(57)【要約】本発明は、ランプのランアップ電流調整を行う電子的な安定器に関する。本発明の一態様において、電子的な安定器は、交流電源に結合され、交流電圧を直流電流バス電圧に変換する入力段と、前記バス電圧に結合された入力部と、ランプに接続するよう意図された出力部とを有し、（ｉ）動作の安定状態モードで，前記ランプに電力を供給してランプ電圧及びランプ電流を発生し、（ii）前記ランプの動作のランアップ段階で、前記ランプにランプランアップ電流を供給する出力段と、前記ランプランアップ電流が安定状態のランプ電流値を超え、前記バス電圧が増大し又は前記ランプ電圧が減少する場合には前記ランプランアップ電流が増大するように、前記ランプランアップ電流を調整する電流調整回路とを具えることを特徴とする。好適には、前記出力回路が、インダクタ電流が流れる主高周波スイッチングインダクタを具え、前記ランプ電流が前記インダクタ電流に基づく。好適例において、前記電流調整回路は、前記ランプランアップ電流を予め設定した値に制限する電流制限回路を更に有する。他の好適例において、前記電流調整回路が、前記バス電圧の大きさに従って前記ランアップ電流の大きさを調整する帰還回路を更に具える。好適には、帰還回路が、バス電圧と、予め設定された基準電圧とを比較する回路を有する。他の好適例において、前記電流調整回路が、整流の瞬時に前記インダクタ電流の大きさを制限する回路を更に具える。
2005504427.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に結合され、交流電圧を直流電流バス電圧に変換する入力段と、
前記バス電圧に結合された入力部と、ランプに接続するよう意図された出力部とを有し、（ｉ）動作の安定状態モードで，前記ランプに電力を供給してランプ電圧及びランプ電流を発生し、（ii）前記ランプの動作のランアップ段階で、前記ランプにランプランアップ電流を供給する出力段と、
前記ランプランアップ電流が安定状態のランプ電流値を超え、前記バス電圧が増大し又は前記ランプ電圧が減少する場合には前記ランプランアップ電流が増大するように、前記ランプランアップ電流を調整する電流調整回路とを具えることを特徴とする電子的な安定器。
【請求項２】
前記電流調整回路は、前記ランプランアップ電流を予め設定した値に制限する電流制限回路を更に有することを特徴とする請求項１記載の電子的な安定器。
【請求項３】
前記電流調整回路が、前記バス電圧の大きさに従って前記ランアップ電流の大きさを調整する帰還回路を更に具えることを特徴とする請求項１記載の電子的な安定器。
【請求項４】
前記出力回路が、インダクタ電流が流れる主高周波スイッチングインダクタを具え、前記ランプ電流が前記インダクタ電流に基づくことを特徴とする請求項１記載の電子的な安定器。
【請求項５】
前記電流調整回路が、整流の瞬時に前記インダクタ電流の大きさを制限する回路を更に具えることを特徴とする請求項４記載の電子的な安定器。
【請求項６】
前記ランプ電力の変動に応答して前記バス電圧を調整するバス電圧調整回路を更に具え、前記バス電圧が、安定状態の下で前記バス電圧を一定値に調整し、開回路の下で調整されない予点弧状態で前記バス電圧が増大するのを防止することを特徴とする請求項１記載の電子的な安定器。
【請求項７】
電子的な安定器の下で高輝度放電灯（ＨＩＤ）を操作する方法であって、
ａ）交流電源に結合した入力段を具え、交流電圧を直流バス電圧に変換する回路と、前記バス電圧に結合した入力部及びＨＩＤランプに接続した出力部を有する出力段とを有し、前記出力段が前記ランプにパワーを供給して、ランプ電圧及びランプ電流を発生し、ランプのランアップ電流を調整する電流調整回路を更に有する電子的な安定器を設け、その電子的な安定器が、動作の点弧モードと、前記安定器がランアップ電流を前記ランプに供給する、動作の点弧モードの直後の後点弧モードと、動作の安定状態モードとを有するステップと、
