(57)【要約】  本発明は、誘導素子７が制御スイッチ９により電源５に接続される、電流モード制御によるスイッチモード電源に関する。スイッチ９が閉じている間、誘導素子７を流れる増加電流は、電流センサ１７により検知され、参照信号１８と比較される。電流センサからの信号が参照信号に等しいとき、スイッチ９が開く。回路遅延によるスイッチ９のオフへの切替えは、電流センサ１７により検知される電流よりも高い電流レベルで生じる。この作用を補償するため、スイッチモード電源は、誘導素子７を流れる電流ｉの勾配ｄｉ／ｄｔに比例する補償信号ＩC*Ｒ15を発生するための手段１６，１９，１５を有している。回路遅延は、構成要素１５，１９，１６の値を適切に選択することで補償することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号に応答して誘導素子を電源に接続及び接続解除するための制御可能なスイッチと、
該誘導素子を流れる電流を検知し、該電流に対応する検知信号を生成するための電流センサと、
参照信号を発生するための参照信号発生器と、
該検知信号を該参照信号と比較して、該制御信号を発生するための比較器と、
該参照信号発生器又は該電流センサに作用し、回路の遅延時間を原因とする該制御可能なスイッチによる該誘導素子の遅延された接続解除を補償するため、該参照信号又は該検知信号を調節するための補償回路とを有し、
該補償回路は、該誘導素子を流れる電流の勾配に比例した補正信号により、該参照信号又は検知信号を補正するための手段を有する、
スイッチモード電源。
【請求項２】
該電流センサは、該誘導素子に直列接続される検知抵抗を有し、該参照信号発生器は、参照電圧源を有し、該参照電圧源の電圧は該参照信号であり、
該補償回路は、
電流入力端子と電流出力端子を有する電流ミラーと、
該検知抵抗の電圧を該電流入力端子に接続するキャパシタと、
該参照電圧源と直列にある補償抵抗と、
該補償抵抗に接続され、該補正信号を形成するために該補償抵抗に電流を流すための電流出力端子とを有する、
請求項１記載のスイッチモード電源。
【請求項３】
該補償抵抗は値Ｒ15を有し、該キャパシタは値Ｃ16を有し、該電流ミラーは電流利得Ｇを有し、該回路の遅延時間に少なくとも近似的に等しい時定数Ｒ15*Ｃ16*Ｇを形成する、
請求項２記載のスイッチモード電源。
【請求項４】
該補償抵抗と並列にある更なるキャパシタを有する、
請求項２又は３記載のスイッチモード電源。
【請求項５】
該キャパシタと直列にある更なる抵抗を有する、
請求項２乃至４のいずれか記載のスイッチモード電源。
【請求項６】
再充電可能なバッテリと、電動モータと、該モータを該再充電可能なバッテリに接続するためのスイッチと、該バッテリを充電し、及び／又は該モータに電力を供給するための請求項１乃至５のいずれか記載の電源回路とを有する電気シェーバー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導素子を介して電力を負荷に印加するためのスイッチモード電源に関する。本発明は、特に、電流モード制御によるスイッチモード電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
かかる電源は、米国特許第4,939,632号から知られている。エネルギーは、第一のフェーズで、誘導素子を流れる所定の電流に到達するまで誘導素子で蓄積され、その後、該誘導素子は、電源から接続解除される。この結果、制御可能なスイッチは、電源と誘導素子の間に配置される。誘導素子の電流経路に挿入される電流センサは、検知信号を発生し、この検知信号は、誘導素子を接続解除するための所定の電流に到達しているかを判定するため、比較器に転送されて参照信号発生器からの参照信号と比較される。
