(57)【要約】動的な補正を提供するための放物線発生器は、キャパシタ、及び該キャパシタの第一の端子に接続される水平偏向周波数に関連する周波数の放物線状の入力信号源を含んでいる。ダイオードスイッチは、基準レベルにある電圧に接続され、キャパシタの第二の端子に該第二の端子で発生した信号のピークレベルを周期的にクランプするために接続されている。トランジスタスイッチは、周期的なスイッチ制御信号に応答し、動的補正信号を発生するために寄生の放物線状の電圧部分を除くため、帰線の間に第二の端子から印加された信号を周期的にクランプするために該キャパシタの第二の端子に接続されている。動的補正信号は、動的な補正を提供するために陰極線管の電子ビームのビーム経路における場を変えるために該陰極線管に接続されている。
2005523653.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な入力補正信号の源と、
キャパシタと、
該キャパシタに接続され、第一の基準レベルに従って決定された量だけ該周期的な入力補正信号をレベルシフトする該キャパシタにおいて直流電圧を発生するための該第一の基準レベルで信号に応答する第一の半導体スイッチと、
周期的なスイッチ制御信号の源と、
偏向周波数に関連する周波数、及び該第二の半導体スイッチの動作により制御される波形部分を有する周期的な出力動的補正信号を発生するため、レベルシフトされた周期的な入力補正信号及び該周期的なスイッチ制御信号に応答する第二の半導体スイッチとを備え、
該波形部分は、該出力動的補正信号の周期の対応する部分の間に発生し、該出力動的補正信号は、動的な補正を提供するため、陰極線管の電子ビームのビーム経路における場を変えるために該陰極線管に接続される、
ことを特徴とする波形発生器。
【請求項２】
該第一の半導体スイッチは、該第一の基準レベルに従って決定されたレベルで該出力動的補正信号のピークレベルを確定する、
請求項１記載の波形発生器。
【請求項３】
該出力動的補正信号の該波形部分は、掃引線部分の終わりと該出力動的補正信号の掃引線部分の直後の始まりとの間で発生する、
請求項２記載の波形発生器。
【請求項４】
該第二の半導体スイッチは、該出力動的補正信号から帰線の間に発生する該周期的な入力補正信号の寄生部分を除く、
請求項１記載の波形発生器。
【請求項５】
該第一の半導体スイッチは、該第一の基準レベルに従い、掃引線の終わりで発生する該出力動的補正信号のピークレベルを一定のレベルにクランプする、
請求項１記載の波形発生器。
【請求項６】
該出力動的補正信号のピーク・トゥ・ピーク振幅は選択可能であり、該出力動的補正信号の掃引線部分の終わりは、該ピーク・トゥ・ピーク振幅の異なる選択について同じである該一定のレベルにクランプされる、
請求項５記載の波形発生器。
【請求項７】
該出力動的補正信号は、掃引線の間に放物線の形式で変化する、
請求項１記載の波形発生器。
【請求項８】
該第一の半導体スイッチは、トランジスタを遮断する、
請求項１記載の波形発生器。
【請求項９】
該第一の半導体スイッチはピーク整流器を備え、該第二の半導体スイッチは、帰線のインターバルを示す信号に応答するトランジスタを備える、
請求項１記載の波形発生器。
【請求項１０】
動的な補正を提供するための波形発生器であって、
キャパシタと、
該キャパシタの第一の端子に接続される偏向周波数に関連する周波数の周期的な入力信号の源と、
第一の基準レベルで信号に応答し、該キャパシタの第二の端子で発生された信号のピークレベルを周期的にクランプするために該第二の端子に接続される第一の半導体スイッチと、
周期的なスイッチ制御信号の源と、
第二の基準レベルで信号に応答し、該第二の基準レベルに従い該第二の端子で発生された該信号を周期的にクランプするために該周期的なスイッチ制御信号に応答する第二の半導体スイッチとを備え、
該第二の端子で発生された該信号は、動的な補正を提供するため、陰極線管の電子ビームのビーム経路における場を変化するために該陰極線管に接続される、
ことを特徴とする波形発生器。
【請求項１１】
該第二の半導体スイッチは、該第二の端子で発生された該信号から帰線の間に発生する該周期的な入力信号の寄生部分を除く、
請求項１０記載の波形発生器。
【請求項１２】
周期的な入力補正信号の源と、
キャパシタと、
該キャパシタに接続され、第一の基準レベルに従って決定された量だけ該周期的な入力補正信号をレベルシフトする該キャパシタにおいて直流電圧を発生するために基準レベルで信号に応答する第一の半導体スイッチと、
レベルシフトされた入力補正信号に応答する入力を有する増幅器であって、該レベルシフトされた入力補正信号を該増幅器の出力に印加するための増幅器と、
周期的なスイッチ制御信号の源と、
該周期的なスイッチ制御信号及び該レベルシフトされた入力補正信号に応答し、該周期的な入力補正信号に従って制御される該入力補正信号の周期のうちの第一の部分の間に第一の部分を有し、該第二の半導体スイッチの動作に従って制御される該入力補正信号の該周期のうちの第二の部分の間に第二の部分を有する周期的な出力動的補正信号を発生するため、該キャパシタから該第二の半導体スイッチを分離する該増幅器の該出力に接続される第二の半導体スイッチとを備え、
