(57)【要約】光信号を伝送するシステムであって、前記光信号を第１コピー及び第２コピーに分割するための光カプラを有し、前記光カプラは、前記光信号を受信する入力部と、前記第１コピーのための第１出力部と、前記第２コピーのための第２出力部とを有し、前記システムは、前記第１出力部に接続された第１光ガイドと、前記第２出力部に接続された第２光ガイドと、前記信号の第１コピーと第２コピーとをコヒーレントに重ね合わせる重ね合わせモジュールとを含むシステム。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を伝送するシステムであって、
前記光信号を第１コピー及び第２コピーに分割するために、前記光信号を受信する入力部と、前記第１コピーのための第１出力部と、前記第２コピーのための第２出力部とを有する光カプラと、
前記第１出力部に接続された第１光ガイドと、
前記第２出力部に接続された第２光ガイドと、
前記信号の第１コピーと第２コピーとをコヒーレントに重ね合わせる重ね合わせモジュールとを含むシステム。
【請求項２】
前記光カプラが５０：５０で光信号を分割するカプラである請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記重ね合わせモジュールは、第１の２×２ＭＺＩと第２の２×２ＭＺＩとを有するＭＺモジュールを含み、
前記第１の２×２ＭＺＩの出力は、前記第２の２×２ＭＺＩの入力に接続される請求項１又は２に記載のシステム。
【請求項４】
前記ＭＺモジュールは、第３の２×２ＭＺＩを有し、
前記第２の２×２ＭＺＩの出力が前記第３の２×２ＭＺＩの入力に接続される請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
前記第１、第２又は第３の２×２ＭＺＩのうちの一つのアーム上に配置される位相制御部を含む請求項３又は４に記載のシステム。
【請求項６】
前記位相制御部は圧電変換素子である請求項５に記載のシステム。
【請求項７】
前記ＭＺモジュールは、前記位相制御部の制御機能に接続された検出器を含むフィードバック制御部を含む請求項５又は６に記載のシステム。
【請求項８】
前記第１光ガイドは、第１のスペクトルインバータを介して前記光カプラの前記第１出力部に接続され、
前記重ね合わせモジュールの入力は、第２スペクトルインバータを介して前記第１光ガイド又は前記第２光ガイドのいずれかに接続される請求項１から７のいずれか一つに記載のシステム。
【請求項９】
前記光信号を２Ｍ個のコピーに分割するための複数の光カプラがＭ個の層の各々に配置されており、
２Ｍ個のコピーを一つの出力信号にコヒーレントに重ね合わせるためのＭ個の重ね合わせモジュール層がある請求項１から８のいずれか一つに記載のシステム。
【請求項１０】
以下の手順を含む、信号を伝送する方法であって、
第１光ガイドを伝播する第１コピーと、第２光ガイドを伝搬する第２コピーとに信号を分割し、
前記第１コピーと前記第２のコピーとをコヒーレントに重ね合わせる方法。
【請求項１１】
前記重ね合わせる手順は、第１の２×２ＭＺＩと第２の２×２ＭＺＩとを有するＭＺモジュールによって実行され、
前記第１の２×２ＭＺＩの出力は前記第２の２×２ＭＺＩの入力に接続される請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ＭＺモジュールは第３の２×２ＭＺＩを含み、
前記第２の２×２ＭＺＩの出力は前記第３の２×２ＭＺＩの入力に接続される請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１、第２又は第３の２×２ＭＺＩのうちの一つのアーム上に配置された位相制御部が前記アームを伝播する光信号のコピーの位相を制御する請求項１１又は１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記位相制御部は圧電変換素子である請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記ＭＺモジュールは、前記位相制御部の制御要素に接続された検出器を含むフィードバック制御部を含む請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記第１光ガイドは、スペクトルを反転する第１ステップを実行するための第１スペクトルインバータを介して前記光カプラの前記第１出力部に接続され、
