回路のようなスイッチング回路に関する。本発明は、出力をさらに備え、かつ電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受けるスイッチング回路の第１および第２のスイッチをスイッチングするためのパルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する方法であり、第１および第２のスイッチのオンおよびオフ状態の様々な組合せ間のスイッチングは、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、該出力に電圧を生成する方法であって、該方法は、電圧要求信号を受ける工程と、上記第１のスイッチング信号は、該期間内の第１の所定の幅の単一のパルスを有し、かつ上記第２のスイッチング信号は、該期間中、一方の状態のままであり、該第１の所定の幅は、上記第１および第２のスイッチに印加されたときの上記第１および第２のスイッチング信号の組合せが、上記所望の電圧と実質的に等しい期間の間、上記出力に平均電圧を生成するようになっているという規則に従って、該第１および第２のスイッチング信号を生成する工程とを備える。
2005515745.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受けるとともに、出力をさらに備えるスイッチング回路の第１および第２のスイッチをスイッチングするためのパルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する方法であり、上記第１および第２のスイッチのオンおよびオフ状態の様々な組合せ間のスイッチングは、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、上記出力に電圧を生成する方法であって、
（ａ）一つの期間において、上記出力に供給すべき所望の電圧を示す電圧要求信号を受ける工程と、
（ｂ）上記第１のスイッチング信号は、上記期間内の第１の所定の幅の単一のパルスを有し、かつ上記第２のスイッチング信号は、上記期間中、一方の状態のままであり、上記第１の所定の幅は、上記第１および第２のスイッチに印加されたときの上記第１および第２のスイッチング信号の組合せが、上記所望の電圧と実質的に等しい期間の間、上記出力に平均電圧を生成するようになっているという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程とを備える方法。
【請求項２】
上記出力に結果として生じる電圧のパルス幅は、最少パルス幅以下に低下してはいけないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項１に記載の方法。
【請求項３】
上記出力に、＋Ｖｓまたは−Ｖｓのいずれかの電圧パルスを生成するために、上記第２のスイッチング信号が上記期間内に第２の所定の幅の単一のパルスを有するという規則に一致して、上記第２のスイッチング信号がある期間を通して一方の状態を維持するという規則から逸脱することによって、最少パルス幅以下のパルス幅は回避される、という規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２に記載の方法。
【請求項４】
上記第２の所定の幅を上記第１の所定の幅に付加する工程を備え、その結果、上記第２のスイッチング信号のパルスから生じる＋Ｖｓまたは−Ｖｓの上記出力における電圧パルスが、それぞれ、上記第１のスイッチング信号の増加した第１の所定の幅によって生じる−Ｖｓまたは＋Ｖｓの上記出力における電圧パルスの等しい幅によって釣り合わされる請求項３に記載の方法。
【請求項５】
上記第１のスイッチング信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジが、上記第２のスイッチング信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジとは一致しないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項３または４に記載の方法。
【請求項６】
いかなるパルスも、上記期間の中心に関して対称的に位置すべきであるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項１乃至５のいずれか一に記載の方法。
【請求項７】
どのパルスも対称的にセンタリングできない場合には、非対称的なより長いおよびより短い側は、連続する非対称的なパルスのための立ち上がりエッジ側と立ち下がりエッジ側との間で交番されるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項６に記載の方法。
【請求項８】
上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェーピングする工程をさらに備える請求項１乃至７のいずれか一に記載の方法。
【請求項９】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、第１および第２のスイッチをそれぞれ有する第１および第２のアームであって、上記出力の対向端部に接続されている第１および第２のアームとを備えるブリッジ回路を備えるスイッチング回路を作動させる方法であって、
（ａ）請求項１乃至８のいずれか一の記載に従って、パルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する工程と、
（ｂ）上記第１および第２のスイッチング信号をそれぞれ、上記第１および第２のスイッチに供給し、それによって該第１および第２のスイッチを、オン状態とオフ状態との間でスイッチングさせて、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、および所望の電圧に実質的に等しい、上記期間のための平均電圧によって、上記出力の両端に電気信号を生成するオン状態およびオフ状態の様々な組合せ間でスイッチングする工程とを備える方法。
【請求項１０】
上記第１または第２の所定のパルス幅は、該所定のパルス幅が、ＤＣ電源の変動を補正するようなＤＣ信号を示す電圧信号を参照して生成される請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
上記電圧信号は、上記ＤＣ電源の変動の予測値を得るために、フィルタを通過される請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
上記電圧信号は、有限インパルス応答フィルタを通過される請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
上記第１または第２の所定の幅のいずれかは、上記ブリッジ回路のダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を補正するために、付加的な幅を含むように生成される請求項９乃至１２のいずれか一に記載の方法。
【請求項１４】
上記付加的な幅は、上記出力を流れる電流を示す電流信号および該ダイオードまたはトランジスタの典型的な抵抗を参照して計算される請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
上記第１または第２のスイッチング信号のパルスの幅は、上記第１または第２のスイッチにおける遅い応答時間によって生じる電圧オフセットを補正するために、付加的な幅を含むように生成される請求項９乃至１４のいずれか一に記載の方法。
【請求項１６】
上記第１および第２のスイッチはトランジスタであり、上記方法は、それぞれ該トランジスタを流れる実質的に最大のおよび実質的に最少の電流に対応するオンおよびオフ状態の間で該トランジスタをスイッチングする工程を備える請求項１乃至１５のいずれか一に記載の方法。
【請求項１７】
ある期間中に、上記出力に供給すべき所望の電流を示す電流要求信号を受取って、所望の電流に実質的に等しい電流によって、該期間中に上記出力に供給されている電気信号を結果として生じる、上記出力に供給すべき所望の電圧を示す電圧要求信号を計算する工程を備える請求項１乃至１６のいずれか一に記載の方法。
【請求項１８】
上記電圧要求信号を計算する工程は、上記出力に接続された負荷の負荷特性のモデルを参照して実行される請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
上記出力に流れる電流を示す電流信号を参照して上記電圧要求信号を生成する工程をさらに備える請求項１７または１８に記載の方法。
【請求項２０】
上記スイッチング回路と関連するコンピュータおよび／または他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、請求項１乃至１９のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム。
【請求項２１】
上記スイッチング回路と関連するコンピュータおよび／または他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、請求項１乃至１９のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するコンピュータ読取り可能な媒体に格納されたプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品。
【請求項２２】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受取るように作動可能で、第１および第２のスイッチと、出力と、請求項１乃至７のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされた処理手段とを備えるスイッチング回路。
【請求項２３】
上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープするように作動可能なノイズシェーパをさらに備える請求項２２に記載のスイッチング回路。
【請求項２４】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受取るように作動可能な入力と、出力と、それぞれ第１および第２のスイッチを有する第１および第２のアームとを備え、該第１および第２のアームが、該出力の対向端部と、請求項９、１５、１７または１８のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされた処理手段とに接続されているブリッジ回路。
【請求項２５】
電圧信号を生成するように作動可能な電圧信号センサをさらに備え、上記処理手段は、請求項１０に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされている請求項２４に記載のブリッジ回路。
