(57)【要約】１．２８Ｍｃｐｓ−ＴＤＤ（時分割デュプレックス）モードの３ＧＰＰ  ＣＤＭＡ−ＬＣＲ（低チップレート）及びそれと同様のＴＤ−ＳＣＤＭＡ（時分割−同期ＣＤＭＡ）のようなＵＭＴＳシステムにおいて、移動局ＭＳがスイッチ−オン時に最も所望のターゲットセルのサーチを実行する方法を開示する。ＭＳアンテナの信号は、割り当てられた周波数範囲の種々のキャリアから来る種々のＲＦダウンリンクフレームの合計である。ＤＬ同期タイムスロット及びＢＣＣＨ  ＴＳ０は、それらのフレームにおいてフルパワーで両者とも送信され、第１はセルベースで割り当てられた３２のＳＹＮＣコードの一つを含む。従来技術にしたがって、共通のダウンリンクパイロットの不存在により、使用された周波数について以前の知識がない場合、ＭＳは、ＳＩＭカードに記憶された全ての周波数のチャネルラスタについて、パワー測定に関するセルのＢＳＩＣを検出するために、当該ＭＳに格納された全ての３２のＳＹＮＣで受信フレームの相関をとることができる。本発明の２ステップ方法にしたがって、パワー測定は、相関ステップを妨げることなく、ＰＬＭＮ帯域の２ステップスキャンで実行される。最後の周波数が選択されると、それに関連するフレームは唯一の相関フレームとなる。変換するには、全体の１５ＭＨｚ帯域の少なくとも一つのフレーム期間の約５ｍｓ長が必要とされ、変換されたＡ／Ｄ及びデジタルセットが格納される。１５ＭＨｚ帯域辺りのチャネル帯域（１．６ＭＨｚ）のステップ幅で調整されたデジタルＩＦによりデジタルセットを逓倍し、ベースバンド信号をルートレイズ余弦のローパスフィルタでフィルタするように、ラフスキャンが実行される。５ｍｓベースバンド信号は、半分のタイムスロット（３３７．５μｓ）の１５ブロックにサブ分割され、各ブロックのパワーが測定される。最も強いブロックのパワーは、それぞれの周波数の優先順位を示す。最も強いパワー値は、それぞれのフレーム負荷指標と共にスペクトルテーブルにセットされる。負荷指標は、最も強いブロックにほとんど等しいとしてロードされたフレームにおけるタイムスロットの割合である。３つの最も強い周波数は、継続したスキャンで選択される。第２のステップサーチは第１のサーチのように実行されるが、ＩＦステップは現時点では２００ｋＨｚ幅であり、選択された周波数の周りの１．６ＭＨｚのみをカバーする。最後の周波数は、継続する相関ステップのために選択される。そして、ＭＳ基準発信器の周波数誤差は、データ付加技術及び継続する接続（図９）のために格納された構成値で訂正される。
2005525725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の変調されたキャリアのような無線信号が、一つのまたはそれ以上の送受信基地局（ＢＴＳ１，ＢＴＳ２）のダウンリンクから少なくとも移動局（ＭＳ１）までに割り当てられた帯域で送信されるセルラー方式電話ネットワークの初期セルサーチ方法において、送信された信号が予め定義された期間を有するフレームにサブ分割され、そのフレームが同期タイムスロット（ＤｗＰＴＳ）と送信セルに関する情報を送信するサービスチャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ１，２）に関連するタイムスロット（ＴＳ０）とを含む予め定義された数のタイムスロットにサブ分割され、双方のタイムスロットが最大または最大に近い許容パワーで送信され、前記同期タイムスロット（ＤｗＰＴＳ）が送信セルの識別情報を受信するためのサービスチャネルを示す同期シーケンス（ＳＹＮＣ）を含み、移動局（ＭＳ）が、スイッチ−オン時に、
ａ）大きさがせいぜい前記変調されたキャリアのチャネル帯域（１．６ＭＨｚ）であり、かつ、最初のデジタルセットが少なくとも一つのフレーム期間になるように、スキャン周波数のチャネルバンドをベースバンドに変換するために、移動局に知らせてあるチャネルラスタの位置で一致する第１の周波数ステップで割り当てられた大きさの帯域をスキャンするステップと、
ｂ）各第１の周波数ステップ（１．６ＭＨｚ）のために、最初のデジタルセットを固定期間のシーケンシャルブロックにサブ分割し、各ブロックのパワーを計算し、最も強いパワーのブロックに相当する優先順位をスキャン周波数に割り当て、そして、少なくとも最も高い優先順位を有するスキャン周波数を選択するステップと、
ｃ）ラスタ（２００ｋＨｚ）の隣接位置と同じ大きさの第２の周波数ステップで、選択された周波数／複数の周波数の周辺のチャネル帯域をスキャンし、少なくとも一つのフレーム期間の第２のデジタルセット長について得られたスキャン周波数のチャネルバンドをベースバンドに変換するステップと、
ｄ）各第２の周波数ステップ（２００ｋＨｚ）のために、第２のデジタルセットを固定期間のシーケンシャルブロックにサブ分割し、各ブロックのパワーを計算し、最も強いパワーのブロックに相当する優先順位をスキャン周波数に割り当て、そして、最も高い優先順位を有するスキャン周波数を選択するステップと、
ｅ）ステップｂ）及びｄ）において選択された周波数の中で、絶対的に最も高い優先順位を有する最後の周波数を選択するステップと、
ｆ）最後の周波数の第２のデジタルセットから前記同期シーケンスを区別し、送信セルを識別するステップと、
を行うことを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項２】
請求項１に記載の初期セルサーチ方法において、ステップａ）にて、
前記全体の割り当てられた無線周波数帯域が中間周波数ＩＦに変換され、
当該ＩＦ信号がアナログからデジタルに変換され、全体の割り当てられた帯域長の少なくとも一つのフレーム期間における前記デジタルセットが（バッファに）格納され、
当該格納されたデジタルセットが、前記第１の周波数ステップ（１．６ＭＨｚ）で変わるデジタル中間周波数ＩＦによってそのデジタルセットを逓倍するようにスキャンされ、チャネル帯域を有するベースバンドフィルタ（ＲＸフィルタ）の出力において前記第１のデジタルセットを取得することを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項３】
請求項２に記載の初期セルサーチ方法において、ステップｃ）にて、
前記格納されたデジタルセットが、選択された周波数／複数の周波数のチャネル帯域について前記第２の周波数ステップ（２００ｋＨｚ）で変わるデジタル中間周波数ＩＦによってそのデジタルセットを逓倍するようにスキャンされ、前記ベースバンドフィルタ（ＲＸフィルタ）の出力において前記第２のデジタルセットを取得することを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項４】
請求項１に記載の初期セルサーチ方法において、ステップａ）にて、
前記第１の周波数ステップ（１．６ＭＨｚ）でスキャンされた周波数のチャネル帯域が、中間周波数ＩＦに変換され、
当該ＩＦ信号が、アナログからデジタルに変換され、少なくとも一つのフレーム期間における前記デジタルセットが（バッファに）格納され、
当該格納されたデジタルセットが、固定されたデジタル中間周波数ＩＦによって逓倍され、チャネル帯域を有するベースバンドフィルタ（ＲＸフィルタ）の出力において前記第１のデジタルセットを取得することを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項５】
請求項４に記載の初期セルサーチ方法において、ステップｃ）にて、
前記第２の周波数ステップ（２００ｋＨｚ）でスキャンされた周波数のチャネル帯域が、中間周波数ＩＦに変換され、
当該ＩＦ信号がアナログからデジタルに変換され、少なくとも一つのフレーム期間における前記デジタルセットが（バッファに）格納され、
当該格納されたデジタルセットが、固定されたデジタル中間周波数ＩＦによって逓倍され、前記ベースバンドフィルタ（ＲＸフィルタ）の出力において前記第２のデジタルセットを取得することを特徴とする初期セルサーチ方法。  
【請求項６】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、第１の周波数ステップがチャネル帯域の半分の大きさであることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項７】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、少なくともスキャンされた周波数のサブセットについて、フレーム負荷指標（％Ｂｕｓｙ）が、最も強いパワーのブロックにおけるパワーのうちの予め設定された部分（Ｓ）をパワーが越えるタイムスロット（ＴＳ０，・・・，ＴＳ６）の割合として計算され、最も高いフレーム負荷指標が、ほとんど等しい優先順位を有する選択された周波数の優先順位を低くすることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項８】
前記請求項に記載の初期セルサーチ方法において、前記予め設定された部分（Ｓ）が最も強いパワーのブロックにおける３／４のパワーであることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項９】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、前記デジタルセットが多数のフレーム期間にまたがり、各シーケンシャルブロックのパワーを、多数のブロックで計算された平均とすることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項１０】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、隣接する送受信基地局（ＢＴＳ１，ＢＴＳ２）のフレームを、互いに同期されたフレームとすることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項１１】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、各ブロックの期間を、半分のタイムスロットに及ぶものとすることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項１２】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、同期タイムスロット（ＤｗＰＴＳ）で送信された同期シーケンスを、セルに１対１で関連したＮ同期シーケンスのうちの一つとし、移動局（ＭＳ１）に格納されたＮ同期シーケンスの最後の周波数に関連した第２デジタルセットの相関をとることによって、及び最大の相関ピークを生成するものを選択することによって区別される前記転送セルの同期シーケンス（ＳＹＮＣ）とすることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項１３】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、最も高い優先順位を有するスキャンの３つの周波数をステップｂ）で選択することを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項１４】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、タイムスロットを符号分割により共有することを特徴とする初期セルサーチ方法。  
【請求項１５】
前記請求項のいずれか一項に記載の初期セルサーチ方法において、タイムスロットを２つのグループに分け、第１のグループを、ダウンリンクの信号を受信するためのグループとし、第２のグループを、アップリンクの信号を送信するためのグループとすることを特徴とする初期セルサーチ方法。
