(57)【要約】同相／直交成分（ＩＱ）混合器（３０６）が正のドップラシフト・スワスの劣化を緩和するために負のドップラシフト・スワスからのエコーを拒絶するように構成される。この混合器は、入力信号の同相成分から直交成分を作り出すサンプル遅延素子（３３０）を含む。さらに含まれるものは複数の混合器素子（３２２、３３２）、複数のローパスフィルタ（３２４、３３４）、複数のデシメータ（３２６、３３６）、および入力信号の同相成分と直交成分の両方に作用する複数のオールパスフィルタ（３２８、３３８）である。また、減算素子（３４０）も含まれ、これはフィルタ処理およびダウンサンプリングされた同相成分からフィルタ処理およびダウンサンプリングされた直交成分を減算するように構成される。
2005525563.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正のドップラシフト・スワスの劣化を緩和するために負のドップラシフト・スワスからのエコーを拒絶するように構成された同相／直交成分（ＩＱ）混合器（３０６）であって、
エコーされたスワスの直交成分を作り出すように構成されたサンプル遅延素子（３３０）と、
少なくとも１つの混合器素子（３２２）が或るパルス繰り返し間隔でエコースワスの同相成分をサンプリングするように構成され、少なくとも１つの混合器素子（３３２）が或るパルス繰り返し間隔でエコースワスの直交成分をサンプリングするように構成された複数の前記混合器素子と、
前記混合器素子の出力部に電気的に接続され、少なくとも１つのローパスフィルタ（３２４）が同相成分をフィルタ処理するように構成され、少なくとも１つのローパスフィルタ（３３４）が直交成分をフィルタ処理するように構成された複数の前記ローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力部に電気的に接続され、少なくとも１つのデシメータ（３２６）が同相成分をドップラ周波数までダウンサンプリングするように構成され、少なくとも１つのデシメータ（３３６）が直交成分をドップラ周波数までダウンサンプリングするように構成された複数の前記デシメータと、
前記デシメータの出力部に電気的に接続され、少なくとも１つのオールパスフィルタ（３２８）がダウンサンプリングされた同相成分をフィルタ処理するように構成され、少なくとも１つのオールパスフィルタ（３３８）がダウンサンプリングされた直交成分をフィルタ処理するように構成された複数の前記オールパスフィルタと、
前記オールパスフィルタの出力部に電気的に接続され、フィルタ処理およびダウンサンプリングされた同相成分からフィルタ処理およびダウンサンプリングされた直交成分を減算するように構成された減算素子（３４０）と、
を含む混合器。
【請求項２】
前記混合器素子（３２２、３３２）が入力信号の周波数の倍数で成分をサンプリングするように構成された、請求項１に記載の混合器（３０６）。
【請求項３】
入力信号の周波数が１００ＭＨｚであり、前記混合器素子（３２２、３３２）が２５ＭＨｚで入力信号の成分をサンプリングするように構成された、請求項２に記載の混合器（３０６）。
【請求項４】
前記オールパスフィルタ（３２８、３３８）がカスケード接続された４つの２次無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを含む、請求項１に記載の混合器（３０６）。
【請求項５】
前記２次ＩＩＲフィルタが出力＝（（Ａ０×入力）＋（Ａ１×Ｐ＿ｉｎ）＋（Ａ２×ＰＰ＿ｉｎ）−（Ｂ１×Ｐ＿ｏｕｔ）−（Ｂ２×ＰＰ＿ｏｕｔ））／Ｂ０に従って動作し、ここでＰ＿ｉｎが前回のサンプルからの入力であり、ＰＰ＿ｉｎが前の２つのサンプルからの入力であり、Ｐ＿ｏｕｔが前回のサンプルからの出力であり、ＰＰ＿ｏｕｔが前の２つのサンプルからの出力であり、Ａ０、Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、およびＢ２が係数である、請求項４に記載の混合器（３０６）。
【請求項６】
同相成分のための第１のＩＩＲフィルタ（３５２）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでａ＝１．０／０．３２２５、ｗ０＝５７．９５６、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項７】
同相成分のための第２のＩＩＲフィルタ（３５４）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｂ＝１．０／０．４０７１、ｗ０＝１１９８．２、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項８】
同相成分のための第３のＩＩＲフィルタ（３５６）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｃ＝１．０／０．４０７３、ｗ０＝１６９７４．０、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項９】
同相成分のための第４のＩＩＲフィルタ（３５８）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｄ＝１．０／０．３９０８、ｗ０＝２５９５８３．５、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項１０】
直交成分のための第１のＩＩＲフィルタ（３６２）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｅ＝１．０／０．３９０８、ｗ０＝１５２．０５、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項１１】
直交成分のための第２のＩＩＲフィルタ（３６４）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｆ＝１．０／０．４０７３、ｗ０＝２３２６．０３、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項１２】
直交成分のための第３のＩＩＲフィルタ（３６６）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｇ＝１．０／０．４０７１、ｗ０＝３２９４９．６５、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項１３】
直交成分のための第４のＩＩＲフィルタ（３６８）が係数Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０、およびＢ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０を伴って構成され、ここでｈ＝１．０／０．３２２５、ｗ０＝６８１１７８．９、およびＴ＝１．０／ベースバンドのサンプリング周波数である、請求項５に記載の混合器（３０６）。
【請求項１４】
前記サンプル遅延素子（３３０）が、同相成分の位相を９０度シフトさせることによって直交成分を作り出すように構成される、請求項１に記載の混合器（３０６）。
【請求項１５】
負のドップラシフト・スワスからのエコーを拒絶することで正のドップラシフト・スワスからのエコーの劣化を緩和するためにレーダのエコーデータを処理するための方法であって、レーダが右チャネル、左チャネル、およびアンビギュオウスチャネルのそれぞれでエコーを受信し、
チャネルのそれぞれからレーダデータをサンプリングするステップと、
サンプルをフィルタで処理するステップと、
フィルタ処理されたサンプルをドップラ周波数信号へと変換するステップと、
ドップラ周波数信号をバンドパスフィルタ（３０８）でフィルタ処理し、フィルタがドップラ周波数に中心設定されるステップと、
フィルタ処理されたドップラ周波数信号を使用して右、左、およびアンビギュオウスチャネルの間の位相関係を求めるステップと、
を含む方法。
【請求項１６】
フィルタ処理されたサンプルをドップラ周波数に変換するステップが、フィルタ処理されたサンプルをエコースワスの同相および直交成分へと変換するステップを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
フィルタ処理されたサンプルを同相および直交成分へと変換するステップが、同相成分を９０度位相シフトさせるためにサンプル遅延を加えるステップを含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
フィルタ処理されたサンプルをドップラ周波数に変換するステップが、カスケード接続された４つの２次無限インパルス応答フィルタを使用して同相および直交成分をフィルタ処理するステップを含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
同相成分から直交成分を減算するステップをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
チャネルのそれぞれからレーダデータをサンプリングするステップが、４つの入力信号周波数のうちの複数で成分をサンプリングするステップを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項２１】
