(57)【要約】  バッテリセルの電圧値を検出し、ディジタル電圧値に変換するＡ／Ｄ変換器（２０）と、ディジタル電圧値を伝送する通信手段（４０）と、ディジタル電圧値を取得するマイクロコンピュータ（５０）と、電池モジュールとＡ／Ｄ変換器（２０）との間に挿入されるアナログＬＰＦ（１０）と、Ａ／Ｄ変換器（２０）と通信手段（４０）との間に挿入されるディジタルＬＰＦ（３０）と、を備え、ディジタルＬＰＦ（３０）は、マイクロコンピュータ（５０）が取得するディジタル電圧値のサンプリング周波数の１／２以上を遮断し、マイクロコンピュータ（５０）が取得するディジタル電圧値のサンプリング周波数に対して、Ａ／Ｄ変換されるディジタル電圧値のサンプリング周波数を高く設定し、アナログＬＰＦ（１０）は、Ａ／Ｄ変換される電池電圧のサンプリング周波数の１／２以上を遮断する。
2011043311.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリセルからなる電池モジュールが直列に接続された組電池における前記バッテリセルの電池電圧値を検出する電池電圧検出装置であって、
前記バッテリセルの電池電圧値を検出し、ディジタル電圧値にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタル電圧値を伝送する通信手段と、
前記通信手段を経由して前記ディジタル電圧値を取得する第１のマイクロコンピュータと、
前記バッテリセルと前記Ａ／Ｄ変換手段との間に挿入されるアナログ低域濾波フィルタ回路と、
前記Ａ／Ｄ変換手段と前記通信手段との間に挿入されるディジタル低域濾波フィルタ回路と、を備え、
前記アナログ低域濾波フィルタ回路は、前記電池電圧値を前記Ａ／Ｄ変換する第１のサンプリング周波数の１／２以上の周波数のノイズ信号を遮断する特性を有し、
前記ディジタル低域濾波フィルタ回路は、前記ディジタル電圧値を前記第１のマイクロコンピュータが取得する第２のサンプリング周波数の１／２以上の周波数のノイズ信号を遮断する特性を有し、
前記第１のサンプリング周波数は前記第２のサンプリング周波数よりも高いこと
を特徴とする電池電圧検出装置。
【請求項２】
各バッテリセルに対応した前記アナログ低域濾波フィルタ回路と１つの前記Ａ／Ｄ変換手段との間にマルチプレクサを備え、
前記マルチプレクサは、並列に入力された電池電圧値を直列に順次出力し、
前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記マルチプレクサから入力された各バッテリセルの電池電圧値を順次ディジタル電圧値に変換し、
変換されたディジタル電圧値は、複数のディジタル低域濾波フィルタ回路に入力されること
を特徴とする請求の範囲第１項に記載の電池電圧検出装置。
【請求項３】
前記ディジタル低域濾波フィルタ回路は、前記ディジタル低域濾波フィルタ回路の機能を有するプログラムを実行する第２のマイクロコンピュータであること
を特徴とする請求の範囲第１項に記載の電池電圧検出装置。
【請求項４】
前記ディジタル低域濾波フィルタ回路は、前記ディジタル低域濾波フィルタ回路の機能を有するプログラムを実行する第２のマイクロコンピュータであること
を特徴とする請求の範囲第２項に記載の電池電圧検出装置。
【請求項５】
前記通信手段は、隣接する別の前記通信手段と順次接続されて前記ディジタル電圧値を順次伝送し、前記第１のマイクロコンピュータが端末に接続されて前記ディジタル電圧値を受信すること
を特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項に記載の電池電圧検出装置。
【請求項６】
複数の前記通信手段は、前記第１のマイクロコンピュータとそれぞれ接続されて、前記第１のマイクロコンピュータが複数の前記通信手段から前記ディジタル電圧値を受信すること
を特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項に記載の電池電圧検出装置。
【請求項７】
