(57)【要約】  スリット（３４ａ），（３６ａ）の周囲に規定される、第１高周波電流の経路の総距離が所定の関係式を満たすように、コプレーナ線路３０を構成する第１導体パターン（３４）と第２導体パターン（３６）に、それぞれスリット（３４ａ），（３６ａ）を形成する。これにより、スリット（３４ａ），（３６ａ）の周縁に沿って流れる第１高周波電流は、信号線路導体（３２）に沿って流れる第２高周波電流に大きな影響を与えることなく、第２高周波電流と合波する。これにより、放射された電磁波が効率よく回収され、配線基板（１０）における放射損失が効果的に抑制される。
2011108725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体の表面に形成された信号線路導体と、
前記信号線路導体に沿って延びるように前記誘電体上に形成された導体パターンと、を備え、
前記導体パターンには、前記信号線路導体に沿って延びるスリットが形成されている、
ことを特徴とする高周波伝送線路。
【請求項２】
前記導体パターンは、前記誘電体上、かつ、前記信号線路導体の両側に形成されている請求項１に記載の高周波伝送線路。
【請求項３】
前記スリットは、前記信号線路導体に沿って複数個形成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波伝送線路。
【請求項４】
前記スリットは、前記導体パターンにおいて前記信号線路導体の両側にそれぞれ複数個形成されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波伝送線路。
【請求項５】
前記複数個のスリットは、互いに同一形状であることを特徴とする請求項３又は４に記載の高周波伝送線路。
【請求項６】
前記複数個のスリットは、相互に形状が異なることを特徴とする請求項３又は４に記載の高周波伝送線路。
【請求項７】
前記複数個のスリットは、ほぼ等間隔に配置されていることを特徴とする請求項３乃至６のいずれか１項に記載の高周波伝送線路。
【請求項８】
前記複数個のスリットにおいて、隣接するスリット同士の間隔が相互に異なることを特徴とする請求項３乃至６のいずれか１項に記載の高周波伝送線路。
【請求項９】
前記信号線路導体に直交する方向の前記スリットの幅をＸ１、前記信号線路導体に平行な方向の前記スリットの幅をＹ１、前記導体パターンの前記信号線路導体側の端から、前記スリットまでの最短距離をＸ２、前記第１信号線路導体から放射される電磁波の波長をλとしたときに、λ／２＜（１Ｘ＋Ｘ２＋Ｙ１）×２＜３×λ／２で示される不等式を満たすことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の高周波伝送線路。
【請求項１０】
（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２＝λで示される式を満たすことを特徴とする請求項９に記載の高周波伝送線路。
【請求項１１】
基板と、
前記基板の一方側の面に形成された請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の高周波伝送線路と、
前記基板の他方側の面に形成された導体パターンと、
を有することを特徴とする回路基板。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波伝送線路及び回路基板に関し、更に詳しくは、高周波信号を伝送するための高周波電送線路、及び前記高周波電送線路が形成された回路基板に関する。
【背景技術】
【０００２】
コプレーナ線路は、高周波信号を伝送するための高周波伝送線路として、よく知られている。特に、信号線路が形成された基板の両面に、グランドとしての導体パターンが形成されたコプレーナ線路は、特性インピーダンスの値が信号線路の幅によって一意に定まらない。このため、信号線路の幅を比較的自由に設計することできる。また、この種のコプレーナ線路は、マイクロストリップ線路と比較して、高周波信号の分散や、放射損失も比較的少ない。【０００３】
しかしながら、伝送する信号の周波数がある程度高周波となると、信号の波長が信号線路長以下となり、基板の一方側の面に形成された導体パターンの電位と、基板の他方側の面に形成された導体パターンの電位との差が大きくなる。こうなると、信号線路における挿入損失、反射損失、或いは放射損失等の影響を無視することができなくなる。【０００４】
そこで、周波数の高い信号を効率的に伝送するための技術が種々提案されている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３２８２８７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に開示されたコプレーナ線路では、基板の両面に形成された導体パターン同士が、複数のビア導体で接続されている。これにより、基板の一方側の面に形成された導体パターンの電位と、基板の他方側の面に形成された導体パターンの電位とが等しくなり、結果的に信号線路における損失が小さくなる。また、導体パターン同士を接続する複数のビア導体が、信号線路から放射される電磁波をシールドすることも、信号線路における損失の低減に寄与している。【０００７】
