(57)【要約】基準電圧（Vref）を発生するためのバンドギャップ基準回路（１００）が、トランジスタ（Q1）と、バイアス電流を発生するバイアス電流（Ibias）源と、PTAT電流を発生する絶対温度比例（PTAT）電流源（IPTAT）と、第１の抵抗（R1）と、第２の抵抗（R2）を具備している。トランジスタ（Q2）がベース・エミッタ間電圧を発生し、そのベース・エミッタ間電圧が第１の抵抗（R1）および第２の抵抗（R2）を通じて出力ノードで分割される。第１の抵抗（R2）はトランジスタ（Q1）のコレクタと出力ノードの間に接続している。バイアス電流源（Ibias）がトランジスタ（Q1）にバイアス電流を供給し、そしてPTAT電流源（IPTAT）が出力ノード１０５にPTAT電流を供給する。負の温度係数を有するベース・エミッタ間電圧の一部分と、第２の抵抗におけるPTAT電流の一部分を感知することによって得られるPTAT電圧とを結合した結果として出力ノードに基準電圧（Vref）が得られうる。
2005537528.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エミッタ、コレクタ、およびベースを有するトランジスタと、
第１の抵抗が前記コレクタと第２の抵抗の間に接続されている第１の抵抗および第２の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードに接続されていて、絶対温度比例（PTAT）電流を与える絶対温度比例（PTAT）電流源を具備しており、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードに基準電圧が発生されるようになされたバンドギャップ基準回路。
【請求項２】
前記トランジスタにバイアス電流を与えるバイアス電流源をさらに具備する請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項３】
前記ベースが前記コレクタに接続されている請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項４】
前記第２の抵抗が前記第１の抵抗とアースの間に接続している請求項３のバンドギャップ基準回路。
【請求項５】
前記エミッタがアースに接続されている請求項４のバンドギャップ基準回路。
【請求項６】
前記基準電圧が温度変化に対して実質的に一定である請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項７】
前記トランジスタがバイポーラ・トランジスタである請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項８】
前記バイポーラ・トランジスタがケイ素およびゲルマニウムよりなる請求項７のバンドギャップ基準回路。
【請求項９】
前記バンドギャップ基準回路が無線通信装置の一部である請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項１０】
エミッタ、コレクタ、およびベースを有するトランジスタを設け、
第１の抵抗と第２の抵抗を設け、前記第１の抵抗を前記コレクタと前記第２の抵抗の間に接続し、
絶対温度比例（PTAT）電流を設け、PTAT電流源が前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードによって受け取られるようになし、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間の前記ノードで基準電圧が発生されるようにすることよりなる、基準電圧を与える方法。
【請求項１１】
前記トランジスタにバイアス電流を与えることをさらに含む、請求項１０の方法。
【請求項１２】
前記ベースが前記コレクタに接続される請求項１０の方法。
【請求項１３】
前記第２の抵抗が前記第１の抵抗とアースの間に接続する、請求項１２の方法。
【請求項１４】
前記エミッタがアースに接続される、請求項１３の方法。
【請求項１５】
前記基準電圧が温度の変化に対して実質的に一定のままである、請求項１０の方法。
【請求項１６】
前記トランジスタがバイポーラ・トランジスタである、請求項１０の方法。
【請求項１７】
前記バイポーラ・トランジスタがケイ素およびゲルマニウムよりなる、請求項１６の方法。
【請求項１８】
ベース・エミッタ間電圧を与え、
前記ベース・エミッタ間電圧に比例して変化する第１の電流を与え、
絶対温度に比例する（PTAT）第２の電流を与え、
前記第１の電流と前記第２の電流の一部分を第２の抵抗に通して、温度変化に対して実質的に一定の基準電流Vrefを発生することよりなる、基準電圧を与える方法。
