(57)【要約】センサシステムは、一連のデジタルセンサ信号を発生させるアナログ／デジタルコンバータを備える、取得ユニットと、評価のために、一連のデジタルセンサ信号を受信する、第１の評価ユニットであって、第１の評価ユニットは、センサイベントに対応する出力信号を発生させる、第１の評価ユニットと、該第１の評価ユニットから独立して一連のデジタルセンサ信号を受信する、第２の評価ユニットとを有する。少なくとも第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、第２の評価ユニットによって処理され、アナログ／デジタルコンバータを制御するサンプリング周波数を選択するように構成される、制御信号を発生させ、第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、異なるサンプリング周波数でサンプリングされる。
2019510194.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサシステムであって、
一連のデジタルセンサ信号を発生させるアナログ／デジタルコンバータを備える取得ユニットと、
評価のために前記一連のデジタルセンサ信号を受信する第１の評価ユニットであって、前記第１の評価ユニットは、センサイベントに対応する出力信号を発生させる、第１の評価ユニットと、
前記第１の評価ユニットから独立して前記一連のデジタルセンサ信号を受信する第２の評価ユニットと
を備え、
少なくとも第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、前記第２の評価ユニットによって処理され、前記アナログ／デジタルコンバータを制御するサンプリング周波数を選択するように構成されている制御信号を発生させ、前記第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、異なるサンプリング周波数でサンプリングされる、センサシステム。
【請求項２】
前記第２の評価ユニットは、前記一連のデジタルセンサ信号を受信する入力と、前記制御信号を発生させるための信号を提供する出力とを有する、デジタルフィルタを備える、請求項１に記載のセンサシステム。
【請求項３】
前記第２の評価ユニットはさらに、前記第２の評価ユニットによって処理される信号の電力推定値を提供する、請求項１または２に記載のセンサシステム。
【請求項４】
電力推定器ユニットによって発生される第１および第２のスコア値を記憶するように構成されている、第１および第２のレジスタと、前記第１および第２のスコア値を比較し、前記制御信号を発生させる、比較器ユニットとをさらに備える、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項５】
前記第１のスコア値が、前記第２のスコア値を上回るまたはそれと等しい場合、前記制御信号は、第１の論理状態となり、そうでなければ、第２の論理状態となる、請求項４に記載のセンサシステム。
【請求項６】
論理０、論理１、および出力信号を前記比較器ユニットから受信する第１のマルチプレクサと、
前記マルチプレクサを制御するソース制御ユニットと
を備え、
前記第１のマルチプレクサの出力は、一連の前記サンプリング周波数を制御する、請求項４に記載のセンサシステム。
【請求項７】
前記第１のマルチプレクサの出力は、前記第１または第２のレジスタのいずれかを選択するように構成されている、第２のマルチプレクサを制御する、請求項６に記載のセンサシステム。
【請求項８】
前記システムは、複数のサンプリング周波数間で選択する、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項９】
前記システムは、第１および第２のサンプリング周波数間で選択する、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１０】
前記第１の評価ユニットは、複数の後続デジタルセンサ信号を単一出力信号に組み合わせ、前記第２の評価ユニットは、デジタルセンサ信号の第１のパケット、および前記第１のパケットの直後のデジタルセンサ信号の第２のパケットを評価するように構成され、各パケットは、異なるサンプリング周波数を用いてサンプリングされるデジタルセンサ信号を備える、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１１】
前記第２の評価ユニットは、複数のパケットが発生された後、評価を周期的に行うように構成されている、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１２】
前記一連のデジタルセンサ信号を受信する切替可能フィルタバンクと、前記一連のデジタルセンサ信号を受信し、前記切替可能フィルタバンクからの出力信号を前記一連のデジタルセンサ信号から減算し、結果を前記デジタルフィルタに転送するように構成されている、減算ユニットとをさらに備える、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１３】
前記切替可能フィルタバンクは、一連のデジタルセンサ信号内のサンプル値の数をカウントするように構成されている、カウンタによって制御される、請求項１２に記載のセンサシステム。
【請求項１４】
後続差動センサ信号測定を行うように構成されている、前記取得ユニット内の制御ユニットと、出力信号をＡＤＣから受信する復調器とをさらに備える、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１５】
前記復調器は、前記ＡＤＣの出力値を「＋１」または「−１」のいずれかで乗算する、請求項１４に記載のセンサシステム。
【請求項１６】
前記デジタルフィルタのフィルタ特性は、前記第２の評価ユニットが、出力値を前記ＡＤＣから直接または出力を前記復調器から受信したかどうかに依存して選択される、請求項１４に記載のセンサシステム。
【請求項１７】
前記第２の評価ユニットは、出力値を前記復調器から受信し、前記デジタルフィルタは、ＤＣ成分に対して構成されている、請求項１４−１６のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１８】
前記第２の評価ユニットは、出力値を直接前記ＡＤＣから受信し、前記デジタルフィルタは、前記差動センサ信号測定の変調周波数を排除するように構成されている、請求項１４−１６のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項１９】
複数のセンサを備え、前記取得システムは、センサ信号の少なくとも１つのパケットを前記複数のセンサのそれぞれから連続して取得するように構成され、各パケットは、選択されたサンプリング周波数を使用するセンサからの複数の後続測定を備える、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項２０】
前記第２の評価ユニットは、前記複数のセンサのうちの１つを選択し、前記デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供するように構成されている、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項２１】