【請求項１６】
複数の変調されたキャリアのような無線信号が、一つのまたはそれ以上の送受信基地局（ＢＴＳ１，ＢＴＳ２）のダウンリンクから少なくとも移動局（ＭＳ１）までに割り当てられた帯域で送信され、当該送信された信号が予め定義された期間を有するフレームにサブ分割され、そのフレームが同期タイムスロット（ＤｗＰＴＳ）と送信セルに関する情報を送信するサービスチャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ１，２）に関連するタイムスロット（ＴＳ０）とを含む予め定義された数のタイムスロットにサブ分割され、双方のタイムスロットが最大または最大に近い許容パワーで送信され、前記同期タイムスロット（ＤｗＰＴＳ）がサービスチャネルを示す同期シーケンス（ＳＹＮＣ）を含み、ダウンリンク信号及び送信セルの識別情報を区別するセルラー方式電話ネットワークの使用に適した移動局において、周波数変換手段（ＲＸフィルタ、ＲＦローカル発信器、ＩＦフィルタ、ＩＦローカル発信器）、アナログデジタル変換手段（ＡＤＣ）、及び  割り当てられた帯域内の許容周波数のチャネルラスタを格納するＳＩＭカードに接続されたベースバンドプロセッサ（ベースバンドプロセッサ−ＲＸ）を含む移動局であって、さらに、一つのまたはそれ以上のフレーム期間を変調されたデータを格納するメモリバッファ（バッファ）と、ベースバンドプロセッサを制御し、請求項１の初期セルサーチ方法のステップを実行するファームウェアとを含むことを特徴とする移動局。
【請求項１７】
前記請求項に記載の移動局において、
前記周波数変換手段は、無線周波数ローカル発信器（ＲＦローカル発信器）とアナログミキサとを含み、アナログバンドパス中間周波数フィルタ（ＩＦフィルタ）の帯域に全体の割り当てられた無線周波数帯域を変換し、
前記アナログデジタル変換手段（ＡＤＣ）は、前記中間周波数フィルタ（ＩＦフィルタ）の下流に設けられ、全体の割り当てられた帯域をデジタル変換し、
前記メモリバッファ（バッファ）は、アナログデジタル変換手段（ＡＤＣ）の下流に設けられ、全体の割り当てられた帯域のデジタルセットを記憶する、
ことを特徴とする移動局。
【請求項１８】
前記請求項に記載の移動局において、
前記周波数変換手段は、さらに、記憶されたデジタルセットをスキャンするための前記第１の周波数ステップまたは第２の周波数ステップのいずれかにしたがって調整可能な数値中間周波数発信器（ＩＦローカル発信器）と、ベースバンドフィルタ（ＲＸフィルタ）のチャネル帯域にスキャンされた周波数の帯域を変換するデジタル逓倍器を含むことを特徴とする移動局。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線移動システムの分野に関し、より正確には、タイムスロットシステムにおいて初期セルサーチを行う方法及び移動局（ＭＳ）の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
初期セルサーチは、セルを見つける目的のために、ＭＳによってスイッチ−オン時に行われる。そのセルからダウンリンクデータを確実にデコードすることができ、そのセルはアップリンクの通信において高確率性を有する。新たな第３世代のＰＬＭＮ（公衆モバイルネットワーク（Ｐｕｂｌｉｃ  Ｌａｎｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｎｅｔｗｏｒｋ））によれば、そのＰＬＭＮは、一定時間、既存のＰＬＭＮにそれらの特徴を加えたものであり、初期セルサーチは、多くの動作帯域及び種々の同期要求が存在するため、ＭＳ（移動局）にとってはかなり問題のある処理になる。
【０００３】
図１は、移動局ＭＳ１が直面する可能性のある一般的な無線周波数の簡易シナリオを示している。図示したシナリオは３つのセル、すなわちＭＳ１が配置されているセル１と、隣接する２つのセルであるセル２及びセル３とを含む。妨害するかもしれないＭＳ２がセル３に配置されている。セルは、コーナー−エキサイト構成でそれぞれのＢＴＳ（送受信基地局（ＢＴＳ１及びＢＴＳ２のみが示されている。））に仕える。２つの異なるＰＬＭＮシステム、すなわちＰＬＭＮ１及びＰＬＭＮ２は、同じＢＴＳを共有する。ＭＳ１のアンテナの信号は、２つのシステムに関連する異なる搬送波（キャリア）から到来する種々のＲＦフレームの合計である。ＰＬＭＮ１は、ＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）技法に基づく３ＧＰＰ（第三世代パートナシッププロジェクト（３−ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ））ＵＭＴＳ（ユニバーサル移動通信システム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ））システムの一つである。関連する３ＧＰＰの資料に、ユーザ装置（ＵＥ）用のＵＴＲＡ（ユニバーサル地上無線接続（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ））インタフェースを特定したものがある。ＵＴＲＡ標準は、ＦＤＤ（周波数分割二重通信（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ））及びＴＤＤ（時分割二重通信（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ））モードの最小限のＲＦ特性を確立する。３．８４Ｍｃｐｓ（Ｍｅｇａ−ｃｈｉｐｓ−ｐｅｒ−ｓｅｃｏｎｄ）のＦＤＤモードは、Ｗ−ＣＤＭＡ（広帯域）として知られており、一方ＴＤＤモードは、３．８４ＭｃｐｓのＨＣＲ（高チップレート（Ｈｉｇｈ  Ｃｈｉｐ  Ｒａｔｅ））オプション及び１．２８ＭｃｐｓのＬＣＲ（低チップレート（Ｌｏｗ  Ｃｈｉｐ  Ｒａｔｅ））オプションを含む。主に、１．２８Ｍｃｐｓ標準の特徴は、本出願人及びＣＷＴＳ（中国無線通信標準（Ｃｈｉｎｅｓｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｔａｎｄａｒｄｓ））のパートナーによって共同で開発されている。これによるＴＤ−ＳＣＤＭＡ（時分割−同期ＣＤＭＡ）無線送信技術（ＲＴＴ）として知られているシステムがＣＷＴＳ委員会により３ＧＰＰに提案されており、そのシステムは、主に隣接するセル間でＢＴＳの同期をとるため、最後のものと異なり、ＵＴＲＡ−ＬＣＲ−ＴＤＤと同じ物理レイヤを採用する。ＰＬＭＮ２は、以下のＰＬＭＮ、すなわちＧＳＭ９００ＭＨｚ（移動通信用のグローバルシステム（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ））、当該システムに類似したＤＣＳ１８００ＭＨｚ（デジタルセルラーシステム（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ））、ＧＰＲＳ（一般のパケット無線サービス（Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｅｒｖｉｃｅ））及びパケットデータを管理可能にするためにＧＳＭに付加したＥＧＰＲＳ（改良したＧＰＲＳ）のうちの一つとすることができる。ＰＬＭＮ２では、ｆＢＥＡＣ１及びｆＢＥＡＣ２は、それぞれＢＴＳ１及びＢＴＳ２によって放送される２つのビーコンキャリアと��る。各ビーコンキャリアは、周波数割当てのための既知のクラスタ規則を遵守して、そのセルで用いられるＧＳＭキャリアのサブセットによって伴われる。ＰＬＭＮ１では、セル毎に３つのＣＤＭＡキャリアが制限されることなく考慮される。ＧＳＭのクラスタ規則は、ＰＬＭＮ１に対して義務付けるものではなく、ＰＬＭＮ１は、ＰＬＭＮ２とは異なり、トラフィックプランに従じて隣接セルと同一または異なる周波数を使用することができる。以下の説明において、ＭＳ及びＵＥは、ＢＴＳ及びＢＳ（基地局）と同義であるものとする。
【０００４】
国の通信当局は、重複及び相互干渉を避けるために、通常、周波数帯域を様々なＰＬＭＮに割当てる。付録Ａの表１〜４に、前述したＰＬＭＮ用の全ての標準周波数帯域を含めてある。初期セルサーチにより、優先順位を下げることによってソートされる（図１における仮定のＰＬＭＮ１によって）選択されたＰＬＭＮの許容可能なセルのリストが得られる。そのリストが空でなければ、ＭＳは、ネットワークにその存在及びサービスに対するアクセスを示す最も高い優先順位のセルを選択する。種々の規格間で無線インタフェースの構成が異なるため、ＭＳにより行われる初期セルサーチは、受信したビーコンキャリア（ＧＳＭ）またはビーコンチャネル（ＣＤＭＡ）のいずれかのパワーを減少することによって優先順位リストのファイリング基準を汎用のものとしているにもかかわらず、選択されたＰＬＭＮについてのいくらかの特色をつかむ。初期セルサーチのパワー計測は、一般にＭＳによって行われる。ＭＳは、システムが実際にシステム情報を放送するのにどのキャリアを使用するかについて前もって知識を有していないため、ＭＳは各選択されたＰＬＭＮの動作帯域内で全てのＲＦチャネルをサーチすることになる。このサーチを高速化するために、ＭＳは、ＭＳの動作を可能にする不揮発性メモリとするＳＩＭカード（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ  Ｉｄｅｎｔｉｔｙ  Ｍｏｄｕｌｅ）に、ＭＳを最後に動作させた時に選択されたＰＬＭＮによって使用されたキャリア（使用されるキャリアが許容可能なキャリアのサブセットである）のリストを随意格納することができる。完全を期すために、既にセルに配置されているＭＳは、初期セルサーチに代わるセル選択処理及びセル再選択処理を繰り返し行う。
【０００５】
本発明により解決する技術課題を適切に設定するために、種々の物理レイヤ及び関係するセルサーチ処理について少し考慮する必要がある。図２ａ及び２ｂはＧＳＭに関し、図３はＵＴＲＡ−ＦＤＤに関し、図４は８．８４ＭｃｐｓのＵＴＲＡ−ＴＤＤに関し、また図５は１．２８ＭｃｐｓのＵＴＲＡ−ＴＤＤ及びＴＤ−ＳＣＤＭＡの双方に関する。ＧＳＭは、ＦＤＭＡ（周波数分割多重アクセス）技術及びＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）技術の双方に基づいているも、ＵＴＲＡシステムは、多重アクセスを行うために全く異なる手法であるＣＤＭＡを付加する。既知のように、ＣＤＭＡは、Ｋ１ユーザから送られるベースバンドのＫビットストリームのコードを加算判断することにより得られ、各ストリームは、Ｋの直交組から得られるＫ２番目の拡散シーケンス（Ｋ１≦Ｋ２及びＫ２≦Ｋであるから、単一のユーザは一つのコードよりも多くを取り扱うことができる）、いわゆるＯＶＳＦ（直交可変拡散率コード（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｄｅｓ））によって元の信号の各々オーバサンプリングしたビットを逓倍（変調）することにより得られる。前記変調によって得られる元のチャネル帯域は拡大され、情報は広めのＣＤＭＡチャネル帯域に拡散される。ＣＤＭＡはＧＳＭと異なり、隣接するＣＤＭＡセルは同じ周波数を使用できるから、ＣＤＭＡは、様々なセル同士を区別するために敢えて異なるシステム哲学を採用している。セルの基づいて割当てられるミダンブル（ｍｉｄａｍｂｌｅ）及びスクランブルコードグループに関連する様々なパイロットシーケンスが、隣接するセル間の区別をするためにシステムに用いられている。ミダンブルのサイクルシフト及び区分した同期シーケンスもサービスセル内部のより詳細な区別のために用いられる。図２ａには、中型／小型ＢＴＳ（無線基地局）用のＧＳＭ信号マルチフレームの一例を示してある。信号マルチフレームは、図２ｂに示すように１フレームを４．