ｂ）前記電子的な安定器の動作の点弧モードを開始するステップと、
ｃ）その後、前記動作の後点弧モードを開始するステップと、
ｄ）その後、前記ランプランアップ電流が安定状態のランプ電流値を超え、前記バス電圧が増大し又は前記ランプ電圧が減少する場合には前記ランプランアップ電流が増大するように、前記ランプランアップ電流を調整するステップとを具えることを特徴とする方法。
【請求項８】
前記ランプのランアップ電流を予め設定された値に制限するステップを更に有することを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記バス電圧の大きさに従って前記ランプのランアップ電流の大きさを調整するステップを更に有することを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項１０】
整流の瞬時に前記インダクタ電流の大きさを制約するステップを更に有することを特徴とする請求項７記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ランプのランアップ電流の調整を行う高輝度放電灯の電子的な安定器に関する。
【背景技術】
【０００２】
典型的には、点弧の直後において、ＨＩＤランプのようなアーク放電灯は、ランプがヒートアップするとともに放電容器の圧力が上昇するランアップ段階に入る。ランアップの開始時において、ランプ電圧は、典型的には低い（２０Ｖ）。通常、電極を適切に加熱するとともにランプの圧力を更に迅速に上昇するために、安定状態の電流より大きいランアップ中の電流をランプに供給するのが望ましい。ランプがランアップに進行すると、ランプ電圧は、結局その安定状態の値（例えば、９０Ｖ）に到達し、回路は、適切な安定状態の電流を発生する必要がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来において、ランプを駆動するのに用いられる回路配置に関係なく、ランアップ電流を適切に制御する手段が必要とされる。これは、典型的には、ランプ状態に応答してランアップ電流を調整する適切な制御を用いてランプ電圧及びランプ電流を検知する手段を必要とする。ランプ電流及びランプ電圧の検知は、回路の損失の原因となるおそれがある。
【０００４】
したがって、ランプ電流又はランプ電圧を検知する必要なくＨＩＤランプのランアップ電流を適切に制御する方法及び対応する回路も必要となる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、ランプのランアップ電流調整を行う電子的な安定器に関する。本発明の一態様において、電子的な安定器は、交流電源に結合され、交流電圧を直流電流バス電圧に変換する入力段と、前記バス電圧に結合された入力部と、ランプに接続するよう意図された出力部とを有し、（ｉ）動作の安定状態モードで，前記ランプに電力を供給してランプ電圧及びランプ電流を発生し、（ii）前記ランプの動作のランアップ段階で、前記ランプにランプランアップ電流を供給する出力段と、前記ランプランアップ電流が安定状態のランプ電流値を超え、前記バス電圧が増大し又は前記ランプ電圧が減少する場合には前記ランプランアップ電流が増大するように、前記ランプランアップ電流を調整する電流調整回路とを具えることを特徴とする。好適には、前記出力回路が、インダクタ電流が流れる主高周波スイッチングインダクタを具え、前記ランプ電流が前記インダクタ電流に基づく。好適例において、前記電流調整回路は、前記ランプランアップ電流を予め設定した値に制限する電流制限回路を更に有する。他の好適例において、前記電流調整回路が、前記バス電圧の大きさに従って前記ランアップ電流の大きさを調整する帰還回路を更に具える。好適には、帰還回路が、バス電圧と、予め設定された基準電圧とを比較する回路を有する。他の好適例において、前記電流調整回路が、整流の瞬時に前記インダクタ電流の大きさを制限する回路を更に具える。
