(57)【要約】  本発明は、モジュラマルチレベル変換器（１０）の制御方法を提供し、本方法は、連立方程式の形式で表すことができる連続時間モデルによりモデル化することに適する内部調整を含み、内部調整は、離散時間モデルを用いて実行され、かつ離散時間モデルは、連立方程式を行列形式に入れるように連立方程式を変換するステップと、前記行列形式に入れられる連立方程式を離散化するステップとの双方によって得られる。【選択図】図３
2019523627.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モジュラマルチレベル電圧変換器（１０）を制御するための制御方法であって、前記変換器は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換する働きをし、前記変換器は、ＤＣ電源網へ接続するための「ＤＣ」部分と、ＡＣ電源網へ接続するための「ＡＣ」部分とを備え、前記方法は、前記変換器の動作に関連づけられる変数およびパラメータに関する連立方程式の形式で表され得る連続時間モデルによるモデリングに適する内部調整を含み、
前記制御方法は、前記内部調整が離散時間モデルを用いて実行されることを特徴とし、かつ前記離散時間モデルは、
前記連立方程式を、前記連立方程式の前記変数がベクトル形式で表され、かつ前記連立方程式の前記パラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記連立方程式を変換するステップと、
前記行列表現に入れられる前記連立方程式を離散化するステップであって、行列の指数関数を含む計算によって実行されるステップと、によって得られる、制御方法。
【請求項２】
前記変換器は、前記変換器の制御モジュールを含み、前記制御モジュールは、前記内部調整を実行する内側調整段を含む、請求項１に記載の制御方法。
【請求項３】
前記行列表現において前記連続時間モデルを表す前記連立方程式は、次のような微分方程式の形で表され、
【数１】
2019523627.tif 000040
ここで、ｔは、時間を示し、
2019523627.tif 000041
および
2019523627.tif 000042
は、時間変数ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）のベクトルであり、
2019523627.tif 000043
は、変数ｘ（ｔ）の時間の時間導関数のベクトルであり、ＡおよびＢは、パラメータの行列である、請求項１または請求項２に記載の制御方法。
【請求項４】
前記内部調整は、３相系としてモデル化され、かつパーク変換またはアルファ−ベータ変換が利用される、請求項１〜３のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項５】
前記離散時間モデルは、変数としてサンプリング周期Ｔを有する、請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項６】
前記離散時間モデルは、次の形式、
【数２】
2019523627.tif 000044
で示され、ここで、ｋは、サンプリング時点を示し、
2019523627.tif 000045
および
2019523627.tif 000046
は、変数ｘ（ｋ）およびｙ（ｋ）のベクトルであり、かつＦ（Ｔ）およびＧ（Ｔ）は、サンプリング周期の関数としての行列である、請求項５に記載の制御方法。
【請求項７】
前記内部調整を実行するために、前記離散時間モデルから離散制御則を合成するステップを含む、請求項５または請求項６に記載の制御方法。
【請求項８】
前記離散制御則は、前記サンプリング周期の関数である、請求項７に記載の制御方法。
【請求項９】
前記離散制御則は、次の形式、
【数３】
2019523627.tif 000047
で表され、ここで、Ｇ（Ｔ）−１は、行列Ｇ（Ｔ）の逆行列であり、かつＫｇａｉｎは、ゲインのベクトルである、請求項６〜８のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項１０】
前記内側調整段は、前記変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための、かつ差動電流調整器により使用される変数およびパラメータに関する第１の部分連立方程式の形式で表される第１の連続時間サブモデルによってモデル化される挙動を有する、差動電流調整器を含む、請求項２〜９のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項１１】
前記内側調整段は、ＡＣ電源網の交流電流を調整するための、かつＡＣ調整器により使用される変数およびパラメータに関する第２の部分連立方程式の形式で表される第２の連続時間サブモデルによりモデル化される挙動を有する、ＡＣ調整器を含む、請求項２〜９のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項１２】
前記離散時間モデルは、正確なモデルである、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１３】
行列の指数関数は、前記行列の遷移行列および対角行列を決定することにより計算される、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１４】
ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換する働きをするモジュラマルチレベル電圧変換器であって、前記変換器は、ＤＣ電源網へ接続するための「ＤＣ」部分と、ＡＣ電源網へ接続するための「ＡＣ」部分とを備え、前記変換器は、変換器制御モジュールをさらに含み、前記制御モジュールは、前記変換器の動作に関連づけられる変数およびパラメータに関する連立方程式の形式で表され得る連続時間モデルによるモデリングに適する内部調整を実行する内側調整段を含み、前記変換器は、前記調整段が離散時間モデルを用いるように構成されることを特徴とし、かつ前記離散時間モデルは、
前記連立方程式を前記連立方程式の前記変数がベクトル形式で表されかつ前記連立方程式の前記パラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記連立方程式を変換するステップと、
前記行列表現に入れられる前記連立方程式を離散化するステップと、によって得られる、モジュラマルチレベル電圧変換器。
【請求項１５】
プロセッサによりプログラムが実行されると請求項１〜１３のいずれか一項に記載の方法のステップを実行するための命令を含む、コンピュータプログラム。
【請求項１６】
請求項１〜１３のいずれか一項に記載の方法のステップを実行するための命令を含むコンピュータプログラムを記憶するプロセッサ可読データ媒体。
【請求項１７】
プロセッサと、コンピュータシステムの前記プロセッサ上で前記方法のステップを実行するための請求項１５に記載のコンピュータプログラムを含むメモリと、を備えるコンピュータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に、かつその逆に変換するマルチレベルモジュラ変換器（ＭＭＣ）の技術分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＭＣ変換器は、従来、直流を用いて電力を送信する高電圧直流（ＨＶＤＣ）輸送網において使用されている。既知の方法では、これらは、ＤＣ電源網へ接続するためのＤＣ部分と、ＡＣ電源網へ接続するためのＡＣ部分とを備える。従来方法では、このような変換器は、具体的にはＤＣおよびＡＣ電源網と変換器との間の電力交換を適合させるように制御可能な複数のサブモジュールを備える。ＭＭＣ変換器およびそのサブモジュールを制御することは、ＨＶＤＣ網の管理における重要な側面である。