６１５ｍｓ長として５１の基本フレームを含む。文字Ｆ，Ｓ，Ｂ及びＣは、その順序で、関連するビーコンＦ０のタイムスロット０によって搬送される次の制御チャネル、ＦＣＣＨ（周波数訂正チャネル（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ＣＨａｎｎｅｌ））、ＳＣＨ（同期チャネル（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ＣＨａｎｎｅｌ））、ＢＣＣＨ（放送制御チャネル（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ））、及びＣＣＣＨ（共通制御チャネル（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ））を示す。ＦＣＣＨ及びＳＣＨダウンリンクチャネルの物理バーストを図２ｂに示してある。ＦＣＣＨバーストは、当該バーストを受信した時（及び容易に認識した時）にＭＳ発振器のクロック周波数を訂正できるようにするため、論理レベル“１”の１４２個の有用なビットを含む。ＳＣＨバーストは、ミダンブル位置における６４ビットの“同期シーケンス”と２×３９の暗号化ビットとを含む。ＳＣＨバーストは、常にＭＳにより、ＦＣＣＨバーストから８タイムスロット遅れて（４５．６ｍｓ）受信される。したがって、既に自己のクロック周波数を訂正したモバイルは、受信したバーストの同期シーケンスの正しい位置と、そして、タイムスロット及びフレームの開始瞬時を十分正確に識別できる。ネットワークに最初にアクセスするか、またはアイドル状態のままＧＳＭモバイルの同期要件にならって、４５．６ｍｓの遅延は理にかなっている。暗号化ビットは、フレーム番号ＦＮを再構成するのに必要な情報を含み、同期処理を終了させ、また、モバイルに有用なＢＳＩＣフィールド（基地局識別コード）を含み、隣接するセルのＢＣＣＨキャリアからサービングセル（ｓｅｒｖｉｎｇ  ｃｅｌｌ）のＢＣＣＨキャリア（ビーコン）を区別する。ＢＣＣＨチャネルは、一般的に使用されるダウンリンクのシステム情報、例えば、セルのチャネルの構成、レベル計測を行う隣接するセルのＢＣＣＨキャリアのリスト、ロケーションエリアの識別子及びセル選択及び再選択動作のいくつかのパラメータ、完全なセル識別子、アイドルモードのＭＳにおける動作パラメータ及びランダムアクセスパラメータを拡散するために用いられる。ＣＣＣＨの二方向のチャネルは３つのサブチャネルを含む。第１はＡＧＣＨ（アクセス許可チャネル（Ａｃｃｅｓｓ  Ｇｒａｎｔ  ＣＨａｎｎｅｌ））、第２はダウンリンクのＰＣＨ（ページングチャネル（Ｐａｇｉｎｇ  ＣＨａｎｎｅｌ））、及び第３はアップリンクに共有されるＲＡＣＨ（ランダムアクセスチャネル（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  ＣＨａｎｎｅｌ））である。初期セルサーチの手段に関する限り、スキャン周波数がビーコン周波数であることをＦＣＣＨチャネルにより認識された場合には、ＭＳはＦＣＣＨチャネルのサーチを開始し、そうでない場合には、周波数Ｎ＋１でスキャンする。ＦＣＣＨチャネルが検出された時に、２つのＦＣＣＨ及びＳＣＨチャネルにより実行される前記概説した周波数及びフレーム同期機構は、タイムスロットＴ０及びフレームの開始を検出する。したがって、ＦＣＣＨ、ＳＣＨ及びＢＣＣＨチャネルのパワー計測が可能となる。これらのチャネルは、ＢＴＳからフルパワーで、まさにセルサーチ、セル選択及び再選択、並びにハンドオーバーの目的のために継続して送信される。各ビーコン周波数に関するパワー計測は、優先順位リストに記録される。選択されたセルは、そのＢＳＩＣが優先順位リストのトップのキャリアに関連するものの一つである。
【０００６】
図３に、３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＦＤＤ（Ｗ−ＣＤＭＡ）の基本無線同期フレームが示されている（３ＧＰＰ  ＴＳ２５．２１１，バージョン４．２．０（２００１−０９）リリース４を参照。）。ダウンリンクフレームは１０ｍｓ長であり、各々が２５６０チップの１５タイムスロットＴＳ０，・・・ＴＳ１４に属する３８４００チップを含む。各タイムスロットの最初の２５６チップは、セルサーチに使用されるダウンリンク同期チャネルＳＣＨに割当てられる。そのＳＣＨチャネルは、第１のＳＣＨ及び第２のＳＣＨの２つのサブチャネルから成り、それらのデジタルパターンは、他の拡散チャネルに直交しておらず、ノイズ環境においてさえも他の拡散チャネルから区別されることができる。第１のＳＣＨは、第１の同期コード（ＰＳＣ）という名称の２５６チップの変調コードから成り、そのコードは、システムのどのセルにおいても同じである。第２のＳＣＨは、第２の同期コード（ＳＳＣ）という名称の２５６チップの変調コードから成り、そのコードは、第１のＰＳＣに並列に送信される。ＳＳＣコードは、ｉ＝０，１，・・・６３がスクランブルコードグループの番号、ｋ＝０，１，・・・１４がタイムスロット番号である場合に、ＣＳｉ，ｋと表される。各ＳＳＣコードは、２５６長のうちの１５の種々のコードの組から選択される。この第２のＳＣＨのシーケンスは、セルのダウンリンクスクランブルコードが属するコードグループのうちのどれかを示す。他の重要なダウンリンク制御チャネルは、第１の共通パイロットチャネル（Ｐ−ＣＰＩＣＨ）及び第１の共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）である。すなわち、Ｐ−ＣＰＩＣＨチャネルは、次の特徴を有する。セルあたり一つの及び一つだけのＰ−ＣＰＩＣＨがあり、それは、全てのセルに対して放送され、セルベースで割当てられた第１のスクランブルコードによりスクランブルされる。Ｐ−ＣＰＩＣＨチャネルは、セルのスクランブルコードグループを区別するために用いられる。Ｐ−ＣＣＰＣＨチャネルは、ＢＣＨ送信チャネルを送信するために用いられる固定レートの物理チャネル（３０ｋｂｐｓ、ＳＦ＝２５６）である。ＳＣＨ、Ｐ−ＣＰＩＣＨ及びＰ−ＣＣＰＣＨチャネルは、初期セルサーチのために全体のセルにおいてフルパワーで継続して送信される。セルサーチに関する限り（３ＧＰＰ  ＴＳ２５．２１４，バージョン４．２．０，２００１−０９，リリース４を参照。）、それぞれスキャンされる周波数において、セルサーチは一般に３つのステップを実行する。
ステップ１
スロット同期：第１のステップの間、ＵＥは、ＳＣＨの第１の同期コードを用いてセルに対するスロット同期を得る。これは、全てのセルに共通のＰＳＣコードに合致する単一の合致フィルタ（ｍａｔｃｈｅｄ  ｆｉｌｔｅｒ）（または類似のデバイス）で一般に行われる。セルのスロットタイミングは、合致フィルタの出力においてピークを検出することにより行われることができる。一方、仕様を満たすように、ＵＥの基準発振器の周波数を調整することができる。
ステップ２
フレーム同期及びコード−グループ識別：第２のステップの間、ＵＥは、ＳＣＨの第２の同期コードを用いてフレーム同期を見つけ出し、第１のステップで得られたセルのコードグループを識別する。これは、可能な全ＳＳＣシーケンスによる受信信号との相関によって、及び最大の相関値を識別することによって行われる。シーケンスのサイクリックシフトが独自であるので、コードグループ及びフレーム同期が決定される。
ステップ３
スクランブル−コード識別：第３及び最後のステップの間、ＵＥは、得られたセルにより使用される正確な第１のスクランブルコードを決定する。第１のスクランブルコードは、一般に第２のステップにおいて識別されたコードグループでＣＰＩＣＨを介して、シンボル毎（ｓｙｍｂｏｌ−ｂｙ−ｓｙｍｂｏｌ）により識別される。第１のスクランブルコードが識別された後、第１のＣＣＰＣＨが検出され、ＢＣＨ情報独自のシステム及びセルが読み出されることができる。ＵＥは、サーチするスクランブルコードについての情報を受信する場合、上述のステップ２及び３を簡易にすることができる。
【０００７】
それぞれのスキャンされた周波数に関連するパワー測定は、優先順位リストに記録される。選択されたセルは、第１のスクランブルコードが優先順位リストでトップキャリアに関連するものである。通常、ＳＣＨチャネル、Ｐ−ＣＰＩＣＨチャネル及びＰ−ＣＣＰＣＨチャネルにおいてパワー計測を行うことができる。初期セルサーチにおいて、第１のＳＣＨチャネルだけに相当する受信パワーの計測により、全体の周波数スキャンの高速化が可能となる。
【０００８】
図４に、３．８４Ｍｃｐｓにおける３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤの基本無線同期フレームが示されている（３ＧＰＰ  ＴＳ２５．２２１，バージョン４．２．０（２００１−０９）リリース４）。そのフレームは１０ｍｓ長であり、各々が２５６０チップの１５タイムスロットＴＳ０，・・・ＴＳ１４に属する３８４００チップを含む。ＳＣＨチャネルの目的は、図３のＵＴＲＡ−ＦＤＤとほぼ同じである。ＳＣＨフレームは、８位置離れた（例えば、ＴＳ０及びＴＳ８）一つのまたは２つのＳＣＨタイムスロットを含む。一つの第１のＳＣＨ及び３つの第２のＳＣＨは並列である。第１のＳＣＨ及び第２のＳＣＨは、タイムスロットの開始から遅延ｔｏｆｆｓｅｔを有する。第１の共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）は、物理同期チャネル（ＰＳＣＨ）を識別するある位置（タイムスロット／コード）に設けられる。放送チャネル（ＢＣＨ）は、放送システム及びセル独自の情報に対してＰ−ＣＣＰＣＨチャネルにマッピングされたダウンリンク共通送信チャネルである。測定の目的のために、特定のロケーション（タイムスロット、コード）の物理チャネルは、ビーコン特性と呼ばれる特定の物理特性を有する。ビーコン特性を有する物理チャネルは、ビーコンチャネルと呼ばれ、ビーコンロケーションに設けられる。そのビーコンロケーションは、ＳＣＨチャネルによって決定される。ビーコンチャネルの全体的効果は、ビーコン機能、例えばビーコンロケーションの基準パワーレベルを与えることにある。このように、ビーコンチャネルは、各無線フレームに存在すべきである。この定義により、Ｐ−ＣＣＰＣＨが常にビーコン特性を有することがわかる。セルサーチに関する限り、それぞれのスキャンされる周波数において、初期セルサーチは、通常、前述のＵＴＲＡ−ＦＤＤの場合に有効なステップと同様の３つのステップで行われ、トップ−リストセル選択の基準も同じである。
【０００９】
