(57)【要約】  制御回路（１１）は、電力変換装置から負荷へ電流が流れる正期間において、第２の主ダイオード（Ｄｎ）がオンしている間に第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）をオン制御することにより第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）を放電し、負荷から電力変換装置へ電流が流れる負期間において、第１の主ダイオード（Ｄｐ）がオンしている間に第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）をオン制御することにより第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）を放電する。
2011036912.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電極および第２電極を有する第１の直流電源（Ｖｐ）と、前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第２電極に接続される第１電極、および第２電極を有する第２の直流電源（Ｖｎ）とから供給された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極に結合される第１端と、前記負荷に結合される第２端とを有する第１の主スイッチ（Ｇｐ）と、
前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と導通方向が逆になるように、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と並列接続される第１の主ダイオード（Ｄｐ）と、
前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）および前記第１の主ダイオード（Ｄｐ）と並列接続される第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）と、
前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と導通方向が同じになるように、前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）と直列接続され、かつ前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）と前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）の第２端との間に接続される第１のスナバダイオード（Ｄｒｐ）と、
前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の接続ノードと前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）および前記第１のスナバダイオード（Ｄｒｐ）の接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）および第１の補助リアクトル（Ｌｒｐ）と、
前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）の第２端に結合される第１端と、前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極に結合される第２端とを有し、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と導通方向が同じになるように設けられる第２の主スイッチ（Ｇｎ）と、
前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と導通方向が逆になるように、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と並列接続される第２の主ダイオード（Ｄｎ）と、
前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）および前記第２の主ダイオード（Ｄｎ）と並列接続される第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）と、
前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と導通方向が同じになるように、前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）と直列接続され、かつ前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）と前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）の第１端との間に接続される第２のスナバダイオード（Ｄｒｎ）と、
前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）と前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）または前記第１の補助リアクトル（Ｌｒｐ）との接続ノードと前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）および前記第２のスナバダイオード（Ｄｒｎ）の接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）および第２の補助リアクトル（Ｌｒｎ）と、
前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）に印加される電圧が所定値以上になった場合または前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）に印加される電圧が所定値以上になった場合、前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）から前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）または前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）へ流れようとする充電電流を他の電流経路へ流すための保護回路（５１，５２，５３）と、
前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）、前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）および前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）をオン制御およびオフ制御する制御回路（１１）とを備え、
前記制御回路（１１）は、前記電力変換装置から前記負荷へ電流が流れる正期間において、前記第２の主ダイオード（Ｄｎ）がオンしている間に前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）をオン制御することにより前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）を放電し、前記負荷から前記電力変換装置へ電流が流れる負期間において、前記第１の主ダイオード（Ｄｐ）がオンしている間に前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）をオン制御することにより前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）を放電する、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路（１１）は、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオフ制御してから所定時間経過時に前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）をオン制御し、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）をオン制御してから所定時間経過時に前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）をオン制御し、前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）をオン制御してから所定時間経過時に前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）をオフ制御し、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）をオフ制御してから所定時間経過時に前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオン制御し、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオン制御してから所定時間経過時に前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）をオン制御し、前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）をオン制御してから所定時間経過時に前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオフ制御する、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御回路（１１）は、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオフ制御してから所定時間経過時に前