(57)【要約】【解決手段】無線通信システムにおいて伝送されるデータを再生する装置および方法が請求される。信号点が複数の符号化ビットからの複数の変調シンボルから構成される複数の信号点が受信される。１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合および前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合が決定される。第１および第２の部分集合は、拡張信号コンステレイションからの信号点である。前記ビットが第１の値または第２の値に等しい確率は受信した信号点の関数として決定される。次に、前記ビットが第１の値または第２の値に等しい確率に基づいて軟判定シンボルを決定してもよい。軟判定シンボルは対数尤度比として表してもよい。
2005510939.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
下記を具備する、無線通信システムにおいて伝送されたデータを再生する方法：
複数の信号点を受信する、前記信号点は、複数の符号化ビットからの複数の変調シンボルから構成される；
１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合を決定する；
前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合を決定する、前記第１および第２の部分集合は、拡張された信号コンステレイションからの信号点である；
受信された信号点の関数として、前記ビットが前記第１の値または前記第２の値に等しい確率を決定する；および
前記ビットが前記第１の値または前記第２の値に等しい前記確率に基づいて軟判定シンボルを決定する。
【請求項２】
前記軟判定シンボルは対数尤度比（ＬＬＲｓ）として表される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＬＬＲは以下の関係に従って決定される請求項２に記載の方法：
【数１】
2005510939.tif 000016
但し、ｂk  は符号化ビットであり、ｋはｌｏｇ2Ｍグループのビット内のビットインデックスまたはＰＡＭ信号を表すラベルである。但し０≦ｋ＜ｌｏｇ2Ｍ；Ａnはｂkに対応する受信信号；および
【数２】
2005510939.tif 000017
は、それぞれｂk＝０およびｂk＝１であるＭ−ＰＡＭ信号点の部分集合をあらわす。
【請求項４】
前記軟判定シンボルは、チャネル情報および外因性情報をから構成される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記軟判定シンボルは、複数の変調シンボルを伝送するために使用される１つ以上の空間サブチャネルおよび１つ以上の周波数サブチャネルから構成される、請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記無線通信システムは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である、請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記無線通信システムは、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムである、請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記ＭＩＭＯシステムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を実施する、請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記拡張された信号コンステレイションは、元のコンステレイションの各点に２Ｍｉを加算することにより拡張され、Ｍは基礎をなす一次元の信号コンステレイションの信号点の数であり、ｉは整数である、請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記拡張された信号コンステレイションは、受信した点から＋／−Ｍ点に限定される、請求項９記載の方法。
【請求項１１】
前記信号コンステレイションは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレイションである、請求項１記載の方法。
【請求項１２】
下記を具備する、無線通信システムにおいて、受信した変調シンボルに基づいて軟判定シンボルを決定する方法：
１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合を決定する；
前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合を決定し、前記第１および第２部分集合は、拡張された信号コンステレイションからの信号点である；
前記ビットが、前記受信した信号点の関数として前記第１または第２の値に等しい確率を決定する；および
前記ビットが前記第１の値または前記第２の値に等しい前記確率に基づいて前記軟判定シンボルを決定する。
【請求項１３】
前記軟判定シンボルは対数−尤度比（ＬＬＲｓ）として表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記ＬＬＲは以下の関係に従って決定される、請求項１３記載の方法：
【数３】
2005510939.tif 000018
但し、ｂkは符号ビットであり、ｋは、ｌｏｇ2Ｍグループのビット内のビットインデックスまたはＰＡＭ信号を表すラベルである。但し、但し０≦ｋ＜ｌｏｇ2Ｍ；Ａnはｂkに対応する受信信号；および
【数４】
2005510939.tif 000019
は、それぞれｂk＝０およびｂk＝１であるＭ−ＰＡＭ信号点の部分集合をあらわす。
【請求項１５】
前記無線通信システムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記無線通信システムは、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムである、請求項１２記載の方法。
【請求項１７】
前記ＭＩＭＯシステムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を実施する、請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記拡張された信号コンステレイションは、元のコンステレイションの各点に２Ｍｉを加算することにより拡張され、Ｍは基礎をなす一次元の信号コンステレイションの信号点の数であり、ｉは整数である、請求項１２記載の方法。
【請求項１９】
前記拡張された信号コンステレイションは、受信した点から＋／−Ｍ点に限定される、請求項１８記載の方法。
【請求項２０】
前記信号コンステレイションは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレイションである、請求項１２記載の方法。
【請求項２１】
下記を具備する、無線通信システムにおいて、伝送されたデータを再生する装置：
複数の信号点を受信する手段、前記信号点は、複数の符号化ビットからの複数の変調シンボルから構成される；
