(57)【要約】信号処理回路は、処理されるべき入力信号および、本回路の出力信号から引き出された帰還信号を受け取る差動ステージを含む。差動ステージは、その入力信号と帰還信号との差に対応した差信号を発生する。積分ステージは、前記差信号を受け取り、積分信号を出力する。時間連続パルス幅変調ステージは、積分信号を受け取り、連続変化キャリア信号を基準にして変調するために積分ステージに接続される。連続時間帰還経路は、変調ステージの出力部および差動ステージの入力部に結合される。積分ステージは、２段または高段の積分を与えるために、少なくとも二つの積分器を備える。
2005506727.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
処理されるべき入力信号および、本回路の出力信号から引き出された帰還信号を受け取り、その入力信号と帰還信号との差に対応した差信号を出力するための差動ステージと、
前記差信号および積分信号を受け取るために前記差動ステージに結合された積分ステージと、
積分信号を受け取り、そして、前記信号を、連続変化キャリア信号を基準にして変調するために、前記積分ステージに結合された時間連続パルス幅変調ステージと、
変調ステージの出力部および差動ステージの入力部に結合された連続時間帰還経路とを備え、
積分ステージは、２段または高段の積分を与えるために、少なくとも二つの積分器を備える信号処理回路。
【請求項２】
前記キャリア信号は、入力信号に関係しない広がったスペクトラム信号である請求項１記載の信号処理回路。
【請求項３】
変調ステージは、積分信号および基準キャリア信号を受け取るコンパレータと、前記コンパレータに、広がったスペクトラムキャリア信号に関係しない信号を供給する基準信号発生器とを備える請求項１または２記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記基準信号発生器は、信号のスペクトラムを広げるために変調されるクロックを備える請求項３記載の信号処理回路。
【請求項５】
キャリア信号のスペクトラムは、差動ステージに帰還される前の信号経路にノイズを導入することにより広げる請求項１または２記載の信号処理回路。
【請求項６】
入力部と出力部を備えるパワースイッチングステージを備え、前記入力部は変調ステージの出力部に接続され、帰還経路はスイッチングステージの出力部に接続される請求項１〜５のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項７】
積分ステージは二つ以上のカスケード接続の積分器および積分器の出力を加算する加算器を備える請求項１〜６のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項８】
前記積分器は、積分ステージを安定にするタップ変換器を通じて相互に接続される請求項７記載の信号処理回路。
【請求項９】
差動ステージおよび積分ステージは、結合された減算器/積分器の設置により、結合される請求項１〜８のいずれかに記載の信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
この発明は信号処理回路に関する。詳しくは、排他的ではないが、この発明はオーディオパワーアンプのごときアンプ回路に関する。
オーディオアンプシステムは、習慣的に用いられたリニア(クラスＡまたはクラスＡＢ)アンプを含む。リニアアンプは、しかしながら固有的に非効率である。リニアアンプの熱発散および給電要求は、特にパーソナルコンピュータおよびマルチメディアシステムのごとき現代の電子的な耐久消費の製品で問題になる。このことは、オーディオアンプへの種々の代替的のアプローチの発展に関連する。
【０００２】
このようなアプローチの一つは、“スイッチング”またはクラスＤのアンプである。本質的に、クラスＤアンプは、パルス幅変調(PWM)信号のパルス幅のデューティサイクルを変えることにより動作する。クラスＤアンプは、本質的に、オーディオ入力部とパワー出力段との間に結合された、連続時間パルス幅変調器を含む。そのパルス幅変調器は、入力オーディオ信号および、所望のスイッチング周波数(典型的に所望のオーディオ出力の周波数の１０倍以上)で連続的に変化する基準キャリア信号を受けるコンパレータを備える。
【０００３】
その基準信号は、どのような周期信号であってもよいが、通常は、連続三角波(典型的にパルス又は−５Ｖ)である。変調器の出力は、高速にスイッチングする方形波であり、出力段に供給される。その出力段のトランジスタ(典型的にHブリッジ形態のパワーモス)は、従って、大分部の時間を、完全または非完全(理想的には中間状態で決して動作しない)で動作し、このことが、パワー消費を低減し、効率を増す。その結果、出力信号は、高速でスイッチングする方形波で、そのデューティサイクルは、入力オーディオ信号の振幅に比例する。その出力は適した出力フィルタ回路を通じてスピーカに供給される。
