(57)【要約】ダイレクトコンバージョン受信機は、混合信号を生成するため局部発振（ＬＯ）信号と受信したＲＦ信号を混合する。局部発振信号はまた、直交信号を生成するためにおよそ９０°移相される。ミキサはベースバンド出力信号を生成するために前記混合信号と前記直交信号との乗算信号を形成する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイレクトコンバージョン受信機であって、
局部発振（ＬＯ）信号を提供する発振器と、
前記ＬＯ信号を受信して前記ＬＯ信号と実質的に９０°の位相差を有する位相信号を提供する移相器と、
前記ＬＯ信号及びＲＦ信号の双方を受信する第１の入力端子、及び前記位相信号を受信する第２の端子を有し、前記第１及び第２の入力端子へ入力される信号との乗算信号（product）であるベースバンド出力信号を提供するミキサとを有することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項２】
前記移相器が前記ミキサと一体化されていることを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項３】
前記ＬＯ信号が正弦波であることを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項４】
前記ベースバンド出力信号のＤＣオフセット成分を検波し、且つ検波した前記ＤＣオフセット成分を最小化するために、前記位相信号の位相量を調整する前記移相器を制御するコントローラを更に有することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項５】
前記コントローラが、検波した前記ＤＣオフセット成分がマイナスのときに、前記移相器に前記位相信号の相を第１の量だけ進める指令を出し、検波した前記ＤＣオフセット成分がプラスのときに、前記移相器に前記位相信号の相を第２の量だけ遅らせる指令を出すことを特徴とする請求項５に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項６】
前記第１及び第２の量が所定のものであることを特徴とする請求項５に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項７】
前記第１及び第２の量が適応性のあるものであることを特徴とする請求項５に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項８】
前記ベースバンド出力信号をデジタル化するためのアナログ−デジタル変換器と、
ダウンコンバートされたＲＦ信号を、前記ＲＦ信号及びＬＯ信号との周波数の前記差によって測定される離散周波数で検波することができ、且つデジタル化された前記ベースバンド出力信号を処理するデジタル信号プロセッサとを更に有することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項９】
前記デジタル信号プロセッサによりデジタル制御され、且つ前記移相器へ提供された前記ＬＯ信号の利得を調整する第１の増幅器を更に有することを特徴とする請求項８に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項１０】
前記デジタル信号プロセッサによりデジタル制御され、且つ前記ミキサの前記第１の入力へ提供されたＬＯ信号の利得を調整する第２の増幅器を更に有することを特徴とする請求項８に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項１１】
ＲＦ信号を直接ダウンコンバートする方法であって、
（ａ）位相信号を生成するために局部発振信号（ＬＯ）を実質的に９０°移相する過程と、
混合信号を生成するために前記ＲＦ信号及びＬＯ信号とを混合する過程と、
ベースバンド信号出力を生成するために前記混合信号及び前記位相信号との乗算信号を形成する過程とを有することを特徴とする方法。
【請求項１２】
前記ベースバンド信号出力のＤＣオフセットを検波する過程と、
検波した前記ＤＣオフセットを最小化するために、過程（ａ）によって生成された前記位相信号の位相量を調整する過程とを更に有することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記ベースバンド信号出力をデジタル化する過程と、
（ｂ）ダウンコンバートされたＲＦ信号を検波するために、デジタル化された前記ベースバンド信号出力を処理する過程とを更に有することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