或るサンプリング速度でレーダデータをサンプリングするように構成されたレーダのゲート相関器（３０２）と、
サンプリングされたレーダデータを連続波（ＣＷ）信号へと引き延ばすように構成された相関バスパスフィルタ（３０４）と、
サンプル遅延素子（３３０）を使用してＣＷ信号の直交成分を作り出すように構成され、さらに、ＣＷ信号の同相成分と直交成分をドップラ周波数へとダウンサンプリングするように構成された混合器（３０６）と、
ドップラ周波数に中心設定されたバンドパスフィルタ（３０８）と、
を含むレーダ信号処理回路（３００）。
【請求項２２】
前記混合器（３０６）が少なくとも１つのオールパスフィルタを含み、前記がカスケード接続された４つの２次無限インパルス応答フィルタを含む、請求項２１に記載のレーダ信号処理回路（３００）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概してレーダシステムに関し、さらに特定すると、正確に場所を求めるためにデジタル標高地図（ＤＥＭ）と同期をとることが可能なレーダシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
フライトのすべての局面での航空機の適切な航法は大部分を、その上を航空機が通過する地形および位置を求める性能に基づいている。この点について、レーダシステムなどの計測器および地図上の目標の高さを与える正確な電子的地形図の使用と組み合わせた高度計は、航空機の飛行経路の補助となる。電子的地形図はよく知られており、現在航空機の航法を補助するために使用されている。
【０００３】
パルスレーダ高度計は、その固有前縁エコー信号追跡能力に起因して優れた高度精度を実証する。パルスレーダ高度計は無線周波数（ＲＦ）エネルギーのパルスを送信し、エコーするエコーが受信され、追跡システムを使用して追跡される。レーダシステムの信号バースト間の時間間隔はパルス繰り返し間隔（ＰＲＩ）と呼ばれる。バーストの頻度はパルス繰り返し周波数と呼ばれ、ＰＲＩの逆数である。
【０００４】
図１はドップラフィルタの使用による選択の結果として等ドップラ線（isodops）で例示されたドップラ効果により航空機２を示している。ドップラ構造の等ドップラ線の間の領域はスワス（swath）と称される。ドップラフィルタおよび結果として得られる等ドップラ線は当該技術分野でよく知られており、さらに詳細には説明しない。さらに、本明細書の航空機２は垂直方向速度ゼロを有すると仮定される。知られているように、もしも垂直方向速度が存在すると、ドップラ効果のメジアン８は垂直方向速度に応じてシフトする。もしも航空機２が下方向に垂直方向速度を有する場合、ドップラ効果のメジアンは図の右へとシフトする。もしも航空機２が上方向に垂直方向速度を有する場合、ドップラは図の左へとシフトする。再び繰り返すと本明細書全体の中で、説明を容易にするために垂直方向速度はゼロであることが仮定される。しかしながら、垂直方向速度が殆ど常に存在することは知られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
レーダは航空機２からアンテナビーム１０によって境界を定められる地上区域を照射する。図１ａはドップラ効果と共にビーム１０の上面図を示しており、図１ｂは側面からビーム１０の送信を示している。特定の領域を走査するために、距離ゲートを使用して、ドップラフィルタによって作られたスワスをさらに分割する。特定のドップラスワスを走査するために、多くのレーダの距離ゲートは並列に動作する。各分割された領域への距離が求められると飛行経路の下の地形の輪郭を表す記録が作り出される。電子的地図が輪郭記録と共に使用されることで電子的地図上で航空機の位置を求める。このシステムは、含まれるすべての部品ならびに地形領域を網羅するために必要とされる多数の距離ゲートを伴って極めて複雑である。結果として、このシステムで必要とされる計算は極めて大規模になる。
【０００６】
複雑さに加えて、特定の地上領域もしくは目標までの距離の精度および確度は航空機搭載レーダプロセッサを使用して達成されなかった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一態様では、同相／直交成分（ＩＱ）の混合器が提供される。この混合器は正のドップラシフト・スワスの劣化を緩和するために負のドップラシフト・スワスからのエコーを拒絶するように構成される。この混合器は直交成分を作り出すように構成されたサンプル遅延素子、複数の混合器素子、混合器素子の出力部に電気的に接続された複数のローパスフィルタ、ローパスフィルタの出力部に電気的に接続された複数のデシメータ、デシメータの出力部に電気的に接続された複数のオールパスフィルタ、およびオールパスフィルタの出力部に電気的に接続された減算素子を含む。この混合器は受信された信号の同相成分と直交成分の両方をサンプリングし、フィルタで処理するように構成される。
【０００８】
別の態様では、レーダのエコーデータを処理するための方法が提供される。この方法は正のドップラシフト・スワスからのレーダエコーの劣化を緩和するために負のドップラシフト・スワスからのレーダエコーの拒絶を可能にする。レーダは右チャネル、左チャネル、およびアンビギュオウス（ambiguous:不確定、あいまい）チャネルのそれぞれでエコーを受信するように構成される。本方法はチャネルのそれぞれからレーダデータをサンプリングするステップ、サンプルをフィルタで処理するステップ、フィルタ処理されたサンプルをドップラ周波数へと変換するステップ、ドップラ周波数信号をドップラ周波数に中心設定されたバンドパスフィルタでフィルタ処理するステップ、およびフィルタ処理されたドップラ周波数信号を使用して右、左、およびアンビギュオウスチャネルの間の位相の関係を求めるステップを含む。
【０００９】
さらに別の態様では、レーダ信号処理回路が提供される。この処理回路は或るサンプリング速度でレーダデータをサンプリングするように構成されたレーダゲート相関器、サンプリングされたレーダデータを連続波（ＣＷ）信号へと引き延ばすように構成された相関バスパスフィルタ、およびサンプル遅延素子を使用してＣＷ信号の直交成分を作り出すように構成された混合器を含む。この混合器はさらにＣＷ信号の同相成分と直交成分をドップラ周波数までダウンサンプリングするように構成される。この処理回路はさらに、ドップラ周波数に中心設定されたバンドパスフィルタを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
航空機２の下の地形的特徴に関して航空機２を操縦するためのドップラレーダ／干渉計の組合せが本明細書で説明される。ここで使用されるように航空機はレーダシステムを組み入れることが可能なすべての飛行プラットホームを識別するために用いられ、限定はされないがジェット機、飛行機、無人の航空輸送手段、ミサイル、および誘導兵器を含む。レーダはまた、本明細書でしばしばデジタル標高地図（ＤＥＭ）と称される電子的地図を伴って航空機２の位置を求めるように機能する。航空機２の高度の決定に加えて、航空機２に最も近い地上の目標のＸＹＺ場所が特定の地形領域内の航空機２に関して求められることが可能である。航空機２が図１ａおよび１ｂに示されるように地形の上を飛んでいるとき、地図に従って航空機２の位置を求めることは重要である。ドップラフィルタおよび距離ゲートは送信アンテナからの送信ビーム１０と共に使用される。
【００１１】
一般的な高度距離追跡レーダでは、送信されたエネルギーが表面から反射されて戻される時間を測定することによって距離が測定され、表示される。図２を参照すると、レーダの送信器は送信パルス２０で示されるように所定の繰り返し速度で電磁エネルギーのバーストをアンテナから繰り返し送り出す。航空機の高度の関数である時間遅延の後に続いて、受信器に給電する受信アンテナによって地面反射パルス２２が受信される。地面反射２２の少なくとも一部を観測するために追跡レーダによって距離ゲート３０が利用される。
【００１２】
図３を参照すると、３つの受信アンテナ、すなわちアンテナＲ（右）４２、アンテナＬ（左）４４、およびアンビギュオウスアンテナ（Ａｎｔ  Ａｍｂ）４６が情報を受信するために使用される。３つのアンテナと共に、下記で左、右、および不確定とそれぞれ称される３つの処理チャネルがそれぞれ受信器、データ収集装置、距離ゲート、およびフィルタを有する。本明細書で述べられる処理と共に、３つのアンテナシステムの使用は最も近い目標のアンビギュオウスの検出角度に対する解答を与える。アンビギュオウスの検出角度は、送信されるＲＦ周波数の波長よりも長いアンテナ間隔のせいである。３つのエコーを受信することによって、処理システムは地上の最も近い目標の確定的な場所を求めることが可能であり、それが今度は機体座標内の航空機２の位置を場所特定するために利用される。機体座標は通常、既知のシステムによって求められる位置決めよりも好ましいが、なぜならばそれらのシステムは航空機２の機体が飛行線と整列しているかのように位置を決めるからである。航空機２はピッチング、ローリング、およびヨーイングをする傾向があるので、航空機２の機体は必ずしも飛行線と整列しているわけではない。
【００１３】