しかしながら、伝送する信号の周波数がある程度高周波となると、ビア導体によるシールドが不十分となり、信号線路における放射損失を十分に抑制することが困難になる。【０００８】
放射損失を抑制する対策としては、ビア導体の配列間隔を小さくして、ビア導体の間から漏れる電磁波の割合を小さくすることが考えられる。しかしながら、ビア導体の配列間隔を小さくするには、精度の高い技術が必要で、製造工程における歩留まりの悪化が懸念される。また、配列間隔の狭小化にも、一定の技術的な限界がある。【０００９】
本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであり、構造が簡素で、高周波信号を効率よく伝送することが可能な高周波伝送線路等を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の目的を達成するために、本発明の第１の観点に係る高周波伝送線路は、
誘電体の表面に形成された信号線路導体と、
前記信号線路導体に沿って延びるように前記誘電体上に形成された導体パターンと、を備え、
前記導体パターンには、前記信号線路導体に沿って延びるスリットが形成されている、
ことを特徴とする。【００１１】
本発明の第２の観点に係る回路基板は、
基板と、
前記基板の一方側の面に形成された本発明の第１の観点に係る高周波伝送線路と、
前記基板の他方側の面に形成された導体パターンと、を有する、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、構造が簡素で、高周波信号を効率よく伝送することが可能な高周波伝送線路等を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の一実施形態に係る配線基板の平面図である。
【図２】配線基板のＡ−Ａ断面図である。
【図３】配線基板のＢ−Ｂ断面図である。
【図４】高周波電流の経路を模式的に示す図である。
【図５】変形例（その１）に係る配線基板の平面図である。
【図６】変形例（その２）に係る配線基板の平面図である。
【図７】変形例（その３）に係る配線基板の平面図である。
【図８】変形例（その４）に係る配線基板の平面図である。
【図９】変形例（その５）に係る配線基板の平面図である。
【図１０】放射損失と周波数の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しつつ説明する。図１は、本実施形態に係る配線基板１０の平面図である。図２は、図１における配線基板１０のＡ−Ａ断面を示す図である。図３は、図１における配線基板１０のＢ−Ｂ断面を示す図である。
図１〜図３を参照するとわかるように、配線基板１０は、誘電体基板１２と、誘電体基板１２の上面に形成された高周波伝送線路としてのコプレーナ線路３０と、から構成されている。
【００１５】
図１〜図３に示すように、誘電体基板１２は、Ｙ軸方向を長手方向とする長方体形状の基板である。この誘電体基板１２は、比誘電率が９．０の誘電体としてのアルミナを素材とする。また、誘電体基板１２の下面（−Ｚ側の面）には、グランドパターン３８が形成されている。このグランドパターン３８は、例えば銅又は銅箔からなり、誘電体基板１２の下面全体を覆っている。誘電体基板１２には、アルミナ以外の誘電体、例えばエポキシ樹脂、ポリイミド樹脂、ＢＴ樹脂、ＰＰＥ樹脂、テフロン（登録商標）、ＬＴＣＣなども使用できる。
【００１６】
コプレーナ線路３０は、誘電体基板１２の上面（＋Ｚ側の面）に形成された信号線路導体３２と、誘電体基板１２の上面、かつ、信号線路導体３２の両側に形成された第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６と、から構成されている。
【００１７】
信号線路導体３２は、誘電体基板１２の−Ｙ側端から＋Ｙ側端にかけて形成された導体である。この信号線路導体３２は、例えば銅めっき或いは銅箔からなり、Ｙ軸に平行に、かつ、誘電体基板１２の上面の中心部を通るように形成されている。
【００１８】
第１導体パターン３４は、信号線路導体３２よりも−Ｘ側の誘電体基板１２上に、誘電体基板１２の−Ｘ側の外縁に沿って形成された導体である。第１導体パターン３４は、例えば銅めっき或いは銅箔からなり、長手方向をＹ軸方向とする長方形状に形成されている。また、この第１導体パターン３４には、それぞれＹ軸方向を長手方向とし、信号線路導体３２に沿って延びるように、かつ、ほぼ等間隔に配置された３つの矩形状のスリット３４ａが形成されている（図１参照）。
【００１９】
