(57)【要約】課題  直流電源等の電圧が変動した場合でも、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制しコンデンサ電圧の過渡振動を抑制することで、正常運転を維持する電力変換装置を提供することを目的とする。解決手段  リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、この電力変換回路を制御する制御部とを有し、制御部は、コンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する遅延処理部を備え、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、この第二の出力電圧指令に基づいて電力変換回路を制御する。選択図        図１
2011039993.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
架線から電力を受電し、リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して前記架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部とを有する電力変換装置において、
前記制御部は、時定数を生成する時定数生成部と前記時定数に基づき前記コンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する演算部とからなる遅延処理部を備え、前記変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と前記第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、前記第二の出力電圧指令に基づいて前記電力変換回路を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
時定数生成部は、電力変換回路の状態量に応じて時定数を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
電力変換回路の状態量は、入力側電圧であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
電力変換回路の状態量は、負荷量であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
遅延処理部は、入力側電圧が所定値よりも高いときは、入力側電圧が所定値よりも低いときと比べて小さい時定数を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
遅延処理部は、負荷量が所定値よりも小さいときは、負荷量が所定値よりも大きいときと比べて小さい時定数を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
電力変換回路は、直流を入力として交流を出力するインバータであり、制御部は、前記インバータが出力する交流電力における交流出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令を生成し、前記第一の出力電圧指令と前記第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、前記交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角を生成し、前記第二の出力電圧指令と前記電圧位相角とに基づいて、前記インバータを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、架線（第三軌条等を含む）経由等で直流電源から電力を取り入れる電気車に適用する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電気車は、架線から集電装置で電力を取り入れ、集電した電力を使用して電動機を駆動して走行する。電動機の駆動制御は、集電した電力を直流−交流変換回路であるインバータにより三相交流に変換して電動機へ供給する電力変換装置により行うことが知られている。【０００３】
また、近年、二次電池や電気二重層キャパシタといった電力貯蔵素子の性能が向上してきていることから、これらを電気車に搭載し、電力貯蔵素子の電力と架線からの電力を併用して電動機を駆動して走行するシステムの開発が進められている（例えば、特許文献１参照）。このようなシステムには、架線と電力貯蔵素子の間の電力フローを制御するために直流−直流変換回路であるＤＣＤＣコンバータを有した電力変換装置が使用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−１９９２０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述の直流−交流変換回路あるいは直流−直流変換回路といった電力変換回路と直流電源との間には、電力変換回路から直流電源側へ流出する高調波電流を減衰させるために、リアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路が設置される。【０００６】
しかしながら、電気車に適用される電力変換装置においては、直流電源や架線の電圧の変動等によってＬＣフィルタ回路に電気振動が発生する。このとき、ＬＣフィルタ回路のコンデンサ電圧の過渡振動が発生した結果としてコンデンサが過電圧になると、電力変換装置が正常運転できなくなったり停止したりする場合がある。とくに、直流電源等の電圧が急激に変動した場合に、このような不具合が発生しやすい。【０００７】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電源等の電圧が変動した場合であっても、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制し、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制することによって、正常運転を維持する電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明における電力変換装置は、架線から電力を受電し、リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、電力変換回路を制御する制御部とを有する電力変換装置において、制御部は、時定数を生成する時定数生成部と時定数に基づきコンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する演算部とからなる遅延処理部を備え、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、第二の出力電圧指令に基づいて電力変換回路を制御するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、架線からの電圧が変動した場合であっても、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制し、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制することによって、正常運転を維持する電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成例を示す図である。