【発明の効果】
【０００６】
関連の態様において、本発明は、電子的な安定器の下で高輝度放電灯（ＨＩＤ）を操作する方法であって、ａ）交流電源に結合した入力段を具え、交流電圧を直流バス電圧に変換する回路と、前記バス電圧に結合した入力部及びＨＩＤランプに接続した出力部を有する出力段とを有し、前記出力段が前記ランプにパワーを供給して、ランプ電圧及びランプ電流を発生し、ランプのランアップ電流を調整する電流調整回路を更に有する電子的な安定器を設け、その電子的な安定器が、動作の点弧モードと、前記安定器がランアップ電流を前記ランプに供給する、動作の点弧モードの直後の後点弧モードと、動作の安定状態モードとを有するステップと、ｂ）前記電子的な安定器の動作の点弧モードを開始するステップと、ｃ）その後、前記動作の後点弧モードを開始するステップと、ｄ）その後、前記ランプランアップ電流が安定状態のランプ電流値を超え、前記バス電圧が増大し又は前記ランプ電圧が減少する場合には前記ランプランアップ電流が増大するように、前記ランプランアップ電流を調整するステップとを具えることを特徴とする方法に関する。
【０００７】
一例において、前記ランプのランアップ電流を予め設定された値に制限するステップを更に有する。
【０００８】
他の例において、前記バス電圧の大きさに従って前記ランプのランアップ電流の大きさを調整するステップを更に有する。
【０００９】
他の例において、整流の瞬時に前記インダクタ電流の大きさを制約するステップを更に有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図面を参照すると、同様な参照番号及び符号は、図面を通じて同様又は同一素子を示し、本発明の電子的な安定器１００を、図１において詳細に示す。電子的な安定器１００は、一般に、交流電源１０２と、電磁波障害（ＥＭＩ）フィルタ１０４と、プレレギュレータ１０６と、出力又は駆動段１０８とを具える。交流電源１０２は、低周波（６０Ｈｚ）正弦電圧を発生する。電子的な安定器１００は、キャパシタＣ３，Ｃ４を更に有し、それは、バス電圧Ｖｂｕｓが印加される主エネルギー蓄積キャパシタとなる。安定器１００は、入力ダイオード１０９を有する。
【００１１】
出力段１０８は、ＭＯＳＦＥＴ１１０，１１２、インダクタＬ１及び変成器Ｔ１によって形成されたハーフブリッジを有する。インダクタＬ１は、インダクタ電流ｉＬ１が流れる主高周波スイッチングインダクタである。変成器Ｔ１は、電流ｉＬ１の零交差を検知するのに用いられる比較的小さい飽和可能な変成器である。変成器Ｔ１は、それに流れる電流が零に到達すると常に高パルスを発生する。ランプ１１４に並列なキャパシタＣ５はフィルタキャパシタである。
【００１２】
本発明のこの実施の形態によれば、電子的な安定器１００は、一定のオンタイム制御の下で臨界的な不連続導通モード（“ＣＤＣＭ”）で操作される。正電流がランプ１１４に供給されると、ＭＯＳＦＥＴ１１０は、充電スイッチとして機能し、ＭＯＳＦＥＴ１１２は、放電スイッチとして機能する。ＣＤＣＭ動作において、インダクタＬ１を流れる電流ｉＬ１は、零において高周波スイッチングサイクルをそれぞれ開始する。ＭＯＳＦＥＴ１１０は、一定のオンタイムｔｏｎにターンオンされ、これによって、電流ｉＬ１は、ランプを線形的に正にする。オンタイムに到達した後、ＭＯＳＦＥＴ１１０が開放（ターンオフ）され、ＭＯＳＦＥＴ１１４が閉鎖（ターンオフ）される。これによって、インダクタ電流ｉＬ１は、ランプが線形的に負になって零になる。変成器Ｔ１によって検出されるように電流ｉＬ１が零に到達すると、スイッチングサイクルが繰り返される。負電流がランプ１１４に供給されると、ＭＯＳＦＥＴ１１０，１１２の役割が逆転し、インダクタＬ１の電流の極性が負になる。一実施の形態において、低周波クロック信号Ｖｃｌｏｃｋ（図２参照）は、ＭＯＳＦＥＴ１１０，１１２の役割が逆転するときを決定するのに用いられ、これによって、負荷（すなわち、ランプ１１４）の整流を制御する。図２は、インダクタ電流ｉＬ１及びランプ１１４を流れる電流（すなわち、ｉＬａｍｐ）の波形と、クロック信号Ｖｃｌｏｃｋを示す対応する波形とを時間の関数として示す。インダクタ電流ｉＬ１のピークを、式（１）から決定することができる。
