(57)【要約】  少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号であって、広帯域ＲＦ信号を受信するのに適した少なくとも１つの通信装置と少なくとも１つの基地局との間の伝送に適した信号をベースバンドへ変換するための方法および装置。この方法は、少なくとも１つのＲＦ狭帯域信号を含む信号スペクトラムをベースバンドへ直接にダウンコンバートして、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を低い中間周波数（intermediatefrequency,IF）において生成されることを含む。さらに加えて、ダウンコンバートされた信号スペクトラムをディジタルで位相回転して、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を低いＩＦからベースバンドへ位相回転する。
2005510931.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した狭帯域および広帯域のＲＦ信号をベースバンドへ変換するためのコンバータであって、
広帯域ＲＦ信号に対応する信号スペクトラムをベースバンドへ直接にダウンコンバートし、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を含む信号スペクトラムをベースバンドへ直接にダウンコンバートし、狭帯域ＲＦ信号を低いＩＦにおいて生成するための直接ダウンコンバータと、
前記直接ダウンコンバータに接続されていて、かつ前記少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を含む前記ダウンコンバートされた信号スペクトラムを、前記低いＩＦからベースバンドへディジタルで位相回転するための位相ロテータとを含むコンバータ。
【請求項２】
前記位相ロテータが、ローパスデシメーションフィルターを含む請求項１記載のコンバータ。
【請求項３】
前記ローパスデシメーションフィルターが、有限インパルス応答フィルターである請求項２記載のコンバータ。
【請求項４】
前記直接ダウンコンバータが、ゼロ中間周波数ダウンコンバータを含む請求項１記載のコンバータ。
【請求項５】
前記位相ロテータに接続された位相アキュムレータをさらに含むコンバータであって、前記位相ロテータが前記位相アキュムレータに応答する請求項１記載のコンバータ。
【請求項６】
前記位相アキュムレータが、前記低いＩＦとベースバンドとの差に対応する信号に応答する請求項５記載のコンバータ。
【請求項７】
前記位相アキュムレータに接続されたデシメーションフィルターをさらに含む請求項６記載のコンバータ。
【請求項８】
前記デシメーションフィルターに接続された可変利得増幅器をさらに含む請求項７記載のコンバータ。
【請求項９】
前記デシメーションフィルターが、目的の前記狭帯域信号のバンド幅にほぼ対応する通過帯域を含む請求項８記載のコンバータ。
【請求項１０】
前記直接ダウンコンバータと位相ロテータとの間に挿入され、かつ目的の前記狭帯域信号のバンド幅と、目的の前記狭帯域信号に隣り合う少なくとも１つのチャネルとにほぼ対応する通過帯域を有する第１のディジタルフィルターをさらに含む請求項１記載のコンバータ。
【請求項１１】
前記位相ロテータに接続され、かつ目的の前記狭帯域信号のバンド幅にほぼ対応する通過帯域を有する第２のディジタルフィルターをさらに含む請求項１０記載のコンバータ。
【請求項１２】
広帯域ＲＦ信号を受信するための少なくとも１つの通信装置へ伝送するための少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号をベースバンドへ変換するための方法であって、
少なくとも１つのＲＦ狭帯域信号を含む信号スペクトラムをベースバンドへ直接にダウンコンバートし、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を低いＩＦにおいて生成することと、
ダウンコンバートされた信号スペクトラムをディジタルで位相回転し、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を低いＩＦからベースバンドへ位相回転することとを含む方法。
【請求項１３】
