(57)【要約】この発明は、一般に、信号が複数の送信アンテナから受信アンテナによって受信される受信された信号を復号するための装置、方法およびコンピュータプログラムコードに関連する。本発明は送信アンテナおよび受信アンテナ間のチャンネル応答の推定値を引き出すための制限されまたは既知の情報のみが利用可能であるときに起るさらなる困難性を処理する。複数の送信アンテナから送信され、少なくとも１つの受信アンテナによって受信される信号を復号する方法であって、送信された信号が要素c１乃至cＮＴを有するコードワードベクトルcを含み、ここにNTは送信アンテナの数であり、要素c１乃至cＮＴは各送信アンテナから送信されたそれぞれのシンボルを表し、コードワードcは入力データシンボルで作動し有限の複数の状態を有するコード化マシンにより生成され、コード化マシンは状態間の一組の許容された遷移を有し、マシンの遷移は入力データシンボルの系列により決定され、一組のチャンネル応答が送信アンテナおよび少なくとも1つの受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述し、少なくとも1つの受信アンテナで受信された信号が各送信アンテナから送信された信号の組み合わせを含み、各送信された信号はチャンネル応答の組のそれぞれ１つにより変更され、方法は、チャンネル応答の組に関して初期の推定値を決定しかつコード化マシンの想定された初期状態を選択し;一組の推定され送信されたコードワードおよび関連する組のチャンネル応答を決定するために、受信された信号を使用して初期推定値と状態から外挿法により推定し、各推定されたコードワードはチャンネル応答の関連する推定された組を有し；受信された信号を復号するために推定された送信されたコードワードの組から推定された入力データシンボル系列を決定することを含み；その中で、外挿法により推定することが複数の反復を含み、各反復は、反復におけるコード化マシンの各可能な状態から次の反復に関してコード化マシンの各許容された新しい状態へ一組の許容された遷移を確立し、新しい状態への複数の許容された遷移を有するコード化マシンの各許容された新しい状態について、各許容された遷移に関する一組のチャンネル応答を推定することにより複数の遷移の１つを選択し、各許容された遷移について、受信された信号を遷移に関連するチャンネル応答の推定された組により変更された遷移に関連するコードワードと比較し；それによって受信された信号を使用して選択された遷移に関連するチャンネル応答の推定された組を更新することを含む方法が記述される。
2005536139.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナから送信され、少なくとも１つの受信アンテナにより受信される信号を復号する方法であって、
送信された信号が要素c１乃至cＮＴを有するコードワードベクトルcを含み、ここにNTは送信アンテナの数であり、要素c１乃至cＮＴは各送信アンテナから送信されたそれぞれのシンボルを表し、コードワードcは入力データシンボルで作動し有限の複数の状態を有するコード化マシンにより生成され、前記コード化マシンは前記状態間の一組の許容された遷移を有し、前記マシンの遷移は前記入力データシンボルの系列により決定され、
一組のチャンネル応答が前記送信アンテナおよび前記少なくとも1つの受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述し、
前記少なくとも1つの受信アンテナで受信された信号が各送信アンテナから送信された信号の組み合わせを含み、各送信された信号は前記チャンネル応答の組のそれぞれ１つにより変更され、方法は、
前記チャンネル応答の組に関して初期の推定値を決定しかつ前記コード化マシンの想定された初期状態を選択し;
一組の推定され送信されたコードワードおよび関連する組のチャンネル応答を決定するために、前記受信された信号を使用して前記初期推定値と状態から外挿法により推定し、各推定されたコードワードはチャンネル応答の関連する推定された組を有し；
前記受信された信号を復号するために前記推定された送信されたコードワードの組から推定された入力データシンボル系列を決定することを含み；
その中で、前記外挿法により推定することが複数の反復を含み、各反復は、
前記反復における前記コード化マシンの各可能な状態から次の反復のために前記コード化マシンの各許容された新しい状態へ一組の許容された遷移を確立し、
新しい状態への複数の許容された遷移を有する前記コード化マシンの各許容された新しい状態について、各前記許容された遷移に関する一組のチャンネル応答を推定することにより前記複数の遷移の１つを選択し、各前記許容された遷移について、前記受信された信号を遷移に関連するチャンネル応答の前記推定された組により変更された遷移に関連するコードワードと比較し；
それによって前記受信された信号を使用して選択された遷移に関連するチャンネル応答の推定された組を更新することを含む方法。
【請求項２】
履歴値が、前記反復において前記コード化マシンの各可能な状態に関連され、前記複数の許容された遷移の1つの前記選択が、前記許容された遷移が来る可能な状態の履歴値に依存しており、方法はさらに、
前記次の反復のために前記コード化マシンの各前記許容された新しい状態のための履歴値を決定することを含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記コード化マシンの想定された初期状態を選択することは、選択された初期状態が他の可能な初期状態よりさらに重く重み付けされるように、前記コード化マシンの可能な初期状態に履歴値を分配することを含む請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記チャンネル応答の組のための前記初期の推定値がゼロである請求項１乃至３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記受信された信号の既知の部分を使用して前記チャンネル応答の組のための前記初期の推定値を決定することをさらに含む請求項１乃至３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
チャンネル応答の前記推定および更新がカルマンフィルタ処理を含む請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記チャンネル応答の組が前記送信アンテナおよび前記受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述する、複数の受信アンテナにより受信された信号を復号するための請求項１乃至６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記コード化マシンが空間-周波数コード化マシンを含み、前記反復が周波数の反復を含む請求項１乃至７のいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
前記コード化マシンが空間-時間コード化マシンを含み、前記反復が時間の反復を含む請求項１乃至７のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
多数の送信アンテナから1つ以上の受信アンテナへ送信されるトレリスコード化信号を復号するため、トレリスコードのコードワードと送信アンテナおよび１つ以上の受信アンテナ間のチャンネルの応答とを同時に推定することにより、状態の系列と関連するチャンネル応答とを決定する方法であって、
初期のチャンネル推定値を決定し；
複数のカルマンフィルタまたは再帰的ベイジアン（Bayesian）推定器を使用して前記初期のチャンネル推定値から一組のチャンネル応答予測を決定し；
前記チャンネル応答予測を使用して、トレリスパス要素に対応しかつ前記トレリスコード化信号およびコードワードのトレリスにおける状態の可能な系列および一組のチャンネル応答を表している単一の仮説を選択し、ここに複数のこのような仮説がトレリスパス要素を収束することに対応して利用可能であり；
前記選択の結果に応じて前記チャンネル応答予測を更新し；
状態の系列およびコードワード並びに関連するチャンネル応答を表している前記トレリスの各パスを通して複数の可能なパスを拡張するように前記選択と更新のステップを反復することを含む方法。
【請求項１１】
前記トレリスパス要素を収束することの各々がトレリスパスを拡張し、かつ前の選択ステップから得られ前記トレリスパスの精度を表す関連する基準を有し、ここに前記選択が前記トレリスパス要素の収束と関連した基準に応答可能である請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記トレリスコード化信号が空間-周波数または空間-時間トレリスコード化信号である請求項１０または１１に記載の方法。
【請求項１３】
複数の送信アンテナから少なくとも1つの受信アンテナへ送信されるトレリス符号化変調(TCM)コードワードの系列を推定する方法であって、各コードワードｃｋは各送信アンテナからの送信のシンボルコードワードのベクトルを含みかつインデックスkを有し、送信アンテナおよび受信アンテナまたは複数の受信アンテナ間の推定されたチャンネル応答が以下により記述され、
【数１】
2005536139.tif 000037
ここにNＲおよびNＴはそれぞれ受信および送信アンテナの数を表す整数であり、方法は、
初期推定値h０を決定し、
コードワードの前記系列を推定するため前記初期推定値h０を発展させ、ここに前記発展は、
(i)k番目の反復推定値hｋ(i)に基づいて前記発展のk+1番目の反復についての一組の推定値h（i，j）を決定し、ここにiとjはそれぞれ反復kとk+1でTCM コードワードの系列を発生させるためのコード化マシンの可能な状態をラベルし；
(ii)各前記j番目の可能な状態について以下の値を選択し、
【数２】
2005536139.tif 000038
受信信号ベクトルyｋ=[x１(k)…xi（k）…xＮＲ(k)]Ｔ間の距離評価基準の合計を最小にする値を選択し、ここにxi（k）はi番目の受信アンテナで受信されるインデックスkを有する信号を表し、推定値C（i,j）h（i,j）は、
【数３】
2005536139.tif 000039
c(i,j)はコード化マシンと各状態iに関連した履歴値のΨk(i)の状態iから状態jへの遷移によって発生されるコードワードを表し；
(iii)前記選択するステップ(ii)の結果に基づく各状態jについての履歴値Ψk+1(j)の更新された組を決定し；
(iv)Ck+1のために選択された値を使用してhk+1（j）の推定された値を決定し；
(v)Cの値の系列、したがって、コードワードcの系列を決定するためにk番目の反復推定値の代わりにh（j）のk+1番目の反復推定値を使用して(i)乃至(iv)のステップを繰り返すことを含む方法。
【請求項１４】
kが周波数をインデックスする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
kが時間をインデックスする請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
多数の送信アンテナから1つ以上の受信アンテナへ送信されるトレリスコード化信号を復号するため、トレリスコードのコードワードと送信アンテナおよび１つ以上の受信アンテナ間のチャンネルの応答とを同時に推定することにより、状態の系列と関連するチャンネル応答とを決定する方法であって、
トレリスコード化信号の状態の可能な系列を表すパスを含むトレリスを構成し、前記コードワードおよびチャンネル応答を同時に推定するため複数のカルマンフィルタを発展させることにより、前記パスはトレリスコードのコードワードおよびチャンネルの応答と関連付けられ、前記トレリスはトレリスの各ノード内に１つより多いパスがないように構成される方法。
【請求項１７】
請求項１６の方法にしたがって構成されたトレリスを含むするデータ構造。
【請求項１８】
各ノードが好ましいパスを選択するためにそのノードに導いているパスを含むパスを評価する基準を表す関連する履歴値を有する請求項１７に記載のデータ構造。
【請求項１９】
請求項１乃至１６のいずれか1項の方法にしたがって作動するように構成された信号デコーダ。
【請求項２０】
複数の送信アンテナから送信されかつ少なくとも１つの受信アンテナにより受信された信号を復号するデコーダであって、
送信された信号は要素c1乃至cNTを有するコードワードベクトルcを含み、ここにNTは送信アンテナの数であり、要素c1乃至cNTは各送信アンテナから送信されたそれぞれのシンボルを表し、コードワードベクトルcは入力データシンボルで作動しかつ有限の複数の状態を有するコード化マシンで発生され、前記コード化マシンは前記状態間で一組の許容された遷移を有し、前記マシンの遷移は前記入力データシンボルの系列によって決定され、
一組のチャンネル応答が前記送信アンテナおよび前記少なくとも１つの受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述し、
