(57)【要約】  ＩＧＢＴ２５と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するＦＷＤ２４ａおよび導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するＦＷＤ２４ｂが直列接続されたＦＷＤ群２４と、が逆並列に接続されてなる素子対２６ならびに、ＩＧＢＴ３５と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するＦＷＤ３４ａおよび導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するＦＷＤ３４ｂが直列接続されたＦＷＤ群３４と、が逆並列に接続されてなる素子対３６を有し、これら素子対２６，３６が並列に接続されて構成される。
2011111262.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるショットキーバリア型の第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるショットキーバリア型の第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
を有し、
これら第１および第２の素子対が並列に接続されて構成されていることを特徴とするパワー半導体モジュール。
【請求項２】
前記第１および第２の導通素子は、一方向性導通素子であることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体モジュール。
【請求項３】
前記第１および第２のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるユニポーラ型のスイッチング素子であることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体モジュール。
【請求項４】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のパワー半導体モジュール。
【請求項５】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるショットキーバリア型の第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるショットキーバリア型の第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
前記第１および第２の導通素子は、一方向性導通素子であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１および第２のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるユニポーラ型のスイッチング素子であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体にて形成されることを特徴とする請求項５〜７の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置と、
前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機と、備えた鉄道車両において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるショットキーバリア型の第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるショットキーバリア型の第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成されていることを特徴とする鉄道車両。
【請求項１０】
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
を有し、
これら第１および第２の素子対は、並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧よりも小さく、
前記第２の導通素子の耐圧は、前記第２の一方向性導通素子の耐圧よりも小さい
ことを特徴とするパワー半導体モジュール。
【請求項１１】
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
を有し、
これら第１および第２の素子対は、並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧よりも大きく、
前記第２の導通素子の耐圧は、前記第２の一方向性導通素子の耐圧よりも大きい
ことを特徴とするパワー半導体モジュール。
【請求項１２】
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
を有し、
これら第１および第２の素子対は、並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧と同程度であり、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧と同程度である
ことを特徴とするパワー半導体モジュール。
【請求項１３】
前記第１および第２の導通素子は、一方向性導通素子であることを特徴とする請求項１０〜１２の何れか１項に記載のパワー半導体モジュール。
【請求項１４】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体にて形成されることを特徴とする請求項１０〜１２の何れか１項に記載のパワー半導体モジュール。
【請求項１５】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧よりも小さく、
前記第２の導通素子の耐圧は、前記第２の一方向性導通素子の耐圧よりも小さい
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１６】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧よりも大きく、
前記第２の導通素子の耐圧は、前記第２の一方向性導通素子の耐圧よりも大きい
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１７】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧と同程度であり、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧と同程度である
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１８】
前記第１および第２の導通素子は、一方向性導通素子であることを特徴とする請求項１５〜１７の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１９】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体にて形成されることを特徴とする請求項１５〜１７の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項２０】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置と、
前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機と、備えた鉄道車両において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧よりも小さく、
前記第２の導通素子の耐圧は、前記第２の一方向性導通素子の耐圧よりも小さい
ことを特徴とする鉄道車両。
【請求項２１】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置と、
前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機と、備えた鉄道車両において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧よりも大きく、
前記第２の導通素子の耐圧は、前記第２の一方向性導通素子の耐圧よりも大きい
ことを特徴とする鉄道車両。
【請求項２２】
正側アームを構成するパワー半導体モジュールと、負側アームを構成するパワー半導体モジュールとが直列接続されてなるレグを複数組有し、並列接続された複数組のレグに印加される直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置と、
前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機と、備えた鉄道車両において、
前記各パワー半導体モジュールは、
第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第１の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第１の導通素子とが直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対と、
第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体にて形成される第２の一方向性導通素子と導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するワイドバンドギャップ半導体にて形成される第２の導通素子とが直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対と、
が並列に接続されて構成され、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧と同程度であり、
前記第１の導通素子の耐圧は、前記第１の一方向性導通素子の耐圧と同程度である
ことを特徴とする鉄道車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、鉄道車両に適用可能な電力変換装置に係り、詳細には、この種の電力変換装置に搭載可能なパワー半導体モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
鉄道車両用に限定されるものではないが、例えば下記特許文献１には、トランジスタチップと、フライ・ホイール・ダイオード（Fly  Wheel  Diode：ＦＷＤ）チップと、が逆並列に接続されてなる素子対を２個有するパワー半導体モジュールが開示されている（同文献の図１、図６を参照）。【０００３】
なお、この種のパワー半導体モジュールにおいて、各素子対におけるコレクタ端子、エミッタ端子およびベース端子の各端子同士を電気的に接続すれば、各素子対が並列接続された構成となり、電流容量を増大させたパワー半導体モジュールとしての使用（しばしば「並列応用」と称される）が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開昭６２−２０２５４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、並列応用における従来のパワー半導体モジュールでは、製造上のばらつきなどによって、一方のＦＷＤの順方向飽和電圧と他方のＦＷＤの順方向飽和電圧との間にある一定値以上の差がある場合、一方のＦＷＤの温度が他方のＦＷＤの温度より高くなり、使用と共に両者の温度差が拡大して行くというある種の熱暴走状態を呈するという問題点があった。このため、従来の並列応用においては、並列接続されるＦＷＤの順方向飽和電圧の差が一定値以下となるように選別しなければならなかった。【０００６】
