(57)【要約】【課題】回路を改善すること、特に、浮動低電圧範囲において電力を提供するためのコンバータを規定すること。【解決手段】本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するためのコンバータ(2)を有している回路(1)に関し、このコンバータ(2)は、ダイオード・ハーフブリッジ(8)、スイッチ・ハーフブリッジ(10)および2個の直流レール(20、25)を有する。本発明によれば、コンバータ(2)は、交流電圧を第2の直流電圧に変換するための第2のコンバータ(3)を有する。
2005530472.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するためのコンバータを有する回路であって、このコンバータが、2個のダイオードおよび第1のセンターターミナルを有するダイオード・ハーフブリッジと、2個のスイッチおよび第2のセンターターミナルを有するスイッチ・ハーフブリッジと、高周波インダクタおよび前記2つのセンターターミナル間の電源電圧ソースへの接続用の前記高周波インダクタに直列な2つの接続と、前記ダイオード・ハーフブリッジの第1のダイオードと電気伝導性接続によって前記第1のセンターターミナル、および前記スイッチ・ハーフブリッジの第1のスイッチと電気伝導性接続によって前記第2のセンターターミナルとに接続されている第1の直流レールと、前記ダイオード・ハーフブリッジの第2のダイオードと電気伝導性接続によって前記第1のセンターターミナル、および前記スイッチ・ハーフブリッジの第2のスイッチと電気伝導性接続によって前記第2のセンターターミナルとに接続されている第2の直流レールとを有する回路において、前記コンバータが、前記交流電圧を第2の直流電圧に変換するための第2のコンバータを有することを特徴とする回路。
【請求項２】
前記電源電圧ソース、前記コンバータの入力および前記高周波インダクタが、直列回路を形成することを特徴とする請求項1に記載の回路。
【請求項３】
前記コンバータにおけるエネルギーの伝送が、周波数依存であることを特徴とする請求項1および／または2に記載の回路。
【請求項４】
前記コンバータが、前記高周波インダクタと前記電源電圧ソースとの間に配置されることを特徴とする請求項1〜3に記載の回路。
【請求項５】
前記コンバータが、変圧器を有することを特徴とする請求項1〜4に記載の回路。
【請求項６】
前記コンバータが、共振キャパシタを有することを特徴する前記前述の請求項1〜5の何れかに記載の回路。
【請求項７】
前記コンバータが、入力キャパシタを有することを特徴とする前記前述の請求項1〜6の何れかに記載の回路。
【請求項８】
前記コンバータが、制御手段を有することを特徴とする前記前述の請求項1〜7の何れかに記載の回路。
【請求項９】
前記入力キャパシタにおける前記電圧が、前記スイッチおよびのデューティ・ファクタの制限を通し前記制御手段により制限されることを特徴とする請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
前記前述の請求項1〜9の何れかに記載の回路を有しているパワー供給システム。
【請求項１１】
請求項10に記載のパワー供給システムを有するビデオ・プロジェクション・システム。
【請求項１２】
請求項10に記載のパワー供給システムを有するオフィス・エレクトロニクスまたは民生用電子機器デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するためのコンバータを有する回路に関し、このコンバータは、2個のダイオードおよび第1のセンターターミナルを有するダイオード・ハーフブリッジと、2個のスイッチおよび第2のセンターターミナルを有するスイッチ・ハーフブリッジと、高周波インダクタおよび前記2つのセンターターミナル間の電源電圧ソースへの接続用の高周波インダクタに直列な2つの接続と、前記ダイオード・ハーフブリッジの第1のダイオードと電気伝導性接続によって前記第1のセンターターミナル、および前記スイッチ・ハーフブリッジの第1のスイッチと電気伝導性接続によって前記第2のセンターターミナルとに接続されている第1の直流レールと、前記ダイオード・ハーフブリッジの第2のダイオードと電気伝導性接続によって前記第1のセンターターミナル、および前記スイッチ・ハーフブリッジの第2のスイッチと電気伝導性接続によって前記第2のセンターターミナルとに接続されている第2の直流レールとを有している。