複数の前記通信手段と前記第１のマイクロコンピュータとが通信バスにより接続されて、前記第１のマイクロコンピュータが複数の前記通信手段から前記ディジタル電圧値を受信すること
を特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項に記載の電池電圧検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池モジュールにおけるバッテリセルの電圧監視を行う電池電圧検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリセルのセルコントローラ（電池電圧検出装置）は、リチウムイオンバッテリセルが複数接続された電池モジュールに対して、電圧監視および容量均等化を行う集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）を備えている。複数の電池モジュールから構成されるバッテリパックに対しては、デイジーチェーン方式でＩＣ同士を通信させ、絶縁素子の削減によりコストを下げる技術が紹介されている（例えば、特許文献１〜３参照）。この場合、各ＩＣにて計測したバッテリセルの電圧データを、シリアル通信でＣＰＵ(Central Processing Unit)に転送するため、バッテリセルの数が多数におよぶと、１パケット当りのデータストリームが長くなり、ＣＰＵにおける電圧計測のインターバルが長くなる。【０００３】
例えば、転送速度を１００ｋｂｐｓ、バッテリセルが１００セル、１バッテリセル当りのデータが１０ｂｉｔから構成されるデータを計測するとした場合、
１パケット当りのデータ長：  １００セル×１０ｂｉｔ＝１０００ｂｉｔ
１秒当りに転送できるパケット数：  １００ｋｂｐｓ÷１０００ｂｉｔ＝１００パケット／ｓｅｃ
となり、電圧計測のサンプリング周波数は１００Ｈｚとなる。【０００４】
ハイブリッド電気自動車においては、例えばインバータのスイッチングに伴って発生する数ｋＨｚから数ＭＨｚに及ぶ比較的高周波帯域のノイズが車載組電池の両極に印加される。
一方、ハイブリッド電気自動車のモータは、例えば、６極対のモータを６０００ｒｐｍで回転させた場合、電気角周波数は６００Ｈｚである。これにより、モータの回転に同期した比較的低周波帯域のリップルノイズがインバータより車載組電池の両極に印加される。また、電気自動車においては外部充電器から商用電源を全波整流した場合に生じる１００〜１２０Ｈｚのリップルノイズが同様に印加される。【０００５】
これらの事象を考慮すると、比較的高周波帯域のノイズを十分に除去するとともに、エイリアシング防止のためにはサンプリング周波数に対し、十分に低い遮断周波数特性を有したフィルタ回路をＩＣの入力部に設ける必要がある。例えば、サンプリング周波数を１００Ｈｚとするならば、５０Ｈｚ以上の成分を遮断できる特性を有するフィルタを設ける。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−７０１７９号公報（図１、段落００３１、００３２、００３３参照）
【特許文献２】特開２００５−３１８７５０号公報（図１、段落００６９、００７０参照）
【特許文献３】特開２００５−３１８７５１号公報（図１、段落００２９、００３０参照）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、フィルタ回路は、抵抗およびコンデンサよりなるＲＣの１次フィルタが一般的である。そこで、例えば、５０Ｈｚでのゲインを１／１００と設定すると、ＲＣの時定数は３１８ｍｓｅｃになり、１００ｋΩの抵抗と３．１８μＦのコンデンサで構成できる。【０００８】
しかしながら、このような部品定数で構成すると、抵抗値が大きくなり、Ａ／Ｄ（Analogue/Digital）変換器側から見たときの回路インピーダンスが大きくなるため、Ａ／Ｄ変換精度に悪影響を生じさせる。また、コンデンサの容量が大きいことにより、電解コンデンサを用いれば精度が悪化し、セラミックコンデンサを用いれば部品単価が高くなる。