【数１】
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【００１３】
インダクタＬ１のピークインダクタ電流ｉＬ１ｐｅａｋは、オンタイムｔｏｎに正比例する。それは、バス電圧Ｖｂｕｓ及びランプ電圧の関数でもある。電子的な安定器１００がＣＤＣＭで動作するので、ランプ１１４に供給されるインダクタＬ１の平均電流は、正確にはピーク電流の半分である。
【００１４】
本発明の実施の形態を実現するために、バス電圧は、ランプ電力が低いときに高い値（例えば５００Ｖ）まで制御されると仮定され、それは、不点灯状態のランプ又はランプの点灯のランアップ段階の開始時のランプに対応する。ランプがランアップ段階に入り、ランプ電力が増大すると、バス電圧が減少する。ランプが安定状態のパワーレベル（例えば、７０Ｗ）の近くになると、バス電圧は、安定状態の値（例えば、４００Ｖ）に調整される。
【００１５】
式１で示すように、オンタイムｔｏｎが一定に保持される場合、ピーク電流ｉＬ１ｐｅａｋは、バス電圧及びランプ電圧の関数となる。バス電圧が増大すると、電流ｉＬ１は増大する。また、ランプ電圧Ｖｌａｍｐが減少すると、電流ｉＬ１は増大する。これらの状態の両方がランアップ電流の増大に一致する。その理由は、ランアップ段階の開始時に、バス電圧がハイとなるとともに、ランプ電圧がローとなる。表１は、一定のオンタイムにおける安定状態に対するランアップ段階の開始時の電流値を比較する。
【００１６】
【表１】
2005504427.tif 000004
【００１７】
表１は、９０Ｖ及び０．８Ａで公称的に駆動される７０Ｗランプに関連する。バス電圧Ｖｂａｓが５００Ｖであるとともに、ランプ電圧Ｖｌａｍｐが２０Ｖであるとき、ランプ電流ｉｌａｍｐは１．６７Ａとなり、そらは、０．８Ａの安定状態のランプ電流のほぼ２倍である。したがって、ランアップ中、ランプ電流ｉｌａｍｐは、オンタイムｔｏｎが一定に保持されている間に２倍となる。電流ｉｌａｍｐが増大すると、ランプ１１４のランアップが更に速くなる。ランプ１１４が暖められると、バス電圧Ｖｂｕｓが減少するとともにランプ電圧Ｖｌａｍｐが増大し、それによって、ランプ電流ｉｌａｍｐが減少し、結局は安定状態の値に設定される。
【００１８】
したがって、一定のオンタイム（ｔｏｎ）の制御の下でＣＤＣＭの電子的な安定器１００を操作することによって、ランアップ電流を、負荷に依存するバス電圧調整を用いて増大することができ、それは、２００１年５月１５日に出願された発明の名称が”HIGH POWER FACTOR ELECTRONIC BALLAST WITH LOAD DEPENDENT BUS VOLTAGE REGULATION”である米国の同時継続出願第０９／８５５，４６９号に開示されており、この開示を、参照によってここに組み込む。電子的な安定器１００は、任意のランプ電圧又は電流の検知を必要とせず、バス電圧調整を行うための制御以外の制御を必要としない。
【００１９】
図３を参照すると、ランアップ電流を制限する電流制限機能を設けた本発明の他の実施の形態を示す。電子的な安定器２００は、一般に、交流電源２０２と、ＥＭＩフィルタ２０４と、プレレギュレータ２０６と、出力又は駆動段２０８とを具える。交流源２０２は、低周波（６０Ｈｚ）正弦波電圧を発生する。電子的な安定器２００は、キャパシタＣ６，Ｃ７を更に有し、それは、バス電圧Ｖｂｕｓが印加される主エネルギー蓄積キャパシタとなる。電子的な安定器２００は、入力ダイオード２０９を有する。