【背景技術】
【０００２】
この種類の回路は、特許文献1により公知である。この回路は、電源電圧ソースからの交流電圧を直流電圧に変換するための第1のコンバータを有する。第2のコンバータは、直流電圧を、データプロジェクターの高圧気体放電ランプに給電する交流電圧に変換する。制御デバイスを動作させるためのコンバータは、設けられていない。
【０００３】
【特許文献１】国際公開第01/33915 A1号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、回路を改善すること、特に、浮動低電圧範囲において電力を提供するためのコンバータを規定することである。
【課題を解決しようとする手段】
【０００５】
この目的は、請求項1の特徴によって達成される。本発明に従って、コンバータは、前記交流電圧を第2の直流電圧に変換するための第2のコンバータを有する。第2のコンバータは、第1のコンバータに集積化されているので、電圧を変換するための部品が節約される。
【０００６】
電源電圧ソース、コンバータの1つの入力および高周波インダクタが、直列回路を形成するようにすることは、有利である。したがって、高周波インダクタ内を流れる高周波電流を、更なる、浮動電源を提供するために使用することができる。
【０００７】
第2のコンバータによるエネルギーの伝送が、周波数に依存することが、有利である。第2のコンバータの出力において発せられる電力を、周波数を変更することによって調整することができる。第2のコンバータの出力における電圧は、このような方法により目標値に設定することができる。
【０００８】
コンバータは、高周波インダクタおよび電源電圧ソースとの間に配置することが、有利である。このことは、コンバータを、故障に対して影響を受けにくくする。
【０００９】
コンバータは、変圧器を容易に備えることができる。変圧器は、それによって所望の浮動電圧を容易に生成可能な巻線を備えている。変圧器の二次側の整流器は、最初に利用可能となる交流電圧を、電子信号回路の操作のために必要な種類の直流電圧に変換する。
【００１０】
コンバータは、共振キャパシタを容易に備えることができる。第2のコンバータを介するエネルギー伝送は、共振キャパシタによって、および共振周波数に対するスイッチ・ハーフブリッジのスイッチング周波数にほぼマッチングさせることによって、容易に作動させることが可能である。第一の実施例において、共振キャパシタは、変圧器の入力巻線と並列に接続される。第二の実施例において、共振キャパシタは、高周波インダクタと変圧器との中心点と2つの直流レールの1つとの間の接続に位置している。
【００１１】
コンバータは、スイッチ・ハーフブリッジのトランジスタが、50 Hz〜1000 kHzの範囲内で、有利には、200〜800 kHzの範囲内で、特に、300〜580 kHzの間であるように、交互に、スイッチオン／オフされる周波数を制御する制御手段を備えている。高いスイッチング周波数は、コンバータの無効成分を特に小さくすることを可能にする。スイッチがオン／オフされる適切な時間を選択することによって、高周波インダクタの電流の符号が各高周波スイッチング・サイクルにおいて2回逆転するように電流波形が選択される場合、スイッチ・ハーフブリッジに特に低損失で動作させることが、可能である。また、スイッチをオンとオフに切り替える時間の長さを変更することによって、コンバータ電流の平均値、すなわち、高周波変動のないコンバータからの電流を広い制限の範囲内で、変えることが可能である。スイッチをオン／オフさせる時間は、電流供給システムに正弦波と同様の電流波形を生成するように、有効に設定される。第2のコンバータからの出力電圧が要求されるものより低い場合、制御手段は、動作周波数とエネルギー伝送が最大となる周波数との間の差を減らし、および第2のコンバータからの出力電圧が要求されるものより高い場合、それは、動作周波数とエネルギー伝送が最大となる周波数との間の差を増やす。
【００１２】
正の電源半波の間：
- 高周波インダクタにおけるゼロより小さい電流の瞬間値と一致する電流基準値が、形成される；
- 基準値より下への減少は、第1のスイッチをオフにし、および第2のスイッチをオンにする；
