(57)【要約】【解決手段】送信機１０８はアンテナ１１４による伝送のためにデジタルベースバンド信号入力１５０を変換し複数の通信規格をサポートする。過偏移位相乗算器１３０は信号位相偏移を係数Ｍ分増加させる。デジタル位相変調器１７６は三角法のルックアップテーブルを適用する。デジタル中間周波数アップコンバータ１３２は所望の信号の内容の周波数をアップシフトする。第１および第２のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１３４，１３６は、比較的低ビットのオペレーションを用いＤＡＣ雑音２１２を加える。第１および第２のローパスフィルタ１３８，１４０は所望の信号の内容の周波数を超える阻止を適用する。アナログＩ／Ｑ変調器１４２は複素信号から実数信号へ変換し、所望の信号の内容から中間周波数の倍離れて配置された不要な信号を加える。制限器１４４は振幅変調雑音を低減する。過偏移位相除算器１４６は信号位相偏移を１／Ｍで除算し位相変調された雑音を低減する。
2005522065.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
乗算係数Ｍを有する過偏移位相乗算器と、
デジタル中間周波数アップコンバータと、
第１および第２のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
除算係数Ｍを有する過偏移位相除算器と、
を備える信号処理システム。
【請求項２】
さらに制限器を備える請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記過偏移位相乗算器は、さらに乗算係数Ｋを有するＧＳＭ特定位相乗算器を含む請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
前記デジタル中間周波数アップコンバータは、さらに三角法のルックアップテーブルを有するデジタル位相変調器を含む請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記デジタル中間周波数アップコンバータは、さらに数値発振器を含む請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
前記過偏移位相除算器は、変換ループおよびオフセット位相ロックループのうちの１つである請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
前記過偏移位相除算器は、位相ロックループである請求項１に記載のシステム。
【請求項８】
前記位相ロックループは、さらに除算係数Ｒを有する初期除算器と除算係数Ｎを有する第２の除算器をさらに備え、除算係数Ｒと除算係数Ｎの値はＮ／Ｒ＝１／Ｍとなる請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
ＭはＧＳＭ通信規格の雑音条件を満たすよう選ばれ、前記第１および第２のＤＡＣはＷＣＤＭＡ通信規格の雑音条件を満たすよう選ばれる請求項１に記載のシステム。
【請求項１０】
乗算係数Ｍを有する過偏移位相乗算器と、
選択された通信規格に適合しないＤＡＣ雑音を有する１つ以上のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
残留ＤＡＣ雑音が選択された通信規格に適合するよう除算係数Ｍを有する過偏移位相除算器と、
を備える信号処理システム。
【請求項１１】
さらに制限器を備える請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
前記選択された通信規格はＧＳＭ規格である請求項１０に記載のシステム。
【請求項１３】
さらにデジタル中間周波数アップコンバータを備える請求項１０に記載のシステム。
【請求項１４】
サンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに従って構成されたデジタル中間周波数アップコンバータと、
複数のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
第２の変調周波数ＦＣと前記中間周波数ＦＩＦに従ったアナログ変調のためのアナログＩ／Ｑ変調器と、
前記アナログＩ／Ｑ変調器により生成された不要な信号の電力内容を低減し、選択された通信規格に適合するよう構成されたバンドパスフィルタと、
を備える信号処理システム。
【請求項１５】
無線通信システムはデータレートを有し、前記サンプリング周波数ＦＳは前記データレートの約偶数倍である請求項１４に記載のシステム。
【請求項１６】
前記デジタル中間周波数アップコンバータは、前記中間周波数ＦＩＦの三角関数を含む２つ以上の項により部分的に記述された信号を出力するよう構成された数値発振器をさらに備える請求項１４に記載のシステム。
【請求項１７】
前記デジタル中間周波数アップコンバータは、さらに前記中間周波数ＦＩＦが実質的に前記サンプリング周波数ＦＳの１／４であるよう構成されている請求項１４に記載のシステム。
【請求項１８】
前記デジタル中間周波数アップコンバータは、さらに三角法のルックアップテーブルを有するデジタル位相変調器を含む請求項１４に記載のシステム。
【請求項１９】
デジタルベースバンド入力信号の位相偏移を乗算係数Ｍでデジタル方式により乗算し、前記デジタルベースバンド入力信号の所望の信号を実質的に含む過偏移デジタルベースバンド信号を出力する手段と、
サンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに関して前記過偏移デジタルベースバンド信号を処理し、前記過偏移デジタルベースバンド信号からアップシフトされているＩ直交信号およびＱ直交信号を出力する手段であり、前記Ｉ直交信号およびＱ直交信号は、実質的に前記中間周波数ＦＩＦを中心とするアップシフトされた周波数範囲における所望の信号の内容を実質的に含む手段と、
前記Ｉ直交信号を第１の複素アナログ信号に変換し前記Ｑ直交信号を第２の複素アナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）のための手段であり、前記第１および第２の複素アナログ信号は所望の信号の内容を実質的に含み、前記ＤＡＣのための手段は、前記所望の信号の内容のアップシフトされた周波数範囲を含む周波数スペクトルの少なくとも一部に固有のＤＡＣ雑音を有する手段と、
過偏移入力信号の位相偏移を除算係数Ｍで除算する手段と、
を備える信号処理システム。
【請求項２０】
前記デジタル方式により乗算する手段は、乗算係数Ｋを有し過偏移デジタルベースバンド信号の位相偏移値が前記デジタルベースバンド入力信号の位相偏移値よりも実質的にＫのＭ倍大きいように、前記デジタルベースバンド入力信号の位相偏移値を増加するようＧＳＭ特定位相乗算をする手段をさらに含む請求項１９に記載のシステム。
【請求項２１】
前記過偏移デジタルベースバンド信号を処理する手段は、前記サンプリング周波数ＦＳと前記中間周波数ＦＩＦに関して処理されるよう三角法のルックアップテーブルを用いて、前記過偏移デジタルベースバンド信号を初期ＩおよびＱ直交信号に変換する手段をさらに含む請求項１９に記載のシステム。
【請求項２２】
ＭはＧＳＭ通信規格の雑音条件を満たすよう選ばれ、前記ＤＡＣのための手段はＷＣＤＭＡ通信規格の雑音条件を満たすよう選ばれる請求項１９に記載のシステム。
【請求項２３】
