(57)【要約】  ほぼ一定の供給電圧ＶＳから、可変誘電率誘導体を有する可変電力用コンデンサ（１）のための可変高電圧制御電圧ＶＣを発生させるための可変電圧発生器回路を記載する。制御電圧発生器回路は、入力コンデンサ（１２）における電圧ＶＣｉｎを、少なくとも供給電圧ＶＳに維持するためのトップアップ回路（１０）と、電圧制御入力信号（２７）により制御される可変電圧変換係数Ｇを有する双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２０）とを備える。双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ（２０）は、電圧変換係数Ｇで、入力コンデンサ電圧ＶＣｉｎと出力電圧ＶＣの間で電圧を変換するよう配置される。ＶＣ＜Ｇ×ＶＣｉｎのとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２０）は、入力コンデンサ（１２）に蓄積された電荷を使用し、負荷容量（１）を充電する。ＶＣ＞Ｇ×ＶＣｉｎのとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２０）は、負荷容量（１）に蓄積された電荷を使用し、入力コンデンサ（１２）を充電する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ほぼ純粋な負荷容量（１）への出力のため、電圧制御入力信号（２７）に応じて可変な出力電圧ＶＣを発生させるための可変電圧発生器回路であって、
入力コンデンサ（１２）と、
前記入力コンデンサにおける電圧ＶＣｉｎを前記負荷容量（１）における出力電圧ＶＣに、又はその逆に変換するよう構成される双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２０；２８、３０）であって、ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記電圧制御入力信号（２７）を変動させることにより可変な電圧変換係数Ｇを有する、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２０；２８、３０）と
を備え、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が、１０ｍｓ未満の時間内で、
Ｇ＜ＶＣ／ＶＣｉｎのとき、前記負荷容量（１）の充電のためのほぼ全ての電気エネルギーが前記入力コンデンサ（１２）の放電により供給されるように、前記負荷容量（１）を充電し、前記入力コンデンサ（１２）を放電し、
Ｇ＞ＶＣ／ＶＣｉｎのとき、前記入力コンデンサ（１２）の充電のためのほぼ全ての電気エネルギーが前記負荷容量（１）の放電により供給されるように、前記負荷容量（１）を放電し、前記入力コンデンサ（１２）を充電する
よう動作可能であることを特徴とする、可変電圧発生器回路。
【請求項２】
前記負荷容量（１）を充電し、前記入力コンデンサ（１２）を放電することは、Ｇ＝ＶＣ／ＶＣｉｎとなるまで、前記負荷容量（１）を充電し、前記入力コンデンサ（１２）を放電することを含み、
前記負荷容量（１）を放電し、前記入力コンデンサ（１２）を充電することは、Ｇ＝ＶＣ／ＶＣｉｎとなるまで、前記負荷容量（１）を放電し、前記入力コンデンサ（１２）を充電する、請求項１に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項３】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける損失、及び前記負荷容量（１）の充電及び放電における損失を補填するために、電気エネルギーを供給し、前記入力コンデンサ（１２）を充電するように構成されるトップアップ回路（１０）を備える、請求項１又は請求項２に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２０）は、可変電圧変換係数（ｇ）を有する第１双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２８）と、固定電圧変換係数（Ｋ）を有する第２双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（３０）とを備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項５】
