(57)【要約】  本発明によれば、昇圧コンバータのために設けられたデジタル式の制御器（３０）のための制御回路（５０）の作動を最適化する方法が提案される。方法は次の方法ステップ：昇圧コンバータの作動時にデジタル式の制御器（３０）の少なくとも１つの出力変数を評価するステップ（Ｓ１）；評価された少なくとも１つの出力変数に基づいて前記制御回路（５０）のセクションで瞬時の負荷抵抗値（ＲＬ）を推定するステップ（Ｓ２）；昇圧コンバータの作動時に推定された瞬時の負荷抵抗値（ＲＬ）に基づいてデジタル式の制御器（３０）の少なくとも１つの制御器係数を設定するステップ（Ｓ３）を含む。本発明によれば、少なくとも１つの制御器係数の設定の変更はて前記制御回路（５０）の遷移周波数（ｆＴ）の変化を引き起こす。さらに、本発明による方法のステップを実行するように構成されたデジタル式の制御器（３０）を備える昇圧コンバータのための制御回路（５０）が提案される。さらに、本発明による方法を実行するためのコンピュータにより実行可能なプログラムコードを備えるコンピュータプログラム製品が提案される。
2019507576.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧コンバータのために設けられたデジタル式の制御器（３０）のための制御回路（５０）の作動を最適化する方法であって、
昇圧コンバータの作動時にデジタル式の制御器（３０）の少なくとも１つの出力変数を評価するステップ（Ｓ１）と、
評価された少なくとも１つの出力変数に基づいて前記制御回路（５０）のセクション（２０）で瞬時の負荷抵抗値（ＲＬ）を推定するステップ（Ｓ２）と、
昇圧コンバータの作動時に推定された瞬時の負荷抵抗値（ＲＬ）に基づいてデジタル式の制御器（３０）の少なくとも１つの制御器係数を設定するステップ（Ｓ３）と
を含む方法において、
少なくとも１つの制御器係数の設定の変更によって前記制御回路（５０）の遷移周波数（ｆＴ）の変化を引き起こすことを特徴とする昇圧コンバータのために設けられたデジタル式の制御器（３０）のための制御回路（５０）の作動を最適化する方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
少なくとも１つの制御器係数を設定する前記ステップ（Ｓ３）が、推定する前記ステップ（Ｓ２）で推定された前記負荷抵抗値（ＲＬ）が、あらかじめ推定したか、又は初期に考慮した負荷抵抗値（ＲＬ）よりも大きい場合には、前記遷移周波数（ｆＴ）を増大することを含む方法。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の方法において、
少なくとも１つの制御器係数を設定する前記ステップ（Ｓ３）が、推定された前記負荷抵抗値（ＲＬ）が、あらかじめ推定したか、又は初期に考慮した負荷抵抗値（ＲＬ）よりも小さい場合には、前記遷移周波数（ｆＴ）を低減することを含む方法。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか一項に記載の方法において、
少なくとも１つの出力変数を評価する前記ステップ（Ｓ１）において、前記制御回路（５０）又は前記セクション（２０）の出力電圧（ＵＡｕｓ）、制御器出力値（ＲｅｇｌｅｒＡｕｓ）、デューティ比（Ｄ）、及び／又は前記制御器（３０）の周期（ＴＳＷ）及び／又はピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧（ＵＫｏｍｐ，ｓｓ）を評価する方法。
【請求項５】
請求項１から４までのいずれか一項に記載の方法において、
推定する前記ステップ（Ｓ２）で次の関係式：
【数１】
2019507576.tif 000026
を、負荷抵抗値（ＲＬ）を推定するために使用し、ＲＬは前記セクション（２０）における負荷抵抗の値であり、ＵＡｕｓは前記制御回路（５０）又は前記セクション（２０）の出力電圧の値であり、ＲｅｇｌｅｒＡｕｓは前記制御器（３０）の制御器出力値であり、ＵＫｏｍｐ，ｓｓは、ピークからピークまでの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値であり、Ｄは前記制御器（３０）のデューティ比であり、Ｒｓｈｕｎｔは昇圧コンバータのコイル電流を測定するためのシャント抵抗の値であり、Ｌは昇圧コンバータのインダクタンスの値であり、ＴＳＷは前記制御器（３０）の周期である方法。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか一項に記載の方法において、