デジタルベースバンド入力信号の位相偏移を乗算係数Ｍでデジタル方式により乗算し、前記デジタルベースバンド入力信号の所望の信号を実質的に含む過偏移デジタルベースバンド信号を出力する手段と、
前記過偏移デジタルベースバンド信号から生成されたＩおよびＱ直交デジタル信号をそれぞれ第１および第２の複素アナログ信号に変換するよう構成されたデジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）のための手段であり、前記第１および第２の複素アナログ信号は選択された通信規格に適合しない電力内容を有するＤＡＣ雑音を有する手段と、
変調されていない第１および第２の複素アナログ信号の対と変調された第１および第２の複素アナログ信号の対との信号対のリストのうち１対を変調し、実数アナログ信号を出力するようアナログ変調する手段と、
前記実数アナログ信号の変調されていないバージョンと前記実数アナログ信号の変調されたバージョンとの信号のうち１つの位相偏移を除算係数Ｍで除算し、ＤＡＣ雑音を低減しそれによって位相調整アナログ信号を出力するための手段であり、前記位相調整アナログ信号は実質的に前記実数アナログ信号の位相偏移値の１／Ｍである位相偏移値を有し、処理の後の残留ＤＡＣ雑音の電力内容は選択された通信規格に適合している手段と、
を備える信号処理システム。
【請求項２４】
前記実数アナログ信号を振幅制限し、前記ＤＡＣ雑音の振幅変調された雑音成分を低減するための手段をさらに備える請求項２３に記載のシステム。
【請求項２５】
前記位相調整アナログ信号を振幅制限し、前記ＤＡＣ雑音の振幅変調された雑音成分を低減するための手段をさらに備える請求項２３に記載のシステム。
【請求項２６】
デジタルベースバンド入力信号と前記デジタルベースバンド入力信号の変形との２つの信号のうち１つをサンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに関して処理し、前記デジタルベースバンド信号からアップシフトされているＩ直交信号およびＱ直交信号を出力する手段であり、前記Ｉ直交信号およびＱ直交信号は、実質的に前記中間周波数を中心とするアップシフトされた周波数範囲における所望の信号の内容を実質的に含む手段と、
前記ＩおよびＱ直交信号をそれぞれ第１および第２の複素アナログ信号に変換するようデジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）する手段と、
第１および第２のフィルタリングされたアナログ信号を第２の変調周波数ＦＣにしたがってアナログ変調し、位相偏移値を有し、前記中間周波数ＦＩＦと前記第２の変調周波数ＦＣとの合計に実質的に等しい値を有する周波数を実質的に中心とする第２のアップシフト周波数範囲内に位置する所望の信号の内容を実質的に含む実数アナログ信号を出力する手段であり、前記実数アナログ信号はさらに変調の結果として生じる不要な信号を含む手段と、
前記実数アナログ信号と前記実数アナログ信号の変形との２つの信号のうち１つを帯域通過フィルタリングし、それによって不要な信号を低減する手段であり、処理の後の残留不要信号の電力内容は第１の通信規格の雑音条件に反するのに不十分である手段と、
を備える信号処理システム。
【請求項２７】
前記過偏移デジタルベースバンド信号を処理する手段は、前記サンプリング周波数ＦＳと前記中間周波数ＦＩＣに関して処理されるよう三角法の手段を介して、前記過偏移デジタルベースバンド信号を初期ＩおよびＱ直交信号に変換する手段をさらに含む請求項２６に記載のシステム。
【請求項２８】
デジタルベースバンド入力信号の位相偏移を乗算係数Ｍでデジタル方式により乗算して、前記デジタルベースバンド入力信号の所望の信号を実質的に含む過偏移デジタルベースバンド信号を出力することと、
サンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに関して前記過偏移デジタルベースバンド信号を処理して、前記過偏移デジタルベースバンド信号からアップシフトされているＩ直交信号およびＱ直交信号を出力し、前記Ｉ直交信号およびＱ直交信号は、実質的に前記中間周波数を中心とするアップシフトされた周波数範囲における所望の信号の内容を実質的に含むことと、
前記Ｉ直交信号を第１の複素アナログ信号にデジタル／アナログ変換し前記Ｑ直交信号を第２の複素アナログ信号に変換することであり、前記第１および第２の複素アナログ信号は、前記所望の信号の内容と、前記所望の信号の内容のアップシフトされた周波数範囲を含む周波数スペクトルの少なくとも一部におけるＤＡＣ雑音とを実質的に含むことと、
過偏移入力信号の位相偏移を除算係数Ｍで除算することと、
を含む信号処理方法。
【請求項２９】
第２の変調周波数ＦＣにしたがってアナログ変調し、位相偏移値を有し、中間周波数ＦＩＦと第２の変調周波数ＦＣとの合計に実質的に等しい値を有する周波数を実質的に中心とする第２のアップシフトされた周波数範囲内に位置する所望の信号の内容を実質的に含む実数アナログ信号を出力することであり、前記実数アナログ信号はさらに変調の結果として生じる不要な信号を含むことと、制限器の入力信号を振幅制限し、それによって前記実数アナログ信号の振幅変調された雑音成分を低減することとを含み、前記制限器の入力信号は前記実数アナログ信号である請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記過偏移入力信号を帯域通過させることをさらに含む請求項２８に記載の方法。
【請求項３１】
前記デジタル方式により乗算することは、乗算係数Ｋを有するＧＳＭ特定位相乗算をすることをさらに含む請求項２８に記載の方法。
【請求項３２】
ＭはＧＳＭ通信規格の雑音条件を満たすよう選ばれ、前記第１および第２のＤＡＣはＷＣＤＭＡ通信規格の雑音条件を満たすよう選ばれる請求項２８に記載の方法。
【請求項３３】
デジタルベースバンド入力信号を乗算係数Ｍでデジタル方式により乗算して、所望の信号の内容を実質的に含む過偏移デジタルベースバンド信号を出力することと、
前記過偏移デジタルベースバンド信号から生成されたＩおよびＱ直交デジタル信号をそれぞれ第１および第２の複素アナログ信号にデジタル／アナログ変換することであり、前記第１および第２の複素アナログ信号は選択された通信規格に適合しない電力出力の内容を有するＤＡＣ雑音を有することと、
変調されていない第１および第２の複素アナログ信号の対と変調された第１および第２の複素アナログ信号の対との信号対のリストのうち１対をアナログ変調し、実数アナログ信号を出力することと、
前記実数アナログ信号の変調されていないバージョンと前記実数アナログ信号の変調されたバージョンとの信号のうち１つの位相偏移を除算係数Ｍで除算して、前記ＤＡＣ雑音を低減しそれによって位相調整アナログ信号を出力することであり、前記位相調整アナログ信号は実質的に前記実数アナログ信号の位相偏移値の１／Ｍであり、残留ＤＡＣ雑音の電力内容は選択された通信規格に適合していることと、
を含む信号処理方法。
【請求項３４】
前記実数アナログ信号を振幅制限し、前記ＤＡＣ雑音の振幅変調された雑音成分を低減することをさらに備える請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
前記位相調整アナログ信号を振幅制限し、前記ＤＡＣ雑音の振幅変調された雑音成分を低減することをさらに備える請求項３３に記載の方法。
【請求項３６】