前記少なくとも1つの受信アンテナで受信された信号は各送信アンテナから送信された信号の組み合わせを含み、各送信信号は前記組のチャンネル応答のそれぞれ1つによって変更されているものにおいて、
デコーダは、
前記組のチャンネル応答について初期推定値を決定し、かつ前記コード化マシンの想定された初期状態を選択する手段と、
各推定されたコードワードが関連した推定された組のチャンネル応答を有しており、一組の推定され送信されたコードワードと関連する組のチャンネル応答を決定するために前記受信信号を使用して前記初期推定値と状態から外挿法で推定する手段と、
前記受信された信号を復号するために前記組の推定され送信されたコードワードから推定された入力データシンボル系列を決定する手段とを含み、
前記外挿法で推定する手段は複数の反復を実行するように構成され、さらに、
前記反復において前記コード化マシンの各可能な状態から次の反復のため前記コード化マシンの各許容された新しい状態へ一組の許容された遷移を確立する手段と、
新しい状態への複数の許容された遷移を有する前記コード化マシンの各許容された新しい状態について、各前記許容された遷移に関する一組のチャンネル応答を推定することにより前記複数の遷移の１つを選択し、各前記許容された遷移について、前記受信された信号を遷移に関連するチャンネル応答の前記推定された組により変更された遷移に関連するコードワードと比較する手段と、
前記受信信号を使用して選択された遷移に関連した推定された組のチャンネル応答を更新する手段とを含むデコーダ。
【請求項２１】
履歴値が、前記反復において前記コード化マシンの各可能な状態に関連され、前記複数の許容された遷移の1つを選択する前記手段が、前記許容された遷移が来る可能な状態の履歴値に応答可能であり、デコーダはさらに、前記次の反復において使用するために前記コード化マシンの各前記許容された新しい状態のための履歴値を決定する手段を含む請求項２０に記載のデコーダ。
【請求項２２】
前記コード化マシンの想定された初期状態を選択する前記手段が、選択された初期状態が他の可能な初期状態よりさらに重く重み付けされるように、前記コード化マシンの可能な初期状態に履歴値を分配する手段を含む請求項２１に記載のデコーダ。
【請求項２３】
前記チャンネル応答の組のための前記初期の推定値がゼロである請求項２０乃至２２のいずれか１項に記載のデコーダ。
【請求項２４】
前記受信された信号の既知の部分を使用して前記チャンネル応答の組のための前記初期の推定値を決定する手段をさらに含む請求項２０乃至２２のいずれか１項に記載のデコーダ。
【請求項２５】
チャンネル応答を推定することによる選択する前記手段およびチャンネル応答を更新する前記手段がカルマンフィルタを使用して実施される請求項２０乃至２４のいずれか１項に記載のデコーダ。
【請求項２６】
前記チャンネル応答の組が前記送信アンテナおよび前記受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述する、複数の受信アンテナにより受信された信号を復号するための請求項２０乃至２５のいずれか１項に記載のデコーダ。
【請求項２７】
前記コード化マシンが空間-周波数コード化マシンを含み、前記反復が周波数の反復を含む請求項２０乃至２６のいずれか１項に記載のデコーダ。
【請求項２８】
前記コード化マシンが空間-時間コード化マシンを含み、前記反復が時間の反復を含む請求項２０乃至２６のいずれか１項に記載のデコーダ。
【請求項２９】
請求項１９乃至２８のいずれか1項のデコーダを含む受信器。
【請求項３０】
実行するとき、請求項１乃至１６のいずれか1項の方法または請求項１９乃至２８のいずれか1項のデコーダを実現するプロセッサ制御コード。
【請求項３１】
請求項１７または１８のデータ構造か請求項３０のプロセッサ制御コードを搬送する担体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は一般に、受信された信号を復号する装置、方法およびコンピュータプログラムコードに関連し、ここに信号は複数の送信アンテナから受信アンテナにより受信される。発明は、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャンネルの応答の推定値を引き出す制限された、または既知の情報のみが利用可能であるときに起こる一層の困難を処理する。
【０００２】
発明はMIMO-OFDM(多入力多出力の直交周波数分割多重化)通信システムの文脈で主に記述されるが、発明の応用はそのようなシステムに限定されず、また、発明の応用の例は周波数領域のコード化よりむしろ時間に与えられるであろう。
【背景技術】
【０００３】
Hiperlan/2とIEEE802.11aのような高いデータレートの無線ローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)規格の現代は、最大54Mbit/sのデータレートを提供する。しかしながら、インターネット、ビデオおよびマルチメディアなどのさらに高いデータレートサービスのための絶えず増加する要求は、次世代無線LANから改良された帯域幅効率の必要性を作り出した。現在のIEEE802.11a規格は直交周波数分割多重化(OFDM)と適応型の変調および復調の帯域幅の効率的な方式を採用する。システムは単一入力単一出力(SISO)システムとして設計され、本質的には回線の各端で単一の送受信アンテナを採用している。しかしながら、ETSI BRANの中では、多アンテナあるいはセクタ化されたアンテナへの幾つかの備えが改良されたダイバーシティ利得とその結果としての回線の丈夫さのために調査された。
【０００４】
Hiperlan/2は、セキュリティの特徴をもち、かつ５GHzの帯域で動作する５４Mbpsの無線ネットワークに対する欧州の標準規格である。IEEE 802.11、とくにIEEE 802.11aは、異なるネットワークアーキテクチャを定めた米国の標準規格であるが、同じく、５GHzの帯域を使用し、かつ５４Mbpsまでのデータレートを与える。Hiperlan（High Performance Radio Local Area Network、高性能無線ローカルエリアネットワーク）のタイプ２の標準規格は、データリンク制御（Data Link Control, DLC）層（基本データ転送機能および無線リンク制御（Radio Link Control, RLC）サブレイヤを含む）、パケットベース収束層（共通部分の定義およびイーサネットサービス別の収束サブレイヤを含む）、物理層定義およびネットワーク管理定義によって定められる。Hiperlan/2の別の詳細については、次の文献を参照すべきである。これらは、ここでは参考文献として取り上げられている: ETSI TS 101 761-1(V1.3.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Data Link Control (DLC) Layer; Part 1: Basic Data Transport Functions”; ETSI TS 101 761-2(V1.2.1): “Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Data Link Control (DLC) Layer; Part 2:Radio Link control (RLC) sublayer” ETSI TS 101 493-1 (V1.1.1): “Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Packet based Convergence Layer; Part 1: Common Part”; ETSI TS 101 493-2 (V1.2.1) “Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Packet based Convergence Layer; Part 2: Ethernet Service Specific Convergence Sublayer (SSCS)”; ETSI TS 101 475 (V1.2.2):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) layer”; ETSI TS 101 762 (V1.1.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Network Management”。これらの文献は、ETSIのウエブサイトのWWW.etsi.org.から得られる。
【０００５】
Hiperlan/2 システムに基づく典型的な無線のLAN(ローカル・エリア・ネットワーク)は、それぞれネットワークのアクセスポイント(AP)または基地局との無線通信において多くの移動端末(MT)を含む。アクセスポイントはまた中央コントローラ(CC)と通信し、それは順次、例えば、固定イーサネットタイプローカル・エリア・ネットワークのような他のネットワークに回線を持っているかもしれない。例えば、ローカルアクセスポイントのないHiperlan/2ネットワークのいくつかの例において、移動端末の1つは、MT回線にダイレクトMTを許容するためにアクセスポイント/中央コントローラの役割を果たすかもしれない。しかしながら、この仕様では、“移動端末”と“アクセスポイント”の基準はHiperlan/2システム、またはどんな特定の形のアクセスポイント(または基地局)あるいは移動端末にもなんら制限を含むように取られるべきではない。
【０００６】
直交周波数分割多重化は、高いビットレートディジタルデータ信号を送信するには周知の技術である。高速データを有する単一の搬送波を変調するよりむしろ、データは多くの低いデータレートチャンネルに分割され、そのそれぞれが別々の副搬送波で送信される。この方法により、マルチパスフェージングの影響が緩和される。OFDM信号では、別々の副搬送波は図1aのスペクトル10の副搬送波12として示されるように、それらが重なるように間隔を保たれる。副搬送波周波数は副搬送波が互いに直交するように選ばれるので、副搬送波上で変調された別々の信号が受信器で復元されることができる。1つのOFDMシンボルが一組のシンボルによって定義され、１つが各副搬送波上で変調される(したがって、複数のデータビットに対応している)。副搬送波が1/T(ここにTはOFDMシンボル周期である)の間隔により周波数を別々に間隔を保たれるなら、副搬送波は直交である。
【０００７】
OFDMシンボルは一組の入力シンボルの逆フーリエ変換、望ましくは逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行することにより得ることができる。入力シンボルはOFDMシンボルのフーリエ変換、望ましくは高速フーリエ変換(FFT)を実行することにより復元することができる。FFTはOFDMシンボルを各副搬送波により有効に乗算し、シンボル周期Tに亘って積分する。OFDMシンボルの他の副搬送波との重なりが積分周期Tに亘ってゼロに平均化されるので、与えられた副搬送波に関して、OFDMシンボルからの1つの副搬送波だけがこの手順によって抽出されることを見ることができる。
【０００８】
しばしば、副搬送波は直交振幅変調QAM(Quadrature Amplitude Modulation) シンボルによって変調されるが、位相変調(PSK)またはパルス振幅変調(PAM)のような他の形式の変調を使用することができる。マルチパスの影響を減少するために、OFDMシンボルは、通常各シンボルの始めにガード区間により拡張される。2つのマルチパスの構成要素の相対的な遅れがこの監視時間の間隔より小さいなら、少なくとも第1の近似において、符号間干渉(ISI)はない。
【０００９】
図1（ｂ）は通常のSISO（single-input，single-output、単一入力、単一出力）OFDMシステムの例を示し、送信器100(ここでは移動端末、MT)と受信器150(ここではアクセスポイント、AP)を含む。送信器100では、ソース102はデータをベースバンドマッピングユニット104に提供し、そのユニットは順方向エラー訂正コード化とインターリービングを選択的に提供し、QAMシンボルなどの変調されたシンボルを出力する。変調されたシンボルはマルチプレクサ108に提供され、マルチプレクサはパイロットシンボル発生器106からのパイロットシンボルとそれらを結合する。発生器は受信器における周波数同期とコヒーレント検波(他の配列では、差動検波が採用されるかもしれない)のため基準振幅と位相を提供する。ブロック110の組み合わせはマルチプレクサ108からの直列データストリームを複数の並列の減少されたデータレートのストリームに変換して、OFDMシンボルを提供するためにこれらのデータストリームにIFETを実行して、次に、このOFDMシンボルの多重副搬送波を単一の直列データストリームに変換する。この直列(ディジタル)のデータストリームはディジタルアナログ変換器112によりアナログ時間領域信号に変換され、アップコンバータ114によりアップコンバートされ、フィルタ処理と増幅(示されない)の後アンテナ116から出力される。アンテナ116は全指向性アンテナ、セクタ−化指向性アンテナまたはビーム形成を有するアレイアンテナを含んでもよい。
