(57)【要約】  本発明は、センサネットワークのセンサノードの発振器の周波数エラー補正の方法に関し、この方法は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された、送信器の送信信号を受信するステップと、受信された送信信号に使用して発振器の周波数ずれを特定するステップと、発振器の周波数ずれを補正する補正信号を決定するステップと、補正信号により発振器の周波数を補正するステップと、を含む。
2019507554.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサネットワークのセンサノードの発振器の周波数補正の方法であって、
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された、送信器の送信信号を受信するステップと、
前記受信された送信信号に基づいて前記発振器の周波数ずれを特定するステップと、
前記発振器の前記周波数ずれを補正する補正信号を決定するステップと、
前記補正信号により前記発振器の周波数を補正するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記受信された送信信号の搬送波周波数ずれを特定することにより、前記発振器の前記周波数ずれを特定する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記受信された送信信号のサンプリングクロックオフセットを特定することにより、前記発振器の前記周波数ずれを特定する、請求項１〜２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項４】
前記サンプリングクロックオフセットの補正は、前記発振器の前記周波数ずれの前記補正とは無関係に行われる、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記周波数ずれを特定する前記ステップは、前記送信信号の受信された個別搬送波同士の位相関係に基づく、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記サンプリングクロックオフセットを特定する前記ステップは、前記送信信号の受信された個別搬送波同士の位相関係に基づく、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
前記周波数ずれを特定する前記ステップは、送信シンボルの伝送期間にわたって実施される、請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
前記周波数ずれを特定する前記ステップは、連続する２つの送信シンボルの伝送期間にわたって実施される、請求項１〜７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
前記送信信号の受信後に、前記受信された送信信号から、前記伝送チャネルのチャネルインパルス応答が算出され、
前記チャネルインパルス応答から、前記受信された送信信号の、伝送パスが異なる信号が特定され、
伝送パスの信号に基づいて前記発振器の前記周波数ずれが特定される、
請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
複数の伝送パスの信号に基づいて前記発振器の前記周波数ずれが特定される、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記発振器の前記周波数ずれを特定する信号の選択が、その信号の信号エネルギ、信号品質、又は前記チャネルインパルス応答の他の信号との時間的関係に基づいて行われる、請求項９又は１０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１２】
複数の送信器の送信信号が受信される、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１３】
前記センサノードは、別のセンサノードと通信可能に接続されており、前記受信送信器の情報を別のセンサノードに転送する、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信送信器は、別のセンサノードから受信された前記情報に基づいて選択される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記受信された送信信号は時刻情報を含み、前記発振器は前記時刻情報に基づいて時刻同期される、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサノードネットワークのセンサノードの局部基準発振器の周波数補正（同調）の方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線センサネットワークは、日常生活においてますます重要になりつつある。ガスメータや水道メータの検針は、今日では水道やガスの業者によって無線で行われることが多い。同様に、生産や物流の現場の施設では、無線センサが備えられることが多い。センサデータ及び場合によっては更なるデータを送信する為の通信装置を有するセンサは、センサノードと呼ばれる。ある特定の領域にある複数のセンサノードは、センサネットワークを形成することが可能である。
【０００３】
多くの用途では、センサノードの厳密な位置が分かることが特に重要である。それらのセンサノードの位置は、固定受信器のネットワークによって特定されることが多く、そのような受信器は、センサネットワークのセンサノードの構成要素であってもよい。突き止めるべきセンサノードの正確な位置は、様々な位置特定方法によって特定可能であり、例えば、複数の受信器の間の信号の飛行時間を直接測定すること、或いは、複数の受信器の間の信号の飛行時間の差を測定することによって特定可能である。
【０００４】
そのような方法に関しては、センサネットワークの各センサノードにおいて非常に正確な時刻情報を備えることが特に重要である。通常、各センサノードはクロック発生器として局部基準発振器を含み、この局部基準発振器の周波数から、センサノードの動作に必要な時刻情報が導出される。
【０００５】