該出力動的補正信号は、動的な補正を提供するため、陰極線管の電子ビームのビーム経路における場を変えるために該陰極線管に接続される、
ことを特徴とする波形発生器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、陰極線管（ＣＲＴ）における電子ビームを制御するための波形発生器に関し、より詳細には、動的なフォーカス電圧用のパラボラジェネレータに関する。
【０００２】
本出願は、２００２年４月１９日に提出された米国特許仮出願シリアル番号６０／３７４，２８０の優先日の利益を請求するものである。
【背景技術】
【０００３】
水平及び垂直走査の間にビーム経路の長さが変化するため、陰極線管（ＣＲＴ）のフォーカスを変えるためにＣＲＴのフォーカス電極に印加される動的なフォーカス電圧（ｄｙｎａｍｉｃ  ｆｏｃｕｓ  ｖｏｌｔａｇｅ）を発生することが知られている。たとえば、Ｊｏｈｎ  Ｂａｒｒｅｔｔ  Ｇｅｏｒｇｅの名による“ＤＹＮＡＭＩＣ  ＦＯＣＵＳ  ＶＯＬＴＡＧＥ  ＡＭＰＬＩＴＵＤＥ  ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ”と題された米国特許第６，３００，７３１号は、かかる構成を開示している。ここでは、放物線状の水平レート電圧がフォーカス電圧増幅器に印加される。
【０００４】
東芝社により発表されている偏向プロセッサ用集積回路（ＩＣ）ＴＡ１３１７ＡＮのデータシートには、水平ダイナミックフォーカス用の放物線状の波形の発生が記載されている。放物線状の波形のピーク・トゥ・ピーク振幅は、水平掃引線の中央での放物線のレベルがピーク・トゥ・ピーク振幅の異なる選択で同じままとなるように選択可能である。しかるに、掃引線の終わりでは、放物線のピークレベルは、ピーク・トゥ・ピーク振幅の異なる選択によって異なる。
【０００５】
また、ある掃引線の終わりと次の掃引線の始めとの間では、寄生の波形部分すなわち望まれない波形部分がＩＣ  ＴＡ１３１７ＡＮで発生される。フォーカス電圧増幅器に印加されたとき、帰線の間に生じる、この寄生の波形部分は、掃引線の終わり近くで水平走査線の目に見える部分で、帰線の外側に生じる動的なフォーカス電圧の一部に望まれない歪みを生じる場合がある。掃引線の終わり近くで生じる動的なフォーカス電圧の一部を乱すことなく、寄生の波形部分を除くことが望まれる場合がある。また、放物線状の波形のピーク・トゥ・ピーク振幅を調整する機能を保持するようなやり方で、寄生の波形部分を除くことが望まれる場合がある。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の態様を実行することにおいて、第一の放物線状の波形は、第一の基準電圧に応答し、クランプを形成するキャパシタを介して第一の半導体スイッチに容量結合される。クランプは、第一の基準電圧により決定される、掃引線の終わりでピークレベルを有する第二の放物線状の波形を発生する。第一の半導体スイッチのクランプ動作により、キャパシタはレベルシフトを提供するやり方で充電する。有利なことに、第一の放物線状の波形の選択的に異なるピーク・トゥ・ピーク振幅で、第二の放物線状の波形のピーク振幅は同じままとなる。したがって、有利なことに、レベルシフトにより、第二の放物線状の波形の異なるピーク・トゥ・ピーク振幅を選択する機能が保持される。第二の半導体スイッチは、周期的なスイッチ制御信号及び第二の基準電圧に応答して、第二の放物線状の波形において、掃引線の終わりと第二の放物線状の波形の直後の掃引線の始めとの間で生じる第一の放物線状の波形の望まれない波形部分を一定のレベルで置き換える。一定のレベルは、第二の基準電圧に従って決定される。これにより、望まれない波形部分が効果的に除かれる。
【０００７】
本発明の特徴を具体化する波形発生器は、周期的な入力補正信号源を含んでいる。第一の半導体スイッチは、キャパシタに接続され、該周期的な入力補正信号をレベルシフトするキャパシタにおいて直流電流電圧を発生するために第一の基準レベルの信号に応答する。キャパシタにおける直流電流電圧は、第一の基準レベルに従って決定される量によりレベルシフトされる。第二の半導体スイッチは、レベルシフトされた、周期的な入力補正信号に応答し、かつ周期的な出力動的補正信号を発生するために周期的なスイッチ制御信号に応答する。周期的な出力動的補正信号は、偏向周波数に関連する周波数、及び第二の半導体スイッチの動作により制御される波形部分を有している。波形部分は、出力動的補正信号の周期の対応する部分の間に生じる。動的補正信号は、動的な補正を提供するために陰極線管の電子ビームのビーム経路における場を変えるため、陰極線管に接続されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図１ａでは、参照符号１０で一般に示されているテレビジョン装置は、右下に陰極線管（ＣＲＴ）又はキネスコープ１２を含んでおり、この陰極線管又はキネスコープは、スクリーン１２ｓ、ｕｌｔｏｒ又は高電圧（アノード）端子１２Ｕ、フォーカス端子１２Ｆ及びカソード１２Ｃを含んでいる。ＣＲＴ１２のカソード１２Ｃは、ビデオソース１４の構成における画像信号源に接続されるように例示されている。図１ａで述べられるように、ＣＲＴ１２は、たとえば、投射型テレビジョン構成で使用される場合があるように、３つの類似のＣＲＴのうちの１つである場合がある。