第２導体パターン３６は、信号線路導体３２よりも＋Ｘ側の誘電体基板１２上に、誘電体基板１２の＋Ｘ側の外縁に沿って形成された導体である。第２導体パターン３６は、例えば銅めっき或いは銅箔からなり、長手方向をＹ軸方向とする長方形状に形成されている。また、この第２導体パターン３６には、第１導体パターン３４と同様に、それぞれＹ軸方向を長手方向とし、信号線路導体３２に沿って延びるように、かつ、ほぼ等間隔に配置された３つの矩形状のスリット３６ａが形成されている（図１参照）。
ここでは、信号線路導体３２を境界として同数のスリット３６ａ、スリット３６ｂが形成されているが、スリット３６ａ、スリット３６ｂの個数は同じでなくともよい。
【００２０】
図３を参照して、第１導体パターン３４は、誘電体基板１２に形成された複数のビア導体４０Ａを介して、グランドパターン３８に接続されている。また、第２導体パターン３６は、誘電体基板１２に形成された複数のビア導体４０Ｂを介して、グランドパターン３８に接続されている。
【００２１】
第１導体パターン３４とグランドパターン３８とを接続するビア導体４０Ａは、スリット３４ａの＋Ｘ側において、Ｙ軸に沿ってほぼ等間隔に配置されている。また、第２導体パターン３６とグランドパターン３８とを接続するビア導体４０Ｂは、スリット３６ａの−Ｘ側において、Ｙ軸に沿ってほぼ等間隔に配置されている。
【００２２】
図１に示されるように、第１導体パターン３４に形成されたスリット３４ａのＸ軸方向の幅をＸ１(a.ｕ.)、Ｙ軸方向の幅をＹ１(a.ｕ.)、第１導体パターン３４の＋Ｘ側端から、スリット３４ａまでの最短距離をＸ２(a.ｕ.)、信号線路導体３２から放射される電磁波の実効波長をλ（a.ｕ.）とすると、配線基板１０では、次式（１）が満たされる。
【００２３】
（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２＝λ  …（１）
【００２４】
以下、式（１）の意味内容について、図４を参照しつつ説明する。図４は、配線基板１０を対象とした電磁界解析の結果を基に、信号線路導体３２によって伝送される高周波信号に起因する高周波電流の経路を模式的に示した図である。実線で示される経路Ｄは、第１高周波電流の経路であり、この第１高周波電流は、信号線路導体３２から放射されるとともに等間隔に配置されるビア導体４０Ａの間を通過して第１導体パターン３４に至る電磁波に起因する。また、波線で示される経路Ｃは、信号線路導体３２に沿って伝達される電磁波に起因する高周波電流の経路である。
【００２５】
図４を参照すると理解されるように、第１高周波電流は、第１導体パターン３４の内部を、スリット３４ａの周縁に沿う経路Ｄを通って流れ、経路Ｃを流れる第２高周波電流と合波する。
【００２６】
このとき、上記式（１）を満たすように、経路Ｄの総距離（＝（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２）が、第１導体パターン３４に放射された直後の電磁波の実効波長λとほぼ等価な値であれば、経路Ｄに沿って流れる第１高周波電流は、経路Ｃに沿って流れる第２高周波電流に大きな影響を与えることなく、第２高周波電流と合波する。その理由は、このように上記式（１）が成立する場合には、合波が起こる位置での、第１の高周波電流の位相と、第２高周波電流の位相がほぼ一致するためである。この場合、信号線路導体３２から放射された電磁波が効率よく回収され、配線基板１０での放射損失が効果的に抑制される。
【００２７】
以上説明したように、本実施形態では、コプレーナ線路３０を構成する第１導体パターン３４と、第２導体パターン３６には、それぞれスリット３４ａ，３６ａが形成されている。そして、スリット３４ａ，３６ａの周囲に規定される、第１高周波電流の経路Ｄの総距離（＝（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２）と、第１導体パターン３４に放射された直後の電磁波の実効波長λとが、上記式（１）で表される関係にある。このため、経路Ｄに沿って流れる第１高周波電流は、経路Ｃに沿って流れる第２高周波電流に大きな影響を与えることなく、第２高周波電流と合波する。このようなコプレーナ線路３０により、放射された電磁波が効率よく回収され、配線基板１０における放射損失が効果的に抑制される。
【００２８】
なお、配線基板１０における放射損失が最も効果的に抑制されるのは、第１高周波電流の経路Ｄの総距離（＝（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２）と、第１導体パターン３４に放射された直後の電磁波の実効波長λとが、上記式（１）を満たす場合である。一方、第１高周波電流と第２高周波電流とが合波することで、第２高周波電流が最も影響を受けるのは、合波する位置での第１高周波電流の位相と、第２高周波電流の位相との差（以下、単に位相差ともいう。）が１８０度のときである。
【００２９】
