(57)【要約】第１の信号を受信するための入力部を有する受信機であって、更に、周期的な信号を生成するための局部発振器を有する受信機に関する。この受信機は、更に、第２の信号と周期的な信号との組み合わせを表わす第３の信号を生成するためのミキサを有する。この受信機は、更に、第１の信号を受信すると共に、第１の信号を示す電流として第２の信号を生成するための電圧電流変換器を有することを特徴とする。このミキサは、複数の制御可能なスイッチを有する。当該受信機は、更に、パッシブミキサに結合される可変利得電流電圧変換器（ＶＧＩＶ）を有し、このＶＧＩＶが、第３の信号を受信すると共に、この第３の信号と線形関係にあるような第１の電圧信号を生成する。
2005506751.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の信号を受信するための入力部と、
周期的な信号を生成するための局部発振器と、
第２の信号と前記周期的な信号との組み合わせを表わす第３の信号を生成するためのミキサと、を有する受信機であって、
当該受信機が、更に、前記第１の信号を受信すると共に、前記第１の信号を示す電流として前記第２の信号を生成するための電圧電流変換器を有し、
前記ミキサが、複数の制御可能なスイッチを有し、
当該受信機が、更に、前記ミキサに結合される可変利得電流電圧変換器ＶＧＩＶを有し、前記ＶＧＩＶが、前記第３の信号を受信すると共に、第１の電圧信号を生成し、前記第１の電圧信号が、前記第３の信号と線形関係にあることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記電圧電流変換器が、トランスコンダクタンス増幅器である、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記第１の信号が、差動信号である、請求項1に記載の受信機。
【請求項４】
前記第３の信号が、ゼロＩＦ信号である、請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
前記周期的な信号が、第１のコンポーネント及び第２のコンポーネントを有し、前記第１のコンポーネントが、前記第２のコンポーネントに対して直角位相である、請求項１に記載の受信機。
【請求項６】
前記複数の制御可能なスイッチが、ＣＭＯＳトランジスタを有する、請求項１に記載の受信機。
【請求項７】
前記ＶＧＩＶが、第１のフィルタに結合され、前記第１のフィルタが、第２の電圧信号を生成するように設けられ、前記第２の電圧信号が、前記第１の電圧信号に含まれるものと比較して、低減された大きさの寄生的なコンポーネントのあるセットをもつ、請求項１に記載の受信機。
【請求項８】
前記第１のフィルタが、増幅手段に結合され、前記増幅手段が、更に、第２のフィルタに結合され、前記増幅手段が、第３の電圧信号を生成し、前記第２のフィルタが、第４の信号を生成するように設けられ、前記第４の信号が、前記第２の電圧信号と比較して、低減された大きさの寄生的なコンポーネントの第２のセットをもち、前記増幅手段が、前記第２のフィルタにおける損失を補償するために前記第２の電圧を増幅する、請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記第２のフィルタが、アナログデジタル変換器ＡＤＣに結合され、前記ＡＤＣが、前記第２のフィルタから受信される前記第４の信号を、検波器に送信されるべきバイナリ信号に変換する、請求項１に記載の受信機。
【請求項１０】
前記検波器が、前記増幅手段の増幅を制御するための制御信号を生成する、請求項９に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１のプリアンブル部分に説明された受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような受信機は、通信分野で広く使用されている装置である。これらの用途は、有線又は無線チャネルの何れかを介するデジタル又はアナログ通信のような広範囲に及ぶ。更に、入力信号の搬送周波数に依存して、受信機の内部構造は、互いにかなり異なることが可能である。