(57)【要約】デジタル情報を送信する方法は、相補パターンマップ式畳込みコードを用いて複数の情報デジタルビット（５４）にフォーワード誤り訂正符号化処理を施し（５６）、複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正符号化したビットで変調し（６２）、変調済みキャリア信号を送信（７５）するステップを用いる。変調は、振幅レベルに対応するグレイコードを用いてＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分をそれぞれ独立して振幅変調するステップを含むことができる。かかる信号の受信機もまた記載されている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル情報の送信方法であって、
相補パターンマップ式畳込みコードを用いて複数のデジタル情報ビットにフォーワード誤り訂正を施し、
複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正を施したビットで変調し、
キャリア信号を送信するステップより成るデジタル情報の送信方法。
【請求項２】
ビットにフォーワード誤り訂正を施すステップは、
複数のコード区分を定義し、
非カタストロフ区分コードを見出し、
非カタストロフ区分コードをＱＡＭコンステレーションにマッピングするステップより成る請求項１の方法。
【請求項３】
複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正を施したビットで変調するステップは、
ＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分をそれぞれ独立に振幅変調するステップより成る請求項２の方法。
【請求項４】
ＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分を振幅変調するステップは、
複数の振幅レベルに対応するグレイコードマップ式コンステレーションポイントを用いる請求項３の方法。
【請求項５】
コンステレーションポイントにマッピングされるコードビットの相対的な値を評価し、
コンステレーションポイントの最上位ビットに価値の高いビットを割当てるステップをさらに含む請求項４の方法。
【請求項６】
区分コードはパンクチャドコードより成る請求項２の方法。
【請求項７】
コード区分は、上方メイン区分、下方メイン区分、上方バックアップ区分及び下方バックアップ区分より成り、上方メイン区分と下方メイン区分とはオーバーラップせず、上方バックアップ区分と下方バックアップ区分とはオーバーラップせず、上方バックアップ区分は上方メイン区分と下方メイン区分の両方の第１の部分とオーバーラップし、下方バックアップ区分は上方メイン区分と下方メイン区分の両方の第２の部分とオーバーラップする請求項１の方法。
【請求項８】
ビットにフォーワード誤り訂正を施すステップは、
複数のビットのうちの所定のビットを削除して複数の修正ビットを発生させ、
複数の修正ビットを複数の区分の間に割当て、
複数の修正ビットの同相及び直角位相成分をＱＡＭコンステレーションにマッピングし、
複数の振幅レベルに対応するグレイコードマップ式コンステレーションを用いてＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分をそれぞれ独立に振幅変調し、
コンステレーションポイントにマッピングされるコードビットの相対的な値を評価するステップより成る請求項１の方法。
【請求項９】
コード区分は、上方メイン区分、下方メイン区分、上方バックアップ区分及び下方バックアップ区分より成り、上方メイン区分と下方メイン区分とはオーバーラップせず、上方バックアップ区分と下方バックアップ区分とはオーバーラップせず、上方バックアップ区分は上方メイン区分と下方メイン区分の両方の第１の部分とオーバーラップし、下方バックアップ区分は上方メイン区分と下方メイン区分の両方の第２の部分とオーバーラップする請求項８の方法。
【請求項１０】
相補パターンマップ式畳込みコードを用いて複数のデジタル情報ビットにフォーワード誤り訂正を施す手段と、
複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正を施したビットで変調する手段と、
キャリア信号を送信する手段とより成る送信機。
【請求項１１】
相補パターンマップ式畳込みコードは、ＱＡＭコンステレーションにマッピングされた複数の非カタストロフ区分コードより成る請求項１０の送信機。
【請求項１２】
複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正を施したビットで変調する手段は、
ＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分をそれぞれ独立に振幅変調する手段より成る請求項１０の送信機。
【請求項１３】
ＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分を振幅変調する手段は、
複数の振幅レベルに対応するグレイコードマップ式コンステレーションポイントを用いる請求項１２の送信機。
【請求項１４】
ビットにフォーワード誤り訂正を施す手段は、
複数のビットのうちの所定のビットを削除して複数の修正ビットを発生させる手段と、
複数の修正ビットを複数の区分の間に割当てる手段と、
複数の修正ビットの同相及び直角位相成分をＱＡＭコンステレーションにマッピングする手段とより成る請求項１０の送信機。
【請求項１５】
情報信号を受信する方法であって、
複数の相補パターンマップ式畳込み符号化ビットにより変調された複数のキャリア信号を受信し、
キャリア信号を復調して相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを復元し、
相補パターンマップ式畳込み符号化ビットに基づき出力信号を発生するステップより成る情報信号の受信方法。
【請求項１６】
キャリア信号を復調するステップは、
相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを非線形リミターに通すステップより成る請求項１５の方法。
【請求項１７】
情報信号を受信する受信機であって、
複数の相補パターンマップ式畳込み符号化ビットにより変調された複数のキャリア信号を受信する手段と、
キャリア信号を復調して相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを復元する手段と、
相補パターンマップ式畳込み符号化ビットに基づき出力信号を発生する手段とより成る情報信号の受信機。
【請求項１８】
キャリア信号を復調する手段は、
相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを非線形リミターに通す手段より成る請求項１７の受信機。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
本発明は、デジタル情報の符号化方法及び装置に係り、さらに詳細には、デジタル音声放送方式に用いるかかる方法及び装置に係る。
【０００２】
デジタル音声放送（ＤＡＢ）は、既存のアナログ放送フォーマットより優れたデジタル品質の音声を提供するためのメディアである。ＡＭ及びＦＭインバンドオンチャンネル（ＩＢＯＣ） ＤＡＢ信号は共に、デジタル変調信号が現在放送中のアナログ信号と共存するハイブリッドフォーマットか、またはアナログ信号が存在しない全デジタルフォーマットの何れかで送信することができる。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、デジタル変調信号とアナログ信号とが既存の割当てチャンネルのスペクトルマスク内で同時に送信されるため、新しいスペクトルの割当ては不要であり。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、放送事業者が現在の視聴者へのデジタル音質音声を供給を可能にしながらスペクトル経済性を改善するものである。