また、特許文献１〜３に記載の技術では、サンプリング周波数を高くするため、通信速度を上げる手法が考えられるが、ＣＡＮ（Controller Area Network）を用いれば通信速度を１Ｍｂｐｓ程度に上げられるが、通信インターフェース回路が増えコスト高になる。【０００９】
本発明は、前記した従来の課題を解決するものであり、簡易な構成で、高精度かつ低コスト化が可能な低域濾波器を備える電池電圧検出装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するために、本発明は、バッテリセルからなる電池モジュールが直列に接続された組電池における前記バッテリセルの電圧を検出する電池電圧検出装置であって、前記バッテリセルの電池電圧値を検出し、ディジタル電圧値にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタル電圧値を伝送する通信手段と、前記通信手段を経由して前記ディジタル電圧値を取得する第１のマイクロコンピュータと、前記バッテリセルと前記Ａ／Ｄ変換手段との間に挿入されるアナログ低域濾波フィルタ回路と、前記Ａ／Ｄ変換手段と前記通信手段との間に挿入されるディジタル低域濾波フィルタ回路と、を備え、前記アナログ低域濾波フィルタ回路は、前記電池電圧値を前記Ａ／Ｄ変換する第１のサンプリング周波数の１／２以上の周波数のノイズ信号を遮断する特性を有し、前記ディジタル低域濾波フィルタ回路は、前記ディジタル電圧値を前記第１のマイクロコンピュータが取得する第２のサンプリング周波数の１／２以上の周波数のノイズ信号を遮断する特性を有し、前記第１のサンプリング周波数は前記第２のサンプリング周波数より高いことを特徴とする。
但し、括弧内の数字は、例示である。【００１１】
本発明によれば、フィルタの構成を、前段をアナログ低域濾波フィルタ回路、後段をディジタル低域濾波フィルタ回路とすることにより、アナログ低域濾波フィルタ回路の部品定数を小さくできるので高精度かつ低コスト化を実現する電池電圧検出装置を提供することができる。また、第１のサンプリング周波数を第２のサンプリング周波数より高くすることで、電気自動車が発生する固有のノイズをアナログ低域濾波フィルタ回路で排除し、自動車の直列電池の電圧を測る上での通信回線の速度の制約から生じる周波数成分をディジタル低域濾波フィルタ回路で排除することができ、それぞれのフィルタ回路を効率よく設置することができる。【００１２】
また、本発明は、各バッテリセルに対応した前記アナログ低域濾波フィルタ回路と１つの前記Ａ／Ｄ変換手段との間にマルチプレクサを備え、マルチプレクサは、並列に入力された電池電圧値を直列に順次出力し、前記Ａ／Ｄ変換手段が、前記マルチプレクサから入力された各バッテリセルの電池電圧値を順次ディジタル電圧値に変換し、変換されたディジタル電圧値が、複数のディジタル低域濾波フィルタ回路に入力されることを特徴とする。【００１３】
本発明によれば、マルチプレクサを用いることにより、高価なＡ／Ｄ変換器の数を減らすことができＡ／Ｄ変換器を効率よく効果的に用いることができる。【００１４】
また、本発明は、前記ディジタル低域濾波フィルタ回路が、前記ディジタル低域濾波フィルタ回路の機能を有するプログラムを実行する第２マイクロコンピュータであることを特徴とする。【００１５】
本発明によれば、ディジタル低域濾波フィルタ回路の機能をプログラム化してマイクロコンピュータに実行させることができるため、プログラムを変更することで、サンプリング周波数や遮断周波数の変更を容易に行うことができる。【００１６】
また、本発明は、前記通信手段が、隣接する別の前記通信手段と順次接続されて前記ディジタル電圧値を順次伝送し、前記第１のマイクロコンピュータが端末に接続されて前記ディジタル電圧値を受信することを特徴とする。【００１７】
本発明によれば、隣接する別の通信手段と順次接続されてディジタル電圧値を順次伝送するので、伝送する電池モジュール同士の電位差を低く抑えることができる。【００１８】
また、本発明は、複数の前記通信手段が、前記第１のマイクロコンピュータとそれぞれ接続されて、前記第１のマイクロコンピュータが複数の前記通信手段から前記ディジタル電圧値を受信することを特徴とする。【００１９】
