(57)【要約】本発明では、一般的に言って、従来技術で一般に達成可能な周波数よりも高い周波数においてスイッチモード電源を駆動する電力効率の良い方法を提供している。実施形態の一例では、ドライバトランジスタは、パルス信号を使用してゲートキャパシタンスを充電し、その後ゲートキャパシタンスを放電させることによって活用されるゲートキャパシタンスを提示している。ゲートキャパシタンスが充電されていると、ドライバトランジスタは、例え駆動信号が連続的に印加されなくても所望の期間オン状態に留まり、それによって電力が節約される。結局のところ、ゲートキャパシタンスはメモリセルのようにして活用される。さらに、高周波動作では、ターンオフ時間の増加につながる、ゲートキャパシタンスが完全に充電されることの代わりに、ゲートキャパシタンスが部分的にしか充電されず、より高速なターンアラウンドが可能になる。遠隔通信用途におけるスイッチモード電源の包絡線追跡能力は、それによって高くなる。本発明の他の態様によれば、位相パスおよび振幅パスを有するRF増幅回路において、位相パスに結合されたRF入力を有し、少なくとも最終段を有する増幅器が提供される。さらに、スイッチモード電源が、動作電源、およびこの増幅器の電源入力端子に結合されている。このスイッチモード電源は、トランジスタスイッチ、このトランジスタスイッチを駆動するためのドライバ回路、およびコントローラを含んでおり、このコントローラは、そのドライバ回路を電荷転送モードで動作させ、このモードでは、このスイッチモード電源のデューティサイクルに比べて短い期間のパルスを使用してこのトランジスタスイッチがオンにされる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源の電力出力を決定するデューティサイクルに従ってスイッチモード電源を駆動する方法において、前記デューティサイクルの第1の部分の間、前記スイッチモード電源の回路ノードを動作電位に結合するように動作可能な第1のトランジスタと、デューティサイクルの第2の部分の間、前記スイッチモード電源の前記回路ノードを基準電位に結合するように動作可能な第2のトランジスタとを有する駆動回路を使用する方法であって、
前記デューティサイクルの前記第1の部分と前記デューティサイクルの前記第2の部分のうちの対応する一方の期間に比べて少なくとも数分の1の期間を有するパルスを用いて前記第1のトランジスタおよび前記第2のトランジスタのうちの少なくとも一方を駆動するステップと、
前記第1のトランジスタおよび前記第2のトランジスタのうちの前記一方のトランジスタの寄生キャパシタンスを充電するステップと、
前記寄生キャパシタンスが、前記デューティサイクルの前記第1の部分および前記デューティサイクルの前記第2の部分のうちの前記対応する一方の前記期間の間、前記一方のトランジスタをオン状態に維持するステップと
を含む方法。
【請求項２】
前記デューティサイクルの前記第1の部分および前記デューティサイクルの前記第2の部分のうちの対応する一方の期間に比べて少なくとも数分の1の期間を有するパルスを用いて、前記第1のトランジスタおよび前記第2のトランジスタのうちの他方を駆動するステップをさらに含む、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
電源入力および出力フィルタに結合された主要トランジスタと、前記主要トランジスタを駆動するための第1の駆動回路とを有し、さらに、前記主要トランジスタに結合されたクランプトランジスタと、前記クランプトランジスタを駆動するための第2の駆動回路とを有する同期式整流バックコンバータを駆動する方法であって、
前記主要トランジスタをオンにするために前記第1の駆動回路内の1つのトランジスタのゲート電極にオンパルスを加え、前記1つのトランジスタの寄生キャパシタンスを充電するステップと、
前記1つのトランジスタの前記寄生キャパシタンス上に保持される電荷を用いて、前記オンパルスの期間の少なくとも数倍の期間の間、前記主要トランジスタをオン状態に維持するステップと
を含む方法。
【請求項４】
前記主要トランジスタをオフにするために、前記第1の駆動回路内の他方のトランジスタのゲート電極にオフパルスを印加するステップ
をさらに含む、請求項3に記載の方法。
【請求項５】
