(57)【要約】  本発明よると、デュアルバンドアンテナ装置は、第１の周波数バンド内の信号に対する第１の給電導体（１０６ａ）と、第２の周波数バンド内の信号に対する第２の給電導体（１０６ｂ）と、アース導体（１０８）とに接続されたアンテナ（１０２、１０４）を備える。アース導体とこれら給電導体の対応する一つとによって第１および第２の伝送ラインが形成され、これら伝送ラインの各々の長さは、これらとの関連で用いられる各々の相補回路要素との関連で最適化され、これによってこれら２つの周波数バンドの各々においてアンテナに対する良好な整合が達成される。一実施例においては、アンテナはＰＩＦＡアンテナから成り、これら伝送ラインの長さは、給電導体とアース導体との間に連結導体（９１０）を追加することで最適化され、これによって、これら相補回路要素としてより大きな分路キャパシタンスを用いることが可能となり、帯域幅と、Ｑとが改善される。
2005510927.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数バンド内の信号に対する第１の給電導体と、第２の周波数バンド内の信号に対する第２の給電導体と、アース導体とに接続されたアンテナを備えるデュアルバンドアンテナ装置であって、前記アース導体と前記給電導体の対応する一つとによって第１および第２の伝送ラインが形成され、これら伝送ラインの各々の長さが、これとの関連で用いられる各々の相補回路要素との関連で最適化され、これによって前記２つの周波数バンドの各々において前記アンテナに対する良好な整合が達成されることを特徴とするデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項２】
前記アンテナは実質的に平坦なパッチ導体を備え、前記第１の給電導体は前記パッチ導体に第１のポイントの所で接続された第１の給電ピンを備え、前記第２の給電導体は前記パッチ導体に第２のポイントの所で接続された第２の給電ピンを備え、前記アース導体は前記パッチ導体上の第３のポイントとアース平面との間に接続されたアースピンを備え、前記第１および第２の伝送ラインは短絡伝送ラインから成り、これらの各々の長さが、前記第１の給電ピンとアースピンとを接続する第１の連結導体と前記第２の給電ピンとアースピンとを接続する第２の連結導体とによって規定され、前記相補回路要素のそれぞれは第１および第２の分路キャパシタンス手段から成り、これらの分路キャパシタンス手段のそれぞれは、前記第１の給電ピンと前記アースピンとの間と、第２の給電ピンと前記アースピンとの間に接続されることを特徴とする請求項１記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項３】
前記アース平面は前記パッチ導体と空間的に離されて平行に延びることを特徴とする請求項２記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項４】
前記２つの給電ピンと前記アースピンの断面積が異なることを特徴とする請求項２または３記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項５】
２つのアースピンが設けられ、各々が、前記第１および第２の給電ピンの対応する一つとともに1つの伝送ラインを形成することを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項６】
前記第１および第２の給電ピンの少なくとも一つと前記アースピンは複数の導体を備えることを特徴とする請求項２乃至５のいずれかに記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項７】
前記キャパシタンス手段の少なくとも一つは離散コンデンサから成ることを特徴とする請求項２乃至６のいずれかに記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項８】
前記２つの連結導体の少なくとも１つの上側エッジが前記パッチ導体に接続されることを特徴とする請求項２乃至７のいずれかに記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項９】
前記パッチ導体は、前記第１のポイントと第３のポイントの間、或いは前記第２のポイントと第３のポイントの間の一方にスロットを含むことを特徴とする請求項２乃至８のいずれかに記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項１０】
