(57)【要約】  直流電源に接続されるリアクトル（Ｌ）と、リアクトル（Ｌ）に接続され、複数のスイッチング素子（Ｓ１），（Ｓ２）、当該スイッチング素子（Ｓ１），（Ｓ２）のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ（Ｃｆ）、及び充放電コンデンサ（Ｃｆ）の充電経路と放電経路とを与える複数のダイオード（Ｄ１），（Ｄ２）を有している直流電圧変換部（Ａ）と、直流電圧変換部（Ａ）に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサ（Ｃｏ１），（Ｃｏ２）を有する出力側の平滑コンデンサ（Ｃｏ）と、充放電コンデンサ（Ｃｆ）の負極側端子と各分圧コンデンサ（Ｃｏ１），（Ｃｏ２）の相互の接続点との間に接続線が設けられ、この接続線に設置された電圧均等化用のスイッチ素子（Ｄｆ）とを備えている。
2011092932.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続されるリアクトルと、
上記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、及び上記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有している直流電圧変換部と、
上記直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサと、
上記充放電コンデンサの負極側端子と上記各分圧コンデンサの相互の接続点との間に設けられた接続線に設置された電圧均等化用のスイッチ素子と、
を備えたＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項２】
上記電圧均等化用のスイッチ素子に対して直列に電流制限抵抗が接続されている請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項３】
上記電圧均等化用のスイッチ素子に対して逆直列にツェナーダイオードが接続されている請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項４】
上記電圧均等化用のスイッチ素子は、ダイオード、または上記直流電圧変換部のスイッチング素子が全て制御停止状態の場合にオンされるノーマリーオンタイプのスイッチである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項５】
上記充放電コンデンサの端子間電圧は、上記出力側の平滑コンデンサを構成する分圧コンデンサの高圧側端子と次の分圧コンデンサとの接続点との間の電圧よりも大きな電圧になるように制御される請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項６】
上記充放電コンデンサの正極側端子と、上記分圧コンデンサの互いの接続点との間に電流還流用のダイオードが接続されている請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項７】
上記電流還流用のダイオードに対して直列に電流制限抵抗が接続されている請求項６に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項８】
直流電源と並列に接続され、直流電圧を平滑化する平滑コンデンサであって、相互に直列接続された複数の分圧コンデンサからなる入力側の平滑コンデンサと、
上記直流電源に接続されるリアクトルと、
上記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、及び上記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有している直流電圧変換部と、
上記直流電圧変換部に接続された出力側の平滑コンデンサと、
上記充放電コンデンサの負極側端子と上記入力側の平滑コンデンサの各分圧コンデンサの相互の接続点との間に設けられた接続線に設置された電圧均等化用のスイッチ素子と、
を備えたＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項９】
上記電圧均等化用のスイッチ素子は、上記直流電圧変換部のスイッチング素子が全て制御停止状態の場合にオンされるノーマリーオンタイプのスイッチである請求項８に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１０】
上記充放電コンデンサの正極側端子と負極端子との間に、上記充放電コンデンサの蓄積電荷を放電するための放電抵抗が設けられている請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１１】
上記放電抵抗の抵抗値は、上記放電抵抗を流れる電流値が上記スイッチング素子の漏れ電流よりも大きくなるような抵抗値に設定されている請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１２】
上記ダイオード又は上記スイッチング素子の少なくともいずれか一方は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を昇圧又は降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、半導体スイッチのオンオフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギー蓄積と放出の量をコントロールして直流から直流への電圧変換を行っている。また、このリアクトルは大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形、軽量化する技術が示されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開昭６１−９２１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、通常動作時は充放電コンデンサの端子間電圧を任意の値に制御できるため、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオードに印加される電圧をほぼ均等にすることができる。【０００５】
しかし、例えば、制御電源がスタンバイしていないためにスイッチング素子が動作を停止している場合や、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に何らかの異常が発生して、その波及故障を防止するために、スイッチング素子が動作を停止している場合など、スイッチング素子がオン／オフ制御されていない状態（以下、制御停止状態という）にある場合に、直流電源の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、以下の問題が発生する。すなわち、上記の場合、スイッチング素子がオフしているために出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎとほぼ同電位となるが、充放電コンデンサの端子間電圧はゼロとなるため、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオードに全電圧が印加されてしまう。その結果、直流電圧変換部のスイッチング素子とダイオードが過電圧破壊される恐れがある。【０００６】
このような不具合発生を防止するためには、スイッチング素子とダイオードの素子耐圧を入力電圧最大値よりも大きくする必要があり、このため、余分なコスト増加や効率低下の要因となっていた。【０００７】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子が制御停止状態にあるときに直流電源の入力端子に電圧が印加された場合でも、充放電コンデンサの端子間電圧を常に所望の値に保つことができるようにすることを目的とする。そして、直流電圧変換部のスイッチング素子やダイオードに低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能となり、これによって低コストで高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電源に接続されるリアクトルと、
上記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、及び上記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有している直流電圧変換部と、
上記直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサと、
上記充放電コンデンサの負極側端子と上記各分圧コンデンサの相互の接続点との間に設けられた接続線に設置された電圧均等化用のスイッチ素子とを備えている。【０００９】
また、この発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電源と並列に接続され、直流電圧を平滑化する平滑コンデンサであって、相互に直列接続された複数の分圧コンデンサからなる入力側の平滑コンデンサと、
上記直流電源に接続されるリアクトルと、
上記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、及び上記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有している直流電圧変換部と、
上記直流電圧変換部に接続された出力側の平滑コンデンサと、
上記充放電コンデンサの負極側端子と上記入力側の平滑コンデンサの各分圧コンデンサの相互の接続点との間に設けられた接続線に設置された電圧均等化用のスイッチ素子とを備えている。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置によれば、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子が制御停止状態にあるときに直流電源の入力端子に電圧が印加された場合、充放電コンデンサから電圧均等化用のスイッチ素子および分圧コンデンサの一部を経由して充電電流が流れることにより、充放電コンデンサの端子間電圧は、平滑コンデンサを構成する各分圧コンデンサの分圧電位に応じた電圧に保たれる。このため、スイッチング素子やダイオードといった半導体素子に印加される電圧を均等化することができる。これにより、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、その結果、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【図２】図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードを示す説明図である。