【００１０】
送信器100のアンテナ116からの信号は“チャンネル”118を通して受信器150のアンテナ152によって受信される。通常信号は、多くの異なったチャンネルまたはパスを経て伝播された多くの異なった振幅と位相を有する多くのマルチパス成分としてアンテナ152に到達する。これらのマルチパス成分は、受信器で合成して互いに干渉し、櫛状と言うよりむしろ、典型的に多くの深い受信不可能な全体的なチャンネル特性を提供し、それは時間とともに（特に送信器または受信器が移動しているとき）変化する。多くの送信器が同じ一般的な位置、例えばオフィスにあるときは、しばしばこれは同一チャンネル干渉をもたらし、それはマルチパスよりも問題が多い場合がある。
【００１１】
受信器150のアンテナ152はダウンコンバータ154を経てアナログディジタル変換器156に合成される。次に、ブロック158が直列−並列変換、FFT、および並列−直列再変換を行い、出力をデマルチプレクサ160に提供し、デマルチプレクサはデータシンボルからパイロットシンボル信号162を分離する。次にデータシンボルは復調され、ベースバンドデマッピングユニット164によりデマップされて検出されたデータ出力166を提供する。概して受信器150は送信器100の鏡像である。送信器と受信器は、OFDM送受信器を形成するように結合されてもよい。
【００１２】
OFDM技術は、種々の応用に採用され、例えば、軍事通信システムおよびHiperlan/2(www.etsi.org/technicalactiv/hiperlan2.htm,andDTS/BRAN-0023003v0.k)と同様に高品位テレビなどに使用される。
【００１３】
図1（b）の受信器はいくらか簡素化されていて、実際には、非直交性、したがってISI/ICI(Inter-Symbol Interference/ Inter-Carrier Interference,シンボル間干渉/搬送波間干渉)を導入することを避けるために、順次FFTウィンドウを各OFDMシンボルへ同期させる必要がある。これは、ガード区間のシンボルの周期的な拡大でOFDMシンボルの自己相関を求めることにより成されるが、例えば、整合フィルタを使用して、受信器が正確に確認かつ位置付けることができる公知のOFDM(トレーニング)シンボルを使用することが一般に好ましく、特にパケットデータ伝送には好ましい。整合フィルタが時間領域で作動し、FFTが実行される前である（FFT周波数領域後に対立するものとして）ことが認識されるであろう。パケットデータシステムにおいて、データパケットは1つ以上のこれらのトレーニングシンボルを含むプリアンブルで提供されてもよい。
【００１４】
図2(a)は、通常のHIPERLAN2移動端末(MT)OFDM受信器の受信器フロント200と(b)信号処理ブロック250を示す。受信器250は、アナログディジタル変換回路252、同期、チャンネル推定および制御回路254、および逆パケット化、逆インターリーブ化および誤り訂正回路256のいくつかの詳細を示す。
【００１５】
フロントエンド200は入力増幅器204と結合された受信アンテナ202とミキサ206を含み、ミキサはRF信号をIFに混合するためIF発振器208からの第2の入力を受ける。次に、IF信号はバンドパスフィルタ210を通して自動利得制御(AGC)増幅器212に提供され、AGC段は制御回路254から線226により制御されて、後の信号量子化を最適化する。AGC 212の出力は2つのミキサ214、216に入力を供給し、ミキサはまた発振器220と分離器218から直交信号を提供され、直交IおよびQ信号222、224を発生する。これらのIおよびQ信号はアナログディジタル変換回路252によりオーバーサンプルされ、フィルタにかけられて間引かれる。信号のオーバーサンプルはディジタルフィルタ処理を援助し、その後信号は所望のサンプルレートにレートを低減される。
【００１６】
伝送チャンネルの影響を補償することが望ましい(絶対に不可欠ではない)。これは例えば、プリアンブルデータか1つ以上のパイロット信号のような既知のシンボルを使用して成すことができる。図2の受信器250において、“Cシンボル”として参照される既知のプリアンブルシンボルはチャンネル推定を決定するために使用される。受信器は受信された信号に同期し、スイッチ258は受信されたCシンボルをチャンネル推定器260に通すように作動する。これは、既知のCシンボルのチャンネルの影響(副搬送波のシンボルの振幅変化と位相シフト)を推定し、その結果、チャンネルの影響はチャンネル応答の逆数(即ち、複素共役)により乗算することにより補償することができる。代わりに、チャンネル推定を決定するために、1つ以上のパイロット信号(それはまた、既知のシンボルを含む)を使用することができる。位相回転の利得と受信されたパイロットを期待されたシンボルに変換するために要求される振幅変化は、他の受信されたシンボルに決定かつ適用することができる。ここに１つ以上のパイロットが１つ以上の周波数で利用でき、改良されたチャンネル補償推定は異なる周波数のパイロット信号を使用して他の周波数に内挿／外挿することにより得ることができる。
【００１７】
図2において、受信器フロントエンド200は一般にハードウェアで実行され、一方受信器処理部250は、フラッシュRAM262により図式的に例証されるように、通常少なくとも部分的にソフトウェアで実施されるであろう。例えば、1つ以上のディジタル信号プロセッサ(DSP)および/または1つ以上のASICまたはFPGAが使用される。当業者は図2の受信器(または同等な送信器について)のすべての機能がハードウェアで実行されることができることを認識するであろう。同様に、信号がソフトウェア無線でディジタル化される正確な点は、適当な高速アナログ/ディジタル変換器およびプロセッサの利用可能性、およびRF信号がIFまたはより高い周波数でディジタル化されることができる利用可能性と同様に、コスト/複雑さ/電力消費のトレードオフに依存する。
【００１８】
マルチパス伝播、特に屋内の無線LAN環境で一般的である受信された有害な影響を緩和するように、最近までかなりの努力がシステムを設計することにはらわれた。しかしながら、記述された著作G. J.Foschini and M. J. Gans “On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas”Wireless Personal Communications vol.no.3、pp.311-335、1998は送信器と受信器の両方で多アンテナ構造、いわゆる多入力多出力(MIMO)構造を利用することにより、膨大に増加させたチャンネル容量が可能であることを示した。空間-時間トレリスコード化変調(STTCM)の背後にあるアイデアは、V.Tarokh, N.Seshadri,and A.Calderbank,“Space-time codes for high data rate wireless communication-performance criterion and code construction”, IEEE Trans on Information Theory, vol.44, no.2、pp.744-765、1998に最初に発表された。概してSTTCMは空間領域に冗長があるトレリスコード化変調の一般化である。コード化はマルコフ(Markov)連鎖によって記述することができる。関心は広帯域チャンネルへの空間-時間コード化技術、および特にコード化が空間-周波数領域において空間-周波数トレリスコード化(SFTC)で実行されるOFDMベースのシステムにおけるそれらの用法に向けられた。これはD.Agraval、V.Tarokh、A.Naguib、and N.Seshadri,“Spase-time coded OFDM for high deta rate wireless communications over wideband channels”,in Proc. 48th IEEE VTC、Ottawa,Canada, 1998に記述される。SFTCの最大の尤度検出はチャンネル状態情報(CSI)の提供を必要とする。通常、CSIはトレーニング系列を通して入手され、例えば、Hiperlan/2とIEEE802.11a規格の両方がこの目的に関するプリアンブルの伝送を含んでいる。結果としてCSI推定値は空間-周波数ビタビ（Viterbi）デコーダへ供給され、それはMLSE(最尤系列推定)検索を実行する周期的なパイロット系列と挿入フィルタの使用に基づく空間-時間コード検出の技術はA.Naguib、V.Tarokh、N Seshadri and A.Calderbank,“A space-time coding based model for high data rate wireless communications” IEEE J-SAC vol.16, pp. 1459-1478.Oct1998に記述される。
【００１９】
図3（a）はNaguib他で記述された技術が作動する文脈の通信システム300のモデルを示す。情報源301が時間lで情報シンボルs(l)を空間-時間エンコーダ302へ提供し、空間-時間エンコーダはシンボルをNコードシンボルc１(l) c２(l)…cＮ(l)として符号化し、そのそれぞれが同時にアンテナ304から送信される。複数Mの受信アンテナ306が受信器308に入力されるそれぞれの信号r1(l)、….rM(l)を受信する。
【００２０】
【数４】
2005536139.tif 000003
送信および受信アンテナ間に複数のチャンネルがあり、例えば２つの送信アンテナと２つの受信アンテナですべてのチャンネルを構成する。これらのチャンネルの１つの時間変化を図3（b）に示す。Naguib他で記述される技術は、図3（c）で示されるように周期的なパイロット系列の送信信号に挿入を必要とし、推定されるべきこれらのチャンネルの応答を許容する。
【００２１】
図3（c）は、データで324a-eを散在させた周期的なパイロット系列322a-mを含んでいるデータフレーム320を示す。パイロット系列322間の間隔は伝送の前に予め決定されなければならないチャンネルの期待された時間変化の大きさにより指令される。１つ以上のチャンネルが期待されるより速く変化するならば、この方法は失敗する。逆に、チャンネルが期待されたより遅いフェージングならば、帯域幅は必要以上に含まれたパイロット系列として浪費される。
【００２２】
図3（d）は、データ334が後に続く単一の初期のパイロット系列332を有するデータフレーム330を示す。発明の実施例は、図3（a）で示された１つ以上のチャンネルが急速に変化するところでさえ、そのようなデータフレームの使用を可能にすることを目的とする。
【００２３】
図4は空間-周波数コード化MIMO-OFDM通信システム400を示す。既に例えば、ブロックエンコーダによって誤り訂正されて転送される入力データ402は、以下により詳細に記述されるように、空間-周波数符号化作動を実行するコード化マシン404によって処理される。空間-周波数エンコーダ404は複数のIFFT(逆高速フーリエ変換)ブロック406を駆動する出力を提供し、IFFTブロックは順次対応するrf段408およびアンテナ410を駆動する。IFFTブロック406は、時間領域において、送信されたOFDMシンボルに周期的なプレフィックスを追加するために構成される。従来のOFDMシステムにおいて、複数のパイロット副搬送波がチャンネル推定値のためではなく、周波数同期および位相追跡のために送信器によって提供される。
【００２４】
対応する受信器において、複数の受信アンテナ412が対応するrfフロントエンド414に入力を供給し、rfフロントエンドは順次ベクトルビタビデコーダ418に入力を供給するそれぞれの FFT（高速フーリエ変換）ブロック416を駆動する。チャンネル状態情報はCSIブロック420によりFFTブロック416の出力から決定され、ビタビデコーダ418に提供される。デコーダ418は送信器の入力402のデータ系列の推定値を含む出力422を提供する。ビタビデコーディング技術の背景情報は、G.D.Forney、Jr.“The Viterbi Algorithm” Proc. IEEE vol.61(3)、March 1973、pages267-278,and J.G.Proakis,“Digital Communications” McGraw Hill, 3/e 1995に見出すことができる。
【００２５】
当業者は、図4の送信器と受信器が便利のためにブロック図の形で描かれるが、rfブロック408と414を除いて、実際に送信器と受信器の素子が、例えば、ディジタル信号プロセッサ上でソフトウェアで実行されそうであり、またはVHDLなどのハードウェア記述言語を使用して設計技術者によってソフトウェアで指定されるかもしれず、その時正確なハードウェアの実施がハードウェア記述言語コンパイラにより決定されるかもしれないことを認識するであろう。
