(57)【要約】可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）変調のためのＶＡＣ信号が、正の周波数領域に単一の狭いＶＡＣ信号を生成するディジタル信号処理部（１２）により、有利に生成される。離散時間ヒルベルト変換（１４）は、正のスペクトル・ピークだけを分離するので、より高いゼロ交差制御を提供するＶＡＣ信号が生成される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単側波帯変調（ＳＳＢ）可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号生成装置であって、
正弦波形状で同格周波数範囲のスペクトル・ピークを有する離散時間ＶＡＣ信号を生成するためのディジタル信号処理部（１２）と、
ディジタル信号処理部により生成されたＶＡＣ信号における正のスペクトル・ピークおよび周辺スペクトル部分を分離する手段（１４）と、
を含む信号生成装置。
【請求項２】
前記分離手段は、離散時間ヒルベルト変換を含む、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記ディジタル信号処理部が、下記関係式に従って前記離散時間ＶＡＣ信号を生成する、請求項１に記載の装置。
【数１】
2005518718.tif 000009
但し、下付き文字Ｉｋは、３つの整数値ｋ∈{−１；０；１}の何れかを取り得るインデックス値として働くものであり、
・Ｉｋ＝−ｌである場合、その時のρ−１（ｔ）は公称の所要時間（Ｍ−Δ）Ｔｃを有し、但し、Ｍは整数、Ｔｃはクロック周期、Δは一般的に１または２であり、
・Ｉｋ＝０である場合、ρ０（ｔ）は公称の所要時間ＭＴｃを有し、または、
・Ｉｋ＝１である場合、ρ＋ｌ（ｔ）が公称の所要時間（Ｍ＋Δ）Ｔｃを有する。
【請求項４】
前記タイム・シフトＴｋ  が、下記関係式に従って発生する確率変数である、
請求項３に記載の装置。
【数２】
2005518718.tif 000010
但し、Ｔ０  ＝０、Δ＝１である。
【請求項５】
前記正弦波形ρ−１（ｔ）、ρ０（ｔ）およびρ＋１（ｔ）が、下記関係式に従って得られる、請求項４に記載の装置。
【数３】
2005518718.tif 000011
【請求項６】
前記基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、下記関係式により与えられるｓｉｎｃ関数である、請求項５に記載の装置。
【数４】
2005518718.tif 000012
【請求項７】
前記基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、下記関係式を満たす２乗余弦関数を含む、請求項５に記載の装置。
【数５】
2005518718.tif 000013
【請求項８】
前記係数ａｌｋ（ｍ）の値は、下記関係式により与えられる、請求項５に記載の装置。
【数６】
2005518718.tif 000014
【請求項９】
単側波帯変調（ＳＳＢ）可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号生成方法であって、
正弦波形状で同格周波数範囲のスペクトル・ピークを有する離散時間ＶＡＣ信号をディジタル的に生成するステップと、
ディジタル的に生成されたＶＡＣ信号における正のスペクトル・ピークおよび周辺スペクトル部分を分離するステップと、を含む信号生成方法。
【請求項１０】
前記ディジタル的に生成された離散時間ＶＡＣ信号が、下記関係式に従って合成される、請求項９に記載の方法。
【数７】
2005518718.tif 000015
但し、下付き文字Ｉｋは、３つの整数値ｋ∈{−１；０；１}の何れかを取り得るインデックス値として働くものであり、
・Ｉｋ＝−ｌである場合、その時のρ−１（ｔ）は公称の所要時間（Ｍ−Δ）Ｔｃを有し、但し、Ｍは整数、Ｔｃはクロック周期、Δは一般的に１または２であり、
・Ｉｋ＝０である場合、ρ０（ｔ）は公称の所要時間ＭＴｃを有し、または、
・Ｉｋ＝１である場合、ρ＋ｌ（ｔ）が公称の所要時間（Ｍ＋Δ）Ｔｃを有する。
【請求項１１】
前記タイム・シフトＴｋ  が、下記関係式に従って発生する確率変数である、請求項１０に記載の方法。
【数８】
2005518718.tif 000016
但し、Ｔ０  ＝０であり、Δ＝１である。
【請求項１２】
前記正弦波形ρ−１（ｔ）、ρ０（ｔ）およびρ＋１（ｔ）が、下記関係式に従って得られる、請求項１０に記載の方法。
【数９】
2005518718.tif 000017
【請求項１３】
前記基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、下記関係式により与えられるｓｉｎｃ関数である、請求項１２に記載の方法。
【数１０】
2005518718.tif 000018
【請求項１４】