（ｂ）の過程が、デジタル化された前記ベースバンド信号を離散フーリエ変換する過程を含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダイレクトコンバージョン受信機に関し、より詳しくはＤＣオフセット成分を軽減するダイレクトコンバージョン受信機アーキテクチャに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のラジオ受信機は一般的にスーパーヘテロダイン・アーキテクチャを採用している。そのようなアーキテクチャでは、受信機は受信したＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。更なる処理を経て、ＩＦ信号はベースバンド信号へ変換される。一方、ダイレクトコンバージョン受信機は受信したＲＦ信号をたった１回の処理でベースバンドに変換する。なぜならダイレクトコンバージョン受信機はＲＦ信号を中間周波数に変換しないからであり、それらは”ゼロＩＦ”受信機としても知られる。受信機の各処理段階は必然的に雑音を生成し多くのコンポーネントを必要とするとすれば、相当の努力がダイレクトコンバージョン受信機の設計に注がれている。
【０００３】
ダイレクトコンバージョン受信機の魅力に富むＳ／Ｎ、及び生産上の利点にも関わらず、局部発振（ＬＯ）の自己混合（self-mixing）から発生するＤＣオフセットの問題、ＬＯの低雑音増幅器（ＬＮＡ）への漏れ、偶数次の歪み、及びＡＭ信号を妨害する包路線検波のために、無線端末のようなほとんどの活用はスーパーヘテロダイン受信方式を使い続けている。また、重要な問題はＬＯの１／ｆノイズ、相互混合（reciprocal mixing）、及びＬＯのスプリアス信号から発生する。
【０００４】
ＬＯの自己混合はダイレクトコンバージョン受信機に次のように発生する。ミキサは１つの端子に搬送周波数で受信したＲＦ信号を受信し、他方の端子にも搬送周波数かそれに近い周波数のＬＯ信号を受信する。この局部発振信号は一般的に受信したＲＦ信号よりも非常に大きな電力であり、不可避的反動的にＲＦ端子に伝わる。このようにして自己混合する。この自己混合の過程において、ＬＯ信号のような正弦波は調和して、ＤＣオフセット成分を生成する。そのようなベースバンドのＤＣオフセット成分は、特に現代デジタル通信システムに共通の高速処理においてデジタル信号の復調を妨害する。
【０００５】
従って、ＤＣオフセットの問題を軽減するダイレクトコンバージョン受信機を改良する技術が必要である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の態様に従って、ダイレクトコンバージョン受信機は局部発振信号を提供する発振器を含む。移相器はＬＯ信号を受信して前記ＬＯ信号と実質的に９０°の位相差を有する位相信号を提供するために形成される。受信機はＬＯ信号と入力ＲＦ信号とを混合し、ミキサの第１入力端子に混合信号を提供する。ミキサは位相信号を受信するための第２の端子を含み、第１の入力端子及び第２の入力端子へ入力される信号の乗算信号（product）であるベースバンド出力信号を提供する。
【０００７】
本発明の他の態様に従って、ＲＦ信号を直接ダウンコンバートする方法を提供する。この方法では、前記ＲＦ信号は混合信号を生成するためにＬＯ信号と混合される。前記ＬＯ信号はまた、直交信号を提供するために実質的に９０°移相される。前記直交信号と前記混合信号はベースバンド出力信号を生成するため互いに掛け合わされる。
【０００８】
本発明は添付した図面と一体である以下の詳細な説明を考慮したときに、より完全に理解されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１はミキサ２０からのベースバンド信号出力１５のＤＣオフセット成分を軽減するダイレクトコンバージョン受信機１０のブロック図である。ミキサ２０は両側波帯及び側波帯のいずれかでよく、そのベースバンド信号出力は、そのＲＦ入力端子２１及び局部発振（ＬＯ）入力端子２２の入力との乗算信号を表す。ダイレクトコンバージョン受信機１０は、ミキサ２０のＲＦ入力端子２１へ接続される搬送周波数の入力ＲＦ信号２５を受信する。入力ＲＦ信号２５はアンテナ（図示されていない）で受信され、ミキサ２０に接続される前に、ダイレクトコンバージョン受信機先行技術において慣習的に行われるようにフィルタ及び低雑音増幅器による処理を経てもよい。ダイレクトコンバージョン受信機１０は信号源３０を含み、これは電圧制御発振器（ＶＣＯ）又は適切なＬＯ出力の似たような発振器であってよい。例えば、これは正弦波出力３５であってよい。ＬＯ出力のタイプは入力ＲＦ信号２５に含まれる特殊な変調に依存するであろうことは当業者に認識されるであろう。正弦波出力４５及び入力ＲＦ信号２５は、ミキサ２０のＲＦ入力に接続する前にＲＦ結合器４０を通して混合される。ＲＦ結合器４０の設計は、入力ＲＦ信号２５及び正弦波出力３５を伝搬するために選定された導波管のタイプ（ストリップ線路、同軸ケーブル、又はマイクロストリップのような）に依存し、当業者に良く知られている。言い換えると、用いられる導波管のタイプは搬送周波数、信号電力値、空間関係、及び他の良く知られた設計上の選択に依存する。
