(57)【要約】本発明は永久磁石制御式の同期機のベクトル制御方法および装置に関する。求められた横軸電流目標値と回転数情報とから、入力回路網の定常的な同期機モデルを用いて、同期機に対する制御電圧の直軸電圧成分および横軸電圧成分が求められる。これらの電圧成分が同期機に対する駆動パルスへ変換される。本発明によれば、制御システムにおいて、多相交流機の相電流に関する情報が必要なくなる。
2005525072.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
横軸電流目標値（Ｉｑ＿ｓｏｌｌ）を求めるステップと、
求められた横軸電流目標値（Ｉｑ＿ｓｏｌｌ）と回転数情報とを定常的な同期機モデルを含む入力回路網へ供給するステップと、
直軸電圧成分（ｕｄ）および横軸電圧成分（ｕｑ）を入力回路網において横軸電流目標値、回転数情報および定常的な同期機モデルに一義的に依存させて求めるステップと、
直軸電圧成分（ｕｄ）および横軸電圧成分（ｕｑ）を同期機に対する駆動パルスへ変換するステップとを有する
ことを特徴とする永久磁石制御式の同期機のベクトル制御方法。
【請求項２】
横軸電流目標値を論理ユニットにおいて求める、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記論理ユニットにおいて、設定された回転数閾値に依存して切換過程を実行する、請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
設定された回転数閾値よりも小さい回転数では横軸電流目標値（Ｉｑ＿ｓｏｌｌ）を上位の制御装置（１４）が導出する、請求項３記載の方法。
【請求項５】
上位の制御装置（１４）は横軸電流目標値を設定された目標トルクから導出する、請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記目標トルクは始動トルクである、請求項５記載の方法。
【請求項７】
設定された回転数閾値よりも大きい回転数では横軸電流目標値（Ｉｑ＿ｓｏｌｌ）をバッテリ電圧制御器（１７）が導出する、請求項３から６までのいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
バッテリ電圧制御器（１７）は、上位のエネルギマネジメント部から送出されたバッテリ電圧目標値とバッテリ電圧センサから送出されたバッテリ電圧実際値とに依存して横軸電流目標値を求める、請求項７記載の方法。
【請求項９】
定常的な同期機モデルを含む入力回路網（１９）とこれに接続された変換ユニット（６，７，２０，２１，２３）とを有しており、
前記入力回路網は横軸電流目標値（Ｉｑ＿ｓｏｌｌ）に対する入力側と回転数情報に対する入力側とを有しており、直軸電圧成分（ｕｄ）および横軸電圧成分（ｕｑ）を横軸電流目標値、回転数情報および定常的な同期機モデルに一義的に依存させて求めるように構成されており、
前記変換ユニットは求められた直軸電圧成分（ｕｄ）および横軸電圧成分（ｕｑ）を同期機に対する駆動パルスへ変換するように構成されている
ことを特徴とする永久磁石制御式の同期機のベクトル制御装置。
【請求項１０】
さらに横軸電流目標値（Ｉｑ＿ｓｏｌｌ）に対する出力側を備えた論理ユニット（１８）を有する、請求項９記載の装置。
【請求項１１】
前記論理ユニット（１８）は回転数情報に対する入力側を有しており、設定された回転数閾値に依存して切換過程を実行するように構成されている、請求項１０記載の装置。
【請求項１２】
前記論理ユニット（１８）は設定された回転数閾値よりも小さい回転数では上位の制御装置（１４）が導出した横軸電流目標値を出力側へ送出する、請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
前記論理ユニット（１８）は上位の制御装置（１４）から送出された目標トルクから横軸電流目標値を導出する、請求項１２記載の装置。
【請求項１４】
前記目標トルクは始動トルクである、請求項１３記載の装置。
【請求項１５】
前記論理ユニット（１８）は設定された回転数閾値よりも大きい回転数ではバッテリ電圧制御器（１７）から送出された横軸電流目標値を出力側へ送出する、請求項１１から１４までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１６】