前記第１双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（２８）は、バックブーストコンバータを備える、及び／又は前記第２双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（３０）は、双方向共振形のＬＬＣコンバータを備える、請求項４に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項６】
前記電圧制御入力信号（２７）は、前記バックブーストコンバータ（２８）の切替え手段（２１、２２）に適用されるパルス幅変調信号であり、前記切替え手段（２１、２２）は、制御部（２５）の制御の下、第１のインダクタ（２３）を介して、前記入力コンデンサ電圧（ＶＣｉｎ）と別のコンデンサ（２４）の間のパルス幅が変調された電圧変換を提供するために接続され、その結果、別のコンデンサにまたがる電圧（ＶＰ）が、前記電圧制御入力信号（２７）のパルス幅比を変動させることにより、ほぼゼロボルトとほぼ入力コンデンサ電圧（ＶＣｉｎ）の間で可変である、請求項５に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項７】
前記ＬＬＣコンバータ（３０）は、上流側整流回路と負荷側整流回路とを備え、前記上流側及び負荷側整流回路は、同期して動作するよう配置される、請求項５又は６に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項８】
前記上流側及び負荷側整流回路のうち一方は、ＬＬＣ切替え制御信号によって能動的にソフト切替えされるよう配置されるトランジスタ（３４、３５；３６、３７、３８、３９）を備え、他方は、スレーブ整流配置で接続されるダイオード又はダイオード接続トランジスタ（３４、３５；３６、３７、３８、３９）を備える、請求項７に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項９】
前記バックブーストコンバータ回路（２８）は、インターリーブされた動作のために構成される複数のバックブーストコンバータ回路を備える、請求項５〜８のうちいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項１０】
前記トップアップ回路（１０）は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２０）での損失を補填する割合で、入力コンデンサ（１２）を充電するために構成される、力率改善回路を備える、請求項１〜９のうちいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項１１】
前記バックブーストコンバータ（２８）の前記インダクタ（２３）及び前記別のコンデンサ（２４）は、１０ｍｓ未満、好ましくは１ｍｓ、又はより好ましくは０．１ｍｓ、又はより好ましくは０．０１ｍｓのＬＣ時定数を有する、請求項５〜９のうちいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項１２】
前記ＬＬＣコンバータ（３０）は、１０６ｋＨｚ超の共振周波数を有する、請求項５〜１１のうちいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路。
【請求項１３】
誘電体（７）と、前記誘導体（７）の少なくとも一部にまたがり誘電率制御電圧（ＶＣ）を印加するための制御電極（６）と、を備える可変電力用コンデンサ（１）であって、前記制御電極（６）に接続される請求項１〜１０のうちいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路を備える、可変電力用コンデンサ（１）。
【請求項１４】
ほぼ純粋な負荷容量（１）に印加される出力電圧ＶＣを変動させ、その結果、負荷に供給される電気エネルギーの正味量はほぼゼロである方法であって、入力コンデンサ（１２）と前記負荷容量（１）の間に接続される可変双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ（２０；２８、３０）の電圧変換係数Ｇを、前記入力コンデンサにおける電圧ＶＣｉｎを前記負荷容量（１）における出力電圧ＶＣに、又はその逆に変換するように変動させることを含み、
Ｇ＜ＶＣ／ＶＣｉｎのとき、前記負荷容量（１）の充電のためのほぼ全ての電気エネルギーが前記入力コンデンサ（１２）の放電により供給されるように、前記負荷容量（１）を充電し、前記入力コンデンサ（１２）を放電するよう、１０ｍｓ未満内で、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに動作させることと、
