(57)【要約】  無線通信の受信機において、受信状況の良好さを表す信号品質指標として、復調部Ｄの中間出力信号の「分散」を分散算出部４５で算出して用いる。この「分散」が小さいときには、例えばＬＮＡ２２のゲインを下げる、又はＢＢ発振器２９の動作クロック周波数を下げるなどを行う。従って、指標受信状況が良好で性能が十二分に確保できる状況では、性能をやや落として消費電力を削減できる。前記「分散」は信号品質指標として演算が簡単でコンパクトな新たな指標である。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を復調する復調部を備えた受信機であって、
前記復調部の中間出力信号の分散を信号品質の指標として算出する分散算出手段を備えた
ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記請求項１記載の受信機において、
前記復調器は、アナログ／デジタル変換器を有し、
前記分散算出手段は、前記アナログ／デジタル変換器の後段における信号の分散を算出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項３】
前記請求項１記載の受信機において、
前記分散算出手段による分散σの算出は、
時刻ｊでの信号の値をｘｊとして、下記式
【数４】
2011048713.tif 000006
に基づいて行われる
ことを特徴とする受信機。
【請求項４】
前記請求項１記載の受信機において、
前記分散算出手段により算出された分散を受け、この分散が良好になるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御するパラメータ制御手段を備えた
ことを特徴とする受信機。
【請求項５】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、前記受信信号を増幅するローノイズ増幅器であり、
前記パラメータ制御手段は、前記ローノイズ増幅器の増幅度を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、ベースバンド発振器であり、
前記パラメータ制御手段は、前記ベースバンド発振器の発振周波数を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項７】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、アナログ／デジタル変換器であり、
前記パラメータ制御手段は、前記アナログ／デジタル変換器の出力ビット幅を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項８】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、デジタル演算ブロックであり、
前記パラメータ制御手段は、前記デジタル演算ブロックの演算精度を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項９】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックには、バンドパスフィルタ、ＲＦ発振器、自動ゲイン制御器、ＤＣオフセットキャンセラ、シンボル同期器、又はキャリアオフセット補正器が含まれる
ことを特徴とする受信機。
【請求項１０】
前記請求項４記載の受信機において、
前記受信信号には、Ｉ／Ｑ平面にマッピングされたバイナリデータが含まれ、
前記復調部に備えるブロックには、９０°位相器又はＩＱインバランス補正器が含まれる
ことを特徴とする受信機。
【請求項１１】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部には、誤り訂正ブロックが備えられ、
前記パラメータ制御手段は、前記分散算出手段により算出される分散が、前記誤り訂正ブロックの誤り訂正限界値に対応した値に近くなるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項１２】
前記請求項１〜１１の何れか１項に記載の受信機と、
前記受信機に対して送信信号を送信する送信機とを備えた
ことを特徴とする送受信システム。
【請求項１３】
前記請求項１２記載の送受信システムにおいて、
前記受信機は、前記分散算出手段により算出された分散を前記送信機に送信し、
前記送信機は、前記受信機から送信された前記分散に基づいて、前記送信信号の送信パワーを制御する
ことを特徴とする送受信システム。
【請求項１４】
前記請求項１２記載の送受信システムにおいて、
前記送信信号は、ミリ波帯の信号である
ことを特徴とする送受信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信の送受信システムの受信機における性能と消費電力との最適化に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ミリ波帯（６０ＧＨｚ帯）を用いた無線通信が注目を浴びている。その大きな理由は、ライセンス不要の広い帯域を使用することで１Ｇｂｐｓを超える高速伝送が実現できること、及び、ＣＭＯＳでの製造が可能となりつつあることが挙げられる。【０００３】
ミリ波無線を携帯端末に搭載する動きも活発であるが、ここで最大の課題となるのは低消費電力化である。【０００４】
無線通信送受信システムにおいて、その性能と消費電力とを共に最適化したい場合には、チャネル品質が良好で且つ性能が十二分に確保できるときには、送信機又は受信機の性能をやや劣化させて、消費電力を削減する方法が考えられる。ここでのチャネル品質とは、送信アンテナから受信アンテナまでの通信経路の品質だけではなく、送信機内の各ブロック、受信機内の各ブロックの品質までを指す。【０００５】
チャネル品質を示す指標として、ビットエラーレート（ｂＥＲ）が考えられるが、実際上このｂＥＲを求めることは困難である。その理由は、そもそも、ビットエラーの基準となる正しいビット系列を求めること自体が容易ではなく、更に、指標足り得るほどの信頼性の高いｂＥＲを求めるためには、膨大なビット数が必要になるためである。例えば、ｂＥＲ＝１０−３という値を高い信頼性で求めるためには、最低でも１０万ビットは必要となる。このことからも、ｂＥＲの算出は困難といえる。【０００６】
受信機の物理層は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）、ＤＣオフセット制御器を始めとする数多くのブロックから構成されている。そして、各々のブロックは、受信状況に応じてパラメータを最適に制御する必要がある。例えば、ＬＮＡの増幅度、ＶＧＡの増幅度、ＤＣオフセット制御器の制御などの各種パラメータは、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）出力値から最適化を図っている。【０００７】
しかし、物理層としての最適状態は、受信途中であるＡＤＣの出力ではなく、最終結果のｂＥＲから求めるべきである。ｂＥＲが最小となるようにパラメータを最適化するべきなのだが、前述の通り、ｂＥＲ算出が困難であるために、ｂＥＲを基準とした真の最適パラメータの算出は非常に困難となっている。【０００８】
そこで、従来、例えば、特許文献１では、ｂＥＲの代替として、ＭＥＲ（Modulation Error Rate）をチャネル品質指標として、受信機のＬＮＡのゲインをコントロールし、チャネル品質が良いとき、すなわち、受信状況が良好なときには、ＬＮＡのゲインを落として電力を削減し、低消費電力化を図っている。このＭＥＲの算出式を下式に示す。【０００９】
【数１】
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【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００６−２２９７３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、前記特許文献１で示された指標ＭＥＲは、ｂＥＲよりはコンパクトな指標であるが、前記演算式から判るように、除算とｌｏｇ演算とが複雑であり、これが回路面積の増大と消費電力の増大の要因となっており、これの解決が課題である。また、特許文献１ではＬＮＡの制御しか記載されていない。【００１２】
本発明の目的は、無線送受信システムにおける受信機において、受信状況の良好さを表す指標をよりコンパクトにした新たな指標を提案し、受信機を構成する様々なブロックをより細かく制御することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記目的を達成するため、本発明の受信機は、受信信号を復調する復調部を備えた受信機であって、前記復調部の中間出力信号の分散を信号品質の指標として算出する分散算出手段を備えたことを特徴とする。【００１４】
本発明は、前記受信機において、前記復調器は、アナログ／デジタル変換器を有し、前記分散算出手段は、前記アナログ／デジタル変換器の後段における信号の分散を算出することを特徴とする。【００１５】
本発明は、前記受信機において、前記分散算出手段による分散σの算出は、時刻ｊでの信号の値をｘｊとして、下記式
【数２】
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に基づいて行われることを特徴とする。【００１６】
本発明は、前記受信機において、前記分散算出手段により算出された分散を受け、この分散が良好になるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御するパラメータ制御手段を備えたことを特徴とする。【００１７】
本発明は、前記受信機において、前記復調部に備えるブロックは、前記受信信号を増幅するローノイズ増幅器であり、前記パラメータ制御手段は、前記ローノイズ増幅器の増幅度を制御することを特徴とする。【００１８】
本発明は、前記受信機において、前記復調部に備えるブロックは、ベースバンド発振器であり、前記パラメータ制御手段は、前記ベースバンド発振器の発振周波数を制御することを特徴とする。【００１９】
本発明は、前記受信機において、前記復調部に備えるブロックは、アナログ／デジタル変換器であり、前記パラメータ制御手段は、前記アナログ／デジタル変換器の出力ビット幅を制御することを特徴とする。【００２０】
本発明は、前記受信機において、前記復調部に備えるブロックは、デジタル演算ブロックであり、前記パラメータ制御手段は、前記デジタル演算ブロックの演算精度を制御することを特徴とする。【００２１】
本発明は、前記受信機において、前記復調部に備えるブロックには、バンドパスフィルタ、ＲＦ発振器、自動ゲイン制御器、ＤＣオフセットキャンセラ、シンボル同期器、又はキャリアオフセット補正器が含まれることを特徴とする。【００２２】
本発明は、前記受信機において、前記受信信号には、Ｉ／Ｑ平面にマッピングされたバイナリデータが含まれ、前記復調部に備えるブロックには、９０°位相器又はＩＱインバランス補正器が含まれることを特徴とする。【００２３】
本発明は、前記受信機において、前記復調部には、誤り訂正ブロックが備えられ、前記パラメータ制御手段は、前記分散算出手段により算出される分散が、前記誤り訂正ブロックの誤り訂正限界値に対応した値に近くなるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御することを特徴とする。【００２４】
本発明の送受信システムは、前記受信機と、前記受信機に対して送信信号を送信する送信機とを備えたことを特徴とする。【００２５】
