(57)【要約】  超音波プローブバッファが提供される。超音波プローブバッファは、直列−直列ローカルフィードバックを有する共通ソースコア段を有する高インピーダンス増幅器を含むことができる。高インピーダンス増幅器は、第１のＭＯＳＦＥＴおよび第２のＭＯＳＦＥＴを含むことができ、第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子は、第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子に結合される。
2019512934.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波プローブバッファであって、
直列−直列ローカルフィードバックを有する共通ソースコア段を有する高インピーダンス増幅器を備え、
前記高インピーダンス増幅器は第１のＭＯＳＦＥＴおよび第２のＭＯＳＦＥＴを備え、前記第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子は前記第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子に結合されている、超音波プローブバッファ。
【請求項２】
前記高インピーダンス増幅器は、
前記第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に結合された第１のソース縮退抵抗器と、
前記第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に結合された第２のソース縮退抵抗器と
をさらに備える、請求項１に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項３】
前記第１のソース縮退抵抗器の抵抗は、前記第２のソース縮退抵抗器の抵抗と等しい、請求項２に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項４】
前記第１のＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子および前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子に結合された第１の入力端子を有する演算増幅器をさらに備える、請求項２に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項５】
前記演算増幅器の出力は、前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ドレイン端子と前記第２のソース縮退抵抗器との間に結合されている、請求項４に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項６】
前記演算増幅器の前記出力は、前記第２のＭＯＳＦＥＴのゲート端子に結合されている、請求項５に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項７】
前記高インピーダンス増幅器は、前記第１のＭＯＳＦＥＴおよび前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子から出力電流を出力する、請求項２に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項８】
前記第１のＭＯＳＦＥＴのゲート端子は、少なくとも１つのキャパシタを介して前記第２のＭＯＳＦＥＴのゲート端子に結合されている、請求項２に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項９】
前記第１のＭＯＳＦＥＴはｐ型ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２のＭＯＳＦＥＴはｎ型ＭＯＳＦＥＴである、請求項１に記載の超音波プローブバッファ。
【請求項１０】
前記超音波プローブバッファのトランスコンダクタンスは、実質的に一定である、請求項１に記載の超音波プローブバッファ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願の相互参照
本出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる、２０１６年３月２２日に出願された米国仮特許出願第６２／３１１，４６８号の利益を主張する。
【０００２】
本開示は、一般に、低歪み、低ノイズ、および低パワーの超音波プローブバッファに関する。
【背景技術】
【０００３】