【０００３】
本発明は、より具体的には、このようなモジュラマルチレベル変換器（ＭＭＣ）を制御する方法に関し、本方法は、「高速」調整と呼ばれる内部調整ステップを含む。
【０００４】
当業界では、このようなシステムの挙動を予測して分析し、そこから前記システムを制御できるようにする制御則を演繹するために、システムの挙動をモデルによってモデル化することが知られている。
【０００５】
具体的には、ＭＭＣ変換器の内部調整をいわゆる「連続時間」モデルによってモデル化することが知られていて、前記内部調整は、恐らくは内側調整段またはモジュールによって実行される。「連続時間モデル」という用語は、時間が無限の実数値をとることができるモデルを意味して使用され、時間が離散的な、すなわちサンプリングされる変数によって表される離散時間モデルに対照される。例として、このような連続時間モデルは、比例積分型補正器を利用する。
【０００６】
前記ＭＭＣ変換器の内部調整を、前記連続時間モデルから合成されるように調整できるようにする制御則は、具体的には様々なデジタル計算手段の必要性のために離散化される（すなわち、離散される）必要がある連続時間制御則である。しかしながら、連続時間制御則の離散化は、実システムに対する制御則の忠実度を危うくする情報の損失を招くことが知られている。前記制御則を、例えば内側調整段を制御するために適用する場合、これにより、結果の正確さが損なわれる。
【０００７】
また、連続時間モデルから得られ、かつ離散時間制御則を直接合成できるようにするオイラモデル型の離散時間モデルも知られている。しかしながら、これらのオイラ型モデルから合成される制御則が提供する内部調整、かつより具体的には内側調整段の制御は、十分に正確ではなく、よって、変換器の能力の利用不足が生じる。さらに、これらのモデルは、不正確であり、よって、具体的にはサンプリングステップが大きい場合、変換器の実際の挙動にかなり近い満足のいくシミュレーションおよび制御性能結果を提供しない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、上述の問題を改善するモジュラマルチレベル変換器の制御方法を提案することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
これを行うために、本発明は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換する働きをするモジュラマルチレベル電圧変換器を制御するための制御方法を提供し、前記変換器は、ＤＣ電源網へ接続するための「ＤＣ」部分と、ＡＣ電源網へ接続するための「ＡＣ」部分とを備え、前記方法は、変換器の動作に関連づけられる変数およびパラメータに関する連立方程式の形で表すことができる連続時間モデルによるモデルリングに適する内部調整を含む。
【００１０】
本制御方法の一般的特徴によれば、内部調整は、離散時間モデルを用いて実行され、前記離散時間モデルは、
・連立方程式を前記連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、連立方程式を変換するステップと、
・前記行列表現で配置される連立方程式を離散化するステップとによって得られる。
【００１１】
「モジュラ」変換器という用語は、複数の制御可能なサブモジュールを備える変換器を意味して使用される。
【００１２】
好ましくは、モジュラマルチレベル変換器（ＭＭＣ）は、各々が上側アームと下側アームとを備える複数のレグを有するが、この限りではない。各アームは、ＤＣ電源網の正または負の端子をＡＣ電源網の端子へ接続する。各アームは、各サブモジュールに固有の制御部材により個々に制御可能な複数のサブモジュールも含む。各サブモジュールは、サブモジュールの制御部材が起動されるとアーム内で直列に接続可能なキャパシタを含む。
【００１３】
本発明の範囲を逸脱することなく、本発明による制御方法は、また、他のタイプのモジュラマルチレベル変換器へ、かつ具体的には、ハーフブリッジ（ＨＢ）ＭＭＣ変換器、フルブリッジ（ＦＢ）変換器または交互アーム変換器（ＡＡＣ）構造を有する変換器へ適用される可能性もある。これらの構造は、当業者には周知である。
【００１４】
例として、内部調整は、ＡＣ電源網の電流および変換器により生成される差動電流を制御する働きをする。
【００１５】
好ましくは、変換器は、前記変換器の制御モジュールを含んでもよく、前記制御モジュールは、前記内部調整を実行する内側調整段を含んでもよい。前記離散時間モデルおよび連続時間モデルが、前記内側調整段の挙動をモデル化する働きをする点は、理解することができる。
【００１６】
非限定的に、制御モジュールは、「遅速」調整段とも呼ばれる外側調整段も含んでもよい。この外側調整段は、具体的には、変換器のＡＣ電力およびＤＣ電圧の大きさを制御する働きをする。外側調整段および内側調整段は、いわゆる「高レベル」制御ユニットを形成する。また、制御モジュールは、変換器のサブモジュールの電圧を平衡させるための平衡段も含んでもよい。この平衡段は、いわゆる「低レベル」制御ユニットを形成する。
【００１７】
連続時間モデルは、内部調整の動作を連立方程式によって示す。本発明の範囲を逸脱することなく、このモデルは、変換器に適用される内部調整シミュレーションのコンテキストにおいて適用されてもよい。具体的には、これは、変換器の内側調整段の挙動をモデル化するために使用されてもよい。
【００１８】
前記連立方程式に含まれる様々な方程式は、内部調整プロセスを表す状態方程式である。非限定的に、これらの方程式は、例えば変換器が接続される３相の各々に関連づけられる一次方程式であってもよい。
【００１９】
本発明の範囲を逸脱することなく、前記変数および前記パラメータは、変換器に、ＤＣ電源網に、またはＡＣ電源網に関連づけられる変数およびパラメータであってもよい。好ましくは、これらの変数は、ＡＣ電源網および変換器により生成されるＡＣ電圧の電流および電圧等のＡＣ電流および電圧変数であるが、この限りではない。これらの変数が、また、ＤＣ電源網および変換器により生成されるＤＣ電圧の電流および電圧等のＤＣ電流および電圧変数である可能性はある。
【００２０】
本発明による制御方法のコンテキストにおいて使用される離散時間モデルは、また、前記ＭＭＣ変換器の挙動を再現して分析すること、かつそれをＭＭＣ変換器の内部調整を実行するために行うことを可能にするシミュレーションのコンテキストにおいて使用されてもよい。非限定的に、この離散時間モデルは、具体的には、変換器の内側調整段の挙動をモデル化する働きをしてもよい。シミュレーションは、コンピュータツールによって、またはシミュレーションを実行するための自動コントローラ上で実行されてもよい。
【００２１】
本発明によれば、中間変換ステップの間、内部調整をモデリングする連立方程式は、システムの離散化を容易にする行列表現に変えられる。この表現では、離散時間モデルの決定に必要な計算量が減り、よって、計算時間は、例えばシミュレーションのコンテキストでは、相応に短くなる。例として、この行列表現は、前記連立方程式における方程式の数の低減を可能にするが、この限りではない。
【００２２】
好ましくは、前記行列表現において連続時間モデルを表す連立方程式は、次のような微分方程式
【数１】
2019523627.tif 000003
