(57)【要約】  光変調器直流バイアスの推定方法、装置及び受信機が提供される。前記推定方法は、電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；相位ノイズ補償後の信号のうちから除去前記受信端信号成分；前記受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；及び、前記受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することを含む。これにより、簡単且つ有効な構造及び操作で直流バイアスに対して推定及び補償を行うことができる。
2019535187.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した光信号を電気信号に変換する受信端に応用される光変調器直流バイアスの推定方法であって、
前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；
前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；
前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；
前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；及び
前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することを含む、推定方法。
【請求項２】
請求項1に記載の推定方法であって、
前記送信端光変調器の駆動信号及び前記受信端の電気信号は、
【数１】
2019535187.tif 000017
を満たし、
ここで、s(t)は、前記送信端光変調器の駆動信号を表し、伝送する情報をキャリー（carry）し；εは、前記送信端光変調器の直流バイアスを表し、Vπは、前記送信端光変調器の半波電圧を表し；nは、s(t)が通過したパス上の総ノイズを表し；r(t)は、前記受信端の電気信号を表し；kは、前記受信端の電気信号及び前記送信端光変調器の駆動信号間の調整因子を表す、推定方法。
【請求項３】
請求項2に記載の推定方法であって、
前記直流成分に対応する受信端信号成分及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーは、
【数２】
2019535187.tif 000018
を満たし、
ここで、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を表す、推定方法。
【請求項４】
請求項2に記載の推定方法であって、
前記受信信号パワー及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーは、
【数３】
2019535187.tif 000019
を満たし、
ここで、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを表し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表す、推定方法。
【請求項５】
請求項2に記載の推定方法であって、
【数４】
2019535187.tif 000020
を用いて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算し、
ここで、E[s2(t)]は、前記送信端光変調器の駆動信号パワーを表し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を表す、推定方法。
【請求項６】
請求項1に記載の推定方法であって、
前記電気信号は、単偏波状態信号であり、
前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得することは、ADC（Analog  Digital  Converter）を用いてサンプリングを行い、同相直交不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡化及び相位ノイズ推定を行い、並びに相位ノイズ補償を行うことを含み、
前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算することは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化を行い、相位ノイズ推定及び相位ノイズ補償を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算することを含む、推定方法。
【請求項７】
請求項1に記載の推定方法であって、
前記電気信号は、双偏波状態信号であり、
前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得することは、ADC（Analog  Digital  Converter）を用いてサンプリングを行い、同相直交不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡、偏波分離化及び相位ノイズ推定を行い、並びに相位ノイズ補償を行うことを含み、
前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算することは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化を行い、相位ノイズ推定及び相位ノイズ補償を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算することを含む、推定方法。
【請求項８】
請求項7に記載の推定方法であって、
前記直流成分に対応する受信端信号成分と、レスポンス行列Rとの乗算を行い、前記偏波分離化を行うことをさらに含み、
前記レスポンス行列Rは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化を行うフィルター
（外１）
2019535187.tif 000021
のゼロ周波数のところにおけるレスポンス、即ち、
【数５】
2019535187.tif 000022
である、推定方法。
【請求項９】
受信した光信号を電気信号に変換する受信端に構成される光変調器直流バイアスの推定装置であって、
前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得する信号処理ユニット；
前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出する信号抽出ユニット；
前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去する信号除去ユニット；
前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算するパワー計算ユニット；及び
前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算するバイアス計算ユニットを含む、推定装置。
【請求項１０】
請求項9に記載の推定装置であって、
前記送信端光変調器の駆動信号及び前記受信端の電気信号は、
【数６】
2019535187.tif 000023
を満たし、