【０００９】
図１ａのＣＲＴ１２のｕｌｔｏｒ又は高電圧端子１２Ｕは、導体９を経由して、ｕｌｔｏｒ又は高電圧端子及びブロック４９として例示されるフォーカス電圧源に接続されている。ブロック４９は、図１ｂに更に詳細に例示されている。図１ｂでは、図１ａのエレメントに対応するエレメントは、同じ参照符号により示されている。図１ｂの構成４９は、参照符号５０として一般に示される集積された高電圧／フォーカス電圧の変圧器／整流器の構成を含んでおり、この構成は、安定化されたＢ＋の電源に接続される一方の端とブロック２１８として例示される水平出力トランジスタに接続される別の端とを有する一次巻線５０ｐを含んでおり、このブロック２１８は、図１ａの左上にある偏向ブロック１８の一部である。また、図１ｂの変圧器５０は、整流器すなわちダイオードと共に参照符号５０ｓで示される二次セクションで構成される分散された二次巻線を含んでおり、ダイオードの幾つかは、参照符号５２で示されており、二次セクションのそれぞれのペアの間に位置されている。変圧器５０における最も上にある二次巻線５０ｓは、インダクタ５０ｉ及び更なる整流器すなわちダイオード５２’の直列接続を経由して、高電圧導体９に接続されており、この高電圧導体より、高電圧は、図１ａの高電圧端子１２ｕに接続されている。図１ｂの変圧器５０の最も下の二次巻線５０ｓは、インダクタ５０ｉ２及びダイオード’’の直列接続を介してグランドに接続されている。抵抗４Ｒ’は、タップ５０ｔよりも上にある二次巻線５２の分散された抵抗を表しており、キャパシタＣ’は、変圧器の端子９とタップ５０ｔとの間に接続されており、タップ５０ｔよりも上にある巻線の分散されたキャパシタンスを表している。同様に、抵抗２Ｒ’は、変圧器５０のタップ５０ｔの下にある巻線５２とインダクタ５０ｉ２に関する分散された抵抗を表しており、キャパシタ２Ｃ’は、分散されたキャパシタを表している。図１ｂの変圧器５０のタップ５０ｔは、フォーカス電圧導体１１を経由して、図１ａのフォーカスコントロール２６の入力端子２６ｉ２に接続されている。図１ａのフォーカスコントロール２６内で、変圧器５０からのフォーカス電圧は、フォーカスコントロール２６の参照符号２８で示される分圧器によりフォーカス端子１２Ｆに接続されている。分圧器２８は、抵抗Ｒ１０１及びＲ１０２を含んでおり、その間にタップ２８ｔがある。タップ２８ｔは、ＣＲＴ１２のフォーカス端子１２Ｆに接続されている。フォーカスコントロール２６は、入力ポート２６ｉｌを含んでおり、この入力ポートに他のフォーカス信号が印加される場合がある。
【００１０】
また、図１ａでは、ブロック１６として左上に例示されている偏向構成（Ｄｅｆ１）は、コンポジット（ＣＯＭＰ）ビデオ又は少なくとも分離された同期信号をポート１６ｉで受ける。偏向構成１６は、出力端子１６ｏで発生されるものとして互いに例示されている垂直及び水平偏向信号を生じ、当該技術分野では全て公知であるＣＲＴ１２と関連される、参照符号１２Ｗとして互いに例示される偏向巻線に経路１９を経由して印加される。また、偏向構成１６は、偏向プロセッサ１８を含んでおり、この偏向プロセッサは、たとえば、東芝社ＴＡ１３１７ＡＮ型偏向プロセッサである。偏向プロセッサ１８は、水平ダイナミックフォーカス信号を出力ポート１８Ｈで生成し、垂直ダイナミックフォーカス信号を出力ポート１８Ｖで生成する。
【００１１】
ダイナミックフォーカス結合回路及び増幅器は、図１ａにおける参照符号２０として一般的に示されており、共通のエミッタ抵抗Ｒ１０及びベース抵抗Ｒ５０４及びＲ５０５を共にもつＮＰＮトランジスタＱ５及びＱ６を含む差動増幅器２２を含んでいる。偏向プロセッサ１８の端子１８Ｖからの垂直ダイナミックフォーカス信号は、ＡＣ利得決定用の抵抗Ｒ３０１及びＤＣ阻止用のキャパシタＣ３０１を経由して、差動増幅器２２の第一の入力ポート２２ｉ１に印加される。抵抗Ｒ１１及びＲ１２を含む分圧器は、差動増幅器２２の入力端子２２ｉ１のためのバイアス及び更なるＡＣ利得制御を提供する。偏向プロセッサ１８の端子１８Ｈで生成される水平ダイナミックフォーカス信号は、帰線の放物線を含んでいるか、又は帰線の放物線と関連している。帰線の放物線は、後続するスルーレート制限回路が有効に応答するように、信号の帯域幅を制限するため、水平ダイナミックフォーカス信号から除かれる。水平レートダイナミックフォーカス信号は、偏向プロセッサ１８の出力端子１８Ｈから帰線放物線除去回路２４に印加される。帰線の放物線は、帰線放物線除去回路２４により水平ダイナミックフォーカス信号から除去され、この帰線放物線除去回路は、トランジスタＱ２０１及びＱ２０２、ダイオードＤ２０１、Ｄ２０２及びＤ２０３、キャパシタＣ２０１及びＣ２０２、及び抵抗Ｒ１６及びＲ２０１，Ｒ２０２，Ｒ２０３，Ｒ２０４及びＲ２０５を含んでいる。
【００１２】
