(57)【要約】  ＯＦＤＭ通信方式の従来の受信技術では、直接波が同期の基準となる場合は、伝送したい情報を受信側で正しく復元できるが、都市部などで直接波が減衰または消滅して、反射波が同期の基準となる場合は伝送したい情報が受信側で互いに混じり合って、正しく復元されないという問題点があった。  本発明では、受信信号の中から中間的な部分を長さＮ取り出してＮ次ＤＦＴの作用手段（ＤＦＴ装置）に入力することにより、伝送したい情報が受信側で互いに混じり合わず正しく復元できる方法を与える。
2012029378.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の中から、
（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することを特徴とする受信方法。
【請求項２】
受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することを特徴とする受信方法。
【請求項３】
ＯＦＤＭ通信方式の受信信号
（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の中から、
（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）を
Ｎ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することを特徴とするＯＦＤＭ通信方式の受信方法。
【請求項４】
ＯＦＤＭ通信方式の受信信号
（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することを特徴とするＯＦＤＭ通信方式の受信方法。
【請求項５】
ＯＳＤＭ通信方式の受信信号
（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の中から、
（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）を
Ｎ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することを特徴とするＯＳＤＭ通信方式の受信方法。
【請求項６】
ＯＳＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することを特徴とするＯＳＤＭ通信方式の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信などの通信における受信方法、受信装置にかかわり、特にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）通信方式における受信品質の改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ通信方式においては、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）をＮ次ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）装置（ＩＤＦＴの作用手段）｛またはＤＦＴ（離散フーリエ変換：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）装置（ＤＦＴの作用手段）｝に入力し、その出力（ｘ０，ｘ１，・・・，ｘＮー１）を情報を担う信号とする。この情報を担う信号（ｘ０，ｘ１，・・・，ｘＮー１）の後ろから長さＬの部分を切り取って、前に接続し、長さ（Ｎ＋Ｌ）の送信信号（ｘＮ−Ｌ，・・・，ｘＮ−１，ｘ０，ｘ１，・・・，ｘＮー１）とする。
受信側では、長さ（Ｎ＋Ｌ）の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の前から長さＬの部分（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１）を切り捨てて、（ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）をＮ次ＤＦＴ装置（ＤＦＴの作用手段）｛またはＩＤＦＴ装置（ＩＤＦＴの作用手段）｝に入力することによって、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）を復元する。なお、ＤＦＴを複素共役にするとＩＤＦＴになり、ＩＤＦＴを複素共役にするとＤＦＴになるので、ＤＦＴとＩＤＦＴを入れ替えても技術的に同じことができるのは当然のことである。【０００３】
伝送経路に反射経路が含まれる場合は、ＤＦＴ装置の出力は（ｂ０，ｂ１，・・・・，ｂＮー１）と異なるようになるが、既知の情報を担うパイロット信号を送信して、受信側でＤＦＴ装置の出力と既知の（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）を比較することにより、ＤＦＴ装置の出力から（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）を復元するために用いるべき補正係数を知ることができる。この関係を図１の信号のフローチャートに示す。【０００４】