ここで、s(t)は、前記送信端光変調器の駆動信号を表し、伝送する情報をキャリー（carry）し；εは、前記送信端光変調器の直流バイアスを表し、Vπは、前記送信端光変調器の半波電圧を表し；nは、s(t)が通過したパス上の総ノイズを表し；r(t)は、前記受信端の電気信号を表し；kは、前記受信端の電気信号及び前記送信端光変調器の駆動信号間の調整因子を表す、推定装置。
【請求項１１】
請求項10に記載の推定装置であって、
【数７】
2019535187.tif 000024
を満たし、
ここで、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を表す、推定装置。
【請求項１２】
請求項10に記載の推定装置であって、
前記受信信号パワー及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーは、
【数８】
2019535187.tif 000025
を満たし、
ここで、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを表し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表す、推定装置。
【請求項１３】
請求項10に記載の推定装置であって、
前記バイアス計算ユニットは、
【数９】
2019535187.tif 000026
を用いて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算し、
ここで、E[s2(t)]は、前記送信端光変調器の駆動信号パワーを表し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を表す、推定装置。
【請求項１４】
請求項9に記載の推定装置であって、
前記電気信号は、単偏波状態信号であり、
前記信号処理ユニットは、ADC（Analog  Digital  Converter）を用いてサンプリングを行い、同相直交不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡化及び相位ノイズ推定を行い、並びに相位ノイズ補償を行い、
前記パワー計算ユニットは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化を行い、相位ノイズ推定及び相位ノイズ補償を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算する、推定装置。
【請求項１５】
請求項9に記載の推定装置であって、
前記電気信号は、双偏波状態信号であり、
前記信号処理ユニットは、ADC（Analog  Digital  Converter）を用いてサンプリングを行い、同相直交不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡、偏波分離化及び相位ノイズ推定を行い、並びに相位ノイズ補償を行い、
前記パワー計算ユニットは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化を行い、相位ノイズ推定及び相位ノイズ補償を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算する、推定装置。
【請求項１６】
請求項15に記載の推定装置であって、
前記直流成分に対応する受信端信号成分と、レスポンス行列Rとの乗算を行い、前記偏波分離化を行う行列乗算ユニットをさらに含み、
前記レスポンス行列Rは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化を行うフィルター
（外２）
2019535187.tif 000027
のゼロ周波数のところにおけるレスポンス、即ち、
【数１０】
2019535187.tif 000028
である、推定装置。
【請求項１７】
受信機であって、
受信した光信号を電気信号に変換する光電変換器；及び
前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；及び、前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算するデジタル信号処理器を含む、受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信技術分野に関し、特に、光変調器直流バイアスの推定方法、装置及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
MZM（Mach-Zehnder  Modulator）が光ファイバー通信システムに幅広く応用されている。コヒーレント光ファイバー通信システムでは、通常、２つの並列のMZM及び１つの90度位相シフタにより１つの同相直交（IQ、In-phase  Quadrature）MZM（IQ-MZM）を構成し、複素信号の同相及び直交成分（component）に対してそれぞれ変調を行う。
【０００３】
図1は、偏波多重システム中の光変調器構造を示す図であり、双偏波状態（h及びvで表す）変調を示している。そのうち、IQ-MZMの構造は、図1の点線枠により示される通りであり、図1に示すように、s(t)は、MZMの駆動信号であり、Dは、最適化直流バイアス電圧である。単偏波状態変調に用いられても双偏波状態変調（例えば、図1に示すように）に用いられても、IQ-MZMのうちの各MZMは、通常、独立して各自の最適化直流バイアス点でワーキングする。しかし、環境の変化、部品の劣化などが原因で、MZMの直流バイアスにドリフトが生じる可能性がある。図1に示すように、εは、ドリフトによる直流バイアスを表す。
【０００４】
ドリフトによる直流バイアスは、変調パフォーマンスに影響を与えることがあるため、システムパフォーマンスに損傷をもたらす場合がある。特に、変調フォーマットが次第にアップグレードするにつれて、例えば、16直交振幅変調（QAM、Quadrature  Amplitude  Modulation）、32  QAMひいては高次フォーマットの場合、システムのMZM直流バイアスのドリフトに対しての敏感が高くなる。
【０００５】
なお、上述の背景技術についての紹介は、本発明の技術案を明確且つ完全に説明し、また、当業者がそれを理解しやすいためのものである。これらの技術案は、本発明の背景技術の一部に記述されているため、当業者にとって周知であると解釈すべきではない。
【０００６】
以下、本発明及び慣用技術を理解し得るための有用な文献をリストし、それらを本文に引用することで本文の一部とする。
【０００７】
[1]  U.S.  patent  6539038，James  Allan  Wilkerson，etal.“Reference  frequency  quadrature  phase-based  control  of  drive  level  and  DC  bias  of  laser  modulator”
[2]  Kenro  Sekine，etal.“A  Novel  Bias  Control  Technique  for  MZ  Modulator  with  Monitoring  Power  of  Backward  Light  for  Advanced  Modulation  Formats”，OSA  1-55752-830-6.