図５に、基本ＴＤ−ＳＣＤＭＡ無線フレームが示されている。その基本フレーム（３ＧＰＰ  ＴＳ２５．２２１，バージョン４．２．０（２００１−０９）リリース４を参照。）は、１０ｍｓの持続期間を有し、５ｍｓの２つのサブフレームに分割される。１０ｍｓフレーム長のうちの各サブフレームのフレーム構成は同じである。マルチフレームは、モジュールＮ番のフレームである。各５ｍｓサブフレームは、データを７タイムスロット（ＴＳ０，・・・ＴＳ６）、加えてＤｗＰＴＳ（ダウンリンクパイロットタイムスロット（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｐｉｌｏｔ  Ｔｉｍｅ  Ｓｌｏｔ）、ＧＰ（主保護期間（Ｍａｉｎ  Ｇｕａｒｄ  Ｐｅｒｉｏｄ）及びＵｐＰＴＳ（アップリンクパイロットタイムスロット（Ｕｐｌｉｎｋ  Ｐｉｌｏｔ  Ｔｉｍｅ  Ｓｌｏｔ）という名称の３つの特別なスロットにサブ分割された６４００チップ（ＴＣ＝０．７８１２５μｓ）を有する。ＴＳ−ＳＣＤＭＡは、ダウンリンク及びアップリンクのタイムスロットの番号及び結果としてスイッチングポイントを適当に構成することによって、対称モード及び非対称モードで動作することができる。構成において、少なくとも一つのタイムスロット（タイムスロット＃０）がダウンリンクのために割当てられ、少なくとも一つのタイムスロットがアップリンクのために（タイムスロット＃１）割当てられなければならない。本図の左下部のデータバーストは、中央のミダンブル及び２つの同一のデータ部を含む。データ部は、チャネルコード（ＯＶＳＦ１，２，４，８または１８）及びスクランブルコードの組み合せで拡散される。スクランブルコード及び基本ミダンブルコードは、セル内では一定である。アップリンクタイムスロットを共有するＫ１の同時処理ユーザは、ＢＴＳサイドにおいて基本ミダンブルコードのＫ１シフトバーションによって互いに区別可能である。本図の右下部のＤＷＰＴＳバーストは、保護期間ＧＰ及びダウンリンクのフレーム同期に用いられる６４チップのＳＹＮＣシーケンスを含む。図６は、異なるセルの間で、ＤｗＰＴＳパイロットを特徴付ける３２の利用可能なＳＹＮＣシーケンス、３２の関連するスクランブルコードグループ、当該コードグループのミダンブルの関係、及びＫ＝１６のミダンブルシフトを共有するためのＴＤ−ＳＣＤＭＡの基準を図式化する。図６から、ＳＹＮＣ及び基本ミダンブルコードグループが１対１に関係しているから、ＵＥは、どの４つの基本ミダンブルコードが使用されるかを認識することが理解される。そして、ＵＥは、トライ及びエラー技術を用いて、実際に使用される基本ミダンブルコードを決定することができる。同じ基本ミダンブルコードは、フレームを介して用いられる。各基本ミダンブルコードがスクランブルコードに関係するから、スクランブルコードもその時までには既知である。
【００１０】
第１の共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ１及びＰ−ＣＣＰＣＨ２）は、固定の１６の拡散ファクタで、タイムスロットＴＳ０の第１の２つのコードチャネルに固定的にマッピングされる。Ｐ−ＣＣＰＣＨチャネルは、全体のセル範囲に適用するアンテナパターン構成で常に送信される（ＤｗＰＴＳのような）ビーコンチャネルである。放送チャネル（ＢＣＨ）は、放送システム及びセル独自の情報に対してＰ−ＣＣＰＣＨ１チャネル及びＰ−ＣＣＰＣＨ２チャネルにマッピングされたダウンリンク共通送信チャネルである。ＢＣＨは、基本ミダンブルコードから第１のタイムシフトによって得られたミダンブルコードと共に常にＴＳ０において送信される。制御マルチ−フレームにおけるインタリーブされたＢＣＨブロックのロケーションは、ミダンブルコードに関するＤｗＰＴＳパイロットのＱＰＳＫ［四相位相偏移変調方式］変調によって示される。初期セルサーチに関する限り、３ＧＰＰ仕様（ＴＳ２５．２２４，バージョン４．２．０，２００１−０９，リリース４）によれば、初期セルサーチは、一般に４つのステップで行われる。
ステップ１
ＤｗＰＴＳのサーチ−初期セルサーチ処理の第１のステップの間、ＵＥは、（ＤｗＰＴＳの）ＳＹＮＣを用いてセルに対するＤｗＰＴＳ同期を得る。これは、ＰＮシーケンスセットから選択される受信したＳＹＮＣ−ＤＬに合致する一つのまたはそれ以上の合致フィルタ（または類似のデバイス）で一般に行われる。一つのまたはそれ以上の合致フィルタ（または類似のデバイス）は、この目的のために使用される。この処理の間、ＵＥは、３２の可能なＳＹＮＣシーケンスのうちのどれが使用されるかを識別する必要がある。一方、その仕様（０．１ｐｐｍ）を満たすように、ＵＥの基準発振器の周波数を調整することができる。
ステップ２
スクランブル及び基本ミダンブルコード識別−初期セルサーチ処理の第２のステップの間、ＵＥは、ｋ番目のデータバーストのミダンブル及び関連するスクランブルコードを決定する。正しいミダンブルコードのサーチの結果にしたがって、ＵＥは次のステップに進み、またはステップ１に戻ることができる。
ステップ３
制御マルチ−フレーム同期−初期セルサーチ処理の第３のステップの間、ＵＥは、ＢＣＨのマルチ−フレームのＭＩＢ（マスター指示ブロック（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ））をサーチする。その結果にしたがって、ＵＥは、次のステップに進み、またはステップ２に戻ることができる。
ステップ４
ＢＣＨの読み出し−一つのまたはいくつかのＢＣＨにおける見つけ出されたセルの（完全な）放送情報が読み出される。その結果にしたがって、ＵＥは、前のステップに戻り、または初期セルサーチを終了することができる。
【００１１】
従来技術の多くの説明は、今まで周知であったほとんどのデジタルＰＬＭＮを含む。３ＧＰＰ以外の第三世代のセルラシステムは、その標準化に広く言及可能な特徴を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
技術的課題の概要
初期セルサーチのサウンド（ｓｏｕｎｄ）手続きは、システムが実際にシステム情報を放送するために用いるキャリアの既存知識をスイッチ−オン時の移動局が有していないという最悪のケースを考慮するから、選択されたＰＬＭＮの動作帯域内で、許容されたキャリアの全てをスキャンする。サウンド手続きは、スキャンされたキャリアのパス損失（ｐａｔｈｌｏｓｓ）についての信頼できる情報を与えることができるから、優先順位リストを有用なツールとすることができる。したがって、移動局は、その間に他方で検出される必要のある少なくとも一つのビーコンチャネルに相当するパワー測定を行う。ビーコンチャネルの検出は、選択されたＰＬＭＮにしたがってビーコンチャネルが構成される全ての関連する物理要素を検出することも意味する。考えられる第１の物理要素は周波数である。第２の物理要素は、ベースバンドデジタル信号を離散的な時間間隔に一時的にサブ分割することである（バースト、タイムスロット、サブフレーム、フレーム、マルチフレーム等）。第３の物理要素は、ビーコンバーストで送信されるデジタルパターンである。物理要素は、従来技術で注目したＰＬＭＮに使用されるビーコンチャネルを特別に特徴付ける。以下を注目することは有効である。
・ＧＳＭは、ＦＣＣＨ及びＳＣＨの周波数、並びに全体システムに共通する時間同期パターンを利用する。さらに、ＳＣＨチャネルは、受信されるＦＣＣＨ及びＳＣＨビーコンを送信するセルを識別するためのＢＳＩＣを含む。
・３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＦＤＤ及び３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤ３．８４Ｍｃｐｓオプションは、ダウンリンクにおいて、全体システムに共通する第１のＳＣＨサブチャネルを利用してタイムスロット同期を行い、第２のＳＣＨ及びＣＰＩＣＨチャネルを利用してセル−ベース（ｃｅｌｌ−ｂａｓｅｄ）のスクランブルコードグループ及び単一のスクランブルコードを得る。
・３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤ１．２８ＭｃｐｓオプションまたはＴＤ−ＳＣＤＭＡは、全てのセルが周知の３２ＤｗＰＴＳダウンリンク同期シーケンスを利用する。３２ＤｗＰＴＳシーケンスの一つは、それぞれのスクランブルコードグループ及び単一のスクランブルコードを得るために、単一のセルに割当てられる。
【００１３】
初期セルサーチの手続きは、許可されたキャリアと同じ数のスキャンステップから成る。各スキャンステップは、キャリアの選択、適切なセル情報を送信するビーコンチャネルの検出、ビーコンチャネルの発生時のチャネル帯域におけるパワー測定の実行を含む。スキャンラスタは、上述のＰＬＭＮについて２００ｋＨｚである。チャネル帯域はかなり異なる。すなわち、ＧＳＭは２００ｋＨｚ、３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＦＤＤ及び３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤ３．８４Ｍｃｐｓオプションは５ＭＨｚ、３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤ  １．２８Ｍｃｐｓオプション及びＴＤ−ＳＣＤＭＡは１．６ＭＨｚである。キャリアの選択はすぐに行われるが、ビーコンシーケンスの検出には、受信したシーケンスと既知のビーコンパターン（または複数のパターン）との間の相関を計算する時間が必要になる。更に特に、
・ＧＳＭの場合、ビーコンチャネルのサーチは、８−タイムスロット遅れてＳＣＨチャネルを示しているＦＣＣＨチャネルによって、かなり高速化される。ＦＣＣＨの検出は非常に速い。ＳＣＨの相関は、以前のＦＣＣＨ検出に由来する短相関ウィンドウから簡易化される。ＳＣＨパターンの検出により、次のＢＣＣＨのフレームのうちのタイムスロットＴ０に相当するＢＣＣＨチャネルにおけるフレーム同期、及び結果としてパワー測定が可能になる。ＧＳＭシステムでは、初期セルサーチは迅速であり簡易である。
・３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＦＤＤ及び３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤ３．８４Ｍｃｐｓオプションの場合、第１のＳＣＨの検出は、第１のコードがより以上に長いこと（６４ビットに比べて２５６チップ）及びＳＣＨチャネルを直接示す周波数訂正チャネルが存在しないことから、ＧＳＭよりも不経済である。この複雑な状況にもかかわらず、ＳＣＨ検出は、全体システムのＳＣＨパターンの単一化のおかげで、合理的に短時間で完了することができる。その単一化は、各タイムスロット（２５６０チップ）のＳＣＨシーケンスの発生と共に、相関のみを必要とする。一旦タイムスロット同期がなされると、独自のセルのＣＰＩＣ及びＣＣＰＣＨビーコンの獲得に導く他のステップは、短相関ウィンドウによってかなり簡易化される。優先順位リストに記録するためのＣＰＩＣ及びＣＣＰＣＨのパワー測定は、必然的である。結果として、初期セルサーチは、ＧＳＭに関して唯一適度に不経済である。
・１．２８Ｍｃｐｓの３ＧＰＰ  ＵＴＲＡ−ＴＤＤ及びＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの場合、初期セルサーチ手続きの各周波数において、“ＤｗＰＴＳ”のステップのみが、フレームの全体の６４００チップを、３２ＳＹＮＣシーケンスの６４チップ長のそれぞれの一つのシーケンスに相関させるようにＵＥに要求する。この抜群のタスク（Ｎ−周波数×３２の長相関）は、合理的な高速セルサーチを事実上不可能にするＵＥの計算力よりもかなり優れている。
【００１４】
本発明の目的
本発明の主な目的は、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ及び全ての類似するシステムにおいて生じる問題を解決可能な初期セルサーチ方法を示すことにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、ターゲットキャリアが選択された場合の周波数誤差を訂正することを可能とする処理を示すことにある。
【００１６】
さらに本発明の目的は、特許請求の範囲に示した方法を実現可能な移動局を示すことにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の概要及び長所
前記目的を達成するため、本発明は、方法クレームに示したように初期セルサーチのための方法を提示する。さらに、本発明の対象は、装置クレームに示したように特許請求の範囲の方法を実現する移動局である。
【００１８】