１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合を決定する手段；
前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合を決定する手段であって、前記第１および第２の部分集合は、拡張された信号コンステレイションからの信号点である；
前記ビットが、前記受信した信号点の関数として前記第１の値または前記第２の値に等しい確率を決定する手段；および
前記ビットが前記第１の値または前記第２の値に等しい前記確率に基づいて軟判定シンボルを決定する手段。
【請求項２２】
前記軟判定シンボルは対数−尤度比（ＬＬＲｓ）として表される、請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
前記ＬＬＲは以下の関係に従って決定される、請求項２２記載の装置：
【数５】
2005510939.tif 000020
但し、ｂkは符号ビットであり、ｋは、ｌｏｇ2Ｍグループのビット内のビットインデックスまたはＰＡＭ信号を表すラベルである。但し、但し０≦ｋ＜ｌｏｇ2Ｍ；Ａnはｂkに対応する受信信号；および
【数６】
2005510939.tif 000021
は、それぞれｂk＝０およびｂk＝１であるＭ−ＰＡＭ信号点の部分集合をあらわす。
【請求項２４】
前記軟判定シンボルは、チャネル情報および外因性情報から構成される、請求項２１に記載の装置。
【請求項２５】
前記軟判定シンボルは、複数の変調シンボルを伝送するために使用される１つ以上の空間サブチャネルおよび１つ以上の周波数サブチャネルから構成される、請求項２１記載の装置。
【請求項２６】
前記無線通信システムは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である、請求項２１記載の装置。
【請求項２７】
前記無線通信システムは、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムである、請求項２１記載の装置。
【請求項２８】
前記ＭＩＭＯシステムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を実施する、請求項２７記載の装置。
【請求項２９】
前記拡張された信号コンステレイションは、元のコンステレイションの各点に２Ｍｉを加算することにより拡張され、Ｍは基礎をなす一次元の信号コンステレイションの信号点の数であり、ｉは整数である、請求項２１記載の装置。
【請求項３０】
前記拡張された信号コンステレイションは、受信した点から＋／−Ｍ点に限定される、請求項２９記載の装置。
【請求項３１】
前記信号コンステレイションは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレイションである、請求項２１記載の装置。
【請求項３２】
下記を具備する無線通信システムにおいて、伝送されたデータを再生するための装置：
複数の符号化ビットから複数の変調シンボルを受信するように構成された受信器；
前記受信器に接続され、以下の方法ステップを実行するように構成されたプロセッサ：
１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合を決定する；
前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合を決定し、前記第１および第２の部分集合は、拡張された信号コンステレイションからの信号点である；
前記ビットが、前記受信した信号の関数として前記第１の値または前記第２の値に等しい確率を決定する；および
前記ビットが前記第１の値または前記第２の値に等しい確率に基づいて軟判定シンボルを決定する。
【請求項３３】
前記軟判定シンボルは対数−尤度比（ＬＬＲｓ）として表される、請求項３２に記載の装置。
【請求項３４】
前記ＬＬＲは以下の関係に従って決定される、請求項３２記載の装置：
【数７】
2005510939.tif 000022
但し、ｂkは符号ビットであり、ｋは、ｌｏｇ2Ｍグループのビット内のビットインデックスまたはＰＡＭ信号を表すラベルである。但し、但し０≦ｋ＜ｌｏｇ2Ｍ；Ａnはｂkに対応する受信信号；および
【数８】
2005510939.tif 000023
は、それぞれｂk＝０およびｂk＝１であるＭ−ＰＡＭ信号点の部分集合をあらわす。
【請求項３５】
前記拡張された信号コンステレイションは、元のコンステレイションの各点に２Ｍｉを加算することにより拡張され、Ｍは基礎をなす一次元の信号コンステレイションの信号点の数であり、ｉは整数である、請求項３２記載の装置。
【請求項３６】
前記拡張された信号コンステレイションは、受信した点から＋／−Ｍ点に限定される、請求項３５記載の装置。
【請求項３７】
前記信号コンステレイションは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレイションである、請求項３２記載の装置。
【請求項３８】
下記を具備する方法を実行するためにコンピュータシステムを制御するための命令群を含むコンピュータ読み出し可能媒体：
１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合を決定する；
前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合を決定し、前記第１および第２部分集合は、拡張された信号コンステレイションからの信号点である；
前記ビットが、前記受信した信号点の関数として前記第１または第２の値に等しい確率を決定する；および
前記ビットが前記第１の値または前記第２の値に等しい前記確率に基づいて前記軟判定シンボルを決定する。
【請求項３９】
前記軟判定シンボルは対数−尤度比（ＬＬＲｓ）として表される、請求項３８に記載の装置。
【請求項４０】
前記ＬＬＲは以下の関係に従って決定される、請求項３９記載の装置：
【数９】
2005510939.tif 000024
但し、ｂkは符号ビットであり、ｋは、ｌｏｇ2Ｍグループのビット内のビットインデックスまたはＰＡＭ信号を表すラベルである。但し、但し０≦ｋ＜ｌｏｇ2Ｍ；Ａnはｂkに対応する受信信号；および
【数１０】
2005510939.tif 000025
は、それぞれｂk＝０およびｂk＝１であるＭ−ＰＡＭ信号点の部分集合をあらわす。
【請求項４１】
前記拡張された信号コンステレイションは、元のコンステレイションの各点に２Ｍｉを加算することにより拡張され、Ｍは基礎をなす一次元の信号コンステレイションの信号点の数であり、ｉは整数である、請求項３８記載の媒体。
【請求項４２】
前記拡張された信号コンステレイションは、受信した点から＋／−Ｍ点に限定される、請求項４１記載の媒体。
【請求項４３】
前記信号コンステレイションは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレイションである、請求項３８記載の媒体。
【発明の詳細な説明】
【関連出願】
【０００１】
この出願は、参照することによりここに組み込まれる、２００１年１１月２９日に出願された、「マルチパスフェージングチャネルのためのプリコーディングを用いたターボ符号化(Turbo Coding with Precoding for Multi-Path Fading Channel)」という名称の米国仮出願シリアル番号６０／３３４，３６３の優先権を主張する。
