(57)【要約】  演算負荷を顕著に増大させることなく、遠距離から近距離にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。  複数のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎが、ラインアレイスピーカ５内の隣接するスピーカ５１〜５ｎ間の遅延時間差が、ラインアレイスピーカ５の一端に近づくほど増大するように各スピーカの遅延制御を行うことにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって音場１２を形成する。また、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎのフィルタ係数に共通のシフト遅延時間Ｄｃを加えることにより、隣接するスピーカ５１〜５ｎ間の遅延時間差を音声信号のサンプリング周波数未満とし、広くて均一な音場１２を形成する。
2011135646.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、
上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、
遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器とを備え、
上記ＦＩＲフィルタは、隣接する上記スピーカ間における配置間隔に対する遅延時間差の比が上記ラインアレイスピーカの一端に近づくほど増大するように、上記デジタル音声信号を遅延させることを特徴とするスピーカ装置。
【請求項２】
上記ＦＩＲフィルタは、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となるように、上記デジタル音声信号を遅延させることを特徴とする請求項１に記載のスピーカ装置。
【請求項３】
上記ＦＩＲフィルタは、上記スピーカをクロソイド曲線上に仮想的に配列させるように、上記デジタル音声信号を遅延させることを特徴とする請求項２に記載のスピーカ装置。
【請求項４】
上記デジタル音声信号の振幅特性を制御するためのＩＩＲフィルタを備え、
上記ＦＩＲフィルタは、上記ＩＩＲフィルタを介して上記デジタル音声信号が入力されることを特徴とする請求項３に記載のスピーカ装置。
【請求項５】
上記ＦＩＲフィルタは、上記ＩＩＲフィルタの位相特性を補償することを特徴とする請求項４に記載のスピーカ装置。
【請求項６】
上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段を備えたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスピーカ装置。
【請求項７】
同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、
上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、
遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器と、
上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段とを備えたスピーカ装置に対し、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を供給するフィルタ係数生成装置において、
ユーザ操作に基づいて、上記ＦＩＲフィルタの周波数特性をそれぞれ決定する周波数特性決定手段と、
上記周波数特性を逆フーリエ変換することにより、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数をそれぞれ求め、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となる上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数算出手段と、
上記フィルタ係数に対し、共通のシフト遅延時間をそれぞれ加える遅延シフト手段とを備えたことを特徴とするスピーカ装置用のフィルタ係数生成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スピーカ装置及びそのフィルタ係数生成装置に係り、更に詳しくは、ラインアレイスピーカを備えたスピーカ装置、並びに、当該スピーカ装置に内蔵されたデジタルフィルタ用のフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成装置の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
空港ロビー、音楽ホール、体育館などの広い空間に設置される遠距離用のスピーカ装置には、縦長のフロントパネルにラインアレイスピーカが設けられ、下端を後退させるようにフロントパネルを緩やかに湾曲させたものがある。このような遠距離用のスピーカ装置を用いることにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一な音場を形成することができる。【０００３】
このようなフロントパネルの湾曲状態を各スピーカの遅延制御によって仮想的に再現することができれば、例えば、平板状のフロントパネル上にラインアレイスピーカが設けられた近距離用のスピーカ装置を遠距離用のスピーカ装置として用いることが可能になると考えられる。また、設置場所や周辺環境に応じて、仮想フロントパネルの湾曲形状を変更し、音場の形状を形成することが可能になると考えられる。【０００４】
しかしながら、フロントパネルの緩やかな湾曲を各スピーカの遅延制御によって実現しようとすれば、微少な遅延時間を正確に制御しなければならない。例えば、サンプリングレートが４８ｋＨｚであれば、サンプリング周期は２０μ秒となるが、フロントパネルの緩やかな湾曲状態を実現するには、各スピーカの遅延時間を１μ秒以下の精度で制御する必要があり、サンプリング周期に比べて遙かに微少な遅延時間の制御が必要になる。ところが、デジタル信号処理により、サンプリング周期未満の微少な遅延をデジタル音声信号に与えようとすれば、信号処理の負荷が過大になってしまうという問題がある。【０００５】
デジタル信号処理によって、サンプリング周期未満の遅延を音声信号に与えるためには、何らかの補間処理を行う必要があるが、例えば、演算負荷の比較的小さい直線補間のみを行った場合には、高域の再現性が著しく低下するという問題が生じる。その一方で、オーバーサンプリングと、直線補間や多項式補間とを組み合わせた場合には、エイリアシング除去のためカットオフの鋭いローパスフィルタが更に必要となり、演算負荷が過大になるという問題があった。【０００６】