具体例では、処理システム（下記で説明）と共にアンテナＲ４２は、航空機２がスワス１４からスワス１２へと通過し終える前にスワス１２（図１に示される）内の最接近点４８までの距離をおおまかに求める針路距離探査を提供する。最接近点４８の決定は広帯域幅で高速の追跡ループによって実行され、それはスワス領域１２内の最接近点４８までの距離を迅速に求める。最接近点４８はアンテナＬ４４およびアンビギュオウスアンテナ４６を使用する追跡ループのための出発点を提供する。追跡ループは送信アンテナからのエコーを追跡するように距離ゲートを制御する。前の針路距離決定に基づいた最接近点４８の正確な距離にアンテナＬ４４とアンビギュオウスアンテナ４６に関する距離ゲートを設定するために狭帯域幅で高精度のプロセッサが使用される。３つの受信アンテナおよびそれらに付随する処理チャネルの操作は航空機２の真下のドップラスワス１４内の最も近い目標に距離ゲートの迅速かつ正確な設定を与え、それにより位相差が測定可能となり、３つのアンテナ間の既知の離間５０に加えて目標４８への直交距離が求められる。この直交距離は、目標４８への水平方向でかつ航空機２の機体座標に対して垂直の距離である。
【００１４】
図３は図面に入る方向に移動している航空機２を伴った風景を示している。時間間隔の位相比較時に、左、右、およびアンビギュオウスチャネルのドップラフィルタが航空機２の下の（図１に示される）スワス１４を選択するように設定される。さらに、両方の距離ゲートが前に求められた最も近い目標４８に直接向かう距離に設定される。この距離から、アンテナＲ４２はＲ１の距離で目標４８から信号を受信し、アンビギュオウスアンテナ４６はＲＡの距離で目標４８から信号を受信し、アンテナＬ４４はＲ２の距離で目標４８から信号を受信し、ここで距離の差は３つのアンテナの間のアンテナ離間５０の関数である。いったんエコー信号が受信されると、位相プロセッサ（以下に説明される）がＲ１とＲＡ、Ｒ２とＲＡ、およびＲ１とＲ２間の位相差を比較する。図に例示されるように、正確な距離差（Ｒ２−Ｒ１）、（ＲＡ−Ｒ１）、および（Ｒ２−ＲＡ）が位相差から出され、航空機機体座標内で目標４８への正確な直交距離を求めるために単純な三角法の関係式が使用される。
【００１５】
図３に例示されるように、距離差（Ｒ２−Ｒ１）、（ＲＡ−Ｒ１）、および（Ｒ２−ＲＡ）が求められた後、アンテナ間隔５０が分かって距離Ｒ１が測定されると、航空機機体座標内で直交距離（Ｙ）と垂直距離（Ｚ）もまた計算されることが可能である。それぞれのスワスで最も近い目標４８の正確な場所が求められ、それによって電子的地図上で航空機２を正確に場所特定する電子的地図との相互関係が示され得ることが重要である。例えば、通常の高速航空機巡航速度で、妥当なサイズのドップラフィルタを備えて構成されたレーダは、１５２４ｍ（５０００フィート）の高度で約３ｍ（１０フィート）のスワス幅を有する。そのとき、結果的に生じるＲ１と垂線２７の交差によって形成される入射角は３度未満程度である。基本的な三角法の関係式は、レーダの距離ゲートで測定した距離Ｒ１に通常の誤差（例えば１％）を伴うとしても（高度１５２４ｍ（５０００フィート）で１５．２４ｍ（５０フィート））、正確なアンテナ間隔５０、および正確な距離差（Ｒ２−Ｒ１）、（ＲＡ−Ｒ１）、および（Ｒ２−ＲＡ）を知ると、直交距離（Ｙ）は直面する極めて小さい入射角のせいで正確である。
【００１６】
図４は機体座標系を例示している。機体座標系は航空機機体２に関した座標系である。ｘ軸Ｘｍは航空機機体２の機首を通り抜ける軸である。ｙ軸ＹｍはＸｍから９０度であり、かつ航空機機体２の右に向かって正の軸である。ｚ軸ＺｍはＸｍとＹｍの両方から９０度であり、かつ航空機機体２の底部に垂直の軸である。航空機の操縦に関すると、正のローリングは右翼の落下方向であり、正のピッチングは機首上昇方向であり、正のヨーイングは機首右方向であり、すべて飛行線に関してである。
【００１７】
通常、航空機が航空機機体の座標と整列して飛行しないことは知られている。そのような飛行経路はしばしば飛行線と称される。したがって、ピッチング、ローリング、またはヨーイングのうちの１つまたは複数を伴って飛行しており、かつ堅固に装着されたレーダシステムを有する航空機は、機体座標内の目標の場所の判定で誤差要素を導入する。したがってレーダは通常では飛行線に関して動作するので、飛行線に関する座標系が開発され、しばしばドップラ座標系と称される。図５は航空機座標系とドップラ座標系の間の差異を例示している。ドップラ座標系のｘ軸Ｘｄは飛行線上にある。それぞれＸｄに対して直角であるｙ軸Ｙｄ、およびｚ軸ＺｄはＸｄを横切る方向、およびＸｄの上下方向として規定される。
【００１８】
したがって、もしも航空機２がピッチング、ローリング、またはヨーイングを伴わずに飛行している場合、機体座標系はドップラ座標系と揃う。正のローリングに関すると、ＸｍとＸｄはまだ揃っているが、ＹｄはＹｍよりも下に回転し、ＺｄはＺｍの左に回転する。正のヨーイングに関すると、ＸｄはＸｍの右に回転し、ＹｄはＹｍの後方に回転し、ＺｄとＺｍは揃っている。正のピッチングに関すると、ＸｄはＸｍの上方に回転し、ＹｄはＹｍと揃い、ＺｄはＺｍの前方に回転する。ピッチング、ローリング、およびヨーイングのうちの複数を有すること、および航空機機体座標内で目標の位置を求めることの複雑さは明らかである。
【００１９】
図６はドップラレーダ処理システム２００の一実施形態である。システム２００は反射されるレーダパルスを受信する３つのレーダアンテナを組み入れ、パルスはレーダ源に起源を発している。左アンテナ２０２はパルスを受信し、電気信号を受信器２０４へと転送する。受信器２０４は受信したレーダ信号をデータ収集ユニット２０６へと転送する。右アンテナ２０８は左アンテナ２０２よりもわずかに異なる時間にパルスを受信し、電気信号を受信器２１０へと転送する。受信器２１０は受信したレーダ信号をデータ収集ユニット２１２へと転送する。アンビギュオウスアンテナ２１４もやはり反射されたレーダ信号を受信し、受信した信号をサーキュレータ２１６へと送る。サーキュレータ２１６は送信信号をアンテナへと方向付け、アンテナからの受信信号を受信器２２０へと方向付けるように機能し、それにより、送信と受信の両方に単一のアンテナが使用されることを可能にする。受信器２２０は受信した信号をデータ収集ユニット２２２へと転送する。
【００２０】
データ収集ユニット２０６は左アンテナ２０２で受信された信号を表すデジタル信号を左の位相前処理ユニット２２４へと供給する。同様に、前処理ユニット２２６および２２８でデータ収集ユニット２２２および２１２それぞれから代表信号が受信される。データ収集ユニット２０６、２１２および２２２は、一実施形態では、受信された信号をサンプリングし、それにより、相対的に低速のコンピュータがデジタル化レーダデータを処理することが可能となるような速度までデータを削減するように構成される。一実施形態では、前処理ユニット２２４、２２６、および２２８はゲート測距機能を果たす。
【００２１】
位相プロセッサ２３０はアンテナで受信された左、右、およびアンビギュオウスの信号を表すようにゲートされ、フィルタで処理された信号を受信し、左とアンビギュオウスの信号、右とアンビギュオウスの信号、および右と左の信号それぞれの間の位相の関係を求める。目標への干渉角度を求めるために、直線距離、速度、および高度の示数と共に信号間の位相の関係が位相アンビギティー処理ユニット２３２内で使用される。機体座標プロセッサ２３３は干渉角度を利用して、例えばシステム２００を使用する航空機のＸＹＺ位置を本明細書で航空機機体座標としばしば称される現在の航空機位置に関して求める。
【００２２】
データ収集ユニット２２２から出る信号はまた、自動利得制御（ＡＧＣ）ユニット２３４でも受信される。ＡＧＣユニット２３４から出る信号は前処理ユニット２３６、２３８、および２４０へと送られる。前処理ユニット２３６から出るフィルタ処理された信号は、直線距離信号および高度情報を位相アンビギティー処理ユニット２３２に供給する距離追跡プロセッサ２４２へと送られる。前処理ユニット２３８はフィルタ処理された信号を距離検査プロセッサ２４４へと送る。前処理ユニット２４０は、ＡＧＣ２３４にフィードバック信号もまた供給する距離レベルプロセッサ２４６へとフィルタ処理された信号を送る。
【００２３】
図７は（図６に示される）システム２００用のデジタル処理セクション３００のブロック図である。システム２００の構成要素と同様であるセクション３００内の構成要素は図６で使用されるものと同じ参照番号を使用して図７において識別される。セクション３００は前処理ユニット２２４、２２６、２２８、２３６、２３８、２４０、およびプロセッサ２３０、２４２、２４４、２４６を含む。特に前処理ユニット２２４、２２６、２２８、２３６、２３８および２４０に言及すると、それぞれがゲート相関器３０２、相関バンドパスフィルタ３０４、ベースバンドＩ／Ｑ混合器３０６、およびスワスバンドパスフィルタ３０８を有する。フィルタ係数プロセッサ３０９は少なくとも、一実施形態では、ヘルツ単位でＦｃのフィルタ中心周波数、ヘルツ単位でＢのフィルタ帯域幅、ヘルツ単位でＦｓのフィルタサンプリング周波数をスワスバンドパスフィルタ３０８に与えるように構成され、フィルタ係数の決定にそれがＦｃ、Ｂ、およびＦｓを使用する。一実施形態では、プロセッサ３０９は入力としてアンテナ装着角度、機体座標内の速度ベクトル、ピッチ、および直線距離を受け取る。
【００２４】
