(57)【要約】（差動４相）位相シフトキーイング復調器（４）と、デコーダ（１９）から成る差動検出器（１０）とを有する受信器は、デコード処理を改善し不正確な決定の数を減少させるために、干渉項（の一部）についてデコーダ出力信号を補償するための非線形補償器（２０）を備える。非線形補償器（２０）は、デコーダ出力信号の項の係数を推定するためのチャネル推定器（２２）と、前記デコーダ出力信号の項を除去するための除去器（２１、２３）とを有する。前記受信器は、Bluetooth環境用に設計される。前記デコーダ出力信号ｕｋ＝Ａｂｋ＋Ｂｂｋ−１＋Ｃｂｋ＋１＋Ｄｂｋ＊＋Ｅｂｋ−１ｂｋ＋Ｆｂｋｂｋ＋１＋Ｇｂｋ−１ｂｋｂｋ＋１＋Ｈのうち、ｕｋからｂｋを抽出することの複雑さを低減させるために、除去器はＨ項及びＢ項を除去する。スライサは、前記補償されたデコーダ出力信号をスライシングし、デコーダ出力信号のとり得る値が互いからより良く区別され得るように前記デコーダ出力信号を更に補償する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調されたコード化された信号を受信するための受信器であって、前記信号を復調するための位相シフトキーイング復調器と、前記信号をデコードするための差動検出器とを有する受信器において、前記差動検出器は、デコーダ出力信号を補償するための、デコーダに結合された非線形補償器を有することを特徴とする受信器。
【請求項２】
前記非線形補償器は、前記デコーダ出力信号の少なくとも１つの項の少なくとも１つの係数を推定するためのチャネル推定器と、前記デコーダ出力信号の少なくとも１つの項を除去するための除去器とを有することを特徴とする、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記受信器は、Bluetooth環境用に設計されることを特徴とする、請求項２に記載の受信器。
【請求項４】
前記デコーダ出力信号は、ｕｋ＝Ａｂｋ＋Ｂｂｋ−１＋Ｃｂｋ＋１＋Ｄｂｋ＊＋Ｅｂｋ−１ｂｋ＋Ｆｂｋｂｋ＋１＋Ｇｂｋ−１ｂｋｂｋ＋１＋Ｈとして定義され、前記除去器はＨ項を除去することを特徴とする、請求項３に記載の受信器。
【請求項５】
前記除去器は、前記Ｈ項が除去されるように前記デコーダ出力信号を前記Ｈ項と結合させるために、前記チャネル推定器からＨ係数を受信する結合器を有することを特徴とする、請求項４に記載の受信器。
【請求項６】
前記デコーダ出力信号は、ｕｋ＝Ａｂｋ＋Ｂｂｋ−１＋Ｃｂｋ＋１＋Ｄｂｋ＊＋Ｅｂｋ−１ｂｋ＋Ｆｂｋｂｋ＋１＋Ｇｂｋ−１ｂｋｂｋ＋１＋Ｈとして定義され、前記除去器はＢｂｋ−１項を除去することを特徴とする、請求項３に記載の受信器。
【請求項７】
前記除去器は、前記Ｂｂｋ−１項が除去されるように前記デコーダ出力信号を前記Ｂｂｋ−１項と結合させるために、前記チャネル推定器からのＢ係数と、ＴＳだけ遅延された前記非線形補償器の出力部からのｂｋ−１信号との積を受信する結合器を有することを特徴とする、請求項６に記載の受信器。
【請求項８】
前記除去器は、前記補償されたデコーダ出力信号をスライシングするために、前記結合器と前記非線形補償器の出力部との間に配置されたスライサを有することを特徴とする、請求項７に記載の受信器。
【請求項９】
変調されたコード化された信号を受信するための受信器における利用のための非線形補償器であって、前記受信器は、前記信号を復調するための位相シフトキーイング復調器と、前記信号をデコードするための差動検出器とを有する非線形補償器において、前記差動検出器は、デコーダ出力信号を補償するための、デコーダに結合された前記非線形補償器を有することを特徴とする非線形補償器。
