(57)【要約】本発明は、コンタクタコイル制御回路である。コンタクタコイル制御回路は、スイッチ制御回路と、駆動回路と、高速ターンオフ回路と、ダイオードＤ１と、第１のＭＯＳトランジスタＴＲ１と、コンタクタコイルと、を備え、高速ターンオフ回路は、少なくとも１つのＭＯＳトランジスタＴＲ２又はトリオードを備え、ダイオードのカソードは、入力電圧ＶＩＮに接続され、ダイオードのアノードは、高速ターンオフ回路の第１のポートに接続され、高速ターンオフ回路の第２のポートは、第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、第１のＭＯＳトランジスタのソースは接地され、コンタクタコイルＬ１の一端は、入力電圧に接続され、コンタクタコイルＬ１の他端は、第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、高速ターンオフ回路の第３のポートは、駆動回路の出力ポートに接続され、駆動回路の入力ポートは、スイッチ制御回路の第１の出力ポートに接続され、スイッチ制御回路の第２の出力ポートは、第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されている。当該コンタクタは、迅速にオフにすることができると共に、コイル制御回路の損失はより小さく、使用部品がより少なくなり、さらに低コストでサイズダウンされる。【選択図】  図４
2019514153.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンタクタコイルを制御するためのコンタクタコイル制御回路であり、フライホイールダイオードＤ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、を備えており、
高速ターンオフ回路と、駆動回路と、スイッチ制御回路と、をさらに備え、
前記高速ターンオフ回路は前記 フライホイールダイオードＤ１と フライホイールループを形成し、吸引段階と保持段階において、前記フライホイールループに低インピーダンス経路を提供し、ターンオフ段階において、前記 フライホイールループに高インピーダンス経路を提供し、
前記駆動回路は前記高速ターンオフ回路に駆動電圧を提供し、
前記スイッチ制御回路は前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１の動作を制御する
ことを特徴とするコンタクタコイル制御回路。
【請求項２】
前記駆動回路は、前記コイルの吸引段階と保持段階において、前記高速ターンオフ回路を飽和導通状態で動作するように駆動することを特徴とする請求項１に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項３】
前記高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタであり、前記コイルの吸引段階と保持段階において、Ｖgs ＞（Ｖgth＋Ｉds/ｋ）の飽和導通パラメータ特性を満たすことを特徴とする請求項１に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項４】
前記高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を備え、
前記駆動回路は、コンデンサＣ１を備え、
前記スイッチ制御回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、電流供給端子と、を備え、
前記コンデンサＣ１は前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、
前記電流供給端子の電流は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ４のボディダイオードと、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のボディダイオードと、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、によって形成された通路を介して前記コンデンサＣ１を充電し、
前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２をオンにするとき、前記コンデンサＣ１は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２を飽和状態でオンさせるように前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに継続的に給電する
ことを特徴とする請求項１に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項５】
前記駆動回路のコンデンサＣ１は、ターンオフ段階において、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１のボディダイオードと、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２と、によって形成されたループを介してエネルギーを放電することを特徴とする請求項４に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項６】
前記高速ターンオフ回路は、トリオードであり、前記コイルの吸引段階と保持段階において、Ｉb＞Ｉce/βの飽和導通パラメータ特性を満たすことを特徴とする請求項１に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項７】
前記高速ターンオフ回路は、トリオードＱ１を備え、
前記駆動回路は、抵抗Ｒ１を備え、
前記スイッチ制御回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ３を備え、吸引段階と保持段階において、前記抵抗Ｒ１の接地通路を形成するように前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３をオンにし、前記トリオードＱ１を飽和状態でオンさせるように前記抵抗Ｒ１により前記トリオードＱ１のベース電流を確立する
ことを特徴とする請求項１に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項８】
前記スイッチ制御回路は、前記トリオードＱ１を拡大状態で又は完全にオフ状態で動作させるように、ターンオフ段階において、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３をオフにするよう制御することを特徴とする請求項７に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項９】
前記高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を備え、
前記ダイオードＤ１のカソードは、入力電圧ＶＩＮに接続され、
前記ダイオードＤ１のアノードは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースに接続され、
前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインは前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、
前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは接地される
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１０】
前記駆動回路は、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ２と、抵抗Ｒ１と、を備え、