【技術分野】
【０００２】
この発明は、一般に無線通信システムに関する。特に、この発明は、プリコーディングが使用されるときのターボ符号のための対数−尤度比および畳み込み符号のためのブランチメトリック(branch metric)を決定するための装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
無線通信システムは、音声、パケットデータ等のような種々の種類の通信を提供するために広範囲に展開されている。これらのシステムは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）その他の多元接続技術に基づいていてもよい。
【０００４】
厳しいマルチパスフェージング無線チャネルに対して、高いスペクトル効率を有した高速でのデータ伝送は、挑戦的な仕事である。現在ＯＦＤＭはそのようなチャネルに対して効率的な変調技術であると考えられている。いくつかの無線ＬＡＮ規格に対してＯＦＤＭが採用されてきた。ＯＦＤＭはまた、広帯域無線アクセス（ＢＷＡ）に対してしばしば考えられている。ＯＦＤＭ変調は、厳しいマルチパスフェージングチャネルに対処する際に、実際に非常に効率的ではあるけれども、いくつかの不利益な影響を受ける。
【０００５】
ＯＦＤＭシステムの不利益は、周波数領域におけるガードトーン(guard tone)および時間領域におけるサイクリックプレフィックス(cyclic prefix)である。非能率はまた、データ伝送ブロック解像度問題から生じる。伝送のための最小ブロックサイズは、ＯＦＤＭシンボルあたりのビット数である。この数はキャリヤの数が大きく、上位の変調アルファベットが使用されるなら、大きくなる。バーストデータ伝送システムの場合、フレーム長は、一般に、ＯＦＤＭシンボルあたりのビット数の整数倍ではないので、ビットはパディングにおいて浪費されている。パディングによる浪費は、特に小さなフレーム長の場合深刻である。
【０００６】
ＯＦＤＭの他の著しい不都合は、非線形性および位相雑音に大きく影響されることである。ＯＦＤＭ変調された信号の振幅は、ガウス分布である。信号ピークは、ときどき、電力増幅器の飽和領域に入り込む場合があるので、ＯＦＤＭ信号の高いピーク平均電力比により非線形またはクリッピング歪みに影響されやすい。この結果として、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の劣化と、隣接するチャネルの干渉を生じる。従って、ＯＦＤＭ信号の劣化を低減するために、より大きな出力電力バックオフが必要である。
【０００７】
良好なチャネルコードを用いて使用されるＯＦＤＭは、上述した問題のいくつかを多少とも解決する。チャネルインターリーバと連動したチャネル符号化もまたＯＦＤＭシステムにおけるビット負荷の必要性を無くす。しかしながら、チャネル符号化は、ＯＦＤＭの効率性の問題を解決しない。ＯＦＤＭパラメータが適切に選択されないなら、データ伝送効率はかなり低くなる。
【０００８】
上位の直交振幅変調（ＱＡＭ）を有した帯域制限されたシングルキャリヤシステムは、ワイヤーライン並びに見通し線無線システムに対して高いスペクトル効率を有した高速のデータ伝送のための広範囲に使用されるスキームである。それは、上述したＯＦＤＭの不利益な影響を受けない。しかしながら、厳しいマルチパスフェージングチャネルにおいてシングルキャリヤシステムのためのチャネル等化は困難な仕事である。線形イコライザは満足な性能を提供できない。たとえ、単一キャリヤ及びＯＦＤＭシステムに対して、合計のオーバーヘッドまたはスペクトル効率を同じにするために、より低いレートのチャネルコードをシングルキャリヤシステムに用いたとしても、線形イコライザおよび理想的なイコライザタップを有したシングルキャリヤの性能は、ＯＦＤＭよりわずかによくなるだけであることがシミュレーションを通して発見された。
【０００９】
デシジョンフィードバックイコライザ(decision feedback equalizer)（ＤＦＥ）の使用は、厳しいシンボル間干渉（ＩＳＩ）問題を有するチャネルに対して非常に効率的な等化技術であることは良く知られている。ＤＦＥは、現在のシンボルに対して、過去のシンボルにより寄与されるＩＳＩを減算するために遅延無く過去のシンボルの推定値を必要とする。過去のシンボル推定値にエラーが無ければ、過去のシンボルにより寄与されるＩＳＩは、雑音を高めることなく完全に減算することができる。これは、過去のシンボルのエラーの無い推定値が受信器において利用可能であると仮定する理想的なＤＦＥの優れた性能を説明する。過去のシンボルに対して正しくない判定がなされたなら、エラー伝搬が生じる。厳格なマルチパスチャネルの場合、エラー伝搬の影響が非常に悪いので、ＤＦＥの性能は線形イコライザの性能より悪くなることがシミュレーションを通して発見した。
【００１０】
ＤＦＥにおけるエラー伝搬の影響を低減するために多数の方法が提案されてきた。１つの方法は、各等化されたソフトシンボルに信頼性の尺度を割り当てることを提案する。ＤＦＥにフィードバックされるシンボル推定値はこの信頼性に基づく。例えば、等化シンボルが高い信頼性を有するなら、硬判定がフィードバックされる。そうでなければ、硬判定を伴わない等化シンボルがフィードバックされる。
【００１１】
他の方法は、ターボのような方法で等化とチャネルデコーダとの間の反復を提案し、文字どおり「ターボ等化」という名前がつけられてきた。本旨は、チャネルでコーダがその入力においてイコライザから受信したものよりも出力においてコードビットのより良い推定値を発生するなら、これはＤＦＥにフィードバックすることができるということである。従って、ＤＦＥの次の反復の期間、ＤＦＥ等々により少ないエラー伝搬が生じるであろう。第１の方法は、ほとんど無視してよい漸進的実施複雑性を有するのに対して、第２の方法は、複雑性と遅延において実質的な増加を有する。残念なことに、これらの方法は、エラー伝搬の影響に対抗する際に辛うじて有効であるにすぎないことがわかった。
【００１２】
それゆえ、エラー伝搬の影響を低減するための技術の必要性がある。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明の観点は、エラー伝搬の影響を低減する無線通信システムにおいて伝送されるデータを再生するための装置および方法を記載する。複数の符号化ビットから複数の変調シンボルが受信される。無線通信システムにおいて伝送されるデータを再生する装置および方法が請求される。複数の符号化ビットからの複数の変調シンボルから構成される信号点である、複数の信号点が受信される。１ビットが第１の値に等しい信号点の第１の部分集合と、前記ビットが第２の値に等しい信号点の第２の部分集合が決定される。第１および第２の部分集合は、拡張された信号コンステレイション(constellation)からの信号点である。一実施形態において、拡張されたセットコンステレイション(set constellation)は、元のコンステレイション内の各点に２Ｍｉを加算することにより拡張され、Ｍは基礎をなす一次元の信号コンステレイション内の信号点の数であり、ｉは整数である。
【００１４】