前記ディジタルで位相回転する前に、ダウンコンバートされた信号スペクトラムをフィルターにかけることをさらに含む請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
位相回転された信号スペクトラムをフィルターにかけることをさらに含む請求項１２記載の方法。
【請求項１５】
前記ディジタルで位相回転する前に、ダウンコンバートされた信号スペクトラムをフィルターにかけることをさらに含む請求項１２記載の方法。
【請求項１６】
前記直接にダウンコンバートすることには、フィルタリングおよびミキシングを含む請求項１２記載の方法。
【請求項１７】
前記フィルタリングは、
少なくとも１つの隣り合うチャネル、および、
量子化雑音の少なくとも一方を取り除くためのフィルタリングを含む請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記直接にダウンコンバートすることには、少なくとも１つのＲＦ狭帯域信号を含む信号スペクトラムを、所定の周波数をもつ信号とミックスすることを含む請求項１２記載の方法。
【請求項１９】
目的の狭帯域信号は所与のチャネルによって伝送され、所定の周波数は所与のチャネルに隣り合う請求項１８記載の方法。
【請求項２０】
所定の周波数が、目的の狭帯域信号の周波数と、所与のバンド幅の２分の１との和にほぼ等しい請求項１９記載の方法。
【請求項２１】
所定の周波数が、所与のチャネルと、少なくとも１つの隣り合うチャネルとの間にある請求項１９記載の方法。
【請求項２２】
所定の周波数における信号が、実質的な線スペクトルを示す局部発振器信号に対応する請求項１８記載の方法。
【請求項２３】
前記ダウンコンバーティングが、ゼロ中間周波数対応方式を使用する直接ダウンコンバーティングを含む請求項１２記載の方法。
【請求項２４】
１つの通信装置を使用して、広帯域ＲＦ信号および狭帯域ＲＦ信号の両者を受信するための方法であって、
前記広帯域ＲＦ信号をベースバンドへ直接にダウンコンバートすることと、
前記少なくとも１つのＲＦ狭帯域信号を含む信号スペクトラムをベースバンドへダウンコンバートして、狭帯域のＲＦ信号を低いＩＦにおいて生成することと、
前記ダウンコンバートされた信号スペクトラムをディジタルで位相回転して、前記少なくとも１つのＲＦ狭帯域信号を、前記低いＩＦからベースバンドへダウンコンバートすることとを含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概ね、無線通信システム、とくに、狭帯域の無線周波数（radio frequency, RF）の信号をダウンコンバートすることに関する。
【背景技術】
【０００２】
“高度移動電話システム”（Advanced Mobile Phone System, AMPS）アナログセルラ無線システムのような、周波数分割多重アクセス（frequency division multiple access, FDMA）のアナログセルラシステムにおいて、使用可能な周波数スペクトラムは、無線チャネルに分割される。無線チャネルは、例えば、送信および受信の搬送波周波数の対であって、その各々がメッセージ伝送チャネルに対応する。各送信および受信周波数チャネルのバンド幅は、狭帯域であり、一般に２５ないし３０キロヘルツである。ＦＤＭＡシステムにおけるセルラサービス領域は、一般に、複数のセルへ分割され、各セルは、セル間の共通チャネルの干渉を最小化するように選択される1組の周波数チャネルをもつ。
【０００３】
さらに加えて、移動電話市場の拡張およびディジタル処理の特長が、ディジタルセルラの応用に多くの進歩をもたらした。移動電話において、１つの一般に使用されている通信の標準規格には、符号分割多重アクセス（Code Division Multiple Access, CDMA）がある。
【０００４】