搬送周波数が非常に高い場合、すなわち、数十ＧＨｚと同じ程度に高い場合、通常、第１のダウンコンバージョンが適用され、より低い周波数信号をもたらす。このダウンコンバージョンは、第１の局部発振器によって生成される第１の周期的な信号が、前もって増幅されている入力信号と組み合わされる第１のミキサにおいて実施される。第１のミキサは、更に、第２のダウンコンバージョン用の第２のミキサに与えられる、第１の中間周波数（ＩＦ）を生成する。第２のミキサは、第１のＩＦ信号を第２の局部発振器によって生成される第２の周期的な信号と組み合わせ、第２のＩＦ信号を生成する。第２のＩＦ信号は、通常、ゼロＩＦ又はロウＩＦ信号である。この場合、このような既知の受信機における消費電力は、こうした受信機が２つの発振器及び２つのミキサを使用し、これらの主要な利得が高い周波数ドメインで得られるために、比較的高いということが指摘されるべきである。
【０００３】
ＩＦ信号を得る別の可能性は、通常、直角位相（quadrature）のものである１つのミキサと、通例、直角位相のものである１つの局部発振器のみを用いて、高周波の入力信号をゼロＩＦ信号又はロウＩＦ信号に直接的にダウンコンバートすることである。
【０００４】
このような構造は、国際特許出願公開公報ＷＯ０１／３７４３６Ａ２号から知られている。この特許出願では、ある受信機の構造が示されている。この受信機は、ゼロＩＦ信号又はロウＩＦ信号において、すなわち、入力信号のダウンコンバージョン後に得られた信号において動作する。ＩＦ信号は、フィルタに通されると共に、制御可能な増幅器に結合される複雑なフィルタの直列接続において増幅される。この出願公開公報は、入力信号のダウンコンバージョン後に消費電力を低減することに焦点を当てている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ミキサの入力が入力信号に適応される場合にのみ、高周波の入力信号は、直接的にミキサに与えられることが可能であることに留意されたい。例えば、ミキサが比較的高い入力インピーダンスを有するならば、入力信号は電圧であるべきであり、ミキサが比較的低い入力インピーダンスを有するならば、入力信号は電流であるべきである。更に、可能な限りどんな場合でも消費電力を低減し、同時に受信機の全ての主要な技術的特徴を維持することは有用である。
【０００６】
従って、本発明の目的は、比較的低い消費電力をもつ受信機を供給することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、この目的は、請求項１のプリアンブル部分に説明された装置において実施され、この装置において、
【０００８】
受信機が、更に、第１の信号を受信すると共に、第１の信号を示す電流として第２の信号を生成するための電圧電流変換器を有し、
ミキサが、複数の制御可能なスイッチを有し、
受信機が、更に、パッシブミキサに結合される可変利得電流電圧変換器を有し、この可変利得電流電圧変換器が、第３の信号を受信すると共に、第１の電圧信号を生成し、この第１の電圧信号が、第３の信号と線形関係にあることを特徴とする。
【０００９】
通常、上記受信機によって受信される第１の信号は、例えば、数十ＧＨｚもの比較的高い周波数帯域内にある電圧信号である。受信機は、第１の入力信号を受信すると共に、電流である第２の信号を生成する電圧電流変換器を有し、上記電流が第１の信号を示している。電圧電流変換器は、第１の信号に適応するために、比較的高い入力インピーダンスを供給する。より多くの受信機が、第１の信号を供給する同じ発生器に結合される場合、これらの受信機は、比較的高い入力インピーダンスを有するので、それほど発生器に負荷をかけない。このことは、より多くの受信機が、同じ発生器に結合されることを可能にする。電圧電流変換器は、第１の信号と比例する第２の信号を生成し、上記電圧電流変換器が、電力利得をもっていない。第２の電流信号は、更に、周期的な信号と組み合わせるためにミキサに入力され、このミキサが第３の信号を生成する。第１の信号が第１の周波数を有し、周期的な信号が第２の周波数を有することを考慮すると、第３の信号は、第１の周波数と第２の周波数との間の差を示すものである。