(57)【要約】  軽負荷から重負荷までの広い負荷電流範囲において高効率なＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。  ＡＣ−ＤＣコンバータ１は、ダイオードブリッジ回路３と、主インダクタＬ１と、主スイッチング素子Ｓ１と、主ダイオードＤ１と、補助インダクタＬ２と、補助スイッチング素子Ｓ２と、補助ダイオードＤ２と、負荷１２に並列接続された平滑コンデンサＣ１とを備えた主回路と、制御手段４とを備え、交流電源１１の電力を直流負荷１２に供給する。交流電源１１からの入力電流の瞬時値が所定置Ｉｔｈより小さい期間には、主スイッチング素子Ｓ１を停止して、補助スイッチング素子Ｓ２の動作によりハードスイッチングで電力変換するようにした。
2011083503.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から主インダクタにエネルギーを蓄積するように前記主インダクタと直列接続された主スイッチング素子と、直流負荷に並列接続された平滑コンデンサと、前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された主ダイオードと、前記主スイッチング素子に並列接続された逆並列ダイオードおよびスナバコンデンサと、前記主スイッチング素子の両端間に接続された補助インダクタと補助スイッチング素子の直列回路と、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された補助ダイオードと、前記主スイッチング素子および前記補助スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記交流電源から流入する入力電流を電源電圧とほぼ同一位相の正弦波状に制御する力率改善制御を備え、
前記交流電源から前記直流負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御手段は、所定負荷以上において前記交流電源の毎半周期の中間に現れる前記入力電流が所定値以上の期間において、前記主スイッチング素子をターンオフしてからターンオンするまでの期間に前記補助スイッチング素子をターンオンさせるソフトスイッチングモードで制御するとともに、
前記入力電流が所定値以下の期間において、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止して、前記補助スイッチング素子をスイッチングさせるハードスイッチングモードで制御するように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１において、第１〜第４の整流ダイオードがブリッジ接続され、かつ交流端子に前記交流電源が接続されたダイオードブリッジ回路を備え、前記ダイオードブリッジ回路の直流端子間に前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列回路を接続し、前記主スイッチング素子の両端間に前記補助インダクタおよび前記補助スイッチング素子の直列回路を接続し、前記主スイッチング素子の両端間に前記主ダイオードおよび前記平滑コンデンサの直列回路を接続し、前記補助インダクタおよび前記補助スイッチング素子の直列接続点と前記主ダイオードおよび前記平滑コンデンサの接続点との間に前記補助ダイオードを接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２において、前記ダイオードブリッジ回路の直流端子のアノード側に前記主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子と前記平滑コンデンサの一端を接続し、前記ダイオードブリッジ回路の直流端子のカソード側に前記主インダクタを接続し、前記主インダクタと前記主スイッチング素子との接続点に前記主ダイオードのアノードと前記補助インダクタとを接続し、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子との接続点に前記補助ダイオードのアノードを接続し、前記平滑コンデンサの他端に前記主ダイオードのカソードと前記補助ダイオードのカソードとを接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１において、前記主インダクタは、第１、第２の主インダクタを備え、前記補助インダクタは、第１、第２の補助インダクタを備え、前記主ダイオードは、前記平滑コンデンサの一端にカソードを接続された第１、第２の主ダイオードを備え、前記補助ダイオードは、前記平滑コンデンサの一端にカソードを接続された第１、第２の補助ダイオードを備え、前記主スイッチング素子は、前記平滑コンデンサの他端に一端を接続され、かつ前記第１、第２の主ダイオードのアノードにそれぞれ他端を接続された第１、第２の主スイッチング素子を備え、前記補助スイッチング素子は、前記平滑コンデンサの他端に一端を接続され、かつ前記第１、第２の補助ダイオードのアノードにそれぞれ他端を接続された第１、第２の補助スイッチング素子を備え、前記逆並列ダイオードおよび前記スナバコンデンサは、前記第１、第２の主スイッチング素子にそれぞれ並列接続された第１、第２の逆並列ダイオードおよび第１、第２のスナバコンデンサを備え、前記第１の主ダイオードのアノードと前記第１の補助ダイオードのアノードとの間に前記第１の補助インダクタを接続し、前記第２の主ダイオードのアノードと前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に前記第２の補助インダクタを接続し、前記第１、第２の主ダイオードのアノード間に前記第１、第２の主インダクタを介して前記交流電源を接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記入力電流を検出するために、前記主インダクタと直列に挿入した電流センサを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかにおいて、前記補助スイッチング素子または前記補助インダクタと直列に逆流防止ダイオードを挿入したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかにおいて、前記補助ダイオードを、前記主ダイオードよりも、逆回復特性が速い素子で構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかにおいて、前記補助スイッチング素