本発明は、前記送受信システムにおいて、前記受信機は、前記分散算出手段により算出された分散を前記送信機に送信し、前記送信機は、前記受信機から送信された前記分散に基づいて、前記送信信号の送信パワーを制御することを特徴とする。【００２６】
本発明は、前記送受信システムにおいて、前記送信信号は、ミリ波帯の信号であることを特徴とする。【００２７】
以上により、本発明では、復調部の中間出力信号の「分散」を信号品質の指標として採用する。そして、この「分散」は、ｂＥＲとの相関が強く、且つ、その算出に従来の指標ＭＥＲのように除算や対数演算が不要で、コンパクトな指標であるので、この「分散」の値が良好になるように受信機や送受信システムの種々のブロックを細かく制御すれば、性能と消費電力との最適化が図られることになる。
【発明の効果】
【００２８】
以上説明したように、本発明によれば、ｂＥＲとの相関が強く、且つ従来の指標ＭＥＲのように除算や対数演算がなくてコンパクトな「分散」を信号品質指標として用いるので、この指標が良好になるように受信機や送受信システムの種々のブロックを細かく制御して、性能と消費電力との最適化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１は本発明の実施形態１の受信機である受信系物理層の概略構成を示す図である。
【図２】図２は同実施形態の送信機である送信系物理層の概略構成を示す図である。
【図３】図３（ａ）は同実施形態１の受信機に備えるＩ／Ｑデマッピング部の理想的出力信号点を示す図、同図（ｂ）は同理想的出力信号点をヒストグラムで表現した図、同図（ｃ）は同出力信号の実際出力範囲を示す図、同図（ｄ）は同実際出力範囲をＩ軸方向の値のみでヒストグラムで表現した図である。
【図４】図４は同実施形態１の送信機に備えるＩ／Ｑマッピング部がπ／２−ＢＰＳＫ変調によって１ビットのバイナリデータをＩ／Ｑ平面上にマッピングした図であり、同図（ａ）は時刻ｔ＝４ｎ、同図（ｂ）は時刻ｔ＝４ｎ＋１、同図（ｃ）は時刻ｔ＝４ｎ＋２、同図（ｄ）は時刻ｔ＝４ｎ＋３でのマッピング図である。
【図５】図５は同実施形態１の受信機に備えるＩ／Ｑデマッピング部がπ／２−ＢＰＳＫ変調によってマッピングされた信号点からバイナリーデータのもっともらしさへと変換した図を示し、同図（ａ）は時刻ｔ＝４ｎ、同図（ｂ）は時刻ｔ＝４ｎ＋１、同図（ｃ）は時刻ｔ＝４ｎ＋２、同図（ｄ）は時刻ｔ＝４ｎ＋３での変換を行った図である。
【図６】図６は本発明の実施形態５の送受信システムの全体構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００３１】
（実施形態１）
先ず、ミリ波通信システムの物理層（Physical Layer、PHY）の送信系と受信系とについて簡単に説明する。
【００３２】
先ず、ミリ波通信システムの送信系の物理層の概略を図２で説明する。
【００３３】
図２に示した送信機において、入力される信号は｛０，１｝のバイナリデータである。ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）エンコーディング部１は誤り訂正符号化するブロックである。このＬＤＰＣエンコーディング部１は、送信されたバイナリデータが通信路（チャネル）を経由して受信機で受信される過程で雑音等の影響により誤って受信される場合には、送信データと受信データとが異なってしまうが、復号処理の前段階で予め誤り訂正符号化しておくことにより、異なった場合であっても訂正して、等しくするものである。尚、誤り訂正符号には、Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ符号など様々な方式が存在するが、ここでは、一例としてＬＤＰＣを挙げており、本発明はこのＬＤＰＣに限定されない。
【００３４】
Ｉ／Ｑマッピング部２は、バイナリデータをＩ／Ｑ平面（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分とからなる平面）にマッピングする。マッピング方式は種々あるが、ここでは、π／２−ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調を例に挙げる。π／２−ＢＰＳＫ変調では、１ビット毎にπ／２ずつ回転しながら、１ビットのバイナリデータをＩ／Ｑ平面上の１点の信号点にマッピングする。具体例を図４に示す。Ｉ／Ｑマッピング部２の出力は、Ｉ系列とＱ系列との２出力となる。何れの系列も｛−１，０，１｝の３値からなる矩形波である。
【００３５】
フィルタ部３は、矩形波の高域成分を減衰させながら、ＩＳＩ（Intersymbol Interference（符号間干渉））も抑制するデジタルフィルタである。
【００３６】
ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）４Ｉ、４Ｑは、Ｉ系列とＱ系列とのデジタル信号をアナログ信号に変換する。
【００３７】
ＬＰＦ（Low Pass Filter）５Ｉ、５Ｑは、ＤＡＣ４Ｉ、４Ｑの出力であるアナログ信号の高域成分をＩ系列とＱ系列別に減衰させるフィルタである。
【００３８】
ＢＢ（Baseband）発振器６は、ベースバンド領域の発振器であり、その発振周波数ｆｓｙｍは、ここでは例えば１．７６ＧＨｚとする。前記ＬＤＰＣエンコーディング部１、Ｉ／Ｑマッピング部２、フィルタ部３などのデジタル部を駆動するクロックと、前記ＤＡＣ４Ｉ、４Ｑのサンプリングクロックは、このＢＢ発振器６の出力信号と同期したクロックである。
【００３９】
９０°移相器７は、互いに９０度ずれた２つの信号を生成する。前記ＢＢ発振器６からの１．７６ＧＨｚの発振信号が入力されると、この９０°移相器７の出力は、１．７６ＧＨｚの余弦波（ｃｏｓ２πｆｓｙｍｔ）と１．７６ＧＨｚの正弦波（−ｓｉｎ２πｆｓｙｍｔ）との２つの信号となる。
【００４０】
ベースバンド領域のＩ系列のミキサ８Ｉは、Ｉ系列のＬＰＦ５Ｉの出力と９０°移相器７の１．７６ＧＨｚ余弦波とを乗算する。また、ベースバンド領域のＱ系列のミキサ８Ｑは、Ｑ系列のＬＰＦ５Ｑの出力と９０°移相器７の１．７６ＧＨｚ正弦波とを乗算する。その後、加算器９は、Ｉ／Ｑ系列の前記両ミキサ８Ｉ、８Ｑの出力を加算する。
【００４１】
ＲＦ（Radio Frequency）発振器１０は、ＲＦ領域の発振器であり、その発振周波数ｆｃは、例えばミリ波帯の６０ＧＨｚである。
【００４２】
ＲＦ領域のミキサ１１は、前記加算器９の出力と前記ＲＦ発振器１０の出力とを乗算する。前記加算器９の出力はベースバンド信号であり、その信号をＲＦ発振器１０の出力信号に載せて送信することになるので、ＲＦ発振器１０の出力信号は搬送波（キャリア）と呼ばれる。
【００４３】
アンプ（Amplifier、増幅器）１２は、前記ＲＦ領域のミキサ１１の出力を増幅する。アンテナ（Antenna）１３は、前記アンプ１２の出力を６０ＧＨｚ帯の電波として空中に飛ばす。
【００４４】
続いて、ミリ波通信システムの受信系の物理層について、図１を用いて説明する。
【００４５】
図１に示した受信機において、アンテナ２０は、ミリ波帯、例えば６０ＧＨｚ帯の電波を受信するアンテナである。
【００４６】
ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２１は、前記アンテナ２０で受信した電波の帯域外の信号を除去する。
【００４７】
ＬＮＡ（ローノイズ増幅器）２２は、前記ＢＰＦ２１の出力信号を増幅する。アンテナ２０での受信信号が小さい場合には、増幅度を大きくしないとデータを再生することが出来ない。しかし、増幅度を大きくすると消費電力は大きくなる。受信状況に応じて、増幅度と信号再生品質と消費電力との最適ポイントが変化する。
【００４８】
前記ＬＮＡ２２より後段の復調部Ｄにおいて、ＲＦ発振器２３は、６０ＧＨｚの信号を発生させ、９０°移相器２４は位相が互いに９０度ずれた２つの６０ＧＨｚ信号を生成する。例えば、Ｉ系がｃｏｓ２πｆｃｔ、Ｑ系が−ｓｉｎ２πｆｃｔとなる２つの６０ＧＨｚ信号を生成する。
【００４９】
ＲＦ領域のＩ系のミキサ２５Ｉは、ＬＮＡ２２の出力と９０°移相器のＩ系出力とを乗算する。その後、高周波数域成分を除去するので、Ｉ系のベースバンド信号を得ることが出来る。また、ＲＦ領域のＱ系のミキサ２５Ｑは、前記ＬＮＡ２２の出力と９０°移相器のＱ系出力とを乗算する。その後、高域周波数成分を除去するので、Ｑ系のベースバンド信号を得ることが出来る。
【００５０】
ＩＱ各々のミキサ２５Ｉ、２５Ｑの出力は、後述するＡＤＣ（Analog to Digital Converter）（アナログ／デジタル変換器）３０Ｉ、３０Ｑの入力レンジ内に収まるように、ＶＧＡ（可変ゲインアンプ）２６Ｉ、２６Ｑと、ＤＣオフセット制御器２７Ｉ、２７Ｑとにより、振幅調整とＤＣオフセット調整とが行われる。
【００５１】
ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２８Ｉ、２８Ｑは、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの前置フィルタであり、アンチエイリアス機能を持つ。
【００５２】
ＢＢ発振器（ベースバンド発振器）２９は、ベースバンド領域の発振器であり、１．７６ＧＨｚよりも速い周波数のクロックを生成する。このクロックは、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑのサンプリングクロックであり、後述するＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８、ＩＱデマッピング部３９、ＬＤＰＣデコーディング部４０などのデジタルブロックを駆動するクロックでもある。本例では、受信側のＢＢ発振器２９の出力と、送信側のＢＢ発振器６の出力とは同期していない。オーバーサンプリングした後、デジタル的に同期させる。
【００５３】
ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑは、アナログ波形をデジタル信号に変換するブロックである。サンプリングのタイミングは、ＢＢ発振器２９の出力クロックの立ち上がりエッジである。
【００５４】
ＡＧＣ／ＤＣＣ３５は、自動ゲイン制御器（Automatic Gain Controller）及びＤＣオフセットキャンセラ（Direct Current Canceller）である。ＩＱ各々のＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑが受け取ることが出来る信号には下限と上限があるため、それらを超えないように制御するためのブロックである。また、信号が小さ過ぎる場合には、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの量子化雑音に埋もれることになるため、その場合には、下限と上限との間に適切に収まるように制御する。このＡＧＣ／ＤＣＣ３５は、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの出力信号をモニタリングして、制御値を決定する。例えば、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの入力レンジを超えそうな場合には、前記ＬＮＡ２２やＶＧＡ２６Ｉ、２６Ｑのゲインを落とし、逆に、ＡＤＣの入力信号が小さすぎる場合には、前記ＬＮＡやＶＧＡのゲインを上げる。また、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの入力信号の中心値がＡＤＣの入力レンジの中心値からずれている場合には、このＤＣオフセット制御器により、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの入力信号の中心値を上げ又は下げて調整する。
