(57)【要約】  受信機は、受信信号から同相信号を生成する第1混合手段と、前記受信信号から直交信号を生成する第2混合手段と、前記同相信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル同相信号を得る第1A/D変換手段と、前記直交信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル直交信号を得る第2A/D変換手段と、前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値を用いて補正量を算出し、前記補正量及び前記第1A/D変換手段又は前記第2A/D変換手段の少なくとも一方の量子化誤差に基づき加減算量を算出する算出手段と、前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算する加減算手段と、を備えることを特徴とする。
2011033571.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から同相信号を生成する第1混合手段と、
前記受信信号から直交信号を生成する第2混合手段と、
前記同相信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル同相信号を得る第1A/D変換手段と、
前記直交信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル直交信号を得る第2A/D変換手段と、
前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値を用いて補正量を算出し、前記補正量及び前記第1A/D変換手段又は前記第2A/D変換手段の少なくとも一方の量子化誤差に基づき加減算量を算出する算出手段と、
前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算する加減算手段と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記算出手段は、第1の閾値と前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値とを比較する比較手段を備え、
第k-1番目に大きい振幅値と第k-M-1(k,Mは自然数)番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第k-M-1番目に大きい振幅値を示す第k-M-1ビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれ、かつ第k番目に大きい振幅値と第k-M番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第k-M番目に大きい振幅値を示す第k-Mビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれない場合に、前記k番目に大きい振幅値を示す第kビット値を前記第1の閾値、前記加減算量をMとし、
前記加減算手段は、前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値が前記第1の閾値より大きい場合、前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算することを特徴とする請求項1記載の受信機。
【請求項３】
前記算出手段は、第t-1(tは、k<tである自然数)番目に大きい振幅値と第t-M-2番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第t-M-2番目に大きい振幅値を示す第tビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれ、かつ第t番目に大きい振幅値と第t-M-1番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第t-M-1番目に大きい振幅値を示す第t-M-1ビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれない場合に、前記t番目に大きい振幅値を示す第tビット値を第2の閾値とし、
前記比較手段は、第2の閾値と前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値とを比較し、
前記加減算手段は、前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値が前記第1の閾値より大きく前記第2閾値以下の場合、前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算することを特徴とする請求項2記載の受信機。
【請求項４】
前記算出手段は、前記補正量が前記第1A/D変換手段又は第2A/D変換手段の少なくとも一方の第k(kは自然数)番目に大きい振幅値を示す第kビット値における最大量子化誤差の範囲に含まれる場合は前記加減算量を０とし、含まれない場合は前記加減算量を+1以上とすることを特徴とする請求項1記載の受信機。
【請求項５】
