(57)【要約】  改善したＡＣ−ＤＣ変換システムを記載する。前記システムは、整流ＡＣ主電源から従来技術の直列電圧レギュレータ回路の入力を切断して、前記直列レギュレータ内における散逸電力を減少させる高効率電子スイッチを備える。前記スイッチが開いているとき、前記レギュレータはエネルギー蓄積素子から負荷に対して電力を供給する。このように、接続する負荷回路に対してレギュレータ回路の利点が生じるとともに、前記レギュレータ回路内で散逸する電力が従来技術よりも減少する。【選択図】図１１
2019515641.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的波形を有する電力源から電子的負荷に対して直流電流としてエネルギーを提供するシステムであって、
ａ．前記電力源によって駆動され、出力として時間変動する直流電圧波形を提供する、整流回路、
ｂ．直流形式でエネルギーを提供することができ、前記電子的負荷に対して接続された、エネルギー蓄積素子、
ｃ．閾値電圧を有し、前記整流回路と前記エネルギー蓄積素子との間に配置された、電子スイッチ、
を備え、
ｉ．前記電子スイッチは、前記整流電圧波形が前記閾値電圧値を超過しているとき開き、
ｉｉ．前記電子スイッチは、前記整流電圧波形が前記閾値によって超過されているとき閉じる
ことを特徴とするシステム。
【請求項２】
前記システムはさらに、前記エネルギー蓄積素子と前記電子的負荷との間に配置された電圧レギュレータ回路を備える
ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記システムはさらに、前記電子スイッチと前記エネルギー蓄積素子との間に配置され、前記電子スイッチを流れる電流を制限する、電子回路を備える
ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項４】
前記整流回路は、全波ダイオードブリッジ整流器である
ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項５】
前記整流回路は半波整流回路であることを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項６】
前記エネルギー蓄積素子は、キャパシタと半導体ダイオードを備え、
前記ダイオードは、前記電子スイッチと前記キャパシタとの間に配置されている
ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項７】
前記整流回路は、半導体ダイオードアレイを備え、
前記電子スイッチは、半導体コンパレータによって制御される半導体スイッチングデバイスを備え、
前記半導体コンパレータは、前記整流器出力に接続された第１入力と、基準電圧に接続された第２入力とを備える
ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項８】
前記半導体スイッチングデバイスは、ＭＯＳ電界効果トランジスタである
ことを特徴とする請求項７記載のシステム。
【請求項９】
前記半導体スイッチングデバイスは、バイポーラトランジスタである
ことを特徴とする請求項７記載のシステム。
【請求項１０】
前記半導体コンパレータ回路は、共通ソース増幅器構成で接続された、特性閾値ゲート−ソース電圧を有するＭＯＳ電界効果トランジスタと負荷デバイスを備え、
前記基準電圧は、前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの前記閾値ゲート−ソース電圧である
ことを特徴とする請求項７記載のシステム。
【請求項１１】
前記半導体コンパレータ回路は、共通エミッタ増幅器構成で接続された、特性ベース−エミッタターンオン電圧を有するバイポーラトランジスタと負荷デバイスを備え、
前記基準電圧は、前記バイポーラトランジスタの前記ベース−エミッタターンオン電圧である
ことを特徴とする請求項７記載のシステム。
【請求項１２】
全ての半導体デバイスは、単一の集積回路チップ上に製造されている
ことを特徴とする請求項７記載のシステム。
【請求項１３】
前記電圧レギュレータ回路は、直列電圧レギュレータ回路である
ことを特徴とする請求項２記載のシステム。
【請求項１４】
前記電圧レギュレータ回路は、シャント電圧レギュレータ回路である