【図３】図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の昇圧比が２倍以下の時の動作説明図である。
【図４】図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の昇圧比が２倍以上の時の動作説明図である。
【図５】図１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、直流電圧変換部のスイッチング素子が制御停止状態にあるときに直流電圧が入力端子に加わった場合の動作説明図である。
【図６】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の変形例を示す回路構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【図８】図７のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作説明図である。
【図９】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【図１０】図９のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【図１３】図１２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作説明図である。
【図１４】この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図である。
【００１３】
この実施の形態１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、図外の直流電源からＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧ＶｏｕｔをＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力するものである。そして、このＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する入力側の平滑コンデンサＣｉと、エネルギー蓄積用のリアクトルＬと、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔまで昇圧する直流電圧変換部Ａと、この直流電圧変換部Ａで昇圧された後の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する出力側の平滑コンデンサＣｏを備える。直流電圧変換部Ａは、２つのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２、２つのダイオードＤ１及びＤ２、並びに充放電コンデンサＣｆを有する。各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、例えばＭＯＳＦＥＴからなり、ここではゲート信号がＨｉｇｈの時にオンする。
【００１４】
この実施の形態１の特徴として、出力側の平滑コンデンサＣｏは、２つの分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２を直列接続して構成され、さらに電圧均等化用のスイッチ素子としてのダイオードＤｆを備えている。
【００１５】
入力側の平滑コンデンサＣｉは、その高圧側端子が入力端子ＶＬに、その低圧側端子が基準電圧端子Ｖｃｏｍに接続されている。出力側の平滑コンデンサＣｏを構成する２つの分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の内、一方の分圧コンデンサＣｏ１の低圧側端子が基準電圧端子Ｖｃｏｍに、他方の分圧コンデンサＣｏ２の高圧側端子が出力端子ＶＨに接続されている。直流電圧変換部Ａを構成する２つのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２と２つのダイオードＤ１及びＤ２は順次直列接続されている。そして、スイッチング素子Ｓ１のソース端子は基準電圧端子Ｖｃｏｍに、ダイオードＤ２のカソード端子は出力端子ＶＨに、スイッチング素子Ｓ２のドレイン端子とダイオードＤ１のアノード端子の接続点はリアクトルＬを介して入力端子ＶＬに接続されている。また、充放電コンデンサＣｆは、その低圧側端子がスイッチング素子Ｓ１のドレイン端子とスイッチング素子Ｓ２のソース端子との接続点に接続され、その高圧側端子がダイオードＤ１のカソード端子とダイオードＤ２のアノード端子との接続点に接続されている。さらに、電圧均等化用のダイオードＤｆは、そのアノード端子が充放電コンデンサＣｆの低圧側端子に接続され、そのカソード端子が分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の接続点に接続されている。
【００１６】
制御回路１０は、直流電圧変換部Ａの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオン／オフを制御するための回路であり、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に対してそれぞれゲート信号Ｇｓ１、Ｇｓ２を出力する。制御回路１０には、入力電圧検出値Ｖｉｎｓ、出力電圧検出値Ｖｏｕｔｓ、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧検出値Ｖｃｆｓ、分圧コンデンサＣｏ１の端子間電圧検出値Ｖｃｏ１ｓ、分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧検出値Ｖｃｏ２ｓが入力されている。また、制御回路１０には、上位コントローラ（図示せず）から出力電圧指令値Ｖｏ＊または入力電圧指令値Ｖｉ＊が入力され、さらに充放電コンデンサＣｆの電圧指令値Ｖｃｆ＊が入力されている。なお、これらの指令値Ｖｏ＊、Ｖｉ＊、Ｖｃｆ＊は制御回路１０内で生成してもよい。そして、制御回路１０は、例えば、出力電圧指令値Ｖｏ＊、出力電圧検出値Ｖｏｕｔｓ、充放電コンデンサＣｆの電圧指令値Ｖｃｆ＊及び電圧検出値Ｖｃｆｓに基づいて、ゲート信号Ｇｓ１、Ｇｓ２を生成して出力する。また、入力電圧検出値Ｖｉｎｓは入力電圧Ｖｉｎを制御する場合に必要となり、分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の端子間電圧検出値Ｖｃｏ１ｓ、Ｖｃｏ２ｓは過電圧保護等を設ける場合に必要となる。
【００１７】
次に、このＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン／オフ制御されて出力電圧が安定して得られている時の状態をいう。
【００１８】
図２に示すように、定常状態におけるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の動作モードとしては、モード１〜モード４の４つがある。モード１は、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオフとなり、充放電コンデンサＣｆにエネルギーを蓄積する。モード２は、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオンとなり、充放電コンデンサＣｆのエネルギーを放出する。モード３は、スイッチング素子Ｓ１とＳ２が共にオフとなり、リアクトルＬのエネルギーを放出する。モード４は、スイッチング素子Ｓ１とＳ２が共にオンとなり、リアクトルＬにエネルギーを蓄積する。これらの動作モードの時比率を適宜調整することで、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。
【００１９】
上記ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比Ｎが２倍以下の場合と、２倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。
【００２０】
（１）まず、昇圧比Ｎが２倍以下の場合（Ｎ≦２の場合）の動作について説明する。
図３は、昇圧比Ｎが２倍以下の場合の、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬの電流波形ＩＬと、充放電コンデンサＣｆの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆを示している。また、定常状態では、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、以下のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ
【００２１】
スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオフとなるため、以下の経路で平滑コンデンサＣｉからリアクトルＬと充放電コンデンサＣｆに、エネルギーが移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｓ１
【００２２】
次に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗの状態（モード３）では、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオフとなるため、以下の経路でリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣｉに重畳して、各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００２３】
次に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサＣｆに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣｉに重畳して各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に移行するとともに、リアクトルＬにエネルギーを蓄積する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｃｆ→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００２４】