超音波トランスデューサは、医療分野を含む様々な分野で一般的に使用されている。例えば、超音波トランスデューサを使用して、診断目的のために身体の様々な部分の断面画像を作成することができる。高レベルでは、超音波トランスデューサは、電気信号を、分析対象物に向けて送出される超音波に変換することによって動作する。超音波は対象物によって反射され、トランスデューサは反射波を検出し、検出された波を電気信号に変換し、電気信号は、関心対象物の特性を決定するために分析することができる。
【０００４】
実際には、トランスデューサのアレイは、超音波を患者の方に向けるために医療専門家が使用するハンドルに配置されることが多い。ハンドルは、同軸ケーブルのようなワイヤに連結され、このワイヤは、ハンドル内のトランスデューサに超音波を送出させ、トランスデューサによって受信される信号を分析するシステムに連結される。図１は、トランスデューサシステムに結合されたケーブルに結合されたトランスデューサハンドルを有する例示的な超音波トランスデューサのブロック図を示す。しかし、トランスデューサハンドルは、ケーブルを駆動するのに不十分な電気信号パワーを伝達することがある。したがって、トランスデューサからの電気信号パワーを増幅してケーブルを駆動する機構が必要である。
【０００５】
トランスデューサ素子は、図１ａに示すように、水晶振動子モデルを使用して電気的にモデル化することができるＰＺＴ材料から作成することができる。回路素子の値は、トランスデューサ素子のサイズおよび形状に依存して変化し得るが、図１ａに示される回路の素子は、以下の範囲の値、すなわち、Ｃ＝１０ｐＦ〜２５０ｐＦ、Ｌ＝５μＨ〜３５μＨ、Ｒ＝１００Ω〜５００ΩおよびＣｎ＝１５ｐＦ〜４５０ｐＦを有することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
トランスインピーダンス増幅器は、受信電流信号を最大にするために望ましい低入力インピーダンスを有することができるが、電気インピーダンス整合には適していない。入来する音響エネルギーの媒質に戻る反射を低減するために、受信機における電気インピーダンス整合が必要な場合がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
共通ソースの１段または２段電圧、トランスコンダクタンスまたは電荷増幅器は電圧検知に適しているが、プローブバッファとして使用すると帯域幅を制限する。ＰＺＴトランスデューサは本質的に狭帯域であるため、プローブバッファの電気インピーダンスとトランスデューサの電気インピーダンスとを一致させるために、１つまたは複数の例示的な実施形態の１つの態様によれば、低歪みおよび低ノイズ性能のために直列−直列ローカルフィードバックを有する共通ソースコア段を用いて実装することができる高入力インピーダンストランスコンダクタンス増幅器が提供される。トランスデューサは高出力インピーダンスを有することができるため、アナログフロントエンドプローブバッファは、トランスデューサから非常に低い出力を得るために、入力換算電流および電圧ノイズが非常に低い高精度増幅器であることが好ましい。
【０００８】
１つまたは複数の例示的な実施形態の一態様によれば、大きな入力インピーダンスおよび一定のトランスコンダクタンスを有する共通ソースＡＢ級低ノイズトランスコンダクタンス増幅器を含むことができる超音波プローブバッファが提供される。１つまたは複数の例示的な実施形態は、医療用超音波トランスデューサハンドルにおいて使用するための低パワー受信トランスコンダクタプローブバッファにも関連し得る。例示的な実施形態は、システムに戻るトランスデューサケーブルを駆動することによって、システム性能、主に受信ノイズおよび帯域幅を改善するために使用することができる。
【０００９】
１つまたは複数の例示的な実施形態による超音波プローブバッファは、直列−直列ローカルフィードバックを有する共通ソースコア段を有する高インピーダンス増幅器を含むことができる。高インピーダンス増幅器は、第１のＭＯＳＦＥＴおよび第２のＭＯＳＦＥＴを含むことができ、第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子は、第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子に結合される。
【００１０】
高インピーダンス増幅器はまた、第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に結合された第１のソース縮退抵抗器と、第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に結合された第２のソース縮退抵抗器とを含むことができる。第１のソース縮退抵抗器の抵抗は、第２のソース縮退抵抗器の抵抗と等しくてもよい。
【００１１】