【０００３】
ＩＢＯＣ ＤＡＢ用の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式が記載されている。ＯＦＤＭ信号は、共通のシンボルレートで変調された直交離隔キャリアを含む。シンボルパルスの周波数間隔（例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫまたはＱＡＭ）はシンボルレートに比例する。ＡＭコンパチブルＤＡＢ信号をハイブリッドＩＢＯＣ方式で送信するために、ＯＦＤＭサブキャリアのセットは共存するアナログＡＭキャリアの両側の約５ｋＨｚ乃至１５ｋＨｚ内に配置され、さらに別のＯＦＤＭサブキャリアがアナログ変調ＡＭキャリアにより占有される±５ｋＨｚ周波数バンド内に配置される。
【０００４】
ＤＡＢシステムは、フォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）及びインターリービングを用いて毀損状態のチャンネルにわたる送信デジタル信号の信頼性を向上させる。従来の畳込みコードの大部分は、加法的白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）チャンネルにおける２値搬送と相性がよいように設計されている。最も簡単なコードのレートは１／ｎであり、各入力情報ビットはｎ個の出力ビットを発生させる。パンクチャドコードは、レートが１／Ｎである「マザーコード」からコードビットを除去して高レートのコードを作成することにより構成することができる。S. Kallel, “Complementary Punctured Convolutional(CPC) Codes and Their Applications,” IEEE Trans. Comm., Vol. 43, No. 6, pp. 2005-2009, June 1995は、ある種のパンクチャリング法を用いて良好な成分コードを作成する相補コード発生方法について記載している。
【０００５】
B. Kroeger, D. Cammarata, “Robust Modem and Coding Techniques for FM Hybrid IBOC DAB,” IEEE Trans. on Broadcasing, Vol. 43, No. 4, pp. 412-420, Dec. 1997は、相補特性に対するKallelの全要件なしにオーバーラッピング成分コードを作成する方法について記載している。米国特許出願第０９／４３８，８２２号（国際出願公開第ＷＯ ０１／３５５５５号）において、Kroeger他はまた、相補特性のような特性を保持しながら、“A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulation”, A. Viterbiet al., IEEE Communications magazine, pp. 11-19, Vol. 27, No. 7, July 1989にViterbi 他により記載されたプラグマティッグトレリスコード変調（ＰＴＣＭ）方式を用いるとこれらのコードをＱＡＭシンボル上にマッピングできることを示している。
【０００６】
畳込みコード（パンクチャドまたは非パンクチャド）の自由距離（dfree）は、２値搬送（例えば、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ）を用いるＡＷＧＮチャンネルの誤り訂正性能を測る便利な基準である。自由距離でのパスの数及びこれらのパス上のエラーの数のような二次的基準は、細かい性能上の差を解消するために使用される。拘束長が大きいコードでは特に最適距離プロフィールも有用である。ＡＷＧＭチャンネルにおけるＱＡＭのような非２値搬送方式を用いる場合、トレリスパスを介する最小ユークリッド距離基準は有意により適切である。しかしながら、トレリスコード変調（ＴＣＭ）及びＰＴＣＭはＡＷＧＮチャンネル用に設計されたものであり、インパルスノイズでは性能が劣る。これは、ＰＴＣＭ（またはＴＣＭ）コードがＱＡＭコンステレーションにおける未符号化ユークリッド距離が大きい最上位ビットに誤り保護機能を有しないからである。インパルスノイズチャンネルにおける誤り保護にはハミング距離がより重要である。
【０００７】
これらの制約を克服し、ＩＢＯＣ ＤＡＢシステムへの使用に好適な符号化方法が求められている。
【発明の概要】
【０００８】
本発明は、相補パターンマップ式畳込みコードを用いて複数のデジタル情報ビットにフォーワード誤り訂正を施し、複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正を施したビットで変調し、キャリア信号を送信するステップより成るデジタル情報送信方法を提供する。
【０００９】
フォーワード誤り訂正は、複数のコード区分を定義し、それらの区分とコンパチブルなパンクチャサイズを選択し、非カタストロフ区分コードを見出し、非カタストロフ区分コードの同相及び直角位相成分をＱＡＭコンステレーションにマッピングすることにより行うことができる。変調ステップは、グレイコード振幅レベルを用いてＱＡＭコンステレーションの同相及び直角位相成分をそれぞれ独立に振幅変調するステップを含むのが好ましい。
【００１０】
フォーワード誤り訂正はまた、複数のビットのうちの所定のビットを削除して複数の修正ビットを発生させ、複数の修正ビットを複数の区分の間に割当て、複数の修正ビットの同相及び直角位相成分をＱＡＭコンステレーションにマッピングするステップを含むことができる。
【００１１】
本発明はまた、相補パターンマップ式畳込みコードを用いて複数のデジタル情報ビットにフォーワード誤り訂正を施す手段と、複数のキャリア信号をフォーワード誤り訂正を施したビットで変調する手段と、キャリア信号を送信する手段とより成る送信機を包含する。
【００１２】
本発明は、別の局面において、複数の相補パターンマップ式畳込み符号化ビットにより変調された複数のキャリア信号を受信し、キャリア信号を復調して相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを復元し、相補パターンマップ式畳込み符号化ビットに基づき出力信号を発生するステップより成る情報信号の受信方法を包含する。この復調ステップは、相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを非線形リミターに通すステップを含むことができる。
【００１３】
本発明はさらに、複数の相補パターンマップ式畳込み符号化ビットにより変調された複数のキャリア信号を受信する手段と、キャリア信号を復調して相補パターンマップ式畳込み符号化ビットを復元する手段と、相補パターンマップ式畳込み符号化ビットに基づき出力信号を発生する手段とより成る情報信号の受信機を包含する。
【００１４】
本発明は、パンクチャパターンの各ビットのコード自由距離への寄与を、これらのビットが搬送コンステレーションにマッピングされたビットのユークリッド距離に関連する非２進値を与えられている時に利用することにより、従来技術のプラグマティックトレリス符号化変調方式の制約を克服するものである。
【実施例】
【００１５】
本発明は、ＡＭコンパチブルＩＢＯＣ（インバンドオンチャンネル）ＤＡＢ（デジタル音声放送）システムに利用可能なフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）法を提供する。このＦＥＣ法は、本願では、相補パターンマップ式トレリス符号化変調（ＣＰＴＣＭ）と呼ぶ。ＣＰＴＣＭ符号化法は、ＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢチャンネルで遭遇する可能性のある干渉シナリオに対処するために設計されている。
【００１６】