ビットが第１の値または第２の値に等しいかの確率は、受信した信号点の関数として決定される。次に、ビットが第１の値または第２の値に等しい確率に基づいて、軟判定シンボルを決定してもよい。軟判定シンボルは、対数尤度比として表してもよい。
【００１５】
ターボ符号のためのビットＬＬＲ（または、畳み込み符号の軟判定ビタビ復号のためのビットブランチメトリック）を計算するために軟判定を利用するチャネル符号化が存在するとき、ビットＬＬＲまたはブランチメトリックを計算する前に（モジュロ関数により）受信したコンステレイションを折り返すことによりデコーダの厳しい性能劣化を生じる。従って、ＬＬＲ決定は拡張された信号コンステレイションを用いて行なわれ、デコーダの動作を著しく改良する。
【００１６】
この発明の種々の観点と実施形態は以下にさらに記載される。この発明はさらに、以下にさらに詳細に記載するように、この発明の種々の観点、実施形態、および特徴を実施する技術、方法、受信器、送信器、システム、および他の装置およびエレメントを提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
この発明の特徴、性質、および利点は、類似する参照符号が全体にわたってそれに相当するものとして一致する図面とともに以下に述べられる詳細な記載からより明白になるであろう。
【００１８】
プリコーディングは、エラー伝搬の影響を消去し、理想的な判定フィードバックアナライザ（ＤＦＥ）の性能に近づくための周知の技術である。プリコーディングのアイデアは以下のとおりである。理想的なＤＦＥは、チャネル並びに過去のシンボルの完全な推定値を必要とする。受信器は、チャネルの殆ど完全な推定値を得ることができるが、過去のシンボルの完全な推定値を持つことができない。従って、送信器がチャネルの推定値を得ることができるなら、チャネルのプリイコライゼーション(pre-equalization)を生じてもよい。アクセスポイントとユーザが実質的に静止しているまたはゆっくり移動している無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）またはＷＡＮの場合、無線チャネルは相反であると考えてよい。チャネルは両方向において同じであるので、アクセスポイントとユーザの両方がチャネルの推定値を有する。相反の仮定がある理由のために有効でないなら、プリコーディングは依然として実行可能な選択肢である。チャネル推定値は、データ伝送の前のイニシャルセッション(initial session)の期間に測定することができ、受信器から送信器に返送することができる。ダイレクトプリイコライゼーション(direct pre-equalization)は、伝送された電力における起こり得る増加並びにピーク平均電力における起こり得る増加の問題に苦しむ。しかしながら、この問題は、トムリンソン−ハラシマ(Tomlinson-Harashima)（ＴＨ）プリコーディングにより非常に優雅に解決される。
【００１９】
図１は、この発明の種々の観点および実施形態を実施することができる通信システム１００の簡易化されたブロック図である。一実施形態において、通信システム１００は、ｃｄｍａ２０００、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＩＳ−８５６、および／またはその他のＣＤＭＡ規格に準拠するＣＤＭＡシステムである。送信器装置１１０において、データは、一般にブロックで、データソース１１２から、１つ以上のアナログ信号を発生するためにデータをフォーマット化し、符号化し、および処理する送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４に送信される。次に、アナログ信号は、変調信号を発生するために、信号（複数の場合もある）を（直交）変調し、濾波し、増幅し、アップコンバートする送信器（ＴＭＴＲ）１１６に供給される。次に、変調信号は、１つ以上のアンテナ１１８（図１には１つのみ示されている）を介して１つ以上の受信器装置に伝送される。
【００２０】
受信器装置１５０において、伝送された信号は、１つ以上のアンテナ（この場合も、１つのみが示されている）により受信され受信器（ＲＣＶＲ）１５４に供給される。受信器１５４内において、受信した信号は、増幅され、濾波され、ダウンコンバートされ、（直交）復調され、デジタル化されてサンプルを発生する。次に、サンプルは、受信（ＲＸ）データプロセッサ１５６により処理され復号され伝送されたデータを再生する。受信器装置１５０における処理および復号は、送信器装置１１０において実行される処理および符号化に相補的な方法で実行される。次に、再生されたデータがデータシンク１５８に供給される。
【００２１】
図２Ａは、図１の送信器システム１１０の送信器部分の一実施形態である送信器ユニット２００ａのブロック図である。この実施形態において、すべてのＮT送信アンテナに対して単一の符号化スキームが使用され、すべての送信アンテナのすべてのＮF周波数サブチャネルに対して単一の変調スキームが使用される。送信器装置２００ａは、（１）特定の符号化スキームに従ってトラヒックデータを受信し符号化するＴＸデータプロセッサ１１４ａおよび（２）特定の変調スキームに従って符号化データを変調し、変調データを供給する変調器１１６ａを含む。従って、ＴＸデータプロセッサ１１４ａおよび変調器１１６ａは、それぞれ図１のＴＸデータプロセッサ１１４および変調器１１６の一実施形態である。
【００２２】
図２Ａに示す特定の実施形態において、ＴＸデータプロセッサ１１４ａは、エンコーダ２１２、チャネルインターリーバ２１４、およびデマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）２１６を含む。エンコーダ２１２は、選択された符号化スキームに従ってトラヒックデータ（すなわち、情報ビット）を受信して符号化し、符号化ビットを供給する。符号化はデータ伝送の信頼性を増加する。選択された符号化スキームは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号化、畳み込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化等を含んでいてもよい。エンコーダ２１２のためのいくつかの設計を以下に記載する。
【００２３】
次に、チャネルインターリーバ２１４は、特定のインターリービングスキームに基づいて符号化ビットをインターリーブし、インターリーブされた符号化ビットを供給する。インターリービングは、符号化ビットのための時間ダイバーシチを供給し、データ伝送に使用される周波数および／または空間サブチャネルのための平均信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）に基づいてデータを伝送可能にし、フェージングに対抗し、さらに、各変調シンボルを形成するために使用される符号化ビット間の相関を除去する。インターリービングは、符号化ビットが複数の周波数サブチャネル上を伝送するなら、さらに周波数ダイバーシチを提供してもよい。符号化およびチャネルインターリービングは以下にさらに詳細に記載される。
【００２４】
デマルチプレクサ２１６は、インターリーブされ、符号化されたデータを、データ伝送に使用されるＮTの送信アンテナのためのＮTの符号化データストリームに逆多重化する。次に、ＮTの符号化データストリームは変調器１１６ａに供給される。