ことを特徴とする請求項２記載のシステム。
【請求項１５】
周期的波形を有する電力源から電子的負荷に対して直流電流としてエネルギーを提供するシステムであって、
ａ．前記電力源によって駆動され、出力として時間変動する直流電圧波形を提供する、整流回路、
ｂ．直流形式でエネルギーを提供することができ、前記電子的負荷に対して接続された、エネルギー蓄積素子、
ｃ．前記整流回路と前記エネルギー蓄積素子との間に配置された電子スイッチング回路、
を備え、
前記スイッチング回路は、
ｉ．前記整流回路の出力に接続された分圧器、
ｉｉ．基準電圧、
ｉｉｉ．前記分圧器の出力に接続された第１入力、前記基準電圧に接続された第２入力、および出力を有するコンパレータ回路、
ｉｖ．前記整流器出力と前記エネルギー蓄積素子との間に配置された電子スイッチデバイスであって、前記コンパレータ回路出力が前記電子スイッチデバイスの状態を制御する、電子スイッチデバイス、
を備え、
１．前記電子スイッチデバイスは、前記第１入力における電圧が前記第２入力における電圧を超過しているとき開き、
ｉｉ．前記電子スイッチデバイスは、前記第２入力における電圧が前記第１入力における電圧を超過しているとき閉じる
ことを特徴とするシステム。
【請求項１６】
前記システムはさらに、前記エネルギー蓄積素子と前記電子的負荷との間に配置された電圧レギュレータ回路を備える
ことを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項１７】
前記システムはさらに、前記電子スイッチと前記エネルギー蓄積素子との間に配置され、前記電子スイッチを流れる電流を制限する、電子回路を備える
ことを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項１８】
前記整流回路は、全波ダイオードブリッジ整流器である
ことを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項１９】
前記整流回路は半波整流回路であることを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項２０】
前記エネルギー蓄積素子は、キャパシタと半導体ダイオードを備え、
前記ダイオードは、前記電子スイッチと前記キャパシタとの間に配置されている
ことを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項２１】
前記分圧器は手動調整可能であることを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項２２】
前記分圧器は電子的に調整可能であることを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項２３】
前記整流回路は、半導体ダイオードアレイを備え、
前記電子スイッチは、半導体コンパレータによって制御される半導体スイッチングデバイスを備え、
前記半導体コンパレータは、前記分圧器出力に接続された第１入力と、基準電圧に接続された第２入力とを備える
ことを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項２４】
前記半導体スイッチングデバイスは、ＭＯＳ電界効果トランジスタである
ことを特徴とする請求項２３記載のシステム。
【請求項２５】
前記半導体スイッチングデバイスは、バイポーラトランジスタである
ことを特徴とする請求項２３記載のシステム。
【請求項２６】
前記半導体コンパレータ回路は、共通ソース増幅器構成で接続された、特性閾値ゲート−ソース電圧を有するＭＯＳ電界効果トランジスタと負荷デバイスを備え、
前記基準電圧は、前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの前記閾値ゲート−ソース電圧である
ことを特徴とする請求項２３記載のシステム。
【請求項２７】
前記半導体コンパレータ回路は、共通エミッタ増幅器構成で接続された、特性ベース−エミッタターンオン電圧を有するバイポーラトランジスタと負荷デバイスを備え、
前記基準電圧は、前記バイポーラトランジスタの前記ベース−エミッタターンオン電圧である
ことを特徴とする請求項２３記載のシステム。
【請求項２８】