【請求項２６】
上記電圧信号を受けるために配置されたフィルタをさらに備え請求項２５に記載のブリッジ回路。
【請求項２７】
上記フィルタが有限インパルス応答フィルタである請求項２６に記載のブリッジ回路。
【請求項２８】
ダイオードおよび／またはトランジスタをさらに備え、上記処理手段は、請求項１３または１６に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされている請求項２７に記載のブリッジ回路。
【請求項２９】
電流信号を生成するように作動可能な電流信号センサをさらに備え、上記処理手段は、請求項１４または１９に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされている請求項２４乃至２８のいずれか一に記載のブリッジ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１および第２のパルス状スイッチング信号によってスイッチされる第１および第２のスイッチを備えるスイッチング回路の作動に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記スイッチング回路は、要求された電圧に従って、ブリッジ回路の出力に接続された負荷の両端に電圧を生成するように作動するブリッジ回路を備える。例えば、本発明の現在意図されている用途は、非常に高い公差を満たさなければならない、電磁石によって提供されるべき要求される力に応答して該電磁石を駆動する場合である。該電磁石によって生じた力は、電流または電圧の制御は、該電磁石によって生じる力に影響を及ぼすため、電流要求または電圧要求のいずれかに応答して制御することができる。また、電流コントローラは、力要求に応答して作動させることができるが、このことは、電流または電圧要求に変換しなければならない。要求された電圧を上記電磁石の両端に設定している状態で、該電流コントローラが、電圧要求モードで作動している場合でも、このことは、当然、該電磁石を通って流れる電流に影響を及ぼすことになるため、用語「電流コントローラ」は、電圧または電流または電界要求に応答する動作をカバーするのに用いられる。
【０００３】
上記電流コントローラが、電圧要求に応答して作動する場合、電磁石に関連する大きなインダクタンスが、該電磁石の両端に印加される平均電圧におけるドリフトに円滑に追従するような該電流の遅い応答時間につながるため、高周波電圧パルスを該電磁石に印加してもよい。
【０００４】
公知のスイッチング回路を図１に示す。図を見て分かるように、該スイッチング回路は、一つの電磁石を、その出力の両端に接続した電磁石を有するハーフブリッジを備える。該電磁石の両端電圧の制御は、該ブリッジ回路の対向するアームに配置された一対のトランジスタをスイッチングして（他方の対向アームは、上記ハーフブリッジ回路を完成させるためにダイオードを含んでいる）、＋Ｖｓと−Ｖｓとの間で上記電磁石の両端電圧の極性を交番することによって実施される。一つの期間についての電流または電圧要求が周期的に受け入れられて、この要求に合わせるためにスイッチング信号が生成される。このスイッチング信号は、符号ＡおよびＢで示される箇所に供給されて、上記トランジスタが、最大および最少導通状態間でスイッチングされるように該トランジスタを制御する（該トランジスタの線型領域は、電力効率が悪いために用いられない）。上記ハーフブリッジ回路のダイオードは、電流が、上記電磁石のみを通って、この場合、図１における右から左への一方向に流れることを保証する。上記電流コントローラは、両トランジスタがオンし  （例えば、導通し）、＋Ｖｓの電圧が上記電磁石の両端に印加され、また、上記トランジスタがオフし（例えば、非導通であり）、−Ｖｓの電圧が該電磁石の両端に印加されたときに、該トランジスタが同時にスイッチングされるように作動される。＋Ｖｓおよび−Ｖｓにおけるデューティサイクルは、その期間において上記電磁石へ供給される平均電流を決定するが、該電磁石のインダクタンスというものは、電流が各電圧パルスと鋭敏に一致するよりもむしろ、電圧に円滑に追従することを保証するものであるということを思い起こす。すなわち、上記トランジスタを適切な時刻にスイッチングすることにより、所望の電流を上記電磁石へ供給することができる。ＤＣ電源に戻すことができない、上記電磁石から引っ張られた電流を保持するために、リザーバキャパシタが含まれている。
【０００５】
これらのデューティサイクルを生成するパルス電圧信号は、上記トランジスタに供給されるパルススイッチング信号を用いて実施される。該スイッチング信号は、アナログ実施機構によるパルス幅変調構成に従って変調され、その結果、一期間内の該パルス幅は、＋Ｖｓでのパルスが、−Ｖｓでの残りの時間に対して変化して、所望の電流を生成するように変化する。別法として、従来よく知られているように、パルス密度変調構成を用いてもよい。
【０００６】
上記のスイッチング回路に伴う問題は、その性能が、上記トランジスタをスイッチングするために供給された上記スイッチングパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジにおける歪みによって限定されるということである。このことは、該パルスの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間に安定させる波形のための時間がほとんどない場合、短いパルスにとっては特に厳しいことである。さらに、各スイッチングは、上記回路における電力損失を必然的に引き起こす。ハーフブリッジ回路にトランジスタが使用されている上記の実施例の場合、該トランジスタをスイッチングすることに関連する電力損失は、他の全ての電力損失よりも支配的である。従って、該スイッチング回路の性能は、それらの問題に応じて劣化する。正しく認識されるように、これらの問題は、上述したスイッチング回路に限定されないが、遅いまたは電力要求スイッチを用いるスイッチング回路の広い周波数域にわたって一般的である。
【０００７】
また、これらの問題は、繰り返しスイッチングによって悪化する場合がある。例えば、パルス密度変調は、一般的に用いられる変調構成であるが、固定された幅のパルスの密度変調を用いて、要求された電圧を実現するために、トランジスタを何度もオン、オフしなければならないという点で問題がある。
【発明の開示】
【０００８】
第１の態様によれば、本発明は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受けるとともに、出力をさらに備えるスイッチング回路の第１および第２のスイッチをスイッチングするためのパルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する方法であり、上記第１および第２のスイッチのオンおよびオフ状態の様々な組合せ間のスイッチングは、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、上記出力に電圧を生成する方法であって、（ａ）一期間において、上記出力に供給すべき所望の電圧を示す電圧要求信号を受ける工程と、（ｂ）上記第１のスイッチング信号は、該期間内の第１の所定の幅の単一のパルスを有し、かつ上記第２のスイッチング信号は、該期間中、一方の状態のままであり、該第１の所定の幅は、上記第１および第２のスイッチに印加されたときの上記第１および第２のスイッチング信号の組合せが、上記所望の電圧と実質的に等しい期間の間、上記出力に平均電圧を生成するようになっているという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程とを備える方法に存する。
【０００９】
上記期間を通じて上記第２のスイッチング信号を一方の状態にしておくというこの方法を用いることは、両トランジスタではなく、一方のトランジスタのみが、ある期間にスイッチングされるため、有利である。このことは、上記ブリッジ回路における電力損失を低減する場合、およびスイッチング遅延を避ける場合に都合がよい。また、パルス方式におけるスイッチング時に存在する不正確さ、例えば、パルスのとりわけ平坦な上部に見られるリンギング及びパルスの垂直な立上がりおよび立ち下がりよりはむしろ傾斜する立上がりの遅い応答時間が、軽減される。
【００１０】
上記のスイッチング方式は、０Ｖベースラインに対して単に＋Ｖｓおよび単に−Ｖｓのパルスを有する期間をもたらすことになる。正しく認識されるように、連続する期間にわたって、多数の正の平均電圧が要求される場合、一方のスイッチは、全ての期間にわたって、一方の状態にしておくことができる（オン状態、他方のスイッチは、Ｖｓおよび０Ｖの電圧を生じさせるためにオンおよびオフにスイッチングされる）。同様に、負の電圧の場合、一方のスイッチは、オフ状態にしておくことができ、他方のスイッチは、０Ｖおよび−Ｖｓの電圧を生じさせるために、オンおよびオフ状態の間でスイッチングされる。該平均電圧がゼロをまたぐ場合、上記第１および第２のスイッチは、（一方のスイッチが、次の期間の始めにスイッチングされる必要がある状態で）スイッチングする必要がある。このことは、上記ブリッジ回路における電力損失の顕著な低減につながる。
【００１１】
パルス状スイッチング信号を用いることは、全てディジタルの実装を可能にするので有利であり、このことは、上記出力供給すべき電圧もパルス状であることを意味するが、０Ｖベースラインに対してＶｓおよび−Ｖｓのパルスがある。
【００１２】
本質的に、上記方法は、パルス幅変調（ＰＷＭ）構成に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える。スイッチングシーケンスをＰＷＭ構成に変調することは、上記出力に供給されるパルス状電圧も、ＰＷＭ構成に変調されることを意味する。これは、上記スイッチング信号のいずれかにパルスエッジがあるたびに、該出力に供給される電圧が歩進するためであり、すなわち、該スイッチング信号のエッジ位置は、該出力に供給される電圧パルスのエッジ位置を決める。該スイッチング信号は、（例えば、オン／導通またはオフ／非導通する上記スイッチに応じて高い値および低い値を伴う２つのレベルに対して）ディジタル変調を有してもよいが、オンおよびオフスイッチ状態の組合せは、上記出力に供給されるバイポーラＰＷＭ電圧の３つのレベル（Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓ）をもたらす。
【００１３】
上記出力に供給される電圧は、次のように上記第１および第２のスイッチの状態に依存する。両スイッチがオンの場合、該出力は、＋Ｖｓの電圧を示す。両スイッチがオフの場合、該出力は、−Ｖｓの電圧を示す。そして、一方のスイッチがオンで、他方のスイッチがオフの場合には、どの態様に発展するかに関係なく、該出力は０Ｖの電圧を示す。
