(57)【要約】  ＳＥＰＩＣ型電圧変換器（１０１）は、直列接続された蓄積キャパシタ（３３）及び一次巻線（４１）を有する変圧器（４０）、並びに当該直列接続に並列に結合された制御可能なスイッチ（５１）を有する。前記変圧器は、直列接続された第１二次巻線（４２1）及び第１整流ダイオード（４３1）並びに当該直列接続に並列に結合された第１キャパシタ（４４1）を有し、前記第１キャパシタ（４４1）の一方の端子は、出力端子（４５1）に結合される。前記電圧変換器は、前記出力端子（４５1）に結合されたフィードバック手段（５０；５３，５２）であって、前記制御可能なスイッチ（５１）を制御する当該フィードバック手段をも有する。前記変圧器は、更に、直列接続された第２二次巻線（６２）及び第２整流ダイオード（６３）を有し、当該直列接続も、前記蓄積キャパシタの両端間の電圧を制限するために前記出力端子（４５1）に結合される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
蓄積キャパシタと第１インダクタとの第１直列結合体を有するエネルギ蓄積部と、
前記第１直列結合体と並列に結合された制御可能なスイッチと、
前記第１インダクタに結合された第１整流ダイオードと第１平滑キャパシタとの第２直列結合体を有するエネルギ伝送部と、
前記第１整流ダイオードと前記第１平滑キャパシタとの間のノードに結合された第１出力端子と、
前記制御可能なスイッチを制御するために前記出力端子に結合されたフィードバック手段と、
前記蓄積キャパシタの両端間の電圧をクランプする電圧クランピング手段と、
を有する電圧変換器。
【請求項２】
前記電圧変換器が、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを有する変圧器を有し、前記第１インダクタが、前記一次巻線を有し、前記第１整流ダイオードが、前記二次巻線の第１二次巻線に直列に接続される、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項３】
前記電圧クランピング手段が、前記第１インダクタに誘導的に結合された第２インダクタと、前記第２インダクタに直列に接続された第２整流ダイオードとを有し、
前記第２整流ダイオードと前記第２インダクタとの直列結合体が、基準電圧に結合される、
請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項４】
前記基準電圧が、前記第１出力端子における電圧である、請求項３に記載の電圧変換器。
【請求項５】
前記第１インダクタが、アースの反対に向けられた位相端子を有し、前記第２インダクタが、アースに向けられた位相端子を有する、請求項３に記載の電圧変換器。
【請求項６】
前記第２整流ダイオードが、前記第２インダクタの基準端子と前記第１出力端子との間に配置される、請求項５に記載の電圧変換器。
【請求項７】
前記第２整流ダイオードが、前記第２インダクタの前記基準端子に接続されたアノードを有する、請求項６に記載の電圧変換器。
【請求項８】
前記第１二次巻線が、前記出力端子に向けられた位相端子と、アースに向けられた基準端子とを有する、請求項２に記載の電圧変換器。
【請求項９】
少なくとも実質的に、以下の式、
Ｎ６２／Ｎ４１＝VOUT,1／VCLAMP
が満たされ、ここで、
Ｎ６２は、前記第２インダクタの巻数であり、
Ｎ４１は、前記第１インダクタの巻数であり、
VOUT,1は、前記第１出力端子における調整された出力電圧であり、
VCLAMPは、前記蓄積キャパシタの両端間の最大の可能な電圧である、
請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項１０】
入力電圧に基づいて少なくとも１つの出力電圧を生成する電源であって、請求項１に記載の電圧変換器を有する電源。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電源を有する、モニタ又はテレビのような電子装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には、電源用電圧変換器に関し、特には、ＡＣ本線に接続されるモニタ又はテレビのような電子装置用の電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような変換器は、相対的に大きな範囲のＡＣ入力電圧で動作できるべきである。更に、このような変換器は、本線の電圧の歪の減少（本線の高調波の減少）に関する要件に従うべきである。更に、可能な限りコストを低く抑えるという要望がある。