【請求項１０】
変調されたコード化された信号を送信するための差動コーダと位相シフトキーイング変調器とを持つ送信器を有し、前記信号を復調するための位相シフトキーイング復調器と前記信号をデコードするための差動検出器とを持つ前記変調されたコード化された信号を受信するための受信器を有する送受信器において、前記差動検出器は、デコーダ出力信号を補償するためのデコーダに結合された非線形補償器を有することを特徴とする送受信器。
【請求項１１】
変調されたコード化された信号を受信するための方法であって、位相シフトキーイング復調によって前記信号を復調するステップと、前記信号をデコードするステップとを有する方法において、前記デコードするステップは、前記デコードされた信号を非線形に補償するサブステップを有することを特徴とする方法。
【請求項１２】
変調されたコード化された信号を受信するためのプロセッサプログラムであって、位相シフトキーイング復調によって前記信号を復調する機能と、前記信号をデコードする機能とを有するプロセッサプログラムにおいて、前記デコードする機能は、前記デコードされた信号を非線形に補償するサブ機能を有することを特徴とするプロセッサプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調されたコード化された信号を受信するための受信器であって、前記信号を復調するための位相シフトキーイング復調器と、前記信号をデコードするための差動検出器とを有する受信器に関する。
【０００２】
本発明はまた、変調されたコード化された信号を受信するための受信器における利用のための非線形補償器であって、前記受信器は、前記信号を復調するための位相シフトキーイング復調器と、前記信号をデコードするための差動検出器とを有する非線形補償器に関する。また本発明は、変調されたコード化された信号を送信するための差動コーダと位相シフトキーイング変調器とを持つ送信器を有し、前記信号を復調するための位相シフトキーイング復調器と前記信号をデコードするための差動検出器とを持つ前記変調されたコード化された信号を受信するための受信器を有する送受信器に関する。また本発明は、変調されたコード化された信号を受信するための方法であって、位相シフトキーイング復調によって前記信号を復調するステップと、前記信号をデコードするステップとを有する方法に関する。また本発明は、変調されたコード化された信号を受信するためのプロセッサプログラムであって、位相シフトキーイング復調によって前記信号を復調する機能と、前記信号をデコードする機能とを有するプロセッサプログラムに関する。
【背景技術】
【０００３】
かような受信器は、例えば１又は１０メートルのような短い距離での無線通信のための消費者向け製品において利用される送受信器の一部を形成する。前記位相シフトキーイング復調器は、例えばπ／４差動４相位相シフトキーイング復調器（Π／４−ＤＱＰＳＫ復調器）を有する差動４相位相シフトキーイング復調器に対応する。
【０００４】
先行技術の受信器は、米国特許US6,127,884より知られている。本特許文献は該文献の図１において、変調されたコード化された信号を受信するための受信部を持つ送受信器を開示している。前記受信部は、２つの混合器と前記信号を復調するための位相シフタとから成る差動４相位相シフトキーイング復調器と、前記信号をデコードするための差動検出器とを有する。かような送受信器は更に、前記変調されたコード化された信号を送信するための、エンコーダ及び変調器を有する送信部を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
