(57)【要約】  送信信号の偏光状態を、シンボルレートの速度で高速に変更可能とする。第２の変調器には、第１のスイッチ、第２のスイッチ、及び第３のスイッチを時間的に切り替えることで、Ｙ偏波・Ｉ信号として、Ｘ偏波・Ｉ信号、Ｘ偏波・Ｉ信号を論理反転した信号、Ｘ偏波・Ｑ信号、またはＸ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号のいずれかが入力される。また、第２の変調器には、第１のスイッチ、第２のスイッチ、及び第３のスイッチを時間的に切り替えることで、Ｙ偏波・Ｑ信号として、Ｘ偏波・Ｉ信号、Ｘ偏波・Ｉ信号を論理反転した信号、Ｘ偏波・Ｑ信号、またはＸ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号のいずれかが入力される。このようにして、送信信号の偏光状態をシンボルレートの速度で高速に変更する。
2011096488.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の信号系列を生成するステップと、
前記第１の信号系列により第１の偏波を変調し、前記第２の信号系列により前記第１の偏波と直交する第２の偏波を変調するステップと、
前記変調された第１及び第２の偏波を偏波多重するステップと
を含み、
前記信号系列を生成するステップは、
前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第１のステップ、
前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第２のステップ、
前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第３のステップ、
前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第４のステップ、
のうち少なくとも２つを、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用するステップを含む送信方法。
【請求項２】
前記少なくとも２つのステップを送信フレームの一部のシンボルに適用する請求項１に記載の送信方法。
【請求項３】
送信フレームの１フレーム内では、前記少なくとも２つのステップのうち同一のステップを適用し、フレーム毎に適用するステップを切り替える請求項１または２に記載の送信方法。
【請求項４】
前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、
前記第２の信号系列における既知信号は、前記第１から第４のステップのうち少なくとも２つのステップを切り替えて生成される請求項１に記載の送信方法。
【請求項５】
前記既知信号は、２つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含む請求項４に記載の送信方法。
【請求項６】
前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号である請求項５に記載の送信方法。
【請求項７】
直交する第１及び第２の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置の受信方法であって、
所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第１及び第２の偏波に分離するステップと、
前記分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第１又は第２の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離するステップと
を含む受信方法。
【請求項８】
前記分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定するステップと、
前記推定された伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと
を更に含む請求項７に記載の受信方法。
【請求項９】
前記推定するステップは、
前記分離された第１の偏波を用いて第１の伝送路パラメータを推定するステップと、
前記分離された第２の偏波を用いて第２の伝送路パラメータを推定するステップと
を含み、
前記時間平均化処理するステップは、
前記推定された第１の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと、
前記推定された第２の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと
を含み、
前記第１の伝送路パラメータを時間平均化処理した値と前記第２の伝送路パラメータを時間平均化処理した値とを平均化して出力するステップを更に含む請求項８に記載の受信方法。
【請求項１０】
前記同相成分と直交成分とに分離するステップは、受信した信号光と局発光とをミキシングして、第１又は第２の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離するステップを含み、
前記伝送路パラメータを推定するステップは、前記分離された第１又は第２のいずれか一方の偏波の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定する請求項８に記載の受信方法。
【請求項１１】
前記第１及び第２の伝送路パラメータを推定するステップは、既知信号の反転タイミングを検出するステップを更に含む請求項９に記載の受信方法。
【請求項１２】
前記変調信号を単一の偏波で受信するステップと、
前記受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するステップと、
前記受信信号を蓄積する前と蓄積した後の信号を合成するステップと
を含む請求項７に記載の受信方法。
【請求項１３】
前記蓄積するステップは、前記受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延するステップを含み、
前記合成するステップは、前記受信信号を遅延する前と遅延した後の信号を合成するステップを含む請求項１２に記載の受信方法。
【請求項１４】
前記受信するステップは、前記変調信号を直交する２つの偏波で受信し、
前記蓄積するステップは、
前記受信したＸ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第１の蓄積ステップと、
前記受信したＹ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第２の蓄積ステップとを含み、
前記合成するステップは、
前記第１の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第１の合成ステップと、
前記第２の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第２の合成ステップと、
前記第１の合成ステップによる合成信号と前記第２の合成ステップによる合成信号とを合成する第３の合成ステップとを含む請求項１２に記載の受信方法。
【請求項１５】
第１及び第２の信号系列を生成する信号系列生成手段と、
前記第１の信号系列により第１の偏波を変調し、前記第２の信号系列により前記第１の偏波と直交する第２の偏波を変調する変調手段と、
前記変調された第１及び第２の偏波を偏波多重する偏波多重手段と
を備え、
前記信号系列生成手段は、
前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第１の手段、
前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第２の手段、
前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第３の手段、
前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第４の手段、
のうち少なくとも２つを備え、
前記少なくとも２つの手段を、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用する切り替え手段を更に備える送信装置。
【請求項１６】
前記切り替え手段は、前記少なくとも２つの手段を送信フレームの一部のシンボルに適用する請求項１５に記載の送信装置。
【請求項１７】
前記切り替え手段は、送信フレームの１フレーム内では、前記少なくとも２つの手段のうち同一の手段を適用し、フレーム毎に適用する手段を切り替える請求項１５または１６に記載の送信装置。
【請求項１８】
前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、
前記第２の信号系列における既知信号は、前記第１から第４の手段のうち少なくとも２つの手段を切り替えて生成される請求項１５に記載の送信装置。
【請求項１９】
前記既知信号は、２つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含む請求項１８に記載の送信装置。
【請求項２０】
前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号である請求項１９に記載の送信装置。
【請求項２１】
直交する第１及び第２の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置であって、
所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第１及び第２の偏波に分離する偏波分離器と、
前記偏波分離器で分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第１又は第２の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離する分離回路と
を備える受信装置。
【請求項２２】
前記分離回路で分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定する伝送路推定回路と、
前記伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する時間平均化部と
を更に備える請求項２１に記載の受信装置。
【請求項２３】
前記伝送路推定回路は、
前記分離回路で分離された第１の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第１の伝送路推定回路と、
前記分離回路で分離された第２の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第２の伝送路推定回路とを備え、
前記時間平均化部は、
前記第１の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第１の時間平均化部と、
前記第２の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第２の時間平均化部とを備え、
前記第１の時間平均化部からの出力値と前記第２の時間平均化部からの出力値とを平均化して出力する平均化部を更に備える請求項２２に記載の受信装置。
【請求項２４】
前記分離回路は、
受信した信号光と局発光とをミキシングして、第１又は第２の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離し、
前記伝送路推定回路は、
前記分離回路で分離された第１又は第２の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定する請求項２２に記載の受信装置。
【請求項２５】
既知信号の反転タイミングを検出し、前記伝送路推定回路に反転タイミング情報を供給する反転位相検出回路を更に備える請求項２３に記載の受信装置。
【請求項２６】
前記変調信号を単一の偏波で受信する受信手段と、
前記受信手段で受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するバッファ手段と、
前記バッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する合成手段と
を備える請求項２１に記載の受信装置。
【請求項２７】
前記バッファ手段は、
前記受信手段で受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延する遅延回路であり、
前記合成手段は、
前記遅延回路により遅延する前と遅延した後の信号を合成する請求項２６に記載の受信装置。
【請求項２８】
前記受信手段は、
前記変調信号を直交する２つの偏波で受信し、
前記バッファ手段は、
前記受信手段で受信したＸ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第１のバッファ手段と、
前記受信手段で受信したＹ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第２のバッファ手段とを備え、
前記合成手段は、
前記第１のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第１の合成手段と、
前記第２のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第２の合成手段と、
前記第１の合成手段による合成信号と前記第２の合成手段による合成信号とを合成する第３の合成手段とを備える請求項２６に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信における送信方法、受信方法、送信装置、及び受信装置に関する。