添付図面を参照して、図１は、ハイブリッドＡＭインバンドオンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送方式のサブキャリアの割当てを示す概略図である。ハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ信号１０は、周波数ｆoのメインキャリア１２を従来のＡＭ放送技術に従ってプログラム信号によりアナログ変調したものである。この信号はまた、アナログ変調信号と同じチャンネルで送信される複数の等間隔サブキャリアを含む。第１及び第２群のサブキャリアは、それぞれ上側波帯１４及び下側波帯１６に位置し、コアサブキャリアと呼ぶ。エンハンスメントサブキャリアと呼ぶ第３群のサブキャリアは、アナログ変調キャリアが占有する中心バンド１８に位置する。第１及び第２群のサブキャリアは共にアナログ変調キャリアに対して同相及び直角位相で変調される。第３群のサブキャリアは、相補対を形成するように配置され、アナログ変調キャリアにより直交変調される。チャンネルの中心に最も近いところにある第３群の２つのサブキャリア２０及び２２をタイミングサブキャリアと呼ぶが、これらはＢＰＳＫ変調により変調される。相補キャリアを用いるデジタル音声放送システムは、米国特許第５，８３９，８７６号に記載されており、この特許を本願の一部として引用する。
【００１７】
図２は、全デジタルインバンドオンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送システムのサブキャリアの割当てを示す概略図である。全デジタルＩＢＯＣ ＤＡＢ信号３０は、コアサブキャリアと呼ぶ第１及び第２群の等間隔サブキャリア３２、３４を含んでおり、これらは上側波帯３６と下側波帯３８に位置する。エンハンスメントサブキャリアと呼ぶ第３群のサブキャリア４０及び第４群のサブキャリア４２もまた、上側波帯３６と下側波帯３８に位置する。チャンネルの中心に最も近い第３群の２つのタイミングサブキャリア４４及び４６は、ＢＰＳＫ変調により変調される。
【００１８】
ＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号は、ＣＯＦＤＭ（符号化直交周波数分割多重化）によりデジタル変調される。各サブキャリアは６４−ＱＡＭシンボルを用いて変調される。デジタル情報（例えば、音声）は区分毎にインターリービングを施された後、相補パターンマップ式トレリス符号化変調（ＣＴＰＣＭ）法によりＦＥＣ符号化される。フォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）のＣＰＴＣＭ法は、新しい符号パターンマッピング方法と、相補パンクチャドコードのＩＢＯＣ ＤＡＢ方式への適用との組み合わせに基づくものであり、相補特性のような特性を２つの次元に拡張するものである。
【００１９】
ＩＢＯＣ ＤＡＢシステムにおけるＣＴＰＣＭコードの基本的要件として、元のコードをメイン、バックアップ、下側波帯及び上側波帯を含むオーバーラップする種々の区分にパンクチャリングできる能力が含まれる。４つのオーバーラップする区分はそれぞれ良好な符号として生き残る必要がある。下側波帯及び上側波帯は、一対の相補的でオーバーラップしない区分として最適化しなければならない。同様に、バックアップ区分とメイン区分とはそれぞれ独立に生き残る必要がある。もちろん、全ての区分は非カタストロフコードでなければならない。区分化を用いるデジタル音声放送方式は、上述の米国特許出願第０９／４３８，８２２号に記載されており、この出願を本願の一部として引用する。
【００２０】
図３は本発明の方法を利用できるＩＢＯＣ ＤＡＢ送信機５０の関連部分を示す単純化されたブロック図である。この送信機は、ライン５４上のサンプリング済み音声信号を受ける音声エンコーダ５２を有する。ライン５４上の符号化された信号は、ＦＥＣエンコーダ５６に示すようにフォーワード誤り訂正を施される。その結果ライン５８上に得られるフォーワード誤り訂正を施された信号は、インターリーバ６０に示すようにインターリービング処理を受ける。変調器６２はインターリービングされた信号を変調する。ハイブリッドシステムにおいて、サンプリング済み音声信号源６４はＡＭ信号を加算点６６へ供給し、そこでライン６８上のＡＭ信号とライン７０上のデジタル信号とが結合される。結合の結果、ライン７２上に複合信号が発生するが、この複合信号は変調器７４により変調された後、アンテナ７６を介して送信される。図３にそれぞれの機能を別個のブロックで示したが、これらの機能を複数機能を１つのプロセッサで実行する１またはそれ以上のプロセッサにより実行できることがわかるであろう。
【００２１】
図４は、３０ｋＨｚＡＭ ＩＢＯＣシステムのコアレイヤーのフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）インターリーバ８０を示す機能ブロック図である。ライン８２上に供給されるデジタル信号は、ブロック８４で示すように、例えば３０００ビットを含むモデムフレームコアに編成される。モデムフレームはその後、ブロック８６で示すように複数のビット群に分割されるが、このモデムフレームは６０００個の５ビット群に分割されるものとして示されている。これらの群はその後、ブロック８８で示すようにフォーワード誤り符号化及びパンクチャリング処理を受ける。
【００２２】
パンクチャド畳込みコードは、コードビットの一部を除去することにより、レート１／Ｎの「マザーコード」から取り出される。パンクチャドコードは周期的に反復するパンクチャパターンの形で特定可能である。パンクチャ周期Ｐは、パンクチャパターンの情報ビットの数である。パンクチャパターンのビットの総数はＰ・Ｎである。その結果得られるパンクチャドコードのコードレートは下記の通りである。
【００２３】
2005525019.tif 000003
上式において、ｘはパンクチャドコードビットの数である。
【００２４】
パンクチャリング処理を受ける特定ビットは、その結果得られるパンクチャドコードの誤り訂正性能のロスを最小限に抑えるように入念に選択しなければならない。さらにパンクチャリングによるカタストロフコードの発生を回避することが重要である。例えば、１つの特定ビットを除去すると自由距離のロスは１となるが、異なるビットを除去するとロスが３になることがあり、またさらに異なるビットを除去するとカタストロフコードが生じることがある。パンクチャパターンの全てのコードビット位置がパンクチャドコードの誤り訂正性能に等しく寄与しないことが明らかである。ＡＳＫまたはＱＡＭのような非２値搬送へのコードビットのマッピングにおいてこの性質を利用することができる。
【００２５】
図４に示す例では、５ビット群の各々は１２ビットの出力になる。この１２ビット群はその後、例えば、各１２ビット群の３ビットを各区分に割当てることにより、ブロック９０、９２、９４及び９６に示すようなメイン−上、メイン−下、バックアップ−上及びバックアップ−下区分に分割される。バックアップ−上及びバックアップ−下ビットはブロック９８及び１００で示すように遅延され、これらのビットはブロック１０２で示すようにコアインターリーバにマッピングされる。
【００２６】
図５は、ＡＭハイブリッドＩＢＯＣシステムのエンハンスメントインターリーバ１０４のフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）を説明する機能ブロック図である。ライン１０６上に供給されるデジタル信号は、ブロック１０８で示すように、例えば２４０００ビットを含むモデムフレームコアに編成される。このモデムフレームはその後、ブロック１１０で示すように複数のビット群に分割されるが、このモデムフレームは４０００個の６ビット群に分割されるとして示されている。これらの群はその後、ブロック１１２で示すようにフォーワード誤り符号化及びパンクチャリング処理を受ける。この例では、各６ビット群が１２ビット出力になる。１２ビット群はその後、例えば、各１２ビット群の６ビットを各区分に割当てることにより、ブロック１１４及び１１６で示すようなエンハンスメント−上及びエンハンスメント−下区分に区分される。エンハンスメント−上及びエンハンスメント−下ビットはブロック１１８及び１２０で示すように遅延され、これらのビットはブロック１２２で示すようにエンハンスメントインターリーバにマッピングされる。