この知られた受信器は特に、干渉項を有するデコーダ出力信号の結果として、前記デコード処理が不正確な決定を有し得るという点で不利である。
【０００６】
本発明の目的は特に、前記デコード処理が改善された、最初の段落に記載された受信器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による受信器は、前記差動検出器が、デコーダ出力信号を補償するための、デコーダに結合された非線形補償器を有することを特徴とする。
【０００８】
前記デコーダ出力信号を補償する前記非線形補償器は、例えば前記デコーダ出力信号中に存在する干渉項（の一部）を少なくとも部分的に補償する。結果として、前記デコード処理はより少ない不正確な決定を有することとなる。
【０００９】
本発明は特に、前記デコーダ出力信号が不正確な決定に帰着する干渉項を有し得るという洞察に基づく。本発明はまた特に、これらの干渉項が少なくとも部分的に補償され得るという基本的な着想に基づく。
【００１０】
本発明は特に、改善されたデコード処理を備える受信器を提供するという課題を解決し、特に前記デコード処理がより少ない不正確な決定を有するという点で有利である。
【００１１】
請求項２において定義されるような、本発明による受信器の第１の実施例は、前記非線形補償器が、前記デコーダ出力信号の少なくとも１つの項の少なくとも１つの係数を推定するためのチャネル推定器と、前記デコーダ出力信号の少なくとも１つの項を除去するための除去器とを有する点で有利である。
【００１２】
前記チャネル推定器は、前記デコーダ出力信号の１以上の干渉項、及びことによると１以上の非干渉項の係数を推定する。前記除去器は、前記デコーダ出力信号の少なくとも１つの干渉項を除去する。
【００１３】
請求項３において定義されるような、本発明による受信器の第２の実施例は、前記受信器がBluetooth環境のために設計される点で有利である。
【００１４】
前記受信器は、前記Π／４−ＤＱＰＳＫ復調器を有し、前記デコーダと前記非線形補償器とは、１Ｍｂｉｔ／ｓで２．４５ＧＨｚ帯域において知られたガウシアン（Gaussian）周波数シフトキーイング（Ｇ−ＦＳＫ）技術に比べて、少なくともこのビット速度の２倍（例えば２Ｍｂｉｔ／ｓ）での送信を可能とする。
【００１５】
請求項４において定義されるような、本発明による受信器の第３の実施例は、前記デコーダ出力信号が、ｕｋ＝Ａｂｋ＋Ｂｂｋ−１＋Ｃｂｋ＋１＋Ｄｂｋ＊＋Ｅｂｋ−１ｂｋ＋Ｆｂｋｂｋ＋１＋Ｇｂｋ−１ｂｋｂｋ＋１＋Ｈとして定義され、前記除去器がＨ項を除去する点で有利である。
【００１６】
前記Ｈ項の除去は、ｕｋからｂｋを抽出することの複雑さを減少させる。ｂｋ−１及び／又はｂｋ及び／又はｂｋ＋１と結合されていない唯一の項である該Ｈ項は、有利に除去されることができる。より一般的には、ｕｋ＝ｆ（ｂｋ−１，ｂｋ，ｂｋ＋１）＋Ｈであり、ここでＨが除去／補償される。
【００１７】
請求項５において定義されるような、本発明による受信器の第４の実施例は、前記除去器が、前記Ｈ項が除去されるように前記デコーダ出力信号を前記Ｈ項と結合させるために、前記チャネル推定器からＨ係数を受信する結合器を有する点で有利である。
【００１８】
前記結合器は、正の（即ち元の）Ｈ係数を受信して当該正のＨ係数を前記デコーダ出力信号から減算するか、又は負の（即ち反転された）Ｈ係数を受信して当該負のＨ係数を前記デコーダ出力信号に加算する。
【００１９】