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）とを同時にオン制御し、前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）をオフ制御した後に前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）をオフ制御し、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）をオフ制御してから所定時間経過時に前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）とを同時にオン制御し、前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）をオフ制御した後に前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオフ制御する、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御回路（１１）は、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）をオフ制御してから所定時間経過時に前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）とを同時にオン制御し、所定のオン期間が経過後に前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）とを同時にオフ制御し、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と前記第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）とをオフ制御してから所定時間経過時に前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）とを同時にオン制御し、所定のオン期間が経過後に前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）とを同時にオフ制御する、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、ソフトスイッチングを行なう電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ソフトスイッチングを行なうソフトスイッチングインバータが開発されている。ソフトスイッチングは、スイッチ素子を通して流れる電流をゼロにしてそのスイッチ素子をオン・オフするゼロカレントスイッチング、およびスイッチ素子に印加される電圧をゼロにしてそのスイッチ素子をオン・オフするゼロボルトスイッチングを含む。ソフトスイッチングインバータでは、このようなソフトスイッチングにより、スイッチングノイズおよびスイッチング損失を低減することができる。【０００３】
ソフトスイッチングインバータの一例が、Frederik  W.  Combrink  et  al,  IEEE  TRANSACTIONS  ON  POWER  ELECTRONICS,  VOL.21,  NO.1,  JANUARY  2006  （非特許文献１）および特表平５−５０２３６５号公報（特許文献１）に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特表平５−５０２３６５号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Frederik  W.  Combrink  et  al,  IEEE  TRANSACTIONS  ON  POWER  ELECTRONICS,  VOL.21,  NO.1,  JANUARY  2006
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、非特許文献１に記載のソフトスイッチングインバータでは、主ダイオードＤｎおよびＤｐにおいてスイッチング損失が生じてしまう。たとえば主ダイオードＤｎについて説明すると、非特許文献１のＦｉｇ．２に示すシーケンスでは、時刻０から時刻ｔ１の期間においてスナバコンデンサＣｒｎが電源電圧レベルに充電される。そして、時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間において、主スイッチＧｎがオフ制御され、主スイッチＧｐがオン制御される。そうすると、主ダイオードＤｎから主スイッチＧｐへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｐから主スイッチＧｐを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｎを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｎがオフし、この転流が完了する。【０００７】
ここで、スナバコンデンサＣｒｎが電源電圧レベルに充電されていることから、主ダイオードＤｎがオフとなった瞬間、主ダイオードＤｎには電源電圧が印加される。一般に、ダイオードがオフする際に発生するスイッチング損失は、オフ直後にダイオードに印加される電圧にほぼ比例する。このため、非特許文献１に記載のソフトスイッチングインバータでは、主ダイオードＤｎにおいて大きなスイッチング損失が発生してしまう。また、特許文献１には、このような問題点を解決するための構成は開示されていない。【０００８】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、主スイッチと並列に接続された主ダイオードにおけるスイッチング損失を低減することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明のある局面に係わる電力変換装置は、第１電極および第２電極を有する第１の直流電源と、上記第１の直流電源の第２電極に接続される第１電極、および第２電極を有する第２の直流電源とから供給された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、上記第１の直流電源の第１電極に結合される第１端と、上記負荷に結合される第２端とを有する第１の主スイッチと、上記第１の主スイッチと導通方向が逆になるように、上記第１の主スイッチと並列接続される第１の主ダイオードと、上記第１の主スイッチおよび上記第１の主ダイオードと並列接続される第１のスナバコンデンサと、上記第１の主スイッチと導通方向が同じになるように、上記第１のスナバコンデンサと直列接続され、かつ上記第１のスナバコンデンサと上記第１の主スイッチの第２端との間に接続される第１のスナバダイオードと、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源の接続ノードと上記第１のスナバコンデンサおよび上記第１のスナバダイオードの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第１の補助スイッチおよび第１の補助リアクトルと、上記第１の主スイッチの第２端に結合される第１端と、上記第２の直流電源の第２電極に結合される第２端とを有し、上記第１の主スイッチと導通方向が同じになるように設けられる第２の主スイッチと、上記第２の主スイッチと導通方向が逆になるように、上記第２の主スイッチと並列接続される第２の主ダイオードと、上記第２の主スイッチおよび上記第２の主ダイオードと並列接続される第２のスナバコンデンサと、上記第２の主スイッチと導通方向が同じになるように、上記第２のスナバコンデンサと直列接続され、かつ上記第２のスナバコンデンサと上記第２の主スイッチの第１端との間に接続される第２のスナバダイオードと、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源と上記第１の補助スイッチまたは上記第１の補助リアクトルとの接続ノードと上記第２のスナバコンデンサおよび上記第２のスナバダイオードの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第２の補助スイッチおよび第２の補助リアクトルと、上記第１のスナバコンデンサに印加される電圧が所定値以上になった場合または上記第２のスナバコンデンサに印加される電圧が所定値以上になった場合、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源から上記第１のスナバコンデンサまたは上記第２のスナバコンデンサへ流れようとする充電電流を他の電流経路へ流すための保護回路と、上記第１の主スイッチ、上記第２の主スイッチ、上記第１の補助スイッチおよび上記第２の補助スイッチをオン制御およびオフ制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記電力変換装置から上記負荷へ電流が流れる正期間において、上記第２の主ダイオードがオンしている間に上記第２の補助スイッチをオン制御することにより上記第２のスナバコンデンサを放電し、上記負荷から上記電力変換装置へ電流が流れる負期間において、上記第１の主ダイオードがオンしている間に上記第１の補助スイッチをオン制御することにより上記第１のスナバコンデンサを放電する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、主スイッチと並列に接続された主ダイオードにおけるスイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの変形例の構成を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【図１１】本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図１４】本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【図１６】本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順の他の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１３】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【００１４】