さらに、デジタル式の前記制御器（３０）の少なくとも１つの出力変数を測定するステップ（Ｓ４）、及び測定されたこの少なくとも１つの出力変数を、瞬時の負荷抵抗値（ＲＬ）を推定するステップ（Ｓ２）で使用するステップ（Ｓ５）を含む方法。
【請求項７】
請求項６に記載の方法において、
測定又は使用される少なくとも１つの出力変数が、前記制御回路（５０）又は前記セクション（２０）の出力電圧（ＵＡｕｓ）の値、前記制御器（３０）の制御器出力値（ＲｅｇｌｅｒＡｕｓ）、ピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値（ＵＫｏｍｐ，ｓｓ）、前記制御器（３０）のデューティ比（Ｄ）、前記制御器（３０）の入力電圧（Ｕｅｉｎ）の値、及び／又は前記制御器（３０）の周期（ＴＳＷ）である方法。
【請求項８】
請求項１から７までのいずれか一項に記載の方法において、
前記遷移周波数（ｆＴ）の値が、いずれの時点においても、極零点線図の右半平面で前記制御回路（５０）の伝達関数の零点に割当て可能な周波数の値よりも小さい方法。
【請求項９】
デジタル式の制御器（３０）を備える昇圧コンバータのための制御回路（５０）であって、請求項１から８までのいずれか一項に記載の方法のステップを実行するように構成された制御回路（５０）。
【請求項１０】
コンピュータプログラム製品であって、プログラムが装置において実行される場合に、請求項１から８までのいずれか一項に記載の方法を実行するためのコンピュータにより実行可能なプログラムコードを備えるコンピュータプログラム製品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧コンバータのための制御回路に設けられたデジタル式の制御器の作動を最適化する方法であって、次の方法ステップ：
昇圧コンバータの作動時にデジタル式の制御器の少なくとも１つの出力変数を評価するステップ、評価された少なくとも１つの出力変数に基づいて制御回路のセクションで瞬時の負荷抵抗値を推定するステップ、並びに昇圧コンバータの作動時に推定された瞬時の負荷抵抗値に基づいてデジタル式の制御器の少なくとも１つの制御器係数を設定するステップを含む方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステップアップチョッパー、セットアップコンバータ、又はブーストコンバータとも呼ばれる昇圧コンバータは、入力電圧Ｕ１をより高い出力電圧Ｕ２に変換する。昇圧コンバータは、例えばノートブック、移動電話、又は多様な家電製品において電池電圧に対してより高い電圧を必要とする電池式の多くの機器において使用される。図１は、従来技術の昇圧コンバータを示す。図１に示す昇圧コンバータ１は、インダクタンスＬ、ダイオードＤｉ、キャパシタンスＣ、及び所定の周期で制御される切換手段Ｓを備える。
【０００３】
昇圧コンバータは制御回路で規則的に接続されており、この制御回路で、及びこの制御回路によって昇圧コンバータの作動が制御される。この制御回路の内部の重要な素子は、今日ではいわば「デジタル式の制御器」であり、デジタル式の制御器によって、制御回路における昇圧コンバータの作動を正確に設定及び制御することができる。昇圧コンバータのための制御回路を設計するためには、制御回路のセクションがモデル化される。この場合、モデル化の範囲で決定される昇圧コンバータのいわば「セクション伝達関数」は制御回路の様々なパラメータに依存している。これらのパラメータとして、特に、例えば、制御回路のセクションで昇圧コンバータによって供給される負荷抵抗、出力及び入力電圧、並びに昇圧コンバータのＬＣフィルタ値が挙げられる。したがって、異なるパラメータ値について異なるセクション伝達関数が生じ、これらの異なるセクション伝達関数について上述の制御器の種々異なる最適な構成が生じる。この場合、それぞれの制御器構成は、制御器の異なる係数の所定の設定により得られ、少なくとも１つの制御器係数の設定が異なる２つの制御器構成は互いに異なる。
【０００４】
上記全てのパラメータの変更は制御回路のセクション伝達関数に影響を及ぼし得るが、これら全てのパラメータのうち、負荷抵抗の変化は昇圧コンバータの制御回路のセクション伝達関数に最大の影響を及ぼす。昇圧コンバータのセクション伝達関数は、極零点線図に、昇圧コンバータの制御回路の安定性を脅かす影響を及ぼす、いわゆる「右半平面零点（ＲＨＰＺ）」を備える。このような理由で、従来技術では昇圧コンバータを制御するための制御回路の遷移周波数ｆＴは、右半平面零点に割当て可能な周波数よりも著しく低く選択される。しかしながら、右半平面零点に割当て可能な周波数は、負荷抵抗の増大に伴いより高い周波数に移動し、これにより、負荷抵抗が大きい場合には負荷抵抗が小さい場合よりも制御回路の遷移周波数ｆＴを高く選択することが可能となり、これにより、より速い制御回路を実現することができる。
