(57)【要約】  本発明は、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器式の力率改善回路（１１０）を制御する方法に関する。当該回路は、三相ダイオードブリッジと、３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）とを備える。当該スイッチングアームは、ダイオードブリッジの第１および第２出力電圧（ＶDC_high、ＶDC_low）にそれぞれ対応可能な第１および第２コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）が接続される中点（Ｍ）で相互接続される。設定電流値に応じて生成される相間目標電圧を実現するための整流器入力での電流の調整に応じて各アームのスイッチが制御される。設定電流の各時点で、互いに重複しないスイッチ閉鎖組み合わせが決定されて、２つのコンデンサで電流を等しくするため、決定された組み合わせから各制御スイッチに対してデューティ比が計算される。【選択図】図２
2019531688.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリー（２０）の充電装置（１０）の力率改善回路（１１）を制御する方法であって、
前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網（４）に接続可能で、前記力率改善回路（１１）と、ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、
前記力率改善回路（１１）は、三相ダイオードブリッジと、当該三相ダイオードブリッジに統合された３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（１１０）であり、
前記スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）はそれぞれ、直列誘導コイル（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３）を介して、前記三相電力供給網（４）の対応する相（Ａ、Ｂ、Ｃ）に接続可能で、それぞれハイスイッチとロースイッチの直列アセンブリを有し、
前記ハイスイッチは前記三相電力供給網の電流が正である場合に制御可能で、前記ロースイッチは前記三相電力供給網の電流が負である場合に制御可能で、
前記スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）は、第１出力コンデンサ（Ｃ１）と第２出力コンデンサ（Ｃ２）が接続する中点（Ｍ）にそれぞれ接続され、
前記第１出力コンデンサ（Ｃ１）は、前記三相ダイオードブリッジの第１出力電圧（ＶDC_high）に対応可能であり、
第２出力コンデンサ（Ｃ２）は、前記三相ダイオードブリッジの第２出力電圧（ＶDC_low）に対応可能であり、
各アームは、パルス幅変調により制御信号を使用して制御され、当該制御信号の切替デューティ比は、設定電流の値に基づいて相間の目標電圧を生成する前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力電流の調整に基づいて決定される方法であって、
前記設定電流の期間において、調整による所期の相間の目標電圧生成のため、互いに重複しないスイッチの閉鎖組み合わせを決定するステップと、
前記２つの出力コンデンサで実質的に一定且つ等しい電流が得られるように、所期の相間の目標電圧を生成するため、決定されたスイッチ閉鎖組み合わせから、各制御スイッチについてデューティ比を計算するステップと、を含む方法。
【請求項２】
相間の目標電圧を実現可能な任意の電圧値の範囲を定める２つの電圧状態の一方または他方に応じた前記三相電力供給網の相間電圧をカットできるように、前記設定電流の期間の所与の各時点において前記スイッチ閉鎖組み合わせを選択して決定する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
各スイッチ閉鎖組み合わせについて、当該閉鎖組み合わせで該当するスイッチングアームの前記制御スイッチが閉状態となる閉鎖時間を決定し、
前記デューティ比を、前記決定された閉鎖時間に基づいて各制御スイッチに対して計算することを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記閉鎖時間を、