- 周波数が、形成され、この周波数が高くなるほど、コンバータからの出力電圧が所望の出力電圧を超える量は、より大きくなる；
- 言及された周波数のパルスの発生は、第2のスイッチをオフにし、および第1のスイッチをオンにする；
- 第1のスイッチがスイッチオンされる時間は、所定の最小時間より下に減少することができない。
【００１３】
および負の半波の間、
- 高周波インダクタにおけるゼロより大きい電流の瞬間値と一致する電流基準値が、形成される；
- 基準値を超える増加は、第2のスイッチをオフにし、および第1のスイッチをオンにする；
- 周波数が、形成され、この周波数が高くなるほど、コンバータからの出力電圧が所望の出力電圧を超える量は、より大きくなる；
- 言及された周波数のパルスの発生は、第1のスイッチをオフにし、および第2のスイッチをオンにする；
- 第2のスイッチのスイッチオンされる時間は、所定の最小時間より下に減少することができない。ここにおいて、電源電圧は、ダイオードブリッジ側の電源接続のポテンシャルが他の接続のポテンシャルより下にある場合、正としてカウントされ、および電源電圧ソース、コンバータおよび高周波インダクタにおける電流は、それらがスイッチ・ハーフブリッジの方向に流れる場合、正としてカウントされる。
【００１４】
コンバータが、電源供給のゼロ通過の間、入力電圧が利用可能になる入力キャパシタを有することが、有利である。このことは、各々の半波に対する、および特に電源供給ソースからの電圧のゼロ通過に対する電流の流れを保証し、したがって、第2のコンバータ用の連続的な電力出力を保障する。同時に、それは、電流供給システム上へコンバータから進む望ましくない高周波電流の部分を減らす。
【００１５】
入力キャパシタにおける電圧は、その値がゼロではなくコンバータの出力電圧のそれと同じでもないように、制御手段により制限されることが、有利である。このことは、例えば、第2のハーフ・ブリッジのスイッチのデューティ・サイクルとも下記で称されるデューティ・ファクタが或る範囲の値、例えば、5%〜95%の外側になることを妨ぐことにより達成することができる。デューティ・ファクタは、スイッチング・サイクルの全長に対するスイッチがオンにされる時間の比率として定義される。入力キャパシタにおける電圧の制限は、電流とは無関係に、スイッチおよびスイッチ・ブリッジのデューティ・ファクタを制限することによって達成されることが、有利である。制御手段は、入力キャパシタにおける電圧も、入力キャパシタにおける電圧とコンバータの出力電圧の間の差も、極小値より下に減少しないように、コンバータの平均の電流を設定する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の上記および上記以外の観点は、以下に、図面に示される実施例を参照して明らかになるであろう。
【００１７】
図1は、コンバータ2、3および4、制御手段5、および高圧放電ランプ6を有している回路1を示す。コンバータ2は、電源電圧ソース7により給電され、およびそこからの交流電圧を直流電圧に変換する。コンバータ2は、下記でダイオードブリッジとも称される、センターターミナル9を有する受動ダイオード・ハーフブリッジ8、および下記で、FETブリッジ、トランジスタ・ブリッジまたはスイッチ・ブリッジとも称される、センターターミナル11を有する電界効果トランジスタ・ハーフブリッジ10を有する。電源電圧ソース7は、2つの接続12と13を有する。接続12は、ダイオードブリッジ8のセンターターミナル9へ接続されている。接続13は、入力キャパシタ14、および電流測定要素15、変圧器17の巻線16、および高周波インダクタ18を有する直列回路を介し、スイッチ・ブリッジ10のセンターターミナル11へ接続されている。共振キャパシタ19は、変圧器巻線16と並列に接続される。接続13は、コンバータ2の入力とも称される。巻線16とインダクタ18は、両方とも、コイルという形をとり、およびコイル・コンビネーション16、18を形成する。センターターミナル11は、コイル・コンビネーション16、18の右側端とも称される。
【００１８】
第1の直流レール20は、センターターミナル9へ接続され、従って、ダイオードブリッジ8の第1のダイオード21により、および電気伝導性接続22と23を介して、電源電圧ソース7へ接続される。第1の直流レール20は、また、下記でスイッチまたはトランジスタとも称される半導体パワースイッチ24により、トランジスタ・ブリッジ10のセンターターミナル11へも接続される。