前記クランプトランジスタをオンにするために、前記第2の駆動回路内の電荷源トランジスタのゲート電極に異なるオンパルスを印加するステップを
さらに含む、請求項4に記載の方法。
【請求項６】
前記クランプトランジスタをオフにするために、前記第2の駆動回路内の電荷除去トランジスタのゲート電極に異なるオフパルスを印加するステップを
さらに含む、請求項5に記載の方法。
【請求項７】
位相パスおよび振幅パスを有するRF増幅回路であって、
少なくとも最終段を有し、前記位相パスに結合されたRF入力を有する増幅器と、
動作電圧および前記増幅器の電源入力端子に結合され、トランジスタスイッチ、前記トランジスタスイッチを駆動するためのドライバ回路、および前記スイッチモード電源のデューティサイクルに比べて短い期間のパルスを使用して前記トランジスタスイッチをオンにする電荷転送モードで前記ドライバ回路を動作させるコントローラを含むスイッチモード電源とを備えるRF増幅回路。
【請求項８】
少なくとも最終段と、トランジスタスイッチ、ドライバ回路、およびコントローラを有するスイッチモード電源とを有する増幅器を含む増幅回路を使用して、RF入力信号を増幅する方法であって、
一定の包絡線位相変調または周波数変調されたRF入力信号を前記増幅器のRF入力端子に印加するステップと、
前記スイッチモード電源の前記ドライバ回路を電荷転送モードで制御して動作電圧を変化する電源電圧に変換し、前記電源電圧を前記増幅器の電源端子に印加することにより、前記増幅器の出力端子に振幅変調されたRF出力信号を生成するステップと
を含み、前記スイッチモード電源のデューティサイクルに比べて短い期間のパルスを前記トランジスタスイッチをオンにするために使用する方法。
【請求項９】
トランジスタスイッチと、
前記トランジスタスイッチを駆動するためのドライバ回路と、
スイッチモード電源のデューティサイクルに比べて短い期間のパルスを使用して前記トランジスタスイッチをオンにする電荷転送モードで前記ドライバ回路を動作させるコントローラと
を備えるスイッチモード電源。
【請求項１０】
トランジスタスイッチ、前記トランジスタスイッチを駆動するためのドライバ回路、およびコントローラを有するスイッチモード電源を動作させる方法であって、
前記スイッチモード電源のデューティサイクルに比べて短い期間のパルスを使用して前記トランジスタスイッチをオンにする電荷転送モードで前記ドライバ回路が動作するように制御するステップと、
前記スイッチモード電源の前記デューティサイクルのかなりの部分の間、前記ドライバ回路を高出力インピーダンス状態に置くステップと
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモード電源および駆動方法に関し、詳細には効率の良いRF増幅のためのスイッチモード電源および駆動方法、ならびにそれを使用した増幅器構造に関する。
【背景技術】
【０００２】
周知のように、無線遠隔通信で使用されているものなど、電力増幅器の効率は、固定電源の代わりに可変電源を使用してかなり向上することができる。本用途、ならびに広範な他の用途において、スイッチモード電源を使用して固定DC電源入力から可変電源出力にDC-DC変換を効率的に実施することができる。
【０００３】
知られているスイッチモード電源(特にバックコンバータ)および関連するドライバ回路の一例を図1に示す。トランジスタスイッチQ5(この例ではN形電界効果トランジスタ(N-FET)素子)は、あるデューティサイクルに従って交互にオンとオフに切り換えられ、このデューティサイクルのオン部分の間、動作電圧VDDが出力フィルタに結合される。この出力フィルタは、直列LC回路の形式をとることができ、ここで出力電圧は、インダクタL1とコンデンサC2の間の回路ノードNから取り出される。さらに、ショットキーダイオードD1が設けられて、スイッチがオフになるときに、インダクタに誘導される負電圧のスパイクをクランプし、出力電圧を強制的に正にし、トランジスタQ5を保護する。
【０００４】
このバックコンバータ用の駆動回路は、高位側ドライバ/レベルシフタ110および低位側ドライバ120を含んでいる。
【０００５】