センサネットワークの各センサノードにおいて非常に正確な時刻情報を備えることの一態様は、センサノードの局部クロック発生器同士を同調させることである。同調させることにより、それらの局部クロック発生器が各センサノードにおいて同じクロックレートで動作することが確実に行われる。同調は周波数同期とも呼ばれる。
【０００６】
例として引用された位置特定方法の多くにおいては、センサノードの基準発振器同士の位相をロックして関連付けることで既に十分である。
【０００７】
センサネットワークの各センサノードにおいて非常に正確な時刻情報を備えることの別の一態様は、センサノードの局部クロック発生器同士を時刻同期させることである。時刻同期させることにより、それらの局部クロック発生器が各センサノードにおいて任意の時点で同じ時刻値を出力することが確実に行われる。
【０００８】
知られているのは、非常に正確な時刻情報を備えることをＧＰＳシステムにより行うことである。しかしながら、達成可能な精度が不十分であることが多く、屋内での利用は不可能である。屋内領域に関しては、現時点では、ケーブル接続のクロック分配に頼るしかなく、これでは、多くの用途、とりわけ無線センサノードが除外されてしまう。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、センサノードの局部基準発振器の周波数補正の方法を具体的に示すことである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この目的は、特許請求項１に記載の方法によって達成される。その他の特許請求項には、本発明による方法の有利な実施形態が記載されている。
【００１１】
本発明による方法は、いわゆる機会信号を周波数基準として使用することに基づく。元々は別の明らかな目的の為に放射され、その送信周波数に局部基準発振器を周波数同期させることに適する無線信号を、機会信号と呼ぶ。
【００１２】
例えば、テレビ又は放送の無線信号（ＤＶＢ−Ｔ、ＤＡＢ）、又は更に、通信ネットワークの信号（ＧＳＭ（登録商標）、ＵＭＴＳ、ＬＴＥ）は、機会信号として適切である。これらの信号は、通常、ある地理的領域内の異なる複数の場所から大送信電力且つ広帯域幅で放射され、送信器との見通し線接続がない建物の中でも好ましい信号対ノイズ比で受信可能である。更に、これらの信号には、非常に正確な基準周波数、高い周波数安定性、及び特徴的な信号シーケンスと結びつくことなどの有利な特徴があり、これらの信号から、センサノードの局部基準発振器の周波数及び位相の調節の為の情報を取得することが可能である。
【００１３】
本発明による、センサネットワークのセンサノードの発振器の周波数補正の方法は、
−  直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された、送信器の送信信号を受信するステップと、
−  受信された送信信号に基づいて発振器の周波数ずれを特定するステップと、
−  発振器の周波数ずれを補正する補正信号を決定するステップと、
−  補正信号により発振器の周波数を補正するステップと、
を含む。
【００１４】
本方法の別の一展開形態では、受信された送信信号の搬送波周波数ずれを特定することにより、発振器の周波数ずれを特定する。
【００１５】
本方法の別の一展開形態では、受信された送信信号のサンプリングクロックオフセットを特定することにより、発振器の周波数ずれを特定する。
【００１６】
本方法の別の一展開形態では、サンプリングクロックオフセットの補正は、発振器の周波数ずれの補正とは無関係に行われる。
【００１７】
本方法の別の一展開形態では、周波数ずれを特定するステップは、送信信号の受信された個別搬送波同士の位相関係に基づく。
【００１８】
本方法の別の一展開形態では、サンプリングクロックオフセットを特定するステップは、送信信号の受信された個別搬送波同士の位相関係に基づく。
【００１９】
本方法の別の一展開形態では、周波数ずれを特定するステップは、送信シンボルの伝送期間にわたって実施される。
【００２０】
本方法の別の一展開形態では、周波数ずれを特定するステップは、連続する２つの送信シンボルの伝送期間にわたって実施される。
【００２１】
本発明の別の一展開形態では、
−  送信信号の受信後に、受信された送信信号から、伝送チャネルのチャネルインパルス応答が算出され、
−  チャネルインパルス応答から、受信された送信信号の、伝送パスが異なる信号が特定され、
−  伝送パスの信号に基づいて発振器の周波数ずれが特定される。
【００２２】
本方法の別の一展開形態では、複数の伝送パスの信号に基づいて発振器の周波数ずれが特定される。
【００２３】
本方法の別の一展開形態では、発振器の周波数ずれを特定する信号の選択が、その信号の信号エネルギ、信号品質、又はチャネルインパルス応答の他の信号との時間的関係に基づいて行われる。
【００２４】
本方法の別の一展開形態では、複数の送信器の送信信号が受信される。
【００２５】
本方法の別の一展開形態では、センサノードは、別のセンサノードと通信可能に接続されており、受信送信器の情報を別のセンサノードに転送する。
【００２６】
本方法の別の一展開形態では、受信送信器は、別のセンサノードから受信された情報に基づいて選択される。
【００２７】
本方法の別の一展開形態では、受信された送信信号は時刻情報を含み、発振器は時刻情報に基づいて時刻同期される。
【００２８】
以下では、例示的実施形態を用いて本発明を詳細に説明する。添付図面は以下のとおりである。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】センサノード用ＯＦＤＭ変調信号を受信する受信器の入力ブロックのブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号の個別搬送波のサンプリングエラーを示す図であり、このサンプリングエラーは搬送波周波数オフセットに起因する。
【図３】ＯＦＤＭ信号の個別搬送波のサンプリングエラーを示す図であり、このサンプリングエラーはサンプリングクロックオフセットに起因する。
【図４】ＯＦＤＭ信号の個別搬送波の位相に対する搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックの作用を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭ受信器を示す図である。
