(57)【要約】本発明は、ベース周波数帯域のｎ個の部分信号から搬送周波数出力信号を形成する方法に関する。これらのｎ個の部分信号における個々の部分信号は、１つずつの１メイン分岐路に入力信号として対応付けられる。メイン分岐路では相応する部分信号が振幅制限され、フィルタリングされて中間周波数部分信号に変換される。これらの中間周波数のｎ個の部分信号は、メイン分岐路の出力信号として共通の和信号にまとめられる。この和信号は振幅制限されて、ディジタル−アナログ変換される。
2005530374.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベース周波数帯域のｎ個の部分信号（ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３，ＢＳ４）から搬送周波数出力信号（ＴＳ）を形成する方法であって、
−  前記のｎ個の部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）の個々の部分信号を１つずつメイン分岐路（ＨＺ１，ＨＺ２，ＨＺ３，ＨＺ４）に入力信号として対応付け、各メイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）にて前記部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）を振幅制限し、フィルタリングし、中間周波数部分信号（ＺＳ１，ＺＳ２，ＺＳ３，ＺＳ４）に変換し、
−  当該のｎ個の中間周波数部分信号（ＺＳ１，…，ＺＳ４）を和信号（ＳＳ）にまとめ、
−  該和信号（ＳＳ）を振幅制限し、ディジタル−アナログ−変換して搬送周波数出力信号（ＴＳ）に変換する形式の、搬送周波数出力信号（ＴＳ）を形成する方法において、
−  前記ベース周波数帯域にて前記のｎ個の部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）の個々の部分信号を、前記メイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）と並列に１つずつのサブ分岐路（ＮＺ１，ＮＺ２，ＮＺ３，ＮＺ４）に入力信号として対応付け、
−  当該の対応付けられたサブ分岐路（ＮＺ１，…，ＮＺ４）にて、部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）毎に、相応に対応付けられたメイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）にそれぞれ見込まれる前記部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）の信号増大を推定値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４）として求め、
−  前記のｎ個のサブ分岐路（ＮＺ１，…，ＮＺ４）のｎ個の推定値（ＳＷ１，…，ＳＷ４）からメイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）毎に１つずつの情報信号（ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３，ＩＳ４）を形成し、
−  該情報信号（ＩＳ１，…，ＩＳ４）を用いて、各メイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）における振幅制限を制御して、前記搬送周波数出力信号（ＴＳ）が振幅制限され歪みが少なくなるようにすることを特徴とする、
搬送周波数出力信号を形成する方法。
【請求項２】
前記メイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）にて、対応する部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）をルートレイズドコサインフィルタ（ＲＲＣ）に供給する、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
１≦ｉ≦ｎなるｉ番目のサブ分岐路（ＮＺ１，…，ＮＺ４）にてｉ番目の推定値（ＳＷ１，…，ＳＷ４）を求めるため、ｉ番目のサブ分岐路に対応するｉ番目の部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）を、ｎ個のすべての部分信号の個数に応じて、多重にフィルタリングし（ＴＦｉ１，ＴＦｉ２，ＴＦｉ３，ＴＦｉ４）、
