(57)【要約】少なくとも２つの入力（１、２）と、少なくとも１つの測定コイル（３）と、少なくとも１つの信号源とを有し、その場合に前記信号源によって少なくとも２つの入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が生成可能であって、その場合に前記入力（１、２）は前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）によって駆動可能であり、かつその場合に前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、好ましくは前処理されて、前記測定コイル（３）の入力に印加される、距離区間を測定する回路は、回路のために設けられている空間が狭い場合でも回路を使用することに関して、前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が少なくとも１つの、好ましくはクロックされるＳＣネットワークに印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号を発生させるために用いられるように、形成されている。さらに、対応する方法が記載されている。【選択図】図７
2005504286.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの入力（１、２）と、少なくとも１つの測定コイル（３）と、少なくとも１つの信号源とを有する、距離区間を測定する回路であって、その場合に前記信号源によって少なくとも２つの入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が生成可能であって、その場合に前記入力（１、２）は前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）によって駆動可能であり、かつその場合に前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、好ましくは前処理されて、前記測定コイル（３）の入力へ印加される、前記距離区間を測定する回路において、
前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、少なくとも１つの、好ましくはクロックされるＳＣネットワークに印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号（Ｕ）を発生させるために用いられることを特徴とする、距離区間を測定する回路。
【請求項２】
前記少なくとも２つの入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、大体において単極および／または逆位相であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記入力信号は、少なくとも１つのフィルタによって比例的に、かつ／またはハイパスによってフィルタリング可能であることを特徴とする請求項１または２に記載の回路。
【請求項４】
前記ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器（８、１０）を有していることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の回路。
【請求項５】
第１のＳＣ増幅器は、正の遅延されるＳＣ増幅器（８）として実現されており、および／または前記２つの入力がそれぞれファクターによって乗算されることを特徴とする請求項４に記載の回路。
【請求項６】
第２のＳＣ増幅器（１０）は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現されており、かつ／または前記入力信号の少なくとも１つを、好ましくは増幅せずに、クロック周波数の半周期だけ遅延することを特徴とする請求項４または５に記載の回路。
【請求項７】
前記ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ積分器（９）を有していることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の回路。
【請求項８】
前記ＳＣ積分器（９）は、負の遅延されないＳＣ積分器として実現されており、かつ／または１の増幅を有し、かつ／または損失を伴っていることを特徴とする請求項７に記載の回路。
【請求項９】
前記ＳＣ積分器（９）の出力は、前記第１のＳＣ増幅器（８）の第２の入力に印加されることを特徴とする請求項５および請求項７または８に記載の回路。
【請求項１０】
ＳＣ加算器（１１）によって、第１のＳＣ増幅器（８）と第２のＳＣ増幅器（１０）の出力が加算可能であることを特徴とする請求項５と６および場合によっては請求項７から９のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１１】