前記第２光ガイドは、スペクトルを反転する第２ステップを実行するための第２スペクトルインバータを介して第１又は第２光ガイドのいずれかに接続される請求項１０から１５のいずれか一つに記載の方法。
【請求項１７】
前記光信号を２Ｍ個のコピーに分割するための複数の光カプラがＭ個の層の各々に配置されており、
２Ｍ個のコピーを単一の出力信号にコヒーレントに重ね合わせるためのＭ個の重ね合わせモジュール層がある請求項１０から１６のいずれか一つに記載の方法。
【請求項１８】
第１送信機から第１信号を送信し、第２送信機から第２信号を送信するシステムであって、
前記第１信号を受信する第１入力部と、前記第２信号を受信する第２入力部と、接続された第１多重化出力部と、接続された第２多重化出力部とを有し、使用時に、前記第１信号と前記第２信号とを多重化し、結果信号を第１多重化出力部の第１多重化信号と第２多重化出力部の第２多重化信号とに分割する光カプラと、
第１スペクトルインバータを介して前記第１多重化出力部に接続された第１光ガイドと、
前記第２多重化出力部に接続された第２の光ガイドと、
前記第１多重化信号と前記第２多重化信号とをコヒーレントに重ね合わせる重ね合わせモジュールとを含み、
前記重ね合わせモジュールは、前記第１光ガイドに接続された第１入力部と前記第２光ガイドに接続された第２入力部とを有し、前記入力部の一つは第２スペクトルインバータを介して前記光ガイドの各々に接続されているシステム。
【請求項１９】
前記重ね合わせモジュールが、ＭＺモジュールを含む請求項１又は請求項１８に記載のシステム。
【請求項２０】
図３、４及び６を参照して、本明細書に実質的に記載される光信号伝送システム。
【請求項２１】
図５、６を参照して、本明細書に実質的に記載される、第１送信機から第１信号を送信し、第２送信機から第２信号を送信するシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非線形効果によって生じる雑音や歪みを低減する光信号伝送に関する。
【背景技術】
【０００２】
今日では、光ファイバー通信システムは全ての通信ネットワーク内に存在し、世界の長距離信号の８０％以上を伝送している。光ネットワークの成功は、シングルモードファイバ（ＳＭＦ）として知られる低損失で硅素ベースの光ファイバの発明に基づいている。これにより、順次システム容量を向上して、指数関数的に増加するユーザー需要に対応し、伝送された情報ビットあたりのコストを削減している。しかし、硅素ベースのファイバは、ファイバの屈折率が印加された電界に対して非線形に変化する重大な制約がある。その結果、信号の電力に対して非線形に増加する歪みが加わる。より具体的には、歪みは、信号電力の増加より早く（ほぼ二次的に）増加する。その結果、光ファイバの低損失周波数帯域で伝送できる情報の最大値が存在する。容量の限界は、Ellis et al. (2010) [A. Ellis, J. Zhao, D. Cotter, "Approaching the Non-Linear Shannon Limit," IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 28, no.4, 2010]で議論されるように、ファイバの非線形性を含むように修正されたＳｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理を用いて計算できる。
【０００３】
従来、カー効果は非線形補償を使用して対処されていた。 電子的補償技術は、Ho et al. (2004) [K-P. Ho, and J. Kahn, "Electronic compensation technique to mitigate nonlinear phase noise," IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 22, pp. 779-783, 2004]及びIp et al. (2008) [E. Ip, and J. Kahn, "Compensation of dispersion and nonlinear impairments using digital back propagation," IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 26, pp. 3416-3425, 2008]に記載されている。しかし、現在のチャネル間非線形障害を緩和できず、かつ補償器にとって未知の他の波長分割多重チャネルの知識を必要とする制約、及び、非線形相互作用を元に戻すために多くの計算ステップが必要となる高い複雑性が存在する。
