(57)【要約】  本発明は、コンバータ（１０）、特に高電圧比で使用するためのコンバータ（１０）、であって、少なくとも２段のカスケードによって特徴づけられ、少なくともその第１の段は、共振ユニット（１５）で作られ、前記共振ユニット（１５）は、直列に接続される、少なくとも１つの誘導性リアクタンスユニット、具体的には少なくとも１つの圧電共振器、と、少なくとも１つのキャパシタユニットとを備えるコンバータ（１０）に関する。【選択図】  図４ａ
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンバータ（１０）、特に高電圧比で使用するためのコンバータ（１０）、であって、
少なくとも２段のカスケードによって特徴づけられ、少なくともその第１の段は、共振ユニット（１５）で作られ、前記共振ユニット（１５）は、直列に接続される、少なくとも１つの誘導性リアクタンスユニット、具体的には少なくとも１つの圧電共振器、と、少なくとも１つのキャパシタユニットとを備える、コンバータ（１０）。
【請求項２】
前記第２の段は、共振ユニット（１６）で作られ、前記共振ユニット（１６）は、直列に接続される、少なくとも１つの誘導性リアクタンスユニット、具体的には少なくとも１つの圧電共振器、と、少なくとも１つのキャパシタユニットとを備えることを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ（１０）。
【請求項３】
前記圧電共振器は、チタン酸ジルコン酸鉛で作られることを特徴とする、請求項１または２に記載のコンバータ（１０）。
【請求項４】
基本共振ユニット（１５、１６）の高レベルポートは、導体と共通接地との間に形成され、前記導体は、前記共振ユニット（１５、１６）の前記誘導性リアクタンスユニットと前記キャパシタユニットとをリンクし、
低レベルポートは、前記基本共振ユニット（１５、１６）の残りの開放側と前記接地との間に形成され、かつ、
前記少なくとも２つの共振ユニット（１５、１６）は、それらの入力ポートおよび出力ポートを介してカスケードに接続されることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項５】
少なくとも１つの共振ユニット（１５、１６）は、直列および／または並列に接続される同一コンポーネントの配置で作られることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項６】
前記少なくとも２つの共振ユニットの前記誘導性リアクタンスユニットおよび前記キャパシタユニットは、異なる様式で配置される同一コンポーネントで作られることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項７】
前記少なくとも２つの共振ユニット（１５、１６）は、同数のコンポーネントを含むことを特徴とする、請求項１〜６のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項８】
誘導性リアクタンスユニットおよび／またはキャパシタユニットは、コイル、またはキャパシタ、または圧電共振器、または誘電体共振器、または伝送線路で形成されることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項９】
ＤＣ−ＡＣコンバータ、またはＤＣ−ＤＣコンバータ、またはＡＣ−ＤＣコンバータ、またはＡＣ−ＡＣコンバータとしての構成を特徴とする、請求項１〜８のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項１０】
信号発生器の側に形成され、入力電流を調整するように適合化される調整ユニット（１）であって、前記調整ユニットは、好ましくは、入力電圧制御および／またはパルス幅変調（ＰＷＭ）ユニットおよび／またはバースト変調制御を含む、調整ユニット（１）を特徴とする、請求項１〜９のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項１１】
消費者側に形成される、出力電圧を調整するように適合化され、かつ／または前記コンバータ（１０）のノード（４０）において一定の等価抵抗を維持するように適合化される調整ユニット（２）を特徴とする、請求項１〜１０のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項１２】
前記信号発生器側で第１の共振ユニット（１５）の上流に形成される阻止回路（２５）を特徴とする、請求項１〜１１のいずれか一項に記載のコンバータ（１０）。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか一項に記載の少なくとも１つのコンバータ（１０）を備える電力デバイスであって、前記コンバータ（１０）は、信号発生器回路と消費者回路との間に形成される、電力デバイス。
【請求項１４】