前記第１のＳＣ増幅器（８）の出力が、前記ＳＣ積分器（９）および／または前記ＳＣ加算器（１１）の入力に印加されることを特徴とする請求項１０に記載の回路。
【請求項１２】
前記第２のＳＣ増幅器（１０）の出力は、前記ＳＣ加算器（１１）の第２の入力に印加されることを特徴とする請求項１１に記載の回路。
【請求項１３】
前記ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器および／または少なくとも１つのＳＣ積分器および少なくとも１つのＳＣ加算器を有していることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１４】
前記第１および／または前記第２のＳＣ増幅器および／または前記ＳＣ加算器は、負に遅延されずに実現されていることを特徴とする請求項１３に記載の回路。
【請求項１５】
前記ＳＣ積分器が、正に遅延されて実現されていることを特徴とする請求項１３または１４に記載の回路。
【請求項１６】
前記出力信号（Ｕ）が、反転されていることを特徴とする請求項１３から１５のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１７】
前記ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器（１２）および／または少なくとも１つのＳＣ積分器（１３）および／または少なくとも１つのＳＣ差動増幅器（１４）を有していることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１８】
好ましくはファクター（γ１、γ２）で乗算された入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）の少なくとも１つは、前記ＳＣ積分器（１３）内に記憶可能であることを特徴とする請求項１７に記載の回路。
【請求項１９】
他のファクター（γ２）は、前記ＳＣ積分器（１３）の容量からそれぞれ各クロック周期内の結果によって再び消去可能であることを特徴とする請求項１８に記載の回路。
【請求項２０】
ＳＣ増幅器（１２）は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現されており、かつ／または前記入力信号の少なくとも１つを増幅せず、かつ／またはクロック周波数の半周期だけ遅延させることを特徴とする請求項１７から１９のいずれか１項に記載の回路。
【請求項２１】
前記ＳＣ増幅器（１２）と前記ＳＣ積分器（１３）の出力は、ＳＣ差動増幅器（１４）によって引き算可能であって、かつ／またはクロック周波数の半周期だけ遅延可能であることを特徴とする請求項１７から２０のいずれか１項に記載の回路。
【請求項２２】
前記ＳＣ増幅器（１２）の出力は、前記ＳＣ積分器（１３）の第２の入力に印加されることを特徴とする請求項１７から２１のいずれか１項に記載の回路。
【請求項２３】
前記出力信号（Ｕ）は、１クロック周期の遅延を有していることを特徴とする請求項１から２１のいずれか１項に記載の回路。
【請求項２４】
少なくとも２つの入力（１、２）と、少なくとも１つの測定コイル（３）と、少なくとも１つの信号源とを有しており、その場合に前記信号源によって少なくとも２つの入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が生成され、その場合に前記入力（１、２）は前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）によって駆動可能であって、かつその場合に前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、好ましくは前処理されて、前記測定コイル３の入力へ印加される、特に請求項１から２３のいずれか１項に記載の回路を駆動するための、距離区間を測定する方法において、
前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、少なくとも１つの、好ましくはクロックされるＳＣネットワークに印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号（Ｕ）を発生させるために用いられることを特徴とする、距離区間を測定する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも２つの入力、少なくとも１つの測定コイルおよび少なくとも１つの信号源を有する、距離区間を測定する回路に関するものであって、その場合に信号源によって少なくとも２つの入力信号が生成可能であって、その場合に入力は入力信号によって駆動可能であり、かつその場合に入力信号は、好ましくは前処理されて、測定コイルの入力に印加される。本発明は、さらに、特に、少なくとも２つの入力と、少なくとも１つの測定コイルと、少なくとも１つの信号源とを有する、距離区間を測定する回路を駆動するための、距離区間を測定する方法に関するものであって、その場合に信号源によって少なくとも２つの入力信号が生成され、その場合に入力は入力信号によって駆動されており、かつその場合に入力信号は、好ましくは前処理されて、測定コイルの入力に印加される。
