(57)【要約】【課題】広範囲の電圧、変換比及び電力レベルを高出力処理効率、低容量及び良好な動的性能で提供可能な高度に柔軟性あるコンバータを提供する。【解決手段】コンバータ装置１はコンバータ２と、コンバータ２を動作させるためのコントローラ３とを備えている。コンバータ（２）はフライングコンデンサ（Ｃｆｌｙ）を含むリアクタンスコンポーネントから成る。少なくとも２つの異なる動作モードを実行するために、コンバータ（２）はさらに７つのスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ７）を備える。コントローラ（３）のモード選択ロジック（８）は所望の動作条件に応じて動作モードの１つを選択する。コンバータ（１）は非常に柔軟性があり、適切な動作モードを適切に選択することにより全動作範囲にわたって高い電力処理効率を可能にする。【選択図】図１
2019508997.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンバータ（２）を備え、前記コンバータ（２）は、
入力電圧（Ｖｉｎ）を印加する第１の入力電圧端子（ｉｎ１）及び第２の入力電圧端子（ｉｎ２）と、
負荷（Ｒ）に出力電圧（Ｖｏｕｔ）を供給する第１の出力電圧端子（ｏｕｔ１）及び第２の出力電圧端子（ｏｕｔ２）と、
リアクタンスコンポーネント（Ｃｆｌｙ、Ｃ、Ｌ１、Ｌ２）とを有し、
コンバータ（２）を動作させるコントローラ（３）を備える入力電圧を出力電圧に変換するコンバータ装置において、
コンバータ（２）は少なくとも２つの異なる動作モードを実行する７つのスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ７）を備え、
リアクタンスコンポーネント（Ｃｆｌｙ、Ｃ、Ｌ１、Ｌ２）はフライングコンデンサ（Ｃｆｌｙ）を備え、
コントローラ（３）は所望の動作条件に応じて動作モードの１つを選択するモード選択ロジック（８）を備えることを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
１つの第１の電圧端子（ｉｎ１）と第１のノード（Ｎ１）との間に第１のスイッチ（ＳＷ１）が配置され、
第２のノード（Ｎ２）と基準ノード（Ｎ０）との間に第２のスイッチ（ＳＷ２）が配置され、
第２のノード（Ｎ２）と第３のノード（Ｎ３）との間に第３のスイッチ（ＳＷ３）が配置され、
第１のノード（Ｎ１）と第４のノード（Ｎ４）との間に第４のスイッチ（ＳＷ４）が配置され、
第４のノード（Ｎ４）と第５のノード（Ｎ５）との間に第５のスイッチ（ＳＷ５）が配置され、
第５のノード（Ｎ５）と基準ノード（Ｎ０）との間に第６のスイッチ（ＳＷ６）が配置され、
第３のノード（Ｎ３）と第４のノード（Ｎ４）との間に第７のスイッチ（ＳＷ７）が配置されることを特徴とする請求項１記載のコンバータ装置。
【請求項３】
フライングコンデンサ（Ｃｆｌｙ）は第１のノード（Ｎ１）と第２のノード（Ｎ２）との間に配置されることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のコンバータ装置。
【請求項４】
リアクタンスコンポーネント（Ｃｆｌｙ、Ｃ、Ｌ１、Ｌ２）は第３のノード（Ｎ３）と１つの第１の電圧端子（ｏｕｔ１）との間に配置される第１のインダクタ（Ｌ１）及び第５のノード（Ｎ５）と１つの第１の電圧端子（ｏｕｔ１）との間に配置される第２のインダクタ（Ｌ２）を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３何れか１項記載のコンバータ装置。
【請求項５】
リアクタンスコンポーネント（Ｃｆｌｙ、Ｃ、Ｌ１、Ｌ２）は１つの第１の電圧端子（ｏｕｔ１）及び組み合わされる第２の電圧端子（ｏｕｔ２）に並列に配置されるコンデンサ（Ｃ）を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４何れか１項記載のコンバータ装置。
【請求項６】
コントローラ（３）はモード選択ロジック（８）に接続されモード信号（Ｓ）を受信し、選択された動作モードに応じてスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ７）を動作させるスイッチ動作手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５何れか１項記載のコンバータ装置。
【請求項７】
デジタルコントローラ（３）はスイッチ動作手段（９）に接続されデューティ比（Ｄ）を提供し、デューティ比（Ｄ）に応じてスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ７）を動作させる電圧コントローラ（１０）を備えることを特徴とする請求項６記載のコンバータ装置。
【請求項８】