【００５５】
また、図１において、ＩＭＣ（IQ Imbalance Correction）部（デジタル演算ブロック）３６は、Ｉ系列とＱ系列とのインバランスを補正するブロックである。インバランスには位相のインバランスと振幅のインバランスとが存在する。位相のインバランスは、主に受信系の９０°移相器２４のばらつきによって発生する。９０°移相器２４は常に完全に９０度ずれた２つの信号を生成できるものではなく、製造ばらつきや温度変化などの要因によって角度が異なってくることがある。振幅のインバランスはＩ系のＶＧＡ２６ＩとＱ系のＶＧＡ２６Ｑとの性能差によって主に発生する。同じように増幅する動作であっても、ＩＱの何れかの系列だけが微妙に振幅が大きく又は小さくなったりする。ＩＭＣ部３６は、これらのインバランスを検出して、補正する。
【００５６】
ＳＳ（Symbol Synchronization）部（デジタル演算ブロック）３７は、シンボル同期を行うブロックである。一般に、送信機と受信機とは別々であるため、送信機のＢＢ発振器６と受信機のＢＢ発振器２９とは同期していない。本例では受信機側でオーバーサンプルさせるので、当然ながら同期していない。周波数ずれや位相ずれが存在するのである。換言すると、送信機におけるバイナリデータ（シンボル）が変化するタイミングと、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑでのサンプリングタイミングとの間には、誤差があるのである。ＳＳ部３７では、このタイミング誤差を検出して補正する。補正する際には、ＦＩＲ構成の補間フィルタを用いることもある。
【００５７】
また、ＣＯＣ（Carrier Offset Correction）部（デジタル演算ブロック）３８は、キャリアのオフセットを補正するブロックである。送信機と受信機とは別々であるため、各々のＲＦ発振器１０、２３の出力信号（搬送波、キャリア）は完全には一致していない。各々の周波数が６０ＧＨｚに設定されていても、３ＭＨｚ程度の周波数ずれが発生する場合もある。また、各々の信号の位相も一致していない。このため、ＣＯＣ部３８は、キャリアの周波数と位相のずれ（オフセット）を検出して、補正する。
【００５８】
前記ＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８による調整・補正が完璧に行われた場合、ＣＯＣ部３８の出力は送信側のＩ／Ｑマッピング部２の出力（図２、図４参照）と同じになる。しかし、実際には完璧に行われず、ズレが発生する。
【００５９】
前記Ｉ／Ｑデマッピング部３９は、前記図２で示した送信系のＩ／Ｑマッピング部２とは逆の動作を行うブロックであり、Ｉ／Ｑ平面にマッピングされた信号点から、バイナリデータのもっともらしさへと変換する。π／２−ＢＰＳＫ変調の場合は、１ビット毎のπ／２回転を止める。Ｉ／Ｑデマッピングの出力は、理想的には、図５（ａ）〜（ｄ）に示したようにＩ軸上の２点に集約されるが、現実的にはズレが発生する。そのズレ分を表現できるように、Ｉ／Ｑデマッピング部３９の出力は、｛−１，１｝の硬値ではなく、軟値となる。例えば、出力ビット幅が４ビットであれば、−１，−０．８７５，−０．７５，…，−０．１２５，０，０．１２５，…，０．６２５，０．７５，０．８７５というように、−１から０．８７５までを０．１２５刻みとした１６値となる。
【００６０】
ＬＤＰＣデコーディング部４０は、誤り訂正を行うブロックである。送信したバイナリデータが雑音等の影響で誤って受信されていたとしても、予め与えていた冗長性を利用して誤りを訂正し、送信した通りのバイナリデータを得るためのブロックである。このＬＤＰＣデコーディング部４０では、入力信号は軟値であり、出力信号はバイナリデータである。
【００６１】
次に、本実施形態におけるチャネル品質の指標の算出方法について説明する。
【００６２】
図１に示した受信機のＩ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点は、理想的には図３（ａ）のように、Ｉ軸上の２点に集約される。座標で示すと（１，０）、（−１，０）の２点である。ヒストグラムで表現すると、同図（ｂ）のような２本の線となる。しかし、実際には、送信機の回路バラツキ、通信経路でのノイズ、受信機の回路バラツキ、受信機での残補正誤差などの影響によって、同図（ｃ）のように２点以外の点も取り得る。Ｑ軸方向の値を無視して、Ｉ軸方向の値のみでヒストグラムを作成すると、同図（ｄ）のような２つの山となる。
【００６３】
Ｉ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点から直接バイナリデータを得る場合、Ｉ軸方向の値のみを見て、値が０以上であれば１、０未満であれば０というように判別すれば良い。０を閾値とした閾値判別である。このときに問題となるのは、ヒストグラムの山の麓である。例えば、図３（ｄ）において、正側の山の左の麓は０未満の領域に突入している。この領域に値がある場合はバイナリデータを誤判別していることに相当する。ヒストグラムの山が急峻であれば誤判別が発生する可能性は低いが、緩やかになればなるほど、誤りが多くなる。チャネル品質が良好であるときには山は急峻であるが、悪化すると、緩やかになって行く。山の急峻さは、数学的には分散で表すことができ、この分散を求めれば、誤判別の率（ｂＥＲ）を求めることができ、チャネル品質を求めることが出来る。
【００６４】
分散σは、時刻ｊにおけるＩ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点のＩ軸方向の値をｘｊとすると、次式で求めることが出来る。
【００６５】
【数３】
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【００６６】
尚、前記分散の演算については、自乗よりも簡単な演算である絶対値演算で代替しても良い。
【００６７】
この式が本発明の実施形態におけるチャネル品質指標の算出方法であり、これが図１の分散算出部（分散算出手段）４５で行っている演算である。そして、この分散算出部４５で算出された分散σを用いて、前記ＢＰＦ２１、ＬＮＡ２１、ＲＦ発振器２３、９０°位相器２４、ＬＰＦ２８Ｉ、２８Ｑ、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑ、ＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８及びＩＱデマッピング部３９の少なくとも１つのパラメータをパラメータ制御部（パラメータ制御手段）４６により制御する。
【００６８】
尚、本実施形態では、分散算出部４５による分散σの算出は、Ｉ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点のＩ軸方向の値に基づいて行ったが、本発明はこれに限定されず、復調部Ｄの中間出力信号、特に、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの後段における信号の分散を算出すれば良い。以上説明したパラメータ制御の詳細については後述する。
【００６９】
ＬＤＰＣデコーディング部４０は、前述したように誤り訂正を行うブロックであるが、その誤り訂正能力には限界がある。ＬＤＰＣデコーディング部４０への入力信号が良好であれば、全く誤りのないバイナリデータを出力することができるが、入力信号が劣悪であれば誤りを訂正しきることが出来ず、幾つかの誤りが残ったバイナリデータを出力することになる。
【００７０】
ＬＤＰＣデコーディング部４０による誤り訂正能力の限界は、符号化効率によって大きく異なるが、例えば、ここではｂＥＲ＝１０−３を限界値と仮定する。ＬＤＰＣデコーディング部４０の入力信号は軟値であるが、その軟値を閾値判別したときのｂＥＲが１０−３よりも良いときには、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全てのビットエラーが訂正されて、全く誤りのない（ｂＥＲ＝０）出力を得ることが出来る。逆に、ｂＥＲが１０−３よりも悪いときには、誤りが残り、例えば、閾値判別結果がｂＥＲ＝１０−２であるような劣悪な入力を与えた場合には、出力はｂＥＲ＝１０−６までにしか誤りを訂正できない。ここから言えるのは、誤り訂正限界よりも少しでも良好な入力信号であれば、それで十分であると言うことでもある。前記ＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ（I/Q Imbalance Correction）部３６、ＳＳ（Symbol Synchronization）部３７、ＣＯＣ部３８などによる補正において、閾値判別によるｂＥＲを１０−４まで下げたとしても、ＬＤＰＣデコーディング部４０の出力を見ると、１０−３のときと何ら変わらず、何れもｂＥＲ＝０になるのである。
【００７１】
ＬＤＰＣデコーディング部４０の入力信号を閾値判別したときのｂＥＲと、前記演算式で示した分散σには相関があることは既に示した通りである。つまり、分散σを見ることにより、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界以内にあるかどうか判別することが可能である。
【００７２】
一例として、図３（ｄ）のヒストグラムの右側を考えてみる。ヒストグラム全体の面積のうち０以下の領域の面積の比率がｂＥＲとなる。ヒストグラムは正規分布に従うとする。平均値は１である。このとき、分散が０．３２３６であればｂＥＲ＝０．００１となる。σ＞０．３２３６のときはｂＥＲ＞０．００１、σ＜０．３２３６のときはｂＥＲ＜０．００１となる。つまり、σ＝０．３２３６が誤り訂正限界となるのである。ここでのσ＝０．３２３６という数値はあくまでも単なる例であるので、以下では、一般性を持たせるために、分散の基準値と呼ぶことにする。
【００７３】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＬＮＡ２２の増幅度を再考してみる。もし、ＬＮＡ２２の増幅度が最大であれば、１段階落としてみる。これにより、ＬＮＡ２２の出力信号の振幅が小さくなるため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較する。まだ小さければ、更にＬＮＡ２２の増幅度を１段階下げてみる。そして分散σを求めて基準値と比較する。その結果、基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうので、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでＬＮＡ２２の増幅度を下げる。このようにＬＮＡ２２の増幅度を下げると、消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正できる。従って、チャネル品質とＬＮＡ２２での消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることが可能となる。
【００７４】
（実施形態２）
次に、本発明の実施形態２を説明する。本実施形態は、分散算出部４５で算出した分散σを用いて受信側のＢＢ発振器２９の発振周波数を制御する実施形態である。
【００７５】
受信側のＢＢ発振器２９の周波数は、高ければ高いほどチャネル品質を向上させることが出来るが、消費電力は大きくなる。
【００７６】
発振周波数を上げると、単位時間当たりのサンプリング数が増える、つまり時間分解能が向上し、ＳＳ部３７によるシンボル同期性能を向上させることができる。すなわち、チャネル品質を向上させることが出来る。