また、パワー半導体モジュールでは、ＦＷＤに逆並列接続されたスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）があり、このスイッチング素子についても、ＦＷＤと同様に順方向電圧特性のばらつきを一定値以下に抑える必要があった。このため、従来の並列応用におけるパワー半導体モジュールでは、スイッチング素子およびＦＷＤの両者を同時に選別しなければならないという困難性があり、並列運用のための歩留まりは非常に大きく、製造コストが高くなるという課題があった。【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、並列応用におけるパワー半導体モジュールの歩留まりを改善し、製造コストの上昇を抑制することができるパワー半導体モジュールを提供することを目的とする。【０００８】
また、本発明は、上記のようなパワー半導体モジュールを備えた電力変換装置および、この電力変換装置を備えた鉄道車両を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるパワー半導体モジュールは、第１のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有する第１の一方向性導通素子および導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有する第１の導通素子が直列接続された第１の素子群と、が逆並列に接続されてなる第１の素子対ならびに、第２のスイッチング素子と、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有する第２の一方向性導通素子および導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有する第２の導通素子が直列接続された第２の素子群と、が逆並列に接続されてなる第２の素子対を有し、これら第１および第２の素子対が並列に接続されて構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、並列応用におけるパワー半導体モジュールの歩留まりを改善し、製造コストの上昇を抑制することができるパワー半導体モジュールを提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置の概略の機能構成を示す図である。
【図２】図２は、本実施の形態に係るパワー半導体モジュールの回路構成を概略的に示す図である。
【図３】図３は、Ｓｉダイオードの順方向電圧特性を示す図である。
【図４】図４は、比較例として示す従来技術に係るパワー半導体モジュールの回路構成を概略的に示す図である。
【図５】図５は、ＳｉＣダイオードの順方向電圧特性を示す図である。
【図６】図６は、スイッチング素子におけるＩＧＢＴのターンオン時の電流シミュレーション波形を示す比較図である。
【図７】図７は、図６に対応するＦＷＤリカバリー電流のシミュレーション波形を示す比較図である。
【図８】図８は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの線形領域における電流電圧特性の温度依存性を示す図である。
【図９】図９は、Ｓｉ−ＩＧＢＴおよびＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのターンオフ電流波形に関する模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるパワー半導体モジュールおよび電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１３】
実施の形態１．
まず、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置について説明する。図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の概略の機能構成を示す図であり、鉄道車両１に搭載される電力変換装置１０の一構成例を示している。図１に示すように、電力変換装置１０は、コンバータ１２、コンデンサ１４およびインバータ１６を備えて構成される。鉄道車両１には、電力変換装置１０の入力端側に配置されてコンバータ１２に接続される変圧器６および、電力変換装置１０の出力端側に配置されてインバータ１６に接続され、電力変換装置１０からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機１８が搭載されている。なお、電動機１８としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。
【００１４】
変圧器６の一次巻線の一端は集電装置３を介して架線２に接続され、他端は車輪４を介して大地電位であるレール５に接続されている。架線２から供給される電力は、集電装置３を介して変圧器６の一次巻線に入力されるとともに、変圧器６の二次巻線に生じた電力がコンバータ１２に入力される。
【００１５】
コンバータ１２は、スイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＵＰＣ）と、スイッチング素子ＵＮＣ，ＶＮＣで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＵＮＣ）とがそれぞれ直列に接続された回路部（以下「レグ」という）を有している。すなわち、コンバータ１２には、２組（Ｕ相分、Ｖ相分）のレグを有する単相ブリッジ回路が構成されている。
【００１６】