ＲＦからベースバンドへのダウンコンバージョンを１段で達成する直接ダウンコンバージョン方式が提案されている。この例では、ＬＯ周波数およびＲＦ搬送波を周波数において整合させ、結果の信号をベースバンドにおいて生成する。この技術では、ホモダイン受信機を使用して、１段でダウンコンバートする。このシングルダウンコンバージョン技術は、ゼロ中間周波数（Zero Intermediate Frequency, ZIF）ダウンコンバージョンと呼ばれる。しかしながら、この技術は、不要な相互変調積を生成してしまう。例えば、これは、零周波数のＤＣ成分を生成し、ベースバンド信号のデータ内容に悪影響を与える。最初に、アナログのＺＩＦのベースバンド信号がアナログ対ディジタル（Analogue to Digital, A/D）変換によってディジタル領域へ変換されると、ディジタル技術を使用して、このＤＣ成分が取り除かれる。その後で、例えば、ビット操作によって、数学的に、ＤＣ成分を取り除くことができる。したがって、ＺＩＦダウンコンバージョンの技術は、その簡潔さのために魅力的である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＣＤＭＡシステムにおいて見られる信号のような広帯域ＲＦ信号のための直接ダウンコンバージョン方式であって、例えばＡＭＰＳアナログセルラー無線システムと接続して用いられる信号のような狭帯域信号に対応している直接ダウンコンバージョン方式を取入れた受信機を生成することが求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
少なくとも1つの狭帯域ＲＦ信号であって、広帯域ＲＦ信号を受信するのに適した少なくとも1つの通信装置と少なくとも1つの基地局との間の伝送に適した信号を、ベースバンドへ変換するための方法および装置が開示される。本発明は、少なくとも１つのＲＦ狭帯域信号を含む信号スペクトラムをベースバンドへ直接にダウンコンバートして、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を低い中間周波数（intermediate frequency, IF）において生成することと、ダウンコンバートされた信号スペクトラムをディジタルで位相回転して、少なくとも１つの狭帯域ＲＦ信号を低いＩＦからベースバンドへ位相回転することとを含む。
【０００７】
本発明は、例示的で非制限的な図面を参照すると、同じ参照符号が本発明の同じ要素を同定し、よりよく理解される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明の図および記述は、本発明の明らかな理解に関係する要素を示す一方で、分かり易くするために、一般の移動通信装置に見られる多くの他の要素を省いて簡略化されていることが分かるであろう。この技術において普通の技能をもつ者には、本発明を実行するために、望ましい、または必要とされる、あるいはこの両者の他の要素があることが分かるであろう。しかしながら、このような要素は、この技術においてよく知られており、かつ本発明のよりよい理解を促さないので、このような要素についての記述は、本明細書に与えられていない。
【０００９】
ここで、図１を参照すると、移動またはセルラ電話のような移動通信装置における、例示的な移動電話の受信機のフロントエンド10のブロック図が示されており、これは、上述で関連付けられて、取入れられた現在審査中の特許出願に詳しく記載されている。この公衆に与えられた現在審査中の特許出願については、それに関する全記述を参照すべきである。しかしながら、単に分かり易くするために、図１のブロック図に示されているフロントエンド受信機10は、本明細書において簡潔に記載される。受信機のフロントエンドは、ＲＦアンテナ100、ＲＦ増幅器110、ゼロ中間周波数（ＺＩＦ）ダウンコンバータ120、オーバーサンプル変調器（over-sampled modulator）のような変調器130（ベースバンド（baseband, BB）フィルター132およびシグマデルタ変調器134を含む）、ディジタルフィルター140、ＤＣずれ消去ブロック150、シリアルバスインターフェイス（Serial Bus Interface, SBI）160、自動利得制御（Automatic Gain Control, AGC）ループ170、ディジタル可変利得増幅器（Digital Variable Gain Amplifier, DVGA）180、および復調器190を含む。
【００１０】
例えば基地局または第２の移動通信装置からの、符号化された広帯域ＲＦ信号は、ＲＦアンテナ100において受信される。多段ＲＦフロントエンド増幅器、一般に低雑音増幅器（low noise amplifier, LNA）110を使用して、広帯域信号を、その後の信号処理に十分なレベルへ増幅することができる。その後で、上述のＺＩＦ方式のような、直接ダウンコンバージョン方式を使用して、増幅された広帯域信号をベースバンドへ直接にダウンコンバートする。例えばゼロ中間周波数（ＺＩＦ）段を使用する直接ダウンコンバージョン方式が、とくに実行されているが、当業者には、他の直接ダウンコンバージョン方式が明らかであり、本発明において直ちに使用できる。