ここで、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカの出力遅延を制御するスピーカ装置が従来から提案されている（例えば、特許文献１）。特許文献１に開示されたスピーカ装置は、指向制御を目的とするものであり、各スピーカに対応づけてデジタルフィルタが設けられ、隣接するスピーカ間において一定の遅延時間差が生じるように、各スピーカの出力遅延を制御していると考えられる。このような指向方向を左右へ振り分けるだけの指向制御の場合、スピーカ間の遅延時間差は、音声信号のサンプリング周期に比べて十分に大きく、各スピーカの遅延時間をサンプリング周期の整数倍から選択することによって容易に実現することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平６−２０５４９６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、演算負荷を顕著に増大させることなく、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、音声信号のサンプリング周期未満の微少な遅延制御を行うことができるスピーカ装置を提供することを目的とする。【０００９】
また、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、サンプリング周期未満の微少な遅延制御を行うことにより、所望の音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。【００１０】
また、略平板状のフロントパネルにラインアレイスピーカが形成され、遠距離から近距離にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
第１の本発明によるスピーカ装置は、同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器とを備え、上記ＦＩＲフィルタが、隣接する上記スピーカ間における配置間隔に対する遅延時間差の比が上記ラインアレイスピーカの一端に近づくほど増大するように、上記デジタル音声信号を遅延させる。【００１２】
この様な構成により、ラインアレイスピーカの指向方向をラインアレイスピーカ内の位置によって異ならせ、その一端に近づくほど、スピーカ装置の正面方向となす角度を増大させるように指向方向を変化させることができる。このため、平板状のフロントパネルにラインアレイスピーカが形成されたスピーカ装置であっても、フロントパネルを湾曲させたスピーカ装置と同様にして、所望の音場を形成することができる。【００１３】
第２の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタが、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となるように、上記デジタル音声信号を遅延させる。【００１４】
この様な構成により、フロントパネルを緩やかに湾曲させたスピーカ装置と同様にして、スピーカ装置から遠い位置であっても所望の音場を形成することができる。このため、例えば、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって所望の音場を形成することも可能になる。【００１５】
第３の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタが、上記スピーカをクロソイド曲線上に仮想的に配列させるように、上記デジタル音声信号を遅延させる。この様な構成により、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一の音場を形成することが可能になる。【００１６】
第４の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記デジタル音声信号の振幅特性を制御するためのＩＩＲフィルタを備え、上記ＦＩＲフィルタには、上記ＩＩＲフィルタを介して上記デジタル音声信号が入力される。この様な構成により、ＦＩＲフィルタを用いて振幅特性を制御する場合に比べて、周波数分解能の高いイコライザ機能を実現することができる。【００１７】
第５の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタが、上記ＩＩＲフィルタの位相特性を補償するように構成される。この様な構成により、ＩＩＲフィルタの位相特性が、ＦＩＲフィルタによる遅延制御に悪影響を与えるのを防止し、高精度のイコライザ機能と、スピーカ出力の遅延制御とを両立させることできる。【００１８】
第６の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段を備えている。この様な構成により、フィルタ係数を変更することにより、スピーカ装置によって形成される音場を容易に変更することができる。例えば、設置場所の広さや形状に応じて、あるいは、設置後の環境変化に応じて、任意の音場を選択することができる。【００１９】
第７の本発明によるスピーカ装置用のフィルタ係数生成装置は、同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器と、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段とを備えたスピーカ装置に対し、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を供給するフィルタ係数生成装置において、ユーザ操作に基づいて、上記ＦＩＲフィルタの周波数特性をそれぞれ決定する周波数特性決定手段と、上記周波数特性を逆フーリエ変換することにより、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数をそれぞれ求め、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となる上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数算出手段と、上記フィルタ係数に対し、共通の遅延シフトをそれぞれ加える遅延シフト手段とを備えて構成される。【００２０】