【０００３】
誘導素子を流れる所定の電流に到達したとき、誘導素子は電源から接続解除され、第二フェーズでは、誘導素子に蓄積される磁気エネルギーが負荷に送出される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
この公知のスイッチモード電源の問題点は、誘導素子を流れる電流がオフに切り替えられる瞬間が、検知信号と参照信号が等しくなる瞬間とは一致しないことである。オフへの切替えは、スイッチモード電源の回路における遅延のために遅延される。結果として、誘導素子を流れる電流は、この遅延の間、望まれない高い値に到達する可能性がある。誘導素子を流れる該望まれない電流値を受け入れるため、動作周波数を低く維持する必要があるため、大型のコイル又は変圧器を使用することが必要となる。
【０００５】
誘導素子が電源から接続解除されるときの実際の値は、電源の電圧レベル、誘導素子のインダクタンス等といった、望まれない観点に依存することがある。公知のスイッチモード電源は、電源の電圧レベルにオフに切り替える瞬間が依存することを補償する補償回路を有している。これは、電源の電圧に比例する電圧を参照信号に加えることで作用される。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の目的は、先に説明された問題点が少なくとも緩和されるか、及び／又は実質的に解決される改善されたスイッチモード電源を提供することにある。このため、本発明に係るスイッチモード電源は、請求項１に記載される特徴を有している。
【０００７】
本発明に係るスイッチモード電源では、誘導素子をオフに切り替えられる時間遅延が補正信号によりキャンセルされる。この補正信号は、誘導素子を流れる電流の勾配（ｄｉ／ｄｔ）に比例する。この補正信号は、電流センサの検知信号を補正するか、又は参照信号を補正する場合がある。
【０００８】
本発明の好適な実施の形態は、従属する請求項に記載されている。請求項２に関する実施の形態では、簡単かつ精密なソリューションを提供するものであって、参照信号と直列にある、勾配に比例する補正信号を生成する。請求項３に記載される実施の形態は、補償抵抗キャパシタ及び電流利得の特定の値で、最適な補償効果を提供するものである。請求項４及び請求項５に関する実施の形態は、容量性スイッチングによる過渡現象（capacitive  switching  transient）を抑圧するものである。
【０００９】
本発明に係るスイッチモード電源は、たとえば、シェーバーといった再充電可能なバッテリをもつ家電製品における使用のために本質的に適するものである。  
本発明のこれらの態様及び他の態様は、添付図面を参照して理解され説明される。添付図面では、同じ機能又は意味を有する構成要素又はエレメントは、同じ参照符号により示される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は、電流制御をもつスイッチモード電源に関するブロック図を示している。このスイッチモード電源は、たとえば、整流されたＡＣ電源電圧であるＤＣ電源５、制御可能なスイッチ９、及びこの場合変圧器６の一次巻線７である誘導素子からなる直列構成を有している。負荷は、たとえば、再充電可能なバッテリ１であり、ダイオード２を介して、変圧器６の二次巻線３に接続されている。ＤＣモータ４は、スイッチ３６を介して、再充電可能なバッテリ１に接続されている。第一フェーズの間、電流モードコントローラ８は、一次巻線７を流れる電流の値を検知し、該電流が所定の閾値に到達したときに制御可能なスイッチ９を開く。第二フェーズでは、制御可能なスイッチが開いたとき、変圧器６の二次巻線３での電圧は、整流し、ダイオード６を導通する。変圧器に蓄積されるエネルギーは、このようにして負荷に送出される。その後、電流モードコントローラ８は、次のスイッチングサイクルの第一フェーズに再び入る。