前記コンデンサＣ１は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、前記ダイオードＤ２のカソードは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続され、前記抵抗Ｒ１は、前記ダイオードＤ２のアノードと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとの間に接続される
ことを特徴とする請求項９に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１１】
前記駆動回路は、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ２と、定電圧ダイオードＺ１と、を備え、
前記コンデンサＣ１は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、前記定電圧ダイオードＺ１のカソードは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインに接続され、前記定電圧ダイオードＺ１のアノードは、前記ダイオードＤ２のアノードに接続され、前記ダイオードＤ２のカソードは前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続されることを特徴とする請求項９に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１２】
前記駆動回路は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続されるコンデンサＣ１を備え、
前記高速ターンオフ回路は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続される抵抗Ｒ３をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１３】
前記スイッチ制御回路は、ダイオードＤ３と、インバータＵ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、第１の信号ポートＣＴＲＬ１と、第２の信号ポートＣＴＲＬ２と、第３の信号ポートＣＴＲＬ４と、を備え、
前記ＭＯＳトランジスタＴＲ４のドレインは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続され、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ４のゲートは、前記第３の信号ポートＣＴＲＬ４に接続され、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ４のソースは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３のドレインに接続されると共に、前記ダイオードＤ３のカソードにも接続され、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３のソースは接地され、前記第２の信号ポートＣＴＲＬ２は、それぞれ前記ダイオードＤ３のアノードと、前記インバータＵ１の入力端子に接続され、前記インバータＵ１の出力端子は前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲートに接続される 
ことを特徴とする請求項１０〜１２の何れか一項に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１４】
前記駆動回路は、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ２と、抵抗Ｒ４と、定電圧ダイオードＺ１と、を備え、
前記コンデンサＣ１と前記抵抗Ｒ４は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、前記定電圧ダイオードＺ１のカソードは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインに接続され、前記定電圧ダイオードＺ１のアノードは、前記ダイオードＤ２のアノードに接続され、前記ダイオードＤ２のカソードは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続されることを特徴とする請求項９に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１５】
前記スイッチ制御回路は、ダイオードＤ３と、第１の信号ポートＣＴＲＬ１と、第２の信号ポートＣＴＲＬ２と、を備え、
前記ダイオードＤ３のカソードは、前記ダイオードＤ２のカソードに接続され、前記ダイオードＤ３のアノードは、前記第２の信号ポートＣＴＲＬ２に接続され、前記第１の信号ポートＣＴＲＬ１は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートに接続される 
ことを特徴とする請求項１４に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１６】
前記駆動回路は、論理制御回路と、電圧検出回路と、ダイオードＤ２と、コンデンサＣ１と、を備え、
前記ダイオードＤ２のアノードは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、前記ダイオードのカソードは、前記コンデンサＣ１の一端に接続され、前記コンデンサＣ１の他端は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースに接続され、前記電圧検出回路の入力ポートは、前記ダイオードＤ２のカソードに接続され、前記電圧検出回路の出力ポートは、前記論理制御回路の第１の入力ボートに接続され、前記論理制御回路の出力ボートは、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続され、
前記高速ターンオフ回路は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続される抵抗Ｒ３をさらに備える
ことを特徴とする請求項９に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１７】
前記電圧検出回路は、前記コンデンサＣ１の両端の電圧を検出し、前記コンデンサＣ１の両端の電圧が前記電圧検出回路の内部閾値ＶＴＨ１よりも高い場合、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２をオンにするように、前記制御論理回路はハイレベルの信号を出力し、前記コンデンサＣ１の両端の電圧が前記電圧検出回路の内部閾値ＶＴＨ２よりも低い場合、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２をオフにするように、前記論理制御回路はローレベルの信号を入力する
ことを特徴とする請求項１６に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１８】
前記高速ターンオフ回路は、ＰＮＰトリオードＱ１を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項１９】
前記駆動回路は、前記ＰＮＰトリオードＱ１のベースと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとの間に接続された抵抗Ｒ１と、前記ＰＮＰトリオードＱ１のベースと前記ＰＮＰトリオードＱ１のコレクタとの間に接続された抵抗Ｒ４と、を備えることを特徴とする請求項１８に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項２０】