例えば、無線ＬＡＮの国際標準ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、および、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇでは、送信信号の作成方法が標準化されていて、Ｎ＝６４、Ｌ＝１６である。すなわち、情報を担う信号（ｘ０，ｘ１，・・・，ｘ６３）は、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂ６３）を逆ＤＦＴすることによって得られ、データを担う信号（ｘ０，ｘ１，・・・，ｘ６３）の後ろから長さ１６の部分（ｘ４８，ｘ４９，・・・，ｘ６３）を切り取って（ｘ０，ｘ１，・・・，ｘ６３）の前に接続し、（ｘ４８，ｘ４９，・・・，ｘ６３，ｘ０，ｘ１，・・・，ｘ６３）を送信信号とする。
受信信号を処理して伝送したい情報を復元する方法は標準化されていないが、従来技術では、まず同期の基準を決める。従来技術では、同期信号を用いて同期の基準を決める。反射経路が有る場合は同期信号も複数が別々の時間遅れを伴って到来するが、最大振幅の同期信号が同期の基準となる。同期の基準となる最大振幅の同期信号が検出されたら、送信側の同期信号と（ｘ４８，ｘ４９，・・・，ｘ６３，ｘ０，ｘ１，・・・，ｘ６３）との時間的関係と、受信側の最大振幅の同期信号と、（ｚ４８，・・・，ｚ６３，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚ６３）との時間的関係が同じになるように、（ｚ４８，・・・，ｚ６３，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚ６３）を決める。【０００５】
こうして決めた（ｚ４８，・・・，ｚ６３，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚ６３）の前から長さ１６を切り捨てて（ｚ０，ｚ１，・・・，ｚ６３）を得、これをＮ次ＤＦＴ装置に入力する。反射経路が無ければ、Ｎ次ＤＦＴ装置の出力として伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂ６３）が得られるが、反射経路がある場合は、Ｎ次ＤＦＴ装置の出力と伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂ６３）とは異なる。反射経路がある場合に、Ｎ次ＤＦＴ装置の出力として伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・・，ｂ６３）を得るための補正係数を次のようにして知る。既知の（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂ６３）を使って作成したパイロット信号を送信することにより、受信側でＮ次ＤＦＴ装置の出力と、送信側で使われた既知の（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂ６３）を比較することにより、Ｎ次ＤＦＴ装置の出力から伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂ６３）を得るための補正係数を知ることができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】H.Sari, G.Karam and I.Jeanclaude, "Transmission techniques for digital terrestrial TV broadcasting," IEEE Communication Magazine, pp.100-109, Feb.1995.
【非特許文献２】著者 服部武  ＯＦＤＭ/ＯＦＤＭＡ教科書（pp.60-61）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来技術では、直接波が最大振幅の場合は、（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）が正しく復元されるが、都市部などで直接波が減衰または消滅して、直接波と最大振幅波が異なる場合には、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）が互いに混じり合って正しく復元されないという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）、または（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、中間的な部分を長さＮ取り出し、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段（ＤＦＴ装置）またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段（ＩＤＦＴ装置）に入力することにより、ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１  が互いに混じり合わず、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）を正しく復元することができる受信方法を提供する。
