(57)【要約】衛星受信機システムのための電源が、デュアル入力供給電圧構成を備えている。高い方の出力電圧が選択されたときは、高い方の供給入力電圧の源が、直列接続トランジスタの入力主電流導通端子に結合される。一方、低い方の出力電圧が選択されたときは、低い方の供給入力電圧の源が、直列接続トランジスタの入力主電流導通端子に結合される。比較器が、直列接続トランジスタにより生成された出力電圧の大きさを検知する。超過電流状態の結果として、出力電圧が基準閾値レベルよりも低くなったときは、高い方の出力電圧の選択は自動的に優先され、その代わり、低い方の供給入力電圧の源が、直列接続トランジスタの入力主電流導通端子に結合される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信装置のための電源であって、
第１のアンテナ信号を選択しようとする時および第２のアンテナ信号を選択しようとする時を示す第１の制御信号の源と、
前記第１の制御信号に応答して、前記第１の制御信号に従って選択された値の出力供給電圧を生成するパワー・トランジスタであって、前記出力供給電圧は前記通信装置の段に結合されて、第１の値の前記出力供給電圧が生成されたときは、前記第１のアンテナ信号が選択され、第２の値の前記出力供給電圧が生成されたときは、前記第２のアンテナ信号が選択されるパワー・トランジスタと、
前記第１の制御信号に応答する、前記パワー・トランジスタの入力に結合されたスイッチであって、前記第１のアンテナ信号が選択されたときは、前記スイッチの第１の切換え状態で、第１の入力供給電圧が前記入力で発生するように選択し、前記第２のアンテナ信号が選択されたときは、前記スイッチの第２の切換え状態で、第２の入力供給電圧が前記入力で発生するように選択するスイッチと、
前記スイッチに結合された障害検出器であって、前記第２のアンテナ信号が選択されていて障害状態が発生したときは、前記スイッチの切換え状態を変更して、前記第２の入力供給電圧とは異なる入力供給電圧が前記入力で発生するよう選択されるようにする障害検出器と、を備える電源。
【請求項２】
前記出力供給電圧は、前記パワー・トランジスタの第１の主電流導通端子で発生し、前記第１および第２の入力供給電圧は、それぞれ前記パワー・トランジスタの第２の主電流導通端子で選択的に発生して直列接続レギュレータが形成される、請求項１に記載の電源。
【請求項３】
正常動作では、前記第１のアンテナ信号が選択されたとき、前記パワー・トランジスタの前記第１と第２の主電流導通端子間の電圧差を小さくするように、小さい方の前記出力供給電圧が生成され、前記第２の入力供給電圧よりも小さい前記第１の入力供給電圧が前記パワー・トランジスタの前記入力で発生するように選択される、請求項２に記載の電源。
【請求項４】
正常動作では、前記第２のアンテナ信号が選択されたとき、大きい方の前記出力供給電圧が生成され、前記第１の入力供給電圧よりも大きい前記第２の入力供給電圧が前記パワー・トランジスタの前記入力で発生するように選択され、前記障害状態が発生したときは、前記パワー・トランジスタの前記第１と第２の主電流導通端子間の電圧差を小さくするために、前記第２の入力供給電圧の代わりに前記第１の入力供給電圧が前記パワー・トランジスタの前記第２の主電流導通端子で発生するように選択される、請求項２に記載の電源。
【請求項５】
前記出力供給電圧を負帰還方式で調整するために、前記パワー・トランジスタに結合されたレギュレータを更に備える、請求項２に記載の電源。
【請求項６】
前記障害検出器は、比較器を備え、
前記比較器は、前記出力供給電圧に応答して第２の制御信号を生成し、
前記第２の制御信号は、前記スイッチに結合されて、前記出力供給電圧が正常動作範囲の値を外れているときに前記スイッチの切換え状態を変更する、請求項１に記載の電源。
【請求項７】
前記第１および第２の制御信号はそれぞれ、論理関数を実現する段を介して前記スイッチに結合される、請求項６に記載の電源。
【請求項８】
前記第１の制御信号は、前記第２の制御信号に応答するマイクロプロセッサ中で生成される、請求項６に記載の電源。
【請求項９】
前記スイッチは、第２のトランジスタを備え、
前記第２のトランジスタの主電流導通端子の対の間には電力抵抗が結合され、
前記第２のトランジスタが、導通切換え状態のとき、前記抵抗はバイパスされ、前記入力で発生する電圧は、前記第２のトランジスタが非導通切換え状態であり、前記抵抗が電力を消費するときよりも高い、請求項１に記載の電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧レギュレータ（ｖｏｌｔａｇｅ  ｒｅｇｕｌａｔｏｒ：電圧調整器）のための保護装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、２００２年４月３日に出願された仮出願第６０／３７０，０１６号と、２００２年５月２０日に出願された仮出願第６０／３８１，８５９号のそれぞれの出願日の利益を主張するものである。