本願は、２０１０年２月４日に日本に出願された特願２０１０−０２３４９８号、及び、２０１０年１２月９日に日本に出願された特願２０１０−２７４９２０号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式とデジタル信号処理とを組み合わせたデジタルコヒーレント通信システムが注目されている。直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができるだけでなく、デジタル信号として受信することで、光ファイバ伝送によって受ける波長分散、偏波モード分散（ＰＭＤ）による送信信号の波形歪みを補償することができることが知られており、次世代の光通信技術として導入が検討されている。【０００３】
現在、光通信の長距離伝送は、多数の光ファイバアンプを多段に接続して行われている。このような光通信システムでは、光ファイバアンプの偏波ホールバーニング（ＰＨＢ）に起因する偏波依存性によって伝送特性が劣化することが知られている。偏波ホールバーニングは、信号光を光ファイバアンプに入射した場合、信号光方向とこれと直交する方向とで増幅率が異なる現象であり、自然光に対して直交する自然放出光（ＡＳＥ）をより大きく増幅することでＳＮ比を劣化させるものである。【０００４】
このような偏波ホールバーニングの影響を低減するための技術として、送信側において信号光の偏波を積極的に変化させる偏波スクランブラが提案されており、例えば、特許文献１に具体例が示されている。【０００５】
図２７は、従来の偏波スクランブラの構成例を示す斜視図である。図２７において、結晶基板１は、印加する電圧によって屈折率が変化する電気光学効果を有するニオブ酸リチウムからなる。この結晶基板１上に光導波路２と電極３を形成し、偏光子４を用いて入射光の偏光状態を直線偏光にすると共に、光導波路２の断面の軸に対して４５度傾けて入射させる。Ｓ１は入射光の偏光状態を表す。【０００６】
光導波路２の水平成分と垂直成分との屈折率は、電極３への印加電圧によって変化するため、直線偏光の水平成分と垂直成分との光導波路における伝搬速度は、電極３への印加電圧によって変化し、信号光の水平成分と垂直成分との位相差が印加電圧によって変化する。このため、印加電圧の大きさを時間的に変化させることにより、信号光の偏光状態がランダム化される。そして、偏光子５を介して出射させる。Ｓ２は出射光の偏光状態を表す。【０００７】
図２８は、従来の光通信用の送受信機の構成例を示すブロック図である。図２８において、３００は半導体レーザ、３０１は送信機、３０５は光ファイバ、３０６は受信機、３０９は局部発振レーザである。送信機３０１は、第１の変調器３０２、第２の変調器３０３、偏波ビームコンバイナ３０４、偏波スクランブラ３２６から構成されている。すなわち、送信機３０１は、上述した偏波スクランブラ３２６を備えている。【０００８】
受信機３０６は、第１の偏波ビームスプリッタ３０７、第２の偏波ビームスプリッタ３０８、第１の９０度ハイブリッド３１０、第２の９０度ハイブリッド３１１、第１の受光素子３１２、第２の受光素子３１３、第３の受光素子３１４、第４の受光素子３１５、第１のＡＤ変換器３１６、第２のＡＤ変換器３１７、第３のＡＤ変換器３１８、第４のＡＤ変換器３１９、第１の複素加算回路３２０、第２の複素加算回路３２１、合成回路３２２、同期回路３２３、等化回路３２４、及び復調回路３２５から構成されている。【０００９】
送信機３０１において、第１の変調器３０２、及び第２の変調器３０３で変調された信号は、偏波ビームコンバイナ３０４で偏波多重され、偏波スクランブラ３２６に入力される。偏波スクランブラ３２６によって信号光の偏光状態がランダム化された後に、光ファイバ３０５に入力されて送信される。受信機３０６において、偏波ビームスプリッタ３０７、及び３０８、９０度ハイブリッド３１０、及び３１１により、直交する２偏波それぞれＩ・Ｑ信号に分離し、それらをＡＤ変換器３１６、３１７、３１８、３１９により、デジタル信号に変換した後、複素加算回路３２０、３２１により、偏波毎にＩ＋ｊＱの複素信号に変換する。得られた偏波毎の複素信号を偏波ダイバーシチとして合成回路３２２において合成する。さらに、同期回路３２３、等化回路３２４、復調回路３２５を介して復調された信号が出力される。【００１０】
次に、従来の光通信用の送受信機のもう１つの構成例を説明する。【００１１】
非特許文献１、２、及び３に代表されるデジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のデジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散でタップ数が２０４８ｔａｐ）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０〜１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。【００１２】
ところで、デジタル信号処理を用いたコヒーレント受信の伝送システムでは、受信端において伝送路で付加された波長分散による波形歪みを、受信端のデジタル信号処理によって補償する。伝送路において受ける波長分散量は、伝送路の条件によって大きく異なる。例えば、信号光が伝搬した伝送路ファイバの長さに比例して、累積波長分散量が増加するため、伝送距離によっても累積分散量が変化する。また、伝送路ファイバの長さが既知だとしても、伝送路ファイバには、シングルモードファイバ、分散シフトファイバ、ノンゼロ分散シフトファイバなどの種類があり、単位長さ当たりの波長分散量が異なる。【００１３】
また、伝送システムの中継器において光分散補償器を挿入する場合もあり、その補償量によって残留分散量が変化する。また、海底システムなどでは、分散補償ファイバを伝送路として用いる場合もある。さらに、信号光のキャリア波長によって、波長分散係数が異なるため、累積分散量は信号光波長にも依存する。【００１４】
上記の理由により、受信端の波長分散補償回路における分散補償量は、信号が受けた累積波長分散量に合わせて、分散補償フィルタの係数を制御すべきである。このためには、信号が受けた累積波長分散量を推定する機構が必要になる。そこで、既知信号を送信信号光に入力することで、受信端において既知信号部分を利用して波長分散量を推定する方法がある。【００１５】
また、伝送路の偏波状態は、ランダムであり、その偏波状態は、時間的に変動するため、偏波多重信号の分離においては、適応等化フィルタを用いて、フィルタ係数を適応的に制御する必要がある。また、偏波モード分散による波形歪みは、時間変化する点も、適応等化フィルタ係数の適応制御を必要とする理由である。適応等化フィルタの係数を制御するために、既知パターン信号を周期的に送信データパターンに挿入する方法がある。【００１６】
ところで、一般に、伝送路中の光デバイスにおける波形劣化が偏波に依存する特徴があり、例えば、偏波依存損失、偏波モード分散、光増幅器の偏波依存利得などがある場合、Ｘ偏波信号光とＹ偏波信号光とによって、波形劣化の度合いが異なる。また、隣接チャネルの偏波状態に依存して、光ファイバ伝送路の非線形歪みによる劣化量が変化する現象もある。つまり、信号光の偏波状態と偏波依存媒質のＰＳＰ（Principle State of Polarization）の関係によって、一方の偏波信号に比較して、他方の偏波信号の波形劣化が大きくなるという現象がある。【００１７】
送信端にて既知パターンを周期的に挿入し、受信側にて既知パターンを用いて分散補償フィルタ、及び適応等化フィルタの係数を推定して制御する場合、Ｘ偏波、Ｙ偏波ともに一定の既知パターンとなるため、ＸＹ偏波の光電界波形を合成後の光電界は、ある一定の偏波状態をとることになる。したがって、この合成後の偏波状態が、伝送路での波形歪みが大きい偏波状態に一致してしまうと、既知パターン部分の波形劣化が著しく大きくなり、伝送路推定において誤った推定結果を出力してしまう。したがって、その誤った推定結果によって分散補償フィルタ、及び適応等化フィルタの係数を制御してしまうと、波形歪み補償の過程で誤った信号処理演算を実施してしまい、波形歪み補償の性能が著しく劣化するという問題がある。【００１８】
また、上述したように、上記課題を解決するために、光の偏波スクランブラを利用して、送信側にて信号光の偏波状態を時間的に変化させる手法がある。そこでは、従来光コネクタを入出力とする偏波スクランブラが利用されていた。偏波スクラブラはデータ全体に対して偏波変動を与えるため、偏波スクラブラを利用する場合には、偏波スクランブラの周期も高速化する必要があった。【００１９】
図２９は、従来の光通信用の送受信機の構成例を示すブロック図である。図２９において、３００は半導体レーザ、３０１は送信機、３０５は光ファイバ、３０６は受信機、３０９は局部発振レーザである。送信機３０１は、第１の変調器３０２、第２の変調器３０３、偏波ビームコンバイナ３０４から構成されている。【００２０】
受信機３０６は、第１の偏波ビームスプリッタ３０７、第２の偏波ビームスプリッタ３０８、第１の９０度ハイブリッド３１０、第２の９０度ハイブリッド３１１、第１の受光素子３１２、第２の受光素子３１３、第３の受光素子３１４、第４の受光素子３１５、第１のＡＤ変換器３１６、第２のＡＤ変換器３１７、第３のＡＤ変換器３１８、第４のＡＤ変換器３１９、第１の複素加算回路３２０、第２の複素加算回路３２１、合成回路３２２、同期回路３２３、等化回路３２４、及び復調回路３２５から構成されている。【００２１】
送信機３０１において、第１の変調器３０２、及び第２の変調器３０３で変調された信号は、偏波ビームコンバイナ３０４で偏波多重された後に、光ファイバ３０５に入力されて送信される。受信機３０６において、偏波ビームスプリッタ３０７、及び３０８、９０度ハイブリッド３１０、及び３１１により、直交する２偏波それぞれＩ・Ｑ信号に分離し、それらをＡＤ変換器３１６、３１７、３１８、３１９により、デジタル信号に変換した後、複素加算回路３２０、３２１により、偏波毎にＩ＋ｊＱの複素信号に変換する。得られた偏波毎の複素信号を偏波ダイバーシチとして合成回路３２２において合成する。さらに、同期回路３２３、等化回路３２４、復調回路３２５を介して復調された信号が出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】米国特許第５３２７５１１号明細書
【非特許文献】
【００２３】
【非特許文献１】H. Masuda, et. al., “13.5-Tb/s(135x111-Gb/s/ch)No-Guard-Interval Coherent OFDM Transmission over 6,248 km using SNR Maximized Second-orderDRA in the Extended L-band,” OSA/OFC/NFOEC 2009, PDPB5.
【非特許文献２】Jianjun Yu, et. al., “17 Tb/s(161x114 Gb/s)PolMux-RZ-8PSK transmission over 662 km of ultra-low loss fiber using C-band EDFA amplificationand digital coherent detection,” ECOC 2008, Th.3.E.2, Brussels,Belgium,21-25 September 2008.
【非特許文献３】L. liu, et al., “Initial Tap Setup of Constant Modulus Algorithm for Polarization De-multiplexing in Optical Coherent Receivers,”OSA/OFC/NFOEC 2009, OMT2.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
しかしながら、上述した偏波スクランブラでは、偏波スクランブラの入射側に光ファイバを固定する際に、偏波スクランブラに入射される信号光の入射角度を光導波路断面の軸に対して４５度となるよう調整する必要があり、製造性が悪いという問題があった。【００２５】
また、光ファイバが偏波スクランブラに一旦固定されると、その後の入射角度を調整できないため、光学部品の経年変化により、偏波スクランブル特性が劣化しても対応が困難であるという問題もあった。【００２６】
また、光の偏波スクランブラは、既知信号だけでなく、データ全体に対して偏波変動を与えるため、受信端における波形歪み用フィルタのタップ係数を、偏波状態の変化に追従させる必要がある。そして、既知信号の周期が高速である場合、偏波スクランブラの周期も高速化する必要があり、追従が不完全となり、誤り率が上昇するという問題がある。また、光偏波スクランブラでは、機械的に変動を与える手法が一般的であり、長期間の安定性、故障確率が上昇するなどの問題がある。【００２７】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号によりシンボルレートの速度で高速に変更することができ、製造時の入射角度の調整や光学部品の経年変化に起因する偏波スクランブル特性の劣化に対応する必要性をなくすことができる送信方法、受信方法、送信装置、及び受信装置を提供することにある。【００２８】
また、本発明の目的は、ダイバーシチ効果を高め、一方の偏波成分のみを用いて分散補償フィルタ、適応等化フィルタの係数を推定する場合であっても、推定精度を改善することができ、また、受信回路の簡易化、消費電力の低減を図ることができる送信方法、受信方法、送信装置、及び受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
上述した課題を解決するため、本発明による送信方法は、
第１及び第２の信号系列を生成するステップと、
前記第１の信号系列により第１の偏波を変調し、前記第２の信号系列により前記第１の偏波と直交する第２の偏波を変調するステップと、
前記変調された第１及び第２の偏波を偏波多重するステップと
を含み、
前記信号系列を生成するステップは、
前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第１のステップ、
前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第２のステップ、
前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第３のステップ、