【図６Ａ】発振器周波数を補正する為の制御装置を有するＯＦＤＭ受信器の一例示的実施形態を示す図である。
【図６Ｂ】発振器周波数を補正する為の制御装置を有するＯＦＤＭ受信器の別の一例示的実施形態を示す図である。
【図７】サンプリング周波数オフセット（ＣＦＯ）の推定に対するサンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）のずれの影響を示す図である。
【図８】マルチパス受信に対するチャネルインパルス応答を示す図である。
【図９】サンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）に依存するチャネルインパルス応答のピークの時間依存性を示す図である。
【図１０】単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）に送信器が２つある場合の、マルチパス受信に対するチャネルインパルス応答を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
センサノードの位置を特定する多くの方法では、個々のセンサノードの局部基準発振器同士を同期させることが必要である。この同期に関しては、周波数同期と時刻同期とを区別する必要がある。周波数同期の目的は、個々のセンサノードの局部基準発振器の周波数を同期させること、又は外部基準周波数からのずれを特定することである。時刻同期は、個々のセンサノードの異なる局部クロック時刻を外部基準時刻に合わせることと理解されたい。
【００３１】
複数のセンサノードの局部基準発振器同士を機会信号によって周波数同期させることは、機会信号として使用される無線ブロードキャスト信号及びモバイル無線信号が、通常は、非常に正確な基準周波数（ＯＣＸＯ、ルビジウム周波数基準など）を基準にして生成される為、非常に正確な基準周波数を形成する、という認識に基づいている。そして、周波数同期の目的は、センサノードの厳密でない局部基準周波数と、選択されたＳｏＯの非常に正確な基準周波数とのずれを特定し、これを、ＳｏＯから決定される補正信号によって補正することであり、この補正信号は、センサノードの局部基準発振器の周波数を、アナログ制御形式又はデジタル制御形式、或いは更に、これらを組み合わせた形式で補正する。
【００３２】
センサノードの局部基準発振器の周波数同期の場合、センサノードは、選択された機会信号の全部又は一部を受信することが可能な受信チャネルを含む。この受信チャネルの発振器は、同時に、センサノードの局部基準発振器を形成する。更に、個々のセンサノード間のデータ交換を可能にする為には、センサノード間の更なる無線データ接続（例えば、Ｗ−ＬＡＮ）が有利である。
【００３３】
この為には、センサノードは、データ接続の為の送信装置及び受信装置、並びに機会信号を受信する為の別の受信装置を含んでよく、これらは共通の局部基準発振器を使用する。
【００３４】
或いは、センサノードは、データ受信と機会信号受信とを交互に切り換えられる受信装置を１つだけ含んでもよい。
【００３５】
或いは、センサノードは、データ受信と機会信号受信とを同時に行うように設計された受信装置を１つだけ含んでもよい。
【００３６】
以下では、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された機会信号による周波数同期について説明する。
【００３７】
ＯＦＤＭ変調信号は、周波数間隔が一定である複数の狭帯域個別搬送波からなる。送信されるデジタルデータは、直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、或いは１６又は６４シンボルによる直角位相振幅変調（１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）などの変調方式によって個別搬送波に変調される。
【００３８】
ここでは、特定の複数の個別搬送波が、既知の所定のシンボルシーケンスで変調される。それぞれのシンボルシーケンスはパイロット信号とも呼ばれる。パイロット信号は、送信信号の時間的シーケンスにおいて個別搬送波の一部に載せられて連続的に送信される。これらの個別搬送波はパイロット搬送波とも呼ばれる。加えて、更なる個別搬送波が同様に、特定の時刻にペイロードデータの代わりにパイロット信号を送信してよい。パイロット信号を送信する個別搬送波の位相位置及び周波数位置は、受信信号とパイロット信号の既知のシンボルシーケンスとの相関によって決定可能である。
【００３９】
ＯＦＤＭ変調信号の受信器は、ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数、又は個別搬送波の搬送波周波数と、発振器が発生させる局部基準周波数を基準にして信号をサンプリングする為のサンプリングクロックとを決定する。
【００４０】
図１は、センサノードの、ＯＦＤＭ変調信号を受信する受信器の入力ブロックのブロック図を示す。
【００４１】
この例示された受信器は、直接変換受信器として設計されている。発振器１０が、局部基準周波数ｆＲＥＦを発生させる。局部基準周波数ｆＲＥＦは、位相ロックループ（ＰＬＬ）２０にフィードされる。ＰＬＬ２０は、局部基準周波数ｆＲＥＦを基準として、受信信号の搬送波周波数に対応する周波数を発生させ、この周波数は混合器３０にフィードされる。アンテナ４０で受信される入力信号も同様に混合器３０にフィードされる。混合器の出力信号は、搬送波周波数に変換される前の送信信号に対応する。混合器の出力信号は、その後、アナログ／デジタル変換器５０にフィードされる。アナログ／デジタル変換器のサンプリング周波数は、局部基準周波数ｆＲＥＦから同様に取得される。アナログ／デジタル変換器５０の出力信号は、出力Ａに現れる。局部基準周波数ｆＲＥＦを補正する為の第１の補正信号が、入力Ｂから発振器１０にフィードされてよい。ＰＬＬ２０が発生させる搬送波周波数を補正する為の第２の補正信号が、入力ＣからＰＬＬ２０にフィードされてよい。センサノードの別のサブアセンブリで使用される為の（場合によっては補正されている）局部基準周波数ｆＲＥＦが、出力Ｄにおいて利用可能である。
【００４２】