【０００４】
中間点スパンスペクトル反転法（ＭＳＳＩ）は、波長分散、非線形性、及び２つの組み合わせ効果を補償するために使用されるよく知られた手法である。これは、伝送リンクの中間近くの光信号の電界に対する位相共役によって行われ、例えば、Marcenac et al. (1997) [D. Marcenac, D. Nesset, A. Kelly, M. Brierley, A. Ellis, D. Moodie, C. Ford, "40 Gbit/s transmission over 406 km of NDSF using mid-span spectral inversion by four-wave-mixing in a 2 mm long semiconductor optical amplifier," in Electronics Letters, vol.33, no.10, pp.879-880, 1997]及びJansen et al. (2006) [S.L Jansen, D. Borne, B. Spinnler, S. Calabro, H. Suche, P.M. Krummrich, W. Sohler, G.-D. Khoe, and H. de Waardt, "Optical phase conjugation for ultra long-haul phase-shift-keyed transmission," IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol.24, pp.54, 2006]に記載されている。図２（ａ）にＭＳＳＩ法を用いた伝送リンクを示す。しかし、ＭＳＳＩは、リンク内に位相共役器を挿入することによって伝送リンクを変更する必要があり、位相共役器の周りに対称的な電力展開を必要とし、展開要件が増加する。
【０００５】
近年、別の解決法（「ＰＣＴＷ法」）が提案されている。この方法は、１本の光ファイバの直交偏波モードを介して一対の相互位相共役双対波（ＰＣＴＷ）を一緒に送信し、それらを受信機サイトにコヒーレントに重ね合わせることによって、非線形の信号対信号の相互作用を消去する。これは、Liu et al. (2013) [X. Liu, A. Chraplyvy, P. Winzer, R. Tkach and S. Chandrasekhar, "Phase-conjugated twin waves for communication beyond the Kerr nonlinearity limit," Nature Photonics, 2013]に記載されている。しかし、この方法にはいくつかの欠点がある。使用される各ネットワーク要素の伝送容量の半分が二つのコピーを伝送するのに使用され、受信機が複雑になり、より具体的にはコヒーレント受信機が必要となるからである。この方法の概略図を図２（ｂ）に示す。
【発明の概要】
【０００６】
最も一般的には、本発明は、前述した欠点を伴わず、カー歪みに関する欠点を大幅に低減した伝送のための「ツインファイバ」アプローチに関する。
【０００７】
従って、本発明の一態様は、光信号の伝送のためのシステムを提供し、このシステムは、
前記光信号を第１コピー及び第２コピーに分割するために、前記光信号を受信する入力部と、前記第１コピーのための第１出力部と、前記第２コピーのための第２出力部とを有する光カプラと、
前記第１出力部に接続された第１光ガイドと、
前記第２出力部に接続された第２光ガイドと、
前記信号の第１コピーと第２コピーとをコヒーレントに重ね合わせる重ね合わせモジュールとを含む。
【０００８】
また、本発明の別の態様は、信号伝送方法であって、
第１光ガイドを伝播する第１コピーと、第２光ガイドを伝播する第２コピーとに前記信号を分割するステップと、
前記信号の第１コピーと第２コピーとをコヒーレントに重ね合わせるステップとを含む。
【０００９】
本発明において、前述したシステム及び方法の両方に以下の任意の特徴が等しく適用される。
【００１０】