前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第４のステップ、
のうち少なくとも２つを、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用するステップを含む。【００３０】
上記の発明において、前記少なくとも２つのステップを送信フレームの一部のシンボルに適用してもよい。【００３１】
上記の発明において、送信フレームの１フレーム内では、前記少なくとも２つのステップのうち同一のステップを適用し、フレーム毎に適用するステップを切り替えてもよい。【００３２】
上記の発明において、前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、
前記第２の信号系列における既知信号は、前記第１から第４のステップのうち少なくとも２つのステップを切り替えて生成されてもよい。【００３３】
上記の発明において、前記既知信号は、２つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含んでもよい。【００３４】
上記の発明において、前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号であってもよい。【００３５】
上述した課題を解決するため、本発明による受信方法は、
直交する第１及び第２の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置の受信方法であって、
所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第１及び第２の偏波に分離するステップと、
前記分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第１又は第２の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離するステップと
を含む。【００３６】
上記の発明において、前記分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定するステップと、
前記推定された伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと
を更に含んでもよい。【００３７】
上記の発明において、前記推定するステップは、
前記分離された第１の偏波を用いて第１の伝送路パラメータを推定するステップと、
前記分離された第２の偏波を用いて第２の伝送路パラメータを推定するステップと
を含み、
前記時間平均化処理するステップは、
前記推定された第１の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと、
前記推定された第２の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと
を含み、
前記第１の伝送路パラメータを時間平均化処理した値と前記第２の伝送路パラメータを時間平均化処理した値とを平均化して出力するステップを更に含んでもよい。【００３８】
上記の発明において、前記同相成分と直交成分とに分離するステップは、受信した信号光と局発光とをミキシングして、第１又は第２の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離するステップを含み、
前記伝送路パラメータを推定するステップは、前記分離された第１又は第２のいずれか一方の偏波の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定してもよい。【００３９】
上記の発明において、前記第１及び第２の伝送路パラメータを推定するステップは、既知信号の反転タイミングを検出するステップを更に含んでもよい。【００４０】
上記の発明において、前記変調信号を単一の偏波で受信するステップと、
前記受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するステップと、
前記受信信号を蓄積する前と蓄積した後の信号を合成するステップと
を含んでもよい。【００４１】
上記の発明において、前記蓄積するステップは、前記受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延するステップを含み、
前記合成するステップは、前記受信信号を遅延する前と遅延した後の信号を合成するステップを含んでもよい。【００４２】
上記の発明において、前記受信するステップは、前記変調信号を直交する２つの偏波で受信し、
前記蓄積するステップは、
前記受信したＸ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第１の蓄積ステップと、
前記受信したＹ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第２の蓄積ステップとを含み、
前記合成するステップは、
前記第１の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第１の合成ステップと、
前記第２の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第２の合成ステップと、
前記第１の合成ステップによる合成信号と前記第２の合成ステップによる合成信号とを合成する第３の合成ステップとを含んでもよい。【００４３】
上述した課題を解決するため、本発明による送信装置は、第１及び第２の信号系列を生成する信号系列生成手段と、
前記第１の信号系列により第１の偏波を変調し、前記第２の信号系列により前記第１の偏波と直交する第２の偏波を変調する変調手段と、
前記変調された第１及び第２の偏波を偏波多重する偏波多重手段と
を備え、
前記信号系列生成手段は、
前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第１の手段、
前記第１の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第２の手段、
前記第１の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第３の手段、
前記第１の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第１の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第２の信号系列を生成する第４の手段、
のうち少なくとも２つを備え、
前記少なくとも２つの手段を、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用する切り替え手段を更に備える。【００４４】
上記の発明において、前記切り替え手段は、前記少なくとも２つの手段を送信フレームの一部のシンボルに適用してもよい。【００４５】
上記の発明において、前記切り替え手段は、送信フレームの１フレーム内では、前記少なくとも２つの手段のうち同一の手段を適用し、フレーム毎に適用する手段を切り替えてもよい。【００４６】
上記の発明において、前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、
前記第２の信号系列における既知信号は、前記第１から第４の手段のうち少なくとも２つの手段を切り替えて生成されてもよい。【００４７】
上記の発明において、前記既知信号は、２つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含んでもよい。【００４８】
上記の発明において、前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号であってもよい。【００４９】
上述した課題を解決するため、本発明による受信装置は、
直交する第１及び第２の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置であって、
所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第１及び第２の偏波に分離する偏波分離器と、
前記偏波分離器で分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第１又は第２の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離する分離回路と
を備える。【００５０】
上記の発明において、前記分離回路で分離された第１又は第２の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定する伝送路推定回路と、
前記伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する時間平均化部と
を更に備えてもよい。【００５１】
上記の発明において、前記伝送路推定回路は、
前記分離回路で分離された第１の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第１の伝送路推定回路と、
前記分離回路で分離された第２の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第２の伝送路推定回路とを備え、
前記時間平均化部は、
前記第１の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第１の時間平均化部と、
前記第２の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第２の時間平均化部とを備え、
前記第１の時間平均化部からの出力値と前記第２の時間平均化部からの出力値とを平均化して出力する平均化部を更に備えてもよい。【００５２】
上記の発明において、前記分離回路は、
受信した信号光と局発光とをミキシングして、第１又は第２の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離し、
前記伝送路推定回路は、
前記分離回路で分離された第１又は第２の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定してもよい。【００５３】
上記の発明において、既知信号の反転タイミングを検出し、前記伝送路推定回路に反転タイミング情報を供給する反転位相検出回路を更に備えてもよい。【００５４】
上記の発明において、前記変調信号を単一の偏波で受信する受信手段と、
前記受信手段で受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するバッファ手段と、
前記バッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する合成手段と
を備えてもよい。【００５５】
上記の発明において、前記バッファ手段は、
前記受信手段で受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延する遅延回路であり、
前記合成手段は、
前記遅延回路により遅延する前と遅延した後の信号を合成してもよい。【００５６】
上記の発明において、前記受信手段は、
前記変調信号を直交する２つの偏波で受信し、
前記バッファ手段は、
前記受信手段で受信したＸ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第１のバッファ手段と、
前記受信手段で受信したＹ偏波の受信信号を一定時間蓄積する第２のバッファ手段とを備え、
前記合成手段は、
前記第１のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第１の合成手段と、
前記第２のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第２の合成手段と、
前記第１の合成手段による合成信号と前記第２の合成手段による合成信号とを合成する第３の合成手段とを備えてもよい。
【発明の効果】
【００５７】
この発明によれば、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号によりシンボルレートの速度で高速に変更することができる。このため、製造時の入射角度の調整や光学部品の経年変化に起因する偏波スクランブル特性の劣化に対応する必要性をなくすことができる。【００５８】
また、この発明によれば、ダイバーシチ効果を高め、一方の偏波成分のみを用いて分散補償フィルタ、適応等化フィルタの係数を推定する場合であっても、推定精度を改善することができ、また、受信回路の簡易化、消費電力の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明による第１実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】本第１実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。