図５は、本発明における伝送したい情報（送信側）からＤＦＴ装置に入力する信号（受信側）までのフローチャートの例を示す。例えば、受信信号である（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）において、受信信号の前から長さ（Ｌ−Ｍ）を切り捨て、後ろから長さＭを切り捨てて、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＤＦＴ装置に入力する信号を示している。
本発明により、ＯＦＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）、または（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・・，ｚＮーＭ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段（ＤＦＴ装置）またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段（ＩＤＦＴ装置）に入力することにより、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮー１）を復元するＯＦＤＭ通信方式の受信方法を構成することができる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の方法は、受信信号の中から中間的な部分を長さＮ取り出して、Ｎ次ＤＦＴ装置（ＤＦＴの作用手段）に入力することにより、伝送したい情報が受信側で互いに混じり合わず正しく復元できる方法を与え、都会地などにおけるＯＦＤＭ通信の受信品質を大幅に改善できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】伝送したい情報（送信側）からＤＦＴ装置（ＤＦＴの作用手段）に入力する信号（受信側）までのフローチャート
【図２（ａ）】４次ＤＦＴの信号流れ図（ＦＦＴ形式）
【図２（ｂ）】４次ＩＤＦＴの信号流れ図（ＦＦＴ形式）
【図３】４次ＩＤＦＴの信号流れ図の入力側にデータを入力する図
【図４】４次ＤＦＴを用いた整合フィルタの信号流れ図
【図５】本発明における、伝送したい情報（送信側）からＤＦＴ装置に入力する信号（受信側）までのフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１１】
従来の技術と、発明が解決しようとする課題および課題を解決するための手段、および、その効果について、具体的な実施例としてＮ＝４、Ｌ＝２の例を用いて詳細に説明する。
Ｎ行Ｎ列のＤＦＴ行列は、以下のように定義される。数式１
【数１】
2012029378.tif 000003
ここで、ｉは行番号、ｊは列番号、行番号と列番号は、ここでは０から始める。
ＤＦＴ行列ＦＮの第（ｉ，ｊ）成分は、数式２
【数２】
2012029378.tif 000004
ここで数式３、
【数３】
2012029378.tif 000005
とすると、数式４、
【数４】
2012029378.tif 000006
この定義では、ＤＦＴ行列はユニタリ行列となる。
Ｎ行Ｎ列の逆ＤＦＴ行列（ＩＤＦＴ行列）はＤＦＴ行列の逆行列であり、次のように定義される。数式５、数式６、数式７、
【数５】
2012029378.tif 000007
【数６】
2012029378.tif 000008
【数７】
2012029378.tif 000009
となる。これはＦＮ  が対称なユニタリ行列なので当然のことである。
（註）ｆＮ（ｉ，ｊ）、ｇＮ（ｉ，ｊ）の双方に１／√Ｎが含まれるが、書物によっては、ｆＮの係数を１とし、ｇＮの係数を１／Ｎとするものもある。この場合はＦＮ  はユニタリ行列ではなくユニタリ行列の√Ｎ倍となる。いずれにしても、ハードウエアにおいては、１／√Ｎ、  １／Ｎ  などは省略されることが多い。
【００１２】
Ｎ＝４の場合を例として、ＯＦＤＭについて説明する。数式８
【数８】
2012029378.tif 000010
数式９
【数９】
2012029378.tif 000011
【００１３】
ＦＦＴ形式では、数式１０
【数１０】
2012029378.tif 000012
数式１１
【数１１】
2012029378.tif 000013
（註）ＦＦＴ形式には幾つかのバージョンがあるが、実質的には全く同等である。
【００１４】
数式１２
【数１２】
2012029378.tif 000014
とし、数式１３
【数１３】
2012029378.tif 000015
とすると、数式１４
【数１４】
2012029378.tif 000016
【００１５】