【００１４】
正しく認識されるように、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでのパルスを用いることにより、上記期間中に、＋Ｖｓ〜−Ｖｓの平均電圧を生成することが可能になる。例えば、０．５Ｖｓの電圧が必要な場合、＋Ｖｓの電圧を、該期間の半期に該出力に、また０Ｖの電圧を残りの半期に印加することができる。
【００１５】
バイポーラスイッチング、例えば、３つの電圧レベル＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓの間のスイッチングは、ユニポーラスイッチング、例えば、＋Ｖｓ、−Ｖｓのみの間のスイッチングを用いることよりも有利である。例えば、追加的な１ビットの分解能は、ユニポーラスイッチングで得られる丁度２Ｖｓの電圧降下よりもむしろＶｓの電圧降下で間に合うので、所定のタイミングクロック周波数のためのバイポーラスイッチングを用いて得られる。別法として、同じ分解能は、半分のタイミングクロック周波数のみを用いて得ることができる。
【００１６】
上記方法によるバイポーラスイッチングの利用は、「クロスオーバ歪み」をもたらす。これは、０Ｖに近い平均電圧の信号が必要な場合に起きる。この場合、上記出力に供給される電圧パルスの必要な幅、すなわち、スイッチング信号のパルスは、ゼロに向かう。非常に狭いパルスを生成することは、該パルスエッジの遅い立ち上がりおよび立ち下がり時間により、およびリンギングにより、非常に困難である。リンギングトップが続き、電圧が、その最終値に確定する立ち上がりエッジは、実質的に固定された幅になり、また同様に、立ち下がりエッジも、実質的に固定された幅になる。より幅広のパルスにおいては、それらの影響は、比較的長い期間によって安定した電圧で軽減される。逆に、パルス幅が狭くて、安定した電圧に固定する時間がない場合、該出力によって示される平均電圧の制御は、かなり限定される。すなわち、非常に狭いパルスが要求される低電圧要求においては、歪みのレベルが非常に増加し、このことは、「クロスオーバ歪み」として知られている。
【００１７】
任意に、上記方法は、上記出力に結果として生じる電圧のパルス幅が、最少パルス幅以下に低下してはいけないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。都合の良いことに、このことは、上述の増加した歪みを軽減する。パルス幅は、０Ｖベースラインに対する＋Ｖｓおよび−Ｖｓにおけるパルスの幅であることを想い起こすべきである。
【００１８】
都合の良いことに、上記出力に、＋Ｖｓまたは−Ｖｓのいずれかの電圧パルスを生成するために、上記第２のスイッチング信号がある期間内に第２の所定の幅の単一のパルスを有するという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成するのに一致して、上記第２のスイッチング信号が上記期間を通して一方の状態を維持するという規則から逸脱することによって、最少パルス幅以下のパルス幅は回避される。
【００１９】
一方のスイッチを、ある期間中、一方の状態にしておき、他方のスイッチのみをスイッチングするという第１の規則を実行すると、＋Ｖｓおよび０Ｖ、あるいは、−Ｖｓおよび０Ｖのパルスが生成される。同時ではないが、第１および第２の両スイッチをある期間中にスイッチングするという第２の規則は、０Ｖベースラインに対して＋Ｖｓおよび−Ｖｓの電圧を生成するため、小さな電圧が要求された場合に有利である。このようにして、小さな正の平均電圧または小さな負の平均電圧を、上記第１および第２のスイッチング信号の幅広のパルスから生成することもできる、幅広の＋Ｖｓおよび−Ｖｓのパルスの組合せから生成することができる。この上記出力に供給される平均電圧の制御の増加は、各期間内でさらなるスイッチングを導入するという欠点より優る。
【００２０】
任意に、上記方法は、上記第２の所定幅を上記第１の所定幅に付加する工程を備えてもよく、その結果、上記第２のスイッチング信号のパルスから生じる＋Ｖｓまたは−Ｖｓの出力における電圧パルスは、それぞれ、該第１のスイッチング信号の増加した第１の所定幅によって生じる−Ｖｓまたは＋Ｖｓの出力における電圧パルスの等しい幅によって釣り合わされる。従って、上記期間中に、該出力に供給される平均電圧の最終的な増加または減少はない。
【００２１】
好ましくは、上記方法は、上記第１のスイッチング信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジが、上記第２のスイッチング信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジとは一致しないという規則に従って、該第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。
【００２２】
この方法に従って、上記第１および第２のスイッチは、同時にスイッチングされない。一度に、一方のスイッチのみを作動させることは、上記出力において発生する電圧降下を、各スイッチング時に半減させることができるため有利である。このことは、２Ｖｓの電圧降下が、上記ブリッジ回路の部品または接続された負荷の絶縁破壊を引き起こすのに十分である場合に、特に有利である。逆に、バイポーラスイッチングを採用すると、スイッチング時に、絶縁破壊を恐れることなく、上記ブリッジ回路を高電圧ＤＣ源によって作動させることが可能になる。さらに、パルス繰り返し周波数の高調波における出力波形中の好ましくない成分の電力は、固定された高いレベルからより低いレベルに低減され、これは、上記信号が低下したときに低下する。
【００２３】
上記方法は、いかなるパルスも、上記期間の中心に関して対称的に位置すべきであるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。これは、いわゆる均一ＰＷＭと呼ばれ、該期間の中心に関して対称的である上記出力に供給されている電圧をもたらす。立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジＰＷＭ等の他の形態のＰＷＭが可能である。
【００２４】
好ましくは、上記方法は、パルスを対称的にセンタリングできない場合には、非対称的なより長いおよびより短い側が、連続する非対称的なパルスのための立ち上がりエッジ側と立ち下がりエッジ側との間で交番されるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。例えば、期間が、偶数のタイミングクロック周期を超えて延びる場合、奇数のクロック周期を占めるパルスは、該期間内に対称的に形成することができず、１つのクロック周期を、別なふうに対称的なパルスの立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれかに加えなければならない。本願明細書に定義した上記方法を実行することにより、常に立ち上がりエッジに、あるいは、常に立ち下がりエッジに重みを付加することによって別なふうに生じるノイズが抑制される。
【００２５】
任意に、上記方法は、上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェーピングする工程をさらに備えてもよい。有利には、このノイズシェーピングは、２次ノイズシェーピング、例えば、直前の２つの期間における量子化エラーを補正するノイズシェーピングであってもよい。
【００２６】
また、本発明は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、第１および第２のスイッチをそれぞれ有する第１および第２のアームであって、該出力の対向端部に接続されている第１および第２のアームとを備えるブリッジ回路を備えるスイッチング回路を作動させる方法であって、（ａ）本発明の第１の態様に従って、パルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する工程と、（ｂ）該第１および第２のスイッチング信号をそれぞれ、上記第１および第２のスイッチに供給し、それによって該第１および第２のスイッチを、オン状態とオフ状態との間でスイッチングさせて、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、および所望の電圧に実質的に等しい、上記期間のための平均電圧によって、上記出力の両端に電気信号を生成するオン状態およびオフ状態の様々な組合せ間でスイッチングする工程とを備える方法に存する。
【００２７】
任意に、上記第１または第２の決定されたパルス幅は、該決定されたパルス幅が、ＤＣ電源の変動を補正するようなＤＣ信号を示す電圧信号を参照して生成される。該ＤＣ電源の電圧変動は、それ自体を、上記出力に供給される電圧のパルス幅変調として表わし、そのため、所望の電圧が、該期間にわたって該出力に供給された平均電圧によって満たされない。上記第１および／または第２のスイッチング信号のパルスに幅を付加すること、あるいは該パルスから幅を減じることによって、失われたまたは増えた振幅を、上記出力に供給された電圧パルスの幅を調節することによって補正することができる。
【００２８】
有利には、上記電圧信号は、上記ＤＣ電源の変動の予測値を得るために、フィルタを通過する。このことは、該電圧信号を中継する際、および連続する期間に対してスイッチング信号を生成する際の限定された応答時間における問題を軽減する。該電圧信号は、有限インパルス応答フィルタを通過させてもよい。
【００２９】
上記第１または第２の決定されたパルス幅は、上記ブリッジ回路のダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を補正するために、付加的な幅を含むように生成してもよい。都合の良いことに、該付加的な幅は、上記出力を流れる電流を示す電流信号および該ダイオードまたはトランジスタの典型的な抵抗を参照して計算される。それらの電圧降下が補正されない場合には、該出力に供給される電圧は、所望の電圧よりも小さくなる。
【００３０】
任意に、上記第１または第２のスイッチング信号のパルスの幅は、上記第１または第２のスイッチにおける遅い応答時間によって生じる電圧オフセットを補正するために、付加的な幅を含むように生成される。それらのスイッチの応答の遅延は、上記出力に供給される電圧に見られる該パルスの傾斜した立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジにつながる。該傾斜が等しくない場合、期間中に該出力に供給される平均電圧は、所望の電圧を満たさない。
【００３１】
好ましくは、上記第１および第２のスイッチはトランジスタであり、また上記方法は、それぞれ該トランジスタを流れる実質的に最大のおよび実質的に最少の電流に対応するオンおよびオフ状態の間で該トランジスタをスイッチングする工程を備える。これらのトランジスタは、例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであってもよい。