図１ａでは、帰線放物線除去回路２４は、本発明の特徴を具体化するものであって、入力ポート２４ｉと反転増幅トランジスタＱ４０１のベースとの間に電気的に接続される、抵抗Ｒ１６、カップリングキャパシタＣ２０１及び抵抗Ｒ２０５からなる直列接続を含んでいる。スイッチングトランジスタＱ２０１がない場合には、水平レートダイナミックフォーカス信号は、入力ポート２４ｉから出力ポート２４ｏに接続される。信号の正のピーク部分が負のピークに端子２４ｉで反転され、グランド近くの電位に端子２４ｏでクランプされる。水平帰線パルスのソース２４Ｈは、並列に接続される抵抗Ｒ２０４とキャパシタＣ２０２を経由して、正方向のパルスをグランドされたエミッタＮＰＮトランジスタＱ２０２のベースに接続される。トランジスタＱ２０２は、水平掃引線のインターバルの間に非導通であり、水平帰線のインターバルの間に導通である。トランジスタＱ２０２が水平掃引線のインターバルの間に非導通であるとき、ＰＮＰトランジスタＱ２０１は、ベースバイアスを受けず、非導通である。水平帰線の間、トランジスタＱ２０２が導通であるとき、抵抗Ｒ２０２及びＲ２０３を含む分圧器は、順バイアスをトランジスタＱ２０１のベースエミッタ接合に印加し、その結果として、トランジスタＱ２０１はオンとなる。
【００１３】
トランジスタＱ２０１のエミッタ電流は、ダイオードＤ２０１を通して＋Ｖ１供給電圧に流れ、したがって、トランジスタＱ２０１のエミッタは、＋Ｖ１電源電圧以下であるか、又は＋Ｖ１電源電圧よりも負である１つの半導体接合による電圧降下（１ＶＢＥ）である電圧で保持される。また、トランジスタＱ２０１は、飽和、すなわちコレクタ−エミッタ間の電圧降下が殆どない状態を達成し、したがって、Ｑ２０１のコレクタ、したがってインバータトランジスタＱ４０１のベース電圧は、＋Ｖ１電源の１ＶＢＥ内に上昇する。その後、抵抗Ｒ４０１には電流は流れず、これは、１つの半導体接合による電圧降下（１ＶＢＥ）を上回る電圧がインバータトランジスタＱ４０１をオンにするために必要とされるためである。トランジスタＱ４０１がオフとなったとき、コレクタ抵抗Ｒ４０２における電流の流れはなく、抵抗Ｒ４０２間の電圧２４ｏはゼロである。このように、帰線放物線除去回路２４の出力電圧２４ｏは、入力ポート２４ｉに印加される水平ダイナミックフォーカス信号の振幅に関わらず、水平帰線の間、固定された電圧に設定されるか、極めてグランド近くで設定される。ダイオードＤ２０２及び抵抗Ｒ２０１は、分圧器を互いに形成し、この分圧器は、Ｄ２０１のアノードに印加される＋Ｖ１電圧源以下であるか、又は＋Ｖ１電圧源よりも負である基準電圧となる２つのダイオードの電圧降下（２ＶＢＥ）を供給する。したがって、ダイオードＤ２０２及びＤ２０３のカソードは、＋Ｖ１以下の２ＶＢＥである。キャパシタＣ２０１と共にダイオードＤ２０３は、水平ダイナミックフォーカス波形の大部分の正の部分をトランジスタＱ２０１のエミッタでの電圧にクランプする。水平帰線の間、トランジスタＱ２０１のコレクタの電圧は固定されている。抵抗Ｒ１６とキャパシタＣ２０１間の接合端子での電圧は、端子２４ｉでの水平ダイナミックフォーカス波形の一部である望まれない帰線パルスのために低下する。抵抗Ｒ２０５は、キャパシタＣ２０１間の電圧がピーク検出から生じる所望の値に関連しない値に変わるのを防止するため、水平帰線の間にキャパシタＣ２０１における電流の流れを制限する。水平掃引の間、トランジスタＱ４０１の高入力インピーダンスは、抵抗Ｒ２０５による減衰を防止する。ダイオードＤ２０２及びＤ２０３間の電圧降下は、互いにキャンセルし、ダイオードのＶＢＥにおける温度に依存する変化による、クランプされた出力信号における変化を最小にする。同様に、ダイオード２０１は、トランジスタＱ４０１のベースでの波形の大部分の正の部分の間にＱ４０１からのコレクタ電流がゼロとなるように、トランジスタＱ４０１におけるＶＢＥの降下をキャンセルする。これにより、スイッチングトランジスタＱ２０１により水平帰線の間に除かれる部分又は一部を含んで、抵抗Ｒ４０２間の反転された形式で現れる波形の大部分の負の部分がグランドにクランプされる。グランドへのクランプ動作は、たとえば、偏向プロセッサＩＣ１８のバス制御によるものとして、水平ダイナミックフォーカス波形の振幅が変化する場合に、予測可能な直流電圧すなわちＤＣを保持する。
【００１４】
図１ｃは、放物線除去回路２４について図１ａにおいて置き換えることができる放物線除去回路２４’を例示している。図１ａ及び１ｃにおける同様の記号及び参照符号は、同じアイテム又は機能を示している。図１ａの偏向プロセッサ集積回路１８の出力１８Ｈからの水平ダイナミックフォーカス電圧波形は、水平掃引線の時間の間に所望の放物線の形状の波形、及び水平帰線の時間の間に望まれない放物線の形状の波形の両方を含んでいる。出力１８Ｈからの水平ダイナミックフォーカス電圧波形は、図１ｃの帰線除去回路２４’の入力２４ｉで発生され、直列接続される抵抗Ｒ１６’及びキャパシタＣ２０１’を通して、ダイオードＤ２０３’のアノード及び反転増幅トランジスタＱ４０１’のベースに接続される。ダイオードＤ２０３’のカソードは、電圧基準回路５００に接続される。