これを信号流れ図にすると、図２（ａ）、図２（ｂ）（ＦＦＴ形式）となる。
ＩＤＦＴの信号流れ図の入力側にデータ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３）を、直並列変換したデータ  数式１５
【数１５】
2012029378.tif 000017
を入力する。（図３）
すると、数式１６
【数１６】
2012029378.tif 000018
となる。
【００１６】
数式１７
【数１７】
2012029378.tif 000019
を並直列変換して、（ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）とすると、
数式１８
【数１８】
2012029378.tif 000020
−−−−−−（１８）
となる。
【００１７】
（ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）の（ｘ２，ｘ３）を切り取って、前にはりつけ、
（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）とすると、
数式１９
【数１９】
2012029378.tif 000021
−−−−−（１９）
となる。数式１９の信号を送信信号とする。
【００１８】
次に、受信部の整合フィルタについて説明する。Ｆ４の信号流れ図（図２（ａ））に、遅延素子を次のように接続し、図４とすると、
入力端子と第０出力端子の間のインパルス応答は、（１／２）（  １，  １，  １，  １），
入力端子と第１出力端子の間のインパルス応答は、（１／２）（  ｊ，−１，−ｊ，  １），
入力端子と第２出力端子の間のインパルス応答は、（１／２）（−１，  １，−１，  １），
入力端子と第３出力端子の間のインパルス応答は、（１／２）（−ｊ，−１，  ｊ，  １），となる。
【００１９】
周知のように、離散信号の「整合フィルタ」は「フィルタのインパルス応答と、フィルタに整合する信号とは、互いに、時間軸を逆転し複素共役をとった関係にある」をみたすフィルタである。従って、図４の
入力端子と第０出力端子の間は、（１／２）（  １，  １，  １，  １）の整合フィルタであり、
入力端子と第１出力端子の間は、（１／２）（  １，  ｊ，−１，−ｊ）の整合フィルタであり、
入力端子と第２出力端子の間は、（１／２）（  １，−１，  １，−１）の整合フィルタであり、
入力端子と第３出力端子の間は、（１／２）（  １，−ｊ，−１，  ｊ）の整合フィルタである。
【００２０】
受信側で、数式１９の（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）を受信したとする。先頭の（ｘ２，ｘ３）を取り除いて（ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）を図４のフィルタに入力した場合について検討する。数式２０
【数２０】
2012029378.tif 000022
を図４の入力端子に入力すると，
【００２１】
第０出力端子の出力は、数式２１
【数２１】
2012029378.tif 000023
なので、この中央の成分はｂ０である。
【００２２】
第１出力端子の出力は、数式２２
【数２２】
2012029378.tif 000024
なので、この中央の成分はｂ１である。
【００２３】
第２出力端子の出力は、数式２３
【数２３】
2012029378.tif 000025
なので、この中央の成分はｂ２である。
【００２４】
第３出力端子の出力は、数式２４
【数２４】
2012029378.tif 000026
なので、この中央の成分はｂ３である。
【００２５】
従って、受信側で数式１９の（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）を受信したとき、先頭の（ｘ２，ｘ３）を取り除いて（ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）を図４のフィルタに入力すると、
第０出力端子の出力の中央の成分がｂ０となり、
第１出力端子の出力の中央の成分がｂ１となり、
第２出力端子の出力の中央の成分がｂ２となり、
第３出力端子の出力の中央の成分がｂ３となる。
第０出力端子、第１出力端子、第２出力端子、第３出力端子は、それぞれ
（１／２）（  １，  １，  １，  １），
（１／２）（  １，−ｊ，−１，  ｊ），
（１／２）（  １，−１，  １，−１），
（１／２）（  １，  ｊ，−１，−ｊ）
の整合フィルタの出力端子である。
【００２６】
次に、反射経路があって、受信信号が数式２５
【数２５】
2012029378.tif 000027
の場合について考察する。
この受信信号の先頭の（ｘ２，ｘ３  ＋ｐｘ２  ）を取り除いて、数式２６
【数２６】
2012029378.tif 000028
を図４の入力端子に入力すると
【００２７】
第０出力端子の出力は、数式２７
【数２７】
2012029378.tif 000029