前記駆動回路は、前記ＰＮＰトリオードＱ１のベースと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとの間に接続された抵抗Ｒ１を備え、前記高速ターンオフ回路は、前記ＰＮＰトリオードＱ１のコレクタと前記ＰＮＰトリオードＱ１のエミッタとの間に並列に接続された抵抗Ｒ３を備えることを特徴とする請求項１８に記載のコンタクタコイル制御回路。
【請求項２１】
前記スイッチ制御回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、第１の信号ポートＣＴＲＬ１と、第２の信号ポートＣＴＲＬ２と、を備え、
前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３のソースは接地され、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートは、前記第２の信号ポートＣＴＲＬ２に接続され、前記第１の信号ポートＣＴＲＬ１は、前記ＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートに接続されることを特徴とする請求項１９又は２０に記載のコンタクタコイル制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣコンタクタに関し、具体的には、コンタクタコイルの制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のコンタクタの電磁制御システムは、コイルと、コアと、からなる。コイルの巻き数は、数百又は数千巻までのものであり、コンタクタコイルは、実際にインダクタンス量と内部抵抗の大きいインダクタンスであり、一般的にコンタクタコイルのインダクタンス量は数百ミリヘンリーから数ミリヘンリーレベルであり、内部抵抗は数十オームから数百オームある。コンタクタコイルの全体の動作行程は、吸引段階、保持段階及びターンオフ段階という三つの段階に分けることができる。吸引段階では、コンタクタコイルが大きな吸引電流によって、コンタクタの接点を吸引するようにコイルが大きな電磁力を発生させ、行程は一般に２００ｍｓ以内である。コンタクタの接点が吸引された後、保持段階に入ったとき、過大な保持電流は、コイルの損失を増加させるため、この段階におけるコイルの保持電流は吸引電流の約十分の一である。コンタクタの接点をオフにする段階はターンオフ段階と呼ばれ、コイル電流が消費されるまでコンタクタ接点をオフにする。コンタクタコイルは、吸引段階において、大電流を必要とし、保持段階において、小電流のみを必要とする。従来のコンタクタは、その他の制御部品がないので、コイル自体のインピーダンスによって電流を制限する。吸引段階で大電流が必要となることを考慮して、コイルのインピーダンスがとても大きくなるように設計することができない。よって、コンタクタの保持段階において、コイルを流れる電流は、実際に必要とする電流よりもはるかに大きく、余分なエネルギーがコイルの熱量に変換され、エネルギーの浪費だけでなく、コイルの温度を上昇させて、信頼性を低下させる。従来のコンタクタが大きな電力を消費する問題を解決するために、コンタクタの省電力回路が沢山現れた。
【０００３】
図１の回路は通常の省電力回路である。ＭＯＳトランジスタＴＲ１のデューティ比を調整することによって、コンタクタコイル１の電流を調整することができる。吸引段階においてＭＯＳトランジスタＴＲ１のデューティ比を大きくさせ、保持段階においてＭＯＳトランジスタＴ１のデューティ比を小さくさせ、コンタクタコイルは大電流で吸引し小電流で保持することで、省エネルギーを達成することができる。この回路では、ダイオードＤ１は、回路の電圧降下が約０．７Ｖであるコイルの フライホイールループを提供し、通常の動作の際、低インピーダンスの フライホイールループは回路全体の損失を低減するのに役立つ。ターンオフ段階において、コンタクタを迅速にオフにすることができるようにコイル電流を急速に消費する必要がある。しかし、この時の低インピーダンス フライホイールループは、コンタクタを迅速にオフにするのに不利であり、低インピーダンス フライホイールループは、コイル電流が長時間維持されるようにコンタクタを遅れてオフにする。従来のコンタクトの製品では、オフ時間は約５０ｍｓである。そして、省電力回路を追加したコンタクトの製品は、コイルの低インピーダンス フライホイールループが存在するために、オフ時間は約２００ｍｓに上昇する。一般の応用では、わずかにオフ時間を増やしても大きな影響はない。しかし、オフ時間を増加すると、時には致命的な問題が発生する。例えばモータを制御するコンタクトは、正転・反転のコンタクトによる吸引と開放とを交互に行い、時間的に重複しない必要がある。コンタクトのオフ遅延が大きい場合、一つのコンタクトが完全にオフされておらず、もう一つが吸引されることによって、電源短絡の原因となり、危険を引き起こすことになる。
【０００４】
高速ターンオフ機能を実現するために、コンタクタをオフにする際、フライホイールループのインピーダンスを切り替えるスイッチを使用することによって、コイル フライホイールループのインピーダンスを増加させる必要がある。便宜上、以下 フライホイールループのインピーダンスを切り替えるスイッチング素子をすべて高速ターンオフトランジスタと呼ぶ。現在、高速ターンオフ機能を有するコンタクタ省電力回路には、いくつかの問題が存在する。例えば公開番号ＣＮ１９２５０８５Ａの中国特許では、その高速ターンオフ回路図を図２に示す。高速ターンオフ機能を有するコンタクタ省電力回路は、吸引段階と保持段階において、高速ターンオフトランジスタが拡大領域に動作されており、ゲート電圧をＶgsと仮定すると、ドレインとソースとの間の電圧Ｖdsは（Ｖgth＋（Ｉds/ｋ））×（Ｒ1＋Ｒ2）/Ｒ2に等しく、 そのうち、ＶgthがＭＯＳトランジスタのターンオン電圧の閾値であり、ｋはＭＯＳトランジスタのトランスコンダクタンス係数比例であり、Ｉdsはドレインとソースとの間における電流である。高速ターンオフ段階において、高速ターンオフトランジスタをオフにし、コイル電流が急速に駆動回路に消費され、高速ターンオフ効果を達成する。この回路の欠点は、吸収段階と保持段階において、高速ターンオフトランジスタが拡大領域に動作されており、一般ゲートのターンオン電圧の閾値Ｖgthは、一般に３．５Ｖ以上であるので、そのドレインとソースとの間における電圧Ｖdsも大きくて、３．５Ｖ以上であり、よって、コンタクタコイルが環流する際、高速ターンオフトランジスタが多くのエネルギーを消費し、省電力回路の吸引段階と保持段階の損失を増加する。
【０００５】