請求項６において定義されるような、本発明による受信器の第５の実施例は、前記デコーダ出力信号が、ｕｋ＝Ａｂｋ＋Ｂｂｋ−１＋Ｃｂｋ＋１＋Ｄｂｋ＊＋Ｅｂｋ−１ｂｋ＋Ｆｂｋｂｋ＋１＋Ｇｂｋ−１ｂｋｂｋ＋１＋Ｈとして定義され、前記除去器がＢｂｋ−１項を除去する点で有利である。
【００２０】
前記Ｂｂｋ−１項の除去は、ｕｋからｂｋを抽出することの複雑さを減少させる。より一般的には、ｕｋ＝ｆ（ｂｋ−１，ｂｋ，ｂｋ＋１）＋Ｈであり、ここで前記Ｂｂｋ−１項が除去／補償される。
【００２１】
請求項７において定義されるような、本発明による受信器の第６の実施例は、前記除去器が、前記Ｂｂｋ−１項が除去されるように前記デコーダ出力信号を前記Ｂｂｋ−１項と結合させるために、前記チャネル推定器からのＢ係数と、ＴＳだけ遅延された前記非線形補償器の出力部からのｂｋ−１信号との積を受信する結合器を有する点で有利である。
【００２２】
前記結合器は、正の（即ち元の）積を受信して当該積を前記デコーダ出力信号から減算するか、又は負の（即ち反転された）積を受信して当該負の積を前記デコーダ出力信号に加算する。
【００２３】
請求項８において定義されるような、本発明による受信器の第７の実施例は、前記除去器が、前記補償されたデコーダ出力信号をスライシングするために、前記結合器と前記非線形補償器の出力部との間に配置されたスライサを有する点で有利である。
【００２４】
前記スライサは、前記デコーダ出力信号のとり得る値が互いからより良く区別されるように前記デコーダ出力信号を更に補償する。差動４相位相シフトキーイング復調の場合には、とり得る値の数は４に等しい。差動位相シフトキーイング復調の場合には、とり得る値の数は２に等しい。８相位相シフトキーイング復調の場合には、とり得る値の数は８に等しい、等である。
【００２５】
全て複素領域において演算する、前記減算／加算のための結合器及び乗算して前記積を生成するための乗算器のため、各複素結合（減算／加算）は２つの実結合を有し、各複素乗算は４つの実乗算と３つの実結合とを有することは留意されるべきである。
【００２６】
本発明による非線形補償器、本発明による送受信器、本発明による方法、及び本発明によるプロセッサプログラムの実施例は、本発明による受信器の実施例に対応する。
【００２７】
本発明のこれらの及び他の態様は、以下に説明される実施例を参照しながら説明され明らかとなるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１は、アンテナと結合され、受信インタフェース３（例えばフィルタ、プリアンプ等）の入力部に結合された出力部を持つアンテナインタフェース２を有する送受信器１を開示する。受信インタフェース３の出力部は、（π／４−）差動４相位相シフトキーイング復調器４又は（Π／４−）ＤＱＰＳＫ復調器４の入力部に結合される。当該復調器４の出力部は、更なる受信インタフェース５（例えば更なるフィルタ、更なるアンプ、変換器等）の入力部に結合される。受信インタフェース５の出力部は、差動検出器１０の入力部に結合される。受信インタフェース３、（Π／４−）ＤＱＰＳＫ復調器４、更なる受信インタフェース５及び差動検出器１０は、合わせて受信器（の一部）を形成する。
【００２９】
アンテナインタフェース２は、送信インタフェース６（例えばフィルタ、アンプ等）の出力に結合された入力部を持つ。送信インタフェース６の入力部は、（π／４−）差動４相位相シフトキーイング変調器７又は（Π／４）ＤＱＰＳＫ変調器７の出力部に結合される。当該変調器７の入力部は、更なる送信インタフェース８（例えば更なるフィルタ、更なるアンプ、変換器等）の出力部に結合される。送信インタフェース８の入力部は、差動コーダ３０の出力部に結合される。送信インタフェース６、（Π／４−）ＤＱＰＳＫ変調器７、更なる送信インタフェース８及び差動コーダ３０は、合わせて送信器（の一部）を形成する。
