(57)【要約】フィードフォワード型の最適化構成が可能なタイミング抽出方法を用いた光送受信システムにおいては、コストが増加し、消費電力が増大するため、本発明の光送受信システムは、光源と、光変調器と、擬似ＲＺカーバとを備えた光送信装置と、コヒーレント受信器と、ＡＤ変換器と、主信号処理部と、タイミング抽出部とを備えた光受信装置を有し、擬似ＲＺカーバは光変調器によって周波数ｆで位相変調された光信号に対して、ｎシンボルごとにシンボル遷移点における光強度を略ゼロとしてディップを形成し、ＡＤ変換器はコヒーレント受信器が検波して出力する電気信号をＡＤ変換したサンプルを出力し、タイミング抽出部はサンプルから周波数ｆ／ｎのクロック成分を抽出し、クロック成分から、最適なサンプリングタイミングからのずれを表すタイミング誤差信号を導出し、主信号処理部はタイミング誤差信号に基づいてサンプリングタイミングを調整する。
2011125964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光源と、光変調器と、擬似ＲＺカーバとを備えた光送信装置と、
コヒーレント受信器と、ＡＤ変換器と、主信号処理部と、タイミング抽出部とを備えた光受信装置を有し、
前記擬似ＲＺカーバは、前記光変調器によって周波数ｆで位相変調された光信号に対して、ｎシンボルごとにシンボル遷移点における光強度を略ゼロとしてディップを形成し、
前記ＡＤ変換器は、前記コヒーレント受信器が検波して出力する電気信号をＡＤ変換したサンプルを出力し、
前記タイミング抽出部は、前記サンプルから周波数ｆ／ｎのクロック成分を抽出し、前記クロック成分から、最適なサンプリングタイミングからのずれを表すタイミング誤差信号を導出し、
前記主信号処理部は、前記タイミング誤差信号に基づいてサンプリングタイミングを調整する
光送受信システム。
【請求項２】
請求項１に記載した光送受信システムにおいて、
前記タイミング抽出部は、強度検出部と、周波数フィルタ部と、位相検出部を備え、
前記強度検出部は、前記サンプルの強度を算出し、
前記周波数フィルタ部は、前記強度検出部の出力から周波数ｆ／ｎのクロック成分を抽出し、
前記位相検出部は、前記周波数フィルタ部によって抽出された周波数ｆ／ｎのクロック成分の位相を検出する光送受信システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載した光送受信システムにおいて、
前記タイミング抽出部は、前記位相変調によってシンボル遷移点での光強度が略ゼロとなるシンボル遷移を判定し、前記シンボル遷移点におけるサンプルの強度を、前記シンボル遷移点の前後のサンプルの強度の平均に置き換える処理を行う光送受信システム。
【請求項４】
請求項１または２に記載した光送受信システムにおいて、
前記タイミング抽出部は、前記擬似ＲＺカーバによって形成された前記ディップに対応するサンプルを判定し、前記ディップ以外のシンボル遷移点におけるサンプルの強度を、前記シンボル遷移点の前後のサンプルの強度の平均に置き換える処理を行う光送受信システム。
【請求項５】
データの変調に用いるクロック周波数よりも低周波数のクロック成分を有する光信号を送出し、
前記光信号を受信して、前記クロック成分からタイミング誤差信号を導出する
光送受信システムにおけるタイミング抽出方法。
【請求項６】
周波数ｆで位相変調された光信号に対して、ｎシンボルごとにシンボル遷移点における光強度を略ゼロとしてディップを形成し、
前記ディップが形成された光信号を検波した電気信号をＡＤ変換し、
前記ＡＤ変換されたサンプルから周波数ｆ／ｎのクロック成分を抽出し、
前記クロック成分から、最適なサンプリングタイミングからのずれを表すタイミング誤差信号を導出し、
前記タイミング誤差信号に基づいてサンプリングタイミングを調整する
光送受信システムにおけるタイミング抽出方法。
【請求項７】
請求項５または６に記載した光送受信システムにおけるタイミング抽出方法において、
前記タイミング誤差信号の導出は、前記クロック成分の位相を検出する処理を含む光送受信システムにおけるタイミング抽出方法。
【請求項８】
請求項６または７に記載した光送受信システムにおけるタイミング抽出方法において、
前記タイミング誤差信号の導出は、前記位相変調によってシンボル遷移点での光強度が略ゼロとなるシンボル遷移を判定し、前記シンボル遷移点におけるサンプルの強度を、前記シンボル遷移点の前後のサンプルの強度の平均に置き換える処理を含む光送受信システムにおけるタイミング抽出方法。
【請求項９】
請求項６または７に記載した光送受信システムにおけるタイミング抽出方法において、
前記タイミング誤差信号の導出は、前記ディップに対応するサンプルを判定し、前記ディップ以外のシンボル遷移点におけるサンプルの強度を、前記シンボル遷移点の前後のサンプルの強度の平均に置き換える処理を含む光送受信システムにおけるタイミング抽出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光送受信システムおよび光送受信システムにおけるタイミング抽出方法に関し、特に、サンプリング周波数が制限されたデジタルコヒーレント光通信における光送受信システムおよび光送受信システムにおけるタイミング抽出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル通信においては、受信した連続信号に対してアナログ−デジタル（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換を適切なタイミングで行うことによって、最適な信号を得ることが重要である。特に、ＡＤ変換のサンプリング周波数が制限されている場合には、通信容量を確保するために重要となる。
一方、デジタル通信ではＡＤ変換のタイミングを制御する代わりに、非同期で行うＡＤ変換で得られたサンプルに対して、インターポレーション等のデジタル信号処理を施すことによって実効的に最適なサンプリングタイミングでの信号を得ることも可能である。このような全デジタル領域でのタイミング最適化は、ＡＤ変換のタイミング制御に用いる制御装置が不要となることから、受信装置の小型化やコスト低減の点から利点を有する。インターポレーションによるデジタル信号処理によるタイミング最適化を行うためには、ＡＤ変換した信号におけるサンプリングタイミングの最適なタイミングからのずれの絶対量が求まっていることが望ましい。このようなＡＤ変換のサンプリングタイミングの理想タイミングからの誤差を、ＡＤ変換して得られた信号から求めるタイミング抽出方法の一例が非特許文献１に記載されている。
非特許文献１に記載された方法では、信号強度に含まれるボーレートに等しいクロック成分の位相からサンプリングタイミングの誤差を検出している。図１６は、非特許文献１に記載された関連するタイミング抽出方法を説明するためのタイミング誤差検出装置６００のブロック図である。タイミング誤差検出装置６００はＡＤ変換器６１０とタイミング抽出装置６２０を備える。ここで入力信号としては、局部発振光と混合されてコヒーレント光受信された信号を想定している。
受信された信号はＡＤ変換器６１０によってＡＤ変換される。ＡＤ変換器６１０は入力信号の１シンボル当たり４回のサンプリング、すなわち４倍のオーバーサンプリングを行う。
タイミング抽出装置６２０は強度検出部６２１、周波数フィルタ部６２２、および位相検出部６２３を備える。強度検出部６２１はＡＤ変換器６１０から信号を受け、この信号を２乗して強度を検出する。次に周波数フィルタ部６２２は、取得した入力信号の強度からクロック周波数に相当する周波数成分だけを取り出す。最後に位相検出部６２３は取り出されたクロック周波数成分の位相を検出し、この位相をタイミング誤差信号として出力する。
