(57)【要約】  入力される変調信号に基づいた電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路、及びその変調信号を較正して電圧制御発振器へ出力するフィードフォワード回路、を含む変調部と、較正処理時に、変調信号に代えて所定の参照信号を変調部へ出力する信号出力部と、フィードバック回路をオープンループにした状態で、電圧制御発振器が出力する参照信号の周波数遷移量を算出し、この算出した周波数遷移量に基づいてフィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正する利得補正部とを備える。
2011018874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御発振器を用いた二点変調装置であって、
入力される変調信号に基づいた前記電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路、及び当該変調信号を較正して前記電圧制御発振器へ出力するフィードフォワード回路、を含む変調部と、
較正処理時に、前記変調信号に代えて所定の参照信号を前記変調部へ出力する信号出力部と、
前記フィードバック回路をオープンループにした状態で、前記電圧制御発振器が出力する前記参照信号の周波数遷移量を算出し、当該算出した周波数遷移量に基づいて前記フィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正する利得補正部とを備える、二点変調装置。
【請求項２】
前記参照信号は、周波数ｆを表現する正極性の矩形パルスと、周波数ｆを表現する負極性の矩形パルスとが、パルス幅Ｔで交互に発生するパターンの信号である、請求項１に記載の二点変調装置。
【請求項３】
前記参照信号は、少なくとも、周波数情報がないパルス値０のパルス、周波数ｆ１を表現する正極性の矩形パルス、周波数ｆ１を表現する負極性の矩形パルス、周波数ｆ１とは異なる周波数ｆ２を表現する正極性の矩形パルス、及び周波数ｆ２を表現する負極性の矩形パルスを、パルス幅Ｔで発生するパターンの信号である、請求項１に記載の二点変調装置。
【請求項４】
前記周波数ｆ１が、チャネル周波数が取り得る帯域幅の最小周波数であり、前記周波数ｆ２が、チャネル周波数が取り得る帯域幅の最大周波数である、請求項３に記載の二点変調装置。
【請求項５】
前記参照信号は、周波数遷移量が最も少ない周波数の矩形パルスから周波数遷移量が最も多い周波数の矩形パルスまで昇順で変化するパターンの信号である、請求項３に記載の二点変調装置。
【請求項６】
前記フィードバック回路をクローズループにした状態における前記電圧制御発振器のロックアップ電圧を保持する電圧保持部をさらに備え、
前記変調部は、前記電圧制御発振器への出力電圧を前記ロックアップ電圧に固定することで、前記フィードバック回路をオープンループ状態にする、請求項１に記載の二点変調装置。
【請求項７】
前記利得補正部は、前記参照信号を構成する複数の矩形パルス毎に周波数遷移量を算出する、請求項２に記載の二点変調装置。
【請求項８】
前記利得補正部は、前記参照信号を構成する複数の矩形パルス毎に周波数遷移量を算出する、請求項３に記載の二点変調装置。
【請求項９】
前記利得補正部は、前記複数の矩形パルスの立ち上がり後前記電圧制御発振器の出力が安定するまで待って周波数遷移量を算出する、請求項７に記載の二点変調装置。
【請求項１０】
前記利得補正部は、前記複数の矩形パルスの立ち上がり後前記電圧制御発振器の出力が安定するまで待って周波数遷移量を算出する、請求項８に記載の二点変調装置。
【請求項１１】
前記利得補正部は、前記フィードフォワード回路に含まれるハイパスフィルタによる信号歪みの影響を反映させた利得に補正する、請求項１に記載の二点変調装置。
【請求項１２】
電圧制御発振器を用いた二点変調装置で行われる較正処理方法であって、
入力される変調信号に基づいた前記電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路をロックアップさせるステップ、
前記ロックアップさせた時の電圧を前記電圧制御発振器に印加して、前記フィードバック回路をオープンループ状態にさせるステップ、
変調信号の較正を行うフィードフォワード回路を通って、所定の参照信号を前記電圧制御発振器へ出力させるステップ、及び
前記電圧制御発振器が出力する前記参照信号の周波数遷移量を算出し、当該算出した周波数遷移量に基づいて前記フィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正するステップを備える、二点変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法に関し、より特定的には、電圧制御発振器の利得及び非線形性を較正する二点変調装置及び二点変調装置で行われる較正処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