モード選択ロジック（８）は入力電圧（Ｖｉｎ）、出力電圧（Ｖｒｅｆ）及び出力電流（Ｉｒｅｆ）を受信する少なくとも３つの信号入力部を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項７何れか１項記載のコンバータ装置。
【請求項９】
スイッチ動作手段（９）は下表のように第１の動作モード（ＨＳＤ）を実行する第１のスイッチングシーケンスを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項８何れか１項記載のコンバータ装置。
【表１】
2019508997.tif 000009
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は７つのスイッチを示し、
ＳＴ１〜ＳＴ４は、スイッチングサイクルの４つの状態を示し、
０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【請求項１０】
スイッチ動作手段（９）は下表のように第２の動作モード（３ＬＢ）を実行する第２のスイッチングシーケンスを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項９何れか１項記載のコンバータ装置。
【表２】
2019508997.tif 000010
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は７つのスイッチを示し、
ＳＴ１〜ＳＴ４は、スイッチングサイクルの４つの状態を示し、
０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【請求項１１】
スイッチ動作手段（９）は下表のように第３の動作モード（ＩＢ１）を実行する第３のスイッチングシーケンスを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項１０何れか１項記載のコンバータ装置。
【表３】
2019508997.tif 000011
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は７つのスイッチを示し、
ＳＴ１〜ＳＴ４は、スイッチングサイクルの４つの状態を示し、
０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【請求項１２】
スイッチ動作手段（９）は下表のように第４の動作モード（ＩＢ２）を実行する第４のスイッチングシーケンスを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項１１何れか１項記載のコンバータ装置。
【表４】
2019508997.tif 000012
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は７つのスイッチを示し、
ＳＴ１〜ＳＴ４は、スイッチングサイクルの４つの状態を示し、
０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【請求項１３】
スイッチ動作手段（９）は下表のように第５の動作モード（ＳＰ３ＬＢ）を実行する第５のスイッチングシーケンスを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項１２何れか１項記載のコンバータ装置。
【表５】
2019508997.tif 000013
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は７つのスイッチを示し、
ＳＴ１〜ＳＴ４は、スイッチングサイクルの４つの状態を示し、
０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【請求項１４】
スイッチ動作手段（９）は下表のように第６の動作モード（ＳＰＩＢ）を実行する第６のスイッチングシーケンスを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項１３何れか１項記載のコンバータ装置。
【表６】
2019508997.tif 000014
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は７つのスイッチを示し、
ＳＴ１、ＳＴ２はスイッチングサイクルの２つの状態を示し、
０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【請求項１５】
請求項１〜１４の少なくとも１つに記載のコンバータ装置（１）を提供すること、
所望の動作条件に応じてモード選択ロジック（８）によって少なくとも２つの動作モードの１つを選択すること、
選択された動作モードを実行するためにコンバータ（２）のスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ７）を動作すること
