(57)【要約】本発明は、デジタル値をアナログ量に変換するデジタル・アナログ変換器に関し、前記変換器は、前記アナログ量の値を示す出力電流を生成するため前記デジタル値に応じて切り替えられる電流源を具備する。前記変換器は、前記出力電流に付加される補正電流を生成する手段を具備し、前記補正電流が前記出力電流の二乗に比例する成分を含む。
2005535215.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル値をアナログ量に変換するデジタル・アナログ変換器であって、
前記アナログ量の値を示す出力電流を生成するため前記デジタル値に応じて切り替えられる電流源を具備し、
前記出力電流に付加される補正電流を生成する手段を具備し、
前記補正電流が前記出力電流の二乗に比例する成分を含む、
デジタル・アナログ変換器。
【請求項２】
前記生成手段の上流に配置された差動増幅段をさらに具備し、
減衰段が前記アナログ量に比例する出力信号を前記生成手段へ供給する、
請求項１に記載の変換器。
【請求項３】
前記差動増幅段が周波数に応じて増幅率を増加させる容量素子を具備する、請求項２に記載の変換器。
【請求項４】
前記生成手段が前記補正電流を生成するためのギルバートセルを具備する、請求項１から３のいずれか一項に記載の変換器。
【請求項５】
デジタル値をアナログ量に変換するデジタル・アナログ変換器を含む集積回路であって、
前記変換器が前記アナログ量の値を示す出力電流を生成するため前記デジタル値に応じて切り替えられる電流源を具備し、
前記変換器が前記出力電流に付加される補正電流を生成する手段を具備し、
前記補正電流が前記出力電流の二乗に比例する成分を含む、
集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログ量の値を示す出力電流を生成するためデジタル値に応じて切り替えられる電流源を具備した、デジタル値をアナログ量に変換するデジタル・アナログ変換器に関する。
【０００２】
本発明は、特に、温度測定タイプまたはセグメントタイプの構成を有するデジタル・アナログ変換器の多くの事例において適用されうる。
【背景技術】
【０００３】
一部のデジタル・アナログ変換器アーキテクチャは、出力負荷における複数台の電流源の切り替えに基づいている。たとえば、温度測定またはセグメントタイプのアーキテクチャを有する変換器において同時に切り替えられる電流源の台数は変換されるべきデジタル入力値に一致する。
【０００４】
図１は、デジタル・アナログ変換器で使用される、電流Ｉを出力負荷Ｒへ流す従来型のスイッチを表す。このスイッチは、変換されるべきデジタル値から取り出された制御信号Ｕｃによって制御されるバイポーラトランジスタＴＡおよびＴＢを具備した差動構造により構成される。このスイッチの機能は、したがって、制御信号Ｕｃによって制御されるスイッチＳＷと等価である。
【０００５】
スイッチングトランジスタＴＡ−ＴＢが切り替えられるとき、トランジスタに現れるアーリー効果は、スイッチの動的特性を最良にモデル化するため考慮する必要がある。低周波数で、アーリー効果はアーリー抵抗として知られた抵抗Ｒｐの形で現れ、トランジスタのコレクタとエミッタとの間に高い一定値が得られる。より高周波数で、スイッチの浮遊容量効果（トランジスタＴＡ−ＴＢの接合容量、スイッチを構成する素子間の相互接続容量は電流源Ｉと並列に置かれた容量Ｃｐと等価である）は、周波数と共に減少する値をもつインピーダンスによって現れる。浮遊容量効果と組み合わされたアーリー効果は、したがって、図２に表されるような低域通過フィルタの特性を有する浮遊インピーダンスＺと等価である。この浮遊インピーダンスはデジタル・アナログ変換の直線性を悪くする。
【０００６】
切り替え式電流源を使用し、アーリー抵抗を出現させてデジタル・アナログ変換器の非直線性を制限する解決策が知られている。特に、出力側から見たスイッチのインピーダンスを増加させるため、各電流源とスイッチングトランジスタとの間にカスコードタイプの付加的な段を挿入可能である。
【０００７】
しかし、デジタル・アナログ変換器の直線性を改善するこれらの手段には限界がある。
【０００８】
実際には、この従来の解決策はスイッチと同数の多数の付加的な回路を関連付けることが必要である。大電流を出力可能である電源がこれらの付加的な回路に給電するため必要になり、これが変換器のサイズを増大させ、変換器を集積回路に集積化することを困難にさせる。
【０００９】
