(57)【要約】本発明は、電気高周波線路（３６）用の移相用の装置を有しており、その際、移相は、ほぼ所期の選択の線路長さによって達成され、その際、この装置は、本質的にコプラナー線路が設けられた回路装置（３０）である。その際、オーム減衰及びインピーダンスに関して種々の長さのコプラナー線路（３２，３４）の調整手段は、選択的に制御可能な、回路装置（３０）の種々の長さの線路経路（３２，３４）で、ほぼ同じオーム減衰とインピーダンスが得られるように予め選択される。調整手段として、例えば、各々の中間導体（２４）の幅ｗ及び外側導体（２２）の幅ｂ、並びに、中間導体（２４）と外側導体（２２）との間の間隔ｇが考慮される。そのような移相器は、自動車センサ技術での群アンテナでのビーム回動用に適している。
2005536955.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気高周波線路（３６）での移相装置であって、移相はほぼ線路長の所期の選択によって達成される装置において、
コプラナー線路（１０）が設けられた回路装置（３０）が設けられており、該回路装置の、オーム減衰及びインピーダンスに関しての調整手段は、選択により制御可能な、回路装置（３０）の種々の長さの線路経路（３２；３４）で、ほぼ同じオーム減衰及びインピーダンスが生じるように予め選択されている
ことを特徴とする移相装置。
【請求項２】
種々の長さのコプラナー線路経路（３２；３４）でのオーム減衰及びインピーダンスに関する調整は、中間導体（２４）の所期の予め選択された幅ｗ、及び、前記中間導体（２４）と外側導体（２２）との所期の予め選択された間隔ｇによって設けられる請求項１記載の装置。
【請求項３】
種々異なる長さのコプラナー線路経路（３２；３４）の外側導体（２２）の幅ｂは、所期のように予め選択して設けられている請求項２記載の装置。
【請求項４】
種々異なる長さの線路経路（３２，３４）の少なくとも１つのコプラナー線路（１０）は、少なくとも１つのテーパ（４０）を含む請求項1から3迄の何れか1記載の装置。
【請求項５】
少なくとも１つの導電橋絡接続部（４０）は、各々各コプラナー線路経路（３２，３４）の各外側導体（２２）間に設けられている請求項１から４迄の何れか１記載の装置。
【請求項６】
線路分岐で、各橋絡接続部（５０）は、少なくとも各々コプラナー線路（１０）の入及び出領域に設けられている請求項５記載の装置。
【請求項７】
各々のコプラナー線路経路（３２，３４）は、少なくとも１つの誘導性導体部分（５２）を有しており、該誘導性部分は、橋絡接続部（５０）によって生じる付加的なキャパシタンスを、線路インピーダンスに関して補償するために装置構成されている請求項５又は６記載の装置。
【請求項８】
種々異なる長さのコプラナー線路経路（３２，３４）は、総体的にほぼ同じオーム減衰のために、狭幅の中間導体（２４）の幅乃至長さの点で異なるような誘導性線路部分（５２）を含み、各々の橋絡接続部（５０）は、形状及び／又は種類の点で、線路インピーダンスに関して、各々種々異なった、補償キャパシタンスの作用を生じるように装置構成されている請求項７記載の装置。
【請求項９】
各々の補償キャパシタンスは、種々異なった幅の橋絡接続部（５０）によって生じる請求項８記載の装置。
【請求項１０】
総体的に同じ減衰のための種々異なった長さのコプラナー線路経路（３２；３４）は、種々異なった数の同じ、狭幅の中間線路（２４）を有する誘導性線路部分（５２）を含み、橋絡接続部（５０）は、各々の、補償キャパシタンスの作用を生じるように同じに形成されている請求項７記載の装置。
【請求項１１】
最も長い線路経路（３４）に対して短い線路経路（３２）のコプラナー線路での総体的にほぼ同じオーム減衰のために、相応に高い付加的なオーム減衰の減衰材料がコーティングされている請求項１記載の装置。
【請求項１２】
中間導体（２４）の横断面の大きさが、殊に、中間導体（２４）の高さに関して、殊に、線路折れ目によって生じるような、付加的なオーム減衰を考慮して、各々の種々異なった長さのコプラナー線路経路（３２，３４）に対して、当該線路経路に対するほぼ同じオーム減衰が生じるように構成されている請求項１記載の装置。
【請求項１３】
種々異なる長さの線路経路（３２，３４）の、総体的にほぼ同じオーム減衰のために、比較的短い線路経路（３２）の中間導体（２４）は、各々相応に小さな導電率の材料から形成されている請求項１記載の装置。