上述した非特許文献１に記載されたタイミング抽出方法によれば、入力信号に対するサンプリングタイミングの最適なサンプリングタイミングからのずれをそのまま実測値として求めることができる。したがって、タイミング誤差信号をＡＤ変換器にフィードバックすることによってタイミングの最適化を行う構成に限らず、後段のデジタル信号処理によってタイミングを最適化するフィードフォワード型の最適化構成を採用することが可能になる。また、入力信号の強度を使用することから、コヒーレント光受信における局部発振光の位相や周波数によってタイミング誤差信号は影響を受けない、という優れた特徴を有する。
一方、４倍のオーバーサンプリングが不要であり、１シンボル当たり２回のサンプリングで動作するタイミング抽出方法の例が非特許文献２および特許文献１に記載されている。
非特許文献２には、コヒーレント通信において一般的に使用されるＢＰＳＫ（２位相偏移変調：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号およびＱＰＳＫ（４位相偏移変調：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号に対してタイミング誤差信号を計算する手法が記載されている。しかしながら、非特許文献２に記載されたタイミング抽出方法では、送信信号の光キャリアと受信側で用いる局部発振光の周波数差が大きい場合には性能が劣化し、通信品質を確保できないという問題がある。
それに対して特許文献１に記載されたタイミング抽出方法では、送信信号の光キャリアと受信側で用いる局部発振光の周波数差が大きい場合においても動作可能である。しかし、フィードバックによって達成されるサンプリングタイミングは、データ識別に最適なサンプリングタイミングとはならない。そのため信号の劣化が生じ、またはこれを補正するために処理の複雑化を招く。
さらに、非特許文献２および特許文献１に記載されたタイミング抽出方法によって得られるタイミング誤差信号からは、タイミングのずれの値を直接得ることはできず、タイミングのずれに比例するが信号強度に依存した値しか得られない。そのため、非特許文献１に記載されたタイミング抽出方法のように、フィードフォワード型のタイミング最適化構成とするには適さず、同期のためにある程度の時間が必要となる。
以上述べたように、非特許文献２および特許文献１に記載されたタイミング抽出方法を光送受信方法または光送受信システムに採用するには問題が伴う。
【特許文献１】特許第４３０３７６０号明細書（段落「０１００」〜「０１２６」）
【非特許文献１】Ｍ．Ｏｅｒｄｅｒ  ａｎｄ  Ｈ．Ｍｅｙｒ，“Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｆｉｌｔｅｒ  ａｎｄ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．５  １９８８，ｐ．６０５−６１２．
【非特許文献２】Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ，“Ａ  ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ  Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ  ｆｏｒ  Ｓａｍｐｌｅｄ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｖｏｌ．Ｃｏｍ−３４，Ｎｏ．５  １９８６，ｐ．４２３−４２９．
【非特許文献３】Ｅ．ｄｅ  Ｇａｂｏｒｙ  ｅｔ  ａｌ．，“ＤＧＤ  Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  ｏｆ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ｂｙ  ｕｓｉｎｇ  Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｓｃｈｅｍｅ”２００９ソサイエティ大会講演論文集、電気情報通信学会、２００９年９月１５日、Ｂ−１０−８５、ｐ．２６５．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述した非特許文献１に記載されたタイミング抽出方法においては、フィードフォワード型の最適化構成を採用することが可能となる。しかし、デジタル化した信号からクロック周波数成分の位相を抽出するため、これを正しく取り出すためには４倍のオーバーサンプリングを使用する必要がある。これは、入力信号の帯域幅は通常、クロック周波数と同程度であるので、信号を２乗した後に、ある周波数成分から位相を正しく取り出すためには、サンプリング定理から最低でもクロック周波数の４倍のサンプリング周波数が必要となるためである。しかしながら、サンプリング周波数の高いＡＤ変換器はコストが高く、サンプリング周波数が高くなるほど消費電力も大きくなる。そのため非特許文献１に記載されたタイミング抽出方法を用いた関連するタイミング誤差検出装置およびそれを用いた光送受信システムにおいては、コストが増加し、消費電力が増大するという問題があった。
本発明の目的は、上述した課題である、フィードフォワード型の最適化構成が可能なタイミング抽出方法を用いた光送受信システムにおいては、コストが増加し、消費電力が増大する、という課題を解決する光送受信システムおよび光送受信システムにおけるタイミング抽出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の光送受信システムは、光源と、光変調器と、擬似ＲＺカーバとを備えた光送信装置と、コヒーレント受信器と、ＡＤ変換器と、主信号処理部と、タイミング抽出部とを備えた光受信装置を有し、擬似ＲＺカーバは、光変調器によって周波数ｆで位相変調された光信号に対して、ｎシンボルごとにシンボル遷移点における光強度を略ゼロとしてディップを形成し、ＡＤ変換器は、コヒーレント受信器が検波して出力する電気信号をＡＤ変換したサンプルを出力し、タイミング抽出部は、サンプルから周波数ｆ／ｎのクロック成分を抽出し、クロック成分から、最適なサンプリングタイミングからのずれを表すタイミング誤差信号を導出し、主信号処理部は、タイミング誤差信号に基づいてサンプリングタイミングを調整する。
本発明の光送受信システムにおけるタイミング抽出方法は、データの変調に用いるクロック周波数よりも低周波数のクロック成分を有する光信号を送出し、この光信号を受信して、クロック成分からタイミング誤差信号を導出する。
本発明の光送受信システムにおけるタイミング抽出方法は、周波数ｆで位相変調された光信号に対して、ｎシンボルごとにシンボル遷移点における光強度を略ゼロとしてディップを形成し、ディップが形成された光信号を検波した電気信号をＡＤ変換し、ＡＤ変換されたサンプルから周波数ｆ／ｎのクロック成分を抽出し、クロック成分から、最適なサンプリングタイミングからのずれを表すタイミング誤差信号を導出し、タイミング誤差信号に基づいてサンプリングタイミングを調整する。
【発明の効果】
【０００５】
本発明の光送受信システムによれば、フィードフォワード型の最適化構成が可能なタイミング抽出方法を用いた場合であっても、コストの増加および消費電力の増大を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