の形で表され、ここで、ｔは、時間を示し、
2019523627.tif 000004
および
2019523627.tif 000005
は、時間変数ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）のベクトルであり、
2019523627.tif 000006
は、変数ｘ（ｔ）の時間の時間導関数のベクトルであり、ＡおよびＢは、パラメータの行列である。１つの利点は、連立方程式を単一方程式に縮小することにあり、これにより、連続時間モデルの離散化がさらに容易になる。
【００２３】
効果的には、連立方程式を離散化する前記ステップは、行列指数関数を用いる計算によって実行される。具体的には、この離散化ステップは、指数関数を前記連立方程式の変換ステップから得られる前記パラメータ行列へ適用することにより実行されるものと理解することができる。
【００２４】
１つの利点は、例えばオイラモデルである離散時間モデルとは異なり、本発明の方法により使用される離散時間モデルを得る働きをする連続時間モデルの離散化の間に、近似または簡約が行われないことにある。具体的には、オイラモデルを決定する働きをする従来の離散化方法は、特に大きいサンプリングステップの場合、近似を行うことを必要とする。行列指数関数による離散時間モデルの計算は、このような簡約および近似への依存を回避することを可能にする。
【００２５】
したがって、本発明の方法により使用される離散時間モデルは、実システムにかなり近く、よって内部調整をより正確にモデル化する。したがって、行列指数関数を用いる計算により決定される離散時間モデルは、略正確なモデルである。したがって、この略正確なモデルにより提供される内部モデルは、はるかに正確なモデルである。
【００２６】
ある実施態様では、離散時間モデルは、例えば近似または簡約なしに（かつ具体的には、オイラ近似なしに）得られる、正確なモデルである。
【００２７】
ある実施形態では、例えば、離散時間モデルが（近似または簡約なしに得られる）正確なモデルであれば、行列の指数関数は、遷移行列および前記行列の対角行列を決定することによって計算される。
【００２８】
正確な離散時間モデルの取得を可能にするのがこのタイプの計算であることは、発明者らによって決定されている。具体的には、行列が対角化されていると、その指数関数は、対角線上の各項の指数関数を計算することによって得られる。よって、行列指数関数を計算することは、スカラに対して複数の指数計算を実行することに等しい。
【００２９】
効果的には、内部調整は、３相系としてモデル化され、かつパーク変換またはアルファ−ベータ変換が利用される。これらの変換は、アプリケーションの関数として適切な変換を選ぶことができる当業者には周知である。３相系としてのモデル化が、ＡＣ電源網へ接続される場合のモジュラマルチレベル変換器に特に適する点は、理解することができる。具体的には、変換器のアームは、ＤＣ電源網の端子をＡＣ電源網の３相へ接続する。この３相モデルでは、連立方程式は、相毎に１つの方程式を含むように表されることが可能である。
【００３０】
とはいえ、内部調整のモデリングおよび前記離散時間モデルの決定を容易にするために、基準系の変更がパーク変換またはアルファ−ベータ変換によって行われる。アルファ−ベータ変換は、それが絶対値を保存する働きをする場合はクラーク変換、かつ電力を保存する働きをする場合はコンコルディア変換とも称される。これらの変換は、内部調整の２相モデルを得ることを可能にする。非限定的に、これらの変換は、予備ステップにおいて、内部調整をモデル化する連続時間モデルを表す連立方程式に適用されてもよい。これは、離散時間モデルの決定を容易にする働きをし、よって、内部調整にこの離散時間モデルを用いることを容易にする。パーク変換は、連立方程式を、ｄおよびｑでラベリングされた軸を有する基準系に入れる。アルファ−ベータ変換は、それがクラーク変換であるかコンコルディア変換であるかに関わらず、連立方程式を、αおよびβでラベリングされた軸を有する基準系に入れる。
【００３１】
好ましくは、前記離散時間モデルは、変数としてサンプリング周期Ｔを有する。１つの利点は、モデルおよびその応答の適合化を可能にするために利用可能なさらなる自由度を、例えばシミュレーションの必要性の関数として有することにある。
【００３２】
好ましくは、離散時間モデルは、
【数２】
2019523627.tif 000007
の形式で表され、ここで、ｋは、サンプリング時点を示し、
2019523627.tif 000008
および
2019523627.tif 000009
は、変数ｘ（ｋ）およびｙ（ｋ）のベクトルであり、かつＦ（Ｔ）およびＧ（Ｔ）は、サンプリング周期の関数としての行列である。この離散時間モデルは、内部調整を正確な方法でモデル化することを可能にする。このモデルは、コンピュータツールにより、内側調整段の挙動を予測すべくシミュレーションを実行するために使用されてもよい。
【００３３】
本発明の特に効果的な一態様において、制御方法は、前記内部調整を実行するために、前記離散時間モデルから離散制御則を合成するステップを含む。１つの利点は、合成される制御則が直にサンプリングされ、よって前記制御則に基づいて離散化ステップの実行へと進む必要がないことにある。具体的には、連続時間制御則の離散化は、前記離散時間制御則を用いる場合にその情報喪失を補償すべく補正回路を用いることが必要になる有害な情報喪失を伴うことが知られている。
【００３４】
非限定的に、合成された離散制御則は、実システムにおいて、例えば、ＭＭＣ変換器の制御モジュールの内側調整段を制御するために適用されることが可能である。また、この制御則は、シミュレーションのコンテキストにおいて、例えば内側調整段の挙動の決定されたモデルのパフォーマンスを検証するために、または制御則自体のパフォーマンスを検証するために使用されることも可能である。
【００３５】
先に述べたように、連続時間モデルの連立方程式を離散化するステップが、行列指数関数を用いる計算によって実行される非限定的な一実施形態では、前記計算は、如何なる近似または簡約も含まない厳密計算である。したがって、結果として得られる離散時間モデルは、略正確なモデルである。したがって、この実装では、略正確な離散時間モデルから合成される離散制御則も、例えばオイラモデルから合成される制御則の場合に可能であるものより正確であり、かつより効果的な内部調整の実行を可能にする。
【００３６】
好ましくは、前記離散制御則は、前記サンプリング周期の関数である。１つの利点は、追加の入力を有し、よって制御則を適用する場合に追加の自由度を有することにある。また、非限定的に、サンプリング周期に対する制御を有する、例えば実際の変換器システムの内側調整段を制御するために制御則が使用される場合、サンプリング周期に対する制御の保有は、前記内側調整段のより優れた制御を提供する。サンプリング周期は、前記内側調整段の動作限界に従うように、または制御される前記内側調整段の応答時間を短縮するように適合化されることが可能である。前記サンプリング周期Ｔを制御すれば、制御則のパフォーマンスを調節することが可能である。例として、この制御則により制御される内側調整段の応答を多かれ少なかれ迅速に収束させることが可能である。
【００３７】
また、好ましくは、前記離散制御則は、
【数３】
2019523627.tif 000010
の形式で表され、ここで、Ｇ（ｔ）−１は、行列Ｇ（Ｔ）の逆行列であり、かつＫｇａｉｎは、ゲインのベクトルである。Ｋｇａｉｎを調節すれば、制御の速度が調節される。
【００３８】