最強信号を提供する前記複数のセンサのうちのセンサは、より頻繁に、前記デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供するように選択される、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項２２】
複数のサンプリング周波数が提供され、２つの好ましいサンプリング周波数は、前記第２の評価ユニットによって行われる複数の評価の間に選択される、前記請求項のうちの１項に記載のセンサシステム。
【請求項２３】
センサ信号をサンプリングするための方法であって、
アナログ／デジタルコンバータを用いて、一連のデジタルセンサ信号を発生させることと、
第１の評価ユニットがセンサイベントに対応する前記一連のデジタルセンサ信号を受信することによって、出力信号を発生させることと、
前記第１の評価ユニットから独立した第２の評価ユニットによって、前記一連のデジタルセンサ信号を受信することと、
前記第２の評価ユニットによって、少なくとも第１および第２の一連のデジタルセンサ信号を処理し、制御信号を発生させることと、
前記制御信号によって、前記アナログ／デジタルコンバータを制御するサンプリング周波数を選択することであって、前記第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、異なるサンプリング周波数でサンプリングされる、ことと
を含む、方法。
【請求項２４】
前記第２の評価ユニットによって、前記一連のデジタルセンサ信号をフィルタ処理し、前記制御信号を発生させることをさらに含む、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記第２の評価ユニットによって処理される信号の電力推定を行うことをさらに含む、請求項２３または２４に記載の方法。
【請求項２６】
前記電力推定によって発生される第１および第２のスコア値を記憶し、前記第１および第２のスコア値を比較して前記制御信号を発生させることをさらに含む、請求項２３−２５のうちの１項に記載の方法。
【請求項２７】
前記第１のスコア値が、前記第２のスコア値を上回るまたはそれと等しい場合、前記制御信号は、第１の論理状態となり、そうでなければ、第２の論理状態となる、請求項２５に記載の方法。
【請求項２８】
複数のサンプリング周波数間で選択することをさらに含む、請求項２３−２７のうちの１項に記載の方法。
【請求項２９】
第１および第２のサンプリング周波数間で選択することをさらに含む、請求項２３−２８のうちの１項に記載の方法。
【請求項３０】
複数の後続デジタルセンサ信号を単一出力信号に組み合わせ、デジタルセンサ信号の第１のパケット、および前記第１のパケットの直後のデジタルセンサ信号の第２のパケットを評価することをさらに含み、各パケットは、異なるサンプリング周波数を用いてサンプリングされるデジタルセンサ信号を備える、請求項２３−２９のうちの１項に記載の方法。
【請求項３１】
複数のパケットが発生された後、評価を周期的に行うことをさらに含む、請求項２３−３０のうちの１項に記載の方法。
【請求項３２】
前記一連のデジタルセンサ信号を受信する切替可能フィルタバンクからの出力信号を前記一連のデジタルセンサ信号から減算し、さらなるフィルタ処理のために、結果を転送することをさらに含む、請求項２３−３１のうちの１項に記載の方法。
【請求項３３】
一連のデジタルセンサ信号内のサンプル値の数をカウントするように構成されたカウンタによって、前記切替可能フィルタバンクを制御することをさらに含む、請求項２３−３２のうちの１項に記載の方法。
【請求項３４】
複数のセンサが提供され、前記方法はさらに、前記複数のセンサのそれぞれからセンサ信号の少なくとも１つのパケットを連続して取得することを含み、各パケットは、選択されたサンプリング周波数を使用するセンサからの複数の後続測定を備える、請求項２３−３３のうちの１項に記載の方法。
【請求項３５】
前記複数のセンサのうちの１つを選択し、前記デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供することをさらに含む、請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
最強信号を提供する前記複数のセンサからのセンサは、より頻繁に、前記デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供するように選択される、請求項３５に記載の方法。
【請求項３７】
複数のサンプリング周波数が提供され、２つの好ましいサンプリング周波数は、前記第２の評価ユニットによって行われる複数の評価の間に選択される、請求項２３−３６のうちの１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（技術分野）
本開示は、雑音によって影響されるセンサ、特に、容量センサシステムを動作させるための方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
（背景）
多くのセンサシステムは、システムによって提供される個別の信号を評価するときに問題をもたらす、雑音を被る検出器を使用する。そのようなセンサシステムは、多くの場合、雑音環境内で使用される。マイクロコントローラは、そのようなセンサの検出およびデコードを可能にする、周辺デバイスを含む。そのようなセンサシステムのアクティブ化をデコードおよび検出するための別個のコントローラもまた、利用可能である。
【０００３】
多くの従来の入力システムでは、容量センサが、タッチおよび近接センサとして使用される。種々の測定方法が、容量分圧器、弛張発振器、充電時間測定ユニット、または任意の他の好適な静電容量測定システム等のシステムにおいて使用される。
【０００４】
容量センサシステムはまた、例えば、準静的交流電場によって提供される検出場内で行われる、非タッチジェスチャを検出するために使用されてもよい。そのようなセンサシステムは、伝送電極を用いて準静的交流電場を発生させ、物体が複数の受信電極を伴う場に進入することによって生じる、そのような場の擾乱を測定することによって実現されることができる。また、単一電極または伝送および１つ以上の受信電極が、使用されてもよい。受信された電圧は、センサ電極とその電気環境との間の静電容量を測定するために使用されることができる、すなわち、ヒトの指または手のような電気的に接地された物体によって影響される。さらに、本電圧から、例えば、指の距離が、推測されることができる。本情報は、ヒト−マシンインターフェースのために使用されることができる。
【０００５】
いくつかの容量システムおよび他のシステムも、タッチおよび非タッチ検出の組み合わせを使用して、利用可能である。前述の原理または他の原理のいずれかに従って動作する、そのような従来のシステムに関する問題は、蛍光灯または切替式電力供給源等の電気雑音源が、測定に影響を及ぼし得ることである。したがって、雑音環境内の信号を正確かつ確実に推定することが、問題となり得る。
【０００６】