【請求項１９】
前記ベース・エミッタ間電圧が、エミッタ、コレクタ、およびベースを有するトランジスタによって与えられ、
第１の抵抗が前記コレクタと前記第２の抵抗の間に接続され、
前記PTAT電流源が前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードによって受け取られ、
前記基準電圧Vrefが前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードで発生される、請求項１８の方法。
【請求項２０】
アノードおよびカソードを有するダイオードと、
第１の抵抗が前記アノードと第２の抵抗の間に接続されている、第１の抵抗および第２の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードに接続されていて、PTAT電流を与える絶対温度比例（PTAT）電流源を具備しており、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のアノードで基準電圧が発生される、バンドギャップ基準回路。
【請求項２１】
前記ダイオードにバイアス電流を与えるバイアス電流源をさらに具備している請求項２０のバンドギャップ基準回路。
【請求項２２】
前記第２の抵抗が前記第１の抵抗とアースの間に接続する請求項２０のバンドギャップ基準回路。
【請求項２３】
前記エミッタが接地されている請求項２０のバンドギャップ基準回路。
【請求項２４】
前記基準電圧が温度の変化に対して実質的に一定のままである、請求項２０のバンドギャップ基準回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、基準電圧回路に関し、特に低電力消費を特徴とするバンドギャップ基準電圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯無線システムが、低電圧源によって駆動されるアナログ回路の需要を増大させている。これらのアナログ回路のほとんどが、一方が絶対温度に比例し（PTAT）、他方が絶対温度と相補性をなす（CTAT）、２つの電流または電圧を加算して一定電圧を発生するバンドギャップ基準回路を用いている。これらの電流または電圧の和は、温度非依存性とすることができ、通常バンドギャップ基準電圧と呼ばれる基準電圧を得るために用いることができる。この技法は、約2.5V〜3.3Vの比較的高い電源電圧と、約100μAの電源電流を必要とする。バンドギャップ基準回路の例が、下記非文献１および２に記載されている。
【０００３】
最近、精密な基準電圧を与えかつ低電源電圧で動作する基準電圧回路を設計するための種々の技法が提案されている。この種の回路を設計する際における重要事項の１つは、基準電圧を低くしかつ電力消費を少なくすることである。このような回路設計技法については、下記非特許文献３〜６に記載されている。しかしながら、これらの文献はいずれも、簡潔で、コスト効率が良く、電力消費が非常に少ない基準電圧回路は開示していない。したがって、必要とされているのは、精密な基準電圧を与えかつ電力消費が非常に少ない、簡潔で、コスト効率の良好な回路である。
【非特許文献１】Widlar, "A new breed of linear ICs run at 1-volt levels", Electronics, March 29, 1979, pp. 115-119
【非特許文献２】Brokaw, "A simple three terminal IC bandgap reference", IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1974, SC-9(6), pp. 667-670
【非特許文献３】Vittoz et al., "A Low-Voltage CMOS Bandgap Reference", IEEE Journal Of Solid-State Circuits, 1979, SC-14, No. 3, pp. 573-577
【非特許文献４】Gunawan et al. "A Curvature-Corrected Low-Voltage Bandgap Reference", IEEE Transactions On Circuits And Systems-II: Analog And Digital Signal Processing, 2000, Vol. 47, No. 6, pp. 667-670