【００３０】
差動検出器１０は入力インタフェース１１を有する。入力インタフェース１１の入力部は、差動検出器１０の入力部に結合される。入力インタフェース１１の出力部は、第１の乗算器１２の第１の入力部及び第１の遅延ブロック１３の入力部に結合される。第１の遅延ブロック１３の出力部は、共役ブロック１４の入力部に結合される。共役ブロック１４の出力部は、第１の乗算器１２の第２の入力部に結合される。第１の乗算器１２の出力部は、サンプラ１５の入力部に結合される。サンプラ１５の出力部は、非線形補償器２０の入力部に結合される。入力インタフェース１１、第１の乗算器１２、第１の遅延ブロック１３、共役ブロック１４及びサンプラ１５は、合わせてデコーダ１９（の一部）を形成する。
【００３１】
非線形補償器２０は第１の結合器２１を有する。第１の結合器２１の第１の入力部は、非線形補償器２０の前記入力部に結合される。非線形補償器２０はチャネル推定器２２を有する。チャネル推定器２２の入力部は、非線形補償器２０の前記入力部に結合される。チャネル推定器２２の第１の入力部は、第１の結合器２１の第２の入力部に結合される。チャネル推定器２２の第２の出力部は、第２の乗算器２４の第１の入力部に結合される。第１の結合器２１の出力部は、第２の結合器２３の第１の入力部に結合される。第２の結合器２３の第２の入力部は、第２の乗算器２４の出力部に結合される。第２の結合器２３の出力部は、スライサ２５の入力部に結合される。スライサ２５の出力部は、第２の遅延ブロック２６の入力部に結合される。第２の遅延ブロック２６の出力部は、第２の乗算器２４の第２の入力部に結合される。第１の結合器２１及び第２の結合器２３は、合わせて除去器の（一部）を形成する。
【００３２】
スライサ２５の出力部は、非線形補償器２０及び差動検出器１０の出力部を形成し、データプロセッサ４０の入力部に結合される。データプロセッサ４０の出力部は、差動コーダ３０の入力部に結合される。差動コーダ３０はエンコーダ３２を有し、エンコーダ３２の入力部は差動コーダ３０の前記入力部を形成する。エンコーダ３２の出力部は（例えばフィルタ等のような）出力インタフェース３１の入力部に結合される。出力インタフェース３１の出力部は、差動コーダ３０の出力部を形成する。
【００３３】
本発明による受信器３、４、５及び１０並びに本発明による非線形補償器２０を有する送受信器１は、以下のように機能する。他の送受信器の他の送信器からの信号であって、他の差動コーダによりコード化され、他の差動４相位相シフトキーイング変調器により変調された（全て図示されていない）信号は、アンテナインタフェース２におけるアンテナを介して到着し、復調を受けるために受信インタフェース３を介して復調器４に流れる。復調の後、前記復調されたが依然としてコード化されている信号は、更なる受信インタフェース５を介して差動検出器１０へと流れる。差動検出器１０において、これらのコード化された信号はデコーダ１９によってデコードされ、次いで非線形補償器２０によって補償される。
【００３４】
デコーダ１９は、入力インタフェース１１を介して前記コード化された信号をインタフェース接続し、次いで前記インタフェース接続されたコード化された信号を、共役ブロック１４によって複素共役化され第１の遅延ブロック１３によって（例えば記号周期に対応する）時間間隔ＴＳだけ遅延されたコード化された信号と、第１の乗算器１２によって乗算することにより、前記コード化された信号をデコードする。最後に、前記乗算の結果の信号は、デコーダ出力信号を得るためにサンプラ１５によってサンプリングされる。