【００３２】
任意に、上記方法は、期間中に、上記出力に供給すべき所望の電流を示す電流要求信号を受取って、所望の電流に実質的に等しい電流によって、該期間中に該出力に供給されている電気信号を結果として生じる、該出力に供給すべき所望の電圧を示す電圧要求信号を計算する工程を備える。このようにして、上記電流コントローラは、電流要求を受けて、対応する電圧要求を局所的に計算することによって作動する。
【００３３】
任意に、上記電圧要求信号を計算する工程は、上記出力に接続された負荷の負荷特性のモデルを参照して実行される。例えば、所望の電流を生成するために必要な電圧をリストするルックアップテーブルを構成してもよい。別法として、所望電流を示す要求された電圧を計算できるように、多項関係または相似関係を導いてもよい。
【００３４】
好ましくは、上記電圧要求信号を生成する工程は、上記出力を流れる電流を示す電流信号を参照して実行してもよい。このようにして、所望の電流と、上記出力で測定された実際の電流との間のいかなる差も補正する調節を実行することができる。このことを実現する１つの方法は、該所望電流と、実際に測定された電流との間の差を計算し、これを上記電圧要求を計算する前に、該電流要求信号から減じることである。
【００３５】
また、本発明は、上記ブリッジ回路と関連するコンピュータおよび／または他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、本願明細書に記載した上記方法工程を実行するプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラムに存する。さらに、本発明は、上記ブリッジ回路と関連するコンピュータおよび／または他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、本願明細書に記載した上記方法工程を実行するコンピュータ読取り可能媒体に格納されたプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品に存する。
【００３６】
他の態様から、本発明は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受取るように作動可能で、第１および第２のスイッチと、出力と、上述した方法工程を実行するようにプログラムされた処理手段とを備えるスイッチング回路に存する。任意に、該スイッチング回路は、さらに、上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープするように作動可能なノイズシェーパを備えてもよい。また、本発明は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受取るように作動可能な入力と、出力と、それぞれ第１および第２のスイッチを有する第１および第２のアームとを備え、該第１および第２のアームが、該出力の対向端部と、上述した方法工程を実行するようにプログラムされた処理手段とに接続されているブリッジ回路に存する。該ブリッジ回路は、任意に、電圧信号センサ、（有限インパルス応答フィルタを含む）フィルタ、ダイオードおよび／またはトランジスタ、電流信号センサのうちのいずれかを含んでもよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
次に、本発明を、添付図面を参照して、単に例証として説明する。
【００３８】
本発明の上記方法に従って作動できる電流コントローラを、図２の概略図に示す。明らかなように、該電流コントローラは、電磁石１０に電流を供給する。電磁石１０は、例えば、共振しやすい可動機械を支持する浮き台を浮揚させて、周囲の構造から共振を絶つために使用される電磁石からなるアレイのうちの一つであってもよい。
【００３９】
この実施の形態においては、上記電流コントローラは、電圧要求信号１２に応答して、電磁石１０に電流を供給する。電圧要求信号１２は、電磁石１０によって生成すべき所望の力に従って生成される。例えば、電圧要求信号１２は、上記可動機械を支持する上記浮き台の振動に関する情報を、連続する期間に、多数のモーションセンサから集めるグローバルコントローラ（図示せず）によって生成することができる。そして、該グローバルコントローラは、各連続する期間中に共振を低減するために、各電磁石１０によって生成しなければならない力を決定する。該力が一旦、決まると、該グローバルコントローラは、各連続する期間に電磁石１０に印加すべき必要な電圧を計算し、所望の力を実現して、これを上記電流コントローラに電圧要求信号１２として供給する。別法として、該グローバルコントローラは、所望の力を示す信号を該電流コントローラへ供給し、該電流コントローラは、対応する電圧要求信号１２を局所的に計算する。
【００４０】
電磁石１０に供給される電流は、図１に示したものに相当するハーフブリッジ回路１４の形態のスイッチング回路によって調整される。ハーフブリッジ回路１４は、その対向するアームが、一対のダイオード１６と一対のトランジスタ２０ａ、２０ｂとを有するブリッジを備える。ハーフブリッジ回路１４への供給入力は、後に詳述するフィルタリングしたＤＣ電源２２として得られる＋ＶｓのＤＣ電圧で供給される。電磁石１０は、ハーフブリッジ回路１４の出力の両端に接続されている。
【００４１】
スイッチング信号２４ａ、２４ｂは、箇所Ａ、Ｂにおいてそれぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂに印加される。該トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ型のものでもよいが、他の一般に使用可能なタイプも同様に使用可能である。トランジスタ２０ａ、２０ｂは、電力損失が大きいそれらのコンダクタンスの線型領域を用いるのではなく、オン状態とオフ状態の間で、例えば、最少電流の状態と最大電流の状態との間で作動される。スイッチング信号２４ａ、２４ｂは、それぞれ、トランジスタ２０ａ、２０ｂを制御して、ハーフブリッジ回路１４を、３つのモードのうちの１つで作動させる。
【００４２】
第１のモードにおいては、両トランジスタ２０ａ、２０ｂは、「オン」に切り替えられ、例えば、導通状態に切り替えられ、その結果、電磁石１０は、＋Ｖｓの電圧を示し、電流が、電磁石１０を通って順方向にトランジスタ２０ａからトランジスタ２０ｂへ、つまり、右から左へ流れる。
【００４３】
第２のモードにおいては、トランジスタ２０ａ、２０ｂの一方が「オン」に切り替えられ、他方が「オフ」、つまり、非導通状態に切り替えられる。容易に分かるように、このモードにおいて、電磁石１０は、０Ｖの電圧を示し、電流は、ハーフブリッジ回路１４の一方のループを通ってのみ流れることが可能である。トランジスタ２０ａがオンに切り替えられ、かつトランジスタ２０ｂがオフに切り替えられると、電流は、図１に示すハーフブリッジ１４の上方のループに流れる。逆に、トランジスタ２０ｂがオンに切り替えられ、かつトランジスタ２０ａが切り替えられると、電流は、図１に示すハーフブリッジ１４の下方のループに流れる。しかし、トランジスタ２０ａ、２０ｂのどちらがオンしどちらがオフしているかに関係なく、電流は常に電磁石１０を通って右から左へ流れ、この電流は、該電流経路における抵抗損失に従って大きさが低下する。
【００４４】
最後に、第３のモードにおいは、両トランジスタ２０ａ、２０ｂがオフになる。リザーバキャパシタ２６は、フィルタリングされたＤＣ電源２２の両端に接続され、電磁石１０の大きなインダクタンスは、電流が、電磁石１０を通って、両ダイオード１６を通る逆の経路に沿って流れることを保証する。この結果、電磁石１０は、−Ｖｓの電圧を示し、再び電流は、電磁石１０を通って右から左へ流れる。この電流は、リザーバキャパシタ２６が抵抗性損失によって放電するため、その大きさは減少する。
【００４５】
上記の構成は、電磁石１０を通る単一方向の電流をもたらすことを認識されたい。また、この電流は、適切なスイッチング信号２４ａ、２４ｂをそれぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂに供給して、電磁石１０の両端に＋Ｖｓ、０Ｖまたは−Ｖｓの電圧を設定することによって制御することができることは明白である。
【００４６】
各連続する期間のスイッチング信号２４ａ、２４ｂは、電圧要求信号１２に応答して作動可能なスイッチング信号生成器システム２８によって生成される。いずれか１つの期間中に電磁石１０を通って流れる平均電流は、デューティサイクルを、該期間中に、電圧レベル＋Ｖｓ、０Ｖまたは−Ｖｓの各々で交番することによって変化させてもよい。電流の最大の増加は、期間を通して設定されている＋Ｖｓの電圧に対応し、電流の最大の減少は、期間を通して設定されている−Ｖｓの電圧に対応する。
【００４７】
電圧要求信号１２に応答してスイッチング信号２４ａ、２４ｂを生成するのに加えて、スイッチング信号生成器システム２８は、適切なスイッチング信号２４ａ、２４ｂが生成されたときに、２つの別の信号を考慮してもよい。これらの信号は、電圧センサ信号３０および電流センサ信号３２である。電圧センサ信号３０は、ハーフブリッジ回路１４の入力に与えられたフィルタリングされたＤＣ電源２２の電圧変動の予測手段である。電圧センサ信号３０は、以下に詳細に説明するように、フィルタ３８を通過した後に、ＤＣ電源３６によって供給された電圧の変動を測定する電圧センサシステム３４によって生成される。次に電流センサ信号３２について説明すると、この信号３２は、以下に詳細に説明するように、電磁石１０を通って流れる、ハーフブリッジ回路１４によって生成された電流を測定する電流センサ４０によって生成される。本質的に、電流センサ信号３２は、スイッチング信号生成器システム２８により、トランジスタ２０ａ、２０ｂの電圧降下、およびそのキャパシタンスにより電磁石１０によって示される電圧パルスの遅い立ち上がりおよび立ち下がり時間を計算するために使用される。
【００４８】
スイッチング信号生成器システム２８が、電圧センサ信号３０または電流センサ信号３２に関してスイッチング信号２４ａ、２４ｂを生成することは本質的ではないが、その場合、以下に明らかになるように、優れたノイズ制御を実現することができる。
【００４９】
次に、スイッチング信号生成器システム２８の構成要素について、詳細に説明する。図３ａから最も明白に分かるように、電圧要求信号１２、電圧センサ信号３０および電圧センサ信号３２は、電圧パルス幅生成器４２に流れる。電圧パルス幅生成器４２は、上記期間に対して電圧要求信号１２を合わせるために、該期間に対して必要な電圧パルス幅４４を計算し、電圧センサ信号３０を参照して、フィルタリングされたＤＣ電源２２における電圧変動の予測値を、および電流センサ信号３２を参照して、ハーフブリッジ回路１４における電圧降下を補償する。例えば、電圧要求信号１２が、該期間に対して１／２Ｖｓの電圧を要求する場合、電圧パルス幅生成器４２は、該期間の半分を占める＋Ｖｓのパルスを生成することになり、該期間の残りの半分は、０Ｖに設定される。