デジタルベースバンド入力信号と前記デジタルベースバンド入力信号の変形との２つの信号のうち１つをサンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに関して処理し、前記デジタルベースバンド信号からアップシフトされているＩ直交信号およびＱ直交信号を出力することであり、前記Ｉ直交信号およびＱ直交信号は、実質的に前記中間周波数を中心とするアップシフトされた周波数範囲における所望の信号の内容を実質的に含むことと、
前記ＩおよびＱ直交信号をそれぞれ第１および第２の複素アナログ信号にデジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）することと、
第１および第２のフィルタリングされたアナログ信号を第２の変調周波数ＦＣに従ってアナログ変調し、位相偏移値を有し、前記中間周波数ＦＩＦと前記第２の変調周波数ＦＣとの合計に実質的に等しい値を有する周波数を実質的に中心とする第２のアップシフトされた周波数範囲内に位置する所望の信号の内容を実質的に含む実数アナログ信号を出力することであり、前記実数アナログ信号はさらに変調の結果として生じる不要な信号を含むことと、
前記実数アナログ信号と前記実数アナログ信号の変形との２つの信号のうち１つを帯域通過フィルタリングし、選ばれた通信規格に適合するよう前記不要な信号における電力を低減することと、
を含む信号処理方法。
【請求項３７】
前記過偏移デジタルベースバンド信号を処理することは、前記サンプリング周波数ＦＳと前記中間周波数ＦＩＦに関して処理されるよう三角法で前記過偏移デジタルベースバンド信号を初期ＩおよびＱ直交信号に変換することをさらに含む請求項３６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【分野】
【０００１】
本発明は、一般に無線通信システムに関し、特に位相変調を介した雑音低減のための複数規格送信機システムおよび方法に関する。
【背景】
【０００２】
携帯電話のような無線通信装置が、従来の電話システムの代替として広く用いられている。無線通信装置の１つの利点は、その携帯性である。ユーザは、事実上地上のどの場所からでも無線通信装置を操作できる。無線通信装置のコンポーネントのサイズ、重量、および所要電力は携帯性に不利な影響を及ぼすおそれがあるので、それらは無線通信装置の有用性に直接影響を与える重要な要因である。
【０００３】
通信が行われるためには、信号は無線通信装置のコンポーネントから送信されるとともに、コンポーネントにより受信される。送信機は、単独でも送受信機の一部でも、無線通信装置のための送信タスクを処理する。一般に、送信機は送信すべき複素デジタルベースバンド信号を受け入れる。これらの複素デジタルベースバンド信号は、無線通信装置内部で生成される。送信機はその後、ベースバンド信号の変調、周波数アップコンバージョン、デジタル／アナログ変換、および電力増幅の形態を実行する。
【０００４】
デジタル／アナログ変換は、多大な信号雑音を発生させる可能性があるため、送信機にとって重要な観点である。デジタル／アナログ変換に対する従来の取り組み方は、デジタル／アナログ変換を行うための比較的多数の操作ビットを有する特別な種類のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を使用することを含む。例えば、いくつかの送信機は、１０ビットまたは１２ビットのＤＡＣを使用する。他の従来の取り組み方では、コストを削減するためにより少数の操作ビットを有するＤＡＣを使用するが、精巧なフィルタリングを用いることにより、少数ビットＤＡＣによって起こる付加的な雑音を減少させることを強いられる。
【０００５】
低ビットＤＡＣにより生じる雑音の量と高ビットＤＡＣに関連する費用との間のトレードオフ分析は、複数規格携帯電話のような複数規格の通信装置用に構成される送信機のために、いっそう複雑になっている。特に、同時通話の多重化に関する携帯電話規格の観点は、複数規格環境におけるＤＡＣの実施に大いに影響を及ぼす。特に、多重化は、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方法、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方法、または符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方法を用いる携帯電話システムで実施される。
【０００６】
ＦＤＭＡ方法では、個々の同時携帯電話通話に、所定の周波数帯域内で異なる周波数が割り当てられる。図１に示すように、周波数帯域は個々の搬送波周波数Ｆ１からＦｎまでを含む帯域幅Ｂfを有する。ＦＤＭＡ方法では、一対の個々の搬送波周波数が、この一対のうち一方の搬送波周波数が移動局から基地局への通信を処理し、この一対のうち他方の搬送波周波数が基地局から移動局への通信を処理する１つの同時携帯電話通話をサポートする。
【０００７】
ＴＤＭＡ方法も個々の搬送波周波数を有する伝送周波数帯域を用いるが、一対のＴＤＭＡ搬送波周波数が複数の同時通話をサポートできるように、個々のＴＤＭＡ搬送波周波数は時間ベースの多重化によりさらに分割される。例えば、図２に示すように、各搬送波周波数は、一対のうち一方の搬送波周波数がアップリンク通信のために用いられ、一対のうち他方の搬送波周波数がダウンリンク通信のために用いられる多数の時間セグメントに分割されるので、一対のＴＤＭＡ搬送波周波数は多数の同時通話をサポートできる。
【０００８】
ＣＤＭＡ方法は、どの個々の搬送波周波数も特定の通話のために指定されない伝送周波数帯域を用いるという点で、ＦＤＭＡ方法やＴＤＭＡ方法と異なる。その代わりに、個々の通話は、図３に示すように周波数ＦＡとＦＢの間の特定の周波数帯域全域にわたって分散させることができる。
【０００９】
ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）は、図４に示すように周波数帯域の個々の搬送波周波数が２００ｋＨｚ間隔で配置されるＴＤＭＡ多重化の特定の形態を用いる携帯電話通信規格である。ＧＳＭ規格のもとでは、図５に示すように、特定の搬送波周波数ｆｓｉｇｎａｌを有する各搬送波信号に対して、搬送波周波数ｆｓｉｇｎａｌを中心とする３０ｋＨｚ帯域幅の領域で第１の電力の量が測定され、搬送波周波数ｆｓｉｇｎａｌから４００ｋＨｚ離れた試験周波数ｆtestを中心とする３０ｋＨｚ帯域幅の領域で第２の電力の量が測定される。ＧＳＭ規格によれば、第２の電力の量は第１の電力の量より少なくとも６０デシベル下回るべきである。
【００１０】
ＣＤＭＡ技術を用いる規格は、ＧＳＭ規格と比べて雑音条件に関して要求は厳しくない。第２世代のＣＤＭＡ技術は、図６に示すように、１．２３ＭＨｚ周波数帯域のような広い伝送周波数帯域を有する搬送波を用いる。第３世代のＣＤＭＡ技術は、図７に示すような５ＭＨｚから１５ＭＨｚの伝送周波数帯域を有する搬送波を用いる広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）を用いる。雑音条件に関してＣＤＭＡ規格とＷＣＤＭＡ規格は、搬送波の伝送周波数以外の雑音低減の問題に重点を置く傾向がある。結果として、ＧＳＭ規格はその周波数帯域内の多数の搬送波信号の各々からの雑音に対処するので、ＣＤＭＡ規格とＷＣＤＭＡ規格は、ＧＳＭ規格よりも雑音条件に関して適合しやすい。例えば、８９０ＭＨｚから９１５ＭＨｚのアップリンク周波数帯域と９３５ＭＨｚから９６０ＭＨｚのダウンリンク周波数帯域とで動作するためのＧＳＭ規格は、別個の周波数上で１２４対の個々の搬送波信号を有し、それぞれがフィルタリングまたは雑音低減に関して別個の雑音条件を有している。このため、ＧＳＭ規格の実施における従来の取り組み方では、一般に高ビットＤＡＣを使用する。例として、ＣＤＭＡまたはＷＣＤＭＡを含む一般的な状況では、簡単な変換後フィルタリングを備える８ビットＤＡＣまたは９ビットＤＡＣで十分であろう。一方、ＧＳＭを含む一般的な状況では、より精巧な変換後フィルタリングを備える１０ビットＤＡＣまたは１２ビットＤＡＣが必要であろう。この場合、ＧＳＭに対して、８ビットＤＡＣまたは９ビットＤＡＣが使用されると、いっそう広域で精巧なフィルタリングが必要となるであろう。