【０００３】
図１に、典型的な衛星受信機システムのブロック図を示す。この受信機システムは、衛星からの信号を受信するために衛星の方向に向けることのできる屋外マイクロ波アンテナ８５を備えている。衛星から受信された信号は、アンテナの直ぐそば、またはアンテナ上に搭載された通常の低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ：Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ｂｌｏｃｋ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）８６により増幅される。通常、低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）８６は、ギガヘルツ（ＧＨｚ）範囲にある高周波数の衛星信号を、高メガヘルツ（ＭＨｚ）範囲の周波数の信号にダウンコンバートする。ＬＮＢ８６の出力信号は、同軸ケーブル８４により屋内衛星受信機デコーダ・システム８３に伝送され、復号され、表示装置８１を使用して表示される。
【０００４】
低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）８６に電力を供給するため、並びにＬＮＢ８６の偏波選択を制御するために、電源（図示されていないが、衛星受信機デコーダ・システム８３に備わっている）で発生された直流（ＤＣ）出力供給電圧ＶＯが、同軸ケーブル８４の中心導体上に多重化される。電圧ＶＯのレベルは、選択的に１３Ｖ（ボルト）と１８Ｖ（ボルト）の何れかである。電源（図示せず）は、直列接続トランジスタを備えるものとする。電圧ＶＯと同様の出力供給電圧を生成する従来技術の電源の例が、ミュタースポー氏（Ｍｕｔｅｒｓｐａｕｇｈ）名義の「ＶＯＬＴＡＧＥ  ＲＥＧＵＬＡＴＯＲ  ＨＡＶＩＮＧ  ＣＯＭＰＬＥＭＥＮＴＡＲＹ  ＴＹＰＥ  ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ」という名称の米国特許第５,５６３,５００号に記載されている（Ｍｕｔｅｒｓｐａｕｇｈ特許）。
【０００５】
高い方と低い方の出力供給レベルの電圧ＶＯが選択的に使用されて、低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）８６の偏波設定が制御される。例えば、低い方の電圧レベル１３Ｖは右旋円偏波（ＲＨＣＰ：Ｒｉｇｈｔ  Ｈａｎｄ  Ｃｉｒｃｕｌａｒ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を選択し、高い方の電圧１８Ｖは左旋円偏波（ＬＨＣＰ：Ｌｅｆｔ  Ｈａｎｄ  Ｃｉｒｃｕｌａｒ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を選択する。
【０００６】
図１の低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）８６中の回路は、低い方の出力供給レベル１３Ｖと高い方の出力供給レベル１８Ｖの何れの電圧が加えられたときにも正しく機能するように設計されている。ＬＮＢ８６の電流ドレインＩＯは、１３Ｖレベルでも１８レベルでもほぼ同じである。
【０００７】
図２に、図１の衛星受信機システムの電源（図示せず）の出力供給電圧ＶＯと出力電流ＩＯとの典型的な関係を示す。直列接続トランジスタ中の最大電力消費は、直列接続トランジスタ（図示せず）の入力と出力の主電流導通端子の間の電圧差が最大であって、出力電流が最大であるときに生じる。この状態は、図２の６ボルト・レベルで生じる。
【０００８】
単一の受信機から３つ以上の衛星アンテナ・デバイスに供給する必要性に伴って、衛星アンテナ供給の電力要求が増大する。電力駆動能力の増大の結果、電源に障害状態があるときは、電力損失が（熱の形態で）より多くなる。障害状態の間、制御可能な直列接続トランジスタ中で生成される熱を最小限に抑える必要がある。制御可能な直列接続トランジスタは、その出力端子に短絡またはその他の障害が形成された場合に、損傷を受けることがある。障害状態は、例えば、受信機器の出力が不適当に配線された結果として生じることがある。不適当な配線の例には、同軸ケーブルの中に釘を打ち込むことや、衛星受信機を、衛星パラボラ・アンテナではなく、通常の屋上アンテナに接続することが含まれる。このような損傷は、直列接続トランジスタの過度の熱消費により引き起こされるか、直列接続トランジスタの電流定格を超えることにより引き起こされることが多い。このような理由により、直列接続トランジスタに対するこの種の損傷を防止するための過負荷保護回路を提供することが一般的である。