送信器の基準周波数に対する受信器の局部基準周波数の周波数ずれは、搬送波周波数のずれ、及び／又はサンプリングレートエラーにつながる。搬送波周波数のずれを、以下では搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）と呼び、サンプリングレートエラーを、以下では受信信号のサンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）と呼ぶ。
【００４３】
搬送波周波数オフセットは、周波数領域において、全ての個別搬送波の、それぞれの公称周波数に対する一定の周波数オフセットとして混合器の出力に既に現れている。搬送波周波数オフセットは、その後のアナログ／デジタル変換において、全ての個別搬送波が、それぞれの最大値から同程度外れてサンプリングされることにつながり、従って、個別搬送波同士の直交性は失われる。このことを、図２においてシンボルで表す。図２は、例として、ＯＦＤＭ信号の５つの個別搬送波を示す。図２のｘ軸は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数で正規化されたＯＦＤＭ信号の周波数を、個別搬送波の公称間隔に対応するスケーリングで示す。図２のｙ軸は、個別搬送波の正規化された振幅を表す。図２に示された各曲線は、ＯＦＤＭ信号の各個別搬送波を表している。図２の縦の破線は、個別搬送波の最大値から外れたサンプリングを示しており、このサンプリングは搬送波周波数オフセットの結果であり、一方、水平方向の矢印はサンプリングのシフトを表している。その結果として、別々の個別搬送波に変調されたシンボル間で望ましくないシンボル間干渉が起こる。
【００４４】
時間的に連続する２つのシンボルに関しては、搬送波周波数オフセットが各個別搬送波の位相の一定のシフトを引き起こしている。
【００４５】
サンプリングクロックオフセットは、周波数領域において、個別搬送波のサンプリング時点のオフセットとして現れ、このオフセットは周波数とともに増加又は減少する。このことを、図３においてシンボルで表す。図３も同様に、例として、ＯＦＤＭ信号の５つの個別搬送波を示す。図３のｘ軸は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数で正規化されたＯＦＤＭ信号の周波数を、個別搬送波の公称間隔に対応するスケーリングで示す。図３のｙ軸は、個別搬送波の正規化された振幅を表す。図３に示された各曲線は、ＯＦＤＭ信号の各個別搬送波を表している。図３の縦の破線は、サンプリングクロックオフセットの結果である、個別搬送波のサンプリングを示しており、一方、水平方向の矢印はサンプリングのシフトを表している。このことの結果として、隣接する個別搬送波の位相が直線的に増減する様子を図４に示す。図４のｘ軸は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数で正規化されたＯＦＤＭ信号の周波数を示しており、一方、垂直方向の矢印は個別搬送波を表している。図４のｙ軸は、個別搬送波の位相位置を示している。各個別搬送波は、ＣＦＯで示される水平線で表されるようなサンプリングクロックシフトがないとすれば、位相位置が同じになるであろう。搬送波周波数オフセットは、全ての個別搬送波の位相位置のシフトをｙ軸上で引き起こしている。
【００４６】
搬送波周波数オフセット及び／又はサンプリングクロックオフセットによって引き起こされる、個別搬送波同士の相互の、又は連続する２つのシンボルの個別搬送波の前述の位相変化から、受信器の局部基準周波数を補正する為の補正信号を導出することが可能である。
【００４７】
これは、例えば、図５に示されるような、既知の最先端の制御装置によって達成可能である。図５に示される制御装置６０が、図１に示された、ＯＦＤＭ変調信号を受信する受信器の入力ブロックに対して実現するアルゴリズムでは、サンプリングクロックオフセットが制御装置６０によって補正されてから、搬送波周波数オフセットを補正する補正信号が決定される。この場合、制御装置６０は、図１に関して前述された受信器の入力ブロックのアナログ／デジタル変換器５０の出力Ａから出力信号を受信し、これをリサンプラ６１（サンプリングクロック変換器）に渡す。リサンプラ６１は、サンプリングクロックオフセットを補正する為に、非常に小さいサンプルクロック適合を実施することが可能である。リサンプラ６１の信号はＦＦＴ６２にフィードされ、ＦＦＴ６２の出力信号は推定器６３に送達される。推定器６３によるサンプリングクロックオフセットの推定及び補正が、サンプリングクロック適合を適合させる補正信号をループフィルタ６４経由でリサンプラ６１にフィードすることによって行われる。サンプリングクロックオフセットが補正された後、推定器６３は、発振器周波数を補正する為に入力Ｂを介して発振器にフィードされる補正信号を決定する。
【００４８】
ここでは、制御装置、特にリサンプラが非常に複雑である点が不利である。リサンプラは、回路設計に大きな労力を要し、処理に高い計算能力を要する為、計算能力が限られるセンサノードでの利用には適切ではない。
【００４９】
本発明による制御装置の基本回路を、図６Ａ及び図６Ｂに示す。
【００５０】
図６Ａに示された制御装置７０は、受信器の前述の入力ブロックのアナログ／デジタル変換器５０の出力Ａから出力信号を受信する。そして制御装置７０は、受信器の入力ブロックの入力Ｂに第１の補正信号を出力するように設計されている。第１の補正信号は、受信器の発振器１０の局部基準周波数に作用し、従って、ＯＦＤＭ受信器の搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックオフセットに直接作用する。発振器１０と受信された機会信号の周波数との周波数同期は、搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックオフセットが第１の補正信号によって補償される場合に達成される。
【００５１】
ＯＦＤＭ変調された機会信号を発生させる際に、サンプリングクロックを発生させることと搬送波周波数を発生させることとに同じ基準信号が使用されていれば、この制御装置を有利に適用することが可能である。
【００５２】