【００１１】
例示のＺＩＦ段は、アナログミキサーを有する局部発振器を用いて、広帯域ＲＦ信号を低周波数のベースバンドへ直接にダウンコンバートする。ＺＩＦダウンコンバージョン方式において、目的の広帯域信号とミックスするのに使用されるＬＯ周波数は、搬送波周波数と実質的に同じであることが好ましい。この技術においてよく知られているように、アナログ信号のミキシングにより、目的の広帯域信号を含む差の積が生成される。本発明において、ミキシングにより低周波数成分も生成され、この低周波数成分はゼロ周波数、すなわちＤＣであり、目的の広帯域信号の帯域内に存在する。この低周波数成分（ＤＣ成分）は、選択されたＬＯ周波数にしたがって、例えば、約０ヘルツないし約３０キロヘルツの範囲で変化する。他の範囲は、当業者には明らかである。相当なＤＣ成分は、ミキシング処理装置における反射からも得られる。このＤＣ成分は低周波数であり、目的のベースバンドの広帯域信号へ加わると、目的の広帯域信号は歪んで、損なわれる。
【００１２】
ダウンコンバータの出力は、第三世代オーバーサンプル変調器（third-generation over-sampled modulator, TOM）のような、変調器130へ供給される。変調器130は、アナログ信号を受取ると、ベースバンドの広帯域信号を、フィルターにかけて、さらにシグマ−デルタ変調を行い、目的のベースバンドの広帯域信号を、オーバーサンプルされてデルタ変調されたディジタル信号のフォーマットへ変換するように動作することが好ましい。さらに加えて、ミキサーは、同相（in-phase, I）および直角位相（quadrature-phase, Q）の別個のデータストリームを、ディジタルフィルター140への入力として生成するように働く。
【００１３】
それぞれがディジタル領域のＩおよびＱのデータストリームは、例えば、ＤＣずれ消去ブロック150において、２の補数の演算を使用して処理される。ＤＣ消去回路150は、ＤＣを消去するための多数の方式を取り入れて、組合せて用いて、有効なＤＣフィルターを与える。ＤＣ消去回路150は、外部制御装置によって与えられるプログラム可能な値を使用する。プログラム可能な値は、簡単な２の補数の演算のＤＣずれ調節を行うことが好ましい。第２のＤＣ消去機構は、シリアルバスインターフェイス（ＳＢＩ）160を介してアナログのＲＦのフロントエンドをディジタルで制御することによってＤＣのずれの微調節および粗調節を可能にするために取入れられる。一般に、ＳＢＩバスは、ＲＦのフロントエンド10をディジタルで制御するために使用される。ディジタル対アナログコンバータ（digital to analog converter, DAC）はＬＮＡ110およびＺＩＦ120内に含まれ、ＬＮＡ110およびＺＩＦ120内で、ＳＢＩ160の命令をアナログ制御に変換することができる。
【００１４】
さらに加えて、ＤＣずれ消去機能150は、自動利得制御（ＡＧＣ）170回路へ刺激を与える。ＡＧＣ170は、受信機のフロントエンドの特定の動作モード中に、ＳＢＩ160のバスを制御することによって、ディジタルの利得制御情報をディジタル可変利得増幅器（digital variable gain amplifier, DVGA）180へ供給することによって、およびディジタル位相補正情報を復調器190へ供給することによって、ＬＮＡ110およびＺＩＦ120への利得を制御する。
【００１５】
ＤＶＧＡ180は、ＤＣずれ消去回路150の後で動作するとき、利得制御のためのディジタル領域を使用する。ディジタル領域の利得制御は、例えば、登録された論理を使用して実行される算術演算である。この技術は、例えば、標準のヘテロダインＲＦ受信機内のミキサーの出力において、アナログの利得調節を行なうときに発生する非線形の影響の落とし穴を避ける。相互変調（inter-modulation, IM）積および信号圧縮のような非線形性は、データに歪みを加える。利得のディジタル操作は、これらの非線形性に対して影響され難い。
【００１６】