【０００９】
別の従来技術は、デュアル（ｄｕａｌ：２つの）入力供給電圧の構成を備えるものである。高い方の出力電圧１８Ｖが選択されたときは、高い方の入力供給電圧２２ボルトが、直列接続トランジスタ（図示せず）の入力主電流導通端子で発生する。一方、低い方の出力電圧１３ボルトが選択されたときは、低い方の入力供給電圧１６ボルトが、直列接続トランジスタ（図示せず）の入力主電流導通端子で発生する。これにより、低い方の出力電圧１３ボルトが選択されたときのパワー直列接続トランジスタ（図示せず）中の電力消費は、有利なことに、低減される。
【発明の開示】
【００１０】
（発明の概要）
本発明の特徴を実現する電源は、前述のデュアル入力供給電圧構成を備えている。比較器が、直列接続トランジスタにより発生される出力電圧の大きさを検知する。超過電流状態の結果として、出力電圧が基準閾値レベルよりも低くなったときは、高い方の出力電圧１８Ｖを選択しようとしても自動的に優先され、その代わり、低い方の入力供給電圧が、直列接続トランジスタ（図示せず）の入力主電流導通端子で発生する。この動作は、有利なことに、直列接続トランジスタが消費する電力の最大量を低減する。
【００１１】
本発明の一態様を実現する通信装置用電源は、第１のアンテナ信号を選択しようとするときおよび第２のアンテナ信号を選択しようとするときを示す第１の制御信号の源（ソース）を備えている。パワー・トランジスタが、第１の制御信号に応答して、第１の制御信号に従って選択された値の出力供給電圧を生成する。出力供給電圧は通信装置の段に結合されて、第１の値の出力供給電圧が生成されたときは、第１のアンテナ信号が選択され、第２の値の出力供給電圧が生成されたときは、第２のアンテナ信号が選択される。スイッチが、第１の制御信号に応答し、パワー・トランジスタの入力に結合されており、それにより、第１のアンテナ信号が選択されたときは、スイッチの第１の切換え状態で、第１の入力供給電圧が入力で発生するように選択される。第２のアンテナ信号が選択されたときは、スイッチの第２の切換え状態で、第２の入力供給電圧が入力で発生するように選択される。スイッチには障害検出器が結合されており、それにより、第２のアンテナ信号が選択されていて、障害状態が発生したときは、スイッチの切換状態が変更されて、第２の入力供給電圧とは異なる入力供給電圧が入力で発生するように選択される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図３に、図１の低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）８６に電圧を加えるのに使用される、本発明の特徴を実現する電源レギュレータ１０を示す。図３の電源レギュレータ１０は、出力端子１６で調整出力電圧ＶＯを発生する。端子１６は、図１の同軸ケーブル８４を介してＬＮＢ８６に結合される。図３の直列接続パワー・トランジスタＱ１のエミッタには、端子１６で発生する調整出力電圧ＶＯよりも高い入力電圧ＶＩＮが供給される。トランジスタＱ１のコレクタは、電流検知抵抗２０を介して端子１６に結合される。
【００１３】
低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）電圧制御回路７が、出力電圧ＶＯを検知し、パワー・トランジスタＱ１を制御して出力電圧ＶＯを調整する。出力電圧ＶＯのレベルは、制御端子５３における２レベルまたは２進制御信号２３ｃにより選択される。
【００１４】
障害状態がない場合、定常状態レベルの出力電圧ＶＯは、例えば１０Ｖよりも大きい。従って、本発明の特徴を実現する比較器２２は、対応する基準電圧２２ａを有するが、この比較器２２は、真（ＴＲＵＥ）状態の出力信号２３ａを生成する。基準電圧２２ａは、比較器２２の閾値レベルを設定する。この結果、アンド（ＡＮＤ：論理積）ゲート２３で生成される信号２３ｃの状態は、マイクロプロセッサ４１により生成される出力信号２３ｂの状態と同じである。このように、信号２３ｃは選択的に、マイクロプロセッサ４１の信号２３ｂに従って、１８Ｖの出力電圧ＶＯを選択するための真（ＴＲＵＥ）状態と、１３Ｖの出力電圧ＶＯを選択するための偽（ＦＡＬＳＥ）状態との何れかをとることができる。例えば、低い方の電圧レベル１３Ｖの出力電圧ＶＯは、右旋円偏波（ＲＨＣＰ）を選択し、高い方の電圧１８Ｖの出力電圧ＶＯは、左旋円偏波（ＬＨＣＰ）を選択する。これにより、図１のアンテナ８５により生成されるアンテナ信号は、変動する。従って、図３の電源レギュレータ１０中での調整は、ミュタースポー氏（Ｍｕｔｅｒｓｐａｕｇｈ）特許に記載されているのと同様に実現される。