前記アンテナは実質的に平坦なパッチ導体を備え、前記第１の給電導体は前記パッチ導体に第１のポイントの所で接続された第１の給電ピンを備え、前記第２の給電導体は前記パッチ導体に第２のポイントの所で接続された第２の給電ピンを備え、前記アース導体は前記パッチ導体上の第３のポイントとアース平面との間に接続されたアースピンを備え、前記第１および第２の伝送ラインはオープン回路伝送ラインから成り、これらの長さが、それぞれ、前記パッチ導体内を、前記第１のポイントと第３のポイントの間、或いは前記第２のポイントと第３のポイントの間から、前記パッチ導体のエッジに向かって延びる、各々のスロットの長さによって規定され、前記相補回路要素はそれぞれ、第１および第２の分路インダクタンス手段から成り、これらのインダクタ手段はそれぞれ、前記第１の給電ピンと前記アースピンとの間と、前記第２の給電ピンと前記アースピンとの間に接続されることを特徴とする請求項１記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項１１】
前記アンテナは、印刷配線アンテナ、ヘリカルアンテナ、或いはモノポールアンテナの一つから成ることを特徴とする請求項１記載のデュアルバンドアンテナ装置。
【請求項１２】
請求項１乃至１１のいずれかに記載のデュアルバンドアンテナ装置を含む無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、実質的に平坦なパッチ導体を備えるデュアルバンドアンテナ装置、及びこのようなアンテナ装置を組み込んだ無線通信装置に関する。この明細書において、デュアルバンドアンテナ（dual-band antenna）なる用語は、２つ（或いはそれ以上）の別個の周波数バンド内では満足に機能するが、これらバンド間の不使用スペクトル内では機能しない、アンテナを意味する。
【背景技術】
【０００２】
携帯移動電話機等の無線端末は、典型的には、ノーマルモードヘリカルアンテナ（normal mode helix antenna）或いは屈曲アンテナ（meander line antenna）等の外部アンテナ、或いは平面逆Ｆ形アンテナ（ＰＩＦＡ（Planar Inverted-F Antenna））その他の類似の内部アンテナを組み込む。
【０００３】
これらのアンテナは（波長と比較して）小さく、従って、小さなアンテナの本質的な制約のために、ナローバンドである。ただし、セルラー方式無線通信システムは、典型的には、１０％或いはそれ以上の分数バンド幅（fractional bandwidth）を有する。このようなバンド幅を、例えば、ＰＩＦＡを用いて達成するためには、パッチアンテナのバンド幅とその容積との間には正比例の関係があるために、かなりの容積が必要となる。ただし、大きな容積は、現在の傾向は小さな携帯電話の方向に向かっていることを考えると、期待できない。更に、バンド幅を改善するためには、パッチの高さを増すことが必要とされるが、ＰＩＦＡは、パッチの高さが増加されると、共振（周波数）の所でリアクタンス性（reactive）となる。
【０００４】
国際特許出願ＷＯ  ０１／３７３６９号において開示されるＰＩＦＡにおいては、整合は、給電ピンと短絡ピンとを連結し、導電整合要素の寸法をアンテナに対する適当なインピーダンス整合が得られるように選択することで達成される。ただし、このタイプのアンテナは生来的にナローバンドとなる。
【０００５】
欧州特許出願ＥＰ  ０，８６７，９６７号において開示されるＰＩＦＡにおいては、アンテナに対する整合を容易にするために、給電ピンを屈曲させることで、その長さが増加され、これによってインダクタンスが増加される。ただし、このタイプのアンテナでは、整合キャパシタンスを小さくすることが必要とされ、このためブロードバンド整合を達成することは困難である。
【０００６】
本発明と同一発明者によって出願された係属中の未公開国際特許出願ＰＣＴ／ＩＢ０２／０２５７５号（Applicant's reference ＰＨＧＢ  ０１０１２０）において開示される従来のＰＩＦＡに対する改善バージョンにおいては、給電ピンと短絡ピンとを連結する導体が設けられ、これによってアンテナの誘導性インピーダンスが低減され、これによって、要求される分路整合キャパシタンスが増加される。この構成では、国際特許出願ＷＯ  ０１／３７３６９号において開示されている構成と比較してバンド幅は改善される。
【０００７】