【００２０】
出力段２０８は、ＭＯＳＦＥＴ２１０，２１２によって形成されるハーフブリッジを有する。インダクタＬ２は、インダクタ電流ｉＬ２が流れる主高周波スイッチングインダクタである。変成器Ｔ２は、電流ｉＬ２の零交差を検知するのに使用される比較的小さい飽和可能な変成器である。変成器Ｔ２は、それに流れる電流が零に到達すると常に高パルスを発生する。ランプ２１４に並列なキャパシタＣ８は、フィルタキャパシタである。出力段２０８は、制御信号２１７ａ，２１７ｂを出力するＭＯＳＦＥＴ駆動回路２１６を更に具え、これら信号は、信号２１７ａ，２１７ｂのレベルに応じてＭＯＳＦＥＴ２１０，２１２をターンオン及びオフする。
【００２１】
電子的な安定器２００は、制御回路２１８を更に有する。制御回路２１８は、一般に、零電流検出回路２２０と、オンタイム（Ｔｏｎ）発生回路２２２とを具える。制御回路は、電流制限回路を更に具え、それは、抵抗Ｒ１と、ダイオード２２４と、キャパシタＣ９と、ＭＯＳＦＥＴ２２６と、Ｓ−Ｒフリップフロップ２２８とを具える。Ｓ−Ｒフリップフロップ２２８は、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路２１６のドライバシャットダウン信号入力部に接続される。制御回路２１８は、インタフェース論理回路２３０も有する。論理回路２３０は、オンタイムＴｏｎ発生回路２２２の出力部及び零電流検出回路２２０の出力部に接続された入力部を有する。
【００２２】
２次巻線は、主高周波インダクタＬ２から取り出され、ダイオード２２４を通じて整流され、抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ９を通じて積分される。結果的に得られるキャパシタＣ９間の電圧は、インダクタ電流ｉＬ２に比例する。ＭＯＳＦＥＴ２２６は、スイッチングサイクルの各々の間にキャパシタＣ９のキャパシタ電圧をリセットするスイッチとして機能する。キャパシタＣ９間の電圧は、インダクタ電流ｉＬ２の最大値に到達するときを表すために用いられる。電流制限回路は、Ｓ−Ｒフリップフロップ２２８のＳ（セット）入力部に直接入力されるピーク検出信号２３２を出力する。信号２３２の信号レベルが、Ｓ−Ｒフリップフロップ２２８のＳ入力部の論理しきい値を超えると、フリップフロップ２３２のＱ出力は、特定のレベルにシフトして、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路２１６がＭＯＳＦＥＴ２１，２１２をターンオフし、これによって、インダクタ電流ｉＬ２の更なる増大を防止する。
【００２３】
Ｔｏｎ発生回路２２２は、Ｔｏｎの特定の持続時間を有するパルス信号２３２を発生する。パルス信号２３２は、インタフェース回路２３０に入力され、それに応じて、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路２１６の入力用の信号２４２，２４４を発生する。Ｔｏｎパルス信号２３２は、適切な時間にＭＯＳＦＥＴ２２６をターンオンすることによって積分キャパシタＣ９の放電も制御する。
【００２４】
電子的な安定器２００は、好適には、安定状態の値に比べて非常に長い値にまでランアップ電流が増大するのを防止するのに用いられる。例えば、表１は、０．８Ａの安定状態の電流に対して、ランアップ電流が焼く１．６７Ａであることを示す。しかしながら、一部のランプは、ランアップ電流を最大値（例えば、１．４A）まで制限する必要があるおそれがある。既に説明したように、安定器２００の電流制限回路は、そのような電流制限機能を提供する。
【００２５】
図４を参照すると、本発明の電子的な安定器の他の実施の形態を示す。電子的な安定器３００は、ランプ電流を増減するためにオンタイムＴｏｎを変更する制御回路を有する。オンタイムＴｏｎの変更は、バス電圧の大きさに依存する。オンタイムＴｏｎを変更するために線形的なフィードバック形態を用いる。電子的な安定器３００の形態及び動作を、続いて説明する。