【図２】直流電源に接続されたＬＣフィルタに、定電力負荷が接続された回路を示す図である。
【図３】図２のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。
【図４】直流電源に接続されたＬＣフィルタに、比較例として正抵抗特性の負荷が接続された回路を示す図である。
【図５】図４のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１と従来例における入力コンデンサ電圧の波形例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１における遅延処理部の構成例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態１における遅延処理部の他の構成例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
実施の形態１について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成例を示す図である。電力変換装置は、集電装置２を介して架線１に接続されるとともに、車輪３を介してレール４に接続されている。架線１及びレール４は直流電源となる変電所（図示せず）に接続されており、集電装置２は架線１から電力を受電し、車輪３はリターン電流の戻り回路としてレール４に接続されている。
【００１２】
電力変換装置は、高調波電流が架線１側に流出するのを抑制するためにリアクトル５とコンデンサ６とからなるＬＣフィルタ回路、コンデンサ６の直流電圧ＥＦＣを検出する電圧検出器７、コンデンサ６に並列に接続されて上アーム側スイッチング素子１１と下アーム側スイッチング素子１２とからなる電力変換回路１０、上アーム側スイッチング素子１１と下アーム側スイッチング素子１２との接続点に一端が接続されて電流リプルのフィルタリングを行う平滑フィルタである平滑リアクトル２０、平滑リアクトル２０の電流ＩＳＬを検出する電流検出器２１、負荷となる電力貯蔵素子２６、出力電圧ＢＦＣを検出する電圧検出器２３、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制し、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制するための制御部としてのコンバータ制御部３０を有している。ここで、電力変換回路１０は、直流−直流変換回路（ＤＣＤＣコンバータ）である。
【００１３】
電力貯蔵素子２６としては、ニッケル水素二次電池、リチウムイオン二次電池、電気二重層キャパシタ等が好適であるが、限定されることはなくこの他でも良い。直流電源として、変電所を例として説明したが、これ以外の直流電圧源であってもよい。
【００１４】
コンバータ制御部３０は、平滑リアクトル２０の電流指令ＩＳＬ＊が入力されて平滑リアクトル電流ＩＳＬの差をとる減算器３１と、減算器３１の出力が入力されて比例積分制御を行う電流制御器３２と、電流制御器３２の出力と電力貯蔵素子２６の電圧ＢＦＣとの和をとり、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令として電圧指令ＶＲＥＦを生成する加算器３３と、電圧指令ＶＲＥＦを第一の制御信号である信号ＥＦＣ２で除算して、第二の出力電圧指令である通流率Ｍを出力する除算器３５と、通流率Ｍとキャリア信号ＣＡＲに基づいて電力変換回路１０へのスイッチング信号ＧＳＧを出力する変調回路３７とから構成される。なお、通流率Ｍは、電流制御器３２の出力にＢＦＣ／ＥＦＣ２を加算して生成してもよい。
【００１５】
通流率Ｍは、電流制御器３２の出力がわずかであれば、ＢＦＣ／ＥＦＣ（定常状態ではＥＦＣ２＝ＥＦＣ）におよそ等しい値であり、０〜１の間の値である。例えば、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが１５００Ｖであり、電力貯蔵素子２６の電圧ＢＦＣが６００Ｖである場合、通流率Ｍは０．４近傍となる。
【００１６】
キャリア信号ＣＡＲは、０〜１の値をとる三角波やのこぎり波の搬送波である。変調回路３７では、通流率Ｍとキャリア信号ＣＡＲの大小関係を比較し、比較結果に基づいて、スイッチング信号ＧＳＧを生成する。通流率Ｍ＞キャリア信号ＣＡＲなら、上アーム側スイッチング素子１１をオンとして、下アーム側スイッチング素子１２をオフする。また通流率Ｍ＜キャリア信号ＣＡＲなら、下アーム側スイッチング素子１２をオンとして、上アーム側スイッチング素子１１をオフする。このようにして、上アーム側スイッチング素子１１のオン時間幅と、下アーム側スイッチング素子１２のオン時間幅を調整して制御を行う。
【００１７】
信号ＥＦＣ２は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣを遅延処理部３４で遅延処理を行って得た信号である。遅延処理部３４は、入力された電圧ＥＦＣに対して例えば一次遅れ処理を行い、第一の制御信号である信号ＥＦＣ２を生成して出力する。この実施の形態１では、遅延処理部３４で生成された信号ＥＦＣ２に基づいて通流率Ｍを生成することが特徴である。なお、電流制御器３２は比例積分制御が好適であるが、比例制御でもよい。何れも公知技術で構成できる。
【００１８】
このように構成された電力変換装置は、架線１からの電圧ＥＳを所定の電圧値に変換し、電力貯蔵素子２６の両端に印加するとともに、電力変換回路１０のスイッチング素子をオンオフ制御して、平滑リアクトル電流ＩＳＬ（電力貯蔵素子２６の電流に等しい）を所定の電流値となるように調整する。つまり、電力変換装置は、平滑リアクトル電流ＩＳＬを所定の電流値に制御する。
【００１９】