【００２６】
図4の配列は、エンコーダ404によって生成されたコードワードから得られるデータのコード化された系列をそれぞれ送信する一組の並列OFDM送信器を有効に提供する。概して図4のエンコーダ404とIFFTブロック406が単一のOFDM送信器に適用されるかもしれないように変調シンボルの長さｌのストリングを受け入れて、OFDMシンボルの一組のNＴを生成し、ここにNＴは各々同じ長さlの送信アンテナの数である。一組のシンボルへのマッピングは、後でより数学的に表現されるように、IFFTで処理されるストリングの組のトレリスコード化変調を使用して行われる。図1の線に沿った典型的な配列において、２つの送信アンテナが設けられ、１つ、２つ、４つまたはそれ以上の受信アンテナが採用され、より良い結果がより多くの受信アンテナで得られる。
【００２７】
図4の配列は空間-周波数符号化を有するMIMO-OFDMシステムを示すが、発明の実施例であり、後で記述されるように、空間-周波数/時間符号化MIMO-OFDMもまた採用されるかもしれない。
STTCMがOFDMシステムに適用されるとき、コード化は時間と空間よりむしろ周波数と空間にまたがって行われる。時間領域において、利用可能なダイバーシティの量はドップラー現象に関連する。したがって、低い移動性の高いデータレートシステム(発明の幾つかの実施例によって扱われるように)について、チャンネルはフレームにわたってほとんど一定なままでいる。逆に、無線チャンネルの遅延広がりは周波数領域でダイバーシティをもたらす。
【００２８】
【数５】
2005536139.tif 000004
データベクトルuｉは長さKであり、図4のrfブロック408に入力を提供する; CP挿入マトリクスTＣＰはサイズP×Kを有し、ここにP＝C+Kであり、Cは周期的なプレフィックスの長さを表し、フーリエ変換マトリクスFはサイズK×Kを有する。
【００２９】
【数６】
2005536139.tif 000005
言い換えれば、マルチパス遅延には、相次ぐ送信ブロックのデータの受信された信号を重ね合わせる効果がある。
【００３０】
【数７】
2005536139.tif 000006
これはいわゆるToeplitzチャンネルマトリックスH０とH１により記述され、uiに属する受信信号ブロックは以下の式1によって与えられる。
【００３１】
【数８】
2005536139.tif 000007
上のチャンネルマトリクスの両方はサイズP×Pであって、以下によって与えられる：H０の第1の列について(h０…hＬ-10…0)Ｔおよび第1の行について(h０0…0);H１の第1の列について(0…0)Ｔおよび第1の行について（0…hＬ-1…h１）、ここにLはタップにおけるチャンネルの長さであり、各タップは１つのシンボル期間に対応している。式1で、ηｉは付加的な雑音ベクトルを表す。周期的なプレフィックスCの長さはC≧L−１のように選ばれ、ガード区間を与える。受信器は、IBI(ブロック間干渉)によって影響されるxiの第1のCエントリーを取り除くが、周期的なプレフィックスが単にOFDMシンボルの拡大を含むので、これは情報を取り除かない。除去はTＲ＝[0ＫｘＣ，IＫｘＫ]で定義されるマトリクスTＲで予め乗算することにより行われ、ここにIは単位行列である。したがって、入出力関係は以下の式2によって表すことができる。
【００３２】
ｘｉ＝FTＲH０TＣＰF-1uｉ＋Fηｉ                          式2
CP挿入マトリクスTＣＰは、連結TＲH０TＣＰが円マトリクスであり、周期的な畳み込みを作るように構成され、その結果Fにより行列を対角化される。したがって、FTＲH０TＣＰF-1＝Λ＝diag{λ（１），…λ（Ｋ）}および、それ故
x=Λu + Fη                式3
ここに、IBIが軽減されたのでブロックインデックスiが落とされている。
図5は情報符号化処理500を絵表現で示す。伝送されるべきデータビットd 502の入来ストリームはジェネレータマトリクスGによって記述されるコード化マシン504に入力され、それは順次変調マッピング機能Mを実行する変調器506へ出力を供給し、その後のrf段によって伝送のためコード化されたシンボルcを出力する。
【００３３】
この過程を数学用語で記述するために、S.Baro、G.Bauch、and A.Hansmann、“Improved codes for space-time trellis coded modulation”, IEEE Communications Letters, vol.4、No.1、2000により適用された数学的表現形式が使用され、その数学的表現形式は参照として特に組み込まれる。これはSTTCMコードとコード化過程のジェネレータマトリクス表現を使用し；ここで、この表現はSTC-とSFC-OFDMに拡張される。さらにBaro他の論文はPSK(位相シフトキーイング)変調について特に言及するが、ここに提示した手順および発明の実施例のアプリケーションは変調のこの形式に制限されない。したがって、副搬送波(または非OFDMシステムにおける時間) k,ckの周波数-空間コードワードcは以下の式4により与えられる。
【００３４】
ｃｋ＝M（dｋG（modM））                式4
式4において、dｋ＝（dｍｋ＋（ｍ−１）…dｍｋ…dｍｋ-ｓ）、ここにdは0または1の値を有する単一入力データビットを表し、m=log2M 、ここにMはm情報ビットが変調Mシンボルにマップされ(かつ送信される)ように、例えばM-PSK変調処理Mのアルファベット長であり；ここに2ｓがコード化マシン(または、コード化マシンがシフトレジスタとして見られるところではメモリ素子)の状態の数を定義する。ここで、mkは‘m×k'を表し、dｋは周波数(または非OFDMシステムにおける時間) インデックスkにおけるコード化されたシンボルに影響を及ぼす入力ビットのm+sの長いストリームである。
【００３５】
コードがNＴ列およびm+s の行（それ故、行の数は決定されるが、一度Mが選ばれたコード化マシンの状態の数に等しくない）があるジェネレータマトリクスGによって定義され、ここにNＴは送信アンテナの数であり、各エントリーは0とM-1の間にある。変調マッピング機能MはリングdｋGの1つの整数値の要素を複素数にマップし、M-PSKの場合にM-PSKコンスタレーションにおける値；M(x)=exp(2лjx/M)にマップする。
【００３６】
コードワードベクトルcｋは送信アンテナまたはIFFTブロックの数に等しい長さを有する。例えば２つの送信アンテナ（またはIFFTブロック）について、cｋ＝[c１,c2,…cｋ１，cｋ2]Ｔ、OFDMシステムkにおいて、cｋは２つの送信アンテナのための２つの完全なOFDMシンボルを作成し、時間領域においてシステムは時間１からｋ(今後は1:kと示す)で相次いで送信されるコードワードを含む。
【００３７】
より大きい状態2ｓの数、より長い系列dｋがcｋに影響を及ぼすことが認識されるだろう。ｋがk+1に１だけ増加するのに応じて、dｋは入力データに沿ってmビット動くので、連続したdｋベクトルはsビットだけオーバーラップする。その結果、オーバーラップの量はコード化マシンの状態の数に従って決定される。事実上、それぞれの周波数または時間インデックスkにおいて、コード化マシンは可能な条件、即ち状態の有限数の1つにあり、マシンの条件、即ち状態は入力データ系列により決定されている。2進トレリスコードに関するさらなる背景情報はProakis“Digital Communications”（ibid）によって提供される。
【００３８】
一般に、大きい数のコード化マシン状態はコードワードcｋ間のより大きいユークリッド距離(トレリスに関してより大きな数の可能なパスを作成する)を許容し、その結果、デコーダの複雑さや必要なメモリの増加によるコストはあるが、正確な復号を容易にする。コード化マシンの状態数の選択、事実上、選択された変調を与えられるGの選択は、意図されたアプリケーションに依存し、一般に複雑さに対して性能のトレードオフを含むであろう。例えば、4つの状態(m= s =2)を有する4-PSK(すなわち、QPSK)空間-時間コードについて、それは非OFDMシステムで遅延のダイバーシティに対応しているが、Baro他、(ibid)で議論されたように、２つの送信アンテナに関する例示的Gは以下の通りである：
20
G＝  10
02
01
その結果、２つの現在のデータビットがグループにされ、１つのアンテナから4-PSKシンボルを送信され、２つのグループにされた前のデータビットが他のアンテナから4-PSKシンボルとして同時に送信される。さらに空間-時間コードに関する例はNaguib他(ibid)で与えられ、これらは引用文献としてここに組み込まれる。
【００３９】
NＴ送信およびNＲ受信アンテナを有する周波数-空間のコード化FSC-OFDMシステムの記述を容易にするために、一組のK(ｋ=1からK) NＲ×NＴの次元マトリクスH１：Ｋが以下で定義される：
【００４０】
【数９】
2005536139.tif 000008
ここにλ（ｋ）m，nはｋ番目の副搬送波(即ち、非OFDMシステムについてk番目の時間の瞬間)において、n番目の送信およびm番目の受信アンテナ間のチャンネルの周波数応答を表し、Kはフレームを定義し、例えば、図3(d)で示されたような１つ（またはそれ以上）のOFDMシンボルまたは時間領域フレームを示す。ここに、チャンネルcｋはrfブロック408、414とIFFTブロック406およびFFTブロック416の応答を含み、HＫはMIMOマトリクスチャンネルの応答と呼ばれるかもしれない。
【００４１】
【数１０】
2005536139.tif 000009
yｋ＝Hｋcｋ＋nｋ                    式6
畳み込みの式1としてモデル化される受信信号が、コードワードの内部組み合わせとしてある式6の形式で書くことができることが直ちに明白ではない。受信信号の式6表現は管理するのが容易であり、付加的なホワイトガウス雑音(AWGN)チャンネルでは、式6のための最大の尤度デコーダは、以下の式7により与えられるユークリッドの基準を有するビタビアルゴリズムを使用して実現することができる。
【００４２】
【数１１】
2005536139.tif 000010
【００４３】
【数１２】
2005536139.tif 000011
未知のまたは速く変化するチャンネルを推定/均等化する問題を処理するために、パーサバイバル処理(PSP)のブラインドトレリス検索技術を適用することが知られている（例えばR.Raheli、Polydoros、and C. Tzou,“Per-survivor processing: A general approach to mlse in uncertain environments”, IEEE Transactions on Communications, vol.43、no.234、pp.354-364、1995、and S.Baro、G.Bauch、and A.Hansmann、“Improved codes for space-time trellis coded modulation”, IEEE Communications Letters, vol.4,no.1、2000参照）。このようなPSPの技術は適応型のビタビと勾配ベース(例えば、最小自乗平均)の検波アルゴリズムに基づいており、ブラインドMLSE(最大の尤度系列推定値)均等化に関する文脈で発展された。PSPがMIMOシステムに適当でないので、発明の実施例によって使われたアプローチはそのような技術を確立する。特にPSP技術は式６を取り扱うことができないが、それは実際の条件において、多送信アンテナがあるところでは、多送信アンテナからの受信信号が混合されるので、受信信号のソースのあいまいさに関する問題があるからである。多受信アンテナと単一の送信アンテナを使用すると、各受信アンテナからの信号はチャンネルを推定するために使用することができるが、多送信アンテナを有すると、チャンネル推定値が利用可能でないなら、PSP技術は信号が来るソースを予測することができない。事実上、システムの受信端の観察者は、それらが到着したそれぞれのチャンネルによりそれぞれ変更された送信信号の合計を観測し、PSP技術はこの組み合わせから別々のシンボルを分離することができない。概して復号するよりむしろチャンネル均等化のためにあるPSP処理は、チャンネルの状態がチャンネルを通して以前に受信されたシンボルにより定義され、トレリス上で記述することができるようにMarkovian特性で畳み込みとしてチャンネルをモデル化する。アルファベットサイズMを有する変調方式は1つの頂点から他のM頂点のどれか１つへパスとしてトレリス上で表される。トレリス状態の総数はML-1であり、ここにLはチャンネル畳み込みのための遅れ要素のチャンネルタップの数である。チャンネルは一組のL複素数によってこのようにして表現される。我々はこの配列と異なって構成されるトレリスについて記述するつもりである。
