(57)【要約】  Ｄ級増幅器は、信号源（１）からの入力信号を反転させた反転信号を生成する信号反転器（３）と、信号源（１）からの入力信号に対してパルス幅変調を施す第１パルス幅変調器（４）と、反転信号に対してパルス幅変調を施す第２パルス幅変調器（５）と、第１パルス幅変調器（４）からのパルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる第１低域通過フィルタ（６）と、第２パルス幅変調器（５）からのパルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる第２低域通過フィルタ（７）とを備え、第１低域通過フィルタ（６）からの信号と第２低域通過フィルタ（７）からの信号を負荷（８）に出力する。
2011118311.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｄ級増幅器であって、
信号源からの入力信号を反転させた反転信号を生成する信号反転器と、
前記信号源からの前記入力信号に対してパルス幅変調を施す第１パルス幅変調器と、
前記反転信号に対してパルス幅変調を施す第２パルス幅変調器と、
前記第１パルス幅変調器からのパルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる第１低域通過フィルタと、
前記第２パルス幅変調器からのパルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる第２低域通過フィルタと
を備え、
前記第１低域通過フィルタからの信号と前記第２低域通過フィルタからの信号を負荷に出力すること
を特徴とするＤ級増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載のＤ級増幅器であって、
前記信号源と第１パルス幅変調器の間に接続され、前記信号源からの前記入力信号を所定の時間遅延させた遅延信号を生成し、生成した前記遅延信号を前記第１パルス幅変調器に出力する信号遅延器
を更に備える
ことを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項３】
請求項２に記載のＤ級増幅器であって、
前記信号遅延器は、前記信号源からの前記入力信号と前記信号反転器で反転させた前記反転信号との間の遅延時間に相当する遅延時間だけ前記入力信号を遅延させた前記遅延信号を生成する
ことを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項４】
請求項１に記載のＤ級増幅器であって、
前記第１パルス幅変調器および前記第２パルス幅変調器からのパルス幅変調信号は、前記信号源からの前記入力信号と前記信号反転器で反転させた前記反転信号との間の遅延時間よりも十分に長い周期を有する
ことを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項５】
Ｄ級増幅器であって、
信号源からの入力信号を反転させた反転信号を生成する信号反転器と、
前記信号源からの前記入力信号に対してパルス幅変調を施す第１パルス幅変調器と、
前記反転信号に対してパルス幅変調を施す第２パルス幅変調器と、
前記第１パルス幅変調器と第２パルス幅変調器との一方に接続され、パルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる低域通過フィルタと
を備え、
前記第１パルス幅変調器と前記第２パルス幅変調器とのうち低域通過フィルタの接続されていない方からのパルス幅変調信号と前記低域通過フィルタからの信号とを負荷に出力すること
を特徴とするＤ級増幅器。
【請求項６】
請求項５に記載のＤ級増幅器であって、
前記信号源と第１パルス幅変調器の間に接続され、前記信号源からの前記入力信号を所定の時間遅延させた遅延信号を生成し、生成した前記遅延信号を前記第１パルス幅変調器に出力する信号遅延器
を更に備える
ことを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項７】
請求項６に記載のＤ級増幅器であって、
前記信号遅延器は、前記信号源からの前記入力信号と前記信号反転器で反転させた前記反転信号との間の遅延時間に相当する遅延時間だけ前記入力信号を遅延させた前記遅延信号を生成する