コンバータ１２は、スイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＵＮＣ，ＶＮＣをＰＷＭ制御することで入力された交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力する。
【００１７】
コンバータ１２の出力端には、直流電源となるコンデンサ１４が並列に接続されるとともに、コンデンサ１４の直流電圧を入力とし、任意電圧および任意周波数の交流電圧に変換し出力するインバータ１６が接続される。
【００１８】
インバータ１６は、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＵＰＩ）と、スイッチング素子ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＵＮＩ）とがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ１６には、３組（Ｕ相分、Ｖ相分、Ｗ相分）のレグを有する３相ブリッジ回路が構成されている。
【００１９】
インバータ１６は、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩをＰＷＭ制御することで入力された直流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する。
【００２０】
なお、図１では、本実施の形態に係る電力変換装置の好適な例として、交流入力の電気車に適用する場合を一例として示したが、地下鉄や郊外電気車等に多用される直流入力の電気車に対しても同様に適用することができる。なお、直流入力の電気車に適用する場合、変圧器６およびコンバータ１２の構成が不要となる点を除き、図１と同等の構成を採ることができ、本実施の形態にかかる内容を当該直流入力の電気車に適用することも無論可能である。
【００２１】
つぎに、本実施の形態の電力変換装置に適用可能なパワー半導体モジュールについて説明する。図２は、本実施の形態に係るパワー半導体モジュールの回路構成を概略的に示す図である。本実施の形態に係るパワー半導体モジュール２０は、図２に示すように、第１のパワーモジュール２２と、第２のパワーモジュール３２とを有し、これら第１，第２のパワーモジュール２２，３２が並列接続されることで構成されている。
【００２２】
なお、このパワー半導体モジュール２０は、図１に示す電力変換装置であれば、例えばコンバータ１２を構成するスイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＵＮＣ，ＶＮＣに適用可能であり、あるいはインバータ１６を構成するスイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩに適用可能である。
【００２３】
図２に戻り、第１のパワーモジュール２２では、例えばシリコン（Ｓｉ）をベースとするＳｉ−ＦＷＤ（ＦＷＤ２４ａ）と、例えばシリコン・カーバイド（炭化ケイ素：ＳｉＣ）をベースとするＳｉＣ−ＦＷＤ（ＦＷＤ２４ｂ）とが直列に接続されたＦＷＤ群２４を有し、これら直列接続されたＦＷＤ群２４とシリコンをベースとするＳｉ−ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ２５）とが逆並列に接続されて素子対２６を構成している。第２のパワーモジュール３２の構成も同様であり、Ｓｉ−ＦＷＤ（ＦＷＤ３４ａ）とＳｉＣ−ＦＷＤ（ＦＷＤ３４ｂ）とが直列に接続されたＦＷＤ群３４を有し、これら直列接続されたＦＷＤ群３４と、Ｓｉ−ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ３５）とが逆並列に接続されて素子対３６を構成している。
【００２４】
また、素子対２６，３６の各一端（Ｓｉ−ＩＧＢＴの各コレクタ端）から引き出された端子同士は接続されてコレクタ電極Ｃを成し、素子対２６，３６の各他端（Ｓｉ−ＩＧＢＴの各エミッタ端）から引き出された端子同士は接続されてエミッタ電極Ｅを成している。
【００２５】
なお、図２では、スイッチング素子とＦＷＤ群とが逆並列に接続されてなる１つの素子対が１つのモジュール内に収容（いわゆる「１ｉｎ１」の構成）されたパワーモジュール同士を並列に接続する構成を示したが、並列に接続された素子対の１組を１つのモジュール内に収容する構成（いわゆる「２ｉｎ１」の構成）であっても構わない。
【００２６】
つぎに、背景技術の項でも触れた並列応用における熱暴走現象について図３および図４を参照して説明する。なお、図３は、Ｓｉダイオードの順方向電圧特性を示す図である。この図３では、ＳｉダイオードにおけるＰＮ接合部のジャンクション温度（Ｔｊ）をパラメータとし、順方向飽和電圧（いわゆる「オン電圧」）に対する順方向電流（いわゆる「オン電流」）の変化を示している。また、図４は、比較例として示す従来技術に係るパワー半導体モジュールの回路構成を概略的に示す図である。
【００２７】
まず、Ｓｉダイオードにおける順方向飽和電圧の温度依存性は、図３に示すように、同一の順方向電流値であればジャンクション温度が高くなるほど順方向飽和電圧が小さくなるという特性を有している。すなわち、Ｓｉダイオードは、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有する素子である。
【００２８】
ここで、例えば製造上のばらつきによって、例えば素子対５６側のＳｉ−ＦＷＤ（ＦＷＤ５４）の順方向飽和電圧が素子対６６側のＳｉ−ＦＷＤ（ＦＷＤ６４）の順方向飽和電圧よりも低い場合、ＦＷＤ５４に流れる電流ｉ１はＦＷＤ６４に流れる電流ｉ２よりも大きくなる。
【００２９】
このとき、パワー半導体モジュール５２とパワー半導体モジュール６２とは互いに並列接続されているため、各Ｓｉ−ＩＧＢＴ５５，６５のコレクタ端子とエミッタ端子間の電圧（電位差）ＶＣＥは等しい。したがって、ＦＷＤ５４の損失ＶＣＥ×ｉ１は、ＦＷＤ６４の損失ＶＣＥ×ｉ２よりも大きくなり、ＦＷＤ５４の発熱量がＦＷＤ６４の発熱量よりも大きくなる。その結果、ＦＷＤ５４の温度がＦＷＤ６４の温度より高くなり、これらの温度差はより大きくなる。そうすると、ＦＷＤ５４の順方向飽和電圧はＦＷＤ６４の順方向飽和電圧よりもさらに低くなり、ＦＷＤ５４に流れる電流がさらに増加して両者の温度差はさらに増大することになる。
