(57)【要約】本発明は、中間周波数信号を復調するためのデジタル位相ロックループ（PLL）１２に関する。デジタル位相ロックループ１２は、その位相検出器に、２つの座標回転デジタルコンピュータ２４および３０を備える。利得制御回路２７、符号検出器２０、搬送波モニタリング回路２８、および調整可能なループフィルタ３２によって、ＰＬＬ１２の頑健性を向上することができる。
2005517336.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、前記位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するためのデジタル位相ロックループ（PLL: phase locked loop）であって、
前記位相トランスファ回路は、πの位相誤差を有する周期的トランスファ関数を備え、これにより、前記入力信号の振幅過変調を通じて発生するπの位相シフトを抑制することができる、ことを特徴とするデジタル位相比較回路。
【請求項２】
前記位相トランスファ回路は、線形モードの座標回転デジタルコンピュータ（Cordic: Coordinate Rotation Digital Computer）の形を取ることを特徴とする請求項１に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項３】
前記位相トランスファ回路の前記トランスファ関数は、線形であることを特徴とする請求項１に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項４】
符号検出器が、前記位相ロックループの下流に配置され、
ビデオ信号の極性が、前記符号検出器によって、出力信号から決定される、ことを特徴とする請求項１に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項５】
前記符号検出器は、積分器を備え、
前記出力信号を、積分器によって積分することができ、前記ビデオ信号の極性は、前記出力信号から決定される、ことを特徴とする請求項４に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項６】
デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、前記位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するためのデジタル位相ロックループであって、
前記位相ロックループは、搬送波モニタリング回路を備え、
搬送波信号強度の大きさの下限界値を、前記搬送波モニタリング回路によって検出することができ、
下限界値が検出された場合、前記位相トランスファ回路を非アクティブ化することができる、ことを特徴とするデジタル位相ロックループ。
【請求項７】
前記下限界値の大きさは、前記搬送波信号強度の最大振幅の０〜１０％の間であることを特徴とする請求項６に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項８】
前記搬送波モニタリング回路は、同相信号（Ｉパス）のための入力と直交位相信号（Ｑパス）のための入力とを備え、
前記同相信号を、前記搬送波モニタリング回路によって評価することができ、
前記同相信号が前記下限界値に達した場合、前記直交位相信号を、０の値に設定することができ、前記同相信号を、最大信号振幅に設定することができる、ことを特徴とする請求項７に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項９】
デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、前記位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するためのデジタル位相ロックループであって、
前記デジタルループフィルタは、利得制御回路にアクティブに接続されており、
前記ループフィルタの帯域幅は、前記利得制御回路の出力の関数として設定することができる、ことを特徴とするデジタル位相ロックループ。
【請求項１０】
前記利得制御回路によって、大きな利得が検出された場合、前記ループフィルタの帯域幅を縮小することができ、
前記利得制御回路によって、小さな利得が検出された場合、前記ループフィルタの帯域幅を拡大することができる、ことを特徴とする請求項９に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項１１】
デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、前記位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するためのデジタル位相ロックループであって、
前記デジタルループフィルタは、周波数ロックループ（FLL: frequency locked loop）を備え、
前記位相トランスファ回路の出力信号の勾配を、前記周波数ロックループによって決定することができ、
前記デジタル制御オシレータを、決定された前記勾配によって設定することができ、
公称周波数から０〜１．６ＭＨｚの偏差が搬送波信号周波数に発生した場合に、前記デジタル制御オシレータを調節することにより、前記位相ロックループをロック状態にすることができる、ことを特徴とするデジタル位相ロックループ。
【請求項１２】
前記周波数ロックループは、デジタル回路の形を取り、
前記位相トランスファ回路の出力信号は、デジタル符号化された個別値のシーケンスから形成され、
前記勾配は、連続する個別値により計算することができる、ことを特徴とする請求項１１に記載のデジタル位相ロックループ。
【請求項１３】
前記位相比較回路は、回転モードの座標回転デジタルコンピュータ（Cordic: Coordinate Rotation Digital Computer）の形を取ることを特徴とする請求項１、請求項６、請求項９または請求項１１のいずれかに記載のデジタルロックループ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に、例えばテレビジョン信号の放送信号用の中間周波数変調器への振幅変調信号を復調するためのデジタル位相ロックループ（PLL: phase locked loop）に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のデジタル位相ロックループは、変調信号の復調に頻繁に用いられている。この場合、送信される情報信号が、ＰＬＬによって変調搬送波信号から復調される。放送信号、特にテレビジョン信号が、振幅変調方法によって頻繁に変調される。そして、ＰＬＬは、搬送波の再生による同期復調によって、振幅変調中間周波数から情報搬送信号を識別するために、受信回路で使用される。
【０００３】
デジタル位相比較回路は、振幅変調入力信号の搬送波の位相を、比較信号の位相と比較する機能を果たす。比較信号は、位相比較回路のフィードバックを介して生成される。この目的のために、入力信号とフィードバックされた信号の間に位相誤差を含む位相比較回路の出力が、ループフィルタを介して制御オシレータに通される。
【０００４】
制御オシレータは、入力信号と同相に調整される信号を出力し、これにより、位相比較回路が、搬送波信号をフィルタリングすることができる。多くの場合、位相比較回路は、情報信号を搬送波信号からフィルタリングできるように、制御オシレータの出力を入力信号と混合するデジタルミキサを備える。この目的のために、搬送波信号位相が、０度に回転される。その上、位相比較回路は、アクティブ化されたループフィルタにより、デジタルミキサで検出された位相誤差を、対応する出力信号に変換する位相トランスファ回路を備える。
【０００５】
デジタル位相比較回路を有するデジタル受信回路が、ＥＰ０４８６０９５Ａ１に開示されている。入力信号が、ヒルベルト（Hilbert）フィルタによって２つの直交信号に変換される。同相信号（Ｉパス）および直交位相信号（Ｑパス）としても知られる、これら２つの信号は、デジタル位相比較回路に印加される。位相制御信号が、同様に、デジタル位相比較回路に印加される。デジタル位相比較回路は、搬送波周波数により補正されたＩパス信号とＱパスが出力に存在するように、２つの入力信号を位相比較信号と混合する。位相比較信号は、フィードバックされた位相比較回路の出力信号でもよい。この場合、振幅変調された受信信号は、図示された回路によって復調することができる。
【０００６】
しかしながら、従来の中間周波数復調器は、日常の動作では不安定であることが証明されている。これは特に、従来の動作では、振幅の過変調、低い信号強度、望ましくないＦＭ／ＰＭ変調、劣悪な信号／ノイズ比、および静的搬送波周波数誤差が発生するためである。その結果、従来のＰＬＬは、不安定になることがあり、あるいは、満足できるどのような復調結果も供給しない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、本発明が解決しようとする技術的課題は、デジタルＰＬＬの安定したフィールド動作を確保することである。本発明が解決しようとするさらなる課題は、テレビジョン受信機における画像および音声の質を向上させることである。本発明が解決しようとする他の課題は、通常の動作において生じる障害を、高い信頼性で排除することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