前記基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、下記関係式を満たす２乗余弦関数を含む、請求項１２に記載の方法。
【数１１】
2005518718.tif 000019
【請求項１５】
前記係数ａｌｋ（ｍ）の値は、下記関係式により与えられる、請求項１２に記載の方法。
【数１２】
2005518718.tif 000020
【請求項１６】
矩形波信号をディジタル的に生成し、ついで矩形波信号を丸み付けるウィンドーイング関数を適用する第１の生成ステップにより前記ＶＡＣ信号が生成される、請求項９に記載の方法。
【請求項１７】
丸み付けられた矩形波信号を有限インパルス応答フィルタによりフィルタ処理するステップを更に有する、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
正弦波関数のディジタル生成が、ベース・バンドで行なわれる、請求項９に記載の方法。
【請求項１９】
中間正弦波信号がベース・バンドでディジタル的に生成され、中間周波数で単側波帯信号に変換される、請求項９に記載の方法。
【請求項２０】
単側波帯信号がより高い無線周波数（ＲＦ）にアップコンバーターで変換される、請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変アパーチャ符号（ＶＡＣ:Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ａｐｅｒｔｕｒｅ  Ｃｏｄｅ）信号変調のための可変アパーチャ符号（信号）を生成するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）および４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）のような特定無線周波数（ＲＦ）の信号変調技術は、変調レベルの増加に従って信号出力の損失を伴うという欠点を有している。また、この種の技術は、低い信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ―Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ。Ｓ／Ｎ比）のためにエラーを生じる。この種のエラーの補償には、出力増加の二乗にほぼ等しい量の帯域圧縮を必要とする。周波数偏移変調（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、ガウシアン最小偏位変調（ＧＭＳＫ：Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）およびＱＡＭ伝送非ゼロ復帰（ＮＲＺ：Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）ラインコード化方式のような変調技術は、搬送波周辺の帯域幅に集中することにより帯域幅の節約をもたらす。２相符号化は、情報側波帯を搬送波から遠ざけるのに役立つ。帯域幅の更なる節約は、単側波帯での伝送により達成され得る。
【０００３】
米国特許出願番号第０９／６２３，７７６号（２０００年９月８日出願、チャンドラ・モーハン氏外（Ｃｈａｎｄｒａ  Ｍｏｈａｎ  ｅｔ  ａｌ．）、トムソン・コンシューマ・エレクトロニクス社（Ｔｈｏｍｓｏｎ  Ｃｏｎｓｕｍｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，  Ｉｎｃ）に譲渡）は、改良された帯域圧縮を提供するために、入力された非ゼロ復帰（ＮＲＺ）ビットストリームの多数の位相符号化を提供する広帯域伝送のために利用される可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）システムを記載している。モーハン氏等の前記出願に開示されたＶＡＣ符号化方式では、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）段により、連続する帯域通過フィルタリングを受けるＶＡＣ信号を生成するために、アナログ回路を利用している。この種の帯域通過フィルタリングは、結果としてゼロ交差の制御の損失を招く元の可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号の端部（エッジ）を不鮮明にする傾向がある。
【０００４】
従って、搬送周波数に変換する帯域通過フィルタリングを必要としない可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号を生成し、それ故により大きいゼロ交差制御を提供する技術が必要とされている。
【発明の開示】
【０００５】
（発明の概要）