【００４４】
概して本発明が処理する問題は、推定値が利用可能でない初期の推定値のみについてHｋおよびcｋを推定するものである。概してこれは、図3(b)に示されるように、チャンネルがランダムに変化しないが、パスに従うベースで既知のまたは想定された初期状態から外挿法によって推定することによって行われる。このパスは図3に関して議論したように、時間領域におけるチャンネルの開方を表すかもしれないか、または周波数領域での開方を表すかもしれない。例えば、１つの周波数におけるOFDMプリアンブルかパイロットトーンからのチャンネル推定値が、OFDM周波数の他のものに応答するチャンネルを決定するために外挿法によって推定される。OFDMにおいて、例えば、IEEE 802.11aでは、フレームサイズが一般にチャンネルのコヒーレンス時間よりもはるかに小さいので、チャンネルは時間領域にほとんど静止していると思われるかもしれない。幾つかのOFDM実施例において、プリアンブル系列よりむしろパイロットトーンが外挿法による初期チャンネル推定値を決定するために採用されることが、発明の記述からさらに認識されるであろう。
【００４５】
受信アンテナが複数の送信アンテナからの信号を受信する状況で、満足に処理することができるアルゴリズムの必要があることが上記から分かるであろう。カルマンフィルタがその技術であり、原則として送信されたコードワードとチャンネル応答の両方を同時で推定するのに使うことができたる。しかしながら、式6の形でカルマンフィルタを式に適用することができない。しかしながら、式6の形は、概してcｋをマトリクス(以下の式17)として書くことにより、かつHｋをベクトル(以下の式18)として書くことによって変えることができると認められた。
【００４６】
当業者が理解するように、カルマンフィルタは本質的にはアルゴリズムであり、その結果、後で使用される“フィルタのバンク”は、例えば、時間多重化された、平行的または逐次的のいずれかで、あるいはある他のベースにより作動する、単に複数のそのようなアルゴリズムに関連している便利な速記法である。カルマンフィルタは予測を生成するために入力データに作動する。予測に2つのタイプがあり、いわゆる前の推定は測定の前になされ、後の推定は測定の影響を考慮に入れて前の推定値の荷重された変更を含み、それ故信号を観察した後になされる。カルマンフィルタは以下により詳細に記述されるように最適のベイジアン再帰的推定器である。概してカルマンフィルタは、例えば、周波数または時間上で展開される確率密度関数で作動する。カルマンフィルタはちょうど2つの変数で完全に表すことができるガウスの分配を仮定し、その結果一組の閉じている式の微分を許容し、予測の過程を簡素化する。発明は明確にカルマンフィルタの使用に関して記述されるが、概して数字の手順を展開する確率密度関数の数字のポイントごとの記述を採用する粒子フィルタのような、他の関連する予測手順を使うことも可能である。
【００４７】
概してカルマンフィルタには、2つの代替の段階を有し、測定に先立つ予測段階、および測定の後の更新段階である。しかしながら、この過程の指数的に増加する複雑さ、およびまた相のあいまいさは予測と更新段階の間の追加決定段階を導入することによって避けられるかもしれないと認められた。その上、発明者は、カルマンフィルタの技術が、カルマンフィルタの従来のアプリケーションであるコードワードを推定するよりもむしろチャンネル応答を推定することに集中することによって、式6により表される問題に適用することができると認めた。このようにして、概して以下で記述される技術は、コードワードがチャンネルを推定するために知られていると仮定し、コードワードを推定するこの束縛を弛緩し、事実上チャンネルとコードワード推定手順を結合して採用される。簡易化された条件において、コードワードcｋはHｋを推定するために使用され、次に、Hｋはcｋを推定するために使用される。その上、コード化マシンの状態に関連づけられる多くの仮説があるので、複数または“バンク”のカルマンフィルタが採用されるであろう。
【００４８】
空間-時間ブロックコード化システムを追跡するカルマンフィルタは、Z.Liu, X.Ma、and G.Giannakis、“Space-time coding and Kalman filtering for time selective fading channels” IEEE Transactions on Communications, vol.50, no.2, pp. 183-186, 2002に記述された。その上、空間-時間トレリスコードを同時で推定および復号する試みがなされ、J.Zhang and P.Djuric,“Joint estimation and decoding of space-time trellis codes” EURASIP Journal on Applied Signal Processing, vol. 2002, no.3, pp. 305-315, 2002に記述された。しかしながら、Zhang他のアプローチは、各観測のための多くの可能な解決策があり、相のあいまいさをもたらして、事実上、チャンネルとコードワードの完全な推定を妨げるので、コードベクトル系列組が特別に選択されるところを除いて問題を解決しない。Zhang他のアプローチはまた、計算上非常に高価である。その上、Zhang他により記述された方法は、差動符号化でのみ動作し、誤り伝播が生じ易いため、十分な性能が得られないと考えられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４９】
本発明は同時でコードワードとチャンネル推定値のこの問題を処理する。また、発明には、従来のチャンネル推定の技術が不十分であるところ、例えば、周期的に挿入されたパイロットまたはトレーニング系列により従わされることができるよりもチャンネルが速く変化するところで、アプリケーションを有する。
【課題を解決するための手段】
【００５０】
従って本発明によれは、複数の送信アンテナから送信され、少なくとも１つの受信アンテナにより受信される信号を復号する方法であって、送信された信号が要素c１乃至cＮＴを有するコードワードベクトルcを含み、ここにNTは送信アンテナの数であり、要素c１乃至cＮＴは各送信アンテナから送信されたそれぞれのシンボルを表し、コードワードcは入力データシンボルで作動し有限の複数の状態を有するコード化マシンにより生成され、コード化マシンは状態間の一組の許容された遷移を有し、マシンの遷移は入力データシンボルの系列により決定され、一組のチャンネル応答が送信アンテナおよび少なくとも1つの受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述し、少なくとも1つの受信アンテナで受信された信号が各送信アンテナから送信された信号の組み合わせを含み、各送信された信号はチャンネル応答の組のそれぞれ１つにより変更され、方法は、チャンネル応答の組に関して初期の推定値を決定しかつコード化マシンの想定された初期状態を選択し;一組の推定され送信されたコードワードおよび関連する組のチャンネル応答を決定するために、受信された信号を使用して初期推定値と状態から外挿法により推定し、各推定されたコードワードはチャンネル応答の関連する推定された組を有し；受信された信号を復号するために推定され送信されたコードワードの組から推定された入力データシンボル系列を決定することを含み；その中で、外挿法により推定することが複数の反復を含み、各反復は、反復におけるコード化マシンの各可能な状態から次の反復に関してコード化マシンの各許容された新しい状態へ一組の許容された遷移を確立し、新しい状態への複数の許容された遷移を有するコード化マシンの各許容された新しい状態について、各許容された遷移に関する一組のチャンネル応答を推定することにより複数の遷移の１つを選択し、各許容された遷移について、受信された信号を遷移に関連するチャンネル応答の推定された組により変更された遷移に関連するコードワードと比較し；それによって受信された信号を使用して選択された遷移に関連するチャンネル応答の推定された組を更新することを含む方法が提供される。
【００５１】
外挿法(上の序論においてkによりインデックスされる)は、例えば、トレーニング系列またはある他の仮定された状態から決定される初期推定値、例えば、ゼロの初期推定値から時間または周波数のいずれかで実行される。反復は、例えば予め決定された(例えば、トレリスのためにデータ構造について決めるとき)トレリスに沿って事実上動いて、許容された遷移の組を確立し、トレリスのポイントが事実上コード化マシンの状態を定義し、これらの状態は時間または周波数でインデックスされる。トレリス中のパスはマトリクスチャンネルの応答とコードワードに通じる入力データとに関する仮説に関連づけられる。パスが合流するトレリスのポイントは仮説の選択に関係し、仮説はコード化マシンの(隠された)状態に関係している。パスがどこで合流するかの決定は1つの仮説だけを保持するように取られ、この決定はユークリッドの距離評価基準に基づいている。望ましくはそのような選択がされるとき、選択に関する履歴情報がまたトレリス中の関連ポイントと関連して保持される。好ましい実施例では、この履歴情報は決定がなされたことに使用している情報、例えばユークリッド距離基準または決定が基づいた情報をコード化するある他の値を含む。この方法でその後のパスの選択に関連する決定がパスの前の要素の“適合のよさ”を考慮に入れることができる。その結果、トレリスの終端で最終的な決定はトレリスを通してパス、したがって、コードワードの完全な系列、およびコード化マシンへの入力データもまた確認する。そのようなアプローチで、望ましくない、例えば、必要なものを除いたすべての初期状態を有するに大きい履歴値に関連づけることによって、初期状態の有効な選択が便利に成されるかもしれない。
【００５２】
事実上、(カルマンフィルタ)処理はコード化マシンの状態の仮定された遷移と関連した推定されたチャンネル応答を決定し、次に受信された信号からの情報を使用してチャンネル応答の推定された組を更新する。
したがって、別の態様において、発明は複数の送信アンテナから1つ以上の受信アンテナへ送信されるトレリスコード化信号を復号するため、トレリスコードのコードワードと送信アンテナおよび１つ以上の受信アンテナ間のチャンネルの応答とを同時に推定することにより、状態の系列と関連するチャンネル応答とを決定する方法を提供し、方法は初期のチャンネル推定値を決定し；複数のカルマンフィルタまたは再帰的ベイジアン推定器を使用して初期のチャンネル推定値から一組のチャンネル応答予測を決定し；チャンネル応答予測を使用して、トレリスパス要素に対応しかつトレリスコード化信号およびコードワードのトレリスにおける状態の可能な系列および一組のチャンネル応答を表している単一の仮説を選択し、ここに複数のこのような仮説がトレリスパス要素を収束することに対応して利用可能であり；前記選択の結果に応じてチャンネル応答予測を更新し；状態の系列およびコードワード並びに関連するチャンネル応答を表しているトレリスの各パスを通して複数の可能なパスを拡張するように前記選択と更新のステップを反復することを含む。
【００５３】
最も数学的な表現において、発明は、複数の送信アンテナから少なくとも1つの受信アンテナへ送信されるトレリス符号化変調(TCM)コードワードの系列を推定する方法を提供し、各コードワードｃｋは各送信アンテナからの送信のシンボルコードワードのベクトルを含みかつインデックスkを有し、送信アンテナおよび受信アンテナまたは複数の受信アンテナ間の推定されたチャンネル応答が以下により記述され、
【００５４】
【数１３】
2005536139.tif 000012
ここにNＲおよびNＴはそれぞれ受信および送信アンテナの数を表す整数であり、方法は、初期推定値h０を決定し；コードワードの系列を推定するため初期推定値h０を発展させ；ここに前記発展は、(i)k番目の反復推定値hｋ(i)に基づいて発展のk+1番目の反復についての一組の推定値h（i，j）を決定し、ここにiとjはそれぞれ反復kとk+1でTCM コードワードの系列を発生させるためのコード化マシンの可能な状態をラベルし；(ii)各j番目の可能な状態について以下の値を選択し、
【００５５】
【数１４】
2005536139.tif 000013
受信信号ベクトルyｋ=[x１(k)…xi（k）…xＮＲ(k)]Ｔ間の距離評価基準の合計を最小にするCk+1の値を選択し、ここにxi（k）はi番目の受信アンテナで受信されるインデックスkを有する信号を表し、推定値C（i,j）h（i,j）は、
【００５６】
【数１５】
2005536139.tif 000014
c(i,j)はコード化マシンと各状態iに関連した履歴値のΨk(i)の状態iから状態jへの遷移によって発生されるコードワードを表し；(iii)選択するステップ(ii)の結果に基づく各状態jについての履歴値Ψk+1(j)の更新された組を決定し；(iv)Ck+1のために選択された値を使用してhk+1（j）の推定された値を決定し；(v)Cの値の系列、したがって、コードワードcの系列を決定するためにk番目の反復推定値の代わりにh（j）のk+1番目の反復推定値を使用して(i)乃至(iv)のステップを繰り返すことを含む。