図１は、例えば、本願の譲受人によって製造される半導体デバイス内で使用されるような容量分圧器（ＣＶＤ）フロントエンドシステム（２００）の実施例を示し、感知電極（２０１）は、指（２０２）に対する静電結合を伴う。電極（２０１）が、回路入力ＡＮｘに接続される。ＡＮｘは、アナログマルチプレクサ（２０３）によって、信号Ｓｓおよびサンプル静電容量貯蔵Ｖａｄｃによって制御されるスイッチによって形成される、サンプルアンドホールド回路（２０４）に接続される。ＡＮｘは、可能性として、アナログマルチプレクサ（２０４）と結合される複数のセンサのうちの１つを表す。
【０００７】
通常、高インピーダンスＡＮｘはまた、Ｓｎによって制御されるスイッチによって、ＧＮＤに駆動されることができる。アナログマルチプレクサ２０３はまた、ＡＮ０に接続し、これは、Ｖｄｄ供給源に駆動される。信号ＡＤ１ＣＨＳは、アナログマルチプレクサ２０３を制御する。アナログ／デジタルコンバータは、Ｖａｄｃを数値に変換する。一連のＡＤＣ数値（２）が、アキュムレータおよびデシメータ（１０２）によって総和され、これは、次いで、ボタン制御または指測位もしくは追跡アルゴリズムのようなより高次のアルゴリズムによって使用される、データ（３）をもたらす。アキュムレータは、各データ後、新しい一連（１）のＡＤＣ値が取得される前にクリアされると仮定される。
【０００８】
指電位は、電子基準レベル（接地）から経時的に異なる傾向にある、したがって、本影響は、瞬時振幅Ｖｎｏｉｓｅ（ｔ）のＡＣ電圧源Ｆｎによってモデル化される。
【０００９】
図１に示されるような雑音検出システム（１１０）は、データ値（３）を受信し、近ＤＣ値を排除するように設計されるフィルタ（１１１）と、電力推定器（１１２）とを用いて、システムは、データストリームに見られる変動量を算出し、雑音レベル（１１３）をもたらす。
【００１０】
本雑音レベルは、アルゴリズム（１１４）にフィードされ、これは、ＣＶＤシステム（２００）のサンプリングレートＦｓに適合させる。また、図示されないが、本アルゴリズムは、例えば、雑音レベルがある閾値を超える場合、サンプリングレートを変化させ得る。
【００１１】
図２は、図１に示される回路内の信号Ｓｎ、ＡＤ１ＣＨＳ、およびＳｓの切替シーケンスを図示する。これらの信号は、ＣＶＤフロントエンドの挙動を制御し、ＡＮｘ入力を「０」、例えば、接地レベルに駆動されるようにするか、またはトライステートの等価語である、高インピーダンスのいずれかとなるようにする。信号ＡＤ１ＣＨＳは、アナログマルチプレクサを制御し、ＡＮ０またはＡＮｘのいずれかに接続する。Ｓｓ信号は、サンプルアンドホールド状態を制御し、追跡の等価語である、サンプリング状態、またはその間にアナログ／デジタル変換が生じる、ホールド状態のいずれかにする。
【００１２】
図３は、下側に、あるサンプリングレートで測定された７つの一連のＡＤＣ数値の実施例を示し、各一連は、８つの数値を含有する。デシメートされたデータの結果が、図３の上側の時間軸上に示される。雑音レベルが、ある閾値を超えると、サンプリングレートは、変化され、本実施例では、増加され、４つの付加的一連の測定が、行われる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
（要約）
ある実施形態によると、センサシステムは、一連のデジタルセンサ信号を発生させるアナログ／デジタルコンバータを備える、取得ユニットと、評価のために、一連のデジタルセンサ信号を受信する、第１の評価ユニットであって、センサイベントに対応する出力信号を発生させる、第１の評価ユニットと、該第１の評価ユニットから独立して一連のデジタルセンサ信号を受信する、第２の評価ユニットとを備えてもよく、少なくとも第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、第２の評価ユニットによって処理され、アナログ／デジタルコンバータを制御するサンプリング周波数を選択するように構成される、制御信号を発生させ、第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、異なるサンプリング周波数でサンプリングされる。
【００１４】
さらなる実施形態によると、第２の評価ユニットは、一連のデジタルセンサ信号を受信する入力と、制御信号を発生させるための信号を提供する出力とを有する、デジタルフィルタを備えてもよい。さらなる実施形態によると、第２の評価ユニットはさらに、第２の評価ユニットによって処理される信号の電力推定値を提供してもよい。さらなる実施形態によると、センサシステムはさらに、電力推定器ユニットによって発生される第１および第２のスコア値を記憶するように構成される、第１および第２のレジスタと、第１および第２のスコア値を比較し、制御信号を発生させる、比較器ユニットとを備えてもよい。さらなる実施形態によると、第１のスコア値が、第２のスコア値を上回るまたはそれと等しい場合、制御信号は、第１の論理状態となり、そうでなければ、第２の論理状態となる。さらなる実施形態によると、センサシステムはさらに、論理０、論理１、および出力信号を比較器ユニットから受信する、第１のマルチプレクサと、マルチプレクサを制御する、ソース制御ユニットとを備えてもよく、第１のマルチプレクサの出力は、一連のサンプリング周波数を制御する。さらなる実施形態によると、第１のマルチプレクサの出力は、第１または第２のレジスタのいずれかを選択するように構成される、第２のマルチプレクサを制御してもよい。さらなる実施形態によると、本システムは、複数のサンプリング周波数間で選択してもよい。さらなる実施形態によると、本システムは、第１および第２のサンプリング周波数間で選択してもよい。さらなる実施形態によると、第１の評価ユニットは、複数の後続デジタルセンサ信号を単一出力信号に組み合わせてもよく、２の評価ユニットは、デジタルセンサ信号の第１のパケット、および第１のパケットの直後のデジタルセンサ信号の第２のパケットを評価するように構成され、各パケットは、異なるサンプリング周波数を用いてサンプリングされるデジタルセンサ信号を備える。さらなる実施形態によると、第２の評価ユニットは、複数のパケットが発生された後、評価を周期的に行うように構成されることができる。さらなる実施形態によると、センサシステムはさらに、一連のデジタルセンサ信号を受信する、切替可能フィルタバンクと、一連のデジタルセンサ信号を受信し、切替可能フィルタバンクからの出力信号を一連のデジタルセンサ信号から減算し、結果をデジタルフィルタに転送するように構成される、減算ユニットとを備えてもよい。さらなる実施形態によると、切替可能フィルタバンクは、一連のデジタルセンサ信号内のサンプル値の数をカウントするように構成される、カウンタによって制御されてもよい。さらなる実施形態によると、センサシステムはさらに、後続差動センサ信号測定を行うように構成される、取得ユニット内の制御ユニットと、出力信号をＡＤＣから受信する、復調器とを備えてもよい。さらなる実施形態によると、復調器は、ＡＤＣの出力値を「＋１」または「−１」のいずれかで乗算してもよい。さらなる実施形態によると、デジタルフィルタのフィルタ特性は、第２の評価ユニットが、出力値をＡＤＣから直接または出力を復調器から受信したかどうかに依存して選択されることができる。さらなる実施形態によると、第２の評価ユニットは、出力値をデマルチプレクサから受信してもよく、デジタルフィルタは、ＤＣ成分に対して構成される。さらなる実施形態によると、第２の評価ユニットは、出力値を直接ＡＤＣから受信してもよく、デジタルフィルタは、差動センサ信号測定の変調周波数を排除するように構成される。さらなる実施形態によると、センサシステムは、複数のセンサを備えてもよく、取得システムは、センサ信号の少なくとも１つのパケットを複数のセンサのそれぞれから連続して取得するように構成され、各パケットは、選択されたサンプリング周波数を使用するセンサからの複数の後続測定を備える。さらなる実施形態によると、第２の評価ユニットは、複数のセンサのうちの１つを選択し、該デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供するように構成されてもよい。さらなる実施形態によると、最強信号を提供する複数のセンサのうちのセンサは、より頻繁に、該デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供するように選択されてもよい。さらなる実施形態によると、複数のサンプリング周波数が提供されることができ、２つの好ましいサンプリング周波数は、第２の評価ユニットによって行われる複数の評価の間に選択される。