【００２６】
電子的な安定器３００は、一般に、交流電源３０２と、ＥＭＩフィルタ３０４と、プレレギュレータ３０６と、出力又は駆動段３０８とを具える。交流電源３０２は、低周波（６０Ｈｚ）正弦波電圧を発生する。電子的な安定器３００は、キャパシタＣ１０，Ｃ１１を更に有し、それは、バス電圧Ｖｂｕｓが印加される主エネルギー蓄積キャパシタとなる。
【００２７】
出力段３０８は、ＭＯＳＦＥＴ３１０，３１２、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路３１４、インダクタＬ３及び変成器Ｔ３によって構成されたハーフブリッジを有する。インダクタＬ３は、インダクタ電流ｉＬ３が流れる主高周波スイッチングインダクタである。変成器Ｔ３は、電流ｉＬ３の零交差を検知するのに使用される比較的小さい飽和可能な変成器である。変成器Ｔ３は、それに流れる電流が零に到達すると常にハイパルスを発生する。出力段３０８は、ランプ３１８に並列なフィルタキャパシタＣ１２を更に有する。ＭＯＳＦＥＴ駆動回路３１４は、信号３１６のレベルに応じてＭＯＳＦＥＴ３１０，３１２をターンオンし又はオフする制御信号３１６を出力する。
【００２８】
電子的な安定器３００は、制御回路３２０を更に有する。制御回路３２０は、一般に、零電流検出回路３２２と、オンタイム（Ｔｏｎ）発生回路３２４と、帰還回路３２６と、インタフェース論理回路３２８とを具える。変成器Ｔ３は、零電流交差検出回路３２２と共同して、インダクタｉＬ３の零交差点を検出する。零交差検出回路３２２の出力は、インタフェース論理回路３２８に入力される。各スイッチングサイクルで終了時においてインダクタ電流ｉＬ３が零に到達すると、零交差検出回路３２２は、所定のレベルを有する信号３３０を出力し、これによって、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路３１４は、ＭＯＳＦＥＴ３１０，３１２のうちの一方をターンオンし、その他方をターンオフする。
【００２９】
帰還回路３２６は、バス電圧Ｖｂｕｓ及び基準電圧Ｖｒｅｆを受信する入力部を有する合計回路網３２２を有する。帰還回路３２６は、利得Ｋを有する帰還利得回路３３４を有する。帰還回路３２６は、合計回路網３３６も有する。合計回路網３３２は、バス電圧Ｖｂｕｓと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。総和回路網３３２は、帰還利得回路３３４に入力される信号３３８を出力する。帰還利得回路３３４の出力部は、総和回路網３３６に入力される誤り信号３３９を出力する。総和回路網３３６は、誤り信号３３９を公称基準オンタイム信号Ｔｏｎ（ｎｏｍ）に加算する。総和回路網３３６は、所望のオンタイムＴｏｎに比例するアナログ電圧である信号３４０を出力する。信号３４０は、Ｔｏｎ発生回路３２４に入力される。それに応じて、Ｔｏｎ発生回路３２４は、入力信号３４０に比例する幅を有するパルス信号３４２を発生する。パルス信号３４２はインタフェース論理回路３２８に入力され、それは、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路３１４への入力に対する制御信号３４４を出力する。それに応じて、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路３１４は、パルス信号３４２の幅に対応する予め設定された持続時間に対する所望のレベルを有する信号３１６を出力する。
【００３０】