【０００５】
しかしながら、従来技術の昇圧コンバータのための制御回路では、規則的に単一の、広範囲に不変の制御器構成が選択され、これに伴い遷移周波数ｆＴが固定され、遷移周波数ｆＴは、負荷状態が変化した場合にも制御回路のセクションで一定に保持される。制御器で、制御器係数の適宜な選択によってあらかじめ設定された不変の遷移周波数ｆＴが、具体的には、制御回路のセクションに最小限の負荷抵抗ＲＬが提供されている、という最悪の場合の条件が常にカバーされているように選択される。しかしながら、この方法は、遷移周波数ｆＴが負荷抵抗ＲＬとは無関係に一定に低く、したがって制御回路は一般に遅いことが避けられない。
【０００６】
図２は、この関係を視覚的に示す。具体的には、図２は、制御回路の所定の負荷抵抗ＲＬでそれぞれの右半平面零点ＲＨＰＺにそれぞれ割当て可能な周波数並びに昇圧コンバータの制御回路の異なる遷移周波数ｆＴｍａｘ，ｆＴｉｎｓｔが、オームの制御回路のセクションの負荷抵抗ＲＬに対してヘルツで記入される線図を示す。したがって、ＲＨＰＺによって示された図２の直線は、所定の負荷抵抗ＲＬで制御回路の右半平面零点に割り当てられた周波数を示す。この周波数は、制御回路のセクションの負荷抵抗ＲＬの増大に伴って増大する。ｆＴｍａｘによって示された直線は、所定の負荷抵抗ＲＬで最大限に許容される遷移周波数を示し、この遷移周波数では、制御回路を信頼性良く、安定して最適に作動することができる。ｆＴｉｎｓｔによって示す定数は、従来技術によって制御器であらかじめ設定された不変の遷移周波数であり、図２にグレーで示す面積Ａは制御回路の使用されていない電位を示す。
【発明の概要】
【０００７】
本発明によれば、昇圧コンバータのために設けられたデジタル式の制御器のための制御回路の作動を最適化する方法が提案される。この方法は次の方法ステップ：昇圧コンバータの作動時にデジタル式の制御器の少なくとも１つの出力変数を評価するステップ、評価された少なくとも１つの出力変数に基づいて制御回路のセクションで瞬時の負荷抵抗値を推定するステップ、並びに昇圧コンバータの作動時に推定された瞬時の負荷抵抗値に基づいてデジタル式の制御器の少なくとも１つの制御器係数を設定するステップを含む。本発明により、少なくとも１つの制御器係数の設定の変更は制御回路の遷移周波数の変化を引き起こす。
【０００８】
本発明による方法により、負荷抵抗のための効率的な推定方法を用いて、制御回路の遷移周波数を実際の負荷状態、もしくは変化した負荷状態によって生じた極零点線図の右半平面零点のずれに適合させることが可能である。これにより、負荷抵抗が大きい場合に大幅に改善された負荷飛躍特性により昇圧コンバータのためのより速い制御回路を実現することができる。従来技術とは異なり、本発明による方法の範囲では、コイル電流に基づいて負荷抵抗が推定され、アナログ構成要素としてではなくデジタル式に実現された制御器の出力変数が評価され、これにより制御回路の遷移周波数の簡単な適合が可能となる。
【０００９】
好ましくは、昇圧コンバータの作動時に推定された瞬時の負荷抵抗値に基づいたデジタル式の制御器の少なくとも１つの制御器係数の設定は、昇圧コンバータの作動時に推定された瞬時の負荷抵抗値に基づいたデジタル式の制御器の少なくとも１つの制御器係数の適合もしくは後調節に対応する。
【００１０】
好ましくは、少なくとも１つの制御器係数の設定は、推定するステップで推定された負荷抵抗値が、あらかじめ推定したか、又は初期に考慮した負荷抵抗値よりも大きい場合には、遷移周波数を増大することを含む。このような方法により、実際の負荷抵抗のための最大限に大きい遷移周波数によって制御回路を実現することが可能となり、これにより、制御効率が著しく高められる。
【００１１】
好ましい一実施形態では、少なくとも１つの制御器係数の設定は、推定された負荷抵抗値が、あらかじめ推定したか、又は初期に考慮した負荷抵抗値よりも小さい場合には、遷移周波数を低減することを含む。このような方法の構成では、制御回路がいずれの時点においても安定して作動可能であることが確保されている。
【００１２】