所与の時点での所期の相間目標電圧と、前記各出力コンデンサでの測定電流に基づいて決定することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記設定電流の期間を当該設定電流の期間全体の６分の１である期間区分に分割し、
請求項１から４のいずれか一項に記載の方法の各ステップを、各期間区分に適用することを特徴とする、方法。
【請求項６】
電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリー（２０）の充電装置（１０）の力率改善回路（１１）の制御装置であって、
前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網（４）に接続可能で、前記力率改善回路（１１）と、ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、
前記力率改善回路（１１）は、３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（１１０）であり、
前記スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）はそれぞれ、直列誘導コイル（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３）を介して、前記三相電力供給網（４）の対応する相（Ａ、Ｂ、Ｃ）に接続可能で、
前記スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）は、第１出力コンデンサ（Ｃ１）と第２出力コンデンサ（Ｃ２）が接続する中点（Ｍ）にそれぞれ接続され、
前記第１出力コンデンサ（Ｃ１）は、前記三相ダイオードブリッジの第１出力電圧（ＶDC_high）に対応可能であり、
第２出力コンデンサ（Ｃ２）は、前記三相ダイオードブリッジの第２出力電圧（ＶDC_low）に対応可能であり、
各アームはパルス幅変調により制御信号を使用して制御され、当該制御信号の切替デューティ比は、設定電流の値に基づいて相間の目標電圧を生成する前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力電流の調整に基づいて決定される制御装置であって、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法の各ステップを実施するように構成された処理手段を備える、制御装置。
【請求項７】
高電圧バッテリーと、三相電力供給網から前記バッテリーを充電可能な車載充電装置と、を備える電気またはハイブリッド車両であって、
前記車載充電装置は、力率改善回路（１１）及びＤＣ−ＤＣ変換器（１２）を備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を有し、
前記力率改善回路（１１）は三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であり、
請求項６に記載の制御装置を備える、車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相入力充電装置用の、絶縁ＡＣ−ＤＣ（交流―直流）変換器を備える三相整流器を制御する方法に関する。このような充電装置は、特に電気またはハイブリッド車両の車載装置としての利用に適している。
【背景技術】
【０００２】
このような車両は高電圧電池が搭載されるものであって、多くの場合、車載充電器（即ち、車両に直接搭載された電池充電装置）を備える。当該充電装置の主な機能は、電力供給網から得られる電気により、電池を再充電することである。このため、交流から直流への変換を実行する。充電装置、特に車載充電器に求められる資質としては、高効率、小型さ、ガルバニック絶縁、高信頼性、動作安全性、低電磁干渉排出、低入力電流高調波が挙げられる。
【０００３】
そこで、本発明者らは、単相入力充電装置よりも高い充電電力の三相入力充電装置を用いることを考えた。図１は、電気またはハイブリッド車両に搭載された絶縁充電装置１０の公知の構成を示す。この装置は、三相電力供給網３０から、車両の高電圧電池２０を再充電するものである。車載充電装置１０は、三相電力供給網３０に、ラインインピーダンス４０を介して接続される。
【０００４】