【背景技術】
【０００２】
実践からは、距離区間を測定するための種々の回路が知られており、その場合に単に例としてＤＥ４２２５９６８Ａ１が指示される。そこに開示されている回路によれば、測定コイルを用いて距離区間が非接触で測定される。それは、誘導性の距離センサであって、その距離センサは１ｋＨｚから１０ｋＨｚの比較的低い周波数で駆動される。測定の精度を高めるために、この回路においては、温度が測定量に与える影響を求めることが必要である。これは、この既知の回路においては、交流電圧によって励磁される回路の直流電圧を検出する、ディスクリートな回路によって行われる。この回路は、２つの入力を有しており、それらの入力は信号源から生成される２つの入力信号によって逆位相で駆動される。入力の後段の演算増幅器は、その抵抗によって電圧／電流変換器として作動し、その場合に電流は両側から測定コイル内へ結合される。
【０００３】
正常駆動−測定駆動−においては、回路は２つの逆位相の交流電圧によって駆動される。温度動態を定めるために、交流電圧にＤＣ−オフセット電圧信号−直流電圧成分−が重畳される。供給される電流は回路に基づいて測定コイルの両端において同一でなければならないので、測定コイルに付設され、さらにそれぞれ演算増幅器回路に対応づけられている抵抗を介して異なる電圧が発生され、その電圧は交流電圧と測定コイルおよび温度に依存する成分のオフセットによりもたらされている。温度に依存する出力電圧−直流電圧−は、他の演算増幅器によって定められる。
【０００４】
スーパーポジション原理を使用する場合には、回路の下方の入力がローパス特性を有し、回路の上方の入力はバンドパス特性を有していることが認識される。従って理想的な逆位相の入力信号のためには、全伝達関数はローパス関数であって、そのローパス機能は他の容量によって平滑化される。ローパスは、ハイパスとそれによってもたらされる増幅路との差によって生じる。
【０００５】
オフセットは、第１近似において温度に反比例するので、
2005504286.tif 000003
（１）
それによって温度を定めて、温度によってもたらされる測定エラーを補正することができる。しかしこれらの測定は、純粋に交流電圧に従う入力信号による正常な測定内へは希にしか挿入されない。純粋に交流電圧に基づく入力信号による測定の間に、直流電圧成分を求めることもでき、その直流電圧成分は、測定コイルの温度ドリフトを検出して、補正するために用いられる。
【０００６】
この既知の回路は、特に、発生するフィルタリングの時定数が極めて大きく、既知の回路はその構造に基づいて比較的大きく形成されており、従って回路のために極めてわずかなスペースしか存在していない場合の使用には適していないことが、問題である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従って本発明の課題は、回路のために設けられているスペースがわずかである場合でも、回路の使用が可能となる、冒頭で挙げた種類の距離区間を測定する回路および方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によれば、上述した課題は、特許請求項１の特徴を有する距離区間を測定する回路によって解決される。それによれば、問題となる回路は、入力信号が少なくとも１つの、好ましくはクロックされるＳＣネットワークへ印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号を発生させるために用いられるように、形成され、かつ展開されている。
【０００９】
さらに、上述した課題は、距離区間を測定する方法に関しては、特許請求項２４の特徴を有する方法によって、解決される。それによれば、冒頭で挙げた種類の距離区間を測定する方法は、入力信号が少なくとも１つの、好ましくはクロックされるＳＣネットワークへ印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号を発生させるために用いられるように、形成されている。
【００１０】
発明的な方法で、回路の多数の使用可能性を可能にするためには、これまでの実践に背を向けて、従来の回路のミニチュア化を達成しなければならないことが、認識された。これは、回路が、集積回路として構成可能であり、かつ既知の回路の同様な伝達関数においてＡＳＩＣへの集積が可能であるように形成されることによって、達成される。これは、ＳＣネットワーク−スイッチコンデンサネットワーク（Schalter-Kondensator-Netwerks）−の使用によって達成され、そのＳＣネットワークは良好なマッチング特性を有しており、かつ回路を特に簡単に集積し、従ってミニチュア化することを許し、それによって回路は組込み空間がわずかな場合でも、従って普遍的に、使用可能であって、かつ回路の値段を低く抑えることができる。
【００１１】
その場合にハイパス回路は、等価のパッシブなダブル抵抗の基準ネットワークによって代用され、その基準ネットワークは分圧器と、分圧器の抵抗に対して並列に接続されたインダクタンスとを有している。このフィルタの伝達関数は、第１度のハイパスのそれである：