周知のように、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと記す）は、局部発振信号を発生させるデバイスとして、無線通信機の変調装置に広く使用されている。ＶＣＯを使うことで、周波数変調信号や位相変調信号を生成することができる。また、このようなＶＣＯで生成した定包絡線の変調信号をパワーアンプに入力する一方、パワーアンプの電源電圧を制御することで、振幅成分にも変調成分を持つ変調信号（位相偏移キーイング；ＰＳＫ、符号分割多重アクセス；ＣＤＭＡ、直交周波数分割多重；ＯＦＤＭ等）を生成することができる。近年、このような変調装置を異なる複数の周波数帯を使用する通信システムに対応させるため、ＶＣＯの発振周波数を広い周波数範囲で調整できる必要が生じている。【０００３】
そこで、変調装置での広帯域化を実現するために、二点変調（ｔｗｏ−ｐｏｉｎｔ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式が提案されている。図１１は、従来の二点変調方式を用いた変調装置の構成例を示す図である。【０００４】
図１１において、従来の二点変調装置５０１は、演算部５２１と、周波数誤差算出部５２２と、ループフィルタ５２３と、加算部５２５と、ＶＣＯ５２６と、周波数検出部５２７と、バッファ５２８とを備える。【０００５】
変調信号は、演算部５２１において所望の周波数チャネルに対応する信号に変換され、周波数誤差算出部５２２及びループフィルタ５２３を介して、ローパス応答の信号として出力される。また、変調信号は、バッファ５２８で必要な信号に調整されて、ハイパス応答の信号として出力される。加算部５２５は、ローパス応答の信号とハイパス応答の信号とを加算し、ＶＣＯ５２６へ入力する。ＶＣＯ５２６が出力する信号は、周波数検出部５２７を介して周波数誤差算出部５２２にフィードバック入力される。周波数誤差算出部５２２は、演算器５２１から出力される変調信号と、周波数検出部５２７から出力される信号との周波数誤差を検出して出力する。このフィードバック処理により、ＶＣＯ５２６が出力する信号の周波数が安定する。【０００６】
このように、二点変調方式を用いれば、フィードバック回路を通過するローパス応答となる周波数利得と、フィードフォワード回路を通過するハイパス応答となる周波数利得とを、組み合わせた変調特性を得ることができるので、変調装置の広帯域化を実現できる（図１２）。【０００７】
しかし、この二点変調方式を用いたとしても、非線形性であるＶＣＯ５２６を用いると、線形で変調できる周波数帯域が狭くなって出力に歪みが生じ、広帯域な周波数特性を得ることができないという問題がある（図１３）。そのため、ＶＣＯ５２６の利得や非線形性を較正（キャリブレーション）する必要が生じてくる。【０００８】
上記問題を解決するものとして、特許文献１に記載された発明が存在する。図１４は、この特許文献１に記載された従来の直接変調装置５１１の構成例を示す図である。【０００９】
図１４において、従来の直接変調装置５１１は、ＶＣＯ１５０６と、Ｎ−分周器（Ｎカウンタ）１５０８と、位相比較器と、チャージポンプ（ＣＰ）と、ＲＣ結合フィルタとを備えたＰＬＬ回路を有している。所望のチャネルに対応する位相信号は、ΔΣ変調器によってデジタルの変調信号に変換され、Ｎ−分周器１５０８及び位相比較器に供給される。ステップ信号ΔｆPMは、Ｄ／Ａ変換器１５１０によってアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと記す）１５１２を介してＶＣＯ１５０６の補助端子１５０４に入力される。【００１０】
この構成では、ＰＬＬ回路をクローズループ状態で動作させる。まず、所望のチャネル周波数ｆcを入力し、分周比ＮでＶＣＯ１５０６をロックアップして、その時のロックアップ電圧Ｖctrlを保持しておく［ｆREF＝ｆC／Ｎ］。次に、ステップ信号ΔｆPMを入力し、Ｎ−分周器１５０８の分周比をΔＮずらす。そして、この時のロックアップ電圧Ｖctrlが、最初と同じロックアップ電圧になるように、ステップ信号ΔｆPMを調整する［ｆREF＝（ｆC＋ΔｆPM）／（Ｎ＋ΔＮ）］。これらの処理を、複数の較正点において実施することで、従来の直接変調装置５１１は、ＶＣＯ１５０６の利得や非線形性を較正している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許第７０６１３４１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の直接変調装置５１１は、ＰＬＬ回路をクローズループ状態で動作させているため、ＶＣＯ１５０６の較正処理に時間がかかる。このため、ロックアップ時間に規格上の制約がある通信システムによっては、ロックアップが間に合わない場合が生じるという問題があった。【００１３】
さらには、図１１に示す従来の二点変調装置５０１に含まれる加算部５２５は、実質的にハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと記す）と等価になるため（図１５）、フィードフォワード回路を通過するハイパス応答となる信号におけるＤＣ成分が減衰してしまう。通常、ＶＣＯの較正処理を行うには、何らかの参照信号をＶＣＯに入力してその応答を観測する必要があるが、参照信号を入力するパスとしては、回路規模の増大を抑えるためにフィードフォワード回路を兼用することが望ましい。しかし、参照信号がフィードフォワード回路を通ることでＤＣ成分が減衰し、ＶＣＯに入力する参照信号が歪んでしまう場合がある。このため、ＶＣＯの較正処理が精度良く行えないという問題がある。【００１４】