本発明のこの態様の方法によれば、信号の第１コピー及び第２コピーは、光路に沿った任意の位置でコヒーレントに重ね合わされてよい。その結果、増幅、ルーティング又は検出などの所定のネットワーク動作が必要なときは、いつでも、この技術は従来のＳＭＦネットワークと完全に互換性がある。送信機、受信機、中間ノードに変更を加える必要はなく、新しいファイバを配置する必要もない。この方法は、直接検出システム及びコヒーレント検出システムのいずれとも互換性があり、すべての光信号で使用できる。特に、これは、伝送リンクが位相結合器を含む変更を必要とするＭＳＳＩ法に対する改良を提示する。本発明の方法を使用すると、信号の第１及び第２のコピーが任意の位置でコヒーレントに重ね合わされるため、変更された受信機などをネットワークに含める必要はない。明らかに、好ましい実施形態では、ネットワーク要素の前の光路内の場所で重ね合わせが行われ、重畳を必要としない単一の信号が前記ネットワーク要素に入り、従来通りに処理可能となる。
【００１１】
カー効果によって生じる歪みのレベルは、信号強度よりも高いオーダーで増加するので、信号をコピーに分割し、送信後に信号を再度結合することによって、カー効果の結果として受けるノイズの総量は、信号がコピーに分割されていない場合より少なくなる。
【００１２】
第１及び第２の光ガイドは第１及び第２の光ファイバでもよく、好ましくは空間効率を改善するために単一の光ケーブル内に束ねて構成される。
【００１３】
あるいは、それらは単一のマルチコア光ファイバ内の二つの非結合コアの形態でもよく、この形態は、さらに空間効率を改善し、二つのコア間の顕著な熱ドリフトの可能性を低減する。信号の第１及び第２のコピーへの分割は、好ましくは光カプラを用いて行われる。より好ましくは、第１及び第２の光ガイドのそれぞれの信号が等しい又はほぼ等しい強度を確実に有するようにするため、カプラは５０：５０カプラである。
【００１４】
好ましい実施形態では、重ね合わせモジュールは干渉計を含み、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）を含むマッハツェンダ（ＭＺ）モジュールを使用して、信号の第１及び第２のコピーをコヒーレントに重ね合わせることができる。これに関連して、「コヒーレント」という用語は、二つのコピー間に位相変化が生じず、信号強度の弱化を生じる可能性がある破壊的干渉が生じない重ね合わせを指す。好ましくは、ＭＺモジュールは、第１の２×２ＭＺＩ及び第２の２×２ＭＺＩを含み、第１の２×２ＭＺＩの出力は第２の２×２ＭＺＩの入力に結合される。別の実施形態では、ＭＺモジュールは第３の２×２ＭＺＩをさらに含み、第２×２ＭＺＩの出力は第３の２×２ＭＺＩの入力に結合される。以下では、簡略化のために「２×２」を省略する。ＭＺモジュールには三つ以上の２×２ＭＺＩが含まれてもよい。これは、より多くのＭＺＩが存在すれば、位相不確定性は、より大きな程度で光子数の不確定性に変換されるからである。
【００１５】
好ましくは、ＭＺモジュールは、その位相が制御され、一つのＭＺＩのアームの一方又は両方に位相シフトを導入するように構成された位相制御器を含んでもよい。好ましい実施形態では、位相制御器は、圧電ファイバ伸張器のような圧電トランスデューサ（ＰＺＴ）の形態でもよく、ＰＺＴは、印加された電流に対応する位置のＭＺＩのアームに応力及び／又は歪みを誘起する。誘起された応力及び／又は歪みは、ＭＺＩのアームを通過する信号に光位相シフトを生じる。ＭＺＩから出力される信号の第１及び第２のコピーがコヒーレントに重ね合わされるように、位相制御器は、好ましくは、信号の第１及び第２のコピー間の位相差をゼロに低減するように構成される。信号の第１コピーと第２コピーとの間の位相差を最小にし、従って重ね合わせのコヒーレンス度を改善するために、ＭＺモジュールはフィードバック制御を受けてもよく、従ってフィードバックコントローラをさらに含んでもよい。フィードバックコントローラは、好ましくは、位相制御器の制御要素に接続された一つのＭＺＩ（好ましくは最終段のＭＺＩ）の出力に検出器を含む。そしては、検出器が設けられているＭＺＩの出力信号のコヒーレンスの程度に応じて、位相シフトの程度が変換される。
【００１６】
好ましくは、位相制御手段は、第１の光ガイドと第２の光ガイドとの間の熱ドリフトに適応するように寸法が定められる。例えば、ファイバ伸長器が実行できる「伸張」の程度は、他の外部要因に応じて生じる任意の熱ドリフト及び位相差に対応するために十分に大きくてもよい。一つの実施形態では、ＭＺモジュールは、前述したように、第１及び第２の光ガイドのそれぞれからの入力、ネットワーク要素への出力、及び検出器への出力を有する。