すべてのフィルタ部から得られる最大値から信号列（ＫＲｉ１，ＫＲｉ２，ＫＲｉ３，ＫＲｉ４）を形成し、
該信号列によって、ｉ番目のサブ分岐路（ＮＺ１，…，ＮＺ４）の推定値（ＳＷｉ）を形成する、
請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
ｎ個のサブ分岐路（ＮＺ１，…，ＮＺ４）の場合、それぞれフィルタリングに使用されるｉ番目の部分フィルタ（ＴＦｉ１，…，ＴＦｉ４）の信号列（ＫＲｉ１，…，ＫＲｉ４）の絶対値を加算してｉ番目の絶対値の和（ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３，ＢＳ４）にし、
当該のｉ番目の絶対値の和（ＢＳ１，…，ＢＳ４）からｉ番目の最大値（ＭＷ１，ＭＷ２，ＭＷ３，ＭＷ４）を形成する、
請求項３に記載の方法。
【請求項５】
ｍ個の最大値（ＭＷ１，…，ＭＷ４）から共通の最大値（ＧＷＭ）を形成し、
該共通の最大値と、あらかじめ定めたクリッピング値（ｃ）とを比較し、
当該の比較に基づいて、前記メイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）に対応付けられる前記情報信号（ＩＳ１，…，ＩＳ４）を形成する、
請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記メイン分岐路（ＨＺ１，…，ＨＺ４）にて前記の対応する情報信号（ＩＳ１，…，ＩＳ４）と、前記の時間遅延された部分信号（ＢＳ１，…，ＢＳ４）とを乗算する、
請求項１から５までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
ｉ番目の部分信号（ＢＳ１）を個々の信号の変調および結合によって形成し、
変調周波数に相応する有効信号帯域をわずかにしか減衰させないが、別の部分信号帯域を減衰させるＲＲＣフィルタを使用する、
請求項１から６までのいずれか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベース周波数帯域のｎ個の部分信号から搬送周波数出力信号を形成する方法に関し、ここでこれらのｎ個の部分信号における個々の部分信号は、１つずつの１メイン分岐路に入力信号として対応付けられる。各メイン分岐路では上記の部分信号を振幅制限し、フィルタリングして中間周波数部分信号に変換し、これらのｎ個の中間周波数部分信号を、メイン分岐路の出力信号として共通の和信号にまとめる。この共通の和信号を、振幅制限し、ディジタル−アナログ変換して、搬送周波数出力信号に変換する。
【０００２】
ＥＤＧＥ標準またはＵＭＴＳ標準にしたがって形成される無線通信システムでは、いわゆる「シングルキャリアアプローチ」の場合、例えば複合的なベースバンド部分信号を直線変調および重畳して搬送周波数部分信号を形成する。この際に搬送周波数部分信号の瞬時出力は一定ではない。
【０００３】
個々の搬送周波数部分信号では、直線変調に起因して、この搬送周波数部分信号の出力平均値を格段に上回る最大出力値ないしは最大振幅値が発生する。いわゆる「ピーク対平均値比」値ＰＡＲは１よりも大きいのである。
【０００４】
上記の搬送周波数部分信号は、高周波出力増幅器に供給され、この増幅器の増幅特性曲線は線形増幅に対して相応の予備能力を有しなければならない。これは増幅器出力信号における非線形な歪みを回避するためである。
【０００５】
このような増幅器は、上記のような予備能力の要求により、構造が極めて複雑であり、また電力消費が極めて大きい。付加的には伝送システムの全体効率が低減されてしまう。
【０００６】
いわゆるマルチキャリアアプローチでは、複数のベースバンド部分信号が、互いに異なる搬送周波数で変調されて中間周波数領域に移行される。そこでこれらの中間周波数部分信号がコヒーレントに和信号にまとめられる。この和信号は、搬送周波数出力信号に変換されて、高周波数出力増幅器に到達する。ここでも搬送周波数出力信号において、搬送周波数出力信号の出力平均値を格段に上回る最大振幅値ないしは最大出力値が発生する。ここでも高周波増幅器において相応の予備能力を設けなければならないのである。
【０００７】