現在、この主電力トポロジーでＭＯＳトランジスタを高速ターンオフトランジスタとして飽和導通を可能にする技術が示されていない。もちろん、余分にもう一つの分離電源を使用してもよいが、コストが高くなる。例えば特許出願番号２０１２１０００４８７６．４では、この特許出願は一つの追加の分離電源を用いて高速ターンオフトランジスタのゲートに給電する方法が使用される。この方法を使用して、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を完全にオンにすると、Ｖｄｓ両端の電圧降下は非常に小さいが、回路が非常に複雑になる。分離電源は、分離トランス、整流回路、定電圧回路などの素子を必要とし、全体のコンタクタの省電力回路にとっては、分離電源によるコスト及び体積比は大きくなると共に、分離電源自体の損失も比較的大きい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、コンタクタコイル制御回路を提供し、コンタクタは高速ターンオフにすることができると共に、コイル制御回路の損失がより小さく、使用素子がより少なく、コストや体積もより小さいことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の技術的目的を達成するために、本発明は、コンタクタコイル制御回路を提供する。コンタクタコイル制御回路は、スイッチ制御回路と、駆動回路と、高速ターンオフ回路と、一つのダイオードと、第１のＭＯＳトランジスタと、コンタクタコイルと、を備える。高速ターンオフ回路は、少なくとも一つのＭＯＳトランジスタ又は一つのトリオードを備える。本発明の回路接続関係は次のとおりである。即ち、前記ダイオードのカソードは入力電圧に接続され、前記ダイオードのアノードは高速ターンオフ回路の第１のポートに接続され、高速ターンオフ回路の第２のポートは第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、第１のＭＯＳトランジスタのソースは接地され、コンタクタコイルの一端は入力電圧に接続され、コンタクタコイルの他端は第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、高速ターンオフ回路の第３のポートは駆動回路の出力ポートに接続され、駆動回路の入力ポートはスイッチング制御回路の第１の出力ポートに接続され、スイッチング制御回路の第２の出力ポートは第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続される。
【０００８】
具体的には、コンタクタコイルを制御するためのコンタクタコイル制御回路であり、コンタクタコイル制御回路は、 フライホイールダイオードＤ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、を備え、高速ターンオフ回路と、駆動回路と、スイッチ制御回路と、をさらに備え、高速ターンオフ回路はフライホイールダイオードＤ１と フライホイールループを形成し、吸引段階と保持段階において、 フライホイールループに低インピーダンス経路を提供し、ターンオフ段階において、 フライホイールループに高インピーダンス経路を提供する。駆動回路は高速ターンオフ回路に駆動電圧を提供する。スイッチ制御回路はＭＯＳトランジスタＴＲ１の動作を制御する。
【０００９】
好ましくは、前記駆動回路は、コイルの吸引段階と保持段階において、高速ターンオフ回路を飽和導通状態で動作するよう駆動する。
【００１０】
好ましくは、前記高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタであり、コイルの吸引段階と保持段階において、Ｖgs ＞（Ｖgth＋Ｉds/ｋ）の飽和導通パラメータ特性を満たす。
【００１１】
好ましくは、前記高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を備え、前記駆動回路は、コンデンサＣ１を備え、スイッチ制御回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、電流供給端子と、を備え、コンデンサＣ１はＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、電流供給端子の電流は、ＭＯＳトランジスタＴＲ４のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、によって形成された通路を介してコンデンサＣ１を充電し、ＭＯＳトランジスタＴＲ２をオンにするとき、コンデンサＣ１は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を飽和状態でオンさせるようにＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに継続的に給電する。
【００１２】
好ましくは、前記駆動回路のコンデンサＣ１は、ターンオフ段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ２と、によって形成されたループを介してエネルギーを放電する。
【００１３】
好ましくは、前記高速ターンオフ回路は、トリオードＱ１を備え、前記駆動回路は、抵抗Ｒ１を備え、前記スイッチ制御回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ３を備え、吸引段階と保持段階において、抵抗Ｒ１の接地通路を形成するようにＭＯＳトランジスタＴＲ３をオンにし、トリオードＱ１を飽和状態でオンさせるように抵抗Ｒ１によりトリオードＱ１のベース電流を確立する。
【００１４】
好ましくは、前記スイッチ制御回路は、ターンオフ段階において、トリオードＱ１を拡大状態又は完全にオフ状態で動作するように前記ＭＯＳトランジスタＴＲ３をオフするよう制御する。
【００１５】
本発明のコンタクタのコイル制御回路を制御する方法は以下の通りである。即ち、
【００１６】
吸引段階と保持段階において、スイッチ制御回路の第２出力ポートは連続的に方形波信号を出力して、第１のＭＯＳトランジスタをオン・オフするよう制御し、ターンオフ段階において、スイッチ制御回路の第２の出力ポートは方形波信号を出力せず、第１のＭＯＳトランジスタを継続的にオフにするよう制御する。
【００１７】
前記高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタ又はトリオードであってもよい。高速ターンオフトランジスタは、ＭＯＳトランジスタ（第２のＭＯＳトランジスタで示す）である場合、この制御回路は、吸引段階と保持段階において、第１のＭＯＳトランジスタをオフにするとき、駆動回路は、第２のＭＯＳトランジスタをオンにするよう制御し、第２のＭＯＳトランジスタのパラメータ特性は、Ｖgs＞（Ｖgth＋（Ｉds/ｋ）となり、 そのうち、ＶgthがＭＯＳトランジスタのターンオン電圧の閾値であり、ｋはＭＯＳトランジスタのトランスコンダクタンス係数比例であり、Ｖgsは第２のＭＯＳトランジスタのゲート電圧であり、Ｉdsは第２のＭＯＳトランジスタのドレインと第２のＭＯＳトランジスタのソースとの間を流れる電流である。駆動回路はＶgsを１０Ｖ以上に配置でき、この駆動電圧の下で、第２のＭＯＳトランジスタの導通内部抵抗Ｒdsonが非常に小さいため、ＭＯＳトランジスタを完全にオンにし、第２のＭＯＳトランジスタの消費電力はＩｄｓ2×Ｒdsonとなり、この損失は非常に小さい。ターンオフ段階において、駆動回路は、第２のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御し、ゲート電圧のパラメータ特性はＶgs＝（Ｖgth ＋Ｉds/ｋ）又はＶgs <Ｖgthとなり、第２のＭＯＳトランジスタを拡大領域内にさせるか又は第２のＭＯＳトランジスタを完全にオフさせ、第２のＭＯＳトランジスタの導通内部抵抗Ｒdsonがとても大きく、コンタクタコイルのエネルギーを迅速に消費することができ、コンタクタを迅速にオフにすることができることを特徴とする。
【００１８】