図１は本発明の第１の実施形態に係る光送受信システムの構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第１の実施形態に係る擬似ＲＺカーバの構成を示すブロック図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係る光送信装置から送信される擬似ＲＺ信号による光波形を模式的に示す波形図である。
図４は本発明の第１の実施形態に係るインターポレーション部の構成を示すブロック図である。
図５は本発明の第１の実施形態に係る別のタイミング抽出部の構成を示すブロック図である。
図６は本発明の第１の実施形態に係る別の光受信装置の構成を示すブロック図である。
図７は本発明の第１の実施形態に係る光送受信システムについて、タイミング誤差信号を計算機シミュレーションで求めた結果を示す図である。
図８は本発明の第２の実施形態に係る光送受信システムの構成を示すブロック図である。
図９はＱＰＳＫ信号においてシンボル間の位相差が１８０°となる遷移の一例を示す図である。
図１０は本発明の第２の実施形態に係る光受信装置が備える信号置換部の構成を示すブロック図である。
図１１は本発明の第２の実施形態に係る光受信装置が備える信号置換部の動作を説明するための概略信号図である。
図１２は本発明の第３の実施形態に係る光送受信システムの構成を示すブロック図である。
図１３は本発明の第３の実施形態に係る光受信装置が備える擬似ＲＺディップ判定部の構成を示すブロック図である。
図１４は本発明の第３の実施形態に係る光受信装置が備える信号置換部の動作を説明するための概略信号図である。
図１５は本発明の第３の実施形態に係る光送受信システムについて、タイミング誤差信号を計算機シミュレーションで求めた結果を示す図である。
図１６は関連するタイミング抽出方法を説明するためのタイミング誤差検出装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光送受信システム１０００の構成を示すブロック図である。光送受信システム１０００は、光送信装置１１００と光受信装置１２００を有する。光送信装置１１００から送信された光信号は伝送路１３００を通り、光受信装置１２００で受信される。光受信装置１２００では、受信した光信号をコヒーレント検波した後に、ＡＤ変換したサンプルからタイミングを抽出する。
光送信装置１１００は、光源１１１０と光変調器１１２０と擬似ＲＺカーバ１１３０とを備える。光源１１１０で生成された光キャリアは光変調器１１２０に送られ、送信すべきデータによって変調される。変調方式として以下では、偏波多重ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  −  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＰ−ＱＰＳＫ）変調方式を例として説明する。しかしこれに限らず、他の変調方式、例えばＢＰＳＫ（２位相偏移変調：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を用いることとしてもよい。ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式の場合、Ｘ偏波およびＹ偏波に対して、それぞれのＩ（同相）成分、Ｑ（直交）成分がクロック周波数ｆで変調される。クロック周波数は変調信号のボーレートに等しく、特にＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式の場合、伝送されるビットレートはボーレートの４倍である。光変調器１１２０によって変調された光信号は擬似ＲＺカーバ１１３０に送られる。
擬似ＲＺカーバ（ｃａｒｖｅｒ）１１３０は、光変調器１１２０からの出力光を強度変調し、擬似ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）信号に変調する処理を行なう。具体的には、入力される光信号に対してｎシンボルごとにシンボル遷移点の強度を「０」に落としてディップを刻む処理を行なう。
擬似ＲＺカーバ１１３０の一例として、非特許文献３に開示された擬似ＲＺカーバ１１３０の構成を図２に示す。擬似ＲＺカーバ１１３０は、ＰＳＫ変調器１１３１と分周器１１３２とＤフリップフロップ（Ｄ−Ｆｌｉｐ−Ｆｌｏｐ：ＤＦＦ）１１３３とドライバ１１３４を備える。擬似ＲＺカーバ１１３０には、光変調器１１２０によって変調された光信号と、光変調器１１２０内で使用されるクロック信号の周波数ｆと周波数が等しく位相同期したクロック信号が入力される。擬似ＲＺカーバ１１３０はこのクロック信号を分周器１１３２で１／（２ｎ）に分周し、周波数ｆ／（２ｎ）の分周クロック信号を生成する。
分周器１１３２で得られたｆ／（２ｎ）の分周クロック信号はＤフリップフロップ１１３３に入力され、Ｄフリップフロップ１１３３の出力はドライバ１１３４によって適切な電圧レベルに変換される。ドライバ１１３４の出力電圧によってＰＳＫ変調器１１３１を駆動する。
ｆ／（２ｎ）の分周クロックで駆動されたＰＳＫ変調器１１３１は、入力光信号の位相をｎシンボルごとに０°から１８０°に切り替えるように動作し、ｎシンボルごとにシンボル遷移点の光強度を「０」として強度ディップ（ｄｉｐ）を与える。このようにして擬似ＲＺカーバ１１３０は擬似ＲＺ光信号を出力する。図３に、４シンボルごとにシンボル遷移点の光強度を「０」にした場合における擬似ＲＺ（４）−ＱＰＳＫ信号による光波形の一例を模式的に示す。
生成された擬似ＲＺ信号は、元の入力光信号が持っていた周波数ｆのクロック成分に加え、周波数ｆ／ｎと、その高調波のクロック成分を有する。擬似ＲＺカーバ１１３０は、入力光信号に周波数ｆ／ｎのクロック成分を与える際に、シンボル遷移点を中心とした、シンボル間隔に比べて短い時間だけを利用する。すなわち、シンボルの識別に最適な時間における信号には影響を与えないので、原理的には周波数ｆ／ｎのクロック成分を与えたことによる感度劣化は生じない。
光送信装置１１００から送信され、伝送路１３００を通過した光信号は光受信装置１２００によって受信される。光受信装置１２００はコヒーレント受信器１２１０、局部発振光源１２１１、フィルタ１２１２、ＡＤ変換器１２１３、主信号処理部１２２０、およびタイミング抽出部１２３０を有する。
コヒーレント受信器１２１０は、受信した光信号を局部発振光源１２１１からの局部発振光と混合することにより検波する。コヒーレント受信器１２１０からはＸ偏波およびＹ偏波のそれぞれのＩ成分、Ｑ成分の情報を持つ電気信号が出力され、適切なフィルタ１２１２を通過した後、ＡＤ変換器１２１３によってＡＤ変換される。このときＡＤ変換器１２１３のサンプリング周波数はクロック周波数の２倍程度とすることができる。またフィルタ１２１２はＡＤ変換時のエリアシングが生じない条件で使用される。ＡＤ変換のサンプリング周波数がクロック周波数の２倍であるので、ナイキスト周波数はクロック周波数と等しくなる。
タイミング抽出部１２３０は、取得した信号を２乗することによって強度を求め、所望の周波数だけをフィルタリングすることによって、送信側で与えた周波数ｆ／ｎのクロック成分に相当する周波数成分を取り出す。そして、この周波数ｆ／ｎのクロック成分の位相からタイミングの誤差を抽出する。ここで、例えば送信側で周波数ｆ／４のクロック成分を与えた場合、２乗時の帯域が７ｆ／４より小さければ周波数ｆ／４のクロック成分にエリアシング成分がかかることはない。したがって、フィルタ１２１２として例えば通過帯域が７ｆ／８より小さいローパスフィルタを用いることができる。