【請求項１４】
ほぼ総体的に同じ減衰のために、各々のコプラナー線路経路（３２，３４）の基板（２０）の導電率は、相応に種々異なって形成されている請求項１記載の装置。
【請求項１５】
各々種々異なる長さの線路経路（３２，３４）のコプラナー線路のほぼ総体的に同じ減衰のために、中間導体（２４）と外側導体（２２）との間の空間（２６）内に相応に適合された長さで、殊に酸化シリコン製の層が挿入されている請求項１記載の装置。
【請求項１６】
切換のために、マイクロエレクトロメカニックスイッチ（ＭＥＭスイッチ）（３８）を含む請求項1から１５迄の何れか1記載の装置。
【請求項１７】
請求項1から１６迄の何れか1記載の装置を含む群アンテナ（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気高周波線路での移相装置であって、移相はほぼ線路長の所期の選択によって達成される装置に関する。
【０００２】
移相器は、移相器なしの状態乃至並列線路に較べて、一方の線路又は他方の電気装置の後続の位置に対して、信号乃至交流電圧の位相をシフトする装置である。移相器は、通常のようにスイッチング可能であり、その結果、相互にシフトされる少なくとも２つの位相を交互に選択可能である。
【０００３】
本発明の意味での高周波とは、レーダ又はマイクロ波アンテナ又は通信技術用に適した周波数のことであり、その際、殊に、マイクロ波領域内の波長用の周波数が本発明によって含まれている。
【０００４】
とりわけ、スイッチング可能な移相器は、群アンテナで用いられている（「フェーズドアレイ」）。これは、目下、自動車技術で非常に関心が持たれている。自動車レーダ距離センサの開発のために、電子的に回動可能又は切換可能なビームローブを有するマイクロ波アンテナとしての群アンテナが考慮される。自動車分野での可能な用途は、適合的な速度制御（ａｄａｐｔｉｖｅ  ｃｒｕｉｓｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ，ＡＣＣ）での遠領域レーダＬＲＲ（ｌｏｎｇ  ｒａｎｇｅ  ｒａｄａｒ）や、例えば、駐車支援、死角監視及びプレクラッシュエアバッグトリガ用の近領域レーダ、ＳＲＲ（ｓｈｏｒｔ  ｒａｎｇｅ  ｒａｄａｒ）にある。更に、多数の市民及び軍事用途のレーダ及び通信領域にある［１］。
【０００５】
そのような、図１に略示された群アンテナ１の制御の際、信号源３からの送信信号は、先ず線路分割器５によって所定の振幅分布により、Ｍ個の列及び／又はＮ個の行に分割され、これら列及び行から群アンテナ１が形成される。ビーム回動は、アンテナ１の列（乃至行）に対して垂直方向の平面（乃至２つの平面）内で行われ、その際、個別アンテナ素子９を介して放射された信号の位相は、スイッチング可能な移相器７によって相互にシフトされる。
【０００６】
回動可能なビームローブを有していて、移相器用の群アンテナ用に、従来技術で多数のコンセプトが公知であり、例えば、-本願明細書の末尾の文献目録の［２］，［３］，［４］参照されたい。
【０００７】
特定種類の移相器は、迂回路移相器である。その入力側と、その出力側との間に、種々異なった長さの２つ又は２つ以上の線路部材が択一的にスイッチングされ、その結果、信号は、各々各線路の１つを介して入力側から出力側に達する。各線路長を介して、所望の位相シフトが調整される。２つ以上の位相状態のために、迂回移相器が通常カスケード接続される。しかし、例えば、４つの線路部分間を切り換える１−ｏｎ−４切換スイッチが公知である。
【０００８】
切換スイッチには、種々異なった実施手段がある。つまり、例えば、分岐部の１／４波長の間隔で各線路を短絡することができる。高周波領域内では、殊にマイクロ電磁スイッチ（ＭＥＭＳ−スイッチ）が使用される。と言うのは、このマイクロ電磁スイッチは、非常に良好な高周波特性を示すからである。しかし、高周波信号用に適した他のスイッチ、例えば、ｐｉｎダイオード、ＦＥＴ又はＨＥＭＴ（ｈｉｇｈ  ｅｌｅｃｔｒｏｎ  ｍｏｂｉｌｉｔｙ  ｔｅａｓｉｓｔｏｒ）も、移相器に使われている（［４  Ｂｄ．２］参照）。
【０００９】