図１を参照して、ソフトスイッチングインバータ（電力変換装置）１０１は、電源端子ＴＰ，ＴＣ，ＴＮと、交流出力端子ＴＯＵＴと、主スイッチＧｐ，Ｇｎと、主ダイオードＤｐ，Ｄｎと、スナバコンデンサＣｒｐ，Ｃｒｎと、スナバダイオードＤｒｐ，Ｄｒｎと、補助スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎと、補助リアクトルＬｒｐ，Ｌｒｎと、制御回路１１と、保護回路５１とを備える。保護回路５１は、変圧器Ｔｒと、クランプダイオードＤｆとを含む。変圧器Ｔｒは、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２と、２次巻線Ｌｆとを含む。なお、ソフトスイッチングインバータ１０１は、直流電源Ｖｐ，Ｖｎを備える構成であってもよい。
【００１５】
主スイッチＧｐ，Ｇｎは、たとえばＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）である。補助スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎは、たとえば逆阻止サイリスタである。
【００１６】
直流電源ＶｐおよびＶｎは直列接続されている。すなわち、直流電源Ｖｐは、電源端子ＴＰに接続された正電極と、電源端子ＴＣに接続された負電極とを有する。直流電源Ｖｎは、直流電源Ｖｐの負電極および電源端子ＴＣに接続された正電極と、電源端子ＴＮに接続された負電極とを有する。
【００１７】
主スイッチＧｐは、直流電源Ｖｐの正電極に結合されたコレクタと、交流出力端子ＴＯＵＴを介して負荷に結合されたエミッタとを有する。すなわち、主スイッチＧｐは、電源端子ＴＰに接続されたコレクタと、トランスＴｒの１次巻線Ｌｓ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。主ダイオードＤｐは、主スイッチＧｐと導通方向が逆になるように、主スイッチＧｐと並列接続されている。すなわち、主ダイオードＤｐは、主スイッチＧｐのコレクタに接続されたカソードと、主スイッチＧｐのエミッタに接続されたアノードとを有する。スナバコンデンサＣｒｐは、主スイッチＧｐおよび主ダイオードＤｐと並列接続されている。スナバダイオードＤｒｐは、主スイッチＧｐと導通方向が同じになるように、主スイッチＧｐおよび主ダイオードＤｐと並列接続され、かつスナバコンデンサＣｒｐと直列接続されている。すなわち、スナバダイオードＤｒｐは、スナバコンデンサＣｒｐの第２端および補助リアクトルＬｒｐの第２端に接続されたアノードと、主スイッチＧｐのエミッタおよび主ダイオードＤｐのアノードに接続されたカソードとを有する。補助スイッチＳｒｐおよび補助リアクトルＬｒｐは、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎの接続ノードすなわち電源端子ＴＣとスナバコンデンサＣｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続されている。すなわち、補助スイッチＳｒｐは、電源端子ＴＣに接続されたアノードと、補助リアクトルＬｒｐの第１端に接続されたカソードとを有する。補助リアクトルＬｒｐは、補助スイッチＳｒｐのカソードに接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐの接続ノードに接続された第２端とを有する。
【００１８】
主スイッチＧｎは、主スイッチＧｐのエミッタに結合されたコレクタと、直流電源Ｖｎの負電極に結合されたエミッタとを有し、主スイッチＧｐと導通方向が同じになるように設けられている。すなわち、主スイッチＧｎは、トランスＴｒの１次巻線Ｌｓ２の第２端に接続されたコレクタと、電源端子ＴＮに接続されたエミッタとを有する。主ダイオードＤｎは、主スイッチＧｎと導通方向が逆になるように、主スイッチＧｎと並列接続されている。すなわち、主ダイオードＤｎは、主スイッチＧｎのコレクタに接続されたカソードと、主スイッチＧｎのエミッタに接続されたアノードとを有する。スナバコンデンサＣｒｎは、主スイッチＧｎおよび主ダイオードＤｎと並列接続されている。スナバダイオードＤｒｎは、主スイッチＧｎと導通方向が同じになるように、主スイッチＧｎおよび主ダイオードＤｎと並列接続され、かつスナバコンデンサＣｒｎと直列接続されている。すなわち、スナバダイオードＤｒｎは、スナバコンデンサＣｒｎの第１端および補助リアクトルＬｒｎの第２端に接続されたカソードと、主スイッチＧｎのコレクタおよび主ダイオードＤｎのカソードに接続されたアノードとを有する。補助スイッチＳｒｎおよび補助リアクトルＬｒｎは、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎと補助スイッチＳｒｐとの接続ノードすなわち電源端子ＴＣとスナバコンデンサＣｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続されている。すなわち、補助スイッチＳｒｎは、電源端子ＴＣに接続されたカソードと、補助リアクトルＬｒｎの第１端に接続されたアノードとを有する。補助リアクトルＬｒｎは、補助スイッチＳｒｎのアノードに接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎの接続ノードに接続された第２端とを有する。
【００１９】
保護回路５１は、主スイッチＧｐのエミッタと主スイッチＧｎのコレクタとの間に接続されている。保護回路５１において、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２は、主スイッチＧｐのエミッタと主スイッチＧｎのコレクタとの間に接続されている。すなわち、１次巻線Ｌｓ１は、主スイッチＧｐのエミッタおよびスナバダイオードＤｒｐのカソードに接続された第１端と、交流出力端子ＴＯＵＴおよび１次巻線Ｌｓ２の第１端に接続された第２端とを有する。１次巻線Ｌｓ２は、交流出力端子ＴＯＵＴおよび１次巻線Ｌｓ１の第２端に接続された第１端と、主スイッチＧｎのコレクタおよびスナバダイオードＤｒｎのアノードに接続された第２端とを有する。１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２は、巻き方向が同じである。
【００２０】
２次巻線Ｌｆは、直流電源Ｖｐの正電極と直流電源Ｖｎの負電極との間に接続され、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２と磁気結合されている。すなわち、２次巻線Ｌｆは、クランプダイオードＤｆのアノードに接続された第１端と、電源端子ＴＮに接続された第２端とを有する。２次巻線Ｌｆは、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２と巻き方向が逆である。また、変圧器Ｔｒの１次巻線と２次巻線との巻数比は１：ｎであり、たとえばｎ＞２である。
【００２１】
クランプダイオードＤｆは、直流電源Ｖｐの正電極と直流電源Ｖｎの負電極との間に接続され、２次巻線Ｌｆと直列接続されている。すなわち、クランプダイオードＤｆは、電源端子ＴＰに接続されたカソードと、２次巻線Ｌｆの第１端に接続されたアノードとを有する。
【００２２】
ソフトスイッチングインバータ１０１は、直流電源Ｖｐ，Ｖｎから供給される直流電力を主アームである主スイッチＧｐ，Ｇｎによってスイッチングすることにより、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎから供給される直流電力を交流電力に変換し、交流出力端子ＴＯＵＴを介して負荷に供給する。
【００２３】
スナバコンデンサＣｒｐは、主スイッチＧｐがオフした時に主スイッチＧｐに電圧が印加されないようにするために設けられる。スナバコンデンサＣｒｎは、主スイッチＧｎがオフした時に主スイッチＧｎに電圧が印加されないようにするために設けられる。
【００２４】
非特許文献１のＦｉｇ．２に示すソフトスイッチングインバータのアノードリアクトルＬｂｐは、主スイッチＧｐがオンした時に主スイッチＧｐを通して電流が流れないようにするために設けられる。また、アノードリアクトルＬｂｎは、主スイッチＧｎがオンした時に主スイッチＧｎを通して電流が流れないようにするために設けられる。これに対して、ソフトスイッチングインバータ１０１では、アノードリアクトルＬｂｐおよびＬｂｎが設けられていないが、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２がアノードリアクトルＬｂｐおよびＬｂｎの役割を兼ねている。
【００２５】
制御回路１１は、主スイッチＧｐ，Ｇｎおよび補助スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎをそれぞれスイッチング制御する。
【００２６】
保護回路５１は、直流電源Ｖｐの正電極と直流電源Ｖｎの負電極との間の電流経路ＰＴを有する。保護回路５１は、変圧器Ｔｒを用いることにより、主スイッチＧｐおよびＧｎに印加される最大電圧を直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧の２倍よりも小さい最大値ＶＭに抑制する。
【００２７】
次に、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の動作について図面を用いて説明する。まず、ソフトスイッチングインバータ１０１から負荷へ電流が流れる正期間の動作について説明し、次に、負荷からソフトスイッチングインバータ１０１へ電流が流れる負期間の動作について説明する。
【００２８】