なので、この中央の成分はｂ０（  １＋  ｐ）である。
【００２８】
第１出力端子の出力は、数式２８
【数２８】
2012029378.tif 000030
なので、この中央の成分はｂ１（  １−ｊｐ）である。
【００２９】
第２出力端子の出力は、数式２９
【数２９】
2012029378.tif 000031
なので、この中央の成分はｂ２（  １−  ｐ）である。
【００３０】
第３出力端子の出力は、数式３０
【数３０】
2012029378.tif 000032
なので、この中央の成分はｂ３（  １＋ｊｐ）である。
【００３１】
即ち、反射経路が有って、受信信号が数式２５
（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）＋ｐ（０，ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２）
＝（ｘ２，ｘ３＋ｐｘ２，ｘ０＋ｐｘ３，ｘ１＋ｐｘ０，ｘ２＋ｐｘ１，ｘ３＋ｐｘ２）
の場合、この受信信号の先頭の（ｘ２，ｘ３＋ｐｘ２  ）を取り除いて、（ｘ０＋ｐｘ３，ｘ１＋ｐｘ０，ｘ２＋ｐｘ１，ｘ３＋ｐｘ２）を図４の入力端子に入力すると、
第０出力端子の出力の中央の成分はｂ０（  １＋  ｐ），
第１出力端子の出力の中央の成分はｂ１（  １−ｊｐ），
第２出力端子の出力の中央の成分はｂ２（  １−  ｐ），
第３出力端子の出力の中央の成分はｂ３（  １＋ｊｐ）  となる。
ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３  を既知の値とするパイロット信号を使えば（  １＋  ｐ），（  １−ｊｐ），（  １−  ｐ），（  １＋ｊｐ）を知ることができるので、１／（  １＋  ｐ），１／（  １−ｊｐ），１／（  １−  ｐ），１／（  １＋ｊｐ）をそれぞれ補正係数とすることにより、ｐの値が定常の範囲では反射経路が有っても伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３  ）を受信側で簡単に復元できる。
【００３２】
次に、直接波が何らかの原因で弱まり、同期の基準に間接波が用いられる場合について考察する。このような場合には、同期の基準となる信号より先に到来する信号があるので、例として送信信号が（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）で受信信号が数式３１
【数３１】
2012029378.tif 000033
の場合について考察する。
【００３３】
この受信信号の先頭の（ｑｘ３＋ｘ２，ｑｘ０＋ｘ３＋ｐｘ２）を取り除いて、数式３２
【数３２】
2012029378.tif 000034
を図４の入力端子に入力すると、
【００３４】
第０出力端子の出力は、数式３３
【数３３】
2012029378.tif 000035
なので、この中央の成分はｂ０｛（３／４）ｑ＋１＋  ｐ｝−（１／４）ｂ１ｑ−（１／４）ｂ２ｑ−（１／４）ｂ３ｑ  となる。
【００３５】
第１出力端子の出力は、数式３４
【数３４】
2012029378.tif 000036
なので、この中央の成分は  −（１／４）ｊｂ０ｑ＋ｂ１｛（３／４）ｊｑ＋１−ｊｐ｝−（１／４）ｊｂ２ｑ−（１／４）ｊｂ３ｑ  となる。
【００３６】
第２出力端子の出力は、数式３５
【数３５】
2012029378.tif 000037
なので、この中央の成分は  （１／４）ｂ０ｑ＋（１／４）ｂ１ｑ＋ｂ２｛−（３／４）ｑ＋１−  ｐ｝＋（１／４）ｂ３ｑ  となる。
【００３７】
第３出力端子の出力は、数式３６
【数３６】
2012029378.tif 000038
なので、この中央の成分は（１／４）ｊｂ０ｑ＋（１／４）ｊｂ１ｑ＋（１／４）ｊｂ２ｑ＋ｂ３｛−（３／４）ｊｑ＋１＋ｊｐ｝となる。
【００３８】
すなわち、直接波が何らかの原因で弱まり、同期の基準に間接波が用いられる場合、受信信号が数式３１
ｑ（ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３  ，０）＋（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）
＋ｐ（０，ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２）
＝（ｑｘ３＋ｘ２，ｑｘ０＋ｘ３＋ｐｘ２，ｑｘ１＋ｘ０＋ｐｘ３，ｑｘ２＋ｘ１＋ｐｘ０，
ｑｘ３＋ｘ２＋ｐｘ１，ｘ３＋ｐｘ２）
の場合、この受信信号の先頭の（ｑｘ３＋ｘ２，ｑｘ０＋ｘ３＋ｐｘ２）を取り除いて、（ｑｘ１＋ｘ０＋ｐｘ３，ｑｘ２＋ｘ１＋ｐｘ０，ｑｘ３＋ｘ２＋ｐｘ１，ｘ３＋ｐｘ２）を図４の入力端子に入力すると、第０出力端子の出力の中央の成分はｂ０｛（３／４）ｑ＋１＋  ｐ｝−（１／４）ｂ１ｑ−（１／４）ｂ２ｑ−（１／４）ｂ３ｑ、
第１出力端子の出力の中央の成分は−（１／４）ｊｂ０ｑ＋ｂ１｛（３／４）ｊｑ＋１−ｊｐ｝−  （１／４）ｊｂ２ｑ＋（１／４）ｊｂ３ｑ、
第２出力端子の出力の中央の成分は（１／４）ｂ０ｑ＋（１／４）ｂ１ｑ＋ｂ２｛−（３／４）ｑ  ＋１−  ｐ｝＋（１／４）ｂ３ｑ、