他の種類の従来技術は、反射式移相器がある。その際、方向性結合器又はサーキュレータでの信号の経路は、１つ又は複数の反射個所に至る迄信号経路の長さを切り換えることによって変えられ、従って、位相が変化する［４  Ｂｄ．２］。
【００１０】
別の種類の従来技術は、”ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”又は”ｓｔｕｂ−ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”移相器がある［４］，［１２］。その際、信号の位相は、線路上での信号の伝搬係数を、例えば、種々異なる線路長（”ｓｔｕｂ”）によって形成されたリアクタンスの接続により制御することによって変えられる。
【００１１】
反射”ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”及び”ｓｔｕｂ−ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”移相器では、種々異なる線路長間でなく、その代わりに、種々異なったリアクタンス間で切り換えられるようにして位相シフトが形成される。これらのリアクタンスは、例えば、ｐｉｎダイオードのキャパシタンスを変えることによって、又は、ＨＥＭＴ（ｈｉｇｈ  ｅｌｅｃｔｒｏｎ  ｍｏｂｉｌｉｔｙ  ｒｅａｎｓｉｓｔｏｒ）を遮断状態から導電状態に切り換えることによって形成される。更に、線路長のスイッチングと、それと同時に、スイッチング素子のリアクタンスを変えることも利用して、混合形式が可能である。スイッチング素子は、（容量性又は誘導性）リアクタンスを有している必要があり、その際、オーム成分は、できる限り小さくする必要がある。と言うのは、オーム成分は、移相器に損失を生じる。
【００１２】
所望の位相状態に応じて、信号が、例えば、反射移相器及び迂回移相器での、種々異なった長さの経路を進むというコンセプトに基づく全ての移相器の一般的な問題点は、信号経路長と共に増大する減衰にある。
【００１３】
従って、信号の位相状態に依存して、アンテナ素子での信号の振幅分布が変化し、その結果、アンテナのビーム特性が変化する。一般的に、殊に、サブローブの抑制が劣化する。
【００１４】
リアクタンスが接続された移相器では、オーム損失が例えばｐｉｎダイオード又はＨＥＭＴにより遮断状態及び導通状態で区別されるので、同様に、位相状態のスイッチング時に線路長が変化しない場合でも、位相状態を有する移相器の出力振幅が変化する。
【００１５】
”ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”移相器では、伝搬係数及びそれと共に一般的には線路インピーダンスも変化する。位相状態と共に変化する線路インピーダンスにより、位相状態と共に誤整合も変化し、従って、位相状態と共に挿入損も変化する。
【００１６】
挿入損（”ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ  ｌｏｓｓ”）の、位相状態への依存性は、従来、特別な尽力にも拘わらず十分満足のいく程度には低減されていない。その際、挿入損とは、線路経路内に挿入された移相器によって生じる信号の減衰のことである。この挿入損は、ほぼ、移相器の入出力側の誤整合、線路の損失、スイッチング素子のオーム損に依存している。
【００１７】
反射移相器［８］又は迂回移相器［９］として構成された、マイクロストリップ技術を用いたＭＥＭスイッチを有する移相器は、そのために文献から公知の最も低い挿入損を示すが、この挿入損は、位相状態に依存して、依然として約１ｄＢの変化を有している。この値は、相変わらず未だ高過ぎであり、そうすることによって、殊に、そのような移相器をセンサ技術での群アンテナ用に使用することは問題である。
【００１８】
軍事レーダシステムでは、ビーム整形時にベクトル変調が用いられ、この際、信号を位相及び振幅の点で変調することができる。従って、位相変調器の挿入損の変化が、振幅変調器によって補償される。自動車距離センサ装置のような適度の（”ｍｏｄｅｒａｔｅ”）コストでの用途では、そのように非常にコストがかかるコンセプトは、実用的でない。
【００１９】
従来、減衰の問題の解決のために十分ではないが更なる尽力が、コプラナー技術の領域内で行われている。
【００２０】