その上、これらの多数の付加的な回路の浮遊効果は変換器全体の機能を妨げる。
【００１０】
最終的に、これらの多数の付加的な回路はこれらのデジタル・アナログ変換器のコストを増加させる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の目的は、切り替え式電流源を具備したデジタル・アナログ変換器の非直線性を改善する経済的な解決策を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この目的のため、本発明は、変換器が、前記出力電流の二乗に比例する成分を含み、前記出力電流に付加される補正電流を生成する手段を具備することを特徴とする。
【００１３】
この生成手段は変換器の出力側から見た浮遊インピーダンス内の漏れ電流を補償し、この場合に浮遊インピーダンスは各スイッチのアーリー抵抗を並列に置くことに相当する。この目的のため、浮遊インピーダンス内を流れる漏れ電流と大きさが等しく、向きが反対である補正電流が変換器の出力に再注入される。漏れ電流は切り替え式電流源の台数の二乗に比例するので、補正電流は変換器の出力電位の二乗から得られる点が有利である。かくして、変換器の出力に接続された負荷抵抗は、切り替え式電流源から与えられ、変換器を流れる電流の総計を有する。アーリー抵抗に関連した効果はしたがって打ち消され、これは、デジタル・アナログ変換器の直線性を保証する。換言すると、負荷抵抗の端子の電圧は変換されるべきデジタル値に比例する。デジタル信号の周波数の２倍の周波数に関して、すなわち、２次高調波に関して、デジタル・アナログ変換器のデシベルの利得は著しく改善される。
【００１４】
従来技術に対して、１台だけの補正装置が各スイッチのアーリー抵抗の累積的な効果を補正するため必要である。したがって、このような解決策は、小型化をもたらし、費用効果が優れている。
【００１５】
漏れ電流の補正は切り替え式電源の台数を考慮するので、変換器の直線性はその変換ダイナミックレンジの全域で改善される。
【００１６】
本発明は、また、変換器が前記生成手段の上流に配置された差動増幅器段を具備し、減衰器段が前記アナログ量に比例する出力信号を前記生成手段へ与えることを特徴とする。
【００１７】
この段は浮遊インピーダンス内を流れる漏れ電流を正確に補償するため変換器の出力に再注入されるべき電流の割合を調整することが可能である。その差動構造は同相信号除去比を改善する。
【００１８】
本発明は、また、変換器の差動増幅段が周波数に応じて増幅率を増加させる容量素子を具備することを特徴とする。
【００１９】
差動増幅段の入力に配置された容量素子は、周波数に応じて浮遊インピーダンスの減少を補償するようにこの段の周波数利得を変えることが可能である。したがって、高周波数の場合、より増幅率の高い補正電流が変換器の出力に再注入される。これにより、変換器の直線性が低周波数だけでなく高周波数でも保証される。
【００２０】
本発明は、また、変換器が前記補正電流を生成するギルバートセルを具備することを特徴とする。
【００２１】
この実施の選択により、かなり大きい振幅の電圧信号から小さい補正電流を生成することが可能になる。ギルバートセルの出力に生成された補正電流は、これにより、変換器の出力における漏れ電流を正確に補償することを可能にさせ、これはデジタル・アナログ変換器の直線性を改善するため十分に寄与する。
【００２２】
本発明は、また、上記の特性を有するデジタル・アナログ変換器を具備した集積回路に関する。
【００２３】
以下、添付図面に示された実施例を参照して本発明を詳細に説明するが、本発明はこの実施例に限定されない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図２は、電流源用のスイッチの浮遊インピーダンスＺの絶対値の変化を周波数に対して表す図である。この浮遊インピーダンスＺはデジタル・アナログ変換器の直線性を悪くするので有害であるが、その理由は、電流源からの電流がこのインピーダンスにおいて流用され、そのまま負荷抵抗Ｒを通過しないからである。
【００２５】
図１の略図において、浮遊インピーダンスが抵抗タイプであるとき、これはＫの切り替え式電流源のアーリー抵抗を並列に並べることに相当する。
【００２６】
これは、
【数１】
2005535215.tif 000003
と表され、ここで、Ｉｏｕｔは、変換されるべきデジタル値Ｋに応じたＫの切り替え式電流源によって切り替えられる電流の合計である。