【００１７】
本発明の他の実施形態では、複数のカプラがＭ層に配置されてもよい。従って、信号は、第１及び第２のコピー信号より多くの信号に分割されてもよい。カプラは、信号を２Ｍ個のコピーに分割してＭ個の層に配置されてもよい。この場合、以後のネットワーク要素へ伝送する際に、２Ｍ個の信号を一つの信号にコヒーレントに重ね合わせるために、カプラと同じ数のＭＺモジュールが必要とされてもよい。このような構成の利点は、図３ｂを参照して後の応用例において数学的に論じられる。カー効果の歪みによるノイズの総量は再結合によって減少するので、信号をより多数のコピーに分割すると、カー効果によって生じる歪みを低減する点で有利である。
【００１８】
好ましい実施形態では、前述したツインファイバ法をスペクトル反転ステップ（「スペクトル反転」と「位相共役」は、いずれも交換可能に使用できる）と組み合わせることができる。ＰＣＴＷ法においてもスペクトル反転が用いられる。スペクトル反転では、信号の波形は効果的に反転されるか、又は（−１）倍される。従って、完全に位相共役された二つの信号が加算されると、それらは互いに打ち消し合う。
【００１９】
より具体的には、本発明の方法では、コピー信号がカプラから出力された後に、第１のスペクトルインバータによって第１のコピー信号の第１のスペクトル反転が行われ、その後、コピー信号が光カプラから出力される。光カプラの第１の出力には、第１のスペクトル反転器を介して第１の光ガイドが接続される。次に、信号がコヒーレントに重ね合わされる前に第２のスペクトル反転が行われる。第２のスペクトル反転では、反転されたコピー信号を再反転させるか、又は反転していないコピー信号を反転してもよい。なぜなら、これらは同じ効果を奏するからである。本発明の好ましい実施形態では、それぞれのコピーを伝送する二つの光ガイド（その一つはスペクトル反転されている）ができるだけ近接して配置されているので、二つ（又はそれ以上）のコピー信号に影響を与えるノイズは実質的に同じである。従って、第２のスペクトル反転ステップ及び二つ（又はそれ以上）のコピーを重ね合わせた後、各コピーのノイズ成分は互いに相殺され、ＳＮＲを改善し、カー効果歪みノイズを低減する。
【００２０】
二つ以上の信号のコピーを作成するために、二つ以上の層のカプラを有する分岐システムでは、第１のスペクトル反転は、分割プロセス中の任意の段階で実行できる。スペクトル反転が行われる前に、すなわち、「ツリー」上の早い段階で、スペクトル反転が行われる。スペクトル反転された信号がその後のカプラによって分割されるので、より少ないスペクトルインバータ（又は位相共役器）が必要である。同様に、後に第２のスペクトル反転ステップが生じると、以前にスペクトル反転された信号のいくつかのコピーが既に互いに重ね合わされた後にスペクトル反転が生じ得るので、より少ないスペクトルインバータが必要である。この概念は、図４ｂと図４ｃとの比較から明らかに示される。必要なスペクトルインバータの数を最小限にするため、望ましくは、第１のスペクトルインバータを第１の（すなわち、図４ｂ及び４ｃの最も左の）カプラの出力に結合し、第２のスペクトルインバータを最後の（すなわち、図４ｂ及び図４ｃの最も右の）ＭＺモジュールの入力に結合する。
【００２１】
スペクトル反転ステップを含む本発明の実施形態では、好ましくは、伝送リンクのエッジに向かった全てのスペクトル反転ステップを含む。このようにして、本出願で前述したＭＳＳＩ法とは対照的に、伝送リンクの途中で位相共役要素は必要ではない。従って、この特徴を含む方法の実施形態は、エッジスパンスペクトル反転（ＥＳＳＩ）と呼ばれてもよい。重ね合わせたツインファイバ方式による非線形歪みの低減に加えて、ＥＳＳＩ法は、従来のＭＳＳＩ法と同じ理論利得を提供するが、主な欠点を克服する。スペクトルインバータは、（固定されたスパンの中央の位置に代えて）スパンの端に配置される。従って、電力の放射は、二つの平行なファイバ（同じケーブル内に位置してもよく、又は同じＭＣＦのコアでもよい）で同様であるが、コヒーレントではない。
【００２２】
本発明の別の態様では、複数の送信機からの信号、すなわち異なる信号が同じ光ガイド内で送信される空間分割多重化と組み合わせて、ＥＳＳＩアプローチを採用できる。この場合、非線形相互作用は減少しないが、ＥＳＳＩアプローチの結果として得られる利得が得られる。それにもかかわらず、送信されている二つの信号は、本発明の前述の態様におけるＥＳＳＩアプローチによって提供されるのと同じ非線形補償を受ける。