前記算出部は、第k番目に大きい振幅値と前記第k-M番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記k-M番目に大きい振幅値が示す第kビット値における最大量子化誤差の範囲に含まれる場合、前記加減算量をMとすることを特徴とする請求項4記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交復調型の無線受信装置において、ＩＱインバランスを小規模かつ低価格な構成で補正する方法として、アナログ増幅回路で粗調整を、デジタル増幅回路で微調整を行う手法が開示されている（例えば、特許文献1参照）。特許文献1におけるデジタル増幅回路は、乗算器と加算器から構成されており、アナログ増幅回路で補正しきれない部分を補助的に補正する役割を果たす。そのため、補正できる範囲は狭くてすみ、小規模な回路で実現できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開2001−211218号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記した特許文献1のIQインバランス補正方式は、乗算器を用いる処理であるため、依然として回路規模が大きいという課題がある。特に、パラレル化によって高速信号処理を行う無線受信装置に対しては、乗算器を複数並べる必要があるため、回路規模および消費電力の増加が問題となる。【０００５】
本発明は、この問題を解決するためになされたものであり、低消費電力で回路規模が小さい受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一観点によると、受信信号から同相信号を生成する第1混合手段と、前記受信信号から直交信号を生成する第2混合手段と、前記同相信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル同相信号を得る第1A/D変換手段と、前記直交信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル直交信号を得る第2A/D変換手段と、前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値を用いて補正量を算出し、前記補正量及び前記第1A/D変換手段又は前記第2A/D変換手段の少なくとも一方の量子化誤差に基づき加減算量を算出する算出手段と、前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算する加減算手段と、を備えることを特徴とする受信機を提供する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、低消費電力で回路規模が小さい受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第1実施例に係る受信機1を示す図。
【図２】第1実施例に係る信号電力補正の概念を示す図。
【図３】第2実施例に係る受信機2を示す図。
【図４】第2実施例に係る閾値算出部216を示す図。
【図５】第2実施例に係る信号電力補正の概念を示す図。
【図６】第2実施例の変形例1に係る閾値算出部316を示す図。
【図７】第3実施例に係る受信機4を示す図。
【図８】第3実施例の変形例2に係る受信機5を示す図。
【図９】第4実施例に係る受信機6を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照し本発明の実施の形態を説明する。なお、以下の実施例中では、同一の番号を付した部分については同様の動作を行うものとし、重ねての説明を省略する。
【００１０】
(第1実施例)
図1に本発明の第1実施例に係る受信機1を示す。受信機1は、アンテナ101と、周波数変換器102と、混合器103,104と、局部発振回路105と、90度移相器106と、ベースバンドフィルタ(BBフィルタ)107,108と、VGA(Variable Gain Amplifier)109,110と、A/D変換器111,112と、I成分電力測定部113と、Q成分電力測定部114と、利得処理判定部121,122と、VGA利得算出部115と、補正値算出部116と、加算器119,120を有する。
【００１１】
アンテナ101は、図示しない通信相手が送信する無線信号を受信する。周波数変換器102は、無線信号を中間周波数にダウンコンバートし、IF信号を生成する。混合器103は、局部発振回路105が生成するローカル信号とIF信号とを混合しI信号(同相信号)を生成する。混合器104は、90度移相器106が90度移相したローカル信号とIF信号とを混合しQ信号(直交信号)を生成する。
【００１２】
BBフィルタ107は、I信号から所望の周波数帯域を有するI-BB信号を生成する。BBフィルタ108は、Q信号から所望の周波数帯域を有するQ-BB信号を生成する。VGA109は、VGA利得算出部115によって算出された利得でI-BB信号を増幅し、増幅I信号を生成する。VGA110は、VGA利得算出部115によって算出された利得でQ-BB信号を増幅し、増幅Q信号を生成する。A/D変換器111は、アナログ信号である増幅I信号をデジタル信号に変換し、デジタルI信号を生成する。A/D変換器112は、アナログ信号である増幅Q信号をデジタル信号に変換し、デジタルQ信号を生成する。