前記消費者回路は、整流器回路と、これに続く任意選択の負荷調整（２）および任意選択のＤＣ電流負荷とを備えることを特徴とする、請求項１３に記載の電力デバイス。
【請求項１５】
入力電圧制御および／またはパルス幅変調（ＰＷＭ）ユニットおよび／またはバースト変調制御である、入力信号を調整するための調整ユニット（１）を特徴とする、請求項１３または１４に記載の電力デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１に記載の、特に高電圧比で使用するためのコンバータに関する。さらに、本発明は、このようなコンバータを有する、請求項１３に記載の電力デバイスに関する。
【０００２】
本発明は、電流変換の分野に関する。本発明によるコンバータおよび本発明による電力デバイスは、ＤＣ−ＡＣコンバータまたはＤＣ−ＤＣコンバータに関連づけられる電圧上昇または電圧降下に関連して特に好ましい。主として、本発明によるコンバータおよび本発明による電力デバイスは、大きい電圧比において使用される。
【背景技術】
【０００３】
単一のコイルに基づく降圧型コンバータおよび昇圧型コンバータは、例えばバックコンバータまたはブーストコンバータとして知られる。このようなコンバータは、コイルを、好ましくは半導体ベースで構成される単一のスイッチへ接続できるという理由で、極めて実用的である。スイッチは、随意により外部ダイオードへ接続されることが可能である。さらに、出力電圧は、パルス幅変調（ＰＷＭ）技術を用いて直接的に制御されることが可能である。このようなコンバータは、比較的大きい周波数で動作できるように構成されることが可能である。
【０００４】
しかしながら、効率の理由から、これらのコンバータは、比較的小さい電圧比に制限される。より大きい電圧比、特に１０を超える電圧比の場合は、通常、トランスが利用される。トランスは、誘導トランスならびに圧電トランスの双方が利用されてもよい。トランス技術によって、動作周波数は、通常、同じサイズであれば電力容量を増加でき、または同じ電力容量であればデバイスのサイズを縮小できるように、増加されることが意図される。しかしながら、圧電構造体の最大周波数は、デバイスのサイズによって制限される。誘導トランスの場合の周波数は、フェライトコア材料に起因して限定される。
【０００５】
より高い周波数において、圧電トランスおよび誘導トランスは、共に、共振に関連づけられる浮遊容量効果を示す。ほとんどの圧電トランス構造体は、共振性である。この共振性は、電圧比を増加させ、かつスイッチング損失を低減するために使用することができる。圧電トランスの場合、電圧比は、アスペクト比の適合化により、または多層構造により改善することができる。誘導トランスの場合、電圧比は、巻数比によって実質的に制御される。
【０００６】
誘導トランスに関しては、過去に、その周波数範囲を増加させるために、多くの技術が開発されてきた。いわゆる表皮効果を低減するために、例えばリッツ線が利用されることがある。浮遊容量効果を低減するために、層状またはセグメント化された巻線が形成される可能性もある。しかしながら、リッツ技術および通常のコア材料は共に、１ＭＨｚを超える周波数において適切に動作しないことから、誘導トランスおよびパワーコイルを１ＭＨｚを超える周波数でコンパクトに設計することは、極めて困難である。
【０００７】
また、コイルまたはトランスを含む回路の場合は、共振を用いてゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）またはゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）状態を提供することも知られている。これらのＺＣＳまたはＺＶＳ状態は、スイッチング損失の大幅な削減を可能にする。これは、既存のＭＯＳＦＥＴ技術に基づくスイッチングモードを用いる可能性を提供する。これは、特に、１００ＭＨｚまでの周波数で生じ得る。
【０００８】
高周波数でのスイッチング損失を低減するために、最近では、擬似共振構造体が開発されている。このような構造体は、ＺＣＳまたはＺＶＳ状態を達成するために、共振周波数の近くで動作されなければならない。しかしながら、より高い周波数では、ＰＷＭ技術を用いてＺＣＳ状態を維持することはもはや不可能である。永久的な振動レジームで動作しているこのようなコンバータは、通常、完全共振コンバータと呼ばれる。
【０００９】
図１ａおよび図１ｂ、ならびに図２ａおよび図２ｂは、単一のコイルを備える共振構造体を表す。図１ａおよび図１ｂは、昇圧変換を表し、図２ａおよび図２ｂは、降圧変換を表す。共振構造体が理想のコンポーネントで作製されれば、入力インピーダンスは、単一の周波数、いわゆる共振周波数、に対して抵抗性がある。実際の実装の場合、この周波数は、昇圧型コンバータまたは降圧型コンバータの最大電圧または最小電圧に関連づけられる周波数とは僅かに異なることがある。
【００１０】