本発明と同一発明者によって出願された係属中の国際特許出願ＷＯ  ０２／０６０００５号（Applicant's reference ＰＨＧＢ  ０１０００９）において開示される従来のＰＩＦＡに対するバリエーションにおいては、ＰＩＦＡ内に、給電ピンと短絡ピンとの間にスロットが導入される。この構成によって得られるアンテナは、実質的に改善されたインピーダンス特性を有する一方で、容量は、従来のＰＩＦＡと比較して小さくて済む。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の一つ目的は改善されたアンテナ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の第１の態様によると、第１の周波数バンド内の信号に対する第１の給電導体と、第２の周波数バンド内の信号に対する第２の給電導体と、アース導体とに接続されたアンテナを備えるデュアルバンドアンテナ装置が提供される。前記アース導体と前記２つの給電導体の対応する一つとによって第１および第２の伝送ラインが形成され、これら伝送ラインの各々の長さは、これとの関連で用いられる各々の相補回路要素との関連で最適化され、これによって前記２つの周波数バンドの各々において前記アンテナに対する良好な整合が達成される。
【００１０】
本発明は、ＰＩＦＡ（Planar Inverted-F Antenna）、ＰＷＡ（Printed Wire Antenna）、及びヘリカルアンテナを含む、幅広いレンジのモノポールのようなアンテナ（monopole-like antenna）との関連で用いることができる。
【００１１】
本発明の一つの好ましい実施例においては、このアンテナは、実質的に平坦なパッチ導体を備えるＰＩＦＡから成り、前記第１の給電導体は前記パッチ導体に第１のポイントの所で接続された第１の給電ピンを備え、前記第２の給電導体は前記パッチ導体に第２のポイントの所で接続された第２の給電ピンを備え、前記アース導体は前記パッチ導体上の第３のポイントとアース平面との間に接続されたアースピンを備える。前記第１および第２の伝送ラインは短絡伝送ラインから成り、これらの各々の長さは、前記第１の給電ピンとアースピンとを接続する第１の連結導体と  前記第２の給電ピンとアースピンとを接続する第２の連結導体とによって規定され、前記各々の相補回路要素は、第１および第２の分路キャパシタンス手段から成り、これらは、それぞれ、前記第１の給電ピンと前記アースピンとの間と、第２の給電ドピンと前記アースピンとの間に接続される。
【００１２】
この連結導体が存在することで、それぞれ、前記給電ピンの一方と前記アースピンとによって形成される前記短絡伝送ラインの長さ、従って、これらのインダクタンスが低減され、このため、分路キャパシタンスの値を増加することが可能となり、結果として帯域幅が改善される。これら連結導体を更に前記パッチ導体に接続することも、或いはこれら連結導体の上下両方の所で、これらピン間にギャップを設けることもできる。整合インダクタンスがアンテナ構造の一部として提供されるようにすることで、このインダクタンスは、追加のコストを伴うことなく、回路ソリューション（circuit solutions）によって得られるそれより高いＱを有することができる。
【００１３】
これら給電ピンとアースピンは、インピーダンス変換ができるように、異なる断面積を有するようにすることもできる。代替として、或いは追加的に、これら給電ピン及びアースピンの一つ或いは複数を複数の導体から形成することで、インピーダンス変換を達成することもできる。インピーダンス変換は、更に、国際特許出願ＷＯ０２／０６０００５号に開示されているように、パッチ導体内に、これら２つの給電ピンの一方或いは両方とアースピンの間に、一つ或いは複数のスロットを設けることによって達成することもできる。
【００１４】
本発明の第２の態様においては、本発明に従って作成されたアンテナ装置を含む無線通信装置が提供される。
【００１５】
以下では、本発明の様々な実施例について、単に一例として、添付の図面を参照しながら説明する。図面中、同一の参照符号は対応する要素を示すために用いられている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１には携帯電話機上に搭載されたシングルバンドＰＩＦＡの斜視図が示される。このＰＩＦＡは、この携帯電話機の一部を形成するアース平面１０４に対して平行に支持される長方形のパッチ導体１０２を備える。このアンテナは、給電ピン１０６を介して給電され、アース平面１０４に（アースピンとしても知られる）短絡ピン１０８によって接続される。これら給電ピンと短絡ピンは、典型的には、製造の便宜上、平行とされるが、ただし、これはアンテナの機能にとって本質的なものではない。
【００１７】
ＧＳＭ周波数バンドとＤＣＳ周波数バンドに用いるための、デュアルバンドＰＩＦＡの１つの典型的な形態においては、パッチ導体１０２は、（図１に示されるシングルバンドＰＩＦＡより大きな）４０×２０ｍｍなる寸法を有し、４０×１００×１ｍｍなるアース平面１０４の上方８ｍｍの所に配置される。この給電ピン１０６は２．５ｍｍなる幅を有する平坦な導体から成り、パッチ導体１０２及びアース平面１０４の両方のコーナの所に配置され、短絡ピン１０８は１ｍｍなる幅の平坦な導体から成り、給電ピン１０６から９．５ｍｍだけ離される。後に説明されるように、これら給電ピン１０６と短絡ピン１０８の幅の差によってインピーダンス変換されるとともに、これら給電ピン１０６と短絡ピン１０８との間の間隔によってこれらピンとパッチ導体１０２によって形成される短絡伝送ラインの誘導性インピーダンスが低減される。