【非特許文献５】Jiang et al., "Design of Low-Voltage Bandgap Reference Using Transimpedance Amplifier", IEEE Transactions On Circuits And Systems-II: Analog And Digital Signal Processing, 2000, Vol. 47, No. 6, pp. 667-670
【非特許文献６】Banba et al., "A CMOS Bandgap Reference Circuit With Sub-1-V Operation", IEEE Journal Of Solid-State Circuits, 1999, Vol. 34, No. 5, pp. 670-674,
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の１つの実施例では、バンドギャップ基準回路が、バイアス電流源と、トランジスタと、第１の抵抗と、第２の抵抗と、絶対温度比例（PTAT）電流源を具備している。そのトランジスタは、エミッタ、コレクタ、ベースを有する。コレクタはバイアス電流源と第１の抵抗に接続されている。第１の抵抗は、コレクタと第２の抵抗の間に接続されている。PTAT電流源が、第１の抵抗と第２の抵抗の間の出力ノードにPTAT電流を与える。
【０００５】
下記の図面および詳細な説明を検討すれば、本発明の他のシステム、方法、特徴および利点が当業者には明らかとなるであろう。このような付加的なシステム、方法、特徴および利点はこの記述に含まれており、本発明の範囲内にあり、そして添付特許請求の範囲によって保護されるものと意図されている。
【０００６】
図１Aは本発明の１つの実施例による基準電圧Vrefを発生するバンドギャップ基準回路１００を示す概略構成図である。回路１００は、トランジスタQ１と、バイアス電流IBIASを発生するバイアス電流源１０１と、PTAT電流IPTATを発生する絶対温度比例（PTAT）電流源１０２と、第１の抵抗R1と、第２の抵抗R2を具備している。トランジスタQ1は、任意のタイプのバイポーラ・トランジスタ（例えば、pnpまたはnpn）でありうるものであり、ベース端子B1と、コレクタ端子C１と、エミッタ端子E１を有している。ベース端子B１は、コレクタ端子C１に接続されているが、エミッタ端子E１はアース１０３に接地されている。トランジスタQ１は、抵抗R１およびR２を通じて出力ノード１０５で分割されたベース・エミッタ電圧（Vbe）を発生する。抵抗R２は、端子C１と出力ノード１０５の間に接続している。抵抗R２は、出力ノード１０５とアース１０３との間に接続している。バイアス電流源１０１は、端子B１およびC１にバイアス電流IBIASを供給し、電流源１０２は出力ノード１０５にPTAT電流IPTATを供給する。
【０００７】
電圧VbeがCTAT電流ICTATをノード１０４からノード１０５へと流れさせる。電流ICTATと電流IPTATの一部分が結合して電流IR2を形成し、この電流IR2が抵抗R２を通じて流れて出力ノード１０５に基準電圧Vrefを発生する。したがって、基準電圧Vrefは、Vbeに比例するCTAT電圧VCTATと、IPTATに比例するPTAT電圧VPTATとの２つの成分で構成される。基準電圧Vrefの値は下記のようにして決定することができる。
【０００８】
式１
2005537528.tif 000003
抵抗R１およびR2とPTAT電流IPTATに対して適当な値を選定することによって、基準電圧Vrefを、回路の温度変化に関係なく実質的に一定のレベルに維持することができる。
【０００９】
図１Bは、図１Aに示されたバンドギャップ基準回路１００の他の実施例であるバンドギャップ基準回路１１０を示す概略構成図である。回路１１０は、バイアス電流源１０１に接続されたアノード１１２と、アース１０３に接地されたカソード１１３を有するダイオード１１１を具備している。抵抗R1が、アノード１１２と出力ノード１０５との間に接続している。抵抗R２が、出力アノード１０５とアース１０３の間に接続している。電流源１０１がアノード１１２にバイアス電流IBIASを供給し、そして電流源１０２が出力ノード１０５にPTAT電流IPTATを供給する。ダイオード１１１が、ノード１０４からノード１０５にCTAT電流ICTATを流れさせるダイオード電圧Vdを発生する。電流ICTATと電流IPTATの一部分とが結合して電流IR2を形成し、この電流IR2が抵抗R２を通じて流れて、出力ノード１０５に基準電圧Vrefを発生する。基準電圧Vrefの値は、下記のようにして決定することができる。
【００１０】
式２
2005537528.tif 000004
【００１１】