【００１１】
図２には、電流モードコントローラ８が詳細に示されている。この電流モードコントローラ８は、電流センサ１０を有しており、この電流センサ１０は、一次巻線７を流れる電流を検知する。また、電流モードコントローラは、参照信号発生器１１を有しており、この参照信号発生器１１は、一次巻線７を流れる電流の閾値に対応する参照信号Ｖrを発生する。
【００１２】
電流センサ１０は、検知信号ＶSを発生し、この検知信号は、一次巻線７を流れる電流に実質的に比例する。参照信号発生器１１からの参照信号Ｖr、及び検知信号ＶSは、比較器１２の入力に印加される。図２に示される実施の形態では、検知信号ＶSは、比較器１２の正の入力端子に印加され、参照信号Ｖrは、比較器１２の負の入力端子に印加される。比較器１２は、スイッチコントロールを駆動し、このスイッチコントロールは、参照信号Ｖrと検知信号ＶSの比較に応答して、制御可能なスイッチ９の切替えを制御する。
【００１３】
本実施の形態では、参照信号発生器１１及び電流センサ１０の両者は、電圧信号を比較器１２に印加するが、たとえば、電流領域における信号のような、任意の他の種類の信号も可能である。
【００１４】
図３は、図２に従う構成における検知回路の電圧ＶSを時間ｔの関数として示している。電流センサにより出力される電圧ＶSは、瞬間ｔ０から瞬間ｔ１まで線形に増加する。この瞬間ｔ１は、検知信号ＶSが参照信号発生器１１により供給される参照電圧信号Ｖr1に等しくなる瞬間である。瞬間ｔ１で、制御可能なスイッチ９が開き、一次巻線７は、電源５から接続解除され、センサ電圧ＶSはゼロに降下する。
【００１５】
しかし、スイッチモード電源は、遅延時間を有しており、この遅延時間は、電流センサ１０、比較器１２、スイッチコントロール１３及び制御可能なスイッチ９を含む伝搬経路におけるものである。更なる処理が行われない場合、この伝搬遅延は、制御可能なスイッチ９のオフへの切替えにおける望まれない遅延となる。結果として、一次巻線７を流れる電流は、スイッチ９が実際に開くまでに、該伝搬遅延に対応する期間における所望の最大の電流閾値を超えて増加する。
【００１６】
本発明によれば、図２に示されるように、この影響を補償するため、補償回路１４が設けられている。この補償回路１４は、先に説明された回路の遅延時間について参照信号を補償するために、参照信号発生器１１と比較器１２の間に配置される。なお、補償回路は、同じ補償効果を得るために、センサと比較器の間に同様に配置することもできる。
【００１７】
図３では、二重矢印Ａ及びＢは、回路の遅延時間の影響が例示されている。この二重矢印Ａは、回路の遅延時間に対応しており、この回路の遅延時間は、一次巻線７を流れる電流が所望の予め決定された閾値Ｖr2を送出する瞬間ｔ１と、制御可能なスイッチ９が実際に開く瞬間ｔ３との間の期間として定義される。実際のスイッチオフ電流は、二重矢印Ｂにより示される電流値により、所望のスイッチオフ電流を超える。
【００１８】
制御可能なスイッチ９が開く瞬間を期間Ａだけ前にすることで、遅延を補償することができる。参照信号Ｖr1を二重矢印Ｂにより示される値だけ減少することで、同じ作用を得ることができる。
【００１９】
本発明によれば、この減少は、一次巻線７を流れる電流の勾配（ｄｉ／ｄｔ）に比例する。
【００２０】
図４は、図２に従う実施の形態に係る広範な構成を更に詳細に示している。電流センサは、検知抵抗１７であり、この検知抵抗は、第一のノードＮ１を形成するために制御可能なスイッチ９と直列に接続されている。第一のノードＮ１での検知抵抗１７間の電圧ＶSは、検知信号ＶSであり、この検知信号は、比較器１２の正の入力端子に印加されている。参照信号発生器１１は、参照電圧源１８であり、この参照電圧源は、参照電圧Ｖrを比較器１２の負の入力端子に印加する。