低位側ドライバ120は、トランジスタQ5のゲート電極と基準電位、例えばアースの間に結合されたトランジスタスイッチQ2を含んでいる。デューティサイクルのオフ部分の間、トランジスタQ2はオンになり、トランジスタQ5のゲートを接地し、Q5をオフにする。トランジスタQ2のゲート電極は、制御回路によって直接駆動することもでき、また図示の実施形態のようにこのゲート電極に印加される駆動レベルをトランジスタ/抵抗の組合せを使用して制御することもできる。Q2のソース電極を、アースに対して負にバイアスする必要がある場合には、トランジスタQ6および抵抗R3が、負方向へのレベルシフトを提供する。
【０００６】
高位側ドライバ/レベルシフタ110は、動作電圧VSS(VSS>VDD)とトランジスタQ5のゲートの間に結合されたトランジスタQ7(例えば、P形電界効果トランジスタ(P-FET))を含んでいる。デューティサイクルのオン部分の間、トランジスタQ7がオンにされ、トランジスタQ5のゲートが上がりQ5をオンにする。高位側ドライバ/レベルシフタの残りの部分は、レベルシフト機能を実施し、論理レベル信号を使用してトランジスタQ7を制御できるようにする。詳細には、抵抗電圧分圧器網(直列接続抵抗R1およびR2)を、電圧VSSからトランジスタQ1を介してアースへと結合する。抵抗R1とR2の間の中間ノードをトランジスタQ7のゲート電極に結合する。トランジスタQ1をオンにすると電流が電圧分圧器を流れ、トランジスタQ7をオンにするのに十分な電圧がトランジスタQ7のゲートに印加されるようになる。
【０００７】
レベルシフト回路の設計で提示される課題の1つは、効率の維持である。抵抗R1と並列に結合されたコンデンサC1は、効率を向上する。
【０００８】
より詳細にはトランジスタQ7のゲートに対する駆動インピーダンスは、トランジスタQ7を高速にスイッチさせるために最小にする必要がある。他方、このターンオフ時間は、電源についての最小許容デューティサイクルの期間と同じ長さとすることができる。
【０００９】
コンデンサC1がなければ、トランジスタQ7のゲートのオン方向における駆動インピーダンスは、トランジスタQ1のオン抵抗RdsにR1を加えたものとなる。抵抗R1をゼロにすることによってこのインピーダンスを最小にすることは簡単なはずである。しかしこの場合、R1とR2を流れるDC電流は、トランジスタQ1がオンである限り、非常に大きなものとなる。抵抗R2の値は、トランジスタQ7のゲート-ソース間キャパシタンスCgsとの組合せにより、RC時定数が、最小のデューティサイクル要件を満たすのに十分小さくなるように選択される。
【００１０】
コンデンサC1を追加することにより、瞬時にトランジスタQ7のゲートの駆動インピーダンスが、トランジスタQ1のオン抵抗とコンデンサC1の実行直列抵抗(ESR)の和まで低下する。この場合、トランジスタQ7のキャパシタンスCgsを高速に充電することができる。コンデンサC1の値を、トランジスタQ7のキャパシタンスCgsの値にほぼ等しくなるよう選択することができる。この場合、抵抗R1の値は、抵抗R2の値と同様な大きさにすることができ、これによって、DC電流が小さくなり、効率が向上する。
【００１１】
図1の回路の動作を示す波形図を図2に示しており、トランジスタQ5のゲート電極上に所望のデューティサイクルの波形を生成するためにトランジスタQ1およびQ6のゲート電極に印加される波形が示されている。図から観察されるように、トランジスタQ1のゲート電極がハイレベルになると、トランジスタQ5のゲート電極はハイレベルになり、トランジスタQ6のゲート電極がローレベルに駆動されると、トランジスタQ5のゲート電極はローレベルに駆動される。トランジスタQ7およびQ2の動作が重複しないようにするために、トランジスタQ1のゲート電極をハイレベルにする(トランジスタQ1をオンにする)ある短時間だけ前に、トランジスタQ6のゲート電極を、ハイレベルにする(トランジスタQ6をオフにする)。同様にして、トランジスタQ6のゲート電極をローレベルにする(トランジスタQ6をオンにする)ある短時間だけ前に、トランジスタQ1のゲート電極をローレベルにする(トランジスタQ1をオフにする)。
【００１２】
図1の回路の電力消費は、所望の電力消費より大きくなる。特に、トランジスタQ1のゲート電極がハイレベルにある時間中には、かなりの電力が抵抗電圧分圧器網によって消費される。
【００１３】