【００１１】
ＧＳＭとＷＣＤＭＡのような１つより多い通信規格を有する携帯電話の使用に対処する従来の取り組み方は、携帯電話の内部の信号のデジタル／アナログ変換に関するので、両方の規格の雑音条件を満たすという課題に奮闘している。ある従来の取り組み方では、ＧＳＭが必要な場合、ＣＤＭＡ雑音条件に対する低ビットＤＡＣと切り換え可能なフィルタの精巧なシステムとを使用する。他の従来の取り組み方では、各通信規格向けの別個のＤＡＣを有する二重の通信路を使用する。例えば、携帯電話送信機内の第１の通信路において、１つ以上の８ビットＤＡＣまたは９ビットＤＡＣがＣＤＭＡまたはＷＣＤＭＡ技術に対して使用されであろうが、携帯電話送信機内の第２の通信路においては、１つ以上の１０ビットＤＡＣまたは１２ビットＤＡＣがＧＳＭ技術に対して使用されるであろう。残念なことに従来の取り組み方は、実施するには比較的費用がかかり複雑であった。
【００１２】
したがって、携帯電話のような無線通信装置における送信機のためのシステムおよび方法には、切り換え可能なフィルタまたは複数の通信路の必要性なしに１つより多い通信規格に基づいて動作し、特に送信機内で使用される１つ以上のＤＡＣに関して複数の規格の雑音条件に対処するために、重要な必要性がある。そのような必要性に対する動機には、複数規格送信機への従来の取り組み方に関連するコストと複雑さの低減が含まれる。本発明はこれと他の利点を提供し、それらは以下の詳細な説明と添付の図面により明らかになる。
【発明の開示】
【概要】
【００１３】
本発明は、少なくとも第１および第２の通信規格に従って、無線通信システムからの信号伝送のための位相偏移値および所望の信号の内容を有するデジタルベースバンド入力信号を処理する無線通信システムのための複数規格送信機システムおよび方法に属する。第１の通信規格は雑音条件を有し、第２の通信規格は第１の通信規格の雑音条件より厳しくない雑音条件を有する。
【００１４】
本システムおよび方法の観点は、デジタルベースバンド入力信号の位相偏移を乗算係数Ｍでデジタル方式により乗算し、デジタルベースバンド入力信号の位相偏移値をデジタルベースバンド入力信号の位相偏移値の実質的にＭ倍増加させて、所望の信号の内容を実質的に含む過偏移デジタルベースバンド信号を出力するよう構成された過偏移乗算器を含む。
【００１５】
他の観点は、サンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに関して過偏移デジタルベースバンド信号を処理して、過偏移デジタルベースバンド信号からアップシフトされているＩ直交信号およびＱ直交信号を出力するよう構成されているデジタル中間周波数アップコンバータを含む。Ｉ直交信号およびＱ直交信号は、実質的に中間周波数を中心とするアップシフトされた周波数範囲における所望の信号の内容を実質的に含む。
【００１６】
さらなる観点は、Ｉ直交信号を第１の複素アナログ信号に変換するよう構成された第１のデジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）と、Ｑ直交信号を第２の複素アナログ信号に変換するよう構成された第２のＤＡＣとを含む。第１および第２の複素アナログ信号は所望の信号の内容を実質的に含む。第１および第２のＤＡＣは、所望の信号の内容のアップシフトされた周波数範囲を含む周波数スペクトルの少なくとも一部に固有のＤＡＣ雑音を有する。
【００１７】
さらなる観点は、第１の複素アナログ信号をフィルタリングして第１のフィルタリングされたアナログ信号を出力するよう構成された第１のローパスフィルタと、第２の複素アナログ信号をフィルタリングして第２のフィルタリングされたアナログ信号を出力するよう構成された第２のローパスフィルタとを含む。付加的な観点は、第１および第２のフィルタリングされたアナログ信号を第２の変調周波数ＦＣに従って変調し、位相偏移値を有し中間周波数ＦＩＦと第２の変調周波数ＦＣとの合計に実質的に等しい値を有する周波数を実質的に中心とする第２のアップシフトされた周波数範囲内に位置する所望の信号の内容を実質的に含む実数アナログ信号を出力するよう構成され、実数アナログ信号はさらに変調の結果として生じる不要な信号を含むアナログＩ／Ｑ変調器を含む。
【００１８】
他の観点は、制限器の入力信号を振幅制限し、それによって実数アナログ信号の振幅変調された雑音成分を低減するよう構成された制限器を含む。過偏移位相除算器は、過偏移入力信号の位相偏移を除算係数Ｍで除算してＤＡＣ雑音の残留部分を低減し、不要な信号を低減するよう構成されている。過偏移位相除算器は、さらに過偏移入力信号を帯域通過させ、さらに不要な信号を低減し、それによって低減されたＤＡＣ雑音と低減された不要な信号を含む位相調整アナログ信号を出力するよう構成されている。位相調整アナログ信号は、実質的に実数アナログ信号の位相偏移の１／Ｍである位相偏移を有し、処理の後の残留ＤＡＣ雑音および不要な信号の合成された電力レベルは、第１の通信規格の雑音条件に反するのに不十分である。
【詳細な説明】
【００１９】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明を添付の図面とともに参照することで明らかになる。
【００２０】
本発明は、信号雑音を軽減し、従来技術の二重規格の送信機にみられるような広域な複数の内部送信機通信経路または広域な送信機フィルタリングシステム、およびコンポーネントなしに複数の通信規格の仕様を満たす送信機のためのシステムおよび方法を提供する。本明細書中で示される例は特定の通信規格に関するが、本発明の原理は無線通信の複数の形態に広く適用できる。さらに、本明細書で示される例は、携帯電話に向けることができる。しかしながら、この用語は便宜上用いられ、本発明は、総称して無線通信装置と呼ばれるセルラ、ＰＣＳ、および他の通信形態に適用できる。
【００２１】
また、本発明は潜在的により低いコストのコンポーネント、特に比較的低ビットのＤＡＣを考慮し、ずっと高いコストの部品、特に従来の取り組み方に基づく比較的高ビットのＤＡＣを必要とするであろう１つ以上の通信規格を含む複数の通信規格をサポートする。これにより、一般に単一の通信経路内で構成される同じ潜在的に低いコストのコンポーネントで、要求の厳しい通信規格と厳しくない通信規格との両方に適合させる。これは、せいぜい要求の厳しくない通信規格だけに適合できる従来の取り組み方とは異なっている。
【００２２】
本発明の実施形態によれば、送信機により所望の信号の複素デジタルベースバンド形式が受信されると、所望の信号の位相偏移は、本明細書中でＭとして参照される乗数による位相乗算器を介して著しく増加される。所望の信号は、その後中間周波数にアップシフトされる。以下に例示的な実施形態で説明するように、アップシフティングは、所望の信号をアナログ複素形式からアナログ実数形式に変換する後続の変調過程の結果として生成される１つ以上の不要な信号から離れるよう、周波数スペクトル上の所望の信号を移動する。