【００１５】
別の実施形態によると、センサ信号をサンプリングするための方法は、アナログ／デジタルコンバータを用いて、一連のデジタルセンサ信号を発生させるステップと、第１の評価ユニットがセンサイベントに対応する一連のデジタルセンサ信号を受信することによって、出力信号を発生させるステップと、該第１の評価ユニットから独立した第２の評価ユニットによって、一連のデジタルセンサ信号を受信するステップと、第２の評価ユニットによって、少なくとも第１および第２の一連のデジタルセンサ信号を処理し、制御信号を発生させるステップと、制御信号によって、アナログ／デジタルコンバータを制御するサンプリング周波数を選択するステップであって、第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、異なるサンプリング周波数でサンプリングされる、ステップとを含んでもよい。
【００１６】
さらなる実施形態によると、本方法はさらに、第２の評価ユニットによって、一連のデジタルセンサ信号をフィルタ処理し、制御信号を発生させることを含んでもよい。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、第２の評価ユニットによって処理される信号の電力推定を行うことを含んでもよい。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、電力推定によって発生される第１および第２のスコア値を記憶し、第１および第２のスコア値を比較して制御信号を発生させることを含んでもよい。さらなる実施形態によると、第１のスコア値が、第２のスコア値を上回るまたはそれと等しい場合、制御信号は、第１の論理状態であることができ、そうでなければ、第２の論理状態となる。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、複数のサンプリング周波数間で選択することを含んでもよい。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、第１および第２のサンプリング周波数間で選択することを含んでもよい。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、複数の後続デジタルセンサ信号を単一出力信号に組み合わせ、デジタルセンサ信号の第１のパケット、および第１のパケットの直後のデジタルセンサ信号の第２のパケットを評価することを含んでもよく、各パケットは、異なるサンプリング周波数を用いてサンプリングされるデジタルセンサ信号を備える。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、複数のパケットが発生された後、評価を周期的に行うことを含んでもよい。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、一連のデジタルセンサ信号を受信する切替可能フィルタバンクからの出力信号を一連のデジタルセンサ信号から減算し、さらなるフィルタ処理のために、結果を転送することを含んでもよい。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、一連のデジタルセンサ信号内のサンプル値の数をカウントするように構成されるカウンタによって、切替可能フィルタバンクを制御することを含んでもよい。さらなる実施形態によると、複数のセンサが提供され、本方法はさらに、複数のセンサのそれぞれからセンサ信号の少なくとも１つのパケットを連続して取得することを含み、各パケットは、選択されたサンプリング周波数を使用するセンサからの複数の後続測定を備える。さらなる実施形態によると、本方法はさらに、複数のセンサのうちの１つを選択し、該デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供することを含んでもよい。さらなる実施形態によると、最強信号を提供する複数のセンサからのセンサは、より頻繁に、該デジタルセンサ信号の第１および第２のパケットを提供するように選択されることができる。さらなる実施形態によると、複数のサンプリング周波数が提供されることができ、２つの好ましいサンプリング周波数は、第２の評価ユニットによって行われる複数の評価の間に選択されることができる。
【００１７】
付随の本明細書の一部を形成する図面は、本開示のある側面を描写するために含まれる。図面に図示される特徴は、必ずしも正確な縮尺で描かれていないことに留意されたい。本開示およびその利点のより完全な理解は、同様の参照番号が同様の特徴を示す、付随の図面と関連して検討される、以下の説明を参照することによって取得され得る。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は、雑音に対するロバスト性を伴って使用する従来の容量検出システムを描写する。
【図２】図２は、図１のシステム内で使用される制御信号のタイミング図を描写する。
【図３】図３は、タイミング図における図１に示されるシステムの信号取得および処理を図示する。
【図４】図４は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第１の実施形態を描写する。
【図４Ａ】図４は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第１の実施形態を描写する。
【図４Ｂ】図４は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第１の実施形態を描写する。
【図５】図５ａは、タイミング図における図４に示されるシステムの信号取得および処理を図示する。図５ｂは、信号サンプリングシーケンスおよび関連付けられた周波数スペクトルが示される、タイミング図を図示する。
【図６】図６は、信号サンプリングシーケンスが示される、タイミング図である。
【図６Ａ】図６ａは、２つの異なるサンプリングレートによって取得された雑音を示す。
【図６Ｂ】図６ｂは、実験データを発生させるための試験設定を示す。
【図７】図７は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第２の実施形態を描写する。