効果的には、前記内側調整段は、変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための、かつ差動電流調整器により使用される変数およびパラメータに関する第１の部分連立方程式の形式で表される第１の連続時間サブモデルによってモデル化される挙動を有する、差動電流調整器を含む。前記第１の連続時間サブモデルが、前記連続時間モデルの一般的特性を継承するものであり、よって、前記第１の連続時間サブモデルが前記連続時間モデルに類似する挙動を有する点は、理解することができる。同様に、前記第１の部分連立方程式は、前記連立方程式に類似する形式のものである。この方法において、ＤＣ差動電流を調整するために前記調整器に適用される本発明の方法は、ＤＣ差動電流を第１の離散時間サブモデルに基づいて調整することを含み、かつ第１の離散時間サブモデルは、第１の部分連立方程式を第１の部分連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記第１の部分連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるために、前記第１の部分連立方程式を変換するステップによって得られる。前記第１の離散時間サブモデルを得ることは、前記行列表現に入れられる第１の部分連立方程式を離散化するステップも含む。
【００３９】
効果的には、前記調整段は、ＡＣ電源網の交流電流を調整するための、かつＡＣ調整器により使用される変数およびパラメータに関する第２の部分連立方程式の形式で表される第２の連続時間サブモデルによりモデル化される挙動を有する、ＡＣ調整器を含む。前記第２の連続時間サブモデルが、前記連続時間モデルの一般的特性を継承するものであり、よって、前記第２の連続時間サブモデルが前記連続時間モデルに類似する挙動を有する点は、理解することができる。同様に、前記第２の部分連立方程式は、前記連立方程式に類似する形式のものである。
【００４０】
この方法において、ＡＣ電源網の交流電流を調整するために前記調整器に適用される本発明の方法は、第２の離散時間サブモデルを用いて実行される、ＡＣ電源網の交流電流を調整することを含み、かつ第２の離散時間サブモデルは、第２の部分連立方程式を第２の部分連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記第２の部分連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記第２の部分連立方程式を変換するステップによって得られる。前記第２の離散時間サブモデルを得ることは、前記行列表現に入れられる第２の部分連立方程式を離散化するステップも含む。
【００４１】
先に定義した方法は、コンピュータシステムにより実行されることが可能である。本発明は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換する働きをするモジュラマルチレベル電圧変換器も提供し、前記変換器は、ＤＣ電源網へ接続するための「ＤＣ」部分と、ＡＣ電源網へ接続するための「ＡＣ」部分とを備え、前記変換器は、変換器制御モジュールをさらに含み、制御モジュールは、前記内部調整を実行する内側調整段を含み、前記変換器は、変換器の動作に関連づけられる変数およびパラメータに関する連立方程式の形式で表され得る連続時間モデルによるモデリングに適する内部調整を実行し、前記変換器は、調整段が離散時間モデルを用いるように構成されることを特徴とし、かつ前記離散時間モデルは、
・前記連立方程式を連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記連立方程式を変換するステップと、
・前記行列表現に入れられる連立方程式を離散化するステップと、によって得られる。
【００４２】
非限定的に、この変換器は、これまでに述べた制御方法の実装を全て実行する。
【００４３】
さらに、結果として得られる変換器は、業界で従来使用されているモデル、例えばオイラモデルを用いて得ることができるものより正確な内部調整の達成を可能にする離散時間モデルを用いることが観察され得る。具体的には、変換器により使用される離散時間モデルは、近似なしに得られ、よって調整段の挙動をより正確に表す。
【００４４】
本発明は、プロセッサによりプログラムが実行されると先に定義した方法ステップを実行するための命令を含む、コンピュータプログラムも提供する。
【００４５】
本発明は、先に定義した方法ステップを実行するための命令を含むコンピュータプログラムを記憶するプロセッサ可読データ媒体も提供する。
【００４６】
本開示で言及しているコンピュータプログラムは、任意のプログラミング言語を用いてもよく、かつソースコード、オブジェクトコードの形式、またはソースコードとオブジェクトコードとの中間の、部分的にコンパイルされた形式等のコードであっても、他の任意の望ましい形式であってもよいことが観察され得る。
【００４７】
さらに、本開示で言及しているデータ（または記憶）媒体は、プログラムを記憶することができるあらゆるエンティティまたはデバイスであってもよい。例えば、媒体には、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）ＲＯＭまたは超小型電子回路ＲＯＭ等の記憶媒体、または実際には、例えばフロッピーディスクまたはハードディスクである磁気記録手段が含まれてもよい。
【００４８】
さらに、データ媒体は、電気ケーブルまたは光ケーブルを介して、無線によって、または他の手段によって伝達されることに適する、電気信号または光信号等の伝送可能媒体に相当してもよい。本発明のプログラムは、具体的には、インターネット型のネットワークからダウンロードされてもよい。
【００４９】
あるいは、データ媒体は、プログラムが組み込まれる集積回路に相当してもよく、前記回路は、問題の方法を実行するように、またはその実行に使用されるように適合化される。
【００５０】
最後に、プロセッサと、コンピュータシステムのプロセッサ上で前記方法のステップを実行するための、先に定義したコンピュータプログラムを含むメモリと、を備えるコンピュータシステムが提案されている。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
本発明は、非限定的な例として、かつ添付の図面を参照して行う本発明の実施形態に関する以下の説明を読めば、よりよく理解することができる。
【図１】本発明の制御方法により制御される３相モジュラマルチレベル変換器を示す。
【図２】図１のモジュラマルチレベル変換器のサブモジュールを示す。
【図３】図１のＭＭＣ変換器の制御モジュールを示す。
【図４】図３に示す制御モジュールのＡＣ調整器の３つの挙動モデルを比較するための第１のシミュレーション設定を示す。
【図５】図４の３つのモデルへ入力される電圧設定点の変化に対するＡＣ電源網のＡＣ応答を示す。
【図６】図３の変換器により発生されるＤＣ差動電流を調整するための調整器の３つの挙動モデルを比較するための第２のシミュレーション設定を示す。
【図７】図６の３つのモデルへ入力される電圧ステップに対する、変換器により発生されるＤＣ差動電流応答を示す。
【図８】本発明の方法により決定される、ＡＣ調整器の制御則を検証するための第１の設定を示す。
【図９】ＡＣ設定点における、図８の設定へ入力されるステップに対するＡＣ応答を示す。
【図１０】本発明の方法により決定される、ＤＣ差動電流を調整するための調整器の制御則を検証するための第２の設定を示す。
【図１１】ＤＣ差動電流設定点における、図１０の設定へ入力されるステップに対するＤＣ差動電流応答を示す。