ことを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項８】
請求項５に記載のＤ級増幅器であって、
前記第１パルス幅変調器および前記第２パルス幅変調器からのパルス幅変調信号は、前記信号源からの前記入力信号と前記信号反転器で反転させた前記反転信号との間の遅延時間よりも十分に長い周期を有する
ことを特徴とするＤ級増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、家庭用電子機器や業務用電子機器に有する音響増幅器や信号増幅器等に用いるためのＤ級増幅器に関し、特に電子機器から発生する電磁妨害を抑制し、機器のコストを低減できるＤ級増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング技術を用いたＤ級増幅器が知られている。Ｄ級増幅器は、増幅素子の電流を中間状態に制御するアナログ増幅器とは異なり、スイッチング増幅素子をＯＮ／ＯＦＦさせることにより、増幅素子での余分な発熱を大幅に低減できる利点がり、家庭用オーディオ機器（ワンビットＡＤコンバータ）などに使用されている。【０００３】
図１は従来例１のＤ級増幅器の構成を示す回路である（特許文献１）。従来例１のＤ級増幅器は、信号源１０１ａの信号をパルス幅変調器（ＰＷＭ）１１０ａによりパルス信号に変換し、パルス信号を第１パルス増幅器１０５ａで増幅し、第１低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０７ａでパルス成分を除去して元の入力信号の周波数成分を取り出して負荷１０９ａに出力する。さらに一般では、負荷１０９ａの駆動電力を増強すべく、パルス幅変調器１１０ａのパルス信号をインバータ１１１ａにより反転して得られた反転パルス信号を第２パルス増幅器１０６ａで増幅し、第２低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０８ａを介して負荷１０９ａの他端に出力する。【０００４】
図２（ａ）に示す入力信号ＶＩＮが入力された場合、第１パルス増幅回路１０５ａに与えられる電源電圧をＶとすれば、図２（ｂ）に示す出力パルス電圧が第１パルス増幅回路１０５ａからさらに反転された出力パルス電圧が第２パルス増幅回路１０６ａから出力され、第１低域通過フィルタ１０７ａと第２低域通過フィルタ１０８ａを介して得られた出力電圧Ｖｏ１とＶｏ１を反転した出力電圧が負荷１０９ａに印加される。この回路方式は、ＢＴＬ（Balance TransformerlessまたはBridged Transformerless）回路と呼ばれている。ＢＴＬ回路では、第１低域通過フィルタ１０７ａと第２低域通過フィルタ１０８ａから負荷１０９ａに印加される出力パルス電圧は、図２（ｂ）に示すように、＋Ｖと−Ｖとの２値となり、電源電圧の２倍の電圧変化幅となる。このため、スイッチングに伴う電磁不要輻射ノイズが大きくなり、図２（ｃ）に示すように、出力パルスの周波数成分は非常に高い周波数まで広がってしまう。【０００５】
スイッチングに伴う電磁不要輻射ノイズの発生を抑制するためには、Ｄ級増幅器を電磁シールド板で覆ったり、Ｄ級増幅器の各部にフィルタ回路を挿入する必要がある。しかし、電磁シールド板は高価であり、フィルタ回路も発生するノイズレベルが大きくノイズ周波数が高いほど、高価な素子を設ける必要がある。このため、Ｄ級増幅器の製造コストが上昇してしまう。【０００６】
そこで、上記問題を解決したＤ級増幅器として、図３に示す従来例２のＤ級増幅器の構成が知られている（特許文献２）。従来例２のＤ級増幅器は、三角波や鋸歯状波などを出力する基準信号源１３１に接続された第１パルス幅変調器１０３と第２パルス幅変調器１０４とを備える。第１パルス幅変調器１０３は信号源１０１に直接接続される。第２パルス幅変調器１０４は信号反転器１０２を介して入力信号源１０１に接続される。第１パルス幅変調器１０３と第２パルス幅変調器１０４の出力のそれぞれを第１低域通過フィルタ１０７と第２低域通過フィルタ１０８を介して負荷１０９の異なる端子に接続している。【０００７】