【０００３】
このような変換器の多くの既知の設計は、上記の技術的な要件を満たすことができるが、前記設計の多くは、とても複雑及び／又は高価である。あるいは、上記の技術的な要件を満たすこのような変換器の最も安い既知の設計は、ＳＥＰＩＣ設計（シングルエンド一次誘導電流）である。このような設計は、相対的に大きな帯域幅を有する出力電圧制御ループを可能にするという利点をも有する。
【０００４】
このようなＳＥＰＩＣ変換器において、エネルギ蓄積キャパシタの両端間の電圧は、環境に依存してかなり高く（５３０Ｖ以上）なり得る。従って、前記エネルギ蓄積キャパシタは、このような高電圧に耐えることができる種類であるべきである。これは、このようなキャパシタを相対的に高価にする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
とりわけ本発明の目的は、この問題の解決法を提供することである。本発明は、独立請求項により定められる。従属請求項は、有利な実施例を定める。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
有利な実施例において、本発明は、既知のＳＥＰＩＣ変換器の全ての利点をエネルギ蓄積キャパシタに対するより低いコスト要件の利点と結合する電源用電圧変換器を提供する。
【０００７】
好ましい実施例において、本発明による電源用電圧変換器は、前記エネルギ蓄積キャパシタの両端間の電圧をより低電圧仕様の標準的なキャパシタが使用されることができるような電圧レベルにクランプする電圧クランピング手段を備える。
【０００８】
原理的には、このような電圧クランピング手段は、前記変換器のエネルギ蓄積部に結合されることができるが、しかしながら、好ましい実施例において、このような電圧クランピング手段は、前記電源の効率を向上するために前記変換器のエネルギ伝達部に結合される。特に、本発明は、ダイオードを介して基準電圧に結合された補助的な二次巻線を有する変圧器を提案する。有利に、この基準電圧は、制御される出力電圧である。
【０００９】
本発明のこれら及び他の態様、特徴及び利点は、同一の参照符号が同じ又は同様な要素を示す図面を参照して、本発明による電源の好ましい実施例の以下の記述により、より詳細に説明されるだろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は、一般に参照符号１により示されるＳＥＰＩＣ変換器の一般的な設計を概略的に示す。変換器１は、電源２１０の一部であり、電源２１０は、ＡＣ本線に接続するための２つの入力端子２ａ、２ｂを有する入力部２と、前記電源が使用されるべき装置の要件に応じて、１つ以上の出力電圧を供給するための１つ以上の出力部とを有する。例えば、テレビ装置において、低電圧レベルは、論理回路に必要であり、高電圧レベルは、電子管の動作に必要である。
【００１１】
入力電圧は、本例では、フィルタ及び保護回路１０を介して入力端子２ａ、２ｂに結合された全波ブリッジ整流器２０により整流される。整流器２０は、基準電圧線に接続された負の出力端子２１を有し、前記基準電圧線の電圧レベルは、０ボルトと示されるだろう。この基準電圧線は、一次側アースＧＮＤＰとして示されるだろう。
【００１２】
整流器２０は、一次ダイオード３１と、インダクタ３２と、蓄積キャパシタ３３と、示された本実施例においては、変圧器４０の一次巻線４１との直列配置に接続された正の出力端子２２を有する。変圧器４０は、インデックスにより個別に示される複数の二次巻線４２を有し、図１には、このような二次巻線の２つ４２1及び４２2が示される。各二次巻線４２iは、関連した整流ダイオード４３i及び関連した平滑キャパシタ４４iと直列に接続される。二次巻線４２iと平滑キャパシタ４４iとの間のノードは、二次側アースＧＮＤＳとして示されるであろう基準電圧線に接続される。整流ダイオード４３iと平滑キャパシタ４４iとの間のノードは、出力電圧VOUT,iを供給するために結合された出力端子４５iに接続される。一般に、出力電圧VOUT,iは、入力部２における入力電圧及び巻線４１と４２iとの比に依存する。
【００１３】