【００１３】
I成分電力測定部113は、デジタルI信号の電力を測定し、測定した電力を示すI成分電力信号S113を生成する。Q成分電力測定部114は、デジタルQ信号の電力を測定し、測定した電力を示すQ成分電力信号S114を生成する。
【００１４】
利得処理判定部121は、I成分電力信号S113に基づきVGA109での利得調整が完了したかどうかの判定を行う。完了していないと判定した場合、利得処理判定部121は、I成分電力信号S113をVGA利得算出部115へ出力する。完了していると判定した場合、利得処理判定部121は、I成分電力信号S113を補正値算出部116へ出力する。
【００１５】
利得処理判定部122は、Q成分電力信号S114に基づきVGA110での利得調整が完了したかどうかの判定を行う。完了していないと判定した場合、利得処理判定部122は、Q成分電力信号S114をVGA利得算出部115へ出力する。完了していると判定した場合、利得処理判定部122は、Q成分電力信号S114を補正値算出部116へ出力する。
【００１６】
利得処理判定部121,122での判定手段としては、例えば、カウンタによってあらかじめ決められた利得調整回数をカウントするか、あるいは、I成分電力信号S113およびQ成分電力信号S114と所定の目標値との差分に基づいて判定する。
【００１７】
VGA利得算出部115は、I成分電力信号S113及びQ成分電力信号S114に基づいて、VGA109,110での利得調整のための利得信号を算出する。
【００１８】
補正値算出部116は、I成分電力信号S113及びQ成分電力信号S114に基づいて、デジタルI信号及びデジタルQ信号の補正値を算出する。算出する補正値の詳細は後述する。
【００１９】
加算器119は、補正値算出部116が算出した補正値をデジタルI信号に加算し、加算I信号を生成する。加算器120は、補正値算出部116が算出した補正値をデジタルQ信号に加算し、加算Q信号を生成する。加算I信号及び加算Q信号は、図示しないデジタル処理部で信号処理が施されデータ等に変換される。
【００２０】
I信号およびQ信号の電力の制御を、アナログ部ではVGA109,110によって調整し、デジタル部では加算器119,120によって調整する。アナログ部での調整の目的は、I信号及びQ信号の電力がA/D変換器111,112のダイナミックレンジに合うように揃えることであり、デジタル部での調整の目的は、アナログ回路の不完全性に起因するI信号及びQ信号の電力のばらつきをなくすことである。電力のばらつきをなくすだけでなく、I信号及びQ信号の平均電力が所定の電力値に一致するよう補正することが望ましい。ここでのアナログ回路の不完全性とは、例えば、回路の寄生容量、VGA109,110での利得設定誤差，A/D変換器111,112の個体差等を指す。
【００２１】
次に、補正値算出部116で算出する補正値の詳細について説明する。アナログ部での信号電力調整とは異なり、デジタル部での信号電力調整は、信号を表現するビット数の制約を受ける。
【００２２】
図2は、4ビットのデジタル信号の電力調整の例を示す図である。2の補数による符号付4ビット信号は、-8から+7までの15通りの値を表現することが可能である。図2では、+1から+3までの3通りの4ビット信号に対して、+1dB又は+3dBの電力補正を施す場合の例を示す。図2に示すように、0001から0011までの3通りのデジタル信号を最大振幅の8で正規化したとき、その信号電力は約-18dBから約-8.5dBまでの離散値をとる。これら3通りのデジタル信号に+1dB又は+3dBの補正を施す場合、厳密には補正量に応じた補正係数を各信号へ乗算し、乗算結果を表現するためにビット数を拡張することで補正を行う必要があるが、補正出力にビット数の制約がある場合は正確な乗算結果を得ることはできない。
【００２３】
図2に示すように、4ビットの入出力で+1dBの信号電力補正を行う場合、補正結果は4ビットで表現し得るレベルに丸め込まれることになる。第k番目に大きい振幅値を示すビット値を第kビット値とすると、具体的には、補正値である+1dBが第kビット値(図2では0010)の最大量子化誤差の範囲内に含まれるため、第kビット値に+1dBの電力補正を行っても、補正結果は、補正前と同じ第kビット値(0010)となる。なお、図2では、第kビット値における最大量子化誤差の範囲を、(第kビット値が示す振幅値-第k-1ビット値が示す振幅値)/2から(第k+1ビット値が示す振幅値-第kビット値が示す振幅値)/2までとする。具体的には、第kビット値(0010)が示す電力値約-12dBを基準として、-2.5dBから1.9dBの範囲となる。
【００２４】
図2に示すように、4ビットの入出力で、第kビット(0010)に対して+3dBの信号電力補正を行う場合、補正結果は、第kビット値に+1加算した第k+1ビット値(0011)となる。なぜなら、補正値である+3dBが第kビット値(図2では0010)の最大量子化誤差の範囲内に含まれないためである。
【００２５】
このように、補正量が第kビット値における最大量子化誤差の範囲内に含まれる場合は、補正しない、又は+0の加算を行い、最大量子化誤差の範囲内に含まれない場合は、+1ビット以上又は-1ビット以下の加算を行う。