【００５７】
また、発明は複数の送信アンテナから1つ以上の受信アンテナへ送信されるトレリスコード化信号を復号するため、トレリスコードのコードワードと送信アンテナおよび１つ以上の受信アンテナ間のチャンネルの応答とを同時に推定することにより、状態の系列と関連するチャンネル応答とを決定する方法を提供し、発明はトレリスコード化信号の状態の可能な系列を表すパスを含むトレリスを構成し、コードワードおよびチャンネル応答を同時に推定するため複数のカルマンフィルタを発展させることにより、パスはトレリスコードのコードワードおよびチャンネルの応答と関連付けられ、ここにトレリスはトレリスの各ノード内に１つより多いパスがないように構成される。
【００５８】
発明はさらにそのようなトレリスを含むデータ構造を提供する。望ましくは、トレリスのデータ構造は送信器におけるコード化マシンの状態間の許容された遷移を符号化する。望ましくは、データ構造は履歴値のデータ構造を含み、トレリスの各ノードと履歴値のデータを関連づける。
【００５９】
上に言及されたように、トレリスの中にデータパスを復号するためにトレリスを使うことが、前に推定された状態または複数の状態から新しい状態へコード化マシンの許容された遷移に基づくコード化マシンの新しい状態に関する複数の仮説を形成することにより構成されるとき、各仮説は許容された遷移およびチャンネル応答の関連する推定された組を表すコードワードを含む。代替のそのような仮説が新しい状態に利用可能であるところでは、これらの仮説の1つは受信されたデータに基づいた判断基準を使用して選択される。概してマトリクスチャンネル応答を記述するチャンネル推定値ベクトルhの値は、事実上条件付きの確率密度関数を予測して、インデックスkにおける状態を与えられて状態k+1について推定される。これはインデックスk+1でコード化マシンjの各可能な状態のために実行される。そして、コードワードcと履歴値Ψがインデックスkで受信された値のベクトルyを使用してインデックスk+1の各状態jについて決定される。インデックスk+1でhについての予測は、次にインデックスk+1で(各jのために)選択されたコードワードcおよびインデックスk+1における受信された値のベクトルyを使用して各状態jについて更新される。実際に、カルマンフィルタのために想定されるようなガウス条件付き確率密度関数で、予測と更新は条件付き確率密度関数を特定している変数、特にガウスのPDF予測および更新のためにガウスのPDFの平均(hに対応する)と共分散で実行される。概して、トレリスが状態の系列を選択する方法を提供し、したがって、“現在”の状態と“新しい”状態を参照して定義されるエンドポイントがまだ選択されていない可能な状態を引用するまで選択する方法を提供するが、大まかに言えば発明の1つの態様は、2つの(さらに多くの)パスが収束するトレリスの中に段階で決定をすることにより考慮するトレリス内の可能な遷移の数を減少させる方法に関連することを思い出すべきである。
【００６０】
別の方法で表現すると、我々は少しまたは1つのパイロット周波数トーン(“半ブラインド”)またはパイロットトーンのない(“ブラインド”)だけを使用し、必要なチャンネル状態の情報推定値を含む全体のデータフレームを復号して、推定する技術を記述する。OFDMシステムの場合では、そのようなパイロットトーンは既に取り入れられ、残りの位相推定値誤差(トレーニング系列に加えて)を訂正する。ブラインドの方法では、チャンネルに関する部分的な知識さえ必要でない。概して初期のチャンネル推定値(または、他の初期化の値)は、空間-時間コードトレリスの状態の可能な系列を表す(したがって、可能なデータ系列を唯一表す)ただ１つの仮説(または、トレリスのノードと同等)、およびそれと共にMIMOチャンネル実現(推定)の可能な系列とそれぞれ関連づけられる再帰的なベイジアン推定器(カルマンフィルタ)のバンクに渡される。それぞれの時間(または周波数)の瞬間に、カルマンフィルタは次の時間(または周波数)の瞬間の一組のMIMOチャンネル予測を生成する。これらの予測は、カルマンフィルタの間で交換されて、生き残っている仮説について計算しかつチャンネル予測を更新するために使用される。概念的な構造的な表現で、カルマンフィルタのバンクはカルマンのチャネルを設けられた予測に基づく仮の決定を生成するビタビ型デコーダに結合され、見返りに、これらの仮の決定は、Nがカルマンフィルタの数であるN仮説に対応するMIMOチャンネルを更新して、追跡するためにカルマンフィルタによって使用される。
【００６１】
また、発明は上で記述された方法により作動するように構成された受信された信号デコーダを提供する。
さらなる態様では、発明は複数の送信アンテナから送信されかつ少なくとも１つの受信アンテナにより受信された信号を復号するデコーダであって、送信された信号は要素c1乃至cNTを有するコードワードベクトルcを含み、ここにNTは送信アンテナの数であり、要素c1乃至cNTは各送信アンテナから送信されたそれぞれのシンボルを表し、コードワードベクトルcは入力データシンボルで作動しかつ有限の複数の状態を有するコード化マシンで発生され、コード化マシンは状態間で一組の許容された遷移を有し、マシンの遷移は入力データシンボルの系列によって決定され、一組のチャンネル応答が送信アンテナおよび前記少なくとも１つの受信アンテナ間の各チャンネルの応答を記述し、少なくとも1つの受信アンテナで受信された信号は各送信アンテナから送信された信号の組み合わせを含み、各送信信号はチャンネル応答の組のそれぞれ1つによって変更されているデコーダが提供され、デコーダは、チャンネル応答の組について初期推定値を決定し、かつコード化マシンの想定された初期状態を選択する手段と、各推定されたコードワードが関連した推定された組のチャンネル応答を有しており、一組の推定された送信されたコードワードと関連する組のチャンネル応答を決定するために受信信号を使用して初期推定値と状態から外挿法で推定する手段と、受信された信号を復号するために推定された送信されたコードワードの組から推定された入力データシンボル系列を決定する手段とを含み、外挿法で推定する手段は複数の反復を実行するように構成され、さらに、反復においてコード化マシンの各可能な状態から次の反復のためコード化マシンの各許容された新しい状態へ一組の許容された遷移を確立する手段と、新しい状態への複数の許容された遷移を有するコード化マシンの各許容された新しい状態について、各許容された遷移に関する一組のチャンネル応答を推定することにより複数の遷移の１つを選択し、各許容された遷移について、受信された信号を遷移に関連するチャンネル応答の推定された組により変更された遷移に関連するコードワードと比較する手段と、受信信号を使用して選択された遷移に関連した推定された組のチャンネル応答を更新する手段とを含む。
【００６２】
望ましくは、デコーダは各反復においてコード化マシンの各可能な状態に履歴値を分配する手段を含み、パスのその後のセグメントまたは仮説の選択に使用するために記憶されるべき選択されたパスまたは仮説の“適合のよさ”の測定を可能にする。
上で記述された方法とデコーダは単一の受信アンテナで適用される、またはより大きいダイバーシティを得るために、デコーダやメモリをそれほど大きく拡張せずに複数の受信アンテナに適用される。したがって、異なるチャンネル上で異なる送信アンテナから受信される別々の信号の基本的な原則は、単一の受信アンテナでいくつかの利点を提供するが、MIMOシステムでは潜在的に改良された性能を提供する。
【００６３】
当業者は、上で記述されたデコーダ、データ構造、および方法が例えば、ディスク、CD-またはDVD-ROMなどの担体媒体、リードオンリーメモリ(ファームウェア) などのプログラムされたメモリ、または光学または電気信号担体などのデータ担体上のプロセッサ制御コードとして具体化されることを認識するであろう。多くの応用のために発明の実施例がDSP(ディジタル信号プロセッサ)、ASIC(特定用途向けIC)またはFPGA(フィールドプログラマブルゲートアレイ)で実行されるであろう。したがって、コードは、通常のプログラムコード、マイクロコード、または例えばASICかFPGAを設定または制御するためのコードを含んでもよい。同様に、コードはVerilog(商標)やVHDL(超高速集積回路ハードウェア記述言語)などのハードウェア記述言語のためのコードを含んでもよい。当業者が認識するように、コードは互いに通信する複数の結合した構成要素間に分配されてもよい。
【００６４】
発明のこれらおよび他の態様は、添付図面を参照して例だけの方法によりさらに記述される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６５】
空間-周波数および空間-時間トレリスコード化システムにおける再帰的なチャンネル推定のアルゴリズムを展開するために使用される再帰的なベイジアン推定技術を見直すことが役に立つ。
【００６６】
【数１６】
2005536139.tif 000015
ベイジアン推定値では、実際の測定が行われる前に、推定されたデータまたはパラメタに関する何らかの統計的な推定知識が利用可能であると仮定される。この知識は結合事前確率密度関数の形で表される。決定は例えば、平均か事前密度のモードのように測定の前に成されることさえできる。再帰的な推定において、推定された問題が発展する(通常時間に、しかしここでは、それは時間か周波数領域である)と仮定され、連続して決定をするのは当然である。
kが整数である無作為の変数hｋがマルコフの処理（Markovian process  即ち、観測の履歴よりむしろ前のただ一つの観測だけに依存する）としてモデル化され、以下の式(8)で示されるように、記法f(a|b)は‘b'が与えられる場合‘a'について条件付き(確率密度)関数と言われる。後にマトリクスチャンネル推定値がhｋにより表されるであろう。hｋは(隠された)状態と呼ばれるが、図5のコード化マシン504の状態と混同されるべきではない。
【００６７】
f(hｋ｜hk-1,…,h0,y1,…,yk）=f(hｋ｜hk-1)            式8
ベイジアン枠組みでは、初期の分配f(h0)がまた指定される。
周波数または時間のインデックスkでは、同時の後部分配はベイズ（Bayes）の定理によって与えられる:
【００６８】
【数１７】
2005536139.tif 000016
問題は変換ｆ(h0:k+1｜y0:k+1)=Ф{f(h0:k｜y0:k)}を見つけるのに等しい。ベイズの定理である必要な変換Φを見いだすことが行われる。
【００６９】
【数１８】
2005536139.tif 000017
しかしながら、観測は条件付きに独立している:  
f(yk+1｜h0:k+1,y1:k)=f(yk+1｜h0:k+1)   これは再帰的な公式に通じる:
【００７０】
【数１９】
2005536139.tif 000018
測定値yk+1がいったん利用可能になると、上の段階は前の密度f(h0:k+1｜y1:k) を更新する。再帰を完成するために前の密度が特定されなければならない。これは予測段階として知られている:
【００７１】
【数２０】
2005536139.tif 000019
式(8)の束縛と観測が現状の状態に条件付けられた独自かつ同様に分布(iid)される付加的な束縛で：
f(yｋ｜h0,…,hk,y1,…,yk-1)=f(yk｜hｋ)  周辺分布f(hk+1｜y1:k)とf(hk｜y1:k)は同じ再帰に従う。
【００７２】
式(11)と(12)はベイジアンの再帰的な推定値のためにバックボーンを構成する。上の再帰は実行することが非常に簡単である。しかしながら、含まれる積分は一般に計算することがあまりにも難しい。何らかの一次関数に従って状態が発展し、状態と観測の両方がガウシアンであるとき、例外はその場合にあり、それはカルマンフィルタアルゴリズムによる仮定である。
【００７３】
状態の遷移と観測システムの両方が線形であり、状態と観測雑音の両方がガウシアンであるとき、カルマンフィルタが最適なベイジアンの再帰的な推定器であることが知られている。カルマンフィルタは透過セクションから再帰を実行するが、以下の式(13)乃至(16)で提示されるようにある形の問題を必要とする。
【００７４】
カルマンフィルタを適用するために、推定された状態のhｋは以下に従って発展するべきである：
hk+1=Ak+1hk+wk+1                      式13
そして、観測された信号は以下によって与えられる:
yk+1=CK+1 hk+1+vK+1                    式14
ここに状態雑音wkと観測雑音vkが以下によって分布される：
fwk〜N(0,Q)                        式15
fvK〜N(0,R)                        式16
ここに、N(μ、P)は平均μと共分散Pでガウシアンを定義する。
【００７５】