【００２７】
図６は、全デジタルＡＭ ＩＢＯＣシステムのエンハンスメントレイヤーのフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）インターリーバ１２４を示す機能ブロック図である。ライン１２６上に供給されるデジタル信号は、ブロック１２８で示すように、例えば３０００ビットを含むモデムフレームコアに編成される。このモデムフレームはその後、ブロック１３０で示すように複数のビット群に分割されるが、このモデムフレームは６０００個の５ビット群に分割されるとして示されている。これらの群はその後、ブロック１３２で示すようにフォーワード誤り符号化及びパンクチャリング処理を受ける。図６の例では、各５ビット群は１２ビットの出力となる。これらの１２ビット群はその後、例えば、各１２ビット群の３ビットを各区分に割当てることにより、ブロック１３４、１３６、１３８及び１４０に示すようにメイン−上、メイン−下、バックアップ−上及びバックアップ−下区分に区分される。バックアップ−上及びバックアップ−下ビットは、ブロック１４２及び１４４で示すように遅延され、これらのビットはブロック１４６で示すようにコアインターリーバにマッピングされる。
【００２８】
図７は、ＡＭハイブリッドＩＢＯＣシステムの統合データサービス（ＩＤＳ）インターリーバ１４８のフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）を示す機能ブロック図である。ライン１５０に供給されるデジタル信号は、ブロック１５２で示すように、例えば８０ビットを含むモデムフレームコアに編成される。この２４ビット群はその後、例えば、各１２ビット群の６ビットを各群に割当てることにより、ブロック１５８及び１６０で示すようにＩＤＳ−上およびＩＤＳ−下区分に分割される。ＩＤＳ−上及びＩＤＳ−下ビットはその後、ブロック１６２で示すようにエンハンスメントインターリーバにマッピングされる。
【００２９】
図８は、本発明の方法に従って符号化された信号を受信できるＩＢＯＣ ＤＡＢ受信機１７０の関連部分を示す単純化されたブロック図である。複合放送信号はアンテナ１７２が受けるが、この信号をフロントエンド回路１７６がライン１７４上の中間周波数（ＩＦ）信号に変換する。ＩＦ信号はその後、デジタルダウンコンバータ１７８により処理される。このコンバータは、アナログ−デジタルコンバータ１８０と、ブロック１８２で示すように混合、デシメーション及びフィルタリングを行ってライン１８４上に複合ベースバンド信号を発生させるプロセッサとを含む。自動利得制御１８６は、このベースバンド信号をデジタルダウンコンバータのマルチプライア１８８にフィードバックする。復調器１９０は複合ベースバンド信号のアナログ変調部分を復調し、復調器１９２は複合ベースバンド信号のデジタル変調部分を復調する。ブロック１９４及び１９６で示すようにデインターリービング、ＦＥＣ復号化及び音声復号を行った後、ライン１９８上に得られるＤＡＢステレオ信号及びライン２００上のアナログ信号は、ブロック２０２で示すように混合されて、ライン２０４上に音声出力を発生させる。
【００３０】
図９は、ＡＭ ＩＢＯＣハイブリッドデインターリーバ及びＦＥＣデコーダの機能ブロック図である。インターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたコア信号はライン２０６に入力されるが、この信号はブロック２０８で示すように復調されて同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分となる。ブロック２１０は、Ｉ及びＱ成分の軟判定が行われることを示しており、Ｉ及びＱ軟判定がそれぞれブロック２１２及び２１４においてデインターリービング処理を受ける。メイン−上及びメイン−下区分のデインターリービング処理を受けた直角位相成分はブロック２１６で示すように遅延され、デインターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたコア信号は、ブロック２１８で示すように復号されて、ライン２２０上にコアデータを発生させる。
【００３１】
インターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたエンハンスメント信号はライン２２２上に入力されるが、この信号は、ブロック２２４で示すように復調されて同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分となる。ブロック２２６はＩ及びＱ成分の軟判定が行われることを示しており、Ｉ及びＱ軟判定はブロック２２８においてデインターリービング処理を受ける。デインターリービング処理を受けたエンハンスメント信号は、ブロック２３０で示すようにフォーワード誤り訂正復号化されて、ライン２３２上にエンハンスメントデータを発生させる。
【００３２】
インターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたＩＤＳ信号はライン２３４上に入力されるが、この信号は、ブロック２３６で示すように復調されて同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分になる。ブロック２３８はＩ及びＱ成分の軟判定が行われることを示しており、Ｉ及びＱ軟判定はブロック２４０においてデインターリービング処理を受ける。デインターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたＩＤＳ信号は、ブロック２４２で示すように復号化されて、ライン２４４上に統合データサービスデータを発生させる。
【００３３】
図１０は、別のＡＭ ＩＢＯＣハイブリッドデインターリーバ及びＦＥＣデコーダを示す機能ブロック図である。インターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたコア信号はライン２４６上に入力されるが、この信号は、ブロック２４８で示すように復調されて同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分となる。ブロック２５０はＩ及びＱ成分の軟判定が行われることを示しており、Ｉ及びＱ軟判定はそれぞれブロック２５２及び２５４においてデインターリービング処理を受ける。メイン−上及びメイン−下区分のデインターリービング処理を受けた直角位相成分はブロック２５６に示すように遅延され、デインターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたコア信号はブロック２５８で示すように復号化されて、ライン２６０上にコア信号を発生させる。
【００３４】
インターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたエンハンスメント信号はライン２６２上に入力されるが、この信号は、ブロック２６４に示すように復調されて同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分となる。ブロック２６６はＩ及びＱ成分の軟判定が行われることを示しており、Ｉ及びＱ軟判定はそれぞれブロック２６８及び２７０においてデインターリービング処理を受ける。メイン−上及びメイン−下区分のデインターリービング処理を受けた直角位相成分はブロック２７２に示すように遅延され、デインターリービング処理を受けたエンハンスメント信号はブロック２７４で示すようにフォーワード誤り訂正復号化され、ライン２７６上にエンハンスメントデータを発生させる。
【００３５】
インターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたＩＤＳ信号はライン２７８上に入力されるが、この信号は、ブロック２８０で示すように復調されて同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分となる。ブロック２８２はＩ及びＱ成分の軟判定が行われることを示しており、Ｉ及びＱ軟判定はブロック２８４においてデインターリービング処理を受ける。デインターリービング処理及びフォーワード誤り訂正処理を受けたＩＤＳ信号はブロック２８６に示すように復号化され、ライン２８８上にＩＤＳデータを発生させる。
【００３６】
ＣＰＴＣＭコードの設計は多数のステップより成るプロセスである。最初に、例えば、メイン、バックアップ、下及び上区分のような区分が定義される。符号化直交周波数分割多重化（ＣＯＦＤＭ）の例では、これらの区分は干渉シナリオにより１つの群として共に影響を受けるサブキャリアの群として定義される。詳述すると、符号化されたサブキャリアが下側波帯及び上側波帯の両方に配置されている場合、これらの側波帯のうちの一方が干渉信号により毀損された状態にあるが、もう一方の側波帯は独力で生き残ると予想される。換言すれば、各側波帯のコードはカタストロフ（壊滅）的であるべきでなく、それ自体良好な誤り訂正特性を備えなければならない。従って、各区分は１未満かそれに等しいコードレートを構成する必要がある。同様に、一対の区分は時間ダイバーシティを有して、一方の区分（例えば、メイン）が最初に送信されるが、もう一方の区分（例えば、バックアップ）は数秒後に送信される。この場合、信号に１秒間の信号中断（例えば、受信機が橋の下を通過する時）が起こることがあるが、バックアップ区分またはメイン区分の何れかは、時間ダイバーシティにより同じコンテンツ情報について信号中断を経験しないからが生き残ることになる。異なる対またはセットの区分はオーバーラップすることがある。例えば、上／下及びメイン／バックアップ区分の対は互いにオーバーラップすることがある。詳述すると、下区分がメイン区分のビットの半分にバックアップ区分のビットの半分を加えたものにより構成され、上区分が残りのビットより成ることがある。
【００３７】
次に、パンクチャパターンサイズ（コードレート及びパンクチャ周期）は、これらの区分を適用するように選択される。１つのコードが２つの互いに排他的な区分（例えば、メインとバックアップ）により構成されておれば、各コードのレートはＲである。そして、複合コードのレートはＲ／２である。区分がパンクチャリングにより形成されるマザーコードは、Ｒ／２より大きくないレートを持つ必要がある。通常、マザーコードはレート１／ｎの畳込みコードである。これらの区分は、互いに排他的なコードビットのセットを含む必要はない。パンクチャパターンの周期は各区分を形成するに十分に大きなものでなければならない。
【００３８】
そうすると、理想的には最大自由距離dfreeを有する非カタストロフ区分成分が見つかる。これにはコンピュータサーチが必要であり、恐らく多数の良好な結果及び選択すべき組み合わせが得られるであろう。
【００３９】
非２値コードビット変調では、可能な非カタストロフ区分の最良ビットマッピングが決定される。ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫのような２値変調は、変調シンボルへのコードビットへのマッピングによる利点を享受しない。ＱＡＭは非２値変調であり、この符号設計では、ＱＡＭシンボルの同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分はＡＳＫシンボルとしてそれぞれ独立に取り扱われる。各ＡＳＫシンボルはｂ個のコードビットを運び、グレイ符号化されるｍ＝２b振幅レベルのｍ−ａｒｙ ＡＳＫシンボルを形成する。これは、硬判定（±１）でなくてビットに対して種々の軟かい重みを配置することを含む。相対的な「軟」自由距離を求める方法を以下に述べる。
【００４０】
その後、最大の「軟」自由距離dfreeを与える区分化とコンパチブルな最良のマッピングを選択する。しかしながら、各区分内のシンボルへのビットの理想的なマッピングは、他の区分におけるビットのマッピングと首尾一貫しないかもしれない。例えば、全ての区分が最大平均ユークリッド距離を有するビットを使用できるわけでない。区分がオーバーラップするとさらに別の制限が存在する。これらの制限により各区分についてのビットマッピングに妥協を余儀なくされる可能性が高い。一部のケースについては、１つの区分が別の区分により良好なマッピングを有することが望ましい場合がある（例えば、バックアップはメインの性能を犠牲にして改善することが可能である）。
【００４１】
ＣＰＴＣＭ法を、Ｉ及びＱ成分をそれぞれ独立に符号化されるＡＳＫ信号として取り扱うことによりＱＡＭシンボルに適用する。詳述すると、６４−ＱＡＭシンボルを、ＩまたはＱ成分を独立の８−ＡＳＫ信号で変調することにより作成する。８−ＡＳＫシンボルを特に選択した３ビット群から発生させるが、それらの３ビット群はその後グレイマップ式コンステレーションポイントをアドレスするために使用する。グレイマッピングは、ＡＳＫマッピングにおける判定境界の数を最小限に抑えることにより性能を最大にする。これにより平均ユークリッド距離が最大になる。これは、”Channel Coding with Multilevel/Phase Signals”, IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, Najuary 1982, pp. 55-67においてUngerboeckにより提案されたセット区分化法か、または前述の論文においてNiterbi 他により提案されたマルチレベル符号化及びＰＴＣＭマッピングとは明らかに異なるものである。８−ＡＳＫシンボルの８レベルへのコードビットトリプルレットのマッピングを表１に示す。
【００４２】
表１．８−ＡＳＫシンボルの８レベルへのＣＰＴＣＭ符号化ビットのマッピング
2005525019.tif 000004
【００４３】
１６−ＱＡＭシンボルは、ＩまたはＱ成分を独立の４−ＡＳＫ信号で変調することにより作成される。４−ＡＳＫシンボルは特別に選択した２ビット群から発生されるが、これらの２ビット群はその後グレイマップ式コンステレーションポイントをアドレスするために使用される。４−ＡＳＫシンボルの４レベルへのコードビット対のマッピングを表２に示す。
【００４４】
表２．４−ＡＳＫシンボルの４レベルへのＣＰＴＣＭ符号化ビットのマッピング
2005525019.tif 000005
【００４５】
ＡＳＫレベルへのコードビットのマッピングについて以下に述べる。グレイコードマッピングを用いて、ＡＳＫレベルをビットトリプレットまたはビット対に割当てる。グレイマッピングは、レベルの配列がビットの最小数の変化を必要とするに過ぎない、ビットをアドレスレベル（この例ではＡＳＫレベル）に割当てる周知の方法である。詳述すると、連続するレベルのアドレス間では正確に１ビットが変化する。これとは対照的に、アドレスの２進数の割当てにはかかる制限がない。８−ＡＳＫの例では、グレイ符号化により８レベルの間で７個のビット変化が生じるが、これはエンドポイントをカウントしていない。レベルの２進数配列では１１個のビット変化があるが、これはエンドポイントをカウントしていない。
【００４６】
グレイコードは、最も可能性が高いビット評価エラーはレベルがビット移行レベルに近い時に生じるためノイズ中のＡＳＫ信号の検出に有利なことが知られている。さらに、グレイマップｍ−ＡＳＫシンボルの最下位ビット（ＬＳＢ）により多くの移行（ｍ／２）が生じるが、最上位ビット（ＭＳＢ）にはただ１つの移行が生じることが観察される。従って、ＬＳＢのＭＳＢに比べてノイズに起因するエラーを受けやすい。かくして、ＭＳＢはＬＳＢより信頼性が高く、それ以外のビットはこれら両極端に間にある。この特性を本発明の方法において利用する。
【００４７】