【発明を実施するための形態】
【００５２】
本発明は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換するためのモジュラマルチレベル電圧変換器の挙動を制御する方法に関する。
【００５３】
図１は、本発明の制御方法により使用される変換器の一実施形態を示す。この例では、３相入力／出力（３つの相、φａ、φｂおよびφｃを含む）のために、モジュラマルチレベル変換器１０が、図１の様々なコンポーネント上で添え字ａ、ｂおよびｃにより参照される３つの変換レグを含む。各変換レグは、上側アームと下側アームとを含み（上側については添え字「ｕ」で、下側は「ｌ」で示されている）、その各々が、ＤＣ電源網の１つの端子ＤＣ＋またはＤＣ−をＡＣ電源網の１つの端子へ接続する。具体的には、各レグは、ＡＣ電源網の３つの相線φａ、φｂおよびφｃのうちの１つへ接続される。図１は、サブモジュールの集合６を示し、集合６において、各アームは、電流ｉｘｉ（ここで、ｘは、アームが上側であるか下側であるかを示し、添え字ｉは、レグを示す）を通す。また、各アームは、所望される順序で制御され得る複数のサブモジュールＳＭｘｉｊ（ここで、ｘは、アームが上側であるか下側であるかを示し、ｉは、そのアームが関連づけられる相線を示し、かつｊは、アーム内で連続するサブモジュールのうちのそのサブモジュールの番号である）を含む。この例では、１つのアームにつき３つのサブモジュールしか示されていない。実際には、下側または上側の各アームは、数十から数百の範囲内であり得るＮ個のサブモジュールを有してもよい。各サブモジュールＳＭｘｉｊは、少なくとも１つのキャパシタ等のエネルギー貯蔵システムと、キャパシタを選択的にサブモジュールの端子間へ直列に接続するための、またはこれをバイパスするための制御部材とを含む。サブモジュールは、複数の電圧レベルを送出するために、変換器１０のアーム内で直列に接続されるエネルギー貯蔵素子の数を徐々に変化させるように選択されるシーケンスで制御される。また、図１において、Ｖｄｃは、変換器をＤＣ電源網へ接続する接続点に渡る電圧を示し、これらの点は、当業者には周知であるように、共通結合点の略語「ＰＣＣ」と称される。ｉｄｃは、ＤＣ電源網の電流を示し、一方で、電流ｉｇａ、ｉｇｂおよびｉｇｃは、３つの相線φａ、φｂおよびφｃによって伝送される。さらに、各アームは、インダクタンスＬａｒｍを有し、かつ各相線は、インダクタンスＬｆおよび抵抗Ｒｆを有する。
【００５４】
図２は、図１の変換器１０に属するサブモジュールＳＭｘｉｊを示す。このサブモジュールＳＭｘｉｊは、その端子間に電圧ｖＳＭを有する。このサブモジュールにおいて、各制御部材は、電気エネルギー貯蔵素子、具体的にはキャパシタＣＳＭ、と直列に接続される絶縁グリッド・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）等の第１の電子スイッチ素子Ｔ１を備える。この第１のスイッチ素子Ｔ１およびこのキャパシタＣＳＭは、同様にＩＧＢＴ等の第２の電子スイッチ素子Ｔ２と並列に接続される。この第２の電子スイッチ素子Ｔ２は、サブモジュールＳＭｘｉｊの入口端子と出口端子との間に結合される。第１および第２のスイッチ素子Ｔ１およびＴ２は、各々、図２に示す個々の逆並列ダイオードに関連づけられる。
【００５５】
動作において、サブモジュールは、２つの制御状態を占有するように制御されてもよい。
【００５６】
「オン」状態と称される第１の状態において、第１のスイッチ素子Ｔ１および第２のスイッチ素子Ｔ２は、エネルギー貯蔵素子ＣＳＭを他のサブモジュールと直列に接続するように構成される。「オフ」状態と称される第２の状態において、第１のスイッチ素子Ｔ１および第２のスイッチ素子Ｔ２は、エネルギー貯蔵素子ＣＳＭを短絡するように構成される。
【００５７】
本例において、使用される変換器は、ハーフブリッジ変換器である。本発明の範囲を逸脱することなく、本発明による制御方法は、また、他のタイプのモジュラマルチレベル変換器へ、かつ具体的には、フルブリッジ（ＦＢ）ＭＭＣ変換器または交互アーム変換器（ＡＡＣ）構造を有する変換器へ適用される可能性もある。
【００５８】
図３は、変換器１０の変換器ユニット１２と制御モジュール１４とを備える、本発明のモジュラマルチレベル変換器１０を示す。制御モジュール１４は、カスケード構造を呈することが分かる。本例において、制御モジュール１４は、外側調整段１６と、内側調整段１８と、電圧平衡段２０とを含む。
【００５９】
外側調整段１６は、ＤＣおよびＡＣ電源網の電圧および変換器の有効および無効ＡＣ電力等の大きさを調整するように構成される調整器の第１の集合２２を含む。外側調整段１６は、変換器の様々なエネルギー、かつ具体的にはサブモジュールのキャパシタに貯蔵される変換器の内部エネルギーを調整するように構成される、調整器の第２の集合２４も含む。外側調整段１６は、「低速」調整段とも称される。
【００６０】
図３の例において、内側調整段１８は、ＡＣ電源網のＡＣ電流ｉｇを調整するための調整器２６と、変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８とを有する。内側調整段１８は、「高速」調整段とも称される。
【００６１】
外側および内側調整段１６および１８は、ＭＭＣ変換器の高レベル制御を提供する。
【００６２】
電圧平衡段２０について言えば、これは、変換器の低レベル制御を提供する。これは、変換器アームのサブモジュール間の電圧分配を平衡させる働きをする平衡モジュール３０を含む。
【００６３】
従来技術では、外側および内側調整段１６および１８を、離散時間オイラモデルから合成される離散時間制御則によって制御することが知られている。とはいえ、このような制御則を例えばシミュレーションのコンテキストにおいて適用することにより得られる結果は、満足のいくものではない。具体的には、比較的大きいサンプリングステップを有するオイラモデルを決定することは、結果として生じる制御則のパフォーマンスに影響を与える近似および簡約を含む。結果的に、離散時間オイラモデルから合成される散時間制御則を利用するシミュレーションの結果は、具体的にはオーバーシュート現象に起因して、実システムより大きい誤り率を提示する。また、このようなオイラ型モデルから合成される制御則は、内側調整段１８にとって、ひいては外側調整段１６にとって十分に速い制御を提供しない。したがって、変換器１０の制御は、遅すぎる。
【００６４】
次に、非限定的な例として、本発明のモジュラマルチレベル変換器１０を制御する方法、かつより具体的には、変換器１０の制御モジュール１４の内側調整段１８の挙動について説明する。
【００６５】
まずは、ＡＣ電源網のＡＣｉｇの調整器２６、および変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８の挙動の離散時間モデルを取得することについての説明から始める。
【００６６】
図３に示すようなＭＭＣ変換器のＡＣ電源網のＡＣ電流を調整するための調整器２６の挙動の連続時間解析モデルは、１相について、次式、
【数４】
2019523627.tif 000011
で与えられ、ここで、ｖｖは、ＭＭＣ変換器により生成されるＡＣ電圧を明示する変数であり、ｖｇは、ＡＣ電源網の電圧を示す変数であり、ｉｇは、ＡＣ電源網を通る交流電流を示す変数であり、ＬarmおよびＲarmは各々、アーム内のインダクタンスおよび抵抗を示し、かつＬｆおよびＲｆは各々、相線におけるインダクタンスおよび抵抗を示す。以後、次のような表記法、Ｌ＝Ｌｆ＋Ｌarm／２およびＲ＝Ｒｆ＋Ｒarm／２を用いる。ＬおよびＲは、連立方程式のパラメータである。この連続時間解析モデルを、以下、「連続時間ＡＣモデル」と称する。