【００１５】
また、図３には、低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）電源レギュレータ１０に電圧を加える入力電圧ＶＩＮを生成するための、デュアル入力供給電圧構成２００も示してある。高い方の出力レベルである１８ボルトの電圧ＶＯが選択されたときは、スイッチとして動作する金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）５１が、信号２３ｃによりターン・オンされ、２２ボルトの入力電圧ＶＩＮが、入力供給電圧３０１からトランジスタＱ１のエミッタに供給される。一方、低い方のレベルである１３ボルトの電圧ＶＯが選択されたときは、ＭＯＳＦＥＴ５１は、信号２３ｃによりターン・オフされる。この結果、約１６ボルトの入力電圧ＶＩＮが、ダイオード２１の陽極端子を介してトランジスタＱ１のエミッタに供給される。従って、ダイオード２１およびＭＯＳＦＥＴ５１は、デュアル電圧電源のための入力電圧選択スイッチを形成する。
【００１６】
正常な動作では、電源レギュレータ１０は、約２２ボルトの入力電圧ＶＩＮから１８ボルト・レベルの出力電圧ＶＯを生成する。同様に、電源レギュレータ１０は、約１６ボルトの入力電圧ＶＩＮから１３ボルト・レベルの出力電圧ＶＯを生成する。
【００１７】
図１の低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）８６と同様のＬＮＢは、１３Ｖレベルと１８Ｖレベルの何れかの電圧ＶＯから５Ｖの内部供給電圧（図示せず）を生成するための内部電源レギュレータ（図示せず）を備えている。内部電源レギュレータ（図示せず）は、最大必要ＬＮＢ動作電流を発生することのできる５Ｖレベルを生成するために、６Ｖの最小入力供給電圧を必要とする。従って、少なくとも６ボルト・レベルの電圧ＶＯが、ＬＮＢ８６に印加されると、最大ＬＮＢ動作電流を生成する。適切なパワーアップ動作を保証するために、図３の電源レギュレータ１０は、出力供給電圧ＶＯが６ボルト以上のときに最大電流レベルの出力電流ＩＯを供給するように設計されている。出力供給電圧ＶＯと出力電流ＩＯの関係は、上述したように、図２に示したものである。
【００１８】
正常な動作（電流制限なし）では、パワー・トランジスタＱ１のエミッタとコレクタの間の電圧降下は、正常な安全レベル内である。障害状態は、例えば、低すぎるインピーダンスが、出力端子１６に接続されたときに発生する。この結果、図２の６ボルト・レベルに示すように電流制限があるので、電源電流ＩＯは、端子１６で電圧ＶＯを６〜１０ボルトの出力レベルに低下させる。
【００１９】
図３のトランジスタＱ１中の最大電力消費は、電圧ＶＯが６Ｖに等しく、出力電流ＩＯが電流制限レベルにあるときに生じる。出力電圧ＶＯが低下すると、２２ボルトの入力電圧ＶＩＮがトランジスタＱ１のエミッタに結合されているときに、もしそうなることが妨げられないならば、パワー・トランジスタＱ１のエミッタとコレクタの間で発生する電圧降下が過度になる。このような障害状態で生成される追加の熱は、パワー・トランジスタＱ１に対する永久的な損傷を、早すぎる時期にもたらす可能性がある。
【００２０】
発明的特徴を実現する際、図４のフロー・チャートのステップ９１に示すように、電圧ＶＯが、約１０Ｖの閾値レベルよりも低いときは、図３の比較器２２の出力信号２３ａは低（ＬＯＷ：ロー）状態にある。比較器２２の出力信号２３ａが、低（ＬＯＷ）状態にあるとき、これは、選択信号２３ｂの動作をアンド・ゲート２３の動作により優先する。これにより、図４のフロー・チャートのステップ９２に示すように、電源レギュレータ１０は、マイクロプロセッサ４１により生成される選択信号２３ｂに関係なく１３Ｖモードで動作するようにされ、出力電圧ＶＯは１３Ｖである。
【００２１】
上述したように、低い方のレベルである１３ボルトの出力電圧ＶＯが選択されたときは、ＭＯＳＦＥＴ５１は信号２３ｂによりターン・オフされ、パワー・トランジスタＱ１のエミッタにおいて約１６ボルトの入力電圧ＶＩＮがダイオード２１を介して供給される。この動作は有利なことに、パワー・トランジスタＱ１が消費する必要のある電力の量を低減する。電圧２２ａにより設定される閾値レベルは、低い方の電圧レベル１３Ｖの出力電圧ＶＯよりも低く、また６ボルトよりも高く選択されることが好ましい。
【００２２】