変換器１は、更に、出力電圧VOUT,iの電圧レベルを調整するフィードバック制御ループ５０を有する。このフィードバック制御ループ５０は、制御回路５２に接続された制御入力部を有するスイッチ装置５１を有し、制御回路５２は、フィードバック回路５３を介して出力端子４５iの少なくとも１つ（本例において出力端子４５1）に結合される。制御回路５２及びフィードバック回路５３の設計は本発明の解説に対して関心がないが、ＳＥＰＩＣ変換器は、Schenk, K. and Cuk, S.による”A single-switch, single-stage active power factor corrector with high quality input and output”（３８５−３９１ページ）と題された発行物28th annual IEEE, volume:1, 1997から既知であるので、ここで制御回路５２及びフィードバック回路５３の設計の詳細を論じる必要はないだろう。
【００１４】
スイッチ装置５１は、インダクタ３２と蓄積キャパシタ３３との間のノードと、一次側アースＧＮＤＰとの間に結合される。典型的には、スイッチ装置５１は、パワーＭＯＳＦＥＴ又はパワートランジスタにより実施され、前記パワーＭＯＳＦＥＴ又はパワートランジスタは、それぞれドレイン又はコレクタを前記ノードに接続され、それぞれソース又はエミッタを直接又はセンスレジスタ（図１には示されない）を介してのいずれかで一次側アースＧＮＤＰに結合される。制御回路５２は、スイッチ装置５１を導通状態又は非導通状態に駆動し、前記出力電圧の調整は、デューティサイクルを調整することにより達成される。再び、ＳＥＰＩＣ変換器はこれ自体が既知であるので、調整機構は、ここではより詳細には説明されないだろう。
【００１５】
図１に図示されるような設計を持つ電源は、例えば、電源高調波減少要求（欧州に対するEN61000-3-2及び日本に対する等価なものを参照）に従わなければならない装置において使用され得る。
【００１６】
図２は、図１の実施例の代わりとして、実施例１０１の単純化された図を示す。この代替実施例において、一次側及び二次側を有する変圧器４０は、インダクタ１４１により置き換えられる。図２において、ダイオード３１は省かれ、フィードバックループ５０も、図示されない。更に、ただ１つの出力部１０３が示される。この代替実施例１０１は、図１の元の実施例１と同様に機能するであろうが、しかし代替実施例１０１は、このような機能を認識するのがより容易であり、従って、ＳＥＰＩＣ変換器の動作を説明するために、図２を主に参照するだろう。図１の実施例１と図２の実施例１０１との間の区別をするために、図２の実施例１０１の素子は、“等価な”素子としても示されるだろう。
【００１７】
図２の実施例１０１において、等価なインダクタ１４１は、全ての二次巻線４２を含み、全体として変圧器４０の誘導的特性を表す。全ての整流ダイオード４３は、等価な整流ダイオード１４３により置き換えられ、全ての平滑キャパシタ４４は、等価な平滑キャパシタ１４４により置き換えられる。等価な負荷１４６は、全ての出力部３の負荷を表す。一次側アースと二次側アースとの間の区別は、ここではなくなっている。
【００１８】
等価な出力部１０３における電圧は、出力端子４５iにおいて出力電圧VOUT,iに比例し、式VO／VOUT,i＝Ｎ４１／Ｎ４２iに従い、
ここでVOは、等価な出力部１０３における電圧を表し、
Ｎ４１は、一次巻線４１の巻数を表し、
Ｎ４２iは、対応する二次巻線４２iの巻数を表す。
上式において、損失によるずれは、便宜上無視される。
【００１９】
ＳＥＰＩＣ変換器の動作は、以下、図２を参照して説明されるだろう。２つのフェーズ、即ち、スイッチ５１が導通である場合のＯＮフェーズ及びスイッチ５１が非導通である場合のＯＦＦフェーズが定義され、前記ＯＮ及びＯＦＦフェーズの継続時間は、もちろん図２に図示されない制御ユニット５２により制御される。
【００２０】
ＯＮフェーズ
前記ＯＮフェーズの間、第１電流Ｉ１は、インダクタ３２及びスイッチ５１を流れ、第２電流Ｉ２は、等価なインダクタ１４１及びスイッチ５１を流れる。これらの電流は前記インダクタにエネルギを蓄積する。従って、回路のインダクタ３２と、蓄積キャパシタ３３とインダクタ４１又は１４１とを含む部分は、エネルギ蓄積部１１１としても示されるだろう。等価な負荷１４６は、等価なキャパシタ１４４から電流Ｉ３を吸い込む。
【００２１】
ＯＦＦフェーズ
前記ＯＦＦフェーズの間、インダクタ３２及び１４１は、電流Ｉ１及びＩ２を供給しつづけ、結果として、前記インダクタに蓄積された前記エネルギは、蓄積キャパシタ３３、等価な平滑キャパシタ１４４及び等価な負荷１４６に伝送される。従って、前記回路の整流ダイオード４３i又は１４３及び平滑キャパシタ４４i又は１４４を含む部分は、エネルギ伝送部１１２としても示されるだろう。このフェーズの間、蓄積キャパシタ３３は充電される。
【００２２】