好ましくは、少なくとも１つの制御器係数の設定は、ΔＸの値だけ遷移周波数（ｆＴ）を低減又は増大することを前提とし、ΔＸ∈［０Ｈｚ；２０ｋＨｚ］である。さらに好ましくは、少なくとも１つの制御器係数の設定は、遷移周波数（ｆＴ）を最大限に許容される遷移周波数ｆＴｍａｘに適合させることを前提とし、ｆＴｍａｘについて関係式：
【数１】
2019507576.tif 000003
が成り立つ。この関係式では、Ｄは制御器のデューティ比に対応し、ＲＬは、セクションにおける負荷抵抗の値に対応し、Ｌは昇圧コンバータのインダクタンスの値に対応する。方法のこのような構成では、負荷抵抗値ＲＬが変化した場合には常に最大限に許容される遷移周波数ｆＴｍａｘの対応する変更を決定し、設定もしくは誘起することができる。
【００１３】
好ましくは、評価ステップで評価されるデジタル式の制御器の出力変数は、制御回路又は制御回路のセクションの出力変数であってもよい。
【００１４】
好ましくは、デジタル式の制御器の少なくとも１つの制御器係数を設定するステップで設定もしくは適合又は後調節される制御器係数は、デジタル式の制御器の係数ａ０，ａ１，ｂ０及びｂ１であり、制御器の増幅率は、
【数２】
2019507576.tif 000004
によって求められる。
【００１５】
制御器の適合された零点は、好ましくは
【数３】
2019507576.tif 000005
によって求められ、
適合された制御器の極は、好ましくは
【数４】
2019507576.tif 000006
によって求められる。
【００１６】
これらのパラメータは、制御器伝達関数Ｄ（ｚ）を計算する場合には、好ましくは
【数５】
2019507576.tif 000007
となり、Ｔは走査時間に対応する。これは代替的には
【数６】
2019507576.tif 000008
によって表され、
【数７】
2019507576.tif 000009
によって制御器の可変の制御器係数が
【数８】
2019507576.tif 000010
として得られる。
【００１７】
好ましくは、初期に考慮した負荷抵抗値は、昇圧コンバータの始動時もしくはスイッチオン時にあらかじめ設定された負荷抵抗値である。
【００１８】
好ましくは、少なくとも１つの出力変数を評価するステップでは、制御回路又はセクションの出力電圧、制御器出力値、デューティ比、及び／又は制御器の周期及び／又はピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧が評価される。本発明による方法の範囲におけるこのような評価により、制御回路のセクションにおける負荷抵抗値を正確に推定することが可能となる。好ましくは、評価は、デジタル式に保存もしくは供給されたデジタル式の制御器の出力変数の読出しに相当し、したがって、評価するステップで出力変数を測定する必要はない。さらに好ましくは、評価するステップでは少なくとも１つの出力変数の測定は行われない。
【００１９】
好ましくは、この場合の制御器出力値ＲｅｇｌｅｒＡｕｓは、最終的に計算され、操作変数としてセクションに伝送されるデジタル式の制御器の値として理解される。
【００２０】
好ましくは、ピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧は、制御器の制御器出力値並びにデューティ比を考慮して昇圧コンバータの作動時に昇圧コンバータのダイオードを流れる電流により判定することができる。
【００２１】
好ましくは、推定するステップでは次の関係式：
【数９】
2019507576.tif 000011
が負荷抵抗値を推定するために使用され、ＲＬはセクションにおける負荷抵抗の値であり、ＵＡｕｓは制御回路又はセクションの出力電圧の値であり、ＲｅｇｌｅｒＡｕｓは制御器の制御器出力値であり、ＵＫｏｍｐ，ｓｓは、ピークからピークまでの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値であり、Ｄは制御器のデューティ比であり、Ｒｓｈｕｎｔは昇圧コンバータのコイル電流を測定するためのシャント抵抗の値であり、Ｌは昇圧コンバータのインダクタンスの値であり、ＴＳＷは制御器の周期である。好ましくは、評価するステップでは、上記全ての関係式によって負荷抵抗値を推定するために必要とされる制御器の出力変数が評価される。特に昇圧コンバータの作動時にダイオードを通る電流によって導かれた関係式によって、負荷抵抗の極めて正確で信頼性のある推定が可能になる。換言すれば、昇圧コンバータのために電流モード制御で幾何学的に決定することができるこの関係式によって、負荷抵抗を推定し、これに伴い負荷抵抗によって負荷電流を推定することが可能になる。
