(57)【要約】投射型テレビジョン受像機において、共通のスイッチモード電源は、コンバージェンス回路及び投射型テレビジョン受像機の他の負荷回路に電圧を印加する。正常な動作では、スイッチは、共通のスイッチモード電源で発生された供給電圧をコンバージェンス回路に接続する。故障の結果として、コンバージェンス回路における供給電流が過剰であるとき、共通のスイッチモード電源は、コンバージェンス回路から減結合され、他の負荷回路は、電圧が印加されて動作状態のままである。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
陰極線管のスクリーン上の電子ビームを走査するため、主の偏向巻線に主の偏向電流を発生する主の偏向回路と、
ラスタの歪みを補正するために副の偏向巻線に副の偏向電流を発生する第一の増幅ステージと、
負荷回路の第一の電力供給電流及び該第一の増幅ステージの第二の電力供給電流を発生する電力供給出力トランジスタと、
該第一の増幅ステージの該第二の電力供給電流の電流経路における故障状態の発生を検出するセンサと、
該故障状態が発生したとき、該負荷回路の該第一の電力供給電流を遮断することなしに、該第一の増幅ステージの該第二の電力供給電流を選択的に減少するために、該センサの出力に応答する第一のパワースイッチと、
を備えるビデオディスプレイ装置。
【請求項２】
該第一のパワースイッチは、該故障状態が発生したとき、該電力供給出力トランジスタから該第一の増幅ステージを減結合する、
請求項１記載のビデオディスプレイ装置。
【請求項３】
該主の偏向巻線は、垂直偏向巻線及び水平偏向巻線のうちの１つを備え、該副の偏向巻線は、コンバージェンス巻線を備える、
請求項１記載のビデオディスプレイ装置。
【請求項４】
該負荷回路は、該偏向回路の出力ステージを備える、
請求項１記載のビデオディスプレイ装置。
【請求項５】
該故障状態が発生したとき、該偏向回路の該出力ステージは動作を継続し、該第一の増幅ステージは、該副の偏向電流の発生を停止する、
請求項４記載のビデオディスプレイ装置。
【請求項６】
該故障状態が発生したとき、該副の偏向電流の一部を発生する第二の増幅ステージ、該第二の増幅ステージの第三の電力供給電流を発生するために該電力供給出力トランジスタに接続される変圧器、及び制御信号に従って該変圧器から該第二の増幅ステージを減結合するため、該第一の増幅ステージで発生される制御信号に応答する第二のパワースイッチをさらに備える、
請求項１記載のビデオディスプレイ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば、投射型テレビジョン受像機のようなビデオディスプレイ装置の電源保護構成に関する。
【０００２】
本出願は、２０００年４月４日に提出された仮出願シリアル番号６０／３７０，０７１号の利益を特許請求する非仮出願である。
【背景技術】
【０００３】
たとえば直視型ＴＶ受像機、又は陰極線管（ＣＲＴ）を有する投射型ＴＶ受像機で表示される画像は、幾何学的及びコンバージェンス誤差のような電子ビームのランディングロケーションの誤差を受ける場合がある。ＣＲＴにとって、ダイナミック・コンバージェンス・アレンジメントを使用して、かかる誤差を補正することが知られている。補正の量は、ディスプレイスクリーンの位置に従って、所与の偏向サイクルにおいて動的に変化する場合がある。
【０００４】
１つの従来の構成では、直視型ＴＶ受像機モデル及び投射型ＴＶ受像機モデルの製造コストを最小にするため、両方のモデルともに同じシャーシを共有している。主の偏向回路は共通である。直視型モデルは、シャーシの約９０％を使用している。経済的な理由のため、主要なシャーシの電源は、直視型モデルについて寸法合わせが行われ、投射型ＴＶ受像機モデルについてプロジェクションコンバージェンス電源が追加されている。