次に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗの状態（モード３）では、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオフとなるため、以下の経路でリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣｉに重畳して、各分圧コンデンサＣｏ１、Ｃｏ２に移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００２５】
この一連の動作の繰り返しにより、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍の任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【００２６】
（２）次に、昇圧比Ｎが２倍以上の場合（Ｎ≧２の場合）の動作について説明する。
図４は、昇圧比Ｎが２倍以上の場合の、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬの電流波形ＩＬと、充放電コンデンサＣｆの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆを示している。定常状態では、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、以下のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ
【００２７】
スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオンとなるため、以下の経路で平滑コンデンサＣｉからリアクトルＬにエネルギーが移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｓ１
【００２８】
次に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオフとなるため、以下の経路でリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサＣｉに重畳して充放電コンデンサＣｆに移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｓ１
【００２９】
次に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオンとなるため、以下の経路で平滑コンデンサＣｉからリアクトルＬにエネルギーが移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｓ１
【００３０】
次に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオンとなるため、以下の経路でリアクトルＬと充放電コンデンサＣｆに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣｉに重畳して各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｃｆ→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００３１】
この一連の動作の繰り返しにより、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【００３２】
次に、上述のように、制御電源がスタンバイしていないためにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が動作を停止している場合や、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に何らかの異常が発生してその波及効果を防止するためにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が動作を停止している場合など、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン／オフ制御されていない状態（制御停止状態）にある時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合の動作について、図５を参照して説明する。
【００３３】
図５に示すように、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共に制御停止状態の時には、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はオフ状態のため、下記の３経路に電流が流れることで、各々のコンデンサＣｆ，Ｃｏ１，Ｃｏ２が充電される。
ＶＬ→Ｃｉ→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｄｆ→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
【００３４】
これより、入力電圧Ｖｉｎは、平滑コンデンサＣｉに印加されるのと同時に、互いに並列接続された充放電コンデンサＣｆと分圧コンデンサＣｏ２との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサＣｏ１とに印加されることになる。その結果、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、
Ｖｃｆ＝｛Ｃｏ２／（Ｃｆ＋Ｃｏ１＋Ｃｏ２）｝×Ｖｉｎ
となる。なお、上記式の中で、Ｃｆ、Ｃｏ１、Ｃｏ２は、それぞれ充放電コンデンサＣｆ、分圧コンデンサＣｏ１、分圧コンデンサＣｏ２の静電容量を示す。
【００３５】
そして、Ｃｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２とすると、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、
Ｖｃｆ≒Ｖｉｎ／２
となる。
【００３６】
ここで、一方のスイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ２は、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆと等しいので、上記の式からＶｉｎ／２となる。また、他方のスイッチング素子Ｓ１のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ１は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間電圧であるＶｏｕｔから充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆの差分となるので、
Ｖｄｓ１＝Ｖｏｕｔ−Ｖｃｆ＝Ｖｉｎ−Ｖｉｎ／２＝Ｖｉｎ／２
となる。
【００３７】
このように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態で、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオフの時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合でも、電圧均等化用のダイオードＤｆを設けることで、各分圧コンデンサＣｏ２，Ｃｏ１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１のアンバランスを無くすことができる。そして、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧は、共にＶｉｎ／２に均等化される。このため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００３８】
ところで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が図２に示したような定常状態にあるときには、上述のように充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御していると説明した。ここで、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１よりも少しだけ大きい値になるように制御することで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置をより一層安定的に動作させることが可能となる。この理由について以下説明する。
【００３９】
スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオンとなる動作モード２では、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２より大きい場合は、上述したように以下の経路で電流が流れる。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｃｆ→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００４０】
しかし、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２より小さい場合は、ダイオードＤ２に逆バイアスが印加されるため、電流経路は以下の経路となる。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｄｆ→Ｃｏ１
【００４１】
この経路で電流が継続的に流れた場合、一方の分圧コンデンサＣｏ２よりも他方の分圧コンデンサＣｏ１に充電される電荷量が増えるため、両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを引き起こし、最悪、片方の分圧コンデンサＣｏ１の過電圧破壊に至る可能性がある。
【００４２】
また、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオフとなる動作モード３においても、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２より小さい場合は、ダイオードＤ２に逆バイアスが印加されるため、電流経路は以下の経路となる。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｄｆ→Ｃｏ１
【００４３】
この経路で電流が継続的に流れた場合、一方の分圧コンデンサＣｏ２よりも他方の分圧コンデンサＣｏ１に充電される電荷量が増えるため、両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを引き起こし、最悪、片方の分圧コンデンサＣｏ１の過電圧破壊に至る可能性がある。