Ｇ＞ＶＣ／ＶＣｉｎのとき、前記入力コンデンサ（１２）の充電のためのほぼ全ての電気エネルギーが前記負荷容量（１）の放電により供給されるように、前記入力コンデンサ（１２）を充電し、前記負荷容量（１）を放電するよう、１０ｍｓ未満内で、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに動作させることと
を特徴とする、方法。
【請求項１５】
前記誘電率制御電圧（ＶＣ）を変動させるために、請求項１４に記載の方法を使用することにより、請求項１３に記載の可変電力用コンデンサ（１）の静電容量を制御する方法。
【請求項１６】
前記ＶＰ電圧を変動させることは、請求項３〜１０のうちいずれか１項に記載の可変電圧発生器回路において、前記バックブーストコンバータ（２８）のバックブースト変換係数を制御するように、制御信号（２７）のパルス幅比を変動させることを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
９０Ｖｒｍｓ〜３６５Ｖｒｍｓの範囲のＡＣ供給電圧、
１００Ｖ〜６００Ｖの範囲のＤＣ供給電圧（ＶＳ）、
少なくとも１ｋＶ、又は好ましくは少なくとも３ｋＶ、又はより好ましくは少なくとも５ｋＶの範囲の誘電率制御電圧（ＶＣ）、及び
１０ｍｓ未満、又は好ましくは１ｍｓ未満、又はより好ましくは０．１ｍｓ未満、又はより好ましくは０．０１ｍｓ未満の負荷容量の充電／放電時間、
で、前記可変電圧発生器回路を動作させることを含む、請求項１４〜１６のうちいずれか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧、高速可変ＤＣ電圧源の分野に関する。特に、排他的な意味はないが、本発明は、容量性負荷はもたらすが、わずかなエネルギー消費で又はエネルギーを消費することなく、高速ダイナミック高電圧ＤＣ制御電圧をデバイスに提供する分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
国際出願第２０１６０３４２４１Ａ１号は、例えば、プラズマエッチング又は蒸着のために使用されるプラズマチャンバのために必要とし得るなど、極めてダイナミックなＲＦ電源を提供するために使用することができる超高速可変電力用コンデンサについて記載する。可変電力用コンデンサは、大きな電界又は大きなＤＣ電圧を誘電材料全体に印加することにより変動し得る可変誘電率を有する常誘電性誘電材料を有する。制御電極はこの目的のために具備される。制御電極において電圧を変動させることにより、可変コンデンサの静電容量を超高速で正確に変化させることが可能である。このことは、次に、プラズマ処理チャンバへの無線周波数（ＲＦ）電源の非常に敏感なインピーダンス整合を可能にし、次に、プラズマ処理（例えば、エッチング又は蒸着処理）の制御的及び機能的分解能を向上させる。
【０００３】
高速可変電力用コンデンサの利点を現実化する上で、印加されるＤＣ電圧が、高電圧（例えば、１ｋＶ超、３ｋＶ超、又は５ｋＶ超）と、低電圧（例えば、０Ｖ）の間で非常に素早く（例えば、１０ｍｓ以内、又は１ｍｓもしくは１００ｐｓ、又は１０ｐｓ以下）、すなわち、１０５Ｖ／ｓ以上、１０６Ｖ／ｓ以上、１０７Ｖ／ｓ以上、又は１０８Ｖ／ｓ以上と同程度の早い速度で変動することができるべきであることが有利である。制御電極、及びそれらの間の誘電体は、印加されるＤＣ電圧の負荷容量を形成し、そのため、制御電圧源は、この短い時間で、最大電圧範囲（例えば、０Ｖから５ｋＶまで、又はその逆）にわたり、負荷容量を充電又は放電することができるべきであることが好ましい。
【０００４】
同様に、ピエゾアクチュエータは、ハイスピードスイッチングなどのアプリケーションで使用することができる。印加するドライバ電圧を十分素早く変動させることができた場合に１００００ｇ以上の加速度を達成することができる。そのため、ドライバ電圧は、非常に短い時間（例えば、１ｍｓ以下、又は０．１ｍｓ以下、又は０．０１ｍｓ以下）で、大きな電圧範囲（例えば、１ｋＶ以上）にわたり変動することを求められ得る。
【０００５】
ピエゾアクチュエータにより、又は上記で言及した可変電力用コンデンサの制御電極間にある誘電体によりもたらされるものなど、容量性負荷の容量は、例えば、約１０ｐＦ〜１００ｎＦ、又は１００ｎＦ超であり得る。充電／放電時間が非常に短いとき、大きな電圧範囲を有するこのような容量性負荷を充電及び放電することは、容易でない課題である。問題は、制御電圧発生器回路構成における損失の因子によりさらに度を増す。プラズマ発生用高速可変コンデンサ又は以上で記載されるピエゾアクチュエータなどのアプリケーションにおいて、非常に迅速なだけでなく、高精度に出力電圧を変動させることができることは有利である。