超音波プローブバッファはまた、第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子および第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子に結合された第１の入力を有する演算増幅器を含むことができる。演算増幅器の出力は、第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子と第２のソース縮退抵抗器との間に結合することができる。演算増幅器の出力は、第２のＭＯＳＦＥＴのゲート端子に結合することができる。
【００１２】
高インピーダンス増幅器は、第１のＭＯＳＦＥＴおよび第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子から出力電流を出力することができる。第１のＭＯＳＦＥＴのゲート端子は、少なくとも１つのキャパシタを介して第２のＭＯＳＦＥＴのゲート端子に結合することができる。第１のＭＯＳＦＥＴはｐ型ＭＯＳＦＥＴであってもよく、第２のＭＯＳＦＥＴはｎ型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。超音波プローブバッファのトランスコンダクタンスは、実質的に一定であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来技術による単一チャネル超音波トランスデューサのブロック図である。
【図１ａ】１つまたは複数の例示的な実施形態によるトランスデューサ素子の水晶振動子モデルを示す図である。
【図２】１つまたは複数の例示的な実施形態によるプッシュプルＡＢ級共通ソース増幅器を示す図である。
【図３】図２に示した増幅器の周波数応答を示す図である。
【図４】図２に示した増幅器の出力電流を示す図である。
【図５】図２に示された増幅器の入力換算電圧ノイズパワースペクトル密度を示す図である。
【図６】図２に示された増幅器の入力換算電流ノイズスペクトル密度を示す図である。
【図７】例示的な実施形態による単一チャネル超音波トランスデューサのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
ここで、添付の図面に示されている以下の例示的な実施形態を詳細に参照する。図面では、同様の参照符号は全体を通じて同様の要素を示す。例示的な実施形態は、本明細書に記載の例示的な実施形態に限定されることなく、様々な形態で具現化することができる。分かりやすくするため、周知の部品の説明は省略する。
【００１５】
図２は、１つまたは複数の例示的な実施形態によるプッシュプルＡＢ級共通ソース増幅器を示す。図２〜図４に示すように、ソース縮退抵抗器を有する２つの相補型コモンソースＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１およびＭ２は、広い帯域幅および高い線形性を達成することができる。図２を参照すると、本例示的実施形態による増幅器は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１およびＭ２を含むことができる。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１はｎ型ＭＯＳＦＥＴであってもよく、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２はｐ型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。Ｍ１およびＭ２のソース端子は、出力電流ＩＯＵＴが出力されるところでともに結合することができる。Ｍ２のドレイン端子は抵抗器ＲＳＰに接続することができ、Ｍ１のドレイン端子は抵抗器ＲＳＮに接続することができる。抵抗器ＲＳＮは、直流電圧源Ｖ１に結合することができる。図２の例示的な実施形態では、ＲＳＰは５０Ωの値を有することができ、ＲＳＮは５００Ωの値を有することができる。Ｍ１およびＭ２のソース端子は演算増幅器Ａ１の非反転端子に結合することができ、Ａ１の反転端子は接地することができる。演算増幅器Ａ１の出力は、抵抗器Ｒ１を介してＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のゲート端子に結合することができる。図２の例示的な実施形態では、抵抗器Ｒ１は０．９ＭΩの値を有するが、異なる値が使用されてもよい。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１およびＭ２のゲート端子は、キャパシタＣ１およびＣ２を介して結合することができる。図２の例示的な実施形態では、キャパシタＣ１は７６ｐＦの値を有し、キャパシタＣ２は３０ｐＦの値を有するが、他のキャパシタンスが使用されてもよい。
【００１６】
ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２のゲートは、抵抗器Ｒ２を介してＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３のゲート端子に結合することができる。抵抗器Ｒ２は、０．９ＭΩの値を有することができるが、異なる値が使用されてもよい。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴであってもよく、そのゲート端子は、そのソース端子に結合することができる。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３のドレイン端子は、抵抗器Ｒ３に結合することができ、抵抗器Ｒ３は２ｋΩの値を有することができる。抵抗器Ｒ３は、直流電圧源Ｖ２および抵抗器ＲＳＰに結合することができる。
【００１７】
図２の例示的な共通ソース増幅器回路はまた、キャパシタＣ３、抵抗器Ｒ４、および発振器Ｘ１と並列に接続された電流源Ｉ１を含むことができる。電流源Ｉ１は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３のソース端子およびキャパシタＣ１およびＣ２を接続するノードに結合することができる。
【００１８】
プローブバッファは、低ノイズ演算増幅器を用いて実装され得る。しかしながら、そのような実施態様のＤＣ結合差動入力および多段増幅器は、図２に示される提案されているトランスコンダクタ構造の同じ入力換算電圧ノイズを達成するために２倍を超える電力を消費する。さらに、プローブバッファへの圧電またはＣＭＵＴトランスデューサ間のインターフェースはＡＣ結合かつシングルエンドである可能性が高いため、ＤＣ結合差動入力段は必要ない。図２の提案されているトランスコンダクタの電流分岐の総数は、入力換算ノイズと電力消費の両方を最小にするように１に減少される。
【００１９】
１つまたは複数の例示的な実施形態によるトランスコンダクタプローブバッファにおいて、トランスコンダクタンスｇｍは一定であり得、ｇｍ１／（１＋ｇｍ１＊ＲＳＮ）＋ｇｍ２／（１＋ｇｍ２＊ＲＳＰ）に等しくすることができる。図３に示すように、プローブバッファ出力電流は、１ＭＨｚから１００ＭＨｚまで実質的に平坦である。プローブバッファ入力における最大電圧信号は図４に示されており、±１１．７ｍＡの出力電流範囲に対応する約±５００ｍＶと程度の大きさにすることができる。最大電圧信号が入力されても、二次高調波歪みは依然として−６０ｄＢよりも低い。
【００２０】
例示的な実施形態によるプローブバッファ出力電流ＩＯＵＴは、適切な負荷抵抗器（電流−電圧変換）によって電圧に変換し戻すことができる。これは、入力範囲ＶＳで始動することができ、出力電流範囲ＩＯＵＴ＝ｇｍ＊ＶＳである。出力電流ＩＯＵＴのスイングは、次段増幅器の入力範囲ＶＡに等しい電圧スパンをもたらす可能性がある。この場合、負荷抵抗器ＲＬの必要値は、以下の式（１）に示すように計算することができる。
【数１】
2019512934.tif 000003
【００２１】
次段増幅器がＶＡ＝±２４０ｍＶおよびＶＳ＝±５００ｍＶの値を有すると仮定すると、式（１）は負荷抵抗の値を次のように定義する。
【数２】
2019512934.tif 000004
【００２２】
次段増幅器のノイズ要求が非常に厳しくする可能性があるため、１より小さい電圧利得（上記の例では０．４８）は望ましくない可能性がある。しかし、例示的な実施形態によれば、プローブバッファゲインは負荷抵抗器を介して調整可能であり得る。抵抗の範囲は、最大出力電流および最大出力電圧によって制限することができる。動作中、出力電流または電圧クリッピングが発生し得、過度の高調波が発生する可能性がある。抵抗値を変化させるためにここで追加の外部スイッチを使用することもできるが、負荷抵抗器を変化させることによるプローブバッファゲイン切り替えも実現可能である。
【００２３】
高インピーダンストランスデューサについて、入力電流ノイズＩＮが支配的である。一例として、低ノイズ増幅器の入力換算電流ノイズは、２．７ｐＡ／√Ｈｚとして特徴付けることができる。このとき、５００Ωの直列抵抗を持つトランスデューサを所与とすると、合計の等価入力電圧ノイズはＶＮｅｑ＝Ｒ＊ＩＮ＝１．３５ｎＶ／√Ｈｚだけ増加し、これはすでに、要求されている１ｎＶ／√Ｈｚの全チャネルノイズよりも大きい。
【００２４】
言及されているように、入来する音響エネルギーの媒質に戻る反射を低減するために、受信機における電気インピーダンス整合が使用される場合がある。高インピーダンストランスデューサの場合、増幅器の入力インピーダンスもまた、トランスデューサの終端に対して高くなり得る。図２の例示的な実施形態は、外部抵抗器およびキャパシタを有する受動的終端構成を示す。終端処理を行わないと、プローブバッファの入力インピーダンスは１ＭＨｚにおいて約１０ｋΩ（５ＭΩ／１５ｐＦ）になる。
【００２５】