この様な構成により、フィルタ係数算出手段が、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値がデジタル音声信号のサンプリング周期未満となるＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成し、遅延シフト手段が、上記フィルタ係数に対し、共通の遅延シフトを加えることにより、因果律に反しないフィルタ係数を生成し、高精度の遅延制御を実現可能にすることができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、演算処理を顕著に増大させることなく、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、デジタル音声信号のサンプリング周期未満の微少な遅延制御を行うことができるスピーカ装置を提供することができる。【００２２】
また、本発明によれば、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、微少な遅延制御を行うことにより、所望の音場を形成することができるスピーカ装置を提供することができる。【００２３】
また、略平板状のフロントパネルにラインアレイスピーカが形成され、遠距離から近距離にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施の形態１によるスピーカ装置を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。
【図２】図１のスピーカシステムの詳細構成を示したブロック図である。
【図３】図２のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの一構成例を示したブロック図である。
【図４】図１のスピーカ装置１００の作用効果について説明するための説明図である。
【図５】スピーカ５１〜５ｎの間隔が一定でない場合における作用効果を説明するための説明図である。
【図６】図４のスピーカ装置１００によって形成される音場を模式的に示した図である。
【図７】図２のＦＩＲフィルタ２１〜２１ｎの周波数特性の一例を示した図である。
【図８】図７の周波数特性から求められたフィルタ係数ｋ１〜ｋｍの一例を示した図である。
【図９】図１のフィルタ係数生成装置１２０の一構成例を示したブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態２によるスピーカ装置１００の要部について一構成例を示した図である。
【図１１】本発明の実施の形態３によるスピーカ装置１０１を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。
【図１２】図１１のＩＩＲフィルタ８の一構成例を示したブロック図である。
【図１３】ＩＩＲフィルタ８の周波数特性の一例を示した図である。
【図１４】ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１〜２ｎからなるデジタルフィルタ全体の周波数特性を示した図である。
【図１５】実施の形態４によるスピーカ装置１０１の要部について一構成例を示した図である。
【図１６】図１のフィルタ係数生成装置１２０の他の構成例を示したブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１によるスピーカ装置を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。このスピーカシステムは、スピーカ装置１００と、スピーカ装置１００へアナログ音声信号を供給する音源装置１１０と、スピーカ装置１００へフィルタ係数を供給するフィルタ係数生成装置１２０とによって構成される。
【００２６】
スピーカ装置１００は、縦長の箱形筐体の前面にフロントパネル６０が設けられ、当該フロントパネル６０上にラインアレイスピーカ５が配置されている。フロントパネル６０は、細長い長方形からなる略平板である。ラインアレイスピーカ５は、同一の特性を有する複数のスピーカ５１〜５ｎからなり、これらのスピーカがフロントパネル６０上に等間隔で直線的に配列されている。つまり、スピーカ５１〜５ｎは、同一平面内で同一方向に向けて一列に整列配置されている。また、スピーカ装置１００は、各スピーカ５１〜５ｎに対応づけられた複数のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを内蔵し、これらのフィルタ係数を調整することにより、各スピーカ５１〜５ｎの出力遅延を任意に制御することができる。
【００２７】
音源装置１１０は、アナログ音声信号を出力する周知のオーディオ装置である。スピーカ装置１００は、音源装置１１０から供給されたアナログ音声信号に基づいて、スピーカ５１〜５ｎを駆動し、その前方の空間に音場を形成する。
【００２８】
フィルタ係数生成装置１２０は、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎが使用するフィルタ係数を生成する装置であり、ここでは、パーソナルコンピュータ上で実行されるアプリケーションプログラムとして実現されるものとする。例えば、ユーザが各スピーカ５１〜５ｎの遅延時間を入力すれば、当該スピーカに対応するＦＩＲフィルタ２１〜２ｎのフィルタ係数が演算によって求められる。
【００２９】
フィルタ係数生成装置１２０で生成されたフィルタ係数は、スピーカ装置１００へ入力され、スピーカ装置１００内に保持される。ここでは、フィルタ係数生成装置１２０はスピーカ装置１００に対して着脱可能であり、フィルタ係数を変更する場合にのみに、フィルタ係数生成装置１２０がスピーカ装置１００に接続されるものとする。ただし、フィルタ係数生成装置１２０が、スピーカ装置１００に内蔵され、あるいは、常時接続されていてもよいことは言うまでもない。
【００３０】
一般に、スピーカを駆動した場合、その周辺に音圧が分布する空間として音場が形成される。例えば、１つのスピーカのみを駆動した場合であれば、その前方に当該スピーカの指向特性に応じた音場が形成される。ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、同一の音声信号を入力する場合に、隣接するスピーカ間に一定の遅延時間差をそれぞれ与えれば、これらのスピーカからの出力音の干渉を利用し、指向方向を制御できることが知られている。
【００３１】
これに対し、本実施の形態では、隣接するスピーカ間に与える遅延時間差をラインアレイスピーカ５内の位置によって異ならせることによって、所望の形状からなる音場を形成している。つまり、フロントパネル６０の長手方向を仮想的に湾曲させ、音場の広がり方を制御しており、フロントパネル６０を平板のまま仮想的に傾けて指向方向を変化させる従来の指向制御とは異なる。
【００３２】
ここでは、縦長のラインアレイスピーカ５を構成する各スピーカ５１〜５ｎの出力遅延をそれぞれ制御することにより、音場の上下方向への広がりと、正面方向への到達距離とのバランスを調整し、ラインアレイスピーカ５を含む平面内における音場が所望の形状となるように制御している。