ガルバニック絶縁を伴うＡＣ−ＤＣ変換機能を実現するために、第１ＡＣ−ＤＣ変換器と、第２ＤＣ−ＤＣ（直流―直流）変換器１２と、を備える充電装置１０を利用することが知られている。第１ＡＣ−ＤＣ変換器は、入力される高調波電流を制限する力率改善（ＰＦＣ）回路１１を備える。第２ＤＣ−ＤＣ変換器１２は、充電を制御し、動作安全性のための絶縁機能を実現するものである。従来から、三相電力供給網３０に対して、車載充電装置１０におけるＰＦＣ回路１１の上流にある入力に、入力フィルタ１３が統合されている。
【０００５】
ＰＦＣ回路１１は統合コントローラ（不図示）により管理される。即ち、電圧に対する電流の波形が分析され、リアルタイムで修正される。具体的には、電圧の整流サイン波に対する比較を通じてその波形誤差を取得し、それを電力量の制御を通じて修正するのである。電力量制御は、高周波数カットと、インダクタへの電力貯蔵と、により実現される。より具体的には、その目的は、充電器の電力供給入力において、位相ずれがなく、可能な限り正弦波状の電流を得ることである。
【０００６】
ＰＦＣ回路に対して、３つのスイッチによる三段階三相整流器を実現できる。これは、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器と呼ばれるものである。この構成を選択することは、特に力率改善のパフォーマンスレベルに関して現実的な利点がある。
【０００７】
特許文献ＣＮ１０４８１１０６１の図１に、当該三相ＰＦＣ整流器のモデルが示されている。三相交流入力電圧の各相が、それぞれインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうちの対応するものを通じて、各パワースイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が設けられた整流器のスイッチングアームに接続される。パワースイッチは、それぞれ対応するインダクタと、整流器の２つの出力電圧間の中点Ｍとの間に設けられる。２つの出力電圧はそれぞれ、中点と正の電力供給線の間に接続された第１出力コンデンサＣ１の電圧と、中点と負の電力供給線の間に接続された第２出力コンデンサＣ２の電圧とに対応する。
【０００８】
一般的に、このような整流器は以下のとおりに制御される。即ち、各スイッチの入力と、整流器の出力とにおける電圧と電流とが測定され、制御ループが利用される。当該ループは、スイッチの平均導通時間の設定に必要なデューティ比を実現可能にするものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来技術の三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の各スイッチングアームへのデューティ比の適用によると、アームを流れる電流の方向に応じて、２つのスイッチの一方または他方を使用することとなる。
【００１０】
充電器に高電力を流してバッテリー充電するような場合、三相整流器の出力コンデンサでのリップル発生の可能性が非常に高くなる。したがって、バッテリーを介してコンデンサに蓄積された電力を排出するためのＤＣ−ＤＣ段を介した整流器の出力電圧調整がより複雑になってしまう。
【００１１】
このため、このような状況で三相Ｖｉｅｎｎａ整流器のスイッチングアームに対してよりよくデューティ比を適用するための方策が求められている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
これは本発明に係る方法で実現できる。それは電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリーの充電装置の力率改善回路を制御する方法であって、
前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網に接続可能で、前記力率改善回路と、ＤＣ−ＤＣ変換器とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、
前記力率改善回路は、三相ダイオードブリッジと、当該三相ダイオードブリッジに統合された３つのスイッチングアームを備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であり、
前記スイッチングアームはそれぞれ、直列誘導コイルを介して、前記三相電力供給網の対応する相に接続可能で、それぞれハイスイッチとロースイッチの直列アセンブリを有し、
前記ハイスイッチは前記三相電力供給網の電流が正である場合に制御可能で、前記ロースイッチは前記三相電力供給網の電流が負である場合に制御可能で、
前記スイッチングアームは、第１出力コンデンサと第２出力コンデンサが接続する中点にそれぞれ接続され、