【０００６】
従って、正確さ及び効率を妥協することなく、十分な定常入力電圧からの迅速に変化する出力電圧を発生させることができる高速可変高電圧源が求められることが明らかになっている。
【０００７】
先行技術
未制御のＬＬＣコンバータをパルス幅変調バックブーストコンバータで制御して、ＬＬＣコンバータの出力電圧からのフィードバックを使用してＬＬＣコンバータの入力電圧を調整し、その結果、出力が、１４０Ｖの入力電圧から、４００Ｖなどの一定の電圧に維持される２段電力コンバータは、米国特許公開第２０１１００９０７１７号により既知である。回路が例えば２５００Ｗで作動する必要があるため、回路は、入力電圧及び出力電圧が一定で、入力と出力間のエネルギー伝達ができる限り効率的な、スムーズな電力を提供するよう設計される。米国特許公開第２０１１００９０７１７号に記載される回路は、規定の高い作動電力定格で動作し続ける寸法の構成要素を備える大きく頑丈な回路であり、回路は、以上に記載されるアプリケーションで規定されるような、わずかな正味の電力消費（すなわち、非常に高い電力効率）で、０Ｖから例えば５ｋＶ以上に迅速及び精度良く変動可能な出力電圧を発生させることには適さないであろう。特に、米国特許公開第２０１１００９０７１７号は、０Ｖに近い非常に低い電圧を含む出力電圧範囲を発生させることができないであろう。
【０００８】
従って、物理的に小さなサイズで実施することができ、非常に高い電圧から非常に低い電圧までの範囲の出力電圧を供給することができる、損失の少ない回路において、正確に制御可能で、高電圧で、高速に変動することができるＤＣ電圧を提供することができるＤＣ電圧供給源が求められる。
【発明の概要】
【０００９】
本発明は、先行技術の可変制御電圧発生回路の上記欠点のうち少なくともいくつかを克服することを目的とする。そのため、本発明に係る可変電圧発生器回路は、請求項１に記載され、本発明に係る可変コンデンサは、請求項１１に記載され、本発明に係る方法は、請求項１２に記載される。本発明の回路及び方法の異形態は、従属項である請求項２〜請求項１０及び請求項１３〜請求項１５に記載される。
【００１０】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧をほぼ安定して保ちつつ、その電圧増幅率を変動させることにより出力電圧を変動させるために使用される。入力コンデンサは、制御入力信号が出力電圧を増加させることを決定したとき、容量性負荷を充電するために使用することができる電荷のリザーバを提供し、出力電圧を減少させるとき、負荷容量は入力コンデンサに戻るよう放電される。従って、特定のアプリケーション（例えば、プラズマチャンバに電力を供給するために使用される可変電力用コンデンサの制御電極間にある誘電体）の必要に応じて、負荷容量を充電及び放電するため、電荷は、往復伝達される。従って、出力電圧を減少させるときは常に、電気エネルギーの大半を回復させるため、回路の全体の損失は低い。このことは、回路を比較的小さな構成要素で実施することができることを意味し、所望の瞬間出力電圧を発生させるための値を正確及び迅速に設定するために制御入力信号を使用することができることを意味する。さらに、増幅した出力電圧は、出力電圧からのフィードバックなど、さらなる制御入力を求めることなく、制御入力信号に従う。ステアリング信号（バックブーストコンバータの切替え制御に適用されるパルス幅変調信号であり得る）の制御の下、非常に素早く大きさ及び方向を変化させるため、回路を通し電流を流すことを可能にすることにより、回路は、少ない損失で、上流の入力容量と下流の負荷容量との間で電荷が動くことを可能にし、その結果、電圧供給回路の全体の電力消費は、損失のみに実質的に制限される。回路における瞬間電力伝達は時に大きくなることがあり、特に、大きく、高速な出力電圧振幅の間は大きくなることがあり得るが、大きな電流値は一時的で、回路の構成要素は、非常に控えめな全体の電力伝達のための寸法とすることのみが求められる。可変コンデンサ（又は、ピエゾアクチュエータ）が、非常にわずかな（例えば、ほぼゼロの）正味電力を引き込むため、電圧供給回路を通る全体の正味電力伝達は、非常に少ない、すなわちほぼゼロである。トップアップ回路とも称する入力回路の構成要素は、この正味電力要件のために十分な電力を供給し、上流の容量と下流の容量の間で電流を往復して流すために負う損失を補填するような寸法であることのみが求められる。