【００２２】
好ましくは、さらに方法はデジタル式の制御器の少なくとも１つの出力変数を測定するステップ、及び測定された少なくとも１つの出力変数を、瞬時の負荷抵抗値を推定するステップで使用するステップを含む。このような方法の実施形態によって、付加的に行われる出力変数の測定によって出力変数の変動もしくは不正確さを除去することができる。したがって、関係式に挙げられた１つ、幾つか、又は全ての出力変数を測定することにより、負荷抵抗値のより正確な推定が可能になる。
【００２３】
好ましくは、測定又は使用される少なくとも１つの出力変数は、制御回路又はセクションの出力電圧の値、制御器の制御器出力値、ピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値、制御器のデューティ比、制御器の入力電圧の値、及び／又は制御器の周期である。したがって好ましくは、測定又は使用される少なくとも１つの出力変数は、制御回路又はセクションの出力電圧の値、制御器の制御器出力値、ピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値、制御器のデューティ比、制御器の入力電圧の値、及び／又は制御器の周期を含む。このような一実施形態では、方法の範囲で、負荷抵抗の極めて正確な推定及び対応して昇圧コンバータの制御回路の遷移周波数の極めて確実な適合もしくは設定又は後調節が行われる。
【００２４】
特に好ましくは、デューティ比が測定され、関係式で使用される。デューティ比は評価され、損失なしに関係式で使用することができる。しかしながら、デューティ比は実際には損失によってたいていは幾分大きくなっており、このことはデューティ比の付加的な測定によって考慮することができる。さらに好ましくは、制御器の入力電圧が測定され、推定のために関係式で使用される。
【００２５】
好ましくは、遷移周波数の値は、いずれの時点においても、極零点線図の右半平面で制御回路の伝達関数の零点に割当て可能な周波数の値よりも小さい。さらに好ましくは、遷移周波数の値は、いずれの時点においても、極零点線図の右半平面で制御回路の伝達関数の零点に割当て可能な周波数の値よりも著しく、又は実質的に小さい。さらに好ましくは、遷移周波数は、いずれの時点においても、極零点線図の右半平面で制御回路の伝達関数の零点未満である。この条件が満たされることによって、制御回路、ひいては昇圧コンバータがいずれの時点においても確実に、安定して作動可能であることが確保される。
【００２６】
さらに好ましくは、デジタル式の制御器を備える昇圧コンバータのための制御回路であって、本発明による方法のステップを実行するように構成された制御回路が提供される。方法について既に挙げた利点は、制御回路の作動の範囲にも適用される。
【００２７】
さらに、プログラムが装置において実行される場合に、本発明による方法を実行するためのコンピュータにより実行可能なプログラムコードを備えるコンピュータプログラム製品が提供される。方法について既に挙げた利点は、装置におけるプログラムの実行の範囲にも適用される。
【００２８】
本発明の好ましい実施形態が従属請求項に記載され、明細書に説明されている。
【００２９】
図面及び以下の説明に基づいて本発明の実施例を詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】従来技術の昇圧コンバータを示す図である。
【図２】制御回路の所定の負荷抵抗ＲＬでそれぞれの右半平面零点ＲＨＰＺにそれぞれ割当て可能な周波数並びに昇圧コンバータの制御回路の異なる遷移周波数ｆＴｍａｘ，ｆＴｉｎｓｔが、オームの制御回路のセクションの負荷抵抗ＲＬに対してヘルツで記入されている線図である。
【図３】本発明による方法の一実施例を使用して作動されるデジタル式の制御器を備える本発明による昇圧コンバータのための制御回路の一実施例を示すブロック図である。
【図４】昇圧コンバータの作動時に昇圧コンバータのダイオードを流れる電流を時間にわたって記入し、電流に基づいて負荷抵抗値を推定するための関係式を幾何学的に導くことができることを示す線図である。
【図５】本発明による方法の一実施例の構成において、昇圧コンバータのための制御回路に設けられたデジタル式の制御器と従来技術の方法により作動される制御器との特性比較を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