前記第１出力コンデンサは、前記三相ダイオードブリッジの第１出力電圧に対応可能であり、
第２出力コンデンサは、前記三相ダイオードブリッジの第２出力電圧に対応可能であり、
各アームは、パルス幅変調により制御信号を使用して制御され、当該制御信号の切替デューティ比は、設定電流の値に基づいて相間の目標電圧を生成する前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力電流の調整に基づいて決定される方法であって、
前記設定電流の期間において、調整による所期の相間の目標電圧生成のため、互いに重複しないスイッチの閉鎖組み合わせを決定するステップと、
前記２つの出力コンデンサで実質的に一定且つ等しい電流が得られるように、所期の相間の目標電圧を生成するため、決定されたスイッチ閉鎖組み合わせから、各制御スイッチについてデューティ比を計算するステップと、を含む。
【００１３】
ここで「実質的」とは、いくつかの電気的期間に亘って１０％以上の乖離が生じないことを指す。
【００１４】
好ましくは、相間の目標電圧を実現できるような任意の電圧値の範囲を定める２つの電圧状態の一方または他方に応じて、前記供給網の相の間の電圧をカットできるように、スイッチ閉鎖組み合わせを前記設定電流の期間の所与の各時点に対して選択することで、スイッチ閉鎖組み合わせが決定される。
【００１５】
好ましくは、各スイッチ閉鎖組み合わせについて、当該閉鎖組み合せで該当するスイッチングアームの前記制御されるスイッチが閉状態となる閉鎖時間が決定され、前記デューティ比が、前記決定された閉鎖時間に基づいて各制御スイッチに対して計算される。
【００１６】
好ましくは、前記閉鎖時間は、所与の時点での所期の相間目標電圧と、前記各出力コンデンサでの測定電流に基づいて決定される。
【００１７】
好ましくは、前記設定電流の期間は、期間区分に分割され、各期間区分が当該設定電流の期間全体の６分の１となり、前記方法の工程が、各期間区分に適用される。
【００１８】
本発明はさらに、制御装置に関する。それは、電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリーの充電装置の力率改善回路の制御装置であって、前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網に接続可能で、前記力率改善回路と、ＤＣ−ＤＣ変換器とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、前記力率改善回路は、３つのスイッチングアームを備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であって、前記スイッチングアームはそれぞれ、直列誘導コイルを介して、前記三相電力供給網の対応する相に接続可能で、前記スイッチングアームは、前記三相ダイオードブリッジの第１出力電圧に対応可能な第１出力コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの第２出力電圧に対応可能な第２出力コンデンサが接続される中点で相互接続され、各アームはパルス幅変調により制御信号を使用して制御され、当該信号の切替デューティ比は、設定電流の値に基づいて相間の目標電圧を生成する前記整流器の入力電流の調整に基づいて決定される制御装置であって、上述の方法の工程を実施するように構成される処理手段を備える。当該処理手段は、例えば、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはその他装置のようなプロセッサを含んでもよい。
【００１９】
本発明はさらに、電気またはハイブリッド車両にも関する。それは、高電圧バッテリーと、三相電力供給網から前記バッテリーを充電可能な車載充電装置と、を備える電気またはハイブリッド車両であって、前記充電装置は、力率改善回路と、ＤＣ−ＤＣ変換器とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、前記力率改善回路は三相Ｖｉｅｎｎａ整流器である車両であって、上述の制御装置を備える車両である。
【００２０】
本発明のその他特徴及び利点が、以下の本発明の非限定的で例示的な特定の実施形態の説明を読むことで明らかになろう。説明は以下の図面を参照にする。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、電気またはハイブリッド車両に搭載されるバッテリー充電装置の公知の構成を概略的に示す。