コプラナー線路は、ミリメートル領域内での高周波スイッチングで益々定着している。この線路１０の構成は、図２及び図３に略示されている。複数層から形成することができる厚みｄの基板２０上に、２つの金属製外側導体２２が、当該２つの金属製外側導体２２間に位置している金属製中間導体２４と共に設けられている。信号を案内する中間導体２４は、幅ｗ及び高さｔｗを有している。両外側導体２２は、幅ｂａ及びｂｂ並びに高さｔａ及びｔｂを有している。中間導体２４と外側導体２２との間の溝２６の幅ｇａ及びｇｂは、通常（不可欠ではないが）同じである。
【００２１】
［１０］には、”ｓｔｕｂ−ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”移相器、及び、コプラナー線路とＨＥＭＴスイッチ付の反射移相器から構成された移相器について説明されている。しかし、挿入損は、位相状態と共に約５ｄＢだけ変化し、その結果、殊に群アンテナでの用途用には、許容範囲外である。
【００２２】
発明の利点
請求項１記載の装置を用いて、電気高周波線路で、ほぼ同じままの挿入損で、位相状態を切り換えることができるようになる。その際、種々の長さの線路のオーム減衰及びインピーダンスの等化の際に、本発明によると、コプラナー線路に特有の状況が利用されて、オーム減衰はほぼ中間導体の幅ｗにのみ依存するが、中間導体の幅ｗと溝の幅ｇのインピーダンスが、つまり、これら両物理量が、ほぼ相互に独立して調整可能である。それに対する更に簡単な背景技術については、［５］，［６］及び［７］に記載されている。
【００２３】
種々異なった長さの線路経路で、ほぼ同じオーム減衰及びほぼ同じインピーダンスのために、両経路での挿入損はほぼ同じである。そのような移相器は、自動車センサ技術での群アンテナでのビーム回動に適している。ビーム特性は、位相のシフト時に得られたままである。
【００２４】
そうすることによって、本発明によると、コスト上有利に、群アンテナで、振幅分布が同じままで、ビーム回動のために位相を変えることができる。そのために、ビーム特性は、位相位置に依存しないままであり、従って、サブローブの抑制を同じまま行うことができる。
【００２５】
従属請求項には、本発明の各々の対象の有利な構成の実施例及び改善策が示されている。
【００２６】
本発明の有利な実施例では、中間導体の幅ｗ、及び、中間導体と各々の外側導体との間隔ｇの調整により、種々の長さのコプラナー線路経路での同じインピーダンス及び同じオーム減衰が達成される。そうすることによって、挿入損は、ほぼ位相状態に依存しないようになる。更に有利には、外側導体の幅は、付加的に可変パラメータとして、インピーダンス及びオーム減衰の調整の際に一緒に関連付けることができる。こうすることによって、残りのフレームの条件、例えば、移相器の大きさが固定して設定されている場合に、実施可能な移相の範囲を拡張することができる。
【００２７】
本発明の有利な実施例では、別の線路幾何形状での移行用のテーパを用いるとよい。その際、テーパは、線路インピーダンスは変化せずに、例えば、ｗ，ｇ及びｂに関して、変化した線路幾何形状のコプラナー線路部分であり、その際、移行は、徐々に、ほぼ滑らかに、線路寸法を変えるようにして行われる。滑らかに移行することによって、反射及び放射を回避することができる。付加的に有利には、減衰素子として狭幅中間導体を有する１つ又は複数のテーパを用いるとよい。
【００２８】
更に、中間導体の上側又は下側に形成された、コプラナー線路の外側導体の導電性橋絡接続部は有利であり、それは、殊に線路分岐の領域用である。そうすることによって、障害となる第２のモードを抑制することができる（［１１］に記載されているように）。
【００２９】
付加的に、オーム減衰を、相応に狭幅の中間導体の誘導性線路部分によって変えることができる。この線路部分は、付加的に、橋絡接続によって生じるキャパシタンスの線路インピーダンスに関して補償するのに優位に使われる。これは、インダクタンスの上昇により達成される。そのために有益な、中間導体の狭幅部は、比較的短いコプラナー線路のオーム減衰を高め、従って、比較的長い線路に整合することができるという付加的な効果を有する。整合のために、橋絡接続部のキャパシタンス、従って、補償される誘導性の線路部分の長さを、相応に高めることができる。比較的多数の標準化された橋絡接続部、又は、そのような接続部の幅の変化は、別の有利な手段をなす。