【００５０】
そして、計算された電圧パルス幅４４は、ノイズシェーパ４６に流れ、そこで、より高い周波数におけるノイズの増加を犠牲にして、当該周波数においてノイズが抑制されるように、該信号の量子化ノイズがシェーピングされる。ノイズシェーパ４６を図３ｂにより詳細に示し、以下、より詳細に説明する。
【００５１】
ノイズシェーピング後、その結果として生じた電圧パルス幅４８は、トランジスタ２０ａ、２０ｂに流れるスイッチング信号２４ａ、２４ｂのそれぞれに対するパルス幅を計算するスイッチング信号パルス幅生成器５０に流れる。これらのスイッチング信号パルス幅５２は、ノイズシェーパ４６を流れるノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８に対応するように設定される。スイッチング信号パルス幅５２は、トランジスタ２０ａ、２０ｂのスイッチングに追従する電磁石１０の両端の電圧の遅い立ち上がりおよび立ち下がり時間を補償するために、（電圧パルス幅生成器４２およびノイズシェーパ４６を通って届いた）電流センサ信号３２に関して計算される。また、スイッチング信号パルス幅５２は、補償された電圧パルス幅５３を与えるように結合される。
【００５２】
スイッチング信号のパルス幅５２は分かっているので、該信号は、必要な幅量子化構成のビット分解内で最も近い使用可能な量子化レベルに整合させるパルス幅量子化器５４に流れる。量子化されたスイッチング信号パルス幅５６は、対応する量子化された電圧パルス幅５７を計算するのに使用され、該電圧パルス幅は、量子化の範囲内で補償された電圧パルス幅５３とは異なる。スイッチング信号パルス幅５２と量子化されたスイッチング信号パルス幅５６の差、および補償された電圧パルス幅５３と量子化された電圧パルス幅５７の違いは、当然、量子化誤差であり、それらは、それ自体を量子化ノイズとして表わす。量子化された電圧パルス幅５７は、量子化ノイズを低減するために、フィードバックループ５８を介してノイズシェーパ４６へ戻される。
【００５３】
次いで、量子化されたスイッチング信号パルス幅５６は、スイッチング信号２４ａ、２４ｂに対する適切なエッジ位置を計算するスイッチング信号エッジ位置生成器６０に流れる。計算されたスイッチング信号エッジ位置６２は、精密なタイミングクロック６６を参照して、スイッチング信号生成器６４により実際のスイッチング信号２４ａ、２４ｂに変換され、それにより精度および同期を保証する。そして、スイッチング信号２４ａ、２４ｂは、それぞれ、トランジスタ２０ａ、２０ｂの図１の箇所ＡおよびＢに流れる。トランジスタ２０ａ、２０ｂの作動は、電磁石１０の両端の電圧を、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓの値の間で変化させ、それにより、量子化された電圧パルス幅５７に整合する量子化された電圧パルスを形成する。
【００５４】
図３ａのノイズシェーパ４６を、図３ｂにより詳細に示す。図を見て分かるように、電圧パルス幅４４は合流点６８に流れ、そこで、ノイズシェーピングされた量子化誤差７０が減ぜられる。実際には、２次ノイズシェーピング構成が用いられ、最後の１つの期間からのノイズシェーピングされた量子化誤差の重み付けされた分が、減ぜられる前の以前の期間からのノイズシェーピングされた量子化誤差７０と結合される。このことは、以前の期間の量子化誤差により付加または損なわれた追加的な電圧の補償を含む、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８を生成する。そして、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８は、量子化された電圧パルス幅５７が、上述したようにそれから導出される量子化されたスイッチング信号パルス幅５６を生成するのにも用いられるスイッチング信号パルス幅５２を生成するのに用いられる。
【００５５】
量子化された電圧パルス幅５７は、フィードバックループ５８に沿って流れ、量子化誤差７４を与える合流部７２において、補償された電圧パルス幅５３から減ぜられる。それに続いて、量子化誤差７４は、従来よく知られているように、２次ノイズシェーピングを用いて、当該周波数帯の全域で量子化ノイズを抑制するノイズシェーピングフィルタ７６によって処理される。
【００５６】
次に、ノイズシェーピングフィルタ７６によって生成された処理された量子化誤差７８は、該処理された量子化誤差が、連続する期間に、電圧パルス幅４４から減ぜられることを保証するために、符号８０において一期間遅延を通過する。よってネガティブフィードバックが完成する。
【００５７】
次いで、電圧センサシステム３４について、特に図４を参照してより詳細に説明する。上述したように、ハーフブリッジ回路１４への電源入力は、フィルタリングされたＤＣ電源２２によって供給される。これは、ＤＣ電源３６からの信号に含まれる可能性がある電源線リプルをできるだけ取り除くために、フィルタ３８を通過するＤＣ電源３６から得られる。
【００５８】
また、リザーバキャパシタ２６は、電磁石１０を通って流れる電流の変化に応答して充放電するので、ハーフブリッジ回路１４のリザーバキャパシタ２６の両端の電位の変化により、フィルタリングされたＤＣ電源２２の相互変調がある場合がある。相互変調は、それ自体、電磁石１０によって示される量子化された電圧パルスにおける振幅変調として現れる。明らかに、所望の＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのパルスレベルからのずれは、満たされない電圧要求信号１２をもたらし、上記磁石を流れる電流は、（例えば、上記可動機械の振動を絶つために）意図した磁界を生成するのに必要な電流からドリフトする。
【００５９】
フィルタリングされたＤＣ電源２２の不必要な変動を補償するために、予測する電圧センサシステム３４が用いられる。フィルタリングされたＤＣ電源２２の変動のフィードスルーを指示する信号処理遅延手段は、スイッチング信号生成器２８に遅く到達して、有効な補償を実現できる。すなわち、フィードフォワード予測電圧センサシステム３４が用いられる。電圧センサ８２は、図４に示すように、フィルタリングされたＤＣ電源２２を測定する。これらの測定値の逆数が７タップ有限インパルス応答（ｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ；ＦＩＲ）フィルタ８６による使用のために符号８４において計算される。これらの要素は、当業者が容易に認識できるように、容易に使用可能である。ＦＩＲフィルタ８６は、次の期間にわたる１／Ｖｓの適当な値を予測するのに使用され、この値を、予想される電圧の増加または減少にそれぞれ比例して、電圧パルス幅４４に重み付けを付加または減じることができるように、電圧センサ信号３０としてスイッチング信号生成器２８へ送る。
【００６０】
電磁石１０の制御品質は、電磁石１０によって示される電圧のために考慮された有限で重要な時間に影響を受けて、トランジスタ２０ａ、２０ｂのうちの一方のスイッチングオフ時に低下する（以下に説明するように他の要因もある）。該電圧の線形性の減少は、電磁石１０に内在する静電容量を放電できるように速く低下できるため引き起こされる。電流は、図２に示す電流センサ４０によって測定され、その結果生じる電流センサ信号３２は、スイッチング信号パルス幅５２を計算して、以前の期間に測定された電流に対応して、電圧の遅い減少を補償するように、スイッチング信号生成器２８へ流れる。
【００６１】
上記電流コントローラの構成要素について説明してきたので、次に、電磁石１０によって示される電圧におけるパルスの幅、およびスイッチング信号２４ａ、２４ｂのパルスの幅が、どのようにして決定されるかに注意して、上記電流コントローラの動作方法について説明する。
【００６２】
各期間は、電圧要求１２に見合うように該期間に、電磁石１０の両端に平均電圧を生じる要求されたスイッチング信号２４ａ、２４ｂも計算するスイッチング信号生成器２８によって受けられる電圧要求１２によって始まる。そしてスイッチング信号生成器２８は、正確なタイミングクロック６６を参照して、該期間に正確に同期させて、スイッチング信号２４ａ、２４ｂをそれぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂへ送る。
【００６３】
図３ａを見て最もよく分かるように、電圧要求１２は、電圧パルス幅生成器４２によって受けられる。上述したように、電圧パルス幅４４は、０Ｖのベースラインに対して＋Ｖｓまたは−Ｖｓのどちらかの単一のパルスが使用されると仮定すると、数秒で生成される。電圧パルス幅４４は、（１／Ｖｓ）ｅｓｔと表わすことができる電圧センサ信号３０として供給される上記期間のＶｓの予測測定値に従って、フィルタリングされたＤＣ電源２２の変動に関して生成される。
【００６４】
さらに、ダイオード１６（Ｖｄｉｏｄｅ）およびトランジスタ２０ａ、２０ｂのフォワード電圧降下も考慮される。これらの影響が考慮されない場合には、出力電圧オフセットおよび出力電圧振幅の変化が見られることになる。トランジスタ２０ａ、２０ｂの両端の電圧降下は、典型的な動作条件の間にかなり変化することが知られている。該電圧降下の大きさを予測するために、典型的な動作点に対する対応するデバイスデータシートから、トランジスタ２０ａ、２０ｂのドレイン・ソース抵抗（ＲDS）の値が取得される。この抵抗は、トランジスタ２０ａ、２０ｂのフォワード電圧降下を予測するために、（電磁石１０を流れる電流Ｉｍａｇを与える）電流センサ信号３２と共に用いられる。Ｖｄｉｏｄｅの値は、上記電流コントローラ動作条件にわたって一定であると仮定されるため、上記対応するデバイスデータシートから、典型的な動作点を表わす値を選択することによって得られる。
【００６５】
そして、上記出力電圧の微妙な調節のために、小さなＤＣオフセット電圧補正（Ｖｏｆｆｓｅｔ）が用いられる。この値は、較正によって得られる。
【００６６】
要求された電圧１２（Ｖｄｅｍａｎｄ）は、損失を補償するために、ダイオード１６およびトランジスタ２０ａ、２０ｂの電圧降下の付加によって調整される（オフセットに対する正および負のサインの使用が、正しい補償を保証する）。すなわち、要求された電圧パルス幅４４（Ｗｒｅｑ）は、
【数１】
2005515745.tif 000003
【００６７】
から計算することができる。ただし、Ｗｆｕｌｌは、数秒間の最大パルス幅である。この実施例においては、６４ｋＨｚのパルス繰り返し周波数を用い、タイミングクロックの周波数は、１５．６２５の周期幅を示す３２．７６８ＭＨｚであった。当然、他のパルス繰り返し周波数も、ノイズ要求、およびより高い周波数に対処する構成要素の損失または有効性により、代わりになることが可能である。