全ての半導体デバイスは、単一の集積回路チップ上に製造されている
ことを特徴とする請求項２３記載のシステム。
【請求項２９】
前記電圧レギュレータ回路は、直列電圧レギュレータ回路である
ことを特徴とする請求項１６記載のシステム。
【請求項３０】
前記電圧レギュレータ回路は、シャント電圧レギュレータ回路である
ことを特徴とする請求項１６記載のシステム。
【請求項３１】
周期的波形を有する電力源から電子的負荷に対して直流電流としてエネルギーを提供するシステムであって、
ａ．直流形式でエネルギーを提供することができ、前記電子的負荷に対して接続された、エネルギー蓄積素子、
ｂ．前記電力源と前記エネルギー蓄積素子との間に配置された電子スイッチング回路、
を備え、
前記スイッチング回路は、
ｉ．前記交流電力源に接続された分圧器、
ｉｉ．閾値電圧を有し、前記交流電力源と前記エネルギー蓄積素子との間に配置された電子スイッチデバイスであって、前記分圧器の出力が前記電子スイッチデバイスの状態を制御する、電子スイッチデバイス、
を備え、
１．前記電子スイッチは、前記分圧器の出力が前記閾値電圧を超過しているとき開き、
２．前記電子スイッチは、前記分圧器の出力が前記閾値電圧によって超過されているとき閉じる
ことを特徴とするシステム。
【請求項３２】
前記システムはさらに、前記エネルギー蓄積素子と前記電子的負荷との間に配置された電圧レギュレータ回路を備える
ことを特徴とする請求項３１記載のシステム。
【請求項３３】
前記システムはさらに、前記電子スイッチと前記エネルギー蓄積素子との間に配置され、前記電子スイッチを流れる電流を制限する、電子回路を備える
ことを特徴とする請求項３１記載のシステム。
【請求項３４】
前記エネルギー蓄積素子は、キャパシタと半導体ダイオードを備え、
前記ダイオードは、前記電子スイッチと前記キャパシタとの間に配置されている
ことを特徴とする請求項３１記載のシステム。
【請求項３５】
前記分圧器は手動調整可能であることを特徴とする請求項３１記載のシステム。
【請求項３６】
前記分圧器は電子的に調整可能であることを特徴とする請求項３１記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
＜関連出願への相互参照＞
本願は、発明の名称：高効率ＡＣ−ＤＣコンバータおよび方法、２０１６年１０月２８日出願の米国仮出願６２／４１４４６７号、および発明の名称：ＡＣダイレクト電力管理半導体デバイスおよび電力管理方法、２０１６年５月７日出願の米国仮出願６２／３３３１９３号の優先権を主張する。両出願は同じ発明者を含み、係属中である。
＜連邦政府出資研究開発についての陳述＞
適用なし。
【０００２】
本発明は、非常に高い効率で交流主電源から低電圧ＤＣ電流を供給する電力管理システムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
ＡＣ主電源からＤＣ電力を供給する初期の手段は、ステップダウン変圧器、ダイオード整流器、および電解コンデンサと抵抗器を含むフィルタを有するアナログ回路を介するものであった。出力電圧は主に変圧器の巻数比に依拠しており、回路はあまり効率が良くなかった。低周波数変圧器を実装するために必要な磁気構造のサイズと重量によれば、この手法を小型装置において用いるのは明らかである。
【０００４】
変圧器を用いない新たなアプローチは、ＡＣ主電源を直接整流するものである。ＡＣ主電源は電圧レギュレータ回路に直接接続され、電圧レギュレータ回路は直列接続またはシャント接続されたアクティブソリッドステートデバイスを備える。シャントレギュレータは、可変抵抗デバイスを介して、整流された主電源出力を交差して電流経路を提供し、これにより電流を負荷から逸らすことにより動作する。シャントレギュレータの最も簡易な実装において、ツェナーダイオードは負荷とシャント接続され、このシャントレッグに抵抗器が直列接続される。ツェナー電圧を超える整流器出力電圧は抵抗器をはさんで降下し、これにより超過電力は熱として散逸する。したがってこのレギュレータ構成は非常に非効率である。ツェナー電流を負荷電流よりも大きくしてツェナー効果によるレギュレーションを維持しなければならないので、このレギュレータ回路の効率は、整流電圧のｒｍｓ値に対する出力電圧の比よりもはるかに小さい。
【０００５】