【００３０】
オーム減衰の等化のために、本発明の有利な別の多数の構成がある。つまり、幾つか挙げると、例えば、比較的短い線路経路のコプラナー線路上に、付加的な減衰材料をコーティングするか、又は、中間導体の横断面を狭幅にしたり、並びに、例えば、導電率が比較的小さな材料を用いたりすることができる。
【００３１】
本発明の別の有利な実施例は、回路素子としてＭＥＭスイッチを用いることであり、つまり、非常に良好な高周波特性、殊に、低いオーム減衰を有するからである。
【００３２】
図面
本発明について、有利な図示の実施例を用いて以下説明する。
その際
図１は、従来技術による２方向に回動可能なビームローブを有する群アンテナの構成略図、
図２は、従来技術によるコプラナー線路の構成を上から見た略図、
図３は、従来技術によるコプラナー線路の構成を前から見た略図、
図４は、コプラナー技術での本発明の迂回移相器の原理構成を示す図、
図４ａは、コプラナー技術での本発明の迂回移相器の原理構成の変形を示す図、
図４ｂは、コプラナー技術での本発明の迂回移相器の原理構成の別の変形を示す図、
図５は、別のコプラナー線路幾何形状での移行用のテーパの略図、
図５ａは、オーム減衰を高めるためのテーパの変形の略図、
図６は、橋絡接続部を有するコプラナー線路の横断面を前から見た略図、
図７は、橋絡接続部、及び、当該橋絡接続部の、インピーダンスを補償する誘導性線路部分に関するキャパシタンスを有するコプラナー線路部分の略図、
図８は、コプラナー技術での迂回移相器の本発明の構成での、接続橋絡部を有する線路分岐の平面図
を示す。
【００３３】
実施例の説明
図には、同じ参照番号は、同じ又は機能上同じ構成要素を示す。
【００３４】
図４には、本発明の迂回移相器３０の、コプラナーテクノロジでの原理構成が略示されている。図４ａ及び図４ｂは、そのような迂回移相器３０の本発明の実施例の変形を示す。
【００３５】
迂回移相器３０は、短い導体路のコプラナー導体３２、及び、長い導体路のコプラナー導体３４を有している。中間導体２４の幅ｗ及び中間導体２４と外側導体２２との間隔ｇは、同じインピーダンス及びオーム減衰を達成するために、比較的長いコプラナー導体部材３４に較べて短いコプラナー導体部材３２では、相応に小さい。つまり、図４ａに示されているように、比較的短いコプラナー導体路３２、又は、図４ｂから分かるように、比較的長いコプラナー導体路３４が、それ以外のコプラナー導体で優位な導体幾何形状とは違っているようにされるか、又は、比較的短いコプラナー導体路３２と比較的長いコプラナー導体路３４との両方ともそれ以外の回路で使われている第３の導体幾何形状とは違っているようにされる。各導体幾何形状間の移行部は、反射及び放射を回避するために徐々に、ほぼ滑らかに、十分な長さに亘って構成されている。
【００３６】
両導体路３２，３４のどれが、つまり、どの移相状態がスイッチオンされるかは、移相器３０の入出力側に設けられているスイッチ３８を用いて選択可能である。このスイッチ３８は、ＭＥＭスイッチである。しかし、他のスイッチ、例えば、ピンダイオード、ＦＥＴ又はＨＥＭＴスイッチを設けてもよい。
【００３７】
迂回移相器３０は、例えば、ビーム曲げ部のある群アンテナ内で使用するために、電気高周波線路３６内で、例えば、図１に示された群アンテナ１のアンテナ素子９の前に挿入される。迂回移相器３０は、その入出力側でインピーダンスマッチングされて高周波線路３６の各端と接続される。
【００３８】
図５には、本発明の実施例で使用するためのテーパ４０が略示されている。中間部分４４での各線路寸法、例えば、中間導体２４の幅ｗ、外側導体２２の幅ｂａ及びｂｂ、並びに、導体２２，２４間の溝２６の幅ｇａ及びｇｂは、テーパ４０に隣接しているコプラナー導体部分４６に関して変えられている。その際、各線路寸法は、常に、線路インピーダンスが同じままであるように選定される。隣接コプラナー線路部分４６の線路幾何形状への移行部４２は、線路寸法を徐々に、ほぼ滑らかに変えることによって形成されている。図５及び図５ａに示されているように、例えば、幅ｗ並びに間隔ｇ（乃至ｇａ及びｇｂ）は、テーパ４０の昼間部に向かって低減しており、その際、図５ａに略示された変形実施例では、特殊な実施例として、中間部がない。この実施例は、中間導体を狭幅にするために減衰素子として使われる。