【００３５】
当該デコーダ出力信号は、例えばｕｋ＝Ａｂｋ＋Ｂｂｋ−１＋Ｃｂｋ＋１＋Ｄｂｋ＊＋Ｅｂｋ−１ｂｋ＋Ｆｂｋｂｋ＋１＋Ｇｂｋ−１ｂｋｂｋ＋１＋Ｈとして定義される。ここでｂｋ−１は１時間間隔ＴＳだけ遅延されたｂｋ信号であり、ｂｋ＊はｂｋ信号の複素共役である。またＡｂｋは非干渉項であり、ここでＡは非干渉係数である。他の全ての項は干渉項であり、Ｂ乃至Ｈは干渉係数である等する。前記デコーダ出力信号は、第１の結合器２１及びチャネル推定器２２に供給される。チャネル推定器２２は、Ｈ係数を推定し、該Ｈ係数を第１の結合器２１に供給する。第１の結合器２１は、前記Ｈ係数を前記デコーダ出力信号に加算（前記Ｈ係数が反転され供給された場合）、又は前記デコーダ出力信号から減算（前記Ｈ係数が反転されずに供給された場合）する。結果として、前記Ｈ項が除去される。
【００３６】
前記Ｈ項の前記除去は、ｕｋからｂｋを抽出することの複雑さを低減させる。ｂｋ−１及び／又はｂｋ及び／又はｂｋ＋１と結合されていない唯一の項である前記Ｈ項は、有利に除去されることができる。より一般的には、ｕｋ＝ｆ（ｂｋ−１，ｂｋ，ｂｋ＋１）＋Ｈであり、ここでＨは除去／補償される。
【００３７】
チャネル推定器２２は更にＢ係数を推定し、該Ｂ係数を第２の乗算器２４に供給する。第２の乗算器２４は、前記Ｂ係数を、第２の遅延ブロック２６からのｂｋ−１信号と乗算する（ここでｂｋ−１は第２の遅延ブロック２６によって１時間間隔ＴＳだけ遅延されたｂｋ信号）。次いで該乗算結果を、前記Ｈ項が既に除去された前記デコーダ出力信号に加算（前記Ｂ係数が反転され供給された場合）、又は該デコーダ出力信号から減算（前記Ｂ係数が反転されずに供給された場合）する。結果として、Ｂｂｋ−１項全体もまた除去される。
【００３８】
前記Ｂｂｋ−１項の前記除去は、ｕｋからｂｋを抽出することの複雑さを低減させる。より一般的には、ｕｋ＝ｆ（ｂｋ−１，ｂｋ，ｂｋ＋１）＋Ｈであり、ここでＢｂｋ−１項は除去／補償される。
【００３９】
スライサ２５は、前記補償されたデコーダ出力信号をスライシングする。当該スライシングは、前記デコーダ出力信号のとり得る値が互いからより良く区別され得るようにする、前記デコーダ出力信号の更なる補償と考えられ得る。
【００４０】
非線形補償器２０の出力部における前記補償されたデコーダ出力信号は、例えば閾値検出器又は等価ユニットを介して受信された記号に関する決定を為すために、及び例えば更なるデータ処理の目的のために、データプロセッサ４０（例えば記号−ビット変換器を有する）に供給される。
【００４１】
例えばデータプロセッサ４０からのｂｎ信号として定義される、他の送受信器の他の受信器（共に図示されていない）に送信されるべき信号は、差動コーダ３０のエンコーダ３２によってコード化され、例えばｃｎ＝ｃｎ−１ｂｎとして定義され、変調を受けるために変調器７へと出力インタフェース３１及び更に送信インタフェース８を介して流れる。変調の後、前記変調されたコード化された信号は、送信されるために送信インタフェース６及びアンテナインタフェース２を介して前記アンテナへと流れる等する。
【００４２】
本発明は特に、前記デコーダ出力信号が、不正確な決定に帰着する干渉項を有し得るという洞察に基づき、また特にこれらの干渉項（の一部）が少なくとも部分的に補償され得るという基本的な着想に基づく。
【００４３】
本発明は特に、改善されたデコード処理を持つ受信器を提供するという問題を解決し、特に前記デコード処理がより少ない不正確な決定を有する点において有利である。