【００６７】
変換器の３つの相全てに関するこの連続時間ＡＣモデルの式が、３つの方程式より成る系となり、各方程式が相のうちの１つに対応することは、理解し得る。この連続時間ＡＣモデルは、離散化によって使えるようにされなければならない。
【００６８】
よって、本発明によれば、前記離散時間モデルを得ることは、３つの方程式より成る系を、３つの方程式より成る前記系を行列表現に入れるように変換するステップを含む。この行列表現において、３つの方程式より成る系の変数は、ベクトルの形式で表され、かつ連立方程式のパラメータは、行列の形式で表される。
【００６９】
この非限定的な例では、計算を容易にするために、パーク変換を用いてｄｑ基準系が占有され、よって、ｄｑ基準系において、前記行列表現における連立方程式は、次式のようになる。
【数５】
2019523627.tif 000012
ここで、
2019523627.tif 000013
は、ｄｑ基準系におけるＡＣ電源網のＡＣベクトルを示し、
2019523627.tif 000014
は、ｄｑ基準系における連続時間ＡＣモデルおよび離散時間モデルの入力ベクトルを示し、
2019523627.tif 000015
は、ｄｑ基準系におけるＡＣ電源網のＡＣ電圧のベクトルを示し、
2019523627.tif 000016
は、ｄｑ基準系における変換器により生成されるＡＣ電圧のベクトルである。また、
2019523627.tif 000017
および
2019523627.tif 000018
があり、ＡおよびＢは、２つの行列である。また、ｗは、角周波数を表す。
【００７０】
この行列表現は、表記を容易にし、かつ連立方程式を単一方程式の形式で書くことを可能にする。この行列表現から開始すると、連続時間ＡＣモデルの離散化を、行列ＡおよびＢの指数関数を用いる計算によって進めることが可能である。
【００７１】
したがって、
【数６】
2019523627.tif 000019
、および、
【数７】
2019523627.tif 000020
、と書くことにより、連続時間ＡＣモデルの離散化ステップを進めることが可能である。但し、Ｉは恒等行列である。
【００７２】
よって、上述の連続時間ＡＣモデルから決定されるような、ＡＣ電源網を調整するためのＡＣ調整器の挙動に関する離散時間モデルの非限定的な一例を、次のように書くことができる。
【数８】
2019523627.tif 000021
、但し、
【数９】
2019523627.tif 000022
である。
【００７３】
行列の指数関数を含む計算による連続時間ＡＣモデルのこの離散化の１つの利点は、オイラ離散時間モデルを決定する従来方法とは異なり、近似または簡約が行われないことにある。
【００７４】
以下、「離散時間ＡＣモデル」という用語は、ＡＣ電源網を調整するためのＡＣ調整器２６の挙動に関するこの例示的な離散時間モデルを指して用いる。
【００７５】
図４は、上述の決定された離散時間ＡＣモデルを検証するために使用される第１のシミュレーション設定を示す。このシミュレーションは、前記離散時間ＡＣモデル、前記離散時間ＡＣモデルの計算の基礎となった連続時間ＡＣモデル、および離散時間オイラＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄおよびｉｇｑを比較しようとするものである。図４において、連続時間ＡＣモデルは、第１のモデリング手段３２によって使用され、予め決定された離散時間ＡＣモデルは、第２のモデリング手段３４によって使用され、かつ離散時間オイラＡＣモデルは、第３のモデリング手段３６によって使用される。３つのモデルリング手段は各々、入力として電圧設定点ｖ＊ｒｌｄおよびｖ＊ｒｌｑを受け取る。第１のモデリング手段３２によって使用される連続時間ＡＣモデルは、参照モデルであるとされる。
【００７６】
本例において、離散時間オイラＡＣモデルは、業界で一般に使用されているように、同じく連続時間ＡＣモデルから決定される離散時間モデルである。このモデルは、同様に、ＡＣ電源網を調整するためのＡＣ調整器２６の挙動を表す。このオイラＡＣモデルを決定することは、計算において近似および簡約を含む。
【００７７】
図５は、図４に示す第１の設定のシミュレーション結果を示し、かつ具体的には、電圧設定点の変更が時点ｔ０においてｖ＊ｒｌｄへモデリング手段３２、３４および３６への入力として印加されたときの、前記図４の３つのモデルの各々のＡＣ応答ｉｇｄを示す。シミュレーションは、１００μｓという長いサンプリング周期Ｔを用いて実行した。本図において、曲線ａは、第１のモデリング手段３２からの出力における、参照として使用される連続時間ＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄを表す。本例において、曲線ｂは、第２のモデリング手段３４の出力における、本発明の方法により使用される先に決定された離散時間ＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄを表し、かつ曲線ｃは、第３のモデリング手段３６からの出力における、オイラＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄを示す。
【００７８】
曲線ａとｂは一致し、よって離散時間ＡＣモデルの応答は、参照モデルのそれと略同一であることが分かる。これは、長いサンプリング周期Ｔであっても、ＡＣ電源網のＡＣ調整器２６の挙動を忠実にモデル化する前記離散時間ＡＣモデルの高度な正確さを明らかにしている。これに対して、オイラＡＣモデルの応答は、参照モデルのそれから遠いことが分かる。このモデルの応答は、さほど正確ではない。
【００７９】
このシミュレーションは、先に決定された離散時間ＡＣモデルを検証する働きをする。この離散時間ＡＣモデルは、略正確であると考えられる。本明細書には示していないが、ＡＣ電流応答ｉｇｑについても略同一の結果が観察される。
【００８０】
図３に示されるもの等の変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８の挙動についての離散時間モデルを得る場合も、類似の経路を適用することができる。以下、このようなモデルを離散時間ＤＣモデルと称する。
【００８１】
調整器２８の挙動の、以後連続時間ＤＣモデルと称する連続時間解析モデルは、１相について、次式、
【数１０】
2019523627.tif 000023
で与えられ、ここで、ｖｄｉｆｆは、ＭＭＣ変換器により生成されるＤＣ差動電圧を示す変数であり、ｖｄｃは、ＤＣ電源網の電圧を示す変数であり、かつｉｄｉｆｆは、変換器により生成されるＤＣ差動電流を示す変数である。
【００８２】
先に述べたように、変換器の３つの相全てに関するこの連続時間ＤＣモデルの式は、３つの方程式より成る系となり、各方程式は、相のうちの１つに対応する。この連続時間ＤＣモデルは、離散化によって使えるようにされなければならない。この非限定的な例では、ＡＢＣ基準系を用いて３相モデルが保存される。
【００８３】
本発明において、３つの方程式より成る前記系は、行列表現に入れられ、次式のように書かれる。
【数１１】
2019523627.tif 000024
ここで、
2019523627.tif 000025
は、変換器により生成されるＤＣ差動電流ベクトルとなり、
2019523627.tif 000026
は、連続時間ＤＣモデルおよび離散時間ＤＣモデルへ入力されるベクトルとなり、ｖｄｃは、ＤＣ電源網の電圧となり、かつ