本発明によれば、マイクロコンピュータは、各々の通信インターフェースと通信し、任意のタイミングで各々の電池モジュールのディジタル電圧値を入手することが可能になる。【００２０】
また、本発明は、複数の前記通信手段と前記第１のマイクロコンピュータとが通信バスにより接続されて、前記第１のマイクロコンピュータが複数の前記通信手段から前記ディジタル電圧値を受信することを特徴とする。【００２１】
本発明によれば、各々の電池モジュールが通信バスにディジタル電圧値を送信すると、マイクロコンピュータは、通信バス上を行き交うディジタル電圧値のうち自己に必要な電池モジュールのいずれかのディジタル電圧値を取得することが可能になる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、簡易な構成で、高精度かつ低コスト化が可能な低域濾波器を備える電池電圧検出装置を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１の実施形態に係る電池電圧検出装置を示す図である。
【図２】第１の実施形態におけるフィルタ回路設定の概念を示す図である。
【図３】第１の実施形態におけるフィルタ回路設定の具体例を示す図である。
【図４】第１の実施形態におけるディジタルＬＰＦの詳細動作例を示す図である。
【図５】第１の実施形態におけるＡ／Ｄ変換器の使用例を説明する図である。
【図６】マルチプレクサ／デマルチプレクサを用いた場合のＡ／Ｄ変換器の使用態様を示す図である。
【図７】通信インターフェースにおけるデータストリームの構成を示す図である。
【図８】フィルタの有無による電圧の異常判定閾値の検出タイミングの差を説明する図である。
【図９】第２の実施形態における電池電圧検出装置を示す図である。
【図１０】第３の実施形態における電池電圧検出装置を示す図である。
【図１１】第４の実施形態における電池電圧検出装置を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下に、本発明の実施形態に係る電池電圧検出装置について図を参照しながら詳細に説明する。
【００２５】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電池電圧検出装置を示す図である。
【００２６】
組電池２００は、複数のバッテリセルＢＣ（図５参照）が接続された電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４を直列に接続して構成される。
電池電圧検出装置１００は、アナログＬＰＦ（Low Pass Filter）（アナログ低域濾波フィルタ回路）１０、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）２０、ディジタルＬＰＦ（ディジタル低域濾波フィルタ回路）３０、通信インターフェース（通信手段）４０及びマイクロコンピュータ５０（第１のマイクロコンピュータ）を備える。
【００２７】
アナログＬＰＦ１０は、電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４における各バッテリセルＢＣとＡ／Ｄ変換器２０との間に設置され、Ａ／Ｄ変換器２０による電圧計測のサンプリング周波数Ｆｓ１に対して所定の周波数を遮断する（図２参照）。
Ａ／Ｄ変換器２０は、各電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４におけるバッテリセルＢＣの電圧を個別に検出し、検出した電圧をディジタル電圧値へ変換する。
【００２８】
ディジタルＬＰＦ３０は、Ａ／Ｄ変換器２０と通信インターフェース４０との間に設置され、専用のディジタル回路で実現したものであり、通信インターフェース４０の通信インターバルから定まるサンプリング周波数Ｆｓ２に対してディジタルＬＰＦ３０から出力された電圧値における所定の周波数を遮断する（図２参照）。