【００３９】
図６〜８には、橋絡接続部５０及びその本発明の実施例での使用について示されている。
【００４０】
図６は、橋絡接続部５０を有するコプラナー線路の横断面前方から見た図である。橋絡接続部５０は、例えば、アルミニウム製の導電性板片であり、外側導体２２上に取り付けられていて、当該外側導体２２を相互に導電接続する。この場合、外側導体２２は、中間導体２４よりも高いので、橋絡接続部５０は、中間導体２４に対して相応の間隔を有している。しかし、中間導体２４を導電接続せずに横切るのに、種々異なった別の手段も、橋絡接続部５０のために用いることができる。例えば、外側導体２２の接続部を、中間導体２４の下側を通る埋設橋絡部５０によって形成するか、又は、中間導体２４が橋絡接続部５０を橋絡するか又は下側をトンネル貫通するようにしてもよい。集積移相器（例えば、ＭＭＩＣｓ）では、ＧａＡｓ−，ＳｉＧｅ−又はシリコン／ＭＥＭＳテクノロジーで、橋絡部が通常のように金属層から形成され、それ以外では全て線路が被覆している。中間導体は、橋絡部の領域内で高さが低い金属層からなる。
【００４１】
図７には、橋絡接続部５０を備えたコプラナー線路部材及び当該線路部材のキャパシタンスをインピーダンスに関して補償する誘導性線路部分５２が示されている。幅Ａの橋絡接続部５０が、誘導性線路部分５２の中間に設けられている。この線路部分５２は、インダクタンスを高めるために狭幅の中間導体２４、及び、当該中間導体２４から大きな間隔ｇで離隔されていて、同様に狭幅の外側導体２２を有しており、その際、その幅は変えないままにしてもよい。誘導性線路部分５２の長さＬは、キャパシタンスがインピーダンスに関する橋絡接続部５０によって補償されるように正確に調整される。狭幅の中間導体２４によって、オーム減衰が増強される。橋絡部は、必ずしも、補償線路部材の真ん中に設けなければならないわけではない。
【００４２】
つまり、図８に示されているように、比較的短いコプラナー線路３２のオーム減衰は、広幅の、それにより比較的大きなキャパシタンスで形成される橋絡接続部５０、及び、そのために相応の比較的長い誘導性線路部分５２を用いて、比較的長いコプラナー線路３４のオーム減衰に、本発明により適合することができる。橋絡接続部５０は、本発明の迂回移相器３０の入出力側にＭＥＭスイッチ３８を有するコプラナー線路分岐での各線路端に設けられている。そうすることによって、信号を妨害する第２のモードが最適に抑制される。
【００４３】
本発明について、有利な実施例を用いて上述したけれども、本発明について限定するものではなく、多様なやり方で変形可能である。
【００４４】
本発明の迂回移相器を他の、例えば、”ｓｔｕｂ−ｌｏａｄｅｄ  ｌｉｎｅ”移相器と組み合わせた移相器を用いてもよい。
【００４５】
従って、例えば、移相領域を拡大するか、又は、一層詳細に位相を整合してもよく、その際、各々種々異なる長さの、迂回移相器のコプラナー線路の調整されたディメンショニングを用いて、挿入損が位相状態とは無関係にほぼ一定に保持される。
【００４６】
本発明の移相器を自動車領域内のセンサ用に用いる他に、特に、位置多重（ＳＤＭＡ，”ｓｐａｃｅ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ”空間分割多元接続：基地局乃至衛星及び／又はユーザユニットの空間的に制限された、ユーザ特有のビームローブを介してのユーザコネクション）での未来の通信、移動無線及び衛星通信用途用の通信技術及び市民又は軍事レーダシステムでも使用することができる。
【００４７】
最後に、各従属請求項の各要件は、ほぼ自由に相互に組み合わせることができ、相互に依存しない限りで、請求の範囲の順番で相互に組み合わせなくてもよい。
【００４８】