【図７Ａ】図７は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第２の実施形態を描写する。
【図７Ｂ】図７は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第２の実施形態を描写する。
【図８】図８は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第３の実施形態を描写する。
【図８Ａ】図８は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第３の実施形態を描写する。
【図８Ｂ】図８は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第３の実施形態を描写する。
【図８Ｃ】図８は、雑音ロバスト性を伴う、例示的容量センサシステムの第３の実施形態を描写する。
【図９】図９は、図８による、システムの２つの可能性として考えられる実施形態である。
【図１０】図１０は、さらに別の実施形態による、信号取得および処理を示す。
【図１１】図１１は、２つの異なるサンプリングレートを用いて取得されたセンサ信号および雑音と、関連付けられたスコア値とを示す。
【図１２】図１２は、４つの異なるサンプリングレートを用いて取得されたセンサ信号および雑音と、関連付けられたスコア値とを示す。
【図１３】図１３は、種々の実施形態による、自動サンプリングレート選択の結果を示す。
【図１４】図１４は、最良サンプリング周波数を高速で見出す方法を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
（詳細な説明）
開示される種々の実施形態は、受信電極と、可能性として、放出電極とを有する、タッチスクリーン、タッチパッド、またはボタン内で使用される容量センサのために使用されることができる。種々の実施形態は、タッチ検出システムならびに非タッチ検出システムのための改良された検出を提供する。故に、実施形態は、容量感知場外でも、大部分のセンサシステムに適用されることができる。しかしながら、耐雑音性は、容量センサにおける一般的懸念である。例えば、標準化試験「ＩＥＣ６１０００−４−６  Ｉｍｍｕｎｉｔｙ  ｔｏ  Ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ  Ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅｓ」は、一般的問題、すなわち、擾乱雑音が若干異なる周波数を伴う信号に重複するときの所与の周波数における受信電極からの弱信号の取得を明らかにしている。さらに、応答性ユーザインターフェースのために望ましい短走査時間の要件も、短い観察の間に、近傍周波数を占有する信号と雑音を区別する本問題を悪化させる。
【００２０】
図３に示されるように、ベースラインの処理、閾値の処理、または指場所もしくは追跡等、より高次のアルゴリズムによるさらなる処理の前に、一連（１）のＡＤＣ値（２）内のセンサからのいくつかの時間データを取得し、本一連の総和または平均（３）を算出することは、一般的技法である。一連は、本開示では、パケットとも呼ばれる。一連のＡＤＣサンプルをバーストで取得する本プロセスはまた、オーバーサンプリングとしても知られる。総和または平均演算子（１０２）は、測定の分解能を増加させ、サンプリング周波数とも呼ばれる、サンプリングレートが適正である場合、また、干渉からの雑音を低減させる。適切なサンプリングレートの選定は、例えば、図６および６ａが図示するように、雑音および信号の分離に大いに役立つことが知られている。平均または総和のみを保つ操作は、デシメーションとも呼ばれる操作であり、その後のデータ処理の複雑性を低減させる。
【００２１】
図６は、異なるサンプリング周波数でサンプリングされる同一信号ｘ（ｔ）を図示する（上および下のグラフ）。各一連ｉは、ｘｉ，１〜ｘｉ，ｎと標識された黒色ドットによって表されるｎ個のＡＤＣ値を含有し、その後、デシメーションによって、ｖｉと標識されたデータが生成される。
【００２２】
上のグラフは、所望の状況を図示する。すなわち、一連内のＡＤＣサンプルｘが、垂直軸に拡散値を有するように現れるが、デシメートされた値ｖ１〜ｖｉは、顕著な一貫性を示す。一方、下のグラフは、望ましくない状況を示す、すなわち、一連内のＡＤＣサンプルｘは、垂直軸内に非常に群化されて見え、無雑音信号の誤解を与えるが、デシメートされた値ｖ１〜ｖｉは、経時的に一貫しない。
【００２３】
図６ａは、図６ｂに示される設定を用いて収集された実験結果を図示する。取得システムに関する雑音と見なされる、制御された周波数ｆｎを伴う一定振幅（Ｖｎｏｉｓｅ）の正弦波を発生させる、波形発生器が、電極に結合する機械的指に接続される。差動ＣＶＤ取得システムが、ＡＤＣサンプルを連続して収集し、デシメートされたデータを算出するために使用される。
【００２４】
雑音周波数毎に、５１２の反復データが、測定され、その標準偏差が、算出される。雑音周波数は、次いで、インクリメントされ、プロセスは、繰り返される。ＡＤＣサンプリング周波数は、実験の間、変更されない。
【００２５】
図６ａは、２つの異なるサンプリング周波数に関して収集された結果を示し、垂直軸は、標準偏差であり、水平軸は、注入された雑音の周波数である。これは、サンプリング周波数の変更が、１０００（６０ｄＢ）に近づくにつれて、ある倍数だけ、デシメートされたデータ上の結果として生じる雑音を改良し得ることを図示する。
【００２６】
開示される種々の実施形態は、サンプリングレートを迅速に最適化し、従来のソリューションに優る改良を提供するための方略を提案する。
【００２７】
第１の従来の実施例は、図３に示される。図は、サンプリングレートを適合させる１つの一般に使用される方略を示し、別のサンプリングレートの切替を試みる前に、雑音（１１３）がデシメートされたデータ（３）内で可視となるまで待機する。本技法には、３つの短所がある。第１に、指運動が、雑音と混乱され、そうでなければ不必要な周波数ホップをトリガし得る。第２に、雑音を検出するために、いくつかの雑音データ（３）を採取し得、これらの雑音データは、復元されることができない。雑音が残ってしまうか、またはデータが全く利用可能ではなくなるかのいずれかとなる。これは、図３に図示される。第３に、本方略が、サンプリングレートが適切ではないことを検出することを可能にする場合でも、より良好なものを見つけることの役には立たない。システムは、改良の保証なく、別のサンプリングレートを試みるだけである。
【００２８】
別の従来の実施例によると、システムは、３つの一連を系統的に取得し、デシメーション後、３つのデータをもたらし得る。すなわち、各一連は、異なるサンプリングレートを用いて取得され得る。有効データが、メディアンフィルタによって選ばれる。これには、２つの短所がある。測定が、３倍長くなることと、１つの不良サンプリングレートを埋め合わせるために、少なくとも２つのクリーンサンプリングレートを要求することである。ある変形によると、サンプリングレートは、インターリーブされる。すなわち、これは、低速取得時間の批判を解決するが、別のアーチファクトを導入し、同一データが、複数回使用されることになる。
【００２９】