【００１８】
図２はパッチ導体１０２の平面図であり、これはスロット２１０を含む。このスロットは、パッチ導体１０２を、１つの共通のフィードに接続された２つのアンテナ、つまりＤＣＳ周波数バンドに対するより小さな中央ラジェータと、この中央ラジェータを取り巻く、ＧＳＭ周波数バンドに対する、より長いラジェータとに分割するものとみなすことができる。このスロットの第１のセクションは１．５ｍｍなる幅を有し、残りの３つのセクションは１ｍｍなる幅を有する。このスロットの位置は、図２に示される５つの寸法ｄ１乃至ｄ５によって定義され、ここで、ｄ１は１３ｍｍ、ｄ２は７ｍｍ、ｄ３は５．５ｍｍ、ｄ４は４．５ｍｍ、そして、ｄ５は１１ｍｍなる大きさを有する。  
ＰＩＦＡのインピーダンスは誘導性であることは良く知られている。これに対する１つの説明は、給電ピン１０６と短絡ピン１０８上の電流を、（大きさは等しく、方向は反対の、非放射性の電流である）差分モードと、（方向の等しい放射性の電流である）コモンモードとの和とみなすことで説明される。差分モード電流に対しては、これら給電ピン１０６と短絡ピン１０８は短絡伝送ラインを形成するが、これは、これが波長（図２に示される実施例においては２ＧＨｚにおいて、８ｍｍすなわち０．０５λ）と比較して非常に短かなために誘導性リアクタンスを有し、この誘導性リアクタンスはこのアンテナ給電を横断しての分路インダクタンスのような働きをする。アンテナ１０２と整合させるためには、給電ピン１０６と短絡ピン１０８との間に、分路キャパシタンスを設け、アンテナの共振周波数においてこれと共振させることで、このインダクタンスを除去することが必要となる。これは、分路コンデンサによって達成することもできるが、周知のＰＩＦＡにおいては、これは、典型的には、アンテナの幾何（形状）を修正することで達成される。例えば、これは、パッチ導体１０２を、アース平面１０４に向かって、給電ピン１０６に接近するように延ばし、アースにある程度の追加のキャパシタンスを提供することで達成される。  
図２に示されるアンテナ１０２とアース平面１０４との結合に対する反射減衰量Ｓ１１が、Ansoft Corporationから市販されるＨＦＳＳ（High Frequency Structure Simulator）を用いてシミュレーションされた。図３には、５０Ωのソースインピーダンスから直接に給電した場合の、反射減衰量のシミュレーションの結果が８００から３０００ＭＨｚの間の周波数ｆの関数として示されている。図４には、同一の周波数レンジに渡っての、インピーダンスのシミュレーションの結果が、スミスチャートとして示されている。
【００１９】
このアンテナ構成は、高い放射効率（１００％に近い）と、ＧＳＭ（８８０−９６０ＭＨｚ）とＤＣＳ（１７１０−１８８０ＭＨｚ）に渡っての、５ｄＢ或いはこれより良好な反射減衰量を有する。ただし、実用においては、このアンテナは、ＧＳＭ回路とＤＣＳ回路との間の分離を行い、これによって、ＧＳＭ回路によって放射されるように意図された電力がＤＣＳ回路によって吸収されたり、或いはこの逆が起こったりしないことを確保するために、ダイプレクサを介して給電することが必要となる。このアンテナは、ダイプレクサと適合するようには設計されていないために、アンテナに対するＶＳＷＲは、しばしば、ダイプレクサへの入力の所で劣化される。同様に、ダイプレクサの分離隔とフィルタリングも、しばしば、これらアンテナは公称上では一定な出力インピーダンスにて動作するように設計されているためにアンテナによって与えられる不整合によって劣化される。
【００２０】
図５には、図２のＰＩＦＡを駆動するのに適する従来のダイプレクサの回路図が示され、ここで用いられているコンポーネントは、以下のような値を有する。つまり、Ｌ１は１０ｎＨ；Ｌ２は１１ｎＨ；Ｃ１は３．５ｐＦ；Ｃ２及びＣ３は１ｐＦ；そして、Ｌ３は５ｎＨなる値を有する。５０Ωなるソースインピーダンスを有するＧＳＭ回路はＰ１とＰ２との間に接続され、５０Ωなるソースインピーダンスを有するＤＣＳ回路はＰ３とＰ４との間に接続され、Ｐ５は給電ピン１０６に接続され、Ｐ６はアース平面１０４（或いは等価的に短絡ピン１０８）に接続される。このダイプレクサのＧＳＭ部分は、低域通過フィルタ（Ｌ１、Ｌ２、Ｃ１）を含み、ＤＣＳ部分は、高域通過フィルタ（Ｃ２、Ｃ３、Ｌ３）を含む。
【００２１】