前記変換器の設計の詳細は、応用例に依存し、特に、前記出力電圧のレベル及びこれが供給する出力パワーに依存する。これらの設計の詳細は、特に、インダクタ３２及び４１の値を含む。素子３２及び３３が特定の固定値を有し、変圧器４０の巻数比が固定され、且つ出力電圧VOが固定値を持つ特定の実施において、蓄積キャパシタ３３の両端間の電圧は、入力部２における本線入力電圧VACの実行値に比例することが、示されることができる。蓄積キャパシタ３３の両端間のこの電圧は、入力部２における本線入力電圧VACの整流されたピーク値より常に高い。前記変換器は普遍的な応用を対象としているので、入力端子２ａ、２ｂにおけるＡＣ入力電圧は、例えば８５乃至２７０Vrmsの範囲で変動することができ、前記変換器は、この範囲全体の中で動作することができるべきである。最悪の場合、蓄積キャパシタ３３に対して生じ得る動作電圧は、５３０Ｖより大きい。従って、蓄積キャパシタ３３がこの最悪の場合の動作電圧に耐えることができることを保証するために、蓄積キャパシタ３３は、標準的な型ではない６００Ｖ（より大きい）型であるべきであるか、又はそれぞれが２倍の容量値を有する２つの３００Ｖ型の標準的なキャパシタの直列配置を使用するべきであり、いずれにしても、蓄積キャパシタ３３のコストは相対的に高い。この文脈において、蓄積キャパシタ３３はエネルギを蓄積するためにあると見なされるべきであり、これは、所要の容量がかなり高く、既に蓄積キャパシタ３３をかなり高価にすることを意味する。
【００２３】
蓄積キャパシタ３３の両端間の最悪の場合の高い動作電圧を考慮しても、スイッチ装置５１も、高電圧に耐えることができる型である必要があり、特に、スイッチ装置５１は、７００Ｖ又は８００Ｖ型である必要がある。
【００２４】
重要なコストの節約は、蓄積キャパシタ３３の動作電圧を制限する本発明の提案により達成される。もしこの最悪の場合の動作電圧が、入力電圧範囲全体にわたり４５０Ｖより低いレベルに制限されるならば、蓄積キャパシタ３３は、単一の４５０Ｖ型の標準的なキャパシタ（好ましくは電解型）により実施されることができ、スイッチ装置５１は、６００Ｖ型により実施されることができる。
【００２５】
本発明の好ましい実施例によると、また図１にも図示されるように、蓄積キャパシタ３３の動作電圧のこの制限は、少数の低コストの素子を用いて、エネルギ伝送部１１２において、即ち図１の実施例１においては変圧器４０の二次側において、クランピング回路を加えることによりエレガント且つ単純な態様で達成されることができる。このクランピング回路６０は、関連した整流ダイオード６３に直列に接続された補助二次巻線６２を有する。補助二次巻線６２の自由な端部、即ち整流ダイオード６３に接続されていない端部は、二次側アースＧＮＤＳに接続される。整流ダイオード６３の自由な端部、即ち補助二次巻線２に接続されていない端部は、調整された出力端子４５1、即ちフィードバック回路５３に接続された出力端子に接続される。
【００２６】
しかしながら、補助二次巻線６２及び一次巻線４１は、以下のように説明されるように、反対向きにアースに接続されていることが知られている。
【００２７】
第一に、変圧器の全ての巻線が、磁束により決定される、互いに位相関係を持つことが知られている。前記変圧器自体の性質であるこの位相関係は、図１乃至３において対応する端子に点により印を付けることによって示される。以後、印を付けられた前記端子は、位相端子（phase terminal）と称され、印を付けられない端子は、基準端子（reference terminal）と称されるだろう。
【００２８】
変圧器巻線の前記位相端子は、以下のように定義されることができる。もし特定の巻線（４１）において位相端子（４８）から基準端子（４７）に流れる電流が、特定の方向に磁束を生じるならば、同じ方向を持つ磁束は、位相端子から基準端子に流れる他の巻線（４２i；６２）の電流により生じるだろう。
【００２９】
変圧器において、誘導電流の方向は、以下のように理解されることができる。変圧器が磁束を一定に保つ傾向にあることは、心に留められるべきである。従って、もし特定の巻線（４１）において電流が発生し、位相端子（４８）から基準端子（４７）に流れ、前記電流が特定の方向の磁束の増加を生じるならば、他の巻線（４２i；６２）において、反対向きの磁束を生じるような方向を持ち、従って基準端子から位相端子に流れる電流が誘導される。
【００３０】