【００２３】
従って、本発明のさらなる態様は、第１送信機から第１信号を送信し、第２送信機から第２信号を送信するシステムであって、
前記第１信号を受信する第１入力部と、前記第２信号を受信する第２入力部と、接続された第１多重化出力部と、接続された第２多重化出力部とを有し、使用時に、前記第１信号と前記第２信号とを多重化し、結果信号を第１多重化出力部の第１多重化信号と第２多重化出力部の第２多重化信号とに分割する光カプラと、
第１スペクトルインバータを介して前記第１多重化出力部に接続された第１光ガイドと、
前記第２の多重化出力部に接続された第２の光ガイドと、
前記第１多重化信号と前記第２多重化信号とをコヒーレントに重ね合わせる重ね合わせモジュールとを含み、
前記重ね合わせモジュールは、前記第１光ガイドに接続された第１入力部と前記第２光ガイドに接続された第２入力部とを有し、前記入力部の一つは第２スペクトルインバータを介して前記光ガイドの各々に接続されている。
【００２４】
置換可能である場合、本発明の最初の二つの態様の任意の特徴がこの態様に当てはまる。特に、重畳モジュールは、本発明の前述の態様に関して上述した重畳モジュールと同じ形態を採用できる。同様に、多重化された信号を三つ以上の結合された信号にさらに分割するカプラの層があってもよい。これに対応して、信号を二つの最終出力信号に再結合するために必要とされる二つ以上の重ね合わせモジュールの層があってもよく、これらの出力信号は後段で対向する受信機に送信されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】非線形補償がない既知の伝送リンクの概略図を示す。
【図２】既知の非線形補償伝送リンクの概略図であり、特に（ａ）は中間点スパンスペクトル反転法（ＭＳＳＩ）、（ｂ）は光ガイドの二つの直交する偏波上で共に伝搬し、受信機で電子的に重畳される一対の位相共役双対波を示す。
【図３】本発明の初めの二つの態様のアプローチを採用した、非線形歪みを低減するための伝送リンクの概略図であり、特に（ａ）は１対のファイバが使用される態様を、（ｂ）はＭ対のファイバが使用される態様を示す。
【図４】本発明の初めの二つの態様のＥＳＳＩを含むアプローチを採用した伝送リンクの概略図であり、特に（ａ）は１対のファイバが使用される態様を、（ｂ）はＭ対のファイバが使用される態様を、（ｃ）はＭ対のファイバが使用されており、スペクトルインバータの配置が異なる態様を示す。
【図５】本発明の第３の態様のアプローチを採用した伝送リンクの概略図であり、（ａ）は１対のファイバが使用される態様を、（ｂ）はＭ対のファイバが使用され、二つの送信機のみを有する態様を示す。
【図６】本発明のアプローチを採用した、独立したファイバ上を伝播後に二つのコピー信号をコヒーレントに重ね合わせるための位相制御ＭＺモジュールの概略図であり、（ａ）は二つの２×２カプラが使用される態様を、（ｂ）は三つの２×２カプラが使用される態様を示す。
【図７】９．９５３Ｇｂｐｓで動作する１０Ｇ光送受信機を使用して測定した実験的Ｑ値のグラフである。Ｑ値は送受信機によって測定されたビット誤り数から計算される。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００２７】
図１は、非線形補償技術を使用しない既知の伝送リンクを示す。図１・図５に示す伝送リンクの構造は概ね同じであり、複数の図面に表される詳細は、説明を簡潔にするために複数回説明しない。以下の説明は、本発明の態様に最も重要な特徴にフォーカスする。図１は、送信機２と受信機８との間の伝送リンクを示す。伝送リンクは、光増幅器４及びＮ個のネットワークモジュール５を含む。各光ネットワークモジュール５は、ある長さの光ファイバ（図示のコイルによって示される）を含む。伝送リンクは、ネットワーク要素などの他の特徴を含むことができることに留意すべきである。
【００２８】
図２（ａ）は、二つのネットワークモジュール５を含む伝送リンクを示している。前述した理由から、このペアリングは、例えば一つのネットワークモジュール５に相当する。しかし、図２（ａ）では、非線形歪みを補償するためにＭＳＳＩ技術が採用されているため、伝送リンクの中間スパンにＭＳＳＩモジュール９が必要である。その結果、この特定の構成ではＮ／２個のネットワークモジュール５しか存在しない。図２（ｂ）では、ＭＳＳＩモジュール９ではなく、ＰＣＴＷ法が補償に使用され、その結果、この方法に特に適合する送信機１２及び受信機１８は、複雑さ及びコストが増大する。