図２は、バンドギャップ基準回路２００の概略図であり、電流IBIASおよびIPTATを発生するための１つの可能な手法示している。バンドギャップ基準回路２００は、構成要素が比較的少なく、大規模集積回路に適している。電流IBIASおよびIPTATを発生するためには、他の手法を用いてもよいことが当業者には分かるであろう。バンドギャップ基準回路２００は、抵抗R1、R2およびR３と、トランジスタM１、M２、M３、M４、Q１、Q２およびQ3を具備している。トランジスタM１、M２、M３およびM４は、各デート端子G１、G２、G３およびG４と、各ソース端子S１、S２、S３およびS４と、各ドレイン端子D１、D２、D３およびD４を有している。トランジスタQ２およびQ３は、各ベース端子B２およびB３と、各エミッタ端子E２およびE３と、各コレクタ端子C２およびC３を有している。トランジスタM１〜M４はそれぞれ、正チャンネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（p-channel MOSFET）であることが好ましいが、他の実施例では、例えばバイポーラ・トランジスタのような任意適当なトランジスタで置き換えてもよい。他方、トランジスタQ１、Q２およびQ３は、バイポーラ・トランジスタであることが好ましいが、トランジスタQ１とQ３はバイポーラ・ダイオードで置き換えてもよい。ベース端子B３が、コレクタ端子C３と、ベース端子B２と、ドレイン端子D１に接続されている。抵抗R２がエミッタ端子E２とアース１０３の間に接続している。ゲート端子G１、G２、G３およびG４は互いに接続されて、コレクタ端子C２と、ドレイン端子D２に接続されている。ソース端子S１、S２、S３およびS４は互いに接続されて、電源電流Iddを与える電圧源Vddに接続されている。トランジスタQ１、抵抗R１および抵抗R２のような他の構成要素は、図１Aについて上述したように接続されている。
【００１２】
トランジスタQ２およびQ３はウイドラー（Widlar）PTAT電流Iwを生ずる。この電流Iwの値は下記のように決定できる。
【００１３】
式３
2005537528.tif 000005
ただし、kはボルツマン定数、Tは絶対温度oK、qは電子の電荷、A２はトランジスタQ２のエミッタ端子とベース端子の間の境界面積、そしてA３はトランジスタQ３のエミッタ端子とベース端子の間の境界面積である。KT/qは一般に熱電圧VTと呼ばれており、温度依存性である。トランジスタM２、M３およびM４は、電流IBIASおよびIPTATを生ずる電流ミラーとして働く。電流IBIASおよびIPTATは電流IWと下記の関係がある。
【００１４】
式４
2005537528.tif 000006
【００１５】
式５
2005537528.tif 000007
項W２、W３およびW４はそれぞれゲート端子G２、G３およびG４の幅を表しており、項L２、L３およびL４はそれぞれゲート端子G２、G３およびG４の長さを表している。
【００１６】
図３および４は、トランジスタQ１、Q２およびQ３がケイ素ゲルマニウム（SiGe）バイポーラ・トランジタである場合のバンドギャップ基準回路２００（図２）に対する非限定的なシミュレーションの例を集約的に示すグラフ図である。これらのグラフ図は、バンドギャップ基準回路２００が、1μAより小さい電源電流Vddを引き込みながら、温度の変化に対して実質的に一定である基準電圧Vrefを与えることができることを示している。本発明の他の実施例では、トランジスタQ１、Q２およびQ３はそれぞれ任意適当なタイプのバイポーラ・トランジスタであってもよいことが強調されるべきである。
【００１７】
図３は、1.0Vに等しい電圧源Vddを用いたバンドギャップ基準回路２００の場合の基準電圧Vrefと電源電流Iddの変化を示している。第１の垂直軸３０２は出力電圧VrefをmVで示しており、第２の垂直軸３０４は電源電流IddをμAで示しており、そして水平軸３０６は回路温度をoCで示している。線分３１０は出力電圧Vrefのプロットを示しており、線分３１４は電源電流Iddのプロットを示している。図３に示されているように、‐40oCから80oCまでの温度範囲で、シミュレートされた基準電圧Vrefは約0.7mVだけ変化し、そしてシミュレートされた電源電流Iddは約0.43μAだけ変化する。約27oCの温度（常温）では、回路２００は1.0Vに等しい電圧源Vddから約0.94μAの電源電流Iddを引き込む。したがって、常温で消費される電力の量は約0.94μW（約0.94μA×1.0V）にすぎない。
【００１８】