バッテリ電圧制御器（１７）は上位のエネルギマネジメント部（１５）へ接続されたバッテリ電圧目標値入力側と、バッテリ電圧センサ（１６）に接続されたバッテリ電圧実際値入力側とを有している、請求項１５記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
従来の技術
自動車技術ではすでに、車両の内燃機関からトランスミッションまでのドライブトレインに永久磁石制御式の同期機（ＰＭ同期機）をクランクシャフトスタータジェネレータとして組み込むことが知られている。
【０００２】
この種のＰＭ同期機の制御はロータのベクトル座標系において行われる。ＰＭ同期機の電流をパルスコンバータを用いてベクトル制御する例が図１に示されている。この制御は３相交流機の相電流の実際値を測定し、測定された実際値からロータ位置に対する制御電圧の直軸成分および横軸成分を求めることを基礎としている。ここでは横軸電流は所望のトルクに比例する。
【０００３】
この制御では、ＰＭ同期機の３相交流機から導出される相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃが３相／２相変換器１３において直交座標系の電流Ｉｄ＿ｉｓｔ，Ｉｑ＿ｉｓｔへ変換される。電流Ｉｄ＿ｉｓｔは同期機の直軸電流の実際値を表し、Ｉｑ＿ｉｓｔは同期機の横軸電流の実際値を表す。
【０００４】
直軸電流実際値Ｉｄ＿ｉｓｔは重畳素子１２を介して直軸電流制御器１へ供給され、横軸電流実際値はＩｑ＿ｉｓｔは実際値として横軸電流制御器２へ供給される。重畳素子１２は別の入力信号として定常的な入力回路網５の出力量ｕｑ’から得られたフィードバック信号を受け取る。定常的な入力回路網５は制御にとって重要な入力結合を行うほか、出力制限器３，４および直軸電流制御器１でのアンチワインドアッププロセスと共働して、高速の回転数領域での弱め界磁制御を担当している。高い回転数でのＰＭ同期機の弱め界磁制御は必須であり、それをしないと誘導される同期機電圧が変換器の最大出力電圧よりも大きくなってしまう。変換器の最大出力電圧は車両の搭載電源電圧である給電電圧によって制限されている。こうした弱め界磁モードでは変換器が過制御状態で駆動されるので、変換器の出力電圧は正弦波状にはならない。
【０００５】
直軸電流制御器１の目標値入力側には直軸電流目標値設定器９で形成された目標値信号が供給され、横軸電流制御器２の目標値入力側には横軸電流目標値設定器１４で形成された目標値信号が供給される。横軸電流目標値設定器１４は横軸電流目標値信号をバッテリ電圧センサの出力信号に依存して形成する。
【０００６】
直軸電流制御器１の出力側には直軸電流に対する調整量Ｉｄ＊が出力され、横軸電流制御器２の出力側には横軸電流に対する調整量Ｉｑ＊が出力される。これらの調整量は定常的な入力回路網５へ供給され、この入力回路網は前述の調整量を用いてＰＭ同期機に対する制御電圧の直軸電圧成分ｕｄ’および横軸電圧成分ｕｑ’を求める。
【０００７】
制御電圧の直交座標系における成分ｕｄ’，ｕｑ’は出力制限器３，４を介して２相／３相変換器６へ供給される。この変換器は直交座標系において制限された制御電圧成分ｕｄ’，ｕｑ’を３相交流機の制御電圧成分ｕａ，ｕｂ，ｕｃへ変換する役割を有している。これらの成分はパルスコンバータ７においてＰＭ同期機８に対する駆動パルスへ変換される。
【０００８】
定常的な入力回路網５の出力側へ出力される制御電圧の横軸成分ｕｑ’は絶対値形成器１０へ供給され、横軸成分の絶対値｜ｕｑ’｜が求められる。
【０００９】
絶対値形成器１０の出力信号は閾値スイッチ１１の入力信号として使用される。絶対値｜ｕｑ’｜が設定された閾値を上回ると、閾値スイッチ１１の出力側に値０が出力される。絶対値｜ｕｑ’｜が設定された閾値を下回ると、閾値スイッチ１１の出力側には値１が出力される。
【００１０】
定常的な同期機モデルを格納した入力回路網の構成の例は本出願人による独国公開第１００４４１８１．５号公報に記載されている。
【００１１】