図３は、デジタル式の制御器３０を備える昇圧コンバータのための本発明による制御回路５０の一実施例のブロック図を示す。この制御回路の作動時に本発明による方法の実施例が使用される。制御回路５０は、制御範囲４０及びフィードバック部３５を含む。本発明による制御回路５０のこの実施例の制御範囲４０内には、制御器フィードバックループ１０を備えるデジタル式の制御器３０が配置されている。制御器フィードバックループ１０は、制御器フィードバックループ１０内に固有のフィードバック素子１５を備える。昇圧コンバータが昇圧コンバータによって供給される負荷抵抗ＲＬと一緒に、もしくは昇圧コンバータの構成要素が、図３に示した閉ループ回路５０内の、セクション２０を備える制御範囲４０の内部で考慮される。制御回路５０は、さらに制御範囲４０内にデジタル‐アナログ変換器６を備え、このデジタル‐アナログ変換器は、昇圧コンバータのために制御器３０のデジタル出力変数
【数１０】
2019507576.tif 000012
をアナログ出力変数ｙに変換する。制御回路５０のフィードバック部３５には、さらにアナログ‐デジタル変換器４が設けられており、このアナログ‐デジタル変換器によって、アナログ制御変数ａ、昇圧コンバータの出力部の出力電圧が、セクション２０の出力部で捕捉され、フィードバックのためにデジタル制御変数
【数１１】
2019507576.tif 000013
に変換される。制御回路５０の引き算要素２では、外部から制御回路５０に供給されたデジタル目標値
【数１２】
2019507576.tif 000014
が、既にアナログからデジタルに変換されたデジタル制御変数
【数１３】
2019507576.tif 000015
にデジタル制御ずれ
【数１４】
2019507576.tif 000016
として結び付けられる。これらのデジタル制御ずれ
【数１５】
2019507576.tif 000017
はデジタル式の制御器３０のための入力変数を表し、制御器３０はこれらの入力変数を、昇圧コンバータのためのデジタル出力変数
【数１６】
2019507576.tif 000018
を供給するために、例えば、出力電圧ＵＡｕｓ又は「デューティサイクル」とも呼ばれるデューティ比を供給するために必要とする。フィードバック要素１５を備える制御器フィードバックループ１０を介して、デジタル式の制御器３０のデジタル出力変数
【数１７】
2019507576.tif 000019
における不都合なずれが補正される。デジタル出力変数
【数１８】
2019507576.tif 000020
は、制御範囲４０のデジタル‐アナログ変換器６によってアナログ出力変数ｙに変換され、セクション２０、すなわち、特に昇圧コンバータに供給される。
【００３２】
本発明による方法のこの実施例の範囲では、方法の第１方法ステップＳ１では、単に例示的に、制御回路５０又はセクション２０の出力電圧ＵＡｕｓの値、制御器３０の制御器出力値ＲｅｇｌｅｒＡｕｓ、ピークからピークへの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値ＵＫｏｍｐ，ｓｓ、制御器３０のデューティ比Ｄ、及び昇圧コンバータの作動時の制御器３０の周期ＴＳＷが評価される。したがって、制御器３０のこれらの出力変数は制御回路５０で測定されるのではなく、デジタル式に読み出される。もちろん本発明による他の方法を実施することもでき、この場合、制御器３０又は制御回路５０のより少ない、より多い、又は他の出力変数、例えば制御回路５０もしくはセクション２０の出力電圧ＵＡｕｓのみ、又は制御器出力値ＲｅｇｌｅｒＡｕｓのみ、又は制御器３０の全く異なる出力値が、第１方法ステップの範囲で昇圧コンバータの作動時に評価される。既に挙げた出力変数よりもさらに多くの変数を評価する本発明による方法を実施することもできる。これらの方法では、評価されていない出力変数に関して推定の範囲で、例えば他の方法で、保存又は測定された出力値を使用することもできる。方法のこの実施例では、コイル電流測定のためのシャント抵抗ＲＳｈｕｎｔ、ピークからピークまでの昇圧コンバータの補償ランプの値ＵＫｏｍｐ，ｓｓ、デューティ比（デューティサイクル）、スイッチング周波数、制御回路又はセクションの出力電圧、並びに昇圧コンバータのインダクタンスＬの値がデジタル式に保存されている。
【００３３】
この実施例の第２方法ステップＳ２では、評価された出力変数に基づいて制御回路５０のセクション２０で瞬時の負荷抵抗ＲＬが推定される。この場合、推定は方法のこの実施例では、単に例示的に、次の関係式：
【数１９】
2019507576.tif 000021