図４は、1.2Vに等しい電源電圧を用いたバンドギャップ基準回路２００の場合の基準電圧Vrefと電源電流Iddの変化を示すグラフ図４００である。線分４０８および４１２はそれぞれ、温度に対する出力電圧Vrefと電源電流Iddのプロットを示している。図４に示されているように、‐40oCから80oCまでの温度範囲で、シミュレートされた基準電圧Vrefは約0.5mVだけ変化し、そしてシミュレートされた電源電流Iddは約0.43μAだけ変化する。約27oCの温度（常温）では、回路２００は約0.96μAの電源電流Iddを引き込む。したがって、常温で消費される電力の量は約1.15μW（約0.96μA×1.20V）にすぎない。
【００１９】
図５は、ハンドギャップ基準回路１００、１１０および２００（図１A、１Bおよび２）の実施例が実施されうる簡単化されたポータブル・トランシーバ５００の非限定的な例を示すブロック図である。バンドギャップ基準回路１００は、例えばアナログ・デジタル変換器５２４、デジタル・アナログ変換器５２６、変調器５４４、アップコンバータ５５０、シンセサイザ５６８、電力増幅器５５８、受信フィルタ５７８、低雑音増幅器５８２、ダウンコンバータ５８６、チャンネル・フィルタ５９２、復調器５９６、および増幅器５９８を含むトランシーバの構成要素の多くに電圧Vrefを与えるために用いられうる。本発明のシステムや方法はポータブル・トランシーバや、無線通信装置に限定されるものではないことを強調しなければならない。本発明の他の実施例を組み込むことができる他の装置としては、例えばダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ（DRAMs）等がある。
【００２０】
ポータブル・トランシーバ５００は、スピーカ５０２、デイスプレイ５０４、キーボード５０６、およびマイクロホン５０８を具備しており、これらはすべてベースバンド・サブシステム５１０に接続されている。特定の実施例では、ポータブル・トランシーバ５００は、例えばモバイル式の携帯電話のようなポータブル電話送受器であってもよいが、それに限定はされない。スピーカ５０２とデイスプレイ５０４は接続５０５および５０７を通じてベースバンド・サブシステム５１０から信号を受信する。同様に、キーボード５０６とマイクロホン５０８はそれぞれ接続５１１および５１３を通じてベースバンド・サブシステムに信号を送る。ベースバンド・サブシステム５１０は、マイクロプロセッサ（μP）５１２、メモリ５１４、アナログ回路５１６およびデジタル信号プロセッサ（DSP）５１８を具備しており、それらはそれぞれデータ・バス５２２に接続されている。データ・バス５２２は、１つのバスとして示されているが、ベースバンド・サブシステム５１０におけるサブシステム５１０内のサブシステム間で必要に応じて接続された多数のバスを用いて実施されてもよい。マイクロプロセッサ５１２とメモリ５１４は、ポータブル・トランシーバ５００に対して信号タイミング、処理および格納機能を与える。アナログ回路５１６は、ベースバンド・サブシステム５１０内の信号に対してアナログ処理機能を与える。ベースバンド・サブシステム５１０は、接続５２８を通じて無線周波（RF）サブシステム５３４に制御信号を与える。１つの接続５２８として示されているが、制御信号はDSP５１８からまたはマイクロプロセッサ５１２から得られるものであってもよく、その制御信号はRFサブシステム５３４内の種々のポイントに供給されてもよい。簡単のため、図５にはポータブル・トランシーバ５００の選択された構成要素だけが示されていることに注目すべきである。
【００２１】
ベースバンド・サブシステム５１０はまた、アナログ・デジタル変換器（ADC）５２４とデジタル・アナログ変換器（DAC）５２６を具備しており。ADC５２４およびDAC５２６は、バス５２２を通じて、マイクロプロッセサ５１２、メモリ５１４、アナログ回路５１６およびDSP５１８に繋がっている。DAC５２６は、ベースバンド・サブシステム５１０内のデジタル通信情報を、接続５４２を通じてRFサブシステム５３４に伝送するためのアナログ信号に変換する。
【００２２】
RFサブシステム５３４は変調器５４４を具備しており、この変調器５４４は、シンセサイザ５６８から接続５４６を通じてLO信号を受信した後で、受信されたアナログ情報を変調し、そして変調された信号をアップコンバータ５５０に与える。アップコンバータ５５０は、シンセサイザ５６８から接続５７０を通じて周波数基準信号をも受信する。シンセサイザ５６８はアップコンバータ５５０が接続５４８における変調された信号をアップ・コンバートする適当な周波数を決定する。
【００２３】