[3]  Constantinos  S.  Petrou，etal.  “Quadrature  Imbalance  Compensation  for  PDM  QPSKCoherent  Optical  Systems”，IEEE  Photon.  Technol.  Lett.，vol.  21，no.  24，pp.  1876-1878，Dec.，15，2008
[4]  L.  Li  et  al.，“Wide-Range，Accurate  and  Simple  Digital  Frequency  Offset  Compensator  for  Optical  Coherent  Receivers”，OFC2008，OWT4
[5]  J.  Li  et  al.,”  Laser-Linewidth-Tolerant  Feed-Forward  Carrier  Phase  Estimator  With  Reduced  Complexity  for  QAM”，JLT  29，pp.  2358，2011
[6]  H.  Louchet  et  al.，“Improved  DSP  algorithms  for  coherent  16-QAM  transmission”，ECOC2008，Tu.1.E.6
[7]  W  Yan  et  al.，“Low  Complexity  Digital  Perturbation  Back-propagation”，ECOC2011，Tu.3.A.2.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
発明者は、次のようなことを発見した。即ち、安定なバイアスを保証するために、今のところ、通常、送信端でMZMに対して自動バイアス制御を行い、例えば、パイロット及びパワーに基づく制御案を採用するが、簡単且つ有効な構造及び操作で直流バイアスに対して推定及び補償を行うことができない。
【０００９】
本発明の実施例は、光変調器直流バイアスの推定方法、装置及び受信機を提供する。信号の受信端でデジタル信号処理（DSP、Digital  Signal  Processing）により、送信端でドリフトによる直流バイアスに対して推定を行う。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の実施例の第一側面によれば、光変調器直流バイアスの推定方法が提供され、それは、受信した光信号を電気信号に変換する受信端に応用され、前記推定方法は、
前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；
前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；
前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；
前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；
前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することを含む。
【００１１】
本発明の実施例の第二側面によれば、光変調器直流バイアスの推定装置が提供され、それは、受信した光信号を電気信号に変換する受信端に構成され、前記推定装置は、
信号処理ユニットであって、前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得するもの；
信号抽出ユニットであって、前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出するもの；
信号除去ユニットであって、前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去するもの；
パワー計算ユニットであって、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算するもの；及び
バイアス計算ユニットであって、前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算するものを含む。
【００１２】
本発明の実施例の第三側面によれば、受信機が提供され、前記受信機は、
光電変換器であって、受信した光信号を電気信号に変換するもの；及び
デジタル信号処理器であって、前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算するものを含む。
【００１３】
本発明の実施例の有益な効果は、次の通りである。即ち、相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し、前記受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；前記受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算する。これにより、信号の受信端でデジタル信号処理により、送信端でドリフトによる直流バイアスに対して推定を行うことができ、簡単且つ有効な構造及び操作で直流バイアスに対して推定及び補償を行うことができる。
【００１４】
後述の説明及び図面を参照することで、本発明の特定の実施形態を詳しく開示し、本発明の原理を採用し得る態様を示す。なお、本発明の実施形態は、範囲上ではこれらによって限定されない。添付した特許請求の範囲内であれば、本発明の実施形態は、様々な変更、修正及び代替によるものを含んでも良い。