［正期間の動作］
図２および図３は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。図４は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。ここでは、直流電源Ｖｐの出力電圧をＶｐとし、直流電源Ｖｎの出力電圧をＶｎとする。
【００２９】
図２および図３において、スナバコンデンサＣｒｐおよびＣｒｎの横に付された「＋，−」は、スナバコンデンサに電荷が蓄積されている状態および電荷の極性を示し、「０」は、スナバコンデンサの電荷がゼロである状態を示す。
【００３０】
図４の横軸は時間を示しており、この横軸に沿って並ぶ「正期間」の各数字は、図２および図３に示す各ステップを示している。
【００３１】
図２〜図４を参照して、まず、主スイッチＧｐをオン制御し、主スイッチＧｎをオフ制御し、補助スイッチＳｒｐおよびＳｒｎをオフ制御しており、主スイッチＧｐを通して直流電源Ｖｐから負荷へ電流が流れている状態（ステップ１）から説明する。
【００３２】
この状態において、主スイッチＧｐをオフ制御する。そうすると、直流電源Ｖｐからの電流がスナバコンデンサＣｒｐへ転流する。これにより、スナバコンデンサＣｒｐが充電され、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧が直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）に等しくなると主ダイオードＤｎが導通する。主ダイオードＤｎが導通すると、直流電源Ｖｎからの電流が主ダイオードＤｎを通して負荷へ流れる。（ステップ２）。
【００３３】
ここで、ステップ２の開始時において、主スイッチＧｐをオフ制御するとスナバコンデンサＣｒｐへ電流が流れる。主スイッチＧｐがオフした時、スナバコンデンサＣｒｐの電荷はゼロであるため、主スイッチＧｐに電圧が印加されない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。
【００３４】
次に、スナバコンデンサＣｒｐと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバコンデンサＣｒｐからスナバダイオードＤｒｐへ流れる電流が減少してゆく。
【００３５】
また、スナバコンデンサＣｒｐと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｐが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）とスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。
【００３６】
ＶＬ＝｛（Ｖｐ＋Ｖｎ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｐがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。
【００３７】
ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｐ＋Ｖｎ）
そして、図２のステップ３に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｐへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｐは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、クランプダイオードＤｆを通して流れる電流が減少してやがてゼロになるとクランプダイオードＤｆがオフし、電流経路ＰＴを通した転流が終了する（ステップ３）。
【００３８】
次に、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｎをオン制御する。しかしながら、主ダイオードＤｎから負荷への電流は主スイッチＧｎの導通方向と電流極性が逆であるため主スイッチＧｎは導通せず、主ダイオードＤｎを通して負荷へ電流が流れ続ける（ステップ４）。すなわち、主スイッチＧｎをオン制御した時は主スイッチＧｎを通して電流が流れない。これにより、ゼロカレントスイッチングが実現される。
【００３９】
次に、主スイッチＧｎをオン制御してから所定時間Ｔｄ経過時に補助スイッチＳｒｎをオン制御する。これにより、スナバコンデンサＣｒｎの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｎが導通する（ステップ５）。
【００４０】
次に、スナバダイオードＤｒｎが導通すると補助リアクトルＬｒｎに直流電源Ｖｎからの電圧が印加される。このため、補助スイッチＳｒｎを通して流れる電流は減衰してゆき、ゼロになると補助スイッチＳｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎがともにオフとなる（ステップ６）。
【００４１】
次に、補助スイッチＳｒｎをオン制御してから所定時間Ｔｃ経過時に主スイッチＧｎをオフ制御する。すなわち、主ダイオードＤｎが引き続き導通しており、直流電源Ｖｎからの電流が主ダイオードＤｎを通して負荷へ流れている状態において、主スイッチＧｎをオフ制御する（ステップ７）。このとき、主スイッチＧｎはオン制御されているが導通していないため、状態の変化はない。
【００４２】
次に、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｐをオン制御する。そうすると、主ダイオードＤｎから主スイッチＧｐへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｐから主スイッチＧｐを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｎを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｎがオフし、この転流が完了する。
【００４３】
ここで、主ダイオードＤｎがオフとなった瞬間、スナバダイオードＤｒｎが導通する。このとき、スナバコンデンサＣｒｎの電荷はゼロであるため、直流電源Ｖｐから主スイッチＧｐを通して流れる電流はスナバコンデンサＣｒｎへ流れる。すなわち、主ダイオードＤｎには電圧が印加されないことから、主ダイオードＤｎにはスイッチング損失が発生しない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される（ステップ８）。
【００４４】
次に、スナバコンデンサＣｒｎと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバコンデンサＣｒｎからスナバダイオードＤｒｎへ流れる電流が減少してゆく。
【００４５】
また、スナバコンデンサＣｒｎと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｎが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）とスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。
【００４６】
ＶＬ＝｛（Ｖｐ＋Ｖｎ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｎがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。
【００４７】
ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｐ＋Ｖｎ）
そして、図３のステップ９に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｎへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｎは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、クランプダイオードＤｆを通して流れる電流が減少してやがてゼロになるとクランプダイオードＤｆがオフし、電流経路ＰＴを通した転流が終了する（ステップ９）。
【００４８】
次に、直流電源Ｖｐからの電流が主スイッチＧｐを通して負荷へ電流が流れている（ステップ１０）。
【００４９】
次に、主スイッチＧｐをオン制御してから所定時間Ｔｄ経過時に補助スイッチＳｒｐをオン制御する。これにより、スナバコンデンサＣｒｐの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｐが導通する（ステップ１１）。
【００５０】
次に、スナバダイオードＤｒｐが導通すると補助リアクトルＬｒｐに直流電源Ｖｐからの電圧が印加される。このため、補助スイッチＳｒｐを通して流れる電流は減衰してゆき、ゼロになると補助スイッチＳｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐがともにオフし、ステップ１の状態に戻る（ステップ１２）。
【００５１】
本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、共振によってスナバコンデンサＣｒｐまたはＣｒｎが電源電圧Ｖｓよりも高い電圧まで過充電されようとする際、スナバコンデンサにおける電圧Ｖｃが電圧値ＶＭに達すると、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２を通して電流を流そうとするエネルギーが変圧器Ｔｒの２次巻線Ｌｆへ移り、スナバコンデンサを通して充電電流が流れなくなる。このため、スナバコンデンサの充電が止まり、スナバコンデンサの最大電圧はＶＭにクランプされる。ここで、変圧器Ｔｒの巻数比ｎをｎ＞２とすることにより、ＶＭはＶｓの２倍以下となる。また、ｎを大きくすればＶＭ≒（Ｖｐ＋Ｖｎ）となるため、スナバコンデンサにおける電圧Ｖｃを電源電圧Ｖｓに限りなく近い値に抑制することができる。
【００５２】
［負期間の動作］