【００４４】
このような不安定動作を防止するためには、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆを、一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２以上の値に維持すればよい。具体的には、リプル電圧を考慮した充放電コンデンサＣｆの端子間電圧の最小値Ｖｃｆ（ｍｉｎ）が、一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧の最大値Ｖｃｏ２（ｍａｘ）以上の値となるように制御すればよい。すなわち、
Ｖｃｆ（ｍｉｎ）≧Ｖｃｏ２（ｍａｘ）
となるように設定することで、上述した両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを引き起こすなどの不安定動作を排除することが可能となる。
【００４５】
なお、上記の実施の形態１では、充放電コンデンサＣｆの負極側端子と両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点との間に電圧均等化用のダイオードＤｆを設けているが、図６に示すように、ダイオードＤｆに加えて電流制限抵抗Ｒｆを直列接続した構成としてもよい。この構成にすれば、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２以下になった場合に、電流制限抵抗Ｒｆによって電圧均等化用のダイオードＤｆを流れる電流が低減されるため、両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に生じる電圧アンバランスをさらに抑制することが可能となる。
【００４６】
また、この実施の形態１では、充放電コンデンサＣｆの負極側端子と両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点との間にダイオードＤｆを設けた構成として説明したが、このダイオードＤｆに代えて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態のときにオンし、定常状態でスイッチング動作をしている時にはオフする、いわゆるノーマリーオンタイプのリレーを設けても、同様の効果が得られる。
【００４７】
このように、この実施の形態１によれば、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態にある時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合でも、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧を均等化できるため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００４８】
その場合、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆを、一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも少しだけ大きな値となるように制御することで、互いに直列接続された分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを一層確実に防止することが可能となり、安定動作が可能な信頼性の高いＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００４９】
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００５０】
上記の実施の形態１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置との相違点は、電圧均等化用のダイオードＤｆと、出力側の平滑コンデンサＣｏを構成する分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の接続点との間に、ツェナーダイオードＤｚが挿入されていることである。
その他の構成、およびＤＣ／ＤＣ電力変換装置の基本動作は、実施の形態１と同様であるから、ここではツェナーダイオードＤｚを挿入したことによる意義についてさらに詳しく説明する。
【００５１】
上記の実施の形態１の構成の説明で、定常状態においてＤＣ／ＤＣ電力変換装置をより安定に動作させるためには、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆを出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１よりも少しだけ大きい電圧になるように制御していた。しかし、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１よりも極端に大きくなった場合、リアクトルＬのリプル電流が増加し、リアクトル損失の増加や、リアクトル騒音の増加といった問題が発生する。
【００５２】
図８は、一例として、定常状態において昇圧比Ｎが２倍以下の場合の、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号電圧波形、リアクトルＬの電流波形ＩＬ、充放電コンデンサＣｆの電流波形Ｉｃｆ、および充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆの関係を示している。
【００５３】
図８において、リアクトル電流ＩＬの一点鎖線の波形は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１の時の波形を示し、リアクトル電流ＩＬの実線の波形は充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１よりも大きくなった時の波形を示している。
【００５４】
定常状態において、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１よりも大きくなると、モード１の時にリアクトルに印加される電圧と、モード２の時にリアクトルに印加される電圧とが異なるため、モード１の時とモード２の時のリアクトル電流の電流変化率が変化する。その結果、リアクトルＬのリプル電流は、スイッチング周波数（１／Ｔｓ）の２倍の周波数成分と、スイッチング周波数と等倍の周波数成分を含有することになる。
【００５５】
このように、リアクトルＬに低い周波数成分のリプル電流が流れると、リアクトル損失やリアクトル騒音が増加する。低周波のリプル電流成分を低減するためには、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆを出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１に近づけることが望ましい。しかし、一方において、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１に極端に近づくと、前述のように両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを引き起こし、最悪、分圧コンデンサＣｏ１の過電圧破壊に至るなどの不具合が生じる。
【００５６】
そこで、この実施の形態２では、ダイオードＤｆと、分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の接続点との間に、ツェナーダイオードＤｚを挿入した。これによって、スイッチング素子の制御停止状態において分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスの発生を抑制してＤＣ／ＤＣ電力変換装置の安定動作を確保するとともに、定常状態においてリアクトルＬに流れる低周波のリプル電流成分を低減するようにしている。以下、ツェナーダイオードＤｚを設けた場合の作用、効果について説明する。
【００５７】
まず、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態の時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合について説明する。
【００５８】
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態のときは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は共にオフであり、このときＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、ツェナーダイオードＤｚが導通して下記の３経路に電流が流れることで、各コンデンサＣｆ，Ｃｏ２，Ｃｏ１が充電される。
ＶＬ→Ｃｉ→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｄｆ→Ｄｚ→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
【００５９】
これより、入力電圧Ｖｉｎは、入力側の平滑コンデンサＣｉに印加されると同時に、ツェナーダイオードＤｚを介して互いに並列接続された充放電コンデンサＣｆと分圧コンデンサＣｏ２との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサＣｏ１とに印加されることになる。その結果、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、
Ｖｃｆ＝｛Ｃｏ１／（Ｃｆ＋Ｃｏ１＋Ｃｏ２）｝×（Ｖｉｎ−２×Ｖｚｄ）
となる。ここで、Ｃｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２とすると、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、
Ｖｃｆ≒Ｖｉｎ／２−Ｖｚｄ
となる。なお、ＶｚｄはツェナーダイオードＤｚの端子間電圧、Ｃｆ、Ｃｏ１、Ｃｏ２はそれぞれ充放電コンデンサＣｆ、分圧コンデンサＣｏ１、分圧コンデンサＣｏ２の静電容量を示す。
【００６０】
一方のスイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ２は、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆと等しいので、（Ｖｉｎ／２−Ｖｚｄ）となる。また、他方のスイッチング素子Ｓ１のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ１は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間電圧から充放電コンデンサＣｆの端子間電圧の差分となるので、