【００１５】
回路５００は、直列接続される一組の抵抗Ｒ２６０及びＲ２０７により形成される分圧器を含んでいる。抵抗Ｒ２０６と抵抗Ｒ２０７の間の接続端子は、負帰還を提供するために、トランジスタＱ２０３のベースで形成されている。フィードバックは、利得の関係式Ｑ２０３Ｖｃｅ／Ｑ２０３Ｖｂｅ＝（Ｒ２０６＋Ｒ２０７）／Ｒ２０６に従って、トランジスタＱ２０３のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｑ２０３ＶｃｅにトランジスタＱ２０３のベース−エミッタ間の電圧Ｑ２０３Ｖｂｅを追跡させる。式における記号Ｑ２０３Ｖｃｅ及びＱ２０３Ｖｂｅは、対応する項の値を示している。抵抗Ｒ２０６及びＲ２０７の値は、１よりも大きい利得の値について選択することができる。トランジスタＱ２０３のコレクタ抵抗Ｒ２０１’は、トランジスタＱ２０３、抵抗Ｒ２０６及びＲ２０７、又はダイオードＤ２０３のいずれかを通して、電流のグランドへのリターンを供給する。
【００１６】
キャパシタＣ２０１’及びダイオードＤ２０３’は、端子２４ｉでの波形の最初のサイクルの間に、キャパシタＣ２０１’が平均電圧ＶＣ２０１’をキャパシタＣ２０１’間に有するように充電するように、ピーク検出器としての役割を果たす。結果として、トランジスタＱ４０１’のベースでの波形の正のピークは、抵抗Ｒ２０１’で発生されるトランジスタＱ２０３のコレクタ電圧を超える１つのシリコン半導体接合（Ｖｂｅ）電圧のレベルにある。トランジスタＱ２０３のコレクタ電圧は、コレクタ−エミッタ間の電圧Ｑ２０３Ｖｃｅの値により、トランジスタＱ２０３のエミッタで発生される９ボルト供給電圧Ｖ１以下である。トランジスタＱ４０１’のエミッタでの電圧は、トランジスタＱ４０１’のベース電圧を１Ｖｂｅを超える。
【００１７】
トランジスタＱ４０１’及びコレクタ抵抗Ｒ４０２’における電流の流れを防止するため、抵抗Ｒ４０１’の電圧は、ゼロ近くになる必要がある。したがって、抵抗Ｒ２０７の値は、コレクタ−エミッタ間の電圧Ｑ２０３ＶｃｅがダイオードＤ２０３’間の電圧とトランジスタＱ４０１’のターンオン閾値電圧との合計に等しい。この合計の電圧は、２Ｖｂｅよりも僅かに低い。これは、トランジスタＱ４０１’のターンオン閾値ベースエミッタ間電圧は、トランジスタＱ４０１’を完全にオンにするための値よりも低いためである。
【００１８】
端子２４ｏでの抵抗Ｒ４０２’間の波形は、その端子２４ｉに関して反転されているように見え、反転されたピークがグランド電圧である。端子２４ｉでの波形の振幅が変化又は調節された場合、端子２４ｏに現れる反転されたピークは、グランド電位に固定されたままであり、正に向かう振幅は、このグランド基準に関して変化する。
【００１９】
回路動作の温度が変化するとき、トランジスタＱ２０３間の電圧は、端子２４ｏでの反転されたピークのグランドのクランプがグランドの０．１ボルト内にあるように、ダイオードＤ２０３’間の電圧における変化及びトランジスタＱ４０１’のベース−エミッタ間の電圧における変化をキャンセル又は補償するように変化する。水平帰線の間、スイッチングトランジスタＱ２０２’は、ソース２４Ｈ’での正の水平帰線パルスを介してオンにされる。抵抗Ｒ２０４’は、パルスの間にトランジスタＱ２０２’へのベース電流を制限し、キャパシタＣ２０２’は、帰線パルスの終わりで飽和されたオン状態からトランジスタＱ２０２’を迅速にオフにする役割を果たす。帰線パルスの間、望まれない帰線の放物線を反転するトランジスタＱ４０１’の動作から生じるトランジスタＱ４０１’からの電流は、グランド電圧が出力端子２４ｏで維持されるように、トランジスタＱ２０２’を介してグランドにコース変換される。トランジスタＱ４０１’は、キャパシタＣ２０１’間の電圧が有利にもトランジスタＱ２０２’の動作により悪影響しないように、ダイオードＤ２０３’及びキャパシタＣ２０１’を含む回路２４’のピーク検出部分及びクランプ部分を、トランジスタＱ２０２’を含む放物線除去部分から分離する。
【００２０】
除去される帰線の放物線をもつ水平ダイナミックフォーカス信号は、図１ａの帰線放物線除去回路２４の出力ポート２４ｏで発生され、ＰＮＰトランジスタＱ４０１並びに抵抗Ｒ４０１及びＲ４０２を含む反転増幅器のベースに印加される。（除去される帰線の放物線をもつ）増幅された水平ダイナミックフォーカス信号は、トランジスタＱ４０１のコレクタからＡＣ利得決定抵抗Ｒ１７とキャパシタＣ２４及びＣ４０１の直並列接続を経由して差動増幅器２２の第二の入力ポート２２ｉ２に容量的に接続される。差動増幅器２２は、垂直及び水平ダイナミックフォーカス信号の結合に関連される両方のトランジスタからのコレクタ電流を生成する。トランジスタＱ６のコレクタにおける電流は、いずれかの影響なしに直流電源Ｖ１に流れる。Ｑ５のコレクタにおける電流の流れは、所望に結合されたダイナミックフォーカス信号を表している。
【００２１】