さらに、図1の回路を動作させることができる周波数上限は、所望の周波数よりも低くなる。スイッチモード電源を次世代の無線遠隔通信用途において使用する場合、例えば、このスイッチモード電源が、ある場合には2MHzまでのスイッチング速度を必要とする遠隔通信信号の包絡線変化(envelop variation)を追跡できることが望ましい。
【００１４】
フランス特許第2,768,574号はまた、スイッチモード電力増幅器構成について記載している。図9を参照すると、この構成において、電力増幅器回路は、DC-DCコンバータ20および電力増幅器30を備える。DC-DCコンバータ20は、パルス幅変調器22、整流子/整流器24、およびフィルタ26を含んでいる。
【００１５】
パルス幅変調器22は、信号入力端子21からDC-DCコマンド入力信号を受け取るように結合され、パルス幅変調信号を整流子/整流器24に加えるように構成されている。この整流子/整流器24は、DC-DC電源入力信号を信号入力端子25から受け取るように結合され、またスイッチ信号をフィルタ26に加えるように結合される。次に、フィルタ26は、フィルタ済みのスイッチ信号28を電力増幅器30の複数段に共通に印加する。
【特許文献１】フランス特許第2,768,574号
【特許文献２】米国特許第6,256,482号
【特許文献３】米国特許出願第09/684,497号
【特許文献４】米国特許出願第09/834,024号
【特許文献５】米国特許出願第09/637,269号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
前述のタイプの回路は、パルス幅変調器の周波数によってかなり制限される。さらに、前述のようにして複数の電力増幅器段を共通に制御することは、本明細書中で以下にさらに十分に説明しているように不利であることも分かる。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明では、一般的に言って、従来技術で一般に達成可能な周波数よりも高い周波数においてスイッチモード電源を駆動する電力効率の良い方法を提供している。実施形態の一例では、ドライバトランジスタは、パルス信号を使用してゲートキャパシタンスを充電し、その後ゲートキャパシタンスを放電させることによって活用されるゲートキャパシタンスを提示している。ゲートキャパシタンスが充電されていると、ドライバトランジスタは、例え駆動信号が連続的に印加されなくても所望の期間オン状態に留まり、それによって電力が節約される。結局のところ、ゲートキャパシタンスはメモリセルのようにして活用される。さらに、高周波動作では、ターンオフ時間の増加につながる、ゲートキャパシタンスが完全に充電されることの代わりに、ゲートキャパシタンスが部分的にしか充電されず、より高速なターンアラウンドが可能になる。遠隔通信用途におけるスイッチモード電源の包絡線追跡能力(envelope-following capability)は、それによって高くなる。本発明の他の態様によれば、位相パスおよび振幅パスを有するRF増幅回路において、位相パスに結合されたRF入力を有し、少なくとも最終段を有する増幅器が提供される。さらに、スイッチモード電源が、動作電圧、およびこの増幅器の電源入力端子に結合されている。このスイッチモード電源は、トランジスタスイッチ、このトランジスタスイッチを駆動するためのドライバ回路、およびコントローラを含んでおり、このコントローラは、そのドライバ回路を電荷転送モードで動作させ、このモードでは、このスイッチモード電源のデューティサイクルに比べて短い期間のパルスを使用してこのトランジスタスイッチがオンにされる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明は、添付図面と併せて以下の説明からさらに良く理解することができよう。
【００１９】
図3および図4を参照すると、寄生ゲートキャパシタンスCgs,5を有利になるように使用したスイッチモード電源の図(図3)が、本発明の実施形態の一例における本発明の方法を示す波形図(図4)と共に示されている。図1の回路の抵抗分圧器網における電力消費を減らすために、トランジスタQ1のゲート電極をハイレベルに保持する時間を最小にする。詳細には、トランジスタQ5の寄生ゲートキャパシタンスを充電しデューティサイクルの最大予測正部分までこのトランジスタをオン状態に維持するように算出される時間長の間、トランジスタQ1のゲート電極にハイレベルのパルスを加える。