より改善されたアプローチは、直列接続されたソリッドステートデバイス（例えばバイポーラまたは電界効果トランジスタ）を用いて、ツェナー基準電圧をバッファする。アクティブデバイスはソースフォロワまたはエミッタフォロワ構成で接続され、負荷はソースまたはエミッタに接続され、ツェナー基準電圧はゲートまたはベースに接続される。ツェナー電流はシャント構成よりもはるかに小さく、負荷に供給される総電流は大きい。したがってこの回路の効率は一般に、出力電圧に対する入力電圧の比よりも良くはない。
【０００６】
この回路機能をさらに改善した構成は、スイッチモード電力供給と呼ばれる。当該分野においてこのような設計は多く存在するが、共通しているのは、入力整流器、高速動作して蓄積素子をスイッチするスイッチング素子、インダクタまたはキャパシタ、電力源に対する入出力、である。入出力を絶縁する必要がある場合、絶縁のために高速変圧器が備えられ、出力電圧をレギュレートする。ＲＣフィルタが備えられ、出力におけるリップルを減少させる。スイッチモード電力供給は、効率が増加する利点がある。初期のリニアシステムにおける電力損失メカニズムの大部分が除去されているからである。しかし絶縁が必要であれば変圧器損失が生じる。また高速スイッチングは大きなＲＦノイズ源であり、表皮効果によりコンダクタ損失も生じる。理論的には、特別に設計されたシステムにおいて高効率が可能であり、実際に得られている。９５％の効率も報告されている。しかし実際には、低コスト絶縁システムにおいて通常効率は６０〜７０％である。既存システムの不利な点は、容易に統合できないことである。限定された特殊アプリケーションを除けば、現行のＡＣ−ＤＣコンバータの設計は、チップ上で他システム機能と統合できない。各回路素子において散逸する電力は、統合のシステムオンチップレベルにおいては過大である。このタイプの変圧器などの部品は、シリコン上で統合できるものがない。
【０００７】
一般的な電子デバイスは通常、３．３または５ボルトで動作する。１２０または２４０ボルトＡＣ主電源をこれら低動作電圧へ変換する要件は、入手可能な電力コンバータの効率にとって負担となる。線形およびスイッチ電力源双方において、入出力電圧間の差分が大きくなるほど、非効率も増加する。多くの低電力低電圧消費者デバイスに対して電力を供給する、高効率低電圧電力源に対するニーズがある。電子部品は“スマート”車両や“スマート”ホームにおいても増加している。常時オンセンサおよびネットワークをサポートすることができる小型高効率電力源へのニーズがある。ますます多くの家屋、工場、オフィスビル（新築と改築いずれも含む）が電子センサを搭載して、電力使用を制御することにより効率を増加させようとしている。家屋、工場、およびオフィスビルにおける新築と改築双方の電力グリッドをサポートすることができる、低電圧統合高効率電力源に対するニーズがある。電力源は、センサに組み込むことができるとともに電子部品を制御し、これらデバイスが電力供給を受けるプラグと出力端の制約範囲に対して物理的フィットできなければならない。壁の制約範囲内および家屋、オフィス、工場の電力グリッドにおける熱拡散を避けることができる高効率に対するニーズがある。９９〜１００％の効率を有する電力コンバータに対するニーズがある。デバイス外の既存のバルクボックスではなく、様々なデバイス内にフィットすることができる小型電力コンバータに対するニーズがある。統合することができる電力コンバータに対するニーズがある。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００８】
ＡＣ−ＤＣ電力変換システムを記載する。前記システムおよび関連デバイスは、小型統合低コスト設計に対するニーズに対処する。この設計は高効率であり、ホームセンサおよびネットワーク、スマートカーなどにおいて用いられる一般的なシリコンベース電子デバイスを駆動するために用いる低電圧に対するアクセスを提供する。１実施形態において前記システムは、整流ＡＣ主電源から直列電圧レギュレータ回路の入力を切断して前記直列レギュレータ内の熱拡散を減少させる高効率電子スイッチを備える。前記スイッチが閉じている間、エネルギーはシャントエネルギー蓄積素子内に蓄積される。前記ＡＣ主電源波形が閾値を超えると、前記電子スイッチは開く。前記スイッチが開いている間、前記レギュレータ回路を介して前記エネルギー蓄積素子によって負荷に対してエネルギーが供給される。このように、接続された負荷回路に対してレギュレータ回路の利点が生じ、前記レギュレータ回路内の電力拡散は従来技術よりも大幅に減少する。コンパレータを用いて前記電子スイッチを制御する。１実施形態において、前記コンパレータはオペアンプと基準電圧源を備える。他実施形態において、前記コンパレータはＭＯＳ電界効果トランジスタを備える。１実施形態において、前記ＭＯＳ電界効果トランジスタは分圧器を介して制御される。他実施形態において、前記分圧器は基準電圧源に置き換えられる。他実施形態において、前記基準電圧は調整可能である。