【００７７】
しかし、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑも、デジタル部もＢＢ発振器２９の発振周波数で動作しているため、周波数が倍になると、電力消費量も倍増することになる。
【００７８】
そこで、ＢＢ発振器２９の発振周波数と、チャネル品質と、消費電力との最適ポイントの探索のために、分散σを用いる。
【００７９】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＢＢ発振器２９の発振周波数を再考してみる。もし、ＢＢ発振器２９の発振周波数が４倍オーバーサンプルの７．０４ＧＨｚであれば、２倍オーバーサンプルの３．５２ＧＨｚに落としてみる。これにより、時間分解能が小さくなるため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較し、まだ小さければ、更にＢＢ発振器２９の発振周波数を下げる。例えば１．５倍オーバーサンプルの２．６４ＧＨｚに落とす。そして、分散σを求めて基準値と比較する。基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうため、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでＢＢ発振器２９の発振周波数を下げる。このようにＢＢ発振器２９の発振周波数を下げると、消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正できる。
【００８０】
すなわち、ＢＢ発振器２９の発振周波数とチャネル品質と消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることができる。
【００８１】
（実施形態３）
更に、本発明の実施形態３を説明する。本実施形態は、分散算出部４５で算出した分散σを用いて受信側のＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能を制御する実施形態である。
【００８２】
ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能、つまりＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの出力のビット幅を増やすと、振幅方向の量子化誤差を小さくすることが出来る。すなわち、チャネル品質を向上させることが出来る。しかし、このＡＤＣ分解能が高いと、電力消費量も増加することになる。
【００８３】
そこで、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能とチャネル品質と消費電力との最適ポイント探索のために、分散σを用いる。
【００８４】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能を再考してみる。もし、ＡＤＣ分解能が４ビット１６階調であったならば、３ビット８階調に落としてみる。これにより、量子化誤差が大きくなるため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較し、まだ小さければ、更にＡＤＣ分解能を下げてみる。例えば２ビット４階調に落としてみる。そして、分散σを求めて基準値と比較する。基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうので、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでＡＤＣ分解能を落とす。従って、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑのの分解能を小さくして消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正できる。
【００８５】
すなわち、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能とチャネル品質と消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることができる。
【００８６】
（実施形態４）
続いて、本発明の実施形態４を説明する。本実施形態は、分散算出部４５で算出した分散σを用いてＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８などのデジタルブロックの演算精度を制御する実施形態である。
【００８７】
図１に示したＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８などのデジタル演算ブロックの演算精度を向上させると、チャネル品質を向上させることが出来るが、消費電力が増加する。
【００８８】
例えば、ＳＳ部３６の補間フィルタをＦＩＲフィルタで構成している場合、このフィルタのタップ数、タップ係数のビット幅を増やすと、演算精度が向上し、より正確なシンボル同期を行うことが出来るようになり、チャネル品質は向上する。しかし、タップ数を増やし又は係数ビット幅を増やすと、演算量が多くなり、消費電力が増加する。
【００８９】
そこで、ＳＳ部３６の演算精度とチャネル品質と消費電力との最適ポイント探索のために、分散σを用いる。
【００９０】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＳＳ部３６の補間フィルタの演算精度を再考してみる。もし、補間フィルタのタップ数が６であれば、４に落としてみる。これにより、補間精度が悪化するため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較し、まだ小さければ、更にタップ数を小さくしてみる。例えばタップ数２の線形補間型にまで軽量化してみる。そして、再度、分散σを求めて基準値と比較する。基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうので、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでタップ数を減らす。従って、ＳＳ部３６の補間フィルタのタップ数を減らして消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正することができる。
【００９１】
よって、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８などのデジタル演算ブロックの演算精度とチャネル品質と消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることができる。
【００９２】
以上では、ＬＮＡ２２の増幅度、ＢＢ発振器２９の発振周波数、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能、デジタル演算ブロック３５〜３８の演算精度などのパラメータを分散σによって最適化する例を挙げたが、これら以外にも本指標σによって制御可能であるパラメータは存在し、以下に列挙する。
【００９３】
ＢＰＦ：通過特性（全域を通過、広い帯域を通過、狭い帯域を通過）
ＬＮＡ：ゲイン
ＲＦ発振器：ジッタ抑制量
９０°移相器：位相インバランス補正量
ＬＰＦ：全域を通過、広い帯域を通過、狭い帯域を通過
ＢＢ発振器：発振周波数
ＡＤＣ：分解能（ビット数）
ＡＧＣ／ＤＣＣ：制御頻度
Ｉ／Ｑインバランス補正：随時補正あり／なし、演算精度（内部演算ビット幅）
シンボル同期：随時同期あり／なし、演算精度（内部演算ビット幅）
キャリアオフセット補正：随時補正あり／なし、演算精度（内部演算ビット幅）
（実施形態５）
次に、本発明の実施形態５を説明する。本実施形態は、図１に示した受信機と図２に示した送信機とを含む送受信システムに関する。
【００９４】
本実施形態の送受信システムを図６に示す。
【００９５】
同図において、例えば携帯端末などの送受信システムＡのＭＡＣ（Media Access Control）部５０でバイナリデータが作られ、ＰＨＹ送信系５１で変調されて、送信アンテナ５２から電波が送出される。
【００９６】
例えば据置型ビデオデッキなどの送受信システムＢの受信アンテナ６０で電波を受信し、図１の受信機を含むＰＨＹ受信系６１で復調される。復調と同時に、このＰＨＹ受信系６１内の分散算出部で指標σが算出される。算出された指標σはＭＡＣ部６２を経由してＰＨＹ送信系６３で変調され、送信アンテナ６４から電波となって送出される。
【００９７】
送受信システムＡでは、受信アンテナ５３で前記送受信システムＢからの電波を受信し、ＰＨＹ受信系５４で復調される。ＭＡＣ部５０では、受信した指標σを解釈し、この指標σが良好である場合には送信アンテナ５２の手前の送信アンプ（図示せず）のゲインを下げて、送信パワーを抑制する。
【００９８】
従って、本実施形態では、指標σを受け取った通信相手先の送受信システムＡにおいても、この受け取った指標σを基にして送信パワーを制御するので、この通信相手先の消費電力も削減することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
以上説明したように、本発明は、ｂＥＲとの相関が強く且つ従来の指標ＭＥＲのように除算や対数演算がなくてコンパクトな指標である分散σを信号品質指標として用いて、この指標σが良好になるように受信機や送受信システムの種々のブロックを細かく制御して、性能と消費電力との最適化を図ることができるので、受信機や送受信システムに利用して有用である。
【符号の説明】
【０１００】
２１              ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２２              ＬＮＡ（ローノイズ増幅器）
２３              ＲＦ発振器
２４              ９０°位相器
２８Ｉ、２８Ｑ    ＬＰＦ
２９              ＢＢ発振器（ベースバンド発振器）
３０Ｉ、３０Ｑ    ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）
３５              ＡＧＣ／ＤＣＣ
（自動ゲイン制御器及びＤＣオフセットキャンセラ）
３６              ＩＭＣ部
（ＩＱインバランス補正器、デジタル演算ブロック）
３７              ＳＳ部（デジタル演算ブロック）
３８              ＣＯＣ部（デジタル演算ブロック）
３９              Ｉ／Ｑデマッピング部
４０              ＬＤＰＣデコーディング部（誤り訂正ブロック）
４５              分散算出部（分散算出手段）
４６              パラメータ制御部（パラメータ制御手段）
５０、６２        ＭＡＣ部
５１、６３        ＰＨＹ送信系
５２、６４        送信アンテナ
５４、６１        ＰＨＹ受信系
５３、６０        受信アンテナ
Ａ、Ｂ            送受信システム
Ｄ                復調部
【図１】
2011048713.tif 000007
【図２】
2011048713.tif 000008
【図４】
2011048713.tif 000009
【図５】
2011048713.tif 000010
【図６】
2011048713.tif 000011
【図３】