【図２】図２は、図１の充電装置内に統合された三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の構造を、入力フィルタを省略して概略的に示す。
【図３】図３は、供給網電流の一期間に亘る、整流器の入口における相電圧Ｖ1、Ｖ2、およびＶ3の変動を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
したがって、図２はこのような場合の充電装置の力率改善に使用される三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の構造を示す。三相Ｖｉｅｎｎａ整流器１１０は、３つの並列入力接続を有する。これらは、直列誘導コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３を介して三相電力供給網４の相Ａ、Ｂ、Ｃに接続され、さらに三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の第１、第２、第３スイッチングアームを形成するスイッチ対Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３にそれぞれ接続される。
【００２３】
各スイッチ対Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３は、直列アセンブリを有する。直列アセンブリは、対応する入力電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが正の場合に制御される第１対応スイッチ１Ｈ、２Ｈ、３Ｈと、対応入力電流が負の場合に制御される第２対応スイッチ１Ｌ、２Ｌ、３Ｌにより形成される。言い換えると、切替ブランチで制御される単一のスイッチを、電流チョッピングに利用する。スイッチは、例えばダイオードに逆並列に接続されたＭＯＳ（金属−酸化物−半導体）トランジスタのような開閉制御される半導体要素により形成される。スイッチ１Ｈは、ハイスイッチとも称し、スイッチ１Ｌは、ロースイッチとも称する。
【００２４】
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器はさらに、３つの並列ブランチ１、２、３を備える。各ブランチは、それぞれ２つのダイオードＤ１およびＤ２、Ｄ３およびＤ４、Ｄ５およびＤ６を備えるので、６つのダイオードの三相ブリッジが形成され、これにより三相電力供給網４からの電流および電圧の整流が可能となる。三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の各入力は、各並列入力接続を介して、各ブランチ１、２、３の、２つのダイオードの間に位置する接続点に接続される。
【００２５】
ブランチ１、２および３の２つの共通端が、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器それぞれ正負の２つの出力端子５、６となる。これら端子は、ＤＣ−ＤＣ装置への接続を意図したものである。
【００２６】
各相のスイッチングアームＳ１、Ｓ２、Ｓ３はそれぞれさらに、ブランチ１、２、３の２つのダイオードの間に位置する接続点と、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力電圧Ｖdc_highおよびＶdc_lowの間の中点Ｍとの間に接続される。これら出力電圧は、それぞれ三相整流器の正の出力端子５と中点Ｍとの間の出力コンデンサＣ１の電圧と、三相整流器の負の出力端子６と中点Ｍとの間の出力コンデンサＣ２の電圧とに対応したものである。
【００２７】
なお、図１に示す全体構成によると、出力コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧はそれぞれ、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力に接続された充電装置のＤＣ−ＤＣ変換器により個別に制御される。言い換えると、ＤＣ−ＤＣ変換器が、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力電圧を指定する。
【００２８】
充電器の入力に挿入された三相Ｖｉｅｎｎａ整流器は、充電器の力率を改善する、または供給網電流を制御するように機能する。この機能により、充電器により生成されたあらゆる干渉電流（高周波）が、Ｖｉｅｎｎａ整流器の上流に位置する供給網のインピーダンスを介して流れることが防止できる。