【０００５】
故障の結果として、供給電流が所定の値を超えるとき、保護検出器の閾値レベルを超え、専用のコンバージェンススイッチモード電源をシャットダウンする。トラブルシューティングの便利さは、コンバージェンス回路が故障を有するとき、ＴＶ受像機が画像を表示することを要求している。したがって、偏向回路を含むＴＶ受像回路の残りは、電圧が印加されて動作状態のままである。コンバージェンス専用スイッチモード電源は、ユーザにより投射型ＴＶ受像機がオフになり、次いで再びオンになるまでオフにされたままである。
【０００６】
本発明の特質の実行において、共通のスイッチモード電源は、コンバージェンス回路、及び残りのＴＶ受像回路に電圧を印加する。従来の個別の電源のソリューションを使用する代わりに、コンバージェンス回路のための速効型ラッチング電源の切断構成が利用される。かかる構成は、コスト上の利点を提供する。
【０００７】
図１は、従来技術の電力増幅器の例を示しており、この電力増幅器は、Ｒｏｄｏｒｉｇｕｅｚ−Ｃａｖａｚｏｓによる“Ｄｕａｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｏｕｒｃｅ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”と題された米国特許第４，９６１，０３２号（Ｒｏｄｏｒｉｇｕｅｚ−Ｃａｖａｚｏｓ特許）の図３に示される、投射型ビデオディスプレイのＣＲＴにおけるコンバージェンス巻線を駆動する。図１における記号及び参照符号は、プライムサイン（’）がそれぞれに付されている点を除いてＲｏｄｏｒｉｇｕｅｚ−Ｃａｖａｚｏｓ特許の図３における記号及び参照符号と同じである。
【０００８】
図１では、増幅器５０’は、差動増幅器１２’、バッファ１４’及び１つの出力ステージ１６’を備えている。差動増幅器１２’は、トランジスタＱ１’及びＱ２’により形成されている。入力波形信号ＶＩＮ’は、トランジスタＱ１’のベースに接続されている。トランジスタＱ１’のコレクタは、正の極性の電圧＋ＶＨ’の高電圧の電源に接続されている。トランジスタＱ１’及びＱ２’のエミッタは、互いに接続されており、抵抗Ｒ１’を通して負の極性の高い電源電圧−ＶＨ’に接続されている。感知抵抗Ｒ２１’及びＲ２２’の並列結合は、ヨークＹ１’の偏向コイル２４’及び感知電圧ＶＳを発生するためにトランジスタＱ２’のベースに接続されている。トランジスタＱ１１’は、トランジスタＱ２’のコレクタの出力電流を負荷抵抗Ｒ１８’間の出力電圧に変換する。ダイオードＤ８’，Ｄ９’，Ｄ１０’及びＤ１１’は、バッファステージ１４’のためのバイアス電圧を確立し、このバッファステージは、トランジスタＱ９’及びＱ１０’を含んでいる。バッファステージのトランジスタＱ９’及びＱ１０’のエミッタは、抵抗Ｒ１３’及びＲ１４’のそれぞれを通して、トランジスタＱ４’及びＱ５’のベースのそれぞれを駆動する。トランジスタＱ４’及びＱ５’は、クラスＢの出力ステージ１６’を形成する。トランジスタＱ４’及びＱ５’のエミッタは、抵抗Ｒ７’及びＲ８’のそれぞれに接続されている。増幅器の出力電圧信号は、抵抗Ｒ７’及びＲ８’の接続部で発生され、コンバージェンスヨークＹ１’のコイル２４’に接続される。
【０００９】
出力ステージ１６’は、高電流を供給する。出力ステージは、水平復帰の間に高い電圧駆動を提供し、水平復帰以外では低い電圧駆動を提供することが必要とされる。出力ステージ１６’は、動的に変化する入力信号ＶＩＮ’を、コンバージェンス巻線と直列に接続される電流感知抵抗Ｒ２１’及びＲ２２’間で発生される感知電圧ＶＳと比較する。出力ステージ１６’は、変化する入力信号ＶＩＮ’と感知電圧ＶＳ’との間の差を最小にするために必要な電流を発生する。
【００１０】