2011048713.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成23年1月25日(2011.1.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信の送受信システムの受信機における性能と消費電力との最適化に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ミリ波帯（６０ＧＨｚ帯）を用いた無線通信が注目を浴びている。その大きな理由は、ライセンス不要の広い帯域を使用することで１Ｇｂｐｓを超える高速伝送が実現できること、及び、ＣＭＯＳでの製造が可能となりつつあることが挙げられる。
【０００３】
ミリ波無線を携帯端末に搭載する動きも活発であるが、ここで最大の課題となるのは低消費電力化である。
【０００４】
無線通信送受信システムにおいて、その性能と消費電力とを共に最適化したい場合には、チャネル品質が良好で且つ性能が十二分に確保できるときには、送信機又は受信機の性能をやや劣化させて、消費電力を削減する方法が考えられる。ここでのチャネル品質とは、送信アンテナから受信アンテナまでの通信経路の品質だけではなく、送信機内の各ブロック、受信機内の各ブロックの品質までを指す。
【０００５】
チャネル品質を示す指標として、ビットエラーレート（ｂＥＲ）が考えられるが、実際上このｂＥＲを求めることは困難である。その理由は、そもそも、ビットエラーの基準となる正しいビット系列を求めること自体が容易ではなく、更に、指標足り得るほどの信頼性の高いｂＥＲを求めるためには、膨大なビット数が必要になるためである。例えば、ｂＥＲ＝１０−３という値を高い信頼性で求めるためには、最低でも１０万ビットは必要となる。このことからも、ｂＥＲの算出は困難といえる。
【０００６】
受信機の物理層は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）、ＤＣオフセット制御器を始めとする数多くのブロックから構成されている。そして、各々のブロックは、受信状況に応じてパラメータを最適に制御する必要がある。例えば、ＬＮＡの増幅度、ＶＧＡの増幅度、ＤＣオフセット制御器の制御などの各種パラメータは、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）出力値から最適化を図っている。
【０００７】
しかし、物理層としての最適状態は、受信途中であるＡＤＣの出力ではなく、最終結果のｂＥＲから求めるべきである。ｂＥＲが最小となるようにパラメータを最適化するべきなのだが、前述の通り、ｂＥＲ算出が困難であるために、ｂＥＲを基準とした真の最適パラメータの算出は非常に困難となっている。
【０００８】
そこで、従来、例えば、特許文献１では、ｂＥＲの代替として、ＭＥＲ（Modulation Error Rate）をチャネル品質指標として、受信機のＬＮＡのゲインをコントロールし、チャネル品質が良いとき、すなわち、受信状況が良好なときには、ＬＮＡのゲインを落として電力を削減し、低消費電力化を図っている。このＭＥＲの算出式を下式に示す。
【０００９】
【数１】
2011048713.tif 000013
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００６−２２９７３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、前記特許文献１で示された指標ＭＥＲは、ｂＥＲよりはコンパクトな指標であるが、前記演算式から判るように、除算とｌｏｇ演算とが複雑であり、これが回路面積の増大と消費電力の増大の要因となっており、これの解決が課題である。また、特許文献１ではＬＮＡの制御しか記載されていない。
【００１２】
本発明の目的は、無線送受信システムにおける受信機において、受信状況の良好さを表す指標をよりコンパクトにした新たな指標を提案し、受信機を構成する様々なブロックをより細かく制御することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記目的を達成するため、請求項１記載の発明の受信機は、受信信号を復調する復調部を備えた受信機であって、前記復調部の中間出力信号の分散を信号品質の指標として算出する分散算出手段を備えたことを特徴とする。
【００１４】
請求項２記載の発明は、前記請求項１記載の受信機において、前記復調器は、アナログ／デジタル変換器を有し、前記分散算出手段は、前記アナログ／デジタル変換器の後段における信号の分散を算出することを特徴とする。
【００１５】
請求項３記載の発明は、前記請求項１記載の受信機において、前記分散算出手段による分散σの算出は、時刻ｊでの信号の値をｘｊとして、下記式
【００１６】
【数２】
2011048713.tif 000014
【００１７】
に基づいて行われることを特徴とする。
【００１８】
請求項４記載の発明は、前記請求項１記載の受信機において、前記分散算出手段により算出された分散を受け、この分散が良好になるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御するパラメータ制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１９】
請求項５記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記復調部に備えるブロックは、前記受信信号を増幅するローノイズ増幅器であり、前記パラメータ制御手段は、前記ローノイズ増幅器の増幅度を制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項６記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記復調部に備えるブロックは、ベースバンド発振器であり、前記パラメータ制御手段は、前記ベースバンド発振器の発振周波数を制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項７記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記復調部に備えるブロックは、アナログ／デジタル変換器であり、前記パラメータ制御手段は、前記アナログ／デジタル変換器の出力ビット幅を制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項８記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記復調部に備えるブロックは、デジタル演算ブロックであり、前記パラメータ制御手段は、前記デジタル演算ブロックの演算精度を制御することを特徴とする。
【００２３】
請求項９記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記復調部に備えるブロックには、バンドパスフィルタ、ＲＦ発振器、自動ゲイン制御器、ＤＣオフセットキャンセラ、シンボル同期器、又はキャリアオフセット補正器が含まれることを特徴とする。
【００２４】
請求項１０記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記受信信号には、Ｉ／Ｑ平面にマッピングされたバイナリデータが含まれ、前記復調部に備えるブロックには、９０°位相器又はＩＱインバランス補正器が含まれることを特徴とする。
【００２５】
請求項１１記載の発明は、前記請求項４記載の受信機において、前記復調部には、誤り訂正ブロックが備えられ、前記パラメータ制御手段は、前記分散算出手段により算出される分散が、前記誤り訂正ブロックの誤り訂正限界値に対応した値に近くなるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御することを特徴とする。
【００２６】
請求項１２記載の発明の送受信システムは、前記請求項１〜１１の何れか１項に記載の受信機と、前記受信機に対して送信信号を送信する送信機とを備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項１３記載の発明は、前記請求項１２記載の送受信システムにおいて、前記受信機は、前記分散算出手段により算出された分散を前記送信機に送信し、前記送信機は、前記受信機から送信された前記分散に基づいて、前記送信信号の送信パワーを制御することを特徴とする。
【００２８】
請求項１４記載の発明は、前記請求項１２記載の送受信システムにおいて、前記送信信号は、ミリ波帯の信号であることを特徴とする。
【００２９】
以上により、請求項１〜１４記載の発明では、復調部の中間出力信号の「分散」を信号品質の指標として採用する。そして、この「分散」は、ｂＥＲとの相関が強く、且つ、その算出に従来の指標ＭＥＲのように除算や対数演算が不要で、コンパクトな指標であるので、この「分散」の値が良好になるように受信機や送受信システムの種々のブロックを細かく制御すれば、性能と消費電力との最適化が図られることになる。
【発明の効果】
【００３０】
以上説明したように、請求項１〜１４記載の発明によれば、ｂＥＲとの相関が強く、且つ従来の指標ＭＥＲのように除算や対数演算がなくてコンパクトな「分散」を信号品質指標として用いるので、この指標が良好になるように受信機や送受信システムの種々のブロックを細かく制御して、性能と消費電力との最適化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施形態１の受信機である受信系物理層の概略構成を示す図である。
【図２】同実施形態の送信機である送信系物理層の概略構成を示す図である。
【図３】（ａ）は同実施形態１の受信機に備えるＩ／Ｑデマッピング部の理想的出力信号点を示す図、同図（ｂ）は同理想的出力信号点をヒストグラムで表現した図、同図（ｃ）は同出力信号の実際出力範囲を示す図、同図（ｄ）は同実際出力範囲をＩ軸方向の値のみでヒストグラムで表現した図である。
【図４】同実施形態１の送信機に備えるＩ／Ｑマッピング部がπ／２−ＢＰＳＫ変調によって１ビットのバイナリデータをＩ／Ｑ平面上にマッピングした図であり、同図（ａ）は時刻ｔ＝４ｎ、同図（ｂ）は時刻ｔ＝４ｎ＋１、同図（ｃ）は時刻ｔ＝４ｎ＋２、同図（ｄ）は時刻ｔ＝４ｎ＋３でのマッピング図である。
【図５】同実施形態１の受信機に備えるＩ／Ｑデマッピング部がπ／２−ＢＰＳＫ変調によってマッピングされた信号点からバイナリーデータのもっともらしさへと変換した図を示し、同図（ａ）は時刻ｔ＝４ｎ、同図（ｂ）は時刻ｔ＝４ｎ＋１、同図（ｃ）は時刻ｔ＝４ｎ＋２、同図（ｄ）は時刻ｔ＝４ｎ＋３での変換を行った図である。
【図６】本発明の実施形態５の送受信システムの全体構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００３３】
（実施形態１）
先ず、ミリ波通信システムの物理層（Physical Layer、PHY）の送信系と受信系とについて簡単に説明する。
【００３４】
先ず、ミリ波通信システムの送信系の物理層の概略を図２で説明する。
【００３５】
図２に示した送信機において、入力される信号は｛０，１｝のバイナリデータである。ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）エンコーディング部１は誤り訂正符号化するブロックである。このＬＤＰＣエンコーディング部１は、送信されたバイナリデータが通信路（チャネル）を経由して受信機で受信される過程で雑音等の影響により誤って受信される場合には、送信データと受信データとが異なってしまうが、復号処理の前段階で予め誤り訂正符号化しておくことにより、異なった場合であっても訂正して、等しくするものである。尚、誤り訂正符号には、Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ符号など様々な方式が存在するが、ここでは、一例としてＬＤＰＣを挙げており、本発明はこのＬＤＰＣに限定されない。