高速ターンオフトランジスタは、ＮＰＮトリオード（前記ＮＰＮトリオードで示す）である場合、この制御回路は、吸引段階と保持段階において、第１のＭＯＳトランジスタをオフにするとき、駆動回路は、ＮＰＮトリオードをオンにするよう制御し、前記ＮＰＮトリオードのパラメータ特性はＩｂ ＞Ｉce /βとなり、そのうち、Ｉｂは、ＮＰＮトリオードのベース電流であり、βはトリオードの拡大倍率であり、ＩceはＮＰＮトリオードのコレクタとＮＰＮトリオードのエミッタとの間の電流であり、Ｉｂ ＞Ｉce /βとき、ＮＰＮトリオードが飽和導通状態となり、このとき、コレクタとエミッタとの間の電圧降下は０．３Ｖであり、ターンオフ段階において、駆動回路は前記ＮＰＮトリオードのベース電流を制御し、パラメータ特性はＩｂ＝Ｉce/βか又はＩｂ＝０Ａとなり、前記ＮＰＮトリオードを拡大領域内にさせるか又は前記ＮＰＮトリオードを完全にオフにさせ、そのとき、コレクタとエミッタとの間の電圧降下はとても大きく、前記ＮＰＮトリオードの消費電力はＶｃｅ×Ｉceであり、コンタクタコイルのエネルギーが迅速に消費されることができ、コンタクタを迅速にオフにすることができることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明から得られた有益な効果は以下の通りである、即ち、高速ターンオフの効果を達すると共に、ほとんど余計な損失を増やさない。本発明の最も重要な技術的ポイントは、グランド浮きの駆動方法を提供する。グランド浮きのＭＯＳトランジスタを飽和状態でオンさせることができ、回路も簡単である。従来の技術的解決手段と比べて、欠点がない。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来技術の高速ターンオフの機能を有しないコンタクタの省電力回路の回路原理図である。
【図２】従来技術の高速ターンオフの機能を有するコンタクタの省電力回路の回路原理図である。
【図３−１】従来技術のトリオードを高速ターンオフトランジスタとする回路原理図である。
【図３−２】従来技術のＭＯＳトランジスタを高速ターンオフトランジスタとする回路原理図である。
【図４】本発明の回路原理のブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態の回路原理図である。
【図６】本発明の第２実施形態の回路原理図である。
【図７】本発明の第３実施形態の回路原理図である。
【図８】本発明の第４実施形態の回路原理図である。
【図９】本発明の第５実施形態の回路原理図である。
【図１０】本発明の第５実施形態の論理シーケンス図である。
【図１１】本発明の第６実施形態の回路原理図である。
【図１２】本発明の第７実施形態の回路原理図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本実施形態の原理を説明する前に、従来技術の特徴及び欠点を説明する。図２は従来技術の回路原理の特徴を示すブロック図である。吸引段階と保持段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ１をオフにすると、コンタクタコイルに フライホイールループを形成するため、高速ターンオフトランジスタＴＲ２をオンにする必要があり、高速ターンオフトランジスタをオンにするよう駆動するエネルギーは、コンタクタコイルによって提供される。このような技術の特徴は以下にある、即ち、吸引段階と保持段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ１をオフにすると、コイルの一経路の電流が駆動回路を流れ、高速ターンオフトランジスタをオンにした後、他一経路の電流が高速ターンオフトランジスタを流れる。吸引段階と保持段階において、ＭＯＳトランジスタをオフにした後、高速ターンオフトランジスタと駆動回路を流れる電流は次の関係式を満たす、即ち、ＩL＝Ｉdri＋Ｉds 。また、高速ターンオフトランジスタは他の特徴関係式を満たすことがあり、高速ターンオフトランジスタは、ＮＰＮトリオード又はＭＯＳトランジスタを用いる場合、関係式が異なる。
【００２２】
従来技術の他の特徴をさらに説明すると、図３−１及び図３−２は、それぞれＮＰＮトリオードとＭＯＳトランジスタを用いる従来技術の具体的な例である。吸引段階と保持段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ１は、一定の周波数のデューティ比でオン・オフにする。グランド浮きのＭＯＳトランジスタの駆動原理は、ＴＲ１をオフにすると、インダクタ電流は フライホイールループが必要であり、コンタクトコイルのインダクタンスが大きいので、定電流源として近似することができる。ＴＲ１をオフにすると、コイル電流が他の フライホイールループを見つけ、コイル電流は、トリオードのベース又はＭＯＳトランジスタのゲートを流れ、トリオード又はＭＯＳトランジスタをオンにするよう駆動する。図３−１の例では、ＮＰＮトリオードを高速ターンオフトランジスタとして用いると、吸引段階と保持段階において、ベース電流Ｉbとコレクタ電流Iceは下記の関係特性を満たす、即ち、Ice = Ｉb ×β、トリオードは常に拡大領域で動作するように、トリオードの両端のＣＥの電圧は比較的大きい。トリオードＱ１の両端ＣＥの電圧はVon= Ｖb +（ＩL /（１＋β））×Ｒ2であり、その内、Ｖbはベースのバイアス電圧であり、一般には０．７Ｖであり、βはトリオードの拡大倍率である。図３−２では、ＭＯＳトランジスタを高速ターンオフトランジスタとして使用すると、吸引段階と保持段階において、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧Ｖgsとドレイン電流Ｉdsは、Ｖgs =（Ｖgth +Ｉds/ｋ）の関係特性を満たし、その内、Ｖgthは ＭＯＳトランジスタの動作電圧閾値は、一般には３．５Ｖであり、ｋは、ＭＯＳトランジスタのコンダクタンスと比例する係数である。ＭＯＳトランジスタＴＲ２のＤＳ両端の電圧降下は、Ｖon=（Ｖgth +（Ｉds /ｋ））×（Ｒ1＋Ｒ2）/Ｒ2となる。従来技術では、高速ターンオフトランジスタのエネルギーは、常にコンタクタコイルのフリーホイーリング電流によって提供され、上記の式は常に満足され、高速ターンオフトランジスタが常に フライホイールのとき拡大した状態となり、圧力低下が大きく、 フライホイールのとき、その自身の損失も大きい。当業者にとって、低コストが要求された場合、高速ターンオフトランジスタを飽和状態でオンさせることができず、コンタクタは、吸引段階と保持段階において、損失を最小にすることができない。
【００２３】
次に、簡単な一事例によって本実施例の有益効果を説明する。
【００２４】
図３−１と図３−２の回路構成では、高速ターンオフトランジスタが常に拡大状態になり、導通電圧降下は比較的大きい。ＴＲ１をオフにした後、コイル電流が高速ターンオフトランジスタとＤ１と、によって形成されたフライホイールループを介してフライホイールされ、フライホイールループによって消費されたエネルギーは、ＩL×Ｖonである。
【００２５】
図３−１の例では、高速ターンオフトランジスタの損失を最も少なくするよう設計し、トリオードの増幅率の選択は一般のβ=１００、Ｒ2=０Ω、コイル電流ＩL=１Ａ、Ｖb=０．７Ｖ、上記の式に代入して得られた高速ターンオフトランジスタによって消費された電力は０．７Ｗである。
【００２６】
図３−２の例では、Ｒ1=０Ω、Ｒ2=１０ｋΩ、コイル電流ＩL=１Ａ、Ｖgth=３．５Ｖとし、高速ターンオフトランジスタの損失は３．５Ｗである。
【００２７】
高速ターンオフトランジスタを飽和状態でオンさせる場合、トリオードの飽和導通電圧降下は、一般的には０．３Ｖであり、ＭＯＳトランジスタの導通抵抗が０．０５Ωに選択され、同様にコイル電流ＩL = １Ａであり、トリオードの損失は０．３Ｗであること、ＭＯＳトランジスタの損失は０．０５Ｗであることを容易に得ることができる。
【００２８】
以上の結果は高速ターンオフトランジスタの損失の最適値に基づいて得られたものであり、実際の応用では、高速ターンオフトランジスタをより確実に動作するためには、Ｒ1を０Ωに選択せず、この時の動作は拡大状態にある高速ターンオフトランジスタの損失をさらに大きくする。ＧＢ２１５１８−２００８「ＡＣコンタクタのエネルギー効率の限界値及びエネルギー効率の等級」の基準要件に準じて、１等級エネルギー効率の要件は１ＶＡ以下であり、明らかに、高速ターンオフトランジスタを拡大状態で動作させ、１等級エネルギー効率を達成することがより困難であり、トリオードを用いて、それを飽和状態で動作させても、効果は最良ではない。最良の方案は、ＭＯＳトランジスタを高速ターンオフトランジスタとして用い、吸引と保持段階で、ＭＯＳトランジスタを飽和状態でオンさせる。
【表１】