子を、前記主スイッチング素子よりも、スイッチング特性が速い素子で構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかにおいて、前記主ダイオードはシリコンＰＮ接合ダイオード、前記補助ダイオードはＳｉＣショットキーバリアダイオードで構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかにおいて、前記主スイッチング素子をＩＧＢＴ、前記補助スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれかにおいて、前記制御手段を、前記入力電流が第１の所定値以下であるときに前記ハードスイッチングモードでＰＷＭ制御し、前記入力電流が前記第１の所定値よりも大きな第２の所定値以上のときに前記ソフトスイッチングモードでＰＷＭ制御するように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
交流電源から主インダクタにエネルギーを蓄積するように前記主インダクタと直列接続された主スイッチング素子と、直流負荷に並列接続された平滑コンデンサと、前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された主ダイオードと、前記主スイッチング素子に並列接続された逆並列ダイオードおよびスナバコンデンサと、前記主スイッチング素子の両端間に接続された補助インダクタと補助スイッチング素子の直列回路と、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された補助ダイオードと、前記主スイッチング素子および前記補助スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、
前記交流電源から流入する入力電流を電源電圧とほぼ同一位相の正弦波状に制御する力率改善制御ステップを備え、
前記交流電源から前記直流負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
所定負荷以上において前記交流電源の毎半周期の中間に現れる前記入力電流が所定値以上の期間において、前記主スイッチング素子をターンオフしてからターンオンするまでの期間に前記補助スイッチング素子をターンオンさせるソフトスイッチングモードで制御するステップと、
前記入力電流が所定値以下の期間において、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止して、前記補助スイッチング素子をスイッチングさせるハードスイッチングモードで制御するステップを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流に変換するＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードブリッジからなる整流回路と、スイッチング素子と平滑インダクタとダイオードと平滑コンデンサからなる力率改善回路で構成され、交流電力を直流に変換する。しかし、力率改善回路のスイッチング素子に電圧が印加されている状態でスイッチングすることによるスイッチング損失が大きく、効率が悪かった。【０００３】
そこで、スイッチング損失を低減し効率の改善を図ったＡＣ−ＤＣコンバータが非特許文献１に開示されている。この非特許文献１は、スイッチング損失を低減するため、スイッチング素子とリアクトルとダイオードから構成される補助回路を備えている。この補助回路により、力率改善回路のスイッチング素子に印加される電圧が概略ゼロの時にこのスイッチング素子をターンオン、ターンオフさせるゼロ電圧スイッチングを実現し、スイッチング損失を低減する。【０００４】
一方、特許文献１には、ＰＷＭ制御範囲を大きくとり、ＰＷＭ制御範囲の低い領域でも高効率な昇降圧チョッパ回路が開示されている。この特許文献１は、軽負荷電流領域では、補助トランジスタによるオン，オフによるハードスイッチングで動作させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６―３４０６９号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】ＵＣ２８５５データシート／Texas Instruments
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ＡＣ−ＤＣコンバータの入力電力は交流であるから、負荷電力が一定の場合にも入力電力は絶えず脈動する。非特許文献１のＡＣ−ＤＣコンバータでは、交流の入力電力が小さい期間において、力率改善回路のスイッチング素子を動作させることによる損失があり、更なる高効率化の障害となっていた。【０００８】
また、特許文献１の昇降圧チョッパ回路の技術をＡＣ−ＤＣコンバータに拡張することにより、軽負荷電流領域では力率改善回路のスイッチング素子を停止して損失を抑制することができるようになる。しかしながら、ＡＣ−ＤＣコンバータでは、入力電力が脈動することから、重負荷電流領域においても入力電力が小さい期間があり、この期間には、力率改善回路のスイッチング素子を動作させることによる損失があることから、やはり更なる高効率化の障害となっていた。【０００９】
本発明の目的は、軽負荷から重負荷までの広い負荷電流範囲において高効率なＡＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明はその一面において、交流電源から主インダクタにエネルギーを蓄積するように前記主インダクタと直列接続された主スイッチング素子と、直流負荷に並列接続された平滑コンデンサと、前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された主ダイオードと、前記主スイッチング素子に並列接続された逆並列ダイオードおよびスナバコンデンサと、前記主スイッチング素子の両端間に接続された補助インダクタと補助スイッチング素子の直列回路と、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された補助ダイオードと、前記主スイッチング素子および前記補助スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記交流電源から流入する入力電流を電源電圧とほぼ同一位相の正弦波状に制御する力率改善制御を備え、前記交流電源から前記直流負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御手段は、所定負荷以上において前記交流電源の毎半周期の中間に現れる前記入力電流が所定値以上の期間において、前記主スイッチング素子をターンオフしてからターンオンするまでの期間に前記補助スイッチング素子をターンオンさせるソフトスイッチングモードで制御するとともに、前記入力電流が所定値以下の期間において、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止して、前記補助スイッチング素子をスイッチングさせるハードスイッチングモードで制御するように構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の望ましい実施態様によれば、軽負荷から重負荷までの広い負荷電流範囲において高効率なＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。【００１２】