2005504286.tif 000004
（２）
【００１２】
伝達関数は、ｐ＝０におけるゼロ箇所とｐ＝−Ｒ１Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）１／Ｌにおける極を有しており、その場合にｐは一般的な複素数の周波数変数である。
【００１３】
既知の方法を用いて、対応する波形フローチャートを形成することができる。３ポートパラレルアダプタが、基準ネットワークの３つのコンポーネントの異なる波形インピーダンスを互いに適合させるために、用いられる。３ポートパラレルアダプタの左側には、抵抗を伴う電圧源の波形フローチャート、中央にはインダクタンスの波形フローチャート、そして右側には終端抵抗の波形フローチャートが設けられている。波形フィルタは、タイムディスクリートであるので、複素数の周波数変数ｐの代わりに、新しい周波数変数Ψが、
2005504286.tif 000005
および ｚ＝ｅｐＴ                  （３）
によって定義され、その場合にＴ＝１／Ｆは検出周期であり、Ｆは検出周波数である。純粋に仮想の周波数については、ｐはｊωに、従って
2005504286.tif 000006
（４）
になる。
【００１４】
この場合において、アダプタ方程式は、次のように立てられる：
ｉ＝１、２、３について、入射する電圧波ａｉと出射する電圧波ｂｉを用いて、
2005504286.tif 000007
（５）
ｂ２＝ｂ３−ａ２                                               （６）
出力電圧は、
2005504286.tif 000008
（７）
に従って得られる。
【００１５】
さらに、インダクタンスの波形フローチャート内で信号の反転が実現される。
ｂ２＊＝−ｂ２・                                        （８）
【００１６】
寄生的な電流を許可しないようにする場合には、ポジティブに遅延し、あるいはネガティブに遅延しないで増幅し、あるいは積分することが可能である。この技術によって、スイッチ−コンデンサ−波形フィルタ、すなわち、ＳＣフィルタ−の種々の実現種類が知られている。
【００１７】
温度影響の特に良好な決定の枠内で、少なくとも２つの入力信号を大体において単極および／または逆位相とすることができる。好ましくは入力信号は、大体において矩形電圧である。というのは、その場合には逆位相の入力信号が特に簡単に発生可能であるからである。
【００１８】
入力信号における低い周波数を減少させるために、入力信号を少なくとも１つのフィルタによって比例的に、および／またはハイパスによってフィルタリングすることができる。
【００１９】
特に簡単な実施に関して、ＳＣネットワークは少なくとも１つのＳＣ増幅器を有することができる。これは、回路を特に簡単に構成することを許すものである。
【００２０】
他の好ましい形態において、第１のＳＣ増幅器は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現することができ、かつ／または２つの入力をそれぞれファクターによって乗算することができる。このようにして、ＳＣ増幅器を正の遅延されるＳＣ増幅器として実現する場合には、寄生的な電流を減少させることができる。
【００２１】
寄生的な電流をさらに回避するために、第２のＳＣ増幅器は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現することができ、かつ／またはフィルタ信号の少なくとも１つは、好ましくは増幅されずに、クロック周期の半周期だけ遅延される。
【００２２】
ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ積分器を有している。寄生的な電流の回避に関して、ＳＣ積分器は負の遅延されないＳＣ積分器として実現することができ、かつ／または１の増幅を有し、かつ／または損失を伴うことができる。
【００２３】
特に簡単な方法においては、ＳＣ積分器の出力を第１のＳＣ増幅器の第２の入力へ印加することができる。
【００２４】
温度影響の特に簡単な決定に関して、ＳＣ加算器によって第１のＳＣ増幅器と第２のＳＣ増幅器の出力を加算することができる。従ってＳＣ加算器の出力において温度に依存する出力信号を取り出すことができ、その出力信号を温度影響を補償するために使用することができる。
【００２５】
第１のＳＣ増幅器の出力を、ＳＣ積分器および／またはＳＣ加算器の入力に印加することができる。付加的に、あるいはその代わりに、第２のＳＣ増幅器の出力をＳＣ加算器の第２の入力へ印加することができる。
【００２６】
さらに、ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器および／または少なくとも１つのＳＣ積分器および／または少なくとも１つのＳＣ加算器を有することができる。
【００２７】