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第１の実施形態
【００２９】
図４に示すように、図４は、本発明のコンタクのコイル制御回路の回路原理のブロック図であり、本発明のコンタクのコイル制御回路の第１の実施形態は図５に示されている。コンタクタコイル制御回路は、スイッチ制御回路と、駆動回路と、高速ターンオフ回路と、ダイオードＤ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、コンタクタコイルＬ１と、を備える。高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を備える。駆動回路は、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ２と、抵抗Ｒ１と、を備える。スイッチ制御回路は、ダイオードＤ３と、インバータＵ１、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、第１の信号ポートＣＴＲＬ１と、第２の信号ポートＣＴＲＬ２と、第３信号ポートＣＴＲＬ３と、を備える。
【００３０】
第１の実施形態の各部品の接続関係は以下の通りである、即ち、ダイオードＤ１のカソードは、入力電圧ＶＩＮに接続され、ダイオードＤ１のアノードはＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインはＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは接地され、コンタクタコイルＬ１の一端は入力電圧ＶＩＮに接続され、コンタクタコイルＬ１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートは第１の信号ポートＣＴＲＬ１に接続されている。コンデンサＣ１は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２ゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、ダイオードＤ２のカソードは、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続され、抵抗Ｒ１は、ダイオードＤ２のアノードとＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとの間に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴＲ４のドレインは、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ４のゲートは、第３の信号ポートＣＴＲＬ３に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ４のソースは、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のドレインに接続され、同時にダイオードＤ３のカソードに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のソースが接地され、第２の信号ポートＣＴＲＬ２は、それぞれダイオードＤ３のアノードとインバータＵ１の入力端子に接続され、インバータＵ１の出力はＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲートに接続されている。
【００３１】
第１実施形態の制御方法は、次の通りである。
【００３２】
吸引段階と保持段階において、第１の信号ポートＣＴＲＬ１は、矩形波信号を連続で出力してＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオン・オフにするよう制御する。第３の信号ポートＣＴＲＬ３は、ローレベルの信号を連続で入力してＭＯＳトランジスタＴＲ４を連続的にオフにする。ターンオフ段階において、第１の信号出力ポートＣＴＲＬ１は、矩形信号を出力せず、ＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオフにするよう制御する。第３の信号ポートＣＴＲＬ３はハイレベルの信号を入力してＭＯＳトランジスタＴＲ４を連続的にオンにする。
【００３３】
第２の信号ポートＣＴＲＬ２の特徴は以下の通りである、即ち、コンタクタの吸引段階と保持段階において、第２の信号ポートＣＴＲＬ２はハイレベルであり、ＭＯＳトランジスタＴＲ１をオンにするとき、第２の信号ポートＣＴＲＬ２の電流は、ＭＯＳトランジスタＴＲ４のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、が形成されたループを経由して、コンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１の電圧は第２の信号ポートＣＴＲＬ２の電圧とはほぼ等しい。コンデンサＣ１は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を完全に飽和導通状態で動作させ、損失が小さくなるようＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに給電する。コンタクタのターンオフ段階において、第２の信号ポートＣＴＲＬ２がローレベルであり、ＭＯＳトランジスタＴＲ３をオンにするよう制御し、コンデンサＣ１の電流は、ＭＯＳトランジスタＴＲ４と、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ２と、が形成されたループを介して迅速に放電されている。この場合、ＭＯＳトランジスタＴＲ２の駆動エネルギーはコンタクタコイルのフリーホイーリング電流によって提供され、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲート電圧Ｖgsとドレイン電流Ｉdsは、Ｖgs=（Ｖgth ＋Ｉds /ｋ）の関係特性を満たし、ＭＯＳトランジスタＴＲ２は拡大領域で動作し、ドレインとソースとの間の電圧降下はＶgsに等しい。コンタクタコイルＬ１の電流は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２の急速な消費によって、高速ターンオフの効果を達成する。本実施形態では、第２の信号ポートＣＴＲＬ２は、コンデンサＣ１の電流供給端子であってもよく、他の実施形態では、コンデンサＣ１の電流供給端子は、単独に設置された電流供給端子であってもよく、同じ又は類似の機能を達成し、即ち、コンデンサＣ１にエネルギーを提供し、コンデンサＣ１の電圧は高速ターンオントランジスタの閾値よりも遥かに高く、高速ターンオフトランジスタを飽和状態でオンさせることができる。 
【００３４】
図５の中の破線枠の部分は、チップに統合され、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１と、ダイオードＤ２とが低電力の表面実装形部品であり、コストが低く、体積が非常に小さい。吸引段階と保持段階において、ＭＯＳトランジスタは常に完全に導通状態で動作し、損失は僅少である。本発明の方法は、非常に良好な結果を得ることができる。
第２の実施形態
【００３５】