本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の中で明らかにする。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図。
【図２】実施例１の中負荷〜重負荷における動作モードを説明する図。
【図３】実施例１の軽負荷における動作モードを説明する図。
【図４】実施例１のしきい値Ｉｔｈの決め方を説明する図。
【図５Ａ】ＡＣ−ＤＣコンバータ１のソフトスイッチングモードＭ１におけるモードＡでの動作を説明する回路図。
【図５Ｂ】同じくモードＭ１におけるモードＢでの動作を説明する回路図。
【図５Ｃ】同じくモードＭ１におけるモードＣでの動作を説明する回路図。
【図５Ｄ】同じくモードＭ１におけるモードＤでの動作を説明する回路図。
【図５Ｅ】同じくモードＭ１におけるモードＥでの動作を説明する回路図。
【図５Ｆ】同じくモードＭ１におけるモードＦでの動作を説明する回路図。
【図５Ｇ】同じくモードＭ１におけるモードＧでの動作を説明する回路図。
【図５Ｈ】同じくモードＭ１におけるモードＨでの動作を説明する回路図。
【図６Ａ】ＡＣ−ＤＣコンバータ１のハードスイッチングモードＭ２におけるモードＡでの動作を説明する回路図。
【図６Ｂ】同じくモードＭ２におけるモードＢでの動作を説明する回路図。
【図６Ｃ】同じくモードＭ２におけるモードＣでの動作を説明する回路図。
【図６Ｄ】同じくモードＭ２におけるモードＤでの動作を説明する回路図。
【図６Ｅ】同じくモードＭ２におけるモードＥでの動作を説明する回路図。
【図６Ｆ】同じくモードＭ２におけるモードＦでの動作を説明する回路図。
【図７】本発明の実施例２によるＡＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図。
【図８】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータを採用した電気自動車の電源システムの概要構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。本明細書では、オン状態のスイッチング素子の電圧またはダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロとして説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は、本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータ１の主回路構成図である。このＡＣ−ＤＣコンバータ１は、交流電源１１の電力を直流負荷１２に供給する。このとき、交流電源１１からの入力電力の力率が１に近くなるようにする力率改善制御を備えている。【００１６】
図１において、交流電源１１は、整流ダイオードＤ３１〜Ｄ３４をブリッジ接続したダイオードブリッジ回路３の交流端子間に接続されている。また、直流負荷１２は、平滑コンデンサＣ１に並列接続されている。【００１７】
ダイオードブリッジ回路３の直流端子間には、主インダクタＬ１と主スイッチング素子Ｓ１が直列接続されており、主スイッチング素子Ｓ１がオンすると、交流電源１１のエネルギーが主インダクタＬ１に蓄えられる。次に、主スイッチング素子Ｓ１がオフしたとき、主インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサＣ１に放出するために、主インダクタＬ１と主スイッチング素子Ｓ１の直列接続点から平滑コンデンサＣ１の正極に向けて主ダイオードＤ１が接続されている。【００１８】
また、主スイッチング素子Ｓ１の両端間には、補助インダクタＬ２と補助スイッチング素子Ｓ２の直列回路が接続されており、補助スイッチング素子Ｓ２がオンすると、交流電源１１のエネルギーが主インダクタＬ１および補助インダクタＬ２に蓄えられる。次に、補助スイッチング素子Ｓ２がオフしたとき、主インダクタＬ１および補助インダクタＬ２に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサＣ１に放出するために、補助インダクタＬ２と補助スイッチング素子Ｓ２の直列接続点から平滑コンデンサＣ１の陽極に向けて補助ダイオードＤ２が接続されている。なお、Ｄ４は逆流防止用のダイオードである。【００１９】
主スイッチング素子Ｓ１には、逆並列ダイオードＤＳ１とスナバコンデンサＣＳ１が接続されている。ここで、主スイッチング素子Ｓ１としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードＤＳ１としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また、主スイッチング素子Ｓ１の寄生容量により、スナバコンデンサＣＳ１を省略できる場合がある。【００２０】
前記主スイッチング素子Ｓ１の両端間には、補助インダクタＬ２と補助スイッチング素子Ｓ２の直列回路が接続されている。これら補助インダクタＬ２と補助スイッチング素子Ｓ２の直列接続点から前記平滑コンデンサＣ１の正極に向けて補助ダイオードＤ２が接続されている。【００２１】
このような主回路構成に対して、前記主スイッチング素子Ｓ１および前記補助スイッチング素子Ｓ２を制御する制御手段４を備えている。制御手段４には、交流電源１１からの入力電流を検出する電流センサ１３と、入力電圧を検出する電圧センサ１４と、出力電圧を検出する電圧センサ１５が接続されている。【００２２】