【図３Ａ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図３Ｂ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図３Ｃ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図３Ｄ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図３Ｅ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図４Ａ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図４Ｂ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図４Ｃ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図４Ｄ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図４Ｅ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図５Ａ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図５Ｂ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図５Ｃ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図５Ｄ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図５Ｅ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図６Ａ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図６Ｂ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図６Ｃ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図６Ｄ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図６Ｅ】本第１実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図７】本第１実施形態による偏光状態の変化を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。
【図９】本第２実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。
【図１０Ａ】本発明の実施形態による送信フレームを他の変調方式に適用した時の動作を示す図である。
【図１０Ｂ】本発明の実施形態による送信フレームを他の変調方式に適用した時の動作を示す図である。
【図１１Ａ】本発明で用いる交番信号の周波数スペクトルの一例を示す概念図である。
【図１１Ｂ】本発明で用いる交番信号の周波数スペクトルの一例を示す概念図である。
【図１２】本第３実施形態による、送信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】本第３実施形態による、論理反転動作を説明するための概念図である。
【図１４】本第４実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１５】本第５実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１６】本第６実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１７】本第７実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第８実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。
【図１９】本第８実施形態による送信フレームの詳細な構成例として、複素数で表現されている信号をＩ、Ｑに分離し実数で表現した構成を示す概念図である。
【図２０Ａ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２０Ｂ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２０Ｃ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２０Ｄ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２０Ｅ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２０Ｆ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２１Ａ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２１Ｂ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２１Ｃ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２１Ｄ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２１Ｅ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２１Ｆ】本第８実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２２】本発明の第９実施形態による送信フレーム構成を示す図である。
【図２３Ａ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２３Ｂ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２３Ｃ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２３Ｄ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２４Ａ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２４Ｂ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２４Ｃ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２４Ｄ】本発明の第９実施形態による送信フレームを用いたときの動作を説明するための概念図である。
【図２５】本第１０実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２６】本第１１実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２７】従来の偏波スクランブラの構成例を示す斜視図である。
【図２８】従来技術による、偏波スクランブラを備える光通信用の送受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２９】従来の送受信機の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００６０】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００６１】
Ａ．第１実施形態
次に、本発明の第１実施形態について説明する。
【００６２】
Ａ−１．第１実施形態の構成
図１は、本発明による第１実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。
なお、図２８に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図１において、３００は半導体レーザ、３０１は送信機、３０５は光ファイバ、３０６は受信機、３０９は局部発振レーザ、３２７は第１のインバータ、３２８は第２のインバータ、３２９は第１のスイッチ、３３０は第２のスイッチ、３３１は第３のスイッチである。
【００６３】
送信機３０１において、第２の変調器３０３には、Ｙ偏波・Ｉ信号として、第１の変調器３０２に入力されるＸ偏波・Ｉ信号と同一の信号、または第１のインバータ３２７を介することにより第１の変調器３０２に入力されるＸ偏波・Ｉ信号を論理反転した信号、またはＸ偏波・Ｑ信号と同一の信号、または第２のインバータ３２８を介することにより第１の変調器３０２に入力されるＸ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号が入力されるように、第１のスイッチ３２９、第２のスイッチ３３０、及び第３のスイッチ３３１により時間的に切り替えられる。
【００６４】
また、第２の変調器３０３には、Ｙ偏波・Ｑ信号として、第１の変調器３０２に入力されるＸ偏波・Ｉ信号と同一の信号、または第１のインバータ３２７を介することにより第１の変調器３０２に入力されるＸ偏波・Ｉ信号を論理反転した信号、またはＸ偏波・Ｑ信号と同一の信号、または第２のインバータ３２８を介することにより第１の変調器３０２に入力されるＸ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号が入力されるように、第１のスイッチ３２９、第２のスイッチ３３０、及び第３のスイッチ３３１により時間的に切り替えられる。
【００６５】
本構成により、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、シンボルレートの速度で高速に変更することができる。以下において、その具体的な動作を説明する。
【００６６】
Ａ−２．第１実施形態による送信フレーム
図２は、本第１実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。図２において、１０１〜１１２は情報シンボルである。時間区間（１）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号（第１の情報シンボル１０１）、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号と同一信号である（第５の情報シンボル１０５）。また、時間区間（２）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号と同一信号（第６の情報シンボル１０６）、Ｙ偏波・Ｑ信号（第１１の情報シンボル１１１）は、Ｘ偏波・Ｉ信号（第２の情報シンボル１０２）を論理反転した信号である。
【００６７】
また、時間区間（３）において、Ｙ偏波・Ｉ信号（第９の情報シンボル１０９）は、Ｘ偏波・Ｉ信号（第３の情報シンボル１０３）を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号（第１２の情報シンボル１１２）は、Ｘ偏波・Ｑ信号（第７の情報シンボル１０７）を論理反転した信号である。また、時間区間（４）において、Ｙ偏波・Ｉ信号（第１０の情報シンボル１１０）は、Ｘ偏波・Ｑ信号（第８の情報シンボル１０８）を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号である（第４の情報シンボル１０４）。
【００６８】
図２に示す送信フレームを用いたときの動作を図３Ａ〜３Ｅ、図４Ａ〜４Ｅ、図６Ａ〜６Ｅを参照して説明する。
図２に示す時間区間（１）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号、Ｙ偏波・Ｑ信号はＸ偏波・Ｑ信号と同一信号である。従って、図３Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点と、図３Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点とは、同じ位置になる。図中の［］の中の数字が、Ｘ偏波とＹ偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。
【００６９】
このように変化するベースバンド信号により、位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）された光の被変調信号の時間波形を、図３Ｃ、及び図３Ｄに示す。例えば、ベースバンド信号が「１＋ｊ」の区間は、搬送波に対して４５度、ベースバンド信号が「−１−ｊ」の区間は、搬送波に対して、２２５度の位相差を持った被変調信号となる。
【００７０】
図３Ｃ、及び図３Ｄにおいて、Ｘ偏波平面上の被変調信号をＥｘ、Ｙ偏波平面上の被変調信号Ｅｙ、波の進行方向をＺ軸とすると、ＥｘとＥｙの位相差は０であり、次式（１）、（２）で表すことができる。
【００７１】
Ｅｘ＝Ａｓｉｎ（ωｔ−ｋｚ）………（１）
【００７２】
Ｅｙ＝Ｂｓｉｎ（ωｔ−ｋｚ）………（２）
【００７３】
但し、Ａ、Ｂは光の被変調信号の振幅、ωは角周波数、ｔは時間、ｋは伝搬定数である。
【００７４】
被変調信号の振幅ＡとＢが等しい場合、次式（３）で表される。
【００７５】
Ｅｘ＝Ｅｙ………（３）
【００７６】
２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図３Ｅのように表すことができる。すなわち、Ｘ偏波平面とＹ偏波平面とに挟まれ、Ｘ偏波平面に対して＋４５度をなす角度を持った偏波平面上を、角周波数ωで振動しながらＺ方向に伝搬する直線偏光となる。
【００７７】
次に、図２に示す時間区間（２）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号と同一信号、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号を論理反転した信号である。従って、図４Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点を、右に９０度回転した点が、図４Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点になる。図中の［］の中の数字が、Ｘ偏波とＹ偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。
【００７８】
図４Ｃ、及び図４Ｄにおいて、Ｘ偏波平面上の被変調信号をＥｘ、Ｙ偏波平面上の被変調信号Ｅｙ、波の進行方向をＺ軸とすると、ＥｙはＥｘより９０度位相が遅れており、次式（４）、（５）で表すことができる。
【００７９】
Ｅｘ＝Ａｓｉｎ（ωｔ−ｋｚ）………（４）
【００８０】
Ｅｙ＝−Ｂｃｏｓ（ωｔ−ｋｚ）………（５）
【００８１】
被変調信号の振幅ＡとＢが等しくＡである場合、次式（６）で表される。
【００８２】
Ｅｘ２＋Ｅｙ２＝Ａ２………（６）
【００８３】