シングルキャリアアプローチにおいても、またマルチキャリアアプローチにおいても、部分信号における振幅制限のために、一方ではベースバンドでまた他方では中間周波数領域でいわゆる「クリッピング方式」が適用される。
【０００８】
ベースバンドで適用されるクリッピング方式では、部分信号は周波数帯域が大きく歪む。いわゆる「ルートレイズドコサイン」フィルタ（root-raised-cosine ＲＲＣフィルタ）を使用すると、隣接周波数帯域におけるノイズを低減するために、クリッピングによって発生する歪みならびに部分信号それ自体がスペクトル的に制限される。
【０００９】
上記のＲＲＣフィルタにより、部分信号の過去の状態値と目下の状態値とからなる線形結合が付加的に形成される。それはＲＲＣフィルタによって、部分信号の補間が行われるからである。これによって、クリッピング方式によって振幅が制限された部分信号の最大振幅値は、ここでも格段に増大されるのである。
【００１０】
中間周波数領域におけるクリッピング方式では、最大振幅値は増大されないが、極めて大きなノイズが隣接周波数帯域に形成されてしまう。
【００１１】
ベース周波数帯域においても、中間周波数帯域においても択一的に２つのクリッピング方式が適用される。簡単に実現可能な「方形クリッピング」では、部分信号の直交成分も、同相成分も共に互いに依存しないで振幅が制限される。「サイクリッククリッピング（zirkulare Clipping）」では、複合的な部分信号から形成される絶対値は、あらかじめ定めた最大値を上回らない。
【００１２】
本発明の課題は、ディジタルの複合的な部分信号の振幅値を制限して、これらの部分信号が、わずかな増幅予備能力しか有しない増幅器に供給できるようにすることである。
【００１３】
本発明の課題は、請求項１の特徴部分に記載された特徴的構成によって解決される。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
【００１４】
本発明では、ベース周波数帯域においてｎ個の部分信号の個々の部分信号を、メイン分岐路と並列に１つずつのサブ分岐路に入力信号として対応付け、これらの対応付けられたサブ分岐路において、上記部分信号毎に、相応に対応付けられたメイン分岐路にそれぞれ見込まれる部分信号の信号増大を推定値として求め、上記のｎ個のサブ分岐路のｎ個の推定値からメイン分岐路毎に１つずつの情報信号を形成し、この情報信号を用いて、各メイン分岐路における振幅制限を制御して、上記搬送周波数出力信号が振幅制限され歪みが少なくなるようにする。
【００１５】
本発明の１実施形態では、メイン分岐路において、対応する部分信号をルートレイズドコサインフィルタ（ＲＲＣ）に供給する。
【００１６】
本発明の１実施形態では、１≦ｉ≦ｎなるｉ番目のサブ分岐路においてｉ番目の推定値を求めるため、ｉ番目のサブ分岐路に対応するｉ番目の部分信号を、ｎ個のすべての部分信号の個数に応じて、多重にフィルタリングし、すべてのフィルタ部から得られる最大値から信号列を形成し、これら信号列によって、ｉ番目のサブ分岐路の推定値（ＳＷｉ）を形成する。
【００１７】
本発明の１実施形態では、ｎ個のサブ分岐路の場合、それぞれフィルタリングに使用されるｉ番目の部分フィルタの信号列の絶対値を加算してｉ番目の絶対値の和にし、このｉ番目の絶対値の和からｉ番目の最大値を形成する。
【００１８】
本発明の１実施形態では、ｍ個の最大値から共通の最大値を形成して、この共通の最大値と、あらかじめ定めたクリッピング値とを比較し、この比較に基づいて、メイン分岐路に対応付けられる前記情報信号を形成する。
【００１９】
本発明の１実施形態では、メイン分岐路において上記の対応する情報信号と、時間遅延された部分信号とを乗算する。
【００２０】
本発明の１実施形態では、ｉ番目の部分信号を個々の信号の変調および結合によって形成し、変調周波数に相応する有効信号帯域をわずかにしか減衰させないが、別の部分信号帯域を減衰させるＲＲＣフィルタを使用する。
【００２１】
本発明にしたがい、見込まれる信号増大をベースバンド内で決定することにより、また制御情報を形成してベースバンドクリッピングに作用を及ぼすことにより、ベースバンド部分信号における振幅増大が回避され、また搬送周波数送信信号のノイズが低減される。
【００２２】
本発明の方法により、同じ「エラーベクトルマグニチュード」値ＥＶＭ（error-vector-magnitude）で、部分信号における「ピーク対平均値比」値ＰＡＲが低減される。
【００２３】
以下では本発明の実施例を図面に基づいて詳しく説明する。ここで、