選択を優先するのにアンド・ゲート２３を使用する代わりに、図５のフロー・チャートに示すようなソフトウェア保護を使用することもできる。このような別の構成では、図３の信号２３ａが、破線で示すようにマイクロプロセッサ４１に結合される。マイクロプロセッサ４１の信号２３ｂは、端子５３に渡される。マイクロプロセッサ４１は信号２３ａをモニタする。図５のステップ１１１で判定されるように、比較器２２の出力信号２３ａが低（ＬＯＷ）状態にあって障害状態を示すときは、図３のマイクロプロセッサ４１は、無条件で低（ＬＯＷ）状態の信号２３ｂを生成する。従って、図５のステップ１１２に示すように、電源レギュレータ１０は、前述のようにして１３ボルト・モードで動作するようにされる。図５のステップ１１３に示すように障害状態がなくなったときは、正常動作ステップ１１４を再開することができる。一方、障害が継続する場合は、インターバル・タイマ・ステップ１１５が、１３ボルト・モードを維持する。ステップ１１１で障害が検出されない場合は、ステップ１１６で、図３のマイクロプロセッサ４１は、選択的に低（ＬＯＷ）状態または高（ＨＩＧＨ）状態の信号２３ｂを生成する。図３の信号２３ｂが、高（ＨＩＧＨ）状態の場合、図５のステップ１１７に示すように、電源レギュレータ１０は、前述のようにして１８ボルト・モードで動作するようにされ、出力電圧ＶＯは１８Ｖである。
【００２３】
図６に、図１のＬＮＢ８６に電圧を加えるのに使用される、本発明の特徴を実現する電源レギュレータ１０′を示す。図３と図６で同様の記号は、同様の構成要素または機能を示す。
【００２４】
図６の電源レギュレータ１０′は、追加の利点、例えばより少ない部品を使用してより低コストで動作することや、過度の熱消費による熱損傷からパワー・トランジスタＱ１′を保護することを実現するように意図されている。これらの利点は、デュアル入力供給電圧を除去して、その代わりに電力抵抗３１０′を切り換えてパワー・トランジスタＱ１′と直列結合したり結合解除したりすることにより達成される。抵抗３１０′は、主電流導通端子５１ａ′と主電流導通端子５１ｂ′との間に結合される。図３と図６の構成の違いについて詳細に述べるが、残りの動作はほぼ同じである。
【００２５】
コストを節約するために、単一の入力供給電圧３０１′、即ち２２ボルト供給が提供される。電力抵抗３１０′は、低い方のレベルである１３ボルトの出力電圧ＶＯが選択されたときに、低い方の１３ボルト・モードで生成される追加の熱を吸収するのに使用される。電力抵抗３１０′は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ５１′の主電流導通端子５１ａ′と５１ｂ′との間に結合された、９オームの等価な値を有する２つの抵抗を使用して実現する。上述したように、図３の回路１０は、障害状態のときであって、低い方のレベルである１３ボルト出力電圧ＶＯが選択されたとき、ダイオード２１およびＭＯＳＦＥＴ５１を利用して電圧ＶＩＮを１６ボルト・レベルに切り換える。一方、図６の実施例では、ＭＯＳＦＥＴ５１′は、障害状態と、低い方のレベルである１３ボルトの出力電圧ＶＯが選択された状態の両方があるとき、電力抵抗３１０′をトランジスタＱ１′と直列結合させる。
【００２６】
低雑音ブロック・コンバータ（ＬＮＢ）供給が１３ボルト・モードのとき、即ち低い方のレベルである１３ボルトの出力電圧ＶＯが選択されたときであって、電源に高電流レベルが要求されるとき、かなりの熱がパワー・トランジスタＱ１′により消費される。この熱消費の負担は、有利なことに、電力抵抗３１０′により共有される。電力抵抗３１０′が回路内か、または回路外かは、ＭＯＳＦＥＴ５１′が、オンかオフかにより決まる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】典型的な衛星受信機システムを示す図である。
【図２】図１の衛星受信機システムの電源の、出力供給電圧と出力供給電流との典型的な関係を示す図である。
【図３】図１の衛星受信機システムに組み込むことのできる、本発明の特徴を実現する電源レギュレータを示す図である。
【図４】ハードウェア技法により保護を提供する図３の電源レギュレータの動作モードを記述するためのフロー・チャートである。
【図５】ソフトウェア技法とハードウェア技法の組合せにより保護を提供する図３の電源レギュレータの動作モードを記述するためのフロー・チャートである。
【図６】図３に示した電源レギュレータの別の実施例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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