【００１１】
次に、添付図面を参照して、本発明を詳細に記載する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】常誘電性誘電体に印加される制御電圧を有する可変コンデンサを示す概略画像である。
【図２】本発明に係る、図１のコンデンサの制御電極のための制御電圧発生器回路を概略図で示す。
【図３】図２の例示的回路の異形態を示す。
【図４】本発明に係る、図３の制御電圧発生器回路の例示的実施形を示す。
【図５】図４の制御電圧発生器回路の例示的実施形をより詳細に示す。
【図６】図５の例示的実施形をより詳細に示す。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図面は、単に、本発明の根底にある原理を理解するための補助として提供しており、求める保護の範囲を限定するものと捉えるべきではないことに留意すべきである。別の図面で同じ参照符号が使用されるが、これは、同様又は等価の特徴を表すことを意図している。しかし、異なる参照符号の使用が、それらが指す特徴間の特定の度合いでの相違を表すことを意図すると仮定すべきではない。
【００１４】
国際出願第２０１６０３４２４１Ａ１号によって知られるものなど、可変コンデンサ１を図１に概略的に図解する。例示的コンデンサ１は、常誘電性誘電材料７のブロック又はプレートと、２つのメインコンデンサ電極５と、コンデンサ配線４とを備える。デバイスの静電容量は、誘電体７にまたがり電界を印加することにより変動させることができる。これは、可変電圧源ＶＣを接続端子２及び３で、制御電極６に接続することにより達成することができる。制御電圧ＶＣを変動させることにより、制御電極６間の誘電体７の一部の誘電率に変動が生じ、そのため、コンデンサ電極５間のコンデンサ１の静電容量が変わる。
【００１５】
静電容量を非常に迅速に変動させることができるということはこの種類の可変コンデンサの著しい利点である。このことにより、コンデンサは、印加される高電圧を変化させることによる、このような種類の可変コンデンサの高速調整により達成することができる非常に敏感なインピーダンス整合を必要とする、プラズマ発生などのアプリケーションに有用なものとなる。高電圧、ハイスピード可変コンデンサの利点を現実化するため、大きな電圧範囲を提供することができ、低電圧又はゼロ電圧から高電圧（例えば、１ｋＶ、３ｋＶ、５ｋＶ、又は最大６ｋＶ以上）まで変動することができ、必要な速いスピードの適切な制御電圧発生器回路が必要である。
【００１６】
図２〜図６は、記載した可変コンデンサの制御電極のために迅速に変動可能な高い電圧を供給するための以上で記載した要件を満たすよう設計された、本発明に係る例示的電圧供給回路の概略図を様々な詳細度で示す。
【００１７】
図２を参照すると、回路の上流（左）側にある入力コンデンサ１２は、ダイオード１５を介し、ＶＳのＤＣ電圧源１１により供給電圧ＶＣｉｎ（回路ノード１７での電圧）で充電されたままである。回路１０は、コンデンサにおける電圧ＶＣｉｎがＶＳ未満に落ちたとき、入力コンデンサ１２を電圧ＶＳまで充電するよう設計される。入力コンデンサ１２のこの「トップアップ」充電は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０により、入力コンデンサと負荷容量１の間で電荷が往復移動するとき生じる損失により失った電気エネルギーを補充する。動作の際、ＶＣｉｎは、通常、回路の構成要素及び適用要件に応じて、ＶＳと等しい又はＶＳよりわずかに高い。特に、ＶＣｉｎは、入力コンデンサが既にＶＳであり、負荷容量１からの荷電を使用して充電されるとき、ＶＳより大きいであろう。入力コンデンサ１２は、負荷容量１のものよりも十分に大きい静電容量を有するよう有利に選択され、その結果、たとえ、ＶＣが急に大きく減少したとしても負荷容量から戻った荷電で入力コンデンサ１２を充電するため、ＶＳ超にＶＣｉｎを少量増加させることのみを要するであろう。入力容量１２は、例えば、負荷容量１の静電容量値の、好ましくは少なくとも５０倍、又はより好ましくは少なくとも１００倍、又はより好ましくは２００倍、又はより好ましくは５００倍の静電容量値であり得る。負荷容量は、ほぼ純粋に容量性である（例えば、その抵抗の少なくとも１００倍のリアクタンスを有し得る）。