このダイプレクサを介して給電された場合の、アンテナ１０２とアース平面１０４との結合に対するシミュレーションも遂行された。図６は、この場合の反射減衰量を８００から３０００ＭＨｚの間の周波数ｆの関数として示す。ここで、実線として示されるＳ１１は、Ｐ１とＰ２を横断して供給される信号に対する反射減衰量を表し、点線として示されるＳ２２は、Ｐ３とＰ４を横断して供給される信号に対する反射減衰量を表す。反射減衰量は、幾つかのエリアにおいて、ダイプレクサを用いない場合と比較して劣化する。例えば、ＤＣＳバンドの上側エッジの所の１８８０ＭＨｚにおいては、たった３．３ｄＢとなる。図７には、この場合の、インピーダンスのシミュレーション結果を示すスミスチャートが示される（Ｓ１１は実線として示されており、Ｓ２２は点線として示されている）。
【００２２】
図８はＧＳＭ給電とＤＣＳ給電間の分離Ｓ２１を示す。ＧＳＭバンドとＤＣＳバンドとの間には約２０ｄＢなる分離が存在し、これは、より大きな分離を確保できれば、所定の入力電力に対して放射される電力を増加することができるが、一般的には、許容できる範囲内である。
【００２３】
本発明に従って作成されるアンテナ装置は、デュアルバンドアンテナに対して、改善された整合及び分離隔を提供する。本発明と同一発明者によって出願された係属中の未公開国際特許出願ＰＣＴ／ＩＢ０２／０２５７５号（Applicant's reference  ＰＨＧＢ  ０１０１２０）においては、ＰＩＦＡの帯域幅を、給電ピン１０６と短絡ピン１０８によって形成される伝送ラインの分路インダクタンスが低減し、分路コンデンサの値が増加させることで、著しく改善されることが示される。これは、簡単な近似として、アンテナ１０２は、実質的に一定な抵抗を有する直列共振ＬＣＲ回路とみなすことができることによる。このような回路は、相補的な並列ＬＣ回路を用いることで、最も効果的に広帯幅を広げることができる。（短絡伝送ラインによって提供される）並列回路のインダクタンスを低減し、キャパシタンスを増加させた場合、アンテナ応答をより良く補完する応答が得られるが、このやり方は、従って、帯域幅を改善させるためにより効果的である。これは、給電ピン１０６と短絡ピン１０８との間に連結導体を追加し、これによって伝送ラインの長さを短くすることによって達成される。
【００２４】
図９は本発明による改善された給電装置の一実施例の側面図を示す。パッチ導体１０２は図２に示すそれと類似するが、ただし、修正として、スロット２１０の第１の部分の幅は２ｍｍに増加され、ｄ３とｄ４は、それぞれ、６ｍｍに増加される。第１の給電ピン１０６ａと第２の給電ピン１０６ｂが短絡ピン１０８とともに設けられる。更に、給電ピン１０６と短絡ピン１０８とをこれらの長さの殆どの部分に渡って互いに接続する連結導体９１０が設けられる。この連結導体は、図９に示すように、給電ピン１０６ａ、１０６ｂ及び短絡ピン１０８を、これらがパッチ導体１０２と接触するポイントから接続し、従って、パッチ導体１０２にも接続される。
【００２５】
ただし、この構成は必須ではなく、幾つかの代替の実施例においては、ピン１０６ａ、１０６ｂ、１０８の間に、連結導体９１０の上下両方に、ギャップが設けられる。これは、この連結導体が、コモンモード電流に対しては殆ど影響を与えることなく、差分モード電流に対しては、ピン１０６ａ、１０６ｂ、１０８の間に経路を提供するためである。こうして、連結導体９１０が（給電ピン１０６ａ、１０６ｂの一つと短絡ピン１０８とが一体となって）短絡回路伝送ラインを形成するのに十分な高さを有するという条件を満たし、かつ、パッチ導体と連結導体９１０が薄いストラップから形成される限り、連結導体は、連続していることは要求されない。更に、連結導体の、第１の給電ピン１０６ａと短絡ピン１０８との間における寸法は、第２の給電ピン１０６ｂと短絡ピン１０８との間の寸法と同一であることも必要とされない。
【００２６】
アンテナがそれに対して整合されるべきインピーダンスは、本発明と同一発明者によって出願された係属中の国際特許出願ＷＯ  ０２／０６０００５号（Applicant's reference  ＰＨＧＢ  ０１０００９）において議論されているように、給電ピン１０６ａ、１０６ｂと短絡ピン１０８との厚さの割合を変えることで変えることができる。これは、コモンモード電流は、給電ピン１０６ａと１０６ｂの一つに流れる電流と短絡ピン１０８内に流れる電流との和から成り、これらの厚さの比（従ってインピーダンス）を変えることで、これらピンに流れる電流の比を変えることができるためである。例えば、短絡ピン１０８の断面積が増加され、そのインピーダンスが低減された場合、第１或いは第２の給電ピン１０６ａ、１０６ｂに流れるコモンモード電流は低減し、アンテナの有効インピーダンスは増加する。このような効果は、給電ピン及び短絡ピン１０６ａ、１０６ｂ、１０８の一つ或いは複数を、並列に接続された複数の導体によって置換することによって、或いはこれら２つのアプローチを組合わせることによっても達成することができる。