特許請求の範囲に示したように、本発明の方法は、セルの検出のための相関ステップに移行する前に、関連の帯域で周波数スキャンを完了する。相関ステップに入ることなく、送信されたパワーから生じたスペクトル情報のみを利用することにより、その帯域で周波数スキャンは継続的に実行される。これは、従来技術のセルラシステムに関して新奇である。従来技術では、周波数スキャンのステップは、（ＧＳＭのＦＣＣＨ及びＳＣＨバースト、またはＷ−ＣＤＭＡ及びＵＴＲＡ−ＴＤＤ−ＨＣＲの双方に使用されるＰ−ＳＣＨバーストのような）全体システムに共通なパイロットチャネルにより、相関のステップでインターリーブされる。本発明の方法のような初期周波数スキャンについて、詳細には言及されていない。開示された技術的特徴は、それらのシステムにおいて有用であり、共通のパイロットは、移動局をダウンリンクに同期させるのに予見可能ではないが、唯一の同期ツールは、１対１にセルに関連した１組の同期シーケンスである。提示された方法の長所は、扱い難い相関を各周波数ステップにおいてインターリーブしないことである。さらに、全ての許容周波数のサブセットのみが試されるので、最初にラフそしてファインである２−ステップ周波数スキャンは、スキャン動作をかなり高速にする。その方法の一般化によりＴＤＤ以外のシステムに適応し、共通のパイロットが存在するそれらのシステムでは容易に整理することができ、万一の場合には、最初に２−ステップ周波数スキャンを完了し、そして、最後に選択された周波数のデジタルセットと、全体システムに共通の同期バーストＳＣＨとの間の相関をとることによって、初期セルサーチは高速化されることができる。ＧＳＭの場合、この処理方法は、単一の相関ステップと共にＢＳＩＣ及びＢＣＣＨチャネルに導き、一方、Ｗ−ＣＤＭＡ及びＵＴＲＡ−ＴＤＤ−ＨＣＲの場合、可能な第２のＳＣＨ（１６）の全てと共に連続相関ステップが必要とされる。双方の場合に、全体の相関の数は、従来のアプローチよりもかなり小さい。本発明の新しい処理は、信号（一般にフレーム）の一定の時間期間について評価されたパワーの状態の分析にある。その処理は、システムにおいて継続的にパイロットチャネルが存在しないから必要になる。
【００１９】
パワー測定に関する限り、ベースバンドフレーム（５ｍｓ）が各周波数ステップで格納される。格納された信号は、半分のタイムスロットの期間のスパンのブロックにサブ分割され、各ブロックのパワーが計算される。半分のタイムスロットの大きさのブロックは、ＴＤ−ＳＣＤＭＡの最適な選択を構成する。そのＴＤ−ＳＣＤＭＡでは、Ｐ−ＣＣＰＣＨ及びＤｗ−ＰＴＳは、２つの隣接するタイムスロットを占め、その長さは、合理的に変更することにより、他のＰＬＭＮに適合することができる。その結果、パワーエンベロープの形状は、衰化が現実に現れる必要性とタイムスロットの単一のコンセプトをセーブする必要性との間でトレードオフに影響するから、タイムスロットに沿ったそのエンベロープは、大きく変化すべきでない。ラストはサービスバーストよりも通常は短いから、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ以外のＰＬＭＮに有効な最終基準は、同期シーケンスの期間の少なくとも半分のブロック長を有する基準である。この基準は、計算されたパワーエンベロープのピークを最大にする。
【００２０】
本発明によれは、各スキャンされたキャリアについて、フレームの最も強いブロックのパワーは、ＭＳのスペクトルテーブルに格納され、その最強ブロックに関連するキャリアは、ラフスキャンで選択される。同じ基準が、ファインスキャンによる目的のキャリアの選択のために用いられる。この基準は簡易なものであり、ほとんど全ての現実の状態で信頼できるものである。第１のセル及び隣接するセルに設けられたＭＳが同じ周波数（考慮されるシステムはＣＤＭＡ−ＴＤＤである。）で送信している場合に、ＭＳは、共通の周波数に相当して、双方のセルから受信された信号の合計であるパワーを測定する。これは、全てのタイムスロットに対して当てはまる。共通キャリアは、２つのセルの一因から結果として生じたように、最強ブロックのパワーで、ＭＳのスペクトルテーブルに登録される。２つのセルから受信されたパワーの合計は、共通の周波数が選択される確率を上げる。この環境でさえも、連続相関ステップは、ＳＹＮＣコードの十分な自動相関特性による２つのセルのＳＹＮＣコードと、不十分なクロス−相関との間で区別する。隣接セルのダウンリンク同期は、本発明の方法には、厳密に必要とされる要求ではない。それにもかかわらず、それは、特に、２つのセルの間に設けられたそれらの移動局のＴＤＤシステムに特に有用な特徴である。この内容では、以下に説明するように、フレーム同期により、より以上に現実の選択を行うことができる。
【００２１】
本発明の方法は、初期セルサーチに適した新たな指標としてフレームの“負荷（ｌｏａｄ）”を付加的に導入する。フレーム負荷指標は、注目のフレームに沿ってパワーエンベロープの状態から計算され、その指標は、計算されたパワースレッシュホールドのタイムスロットの割合に相当する。フレーム負荷指標は、それぞれの最強ブロック付近のスペクトルテーブルに有利に含められている（図１２の％Ｂｕｓｙ参照）。ある仮定の下で、この指標は、フレームにおいていくつのタイムスロットがビジーであるかのアイデアを与える。“無負荷（Ｕｎｌｏａｄｅｄ）”フレームは、より高い確率を有し、“無負荷”フレームよりも未使用のタイムスロットを含む。２つのキャリアが、それぞれの最強ブロックの同じパワーを有する場合、より低い負荷指標のキャリアの選択は、平均的にコールセットアップの首尾よい試みを増加させる。少なくとも一つのタイムスロット（ＤｗＰＴＳ，ＴＳ０）が、最大または最大に近いパワーで常に送信されるから、最強ブロックを基本とした前述の選択基準は、選択される低負荷のフレームを許容する。信頼できるフレーム負荷指標の状態は室内で確かに発生し、またはＭＳがセル境界から離れているから、隣のセルの影響をあまり受けない。絶縁されたセルまたはほぼ絶縁されたセルの内部では、等しい負荷指標のフレームは、同じ番号のビジーブロックを含む。そうでない場合は、ブロックがパワースレッシュホールドを超え、隣のセルが大きな要因になることによりビジーになることができるから、ビジー指標には到らない。
【００２２】
ＴＤ−ＳＣＤＭＡのように、時分割２重（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ（ＴＤＤ））モードを基本にした無線アクセスシステムでは、フレームタイミング同期は、干渉を最小にし、提供されたトラフィック容量を最適にするための重要な特徴である。フレームタイミング同期は、ネットワークのＢＴＳのスロット、フレーム、マルチ−フレームまたはハイパー−フレーム同期に応答することができる。タイムスロット同期は、隣接セルにおける２つのタイムスロットの無線リンクに影響するタイムスロットの無線リンクの妨害を回避する。フレーム同期は、アップリンク及びダウンリンク送信方向が少なくとも隣接のセルに対して決定されることを保証する。同時に、これは、受信モバイル（図１のＭＳ１）が隣のセル（セル３）に設けられた近くの送信モバイル（図１のＭＳ２）によって飽和状態にならないようにする。制御マルチ−フレーム同期は、同じタイプの論理チャネル（例えば、ＰＣＨ、ＢＣＣＨ・・・）が同じタイム−フレームで隣接のセルによって放送されることを保証する。これにより、関連するシステム情報を検出するときに中断することなく、ＭＳにおいてセル再選択処理の高速化を可能にする。フレームタイミング同期を、種々の方法または組み合せで達成することができる。すなわち、同じ出願人の名前で２０００年７月２４日に提出された国際特許出願ＷＯ０１／１７１３７に開示されているように、ケーブルを介して同期パルスを送信することにより、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）受信機と共にＢＴＳを備え、時間基準信号を検出することにより、最後に無線チャネルを使用してお互いに空間で基地局の同期をとることにより達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の特徴は新奇であると考えられ、添付の特許請求の範囲において特に示されている。本発明は、その目的及び長所と共に、単に説明の目的に制限されることのない添付図面と共に説明される以下に示す実施例の詳細な説明を参照して理解することができる。
付録Ａ：表１Ａから４Ａは、最も有名なＰＬＭＮにおいて標準化された周波数帯域の全てを含む。
付録Ｂ：表１Ｂは、周波数スキャン方法の繰り返し数を示す。
付録Ｃ：表１Ｃから７Ｃは、テスト環境の背景、及び本発明の方法をテストするのに有効なシミュレーションの結果を含む。
【００２４】
本発明の実施例の詳細な説明
図１から６は、すでに説明されている。図７は、従来技術のＢＴＳ送信機における制限のない狭帯域構成の一例を示している。その送信機は、セルにおいて計画されたキャリアと同じ数のキャリア送信機（ＣＡＲＲＩＥＲ  ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＥＲＳ）へ関連するプロトコルメッセージを送信するＢＳＣ（Ｂａｓｅ  Ｓｔａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）インタフェースを含む。各キャリア送信機は、以下の最小限のブロックを含む。すなわち、ベースバンドプロセッサ−ＴＸ、ＱＰＳＫ変調器、ロー−パスチャネル帯域（１．６ＭＨｚ）のＲＲＣタイプ（ルートレイズ余弦（Ｒｏｏｔ  Ｒａｉｓｅ  Ｃｏｓｉｎｅ））の２つの等価なＴＸフィルタ、ＩＦ発振器（デジタル）、加算器（ＳＵＭ）、及びＲＦ−ＴＸを含む。ベースバンドプロセッサ−ＴＸは、プロトコルメッセージを受信し、仕様に従ってそれらのメッセージを処理する。特に、ベースバンドプロセッサ−ＴＸは、トラフィック及び制御送信フレーム、並びに図５に従ってＫ−チャネルに拡散されたマルチフレームを生成する。ＱＰＳＫ変調器は、２つのＴＸフィルタによりフィルタされるイン−フェーズ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）及びイン−クワドラチャ（Ｉｎ−ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）のＩ，Ｑフレームを生成する。Ｉ，Ｑフィルタフレームは、デジタル的に中間周波数ＩＦに変換され、デジタル加算器ＳＵＭによって合計される。その結果、ＴＸフレームは、（ＲＸ−ＴＸのブロックに詳細に記述された）送信の観点で一般的な処理を行う、次に続くブロックのＲＦ−ＴＸに委ねられる。無線周波数信号ｓ１（ｔ）は、チャネル帯域１．６ＭＨｚ幅のマイクロ波スペクトルでＴＸフレームを送信するＱＰＳＫ変調されたキャリアである。最後のＲＦ（無線周波数）信号は、ＰＬＭＮ帯域で離散される変調されたキャリアｓ１（ｔ），・・・，ｓＰ（ｔ）を含む。
【００２５】