【００２９】
各相のスイッチングアームＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、３つのＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号により制御される。当該制御信号のデューティ比は可変であって、例えばマイクロコントローラ（不図示）等の処理手段により設定される。したがって、処理手段は、整流器のスイッチングアームのスイッチの切り替えを制御するため、信号のデューティ比を決定するのに適したものである。これは、整流器の入力で、正弦波電流を制御するのに必要である。なお、各時点において、相間電圧に対して、各スイッチングアームにつき１つのスイッチのみが作用するものであって、その他スイッチは並列接続されたダイオードで短絡される。
【００３０】
Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力としての、中性と相との間の相地絡電圧とし、Ｌを、整流器のスイッチングアームと、点Ａ、Ｂ、Ｃとの間にそれぞれ直列接続されたインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の値とする。
【００３１】
スイッチングアームに適用されるチョッピングデューティ比の計算は、一期間中で変動する相電圧の値に基づいて実行される。このため、図３に示すように、三相供給網電流の期間を、６つの期間区分に分割する。図３は、供給網電流の一期間における、設定電流の変動を、相電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3により示す。１に可能な限り近い力率を実現することが好ましいため、各アームの相電圧は、電流と同相となる。図３において、Ｐ１からＰ６が付された期間区分は、設定電流から容易に特定可能である。例えば、期間区分Ｐ１は、第１スイッチングアーム１の正の設定電流と、第２および第３スイッチングアームＳ２およびＳ３の負の設定電流に対応する。
【００３２】
このように特定される各期間区分において、整流器のスイッチングアームＳ１、Ｓ２、Ｓ３の異なる可能な閉鎖組み合わせに対して実現可能な相間電圧Ｖ12およびＶ13が決定される。なお、各時点において、相間電圧に対して、各スイッチングアームにつき１つのスイッチのみが作用するよう、スイッチングアーム上の単一の制御スイッチが電流チョッピングのために使用されるものであって、その他スイッチは並列接続されたダイオードで短絡される。
【００３３】
第１期間区分Ｐ１について、閉鎖したスイッチに基づいて、以下の相間電圧が実現できる。
【００３４】
【表１】
2019531688.tif 000003
【００３５】
したがって、この各相のスイッチ閉鎖組み合わせに基づいて、相間電圧Ｖ12およびＶ13に対して、０から２*Ｖdcの間の電圧値を生成できる。電流変動を制限するため、２つの閉状態の間をカットするように選択が行われる。即ち、０ＶとＶdcとの間の電圧を生成するには、０ＶまたはＶdcの状態が選択され、Ｖdcと２*Ｖdcとの間の電圧を生成するには、Ｖdcまたは２*Ｖdcの状態が選択される。
【００３６】
この方策によると、任意の時点であらゆる状況に対応可能であろう。以下に、適用例を示すが、任意の所望の制御値Ｖ12およびＶ13で全く同じ手法であることが理解されたい。
【００３７】
ここで例として、特定された第１期間区分Ｐ１の最初の時点を考える。スイッチングアームを介して電圧を生成する電力調整時、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入口での各電流（例えば相ＡとＢの間の差分電流Ｉab）は以下の式で定義される。
【００３８】
【数１】
2019531688.tif 000004
式中Ｖ12_commandeは、調整により適用される制御電圧を示す。
【００３９】
上述の式の左項の記号の値を予測可能である。相間で２２ｋＷに指定された電流については以下のとおりとなる。
【００４０】
【数２】
2019531688.tif 000005
その導関数は次のようになる。
【００４１】
【数３】
2019531688.tif 000006
これにＬ＝６０μＨを乗算して以下のようになる。
【００４２】
【数４】
2019531688.tif 000007
【００４３】