簡単に言えば、本発明の好ましい実施例によると、上述の不利益を解決しうる可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号を生成する方法が提供される。本発明によれば、ディジタル信号処理部（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ディジタル・シグナル・プロセッサ）は、正弦波形状を有する離散時間ＶＡＣ波形を生成する。ディジタル的に生成されたＶＡＣ波形は、正の周波数領域に単一のスペクトルのピークを有し、次いで一般的に離散時間ヒルベルト変換（Ｈｉｌｂｅｒｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）により、スペクトルの周囲部分と共に分離され、単側波帯変調（ＳＳＢ：Ｓｉｎｇｌｅ  Ｓｉｄｅ  Ｂａｎｄ）ＶＡＣ信号を与える。
【０００６】
このように、単側波帯変調（ＳＳＢ）ＶＡＣ信号を生成することにより、非常に狭い帯域幅を有して、帯域通過フィルタリングを必要としない波形を達成する。実際に、このように発生されたＳＳＢ  ＶＡＣ信号は、ゼロ交差より大きい制御を提供し、それにより、従来技術で起こったようなゼロ交差の汚れを避け得るものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
図１は、単側波帯変調可変アパーチャ符号（ＳＳＢ  ＶＡＣ）信号をディジタル的に生成する本発明に係る装置１０を示している。装置１０は、単一の狭いスペクトル・ピークを呈する離散時間可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号を発生するために、一般的にはｓｉｎｃ（シンク）関数を経て補間された正弦波形をディジタル的に合成するディジタル信号処理部（ＤＳＰ）１２を含んでいる。下位離散時間ヒルベルト変換１４は、ＳＳＢ  ＶＡＣ信号を発生させるためにＶＡＣスペクトルの正の周波数部分を分離する。
【０００８】
図１のＤＳＰ１２の装置により発生するＳＳＢ  ＶＡＣ信号は、数学的に次のように表される３状態（ｔｈｒｅｅ−ｓｔａｔｅ：スリー・ステート）信号の形態をとる。
【数１３】
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下付き文字Ｉｋは、図２のマルコフ連鎖（Ｍａｒｋｏｖ  ｃｈａｉｎ）に従って、３つの整数値ｋ∈{−１；０；１}の何れかを取り得るインデックス値として働く。従って、
・Ｉｋ＝−ｌである場合、その時のρ−１（ｔ）は、公称の所要時間（Ｍ−Δ）Ｔｃを有し、但し、Ｍは整数、Ｔｃはクロック周期、Δは一般的に１または２であり、
・Ｉｋ＝０である場合、ρ０（ｔ）は、公称の所要時間ＭＴｃを有し、または、
・Ｉｋ＝１である場合、ρ＋ｌ（ｔ）が、公称の所要時間（Ｍ＋Δ）Ｔｃを有する。
【０００９】
タイム・シフトＴｋ  は、下記関係式に従って発生する確率変数である。
【数１４】
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但し、Ｔ０  ＝０である。Δは他の値も採り得るが、実際にはΔ＝１である。
【００１０】
図１のＤＳＰ１２は、次の関係に従って正弦波形ρ−１（ｔ）、ρ０（ｔ）およびρ＋１（ｔ）を合成する。
【数１５】
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但し、基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、次の関係により与えられるｓｉｎｃ関数である。
【数１６】
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基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、上述のとおり一般的にｓｉｎｃ関数の形式をとると共に、他の可能性として、基底関数はρｂａｓｉｓ（ｎτｃ）＝δ［ｎ］を満たす場合もある。例えば、基底関数ρｂａｓｉｓ（ｔ）は、ρｂａｓｉｓ（ｎτｃ）＝δ［ｎ］の関係を満たす２乗余弦（ｒａｉｓｅｄ  ｃｏｓｉｎｅ）関数の形式を採り得る。この種の関係を満たしている２乗余弦関数は、ｓｉｎｃ関数より急速に減衰する末尾部を有している。
【００１１】
式（３）に出現する係数ａｌｋ（ｍ）の値は、Ｘｖａｃができるだけ正弦波のように見え、従ってできるだけ小さい帯域幅を有するように選択される。実際に、以下の関係は、係数ａｌｋ（ｍ）に対して非常に良い結果を生じた。
【数１７】
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式（６）は、次のように単純化される。
【数１８】
2005518718.tif 000008
【００１２】