【００２３】
所望の信号が送信機の通信経路を通るとき、かなりの量の望ましくない雑音が、特に比較的低ビットのＤＡＣにより、複素ベースバンド信号に加えられる。従来ではより高いコストのコンポーネントで行われていたいくつかの機能に対して、低ビットのＤＡＣのような低いコストのコンポーネントを使用するため、導入された雑音はいくつかの従来の取り組み方で許容されるよりも高いレベルになる可能性がある。この望ましくない雑音の導入を抑制するために、ほとんどの雑音が後に本発明の方法およびシステムにより除去され、それによって重要でないレベルの雑音あるいは不要な信号が残る。
【００２４】
以下でさらに述べるように、雑音は、振幅変調された雑音成分と位相変調された雑音成分を有する。送信機を通じて所望の信号が進む後段において、送信機の出力端に向けて、所望の信号に加えられた雑音は重要でないレベルに低減される。不要な雑音の振幅変調された雑音成分は、制限器により大幅に低減され、これは雑音低減のための従来の取り組み方に比べて比較的低いコストである。制限器は、閾値を超える信号部分を実質的に０でない定数値に変え、閾値未満の信号部分を実質的に０の定数値に変える。不要な雑音の位相変調された雑音成分は、位相除算器により大幅に低減される。位相除算器は、位相変調された雑音成分を除算するだけでなく、所望の信号の位相偏移も除算する。計画としては、送信機へ所望の信号が最初に入力したときに、所望の信号の位相偏移が予め位相乗算器により乗数Ｍ分著しく増加したので、除数Ｍにより所望の信号の位相偏移を除算することにより、所望の信号が送信機への入力の時に有していた最初の位相偏移が実質的に復元する。位相変調された雑音成分を除数Ｍにより除算することにより、位相変調された雑音成分を重要でないレベルに著しく低減する。
【００２５】
一般に、制限器と位相除算器は両方とも、いずれか１つの特定の通信規格に合わせられてはいない雑音低減の取り組み方である。結果として、特定の通信規格に向けられた送信機内の複数の内部通信経路と精巧なフィルタリングシステムは必要とされないし、要求もされない。
【００２６】
例として、送信機の例示的な実施形態は、ＧＳＭ通信規格とＷＣＤＭＡ通信規格のバージョンをサポートし、それらは周波数スペクトルの部分を共有する。他の実施形態は、個別の通信規格の個々の伝送周波数帯域から集められた集合的な伝送周波数帯域に関連し以下でさらに説明する雑音低減の取り組みを導くことにより、周波数スペクトルの部分を共有しない複数の通信規格をサポートできる。一般に、単一の内部通信路は、従来の取り組み方に見られる複数の内部通信路の代わりに送信機内で用いられる。フィルタリングは、主にＷＣＤＭＡ通信規格のための伝送周波数帯域とＧＳＭ通信規格のための伝送周波数帯域とから成る広い集合伝送周波数帯域に向けられる簡単な単極パッシブローパスフィルタによりなされる。ＧＳＭをサポートするための従来の送信機の取り組み方は精巧なフィルタリングシステムを含むが、この例示的な実施形態では、精巧な従来のフィルタリングシステムを必要とせず要求もしないにもかかわらず、ＧＳＭとＷＣＤＭＡの両方がサポートされる。
【００２７】
したがって、実施は一般にデジタルベースバンド入力信号の位相偏移を乗算係数Ｍでデジタル方式により乗算するよう構成された過偏移位相乗算器を含んでいる。このため、デジタルベースバンド入力信号の位相偏移値は、デジタルベースバンド入力信号の位相偏移値のほぼＭ倍増加し、実質的に所望の信号の内容を含む過偏移デジタルベースバンド信号が出力される。
【００２８】
一般の実施は、サンプリング周波数ＦＳと中間周波数ＦＩＦに関して過偏移デジタルベースバンド信号を処理するよう構成されたデジタル中間周波数アップコンバータをさらに含む。このため、Ｉ直交信号とＱ直交信号は過偏移デジタルベースバンド信号からアップシフトされ、Ｉ直交信号とＱ直交信号は中間周波数をほぼ中心とするアップシフト周波数範囲における所望の信号の内容を実質的に含む。
【００２９】
また、一般に含まれるのは、Ｉ直交信号とＱ直交信号を第１の複素アナログ信号と第２の複素アナログ信号に変換するよう構成されたデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）である。第１の複素アナログ信号と第２の複素アナログ信号は、所望の信号の内容を実質的に含むが、第１のＤＡＣおよび第２のＤＡＣは、少なくとも所望の信号の内容のアップシフトされた周波数範囲を含む周波数スペクトル部分における固有のＤＡＣ雑音を有している。過偏移位相除算器は、一般に過偏移入力信号を除算係数Ｍで除算して、ＤＡＣ雑音の残留部分を低減し不要な信号を低減するために備えられる。
【００３０】
説明のための図面に示すように、本発明は図８の機能ブロック図に示すシステム１００において具体化される。システム１００は、システムの動作を制御する中央処理装置（ＣＰＵ）１０２を含んでいる。当業者は、ＣＰＵ１０２が電気通信システムを動作できるどんな処理装置も包含するよう意図されていることを理解する。これは、マイクロプロセッサ、組み込みコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、状態機械、専用ディスクリートハードウェアなどを含む。本発明は、ＣＰＵ１０２の実施のために選ばれた特定のハードウェアコンポーネントに制限されない。
【００３１】
またシステムは好ましくは、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）とランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）の両方を含むことができるメモリ１０４を含んでいる。メモリ１０４は、ＣＰＵ１０２に指示とデータを供給する。また、メモリ１０４の一部は、フラッシュＲＡＭのような不揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＶＲＡＭ）を含むことができる。
【００３２】
またシステム１００は、一般に無線通信装置内で具体化されるが、システム１００と基地局（不図示）のような遠隔の場所との間での音声通信のようなデータの送信と受信を可能にする送信機１０８と受信機１１０を収容するハウジング１０６を含んでいる。送信機１０８と受信機１１０は、送受信機１１２に統合することができる。アンテナ１１４は、ハウジング１０６に取り付けられ、送受信機１１２に電気的に結合される。送信機１０８のコンポーネントと動作上の詳細については、以下でさらに述べる。受信機１１０とアンテナ１１４の動作については、技術的によく知られており、それが特に本発明に関する場合を除いて本明細書中で述べる必要なない。
【００３３】
またシステム１００は、マイクロフォンのような音声入力装置１２０とスピーカのような音声出力装置１２２とを含む。音声入力装置１２０と音声出力装置１２２は、一般にハウジング１０６内に備え付けられる。付加的なコンポーネントも、無線通信装置の型式によって従来の方法で使用することができる。例えば、アナログ携帯電話はどの音声データのデジタル化も必要としない。一方、デジタル無線通信装置は、アナログ音声データをデジタル形式に変換するために付加的なコンポーネントを必要とする。図１には特に示していないが、音声入力装置１２０は、システム１００がデジタル無線通信装置で実施されたとき、アナログ音声信号をデジタル形式に変換するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）に結合される。ＡＤＣは、総称してＶＯＣＯＤＥＲと呼ばれる、音声データを既知の方法で符号化する音声符号化システムの一部とすることができる。同様に、音声出力装置１２２は、デジタル音声データをアナログ形式に変換するデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）に結合される。