それ故に、本発明の目的は、フィードフォワード回路のＨＰＦによる信号歪みを抑えつつ、フィードバック回路をオープンループにした状態でＶＣＯの利得及び非線形性を較正することで、短時間かつ最適に較正ができる二点変調装置及び較正処理方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、電圧制御発振器を用いた二点変調装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の二点変調装置は、入力される変調信号に基づいた電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路、及びその変調信号を較正して電圧制御発振器へ出力するフィードフォワード回路、を含む変調部と、較正処理時に、変調信号に代えて所定の参照信号を変調部へ出力する信号出力部と、フィードバック回路をオープンループにした状態で、電圧制御発振器が出力する参照信号の周波数遷移量を算出し、この算出した周波数遷移量に基づいてフィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正する利得補正部とを備える。この利得補正部は、フィードフォワード回路に含まれるハイパスフィルタによる信号歪みの影響を反映させた利得に補正する。【００１６】
典型的には、参照信号は、周波数ｆを表現する正極性及び負極性の矩形パルスが、パルス幅Ｔで交互に発生するパターンの信号である。又は、参照信号は、少なくとも、周波数情報がないパルス値０のパルス、周波数ｆ１を表現する正極性及び負極性の矩形パルス、周波数ｆ１とは異なる周波数ｆ２を表現する正極性及び負極性の矩形パルスを、パルス幅Ｔで発生するパターンの信号である。この場合、周波数ｆ１をチャネル周波数が取り得る帯域幅の最小周波数に、周波数ｆ２をチャネル周波数が取り得る帯域幅の最大周波数に設定することが好ましい。また、参照信号は、周波数遷移量が最も少ない周波数の矩形パルスから周波数遷移量が最も多い周波数の矩形パルスまで昇順で変化するパターンの信号であることが望ましい。【００１７】
また、フィードバック回路をクローズループにした状態における電圧制御発振器のロックアップ電圧を保持する電圧保持部をさらに備えておけば、変調部が、電圧制御発振器への出力電圧をロックアップ電圧に固定することで、フィードバック回路を容易にオープンループ状態にすることができる。【００１８】
さらには、利得補正部は、参照信号を構成する複数の矩形パルス毎に周波数遷移量を算出することが望ましい。特に、利得補正部は、複数の矩形パルスの立ち上がり後電圧制御発振器の出力が安定するまで待って周波数遷移量を算出することが望ましい。【００１９】
また、電圧制御発振器を用いた二点変調装置で行われる較正処理方法は、入力される変調信号に基づいた電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路をロックアップさせるステップ、ロックアップさせた時の電圧を電圧制御発振器に印加して、フィードバック回路をオープンループ状態にさせるステップ、変調信号の較正を行うフィードフォワード回路を通って、所定の参照信号を電圧制御発振器へ出力させるステップ、及び電圧制御発振器が出力する参照信号の周波数遷移量を算出して、この算出した周波数遷移量に基づいてフィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正するステップで実現される。
【発明の効果】
【００２０】
上記本発明によれば、フィードフォワード回路のＨＰＦによって生じている参照信号の歪みをＶＣＯの補正利得値に反映させるので、ＶＣＯの利得及び非線形性の較正を短時間で適切に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に係る二点変調装置１の構成例を示す図である。
【図２】図２は、二点変調装置１が行う較正動作の手順を示すフローチャートである。
【図３】図３は、第１実施例で用いる参照信号のパルスパターンの一例を示す図である。
【図４】図４は、図３のパルスパターンにＨＰＦの減衰による歪みが生じた例を説明する図である。
【図５】図５は、第１実施例で用いる補正利得算出部３１の詳細な構成例を示す図である。
【図６】図６は、第１実施例において補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。
【図７】図７は、第２実施例で用いる参照信号のパルスパターンの一例を示す図である。
【図８】図８は、図７のパルスパターンにＨＰＦの減衰による歪みが生じた例を説明する図である。
【図９】図９は、第２実施例において補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。
【図１０】図１０は、第３実施例で用いる参照信号のパルスパターンの一例を示す図である。
【図１１】図１１は、従来の二点変調装置５０１の構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、二点変調方式の変調装置で広帯域化を実現できることを説明する図である。
【図１３】図１３は、非線形性なＶＣＯの周波数特性を説明する図である。
【図１４】図１４は、従来の直接変調装置５１１の構成例を示す図である。
【図１５】図１５は、図１１に示す加算部５２５の等価回路を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