【００２０】
トランジスタQ5をオフにすべき時点で、トランジスタQ6のゲート電極にローレベルのパルスを加え、トランジスタQ5の寄生ゲートキャパシタンスを放電し、Q5をオフにする。
【００２１】
引き続き、図4を参照すると、このドライバ回路は、電荷転送状態(A)、電荷除去状態(B)、および高インピーダンス状態(Z)の3つの状態の間で、交互に切り換わる。ドライバは、短時間だけ状態Aおよび状態Bを占め、それ以外ではドライバは状態Z、すなわち高インピーダンス状態を占める。大きな電力消費は状態Aだけで起こり、状態Aで費やされる時間を最小にする。
【００２２】
前述の構成では、主要スイッチのキャパシタンスが、事実上1ビットのメモリ要素として使用される。すなわち、この回路は、電荷転送モードで動作し、ここで、目的は、有限量の電荷をある場所(ドライバ)から別の場所(スイッチ)へと、あるいは再び逆に転送することにある。この動作方法は、電圧または電流を回路ノードに提供するものとはまったく異なっている。
【００２３】
従来技術において一般に行われているように、寄生キャパシタンスを完全に充電する必要はないことに留意されたい。したがって、高周波動作を得ることができる。
【００２４】
ショットキーダイオードD1中で生ずる損失を回避し、さらに高い効率を実現するために、ショットキーダイオードD1を図5の回路で置き換えて同期した整流を実現することができる。この構成では、ショットキーダイオードD1の代わりにクランプトランジスタ(スイッチ)Q8を使用し、これをトランジスタQ5(図1)のソース電極からアースの間に結合し、これを電荷源（charge source）トランジスタQ9と電荷除去（charge removal）トランジスタQ10の組合せによって制御する。高速接合クランプダイオードD1'が依然として回路ノードNに結合されているが、この順方向電圧は、重要ではない。
【００２５】
図6を参照すると、動作中に、トランジスタQ5をオフにするときにトランジスタQ8をオンにしている(アースに接続する)。
【００２６】
より詳細には、トランジスタQ5をオフにすると、インダクタL1中の磁界が消失し、インダクタL1に沿って逆電圧が誘導される。図3の回路の場合には、この逆電圧がショットキーダイオードを順方向にバイアスし、出力および負荷を流れる電流が維持される。ショットキーダイオード中の損失は、かなりのものである(P=Vf*I)。この順方向電圧降下は、一般に0.5Vから1.0Vの範囲であり、電流Iは、5Aの値域になり得る。図5の回路でトランジスタQ8をオンにすることによってこの損失は最小になり、このトランジスタQ8には、オン状態では小さな電圧降下しか存在せず、例えば、Vfは0.01Vに近づくが、電流は以前のまま維持される。したがって、クランプ電力損失は、1-0.01/1=99%まで低下し、これは、追加の部品および図5におけるいくぶん複雑さが増した回路に優に見合うものとなる。
【００２７】
トランジスタQ9およびQ10は、トランジスタQ1およびQ6と同様の方法を使用して駆動することができる。すなわち、トランジスタQ8をオンにするとき、トランジスタQ9のゲート電極にパルスを加え、トランジスタQ8をオフにするとき、トランジスタQ10 のゲート電極にパルスを加えることができる。
【００２８】
図7は、従来技術の駆動回路および方法(例えば、図1および図2)の電力消費を本発明の一実施形態における本発明の駆動回路および方法(例えば、図3および図4)と比較したグラフである。この図で、F=2.4MHzおよびVDD=30.5Vである。非常に低いデューティサイクルでは、2つの回路の電力消費はほぼ等しくなる。それ以降は、従来技術の回路の電力消費がデューティサイクルの増大と共にほぼ線形に増大するのに対して、本発明の教示による電力消費はデューティサイクルの増大に対して一定に留まる。
【００２９】
スイッチモード電源のためのドライバ回路を電荷転送モードで動作させ、ドライバ回路を他のすべての時間に高出力インピーダンス状態に置くことによって、ドライバの電力消費は、劇的に低下する。電荷転送モードによって、このドライバのデューティサイクルを非常に低くすることができる。したがって、高速動作(2MHz以上)が、高電圧(例えば、30V)および高電流(例えば、5A)において可能になる。本発明の原理は、バックコンバータだけでなく、バック、ブースト、同期整流などを単独でも組合せでも含む様々な広範な実装形態およびモードにも適用される。