これらの課題を解決するために、本発明は、位相トランスファ回路が、πの位相誤差を有する周期的なトランスファ関数を示し、よって、入力信号の振幅過変調を通じて生じるπの位相シフトを抑制することができるデジタルＰＬＬを提案する。トランスファ関数が２πで周期する従来の位相トランスファ回路とは対照的に、位相トランスファ回路の本発明に係るトランスファ関数は、πで周期する。−π／２とπ／２の間の周期的なトランスファ関数が好ましい。振幅過変調の場合、搬送波信号の符号の反転が生じ、その結果、ＰＬＬが、搬送波信号の再調整を開始する。しかし、これは望ましくないものである。本発明によると、入力信号は、ベクトル図に表すように、位相π／２＜ψ＜３π／２のすべての値の原点、すなわち負の実成分においてミラーされる。そして、位相トランスファ回路の出力は、常に正の実成分を持つ。振幅過変調の場合、１８０度の位相シフトは、位相トランスファ回路では起こらず、ＰＬＬはロック状態のままとなる。
【０００９】
位相トランスファ回路は、請求項２に記載の形を取る場合、有利に集積化することができる。
【００１０】
トランスファ関数は、好ましくは請求項３に対応する。この場合、好ましくは鋸歯に似たトランスファ関数が提供される。
【００１１】
本発明に係る位相トランスファ回路は、入力信号の極性のいかなる評価も行わない。この方法では、位相トランスファ回路の出力に、信号の極性に関するあいまいさが生じる。このあいまいさは、請求項４に記載されるように解決することができる。この補助により、入力信号の極性を決定することができ、よって、位相トランスファ回路により引き起こされたあいまいさが解決される。
【００１２】
符号検出器は、好ましくは請求項５に記載の形を取る。信号を介して積分する場合、入力信号の正しい極性を、高い確率で決定することができる。
【００１３】
本発明に係る課題は、本発明によりさらに提供されるように、デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するための位相ロックループが備えられたデジタルＰＬＬであって、搬送波モニタを備えており、搬送波信号強度の大きさの下限界値を、搬送波モニタを用いて検出することができ、下限界値が検出された場合、位相トランスファ回路を非アクティブ化することができるデジタルＰＬＬにより解決される。位相トランスファ回路により計算される位相誤差は、低い信号強度では不正確となる。例えば、ノイズを原因として、誤った位相誤差が計算され、この誤差が、望ましくないＰＬＬ動作を引き起こす。これを避けるために、搬送波信号の信号強度を、搬送波モニタリング回路によって検出する。搬送波信号の信号強度の大きさが、所定の限界値よりも下がると、位相トランスファ回路を非アクティブ化することができる。低い強度で、特に、線形モードで動作するコーディック（Cordic）が使用される場合に、誤差が生じる。これらは、望ましくないＰＬＬ動作を引き起こす。しかし、位相トランスファ回路、すなわちコーディックが非アクティブ化されると、望ましくない動作を抑制することができる。
【００１４】
ＰＬＬの動作は、請求項７に述べるように、有利に非アクティブ化することができる。同相信号を最大値に設定し、直交位相信号をゼロの値に設定することにより、位相トランスファ回路の出力を、ゼロの値に設定することができる。これは、ＰＬＬがアイドルのままとなることを確保にする。
【００１５】
本発明に係る課題は、本発明によりさらに提供されるように、デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するためのデジタル位相ロックループにより同様に解決される。このデジタルＰＬＬは、デジタルループフィルタが、利得制御回路にアクティブに接続され、ループフィルタの帯域幅を、利得制御回路の出力の関数として設定可能であることを特徴とする。利得制御回路は、好ましくは振幅利得制御器（AGC: Amplitude Gain Controller）である。利得制御回路によって、入力信号が、入力（チューナ）で、ほんの僅かに増幅されなければならず、かつ、信号強度が高く設定された場合、ノイズ干渉は、ＰＬＬの制御動作に対して僅かな影響しか与えない。他方で、入力される中間周波数信号を十分な高さの振幅まで増幅するために、かなりの増幅が必要となるように設定された場合、信号ノイズもまた増幅され、ＰＬＬの制御動作に悪影響を与えることが推測されるであろう。ＰＬＬのノイズへの感受性が低いほど、ループフィルタの帯域幅を大きく設定することができる。これは、好ましくはアクティブローパス（ＰＩメンバ）の形を取る。