種々の実施形態は、前述の方略の短所を伴わずに、異なるサンプリングレートの品質を迅速に比較する方法を提供する。
【００３０】
図４は、取得システム（２００）を制御する評価システム（９）を使用する、１つの可能性として考えられる実装を図示する。取得システム（２００）は、再び、本実施例では、容量分圧器システムである。しかしながら、他の測定システムも、前述のように使用されてもよい。故に、取得システム（２００）は、概して、デジタル測定値（２）を提供する。ここでは、ＣＶＤフロントエンド（２００）は、例えば、図１に前述されたものと同一であり、種々のスイッチおよびＡＤＣのための制御信号を提供する、状態マシン等のコントローラユニット（２０５）を備える。したがって、コントローラユニット（２０５）は、サンプリング周波数を提供／発生させる責任がある。第１の評価ユニットは、アキュムレータおよびデシメータ（１０２）を備え、その後に、追跡システムが続くように提供される。本第１の評価システムの仕様は、実装に依存し、変動してもよい。しかしながら、本第１の評価ユニットは、より高次のアルゴリズムによるさらなる使用のために、タッチまたはジェスチャ検出等の個別のイベントを示す、実際の出力信号を提供する責任がある。システムの本部分は、図１に示されるような従来のシステムのものと同じであることができる。
【００３１】
種々の実施形態によると、センサシステムは、一連のデジタルセンサ信号を発生させるアナログ／デジタルコンバータを伴う、取得ユニットを備えるように提案される。第１の評価ユニットは、評価のために、一連のデジタルセンサ信号を受信し、第１の評価ユニットは、センサイベントに対応し、別のユニットによってさらに処理され得る、出力信号を発生させる。第２の評価ユニットは、該第１の評価ユニットから独立して提供され、これもまた、一連のデジタルセンサ信号を受信し、少なくとも第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、評価ユニットによって処理され、アナログ／デジタルコンバータを制御するサンプリング周波数を選択するように構成される、制御信号を発生させる。各一連のデジタルセンサ信号は、信号のパケットと見なされることができる。第２の評価ユニットは、これらのパケットを処理し、取得システムによって使用される実際のサンプリング周波数を判定する。これは、ある数のパケットが処理された後、周期的に行われることができる。
【００３２】
第１および第２の一連のデジタルセンサ信号は、概して、異なるサンプリング周波数でサンプリングされ、好ましくは、第２の一連（パケット）が、第１の一連にすぐ続き、サンプリング周波数が切り替えられた後、異なるサンプリング周波数の効果の比較を可能にする。例えば、電力推定器が、信号の第１および第２の一連／パケットの電力を判定するために使用されることができる。より高い電力は、好ましいサンプリング周波数を示す。
【００３３】
図４に示されるようないくつかの実施形態によると、ＡＤＣデジタル信号（数値）（２）が、第２の評価システム（９）の数値フィルタ（６）の中にフィードされ、これは、本実施形態では、その実装に応じて、ＤＣ成分、および可能性として、他の周波数を排除するように設計される。
【００３４】
図４にさらに示されるように、ＤＣ排除フィルタ（６）出力は、信号の変動の推定器、すなわち、電力推定器（７）に適用される。電力推定器の出力は、スコア値（１０３）として使用され、これは、レジスタスコア１およびスコア２の中に記憶されることができる。
【００３５】
代替として、他の実施形態、特に、ソフトウェア実施形態によると、フィルタおよび電力推定器機能は、単一タイプの処理に組み合わせられることができる。例えば、ソフトウェア実装では、以下に再現されるような機能Ｎｏｉｓｅ＿Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎは、ＡＤＣサンプルのアレイ「ＭＴＯＵＣＨ＿ｃａｐｔｕｒｅｄＳａｍｐｌｅｓ［ａｄｃ］［］」のスコアを評価する。該アレイは、ＭＴＯＵＣＨ＿ＳＡＭＰＬＥＳ＋１要素を含有する。本実装は、差動ＣＶＤ（復調を必要とする）または非差動ＣＶＤに対して異なるように使用される。ｄｅｌｔａ＝ＭＴＯＵＣＨ＿ｃａｐｔｕｒｅｄＳａｍｐｌｅｓ［ａｄｃ］［ｉ−１］−ＭＴＯＵＣＨ＿ｃａｐｔｕｒｅｄＳａｍｐｌｅｓ［ａｄｃ］［ｉ＋１］の算出は、フィルタの基本形態であって、これは、ＤＣを排除し、ＡＣ成分の一部を保ち、デルタの絶対値を算出し（ステートメントが符号を反転させる場合、負である）、それをＭＴＯＵＣＨ＿ｎｏｉｓｅ［ａｄｃ］＋＝ｄｅｌｔａとともに累積することによって、電力推定値として求められ得る。
【００３６】
さらに、例えば、マルチプレクサが、図４に示されるように使用され、結果をレジスタのいずれかにダイレクトしてもよい。レジスタスコア１は、Ｆｓｓｅｌが０であるとき、スコアを記憶し、レジスタスコア２は、Ｆｓｓｅｌが１であるとき、スコアを記憶する。信号Ｆｓｓｅｌはまた、マルチプレクサ（１０５）を用いて、ＣＶＤフロントエンドのために使用されるサンプリングレートＦｓ、すなわち、周波数Ｆｓ１または周波数Ｆｓ２のいずれかを制御する。比較デバイス（１０４）が、２つのレジスタスコア１、スコア２と結合され、スコアのうちのスコア１またはスコア２のいずれがより高いかを識別し、適宜、信号「ｍａｘｐｏｓ」を出力するように構成される。最後に、シーケンスソース（１０６）が、Ｆｓｓｅｌを０、「１」、または第３の状態「Ｎ」にし、ｍａｘｐｏｓの値に基づいて、０または１のいずれかを使用することができる。シーケンス状態Ｎの間、サンプリングレート周波数は、以前に記録された最高スコアをもたらした周波数に対応するであろう。シーケンスソースの実施例は、図５に示される。
【００３７】
図５は、図４に示されるシステムに適用されるシーケンスの例示的例証である。シーケンス信号は、通常、状態「Ｎ」をとり、その間、一連のＡＤＣ値が、取得され、最高記録スコアに合致するサンプリング周波数を使用してデシメートされる。しかしながら、スケジュールされたスコア比較の間、シーケンス状態は、１つの一連のＡＤＣ値に対して０に設定され、別の一連に対して状態１がすぐに続く。
【００３８】
図５ｂは、原理を説明するために提供される。図５ｂの左側は、図６と同様に、所望の情報であると仮定されるＤＣレベルと、擾乱雑音であると仮定される正弦波とを含有する、信号ｘ（ｔ）を取得するときの、単一パケットからのＡＤＣ値の時間ドメイン表現を示す。図５ｂにおける右側は、周波数ドメイン内の同一データを示す。
【００３９】
上の列は、サンプリングレートが、それらが変動するため、個々のＡＤＣサンプルが雑音に耐えるように現れる様式で選定されるときの、所望の状況を示し、下の列は、全てのＡＤＣサンプルがサンプル値を有するように現れる、望ましくない状況を示す。
【００４０】
スペクトル表現を見ると、擾乱雑音のエネルギーは、ＤＣから離れて位置し（上の列）、したがって、ＤＣに位置する情報を保存するか、または下の列に示されるように、雑音エネルギーは、ＤＣ近傍に位置し、情報から区別不能となるかのいずれかとなるであろうことが明白となる。
【００４１】