【００１５】
また、１つの実施方式について説明した及び／又は示した特徴は、同じ又は類似した方式で１つ又は複数の他の実施形態に用い、他の実施形態中の特徴と組み合わせ、又は、他の実施形態中の特徴を置換することもできる。
【００１６】
なお、「含む／有する」のような用語は、本明細書に使用されるときに、特徴、要素、ステップ、又はアセンブルの存在を指すが、１つ又は複数の他の特徴、要素、ステップ、又はアセンブリの存在又は付加を排除しないということも指す。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
本発明の１つの図面又は１つの実施形態に記載の要素及び特徴は、１つ又は複数の他の図面又は実施形態に示した要素及び特徴と組み合わせることができる。また、図面では、類似した符号は、幾つの図面中の対応する部品を示し、複数の実施形態に用いる対応部品を示すためにも用いられる。
【図１】偏波多重システム中の光変調器構造を示す図である。
【図２】本発明の実施例1における光変調器直流バイアスの推定方法を示す図である。
【図３】本発明の実施例1における光変調器直流バイアスの推定方法を示す他の図である。
【図４】本発明の実施例1における光変調器直流バイアスの推定方法を示す他の図である。
【図５】本発明の実施例2における光変調器直流バイアスの推定装置を示す図である。
【図６】本発明の実施例2における光変調器直流バイアスの推定装置を示す他の図である。
【図７】本発明の実施例3における受信機を示す図である。
【図８】本発明の実施例3における光通信システムを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
添付した図面及び以下の説明を参照することにより、本発明の前述及び他の特徴が明らかになる。なお、明細書及び図面では、本発明の特定の実施形態を開示しているが、それは、本発明の原理を採用し得る一部のみの実施形態を示し、理解すべきは、本発明は、記載されている実施形態に限定されず、即ち、本発明は、添付した特許請求の範囲内での全ての変更、変形及び代替によるものも含むということである。
【実施例１】
【００１９】
本発明の実施例は、光変調器直流バイアスの推定方法を提供し、それは、受信した光信号を電気信号に変換する受信端に応用される。図2は、本発明の実施例の光変調器直流バイアスの推定方法を示す図である。図2に示すように、前記推定方法は、以下のステップを含む。
【００２０】
ステップ201：電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；
ステップ202：相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；
ステップ203：相位ノイズ補償後の信号のうちから該直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；
ステップ204：前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；
ステップ205：前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算する。
【００２１】
本実施例では、まず、図1に示す双偏波状態MZM構造を例として、本発明中の各信号間の関係について説明する。
【００２２】
MZMのsin(・)の変調特性に基づいて、図1に示すマルチパス信号（hi，hq，vi，vq）のうちの各パスの信号について、式（1）に示すような伝送モデルを生成することができる。
【数１】
2019535187.tif 000003
【００２３】
そのうち、s(t)は、前記送信端光変調器の駆動信号を示し、伝送する情報をキャリー（carry）し；εは、前記送信端光変調器の直流バイアスを表し、Vπは、前記送信端光変調器の半波電圧を示し；nは、s(t)が通過したパス上の総ノイズを示し；r(t)は、前記受信端の電気信号、即ち、受信機の送信信号s(t)に対しての推定を表し；kは、前記受信端の電気信号及び前記送信端光変調器の駆動信号間の調整因子（factor）である。
【００２４】
実際のシステムでは、駆動信号がゼロ平均値E[s(t)]=0（演算子E[・]は、所望又は平均値を表す）を有し、且つ電圧範囲が半波電圧以内であり、即ち、|s(t)|≦Vπであるので、
【数２】
2019535187.tif 000004
【００２５】
が成立する。
【００２６】
通常、ノイズnは、ゼロ平均値を有し、且ち信号と無関係である。これらの信号及びノイズの特性の下で、バイアスドリフト角度
【数３】
2019535187.tif 000005
が小さい量（値）（例えば、所定値よりも小さい値）であり、且つノイズパワーが信号パワーよりも遥かに小さいと仮定することができる。
【００２７】
上述のモデルに基づいて、直流成分に対応する受信端信号成分及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーは、以下の関係を満たすことができる。
【数４】
2019535187.tif 000006
【００２８】
そのうち、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を示す。
【００２９】
また、受信信号パワー及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーは、以下の関係を満足することができる。
【数５】
2019535187.tif 000007
【００３０】