関連する技術において普通の技能をもつ者には容易に分かるように、図１の受信機のフロントエンド10を取入れた装置のような移動通信装置は、比較的に狭い帯域の通信システムによってサービスされる領域へロームする（なお、“ローム”という用語は、関連する技術において普通の技能をもつ者によって一般的に理解されている）ので、このような移動通信装置が、例えばＡＭＰＳと接続して使用される信号のような狭帯域信号を使用するシステムに対応していることを保証することが望ましい。このような場合に、受信機のフロントエンド10を利用すると、例えばＤＣを消去するときに、狭帯域信号を不注意に減衰させてしまう。したがって、移動通信装置を、例えば、このような狭帯域信号と共に使用するとき、その性能を劣化することになる。
【００１７】
一般に、本発明の態様にしたがうと、狭帯域のＲＦ信号に対する支援は、目的のＲＦの狭帯域信号を含むスペクトラムをベースバンドへ直接にダウンコンバートして、目的の狭帯域信号を低い中間周波数（ＩＦ）において生成することによって得られる。言い換えると、本発明の態様にしたがうと、目的の狭帯域信号をベースバンドへ直接にダウンコンバートして、ＤＣ消去により信号を減衰させてしまうのではなく、単に説明のためのＡＭＰＳネットワークに関して、ＺＩＦフィルターおよびミキサーを使用して、狭帯域のＡＭＰＳ信号を低いＩＦへ直接にダウンコンバートする。本発明の態様にしたがうと、ベースバンドのサンプリングおよびフィルタリングの後で、ディジタルの位相回転を使用して、結果の低いＩＦの信号をベースバンドへ変換する。本発明の態様にしたがうと、ベースバンドにディジタルで位相回転された信号はフィルターにかけられ、例えば、隣り合うチャネル、すなわち“ジャマー”から、不要な雑音を取り除かれる。言い換えると、上述のＡＭＰＳの非限定的な例を再び参照すると、目的のダウンコンバートされたＡＭＰＳ信号を、位相ロテータを使用してベースバンドへダウンコンバートして、その後で、例えば、ローパスフィルターにかける。本発明の態様にしたがうと、ベースバンドチャネルのフィルタリングおよびＤＣ消去の後で、この回転およびフィルタリングを行なうと、目的の狭帯域のＲＦ信号は必要以上に減衰されない。
【００１８】
ここで図２を参照すると、ＲＦ信号スペクトラム200が示されている。単に説明のために、図２に示されているスペクトラム200は、チャネル210上の目的の狭帯域信号220、および隣り合うチャネル230、240（ここでは、“ジャマー１”、“ジャマー２”とも呼ばれる）に制限されている。狭帯域信号220で使用するための局部発振器（ＬＯ）の信号250も示されている。ＬＯ信号250は、ＬＯ周波数ｆＬＯにおいて実質的な線スペクトルをもつことが好ましい。本発明の態様にしたがうと、周波数ｆＬＯは、目的の狭帯域信号220とチャネル210の帯域幅の２分の１とを加えたものの中心周波数にほぼ等しい。関連する技術において普通の技能をもつ者には明らかであるように、ＬＯ信号250および目的の狭帯域信号220をミックスすると、目的の狭帯域信号220はゼロ以外の低い中間周波数にダウンコンバートされる。本発明の態様にしたがうと、周波数ｆＬＯは、信号220または隣り合うチャネル、例えば230、240のスペクトラムとオーバーラップする。関連する技術に普通の技能をもつ者には容易に理解されるように、Ｉ／Ｑの位相および振幅の不整合のために、ＬＯ信号の鏡映260は、−ＬＯ周波数、すなわち−ｆＬＯにおいて現れ、信号220およびチャネル230、240の鏡映も現れることに注意すべきである。
【００１９】
ここで、さらに図３を参照すると、図２に関連して記載したように、信号220を低いＩＦ周波数ｆＩＦへダウンコンバートすることによって生成される信号220'のスペクトラムが示されている。図３には、信号230をダウンコンバートすることによって生成されるスペクトラム230'、信号240をダウンコンバートすることによって生成されるスペクトラム240'、および図１に関連して記載したデルタ−シグマ変調から得られるデルタ−シグマコンバータの量子化雑音250も示されている。図３には、信号220およびチャネル230、240をそれぞれダウンコンバートおよびアンチエイリアシングフィルタリングするときに、ＩチャネルとＱチャネルとの利得および位相の不整合のために生成される信号222'、232'、242'のスペクトラムも示されている。しかしながら、例えば、第１のディジタルフィルター140を使用すると、静的な利得の不整合を少なくとも部分的に補償できることが分かる。この技術において普通の技能をもつ者には明らかであるように、チャネル210の中心からずれるようにｆＬＯを選択することによって、スペクトラム220'はベースバンド周波数０から同様にずれる。