図５および図６は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。ここでは、直流電源Ｖｐの出力電圧をＶｐとし、直流電源Ｖｎの出力電圧をＶｎとする。
【００５３】
図５および図６において、スナバコンデンサＣｒｐおよびＣｒｎの横に付された「＋，−」は、スナバコンデンサに電荷が蓄積されている状態および電荷の極性を示し、「０」は、スナバコンデンサの電荷がゼロである状態を示す。
【００５４】
図４の横軸は時間を示しており、この横軸に沿って並ぶ「負期間」の各数字は、図５および図６に示す各ステップを示している。
【００５５】
図４〜図６を参照して、まず、主スイッチＧｎをオン制御し、主スイッチＧｐをオフ制御し、補助スイッチＳｒｎおよびＳｒｐをオフ制御しており、主スイッチＧｎを通して直流電源Ｖｎから負荷へ電流が流れている状態（ステップ２１）から説明する。
【００５６】
この状態において、主スイッチＧｎをオフ制御する。そうすると、負荷からの電流がスナバコンデンサＣｒｎへ転流する。これにより、スナバコンデンサＣｒｎが充電され、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧が直流電源ＶｎおよびＶｐの出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）に等しくなると主ダイオードＤｐが導通する。主ダイオードＤｐが導通すると、負荷からの電流が主ダイオードＤｐを通して直流電源Ｖｐへ流れる（ステップ２２）。
【００５７】
ここで、ステップ２２の開始時において、主スイッチＧｎをオフ制御するとスナバコンデンサＣｒｎへ電流が流れる。そして、主スイッチＧｎがオフした時、スナバコンデンサＣｒｎの電荷はゼロであるため、主スイッチＧｎに電圧が印加されない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。
【００５８】
次に、スナバコンデンサＣｒｎと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバダイオードＤｒｎからスナバコンデンサＣｒｎへ流れる電流が減少してゆく。
【００５９】
また、スナバコンデンサＣｒｎと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｎが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｎおよびＶｐの出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）とスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。
【００６０】
ＶＬ＝｛（Ｖｎ＋Ｖｐ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｎがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。
【００６１】
ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｎ＋Ｖｐ）
そして、図５のステップ２３に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｎへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｎは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、クランプダイオードＤｆを通して流れる電流が減少してやがてゼロになるとクランプダイオードＤｆがオフし、電流経路ＰＴを通した転流が終了する（ステップ２３）。
【００６２】
次に、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｐをオン制御する。しかしながら、負荷から主ダイオードＤｐへの電流は主スイッチＧｐの導通方向と電流極性が逆であるため主スイッチＧｐは導通せず、主ダイオードＤｐを通して直流電源Ｖｐへ電流が流れ続ける（ステップ２４）。すなわち、主スイッチＧｐをオン制御した時は主スイッチＧｐを通して電流が流れない。これにより、ゼロカレントスイッチングが実現される。
【００６３】
次に、主スイッチＧｐをオン制御してから所定時間Ｔｄ経過時に補助スイッチＳｒｐをオン制御する。これにより、スナバコンデンサＣｒｐの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｐが導通する（ステップ２５）。
【００６４】
次に、スナバダイオードＤｒｐが導通すると補助リアクトルＬｒｐに直流電源Ｖｐからの電圧が印加される。このため、補助スイッチＳｒｐを通して流れる電流は減衰してゆき、ゼロになると補助スイッチＳｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐがともにオフとなる（ステップ２６）。
【００６５】
次に、補助スイッチＳｒｐをオン制御してから所定時間Ｔｃ経過時に主スイッチＧｐをオフ制御する。すなわち、主ダイオードＤｐが引き続き導通しており、負荷からの電流が主ダイオードＤｐを通して直流電源Ｖｐへ流れている状態において、主スイッチＧｐをオフ制御する（ステップ２７）。このとき、主スイッチＧｐはオン制御されているが導通していないため、状態の変化はない。
【００６６】
次に、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｎをオン制御する。そうすると、主ダイオードＤｐから主スイッチＧｎへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｎから主スイッチＧｎを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｐを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｐがオフし、この転流が完了する。
【００６７】
ここで、主ダイオードＤｐがオフとなった瞬間、スナバダイオードＤｒｐが導通する。このとき、スナバコンデンサＣｒｐの電荷はゼロであるため、直流電源Ｖｐからの電流はスナバコンデンサＣｒｐへ流れる。すなわち、主ダイオードＤｐには電圧が印加されないことから、主ダイオードＤｐにはスイッチング損失が発生しない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される（ステップ２８）。
【００６８】
次に、スナバコンデンサＣｒｐと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバコンデンサＣｒｐからスナバダイオードＤｒｐへ流れる電流が減少してゆく。
【００６９】
また、スナバコンデンサＣｒｐと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｐが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｎおよびＶｐの出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）とスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。
【００７０】
ＶＬ＝｛（Ｖｎ＋Ｖｐ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｐがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。
【００７１】
ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｎ＋Ｖｐ）
そして、図６のステップ２９に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｐへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｐは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、クランプダイオードＤｆを通して流れる電流が減少してやがてゼロになるとクランプダイオードＤｆがオフし、電流経路ＰＴを通した転流が終了する（ステップ２９）。
【００７２】
次に、負荷からの電流が主スイッチＧｎを通して直流電源Ｖｎへ流れる（ステップ３０）。
【００７３】
次に、主スイッチＧｎをオン制御してから所定時間Ｔｄ経過時に補助スイッチＳｒｎをオン制御する。これにより、スナバコンデンサＣｒｎの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｎが導通する（ステップ３１）。
【００７４】
次に、スナバダイオードＤｒｎが導通すると補助リアクトルＬｒｎに直流電源Ｖｎからの電圧が印加される。このため、補助スイッチＳｒｎを通して流れる電流は減衰してゆき、ゼロになると補助スイッチＳｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎがともにオフし、ステップ２１の状態に戻る（ステップ３２）。
【００７５】
本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、共振によってスナバコンデンサＣｒｎまたはＣｒｐが電源電圧Ｖｓよりも高い電圧まで過充電されようとする際、スナバコンデンサにおける電圧Ｖｃが電圧値ＶＭに達すると、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２を通して電流を流そうとするエネルギーが変圧器Ｔｒの２次巻線Ｌｆへ移り、スナバコンデンサを通して充電電流が流れなくなる。このため、スナバコンデンサの充電が止まり、スナバコンデンサの最大電圧はＶＭにクランプされる。ここで、変圧器Ｔｒの巻数比ｎをｎ＞２とすることにより、ＶＭはＶｓの２倍以下となる。また、ｎを大きくすればＶＭ≒（Ｖｎ＋Ｖｐ）となるため、スナバコンデンサにおける電圧Ｖｃを電源電圧Ｖｓに限りなく近い値に抑制することができる。