図３に示すように、式（３）および（４）の関係から、ＤＳＰ１２によりそれぞれ算出される４つの相当するｓｉｎｃ関数から得られた４つの正弦波信号は、０から５Ｔまでの区間の外側がゼロでない「５Ｔ」波形を生成するように線形に結合され得る。図４〜図６は、類似の方法で生成された、それぞれ「８Ｔ」、「９Ｔ」および「１０Ｔ」の波形の例を示している。８Ｔ、９Ｔおよび１０Ｔの個々の波形は、図７に表す「８−９−１０」波形を生成するように結合され得る。図８は、図７の８−９−１０波形部分のスペクトルの拡大図を示しており、図９は、図７の８−９−１０波形の異なるサンプル・スペクトルの全体平均を示している。図１０は、ｓｉｎｃパルス補間を用いて、図７の８−９−１０波形から生成された符号化信号のスペクトルの部分の拡大図を示しており、図１１は、３シンボル平頭パルス（ｔｈｒｅｅ  ｓｙｍｂｏｌ  ｔｒｕｎｃａｔｅｄ  ｐｕｌｓｅ）補間を用いて、図７の８−９−１０波形から生成された符号化信号のスペクトルの部分の拡大図を示している。
【００１３】
装置１０を使用して、上述の数学的関係を用いて単側波帯変調可変アパーチャ符号ＳＳＢ  ＶＡＣ）波形を生成することにより、非常に狭い帯域幅を有するＶＡＣ信号を生成するという利点が生まれ、従って、従来技術において要求されたような中間周波数（ＩＦ）フィルタリングが必要でなくなる。換言すれば、図１の装置により生成されたＳＳＢ  ＶＡＣは、搬送周波数に直接変換され得るものである。
【００１４】
従来技術において発生するＶＡＣ信号と比較すると、図１の装置１０により生成されたＳＳＢ  ＶＡＣ信号は、より高いゼロ交差制御を実現する。本発明のＳＳＢ  ＶＡＣ信号における任意の２つの連続したゼロ交差間タイムは、正確に３つの可能性のうちの１つ、例えば、図７の８−９−１０波形の場合は８Ｔ、９Ｔまたは１０Ｔである。対照的に、従来技術ＶＡＣ信号は、中間周波数（ＩＦ）フィルタリングを必要とし、それは上述のとおり信号の端部を不鮮明にする。ＶＡＣ信号の鮮明な端部を維持することは、ゼロ交差間タイムの計数により正確な復号化を行なうのに重要である。本発明のＳＳＢ  ＶＡＣ信号は一定のエンベロープ（包絡線）を有するので、上述した変調方式はＳＳＢ  ＶＡＣ信号を伝送するパワーアンプ（図示せず）のより効果的な動作を提供する。更に、本発明のＳＳＢ  ＶＡＣ信号により搬送される情報はゼロ交差間に存在し、それ故に、ＶＡＣ変調方式は効果減退に対して強靭になる。
【００１５】
上述したとおり、ＶＡＣ波形は、加重されたｓｉｎｃ関数を合計し、ＶＡＣ符号化周期に対応して近似正弦波半サイクルを形成することにより生成される。しかし、近似正弦波半サイクルは、必ずしもｓｉｎｃ関数の合計による方法（即ち、８、９または１０  ｓｉｎｃパルスの合計および加重された合計）を必要としないＶＡＣ符号化期間に対応して生成され得る。むしろ、ＶＡＣ波形は、ＶＡＣ信号のような矩形波を丸み付けるウィンドーイング関数を使用して発生させることができる。このような方法で、他の種類のウィンドーイング／スムージング関数が使用され得て、有限時間インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ（図示せず）によるフィルタ処理後、近似正弦波ＶＡＣ信号を生じさせ得る。ここでの強調は、ＶＡＣ信号のような近似矩形波へのウィンドーイング関数およびＦＩＲフィルタリングにおいてなされる。
【００１６】
ＤＳＰ１２は、ベース・バンド周波数で処理をすると共に、ベース・バンドの代わりに中間周波数で処理を実行する。このような状況下で、ベース・バンド信号はｓｉｎｃ合計またはフィルタ処理またはウィンドウ化された矩形波信号という形態を採ることができる。しかし、単側波帯変換は、中間周波数において、周知の方法によりより高い無線周波数（ＲＦ）にアップコンバーターで変換されることにより行なわれる。
以上によれば、ゼロ交差（ｚｅｒｏ  ｃｒｏｓｓｉｎｇ）の良好な制御を提供するＳＳＢ  ＶＡＣ信号をディジタル的に発生させる技術が開示される。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】ＳＳＢ  ＶＡＣ信号をディジタル的に生成するための、本発明による装置のブロック略図である。
【図２】図１の装置によるＳＳＢ  ＶＡＣ生成の基礎をなしている典型的なマルコフ連鎖の状態線図である。
【図３】図１の装置により発生された５Ｔの波形を示している。
【図４】図１の装置により発生された８Ｔの波形を示している。
【図５】図１の装置により発生された９Ｔの波形を示している。
【図６】図１の装置により発生された１０Ｔの波形を示している。
【図７】図１の装置により発生された８−９−１０の波形を示している。
【図８】図７の８−９−１０の波形の一部を拡大されたスペクトル・ピークをもって示している。
【図９】図１の装置により発生されたディジタルＶＡＣ信号の異なるサンプル・スペクトルの全体平均から成る８−９−１０の波形の一部を示している。
【図１０】ｓｉｎｃパルス補間により生じた信号の拡大部分のスペクトルを示す８−９−１０の波形の一部を示している。
【図１１】３シンボル平頭パルス補間により生じた信号の拡大部分のスペクトルを示す８−９−１０波形の一部を示している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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