【００１９】
第2の直流レール25は、センターターミナル9へ接続され、従って、ダイオードブリッジ8の第2のダイオード26により、および電気伝導性接続23を介して、かつ更なる電気伝導性接続28を介して、電源電圧ソース7へ接続される。第2の直流レール25は、また、下記でスイッチまたはトランジスタとも称される半導体パワースイッチ29により、トランジスタ・ブリッジ10のセンターターミナル11に接続される。センターターミナル11は、電気伝導性接続27により、パワースイッチ24と29に接続されている。
【００２０】
トランジスタ24および26は、ドライバ30および31を介して制御手段5により動作する。電流がスイッチ24からスイッチ29へ、またはその逆に切り替えられる場合の電圧の変化率を制限するために、dV/dtキャパシタとも称される整流キャパシタ32が、高周波インダクタからの電流がスイッチ24および29の一方から他方へ切り替えられる時に生じる損失を減らすことが、有利である。また、スイッチングから生じる高周波ノイズも、この方法で減らされる。出力キャパシタ35は、2つの直流レール20と25との間に配置され、およびコンバータ2からの出力電圧を平滑化する。このキャパシタの電圧は、コンバータの第1の出力に対応する。それは、また、電源電圧がゼロに近い間、エネルギー蓄積の働きもする。レール20と25には、通常、400ボルトの電圧がかかっており、これは、第3のコンバータ4に供給される。したがって、コンバータ2は、低圧の電源電圧ソースから負荷へ、より高い電圧でエネルギーを伝えるブーストコンバータである。第3のコンバータ4は、400ボルトの直流電圧を調整された交流電流に変換し、かつそれを放電ランプ6に供給する。
【００２１】
コンバータ3は、その巻線16を有する変圧器17、共振キャパシタ19、2個のダイオード37と38を有する整流器36、および平滑キャパシタ39を有する。変圧器17は、さらに、その端がダイオード37と38のそれぞれの端に接続される第2の浮動巻線40を有する。巻線40のセンター・タッピング41は、グランド電位42を設定する。ダイオード37と38は、浮動巻線40の端に接続され、および、それらが浮動巻線40に誘導された交流電圧を整流化するように、接続される。整流器36の出力43およびグランド電位42の間には、平滑キャパシタ39があり、かつ5ボルトの電圧である。いわゆる半波整流の役割を果たす、示された回路は、特に低い出力電圧に適している。これと同じく、変圧器の出力側の他の可能な構成、およびお互いに固定された関係を担う複数の異なる出力電圧を提供するために、特に全波整流または更なるタッピングまたは追加された出力側巻線を有する回路も存在する。信号セクションが一般的に自由にアクセス可能な接続ソケットに金属的な接続を有し、それゆえに、交流電源供給からの絶縁が要求されるので、出力43は、プロジェクタの異なる信号成分、例えば、マイクロプロセッサに電流を供給することに特に適している。変圧器がスイッチ・ブリッジのセンターターミナルではなく電源接続側で挿入されることは、さらに有利である。なぜなら、ここで生じる正弦波のような形状の交流電圧の小さい振幅のみ存在し、他の場合におけるより、かなり少ない高周波ノイズを期待することができるからである。同じ理由から、コンバータに対する入力電流の測定も、変圧器が入力キャパシタに接続されたポイントで行われる。
【００２２】
制御手段5は、プロセッサおよび周辺メモリを有するマイクロコンピュータ44、検出回路45、コンパレータ46、電圧制御発振器47および論理回路48を有する。電気伝導性信号ライン49、50および51は、電圧制御発振器47から論理回路48へ、検出回路45から論理回路48へ、およびコンパレータ46から論理回路48へ走っている。
【００２３】
接続52および53は、コンバータの入力52、53を形成する。
【００２４】
図2は、以下において、ゲート要素58、59、60、61、62、63、64および65と称される、3個の排他的ORゲート58、59および60、ANDゲート61、Dフリップフロップ62、および3個の遅延素子63、64および65を有する論理回路48を示す。Dフリップフロップ62は、以下で論理「ハイ」とも称される、常に論理「1」に設定される入力66（D入力）を有する。Dフリップフロップ62は、さらに、出力67および否定出力68を有する。排他的ORゲート58、59および60は、以下でExORゲートとも称される。