従来例２のＤ級増幅器によれば、図４（ｂ）に示すように、第１パルス増幅回路１０５と第２パルス増幅回路１０６の出力間に得られる差動パルス電圧Ｖｏ’は、その極性が入力信号ＶＩＮの極性に応じて変調されると共に、常にグランドレベルを基準として出力される。このため、差動パルス電圧Ｖｏ’の振幅は常に電源電圧Ｖと同一の大きさに抑制される。それ故、この回路方式はパルス極性変調方式とも呼ばれる。パルス極性変調方式では、図４（ｂ）に示すように、差動パルス電圧Ｖｏ’の振幅が図２（ｂ）に示す従来例１の増幅器による出力パルス電圧に対して半減される。また、図４（ｃ）に示すように、点線部分に相当する出力パルスの周波数スペクトルの奇数次高調波成分が消滅する。また、図４（ｂ）に示す差動パルス電圧Ｖｏ’のパルス周波数は、図２（ｂ）のＶｏ１’−Ｖｏ２の２倍になるので、低域通過フィルタの遮断周波数を高く設計して小型化しコスト低減することもできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平７−２２１５６４号公報
【特許文献２】特開２００９−２１２９０２号公報
【発明の概要】
【０００９】
しかしながら、実際の実施例２のＤ級増幅器では、例えば信号反転回路の挿入による伝播遅延量などがあるため、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を十分に低減することができなかった。
【００１０】
本発明の課題は、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅に低減して、電磁不要輻射を大幅に低減でき、しかも安価な増幅器を提供することにある。
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の第一の技術的側面に係るＤ級増幅器は、信号源からの入力信号を反転させた反転信号を生成する信号反転器と、信号源からの入力信号に対してパルス幅変調を施す第１パルス幅変調器と、反転信号に対してパルス幅変調を施す第２パルス幅変調器と、第１パルス幅変調器からのパルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる第１低域通過フィルタと、第２パルス幅変調器からのパルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる第２低域通過フィルタとを備え、第１低域通過フィルタからの信号と第２低域通過フィルタからの信号を負荷に出力する。
【００１２】
このような構成により、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を低減することができる。
【００１３】
本発明の第一の技術的側面に係るＤ級増幅器は、信号源と第１パルス幅変調器の間に接続され、信号源からの入力信号を所定の時間遅延させた遅延信号を生成し、生成した遅延信号を第１パルス幅変調器に出力する信号遅延器を更に備えてもよい。この場合、信号遅延器は、信号源からの入力信号と信号反転器で反転させた反転信号との間の遅延時間に相当する遅延時間だけ入力信号を遅延させた遅延信号を生成することが好ましい。
【００１４】
このような構成により、信号反転器による反転信号の遅延が信号遅延器による信号遅延により相殺され、負荷に印加される出力パルス電圧の同相成分が正確に相殺される。このため、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅により低減できる。この結果、電磁不要輻射が大幅に低減され、しかも安価となる。その際に、増幅信号成分を含む両増幅回路の出力差動成分は従来通りに負荷に印加される。
【００１５】
また、本発明の第一の技術的側面に係るＤ級増幅器は、第１パルス幅変調器および第２パルス幅変調器からのパルス幅変調信号が信号源からの入力信号と信号反転器で反転させた反転信号との間の遅延時間よりも十分に長い周期を有するようにしてもよい。
【００１６】
このような構成により、信号反転による信号遅延時間が出力パルス信号において無視できるようになり、負荷に印加される出力パルス電圧の同相成分が正確に相殺される。このため、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅により低減できる。この結果、電磁不要輻射が大幅に低減され、しかも安価となる。その際に、増幅信号成分を含む両増幅回路の出力差動成分は従来通りに負荷に印加される。
【００１７】