独国公開第１００２３９０８号公報から電気機械のロータ位置を求める方法が公知である。この電気機械は例えばパルスコンバータを備えた交流発電機であり、回転子巻線と、インダクタンスを備えた固定子と、２つの線路端子のあいだに配置された電圧源とが設けられている。この方法ではスイッチングエレメントを用いて２つの分岐線路を切り換え、それぞれの線路電圧特性を測定する。それぞれの線路電圧の重畳によりロータの位置を一義的に求めることができる。ただしこの公知の方法ではあらゆる電圧特性に対する回転子の位置をテーブル化して格納しておかなければならない。
【００１２】
さらに刊行物ETEP, Vol.8, No.3, May/June 1998, p157-166には、弱め界磁制御を行う永久磁石制御式の同期機において最大速度と基本速度との大きな比を得ることが記載されている。これは付加的にステータ電流の負のＤ成分を求めることにより達成される。公知の同期機の制御においてはロータ位置の測定は相Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれに対応する３つのホールセンサの出力信号を用いて行われる。
【００１３】
本発明の利点
本発明によればセンサを省いた制御システムが実現され、電流のセンシングまたは電流測定が必要なくなる。バッテリ電圧の実際値とロータ位置（角度）とを測定するのみでよく、後者のロータ位置から位置情報を時間微分することにより回転数情報が導出される。
【００１４】
本発明のＰＭ同期機のジェネレータ動作では従来のベクトル制御システムに比べてパフォーマンスの損失が発生しない。
【００１５】
本発明のＰＭ同期機はクランクシャフトスタータジェネレータに組み込まれ、大電流の分野で適用されることになるので、電流のセンシングを省略できる点がきわめて有利である。なぜなら大電流の分野で要求される電流のセンシングには特にコストがかかるからである。
【００１６】
図面
添付図は本発明の実施例を説明するためのものである。図１には従来のＰＭ同期機のベクトル電流制御のブロック図が示されている。図２には本発明のＰＭ同期機のベクトル電流制御の第１の実施例のブロック図が示されている。図３には電流の基本周波数と回転数との依存関係を示すグラフが示されている。図４には最大の角度誤差と回転数との依存関係を示すグラフが示されている。
【００１７】
実施例の説明
図２には本発明のＰＭ同期機８の電流のベクトル制御の第１の実施例のブロック図が示されている。本発明の制御ではＰＭ同期機の多相交流機から相電流を導出して、３相／２相変換器を用いてこれを直交座標系の直軸電流実際値および横軸電流実際値へ変換する必要がない。
【００１８】
図２に示されている装置は出力側に横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌを出力する論理ユニット１８を有している。また論理ユニット１８は複数の入力側を有している。論理ユニット１８の第１の入力側は上位の制御装置１４に接続されている。論理ユニット１８の第２の入力側はバッテリ電圧制御器１７の出力側に接続されている。論理ユニット１８の第３の入力側には同期機の回転数ｎの情報が供給される。
【００１９】
バッテリ電圧制御器１７の入力側はバッテリ電圧目標値設定器１５およびバッテリ電圧センサ１６に接続されている。バッテリ電圧目標値設定器１５、例えば上位のエネルギマネジメント部はバッテリ電圧制御器１７にバッテリ電圧目標値ＵＢＳを送出する。バッテリ電圧センサ１６はバッテリ電圧実際値ＵＢＩを測定するために設けられている。バッテリ電圧実際値ＵＢＩは図示されていない中間回路コンデンサで取り出される。
【００２０】
始動過程は次のように進行する。上位の制御装置１４から目標トルクＭ＿ｓｏｌｌに関する情報を含む始動命令が到来する。ここから論理ユニット１８で横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌが導出される。横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌは定常的な同期機モデルを含む入力回路網１９に供給される。この入力回路網では横軸電流目標値が回転数ｎおよび記憶されている機械モデルを考慮して制御電圧の直軸電圧成分ｕｄおよび横軸電圧成分ｕｑへ変換される。その際には機械的パラメータを考慮して記憶されているテーブルが使用される。同期機モデルの精度によってはこの変換で、程度はさまざまであるがパフォーマンスの損失が発生することもある。
【００２１】