アップコンバータ５５０は、接続５５６を通じて電力増幅器５５８に位相変調された信号を供給する。電力増幅器５５８は、接続５６４を通じてアンテナ５７４に伝送するのに適した電力レベルまで、接続５５６における変調された信号を増幅する。例示的には、スイッチ５７６は、接続５６４における増幅された信号がアンテナ５７４に転送されるかどうか、あるいはアンテナ５７４からの受信信号がフィルタ５７８に供給されるかどうかを制御する。スイッチ５７６の動作は、接続５２８を通じて、ベースバンド・サブシステム５１０からの制御信号によって制御される。あるいは、スイッチ５７６は、アンテナ５７４における同時送信および受信を可能にする回路で置き換えてもよい。
【００２４】
アンテナ５７４によって受信された信号は、ベースバンド・システム５１０によって決定される適当な時間において、スイッチ５７６を通じて受信フィルタ５７８に送られるであろう。受信フィルタ５７８は受信された信号をろ波し、そして接続５８０におけるろ波された信号を低雑音増幅器（LNA）５８２に供給する。受信フィルタ５７８はバンドパス・フィルタであり、ポータブル・トランシーバ５００が動作する特定のセルラー・システムのすべてのチャンネルを通過させる。一例として、グローバル・システム・フォア・モバイル・コミュニケーションズ（Global System For Mobile Communications）（GSM）959.9MHzシステムの場合には、受信フィルタ５７８は、それぞれ200kHzの５２４の連続チャンネルをすべてカバーする935.1MHzから959.9MHzまでのすべての周波数を通すであろう。このフィルタの目的は、所望の領域より外の周波数をすべて拒否することである。LNA５８２は、接続５８０における微弱な信号を、ダウンコンバータ５８６がその信号を送信された周波数からベースバンド周波数に戻すようにその信号を変換できるレベルまで増幅する。あるいは、例えば、それに限定されるものではないが、低ノイズ・ブロック・ダウンコンバータ（LNB）のような他の要素を用いて、LNA５８２とダウンコンバータ５８６の機能を達成することができる。
【００２５】
ダウンコンバータ５８６は接続５７２を通じてシンセサイザ５６８からのLO信号を受信する。このLO信号は、接続５８４を通じてLNA５８２から受信された信号をダウンコンバートするために、ダウンコンバータ５８６で用いられる。ダウンコンバートされた周波数は、中間周波（IF）と呼ばれている。ダウンコンバータ５８６は、ダウンコンバートされた信号を接続５９０を通じて、「IFフィルタ」とも呼ばれているチャンネル・フィルタ５９２に送る。チャンネル・フィルタ５９２は、ダウンコンバートされた信号をろ波し、そしてその信号を接続５９４を通じて復調器５９６に供給する。チャンネル・フィルタ５９２は、１つの所望のチャンネルを選択し、他のものはすべて拒否する。一例としてGSMシステムを用いると、５２４の連続チャンネルのうちの１つだけがチャンネル・フィルタ５９２によって選ばれるであろう。シンセサイザ５６８は、接続５７２においてダウンコンバータ５８６に供給される局部発信器周波数を制御することにより、選択されるチャンネルを決定する。復調器５９６は、送信されたアナログ情報を回復し、かつこの情報を表す信号を接続５９７を通じて増幅器５９８に供給する。増幅器５９８は、接続５９７を通じて受信された信号を増幅し、そして増幅された信号を接続５９９を通じてADC５２４に供給する。ADC５２４は、これらのアナログ信号をベースバンド周波数のデジタル信号に変換し、そして他の処理のために、その信号をデータ・バス５２２を通じてDSP５１８に転送する。
【００２６】
本発明の種々の実施例が説明されたが、本発明の範囲内でさらに多くの実施例や実装例が当業者には明らかであろう。
【００２７】
図面における構成要素は必ずしも実寸ではなく、本発明の原理を示すことに重きが置かれている。これらの図では、種々の図にわたって、同じ参照番号は対応する部分を示している。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１Ａ】本発明の１つの実施例による、基準電圧Vrefを発生するためのバンドギャップ基準回路を示す概略図である。
【図１Ｂ】図１Aに示されたバンドギャップ基準回路の他の実施例であるバンドギャップ基準回路を示す概略図である。
【図２】図１Aおよび１Bに示されたバイアス電流および絶対温度比例（PTAT）電流を発生するための１つの可能な手法を示すバンドギャップ基準回路の概略図である。
【図３】1.0Vに等しい電圧源Vddを用いたバンドギャップ基準回路について基準電圧Vrefと電源電流Iddの変化を示すグラフである。
【図４】1.2Vに等しい電圧源Vddを用いたバンドギャップ基準回路について基準電圧Vrefと電源電流Iddの変化を示すグラフである。
【図５】本発明の１つの実施例を実行できる簡単化されたポータブル・トランシーバの非限定的な一例を示すブロック図である。
【図１Ａ】
2005537528.tif 000008
【図１Ｂ】