【００２９】
図３（ａ）は、本発明による伝送リンクを示す。この例では、信号は二つのコピーに分割され、それぞれが二つの光ファイバ１５ａ、１５ｂの一つによって伝搬する。次に、ネットワークモジュール５の内部では、第１及び第２のコピー信号がＭＺモジュール１０を用いてコヒーレントに重ね合わされて単一の信号になり、その後、受信機８への送信のために光増幅器６に入る。図３（ｂ）は、同じ機構を表し、信号はＭ個の層のカプラ（図示せず）によって２Ｍ個のコピーに分割される。そして、後段のＭＺモジュールのＭ個の層が、複製を単一の信号に再結合するために必要とされ、再結合された単一の信号は増幅器６に出力される。
【００３０】
本発明のツインファイバ法によって提供される最大容量の改善を定量化するために、非線形信号対雑音比（ＳＮＲ）の概念を導入する。加法ガウス雑音としての非線形カー歪みの近似は、ＳＮＲNLを以下のように定義できることを意味する。
【００３１】
【数１】
2019511876.tif 000003
【００３２】
上式で、Ｉは放射パワー密度、ｎ0は白色光増幅自発雑音（ＡＳＥ雑音）、Ｉ（Ｉ／Ｉ0）2はカー歪みによる非線形ノイズ、Ｉ0は非線形特性パワー密度である。最適な放射電力密度であるため、ＳＮＲNLは最大となり、下式で与えられる。
【００３３】
【数２】
2019511876.tif 000004
【００３４】
これらの式を修正して本発明のツインファイバ方法を説明することによって、この方法は、例えば図１に示すように、非線形領域で、ＳＮＲNLを６ｄＢ、最適放射電力を２ｄＢ改善することが示されている。
【００３５】
非線形領域において、図３（ａ）に示すシステムではＳＮＲNLは式３で表され、図１に示すシステムではＳＮＲNLは式４で表される。
【００３６】
【数３】
2019511876.tif 000005
【数４】
2019511876.tif 000006
【００３７】
図３（ａ）に示すシステムでは、最適放射電力密度領域の（ＳＮＲNL）optは式５で表される。
【００３８】
【数５】
2019511876.tif 000007
【００３９】
図３（ｂ）に示すシステムでは、非線形領域では二つだけではなくＭ対のファイバが存在し、非線形領域では、ＳＮＲNLは式６で表され、最適放射電力密度領域では、（ＳＮＲNL）OPTは式７で表される。これらの式において、Ｍはファイバの平行なペアの数である。
【００４０】
【数６】
2019511876.tif 000008
【数７】
2019511876.tif 000009
【００４１】
これは、非線形領域では、ファイバ数が２倍になるたびにＳＮＲNLが６ｄＢ増加し、ファイバの数が２倍になるたびにＳＮＲNLが最適放射電力領域で２ｄＢ増加する。最終的に、ＳＮＲNLの６ｄＢの増加は、同じ伝送距離に対して変調のコンステレーションを４ＱＡＭから１６ＱＡＭに増加させ、それによってシステムのスペクトル効率は、現行システムの２ビット／秒／Ｈｚ／ｐｏｌから４ビット／秒／Ｈｚ／ｐｏｌに変化する。追加のＳＮＲNLマージンを有する４−ＱＡＭで動作する光リンクは、より低いＳＮＲNL増加を必要とすることに留意すべきである。
【００４２】
図４（ａ）は、図３（ａ）と同様の構成を示すが、分岐点とＭＺモジュールとの間に第１及び第２スペクトルインバータ１１が配置されている。第１のスペクトルインバータ１１は、送信機２からのコピー信号の一つを反転し、第２のスペクトルインバータ１１は、その信号を元の形に再変換する。そして、ＭＺモジュール１０で二つのコピーがコヒーレントに重ね合わされると、雑音は相殺され、前のセクションで説明したようにツインファイバ法の効果を追加的に生じる。また、図４（ｂ）及び図４（ｃ）は、カプラ（図示せず）及びＭＺモジュールのより多くの層を有する、図４（ａ）と同様の構成を示す。元の信号の分割数の増加は、ツインファイバ法より効果を改善する。必要なスペクトルインバータ１１の数は、それらが配置されているカプラ（図示せず）及びＭＺモジュールのツリー内の点によって異なる。
【００４３】