式(13、14、15、16)は、推定過程が連続して発展し、ガウス-マルコフランダムプロセスとして知られているものを構成することを意味する。
以下の式17と18で提示されるように、新しい変数Ckとhkを定義することにより、カルマンフィルタは式(6)によって表される問題を解くために使用することができることが認識された。事実上コードワードckをマトリクスとして再定義し、マトリクスチャンネル応答をベクトルとして再定義する。式(18)の記法はマトリクスHkTのそれぞれの連続した行を取って、連続してベクトルとして行を書くことを示す。
【００７６】
【数２１】
2005536139.tif 000020
そして、カルマンフィルタは以下に示すように予測と更新の階段を交互に行うことにより適用することができる。
予測: 観測y1:k(ここにｋは時間または周波数をインデックスする)に条件付けられた無作為の変数hkがガウシアンであると仮定する：
f(hk｜y1:k)=N(μk,Pk)                 式19
式(13)から、f(hk+1｜hk)=N(Ahk,Q)が推論できる。そして式(12)から予測周辺分布が以下により与えられる。
【００７７】
【数２２】
2005536139.tif 000021
【００７８】
【数２３】
2005536139.tif 000022
代数的な操作の後に、事後の周辺密度は
f(hk+1｜y1:k+1)=N(μk+1, Pk+1)                式24
となり、記法は以下のとおりである。
【００７９】
【数２４】
2005536139.tif 000023
予測密度f(hk+1｜y1:k)と更新された事後密度f(hk+1｜y1:k+1)の両方がガウシアンであるので、平均と共分散はそれらを完全に記述する。
送信されたコードワードおよびマトリクスチャンネル応答を同時に推定するアルゴリズムは、特定の例を参照してこれからトレリスに関して記述される。
【００８０】
図6を参照すると、これは4状態BPSK(2進の位相変調) 空間-周波数(または、空間-時間)コードを復号するための復号アルゴリズムのトレリス表現を示す。図6において、時間または周波数を表すインデックスkはk=0で開始して左から右へ経過し、送信器でのコード化マシンの可能な状態は各インデックスkにおける垂直な軸線上のポイントとして表される。これらの状態は任意に0、1、2、3とラベルされて、状態0は図5のコード化マシン504の初期の状態に対応する。インデックスkにおける可能な状態はiによってラベルされ、インデックスk+1の可能な状態はjによってラベルされる。iとjのラベルは便利の問題であり、単にコード化マシン504の状態のラベルの決定を必要とする。可能で、すなわち許容されるなら、コード化マシンの状態間の遷移はトレリスのパスによって示される。これらの許容される遷移が事実上トレリス構造を抑制し、トレリスを表すためのデータ構造が決定されるときアルゴリズム内に含むことができる。例えば、プログラマは使用させるトレリスコードの知識を有し、これはトレリスのためのデータ構造を定義するのに使用することができる;代わりにダイナミックなデータ構造が使われるかもしれない。kの連続した値間のトレリスにおける各パスがチャンネル推定値Hとコードワード推定値cに関連するが、便宜上チャンネル推定値のみが示される。
【００８１】
【数２５】
2005536139.tif 000024
この初期の状態から、それぞれコード化マシン状態0と1の2つの可能な遷移があり、それぞれパス602と604により示される。どの遷移が事実上コード化マシンにより作られるかは、コード化マシンへの入力データ系列に依存しており、各遷移と関連した、したがって、コード化マシンへの異なった代替の入力データ系列を有して異なって送信されたコードワードcがある。したがって、図6には、パス602と604に関連づけられるそれぞれのコードワードc(0,0)とc(1,1) (それ故、式17からC(0,0)とC(!,!))がある。したがってインデックスk=1において、2つの可能なコード化マシン状態0および1があり、これらの状態のそれぞれからの2つの可能な遷移があり、パス606、608、610、612によって表される。インデックスk=2でコード化マシンの4つの状態のすべてが可能であり、インデックスk=3においてはコード化マシンの4つの可能な状態のそれぞれについて2つの可能なパスがあることを見ることができる。インデックスk=2までコード化マシンの各可能な状態は単一の可能なパスを経て到着されるだけで出来、例えば3番目の状態(状態2)が状態0から状態1を通して到着されるだけで出来ることに注意されるであろう。kが増加するとき、インデックスkで可能な任意の1つへの可能なパスの数は指数関数的に増加することが認識されるであろう。したがって、状態が1つ以上のパスを通して、即ち1つ以上の前の状態から到着するインデックスkの状態への単一のパスを選択して、保持するという決定をすることによってパスの数は減少される。
【００８２】
したがって、例えば、k=3でのノードまたは頂点618は、第1の同時のコードワードとチャンネル推定値と関連するパス614を通して、または第2の同時のコードワードとチャンネル推定値と関連するパス616を通してのどちらかで到着される。これらの2つのパスがそれぞれコードワードとマトリクスチャンネル推定値に関する別々の仮説を表し、k=3では、点線のパス616で例示されるように、これらの仮説またはパスのただ1つを保持するように決定が成される。
【００８３】
【数２６】
2005536139.tif 000025
この系列は、コード化マシン遷移の初期状態0から状態1、状態2、そしてk=3で状態0に戻る系列に対応する。図6の例でインデックスk=2における状態2に到着するただ１つの方法があるので、このパスの最初の2つの遷移について何の決定も必要でないことを見ることができる。点線のパス616はパスの密接を既知の観測(即ち受信された信号値)に対して測定している基準に基づいて選択され、選択するように決定が成されるとき、この基準に関係する2つの代替パス情報の1つが保持される。その後の決定が2つの異なったそれぞれの状態から発する2つのパス間でされなければならないとき、この“履歴値”は2つの変換パスのどちらから発して各前の状態に到着した尤度を推定する手段を考慮に入れることができることもその通りである。したがって、観測されたデータによく適合したパス(または等化的に遷移)は、それが比較的ありそうでない前の状態から進んでいるので拒絶され、逆もまた同様である。
【００８４】
リキャップすると、それぞれのパスセグメントは同時に推定されたコードワードとマトリクスチャンネル応答に関連づけられ、これらのパスセグメントは2つのパスが合流する(すなわち、kが増加するに従って会う、即ち収束する)ところで、1つのパスだけを保持することにより簡素化されたパスのネットワークを一緒に定義する。保持されたパスセグメントの尤度に関する履歴値は、このノードから開始する尤度が次のパスセグメント間で決定するときに考慮に入れることができるように、トレリスの各ノードと関連して記憶される。これはパスのネットワークを簡素化する。完成したトレリス(任意の必要な点で終端されるかもしれない)は可能なパスのネットワークを定義し、したがって、可能なコードワードとチャンネル推定値の系列を定義し、次に、トレリスを通る1つのパスがトレリスを通る1つのパス、それ故１つの（最もありそうな）コードワード系列を選択するように選択され(例えば最終、即ち状態の終端kの履歴値に基づいて)、結局、選択された(最もありそうな)コードワード系列を必要とした推定された入力データ系列を決定する。
【００８５】
実用的な実現では、決定は各インデックスkで成されるが、図6の例において、k=2までこれはすべての可能なパスを保持することを単に含むかもしれない。実際には、これは初期の推定された状態(図6の状態0)だけがありそうであると考えられるように、一組の初期状態のための履歴値を予め決定することによって達成される。ユークリッドの距離基準を有する図6の例において、これは状態1、2、および3について大きい履歴値(または距離)を設定し、状態0について小さい履歴値を設定することにより達成することができる。
【００８６】
【数２７】
2005536139.tif 000026
この方法で、図6(トレリスが初期状態ゼロから始まると仮定される)で表現されるように、トレリスがいつも既知または定義された状態から始まることが重要である。以前に言及されるように、この初期状態から2つの遷移 (状態0へと状態1へ)と、2つの対応するコードワードc(0,0)およびc(0,1)(そして、対応するCの)がある。そして式25の組を使用して、チャンネル推定値、チャンネルのための共分散マトリクス、およびカルマン利得マトリクスがすべて更新される。
【００８７】
【数２８】
2005536139.tif 000027
事実上Jカルマンフィルタ(または、アルゴリズム)の平行なバンクは、インデックスk+1において各Jの可能な状態(または等化的にトレリスのノード)の１つで実行される。
この手順は続き、トレリスにおける状態の遷移が合流するまで(図6のk=3)決定がされるとき、すべての仮説が保持される。
【００８８】
【数２９】
2005536139.tif 000028
カルマンフィルタが十分正確にチャンネルを追跡すると仮定する場合、決定が式7によって定義されるようなユークリッドの距離評価基準を使用して1つの仮説だけを保持することを成すことができる。
【００８９】
【数３０】
2005536139.tif 000029
これはこの状態から発するすべての遷移について前の推定値として使用されるこの組の最後の推定値である。この手順はすべての状態とすべての時間の瞬間kについて、またはOFDMに関しては、周波数トーンkについて繰り返される。
【００９０】
トレリスが例えばゼロ状態に戻ることを強要されることにより終端されるとき、最後の決定、即ちゼロ状態で取られる決定は正しいと仮定されるパスを確認するであろう。
【００９１】
【数３１】
2005536139.tif 000030
この初期推定値が初期のトレーニング系列または図3（d）のパイロット332のようなパイロットトーンから得られ(特にチャンネル推定値のために設計されたトレーニング系列よりむしろ簡単なパイロットトーンが十分である)、またはOFDMシステムでは、標準のチャンネル推定値は1つの副搬送波で実行されるかもしれない。
【００９２】
【数３２】
2005536139.tif 000031
あいまいさを避けるために、少なくとも2つのコード化されたOFDMシンボル700、704および702、706(SFTCコード)が各アンテナから連続的に送られる。同じ周波数(パイロット)トーン(k=0として表される) 701、705、703、707が各OFDMシンボルで選択され、直交トレーニング系列を搬送する。
【００９３】
【数３３】
2005536139.tif 000032
図8は同時の半ブラインド検出とチャンネル推定値アルゴリズムに関するフローチャートを示す。
【００９４】
【数３４】
2005536139.tif 000033
また、初期値R(観測雑音の共分散)も例えば、雑音のレベルの測定により決定される。
この初期化に続いて、アルゴリズムは1から最大値K(時間または周波数のどちらか)までインデックスkのシリーズ上で繰り返し、各Jの可能なコード化状態について各インデックス値kが予測を決定して、更新する。これは再帰(数学の感覚において)と呼ばれて、再帰的なコンピュータプログラム機能によって実行されても、されなくてもよい。再帰はステップS804、S806およびS808で反復して適用し、それぞれ予測(前の推定値)について計算し、決定をし、推定値を更新する(事後推定値を決定する)。
【００９５】
【数３５】
2005536139.tif 000034
状態jについての前の共分散推定値が同様に、kが与えられる場合のk+1について決定される(式21参照)。次に、ステップS806において、コードワード系列は、ステップS806に示される式を使用して各状態jへただ一つのパスを選ぶことによって、インデックスk+1(より正確には、式17を通してコードワードマトリクス)で各状態jに関連づけられる。
【００９６】
【数３６】
2005536139.tif 000035
事実上式4のマトリクスGで、(コード化する)コードの構造は、ステップS806の距離基準の決定に使用するため一組の可能な状態iから状態jへの遷移としてデコーダで具体化されることができる。
また、ステップS806は、望ましくは状態jへの選択されたパスについてのargmin表現のカール括弧{  }内の値を含む、各状態jの履歴値Ψk+1を決定する。その結果、履歴値Ψk+1は、観測yk+1からの選択された付加的なパスのユークリッド距離の(合計された)基準と同様に、選択された遷移が発する状態の形の履歴値Ψk(i)を含んでいる。
【００９７】
【数３７】
2005536139.tif 000036