本発明は、電気高周波線路（３６）用の移相用の装置を有しており、その際、移相は、ほぼ所期の選択の線路長さによって達成され、その際、この装置は、本質的にコプラナー線路が設けられた回路装置（３０）である。その際、オーム減衰及びインピーダンスに関して種々の長さのコプラナー線路（３２，３４）の調整手段は、選択的に制御可能な、回路装置（３０）の種々の長さの線路経路（３２，３４）で、ほぼ同じオーム減衰とインピーダンスが得られるように予め選択される。調整手段として、例えば、各々の中間導体（２４）の幅ｗ及び外側導体（２２）の幅ｂ、並びに、中間導体（２４）と外側導体（２２）との間の間隔ｇが考慮される。種々異なる長さの各線路（３２，３４）の等化時に、各コプラナー線路に特有の状態が利用され、インピーダンスがｗ及びｇに依存し、オーム減衰はほぼｗにしか依存せず、つまり、これら両物理量はほぼ相互に独立して調整可能である。種々異なる長さの線路経路（３２；３４）に対して、同じオーム減衰及び同じインピーダンスのために、位相状態の切換が、ほぼ同じままの挿入損で達成される。そのような移相器は、自動車センサ技術での群アンテナでのビーム回動用に適している。ビーム特性は、位相のシフト時でも同じままである。
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［４］  Ｓ．Ｋ．Ｋｏｕｌ，  Ｂ．  Ｂｈａｔ，  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ａｎｄ  Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ  Ｗａｖｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔｅｒｓ，  Ｂｄ．１  ＆  ２，  Ａｒｔｇｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ，  Ｂｏｓｔｏｎ，  Ｌｏｎｄｏｎ  １９９１．
［５］  Ｒ．Ｋ．Ｈｏｆｆｍａｎｎ，  Ｉｎｔｅｇｒｉｅｒｔｅ  Ｍｉｋｒｏｗｅｌｌｅｎｓｃｈａｌｔｕｎｇｅｎ，  Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ，  Ｂｅｒｌｉｎ  等  １９８３．
［６］  Ｇ．Ｇｈｉｏｎｅ，Ｃ．Ｕ．Ｎａｉｄｉ，  Ｃｏｐｌａｎａｒ  Ｗａｖｅｇｕｉｄｅｓ  ｆｏｒ  ＭＭＩＣ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ：  Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｕｐｐｅｒ  Ｓｈｉｅｌｄｉｎｇ，  Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｂａｃｋｉｎｇ，  Ｆｉｎｉｔｅ−Ｅｘｅｎｔ  Ｇｒｏｕｎｄ  Ｐｌａｎｅｓ，  ａｎｄ  Ｌｏｎｅ−ｔｏ−Ｌｉｎｅ  Ｃｏｕｐｌｉｎｇ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．  ＭＴＴ−３５，  ２６０−２６７，  １９８７．
［７］  Ｇ．Ｇｈｉｏｎｅ，  Ａ  ＣＡＤ−Ｏｒｉｅｎｔｅｄ  Ａｎａｌｙｔｉｃａｌ  Ｍｏｄｅｌ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  Ｌｏｓｓｅｓ  ｏｆ  Ｇｅｎｅｒａｌ  Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ  Ｃｏｐｌａｎａｒ  Ｌｉｎｅｓ  ｉｎ  Ｈｙｂｒｉｄ  ａｎｄ  Ｍｏｎｏｌｙｔｈｉｃ  ＭＩＣＳ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｔｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．  ４１，  １４９９−１５１０，  １９９３．
［８］  Ａ．  Ｍａｌｃｚｅｗｓｋｉ，  Ｓ．Ｅｓｈｌｍａｎ，Ｂ．Ｐｏｌｌａｎｓ，  Ｊ．Ｅｈｍｋｅ，Ｃ．Ｌ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ，  Ｘ−Ｂａｎｄ  ＲＦ  ＭＥＭＳ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔｅｒｓ  ｆｏｒ  Ｐｈａｓｅｄ  Ａｒｒａｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，  ＩＥＥＥ  ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｗａｖｅ  Ｌｅｔｔ．９，  ５１７−５１９，  １９９９．