【００７６】
ソフトスイッチングインバータ１０１は、正期間の動作として、図２および図３に示すステップ１〜１２の動作を繰り返し行ない、そして、負期間の動作として、図５および図６に示すステップ２１〜３２の動作を繰り返し行なう。ソフトスイッチングインバータ１０１は、このような正期間の動作および負期間の動作を交互に行なうことにより、負荷に交流電力を供給する。
【００７７】
ところで、非特許文献１に記載のソフトスイッチングインバータでは、主スイッチと並列に接続された主ダイオードにおいてスイッチング損失が生じてしまうという問題点があった。
【００７８】
しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、制御回路１１は、正期間において、主ダイオードＤｎがオンしている間に補助スイッチＳｒｎをオン制御することによりスナバコンデンサＣｒｎを放電し、また、負期間において、主ダイオードＤｐがオンしている間に補助スイッチＳｒｐをオン制御することによりスナバコンデンサＣｒｐを放電する。
【００７９】
このような構成により、主スイッチと並列に接続された主ダイオードがオフする際に印加される電圧をゼロにすることができるため、当該主ダイオードにおけるスイッチング損失を低減することができる。
【００８０】
また、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、制御回路１１は、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間経過時に主スイッチＧｎをオン制御し、主スイッチＧｎをオン制御してから所定時間経過時に補助スイッチＳｒｎをオン制御し、補助スイッチＳｒｎをオン制御してから所定時間経過時に主スイッチＧｎをオフ制御し、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間経過時に主スイッチＧｐをオン制御し、主スイッチＧｐをオン制御してから所定時間経過時に補助スイッチＳｒｐをオン制御し、補助スイッチＳｒｐをオン制御してから所定時間経過時に主スイッチＧｐをオフ制御する。
【００８１】
このようなスイッチ制御を行なうことにより、正期間および負期間の両方において同じスイッチ制御を行なうことができる。すなわち、負荷電流の極性に関わらずスイッチ制御手順を同一にすることができるため、負荷電流の極性を判別してスイッチ制御手順を変更する必要がなくなり、制御の簡易化を図ることができる。
【００８２】
また、非特許文献１に記載のソフトスイッチングインバータは、負荷電流がある程度大きい場合を前提としている。たとえば非特許文献１のＦｉｇ．２に示すシーケンスでは、負荷電流が非常に小さい場合には、時刻０から時刻ｔ１の期間におけるスナバコンデンサＣｒｐの充電が極めて遅くなるため、時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間の動作に移行するまでの時間が長くなる。すなわち主ダイオードＤｎへの転流時間が非常に長くなってしまう。
【００８３】
このような現象を回避するために、時刻０すなわち主スイッチＧｐをオフする時刻から所定時間経過時に主スイッチＧｎをオンすることが考えられる。時刻０から時刻ｔ１の期間におけるスナバコンデンサＣｒｐの充電中に主スイッチＧｎがオンすると、スナバコンデンサＣｒｐとアノードリアクトルＬｂｐおよびＬｂｎとの共振によりスナバコンデンサＣｒｐが充電される。そして、スナバコンデンサＣｒｐの電圧が電源電圧に達すると主スイッチＧｎを通して流れる電流が減少し始める。そして、主スイッチＧｎを通して流れる電流がゼロになると主スイッチＧｎがオフして主ダイオードＤｎが導通することにより、時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間の動作に移行する。
【００８４】
ところが、上記のような共振を利用してスナバコンデンサＣｒｐを充電すると、スナバコンデンサＣｒｐは電源電圧よりも高い電圧まで過充電される。負荷電流が限りなくゼロに近い場合には、スナバコンデンサＣｒｐは、上記共振によって最大で電源電圧の倍まで充電される。スナバコンデンサＣｒｐの充電電圧は主スイッチＧｎおよび主ダイオードＤｎに印加されるので、これらの素子には電源電圧の２倍以上の耐電圧（Break  Down  Voltage）が要求される。このため、ソフトスイッチングインバータが大きくなり、また、コストもかかるという問題点があった。
【００８５】
しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、保護回路５１は、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流を、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、電流経路ＰＴを介して直流電源Ｖｐの正電極および直流電源Ｖｎの負電極間に流す。
【００８６】
より具体的には、保護回路５１は、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎの出力電圧とスナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧との差の電圧、あるいは直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎの出力電圧とスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧との差の電圧を受けて、受けた電圧を昇圧した電圧を生成し、生成した電圧に基づいて、電流経路ＰＴを介して直流電源Ｖｐの正電極および直流電源Ｖｎの負電極間に充電電流を流すか否かを切り替える。
【００８７】
すなわち、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、変圧器を挿入し、その巻数比を１：ｎ（ｎ＞２）とすることにより、スナバコンデンサの最大充電電圧を電源電圧の２倍以内に抑制する。すなわち、保護回路５１は、共振によってスナバコンデンサが電源電圧よりも高い電圧まで過充電されるようとする際、スナバコンデンサに印加される電圧が所定電圧に達すると、変圧器の１次巻線へ電流を流そうとするエネルギーを変圧器の２次巻線へ移す。これにより、スナバコンデンサを通して充電電流を流れなくして充電を止め、スナバコンデンサに印加される電圧をクランプする。そして、トランスＴｒの巻数比ｎをｎ＞２とすることにより、クランプ電圧が電源電圧の２倍以下となり、ｎを大きくすればスナバコンデンサに印加される電圧を電源電圧に限りなく近い値に抑制することができる。
【００８８】
したがって、主スイッチおよび主ダイオードに印加される電圧も制限されるので、これらの素子の耐圧を低くできることから、装置を小型化できるとともに、コストも低減することができる。逆に、これらの素子の耐圧を変更せず同じ耐圧の素子を用いることにより、従来よりも高い出力電圧を得ることができる。すなわち、スナバコンデンサの充電電圧を抑制することにより、主スイッチおよび主ダイオードの電圧利用率が向上するため、同じ耐圧を有する素子を用いてより高い出力電圧を得ることができる。
【００８９】
なお、保護回路は、図１に示す構成に限定されるものではなく、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流を他の電流経路へ逃がす構成であればよい。
【００９０】
図７は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの変形例の構成を示す図である。
【００９１】
図７を参照して、このソフトスイッチングインバータは、ソフトスイッチングインバータ１０１と比べて、保護回路５１の代わりに保護回路５２を備える。保護回路５２は、変圧器Ｔｒと、クランプダイオードＤｆと、直流電源Ｖｂとを含む。直流電源Ｖｂは、クランプダイオードＤｆのカソードに接続された正電極と、クランプダイオードＤｆのアノードに接続された負電極とを有する。
【００９２】
本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、クランプダイオードＤｆのカソードが直流電源Ｖｐの正電極に接続されている構成であるとしたが、これに限定するものではない。すなわち、図７に示すように、保護回路５２が直流電源ＶｐおよびＶｎとは別の直流電源Ｖｂを含む構成であってもよい。
【００９３】
保護回路５２は、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流をクランプダイオードＤｆ経由で直流電源Ｖｂへ流す。
【００９４】
このような構成であれば、トランスＴｒによって直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧とスナバコンデンサの電圧Ｖｃとの差の電圧を昇圧しなくても、スナバコンデンサに印加される電圧が直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧のたとえば２倍になる前にクランプダイオードＤｆをオンすることができるため、スナバコンデンサに印加される電圧を直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧の２倍以下に制限することが可能である。
【００９５】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００９６】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べてトランスの代替回路を備えたソフトスイッチングインバータに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。
【００９７】