【００３０】
このように、パワー半導体モジュールを構成する一方のＦＷＤの順方向飽和電圧と他方のＦＷＤの順方向飽和電圧との間に差がある場合、温度上昇→順方向電圧降下→電流増加→温度上昇→順方向電圧降下→電流増加を繰り返す熱暴走状態となる。なお、現実にはＦＷＤの温度上昇は冷却器を通じた放熱現象によって抑制されるので、順方向飽和電圧に係る製造上のばらつきを所定値以下（例えば０．２Ｖ以下）に抑え込めれば、上記のような熱暴走状態は抑止可能である。何れにしても、並列応用のパワー半導体モジュールの場合、並列接続されるＦＷＤの順方向飽和電圧の差が一定値以下となるように選別しなければならなかった。
【００３１】
一方、図５は、ＳｉＣダイオードの順方向電圧特性を示す図である。図５に示すグラフでは、ジャンクション温度（Ｔｊ）をパラメータとし、順方向飽和電圧（オン電圧）に対する順方向電流（オン電流）の変化を示している。
【００３２】
ＳｉＣダイオードにおける順方向飽和電圧の温度依存性は、図５に示すように、同一の順方向電流値であればジャンクション温度が高くなるほど順方向飽和電圧が大きくなるという特性を有しており、Ｓｉダイオードの特性と反対である。すなわち、ＳｉＣダイオードは、導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有する素子である。
【００３３】
したがって、図２に示すようにＳｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとを直列接続することにより、それら直列接続されたＦＷＤ群の順方向飽和電圧特性は、Ｓｉダイオードの順方向飽和電圧特性に、ＳｉＣダイオードの順方向飽和電圧特性が加わった特性となる。このとき、Ｓｉダイオードの温度特性をＳｉＣダイオードの温度特性が打ち消すように働くので、ＦＷＤ群における順方向飽和電圧の温度依存性は、Ｓｉ−ＦＷＤのみと比べて非常に小さくなる。したがって、製造上のばらつきなどによって、相互に並列接続されるＳｉ−ＦＷＤの順方向電圧特性に極端な差がなければ熱暴走することがなくなるので、素子選別のための時間および労力の低減が可能となり、素子選別の困難性が解消される。
【００３４】
また、ＦＷＤ群を構成する各ＦＷＤ（Ｓｉ−ＦＷＤ，ＳｉＣ−ＦＷＤ）は、逆並列接続されたスイッチング素子の耐圧（Ｓｉ−ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の耐圧）よりも小さい耐圧のものを用いることができるので、低価格のパワーモジュールとすることができ、装置の低コスト化に貢献することが可能となる。
【００３５】
つぎに、Ｓｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとの直列接続により生じる効果について更なる補足説明を行う。
【００３６】
まず、Ｓｉダイオードは、その製造技術が比較的確立しているため、耐圧を高くしても高価にはならない。これに対し、ＳｉＣダイオードは、製造の歴史が比較的浅いため、高耐圧のものは非常に高価になる。しかしながら、Ｓｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとを直列接続すれば、逆並列接続されたスイッチング素子全体の耐圧をＳｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとで分担（分圧）することができるので、ＳｉＣ−ＦＷＤの耐圧をスイッチング素子全体の耐圧よりも小さくすることができる。
【００３７】
例えば、鉄道車両用の電力変換装置に用いられるスイッチング素子として３．３ｋＶの耐圧が要求されるとき、直列接続されたＦＷＤ群にも同等の耐圧が要求されるが、この場合、Ｓｉ−ＦＷＤおよびＳｉＣ−ＦＷＤの各リーク電流を考慮して設計すれば、例えばＳｉ−ＦＷＤの耐圧を３．０ｋＶとし、ＳｉＣ−ＦＷＤの耐圧を０．３ｋＶとするような設計が可能である。
【００３８】
鉄道車両用の電力変換装置に用いられるスイッチング素子の場合、その製造コストは耐圧に比例するといっても過言ではなく、直列接続するＳｉＣ−ＦＷＤの耐圧を低くすることで製造コストの上昇を抑制することが可能となる。
【００３９】
ここで、ダイオード素子の耐圧は、リーク電流の大きさによってほぼ決定される。２つのダイオード素子を直列接続した場合、これら２つのダイオード素子に流れる電流は同じであるため、リーク電流の大きい素子よりもリーク電流の小さな素子の方が印加電圧が大きくなる。したがって、リーク電流の大きい素子よりもリーク電流の小さな素子の方が大きな耐圧が要求されることになる。したがって、上記の例であれば、Ｓｉ−ＦＷＤよりもＳｉＣ−ＦＷＤの方がリーク電流が大きくなる。
【００４０】
なお、上記の例は、Ｓｉ−ＦＷＤの耐圧ＶSiとＳｉＣ−ＦＷＤの耐圧ＶSiCとの分担比ＶSi／ＶSiCが、ＶSi／ＶSiC＝１０の場合であったが、この例に限定されるものではない。例えばＶSi／ＶSiC＞１とする設計を行えば、ＳｉＣ−ＦＷＤを併用する場合のコスト増を抑制するという観点において、充分な抑制効果が得られるといっても過言ではない。
【００４１】
一方、上記の例とは逆に、例えばＳｉ−ＦＷＤの耐圧を１．５ｋＶとし、ＳｉＣ−ＦＷＤの耐圧を１．８ｋＶとするような設計も可能である。Ｓｉ−ＦＷＤに比してオン電圧が小さいというＳｉＣ−ＦＷＤを併用することにより、ＦＷＤ群全体のオン電圧を小さくすることができるという効果が得られる。なお、上記でも説明したが、このような設計を行う場合、耐圧を低下させたい側の素子、すなわちＳｉ−ＦＷＤのリーク電流をＳｉＣ−ＦＷＤのリーク電流よりも大きくすればよい。
【００４２】