【００４４】
前記受信器は前記Π／４−ＤＱＰＳＫ復調器を有し、前記デコーダ及び前記非線形補償器は、１Ｍｂｉｔ／ｓで２．４５ＧＨｚ帯域において知られたガウシアン周波数シフトキーイング（Ｇ−ＦＳＫ）技術に比べて、少なくともこのビット速度の２倍（例えば２Ｍｂｉｔ／ｓ）での送信を可能とする。
【００４５】
全て複素領域において演算する、前記減算／加算のための結合器及び乗算して前記積を生成するための乗算器のため、各複素結合（減算／加算）は２つの実結合を有し、各複素乗算は４つの実乗算と３つの実結合とを有することは留意されるべきである。
【００４６】
前記チャネル推定器は一般的に知られたものであり、例えば送信器から受信器に周期的に送られる、前記受信器において事前に知られた独自のトレーニングシーケンスの利用に基づくものである。前記復調器、変調器、インタフェース、乗算器、結合器、遅延ブロック、共役ブロック、サンプラ、スライサ及びエンコーダは、それぞれ自体一般的に知られたものである。前記送受信器は例えば、ラップトップ型コンピュータのカード、モバイル電話、プリンタ、ハンドヘルド型装置、ディジタルカメラ、ヘッドセット、ＩＳＤＮアクセスポイント、車内用サブシステム、工業的応用及び／又はオーディオ／ビデオ関係の機器のための無線機の一部を形成する。
【００４７】
特にデコーダ１９及び／又は非線形補償器２０（の一部）は、データプロセッサ４０と適切に一体化させられ得る。特にデコーダ１９及び／又は非線形補償器２０においては、各ブロックは１００％ハードウェアであっても良いし、１００％ソフトウエアであっても良いし、両方の組み合わせであっても良い。
【００４８】
非線形補償器の利用の利益は、４Ｍｂｉｔ／ｓ又は１０Ｍｂｉｔ／ｓのような、より高いビット速度が追求される場合に、より明らかとなる。これらの環境の下では、前記Ａ乃至Ｈの推定が、より複雑な補償を提供するために利用されることができ、前記送受信器の動作を更に改善させる。
【００４９】
一般に、パケットのプリアンブルは、前記受信器におけるチャネル推定を支援するために利用される。前記プリアンブルは、前記受信器において事前に知られた、変調された記号に変換された一定の数のビットを有する。
【００５０】
＜ｘｋ−Ｍ＞＝１／Ｎ・（ｘｉ−Ｍのｉ＝０からｉ＝Ｎ−１までの合計）を、所定の一般的な遅延Ｍにおける最初のＮ個のサンプルの平均関数とする。
【００５１】
７つの平均項が導入される（これら７つの平均項は前記チャネル推定器において計算されるべきである）。
μ１＝＜ｕｋ＞
μ２＝＜ｂｋ ｕｋ＞
μ３＝＜ｂｋ−１ ｕｋ＞
μ４＝＜ｂｋ＋１ ｕｋ＞
μ５＝＜ｂｋｂｋ−１
ｕｋ＞
μ６＝＜ｂｋｂｋ＋１
ｕｋ＞
μ７＝＜ｂｋ−１ ｂｋ
ｂｋ＋１ ｕｋ＞
【００５２】
このとき、知られたプリアンブルのシーケンス及びｕｋの構造を考慮に入れると、係数Ａ乃至Ｈは以下のように表現されることができる。
Ａ＝ｆ１（μ）
Ｂ＝ｆ２（μ）
Ｃ＝ｆ３（μ）
Ｄ＝Ｇ＊
Ｅ＝ｆ４（μ）
Ｆ＝ｆ５（μ）
Ｇ＝ｆ６（μ）
Ｈ＝ｆ７（μ）
ここで、ｆ１乃至ｆ７は、知られたプリアンブルのシーケンス特性及びｕｋの構造から得られる関数であり、μ＝｛μ１，μ２，μ３，μ４，μ５，μ６，μ７｝である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明による非線形補償器を有する本発明による受信器をブロック図の形で示す。
【図１】
2005535249.tif 000003
【国際調査報告】
2005535249.tif 000004
2005535249.tif 000005
2005535249.tif 000006