【００１６】
ループフィルタの変化は、好ましくは請求項１０で述べるように制御される。この利点は、種々の信号の品質に対応できることである。ＰＬＬは、ループフィルタの帯域幅を調整することによって、ノイズから解放される。
【００１７】
本発明に係る課題は、本発明によりさらに提供されるように、デジタル位相比較回路と、デジタルループフィルタと、デジタル制御オシレータとを有し、位相比較回路は、デジタルミキサと位相トランスファ回路を備える、特に放送信号用の中間周波数復調器への振幅変調信号を復調するためのデジタルＰＬＬであって、デジタルループフィルタが、周波数ロックループを備え、位相トランスファ回路の出力信号の勾配を、周波数ロックループによって決定することができ、デジタル制御オシレータを、決定された勾配によって設定することができ、公称周波数から０〜１．６ＭＨｚの偏差が搬送波信号周波数に発生した場合に、デジタル制御オシレータを設定することにより、位相ロックループをロック状態にすることができることを特徴とするデジタルＰＬＬにより同様に解決される。位相トランスファ回路の出力信号の勾配は、入力信号と位相制御信号の間の周波数誤差の大きさに関する情報を提供する。デジタル制御オシレータは、決定された勾配の関数としてアクティブ化される。実際の入力信号の周波数と公称周波数の間のオフセットが大きい場合、大きな勾配が発生し、これにより、ＤＣＯが周波数範囲を素早く通過する。２つの周波数が互いに接近し合うと、勾配も小さくなり、その結果、ＰＬＬは、そのロックイン範囲が位相の一致をもたらすまで、より遅く搬送波信号に接近する。このような装置は、自動の放送局サーチの場合に有利に使用される。
【００１８】
勾配は、請求項１２に述べるように、特に有利に決定することができる。デジタル周波数ロックループの場合、第ｎ出力値が、続く第（ｎ−１）出力値と比較される。この差が、位相制御信号と搬送波周波数位相の間の位相誤差の大きさに関する情報を提供する。周波数誤差が大きいほど、周波数ロックループが、ＰＬＬのサーチ範囲を素早く通過する。
【００１９】
デジタルＰＬＬは、請求項１３で述べるように、有利に形成することができる。回転モードのコーディックにより、入力信号の搬送波の位相が、ゼロの方向に回転されるように、入力信号を位相制御信号と混合することができる。コーディックは、いかなる乗算も行わず、シフトと加算演算を行うだけなので、有利である。これは、複雑さを大いに減少させる。コーディックは、また、入力信号を、同相信号および直交位相信号としてＤＣＯ信号と比較できるようにする。
【００２０】
上述の位相ロックループを、テレビジョン信号用のテレビジョン受信機で用いることは、本発明のさらなる主題を構成する。
【００２１】
本発明による位相ロックループにより、中間周波数復調器における、その誤差感受性を、大きく減少させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
図１は、テレビジョン信号受信機（図示せず）のチューナの中間周波数信号４のための復調器２を示している。復調器２は、アナログ／デジタル変換器６と、デシメーションフィルタ８と、ヒルベルト（Hirbert）フィルタ１０と、デジタル位相ロックループ（PLL）１２を備える。デジタルナイキスト（Nyquist）フィルタ１４と、ローパスフィルタ１６と、オールパス１８と、符号検出器２０と、利得制御回路２２と、ビデオ出力２０ａと、オーディオ出力２０ｂと、チューナ制御出力２２ｂと、中間周波数増幅器制御回路出力２２ａについても、復調器２に配置されている。
【００２３】
デジタルＰＬＬ１２は、回転モードの座標回転デジタルコンピュータ（Cordic: Coordinate Rotation Digital Computer）２４と、ローパスフィルタ２６と、搬送波モニタリング回路２８と、線形モードのコーディック（Cordic）３０とを備え、これらは共に位相検出器１２ａを形成する。ループフィルタブロック１２ｂが、調整可能な帯域幅を有するローパスフィルタ３２と、周波数ロックループ（FLL）３４により形成される。デジタルＰＬＬ１２は、デジタル制御オシレータ（DCO: Digitally Controlled Oscillator）３６も備える。
【００２４】