正の極性の電圧＋ＶＨ’がオフになり、同時に負の電圧供給−ＶＨ’がオンになる場合、電力投入又は開始インターバルの間に、トランジスタＱ１０’及びＱ５’は、リミットでオンになる。結果的に、過剰な振幅を有するコンバージェンスヨークＹ１’における電流ＩＹ１’は、感知抵抗Ｒ２１’及びＲ２２’にも流れ、これらの抵抗にダメージを与える可能性がある。短時間の過剰な負荷が許容できない感知抵抗値の変化を生じさせることさえある。感知抵抗値の変化は、画像を歪ませるコンバージェンスの補正利得において補償されない変化をもたらす。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の特徴を具体化する電源では、電力投入又は開始インターバルの間に、電圧−ＶＨ’に類似する負の電圧供給がオンになる前に、電圧＋ＶＨ’に類似する正極性の電圧がオンになる。さらに、フィードバックループにおける故障の結果として、感知抵抗における過剰な電流を防止する、電源回路の破壊の保護が利用される。
【００１２】
本発明の特徴を具体化するビデオディスプレイ装置は、陰極線管のスクリーン上の電子ビームを走査するため、主の偏向巻線において主の偏向電流を発生する主の偏向回路を含んでいる。第一の増幅器ステージは、ラスタの歪みを補正するため、副の偏向巻線において副の偏向電流を発生する。電力供給出力トランジスタは、負荷回路の第一の電力供給電流、及び第一の増幅ステージの第二の電力供給電流を発生する。センサは、第一の増幅器ステージの電力供給電流の電流経路における故障状態の発生を検出する。第一のパワースイッチは、故障状態が発生したとき、負荷回路の第一の電力供給電流を遮断することなしに、第一の増幅器ステージの第二の電力供給電流を選択的に低減するため、センサの出力に応答する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図２ａは、投射型テレビジョン受像機の従来の偏向システム１００をブロック図の形式で例示している。偏向システム１００は、ダイナミック・コンバージェンス機能を提供する。３つの陰極線管（ＣＲＴ）であるＲ，Ｇ，Ｂは、結合された画像８００をスクリーン７００に形成する電子ビームを生成する。それぞれのＣＲＴにおける偏向の場は、同様のやり方で制御される。たとえば、ＣＲＴ  Ｇには、水平偏向出力ステージ６００により駆動される主の水平偏向コイル、及び従来構成される垂直偏向増幅器６５０により駆動される主の垂直偏向コイルが設けられる。ＣＲＴ  Ｇには、水平コンバージェンス増幅器６１０により駆動される副の水平コンバージェンスコイル６１５、及び垂直コンバージェンス増幅ステージ又は増幅器６６０により駆動される副の垂直コンバージェンスコイル６６５が示されている。増幅器６６０は、正の供給電圧ＯＵＴ＋、及び負の供給電圧ＯＵＴ−により電圧印加される。図示されない、メモリに蓄積される補正データは、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ３１２及び電力増幅器６６０を介して、副の垂直コンバージェンスコイル６６５に印加される。
【００１４】
増幅器６６０は、図１に示されるＲｏｄｏｒｉｇｕｅｚ−Ｃａｖａｚｏｓ特許に記載される増幅器と同じトポロジーを有している場合がある。たとえば、図２ａの電圧ＯＵＴ＋は、電圧＋ＶＨ’の代わりに図１の増幅器に印加され、図２ａの電圧ＯＵＴ−は、電圧−ＶＨ’の代わりに図１の増幅器に印加される。
【００１５】
図２ｂは、本発明の特徴を具体化する、電源保護構成２００を詳細に例示している。図２ａと図２ｂにおける同じ記号及び参照符号は、同じアイテム又は機能を示している。図２ｂの従来のスイッチモード電源４００は、チョッパ変圧器Ｔ１の一次巻線Ｔ１ａに接続されている。二次巻線Ｔ１ｂは、＋２０Ｖの規制された供給電圧Ｖ２０ＶＰを従来のやり方で発生するため、半波整流器Ｄ１及びフィルタキャパシタＣ１に接続されている。また、巻線Ｔ１ｂは、−２０Ｖの規制された供給電圧Ｖ２０ＶＮを発生するため、半波整流器Ｄ２にフィルタキャパシタＣ２に接続されている。