ＡＤ変換された信号は主信号処理部１２２０に導入される。主信号処理部１２２０はＡＤ変換された信号に対してデジタル信号処理を施し受信したデータを出力する。ここでデジタル信号処理としては例えば、分散補償、インターポレーション、偏波分離、キャリア位相補償、データ識別等の信号処理を行うこととすることができる。図１には、この場合の構成例として分散補償部１２２１、インターポレーション部１２２２、偏波分離部１２２３、キャリア位相補償部１２２４、データ識別部１２２５を備えた場合について示した。図１における主信号処理部１２２０の構成は例示であり、他の構成でデジタル信号処理を行うこととしてもよい。
主信号処理部１２２０においてデジタル信号処理を施された信号、例えば分散補償部１２２１によって分散補償された後の信号がタイミング抽出部１２３０に導入される。タイミング抽出部１２３０はＡＤ変換のサンプリングタイミングを最適化するためのタイミング誤差信号を求める。このとき本実施形態によれば、サンプリングタイミングの理想値からのずれを直接計算により導出することできる。
タイミング抽出部１２３０は、強度検出部１２３１、周波数フィルタ部１２３２、および位相検出部１２３３を備える。強度検出部１２３１は、Ｘ偏波およびＹ偏波のそれぞれのＩ成分信号、Ｑ成分信号の２乗和を求めることによって強度を算出する。強度の算出には２乗和を用いることに限らず、例えば偶数べき乗を用いることとしてもよく、また各偏波の光信号の振幅をＩ成分、Ｑ成分から求めるなど、他の非線形関数を使用することとしてもよい。
周波数フィルタ部１２３２は、強度検出部１２３１の出力から擬似ＲＺ信号による周波数ｆ／ｎのクロック成分だけを取り出す。位相検出部１２３３は、周波数フィルタ部１２３２によって取り出された周波数ｆ／ｎのクロック成分から、その位相を検出する。このときの位相はタイミング抽出部１２３０に入力される信号の最適なサンプリングタイミングからのずれを表し、タイミング抽出部１２３０はこれをタイミング誤差信号として出力する。
周波数フィルタ部１２３２はタップ数ＬのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタとして構成することができる。このとき位相検出部１２３３で検出される位相は次式で表される。
2011125964.tif 000003
ここで「ａｒｇ」は複素数の偏角（ａｒｇｕｍｅｎｔ）を表わし、Ｉ（ｋ）は算出された強度である。Ｘ偏波、Ｙ偏波のそれぞれのＩ成分、Ｑ成分の信号をＡＤ変換したｋ番目のサンプルをそれぞれｘＩ（ｋ）、ｘＱ（ｋ）、ｙＩ（ｋ）、ｙＱ（ｋ）とすると、
2011125964.tif 000004
と表わされる。位相を（−π，π〕の範囲で求めると、周波数ｆ／ｎのクロック成分の位相を検出していることから、擬似ＲＺ信号によるディップに相当するタイミングでの位相はπとなる。そして、その次の擬似ＲＺ信号によるディップまでのｎＵＩ（Ｕｎｉｔ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）の間に位相は−πからπまで変化する。したがって、次式（３）で表わされる「ｅ」の値は１ＵＩを単位として、サンプリングタイミングがどれだけずれているかの絶対量を表す。
2011125964.tif 000005
ここで、「ｅ＝０」となるのは連続する２つの擬似ＲＺ信号によるディップの中央に相当するタイミングが、ｋ＝０のサンプルのサンプリングタイミングと一致した場合である。
タイミング抽出部１２３０から出力されるタイミング誤差信号はインターポレーション部１２２２に導入される。インターポレーション部１２２２ではこのタイミング誤差信号の情報を基に、入力信号に対してタイミングを調整し、補間したサンプルを出力する。
図４に、インターポレーション部１２２２の構成の一例を示す。インターポレーション部１２２２ではサンプリング周波数を保持したまま、サンプリング位相を最適化してリサンプリングを行う。インターポレーション部１２２２では、まずＮ倍インターポレーション部１２２２−１において、入力信号にサンプリング周波数をＮ倍にするインターポレーションを施し、１シンボル当たり２Ｎサンプルでの信号列を生成する。次に１／Ｎ倍ダウンサンプリング部１２２２−２において、生成された信号列に対して１／Ｎ倍のダウンサンプリングを行うことによってサンプリング周波数を１シンボル当たり２サンプルに戻す処理を行う。
ここでダウンサンプリングを行う際に、抽出するサンプルのタイミングの選び方にはＮ通りの自由度がある。これをタイミング抽出部１２３０の出力であるタイミング誤差信号を用いて制御することにより、サンプリングタイミングの最適化が達成される。１シンボル当たり２サンプルでサンプリングする場合、０．５ＵＩの整数倍だけサンプリングタイミングにずれがあってもサンプリングタイミングは同等となる。そこで、上述の式（３）で表わされるタイミング誤差信号ｅを０．５で除算して余りを求め、さらにそれをＮ通りの値となるように量子化する。タイミング誤差信号ｅはサンプリングタイミングのずれを直接表すので、（−０．５，０．５〕をＮ等分した領域を用いて量子化を行う。この量子化されたタイミング誤差信号を、ダウンサンプリング時のＮ通りのタイミングの選び方に対応させることによって、タイミングの最適化を行うことができる。
すなわち、タイミング抽出部１２３０で検出された量子化したタイミング誤差信号がｅ＝０に相当するインデックスＮｅ０であった場合、ダウンサンプリング時には補間前と同じサンプルを選び出す。一方、量子化したタイミング誤差信号が例えば、ｅ＝１／２Ｎに相当するインデックスＮｅ０＋１であった場合には、ダウンサンプリング時に補間前のサンプルに対して時間的に１サンプル分前のサンプルを選ぶ。このような制御を行うことによって、インターポレーション部１２２２の出力に最適なサンプリングタイミングでリサンプリングしたサンプルが必ず含まれるようにすることができる。また、１シンボル当たり２Ｎサンプルでの信号列に対して、初期位相をｅ＝０．５となるようなタイミングに選んで１／２Ｎ倍のダウンサンプリングを行うことにより、最適なタイミングで１シンボル当たり１サンプルにリサンプリングすることも可能である。上述したインターポレーション部１２２２の機能は、タイミング抽出部１２３０の出力によって応答を制御された１つのインターポレーションフィルタに置き換えることもできる。
また、ローパスフィルタであるフィルタ１２１２の帯域を、送信側で与えるクロック成分の周波数ｆ／ｎに対して（１−１／ｎ）＊ｆ／２以下に制限することとしてもよい。この場合、ＡＤ変換器１２１３のサンプリング周波数をさらに低減させることができ、クロック周波数とほぼ等しくすることも可能となる。この場合にも上述した手法によって同様にタイミングを抽出することができる。このように、タイミング抽出部１２３０の出力に基づき入力信号をリサンプリングすることによって、実効的にＡＤ変換のタイミングの最適化を達成することができる。
以上述べたように本実施形態の光送受信システム１０００によれば、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を低減させることができるので、コストの増加および消費電力の増大を抑制することができる。
ところで、送信装置と受信装置の間での基準クロックの周波数の差は、非特許文献１に記載されているように、通常はボーレートの１０−５から１０−２倍程度と極めて小さい。そのため、光受信装置１２００では光送信装置１１００によって送信される光信号のボーレートを上述したように既知として扱うことができる。それによって、ＡＤ変換のタイミングのずれが一定と見なせるようにフィルタ１２１２のタップ数Ｌを選択することができる。