バンクチャリングによりコードビットの等しくないエラー訂正特性を利用するだけでなく、本発明は、コードビットをＡＳＫシンボル（ビットアドレストリプレットまたは対）にマッピングするこの特性を使用する。最も価値あるコードビットを信頼性の最も高いＭＳＢの位置に配置し、最も価値の低いビットをＬＳＢの位置に配置する。これにより、その結果得られるコードのエラー訂正能力及び変調のロスが最小限に抑えられる傾向がある。ＴＣＭまたはＰＴＣＭと比べたこの方法の主要な利点は、良好なハミング距離を維持できることである。ＴＣＭまたはＰＴＣＭは、ＭＳＢについてただ１のハミング距離を可能にしながらユークリッド距離を最大にするよう設計される。従って、ＭＳＢにはエラー保護がなく、これはインパルスノイズにとって受け入れ不可であり、フェージングにおける性能が劣る。これとは対照的に、ここで提案するＣＰＴＣＭ法は下層の２進コードのハミング距離を良好な値に維持すると共に、これらの制約の下でユークリッド距離を最大にするよう設計される。さらに、ＣＰＴＣＭコードは、ＴＣＭまたはＰＴＣＭの多段復号化／デインターリービング法とは異なり、ただ１つの段の復号化及びデインターリービングを必要とするため実現が容易である。
【００４８】
ＣＰＴＣＭは、パンクチャパターン内の種々のコードビットの相対的評価を必要とする。例えば、それ以外をパンクチャリングした後残る区分内に６個のコードビットが存在し、これら６個のビットは６４−ＱＡＭシンボルの作成に用いる８−ＡＳＫシンボルのビットトリプレットにマッピングされると仮定する。そうすると、６個のコードビットは信頼性の３つのカテゴリーに分けられ、最も価値ある２ビットは２つのＭＳＢに、最も価値の低い２ビットは２つのＬＳＢに関連し、また中間の２つのビットは中間のＡＳＫアドレスビットに関連する。バーストエラーをシンボル内に散在させるためにビットインターリービングが望ましいため、ビットを同じシンボル内で集約することは不要である。
【００４９】
次に、後でコードビットを変調シンボルにマッピングするためにパンクチャパターンの各コードビットの値を評価する。各区分にわたりそれぞれ独立にマッピングを最適化すべきか否か、またはコード全体にわたりマッピングを最適化することがより重要であるかにより、コード区分を特定するかまたはコード全体を使用する。これら２つの異なる最適化により、一般的に、種々のマッピング結果が得られる。個々の区分を最適化することが好ましい場合は、コードビットの値の評価を種々の方式で行うことができる。
【００５０】
例えば、コードから各ビットを除去し、誤り訂正能力のロスを評価することができる。重要度の順序で、便利な基準はカタストロフなロス、自由距離のロス、その距離における増加したパスの数を含む。最も価値の低いビットではロスが最小となる。その後、最も価値の低いビットを変調シンボルのＬＳＢまたは最も弱いビットにマッピングするために、これらのビットをランク付けする。あるいは、ビットを一度に１つではなくてグループで除去してもよい。別のやり方として、ビタビアルゴリズムを用いてコードのユークリッド距離に関連するある種の軟かい自由距離を評価するものがある。
【００５１】
コード区分がオーバーラップする場合、一般的に、ビットマッピングには妥協が必要である。これは、１つの区分では特定のビットをＭＳＢ変調シンボルアドレスにマッピングするのが好ましいが、オーバーラップする区分内の同じビットはＬＳＢへのマッピングを好む場合があるからである。これらのケースでは、両方の最適化を満足することは不可能であり、妥協点を評価して実行する必要がある。
【００５２】
次に、コード設計の幾つかの例を上述の方法を用いて説明する。これらの設計には、ＡＭ ＩＢＯＣシステム用として意図されたインターリーバの設計が含まれる。インターリーバは、スケーラブル（２レイヤー）音声コーデックによるＣＴＰＣＭ用として設計することができる。インターリーバは２つの部分、即ち、５０個のサブキャリア（２５個の上方側波帯プラス２５個の下側波帯）にわたるコアインターリーバと、５０個のサブキャリア（ハイブリッドシステムでは５０個の相補サブキャリア対、全デジタルシステムでは下方及び上方「ウィング」の各々２５個のサブキャリア）にわたるエンハンスメントインターリーバとより成る。エンハンスメント領域におけるさらに２つのサブキャリア対（＋−２７及び＋−５３）はＩＤＳ情報のために使用可能であり、エンハンスメントコードとは無関係である。この例では、メインキャリアの両側のサブキャリア２乃至８２を３０ｋＨｚシステムで利用する。図１はハイブリッドシステムのためのインターリーバ区分の位置、図２は全デジタルシステムのためのインターリーバ区分の位置を示す。
【００５３】
ＣＰＴＣＭコードは、レート１／３の畳込みコードのパンクチャリングにより作成することができる。レート１／３のコードは上述の例に用いるレート５／１２のコードを形成するに十分な数のビットをパンクチャリングパターンに提供する。ほとんど任意のコード生成多項式を使用できるが、サーチを開始するよい場所はより良いパンクチャドコードを発生させる可能性があるため標準の多項式を用いることである。ＦＥＣコードは、ハイブリッドシステム及び全デジタルシステムの両方において良好な結果を得るための適当なパンクチャパターン及びコードビットマッピングを必要とする。ハイブリッドシステムでは、パンクチャパターンは上側波帯及び下側波帯相補成分にコードビットを与える。各側波帯は、もう一方の側波帯が毀損状態にある場合に良好な品質のコードを与えるために必要とされる。コアコードもまた、メイン成分及びバックアップ成分についてダイバーシティを得るために区分する必要がある。各相補成分は、５／１２の結合コードレートを発生するレート５／６のコードを用いて符号化することができる。コアＦＥＣパンクチャパターンはまた、メイン音声チャンネルとバックアップ音声チャンネルの間に分布される。バックアップチャンネルは、迅速な同調を行うために使用し、断続的な中断の影響を軽減するための時間ダイバーシティを与える。メインチャンネル及びバックアップチャンネルはそれぞれ、５／６のレートで符号化して５／１２の結合コードレートを得ることができる。上／下区分の対はメイン／バックアップ区分の対とオーバーラップする。
【００５４】
区分のオーバーラップする２つの対を含む良好なコードを、コアＦＥＣ復号パンクチャパターン生成多項式Ｇ＝[Ｇ１＝５６１、Ｇ２＝７５３、Ｇ３＝７１１]を用いて発見した。コアＦＥＣコードのためのメイン、バックアップ及び上下結合パンクチャパターンを表３に定義する。これらの方法を用いて作成した幾つかの良好なコードの幾つかの例を次に説明する。
【００５５】
表３．  パンクチャパターン
2005525019.tif 000006
【００５６】
表３において、Ｂはバックアップ、Ｍはメイン、Ｌは下側波帯、Ｕは上側波帯、Ａ、Ｂ及びＣはビット位置である。表４はコアコードパラメータを要約したものである。
【００５７】
表４．  コアＦＥＣパラメータの要約
2005525019.tif 000007
【００５８】
ハイブリッド上プラス下エンハンスメントＦＥＣコードの総合レートは、レート２／３である。パンクチャパターン及びコードビットの割当てを表５に示す。
【００５９】
表５．  パンクチャパターン
2005525019.tif 000008
【００６０】
表５において、Ｅは拡張、Ｌは下側波帯、Ｕは上側波帯、Ｉは同相、Ｑは直角位相、及びＡ及びＢはビット位置である。ハイブリッドエンハンスメントＦＥＣ複合パンクチャパターンを生成式Ｇ＝[Ｇ１＝５６１、Ｇ２＝７５３、Ｇ３＝７１１]を用いて生成させた。表６はハイブリッドエンハンスメントコードパラメータを要約したものである。
【００６１】
表６．  ハイブリッドエンハンスメントＦＥＣパラメータの要約
2005525019.tif 000009
【００６２】
全デジタルエンハンスメントのためのＦＥＣコードは、コアコードの設計と同じでもよい。しかしながら、インターリーバにはフレーミング及び遅延のために必要な修正がある。この修正を、全デジタルエンハンスメントインターリーバについて以下に説明する。
【００６３】