【００１６】
電圧Ｖ２０ＶＰは、低域通過フィルタを形成しているインダクタＬ１及びキャパシタＣ１１のペアを介して、パワースイッチトランジスタＱ１ａのエミッタに電流感知抵抗Ｒ１に印加される。インダクタＬ１及びキャパシタＣ１１は、スイッチモードの電源４００の高周波のスイッチング遷移を減衰させる。同様に、電圧Ｖ２０ＶＮは、低域通過フィルタを形成しているインダクタＬ２及びキャパシタＣ１２のペアを介して、パワースイッチトランジスタＱ２ａのエミッタに電流感知抵抗Ｒ１２を介して印加される。導通状態のとき、トランジスタＱ１ａは、図２ａの偏向システム１００のコンバージェンス増幅器６６０の正の供給入力端子６６０ａで１８Ｖの出力電圧ＯＵＴ＋を発生するため、たとえば、フィルタキャパシタＣ５に電圧Ｖ２０ＶＰを印加する。同様に、図２ｂのトランジスタＱ２ｂが導通状態にあるとき、電圧Ｖ２０ＶＮは、コンバージェンス増幅器６６０の図２ａの負の供給入力端子で−１８Ｖの出力電圧ＯＵＴ−を発生するため、フィルタキャパシタＣ８に印加される。他方で、ディスエーブル（非導通）にされたとき、図２ｂのトランジスタＱ１ａは、図２ａの端子６６０ａから変圧器Ｔ１又は電圧Ｖ２０ＶＰを減結合する。同様に、ディスエーブルにされたとき、図２ｂのトランジスタＱ２ａは、図２ａの端子６６０ｂから変圧器Ｔ１又は電圧Ｖ２０ＶＮを減結合する。図２ｂのトランジスタＱ１ａは、スイッチド・ダーリントン・トランジスタＱ１を形成するためにダーリントン接続で接続されるトランジスタＱ１ｂを介して制御される。同様に、トランジスタＱ２ａは、スイッチド・ダーリントン・トランジスタＱ２を形成するためにダーリントン接続で接続されるトランジスタＱ２ｂを介して制御される。
【００１７】
抵抗Ｒ１４及びＲ１７のペアは、電圧Ｖ２０ＶＰのための分圧器を形成する。抵抗Ｒ１４及びＲ１７のペアは、スイッチモード電源４００がオフにされたとき、キャパシタＣ１のためのグランドへの放電経路を提供する。抵抗Ｒ１７及びＲ１４は、抵抗Ｒ１７間に０．７Ｖの基準電圧を提供し、この基準電圧は、トランジスタＵ１Ａのベースで発生される。トランジスタＵ１Ｂのベースは、供給又は負荷電流ＩＰの平均値に比例するトランジスタＵ１Ｂにおけるベース電圧を発生するため、キャパシタＣ９に接続される。感知抵抗Ｒ１は、供給電流ＩＰの振幅を示す電圧ＶＲ１を発生する。
【００１８】
トランジスタＵ１Ａ及びＵ１Ｂは、温度補償されたコンパレータを形成するため、電気的な整合及び温度トラッキングを補償するためにパッケージされている。トランジスタＵ１Ｂのベース電圧が抵抗Ｒ２１及びＲ１５と電圧Ｖ２０ＶＰの値の比により決定される閾値電圧よりも小さいとき、トランジスタＵ１Ｂでコレクタ電流が発生される。電圧ＶＲ１は、トランジスタＵ１Ｂのベース電圧を発生するため、抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ９を含むフィルタで低域通過フィルタリングされる。抵抗Ｒ２とキャパシタＣ９の時定数は、開始の間の出力フィルタキャパシタＣ５の最初の充電のような短時間又は遷移の過負荷が、トランジスタＵ１Ａ及びＵ１Ｂにより形成されるコンパレータを誤ってトリガするのを防止するために選択される。トランジスタＵ１Ａ及びＵ１Ｂにより形成されるコンパレータを誤ってトリガすることは、短時間又は遷移の過負荷の間に、望まれない電力供給のシャットダウンを引き起こす可能性がある。
【００１９】