図８は（図７にもやはり示された）相関バンドパスフィルタ３０４のブロック図である。しばしばｘ（０）と称される入力信号３１０が加算素子３１２に供給される。加算素子３１２の出力は、一実施形態では（さらに下記で説明される）１／Ｋ１の値を有する係数３１３で乗算される。係数３１３による乗算の後、しばしばｙ（０）と称される出力信号３１４が作り出される。加算素子３１２への別の入力は、しばしばｘ（−２）と称されるその出力が加算素子３１２に供給される２サンプル遅延素子３１６によって遅延を受けた入力信号３１０によって供給される。さらに、出力信号３１４が第２の２サンプル遅延素子３１８へとフィードバックされ、しばしばｙ（−２）と称されるその出力が第２の係数３１９で乗算され、加算素子３１２へと供給される。一実施形態では、係数３１９はＫ３の値を有する。したがって、存在する出力ｙ（０）は、ｙ（０）＝（１／Ｋ１）×［ｘ（０）−ｘ（−２）］−（Ｋ２×ｙ（−２））として計算され、ここでＫ１＝Ｃ＋１、Ｋ３＝Ｃ−１、Ｋ２＝Ｋ３／Ｋ１、およびＣ＝１／Ｔａｎ（π×帯域幅／ｆｓａｍｐｌｅ）であり、ここで帯域幅とサンプリング周波数はヘルツ単位であり、正接が計算される角度はラジアン単位である。
【００２５】
代替実施形態では、フィルタ３０４は距離の不確定スペクトル線をフィルタで除去し、帯域外れの干渉信号をフィルタで除去し、パルスである入力信号を連続波（ＣＷ）信号へと引き延ばすように構成される。一実施形態では、フィルタ３０４は入力として（図７に示された）ゲート／相関器３０２の出力を１００ＭＨｚのサンプリング速度、２５ＭＨｚのＩＦ周波数を受け取り、１０ＫＨｚの帯域幅を有す。したがって、この実施形態ではＩＦ周波数の期間当たり４つのサンプルが存在する。
【００２６】
１００ＭＨｚのサンプリングクロックは１０ナノ秒の速度でサンプルを与える。例えば、４マイクロ秒のパルス繰り返し間隔（ＰＲＩ）（Ｎ＝４００クロック／ＰＲＩ）および２サンプルのゲート幅は、結果として１つのＰＲＩの間に２つの非ゼロのゲートされたエコーサンプルｘ（０）およびｘ（１）と３９８個のゼロ振幅サンプルｘ（２）〜ｘ（３９９）が相関フィルタ３０４に入ることにつながる。妥当な処理サイズと速度のフィルタを提供するために、フィルタ出力に影響を与えないゼロ振幅のサンプルはフィルタ３０４で処理されない。したがって、非ゼロの入力の時間で遅延素子３１６と３１８によって例示されるようなフィルタフィードバック構成に必要とされる過去の出力、例えばｙ（−２）は利用不可能である。これらの過去の出力は、前のエコーの間および直後に作り出されたフィルタ出力（前の非ゼロサンプル）と、分かっているパルス繰り返し間隔にわたるフィルタの減衰特性に基づいて計算される。
【００２７】
付け加えると、過去の出力のうちの１つｙ（−１）は、狭い１０ｋＨｚの帯域幅が原因でフィルタ３０４の一実施形態で殆どゼロの値を備えたフィードバック乗算器を有するので使用されない。
【００２８】
１つの例となる実施形態では、Ｆｓａｍｐｌｅ＝１００ＭＨｚ、中心周波数＝２５ＭＨｚ、および帯域幅＝８ＫＨｚであり、係数はＫ１＝３９７９．８７３６６１、Ｋ３＝３９７７．８７３６６１、およびＫ２＝０．９９９４９７４７１５として計算される。Ｐ＝ＰＲＩ内のサンプル数とする。フィルタ３０４はゲート幅の始まりで計算を開始し、ゲート幅の終わりの後に２カウント継続する。ゲート幅＋２カウントの後、次のステップはｙ（−２）とｙ（−１）を計算し、次のゲート幅の始まりでのｘ（Ｐ）データを待つことであって、ｘ（Ｐ）はｘ（０）と等価である。表１は低い高度のレーダデータ、２サンプル幅の追跡と位相のゲート、および４００マイクロ秒のＰＲＩについてフィルタ３０４の動作の一般的手順を例示している。フィルタ出力ｙ（０）の計算はフィルタ出力ｙ（−２）を必要とする。表２の例はｙ（−２）の計算を例示しており、ＰＲＩ＝４マイクロ秒であればＮ＝４００である。
【００２９】
【表１】
2005525563.tif 000003
【００３０】
一実施形態では、距離ゲートが内向き方向に移動させられればｙ（３９９）はｙ（０）になる。結果として生じるＰは３９９になる。距離ゲートが外向き方向に移動させられればｙ（１）がｙ（０）になり、結果として生じるＰは４０１になる。ｙ（４）からｙ（１１）の判定に関して示されたアルゴリズムは、一般的アルゴリズム式を公式化するために使用される。
【００３１】
４００のＰおよび２クロックカウントのゲート幅を伴ったｙ（−２）の計算の例となる具体例に加えて、表２はまた、３を超えるカウント（Ｎ）に関する一般的アルゴリズム式を例示している（すなわち、偶数Ｎについてｙ（Ｎ）＝（−Ｋ２）Ｍ×ｙ（２）、ｙ（Ｎ＋１）＝（−Ｋ２）Ｍ×ｙ（３）であり、ここでＭ＝（Ｎ（偶数）／２）−１である）。
【００３２】
【表２】
2005525563.tif 000004
【００３３】
説明される実施形態では、ｙ（０）からｙ（３）については新たなｘ（Ｎ）および／またはｙ（Ｎ）データが利用可能であるのでフィルタアルゴリズムが計算される。ｙ（３）のアルゴリズム計算の後、ｙ（３９８）とｙ（３９９）が計算され、フィルタアルゴリズムはｘ（４００）のデータを待ち受けるように構成され、ここでｘ（４００）はｘ（０）と等価である。もしも距離追跡アルゴリズムがｘ（０）がｘ（３９９）であると決定すれば、すなわち、距離ゲートがＰＲＩを短縮させ、その後ｙ（３９７）とｙ（３９８）が計算される。もしも距離追跡アルゴリズムがｘ（０）がｘ（４０１）であると決定すれば、すなわち、距離ゲートがＰＲＩを増大させ、その後ｘ（３９９）とｘ（４００）が計算される。信号位相は正しいｘ（０）およびｙ（−２）を使用することによって保存される。ＰＲＩは４マイクロ秒に限定されるわけではなく、広範囲の値を有することが可能である。フィルタアルゴリズムは、距離追跡アルゴリズムが３９９または４０１カウントを必要としない限り、次のサイクルで４００までカウントするようにＮカウンタを設定するように構成される。概して、フィルタ３０４と同様に構成されたフィルタは、知られているフィルタ処理の枠組みに必要とされる数学的操作の最大で約９５％までを除外することが可能である。
【００３４】
高い高度の動作に関するフィルタ３０４の別の例となる実施形態はバーカー符号を組み入れる。表３は４に等しいチップ幅、４マイクロ秒のＰＲＩ、およびＰ＝４００を伴った例の実施形態を例示している。この例の実施形態では、１３ビットのバーカー符号が使用され、入力ｘ（０）とｘ（１）はデータであり、ｘ（２）とｘ（３）はゼロで満たされ、ｘ（４）とｘ（５）はデータであり、ｘ（６）とｘ（７）はゼロで満たされ、そのパターンはＮが５１に等しくなるまで続く。概して、５１を超えるＮに関するアルゴリズムは、偶数Ｎについてｙ（Ｎ）＝（−Ｋ２）Ｍ×ｙ（５０）、およびｙ（Ｎ＋１）＝（−Ｋ２）Ｍ×ｙ（５１）で与えられ、ここでＭ＝（Ｎ（偶数）−５０）／２）−１である。
【００３５】
【表３】
2005525563.tif 000005
【００３６】
図９はベースバンドのＩ／Ｑ混合器３０６のブロック図である。混合器３０６はＩＦ（中間周波数）入力信号上で、航空機２の後方である負のドップラシフトを拒絶し、その一方で航空機２の前方である正のドップラシフト信号が通過することを可能にするように構成される。正のドップラシフト信号は、負のドップラシフト信号が後方であるのと等価的に前方である。特に混合器３０６に言及すると、ＩＦの同相部分はＰＲＩがレーダパルス繰り返し間隔である場合に１／ＰＲＩの周波数で動作するように構成された混合器３２２を含み、それが同相のＩＦ信号をベースバンド（ドップラ）周波数へと変換する。同相部分にやはり含まれているものはローパスフィルタ３２４、デシメータ３２６、およびオールパスフィルタ３２８である。特に混合器３０６に言及すると、ＩＦの直交部分はＩＦの直交信号を作り出す遅延素子３３０、ＰＲＩがレーダパルス繰り返し間隔である場合に１／ＰＲＩの周波数で動作するように構成された混合器３３２を含み、それが直交のＩＦ信号をベースバンド（ドップラ）周波数へと変換する。直交部分にやはり含まれているものはローパスフィルタ３３４、デシメータ３３６、およびオールパスフィルタ３３８である。オールパスフィルタ３２８および３３８は差分素子３４０で受信されるベースバンド（ドップラ）直交信号を作り出すように構成され、そこではオールパスフィルタ３２８の出力からオールパスフィルタ３３８の出力が差し引かれる。結果的に得られる差信号は正もしくは前向きのベースバンド（ドップラ）信号を含み、それがスワスバンドパスフィルタ３０８で受信される。
【００３７】
特定の実施形態では、混合器３０６で受信されるデータの周波数は２５ＭＨｚであり、ＩＦ（中間周波数）信号と称される。一実施形態の中の混合器３０６は２５ＭＨｚのＩＦ信号をベースバンド（ドップラ）周波数へと変換するように構成され、さらに、負のドップラ周波数を拒絶するように構成される。特定の実施形態では、混合器３２２および３３２は相関バンドパスフィルタ３０４から出る信号のデシメーション処理で２５ｋＨｚのサンプル速度にすることを可能にするＰＲＩを伴って構成される。特に、示された実施形態では、許容されるＰＲＩは２００、４００、５００、８００、および１０００を含む。
【００３８】