図１ａ〜図２ｂの様々な回路間の相違点は、調波特性に関連して極めて重大である。昇圧型コンバータ（図１ａおよび図１ｂ）は、入力インピーダンスが共振周波数においてのみ最小化されることから、矩形波信号によって駆動することができる。図１ａによる回路では、高周波インピーダンスが極めて大きいのに対して、図１ｂに表される回路の場合、高周波インピーダンスは、負荷インピーダンスＲに制限される。
したがって、高調波は、図１ｂに表される回路よりも、図１ａに表される回路に関連してより効果的に抑制される。
【００１１】
図２ａおよび図２ｂに表される降圧型振動性回路または降圧型コンバータに関連する矩形波信号による動作は、共振周波数における入力インピーダンスが高周波高調波に対するものより幾分高いことから、ほぼ不可能である。特に、図２ａに表される例において、高周波インピーダンスは、ゼロに向かう傾向がある。
【００１２】
共振回路に関連する主たる困難は、可変負荷状態の場合の負荷の調整にある。降圧または昇圧の電圧比は、等価負荷抵抗の値に直に依存する。電圧比が小さい場合、電圧増幅は、負荷係数ａ＝ＲＣωに比例する。例えば、昇圧型コンバータによる電圧比は、負荷抵抗が２倍になると、ほぼ２倍になる。このようなコンバータでは、常に電子制御回路が必要とされる。
【００１３】
既知の電子制御手段は、例えば、入力電圧制御、パルス幅変調、ＳＯＰＳ（自励発振電源）またはバーストモード制御である。
【００１４】
例えば、米国登録特許第８，１０７，２６３号明細書および米国登録特許第７，９８６，５３５号明細書または米国登録特許第８，３３９，８１３号明細書を参照されたい。これらの刊行物には、電圧変換用トランスを備えるコンバータが開示されている。米国登録特許第７，３８８，４３５号明細書には、同報通信用途に関連する高周波モジュールが開示されている。
【００１５】
これまでは、大きな電圧比を達成するためにトランスが利用されてきた。このようなトランスは、通常、非常に大きく、容易に壊れる。さらに、これらのトランスは、トランスコアのサイズが大きいことに起因して、中間周波数範囲に制限される。トランスコアの大きいサイズは、さらに、大きい浮遊容量に関連づけられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】米国登録特許第８，１０７，２６３号明細書
【特許文献２】米国登録特許第７，９８６，５３５号明細書
【特許文献３】米国登録特許第８，３３９，８１３号明細書
【特許文献４】米国登録特許第７，３８８，４３５号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
したがって、上記に由来して、本発明の課題は、新たに設計されるコンバータを用いて周波数領域を引き上げ、相応して電力密度を高めることにある。さらに、非常に薄く、極めて堅牢で、随意により非常に柔軟に構成されるコンバータを利用できるようにする。コンバータは、好ましくは、クレジットカードの寸法を有するものとし、または、非常に薄い携帯デバイスとして構成されるべきである。トランスは、さらに開発されるコンバータでは省略されることになる。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この課題に対するソリューションは、一方で、請求項１に記載の、特に高電圧比で使用するためのコンバータによって生じる。
さらに、この課題は、請求項１３に記載の電力デバイスによって解決される。
【００１９】
本発明によれば、コンバータは、少なくとも２段のカスケードを備え、少なくとも第１の段は、直列に接続される少なくとも１つの誘導性リアクタンスユニットと少なくとも１つのキャパシタとを備える少なくとも１つの共振ユニットで構成される。
【００２０】
好ましくは、少なくとも２段コンバータのうちの１段は、言及している共振ユニットによって形成される。共振ユニットは、直列に接続される少なくとも１つの誘導性リアクタンスユニットと少なくとも１つのキャパシタユニットとを備える。一方の端子側は、共通の接地へ接続される。
【００２１】
好ましくは、誘導性リアクタンスユニットは、圧電共振器素子である。言い替えれば、本発明によるコンバータは、好ましくは、少なくとも１つの圧電共振器を備える。この圧電共振器は、従来技術から知られる誘導コンポーネントの代わりに使用される。したがって、高周波数においても高い電力密度を有する、コイルおよびトランスを持たない電圧コンバータが提供される。圧電共振器を用いることにより、ＥＭＣに関連づけられる課題は、大幅に、好ましくは完全に、回避される。
【００２２】
具体的には、圧電共振器素子は、圧電トランスではない。
【００２３】
ＭＯＳＦＥＴ、具体的にはパワーＭＯＳＦＥＴ、は、好ましくは、電力回路の出力スイッチである。
【００２４】
本発明の特に好ましい実施形態によれば、電圧コンバータは、圧電共振器に基づくダウンコンバータである。
好ましくは、少なくとも１つの圧電共振器は、チタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）で作られる。さらに、少なくとも１つの圧電共振器は、水晶またはＰＭＮ−ＰＴで作られてもよい。