図８は、本発明の第２の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【００９８】
図８を参照して、ソフトスイッチングインバータ１０２は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べて、保護回路５１の代わりに保護回路５３を備える。保護回路５３は、アノードリアクトルＬｂと、クランプダイオードＤｆと、直流電源Ｖｂとを含む。アノードリアクトルＬｂは、主スイッチＧｐのエミッタに接続された第１端と、主スイッチＧｎのコレクタに接続された第２端とを有する。直流電源ＶｂおよびクランプダイオードＤｆは、アノードリアクトルＬｂの両端間において互いに直列接続されている。すなわち、直流電源Ｖｂは、クランプダイオードＤｆのカソードに接続された正電極と、アノードリアクトルＬｂの第１端に接続された負電極とを有する。クランプダイオードＤｆは、アノードリアクトルＬｂの第２端に接続されたアノードを有する。
【００９９】
保護回路５３は、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流をクランプダイオードＤｆ経由で直流電源Ｖｂへ逃がす。
【０１００】
このように、保護回路においてトランスを用いないことも可能である。一方、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのように、保護回路にトランスを用いる構成では、直流電源を別途設ける必要がなくなるため、構成の簡易化を図ることができる。
【０１０１】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１０２】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べてアノードリアクトルを追加したソフトスイッチングインバータに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。
【０１０３】
図９は、本発明の第３の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【０１０４】
図９を参照して、ソフトスイッチングインバータ１０３は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べて、さらに、アノードリアクトルＬｂｐ，Ｌｂｎを備える。
【０１０５】
アノードリアクトルＬｂｐは、スナバダイオードＤｒｐのカソード、主スイッチＧｐのエミッタおよび主ダイオードＤｐのアノードに接続された第１端と、１次巻線Ｌｓ１の第１端に接続された第２端とを有する。アノードリアクトルＬｂｎは、１次巻線Ｌｓ２の第２端に接続された第１端と、スナバダイオードＤｒｎのアノード、主スイッチＧｎのコレクタおよび主ダイオードＤｎのカソードに接続された第２端とを有する。
【０１０６】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１０７】
＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べてアノードリアクトルを追加したソフトスイッチングインバータに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。
【０１０８】
図１０は、本発明の第４の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。
【０１０９】
図１０を参照して、ソフトスイッチングインバータ１０４は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べて、さらに、アノードリアクトルＬｂｐ，Ｌｂｎを備える。
【０１１０】
アノードリアクトルＬｂｐは、電源端子ＴＰおよびクランプダイオードＤｆのカソードに接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｐの第１端、主スイッチＧｐのコレクタおよび主ダイオードＤｐのカソードに接続された第２端とを有する。アノードリアクトルＬｂｎは、電源端子ＴＮおよび２次巻線Ｌｆの第２端に接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｎの第２端、主スイッチＧｎのエミッタおよび主ダイオードＤｎのアノードに接続された第２端とを有する。
【０１１１】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１１２】
＜第５の実施の形態＞
本実施の形態は、補助スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎのオン制御のタイミングの点において第１の実施の形態と異なる。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。したがって本実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成は、図１に示した構成と同様である。
【０１１３】
図１１は、本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。
【０１１４】
図１１および図４を参照して、第５の実施の形態では、制御回路１１は、主スイッチＧｐと補助スイッチＳｒｐとを同時にオン制御する。同様に、制御回路１１は、主スイッチＧｎと補助スイッチＳｒｎとを同時にオン制御する。この点において、第５の実施の形態に係るスイッチング制御は第１の実施の形態に係るスイッチング制御と異なる。
【０１１５】
補助スイッチＳｒｐのオン時間および補助スイッチＳｒｎのオン時間はＴｅである。補助スイッチＳｒｐがオン制御されてから主スイッチＧｐがオフ制御されるまでの時間Ｔｃは、主スイッチＧｐのオン時間に等しい。同様に、補助スイッチＳｒｎがオン制御されてから主スイッチＧｎがオフ制御されるまでの時間Ｔｃは、主スイッチＧｎのオン時間に等しい。
【０１１６】
さらに、第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの動作は、以下の点において第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの動作と異なる。正期間の動作に関し、ステップ４，１１，１２の動作が省略されるとともに、ステップ５、８、９の動作がステップ５Ａ、８Ａ、９Ａの動作にそれぞれ置き換えられる。同様に負期間の動作に関し、ステップ２４，３１，３２の動作が省略されるとともに、ステップ２５、２８、２９の動作がステップ２５Ａ、２８Ａ、２９Ａの動作にそれぞれ置き換えられる。
【０１１７】
以下、第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの動作に関し、特にステップ５Ａ、８Ａ、９Ａ、２５Ａ、２８Ａ、２９Ａの動作について詳細に説明する。図１１に示した他のステップにおけるソフトスイッチングインバータの動作は、図２、３、５、６に示された対応するステップの動作と同じであるので、詳細な説明は以後繰り返さない。
【０１１８】
［正期間の動作］
図１２および図１３は、本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【０１１９】
図１１、図１２および図１３を参照して、まずステップ１，２の動作が実行される。これにより、主スイッチＧｐから主ダイオードＤｎへの転流、すなわち電流経路ＰＴを通した転流が完了する（ステップ３）。
【０１２０】
次に、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に、主スイッチＧｎと補助スイッチＳｒｎとを同時にオン制御する。このとき主スイッチＧｎは導通せず、主ダイオードＤｎを通して負荷へ電流が流れ続けるのでゼロカレントスイッチングが実現される。また、スナバコンデンサＣｒｎの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｎが導通する（ステップ５Ａ）。
【０１２１】
ステップ５Ａの動作に続けてステップ６，７の動作が実行される。ステップ７の動作の後に、ステップ８Ａの動作が実行される。具体的には、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｐおよび補助スイッチＳｒｐを同時にオン制御する。これにより主ダイオードＤｎから主スイッチＧｐへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｐから主スイッチＧｐを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｎを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｎがオフし、この転流が完了する（ステップ８Ａ）。
【０１２２】
主ダイオードＤｎがオフとなった瞬間、スナバダイオードＤｒｎが導通する。このとき、スナバコンデンサＣｒｎの電荷はゼロであるため、直流電源Ｖｐから主スイッチＧｐを通して流れる電流はスナバコンデンサＣｒｎへ流れる。すなわち、主ダイオードＤｎには電圧が印加されないことから、主ダイオードＤｎにはスイッチング損失が発生しない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。さらにステップ８Ａの開始時点で補助スイッチＳｒｐがオン制御されることで、補助スイッチＳｒｐが導通を開始して同時にスナバコンデンサＣｒｐの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｐが導通する。スナバダイオードＤｒｐが導通すると補助リアクトルＬｒｐに直流電源Ｖｐからの電圧が印加される（ステップ８Ａ）。
【０１２３】
スナバコンデンサＣｒｎと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバコンデンサＣｒｎからスナバダイオードＤｒｎへ流れる電流が減少してゆく。
【０１２４】