説明の目的で、ローパスフィルタ３２４への現在の入力はｘ１（０）で与えられる。そのとき、ローパスフィルタ３２４の現在の出力はｙ１（０）＝（１／Ｋ１）［ｘ１（０）＋ｘ１（−１）］−［Ｋ２×ｙ１（−１）］で与えられ、ここでｘ１（−１）およびｙ１（−１）はそれぞれローパスフィルタ３２４の前回の入力および出力である。ローパスフィルタ３３４への現在の入力はｘ０（０）で与えられる。そのとき、ローパスフィルタ３３４の現在の出力はｙ０（０）＝（１／Ｋ１）［ｘ０（０）＋ｘ０（−１）］−［Ｋ２×ｙ０（−１）］で与えられ、ここでｘ０（−１）およびｙ０（−１）はそれぞれローパスフィルタ３３４の前回の入力および出力である。Ｋ１は１＋（１／ｔａｎ（πｆｏ／Ｆｓ２）、およびＫ２は１−（１／ｔａｎ（πｆｏ／Ｆｓ２）であり、ここでｆｏは帯域幅であり、Ｆｓ２はローパスフィルタ３２４および３３４のサンプリング周波数である。一実施形態ではローパスフィルタ３２４および３３４のサンプリング周波数は、１００ＭＨｚをパルス繰り返し間隔で除算した受信信号周波数Ｆｓ１である。
【００３９】
ローパスフィルタ３２４および３３４から出力された信号は、デシメータ３２６および３３６でさらにダウンサンプリングされる。一実施形態では、デシメータ３２６および３３６は、オールパスフィルタ３２８および３３８のサンプリング周波数Ｆｓ３で乗算したパルス繰り返し間隔を受信信号周波数で除算した周波数、すなわち（ＰＲＩ×Ｆｓ３）／Ｆｓ１の周波数でサンプリングするように構成される。
【００４０】
図１０はベースバンド（ドップラ）同相オールパスフィルタ３２８およびベースバンド（ドップラ）直交オールパスフィルタ３３８のブロック図３５０である。一実施形態では、オールパスフィルタ３２８およびオールパスフィルタ３３８はベースバンド（ドップラ）直交信号を発生するように構成され、かつカスケード接続された４つの２次無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを有する。特にオールパスフィルタ３２８に言及すると、フィルタ素子３５２、３５４、３５６、および３５８を含み、ここではそれらは時にａ、ｂ、ｃ、およびｄとそれぞれ称される。オールパスフィルタ３３８に言及すると、フィルタ素子３６２、３６４、３６６、および３６８を含み、ここではそれらは時にｅ、ｆ、ｇ、およびｈとそれぞれ称される。
【００４１】
図１１はフィルタ素子３８０の一実施形態のブロック図である。素子３８０は（図９に示された）フィルタ素子３５２、３５４、３５６、３５８、３６２、３６４、３６６、および３６８すべての代表である。以下の説明は特に、遅延素子３９２、３９６、４００、４０４、加算素子３８６、および利得素子３８４、３９４、３９８、３８８、４０２、４０６で構成される素子３８０に関する。説明の目的で、現在の入力３８２はｘ（０）と称される。そのとき、現在の出力３９０はｙ（０）＝［（Ａ０×ｘ（０））＋（Ａ１×ｘ（−１））＋（Ａ２×ｘ（−２））−（Ｂ１×ｙ（−１））−（Ｂ２×ｙ（−２））］／Ｂ０で与えられ、ここでｘ（−１）とｙ（−１）はそれぞれフィルタ素子３８０の前回の入力と出力であり、ｘ（−２）とｙ（−２）はそれぞれフィルタ素子３８０の前々回の入力と出力である。Ａ０、Ａ１、Ａ２、Ｂ１、およびＢ２は利得ブロック係数を指す。
【００４２】
或る特定の実施形態では、上記の式は（図９に示された）フィルタ素子３５２、３５４、３５６、３５８、３６２、３６４、３６６、および３６８すべてについて適用可能である。以下はそれぞれのフィルタ素子に関する係数であって、素子３５２、３５４、３５６、３５８、３６２、３６４、３６６、および３６８はａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、およびｈでそれぞれ表され、ＢＢｆｒｅｑはベースバンドサンプリング周波数であり、Ｔは１／ＢＢｆｒｅｑである。一実施形態では浮動小数点精度が使用される。
【００４３】
素子ａ
ａ＝１．０／０．３２２５；
ｗ０＝５７．９５６；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０、
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ａ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｂ
ｂ＝１．０／０．４０７１；
ｗ０＝１１９８．２；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｂ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｃ
ｃ＝１．０／０．４０７３；
ｗ０＝１６９７４．０；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｃ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｄ
ｄ＝１．０／０．３９０８；
ｗ０＝２５９５８３．５；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｄ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｅ
ｅ＝１．０／０．３９０８；
ｗ０＝１５２．０５；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｅ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｆ
ｆ＝１．０／０．４０７３；
ｗ０＝２３２６．０３；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｆ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｇ
ｇ＝１．０／０．４０７１；
ｗ０＝３２９４９．６５；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｇ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
素子ｈ
ｈ＝１．０／０．３２２５；
ｗ０＝６８１１７８．９；
Ａ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ａ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ａ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ２＝（４．０／Ｔ）／Ｔ−（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０；
Ｂ１＝（−８．０／Ｔ）／Ｔ＋２．０×ｗ０×ｗ０；
Ｂ０＝（４．０／Ｔ）／Ｔ＋（２．０×ｗ０×ｈ／Ｔ）＋ｗ０×ｗ０。
【００４４】
図１２はスワスバンドパスフィルタ３０８の一実施形態のブロック図である。フィルタ３０８はドップラ周波数に中心設定された１次バンドパスフィルタである。フィルタ３０８は（図９に示された）ＩＱ混合器３０６から出力された信号Ｅｎを入力として受信する。さらなる入力は、ヘルツ単位でＦｃのフィルタ中心周波数、ヘルツ単位でＢのフィルタ帯域幅、およびヘルツ単位でＦｓの供給されるフィルタサンプリング周波数を含む。
【００４５】
フィルタで処理された出力信号Ｅｏは、Ｅｏ＝（Ａ０／Ｂ０）×Ｅｎ−（Ａ０／Ｂ０）×Ｅｎ×Ｚ−２−（Ｂ１／Ｂ０）×Ｅｏ×Ｚ−１−（Ｂ２／Ｂ０）×Ｅｏ×Ｚ−２に従って求められる。特にフィルタ３０８に言及すると、入力信号Ｅｎ４２２が受信され、Ａ０／Ｂ０の値を備えた係数４２４で乗算され、その後、加算素子４２６に加えられる。加算素子４２６の出力はフィルタ出力４２８である。入力４２２はまた、２サンプル遅延素子４３０によって２カウント遅延させられ、その出力が−Ａ０／Ｂ０の値を備えた係数４３２で乗算され、その後、加算素子４３２に加えられる。
【００４６】
出力４２８はサンプル遅延素子４３４で乗算され、その出力が−Ｂ１／Ｂ０の値を備えた係数４３６で乗算され、その後、加算素子４３２に加えられる。出力４２８はまた、２サンプル遅延素子４３８で乗算され、その出力が−Ｂ２／Ｂ０の値を備えた係数４４４で乗算され、その後、加算素子４３２に加えられる。フィルタ３０８に関する係数は、ラジアンで帯域幅であるＷｂ＝２πＢ、ラジアンでフィルタ３０８の上側３ｄｂ点であるＷｕ＝２π×（Ｆｃ＋Ｂ／２）、ラジアンでフィルタ３０８の下側３ｄｂ点であるＷｌ＝２π×（Ｆｃ−Ｂ／２）に従って求められる。係数Ａ０は２×Ｆｓ×Ｗｂ、Ｂ０は（４×Ｆｓ２）＋（２×Ｆｓ×Ｗｂ）＋（Ｗｌ×Ｗｕ）、Ｂ１は（２×Ｗｌ×Ｗｕ）−（８×Ｆｓ２）、およびＢ２＝（４×Ｆｓ２）−（２×Ｆｓ×Ｗｂ）＋（Ｗｌ×Ｗｕ）である。
【００４７】
図１３は（図７にもやはり示された）フィルタ係数プロセッサ３０９のブロック図であり、一実施形態では、（図７および１２に示された）スワスバンドパスフィルタ３０８に入力を供給するように構成される。プロセッサ３０９は距離のスワスおよび位相のスワスに中心周波数Ｆｃを供給し、追跡と位相のスワスおよびレベルと確認のスワスにヘルツ単位でフィルタ帯域幅Ｂを供給する。スワスフィルタの中心周波数を制御することによって、プロセッサ３０９はアンテナビームの中心にドップラスワスを保つことが可能である。また、フィルタの帯域幅も制御される。フィルタの帯域幅は、帯域幅に逆向きであるが直接関連するフィルタ３０８の充電時間が航空機２のスワス幅飛行横断時間に等しくなるように地上への下方追跡スワス幅に直接関連する。したがって、フィルタの帯域幅は航空機２の速度と整合し、最小限の処理を必要とする。アンテナの装着角度、および航空機のピッチングを知ることで、下記で述べられるようにアンテナビームの中心に対する角度が分かり、概してＦｃ＝２×速度×ｓｉｎ（角度）／レーダ波長、に従って中心周波数が計算される。