【０００４】
通常のクラスＤアンプは、極めて高い効率を有するが、歪およびノイズ特性で比較的劣り、そのため、比較的、サウンドの質は劣る。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
アンプの改善された特性の代替のタイプは、デルタ・シグマアンプである。デルタ・シグマアンプは、クラスＤのものと同一の出力段を持つが、時間連続パルス幅変調ではなく、デルタ・シグマ変調が用いられる点で異なる。特に、デルタ・シグ変調器では、性能改善のために通常、帰還構成が用いられる。その結果、典型的なデルタ・シグマアンプは、時間量子化コンパレータを備え、これはコンパレータの出力から、減算器(ここで出力がオーディオ信号と比較されると)への帰還経路を持つ。減算器の出力は、積分ステージに供給され、その出力は、コンパレータに入力される。その積分器は、出力データストリームを調整することにより、システムが常に誤差を最小にするように、誤差電圧を積分する。
【０００６】
単純な１段のデルタ・シグマ変調器は、単一の積分器を備える。しかし、一つ以上の積分器を用いることにより、デルタ・シグマ変調器の性能を改善することは周知であるが、高段の変調器は、安定度に問題がある。特に、ｎ段のデルタ・シグマ変調器を安定化するのに必要なタップ変換器数は、帰還の有効性を減じ、そのため、安定性に必要なタップ変換器は、４段以上を採用しても利点は得られない。
【０００７】
通常のクラスＤアンプの性能を改善しても、基本的に、量子器の時間サンプリングにより、歪およびノイズがひどく深刻になる。
【０００８】
デルタ・シグマアンプの帰還に似た帰還を有するクラスＤアンプが提案されている。必然的に、これは、時間連続パルス幅変調を出力する、第１段の積分ステージを採用する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明の目的は、通常のアンプ回路と比較して、歪およびノイズを低減したパワーアンプ回路を提供することである。この発明は、しかしながらパワーアンプ回路に限定されない。従って、この発明のより一般的な目的は、改善されたノイズおよび歪特性を有する信号処理回路を提供することである。
【００１０】
この発明による信号処理回路は、
処理されるべき入力信号および、本回路の出力信号から引き出された帰還信号を受け取り、その入力信号と帰還信号との差に対応した差信号を出力するための差動ステージと、
前記差信号および積分信号を受け取るために前記差動ステージに結合された積分ステージと、
積分信号を受け取り、そして、前記信号を、連続変化キャリア信号を基準にして変調するための時間連続パルス幅変調ステージと、
変調ステージの出力部および差動ステージの入力部に結合された連続時間帰還経路とを備え、
積分ステージは、２段または高段の積分を与えるために、少なくとも二つの積分器を備える。
【００１１】
第２または高段の帰還を備えると、以下詳しく述べるように、ノイズおよび歪を無視できるレベルまで低減することにより、性能が改善される。
【発明の効果】
【００１２】
この発明の好ましい実施例によると、電磁放射の影響を減じるためにスプレッドスペクトラムキャリア信号を用いることにより、高い帰還レベルの利点をもつ。
【００１３】
この発明のこの態様は、あらゆるシステムの誤差(それに限定されないが、電源供給のユニットノイズおよび変調、無作為化のスプレッドスペクトラムを含むキャリア歪、出力ステージ誤差、デッドタイム誤差、およびコンパレータの伝播遅延のばらつき)を校正するために、連続時間PWM変調の固有の直線性と、積分ステージにより与えられた極めて高いレベルの校正帰還とを結合する。
【００１４】
たとえば、設計者は習慣的に、RFの発生および電気的ノイズの好ましくない側面の影響により、耐久消費財の電子装置内のスイッチングアンプまたはスイッチング電源の計画から避けていた。あらゆる形態のスイッチングユニットを低ノイズ、RFチューナのごときRF検出設計で実現しようとする試みすらなく、“スイッチングに基づく技術”を取り込んだ製品は、オーディオ帯域内の生成による相互変調を引き起こし、好ましくない“音のサイン”を呈する、電気的ノイズおよび放出により、悪いものと認められていた。
【００１５】