＜本発明の変調装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係る二点変調装置１の構成例を示す図である。この二点変調装置１は、信号出力部１０と、変調部２０と、利得補正部３０とを備える。信号出力部１０は、信号選択部１１及び参照信号生成部１２を含む。変調部２０は、演算部２１、周波数誤差算出部２２、ループフィルタ２３、電圧保持部２４、加算部２５、ＶＣＯ２６、周波数検出部２７、及び利得較正部２８を含む。利得補正部３０は、補正利得算出部３１及び補正利得保持部３２を含む。
【００２３】
まず、二点変調装置１の各構成の概略を説明する。
【００２４】
参照信号生成部１２は、後述する較正動作時に使用する参照信号を生成する。信号選択部１１は、変調信号と参照信号とを入力して、通常の変調処理時には変調信号を選択出力し、較正処理時には参照信号を選択出力する。この信号選択部１１には、例えばマルチプレクサが使用される。信号選択部１１から出力される信号は、変調部２０の演算部２１及び利得較正部２８に入力される。
【００２５】
演算部２１は、信号選択部１１から出力される信号と所望の周波数チャネル信号とを入力し、信号選択部１１から出力される信号の中心周波数を所望の値に制御する。演算部２１から出力される信号は、周波数誤差算出部２２で周波数検出部２７が検出した周波数信号と比較され、２つの信号の周波数誤差を示す誤差信号が算出される。この誤差信号は、ループフィルタ２３で高域側成分が抑制されて、電圧保持部２４を介して加算部２５に出力される。このループフィルタ２３には、例えばローパスフィルタが使用される。電圧保持部２４は、必要に応じてループフィルタ２３の出力信号を保持する。ＶＣＯ２６は、加算部２５から出力される信号（制御電圧）に応じた周波数の信号を出力する。周波数検出部２７は、ＶＣＯ２６から出力された信号の周波数を検出し、検出した周波数を周波数誤差算出部２２へ出力する。この周波数検出部２７には、例えば周波数デジタル変換器（ＦＤＣ）が用いられる。
【００２６】
この周波数誤差算出部２２、ループフィルタ２３、電圧保持部２４、加算部２５、ＶＣＯ２６、及び周波数検出部２７によって、ローパス応答のフィードバック回路が形成される。このフィードバック回路によって、最終的には周波数誤差算出部２２が演算する誤差信号がゼロ相当の値となって制御電圧が安定し、ＶＣＯ２６は、所望のチャネル信号に相当する周波数の信号を出力して、ＶＣＯ２６がロックアップされる。
【００２７】
利得較正部２８は、信号選択部１１から出力される信号を入力し、補正利得保持部３２で保持されている補正利得値に従って信号選択部１１から出力される信号の利得を較正する。加算部２５は、電圧保持部２４から出力される信号と利得較正部２８から出力される信号とを合成して、ＶＣＯ２６に出力する。この利得較正部２８、加算部２５、及びＶＣＯ２６によって、ハイパス応答のフィードフォワード回路が形成される。
【００２８】
一方、補正利得算出部３１は、較正動作時において、周波数検出部２７が検出した周波数からＶＣＯ２６の補正利得を算出する。補正利得保持部３２は、補正利得算出部３１で算出された補正利得を、較正動作が行われた周波数毎に保持する。そして、利得較正部２８は、変調処理時において、補正利得保持部３２に保持されている補正利得を用いて、フィードフォワード回路を通過する変調信号を較正する。
【００２９】
以下、上記構成を備えた二点変調装置１が行う特徴的な較正動作を説明する。
【００３０】
＜第１実施例＞
図２は、本発明の二点変調装置１が行う較正動作の第１実施例の手順を示すフローチャートである。この第１実施例は、ＶＣＯ２６の利得を較正する方法を説明する。
【００３１】
最初に、信号選択部１１は、いずれの信号も入力しない状態を選択する。周波数誤差算出部２２に所望の周波数ｆｃの周波数チャネル信号を入力し、フィードバック回路をクローズループ状態にして（ステップＳ２０１）、無変調信号時でのＶＣＯ２６のロックアップ時の電圧であるロックアップ電圧を測定する（ステップＳ２０２）。このロックアップ電圧は、電圧保持部２４が保持する（ステップＳ２０３）。その後、ループフィルタ２３を停止させると共に、電圧保持部２４が保持したロックアップ電圧を、加算部２５へ出力する電圧として固定供給して、フィードバック回路をオープンループ状態にする（ステップＳ２０４）。
【００３２】
次に、フィードバック回路がオープンループ状態になると、信号選択部１１は、参照信号生成部１２の出力を選択した状態に切り換える（ステップＳ２０５）。また、利得較正部２８は、ＶＣＯ２６の補正利得値を初期値に設定する（ステップＳ２０５）。参照信号生成部１２は、図３に示すパルスパターンの参照信号を生成し、補正利得保持部３２及び利得較正部２８に出力する。
【００３３】
図３は、ＶＣＯ２６の補正利得値を測定するために、第１実施例で用いる参照信号を説明する図である。図３に示す参照信号は、周波数ｆを表現する正極性のパルス値＋Ａを持つ第１パルス、周波数ｆを表現する負極性のパルス値−Ａを持つ第２パルス、及び正極性のパルス値＋Ａを持つ第３パルスで構成される。第１〜第３パルスのパルス幅は、それぞれ時間Ｔである。参照信号のパルス値Ａ及びパルス幅Ｔは、補正利得算出部３１が十分な精度を持って補正利得を算出することができる値に設定される。例えば、パルス値Ａが小さすぎると、ＶＣＯ２６の出力周波数の遷移量が周波数検出部２７の分解能よりも小さくなる。そのため、補正利得算出部３１は、正確な補正利得を算出できない。一方、パルス値Ａが大きすぎると、ＶＣＯ２６の非線形性による影響のため、補正利得算出部３１は、正確な補正利得を算出できない。また、パルス幅Ｔが小さすぎると、補正利得算出部３１は、周波数検出部２７の出力信号を十分に平均化できずにノイズの影響を受けて正確な補正利得を算出できない。一方、パルス幅Ｔが大きすぎると、補正利得算出部３１は、補正利得を算出するのに無駄な時間を要してしまう。