2019523627.tif 000027
は、変換器により生成されるＤＣ差動電圧ベクトルである。また、
2019523627.tif 000028
、および、
2019523627.tif 000029
であり、ＣおよびＤは、行列形式で書かれている。
【００８４】
この行列表現から始めて、離散時間ＤＣモデルは、行列ＣおよびＤの指数関数を用いる計算によって離散化される。
【００８５】
したがって、
【数１２】
2019523627.tif 000030
、および、
2019523627.tif 000031
と書くことにより、連続時間ＤＣモデルの離散化を進めることが可能である。
【００８６】
よって、上述の連続時間ＤＣモデルから決定される、変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための調整器の挙動に関する離散時間ＤＣモデルの非限定的な例を、次式のように書くことができる。
【数１３】
2019523627.tif 000032
【００８７】
図６は、調整を目的とする上述の離散時間ＤＣモデルを検証するために実行される第２のシミュレーション設定を示す。このシミュレーションは、離散時間ＤＣモデルの計算の基礎となった連続時間ＤＣモデル、および離散時間オイラＤＣモデルのＤＣ差動電流応答ｉｄｉｆｆ１、ｉｄｉｆｆ２およびｉｄｉｆｆ３を比較しようとするものである。図６では、連続時間ＤＣモデルが第４のモデリング手段３８によって使用され、かつ先に決定された離散時間ＤＣモデルが第５のモデリング手段４０によって使用される。離散時間オイラＤＣモデルは、第６のモデリング手段４２によって使用される。３つのモデリング手段は各々、入力として電圧設定点ｖ＊arm１、ｖ＊arm２およびｖ＊arm３を受け取る。連続時間ＤＣモデルは、参照モデルと見なされる。
【００８８】
本例において、離散時間オイラＤＣモデルは、業界で一般に使用されているように、同じく連続時間ＤＣモデルから決定される離散時間モデルである。このモデルも同様に、変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８の挙動を表す。このオイラＤＣモデルを決定することは、計算において近似および簡約を含む。
【００８９】
図７は、図６に示す第２の設定のシミュレーション結果を示す。具体的には、図７は、１つの相に関する、ある電圧ステップが時点ｔ１においてｖ＊arm１へ前記３つのモデリング手段３８、４０および４２への入力として印加されたときの、前記図６の３つのモデルの各々のＤＣ差動電流応答ｉｄｉｆｆ１を示す。本図において、曲線ｄ、ｅおよびｆは各々、参照として機能する連続時間ＤＣモデル、本発明の方法により使用される離散時間ＤＣモデル、およびオイラＤＣモデル、のＤＣ差動電流応答ｉｄｉｆｆ１を表す。
【００９０】
３つの曲線ｄ、ｅおよびｆは、一致していて、本発明の方法を実装するために先に決定された離散時間ＤＣモデルの応答が、参照モデルの応答およびオイラＤＣモデルの応答と略同一であることが分かる。これは、ＤＣ差動電流の調整器２８の挙動を忠実にモデル化する前記離散時間ＤＣモデルの高度な正確さを表している。このシミュレーションは、先に決定された離散時間ＤＣモデルを検証する働きをする。この離散時間ＤＣモデルは、略正確であると考えられる。本明細書には示していないが、他の２つの相に対応するＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ２およびｉｄｉｆｆ３の応答についても、略同じ結果が観察される。
【００９１】
以下、本発明の制御方法のこの例において、モジュラマルチレベル変換器用に、調整器２６および２８の制御則を、先に決定された離散時間ＡＣおよびＤＣモデルから合成する。これらの制御則は、変換器の内部調整を実行する。
【００９２】
状態変数がその基準値に収束することを確実にするためには、ＡＣ調整器２６により次式が満たされる必要がある。
【数１４】
2019523627.tif 000033
ここで、Ｋｇａｉｎ１は、−１から１までの範囲内の値を有するゲインのベクトルである。
【００９３】
ＡＣ調整器２６の例示的な制御則は、極配置法を用いることによって得られる。この制御則を以下、ＡＣ制御則と称し、次のように書く。
【数１５】
2019523627.tif 000034
【００９４】
したがって、ＡＣ制御則は、それ自体がＡＣ電源網の交流を調整するための調整器２６の挙動に関する連続時間モデルから決定されるＡＣ離散時間モデルから合成される。このＡＣ制御則は、離散制御則であって、サンプリング周期Ｔに依存することが分かる。サンプリング周期Ｔは、追加の入力変数を表し、よって追加の自由度を構成する。前記サンプリング周期Ｔを変えれば、制御則のパフォーマンスを調節することが可能である。例として、この制御則により制御される調整器の応答を幾分か迅速に収束させることが可能である。
【００９５】
次に、このＡＣ制御則を検証するステップが、図８に示すように、第１の検証設定を用いるシミュレーションによって実行される。図８では、ＡＣ制御則のパフォーマンスが、第１のモデリング手段３２により使用される、ＡＣ電源網の交流を調整するための調整器２６の挙動を表す連続時間ＡＣモデル上で試験されることが分かる。この非限定的な例において、連続時間ＡＣモデルは、検証目的の基準として使用される。したがって、連続時間ＡＣモデルは、このシミュレーションの対象ではない。具体的には、先に決定された離散時間ＡＣモデルを参照モデルとして用いることも可能であると思われる。
【００９６】
ＡＣ制御則は、第１の制御手段４４によって使用される。第１の制御手段４４は、電圧設定点ｖ＊ｒｌｄおよびｖ＊ｒｌｑを第１のモデリング手段３２へ入力として供給する。制御則は、これらの電圧設定点を、ＡＣ設定点ｉ＊ｇｄおよびｉ＊ｇｑから、および連続時間ＡＣモデルによって決定されかつ第１のモデリング手段３２により送出されるＡＣ電流値ｉｇｄおよびｉｇｑから決定する働きをする。
【００９７】
このシミュレーションの結果を、図９に示す。具体的には、図９は、ＡＣ制御則による制御に伴って連続時間参照モデルにより決定される交流電流ｉｇｄが、時点ｔ３でのＡＣ設定点ｉ＊ｇｄにおけるステップに応答してどのように変わるかを示している。言い替えれば、図９は、第１のモデリング手段３２により出力される交流電流ｉｇｄが、第１の制御手段４４へ入力される電流ステップｉ＊ｇｄに応答してどのように変わるかを示している。本図における曲線ｇ、ｈ、ｉおよびｊは、交流電流ｉｇｄが、各々１００μｓ、２００μｓ、５００μｓおよび１ｍｓに等しいサンプリング周期Ｔの間にどのように変わるかを示している。曲線ｋは、電流設定点ステップｉ＊ｇｄに対応する基準交流電流を表す。
【００９８】
図９では、上記で決定されたＡＣ制御則の制御下で参照モデルにより出力される交流電流が、基準交流電流の動的挙動を追跡することが分かる。具体的には、曲線ｊに対応する長いサンプリング周期の場合でも、オーバーシュートおよび追跡誤差は、略ゼロである。したがって、先に決定されたＡＣ制御則は、連続時間ＡＣモデルが正確な制御を提供することを保証する。したがって、この制御則は、ＡＣ電源網の交流電流を調整するための調整器２６を効果的に制御することを可能にする。
【００９９】
また、１００μｓオーダーのサンプリング周期の場合、上述の方法により決定されたＡＣ制御則の制御下での参照モデルの応答時間は、１ｍｓから５ｍｓオーダーまでである。これらの応答時間は、従来業界においてオイラＡＣモデルから合成される制御則により制御されるシステムで使用される交流電流調整器の応答時間より短い。したがって、このシミュレーションは、先に決定されたＡＣ制御則のパフォーマンスを検証する働きをする。このＡＣ制御則は、ＭＭＣ変換器制御モジュールのＡＣ電源網の交流電流を調整するための実際の調整システムに適用可能である。