【００２５】
図２Ａに示す特定の実施形態において、変調器１１６ａはＮTのＯＦＤＭ変調器を含み、各ＯＦＤＭ変調器は、１つの送信アンテナに対してそれぞれの符号化データストリームを処理するように割り当てられている。各ＯＦＤＭ変調器は、シンボルマッピングエレメント２２２、高速逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２２４、およびサイクリックプレフィックス発生器２２６を含む。この実施形態において、すべてのＮTのシンボルマッピングエレメント２２２ａ及至２２２ｔは同じ変調スキームを実施する。
【００２６】
各ＯＦＤＭ変調器内で、シンボルマッピングエレメント２２２は、ＯＦＤＭ変調器に関連する送信アンテナに関するデータ伝送に使用されるＮF（までの）周波数サブチャネルのための変調シンボルに受信した符号化ビットをマッピングする。シンボルマッピングエレメント２２２により実施される特定の変調スキームは、コントローラ１３０により供給される変調制御により決定される。ＯＦＤＭの場合、変調は、非バイナリシンボルを形成するためにｑの符号化ビットのセットをグループ化し、各非バイナリシンボルを、選択された変調スキーム（例えば、ＱＰＳＫ、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、またはその他のスキーム）に対応する信号コンステレイション内の特定の点にマッピングすることにより実現してもよい。各マッピングされた信号点は、Ｍ進の変調シンボルに相当する。但し、Ｍ＝２qである。次に，シンボルマッピングエレメント２２２は、各シンボル伝送期間に対してＮF（までの）変調シンボルのベクトルを供給する。各ベクトルの変調シンボルの数は、その伝送シンボル期間に対するデータ伝送に使用される周波数サブチャネルの数に相当する。
【００２７】
一般的な非反復シンボルデマッピング（non-iterative symbol de-mapping)および復号が受信器システムにおいて実行されるなら、グレーマッピングは、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の観点からより良い性能を提供する可能性があるので、シンボルマッピングに対してグレーマッピングを使用することが望ましいかもしれない。グレーマッピングを用いた場合、（水平方向および垂直方向の両方向において）信号コンステレイション内の隣接点は、ｑのビット位置の中で１つだけ異なる。グレーマッピングは、唯一の符号化ビットがエラーで受信されるであろう正しい位置付近の位置にマッピングされる受信した変調シンボルに相当する、より起こり得るエラーイベントに対するビットエラーの数を低減する。
【００２８】
次に、ＩＦＦＴ２２４は、各変調記号ベクトルは、高速逆フーリエ変換を用いて（ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる）時間領域表示に変換する。ＩＦＦＴ２２４は、任意の数の周波数サブチャネル（例えば、８、１６、３２、…、ＮF、…）に逆変換を実行するように設計してもよい。一実施形態において、ＯＦＤＭシンボルごとに、サイクリックプレフィックス発生器２２６は、ＯＦＤＭ記号の一部を反復し、対応する伝送シンボルを形成する。サイクリックプレフィックスは、マルチパス遅延拡散が存在する場合に、伝送シンボルがその直交特性を維持し、それにより周波数選択性フェージングにより生じるチャネル分散のような有害なパス効果に対する性能を改良することを確実にする。次に、サイクリックプレフィックス発生器２２６からの伝送シンボルは、関連する送信器１２２に供給されて処理され、変調信号が発生され、関連するアンテナ１２４から伝送される。
【００２９】
図２Ｂは、図１の送信器システム１１０の送信部分の他の実施形態である送信器装置２００ｂのブロック図である。この実施形態において、ＮTの送信アンテナの各々に対して特定の符号化スキームが使用され、各送信アンテナのすべてのＮFの周波数サブチャネルに対して特定の変調スキームが使用される（すなわち、アンテナごとに別個の符号化および変調）。各送信アンテナに使用される特定の符号化スキームおよび変調スキームは、（例えば、受信器システムによりおよび送信器システムに返送される）予測されるチャネル条件に基づいて選択してもよい。
【００３０】
送信器装置２００ｂは、（１）別箇の符号化スキームに従ってトラヒックデータを受信して符号化し符号化データを供給するＴＸデータプロセッサ１１４ｂおよび（２）別箇の変調スキームに従って符号化データを変調し、変調データを供給する変調器１１６ｂを含む。ＴＸデータプロセッサ１１４ｂと変調器１１６ｂは、それぞれ図１のＴＸデータプロセッサ１１４および変調器１１６の他の実施形態である。
【００３１】
図２Ｂに示す特定の実施形態において、ＴＸデータプロセッサ１１４ｂは、デマルチプレクサ２１０、ＮTのエンコーダ２１２ａ及至２１２ｔ、およびＮTのチャネルインターリーバ２１４ａ及至２１４ｔ（すなわち、各送信アンテナに対してエンコーダとチャネルインターリーバの１組）を含む。デマルチプレクサ２１０は、トラヒックデータ（すなわち、情報ビット）を、データ伝送に使用されるＮTの送信アンテナのためのＮTのデータストリームに逆多重化する。次に、各データストリームがそれぞれのエンコーダ２１２に供給される。
【００３２】
各エンコーダは、対応する送信アンテナに対して選択される特定の符号化スキームに基づいてそれぞれのデータストリームを受信して符号化し符号化ビットを供給する。次に、各エンコーダ２１２からの符号化ビットは、ダイバーシチを供給するために特定のインターリービングに基づいて符号化ビットをインターリーブするそれぞれのチャネルインターリーバ２１４に供給される。次に、チャネルインターリーバ２１４ａ及至２１４ｔは、ＮTの送信アンテナのためのＮTのインターリーブされ符号化されたデータストリームを変調器１１６ｂに供給する。
【００３３】
図２Ｂに示す特定の実施形態において、変調器１１６ｂは、ＮTのＯＦＤＭ変調器を含み、各ＯＦＤＭ変調器は、シンボルマッピングエレメント２２２、ＩＦＦＴ２２４、およびサイクリックプレフィックス発生器２２６を含む。この実施形態において、ＮTのシンボルマッピングエレメント２２２ａ及至２２２ｔは異なる変調スキームを実施してもよい。各ＯＦＤＭ変調器内で、シンボルマッピングエレメント２２２は、ｑnの符号化ビットのグループをマッピングし、Ｍn進の変調シンボルを形成する。Ｍnは、（コントローラ１３０により供給される変調制御により決定される）ｎ番目の送信アンテナに対して選択された特定の変調スキームに相当し、
【数１１】
2005510939.tif 000003
【００３４】
である。ＩＦＦＴ２２４およびサイクリックプレフィックス発生器２２６による次の処理は上述した通りである。
【００３５】
送信器装置のための他の設計もまた実施されてもよく、この発明の範囲内である。例えば、符号化および変調は、送信アンテナの各部分集合、各送信チャネル、または送信チャネルの各グループに対して別箇に実行してもよい。エンコーダ２１２、チャネルインターリーバ２１４、シンボルマッピングエレメント２２２、ＩＦＦＴｓ２２４、およびサイクリックプレフィックス発生器２２６は技術的に知られており、ここでは詳細に記載しない。
【００３６】