【００２０】
説明のために、図３には、第１のディジタルフィルター140のマスクのスペクトラム270も示されている。本発明の態様にしたがうと、第１のディジタルフィルター140は、量子化雑音、および隣り合うチャネルまでも、さらに隣り合うチャネルの隣り240（ジャマー２）を含めて、少なくとも部分的に取り除くように働く。本発明の態様にしたがうと、第１のディジタルフィルター140は、十分に幅広いスペクトラムを通すので、隣り合うチャネル230（ジャマー１）のダウンコンバージョンから生成されるスペクトラム230'は取り除かない。本発明の態様にしたがうと、デルタ−シグマ変換の前に、アンチエイリアシングフィルタリングを行なうと、隣り合うチャネルの隣り240（ジャマー２）を減衰する。
【００２１】
本発明の態様にしたがうと、信号220'を、隣り合うチャネル230'（ジャマー１）と一緒に、ディジタル回転してベースバンドへ下げる。結果のスペクトラムは図４に示されている。さらに図４を参照すると、信号220'の位相回転から生成されるスペクトラム220''、および信号230'の位相回転から生成されるスペクトラム230''が示されている。本発明の態様にしたがうと、隣り合うチャネル230（ジャマー１）に対応する信号230''は、第２のディジタルフィルターマスクを使用して減衰される。本発明の態様にしたがうと、第２のディジタルフィルターマスクは、信号220をダウンコンバートして位相回転した信号、すなわち信号220''に対応するバンド幅300を通す。図４に示されているように、例えば、量子化および不整合による残留雑音310は、実質的に平坦なスペクトラムである。この残留雑音のスペクトラムは他の形であってもよいことが分かるであろう。
【００２２】
ここで図５を参照すると、低いＩＦの位相ロテータ400、位相アキュムレータ410、およびローパスデシメーションフィルター420間の相互関係を示すブロック図が示されており、ローパスデシメーションフィルター420は、ダウンコンバートされた信号スペクトラム220'をベースバンドへ回転して、信号スペクトラム220'を供給するのに適している。本発明の態様にしたがうと、位相ロテータ400、位相アキュムレータ410、およびローパスデシメーションフィルター420は、図１のＤＣずれ消去ブロック150と図１のＤＶＧＡ180との間に挿入することができる。
【００２３】
動作中に、ＬＮＡ110の利得が変わると、位相が不連続になることが分かるであろう。本明細書に記載されているような位相ロテータを使用して、位相を補償すると、この不連続性が低減するように働くことが分かるであろう。関連する技術において普通の技能を有する者には、一般の位相ロテータと、その実行および使用とが十分に理解されることが分かるであろう。
【００２４】
しかしながら、説明のために、位相アキュムレータ410は、実行される位相回転に対応するアキュムレータ410のステッピング値を示す入力を通信回線412上で受信する。例えば、３０キロヘルツのバンド幅をもつ狭帯域信号の場合は、ステッピング値は、その約２分の１、すなわち１５キロヘルツに相当する。位相アキュムレータ410は、受信信号の、時間にしたがって変化する位相ずれを追跡し、到来信号の各ディジタルサンプルに対する動的な位相ずれを計算するように働く。各サンプルの位相がずれると、到来信号の周波数がずれる。位相アキュムレータ410は、入力412上で受信したステップ値の累算に相当する出力を供給する。本発明の態様にしたがうと、入力412は１６ビットの形をとり、一方で、出力414は１４ビットのディジタルデータの形をとる。
【００２５】