通信インターフェース４０は、各バッテリセルＢＣのディジタル電圧値をマイクロコンピュータ５０へ伝送する。通信インターフェース４０は、電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４に対応するように設けられている。通信インターフェース４０は、隣接する別の通信インターフェース４０と順次接続されてディジタル電圧値をマイクロコンピュータ５０へ順次伝送するので、伝送する電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４同士の電位差を低く抑えることができる。マイクロコンピュータ５０は、通信インターフェース４０を経由して各バッテリセルＢＣのディジタル電圧値を取得する。
【００２９】
図２は、第１の実施形態におけるフィルタ回路設定の概念を示す図である。
本実施形態では、フィルタ回路をアナログＬＰＦ１０とディジタルＬＰＦ３０との２段で構成し、信号を遮断する周波数を各々分担する。つまり、電気自動車にて発生するインバータのスイッチングノイズなどの比較的高周波帯域のノイズ信号をアナログＬＰＦ１０で排除し、モータの回転に伴い発生するリップルノイズや、商用電源を全波整流した場合に発生するリップルノイズ等の比較的低周波帯域のノイズ信号をディジタルＬＰＦ３０で排除することにより、それぞれのフィルタ回路を効率よく設置することができる。
【００３０】
つまり、図２に示すように、バッテリセルＢＣとＡ／Ｄ変換器２０との間に設置されるアナログＬＰＦ１０は、Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリング周波数Ｆｓ１（第１のサンプリング周波数）の１／２以上の周波数のノイズ信号を遮断する。即ち、アナログＬＰＦ１０は、サンプリング周波数Ｆｓ１の１／２の周波数の信号を十分に減衰させる特性を有する。
【００３１】
さらに、Ａ／Ｄ変換器２０と通信インターフェース４０との間に追加したディジタルＬＰＦ３０は、通信インターフェース４０における通信インターバルから定まるサンプリング周波数Ｆｓ２（第２のサンプリング周波数）の１／２以上の周波数のノイズ信号を遮断する。即ち、マイクロコンピュータ５０（図１参照）が取得するディジタル電圧値のサンプリング周波数Ｆｓ２に対し、ディジタルＬＰＦ３０は、サンプリング周波数Ｆｓ２の１／２の周波数の信号を十分に減衰させる特性を有する。ここで周波数Ｆｓ１は周波数Ｆｓ２よりも高い周波数である。また、サンプリング周波数Ｆｓ２は、自動車の直列電池の電圧を測る上での通信回線の速度の制約により上限が定まる。
【００３２】
フィルタの構成を、前段をアナログＬＰＦ１０、後段をディジタルＬＰＦ３０とすることにより、アナログＬＰＦ１０の部品定数を小さくできるので高精度かつ低コスト化を実現する電池電圧検出装置１００を提供することができる。また、サンプリング周波数Ｆｓ１をサンプリング周波数Ｆｓ２より高くすることで、電気自動車が発生する比較的高周波帯域のノイズをアナログ低域濾波フィルタ回路で排除し、比較的低周波帯域のノイズをディジタル低域濾波フィルタ回路で排除することができ、それぞれのフィルタ回路を効率よく設置することができる。
【００３３】
図３は、第１の実施形態におけるフィルタ回路設定の具体例を示す図である。
Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリング周波数Ｆｓ１を１０ｋＨｚに設定すると、サンプリング周波数Ｆｓ１の１／２となる５ｋＨｚにおけるゲインを１／１００とするアナログＬＰＦ１０は、例えば、１０ｋΩの抵抗と０．３１８μＦのコンデンサで構成することができる。なお、データは１バッテリセルあたり１０ｂｉｔで構成される。
【００３４】
通信インターフェース４０のサンプリング周波数Ｆｓ２を１００Ｈｚとして、サンプリング周波数Ｆｓ２の１／２となる５０Ｈｚにおけるゲインを１／１００とする時定数は３１８ｍｓｅｃであるから、ディジタルＬＰＦ３０の遮断周波数Ｆｃを１／０．３１８＝３．１４Ｈｚとする。
【００３５】