受信アンテナから受信されるテレビジョン信号が、チューナ（図示せず）により増幅され、中間周波数信号に変換される。中間周波数信号は、振幅利得制御器（AGC）（図示せず）で再度増幅され、中間周波数信号４として復調器２に印加される。
【００２５】
中間周波数信号４は、復調器２において、アナログ／デジタル変換器６により、約５４ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングされる。デジタル信号は、デシメーションフィルタ８により、そのサンプリング速度が因数２で削減され、ヒルベルトフィルタ１０に印加される。中間周波数信号は、ヒルベルトフィルタ１０により、９０度で位相シフトされた２つの信号に変換される。これらは、一方で、位相が中間周波数信号の位相に一致する同相信号（Ｉパス）と、位相が中間周波数信号の位相に対して９０度シフトされている直交位相信号（Ｑパス）である。Ｉパス信号およびＱパス信号は、デジタルＰＬＬ１２に印加される。
【００２６】
デジタルＰＬＬ１２では、基準搬送波が入力信号から形成され、０Ｈｚの後方回転により復調される。
【００２７】
まず最初に、デジタルＰＬＬ１２は、アンロック状態にある。これは、コーディック２４における入力信号の位相および周波数が、ＤＣＯ３６の出力の位相および周波数とは異なることを意味する。コーディック２４の出力信号は、復調されず、色および音声の搬送波を抑制するために、まずローパスフィルタ２６を介してフィルタリングされる。
【００２８】
信号は、搬送波モニタリング回路２８を介してコーディック３０に印加される。このコーディック３０は、位相トランスファを行う。入力信号が、線形のトランスファ関数を介して、対応する出力信号に変換される。この出力信号は、ローパスフィルタ３２を介してＤＣＯ３６に印加される。コーディック３０の出力信号は、周波数ロックループ３４に追加的に印加される。
【００２９】
コーディック２４の入力信号を復調するためには、ＤＣＯ３６の位相は、入力信号の位相に補正されなければならない。コーディック３０の出力信号は、ＤＣＯ３６と入力信号の間の瞬間的な位相誤差に関する情報を提供する。これを等化するために、ＦＬＬ３４およびローパスフィルタ３２の出力から制御信号が形成される。
【００３０】
ＤＣＯ３６の周波数および位相が、この制御信号により補正される。ＤＣＯ３６の出力信号を調整することにより、コーディック２４は、その出力に、入力信号が同期振幅された復調状態で存在することを確保する。
【００３１】
コーディック３０は、図２に例示するようなトランスファ関数３８を示す。トランスファ関数３８は、−π／２とπ／２の間で、πで周期する、結果として鋸歯関数のような、ランプにより形成される。トランスファ関数３８は、位相シフト４４を示す。２πで周期する従来のトランスファ関数３８ａに比べて、ここでの位相シフト４４は、π／２で発生し、πの位相誤差を有する位相シフト４２とは対照的である。トランスファ関数３８に従い、入力信号の位相誤差は、π／２と−π／２の間の値を有する出力値のみが存在するような方法で、コーディック３０により評価される。高い位相誤差は、原点にてミラーされる。これは、入力信号の実成分は、単に大きさのみに関して評価されることを意味する。入力信号のベクトル表現において、コーディック３０のトランスファ関数は、入力信号のベクトルが、ゼロ点にて負の実際値に対してミラーされるような方法で解釈することができる。
【００３２】
例えば、入力信号の振幅過変調の場合、１８０度の位相シフトが生じる。入力信号の実成分は、コーディック３０により、大きさのみに関して評価されるので、ＰＬＬ１２も、１８０度の位相シフトが生じてもアイドルのままである。振幅過変調は、このように、ＰＬＬ１２に何の悪影響も与えない。
【００３３】
しかし、入力信号の符号がコーディック３０により抑制されるため、これを出力にて修復する必要がある。これは、符号検出器２０により達成される。
【００３４】
符号検出器２０は、ビデオ信号を、ライン全体にわたって積分する。信号全体のうち、少しの部分のみが、振幅過変調により符号に関して修正されるので、ライン全体にわたる積分によって、これを除去することができる。符号修復は、符号検出器２０にて行われる。
【００３５】