Ｖｄｓ１＝Ｖｏｕｔ−Ｖｃｆ＝Ｖｉｎ／２＋Ｖｚｄ
となる。
【００６１】
このように、ダイオードＤｆと分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の接続点との間に、ツェナーダイオードＤｚを挿入することにより、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態で、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共にオフのときに、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合には、ツェナーダイオードＤｚが導通することで、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧をほぼ均等化できる。このため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００６２】
次に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン／オフ制御されて安定化された出力電圧が得られている定常動作の場合について説明する。
【００６３】
まず、定常状態において、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオンとなるモード２では、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧ＶｃｆとツェナーダイオードＤｚの降伏電圧Ｖｚｄの合算値と、一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２の大小関係で電流経路が変化する。
【００６４】
両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを発生させないためには、ツェナーダイオードＤｚを非導通状態にすればよい。すなわち、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧ＶｃｆとツェナーダイオードＤｚの降伏電圧Ｖｚｄの合算値を一方の分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも大きくなるように、つまりＶｃｆ＋Ｖｚｄ≧Ｖｃｏ２とすればよい。この時の電流経路は、以下の経路となる。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ２→Ｃｆ→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００６５】
また、定常状態において、スイッチング素子Ｓ１がオフ、スイッチング素子Ｓ２がオフとなる動作モード３においても、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧ＶｃｆとツェナーダイオードＤｚの降伏電圧Ｖｚｄの合算値と、平滑コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２の大小関係で電流経路が変化する。
【００６６】
両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスを発生させないためには、ツェナーダイオードＤｚを非導通状態にすればよい。すなわち、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧ＶｃｆとツェナーダイオードＤｚの降伏電圧Ｖｚｄの合算値を分圧コンデンサＣｏ２の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも大きくなるように、つまりＶｃｆ＋Ｖｚｄ≧Ｖｃｏ２とすればよい。この時の電流経路は、以下の経路となる。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【００６７】
したがって、定常状態におけるモード２、モード３での不安定動作を防止するためには、ツェナーダイオードＤｚの降伏電圧Ｖｚｄは、
Ｖｚｄ≧Ｖｃｏ２（ｍａｘ）−Ｖｃｆ（ｍｉｎ）
を満足する値に設定すればよい。ここに、Ｖｃｆ（ｍｉｎ）はリプル電圧を考慮した充放電コンデンサＣｆの端子間電圧の最小値、Ｖｃｏ２（ｍａｘ）は平滑コンデンサＣｏ２の端子間電圧の最大値である。
【００６８】
このように、この実施の形態２によれば、ダイオードＤｆと分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点との間にツェナーダイオードＤｚを挿入し、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態の時にＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合はツェナーダイオードＤｚをオンにすることで、両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスの発生を防止して両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧をほぼ均等化する。また、定常状態では、ツェナーダイオードＤｚがオフになるように、ツェナーダイオードＤｚの降伏電圧Ｖｚｄを適切に設定することでリアクトルＬを流れる低周波のリプル電流成分の低減を図る。したがって、この実施の形態２では、分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の電圧アンバランスの発生の抑制と、リアクトルＬに流れる低周波のリプル電流成分の低減とを両立させることができるため、低損失、低騒音で、かつ安定動作が可能な信頼性の高いＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００６９】
なお、この実施の形態２では、ダイオードＤｆと分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点との間にツェナーダイオードＤｚを挿入したが、先の図７について説明した場合と同様、ツェナーダイオードＤｚと直列にさらに電流制限抵抗を挿入しても同様の効果が得られる。
【００７０】
実施の形態３．
図９は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００７１】
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に接続される負荷には、電力を一方的に消費する負荷だけでなく、回生電力が発生するような負荷が接続される場合がある。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の出力側に回生電力が発生するような負荷が接続されていると、その回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した際には、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇した電圧は全て直流電圧変換部Ａを構成するスイッチング素子とダイオードに印加されてしまう。この場合には、直流電圧変換部Ａのスイッチング素子とダイオードに過電圧破壊が発生し、素子破壊が発生する恐れがある。
【００７２】
そこで、この実施の形態３では、図１に示した実施の形態１の装置の構成に加えて、充放電コンデンサＣｆの正極側端子と電圧均等化用のダイオードＤｆのカソード端子との間に、電流還流用のダイオードＤｈを挿入している。
【００７３】
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態や制御停止状態における基本動作は、実施の形態１と同様である。ここでは、回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合において、電流還流用のダイオードＤｈを挿入したことによる作用、効果について図１０を参照して説明する。
【００７４】
なお、ここでは、初期状態として、昇圧比Ｎは２倍以下とし、初期の充放電コンデンサＣｆの端子間電圧はＶｃｆ０で、各コンデンサ容量は、Ｃｏ１＝Ｃｏ２＞＞Ｃｆであり、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は共にオフ状態であるとする。
【００７５】
この初期状態において、出力電圧Ｖｏｕｔが、Ｖｏｕｔ≦Ｖｉｎ＋Ｖｃｆ０の時の電流経路は以下となる。
ＶＨ→Ｃｏ２→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
【００７６】
回生電力によって時刻ｔ０の時点から出力電圧Ｖｏｕｔが次第に上昇し、時刻ｔ１でＶｏｕｔ≧Ｖｉｎ＋Ｖｃｆ０となると、上記電流経路に加えて、下記の経路にも電流が流れる。
ＶＨ→Ｃｏ２→Ｄｈ→Ｃｆ→Ｓ２→Ｌ→Ｃｉ→Ｖｃｏｍ
この時、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、Ｖｃｆ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎとなる。
【００７７】
回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが更に上昇し、時刻ｔ２でＶｃｆ≧Ｖｉｎ（昇圧比Ｎが２以上）となった場合は、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号をＨｉｇｈにして当スイッチング素子Ｓ１をオンにする。この状態では、ダイオードＤ１に逆電圧が印加されるため、ダイオードＤ１やリアクトルＬには電流は流れず、電流経路は、以下の２経路となる。
ＶＨ→Ｃｏ２→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
ＶＨ→Ｃｏ２→Ｄｈ→Ｃｆ→Ｓ１→Ｖｃｏｍ
【００７８】
これより、出力電圧Ｖｏｕｔは、互いに並列接続された充放電コンデンサＣｆと分圧コンデンサＣｏ２との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサＣｏ１とに印加されることになるので、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、Ｖｃｆ＝Ｖｏｕｔ／２となる。これにより、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２や各ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧をほぼ均等化することが可能となる。