【００２６】
第kビット値に補正量G[dB]の補正を行った結果の電力値が、第k+sビット値の最大量子化誤差の範囲内に含まれる場合には+sの加算を行い、第k-tビット値の最大量子化誤差の範囲内に含まれる場合には-tの加算(tの減算)を行う。k,s,tは、1以上n以下の整数である。なお、nは、最大振幅を正規化した数であり、図2の例では、n=8である。
【００２７】
補正値算出部116は、I成分電力信号S113と目標とする電力値とを比較し補正量を算出する。補正値算出部116は、補正量とA/D変換器111の量子化誤差とに基づいて加減残量を算出する。図2の例では、補正量が+1dBの場合加減残量は+0となり、補正量が+3dBの場合加減残量は+1となる。  同様に補正値算出部116は、Q成分電力信号S114と目標とする電力値とを比較し補正量を算出する。補正値算出部116は、補正量とA/D変換器112の量子化誤差とに基づいて加減残量を算出する。なお、補正量は、I成分電力信号S113とQ成分電力信号S114とを比較し、2つの信号の差分を2で割った値としてもよい。
【００２８】
補正値算出部116は、補正量を算出するたびに、該補正量が最大量子化誤差の範囲に含まれるか否かを判定し、加減算量を算出する。あるいは、補正値算出部116は、図示しないメモリに補正量と加減算量との関係を示すテーブルを用意しておき、該テーブルを参照することで、補正量から加減算量を算出するようにしてもよい。
【００２９】
以上のように、第1実施例では、補正量とA/D変換器112の量子化誤差とに基づいて加減残量を算出することで、デジタルI 信号又はデジタルQ信号のIQインバランス補正を、乗算器を用いず、加算器で実現できる。従って、消費電力が大きく、回路規模が大きい乗算器を用いずにIQインバランス補正を行うことができるので、低消費電力で回路規模が小さい受信機を提供できる。
【００３０】
(第2実施例)
図3に本発明の第2実施例に係る受信機2を示す。第1実施例ではA/D変換器111,112の量子化誤差を真値スケールで定義した場合のIQインバランス補正方式について説明したが、本実施例では量子化誤差を対数スケールで定義する場合のIQインバランス補正方式について説明する。
【００３１】
なお、真値スケールとは、各ビット値における最大量子化誤差が一定値である場合を指し、対数スケールとは、各ビット値における最大量子化誤差が、ビット値が大きくなるにつれてべき乗で小さく又は大きくなる場合を指す。
【００３２】
受信機2は、図1の補正値算出部116の代わりに閾値算出部216を有している。さらに受信機2は、比較器217,218を有している。
【００３３】
閾値算出部216は、I成分電力信号S113及びQ成分電力信号S114に基づいて、第1の閾値S100及び第2の閾値S101を算出する。
【００３４】
図4を用いて閾値算出部216の詳細を説明する。閾値算出部216は、目標信号生成部201と、差分器202,203と、I信号補正閾値算出部204と、Q信号補正閾値算出部205を具備する。
【００３５】
目標信号生成部201では、I信号とQ信号の電力を補正するためにあらかじめ設定された目標信号S201が生成される。差分器202では、I成分電力信号S113と目標信号S201との差分が補正量として算出され、I信号補正閾値算出部204へ出力される。I信号補正閾値算出部204では、補正量に応じた閾値が算出され、第1の閾値S100として比較器217へと出力される。
【００３６】
同様に差分器203では、Q成分電力信号S114と目標信号S201との差分が補正量として算出され、Q信号補正閾値算出部205へ出力される。Q信号補正閾値算出部205では、補正量に応じた閾値が算出され、第2の閾値S101として比較器218へと出力される。
【００３７】
補正量が大きい場合は、複数の閾値が「第1の閾値S100」及び「第2の閾値S101」として比較器217,218へと出力される。第1の閾値S100及び第2の閾値S101の詳細については後述する。
【００３８】
図3に戻る。比較器217では、第1の閾値S100と、デジタルI信号との振幅値の比較処理が行われ、比較出力S117が出力される。第1の閾値がM個の閾値T1，T2，…，TMで構成される場合、デジタルI信号の振幅との比較結果及び補正量の符号に応じて＋0、±1、…、±Mのいずれかの値が比較出力S117として出力される。
【００３９】
比較器217は、第1の閾値S100がビット値である場合、ビット値が示す振幅値とデジタルI信号の振幅値と比較してもよく、第1の閾値S100とデジタルI信号を直接比較してもよい。振幅値の比較を行う場合は、第1の閾値S100が示す振幅値よりデジタルI信号の振幅値が大きく、かつデジタルI信号が正数であるときに比較器217は、+1〜+Mのいずれかの値を比較出力S117として出力する。また第1の閾値S100が示す振幅値よりデジタルI信号の振幅値が大きく、かつデジタルI信号が負数であるときに比較器217は、-1〜-Mのいずれかの値を比較出力S117として出力する。デジタルI信号の振幅値が第1の閾値S100が示す振幅値以下の場合は、+0を比較出力S117として出力する。
【００４０】