耐久消費財の電子装置では、典型的にRF帯域は250KHz〜1500KHzの“AM”帯域および、88MHz〜110MHzの“FM”帯域である。低い方の端のRFスペクトラムであるAM帯域に対して、放射の伝播効果(Hw電界)は極めて効果的である。伝わる放射に対してシールドすることはほとんど不可能であり、つまり、耐久消費財の製品の範囲から電磁成分の電界が洩れる。AM帯域の受信に対する唯一の現実的な一般解決法は、受信周波数に要求された最高周波数を超えるスイッチング周波数を採用することである。しかしながら、変調器の変調帯域(例えば200HKz)、キャリア周波数を中心として＋／−にひろがる。この結果、1600KHzまでAM受信では、スイッチング周波数は1.8MHzを上回る。最適な効率のために、スイッチング周波数は、しかしながらそのようには要求されない。
【００１６】
1.8MHzを上回るスイッチングは、AM特性を満足させるが、同じことがFM帯域にはあてはまらない。スイッチングユニットは“方形波”で動作し、これは理論上、無限の“HF”成分のスペクトラムを含む。これらの成分のより高い周波数のために、“E電界成分”の伝播が極めて有効になる。遮蔽および高段のフィルタ処理技術は、“E電界”放射問題を減じるには、長い道のりがあり、決して効果100%ではない。これらの測定は、製造コストが高過ぎ、複雑である。
【００１７】
RF放射は、高調波別に離れているので、そのRF放射は、“FM帯域”内の個別のキャリアを導入する。このことが今日の“自動選局”受信機(大きな信号強度のキャリアに対して“FM帯域”をスキャンする)に厳しい問題を引き起こす。このような受信機内のスイッチングユニットは、“自動選局”のレベルの検出で、スイッチングユニットのキャリアのRF高調波で停止し、実際に無用である。
【００１８】
この発明により与えられた、この問題への解決は、広がったスペクトラムのキャリアを用いることである。キャリアは入力信号に校正されないので、より高い周波数で、キャリアの個別の高調波は存在せず、より低いレベルのノイズが存在すめる。この背景のノイズは、受信機の信号/ノイズ比を低下させるが、同調回路は、スイッチングキャリアの存在したで正確に機能する。
【００１９】
慣習的な広げたスペクトラム技術は、高い性能、低ノイズおよびスイッチング装置のノイズに対して可能ではない。例えば、スイッチングによる電源ユニットでは、通常低いレベルの利用可能な帰還により、広がったスペクトラムキャリアが、出力ラインにLFノイズを生じる。このLFノイズの満足するフィルタ処理には、大容量の結合コンデンサおよび磁気処理が必要であり、これらは末端の装置のサイズおよび価格を決定する。同様に、スイッチングアンプでは、キャリアの変調が歪およびノイズ特性を低下させる。これらの問題は本発明により克服される。
【００２０】
広がったスペクトラムを用いることの別の利点は、オーディオ帯域内に復調されたあらゆる偽りの歪生成物の無作為化である。入力の100％ HF/RF フィルタ処理は、音質およびコストの双方の条件で実現的でない。偽りの歪生成物は、CDやDVDのようなオーディオ入力ソースに基づく“RF ノイズ性”デジタルの不使用の増加に問題を大きくしている。キャリアを無作為化することにより、その結果、偽りの相互変調生成物はもはや、ノイズの土台上で個別の音を生じさせず、効果的に、無作為化され、穏やかにノイズの土台を増し、音質の観点から好ましい状況になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
この発明の特定の実施例は、添付した図面を参照して、単なる実施例として以下に述べる。
【００２２】
図１を参照すると、図示した回路は、単一のシングル端変調器であり、これは本質的に、減算器201からなる差動ステージ、４つのカスケード接続の積分器202,204,206,208および加算器209からなる４段の積分ステージ、コンパレータ211および基準キャリア信号発生器210からなる連続時間パルス変調ステージとを備える。この変調器回路は、入力ステージ１から入力アナログ信号を受け取り、そして、変調された出力信号と共にパルスを出力ステージ２に供給する。帰還経路は、出力ステージ２と減算器201との間に与えられる。
【００２３】
動作時、出力信号は、減算器201にて、入力信号から減算され、その結果の誤差信号は、積分ステージの第１の積分器202に供給される。４個の積分器202,204,206および208は、カスケード接続され、そして、安定性を確実にするために適した値を有する減衰器であるタップ変換器203,205および207を通じて結合される。４個の積分器の出力は、加算器209で加算され、コンパレータ211の一つの入力部に供給される。コンパレータ211の第２の入力部は、信号発生器210からの連続的に変化する基準キャリア信号を受け取る。そのコンパレータは、入力信号を振幅に関して量子化し、そして、元の入力信号の変化する振幅に比例して変化するデューティサイクルによる無限の解像度の、パルス幅変調された方形波を出力する。