【００３４】
音声出力装置１２２は、受信機と呼ばれることもあるが（受信機１１０と混同すべきでない）、外部装置（不図示）に替えることができる。例示的な実施形態において、システム１００は、入力−出力（Ｉ／Ｏコネクタ１２８）を介して外部音声装置に結合することができる。Ｉ／Ｏコネクタ１２８は、音声入力および出力のためにポートを供給し、さらに制御信号とキーボード（不図示）のような他の操作コンポーネントへのアクセスを供給することができる。
【００３５】
システム１００の様々なコンポーネントが、バスシステム１２９により共に結合される。バスシステム１２９は、データバスに加えて、電源バス、制御信号バス、およびステータス信号バスを含むことができる。しかしながら明確にするために、様々なバスがバスシステム１２９として図１に示されている。
【００３６】
当業者は、図１に示されたシステム１００が特定のコンポーネントのリストではなく機能ブロック図であることを理解する。また実際には、システム１００内の別個の機能ブロック図は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のような１つの物理的なコンポーネントに組み入れることができる。またそれらは、ＣＰＵ１０２により動作されているコードのようなプログラムコードとして、メモリ１０４内に常駐することができる。同様の考慮を、図１のシステム１００中に記載された他のコンポーネントに適用することができる。
【００３７】
一般に、本発明の観点は、周波数スペクトルの狭帯域部分内に含まれる複素デジタルベースバンド信号を、伝送周波数ＦＲＦを有する搬送波上に変調されている実数アナログ信号に最終的に変換するよう統合される。本発明は、特定の通信規格がサポートされている場合だけ作動するような送信機内の複数の内部通信路や精巧なフィルタリングシステムを必要とすることなく、異なる雑音低減基準をもつ１つより多い通信規格をサポートすることに向けられる。
【００３８】
システム１００の送信機１０８を実施する一般的な原理が図９−１１に示されており、ここでＢｆ１とＢｆ２はそれぞれ第１の通信規格と第２の通信規格からの周波数帯域を表しており、起こりうる周波数共有の異なるシナリオの代表的な例として、種々の重ね合わせとともに表されている。一般に本発明は、送信機１０８によりサポートされる少なくとも１つの通信規格の部分である１つ以上の伝送周波数帯域以外の信号レベルを低減しようとする。本発明で一般に取り込まれる最も簡単な取り組み方は、サポートされるどの通信規格のどの伝送周波数帯域よりも低いあるいは高い周波数に対する伝送のための準備の一部として、別の方法では後にアップシフトされるであろう周波数の信号レベルを除外する。通信規格の伝送周波数帯域間の差がある場合、フィルタリングのより精巧な段が一般に必要とされるので、後にこれらの周波数差にアップシフトされる信号レベルは、一般的により簡単な実施形態において阻止されない。例えば、図９−１１に示すように、別の方法ではＢｆｓｕｍで表される集合周波数帯域の外側の周波数スペクトルにおける周波数にアップシフトされたであろう信号レベルをフィルタにかけるのに、簡単なフィルタリングシステムが使用されるであろう。例えば、送信機１０８は、それぞれが２５ＭＨｚの帯域幅をもつアップリンク伝送周波数帯域とダウンリンク伝送周波数帯域を有し、周波数スペクトルの１８００または１９００ＭＨｚ領域で動作するＧＳＭ規格のバージョンのサポートをする必要があることがあるとともに、それぞれが１５ＭＨｚの帯域幅をもつ伝送オペレータ帯域を有し、また周波数スペクトルの１８００または１９００ＭＨｚ領域で動作するＷＣＤＭＡ規格のバージョンのサポートをする必要があることもある。適切で簡単なフィルタリングシステムを提供し、別の方法ではＧＳＭ通信規格およびＷＣＤＭＡ通信規格のサポートされたバージョンのどの伝送周波数帯域よりも低くあるいは高く後にアップシフトされたであろう信号を除外するために、適切なＢｆｓｕｍが決定されるであろう。
【００３９】
図１２に示すように、本発明によれば、送信機１０８は過偏移位相乗算器１３０、デジタル中間周波数アップコンバータ１３２、第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６、第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３８および第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４０、アナログＩ／Ｑ変調器１４２、制限器１４４、過偏移位相除算器１４６、および電力増幅器１４８を含んでいる。過偏移位相乗算器１３０は、デジタルベースバンド入力信号１５０を受信し、受信したデジタル入力ベースバンド信号を乗数Ｍでデジタル方式により乗算する。これにより、デジタル入力ベースバンド信号１５０の位相偏移が乗数Ｍ分増加し、過偏移デジタルベースバンド信号１５２が生成される。
【００４０】
次に、デジタル中間周波数アップコンバータ１３２は、過偏移デジタルベースバンド信号１５２を受信し、それをＩ直交信号１５４およびＱ直交信号１５６に変換する。一般に、デジタル中間周波数アップコンバータ１３２は、所望のＩ直交信号１５４およびＱ直交信号１５６の周波数内容をアップシフトし、それらを以下にさらに詳しく述べるように周波数スペクトル上の望ましくない信号から離す。次に、Ｉ直交信号１５４およびＱ直交信号１５６は、それぞれ第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６により、それぞれ第１の複素アナログ信号１５８および第２の複素アナログ信号１６０に変換される。本発明の観点は、第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６が、送信機１０８によりサポートされる通信規格の厳しくない要求をサポートするのに必要なほど高くないビットレベルを有することを可能にする。次に、第１の複素アナログ信号１５８および第２の複素アナログ信号１６０は、それぞれ第１のローパスフィルタ１３８および第２のローパスフィルタ１４０に送られ、別の方法ではサポートされる通信規格に関連する伝送周波数帯域にアップシフトされたであろう周波数範囲内の不要な信号と雑音がフィルタにかけられ、それぞれ第１のフィルタ処理アナログ信号１６２と第２のフィルタ処理アナログ信号１６４が生成される。
【００４１】
アナログＩ／Ｑ変調器１４２は、第１のフィルタ処理アナログ信号１６２と第２のフィルタ処理アナログ信号１６４を、実数アナログ信号１６６に変換するために受信する。この時点で、実数アナログ信号１６６は振幅変調雑音成分および位相変調雑音成分を有している。実数アナログ信号１６６は、まず制限器１４４に送られ、制限器１４４は、実数アナログ信号の振幅変調雑音成分を低減し、振幅調整アナログ信号１６８を生成する。続いて過偏移位相除算器１４６は、振幅調整アナログ信号１６８を受信し、この振幅調整アナログ信号を以下で述べる方法で処理して、位相変調雑音成分を低減し、それによって位相雑音低減アナログ信号１７０を出力する。電力増幅器１４８は増幅をし、次にアンテナ１１４により送信されるべき位相雑音低減アナログ信号１７２を出力する。