整流器の入口で測定される相間電圧Ｖ12と、調整により指定される相関電圧Ｖ12_commandeとの差分は、振幅約１．５Ｖの正弦波となる。
【００４４】
【数５】
2019531688.tif 000008
となる電圧の振幅について、電圧間の差分は、安定状態コマンドに対して略０となる。第１期間区分Ｐ１の最初（Ｖdc＝約４００Ｖ）では、以下のとおりとなる。
Ｖ12_cible＞Ｖdc
Ｖ13_cible＞Ｖdc
【００４５】
上述のような電流「リップル」を制限するために、２つの閉状態の間で選択される値により、これら電圧差分を実現する。言い換えると、Ｖ12を得るために、Ｖdc、２*Ｖdcの２つの状態間の選択を行い、Ｖ13を得るために、０、Ｖdcの状態間の選択を行う。したがって、上述の表において、所与のスイッチ閉鎖組み合わせ（以下に網掛けで示す）が指定から外される。
【００４６】
【表２】
2019531688.tif 000009
【００４７】
したがって、Ｖ12およびＶ13を実現可能な電圧と、それぞれ出力コンデンサＣ１およびＣ２での電流Ｉ＿ｈｉｇｈおよびＩ＿ｌｏｗは、選択されたスイッチの組み合わせに基づく。
【００４８】
【表３】
2019531688.tif 000010
【００４９】
このように、４つの重複しないスイッチ閉鎖組み合わせが得られる。
【００５０】
これら４つの閉鎖組み合わせ、以下の４つの変数を考える。
【００５１】
次の閉鎖組み合わせとなる閉鎖時間Ａｌｐｈａ＿１：閉状態のスイッチングアームＳ１のスイッチ制御
次の閉鎖組み合わせとなる閉鎖時間Ａｌｐｈａ＿３：閉状態のスイッチングアームＳ３のスイッチ制御
次の閉鎖組み合わせとなる閉鎖時間Ａｌｐｈａ＿１３：閉状態のスイッチングアームＳ１およびＳ３のスイッチ制御
次の閉鎖組み合わせとなる閉鎖時間Ａｌｐｈａ＿２３：閉状態のスイッチングアームＳ２およびＳ３のスイッチ制御
【００５２】
言い換えると、この通り定義された変数は、該当するスイッチ閉鎖組み合わせが実現されているチョッピングサイクルの時間の割り合いを示すものである。
【００５３】
これらにより、次の式が得られる。
【００５４】
ａ）次の式は、調整により適用された制御により実現される目標電圧Ｖ12_cibleまたは電圧Ｖ12の構成を示す。
（１）Ｖ12_cible＝Ａｌｐｈａ＿１*Ｖdc＋Ａｌｐｈａ＿３*２*Ｖdc＋Ａｌｐｈａ＿１３*Ｖdc＋Ａｌｐｈａ＿２３*Ｖdc
ｂ）次の式は、調整により適用された制御により実現される目標電圧Ｖ13_cibleまたは電圧Ｖ13の構成を示す。
（２）Ｖ13_cible＝Ａｌｐｈａ＿１*Ｖdc＋Ａｌｐｈａ＿３*Ｖdc＋Ａｌｐｈａ＿１３*０＋Ａｌｐｈａ＿２３＊Ｖdc＝
ｃ）次の式は、出力コンデンサＣ１およびＣ２上の等しい電流の実現を示す（Ｉ＿ｈｉｇｈ＝Ｉ＿ｌｏｗ）。
Ｉ＿ｈｉｇｈ＝Ａｌｐｈａ＿３*Ｉ＿１＋Ａｌｐｈａ＿２３*Ｉ＿１
Ｉ＿ｌｏｗ＝Ａｌｐｈａ＿１*Ｉ＿１＋Ａｌｐｈａ＿３*Ｉ＿２＋Ａｌｐｈａ＿１３*Ｉ＿２
これにより、以下の式（３）が得られる。これは各出力コンデンサでの電流の等しい配分を示す。
（３）Ａｌｐｈａ＿１*（−Ｉ＿１）＋Ａｌｐｈａ＿３*（Ｉ＿１-Ｉ＿２）＋Ａｌｐｈａ＿１３*（−Ｉ＿２）＋Ａｌｐｈａ＿２３*（Ｉ＿１）＝０
ｄ）次の式は、全てのチョッピングデューティ比の和が、１（期間の内の１００％）に等しいことを示す。
【００５５】
全てのチョッピングデューティ比の和が、１（期間の内の１００％）に等しい。
（４）Ａｌｐｈａ＿１＋Ａｌｐｈａ＿３＋Ａｌｐｈａ＿１３＋Ａｌｐｈａ＿２３＝１
【００５６】
あるいはＡｌｐｈａ＿１、Ａｌｐｈａ＿３、Ａｌｐｈａ＿１３、Ａｌｐｈａ＿２３による、４つの式（１）、（２）、（３）、（４）の系統も考えられる。これは所与の時点で、Ｖ12_cibleおよびＶ13_cible、さらに出力コンデンサＣ１およびＣ２のそれぞれの測定電流Ｉ＿１およびＩ＿２値の関数として解くことができるものである。
【００５７】
式（１）および（４）を組み合わせると以下の２つの何れかが得られる。
Ｖdc*（２*Ａｌｐｈａ＿３＋Ａｌｐｈａ＿１＋Ａｌｐｈａ＿１３＋Ａｌｐｈａ＿２３）＝Ｖ12_cible
【００５８】
【数６】
2019531688.tif 000011
【００５９】
式（２）および（４）を組み合わせると以下の２つの何れかが得られる。
Ｖdc*（Ａｌｐｈａ＿３＋Ａｌｐｈａ＿１＋Ａｌｐｈａ＿２３）＝Ｖ13_cible
【００６０】
【数７】
2019531688.tif 000012
【００６１】
上述のとおりに定義されたＡｌｐｈａ＿３およびＡｌｐｈａ＿１３から、式（３）および（４）を組み合わせると、以下の２つの何れかが得られる。