位相ロテータ400は、位相アキュムレータ410の出力414に基づく初期回転ブロック（initial rotation block, INIT ROT）402、座標回転ディジタルコンピュータ（COordinate Rotation Digital Computer, CORDIC）404、およびサインブロック406を含む。もちろん、ＣＯＲＤＩＣの実行および使用も関連する技術において十分に理解される。ＣＯＲＤＩＣは±９０°でシフトするといった十分に証明された制限のために、初期回転ブロック402は、この範囲外の回転をこの範囲内へ変換する。サインブロック406は、ＣＯＲＤＩＣ404の動作の後で実行され、この初期回転を本質的に取り消す。本発明の態様にしたがうと、ＣＯＲＤＩＣ404は、最初に回転され、かつ位相アキュムレータ410の出力414に基づく値を受信する。本発明の態様にしたがうと、ＣＯＲＤＩＣ404は、例えば、ＤＣずれ消去ブロック150（図１参照）から、１２０キロヘルツのレートで、Ｉチャネルデータ401の１８ビットおよびＱチャネルデータ403の１８ビットも受信する。反復ＣＯＲＤＩＣ404は、位相アキュムレータ410からの累算された位相を使用し、例えば、ルックアップテーブル（Lookup Table, LUT）を使用することによって、動的な位相ずれ、すなわち低いＩＦからベースバンドへの周波数変換を実行し、Ｉチャネルデータの１８ビットおよびＱチャネルデータの１８ビットを信号405、406としてローパスフィルター420へ供給する。本発明の態様にしたがうと、ローパスフィルター420は、無限インパルス応答（Infinite Impulse Response, IIR）デシメーションフィルターの形をとり、ＩＩＲデシメーションフィルターは、フィルタリングおよびデシメーションを行って、例えば、約４０キロヘルツのレートで、Ｉチャネルデータ421の１８ビットおよびＱチャネルデータ422の１８ビットを供給する。このデータは、例えば、ＤＶＧＡ180（図１参照）へ供給することができる。本発明の態様にしたがうと、フィルター420は、上述の第２のディジタルフィルターの機能を実行する。本発明の態様にしたがうと、ＩＩＲフィルター420は、プログラム可能なフィルターの形をとることができる。
【００２６】
ここで、さらに図６を参照すると、本発明の態様にしたがって、図５の位相ロテータ400および位相アキュムレータ410を実行するのに適した回路500の模式図が示されている。ここでも、回路500は、単に、本発明にしたがって使用するための適切な位相ロテータおよびアキュムレータの例であり、位相ロテータ、アキュムレータ、およびＣＯＲＤＩＣは、関連する技術において普通の技能をもつ者には十分に理解されることが分かるであろう。
【００２７】
回路500は、上述のステッピング値を受信するための入力502を含む。入力502は、加算接合への２つの入力の一方として接続される。加算接合の出力は、フリップフロップ506への入力として供給される。フリップフロップ506の出力は、加算接合504への第２の入力として供給される。
【００２８】
図５および図６の非制限的に示されている事例では、１６ビットのデータが入力502へ供給される。この同じ非制限的な例では、フリップフロップ506からの１１個の最上位ビットの出力が加算接合508へ供給される。加算接合508は、マルチプレクサ510から、複数の位相のずれた値の多重化された出力を示す入力も受信する。加算接合508は、サイン拡張ブロック512へ出力を供給する。さらに加えて、加算接合508からの出力の２つの最上位ビットは、ＯＲ論理ゲート514への入力として供給され、ＯＲ論理ゲート514は、フリップフロップ516への入力へ供給される。フリップフロップ516は、その出力として信号518（“quad”）を供給する。
【００２９】
サイン拡張ブロック512を再び参照すると、これは、出力をマルチプレクサ520へ供給する。マルチプレクサ520は、フリップフロップ522への入力を供給する。フリップフロップ522は、その出力として信号524（“sign0”）を供給する。信号524は、加算器／減算器526への制御信号として供給され、加算器／減算器526は、その入力において、信号524を、ルックアップテーブル（look-up table, LUT）528からの信号と共に受信する。ルックアップテーブル528は、一般的に理解されているように、種々の位相ずれと関係付けられている値を含む。加算器／減算器526の出力は、別の加算器／減算器530の入力として、および加算器／減算器530への制御入力に供給される信号532（“sign1”）として供給される。ここでも、ルックアップテーブル528からの信号が、加算器／減算器530へ供給される。加算器／減算器530の出力は、マルチプレクサ520への別の入力として供給される。示されている事例では、１４ビットのデータとして供給される。
【００３０】