【００２５】
本発明によるコンバータは、圧電トランスに基づく概念とは明らかに異なる。コンバータは、好ましくは、圧電共振器のアレイを基礎とする。基本的には、双極子圧電共振器を有するコンバータを想定することができる。四極子圧電素子は、このような双極子圧電共振器として理解されるべきではない。
【００２６】
好適な様式において、コンバータは、ダウンコンバータ用途のゼロ電圧スイッチング技術に基づくスイッチングユニットを備える。ＺＶＳは、ゼロ電圧でのスイッチングを意味する。ＺＶＳ技術は、小さな負荷での優れた効率、高い周波数および高い入力電圧での動作、ならびに高い周波数でも小さいスイッチング損失、を可能にする。あるいは、ＺＣＳ（ゼロ電流でのスイッチング）がアップコンバータ用途に使用される。
【００２７】
したがって、コンバータは、好ましくは、少なくとも１つの圧電共振器と、ＺＶＳベースまたはＺＣＳベースのスイッチングユニットとの組合せ使用を基礎とする。
【００２８】
エネルギーの最も効率的な伝達は、圧電システムが正確にその機械的共振周波数において、または少なくともその近くにおいて動作される場合に実現される。
【００２９】
アップまたはダウン変換に関する本発明による問題解決手法は、好ましくは、１ポート圧電共振器を２ポート共振回路における誘導素子として使用することを基礎とする。
【００３０】
好ましくは、コンバータは、ＰＷＭモードまたはバーストモードにおける圧電ダウンコンバータを制御するために、一次側に共振駆動回路を備える。
【００３１】
さらに、ある好適な方式では、整流された出力電圧を生成するために、二次側に整流器ネットワークが設けられる。
【００３２】
厚さを減らすため、または耐久性を高めるために、共振ユニットは、特に好ましくは、直列および／または並列に接続される幾つかの誘導共振ユニットおよび／または幾つかのキャパシタユニットを備える。
【００３３】
さらに、コンバータは、カスケードに接続される少なくとも２つの共振ユニットを備えることができ、各共振ユニットは、少なくとも１つの誘導性リアクタンスユニットと少なくとも１つのキャパシタユニットとを含む。
【００３４】
基本共振ユニットの高レベルポートは、導体と共通接地との間に形成され、導体は、共振ユニットの誘導性リアクタンスユニットとキャパシタユニットとをリンクする。低レベルポートは、基本共振ユニットの残りの開放側と接地との間に形成される。
【００３５】
少なくとも２つの共振ユニットは、それらの入力ポートおよび出力ポートを介してカスケードに接続される。したがって、連続的なアップおよびダウン変換段が形成される。
【００３６】
少なくとも２つの共振ユニットによるアッセンブリの２つのポートは、片側が信号発生器へ接続され、かつもう一方の側が負荷回路または整流回路または電圧倍増器へ接続される。高レベルポートが信号発生器へ接続されれば、ダウンコンバータが得られる。低レベルポートが信号発生器へ接続されれば、アップコンバータが得られる。
【００３７】
言い替えれば、少なくとも２つの共振ユニットによるアッセンブリは、片側が電力消費回路によって終端され、もう一方の側が交流発生回路によって終端される。
【００３８】
さらに、共振ユニットは、共振ユニットの誘導性リアクタンスユニットおよびキャパシタユニットが、振幅が非常に近いか等しい、反対符号のリアクタンス値を有するようにして形成される。
【００３９】
少なくとも２つの共振ユニットの誘導性リアクタンスユニットおよびキャパシタユニットは、好ましくは、並列および／または直列に配置される同一のコンポーネントで構築される。
【００４０】
言い替えれば、本発明による共振回路は、圧電共振器へ接続される回路を制御する、制御およびフィードバックを含む信号発生器回路と、出力用の整流器回路とで形成される。
【００４１】
ここで極めて重要な点は、共振コンバータ回路において、古典的なトランスが圧電ダイポールに置き換わることである。圧電共振器、具体的にはチタン酸ジルコン酸鉛製の圧電共振器、は、ベース信号に対してはインピーダンスとして作用するが、高調波に対してはキャパシタとして作用する。したがって、高いＱファクタが達成され、これにより、ＡＣ／ＤＣダウンコンバータにとって極めて効果的なパラメータ値が得られる。
【００４２】
本発明によるコンバータの形成は、次のような幾つかの一般的な考察事項を基礎とする。
【００４３】
本発明は、周波数に関して限定的である嵩張って脆弱なトランスを、ディスクリート素子の使用に基づくソリューションで置き換えることを基礎とする。このソリューションは、好ましくは、昇圧型コンバータまたは降圧型コンバータをカスケード状またはスタック状に配置することに存し、前記昇圧型コンバータまたは降圧型コンバータは、基本コンポーネントを基礎としかつ適切な方式で再編される。
【００４４】