また、上述した観点に鑑みれば、Ｓｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとの耐圧配分を同等に設計することも可能である。この例の場合、製造コスト上の利点と、オン電圧低減の利点とを両立させる設計が可能になるという効果がある。
【００４３】
なお、Ｓｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとの耐圧配分をどのように設定するかは、高耐圧ＳｉＣ−ＦＷＤの製造技術に係る進展と、コストメリットの観点から製造時点で任意に決定することが可能である。この意味で、Ｓｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとを直列接続する意義は非常に大きい。
【００４４】
以上説明したように、本実施の形態のパワー半導体モジュールによれば、Ｓｉ−ＩＧＢＴと、導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するＳｉ−ＦＷＤと導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有するＳｉＣ−ＦＷＤとが直列接続されたＦＷＤ群と、が逆並列に接続されてなる素子対が２個形成され、これらの２個の素子対が並列に接続されて構成されているので、製造上のばらつきなどに起因する熱暴走減少を抑止することができ、素子選別のための時間および労力の低減が可能となり、設計や製造の簡易化が図れる。
【００４５】
また、本実施の形態のパワー半導体モジュールによれば、並列応用における一方のＦＷＤの順方向飽和電圧と他方のＦＷＤの順方向飽和電圧との間のばらつきの許容値を従来よりも拡大することができるので、並列応用におけるパワー半導体モジュールの歩留まりを改善し、製造コストの上昇を抑制することができる。
【００４６】
また、本実施の形態のパワー半導体モジュールによれば、逆並列接続されたスイッチング素子全体の耐圧をＳｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤとで分担することができるので、Ｓｉ−ＦＷＤおよびＳｉＣ−ＦＷＤ共に低耐圧品を用いることができ、ＦＷＤを低コスト化することができ、もって半導体パワーモジュールの低コスト化および電力変換装置の低コスト化に寄与することができる。
【００４７】
なお、本実施の形態では、直列接続される２つの半導体素子としてＳｉＣ−ＦＷＤ１素子と、Ｓｉ−ＦＷＤ１素子を用いる例を示したが、それぞれが１素子である必要はない。例えば、ＳｉＣ−ＦＷＤの複数素子とＳｉ−ＦＷＤ１素子とを直列接続してもよいし、ＳｉＣ−ＦＷＤ１素子とＳｉ−ＦＷＤの複数素子とを直列接続しても構わない。
【００４８】
また、本実施の形態では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子の一方にＳｉＣ−ＦＷＤを用いる例を示したが、本発明はこのＳｉＣ−ＦＷＤに限定されるものではない。ＳｉＣは、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属し、その特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
【００４９】
また、本実施の形態では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子の他方にＳｉ−ＦＷＤを用いる例を示したが、本発明はこのＳｉ−ＦＷＤに限定されるものではない。Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、図３に示すような導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体であれば、他のものを用いても構わない。
【００５０】
また、本実施の形態では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子として、両者共に一方向導通性を有するダイオードを用いる構成を開示したが、何れか一方が一方向導通性を有する素子であればよく、他方は一方向導通性を有するものでなくても構わない。すなわち、ＦＷＤ群を構成する一方が一方向性導通素子の場合、他方は一方向性を有さない導通素子であっても構わない。ただし、これら一方向性導通素子と導通素子との間には、導通時の電圧降下特性が相互に逆特性を有している必要がある。
【００５１】
実施の形態２．
実施の形態１では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子の一方にＳｉＣ−ＦＷＤを用い、他方にＳｉ−ＦＷＤを用いる例を示したが、実施の形態２では、ＳｉＣ−ＦＷＤとしてＳｉＣショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）を用いる例を説明する。
【００５２】
ＳｉＣ−ＳＢＤは、その構造的な特性により、電流導通時の電圧降下特性が必ず正の温度係数を有するという特徴を有している。このため、正の温度係数を有するＳｉＣ−ＳＢＤと負の温度係数を有するＳｉ−ＦＷＤとを直列接続することにより、製造上のばらつきなどに起因する熱暴走を抑止することができ、素子選別のための時間および労力を低減して、設計や製造の簡易化を図ることができる。
【００５３】
また、ＳｉＣ−ＦＷＤとしてＳｉＣ−ＳＢＤを用いる場合、例えば図１のインバータ１６において、動作中のオンスイッチング損失を低減することができる。このため、ＳｉＣ−ＳＢＤを用いれば、電力変換機器の冷却器を小型化し、省エネ効果を高めることが可能になる。なお、ここでいうオンスイッチング損失とは、例えば図１のインバータ１６であれば、例えばスイッチング素子ＵＮＩがオフ状態からオン状態に移行するターンオン時に、スイッチング素子ＵＮＩのトランジスタ素子に発生する過渡的な損失（ターンオン損失）と、スイッチング素子ＵＰＩにおけるトランジスタ素子に逆並列接続されたＦＷＤ群に生ずる過渡的な損失（リカバリー損失）との和である。すなわち、一つのレグを構成する一方のアーム素子がオフ状態からオン状態に移行するときにトランジスタ素子側に発生するターンオン損失と、他方のアーム素子がオン状態からオフ状態に移行するときにＦＷＤ側（ＦＷＤ群）に発生するターンオフ損失との和になる。