平滑リアクトル電流ＩＳＬの指令値である平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊は、図示しない上位の制御系から出力されるものであり、電力貯蔵素子２６の充電が必要な場合においては、ＩＳＬ＊を正の値として架線１から電力貯蔵素子２６への電力フローとして充電動作を行い、電力貯蔵素子２６の放電が必要な場合においては、ＩＳＬ＊を負の値として電力貯蔵素子２６から架線１への電力フローとして放電動作を行う。充電、放電とも必要でない場合は、ＩＳＬ＊＝０とし、平滑リアクトル電流ＩＳＬをゼロに制御する。このように、必要に応じて上位の制御系により正、零、負の平滑リアクトルの電流指令ＩＳＬ＊が決定され、任意の電力フローが実現可能な構成としている。
【００２０】
上述したとおりに、電気車用の電力変換装置では、電力変換回路１０から架線１側へ流出する高調波電流を減衰させるために、リアクトル５とコンデンサ６からなるＬＣフィルタ回路が設置されるが、このＬＣフィルタ回路が存在するために、以下に述べるように電気振動が発生することがある。以下にＬＣフィルタ回路に電気振動が発生する原理を簡単に説明する。
【００２１】
図２は、図１に示すシステムを簡単化して表現したものであり、架線１を模擬する直流電源７０に接続され、リアクトル５とコンデンサ６から構成されたＬＣフィルタに、電力変換回路１０と平滑リアクトル２０と電力貯蔵素子２６とを接続し、平滑リアクトル電流ＩＳＬを定電流制御した場合の回路を示す図である。図示するように、リアクトル５は、インダクタンス分Ｌと、抵抗分Ｒとからなる。コンデンサ６の静電容量はＣである。
【００２２】
電力変換回路１０は、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊が一定である場合には、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動しても電力変換回路の出力である平滑リアクトル電流ＩＳＬが一定に維持されるように制御される。そのため、電力変換回路１０の通過電力は一定となるので、電力変換回路１０はコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して定電力特性となる。つまり、電圧ＥＦＣが変動しても、電力変換回路１０の入力電力ＰＤＣは変化しないように制御される。以上の特性から、電力変換回路１０と平滑リアクトル２０と電力貯蔵素子２６とを、ＬＣフィルタの負荷としてまとめて表現した要素を定電力負荷８０として表記している。
【００２３】
このように構成された図２のシステムにおいて、直流電源７０側からみた定電力負荷８０は負抵抗特性となる。負抵抗特性とは、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇すれば電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが減少し、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが減少すれば電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが増加する特性のことである。なお、通常の抵抗は正抵抗特性を示し、正抵抗特性は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば電流は減少することが常識として知られている。
【００２４】
以上のとおり、図２に示すシステムの直流入力部は負抵抗特性を示し、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇するほど電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが減少するので、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ６の電圧ＥＦＣが減少するほど電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが増加するので、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して制動が効かず、ＬＣフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ６の電圧ＥＦＣはＬＣフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。
【００２５】
次いで、図２のシステムの伝達関数を求め、これを評価することで、以上説明した現象を定量説明する。まず、直流電圧ＥＳからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの伝達関数を求める。定電力負荷８０は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、電力変換回路１０の入力電力ＰＤＣとコンデンサ６の電圧ＥＦＣ、電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣの関係式は次の式（１）となる。
【００２６】
【数１】
2011039993.tif 000003
【００２７】
上記の関係は非線形であるので、線形化を図る。システムの動作点をＥＦＣ０、ＩＤＣ０とすると、その近傍では次の式（２）が成立する。
【００２８】
【数２】
2011039993.tif 000004
【００２９】
図２および式（２）から、図２に示すシステムの伝達関数ブロック図は、図３のとおりとなる。この伝達関数ブロック図から、直流電圧ＥＳからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は次の式（３）となる。
【００３０】
【数３】
2011039993.tif 000005
【００３１】
この伝達関数Ｇ(ｓ)が安定であるためには、Ｇ(ｓ)の極がすべて負であることが必要である。すなわち、Ｇ(ｓ)の分母である次の（４）式に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。
【００３２】
【数４】
2011039993.tif 000006
【００３３】
上式の解をα、βとすると、両者とも負であることが必要であるので、Ｇ（ｓ）が安定となる条件として解と係数の関係から、次の式（５）、式（６）を導出できる。
【００３４】
【数５】
2011039993.tif 000007
【００３５】
【数６】
2011039993.tif 000008
【００３６】
式（６）は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式（５）は、書き直すと次の式（７）となる。
【００３７】
【数７】
2011039993.tif 000009
【００３８】