【００６８】
式（１）から電圧パルス幅４４が、要求された電圧の極性を反映するサインを有し、例えば、該サインは、０Ｖ〜＋Ｖｓの電圧要求１２の場合には正であり、０Ｖ〜−Ｖｓの電圧要求１２の場合には負であることに注意されたい。このサインは、後の計算の全体に媒介される。さらに、電圧パルス幅４４は、０Ｖベースラインから離れた時間の測定値であり、すなわち＋Ｖｓにおけるパルスおよび−Ｖｓにおけるパルスの幅である。
【００６９】
式（１）は、高いレベルの精度をもたらすが、ブラケットの最初のセットに含まれる  （Ｖｄｅｍａｎｄ以外の）全てのまたはどの項も含まれる必要はなく、この場合、電磁石１０の性能の低下を許容することができる。
【００７０】
電圧パルス幅４４は、ノイズシェーパシステム４６へ送られて、ノイズシェープした電圧パルス幅４８（Ｗｓｈ）を生成する。これは、上述したように、以前の期間のパルス  （ＷQE-1）の幅における量子化誤差を参照して、および、最後の１つの期間のパルス（ＷQE-2）も参照して計算される。ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８は、
【数２】
2005515745.tif 000004
【００７１】
で表わされる。ただし、ｆPRF は、パルス繰り返し周波数（上述したように、６４ｋＨｚ）であり、またｆｎｏｔｃｈは、上記シェーピングされたノイズのノイズスペクトルにおける必然的なノッチに対して選択された周波数である。本実施形態においては、これは１ｋＨｚになるように選択された。
【００７２】
そして、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８は、スイッチング信号２４ａ、２４ｂのパルスに対して対応する幅を生成するスイッチング信号パルス幅生成器５０へ送られる。しかし、トランジスタ２０ａ、２０ｂをスイッチングする４つのモードがあり、正しいモードを実施しなければならない。従って、次に、それらの４つのモードを、図５ａ〜ｄを参照して詳細に説明する。この点に関して上述したことを要約すると、トランジスタ２０ａ、２０ｂが次のようにスイッチングされた場合、次のような電圧が、電磁石１０によって示される。
【表１】
2005515745.tif 000005
【００７３】
図５ａは、スイッチングシーケンスを示し、電圧要求１２は、正の電圧、例えば、０〜＋Ｖｓのためのものである。トランジスタ２０ａ、２０ｂの各スイッチング動作に内在する電力損失を避けるために、デフォルトのスイッチングモードは、一方のトランジスタ２０ａのみが期間中にスイッチングされ、他方のトランジスタ２０ｂは、該期間中は、そのオン状態のままである、いわゆる「Ｂ級」モードである。このようにして、トランジスタ２０ｂにおいては、スイッチングにより電力は損なわれない。また、多くの用途において、電圧要求１２は、多くの連続する期間に正または負のままになりやすいため、一方のトランジスタ２０ａ、２０ｂを、その期間中に不変の状態にしておくことができ、それにより、そのトランジスタ２０ａ、２０ｂのスイッチングに内在するいかなる電力損失も避けられる。図を見て分かるように、スイッチング信号２４ａの単一のパルスは、該期間内の中心で生成されて、電磁石１０の両端に電圧を生成して、単一の対応する＋Ｖｓのパルス（図５ａのハッチングした部分）が、０Ｖのベースラインから立ち上がって、要求された正の電圧を生じている。
【００７４】
図５ｂは、負の電圧、つまり、０〜−Ｖｓに対する電圧要求に対応する第２のモードの動作を示す。ここでも、トランジスタ２０ａ、２０ｂのＢ級スイッチングが用いられ、このとき、トランジスタ２０ａは、その期間中オフ状態のままであり、トランジスタ２０ｂは該期間内に中心パルスを有するそのスイッチング信号２４ｂによってスイッチングされている。電磁石１０によって示された、結果として生じる電圧は、該期間の始めと終わりにおいて０Ｖベースラインから伸びる一対の−Ｖｓのパルスを有する。すなわち、図５ｂでハッチングした２つのパルスは、要求された負の電圧パルスを形成するように結合する。そのため、−Ｖｓのパルスを生じるスイッチング信号２０ｂの中心パルスではなく、むしろ周辺の領域である。従って、それは、電磁石１０によって示される電圧の−Ｖｓのパルスの幅に相当するスイッチング信号２４ｂの中心パルスの幅より小さい該期間の全幅である。上述したように、連続する負の電圧が要求された場合、トランジスタ（この場合２０ａ）を不変状態にしておくことができることを認識されたい。
【００７５】
厳密に言えば、ゼロ電圧が要求されたときに生じる別のモードについて、完全性のために言及すべきである。これは、上記期間中ずっと、トランジスタ２０ａをオフにし、かつトランジスタ２０ｂをオンにすることによって実施することができる。
【００７６】
Ｂ級スイッチングは、両トランジスタ２０ａおよび２０ｂを一つの期間内にスイッチングしなければならない場合の電力損失の低減により好適であり、小さな正の電圧または小さな負の電圧が要求された場合に、相反する要求が生じる。小さな正の電圧の場合、このことは、電磁石１０によって示される電圧を、急速に＋Ｖｓに昇圧した後、０Ｖに下げなければならないため、該電磁石１０によって示される電圧において狭小なパルスをもたらす。小さな負の電圧の場合には、問題は、連続する期間の始めと終わりにおいて、電圧を急速に、−Ｖｓに降圧した後、０Ｖまで上げなければならないということにある。トランジスタ２０ａ、２０ｂの遅い応答および立ち上がりは、パルスの波形縁部に歪みを付加し、電圧制御の不足につながる。これらの影響は、特有の小さなパルスに対して問題になり、立ち上がり波形間の安定した平坦領域が失われる。このことは、上記電流コントローラの線形性の喪失につながる。この問題を克服するために、しきい値パルス幅Ｗｔｈｒｅｓｈが設定され、電圧要求１２を満たすために、該しきい値未満のパルス幅が要求された場合、一つの期間において両トランジスタ２０ａ、２０ｂがスイッチングされるいわゆる「ＡＢ級」に変更される。
【００７７】
図５ｃは、小さな正の電圧要求１２に対するＡＢ級スイッチングの事例を示す。Ｂ級スイッチングを用いて実施した場合、上記しきい値幅未満の電磁石１０によって示される電圧の単一のパルスが生じる。これを避けるために、トランジスタ２０ｂを、期間中ずっとオン状態にして、該トランジスタがスイッチングされて、該期間のほとんどを占める中心オンパルスを生成するのではなく、トランジスタ２０ａがスイッチングされて、上記しきい値幅に要求された幅を加えたものに等しい幅を有する中心オンパルスが生成される。電磁石１０によって示される結果として生じる電位は、小さな下方に伸びるパルスによって−Ｖｓで始まりかつ終わり、この場合両トランジスタ２０ａ、２０ｂはオフであり（実線のハッチング領域で示す）、これは、トランジスタ２０ｂがオンであり、かつトランジスタ２０ａがオフである０Ｖにおける領域に進み、これらの領域は、＋Ｖｓにおける中心パルスで合わさり、この場合、両トランジスタ２０ａ、２０ｂはオンである（破線のハッチング領域で示す）。該ハッチングした領域の幅は、簡単のため誇張されており、また、実際のしきい値幅を測定するのに用いるべきではない。上記期間中の電磁石１０によって示される平均電位は、上記実線でハッチングされた領域よりも小さい上記破線でハッチングされた領域に相当し、これは明らかに、最終的な小さな正の電圧をもたらす。
【００７８】
同様に、図５ｄは、Ｂ級スイッチングを用いるべき場合に、連続する期間に、上記しきい値幅以下である−Ｖｓの幅をもたらすであろう小さな負の電圧要求１２に応答するＡＢ級スイッチングの事例を示す。最少−Ｖｓのパルス幅を維持するために、トランジスタ２０ｂは、期間中のほとんどにわたって中心に伸びるオンパルスを有するようにスイッチングされる。トランジスタ２０ａは、Ｂ級スイッチングの時のようにオフ状態のままにされるのではなく、中心オンパルスを有するようにスイッチングされる。電磁石１０によって示される結果として生じる電位は、−Ｖｓに対応する上記実線でハッチングされた領域が、＋Ｖｓに対応する上記破線でハッチングされた領域よりも大きくなるように結合し、すなわち、小さな負の平均電位を示す電磁石１０をもたらすことを除いて、図５ｃを参照して説明したものに対応する形状を有する。
【００７９】
従って、スイッチングモードのタイプは、次の条件（１）、（２）をテストすることによって決まる。
【数３】
2005515745.tif 000006
【数４】
2005515745.tif 000007
【００８０】
ただし、Ｗｃａｐは、電磁石１０の静電容量（Ｃｍａｇ）を補償するように計算された幅調節値である。この静電容量は、上述したように、電磁石１０によって示される電圧レベル間に遅い立ち上がり時間および立ち下がり時間を引き起こし、そのため、パルスを人為的に長くするという影響を有する。すなわち、制御は失われる。上記幅調節値は、次式から計算される。
【数５】
2005515745.tif 000008
【００８１】
ただし、電磁石１０を流れる電流の最大値（Ｉｍａｇ）または最少電流値（Ｉｍｉｎ）が用いられる。該最少電流値は、ゼロで分割されること、および、小さな電流のみが、電磁石１０を流れる場合に生じる問題を避けるために、この計算で用いる電流の下限に相当する。
【００８２】
条件（１）および（２）をテストすることの結果に適するスイッチングの種類を以下に示す。
【表２】
2005515745.tif 000009
【００８３】
そして、スイッチング信号パルス幅５２は、次のように、適切なスイッチングモードに対して計算される。以下の等式において、ＷA およびＷB は、それぞれ、スイッチング信号２４ａおよび２４ｂのパルスの幅である。ＷEAおよびＷEBは、それぞれスイッチング信号２４ａおよび２４ｂに応答して生成されたパルスの実際の幅における最終的な実効誤差である（これらの値は、較正によって決定される）。Ｗｍｉｎは、ＡＢ級モードの時に付加される固定されたオフセットである。
【００８４】
＋Ｂ級
【数６】
2005515745.tif 000010
【数７】
2005515745.tif 000011
【００８５】
つまり、トランジスタ２０ａは、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８から静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じたパルスを有し、トランジスタ２０ｂは、期間中ずっとオンのままである。
【００８６】
−Ｂ級
【数８】
2005515745.tif 000012
【数９】
2005515745.tif 000013
【００８７】