式（４）より：
Ａｌｐｈａ＿１＝１-Ａｌｐｈａ＿３-Ａｌｐｈａ＿１３-Ａｌｐｈａ＿２３
そして式（３）より：
Ｉ＿１*（Ａｌｐｈａ＿３-１＋Ａｌｐｈａ＿３＋Ａｌｐｈａ＿１３＋Ａｌｐｈａ＿２３＋Ａｌｐｈａ＿２３）＋Ｉ＿２*（−Ａｌｐｈａ＿３-Ａｌｐｈａ＿１３）＝０
【００６２】
【数８】
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【００６３】
最後に、式（４）により解が得られる。
Ａｌｐｈａ＿１＝１-Ａｌｐｈａ＿３-Ａｌｐｈａ１３-Ａｌｐｈａ２３
【００６４】
ここから、上述の表に定義された４つのスイッチ閉鎖組合せの各スイッチのデューティ比が計算可能である。これは、調整に基づく電圧の生成において考慮されるものである。
【００６５】
スイッチングアームＳ１の制御スイッチの閉鎖デューティ比ｄｙｃ１は、当該スイッチが閉鎖された閉鎖組合せが実現される閉鎖時間の合計に対応し、以下の式で示される。
ｄｙｃ１＝Ａｌｐｈａ＿１＋Ａｌｐｈａ＿１３
【００６６】
スイッチングアームＳ２の制御スイッチの閉鎖デューティ比ｄｙｃ２は、当該スイッチが閉鎖された閉鎖組合せが実現される閉鎖時間の合計に対応し、以下の式で示される。
ｄｙｃ２＝Ａｌｐｈａ＿２３
【００６７】
スイッチングアームＳ３の制御スイッチの閉鎖デューティ比ｄｙｃ３は、当該スイッチが閉鎖された閉鎖組合せが実現される閉鎖時間の合計に対応し、以下の式で示される。
ｄｙｃ３＝Ａｌｐｈａ＿１＋Ａｌｐｈａ＿１３＋Ａｌｐｈａ＿２３
【００６８】
ここから、以下の順序で閉鎖組合せが実現されるように選択を行うことができる。即ち、スイッチングアームＳ２およびＳ３の制御スイッチを閉鎖、スイッチングアームＳ３の制御スイッチを閉鎖、スイッチングアームＳ１およびＳ３の制御スイッチを閉鎖、最後にスイッチングアームＳ１の制御スイッチを閉鎖となる。このような選択により、以下のとおり、スイッチングアームＳ１、Ｓ２、Ｓ３の制御スイッチの閉鎖について、閉鎖時ｄｌｙ１、ｄｌｙ２、ｄｌｙ３の遅延を固定できる。
ｄｌｙ１＝１−ｄｙｃ１
ｄｌｙ２＝０
ｄｌｙ３＝０
【００６９】
なお、閉鎖デューティ比および閉鎖遅延は、上記定義したように、該当するアームの電流が正の値の場合、負の場合それぞれにおいて、ハイスイッチと、ロースイッチとに適用される。
【００７０】
式２から、Ｉ＿ｈｉｇｈの例を考える。
Ｉ＿ｈｉｇｈ＝Ａｌｐｈａ＿３＊Ｉ＿１＋Ａｌｐｈａ＿２３＊Ｉ＿１
【００７１】
この式で、Ａｌｐｈａ＿３およびＡｌｐｈａ＿２３の比を得るための式を代入すると以下のとおりとなる。
Ｉ＿ｈｉｇｈ＝Ｉ＿１*（Ａｌｐｈａ＿３＋Ａｌｐｈａ＿２３）
＝Ｉ＿１*Ｉ＿２／（２*Ｉ＿１）*（Ｖ＿１３−Ｖ＿１２）／Ｖ＿ｄｃ＋１／２＊（１＋（Ｖ＿１３−Ｖ＿ｄｃ）／Ｖ＿ｄｃ））
＝１／（２*Ｖ＿ｄｃ）*（Ｉ＿２*Ｖ＿２３＋Ｉ＿１*Ｖ＿１３）
【００７２】
次に相地絡座標系について、共通の態様が存在しない、またはＩ＿１＋Ｉ＿２＋Ｉ＿３＝０であることから以下のとおりとなる。
Ｉ＿ｈｉｇｈ＝１／（２*Ｖ＿ｄｃ）*（Ｖ＿１*Ｉ＿１＋Ｖ＿２*Ｉ＿２＋Ｖ＿３*（−Ｉ＿１−１＿２））
＝１／（２*Ｖ＿ｄｃ）*（Ｖ＿１*Ｉ＿１＋Ｖ＿２*Ｉ＿２＋Ｖ＿３*Ｉ＿３）
【００７３】
したがって、充電器が一定電力で充電を行っている場合、各相で消費される電力の合計は必ず一定かつ充電電力と等しくなるので、以下のとおりとなる。
Ｉ＿ｈｉｇｈ＝１／（２*Ｖ＿ｄｃ）*Ｐ＿ｃｈａｒｇｅ
【００７４】
実際、充電電力が一定であれば、電流Ｉ＿ｈｉｇｈは一定となる。Ｉ＿ｈｉｇｈ＝Ｉ＿ｌｏｗであるため、Ｉ＿ｌｏｗについても同様である。
【００７５】
このスイッチ制御方策により、各出力コンデンサで電流を等しく配分でき、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力コンデンサに流れる最大電流を抑えることができる。これにより、ＰＦＣのコンデンサを極めて正確に実現できる可能性が開ける。さらに、出力コンデンサの電圧が一定且つ等しい場合、この方策により各出力コンデンサでの一定の電力が保証できる。したがって、一定のエネルギー流（電力）をバッテリーに排出すればよいので、ＤＣ／ＤＣ変換段によるロバストな整流器の出力調整が実現される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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