本実施例のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源１１からの入力電流の大きさに応じて、動作モードを切替える特徴を持っている。【００２３】
図２〜図４を用いて、動作モードの切替えにつき説明する。【００２４】
図２は、中負荷から重負荷における動作モードを説明する図である。図２において、Ｖｉｎは電圧センサ１４で検出した入力電圧の大きさである。Ｉｉｎは電流センサ１３で検出した入力電流の大きさであり、力率改善制御により、電圧Ｖｉｎと同様の位相や波形となっている。Ｉｔｈは動作モードを切替えるための電流のしきい値である。Iｏｕｔは負荷１２へ流れる出力電流である。【００２５】
このように、中負荷から重負荷においては、入力電流Ｉｉｎがしきい値Ｉｔｈより大きい期間にはソフトスイッチングモードＭ１で動作し、入力電流Ｉｉｎがしきい値Ｉｔｈより小さい期間にはハードスイッチングモードＭ２で動作する。ソフトスイッチングモードＭ１およびハードスイッチングモードＭ２については、図５Ａ〜図５Ｈおよび図６Ａ〜図６Ｆを用いて後述する。【００２６】
図３は、軽負荷時における動作モードを説明する図である。図３において、Ｖｉｎ、Ｉｉｎ、Ｉｔｈ並びにIｏｕｔの定義は図２と同様である。【００２７】
図３のように、負荷１２へ流れる出力電流Iｏｕｔが小さく、入力電流Ｉｉｎのピーク値がしきい値Ｉｔｈより小さい軽負荷時においては、ソフトスイッチングモードＭ１で動作する期間がなくなり、ハードスイッチングモードＭ２で動作する。【００２８】
このように、本実施例のＡＣ−ＤＣコンバータでは、負荷電流が大きい場合（図２）にも小さな場合（図３）にも、ハードスイッチングモードＭ２で動作する期間が必ず存在する。【００２９】
図４は、しきい値Ｉｔｈの決め方を説明する図である。図４において、Ｌｏｓｓは、ソフトスイッチングモードＭ１で動作させたときの損失と、ハードスイッチングモードＭ２で動作させたときの損失である。図４に示すように、電流Ｉｉｎの大きさにより、損失Ｌｏｓｓが小さい動作モードＭ２あるいはＭ１を選択するように、しきい値Ｉｔｈを決めればよい。【００３０】
ここで、電流Ｉｉｎがしきい値Ｉｔｈと同程度の大きさのときに、動作モードがソフトスイッチングモードＭ１⇔ハードスイッチングモードＭ２間で頻繁に切替わる場合がある。このような場合には、ソフトスイッチングモードＭ１からハードスイッチングモードＭ２へ切替えるしきい値と、ハードスイッチングモードＭ２からソフトスイッチングモードＭ１へ切替えるしきい値とを、異なる値に、それぞれ定めることにより解決できる場合がある。すなわち、ある基準値以上と以下とで制御を切替える場合に良く知られているように、往復の基準値に差を設けることにより、いわゆるヒステリシス特性を持たせることによって、頻繁な切替わり（ハンチング）を防止することができる。【００３１】
もちろん、しきい値Ｉｔｈは交流電源１１の電圧により変化させてもよい。例えば、交流１００Ｖ系の電源に接続するときと、交流２００Ｖ系の電源に接続するときとでは、しきい値Ｉｔｈの適切な値が異なる場合がある。このような場合は、それぞれの交流電圧におけるしきい値Ｉｔｈを決めて切替えればよい。【００３２】
次に、図５Ａ〜図５Ｈ、図６Ａ〜図６Ｆを用いて、各動作モードＭ１、Ｍ２における回路動作を説明する。ここでは、交流電源１１の電圧が一方の極性の場合のみにつき説明する。交流電源１１の電圧が他方の極性の場合の動作は、容易に類推可能である。【００３３】
（ソフトスイッチングモードＭ１）
図５Ａ〜図５Ｈは、ＡＣ−ＤＣコンバータ１のソフトスイッチングモードＭ１における動作を説明する回路図であり、それぞれ、モードＡ〜Ｈを表す。【００３４】
（モードＡ）
まず、モードＡでは、主スイッチング素子Ｓ１がオン状態、補助スイッチング素子Ｓ２がオフ状態である。交流電源１１の電圧が主インダクタＬ１に印加され、交流電源１１のエネルギーが主インダクタＬ１に蓄積される。【００３５】
（モードＢ）
主スイッチング素子Ｓ１をターンオフすると、主インダクタＬ１の電流はスナバコンデンサＣＳ１を充電し、スナバコンデンサＣＳ１と主スイッチング素子Ｓ１の電圧は上昇していく。【００３６】
（モードＣ）
スナバコンデンサＣＳ１の電圧が、平滑コンデンサＣ１の電圧すなわち出力電圧を超えると、主ダイオードＤ１が導通し、交流電源１１と主インダクタＬ１のエネルギーが出力側に供給される。このとき、補助インダクタＬ２と補助ダイオードＤ２にも電流が流れる場合がある。【００３７】
（モードＤ）
補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンすると、補助インダクタＬ２に出力電圧が印加される。補助インダクタＬ２の電流の増加に伴い、主ダイオードＤ１の電流が減少していく。【００３８】
（モードＥ）
主ダイオードＤ１の電流がゼロに達すると、スナバコンデンサＣＳ１が放電を開始する。補助インダクタＬ２には、主インダクタＬ１の電流とスナバコンデンサＣＳ１の放電電流が流れる。スナバコンデンサＣＳ１の電圧は減少していく。【００３９】
（モードＦ）
スナバコンデンサＣＳ１の電圧がゼロに達すると、逆並列ダイオードＤＳ１が導通する。補助インダクタＬ２には、主インダクタＬ１の電流と逆並列ダイオードＤＳ１の電流が流れる。このとき、主スイッチング素子Ｓ１の電圧はゼロに保たれている。【００４０】
（モードＧ）
主スイッチング素子Ｓ１をターンオンする。主スイッチング素子Ｓ１の電圧がゼロの状態でターンオンするから、このターンオンはソフトスイッチングとなる。また、補助スイッチング素子Ｓ２をターンオフすると、補助インダクタＬ２の電流が、補助ダイオードＤ２を介して出力側に供給される。補助インダクタＬ２には出力電圧が印加される。補助インダクタＬ２の電流の減少に伴い、逆並列ダイオードＤＳ１の電流も減少していく。【００４１】
（モードＨ）
逆並列ダイオードＤＳ１の電流がゼロに達すると、主スイッチング素子Ｓ１に電流が流れ始める。補助インダクタＬ２の電流の減少に伴い、主スイッチング素子Ｓ１の電流が増加していく。【００４２】
その後、補助インダクタＬ２の電流がゼロに達すると、補助ダイオードＤ２が逆回復し、モードＡへ戻る。このとき、補助ダイオードＤ２の逆導通により蓄積された補助インダクタＬ２の電流が、補助スイッチング素子Ｓ２に逆電流を流す場合がある。この逆電流を防止するために、補助スイッチング素子Ｓ２と直列に逆流防止ダイオードＤ４が挿入されている。【００４３】
（ハードスイッチングモードＭ２）
図６Ａ〜図６Ｆは、ＡＣ−ＤＣコンバータ１のハードスイッチングモードＭ２における動作を説明する回路図である。ただし、図６Ａ〜図６Ｆは、モードＡ〜Ｆを表す。このハードスイッチングモードＭ２では、主スイッチング素子Ｓ１はオフ状態を保つ。【００４４】