【０００９】
具体的実施形態は、本発明のコンセプトを応用例に限定することを意図したものではない。本発明の他の側面と利点は、以下の図面と詳細説明から明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】従来技術ＡＣ−ＤＣコンバータの概略図である。
【図２】電流制限を有する従来技術ＡＣ−ＤＣコンバータの概略図である。
【図３】改良回路における機能を示す概略図である。
【図４】改良ＡＣ−ＤＣコンバータを示す概略図である。
【図５】ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いる改良回路の実施形態の概略図である。
【図６】電流制限機能を有する図５の実施形態の概略図である。
【図７】ＭＯＳトランジスタを用いる改良ＡＣ−ＤＣコンバータの実施形態の概略図である。
【図８】ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いる改良回路の実施形態の概略図であり、出力電圧は手動調整可能である。
【図９】ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いる改良回路の実施形態の概略図であり、出力電圧は電子的に調整可能である。
【図１０】整流器を必要としない実施形態の概略図である。
【図１１】図１０の実施形態を変形した実施形態の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１は、従来技術ＡＣ−ＤＣコンバータ回路の概略図を示す。ＡＣ主電源１０１はダイオードブリッジ１０２によって全波整流され、その結果得られる時間変動ＤＣ電圧波形はキャパシタ１０３によって平滑化される。平滑電圧波形は、直列レギュレータ回路の入力に対して印加される。レギュレータ回路は、バイアス抵抗器１０４、特性ツェナー電圧ＶＺを有するツェナーダイオード１０５、パストランジスタ１０６を備える。トランジスタ１０６は、特性閾値電圧ＶＴを有するエンハンスメントモードＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であるものとする。レギュレータ出力は負荷１０７に対して印加される。
【００１２】
動作時において、パストランジスタ１０６はドレイン−ソース電圧を動的に調整して、負荷電圧をＶＺ−ＶＴに維持する。換言するとパストランジスタ１０６は、ツェナー電圧ＶＺをバッファするソース−フォロワ回路を形成する。全負荷電流はパストランジスタ１０６を通過するので、このレギュレータ回路の効率は、電源電圧のｒｍｓ値に対する負荷電圧の比である。したがって、所望電圧が公称３．３Ｖであり電源電圧が１２０Ｖｒｍｓであれば、効率は３％未満である。さらに、負荷が数十ミリアンペアの電流のみを必要とする場合、パストランジスタ１０６は数ワットの電力を熱として継続的に散逸しなければならない。この量の散逸により通常は、小型封止機器において許容できない温度上昇につながる。
【００１３】
図１の回路のさらなる制約は、パストランジスタ１０６に対してダメージを与える出力電流遷移に対する保護がないことである。このような遷移は、動作時またはテスト時における出力端子の予期しない短絡の結果として、または容量負荷インピーダンス部品の結果として、生じ得る。図２は、従来技術ＡＣ−ＤＣコンバータの概略図を示す。このコンバータは、出力電流を制限する部品をさらに備え、これによりパストランジスタを保護する。図２において、小電流検出抵抗器２０１が負荷に対して直列接続され、バイポーラトランジスタ２０２はパストランジスタ１０６のゲートと負荷との間に配置されている。抵抗器２０１を交差する電圧降下が約０．７Ｖ（シリコンバイポーラトランジスタの場合）を超過すると、トランジスタ２０２は導通し始めてパストランジスタ１０６のゲート−ソースバイアスを減少させ、これにより出力電流が減少する。しかしこの改良回路の効率は、図１に示す回路の効率と比較して、本質的に変わらない。