図８は、本発明の初期セルサーチの方法を実現するのに適したＵＥ受信機を示す。図示した構成は広く一般的なものであり、第２世代のＭＳ受信機にも言及できる。受信信号ｒ（ｔ）はバンド−パスＲＦフィルタに到達し、そしてそのフィルタ信号は、ＲＦローカル発振器から発生された信号によってパイロットされるアナログミキサによって、ＩＦにダウン変換（ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｄ）される。そのアナログＩＦ信号は、バンド−パスＩＦフィルタによってフィルタされ、アナログデジタル変換器ＡＤＣへ送られる。ＡＤＣブロックの出力は、設けられたハードウェアオプションに従って、少なくとも約５ｍｓのデジタル信号のセットを格納するための容量を有するメモリバッファに接続される。ハードウェアオプションの双方により、メモリバッファは、約５ｍｓのデジタル信号を格納するための容量とすることができ、メモリ容量は、（オーバサンプルする）各単一チップを示すために用いられるサンプルの数にも依存する。バッファブロックの出力について、デジタル信号は、２つの部分に分けられ、２つの等価なデジタル逓倍器の第１の入力に送られる。第２の逓倍器入力は、数値ＩＦ発振器から発生されたＩＦ信号の位相がπ／２異なった２つの信号によってパイロットされる。逓倍器の出力について、イン−フェーズ及びイン−クワドラチャの２つのベースバンド成分Ｉ，Ｑが生成される。２つの成分は、１．６ＭＨｚ帯域幅でＲＲＣタイプの２つの等価なロー−パスＲＸフィルタによってフィルタされる。この値は、ロール−オフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）α＝０．２２及び１．２８Ｍｃｐｓのチップ−レートでＲＲＣフィルタのチャネル帯域Ｂ、Ｂ＝（チップ＿レート×（１＋α））に相当する。Ｉ，Ｑフィルタ成分は、ベースバンドプロセッサ−ＲＸという名称のブロックに送られ、そのベースバンドプロセッサ−ＲＸは、マイクロプロセッサ、関連するＲＡＭ、入／出力デバイス、マイクロプロセッサのファームウェア及びシステムにおいて予測される３２のＳＹＮＣシーケンスを格納するためのＲＯＭを含む。ベースバンドプロセッサ−ＲＸは、さらにＳＩＭカード、及びセルサーチに用いられる“スペクトルテーブル”という名称のメモリに接続される。そのＳＩＭカードは、関係する帯域及び帯域内の許容されたキャリアの全て（チャネルラスタ）を格納する。端末装置という名称のブロックは、完全を期すために示されている。周波数スキャンは、２つのハードウェアオプションを基本として実行される。それらのオプションは、使用される構成に依存し、それぞれＲＦ及びＩＦに直接出力される制御信号ＲＦ−Ｓ及び／又はＦＦ−Ｓを適切に変更することによって行われる。
【００２６】
一般に、ＵＥのために用いられるハードウェア構成には制約がないため、以下のハードウェアオプションを普通に設けることができる。
１．ＲＦ及びＩＦフィルタの双方は、１５ＭＨｚ帯域幅であり、全体の帯域は、ＩＦで変換される。アナログデジタル変換器ＡＤＣは、少なくとも３０ＭＨｚのサンプリング周波数を課するナイキスト基準に関する全体の帯域を処理する。３０Ｍサンプル／ｓでサンプリングされた５ｍｓの単一のフレーム（または、Ｎにより平均化される場合はＮフレーム）は、バッファメモリに格納されなければならない約１５０Ｋサンプルを生成する。周波数スキャンは、評価する周波数を順番にベースバンド変換するための（ラフな（ｒｏｕｇｈ）またはファインな（ｆｉｎｅ））ステップにおいて、デジタルＩＦ周波数を変えることにより格納されるデジタルセットが増えるように実行される。この場合、ＲＦ−Ｓ信号は固定され、ＦＦ−Ｓ信号は少しずつ変更される。デジタル信号の周波数変換は周知技術である。また、特にデジタルＩＦ発振器は、正弦波（１／４期間で十分である）から取得された一組のＮ２デジタルサンプルを格納するＲＯＭから始めて、Ｎシーケンシャルサンプルから１のサンプルを読み出し、基本のＮ倍の周波数を発生することにより有利に実行される。Ｎ２の種々のサンプルにより、Ｎ２／２よりも小さくて最も大きい整数に等しい数の正弦信号を表現することができる。デジタル逓倍は、同じレートとなるそれぞれのデジタル逓倍器の入力に２つの信号を必要とする。
２．ＲＦ及びＩＦフィルタの双方は１．６ＭＨｚの帯域幅であり、または、ＲＦフィルタが広帯域でありＩＦフィルタが１．６ＭＨｚの帯域幅である。スキャンは、（スーパーヘテロダイン（ｓｕｐｅｒｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ））を評価するための周波数をＩＦで変換するための（ラフなまたはファインな）ステップにおいて、ＲＦローカル発振器の周波数を変えるように実行される。ＲＦフィルタが１．６ＭＨｚの帯域幅の場合、少しずつ変わるＲＦ−Ｓ信号はＲＦフィルタにも送られ、選択周波数に調整される。バッファメモリに格納される５ｍｓの単一のフレーム（Ｎにより平均化される場合はＮフレーム）は、選択されたチャネルのみに関係する。この場合、サンプリング周波数は、少なくとも３．２ＭＨｚであり、バッファメモリは１６Ｋサンプル近くを格納する。格納されたデジタルセットは、固定のデジタルＩＦ周波数により逓倍され、選択されたチャネルをベースバンド変換する。この場合、ＦＦ−Ｓ信号は固定される。
【００２７】
前記第１のオプションは、より高速のスキャンにより特徴付けられるが、特に、逓倍のセットが平均化処理のために格納されなければならない場合に大きなバッファが必要となる。実際に設けられるハードウェアオプションに従って、ＵＥがスイッチオンした後すぐに、ファームウェアはある周波数スキャンで開始し、中間結果をスペクトルテーブルに書き込む。一旦最終の周波数が選択されると、マイクロプロセッサは復調を終了し、ＵＥに永続的に格納されたＳＹＮＣで取得された信号の相関をとり、ターゲットＳＹＮＣ、関係するコードグループ、ミダンブル等を検出する。一旦ターゲットセルが選択されると、プロセッサは、ＵＥの基準発振器（図示せず）の周波数誤差訂正を行う。その基準発振器は、約１０ｐｐｍよりも優れた安定性を有さなければならない。基準発振器の誤差は、温度シフト及び初期の固定誤差によるものである。要求される安定性は、例えば基準発振器としてＴＣＸＯ（温度補償クリスタル発振器）を使用することにより達成することができる。市販のＴＣＸＯは、−３０から＋７５℃の温度範囲において約＋／−２．５ｐｐｍの温度、及び約＋／−２ｐｐｍの固定誤差の安定性を有することができる。周波数誤差訂正は、２００Ｈｚのみの周波数変化を要求することができる。割当てられた全体のＰＬＭＮ帯域において、ＭＨｚのオーダから数百Ｈｚまでの範囲の周波数ステップを実現するための方法は、入れ子状にされたマルチ−ループ構成におけるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）を基本にした周波数統合ネットワークの技術から周知である。この点で、ＲＦ及びＩＦローカル発振器は基準発振器に位相ロック（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ）され、ＵＥの発信器の全ては周波数統合ネットワークに属する。その周波数統合ネットワークは、マイクロプロセッサから制御信号ＲＦ−Ｓ及びＦＦ−Ｓを受信し、適切な周波数ステップに移す。ＵＥの発振器の全てが基準周波数にロックされるから、発振器により生じる全ての誤差は、以前に示された誤差制限を重視しなければならず、（後述する）校正を利用しなければならない。
【００２８】
図９を参照して、初期セルサーチ方法は、以下のステップから成る。
ステップ１
約５ｍｓのデータのセットが要求される。ＵＥアンテナにおけるそのデータは、種々のキャリア周波数で（を変調して）動作するある一定の数の種々のＴＤ−ＳＣＤＭＡフレームを表すいくつかの信号の合計である。各変調されたキャリア周波数のチャネル帯域は、１．６ＭＨｚ幅である。表４Ａは、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ帯域の例の全てを示している。同図は、右側の周波数（ＲＦＮ）の項目欄に、様々な帯域の占有形態を示している。その詳細から、名目上のチャネル間隔は１．６ＭＨｚであり、チャネルラスタは、キャリア周波数が２００ｋＨｚの倍数となるべきことを意味する２００ｋＨｚであるという結果になる。
ステップ２
関係する帯域におけるラフサーチが行われる。１．６ＭＨｚのサーチの周波数ステップが選択されるが、そのステップもサーチの部分であり、チャネルフィルタは１．６ＭＨｚである。各周波数において、データパワーは、（後述する）パワー計算の処理により評価される。図１２のスペクトルテーブルは、分析されたＰＬＭＮ帯域のスペクトルパワーを含む。そのスペクトルテーブルから、“より有望な周波数”のサブセットは、更なる改善のために選択される。“より有望な周波数”は、そのテーブルにおいて最大のパワーに関連した周波数として定義される。より有望な周波数の数は３に設定されている。１５ＭＨｚの帯域において繰り返しの数は８（または、スキャン処理が開始する周波数に依存して９）である（表１Ｂ）。
ステップ３
第２ラウンドのサーチは、先のステップで見出された“より有望な周波数”の周辺で行われる。パワー計算のために同じ処理が用いられる。そのステップは２００ｋＨｚであり、チャネルフィルタは常に１．６ＭＨｚである。スペクトルテーブルは更新される。繰り返し数は４×２×３であり、今までの繰り返し合計数は、３２である（表１Ｂ）。第２ラウンドのサーチの結果は、候補周波数である。２つのスキャンは、最初は全体のＲＦスペクトルについて少しずつ移動する、（チャネル帯域としての）１．６ＭＨｚの大きさの分析窓として動作し、そしてより狭いエリアで動作し、その窓内にあるスペクトルパワーを測定する。窓がチャネルのスペクトルに完全に重なる場合に、絶対的な最大パワーが測定される（図１０ａを参照）。チャネルラスタにおいて行われる２重スキャン構成は、ラスタの全体の周波数よりも少ないサーチステップにより、ターゲット周波数を検出することができる。
ステップ４
ターゲットセルは、先の周波数スキャンの結果を基本とした“ＳＹＮＣ検出アルゴリズム”を用いて選択される。一旦ＳＹＮＣが検出されると、ＳＹＮＣは、ＴＳ０のＢＣＨチャネル、ミダンブル、スクランブルコードグループ、及びターゲットセルについての全ての関係する情報を指す。
ステップ５
２重スキャンの終わりに決定されるターゲット周波数の値において約２０ｋＨｚの大きさの誤差が予想されるから、ＵＥ内部の基準発振器の周波数誤差は訂正される。この周波数オフセットが訂正されない場合には、ダウンリンクの受信及びアップリンクの送信の双方において、大きく性能が失われることになる。ダウンリンクの問題により、情報バーストにおける悪いデコード処理が起こる。基準発振器の校正は、スイッチオン後に実行される同期処理に含められる基本処理である。ＳＹＮＣコードのリターン情報により、ターゲット周波数を最適に近づけることができる。
【００２９】
前述のステップは、以下のようにさらに詳細に説明される。
ステップ１
６４００＋８０＝６４８０チップのセットが要求される。８０チップは、要求されたセットを、半分のタイムスロットと同じ大きさのブロックの整数値にサブ分割するために、フレームの長さよりも多く、結果としてパワー計算を簡易にする。
ステップ２
表１Ｂにおいて、１５及び２０ＭＨｚ帯域の双方の分析ための１．６ＭＨｚ及び０．８ＭＨｚに等しいラフ周波数ステップの場合に実行される繰り返し合計数が比較されている。ラフ周波数ステップは、ラスタ周波数と一致するように選択される。図１０ａ及び１０ｂを参照して、２つのラフ周波数ステップが、理想的な受信を仮定して比較されている。その比較から、ワーストケースでは、０．８ＭＨｚのラフステップで見出されたパワーは、１．６ＭＨｚのラフステップの場合に約１／２であるのに対し、理想的な単一のパワーの約３／４であるが、０．８ＭＨｚのステップの数が２倍であることを理解することができる。図１１を参照して、ラフスキャン及びファインスキャンの双方に使用されるパワー計算の処理が考慮されている。要求されるデータのセットは、ＴＤ−ＳＣＤＭＡタイムスロットの半分のように、４３２シーケンスチップの１５ブロックに分割される。現在の周波数ｆｉの各ブロックにおいて、収集されたデータのパワーＰ（ｆｉ）が次の式：
【数１】
2005525725.tif 000003
から計算される。ここで、Ｂｗは、４３２チップのブロック窓であり、ＶＩｋ  及びＶＱｋ