２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図４Ｅのように円を描く。数式（４）、及び数式（５）の位相関係から、ベクトル合成した信号は、進む方向に向かって反時計回りに、角周波数ωで回転しながら、Ｚ方向に伝搬する円偏光となる。
【００８４】
次に、図２に示す時間区間（３）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号である。従って、図５Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点と、図５Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点とは、原点に対して点対称となる。図中の［］の中の数字が、Ｘ偏波とＹ偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。
【００８５】
図５Ｃ、及び図５Ｄにおいて、Ｘ偏波平面上の被変調信号をＥｘ、Ｙ偏波平面上の被変調信号Ｅｙ、波の進行方向をＺ軸とすると、ＥｘとＥｙの位相差は、１８０度であり、次式（７）、（８）で表すことができる。
【００８６】
Ｅｘ＝Ａｓｉｎ（ωｔ−ｋｚ）………（７）
【００８７】
Ｅｙ＝−Ｂｓｉｎ（ωｔ−ｋｚ）………（８）
【００８８】
被変調信号の振幅ＡとＢが等しい場合、次式（９）で表される。
【００８９】
Ｅｘ＝−Ｅｙ………（９）
【００９０】
２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図５Ｅのように表すことができる。すなわち、Ｘ偏波平面とＹ偏波平面とに挟まれ、Ｘ偏波平面に対して、−４５度をなす角度を持った偏波平面上を、角周波数ωで振動しながらＺ方向に伝搬する直線偏光となる。
【００９１】
次に、図２に示す時間区間（４）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号である。従って、図６Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点を左に９０度回転した点が、図６Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点になる。図中の［］の中の数字が、Ｘ偏波とＹ偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。
【００９２】
図６Ｃ、及び図６Ｄにおいて、Ｘ偏波平面上の被変調信号をＥｘ、Ｙ偏波平面上の被変調信号Ｅｙ、波の進行方向をＺ軸とすると、Ｅｙは、Ｅｘより９０度位相が進んでおり、次式（１０）、（１１）で表すことができる。
【００９３】
Ｅｘ＝Ａｓｉｎ（ωｔ−ｋｚ）………（１０）
【００９４】
Ｅｙ＝Ｂｃｏｓ（ωｔ−ｋｚ）………（１１）
【００９５】
被変調信号の振幅ＡとＢが等しくＡである場合、次式（１２）で表される。
【００９６】
Ｅｘ２＋Ｅｙ２＝Ａ２………（１２）
【００９７】
２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図６Ｅのように円を描く。数式（１０）、及び数式（１１）の位相関係から、ベクトル合成した信号は、進む方向に向かって時計回りに角周波数ωで回転しながら、Ｚ方向に伝搬する円偏光となる。
【００９８】
図２の下段には、上述した偏光状態の変化が示されている。また、偏光状態を表現するポアンカレ球の上に、本第１実施形態による偏光状態を描画した図を図７に示す。括弧内の数字（１）〜（４）は、図２に示す時間区間（１）〜（４）に対応している。本第１実施形態による偏光状態は、ポアンカレ球上において、赤道上で球の原点に対して対称な２点、北極点、南極点の４点で表される。すなわち、送信信号となる被変調信号の偏光状態を、１シンボル毎に４通りに変更することができる。
【００９９】
この偏光状態の変更は、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号処理のみで行っている。４種の偏光状態は、１シンボル毎に決まった順番に変更するものに限る必要はなく、複数のシンボル毎に偏光状態を変更しても良いし、また、偏光状態を変更する順番をランダムにしても良い。また、４種のうちの２種、または３種のみを用いても良い。
【０１００】
上述した第１実施形態によれば、９０度位相差を有する変調フォーマット（ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなど）において、Ｙ偏波のＩ，Ｑ成分をＸ偏波のＩ，Ｑ成分に基づいて、４種類のパターンを適宜変えてプリコードし、Ｘ偏波、Ｙ偏波を合成して出力することにより、出力信号光の偏波状態を電気的に高速に変えることができるので、偏波ホールバーニングの影響を低減させることが可能になる。また、偏波スクランブラなどの光部品を用いないので、その偏波スクランブラなどの光部品による経年変化に起因する特性劣化が生じない。
【０１０１】
Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
【０１０２】
Ｂ−１．第２実施形態の構成
図８は、本発明の第２実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図８において、３３２は第４のスイッチ、３３３は第５のスイッチである。図１に示す第１実施形態の送受信機の構成とは、第４のスイッチ３３２、及び第５のスイッチ３３３にＹ偏波・情報シンボルを入力する外部入力端子を設けている点が異なる。従って、第２の変調器３０３にＸ偏波の入力信号とは独立なベースバンド信号を入力できる。
【０１０３】
情報シンボルについては、予め送信データを擬似雑音化（データスクランブル）を行うことで、本発明の原理に基づく、ある程度の偏波スクランブル化が可能である。一方、同期信号やトレーニング信号は、特定のシンボルパターンにより構成され、異なるフレームにおいても、一般に同じシンボルパターンを繰り返して使う。
【０１０４】
このため、本第２実施形態による構成では、同期信号やトレーニング信号に対して、本発明によるデジタル信号による偏波スクランブルを行い、情報シンボルには、偏波スクランブルを行わずに、Ｘ偏波とＹ偏波とで独立な信号を伝送することにより、偏波多重による高速伝送と偏波スクランブルとを両立させる。
【０１０５】
同期信号には、ビット同期信号やフレーム同期信号があり、ビット同期信号は、データ信号とクロック信号とのタイミングを合わせるために用いられ、フレーム同期信号は、フレームの始まりを識別するために用いられる。また、トレーニング信号は、受信機３０６における伝送路の伝達特性推定過程の初期引込みに用いられる。これらには、「１」と「０」が交互に並んだ符号や擬似雑音（ＰＮ）符号が用いられる。
【０１０６】
このような同期信号やトレーニング信号に対し、図２に示すように、１シンボル毎にＹ偏波信号をＸ偏波信号に連動させて変更させると、Ｙ偏波信号は、Ｘ偏波信号とは異なる周波数成分を持つシンボルパターンとなる場合が生じる。例えば、Ｘ偏波・Ｉ信号が（１０１０…）、Ｘ偏波・Ｑ信号が（１０１０…）という同期信号のとき、１シンボル毎に偏光状態を図２に示す（１）、（２）、（３）、（４）と変更させる場合には、Ｙ偏波・Ｉ信号は（１００１…）、Ｙ偏波・Ｑ信号は（１１００…）となって、Ｙ偏波信号は、Ｘ偏波信号とは異なる周波数成分を持つシンボルパターンとなる。
【０１０７】
このようなシンボルパターンが許容されない場合には、同期信号やトレーニング信号の偏光状態をフレーム毎に変更させれば良い。１フレーム内の同期信号やトレーニング信号の偏光状態を一定とし、フレーム間の同期信号やトレーニング信号の偏光状態を変更することにより、Ｘ偏波とＹ偏波とで同じ周波数成分を持つシンボルパターンとなり、また数フレーム以上の時間隔で見ると、偏光状態はランダム化される。
【０１０８】
図８において、同期信号やトレーニング信号の時間区間においては、第１の変調器３０２に入力される信号と同一信号、または第１の変調器３０２に入力される信号を論理反転した信号を、第２の変調器３０３に入力するように、第３のスイッチ３３１、第４のスイッチ３３２、及び第５のスイッチ３３３を切り替える。また、情報系列の時間区間においては、外部より入力されるＹ偏波用の情報シンボルを、第２の変調器３０３に入力するように、第３のスイッチ３３１、第４のスイッチ３３２、及び第５のスイッチ３３３を切り替える。
【０１０９】
Ｂ−２．第２実施形態による送信フレーム
以下、本第２実施形態による具体的な動作を説明する。
図９は、本第２実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。図９において、１３、１８、２５、２７は複数のシンボルにより構成され、所定のシンボルパターンを持つ同期信号である。また、１４、１５、１６、１７、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２６、２８、２９、３０、３１、３２は複数の情報シンボルにより構成された情報系列である。
【０１１０】
同期信号については、Ｘ偏波・Ｉ信号、及びＸ偏波・Ｑ信号では、同じシンボルパターンをフレーム毎に繰り返し用いている。一方、Ｙ偏波・Ｉ信号、及びＹ偏波・Ｑ信号では、Ｘ偏波・Ｉ信号、及びＸ偏波・Ｑ信号と同一信号、または論理反転した信号である。情報系列は、Ｘ偏波とＹ偏波とで独立に伝送する。
【０１１１】
同期信号の時間区間（１）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号（第１の同期信号１３）、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号と同一信号である（第２の同期信号１８）。また、時間区間（２）において、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号と同一信号（第２の同期信号１８）、Ｙ偏波・Ｑ信号（第３の同期信号２５）は、Ｘ偏波・Ｉ信号（第１の同期信号１３）を論理反転した信号である。
【０１１２】
また、時間区間（３）において、Ｙ偏波・Ｉ信号（第３の同期信号２５）は、Ｘ偏波・Ｉ信号（第１の同期信号１３）を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号（第４の同期信号２７）は、Ｘ偏波・Ｑ信号（第２の同期信号１８）を論理反転した信号である。また、時間区間（４）において、Ｙ偏波・Ｉ信号（第４の同期信号２７）は、Ｘ偏波・Ｑ信号（第２の同期信号１８）を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号（第１の同期信号１３）は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号である。
【０１１３】
従って、同期信号の偏光状態は、図３Ａ〜３Ｅ、図４Ａ〜４Ｅ、図５Ａ〜５Ｅ、図６Ａ〜６Ｅの情報シンボルと同様に変化する。この偏光状態の変化を図９の下段に示している。すなわち、送信信号のうち、同期信号の偏光状態を１フレーム毎に変更することができる。
【０１１４】
例えば、Ｘ偏波・Ｉ信号が（１０１０…）、Ｘ偏波・Ｑ信号が（１０１０…）という同期信号の時、図９に示す時間区間（１）では、Ｙ偏波・Ｉ信号は（１０１０…）、Ｙ偏波・Ｑ信号は（１０１０…）、時間区間（２）では、Ｙ偏波・Ｉ信号は（１０１０…）、Ｙ偏波・Ｑ信号は（０１０１…）、時間区間（３）では、Ｙ偏波・Ｉ信号は（０１０１…）、Ｙ偏波・Ｑ信号は（０１０１…）、時間区間（４）では、Ｙ偏波・Ｉ信号は（０１０１…）、Ｙ偏波・Ｑ信号は（１０１０…）となる。すなわち、Ｙ偏波信号は、Ｘ偏波信号と同じ周波数成分を持つシンボルパターンとなっており、かつ、フレーム間の偏光状態は、異なっている。
【０１１５】
この偏光状態の変更は、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号処理のみで行っている。同期信号は、トレーニング信号であっても良い。また、４種の偏光状態は、１フレーム毎に決まった順番に変更するものに限る必要はなく、複数のフレーム毎に偏光状態を変更しても良いし、また偏光状態を変更する順番をランダムにしても良い。また、４種のうちの２種、または３種のみを用いても良い。
【０１１６】
また、変調方式は、ＰＳＫに限らず、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）など９０度位相差の信号点を持つものであれば良い。図１０Ａ、１０Ｂには、変調方式が１６ＱＡＭの場合の例を示している。図１０Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点を左に９０度回転した点が、図１０Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点になっている。図中の［］の中の数字がＸ偏波とＹ偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。
【０１１７】
これは、図２、及び図９に示す時間区間（４）と同じ位相関係であり、Ｙ偏波・Ｉ信号は、Ｘ偏波・Ｑ信号を論理反転した信号、Ｙ偏波・Ｑ信号は、Ｘ偏波・Ｉ信号と同一信号にすることで生成できる。このため、ＰＳＫ変調の場合と同様に、Ｘ偏波とＹ偏波の２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、進む方向に向かって、時計回りに角周波数ωで回転しながら、Ｚ方向に伝搬する円偏光となる。その他の３種の偏光状態も、図２、及び図９の時間区間（１）〜（３）と同様にして生成することができる。
【０１１８】
上述した第２実施形態によれば、９０度位相差を有する変調フォーマット（ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなど）において、Ｙ偏波のＩ，Ｑ成分をＸ偏波のＩ，Ｑ成分に基づいて、４種類のパターンでプリコードし、Ｘ偏波、Ｙ偏波を合成して出力し、プリコードのパターンを適宜変えることにより、出力信号光の偏波状態を電気的に高速に変えることができるので、偏波ホールバーニングの影響を低減させることが可能になる。また、偏波スクランブラなどの光部品を用いないので、その偏波スクランブラなどの光部品による経年変化に起因する特性劣化が生じない。また、同期信号やトレーニングパターン部分については、フレーム毎にプリコードのパターンを適宜変えることにより、Ｘ偏波とＹ偏波で同一フレーム内では、同じ周波数成分のみを有することが可能となる。