（モードＡ）
まず、モードＡでは、補助スイッチング素子Ｓ２がオン状態である。交流電源１１の電圧が主インダクタＬ１と補助インダクタＬ２に印加され、交流電源１１のエネルギーが両インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積される。スナバコンデンサＣＳ１は、両インダクタＬ１、Ｌ２の分圧比で決まる電圧で充電されている。【００４５】
（モードＢ）
補助スイッチング素子Ｓ２をターンオフすると、補助インダクタＬ２の電流は、出力側へ供給されて減少していく。主インダクタＬ１の電流はスナバコンデンサＣＳ１を充電し、スナバコンデンサＣＳ１の電圧は上昇していく。【００４６】
（モードＣ）
ソフトスイッチングモードＭ１のモードＣと同様である。【００４７】
（モードＤ）
ソフトスイッチングモードＭ１のモードＤと同様である。【００４８】
（モードＥ）
ソフトスイッチングモードＭ１のモードＥと同様である。【００４９】
（モードＦ）
スナバコンデンサＣＳ１の電圧がゼロに達すると、逆並列ダイオードＤＳ１が導通する。補助インダクタＬ２には、主インダクタＬ１の電流と逆並列ダイオードＤＳ１の電流が流れる。このとき、補助インダクタＬ２の電圧はゼロであるから、補助インダクタＬ２の電流は保たれる。一方、主インダクタＬ１には交流電源１１の電圧が印加されているから、主インダクタＬ１の電流は増加していく。したがって、逆並列ダイオードＤＳ１の電流は減少していく。【００５０】
その後、逆並列ダイオードＤＳ１の電流がゼロに達すると、モードＡへ戻る。【００５１】
以上、説明したように、中負荷から重負荷において、主スイッチング素子Ｓ１と主ダイオードＤ１には、主インダクタＬ１のエネルギー蓄積と放出に伴う主な電流が流れる。したがって、主スイッチング素子Ｓ１にはオン抵抗やオン電圧の低い素子、例えばＩＧＢＴが適し、主ダイオードＤ１には順方向降下電圧の低い素子、例えばシリコンＰＮ接合ダイオードが適している。【００５２】
一方、補助スイッチング素子Ｓ２と補助ダイオードＤ２は、両動作モードＭ１、Ｍ２において、共にハードスイッチング動作を行う。したがって、補助スイッチング素子Ｓ２にはスイッチング特性が速い素子、例えばＭＯＳＦＥＴが適し、補助ダイオードＤ２には逆回復特性が速い素子、例えばＳｉＣショットキーバリアダイオードが適している。【００５３】
この実施例においては、交流電源１１から、ブリッジダイオード整流回路３を通して直流電圧を入力している。【００５４】
その構成は、第１〜第４の整流ダイオードＤ３１〜Ｄ３４がブリッジ接続され、かつ交流端子に前記交流電源１１が接続されたダイオードブリッジ回路を備えている。前記ダイオードブリッジ回路３の直流端子間に前記主インダクタＬ１と前記主スイッチング素子Ｓ１とを直列接続し、前記主スイッチング素子Ｓ１の両端間に前記補助インダクタＬ２および前記補助スイッチング素子Ｓ２を直列接続している。【００５５】
ここまでは、前述した通りの表現であるが、以下、次のように言い換えることができる。前記主スイッチング素子Ｓ１の両端間に前記主ダイオードＤ１および前記平滑コンデンサＣ１を直列接続し、前記補助インダクタＬ２および前記補助スイッチング素子Ｓ２の接続点と前記主ダイオードＤ１および前記平滑コンデンサＣ１の接続点との間に前記補助ダイオードＤ２を接続している。【００５６】
さらに、この実施例の主回路構成は、次のように言い換えることができる。【００５７】
前記ダイオードブリッジ回路３の直流端子のアノード側に前記主スイッチング素子Ｓ１と前記補助スイッチング素子Ｓ２と前記平滑コンデンサＣ１の一端を接続し、前記ダイオードブリッジ回路３の直流端子のカソード側に前記主インダクタＬ１を接続し、前記主インダクタＬ１と前記主スイッチング素子Ｓ１との接続点に前記主ダイオードＤ１のアノードと前記補助インダクタＬ２とを接続し、前記補助インダクタＬ２と前記補助スイッチング素子Ｓ２との接続点に前記補助ダイオードＤ２のアノードを接続し、前記平滑コンデンサＣ１の他端に前記主ダイオードＤ１のカソードと前記補助ダイオードＤ２のカソードとを接続したＡＣ−ＤＣコンバータである。【００５８】
以上、説明したように、中負荷から重負荷において、主スイッチング素子Ｓ１と主ダイオードＤ１には、主インダクタＬ１のエネルギー蓄積と放出に伴う主な電流が流れる。したがって、主スイッチング素子Ｓ１にはＩＧＢＴのようにオン抵抗やオン電圧の低い素子が適し、主ダイオードＤ１にはシリコンＰＮ接合ダイオードなどの順方向降下電圧の低い素子が適している。【００５９】
一方、補助スイッチング素子Ｓ２と補助ダイオードＤ２は、動作モードＭ１，Ｍ２共にハードスイッチング動作である。したがって、補助スイッチング素子Ｓ２には、ＭＯＳＦＥＴのようにスイッチング特性が速い素子が適し、補助ダイオードＤ２には、ＳｉＣショットキーバリアダイオードなどの逆回復特性が速い素子が適している。【００６０】
もちろん、主スイッチング素子Ｓ１と補助スイッチング素子Ｓ２として、また、主ダイオードＤ１と補助ダイオードＤ２として、同じ種類の素子を用いても、本発明の効果を得ることは可能である。
【実施例２】
【００６１】
図７は、本発明の実施例２によるＡＣ−ＤＣコンバータ５の主回路構成図である。このＡＣ−ＤＣコンバータ５は、交流電源１１の電力を直流負荷１２に供給する。このとき、交流電源１１からの入力電力の力率が１に近くなるようにする力率改善制御を備えている。【００６２】
図７において、平滑コンデンサＣ１の両端間に、主ダイオードＤ１１と主スイッチング素子Ｓ１１が直列接続され、主ダイオードＤ１２と主スイッチング素子Ｓ１２が直列接続され、補助ダイオードＤ２１と補助スイッチング素子Ｓ２１が直列接続され、補助ダイオードＤ２２と補助スイッチング素子Ｓ２２が直列接続されている。このとき、これらのダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２のカソード同士が接続されている。【００６３】
主ダイオードＤ１１と主スイッチング素子Ｓ１１の接続点と、補助ダイオードＤ２１と補助スイッチング素子Ｓ２１の接続点との間に補助インダクタＬ２１が接続されている。また、主ダイオードＤ１２と主スイッチング素子Ｓ１２の接続点と、補助ダイオードＤ２２と補助スイッチング素子Ｓ２２の接続点との間に補助インダクタＬ２２が接続されている。【００６４】
交流電源１１は、主インダクタＬ１１、Ｌ１２を介して、主ダイオードＤ１１と主スイッチング素子Ｓ１１の接続点と、主ダイオードＤ１２と主スイッチング素子Ｓ１２の接続点との間に接続されている。また、直流負荷１２は、平滑コンデンサＣ１に並列接続されている。【００６５】
主スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２には、それぞれ逆並列ダイオードＤＳ１１、ＤＳ１２とスナバコンデンサＣＳ１１、ＣＳ１２が接続されている。ここで、主スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードＤＳ１１、ＤＳ１２としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また、主スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の寄生容量により、スナバコンデンサＣＳ１１、ＣＳ１２を省略できる場合がある。なお、Ｄ４１およびＤ４２は逆流防止用のダイオードである。【００６６】
主スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２と補助スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２は、制御手段７によって制御される。制御手段７には、交流電源１１からの入力電流を検出する電流センサ１３と、入力電圧を検出する電圧センサ１６，１７と、出力電圧を検出する電圧センサ１５が接続されている。【００６７】
ＡＣ−ＤＣコンバータ５の動作モードＭ１、Ｍ２の切替え方法は、実施例１のＡＣ−ＤＣコンバータ１と同様である。【００６８】
また、回路動作については、交流電源１１の電圧が主スイッチング素子Ｓ１１向きに正の場合は主スイッチング素子Ｓ１１と補助スイッチング素子Ｓ２１をスイッチング動作させ、交流電源１１の電圧が主スイッチング素子Ｓ１２向きに正の場合は主スイッチング素子Ｓ１２と補助スイッチング素子Ｓ２２をスイッチング動作させる点に留意すれば、実施例１のＡＣ−ＤＣコンバータ１と同様である。【００６９】
図１および図７に示す本発明の実施例においては、共通して、次の構成を備えている。【００７０】
すなわち、交流電源１１から主インダクタＬ１（Ｌ１１，Ｌ１２）にエネルギーを蓄積するように前記主インダクタと直列接続された主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）と、直流負荷１２に並列接続された平滑コンデンサＣ１と、前記主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）に並列接続された逆並列ダイオードＤＳ１（ＤＳ１１，ＤＳ１２）およびスナバコンデンサＣＳ１（ＣＳ１１，ＣＳ１２）と、前記主インダクタＬ１（Ｌ１１，Ｌ１２）のエネルギーを前記平滑コンデンサＣ１に放出するように前記主インダクタＬ１（Ｌ１１，Ｌ１２）と前記主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）の直列接続点から前記平滑コンデンサＣ１の正極に向けて接続された主ダイオードＤ１（Ｄ１１，Ｄ１２）と、前記主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）の両端間に接続された補助インダクタＬ２（Ｌ２１，Ｌ２２）と補助スイッチング素子Ｓ２（Ｓ２１，Ｓ２２）の直列回路と、前記補助インダクタＬ２（Ｌ２１，Ｌ２２）と前記補助スイッチング素子Ｓ２（Ｓ２１，Ｓ２２）の直列接続点から前記平滑コンデンサＣ１の正極に向けて接続された補助ダイオードＤ２（Ｄ２１，Ｄ２２）と、前記主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）および前記補助スイッチング素子を制御する制御手段４（７）とを備え、前記制御手段４（７）は、前記交流電源１１から流入する入力電流を正弦波状に制御する力率改善制御を備え、前記交流電源１１から前記直流負荷１２に電力を供給するＡＣ−ＤＣコンバータ１（５）において、前記制御手段４（７）は、前記入力電流Ｉｉｎが所定値Ｉｔｈ以上の期間においては、前記主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）をターンオフしてからターンオンするまでの期間に前記補助スイッチング素子Ｓ２（Ｓ２１，Ｓ２２）をターンオンするソフトスイッチングモードＭ１で動作するようにし、前記入力電流Ｉｉｎが前記所定値Ｉｔｈ以下の期間においては、前記主スイッチング素子Ｓ１（Ｓ１１，Ｓ１２）のスイッチング動作を停止して前記補助スイッチング素子Ｓ２（Ｓ２１，Ｓ２２）をスイッチング動作させるハードスイッチングモードＭ２で動作するように構成している。【００７１】
また、図７に示す実施例２の主回路構成は、次のように言い換えることもできる。【００７２】
前記主インダクタＬ１は、第１，第２の主インダクタＬ１，Ｌ２を備え、前記補助インダクタＬ２は、第１，第２の補助インダクタＬ２１，Ｌ２２を備え、前記主ダイオードＤ１は、前記平滑コンデンサＣ１の一端にカソードを接続された第１，第２の主ダイオードＤ１１，Ｄ１２を備え、前記補助ダイオードＤ２は、前記平滑コンデンサＣ１の一端にカソードを接続された第１，第２の補助ダイオードＤ２１，Ｄ２２を備え、前記主スイッチング素子Ｓ１は、前記平滑コンデンサＣ１の他端に一端を接続され、かつ前記第１，第２の主ダイオードＤ１１，Ｄ１２のアノードにそれぞれ他端を接続された第１，第２の主スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２を備え、前記補助スイッチング素子Ｓ２は、前記平滑コンデンサＣ１の他端に一端を接続され、かつ前記第１，第２の補助ダイオードＤ２１，Ｄ２２のアノードにそれぞれ他端を接続された第１，第２の補助スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を備え、前記逆並列ダイオードＤＳ１および前記スナバコンデンサＣＳ１は、前記第１，第２の主スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２にそれぞれ並列接続された第１，第２の逆並列ダイオードＤＳ１１，ＤＳ１２および第１，第２のスナバコンデンサＣＳ１１，ＣＳ１２を備え、前記第１の主ダイオードＤ１１のアノードと前記第１の補助ダイオードＤ２１のアノードとの間に前記第１の補助インダクタＬ２１を接続し、前記第２の主ダイオードＤ１２のアノードと前記第２の補助ダイオードＤ２２のアノードとの間に前記第２の補助インダクタＬ２２を接続し、前記第１，第２の主ダイオードＤ１１，Ｄ１２のアノード間に前記第１，第２の主インダクタＬ１１，Ｌ１２を介して前記交流電源１１を接続したＡＣ−ＤＣコンバータである。