から成ることを特徴とするコンバータ装置の動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の前文に記載の入力電圧を出力電圧に変換するコンバータ装置に関する。さらに、本発明は、コンバータ装置を動作させるための動作方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器において、ｐｏｉｎｔ−ｏｆ−ｌｏａｄ （ＰｏＬ） ＤＣ−ＤＣコンバータ（負荷点コンバータ）が必要とされてシステムのさまざまな機能ブロックに調圧されたＤＣ電圧を供給している。一般に、これらの機能ブロックは異なる電圧及び電力レベルを必要とするため、専用のＰｏＬコンバータが各ブロックに使用される。これらのシステムでは、バックコンバータのカスタムデザインが最適なＰｏＬコンバータとして使用される。カスタムバックコンバータ（降圧コンバータ）を使用することで、デザイナーは各バックコンバータの効率を最大化し、容量を最小限に抑え、システム全体の性能を最適化することができる。しかしながら、カスタムバックコンバータは、システムレベルのデザインの複雑さ及び製造コストを増加させ、信頼性に影響している。特許文献１（ＵＳ ２００８／００１９１５８ Ａ１）は、例えば従来の２相インターリーブバックコンバータを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】ＵＳ ２００８／００１９１５８ Ａ１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、広範囲の電圧、変換比及び電力レベルを高出力処理効率、低容量及び良好な動的性能で提供可能な高度に柔軟性あるコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この目的は、請求項１の特徴から成る入力電圧を出力電圧に変換するコンバータ装置によって達成される。本発明のコンバータ装置は変換可否性の原理で動作し、この変換可否性の原理は動作条件に基づいてその動作モードを選択するその能力を称している。このモード変更特性は、７つのスイッチ、フライングコンデンサ及びコントローラによって可能になる。コントローラは特にデジタルコントローラである。コンバータは、特に一方では異なる動作モードを可能にし、他方では不必要な損失を回避するまさしく７つのスイッチから成る。７つのスイッチ及びフライングコンデンサに因り、本発明のコンバータ装置は以下において７スイッチフライングコンデンサコンバータ装置又は７ＳＦＣコンバータ装置とも呼ばれる。これに対応して、本発明のコンバータは７スイッチフライングコンデンサコンバータ又は７ＳＦＣコンバータとも呼ばれる。動作条件に応じて、コンバータ装置はさまざまな動作モードで動作することができ、動作範囲全体にわたって効率を最大化する。動作条件は、入力電圧、出力電圧、所要出力電圧、出力電流、所要出力電流、変換比又はデューティ比の少なくとも１つによって特徴付けられる。例えば、少なくとも２つの以下の動作モード、即ち高降圧モード、３レベルバックモード、２相インターリーブバックモード、単相３レベルバックモード及び単相インターリーブバックモードを提供することができる。動作モードは最高効率でモード選択ロジックによって選択される。例えば、モード選択ロジックはルックアップテーブルとその所定の電圧閾値及び電流閾値から成る。コンバータ装置は昇圧コンバータ装置又は降圧コンバータ装置の少なくとも１つである。
【０００６】
コンバータ装置が降圧コンバータ装置として動作する場合、変換比Ｍ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎは下記のように適用される。
【０００７】
１／２４≦Ｍ≦１、好ましくは１／４８≦Ｍ≦１、好ましくは１／８０≦Ｍ≦１１
さらに、コンバータ装置が昇圧コンバータ装置として動作する場合、変換比Ｍは下記のように適用される。
【０００８】
１≦Ｍ≦２４、好ましくは１≦Ｍ≦４８、好ましくは１≦Ｍ≦８０
コンバータ装置はスイッチング周波数ｆＳで動作する。例えば、スイッチング周波数は下記のように適用される。
【０００９】
２００ｋＨｚ≦ｆＳ≦１６００ｋＨｚ、好ましくは４００ｋＨｚ≦ｆＳ≦１４００ｋＨｚ、好ましくは６００ｋＨｚ≦ｆＳ≦１２００ｋＨｚ
さらに、例えば負荷電流Ｉｌｏａｄは下記のように適用される。
【００１０】
０．１Ａ≦Ｉｌｏａｄ≦１０Ａ、好ましくは０．５Ａ≦Ｉｌｏａｄ≦８Ａ、好ましくは１Ａ≦Ｉｌｏａｄ≦６Ａ
コンバータ装置の電力処理効率は出力電力と入力電力の比として定義される。電力処理効率は変換比Ｍ、スイッチング周波数ｆＳ及び／又は負荷電流Ｉｌｏａｄに依存する。電力処理効率は、動作条件の全範囲に対して、少なくとも７５％、好ましくは少なくとも８０％、好ましくは少なくとも８５％、好ましくは少なくとも９０％である。コンバータ装置は、動作条件の全範囲に対して、高くて殆ど平坦な効率曲線を維持する。