【００２５】
図3は、ゼロより大きい電源電圧の場合、時間70に対するプロットを示し、高周波インダクタの電流波形71の一部が時間に対してプロットされている。電流波形は、ジグザグの形状であり、かつ310 kHzと550 kHzの間の周波数で切り替わる。基準値72は、電流に対して閾値とも下記で称される下限を示す。電流がこの限界値より下に減少する場合、スイッチ・ハーフブリッジ10は、切り替えられる。このことは、スイッチ24はオフにされ、かつスイッチ29はオンにされ、この結果、電流は再び増加することを意味する。時間73の別のポイントで、スイッチ・ハーフブリッジ10は、再度切り替えられる。このことは、スイッチ29はオフにされ、かつスイッチ24はオンにされ、この結果、電流は再び減少することを意味する。
【００２６】
図4は、ゼロより小さい電源電圧の場合、時間80に対するプロットを示し、高周波インダクタ18の電流波形81の一部が時間に対してプロットされる。電流波形は、ジグザグの形状であり、基準値82は、電流に対して上限を示す。電流がこの限界値より上に増加する場合、スイッチ・ハーフブリッジ10は、切り替えられる。このことは、スイッチ29はオフにされ、かつスイッチ24はオンにされ、この結果、電流は再び減少することを意味する。時間83および84のポイントで、スイッチ・ハーフブリッジ10は、再度切り替えられる。このことは、スイッチ24はオフにされ、かつスイッチ29はオンにされ、この結果、電流は再び増加することを意味する。
【００２７】
図5は、ライン50に発生する電圧信号91の時間90に対するプロットを示す。信号91は、電源電圧がゼロより大きい場合、論理「1」に設定され、かつ検出回路45によって生成される。
【００２８】
図6は、ライン49に発生し、かつそのクロック入力でDフリップフロップ62を切り替える電圧制御発振器47からのスイッチング信号100を示す。
【００２９】
図7は、電圧ソース7におけるジグザグ電流波形110を示す。電流波形は、正弦波のような形状である包絡線111および112により規定される。2つの包絡線の周波数は、50〜60 Hzであり、かつ電源電圧の周波数と一致する。電源電圧のゼロ通過時、電流波形がゼロ付近で変化する時間領域113が存在する。このことは、平均の電源電流がこの領域で消えることを意味する。
【００３０】
回路1の動作は、下記のように記載することができる：電源電圧ソース用の電源周波数は、50と60 Hzの間ある。コンバータ2用の動作周波数は、310と550 kHzの間であり、かつトランジスタ24と29のスイッチング・サイクルにより決定される。コイル・コンビネーション16、18と共振キャパシタ19を有する回路の共振周波数は、310 kHzである。
【００３１】
制御手段5は、コンバータ2の動作周波数およびデューティ・ファクタを制御する。動作周波数が 550 kHzまで高くなると、動作周波数は、共振周波数から離れて移動し、この結果、コンバータ3の出力における電流が減少する。動作周波数が310 kHzまで低くされる場合、動作周波数は、共振周波数に近づき、この結果、コンバータ3の出力における電流が増加する。このポイントより下で、変圧器の2次側に対するエネルギー伝送が再び減少するので、共振より上の周波数に制限されることは、略してVCOとも称される電圧制御発振器47の動作周波数の範囲に対して有効である。このことは、制御の方向の符号の反転に等しく、これは、不安定および発振に容易に至るであろう。
【００３２】
したがって、制御手段5は、充分なエネルギー供給がオフィスまたは民生用電子機器の分野におけるデバイスの信号セクションのために確立されるような方法で、周波数範囲の範囲内で周波数を制御する。特に、周波数は、コンバータ3の出力電圧が一定となるような方法で、調整される。この種のデバイスは、データおよびビデオプロジェクタ、テレビシステムまたはモニタを有するコンピュータである。モニタは、液晶表示素子（または略してLCD）を有するフラットスクリーンによって製作される、または陰極管が取り付けられる。例えば、LCDモニタの場合、信号セクションがプロジェクタのそれと同等のとき、バックグラウンド照明は、高圧放電ランプに代えることができるであろう。