設定された回転数閾値、例えば５００回転［ｍｉｎ−１］から論理ユニット１８によって切換過程が行われる。この切換過程に基づいてバッテリ電圧制御器１７の出力信号ＩＤＣ＿ｓｏｌｌが横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌとして入力回路網１９へ供給される。ここでは横軸電流目標値が回転数ｎを考慮して制御電圧の直軸電圧成分ｕｄおよび横軸電圧成分ｕｑへ変換される。この場合にも機械的パラメータを考慮するために記憶されているテーブルが利用される。こうして同期機モデルにおける不正確性が上位の電圧制御部によって補償され、ジェネレータ動作において効率の損失が発生しない。
【００２２】
定常的な同期機モデルによって求められた電圧成分ｕｄ，ｕｑは直交座標系の制御電圧の成分であり、これらが２相／３相変換器６へ供給される。この２相／３相変換器は直交座標系に存在する制御電圧成分ｕｄ，ｕｑを、位置センサ２４で求められたロータ角度γを考慮して、３相交流機の制御電圧成分ｕａ，ｕｂ，ｕｃへ変換する。これらはパルスコンバータ７へ供給され、その出力側にＰＭ同期機８に対する駆動パルスが出力される。パルスコンバータ７の出力側は切換論理回路２３を介して制御すべきＰＭ同期機８に接続されている。
【００２３】
電圧成分ｕｄ，ｕｑはさらに演算ユニット２０へ供給される。この演算ユニットはこれらの電圧成分からロータ極軸とステータ目標電圧ベクトルとのあいだの目標角度εを求める。このことは式
ε＝ａｒｃｔａｎ（ｕｄ／ｕｑ）
によって表される。ベクトル制御では同じパラメータは制御領域全体にわたって同じ時定数で制御されるので、演算ユニット２０は制御におけるのと同じクロック周波数で動作する。
【００２４】
演算ユニット２０の出力信号はロータ角度γを直接にクロック制御するブロックスイッチング手段２１へ供給される。ロータ角度の情報は上述したように例えば位置センサ２４から得られる。ブロックスイッチング手段２１の出力信号も前述の場合と同様に切換論理回路２３へ供給され、変換器の６つのスイッチング状態のいずれかにしたがって駆動パルスを選択するために用いられる。
【００２５】
ブロックスイッチング手段に代えて、ブロックスイッチング手段の機能に相応するソフトウェアプログラムを使用してもよい。
【００２６】
切換論理回路２３ではパルスコンバータ７で形成された駆動パルスまたはブロックスイッチング手段２１で形成された駆動パルスのどちらがＰＭ同期機８へ供給されるかを選択する切り換えが行われる。この切り換えは回転数ｎに依存しており、さらにヒステリシス回路２２で調整可能なスイッチングヒステリシスを考慮して行われる。ヒステリシス領域は例えば８００〜１０００回転［ｍｉｎ−１］である。
【００２７】
こうした駆動によってパルスコンバータモードからブロックモードへの滑らかな移行が保証される。つまりパルスコンバータ７の出力信号が切換論理回路２３を介してＰＭ同期機８へ供給される動作から、ブロックスイッチング手段２１の出力信号が切換論理回路２３を介してＰＭ同期機８へ供給される動作への移行が滑らかに行われる。これは回転数領域全体にわたって同じ制御器構造が用いられ、切換回転数でプロックスイッチング手段２１の出力信号とパルスコンバータ７の出力信号とが等しくなることによっている。ここでパルスコンバータ７の出力信号には統計的な角度不正確性すなわちジッタが付随している。これは回転数が上昇するにつれて増大し、高速の回転数領域では望ましくない出力の変動を引き起こす。
【００２８】
前述のパルスコンバータ動作からブロック動作への移行は高速の回転数領域での望ましくない出力変動を阻止するために行われる。
【００２９】
従来技術で高速の回転数領域に発生する出力変動により、発生する損失を鑑みると、パルスコンバータまたはパルス幅変調器のスイッチング周波数をあまり大きくは選定できない。したがってクランクシャフトスタータジェネレータのケースでは、例えば８ｋＨｚのＰＷＭ周波数で動作が行われる。回転数と電流の基本周波数とのあいだの関係は、式
ｆ＝（ｎ／６０）・ｐ
で表される。つまり２・ｐ＝２４極のクランクシャフトスタータジェネレータでの０〜６５００回転［ｍｉｎ−１］の回転数領域に対しては、０〜１３００Ｈｚの周波数領域が要求される。このことは電流の基本周波数と回転数との依存関係を示した図３に示されている。ここで図の横軸には回転数ｎ［ｍｉｎ−１］が表されており、縦軸には周波数ｆ［Ｈｚ］が表されている。