つまり、トランジスタ２０ａは、期間中ずっとオフのままであり、トランジスタ２０ｂは、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８を減じ（ノイズシェーピングした電圧パルス幅４８が、−Ｖｓにおける電圧パルス幅を反映するのに対して、我々は、０Ｖにおける中心領域を生成するスイッチング信号のパルスに対する幅を設定することを思い起こす）、かつ静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じた全期間幅に等しい中心パルスを有する。
【００８８】
＋ＡＢ級
【数１０】
2005515745.tif 000014
【数１１】
2005515745.tif 000015
【００８９】
つまり、トランジスタ２０ａは、上記しきい値幅が越えられることを保障する固定されたオフセットを加え、静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じた、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８のパルスを有し、トランジスタ２０ｂは、最終的な利得が、電磁石１０の両端の出力電圧に生じないことを保証する固定されたオフセットを除き、かつ静電容量の補償および最終的な実効誤差を除いて、期間中ずっとオンのままである。
【００９０】
−ＡＢ級
【数１２】
2005515745.tif 000016
【数１３】
2005515745.tif 000017
【００９１】
つまり、−Ｂ級スイッチングの場合と同様であるが、ここで、トランジスタ２０ａは、静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じた固定されたオフセット幅を有するパルスを含み、トランジスタ２０ｂは、期間の間の電圧変化の間の最少間隔を保障する固定されたオフセットに対応して、その中心パルスに幅の低減を有する。
【００９２】
スイッチング信号パルス幅５２を計算してきたが、これらの幅５２は、数秒毎であり、また０から該期間の全幅までの範囲のいずれかの値をとることができる（上記パルス繰り返し周波数の逆数、例えば、１５．６２５μｓ）。しかし、最終的なスイッチング信号は変調されたパルス幅であるため、スイッチング信号パルス幅５２は、一つの期間内で使用可能な周期カウントの数に適合するように量子化されるように、正確なタイミングクロック６６の周期カウントに変換しなければならない（パルス繰り返し周波数と正確なタイミングクロック６６の周波数ｆｃｌｏｃｋとの組合せが、期間毎に５１２周期カウントを生じることを言及してきた）。この機能は、スイッチング信号パルス幅量子化器５４によって実行される。
【００９３】
スイッチング信号パルス幅量子化器５４は、以下の単純な式から、周期カウントの数  （トランジスタ２０ａおよび２０ｂに対して、それぞれＮA およびＮB ）を計算して、それらの値を量子化されたスイッチング信号パルス幅５６として送る。
【数１４】
2005515745.tif 000018
【数１５】
2005515745.tif 000019
【００９４】
また、ＮA およびＮB は、次式に従って、量子化誤差７４（ＷQE）を計算するのにも用いられる。
【数１６】
2005515745.tif 000020
【００９５】
そしてＷQEは、上述したように、次の期間において、ＷQE-1およびＷQE-2として用いられる。
【００９６】
正確なタイミングクロック６６の周期カウントのユニットにおいて、量子化されたスイッチング信号パルス幅５６が分かっている場合、スイッチング信号エッジ位置生成器６０は、該正確な周期カウントを生成し、スイッチング信号２４ａ、２４ｂのエッジが発生する。
【００９７】
上記パルスは、信号歪みを最少化するために、交番奇数非対称を用いて配置される。この歪みは、奇数番の周期カウントのパルスが必要な場合に生じる。このようなパルスは、期間内の中心に配置することができず、エッジが、周期カウントの始めと終わりに一致しなければならないという制約を与える。該パルスが、常に半周期早くまたは半周期遅くなるように配置されている場合には、歪みが結果として生じる。この歪みは、交番奇数非対称を用いることにより、例えば、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間のオフセットを該期間の半分で交番することによって最少化される。アルゴリズムを適用すると、トランジスタ２０ａに対するオンエッジ位置およびオフエッジ位置は、次のように与えられる。
【００９８】
ＮA が偶数の場合、ＯＮA ＝１／２（Ｎｆｕｌｌ−ＮA ）
その他の場合、ＯＮA ＝１／２（Ｎｆｕｌｌ−ＮA ＋ｄA ）およびｄA ＝−ｄA 
また、ＯＦＦA ＝ＯＮA ＋ＮA 
ただし、Ｎｆｕｌｌは、周期カウント（５１２）の最大数であり、ｄA は、最初、＋１に設定され、その値は、一つの期間から次の期間へ伝えられる。認識されるように、トランジスタ２０ｂに対するエッジ位置は、対応する方法で（例えば、下付き文字「Ａ」と下付き文字「Ｂ」と交換することによって）決定する。
【００９９】
スイッチング信号２４ａ、２４ｂのパルスのエッジ位置が分かっている場合、それらの値は、スイッチング信号エッジ位置６２としてスイッチング信号生成器６４へ送られる。そしてスイッチング信号生成器６４は、スイッチング信号エッジ位置６２を正確なタイミングクロック６６の周期カウントに同期させて、その後、それぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂへ送られる実際のスイッチング信号２４ａ、２４ｂを生成する。
【０１００】
すなわち、ハーフブリッジ回路１４は、電圧要求１２に対応して、電磁石１０の両端に平均電圧を生成するように作動する。
【０１０１】
当業者は、本発明の範囲を逸脱することなく、本願明細書に記載した上記実施の形態に対して変更例を実施することができることを認識するであろう。
【０１０２】
例えば、上記の実施の形態は、グローバルコントローラにより、所望の値に従って生成することができる電圧要求信号１２に応答して、電磁石１０に電流を供給する電流コントローラについて記載している。しかし、該電流コントローラは、電圧要求信号１２ではなく、電流要求信号８８に応答して作動してもよい。この信号は、第１の実施の形態の電圧要求信号１２の生成に関して説明したような方法と同じ方法で、該グローバルコントローラによって生成することができる。
【０１０３】
このような構成を図６に示す。この図は、図２と同様であるが、電流要求モードで作動するのに必要な追加的な構成要素を示している。図２からの全ての構成要素（および図３および４に詳細に示す構成要素）は、上記電流コントローラに含まれており、該電流要求モードのこの議論に関連する構成要素のみを、明確化のために図６に示す。図から明らかなように、主な変化は、符号８７で示す制御ループを含んでいることである。
【０１０４】
動作の一つのモードにおいては、電流要求信号８８（明確化のために符号８８ａで示す）は、比較器９０において、電流センサ信号３２と比較される。電流センサ信号３２は、電流センサ４０の出力から得られ、電磁石１０の流れる電流の測定を示す。電流センサ信号３２を電流要求信号８８ａと比較することによって、電磁石１０を流れる電流の要求された電流からのずれを示すエラー信号９２が生成される。エラー信号９２は、制御ループ利得と、制御ループフィルタと、電流／電圧転送モデルとを含んで、電圧要求信号１２ａを生成するフィルタ９４に送られる。電圧要求信号１２ａは、３方スイッチ９６を介してスイッチング信号生成器システム２８へ送られる。
【０１０５】
上記電流電圧転送モデルの不正確さは、電流センサ４０を用いて制御ループ８７によって補正される。上記電流コントローラの性能は、該電流電圧転送モデルの正確さよりも、電流センサ４０のノイズ性能および精度により依存する。必要に応じて、例えば、最良のダイナミックレンジを与えるために、電流センサの組合せを用いてもよい。
【０１０６】
（電流センサ信号３２を介した）電磁石電流のドリフトを補正する制御ループ８７が必要ない動作の代替のモードにおいては、図６に示すように、電流要求信号８８を、符号８８ｂで直接、電圧要求生成器１００へ送ることができる。電圧要求生成器１００は、電圧要求生成器１００が、要求された電流要求８８を生成するのに必要な適切な電圧要求を予測できるように、電磁石負荷特性のモデルを含むフィルタを用いて、電圧要求信号１２ｂを生成する。電圧要求信号１２ｂは、３方スイッチ９６を介してスイッチング信号生成器システム２８へ送られる。当然、電磁石１０へ送られた結果の電流の精度は、電圧要求信号１２ｂを生成する負荷モデルの精度に強く依存する。
【０１０７】
必要に応じて、上記電流コントローラは、電圧要求モードまたは電流要求モードのいずれかで作動するように適応させることができる。例えば、３方スイッチ９６は、スイッチング信号生成器システム２８へ送られる電圧要求信号１２を生成するために、フィルタ９４によって生成された電圧要求入力１２ａ、または、電圧要求生成器１００によって生成された電圧要求入力１２ｂ、あるいは、直接電圧要求入力１２ｃ（例えば、グローバルコントローラまたは同等物から電圧要求を直接送るライン）の間で切り替えるために使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】図１は、ハーフブリッジ回路１４を示す図である。
【図２】図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電流コントローラの概略図である。
【図３ａ】図３ａは、図２のスイッチング信号生成器２８の概略図である。
【図３ｂ】図３ｂは、図３ａのノイズシェーパ４６の概略図である。
【図４】図４は、図２の電圧センサシステム３４の概略図である。
【図５ａ】図５ａは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。
【図５ｂ】図５ｂは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。
【図５ｃ】図５ｃは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。
【図５ｄ】図５ｄは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。
【図６】図６は、電圧要求モードまたは電流要求モードのいずれかで作動することができる電流コントローラの第２の実施の形態の一部の概略図である。
【図１】
2005515745.tif 000021
【図２】
2005515745.tif 000022
【図３ａ】
2005515745.tif 000023
【図３ｂ】
2005515745.tif 000024
【図４】
2005515745.tif 000025
【図５ａ】
2005515745.tif 000026
【図５ｂ】
2005515745.tif 000027
【図５ｃ】
2005515745.tif 000028
【図５ｄ】