図６Ｂに示された制御装置７０’は、受信器の前述の入力ブロックのアナログ／デジタル変換器５０の出力Ａから出力信号を受信する。そして制御装置７０’は、受信器の入力ブロックの入力Ｂに第１の補正信号を出力することと、受信器の入力ブロックの入力Ｃに第２の補正信号を出力することと、を行うように設計されている。既述のように、第１の補正信号は、発振器１０の局部基準周波数に作用し、一方、第２の補正信号は、ＰＬＬ２０が発生させる搬送波周波数に作用する。受信器の発振器の局部基準周波数を機会信号の周波数と同期させることと、同時に、受信器の搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックオフセットに別々に作用することとは、第１及び第２の補正信号を適切に選択することによって可能になる。
【００５３】
発振器１０と受信された機会信号の周波数との周波数同期は、搬送波周波数オフセットが第１及び第２の補正信号によって補償される場合に達成される。
【００５４】
ＯＦＤＭ変調された機会信号を発生させる際に、サンプリングクロックを発生させることと搬送波周波数を発生させることとに別々の基準周波数が使用されていれば、この制御装置を有利に使用することが可能である。
【００５５】
制御装置７０及び７０’は、好ましくは、反復動作し、少なくとも１つの、又は更に複数の連続するＯＦＤＭシンボルを処理する。この場合、制御装置は、アナログ／デジタル変換器５０のデジタルデータフローを中間的に記憶する、適切に寸法決定されたバッファメモリ７１を含む。制御装置は更に、１つ以上の連続するシンボルの個別搬送波の位相及び／又は位相比を特定する装置７２と、これの結果である搬送波周波数オフセット及び／又はサンプリングクロックオフセットを推定する装置７３とを含む。この搬送波周波数オフセット及び／又はサンプリングクロックオフセットから、第１の補正信号、並びに場合によっては第２の補正信号が決定される。
【００５６】
搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックオフセットによって引き起こされる位相シフトは、例えば、連続送信されるパイロット搬送波の場合には、受信信号とパイロット搬送波の既知のシンボルシーケンスとの相関によって特定される。更に、現在受信されているＯＦＤＭシンボルと、以前のシンボルステップで受信されているＯＦＤＭシンボルとの相関をとることも可能である。ここでは、位相差を、例えば、連続する２つのシンボルの位相差として特定してよい。
【００５７】
これにより精度が向上する。これは、ここでは、全ての個別搬送波が一緒に考慮される為である。搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックオフセットの特定は、いずれの場合も既知の推定方法で達成可能である。
【００５８】
受信信号を復調し、送信信号と同じ方法で（ただし局部基準周波数を使用して）再度変調することによって、搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックオフセットの評価の精度を更に高めることが可能である。このようにして取得された送信信号のコピーを受信信号と比較することにより、個別搬送波の位相位置のずれが特定される。
【００５９】
一実施形態では、図６Ａによる制御装置は、推定された搬送波周波数オフセットから第１の補正信号を決定するように設計されている。別の一実施形態では、図６Ａによる制御装置は、推定されたサンプリングクロックオフセットから第１の補正信号を決定するように設計されている。別の一実施形態では、図６Ａによる制御装置は、推定された搬送波周波数オフセットと推定されたサンプリングクロックオフセットとの組み合わせから第１の補正信号を決定するように設計されている。
【００６０】
同様に、図６Ｂによる制御装置は、受信器の搬送波周波数オフセット及び／又はサンプリングクロックオフセットの推定値を決定することと、これらから、受信器の搬送波周波数オフセット又はサンプリングクロックオフセットのいずれか又は両方に作用するように第１の補正信号及び第２の補正信号を決定することと、を行うように設計されている。
【００６１】
図７は、搬送波周波数オフセットの推定値に対するサンプリングクロックオフセットのずれの作用のシミュレーション結果を示す。Ｘ軸はシンボル対ノイズ比ＥＳ／ＮＯ（ｄＢ）を表しており、Ｙ軸は、サンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）が０、１、１０、２０、５０、及び１００ｐｐｍの場合の搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）の推定値の標準偏差（Ｈｚ）を表している。搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）の推定値の標準偏差（Ｈｚ）が、示された０、１、１０、２０、５０、及び１００ｐｐｍのサンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）に対して連続して増えていることが分かる。
【００６２】
ＥＳ／ＮＯの値が１０ｄＢより小さい場合には、サンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）が小さくなっても、搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）の推定結果の有意の改善にはつながらない。
【００６３】
５０ｐｐｍより小さいサンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）は、ＥＳ／ＮＯが現実的な受信率である２０ｄＢの場合には、搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）の推定結果にほとんど影響しないことが分かる。
【００６４】
一実施形態では、図６Ｂによる制御装置７０’は、従って、搬送波周波数オフセットの補正、並びにサンプリングクロックオフセットの補正を、シンボル対ノイズ比ＥＳ／ＮＯに応じて実施するように設計されてよい。更に、制御装置７０’は、ＥＳ／ＮＯの値が所定閾値を下回る場合には受信器の搬送波周波数オフセットの補正だけを行うように設計されてよい。
【００６５】