そのうち、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを示し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表す。
【００３１】
式（2）及び（3）を連立することで、バイアスドリフト角度又は電圧大小を式（4）に示すように得ることができる。即ち、以下の公式（4）を用いて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することができる。
【数６】
2019535187.tif 000008
【００３２】
そのうち、E[s2(t)]は、前記送信端光変調器の駆動信号パワーを示し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を示す。
【００３３】
なお、上述の式（1）乃至（4）は、本発明の実施例の具体例に過ぎず、本発明は、これらに限定されない。例えば、実際の状況に応じて、上述の式に対して適切に調整又は変形を行っても良く、例えば、そのうちの１つ又は複数のパラメータを変えても良い。
【００３４】
コヒーレント光ファイバー通信システムでは、受信端の局部発振レーザー及び送信端レーザー間の周波数オフセットが比較的小さいときに、調整因子kを正数と見なすことができるため、バイアスドリフトの符号（sign）は、受信信号平均値の符号により決定することができる。式（4）をもとに、受信機のADC（Analog  Digital  Converter）のサンプリング出力を取得した後に、信号のうちの各種の損傷を補償することで、各パス上のバイアスドリフトによる直流成分及び信号の回復後のパワーを取得することができる。
【００３５】
本実施例では、式（4）中のMZMの半波電圧Vπ及び駆動信号パワーE[s2(t)]は、送信機により提供することができる。具体的にどうやって取得するかは、関連技術を参照することができるため、本実施例では、その詳しい説明を省略する。
【００３６】
以下、如何に受信端でバイアスドリフトを推定するかについてさらに説明する。
【００３７】
１つの実施方式では、前記信号は、単偏波状態信号であり、即ち、光通信システムは、単偏波状態システムである。
【００３８】
図3は、本発明の実施例における光変調器直流バイアスの推定方法を示す他の図であり、単偏波状態変調を例として図2中の各ステップの細部を示す。
【００３９】
図3に示すように、ステップ201で電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し、具体的には、ADCを用いてサンプリングを行い、同相直交（IQ）不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡化（第一回均衡化）及び相位ノイズ推定（第一回相位ノイズ推定）を行い、並びに相位ノイズ補償（第一回相位ノイズ補償）を行うことを含む。
【００４０】
本実施方式では、受信端で送信端の各パス上のバイアスドリフトによる直流成分を回復し得るために、信号が伝送過程で受けた光ファイバー効果（effect）による損傷、レーザー周波数オフセット及びライン幅、受信機のIQ不均衡などによるシステム損傷に対して図3に示すように補償を行う必要がある。
【００４１】
そのうち、従来技術を採用して受信機のIQ不均衡補償を行っても良い。再サンプリング及び均衡化が行われた信号のうちから相位ノイズを抽出することができ、相位ノイズは、レーザー周波数オフセット及びライン幅による相位ノイズを含み、そして、従来技術中の関連する任意の方法により推定を行うことができる。また、図3に示す均衡化は、光ファイバー効果による線形又は非線形損傷に対して補償を行うことを含み、又は、従来技術を採用して実現しても良い。なお、これらの実現の具体的な内容については、ここで省略する。
【００４２】
図3に示すように、ステップ202で相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出することができる。
【００４３】
例えば、時間領域上で相位ノイズ補償後の信号に対して平均化を行い、該直流成分に対応する受信端信号成分を抽出することができる。なお、本発明は、これに限定されず、従来技術中の信号成分抽出に関連する任意の方法を用いても良い。
【００４４】
図3に示すように、ステップ202の後に、直流成分に対応する受信端信号成分E[ri(t)]及びE[rq(t)]を得ることができる。
【００４５】
図3に示すように、ステップ204で前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し、具体的には、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化（第二回均衡化）を行い、相位ノイズ推定（第二回相位ノイズ推定）及び相位ノイズ補償（第二回相位ノイズ補償）を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算することを含む。
【００４６】
例えば、時間領域上で再び相位ノイズ補償が行われた後の信号の平方（二乗）を求め、該受信信号パワーを計算することができる。なお、本発明は、これに限定されず、従来技術中のパワー計算に関連する任意の方法を採用しても良い。
【００４７】
図3に示すように、ステップ204の後に、受信信号パワーE[r2i(t)]及びE[r2q(t)]を得ることができる。
【００４８】
これにより、式（4）に基づいて、送信端光変調器の直流バイアスεi及びεqを算出することができる。