【００２４】
入出力ステージは、この発明が適用される特定の装置に適するように全体的に、通常に設計されてもよい。例えば、オーディオパワーアンプの装置では、入出力ステージは、通常のクラスＤのステージが、出力ステージは例えば、LC出力フィルタに結合されたパワーMOSFETのスイッチングステージからなる。このような装置では、帰還信号は、スイッチングトランジスタの出力から引き出される。同様に、変調ステージも、例えば典型的にクラスＤアンプのように通常に構成される。キャリア信号は、通常のクラスＤアンプにおける基準信号として一般的に用いられる連続三角波のように適したいずれかの周期的信号である。
【００２５】
この発明に基づく回路と、例えばクラスＤアンプに見られるような通常の変調回路との基本的な違いは、１段の積分ステージよりも、ハイレベルの帰還を備えたことであり、これにより、出力信号でノイズおよび歪を実質的に低減する。ノイズの低減は、例えば上述したモトローラの出願で開示されたような、１段の変調器から期待できるものに比べ、際立って大きい。実際、この発明では、出力ステージ、コンパレータ、電源および基準信号の歪を含む、帯域内のクラスＤノイズのすべてが無視できるレベルのまで低減された。
【００２６】
この発明は、デルタ・シグマ変調器の個別時間の量子化における固有の限定された解像度に関係する歪およびノイズを排除することにより、通常のデルタ・シグマ変調器の性能を上回る。この発明では、入力信号は振幅のみによって量子化されるため、出力は無限の時間解像度を持つ。
【００２７】
しかしながら上述したように、変調ステージおよび特にキャリア信号発生器は、RFスペクトラム内のノイズとして現れる、放射電磁による干渉を減じるために、広がったスペクトラム技術を採用するこの発明の好ましい実施例と全体的に同じであってもよい。本質的に、積分ステージにより与えられた高いレベルの全体的な帰還は、キャリア周波数を変更して、RFノイズに関係する信号およびノイズのエネルギーを広げるために、キャリア信号発生器に対して、通常の広がったスペクトラム技術の適用を可能にする。このような技術は、通信システムでは公知であるが、連続パルス幅変調回路ではこれまで適用されたことはなかった。例えば、通常のクラスＤアンプ回路では、広がったスペクトラムキャリア信号は、単に許容できないノイズをオーディオ出力信号に導入するので、注目されなかった。この発明では、しかしながら、ノイズは帰還により排除された。
【００２８】
あらゆる種類の異なる技術がキャリア信号のスペクトラムを広げるために検討されてもよい。もし生じるキャリア信号が、入力信号(例えば真にランダムあろうと、“重い”ノイズ源であろうと)に関係しない、広げられたスペクトルを持っていれば、特別の回路の制作は重要ではない。
【００２９】
この発明の特定の回路は、図２および図３に示され、これらは発明の適用を例示しており、オーディオパワーアンプ回路内にキャリアに関係した信号を含まない。
【００３０】
図２は、通常のクラスＤのＨブリッジの出力ステージでの使用に対する異なった形態の積分ステージを示す。抵抗 R1,R2,R3およびR20は、このアンプに対する帰還抵抗をなし、ゲインを決定する。U1は減算器および積分器を兼ね備える。U7は、入力セクションの顧問モード特性を維持するために反転出力を有する。R4,R5およびR22,R23は、第１のタップ変換器である。U2は２段目の積分器で、差動入力からシングル出力端への変換用積分器である。R7,R8は第２のタップ変換器を与える。U3は第３の積分器、R10,R11は第３のタップ変換器、U4は最終の積分器である。各積分器の出力は、U5により加算され、アナログ出力電圧WOPを出力する。全積分器は連続的に時間をもち、従って、出力は連続的な帰還により完全にカバーされる。
【００３１】
図３は、パルス幅変調器の図面を示す。これは、積分ステージおよび出力をとり、Hブリッジ出力の各サイド用に位相パルス幅変調信号を発生する。積分ステージの出力WOPは、抵抗r33,r20を通じて二つのコンパレータU11a,U11bに供給される。しきい値電圧は、抵抗R32,R25を通じ位相反転の三角波の混合により、効果的に変更される。このコンパレータは安価であるが、低い伝播遅延エラーを有する優れた性能を与える。Hブリッジ出力に供給するためのデジタル出力は、U12により発生される。
【００３２】
この二つの180°位相差の三角波形は、広がったスペクトラムVCOからの3.5MHzのクロック入力から発生される。これはフリップフロップU9により二で分周され、1.75MHzになる。これはコンプリメンタリな方形波出力を持ち、U6,U10に供給される。これらは、方形波を三角波に変換する。