【００３３】
図２は、図１のスピーカシステムの詳細構成を示したブロック図であり、スピーカ装置１００の内部構成の一例が示されている。このスピーカ装置１００は、Ａ／Ｄコンバータ１、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎ、Ｄ／Ａコンバータ３１〜３ｎ、出力アンプ４１〜４ｎ、スピーカ５１〜５ｎ、フィルタ係数記憶部６及びフィルタ係数更新部７からなる。
【００３４】
Ａ／Ｄコンバータ１は、音源装置１１０から入力されたアナログ音声信号をデジタル音声信号に変換する変換回路である。Ａ／Ｄコンバータ１では、予め定められたサンプリングレートでアナログ音声信号のサンプリングが行われている。一般に、人間の可聴周波数帯域は２０〜２０ｋＨｚであるとされており、Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリングレートは４０ｋＨｚ以上とされる。ここでは、サンプリングレートとして４８ｋＨｚが採用されているものとする。このときのサンプリング周期は２０．８μ秒となる。
【００３５】
ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎは、インパルス応答が有限時間で収束する有限インパルス応答（Finite Impulse Response）フィルタであり、ＤＳＰ（Digital Signal  Processer）により実現されるデジタルフィルタである。各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎには、Ａ／Ｄコンバータ１から出力された共通のデジタル音声信号が入力され、所定時間だけ遅延させたデジタル遅延信号をそれぞれ出力する。
【００３６】
ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎは、スピーカ５１〜５ｎにそれぞれ対応づけられており、ＦＩＲフィルタにおける遅延が、対応する各スピーカ５１〜５ｎからの音声出力の遅延となる。ここでは、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎが、スピーカ５１〜５ｎと一対一に対応する例を用いて説明するが、本発明は、このような場合のみに限定されない。スピーカ５１〜５ｎの一部、例えば上端側の２以上のスピーカについては遅延時間が同一でよいという場合には、１つのＦＩＲフィルタを２以上のスピーカに対応づけることもできる。
【００３７】
Ｄ／Ａコンバータ３１〜３ｎは、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎに対応づけられ、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎからのデジタル遅延信号をアナログ遅延信号にそれぞれ変換する変換回路である。出力アンプ４１〜４ｎは、スピーカ５１〜５ｎに対応づけられ、Ｄ／Ａコンバータ３１〜３ｎからのアナログ遅延信号を増幅して、対応するスピーカ５１〜５ｎへ出力する。
【００３８】
フィルタ係数記憶部６は、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎのフィルタ係数を書き換え可能に保持する記憶手段であり、例えば、フラッシュメモリが用いられる。フィルタ係数更新部７は、フィルタ係数生成装置１２０からのフィルタ係数を受信し、フィルタ係数記憶部６へ格納する。
【００３９】
図３は、図２のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの一構成例を示したブロック図である。ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎは、遅延部２１１〜２１ｍと、乗算部２２０〜２２ｍと、加算部２３１〜２３ｍとによって構成されるタップ数ｍのフィルタである。
【００４０】
ｍ個の遅延部２１１〜２１ｍは、いずれも入力信号を単位遅延時間Ｄａだけ遅延させる遅延手段であり、単位遅延時間Ｄａは、Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期であるものとする。このような遅延部２１１〜２１ｍを直列に接続することにより、入力信号を単位遅延時間Ｄａの整数倍（１〜ｍ倍）だけ遅延させた信号をそれぞれ生成している。（ｍ＋１）個の乗算部２２０〜２２ｍは、入力信号及び各遅延部２１１〜２１ｍの出力信号に対し、フィルタ係数ｋ０〜ｋｍとの積をそれぞれ求める演算手段である。ｍ個の加算部２３１〜２３ｍは、乗算部２２０〜２２ｍにおいて求められたｍ個の積の総和を求める演算手段である。
【００４１】
図４は、図１のスピーカ装置１００の作用効果について説明するための説明図であり、スピーカ装置１００の断面が模式的に示されている。図中の（ａ）には、スピーカ５１〜５ｎの実際の配置が示され、（ｂ）には、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの遅延制御により実現されるスピーカ５１〜５ｎの仮想的な配置が示されている。
【００４２】
スピーカ装置１００は、ラインアレイスピーカ５がフロントパネル６０に取り付けられている。つまり、同一特性のスピーカ５１〜５ｎが、同一平面上に等間隔かつ直線的に配置されている。しかしながら、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いて、各スピーカ５１〜５ｎの遅延時間を制御することにより、フロントパネル６０を平板のまま仮想的に傾けるだけでなく、仮想的に変形させることもできる。
【００４３】
図中の（ｂ）には、遅延制御によってフロントパネル６０を仮想的に湾曲させた状態が示されている。緩やかに湾曲させた仮想フロントパネル６１は、下端を後退させることによって、前方に向かって凸となる曲線を描いている。つまり、仮想フロントパネル６１の接線は、上端側ではほぼ鉛直方向であるが、下端側に近づくほど鉛直方向となす角度が大きくなっていく。ここでは、仮想フロントパネル６１の断面が、下端側ほど曲率が大きくなっていく漸近曲線を描いている。このような漸近曲線には、例えば、自動車道路のカーブ形状として知られているクロソイド曲線がある。
【００４４】
下端側に配置された３つのスピーカ５４〜５６の遅延時間Ｄ１〜Ｄ３の間には、Ｄ１＜Ｄ２＜Ｄ３の関係が成立しており、下端に近づくほど遅延時間が大きくなっている。しかも、隣接するスピーカ５４〜５６の遅延時間差（Ｄ２−Ｄ１），（Ｄ３−Ｄ２）の間にも、（Ｄ２−Ｄ１）＜（Ｄ３−Ｄ２）の関係が成立し、下端に近づくほど遅延時間差が大きくなっている。
【００４５】