本発明の第二の技術的側面に係るＤ級増幅器は、信号源からの入力信号を反転させた反転信号を生成する信号反転器と、信号源からの入力信号に対してパルス幅変調を施す第１パルス幅変調器と、反転信号に対してパルス幅変調を施す第２パルス幅変調器と、第１パルス幅変調器と第２パルス幅変調器との一方に接続され、パルス幅変調信号の低域周波数成分のみを通過させる低域通過フィルタとを備え、第１パルス幅変調器と第２パルス幅変調器とのうち低域通過フィルタの接続されていない方からのパルス幅変調信号と低域通過フィルタからの信号とを負荷に出力する。
【００１８】
このような構成により、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を低減することができる。
【００１９】
本発明の第二の技術的側面に係るＤ級増幅器は、信号源と第１パルス幅変調器の間に接続され、信号源からの入力信号を所定の時間遅延させた遅延信号を生成し、生成した遅延信号を第１パルス幅変調器に出力する信号遅延器を更に備えてもよい。この場合、信号遅延器は、信号源からの入力信号と信号反転器で反転させた反転信号との間の遅延時間に相当する遅延時間だけ入力信号を遅延させた遅延信号を生成することが好ましい。
【００２０】
このような構成により、信号反転器による反転信号の遅延が信号遅延器による信号遅延により相殺され、負荷に印加される出力パルス電圧の同相成分が正確に相殺される。このため、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅により低減できる。この結果、電磁不要輻射が大幅に低減され、しかも安価となる。その際に、増幅信号成分を含む両増幅回路の出力差動成分は従来通りに負荷に印加される。
【００２１】
また、本発明の第二の技術的側面に係るＤ級増幅器は、第１パルス幅変調器および第２パルス幅変調器からのパルス幅変調信号が信号源からの入力信号と信号反転器で反転させた反転信号との間の遅延時間よりも十分に長い周期を有するようにしてもよい。
【００２２】
このような構成により、信号反転による信号遅延時間が出力パルス信号において無視できるようになり、負荷に印加される出力パルス電圧の同相成分が正確に相殺される。このため、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅により低減できる。この結果、電磁不要輻射が大幅に低減され、しかも安価となる。その際に、増幅信号成分を含む両増幅回路の出力差動成分は従来通りに負荷に印加される。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１は、従来例１のＤ級増幅器の構成を示す回路である。
【図２】図２（ａ）〜（ｃ）は、図１に示す従来例１のＤ級増幅器の各部の波形を示す図である。
【図３】図３は、従来例２のＤ級増幅器の構成を示す回路図である。
【図４】図４（ａ）〜（ｃ）は、図３に示す従来例２のＤ級増幅器の各部の波形を示す図である。
【図５】図５は、実施例１に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。
【図６】図６は、図３に示す従来例２のＤ級増幅器と図５に示す実施例１に係るＤ級増幅器との出力波形を示す図である。
【図７】図７は、図３に示す従来例２のＤ級増幅器のパルス出力及び出力波形を示す図である。
【図８】図８は、図５に示す実施例１に係るＤ級増幅器のパルス出力及び出力波形を示す図である。
【図９】図９は、実施例２に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。
【図１０】図１０は、実施例３に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。
【図１１】図１１は、実施例４に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態のＤ級増幅器を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００２５】
図５は、本発明の実施例１に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。図５に示すＤ級増幅器は、信号源１からの入力信号を増幅して負荷８に出力するためのものであり、信号遅延器２、信号反転器３、第１パルス幅変調（ＰＷＭ）器４、第２パルス幅変調器５、第１パルス増幅器１０、第２パルス増幅器１１、第１低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６、第２低域通過フィルタ（ＬＰＦ）７、三角波や鋸歯状波を出力する三角波発生器９を備える。信号反転器３は、入力信号源１からの入力信号を反転して第２パルス幅変調器５に出力する。【００２６】