【００３３】
上述したこの発明の実施例では、キャリアスペクトラムは、クロックを変調することにより広げられる。一つの可能な代替は、例えば整形ノイズ源を変調器の出力に加算することにより、ノイズをオーディオ経路に導入する。
【００３４】
多くの変形例より理解されるように、上述した詳細な回路を形成できる。多種多様な応用においてこの発明を実施して適した回路を設計できることが当業者には明らかである。特に、この発明は、オーディオアンプシステムに限定されず、例えば、スイッチング電源ユニットのようなスイチング信号変調を要求するあらゆる装置に適用できる。この発明の他の多くの可能な適用は、等業者には明白である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明を具体化した変調器回路の簡略ブロック図
【図２】図１の回路の積分ステージの一つの好ましい実施例の回路図
【図３】図１の回路の変調ステージの一つの好ましい実施例の回路図
【符号の説明】
【００３６】
１  入力ステージ
２  出力ステージ
201  減算器
202〜208  積分器
209  加算器
210  信号発生器
211  コンパレータ
【図１】
2005506727.tif 000003
【図２】
2005506727.tif 000004
【図３】
2005506727.tif 000005
【国際公開パンフレット】
2005506727.tif 000006
2005506727.tif 000007
2005506727.tif 000008
2005506727.tif 000009
2005506727.tif 000010
2005506727.tif 000011
2005506727.tif 000012
2005506727.tif 000013
2005506727.tif 000014
2005506727.tif 000015
2005506727.tif 000016
2005506727.tif 000017
2005506727.tif 000018
2005506727.tif 000019
【手続補正書】
【提出日】平成14年11月25日(2002.11.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
処理されるべき入力信号および、本回路の出力信号から引き出された帰還信号を受け取り、その入力信号と帰還信号との差に対応した差信号を出力するための差動ステージと、
前記差信号および積分信号を受け取るために前記差動ステージに結合された積分ステージと、
積分信号を受け取り、そして、前記信号を、入力信号に関係しない、連続的に変化する広がったスペクトラムキャリア信号を基準にして変調するために、前記積分ステージに結合された時間連続パルス幅変調ステージと、
変調ステージの出力部および差動ステージの入力部に結合された連続時間帰還経路とを備え、
積分ステージは、２段または高段の積分を与えるために、少なくとも二つの積分器を備える信号処理回路。
【請求項２】
変調ステージは、積分信号および基準キャリア信号を受け取るコンパレータと、前記コンパレータに、広がったスペクトラムキャリア信号に関係しない信号を供給する基準信号発生器とを備える請求項１記載の信号処理回路。
【請求項３】
前記基準信号発生器は、信号のスペクトラムを広げるために変調されるクロックを備える請求項２記載の信号処理回路。
【請求項４】
キャリア信号のスペクトラムは、差動ステージに帰還される前の信号経路にノイズを導入することにより広げる請求項１記載の信号処理回路。
【請求項５】
入力部と出力部を備えるパワースイッチングステージを備え、前記入力部は変調ステージの出力部に接続され、帰還経路はスイッチングステージの出力部に接続される請求項１〜４のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項６】
積分ステージは二つ以上のカスケード接続の積分器および積分器の出力を加算する加算器を備える請求項１〜５のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項７】
前記積分器は、積分ステージを安定にするタップ変換器を通じて相互に接続される請求項６記載の信号処理回路。
【請求項８】
差動ステージおよび積分ステージは、結合された減算器/積分器の設置により、結合される請求項１〜７のいずれかに記載の信号処理回路。
【国際調査報告】
2005506727.tif 000020
2005506727.tif 000021
2005506727.tif 000022