［９］  Ｂ．Ｐｉｌｌａｎｓ，Ｓ．Ｅｓｈｅｌｍａｎ，Ａ．Ｍａｌｃｚｅｗｓｋｉ，  Ｊ．Ｅｈｍｋｅ，Ｃ．Ｌ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ，  ＫＡ−Ｂａｎｄ  ＲＦ  ＭＥＭＳ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔｅｒｓ  ｆｏｒ  Ｐｈａｓｅｄ  Ａｒｒａｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，  ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  Ｄｉｇｅｓｔ，  ＩＥＥＥ，  Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，  ２０００
［１０］  Ｋ．Ｚｕｅｆｌｅ，Ｆ．Ｓｔｅｎｈａｇｅｎ，Ｗ．Ｈ．Ｈａｙｄｌ，Ａ．Ｈｕｅｌｓｍａｎｎ，  Ｃｏｐｌａｎａｒ  ４−ｂｉｔ  ＨＥＭＴ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｅｒｓ  ｆｏｒ  ９４  ｐｈａｓｅｄ  ａｒｒａｙ  ｒａｄａｒ  ｓｙｓｔｅｍｓ，  ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  Ｄｉｇｅｓｔ，  ＩＥＥＥ，  Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，  １９９９
［１１］  Ｅ．Ｒｉｕｓ，  Ｊ．Ｐ．Ｃｏｕｐｅｚ，Ｓ．Ｔｏｕｔａｉｎ，Ｃ．Ｐｅｒｓｏｎ，Ｐ．Ｌｅｇａｕｄ，  Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  Ｖａｒｉｏｕｓ  Ｔｙｐｅｓ  ｏｆ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  Ｄｅｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｂｒｉｄｇｅｓ  ｆｏｒ  Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ  Ｃｏｐｌａｎａｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．４８，  １５２−１５６，  ２０００．
［１２］  Ｒ．Ｅ．Ｃｏｌｌｉｎ，  Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  Ｍｉｃｏｗａｖｅ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，  ２ｎｄ  ｅｄ．  ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，  Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ  等  １９９２．
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】従来技術による２方向に回動可能なビームローブを有する群アンテナの構成略図
【図２】従来技術によるコプラナー線路の構成を上から見た略図
【図３】従来技術によるコプラナー線路の構成を前から見た略図
【図４】コプラナー技術での本発明の迂回移相器の原理構成を示す図
【図４ａ】コプラナー技術での本発明の迂回移相器の原理構成の変形を示す図
【図４ｂ】コプラナー技術での本発明の迂回移相器の原理構成の別の変形を示す図
【図５】別のコプラナー線路幾何形状での移行用のテーパの略図
【図５ａ】オーム減衰を高めるためのテーパの変形の略図
【図６】橋絡接続部を有するコプラナー線路の横断面を前から見た略図
【図７】橋絡接続部、及び、当該橋絡接続部の、インピーダンスを補償する誘導性線路部分に関するキャパシタンスを有するコプラナー線路部分の略図
【図８】コプラナー技術での迂回移相器の本発明の構成での、接続橋絡部を有する線路分岐の平面図
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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