図６Ｂによる制御装置７０’は更に、まず最初に、受信器のサンプリングクロックオフセットが所定閾値を下回るまではサンプリングクロックオフセットにのみ反復的に作用し、その後に搬送波周波数オフセットを最小化するように設計されてよい。
【００６６】
機会信号を特に屋内で受信する場合には、マルチパス受信が非常に顕著になることを考慮に入れなければならない。マルチパス受信は、送信器から発せられた信号が直接の見通し線（ＬＯＳ）を介して受信されるだけでなく、時間的に遅れた信号が追加で受信されることを意味する。これの原因は、例えば、送信された信号の反射、屈折、散乱、又は回折である。送信周波数が同じで位置が異なる送信器（同一チャネルの送信器）が別の信号源として現れることになる。マルチパス受信が起こると、受信器は、直接受信パスの信号と、時間的に遅れた別の受信パスの信号とが重畳された信号を伝送チャネルから受信することになる。送信器と受信器との間の伝送チャネル全体の挙動は、チャネル伝送関数で記述される。
【００６７】
チャネル伝送関数が変化すると、受信信号において位相ジャンプが起こることにつながり、従って、搬送波周波数オフセットの推定に影響することになる。センサノードごとにチャネル伝送関数が異なると、センサノードごとに推定結果が異なることになる。この為、通信に利用されるＯＦＤＭ受信器に関しては、搬送波周波数オフセットを特定する為に位相の差分変化だけが考慮されることが多いが、これは、搬送波周波数オフセットの推定の精度低下につながる。
【００６８】
この問題に対する１つの解決策は、チャネルの情報を取得し、この情報から、特定の伝搬路だけを使用して搬送波周波数オフセットを推定することである。
【００６９】
チャネル特性を特定する機構がＯＦＤＭ信号に組み込まれることが多い。例えば、ＤＶＢ−Ｔ信号やＬＴＥ信号にはいわゆる散乱パイロット信号が存在し、ＤＡＢには完全に既知の基準シンボルが存在する。これらのパイロット信号のうちの既知の送信信号を、受信器で実際に受信された値と比較すると、チャネル伝送関数を決定することが可能である。この関数を、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換すると、チャネルインパルス応答ＣＩＲが得られる。図８は、マルチパス受信の場合のチャネルインパルス応答を示す。図示されているのは、異なる受信パスで受信された各信号インパルスのエネルギと、それぞれの、発射時点からの時間遅延である。時間遅延が最も短い受信パスは、直接受信パス（見通し線（ＬＯＳ））に相当する。これ以外の受信パスはエコーとも呼ばれる。チャネルインパルス応答からは、受信器での受信信号の時間拡散に関する情報が得られる。
【００７０】
センサノードのＯＦＤＭ送信器と受信器との間に妨げるものがない直接の見通し線接続が与えられた場合、チャネルインパルス応答は、直接受信パスを介して受信される信号のエネルギを表す主要インパルスを有する。チャネルインパルス応答は更に、（例えば、建物や山に）反射した信号のエネルギを表す幾つかの小さいインパルスを含む。チャネルインパルス応答におけるインパルスの位相位置は、受信信号のパイロットトーンの平均位相位置に対応する。それぞれの搬送波周波数オフセットは、チャネルインパルス応答の各インパルスから特定可能であり、これは、チャネルインパルス応答における各インパルスの位相位置を時間とともに観察することにより可能である。しかしながら、チャネルインパルス応答の個々のエコーのインパルスと直接受信パスのインパルスとの間には一定の位相回転が存在する。この位相回転は、エコーの伝送パスの長さに比例する。
【００７１】
一実施形態では、既述の、受信器で受信された信号の個別搬送波の位相変化の特定は、直接受信パスを介して受信された信号に対してのみ実施される。これは、搬送波周波数オフセットの推定の精度を高める為である。別の一実施形態では、受信器で受信された信号の個別搬送波の位相変化の特定は、各受信パスについて別々に実施される。この場合、装置７２は、制御装置７０及び７０’の１つ以上の連続するシンボルの個別搬送波の位相及び／又は位相比を特定することと、受信信号のチャネルインパルス応答を形成することと、チャネルインパルス応答の各インパルスの位相を特定することと、を行うように設計される。
【００７２】
直接受信パスを介して受信される信号を使用することは、エコーが、直接受信パスの主要インパルスより著しく小さい場合に有利である。エコーの情報の使用によるエネルギ損失は、搬送波周波数オフセットの推定値の悪化が小さくなることにつながるだけであり、アルゴリズムの簡略化につながる。
【００７３】
直接受信パスがシャドウイングされている場合、即ち、直接受信パスのレベルがもはや主要でない場合、例えば、受信されたエコーのレベル値が直接受信パスと同等である場合には、最も強力なパスの受信信号を使用することが有利である。直接受信パスとエコーとの間の一定の位相オフセットは、チャネルインパルス応答の個々のインパルスの位相を最初に観察することによって特定可能である。その後、搬送波周波数オフセットの推定のより厳密な結果を得る為に、個々のパスのエネルギが位相コヒーレント方式で集約されてよい。チャネル伝送関数が変化すると、インパルスの数、及びそれらの、チャネルインパルス応答内での時間的位置が変化する。この場合は、新たに到着したインパルス、又は位置が変化したインパルスを、それらが所定時間にわたってチャネルインパルス応答内の１つの位置で安定していることが観察されるまで、搬送波周波数オフセットの推定に含めないことが有利である。位相推定の精度は、チャネルインパルス応答の計算に使用されるパイロット搬送波又はパイロット信号の数に依存する。ここでも、チャネルインパルス応答の計算の為にエネルギを高めるには、存在しているパイロット信号に関してデータ搬送波の信号を決定することと、受信信号の再変調を行う既述の方法を適用することとが有利である。
【００７４】