【００２７】
図９に示される給電装置においては、第１の給電ピン１０６ａは平坦で２ｍｍなる幅を有し、第２の給電ピン１０６ｂ及び短絡ピン１０８は平坦で１ｍｍなる間隙を有する。第１の給電ピン１０６ａと短絡ピン１０８との間には１ｍｍのギャップが存在し、第２の給電ピン１０６ｂと短絡ピン１０８との間には２ｍｍのギャップが存在する。連結導体９１０は、パッチ導体１０２から、アース導体１０４に向かって、これに、あと２ｍｍで到達するところまで延びる。こうして、コモンモードについてのインピーダンス変換は、２つのバンドで異なることとなるが、これは、本発明に従って作成されるアンテナ装置の主要な長所である。つまり、第１の給電ピン１０６ａと短絡ピン１０８によって形成される（第１の）短絡伝送ラインと、第２の給電ピン１０６ｂと短絡ピン１０８によって形成される（第２の）短絡伝送ラインの、各々のインダクタンスを、各々の分路コンデンサによって調節することが可能となる。これら給電は互いに独立しているため、各キャパシタンスを独立して最適化することが可能となり、このため、従来のＰＩＦＡとは異なり、これらバンド間の妥協を求められることなく、両方のバンドに対して、より広いバンド幅性能を達成することが可能となる。
【００２８】
インピーダンス変換は、国際特許出願ＷＯ  ０２／０６０００５において開示されているように、パッチ導体１０２内に、給電ピン１０６ａ、１０６ｂの一方或いは両方と短絡ピン１０８との間に、一つ或いは複数のスロットを設けることで達成することもできる。パッチ導体内に非対称的に一つ或いは複数のスロットを設けることで、この場合、パッチ導体１０２は、異なる寸法の２つの導体を有する単一の短絡２導体伝送ラインとみなすことができるため、給電ピン１０６ａと短絡ピン１０８とによって運ばれる電流と、給電ピン１０６ｂと短絡ピン１０８とによって運ばれる電流との間の比を変えることができる。パッチ導体１０２が電話機のケースの内側面にプリントされる１つの移動電話の実施例においては、このような構成は、あるレンジのアンテナインピーダンスを、共通の給電ピン１０６ａ、１０６ｂ及びアースピン１０８を用いて（これらはスプリング付きコンタクトとして提供することもできる）、異なるパッチ導体構成によって提供することが可能となるという長所を有する。
【００２９】
給電ピン１０６ａと給電ピン１０６ｂの間でエネルギが伝達されるのを防止するために、分割ダイプレクサが設けられるが、図１０には、これに対する回路が示される。用いられる要素は、以下のような値を有する。つまり、Ｌ１は８ｎＨとされ、Ｌ２は１１ｎＨとされ、Ｃ１は３．５ｐＦとされ、Ｃ２は１ｐＦとされ、Ｃ３は１．１ｐＦとされ、Ｌ３は５ｎＨとされ、Ｌ４は７ｎＨとされ、Ｃ４は１４．５ｐＦとされ、Ｃ５は２．７ｐＦとされる。５０Ωなるソースインピーダンスを有するＧＳＭ回路がＰ１とＰ２との間に接続され、５０Ωなるソースインピーダンスを有するＤＣＳ回路がＰ３とＰ４との間に接続される。Ｐ５は第１の給電ピン１０６ａに接続され、Ｐ７は第２の給電ピン１０６ｂに接続され、Ｐ６はアース平面１０４（或いは等価的に短絡ピン１０８）に接続される。
【００３０】
このダイプレクサの低域通過フィルタ要素と高域通過フィルタ要素は、図５に示される従来のダイプレクサと類似される。加えて、このダイプレクサは、（短絡伝送ラインによって提供される）アンテナインダクタンスと共振し、整合及び広帯域化の複合機能を提供する、分路コンデンサＣ４とＣ５を備える。ＤＣＳ整合コンデンサＣ５は、ＧＳＭ整合コンデンサＣ４よりかなり小さい。ただし、これは、第２の給電ピン１０６ｂと短絡ピン１０８との間のギャップに依存してある程度まで変えることができる。ＤＣＳ回路は、更に、追加の整合インダクタＬ４を備えるが、これは、アンテナ構造に幾つかの修正を加えることで回避することもできる。
【００３１】
このダイプレクサを介して給電された場合の、アンテナ１０２とアース平面１０４との結合に対するシミュレーションが遂行された。図１１は、この場合の反射減衰量を８００から３０００ＭＨｚの間の周波数ｆの関数として示す。ここで、実線として示されるＳ１１は、Ｐ１とＰ２を横断して供給される信号に対する反射減衰量を表し、点線として示されるＳ２２は、Ｐ３とＰ４を横断して供給される信号に対する反射減衰量を表す。反射減衰量は、図３及び図６に示される従来の結果と比較して著しく改善される。ＧＳＭバンドについては、反射減衰量は、要求されるそれより広いバンド幅に渡って１０ｄＢより優れ、ＤＣＳバンドについては、全バンド幅対して１０ｄＢに近い反射減衰量が達成される。このアンテナと図２に示される従来のアンテナの容積は、給電装置を除いて、同一であり、これらの構造は、僅かな差しか有さない。インピーダンスのシミュレーション結果を示すスミスチャートが図１２に示される（Ｓ１１は実線として示され、Ｓ２２は点線として示される）。