同様の構成は、電圧Ｖ２０ＶＮに接続され、同様の機能を実行する。このように、ＮＰＮトランジスタＵ２Ａ及びＵ２Ｂのペアは、ＰＮＰトランジスタＵ１Ａ及びＵ１Ｂのペアのそれぞれに類似している。抵抗Ｒ１５及びＲ２１のペアは、抵抗Ｒ１４及びＲ１７のペアのそれぞれに類似している。抵抗Ｒ１２は、抵抗Ｒ１に類似している。抵抗Ｒ１１及びキャパシタＣ６は、抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ９のそれぞれに類似している。
【００２０】
ラッチ６０は、トランジスタＵ１Ｂ及びＵ２Ｂのそれぞれにおけるコレクタ電流により制御されるものであって、クロスカップルされるトランジスタＱ４及びＱ５のペアにより形成される。トランジスタＱ４のベースは、トランジスタＱ５のコレクタに接続され、トランジスタＱ５のベースは、トランジスタＱ４のコレクタに接続される。トランジスタＱ５のエミッタは、エミッタ抵抗を介して、トランジスタＱ１ｂのベース及び抵抗Ｒ８及びツェナーダイオードＤ３の直列接続に接続されている。インダクタＬ１と抵抗Ｒ１の間の接続端子６１は、電圧Ｖ２０Ｐに近似的に等しい電圧レベルを発生するものであって、エミッタ抵抗Ｒ１９を介してトランジスタＱ４のエミッタに、及びコレクタ抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ５のコレクタに、並びにトランジスタＱ４のベースに接続される。
【００２１】
電流ＩＰ及び電流ＩＮのそれぞれの平均値が正常、すなわち過剰でないとき、電圧ＶＲ１及びＶＲ１２のいずれも、トランジスタＵ１Ｂ及びＵ２Ｂのいずれかをオンにするために十分ではない。結果的に、トランジスタＵ１Ｂ及びＵ２Ｂのいずれにおいてもコレクタ電流が生成されない。したがって、トランジスタＱ４及びＱ５はオフにされ、電流ＩＰ及び電流ＩＮのいずれかを過剰にする故障状態が発生するまでその状態のままである。
【００２２】
故障状態がない場合、トランジスタＵ１Ｂ又はＵ２Ｂのいずれかにおいてコレクタ電流が生成されない。したがって、ラッチ６０はトリガされず、トランジスタＱ４及びＱ５は、オフにされた状態で保持される。結果的に、トランジスタＱ１のベース電流は、抵抗Ｒ８及びダイオードＤ３を通して流れ、ベース電圧６０ａを、トランジスタＱ１ａを飽和状態に保持するために十分なロウレベルにさせる。トランジスタＱ１ａが飽和状態となる結果として、電圧ＯＵＴ＋は、正常の動作レベルで発生される。開始では、電圧Ｖ２０ＶＰが約１４ボルトに上昇したとき、トランジスタＱ１はオンになる。また、電圧６０ａは、トランジスタＱ１ｂのベースに接続されるキャパシタＣ１０で発生される。トランジスタＱ１がオンになった後、そのコレクタ電圧ＯＵＴ＋は＋１８Ｖ近くに上昇する。
【００２３】
本発明の特質の実行では、電圧ＯＵＴ＋は、ツェナーダイオードＤ４及び抵抗Ｒ９を介して、ダーリントントランジスタＱ２のベースに接続される。トランジスタＱ２ａは、電圧ＯＵＴ＋とキャパシタＣ２における電圧Ｖ２０ＶＮとの間での−２０Ｖに到達する差が約２９Ｖを超えるとき、オンになり飽和状態になる。この電圧レベルでは、トランジスタＱ２のベースバイアス電流は、ダイオードＤ４及び抵抗Ｒ９に流れ始める。結果的に、電圧ＯＵＴ−は、−１８Ｖの正常の動作レベルで保持される。トランジスタＱ２のターンオンを制御するために電圧ＯＵＴ＋を使用することで、負の電圧ＯＵＴ−が発生される前に正の電圧ＯＵＴ＋が発生されるべきであるという、Ｒｏｄｏｒｉｇｕｅｚ−Ｃａｖａｚｏｓ特許の電力増幅器に関して前に説明された要件に適合する。
【００２４】
故障の結果として、トランジスタＱ１ａを含む電流経路における電流ＩＰの平均値、又はトランジスタＱ２ａを含む電流経路における電流ＩＮの平均値が過剰であるとき、トランジスタＵ１Ｂ又はＵ２Ｂのそれぞれをオンにするために十分なレベルでの電圧ＶＲ１又はＶＲ１２がフィルタキャパシタＣ９又はＣ６間に現れる。結果的に、トランジスタＱ５又はＱ４のそれぞれのベースに抵抗Ｒ３又は抵抗Ｒ７を介して結合されるトランジスタＵ１Ｂ又はＵ２Ｂにおけるコレクタ電流は、ラッチ６０をトリガする。抵抗Ｒ１９及び抵抗Ｒ１０は、ラッチ６０のラッチングモードの動作への遷移の間、キャパシタＣ１０の急速な放電から生じる遷移電流を制限する。