式（７）から、Ｌが小さいほど、Ｃが大きいほど、ＰＤＣが小さいほど、ＥＦＣ０が大きいほど、システムが安定化するために必要なＲは小さくてすむ。例として電気車用の電力変換装置として一般的な数値であるＬ＝１２ｍＨ、Ｃ＝６６００μＦ、ＰＤＣ＝１０００ＫＷ、ＥＦＣ０＝１５００Ｖの条件を式（７）に代入すると、Ｒ＞０．８（Ω）となる。しかしながら通常、電気車においては直流側に存在する抵抗成分は数十ｍΩ程度と微小であり、式（７）を満たすのは困難である。そのため、システムは不安定となりＬＣフィルタ回路は振動を発生する。
【００３９】
つまり、式（７）を満足する抵抗を図２に示す回路に付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ６の電圧ＥＦＣは振動し発散してしまうことが理解できる。実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る方法が必要となる。
【００４０】
ところで、仮に負荷が正抵抗特性の場合について、上記と同様に定量説明する。図４は、直流電源７０に接続されたＬＣフィルタ回路に、抵抗６０で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図２に示した回路と比較して、定電力負荷８０を抵抗６０で置き換えた回路である。なお、抵抗６０の抵抗値をＲ０とする。
【００４１】
図５は、図４のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。図５より、直流電源７０の電圧Ｅｓからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）は次の式（８）となる。
【００４２】
【数８】
2011039993.tif 000010
【００４３】
式（８）で示された閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）の特性方程式は次の式（９）となる。
【００４４】
【数９】
2011039993.tif 000011
【００４５】
上記に実施した内容と同様に、式（９）で示される特性方程式の解がすべて負となる条件を算出するとＲ≧０であり、この条件は常に満たされるものである。このことから負荷が抵抗６０で構成される場合は、常時安定であることがわかる。以上に説明したとおり、直流電源７０に接続されたＬＣフィルタ回路に、抵抗６０を接続した回路は常に安定であることが分かる。
【００４６】
ところが、電気車に適用する電力変換装置では、直流電源に接続されたＬＣフィルタ回路には定電力負荷が接続されることにより負抵抗特性を有することになる。そのため、制御的にシステムの安定化を図る必要がある。制御的にシステムを安定化する手法は、いくつかの方法が提案されているが、いずれも上述した負抵抗特性を弱めるように制御を行うものである。
【００４７】
しかしながら、電気車の用途では、同一の架線１から電力の供給を受けている他の電気車の運転状態により、架線１の電圧（架線電圧ＥＳ）が急激に変動する場合がある。このような場合には、コンデンサ６の電圧ＥＦＣは過渡振動を発生する。過渡振動の抑制が不十分であると、コンデンサ６が過電圧となり、電力変換装置が停止してしまうことがある。したがって、架線電圧ＥＳが急激に変動した場合にコンデンサ６の電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制することが重要となる。
【００４８】
この実施の形態１では、図１に示したように、コンデンサ６の電圧ＥＦＣを遅延処理部３４により遅延処理し、第一の制御信号である信号ＥＦＣ２を得る。この信号ＥＦＣ２と第一の出力電圧指令であるＶＲＥＦとに基づき、通流率Ｍを生成する構成とした。このように構成したので、例えば架線電圧ＥＳがある値から急増して、これによりコンデンサ６の電圧ＥＦＣが急増した場合において、電圧ＥＦＣから遅延させた信号ＥＦＣ２に基づいて通流率Ｍを生成することになる。
【００４９】
従来例のように遅延処理部３４がない場合は、通流率Ｍは電圧ＥＦＣの増加に反比例して直ちに減少して電圧ＥＦＣに応じた所定の値に修正され、電圧ＥＦＣの変動を打ち消すことで、電圧ＥＦＣの変動によって電力変換回路１０の出力が変動しないように調整される。一方、実施の形態１では、電圧ＥＦＣの変動による電力変換回路１０の出力の過渡変動をある程度許容し、通流率Ｍは一定の遅延を以って電圧ＥＦＣに応じた所定の値まで減少する挙動となる。
【００５０】
このように動作させることで、電圧ＥＦＣの変動に対する電力変換回路１０の定電力特性を弱めることができ、前述の負抵抗特性を弱めることができるので、システムを安定化でき、電圧ＥＦＣの過渡振動も抑制できる。
【００５１】
図６は、実施の形態１における入力コンデンサ電圧としての電圧ＥＦＣの波形例を示す図である。図６では、電力貯蔵素子２６の電圧が概略６００Ｖのときに、電力を架線１側から電力貯蔵素子２６側へ流し、電力貯蔵素子２６の充電を行っている状態で、架線電圧ＥＳを１４００Ｖと１６００Ｖの間をステップ状に変化させている。上段は比較例として遅延処理部がない場合の波形例であり、下段は遅延処理部３４を適用した場合の波形例である。図６に示すように、遅延処理部がない場合は架線電圧ＥＳのステップ増加に伴い電圧ＥＦＣのピークは１７００Ｖ程度まで跳ね上がっているが、遅延処理部３４を適用した場合には電圧ＥＦＣのピークは１６５０Ｖ程度に抑制されている。また、電圧ＥＦＣの過渡振動も抑制されていることが分かる。
【００５２】
ここで、遅延処理部３４での遅延処理は一次遅れ処理が好適である。一次遅れ時定数を小さくすると、架線電圧が急激に変動した時における電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が小さくなり、一次遅れ時定数を大きくすると、電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が大きくなる。ただし、一次遅れ時定数を大きくしすぎると、電力変換回路の出力電圧が架線電圧の変動によって大きく影響を受けてしまい好ましくない。したがって、この一次遅れ時定数は適切に設定する必要がある。
【００５３】
ＬＣフィルタ回路のリアクトル５のインダクタンスが３ｍＨ〜２０ｍＨ程度、コンデンサ６の静電容量が１０００μＦ〜２００００μＦ程度の一般的な電気車の制御装置においては、一次遅れ時定数は１０ｍｓ〜８００ｍｓが好ましく、５０ｍｓ〜２００ｍｓがさらに好ましい。例えば、図６の下段の波形では、リアクトル５を１０ｍＨ、コンデンサ６を３０００μＦとし、遅延処理部３４の遅延処理は一次遅れ処理とし、一次遅れ時定数を２００ｍｓとした。
【００５４】
なお、上述したように、電圧ＥＦＣが高いほど、また入力電力ＰＤＣが小さいほど負抵抗特性は弱くなる。また、入力電力ＰＤＣが負の場合は式（７）が常時成立するので系は常に安定となる。
【００５５】
また、図７に示すように、遅延処理部３４は、入力された電圧ＥＦＣに基づいて信号ＥＦＣ２を生成して出力する一次遅れ演算部３４１と、一次遅れ演算部３４１に設定する一次遅れ時定数Ｔを、入力された電圧ＥＦＣに基づいて生成する時定数生成部３４２ａとから構成してもよい。