【００３３】
通常動作の場合、コンバータ2の出力電圧は、400ボルトである。電源供給に生じる最高電圧は、約360ボルトである。
【００３４】
電源供給電圧の正の半波は、正符号が出力13へ、および負符号が出力12へ割り当てられることを意味する。ダイオード21は、ブロックし、かつダイオード26は、導通するよう切り替えられる。電源周波数が動作周波数と比較して実質的にゼロであるので、電源電圧の瞬間値は、コンバータの少しのスイッチング・サイクルに対して一定と考えることができる。次に、トランジスタ24および29の1回のスイッチング・サイクルに対する制御手段5の機能としてのコンバータ2の動作が、下記に記載される：
トランジスタ24がオンにされる場合、コンバータ2の入力13において、電源電圧の瞬間値が存在し、およびコイル・コンビネーション16、18の右端において、発生する最大の電源電圧より常に大きいコンバータ2の出力電圧が存在する。したがって、コイル・コンビネーション16、18による電圧は、正の電流方向と逆であり、および電流は、電圧ソース7の方向に駆動される。電流は、小さくなる、または、さらに負になる。電流は、マイクロコンピュータ44により設定された閾値72より小さくなり、およびコンパレータ46は切り替わる。論理回路48は、トランジスタ24をオフにし、および不感時間の後、トランジスタ29をオンにする。
【００３５】
トランジスタ24と29のスイッチング後、センターターミナル11における、すなわちコイル・コンビネーション16、18の右端における電圧は、ゼロボルトである。次に、電源電圧ソースは、ゼロ通過以外のポイントであると仮定される。コンバータ2の入力13における電圧は、その時、トランジスタ24および29のセンターターミナル11における電圧より高く、そして電流は増加する。電流増加の位相は、VCO 47によって制限される。定められた期間の後、VCO 47は、時間73でパルスを発生する。トランジスタ24および29は、論理回路48により再び切り替えられる、すなわち不感時間の後、トランジスタ29は再びオフにされ、および、トランジスタ24は再びオンにされる。
【００３６】
電源供給の負の半波の場合、ダイオード21は、導通するように切り替えられ、かつダイオード26は、ブロックする。次に、制御手段5の制御機能は、交替され、およびVCO 47とコンパレータ46の機能は、特に、交替される。
【００３７】
トランジスタ24と29の1回のスイッチング・サイクルにおいて、VCO 47は、時間83と84で、トランジスタ29をオフにし、かつトランジスタ24をオンにする。閾値82に達する場合、コンパレータ46は、トランジスタ29をオフにし、かつトランジスタ24をオンにする。
【００３８】
故に、トランジスタ24と29のスイッチングによりもたらされることは、コイル・コンビネーション16-18において、高周波交流電圧が、常に、存在することである。この原理は、電圧ソース7からの電圧がゼロ通過時の場合でさえ、適用される。電圧差は、この時、キャパシタ14によって維持される。コンバータへの平均入力電流がゼロ通過近傍においてゼロに設定される場合、ダイオード21と26は、ブロックし、したがって、コンバータ2から電源電圧ソース7を切り離す。しかしながら、電流を電流調整手段により正確にゼロに設定することは、極めてむずかしい。スイッチ24と29のデューティ・ファクタを制限することにより、このことを実行することは、より容易である。デューティ・ファクタは、スイッチング・サイクルの全期間に対する特定のスイッチをオンにされた時間の比率として定義される。コイル・コンビネーションにおける平均の電圧は、電流が制限される場合、および、特に、その平均が一定になるべき場合、相当な長期間ゼロでなければならない。それゆえ、スイッチ24のデューティ・ファクタが10%であり、したがってスイッチ29のデューティ・ファクタが90%である場合、これは、スイッチ・ブリッジ10のセンターターミナル11における平均の電圧が、コンバータ2の出力電圧の10%であることを意味する。次に、入力電流は、入力電圧も同じ平均値に達した時間まで変化する。電源入力電圧が、正の半波の間に、この値より下に減少する場合、コンバータ入力電流は、負にならなければならない。しかしながら、これは、ダイオード26により可能にされない。電源電流、したがって平均のコンバータ入力電流は、それゆえに、この時ゼロに設定され、かつ、入力キャパシタ14の電圧は一定のままである。