【００１１】
請求項２に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。７つのスイッチの構成は、本発明の２相ＤＣ−ＤＣコンバータが様々な異なる動作モードを実行することを可能にする。さらに、コンバータ装置は、降圧コンバータ装置の場合には入力電圧の半分又は昇圧コンバータ装置の場合には出力電圧の半分までリアクタンスコンポーネントにわたる電圧ストレスの低減を可能にする。第２の入力電圧端子及び第２の出力電圧端子は特に基準ノードに接続されている。基準ノードは特にアースに接続されている。
【００１２】
請求項３に記載のコンバータ装置はスイッチング損失及び電圧ストレスの低減に因る高電力処理効率を保証する。フライングコンデンサ両端の電圧は、特定の動作モードにとって、降圧コンバータ装置の場合は入力電圧の半分になり、昇圧コンバータ装置の場合は出力電圧の半分になる。これにより、スイッチ及びリアクタンスコンポーネントの電圧ストレスが低減され、リアクタンスコンポーネントの体積が低減される。さらに、スイッチのスイッチング損失が低減される。
【００１３】
請求項４に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。両方のインダクタは並列に動作させることができる。これにより、２つのインダクタ間で負荷電流を分割することができ、インダクタの容積必要条件と損失を低減できる。
【００１４】
請求項５に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。降圧コンバータ装置の場合、出力コンデンサは出力電圧リップルと出力電圧の偏差を所望の値に適合させることができる。コンデンサは特に基準ノードに接続されている。
【００１５】
請求項６に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。スイッチ動作手段は、選択された動作モード、即ちモード選択ロジックのモード信号によって提供される動作モードに応じてスイッチを動作させるためのスイッチング信号を提供する。スイッチ動作手段は、特にデジタルパルス幅変調器から成る。
【００１６】
請求項７に記載のコンバータ装置は調圧された出力電圧を提供することを可能にする。電圧コントローラは、スイッチ動作手段にデューティ比を提供し、前記デューティ比に応じてスイッチを動作させる。出力電圧は電圧センサによって測定され、好ましくは対応するアナログ・デジタルコンバータによってデジタル領域に転送される。デジタル電圧補償器には、所望のデジタル出力電圧と測定されたデジタル出力電圧との差である誤差信号が提供される。デジタル電圧補償器の出力信号はデューティ比Ｄである。デューティ比Ｄはパルス幅Ｔとスイッチング周期ＴＳとの比である。デューティ比は下記のように適用される。
【００１７】
０≦Ｄ≦１、特に０＜Ｄ＜１
請求項８に記載のコンバータは、高い柔軟性と高い出力処理効率を保証する。信号、好ましくは入力電圧、出力電圧及び出力電流のデジタル信号に基づいて、モード選択ロジックが適切な動作モードを決定する。例えば、モード選択ロジックは、ルックアップテーブルを使用して、モード信号を適切な動作モードを特徴付けるスイッチ動作手段に提供する。さらに、電圧補償器は動作モードに応じて異なるパラメータでデザインすることができ、各々の動作モードについて最適化された動的性能を達成する。
【００１８】
請求項９に記載のコンバータ装置は中位負荷及び高負荷条件下で高降圧比に対する高電力処理効率を保証する。この動作モードは高降圧（ＨＳＤ）モードと呼ばれる。このモードは高降圧のケースについて高い効率を発揮する。定常状態では、フライングコンデンサ両端の電圧はコンバータの入力電圧の半分に等しくなる。そのことは、すべてのスイッチを入力電圧の半分に定格することができる。各々のスイッチの低電圧定格の利点は、体積が小さくなり、スイッチング損失が減少することである。
【００１９】
請求項１０に記載のコンバータ装置は高い降圧変換が必要なとき軽負荷状態での高電力処理効率を保証する。このモードは３レベルバック（３ＬＢ）モードと呼ばれる。このモードは、第５のスイッチと第７のスイッチを全スイッチングサイクルにわたってオンに保持することによって、両方のインダクタで並列に動作する。これにより、負荷電流を２つのインダクタ間で分割することができ、インダクタの容積必要条件と損失を低減できる。すべてのスイッチは入力電圧の半分でスイッチングされ、スイッチング損失を低減する。
【００２０】
請求項１１に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。この動作モードは０．５に近く、それより大きい変換比に使用できる。このモードは第１の２相インターリーブバック（ＩＢ１）モードと呼ばれる。このモードはデューティ比Ｄ≧０．５に使用できる。
【００２１】