【００２７】
各電流源は電流Ｉ０を出力し、これは、
【数２】
2005535215.tif 000004
を与える。
【００２８】
電流Ｉｏｕｔの変化ΔＩｏｕｔに対する電圧Ｖｏｕｔの変化ΔＶｏｕｔは、絶対値において、および所定のＫに関して、
【数３】
2005535215.tif 000005
のように表される。
【００２９】
変換の非直線性は項Ｒ．Ｚ／（Ｒ＋Ｚ）から生じ、この値はインピーダンスＺの値に応じて変化し、このインピーダンスの値は変換されるべき値Ｋに依存する。なぜならば、複数台の電流源が同時に切り替えられるとき、インピーダンスＺが電流源のＫ個の浮遊インピーダンスＺｕを並列に置くことによって生じるからである。したがって、
Ｚ＝Ｚｕ／Ｋ
である。
【００３０】
式３は、次に、
【数４】
2005535215.tif 000006
と表され、ここで、α＝Ｒ／Ｚｕ（但し、Ｒ＜＜Ｚｕ）である。
【００３１】
［１／（１＋α．Ｋ）］の有限の一次の展開は（１−α．Ｋ）に一致し、式４は、
【数５】
2005535215.tif 000007
になる。
【００３２】
式５は変換の非直線性を生じるＫ２の項の存在を表す。
【００３３】
図３は切り替え式電流源を使用してデジタル・アナログ変換器の非直線性を補正する本発明による概要図である。
【００３４】
本発明の原理は、浮遊インピーダンスＺ内の漏れ電流を補償するためデジタル・アナログ変換器の出力Ｖｏｕｔに補正電流Ｉｃｏｒ＝α．Ｉ０．Ｋ２を再注入することである。この補正電流Ｉｃｏｒは、最初に、増幅段３０１によってデジタル・アナログ変換器の出力における電位Ｖｏｕｔの変化の一部分を取得することにより生成される。次に、式５において、（Ｉ０．Ｋ）＞＞（α．Ｉ０．Ｋ２）であることを考慮して、この信号の一部分をアナログ乗算器３０２によって二乗することにより、主としてＫ２に比例する信号成分を含む出力量を生成する。一定値α．Ｉ０の係数は、増幅段の利得を調整することにより調整される。補正電流Ｉｃｏｒを変換器の出力電流に加えることによって、浮遊インピーダンスＺの漏れ電流が補償される。かくして、負荷抵抗Ｒの中を通過する電流の値（Ｉ０．Ｋ）がデジタル・アナログ変換の直線性を保証する。
【００３５】
アナログ出力量Ｖｏｕｔ１が減少するとき、出力負荷に出力する電流源の数が増える。かくして、インピーダンスＺは非常に多数のアーリー抵抗Ｚｕを並列に置くことにより得られ、これがインピーダンスＺの値を減少させる。したがって、より大きい値の電流ＩｃｏｒがインピーダンスＺ内の漏れ電流を補償するため必要である。
【００３６】
逆に、アナログ出力量Ｖｏｕｔ１が増加するとき、出力負荷に出力する電流源の数が減る。かくして、インピーダンスＺはより少数のアーリー抵抗Ｚｕを並列に置くことにより得られ、これがインピーダンスＺの値を増加させる。したがって、より小さい値の電流ＩｃｏｒがインピーダンスＺ内の漏れ電流を補償するため必要である。
【００３７】
図４は、Ｓｍａｘ個と一致する多数の切り替え式電流源を使用して、バイナリ入力ワードＫをアナログ出力量Ｖｏｕｔ１（およびＶｏｕｔ２）に変換する温度測定タイプの従来のデジタル・アナログ変換器の略図である。
【００３８】
この変換器は、バイナリワードＫを、電流源Ｉ０の閉鎖を制御する出力信号Ｕｃに変換する復号化モジュールＤＥＣを具備する。特に、値Ｋのバイナリワードは、高レベルの最初のＫ個のビットと、（Ｓｍａｘ−Ｋ）個の低レベルのその他のビットを有する出力信号Ｕｃに変換される。
【００３９】
この変換器は、出力信号Ｕｃによって制御されたＳｍａｘ個に一致する多数のスイッチＳＷｉを具備する。これらのスイッチのそれぞれは、値Ｉ０の電流を出力負荷Ｒｌｏａｄ１（およびＲｌｏａｄ２）に与える。浮遊インピーダンスＺ１（またはＺ２）を考慮すると、出力量Ｖｏｕｔ１は式５によって記述される。
【００４０】
出力Ｖｏｕｔ２は出力Ｖｏｕｔ１の相補的な出力であることに注意すべきであり、その理由は、（Ｓｍａｘ−Ｋ）個の電流源の切り替えから生じる浮遊インピーダンスＺ２が考慮されないならば、バイナリワードＫに対して、出力負荷Ｒｌｏａｄ２はその出力負荷を流れる（Ｓｍａｘ−Ｋ）個に等しい多数の電流源を有するからである。
【００４１】
このデジタル・アナログ変換器の等価図が図５に示される。
【００４２】
図６は、図４および図５に表されたデジタル・アナログ変換器の非直線性を補正する本発明による一実施形態を示す図である。
【００４３】