2005537528.tif 000009
【図２】
2005537528.tif 000010
【図３】
2005537528.tif 000011
【図４】
2005537528.tif 000012
【図５】
2005537528.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】平成16年5月12日(2004.5.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アノードおよびカソードを有するダイオードと、
第１の抵抗が前記アノードと前記カソードの間に接続されている第１の抵抗および第２の抵抗と、
前記第の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードに接続されていて、絶対温度比例（PTAT）電流を与える絶対温度比例（PTAT）電流源を具備し、
基準電圧が前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間の前記ノードで発生されるようになされたバンドギャップ基準回路。
【請求項２】
前記ダイオードにバイアス電流を与えるバイアス電流源をさらに具備している請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項３】
前記第２の抵抗が前記第１の抵抗とアースの間に接続している請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項４】
エミッタが接地されている請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項５】
前記基準電圧が温度変化に対して実質的に一定のままである請求項１のバンドギャップ基準回路。
【請求項６】
エミッタ、コレクタ、およびベースを有し、ベースがコレクタに接続され、エミッタが接地されている第１のトランジスタと、
第１の抵抗が前記コレクタと第２の抵抗の間に接続され、第２の抵抗が第１の抵抗とアースの間に接続されている第１および第２の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間のノードに接続されていて、絶対温度比例（PTAT）電流を与える絶対温度比例（PTAT）電流源を具備しており、
基準電圧が前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間の前記ノードで発生されるようになされたバンドギャップ基準回路。
【請求項７】
前記トランジスタにバイアス電流を与えるバイアス電流源をさらに具備している請求項６のバンドギャップ基準回路。
【請求項８】
前記基準電圧が温度変化に対して実質的に一定のままである請求項６のバンドギャップ基準回路。
【請求項９】
前記トランジスタがバイポーラ・トランジスタである請求項６のバンドギャップ基準回路。
【請求項１０】
互いに接続された第２のトランジスタおよび第３のトランジスタをさらに具備しており、前記第２のトランジスタのドレイン端子が前記第１のトランジスタのコレクタに接続されている請求項６のバンドギャップ基準回路。
【請求項１１】
前記第２および第３のトランジスタのソース端子が互いに接続されている請求項１０のバンドギャップ基準回路。
【請求項１２】
前記第３のトランジスタのドレイン端子が前記第１および第２の抵抗の間のノードに接続されている請求項１１のバンドギャップ基準回路。
【請求項１３】
第４および第５のトランジスタをさらに具備しており、前記第２、第４および第５のトランジスタのゲート端子が互いに接続されている請求項１２のバンドギャップ基準回路。
【請求項１４】
前記第２および第３のトランジスタのソース端子が前記第４および第５のトランジスタのソース端子に接続されている請求項１３のバンドギャップ基準回路。
【請求項１５】
第６および第７のトランジスタをさらに具備しており、前記第４のドレイン端子が前記第６のトランジスタのコレクタに接続され、前記第５のトランジスタのドレイン端子が前記第７のトランジスタのコレクタに接続されている請求項１４のバンドギャップ基準回路。
【請求項１６】
前記第６および第７のベースが互いに接続されている請求項１５のバンドギャップ基準回路。
【請求項１７】
前記第６のトランジスタのエミッタが接地されている請求項１６のバンドギャップ基準回路。
【請求項１８】
前記第７のトランジスタのエミッタが第３の抵抗に接続されている請求項１７のバンドギャップ基準回路。
【請求項１９】
前記第３の抵抗が接地されている請求項１８のバンドギャップ基準回路。
【国際調査報告】
2005537528.tif 000014