【００５４】
図６は、スイッチング素子におけるＩＧＢＴのターンオン時の電流シミュレーション波形を示す比較図である。図６では、ＦＷＤとしてＳｉダイオード１素子を用いた場合と、Ｓｉダイオード１素子とＳｉＣ−ＳＢＤ１素子を直列接続した場合のスイッチング波形を示している。ここで、計算に使用した主要なパラメータは以下のとおりである。
【００５５】
（１）Ｓｉ−ＦＷＤおよびＳｉＣ−ＳＢＤの各素子モデルの定格
（ａ）定格電圧：６００Ｖ程度
（ｂ）定格電流：２０Ａ程度
（２）スイッチング波形の計算条件
（ａ）負荷電流：１８Ａ
（ｂ）電圧：３５０Ｖ
【００５６】
また、図７は、図６に対応するＦＷＤリカバリー電流のシミュレーション波形を示す比較図である。一般的に、リカバリー電流のピーク値およびリカバリー電流の時間幅が大きければ大きいほどターンオン損失とリカバリー損失が大きくなる。一方、本実施の形態のように、ＦＷＤとしてＳｉダイオード１素子のみを用いる構成から、Ｓｉダイオード１素子とＳｉＣ−ＳＢＤ１素子の直列接続構成とすることにより、リカバリー電流のピーク値およびリカバリー電流の時間幅の双方を大きく減少させることができる。つまり、本実施の形態の構成によれば、ターンオン損失とリカバリー損失の双方を非常に小さくすることが可能となる。
【００５７】
ここで、結果のみ示すが、本シミュレーションによれば、ターンオン損失は０．３４ｍＪ／パルスから０．１１ｍＪ／パルスに減少し、リカバリー損失は０．４５ｍＪ／パルスから１μＪ／パルスに減少する。したがって、ターンオン損失とリカバリー損失の和であるオンスイッチング損失は、０．７９ｍＪから０．１１１ｍＪとなり、約８６％の減少率となる。
【００５８】
なお、上記の例は、定格電圧６００Ｖ、定格電流２０Ａ程度の素子を用いた場合の計算例であったが、定格電圧および定格電流が大きくなれば、更なるオンスイッチング損失の減少が期待できる。定格電圧および定格電流を大きくした場合、必然的にＳｉダイオードのチップ厚（基板厚）が大きくなるので、Ｓｉダイオードにおける耐圧層の体積が増大することになる。Ｓｉダイオードにおける耐圧層の体積が増大すれば、この耐圧層に蓄積される電荷が大きくなる。このため、この蓄積電荷を掃き出すときの電流を含むリカバリー電流もＳｉダイオードのみでは、定格電圧および定格電流に応じて非常に大きくなる。一方、ＳｉＣ−ＳＢＤのリカバリー電流は、定格電圧および定格電流によらずほぼ一定である。このため、定格電圧および定格電流が大きくなれば、オンスイッチング損失の低減効果は必然的に大きくなる。
【００５９】
また、本実施の形態では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子の一方にＳｉＣ−ＳＢＤを用いる例を示したが、本発明はこのＳｉＣ−ＳＢＤに限定されるものではない。ＳｉＣは、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属し、その特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
【００６０】
また、本実施の形態では、直列接続される２つの半導体素子としてＳｉＣ−ＳＢＤ１素子と、Ｓｉ−ＦＷＤ１素子を用いる例を示したが、それぞれが１素子である必要はない。例えば、ＳｉＣ−ＳＢＤの複数素子とＳｉ−ＦＷＤ１素子とを直列接続してもよいし、ＳｉＣ−ＳＢＤ１素子とＳｉ−ＦＷＤの複数素子とを直列接続しても構わない。
【００６１】
また、本実施の形態では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子の他方にＳｉ−ＦＷＤを用いる例を示したが、本発明はこのＳｉ−ＦＷＤに限定されるものではない。Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、図３に示すような導通時の電圧降下特性が負の温度係数を有するナローバンドギャップ半導体を用いる構成も本発明の要旨に含まれる。
【００６２】
また、本実施の形態では、パワー半導体モジュールにおけるＦＷＤ群を構成する半導体素子として、両者共に一方向導通性を有するダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤおよびＳｉ−ＦＷＤ）を用いる構成を開示したが、ＳｉＣ−ＳＢＤに直列接続される素子については一方向導通性を有する素子でなくてもよく、単なる導通素子であっても構わない。
【００６３】
なお、導通時の電圧降下特性が正の温度係数を有する素子であれば、当該素子のみで動作的には安定し、上述した熱暴走状態を呈することはない。したがって、ＳｉＣ−ＳＢＤに直列接続されるダイオード素子に係る導通時の電圧降下特性は、正負何れの電圧降下特性であっても構わない。
【００６４】
実施の形態３．
実施の形態１，２では、スイッチング素子におけるトランジスタ素子としてＳｉ−ＩＧＢＴを使用しているが（図２参照）、この実施の形態では、並列応用における２つのＳｉ−ＩＧＢＴのそれぞれをＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ(Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor)とする構成について説明する。実施の形態１，２では、並列応用における一方のＦＷＤの順方向飽和電圧と他方のＦＷＤの順方向飽和電圧とのばらつきに着目したが、このような素子間のばらつきは、ＦＷＤ程ではないものの使用態様によっては、トランジスタ素子について求められる場合がある。