【００３４】
理想的な二点変調装置１では、参照信号は図３のまま変わることなくＶＣＯ２６に入力され、周波数検出部２７で観測される。しかしながら、現実にはフィードフォワード回路でＨＰＦによる減衰が生じ、周波数検出部２７で観測される参照信号の第１〜第３パルスの各パルス値±Ａは、図４の実線で示すように周波数Ｄ分だけそれぞれ減衰することになる。そこで、第１実施例では、補正利得算出部３１における算出を以下の手法で行う（ステップＳ２０６）。図５は、補正利得算出部３１の詳細な構成例を示す図である。
【００３５】
周波数遷移量測定部３１１は、第１〜第３パルスのそれぞれについて、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０が経過した時点から、時点ｔ０から時間ｔ１が経過したパルスの立ち下がり点までの、期間の周波数を測定し、各パルスの平均の周波数遷移量を求める。なお、所定時間ｔ０は、パルス変化に対してＶＣＯ２６の出力が追従及び安定するまでに必要な時間であり、その時間の長さは任意に設定可能である。
【００３６】
図１５に示すようなキャパシタＣと抵抗Ｒとで構成されるＨＰＦに、振幅Ａのステップ状のパルス信号を入力した場合、ＨＰＦの出力ＨＰＦout(ｔ)は次式［１］で表される。ＣＲは、ＨＰＦの時定数である。
【数１】
2011018874.tif 000003
【００３７】
この式［１］から、時間の経過と共に参照信号の振幅が減衰することがわかる。パルス幅Ｔが経過した後の減衰量Ｄは、次式［２］となる。
【数２】
2011018874.tif 000004
【００３８】
ここで、Ｔ≪ＣＲであるとすると、式［２］は次式［３］のように近似できる。
【数３】
2011018874.tif 000005
つまり、パルス幅ＴがＨＰＦの時定数ＣＲよりも十分小さければ、ＨＰＦによる減衰量はパルス幅Ｔに比例することがわかる。
【００３９】
従って、図４において、第１パルスについては、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０を経過した時点での周波数は＋Ａ−τＤであり、パルスの立ち下がり点Ｔでの周波数は＋Ａ−Ｄである。ここで、τ＝ｔ０／（ｔ０＋ｔ１）である。従って、第１パルスの周波数遷移量ｆmeas1は、次式［４］となる。
【数４】
2011018874.tif 000006
【００４０】
同様に、第２パルスについては、時点τでの周波数は−Ａ−Ｄ＋τＤであり、パルスの立ち下がり点２Ｔでの周波数は−Ａである。従って、第２パルスの周波数遷移量ｆmeas2は、次式［５］となる。
【数５】
2011018874.tif 000007
【００４１】
第３パルスの周波数遷移量ｆmeas3は、第１のパルスと同じであり次式［６］となる。
【数６】
2011018874.tif 000008
【００４２】
そして、周波数遷移量補正部３１２は、周波数遷移量測定部３１１で測定された第１〜第３パルスの周波数遷移量ｆmeas1〜ｆmeas3から、ＨＰＦによる歪みを受けた参照信号の周波数遷移量ｆcompを次式［７］によって求める。
【数７】
2011018874.tif 000009
【００４３】
上記式［７］は、１≫τ及び１≫Ｄ／Ａを満足するように設計することで、ｆcomp＝Ａとなり、ＨＰＦによる信号歪み（Ｄ）をキャンセルできることがわかる。なお、周波数Ｄは、ハイパスフィルタＣＲ時定数によって定まる。
【００４４】
最後に、演算部３１３が、参照信号生成部１２から出力される参照信号の周波数遷移量ｆrefと周波数遷移量ｆcompとに基づいて、ＨＰＦによる信号歪みを考慮したＶＣＯ２６の利得を較正するための補正利得値Ｇを、次式［８］によって求める。
【数８】
2011018874.tif 000010
【００４５】
この求められたＶＣＯ２６の補正利得値Ｇは、補正利得保持部３２に保持される（ステップＳ２０７）。なお、二点変調装置１で用いられるチャネル信号の周波数が複数ある場合（ｆａ、ｆｂ、…）には、複数のチャネル周波数のそれぞれについてＶＣＯ２６の補正利得値Ｇが求められる。図６は、第１実施例の補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。なお、テーブルには、図６に示すように複数のチャネル周波数に対する補正利得値Ｇをそれぞれ保持してもよいし、補正利得値Ｇを１つだけ保持しておき、各チャネル周波数にロックする度にこの補正利得値Ｇの較正することにしてもよい。後者の場合、前者に比べて回路規模を削減することができる。又は、温度変化や経年変化による変動は、通信システムが通信を行う時間に比べて長い時間をかけて生じるので、必ずしも周波数ロックの度に行う必要は無く、一定時間間隔で補正利得値Ｇを較正するようにしてもよい。これにより、較正を行わない場合のロックアップ時間を短縮できると共に、消費電力を低減することができる。
【００４６】
以上で較正処理が完了し、信号選択部１１は変調信号を選択した状態に切り換えると共に、フィードバック回路は電圧保持部２４の出力をループフィルタ２３からの出力に変更してクローズループ状態に戻る（ステップＳ２０８）。変調処理時においては、補正利得保持部３２が、変調信号の周波数を判断し、判断した周波数に対応付けられているＶＣＯ２６の補正利得値Ｇを利得較正部２８へ出力する。