一方、精度よく求めたボーレートでインターポレーションを行うことができれば、サンプルのタイミングのずれを一定と見なしたことによるインターポレーションにおける劣化を低減することが可能となる。図５に、このようなインターポレーションでの劣化を低減することが可能な本実施形態に係る別のタイミング抽出部１４３０の構成を示す。
タイミング抽出部１４３０において、強度検出部１４３１はサンプリングされた信号から強度を検出し、その出力を離散フーリエ変換部１４３２が離散フーリエ変換し周波数成分に変換する。クロック成分検出部１４３３は周波数成分に変換された信号についてクロック成分の周波数を識別する。このときのクロック成分は周波数軸上において強度のピークとなることから、クロック成分検出部１４３３では周波数軸上で強度が最大となる周波数を判定する。
ここで、受信する光信号が擬似ＲＺ信号である場合、この信号は通常のＱＰＳＫ変調による周波数ｆのクロック成分と、擬似ＲＺカーバによる周波数ｆ／ｎとその高調波のクロック成分を有する。この中から周波数ｆ／ｎのクロック成分の周波数を正しく判定するために、クロック成分検出部１４３３で強度が最大となる周波数を探索する範囲を限定することが望ましい。すなわち、光受信装置が想定するクロック成分の周波数から、ｆｒ／ｎ±ｆｒ／（２ｎ）のように他の周波数のクロック成分が判定される可能性を取り除くよう限定することが望ましい。
クロック成分検出部１４３３では、このようにして周波数ｆ／ｎに相当するクロック成分の周波数を求め、その周波数の値と対応する信号の周波数成分とをそれぞれ出力する。信号の周波数ｆ／ｎに相当する周波数成分は、第１の位相検出部１４３４でその位相が検出され、位相の情報はインターポレーション部１４２２に送出される。この位相情報を用いて、インターポレーション部１４２２は上述した手法によってリサンプリングの位相を制御する。
一方、クロック成分検出部１４３３から出力される周波数ｆ／ｎに相当するクロック成分の周波数の値は、クロック周波数算出部１４３７に入力される。この周波数の値の精度は、離散フーリエ変換部１４３２が行う離散フーリエ変換のサイズによって決定される。すなわち、ＡＤ変換のサンプリング周波数を２ｆｒ、離散フーリエ変換を行うサンプル数をＬとした場合、その周波数分解能は２ｆｒ／Ｌとなる。
ここで周波数分解能を向上させるために離散フーリエ変換のサイズを増やすと、計算に必要な回路規模が増大してしまう。そこで本実施形態のタイミング抽出部１４３０では、以下に述べるように、クロック成分の位相に対し時間軸上で差分をとることによってクロック成分検出部１４３３で得られる周波数の値の残差を求めて補正を行う構成とした。
離散フーリエ変換を行うサンプル数をＬとすると、クロック成分検出部１４３３は時間Ｌ／（２ｆｒ）ごとに周波数の値とその周波数成分を出力する。このときクロック成分検出部１４３３は、２ｆｒ／Ｌより小さな周波数差を判別できない。しかし、仮にそのような周波数差が存在した場合、クロック成分検出部１４３３から出力される周波数成分の位相は時間とともに変化するので、その変化量から周波数差を求めることができる。
周波数成分の位相の時間変化量を求めるために、クロック成分検出部１４３３で出力される周波数成分は、時間Ｌ／（２ｆｒ）分の遅延を施したものの複素共役との積をとった後に第２の位相検出部１４３５によって位相が検出される。第２の位相検出部１４３５で求められた位相φから、クロック成分検出部１４３３で出力された周波数の残差はｆｒφ／（πＬ）であることがわかる。
第２の位相検出部１４３５で求められた位相は、フィルタ部１４３６によりローパスフィルタ等の適切なフィルタによってノイズの影響が除去されたのち、クロック周波数算出部１４３７に送出される。クロック周波数算出部１４３７はクロック成分検出部１４３３から受け取る周波数の値と、第２の位相検出部１４３５から受け取る位相によって求められる周波数の残差を基に、受信した信号のボーレートを算出する。すなわち、クロック成分検出部１４３３から受け取る周波数の値がｆｒ／ｎ、第２の位相検出部１４３５から受け取る位相がφであった場合、受信信号のボーレートをｆｒ＋ｎｆｒφ／（πＬ）と算出する。
クロック周波数算出部１４３７で求められた受信信号のボーレートは、インターポレーション部１４２２に送出され、インターポレーション時のサンプリング周波数をこれに一致させるように制御する。主信号処理に必要なサンプリング周波数に応じて、例えば求められた受信信号のボーレートの２倍に一致させるようにインターポレーション時のサンプリング周波数を制御することとしてもよい。
以上の処理過程によって、インターポレーション部１４２２には、所望のサンプリング周波数と、サンプリング位相が共に入力される。したがって、入力する信号に対して補間して取り出すべきタイミングが全て求められるので、インターポレーションを行うことにより最適なタイミングでリサンプリングされた信号を得ることができる。
なお、タイミング最適化処理はフィードバック型で行うこととしてもよい。図６に、フィードバック型を用いた光受信装置１５００の構成を示す。光受信装置１５００はＡＤ変換器１２１３のサンプリングタイミングを調整するためのループフィルタ１５１１、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）１５１２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１５１３を備えている。
光受信装置１５００においては、主信号処理部１２２０内のインターポレーション部１２２２で行われる操作は単なるデシメーション処理となる。タイミング抽出部１２３０の出力はループフィルタ１５１１を通過した後、ＤＡ変換器１５１２によってアナログ値に変換され、ＡＤ変換器１２１３を駆動するクロックを生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１５１３にフィードバックされる。このような構成によって、適切なタイミングでサンプリングされた信号を主信号処理部１２２０で処理することが可能となる。
次に、本実施形態による光送受信システム１０００の具体的な構成例について図１を用いて説明する。光送信装置１１００から送信された光信号は伝送路１３００を通り、光受信装置１２００で受信される。光受信装置１２００では、受信した光信号をコヒーレント検波したのちＡＤ変換したサンプルからタイミングを抽出する。以下では、１１２Ｇｂ／ｓの擬似ＲＺ−ＤＰ−ＱＰＳＫ信号から、光受信装置１２００が備えるタイミング抽出部１２３０によってタイミング誤差信号を導出する場合について説明する。
光送信装置１１００では、光変調器１１２０を用いて光源１１１０からの光キャリアをボーレート（ｂａｕｄ  ｒａｔｅ）２８ＧＨｚでＱＰＳＫ変調を行う。変調された光信号は擬似ＲＺカーバ１１３０によって、４シンボルごとにシンボル遷移の光強度を「０」とする強度ディップが与えられる。そのため、光送信装置１１００から送信される光信号は、ｆ＝２８ＧＨｚのクロック成分の他に、周波数ｆ／４＝７ＧＨｚのクロック成分と、その高調波成分を有する。偏波多重した後、２８Ｇｂａｕｄの擬似ＲＺ（４）−ＱＰＳＫ光信号が出力される。
光送信装置１１００から送信された光信号は伝送路１３００を通り、光受信装置１２００によって受信される。光受信装置１２００は受信した光信号を、コヒーレント受信器１２１０によって局部発振光源１２１１からの局部発振光と混合することによって検波する。コヒーレント受信器１２１０からはＸ偏波およびＹ偏波のそれぞれのＩ成分、Ｑ成分の情報を持つ電気信号が出力される。