【００１８】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０は、制御部２５からの制御入力信号２７により制御される可変電圧増幅率Ｇを有する。以下の文章において、用語  電圧変換係数は、順方向（すなわち、上流から下流へ、左から右へ、入力から出力へ）でＤＣ−ＤＣコンバータ２０により提供される瞬間電圧増幅を指すものとみなす。逆方向の電圧変換係数は、順変換係数と同様だが、反対（相反）の意味である。
【００１９】
制御部２５は、アプリケーション（例えば、プラズマチャンバ）の瞬間要求を表し得る制御入力２６を必要な出力電圧ＶＣを出力するための適切な値であるＧを設定するための制御入力信号２７に翻訳するために必要とされ得る。制御部２５は、命令２６を実行するための適切な値であるＧに、命令２６をマッピングするためのいくつかの詳細なアプリケーションデータ（例えば、アルゴリズムとして、又は高速ルックアップテーブルの形態で保存されるもの）を含み得る。プラズマチャンバ用のＲＦ電源のインピーダンス整合ネットワーク（マッチボックス）で使用される高速可変電力用コンデンサのアプリケーションにおける例として、マッチボックスは、コンデンサ１に、第１の所定の値から第２のかなり異なる値に、容量を急変させることを求め得る。この変化をもたらすため、可変電力用コンデンサ１の制御電極に印加される電圧ＶＣでの特定の変化が必要である。本例において、制御部は、可変コンデンサ１の新たな容量をもたらすために必要な新たな値ＶＣ、及びこの新たな値に出力電圧ＶＣを変化させるために必要な値Ｇを算出、またさもなくば決定するためのデータを具備し得る。その後、必要な値Ｇは、制御入力信号２７に符号化され、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換係数を変化させるために使用される。すると、出力電圧ＶＣが増加するか、又は減少するかに応じて、入力コンデンサ１２と負荷容量１の間で電荷の流れが起こる。
【００２０】
なお、可変電力用コンデンサ１を制御する本発明の回路のアプリケーションの例において、制御電極６の間の静電容量は、コンデンサの構成に応じて、主電極５間の静電容量と同一であっても異なっていてもよい。
【００２１】
図３は、図２の回路の例示的異形態を示す。この異形態において、可変双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、共に双方向性があり、図２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０と同一の機能を共に行う２つのコンバータ段階２８及び３０として実装される。可変双方向ＤＣ−ＤＣ回路２８は、制御入力信号２７により決定される変換係数Ｇで、可変ステアリング電圧を発生させる。一定双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、一定の電圧変換係数Ｋを有し、ここでｇ×Ｋは、図２の回路の係数Ｇに等しい。以下の詳細な例示的記載でわかるように、可変ゲイン段階（２８）と主増幅段階（３０）の機能を分けるという実用的な利点がある。
【００２２】
制御部２５は、図４〜図６で不図示であるが、図４〜図６の詳細な回路における切替え部又は切替え可能な構成要素のうち少なくともいくつかを作動させるために、存在することが想定される。制御部は、例えば、バックブーストコンバータ２８の切替え構成要素を制御する。ＬＬＣコンバータが好ましくはほぼ一定の切替えレジームで動作するため、ＬＬＣコンバータの切替えは、好ましくは可変又はプログラミングされた制御を必要としない。
【００２３】
図４は、図３の回路の例示的実施形を示す。本例において、切替え部材２１及び２２、インダクタ２３、並びにコンデンサ２４を備えるバックブーストコンバータ２８は、回路ノード２９におけるステアリング電圧ＶＰを発生させることを担う。ステアリング電圧ＶＰは、制御入力信号（不図示）の制御下で、切替え部材２１及び２２の切替えデューティサイクルを変動させることにより設定される。ＶＰの瞬間値は、上部の切替え手段２１のデューティサイクルの「入（ｏｎ）」の割合を掛けたＶＣｉｎに比例するものと考えることができる。用語  バックブーストコンバータは、本明細書では、順方向ではバックコンバータとして（電圧ＶＣｉｎをＶＰに減少させる）、逆方向ではブーストコンバータとして（電圧ＶＰをＶＣｉｎに増幅する）作用するという意味で使用される。特定のアプリケーションにとって必要であれば、ステアリング電圧ＶＰを低値又はほぼゼロの値から、高値、ほぼＶＣｉｎに変動させることができる。Ｖｐの最小であるＶＰ（ｍｉｎ）は、好ましくはＶＣｉｎの２５％未満、またより好ましくはＶＣｉｎの１０％未満である。Ｖｐの最大であるＶＰ（ｍａｘ）は、好ましくはＶＣｉｎの７５％超、またより好ましくはＶＣｉｎの９０％超である。