寄生的な電流を回避するために、第１および／または第２のＳＣ増幅器および／またはＳＣ加算器は負で遅延されないように実現することができる。付加的に、あるいはその代わりに、ＳＣ積分器を正で遅延されるように実現することができる。従って出力信号は、反転させることができる。
【００２８】
好ましい形態の枠内で、ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器および／または少なくとも１つのＳＣ積分器および／または少なくとも１つのＳＣ差動増幅器を有することができる。
【００２９】
他の好ましい方法において、好ましくはファクターによって乗算された入力信号の少なくとも１つを、ＳＣ積分器内に記憶させることができる。他のファクターは、ＳＣ積分器の容量からそれぞれ各クロック周期内の結果によって再び消去することができる。
【００３０】
好ましい方法において、ＳＣ増幅器は正の遅延されるＳＣ増幅器として実現することができ、かつ／または入力信号の少なくとも１つを増幅せず、かつ／またはクロック周波数の半周期だけ遅延させることができる。
【００３１】
温度影響を求めるために、ＳＣ増幅器とＳＣ積分器の出力は、ＳＣ差動増幅器によって引き算可能であり、および／またはクロック周波数の半周期だけ遅延可能である。
【００３２】
特に簡単な方法において、ＳＣ増幅器の出力をＳＣ積分器の第２の入力へ印加することができる。従って出力信号は、１クロック周期の遅延を有している。
【００３３】
本発明に基づく方法は、特に上の説明に基づく回路を駆動するために用いることができる。本方法において、この方法によって駆動される回路が、その良好なマッチング特性に基づいて特に簡単に集積可能であることが、効果的である。
【００３４】
本発明の教示を好ましい方法で形成し、かつ展開する種々の可能性がある。それについて、一方では特許請求項１に基づく特許請求項が、他方では、距離区間を測定するための本発明に基づく回路と本発明に基づく方法の好ましい実施例の、図面による説明が、参照するよう指示される。本発明に基づく回路および本発明に基づく方法の好ましい実施例の、図面による説明と組み合わせて、教示の一般に好ましい形態と展開も説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
距離区間を測定するための既知の回路は、ディスクリートな回路として構成されており、２つの入力１、２と測定コイル３を有している。−図示されていない−信号源を用いて、２つの入力ｅｐｏｓとｅｎｅｇを形成することができる。その場合に入力１、２は、入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇによって駆動され、その場合に入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇは前処理されて測定コイル３の入力１、２へ印加される。
【００３６】
その場合に既知の交流電圧に基づいて励磁される回路は、温度に比例する直流電圧成分の測定技術的検出を可能にする。入力１、２の後段の演算増幅器は、その抵抗により電圧／電流変換器を形成する。電流は、２つの側から測定コイル３内へ結合される。正常駆動において、すなわち測定駆動においては、図２ａに示す交流電圧に基づく入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇが入力を駆動するために利用される。それに対して回路と測定コイル３の線形に依存する温度動態を定めるためには、図２ｂに示す入力ｅｐｏｓとｅｎｅｇが使用される。
【００３７】
図２ｂから非常によくわかるように、これらの入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇは交流電圧に相当し、その交流電圧に直流電圧が重畳されている。供給される電流は回路に従って２つの測定コイル端部において等しくなければならないので、抵抗Ｒ１１とＲ１２を介して入力信号ｅｐｏｓおよびｅｎｅｇと測定コイル３および温度に従う成分のオフセットに基づいて、異なる電圧が調節される。この電圧から、演算増幅器４を用いて温度に依存する出力電圧Ｕ−直流電圧−が定められる。
【００３８】
スーパーポジション原理を使用する場合には、入力１に付設された演算増幅器５が抵抗Ｒ２、Ｒ３および容量Ｃ２との組合わせにおいてローパス特性を有し、入力２に付設された演算増幅器６は抵抗Ｒ１、Ｒ３と容量Ｃ１およびＣ２との組合わせにおいてバンドパス特性を有していることが理解される。理想的に逆位相の入力信号のためには、全伝達関数は、容量Ｃ２によって平滑化される、ローパス関数である。ローパスは、ハイパスとそれによってもたらされる増幅路の差によって生じる。
【００３９】
オフセットは、第１近似において逆比例して温度に依存するので、
2005504286.tif 000009
（９）
それによって温度を定めて、温度に基づく効果を補正することができる。
【００４０】