【００４９】
もう１つの実施方式では、前記信号は、双偏波状態信号であり、即ち、光通信システムは、双偏波状態システムである。
【００５０】
図4は、本発明の実施例における光変調器直流バイアスの推定方法を示す他の図であり、双偏波状態変調を例として図2中の各ステップの細部を示す。
【００５１】
図4に示すように、ステップ201で電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し、具体的には、ADCを用いてサンプリングを行い、同相直交（IQ）不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡化及び偏波分離化（demultiplexing）（第一回均衡化及び偏波分離化）及び相位ノイズ推定（第一回相位ノイズ推定）を行い、並びに相位ノイズ補償（第一回相位ノイズ補償）を行うことを含む。
【００５２】
本実施方式では、受信端で送信端の各パス上のバイアスドリフトによる直流成分を回復し得るために、信号が伝送過程で受けた光ファイバー効果による損傷、レーザー周波数オフセット及びライン幅、受信機のIQ不均衡などによるシステム損傷に対して図4に示すように補償を行う必要がある。
【００５３】
そのうち、従来技術により受信機のIQ不均衡補償を行っても良い。再サンプリング及び均衡化が行われた信号のうちから相位ノイズを抽出することができ、相位ノイズは、レーザー周波数オフセット及びライン幅による相位ノイズを含み、そして、従来技術中の関連する任意の方法で推定を行うことができる。また、図4に示す均衡化は、光ファイバー効果による線形又は非線形損傷に対して補償を行うことを含み、又は、従来技術を用いて実現することもできる。なお、これらの実現の具体的な内容については、ここで省略する。
【００５４】
図4に示すように、ステップ202で相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出することができる。
【００５５】
例えば、時間領域上で相位ノイズ補償後の信号の平均値を求め、該直流成分に対応する受信端信号成分を抽出することができる。なお、本発明は、これに限定されず、従来技術中の信号成分抽出に関連する任意の方法を採用しても良い。
【００５６】
図4に示すように、ステップ202の後に、さらにバイアス分離化を行うことで、直流成分に対応する受信端信号成分E[rhi(t)]、E[rhq(t)]、E[rvi(t)]、及びE[rvq(t)]を得る必要がある。
【００５７】
そのうち、前記直流成分に対応する受信端信号成分と、レスポンス行列Rとの乗算を行うことで、前記偏波分離化を行うことができる。該レスポンス行列Rは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化（第二回均衡化及び偏波分離化であり、後述のようである）を行うフィルター
（外１）
2019535187.tif 000009
のゼロ周波数のところにおけるレスポンス、即、
【数７】
2019535187.tif 000010
である。
【００５８】
図4に示すように、ステップ204で前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し、具体的には、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化（第二回均衡化及び偏波分離化）を行い、相位ノイズ推定（第二回相位ノイズ推定）及び相位ノイズ補償（第二回相位ノイズ補償）を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算することを含む。
【００５９】
例えば、時間領域上で再び相位ノイズ補償が行われた後の信号の平方値を求め、該受信信号パワーを算出することができる。なお、本発明は、これに限定されず、従来技術中のパワー計算に関する任意の方法を採用しても良い。
【００６０】
図4に示すように、ステップ204の後に、受信信号パワーE[r2hi(t)]、E[r2hq(t)]、E[r2vi(t)]、及びE[r2vq(t)]を得ることができる。
【００６１】
これにより、式（4）に基づいて、送信端光変調器の直流バイアスεhi、εhq、εvi、及びεvqを計算することができる。
【００６２】
なお、図3及び図4は、本発明の実施例に対しての説明の例示に過ぎず、本発明は、これらに限定されない。例えば、各ステップ間の実行順序を調整したり、幾つかのステップを増減したりしても良い。言い換えると、当業者は、上述の図面の記載に限られず、上述の内容に基づいて適切に変更や変形を行っても良い。
【００６３】
上述の実施例から分かるように、相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し、前記受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し、前記受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することにより、信号の受信端でデジタル信号処理により送信端でドリフトによる直流バイアスに対して推定を行うことができ、簡単且つ有効な構造及び操作で直流バイアスに対して推定及び補償を行うことができる。
【実施例２】
【００６４】
本発明の実施例は、光変調器直流バイアスの推定装置を提供し、それは、受信した光信号を電気信号に変換する受信端に構成される。なお、本発明の実施例では、実施例1と同じ内容の記載が省略される。
【００６５】