によって行われ、ＲＬはセクションにおける負荷抵抗の値であり、ＵＡｕｓは制御回路５０又はセクション２０の出力電圧の値であり、ＲｅｇｌｅｒＡｕｓは制御器の制御器出力値であり、ＵＫｏｍｐ，ｓｓは、ピークからピークまでの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値であり、Ｄは制御器のデューティ比であり、Ｒｓｈｕｎｔは昇圧コンバータのコイル電流を測定するためのシャント抵抗の値であり、Ｌは昇圧コンバータのインダクタンスの値であり、ＴＳＷは制御器の周期である。推定は、本発明による方法の他の実施例では、この実施例で推定のために使用した関係式とは異なる別の関係式に対応して行うこともできる。図４についての説明で関係式の幾何学的な推論を説明する。
【００３４】
第２方法ステップＳ２における推定は、単に例示的に、デジタル式の計算ユニット又は他の論理ユニットによって行うことができる。推定は制御回路５０の外部で行うこともできる。この実施例では、推定は単に例示的に、デジタル式の制御器３０の内部に設けられた、図３に概略的に示すデジタル計算ユニット５によって行われる。
【００３５】
方法の第３方法ステップＳ３では、デジタル式の制御器３０の異なる制御係数が昇圧コンバータの作動時に、推定された瞬時の負荷抵抗値ＲＬに基づいて調節され、少なくとも１つの制御器係数の設定の変更は、制御器３０の遷移周波数ｆＴの変更をもたらす。換言すれば、この実施例の第３方法ステップＳ３では、制御器３の異なる制御器係数が、推定された負荷抵抗値ＲＬに基づいて後調節もしくは適合され、制御回路５０の遷移周波数ｆＴは右半平面零点の位置の変更（このような変更が生じた場合には）に適合される。図３のブロック図では、見やすくするために遷移周波数ｆＴに影響を及ぼす制御器係数の設定が、デジタル式の制御器３０のブロックに−／＋シンボルに基づいて概略的に示される。これは、より良く理解するためにのみ用いられる。制御器係数の設定は、この実施例では方法の範囲で制御回路５０の内部で行われ、制御器５０では、第３方法ステップＳ３の範囲では負荷抵抗推定に基づいて、制御器３０のより少ない、より多い、及び／又は他の制御器係数を設定、適合もしくは後調節することができる。
【００３６】
第３方法ステップＳ３における制御器係数の設定は、この実施例では、単に例示的に、推定するステップＳ２で推定された負荷抵抗値ＲＬが、あらかじめ推定したか、又は初期に考慮した負荷抵抗値ＲＬよりも大きい場合には、遷移周波数ｆＴを増大することを含む。同様に第３方法ステップＳ３における制御器係数の設定は、推定された負荷抵抗値ＲＬが、あらかじめ推定したか、又は初期に考慮した負荷抵抗値ＲＬよりも小さい場合には、遷移周波数ｆＴを低減することを含む。このようにして、制御回路の遷移周波数ｆＴは、制御器係数の設定もしくは適合によって常に極零点線図において右半平面零点の位置に適合される。明確化のために述べておくが、この実施例の範囲では、方法ステップＳ２で推定された負荷抵抗値ＲＬが、あらかじめ推定されたか、又は初期に設定された負荷抵抗値ＲＬに対して変更されていない場合には、制御器係数の設定、適合もしくは後調節は行われない。この実施例では、制御器係数の設定は単に例示的に、同様にデジタル式の計算ユニット５によって行われる。しかしながら、他のユニットもしくは手段の設定が他の形式で行われる他の実施例を実現することもできる。
【００３７】
この実施例では、上述のように制御器３０の出力変数の測定は行われない。しかしながら、例えば制御器３０の個々の出力変数の評価に対して付加的又は代替的に、これらの出力変数が測定される本発明による方法を実施してもよい。このように出力変数を付加的に測定することによって、出力変数が示す変動を除去し、負荷抵抗値ＲＬの推定を改善することができる。
【００３８】
図４は、図１に示した昇圧コンバータ１のダイオードＤｉによって昇圧コンバータ１の作動時に時間Ｔにわたって記録された電流ＩＤｉを示す線図であり、この線図に基づいて負荷抵抗値ＲＬを推定するための関係式を幾何学的に導くことができる。具体的には、図４には、図１に示した切換手段Ｓが開かれた状態及び閉じられた状態で、同様に図１に示したダイオードＤｉを流れる電流ＩＤｉが示されている。切換手段Ｓが閉じられた状態でダイオードＤｉを流れる電流は０Ａである。切換手段Ｓが開かれた状態でダイオードＤｉを流れる電流は、インダクタンスの電流電圧特性に基づいて、開放サイクル毎に経時的に線形に、ランプ状に低下する。この場合、ΔＩは、ダイオードＤｉを流れるピーク電流ＩＳとダイオードＤｉを流れる最小の電流との間の差を表す。昇圧コンバータのインダクタンスＬによる平均的なコイル電流ＩＩｎｄ，ｍ（図１参照）は、ＩＩｎｄ，ｍ＝ＩＳ−（ΔＩ）／２により求められる。昇圧コンバータによって供給された負荷抵抗ＲＬを介して流れる負荷電流ＩＬについては、ＩＬ＝（１−Ｄ）＊ＩＩｎｄ，ｍが成り立ち、Ｄは制御器３０のデューティ比に対応する。