【００２１】
補償回路は、補償抵抗１５、キャパシタ１６及び電流ミラー１９を有している。補償抵抗１５は、参照電圧源１８と第二のノードＮ２の間に挿入されており、この第二のノードは、比較器１２の負の入力端子に接続される。キャパシタ１６は、第一のノードＮ１と電流ミラー１９の電流入力端子２０との間に接続されている。電流ミラー１９の電流出力端子２１は、第二のノードＮ２に接続されている。選択的な抵抗２３は、キャパシタ１６と直列に接続されており、選択的なキャパシタ２２は、補償抵抗１５と並列に接続されている。
【００２２】
抵抗１７は、小さな抵抗値を有し、電圧源として動作するが、ノードＮ１での電圧は、キャパシタ１６により生じる容量性負荷が余りに高過ぎる場合に緩衝される場合がある。
【００２３】
以下の式は、電源５、一次巻線７、制御可能なスイッチ９及び検知抵抗１７を有する回路に適用される。
ＶP＝Ｒ17＊ｉ＋Ｌ＊ｄｉ／ｄｔ                  （１）
この式では、ＶPは、電源５により供給される電圧であり、Ｒ17は、検知抵抗１７の抵抗であり、ｉは、一次巻線７、制御可能なスイッチ９及び抵抗１７を流れる電流であり、Ｌは、一次巻線７のインダクタンスである。実際に、電圧降下Ｒ17＊ｉは、電圧ＶPに関して無視され、この式は、以下の式に簡略化される。
ＶP＝Ｌ＊ｄｉ／ｄｔ                            （２）
したがって、電流Ｉの勾配は一定であり、ＶP／Ｌに等しい。線形に増加する電流ｉは、さらに、検知抵抗１７間に線形に増加する電圧ＶSを生じる。キャパシタ１６を流れる電流ＩCは、（抵抗を無視して）ＩC＝Ｃ16＊ｄＶS／ｄｔに等しい。ＶS＝ｉ＊Ｒ17であるので、この式は、以下のように書き直される。
ＩS＝Ｃ16＊Ｒ17＊ｄｉ／ｄｔ
＝Ｃ16＊Ｒ17＊ＶP／Ｌ                          （２Ａ）
言い換えれば、電流ＩCは、電流ミラー１９の電流入力端子２０に流れる電流であって、制御可能なスイッチ９が閉じたときに一次巻線７を流れる電流ｉの勾配に比例したＤＣ電流である。電流ミラー１９が電流利得Ｇ＝１（図４には１：１として示されている）を有する場合、電流出力端子２１を流れる電流もまたＩCに等しい。この電流ＩCは、補償抵抗１５間に電圧降下ＩC＊Ｒ15を生じる。このようにして、比較器１２は、その負の入力端子で補償された参照電圧Ｖrcomを受ける。この参照電圧は、以下の式に等しい。
Ｖrcom＝Ｖr−ＩC＊Ｒ15
＝Ｖr−（Ｃ16＊Ｒ17＊ｄｉ／ｄｔ）＊Ｒ15
＝Ｖr−（Ｃ16＊Ｒ15）＊（Ｒ17＊ｄｉ／ｄｔ）
＝Ｖr−（ｔＲＣ）＊（Ｒ17＊ｄｉ／ｄｔ）
＝Ｖr−（ｔＲＣ）＊ｄＶS／ｄｔ
ここで、ｔＲＣ＝Ｒ15＊Ｃ16
制御スイッチ９が切替られるときに一次巻線７を流れる所望の電流の値がＩSWで示されるとき、この所望の値ＩSWは、以下の式に従う。
ＩSW＝ＶSW／Ｒ17                              （３）
ＶSWは、制御可能なスイッチ９が切替えられるとき検知抵抗１７の間の検知電圧ＶSの値である。しかし、回路の遅延時間の結果として、一次巻線７を流れる電流の実際のスイッチング値は、以下の式で書かれる。
ＩSW＝ＶSW／Ｒ17＋ｔｄ１＊ｄｉ／ｄｔ          （４）
この式では、ｔｄ１は、回路の遅延時間である。式（２）を式（４）に代入することにより、以下の式が与えられる。
ＩSW＝ＶSW／Ｒ17＋ｔｄ１＊ＶP／Ｌ              （５）