請求項１２に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。この動作モードは０．５に近く、それより大きい変換比に使用できる。このモードは第２の２相インターリーブバック（ＩＢ２）モードと呼ばれる。このモードはデューティ比Ｄ≦０．５に使用できる。
【００２２】
請求項１３に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。この動作モードは、低電流での電力処理効率をさらに向上させるためにフェーズシェディング（位相低減、位相差）を実行することができる。この動作モードは、単相３レベルバック（ＳＰ３ＬＢ）モードと呼ばれる。
【００２３】
請求項１４に記載のコンバータは高度の柔軟性を保証する。この動作モードはフェーズシェディングを実行することができ、低電流での電力処理効率をさらに向上させる。この動作モードは単相インターリーブバック（ＳＰＩＢ）モードと呼ばれます。
【００２４】
さらに、本発明の目的は、広範囲の電圧、変換比及び電力レベルを高い電力処理効率、低い容量及び優れたダイナミック性能でコンバータ装置を動作させるための高度に柔軟な方法を提供することである。
【００２５】
この目的は、請求項１５のステップから成るコンバータ装置を動作させる方法によって達成される。本発明による方法の利点は、本発明によるコンバータの既に説明した利点に対応する。
【００２６】
本発明の他の特徴、利点及び詳細は、以下の実施例の説明から添付の図面を参照することで明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、コンバータ装置のそのコンバータ及びデジタルコントローラ具備の概略図を示す。
【図２】図２は、高降圧モードにおけるコンバータの第１の状態を示す。
【図３】図３は、高降圧モードにおけるコンバータの第２及び第４の状態を示す。
【図４】図４は、高降圧モードにおけるコンバータの第３の状態を示す。
【図５】図５は、高降圧モードにおけるコンバータの電圧及び電流の時間ダイアグラムを示す。
【図６】図６は、３レベルバックモードにおけるコンバータの第１の状態を示す。
【図７】図７は、３レベルバックモードにおけるコンバータの第２及び第４の状態を示す。
【図８】図８は、３レベルバックモードにおけるコンバータの第３の状態を示す。
【図９】図９は、３レベルバックモードにおけるコンバータの電圧及び電流の時間ダイアグラムを示す。
【図１０】図１０は、第１の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第１及び第３の状態を示す。
【図１１】図１１は、第１の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第２の状態を示す。
【図１２】図１２は、第１の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第４の状態を示す。
【図１３】図１３は、第１の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの電圧及び電流の時間ダイアグラムを示す。
【図１４】図１４は、第２の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第１の状態を示す。
【図１５】図１５は、第２の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第２の状態及び第４の状態を示す。
【図１６】図１６は、第２の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第３の状態を示す。
【図１７】図１７は、第２の２相インターリーブバックモードにおけるコンバータの電圧及び電流の時間ダイアグラムを示す。
【図１８】図１８は、単相３レベルバックモードにおけるコンバータの第１の状態を示す。
【図１９】図１９は、単相３レベルバックモードにおけるコンバータの第２の状態及び第４の状態を示す。
【図２０】図２０は、単相３レベル降圧モードにおけるコンバータの第３の状態を示す。
【図２１】図２１は、単相３レベルバックモードにおけるコンバータの電圧及び電流の時間ダイアグラムを示す。
【図２２】図２２は、単相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第１の状態を示す。
【図２３】図２３は、単相インターリーブバックモードにおけるコンバータの第２の状態を示す。
【図２４】図２４は、単相インターリーブバックモードにおけるコンバータの電圧及び電流の時間ダイアグラムを示す。
【図２５】図２５は、従来の２相インターリーブバックコンバータと本発明の第１の動作点のためのコンバータの効率曲線を示す。
【図２６】図２６は、従来の２相インターリーブバックコンバータと本発明の第２の動作点のためのコンバータの効率曲線を示す。