【００４２】
ＧＳＭ通信規格とＷＣＤＭＡ通信規格のような少なくとも１つの付加的な通信規格とをサポートするよう構成された送信機１０８の例示的な実施形態が、図１３に示されている。送信機１０８は、ＧＳＭ特定位相乗算器１７４を含む。ＧＳＭ特定位相乗算器１７４は、ＧＳＭ通信規格をサポートするよう作動した場合、過偏移位相乗算器１３０により出力された過偏移デジタルベースバンド信号１５２を、ＧＳＭ規格により決定された変調指標である乗数Ｋでデジタル方式により乗算し、ＧＳＭ位相変調信号１８８を出力する。また、この送信機１０８の例示的な実施形態は、三角法に基づく余弦ルックアップテーブル１７８および正弦ルックアップテーブル１８０を用い、それぞれ最初のＩ直交信号１９０とＱ直交信号１９１を生成するデジタル位相変調器１７６を含んでいる。余弦ルックアップテーブル１７８および正弦ルックアップテーブル１８０は、それぞれ入力したＧＳＭ位相変調信号１８８の位相偏移の値の余弦および正弦の大きさを出力する。
【００４３】
次に、最初のＩ直交信号１９０とＱ直交信号１９１は、それぞれＩ直交信号１５４およびＱ直交信号１５６への変換のためにデジタル中間周波数アップコンバータ１３２に送られる。この例示的な実施形態において、デジタル中間周波数アップコンバータ１３２は、数値発振器１８２と、第１の乗算器１８４および第２の乗算器１８６をそれぞれ含んでいる。数値発振器１８２は、一般的な動作上の原理が技術的に知られている座標回転デジタルコンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ）または直接デジタルシンセサイザとすることができる。数値発振器１８２は、第１の出力信号Ｓ（ｔ）・ｃｏｓ（２π・ＦＩＦ・ｔ）と第２の出力信号Ｓ（ｔ）・ｓｉｎ（２π・ＦＩＦ・ｔＮ）を有しており、ここでＦＩＦは中間周波数、ｔは時間変数、ｓｉｎ（）とｃｏｓ（）は三角関数である。Ｓ（ｔ）は、サンプリング周波数ＦＳにてサンプリング周期ＴＳごとに０でない値のパルスを出力する標本関数である。第１の出力信号は、第１の乗算器１８４で最初のＩ直交信号成分１９０に加わり、ここで信号は時間領域に関して共に乗算され、あるいは周波数領域に巻き込まれ、Ｉ直交信号１５４が生成される。第２の出力信号は、第２の乗算器１８６で複素ベースバンド信号の最初のＱ直交信号１９１に加わり、Ｑ直交信号１５６が生成される。
【００４４】
例として、システム１００のデータレートは１ＭＨｚの範囲にあるであろうが、最初のＩ直交信号成分１９０とＱ直交信号成分１９１が２００ｋＨｚの帯域幅を有する場合、それらはサンプリング周波数ＦＳ、例えば１０ＭＨｚでサンプリングすることができ、それによってナイキストの判定法を満たす。いくつかの実施形態において、サンプリング周波数ＦＳは、一般的にシステム１００のデータレート（別名は、チッピングレートまたはシンボルレート）の偶数倍になるように選ばれ、これによりサンプリングされた信号の情報内容を保持するためのナイキスト基準を満たすことが可能になる。例えば、ＷＣＤＭＡシステムで用いられる１つのチッピングレートは、３．８４ＭＨｚに等しい。雑音または不要な信号からの所望の信号の分離を支援するために、所望の信号と不要な信号を周波数スペクトルに沿って互いに十分に離して配置するよう、サンプリング周波数ＦＳが選ばれる。中間周波数ＦＩＦは、さらに所望の信号と不要な信号の周波数スペクトルに沿った分離を支援するように選ばれる。所望の信号と不要な信号が互いに十分に離れて配置されることを確実にするために、サンプリング周波数ＦＳは比較的高くなるように選ばれる。上述したように、一般的にいくつかの実施形態では、システム１００のデータレート（別名は、チッピングレートまたはシンボルレート）の偶数倍、例えば４または８の倍数になるように選ばれる。所望の信号と不要な信号の分離をさらに支援するために、一般的にいくつかの実施形態では、中間周波数ＦＩＦは、サンプリング周波数ＦＳの１／４に等しい。例えば、サンプリング周波数が１０ＭＨｚであった場合、中間周波数はこれらの実施形態において約２．５ＭＨｚになるであろう。
【００４５】
図１５に示すように、第１の複素アナログ信号１５８および第２の複素アナログ信号１６０の電力スペクトルは、第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６から発生する所望の信号２１０とＤＡＣ雑音２１２を含む。ＤＡＣ雑音２１２は、振幅変調成分と位相変調成分を有する。図１５に示すように、所望の信号２１０は、周波数スペクトルに沿ってゼロ点から、デジタル中間周波数アップコンバータ１３２により用いられる中間周波数ＦＩＦ分ずれている。所望の信号２１０の大きさは、図１５においてＸで表される量だけＤＡＣ雑音２１２よりも大きく、これは第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６の線形性に基づいている。ＧＳＭ通信規格とＷＣＤＭＡ通信規格の両方をサポートするよう構成された送信機１０８の例示的な実施形態のために、第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６は一般に、およそ１つの最下位ビットに等しい非線形性またはおよそ７・１／２ビットの線形性を有する８ビットである。他の実施形態では、結果としてより高い線形性を有する９ビットＤＡＣを使用する。これは、一般に１０ビットＤＡＣまたは１２ビットＤＡＣを使用するＧＳＭ通信規格をサポートする従来の取り組み方とは異なる。また図１５には、第１のローパスフィルタ１３８および第２のローパスフィルタ１４０に対するＬＰＦフィルタ応答２１３を示しており、ＬＰＦフィルタ応答２１３は、所望の信号２１０を超える周波数において阻止を示し、また負の周波数範囲では所望の信号を含まない。ＬＰＦフィルタ応答２１３は、別の方法では、一般に従来の取り組み方の精巧なフィルタリングを必要とし、サポートされる通信規格の１つ以上の伝送周波数帯域にアップシフトされるであろう選択的に選ばれた周波数の阻止の必要性なしに、１つより多い通信規格を用いるマルチモードの動作を可能にするために、十分に広い帯域幅を有するよう設定される。
【００４６】
また、図１３に図示される送信機１０８の例示的な実施形態は、特定の形式のアナログＩ／Ｑ変調器１４２を含んでいる。アナログＩ／Ｑ変調器１４２では、第１の乗算器１９２が第１のフィルタ処理アナログ信号１６２を三角関数ｃｏｓ（２π・ＦＣ・ｔ）で乗算して第１の積信号を生成し、第２の乗算器１９４が第２のフィルタ処理アナログ信号１６４を三角関数ｓｉｎ（２π・ＦＣ・ｔ）で乗算して第２の積信号を生成し、加算器１９４が第１の積信号と第２の積信号を加算して実数アナログ信号１６６を生成する。図１６は、振幅調整アナログ信号１６８の電力対周波数のグラフを示しており、所望の信号２１４、制限器低減ＤＡＣ雑音２１６、および不要な信号２１８を含んでいる。制限器１４４による振幅変調雑音の雑音低減によって、制限器低減ＤＡＣ雑音２１６の大きさは、所望の信号２１４の大きさよりも図１６におけるＸ＋Ｌで表される量だけ小さくなる。不要な信号２１８の大きさは、所望の信号２１４の大きさよりも図１６におけるＹで表される量だけ小さくなり、これはアナログＩ／Ｑ変調器１４２に依存する。不要な信号２１８は、アナログＩ／Ｑ変調器１４２における有限イメージ阻止に起因する。第１のフィルタ処理アナログ信号１６２と第２のフィルタ処理アナログ信号１６４を実数アナログ信号１６６に変換する場合に、アナログＩ／Ｑ変調器１４２は、実数アナログ信号１６６を周波数ＦＣ分アップシフトする。デジタル中間周波数アップコンバータ１３２により導入される中間周波数ＦＩＦの性質よって、不要な信号２１８は所望の信号の中心周波数から中間周波数の約２倍分離れた周波数を実質的に中心とする。