一方、ビット値の比較を行う場合を考える。このとき、デジタルI信号が正数であれば、比較器217は、デジタルI信号が第1の閾値より大きいときに、+1〜+Mのいずれかの値を、第1の閾値以下の場合に+0を比較出力S117として出力する。デジタルI信号が負数であれば、比較器217は、デジタルI信号が第1の閾値より小さいときに、-1〜-Mのいずれかの値を、第1の閾値以上の場合に+0を比較出力S117として出力する。
【００４１】
この比較出力S117は加減算量として加算器119へ入力される。加算器119では、加算値S117とデジタルI信号との加算処理が行われ、デジタルI信号の振幅が補正される。加算器119は加算I信号を生成する。加算値S117 が負の値(-M)の場合、加算器117は、デジタルI信号と-Mを加算、即ちデジタルI信号からMを減算する。
【００４２】
デジタルQ信号に関しても同様に加算処理が行われる。即ち、比較器218では、第2の閾値とデジタルQ信号の振幅との比較処理が行われ、比較出力S118が加算値として出力される。加算器120では加算値S118とQ信号との加算処理が行われ、Q信号の振幅が補正される。加算器120は加算Q信号を生成する。比較器218及び加算器120で行われる処理は、デジタルI信号がデジタルQ信号に、第1の閾値が第2の閾値に代わるだけで比較器217及び加算器119と同様の処理が行われるため、詳細な説明は省略する。
【００４３】
図5を用いて第1の閾値S100及び第2閾値S101の詳細を説明する。図5は、4ビットのデジタル信号の電力調整の例を示す図である。図5は+1から+7までの7通りの4ビット信号に対して、+1dBの電力補正を施す場合の例を示す図である。図5に示すように、0001から0111までの7通りのデジタル信号を最大振幅の8で正規化したとき、その信号電力は約-18.1dBから約-1.2dBまでの離散値をとる。図5の例では、0011以下の信号は+0による補正、0011より大きい信号は+1による補正を施すことによって+1dBの電力補正処理が行われる。補正のための加算値が変化する閾値(図5の場合は0011)は、ビット数および補正量によって一意に決まる。
【００４４】
より具体的に第1の閾値S100の算出の仕方を説明する。2の補数による符号付Nビットのデジタル信号の振幅は、2N-1-k(k=0,・・・,2N-1)の2N-1+1通りの値をもつ。最大振幅からk番目の第kビット値とk-1番目の第k-1ビット値の振幅差Δ(k)[dB]は次式で表される。
【数１】
2011033571.tif 000003
【数２】
2011033571.tif 000004
【００４５】
正の補正量G[dB]に対する第1の閾値S100-1は、式(1)で表される振幅差Δ(k)と補正量Gとの関係によって決まる。振幅差Δ(k)が補正量Gの2倍以上大きければ、振幅値を調整する必要はなく、逆に2倍未満であれば、+1の加算によって振幅値を補正する必要がある。なお、補正量Gが負の場合は、式(1)をk番目の第kビット値とk+1番目の第k+1ビット値の振幅差として定義しなおすことで同様の議論が成立する。
【００４６】
加算量が+0から+1へ変化する第1の閾値S100-1は、式(3),(4)よって定義される。
【数３】
2011033571.tif 000005
【数４】
2011033571.tif 000006
【００４７】
第1の閾値S100-1より大きい振幅をもつデジタルI信号に対しては+1以上の振幅補正が行われる。第1の閾値S100-1以下の振幅のデジタルI信号の場合は、加算器119の出力は変化しない。即ち、+0の振幅補正が行われる。
【００４８】
ここでは、第kビット値における最大量子化誤差の範囲を、(第kビット値が示す振幅値-第k-1ビット値が示す振幅値)/2から(第k+1ビット値が示す振幅値-第kビット値が示す振幅値)/2までとしている。そのため第1の閾値S100-1は、振幅差Δ(k)が補正量Gの2倍以上か否かで決まる。つまり、補正量Gが第k番目に大きい振幅値を示す第kビット値における最大量子化誤差の範囲に含まれ、第k-1番目に大きいビット値における最大量子化誤差の範囲に含まれない場合に、第k番目に大きい第kビット値を第1の閾値S100-1とする。
【００４９】
補正量Gが大きい場合は、+1の処理では十分ではなく、更に上の振幅レベルへ補正される。加算量が+1から+2へ変化する第1の閾値S100-2は、式(5),(6)によって定義される。
【数５】
2011033571.tif 000007
【数６】
2011033571.tif 000008
【００５０】
第1の閾値S100-2は、(第1の閾値S100-2)>(第1の閾値S100-1)を満たす。加算器119は、第1の閾値S100-2より大きい振幅をもつデジタルI信号に対しては+2の振幅補正が行う。加算器119は、第1の閾値S100-2以下で第1の閾値S100-1より大きい振幅をもつデジタルI信号に対して+1の振幅補正を行う。加算器119は、第1の閾値S100-１以下の振幅の入力信号に対して+0の振幅補正を行う。同様に、加算量が+(M-1)から+Mへ変化する閾値は式(7),(8)で定義される。
【数７】
2011033571.tif 000009
【数８】
2011033571.tif 000010
【００５１】