図４に示す方法は、ツインファイバ法による効果に加えて、位相共役から生じるＳＮＲNLのさらなる改善を示す。位相共役による典型的なＳＮＲNLの改善は、約２ｄＢである。従って、２本のファイバのみを使用した図４（ａ）に示す概要を使用すると、送信器、受信機、中間ノード又は増幅器を変更せずに、ＳＮＲNLが、非線形領域では８ｄＢ増加し、最適放射電力領域では４ｄＢ増加する。さらに、この場合のスパンのエッジでの位相共役の使用は、ＭＳＳＩ法におけるルーティング制約又はリンク電力の対称性を課すものではなく、リンクは「本質的に」対称である。ＥＳＳＩ法は、重ね合わせられたツインファイバ法による非線形歪みの低減に加え、従来のＭＳＳＩと同じ理論利得を提供するが、主な欠点を解消する。位相共役器は（固定された中間スパン位置の代わりに）スパンの端に配置されているので、２本の平行なファイバ（同じケーブル内に配置することも、マルチコアファイバーのコアにも）の間での電力の展開は「本質的に」類似している。
【００４４】
図５（ａ）は、二つの送信機２２、３２からの信号が、最初にカプラ（図示せず）で多重化される本発明の第３の態様の実施例を示す。多重化された信号は、その後二つの信号に分割され、一つはスペクトルインバータ１１を通過する。この点の後、システムのプロセスは図４（ａ）のものと同じである。同様に、図５（ｂ）は図４（ｂ）に類似している。
【００４５】
図５（ｂ）では、ファイバ数（２Ｍ）が光信号／送信機（２信号）の数より大きいため、ＥＳＳＩ技術による非線形補償の他に非線形歪みが低減が生されている。非線形領域では、ＳＮＲNLは式８で表され、最適放射電力密度領域では、（ＳＮＲNL）optは式９で表される。
【００４６】
【数８】
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【数９】
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【００４７】
ここで、Ｍは平行なファイバ対の数である。従って、１対のファイバにおける利得はゼロであるが、１対以上の場合、非線形領域では、ファイバ数が２倍になる毎にＳＮＲNLが６ｄＢ増加し、最適放射電力領域では、ファイバの数が２倍になる毎にＳＮＲNLが２ｄＢ増加する。
【００４８】
また、図６（ａ）及び図６（ｂ）は、本発明の全ての態様で使用されるＭＺモジュールの二つの例を示す。図６（ａ）には、ＭＺモジュールを構成する二つのＭＺＩがあり、図６（ｂ）には、ＭＺモジュールを構成する三つのＭＺＩがある。どちらの場合も、ＭＺモジュールの右端の出力の一つはネットワーク要素に接続され、もう一つはフィードバック制御システムの検出器に接続される。
【００４９】
本発明を検証するために、図６（ａ）の位相制御型ＭＺＩの設計が用いられる場合に、図３（ａ）の模式図で実験的に組み立ててみる。
【００５０】
実験的に組み立てられた位相制御型ＭＺＩは、過剰損失が０．３５ｄＢと低いことを示しており、この方法が無視できるほどの過剰損失で実現できることを示している。システムとしての実験では、１０Ｇｂｐｓの強度変調（ＩＭ）信号と、従来のシングルモードファイバ（ＳＭＦ−２８）の２０ｋｍの二つのスプールを通過した二つのコピー信号をコヒーレントに重ね合わせた後、直接検出（ＤＤ）を考慮した。ＪＤＳＵの部品番号ＪＸＰ０１ＴＭＡＣ１ＣＸ５ＧＥ２の商用の送受信機を使用して、１０Ｇｂｐｓ信号を生成し、検出した。この送受信機を使用して、ビット誤り率（ＢＥＲ）を測定し、式１０を用いてＱファクタ（Ｑ）を計算した。Ｑ2はＳＮＲNLに正比例することに留意すべきである。最終的に、同じ雑音負荷条件で得た、ツインファイバ方式及び基準の従来型（シングルファイバ）方式の結果を図７に示す。
【００５１】
【数１０】
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【００５２】
図７は、ツインファイバの発明が、それぞれの最適放射電力で動作するときにＱ2（それによるＳＮＲNL）を２．３３ｄＢ改善することを示す。この改善は、予測された２ｄＢの値よりわずかに高く、セクション４で説明されていない誘導ブリルアン散乱の減少に関連する可能性がある。誘導ブリルアン散乱は、入射ビームのパワーの一部の反射に関連する。誘導されたブリルアン散乱は、ある閾値を超えると、入射ビームの大部分のパワーを反射できる。さらに、図７では、線形領域において、ツインファイバシステムは、ＭＺＩの０．３５ｄＢの過剰損失に起因する小さなペナルティを示すことが分かる。非線形領域では、ＳＮＲNLの改善はセクション４で予測される６ｄＢに近づく。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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