図１ａにおいて参照符号１７で一般的に示される「ダイナミックフォーカス増幅器」は、差動増幅器２２、ブロック２５で示されるＱ１プロテクション回路、Ｑ１バイアス検出回路３２、フィードバックコンポーネントＲ２及びＣ５０４、直流電流（ＤＣ）利得決定抵抗Ｒ５，Ｒ１１及びＲ１２、垂直利得決定コンポーンネントＲ３０１，Ｃ３０１，Ｒ１１及びＲ１２、水平利得決定コンポーンネントＣ４０１，Ｃ２４及びＲ１７、及びサージ制限抵抗Ｒ５０３及びＲ２５を含んでおり、これら全ては以下に説明される。端子１７ｏは、ダイナミックフォーカス増幅器１７の出力ポートである。
【００２２】
図１ａのトランジスタＱ２０は、差動増幅器２２のトランジスタＱ５とカスケード構成で接続されており、それらの間には、低い値のサージプロテクション用の抵抗Ｒ５０６を有している。トランジスタＱ２０は、低電流利得及び高電圧利得をもつ高電圧トランジスタである。トランジスタＱ２０のベースは、サージプロテクション抵抗Ｒ２５により直流電圧源Ｖ１に接続されており、トランジスタＱ２０のエミッタは、電圧Ｖ１を超えて決して上昇しない。また、この構成は、トランジスタＱ５のコレクタで一定の電圧を維持し、これにより、より高い周波数で負帰還として作用するためのコレクタ−ベース間の「ミラー」キャパシタンスを通して接続されるコレクタで電圧変化がなく、したがって、トランジスタＱ５は広い帯域幅を維持する。
【００２３】
図１ａのトランジスタＱ１及びＱ２０、並びにそれらの補助のコンポーネントは、結合されたダイナミックフォーカス信号の増幅のための高電圧のダイナミックフォーカス信号増幅器１７の一部を互いに構成する。ダイナミックフォーカス信号増幅器１７の負荷は、非常に容量性であり、キャパシタＣ６０２，Ｃｗｉｒｅ、及び増幅されたダイナミックフォーカス信号で駆動されるＣＲＴにおけるＣＴ１の並列構成に等しい。この並列のキャパシタンスは、トランジスタＱ１を通して充電され、トランジスタＱ２０を通して放電される。図１ａでは、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは、ダイオードＤ５０１を経由して供給電圧Ｖ２を受けるために接続され、そのエミッタは、抵抗Ｒ５０１及びツェナーダイオードＤ４を経由してトランジスタＱ２０のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１のベースは、導体６０によりトランジスタＱ２０のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ１のベースは、キャパシタＣ５０１とダイオードＤ５０２のカソードとの接続点に抵抗Ｒ５０２を介して接続されている。キャパシタＣ５０１の他の端、及びツェナーダイオードＤ５０３のカソードは、ツェナーダイオードＤ４のアノードとの抵抗Ｒ５０１の接続部に接続されている。ダイオードＤ５０２のカソード及びツェナーダイオードＤ５０３のアノードは、Ｑ１バイアス検出器３２の出力端子１７ｏに接続されている。キャパシタＣ５０４と並列にある抵抗Ｒ２は、出力端子１７ｏ近くの位置から差動増幅器２２の入力ポート２２ｉ２への負帰還を提供する。
【００２４】
図１ａのダイナミックフォーカス信号増幅器１７の動作において、トランジスタＱのコレクタ電流は、トランジスタＱ２０，ダイオードＤ４，キャパシタＣ５０１及びダイオードＤ５０２からなるエミッタ−コレクタ経路を通してダイナミックフォーカス増幅器１７の出力１７ｏに接続される。トランジスタＱ２０から出力端子１７ｏへの電流の流れの結果として、キャパシタＣ５０１が充電される。この充電は、ツェナーダイオードＤ５０３のツェナー電圧又は放電破壊電圧に到達するまで継続し、その時間の後、キャパシタＣ５０１間の電圧が一定であって、ツェナー電圧に等しく保持されるようにＤ５０３が導通する。Ｑ２０のコレクタ電流の僅かな部分が抵抗Ｒ５０２を通して流れる。トランジスタＱ２０におけるコレクタ電流の導通の間、トランジスタＱ１は、オフすなわち非導通に保持される。これは、ツェナーダイオードＤ４間の電圧降下がトランジスタＱ１のベース−エミッタ接合を逆バイアスするためである。
【００２５】
図１ａのトランジスタＱ２０におけるコレクタ電流がダイナミックフォーカス信号増幅器１７の動作サイクルの一部の間でゼロに減少するとき、トランジスタＱ１は、オンにされるか、又は抵抗Ｒ５０２、トランジスタＱ１のベース−エミッタ接合及び抵抗Ｒ５０１さらにキャパシタＣ５０１を通したキャパシタの放電により導通状態にされる。Ｑ１が導通のとき、実質的なＱ１の電流は、電源Ｖ２からダイオードＤ５０１、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ経路、抵抗Ｒ５０１、及び順バイアスされたダイオードＤ５０３を通して増幅器の出力端子１７ｏに流れる傾向にある。トランジスタＱ１への過剰な電流によるダメージは、エミッタ抵抗Ｒ５０１間に発生されるフィードバック電圧により防止され、このフィードバック電圧は、ツェナー電圧に到達したときにＱ１が一定の電流で動作するように、エミッタ抵抗Ｒ５０１間で感知されるダイオードＤ４のツェナー電圧により確立される値（マイナス１のベース−エミッタ接合電圧）にコレクタ電流を制限する。キャパシタＣ５０１は、Ｑ２０がオフである増幅器のサイクルの全体の部分の間にＱ１をオンに保持するために十分な電荷を蓄積するとともに、Ｑ１のコレクタ−エミッタ電圧がロウであるときにＱ１をオフに保持するために十分な電荷を蓄積する。これにより、最大の正の増幅器電圧は電源Ｖ２の電圧に一層近づくことができる。正のＶ２電源と出力端子１７ｏの間に接続された抵抗Ｒ１は、周期的なＡＣポンピング動作を開始することができるように開始でキャパシタＣ５０１をプリチャージする。抵抗Ｒ５０２と共にダイオードＤ５０１は、高電圧又はｕｌｔｏｒ端子１２Ｕとフォーカス端子１２Ｆの間の受像管１２における内部アークが生じた場合に、トランジスタＱ１をそのコレクタ−ベース接合を通した過剰な電流から保護する傾向にある。