【００３９】
遅延素子63により達成されることは、トランジスタ29のデューティ・ファクタが、正の電源半波の間、90%を超えるまで増加することができない、かつ負の電源半波の間、10%より下に減少することができないことである。このように、キャパシタ14における電圧が、正の電源半波の間、コンバータ2の出力電圧の10%より下に減少することができない、かつ負の電源半波の間、出力電圧の90%を超えるまで増加することができないことが、保証される。したがって、回路の共振部における実効電圧は、常に、40 Vより高い。デューティ・サイクルおよびデューティ・サイクルの制限は、ゲート要素58、59、60、61、62、63、64および65により達成することができる。特に、VCO周波数と共に遅延素子63により適用される遅延時間は、デューティ・ファクタの制限において重要なファクタである。
【００４０】
遅延素子64と65は、各々、その減衰するエッジではなく、入力信号の立ち上がりエッジを遅延させる。遅延素子64と65は、カウンタまたは以下で再トリガ可能な(retriggerable)単安定マルチバイブレータとも称されるマルチバイブレータにより実施することができる。
【００４１】
次に、論理回路48の動作は、以下に記載され、デューティ・ファクタのセッティングに対する特定の許可を与える：
電源電圧および電源電流が正の場合、信号91は、論理「ハイ」であり、かつダイオード26は導通する。次に、VCO 47からの正方向に向かうエッジは、Dフリップフロップ62を設定し、その出力67は、論理「1」状態に移行し、一方、その否定出力68は、論理「0」となる。排他的ORゲート59の第2の入力に適用される信号ライン50上の信号が、論理「ハイ」に設定されるので、論理「0」が、排他的ORゲート59の出力において生成される。この状態は、遅延素子64により、パワー・トランジスタ29に直ちにパスされる。論理「1」は、ExORゲート60の出力において生成され、およびこの信号は、遅延素子65により、遅延を伴って、トランジスタ24にパスされる。信号に対する遅延は、2個のトランジスタ24と29が決して同時に導通することができないことを保証する。
【００４２】
記載されている瞬間は、時間プロット70上の時間73により表される瞬間である。コンバータ2の出力11における出力電圧が、オンにされたトランジスタ24を介し電源電圧および電源電流に反対に作用するので、コイル18の電流は、電流波形71に示すように、減少し始める。電流の値がマイクロコンピュータ44において設定された基準値72より下へ減少する時、論理「0」信号が、コンパレータ46の出力において生成される。この信号は、ExORゲート58に送られる。論理「1」が、信号ライン50上の後者の第2の入力に適用されるので、論理「1」が、後者の出力においてこの瞬間で生成される。論理「1」信号は、ANDゲート61を介して、Dフリップフロップ62の再設定入力へ送られ、次いで再設定される。遅延素子63と共にANDゲート61は、コンパレータ46の状態にかかわりなく、Dフリップフロップ62が再設定される前に、観察される最小長さの時間ΔT1をもたらす。この結果、トランジスタ24に対するデューティ・ファクタがそれより下へ減少しない極小が存在する。デューティ・ファクタは、最小期間ΔT1とVCO 47の周波数の積、すなわちΔT1*FVCOから計算される。最小期間ΔT1は、コンバータ3が動作し続けることを保証する残留電圧がゼロ通過の間さえキャパシタ14で維持されるように、選択される。論理「0」が出力67において生成される場合、ExORゲート59の出力は、論理「1」に設定される。この信号は、遅延を伴い、パワー・トランジスタ29に送られる。同時に、否定出力68は、論理「1」に移行し、およびこれは、ExORゲート60の出力において論理「0」になる。この信号は、遅延なしでパワー・トランジスタ24に送られる。したがって、グランド電位が、2個のパワー・トランジスタ24と29の接点11のポイントにおいて存在し、この結果として、コイル18の電流が、電源電圧が正の場合、再度増加し始める。この状態は、VCO 47からの次のスイッチング信号まで維持される。スイッチング・サイクルの間、コンバータに流れる平均の電流、したがって平均の電源入力電流も、電流の負および正のピーク値のほぼ平均である。