【００２４】
以上に記載した可変コンデンサ１は、例えば、制御電圧ＶＣがゼロであるときに、通常、その最大静電容量値を有する。この場合、可変コンデンサ１の利用可能な静電容量値を最大化するために、ＶＰ、それによりＶＣを０Ｖに減少させることができることは有利である。単一のバックブーストコンバータ回路２８を、図４〜図６に示す。しかし、複数のインターリーブスライスにわたり電力を分配するため、及びＶＰの値におけるリップル又はゆらぎの量を低減するために、２つ以上のこのような回路を並列に接続することもできよう。インダクタ２３及びコンデンサ２４の値は、高速動作（例えば、１５０ｋＨｚ以上）を可能にするため小さいことが好ましく、そのため、コンデンサ２４は、有意な平滑化関数を提供しない。加えて、例示的アプリケーション（例えば、可変コンデンサ１）において、一定ＤＣ−ＤＣコンバータ（図３〜図６にてブロック３０で表示する）は、１０以上の電圧増幅率を有し得、この場合、ＶＰにおけるリップルは、ＶＣで１０倍に拡大され得る。複数のバックブーストコンバータ回路スライスをインターリーブするは、出力ＶＣにおけるこのようなリップルを軽減する一助となることができる。
【００２５】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、ほぼ一定の切替えレジュメ及び予め定められた電圧増幅特性を有し、コンバータの共振周波数で又はその付近で同期的でソフトに切り替えられるモードで動作する、図５及び図６で示すような双方向同期共振ＬＬＣコンバータとして実施され得る。増幅特性は、ほぼ線形又は非線形であり得るが、伝達関数は、好ましくは安定又は予測可能であるべきである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の下流電圧ＶＣは、以下で説明するように、バックブーストコンバータ２８を制御するための制御パラメータとして使用する必要はない。
【００２６】
図４〜図５に示す制御電圧発生器回路は、ハードウェア及び／又はソフトウェアで実施され得る１つ又は複数の制御部（不図示）により制御される。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３０用の切替え信号を提供する制御部とは別に、制御部は、双方向（バックブースト）コンバータ回路２８に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を提供する。バックブースト制御信号を提供する制御部は、制御電圧発生器回路を使用する特定のアプリケーションのパラメータに基づき、ＰＷＭデューティ比を算出し得る。ダイナミックインピーダンス整合装置で使用され、以上に記載した可変コンデンサ１の場合、例えば、インピーダンス整合装置の制御部は、コンデンサ１のための容量値パラメータ命令を出し得る。コンデンサ１並びに制御電圧回路部材２８及び３０の事前に得た性能情報を使用して、バックブースト制御信号を算出することができ、これは、結果として異なる動作状況（例えば、温度）を考慮して、コンデンサ１の必要な静電容量値となるであろう。ピエゾアクチュエータの場合、異なる動作状況（例えば、温度、湿度、物理的負荷の種類など）の下、ＰＷＭデューティサイクル値をアクチュエータの得られた物理的挙動にマッピングする、事前に得た性能情報に基づき、バックブースト制御信号を算出することができるという点で、同様の制御パスが実施され得る。
【００２７】
切替え部材を、記号で表したスイッチ又はシリコン系ＭＯＳＦＥＴトランジスタとして、図４〜図６に様々に示す。特定のアプリケーション及び実施形に応じて、スイッチとして示される部材は、例えば、能動的に切り替える場合、ＭＯＳＦＥＴ類若しくは窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタ又は炭化ケイ素（ＳｉＣ）トランジスタとして、又は他の切替え構成要素と同期して動作する場合は、ダイオード若しくはダイオード接続トランジスタとして実施され得る。例えば、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、上流側整流回路（トランジスタ３６、３７、３８、３９として示す）が、単純なダイオード又はダイオード接続トランジスタを備える一方、下流側整流回路がソフトに切り替えられるトランジスタ３４及び３５を備えるように構成され得る。この場合、スレーブ配置のため、上流側整流回路は、下流側回路の切替えに同期して従う。