【図２７】図２７は、従来の２相インターリーブバックコンバータと第３の動作点に対する本発明のコンバータの効率曲線を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、本発明のコンバータ装置及びその動作方法をその好ましい実施例について図面を参照して説明する。
【００２９】
図１は、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換するコンバータ装置１を示している。コンバータ装置１は、コンバータ２と、コンバータ２を動作させるためのデジタルコントローラ３とを備える。コンバータ装置１は、例えばＤＣ−ＤＣ入力電圧Ｖｉｎをより低圧のＤＣ−ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換するために使用される。降圧比又は変換比Ｍは、Ｍ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎとして定義される。
【００３０】
コンバータ２は、入力電圧Ｖｉｎを印加するための第１の入力電圧端子ｉｎ１及び第２の入力電圧端子ｉｎ１−ｉｎ２から成る。さらに、コンバータ２は、第１の出力電圧端子ｏｕｔ１及び第２の出力電圧端子ｏｕｔ２から成り、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流又は負荷電流Ｉｌｏａｄを負荷Ｒに供給する。さらに、コンバータ２は、リアクタンスコンポーネント、即ちフライングコンデンサＣｆｌｙ、コンデンサＣ、第１のインダクタＬ１及び第２のインダクタＬ２から成る。
【００３１】
コンバータ２が降圧コンバータ２として動作される場合、第１の入力電圧端子ｉｎ１は第１のスイッチＳＷ１を介して第１のノードＮ１に接続される。第１のノードＮ１はフライングコンデンサＣｆｌｙを介して第２のノードＮ２に接続される。第２のノードＮ２は第２のスイッチＳＷ２を介して基準ノードＮ０に接続される。さらに、第２のノードＮ２は第３のスイッチＳＷ３を介して第３のノードＮ３に接続される。第３のノードＮ３はインダクタＬ１を介して第１の出力電圧端子ｏｕｔ１に接続される。さらに、第１のノードＮ１は第４のスイッチＳＷ４を介して第４のノードＮ４に接続される。また、第４のノードＮ４は第５のスイッチＳＷ５を介して第５のノードＮ５に接続される。第５のノードＮ５は第２のインダクタＬ２を介して第１の出力端子ｏｕｔ１に接続される。第５のノードＮ５は第６のスイッチＳＷ６を介して基準ノードＮ０に接続される。第３のノードＮ３は第７のスイッチＳＷ７を介して第４のノードＮ４に接続される。出力コンデンサＣは第１の出力電圧端子ｏｕｔ１及び第２の出力電圧端子ｏｕｔ２と並列に配置される。これは、第１の出力電圧端子ｏｕｔ１が出力コンデンサＣを介して第２の出力電圧端子ｏｕｔ２に接続されていることを意味する。基準ノードＮ０、第２の入力電圧端子ｉｎ２及び第２の出力電圧端子ｏｕｔ２はアースされている。
【００３２】
コンバータ２が昇圧コンバータ２として動作される場合、入力電圧端子ｉｎ１、ｉｎ２と出力電圧端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２とが入れ替わる。この場合、コンデンサＣは入力コンデンサＣと呼ばれる。
【００３３】
入力電圧Ｖｉｎは第１の電圧センサ４によって測定され、アナログ・デジタルコンバータ５に供給される。アナログ・デジタルコンバータ５は入力電圧Ｖｉｎをデジタル領域に転送し、デジタル入力電圧信号Ｖ’ｉｎをデジタルコントローラ３に供給する。これに対応して、出力電圧Ｖｏｕｔは第２の電圧センサ６によって測定され、別のアナログ・デジタルコンバータ７に供給される。アナログ・デジタルコンバータ７は出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル領域に転送し、デジタル出力電圧信号Ｖ’ｏｕｔをデジタルコントローラ３に供給する。
【００３４】
デジタルコントローラ３はモード選択ロジック８と、スイッチ動作手段９と、デジタル電圧コントローラ１０とから成る。モード選択ロジックは入力電圧Ｖ’ｉｎ、必要な出力電圧Ｖｒｅｆ及び必要な出力電流Ｉｒｅｆを受け取る３つの信号入力を有する。モード選択ロジック８は入力電圧Ｖ’ｉｎ、必要な出力電圧Ｖｒｅｆ及び／又は必要な出力電流Ｉｒｅｆに応じて異なる動作モードのグループから適切な動作モードを選択するモード信号Ｓを生成する。例えば、モード選択ロジック８は所望の変換比Ｍ及び必要な出力電流Ｉｒｅｆによって特徴付けられる負荷条件に依存するモード信号Ｓを生成するルックアップテーブルから成る。スイッチ動作手段９はモード選択ロジック８に接続され、モード信号Ｓを受け取り、選択される動作モードに応じてスイッチＳＷ１〜ＳＷ７を動作させる。
【００３５】