したがって、経路Ｄの総距離が、第１高周波電流と第２高周波電流との位相差が１８０度でない場合には、第２周波電流が、合波により大きな影響を受けることがない。具体的には、経路Ｄの総距離（＝（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２）と、第１導体パターン３４に放射された直後の電磁波の実効波長λとが、次式（２）で示される不等式を満たす場合には、第２周波電流が、合波により大きな影響を受けず、配線基板１０における放射損失が抑制されるようになる。
【００３０】
λ／２＜（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）×２＜３×λ／２  …（２）
【００３１】
このため、配線基板１０における経路Ｄの総距離（＝（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２）と、第１導体パターン３４に放射された直後の電磁波の実効波長λとが、必ずしも上記式（１）で表される関係になくても、上記式（２）で表される関係にある場合には、ある程度効率よく、放射された電磁波を回収することができ、配線基板１０における放射損失を抑制することができる。
【００３２】
また、上記実施形態では、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６に、長手方向をＹ軸方向とする矩形状のスリット３４ａ，３６ａが形成されている場合について説明した。このような矩形状のスリット３４ａ，３６ａに限られず、例えば図５に示されるように、長軸がＹ軸に平行な楕円形のスリット３４ａ，３６ａであってもよい。また、例えば図６に示されるように、矩形状のスリット３４ａ，３６ａの代わりに、多角形のスリット３４ａ，３６ａが第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６に形成されていてもよい。
【００３３】
この場合、スリット３４ａ，３６ａのＸ軸方向における幅をＸ１、Ｙ軸方向における幅をＹ１、第１導体パターン３４の＋Ｘ側端から、スリット３４ａまでの最短距離、及び第２導体パターン３６の−Ｘ側端から、スリット３６ａまでの最短距離をＸ２としたときに、幅Ｘ１，Ｙ１、最短距離Ｘ２が、上記式（１）又は上記式（２）を満たせば、効率よく、放射された電磁波を回収することができるコプレーナ線路３０が構成され、配線基板１０における放射損失を抑制することができる。
【００３４】
また、上記実施形態では、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６に、長手方向をＹ軸方向とする矩形状のスリット３４ａ，３６ａが形成されている場合について説明した。これに限らず、例えば図７に示されるように、矩形状のスリット３４ａ，３６ａの代わりに、長手方向をＸ軸方向とする矩形状のスリット３４ａ，３６ａが第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６に形成されていてもよい。
【００３５】
また、上記実施形態では、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６それぞれに、３つのスリット３４ａ，３６ａが形成されている場合について説明した。これに限らず、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６それぞれには、上記式（１）又は上記式（２）を満たす４つ以上のスリット３４ａ，３６ａが形成されていてもよく、１つ又は２つのスリット３４ａ，３６ａが形成されていてもよい。また、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６それぞれにおけるスリット３４ａ，３６ａの数は互いに同数でなくともよい。
【００３６】
また、上記実施形態では、スリット３４ａ，３６ａが、Ｘ軸に沿ってほぼ等間隔に形成されている場合について説明した。これに限らず、スリット３４ａ，３６ａは、隣接するスリット３４ａ，３６ａ同士の間隔が相互に異なるように形成されていてもよい。
【００３７】
また、上記実施形態では、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６それぞれに、同一形状のスリット３４ａ，３６ａが形成されている場合について説明した。これに限らず、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６それぞれには、相互に異なる形状のスリット３４ａ，３６ａが形成されていてもよい。
【００３８】
