(57)【要約】モジュレータ手段（２）に結合されるＬＣタンク回路（Ｌ、Ｃ、Ｒ）を備える電圧制御発振器であって、モジュレータ手段（２）が加算器（３）を介して増幅器手段（１）に結合され、比較的広い範囲の周波数を有する周期的直交出力信号を発生し、周波数はモジュレータ手段（２）に提供される制御信号（ＶＴ）によって制御されることを特徴とする、電圧制御発振器。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モジュレータ手段に結合されたＬＣタンク回路（Ｌ、Ｃ、Ｒ）を備える電圧制御発振器であって、前記モジュレータ手段は加算器を介して増幅器手段に結合され、比較的広い範囲の周波数を有する周期的直交出力信号を発生し、前記周波数は前記モジュレータ手段に提供される制御信号（ＶＴ）によって制御されることを特徴とする、電圧制御発振器。
【請求項２】
前記モジュレータ手段はバッファとモジュレータとの直列結合を有することを特徴とする、請求項１に記載の発振器。
【請求項３】
前記増幅器手段はもう一つのバッファと増幅器との直列結合を有することを特徴とする、請求項１に記載の発振器。
【請求項４】
前記増幅器はトランスコンダクタンス増幅器であることを特徴とする、請求項３に記載の発振器。
【請求項５】
前記増幅器手段はトランスコンダクタンス増幅器であり、前記モジュレータ手段はギルバートセルモジュレータであり、前記加算器はノードであることを特徴とする、請求項１に記載の発振器。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器を備え、広域同調テレビチューナに用いられる、フェーズロックループ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モジュレータ手段に結合されるＬＣタンク回路を備える電圧制御発振器に関する。本発明はさらに、このような発振器を有するフェーズロックループに関する。
【背景技術】
【０００２】
広い周波数帯域内に無線光学トランシーバ用の直交信号（quadrature signals）を生成する必要性が、無線用低ＩＦ／ゼロＩＦアーキテクチャや光受信機用アーキテクチャから生じる。同じ発振器で異なる規格（スタンダード）をカバーするために、発振器は広い周波数帯域に渡って同調可能でなければならない。オクターブチューニングが可能であるとき、２つのＤフリップフロップに基づく簡単な分周器を用いることができ、ＶＣＯの発振周波数より低い周波数が合成できる。これにより、分周器アーキテクチャをかなり簡素化でき、電力消費を削減できる。広い帯域で同調可能なＲＣ発振器のために、通常、代償が必要である。ＬＣ発振器の位相ノイズはＲＣ発振器よりよいものの、より狭い帯域で同調する。広い同調レンジを有するＬＣ発振器の技術は、２つのＬＣタンクに基づいており、これら２つは補間機構を有するか、あるいは、ＲＣ発振器とＬＣ発振器との組み合わせとしてのリング構造を有する。最新の構造は、発振周波数の直交出力を出力するが、例えば少なくとも１オクターブの広い周波数帯域では同調できない。
【０００３】
米国特許第６，１９８，３６０号明細書には、ＬＣまたはリング発振器で用いられる回路および方法が開示されている。発振器の発信周波数の制御は、直交信号を検知し、その直交信号の符号および大きさを制御することにより行われ、その直交信号は、発振器にフィードバックされて、前記発振器を、（直交信号の符号に応じて）発振器が変調されていない発振器と比べて、より早く、あるいはより遅く、動作させる。この回路は、その周波数の生成に必要な負抵抗を提供するためのクロスカップリングされたトランジスタ対を備える。ＬＣ回路が発振周波数を決定する。２つのコンデンサＣ１、Ｃ２と２つの抵抗器Ｒｌ、Ｒ２とが発振の直交発振を得るために備えられる。差動電圧ＶＣＯＮＮ、ＶＣＯＮＰが発信周波数を制御するのが観察される。さらに、発振器は、発振器の位相ノイズを増加させるＲＣ成分を有するフィードバックコントロールループを有するＬＣ発振器の組み合わせを有し、したがって、直行出力信号の生成にＲＣ成分が必要なことから位相ノイズが減少することはありえない、ことが観察される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