適用するディジタルＬＰＦ３０の形式を、簡易な１次のＩＩＲ(Infinite Inpulse Response)型フィルタとすると、今回の入力値ｘnと前回の出力値ｙn-1とから、今回の出力値ｙnは以下の式１で求めることができる。
【００３６】
【数１】
2011043311.tif 000003
さらに、係数ｃ、ｄを１６bitで表現すると以下のようになる。なお、ｃ、ｄにおけるhはhexadecimal（ヘキサデシマル：１６進数）を示すものである。
【００３７】
【数２】
2011043311.tif 000004
このようにして求めたｙnを、１００回に１回の頻度で通信インターフェース４０に送出すればよい。
【００３８】
図４は、第１の実施形態におけるディジタルＬＰＦの詳細動作例を示す図である。
図４において、白色部位は整数部を示し、灰色部位は少数点以下の部分を示す。入力値ｘnを１０ｂｉｔ幅とし、前回値ｙn-1を２６ｂｉｔ（整数部１０ｂｉｔ＋小数点以下１６ｂｉｔ）とする。ここで、前記したようにｃとｄはそれぞれ小数点以下の１６ｂｉｔからなるものとする。図４に示すように、ｘnとｃとの積ｘn×ｃは２６ｂｉｔとなる。
【００３９】
一方、ｙn-1とｄとの積ｙn-1×ｄは、整数部１０ｂｉｔおよび小数点以下３２ｂｉｔの４２ｂｉｔになるが、下位１６ｂｉｔは切り捨て、積ｘn×ｃと同じ２６ｂｉｔとする。なお、下位１６ｂｉｔを切り捨てることにより丸め誤差が出る場合は、切り捨てずに四捨五入してもよい。求めたｘn×ｃとｙn-1×ｄとの和を求めて新規のｙnとして２６ｂｉｔ幅で保管し、次回の計算において前回値ｙn-1として使用する。ｙnは２６ｂｉｔから構成されるが、フィルタの出力としては整数部だけでよいから、ディジタルＬＰＦ３０は、ｙnの上位１０ｂｉｔのみを出力として通信インターフェースに送出する。なお、小数点以下を切り捨てることにより丸め誤差が出る場合は、切り捨てずに四捨五入してもよい。
【００４０】
図５は、第１の実施形態におけるＡ／Ｄ変換器の使用例を説明する図である。図５に示すように、アナログＬＰＦ１１〜ＬＰＦ１４とＡ／Ｄ変換器２０との間にマルチプレクサ９０を設置し、Ａ／Ｄ変換器２０とディジタルＬＰＦ３１〜ＬＰＦ３４との間にデマルチプレクサ９１を設置する。本実施形態では、マルチプレクサ９０は、ディジタルＬＰＦ３１〜３４に対応して４個の入力端子を有し、１個の出力端子を有する。デマルチプレクサ９１は、１個の入力端子を有し、４個の出力端子を有する。Ａ／Ｄ変換器２０の前にマルチプレクサ９０を、後ろにデマルチプレクサ９１を設置することにより、使用するＡ／Ｄ変換器２０の数を４個から１個へ減じることができる。これにより、高価なＡ／Ｄ変換器の数を減らすことができＡ／Ｄ変換器を効率よく効果的に用いることができる。なお、マルチプレクサ９０の入力端子（チャネル：ＣＨ）数は任意の数を設定できる。
【００４１】
図６は、マルチプレクサ／デマルチプレクサを用いた場合のＡ／Ｄ変換器の使用態様を示す図である（適宜図５参照）。各バッテリセルＢＣ１〜ＢＣ４の電圧検出信号は、アナログＬＰＦ１１〜ＬＰＦ１４を介して、それぞれマルチプレクサ９０の各入力端子ＣＨ１〜ＣＨ４に同じタイミングで並列に入力される。マルチプレクサ９０は、各入力端子ＣＨ１〜ＣＨ４へ入力された電圧検出信号を直列に変換し、所定の時間間隔でＡ／Ｄ変換器２０に順次入力する。
【００４２】
図６に示すように、Ａ／Ｄ変換器２０による電圧検出信号のサンプリング周波数Ｆｓ１の範囲内で、全ての入力端子ＣＨ１〜ＣＨ４に対応する電圧検出信号がＡ／Ｄ変換器２０に順次入力され、入力順に出力される。そして、順次Ａ／Ｄ変換器２０においてディジタル変換されたディジタル電圧値は、デマルチプレクサ９１の入力端子に順次入力される。デマルチプレクサ９１は、直列に順次入力されたディジタル電圧値を並列に変換して出力端子ＤＣＨ１〜ＤＣＨ４に出力し、同じタイミングでディジタルＬＰＦ３１〜ＬＰＦ３４へ入力する。ディジタルＬＰＦ３１〜ＬＰＦ３４において所定の周波数域が遮断されたディジタル電圧値は、所定のタイミングで通信インターフェース４０へ入力される。
【００４３】