組合せ式共振ユニットの使用は、効率の良い構造の形成を可能にし、昇圧型コンバータおよび降圧型コンバータの双方で大きい電圧比を達成することができる。共振ユニットは、図１および２に例示されているように、抵抗性ユニットと、誘導性ユニットと、容量的に作用するユニットとを備える。しかしながら、これが、従来の意味での抵抗器、コイルまたはキャパシタに関連しない点は、指摘されるべきである。図中の等価直列抵抗（ＥＳＲ）ｒは、あらゆる種類の散逸過程を表している。図中のインダクタンスは、全タイプの運動エネルギー貯蔵を表す。図中のキャパシタンスは、全タイプの静電エネルギー貯蔵を表す。等価並列抵抗Ｒは、共振回路へ接続される任意の外部負荷を表す。
【００４５】
例えば、図中のインダクタンスは、従来のコイル、圧電共振器、誘電体共振器または伝送線路であると理解される。概して、本発明による技術または本発明によるコンバータの構造は、大きいインピーダンス変動を実行するためにエネルギーが効率的に変換される場合に、常に使用されるべきものである。言い替えれば、電気的事例において、負荷抵抗の変動が大きい場合、電圧比は、大きくなければならない。
【００４６】
したがって、例えば、本発明は、電気機械的または機械的デバイスまたはこのようなデバイスの配置にも関する。このような場合、インダクタンスは、プロセスの慣性を表す。キャパシタは、これに関連して、例えばストリング内に貯蔵されるポテンシャルエネルギーを表す。抵抗ｒは、この場合、散逸過程を表し、Ｒは、抽出される、または抽出されるべき出力エネルギーを表す。
【００４７】
本発明は、エネルギーが主として２つのエネルギー貯蔵形態の間で振動する条件に関連づけることができる。利用される貯蔵デバイスが互いに相補的な２つのみである限り、振動振幅が最大になる特定の周波数が存在してもよい。線形回路フレームにおいて、これらの周波数は、固有共振周波数と呼ばれ、２つの等価リアクタンス値の相殺に対応する。このような場合、入力インピーダンスは、抵抗性である。電圧比は、エネルギー伝達の方向に依存して、１より大きい場合も、小さい場合もある。昇圧変換は、直列共振に対応し、降圧変換は、並列共振に対応する。図１ａ〜図２ｂは、相応して、昇圧型コンバータおよび降圧型コンバータに関する４つの基本的可能性を表す。
【００４８】
先に説明したように、電圧比は、等価負荷抵抗の値Ｒに依存する。昇圧型コンバータの場合、抵抗値が極めて高ければ、電圧比は、共振において共振器のＱファクタに向かう傾向がある。電圧比は、抵抗値が減少すれば下がる。効率は、電圧比が増大すれば低下する。さらに、電圧上昇が共振回路のＱファクタに等しい場合、効率は、ゼロに向かう傾向がある。電圧比Ｇが共振器のＱファクタより小さければ、効率を次式：η＝１／（１＋Ｇ／Ｑ）と記述することができる。
【００４９】
本発明による原理は、共振の鋭さが極めて高い、すなわち減衰が少なく、かつエネルギー損失が小さい共振回路を基礎とする。この業界における一般的な大きさが、先に記述したＱファクタである。
【００５０】
さらに、結合型の共振回路に関しては、一般的特性が存在し、本発明によるコンバータに関連する単純な構成を形成する際に、これを用いることができる。したがって、隣接する回路間のエネルギー振動を最小限に抑えれば、所与の出力レベルに対する散逸は、永続的レジームで最小限に抑えられる。一連の相補素子対では、各相補対が同じ固有共振周波数で整合される場合に、良好な効率に関する最良の配列が達成され、よって、事実上、エネルギー経路に沿った共振素子の遷移毎に等価の抵抗が存在する。図３ａおよび図３ｂは、この一般的な実施形態を表している。図３ａは、２段昇圧コンバータを表し、図３ｂは、２段降圧コンバータを示す。
【００５１】
各段で同じ共振を得るために、関与するインダクタンスおよびキャパシタンスは、全ての共振ユニットで同じ共振周波数をもたらさなければならない。すなわち、Ｌ１Ｃ１＝Ｌ２Ｃ２＝．．．＝ＬｎＣｎである。
【００５２】
リアクタンス素子は、各レベルで反転させることができ、よって、これにより、２段昇圧コンバータに関連して４つの実施形態の可能性が生じ、かつさらに、２段降圧コンバータに関連して４つの実施形態の可能性が生じる。
【００５３】
上述の最良効率の式に基づく単純なモデルは、１段ではなく複数の段が実行されれば、大きい合計電圧比によって効率が増加することを示している。あらゆる段において電圧利得がＱファクタより遙かに小さい場合、最適条件は、Ｑファクタとは無関係でである。よって、最適な段数は、自然対数ｌｎＧに等しく、各段の最適電圧比は、オイラー数ｅ＝２．７１８２に対応する。これにより、最適な合計電圧比は、２段で約８になり、３段で約２０、４段で約５５、５段で約１５０、等々となる。したがって、予想される電圧比が分かっていれば、正しい段階数または段数を選択することができる。
【００５４】
既に述べたように、コンバータの様々な段階で、幾つかの同一コンポーネントを様々に配置することが特に効果的である。さらに、誘導性リアクタンスユニットおよび／またはキャパシタユニットは、各々、コイル、またはキャパシタ、または圧電共振器、または誘電体共振器、または伝送線路で構成されることも可能である。
【００５５】