【００２５】
ラッチ６０におけるラッチングモードは、端子６１から流れる電流により保持され、トランジスタＱ４及びＱ５、抵抗Ｒ８及びダイオードＤ３を通した電圧Ｖ２０ＶＰにより発生される。トランジスタＱ４及びＱ５の動作は、シリコン制御スイッチ（ＳＣＳ）の動作に類似している。トランジスタＱ４及びＱ５は、低い保持電流及び低コストを達成するために使用される。シリコン制御整流器（ＳＣＲ）は、都合よく利用することができない。これは、ラッチ６０をトリガするために必要とされるトランジスタＵ１Ｂ及びＵ２Ｂにおけるコレクタ電流が反対の極性であるためである。トランジスタＱ４及びＱ５間の飽和電圧は約０．７Ｖである。
【００２６】
ダーリントントランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング状態は、ラッチ６０の出力電圧６０ａにより制御される。トランジスタＱ４及びＱ５は、ラッチ６０がラッチングモードで動作するとき、ダーリントントランジスタＱ１のベースエミッタをシャントする。したがって、トランジスタＱ５におけるコレクタ電流は、トランジスタＱ１ａをターンオフするためのやり方で、トランジスタＱ１ｂのベース電圧を増加する。このように、変圧器Ｔ１は、図２ａの増幅器６６０から減結合される。結果的に、電圧ＯＵＴ＋がディスエーブルされる。
【００２７】
図２ｂの変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｃは、たとえば、図２ａの出力ステージ６００といったテレビジョン受像機のステージに電圧を印加する供給電圧ＶＰＳ１を発生するため、ダイオード１９に接続される。図２ｂの電圧ＯＵＴ＋及び電圧ＯＵＴ−がディスエーブルされたとき、故障の結果として、前に説明されたように、図２ａの出力ステージ６００は、有利にも動作状態のままとなる。これにより、サービスオペレーションが容易になる。したがって、変圧器Ｔ１は、図２ａの出力ステージ６００及び増幅器６６０の両者について、共通のパワーステージを形成する。
【００２８】
スタートアップの間のような遷移の過負荷状態の間、図２ｂのフィルタキャパシタＣ５及びＣ６が充電されるとき、トランジスタＱ１における電流ＩＰ又は電流ＩＮは、ダーリントントランジスタＱ１及びＱ２の最大電流の定格を超えないように、ツェナーダイオードＤ５及びツェナーダイオードＤ６のそれぞれにより制限される。ツェナーダイオードＤ５は、たとえば、端子６１とトランジスタＱ１ｂのベースとの間に接続される。
【００２９】
様々なトランジスタのベースエミッタ−ベース端子間のキャパシタは、誘導される無線周波電流によりトランジスタのターンオンを防止する。様々なツェナーダイオード間のキャパシタは、無線周波の放射を防止する。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】投射型ビデオディスプレイのコンバージェンス巻線を駆動する従来の電力増幅器を例示する回路図である。
【図２ａ】投射型テレビジョン受像機の従来の偏向システムを例示する図である。
【図２ｂ】図２ａの電力増幅器のための、本発明の特徴を具体化する、保護構成を有する電源を例示する図である。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【国際調査報告】
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2005522148.tif 000007