本発明の第２実施形態のコンタクタのコイル制御回路の回路原理図は図６に示されている。回路及びその制御方法は、第１の実施形態と同様であり、本実施形態と第１の実施形態との相違点は、第１の実施形態の抵抗Ｒ１の代わりに定電圧ダイオードＺ１を使用することにある。コンタクタの吸引と保持の状態において、回路と制御方法は共に第１の実施形態と同様である。ターンオフ段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ２が拡大領域で動作し、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲート電圧Ｖgsとドレイン電流Ｉdsは、Ｖgs=（Ｖgth ＋Ｉds /ｋ）の関係特性を満たし、前記ドレインと前記ソースとの間の電圧降下はＶgs ＋Ｖzであり、Ｖzは定電圧ダイオードＺ１の電圧である。第２の実施形態では、高速ターンオフ段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間の電圧降下はより大きくなり、コンタクタのオフ速度はより速くなる。
第３の実施形態
【００３６】
本発明の第３実施形態のコンタクタのコイル制御回路の回路原理図は図７に示されている。回路及びその制御方法は、第１の実施形態と同様であり、本実施形態と第１の実施形態との相違点は、本実施形態では、第１の実施形態における抵抗Ｒ１を使用せず、電力抵抗Ｒ３がＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続されている。コンタクタの吸引と保持の状態において、回路の動作は第１の実施形態と同様である。ターンオフ段階において、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を完全にオフにし、コンタクタコイルの電流が電力抵抗Ｒ３によって急激に消費され、電力抵抗Ｒ３の抵抗値が大きいほど、コンタクタのオフ速度が速くなる。
第４の実施形態
【００３７】
本発明の第４実施形態のコンタクタのコイル制御回路の回路原理図は図８に示されている。コンタクタコイル制御回路は、スイッチ制御回路と、駆動回路と、高速ターンオフ回路と、ダイオードＤ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、コンタクタコイルＬ１と、を備える。高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を備える。駆動回路は、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ４と、ダイオードＤ２と、定電圧ダイオードＺ１と、を備える。スイッチ制御回路は、ダイオードＤ３と、第１の信号ポートＣＴＲＬ１と、第２の信号ポートＣＴＲＬ２を備える。
【００３８】
第４の実施形態の各部品の接続関係は次の通りである。即ち、ダイオードＤ１のカソードは入力電圧ＶＩＮに接続され、ダイオードＤ１のアノードはＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインはＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは接地され、コンタクタコイルＬ１の一端は入力電圧ＶＩＮに接続され、コンタクタコイルＬ１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートは第１の信号ポートＣＴＲＬ１に接続されている。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ４は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートと前記ＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間に並列に接続され、ダイオードＤ２と定電圧ダイオードＺ１は直列に接続された後にＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートとドレインの間に並列に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、ダイオードＤ３のアノードは、第２の信号ポートＣＴＲＬ２に接続されている。
【００３９】
第４実施形態の制御方法は、次の通りである。
【００４０】
吸引段階と保持段階において、第１の信号ポートＣＴＲＬ１は、矩形波信号を連続で出力してＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオン・オフにするよう制御する。ターンオフ段階において、第１の信号出力ポートＣＴＲＬ１は、矩形信号を出力せず、ＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオフにするよう制御する。
【００４１】
第２の信号ポートＣＴＲＬ２の特徴は以下の通りである、即ち、コンタクタの吸引段階と保持段階において、第２の信号ポートＣＴＲＬ２はハイレベルであり、ＭＯＳトランジスタＴＲ１をオンにしたとき、第２の信号ポートＣＴＲＬ２の電流は、ダイオードＤ３と、コンデンサＣ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のボディダイオードと、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、が形成されたループを経由して、コンデンサＣ１を充電する。コンデンサＣ１は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２を飽和導通状態で動作させ、導通損失が小さくなるように、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに継続的に給電する。コンタクタのターンオフ段階において、第２の信号ポートＣＴＲＬ２がローレベルであり、コンデンサＣ１の電流は、抵抗Ｒ４に消費され、ＭＯＳトランジスタは拡大領域に進入し、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインとＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースとの間の電圧降下は、Ｖgs ＋ Ｖzである。コンタクタコイルはハイ電圧で消磁し、コンタクタコイルＬ１の電流がＭＯＳトランジスタに消費され、高速ターンオフの効果を達成する。第２の信号ポートＣＴＲＬ２は、コンデンサＣ１の電流供給端子であってもよく、コンデンサＣ１の電流供給端子は、単独に設置された電流供給端子であってもよい。
第５の実施形態
【００４２】
図９は本発明の第５の実施形態のコンタクタのコイル制御回路の回路原理図である。コンタクタのコイル制御回路は、スイッチ制御回路と、駆動回路と、高速ターンオフ回路と、ダイオードＤ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、コンタクタコイルＬ１と、を備える。高速ターンオフ回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ２と、抵抗Ｒ３と、を備える。駆動回路は、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ２と、電圧検出回路と、論理制御回路と、を備える。
【００４３】
第５の実施形態の各部品の接続関係は次の通りである。即ち、ダイオードＤ１のカソードは入力電圧ＶＩＮに接続され、ダイオードＤ１のアノードはＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインはＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、抵抗Ｒ３は、ＭＯＳトランジスタのドレインとＭＯＳトランジスタのソースとの間に並列に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは接地され、コンタクタコイルＬ１の一端は入力電圧ＶＩＮに接続され、コンタクタコイルＬ１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続されている。ダイオードＤ２のアノードはＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースに接続され、電圧検出回路の入力ポートはダイオードＤ２のカソードに接続され、電圧検出回路の出力ポートは論理制御回路の第１入力ポートに接続され、論理制御回路の出力ポートはＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに接続されている。スイッチ制御回路の第１出力ポートＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートに接続され、スイッチ制御回路の第２出力ポートは論理制御回路の第２の出力ポートに接続されている。