【００１０】
ＲＦ入力端子２１への接続に加えて、正弦波出力３５はＲＦ結合器５５へも接続される。ＲＦ結合器５５の代わりに信号分配器を使用してもよいことは認識されるであろう。正弦波出力３５はこのＲＦ結合器５５を通って移相器４５へ接続される。移相器４５は、ミキサ２０のＬＯ入力端子２２へ直交局部発振信号５０を提供するために、正弦波出力３５を９０°移相するよう設定される。移相器４５は個別部品として示されているが、ミキサ２０と一体であってよい。そのような設計は、直交局部発振信号５０がＲＦ入力端子２１へ伝わりこれにより自己混合をしてベースバンド信号出力１５における不要なＤＣオフセット成分を生成する機会を最小化する。もう１つの方法として、直交局部発振信号５０がＲＦ入力端子２１へ放出的に又は反動的に伝達するのを最小化するため、移相器４５をミキサ２０のＬＯ入力端子２２にできるだけ近くに配置すればよい。
【００１１】
有利なことに、源信号３５及び直交局部発振信号５０は、以下の数学的算出により表されるベースバンド信号出力１５にＤＣオフセット成分を生成しない。ＲＦ端子２１への入力をｆｒ（ｔ）と、ＬＯ入力端子２２への入力をｆｌ（ｔ）と、ベースバンド信号出力１５をｆｘ（ｔ）とすると、
ｆｘ（ｔ）＝（ｍｆｒ（ｔ））＊（ｎｆｌ（ｔ））となり、
ここで、ｍ，ｎ＝...，−２，−１，０，１，２，...であり、
以下の算出においては、簡単にするためにｍ＝ｎ＝１だと仮定するが、異なる値をとっても類似する結果となる。搬送周波数をωＲＦと、キャリア位相をψＲＦとし、入力ＲＦ信号２５が、ｆＲＦ（ｔ）＝Ａｃｏｓ（ωＲＦｔ＋ψＲＦ）で表され、正弦波出力３５が、Ｂｃｏｓ（ωＬＯｔ）で表されるなら、
ｆｒ（ｔ）＝Ａｃｏｓ（ωＲＦｔ＋ψＲＦ）＋Ｂｃｏｓ（ωＬＯｔ）
となる。
正弦波出力３５が上記のように与えられるとすれば、直交局部発振信号は、理想的には、Ｂｓｉｎ（ωＬＯｔ）として表される。しかし、位相誤差及び、振幅損失又は利得を考慮するため、移相器４５により提供される位相をψｂとすると、直交局部発振信号はＣｃｏｓ（ωＬＯｔ−ψｂ）により表される。直交誤差項をεｂとし、ψｂ＝９０°−εｂとしてこれらの式を考えると、ｆＸ（ｔ）は、ＤＣオフセット項、２倍周波数項、ＤＣ周波数オフセット項、及び２倍周波数オフセット・プラス・オフセット項の合計として表されることとなる。
【００１２】
ＤＣオフセット項
ｆＸ（ｔ）＝（ＡＢ／２）（ｃｏｓ（εｂ−９０°））
２倍周波数項
＋（ＡＢ／２）ｃｏｓ（２ωＬＯｔ＋９０°−εｂ））
周波数オフセット項
＋（ＢＣ／２）ｃｏｓ（（ωＲＦ−ωＬＯ）ｔ＋ψＲＦ−９０°＋εｂ）
２倍周波数プラス・オフセット項
＋（ＢＣ／２）ｃｏｓ（２（ωＲＦ＋ωＬＯ）ｔ＋ψＲＦ＋９０°＋εｂ）
【００１３】
２倍周波数（高周波数）項は容易にフィルタされ、又は他の方法で除去される。仮に移相器４５が直交誤差項をゼロ若しくは非常に小さく保つように形成されているならば、ＤＣオフセット項はゼロ若しくは非常に小さなものである。これは周波数オフセット項だけを残し、この項はωＲＦとωＬＯ間の差だけＤＣから周波数オフセットしたダウンコンバートされた入力ＲＦ信号を表す。そして受信機１０からのベースバンド信号出力は、（ＢＣ／２）ｃｏｓ（（ωＲＦ−ωＬＯ）ｔ＋ψＲＦ−９０°＋εｂ）として表されうる。
【００１４】
前記ＤＣオフセット項は、直交誤差項がゼロ若しくは非常に小さいものであるときにだけ軽減される。仮にεｂ−９０°＜−９０°である場合、前記ＤＣオフセット項はマイナスになることに注意されたい。逆にεｂ−９０°＞−９０°である場合、前記ＤＣオフセット項はプラスになる。図２において、この特性は位相フィードバックループ６０が移相器４５を制御する指令を送り、直交誤差項εｂを十分に小さく保ち、ベースバンド信号出力１５におけるＤＣオフセット成分を軽減する。例えば、位相フィードバックループ６０はオンオフ制御ループを形成してよく、仮にＤＣオフセット成分がプラスであれば移相器４５が追加の所定の遅延量、例えば１°位相を遅らせて直交局部発振信号を調整する。逆に、仮にＤＣオフセット成分がマイナスであれば移相器４５は追加の所定の量、例えば１°位相を進めて直交局部発振信号を調整する。所定の位相量を使用する方法よりも、位相量が予定されないような適応性のある制御方法又はファジー制御方法を使用してもよい。図２に示したダイレクトコンバージョン受信機１００には、信号源３０は電圧制御発振器（ＶＣＯ）６５によって表されている。