式（５）から、制御可能なスイッチ９が切り替えられるときに、実際の電流ＩSWは、式（３）で定義される所望のスイッチ電流から変動する。この変動は、ｔｄ１＊ＶP／Ｌとなる。ここで、ＶPは、電源５の電圧である。これは、実際のスイッチオフ電流が、遅延時間の結果として、所望のスイッチオフ電流から変動するだけではなく、一次巻線７のインダクタンス及び電源５により供給される電圧ＶPにも依存することを意味している。このことは、非常に望まれないことである。
【００２４】
補償回路のため、検知抵抗１７間の実際の電圧は、補償された参照信号Ｖrcomと比較される。式（２Ｂ）の結果を使用して、式（４）は以下の式に書くことができる。
ＩSW＝（Ｖr−（ｔＲＣ）＊（Ｒ17＊ｄｉ／ｄｔ））／Ｒ17＋ｔｄ１＊ｄｉ／ｄｔ
＝Ｖr／Ｒ17−ｔＲＣ＊ｄｉ／ｄｔ＋ｔｄ１＊ｄｉ／ｄｔ
＝Ｖr／Ｒ17＋（ｔｄ１−ｔＲＣ）＊ｄｉ／ｄｔ    （６）。
【００２５】
回路の遅延ｔｄ１は、量ｔＲＣにより補償される。この時定数ｔＲＣ＝Ｒ15＊Ｃ16を回路の遅延時間ｔｄ１に等しくすることで、スイッチオフ電流ＩSWは、所望のＩSW＝Ｖr／Ｒ17に等しくなり、電源５の電圧ＶP、及び一次巻線７のインダクタンスＬは、この電流がオフに切り替えられる瞬間に関してもはや作用しない。このようにして、電源電圧における変動について補償が達成される。電流ミラー１９の電流利得Ｇが１に等しくない場合、補償抵抗１５の間の電圧降下は、ＩC＊Ｇ＊Ｒ15に等しい。そのとき、補償抵抗１５の作用は、Ｇ倍大きい。
【００２６】
このように、回路の遅延時間の影響は、抵抗Ｒ15、キャパシタＣ16及び利得Ｇの適切な選択により、低減又は除去される。これにより、更に高いスイッチング周波数及び磁気コンポーネントの更なる小型化が可能となる。本発明により提供されるソリューションは、簡単であり、容易に適用可能である。
【００２７】
選択的な抵抗２３及びキャパシタ２２は、容量性のスイッチングによる過渡現象を抑圧する。最適な補償を見出すため、値Ｒ15＊Ｃ16は、手動操作されるポテンショメータ又はＤＣ制御されるポテンショメータにより補償抵抗１５の抵抗を変化させることで、連続的に増加されるか、又はステップ毎に増加される。
【００２８】
なお、本発明は、変圧器をもつスイッチモード電源に限定されるものではない。原理は、簡単な誘導素子をもつスイッチモード電源（昇降型コンバータ）にも適用される。補償信号は、参照信号の代わりに電流検知信号に交互に加えられる場合がある。
【００２９】
スイッチモード電源は、たとえば、電源電圧から充電される再充電可能なバッテリをもつ電子機器における使用のために適切である。図５は、電気シェーバー３０を示しており、この電気シェーバーは、再充電可能なバッテリ１を充電するための本発明に係るスイッチモード電源３４を収容する筺体３２、及び図１に示されるようなスイッチ３６によりバッテリ１に接続されるモータ４を有している。このモータ４は、シェーバーのヘッド３８を駆動し、スイッチ３６は、プッシュボタン４０により作動される。スイッチモード電源は、インレット４２を通して受けたＡＣ電源電圧を整流するための整流器を有している場合があるが、個別のＡＣ電源のアダプタで電源のＡＣ電圧を整流することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】電流モード制御型のスイッチモード電源の機能を概念的に説明する図である。
【図２】本発明に係るスイッチモード電源を概念的に説明する図である。
【図３】図２に示される電流センサからの検知信号のグラフを示す図である。
【図４】本発明に係るスイッチモード電源の詳細な構成を示す図である。
【図５】本発明に係るスイッチモード電源を有する電気シェーバーを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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