第３出力端子の出力の中央の成分は（１／４）ｊｂ０ｑ＋（１／４）ｊｂ１ｑ＋（１／４）ｊｂ２ｑ  ＋ｂ３｛−（３／４）ｊｑ＋１＋ｊｐ｝  となる。
ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３を既知の値とする十分な数のパイロット信号を使えば、ｐとｑの値（一般的に複素数）を知ることができるので、ｐ、ｑの値が定常の範囲では同期の基準に間接波が用いられる場合でも、ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３を変数とする４個の１次方程式が得られ、この連立１次方程式を解くことによって、ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３を受信側で復元できる。
しかし、ＤＦＴの次元が大きければ、この復元法は非常に大きな計算量を必要とする。
【００３９】
次に、この受信信号の先頭の（ｑｘ３＋ｘ２）と最後尾の（ｘ３＋ｐｘ２）を取り除いて、数式３７
【数３７】
2012029378.tif 000039
を図４の入力端子に入力すると、
【００４０】
第０出力端子の出力は、数式３８
【数３８】
2012029378.tif 000040
なので、この中央の成分は、ｂ０（    ｑ＋１＋  ｐ）  となる。
【００４１】
第１出力端子の出力は、数式３９
【数３９】
2012029378.tif 000041
なので、この中央の成分は、ｂ１（    ｑ−ｊ−  ｐ）  となる。
【００４２】
第２出力端子の出力は、数式４０
【数４０】
2012029378.tif 000042
なので、この中央の成分は、  ｂ２（    ｑ−１＋  ｐ）  となる。
【００４３】
第３出力端子の出力は、数式４１
【数４１】
2012029378.tif 000043
なので、この中央の成分は、ｂ３（    ｑ＋ｊ−  ｐ）  となる。
【００４４】
すなわち、直接波が何らかの原因で弱まり、同期の基準に間接波が用いられる場合、
送信信号が（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）、受信信号が
ｑ（ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３  ，０）
＋（ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３）
＋ｐ（０，ｘ２，ｘ３，ｘ０，ｘ１，ｘ２）
＝（ｑｘ３＋ｘ２，ｑｘ０＋ｘ３＋ｐｘ２，ｑｘ１＋ｘ０＋ｐｘ３，
ｑｘ２＋ｘ１＋ｐｘ０，ｑｘ３＋ｘ２＋ｐｘ１，ｘ３＋ｐｘ２）
であるとすると、この受信信号の先頭の（ｑｘ３＋ｘ２）と最後尾の（ｘ３＋ｐｘ２）を取り除いて、
（ｑｘ０＋ｘ３＋ｐｘ２，ｑｘ１＋ｘ０＋ｐｘ３，ｑｘ２＋ｘ１＋ｐｘ０，ｑｘ３＋ｘ２＋ｐｘ１）を図４の入力端子に入力すると、
入力端子と第０出力端子の間のインパルス応答は（１／２）（  １，  １，  １．  １）なので、第０出力端子の出力の中央の成分はｂ０（  ｑ＋１＋  ｐ）となり、
入力端子と第１出力端子の間のインパルス応答は（１／２）（  ｊ，−１，−ｊ，  １）なので、第１出力端子の出力の中央の成分はｂ１（  ｑ−ｊ−  ｐ）となり、
入力端子と第２出力端子の間のインパルス応答は（１／２）（−１，  １，−１，  １）なので、第２出力端子の出力の中央の成分はｂ２（  ｑ−１＋  ｐ）となり、
入力端子と第３出力端子の間のインパルス応答は（１／２）（−ｊ，−１，  ｊ，  １）なので、第３出力端子の出力の中央の成分はｂ３（  ｑ＋ｊ−  ｐ）となる。
ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３を既知の値とするパイロット信号を使えば、（  ｑ＋１＋  ｐ）、（  ｑ−ｊ−  ｐ）、（  ｑ−１＋  ｐ）、（  ｑ＋ｊ−  ｐ）を知ることができるので、直接波が何らかの原因で弱まって同期の基準に間接波が用いられる場合でも、ｐ，  ｑ  が定常の範囲では、１／（  ｑ＋１＋ｐ）、１／（  ｑ−ｊ−  ｐ）、１／（  ｑ−１＋  ｐ）  、１／（  ｑ＋ｊ−  ｐ）をそれぞれｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３  のための補正係数とすれば、伝送したい情報ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３  を受信側で簡単に復元できる。
【００４５】
以上の説明にて、本発明は、受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）、または（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、中間的な部分を長さＮ取り出し（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより、ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１が互いに混じり合わず、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を正しく復元することができる。