【００５６】
時定数生成部３４２ａは、電圧ＥＦＣに基づいて、電圧ＥＦＣが所定値よりも高いときの一次遅れ時定数Ｔが、電圧ＥＦＣが所定値よりも低いときの一次遅れ時定数Ｔと比べて小さい値となるように生成される構成とするのが好ましい。
【００５７】
ここで、一次遅れ時定数Ｔは、電圧ＥＦＣの代わりに架線電圧ＥＳに基づいて生成される構成としてもよい。
【００５８】
このようにすれば、系の負抵抗特性が弱くなる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
【００５９】
別の構成として、図８に示すように、入力された電圧ＥＦＣに基づいて信号ＥＦＣ２を生成して出力する一次遅れ演算部３４１と、一次遅れ演算部３４１に設定する一次遅れ時定数Ｔを、入力電力ＰＤＣが入力され入力電力ＰＤＣに基づいて生成する時定数生成部３４２ｂとから遅延処理部３４を構成してもよい。
【００６０】
時定数生成部３４２ｂは、入力電力ＰＤＣに基づいて、入力電力ＰＤＣが所定値よりも小さいとき、すなわち電力変換回路１０の変換電力が小さいときの一次遅れ時定数Ｔが、入力電力ＰＤＣが所定値よりも大きいときの一次遅れ時定数Ｔと比べて小さい値となるように生成される構成とするのが好ましい。
【００６１】
ここで、一次遅れ時定数Ｔは、入力電力ＰＤＣの他、例えば入力電流ＩＳあるいは電力変換回路１０を通過する電流または電力、出力電流ＩＳＬまたは出力電力等（総称として負荷量と称する）に基づいて生成される構成としてもよい。
【００６２】
このようにすれば、系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
【００６３】
つまり、電力変換装置１０の入力側電圧としてのフィルタコンデンサ電圧ＥＦＣ、架線電圧ＥＳ等、及び電力変換装置１０の負荷量等の電力変換回路の状態量に基づいて一次遅れ時定数Ｔを生成する構成とすることで系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
【００６４】
以上に説明したように、実施の形態１によれば、コンバータ制御部３０に遅延処理部３４を備えたことにより、電力変換回路１０であるＤＣＤＣコンバータのＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、コンデンサ電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。このため、架線電圧等の直流電源の電圧が急激に変動した場合でも、コンデンサ６が過電圧になることを防止し、電力変換装置の正常運転を維持できる。
【００６５】
実施の形態２．
電力変換回路１０として、実施の形態１ではＤＣＤＣコンバータとした場合を説明したが、実施の形態２では直流−交流変換回路（インバータ）である場合を説明する。直流−交流変換回路により電動機を駆動制御する構成においても、電力変換回路の入力側には、実施の形態１で説明した原理に基づいて負抵抗特性が生じる。
【００６６】
図９は、実施の形態２における電力変換装置の構成を示す図である。電力変換装置は、集電装置２を介して架線１に接続されるとともに、車輪３を介してレール４に接続されている。架線１及びレール４は直流電源となる変電所（図示せず）に接続されており、集電装置２は架線１から電力を受電し、車輪３はリターン電流の戻り回路としてレール４に接続されている。
【００６７】
電力変換装置は、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換する電力変換回路としてのインバータ１０４、インバータ１０４からの高調波電流が電源側に流出するのを抑制するためにリアクトル１０２とコンデンサ１０３からなるＬＣフィルタ回路、コンデンサ１０３の電圧ＥＦＣを交流電圧に変換するインバータ４を制御する制御部としてのインバータ制御部１８０を有している。
【００６８】
インバータ制御部１８０は、電動機１０６の回転速度を検出する速度検出器１０７からの信号、電流を検出する電流検出器１０５ａ〜１０５ｃからの信号、コンデンサ１０３の電圧ＥＦＣが入力され、外部の制御装置（図示しない）より、トルク指令Ｔｍ＊が入力される構成とし、電動機１０６の発生するトルクＴｍが、トルク指令Ｔｍ＊と一致するように制御される。なお、電流検出器は３相に設けることにこだわるものではなく、２相に設けて残り１相を演算して算出してもよい。また、速度検出器１０７を設けずに電動機１０６の回転速度を演算して算出する速度センサレス制御方式も実用化されているから、その場合は速度検出器１０７が不要となる。
【００６９】
次に、インバータ制御部１８０の構成を説明する。インバータ制御部１８０は、電動機１０６の二次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義されたｄｑ軸回転座標系上で電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行う構成である。
【００７０】
以下に、インバータ制御部１８０を構成する各要素の構成を説明する。図９に示すように、ｑ軸電流指令生成部１０８およびｄ軸電流指令生成部１０９では、外部の制御装置（図示せず）より入力されるそれぞれトルク指令Ｔｍ＊および二次磁束指令Φ２＊と電動機１０６の回路定数とから、次の式（１０）および式（１１）にて、それぞれｄ軸（励磁分）電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸（トルク分）電流指令Ｉｑ＊を演算する。
【００７１】
ここで、式（１０）、式（１１）において、Ｌ２は電動機の二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で表現される。Ｍは相互インダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス、ｓは微分演算子、ＰＰは電動機１０６の極対数、Ｒ２は電動機１０６の二次抵抗を示す。
【００７２】
【数１０】
2011039993.tif 000012
【００７３】
【数１１】
2011039993.tif 000013
【００７４】
次に、すべり角周波数指令生成部１１９では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と電動機１０６の回路定数から、次の式（１２）より、電動機１０６に与えるすべり角周波数指令ωｓ＊を演算する。ここで、Ｒ２は電動機の二次抵抗を示す。
【００７５】
【数１２】
2011039993.tif 000014
【００７６】