【００２６】
図１ａの増幅器１７は、少なくともその出力端子１７ｏの観点から、高電圧演算増幅器であると考えられる場合がある。この演算増幅器では、抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ５０４は、出力から入力へのフィードバックを提供し、抵抗Ｒ５，Ｒ１１及びＲ１２は、直流（ＤＣ）の動作ポイントを設定する。抵抗Ｒ１７及びキャパシタＣ２４は、水平レートのダイナミックフォーカス信号のダイナミック又はＡＣ利得を設定し、抵抗Ｒ３０１，Ｒ１１及びＲ１２は、キャパシタＣ３０１と共に垂直レートのダイナミックフォーカス信号のダイナミック又はＡＣ利得を設定する。
【００２７】
図１ａのＱ１バイアス検出器３２の出力ポート１７ｏで生成された、増幅されて結合された垂直及び水平ダイナミックバイアス信号は、低インピーダンス源により生成されたものと見られる場合がある。信号は、ポート１７ｏからサージ制限抵抗Ｒ５０３を通してビーム電流の負荷を感知するフォーカストラッキング回路３４（「結合」回路３４）の第一の入力ポート３４ｉ１に印加される。第二の入力ポート３４ｉ２は、ｕｌｔｏｒ電圧を受けるための受像管１２のｕｌｔｏｒ端子１２Ｕに接続されている。ビーム電流負荷感知フォーカストラッキングすなわち結合回路３４の出力ポート３４ｏは、フォーカスコントロールブロック２６の入力ポート２６ｉ１に接続されており、可能であれば、ブロック３６として全てが互いに例示されている受像管１２以外の他の受像管と関連される他の対応するフォーカスコントロールに接続される。本発明の１態様に係るコスト節約は、高電圧をビーム電流に応答して変化することを可能にすることで、安定化された高電圧源を通して達成される。したがって、高電圧源４９は、安定化されない。
【００２８】
図１ａにおいて例示されるように、抵抗Ｒ６０１は、キャパシタＣ６０１と並列に接続されており、Ｒ６０１のＣ６０１との並列接続は、一方の端で結合回路３４の入力ポート３４ｉ１に接続されている。Ｒ６０１のＣ６０１との並列接続の他方の端は、結合回路３４の出力ポート３４ｏに接続されている。また、結合回路３４は、抵抗Ｒ６０２のキャパシタＣ６０２との直列接続を含んでおり、直列接続の一方の端は、第二の入力ポート３４ｉ２に接続されており、直列接続の他方の端は、出力ポート３４ｏに接続されている。
【００２９】
図１ａのビーム電流負荷感知フォーカストラッキング回路３４は、周波数の感度の高い結合器として見られる場合があり、この結合器は、その第一の入力端子３４ｉ１に印加される結合された垂直及び水平ダイナミックフォーカス信号を、その第二の入力ポート３４ｉ２に印加された高電圧の成分と結合する。結果的に得られる結合された信号は、フォーカス電圧の「静的」な成分との結合のために、フォーカスコントロールブロック２６の入力ポート２６ｉ１に印加される。図１ａのフォーカスコントロール２６及びビーム電流負荷感知フォーカストラッキング回路３４は、以下のコンポーネントの値を使用することでつくることができる。
Ｒ１０１  ５０      メガオーム
Ｒ１０２  ８０      メガオーム
Ｒ６０１  ５．６    メガオーム
Ｒ６０２  ９４０    キロオーム
Ｃ１０１  １０００  ピコファラッド
Ｃ６０１  ４７０    ピコファラッド
Ｃ６０２  ２［００    ピコファラッド
浮遊配線キャパシタンスは、Ｃｗｉｒｅとして示されており、１０ピコファラッドの値を有しており、受像管１２のような単一の受像管のフォーカス電極のキャパシタンスＣＴ１は、約２５ピコファラッドである。Ｑ１バイアス検出器３２とＲ５０３の抵抗との出力インピーダンスは、他の値に関して余りに小さいために結果に影響を与えないとして無視される。当業者であれば、結合回路３４の第二の入力ポート３４ｉ２と出力端子３４ｏとの間に接続される直列のキャパシタＣ６０２は、高電圧における変動又は変化（“ｓａｇ”）のみを出力ポート３４ｏに接続することができる。同様に、フォーカスコントロールブロック２６の入力ポート２６ｉ１と分圧器２８のタップ２８ｔとの間に接続されるキャパシタＣ１０１の存在は、直流信号成分のタップ２８ｔへの結合を防止する。キャパシタＣ１０１は、抵抗Ｒ１０１及びＲ１０２の並列構成と共に、約５ヘルツ（Ｈｚ）のカットオフ又は遮断周波数を有する高域通過フィルタを構成する。
【００３０】