全ての共振ユニットは、好ましくは、１つの共振ユニットの誘導性リアクタンスユニットおよびキャパシタユニットが、振幅が非常に近いか等しい、反対符号のリアクタンス値を有するように構成される（ｊＬω＝１／ｊＣω、すなわちＬＣω２＝１）。
【００５６】
したがって、コンバータの様々な段階で、幾つかの同一コンポーネントを様々に配置することが可能である。このような配置の品質係数は、ほぼ、１つのコンポーネントの品質係数に相当する。異なる段階で同一のコンポーネントを使用することにより、同一の誘導性コンポーネントおよび／または同一の容量性コンポーネントをコンパクトなアレイに再編することができる。したがって、製造プロセスにおける異なる電圧および／または電力に対して様々な実装を実現することがより容易である。アレイのサイズは、アレイの無効電力レベルを決定する。アレイのコンポーネントは、直列または並列に接続されることが可能であり、よって、異なる段が形成される。随意により、このようなアレイは、極薄で柔軟に形成される標準的なケーシングに再編されてもよい。
【００５７】
コンバータは、好ましくは、トランスを備えない。コンバータは、ＡＣ−ＡＣコンバータとして、またはＡＣ−ＤＣコンバータとして、またはＤＣ−ＤＣコンバータとして、またはＤＣ−ＡＣコンバータとして形成される。特に好ましくは、コンバータは、ＤＣ−ＡＣコンバータとして、またはＤＣ−ＤＣコンバータとして形成される。例えば、一般的なＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器にＤＣ−ＤＣコンバータが続いて製造されるカスケードにされてもよい。
【００５８】
小さい入力電圧からかなり大きい直流電圧が発生される場合、おそらくは、実行されるべき多数の段を生成しなければならない。このような場合、２つの理由から多数の圧電共振器が必要となる。第１に、インピーダンス同調規則を満たすために、かなり多くの圧電共振器が使用されなければならない。さらに、コンバータの最終段では、高電圧に耐えることができるように多数の圧電共振器が必要とされる。
【００５９】
コンバータは、圧電素子の直列配置の代わりに、電圧倍増器、特にはダイオード逓倍器、を備えることが可能である。ダイオード逓倍器は、最終のダイオード逓倍器として構成することができるが、これは、ＤＣ出力電圧を生成することから、消費者側のコンバータに内蔵される。ダイオードの全体的浮遊容量は、圧電インダクタンスアレイによって補償することができる。これは、かなり高い、例えば１０を超えるほどにもなる電圧比においても、電圧倍増器の効率を非常に高くする。このような実施形態は、必要な圧電共振器の数を僅か数個に減らせることから、低電力用途にとって極めて実用的である。例えば、５０の電圧比は、直列する３つの圧電共振器を用いて電圧比５をもたらす１つの第１の共振段を、１０倍のダイオード逓倍器で作られる第２の段と組み合わせることによって達成することができる。電圧段は、次のようなものが可能である：１００Ｖ→５００Ｖ→５ｋＶ。
【００６０】
本発明によるコンバータの構造は、極めてコンパクトで軽量である。
【００６１】
ダイオード逓倍器の構成に関しては、４つの実施形態が可能である。この配置は、ＡＣキャパシタおよびＤＣキャパシタ側が各々ＡＣ入力ソース、および通常は接地である電圧基準へ接続される方法に従って管理される。これらのキャパシタは、どちらの側も直列または並列に接続することができる。
【００６２】
標準コイルおよびキャパシタで形成されるアップコンバータは、インピーダンスが共振時にのみ最小化されることから、入力信号の高調波を抑制する。標準コイルおよびキャパシタンスで形成されるダウンコンバータは、ダウンコンバータの場合、インピーダンスが共振時に最大化されかつ高調波では遙かに小さくなるという理由で、このような高調波を阻止しない。他のアプリケーションや技術の場合、高調波に関連する挙動は、高周波数でのインピーダンス挙動に依存する。
【００６３】
高調波は、阻止フィルタの使用によって効果的に減衰されることが可能である。
阻止フィルタは、コンバータの誘導性リアクタンスユニットまたはキャパシタユニットと同じコンポーネントから形成されてもよい。阻止フィルタが電圧比に影響を与えない場合、これは、通常、同じ無効電力レベルを処理しない。したがって、より少ない数のコンポーネントを備える高調波抑圧回路を形成することができる。
【００６４】
コンバータは、負荷側／消費者側の要求に応じて入力電力を調整するために信号発生器側に形成される調整ユニットを備えることができ、調整ユニットは、好ましくは、入力電流／電圧制御、および／またはパルス幅変調ユニット（ＰＷＭ）、および／またはバースト変調制御を含む。
【００６５】
さらに、コンバータは、出力電圧を制御するために消費者側に形成される調整ユニットを備えることができる。したがって、コンバータは、信号発生器側ならびに消費者側に調整ユニットを備えてもよい。好ましくは、消費者側または整流側に、出力電圧調整ユニットおよび／または安全制御が形成される。
【００６６】