【００７９】
このように、この実施の形態３は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の出力側に回生電力が発生するような負荷が接続され、回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合にも対処できるものである。すなわち、この実施の形態３は、電流還流用のダイオードＤｈを設けることにより、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の分圧電位に応じた電圧となるため、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧をほぼ均等化できる。このため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００８０】
なお、この実施の形態３では、充放電コンデンサＣｆの正極側端子と電流還流用のダイオードＤｆのカソード端子間に電流還流用のダイオードＤｈを挿入した構成として説明したが、先の図６について説明した場合と同様、両ダイオードＤｆ，Ｄｈの接続点と両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点との間にさらに電流制限抵抗を挿入しても同様の効果が得られる。
【００８１】
また、この実施の形態３では、直流電圧変換部Ａの充放電コンデンサＣｆに対して、２つのダイオードＤｆ，Ｄｈを接続しているので、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチング動作停止状態のときに、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合のみならず、負荷からの回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合の双方の場合に対して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧をほぼ均等化して素子破壊を防止できるという利点がある。
【００８２】
しかし、回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合に、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧をほぼ均等化するという目的を達成するのであれば、一方の電圧均等化用のダイオードＤｆを省略し、充放電コンデンサＣｆの正極側端子と分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点との間に電流還流用のダイオードＤｈのみを挿入した構成とすることが可能である。
【００８３】
実施の形態４．
図１１は、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００８４】
この実施の形態４のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の特徴は、出力側の平滑コンデンサＣｏは単一のものである一方、入力側の平滑コンデンサＣｉが２つの分圧コンデンサＣｉ１及びＣｉ２を直列接続して構成され、さらに電圧均等化用のスイッチ素子としてのリレーＳ４を備えていることである。
【００８５】
そして、この電圧均等化用のリレーＳ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態のときにオンし、定常状態でスイッチング動作をしている時にはオフする、いわゆるノーマリーオンタイプのリレーであって、その一方の端子が直流電圧変換部Ａを構成する充放電コンデンサＣｆの低圧側端子に、他方の端子が分圧コンデンサＣｉ１及びＣｉ２の接続点に接続されている。また、制御回路１０には、入力電圧検出値Ｖｉｎｓ、出力電圧検出値Ｖｏｕｔｓ、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧検出値Ｖｃｆｓ、分圧コンデンサＣｉ１及びＣｉ２の端子間電圧検出値Ｖｃｉ１ｓ、Ｖｃｉ２ｓ、及び平滑コンデンサＣｏの端子間電圧検出値Ｖｃｏｓが入力されている。また、制御回路１０には、実施の形態１と同様、上位コントローラ（図示せず）から出力電圧指令値Ｖｏ＊または入力電圧指令値Ｖｉ＊が入力され、さらに充放電コンデンサＣｆの電圧指令値Ｖｃｆ＊が入力されている。そして、制御回路１０は、直流電圧変換部Ａの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に対してそれぞれゲート信号Ｇｓ１、Ｇｓ２を出力するとともに、リレーＳ４に対してオン／オフ信号を出力する。
その他の構成は、図１に示した実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００８６】
ここで、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを昇圧して得られた出力電圧ＶｏｕｔをＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力する定常状態の場合には、リレーＳ４のオフ状態を保持するための保持信号を入力する。リレーＳ４がオフとなることで、定常状態における基本的な昇圧動作については、実施の形態１から実施の形態３の場合と同様となる。
【００８７】
一方、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態の時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合には、保持信号の入力を停止してリレーＳ４をオン状態にする。この時、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はオフ状態のため、下記の３経路に電流が流れることで、各コンデンサＣｆ，Ｃｉ１，Ｃｉ２，Ｃｏが充電される。
ＶＬ→Ｃｉ２→Ｃｉ１→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｏ→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｓ４→Ｃｉ１→Ｖｃｏｍ
【００８８】
これより、入力電圧Ｖｉｎは出力側の平滑コンデンサＣｏに印加されると同時に、入力電圧Ｖｉｎは、互いに並列接続された充放電コンデンサＣｆと分圧コンデンサＣｉ２との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサＣｉ１とに印加されることになる。その結果、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、
Ｖｃｆ＝｛Ｃｉ２／（Ｃｆ＋Ｃｉ１＋Ｃｉ２）｝×Ｖｉｎ
となる。
【００８９】
ここで、Ｃｆ＜＜Ｃｉ１＝Ｃｉ２とすると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は共にオフしているので、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、
Ｖｃｆ≒Ｖｉｎ／２＝Ｖｏｕｔ／２
となる。
【００９０】
以上より、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆは、Ｖｃｆ＝Ｖｏｕｔ／２となるので、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧をほぼ均等化することが可能となる。
【００９１】
このように、この実施の形態４においても、実施の形態１と同様、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態の時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合において、リレーＳ４がオンしていることにより、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧を均等化できる。このため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【００９２】
実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００９３】
この実施の形態５のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを、Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧された出力電圧ＶｏｕｔをＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力するものである。そして、本実施の形態５の直流電圧変換部Ａは、３つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３、３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３、および２つの充放電コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２からなる。また、出力側の平滑コンデンサＣｏは、３つの分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３を順次直列接続して構成され、さらに電圧均等化用のスイッチ素子として２つのダイオードＤｆ１，Ｄｆ２を備えている。
【００９４】
本実施の形態において、３つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３と３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３は順次直列接続されている。スイッチング素子Ｓ１のソース端子は基準電圧端子Ｖｃｏｍに、ダイオードＤ３のカソード端子は出力端子ＶＨに、スイッチング素子Ｓ３のドレイン端子とダイオードＤ１のアノード端子の接続点はリアクトルＬを介して入力端子ＶＬに接続されている。また、一方の充放電コンデンサＣｆ１は、その低圧側端子がスイッチング素子Ｓ１のドレイン端子とスイッチング素子Ｓ２のソース端子との接続点に、高圧側端子がダイオードＤ２のカソード端子とダイオードＤ３のアノード端子との接続点に接続されている。他方の充放電コンデンサＣｆ２は、その低圧側端子がスイッチング素子Ｓ２のドレイン端子とスイッチング素子Ｓ３のソース端子との接続点に、高圧側端子がダイオードＤ１のカソード端子とダイオードＤ２のアノード端子との接続点に接続されている。また、分圧コンデンサＣｏ１の低圧側端子が基準電圧端子Ｖｃｏｍに、分圧コンデンサＣｏ３の高圧側端子が出力端子ＶＨに接続されている。さらに、電圧均等化用の一方のダイオードＤｆ１は、そのアノード端子が一方の充放電コンデンサＣｆ１の低圧側端子に、カソード端子が分圧コンデンサＣｏ１及びＣｏ２の接続点に接続されている。電圧均等化用の他方のダイオードＤｆ２は、そのアノード端子が充放電コンデンサＣｆ２の低圧側端子に、カソード端子が分圧コンデンサＣｏ２及びＣｏ３の接続点に接続されている。