但し、Mは3以上の整数値である。加算器119は、第1の閾値S100-Mより大きい振幅をもつデジタルI信号に対して+Mの振幅補正を行う。加算器119は、第1の閾値S100-M以下で第1の閾値S100-(M-1)より大きい振幅をもつデジタルI信号に対して+(M-1)の振幅補正を行う。即ち、第k番目に大きい振幅値と第k-M番目に大きい振幅値の振幅差をΔAとすると、振幅差ΔAと補正量Gとの差分ΔGが第k番ビット値の最大量子化誤差の範囲内に含まれる場合、第k-Mビット値に加算する加減算量を「M」とする。
【００５２】
また、第k-1番目に大きい振幅値と第k-M-1番目に大きい振幅値の振幅差をΔA1とするとし、振幅差ΔA1と補正量Gとの差分をΔG1とする。また、第k番目に大きい振幅値と第k-M番目に大きい振幅値との振幅差をΔA2とし、振幅差ΔA2と補正量Gとの差分をΔG2とする。ΔG1が、第k-M-1番ビット値の最大量子化誤差の範囲内に含まれ、ΔG2が、第k-Mビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれない場合、閾値算出部216は、第k番目に大きい振幅値を示す第kビット値を第1の閾値とする。
【００５３】
さらに、第t-1番目に大きい振幅値と第t-M-2番目に大きい振幅値の振幅差をΔA3とするとし、振幅差ΔA3と補正量Gとの差分をΔG3とする。また、第t番目に大きい振幅値と第t-M-1番目に大きい振幅値との振幅差をΔA4とし、振幅差ΔA4と補正量Gとの差分をΔG4とする。ΔG3が、第t-M-2番ビット値の最大量子化誤差の範囲内に含まれ、ΔG4が、第t-M-1ビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれない場合、閾値算出部216は、第t番目に大きい振幅値を示す第tビット値を他の第1の閾値とする。このようにして、閾値算出部216は、複数の第1の閾値を算出する。k,t,Mは、1以上n以下の整数である。なお、nは、最大振幅を正規化した数であり、図2の例では、n=8である。
【００５４】
第1の閾値S100-1〜第1の閾値S100-Mをまとめて、複数の第1の閾値と称する。なお、第2の閾値S101も第1の閾値S100と同様に算出できるので説明を省略する。比較器217,118、閾値算出部216をまとめて算出部と称する。
【００５５】
閾値算出部216は、補正量を算出するたびに、式(1)〜式(8)のいずれかを用いて第1の閾値、第2の閾値及び加減算量を算出する。あるいは、閾値算出部216は、図示しないメモリに補正量と第1の閾値、第2の閾値及び加減算量との関係を示すテーブルを用意しておき、該テーブルを参照することで、補正量から第1の閾値、第2の閾値及び加減算量を算出するようにしてもよい。
【００５６】
以上のように、第2実施例に係る受信機2によると、A/D変換器111,112の量子化誤差が対数スケールで定義される場合であっても、比較器217,118を追加するだけで、第1実施例と同様乗算器を用いず、加算器でIQインバランス補正を行うことができる。
【００５７】
一般に、デジタル部でのI信号とQ信号の電力補正は、アナログ部で調整しきれなかった電力を補正するため、補正量も小さくて済む。4ビット信号の電力を補正する場合、補正量が1.92dB以内であれば第1の閾値及び第2の閾値はそれぞれ一つで済み、+0あるいは±1の加算処理によって電力補正を実施することができる。
【００５８】
従って、加算器の数も削減できるため、低消費電力で回路規模が小さい受信機を提供することができる。
【００５９】
(変形例1)
図6を用いて本実施例の変形例1を説明する。第2実施例では、目標信号生成部201が目標信号を生成し、閾値算出部216は、目標信号とI成分電力信号又はQ成分電力信号から補正値を算出していた。本変形例の閾値算出部316は、I成分電力信号又はQ成分電力信号から補正値を算出する。なお、本実施例に係る受信機3は、図3に示す第2実施例と閾値算出部が異なるだけで、構成要素は同じであるため、図3を用いて受信機3について説明する。
【００６０】
図6に示すように、閾値算出部316は、目標信号生成部201を有していないが、加減算器301とIQ信号補正閾値算出部302を有している。加減算器301は、I成分電力信号及びQ成分電力信号の差分を算出する。IQ信号補正閾値算出部302は、加減算器301が算出した差分を補正値とする。即ち、I成分電力信号及びQ成分電力信号の差分をgとすると、補正値G=gとなる。
【００６１】
このように、I成分電力信号又はQ成分電力信号から補正値を算出することで、目標信号生成部201を省略することができ、さらに低消費電力で回路規模が小さい受信機を提供することができる。ここでは、受信機2の補正値を算出する場合について述べたが、受信機1も同様にして補正値を算出することができる。
【００６２】
(第3実施例)
図7を用いて本発明の第3実施例に係る受信機4を説明する。第1,2実施例では、補正量を目標値とI成分電力信号又はQ成分電力信号との差分から算出するようにしているが、I成分電力信号とQ成分電力信号とが等しくなるように算出してもよい。図7に示す受信機4は、比較器218、加算器120を有しておらず、閾値算出部416が異なる点を除き、図3に示す受信機2と同じ構成をしている。
【００６３】