例えば、図４および５に示されるような実施形態によると、少なくとも２つのパケット、例えば、第１の一連（７００）のＡＤＣ出力（２）が、それぞれ、異なるサンプリングレートで取得されることが要求され得る。理想的には、２つのサンプリング連（７００）は、同一電極から、図５に示されるように、２つのサンプリング連を分離する最小限の遅延を伴って、取得され得る。目標は、干渉または雑音の性質が、２つのサンプリング連間で変化せず、かつ干渉源を電極に結合する機構もまた、例えば、電極に連結し、干渉する、ヒトの指の運動のため、修正されないことを確実にすることである。実際は、本要件は、多くの状況において緩和され得、システムは、依然として、機能するであろうことが見出される。
【００４２】
サンプリング連毎に、一連の内側で見出されるサンプルのスペクトルは、スコア値に帰するために、さらに分析される。したがって、一連毎に１つのスコア値が、得られる。これは、電力推定値（７）の形態と組み合わせられたデジタルフィルタ（６）によって行われる。種々の実施形態によると、２つのコア要素が存在する。第１のコア要素は、通常、総和およびデシメーション演算子（１０２）によって留保される、スペクトル部分を排除し、代わりに、他のスペクトル領域を留保する、デジタルフィルタ（６）を設計することである。留保されたフィルタ処理済み信号、すなわち、留保されたスペクトル領域の電力が、スコア（１０３）値を算出するために使用される。すなわち、留保された電力が高いほど、スコアが高くなる。種々の実施形態による、第２のコア要素は、その個別のサンプリングレートを用いて得られた２つのスコアを比較する、機構（１０４）であり、本機構は、最高スコアを有するサンプリングレートに有利に働く。
【００４３】
ＡＤＣサンプル間の雑音または変動を最大限にするサンプリングレートを用いて取得を操作することが、デシメーション後、より安定し、かつ雑音が少ない結果をもたらすことは、驚くべき発見である。
【００４４】
２つの候補を比較することによって、サンプリングレートを選定するアクションが、あまり頻繁に行われ得ないことは、注目に値する。アクションが行われる必要がある頻度は、さらに以下に議論されるように、擾乱雑音の本質と、そのスペクトルコンテンツが経時的に進化する速度とに依存する。
【００４５】
いくつかの改良が、行われることができ、これは、図４に示される実施形態に追加されることができる。図７に示される実施形態は、図４の実施形態に、系統的誤差をＡＤＣストリームから学習し、記憶し、スコアを算出する前に、それをＡＤＣ連から減算するための機構（４００）を追加する。
【００４６】
本機構（４００）は、複数の選択可能低域通過フィルタ（４０２）と、カウント信号（４０３）を提供するＡＤＣ値のカウンタとを備える、低域通過フィルタ（４０２）のバンクから作製される。カウンタは、図７に示されるように、取得モジュール（２００）内に実装されるカウンタであり得る、別個のカウンタであることができる。カウンタは、全ての新しい一連のＡＤＣサンプルの前に、リセットされる。カウンタ値（４０３）は、平均値を保ち、ランダム変動を除去する、低域通過フィルタ（４０２）に、ＡＤＣサンプルをフィードするために使用される。マルチプレクサおよびデマルチプレクサ（４０５）が、フィルタ（４０２）のうちの１つを選択するために使用されることができる。両マルチプレクサは、カウンタの対応する記憶された値（４０３）によって制御され、出力信号（４０４）を取得システム（２００）のＡＤＣから受信する、減算器（４０６）を使用して、減算のためにそれを提供する。残りの回路部分は、図４に示される実施形態のものに対応する。
【００４７】
本随意の補正機構（４００）は、スコアを算出する前に、例えば、パケットの内側のサンプルが、電極の低速充電のような系統的誤差またはサンプリング時間の系統的変動によって影響されるとき、必要とされてもよい。本概念は、新しいパケットが測定される度に繰り返される、系統的誤差を補正するためのものである。任意の補正を伴わない場合、そのような系統的誤差は、本誤差が雑音としてカウントされ、スコアマークを増加させるであろうため、スコアマークをバイアスさせるであろう。本改良は、パケット内のサンプリングレートおよびサンプル位置毎に記憶される、補正値を保ち、パケットの内側のサンプル位置および使用中の現在のサンプリングレートに関して、対応する補正を対応するサンプルに適用するためのものである。補正は、事前に算出され、事前に記憶されることができる、または系統的逸脱を留保し、ランダム雑音をフィルタ除去する、優れた低域通過フィルタによって、自動的に追跡されることができる。本改良を用いることで、スコアマークは、より高い信頼性を伴って、比較されることができる。前述のように、図７は、可能性として考えられる実装を示す。
【００４８】
さらに、随意に、ダンピングアルゴリズムが、システムがサンプリングレートを過度に頻繁に切り替えないように防止するために使用されることができる。例えば、低域通過フィルタが、個別のスコアに適用されることができる、または代替として、アルゴリズムは、サンプリング周波数が勝利周波数として選択されるために、最高スコアを伴って複数回生じることを要求してもよい。ダンピングは、例えば、振幅変調される雑音を規定する、ＩＥＣ６１０００−４−６試験のように、擾乱雑音が一定振幅ではないとき、良好な手段である。
【００４９】
図８は、差動測定および復調ステップ（８００）の導入を図示する。ＣＶＤシーケンスは、Ｓｐによって駆動される付加的スイッチを用いてＲＸラインを供給電圧Ｖｄｄに事前充電するために信号極性と、サンプルアンドホールド入力静電容量をＧＮＤに事前充電するために入力アナログマルチプレクサ内の接続とを交互させる。アナログマルチプレクサの入力ＡＮ０およびＡＮ１は、ＶｄｄおよびＧｎｄに接続され、スイッチＳｓを介して、サンプルアンドホールドコンデンサの事前充電を可能にし得る。ＡＤＣからの出力数値もまた、例えば、取得シーケンスを制御する状態マシン、ここでは、ＣＶＤシーケンスコントローラによって提供される、信号ｄｅｍｏｄを用いて復調される。図８におけるタイミング図は、ＣＶＤ充電分布が、Ｖｄｄに充電されたサンプルアンドホールドコンデンサを用いて、続いて、Ｇｎｄに充電されたサンプルアンドホールドコンデンサを用いて、連続して行われることを示す。復調器は、結果を「＋１」または「−１」のいずれかで乗算し、これを補償する。
【００５０】
図９の上側回路に示されるように、一実施形態によると、評価回路（４００）は、出力信号を復調器（８００）から受信し、これは、そうでなければ、図４の回路によって提供されるＡＤＣ値のシーケンスに対応する。しかしながら、そのような変調／復調システムが使用されるとき、スコアを算出するために使用されるフィルタ（６）は、復調された信号によってフィードされ得るか、または入力フィルタ（６）が、変調周波数の近傍のスペクトル領域を少なくとも部分的に排除するように設計され得る、図９の下側回路に示されるように、依然として変調された信号によってフィードされ得るかのいずれかである。
【００５１】
別の随意の改良は、例えば、図１０に示されるように、複数の電極がシステムによって走査されるときに適用される。そのような場合では、電極毎にスコアを算出する必要はない。代わりに、アルゴリズムが、適用される。アルゴリズムは、直近で走査された複数の電極の中から、最強信号を呈するものまたは代替として高速信号変化を呈するものを検索する。これは、アルゴリズムが、指の近傍に位置することによって最も雑音を受けやすい電極を検索することを意味する。次いで、スコア化シーケンスのみが、本電極に対して行われることができ、サンプリングレートの結果として生じる選択肢は、全ての他の電極に適用される。本アルゴリズムは、より信頼性のある決定をもたらし、また、種々のサンプリングレートを試験するために費やされる時間を短縮することが発見された。