【００３６】
Ｉ／Ｑマッピング部２は、バイナリデータをＩ／Ｑ平面（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分とからなる平面）にマッピングする。マッピング方式は種々あるが、ここでは、π／２−ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調を例に挙げる。π／２−ＢＰＳＫ変調では、１ビット毎にπ／２ずつ回転しながら、１ビットのバイナリデータをＩ／Ｑ平面上の１点の信号点にマッピングする。具体例を図４に示す。Ｉ／Ｑマッピング部２の出力は、Ｉ系列とＱ系列との２出力となる。何れの系列も｛−１，０，１｝の３値からなる矩形波である。
【００３７】
フィルタ部３は、矩形波の高域成分を減衰させながら、ＩＳＩ（Intersymbol Interference（符号間干渉））も抑制するデジタルフィルタである。
【００３８】
ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）４Ｉ、４Ｑは、Ｉ系列とＱ系列とのデジタル信号をアナログ信号に変換する。
【００３９】
ＬＰＦ（Low Pass Filter）５Ｉ、５Ｑは、ＤＡＣ４Ｉ、４Ｑの出力であるアナログ信号の高域成分をＩ系列とＱ系列別に減衰させるフィルタである。
【００４０】
ＢＢ（Baseband）発振器６は、ベースバンド領域の発振器であり、その発振周波数ｆｓｙｍは、ここでは例えば１．７６ＧＨｚとする。前記ＬＤＰＣエンコーディング部１、Ｉ／Ｑマッピング部２、フィルタ部３などのデジタル部を駆動するクロックと、前記ＤＡＣ４Ｉ、４Ｑのサンプリングクロックは、このＢＢ発振器６の出力信号と同期したクロックである。
【００４１】
９０°移相器７は、互いに９０度ずれた２つの信号を生成する。前記ＢＢ発振器６からの１．７６ＧＨｚの発振信号が入力されると、この９０°移相器７の出力は、１．７６ＧＨｚの余弦波（ｃｏｓ２πｆｓｙｍｔ）と１．７６ＧＨｚの正弦波（−ｓｉｎ２πｆｓｙｍｔ）との２つの信号となる。
【００４２】
ベースバンド領域のＩ系列のミキサ８Ｉは、Ｉ系列のＬＰＦ５Ｉの出力と９０°移相器７の１．７６ＧＨｚ余弦波とを乗算する。また、ベースバンド領域のＱ系列のミキサ８Ｑは、Ｑ系列のＬＰＦ５Ｑの出力と９０°移相器７の１．７６ＧＨｚ正弦波とを乗算する。その後、加算器９は、Ｉ／Ｑ系列の前記両ミキサ８Ｉ、８Ｑの出力を加算する。
【００４３】
ＲＦ（Radio Frequency）発振器１０は、ＲＦ領域の発振器であり、その発振周波数ｆｃは、例えばミリ波帯の６０ＧＨｚである。
【００４４】
ＲＦ領域のミキサ１１は、前記加算器９の出力と前記ＲＦ発振器１０の出力とを乗算する。前記加算器９の出力はベースバンド信号であり、その信号をＲＦ発振器１０の出力信号に載せて送信することになるので、ＲＦ発振器１０の出力信号は搬送波（キャリア）と呼ばれる。
【００４５】
アンプ（Amplifier、増幅器）１２は、前記ＲＦ領域のミキサ１１の出力を増幅する。アンテナ（Antenna）１３は、前記アンプ１２の出力を６０ＧＨｚ帯の電波として空中に飛ばす。
【００４６】
続いて、ミリ波通信システムの受信系の物理層について、図１を用いて説明する。
【００４７】
図１に示した受信機において、アンテナ２０は、ミリ波帯、例えば６０ＧＨｚ帯の電波を受信するアンテナである。
【００４８】
ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２１は、前記アンテナ２０で受信した電波の帯域外の信号を除去する。
【００４９】
ＬＮＡ（ローノイズ増幅器）２２は、前記ＢＰＦ２１の出力信号を増幅する。アンテナ２０での受信信号が小さい場合には、増幅度を大きくしないとデータを再生することが出来ない。しかし、増幅度を大きくすると消費電力は大きくなる。受信状況に応じて、増幅度と信号再生品質と消費電力との最適ポイントが変化する。
【００５０】
前記ＬＮＡ２２より後段の復調部Ｄにおいて、ＲＦ発振器２３は、６０ＧＨｚの信号を発生させ、９０°移相器２４は位相が互いに９０度ずれた２つの６０ＧＨｚ信号を生成する。例えば、Ｉ系がｃｏｓ２πｆｃｔ、Ｑ系が−ｓｉｎ２πｆｃｔとなる２つの６０ＧＨｚ信号を生成する。
【００５１】
ＲＦ領域のＩ系のミキサ２５Ｉは、ＬＮＡ２２の出力と９０°移相器のＩ系出力とを乗算する。その後、高周波数域成分を除去するので、Ｉ系のベースバンド信号を得ることが出来る。また、ＲＦ領域のＱ系のミキサ２５Ｑは、前記ＬＮＡ２２の出力と９０°移相器のＱ系出力とを乗算する。その後、高域周波数成分を除去するので、Ｑ系のベースバンド信号を得ることが出来る。
【００５２】
ＩＱ各々のミキサ２５Ｉ、２５Ｑの出力は、後述するＡＤＣ（Analog to Digital Converter）（アナログ／デジタル変換器）３０Ｉ、３０Ｑの入力レンジ内に収まるように、ＶＧＡ（可変ゲインアンプ）２６Ｉ、２６Ｑと、ＤＣオフセット制御器２７Ｉ、２７Ｑとにより、振幅調整とＤＣオフセット調整とが行われる。
【００５３】
ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２８Ｉ、２８Ｑは、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの前置フィルタであり、アンチエイリアス機能を持つ。
【００５４】
ＢＢ発振器（ベースバンド発振器）２９は、ベースバンド領域の発振器であり、１．７６ＧＨｚよりも速い周波数のクロックを生成する。このクロックは、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑのサンプリングクロックであり、後述するＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８、ＩＱデマッピング部３９、ＬＤＰＣデコーディング部４０などのデジタルブロックを駆動するクロックでもある。本例では、受信側のＢＢ発振器２９の出力と、送信側のＢＢ発振器６の出力とは同期していない。オーバーサンプリングした後、デジタル的に同期させる。
【００５５】
ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑは、アナログ波形をデジタル信号に変換するブロックである。サンプリングのタイミングは、ＢＢ発振器２９の出力クロックの立ち上がりエッジである。
【００５６】
ＡＧＣ／ＤＣＣ３５は、自動ゲイン制御器（Automatic Gain Controller）及びＤＣオフセットキャンセラ（Direct Current Canceller）である。ＩＱ各々のＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑが受け取ることが出来る信号には下限と上限があるため、それらを超えないように制御するためのブロックである。また、信号が小さ過ぎる場合には、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの量子化雑音に埋もれることになるため、その場合には、下限と上限との間に適切に収まるように制御する。このＡＧＣ／ＤＣＣ３５は、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの出力信号をモニタリングして、制御値を決定する。例えば、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの入力レンジを超えそうな場合には、前記ＬＮＡ２２やＶＧＡ２６Ｉ、２６Ｑのゲインを落とし、逆に、ＡＤＣの入力信号が小さすぎる場合には、前記ＬＮＡやＶＧＡのゲインを上げる。また、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの入力信号の中心値がＡＤＣの入力レンジの中心値からずれている場合には、このＤＣオフセット制御器により、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの入力信号の中心値を上げ又は下げて調整する。
【００５７】
また、図１において、ＩＭＣ（IQ Imbalance Correction）部（デジタル演算ブロック）３６は、Ｉ系列とＱ系列とのインバランスを補正するブロックである。インバランスには位相のインバランスと振幅のインバランスとが存在する。位相のインバランスは、主に受信系の９０°移相器２４のばらつきによって発生する。９０°移相器２４は常に完全に９０度ずれた２つの信号を生成できるものではなく、製造ばらつきや温度変化などの要因によって角度が異なってくることがある。振幅のインバランスはＩ系のＶＧＡ２６ＩとＱ系のＶＧＡ２６Ｑとの性能差によって主に発生する。同じように増幅する動作であっても、ＩＱの何れかの系列だけが微妙に振幅が大きく又は小さくなったりする。ＩＭＣ部３６は、これらのインバランスを検出して、補正する。
【００５８】
ＳＳ（Symbol Synchronization）部（デジタル演算ブロック）３７は、シンボル同期を行うブロックである。一般に、送信機と受信機とは別々であるため、送信機のＢＢ発振器６と受信機のＢＢ発振器２９とは同期していない。本例では受信機側でオーバーサンプルさせるので、当然ながら同期していない。周波数ずれや位相ずれが存在するのである。換言すると、送信機におけるバイナリデータ（シンボル）が変化するタイミングと、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑでのサンプリングタイミングとの間には、誤差があるのである。ＳＳ部３７では、このタイミング誤差を検出して補正する。補正する際には、ＦＩＲ構成の補間フィルタを用いることもある。
【００５９】
また、ＣＯＣ（Carrier Offset Correction）部（デジタル演算ブロック）３８は、キャリアのオフセットを補正するブロックである。送信機と受信機とは別々であるため、各々のＲＦ発振器１０、２３の出力信号（搬送波、キャリア）は完全には一致していない。各々の周波数が６０ＧＨｚに設定されていても、３ＭＨｚ程度の周波数ずれが発生する場合もある。また、各々の信号の位相も一致していない。このため、ＣＯＣ部３８は、キャリアの周波数と位相のずれ（オフセット）を検出して、補正する。
【００６０】
前記ＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８による調整・補正が完璧に行われた場合、ＣＯＣ部３８の出力は送信側のＩ／Ｑマッピング部２の出力（図２、図４参照）と同じになる。しかし、実際には完璧に行われず、ズレが発生する。
【００６１】
前記Ｉ／Ｑデマッピング部３９は、前記図２で示した送信系のＩ／Ｑマッピング部２とは逆の動作を行うブロックであり、Ｉ／Ｑ平面にマッピングされた信号点から、バイナリデータのもっともらしさへと変換する。π／２−ＢＰＳＫ変調の場合は、１ビット毎のπ／２回転を止める。Ｉ／Ｑデマッピングの出力は、理想的には、図５（ａ）〜（ｄ）に示したようにＩ軸上の２点に集約されるが、現実的にはズレが発生する。そのズレ分を表現できるように、Ｉ／Ｑデマッピング部３９の出力は、｛−１，１｝の硬値ではなく、軟値となる。例えば、出力ビット幅が４ビットであれば、−１，−０．８７５，−０．７５，…，−０．１２５，０，０．１２５，…，０．６２５，０．７５，０．８７５というように、−１から０．８７５までを０．１２５刻みとした１６値となる。
【００６２】