【００１５】
ベースバンド信号出力１５はアナログ信号なので，位相制御ループ６０をアナログドメインで実行してよい。もう１つの方法として、ベースバンド信号出力１５をデジタル化して、位相制御ループ６０をデジタルドメインで実行してもよい。図３において、ダイレクトコンバージョン受信機１１０は、ベースバンド信号出力１５をデジタル化するアナログ−デジタル・コンバーター７０を含む。デジタル信号プロセッサ８０は、デジタル化されたベースバンド信号出力１５を受信し（低域通過フィルタ又は２倍周波数成分を除去する帯域通過フィルタは図示されていないことに注意されたい）、ＤＣ周波数オフセット項及びＤＣオフセット項を検波するために離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う。ＤＴＦのサンプリング周波数は、エイリアシングを生じずにＤＣ周波数オフセット項を検波するのに適した大きさのＤＦＴウィンドウをかけるために選択されればよい。適切なサンプリング周波数は、搬送周波数ωＲＦと正弦波出力／局部発振周波数ωＬＯの間の差に依存する。例えば、ＰＣＳ（Personal Communication Services）のアプリケーションではωＲＦは１．８ＧＨｚでありえ、この場合ωＬＯはωＲＦマイナス・オフセット（２０ＭＨｚのような）にセットされうる。そしてＤＴＦウィンドウをおよそ２５ＭＨｚに設定することができる。ＤＣ周波数オフセット成分の検波に加えて、前記ＤＦＴをＤＣオフセット項の大きさ及び相（プラス又はマイナス）を検波するために用いることもできる。そして、検波したＤＣオフセット項を前述したように移相器４５を調整する位相制御ループ６０に用いてよい。
【００１６】
ここに開示したダイレクトコンバージョン受信機は、Ｉ／Ｑ変調通信システムの同相（Ｉ）アーム（arm）および直交（Ｑ）アーム双方に実施されてもよいことに注意されたい。通信システムのＩアームとＱアーム間の利得及び不整合が復調信号にイメージ及び他の不要な副産物を生成することは良く知られている。従って、ダイレクトコンバージョン受信機１２０はデジタル制御された減衰器７２を含み、直交局部発振信号５０の振幅を調整してこれらイメージを最小化する。図４において、減衰器７２の代わりにデジタル制御された増幅器７５を用いてダイレクトコンバージョン受信機１２０を形成してもよい。増幅器７５はプラス又はマイナス利得の一方を有すればよく、必要に応じて直交局部発振信号５０の振幅に作用すればよい。代わりに、図５のダイレクトコンバージョン受信機に示すようにデジタル制御された増幅器７５を配置してＲＦ出力３５を調整してもよい。更に代わりとして、図５のダイレクトコンバージョン受信機１５０に示すようにデジタル制御された増幅器７５により両信号を調整してもよい。
【００１７】
従って、本発明は特定の実施態様について説明されたが、この説明は本発明の適用の一例であるだけであってこれに限定されるものではない。その結果、本発明の範囲は特許請求の範囲に記載される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施態様によるダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図２】本発明の一実施態様による移相器のフィードバック制御を含むダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図３】本発明の一実施態様によるミキサの局部発振パスに可変減衰器を含むダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図４】本発明の一実施態様によるミキサの局部発振パスに可変増幅器を含むダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図５】本発明の一実施態様によるミキサのＲＦパスに可変増幅器を含むダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図６】本発明の一実施態様によるミキサのＲＦパス及びＬＯパス双方に可変増幅器を含むダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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