全てのスピーカ５１〜５ｎについて、隣接するスピーカ間の時間差を同一にすれば、仮想フロントパネル６１は、平板のまま傾き、ラインアレイスピーカ５の指向方向が変化する。これに対し、図４の（ｂ）では、隣接するスピーカ間の遅延時間差を下端に近づくほど大きくすることにより、仮想フロントパネル６１を湾曲させている。その結果、ラインアレイスピーカ５の上端側に近い部分では、その指向方向をフロントパネル６０の正面に向け、下端に近づくほど、その指向方向を下方向へ向けることができる。つまり、信号制御によって、フロントパネル６０を湾曲させた場合と同様の音場の変形を実現することができる。
【００４６】
ここで、図４のスピーカ装置１００では、ラインアレイスピーカ５を構成する各スピーカ５１〜５ｎが等間隔で配置され、ラインアレイスピーカ５の一端に近づくほど、隣接するスピーカ間の遅延時間が大きくなるように遅延制御を行って、仮想フロントパネル６１を湾曲させている。これに対し、スピーカ５１〜５ｎの間隔が一定でない場合には、ラインアレイスピーカ５の一端に近づくほど、隣接するスピーカ間における配置間隔に対する遅延時間差の比を増大させるように遅延制御を行うことによって、仮想フロントパネル６１を湾曲させ、所望の音場を形成することができる。
【００４７】
図５は、スピーカ５１〜５ｎの間隔が一定でない場合における作用効果を説明するための説明図であり、図４と同様にして、スピーカ装置１００の断面が模式的に示されている。下端側に配置された３つのスピーカ５４〜５６の遅延時間をＤ１〜Ｄ３、スピーカ５４，５５の間隔をＬ１、スピーカ５５，５６の間隔をＬ２とすれば、（Ｄ２−Ｄ１）／Ｌ１＜（Ｄ３−Ｄ２）／Ｌ２の関係が成立していれば、信号制御によってフロントパネル６０を湾曲させて音場を変形させることができる。
【００４８】
図７は、図４のスピーカ装置１００によって形成される音場を模式的に示した図であり、垂直な壁面にスピーカ装置１００を取り付けた場合に、その前方に形成される音場１２が示されている。図中の（ａ）には、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎによる遅延制御を行わない場合、（ｂ）には図４の（ｂ）に示した遅延制御が行われた場合の例がそれぞれ示されている。図中に示した音場１２は、所定値以上の音圧が得られた領域である。また、矢印は、音場１２内における音波の主な伝搬方向を示したものである。
【００４９】
図中の（ａ）では、遅延制御を行っていないため、全てのスピーカ５１〜５ｎから正面方向へ向けて出力音声が放射されている。この場合、音場１２は水平方向に細長く延び、スピーカの正面であれば、遠くにいる聴者でも出力音声を聞き取り易くなる。ところが、スピーカ装置１００に近くてもスピーカ装置１００よりも低い場所にいる聴者には、出力音声が聞き取り難い。
【００５０】
これに対し、図中の（ｂ）では、仮想フロントパネル６１を湾曲させることにより、音場を所望の形状に変形させて、遠くにいる聴者と、近くにいる聴者のいずれもが出力音声を聞き取り易くしている。すなわち、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって音場１２を形成し、スピーカ装置１００から遠い空間における音圧を確保しつつ、スピーカ装置１００の斜め下の空間における音圧も確保している。
【００５１】
具体的には、ラインアレイスピーカ５の上端側のスピーカが、主として遠くの音場を形成し、下端側のスピーカが、主として近くの音場を形成している。このため、できるだけ長い距離にわたって、できるだけ均一な音圧を確保しようとすれば、仮想フロントパネル６１は、上端に近づくほど曲率が小さくなり、下端に近づくほど曲率が大きくなるように滑らかに変化させる必要がある。このため、本実施の形態によるスピーカ装置１００では、仮想フロントパネル６１がクロソイド曲線となるように湾曲させている。
【００５２】
この様にして広い範囲にわたって音場１２を形成しようとする場合、隣接するスピーカ５１〜５ｎ間の遅延時間差として、微少な時間を実現しなければならない。隣接するスピーカ間の遅延時間差は、当該スピーカからの出力音声の指向方向、つまり、フロントパネル６０の正面方向となす角度に相当する。従って、スピーカ装置１００から遠い空間における音場を制御するためには、近い空間の音場を制御する場合に比べて、より小さな遅延時間差が必要になる。発明者らの実験によれば、１μ秒以下の遅延時間を実現する必要があることがわかった。Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期が２０．８μ秒であり、隣接するスピーカ５１〜５ｎ間の遅延時間差をその１／２０以下にすれば、実際上、十分に広い範囲にわたって音場１２を形成し、かつ、当該音場１２内の音圧を均一にすることができる。
【００５３】
従来のスピーカ装置は、スピーカ装置としての指向方向を変化させるだけであり、スピーカ装置から遠い聴者と近い聴者の一方が聞き取りやすくなれば、他方が聞き取りに難くなる。これに対し、本実施の形態によるスピーカ装置１００では、音場の形状を変化させることにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一な音場を形成することができる。換言すれば、遠い聴者の聞き取りやすさと、近い聴者の聞き取り易さとをバランスさせ、あるいは、両立させることができる。
【００５４】
なお、スピーカ装置１００がカバーすべき対象領域の長さや、当該領域内において確保すべき音圧レベルが異なれば、最適な音場の形状も異なるが、スピーカ装置１００では、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いた信号制御によって実現しているため、フィルタ係数を変更することによって、音場の形状を変化させることができる。
【００５５】
図７は、図２のＦＩＲフィルタ２１〜２１ｎの周波数特性の一例を示した図であり、図中の（ａ）には、横軸に周波数、縦軸に増幅率をとって、周波数に対する振幅特性が示されている。一方、（ｂ）には、横軸に周波数、縦軸に移相量をとって、周波数に対する位相特性が示されている。なお、本明細書における移相量とは位相の変化量を指すものとする。
【００５６】
音声信号の波形形状を維持しつつ時間遅延させるためには、周波数領域において、増幅率を一定とし、移相量を周波数に比例させる必要がある。つまり、図７に示した通り、振幅特性が周波数軸に平行となり、かつ、位相特性が原点を通る直線、いわゆる直線位相特性であることが必要となる。この場合、位相特性及び周波数軸のなす角度θは、時間軸上では遅延時間に相当する。つまり、ユーザが遅延時間を決定すれば、位相特性の角度θが決まり、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの周波数特性が決まる。振幅特性は、周波数に対し一定値であればよく、ユーザが指定してもよいし固定であってもよい。