式（１２）により算出したすべり角周波数指令ωｓ＊と、電動機１０６の軸端に取り付けられた速度検出器１０７の出力である回転角周波数ωｒとを加算器１２１で加算して、インバータ１０４が出力するインバータ角周波数ωとする。このインバータ角周波数ωを積分器１２２で積分した結果を座標変換の基本位相角θとして、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０（後述する）および三相−ｄｑ軸座標変換器１２３に入力する。
【００７７】
三相−ｄｑ軸座標変換器１２３では、電流検出器１０５ａ〜１０５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、次の式（１３）により算出するｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに変換する。
【００７８】
【数１３】
2011039993.tif 000015
【００７９】
次に、減算器１１０では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、結果を次段のｑ軸電流制御器１１２に入力する。ｑ軸電流制御器１１２は、入力された値を比例積分制御し、ｑ軸電圧補償値ｑｅを出力する。また、減算器１１１では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、結果を次段のｄ軸電流制御器１１３に入力する。ｄ軸電流制御器１１３は、入力された値を比例積分制御し、ｄ軸電圧補償値ｄｅを出力する。ｑ軸電流誤差ｑｅ、ｄ軸電流誤差ｄｅは、次の式（１４）、式（１５）で表される。なお、下式において、ｓは微分演算子、Ｋ１は比例ゲイン、Ｋ２は積分ゲインである。
【００８０】
【数１４】
2011039993.tif 000016
【００８１】
【数１５】
2011039993.tif 000017
【００８２】
次に、電圧非干渉演算部１１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電動機１０６の回路定数とから、次の式（１６）、式（１７）によりｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊、ｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を演算する。ただし、式（１６）および式（１７）において、漏れ係数σはσ＝１−Ｍ／（Ｌ１・Ｌ２）で定義される。また、Ｒ１は電動機１０６の一次抵抗、Ｌ１は電動機１０６の一次自己インダクタンスであり、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１で計算される。Ｌ２は二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で計算される（ｌ１は一次漏れインダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス）。
【００８３】
【数１６】
2011039993.tif 000018
【００８４】
【数１７】
2011039993.tif 000019
【００８５】
次に、加算器１１７にてｑ軸電圧補償値ｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を加算したものをｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とし、加算器１１８にてｄ軸電圧補償値ｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊を加算したものをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として、それぞれ電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０に入力する構成としている。ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、次の式（１８）、式（１９）で表される。
【００８６】
【数１８】
2011039993.tif 000020
【００８７】
【数１９】
2011039993.tif 000021
【００８８】
なお、このとき、第一の出力電圧指令であるインバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、次の式（２０）で表される。ここで、ＶＭ＊は、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさを表している。
【００８９】
【数２０】
2011039993.tif 000022
【００９０】
最後に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０から、インバータ１０４のスイッチング素子Ｕ〜Ｚ（図示しない）までのゲート信号が出力される構成としている。なお、インバータ１０４はすでに公知である電圧型ＰＷＭインバータであり、詳細な構成の説明は割愛するが、一部説明を補足すると、スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗはインバータ１０４の上側アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に配置されるスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚはインバータ１０４の下側アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に配置されるスイッチング素子である。
【００９１】
次に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０の構成を説明する。図１０は、実施の形態２における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０の構成例を示す図である。遅延処理部１７０は、コンデンサ電圧ＥＦＣが入力されて信号ＥＦＣ２を出力する。変調率演算部１５１は、信号ＥＦＣ２、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊およびｄ軸電圧指令Ｖｄ＊から、交流出力電圧の大きさの指令であり第二の出力電圧指令である変調率ＰＭＦを算出する。また、電圧位相角演算部１５２は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とから、交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角ＴＨＶを算出する。
【００９２】