ＯＦＤＭを伴うおよび伴わないＭＩＭＯシステムのための符号化および変調は、それぞれ２００１年３月２３日および２００１年９月１８日に出願された共に「無線通信システムにおいてチャネル状態情報を利用する方法および装置(Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless Communication System)」というタイトルの米国特許出願シリアル番号０９／８２６，４８１および０９／９５６，４４９、２００１年５月１１日に出願された「チャネル状態情報を利用した複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいてデータを処理する方法および装置(Method and Apparatus for Processing Data in a Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Communication System Utilizing Channel State Information)」というタイトルの米国特許出願シリアル番号０９／８５４，２３５、２００１年２月１日に出願された「無線通信システムのための符号化スキーム(Coding Scheme for a Wireless Communication System)」というタイトルの米国特許出願シリアル番号０９／７７６，０７５、および２００１年１１月６日に出願された「多元接続複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）通信システム(Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Communication System)」というタイトルの米国特許出願シリアル番号０９／９９３，０８７にさらに詳細に記載されている。これらの出願は、この発明の譲受人にすべて譲渡され、参照することによりここに組み込まれる。さらに、他の符号化および変調スキームを使用してもよく、この発明の範囲内である。
【００３７】
ＯＦＤＭシステムの一例は、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりここに組み込まれる、２０００年３月３０日に出願された「マルチキャリヤ変調を採用した高効率、高性能通信システム(High Efficiency, High Performance Communication System Employing Multi-Carrier Modulation)」というタイトルの米国特許出願シリアル番号０９／５３２，４９２に記載されている。ＯＦＤＭはまた、１９９０年５月発行のＩＥＥＥ通信マガジンにおいて、A.C.Bingham著「データ伝送のためのマルチキャリヤ変調：時が来たアイデア(Multicarrier Modulation for Data Transmission: An idea Whose Time Has Come)」という論文にも記載されている。
【００３８】
伝送の前にデータを符号化するために種々の種類のエンコーダを使用してもよい。例えば、エンコーダは以下のいずれか１つを実施してもよい：（１）シリアル連結コンボルーションコード（ＳＣＣＣ）、（２）並列連結コンボルーションコード（ＰＣＣＣ）、（３）簡易コンボルーションコード、（４）ブロックコードとコンボルーションコードからなる連結コード等。連結コンボルーションコードは、ターボコードとも呼ばれる。
【００３９】
上述した信号処理は、一方向における音声、ビデオ、パケットデータ、メッセ−ジング、および他の種類の通信の伝送を支援する。双方向の通信システムは、双方向のデータ伝送を支援し、同様の方法で動作する。
【００４０】
図３は、プリコーダを内蔵する通信システムのブロック図３００を図解する。図３において、ａkは、kが時間インデックスである、ＱＡＭ信号コンステレイションからの複素変調シンボル３０４を示す。Ｍ点を有する２つのＰＡＭコンステレイションのデカルト積、すなわち（−（Ｍ−１）、−（Ｍ−３）、…、（Ｍ−３）、（Ｍ−１））として見なしてもよい二乗ＱＡＭ信号コンステレイションが考慮される。複素変調記号３０４がプリコーダ３０８に入力される。プリコーダ３１２は、
【数１２】
2005510939.tif 000004
【００４１】
として定義される。これは、実数部と虚数部に書き換えることができる。
【数１３】
2005510939.tif 000005
【００４２】
但し、lkとｍkは、Ｘkの実数部と虚数部が＋／−Ｍの間にある、すなわち、−Ｍ≦Ｒｅ［Ｘk］，Ｉｍ［Ｘk］≦Ｍであるような整数である。
【００４３】
従って、プリコーダ関数は、現在のシンボル（ａk）から、以前のプリコーダ出力（Ｘk-1等）および以前のチャネルインパルス応答（ｈ-1等）の積を差し引いた関数である。
【００４４】
次に、プリコーダ出力３１２は、結合された伝達関数３１６に入力される。図３のＨ（ｚ）は、図４のブロック４５０に図解されるように（以下の図４参照）、送信フィルタ、マルチパスチャネル、受信フィルタ、およびイコライザのフィードフォワードフィルタ(feedforward filter)の結合された伝達関数３１６を示す。結合されたチャネルインパルス応答がＬ＋１シンボルに限定されると仮定すると、Ｈ（ｚ）は
【数１４】
2005510939.tif 000006
【００４５】
によって表される。
【００４６】
結合された伝達関数３１６の出力は、Ｙk（または３２０）により示される。従って、式（２）から
【数１５】
2005510939.tif 000007
【００４７】
が得られる。
【００４８】
Ｎkは、Ｎ0／２の電力スペクトル密度を有する複素付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）３２４を示す。結合された伝達関数３２０が付加白色ガウス雑音と混合されると、結果はＺk（３２８）により表され、従って、
【数１６】
2005510939.tif 000008
【００４９】
である。
【００５０】
但し、ＭＯＤ  ２Ｍ関数３３２は、予期しないコンステレイションのエネルギーに近い送信された信号エネルギーを制限することを表し、Ｗk（３３６）は判定統計値を示す。
【００５１】
従って、プリコーディングの使用は、基本信号コンステレイションの拡張を生じる。これは、ａkが元のＱＡＭコンステレイション内の信号点ならば、ａk＋２Ｍ（ｌk＋ｊｍk)も拡張された信号コンステレイション内の正当な信号点である。但し、ｌkおよびｍkは整数である。従って、受信器におけるモジュロ２Ｍ演算は、拡張信号コンステレイションを元のコンステレイションに折り返す。
【００５２】
プリコーダの性能は、少なくとも以下の理由により、理想的なＤＦＥイコライザの性能よりわずかに悪い。プリコーディング後の信号は、もはや離散ではなく、［−Ｍ，Ｍ］間で均一に分布され、２つの信号点間の同じ最小距離に対してわずかに高い送信エネルギーを生じる。これはプリコーディング損失として知られ、
【数１７】
2005510939.tif 000009
【００５３】