図１は、従来技術にしたがって複数の部分信号から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための簡略化されたブロック回路図を示しており、
図２は、本発明にしたがって複数の部分信号から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための簡略化されたブロック回路図を示しており、
図３は、図２に示した情報信号を形成するための実施例を示しており、
図４は、ＲＲＣフィルタの周波数特性を示しており、
図５〜９は、図３に示した部分フィルタの信号列を示しており、
図１０は、本発明にしたがって１部分信号から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための別の簡略化されたブロック回路図を示しており、
図１１は、図１０に示した情報信号を形成するための第１実施例を示しており、
図１２は、図１０に示した情報信号を形成するための第２実施例を示している。
【００２４】
図１は、従来技術にしたがい、複数のディジタル部分信号ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３およびＢＳ４から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための簡略化されたブロック回路図を示している。
【００２５】
ここに示した「マルチキャリア装置」では部分信号ＢＳ１〜ＢＳ４はそれぞれ異なる中間周波数部分信号ＺＳ１，ＺＳ２，ＺＳ３およびＺＳ４に変換され、共通の和信号ＳＳにまとめられる。この共通の和信号ＳＳは、搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号ＴＳに変換される。
【００２６】
ベース周波数帯域の部分信号ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３およびＢＳ４は１つずつのメイン分岐路ＨＺ１，ＨＺ２，ＨＺ３およびＨＺ４に対応付けられる。
【００２７】
第１部分信号ＢＳ１は、第１メイン分岐路ＨＺ１に達し、そこに配置されたコンポーネントＢＢＣによって振幅が制限され、ルートレイズドコサインフィルタＲＲＣによってフィルタリングされ、補間段ＩＰによって補間され、第１混合器Ｍ１によって第１中間周波数信号ＺＳ１に変換される。
【００２８】
これと同様に部分信号ＢＳ２〜ＢＳ４が、メイン分岐路ＨＺ２〜ＨＺ４によって別の中間周波信号ＺＳ２〜ＺＳ４にそれぞれ変換される。ここで中間周波数部分信号ＺＳ１〜ＺＳ４は相異なる搬送波周波数を有する。
【００２９】
中間周波数部分信号ＺＳ１〜ＺＳ４は、加算装置に達し、そこで共通の和信号ＳＳにまとめられる。和信号ＳＳはここでもコンポーネントＩＰＺによって補間され、装置ＺＦＣによって振幅が制限され、アナログ信号に変換され、続いて変調器ＭＳによって搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号ＴＳに変換される。
【００３０】
上に説明したベースバンドにおける振幅制限（ベースバンドクリッピングＢＢＣ）ならびに中間周波数領域における振幅制限（ＺＦＣ）の欠点は相応に当てはまる。
【００３１】
図２は、本発明にしたがい、複数のディジタル部分信号ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３およびＢＳ４から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための簡略化されたブロック回路図を示している。
【００３２】
図１と比較すると、個々の部分信号ＢＳ１〜ＢＳ４は入力信号として１つずつのメイン分岐路ＨＺ１，ＨＺ２，ＨＺ３およびＨＺ４にも、また１つずつのサブ分岐路ＮＺ１，ＮＺ２，ＮＺ３およびＮＺ４にも共に到達する。
【００３３】
したがって例えば、第１メイン分岐路ＨＺ１および第１サブ分岐路ＮＺ１と、第１部分信号ＢＳ１とを対応付けることができる。第１サブ分岐路ＮＺ１を用いて、中間周波数部分信号ＺＳ１の信号増大を推定値ＳＷ１として求める。ここでこの信号増大は、対応するメイン分岐路ＨＺ１における振幅制限により、見込まれる信号増大である。上記の推定値は、サブ分岐路ＮＺ１の出力信号として共通の結合器ＣＯＭＢに到達する。
【００３４】