さらに図６を参照すると、入力532および534は、例えば、図１のＤＣずれ消去ブロック150から、ＩおよびＱデータを供給する。入力532および534は、マルチプレクサ536、538へそれぞれ接続されている。マルチプレクサ536、538の出力は、フリップフロップ540、542へそれぞれ供給される。フリップフロップ542、540の出力は、右シフトレジスタ544、546へそれぞれ供給される。シフトレジスタ544、546は、入力された値を右へ“ｎ”桁分、論理的にずらす（なお、“ｎ”は所定値である）。レジスタ544、546は、入力532、534がデータを受信するクロックレートに対応して、制御入力(control input, CNT)548に応答する。フリップフロップ540、542の出力は、加算器／減算器550、552の入力としてもそれぞれ供給される。シフトレジスター544、546の出力は、加算器／減算器550、552への入力としても供給される。加算器／減算器550、552は、信号524（“sign0”）に応答する。
【００３１】
加算器／減算器550、552の出力は、加算器／減算器554、556へそれぞれ供給される。加算器／減算器550、552の出力は、右シフトレジスターへもそれぞれ供給される。本発明の態様にしたがうと、シフトレジスター558は、入力された値を、例えば、ｎ＋２桁分ずらし、一方でシフトレジスター560は、入力された値を、例えば、ｎ＋１桁分ずらす。シフトレジスター558、560の出力は、加算器／減算器554、556への入力としてそれぞれ供給される。加算器／減算器554、556は、信号532（“sign1”）に応答する。加算器／減算器554、556の出力は、マルチプレクサー558、560への入力として、それぞれ供給される。マルチプレクサー558、560の出力は、加算接合562、564へそれぞれ供給される。加算接合562、564は、プリセットされた定数および信号518（“quad”）も受信する。加算接合562、564の出力は、例えば、ディジタルフィルターまたはＤＶＧＡの入力としても供給される。
【００３２】
本発明の態様にしたがうと、フリップフロップ522、540、および542は、入力532、534上でデータが受信されるレートよりも早いレートで実行される。例えば、入力532、534を使用して、１２０キロヘルツのレートで、データを受信するとき、これらのフリップフロップは、７２０キロヘルツのレートで動作することができる。関連する技術において普通の技能をもつ者には容易に分かるように、これは、結果ごとに多数の反復を行うことができる。
【００３３】
本発明は、好ましい形態において個々にある程度、記載および図示されているが、好ましい形態の開示は例示的に提示されており、かつ部分およびステップの構成、組合せ、および配置の詳細には、権利を主張している本発明の意図および技術的範囲から逸脱しないならば、多数の変更を加えることができることが分かるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】例示的な移動電話受信機のフロントエンドのブロック図。
【図２】ＲＦの狭帯域信号を、隣り合うチャネルと共に示した図。
【図３】本発明の態様にしたがって、低い中間周波数へダウンコンバートし、さらにアナログ対ディジタル変換した後の、図１の信号を示す図。
【図４】本発明の態様にしたがって、ベースバンド周波数へ変換した後の、図２の信号を示す図。
【図５】本発明で使用するのに適したＤＦＭの低いＩＦの位相ロテータおよびローパスフィルターを示すブロック図。
【図６】図５のＤＦＭの位相ロテータおよびローパスフィルターの模式図。
【符号の説明】
【００３５】
10・・・フロントエンド、200・・・ＲＦ信号スペクトラム、500・・・回路、502,532,534・・・入力、504,508,562,564・・・加算接合、506,516,522,540,542・・・フリップフロップ、510,520,536,538,558,560・・・マルチプレクサー、514・・・ＯＲ論理ゲート、518,524,532・・・信号、526,530,550,552,554,556・・・加算器／減算器、528・・・ルックアップテーブル、544,546,558,560・・・シフトレジスタ、548・・・制御入力。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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