したがって、バス電圧Ｖｂｕｓと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を用いて、オンタイムＴｏｎを変更する。例えば、バス電圧Ｖｂｕｓが基準電圧Ｖｒｅｆより大きいとともに、期間利得Ｋが正である場合、オンタイムＴｏｎが減少する。帰還利得Ｋが負である場合、オンタイムＴｏｎが増加する。
【００３１】
式１は、ピークインダクタ電流がバス電圧、ランプ電圧及びオンタイムＴｏｎの関数として記載されていることを示す。整流の瞬時において、インダクタ電流が極性を切り替えると、ピークインダクタ電流は大きな値まで増大することができる。この理由は、ランプ電圧すなわちフィルタキャパシタＣ５（図１）間の電圧が瞬時に変更できないからである。例えば、表１は、安定状態の場合において、バス電圧Ｖｂｕｓが４００Ｖであり、ランプ電圧が９０Ｖであり、公称ピークインダクタ電流が１．６Ａであることを示す。しかしながら、整流時には、ランプ電圧は−９０Vであり、これによって、４．２Ａのピークインダクタ電流を発生する。このように比較的高いピーク電流は、比較的大きなインダクタを必要とし、これによって、コストが増大するとともに、電子的な安定器のパッケージに要求されるスペースが増大する。したがって、図５は、この問題に着目した本発明の電子的な安定器の他の実施の形態を示す。電子的な安定器４００は、整流の瞬時にランアップ電流を制御する。電子的な安定器４００は、一般に、交流電源４０２と、ＥＭＩフィルタ４０４と、プレレギュレータ４０６と、出力又は駆動段４０８とを具える。交流電源４０２は、低周波（６０Ｈｚ）正弦波電圧を発生する。電子安定器４００は、キャパシタＣ１３，Ｃ１４を更に具え、それは、バス電圧Ｖｂｕｓが印加される主エネルギー蓄積キャパシタとなる。
【００３２】
出力段４０８は、ＭＯＳＦＥＴ４１２，４１４、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路４１６、インダクタＬ４及び変成器Ｔ４によって形成されたハーフブリッジを有する。インダクタＬ４は、インダクタ電流ｉＬ４が流れる主高周波スイッチングインダクタである。変成器Ｔ４は、インダクタ電流ｉＬ４の零交差を検知するために使用される比較的小さい飽和可能な変成器である。変成器Ｔ４は、それに流れる電流が零に到達するとハイパルスを発生する。出力段４０８は、ランプ４１８に並列なフィルタキャパシタＣ１６を更に有する。出力段４０８は、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路４１６を更に有する。ＭＯＳＦＥＴ駆動回路４１６は、信号４２０のレベル及び持続時間に応じてＭＯＳＦＥＴ４１２，４１４をオン又はオフにする制御信号４２０を出力する。
【００３３】
電子的な安定器４００は、制御回路４２２を更に有する。制御回路４２２は、一般に、零電流検知回路４２４と、オンタイム（Ｔｏｎ）発生回路４２６と、開ループ整流電流制限回路４２６と、インタフェース論理回路４２８とを具える。変成器Ｔ４は、零電流交差検知回路４２４と共同して、インダクタ電流ｉＬ４の零交差点を検出する。インダクタ電流ｉＬ４が零に到達すると、各スイッチングサイクルの終了時に、零交差検出回路４２４は、インタフェース論理回路４２８への入力に対するパルス信号４３０を出力する。それに応じて、インタフェース論理回路４２８は、所定のレベルを有する信号４３１を出力し、これによって、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路４１６は、ＭＯＳＦＥＴ４１０，４１２のうちの一方をターンオンするとともに、他方をターンオフする。
【００３４】