これらの電気信号はＡＤ変換器１２１３によってＡＤ変換される。このときのサンプリング周波数はクロック周波数の２倍である５６Ｇサンプル／秒である。ＡＤ変換器１２１３は制限されたアナログ帯域をもつこととし、この周波数特性がアンチエリアシングフィルタの役割を果たす。したがって、ローパスフィルタとしてのフィルタ１２１２を具備しない構成であってもよい。
ＡＤ変換器１２１３によってＡＤ変換された信号は主信号処理部１２２０に入力される。主信号処理部１２２０に入力された信号は、分散補償部１２２１、インターポレーション部１２２２、偏波分離部１２２３、キャリア位相補償部１２２４、データ識別部１２２５によって順次処理され、識別したデータが出力される。
分散補償部１２２１によって分散補償された信号はタイミング抽出部１２３０に入力され、タイミング誤差信号が計算される。タイミング抽出部１２３０では、まず、強度検出部１２３１でＸ偏波およびＹ偏波のそれぞれのＩ成分、Ｑ成分の信号の２乗和を計算し強度を算出する。強度検出部１２３１の出力は、周波数ｆ／４＝７ＧＨｚを中心とするバンドパスフィルタに相当する周波数フィルタ部１２３２を通過する。これによって、擬似ＲＺによる周波数ｆ／４＝７ＧＨｚのクロック成分だけが取り出される。
周波数フィルタ部１２３２によって取り出された周波数ｆ／４のクロック成分は、位相検出部１２３３によってその位相が検出される。タイミング抽出部１２３０はこれをタイミング誤差信号として出力する。このタイミング誤差信号はインターポレーション部１２２２に入力され、タイミング誤差信号によって制御されたリサンプリングによってタイミングが最適化される。
図７に、本実施形態による光送受信システム１０００について、数値計算によってタイミング誤差をエミュレートした時のタイミング誤差信号を示す。実線はタイミング誤差信号を、破線はタイミング誤差信号の標準偏差をそれぞれ表す。タイミング誤差信号の各ポイントは６４回の平均をとり、タイミング誤差の変化量は±２ＵＩとした。これは周波数ｆ／４のクロック成分の１周期分である。同図から、タイミング誤差信号は±２ＵＩの範囲で良い線形性を示し、タイミングのずれに対して１対１に対応した値を有することがわかる。したがって、本実施形態の光送受信システム１０００はフィードフォワード型の最適化が可能である。このタイミング誤差信号によってタイミングずれを検出できる範囲は、最適化点から±２ＵＩの間である。これは擬似ＲＺ（４）による周波数ｆ／４のクロック成分の１周期に相当するので、タイミング誤差信号は周期４／ｆを有することになる。
リサンプリングは、例えば、タイミング誤差信号ｅによって決定されるインパルス応答をもつインターポレーションフィルタによって行うことができる。なお、フィードバック制御の場合には、タイミング誤差信号ｅに対して通常のＰＩＤ制御を行うことができる。タイミング誤差信号は、ｅ＝０となるタイミングの前後でタイミング誤差信号の符号が反転しているので、タイミング誤差信号を使用したＡＤ変換器のサンプリングタイミングへのフィードバック制御によって、ｅ＝０となるサンプリングタイミングを達成することができる。
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係る光送受信システム２０００の構成を示すブロック図である。光送受信システム２０００においては、光受信装置２２００におけるタイミング抽出部２２３０の構成が第１の実施形態の光送受信システム１０００と異なり、その他の構成については光送受信システム１０００と同様である。第１の実施形態と同様の構成については同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
光受信装置２２００におけるタイミング抽出部２２３０は、第１の実施形態のタイミング抽出部１２３０の構成に加え、ダウンサンプリング部２２３２、差動位相検出部２２３３、信号置換部２２３４を備える点において第１の実施形態と異なる。なお、強度検出部２２３１、周波数フィルタ部２２３５、位相検出部２２３６の構成は第１の実施形態におけるものと同様である。本実施形態では、光送信装置１１００内の光変調器１１２０においてＱＰＳＫ変調かまたはそれ以上の多値位相変調を行うこととし、以下では偏波多重されていない信号について説明する。
擬似ＲＺカーバ１１３０によって生成される擬似ＲＺ信号の光強度は、ｎシンボルごとのシンボル遷移点で「０」となる。この擬似ＲＺによるディップ以外にも、位相変調によって連続した２つのシンボル間の位相が１８０°となる場合には、擬似ＲＺによるディップと同様にシンボル遷移点での光強度は「０」となる。このときの様子を、ＱＰＳＫ変調信号の場合について図９に示す。
タイミング抽出部２２３０では、このようなシンボル遷移を判定し、その点における光強度をその前後の光強度の平均で置き換える処理を行う。この構成により、タイミング抽出部２２３０で検出される周波数ｆ／ｎのクロック成分における位相の精度を向上させることができる。
光受信装置２２００のタイミング抽出部２２３０には、主信号処理部１２２０における主信号処理過程を経た信号、例えば分散補償後の信号が入力される。この信号をｘ（ｋ）と表す。ｘ（ｋ）のＩ成分、Ｑ成分をそれぞれｘＩ（ｋ）、ｘＱ（ｋ）とすると、ｘ（ｋ）＝ｘＩ（ｋ）＋ｉｘＱ（ｋ）である。
この信号ｘ（ｋ）はタイミング抽出部２２３０の強度検出部２２３１、ダウンサンプリング部２２３２にそれぞれ入力される。強度検出部２２３１はｘ（ｋ）から強度に相当するＩ（ｋ）＝｜ｘ（ｋ）｜２を求め、信号置換部２２３４とダウンサンプリング部２２３２にそれぞれ出力する。
ダウンサンプリング部２２３２は１シンボル当たり１サンプルとなるよう１／２倍のダウンサンプリングを行う。このときダウンサンプリング部２２３２の出力は、｛ｘ（２ｍ）｝または｛ｘ（２ｍ＋１）｝となる。このうちどちらを選ぶかは、強度検出部２２３１からの信号によって制御される。例えば、Ｉ（２ｍ）とＩ（２ｍ＋１）を比較し、Ｉ（２ｍ）＞Ｉ（２ｍ＋１）となる場合にはｘ（２ｍ）を、それ以外の場合にはｘ（２ｍ＋１）を出力することとすることができる。
ここで、ダウンサンプリング部２２３２が｛ｘ（２ｍ）｝を選択して出力する場合について説明する。ダウンサンプリング部２２３２の出力｛ｘ（２ｍ）｝は差動位相検出部２２３３に入力され、連続した２つのシンボル間の位相差が検出される。差動位相検出部２２３３で検出される位相はａｒｇ〔ｘ（２ｍ）ｘ＊（２ｍ−２）〕である。このときの位相差はＱＰＳＫ変調信号の場合、例えば、−９０°、０°、９０°、１８０°の４値に置き換えて判定される。この位相差が１８０°であれば、ｘ（２ｍ−１）は連続した２つのシンボル間の位相が１８０°となる遷移でサンプリングされたサンプルであることがわかる。
差動位相検出部２２３３は検出された位相と、ダウンサンプリング部２２３２によって｛ｘ（２ｍ）｝または｛ｘ（２ｍ＋１）｝のどちらが選ばれたかの情報とを合わせて、２つのシンボル間の位相が１８０°となる遷移を識別する信号を出力する。例えば、タイミング抽出部２２３０に信号〔ｘ（２ｍ＋２），ｘ（２ｍ＋１），ｘ（２ｍ），ｘ（２ｍ−１），ｘ（２ｍ−２）〕が入力され、差動位相検出部２２３３でｘ（２ｍ）とｘ（２ｍ−２）の位相差が１８０°と検出されたとする。このとき、差動位相検出部２２３３は〔０，０，０，１，０〕を出力する。
この前後２つのシンボル間の位相が１８０°となる遷移を識別する信号は、信号置換の制御信号として信号置換部２２３４に入力される。上述の例では出力値「１」を信号置換処理のオン動作に、出力値「０」を信号置換処理のオフ動作に対応させる。
図１０に、信号置換部２２３４の構成の一例を示す。信号置換部２２３４には強度検出部２２３１から出力される強度信号と、差動位相検出部２２３３から出力される前後のシンボル間の位相が１８０°となる遷移を識別する制御信号が入力される。