【００４７】
以上のように、第１実施例によれば、参照信号を構成する各パルスの周波数遷移量の平均値を補正利得値に反映させる。これにより、フィードフォワード回路にＨＰＦが等価的に挿入されていたとしても、ＶＣＯ２６の利得の較正を適切に行うことができる。
【００４８】
なお、上記第１実施例では、パルス値＋Ａの第１パルス、パルス値−Ａの第２パルス、及びパルス値＋Ａの第３パルスを、それぞれ期間Ｔずつ発生させた参照信号を説明した。しかしながら、参照信号はこの第１実施例で説明したパルスパターンに限られるものではなく、パルス値＋Ａのパルスとパルス値−Ａのパルスとがパルス幅Ｔで交互に発生するパルスパターンであれば、その順序や個数は自由に設定可能である。
【００４９】
＜第２実施例＞
この第２実施例は、ＶＣＯ２６の利得及び非線形性を較正する方法を説明する。本発明の二点変調装置１が行う較正動作の第２実施例の手順は、基本的に図２に示す手順と同様であるが、ステップＳ２０６の処理が異なる。以下、ステップＳ２０６の処理を中心に第２実施例を説明する。
【００５０】
利得較正部２８に初期値の補正利得値が設定されると（ステップＳ２０５）、参照信号生成部１２は、図７に示すパルスパターンの参照信号を生成し、補正利得保持部３２及び利得較正部２８に出力する。図７は、ＶＣＯ２６の補正利得値を測定するために、第２実施例で用いる参照信号を説明する図である。
【００５１】
図７に示す参照信号は、周波数情報が何も出力されない無信号の第０パルス、周波数ｆ１を表現する負極性のパルス値−Ａ１を持つ第１パルス、周波数ｆ１を表現する正極性のパルス値＋Ａ１を持つ第２パルス、負極性のパルス値−Ａ１を持つ第３パルス、周波数ｆ２を表現する正極性のパルス値＋Ａ２を持つ第４パルス、周波数ｆ２を表現する負極性のパルス値−Ａ２を持つ第５パルス、周波数ｆ３を表現する正極性のパルス値＋Ａ３を持つ第６パルス、周波数ｆ３を表現する負極性のパルス値−Ａ３を持つ第７パルス、周波数ｆ４を表現する正極性のパルス値＋Ａ４を持つ第８パルス、及び周波数ｆ４を表現する負極性のパルス値−Ａ４を持つ第９パルスで構成される。第０〜第９パルスのパルス幅は、それぞれ時間Ｔである。
【００５２】
上述したように、フィードフォワード回路でＨＰＦによる減衰が生じることで、周波数検出部２７で観測される参照信号の第０〜第９パルスの各パルス値±Ａは、図８の実線で示すように、周波数Ｄ１分だけ、周波数±Ａ２は周波数Ｄ２分だけ、周波数±Ａ３は周波数Ｄ３分だけ、周波数±Ａ４は周波数Ｄ４分だけ、それぞれ減衰（ドリフト）することになる。そこで、第２実施例では、補正利得算出部３１における算出を以下の手法で行う（ステップＳ２０６）。
【００５３】
上記第１実施例で説明した手法で、周波数遷移量測定部３１１は、第０〜第９パルスのそれぞれについて、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０が経過した時点τと、時点τから時間ｔ１が経過したパルスの立ち下がり点との２点の周波数を測定し、各パルスの周波数遷移量を求める。第０〜第９パルスの周波数遷移量ｆmeas0〜ｆmeas9は、それぞれ次式［９］〜［１８］となる。
【数９】
2011018874.tif 000011
【数１０】
2011018874.tif 000012
【数１１】
2011018874.tif 000013
【数１２】
2011018874.tif 000014
【数１３】
2011018874.tif 000015
【数１４】
2011018874.tif 000016
【数１５】
2011018874.tif 000017
【数１６】
2011018874.tif 000018
【数１７】
2011018874.tif 000019
【数１８】
2011018874.tif 000020
【００５４】
また、Ｄｎ＝｜±Ａｎ｜×（ｔ０＋ｔ１）／ＲＣ（ｎ＝１，２，３，４）の関係を利用して、Ａ２＝４×Ａ１、Ａ３＝８×Ａ１、及びＡ４＝１６×Ａ１、であるとすると、式［１０］〜［１８］で示した第１〜第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1〜ｆmeas9は、それぞれ次式［１９］〜［２７］となる。
【数１９】
2011018874.tif 000021
【数２０】
2011018874.tif 000022
【数２１】
2011018874.tif 000023
【数２２】
2011018874.tif 000024
【数２３】
2011018874.tif 000025
【数２４】
2011018874.tif 000026
【数２５】
2011018874.tif 000027
【数２６】
2011018874.tif 000028
【数２７】
2011018874.tif 000029
【００５５】
ここで、１≫τとなるように時間ｔ０及びｔ１の値を設定すれば、右辺括弧内の第２項のτを含む項は無視できるため、周波数遷移量ｆmeas1〜ｆmeas9を求める演算を簡略化できる。説明の簡略化のため、第２項を「ｅN」に置き換えて第１〜第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1〜ｆmeas9の全てを、次式［２８］という形で表す。