搬送波周波数オフセットは、チャネルインパルス応答において、個々のインパルスの位相変化として現れる。サンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）は、時間に対するインパルスの「ドリフト」として現れる。これの原因は、サンプリングクロックオフセットが、信号の公称継続時間に対して信号が時間的に伸びたり縮んだりすることにつながるという事実である。そこでチャネルインパルス応答を各シンボルについて計算すると、結果として、図９に示されるように、ピーク位置がサンプリングクロックオフセットに比例して変化する。これは、チャネルインパルス応答のピークがサンプリングクロックオフセットに依存することを表している。図９のｘ軸は、チャネルインパルス応答の時点を表しており、一方、図９のｙ軸は、チャネルインパルス応答の振幅を表している。図９に示されている各曲線は、サンプリングクロックオフセットが異なる同じシンボルのチャネルインパルス応答を示す。
【００７５】
既にあらかじめ述べたように、搬送波周波数オフセットを特定する為にはサンプリングクロックオフセットを完全に補正することが絶対に必要というわけではない。しかしながら、この場合にはチャネルインパルス応答をもはや特定できない為、シンボル間干渉が起こらないように配慮しなければならない。これは、ＦＴＴを用いてＯＦＤＭ信号を復調する為に異なる複数のＯＦＤＭシンボルからの情報を使用する場合に起こる。ＯＦＤＭシンボルは、個別搬送波上で時間的に連続して送信され、これらのＯＦＤＭシンボル同士は、ガード間隔だけ互いに離されている。この理由により、ＦＴＴの為の観察領域の時間的開始をガード間隔の中間に配置することが有利である。これは、それまでにマルチパス受信に起因する全ての外乱が減衰していれば可能である。そして直接受信パスのピークを時間とともに観察すると、これは、サンプリングクロックオフセットに応じて時間軸方向に連続的に位置を変える。この変化は、位置変化があるたびに、又は観察閾値を超えた後に、アナログ／デジタル変換器によって受信されるデータフローに１つ以上の追加サンプリング値を追加することによって補正可能である。これによって、次のシンボルのチャネルインパルス応答における直接受信パスのインパルスの位置は最初の値に再度シフトされ、観察間隔は一定位置に保持される。これによってシンボル間干渉は回避され、信号トラッキングは安定したままとなる。
【００７６】
機会信号の受信時には、チャネル特性の顕著な変化が一時的に発生する可能性がある。例えば、動く障害物（例えば、通行人）が、シャドウイングによって送信器との直接見通し線接続を遮って、直接受信パスを大きく減衰させる可能性がある。この為、受信器から受信される信号の個別搬送波の位相変化を特定する際には、信号エネルギ又は信号品質（例えば、信号対干渉比、又はチャネルインパルス応答における信号のインパルスのシンボル対ノイズ比など）を観察することも有利である。図７から明らかなように、シンボル対ノイズ比の悪化は、搬送波周波数オフセットの推定結果の悪化につながる。信号対干渉比、又はチャネルインパルス応答におけるインパルスのシンボル対ノイズ比が所定値を下回るか、急に変化した場合には、これに基づく搬送波周波数オフセットの推定値を棄却し、その代わりに、信号対干渉比又はシンボル対ノイズ比が所定値を再度超えるまで、反復制御により、その前に決定されていた推定値を使用し続けることが有利である。これにより、搬送波周波数オフセットの推定は、（例えば、シャドウイングに起因する）伝送チャネルの一時的な変化に対して一層ロバストになる。
【００７７】
別の一実施形態では、個別搬送波の位相変化の特定に使用される信号の選択は、信号対干渉比、又はチャネルインパルス応答における信号のインパルスのシンボル対ノイズ比に基づいて実施される。信号対干渉比（ＳＩＲ）、又はチャネルインパルス応答におけるインパルスのシンボル対ノイズ比が所定値を下回るか、急に変化した場合には、チャネルインパルス応答における別のインパルスが使用される。ここでは、その位相が先行シンボルに対して連続的であるように、即ち、大きくジャンプしないように配慮しなければならない。これは、シャドウイング物体によるエコーパスの変化程度まで小さくなるであろう。
【００７８】
機会信号は、いわゆる単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）でも放射されてよい。これは、分散した複数の送信場所から、同じ信号が同じ周波数で、時間的に同期して放射されることを意味する。
【００７９】
図１０は、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）における２つの送信器の放射の、センサノードの受信器のチャネルインパルス応答における作用を示す。地理的にセンサネットワークに近いほうの送信器１の信号は、直接受信パスが短く、従って時間的に早い段階で受信器で受信される。地理的にセンサネットワークから遠いほうの送信器２の信号は、直接受信パスが長く、送信器１の、伝搬パスが長い高エネルギマルチパス受信パスのように動作する。送信器１と送信器２が地理的に異なる位置にあることにより、それらの送信器の信号は、センサネットワークにある受信器によって、別々の入射方向から受信される。そして、可動障害物が２つの高エネルギパスのうちの一方だけをシャドウイングすることになる。従って、前述の、個別搬送波の位相変化の特定に使用される信号の、信号対干渉比（ＳＩＲ）、又はチャネルインパルス応答における信号のインパルスのシンボル／ノイズ比に基づく選択は、単一周波数ネットワークの複数の送信器からの受信に関して実施されてもよい。別の一展開形態では、送信器ごとに、独立した制御ループを有する別々の発振器が使用される。
【００８０】
非常に正確な基準周波数に対して個々のセンサノードの局部基準発振器を絶対同調させることは、多くのセンサネットワークにとっては必要ではなく、個々のセンサノードの局部基準発振器同士を可能な限り良好に同調させることだけが必要である。複数のセンサノードを有する、地理的に限られたセンサネットワークでは、送信器の直接受信パスのシャドウイングがセンサネットワークの全てのセンサノードに同じ程度作用する。一実施形態では、センサノードが、信号対干渉比（ＳＩＲ）又はシンボル対ノイズ比が低下することに基づいて第１の基準送信器のシャドウイングを認識することと、その後、局部基準発振器を第２の基準送信器と周波数同調させ続けることと、を行うように設計されている。ここで、第２の基準送信器は、別の周波数の、又は別の伝送規格の送信器であってもよい。センサノードは更に、現在使用されている基準送信器に関する情報を、これと通信可能に接続されている別のセンサノードに送信すること、又は、この情報を別のセンサノードから受信し、その後、局部基準発振器をその別のセンサノードの基準送信器と周波数同調させ続けることを行うように設計されてよい。既述のように、この場合には、搬送波周波数オフセットの新しい推定値が決定されるまで、反復制御により、搬送波周波数オフセットの最後に決定された推定値が使用され続けてよい。