【００１４】
これら従来技術の直列レギュレータ回路の効率を改善するためには、パストランジスタ内で散逸する電力を大幅に減少させなければならない。本発明の１実施形態において、パストランジスタは必要なければ整流電源電圧から切断される。図３は、改良整流回路の概略図を示す。改良整流回路は、ＡＣ主電源１０１、ダイオードブリッジ１０２、フィルタキャパシタ１０３を備えるが、さらにダイオードブリッジ１０２出力とフィルタキャパシタ１０３との間に別回路を備える。ダイオードブリッジ１０２出力における波形は、全波整流正弦波系であり、ｒｍｓ値１２０Ｖを有する従来のＡＣ主電源においては０Ｖから約１７０Ｖピークまで変化するものである。ただし以下に説明する方法は、任意の周期電力波形に適用され、このとき影響を受ける部品の様々な詳細事項が適切に調整されることを想定している。以下に説明する基準電圧よりも小さければ、電力波形はＤＣオフセットを有する場合もある。
【００１５】
別回路は、コンパレータ回路３０２と基準電圧３０１を備える。コンパレータ回路３０２の反転入力はダイオードブリッジ１０２出力に接続されている。基準電圧３０１はコンパレータ回路３０２の非反転入力に接続されている。コンパレータ３０２は直列スイッチ３０３を制御し、スイッチ３０３は、ダイオードブリッジ出力電圧が基準電圧ＶＲを超過すると、後続回路からダイオードブリッジ出力を切断する（スイッチ３０３開）。基準電圧ＶＲがダイオードブリッジ出力電圧を超過すると、スイッチ３０３が閉じ、キャパシタ１０３は直列ダイオード３０４を介して充電される。ダイオード３０４は、ブリッジ出力電圧が減少したとき、キャパシタ１０３がスイッチ３０３を介して放電しないようにする。ダイオード３０４とキャパシタ１０３の組み合わせは、“ピーク検出器”回路を形成する。この回路は、ＡＣ主電源の２分の１サイクルごとにエネルギーを蓄積し、後続レギュレータ回路および負荷３０５に対して電力を供給する。キャパシタ１０３を交差する電圧は、後続レギュレータ回路および負荷３０５のエネルギー要件のみを充足していれば足りる。直列レギュレータに対する入力電圧は、ＡＭ主電源のｒｍｓ値と比較して大幅に減少する。ＡＣ主電源電圧がＶＲよりも大きい限りにおいては、“ピーク検出器”回路の動作により、キャパシタ１０３が保持する安定状態電圧は常にＶＲとなり、これはＡＣ主電源のピーク電圧が変動しても変わらない。このスイッチング回路の実施形態は、電圧レギュレータ回路として動作する。スイッチ３０３の動作におけるエネルギーは無視できるので、図３に示すＡＣ−ＤＣコンバータの全体効率は、図１と図２の従来回路よりもはるかに高い。別の利点としては、動作温度上昇が大幅に減少する。コンパレータ３０２は既知のアナログ回路素子であるが、その他のアナログまたはデジタル回路を用いて、スイッチ３０３が動作するのに必要な閾値機能を実現してもよい。
【００１６】
１実施形態において、基準電圧ＶＲは固定される。他実施形態において、基準電圧は可変である。他実施形態において、基準電圧は選択可能である。１実施形態において、図３の回路は負荷に接続され、回路のレギュレータ部分を用いて、負荷に対して供給する電圧を制御する。他実施形態において、図３の回路と負荷に直列接続する別レギュレータを用いる。
【００１７】
図４は、図１の直列レギュレータ１０３〜１０６と相互接続した改良整流回路の概略図を示す。この回路は、新たな整流回路における設計変数間の関係を確立するための使い易い基準を提供する。出力電圧のレギュレーションを維持するため、キャパシタ１０３を交差する電圧はツェナー電圧ＶＺを超過しなければならない。しかしキャパシタ１０３は、負荷１０７に対して供給される電流により、ＡＣ主電源の２分の１周期で線形的に放電する。したがってキャパシタ１０３は、まずピーク電圧Ｖｐｅａｋ＝ＶＺ＋Ｉｌｏａｄ×ｔＭＡＩＮＳ／（２×Ｃ１０３）に充電しなければならない。ｔＭＡＩＮＳはＡＣ主電源波形の周期である。これによりキャパシタ１０３の値は、ＶｐｅａｋとＶＺとの間の差分の関数となる。Ｖｐｅａｋが大きいと、パストランジスタ１０６における電力散逸も大きくなり、これはキャパシタ１０３の最大実用価値とのトレードオフとなる。レギュレータの効率は、負荷に対して供給する電力を回路内で散逸する総電力で除算した比となり、以下で与えられる：２×（ＶＺ−ＶＴ）／（ＶＺ＋Ｖｐｅａｋ）。