低インピーダンストランスデューサの場合、複数のプローブバッファを並列に利用して、入力換算電圧ノイズを低減することができる。これらのプローブバッファ出力は、所望のトランスコンダクタンスを達成するために合計することができる。プローブバッファ出力の任意のＤＣ成分は低周波フィードバックによって本質的に０Ｖに抑えられ、これをブロックするためのＡＣ結合キャパシタは不要である。複数のプローブバッファ出力は、それらのすべてを単にともに接続するだけでともに合計することができる。ノイズおよびパワーは、帯域幅および直線性を維持しながら並列プローブバッファの数によってトレードオフされる。
【００２６】
各プローブバッファは２３．４ｍＡ／Ｖトランスコンダクタンスおよび１０ｍＷの電力消費を有し得る。総トランスコンダクタンスは、信号強度およびトランスデューサ感度に応じて調整することができる。追加のプローブバッファごとに、総トランスコンダクタンスを２３．４ｍＡ／Ｖ増加させることができる。Ｎ個の並列プローブバッファのゲインは、総トランスコンダクタンスＮ＊ｇｍと負荷抵抗ＲＬとの積によって決定される。したがって、同じ負荷抵抗値ではるかに高いゲインを得ることができる。５０Ωの負荷抵抗器を駆動しながら２つのプローブバッファを対にすることにより、６ｄＢを超える利得が達成される。フリッカーノイズとジョンソンノイズの両方に寄与する入力換算電圧ノイズは、入力と接地との間に現れる。入力換算電圧ノイズは、図５に示すように、単一のプローブバッファに対してＴ＝３００Ｋにおいて１．３８ｎＶ／√ＨｚのＲＭＳ値を有し得、これはまた、√Ｎ倍だけ低減される。プロセスばらつきに起因して、絶対トランスコンダクタンス許容差が高くなる可能性がある。図２のバイアス回路は、より良好なｇｍマッチング（複数のプローブバッファチップにわたる）を達成するようにトランスコンダクタンスを設定するために調整することができる。幸いにも、帯域幅および直線性は、一次において、総トランスコンダクタンスとは無関係である。
【００２７】
図６を参照すると、図２の回路の入力換算電流ノイズパワースペクトル密度が示されている。入力換算電流ノイズは０．２８ｐＡ／√ＨｚのＲＭＳ値を有し得る。
【００２８】
超音波受信機の第１の段として、増幅器は、増幅器の周りの送信電流をトランスデューサ素子に効率的に通過させながら、±１００Ｖまでの送信パルスに耐えることができる必要があり得る。受信している間、増幅器は、システム全体のノイズおよび帯域幅を改善しながら、ケーブルのキャパシタンスを駆動する必要がある。
【００２９】
例示的な実施形態による単一チャネルブロック図が図７に示されている。例示的な実施形態によるトランスデューサは、１２８〜２５６個の素子を有することができるが、素子の数は必ずしもこれに限定されない。
【００３０】
プローブバッファおよびＴ／Ｒスイッチはトランスデューサハンドル内に取り付けることができるため、それらのフットプリントは大きく拘束され得、それらを単一のチップに集積することが好ましい場合がある。これらの仕様を満たすために、高電圧ＢＣＤプロセスを使用することができる。ＢＣＤプロセスが適切な電圧定格を有していても、以前のＴ／Ｒスイッチ設計は、製造をさらに複雑にするデプレッションモードトランジスタを必要とする。幸いにも、Ｔ／Ｒスイッチは、チャネル全体の電力バジェットが１０ｍＷ以内である限り、デプレッションモードトランジスタを除去するために、プローブバッファまたはその付属回路と電源を共有することができる。例示的な実施形態による設計では、プローブバッファは、出力ＤＣバイアスフィードバック回路および一定のｇｍ電流基準の１／１６のシェアを含む８ｍＷの電力を消費し得る。単一の超音波トランスデューサチャネルの厳しいパワー要件を満たすために、デプレッションモードデバイスなしで堅牢な超低電力動作を達成するために、Ｔ／Ｒスイッチに著しい進歩があった。本開示の例示的な実施形態の前に、各Ｔ／Ｒスイッチ回路は１ｍＷの電力レベルを目標としていた。本明細書に開示されているこれらの回路技術を使用して、チャネル当たり１０ｍＷの電力消費を有するプローブバッファとＴ／Ｒスイッチとの統合が可能であり得る。プローブバッファ入力が高インピーダンスであるため、プローブバッファの入力側のＴ／Ｒスイッチは、より高いオン抵抗を有することができる。これは、チャネルのサイズを縮小するのに役立ち得る。
【００３１】
以上、本開示の発明的概念について、その例示的な実施形態に関連して説明および例示したが、これは、本明細書において開示されている例示的な実施形態に限定されず、本発明の概念の範囲から逸脱することなく、本概念に変更を行うことができる。
【図１】
2019512934.tif 000005
【図１Ａ】
2019512934.tif 000006
【図２】
2019512934.tif 000007
【図３】
2019512934.tif 000008
【図４】
2019512934.tif 000009
【図５】
2019512934.tif 000010
【図６】
2019512934.tif 000011
【図７】
2019512934.tif 000012
【国際調査報告】
2019512934.tif 000013
2019512934.tif 000014