変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘに対する割合で示したものであり、ＰＭＦ＝１．０の場合は、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、インバータ出力電圧の最大値ＶＭｍａｘと等しくなることを示している。
【００９３】
変調率演算部１５１、電圧位相角演算部１５２では、それぞれ次の式（２１）、式（２２）の演算を行う。
【００９４】
【数２１】
2011039993.tif 000023
【００９５】
【数２２】
2011039993.tif 000024
【００９６】
ここで、インバータ出力電圧ＶＭの最大値ＶＭｍａｘは、信号ＥＦＣ２に基づき、次の式（２３）により算出する。
【００９７】
【数２３】
2011039993.tif 000025
【００９８】
ＶＭｍａｘは、コンデンサ１０３の電圧ＥＦＣの値が信号ＥＦＣ２の値と等しいときに、インバータ１０４が出力可能な最大電圧であり、インバータ１０４を矩形波通電となる１パルスモードで動作させた時の値である。
【００９９】
ここで、実施の形態１で示した構成と同じく、信号ＥＦＣ２はコンデンサ電圧ＥＦＣを遅延処理部１７０で遅延処理を行って得た信号である。すなわち、遅延処理部１７０は、入力された電圧ＥＦＣに対して例えば一次遅れ処理を行い、第一の制御信号である信号ＥＦＣ２を生成して出力する。この実施の形態２では、遅延処理部１７０で生成された信号ＥＦＣ２に基づいて第二の出力電圧指令である変調率ＰＭＦを生成することが特徴である。
【０１００】
加算器１５６は、電圧位相角ＴＨＶと基本位相角θとの和をとって制御位相角θ１を生成し、制御位相角θ１は、電圧指令演算部１５５に入力される。変調率ＰＭＦもまた、電圧指令演算部１５５に入力される。電圧指令演算部１５５では、変調率ＰＭＦと制御位相角θ１とから、次の式（２４）〜式（２６）に示す演算式で三相出力電圧指令であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する。
【０１０１】
【数２４】
2011039993.tif 000026
【０１０２】
【数２５】
2011039993.tif 000027
【０１０３】
【数２６】
2011039993.tif 000028
【０１０４】
Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器１６１〜１６３でそれぞれキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗが生成される。また、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器１６１〜１６３でそれぞれキャリア信号ＣＡＲと大小比較されたあとに反転回路１６４〜１６６を経て、ゲート信号Ｘ、Ｙ、Ｚが生成される。ここで、キャリア信号ＣＡＲは、キャリア信号生成部１５７で生成された三角波状の搬送波信号である。
【０１０５】
ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに基づき、インバータ１０４のスイッチング素子のオンオフ（スイッチング）が制御される。なお、変調率ＰＭＦと電圧位相ＴＨＶはともに、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とに基づいて生成する信号であるが、信号ＥＦＣ２を含んで生成する信号は上述のとおり変調率ＰＭＦに限る。電圧位相角ＴＨＶは、上述のとおりｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とからのみ生成することとし、信号ＥＦＣ２に基づいて調整等は実施しない。ちなみに、電圧位相角ＴＨＶを信号ＥＦＣ２に基づき調整をする方法では、電動機１０６の制御性能が著しく悪化することが確認された。
【０１０６】
したがって、これまで説明したとおり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とから、第一の出力電圧指令であるインバータ出力電圧指令ＶＭ＊を算出し、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊と信号ＥＦＣ２とから、交流出力電圧の大きさの指令であり第二の出力電圧指令である変調率ＰＭＦを算出する構成と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とから、交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角ＴＨＶを算出する構成とを備え、算出した変調率ＰＭＦと電圧位相角ＴＨＶに基づいて、三相出力電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するのが好ましい。このように構成したので、例えば架線電圧ＥＳが急増して、これに伴ってコンデンサ電圧ＥＦＣが急増した場合において、電圧ＥＦＣから遅延させた信号ＥＦＣ２に基づいて変調率ＰＭＦを生成することになる。
【０１０７】
従来のように遅延処理部１７０がない場合は、変調率ＰＭＦは電圧ＥＦＣの増加に反比例して直ちに減少して電圧ＥＦＣに応じた所定の値に修正され、電圧ＥＦＣの変動を打ち消すことで、電圧ＥＦＣの変動が電力変換回路１０４の出力に影響しないように調整される。一方、実施の形態２では、電圧ＥＦＣの変動による電力変換回路１０４の出力の過渡変動をある程度許容し、変調率ＰＭＦは一定の遅延を以って電圧ＥＦＣに応じた所定の値まで減少する挙動となる。
【０１０８】
このように動作させることで、実施の形態１で説明した場合と同じように、電圧ＥＦＣの変動に対する電力変換回路１０４の定電力特性を弱めることができ、前述の負抵抗特性を弱めることができるので、システムを安定化でき、電圧ＥＦＣの過渡振動も抑制できる。
【０１０９】
ここで、遅延処理部１７０での遅延処理は一次遅れ処理が好適である。一次遅れ時定数を小さくすると、架線電圧が急激に変動した時における電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が小さくなり、一次遅れ時定数を大きくすると、電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が大きくなる。ただし、一次遅れ時定数を大きくしすぎると、電力変換回路の出力電圧が架線電圧の変動によって大きく影響を受けてしまい好ましくない。したがって、この一次遅れ時定数は適切に設定する必要がある。
【０１１０】
ＬＣフィルタ回路のリアクトル１０２のインダクタンスが３ｍＨ〜２０ｍＨ程度、コンデンサ１０３の静電容量が１０００μＦ〜２００００μＦ程度の一般的な電気車の制御装置においては、一次遅れ時定数は１０ｍｓ〜８００ｍｓが好ましく、５０ｍｓ〜２００ｍｓがさらに好ましい。
【０１１１】