信号遅延器２は、入力信号源１からの入力信号と信号反転器３で反転された反転信号との位相差に相当する遅延時間だけ、入力信号源１からの入力信号を遅延させて第１パルス幅変調器４に出力する。【００２７】
信号遅延器２としては、増幅度１の非反転増幅器、或いは、抵抗やコンデンサやコイルから構成される低域通過フィルタを１段又は多段接続したものを用いることができる。低域通過フィルタは受動回路であっても能動回路であっても良い。また、増幅度１の非反転増幅器の段数は、遅延時間に合わせて設定される。低域通過フィルタを用いる場合には、遅延時間に合わせて抵抗とコンデンサとの時定数を設定すれば良い。【００２８】
第１パルス幅変調器４は、コンパレータからなり、信号遅延器２からの遅延信号と三角波発生器９からの三角波信号とを大小比較することによってパルス幅変調を施し、パルス幅変調信号を第１パルス増幅器１０に出力する。【００２９】
第１パルス増幅器１０は、例えば、電源Ｖの両端に直列に接続された第１ＭＯＳＦＥＴと第２ＭＯＳＦＥＴとからなるスイッチング増幅素子を有し、第１パルス幅変調器４からのパルス幅変調信号に基づいて第１ＭＯＳＦＥＴと第２ＭＯＳＦＥＴとを交互にＯＮ／ＯＦＦすることにより増幅されたパルス幅変調信号を第１低域通過フィルタ６に出力する。スイッチング増幅素子には、ＭＯＳＦＥＴ以外にも、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなど任意の増幅素子が適用できる。【００３０】
第１低域通過フィルタ６は、例えば、第１コイルと第１コンデンサとからなり、あるいは抵抗とコンデンサとからなり、第１パルス幅変調器４からのパルス幅変調信号の内、第１コイルと第１コンデンサとで決定される遮断周波数以下の低域周波数成分のみを通過させることにより、元の入力信号の周波数成分を取り出して負荷８に出力する。【００３１】
第２パルス幅変調器５は、第１パルス幅変調器４と同じ特性を有するコンパレータからなり、信号反転器３からの反転信号と三角波発生器９からの三角波信号とを大小比較することによってパルス幅変調を施し、パルス幅変調信号を第２パルス増幅器１１に出力する。【００３２】
第２パルス増幅器１１は、例えば、電源Ｖの両端に直列に接続された第３ＭＯＳＦＥＴと第４ＭＯＳＦＥＴとからなるスイッチング増幅素子を有し、第２パルス幅変調器５からのパルス幅変調信号に基づいて第３ＭＯＳＦＥＴと第４ＭＯＳＦＥＴとを交互にＯＮ／ＯＦＦすることにより増幅されたパルス幅変調信号を第２低域通過フィルタ７に出力する。【００３３】
第２低域通過フィルタ７は、例えば、第２コイルと第２コンデンサとからなり、あるいは抵抗とコンデンサとからなり、第２パルス幅変調器５からのパルス幅変調信号の内、第２コイルと第２コンデンサとで決定される遮断周波数以下の低域周波数成分のみを通過させることにより、元の入力信号の周波数成分を取り出して負荷８に出力する。【００３４】
図６は、図３に示す従来例２のＤ級増幅器と図５に示す実施例１に係るＤ級増幅器との出力波形を示す図である。図６において、従来例２の非反転出力Ｖｏ１’は図３に示す第１パルス増幅器１０５のパルス出力、従来例２の反転出力Ｖｏ２は図３に示す第１パルス増幅器１０６のパルス出力である。従来例２の反転出力Ｖｏ２には、Ｖｓ’に対するＶｓｒの遅れであるインバータ１０２（信号反転回路）の伝播遅延量ＤＬに起因して、従来例２の非反転出力Ｖｏ１’に対する位相変化が発生している。実施例１の非反転出力Ｖｏ１は図５に示す第１パルス増幅器１０のパルス出力、反転出力Ｖｏ２は図５に示す第２パルス増幅器１１のパルス出力である。Ｖｓは信号遅延器２の出力、Ｖｓｒは信号反転器３の出力である。【００３５】
従来例２の反転出力Ｖｏ２のパルスＰ１が従来例２の非反転出力Ｖｏ１’のパルスの中心から右側にずれるので、図７に示すように、第１パルス増幅器１０５と第２パルス増幅器１０６との出力間の差動パルス（Ｖｏ２−Ｖｏ１’）にもパルスＰ１の影響が現われて、奇数次高調波が大きくなり、電磁不要輻射が大きくなる。なお、図７において、一点鎖線で示すパルスは従来例２の非反転出力Ｖｏ１’である。【００３６】