【０１１９】
以下、本発明の第３〜第１１実施形態を、図面を参照して説明する。まず、これらの実施形態に関する本発明の原理を説明する。
【０１２０】
Ｃ．本発明の原理
多値変調された信号光を生成する方法として、光搬送波（キャリア）の同相成分の強度を変調する強度変調器と、キャリアの直交位相成分の強度を変調する変調器とを用いて、同相成分・直交成分をそれぞれの信号光成分を生成しておき、それらを合成することで実現する方法がある。これら２つの変調器が一体の変調器として集積化されている場合もある。その他、例えば、４値位相変調信号、８値位相変調信号であれば、同一振幅レベルにあるため、位相変調器のみを用いて生成することも可能である。ここでは、同相成分・直交成分が個別に変調される方式を例に説明する。
【０１２１】
光の直交する２つの偏波に個別のデータを載せて送信する偏波多重方式がある。Ｘ偏波、Ｙ偏波それぞれに別の送信データ系列を送信する場合には、Ｘ偏波、Ｙ偏波それぞれを多値変調した上で、これらを、偏波多重器を用いて合成して偏波多重信号光を生成する。
【０１２２】
既知信号を送信データ系列に挿入して、伝送路の波形歪みパラメータを推定する場合には、既知信号は同一パターンを繰り返し用いる。既知信号部分の偏波状態を操作することが目的であるが、その原理を説明する。
【０１２３】
上述したように、偏波多重・多値変調信号を生成する構成として、Ｘ偏波Ｉ成分、Ｘ偏波Ｑ成分、Ｙ偏波Ｉ成分、Ｙ偏波Ｑ成分の４つ強度変調器を利用する場合を想定する。４値位相シフトキーイング変調方式の場合、Ｘ偏波Ｉ成分の送信デジタルデータパターンが「０」、「１」の場合、光キャリア電界では位相が反転関係にある−Ｅ、＋Ｅにマッピングされる。同様に、Ｘ偏波Ｑ成分の送信データパターン「０」、「１」は、光キャリア電界では−Ｅ、＋Ｅにマッピングされる。
【０１２４】
したがって、ＸＩとＸＱ変調器から出力されるそれぞれの出力信号光を互いに直交する位相関係で合成すると、光電界フェーザダイアグラム上では、（＋Ｅ，＋Ｅ）、（＋Ｅ，−Ｅ）、（−Ｅ，＋Ｅ）、（−Ｅ，−Ｅ）の４点のいずれかの状態となる。一方、偏波多重の場合、Ｙ偏波に対しても、（＋Ｅ，＋Ｅ）、（＋Ｅ，−Ｅ）、（−Ｅ，＋Ｅ）、（−Ｅ，−Ｅ）の４点のいずれかの状態となる。
【０１２５】
図１１Ａ、１１Ｂは、交番信号の周波数スペクトルの一例を示す概念図である。図１１Ａは同相の場合を表し、図１１Ｂは逆相の場合を表す。仮に、ＸＩが「１」、ＸＱが「１」、ＹＩが「１」、ＹＱが「１」の場合、Ｘ偏波電界は（＋Ｅ，＋Ｅ）、Ｙ偏波電界は（＋Ｅ，＋Ｅ）の状態となる。したがって、偏波多重後の光キャリアは、Ｘ偏波の搬送波位相とＹ偏波の搬送波位相の相対的な位相関係が同位相であるため、図１１Ａに示すように、Ｘ偏波軸から＋４５度方向に振動する偏波状態となる。
一方、ＸＩが「１」、ＸＱが「１」、ＹＩが「０」、ＹＱが「０」の場合、Ｘ偏波電界は（＋Ｅ，＋Ｅ）、Ｙ偏波電界は（−Ｅ，−Ｅ）の状態となる。したがって、Ｘ偏波とＹ偏波の相対位相が逆相となり、図１１Ｂに示すように、−４５度の偏波状態となる。
【０１２６】
したがって、ＸＩが「１」、ＸＱが「１」、ＹＩが「１」、ＹＱが「１」の場合に比較すると、偏波状態が９０度回転していることが分かる。さらに、ＸＩが「１」、ＸＱが「１」、ＹＩが「１」、ＹＱが「０」の場合、Ｘ偏波電界は（＋Ｅ，＋Ｅ）、Ｙ偏波電界は（＋Ｅ，−Ｅ）の状態となる。この場合、Ｘ偏波とＹ偏波の相対位相関係は、９０度位相がずれた関係となっており、円偏光状態となる。つまり、送信データパターンによって、偏波状態が変化する。
【０１２７】
Ｄ．第３実施形態
図１２は、本第３実施形態による、送信機の構成を示すブロック図である。送信データ系列ＤＳ１〜ＤＳ４のそれぞれに対して、既知信号パターンを挿入するための挿入回路１０−１〜１０−４を配置し、挿入する既知信号パターンの、あるレーンに対してデジタル論理反転回路１１−１、１１−２を介挿しておき、既知信号パターンを送信する周期で、論理反転のＯＮ・ＯＦＦを切り替える。既知信号パターンのように、同一のパターンを繰り返し送信する場合において、Ｙ偏波Ｉ成分とＹ偏波Ｑ成分とに対して、図１３に示すように、「１」は「０」に、「０」は「１」に変換する論理反転を繰り返し、周期毎にＯＮ・ＯＦＦすると、繰り返し周期毎に偏波状態を９０度回転させることができる。
【０１２８】
デジタル論理反転回路１１−１、１１−２は、どのレーンに対して挿入してもよい。また、Ｙ偏波Ｑ成分のみ論理反転のＯＮ・ＯＦＦを繰り返すと、直線偏光と円偏光とを繰り返して周期毎に切り替えることができる。さらに、デジタル論理反転回路１１−１、１１−２をＯＮ・ＯＦＦ切り替えするタイミングは、既知信号パターンを送信する周期に対して、任意に設定できる。例えば、２周期毎にＯＮ・ＯＦＦ切り替えしてもよい。さらに、Ｙ偏波Ｉ成分のＯＮ・ＯＦＦタイミングを２周期毎に、Ｙ偏波Ｑ成分のＯＮ・ＯＦＦタイミングを１周期毎に設定すると、直線偏光＋４５度、直線偏光−４５度、右円偏光、左円偏光の４つの状態を切り替えることが可能になる。
【０１２９】
ＸＩ−変調器１２−１は、Ｘ偏波−Ｉ成分を、ＸＱ−変調器１２−２は、Ｘ偏波−Ｑ成分を、ＹＩ−変調器１２−３は、Ｙ偏波−Ｉ成分を、ＹＱ−変調器１２−４は、Ｙ偏波−Ｑ成分を、それぞれ搬送波光で変調する。偏波多重器１３は、上記ＸＩ−変調器１２−１、ＸＱ−変調器１２−２、ＹＩ−変調器１２−３、及びＹＱ−変調器１２−４からの変調波を多重化して出力する。
【０１３０】
なおデジタル論理反転回路１１−１あるいは１１−２がＯＮするタイミングでデジタル論理反転回路１１−１及び１１−２に与える信号を互いに入れ替えることにより、任意の変調信号に対して図９の時間区間（２）あるいは時間区間（４）に示しているような一定の円偏光状態を与えることができる。
【０１３１】
なお、ＱＰＳＫ変調方式における適用例を説明したが、２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）でも利用することができる。ＢＰＳＫの場合、Ｘ偏波の送信データパターンが「０」、「１」によって、キャリア光の電界は、＋Ｅ、−Ｅがマッピングされる。Ｙ偏波に対しても同様で、「０」、「１」によってキャリア光の電界は、＋Ｅ、−Ｅがマッピングされる。Ｘ偏波が「１」、Ｙ偏波が「１」の場合、Ｘ偏波とＹ偏波のキャリア位相関係は同相となるため、＋４５度の直線偏波状態となる。一方、Ｘ偏波が「１」、Ｙ偏波が「０」の場合、キャリア位相関係が逆相となり、−４５度の直線偏波状態となる。したがって、Ｘ偏波、Ｙ偏波のどちらか一方に、ＯＮ／ＯＦＦ可能なデジタル論理反転回路を挿入し、既知信号を送信する周期毎に、ＯＮ・ＯＦＦ切り替え操作することで、偏波状態を制御できる。
【０１３２】
なお、ＯＮ・ＯＦＦ切り替え操作と表現したが、論理反転回路を通過するパスと、それをバイパスするパスとを設けておき、周期的に出力パスを切り替える構成でも同等の機能が実現できる。
【０１３３】
受信端では、波長分散による波形歪みの補償、偏波多重信号光の偏波分離、偏波モード分散補償のためのデジタル信号処理を実施するに当たり、コヒーレント受信が必要になるため、局発光と９０度ハイブリッドとを用いて、信号光を同位相成分と直交位相成分とに分離する。ここで、同位相、直交位相とは、局発光の位相を基準とした定義となる。
【０１３４】
９０度ハイブリッドから出力される光は、光電変換器により電気信号に変換される。光電変換器としては、バランス型フォトディテクタを利用する場合が一般的であり、９０度ハイブリッドから出力される信号光が含む不要な直流成分を除くことができる。また、通常のフォトディテクタと直流除去器を用いる場合もある。その後、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を介して、デジタル信号に変換した後に、デジタル信号処理回路に入力される。
【０１３５】
デジタル信号処理回路には、既知信号を用いて伝送路の波長分散を推定するような伝送路推定回路を設ける。例えば、伝送路の波長分散を推定するための既知信号としては、２つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含むことができる。このような特殊シンボルパターンとして、シンボル毎に位相が反転する交番信号を用いる方法がある。交番信号は、周波数スペクトル上に２つの輝線を有しており、この２つの成分の間に生じる到来時間差情報を用いて分散推定を行う。これは、波長分散が周波数に依存して群速度を変化させる特徴を有しており、結果として周波数成分によって受信端に到来する時間が異なることになる現象を利用するものである。
【０１３６】
Ｅ．第４実施形態
図１４は、本第４実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。なお、図１２に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図１４において、偏波分離器２０は、Ｘ偏波、Ｙ偏波を分離し、９０度ハイブリッド２１−１、２１−２は、局発光２２により、信号光を同位相成分と直交位相成分とに分離する。光電変換器２３−１〜２３−４は、分離された信号光を電気信号に変換する。ＡＤＣ２４−１〜２４−４は、電気信号をデジタル信号に変換する。伝送路推定回路２５は、周波数スペクトル上に２つの輝線を有する交番信号の２つの成分の間に生じる到来時間差情報を用いて分散推定を行う。時間平均化処理部２６は、伝送路推定回路２５からの出力値を時間平均化処理する。
【０１３７】
受信端では、偏波ダイバーシチ構成をとっており、Ｘ偏波Ｉ成分、Ｘ偏波Ｑ成分、Ｙ偏波Ｉ成分、Ｙ偏波Ｑ成分をそれぞれ個別に受信している。このような場合であっても、伝送路推定回路２５の回路規模を削減するため、一方の偏波成分のみを用いて、分散推定を実施している。このような場合、受信端の偏波分離器２０に入力される際の既知信号の偏波状態によっては、既知信号の電力の大部分が上方の９０度ハイブリッド２１−１に流れ、下方の９０度ハイブリッド２１−２には微小な電力のみが供給される場合がある。この場合、既知信号が雑音成分に埋もれてしまい、分散推定値の精度が劣化することになる。
【０１３８】
このような場合であっても、上記で説明した既知信号を送信する周期で、送信される既知信号の偏波状態が切り替わる構成を適用している場合、例えば、既知信号が到来する周期毎に偏波状態が変化して、上方と下方の９０度ハイブリッド２１−１、２１−２の双方に周期毎に既知信号電力の大部分が流れることになり、時間平均化処理を施すことにより、分散推定精度を改善することができる。
【０１３９】
また、時間平均化処理部２６による時間平均化処理でなく、例えば、入力される既知信号の電力の大きさを用いて、大きな電力が供給されたタイミングの推定値を選択する方法も考えられ、時間平均化処理でなく、推定値選択回路を設けることで実現することができる。
【０１４０】
Ｆ．第５実施形態
図１５は、本第５実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。なお、図１４に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第５実施形態では、図１５に示すように、偏波ダイバーシチ受信をした上で、それぞれの偏波成分に対して伝送路推定回路２５−１、２５−２、及び時間平均化処理部２６−１、２６−２を用意する。この場合、既知信号の偏波状態によって、上方の９０度ハイブリッド２１−１、下方の９０度ハイブリッド２１−２への入力電力がばらつくものの、２つのどちらか一方には大きな電力量が供給されることになるため、通常、推定精度が著しく劣化することはない。
【０１４１】
但し、伝送路の偏波依存損失（ＰＤＬ）がある場合、既知信号の偏波状態が伝送路のＰＤＬ偏波軸と一致した条件では、既知信号の電力が低下する場合がある。また、伝送路で受ける波長分散などの波形劣化が偏波状態に依存する場合もある。この場合、既知信号の偏波に依存して、波長分散の推定値が異なる。したがって、受信端では、両方の偏波をダイバーシチ受信し、さらに伝送路推定も両偏波でダイバーシチ推定する場合においても、送信する既知信号の偏波状態が一定である限り、伝送路ＰＤＬ・波形劣化の偏波依存性によって、伝送路推定の精度が劣化する。
【０１４２】
このような状況においても、本発明のように、送信される既知信号の偏波状態を周期的に変化させることで、推定値精度を向上させることができる。この場合、受信端では、既知信号が到来するタイミングによって、波長分散の推定値が変化するため、これを時間平均化処理部２６−１、２６−２で時間平均化処理することによって、最終的な推定精度を向上させることができる。ＸＹ平均化部２７は、時間平均化処理部２６−１、２６−２の出力を平均化して出力する。
【０１４３】
また、時間平均化処理でなく、例えば、入力される既知信号の電力の大きさを用いて、大きな電力が供給されたタイミングの推定値を選択する方法もある。この場合、時間平均化処理でなく、推定値選択回路を設けることで実現できる。
【０１４４】
Ｇ．第６実施形態
図１６は、本第６実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。なお、図１５に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第６実施形態では、図１６に示すように、受信端において偏波分離器２０を利用せずに、一方の偏波成分のみから伝送路状態を推定する。この場合、既知信号の偏波状態によっては、伝送路推定に用いられる既知信号電力が低下する場合があり、推定精度が著しく低下する。しかし、送信端において偏波状態を切り替える機構を利用し、さらに受信端で推定値を平均化処理部２６により時間平均化処理することで、推定精度を改善することが可能である。
【０１４５】
また、既知パターンを利用して、適応等化フィルタの係数を推定する場合など、パターンの値そのものを利用する場合には、送信側で付与したデジタル論理反転を戻す、もしくは反転を考慮した上で利用する必要がある。
【０１４６】
Ｈ．第７実施形態