好ましくは、第１の周波数と第２の周波数との間の差がゼロに近づいている、すなわち、ゼロＩＦ受信機が存在する。受信機の消費電力を低減するために、ミキサはパッシブである、すなわち、パッシブスイッチを有している。パッシブスイッチは、その消費電力が、ＯＮ状態にある場合、すなわち、信号が該スイッチを通過する場合か、又は、ＯＦＦ状態にある場合、すなわち、信号が該スイッチを通過しない場合のいずれかの場合に、有意にゼロであるようなスイッチであるとみなされる。本発明の実施形態では、ＣＭＯＳトランジスタは、パッシブスイッチとして設けられている。可変利得電流電圧変換器は、第３の信号を変換及び増幅し、第１の電圧信号を生成する。第３の信号が、比較的低い周波数信号のみを有するので、増幅はより容易に得られる。本受信機の実施形態では、抵抗器の対が、可変利得電流電圧変換器の増幅を決定する。抵抗器の値は、例えば、電圧信号若しくは電流信号としての電気的な信号によって、又は、温度若しくは光信号のような非電気的な信号のいずれかによって制御されることができる。
【００１０】
以下の態様が確認されている：
-  電圧電流変換器は、トランスコンダクタンス増幅器としてのアクティブ形式、又は、簡単な抵抗器をもつパッシブ形式で実現されることができる。
-  ネットワークで使用される場合、受信機は、２つのコンポーネント、すなわち、各コンポーネントのそれぞれが、最も高いレベルと最も低いレベルとを有するような直角位相である、第１のコンポーネントＩと第２のコンポーネントＱとを有する周期的な信号を生成する直角位相発振器の局部発振器を用いる。
-  可変利得電流電圧変換器は、トランスインピーダンス増幅器であり得る。
【００１１】
可変利得電流電圧変換器によって生成される第１の電圧信号は、第１の電圧信号に含まれる高周波の寄生的なコンポーネントを低減するために、更に、第１のフィルタにおいてローパスフィルタに通される。消費電力を低レベルに維持するために、第１のフィルタはパッシブフィルタである。消費電力が重要でないならば、第１のフィルタはアクティブフィルタであってもよい。他のアプリケーションでは、第１のフィルタは、可変利得電流電圧変換器と共に同じチップ上に集積化されることができるキャパシタであり得る。第１のフィルタは、増幅手段に入力される第２の電圧信号を生成する。この増幅手段は、第２のフィルタに入力される第３の電圧信号を生成し、この第２のフィルタが、第１の電圧信号に含まれる画像周波数及び隣接チャネルを取り除く。すでに記載されたように、低い消費電力を維持するために、第２のフィルタは、更に、パッシブであるけれども、アプリケーションによっては、すなわち、消費電力が重要なパラメータでない場合のアプリケーションにおいては、アクティブであり得る。第２のフィルタによって生成される信号は、検波器において復調されるバイナリ信号を得るために、アナログデジタル変換器に入力される。検波器は、アナログデジタル変換器に結合され、復調された信号及び制御信号を生成する。増幅手段は、第１のフィルタ及び第２のフィルタの損失を補償し、復調された信号のかなり一定のレベルを維持するために、更に、復調器によって生成される制御信号によって制御される。更に、ゼロＩＦを使用すると、アナログデジタル変換器が、ロウＩＦが使用される場合に要求される帯域幅の実質的に半分の帯域幅をもつことができることが更に確認されている。
【００１２】
本発明の上記の及び他の特徴及び利点は、添付図面を参照して本発明の例示的な実施形態に関する以下の詳しい記載から明らかであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、本発明による受信機１のブロック図を図示している。この受信機は、第１の信号ＲＦを受信すると共に、電流である第２の信号ＩＲＦを生成する電圧電流変換器１０を有し、上記電流が第１の信号ＲＦを示している。第２の信号ＩＲＦは、ミキサ２０に入力される。ミキサ２０は、第２の信号ＩＲＦを、局部発振器２５によって生成される周期的な信号ＬＯと組み合わせる。ミキサ２０は、第３の信号ＩＭを生成する。第１の信号ＲＦが第１の周波数を有し、周期的な信号ＬＯが第２の周波数を有することを考慮すると、第３の信号ＩＭは、第１の周波数と第２の周波数との間の差を示すものである。