【００５７】
図８は、図７の周波数特性から求められたフィルタ係数ｋ１〜ｋｍの一例を示した図である。図中の（ａ）には、図７の周波数特性を逆フーリエ変換することによって得られるフィルタ係数が示されている。ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの遅延時間が、Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期未満であれば、図中の（ａ）に示す通り、時間軸上の負の領域にもフィルタ係数が現れる。
【００５８】
このようなフィルタ係数は因果律に反し、実際のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎにおいて実現することはできない。そこで、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの遅延時間に対し、共通のシフト遅延時間Ｄｃを加えることにより、時間軸上の正の領域に収まるようにフィルタ係数をシフトさせれば、因果律の問題を解決することができる。つまり、フィルタ係数をシフトさせることによって、サンプリング周期未満の短い遅延時間を実現することができる。
【００５９】
図中の（ｂ）には、シフト後のフィルタ係数が示されている。シフト遅延時間Ｄｃを加えることによって、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの絶対的な遅延時間は長くなるが、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎ間の相対的な遅延時間は維持される。つまり、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの最短の遅延時間をゼロからシフト遅延時間Ｄｃに変更すれば、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いて、サンプリング周波数未満の遅延時間を正確に実現することができる。
【００６０】
なお、シフト遅延時間Ｄｃは、ＦＩＲフィルタ内の遅延部２１１〜２１ｍの単位遅延時間Ｄａの整数倍となる。このシフト遅延時間Ｄｃは、例えば、タップ長の１／２程度にすることができる。また、逆フーリエ変換によって求められたフィルタ係数を時間軸の正の領域へシフトさせるようにシフト遅延時間Ｄｃを決定してもよい。このようなシフトは円状シフトと呼ばれる。例えば、絶対値がゼロ又は所定値を超えるフィルタ係数が時間軸の正の領域へシフトされるようにシフト遅延時間Ｄｃを決定することができる。
【００６１】
図９は、図１のフィルタ係数生成装置１２０の一構成例を示したブロック図である。このフィルタ係数生成装置１２０は、操作入力部１２１、周波数特性決定部１２２、逆フーリエ変換部１２３及びシフト処理部１２４からなる。
【００６２】
フィルタ係数生成装置１２０は、各スピーカ５１〜５ｎに対し、ユーザが指定した遅延時間に基づいて、図７の周波数特性を特定し、逆フーリエ変換により、図８の（ａ）のフィルタ係数を求め、このフィルタ係数を円状シフトさせて、所望のフィルタ係数を生成している。
【００６３】
操作入力部１２１は、パラメータを入力するための入力手段、例えばキーボードやマウスである。ユーザは、操作入力部１２１を用いて、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎのフィルタ係数を決定するためのパラメータ、例えば、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎごとの遅延時間を指定することができる。なお、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎのパラメータからなるパラメータセットが予め与えられ、ユーザは、複数のパラメータセットから任意のパラメータセットを選択するように構成することもできる。
【００６４】
周波数特性決定部１２２は、上記パラメータに基づいて、図７に示した周波数特性をそれぞれ決定する。逆フーリエ変換部１２３は、上記周波数特性に基づいて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行い、図８の（ａ）に示したフィルタ係数を求める。シフト処理部１２４は、上記フィルタ係数にシフト遅延時間Ｄｃを加えてシフトさせ、図８の（ｂ）に示したフィルタ係数を求める。このようにして、各フィルタ２１〜２ｎについて、フィルタ係数ｋ１〜ｋｍが生成され、スピーカ装置１００へ出力される。なお、シフト遅延時間Ｄｃは、予め定められていてもよいし、逆フーリエ変換部１２３で求められた全てのフィルタ２１〜２ｎのフィルタ係数ｋ１〜ｋｍに基づいて決定してもよい。
【００６５】
本実施の形態によるスピーカ装置１００は、平板状のフロントパネル６０上に、スピーカ５１〜５ｎからなるラインアレイスピーカ５が設けられている。そして、隣接するスピーカ５１〜５ｎの遅延時間差がラインアレイスピーカ５の下端に近づくほど増大するように、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎが各スピーカ５１〜５ｎの遅延時間を制御している。このため、フロントパネル６０を仮想的に湾曲させ、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって音場１２を形成することができる。
【００６６】
従って、空港ロビー、音楽ホール、体育館などのように比較的広い空間に設置され、スピーカ装置の近くから遠くまでの広い範囲にわたって所定の音圧を確保する必要があるスピーカ装置として好適である。
【００６７】
また、本実施の形態によるスピーカ装置１００は、周波数特性を逆フーリエ変換することによって求められたフィルタ係数が因果律に反しないように、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの遅延時間に対し、共通のシフト遅延時間Ｄｃを加えている。このため、隣接するスピーカ５１〜５ｎ間の遅延時間差の最小値をデジタル音声信号のサンプリング周期未満となるように、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎがデジタル音声信号を遅延させることができる。その結果、広い音場１２内において均一な音圧を確保することができる。
【００６８】
特に、フロントパネル６０をクロソイド曲線となるように仮想的に湾曲させることにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一の音場を形成することができる。