よって、本発明の目的は、比較的発信帯域が広く、比較的位相ノイズが低い電圧制御発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によればこの目的は、冒頭の段落に記載された発振器によって達成される。この発振器の特徴として、モジュレータ手段は、比較的広い帯域の周波数を有する周期的直交出力信号を発生するために加算器を介して増幅器手段に接続されており、周波数はモジュレータ手段に提供される制御信号によって制御される。ＬＣタンク回路は発振器の発振周波数を決定する共振周波数を有し、その共振周波数は、ＬＣタンク回路内の容量を変えることによって、及び、モジュレータに提供される制御信号によって、の少なくとも１つによって、変えられる。ＬＣタンク回路は、コンデンサに並列に結合される、インダクタおよび抵抗器の直列接続を備える。例えばＧＨｚの、比較的高い発振周波数が発生されると、インダクタは比較的高いＱ（クォリティファクター）を有し、抵抗器の電圧はＬＣタンク回路の電圧に対して直交し、よって発振器は直交信号を発生する。加算器経由で得られるフィードバック信号が、発振器の発振を維持するために用いられる。
【０００６】
本発明の実施形態では、モジュレータ手段はバッファとモジュレータとの直列接続を有する。バッファは、通常比較的高い入力インピーダンスを有し、よってＬＣタンク回路をモジュレータから切り離す。故に、ミキサはＬＣタンク回路の共振周波数のＱつまり共振周波数に影響を与えない。
【０００７】
本発明の他の実施形態では、増幅器手段はもう一つのバッファと増幅器との直列接続を有する。可能な限り、ＬＣタンク回路を他の回路からよりよく切り離すために、比較的高い入力インピーダンスバッファが、設けられる。これ故に、ＬＣタンク回路および増幅器手段はどちらも、電流および電圧に関して、より緩やかな条件で動作する。比較的高い周波数が発生されると、増幅器はトランスコンダクタンス増幅器に成りうる。トランスコンダクタンス増幅器は電圧型入力信号を増幅し、電流型出力信号を生成する。電流型信号は比較的高い周波数のシステムで用いられるのに極めて適しており、よってトランスコンダクタンス増幅器は比較的高い周波数の信号の生成に用いられる。
【０００８】
本発明の実施形態では、増幅器手段はトランスコンダクタンス増幅器であり、モジュレータ手段はギルバートセルモジュレータであり、加算器はノード（接続ポイント）である。この電流モード装置においては、加算器はもっとも単純な構造すなわちノードであり、発振器は最低数の受動素子、すなわち抵抗器、コンデンサ、インダクタと、能動素子、すなわちトランジスタおよび増幅器から構成される。故に、同じチップに集積されたとき、回路は比較的小さな面積を占める。
【０００９】
発振器が比較的広い同調レンジを有するため、これを多くの用途に用いることができる。好適な実施形態では、本発明による発振（器）は、広い同調レンジを有するテレビチューナに用いられる。最近のチューナは通常フェーズロックループを有し、このループは同調周波数をロックするために用いられる電圧制御発振器を有する。広い周波数帯域の入力信号をカバーするために広帯域電圧制御発振器が必要であり、よって本発明による発振器が用いられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の、上記および他の特徴及び効果は、以下に図面を参照しながら本発明の実施形態を記載することにより、明らかになる。
【００１１】
図１は、本発明による電圧制御ＬＣ発振器を表すブロック図である。電圧制御発振器は、モジュレータ手段２に結合されるＬＣタンク回路Ｌ、Ｃ、Ｒを備える。モジュレータ手段２は比較的広い帯域の周波数を有する周期的直交出力信号を発生するために加算器３を介して増幅器手段１に接続され、この周波数はモジュレータ手段２に供給される制御信号ＶＴによって制御される。ＬＣタンク回路は、発振器の発振周波数を決定する共振周波数を有し、これはＬＣタンク回路の容量を変えることによって、および、モジュレータ手段２に提供される制御信号ＶＴによって、の少なくとも１つによって、変えられる。ＬＣタンク回路は、コンデンサＣに並列に結合される、インダクタＬおよび抵抗器Ｒの直列接続を備える。例えばＧＨｚの、比較的高い発振周波数の生成時には、インダクタＬは比較的高いＱ（クオリティファクター）を有し、抵抗器の電圧ＶＲはＬＣタンク回路の電圧Ｖｏに対して直交し、よって発振器は直交信号を発生する。加算器経由で得られるフィードバック信号が、発振器の発振を維持するために用いられる。
【００１２】
モジュレータ手段２は、図２に示されるように、バッファ２０とモジュレータ２１との直列結合を有する。バッファ２０は、通常比較的高い入力インピーダンスを有し、よってＬＣタンク回路をモジュレータ２１から切り離す。故に、モジュレータ２１はＬＣタンク回路のＱに影響を与えず、よってその共振周波数に影響を与えない。モジュレータはギルバート型モジュレータである。ギルバート型モジュレータは、周波数変調システム内でしばしば用いられる。基本的に、ギルバート型モジュレータの出力信号は電流であって、よってモジュレータは、電流型信号を用いるのがより簡単である、比較的高い周波数システムで用いられるのに適している。比較的高い入力インピーダンスバッファ２０が、可能な限り、ＬＣタンク回路を残りの回路からよりよく切り離すために用いられる。よって、ＬＣタンク回路とモジュレータ２はどちらも、電流および電圧についてより緩やかな条件で動作する。比較的高い周波数の生成時には、増幅器１１はトランスコンダクタンス増幅器に成り得る。トランスコンダクタンス増幅器は電圧型入力信号を増幅し、電流型出力信号を発生する。電流型信号は、比較的高い周波数のシステム内で用いられるのに極めて適しており、よってトランスコンダクタンス増幅器は高周波数信号の生成に用いることができる。図２においては、増幅器１１はトランスコンダクタンス増幅器であり、モジュレータ２１はギルバートモジュレータが想定されている。よって、加算器３はある１つのノードであり、発振器は比較的単純な構造を有する。