【数２８】
2011018874.tif 000030
【００５６】
これに基づいて、周波数遷移量補正部３１２は、周波数遷移量測定部３１１で測定された第１〜第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1〜ｆmeas3から、歪みを受けた参照信号のそれぞれの周波数遷移量ｆcompを次式［２９］によって求める。
【数２９】
2011018874.tif 000031
【００５７】
そして、演算部３１３が、参照信号生成部１２から出力される参照信号の周波数遷移量ｆrefと各々の周波数遷移量ｆcompとに基づいて、ＶＣＯ２６の利得及び非線形性を較正するための周波数毎の補正利得値Ｇを式［３０］によって求める。典型的には、第１〜第３パルスの周波数遷移量ｆcomp1〜ｆcomp3は、ＶＣＯ２６の利得を較正するために用いられ、第２〜第９パルスの周波数遷移量ｆcomp2〜ｆcomp9は、ＶＣＯ２６の非線形性を較正するために用いられる。
【数３０】
2011018874.tif 000032
【００５８】
この求められたＶＣＯ２６の補正利得値Ｇは、補正利得保持部３２に保持される（ステップＳ２０７）。なお、二点変調装置１で用いられるチャネル信号の周波数が複数ある場合（ｆａ、ｆｂ、…）には、複数のチャネル周波数のそれぞれについてＶＣＯ２６の補正利得値Ｇが求められる。図９は、第２実施例の補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。なお、補正利得値Ｇとしては、図９に示したパルス値±Ａ１、±Ａ２、±Ａ３、及び±Ａ４の全てに対応する値を全て保持する以外にも、正極性＋Ａと負極性−Ａとの平均値を保持してもよい。
【００５９】
以上のように、第２実施例によれば、参照信号を構成する各パルスの周波数遷移量を補正利得値に反映させる。これにより、フィードフォワード回路にＨＰＦが等価的に挿入されていたとしても、ＶＣＯ２６の利得及び非線形性の較正を適切に行うことができる。
【００６０】
なお、上記第２実施例では、ＶＣＯ２６の非線形性を較正するためにパルス値±Ａ１、±Ａ２、±Ａ３、及び±Ａ４の４つの矩形パルスを持つ参照信号を使用した。しかし、ＶＣＯ２６の非線形性の較正は、変調信号の周波数帯域（第２実施例においては、パルス値−Ａ４〜＋Ａ４が変調信号の周波数帯域幅に相当する）において少なくとも２点の周波数に関して補正利得値を算出すれば可能である。一般的に、変調信号の周波数スペクトラムを観測すると、ＤＣ付近（ＲＦ帯で観測するとチャネル周波数付近）に多くの成分が含まれていることが多い。従って、変調信号の帯域幅の両端周波数（第２実施例においてはパルス値−Ａ４と＋Ａ４）と、その中間にある周波数（第２実施例においてはパルス値±Ａ１）とに関して補正利得値を算出さえすれば、ＶＣＯ２６の非線形性を精度良く較正することができる。この場合、パルス値±Ａ１は、周波数検出部２７の最小分解能以上の周波数遷移量であればよい。さらに、変調信号の周波数帯域において、その他の周波数に関しても補正利得値を算出することで、非線形性をより精度良く較正することができる。
【００６１】
なお、上記第１実施例では、較正によって１点の補正利得値を求め、第２実施例では複数点の補正利得値を求めた。求めるべき補正利得値の数は、変調信号の帯域幅とＶＣＯ２６の非線形性とによって決まる。図１３において、ＶＣＯ２６の線形領域が変調信号の帯域幅よりも大きい場合には、補正利得値の数は１点でよい。逆に、ＶＣＯ２６の線形領域が変調信号の帯域幅よりも小さい場合には、補正利得値の数は複数必要となる。
【００６２】
また、較正の精度を向上させるためには、参照信号を構成する複数のパルスは、図７に示したように、周波数遷移量が最も少ない周波数（この例では、パルス値±Ａ１）の矩形パルスから周波数遷移量が最も多い周波数（この例では、パルス値±Ａ４）の矩形パルスまで昇順で変化するパターンに構成されることが望ましい。
【００６３】
なお、上記第２実施例では、パルス幅Ｔは全ての参照信号に対して一定であるとしたが、パルス値に応じて変えてもよい。前述のように、参照信号のパルス幅は、平均化によりノイズの影響をどれだけ軽減するかによって決まる。補正利得算出部３１が測定する平均の周波数遷移量のＳ／Ｎ比を一定にすればよいと考えると、参照信号のパルス値が大きくなるほど、相対的にノイズの影響は小さくなるので、パルス幅を短くすることができる。例えば、パルス値±Ａ１の時の参照信号のパルス幅をＴとした場合に、パルス値Ａ２（＝２×Ａ１）の時の参照信号のパルス幅は、Ｔ／２にすることができる。これにより、ロックアップ時間を短縮できる。
【００６４】
＜第３実施例＞
この第３実施例は、上記第２実施例において周波数遷移量補正部３１２が求めた周波数遷移量ｆcompを、予め参照信号に反映させておく手法（プリディストーション）を説明する。
【００６５】
上記式［２８］から、参照信号生成部１２から出力される参照信号は、周波数検出部２７では、係数（１＋ｅN）が掛けられた信号として測定されることがわかった。そこで、パルス値Ａｎを係数（１＋ｅN）で割ったパルス値Ａｎ’を、パルス値Ａｎに置き換えた参照信号を参照信号生成部１２から予め出力する。パルス値±Ａ１’、±Ａ２’、±Ａ３’、及び±Ａ４’は、それぞれ次式［３１］〜［３８］で表される。図１０は、第３実施例で用いる参照信号を説明する図である。
【数３１】
2011018874.tif 000033
【数３２】