図３は、ハイパス回路の等価のパッシブなダブル抵抗基準ネットワークを示している。基準ネットワークは、電圧源ｅ、抵抗Ｒ１とＲ２の分圧器および抵抗Ｒ２に対して並列に接続されたインダクタンスＬからなる。このフィルタの伝達関数は、ｐ＝０におけるゼロ箇所とｐ＝−Ｒ１、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）１／Ｌにおける極を有する、第１度のハイパスのそれであって、
2005504286.tif 000010
（１０）
その場合にｐは、ここでも複素数の周波数変数である。
【００４１】
そして、図４に示すような、適当な波形フローチャートを形成することができる。波形フローチャートは、３ポートパラレルアダプタ７を有しており、その中で図３の３つのコンポーネントの異なる波形インピーダンスが互いに適合される。左側には、抵抗を有する電圧源ｅの波形フローチャートが、中央上にはインダクタンスＬの波形フローチャートが、そして右側には終端抵抗Ｒ２が配置されている。波形フィルタは、タイムディスクリートであるので、複素数の周波数変数ｐの代わりに、
2005504286.tif 000011
および ｚ＝ｅｐＴ                  （１１）
を有する新しい周波数変数Ψを定めなければならず、その場合にＴ＝１／Ｆは検出周期であり、Ｆは検出周波数である。純粋に想像上の周波数については、ｐはｊωに、従ってΨは
2005504286.tif 000012
（１２）
となる。
【００４２】
計算すべきアダプター方程式は、この場合には次のように形成される：
ｉ＝１、２、３について、入射する電圧波ａｉと出射する電圧波ｂｉを有し、
2005504286.tif 000013
（１３）
ｂ２＝ｂ３−ａ２                                               （１４）
出力電圧は、
2005504286.tif 000014
（１５）
によって得られる。
【００４３】
付加的に、インダクタンスＬの波形フローチャートにおいて信号の反転が実現される。
ｂ２＊＝−ｂ２・                                                （１６）
【００４４】
この技術によって、スイッチ−コンデンサ−波形フィルタ、−ＳＣフィルタ−の種々の実現方法が記述される。
【００４５】
図５は、ハイパス回路の本発明に基づくＳＣ実現を示している。その場合に回路は、ＳＣネットワークを有しており、その場合にＳＣ増幅器８は式１３をシミュレートするために用いられる。ＳＣ増幅器８の入力信号ｅｐｏｓと入力信号ｂ２＊は、ポジティブに遅延され、従って式１３は係数γ１ないしγ２で乗算される。ＳＣ増幅器８の出力は、同時にハイパス回路の出力となる。
【００４６】
式１５に基づく出力電圧は、入射する電圧波と反射された電圧波の算術的平均値として生じるので、出力において０ｄＢレベルが達成される。というのは、ファクター２による割り算は実施されないからである。式１３の２つの係数は、信号路内の容量比としてシミュレートされる。式１３と式１５の実現は、遅延されない負のＳＣ積分器９によって形成される。ＳＣ積分器９の出力信号を相φにおいてＳＣ増幅器８内へ結合することによって、フィードバックループが閉成される。ハイパス回路の伝達関数が、図６に示されている。この場合にハイパス回路のタイムディスクリートなハイパス関数が、はっきりと見られる。
【００４７】
距離区間を測定するための本発明に基づく回路が、図７に示されている。回路は、２つの入力１、２、−ここには図示されていない−信号源および−同様に図示されていない−測定コイルを有している。入力１、２は、信号源から発生される２つの入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇによって駆動される。本発明によれば、入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇは、クロックされるＳＣネットワークへ印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号Ｕを発生させるために用いられる。
【００４８】
その場合に回路の一部は、図５のハイパス回路に相当する。回路は、さらにＳＣ増幅器１０を有しており、その場合に入力信号ｅｎｅｇは、ＳＣ増幅器８が演算増幅器において出力信号を供給するのと同じ時点で、ＳＣ増幅器１０の演算増幅器の出力に現れる。ＳＣ増幅器１０のクロックは、さらに、上方のＳＣ増幅器８のクロックと同一である。
【００４９】
入力信号ｅｎｅｇは、半分のクロック周期だけ正に遅延されて出力へシフトされる。さらにＳＣネットワークは、ＳＣ加算器１１を有しており、そのＳＣ加算器は２つの入力信号、すなわちＳＣ増幅器８と１０の出力信号を加算するために用いられる。ＳＣネットワークは、正に遅延されるＳＣ回路であって、その場合にこの回路は１クロック周期の全体遅延を有している。これが高すぎる場合には、入力増幅器と出力増幅器を負に遅延しないで実現することもできる。その場合にはＳＣ積分器は、正に遅延するように実現されなければならない。この場合には、出力は反転される。
【００５０】
図８は、図９の回路の伝達関数を示している。はっきりと見て取れるように、ＳＣネットワークはローパス特性を有しており、その限りにおいて直流電圧測定に極めてよく適している。