は、ｋ番目のチップのイン−フェーズ及びイン−クラドラチャのベースバンド成分の実効値である。現在のサーチ周波数ｆｉにおいて、最強ブロックのパワーが割当てられる。シミュレーションについて言及して後に示すように、悪い無線伝播が周波数ラフスキャンを不適当に含むので、ＢＴＳの動作周波数は見出されず、フィルタスキャンはこの点において有用でない。周波数が見出されないことは、最強ブロックのパワーが注目のフレームのノイズスレッシュホールドと同等であることを意味する。そのような場合、より多くのフレームを平均化することにより結果を改善することができる。平均化を２つの方法で実行することができる。
−  第１の方法は、一回に１フレームを実行するように、ラフスキャンをＮ回実行し、結果の平均をとる。
−  第２の方法は、Ｎの連続フレームを得て、相当するブロックのパワーを新たなフレーム毎に合計し、Ｎフレームの平均をとる。
平均化処理にもかかわらず、一定数の試みの後にオペレータに詳細な範囲で動作周波数を見出せない残余の可能性は、さらに存在する。この場合、追加の機会は、ＵＥが動作できる他の範囲の周波数で、マイクロプロセッサがスキャンを開始することである。
【００３０】
隣接するセルが貧弱な干渉を起こすシナリオを考慮すると、フレームに沿ったパワー分配のエンベロープ（ｅｎｖｅｌｏｐｅ）は、実際に様々なタイムスロット及びそれらのダウンリンク／アップリンク（図１１の下／上矢印）の負荷に影響を与える。この場合、パワー測定を用いて、分析された周波数の負荷の指示を与えることができる。等しいパワーのブロックは等しい負荷を有することが推定される。その処理は、次のステップから成る。
−  取得窓の１５ブロックのパワー値Ｐｉを格納する。
−  最大値Ｐｍａｘを選択する。
−  スレッシュホールドＳ、例えば３／４Ｐｍａｘを選択する。
−  カウンタｎをＰｉ＞Ｓ×Ｐｍａｘ毎にインクリメントする。この場合、ｎは、Ｐｍａｘと同じ負荷であるＰｍａｘとほぼ同じパワーを有するブロックの数を示している。
−  次式：％Ｂｕｓｙ＝（ｎ×Ｂｗ×１００）／（８６４×７．５）に従って、フレームの全負荷を有するタイムスロットの割合を計算する。７．５の値は、取得窓（６４８０チップ）及びタイムスロット（８６４チップ）の割合から得られる。フレーム負荷指標％Ｂｕｓｙは、図１１に示したケースでは４０％の値をとる。この指標は、Ｋ（Ｋ≧１）の最
強周波数のために評価され、最強ブロックのパワー近くにスペクトルテーブルに格納される。そのように得られた周波数負荷指標は、２つの状態において信頼できるものではない。
−  第１に、ＳＮ比（ＳＮＲ（ｔｈｅ  Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ））が低い（例えば、≦０）ときは、低負荷の周波数は、ノイズにより完全な負荷になるかもしれない。
−  第２に、乗物（１２０Ｋｍ／ｈまたは２５０Ｋｍ／ｈ）のようにチャネルが迅速に変わる場合、全負荷を有するフレームは、フェード（ｆａｄｉｎｇ）のホール（ｈｏｌｅ）のためにほとんど負荷にならないかもしれない。
両ケースにおいて、より多くのフレームで平均化することにより、指標％Ｂｕｓｙはより以上に信頼できるものとなる。
図１２を参照して、スペクトルテーブルは２つのテーブルから成ることを理解することができる。第１のテーブルはラフスキャンのためのものであり、第２のテーブルはファインスキャンのためのものである。簡略化のために、図には、Ｐｍａｘ及び％Ｂｕｓｙの可能な数値が、８つの周波数が挙げられているラフスキャンテーブルのみに示されている。このテーブルが完成すると、より強いブロックの周波数により高い優先順位を割当てる選択基準により、優先順位の低い順に周波数ｆ７、ｆ４及びｆ２が選択される。この選択により示される効果的な長所を観ると、ｆ２について疑問になり、その決定には周波数負荷指標を含む。周波数ｆ２及びｆ３は０．２ｄＢのみの違いがあるが、ｆ２がビジーでｆ３がアンロードされている間である。この場合、ｆ３の選択は好適であり、従ってその優先順位はｆ２を超える。
ステップ３
第２ラウンドのサーチのパワー計算処理は、最初のスキャンと同じである。ファイン周波数ステップは、ラスタ周波数と一致するために選択される。このステップの終わりにスペクトルテーブルが完成され、候補周波数ｆｃｅｌｌの選択が、ファインスキャンテーブルに記録されたものの中から行われる。
ステップ４
約１０ｐｐｍの誤差が、“ＳＹＮＣ検出アルゴリズム”により許容されるために推定される。ＤｗＰＴＳの位置は、受信信号と３２のＳＹＮコードとの間の相関の分析を介して決定される。干渉、ＡＷＧＮ（付加白色ガウシアンノイズ）及びチャネルフェードにより、一定の数のフレーム以上の分析を平均化することが必要である。アルゴリズムの性能は、多数のフレームが平均化窓で観察される場合に改善されるが、処理の時間は明らかに増加する。ＤｗＰＴＳの位置が知られていないから、ＭＳは全体のフレームの長さ以上で相関をあえて計算するという事実により、計算の複雑さの観点による主な役割がなされる。２つの既知の機会が開示されている。すなわち、ＦＩＲ（有限インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ））フィルタによる相関、及びＦＦＴ（高速フーリエ変換）による相関である。最初にＦＩＲフィルタによる相関を考慮すると、ＳＹＮＣコードの複合シンボルがｓｉ（ｉ＝１，・・・，６４）によって示される場合、ＦＩＲフィルタの係数は、結合シンボルであるａｉ＝ｓ＊６４−ｉ（ｉ＝１，・・・，６４）となる。３２の種々のＳＹＮＣｋシーケンス（ｋ＝１，・・・，３２）及び多くのａｋマッチドフィルタがある。３２の相関ｃ１，Λ，ｃ３２は、ｒ（ｎ）が受信バーストの場合に、
【数２】
2005525725.tif 000004
である。ピーク分析は、相関信号ｃｋのモジュロにより行われるから、３２の相関信号の６４００の値毎に平方値ｃｋ２を得ることが必要である。最強のピークｃｋ２，（ｋ＝１，・・・，３２）は、フレームにおけるＤｗＰＴＳの位置、従ってＢＣＨ  ＴＳ０、３２から選択されたＳＹＮＣのコード、対応するセルコードグループ、基本ミダンブルを指し示す。マッチドフィルタによる相関は、多くの掛け算及び長い初期遅延を含む。ここで、ＦＦＴによる相関を考慮する。周知のように、２つの複合シンボルの間の相関を、フーリエ変換
【数３】
2005525725.tif 000005
により行うことができる。ａ（ｔ）及びｒ（ｔ）が先の手段を有する２つの複合信号である場合、それらの相関信号ｃ（τ）は次式とすることができる。
【数４】
2005525725.tif 000006
同じ処理は、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）アルゴリズムを用いた時間離散信号Ｉ，Ｑに適用することができる。信号あたりのサンプル数が２（Ｎ＝２ｋ）のパワーである場合、信号のフーリエ変換にもたらす計算要求は、ＦＦＴアルゴリズムを用いることによってかなり減じられ、複合の掛け算の結果は、
【数５】
2005525725.tif 000007
となる。次表に示す。
【表１】
2005525725.tif 000008
同期アルゴリズムにおいて、分析される信号は、６４６４の複合サンプル（ＤｗＰＴＳが受信バーストの終わりに位置するならば、正しい相関を得るために必要とされる１フレームに加えて６４サンプル）から生成される。一つの十分な妥協は、フレームにより１５窓を導くＮから５１２をセットすることである。ＤＦＴの詳細は既知である。ピーク分析は、前述の場合に行われる。掛け算の数は、追加の複合減少ステップにより減じることができる。
ステップ５
ターゲットは、ＢＴＳの動作周波数に関して少なくとも０．１ｐｐｍの正確さでＵＥの動作周波数をセットすることである。この評価のために、狭帯域ＴＤＤオプションの３ＧＰＰ仕様が考えられ、これは、本発明に関する無線アクセスの観点から行われる。３ＧＰＰ仕様を示す。
−  ＵＥにおいて、キャリア周波数を変調されたＵＥは、ＢＳ（基地局）から受信したキャリア周波数に比べて１タイムスロットの期間についての観測で±０．１ｐｐｍ内の精度である。これらの信号は、ＢＳ周波数誤差及びドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ  ｓｈｉｆｔ）により明白な誤差を有する。後者の場合、ＢＳからの信号は、ノイズまたは干渉による誤差が±０．１ｐｐｍ以上の数値で許容される十分な時間により平均化されなければならない。ＵＥは、ＲＦ周波数発生及びチップクロックの双方において同じ周波数源を使用する。
−  ＢＳにおいて、ＢＳの変調されたキャリア周波数は、ＲＦ周波数発生のための１タイムスロットの期間についての観測で±０．０５ｐｐｍ内の精度である。
【００３１】
送信キャリアの周波数誤差がＢＳによる仕様の制限にすでに維持されているから、２−ステップ周波数スキャンにより生じる誤差は、主にＵＥの基準発振器の誤差に関係する。最初に決定され格納された校正値を通常の動作が利用することができるから、ＵＥがＢＳに接続する最初の時間と通常の動作との間で区別することが必要である。ワーストケースの周波数誤差、そしてＵＥの基準発振器の周波数偏差の拘束を決定することが必要とされる。偏差に関する限り、ワーストケースにおいて、ＢＳは、理想的な中央の周波数（２．２ＧＨｚの上部の周波数）から±１１０Ｈｚの誤差を有することができ、追加の誤差は、ドップラーシフトにより発生し、ＵＥにとって２５０ｋｍ／ｈで動くことは役４６０Ｈｚである。約１０ｐｐｍの誤差が連続した“ＳＹＮＣ検出アルゴリズム”により許容されると仮定した場合、これは２２０００Ｈｚに相当する。図１３ａは、ドップラーシフト及び±１１０Ｈｚ誤差の双方が同時に起こる（ＢＳの理想的な周波数ｆｉｄｅａｌに関する同じ側面にある）時に発生するＵＥの発振器におけるワーストケースの偏差を示している。図１３ａを参照して、ｆＢＳは、−１１０Ｈｚ誤差によって影響されるＢＳの発振器の周波数である。ｆＤｏｐｐｌｅｒは、−４６０Ｈｚドップラーシフトによってさらに影響されるＢＳの発振器の周波数である。ｆＵＥは、ＵＥの発振器の周波数である。ワーストケースでは、ｆＵＥに対して許容される最大の偏差は、±９．７ｐｐｍに相当する、２２０００−１１０−４６０＝２１４３０Ｈｚである。この条件は、ＵＥのＴＣＸＯから導かれる。
【００３２】
ＢＳの周波数に関して±０．１ｐｐｍ（±２２０Ｈｚ）の精度を実現するために、ＵＥの周波数誤差は、受信信号のトレーニング（ｔｒａｉｎｉｎｇ）シーケンスの知識を利用する適切な“データエイド（ｄａｔａ  ａｉｄｅｄ）”技術により訂正される。開始ポイントは、フレームアライメント（ａｌｉｇｎｍｅｎｔ）が既に１／２チップの精度によりステップ４の終わりに到着していることである。２つの周波数訂正機会は開示されており、ローカル発振器の周波数を所望の値に変更するために、ＲＦ−Ｓ及び／又はＦＦ−Ｓ制御信号の双方を使用する。第１の機会は、以下の繰り返しアプローチにより示される。
−  無線周波数間隔のほとんど１０分の１の大きさの第３の周波数ステップにより、ステップ３で選択され、ＵＥの基準発振器の最大周波数偏差と同じ大きさの、最終のキャリアｆｃｅｌｌ辺りを中心とした無線周波数間隔でスキャンし、スキャンされた周波数のチャネル帯域において、少なくとも１フレームの時間で第３のベースバンドデジタルセット長を取得する。
−  各第３の周波数ステップについて、第３のベースバンドデジタルセットによりステップ４で検出されたターゲットＳＹＮＣの相関をとり、新たな最大の相関ピークの位置及び大きさを格納する。
−  絶対的な最大ピークを与える周波数を選択する。
−  ほとんど必要とされる精度の大きさの第４の周波数ステップにより、第３の周波数ステップとして選択されその大きさの先の周波数辺りを中心とした無線周波数間隔でスキャンし、スキャンされた周波数のチャネル帯域で、少なくとも１フレームの時間で第４のベースバンドデジタルセット長を取得する。
−  各第４の周波数ステップについて、第４のベースバンドデジタルセットによりステップ４で検出されたＳＹＮＣの相関をとり、最大の相関ピークの位置及び大きさを格納する。