制御回路４２２は、（図６にも示す）低周波整流クロック信号Ｖｃｌｏｃｋを受信する入力部４４０を有する。制御回路４２２は、インバータ４４２と、第１回路網とを有し、第１回路網は、キャパシタＣ１７と、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ２に並列なダイオード４４４とを具える。キャパシタＣ１７及び抵抗Ｒ２は、ＲＣ（抵抗−キャパシタ）回路を形成する。制御回路４２２は、第２回路網を更に有し、第２回路網は、キャパシタＣ１８と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ４に並列なダイオード４４６とを具える。キャパシタＣ１８及び抵抗Ｒ４は、他のＲＣ回路を形成する。
【００３５】
低周波整流クロック信号Ｖｃｌｏｃｋは、キャパシタＣ１８及び抵抗Ｒ４，Ｒ５を具える回路網に供給される。クロック信号Ｖｃｌｏｃｋは、インバータ４４２を通じて反転されるとともに、キャパシタＣ１７及び抵抗Ｒ２，ｒ３を具える回路網に入力される。ダイオード４４４，４４６は、正の進行する信号を制限する。キャパシタＣ１７及び抵抗Ｒ２を具えるＲＣ回路は、エッジトリガド波形Ｖ１を生成する。キャパシタＣ１８及び抵抗Ｒ４を具えるＲＣ回路は、エッジトリガド波形Ｖ２を生成する。波形Ｖ１，Ｖ２を図６に示す。波形Ｖ１，Ｖ２は一定の基準値Ｔｏｎ（ｒｅｆ）とともに加算されて、結果的に得られる電圧Ｔｏｎを生成し、それは、番号４４８が付され、オンタイムを表す。抵抗Ｒ３，Ｒ５，Ｒ６は、上記加算機能を達成する。オンタイムは、整流中に減少され、上記ＲＣ回路によって決定される時定数の後に公称値に戻る。したがって、制御回路４２２は、ピーク電流ｉＬ４を減少するために整流中にオンタイムを減少する。
【００３６】
したがって、電子的な安定器１００，２００，３００及び４００は、一定のオンタイム制御においてＣＤＣＭで動作し、ランプ電流及びランプ電圧を検知する必要なくランアップ電流を制御する。電子的な安定器１００，２００，３００及び４００は、以下の利点及びオプションを提供する。
ａ）ランプランアップ電流の調整を行うべき安定器１００の回路を、他の任意の制御又はオンタイムの変更なく、負荷に依存する電圧調整形態を用いて使用することができ、その形態は、２００１年５月１５日に出願された発明の名称が”HIGH POWER FACTOR ELECTRONIC BALLAST WITH LOAD DEPENDENT BUS VOLTAGE REGULATION”である米国の同時継続出願第０９／８５５，４６９号に開示されている。
ｂ）電子的な安定器２００は、インダクタ電圧を積分することによってランアップ電流に絶対的な制約を課すことができる。
ｃ）電子的な安定器３００は、バス電圧の変化に応答してオンタイムを変更する線形的な帰還形態を通じて、バス電圧の変動に応答する電流のスケーリングも行う。
ｄ）電子的な安定器４００は、整流クロック信号に応答してオンタイムを減少する開ループ形態を通じて、整流中にピークインダクタ電流を制限する。
ｅ）電子的な安定器１００，２００，３００，４００は、ランプ電流又はランプ電圧の直接的な検知を必要としない。
ｆ）電子的な安定器１００，２００，３００，４００を、ＨＩＤランプや蛍光灯のような複数のタイプのアーク放電灯とともに用いることができる。
【００３７】
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施の形態によるランプランアップ電流調整を行う電子的な安定器の線形図である。
【図２】図１の電子的な安定器に対応する波形図である。
【図３】本発明の他の実施の形態によるランプランアップ電流調整を行う電子的な安定器の線形図である。
【図４】本発明の他の実施の形態によるランプランアップ電流調整を行う電子的な安定器の線形図である。
【図５】本発明の他の実施の形態によるランプランアップ電流調整を行う電子的な安定器の線形図である。
【図６】図５の電子的な安定器に対応する波形図である。
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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