【００９５】
制御回路１０には、入力電圧検出値Ｖｉｎｓ、出力電圧検出値Ｖｏｕｔｓ、充放電コンデンサＣｆ１及びＣｆ２の端子間電圧検出値Ｖｃｆｓ１及びＶｃｆｓ２、分圧コンデンサＣｏ１、Ｃｏ２及びＣｏ３の端子間電圧検出値Ｖｃｏ１ｓ、Ｖｃｏ２ｓ及びＶｃｏ３ｓが入力されている。また、制御回路１０には、実施の形態１と同様、上位コントローラ（図示せず）から出力電圧指令値Ｖｏ＊または入力電圧指令値Ｖｉ＊が入力され、さらに充放電コンデンサＣｆの電圧指令値Ｖｃｆ＊が入力されている。そして、制御回路１０は、直流電圧変換部Ａの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対してそれぞれゲート信号Ｇｓ１、Ｇｓ２、Ｇｓ３を出力する。
その他の構成は図１に示した実施の形態１の場合と同様である。
【００９６】
次に、このＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における動作、特にここでは一例として昇圧比Ｎが３倍以上の場合の動作について説明する。
【００９７】
図１３は、昇圧比が３倍以上の場合の、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬの電流波形ＩＬと、各充放電コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２の電流波形Ｉｃｆ１，Ｉｃｆ２を示している。
【００９８】
定常状態では、一方の充放電コンデンサＣｆ１の端子間電圧Ｖｃｆ１は出力電圧Ｖｏｕｔの約３分の２の電圧、他方の充放電コンデンサＣｆ２の端子間電圧Ｖｃｆ２は出力電圧Ｖｏｕｔの約３分の１の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサの端子間電圧Ｖｃｆ１，Ｖｃｆ２の大小関係は、以下のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ１＞Ｖｃｆ２＞Ｖｉｎ
【００９９】
図１３におけるｔ１，ｔ３，ｔ５の各期間は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が全てオンとなるため、以下の経路で入力側の平滑コンデンサＣｉからリアクトルＬにエネルギーが移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１
【０１００】
ｔ２の期間は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオン、残りのスイッチング素子Ｓ２がオフとなるため、以下の経路でリアクトルＬと充放電コンデンサＣｆ２に蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサＣｉに重畳して一方の充放電コンデンサＣｆ１に移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ３→Ｃｆ２→Ｄ２→Ｃｆ１→Ｓ１
【０１０１】
ｔ４の期間は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン、残りのスイッチング素子Ｓ３がオフとなるため、以下の経路で入力側の平滑コンデンサＣｉからリアクトルＬと他方の充放電コンデンサＣｆ２にエネルギーが移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ２→Ｓ２→Ｓ１
【０１０２】
ｔ６の期間は、２つのスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン、残りのスイッチング素子Ｓ１がオフとなるため、以下の経路でリアクトルＬと充放電コンデンサＣｆ１に蓄積されたエネルギーが、入力側の平滑コンデンサＣｉに重畳して出力側の各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３に移行する。
Ｃｉ→Ｌ→Ｓ３→Ｓ２→Ｃｆ１→Ｄ３→Ｃｏ３→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【０１０３】
この一連の動作の繰り返しにより、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを３倍以上の任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【０１０４】
なお、ここでは一例として昇圧比Ｎが３倍以上の動作について説明したが、３倍以下の動作については、図１３におけるｔ１，ｔ３，ｔ５の各期間において、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が全てオフとなるため、以下の経路でリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣｉに重畳して各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３に移行する以外、各動作は同様であり、任意の昇圧比Ｎの電圧を出力することが可能である。
Ｃｉ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｄ３→Ｃｏ３→Ｃｏ２→Ｃｏ１
【０１０５】
次に、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が制御停止状態の時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合について説明する。このような状態が生じる原因は、前述した通りである。
【０１０６】
この状態では、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は共にオフしているため、下記の３経路に電流が流れることで、各コンデンサＣｉ，Ｃｆ１，Ｃｆ２，Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３が充電される。
ＶＬ→Ｃｉ→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｄ３→Ｃｏ３→Ｃｏ２→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｄ２→Ｃｆ１→Ｄｆ１→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ２→Ｄｆ２→Ｃｏ２→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
【０１０７】
これより、入力電圧Ｖｉｎは入力側の平滑コンデンサＣｉに印加されると同時に、充放電コンデンサＣｆ１と分圧コンデンサＣｏ１との直列体や、充放電コンデンサＣｆ２と分圧コンデンサＣｏ２，Ｃｏ１の直列体に印加されることになる。
【０１０８】
ここで、Ｃｆ１、Ｃｆ２＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２＝Ｃｏ３とすると、充放電コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２の端子間電圧Ｖｃｆ１，Ｖｃｆ２は、
Ｖｃｆ１≒２／３×Ｖｉｎ
Ｖｃｆ２≒１／３×Ｖｉｎ
となる。
【０１０９】
スイッチング素子Ｓ３のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ３は、充放電コンデンサＣｆ２の端子間電圧Ｖｃｆ２と等しいので、入力電圧Ｖｉｎの３分の１の値となる。スイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ２は、両充放電コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２の端子間電圧Ｖｃｆ１，Ｖｃｆ２の差分となるので、入力電圧Ｖｉｎの３分の１の値となる。スイッチング素子Ｓ３のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ３は、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間電圧と充放電コンデンサＣｆ１の端子間電圧Ｖｃｆ１との差分となるので、入力電圧Ｖｉｎの３分の１の値となる。
【０１１０】
このように、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が制御停止状態の時に、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合においても、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３のドレイン−ソース間に印加される電圧を均等化できる。その結果、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【０１１１】
なお、この実施の形態５において、実施の形態２（図７）の場合と同様に、電圧均等化用の一方のダイオードＤｆ１と両分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２との接続点の間や、電圧均等化用の他方のダイオードＤｆ２と両分圧コンデンサＣｏ２，Ｃｏ３の接続点の間に、それぞれツェナーダイオードを挿入することができる。さらに、図６に示したような電流制限抵抗を挿入することも可能である。これにより、リアクトルＬに流れる低周波のリプル電流成分の低減と、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の安定動作を両立することが可能となる。
【０１１２】
また、この実施の形態５において、実施の形態３（図９）の場合と同様に、充放電コンデンサＣｆ１の正極側端子と分圧コンデンサＣｏ２，Ｃｏ３の接続点の間や、充放電コンデンサＣｆ２の正極側端子と分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の接続点の間に、それぞれ電流還流用のダイオードを挿入することも可能である。
【０１１３】