【００１３】
ＬＣタンク回路は、図３のように構成することもできる。図３では、フィードバック電流はＩと示される。以下の表記ができる。
【数１】
2005539449.tif 000003
ここで、ｓは、複素周波数である。
【００１４】
ＶＲに対するＶｏを式にする。
【数２】
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２つの分岐電流Ｉ１およびＩ２が以下のように与えられる。
【数３】
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これにより、以下のようになる。
【数４】
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Ｚ１は、インダクタＬのＱが１よりはるかに大きく、つまりＱＬがインダクタＬのＱであり、
Ｒ<<ωＬであって故に
【数５】
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実際は、比較的高い周波数システム、すなわちＧＨｚでは、インダクタＬのＱは１よりはるかに大きく、この概算は有効であり、結果として抵抗器Ｒの電圧は、
【数６】
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となる。
【００１５】
結論として、電圧ＶＲは、Ｖｏに直交する。このことは、図４に示されるように、１/Ｑに等しい利得を有する段と、−π/２に等しい移相を行う移相器を用いてモデル化することができる。この図を用いて、発振器のオープンループ利得、発振周波数および発振条件を計算することができる。
【数７】
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とし、ＧｐをＬＣタンク回路の損失コンダクタンスの１／Ｒｐとする。
ＬＣタンク回路の総電流ＩＯＵＴは、
【数８】
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と与えられる。さらに、
【数９】
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となる。
発振器のオープンループ利得は、
【数１０】
2005539449.tif 000012
つまり
【数１１】
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となる。
発振条件は、Ａβ＝−１である。これは、|Ａβ|＝１であり、ψ（Ａβ）＝πであることを意味する。オープンループ転送ψ（Ａβ）の位相と、維持される発振の位相条件を計算できる。
【数１２】
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これにより、以下の条件がもたらされる。
【数１３】
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これは、以下の二次式に変換できる。
【数１４】
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Ｘが１よりかなり小さいとき、
【数１５】
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と概算することが可能であり、ここでＱは１よりかなり大きく、
【数１６】
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よって、発振周波数は以下のように概算できる。
【数１７】
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【００１６】
上述の式では、ＶＴは発振周波数ω０に対して、ＬＣタンク回路のキャパシタンスよりも大きな影響を及ぼす。よって、ＶＴは、粗同調に用いることができ、ＬＣタンクと並列のバリキャップ・ダイオードは、微同調に用いることができる。この回路は、広同調レンジ用途に用いることができる。同調レンジが１オクターブ、すなわち周波数ｆ０から周波数２ｆ０に及ぶとき、直列抵抗器Ｒは１０Ωの抵抗を有する。直交する出力ＶｏとＶＲは、次段を駆動するのに十分な電力を発生させるために、バッファされ、増幅される。