【００３０】
動作領域全体にわたって８ｋＨｚのＰＷＭ周波数が生じるため、電流の基本振動とパルス周波数との比に基づいて、目標電圧ゼロ交差と実際に切り換えられた電圧のゼロ交差とに関する角度の不正確性が生じる。このことが図４に目標電圧ゼロ交差に関連する、回転数と最大角度誤差との依存関係として示されている。ここで図の横軸には回転数ｎ［ｍｉｎ−１］が表されており、縦軸には角度誤差ＷＦ［°］が表されている。
【００３１】
統計的な不正確性またはジッタは高速の回転数領域において望ましくない出力の変動を引き起こす。こうした統計的な不正確性を回避するために、図２に即した実施例で説明したように、回転数に依存する切り換え、つまりＰＷＭモードからブロックモードへの移行が行われる。これに代えてＰＷＭ周波数の上昇、例えばスイッチング周波数を９０ｋＨｚまで上昇させることにより出力変動を阻止してもよい。ただしこの手段はスイッチング損失ひいては変換コストが大きくなるので、あまり効果的ではない。
【００３２】
図２に示されている実施例の別の利点として、付加的に僅かなプロセッサ負荷しかかからないことが挙げられる。なぜなら演算ユニット２０は回転数に依存しておらず、一定の制御周波数で動作するからである。制御領域全体にわたってＰＷＭモードで駆動する場合には、ＰＷＭ周波数ひいては２相／３相変換器に対する周波数が回転数の上昇につれて増大し、このために大きなプロセッサ負荷がかかってしまう。
【００３３】
さらに変換器のスイッチング周波数が小さいことも特長である。このために変換器のスイッチング損失も小さく抑えられる。
【００３４】
またＰＷＭクロック制御による角度の不正確性、ひいてはこれに起因する望ましくない出力変動が消去される。角度の不正確性は位置センサそのものにのみ依存している。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】従来のＰＭ同期機のベクトル電流制御のブロック図である。
【００３６】
【図２】本発明のＰＭ同期機のベクトル電流制御の第１の実施例のブロック図である。
【００３７】
【図３】電流の基本周波数と回転数との依存関係を示すグラフである。
【００３８】
【図４】最大の角度誤差と回転数との依存関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３９】
１  直軸電流制御器
２  横軸電流制御器
３  制限器
４  制限器
５  入力回路網
６  ２相／３相変換器
７  パルスコンバータ
８  ＰＭ同期機
９  直軸電流目標値設定器
１０  絶対値形成器
１１  閾値スイッチ
１２  重畳素子
１３  ３相／２相変換器
１４  上位の制御装置（機関制御装置）
１５  バッテリ電圧目標値設定器
１６  バッテリ電圧センサ
１７  バッテリ電圧制御器
１８  論理ユニット
１９  定常的な同期機モデルを有する入力回路網
２０  演算ユニット
２１  ブロックスイッチング手段
２２  ヒステリシス回路
２３  切換論理回路
２４  ロータ角度のための位置センサ
ｉａ，ｉｂ，ｉｃ  ３相交流機からの相電流
Ｉｄ＿ｉｓｔ  直軸電流実際値
Ｉｄ＿ｓｏｌｌ  直軸電流目標値
Ｉｑ＿ｉｓｔ  横軸電流実際値
Ｉｑ＿ｓｏｌｌ  横軸電流目標値
Ｉｄ＊  直軸電流に対する調整量
ＩＤＣ＿ｓｏｌｌ  バッテリ電圧制御器からの横軸電流目標値
Ｉｑ＊  横軸電流に対する調整量
Ｍ＿ｓｏｌｌ  目標トルク
ｎ  回転数
ｕａ，ｕｂ，ｕｃ  ３相交流機に対する制御電圧
ＵＢＳ  バッテリ電圧目標値
ＵＢＩ  バッテリ電圧実際値
ｕｄ，ｕｄ’  制御電圧の直軸成分
ｕｑ，ｕｑ’  制御電圧の横軸成分
ＷＦ  角度誤差
ε  目標角度
γ  ロータ角度
【図１】
2005525072.tif 000003
【図２】
2005525072.tif 000004
【図３】
2005525072.tif 000005
【図４】
2005525072.tif 000006
【国際調査報告】
2005525072.tif 000007
2005525072.tif 000008
2005525072.tif 000009
2005525072.tif 000010
2005525072.tif 000011
2005525072.tif 000012