【００６５】
図８は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの線形領域における電流電圧特性の温度依存性を示す図である。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、図８に示すように、電流導適時の電圧降下特性が正の温度係数を有するため、並列接続した場合に互いにバランスするように動作する。さらに、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、例えばＮ−チャンネルＭＯＳＦＥＴの場合、電流を担う電荷が電子のみのユニポーラデバイスのため、オン状態からオフ状態に移行するターンオフ時にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ内部に残留電荷を殆ど有しない。このため、スイッチング素子におけるトランジスタ素子として、Ｓｉ−ＩＧＢＴに代えてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、並列応用におけるトランジスタ素子の並列バランスを改善することができ、半導体モジュール全体の歩留まりを改善し製造コストの上昇を抑制することができる。
【００６６】
また、図９は、Ｓｉ−ＩＧＢＴおよびＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのターンオフ電流波形に関する模式図である。Ｓｉ−ＩＧＢＴでは、図示のようなテール電流があるため、このテール電流に起因するターンオフ損失が存在する。一方、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは残留電荷を殆ど有さない構造であるため、ターンオフ時のテール電流が殆どない。このため、スイッチング素子におけるトランジスタ素子として、Ｓｉ−ＩＧＢＴに代えてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ターンオフ損失を低減することができ、電力変換機器の冷却器を小型化し、省エネ効果を高めることが可能になる。
【００６７】
なお、上記ではＳｉ−ＩＧＢＴの温度特性については特に説明していないが、Ｓｉ−ＩＧＢＴは設計により、正の温度特性を有するもの、負の温度特性を有するもののどちらも製造可能である。一方、ＭＯＳＦＥＴのようなユニポーラデバイス（ユニポーラ型のスイッチング素子）は、ＳｉＣに限らず、必然的に正の温度係数を有するため、本実施の形態のパワー半導体モジュールを構成する上での設計が容易であり、本実施の形態のパワー半導体モジュールにおいて非常に有用なデバイスとなる。
【００６８】
また、本実施の形態では、スイッチング素子におけるトランジスタ素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いる例を示したが、本発明はこのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに限定されるものではない。ＳｉＣは、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属し、その特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
【００６９】
以上、実施の形態１〜３に係るパワー半導体モジュールの構成例について説明したが、これら実施の形態１〜３のパワー半導体モジュールは、鉄道車両や自動車に搭載される電力変換装置に用いられて好適である。車載用として用いられる場合、ブレーキ時や回生運転時においては、ＦＷＤ側の通電流が非常に大きくなるので、上記シミュレーション結果にもあるように、オンスイッチング損失の低減効果が大きくなり、電力変換装置の効率改善、コスト削減に効果的である。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
以上のように、本発明は、並列応用におけるパワー半導体モジュールの歩留まりを改善し、製造コストの上昇を抑制することができるパワー半導体モジュールとして有用である。
【符号の説明】
【００７１】
１  鉄道車両
２  架線
３  集電装置
４  車輪
５  レール
６  変圧器
１０  電力変換装置
１２  コンバータ
１４  コンデンサ
１６  インバータ
１８  電動機
２０  パワー半導体モジュール
２２  第１のパワーモジュール
２４，３４  ＦＷＤ群
２４ａ，３４ａ  ＦＷＤ（Ｓｉ−ＦＷＤ）
２４ｂ，３４ｂ  ＦＷＤ（ＳｉＣ−ＦＷＤ）
２５，３５  ＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）
２６  素子対（第１の素子対）
３２  第２のパワーモジュール
３６  素子対（第２の素子対）
Ｃ  コレクタ電極
Ｅ  エミッタ電極
ＵＮＣ，ＶＮＣ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ，ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ  スイッチング素子
【図１】
2011111262.tif 000003
【図２】
2011111262.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2011111262.tif 000009
【図８】
2011111262.tif 000010
【図９】
2011111262.tif 000011
【国際調査報告】
2011111262.tif 000012
2011111262.tif 000013
2011111262.tif 000014
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