2011018874.tif 000034
【数３３】
2011018874.tif 000035
【数３４】
2011018874.tif 000036
【数３５】
2011018874.tif 000037
【数３６】
2011018874.tif 000038
【数３７】
2011018874.tif 000039
【数３８】
2011018874.tif 000040
【００６６】
以上のように、第３実施例によれば、周波数遷移量補正部３１２が求めるであろう周波数遷移量ｆcompを、予め参照信号に反映させておく。これにより、周波数遷移量補正部３１２の構成を省略できると共に、周波数遷移量補正部３１２が行っていた処理負荷がなくなって較正処理を高速に実行することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は、ＶＣＯを用いた二点変調装置を備える無線通信機等に利用可能であり、特にフィードフォワード回路のＨＰＦによって生じる信号歪みを考慮したＶＣＯの利得及び非線形性を較正する場合等に有用である。
【符号の説明】
【００６８】
１、５０１  二点変調装置
１０  信号出力部
１１  信号選択部
１２  参照信号生成部
２０  変調部
２１、３１３、５２１  演算部
２２、５２２  周波数誤差算出部
２３、５２３  ループフィルタ
２４  電圧保持部
２５、５２５  加算部
２６、５２６  ＶＣＯ
２７、５２７  周波数検出部
２８  利得較正部
３０  利得補正部
３１  補正利得算出部
３２  補正利得保持部
３１１  周波数遷移量測定部
３１２  周波数遷移量補正部
【図１】
2011018874.tif 000041
【図２】
2011018874.tif 000042
【図３】
2011018874.tif 000043
【図４】
2011018874.tif 000044
【図５】
2011018874.tif 000045
【図６】
2011018874.tif 000046
【図７】
2011018874.tif 000047
【図８】
2011018874.tif 000048
【図９】
2011018874.tif 000049
【図１０】
2011018874.tif 000050
【図１１】
2011018874.tif 000051
【図１２】
2011018874.tif 000052
【図１３】
2011018874.tif 000053
【図１４】
2011018874.tif 000054
【図１５】
2011018874.tif 000055
【手続補正書】
【提出日】平成24年1月17日(2012.1.17)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
変調信号は、演算部５２１において所望の周波数チャネルに対応する信号に変換され、周波数誤差算出部５２２及びループフィルタ５２３を介して、ローパス応答の信号として出力される。また、変調信号は、バッファ５２８で必要な信号に調整されて、ハイパス応答の信号として出力される。加算部５２５は、ローパス応答の信号とハイパス応答の信号とを加算し、ＶＣＯ５２６へ入力する。ＶＣＯ５２６が出力する信号は、周波数検出部５２７を介して周波数誤差算出部５２２にフィードバック入力される。周波数誤差算出部５２２は、演算部５２１から出力される変調信号と、周波数検出部５２７から出力される信号との周波数誤差を検出して出力する。このフィードバック処理により、ＶＣＯ５２６が出力する信号の周波数が安定する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３５】
周波数遷移量測定部３１１は、第１〜第３パルスのそれぞれについて、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０が経過した時点τから、その時点τから時間ｔ１が経過したパルスの立ち下がり点までの、期間の周波数を測定し、各パルスの平均の周波数遷移量を求める。なお、所定時間ｔ０は、パルス変化に対してＶＣＯ２６の出力が追従及び安定するまでに必要な時間であり、その時間の長さは任意に設定可能である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５２】
上述したように、フィードフォワード回路でＨＰＦによる減衰が生じることで、周波数検出部２７で観測される参照信号の第０〜第９パルスの各パルス値は、図８の実線で示すように、周波数±Ａ１は周波数Ｄ１分だけ、周波数±Ａ２は周波数Ｄ２分だけ、周波数±Ａ３は周波数Ｄ３分だけ、周波数±Ａ４は周波数Ｄ４分だけ、それぞれ減衰（ドリフト）することになる。そこで、第２実施例では、補正利得算出部３１における算出を以下の手法で行う（ステップＳ２０６）。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５６】
これに基づいて、周波数遷移量補正部３１２は、周波数遷移量測定部３１１で測定された第１〜第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1〜ｆmeas9から、歪みを受けた参照信号のそれぞれの周波数遷移量ｆcompを次式［２９］によって求める。
2011018874.tif 000056
【国際調査報告】
2011018874.tif 000057
2011018874.tif 000058