閾値算出部416は、目標生成部を有しておらず補正量G’[dB]の算出方法が異なるのみで、その他の構成及び動作は、受信機2の閾値算出部216と同じである。補正量G’は、I成分電力信号S113とQ成分電力信号S114を用いて算出する。具体的には、I成分電力信号S113とQ成分電力信号S114の差分G’ を補正量とする。
【００６４】
以上のように、I成分電力信号とQ成分電力信号とが等しくなるよう補正量G’を算出し、デジタルI信号の補正を行うことで、さらに回路素子を減らし、消費電力の削減及び回路規模の縮小を実現できる。なお、ここでは、デジタルI信号を補正する場合について説明したが、デジタルQ信号を補正してもよい。また、図1に示す受信機1の補正量も同様にして算出するようにしてもよい。
【００６５】
(変形例2)
図8に第3実施例の変形例2を示す。図8に示す受信機5は、図7の受信機4の構成に加えセレクタ505を有している。受信機4では、デジタルI信号にのみIQインバランス補正を行っていたが、本変形例では、セレクタ505によって、デジタルI信号又はデジタルQ信号のいずれか一方を選択し、選択した信号に対してIQインバランス補正を行う。
【００６６】
閾値算出部516は、補正量G’から閾値を算出するとともに、デジタルI信号又はデジタルQ信号のどちらを選択するか決定する。具体的な選択方法としては、例えば振幅値が大きい方を選択する方法がある。また、図3の受信機3のように、閾値算出部516が目標生成部を有している場合は、I成分電力信号S113とQ成分電力信号S114のうち目標生成部が生成した目標信号との差分が大きい方に対応するデジタルI信号又はデジタルQ信号を選択する。この場合の補正量G’は、I成分電力信号S113及びQ成分電力信号S114と目標生成部が生成した目標信号との差分のうち大きい方の値となる。閾値算出部516は選択した信号をセレクタ505に通知する。
【００６７】
セレクタ505は、閾値算出部516からの通知に従い、閾値算出部516が選択した信号を比較器217及び加算器119に出力する。
【００６８】
比較器217は、閾値算出部516が補正値G’に基づき算出した閾値とセレクタ505が選択した信号とを比較し、比較結果を加算器119に出力する。加算器119は、比較結果に基づき、セレクタ505が選択した信号に加算値を加算する。その結果、セレクタ505が選択した信号に対してIQインバランス補正が施される。
【００６９】
(第4実施例)
図9に本発明の第3実施例に係る受信機6を示す。本実施例では、受信信号として例えばパケット信号のようにプリアンブルを受信する受信機を想定している。本実施例では、プリアンブルを受信している際に、第1の閾値及び第2の閾値を算出する。
【００７０】
受信機6は、利得処理判定部121,122の代わりに利得処理判定部606,607を有し、イネーブル制御部601及びレジスタ602,603をさらに有する点を除き、図3に示す受信機3と同じ構成である。
【００７１】
利得処理判定部606,607は、VGA109,110での利得調整が完了したと判定した場合、I成分電力信号S113、Q成分電力信号S114を閾値算出部216へ出力するとともに、完了通知をイネーブル制御部601に通知する。
【００７２】
イネーブル制御部601は、I成分電力測定部113及びQ成分電力測定部114へのイネーブルをOFFにする。イネーブル制御部601は、図示しない信号処理部からのパケット信号受信を完了した旨を示す完了信号を受けると、次のパケット信号の到来に備えて、再びイネーブルをONにする。
【００７３】
閾値算出部216は、I成分電力信号S113及びQ成分電力信号S114に応じて第1の閾値S100及び第2の閾値S101を出力する。出力された閾値は、レジスタ602,603に記憶される。
【００７４】
閾値算出部216は、VGA利得調整が完了し、利得処理判定部606,607からI成分電力信号S113およびQ成分電力信号S114が出力された時のみ閾値算出の処理を行う。すなわち、各パケット信号においてプリアンブルを受信する時のみ閾値算出部216が動作し、レジスタ602,603に記憶された閾値が更新される。パケット信号のプリアンブルを除くペイロードを受信している時は、レジスタ602,603に記憶された第1の閾値S100及び第2の閾値S101と、デジタルI信号及びデジタルQ信号の振幅値が比較器217,118において比較される。比較結果は、加算値として加算器119,120へ出力され、デジタルI信号及びデジタルQ信号との加算処理が行われることで、IQインバランス補正が実施される。
【００７５】
以上のように、第4実施例によると、第2実施例と同様の効果が得られるとともに、パケット信号のペイロードを受信しているときは、電力測定部、利得処理判定部、閾値算出部等の動作を停止することができ、さらに消費電力を削減できる。
【００７６】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００７７】