【０１００】
ＤＣ差動電流を調整するための調整器２８に対する制御則の決定かつ検証にも、類似の方法を実行することができる。
【０１０１】
ＤＣ差動電流調整器２８の制御則は、極配置法を用いることによって得られる。この制御則を以下、ＤＣ制御則と称し、次のように書く。
【数１６】
2019523627.tif 000035
ここで、Ｋｇａｉｎ２は、−１から１までの範囲内の値を有するゲインのベクトルである。この場合もやはり、ＤＣ制御則は、それ自体が変換器１０により生成されるＤＣ差動電流を調整するための調整器２８の挙動の連続時間解析モデルから決定される、ＤＣ離散時間モデルから合成されている。このＤＣ制御則は、離散則であって、サンプリング周期Ｔに依存することが分かる。
【０１０２】
次に、このＤＣ制御則を検証するステップが、図１０に示すように、第２の検証設定を用いるシミュレーションによって実行される。図１０では、ＤＣ制御則のパフォーマンスが、第４のモデリング手段３２により使用されるような連続時間ＤＣモデル上で試験されることが分かる。この非限定的な例において、連続時間ＤＣモデルは、検証を目的とする基準として使用される。したがって、連続時間ＤＣモデルは、このシミュレーションの対象ではない。具体的には、先に決定された離散時間ＤＣモデルを参照モデルとして用いることも可能であると思われる。
【０１０３】
ＤＣ制御則は、第２の制御手段４６によって使用される。第２の制御手段４６は、電圧設定点ｖ＊arm１、ｖ＊arm２およびｖ＊arm３を第４のモデリング手段３８へ入力として提供する。ＤＣ制御則は、これらの電圧設定点をＤＣ差動電流設定点ｉ＊ｄｉｆｆ１、ｉ＊ｄｉｆｆ２およびｉ＊ｄｉｆｆ３から、およびＤＣ差動電流値ｉｄｉｆｆ１、ｉｄｉｆｆ２およびｉｄｉｆｆ３から決定することを可能にし、これらのＤＣ差動電流設定点および設定値は、連続時間ＤＣモデルによって決定され、かつ第４のモデリング手段３８によって送出される。
【０１０４】
このシミュレーションの結果を、図１１に示す。具体的には、図１１は、ＤＣ制御則の制御下で連続時間参照モデルにより決定されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、時点ｔ４での電流ステップｉ＊ｄｉｆｆ１に応答してどのように変わるかを示している。言い替えれば、図１１は、第４のモデリング手段３８により出力されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、第２の制御手段４６へ入力されるＤＣ差動電流設定点ｉ＊ｄｉｆｆ１におけるステップに応答してどのように変わるかを示している。本図における曲線ｌ、ｍ、ｎおよびｏは、ＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、各々１００μｓ、２００μｓ、５００μｓおよび１ｍｓに等しいサンプリング周期Ｔの間にどのように変わるかを示している。曲線ｐは、電流設定点ｉ＊ｄｉｆｆ１のステップに対応する基準ＤＣ差動電流を表す。
【０１０５】
図１１では、先に決定されたＤＣ制御則の制御下で参照モデルにより出力されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、基準ＤＣ差動電流の動的挙動を追跡することが分かる。具体的には、曲線ｏに対応する長いサンプリング周期の場合でも、オーバーシュートおよび追跡誤差は、略ゼロである。したがって、先に決定されたＤＣ制御則は、連続時間ＤＣモデルの正確な制御を提供する。したがって、この制御則は、変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための調整器２８の効果制御を提供することを可能にする。
【０１０６】
また、１００μｓオーダーのサンプリング周期Ｔの場合、上述の方法により決定されたＤＣ制御則の制御下での参照モデルの応答時間は、１ｍｓから５ｍｓオーダーまでである。これらの応答時間は、従来業界においてオイラＤＣモデルから合成される制御則により制御されるシステムで使用されるＤＣ差動電流調整器の応答時間より短い。したがって、このシミュレーションは、先に決定されたＤＣ制御則のパフォーマンスを検証する働きをする。このＤＣ制御則は、ＭＭＣ変換器のＤＣ差動電流を調整するための実システムに適用可能である。
【０１０７】
上述の実施形態および実装形態において、離散時間モデルは、近似または簡約なしに（例えば、オイラ近似なしに）得られる正確なモデルであり得ることが観察され得る。これで、行列の指数関数を、この行列の遷移行列および対角行列を決定することにより計算することができる。
【０１０８】
例えば、先に述べた式、
【数１７】
2019523627.tif 000036
に戻る。
【０１０９】
例えばＦの指数関数形式を決定するためには、次式が当てはまる。
【数１８】
2019523627.tif 000037
【０１１０】
この式は、決定されるべき正確な式である。従来技術では、以下の公式が使用される。
【数１９】
2019523627.tif 000038
ここで、１＋ＡＴ／１！は、オイラ近似に対応する項である（残りの項は無視される）。
【０１１１】
本例では、遷移行列Ｐおよび対角行列Ｄを決定して、Ｆを次式、
【数２０】
2019523627.tif 000039
のように書くことにより、正確な計算値を得ることが可能である。
【０１１２】
これにより、行列指数関数の決定は、対角行列についてはこれが対角線上の各項の指数関数によって与えられることから、より容易になる。
【０１１３】
これにより、正確な離散時間モデルを得ることが可能となる。
【図１】
2019523627.tif 000048
【図２】
2019523627.tif 000049
【図３】
2019523627.tif 000050
【図４】
2019523627.tif 000051
【図５】
2019523627.tif 000052
【図６】
2019523627.tif 000053
【図７】
2019523627.tif 000054
【図８】
2019523627.tif 000055
【図９】
2019523627.tif 000056
【図１０】
2019523627.tif 000057
【図１１】
2019523627.tif 000058
【手続補正書】
【提出日】平成31年4月1日(2019.4.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０２】
次に、このＤＣ制御則を検証するステップが、図１０に示すように、第２の検証設定を用いるシミュレーションによって実行される。図１０では、ＤＣ制御則のパフォーマンスが、第４のモデリング手段３８により使用されるような連続時間ＤＣモデル上で試験されることが分かる。この非限定的な例において、連続時間ＤＣモデルは、検証を目的とする基準として使用される。したがって、連続時間ＤＣモデルは、このシミュレーションの対象ではない。具体的には、先に決定された離散時間ＤＣモデルを参照モデルとして用いることも可能であると思われる。
【国際調査報告】
2019523627.tif 000059
2019523627.tif 000060
2019523627.tif 000061
2019523627.tif 000062
2019523627.tif 000063
2019523627.tif 000064