また、スナバコンデンサＣｒｎと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｎが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）とスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。
【０１２５】
ＶＬ＝｛（Ｖｐ＋Ｖｎ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｎがオフする（ステップ９Ａ）。
【０１２６】
このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。
ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｐ＋Ｖｎ）
そして、図１３のステップ９Ａに示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｎへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｎは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、クランプダイオードＤｆを通して流れる電流が減少してやがてゼロになるとクランプダイオードＤｆがオフし、電流経路ＰＴを通した転流が終了する（ステップ９Ａ）。
【０１２７】
直流電源Ｖｐからの電流が主スイッチＧｐを通して負荷へ電流が流れる（ステップ１０）。さらに、補助スイッチＳｒｐを通して流れる電流は減衰してゼロになる。その電流が０になると補助スイッチＳｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐがともにオフする。したがって、ソフトスイッチングインバータの動作はステップ１に戻る。
【０１２８】
［負期間の動作］
図１４および図１５は、本発明の第５の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。
【０１２９】
図１１、図１４および図１５を参照して、まず、ステップ２１，２２，２３の動作が順次実行される。ステップ２２の開始時において、主スイッチＧｎをオフ制御するとスナバコンデンサＣｒｎへ電流が流れる。主スイッチＧｎがオフした時、スナバコンデンサＣｒｎの電荷はゼロであるため、主スイッチＧｎに電圧が印加されない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。
【０１３０】
次に、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｐと補助スイッチＳｒｐとを同時にオン制御する。このとき主スイッチＧｐは導通せず、主ダイオードＤｐを通して直流電源Ｖｐへ電流が流れ続けるのでゼロカレントスイッチングが実現される。また、スナバコンデンサＣｒｐの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｐが導通する（ステップ２５Ａ）。
【０１３１】
ステップ２５Ａの動作に続けてステップ２６，２７の動作が実行される。ステップ２７の動作の後に、ステップ２８Ａの動作が実行される。具体的には、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｎおよび補助スイッチＳｒｎを同時にオン制御する。これにより主ダイオードＤｐから主スイッチＧｎへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｎから主スイッチＧｎを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｐを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｐがオフし、この転流が完了する（ステップ２８Ａ）。
【０１３２】
主ダイオードＤｐがオフとなった瞬間、スナバダイオードＤｒｐが導通する。このとき、スナバコンデンサＣｒｐの電荷はゼロであるため、直流電源Ｖｐからの電流はスナバコンデンサＣｒｐへ流れる。すなわち、主ダイオードＤｐには電圧が印加されないことから、主ダイオードＤｐにはスイッチング損失が発生しない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。さらにステップ２８Ａの開始時点で補助スイッチＳｒｎがオン制御されることで、補助スイッチＳｒｎが導通を開始して同時にスナバコンデンサＣｒｎの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｎが導通する。スナバダイオードＤｒｎが導通すると補助リアクトルＬｒｎに直流電源Ｖｎからの電圧が印加される（ステップ２８Ａ）。
【０１３３】
スナバコンデンサＣｒｐと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバコンデンサＣｒｐからスナバダイオードＤｒｐへ流れる電流が減少してゆく。
【０１３４】
また、スナバコンデンサＣｒｐと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｐが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｎおよびＶｐの出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）とスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。
【０１３５】
ＶＬ＝｛（Ｖｎ＋Ｖｐ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｐがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。
【０１３６】
ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｎ＋Ｖｐ）
そして、図６のステップ２９に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｐへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｐは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、クランプダイオードＤｆを通して流れる電流が減少してやがてゼロになるとクランプダイオードＤｆがオフし、電流経路ＰＴを通した転流が終了する（ステップ２９Ａ）。
【０１３７】
負荷からの電流が主スイッチＧｎを通して直流電源Ｖｎへ流れる（ステップ１０）。さらに、補助スイッチＳｒｎを通して流れる電流は減衰してゼロになる。その電流が０になると補助スイッチＳｒｐおよびスナバダイオードＤｒｎがともにオフする。したがって、ソフトスイッチングインバータの動作はステップ２１に戻る。
【０１３８】
このように、本発明の第５の実施の形態によれば、制御回路１１は、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間経過時に主スイッチＧｎと補助スイッチＳｒｎとを同時にオン制御する。同様に、制御回路１１は、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間経過時に主スイッチＧｐと補助スイッチＳｒｐとを同時にオン制御する。これによって、第１の実施の形態に係るスイッチング制御よりも簡素化された制御が可能となる。
【０１３９】
さらに、図１６に示されるように、主スイッチＧｐと補助スイッチＳｒｐとが同時にオン制御およびオフ制御されるとともに、主スイッチＧｎと補助スイッチＳｒｎとが同時にオン制御およびオフ制御されてもよい。この場合のソフトスイッチングインバータの動作は図１２〜図１５に示した動作と同様である。制御回路１１が図１６に示されたスイッチング制御を実行することによって、制御回路１１の制御をより簡素化することができる。
【０１４０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１４１】
１１  制御回路、５１，５２，５３  保護回路、１０１  ソフトスイッチングインバータ（電力変換装置）、Ｖｐ，Ｖｎ  直流電源、ＴＰ，ＴＣ，ＴＮ  電源端子、ＴＯＵＴ  交流出力端子、Ｇｐ，Ｇｎ  主スイッチ、Ｄｐ，Ｄｎ  主ダイオード、Ｃｒｐ，Ｃｒｎ  スナバコンデンサ、Ｄｒｐ，Ｄｒｎ  スナバダイオード、Ｓｒｐ，Ｓｒｎ  補助スイッチ、Ｌｒｐ，Ｌｒｎ  補助リアクトル、Ｔｒ  変圧器、Ｄｆ  クランプダイオード、Ｌｓ１，Ｌｓ２  １次巻線、Ｌｆ  ２次巻線、Ｖｂ  直流電源、Ｌｂ，Ｌｂｐ，Ｌｂｎ  アノードリアクトル。
【図１】
2011036912.tif 000003
【図２】
2011036912.tif 000004
【図３】
2011036912.tif 000005
【図４】
2011036912.tif 000006
【図５】
2011036912.tif 000007
【図６】
2011036912.tif 000008
【図７】
2011036912.tif 000009
【図８】
2011036912.tif 000010
【図９】
2011036912.tif 000011
【図１０】
2011036912.tif 000012
【図１１】
2011036912.tif 000013
【図１２】
2011036912.tif 000014
【図１３】
2011036912.tif 000015
【図１４】
2011036912.tif 000016
【図１５】
2011036912.tif 000017
【図１６】
2011036912.tif 000018
【国際調査報告】
2011036912.tif 000019
2011036912.tif 000020
2011036912.tif 000021
2011036912.tif 000022