図１において見られることができるように、一次巻線４１は、一次側アースＧＮＤＰに向けられた基準端子４７と、一次側アースＧＮＤＰの反対に向けられた位相端子４８とを有する。図１に示される設計において、制御される出力端子４５1における正の出力電圧を生成するように意図され、制御される出力端子４５1に接続された二次巻線４２1は、印を付けられた位相端子を制御される出力端子４５1に結合され、印を付けられていない基準端子をアースＧＮＤＳに結合される。これに対し、補助二次巻線６２は、印を付けられた位相端子６８をＧＮＤＳに結合され、印を付けられていない基準端子６７を（補助整流ダイオード６３を介して）制御される出力端子４５1に結合される。従って、もし一次巻線４１の位相端子４８における電圧が正に向かうならば、逆位相端子６７（ＧＮＤＳの反対に向けられる）における誘導電圧は、負に向かう。
【００３１】
同様に、本発明は、図３に示されるようにエネルギ伝送部１１２におけるクランピング回路１６０を追加することにより図２に図示されるような設計で実施されることができる。
【００３２】
本発明によるＳＥＰＩＣ変換器の動作は、ここで図３を参照して説明されるだろうし、図３は、本発明のＳＥＰＩＣ変換器の等価回路２０１を示し、等価回路２０１は、追加された等価なクランピング回路１６０を除き、図２の前記ＳＥＰＩＣ変換器と全く同一である。等価なクランピング回路１６０は、カソードを出力部１０３に接続された整流ダイオード１６３とコイル１６２との直列結合体を有する。これら２つの素子が交代してもよいことは、明らかにされるべきである。コイル１６２は、補助二次巻線６２と等価であり、等価なコイル１６２の両端間で発生した電圧V162が、式V162/V141=N162/N141に従って等価なインダクタ１４１の両端間の電圧V141に比例するように等価なインダクタ１４１に結合され、ここでN141は、等価なインダクタ１４１の巻数を表し、N162は、等価なコイル１６２の巻数を表す。上記の式において、損失によるずれは、便宜上無視される。
【００３３】
N162は、任意の巻数ではないが、一方では、等価な出力１０３における調整された電圧VOに関して計算され、他方では、式N162=N141×VO/VCLAMPに従って蓄積キャパシタ３３の両端間の所望の最大電圧VCLAMPに関して計算される。
【００３４】
蓄積キャパシタ３３の両端間の電圧が入力部２における本線入力電圧VACの実行値に比例することは以前説明された。従って、蓄積キャパシタ３３の両端間の所望の最大電圧VCLAMPは、入力部２における本線入力電圧VACの特定の値に対応し、この値は、制限値VAC,limとして示されるだろう。
【００３５】
ここで、２つの状況が区別されることができ、即ち、第１の状況においては、入力部２における本線入力電圧VACの実行値は、前記制限値VAC,limより低く、第２の状況においては、入力部２における本線入力電圧VACの実行値は、前記制限値VAC,limより高い。
【００３６】
前記第１の状況において、蓄積キャパシタ３３の両端間の電圧は、許容最大値より低いので、等価なコイル１６２の両端間の電圧V162は、出力電圧VOより常に低く、クランピングダイオード１６３は、常に逆バイアスを印加される。この場合、等価なクランピング回路１６０は有効にならず、変換器１０１は、ただ標準的な変換器１として動作する。
【００３７】
前記第２の状況において、制御可能なスイッチ５１のＯＮフェーズ及びＯＦＦフェーズが区別されるべきである。
【００３８】
ＯＦＦフェーズ
前記ＯＦＦフェーズの間、蓄積キャパシタ３３は、一次巻線の中を位相端子４８から基準端子４７に流れる電流により充電される。これは、補助巻線６２において、基準端子６７から位相端子６８への方向を持つ誘導電流を発生する傾向にあるが、しかしながら、前記電流は補助ダイオード６３により防止される。図３に関して、クランピングダイオード１６３は、常に逆バイアスを印加され、電流は等価なコイル１６２を流れることができない。換言すると、前記ＯＦＦフェーズの間、等価なクランピング回路１６０は、有効にならず（同じことがクランピング回路６０に当てはまる）、変換器１０１は、ただ標準的な変換器１として動作する。
【００３９】
ＯＮフェーズ
前記ＯＮフェーズの間、通常どおり、第１電流Ｉ１は、インダクタ３２及びスイッチ５１を流れ、第２電流Ｉ２は、等価なインダクタ１４１及びスイッチ５１を流れる。これらの電流は、前記インダクタにエネルギを蓄積する。前記ＯＦＦフェーズに対して、一次巻線４１の電流は方向を変えた。等価な出力ダイオード１４３は、ここで逆バイアスを印加されるので、電流はダイオード１４３を流れることができない。
【００４０】