好ましくは、第１の周波数と第２の周波数との間の差はゼロに近づいている、すなわち、受信機１はゼロＩＦ受信機である。受信機１の消費電力を低減するために、ミキサは複数の制御可能なパッシブスイッチを有している。本発明のある実施形態では、制御可能なスイッチはＣＭＯＳトランジスタである。第３の信号ＩＭは、可変利得電流電圧変換器（ＶＧＩＶ）３０に入力され、該ＶＧＩＶ３０が、第１の電圧信号ＶＦを生成するものと考えられている。ＶＧＩＶ３０は、第１の電圧信号ＶＦと第３の信号ＩＭとの間の比を示すパラメータをもつ。通常、このパラメータは、ＶＦとＩＭとの比として表され、この場合、トランスインピーダンスを表わしている。ＶＧＩＶ３０は、第３の信号ＩＭを変換及び増幅する。第３の信号ＩＭが、比較的低い周波数なので、この増幅はより容易に得られる。
【００１４】
ＶＧＩＶ３０によって生成される第１の電圧信号ＶＦは、第１の電圧信号ＶＦに含まれる高周波の寄生的なコンポーネントを低減するために、更に、第１のフィルタ４０においてローパスフィルタに通される。消費電力を低レベルに維持するために、第１のフィルタ４０は、パッシブフィルタである。消費電力が重要でない場合は、第１のフィルタは、アクティブフィルタであることも可能である。他のアプリケーションでは、第１のフィルタ４０は、ＶＧＩＶ３０をもつ同じチップ上に集積化されることができるキャパシタであり得る。第１のフィルタ４０は、増幅手段５０に入力される第２の電圧信号ＶＦ１を生成する。増幅手段５０は、第２のフィルタ６０に入力される第３の電圧信号ＶＦ２を生成し、この第２のフィルタ６０が、第１の電圧信号ＶＦに含まれる隣接のチャネル及び画像周波数を取り除く。低い消費電力を維持するために、第２のフィルタ６０は、更に、パッシブであるけれども、アプリケーションによっては、すなわち、消費電力が重要なパラメータでない場合のアプリケーションにおいては、アクティブであることが可能である。第４の電圧信号ＶＦ３である第２のフィルタ６０によって生成される信号は、検波器８０において復調されるバイナリ信号を得るために、アナログデジタル変換器７０に入力される。検波器８０は、アナログデジタル変換器７０に結合され、復調された信号ＶＤ及び制御信号ＶＣを生成する。増幅手段５０は、第１のフィルタ４０の損失及び第２のフィルタ６０の損失を補償し、更に、復調された信号ＶＤのかなり一定のレベルを維持するために、上記手段は、復調器によって生成される制御信号ＶＣによって制御される。ゼロＩＦを使用すると、アナログデジタル変換器７０は、ロウＩＦが使用されるときに要求される帯域幅の実質的に半分である帯域幅に対応し得ることが更に確認されている。
【００１５】
図２は、本発明による受信機１の一部の実施形態を更に詳細に図示している。電圧電流変換器１０は、それらのソース端子が互いに結合されている一対のトランジスタＴ１及びＴ２を有している。トランジスタの対は、更に、バイアスをかけるための第１の電流源１０１に結合されると共に、ドレインにおいて第２の電流源１０２と同じ程度の負荷をもつ。第１の信号ＲＦは、差動であるとみなされ、当業者であれば、ユニポーラ又はシングルエンド信号を使用するのに適した概略図を容易に得ることができる。電圧電流変換器１０は、第１の電流源１０１によって決定される比較的高い入力インピーダンスを有すると共に、その出力において、すなわち、トランジスタＴ１及びＴ２のドレインにおいて、差動電流である第２の信号ＩＲＦを供給する。第２の信号ＩＲＦは、可変利得電圧電流変換器（ＶＧＩＶ）３０に結合されるミキサ２０に入力される。ミキサ２０は、ノードＡをノードＣ又はＤに、及びノードＢをノードＣ又はＤに周期的に結合させる、複数の制御可能なスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４を有している。
【００１６】