【実施例３】
【００７３】
図８は、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータを採用した電気自動車５７の電源システムの概要構成図である。バッテリ５３には、モータ５６を駆動するインバータ５５へ電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータ５４が接続されている。本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ５０は、交流電源５１と、バッテリ５３を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ５２に接続され、交流電源５１の電力を直流に変換しＤＣ−ＤＣコンバータ５２に供給する。【００７４】
この実施例４によれば、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ５０を用いることで、充電初期の中負荷や重負荷の状態から、充電終期の軽負荷の状態まで、広い範囲で高効率に商用電源からバッテリ５３を充電することができる。もちろん、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ５０は、ハイブリッド自動車に適用することもできる。
【符号の説明】
【００７５】
１，５，５０…ＡＣ−ＤＣコンバータ、２，６…補助回路、３…ダイオードブリッジ回路、４，７…制御手段、１１，５１…交流電源、１２…直流負荷、１３…電流センサ、１４〜１７…電圧センサ、５２，５４…ＤＣ−ＤＣコンバータ、５３…バッテリ、５５…インバータ、５６…モータ、５７…電気自動車、Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２…主ダイオード、Ｄ２，Ｄ２１，Ｄ２２…補助ダイオード、Ｄ３１〜３４…整流ダイオード、Ｄ４，Ｄ４１，Ｄ４２…逆流防止ダイオード、Ｃ１…平滑コンデンサ、Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ１２…主インダクタ、Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２…補助インダクタ、Ｓ１，Ｓ１１，Ｓ１２…主スイッチング素子、Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２…補助スイッチング素子、ＤＳ１，ＤＳ１１，ＤＳ１２…逆並列ダイオード、ＣＳ１，ＣＳ１１，ＣＳ１２…スナバコンデンサ。
【図１】
2011083503.tif 000003
【図２】
2011083503.tif 000004
【図３】
2011083503.tif 000005
【図４】
2011083503.tif 000006
【図５Ａ】
2011083503.tif 000007
【図５Ｂ】
2011083503.tif 000008
【図５Ｃ】
2011083503.tif 000009
【図５Ｄ】
2011083503.tif 000010
【図５Ｅ】
2011083503.tif 000011
【図５Ｆ】
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【図５Ｇ】
2011083503.tif 000013
【図５Ｈ】
2011083503.tif 000014
【図６Ａ】
2011083503.tif 000015
【図６Ｂ】
2011083503.tif 000016
【図６Ｃ】
2011083503.tif 000017
【図６Ｄ】
2011083503.tif 000018
【図６Ｅ】
2011083503.tif 000019
【図６Ｆ】
2011083503.tif 000020
【図７】
2011083503.tif 000021
【図８】
2011083503.tif 000022
【手続補正書】
【提出日】平成22年9月28日(2010.9.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から主インダクタにエネルギーを蓄積するように前記主インダクタと直列接続された主スイッチング素子と、直流負荷に並列接続された平滑コンデンサと、前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された主ダイオードと、前記主スイッチング素子に並列接続された逆並列ダイオードおよびスナバコンデンサと、前記主スイッチング素子の両端間に接続された補助インダクタと補助スイッチング素子の直列回路と、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された補助ダイオードと、前記主スイッチング素子および前記補助スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記交流電源から流入する入力電流を電源電圧とほぼ同一位相の正弦波状に制御する力率改善制御を備え、
前記交流電源から前記直流負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記入力電流を検出するための電流センサを備え、
前記制御手段は、所定負荷以上において前記電流センサで検出した前記入力電流が前記交流電源の毎半周期の中間に現れる所定値以上である期間において、前記主スイッチング素子をターンオフしてからターンオンするまでの期間に前記補助スイッチング素子をターンオンさせるソフトスイッチングモードで制御するとともに、