また、上記実施形態では、図１に示されるように、ビア導体４０Ａは、スリット３４ａの＋Ｘ側（信号線路導体３２に近接する側）に、Ｙ軸に沿って等間隔に形成されている。そして、ビア導体４０Ｂは、スリット３６ａの−Ｘ側（信号線路導体３２から離間する側）に、Ｙ軸に沿って等間隔に形成されている。これに限らず、例えば図８に示されるように、ビア導体４０Ａは、スリット３４ａの−Ｘ側（信号線路導体３２から離間する側）に、Ｙ軸に沿って等間隔に形成されていてもよい。また、ビア導体４０Ｂは、スリット３６ａの＋Ｘ側（信号線路導体３２に近接する側）に、Ｙ軸に沿って等間隔に形成されていてもよい。
【００３９】
また、上記実施形態では、図３に示されるように、第１導体パターン３４は、ビア導体４０Ａを介して、グランドパターン３８に接続されている。また、第２導体パターン３６は、ビア導体４０Ｂを介して、グランドパターン３８に接続されている。これに限らず、第１導体パターン３４又は第２導体パターン３６と、グランドパターン３８とが、スルーホール導体などのビア導体以外の導体で電気的に接続されていてもよい。また、例えば図９に示されるように、第１導体パターン３４とグランドパターン３８、第２導体パターン３６とグランドパターン３８とは、必ずしも電気的に接続されていなくともよい。
【００４０】
さらにまた、配線基板１０の上面或いは下面には、複数のビルドアップ層が形成されていてもよく、グランドパターン３８は、誘電体基板１２の内部に形成されていてもよい。
【００４１】
上記実施形態に係る配線基板１０は、例えば携帯電話機、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、ＰＨＳ（Personal Handy-phone System）、携帯型ＰＣ（Mobile Personal Computer)等の電子機器に組み込まれる高周波モジュールの基板として用いることができる。
【００４２】
次に、本発明の実施例について説明する。
図１を参照して、実施例に係る配線基板１０Ａにおける誘電体基板１２は、厚さが２５０μｍ、誘電率が９．０（Ｆ／ｍ）であるアルミナ製の基板である。そして、誘電体基板１２の上面には、Ｘ軸方向の寸法（幅）が１００μｍで、線路長が２４００μｍの信号線路導体３２が形成されている。
【００４３】
第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６は、厚みが１０μｍである。また、Ｘ軸方向の寸法は２４００μｍであり、Ｙ軸方向の寸法は４００μｍである。
【００４４】
信号線路導体３２の−Ｘ側の端（端縁）と、第１導体パターン３４の＋Ｘ側の端（端縁）との距離は、２５０μｍである。同様に、信号線路導体３２の＋Ｘ側の端（端縁）と、第２導体パターン３６の−Ｘ側の端（端縁）との距離は、２５０μｍである。
【００４５】
スリット３４ａ，３６ａは、Ｘ軸方向の寸法Ｘ１が１００μｍであり、Ｙ軸方向の寸法Ｙ１が７００μｍである。また、隣接するスリット３４ａ同士の間隔ｄｙは、１００μｍである。そして、スリット３４ａは、第１導体パターン３４の＋Ｘ側の端（端縁）からの距離Ｘ２が２００μｍになる位置に配置され、スリット３６ａは、第２導体パターン３６の−Ｘ側の端（端縁）からの距離Ｘ１が２００μｍになる位置に配置されている。
【００４６】
ビア導体４０Ａ，４０Ｂは、いずれも直径が１００μｍである。また、Ｙ軸方向の配置間隔は、４００μｍである。そして、ビア導体４０Ａは、第１導体パターン３４の−Ｘ側の端から、＋Ｘ方向へ３００μｍ隔てた位置に配置され、ビア導体４０Ｂは、第２導体パターン３６の＋Ｘ側の端（端縁）から、−Ｘ方向へ３００μｍ隔てた位置に配置されている。
【００４７】
図２を参照して、グランドパターン３８は、厚みが１０μｍである。また、Ｘ軸方向の寸法は２４００μｍであり、Ｙ軸方向の寸法は１４００μｍである。
【００４８】
また、本実施例に係る配線基板１０Ａの上面には、図１に示す誘電体基板１２と同等の基板が配置されている。
【００４９】
一方、比較例に係る配線基板１０Ｂは、第１導体パターン３４及び第２導体パターン３６にスリットが形成されていない以外は、上記実施例における配線基板１０Ａと同様の構成を備えている。
【００５０】
ところで、電磁波の波長λは、光速度をｃ（ｍ／ｓ）、周波数をｆ（Ｈｚ）、媒質の比誘電率をεｒ（無次元量）とした場合、下記の式（３）から求められる。
【００５１】
λ＝ｃ／ｆ／√εｒ  …（３）
【００５２】
ここで、経路Ｄの総距離（＝（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２）は２０００μｍであるから、２０００μｍを波長λの値として式（３）に代入する。また、誘電体基板１２は、比誘電率が９．０であるから、９．０を比誘電率εｒの値として式（３）に代入する。また、光速は３×１０８ｍ／ｓ（≒２９９７９２４５８ｍ／ｓ）であるから、３×１０８を光速度ｃの値として式（３）に代入する。そうすると、式（３）から、周波数ｆの値が５０ＧＨｚであることが導かれる。この結果は、本実施例に係る配線基板１０Ａ（コプレーナ線路３０）では、周波数が５０ＧＨｚの高周波信号の放射損失が最も効果的に抑制されることを意味する。
【００５３】