このようにサンプリング周波数Ｆｓ１の範囲内でマルチプレクサ９０における入力端子ＣＨ１〜ＣＨ４の電圧検出信号をＡ／Ｄ変換器２０へ順次入力してディジタル電圧値に変換して出力することで、各バッテリセルＢＣ１〜ＢＣ４ごとにＡ／Ｄ変換器２０を設置したのと同等の効果を得られるようになり、高価なＡ／Ｄ変換器２０を効率的に使用することが可能になる。
【００４４】
図７は、通信インターフェースにおけるデータストリームの構成を示す図である（適宜図５参照）。
一般的な時定数の大きいアナログＬＰＦのみを用いた場合は、異常時などに発生するステップ的なバッテリセルの電圧変化に対する検出タイミングは、時定数分だけアナログＬＰＦが無い場合に比べて遅くなる。つまり、異常を検出するまでに時間遅れが発生する。
【００４５】
これに対して、本実施形態のように、ディジタルＬＰＦを用いた場合は、図７（ａ）に示すように、各バッテリセルＢＣ１〜ＢＣ４（図７ではＣＨ１〜ＣＨ４と表している）ごとにディジタルＬＰＦ３１〜ＬＰＦ３４の入力値（フィルタ無）と出力値（フィルタ有）とを併せて通信インターフェース４０へ送出し、各バッテリセル毎に、フィルタ無の電圧値を監視し異常判定閾値を示す所定値との大小関係を検出することで、図８に示すように、早期に電池の異常を検出できる。
【００４６】
また、ディジタルＬＰＦを用いることにより、図７（ｂ）に示すように、電池モジュールＶＭ１におけるバッテリセルＢＣ１〜ＢＣ４の上限電圧と下限電圧を異常として検出する方法として用いることも可能になる。この場合は、同一電池モジュールＶＭ１におけるバッテリセルＢＣ１〜ＢＣ４の電圧の最大値Ｍａｘ（フィルタ無）と最小値Ｍｉｎ（フィルタ無）を代表値として通信インターフェース４０へ送出することで、異常判定閾値を示す所定値との大小関係を検出することができるため早期に電池の異常を検出できる。
【００４７】
また、ディジタルＬＰＦを用いることにより、図７（ｃ）に示すように、バッテリセルＢＣ１〜ＢＣ４の異常判定閾値を示す所定値との大小関係を示すフラグのみを送信することで、図７（ａ）や図７（ｂ）に示すようなデータストリーム長の増大を少なくできる。つまり、例えば、異常であればフラグを１とし、正常であればフラグを０とする。
【００４８】
以上、本実施形態によれば、フィルタ回路を、アナログＬＰＦ１０とディジタルＬＰＦ３０との２段構成にすることにより、アナログＬＰＦ１０の部品定数を小さくできるので、使用する部品の高精度化かつ低コスト化が可能になる。また、ディジタルＬＰＦ３０は高集積化が容易であるので、ディジタルＬＰＦ３０を、Ａ／Ｄ変換器２０や通信インターフェース４０と一体の部品として構成することができ、低コスト化が可能になる。
【００４９】
（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態における電池電圧検出装置を示す図である。第１の実施形態と同様な構成又は機能を示す部位については、その説明の重複を省略する。
図８に示す電池電圧検出装置１１０と、第１の実施形態における電池電圧検出装置１００との相違点は、第１の実施形態におけるディジタルＬＰＦ３０を、第２の実施形態ではマイクロコンピュータ（第２のマイクロコンピュータ）６０に置き換えた点である。
【００５０】
前記したように、第１の実施形態におけるディジタルＬＰＦ３０は、演算式（式１、式２）で表され、これを専用のディジタル回路で実現したものである。したがって、この演算式をプログラム化することでマイクロコンピュータ６０による処理も可能になる。ここで、マイクロコンピュータ６０は、前記プログラムを実行するためのＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＲＡＭ(Random Access Memory)、ＲＯＭ(Read Only Memory)等を備える。このように演算式をプログラムにしてマイクロコンピュータ６０で実行させることができるので、サンプリング周波数や遮断周波数等の変更が容易になる。
【００５１】
（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態における電池電圧検出装置を示す図である。第１または第２の実施形態と同様な構成又は機能を示す部位については、その説明の重複を省略する。