ＬＤＰＣデコーディング部４０は、誤り訂正を行うブロックである。送信したバイナリデータが雑音等の影響で誤って受信されていたとしても、予め与えていた冗長性を利用して誤りを訂正し、送信した通りのバイナリデータを得るためのブロックである。このＬＤＰＣデコーディング部４０では、入力信号は軟値であり、出力信号はバイナリデータである。
【００６３】
次に、本実施形態におけるチャネル品質の指標の算出方法について説明する。
【００６４】
図１に示した受信機のＩ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点は、理想的には図３（ａ）のように、Ｉ軸上の２点に集約される。座標で示すと（１，０）、（−１，０）の２点である。ヒストグラムで表現すると、同図（ｂ）のような２本の線となる。しかし、実際には、送信機の回路バラツキ、通信経路でのノイズ、受信機の回路バラツキ、受信機での残補正誤差などの影響によって、同図（ｃ）のように２点以外の点も取り得る。Ｑ軸方向の値を無視して、Ｉ軸方向の値のみでヒストグラムを作成すると、同図（ｄ）のような２つの山となる。
【００６５】
Ｉ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点から直接バイナリデータを得る場合、Ｉ軸方向の値のみを見て、値が０以上であれば１、０未満であれば０というように判別すれば良い。０を閾値とした閾値判別である。このときに問題となるのは、ヒストグラムの山の麓である。例えば、図３（ｄ）において、正側の山の左の麓は０未満の領域に突入している。この領域に値がある場合はバイナリデータを誤判別していることに相当する。ヒストグラムの山が急峻であれば誤判別が発生する可能性は低いが、緩やかになればなるほど、誤りが多くなる。チャネル品質が良好であるときには山は急峻であるが、悪化すると、緩やかになって行く。山の急峻さは、数学的には分散で表すことができ、この分散を求めれば、誤判別の率（ｂＥＲ）を求めることができ、チャネル品質を求めることが出来る。
【００６６】
分散σは、時刻ｊにおけるＩ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点のＩ軸方向の値をｘｊとすると、次式で求めることが出来る。
【００６７】
【数３】
2011048713.tif 000015
【００６８】
尚、前記分散の演算については、自乗よりも簡単な演算である絶対値演算で代替しても良い。
【００６９】
この式が本発明の実施形態におけるチャネル品質指標の算出方法であり、これが図１の分散算出部（分散算出手段）４５で行っている演算である。そして、この分散算出部４５で算出された分散σを用いて、前記ＢＰＦ２１、ＬＮＡ２１、ＲＦ発振器２３、９０°位相器２４、ＬＰＦ２８Ｉ、２８Ｑ、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑ、ＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８及びＩＱデマッピング部３９の少なくとも１つのパラメータをパラメータ制御部（パラメータ制御手段）４６により制御する。
【００７０】
尚、本実施形態では、分散算出部４５による分散σの算出は、Ｉ／Ｑデマッピング部３９の出力の信号点のＩ軸方向の値に基づいて行ったが、本発明はこれに限定されず、復調部Ｄの中間出力信号、特に、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの後段における信号の分散を算出すれば良い。以上説明したパラメータ制御の詳細については後述する。
【００７１】
ＬＤＰＣデコーディング部４０は、前述したように誤り訂正を行うブロックであるが、その誤り訂正能力には限界がある。ＬＤＰＣデコーディング部４０への入力信号が良好であれば、全く誤りのないバイナリデータを出力することができるが、入力信号が劣悪であれば誤りを訂正しきることが出来ず、幾つかの誤りが残ったバイナリデータを出力することになる。
【００７２】
ＬＤＰＣデコーディング部４０による誤り訂正能力の限界は、符号化効率によって大きく異なるが、例えば、ここではｂＥＲ＝１０−３を限界値と仮定する。ＬＤＰＣデコーディング部４０の入力信号は軟値であるが、その軟値を閾値判別したときのｂＥＲが１０−３よりも良いときには、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全てのビットエラーが訂正されて、全く誤りのない（ｂＥＲ＝０）出力を得ることが出来る。逆に、ｂＥＲが１０−３よりも悪いときには、誤りが残り、例えば、閾値判別結果がｂＥＲ＝１０−２であるような劣悪な入力を与えた場合には、出力はｂＥＲ＝１０−６までにしか誤りを訂正できない。ここから言えるのは、誤り訂正限界よりも少しでも良好な入力信号であれば、それで十分であると言うことでもある。前記ＡＧＣ／ＤＣＣ３５、ＩＭＣ（I/Q Imbalance Correction）部３６、ＳＳ（Symbol Synchronization）部３７、ＣＯＣ部３８などによる補正において、閾値判別によるｂＥＲを１０−４まで下げたとしても、ＬＤＰＣデコーディング部４０の出力を見ると、１０−３のときと何ら変わらず、何れもｂＥＲ＝０になるのである。
【００７３】
ＬＤＰＣデコーディング部４０の入力信号を閾値判別したときのｂＥＲと、前記演算式で示した分散σには相関があることは既に示した通りである。つまり、分散σを見ることにより、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界以内にあるかどうか判別することが可能である。
【００７４】
一例として、図３（ｄ）のヒストグラムの右側を考えてみる。ヒストグラム全体の面積のうち０以下の領域の面積の比率がｂＥＲとなる。ヒストグラムは正規分布に従うとする。平均値は１である。このとき、分散が０．３２３６であればｂＥＲ＝０．００１となる。σ＞０．３２３６のときはｂＥＲ＞０．００１、σ＜０．３２３６のときはｂＥＲ＜０．００１となる。つまり、σ＝０．３２３６が誤り訂正限界となるのである。ここでのσ＝０．３２３６という数値はあくまでも単なる例であるので、以下では、一般性を持たせるために、分散の基準値と呼ぶことにする。
【００７５】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＬＮＡ２２の増幅度を再考してみる。もし、ＬＮＡ２２の増幅度が最大であれば、１段階落としてみる。これにより、ＬＮＡ２２の出力信号の振幅が小さくなるため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較する。まだ小さければ、更にＬＮＡ２２の増幅度を１段階下げてみる。そして分散σを求めて基準値と比較する。その結果、基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうので、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでＬＮＡ２２の増幅度を下げる。このようにＬＮＡ２２の増幅度を下げると、消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正できる。従って、チャネル品質とＬＮＡ２２での消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることが可能となる。
【００７６】
（実施形態２）
次に、本発明の実施形態２を説明する。本実施形態は、分散算出部４５で算出した分散σを用いて受信側のＢＢ発振器２９の発振周波数を制御する実施形態である。
【００７７】
受信側のＢＢ発振器２９の周波数は、高ければ高いほどチャネル品質を向上させることが出来るが、消費電力は大きくなる。
【００７８】
発振周波数を上げると、単位時間当たりのサンプリング数が増える、つまり時間分解能が向上し、ＳＳ部３７によるシンボル同期性能を向上させることができる。すなわち、チャネル品質を向上させることが出来る。
【００７９】
しかし、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑも、デジタル部もＢＢ発振器２９の発振周波数で動作しているため、周波数が倍になると、電力消費量も倍増することになる。
【００８０】
そこで、ＢＢ発振器２９の発振周波数と、チャネル品質と、消費電力との最適ポイントの探索のために、分散σを用いる。
【００８１】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＢＢ発振器２９の発振周波数を再考してみる。もし、ＢＢ発振器２９の発振周波数が４倍オーバーサンプルの７．０４ＧＨｚであれば、２倍オーバーサンプルの３．５２ＧＨｚに落としてみる。これにより、時間分解能が小さくなるため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較し、まだ小さければ、更にＢＢ発振器２９の発振周波数を下げる。例えば１．５倍オーバーサンプルの２．６４ＧＨｚに落とす。そして、分散σを求めて基準値と比較する。基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうため、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでＢＢ発振器２９の発振周波数を下げる。このようにＢＢ発振器２９の発振周波数を下げると、消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正できる。
【００８２】
すなわち、ＢＢ発振器２９の発振周波数とチャネル品質と消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることができる。
【００８３】
（実施形態３）
更に、本発明の実施形態３を説明する。本実施形態は、分散算出部４５で算出した分散σを用いて受信側のＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能を制御する実施形態である。
【００８４】
ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能、つまりＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの出力のビット幅を増やすと、振幅方向の量子化誤差を小さくすることが出来る。すなわち、チャネル品質を向上させることが出来る。しかし、このＡＤＣ分解能が高いと、電力消費量も増加することになる。
【００８５】
そこで、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能とチャネル品質と消費電力との最適ポイント探索のために、分散σを用いる。
【００８６】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能を再考してみる。もし、ＡＤＣ分解能が４ビット１６階調であったならば、３ビット８階調に落としてみる。これにより、量子化誤差が大きくなるため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較し、まだ小さければ、更にＡＤＣ分解能を下げてみる。例えば２ビット４階調に落としてみる。そして、分散σを求めて基準値と比較する。基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうので、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでＡＤＣ分解能を落とす。従って、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑのの分解能を小さくして消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正できる。