2005515745.tif 000029
【図６】
2005515745.tif 000030
【手続補正書】
【提出日】平成16年6月2日(2004.6.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受けるとともに、出力をさらに備えるスイッチング回路の第１および第２のスイッチをスイッチングするためのパルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する方法であり、上記第１および第２のスイッチのオンおよびオフ状態の様々な組合せ間のスイッチングは、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、上記出力に電圧を生成する方法であって、
（ａ）一つの期間において、上記出力に供給すべき所望の電圧を示す電圧要求信号を受ける工程と、
（ｂ）上記第１のスイッチング信号が上記期間内の第１の所定の幅の単一のパルスを有するという第１の規則に従うと共に、上記出力に結果として生じる電圧のパルス幅が最少パルス幅以下に低下してはならないという第２の規則に従って、上記第２のスイッチング信号が、上記期間中、一方の状態のままであり、上記第１の所定の幅は、上記第１および第２のスイッチにそれぞれ印加されたときの上記第１および第２のスイッチング信号の組合せが、上記所望の電圧と実質的に等しい期間の間、上記出力に平均電圧を生成するようになっていることを条件として、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程とを備える方法。
【請求項２】
上記出力に、＋Ｖｓまたは−Ｖｓのいずれかの電圧パルスを生成するために、上記第２のスイッチング信号が上記期間内に第２の所定の幅の単一のパルスを有するという規則に一致して、上記第２のスイッチング信号がある期間を通して一方の状態を維持するという規則から逸脱することによって、最少パルス幅以下のパルス幅は回避される、という規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項１に記載の方法。
【請求項３】
上記第２の所定の幅を上記第１の所定の幅に付加する工程を備え、その結果、上記第２のスイッチング信号のパルスから生じる＋Ｖｓまたは−Ｖｓの上記出力における電圧パルスが、それぞれ、上記第１のスイッチング信号の増加した第１の所定の幅によって生じる−Ｖｓまたは＋Ｖｓの上記出力における電圧パルスの等しい幅によって釣り合わされる請求項２に記載の方法。
【請求項４】
上記第１のスイッチング信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジが、上記第２のスイッチング信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジとは一致しないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２または３に記載の方法。
【請求項５】
いかなるパルスも、上記期間の中心に関して対称的に位置すべきであるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項１乃至４のいずれか一に記載の方法。
【請求項６】
どのパルスも対称的にセンタリングできない場合には、非対称的なより長いおよびより短い側は、連続する非対称的なパルスのための立ち上がりエッジ側と立ち下がりエッジ側との間で交番されるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項５に記載の方法。
【請求項７】
上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェーピングする工程をさらに備える請求項１乃至６のいずれか一に記載の方法。
【請求項８】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、第１および第２のスイッチをそれぞれ有する第１および第２のアームであって、上記出力の対向端部に接続されている第１および第２のアームとを備えるブリッジ回路を備えるスイッチング回路を作動させる方法であって、
（ａ）請求項１乃至７のいずれか一の記載に従って、パルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する工程と、
（ｂ）上記第１および第２のスイッチング信号をそれぞれ、上記第１および第２のスイッチに供給し、それによって該第１および第２のスイッチを、オン状態とオフ状態との間でスイッチングさせて、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、および所望の電圧に実質的に等しい、上記期間のための平均電圧によって、上記出力の両端に電気信号を生成するオン状態およびオフ状態の様々な組合せ間でスイッチングする工程とを備える方法。
【請求項９】
上記第１または第２の所定のパルス幅は、該所定のパルス幅が、ＤＣ電源の変動を補正するようなＤＣ信号を示す電圧信号を参照して生成される請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
上記電圧信号は、上記ＤＣ電源の変動の予測値を得るために、フィルタを通過される請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
上記電圧信号は、有限インパルス応答フィルタを通過される請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
上記第１または第２の所定の幅のいずれかは、上記ブリッジ回路のダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を補正するために、付加的な幅を含むように生成される請求項８乃至１１のいずれか一に記載の方法。
【請求項１３】
上記付加的な幅は、上記出力を流れる電流を示す電流信号および該ダイオードまたはトランジスタの典型的な抵抗を参照して計算される請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
上記第１または第２のスイッチング信号のパルスの幅は、上記第１または第２のスイッチにおける遅い応答時間によって生じる電圧オフセットを補正するために、付加的な幅を含むように生成される請求項８乃至１３のいずれか一に記載の方法。
【請求項１５】
上記第１および第２のスイッチはトランジスタであり、上記方法は、それぞれ該トランジスタを流れる実質的に最大のおよび実質的に最少の電流に対応するオンおよびオフ状態の間で該トランジスタをスイッチングする工程を備える請求項１乃至１４のいずれか一に記載の方法。
【請求項１６】
ある期間中に、上記出力に供給すべき所望の電流を示す電流要求信号を受取って、所望の電流に実質的に等しい電流によって、該期間中に上記出力に供給されている電気信号を結果として生じる、上記出力に供給すべき所望の電圧を示す電圧要求信号を計算する工程を備える請求項１乃至１５のいずれか一に記載の方法。
【請求項１７】
上記電圧要求信号を計算する工程は、上記出力に接続された負荷の負荷特性のモデルを参照して実行される請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
上記出力に流れる電流を示す電流信号を参照して上記電圧要求信号を生成する工程をさらに備える請求項１６または１７に記載の方法。
【請求項１９】
上記スイッチング回路と関連するコンピュータおよび／または他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、請求項１乃至１８のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム。
【請求項２０】
上記スイッチング回路と関連するコンピュータおよび／または他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、請求項１乃至１８のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するコンピュータ読取り可能な媒体に格納されたプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品。
【請求項２１】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受取るように作動可能で、第１および第２のスイッチと、出力と、請求項１乃至６のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされた処理手段とを備えるスイッチング回路。
【請求項２２】
上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープするように作動可能なノイズシェーパをさらに備える請求項２１に記載のスイッチング回路。
【請求項２３】
電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受取るように作動可能な入力と、出力と、それぞれ第１および第２のスイッチを有する第１および第２のアームとを備え、該第１および第２のアームが、該出力の対向端部と、請求項８、１４、１６または１７のいずれか一に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされた処理手段とに接続されているブリッジ回路。
【請求項２４】
電圧信号を生成するように作動可能な電圧信号センサをさらに備え、上記処理手段は、請求項９に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされている請求項２３に記載のブリッジ回路。
【請求項２５】
上記電圧信号を受けるために配置されたフィルタをさらに備え請求項２４に記載のブリッジ回路。
【請求項２６】
上記フィルタが有限インパルス応答フィルタである請求項２５に記載のブリッジ回路。
【請求項２７】
ダイオードおよび／またはトランジスタをさらに備え、上記処理手段は、請求項１２または１５に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされている請求項２６に記載のブリッジ回路。
【請求項２８】
電流信号を生成するように作動可能な電流信号センサをさらに備え、上記処理手段は、請求項１３または１８に記載した上記方法工程を実行するようにプログラムされている請求項２３乃至２７のいずれか一に記載のブリッジ回路。
【国際調査報告】
2005515745.tif 000031
2005515745.tif 000032
2005515745.tif 000033
2005515745.tif 000034
2005515745.tif 000035