図９に示す電池電圧検出装置１２０と、第２の実施形態における電池電圧検出装置１００との相違点は、各々の電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４に対応する各々の通信インターフェース７０がマイクロコンピュータ５１に接続されている点である。
【００５２】
各々の通信インターフェース７０は、マイクロコンピュータ５１との間で双方向の通信回線を有している。このため、マイクロコンピュータ５１は、各々の通信インターフェース７０と通信し、任意のタイミングで各々の電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４のディジタル電圧値を入手することが可能になる。
通信回線が複数並列で設けられるため、実効的には通信速度を向上させたことと等価であり、マイクロコンピュータ５１が各セルの電圧を取得するサンプリング周波数を高くすることができる。
しかしながら、一般的にマイクロコンピュータでの通信回線数には限りがあるため、通信する電池モジュールの数が多くなると、通信回線を切り替えるなどの回路が必要となり、実際の通信速度は低下してしまう。
第１または第２の実施形態で示したアナログＬＰＦとディジタルＬＰＦとを組み合わせた構成により、通信インターフェース７０の通信速度を下げてもエイリアシングノイズを抑制できる。
【００５３】
（第４の実施形態）
図１０は、第４の実施形態における電池電圧検出装置を示す図である。第１、第２または第３の実施形態と同様な構成又は機能を示す部位については、その説明の重複を省略する。
図１０に示す電池電圧検出装置１３０と、第３の実施形態における電池電圧検出装置１２０との相違点は、各々の通信インターフェース８０が、ＣＡＮ（Controller Area Network）等の通信ＢＵＳに接続されている点である。
【００５４】
例えば、主通信路としての専用通信線であるＣＡＮＢＵＳに通信インターフェース８０を複数接続する。そして、各々の電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４がＣＡＮバスにディジタル電圧値を送信すると、マイクロコンピュータ５２は、ＣＡＮバス上を行き交うディジタル電圧値のうち自己に必要な電池モジュールＶＭ１〜ＶＭ４のいずれかのディジタル電圧値を取得することが可能になる。
しかしながら、通信する電池モジュールの数が多くなるとＣＡＮバス上の通信トラフィックが増大し通信の安定性が損なわれるため、データの更新周期を遅くしなければならない。
第１または第２の実施形態で示したアナログＬＰＦとディジタルＬＰＦとを組み合わせた構成により、通信インターフェース８０のデータ更新周期を遅くしてもエイリアシングノイズを抑制できる。
【符号の説明】
【００５５】
１０、１１、１２、１３、１４      アナログＬＰＦ（アナログ低域濾波フィルタ回路）
２０      Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）
３０、３１、３２、３３、３４      ディジタルＬＰＦ（ディジタル低域濾波フィルタ回路）
４０、７０、８０      通信インターフェース（通信手段）
５０、５１、５２      マイクロコンピュータ（第１のマイクロコンピュータ）
６０      マイクロコンピュータ（第２のマイクロコンピュータ）
９０      マルチプレクサ
９１      デマルチプレクサ
１００、１１０、１２０、１３０      電池電圧検出装置
２００      組電池
ＢＣ、ＢＣ１、ＢＣ２、ＢＣ３、ＢＣ４      バッテリセル
ＶＭ１、ＶＭ２、ＶＭ３、ＶＭ４      電池モジュール
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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