次に、図１１を参照しながら信号置換部２２３４の動作を説明する。ここでは、タイミング抽出部２２３０に信号〔・・ｘ（２ｍ＋２），ｘ（２ｍ＋１），ｘ（２ｍ），ｘ（２ｍ−１），ｘ（２ｍ−２）・・〕が入力され、ｘ（２ｍ）とｘ（２ｍ−２）の位相差が１８０°である場合を例として説明する。
信号置換部２２３４には強度信号〔・・Ｉ（２ｍ＋２），Ｉ（２ｍ＋１），Ｉ（２ｍ），Ｉ（２ｍ−１），Ｉ（２ｍ−２）・・〕と、制御信号〔・・０，０，０，１，０・・〕が入力される。信号置換部２２３４では、平均値算出部２２３４−１において強度信号から２サンプル分遅延させたサンプルとの平均値を求め、
〔・・（Ｉ（２ｍ＋３）＋Ｉ（２ｍ＋１））／２，（Ｉ（２ｍ＋２）＋Ｉ（２ｍ））／２，（Ｉ（２ｍ＋１）＋Ｉ（２ｍ−１））／２，（Ｉ（２ｍ）＋Ｉ（２ｍ−２））／２，（Ｉ（２ｍ−１）＋Ｉ（２ｍ−３））／２・・〕
となる信号を算出する。この信号は元の強度信号〔・・Ｉ（２ｍ＋２），Ｉ（２ｍ＋１），Ｉ（２ｍ），Ｉ（２ｍ−１），Ｉ（２ｍ−２）・・〕と共に置換部２２３４−２に入力される。置換部２２３４−２には、差動位相検出部２２３３から出力される前後のシンボル間の位相が１８０°となる遷移を識別する信号が同時に入力され、信号の置換が制御される。
置換部２２３４−２には、Ｉ（ｋ）、（Ｉ（ｋ＋１）＋Ｉ（ｋ−１））／２、ｓ（ｋ）がタイミング的に整列して入力するよう調整される。ここで、ｓ（ｋ）はｘ（ｋ＋１）とｘ（ｋ−１）の位相差が１８０°であるかどうかを識別する信号である。置換部２２３４−２は制御信号ｓ（ｋ）が「１」である場合に限り、強度信号Ｉ（ｋ）を前後の強度信号の平均である（Ｉ（ｋ＋１）＋Ｉ（ｋ−１））／２に置き換えて出力する。上述の例では、置換部２２３４−２の出力は、
〔・・Ｉ（２ｍ＋２），Ｉ（２ｍ＋１），Ｉ（２ｍ），（Ｉ（２ｍ）＋Ｉ（２ｍ−２））／２，Ｉ（２ｍ−２）・・〕
となる。信号置換部２２３４はこの信号を出力する。
信号置換部２２３４の出力は、周波数フィルタ部２２３５で周波数フィルタリングされ、周波数ｆ／ｎのクロック成分だけが取り出される。周波数フィルタ部２２３５の出力は位相検出部２２３６でその位相が検出され、これがタイミング誤差信号として出力される。なお、信号置換部２２３４より後段のタイミング抽出部２２３０における動作および、その後のタイミング最適化処理は第１の実施形態における場合と同様である。
本実施形態によれば、周波数フィルタリングを行う前に擬似ＲＺ信号のディップ以外に強度が「０」となるタイミングにおけるサンプルの強度を、その前後のサンプルの強度の平均で置き換えることとしている。したがって、周波数ｆ／ｎのクロック成分の位相検出における精度を向上することができる。
上述した本実施形態では偏波多重されていない信号に対して説明したが、偏波多重した信号を受信する場合には、各偏波について独立に差動位相検出処理と信号置換処理を行うこととすればよい。その後、各偏波の置換された強度信号に対して上述の通り周波数フィルタリング処理を行い、タイミング誤差を検出することができる。
また第１の実施形態と同様に、タイミング最適化の処理には、図５に示したタイミング抽出部１４３０の構成を用いることとしてもよいし、図６に示したフィードバック型を用いた構成とすることもできる。
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図１２は、本発明の第３の実施形態に係る光送受信システム３０００の構成を示すブロック図である。光送受信システム３０００においては、光受信装置３２００におけるタイミング抽出部３３００の構成が第１の実施形態の光送受信システム１０００と異なり、その他の構成については光送受信システム１０００と同様である。第１の実施形態と同様の構成については同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
光受信装置３２００におけるタイミング抽出部３３００は、第１の実施形態のタイミング抽出部１２３０の構成に加え、擬似ＲＺディップ判定部３３２０、信号置換部３３３０を備える点において第１の実施の形態と異なる。なお、強度検出部３３１０、周波数フィルタ部３３４０、位相検出部３３５０の構成は第１の実施形態におけるものと同様である。
タイミング抽出部３３００においては、擬似ＲＺ信号によるディップのタイミングに相当するサンプルを判定し、それ以外のシンボル遷移点における光強度を、その前後の光強度の平均で置き換える処理を行う。この構成により、タイミング抽出部３３００で検出される周波数ｆ／ｎのクロック成分における位相の精度をさらに向上させることができる。
光受信装置３２００のタイミング抽出部３３００には、主信号処理部１２２０における主信号処理過程を経た信号、例えば分散補償後の信号が入力される。この信号をｘ（ｋ）と表す。この信号ｘ（ｋ）はタイミング抽出部３３００の強度検出部３３１０に入力される。強度検出部３３１０はｘ（ｋ）から強度に相当するＩ（ｋ）＝｜ｘ（ｋ）｜２を算出し、擬似ＲＺディップ判定部３３２０、信号置換部３３３０にそれぞれ出力する。
図１３に、擬似ＲＺディップ判定部３３２０の構成の一例を示す。擬似ＲＺディップ判定部３３２０は強度検出部３３１０からの入力信号を基に擬似ＲＺによるディップに相当するサンプルを判定し、信号置換部３３３０における信号置換処理を制御する制御信号を出力する。擬似ＲＺディップ判定部３３２０に入力された強度信号｛Ｉ（ｋ）｝は分配部３３２１に導入される。分配部３３２１は強度信号を積算器３３２２に出力するが、このとき１サンプルごとに出力先を第１の積算器３３２２−１から第２ｎの積算器３３２２−２ｎまで順次切り替えて出力する。
分配部３３２１における出力先の切り替え周期２ｎ／（２ｆ）は、擬似ＲＺ信号の連続した２つのディップ間の時間間隔である。それぞれの積算器３３２２は入力された信号を一定時間積算する。積算時間は、その間のサンプルのＡＤ変換のタイミングずれが一定であると見なせる時間が選択される。第ｔ番目の積算器３３２２−ｔの出力は次式（４）で表わされる。
2011125964.tif 000006
各積算器３３２２で積算された信号は、最小値判定部３３２３に出力される。ここで、ｘ（２ｎｋ＋ｄ−１）でのサンプルが擬似ＲＺ信号のディップでのサンプリングに相当すると仮定すると、擬似ＲＺ信号のディップにおけるサンプリングであるので、Ｉ（２ｎｋ＋ｄ−１）はｋの値によらず常に「０」に近い値をとる。したがって、第ｄ番目の積算器３３２２−ｄの出力は他の積算器の出力よりも小さくなる。この原理を用いて、最小値判定部３３２３は各積算器の出力の中から最小なものを判定し、例えば第ｄ番目の積算器３３２２−ｄの出力が最小であるとすると、｛ｘ（２ｎｋ＋ｄ−１）｝を擬似ＲＺ信号のディップにおけるサンプルと判定する。擬似ＲＺディップ判定部３３２０はこの信号を識別信号として信号置換部３３３０に出力する。
次に、図１４を参照しながら信号置換部３３３０の動作を説明する。信号置換部３３３０の構成は、図１０に示した第２の実施形態における信号置換部２２３４と同じである。信号置換部３３３０は擬似ＲＺ信号のディップ以外のシンボル遷移点での強度信号を、その前後の強度信号の平均値と置換する処理を行う。そのため、図示しない変換部によって擬似ＲＺディップ判定部３３２０が出力する識別信号を変換して制御信号ｓ（ｋ）とする。例えば、擬似ＲＺ信号のディップであれば「０」に、擬似ＲＺ信号のディップでないシンボル遷移点であれば「１」に、それ以外の点では「０」となるように変換する。この変換処理は擬似ＲＺ信号のディップに相当するサンプルがわかっていれば容易に行うことができる。そして、強度検出部３３１０から入力される強度信号Ｉ（ｋ）が擬似ＲＺ信号によるディップでないシンボル遷移点である場合には、信号置換部３３３０は強度信号Ｉ（ｋ）前後の平均（Ｉ（ｋ＋１）＋Ｉ（ｋ−１））／２に置き換えて出力する。