メイン分岐路ＨＺ１において見込まれるこの信号増大は、サブ分岐路ＮＺ１においてコンポーネントＡＰＲＲＣ１によって求められる。有利には付加的に補間（ＩＰ）が行われる。
【００３５】
これと同様に部分信号ＢＳ２〜ＢＳ４に対して、メイン分岐路ＨＺ２，ＨＺ３およびＨＺ４において見込まれる信号増大について、相応する推定値ＳＷ２，ＳＷ３およびＳＷ４が求められる。これらの推定値ＳＷ２〜ＳＷ４も同様に共通の結合器ＣＯＭＢに到達する。
【００３６】
共通の結合器ＣＯＭＢは、個々の部分信号ＢＳ１〜ＢＳ４毎に１つずつの固有の情報信号ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３ないしはＩＳ４を形成する。この情報信号は各メイン分岐路ＨＺ１〜ＨＺ４における振幅制限の制御に使用される。
【００３７】
図３には、図２に示した情報信号ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３およびＩＳ４を形成するための実施例が示されている。
【００３８】
ベース周波数帯域の４つの部分信号ＢＳ１〜ＢＳ４の個々の部分信号は、入力信号として多相フィルタＰＰＦ１，ＰＰＦ２，ＰＰＦ３ないしはＰＰＦ４にそれぞれ到達する。ここで第１多相フィルタＰＰＦ１は、互いに並列に配置された４つの部分フィルタＴＦ１１，ＴＦ１２，ＴＦ１３およびＴＦ１４を含む。２番目の多相フィルタＰＰＦ２は、互いに並列に配置された４つの部分フィルタＴＦ２１，ＴＦ２２，ＴＦ２３およびＴＦ２４を含む。多相フィルタＰＰＦ３ないしはＰＰＦ４に対しても相応のことが当てはまる。
【００３９】
第１部分信号ＢＳ１は、例えば第１多相フィルタＰＰＦ１ないしはその４つの部分フィルタＴＦ１１〜ＴＦ１４に到達する。第１部分フィルタＴＦ１１により、第１入力信号ＢＳ１から、第１信号列ＫＲ１１と、第１部分信号ＢＳ１のサンプリング時点に対して固定の時間差分だけずらされたサンプリング値とが形成される。ここでこの信号列は、メイン分岐路ＨＺ１のＲＲＣフィルタに相応して経過する振幅周波数特性を有している。
【００４０】
相応に信号列ＫＲ１２，ＫＲ１３ないしはＫＲ１４が、第１多相フィルタＰＰＦ１の部分フィルタＴＦ１２，ＴＦ１３ないしはＴＦ１４によって形成され、ここで第１多相フィルタＰＰＦ１の信号列ＫＲ１１〜ＫＲ１４は、図２に示した推定値ＳＷ１を表す。
【００４１】
同じことが部分信号ＢＳ２〜ＢＳ４にも当てはまり、これらの部分信号は、相応の多相フィルタＰＰＦ２〜ＰＰＦ４に到達する。ここで部分信号ＢＳ２〜ＢＳ４に対してここでも信号列ＫＲ２１，ＫＲ２２，…，ＫＲ４４が形成される。
【００４２】
ｎ ＝ １，２，３，４とすると、多相フィルタＰＰＦ１〜ＰＰＦ４のそれぞれ第１信号列ＫＲｎ１の絶対値が第１の絶対値の和Ｂ１にまとめられる。これによって上に述べたサンプリング時点に対して、補間され変調された和信号ＳＳの最大許容値が推定される。
【００４３】
同じことが第２，第３ないしは第４の信号列ＫＲｎ２，ＫＲｎ３，ＫＲｎ４を有する別の時間差分に対して行われ、これらの絶対値は、それぞれの絶対値の和Ｂ２，Ｂ３ないしはＢ４にまとめられる。個々の部分フィルタＴＦｎ１〜ＴＦｎ４における時間差分に起因して、所定の固定の時点に発生する信号値（例えばＢＳ１において）は、和信号ＳＳの複数の値に影響を与える。以下に説明する装置によって、これらの影響を受けた複数の値の最大値が求められる。
【００４４】
絶対値の和Ｂ１〜Ｂ４を代表して考察すると、第１絶対値Ｂ１が一方では直接、第１最大値形成装置ＭＷＢ１に到達して、また他方では複数の時間素子ｚ−１によってそれぞれ時間遅延されて第１最大値形成装置ＭＷＢ１に到達し、この最大値形成装置によって上記の最大値ＭＷ１が形成される。この最大値は、所定の時間遅延時に和信号ＳＳにおいて最大限に発生する振幅についての情報を含む。
【００４５】
他の最大値ＭＷ２，ＭＷ３ないしはＭＷ４は、絶対値の和Ｂ２，Ｂ３ないしはＢ４から相応に形成される。これらの最大値ＭＷ１〜ＭＷ４は、共通の最大値比較段ＭＷＶＳに供給され、また別の時間遅延時に最大限に発生する振幅についての情報を含む。
【００４６】