効率を最終的な電力出力Ｐとは無関係に最大化するために、調整ユニットが負荷調整回路より前に等価の定負荷インピーダンスを生成するように形成される場合は、入力電圧を制御しなければならない。これは、入力電圧制御によって直に、またはパルス幅変調ユニットにより、またはバースト変調制御によって行われてもよい。等価入力電圧は、次式：Ｖｉｎ＝ｋ＊ｓｑｒｔ（Ｐ）に従って制御されるべきであり、ｋは、電圧比に依存する係数を表す。
【００６７】
調整ユニットが信号発生器側に形成される場合、特に好ましくは、入力電圧制御またはバースト変調制御が利用される。バーストモードは、例えばパルス幅変調制御（固定周波数におけるピークの代わりに準連続的な態様）に比べて、より拡散されたスペクトルをもたらすことがある。
【００６８】
バースト変調制御は、高周波数で容易に実装されることが可能である。例えば、１０ＭＨｚの周波数が存在すれば、十分にフィルタリングされかつ制御された永久出力を得るには、１０μｓの合計制御時間を有する１００の連続周期で足りる。調整プロセスにより誘導される比較的低い周波数は、整流後に出力容量によってフィルタリングされることが可能である。バーストが１０μｓの場合、低周波変調は、１００ｋＨｚの範囲内になる。残りの電圧リプルは、合理的なサイズの出力キャパシタによって容易に除外される。
【００６９】
本発明には、同期整流および他の一般的な技術および方法を組み合わせることができる。同期整流は、発生器スイッチングデバイスと整流器スイッチングデバイスとの間の位相シフトが、段数に従って１回だけ与えられることから、容易に実装されることが可能である。
【００７０】
本発明のさらなる態様は、本発明による少なくとも１つのコンバータを備える電力デバイスに関し、コンバータは、信号発生器回路と消費者回路との間に形成される。
【００７１】
消費者回路は、整流器回路を備えることができ、特には、整流回路と、負荷調整と、ＤＣ電流負荷とを含んでもよい。
【００７２】
入力電流／信号を調整するための調整ユニットは、入力電圧制御、および／またはパルス幅変調ユニット（ＰＷＭ）、および／またはバースト変調制御であってもよい。
【００７３】
好ましくは、本発明によるコンバータは、２０〜１００Ｗ／ｃｍ３の容積電力密度を有する電源ユニットの製造を可能にする。このようにコンパクトな電源ユニットの電力範囲は、コンポーネントのサイズに従って１〜１００Ｗの範囲内であってもよい。適切な冷却が使用されれば、１ｋＷまでの電力でも可能である。このような電源装置では、ＥＭＣ関連の課題が、ＥＭＣ感受性コンポーネントを控えることによって除去される。
【００７４】
以下、実施形態例を用いて、かつ図面によって、本発明をより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図３ａ】２段昇圧コンバータを示す。
【図３ｂ】２段降圧コンバータを示す。
【図４ａ】２段降圧コンバータを示す。
【図４ｂ】２段昇圧コンバータを示す。
【図５】本発明のさらなる実施形態による２段昇圧コンバータを示す。
【図６】完全な２段昇圧システムを示す。
【図７】完全な２段降圧システムを示す。
【図８】ダイオード逓倍器を備える２段昇圧コンバータを示す。
【発明を実施するための形態】
【００７６】
図１ａ〜図２ｂは、既に述べたように、完全共振昇圧変換または完全共振降圧変換を得るための４つの可能性を示す。図中のコンバータは、基本的な共振器構造を基礎とし、電気的表現において、図中のコイルＬは、運動エネルギーの処理のためのプレースホルダを表し、キャパシタＣは、ポテンシャルエネルギーの処理のためのプレースホルダを表す。さらに、抵抗器Ｒおよびｒも示されている。抵抗器ｒは、誘導素子Ｌへ接続され、かつ運動学的電力損失を表す。潜在的な損失は、通常、無視することができる。一方で、抵抗器Ｒは、抽出エネルギーを表す。
【００７７】
図１ａおよび図１ｂは、アップコンバータの２つの可能事例を示す。図２ａおよび図２ｂは、ダウンコンバータの２つの可能事例を表す。
【００７８】
図３ａおよび図３ｂは、中間インピーダンス値が全て抵抗性である回路または状況を表す。これらの回路または状況は、連続する段階間でのエネルギーは振動が許容されないことから、最も低い散逸レベルに関連づけられる。図３ａおよび図３ｂが表す状況は、誘導性リアクタンスユニットおよびキャパシタユニットの特定の値に対してのみ発生することがある。
【００７９】
図３ａは、２段昇圧コンバータ１０を表していて、図１ｂの実施形態によるコンバータが図１ａの実施形態によるコンバータに続いている。
【００８０】
図３ｂは、２段降圧コンバータ１０を表していて、図２ｂの実施形態によるコンバータが図２ａの実施形態によるコンバータに続いている。
【００８１】
また、同等に形成されるコンバータを前後して構成することも可能である。中間のインピーダンス値は、最良の同調状態で抵抗性である。これは、ほぼ、Ｌ１Ｃ１ω２＝Ｌ２Ｃ２ω２に当てはまる。この基本的同調の僅かな偏差は、特に使用されるピエゾ共振器に関連する損失に起因して生じる可能性がある。ピエゾ共振器は、共振の周りに極めて鋭い応答挙動を有する。