信号置換部３３３０からの出力は、周波数フィルタ部３３４０で周波数フィルタリングされ、周波数ｆ／ｎのクロック成分だけが取り出される。位相検出部３３５０は周波数フィルタ部３３４０の出力から位相を検出し、タイミング誤差信号として出力する。信号置換部３３３０より後段のタイミング抽出部３３００における動作および、その後のタイミング最適化処理は第１の実施形態における場合と同様である。
本実施形態によれば、周波数フィルタリングを行う前に擬似ＲＺ信号のディップ以外のシンボル遷移点におけるサンプルの強度を、その前後のサンプルの強度の平均で置き換えることとしている。したがって、周波数ｆ／ｎのクロック成分の位相検出における精度を向上させることができる。
また第１の実施形態と同様に、タイミング最適化の処理には、図５に示したタイミング抽出部１４３０の構成を用いることとしてもよいし、図６に示したフィードバック型を用いた構成とすることもできる。
さらに、光送信装置１１００が備える光変調器１１２０において、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式などの、光強度が「０」とはならない変調方式を用いる場合であっても、本実施形態によれば同様の効果が得られる。
次に、本実施形態による光送受信システム３０００の具体的な構成例について図１２を用いて説明する。以下では、１１２Ｇｂ／ｓの擬似ＲＺ（４）−ＤＰ−ＱＰＳＫ信号から、光受信装置３２００のタイミング抽出部３３００でタイミング誤差信号を導出する場合を例として説明する。
ＡＤ変換器１２１３によってＡＤ変換され、分散補償部１２２１によって分散補償された信号は、タイミング抽出部３３００に導入されタイミング誤差信号が計算される。タイミング抽出部３３００では、強度検出部３３１０においてＸ偏波およびＹ偏波のそれぞれのＩ成分、Ｑ成分の信号の２乗和を計算することによって強度を算出する。強度検出部３３１０の出力は信号置換部３３３０と擬似ＲＺディップ判定部３３２０に入力される。
擬似ＲＺディップ判定部３３２０は、図１３に示したように、１サンプルごとに、周期８サンプルで出力先をスイッチングして積算し、それらの最小値から擬似ＲＺカーバ１１３０によるディップに相当するサンプルを判定する。擬似ＲＺディップ判定部３３２０から出力された擬似ＲＺ信号によるディップを識別する信号は信号置換部３３３０に入力される。信号置換部３３３０は擬似ＲＺによるディップでないシンボル間遷移に相当するタイミングのサンプルの強度を、その前後の平均で置換する。
信号置換部３３３０によって置換された信号は、周波数フィルタ部３３４０によって擬似ＲＺによる周波数ｆ／４＝７ＧＨｚのクロック成分だけが取り出される。周波数フィルタ部３３４０によって取り出された周波数ｆ／４のクロック成分は、位相検出部３３５０によってその位相が検出され、タイミング抽出部３３００はこれをタイミング誤差信号として出力する。このタイミング誤差信号はインターポレーション部１２２２に入力され、タイミング誤差信号によって制御されたリサンプリングによってタイミングが最適化される。
図１５に、本実施形態による光送受信システム３０００について、数値計算によってタイミング誤差をエミュレートした時のタイミング誤差信号を示す。実線はタイミング誤差信号を、破線はタイミング誤差信号の標準偏差をそれぞれ表す。離散フーリエ変換のサイズは第１の実施形態におけるものと同じであり、各ポイントは６４回の平均である。タイミング誤差の変化量は±２ＵＩとした。これは周波数ｆ／４のクロック成分の１周期分である。同図から、タイミング誤差信号は±２ＵＩの範囲で良い線形性を示し、タイミングのずれに対して１対１に対応した値を有することがわかる。したがって、本実施形態の光送受信システム３０００はフィードフォワード型の最適化が可能である。このタイミング誤差信号によってタイミングずれを検出できる範囲は、最適化点から±２ＵＩの間である。これは擬似ＲＺ（４）による周波数ｆ／４のクロック成分の１周期に相当するので、タイミング誤差信号は周期４／ｆを有することになる。
図１５に示したタイミング誤差信号の標準偏差の大きさを、第１の実施形態による図７の結果と比較すると、最小値が約１５％程度まで減少していることがわかる。すなわち第１の実施形態における場合は図７から、タイミング誤差が０．２５ＵＩの時に誤差信号標準偏差は最小値として０．０６５程度となることがわかる。それに対して本実施形態における場合は、図１５からタイミング誤差がＯＵＩの時に誤差信号標準偏差は最小値として０．０１程度となることがわかる。この理由は、第３の実施形態では擬似ＲＺ信号のディップ以外のシンボル遷移点での強度を、その前後のサンプルの強度の平均で置き換えることとしたので、タイミング誤差信号のばらつきが小さくなったからである。タイミング誤差信号のばらつきが減少したことにより、フィードバック制御を使用する場合には特に、クロック成分のジッターを低減させる効果が得られる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、２０１０年４月６日に出願された日本出願特願２０１０−０８７４４６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【０００８】
１０００、２０００、３０００  光送受信システム
１１００  光送信装置
１１１０  光源
１１２０  光変調器
１１３０  擬似ＲＺカーバ
１１３１  ＰＳＫ変調器
１１３２  分周器
１１３３  Ｄフリップフロップ
１１３４  ドライバ
１２００、１５００、２２００、３２００  光受信装置
１２１０  コヒーレント受信器
１２１１  局部発振光源
１２１２  フィルタ
１２１３  ＡＤ変換器
１２２０  主信号処理部
１２２１  分散補償部
１２２２、１４２２  インターポレーション部
１２２２−１  Ｎ倍インターポレーション部
１２２２−２  １／Ｎ倍ダウンサンプリング部
１２２３  偏波分離部
１２２４  キャリア位相補償部
１２２５  データ識別部
１２３０、１４３０、２２３０、３３００  タイミング抽出部
１２３１、２２３１、３３１０  強度検出部
１２３２、２２３５、３３４０  周波数フィルタ部
１２３３、２２３６、３３５０  位相検出部
１３００  伝送路
１４３１  強度検出部
１４３２  離散フーリエ変換部
１４３３  クロック成分検出部
１４３４  第１の位相検出部
１４３５  第２の位相検出部
１４３６  フィルタ部
１４３７  クロック周波数算出部
１５１１  ループフィルタ
１５１２  ＤＡ変換器（ＤＡＣ）
１５１３  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２２３２  ダウンサンプリング部
２２３３  差動位相検出部
２２３４、３３３０  信号置換部
２２３４−１  平均値算出部
２２３４−２  置換部
３３２０  擬似ＲＺディップ判定部
３３２１  分配部
３３２２  積算器
３３２３  最小値判定部
６００  タイミング誤差検出装置
６１０  ＡＤ変換器
６２０  タイミング抽出装置
６２１  強度検出部
６２２  周波数フィルタ部
６２３  位相検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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