【００４８】
特にプロセッサ３０９に言及すると、Ｖｒ＝Ｖｖ×Ｃｏｓ（９０−ｒ−ａ）＝Ｖｖ×Ｓｉｎ（ａ＋ｒ）に従って距離のスワスの中心周波数でのドップラ速度Ｖｒ４６０を求めるために機体座標内のアンテナ装着角度と速度ベクトルが入力され、ここでＶｖ＝（Ｖｘ２＋Ｖｚ２）０．５であり、Ｖｘ＝機体のｘ軸に関する速度成分、Ｖｚ＝機体のｚ軸に関する速度成分、ａ＝ＡＴａｎ（Ｖｚ／Ｖｘ）、およびｒはアンテナ装着角度である。距離のスワスの中心周波数Ｆｒ４６２はＦｒ＝２×Ｖｒ／Ｌに従って求められ、ここでＬは波長であり、特定の一実施形態では６．９８３ｃｍ（０．２２９１フィート）である。機体のｙ軸に関する速度成分Ｖｙは、アンテナが機体のｙ軸に固定されるためにこの成分がゼロの値を有するので、アンテナビーム内でスワスを中心に据えることに使用されない。
【００４９】
プロセッサ３０９はまた、距離の処理による遅延に等しい時間で距離のスワスの後ろに遅延させられる位相のスワスのドップラ速度Ｖｐ４６４を求めるように構成される。Ｖｐは、Ｖｐ＝Ｖｖ×Ｃｏｓ（９０−（ｒ−ｐ）−ａ）＝Ｖｖ×Ｓｉｎ（ａ＋ｒ−ｐ）として計算され、ここでＶｖ＝（Ｖｘ２＋Ｖｚ２）０．５、（Ｖｘ＝機体のｘ軸に関する速度成分、Ｖｚ＝機体のｚ軸に関する速度成分）、ａ＝ＡＴａｎ（Ｖｚ／Ｖｘ）、ｒはアンテナ装着角度、およびｐ＝（Ｔ×Ｖｘ／Ｈ）×（１８０／π）度であり、Ｔ＝１／πＢであって距離スワスフィルタを通過する遅延であり、Ｔ×Ｖｘは機体のＸ軸に関する乗物の移動量であり、Ｂはスワス帯域幅であり、Ｈはフィート単位の高度である。位相のスワスの中心周波数４６６はＦｐ＝２×Ｖｐ／Ｌに従って計算され、ここでＬは波長であり、特定の一実施形態では６．９８３ｃｍ（０．２２９１フィート）である。
【００５０】
プロセッサ３０９は、Ｂ＝Ｖｘ／（０．６（Ｈ）０．５）に従ってヘルツ単位で追跡と位相のスワスの帯域幅Ｂ４６８を求めるように構成され、ここでＨはフィート単位の高度である。レベルと確認のスワスの帯域幅４７０は追跡と位相の帯域幅に対するレベルと確認の帯域幅の比Ｋとして計算され、追跡と位相のスワスの帯域幅４６８で乗算される。図１４は上述の計算を具体的に示すベクトル図５００である。一実施形態では、レーダが距離探査モードにある場合、高度に代わって探査距離が帯域幅を計算するために使用される。
【００５１】
フィルタ３０８およびプロセッサ３０９は一体となって、変化する地形および変化する航空機の高度、ローリング、およびピッチングにわたって、知られているシステムよりも優れたレーダ性能を達成するためのレーダドップラフィルタの中心周波数および帯域幅を自動的に構成する。求められた中心周波数はレーダのスワスをアンテナビームのほぼ中心に維持するように動作する。算出された帯域幅は地上に対する追跡のスワスの幅を制御する帯域幅であり、対応するスワス幅の距離を航空機が移動するためにかかる時間にフィルタの時定数が等しくなるように算出される。その帯域幅は目標上の時間に対応し、第２のスワスがどの程度の長さで第１のスワスから遅れているかについて情報を与える。位相チャネルのスワスは（図７に示された）距離プロセッサ２４２の処理時間が原因となる分の位置で後ろに設定される。中心周波数および帯域幅の計算は、正のドップラシフトが実現されるように航空機のわずかに前方にスワスを保つためのメカニズムを与える。
【００５２】
図１５は（図６および７にもやはり示された）位相プロセッサ２３０のブロック図である。位相プロセッサ２３０は３個の位相検出器５１０、５１２、および５１４を含む。一実施形態では、位相検出器５１０、５１２、および５１４は入力部および基準入力部を備えて構成され、さらに、入力部と基準入力部の間の位相差を求めるように構成される。位相プロセッサ２３０は、上述したように左チャネル、右チャネル、およびアンビギュオウスチャネルのすべてについて、（図７に示された）スワスバンドパスフィルタ３０８から処理済のレーダエコーデータを受信するように構成される。３つのチャネルに関するエコーデータの位相差の判定は、レーダデータがエコーさせられた目標に関する正確な位置決定を可能にする。
【００５３】
示された実施形態では、位相検出器５１０は、左チャネルのエコーデータを基準としてアンビギュオウスチャネルのエコーデータを入力として受信するように構成され、さらに、左とアンビギュオウスのチャネル間の位相差を決定かつ出力するように構成される。位相検出器５１２は、アンビギュオウスチャネルのエコーデータを基準として右チャネルのエコーデータを入力として受信するように構成され、さらに、アンビギュオウスと右のチャネル間の位相差を判定かつ出力するように構成される。位相検出器５１４は、左チャネルのエコーデータを基準として右チャネルのエコーデータを入力として受信するように構成され、さらに、左と右のチャネル間の位相差を決定かつ出力するように構成される。
【００５４】
図１６は（図１５に示された）位相検出器５１０のブロック図である。位相検出器５１２および５１４は同じ構成である。位相検出器５１０は（図９および１０に示された）複数の同相オールパスフィルタ３２８および直交オールパスフィルタ３３８を組み入れる。特に、入力は第１の同相フィルタ５２０（ＡＰ１．１）および第１の直交フィルタ５２２（ＡＰ１．２）で受信される。基準入力は第２の同相フィルタ５２４（ＡＰ２．１）および第２の直交フィルタ５２６（ＡＰ２．２）で受信される。乗算器５３２はフィルタ５２０および５２６からの出力を乗算するように構成される。別の乗算器５３４はフィルタ５２２および５２４からの出力を乗算するように構成される。第３の乗算器５３６はフィルタ５２０および５２４からの出力を乗算するように構成される。第４の乗算器５３８はフィルタ５２２および５２６からの出力を乗算するように構成される。乗算器５３２の出力から乗算器５３４の出力が減算素子５４０で減算され、それがＹ出力５４２を作り出す。乗算器５３６の出力は加算素子５４４で乗算器５３８の出力と加算され、それがＸ出力５４６を作り出す。処理素子５４８は、入力と基準入力の間のラジアン単位の位相差であって、Ｙ出力５４２をＸ出力５４６で除算した商のアークタンジェントを求めるように構成される。
【００５５】
数学的形式では、Ｙ出力５４２はＹ＝（ＡＰ１．１×ＡＰ２．２）−（ＡＰ１．２×ＡＰ２．１）として計算され、Ｘ出力５４６はＸ＝（ＡＰ１．１×ＡＰ２．１）＋（ＡＰ１．２×ＡＰ２．２）として計算され、位相差はＡＴＡＮ（Ｙ／Ｘ）である。
【００５６】
一実施形態では、同相フィルタ５２０および５２４と直交フィルタ５２２および５２６は図１０で説明したような４つのカスケード接続された２次無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを含む。さらに、この実施形態では、フィルタ５２０および５２４は（図１０で示された）同相フィルタ素子３５２、３５４、３５６、および３５８を含むように構成され、かつ上述したような素子ａ、ｂ、ｃ、およびｄにそれぞれ対応する係数を備えて構成される。直交フィルタ５２２および５２６に言及すると、それらは（図１０で示された）直交フィルタ素子３６２、３６４、３６６、および３６８を含むように構成され、かつ上述したような素子ｅ、ｆ、ｇ、およびｈにそれぞれ対応する係数を備えて構成される。
【００５７】
いったん右、左、およびアンビギュオウスのチャネルの間の位相差が求められると、上述したように一実施形態では、目標への干渉角度を求めるために位相差が使用される。図１７は（図６でもやはり示された）位相アンビギティー処理ユニット２３２のブロック図である。一実施形態では、位相アンビギティー処理ユニット２３２はアンビギュオウスチャネルと左のレーダチャネルの間の電気的位相差を位相検出器５１０から、右チャネルとアンビギュオウスレーダチャネルの間の電気的位相差を位相検出器５１２から、右チャネルと左のレーダチャネルの間の電気的位相差を位相検出器５１４から受信するように構成される。
【００５８】
位相アンビギティー処理ユニット２３２は、アンテナでの受信から、および航空機２内のケーブル配線および処理領域を通じてレーダ信号の経路設定時に生じる位相シフトを補償する位相シフト値を与える位相バイアス調節ユニット５７０を有する。信号の経路設定のためのケーブル配線に起因して信号の大部分の位相シフトが生じることは承服される。位相バイアス調節５７０はアンビギュオウスチャネルを左のレーダチャネルに関して補償する。位相バイアス調節５７２は右のチャネルをアンビギュオウスレーダチャネルに関して補償する。位相バイアス調節５７４は右のチャネルを左のレーダチャネルに関して補償する。
【００５９】
補償された位相差信号は位相アンビギティー解析器５７６で受信される。一実施形態では、位相アンビギティー解析器５７６はソフトウェアを使用して導入され、受信されたレーダ信号の反射源となった目標への物理的（干渉）角度を求める。位相アンビギティー解析は下記でさらに説明される。位相アンビギティー信号の解析の後、ローパスフィルタ５７８を利用して物理的角度信号がフィルタ処理され、航空機機体座標（Ｘ，Ｙ，Ｚ）に関する目標の角度位置が（下記でさらに説明される）機体座標プロセッサ２３３を使用して目標への物理的角度から求められる。一実施形態では、求められた位置は、その軸が航空機２の機体のＹ軸である円錐の半分の角度を９０度から差し引いた値である。したがって、目標は上述の９０度からの減算を与える円錐形表面上にある。