搬送波信号のエンベロープが、低い振幅しか示さないということが頻繁に起こる。この場合、情報信号は、振幅変調の場合のゼロ変換に近づくことがある。しかしこれは、コーディック３０が振幅に依存せずに動作し、低い振幅では誤差への感受性が高いため、コーディック３０にて誤差を引き起こす。このため、ゼロの周りの約２％の信号レベルで、コーディック３０が非アクティブ化される。搬送波モニタリング回路２８では、同相信号振幅の大きさがモニタされる。これが、限界値よりも下がると、同相信号が、その最大値に設定される。これは、負または正の最大偏位のいずれかでよく、符号は各テレビジョン規格に依存している。直交位相信号は、ゼロに設定される。この場合、コーディック３０の出力はゼロであり、これは、ＤＣＯ３６の位相が再調整されないという結果をもたらす。
【００３６】
テレビジョン信号は、頻繁に、残留側波帯で変調される。復調の間、ビデオ信号を、２つの残留側波帯から、ナイキストフィルタ１４により修復する必要がある。
【００３７】
例えばノイズピークにより生成される入力信号の誤差は、頻繁に、望ましくないＰＬＬ１２の動作を引き起こす。ＰＬＬ１２の信号および制御動作へのノイズの影響は、中間周波数信号の信号強度に依存する。中間周波数信号の信号強度が高いほど、この信号の振幅を低く設定しなければならない。この場合、誤差もまた、信号ノイズによって僅かに増幅される。利得制御回路２２をローパスフィルタ３２に結合することにより、１２ｂにおけるループフィルタの帯域幅を、中間周波数信号の信号レベルの関数として制御することができる。ビデオ信号の黒レベルの信号強度は、中間周波数信号の信号強度を示す。同期信号の信号強度は、利得制御回路２２によりモニタされる。
【００３８】
利得制御回路２２の結果は、一方で、中間周波数増幅器出力２２ａを介して、中間周波数増幅器に通信され、中間周波数増幅器は、これに応じて中間周波数信号を増幅する。他方で、利得制御回路２２の結果は、ローパスフィルタ３２にも通信される。これは、その帯域幅を、測定された信号強度の関数として調整する。信号強度が大きいほど、信号ノイズの影響が少なくなる。この場合、ローパスフィルタ３２の帯域幅は、大きくなるように選択することができる。信号強度が低い場合、信号ノイズも、中間周波数増幅器にて、中間周波数信号と共に増幅される。このノイズは、ループフィルタ１２ｂの帯域幅の選択が大きすぎる場合、望ましくないＰＬＬ１２の制御を引き起こす。したがって、信号強度が低い場合、ローパスフィルタ３２の帯域幅は、小さくなるように選択される。ローパスフィルタ３２の帯域幅を制御することにより、ＰＬＬをノイズから解放することができる。ＰＬＬは、ノイズ信号への反応が少なくなる。
【００３９】
受信チャンネルを設定する際に、サーチ周波数全体を、ＰＬＬ１２が通過する。このような状況では、ＤＣＯ３６が、ループフィルタ３２およびＦＬＬ３４によりアクティブ化される。ＤＣＯ３６の周波数とコーディック２４での入力信号の周波数の間の差が大きいほど、コーディック３０の出力に存在する位相誤差信号が急峻になる。コーディック３０の出力信号の傾斜は、ＦＬＬ３４により測定される。ＤＣＯ３６の周波数は、この勾配の関数として補正される。この方法では、例えば１．６ＭＨｚの大きな周波数オフセットの場合でも、搬送波のロックインが可能である。これは、素早い放送局サーチを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
本発明は、図面に示される実施形態を参照してさらに説明されるが、本発明はこれらの図面に限定されない。
【図１】図１は、本発明に係る中間周波数復調器のブロック図を示す。
【図２】図２は、位相トランスファ回路のトランスファ関数を示す。
【符号の説明】
【００４１】
２  復調器
４  中間周波数信号
６  アナログ／デジタル変換器
８  デシメーションフィルタ
１０  ヒルベルトフィルタ
１２  デジタル位相ロックループ（PLL）
１２ａ  位相検出器
１２ｂ  ループフィルタブロック
１４  デジタルナイキストフィルタ
１６  ローパスフィルタ
１８  オールパス
２０  符号検出器
２２  利得制御回路
２２ａ  中間周波数増幅器出力
２２ｂ  チューナ制御出力
２４  コーディック
２６  ローパス
２８  搬送波モニタリング回路
３０  コーディック
３２  ローパス／ループフィルタ
３４  周波数ロックループ（FLL）
３６  デジタル制御オシレータ（DCO）
３８  コーディック３０のトランスファ関数
４０  動作点
４２  過変調点
４４  位相シフト
３８ａ  従来の位相トランスファ回路のトランスファ関数
【図１】
2005517336.tif 000003
【図２】
2005517336.tif 000004
【国際調査報告】
2005517336.tif 000005
2005517336.tif 000006
2005517336.tif 000007
2005517336.tif 000008
2005517336.tif 000009