本発明により、ＯＦＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）、または（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元するＯＦＤＭ通信方式の受信方法を構成することができる。
【００４６】
よって、本発明は、通信の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより、伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元する受信方法を構成することができる。
また、本発明は、通信の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元する受信方法を構成することができる。
また、本発明は、ＯＦＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元するＯＦＤＭ通信方式の受信方法を構成することができる。
また、本発明は、ＯＦＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元するＯＦＤＭ通信方式の受信方法を構成することができる。
なおここで、「送信側にＩＤＦＴを使い受信側にＤＦＴを使う方法」のみならず、「送信側にＤＦＴを使い受信側にＩＤＦＴを使う方法」、または「送信側、受信側ともにＤＦＴを使う方法」、または「送信側、受信側ともにＩＤＦＴを使う方法」を構成することができる。
【００４７】
また、ＤＦＴ行列の行（列）ベクトルとデータベクトル間のクロネッカー積を利用した情報伝送方式であるＯＳＤＭ（直交信号分割多重方式：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式においても適用できる。
（註）直交信号分割多重方式とその性能評価(無線通信技術)：電子情報通信学会論文誌．Ｂ，通信Ｊ９１−Ｂ（９），１０８６−１０９４，２００８−０９−０１。
本発明は、ＯＳＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元するＯＳＤＭ通信方式の受信方法を構成することができる。
また、本発明は、ＯＳＤＭ通信方式の受信信号（ｚＮ−Ｌ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＫ−１）の中から、（ｚＮ−Ｍ，・・・，ｚＮ−１，ｚ０，ｚ１，・・・，ｚＮ−Ｍ−１）をＮ次ＤＦＴの作用手段またはＮ次ＩＤＦＴの作用手段に入力することにより伝送したい情報（ｂ０，ｂ１，・・・，ｂＮ−１）を復元するＯＳＤＭ通信方式の受信方法を構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
無線ＬＡＮの国際標準ＩＥＥＥ８０２．１１ａおよびＩＥＥＥ８０２．１１ｇでは、送信側のみが規定されており、ＩＤＦＴの６４個の入力端子の中の４８個に、伝送したい情報４８デイジットを入力し、ＩＤＦＴの出力を「情報を担う信号」（長さ６４）とする。この長さ６４の信号の後ろから長さ１６を前に接続して長さ８０の信号とすることが規定されている。受信側の信号処理は規定されていないが、従来技術では長さ８０の受信信号の前から１６の長さを切り捨てて長さ６４の信号とし、これをＤＦＴして得られた６４個の出力の中の４８個に補正係数を乗じて４８デイジットの伝送したい情報を得る。
補正係数は、４８デイジットの既知情報をこの方法により伝送して、受信側でＤＦＴの出力と４８デイジットの既知情報を比較することにより得られる。しかしながら、従来技術では、直接波が何らかの原因で減衰または消滅して、同期の基準が反射波の一つになった場合は、４８デイジットの情報が互いに混じり合ってしまって正しく復元できないという問題点が有った。
本発明を用いれば、都会地などで直接波が何らかの原因で減衰または消滅して、同期の基準が反射波の一つになった場合でも、４８デイジットの情報が互いに混じり合わず正しく復元できるので、従来技術に比較して大幅な受信品質の改善が期待できる。
【図１】
2012029378.tif 000044
【図２（ａ）】
2012029378.tif 000045
【図２（ｂ）】
2012029378.tif 000046
【図３】
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【図４】
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【図５】
2012029378.tif 000049
【国際調査報告】
2012029378.tif 000050
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