最大値比較段ＭＷＶＳによって、最大値ＭＷ１〜ＭＷ４から形成される共通の最大値ＧＭＷが計算される。このためこの最大値には和信号ＳＳの最大限に発生する値についての情報が含まれており、ここでこの和信号には各部分信号ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３ないしはＢＳ４が関与している。共通の最大値ＧＭＷは、システムに依存してあらかじめ設定された「クリップ値」ｃと比較され、この比較に基づいて個々のメイン分岐路ＨＺ１〜ＨＺ４毎に相応の情報信号ＩＳ１〜ＩＳ４が形成される。この信号は相応のメイン分岐路にそれぞれ供給されて、振幅制限が制御される。
【００４７】
ここではつぎがあてはまる（ただし１≦ｘ≦４）。すなわち、
【００４８】
【数１】
2005530374.tif 000003
であり、ｃはあらかじめ設定したクリッピング値である。
【００４９】
ここでは例えば、共通のクリッピング値ｃをすべての部分信号ＢＳ１〜ＢＳ４に使用する。または部分信号毎に固有のクリッピング値ｃｘを使用する。すなわち部分信号ＢＳ１に対してクリッピング値ｃ１を使用し、部分信号ＢＳ２に対してｃ２を使用する等々である。この実施例ではｃ ＝ ｃ１＝ ｃ２＝ ｃ３＝ ｃ４である。
【００５０】
この実施例ではメイン分岐路ＨＺ１が示されており、ここでは一方では第１情報信号ＩＳ１が、振幅制限のためのコンポーネントＢＢＣに接続されており、他方では伝搬時間素子ｄｅｌを介して第１部分信号ＢＳ１が、伝搬時間を遅延されて接続されている。
【００５１】
振幅制限の制御は乗算器ＭＵＬによって行われ、この乗算器に情報信号ＩＳ１が、あらかじめ設定されたクリッピング値ｃ１としてないしは最大値ＧＭＷとして供給されて第１部分信号ＢＳ１と乗算される。乗算器ＭＵＬによって形成される乗算器出力信号には別の処理が行われる。
【００５２】
図４にはＲＲＣフィルタ（コサインロールオフフィルタ）の周波数特性が示されている。
【００５３】
ここではＸ軸に中間周波数からの周波数偏差がＭＨｚで示されており、これに対してＹ軸には対応する減衰値がｄＢで示されている。
【００５４】
図５〜図９に示されているのは、図３に示した部分フィルタの信号列である。
【００５５】
図５には、図４に示した周波数特性の信号列が、ファクタｎ ＝ ４の補間の際に示されている。Ｘ軸には時間ｔがＴ ＝ 1／3.84ＭＨｚの時間グリッドで分割されてプロットされており、Ｙ軸には対応する係数が信号列のデータ値としてプロットされている。
【００５６】
ファクタ４の補間の際には、有効データの間に３つずつの「０」値が挿入され、これによって周波数領域において各有効データスペクトルが周期的に繰り返されることになる。「０」値を挿入することによって畳込みの和を直接形成する際に、結果が「０」になり、したがって明に行う必要のない乗算が発生する。より詳細に観察することによって４つの部分フィルタが得られ、これらは部分信号ＢＳ１〜ＢＳ４のサンプリングクロックにおいてそれぞれ動作し、これらの部分フィルタが一緒になってＲＲＣフィルタが得られる。
【００５７】
図６，図７，図８および図９は、図６と同様にＹ軸から読みとれる係数を示しており、これらの係数は、４つの部分フィルタの信号列のデータ値である。
【００５８】
図１０には、本発明にしたがって１部分信号ＢＳ１から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号ＴＳを形成する、別の簡略化されたブロック回路図が示されている。
【００５９】
ここではいわゆる「シングルキャリア装置」を考察する。ここでも部分信号ＢＳ１は、一方ではメイン分岐路ＨＺ１に、他方ではサブ分岐路ＮＺ１に入力信号として到達する。
【００６０】
メイン分岐路ＨＺ１内で部分信号ＢＳ１は、振幅制限され（ＢＢＣ）、フィルタリングされ（ＲＲＣ）、補間される（ＩＰ）。図２と同様にサブ分岐路ＮＺ１において、メイン分岐路に見込まれる信号増大が、コンポーネントＡＰＲＲＣ１によって推定され、また情報信号ＩＳ１が形成される。この情報信号は、振幅制限の制御にためにメイン分岐路ＨＺ１に到達する。
【００６１】
ここで示した「シングルキャリア装置」は、「マルチキャリア」の能力を有する。これはつぎの場合である。すなわち、部分信号ＢＳ１が、（ここでは示していない）複数の信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，…，Ｓ１ｋから変調および 結合によって発生し、またＲＲＣフィルタが、変調時に使用された周波数に応じて、相応する有効信号帯域を減衰せずに通過させ、他のすべての部分信号帯域を減衰させて通過させる場合である。
【００６２】
図１１には、図１０に示された情報信号ＩＳ１を形成するための第１実施例が示されている。