【００３２】
このジュアル給電構造によって提供される追加の帯域幅のために、従来のアンテナと比較してより優れた反射減衰性能を、或いは従来のアンテナと同一の性能であるが、ただし、これをより広い帯域幅に渡って達成することが可能となる。説明の構造によって、若干の修正を加えることのみで、６ｄＢより良好な反射減衰量にて、４つのバンド（ＩＳ−９５、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、及びＰＣＳ）をカバーすることが可能であると考える。代替として、このアンテナは、性能を許容できるレベルに維持しながら、もっと小さくすることもできる。
【００３３】
図１３はＧＳＭ給電とＤＣＳ給電と間の分離Ｓ２１について示す。図からわかるように、分離は、従来のダイプレクサと比較してかなり改善されることがわかる。ちなみに、ＧＳＭバンドの中央においては、約２９ｄＢの分離が達成され、ＤＣＳバンドの中央においては約３５ｄＢの分離が達成される。
【００３４】
更に、このジュアル給電構造を用いた場合、アンテナは本質的に無線トランシーバからのスプリアス放射をより良くフィルタリングできることとなる。例えば、従来のアンテナの場合は、ＧＳＭ給電は、ＤＣＳバンドに対しても良く整合し、このため、ＧＳＭの二次高調波は従来のアンテナによっては除去されない。これとは対照的に、上述のジュアル給電構成においては、ＧＳＭ給電とＤＣＳとの整合はあまり良くなく、このアンテナは、高調波を除去するのより効果的である。このために、トランシーバのＲＦフロントエンドにおけるフィルタリング要件を緩和することができ、結果として、コストの節約に繋がる。
【００３５】
上では、本発明がＰＩＦＡとの関連で詳細に説明されたが、本発明はより広い適用性を有し、あらゆるモノポールのようなアンテナ装置との関連で用いることができる。これらの様々なケースにおいて、アンテナ給電装置は２つの伝送ラインから成るものとみなされ、これら伝送ラインの長さを適当に選択することで、伝送ラインのインピーダンスが相補回路要素との関連で用いられ、これによって、より広い帯域幅と、より良好なフィルタリング能力が得られる。（ＰＩＦＡは、大きなトップロードを有する非常に短かなモノポールアンテナから成るものとみなすこともできる）。
【００３６】
上に説明のＰＩＦＡ構成においては、伝送ラインは、短絡伝送ラインから形成され、回路要素は、コンデンサから形成された。ただし、代替の構成として、伝送ラインを（容量性インピーダンスを有する）オープン回路から形成し、相補回路要素をインダクタから形成することもできる。このような構成は、図９のＰＩＦＡを修正する、すなわち、連結導体９１０を除去し、パッチ導体１０２内にスロットを設けることで、形成することができるが、これが、図１４に示される。第１のスロット１４０２は第１の給電ピン１０６ａとアースピン１０８との間から始まり、第２のスロット１４０４は第２の給電ピン１０６ｂとアースピン１０８との間から始まる。各スロット１４０２、１４０４はパッチ導体のエッジに向かって延び、スロットの長さは、インダクタと整合するのに適する容量性インピーダンスが得られるように選択される。これらスロット１４０２、１４０４は、デュアルバンド挙動が最適化されるようにＰＩＦＡを分割する働きも有する。
【００３７】
オープン回路構成も可能ではあるが、ただし、短絡回路伝送ラインの方が、この場合はコンデンサを相補回路要素として用いることができるために好ましい。これは、コンデンサは、通常、インダクタと比較してより高いＱを有し（インダクは、典型的には、移動体通信周波数において約４０なるＱを有するのに対し、コンデンサは典型的には約２００なるＱを有する）、トレランスも優れているためである。アンテナ基板上にインダクタンス（ＰＩＦＡの場合はエアー）を設けるやり方は、非常に高い品質が得られるとともに、これとの関連で高い品質の離散コンデンサを用いることが可能となる。幾つかのケースにおいては（例えば、オープン回路伝送ラインの場合は）、コンデンサをアンテナ基板上に直接に形成すると便利であり、質の良くない回路技術しか利用できない場合は、とりわけそうである。
【００３８】
本発明は、もう一つの例としてＰＷＡアンテナに適用することもでき、図１５には、この実施例が簡略的に平面図にて示されている。このアンテナは、セラミック材のブロック１５０２から成り、この表面には導体パターン１５０４が設けられる。実際には、アンテナ導体１５０４の形状はより複雑であり、ブロック１５０２の１つの表面以外にも延びるが、ただし、基本的な原理に変わりはない。Philips Componentsによって、デュアルバンドＧＳＭ／ＤＣＳ用途に対して設計されたＰＷＡの１つの例においては、ブロック１５０２は１１×１７×２ｍｍなる寸法を有する。