【００８２】
図３ａおよび図３ｂは、各々の場合における、図中のボックス削減プロセスＲ→Ｒ’→Ｒ’’による最良性能の中間抵抗特性を示す。
【００８３】
図４ａおよび図４ｂは、２段コンバータ１０を表していて、誘導性リアクタンスユニットは、同一のコンポーネントを備える。コンバータ１０は各々、幾つかの誘導性リアクタンスユニットＬ０から形成されかついずれの場合もキャパシタユニットＣ０から形成される２つの共振ユニット１５、１６を備える。
【００８４】
電圧増幅は、各段で約３（図４ａの場合）および１／３（図４ｂの場合）であり、合計振幅は、約９（図４ａの場合）および１／９（図４ｂの場合）になる。全てのインピーダンスは、電圧比の２乗に対応する値において、段階毎に変わる。図４ａおよび図４ｂは、コイルの代わりに圧電素子を表している。これは、誘導性リアクタンスユニットをこの技術が利用可能な全ての素子から形成できる、という事実を強調するものである。
【００８５】
図５は、図４ｂに表されているような、同様の２段昇圧コンバータ１０を示す。しかしながら、図５に表されているコンバータ１０は、素子すなわち圧電共振器の数が２倍されていることから、より高い電力能力を有する。図４ｂに表されている実施形態と比較すると、圧電素子が各事例で２倍され、かつ元の圧電素子と並列に配置されている。
【００８６】
２つ、３つ、４つ、５つの素子による基本的な直列／並列整合で、電圧比４、９、１６、２５を達成することができる。図５に表されているような直列並列配置では、リアクタンス制御要件が満たされれば、２つの段階１５、１６で合計無効電力レベルが同じである。合計電力は、誘導性リアクタンスユニット内で等しく拡散されることから、電力レベルも、全ての誘導性リアクタンスユニットで同じである。
【００８７】
誘導性リアクタンスユニットの大部分の実施形態については、誘導性リアクタンスユニットの最良品質係数を達成するために、直列等価キャパシタンスの最適値Ｃ０をインダクタンス値Ｌ０に関連して規定しなければならないと言える。最適値Ｃ０は、一方で、使用される技術に依存し、一方で、選択される共振周波数および無効電力レベルに依存する。
【００８８】
図５に表されている例において、容量値は、基準値Ｃ０の類似する直列／並列配置によって得ることができる。誘導性リアクタンスユニットの様々なグループが類似のＱファクタを持たなければ、または損失または温度上昇が場所によって大きければ、連続する段１５、１６において異なる数のコンポーネントを使用することが可能である。
【００８９】
図６は、完全な２段昇圧コンバータの一例１０を示す。ボックス１は、調整ユニット、制御デバイスおよび保護デバイスを表す。これに続く典型的なハーフブリッジ・スイッチングデバイスは、２つのＭＯＳＦＥＴによって形成される。次に、矩形波信号が、第１の共振ユニット１５および第２の共振ユニット１６へ送られる。ハーフブリッジダイオード装置２０は、より高い電圧を整流するために使用される。これに続くボックス２は、例えば、電圧調整回路を表す。高度な効率を達成するために、調整ユニット（ボックス１およびボックス２）は、ノード４０における等価抵抗が僅かに負荷消費に依存するように動作すべきである。
【００９０】
図７は、同様に形成される２段降圧コンバータ１０を示す。第１の共振ユニット１５と、矩形波信号を発生する信号発生器との間に、阻止回路２５が形成されている。この回路２５の目的は、高調波を抑制／阻止することにある。この阻止回路２５は、共振ユニット１５および１６に関連して使用される、より少ない数のコンポーネントで製造することができる。阻止回路２５に関連するコンポーネント数の選択は、高調波がどれだけ効率的に抑制されなければならないかに依存する。
【００９１】
図８は、さらなるコンバータ１０、すなわち２段昇圧コンバータ１０を示す。後者は、１つの共振ユニット１５のみを備えていて、電圧倍増器３０は、第２の段に関連して形成される。第１の共振ユニット１５は、直列に配置される圧電共振器を備え、第２の段階または電圧倍増器３０は、ｘ６電圧倍増器（直列−直列型）である。
【符号の説明】
【００９２】
１  コンバータ
１５  共振ユニット
１６  共振ユニット
２０  半導体ダイオード装置
２５  阻止回路
３０  電圧倍増器
４０  ノード
【図１ａ】
2019511192.tif 000003
【図１ｂ】
2019511192.tif 000004
【図２ａ】
2019511192.tif 000005
【図２ｂ】
2019511192.tif 000006
【図３ａ】
2019511192.tif 000007
【図３ｂ】
2019511192.tif 000008
【図４ａ】
2019511192.tif 000009
【図４ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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