【００１７】
図５は、本発明のトランジスタレベルの構成を表す。図５に示される回路のＣＭＯＳ構成も可能であり、当業者であれば簡単にこれを実施できる。図５では、ＬＣタンク回路は回路の能動部分に差動的に接続される。トランジスタＱ７およびＱ８は差動バッファ２０であり、トランジスタＱ９およびＱ１０はバッファ１０である。これらは、回路の能動部分、モジュレータ２１および増幅器１１と共に、ＬＣタンク回路の負荷効果（ローディングエフェクト）を削減するために用いられる。トランジスタＱ１１およびＱ１２と、電流源ＩＴとは、トランスコンダクタンス増幅器１１を表す。これは図１に示される回路に関連して正帰還するように接続される。モジュレータ２１はトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５およびＱ６で構成される。粗同調ポートＣはＶＴ＋およびＶＴ−で示される。
【００１８】
図６は、本発明によるテレビチューナ用フェーズロックループを示す。広同調レンジＶＣＯは、必ずしも常に直交出力が要求されるわけではないＰＬＬ回路でも採用される。しかし、ゼロＩＦおよび低ＩＦアプリケーションでは、直交出力が必須である。ケーブルテレビや地上波テレビなどの低ＩＦアーキテクチャでは、多くのバンドをカバーする必要があり、これが広帯域発振器や切換発振器が必要な理由である。最近の方法では、発振器の数は約４から５に削減される。図６の粗同調は差動的であるため、ＶＣＯの利得は半減され、よってＶＣＯの差動同調ポートは同相モードノイズや基板ノイズに対する感度がより低い。ＶＣＯの利得は比較的高く、よってループはそれに合ったものとされる。ＶＣＯの感度をより低下させるために、デジタル同調技術を用いることができる。この技術はＡ／ＤおよびＤ／Ａ変換器に基づいて、ＶＣＯが周波数ロックされているときに利得の勾配を減らす。摂動（perturbation）に対し感度がより低いＰＬＬループの構成の例が図６に示される。ＰＬＬは、位相周波数検知器（ｐｈａｓｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ）ＰＦＤと２つのパス（path）、比例パス（プロポーショナルパス）および積分パス（インテグレーテッドパス）を有している。ＶＣＯの差動粗同調ポートＣに適用される積分パスは、チャージポンプおよびＰＬＬループからの高周波数ノイズのフィルタリングを確実にする、ループ内のピュア積分器ＬＰＦ１を有する。比例パスは、ＶＣＯのＦＩＮＥ同調ポートを駆動するのに用いられるローパスフィルタＬＰＦ２を有する。ＶＣＯは、位相および周波数について発振器（crystal）ＸＴＡＬによってロックされる。ウィンドウ検知ブロックＷＤで周波数ロック条件を検知し、ＬＯＧＩＣブロックの論理機能を用いて、積分部のＰＦＤからの信号を遮断する。オクターブ分周器ＯＤは２つのブロックによる分周器のみを有し、オクターブ選択機能を実行する。分周器の直交出力は低ＩＦおよびゼロＩＦ受信機のためのＩ／Ｑダウン変換の為に用いることができる。フェーズロックループの他のブロックは、それぞれ周波数分周器Ｍ、チャージポンプＣＰ１、ＣＰ２および位相周波数検知器ＰＦＤからチャージポンプＣＰ１、ＣＰ２への転送を制御する論理回路として知られる。
【００１９】
本発明の保護の範囲は本明細書中に記載された実施形態に限定されるものではない。さらに、本発明の保護の範囲は、請求項中の参照符号によって限定されるものではない。「備える」（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）という語は、請求項中で言及された部分以外を排除するものではない。定冠詞（ａ（ｎ））は、どの要素の前に置かれたとしても、これらの要素が複数であることを妨げるものではない。本発明の一部を形成する手段は、専用のハードウェアの形態またはプログラム用途のプロセッサの形態で実現される。本発明は、各新規の特徴および、特徴の組み合わせに存在する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明によるＬＣ電圧発振器のブロック図。
【図２】本発明によるＬＣ発振器のさらに詳細なブロック図。
【図３】本発明の実施形態によるＬＣタンク回路の回路図。
【図４】本発明によるＬＣ発振器と同等のオープンループ回路を表す図。
【図５】本発明によるトランジスタレベルの構成を示す図。
【図６】本発明によるテレビチューナ用フェーズロックループを表す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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