ステップS808の更新に続いて、手順はトレリスがk=Kで終端されるまでステップS804に戻る。次に、ステップS810では、最小のΨKを有する最終的な状態が選択され、次に対応する(単一の)パスがk=Kからk=1までのコードワード{cK:1}の系列、および望まれるなら、チャンネル推定値の系列をもたらすようにトレリスを通して遡及される。コードワードの（推定された）系列から、送信器のコード化マシン(図5のマシン504のような)へのデータ入力の（推定された）系列を得ることが簡単である。
【００９８】
図9を参照すると、本発明の実施例にしたがって作動し、特に図8のアルゴリズムを実行するように構成されたデコーダを組み込んでいる受信器900に示す。受信器は1つ以上の受信アンテナ902a、902b（図示された実施例では2つが示される）を含み、それらは例えば図2（a）のrfフロントエンドと同様なrfフロントエンド904a、904bにそれぞれ接続され、そこからそれぞれアナログディジタル変換器906a、906bおよびディジタル信号プロセッサ(DSP) 908へ接続される。DSP 908は通常１つ以上のプロセッサ908aと幾つかの作動メモリ908bを含む。DSP 908はデータ出力910、およびDSPをフラッシュRAMやROMのような永久的なプログラムメモリ914に接続するアドレス、データ、およびコントロールバス912を有する。永久的なプログラムメモリ914はコードおよび任意のデータ構造またはDSP 908のためのデータ構造定義を記憶する。特にプログラムメモリ914はディジタル化されたrf入力信号と同期するための同期コード914a、および図8のアルゴリズムを実行するためのコード914b、914c、914dを含んでいる。このコードは、初期のチャンネル推定値コード914b、事実上トレリスを構成することによりチャンネル応答とコードワードを同時に推定するためのコード914c、およびトレリスを通るパスを確認し、データ出力910のためのコードワードの系列および結果としてのデータを決定するためのコード914dを含んでいる。永久的なプログラムメモリ914は、選択的に光学的または電気的信号担体のような担体、または図9で示されるようなフロッピーディスク（移動可能な記憶装置）916で提供されてもよい。DSP 908からのデータ出力910は望まれているように受信器900のさらなるデータ処理素子(図9で示されない)に提供される。通常これらはリード-ソロモンデコーダなどのブロック誤りデコーダ、およびより高いレベルのプロトコルを実行するためのベースバンドデータプロセッサを含む。発明の実施例の性能に関するいくつかの例は、最初にに空間-周波数コード化システムに関して、次に空間-時間コード化システムに関してこれから記述されるであろう。
【００９９】
技術は、例えば各カルマンフィルタあたり1つであるDSPのバンクを使用してそれ自身平行な実施を加える。実際には、DSP 908は、例えば各コード状態について１つの、即ち16の状態コードについて16の多くの平行なDSPを含む。
図10、11、および12は、そのコードが参照することによりここに特に取り入れられた、Baro他(ibid)で定義されている16状態の4-PSK空間-時間コードを有するシミュレートされたMIMO-OFDMシステムに関連し、このコードはこの例において空間-周波数コードとして使用されている。FFTのサイズは64(IEEE 802.11aのように)であり、すべての利用可能な副搬送波が使用されている。1つの(最初の)トレーニングされたトーンがある。フレームは空間-周波数コードワードにコード化された126の情報シンボル(2つのOFDMシンボル)から構成される。各OFDMシンボルにおける１つのパイロットと共に、スパンは2つのOFDMシンボルである。
【０１００】
パイロットトーンは各OFDMシンボルの始めに置かれ、各OFDMシンボルは16のシンボルの周期的なプレフィックスで前に置かれる。シミュレーションの目的のため、L=3タップがある簡単なチャンネルが使用され、すべてがi.i.d(独自に同じく分布される)の平均０、共分散(2L)-1  の複素ガウス分布であると仮定した。周波数領域におけるチャンネルは無作為のウォーク、即ちA=I(単位行列) とQ=0.05Iとしてモデル化される。システムは2つの送信アンテナと2つの受信アンテナを有し、受信アンテナ毎に15dBのSNR(信号対雑音比)を想定した。
【０１０１】
図10乃至12において、ここに記述された技術の性能が同じ構造のトレーニングされたバージョンと比較される。トレーニングされたバージョンでは、空間-周波数コードの送信の前にトレーニング系列が送られ、トレーニングがプリアンブル(1OFDMシンボル)の連続した送信を含む。
【０１０２】
図10は本発明の実施例によるアルゴリズムによって決定された周波数領域でのチャンネルインパルス応答推定値と追跡を、本当のチャンネル状態の情報(CSI)とトレーニングによる推定値と比較して示す。図11は本発明の実施例に従うブラインドおよび半ブラインド推定アルゴリズムのフレーム誤り率性能を、トレーニングされたアルゴリズムと比較して示す。図12は本発明の実施例に従ったブラインドおよび半ブラインド推定アルゴリズムの集合平均された平均二乗チャンネル推定値誤差性能を、トレーニングされたアルゴリズムと比較して示す。ここに、“半ブラインド”は初期チャンネル推定値を有するアルゴリズムの使用を言い、“ブラインド”は初期推定値が使用されない上に記述されたアルゴリズムの変形を言う。
【０１０３】
記述されたアルゴリズムがチャンネル実現を密接に追跡するが、期待されるようにブラインドおよび半ブラインドの両方の技術がトレーニングされた技術に比較して何らかのダイバーシティ利得を放つことが図10乃至12から見ることができる。基準点フレーム誤り率(FER)=10 %では、半ブラインドについてはギャップが4dB、ブラインド技術についてはギャップが10dBである。
【０１０４】
図13乃至16は例示的な空間-時間コード化システムに関連し、図13と14は空間-時間コード化ディジタルAMPSに関係し、図15と16は2つの送信および2つの受信アンテナを有する16状態4-PSKコードを使用しているMIMOシステムに関係している。
【０１０５】
図13は、D-AMPS(IS-136)を空間-時間コード化に拡張した際のフレーム誤り率(FER)対ドップラー周波数(搬送波fc=850MHz)性能を示し、本発明の実施例に従ったブラインドおよび半ブラインド推定アルゴリズムをトレーニングされたアルゴリズムと比較している。ここで、“トレーニングされた” 技術はA.Naguib他(ibid)で提案されたのと同様のアルゴリズムを使用する。J Zhang他(ibid) で記述され方法の性能は, この方法が算出しない位相のあいまいさのために図13で表現されない。
【０１０６】
図14は、D-AMPS(IS-136)を空間-時間コード化に拡張した際のドップラー周波数120Hz(搬送波fc=850MHz)におけるフレーム誤り率対SNR（信号対雑音比）特性を示し、図13について使用されたように、本発明の実施例によるブラインドおよび半ブラインド推定アルゴリズムを同じトレーニングされたアルゴリズムと比較している。
【０１０７】
より小さいFERがより良い性能を暗示し、1%のFERが基準点として使用されることが認識されるであろう。ここに記述された技術だけが、500kph以上で移動している空間-時間コード化システムにより経験されるドップラー拡散を許容することが図13から見ることができる。トレーニングされた技術の性能は、より多くのパイロットを挿入することにより向上することができるが、これは周波数利用効率をかなり低下するであろう。速い速度では、記述された技術はシステム容量における100%の改良を提供することができる。
【０１０８】
図15と16は時間の変形MIMOチャンネルを推定するように適用されたアルゴリズムの半ブラインドの実施例の追跡能力を示す。特に、図15は振幅追跡を500Hzのドップラー周波数で1つのフレーム上の連続した4-PSKデータシンボルと対比して示し、各4つの図は各送信から受信アンテナを接続しているチャンネルを指す。図16は位相追跡を同じ条件のもとで連続した4-PSKデータシンボルに対比して示し、再び各4つの図は各送信から受信アンテナを接続しているチャンネルを指す。振幅と位相の両方が635kphの速度に対応する500Hzのドップラー拡散でさえ非常に密接に追跡されることが見ることができる。
【０１０９】
記述された技術は空間-周波数と空間-時間のコード化システムの両方で使用することができる。空間-周波数システムでは、トーンのための別々のトレーニング系列は余分にされるかもしれない; 空間-時間コード化システムでは、高いドップラー拡散における操作は送信の前に期待されたドップラー拡散を決定する必要性なしに可能である。一般に周波数利用効率は改良される。ここで記述された技術は、単一の初期チャンネル推定値だけが有効であるいわゆる半ブラインド、または初期チャンネル推定値が有効でないいわゆるブラインドのモードで使われることができる。どちらの場合も、全体のチャンネル推定値が復元され、空間-周波数または空間-時間のトレリスコードが復号される。より一般的に、ここに記述された技術の実施例は既知の技術が失敗するところで満足できるシステム運転を可能にする。
【０１１０】
上で記述されたアルゴリズムの実施例はシステムにおいて送信媒体自体にかかわらず複数の送信ソースで使用される。例えばアルゴリズムの実施例はrfデータ通信回線の受信器において、赤外線ベースの通信システムにおいて、およびファイバー光学通信システムのような有線システムでも使用されるかもしれない。技術はrf通信回線の基地局および移動局のために特に有利である。参照がIEEE 802.11に成されたが、アルゴリズムは他のデータ通信回線に採用されてもよく、例えば、いわゆる2.5G、3G、および4G移動通信ネットワークを含んでいて、UMTS(ユニバーサルモバイル通信システム)および関連するシステムに限定されない。
【０１１１】
疑いなく他の多くの効果的な代替手段が当業者に思い浮かぶであろう。発明は記述された実施例に限定されることなく、添付された請求項の精神と範囲内に属している当業者に明らかな変更を包含することが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】（ａ）はOFDM信号を、（ｂ）は従来の単一入力単一出力のOFDM通信システムの例を示す。
【図２】（ａ）はrfフロントエンドを、（ｂ）はOFDM受信器の受信信号プロセッサを示す。
【図３】（ａ）はMIMOの空間-時間コード化通信システムを、（ｂ）はこの通信システムの1つのチャンネルの例示的応答の時間変化を、（ｃ）は周期的なパイロット系列を有する従来のデータフレームを、（ｄ）は発明の実施例のためのデータフレームを示す。
【図４】空間-周波数コード化MIMO-OFDM通信システムを示す。
【図５】空間-時間/周波数コード化送信器のためのコード化と変調システムを示す。
【図６】4状態BPSKトレリスコードを復号するためのアルゴリズムのトレリス表現を示す。
【図７】２つの送信アンテナを有する空間-周波数コード化システムにおいて、初期のマトリクスチャンネル推定値を決定するための直交OFDMトレーニング系列の例に示す。
【図８】半ブラインド検出とチャンネル推定アルゴリズムの結合に関するフローチャートを示す。
【図９】本発明の実施例にしたがって作動するように構成されたデコーダを組み込んでいる受信器に示す。
【図１０】本当のチャンネル状態情報(CSI)とトレーニングによる推定値とを比較された、本発明の実施例に従ってアルゴリズムによって決定された周波数領域でのチャンネルインパルス応答推定値と追跡を示す。
【図１１】トレーニングされたアルゴリズムと比較された、本発明の実施例に従ってブラインドおよび半ブラインドの推定アルゴリズムのフレーム誤り率性能を示す。
【図１２】トレーニングされたアルゴリズムと比較された、本発明の実施例に従ったブラインドおよび半ブラインドの推定アルゴリズムの集合平均された平均二乗チャンネル推定値誤差性能を示す。
【図１３】トレーニングされたアルゴリズムを有する本発明の実施例に従ってブラインドおよび半ブラインドの推定アルゴリズムと比較して、空間-時間コード化増進ディジタル-AMPS（IS-136）対ドプラー周波数のフレーム誤り率性能を示す。
【図１４】トレーニングされたアルゴリズムを有する本発明の実施例に従ってブラインドおよび半ブラインドの推定アルゴリズムと比較して、空間-時間コード化増進ディジタル-AMPS（IS-136）対120Hzのドプラー周波数における信号対雑音比のフレーム誤り率(FER)性能を示す。
【図１５】本発明の実施例にしたがって半ブラインド推定アルゴリズムを使用して、振幅追跡対500Hzのドップラー周波数における1つのフレームにわたる連続した4-PSKデータシンボルを示す。
【図１６】本発明の実施例にしたがって半ブラインド推定アルゴリズムを使用して、位相追跡対500Hzのドップラー周波数における1つのフレームにわたる連続した4-PSKデータシンボルを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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