図２は、本発明の態様に係るテレビジョン又はビデオディスプレイ装置の簡略化された等価回路又は概念図であり、ここでは、赤、緑及び青の陰極線管又は受像管がディスプレイに使用されている。赤、緑及び青の受像管は、ブロック１２Ｒ，１２Ｇ及び１２Ｂとしてそれぞれ例示されており、それらのｕｌｔｏｒ端子は、１２ＵＲ，１２ＵＧ及び１２ＵＢとしてそれぞれ識別され、それらのフォーカス端子は、１２ＦＲ，１２ＦＧ及び１２ＦＢとしてそれぞれ識別される。図２では、図１ａのエレメントに対応するエレメントは、同じ参照符号により示されている。エレメントＲ１０１，Ｒ１０２及びＣ１０１は、赤、緑及び青の陰極線管ディスプレイとそれぞれ関連される対応するエレメントを識別するために、添字Ｒ，Ｇ又はＢを有している。図２では、ソースＶ＿ＤＦは、結合器３４の第一の入力ポート３４ｉ１に印加される、結合された垂直及び水平ダイナミックフォーカス信号源を表している。
【００３１】
図２のソースＶ＿ＨＶは、高電圧又はｕｌｔｏｒ供給電圧源を表している。電圧源Ｖ＿ＨＶは、一次巻線２５０ｐをもつ集積された変圧器２５０を含んでいる。一次巻線２５０ｐは、一方の端で安定化されたＢ＋の電源に接続されており、他方の端でスイッチング水平出力トランジスタを表すブロックに接続されている。また、変圧器２５０は、複数の巻線を含む分散された二次巻線を含んでおり、それぞれの巻線は、参照符号２５０ｓで示されている。変圧器２５０の分散された二次巻線は、一方の端に接地されている。ダイオードのセットは、それらの幾つかは参照符号２５２として示されており、二次巻線のセクション２５０ｓの間に散在されており、参照符号２０９として例示されている出力導体で生じる高電圧を整流する働きをする。「静的な」フォーカス電圧は、変圧器２５０のタップ２５０ｔで生成される。本発明の１実施の形態では、タップ２５０ｔは、タップ２５０ｔで生じる静的なフォーカス電圧が導体２０９で生じる高電圧の約１／３であり、固定されたパーセンテージのｕｌｔｏｒ電圧のままとなるように、ｕｌｔｏｒ電圧に関して１／３タップである。
【００３２】
高電圧又はｕｌｔｏｒ電圧Ｖ＿ＨＶは、導体２０９を経由して結合回路３４の端子３４ｉ２に接続され、図２の赤、緑及び青の受像管１２Ｒ，１２Ｇ及び１２Ｂのそれぞれのｕｌｔｏｒコネクション１２ＵＲ，１２ＵＧ及び１２ＵＢに接続され、結合器３４及び全ての陰極線管は、ｕｌｔｏｒ供給Ｖ＿ＨＶから共通に供給される。静的なフォーカス電圧は、抵抗性の分圧器１２６Ｒ，１２６Ｇ及び１２６Ｂのそれぞれにより、参照符号２１１として例示される導体を介して、タップ２５０ｔから赤、緑及び青のフォーカス端子１２ＦＲ，１２ＦＧ及び１２ＦＢのそれぞれに結合される。分圧器１２６Ｒは、その間にタップ１２６Ｒｔを有する直列の抵抗Ｒ１０１Ｒ及びシャント（分路）抵抗Ｒ１０２Ｒを含んでいる。タップ１２６Ｒｔは、赤の受像管のフォーカス端子１２ＦＲに結合される。抵抗Ｒ１０１Ｒは、５０メガオームの値を有しており、抵抗Ｒ１０２Ｒは、８０メガオームの値を有している。同様に、分圧器１２６Ｇは、その間にタップ１２６Ｇｔを有する直列の抵抗Ｒ１０１Ｇ及びシャント抵抗Ｒ１０２Ｇを含んでいる。タップ１２６Ｇｔは、緑の受像管のフォーカス端子１２ＦＧに結合されている。抵抗Ｒ１０１Ｇは、５０メガオームの値を有しており、抵抗Ｒ１０２Ｇは、８０メガオームの値を有している。また、分圧器１２６Ｂは、その間にタップ１２６Ｂｔを有する直列の抵抗Ｒ１０１Ｂ及びシャント抵抗Ｒ１０２Ｂを含んでいる。タップ１２６Ｂｔは、青の受像管のフォーカス端子１２ＦＢに結合されている。抵抗Ｒ１０１Ｂは、５０メガオームの値を有しており、抵抗Ｒ１０２Ｂは、８０メガオームの値を有している。このように、赤、緑及び青の受像管のそれぞれのフォーカス端子１２ＦＲ，１２ＦＧ及び１２ＦＢは、その静的なフォーカス電圧が、図１ａの構成においてちょうど約３０メガオームのインピーダンスから発生しているものと見える。
【００３３】
図２の結合器３４の出力端子３４ｏは、カップリングキャパシタＣ１０１Ｒ，Ｃ１０１Ｇ及びＣ１０１Ｂのそれぞれにより、赤、緑及び青のフォーカス端子１２ＦＲ，１２ＦＧ及び１２ＦＢのそれぞれに接続されている。キャパシタＣ１０１Ｒ，Ｃ１０１Ｇ及びＣ１０１Ｂのそれぞれは、１０００ｐＦの値を有している。赤、緑及び青の受像管のキャパシタンスは、ＣＴ１Ｒ，ＣＴ１Ｇ及びＣＴ１Ｂとして示されている。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１ａ】本発明の態様に係る、特に、動的なフォーカス及び高電圧に関連したフォーカス信号結合器及び放物線電圧発生回路を例示するブロック及び概念的な形式による簡略された図ある。
【図１ｂ】図１ａの動的なフォーカス及び高電圧に関連したフォーカス信号結合器の一部に関する更に詳細の図である。
【図１ｃ】本発明の別の態様に係る、図１ａの放物線電圧発生回路の代替的な実施の形態を示す図である。
【図２】３つの受像管が使用される構成に関する簡略化された等価回路である。
【図１ａ】
2005523653.tif 000003
【図１ｂ】
2005523653.tif 000004
【図１ｃ】
2005523653.tif 000005
【図２】
2005523653.tif 000006
【国際調査報告】
2005523653.tif 000007