図5は、本発明の実施例における光変調器直流バイアスの推定装置を示す図である。図5に示すように、光変調器直流バイアスの推定装置500は、以下のものを含む。
【００６６】
信号処理ユニット501：前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；
信号抽出ユニット502：前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；
信号除去ユニット503：前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；
パワー計算ユニット504：前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；
バイアス計算ユニット505：前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算する。
【００６７】
本実施例では、送信端光変調器の駆動信号及び受信端の電気信号は、以下の関係を満足する。
【数８】
2019535187.tif 000011
【００６８】
そのうち、s(t)は、前記送信端光変調器の駆動信号を示し、伝送する情報をキャリー（carry）し；εは、前記送信端光変調器の直流バイアスを表し、Vπは、前記送信端光変調器の半波電圧を示し；nは、s(t)が通過したパス上の総ノイズを示し；r(t)は、前記受信端の電気信号、即ち、受信機の送信信号s(t)に対しての推定を表し；kは、前記受信端の電気信号及び前記送信端光変調器の駆動信号間の調整因子（factor）である。
【００６９】
本実施例では、直流成分に対応する受信端信号成分及び送信端光変調器の駆動信号パワーは、以下の関係を満たす。
【数９】
2019535187.tif 000012
【００７０】
そのうち、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを示し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分を表す。
【００７１】
本実施例では、受信信号パワー及び送信端光変調器の駆動信号パワーは、以下の関係を満たす。
【数１０】
2019535187.tif 000013
【００７２】
そのうち、E[s2(t)]は、前記駆動信号パワーを示し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表す。
【００７３】
本実施例では、バイアス計算ユニット505は、以下の式で前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することができる。
【数１１】
2019535187.tif 000014
【００７４】
そのうち、E[s2(t)]は、前記送信端光変調器の駆動信号パワーを示し、E[r2(t)]は、前記受信信号パワーを表し、E[r(t)]は、前記直流成分に対応する受信端信号成分である。
【００７５】
１つの実施方式では、信号は、単偏波状態信号である。
【００７６】
信号処理ユニット501は、具体的に、ADCを用いてサンプリングを行い、同相直交不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡化及び相位ノイズ推定を行い、並びに相位ノイズ補償を行うように構成される。
【００７７】
パワー計算ユニット504は、具体的に、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化を行い、相位ノイズ推定及び相位ノイズ補償を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算するように構成される。
【００７８】
もう１つの実施方式では、信号は、双偏波状態信号である。
【００７９】
図6は、本発明の実施例における光変調器直流バイアスの推定装置を示す他の図であり、双偏波状態システムを示す。図6に示すように、光変調器直流バイアスの推定装置600は、信号処理ユニット501、信号抽出ユニット502、信号除去ユニット503、パワー計算ユニット504、及びバイアス計算ユニット505を上述のように含む。
【００８０】
本実施方式では、信号処理ユニット501は、具体的に、ADCによりサンプリングを行い、同相直交不均衡補償及び再サンプリングを行い、均衡化、偏波分離化、及び相位ノイズ推定を行い、並びに相位ノイズ補償を行うように構成される。
【００８１】
パワー計算ユニット504は、具体的に、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化を行い、相位ノイズ推定及び相位ノイズ補償を行い、並びに相位ノイズ補償後の信号に基づいて前記受信信号パワーを計算するように構成される。
【００８２】
図6に示すように、光変調器直流バイアスの推定装置600は、さらに、下記のものを含んでも良い。
【００８３】
行列乗算ユニット601：前記直流成分に対応する受信端信号成分と、レスポンス行列との乗算を行うことで、前記偏波分離化を行う。
【００８４】
そのうち、前記レスポンス行列Rは、前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に対して均衡化及び偏波分離化を行うフィルター
（外２）
2019535187.tif 000015
のゼロ周波数のところにおけるレスポンス、即、
【数１２】
2019535187.tif 000016
である。
【００８５】