【００５１】
信号を反転するために、ｂ２＊は次のように導き出される：
2005504286.tif 000015
（１７）
ハイパスの出力電圧は、抵抗Ｒ２を介した電圧ないしインダクタンスＬを介した電圧である。というのは、２つのエレメントは並列に接続されているからである。入射する波形が常に０に等しくなる、抵抗Ｒ２とは異なり、インダクタンスの電圧は、
2005504286.tif 000016
（１８）
によって定義される。
【００５２】
従って出力電圧は、２で割り算された入射する波形ａ２と負の反射された波形ｂ２の差として得られる。割り算なしでは、ここでも０ｄＢの最大レベルが得られ、従って信号を再び入力信号ｅｎｅｇに加算することができる。
【００５３】
これを実現する回路が、図９に示されている。回路は、正の遅延されるＳＣ増幅器１２、損失を伴うＳＣ積分器１３およびＳＣ差動増幅器１４を有している。ファクター（１−γ２）は、図９に示すように、損失を伴うＳＣ積分器１３によって実現される。γ２が１よりも小さい場合には、大きさ（１−γ２）の積分器容量が使用され、それに対して並列に大きさγ２Ｃの容量が接続され、その容量は周期的に放電される。
【００５４】
上述した使用のためには、ハイパスの限界周波数は明らかに常に０から検出周波数の４分の１までの周波数領域内にあるので、γ２は常に１より小さい。ＳＣ積分器１３の出力置は、常に正でなければならないので、回路内で入力信号ｅｐｏｓはγ１で乗算されて正に遅延される。ハイパスの出力信号は、ＳＣ差動増幅器１４によって発生される。損失を伴う積分器１３のための入力容量として、差ａ２−ｂ２＊が発生される。このために、ＳＣ差動増幅器１４はφで初期化され、従って出力信号Ｕは反転される。第２の出力ｅｎｅｇは、図７に関してすでに説明したように、ＳＣ増幅器１２へ印加されて、さらにＳＣ差動増幅器１４へ案内される。
【００５５】
図９に示す回路の伝達関数が、図１０に示されている。図から明らかなように、１８０°だけ位相回転するまでは、図８の伝達関数に対して何ら変化は見られない。回路の良好なマッチング特性に基づいて、測定された直流電圧出力信号Ｕは、温度補正に極めてよく適している。
【００５６】
これ以上の詳細については、繰返しを避けるために、一般的な説明を参照するよう指示する。
【００５７】
最後にはっきりとさせておくが、上述した実施例は、請求されている教示を論議するためだけに用いられるものであって、教示はこれらの実施例に限定されない。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】温度影響を定めるための既知の回路を概略的に示している。
【図２】既知の回路を駆動するための信号を、グラフで示している。
【図３】ハイパス回路のパッシブなダブル抵抗基準ネットワークを概略的に示している。
【図４】図３のハイパス回路の波形フローチャートを概略的に示している。
【図５】ハイパス回路のＳＣ実現を概略的に示している。
【図６】図５のハイパス回路の伝達関数を示している。
【図７】本発明に基づく回路の実施例を、概略的に示している。
【図８】図７に示す回路の伝達関数を示している。
【図９】本発明に基づく回路の他の実施例を、概略的に示している。
【図１０】図９に示す回路の伝達関数を示している。
【国際公開パンフレット】
2005504286.tif 000017
2005504286.tif 000018
2005504286.tif 000019
2005504286.tif 000020
2005504286.tif 000021
2005504286.tif 000022
2005504286.tif 000023
2005504286.tif 000024
2005504286.tif 000025
2005504286.tif 000026
2005504286.tif 000027
2005504286.tif 000028
2005504286.tif 000029
2005504286.tif 000030
2005504286.tif 000031
2005504286.tif 000032
2005504286.tif 000033
2005504286.tif 000034
2005504286.tif 000035
2005504286.tif 000036
2005504286.tif 000037
2005504286.tif 000038
2005504286.tif 000039
2005504286.tif 000040
2005504286.tif 000041
2005504286.tif 000042
2005504286.tif 000043
2005504286.tif 000044
2005504286.tif 000045
2005504286.tif 000046
【国際調査報告】
2005504286.tif 000047
2005504286.tif 000048
2005504286.tif 000049
2005504286.tif 000050