図１０は、放射損失αと周波数ｆとの関係を示す図である。曲線Ｓ１は、実施例に係る配線基板１０Ａでの放射損失特性を示す曲線である。また、曲線Ｓ２は、比較例に係る配線基板１０Ｂでの放射損失特性を示す曲線である。ここで放射損失α（ｄＢ）は、ネットワークアナライザで測定された反射特性Ｓ１１、伝送特性Ｓ２１を用いて、次式（４）によって表される。
【００５４】
α＝１−｜Ｓ１１｜２−｜Ｓ２１｜２  …（４）
【００５５】
図１０に示されるように、比較例に係る配線基板１０Ｂでは、周波数５０ＧＨｚにおける放射損失が約−７．５ｄＢである。一方、実施例に係る配線基板１０Ａでは、周波数５０ＧＨｚにおける放射損失が約−１１．０ｄＢである。したがって、第１導体パターン３４、及び第２導体パターン３６に、それぞれスリット３４ａ，３６ａを形成することによって、周波数５０ＧＨｚにおける放射損失が、約３．５ｄＢ改善されていることがわかる。
【００５６】
以上、本発明の実施形態及び実施例について説明したが、本発明は上記実施形態等によって限定されるものではない。また、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。上述した実施形態は、本発明を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。
【００５７】
上記実施の形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
【００５８】
（付記１）
誘電体の表面に形成された信号線路導体と、
前記信号線路導体に沿って延びるように前記誘電体上に形成された導体パターンと、を備え、
前記導体パターンには、前記信号線路導体に沿って延びるスリットが形成されている、
ことを特徴とする高周波伝送線路。
【００５９】
（付記２）
前記導体パターンは、前記誘電体上、かつ、前記信号線路導体の両側に形成されている付記１に記載の高周波伝送線路。
【００６０】
（付記３）
前記スリットは、前記信号線路導体に沿って複数個形成されていることを特徴とする付記１に記載の高周波伝送線路。
【００６１】
（付記４）
前記スリットは、前記導体パターンにおいて前記信号線路導体の両側にそれぞれ複数個形成されていることを特徴とする付記２に記載の高周波伝送線路。
【００６２】
（付記５）
前記複数個のスリットは、互いに同一形状であることを特徴とする付記３又は４に記載の高周波伝送線路。
【００６３】
（付記６）
前記複数個のスリットは、相互に形状が異なることを特徴とする付記３又は４に記載の高周波伝送線路。
【００６４】
（付記７）
前記複数個のスリットは、ほぼ等間隔に配置されていることを特徴とする付記３乃至６のいずれか１つに記載の高周波伝送線路。
【００６５】
（付記８）
前記複数個のスリットにおいて、隣接するスリット同士の間隔が相互に異なることを特徴とする付記３乃至６のいずれか１つに記載の高周波伝送線路。
【００６６】
（付記９）
前記信号線路導体に直交する方向の前記スリットの幅をＸ１、前記信号線路導体に平行な方向の前記スリットの幅をＹ１、前記導体パターンの前記信号線路導体側の端から、前記スリットまでの最短距離をＸ２、前記第１信号線路導体から放射される電磁波の波長をλとしたときに、λ／２＜（１Ｘ＋Ｘ２＋Ｙ１）×２＜３×λ／２で示される不等式を満たすことを特徴とする付記１乃至８のいずれか１つに記載の高周波伝送線路。
【００６７】
（付記１０）
（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｙ１）×２＝λで示される式を満たすことを特徴とする付記９に記載の高周波伝送線路。
【００６８】
（付記１１）
基板と、前記基板の一方側の面に形成された付記１乃至１０のいずれか一つに記載の高周波伝送線路と、前記基板の他方側の面に形成された導体パターンと、を有することを特徴とする回路基板。
【００６９】
本願は、２０１０年３月５日に日本国で出願された日本国特許出願第２０１０−０４９０３８号を基礎として優先権を主張するものであり、本明細書中には、日本国特許出願第２０１０−０４９０３８号の明細書、特許請求の範囲、及び図面を参照として取り込むものとする。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明は、高周波信号を伝送するための高周波電送線路、及び前記高周波電送線路が形成された回路基板に適用できる。
【符号の説明】
【００７１】
１０  配線基板
１２  誘電体基板
３０  コプレーナ線路
３２  信号線路導体
３４  第１導体パターン
３４ａ  スリット
３６  第２導体パターン
３６ａ  スリット
３８  グランドパターン
４０Ａ、４０Ｂ  ビア導体
Ｃ、Ｄ  経路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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