なお、本実施の形態２の構成においても，実施の形態１と同様に、電圧ＥＦＣが高いほど、また入力電力ＰＤＣが小さいほど負抵抗特性は弱くなる。また、入力電力ＰＤＣが負の場合は系は常に安定となる。
【０１１２】
また、遅延処理部１７０は、実施の形態１で説明した遅延処理部３４と同様の内部構成とすることが好ましい。つまり、実施の形態２の遅延処理部１７０は、実施の形態１で説明した図７及び図８の構成と同様であり、その説明を省略する。
【０１１３】
なお、遅延処理部１７０が図８に示す構成の場合、時定数生成部３４２ｂは、入力電力ＰＤＣに基づいて一次遅れ時定数Ｔを生成する構成の他、例えば入力電流ＩＳあるいは電力変換回路１０４を通過する電流または電力、出力電流または出力電力、電動機１０６のトルク等の入力電力ＰＤＣと関係する負荷量に基づいて生成される構成としてもよい。
【０１１４】
このようにすれば、系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０４の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
【０１１５】
つまり、フィルタコンデンサ電圧ＥＦＣ、架線電圧ＥＳ、上記負荷量等の電力変換回路の状態量に基づいて一次遅れ時定数Ｔを生成する構成とすることで系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
【０１１６】
以上に説明したように、実施の形態２によれば、インバータ制御部１８０の電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０に遅延処理部１７０を備えたことにより、電力変換回路１０４であるインバータのＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制できる。このため、架線電圧等の直流電源の電圧が急激に変動した場合でも、コンデンサ６が過電圧になることを防止し、電力変換装置の正常運転を維持できる。
【０１１７】
実施の形態２では、電動機１０６として誘導電動機を使用する場合で説明したが、これ以外の同期電動機等の場合でも本発明を適用できる。また、直流電源として架線１に接続された変電所の例を示したが、蓄電池や発電機を直流電源としても同様に適用できる。
【０１１８】
また、以上の実施の形態１、２に示した構成は、本発明の内容の一例であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１１９】
５  リアクトル
６  コンデンサ
１０  電力変換回路（ＤＣＤＣコンバータ）
３０  コンバータ制御部
３４  遅延処理部
１０２  リアクトル
１０３  コンデンサ
１０４  電力変換回路（インバータ）
１５０  電圧指令／ＰＷＭ信号生成部
１７０  遅延処理部
１８０  インバータ制御部
３４１  一次遅れ演算部
３４２ａ、３４２ｂ  時定数生成部
【図１】
2011039993.tif 000029
【図２】
2011039993.tif 000030
【図３】
2011039993.tif 000031
【図４】
2011039993.tif 000032
【図５】
2011039993.tif 000033
【図６】
2011039993.tif 000034
【図７】
2011039993.tif 000035
【図８】
2011039993.tif 000036
【図９】
2011039993.tif 000037
【図１０】
2011039993.tif 000038
【手続補正書】
【提出日】平成23年7月1日(2011.7.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
架線から電力を受電し、リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して前記架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部とを有する電力変換装置において、
前記制御部は、時定数を生成する時定数生成部と前記時定数に基づき前記コンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する演算部とからなる遅延処理部を備え、前記変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と前記第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、前記第二の出力電圧指令に基づいて前記電力変換回路を制御し、
前記時定数生成部は、電力変換回路の負荷量に応じて時定数を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
遅延処理部は、負荷量が所定値よりも小さいときは、負荷量が所定値よりも大きいときと比べて小さい時定数を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
電力変換回路は、直流を入力として交流を出力するインバータであり、制御部は、前記インバータが出力する交流電力における交流出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令を生成し、前記第一の出力電圧指令と前記第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、前記交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角を生成し、前記第二の出力電圧指令と前記電圧位相角とに基づいて、前記インバータを制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
本発明における電力変換装置は、架線から電力を受電し、リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、電力変換回路を制御する制御部とを有する電力変換装置において、制御部は、時定数を生成する時定数生成部と時定数に基づきコンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する演算部とからなる遅延処理部を備え、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、第二の出力電圧指令に基づいて電力変換回路を制御し、前記時定数生成部は、電力変換回路の負荷量に応じて時定数を生成するものである。
【国際調査報告】
2011039993.tif 000039
2011039993.tif 000040
2011039993.tif 000041
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