【００５２】
図１０によると、いくつかの電極（ＲＸ０、ＲＸ１、ＲＸ２）の走査シーケンスとともに、最強信号を伴う電極の場所におけるスコア比較シーケンスが示される（ＲＸ１が２回１位となり、次いで、ＲＸ０が続く）。本図はまた、チャレンジャ／チャンピオンスキームを用いて、３つを上回るサンプリングレートが試験されることを図示する。図１０に示されるように、最初の６つのパケットが、取得ユニットによって提供され、各センサは、２つのパケットを第１のサンプリング周波数において提供するようにサンプリングされる。第１の評価は、第２のセンサＲＸ１を使用して、第２の評価ユニットによって行われる。第２のセンサＲＸ１をサンプリングすることによって提供される２つの後続パケットは、第１および第２のサンプリング周波数を用いて発生され、これは、図１０に示されるように、第１のサンプリング周波数より低速である。本実施例では、第２の評価ユニットは、第１のサンプリング周波数を保つことを決定する。次いで、後続パケットが、第１および第３のセンサＲＸ０およびＲＸ２によって提供され、第１、第２、および第３のセンサからのパケットのフルシーケンスが続く。次いで、第２の評価が、第１および第３のサンプリング周波数を使用して、第２のセンサＲＸ１を通して提供されるパケットによって行われる。ここで、第２の評価ユニットは、サンプリング周波数を第３のサンプリング周波数に切り替え、５つのさらなるパケットが、第３の評価が生じるまで提供される。図１０に示されるように、第３の評価は、第２および第３のサンプリング周波数を用いて、第１のセンサを使用して行われる。第２の評価ユニット内の評価の個々のパケット結果に応じて、センサの選択ならびに使用されるサンプリング周波数の選択が、行われることができる。
【００５３】
いくつかの電極（ＲＸ０、ＲＸ１、ＲＸ２）は、入力パネルまたは任意の他の入力システムによって提供される複数のタッチセンサの一部であってもよい。しかしながら、背景の節で述べられたように、本実施形態は、任意の具体的容量測定システムに制限されない。例えば、図１１は、多層印刷回路基板の上部層内に配列される複数の受信電極ＲｘＷｅｓｔ、ＲｘＥａｓｔ、ＲｘＮｏｒｔｈ、ＲｘＳｏｕｔｈ、およびＲｘＣｅｎｔｅｒと、底部層または任意の他の層内に配列される伝送電極ＴＸｂｏｔｔｏｍとを伴う、印刷回路基板１１００を示す。そのような電極システムは、上記に説明されるような非タッチジェスチャ検出および／または組み合わせられたタッチ／非タッチ検出システムのために使用されることができる。
【００５４】
他の実施形態による、別の改良は、２つを上回るサンプリングレートを試験させることである。すなわち、スコア化し、最高スコアを伴うサンプリングレートを選ぶ原理は、例えば、その非重複高調波のために選定される、３つ、４つ、またはそれを上回る所定のサンプリングレートに一般化されることができる。４つの周波数のようないくつかの所定のサンプリングレートを用いて機能させるとき、常時、全４つのサンプリング周波数をシーケンス内で試験することは必要とされない。すなわち、それらは、総当たり式で試験されることができる。変形として、サンプリングレートは、チャレンジャ（候補周波数）対チャンピオン（直近で好ましい周波数）を用いて、２対２で試験されることができる。さらなる変形は、試合がスコア比較である、準々決勝、準々決勝、および決勝を用いて、優勝決定戦スポーツイベントのように見出され得る。
【００５５】
最後に、２つまたは３つのサンプリングレートのスコアを使用して、山登り法を行うことができ、サンプリングレートは、最高スコアが得られるまで、微調整を用いて調節される。サンプリングレートは、最良スコア化の方向に向かって調節される。
【００５６】
さらなる実施形態によると、スコアを再評価することが適切であるとき、その決定に役立つ方略が、使用されることができる。１つの方略は、複数の電極の走査シーケンスの一部としてスコア化試験のラウンドをスケジュールすることである。例えば、第１のステップでは、電極ＲＸ０、ＲＸ１、ＲＸ２が、測定され、その個別のデータ結果が、記憶される。第２のステップでは、より強い信号を有する電極が識別されるであろう。第３のステップでは、その電極に対するスコア化シーケンスが、行われ、サンプリングレートが、必要とされる場合、調節される。第４のステップでは、より高次の機能が、処理され、次いで、方法は、第１のステップに戻る。さらに別の実施形態によると、別の方略は、使用されてもよく、電極ＲＸ０、ＲＸ１、ＲＸ２等の複数の電極をシーケンスで走査し、１つの電極が閾値を上回る変化率を呈するとすぐに、サンプリングレートスコアのラウンドが、本電極に対して開始され、これは、おそらく、サンプリングレートの調節につながる。
【００５７】
種々の実施形態はまた、センサが、例えば、図８に示されるような変調／復調技法を使用する、ケースも網羅する。本技法は、差動ＣＶＤと呼ばれる。スコアを算出する方法は、同じままである。スコアは、指追跡のためのデータを生成するために使用される累積およびデシメートパスによって保たれない、パケット内のスペクトル成分に基づく。例えば、図９は、２つの異なる実装を示し、スコアは、復調された信号または変調された信号から算出され、フィルタは、適宜、適合される。
【００５８】
図１２は、図６ａからの継続である。２つのさらなるトレースが、「周波数ｘに関するスコア」と標識されたチャートの下側にプロットされる。垂直軸は、スコアであり、絶対的大きさは、関連せず、１つのスコアの他のスコアに対する相対的振幅のみが、問題となる。水平軸は、注入される雑音の周波数のままである。
【００５９】
約２．５ＭＨｚ（２．５Ｅ＋６）の雑音周波数に関して、第１または第２のサンプリングレートのいずれも好適ではない、特定の状況が存在することに着目されたい。本ケースは、例えば、図１３に示されるように、さらなる可能性として考えられるサンプリングレートを追加することによって解決される。
【００６０】
図１３は、図１２からの継続であり、２つの付加的サンプリング周波数が、追加され、合計４つのサンプリング周波数となる。これは、図１２における２．５ＭＨｚの近傍で生じたように、多数のサンプリング周波数が、時として、任意の重複を回避するために必要とされることを示すためだけのものである。
【００６１】
図１４は、図１３からの継続である。図１４の上半分のドットは、常時、４つの雑音レベル曲線のうちの１つに重複する。すなわち、選択された雑音曲線は、本所与の注入される雑音周波数に対する最高スコア値によって判定される。本図は、最高スコアを選択するプロセスを図示し、システムが低雑音を確実にするサンプリングレートを選定するための管理方法を示す。
【００６２】
直感に反して、パケット内により多くの雑音を示すサンプリングレートが、実際には、より低いパケット間雑音をもたらす。提案される実施形態はまた、パケット内の個々のＡＤＣサンプルのみが処理のためにアクセス可能である場合も可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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