これにより、例えば負荷からの回生電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合においても、直流電圧変換部Ａを構成する各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３やダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３に印加される電圧をほぼ均等化できるため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【０１１４】
また、この実施の形態５では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３やダイオードＤ１〜Ｄ３を３直列接続した構成として説明したが、４直列以上接続した構成としてもよく、この場合においても、同様の効果が得られる。
【０１１５】
実施の形態６．
図１４は、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【０１１６】
この実施の形態６におけるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の特徴は、前述の実施の形態１（図１）のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成において、充放電コンデンサＣｆ、および出力側の平滑コンデンサＣｏを構成する各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に対して、それぞれ並列に放電用抵抗Ｒｄ０，Ｒｄ１，Ｒｄ２が接続されていることである。その他の構成は、図１に示した回路構成と同様である。
【０１１７】
この実施の形態６のＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、定常状態の場合や、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態にあるときの基本動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは、各放電用抵抗Ｒｄ０，Ｒｄ１，Ｒｄ２を追加したことによる作用、効果について説明する。
【０１１８】
これまで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２やダイオードＤ１，Ｄ２等の各半導体素子は理想素子として取り扱っていたが、実際の半導体素子はオフ状態でも微小なリーク電流が流れる。例えば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の場合、ゲート信号がＬｏｗの場合でもドレイン−ソース間に電圧が印加されると、ドレイン−ソース間には数マイクロアンペアから数十マイクロアンペア程度のリーク電流が流れる。この微小なリーク電流が無視できない場合、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が制御停止状態の時にＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、下記の経路で一方のスイッチング素子Ｓ１のリーク電流に相当する、微小な電流が流れる。
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｓ１→Ｖｃｏｍ
【０１１９】
この微小なリーク電流により、充放電コンデンサＣｆが充電されてその端子間電圧Ｖｃｆが上昇するため、他方のスイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ１に過電圧が印加される可能性がある。
【０１２０】
また、その際、充放電コンデンサＣｆを経由して下記の経路でも電流が流れるため、分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に電圧アンバランスを起こす恐れがある。
ＶＬ→Ｌ→Ｄ１→Ｃｆ→Ｄｆ→Ｃｏ１→Ｖｃｏｍ
【０１２１】
そこで、この実施の形態６では、充放電コンデンサＣｆの端子間に放電用抵抗Ｒｄ０を接続している。放電用抵抗Ｒｄ０は、当該抵抗に流れる電流が一方のスイッチング素子Ｓ１に流れるリーク電流よりも大きくなるような抵抗値に設定する。この放電抵抗Ｒｄ０により、充放電コンデンサＣｆの充電電流よりも放電電流の方が大きくなるため、充放電コンデンサＣｆの端子間電圧Ｖｃｆの上昇が抑制され、スイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ１に過電圧が印加されるのを防止することができる。
【０１２２】
また、各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の端子間に放電用抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２を接続することで、安定動作が可能となる。すなわち、各放電用抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２に流れる電流は、放電用抵抗Ｒｄ０に流れる電流よりも大きくなるような抵抗値に設定する。これにより、充放電コンデンサＣｆを経由して片側の分圧コンデンサＣｏ１に流れる電流の影響を低減することが可能となるため、各分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の端子間電圧の均等化が可能となる。
【０１２３】
このように、この実施の形態６によれば、充放電コンデンサＣｆの端子間に放電用抵抗Ｒｄ０を接続することで、スイッチング素子のリーク電流が無視できない場合においても、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン−ソース間に印加される電圧をほぼ均等化することができる。このため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【０１２４】
また、この実施の形態６によれば、分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２の端子間に放電用抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２を接続することで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御停止状態において、スイッチング素子に流れるリーク電流が無視できない場合においても、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２や分圧コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧をほぼ均等化できる。そのため、低耐圧の半導体素子やコンデンサを使用することが可能となり、低コストで高効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を提供することができる。
【０１２５】
なお、上記の実施の形態１〜６では、直流電圧を昇圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明したが、本発明はこのような昇圧型のものに限るものではなく、例えばダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３に代えてスイッチング素子を使用して直流電圧を降圧した直流電圧に変換する降圧型のＤＣ／ＤＣ電力変換装置についても適用可能である。
【０１２６】
また、上記の実施の形態１〜６において、各ダイオードを珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオードを使用することによってダイオードの導通損を低減できる。また、逆回復電流の発生も抑制できるため、逆回復電流による損失も低減できる。このため、電力変換装置の電力変換効率の向上を実現でき、余分な発熱を低減できるので、ヒートシンクの放熱フィンの小型化ができ、半導体モジュールの小型化が可能になる。さらに、ダイオードのみをワイドバンドギャップ半導体によって形成するので、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の製造コストの増加を軽減することができる。
【０１２７】
また、上記の実施の形態１〜６において、各スイッチング素子を珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、シリコン半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり、スイッチング素子のスイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、電力損失の大きな低減が可能になる。また、電力損失が小さく、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、高周波スイッチング動作が可能となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作の高キャリア周波数化によって、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続されるリアクトルやコンデンサなどを小型化することもできる。
【図１】
2011092932.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2011092932.tif 000007
【図６】
2011092932.tif 000008
【図７】
2011092932.tif 000009
【図８】
2011092932.tif 000010
【図９】
2011092932.tif 000011
【図１０】
2011092932.tif 000012
【図１１】
2011092932.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
2011092932.tif 000015
【図１４】
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【手続補正書】
【提出日】平成24年4月18日(2012.4.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図４】
2011092932.tif 000017
【国際調査報告】
2011092932.tif 000018
2011092932.tif 000019
2011092932.tif 000020
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