ΔＩについては：
【数２０】
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が成り立ち、ＵＥｉｎはセクション２０の入力電圧の値であり、Ｌは昇圧コンバータのインダクタンスの値であり、ＴＳＷは制御器３０の周期である。ピーク電流ＩＳについては次の式：
【数２１】
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が導かれ、ＲｅｇｌｅｒＡｕｓは制御器３０の制御器出力値であり、Ｕｋｏｍｐ，ｓｓは、ピークからピークまでの昇圧コンバータの補償ランプの電圧の値であり（図４を参照）、ＲＳｈｕｎｔは、昇圧コンバータのコイル電流を測定するためのシャント抵抗器（図示しない）の値である。負荷電流ＩＬは、次の方程式：
【数２２】
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によって求められ、ＵＡｕｓは、制御回路５０又はセクション２０の出力電圧である。オームの法則にあてはめた場合には、負荷抵抗ＲＬを推定するために求めた関係式：
【数２３】
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が生じる。
【００３９】
図５は、本発明による方法の一実施例の構成において、昇圧コンバータのための制御器５０に設けられたデジタル式の制御器３０と、昇圧コンバータのための従来技術の制御回路で従来技術の方法にしたがって作動される制御器との特性比較を示す。具体的には、図５は、２つの比較制御回路の出力電圧ＵＡｕｓを秒単位の時間にわたって記入した線図を示す。この場合、本発明により作動される制御回路５０の出力電圧波形が実線により示されており、従来技術の方法にしたがって作動される制御回路の出力電圧波形が破線で示されている。二重矢印によって、図５には制御回路の負荷状態が変化した場合の電圧飛躍ΔＵＡｕｓ、すなわち、出力電圧ピークの値、もしくは比較制御回路の出力電圧の振幅の値が示されている。
【００４０】
図５には、本発明による方法にしたがって作動される制御器３０を備える制御回路において負荷状態の変化に基づいて出力電圧ＵＡｕｓに生じた電圧飛躍ΔＵＡｕｓが、従来技術の方法にしたがって作動される制御器の場合よりも著しくわずかにしか生じないことが明確に示されている。これは、本発明による方法が制御回路の制御器の反応時間を著しく短縮することに起因する。したがって、本発明による方法によって作動される制御器は、制御回路５０のセクション２０における負荷抵抗値ＲＬの変動に、より速く反応することができる。図５に示した出力電圧波形では、測定された電圧飛躍ΔＵＡｕｓは単に例示的に、ΔＵＡｕｓ１＝０．１Ｖ；ΔＵＡｕｓ２＝０．３１Ｖ；ΔＵＡｕｓ３＝０．３Ｖ及びΔＵＡｕｓ４＝０．１Ｖである。
【００４１】
負荷抵抗飛躍時の出力電圧ＵＡｕｓの測定に基づいて、本発明による方法の一実施例が使用されることを示すこともできる。電圧降下ΔＵＡｕｓは、近似的にΔＩＬの関数であり、したがってそれぞれ基礎をなす負荷抵抗変化ΔＲＬの関数であり、出力キャパシタンスＣ（図１参照）、及び制御回路のそれぞれの遷移周波数ｆＴの関数である。
【００４２】
一般に、関係ΔＵＡｕｓ＝（ΔＩＬ）／Ｃ＊２ΠｆＴ）が成り立つ。
【００４３】
したがって、同じΔＩＬ及び異なる絶対値による電流飛躍時、すなわち、例えば１Ａから１．２Ａへの負荷電流飛躍ΔＩＬと０．３Ａから０．５Ａへの負荷電流飛躍ΔＩＬと比較した場合には、変化した遷移周波数ｆＴは異なる大きさの電圧降下ΔＵＡｕｓによって明白である。さらに、負荷抵抗ＲＬが異なる場合に制御回路の開ループの周波数推移を測定した場合には、制御回路の遷移周波数ｆＴが変化しており、したがって適応的なメカニズムが付与されていることがわかる。
【００４４】
本発明を好ましい実施例によって詳細に説明したが、本発明は開示された実施例に制限されておらず、専門家は本発明の保護範囲から離れることなしにこれらの実施例から他の実施形態を導くことができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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