【００４７】
図１４に示すように、過偏移位相除算器１４６の特定の実施形態は位相ロックループ（ＰＬＬ）１９４を使用し、位相ロックループ（ＰＬＬ）１９４は、除算係数Ｒを有する初期除算器１９５、位相検出器１９６、ローパスフィルタ１９７、電圧制御発振器１９８、および除算係数Ｎを有する第２の除算器２００を含み、これらは従来の位相ロックループの原理にしたがって配置されている。一般的に、初期除算器１９５と第２の除算器２００のために、過偏移位相乗算器１３０により導入された位相関連の過偏移乗数Ｍが元に戻るよう、例えばＮ／Ｒ＝１／Ｍ（別名では除数Ｍである）となるように値が選ばれる。過偏移位相除算器の他の実施形態では、従来からその動作が知られている変換ループまたはオフセット位相ロックループを利用し、それらも振幅調整アナログ信号１６８の位相偏移を乗数Ｍで除算するように設定される。電圧制御発振器１９８はアップコンバージョン過程で使用され、このアップコンバージョン過程では、伝送関連の無線周波数ＦＲＦが一般的にいくつかの実施形態、すなわち無線周波数スペクトルのうちの８００、９００，１８００、または１９００ＭＨｚにある。
【００４８】
位相ロックループ１９４は、図１６にＰＬＬフィルタ応答２１９で示すように、所望の信号２１４の周波数スペクトルの範囲を積極的に選択し、帯域通過フィルタリングして、さらに所望の信号を、制限器低減ＤＡＣ雑音２１６および不要な信号２１８を含む他の信号および雑音から分離する。さらに、位相ロックループ１９４は、振幅調整アナログ信号１６８を、伝送関連の無線周波数ＦＲＦを中心とするよう位相低減アナログ信号１７０にアップコンバートする。続いて位相低減アナログ信号１７０は、電力増幅器１４８により増幅され伝送のためにアンテナ１１４に転送される。
【００４９】
図１７に示される代表的な例で図示されるように、位相雑音低減アナログ信号１７０は、所望の信号２２０、除算器低減ＤＡＣ雑音２２２、および低減不要信号２２４を含む信号成分を有している。所望の信号２２０は、位相除算器として作用する位相ロックループ１９４に起因して、第１の複素アナログ信号１５８および第２の複素アナログ信号１６０の所望の信号２１０と振幅調整アナログ信号１６８の所望の信号２１２よりも狭い帯域幅を占め、最大振幅をもつ、より顕著なピークを有する。図１７で示したように、位相雑音低減アナログ信号１７０における所望の信号２２０の最大の大きさは、位相低減アナログ信号における除算器低減ＤＡＣ雑音２２２の最大の大きさよりも、Ｘ差（図１５および図１６に示す）に２０ｌｏｇＭを加えた分だけ大きい。また、位相雑音低減アナログ信号１７０における所望の信号２２０の最大の大きさは、位相雑音低減アナログ信号における低減不要信号２２４の最大の大きさよりも、Ｙ差（図１６に示す）に２０ｌｏｇＭを加えさらに位相ロックループ１９４の付加的なフィルタリングの観点に固有な他の信号と雑音の阻止を加えた分だけ大きい。結果として、位相雑音低減アナログ信号１７０における除算器低減ＤＡＣ雑音２２２と低減不要信号２２４の大きさのレベルは、所望の信号２２０の大きさのレベルに比べて、重要ではない。
【００５０】
当業者は、図１２−１４に示された送信機１０８が特定のコンポーネントのリストではなく機能ブロック図であることを理解する。例えば、デジタル中間周波数アップコンバータ１３２と第１のＤＡＣ１３４および第２のＤＡＣ１３６は、送信機１０８内で３つの別個のブロックとして示されているが、実際にはそれらはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のような１つの物理的なコンポーネントに組み入れることができる。またいくつかの実施形態において、信号処理のいくつかの順序を、例えば制限器１４４を過偏移位相除算器１４６の後に配置できるといったように変更することができる。また、それらはプログラムコードとしてメモリ１０４内に常駐することができ、そのようなコードはＣＰＵ１０２により操作される。同様の考慮を、図１２−１４の送信機１０８のために記載された他のコンポーネントに適用することができる。
【００５１】
本発明の様々な実施形態と利点を上記の記述で述べたが、上記の開示は実例に過ぎず、本発明の広い原理の範囲内にある限り変更を詳細に行うことができることを理解すべきである。したがって、本発明は請求の範囲によってのみ制限されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】従来技術の周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）技術に関する原理を示す電力対時間対周波数のグラフ。
【図２】従来技術の時分割多元接続（ＴＤＭＡ）技術に関する原理を示す電力対時間対周波数のグラフ。
【図３】従来技術の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術に関する原理を示す電力対時間対周波数のグラフ。
【図４】ＴＤＭＡ技術の特定の形態をなす従来技術のＧＳＭ規格における個々の搬送波周波数を含む周波数帯域を示す電力対周波数のグラフ。
【図５】従来技術のＧＳＭ規格に関する雑音条件のための試験仕様を示す周波数のグラフ。
【図６】従来技術の第２世代ＣＤＭＡ技術における単一の搬送波の周波数帯域を示す電力対周波数のグラフ。
【図７】従来技術の第３世代ＷＣＤＭＡ技術における隣接するオペレータ帯域に見られる複数の搬送波の伝送周波数帯域を示す電力対周波数のグラフ。
【図８】本発明を実施するシステムの機能ブロック図。
【図９】１つより多いセルラ通信規格の１つより多い周波数帯域による周波数スペクトルの共有のための様々なシナリオを示す周波数のグラフ。
【図１０】１つより多いセルラ通信規格の１つより多い周波数帯域による周波数スペクトルの共有のための様々なシナリオを示す周波数のグラフ。
【図１１】１つより多いセルラ通信規格の１つより多い周波数帯域による周波数スペクトルの共有のための様々なシナリオを示す周波数のグラフ。
【図１２】本発明の送信機を概略的に図示する機能ブロック図。
【図１３】図１２に示す送信機の実施形態を示し、デジタル中間周波数アップコンバータのＩ−Ｑ直交の実施形態とＧＳＭ特定位相乗算器を含む概略図。
【図１４】図１２と図１３に示す過偏移位相除算器の実施形態に使用される位相ルックアップ回路の機能ブロック図。
【図１５】図１２と図１３に示す１対のＤＡＣにより出力される複素アナログ信号の信号成分を示し、かつ図１２と図１３に示す1対のローパスフィルタのフィルタ応答を示す電力対周波数のグラフ。
【図１６】図１２と図１３に示す制限器により出力される実数アナログ信号の信号成分と、図１４に示す位相ロックループ回路のための信号応答曲線を示す電力対周波数のグラフ。
【図１７】図１２と図１３に示す過偏移位相除算器により出力される実数アナログ信号の信号成分を示し、図１４に示す位相ロックループ回路として具体化される電力対周波数のグラフ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
2005522065.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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