【００８７】
すなわち、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能とチャネル品質と消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることができる。
【００８８】
（実施形態４）
続いて、本発明の実施形態４を説明する。本実施形態は、分散算出部４５で算出した分散σを用いてＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８などのデジタルブロックの演算精度を制御する実施形態である。
【００８９】
図１に示したＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８などのデジタル演算ブロックの演算精度を向上させると、チャネル品質を向上させることが出来るが、消費電力が増加する。
【００９０】
例えば、ＳＳ部３６の補間フィルタをＦＩＲフィルタで構成している場合、このフィルタのタップ数、タップ係数のビット幅を増やすと、演算精度が向上し、より正確なシンボル同期を行うことが出来るようになり、チャネル品質は向上する。しかし、タップ数を増やし又は係数ビット幅を増やすと、演算量が多くなり、消費電力が増加する。
【００９１】
そこで、ＳＳ部３６の演算精度とチャネル品質と消費電力との最適ポイント探索のために、分散σを用いる。
【００９２】
分散σを算出して値が基準値よりも大幅に小さかった場合、チャネル品質はかなり良好であると言える。この場合、ＳＳ部３６の補間フィルタの演算精度を再考してみる。もし、補間フィルタのタップ数が６であれば、４に落としてみる。これにより、補間精度が悪化するため、チャネル品質は劣化するが、ここでまた更に分散σを算出して基準値と比較し、まだ小さければ、更にタップ数を小さくしてみる。例えばタップ数２の線形補間型にまで軽量化してみる。そして、再度、分散σを求めて基準値と比較する。基準値よりも大きくなると、ＬＤＰＣデコーディング部４０の誤り訂正限界を超えてしまうので、ある程度マージンを持たせて、基準値よりもやや小さい程度になるまでタップ数を減らす。従って、ＳＳ部３６の補間フィルタのタップ数を減らして消費電力を削減でき、且つ分散σは基準値よりも小さいので、ＬＤＰＣデコーディング部４０によって全ての誤りを訂正することができる。
【００９３】
よって、ＩＭＣ部３６、ＳＳ部３７、ＣＯＣ部３８などのデジタル演算ブロックの演算精度とチャネル品質と消費電力との最適ポイントを、分散σによって見つけることができる。
【００９４】
以上では、ＬＮＡ２２の増幅度、ＢＢ発振器２９の発振周波数、ＡＤＣ３０Ｉ、３０Ｑの分解能、デジタル演算ブロック３５〜３８の演算精度などのパラメータを分散σによって最適化する例を挙げたが、これら以外にも本指標σによって制御可能であるパラメータは存在し、以下に列挙する。
【００９５】
ＢＰＦ：通過特性（全域を通過、広い帯域を通過、狭い帯域を通過）
ＬＮＡ：ゲイン
ＲＦ発振器：ジッタ抑制量
９０°移相器：位相インバランス補正量
ＬＰＦ：全域を通過、広い帯域を通過、狭い帯域を通過
ＢＢ発振器：発振周波数
ＡＤＣ：分解能（ビット数）
ＡＧＣ／ＤＣＣ：制御頻度
Ｉ／Ｑインバランス補正：随時補正あり／なし、演算精度（内部演算ビット幅）
シンボル同期：随時同期あり／なし、演算精度（内部演算ビット幅）
キャリアオフセット補正：随時補正あり／なし、演算精度（内部演算ビット幅）
（実施形態５）
次に、本発明の実施形態５を説明する。本実施形態は、図１に示した受信機と図２に示した送信機とを含む送受信システムに関する。
【００９６】
本実施形態の送受信システムを図６に示す。
【００９７】
同図において、例えば携帯端末などの送受信システムＡのＭＡＣ（Media Access Control）部５０でバイナリデータが作られ、ＰＨＹ送信系５１で変調されて、送信アンテナ５２から電波が送出される。
【００９８】
例えば据置型ビデオデッキなどの送受信システムＢの受信アンテナ６０で電波を受信し、図１の受信機を含むＰＨＹ受信系６１で復調される。復調と同時に、このＰＨＹ受信系６１内の分散算出部で指標σが算出される。算出された指標σはＭＡＣ部６２を経由してＰＨＹ送信系６３で変調され、送信アンテナ６４から電波となって送出される。
【００９９】
送受信システムＡでは、受信アンテナ５３で前記送受信システムＢからの電波を受信し、ＰＨＹ受信系５４で復調される。ＭＡＣ部５０では、受信した指標σを解釈し、この指標σが良好である場合には送信アンテナ５２の手前の送信アンプ（図示せず）のゲインを下げて、送信パワーを抑制する。
【０１００】
従って、本実施形態では、指標σを受け取った通信相手先の送受信システムＡにおいても、この受け取った指標σを基にして送信パワーを制御するので、この通信相手先の消費電力も削減することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【０１０１】
以上説明したように、本発明は、ｂＥＲとの相関が強く且つ従来の指標ＭＥＲのように除算や対数演算がなくてコンパクトな指標である分散σを信号品質指標として用いて、この指標σが良好になるように受信機や送受信システムの種々のブロックを細かく制御して、性能と消費電力との最適化を図ることができるので、受信機や送受信システムに利用して有用である。
【符号の説明】
【０１０２】
２１              ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２２              ＬＮＡ（ローノイズ増幅器）
２３              ＲＦ発振器
２４              ９０°位相器
２８Ｉ、２８Ｑ    ＬＰＦ
２９              ＢＢ発振器（ベースバンド発振器）
３０Ｉ、３０Ｑ    ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）
３５              ＡＧＣ／ＤＣＣ
（自動ゲイン制御器及びＤＣオフセットキャンセラ）
３６              ＩＭＣ部
（ＩＱインバランス補正器、デジタル演算ブロック）
３７              ＳＳ部（デジタル演算ブロック）
３８              ＣＯＣ部（デジタル演算ブロック）
３９              Ｉ／Ｑデマッピング部
４０              ＬＤＰＣデコーディング部（誤り訂正ブロック）
４５              分散算出部（分散算出手段）
４６              パラメータ制御部（パラメータ制御手段）
５０、６２        ＭＡＣ部
５１、６３        ＰＨＹ送信系
５２、６４        送信アンテナ
５４、６１        ＰＨＹ受信系
５３、６０        受信アンテナ
Ａ、Ｂ            送受信システム
Ｄ                復調部
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を復調する復調部を備えた受信機であって、
前記復調部の中間出力信号の分散を信号品質の指標として算出する分散算出手段を備えた
ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記請求項１記載の受信機において、
前記復調器は、アナログ／デジタル変換器を有し、
前記分散算出手段は、前記アナログ／デジタル変換器の後段における信号の分散を算出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項３】
前記請求項１記載の受信機において、
前記分散算出手段による分散σの算出は、
時刻ｊでの信号の値をｘｊとして、下記式
【数４】
2011048713.tif 000016
に基づいて行われる
ことを特徴とする受信機。
【請求項４】
前記請求項１記載の受信機において、
前記分散算出手段により算出された分散を受け、この分散が良好になるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御するパラメータ制御手段を備えた
ことを特徴とする受信機。
【請求項５】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、前記受信信号を増幅するローノイズ増幅器であり、
前記パラメータ制御手段は、前記ローノイズ増幅器の増幅度を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、ベースバンド発振器であり、
前記パラメータ制御手段は、前記ベースバンド発振器の発振周波数を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項７】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、アナログ／デジタル変換器であり、
前記パラメータ制御手段は、前記アナログ／デジタル変換器の出力ビット幅を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項８】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックは、デジタル演算ブロックであり、
前記パラメータ制御手段は、前記デジタル演算ブロックの演算精度を制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項９】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部に備えるブロックには、バンドパスフィルタ、ＲＦ発振器、自動ゲイン制御器、ＤＣオフセットキャンセラ、シンボル同期器、又はキャリアオフセット補正器が含まれる
ことを特徴とする受信機。
【請求項１０】
前記請求項４記載の受信機において、
前記受信信号には、Ｉ／Ｑ平面にマッピングされたバイナリデータが含まれ、
前記復調部に備えるブロックには、９０°位相器又はＩＱインバランス補正器が含まれる
ことを特徴とする受信機。
【請求項１１】
前記請求項４記載の受信機において、
前記復調部には、誤り訂正ブロックが備えられ、
前記パラメータ制御手段は、前記分散算出手段により算出される分散が、前記誤り訂正ブロックの誤り訂正限界値に対応した値に近くなるように、前記復調部に備えるブロックのパラメータを制御する
ことを特徴とする受信機。
【請求項１２】
前記請求項１〜１１の何れか１項に記載の受信機と、
前記受信機に対して送信信号を送信する送信機とを備えた
ことを特徴とする送受信システム。
【請求項１３】
前記請求項１２記載の送受信システムにおいて、
前記受信機は、前記分散算出手段により算出された分散を前記送信機に送信し、
前記送信機は、前記受信機から送信された前記分散に基づいて、前記送信信号の送信パワーを制御する
ことを特徴とする送受信システム。
【請求項１４】
前記請求項１２記載の送受信システムにおいて、
前記送信信号は、ミリ波帯の信号である
ことを特徴とする送受信システム。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図３】
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【国際調査報告】
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