図１７は、本第７実施形態による、送受信機の他の構成を示すブロック図である。なお、図１５に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第７実施形態では、図１７に示すように、伝送路推定回路２５−１、２５−２の後に、論理反転を施した反転タイミングを検出するための反転位相検出回路２８−１、２８−２を設けている。反転位相検出回路２８−１、２８−２は、反転操作が施された既知信号のタイミングを検出し、既知信号を実際に利用する伝送路推定回路２５−１、２５−２に対して、反転タイミング情報を提供する。
【０１４７】
論理反転のタイミング検知としては、論理反転がない場合の既知信号を期待値として持ち、その期待値が到来するタイミングを検出することで、論理反転タイミングを認識できる。期待値と到来パターンとの比較には、検出に用いる既知パターンシンボル数の連続シンボルに対して、既知パターンと到来パターンとのそれぞれのシンボルのＸＯＲ演算を実施し、その結果がすべてゼロとなる場合、もしくは殆どすべてがゼロとなる場合に、論理反転なしの既知信号パターンが到来したタイミングだと認識できる。また、逆に、反転している場合には、すべてのシンボルで、「１」となる場合が、反転既知パターンが到来したタイミングであると認識できる。
【０１４８】
また、より確実に実施するためには、論理反転がない既知信号と、論理反転を施した既知信号との両方を期待値として持ち、それぞれが検出されるタイミング・周期を検出することもできる。
【０１４９】
伝送路推定回路２５−１、２５−２では、到来した既知信号パターン部分に対して、論理反転に相当する操作を実施する。例えば、到来パターンがデジタル信号とはいえ、複数のビット幅を用いた多値デジタル信号である場合がある。この場合、符号を反転することで到来パターンの方に対して、論理反転に相当する操作を施せばよい。
【０１５０】
一方、到来すべき既知信号として保持している参照用の既知信号パターンに対して、反転位相検出部２８−１、２８−２から提供される反転タイミング情報に従って、送信側での論理反転操作と同様の操作を参照用の既知信号パターンに与えてもよい。すなわち、到来すべき既知パターンとして、送信側での論理操作を想定した既知パターンを適用する方法である。
【０１５１】
上述した第３〜第７実施形態によれば、送信信号の偏光状態を偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号により高速に変更することができる。このため、送信信号を、直交する２つの偏波面でそれぞれ独立に受信する必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。
【０１５２】
また、本第３〜第７実施形態を、直交する２つの偏波面でそれぞれ独立に受信するシステムに適用した場合には、消費電力の低減効果はなくなるが、従来システムに比べてダイバーシチ効果を高めることができるという利点を有する。
【０１５３】
Ｉ．第８実施形態
次に、本発明の第８実施形態による送信フレームについて説明する。
図１８は、本第８実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。図１８において、２０１は第１の同期信号、２０２は第１の情報シンボル、２０３は第２の情報シンボル、２０４は第３の情報シンボル、２０５は第２の同期信号、２０６は第４の情報シンボルである。同期信号、及び情報シンボルは、いずれも複素数で表現されている。第２の同期信号２０５は、第１の同期信号２０１に対して論理反転した信号とする。
【０１５４】
図１９は、本第８実施形態による送信フレームの詳細な構成例として、複素数で表現されている信号をＩ、Ｑに分離し実数で表現した構成を示す概念図である。同図において、２０７は第３の同期信号、２０８は第５の情報シンボル、２０９は第６の情報シンボル、２１０は第７の情報シンボル、２１１は第８の情報シンボル、２１２は第９の情報シンボル、２１３は第４の同期信号、２１４は第１０の情報シンボル、２１５は第１１の情報シンボル、２１６は第１２の情報シンボルである。第４の同期信号２１３は、第３の同期信号２０７に対して論理反転した信号である。
【０１５５】
この送信フレームを用いたときの動作を図２０Ａ〜２０Ｆ、及び図２１Ａ〜２１Ｆを参照して説明する。図１９の時間区間（１）において、Ｘ偏波・Ｉ信号の第３の同期信号２０７が「１」、Ｘ偏波・Ｑ信号の第３の同期信号２０７が「１」のとき、これらを複素加算した信号は「１＋ｊ」となる。また、Ｘ偏波・Ｉ信号の第３の同期信号２０７が「−１」、Ｘ偏波・Ｑ信号の第３の同期信号２０７が「−１」のとき、これらを複素加算した信号は「−１−ｊ」となる。これらの値を交互に取ったときの様子をＩＱ平面上に表した図を図２０Ａに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。
【０１５６】
同様に図１９の時間区間（１）において、Ｙ偏波・Ｉ信号の第３の同期信号２０７が「１」、Ｙ偏波・Ｑ信号の第３の同期信号２０７が「１」のとき、これらを複素加算した信号は「１＋ｊ」となる。また、Ｙ偏波・Ｉ信号の第３の同期信号２０７が「−１」、Ｙ偏波・Ｑ信号の第３の同期信号２０７が「−１」のとき、これらを複素加算した信号は「−１−ｊ」となる。これらの値を交互に取ったときの様子をＩＱ平面上に表した図を図２０Ｂに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。
【０１５７】
このように変化するベースバンド信号によりＰＳＫ変調された被変調信号の時間波形を図２０Ｃ、及び図２０Ｄに示す。Ｘ偏波、Ｙ偏波共に、ベースバンド信号が「１＋ｊ」の区間は搬送波に対して４５度、ベースバンド信号が「−１−ｊ」の区間は搬送波に対して４５度＋１８０度の位相差を持った信号となる。
【０１５８】
図２０Ｃ、及び図２０Ｄにおいて、Ｘ偏波平面上の被変調信号が振幅「１」のときには、Ｙ偏波平面上の被変調信号の振幅は「１」、Ｘ偏波平面上の被変調信号が振幅「−１」のときには、Ｙ偏波平面上の被変調信号の振幅は「−１」となり、２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図２０Ｅのように表すことができる。すなわち、Ｘ偏波平面とＹ偏波平面とにはさまれ、Ｘ偏波平面に対して４５度をなす角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。
【０１５９】
この信号を受信したときの様子を図２０Ｆに示す。受信機において信号を受信する偏波面をＸ’偏波、それと直交する偏波面をＹ’偏波と表すと、これら偏波面と受信信号とのなす角度は、送信信号と送信機のＸ偏波、Ｙ偏波とは一般に異なる。その結果、Ｘ’偏波平面上の信号とＹ’偏波平面上の信号とは振幅が異なる。
【０１６０】
次に、図１９の時間区間（３）において、Ｘ偏波・Ｉ信号の第３の同期信号２０７が「１」、Ｘ偏波・Ｑ信号の第３の同期信号２０７が「１」のとき、これらを複素加算した信号は「１＋ｊ」となる。また、Ｘ偏波・Ｉ信号の第３の同期信号２０７が「−１」、Ｘ偏波・Ｑ信号の第３の同期信号２０７が「−１」のとき、これらを複素加算した信号は「−１−ｊ」となる。これらの値を交互に取ったときの様子をＩＱ平面上に表した図を図２１Ａに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。
【０１６１】
第４の同期信号２１３は、第３の同期信号２０７に対して論理反転した信号である。Ｙ偏波・Ｉ信号の第４の同期信号２１３が「−１」、Ｙ偏波・Ｑ信号の第４の同期信号２１３が「−１」のとき、これらを複素加算した信号は「−１−ｊ」となる。またＹ偏波・Ｉ信号の第４の同期信号２１３が「１」、Ｙ偏波・Ｑ信号の第４の同期信号２１３が「１」のとき、これらを複素加算した信号は「１＋ｊ」となる。これらの値を交互に取ったときの様子をＩＱ平面上に表した図を図２１Ｂに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。
【０１６２】
このように変化するベースバンド信号によりＰＳＫ変調された被変調信号の時間波形を図２１Ｃ、及び図２１Ｄに示す。Ｘ偏波、Ｙ偏波共に、ベースバンド信号が「１＋ｊ」の区間は、搬送波に対して４５度、ベースバンド信号が「−１−ｊ」の区間は、搬送波に対して４５度＋１８０度の位相差を持った信号となる。
【０１６３】
図２１Ｃ、及び図２１Ｄにおいて、Ｘ偏波平面上の被変調信号が振幅「１」のときには、Ｙ偏波平面上の被変調信号の振幅は「−１」、Ｘ偏波平面上の被変調信号が振幅「−１」のときには、Ｙ偏波平面上の被変調信号の振幅は「１」となり、２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図２１Ｅのように表すことができる。すなわち、図２０Ｅで表されている偏波平面とは直交し、９０度の角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この偏光状態の変更は、偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号のみで行っている。
【０１６４】
この信号を受信したときの様子を図２１Ｆに示す。Ｘ’偏波平面上の信号とＹ’偏波平面上の信号との振幅の大小は図２０Ｆの場合と逆になる。
したがって、図２０Ｆの信号と図２１Ｆの信号とを、時間間隔を置いてＸ’偏波信号のみを受信し、合成することで、従来のＸ’偏波信号とＹ’偏波信号とを同時に独立に受信して合成した場合と同等の偏波ダイバーシチ効果を得ることができる。
【０１６５】
従来のフレーム構成を用いた場合の偏波ダイバーシチは、図２０Ｆに示すＸ’偏波信号とＹ’偏波信号とを合成することになる。一方、本第８実施形態によるフレーム構成を用いた場合の偏波ダイバーシチは、図２０Ｆに示すＸ’偏波信号と図２１Ｆに示すＸ’偏波信号とを合成することになる。合成方法には、受信レベルの高い方を選択する選択合成法や、伝送路特性を推定した上で受信信号の位相・振幅を伝送路特性に応じて調整して合成する最大比合成法がある。
【０１６６】
したがって、本第８実施形態によるフレーム構成を用いた場合には、Ｙ’偏波信号を受信する回路を動作させる必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。
また、上述した説明では、１フレーム毎に毎回偏光状態を９０度回転させることとしたが、偏光状態を変化させる周期は、２以上のフレーム数にしても良い。
【０１６７】
Ｊ．第９実施形態
次に、本発明の第９実施形態による送信フレームについて説明する。
図２２は、本発明の第９実施形態による送信フレーム構成を示す図である。同図において、２１７は第５の同期信号、２１８は第１のトレーニング信号、２１９は第１３の情報シンボル、２２０は第１４の情報シンボル、２２１は第２のトレーニング信号、２２２は第１５の情報シンボル、２２３は第１６の情報シンボル、２２４は第１７の情報シンボル、２２５は第６の同期信号、２２６は第３のトレーニング信号、２２７は第１８の情報シンボル、２２８は第１９の情報シンボル、２２９は第４のトレーニング信号、２３０は第２０の情報シンボルである。
【０１６８】
第６の同期信号２２５は、第５の同期信号２１７に対して論理反転した信号、第３のトレーニング信号２２６は第１のトレーニング信号２１８に対して論理反転した信号、第４のトレーニング信号２２９は第２のトレーニング信号２２１に対して論理反転した信号である。すなわち、１フレームの一部である時間区間（１）、（２）においてＹ偏波の信号はＸ偏波の信号と同一であり、次のフレームの一部である時間区間（４）、（５）においてＹ偏波の信号はＸ偏波の信号を論理反転した信号である。
【０１６９】
この送信フレームを用いたときの動作を図２３Ａ〜２３Ｄ、及び図２４Ａ〜２４Ｄを参照して説明する。同期信号は図１９と同じ構成である。トレーニング信号は、ＩＱ平面上で４点の信号点を取るようにするため、Ｉ信号とＱ信号とは異なる系列としている。
【０１７０】
図２２の時間区間（２）において、Ｘ偏波・Ｉ信号とＹ偏波・Ｉ信号は同一であり、またＸ偏波・Ｑ信号とＹ偏波・Ｑ信号は同一である。したがって、図２３Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点と図２３Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点とは同じ位置になる。図中の丸数字は時間的な順番を示している。
【０１７１】
したがって、このように変化するベースバンド信号によりＰＳＫ変調された２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図２３Ｃのように表すことができる。すなわちＸ偏波平面とＹ偏波平面とにはさまれ、Ｘ偏波平面に対して４５度をなす角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この信号を受信したときの様子を図２３Ｄに示す。Ｘ’偏波平面上の信号とＹ’偏波平面上の信号とは振幅が異なる。
【０１７２】
次に、図２２の時間区間（５）において、Ｘ偏波・Ｉ信号とＹ偏波・Ｉ信号とは、論理反転しており、またＸ偏波・Ｑ信号とＹ偏波・Ｑ信号は論理反転している。したがって、図２４Ａに示すＸ偏波のＩＱ平面上の信号点と、図２４Ｂに示すＹ偏波のＩＱ平面上の信号点とは、原点に対して点対称の位置を取ることになる。図中の［］の中の数字は、時間的な順番を示している。
【０１７３】
したがって、このように変化するベースバンド信号によりＰＳＫ変調された２つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図２４Ｃのように表すことができる。すなわち、図２３Ｃで表されている偏波平面と直交し、９０度の角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この偏光状態の変更は、偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号のみで行っている。この信号を受信したときの様子を図２４Ｄに示す。Ｘ’偏波平面上の信号とＹ’偏波平面上の信号との振幅の大小は、図２３Ｄの場合と逆になる。