図２に示された実施形態では、局部発振器が、互いに直角位相(quadrature)にある２つのコンポーネント、すなわち、Ｑ及びＩをもつ周期的な信号を生成すると考えられる。更に、図２では、Ｑ経路はＩ経路と実質的に等しいので、Ｉ経路のみが示されている。Ｉコンポーネントが、最も高いレベルを有する場合は、スイッチＳ１及びＳ３を導通状態で制御し、最も低いレベルを有する場合は、スイッチＳ２及びＳ４の制御端子に付けられた小さな円によって示される導通状態でスイッチＳ２及びＳ４を制御する。制御信号、すなわち、Ｉが最も高いレベルを有する場合、スイッチＳ１はノードＡをノードＣに結合させ、スイッチＳ３はノードＢをノードＤに結合させる。制御信号、すなわち、Ｉが最も低いレベルを有する場合、スイッチＳ２はノードＡをノードＤに結合させ、スイッチＳ４はノードＢをノードＣに結合させる。Ｉコンポーネントの周波数は、ゼロＩＦ受信機をもたらす第１の信号ＲＦの周波数と実質的に等しい。ミキサ２０によって送信された第３の信号ＩＭは、ＶＧＩＶ３０に入力される。ＶＧＩＶ３０は、制御された抵抗器Ｒの入力インピーダンスよりもかなり高い、比較的高い入力インピーダンスを有する。ＶＧＩＶ３０は、ＲとＩＭとの積に比例する第１の電圧信号ＶＦ信号を生成する。直接の結果として、第１の電圧信号（ＩＭ）は、抵抗器Ｒを制御することによって制御されることができる。抵抗器Ｒは、電気的な信号、すなわち、電圧信号若しくは電流信号によって、又は温度信号又は光信号のような非電気的な信号のいずれかによって、幾つかの態様で制御可能であり得る。
【００１７】
制御可能なスイッチは、図３に示されているようにＣＭＯＳトランジスタであることが可能である。図３のトランジスタＭＩ，Ｉ＝１，２，３，４は、図２のＳＩ，Ｉ＝１，２，３，４に対応する。更に、信号Ｉは、信号Ｉの最も高いレベルに対応し、信号Ｉが最も高いレベルを有する場合はいつでも、信号Ｉ’が最も低いレベルを有するように、Ｉ’は逆信号である。その他の点では、図３の回路は図２の回路が動作するのと同じように動作する。
【００１８】
制御可能なスイッチが、更に、バイポーラトランジスタ又はパッシブスイッチであり得ることに留意されたい。更に、抵抗器Ｒは、電圧又は電流のいずれかによって制御され得るＣＭＯＳトランジスタ、温度によって制御されるサーミスタ、又は、例えば、光によって制御されるフォトトランジスタのような光制御された装置であることも可能である。
【００１９】
本発明の保護範囲が、本願明細書において説明された実施形態に制限されないことに留意されたい。更に、請求項の参照符号によっても本発明の保護範囲は制限されない。動詞「有する、含む(comprising)」は、請求項に記載されるもの以外の部分を除外するものではない。コンポーネントに先行する冠詞「a(n)」は、こうしたコンポーネントが複数存在することを除外するものではない。本発明の一部を形成す手段は、専用のハードウェアの形で、又は、プログラムされた多目的プロセッサの形の双方において実施されてもよい。本発明は、それぞれ新しい特徴又はこうした特徴の組み合わせに属する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明による受信機のブロック図を図示する。
【図２】本発明による更に詳細な受信機の一部の実施形態を図示する。
【図３】本発明によるＣＭＯＳトランジスタを用いて実現されるミキサの実施形態を図示する。
【図１】
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【国際公開パンフレット】
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2005506751.tif 000005
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2005506751.tif 000007
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2005506751.tif 000009
2005506751.tif 000010
2005506751.tif 000011
2005506751.tif 000012
2005506751.tif 000013
2005506751.tif 000014
2005506751.tif 000015
【国際調査報告】
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2005506751.tif 000017
2005506751.tif 000018