として与えられる。この損失は、大きなコンステレイションに対して無視してよい。また、プリコーディングは、基本信号コンステレイションの拡張を生じ、最も近い近傍系の平均数が増加し、従ってエラー性能をわずかに劣化させるので、プリコーダの性能は、理想的なＤＦＥイコライザの性能よりわずかに悪い。しかしながら、プリコーディングは、理想的なＤＦＥの性能に近づく非常に強力で、簡単で、実用的な手段である。
【００５４】
ターボ符号化およびプリコーディングを採用する通信システム４００のブロック図は、図４に図解される。送信されるバイナリデータブロック４０４は、コードビット４１２の系列を発生するターボエンコーダ４０８で符号化される。ターボコードは、並列または直列連結コードであってよい。また、任意のコードレートを発生するためにパンクチャリング(puncturing)を使用してもよい。ターボ符号化の後、コードビット４１２の系列は、マッパー(mapper)４１６に供給され、一緒にグループ化され（２ｌｏｇ2Ｍ）、Ｍ2−ＱＡＭ信号コンステレイション内の１つの点にマッピングされる。一実施形態において、グレーコードが使用される。マッパー４１６出力は、複素値変調シンボル４２０の系列である。複素値シンボル系列４２０はプリコーダ４２４に入力される。プリコーダの関数は、図３に関する記述において述べられる。
【００５５】
プリコーダ出力も複素値４２８である。一実施形態において、複素値信号４２８は、−Ｍと＋Ｍとの間に均一に分布する実数部および虚数部から構成される。ただし、Ｍは、構成要素パルス振幅変調（ＰＡＭ）コンステレイション内の信号点の数を表す。次に、プリコーダ出力４２８は、パルス整形送信フィルタ４３２に入力される。受信フィルタ４３６は受信器における相補的な整形フィルタである。送信フィルタ４３２および受信フィルタ４３６は両方とも、結合された応答がナイキスト(Nyquist)であるように、２乗根ナイキストフィルタであってよい。送信フィルタ４３２および対応する受信フィルタ４３６
ＷＬＡＮのための送信チャネル４４０は、後に付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）４４４が続く独立したマルチパスレイレイ(Reyleigh)フェージングチャネルとしてモデル化してもよい。フィードフォワードフィルタ４４８は、チャネルイコライザのフィードフォワード部であり、少し離間してもよい。フィードフォワードフィルタと結合された受信フィルタ４３６は、結合されたチャネルマッチフィルタおよび雑音白色化フィルタと等価であると考えてよい。送受信フィルタおよびチャネルのインパルス応答を考えると、フィードフォワードフィルタおよびプリコーダの係数は、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を用いて計算することができる。
【００５６】
Ｚnは、ＬＬＲメトリックコンピュータ４５６（ｎは時間インデックス）に供給されるフィードフォワードフィルタの出力４５２を示す。ＬＬＲメトリックコンピュータ４５６は、マイクロプロセッサ、ソフトウエア、マイクロプロセッサ上で実行されるマイクロコードであってもよいし、特定用途向け集積回路に具現化してもよいし、その他の形態であってもよい。ＬＬＲコンピュータ４５６の出力４６０は、特定のビットが特定の値である確率を与え、ターボコーダーのようなたたみこみコーダー４６４に入力され、それにより復号データ４６８を生成する。
【００５７】
フィードフォワードフィルタの出力は、
【数１８】
2005510939.tif 000010
【００５８】
によって表され、ａnは対応する送信されたＱＡＭシンボルであり、
【数１９】
2005510939.tif 000011
【００５９】
は、複素ＡＷＧＮ雑音サンプルであり、Ｚnは送信されたシンボルａnのための受信した軟判定である。
【００６０】
ＬＬＲコンピュータブロック４５６は、受信したソフトＱＡＭシンボルごとに２ｌｏｇ2ＭビットＬＬＲｓを計算する。二乗ＱＡＭコンステレイションとグレーコードマッピングの積対称により、特定のコードビットのＬＬＲは、Ａn（実数部）またはＢn（虚数部）および対応する一次元ＰＡＭ信号点の関数である。言い換えれば、ＬＬＲｓを計算するために、受信したＱＡＭ信号は、２つの独立したＰＡＭ信号から構成されると考えることができる。それゆえ、受信した信号Ａnに対応する所定のコードビットｂk（kは、ＰＡＭ信号を表すｌｏｇ2Ｍグループのビットまたはラベル内のビットインデックスである；０≦k≦ｌｏｇ2Ｍ）は、等しく起こり得る変調シンボルであると仮定すると、
【数２０】
2005510939.tif 000012
【００６１】
によって表される。
【００６２】
ただし、
【数２１】
2005510939.tif 000013
【００６３】
は、それぞれｂk＝０およびｂk＝１の場合のＭ−ＰＡＭ信号点の部分集合である。上述したように、プリコーディングにより、受信した軟判定ＡnおよびＢnは拡張ＰＡＭ信号コンステレイションに属する。従って、ＬＬＲは、ｓが送信されたと仮定するなら、Ａnが受信された確率を決定することにより決定される。式（８）の最後の部分に図解するように、ＬＬＲ計算は、雑音係数σ2の影響を含んでいてもよい。
【００６４】
ＡnおよびＢnに関してＭｏｄ  ２Ｍ演算を実行することは、ＡnおよびＢnに関して硬判定が実行されるなら適切である基本コンステレイションに受信した信号点を折り返す。しかしながら、ターボコードのためのビットＬＬＲ（またはたたみこみコードの軟判定ビテルビ復号のためのビットブランチメトリック）を計算するために軟判定を利用するチャネル符号化が存在すると、ビットＬＬＲまたはブランチメトリックを計算する前に受信したコンステレイションを折り返すことは、デコーダの厳しい性能劣化を生じる。これは図５に例示されている。
【００６５】
図５は受信したモジュロ信号コンステレイションおよび拡張された信号コンステレイションを図解する。ボックス５０４は、それぞれ（ビットｂ0およびｂ1に対する）グレーコード、１１、１０、００、および０１に対応する点、−３、−１、１、および３から構成されるモジュロ（非拡張）信号コンステレイションを表す。ポイント５０８が図示するように（丁度「４」の外側）受信され、モジュロ２Ｍ演算が実行されるなら、ポイント５０８はポイント５１２（丁度−４の内側）に移動する。非拡張コンステレイションにおいて、０または１のいずれかである点５１２の確率が評価される。ビットｂ0の近くの値のみが「１」（例えば、ほぼ９５％の確率）なので、ビットｂ0が「１」である確率は極めて高い。しかしながら、拡張信号コンステレイションを考えるなら、点５０８が０または１である確率が評価される。点５０８は「０１」よりも「１１」にわずかに近いので、ビットｂ0が「１」である確率は非常に低い（例えば、ほぼ５５％の確率）。従って、ＬＬＲを計算する前に拡張信号コンステレイションを使用して、モジュロ２Ｍ演算を使用しない場合は、所定ビットの極めてより正確な確率の決定を生じる。
【００６６】
従って、モジュロ演算を削除し、拡張された信号コンステレイションに関してビットＬＬＲを計算するという変更は、プリコーダが存在するときビットＬＬＲまたはブランチメトリックを計算するために使用される。言い換えれば、ｉが整数であるオリジナルセット内の各点に２Ｍｉを加算することによりセット
【数２２】
2005510939.tif 000014
【００６７】