【００６９】
さらに、フィルタ係数ｋ１〜ｋｍを変更することにより、同じスピーカ装置１００を用いて、広さや形状の異なる様々な空間に適用させることができ、また、同じ空間であって目的や状況に応じて異なる音場を形成することができる。
【００７０】
なお、本実施の形態では、仮想フロントパネル６１が全面にわたって湾曲している場合の例について説明したが、本発明は、この様な場合のみに限定されない。例えば、仮想フロントパネル６１の上端側の一部を直線のままとし、下端側のみがクロソイド曲線となるように湾曲させてもよい。
【００７１】
また、本実施の形態では、仮想フロントパネル６１を前方に凸となるように湾曲させる場合の例について説明したが、本発明は、この様な場合のみに限定されない。例えば、両端に比べて中央付近の遅延量を増大させ、仮想フロントパネル６１が後方に凸となるように湾曲させてもよい。この場合、フロントパネルの前方に音圧を集中させることができる。
【００７２】
実施の形態２．
実施の形態１では、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いた遅延制御により、広い範囲にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置１００について説明した。これに対し、本実際の形態では、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを利用して、スピーカ装置１００にイコライザ機能を追加する例について説明する。
【００７３】
図１０は、本発明の実施の形態２によるスピーカ装置１００の要部について一構成例を示した図であり、図２のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの周波数特性の一例が示されている。図７の周波数特性（実施の形態１）と比較すれば、振幅特性のみが異なる。つまり、図７では、増幅率が周波数にかかわらず一定であったが、本実施の形態では、振幅特性をユーザが指定している。
【００７４】
デジタル音声信号を遅延させるには、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎが、直線位相特性を有していればよく、振幅特性は、遅延時間に影響を与えない。このため、振幅特性をユーザが決定することにより、別途、ハードウエアを追加することなく、スピーカ装置１００にイコライザ機能を追加することができる。この場合、全てのＦＩＲフィルタ２１〜２ｎに対し、同一の振幅特性を与える必要がある。
【００７５】
フィルタ係数の生成は、例えば、図９のフィルタ係数生成装置１２０（実施の形態１）において、操作入力部１２１を用いてユーザが振幅特性を指定すれば、周波数特性決定部１２２が、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの振幅特性として、ユーザが指定した共通の振幅特性を採用すればよい。
【００７６】
実施の形態３．
実施の形態２では、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎをイコライザとして使用するスピーカ装置１００の例について説明した。これに対し、本実施の形態では、新たにＩＩＲフィルタを設けて、イコライザとして使用するスピーカ装置１０１について説明する。
【００７７】
図１１は、本発明の実施の形態３によるスピーカ装置１０１を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。図中のスピーカ装置１０１は、図２のスピーカ装置１００（実施の形態１）と比較すれば、ＩＩＲフィルタ８を備えている点で異なる。なお、図２に示されたブロックに相当するものには同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００７８】
ＩＩＲフィルタ８は、インパルス応答が有限時間で収束しない無限インパルス応答（Infinite Impulse Response）フィルタであり、ＤＳＰ（Digital Signal  Processer）により実現されるデジタルフィルタである。このＩＩＲフィルタ８には、Ａ／Ｄコンバータ１から出力されたデジタル音声信号が入力され、その周波数−振幅特性を制御するイコライザとして用いられる。ＩＩＲフィルタ８から出力されるデジタル音声信号は、各ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎへ入力される。
【００７９】
また、ＩＩＲフィルタ８のフィルタ係数ｈ１〜ｈｍは、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの場合と同様、フィルタ係数生成装置１２０においてユーザ操作に基づいて生成され、スピーカ装置１０１へ入力される。入力されたフィルタ係数ｈ１〜ｈｍは、フィルタ係数更新部７によって、フィルタ係数記憶部６に格納される。
【００８０】
なお、ここでは、Ａ／Ｄコンバータ１及びＦＩＲフィルタ２１〜２ｎ間に、１個のＩＩＲフィルタ８を追加しているが、直接接続された２以上のＩＩＲフィルタを追加することもできる。
【００８１】
図１２は、図１１のＩＩＲフィルタ８の一構成例を示したブロック図である。ＩＩＲフィルタ８は、遅延部８１１〜８１ｍ，８３１〜８３ｍと、乗算部８２０〜８２ｍ，８４１〜８４ｍと、加算部８００とによって構成されるタップ数ｍのフィルタである。
【００８２】
遅延部８１１〜８１ｍ，８３１〜８３ｍは、単位遅延時間Ｄｂだけ遅延させる遅延手段であり、単位遅延時間ＤｂはＡ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期であるものとする。ｍ個の遅延部８１１〜８１ｍを直列に接続することにより、入力信号を単位遅延時間Ｄｂの整数倍（１〜ｍ倍）だけ遅延させた信号をそれぞれ生成している。同様にして、ｍ個の遅延部８３１〜８３ｍを直列に接続することにより、出力信号を単位遅延時間Ｄｂの整数倍（１〜ｍ倍）だけ遅延させた信号をそれぞれ生成している。
【００８３】
（ｍ＋１）個の乗算部８２０〜８２ｍは、入力信号及び各遅延部８１１〜８１ｍの出力信号に対し、フィルタ係数ｊ０〜ｊｍをそれぞれ掛ける演算手段である。また、ｍ個の乗算部８４１〜８４ｍは、各遅延部８３１〜８３ｍの出力信号に対し、フィルタ係数ｈ１〜ｈｍをそれぞれ掛ける演算手段である。加算部８００は、乗算部８２０〜８２ｍ，８４１〜８４ｍで求められた（２ｍ＋１）個の積の総和を求めて、出力信号を生成する演算手段である。
【００８４】
つまり、このＩＩＲフィルタ８は、ともにｍ次の全極型フィルタ及び全零型フィルタを組み合わせて構成される。例えば、ともに２次の全極型フィルタ及び全零型フィルタを組み合わせた双２次フィルタを用いることができる。