【００６３】
部分信号ＢＳ１にはまずベース周波数帯域においてサイクリックなクリッピング方式が適用される。ここでは装置ＣＩＲＣとして示されている。このサイクリックなクリッピング方式はここではオプションであるが、殊に有利である。それは部分信号ＢＳ１の信号増大が、通常のサンプリング時間グリッドにおいて抑圧されるからである。
【００６４】
その後、この信号は、信号列ＫＲ１１〜ＫＲ１４を形成する４つの部分フィルタＴＦ１１，ＴＦ１２，ＴＦ１３ないしはＴＦ１４からなる多相フィルタＰＰＦに到達する。これらの信号列は、図３と同様に一方では直接、最大値形成装置ＭＷＢ１〜ＭＷＢ４に到達し、他方では複数の時間素子ｚ−１によってそれぞれ時間遅延されて最大値形成装置ＭＷＢ１〜ＭＷＢ４に到達する。その最大値ＭＷ１〜ＭＷ４は同様に最大値比較段ＭＷＶＳに到達する。ここでも上に説明した手法の後、情報信号ＩＳ１が形成され、これがメイン分岐路ＨＺ１に供給されて、振幅制限が制御される。
【００６５】
図１２には、図１０に示した情報信号ＩＳ１を形成するための第２実施例が示されている。
【００６６】
実装コストの点から最適化されたこの変形実施例では第１部分信号ＢＳ１は、サイクリックなクリッピング（ＣＩＲＣ）手法の後、補間装置ＩＰを介して最大値装置ＭＷに到達する。補間装置ＩＰは、補間係数２の半値帯域フィルタ（Halbbandfiler）として設計されており、ひいては単にＲＲＣフィルタ周波数特性の大まかな近似である。
【００６７】
このように選択すると、図１１の第１部分フィルタＴＦ１１は単純な時間遅延部に退化してしまい、これによって信号列ＫＲ１１は、先行するサイクリックなクリッピング方式に起因して、あらかじめ設定したクリッピング閾値ｃを上回ることがない。すなわち、クリッピング閾値ｃを上回る可能性があるのは、第２部分フィルタＴＦ１２（ここでは補間装置ＩＰとして示されている）の信号列ＫＲ１２によってだけである。この場合、部分信号ＢＳ１を装置ＢＢＣにおいてさらに低減しなければならない。この低減は例えば、最大値装置ＭＷにおいて信号列ＫＲ１２の逆数の絶対値が形成され、この値がクリッピング閾値ｃと乗算されることによって行われる。
【００６８】
ここでスケーリングファクタＩＳ１が得られ、このスケーリングファクタによって部分信号ＢＳ１をスケーリングして、この信号の絶対値をクリッピング閾値ｃに正規化しなければならない。
【００６９】
すでに説明したように、ここでも部分信号ＢＳ１の信号値は、信号列ＫＲ１２の複数の値に関与する。ここで行われる最小値形成により、最小のスケーリングファクタＩＳ１が決定されて、信号列ＫＲ１２の最大値の絶対値も最大限にクリッピング閾値ｃの値に正規化される。
【００７０】
部分信号ＢＳ１における信号振幅の増大を回避するため、スケーリングファクタＩＳ１の絶対値は「１」に制限される。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】従来技術にしたがって複数の部分信号から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための簡略化されたブロック回路図である。
【図２】本発明にしたがって複数の部分信号から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成するための簡略化されたブロック回路図である。
【図３】図２に示した情報信号を形成するための実施例を示す図である。
【図４】ＲＲＣフィルタの周波数特性を示す図である。
【図５】図３に示した部分フィルタの信号列を示す図である。
【図６】図３に示した部分フィルタの別の信号列を示す図である。
【図７】図３に示した部分フィルタのさらに別の信号列を示す図である。
【図８】図３に示した部分フィルタのさらに別の信号列を示す図である。
【図９】図３に示した部分フィルタのさらに別の信号列を示す図である。
【図１０】本発明にしたがって１部分信号から搬送周波数ＵＭＴＳ送信信号を形成する、別の簡略化されたブロック回路図である。
【図１１】図１０に示した情報信号を形成する第１実施例を示す図である。
【図１２】図１０に示した情報信号を形成する第２実施例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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