【００４４】
第５実施形態の制御方法は、次の通りである。
【００４５】
吸引段階と保持段階において、スイッチ制御回路の第１の出力ポートは、矩形波信号を連続で出力してＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオン・オフにするよう制御する。ターンオフ段階において、スイッチ制御回路の第１の出力ポートは、矩形信号を出力せず、ＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオフにするよう制御する。
【００４６】
電圧検出回路は以下の制御特徴とする。即ち、電圧検出回路はコンデンサＣ１の両端の電圧を検出し、コンデンサＣ１の両端の電圧が閾値ＶＴＨ１より高い場合、電圧検出回路はハイレベルを出力する。コンデンサＣ１の電圧が閾値ＶＴＨ１より低い場合、電圧検出回路はローレベルを出力する。
【００４７】
論理制御回路は以下の制御特徴とする。即ち、吸引段階と保持段階において、電圧検出回路がローレベルを出力する場合、論理制御回路がＭＯＳトランジスタＴＲ２を完全にオンにするよう制御する。電圧検出回路がハイレベルを出力する場合、コンタクタコイルＬ１のフリーホイーリング電流がコンデンサＣ１に充電するように、論理制御回路がＭＯＳトランジスタＴＲ２を完全にオフにするよう制御する。回路の論理シーケンスは図１０に示す。
【００４８】
コンタクタコイルはフリーホイーリングの際、ＭＯＳトランジスタＴＲ２をオフにする場合、コイル電流はコンデンサＣ１に充電することができ、コンデンサＣ１の電圧はＶc＝ＩL×ｔ/Ｃ１である。コンデンサＣ１の電圧が電圧検出回路により制御され、コンデンサＣ１の電圧はＭＯＳトランジスタのゲートのターンオン電圧閾値よりはるかに高くてもよく、駆動電圧ＤＲ２がＭＯＳトランジスタＴＲ２を完全にオンにし、損失は非常に小さい。コンデンサＣ１とダイオードＤ２が低電力の表面実装形部品であり、電圧検出回路と、論理制御回路と、スイッチ制御回路とは、一つのチップに集積することができ、回路全体のコストは非常に低く、体積は小さい。
第６の実施形態
【００４９】
本発明の第６の実施形態のコンタクのコイル制御回路の回路原理図は図１１に示されている。コンタクタコイル制御回路は、スイッチ制御回路と、駆動回路と、高速ターンオフ回路と、ダイオードＤ１と、ＭＯＳトランジスタＴＲ１と、コンタクタコイルＬ１と、を備える。スイッチ制御回路は、ＭＯＳトランジスタＴＲ３と、第１の信号ポートＣＴＲＬ１と、第２の信号ポートＣＴＲＬ２と、を備える。駆動回路は、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ４と、を備える。高速ターンオフ回路は、ＰＮＰトリオードＱ１を備える。
【００５０】
第６の実施形態の各部品の接続関係は次の通りである。即ち、ダイオードＤ１のカソードは入力電圧ＶＩＮに接続され、ダイオードＤ１のアノードはＰＮＰトリオードＱ１のコレクタに接続され、ＰＮＰトリオードＱ１のエミッタはＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは接地され、コンタクタコイルＬ１の一端は入力電圧ＶＩＮに接続され、コンタクタコイルＬ１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートは第１の信号ポートＣＴＲＬ１に接続されている。抵抗Ｒ４は、ＰＮＰトリオードＱ１のベースと前記ＰＮＰトリオードＱ１のコレクタとの間に接続され、抵抗Ｒ１は、ＰＮＰトリオードＱ１のベースとＭＯＳトランジスタＴＲ３のドレインとの間に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のソースは接地され、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲートは、第２の信号ポートＣＴＲＬ２に接続されている。
【００５１】
第６実施形態の制御方法は、次の通りである。
【００５２】
吸引段階と保持段階において、第１の信号ポートＣＴＲＬ１は、矩形波信号を連続で出力してＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオン・オフにするよう制御する。ターンオフ段階において、第１の信号ポートＣＴＲＬ１は、矩形信号を出力せず、ＭＯＳトランジスタＴＲ１を連続的にオフにするよう制御する。
【００５３】
第２の信号ポートＣＴＲＬ２は以下の特徴とする。即ち、吸引段階と保持段階において、第２信号ポートＣＴＲＬ２はＭＯＳトランジスタＴＲ３をオンにするよう制御し、ＭＯＳトランジスタＴＲ１をオフにする場合、ＰＮＰトリオードをオンにするように、コンタクタコイルの電流がＰＮＰトリオードのベースと、抵抗Ｒ１と、を経由して接地される。好ましくは、抵抗Ｒ1の抵抗値は、Ｒ１＜＝Ｖin×（１＋β）/ＩL1を満たす場合、ここで、Ｖin は入力電圧値であり、βはＰＮＰトリオードの拡大倍率であり、ＩL1がコンタクタコイルの電流値であり、ＰＮＰトリオードＱ１は飽和領域で動作し、損失が非常に小さい。ターンオフ段階において、第２の信号ポートＣＴＲＬ２はＭＯＳトランジスタＴＲ２をオフにするよう制御し、ＰＮＰトリオードＱ１は拡大領域で動作する。
【００５４】
図１１における破線枠の部分は、集積回路実装の形態を用いて実現することができ、抵抗Ｒ１、Ｒ４は低電力の表面実装形部品であり、コストが安く、体積も非常に小さい。
第７の実施形態
【００５５】
本発明の第７の実施形態のコンタクのコイル制御回路の回路原理図は図１２に示されている。コンタクのコイル制御回路の回路及びその制御方法は、第６の実施形態と同様であり、本実施形態と第６の実施形態との相違点は、抵抗Ｒ３がＰＮＰトリオードのコレクタと前記ＰＮＰトリオードのエミッタとの間に並列に接続されていることにある。ターンオフ段階において、ＰＮＰトリオードＱ１が完全にオフされ、コンタクコイルの電流は抵抗Ｒ３を介して迅速に放電され、その他の動作原理は第５実施例と全く同じである。
【００５６】
図１２における破線枠の部分は、集積回路実装の形態を用いて実現することができ、抵抗Ｒ１、Ｒ４は低電力チップデバイスであり、コストが安く、体積も非常に小さい。
【００５７】
上記に説明したのは、本発明の好ましい実施形態のみであり、上記の好ましい実施形態は本発明を限定するものではなく、本発明の保護範囲は、特許請求の範囲によって限定されるべきである。当業者にとって、本発明の精神および範囲から逸脱せず、本発明について若干の改良や変更することができる。改良や変更も、依然として本発明の保護範囲に属すると見なされるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３−１】
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【図３−２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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2019514153.tif 000018
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