【００８５】
図１３は、ＩＩＲフィルタ８の周波数特性の一例を示した図であり、図中の（ａ）に振幅特性が示され、（ｂ）に位相特性が示されている。ＩＩＲフィルタ８を用いて振幅特性を制御する場合、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いて、振幅特性を制御する場合に比べて、周波数分解能の高い振幅制御を行うことができる。ただし、図中の（ｂ）に示したように、ＩＩＲフィルタ８を用いて振幅特性を制御することによって、位相特性に意図しない特性が現れてしまう。
【００８６】
図１４は、ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１〜２ｎからなるデジタルフィルタ全体の周波数特性を示した図である。ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの周波数特性が、図７の場合（実施の形態１）と同様に示されている。位相特性にＩＩＲフィルタの意図しない特性が現れている欠点があるが、振幅特性の制御については、高い周波数分解能を実現することができる。
【００８７】
本実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの前段にＩＩＲフィルタ８を備えることにより、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎ用いて振幅制御を行う場合に比べ、周波数分解能の高い振幅制御を行うことができる。
【００８８】
実施の形態４．
実施の形態３では、ＩＩＲフィルタ８をイコライザとして使用するスピーカ装置１０１について説明した。本実施の形態では、ＩＩＲフィルタ８をイコライザとして使用することによって生じる意図しないＩＩＲフィルタ８の位相特性をＦＩＲフィルタ２１〜２ｎによって補償するスピーカ装置について説明する。
【００８９】
図１５は、実施の形態４によるスピーカ装置１０１の要部について一構成例を示した図であり、図１１のＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの周波数特性の一例が示されている。図中の（ａ）には振幅特性が示され、（ｂ）には位相特性が示されている。なお、図１１のＩＩＲフィルタ８の周波数特性は、図１３の場合（実施の形態３）と同様であるものとする。
【００９０】
このＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの振幅特性は、周波数にかかわらず一定であり、図７の場合（実施の形態１）と同様である。一方、位相特性は、ＩＩＲフィルタの位相特性の上下を反転させ、時計方向に角度θだけ回転させた特性からなる。つまり、デジタル音声信号を所望の遅延時間だけ遅延させるとともに、ＦＩＲフィルタ８の位相特性を補償する特性となっている。
【００９１】
従って、ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１〜２ｎからなるデジタルフィルタ全体の位相特性は、図７の（ｂ）と同様の直線特性となり、デジタル音声信号を正確に遅延させることができる。
【００９２】
図１６は、図１のフィルタ係数生成装置１２０の他の構成例を示したブロック図である。図９のフィルタ係数生成装置１２０（実施の形態１）と比較すれば、ＩＩＲフィルタ係数生成部１２６を備えている点で異なる。なお、図９に示されたブロックに相当するものには同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００９３】
ＩＩＲフィルタ係数生成部１２６は、ユーザが指定した振幅特性に基づいて、ＩＩＲフィルタ８のフィルタ係数ｈ１〜ｈｍを生成している。なお、振幅特性が予め与えられ、ユーザは、複数のパラメータセットから任意のパラメータセットを選択するように構成することもできる。
【００９４】
周波数特性決定部１２２は、図９の場合と同様、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの周波数特性を決定している。振幅特性の決定方法は、実施の形態１の場合と同様であるが、位相特性の決定方法が異なる。すなわち、ユーザが指定した遅延時間と、ＦＩＲフィルタ係数生成部１２６が出力するＩＩＲフィルタ８の位相特性とに基づいて、ＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの位相特性を決定している。
【００９５】
本実施の形態によるスピーカ装置１０１は、ＩＩＲフィルタ８により振幅制御を実現するとともに、ＩＩＲフィルタ８によって生じる意図しない位相特性を遅延制御のためのＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いて補償することができる。このため、周波数分解能が高いイコライザ機能を有し、かつ、正確な遅延制御により広くて均一な音場１２を形成することができるスピーカ装置を実現することができる。
【００９６】
なお、本実施の形態では、ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１〜２ｎからなるフィルタ全体が直線位相特性を有する場合について説明したが、本発明は、このような場合のみには限定されない。すなわち、ＩＩＲフィルタ８の位相特性がＦＩＲフィルタ２１〜２ｎを用いて補償される構成であればよく、フィルタ全体が直線位相を有していなくてもよい。例えば、ＩＩＲフィルタ８の係数を変更した場合、それに応じてＦＩＲフィルタ２１〜２ｎの係数も変更するようにフィルタ係数生成装置を構成すれば、ＩＩＲフィルタ８の位相特性をＦＩＲフィルタ２１〜２ｎによって補償することができる。
【図１】
2011135646.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2011135646.tif 000012
【図１１】
2011135646.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
2011135646.tif 000015
【図１４】
2011135646.tif 000016
【図１５】
2011135646.tif 000017
【図１６】
2011135646.tif 000018
【国際調査報告】
2011135646.tif 000019
2011135646.tif 000020
2011135646.tif 000021
2011135646.tif 000022
2011135646.tif 000023
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