この場合、電流の負のピーク値は、選択されたスイッチング閾値のみに依存する。正のピーク値とスイッチング閾値との間の差は、多くの点で、コンバータが動作している状態、例えばVCO周波数および電圧に依存している、しかし設定されたスイッチング閾値には依存しない。したがって、同じ量だけ平均の電流を変えることは、スイッチング閾値を変えることにより、可能であり、このことは、平均のコンバータ電流が設定されたスイッチング閾値により単独で制御することができることを意味する。電源電圧が負の場合、信号91の値は、論理「0」であり、およびExORゲート59および60への入力信号は、ExORゲート59および60 を変化せずに通過し、このことは、ExORゲート59および60が、実際に効果がなくなったことを意味する。スイッチング信号100により、Dフリップフロップ62が設定され、しかし電源電圧が正の場合に発生することとは対照的に、このことは、次に、パワー・トランジスタ29をオンにする。その上、電源電流が負の場合、電源ダイオード21は導通する。したがって、反転した電源電圧とコンバータ2の出力電圧との間の差は、入力キャパシタ14に適用され、および図4の時間に対するプロットにおける時点83および84で示されているように��コイル18の電流は増加し始める。マイクロコンピュータ44は、異なる、より正の基準値82を設定する。値82を超える場合、論理「1」値は、コンパレータ出力に現れ、およびこれは、ExORゲート58およびANDゲート61を介しDフリップフロップ62の再設定入力へ、変化させられずに送られる。このように、Dフリップフロップ62は、再設定され、トランジスタ29は、オフにされ、およびトランジスタ24は、オンにされる。この後、2個のトランジスタ24と29の接続11のポイントは、コンバータ2の出力電圧のポテンシャルとなる。電源電圧が負となりかつダイオード21が導通し、コイル18の電流は、再び減少し始める。この状態が、VCO 47が新しいスイッチングパルス100を供給する時点まで維持される。この場合においても、遅延素子63と共にANDゲート61は、Dフリップフロップ62が再設定される前に、最小時間ΔT1が観察されることを保証し、しかしながら、それは、トランジスタ29のデューティ・ファクタと一致する。したがって、効果は、正の半波の間のものと同じである。正の半波の場合と同じ方法で、逆転された符号を有するが、負の電源電流も、今では、設定されたスイッチング閾値により制御されることができ、したがって、有利な電源電流波形が得られることを可能にする。
【００４３】
時間にわたって基準値72および82に従う曲線は、一方では、図7に示される正弦波のような波形が電源電流用に得られ、および他方では、コンバータ2からの出力電圧の平均が400Vの所望の出力電圧であるように、マイクロプロセッサにより設定される。このために、コンバータ2からの出力電圧の測定は、図示されない接続を介してマイクロプロセッサに送られる。電源周波数との同期は、検出回路45からの信号の助けを借りて達成される。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】放電ランプを有する回路を示す。
【図２】ゲートデバイスを有する論理スイッチング回路を示す。
【図３】時間に対するプロットであり、正の半波の間の高周波インダクタの電流波形を示す。
【図４】時間に対する第2のプロットであり、負の半波の間の高周波インダクタの第2の電流波形を示す。
【図５】電源電圧の極性を検出するための回路の出力における信号波形を示す。
【図６】スイッチング信号を示す。
【図７】包絡線の範囲内に含まれる電源電流の波形を示す。
【符号の説明】
【００４５】
1  回路
2  コンバータ
3  第2のコンバータ
7  電源電圧ソース
8  ダイオード・ハーフブリッジ
9  第1のセンターターミナル
10  スイッチ・ハーフブリッジ
11  第2のセンターターミナル
18  高周波インダクタ
20  第1の直流レール
21  第1のダイオード
24  第1のスイッチ
25  第2の直流レール
26  第2のダイオード
29  第2のスイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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