なお、図5及び図6は、本発明の実施例について説明の例示に過ぎず、本発明は、これらに限定されない。例えば、幾つかの部品を増減したりしても良い。言い換えると、当業者は、上述の図面の記載に限られず、上述の内容に基づいて適切に変更や変形を行っても良い。
【００８６】
上述の実施例から分かるように、相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し、前記受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し、前記受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算することにより、信号の受信端でデジタル信号処理により送信端でドリフトによる直流バイアスに対して推定を行うことができ、簡単且つ有効な構造及び操作で直流バイアスに対して推定及び補償を行うことができる。
【実施例３】
【００８７】
本発明の実施例は、受信機を提供し、該受信機には、実施例2に記載の光変調器直流バイアスの推定装置500又は600が構成されても良い。なお、本発明の実施例では、実施例1及び2と同じ内容の記載が省略される。
【００８８】
図7は、本発明の実施例における受信機を示す図である。図7に示すように、受信機700は、以下のものを含んでも良い。
【００８９】
光電変換器701：受信した光信号を電気信号に変換し；
デジタル信号処理器702：前記電気信号に対して信号処理を行い、相位ノイズ補償後の信号を取得し；前記相位ノイズ補償後の信号に基づいて、送信端光変調器のバイアスドリフトにより送信端で導入される直流成分に対応する受信端信号成分を抽出し；前記相位ノイズ補償後の信号のうちから前記直流成分に対応する受信端信号成分を除去し；前記直流成分に対応する受信端信号成分が除去された信号に基づいて、受信信号パワーを計算し；並びに、前記直流成分に対応する受信端信号成分、前記受信信号パワー、及び前記送信端光変調器の駆動信号パワーに基づいて、前記送信端光変調器の直流バイアスを計算する。
【００９０】
本実施例では、光電変換器701には、MZMが構成されても良く、デジタル信号処理器702は、DSP技術を用いて、上述のような機能／操作を実現することができる。
【００９１】
本発明の実施例は、さらに、光通信システムを提供する。
【００９２】
図8は、本発明の実施例における光通信システムを示す図である。図8に示すように、送信機送信の信号は、伝送リンク中の異なる部品（例えば、光ファイバー、光増幅器、分散（dispersion）補償光ファイバーなど）を経由して受信機に到着することができる。そのうち、送信機及び／又は受信機には、MZMが構成されており、受信機は、上述のようなデジタル信号処理器702を有する。
【００９３】
本発明の以上のユーザ装置及び方法は、ソフトウェア又はハードウェアにより実現されても良く、ハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにより実現されても良い。本発明は、さらに、下記のようなコンピュータ読み取り可能なプログラムに関し、即ち、該プログラムは、ロジック部品により実行されるときに、該ロジック部品に、上述のユーザ装置又は構造部品を実現させ、又は、該ロジック部品に、上述の各種の方法又はステップを実現させる。ロジック部品は、例えば、FPGA（Field  Programmable  Gate  Array）、マイクロプロセッサー、コンピュータに用いる処理器などであっても良い。本発明は、さらに、上述のプログラムを記憶した記憶媒体、例えば、ハードディスク、磁気ディスク、光ハードディスク、DVD、フラッシュメモリなどにも関する。
【００９４】
また、図面に記載の機能ブロックのうちの１つ又は複数の組み合わせ及び／又は機能ブロックの１つ又は複数の組み合わせは、本願に記載の機能を実行するための汎用処理器、デジタル信号処理器（DSP）、専用集積回路（ASIC）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGA）又は他のプログラム可能な論理部品、ディスクリートゲート又はトランジスタ論理部品、ディスクリートハードウェアアセンブリ又は他の任意の適切な組む合わせとして実現されても良い。また、図面に記載の機能ブロックのうちの１つ又は複数の組み合わせ及び／又は機能ブロックの１つ又は複数の組み合わせは、さらに、計算装置の組み合わせ、例えば、DSP及びマイクロプロセッサの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、DSPと通信により接続される１つ又は複数のマイクロプロセッサ又は他の任意のこのような構成として構成されても良い。
【００９５】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこのような実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の技術的範囲に属する。
【図１】
2019535187.tif 000029
【図２】
2019535187.tif 000030
【図３】
2019535187.tif 000031
【図４】
2019535187.tif 000032
【図５】
2019535187.tif 000033
【図６】
2019535187.tif 000034
【図７】
2019535187.tif 000035
【図８】
2019535187.tif 000036
【国際調査報告】
2019535187.tif 000037
2019535187.tif 000038
2019535187.tif 000039
2019535187.tif 000040