これに対して、実施例１に係るＤ級増幅器では、図６に示すように、信号遅延器２の出力Ｖｓと信号反転器３の出力Ｖｓｒとに同一の遅延が生じていて、伝播遅延量ＤＬの差がゼロである。つまり、反転出力Ｖｏ２のパルスＰ２が非反転出力Ｖｏ１のパルスの中心に位置するように調整しているので、図８に示すように、第１パルス増幅器１０と第２パルス増幅器１１との出力間の差動パルス（Ｖｏ２−Ｖｏ１）のパルス信号の中心にパルスＰ２が現われる。この結果、実施例１に係るＤ級増幅器では、奇数次高調波が大幅に低減され、電磁不要輻射が大幅に低減される。図８において、一点鎖線で示すパルスは、非反転出力Ｖｏ１である。【００３７】
即ち、信号反転器３による反転信号の遅延が信号遅延器２による信号遅延により相殺されることによって、負荷８に印加される出力パルス電圧の同相成分が正確に相殺される。この結果、実施例１に係るＤ級増幅器では、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅に低減でき、偶数次高調波と側波帯成分だけの電磁輻射となる。従って、実施例１に係るＤ級増幅器では、発生ノイズがほぼ半減し、電磁不要輻射が大幅に低減できる。実際に負荷を駆動する差動出力電圧波形においては、パルス電圧振幅は半減し、信号の極性に応じてパルス極性も制御されることで、従来通りの出力パワーが確保できる。【００３８】
また、電磁シールド板を許容レベルで簡易形状で構成できるとともに、その実装箇所も省略でき、フィルタ回路も大幅に削減できる。さらに、ノイズ障害発生の面から見ても携帯電話やコンピュータ等の無線接続への妨害を大幅に低減できるので、情報化社会への適合性が極めて高い技術となる。このように本発明の工業上、社会上の効果は極めて高い。【００３９】
表１は、従来例１と従来例２と実施例１とのパルス極性変調方式との出力周波数スペクトルの比較を示す表である。表１において、従来例１は、図１に示す従来例１のＤ級増幅器の出力周波数スペクトルを示し、従来例２はは図３に示す従来例２のＤ級増幅器の出力周波数スペクトルを示し、実施例１は、図５に示す実施例１のＤ級増幅器の出力周波数スペクトルを示す。
【表１】
2011118311.tif 000003
【００４０】
表１の結果から、パルス極性変調方式回路に信号遅延器２（非反転回路）を挿入することにより、信号の伝播遅延を相殺して奇数次高調波を基本波の−３５ｄＢ以下に低減できることを確認することができる。
【実施例２】
【００４１】
図９は、本発明の実施例２に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。図９に示す実施例２に係るＤ級増幅器は、図５に示す実施例１に係るＤ級増幅器に対して、信号遅延器２を削除し、第１低域通過フィルタ６と第２低域通過フィルタ７に代わり第３低域通過フィルタ６ａと第４低域通過フィルタ７ａを、三角波発生器９に代わり三角波発生器９ａを用いる。【００４２】
図９に示すその他の構成は、図５に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。ここでは、第１パルス幅変調器４、第２パルス幅変調器５、三角波発生器９ａと第３低域通過フィルタ６ａ、第４低域通過フィルタ７ａを説明する。【００４３】
三角波発生器９ａは、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期（遅延時間が無視できる周期）を持つ三角波信号を発生する。【００４４】
第１パルス幅変調器４は、入力信号源１に接続され、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つ三角波発生器９ａからの三角波信号と入力信号源１からの入力信号とを大小比較することにより、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つパルス信号を生成し、即ち、入力信号源からの入力信号に対してパルス幅変調を施して第１パルス増幅器１０に出力する。【００４５】
第２パルス幅変調器５は、信号反転器３に接続され、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つ三角波発生器９ａからの三角波信号と信号反転器３からの反転信号とを大小比較することにより、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つパルス信号を生成し、即ち、信号反転器３からの反転信号に対してパルス幅変調を施して第２パルス増幅器１１に出力する。【００４６】