【００６０】
【表４】
2005525563.tif 000006
【００６１】
表４は電気的位相差に基づいて目標への物理的角度を求めるために一実施形態で利用される位相アンビギティー解析マトリックスである。算出された電気的角度位相差θは［（３６０×Ｓ）／λ］×ｓｉｎ（Φ）、またはＫ×ｓｉｎ（Φ）に等しく、ここでΦは航空機座標での目標の物理的角度であり、Ｓは２つのアンテナ素子間のフィート単位での間隔であり、λはレーダ信号のフィート単位での波長である。或る特定の実施形態では、左のアンテナとアンビギュオウスアンテナの間の間隔は８．８９１ｃｍ（０．２９１７フィート、３．５インチ）であり、アンビギュオウスアンテナと右のアンテナの間の間隔は２１．５８９ｃｍ（０．７０８３フィート、８．５インチ）であり、左のアンテナと右のアンテナの間の間隔は３０．４８ｃｍ（１フィート、１２インチ）である。この実施形態ではレーダの波長は６．９８３ｃｍ（０．２２９１フィート）である。したがってこの実施形態で、かつ表４を参照すると、Ｋ１は（３６０×０．２９１７）／０．２２９１、すなわち約４５８．４であり、Ｋ２は（３６０×０．７０８３）／０．２２９１、すなわち約１１１３．２５であり、Ｋ２は（３６０×１）／０．２２９１、すなわち約１５７１．６４である。そのとき、物理的角度はΦ＝ｓｉｎ−１（θ／Ｋ）に従って求められる。
【００６２】
アンテナ間隔、レーダ波長、および航空機の位置がすべて様々なアンテナで受信されるレーダ信号のタイミングに影響を与えるので、上述のようにして求められる位相差は異なる比率で変化する。表４に例示された実施形態では、物理的角度が多数の電気的位相差について計算され、真の物理的角度は（２つの角度内で）３つの横列のそれぞれの中でほぼ同じ物理的角度計算値を与える解である。第１のアンテナ対（左とアンビギュオウス）を使用し、かつアンテナの間隔に基づき、位相検出器５１０から受信した電気的位相差から３通りの考え得る物理的角度が求められる。第２のアンテナ対（アンビギュオウスと右）はさらに離れているので、５通りの考え得る物理的角度が求められる。最後のアンテナ対（左と右）が最も離れており、したがって７通りの考え得る物理的角度が求められる。上述したように、物理的角度の計算の各グループからの物理的角度の１つがほぼ等価であるから、したがって確定的な物理的角度の解を与える。そのようなシステムでは、アンテナ対の間隔がレーダ波長の倍数であってはならないことに留意することが重要である。
【００６３】
図１８は３通りのアンテナ対の間の変化する電気的位相差を例示するチャート６００である。チャート６００は上述の過程を具体的に示す補助となる。３通りのアンテナ対の間の変化する電気的位相差が図に記されると、各アンテナ対に関する変化する電気的位相差のプロットから単一の機械的（物理的）角度が求められることが可能である。すなわち、或る物理的角度について、位相差を各レーダチャネルのグループ化に与える１つの解が存在し、それはチャネルのグループ化について算出された位相差にほぼ等しい。
【００６４】
図１９は（図６でもやはり示された）機体座標プロセッサ２３３への入力およびそれからの出力を例示するブロック図である。プロセッサは（図１７で説明された）ローパスフィルタ５７８を介して目標への位相検出器角度を位相アンビギティー解析器５７６から受信する。プロセッサ２３３はさらに、ドップラスワスフィルタの中心周波数とフィルタ帯域幅、目標へのフィート単位による距離、ならびにピッチング、ローリングおよび方位角の速度を受信する。下記で説明される処理法を利用して、プロセッサ２３３は航空機機体座標内で目標への距離を求めるように構成される。一実施形態では、この距離は航空機機体座標ｘ、ｙ、およびｚに関してフィート単位で求められる。プロセッサ２３３はさらに、ｘとｚの航空機機体座標に関する速度を求める。
【００６５】
図２０は図１９の機体座標プロセッサ２３３の詳細なブロック図である。目標までの距離、乗物のピッチング、ローリングおよび方位角での速度、加えてスワスフィルタの中心周波数と帯域幅が、ドップラ円の方程式を求めるように構成されるドップラ円方程式プロセッサ６２０に入力される。この円はスワスフィルタ中心周波数の式Ｆｃ＝［２×Ｖ×ｃｏｓ（β）］／Ｌを使用して求められ、ここでＶは速度、Ｌは波長、βは飛行線に関する角度であり、上記の式の操作を通じて求められる。したがって、β＝ｃｏｓ−１（（Ｆｃ×Ｌ）／（２×Ｖ））である。ドップラ円の半径Ｒｄは、Ｒｄ＝目標までの距離×ｓｉｎ（β）に従って求められる。航空機からドップラ円までの距離Ｘｄは、Ｘｄ＝目標までの距離×ｃｏｓ（β）に従って求められる。図２１は以上に由来するドップラ円に関連する式を具体的に示すために与えられる。
【００６６】
さらに具体的に示すために例の計算が使用される。ドップラ円方程式プロセッサ６２０への入力は目標までの距離６１０ｍ（２０００フィート）、速度２４４ｍ／秒（８００フィート／秒）、波長６．９８ｃｍ（０．２２９フィート）、およびドップラスワスフィルタの中心周波数１２１３ヘルツを含む。航空機の飛行線に関する角度βは、ｂ＝ｃｏｓ−１（（１２１３×０．２２９）／（２×８００））＝８０度と求められる。ドップラ円の半径Ｒｄは６１０ｍ×ｓｉｎ（８０）＝６００ｍ（２０００フィート×ｓｉｎ（８０）＝１９６９フィート）であり、ドップラ円の距離Ｘｄは６１０ｍ×ｃｏｓ（８０）＝１０５．８ｍ（２０００フィート×ｃｏｓ（８０）＝３４７フィート）である。
【００６７】
再び図２０を参照すると、プロセッサ２３３は干渉円方程式プロセッサ６２２をさらに含み、それは機体座標内で干渉円方程式を求めるように構成される。プロセッサ６２２は目標までの距離、および（図１７に示された）位相アンビギティー解析器５７６によって算出される目標への干渉角度（または位相検出器角度）ａを入力として受信する。干渉円の半径Ｒｉは、Ｒｉ＝目標までの距離×ｃｏｓ（ａ）として計算される。Ｙｍ軸上の干渉円の場所はＹｍ＝目標までの距離×ｓｉｎ（ａ）である。上記の例に関し、かつ１５度の干渉角度入力を含めると、干渉円の半径Ｒｉは６１０ｍ×ｃｏｓ（１５）すなわち５８９ｍ（２０００フィート×ｃｏｓ（１５）すなわち１９３２フィート）である。Ｙｍ軸上の円の場所は、Ｙｍ＝６１０ｍ×ｓｉｎ（１５）すなわち１５８ｍ（２０００フィート×ｓｉｎ（１５）すなわち５１８フィート）である。図２２は以上に由来する干渉円に関連する式を具体的に示すために与えられる。
【００６８】
再び図２０を参照すると、プロセッサ２３３内のドップラ対機体座標変換プロセッサ６２４はドップラ円方程式とピッチング、ローリングおよびヨーイング入力を使用してドップラ円を機体座標へと変換する。最後に、交差プロセッサ６２６は、機体座標に変換された干渉円方程式とドップラ円方程式の交点を求めるために式の解を得るように構成される。
【００６９】
一実施形態では、変換は
【００７０】
【数１】
2005525563.tif 000007
【００７１】
に従って機体座標内で（ピッチング、ローリング、およびヨーイング）操縦データＮから速度ベクトルを求めることによって始まり、ここで変換マトリックスは
【００７２】
【数２】
2005525563.tif 000008
【００７３】
によって与えられ、Ψは方位角、θはピッチング角、およびφはローリング角である。
速度単位ベクトル（余弦方向）は機体座標内でａｘ＝Ｖｘ／（Ｖｘ２＋Ｖｙ２＋Ｖｚ２）１／２、ａｙ＝Ｖｙ／（Ｖｘ２＋Ｖｙ２＋Ｖｚ２）１／２、ａｚ＝Ｖｚ／（Ｖｘ２＋Ｖｙ２＋Ｖｚ２）１／２として与えられる。
【００７４】
交差プロセッサ６２６は、Ｘ１＝Ｄ×ａｘ、Ｙ１＝Ｄ×ａｙ、Ｚ１＝Ｄ×ａｚとして計算される機体座標を求めるように構成され、ここで速度ベクトルＤはＲ×ｃｏｓ（β）として与えられ、β＝ｃｏｓ−１（Ｆｃ×Ｌ／２×Ｖ）である。Ｂはドップラ円錐角であり、Ｆｃはスワスフィルタの中心周波数であり、Ｒは目標への距離であり、Ｖは（Ｖｘ２＋Ｖｙ２＋Ｖｚ２）１／２であり、およびＬはレーダの波長である。
【００７５】
機体座標内の目標の位置はまた、ｙ＝Ｒ×ｓｉｎ（Ａ）として交差プロセッサ６２６によって計算され、ここでＡは機体座標内の測定された位相の角度である。座標ｚはｚ＝（−ｂ±（ｂ２−４ａｃ）１／２）／（２×ａ）として計算され、ここでａ＝１＋（Ｚ１／Ｋ１）２、ｂ＝（−４Ｚ１×ＫＴ／（２Ｘ１）２）、およびｃ＝（ＫＴ／２Ｘ１）２−ＫＡである。ＫＡは（Ｒ×ｃｏｓ（Ａ））２として計算され、ＫＢは（Ｒ×ｓｉｎ（Ｂ））２として計算され、ＫＹ＝（ｙ−Ｙ１）２、およびＫＴはＫＴ＝ＫＡ＋ＫＹ−ＫＢ＋Ｘ１２＋Ｚ１２として計算される。座標ｘはｘ＝（ＫＡ−ｚ２）１／２に従って計算される。
【００７６】
例えば、上記で詳細に述べたように航空機の機体に関するレーダ目標の位置の決定が必要であるが、目標への距離を求めることもやはり特定の用途では必要である。高い高度のレーダ操作でよく知られているように、エコーパルスが受信される前に多数のレーダ送信パルスが送信される可能性がある。これはしばしば不確定なレーダ射程の問題と称される。図２３はこの問題に対する１つの解決策を例示しており、その解決策はレーダ送信パルス６５０を位相符号で変調することである。レーダ送信パルス６５０の個々のパルスの位相シフトを含む符号の導入は、送信パルス６５０をレーダによって受信されるエコーパルス６５２と同期させることを可能にする。位相符号化されたレーダパルスとエコーパルスの同期は、しばしば相関と称される。