前記電流センサで検出した前記入力電流が所定値以下の期間において、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止して、前記補助スイッチング素子をスイッチングさせるハードスイッチングモードで制御するように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１において、第１〜第４の整流ダイオードがブリッジ接続され、かつ交流端子に前記交流電源が接続されたダイオードブリッジ回路を備え、前記ダイオードブリッジ回路の直流端子間に前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列回路を接続し、前記主スイッチング素子の両端間に前記補助インダクタおよび前記補助スイッチング素子の直列回路を接続し、前記主スイッチング素子の両端間に前記主ダイオードおよび前記平滑コンデンサの直列回路を接続し、前記補助インダクタおよび前記補助スイッチング素子の直列接続点と前記主ダイオードおよび前記平滑コンデンサの接続点との間に前記補助ダイオードを接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２において、前記ダイオードブリッジ回路の直流端子のアノード側に前記主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子と前記平滑コンデンサの一端を接続し、前記ダイオードブリッジ回路の直流端子のカソード側に前記主インダクタを接続し、前記主インダクタと前記主スイッチング素子との接続点に前記主ダイオードのアノードと前記補助インダクタとを接続し、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子との接続点に前記補助ダイオードのアノードを接続し、前記平滑コンデンサの他端に前記主ダイオードのカソードと前記補助ダイオードのカソードとを接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１において、前記主インダクタは、第１、第２の主インダクタを備え、前記補助インダクタは、第１、第２の補助インダクタを備え、前記主ダイオードは、前記平滑コンデンサの一端にカソードを接続された第１、第２の主ダイオードを備え、前記補助ダイオードは、前記平滑コンデンサの一端にカソードを接続された第１、第２の補助ダイオードを備え、前記主スイッチング素子は、前記平滑コンデンサの他端に一端を接続され、かつ前記第１、第２の主ダイオードのアノードにそれぞれ他端を接続された第１、第２の主スイッチング素子を備え、前記補助スイッチング素子は、前記平滑コンデンサの他端に一端を接続され、かつ前記第１、第２の補助ダイオードのアノードにそれぞれ他端を接続された第１、第２の補助スイッチング素子を備え、前記逆並列ダイオードおよび前記スナバコンデンサは、前記第１、第２の主スイッチング素子にそれぞれ並列接続された第１、第２の逆並列ダイオードおよび第１、第２のスナバコンデンサを備え、前記第１の主ダイオードのアノードと前記第１の補助ダイオードのアノードとの間に前記第１の補助インダクタを接続し、前記第２の主ダイオードのアノードと前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に前記第２の補助インダクタを接続し、前記第１、第２の主ダイオードのアノード間に前記第１、第２の主インダクタを介して前記交流電源を接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１において、前記電流センサは、前記主インダクタと直列に挿入されていることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１において、前記補助スイッチング素子または前記補助インダクタと直列に逆流防止ダイオードを挿入したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１において、前記補助ダイオードを、前記主ダイオードよりも、逆回復特性が速い素子で構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項１において、前記補助スイッチング素子を、前記主スイッチング素子よりも、スイッチング特性が速い素子で構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項１において、前記主ダイオードはシリコンＰＮ接合ダイオード、前記補助ダイオードはＳｉＣショットキーバリアダイオードで構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項１において、前記主スイッチング素子をＩＧＢＴ、前記補助スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項１において、前記制御手段を、前記入力電流が第１の所定値以下であるときに前記ハードスイッチングモードでＰＷＭ制御し、前記入力電流が前記第１の所定値よりも大きな第２の所定値以上のときに前記ソフトスイッチングモードでＰＷＭ制御するように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
交流電源から主インダクタにエネルギーを蓄積するように前記主インダクタと直列接続された主スイッチング素子と、直流負荷に並列接続された平滑コンデンサと、前記主インダクタと前記主スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された主ダイオードと、前記主スイッチング素子に並列接続された逆並列ダイオードおよびスナバコンデンサと、前記主スイッチング素子の両端間に接続された補助インダクタと補助スイッチング素子の直列回路と、前記補助インダクタと前記補助スイッチング素子の直列接続点から前記平滑コンデンサの正極に向けて接続された補助ダイオードと、前記主スイッチング素子および前記補助スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、
前記交流電源から流入する入力電流を電源電圧とほぼ同一位相の正弦波状に制御する力率改善制御ステップを備え、
前記交流電源から前記直流負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、前記入力電流を検出するための電流センサを備え、
所定負荷以上において前記電流センサで検出した前記入力電流が前記交流電源の毎半周期の中間に現れる所定値以上の期間において、前記主スイッチング素子をターンオフしてからターンオンするまでの期間に前記補助スイッチング素子をターンオンさせるソフトスイッチングモードで制御するステップと、
前記電流センサで検出した前記入力電流が所定値以下の期間において、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止して、前記補助スイッチング素子をスイッチングさせるハードスイッチングモードで制御するステップを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【国際調査報告】
2011083503.tif 000023
2011083503.tif 000024
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