が拡張される。次に、ＬＬＲが拡張されたセットを用いて決定される。チャネル実現の全体的調和から考察する必要があるｉの可能な値の範囲は、あらかじめ決定される。シミュレーションを通して、ｉ＝−２、−１、０、１、２である、多数のチャネル実現を用いることは一般に十分である。しかしながら、任意のｉの値を使用してもよいことが考えられる。ｉの上述した範囲が十分であると仮定すると、拡張信号セット
【数２３】
2005510939.tif 000015
【００６８】
はオリジナルセットより４倍大きい。これは、ＬＬＲ計算の複雑性を著しく増加させる。しかしながら、これは、ＬＬＲまたはメトリック計算のために受信した点の±Ｍ内にある点のみを考えるなら最小限にすることができる。
【００６９】
図６は、ＬＬＲが決定される方法のフローチャート６００を図解する。複数の復調された信号点が受信される６０４。復調された信号点は複数の符号化ビットおよび雑音から構成される。信号点の第１の部分集合および信号点の第２の部分集合が決定される６０８。次に、特定の軟判定が受信されたならば、受信される所定ビットの確率が決定される６１２。受信された軟判定は拡張された信号コンステレイションに属する。従って、式（８）に示すように、ＬＬＲは、受信したビットが「１」または「０」である確率の合計の比の対数として決定される６１６。
【００７０】
複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムにおけるようなアンテナダイバーシチは、フェージングチャネルに対してデータ伝送の性能を改善するための強力なスキームである。ビット拡張されたコンステレイションを用いたＬＬＲの決定とともに、上述したプリコーディング方法は、結合ダイバーシチまたは選択ダイバーシチのどちらでも、複数の受信アンテナダイバーシチを採用する通信システムに等しく適切である。
【００７１】
このように、プリコーダに連動してＬＬＲを決定する新規で改良された方法および装置について記載した。当業者は、さまざまな異なる技術および技法のいずれかを用いて情報と信号を表してもよいことを理解するであろう。例えば、上述した記述全体を通して参照してもよいデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、記号、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁界、磁性粒子、光学界、または光学粒子またはそれらの任意の組合せにより表してもよい。
【００７２】
当業者はさらに、ここに開示した実施の形態に関連して記載した種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップは、電子ハードウエア、コンピュータソフトウエアまたは両方の組合せで実施してもよいことを理解するであろう。このハードウエアとソフトウエアの互換性を明瞭に説明するために、種々の実例となる部品、ブロック、モジュール、回路、およびステップが一般にそれらの機能性の観点から上に記載された。そのような機能性がハードウエアまたはソフトウエアとして実現されるかは特定のアプリケーションおよび全体のシステムに課せられた設計制約に依存する。熟達した職人は、各特定のアプリケーションに対して記載された機能性を種々の方法で実施してもよいが、そのような実施の判断は、この発明の範囲からの逸脱を生じさせるものとして解釈されるべきでない。
【００７３】
ここに開示された実施の形態に関連して記載された種々の実例となる論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブル論理装置、ディスクリートゲートまたはトランジスタロジック、ディスクリートハードウエアコンポーネント、またはここに記載した機能を実行するように設計されたいずれかの組合せを用いて実施または実行してもよい。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサであってよいが、別の方法では、プロセッサは、いずれかの一般的なプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、またはステートマシンであってよい。プロセッサはまた、計算装置の組合せとしても実施できる。例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと協力した１つ以上のマイクロプロセッサまたはいずれかの他のそのような構成として実施してもよい。
【００７４】
ここに開示された実施の形態に関連して記載された方法またはアルゴリズムのステップは、ハードウエアにおいて、プロセッサにより実行されるソフトウエアモジュールにおいて、または両者の組合せにおいて直接具現化してもよい。ソフトウエアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、脱着可能ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または技術的に知られているその他のいずれかの形態の記憶媒体に常駐してもよい。プロセッサおよび関連する記憶媒体は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に常駐してもよい。ＡＳＩＣは加入者装置またはある種の無線インフラストラクチャに常駐してもよい。別の方法では、プロセッサおよび記憶媒体は、ユーザ端末内の個別部品として常駐してもよい。
【００７５】
開示した実施形態の上述の記載は、当業者がこの発明を製作または使用することを可能にするために提供される。これらの実施形態に対する種々の変形は、当業者には容易に明白だろう、そしてここに定義される包括的原理は、この発明の精神または範囲から逸脱することなく他の実施形態に適用してもよい。従って、この発明は、ここに示した実施の形態に限定されることを意図したものではなく、ここに開示した原理と新規な特徴に一致する最も広い範囲が許容されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】図１は、この発明の種々の観点および実施形態を実施することのできる通信システムの簡易化したブロック図を図解する。
【図２Ａ】図２Ａは、単一符号化および変調スキームでデータを符号化し変調する２つの送信器装置のブロック図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、アンテナごとに別個の符号化および変調スキームでデータを符号化および変調する２つの送信器装置のブロック図である。
【図３】図３は、プリコーダを内蔵する通信システムのブロック図を図解する。
【図４】図４は、ターボ符号化およびプリコーディングを採用する通信システムのブロック図を図解する。
【図５】図５は、受信したモジュロ信号コンステレイションおよび拡張された信号コンステレイションの例を図解する。
【図６】図６は、軟判定シンボルを決定するために行なわれるステップのフローチャートを図解する。
【図１】
2005510939.tif 000026
【図２Ａ】
2005510939.tif 000027
【図２Ｂ】
2005510939.tif 000028
【図３】
2005510939.tif 000029
【図４】
2005510939.tif 000030
【図５】
2005510939.tif 000031
【図６】
2005510939.tif 000032
【国際調査報告】
2005510939.tif 000033