【００３９】
公知のＰＷＡにおいては、導体１５０４上の単一のポイント１５０６がデュアルバンドトランシーバへの接続のための給電ポイントとして用いられる。ただし、本発明によって作成されるＰＷＡによると、この給電構成が、第１の給電導体１５１２と第２の給電導体１５１４とを追加することで修正される。これら第１の給電導体１５１２と第２の給電導体１５２４は、それぞれ、給電接続１５２２と１５２４を有し、中央の接続１５０６はアース接続として機能する。給電導体１５１２、１５１４は、各々の伝送ラインを定義し、これらの長さは、個別に最適化される。図９のＰＩＦＡの実施例と同様に、各々の分路コンデンサが、それぞれ、第１の給電接続１５２２とアース接続１５０６との間、及び第２の給電接続１５２４とアース接続１５０６との間に接続される。
【００４０】
幾つかの代替実施例においては、給電導体１５１２、１５１４の一つ或いは両方は、アンテナ導体１５０４から隔離されたままにとどまり、これによって一つ或いは２つのオープン回路伝送ラインが提供され、これらの各々は、分路インダクタを用いて整合される。
【００４１】
上で説明の実施例においては、２つの伝送ラインと１つの共通のアース導体が用いられたが、明らかなように、必要であれば、これら２つの伝送ラインが、各々、別個のアース導体を有するようにすることもできる。更に、追加の給電を得るために、追加の伝送ラインを、必要であれば、追加のアース導体と共に加えることもできる。
【００４２】
上に与えられた実施例から、本発明の基本概念を、ヘリカルアンテナを含む、他のモノポールのようなアンテナを駆動するためにいかに適用するかは明白である。
【００４３】
上の説明を読むことで、当業者においては、他の修正も明白である。これら修正は、アンテナ装置及びこの構成要素の設計、製造及び使用において周知の他の特徴を含むことも、或いは、これらをここに説明された特徴の代りに或いはこれらに加えて用いることも考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】携帯電話機上に搭載されたＰＩＦＡの斜視図である。
【図２】デュアルバンドＰＩＦＡパッチ導体の平面図である。
【図３】図２のアンテナに対する、反射減衰量Ｓ１１（ｄＢ）のシミュレーション結果を周波数（ＭＨｚ）の関数として示すグラフである。
【図４】図２のアンテナのインピーダンスのシミュレーション結果を８００から３０００ＭＨｚの周波数レンジに渡って示すスミスチャートである。
【図５】図２のＰＩＦＡとともに用いるための従来のデュアルバンド整合回路の回路図である。
【図６】図５の整合回路を介して駆動されたときの、図２のＰＩＦＡに対する反射減衰量Ｓ１１（ｄＢ）のシミュレーション結果を周波数ｆ（ＭＨｚ）の関数として示すグラフである。
【図７】図５の整合回路を介して駆動されたときの、図２のＰＩＦＡに対するインピーダンスのシミュレーション結果を８００から３０００ＭＨｚの周波数レンジに渡って示すスミスチャートである。
【図８】図５の整合回路を介して駆動されたときの、図２のＰＩＦＡに対するフィードＳ２１（ｄＢ）間の分離を周波数ｆ（ＭＨｚ）の関数として示すグラフである。
【図９】本発明に従って作成されたＰＩＦＡフィード構成の側面図である。
【図１０】図９のＰＩＦＡとともに用いるためのデュアルバンド整合回路の回路図である。
【図１１】図１０の整合回路を介して駆動されたときの、図９のＰＩＦＡに対する反射減衰量Ｓ１１（ｄＢ）のシミュレーション結果を周波数ｆ（ＭＨｚ）の関数として示すグラフである。
【図１２】図１０の整合回路を介して駆動されたときの、図９のＰＩＦＡに対するインピーダンスのシミュレーション結果を８００から３０００ＭＨｚの周波数レンジに渡って示すスミスチャートである。
【図１３】図１０の整合回路を介して駆動されたときの、図９のＰＩＦＡに対するフィードＳ２１（ｄＢ）間の分離を周波数ｆ（ＭＨｚ）の関数として示すグラフである。
【図１４】オープン回路伝送ラインを介してフィードするのに適するデュアルバンドＰＩＦＡパッチ導体の平面図である。
【図１５】本発明に従って作成されたデュアルバンドＰＷＡ構成の平面図である。
【符号の説明】
【００４５】
１０２  パッチ導体
１０４  アース平面
１０６  給電ピン
１０８  短絡ピン
２１０  スロット
９１０  連結導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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