三角波発生器９ａの発生する三角波信号の周期が長くなった分、出力パルスの周波数も低下するので、第３低域通過フィルタ６ａと第４低域通過フィルタ７ａの遮断周波数も低く設定する。【００４７】
信号反転器３の遅延時間とは、実施例１に係るＤ級増幅器で説明した伝播遅延量ＤＬ、即ち、入力信号源１からの入力信号と信号反転器３で反転された反転信号との位相差に相当する遅延時間である。【００４８】
信号反転器３の遅延時間τはパルス周期Ｔよりも十分に短くなるように、以下の式（１）に基づいて決定される。【００４９】
τ＜＜Ｔ＝１／（２・ｆ・Ｄ）  ・・・（１）
ｆは三角波信号の周波数、Ｄはパルス信号のオンオフのデューティ比のダイナミックレンジである。周期Ｔは、遅延時間τの１０倍以上であり、より好ましくは１００倍以上が選ばれる。【００５０】
第１パルス増幅器１０と第２パルス増幅器１１は、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つパルス信号により、複数のＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング増幅素子を交互にＯＮ／ＯＦＦさせる。【００５１】
このように、実施例２に係るＤ級増幅器によれば、第１パルス幅変調器４が、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つパルス信号を生成し、第２パルス幅変調器５が、信号反転器３の遅延時間よりも十分に長い周期を持つパルス信号を生成するので、信号反転による信号遅延時間が出力パルス信号において無視できるようになる。即ち、出力パルス信号は、信号反転による信号遅延がない場合の波形と同じ波形になる。【００５２】
このため、負荷８に印加される出力パルス電圧の遅延時間が相殺されて、パルス出力の周波数成分の主体をなす奇数次高調波を大幅に低減できるので、電磁不要輻射を大幅に低減できる。即ち、実施例２に係るＤ級増幅器においても、実施例１に係るＤ級増幅器の効果と同様な効果が得られる。
【実施例３】
【００５３】
図１０は、本発明の実施例３に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。図１０に示す実施例３に係るＤ級増幅器は、図５に示す実施例１に係るＤ級増幅器に対して、第２低域通過フィルタ７を削除する。【００５４】
第１パルス幅変調器４と第２パルス幅変調器５の出力電圧においてノイズ発生が問題になるほど大きな振幅や歪みを伴っていない場合には、出力電流に含まれるノイズ成分のみを除去すればよい。この場合には、第２低域通過フィルタ７を削除し、第３低域通過フィルタ６のみを設けることでノイズ発生を抑制することができる。このため、電磁不要輻射を大幅に低減できる。【００５５】
なお、第２低域通過フィルタ７を削除する代わりに、第１低域通過フィルタ６を削除し、第２低域通過フィルタ７のみを設けるようにしても同様な効果が得られる。
【実施例４】
【００５６】
図１１は、本発明の実施例４に係るＤ級増幅器の構成を示す回路図である。図１１に示す実施例４に係るＤ級増幅器は、図９に示す実施例２に係るＤ級増幅器に対して、第４低域通過フィルタ７ａを削除したことを特徴とする。【００５７】
第１パルス幅変調器４と第２パルス幅変調器５の出力電圧においてノイズ発生が問題になるほど大きな振幅や歪みを伴っていない場合には、出力電流に含まれるノイズ成分のみを除去すればよい。この場合には、第４低域通過フィルタ７ａを削除し、第３低域通過フィルタ６ａのみを設けることでノイズ発生を抑制することができる。このため、電磁不要輻射を大幅に低減できる。【００５８】
なお、第４低域通過フィルタ７ａを削除する代わりに、第３低域通過フィルタ６ａを削除し、第４低域通過フィルタ７ａのみを設けるようにしても同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明は、家庭用電子機器や業務用電子機器に有する音響増幅器や信号増幅器等に利用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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