【００２８】
以上で記載したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、同期して、好ましくは一定の動作（切替え）周波数で、有利に動作し得る。双方向コンバータ回路２８も、ほぼ一定の切替え周波数で動作するように構成され得る。この周波数は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０の動作周波数とは異なっていてもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０の動作周波数と同一に選択されてもよい。後者の異形態は、ＶＰにおけるリップルを減少させるという利点を有し、この場合、エネルギーが入力コンデンサ１２と負荷コンデンサ１の間で同期して往復伝達することができるため、コンデンサ２４は全く必要としないか、又は小さな構成要素としてのみ必要とされる。
【００２９】
図６は、入力１６に印加される、ある範囲の入力電圧から、一定の供給電圧ＶＳを発生させる力率改善（ＰＦＣ）回路を使用する入力回路１０の実施形を示す。ＰＦＣ（１０）の出力のコンデンサ１２は、出力電圧ＶＣが著しく変化するとき、動的な動作の間、回路を通り、往復移動する大きな電荷を蓄積することができる大きなコンデンサであることが有利であり得る。このようなコンデンサとしては、例えば、電解質又は／及び特殊箔のコンデンサを含むこことができよう。入力回路１０は、負荷容量１に送達される総電力量を送達するために求められるものよりも十分に少ない電力定格を有する構成要素を使用して構築され得る。入力回路１０の電力定格は、例えば、量（Ｃ×ｆ×Ｕ２）の１５％未満であり得、ここで、Ｃは負荷容量、ｆはコンバータ回路２０の動作周波数、Ｕはコンバータ回路２０の１つの切替えサイクル内での最大許容電圧振幅である。
【００３０】
実施例
一般的に、可変コンデンサの例示的アプリケーションで使用されるとき、様々な動作パラメータが、例えば、以下の範囲とされ得る。
ＡＣ入力電圧：８０Ｖ〜４００Ｖｒｍｓ（世界中の、通常のメイン電源出力電圧に対応）
ＶＳ：１００Ｖ〜６００Ｖ
ＶＰ：０Ｖ〜ＶＳ
負荷容量：５ｎＦ以上、又は５０ｎＦ以上、又は５００ｎＦ以上
【００３１】
処理開始時、電圧が大きく変化する高速プラズマ点火のための整合ネットワークの場合の動作パラメータは、例えば、
１６へのＡＣ入力電圧：９０〜２６５Ｖｒｍｓ
ＶＳ：４２５Ｖ  ＤＣ
ＶＰ：０Ｖ〜ＶＳ
ＶＣ：０Ｖ〜５ｋＶ以上
制御電極容量の充電／放電時間：１０ｍｓ未満、又は１ｍｓ未満、又は０．１ｍｓ未満
コンデンサバイアス電圧差：０〜２ｋＶ以上、又は０〜４ｋＶ以上、又は０〜６ｋＶ以上
負荷容量：５ｎＦ以上、又は５０ｎＦ以上、又は５００ｎＦ以上
であり得る。
【００３２】
プラズマチャンバ用のＲＦ電力パルス化のために最適化された整合ネットワークの場合の動作パラメータは、例えば、
１６へのＡＣ入力電圧：９０〜２６５Ｖｒｍｓ
ＶＳ：４２５Ｖ  ＤＣ
ＶＰ：０Ｖ〜ＶＳ
ＶＣ：０Ｖ〜１ｋＶ以上、又は３ｋＶ以上、又は５ｋＶ以上
制御電極容量の充電／放電時間：１０ｍｓ未満、又は１ｍｓ未満、又は０．１ｍｓ未満、又は０．０１ｍｓ未満
ＶＣ切替え周波数：１ｋＨｚ以上、１０ｋＨｚ以上、１００ｋＨｚ以上
低及び高ＲＦ電力レベル間の周期的コンデンサバイアス電圧差：０〜０．５ｋＶ以上、又は０〜２ｋＶ以上、又は０〜４ｋＶ以上
負荷容量：５ｎＦ以上、又は５０ｎＦ以上、又は５００ｎＦ以上
であり得る。
【００３３】
高速ピエゾアクチュエータの場合、動作パラメータは、例えば、
１６へのＡＣ入力電圧：９０〜２６５Ｖｒｍｓ
ＶＳ：４２５Ｖ  ＤＣ
ＶＰ：０Ｖ〜ＶＳ
ＶＣ：０Ｖ〜１ｋＶ以上
制御電極容量の充電／放電時間：１０ｍｓ未満、又は１ｍｓ未満、又は０．１ｍｓ未満、又は０．０１ｍｓ未満
アクチュエータ周波数：１００Ｈｚ以上、１ｋＨｚ以上、１０ｋＨｚ以上、１００ｋＨｚ以上
であり得る。
【００３４】
本発明の制御電圧発生器回路は、コンデンサ１及びピエゾアクチュエータの２つの例示的アプリケーションに関して、以上で記載されている。しかし、これらは、考えられるアプリケーションの２つの単なる例である。回路は他のアプリケーション、特に高効率（正味の電力消費が少ない）、高電圧、及び制御応答が高速でハイスピードな動作を必要とするアプリケーションで使用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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