−  絶対的な最大ピークを与える最大の周波数を選択する。
−  ＲＦ−Ｓ及び／又はＦＦ−Ｓ制御信号を格納し、連続した接続でＵＥの基準発振器を校正する。
【００３３】
周波数誤差を減少させるための第２の機会は、フレームアライメント及び１０ｐｐｍの大きさの周波数偏差を前提とする開ループ方法によって示される。誤差による周波数オフセットの評価
【数６】
2005525725.tif 000009
は、記事“バースト−モード送信における全−デジタルモデムのキャリア周波数リカバリ（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  ｉｎ  Ａｌｌ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｍｏｄｅｍ  ｆｏｒ  Ｂｕｒｓｔ−Ｍｏｄｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ）”，著者：Ｍ．Ｌｕｉｓｅ，Ｒ．Ｒｅｇｇｉａｎｉ，ＩＥＥＥ通信会報（Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  Ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ），Ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．２／３／４，１９９５年２月出版で提案された関係を利用する。その記事を参照して、ｒ（ｔ）を受信ＳＹＮＣコードＮ＝６４チップ長として、周波数訂正の評価は、
【数７】
2005525725.tif 000010
となる。この場合、ｋは、ｒ（ｔ）のｋ番目のチップであり、Ｍは、最適値がＮ》１においてＮ／２に近似する整数であり、
【数８】
2005525725.tif 000011
【数９】
2005525725.tif 000012
であり、Δは、トレーニングシーケンスにより受信データをアラインする（チップにおける）遅延であり、ａｉ（ａｉａ＊ｉ＝１）は、ＳＹＮＣコードの行列シンボルである。開ループ構成の精度は、多くのフレームによる評価値
【数１０】
2005525725.tif 000013
を平均化することにより改善される。このように見出された値
【数１１】
2005525725.tif 000014
を用いてＵＥの基準発振器を訂正する。さらに、その値は、連続した接続のために格納される。
【００３４】
一旦ＵＥの基準発振器の周波数が所望の精度（０．１ｐｐｍ）により既知になると、参照表（ＳＩＭカード）の理想的な値ｆｉｄｅａｌとＴＣＸＯにセットされる値との間のオフセット値は、不揮発性メモリに格納される校正値になる。その値は、次の同期処理のための訂正値を表す。校正値は、格納される理想的な周波数に関する３つの誤差を有することができる。すなわち、先のＢＳの誤差（最大１１０Ｈｚ）、ドップラー訂正（最大４６０Ｈｚ）による可能な誤差、及びＵＥの精度による誤差（最大２２０Ｈｚ）である。図１３ｂに示すように、３つの誤差が同時に発生し、７９０Ｈｚの値を得るためにそれぞれ合計するときに、ワーストケースは起こる。周波数がロックされる毎に、校正値を更新することができ、このようにして発振器の寿命の問題を回避することができる。
【００３５】
図１３ｃに示すように、ＵＥが周波数をサーチする次に、新たなＢＳ周波数誤差及びドップラーシフトが先の状態に関して反対符号を有する時に、ワーストケースが起こり得る。この場合の絶対的な誤差は、先の同期（７９０Ｈｚ）の誤差及び現在の状態の誤差の合計である。すなわち、絶対誤差＝１３６０＋Δεである。式Δεは、温度及び周波数レンジに関する誤差を表す。
【００３６】
本発明による初期セルサーチ方法の２−ステップ周波数スキャンは、コンピュータシミュレーションによりテストされた。シミュレーションで考慮された伝播状態は、
・ノイズ
・パス損失
・ドップラー効果によるマルチパスである。
【００３７】
そのノイズは、ＵＥにおけるＲＸフィルタの出力でＳＮＲに従って変化するパワーによる付加白色ガウシアンノイズであり、シミュレーションにおいてＳＮＲセットである。パス損失は、マルチＢＴＳシナリオに追加され、０ｄＢであるＵＥに対して最も近いＢＴＳのパス損失に比例する。マルチパス及びドップラー効果による信号の迅速な変化は、離散的な広義の定常無相関散乱（ＷＳＳＵＳ）モデルによりシミュレートされる。このモデルでは、受信信号は、独立の零平均の複素ガウシアン時間の種々のプロセスにより負荷のある入力信号の遅延レプリカの合計により表される。考慮されたマルチパス衰化環境及びシミュレーションで使用される相対値は、ＴＲ１０１  １１２により表１Ｃに報告されている。シミュレートされたフレームは、最大パワーのタイムスロットＴＳ０（図１１）にＢＣＨチャネル及び等しいパワーのＤｗＰＴＳパイロットを常に含む。他のタイムスロットＴＳｓでは、シミュレーションタスクに従って、ＴＳｓのビジーのランダムデータ及びミダンブルまたはエンプティＴＳｓのゼロがある。フレームは、キャリアに変調されたＱＰＳＫであり、図７に示したＲＸフィルタのようなＲＲＣフィルタによりフィルタされる。シミュレーションの仮定が表２Ｃに報告されている。表２Ｃにおいて、ＢＴＳ及びＵＥについて、周波数誤差のワーストケース値が選択されている。シミュレーションは、最初に単一のＢＴＳにより行われ、そして２つのＢＴＳにより行われる。最初の場合、ＢＴＳは、種々の環境において単一のキャリアで及び種々のＳＮＲにより動作する。シミュレーションの結果は、表３Ｃ、４Ｃ及び５Ｃにグループ分けされる。以下のパラメータの数値が求められる。
・Ｐｅ＝ＢＴＳの動作周波数が見出されない確率
・Ｐｅ＿５＝５つの連続フレームを平均化することによる誤差の確率
・Ｐｅ＿９＝９つの連続フレームを平均化することによる誤差の確率
【００３８】
単一のＢＴＳにより得られた結果から、フレーム−負荷、室内／乗物の環境、平均の深さ、サンプルレートについてのいくつかのコメントを示す。
・フレーム−負荷：ワーストケースは、ＢＳがフレームを低負荷で送信するときである。例えば、ＢＣＨ及びＤｗＰＴＳチャネルのみがフルパワーで送信されるときである。ベストケースは、全てのフレームがプルパワーで送信されるときである。
・環境：低フレーム−負荷では、室内チャネル及び乗物チャネルは、かなり同じ性能を有する。高フレーム−負荷では、シミュレーションの結果に常に改善が見られる。かなりの衰化により影響を受けるゾーンを迅速に通過するため、特に、ＭＳ速度が増した場合にその改善は意味がある。
・平均：いくつかのフレームの結果を平均化することにより周波数スキャン処理の性能は向上し、乗物の環境では、１２０Ｋｍ／ｈの速度は、負のＳＮＲでさえも誤差の確率をほとんどゼロに減じるのに十分である。シミュレーションにより、特にドップラースペクトルが一定でない乗物の環境において、１．６ＭＨｚの代わりに０．８ＭＨｚのラフ周波数ステップを用いた結果では少しの改善が見られる。
・サンプルレート：サンプルレートを１６／Ｔｃから８／Ｔｃに下げることにより、それに関連する周波数スキャンの悪化はない。たとえ１２０Ｋｍ／ｈの乗物のケースの結果のみが表４Ｃに報告されていたとしても、これは、乗物の環境及び室内の環境の双方において真実である。
【００３９】
ここで、マルチＢＴＳシナリオを考慮して、２つのＢＴＳの存在がシミュレートされる。各ＢＴＳは、単一の周波数（ＢＴＳ１ではＦ１及びＢＴＳ２ではＦ２）で動作する。以下のパラメータの数値が求められる。
・Ｐ１＝最強の周波数としてＦ１が見出される確率
・Ｐｅ１＝１−Ｐ１＝最強の周波数としてＦ１が選択されない確率
・Ｐ２＝最強の周波数としてＦ２が見出される確率
・Ｐｅ２＝１−Ｐ２＝最強の周波数としてＦ２が選択されない確率
・Ｐｔｏｔ＝Ｆ１またはＦ２が見出される確率
・Ｐｅ＝１−Ｐｔｏｔ＝Ｆ１またはＦ２のいずれも見出されない確率
【００４０】
表６Ｃ及び７Ｃにおいて、室内及び乗物チャネルのシミュレーションがそれぞれ要約されている。その結果により、２つのＢＴＳにより少なくとも動作可能な周波数が見出されない確率は、一つの動作周波数による一つのＢＴＳの場合に関して、小さいことが提示される。
【００４１】
付録Ａ：表１Ａから４Ａは、最も一般的なＰＬＭＮにおける全ての基準周波数帯域を含む。
【表１Ａ】
2005525725.tif 000015
【表２Ａ】
2005525725.tif 000016
【表３Ａ】
2005525725.tif 000017
【表４Ａ】
2005525725.tif 000018
【００４２】
付録Ｂ：表１Ｂは、周波数スキャン方法の繰り返し数を示す。
【表１Ｂ】
2005525725.tif 000019
【００４３】
付録Ｃ：表１Ｃから７Ｃは、テスト環境の背景及び本発明の方法をテストするのに有用なシミュレーションの結果を含む。
【表１Ｃ】
2005525725.tif 000020
【表２Ｃ】
2005525725.tif 000021
【表３Ｃ】
2005525725.tif 000022
【表４Ｃ】
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【表５Ｃ】
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【表６Ｃ】
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【表７Ｃ】
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【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】図１は、本発明の移動局が、２つの異なるＰＬＭＮを共有する２つの隣接したセルによって送信される無線周波数の信号を受信するシナリオの一例を示す。
【図２ａ】図２ａは、中型／小型ＢＴＳにおけるＧＳＭ信号マルチフレームの一例を示す。
【図２ｂ】図２ｂは、ＧＳＭ基本信号フレーム、並びに、タイムスロットＴＳ０において送信される相互のＦＣＣＴ及びＳＣＨバーストを示す。
【図３】図３は、ＵＴＲＡ−ＦＤＤ基本同期フレーム及び同期チャネルＳＣＨの構成を示す。
【図４】図４は、ＵＴＲＡ−ＴＤＤ−ＨＣＲ基本同期フレーム及び同期チャネルＳＣＨの構成を示す。
【図５】図５は、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ基本フレーム、データの汎用タイムスロットのバースト構成、及びＤｗＰＴＳタイムスロットのバースト構成を示す。
【図６】図６は、異なるセルの間で、種々のＤｗＰＴＳ同期シーケンス、スクランブルコード、及びミダンブルを共有するためのＴＤ−ＳＣＤＭＡの基準を図式化する。
【図７】図７は、周知技術におけるある種の基地局送信機の簡易ブロック図を示す。
【図８】図８は、本発明の方法を実行するのに適したＭＳ受信機のブロック図を示す。
【図９】図９は、本発明の初期セルサーチの概要を示す。
【図１０】図１０ａ及び１０ｂは、２つの異なる周波数ステップの周波数スキャンに対する２つのパワープロフィールを示す。一方はチャネル帯域幅に等しく、他方はチャネル帯域幅の半分に等しい。
【図１１】図１１は、各周波数ステップにおいてＭＳによって測定された場合における受信信号のフレームの消費電力枠の一例を示す。
【図１２】図１２は、本発明の方法で使用されるスペクトルテーブルを示す。
【図１３】図１３ａ、１３ｂ、及び１３ｃは、本発明の方法の結果として、校正前後及び通常動作の間における種々のタイプの周波数誤差を示す。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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