【０１７４】
したがって、図２３Ｄの信号と図２４Ｄの信号とを時間間隔をおいてＸ’偏波平面上のみで受信し、最大比合成や、選択合成を行うことにより、Ｘ’偏波平面上の信号とＹ’偏波平面上の信号とを、同時に、独立に受信して合成した場合と同等の偏波ダイバーシチ効果を得ることができる。このため、Ｙ’偏波信号を受信する回路を動作させる必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。
【０１７５】
また、上述した説明では、１フレーム周期で、毎回、偏光状態を９０度回転させることとしたが、偏光状態を変化させる周期は２以上のフレーム数にしても良い。また、ＱＰＳＫ変調を仮定し、同期信号はＩＱ平面上の２点、トレーニング信号はＩＱ平面上の４点を取る信号としたが、同期信号が４点取る信号であっても良い。また、変調方式は、１６ＱＡＭや、６４ＱＡＭなどの多値変調であっても良い。
【０１７６】
Ｋ．第１０実施形態
次に、本発明の送信フレームを用いて光通信を行うことのできる送受信機の構成について説明する。図２５は、本第１０実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。図２５において、３００は半導体レーザ、３０１は送信機、３０２は第１の変調器、３０３は第２の変調器、３０４は偏波ビームコンバイナ、３０５は光ファイバ、３０６は受信機、３０９は局部発振レーザ、３１０は第１の９０度ハイブリッド、３１２は第１の受光素子、３１３は第２の受光素子、３１６は第１のＡＤ変換器、３１７は第２のＡＤ変換器、３２０は複素加算回路、３２３は同期回路、３２４は等化回路、３２５は復調回路、３３４はバッファ回路、３３６は合成回路である。
【０１７７】
送信機３０１において、第１の変調器３０２、及び第２の変調器３０３に入力されるＸ偏波・Ｉ信号とＹ偏波・Ｉ信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替え、また、Ｘ偏波・Ｑ信号とＹ信号・Ｑ信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替える。第１の変調器３０２、及び第２の変調器３０３の出力信号は、偏波ビームコンバイナ３０４で偏波多重されて光ファイバ３０５に送信される。
【０１７８】
受信機３０６において、９０度ハイブリッド３１０によりＩ・Ｑ信号に分離し、それらを、受光素子３１２、３１３を介して、ＡＤ変換器３１６、３１７によりデジタル信号に変換した後、複素加算回路３２０によりＩ＋ｊＱの複素信号に変換する。得られた複素信号をバッファ回路３３４に送信信号の偏光状態の切り替え時間に相当する一定時間蓄積し、蓄積前と蓄積後の信号を合成回路３３６において合成する。合成方法には、位相・振幅を適切に調整して合成する最大比合成法や受信レベルの高い方のみを選択する選択合成法などがある。
【０１７９】
ビット同期信号や、フレーム同期信号は、同期回路３２３において用いられ、トレーニング信号は、等化回路３２４において用いられ、復調回路３２５で復調された信号が出力される。
【０１８０】
なお、バッファ回路３３４、及び合成回路３３６は、ＡＤ変換器３１６と複素加算回路３２０との間、及びＡＤ変換器３１７と複素加算回路３２０との間にそれぞれ設けても良い。また、バッファ回路３３４は、入力データを一定時間遅延して出力する遅延回路でも良い。
【０１８１】
上述した第１０実施形態によれば、図２９に示す従来の送受信機と比較すると、Ｙ’偏波信号を受信するための受光素子、ＡＤ変換器、複素加算回路が削減されており、低消費電力化が可能となる。
【０１８２】
Ｌ．第１１実施形態
次に、本発明の送信フレームを用いて光通信を行うことのできる送受信機の他の構成について説明する。図２６は、本第１１実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。同図において、３００は半導体レーザ、３０１は送信機、３０２は第１の変調器、３０３は第２の変調器、３０４は偏波ビームコンバイナ、３０５は光ファイバ、３０６は受信機、３０７は第１の偏波ビームスプリッタ、３０８は第２の偏波ビームスプリッタ、３０９は局部発振レーザ、３１０は第１の９０度ハイブリッド、３１１は第２の９０度ハイブリッド、３１２は第１の受光素子、３１３は第２の受光素子、３１４は第３の受光素子、３１５は第４の受光素子、３１６は第１のＡＤ変換器、３１７は第２のＡＤ変換器、３１８は第３のＡＤ変換器、３１９は第４のＡＤ変換器、３２０は第１の複素加算回路、３２１は第２の複素加算回路、３２３は同期回路、３２４は等化回路、３２５は復調回路、３３４は第１のバッファ回路、３３５は第２のバッファ回路、３３６は第１の合成回路、３３７は第２の合成回路、３３８は第３の合成回路である。
【０１８３】
送信機３０１において、第１の変調器３０２、及び第２の変調器３０３に入力されるＸ偏波・Ｉ信号とＹ偏波・Ｉ信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替え、また、Ｘ偏波・Ｑ信号とＹ信号・Ｑ信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替える。第１の変調器３０２、及び第２の変調器３０３の出力信号は、偏波ビームコンバイナ３０４で偏波多重されて光ファイバ３０５に送信される。
【０１８４】
受信機３０６において、偏波ビームスプリッタ３０７、及び３０８、９０度ハイブリッド３１０、及び３１１により直交する２偏波それぞれＩ・Ｑ信号に分離し、それらを受光素子３１２〜３１５を介して、ＡＤ変換器３１６、３１７、３１８、３１９によりデジタル信号に変換した後、複素加算回路３２０、３２１により偏波毎にＩ＋ｊＱの複素信号に変換する。得られた偏波毎の複素信号を、バッファ回路３３４、３３５に送信信号の偏光状態の切り替え時間に相当する一定時間蓄積し、蓄積前と蓄積後の信号を合成回路３３６、３３７において合成する。この偏波毎に得られた合成信号を、さらに合成回路３３８において合成する。合成方法には、位相・振幅を適切に調整して合成する最大比合成法や、受信レベルの高い方のみを選択する選択合成法などがある。
【０１８５】
図２９に示す従来の送受信機構成では、図２０Ｆに示すＸ’偏波信号とＹ’偏波信号とを合成することになる。また、図２５に示す第１０実施形態による送受信機の構成では、図２０Ｆに示すＸ’偏波信号と図２１Ｆに示すＸ’偏波信号とを合成することになる。これらに対して、本第１１実施形態では、図２０Ｆに示すＸ’偏波信号とＹ’偏波信号、及び図２１Ｆに示すＸ’偏波信号とＹ’偏波信号との４つをすべて合成することになる。したがって、本第１１実施形態は、第１０実施形態による送受信機の構成に比較して、消費電力の低減効果はなくなるが、従来の送受信機の構成、及び第１０実施形態による送受信機の構成に比較し、ダイバーシチ効果を高め、より高品質な信号を受信できるという利点を有する。
【産業上の利用可能性】
【０１８６】
以上説明したように、本発明によれば、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号により、シンボルレートの速度で高速に変更することができる。このため、製造時の入射角度の調整や光学部品の経年変化に起因する偏波スクランブル特性の劣化に対応する必要性をなくすことができる。【０１８７】
また、本発明によれば，送信側でのデジタル論理反転回路、受信側での伝送路推定の時間平均化処理回路を用いることで、光ファイバ伝送路における波形歪みの偏波依存を平均化でき、例えば波長分散など、光ファイバ伝送路における波形歪みの推定精度を向上することができる。【０１８８】
また、本発明によれば、送信信号の偏光状態を偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号により高速に変更することができる。このため、送信信号を直交する２つの偏波面でそれぞれ独立に受信する必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。【０１８９】
また、本発明を直交する２つの偏波面でそれぞれ独立に受信するシステムに適用した場合、ダイバーシチ効果を高めることができるという利点を有する。
【符号の説明】
【０１９０】
１０−１〜１０−４  挿入回路
１１−１、１１−２  デジタル論理反転回路
１２−１  ＸＩ−変調器
１２−２  ＸＱ−変調器
１２−３  ＹＩ−変調器
１２−４  ＹＱ−変調器
１３  偏波多重器
２０  偏波分離器
２１、２１−１、２１−２  ９０度ハイブリッド
２３−１〜２３−４  光電変換器
２４−１〜２４−４  ＡＤＣ
２５、２５−１、２５−２  伝送路推定回路
２６、２６−１、２６−２  時間平均化処理部
２７  ＸＹ平均化部
２８−１、２８−２  反転位相検出回路
２２  局発光
３００  半導体レーザ
３０１  送信機
３０２  第１の変調器
３０３  第２の変調器
３０４  偏波ビームコンバイナ
３０５  光ファイバ
３０６  受信機
３０７  第１の偏波ビームスプリッタ
３０８  第２の偏波ビームスプリッタ
３０９  局部発振レーザ
３１０  第１の９０度ハイブリッド
３１１  第２の９０度ハイブリッド
３１２  第１の受光素子
３１３  第２の受光素子
３１４  第３の受光素子
３１５  第４の受光素子
３１６  第１のＡＤ変換器
３１７  第２のＡＤ変換器
３１８  第３のＡＤ変換器
３１９  第４のＡＤ変換器
３２０  第１の複素加算回路
３２１  第２の複素加算回路
３２２  合成回路
３２３  同期回路
３２４  等化回路
３２５  復調回路
３２６  偏波スクランブラ
３２７  第１のインバータ
３２８  第２のインバータ
３２９  第１のスイッチ
３３０  第２のスイッチ
３３１  第３のスイッチ
３３２  第４のスイッチ
３３３  第５のスイッチ
３３４、３３５  バッファ
３３６、３３７、３３８  合成回路
【図１】
2011096488.tif 000003
【図２】
2011096488.tif 000004
【図３Ａ】
2011096488.tif 000005
【図３Ｂ】
2011096488.tif 000006
【図３Ｃ】
2011096488.tif 000007
【図３Ｄ】
2011096488.tif 000008
【図３Ｅ】
2011096488.tif 000009
【図４Ａ】
2011096488.tif 000010
【図４Ｂ】
2011096488.tif 000011
【図４Ｃ】
2011096488.tif 000012
【図４Ｄ】
2011096488.tif 000013
【図４Ｅ】
2011096488.tif 000014
【図５Ａ】
2011096488.tif 000015
【図５Ｂ】
2011096488.tif 000016
【図５Ｃ】
2011096488.tif 000017
【図５Ｄ】
2011096488.tif 000018
【図５Ｅ】
2011096488.tif 000019
【図６Ａ】
2011096488.tif 000020
【図６Ｂ】
2011096488.tif 000021
【図６Ｃ】
2011096488.tif 000022
【図６Ｄ】
2011096488.tif 000023
【図６Ｅ】
2011096488.tif 000024
【図７】
2011096488.tif 000025
【図８】
2011096488.tif 000026
【図９】
2011096488.tif 000027
【図１０Ａ】
2011096488.tif 000028
【図１０Ｂ】
2011096488.tif 000029
【図１１Ａ】
2011096488.tif 000030
【図１１Ｂ】
2011096488.tif 000031
【図１２】
2011096488.tif 000032
【図１３】
2011096488.tif 000033
【図１４】
2011096488.tif 000034
【図１５】
2011096488.tif 000035
【図１６】
2011096488.tif 000036
【図１７】
2011096488.tif 000037
【図１８】
2011096488.tif 000038
【図１９】
2011096488.tif 000039
【図２０Ａ】
2011096488.tif 000040
【図２０Ｂ】
2011096488.tif 000041
【図２０Ｃ】
2011096488.tif 000042
【図２０Ｄ】
2011096488.tif 000043
【図２０Ｅ】
2011096488.tif 000044
【図２０Ｆ】
2011096488.tif 000045
【図２１Ａ】
2011096488.tif 000046
【図２１Ｂ】
2011096488.tif 000047
【図２１Ｃ】
2011096488.tif 000048
【図２１Ｄ】
2011096488.tif 000049
【図２１Ｅ】
2011096488.tif 000050
【図２１Ｆ】
2011096488.tif 000051
【図２２】
2011096488.tif 000052
【図２３Ａ】
2011096488.tif 000053
【図２３Ｂ】
2011096488.tif 000054
【図２３Ｃ】
2011096488.tif 000055
【図２３Ｄ】
2011096488.tif 000056
【図２４Ａ】
2011096488.tif 000057
【図２４Ｂ】
2011096488.tif 000058
【図２４Ｃ】
2011096488.tif 000059
【図２４Ｄ】
2011096488.tif 000060
【図２５】
2011096488.tif 000061
【図２６】
2011096488.tif 000062
【図２７】
2011096488.tif 000063
【図２８】
2011096488.tif 000064
【図２９】
2011096488.tif 000065
【国際調査報告】
2011096488.tif 000066
2011096488.tif 000067
2011096488.tif 000068
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