もし等価なコイル１６２の両端間の電圧が、出力電圧VOを超えるならば、クランピングダイオード１６３は、導通性になり、電流Ｉ４は、等価なコイル１６２を位相端子１６８から基準端子１６７の方に流れ、等価な出力キャパシタ１４４及び／又は等価な出力負荷１４６に流れ込むことができる。この電流Ｉ４は、基準端子から位相端子に等価なインダクタ１４１を通る電流Ｉ５に関連する。誘導電流Ｉ５も、蓄積キャパシタ３３を流れ、蓄積キャパシタ３３からの更なるエネルギの減少に寄与し、電圧を下げる。
【００４１】
もし蓄積キャパシタ３３の両端間の電圧が所望の制限VCLAMP以下に下がるならば、等価なダイオード１６３が逆バイアスを印加されるだろうから、誘導電流Ｉ５は止まる。
【００４２】
従って、蓄積キャパシタ３３の両端間の最大電圧は、調整された出力電圧VOに関連しており、前記最大電圧のレベルは、巻数比N162／N141により決定される。
【００４３】
図４は、テレビセット２００を本発明の態様を実施する電子装置の例として概略的に示す。電子装置２００は、本発明の態様を実施する電源２１０を有する。電源２１０は、上述されたような少なくとも１つの電圧変換器１又は２１０を有し、前記電圧変換器は、電子装置２００により必要とされるような出力電圧を供給する複数の出力部３を有する。
【００４４】
当業者には、本発明が、上述された例に制限されず、代替、修正、変更及び変形形態が添付請求項に定められるような本発明の範囲内で可能であることは明白であろう。
【００４５】
例えば、図１の前記実施例において、全波整流器ブリッジ２０は、既に電流が反対方向に流れることを防ぐので、ダイオード３１は、事実上省かれることができる。
【００４６】
更に、依然として図１の前記実施例を参照して、ダイオード３１及びインダクタ３２は、交代することができ、蓄積キャパシタ３３及び変圧器４０の一次巻線４１も交代することができる。
【００４７】
図１の前記実施例において、前記変換器は、整流ダイオード４３1がアノードを巻線４２1に接続され、カソードが平滑キャパシタ４４1及び出力端子４５1のノードに接続されることにより、出力端子４５1において正の調整された電圧を供給するように設計される。このような場合、補助整流ダイオード６３は、カソードを整流ダイオード４３1と平滑キャパシタ４４1と出力端子４５1とのノードに接続される。しかしながら、前記変換器は、整流ダイオード４３1がカソードを巻線４２1に接続され、アノードが平滑キャパシタ４４1及び出力端子４５1のノードに接続されることにより、出力端子４５1において負の調整された電圧を供給するようにも設計され得る。このような場合、補助整流ダイオード６３は、アノードを整流ダイオード４３1と平滑キャパシタ４４1と出力端子４５1とのノードに接続される。
【００４８】
更に、前記位相端子及び基準端子を交代することが可能である。
【００４９】
上述の前記実施例は、本発明を制限するのではなく、説明し、当業者が、添付請求項の範囲から外れることなく多くの代替実施例を設計することができるであろうことに注意すべきである。前記請求項において、括弧の間に配置された如何なる参照符号も、前記請求項を制限するように解釈されるべきでない。単語“有する”は、請求項に列挙された要素又はステップ以外の要素又はステップの存在を除外しない。要素の前に付く“１つの”は、複数のこのような要素の存在を除外しない。本発明は、幾つかの異なる要素を有するハードウェアにより、又は適切にプログラムされたコンピュータにより実施されることができる。幾つかの手段を挙げる装置請求項において、これらの手段の幾つかは、ハードウェアの同一のアイテムにより実施されることができる。相互に異なる従属請求項において特定の方策が記載されるという単なる事実は、これらの方策の組み合わせが有利に使用されることができないことを示さない。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】ＳＥＰＩＣ変換器を概略的に示す。
【図２】ＳＥＰＩＣ変換器の動作を説明するためのＳＥＰＩＣ変換器の単純化された図である。
【図３】本発明によるＳＥＰＩＣ変換器の図２と比較可能な単純化された図である。
【図４】本発明による電源を有する電子装置を概略的に示す。
【図１】
2005512487.tif 000003
【図２】
2005512487.tif 000004
【図４】
2005512487.tif 000005
【図３】
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【国際調査報告】
2005512487.tif 000007
2005512487.tif 000008
2005512487.tif 000009