ＩＤＳサブキャリアは、エンハンスメントサブキャリアと同様に１６ＱＡＭシンボルを用いて変調することができる。サブキャリア２７及び５３（−２７及びー５３は相補サブキャリア）はハイブリッドシステムのＩＤＳサブキャリアである。サブキャリア２７及び−２７は、全デジタルシステムにおける非相補的ＩＤＳサブキャリアである。ＩＤＳ時系列のシンボルの長さは３２個（シンボル０乃至３１）であり、この例に用いる特定のインターリーバの３２個のＯＦＤＭシンボルのブロック長に関連がある。シンボル位置１０及び２６はトレーニングシンボルとして割当てられる。残りの３０個のシンボルはレート２／３の符号化情報の１２０ビットを運ぶ。従って、各ＩＤＳ時系列は、８ビットＣＲＣを含む８０個の情報ビットを運ぶ。レートが１／３のコードは、レートが２／３の相補成分と共に用いることができる。全デジタルＩＤＳサブキャリアの上及び下相補コード成分はそれぞれ、ハイブリッドの内側及び外側のＩＤＳ相補サブキャリア対に対応する。表７は全デジタルＩＤＳパンクチャパターンを示す。
【００６４】
表７．  パンクチャパターン
2005525019.tif 000010
【００６５】
表７において、ＩＤＳは統合データサービス、Ｌは下側波帯、Ｓは上側波帯、Ｉは同相、Ｑは直角位相、Ａ及びＢはビット位置である。ＩＤＳ ＦＥＣ複合パンクチャパターンは生成式Ｇ＝[Ｇ１＝５６１、Ｇ２＝７５３、Ｇ３＝７１１]を用いて生成させた。表８はＩＤＳコードパラメータの要約である。
【００６６】
表８．  コアコードパラメータの要約
2005525019.tif 000011
【００６７】
インターリーバブロックは、３２個のＣＯＦＤＭシンボル（ボー）より構成することができる。メイン及びエンハンスメント区分のモデムフレーム（インターリーバスパン）には８個のブロックが存在する。バックアップ区分は、迅速な同調を可能にするためにただ１つのブロックスパンにわたりインターリービングすることができる。コアインターリーバは、上側波帯及び下側波帯（それぞれ２５個のサブキャリア）を含む。エンハンスメントインターリーバはまた、全デジタルシステムでは上側波帯及び下側波帯（ＩＤＳサブキャリアを除きそれぞれ２５個のサブキャリア）を含み、ハイブリッドシステムでは等価的に内側及び外側エンハンスメント区分を含む。各インターリーバブロックは、合計８００個のＱＡＭシンボル（７５０個のデータに加えて５０個のトレーニング）を保持する。
【００６８】
この例におけるスケーラブル音声コーデックは、２つのレイヤー（コア及びエンハンスメント）より成る。コアレイヤーは、５０個のＱＡＭサブキャリア（各側波帯につき２５個のサブキャリア）上にマッピングされ、一方、エンハンスメントレイヤーは５０個のＱＡＭ相補サブキャリア（ハイブリッドでは対）上にマッピングされる。コア及びエンハンスメントレイヤーは別個に符号化される。さらに、１６−ＱＡＭ ＩＤＳデータを運ぶために幾つかのサブキャリアが割当てられる。
【００６９】
２５個のサブキャリアと３２個のＯＦＤＭシンボルにわたる各ブロック内でのインターリービングは、行及び列係数の以下の式を用いて行うことができる。
【数２】
2005525019.tif 000012
係数ｋはブロック（コアまたはエンハンスメント）内の７５０個のＱＡＭシンボルの１つを指す。コアの６４−ＱＡＭシンボルはそれぞれ、ブロック内にマッピングされる６個のコードビットを運ぶ。同様に、エンハンスメントまたはＩＤＳインターリーバの１６−ＱＡＭシンボルはそれぞれ、同じ式を用いてブロック内にマッピングされる４個のコードビットを運ぶ。ブロックの合計８００個のシンボルのうち残りの５０個のＱＡＭシンボルは、トレーニングシンボルとして使用される。トレーニングシンボルは、最後の５０個のＱＡＭシンボルの位置（ｋ＝７５０．．．７９９）に配置することができる。
【００７０】
表９．ブロック内のシンボル係数；トレーニングシンボル＝”Ｔ“
2005525019.tif 000013
【００７１】
各モデムフレームを構成する３００００個のコア情報ビットは、前に定義し図４に機能的に示すように、パンクチャパターンからビット群の形で符号化され編成される。これらの群は、表１０に示す式を用いてコアインターリーバにマッピングされる。
【００７２】
コアインターリーバ係数は、以下のように定義される。ｋ＝ブロックシンボル係数、各コアブロックにおいて０乃至７４９個のシンボル；ｂ＝ブロック数、各モデムフレーム内で０乃至７；及びｐは各６４−ＱＡＭシンボル内のＰＴＣＭビットマッピング（ＩＡ＝０、ＩＢ＝１、ＩＣ＝２、ＱＡ＝３、ＱＢ＝４、ＱＣ＝５）。
【００７３】
表１０．  コアインターリーバマッピング
2005525019.tif 000014
【００７４】
バックアップ信号には、３つのモデムフレームのダイバーシティ遅延が加えられる。
【００７５】
各モデムフレームを構成する２４０００個のエンハンスメント情報ビットは、前に定義し図１６に示すように、パンクチャパターンからビット群の形で符号化され編成される。これらの群は、表１１に示す式を用いてエンハンスメントインターリーバにマッピングされる。
【００７６】
エンハンスメントインターリーバ係数k、b、p及びｐは以下のように定義される。ｋ＝ブロック係数、各コアブロックにおいて０乃至７５０個のシンボル；b＝ブロック数、各モデルフレーム内で０乃至７；p＝は各１６−ＱＡＭシンボル内の１６−ＱＡＭビットマッピング（ＩＡ＝０、ＩＢ＝１、ＱＡ＝２、ＱＢ＝３）；ｐは各ＱＰＳＫシンボル内のＱＰＳＫビットマッピング（Ｉ＝０、Ｑ＝１）。
【００７７】
表１１．  ハイブリッドエンハンスメントインターリーバマッピング
2005525019.tif 000015
【００７８】
バックアップ信号には、２つのモデムフレームのダイバーシティ遅延が加えられる。
【００７９】
各モデムフレームを構成する３００００個の全デジタルエンハンスメント情報ビットは、前に定義し図７に示すように、パンクチャパターンからビット群の形で符号化され編成される。これらの群は、表１２に示す式を用いて全デジタルエンハンスメントインターリーバにマッピングされる。
【００８０】
この例の全デジタルエンハンスメントインターリーバは、バックアップ部分がメイン部分と同一のフレーム（ブロックではない）境界上でインターリービングする点を除き、コアインターリーバに非常によく似ている。これにより、コアインターリーバにわずかな修正が必要になる。コアバックアップブロックインターリービングはＩ（同相）ＱＡＭ成分にまたがり、一方、メインフレームインターリービングはＱ（直角位相）ＱＡＭ成分にまたがる。フレームエンハンスメントインターリービングを可能にするために、バックアップＩ（同相）インターリーバはメインＱ（直角位相）インターリーバと同一にされる。そうすると、エンハンスメントバックアップフレームをコアバックアップフレームより１フレーム先に送信することが必要となるが、メインコア及びエンハンスメントフレームは同時に送信される。
【００８１】
全デジタルエンハンスメントインターリーバ係数k、b及びpは以下のように定義される。即ち、k＝ブロックシンボル係数、各ブロックにおいて０乃至７４９個のシンボル；b＝ブロック数、各モデムフレーム内で０乃至７；pは各６４−ＱＡＭシンボル内のＰＴＣＭビットマッピング（ＩＡ＝０、ＩＢ＝１、ＩＣ＝２、ＱＡ＝３、ＱＢ＝４、ＱＣ＝５）。
【００８２】
表１２．  全デジタルエンハンスメントインターリーバマッピング
2005525019.tif 000016
【００８３】
バックアップ信号には、２乃至３個のモデムフレームのダイバーシティ遅延が加えられる。
【００８４】
各ブロックを構成する８０個のＩＤＳ情報ビットは、前に定義し図７に示すように、パンクチャパターンからビット群の形で符号化され編成される。これらの群は、表１３に示す式を用いてエンハンスメントインターリーバにマッピングされる。
【００８５】
ＩＤＳインターリーバ係数k及びpは以下のように定義される。即ち、k＝ブロック係数、各ブロックにおいて０乃至２９個のシンボルで、合計３２個のうち２つのトレーニングシンボル（８及び２４）をスキップする；pは各１６−ＱＡＭシンボル内の１６−ＱＡＭビットマッピングである（ＩＡ＝０、ＩＢ＝１、ＱＡ＝２、ＱＢ＝３）。
【００８６】
表１３．  ＩＤＳインターリーバマッピング
2005525019.tif 000017
【００８７】
３２個のＯＦＤＭシンボルにまたがる各ＩＤＳ時系列内のインターリービングは、行（ベクトル）係数の以下の式を用いて行うことができる。