101  アンテナ、102  周波数変換器、103,104  混合器、105  局部発振回路、106  90度移相器、107,108  ベースバンドフィルタ、109,110  VGA、111,112  A/D変換器、113,114  電力測定部、121,122,606,607  利得処理判定部、115  VGA利得算出部、116  補正値算出部、119,120  加算器、216,316,416,516  閾値算出部、217,218  比較器、505  セレクタ、601  イネーブル制御部、602,603  レジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【手続補正書】
【提出日】平成22年10月22日(2010.10.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から同相信号を生成する第１混合手段と、
前記受信信号から直交信号を生成する第２混合手段と、
前記同相信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル同相信号を得る第１Ａ／Ｄ変換手段と、
前記直交信号をアナログからデジタルの信号に変換し、デジタル直交信号を得る第２Ａ／Ｄ変換手段と、
前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値を用いて補正量を算出し、前記補正量及び前記第１Ａ／Ｄ変換手段又は前記第２Ａ／Ｄ変換手段の少なくとも一方の量子化誤差に基づき加減算量を算出する算出手段と、
前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算する加減算手段と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記算出手段は、第１の閾値と前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値とを比較する比較手段を備え、
第ｋ−１番目に大きい振幅値と第ｋ−Ｍ−１（ｋ，Ｍは自然数）番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第ｋ−Ｍ−１番目に大きい振幅値を示す第ｋ−Ｍ−１ビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれ、かつ第ｋ番目に大きい振幅値と第ｋ−Ｍ番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第ｋ−Ｍ番目に大きい振幅値を示す第ｋ−Ｍビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれない場合に、前記ｋ番目に大きい振幅値を示す第ｋビット値を前記第１の閾値、前記加減算量をＭとし、
前記加減算手段は、前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値が前記第１の閾値より大きい場合、前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記算出手段は、第ｔ−１（ｔは、ｋ＜ｔである自然数）番目に大きい振幅値と第ｔ−Ｍ−２番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第ｔ−Ｍ−２番目に大きい振幅値を示す第ｔビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれ、かつ第ｔ番目に大きい振幅値と第ｔ−Ｍ−１番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記第ｔ−Ｍ−１番目に大きい振幅値を示す第ｔ−Ｍ−１ビット値の最大量子化誤差の範囲に含まれない場合に、前記ｔ番目に大きい振幅値を示す第ｔビット値を第２の閾値とし、
前記比較手段は、第２の閾値と前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値とを比較し、
前記加減算手段は、前記デジタル同相信号又はデジタル直交信号の少なくとも一方の振幅値が前記第１の閾値より大きく前記第２閾値以下の場合、前記デジタル同相信号又は前記デジタル直交信号の少なくとも一方に前記加減算量を加算又は減算することを特徴とする請求項２記載の受信機。
【請求項４】
前記算出手段は、前記補正量が前記第１Ａ／Ｄ変換手段又は第２Ａ／Ｄ変換手段の少なくとも一方の第ｋ（ｋは自然数）番目に大きい振幅値を示す第ｋビット値における最大量子化誤差の範囲に含まれる場合は前記加減算量を０とし、含まれない場合は前記加減算量を＋１以上とすることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項５】
前記算出部は、第ｋ番目に大きい振幅値と前記第ｋ−Ｍ番目に大きい振幅値との振幅差と、前記補正量との差分が、前記ｋ−Ｍ番目に大きい振幅値が示す第ｋビット値における最大量子化誤差の範囲に含まれる場合、前記加減算量をＭとすることを特徴とする請求項４記載の受信機。
【請求項６】
前記算出部は、前記受信信号のプリアンブルに相当する部分を用いて前記第１の閾値及び加減算量を算出することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【国際調査報告】
2011033571.tif 000020
2011033571.tif 000021
2011033571.tif 000022
2011033571.tif 000023