【００７７】
一実施形態では、相関は符号化レーダの仕組みの導入によって、およびエコーパルスの基準もしくは出発時の高度からの偏りを探すことによって達成される。図２４は（図６および７でもやはり示された）距離検査プロセッサ２４４への入力、およびそこからの出力を例示するブロック図である。一実施形態では、検査プロセッサ２４４は符号化されたエコー信号を通って進み、例えば目標への距離を求めるためにエコー信号のメインローブを求めるように構成される。
【００７８】
検査プロセッサ２４４は、ゲートされて復調されている検出されたレーダエコーを入力として受信するように構成される。検査プロセッサ２４４はまた、目標までの現在内部にある距離、および探査モードかまたは収集モードのいずれかにあるレーダ探査論理からの命令を入力として受信する。検査プロセッサ２４４は、（下記で述べられる）可変メインローブ閾値因数、およびエコー信号の振幅がその閾値因数を超えているかどうかを求めるためにプロセッサ２４４が割り当てられる時間である確認ドウェル時間を伴って構成される。確認状態の出力は閾値を超えるレーダエコーの真の振幅に設定され、それにより、送信レーダパルスとエコーレーダパルスが相関付けられることを示す。もしも相関が無ければ、確認状態の出力は誤りであり、プロセッサ２４４は（図７に示された）距離プロセッサ２４２に訂正された距離位置を与える。
【００７９】
図２５は、プロセッサ２４４によって実行される自動訂正処理の一実施形態を例示するフローチャート６７０である。フローチャート６７０を参照すると、６７２で確認ゲートが追跡または探査のうちの一方から内部距離に設定される。その後、６７４でレーダのエコーが確認ゲートの範囲内から取得されるものかどうかが求められ、ゲートが送信符号と受信符号のチップを揃えることを試みる。６７４で目標が取得されない場合、プロセッサ２４４は元に戻り確認ゲートを設定し直すように構成される。６７４で目標が取得された場合、６７６でエコーの振幅が求められる。付け加えると、閾値因数は例えば求められた振幅の４倍に設定され、カウンタがゼロに設定される。６７８で確認ゲートが符号の一方のチップから外れ、カウンタが増分を加えられ、ドウェル時間が終わった後エコーの振幅が再び読み取られる。６８０で、もしも読み取られた振幅が閾値因数よりも上でないと求められると、６８２でカウンタがチェックされる。もしもカウンタがバーカー符号内のチップの数よりも１つ少ない数未満であれば、確認ゲートは再び６７８に進み、閾値因数を超えるかまたはカウンタが符号内のチップの数よりも１つ少ない数と等しくなるまでステップが繰り返される。１つの例の実施形態では、１３ビット符号が使用され、したがってカウンタは最大値１２を有する。一実施形態では、レーダ信号を符号化するためにバーカー符号が使用される。
【００８０】
もしも閾値因数を超えなければ、当初の収集はエコーのメインローブ上の収集であり、送信符号と受信符号が揃えられ、プロセッサ２４４によって求められた内部距離は正しく、６８４で確認状態が確認に設定される。
【００８１】
もしも閾値因数を超えると、送信符号と受信符号は揃っている。もしも６８６で内部距離が２つ以上の距離ゲート移動させられていた場合、フローチャート６７０によって例示される処理が再び始まる。６８６でもしも２つ未満の距離ゲート移動であれば、６８８でレーダの探査論理は非確認に設定され、送信と受信のバーカー符号を揃えるためにカウンタの値で移動させられる。フローチャート６７０によって例示される処理が再び始まる。符号化されたレーダの送信信号とエコー信号のプロセッサによる連続的処理は、確定的なレーダ距離エコーの受信を確実化するために常に符号を通って進むことによって、知られているレーダ距離アンビギティー問題に有利な解決策を提供する。
【００８２】
一実施形態では、レーダの距離アンビギティーに関する上述の確認処理は、初期の収集時だけではなく飛行中に継続して適用される。そのようなシステムの使用では、収集時の距離アンビギティーを解決するために確認処理が適用されるが、その処理は収集後も飛行中を通して継続して適用される。送信パルスと受信パルスが不揃いになっている（相関を失う）場合に不揃いが検出と訂正の両方をなされることを確実化するために継続的な処理が行われる。相関の欠落は、例えば航空機の激しいローリングまたは地形の突然の変化（すなわち崖の上の飛行）に起因する距離の不連続性のせいで生じる可能性がある。
【００８３】
確認処理が例を通じてさらに例示される。一実施形態では、レーダ距離アンビギティーを解決するために位相符号が使用され、特に、１３ビットの位相符号は距離のサイドローブに対して２０×ｌｏｇ（１３）もしくは２２ｄＢの拒絶を与える。しかしながら、もしも検査プロセッサ２４４が何らかの理由でそれ自体をアンビギュオウスのサイドローブ上に並べる場合、たとえメインローブが振幅で例えば２２ｄＢ高いとしても、検査プロセッサ２４４は２２ｄＢを超える感度マージンが存在する限りサイドローブと揃った状態に留まる。上述したように、１つのそのような例は鋭角的で深い断崖の上の飛行であり、そこでは最大のレーダ追跡速度は断崖の上の距離の変化速度よりも低い。しかしながら実用上、かつアンビギティー距離サイドローブが列になっていると仮定すると、低下した感度マージンへの遷移は普通、アンビギティー距離サイドローブを追跡するために充分なマージンよりも低くなる結果につながる。例は、低い反射率の地面の上の飛行あるいは航空機の激しいローリングを含む。その結果、検査プロセッサ２４４はメインローブ上の適切かつ確定的な列に設定し直す。したがって、ある程度の時間の後に不確定レーダ距離はそれ自体を正常に訂正する。しかしながら、特に自動操縦システムによって、この極めて好ましくない不確定な距離条件の時間に重大かつ危険な航空機の高度の訂正が結果的に生じる。
【００８４】
フローチャート６７０に例示された方法は、継続的にメインローブを探しながら一方で何が正しい位置もしくはローブであるかを追跡することによって上記に例示された状況を解決する。もしもアンビギティー処理時、もしくは確認背景の探査時にアンビギュオウスの距離が追跡されていると求められると、レーダを正しい距離（すなわちメインローブ）に設定するために迅速な訂正がなされる。レーダがアンビギュオウスの距離追跡にあるかどうかを検出するために、２０ＬｏｇＮの式が利用されることでメインローブと望ましくないサイドローブの間の差異を継続的に求める。
【００８５】
上述の方法およびシステムは知られているレーダの目標位置と距離のアンビギティーの問題に対するデジタル信号処理による解決策を述べている。したがって、デジタル信号処理技術の使用は、知られているレーダのアンビギティー解決策よりも迅速かつ正確な空中処理をレーダシステムが実行することを可能にする。様々な特定の実施形態の観点から本発明が述べられてきたが、本発明が特許請求の範囲の精神と範囲の中で改造を伴って実施され得ることを当業者なら理解するであろう。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１ａ】レーダによって作られるスワスを例示する図である。
【図１ｂ】レーダ送信パターンを例示する図である。
【図２】レーダ信号波形を経時的に例示する図である。
【図３】３つのアンテナによって受信されるレーダ信号を例示する図である。
【図４】機体座標系を例示する図である。
【図５】図４の機体座標系に関してドップラ座標系を例示する図である。
【図６】レーダ信号処理システムを示すブロック図である。
【図７】デジタルサンプリングおよびフィルタ処理のセクションを示すブロック図である。
【図８】相関バンドパスフィルタを示すブロック図である。
【図９】同相／直交混合器を示すブロック図である。
【図１０】図８の混合器内の、信号の同相および直交成分に関するオールパスフィルタのネットワークを示すブロック図である。
【図１１】２次のオールパスフィルタを示すブロック図である。
【図１２】スワスバンドパスフィルタを示すブロック図である。
【図１３】フィルタ係数プロセッサを示すブロック図である。
【図１４】速度ベクトルを示す図である。
【図１５】３つの位相検出器を有する位相プロセッサを示すブロック図である。
【図１６】図１５からの１つの位相検出器を示すブロック図である。
【図１７】干渉角度解析器を示すブロック図である。
【図１８】３つのアンテナ組合せ間の変化する電気的位相差を例示するチャートである。
【図１９】機体座標プロセッサへの入力を例示するブロック図である。
【図２０】図１９の機体座標プロセッサのブロック図である。
【図２１】ドップラ円の導出を例示する図である。
【図２２】干渉円の導出を例示する図である。
【図２３】バーカー符号化された送信および受信パルスを例示する図である。
【図２４】距離検査プロセッサへの入力およびそこからの出力を例示するブロック図である。
【図２５】距離確認法を例示するフローチャートである。
2005525563.tif 000009
【図２】
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【図３】
2005525563.tif 000011
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【国際調査報告】
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