【００３０】
次に図8を参照すると、本発明の別の態様によるRF電力増幅器の図が示されている。図9の知られている電力増幅器と比べると、図8の電力増幅器では、本説明における以前の教示によるスイッチモード電源を使用している。したがって、それによってスイッチモード電源の包絡線追跡能力が高められる。さらに、電力増幅器の複数段の電源を独立に制御するための準備がなされている。かかる独立な制御のさらなる詳細については、すべてが参照によって本明細書中に組み込まれ、カスケード段の効率、AM/PMひずみの低下、および広いダイナミックレンジにわたっての厳密な電力制御に対処している米国特許第6,256,482号、米国特許出願第09/684,497号、および米国特許出願第09/834,024号中に見出すことができる。
【００３１】
特に、図8における増幅器のそれぞれの段についての電源電圧(または電流)は、別々の制御回路によって別々に制御される。最終段についての制御回路は、前述のようにスイッチモード電源(SMPS)を含んでいる。先行するドライバ段についての制御回路もかかるスイッチモード電源を備えることが好ましく、さらに先行するドライバ段にも備えることができる。
【００３２】
同じ制御メカニズムを使用して、本明細書中に参照によって組み込まれる米国特許出願第09/637,269号にさらに詳細に記載した、変調、バースト制御、および電力レベル制御を実施することができる。
【００３３】
本発明は、本発明の精神または本質的な特徴を逸脱することなく、他の特定の形態で実施できることが当業者には理解されよう。したがって、ここに開示された実施形態は、あらゆる点で、例示的であり、非限定的であると考えられる。本発明の範囲は、前述の説明ではなく添付の特許請求の範囲によって示され、本発明の均等物の意味および範囲内に含まれるすべての変更が、本発明に包含されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】知られているスイッチモード電源およびドライバ回路の図である。
【図２】図1の回路の従来技術の動作を示す波形図である。
【図３】寄生ゲートキャパシタンスを有利になるように使用するスイッチモード電源の図である。
【図４】本発明の例示の実施形態における本発明の方法を示す波形図である。
【図５】本発明を使用することができる、スイッチモード電源およびドライバ回路の代替実施形態の図である。
【図６】図5の回路の動作を示す波形図である。
【図７】従来技術の駆動回路および方法の電力消費を本発明の一実施形態における、本発明の駆動回路および方法と比較したグラフである。
【図８】本発明の別の態様によるRF電力増幅器の図である。
【図９】知られているRF電力増幅器の図である。
【符号の説明】
【００３５】
20  DC-DCコンバータ
21  信号入力端子
22  パルス幅変調器
24  整流子/整流器
25  信号入力端子
26  フィルタ
28  フィルタ済みのスイッチ信号
30  電力増幅器
110  高位側ドライバ/レベルシフタ
120  低位側ドライバ
C1、C2  コンデンサ
Cgs  ゲート-ソース間キャパシタンス
Cgs,5  寄生ゲートキャパシタンス
D1  ショットキーダイオード
D1'  高速接合クランプダイオード
L1  インダクタ
N  回路ノード
Q1、Q2、Q5、Q6、Q7  トランジスタ
Q8  クランプトランジスタ
Q9  電荷源トランジスタ
Q10  電荷除去トランジスタ
R1、R2、R3  抵抗
VDD  動作電圧
VSS  動作電圧
【図１】
2005536170.tif 000003
【図２】
2005536170.tif 000004
【図３】
2005536170.tif 000005
【図４】
2005536170.tif 000006
【図５】
2005536170.tif 000007
【図６】
2005536170.tif 000008
【図７】
2005536170.tif 000009
【図８】
2005536170.tif 000010
【図９】
2005536170.tif 000011
【国際調査報告】
2005536170.tif 000012
2005536170.tif 000013