この実施形態は、出力信号Ｖｏｕｔ１の一部分Ｕｄｉｆｆを得る差動増幅段ＡＭＰを具備する。有利的に、同相信号除去比を改善するため、この信号の一部分は、信号Ｖｏｕｔ１と信号Ｖｏｕｔ２との間の差の一部分を取り除くことにより、増幅段ＡＭＰを用いて獲得される。増幅段は、トランジスタＴ１およびＴ２、コレクタ抵抗器ＲＣ、エミッタ抵抗器ＲＥ、並びに、２台の電流源Ｓ１およびＳ２を具備した差動ペアに対応する。トランジスタＴ１およびＴ２は、それぞれ、それらのベースで信号Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２を受け取る。取り除かれた信号の一部分Ｕｄｉｆｆは比ＲＣ／ＲＥに応じて調整される。信号ＵｄｉｆｆはトランジスタＴ１およびＴ２のコレクタで得られる。
【００４４】
本実施形態は、また、当業者に本質的に知られた差動構造に基づくＧＩＬと称されるギルバートセルを具備する。この構造は、トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８、直線化抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、バイアス電流源Ｓ３、および、トランジスタＴ７およびＴ８をバイアスし、入力電圧Ｕｄｉｆｆを下方へシフトするバイアス電圧源ＶＰ１およびＶＰ２を具備する。このギルバートセルは、補正電流Ｉｃｏｒを供給すべく信号Ｕｄｉｆｆを二乗するため信号Ｕｄｉｆｆを受け取る。
【００４５】
主としてΔＶｏｕｔ２に比例する成分を含む補正電流Ｉｃｏｒの変化は、式５を考慮すると、この補正電流Ｉｃｏｒの変化はＫ２にも比例する。補正電流ＩｃｏｒはトランジスタＴ６のコレクタに生成され、当該コレクタがデジタル・アナログ変換器の出力Ｖｏｕｔ１に接続されることになる。
【００４６】
このように、デジタル・アナログ変換器の出力Ｖｏｕｔ１の直線性が確保される。
【００４７】
図７は、図４および図５に表されたデジタル・アナログ変換器の非直線性を補正する本発明による具体的な一実施形態を示す図である。
【００４８】
この変換器は、差動増幅段がトランジスタＴ１とＴ２のエミッタの間に設けられた付加的なコンデンサＣを具備する点を除いて、図６に記載された実施形態の特性と同じ特性をもつ。
【００４９】
差動段の入力に配置されたこのコンデンサは、周波数が増加したときに浮遊インピーダンスの減少を補償するようこの段の周波数利得の変更を可能にさせる。この補正は、スイッチを構成する素子の間の浮遊容量、接合容量および相互接続容量に関する影響を補償する。したがって、高周波数の場合、より振幅の大きい補正電流Ｉｃｏｒが変換器の出力に注入される。
【００５０】
本発明は、また、上記の特性を有するデジタル・アナログ変換器を具備した集積回路に関する。
【００５１】
このような変換器は、トランスミッタによって携帯電話機へ送信されるアナログデジタルデータへの変換を行う携帯電話基地局に使用できる点で有利である。このような送信対象データは、特に、音声タイプ、映像タイプ、または、画像タイプを含む。
【００５２】
出力Ｖｏｕｔ１の直線性補正だけについて記載されている。しかし、同様の形式で、本発明の範囲を逸脱することなく、同様の補正が相補的な出力Ｖｏｕｔ２に対して行える。
【００５３】
本発明は、入力信号の二乗関数を生成するギルバートセルを使用して説明されている。しかし、本発明は、このセルだけに限定されるものではなく、信号を二乗するその他の回路が本発明の範囲を逸脱することなく使用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】デジタル・アナログ変換器に使用される電流源のためのスイッチの説明図である。
【図２】周波数に応じたスイッチの浮遊インピーダンスの変化を示す図である。
【図３】切り替え式電流源を使用してデジタル・アナログ変換器の非直線性を補正する本発明による概要図である。
【図４】切り替え式電流源を使用する従来のデジタル・アナログ変換器の回路図である。
【図５】切り替え式電流源を使用する従来のデジタル・アナログ変換器の等価回路図である。
【図６】切り替え式電流源を使用するデジタル・アナログ変換器の非直線性を補正する本発明による一実施形態の説明図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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2005535215.tif 000016