【数３】
2005525019.tif 000018
【００８８】
係数kは、ＩＤＳ時系列内の３２個の１６ＱＡＭシンボルのうちの１つを指す。各１６−ＱＡＭシンボルは４個のコードビットを運ぶ。合計３２個のシンボルのうち３０個はＩＤＳ情報を運び、残りの２個（位置８及び２４）はトレーニングシンボルとして用いられる。
【００８９】
図９は、受信機のデインターリーバ及びＦＥＣデコーダ部分の機能ブロック図である。入力におけるコンステレーションデータは各ＱＡＭシンボルのＩ及びＱ値より成り、これらは復調され、コンステレーショングリッドに規準化されている。チャンネル状態情報（ＣＳＩ）は、後でビットの軟判定検知を可能にするために各Ｉ及びＱ値に関連する。この図の遅延要素の目的は、メイン及びエンハンスメント音声情報が送信機において遅延されているためバックアップ音声情報をメインテナンス及びエンハンスメントオーディオ情報と時間を揃えることである。ＭＵ及びＭＬブロックビットは、ＢＵ及びＢＬブロックビットでデインターリービングする前にモデムフレーム全体に蓄積される。この図のブロック２０８、２１０、２１２、２１８、２３６、２３８、２４０及び２４２は、バックアップまたはＩＤＦデータの処理遅延を最小限に抑えるためにインターリーバブロック境界（モデムフレームの境界ではない）上で処理しなければならない機能を示している。
【００９０】
２値コードは非２値変調のＣＰＴＣＭに用いられるため、ノイズのあるｍ−ａｒｙシンボルからある種の軟２値基準を得るのは有益である。受信するノイズシンボルは下記のものであると仮定する。
【数４】
2005525019.tif 000019
シンボル毎の情報ビットがＫ個であると仮定すると、ｋ番目のビットの２値基準は以下のように与えられる。
【数５】
2005525019.tif 000020
上式において、ｓj1,kはｋ番目のビット位置にビット値１を有するコンステレーションのｊ番目のシンボルを表す（そしてｓj0,kでは同様に、コンステレーションのｊ番目のシンボルはｋ番目のビット位置にビット値０を有する）。
【数６】
2005525019.tif 000021
上式はＡＷＧノイズを想定してノイズの確率密度関数である。軟ビット基準の上式は任意のコンステレーションに適用される。このアプローチの主な問題点は指数計算を必要とすることである。指数の和を最大指数で近似することにより近似基準が得られる。
【数７】
2005525019.tif 000022
上式において、関連性のない項及び定数を取り去り、ｓ1,kminはｋ番目のビット位置に１を有するｙiに最も近いシンボルを示す（そしてｓ0,kminでも同様である）。かくして、この近似（いわゆる対数−最大値近似）により指数計算を回避する。しかしながら、この近似を用いる結果として、性能がｄＢの端数だけ失われることがある。
【００９１】
インパルスノイズのシナリオにおける軟基準の改善が可能か否かについて考察する。ノイズの多いシンボルサンプルを実施例の非線形部分（ソフトリミタまたは線形クリッパ）を通過させると仮定する。ＡＷＧＮにおいて以前に考察した基準とほぼ同じことを行うが、インパルスノイズの劣化が少ない軟基準を構成するのが望ましい。即ち、インパルスノイズが存在する時にＡＷＧＮにおける性能を最大にし、基準サンプルを制限する、即ち、大きなノイズサンプルがある時に基準の過大な増加を阻止するに十分な「軟らかさ」を持つ必要がある。この目標に向けて、図１１に示す８−ＡＳＫコンステレーション及び非線形性を考察する。図１１では、ライン１９０はビットＡの出力軟基準を表し、ライン２９２はビットＢの出力軟基準を表し、またライン１９４はビットＣの出力軟基準を表す。図１２及び１３はそれぞれ４−ＡＳＫ及びＱＰＳＫの非線形性を示す。図１２において、ライン２９６はビットＡの出力軟基準を表し、ライン２９８はビットＢの出力軟基準を表す。図１３において、ライン３００はビットＡの出力軟基準を表す。
【００９２】
受信したノイズの多い信号の値に基づき、受信したサンプルを図１１乃至１３に示す異なる非線形性を通して処理することにより軟基準を構成する。構成された軟ビット値をさらにそのシンボルにつき推定される平均ノイズパワーの対応値で割算する。要約すると、軟基準は以下のように表すことができる。
【数８】
2005525019.tif 000023
上式においてｙは受信したノイズの多いシンボルを表し、Ｆ（．）は図１１乃至１３からの所望の非線形性であり、σはノイズの標準偏差である。
【００９３】
本発明は、「相補パターンマップ式畳込みコード」（ＣＰＣＣ）を使用する。これらのコードは、各々が元のコードより高いレートを有する多数の成分コードに元のコードをセグメント化できるという性質を有する。これらの成分コードは、ある特定の干渉条件またはチャンネルのフェージング下でよい性能を発揮するように設計される。さらに、コードビットを、次元当たり２以上のビットを運ぶ帯域幅効率の良い信号（例えば、ＱＡＭ）上に効率的にマッピングすることができる。
【００９４】
本発明を好ましい実施例について説明したが、頭書の特許請求の範囲により規定される本発明の範囲から逸脱することなく図示説明した実施例の種々の変形例を想到できることが当業者にとって明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】ハイブリッドＡＭインバンドオンチャンネルデジタル音声放送方式のサブキャリアの割当てを示す概略図である。
【図２】全デジタルインバンドオンチャンネルデジタル音声放送方式のサブキャリアの割当てを示す概略図である。
【図３】本発明の方法を利用可能なＩＢＯＣ ＤＡＢ送信機の関連部分を示す単純化されたブロック図である。
【図４】３０ｋＨｚのＡＭ ＩＢＯＣシステムのコアレイヤーのフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）インターリーバの機能を説明するブロック図である。
【図５】３０ｋＨｚのＡＭ ＩＢＯＣシステムのハイブリッドエンハンスメントレイヤーのフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）インターリーバの機能を説明するブロック図である。
【図６】３０ｋＨｚのＡＭ ＩＢＯＣシステムの全デジタルエンハンスメントレイヤーの機能を説明するブロック図である。
【図７】ＡＭ ＩＢＯＣシステムの統合デジタルサービス（ＩＤＳ）チャンネルのフォーワード誤り訂正（ＦＥＣ）インターリーバの機能を説明するブロック図である。
【図８】本発明の方法に従って符号化された信号を受信できるＩＢＯＣ ＤＡＢ受信機の関連部分を示す単純化されたブロック図である。
【図９】コア音声の迅速な捕捉を可能にするＡＭ ＩＢＯＣハイブリッドデインターリーバ及びＦＥＣデコーダの機能を説明するブロック図である。
【図１０】コア音声の迅速な捕捉を可能にするＡＭ ＩＢＯＣハイブリッドデインターリーバ及びＦＥＣデコーダの機能を説明するブロック図である。
【図１１】６４値直交振幅変調（６４−ＱＡＭ）信号の８値振幅変調（８−ＡＳＫ）同相または直角位相成分のロバスト軟基準Ｆ（ｙ）の概略図である。
【図１２】６４値直交振幅変調（６４−ＱＡＭ）信号の８値振幅変調（４−ＡＳＫ）同相または直角位相成分のロバスト軟基準Ｆ（ｙ）の概略図である。
【図１３】４相位相変調（ＱＰＳＫ）信号の２相位相変調（ＢＰＳＫ）同相または直角位相成分のロバスト軟基準ｆ（ｙ）の概略図である。
【図１】
2005525019.tif 000024
【図２】
2005525019.tif 000025
【図３】
2005525019.tif 000026
【図４】
2005525019.tif 000027
【図５】
2005525019.tif 000028
【図６】
2005525019.tif 000029
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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