【００８１】
センサノードの周波数同期とは別に、時刻同期を行うこと、例えば、個々のセンサノードのそれぞれ異なる局部クロック時刻を外部基準時刻（例えば、協定世界時（ＵＴＣ）など）に合わせることが望ましく、例えば、飛行時間測定時に個々のセンサノード間の飛行時間差を特定することを可能にする為に望ましい。機会信号としてふさわしい前述の無線信号の多くが、様々な精度のタイムスタンプを含んでおり、これによって、受信器同士が一時的に同期されたり、クロック時刻が与えられたりする。センサノード同士の時刻同期は、これらのタイムスタンプによって達成可能である。
【００８２】
前述の各方法は、機会信号としてのＷＬＡＮ信号（ＩＥＥＥ−８０２．１１）にも同様に適用されてよい。ＷＬＡＮ送信器は、低コスト、小型、且つ柔軟な様式で使用可能である。ＷＬＡＮ信号は、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＡＢ、又はＬＴＥの放射と異なり、連続的には放射されない為、前述の各方法は、搬送波周波数オフセットの推定値の欠落が周波数同期に悪影響を及ぼさないように適合される。既述のように、搬送波周波数オフセットの新しい推定値が決定されるまで、反復制御により、搬送波周波数オフセットの最後に決定された推定値が有利に使用され続けてよい。
【００８３】
ルータハードウェアを適合させることにより、更なる改善が可能である。（例えば、発振器をオンにした後の一定時間の間に発生する）周波数のずれを最小化する為には、選択されたＷＬＡＮ送信器の基準周波数として、連続的にアクティブであり、可能な限り安定した発振器が有利である。更に、ＯＦＤＭ変調信号を生成する際には、サンプリングクロックを発生させる為に、且つ搬送波周波数を発生させる為に、基準周波数を使用することが有利である。搬送波周波数オフセットとサンプリングクロックオフセットとの組み合わせが固定されていることが有利である。
【００８４】
例えば、屋内領域において、選択された機会信号の受信が不可能であるか制限されている場合には、より小電力の適切な送信器が設置されてよい。或いは、受動式又は能動式のリピータが使用されてよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【手続補正書】
【提出日】平成30年12月12日(2018.12.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２９】
【図１】センサノード用ＯＦＤＭ変調信号を受信する受信器の入力ブロックのブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号の個別搬送波のサンプリングエラーを示す図であり、このサンプリングエラーは搬送波周波数オフセットに起因する。
【図３】ＯＦＤＭ信号の個別搬送波のサンプリングエラーを示す図であり、このサンプリングエラーはサンプリングクロックオフセットに起因する。
【図４】ＯＦＤＭ信号の個別搬送波の位相に対する搬送波周波数オフセット及びサンプリングクロックの作用を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭ受信器を示す図である。
【図６Ａ】発振器周波数を補正する為の制御装置を有するＯＦＤＭ受信器の一例示的実施形態を示す図である。
【図６Ｂ】発振器周波数を補正する為の制御装置を有するＯＦＤＭ受信器の別の一例示的実施形態を示す図である。
【図７】搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）の推定に対するサンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）のずれの影響を示す図である。
【図８】マルチパス受信に対するチャネルインパルス応答を示す図である。
【図９】サンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ）に依存するチャネルインパルス応答のピークの時間依存性を示す図である。
【図１０】単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）に送信器が２つある場合の、マルチパス受信に対するチャネルインパルス応答を示す図である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７５】
既にあらかじめ述べたように、搬送波周波数オフセットを特定する為にはサンプリングクロックオフセットを完全に補正することが絶対に必要というわけではない。しかしながら、この場合にはチャネルインパルス応答をもはや特定できない為、シンボル間干渉が起こらないように配慮しなければならない。これは、ＦＦＴを用いてＯＦＤＭ信号を復調する為に異なる複数のＯＦＤＭシンボルからの情報を使用する場合に起こる。ＯＦＤＭシンボルは、個別搬送波上で時間的に連続して送信され、これらのＯＦＤＭシンボル同士は、ガード間隔だけ互いに離されている。この理由により、ＦＦＴの為の観察領域の時間的開始をガード間隔の中間に配置することが有利である。これは、それまでにマルチパス受信に起因する全ての外乱が減衰していれば可能である。そして直接受信パスのピークを時間とともに観察すると、これは、サンプリングクロックオフセットに応じて時間軸方向に連続的に位置を変える。この変化は、位置変化があるたびに、又は観察閾値を超えた後に、アナログ／デジタル変換器によって受信されるデータフローに１つ以上の追加サンプリング値を追加することによって補正可能である。これによって、次のシンボルのチャネルインパルス応答における直接受信パスのインパルスの位置は最初の値に再度シフトされ、観察間隔は一定位置に保持される。これによってシンボル間干渉は回避され、信号トラッキングは安定したままとなる。
【国際調査報告】
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