【００１８】
図５は、改良整流器回路の概略図を示す。スイッチ３０３はエンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴ５０５を用いて実装されており、コンパレータ回路は単一の共通ソース増幅器ステージとして実現されており、同様にエンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴ５０４を用いる。ＭＯＳＦＥＴ５０４は閾値電圧ＶＴを有する。コンパレータはさらに負荷抵抗器５０３を備える。したがって、抵抗器５０１と５０２を備える分圧器の出力がＭＯＳＦＥＴ５０４の閾値電圧ＶＴを超過したとき、スイッチ５０５のゲートはグラウンドとなり、これによりスイッチ５０５が開く。分圧器の出力がＶＴよりも小さいとき、ＭＯＳＦＥＴ５０５のゲートはドレインに接続され、これによりスイッチが閉じる。ただしＭＯＳＦＥＴ５０５は理想スイッチではなく、導通状態において多大な電力散逸が生じ、ＭＯＳＦＥＴを用いて実現された回路の効率が図４に示す利用ケースほど優れていない可能性がある。また固有の製造プロセスにより、電力ＭＯＳＦＥＴは通常、寄生ソース−ドレインダイオード５０６を有しており、これによりキャパシタ１０３はＭＯＳＦＥＴ５０５が“ｏｆｆ”であるとき放電する可能性がある。直列ダイオード３０４はこの疑似放電経路を防ぐ。以下の図面において規制ダイオード５０６の存在を仮定する。エネルギー蓄積キャパシタ１０３の例外を前提にしたとしても、図５の全部品は単一の半導体チップ上に製造することができる。この回路は、図１の単一直列レギュレータ回路の弱点を共有している。パストランジスタ５０５を通過する電流は制限されておらず、特にキャパシタ１０３が完全放電するスタートアップ時において、過大過渡電流によりＭＯＳＦＥＴ５０５とダイオード３０４のダメージにつながる可能性があるからである。
【００１９】
図６は、さらに改良した整流器回路を示す。バイポーラトランジスタ６０１と電流検出抵抗器６０２を備え、図１に示す従来技術直列レギュレータ回路の改良として図２で説明したように、ＭＯＳＦＥＴ５０５とダイオード３０４を介した充電電流を制限する。
【００２０】
図７は、完全高効率ＡＣ−ＤＣコンバータを示す概略図である。図６の改良整流器回路が図１の直列レギュレータ１０３〜１０６に接続されている。
【００２１】
図８は、ＭＯＳＦＥＴを用いる改良回路の実施形態の概略図である。出力電圧は手動調整可能である。図５における抵抗器５０１と５０２は、ポテンショメータ８０１に置き換えられている。ポテンショメータ８０１を手動調整して、ＭＯＳＦＥＴ５０４のゲートに印加される電圧波形を変更し、これによりキャパシタ１０３に蓄積される電圧を変更することができる。
【００２２】
図９は、ＭＯＳＦＥＴを用いる改良回路の実施形態の概略図である。出力電圧は電子的に調整可能である。ＭＯＳＦＥＴ９０１は、図５の抵抗器５０２の位置に接続され、外部ＤＣ制御電圧ＶＣがＭＯＳＦＥＴ９０１のゲートに対して印加され、これによりＭＯＳＦＥＴ５０４のゲートに対して印加される電圧が変化し、さらにキャパシタ１０３が蓄積する電圧を変化させる。
【００２３】
図１０に示す他実施形態において、全波ブリッジ整流器１０２は除去され、ＡＣ主電源１０１は分圧器５０１と５０２に対して直接接続されている。他実施形態において（図示せず）、整流器１０２なしで図６の実施形態を用いる。同様に図７〜図９の実施形態において整流器１０２を除去することができる。
【００２４】
ＡＣ電力源１０１を分圧器に対して直接接続すると、非常にロバストなスイッチ５０５またはＡＣ電力源の性質を制約する必要が生じる場合がある。図１１は図１０に示す実施形態の変形である。整流ダイオード１１０１を備え、これは半波整流器として動作し、図１０の回路がスイッチ５０５に対して課す厳密な電気的要件を緩和する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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