デジタル電圧コントローラ１０は出力電圧誤差信号ｅ＝Ｖｒｅｆ−Ｖ’ｏｕｔを受け取る電圧補償器１１から成る。電圧補償器１１はデューティ比Ｄを算出する。スイッチ動作手段９はデジタル電圧コントローラ１０に接続され、デューティ比Ｄを受け取り、デューティ比Ｄに応じてスイッチＳＷ１〜ＳＷ７を動作させる。デューティ比Ｄは所望のパルス持続時間とスイッチング周期ＴＳとの比である。
【００３６】
スイッチ動作手段９はスイッチＳＷ１〜ＳＷ７に接続され、スイッチＳＷ１〜ＳＷ７ごとに対応するスイッチング信号Ｇ１〜Ｇ７を生成する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ７は、対応するスイッチング信号Ｇ１〜Ｇ７の信号レベルに応じてスイッチオン／オフされる。スイッチＳＷ１〜ＳＷ７は例えばＭＯＳＦＥＴである。
【００３７】
スイッチ動作手段９は第１の操作モードを実行するための第１のスイッチングシーケンスから成る。この動作モードは高降圧モード又はＨＳＤモードと呼ばれる。ＨＳＤモードのスイッチングシーケンスは次のとおりである。
【００３８】
【表１】
2019508997.tif 000003
【００３９】
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は上記７つのスイッチを示し、ＳＴ１〜ＳＴ４はスイッチングサイクルの４つの状態を示す。さらに、０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【００４０】
図２〜図４はスイッチングサイクルの状態１（ＳＴ１）〜状態４（ＳＴ４）のコンバータ２を示す。さらに、図５はインダクタＬ１、Ｌ２間の電圧ＶＬ１、ＶＬ２及びインダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流ｉＬ１、ｉＬ２の時間ダイアグラムを示す。ｔは時間、ＴＳはスイッチングサイクルのスイッチング周期を表す。状態１〜４の持続時間は、デューティ比Ｄに依存する。
【００４１】
ＨＳＤモードは中位負荷及び高負荷条件下で高降圧比Ｍについて高電力処理効率を有する。定常状態において、フライングコンデンサＣｆｌｙ間の電圧ＶＣｆｌｙは入力電圧Ｖｉｎの半分に等しい。スイッチングシーケンスは４つの状態ＳＴ１〜ＳＴ４から成り、そこでは状態１においてフライングコンデンサＣｆｌｙ及びインダクタＬ１はエネルギーが充電される。状態２は同期整流状態である。この状態２において、インダクタ電流ｉＬ１及びｉＬ２は分割される。この電流分布に因り、電力損失が低減される。状態３の間で、フライングコンデンサＣｆｌｙは放電され、インダクタＬ２は充電される。状態４は状態２の繰り返しである。
【００４２】
フライングコンデンサ電圧ＶＣｆｌｙは、２つのインダクタＬ１、Ｌ２によってＶｉｎ／２に維持され、変換比はＭ（Ｄ）＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｄ／２である。ＨＳＤモードにおいて、スイッチングノード電圧ＶＬ１及びＶＬ２の変動は従来の２相インターリーブバックコンバータに比べて半減され、インダクタＬ１及びＬ２のインダクタンス値を大幅に低減することが可能になる。コンデンサＣｆｌｙ及びＣは、インダクタＬ１及びＬ２よりも同量の蓄積エネルギーについて最大３桁小さい体積を有するので、コンバータ２のリアクタンスコンポーネントの全体体積は、従来のフェーズインターリーブバックコンバータに比較して低減される。ＨＳＤモードにおいて、全てのスイッチＳＷ１〜ＳＷ７は入力電圧Ｖｉｎの半分だけを遮断している。このことは、同じシリコン領域が２つの実装部に使用される場合、このトポロジの半導体コンポーネントのスイッチング損失と伝導損失の両方が従来の２相インターリーブバックコンバータの場合よりも可能性として小さいことを意味する。
【００４３】
さらに、スイッチ動作手段９は第２の操作モードを実行するための第２のスイッチングシーケンスから成る。この第２の動作モードは３レベルバックモード又は３ＬＢモードと呼ばれる。３ＬＢモードのスイッチングシーケンスは次のとおりである。
【００４４】
【表２】
2019508997.tif 000004
【００４５】
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は上記７つのスイッチを示し、ＳＴ１〜ＳＴ４はスイッチングサイクルの４つの状態を示す。さらに、０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【００４６】
図６〜図８は３ＬＢモードにおけるコンバータ２の状態１（ＳＴ１）〜状態４（ＳＴ４）を示す。さらに、図９はインダクタＬ１、Ｌ２間の電圧ＶＬ１、ＶＬ２及びインダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流ｉＬ１、ｉＬ２の時間ダイアグラムを示す。
【００４７】
状態１において、フライングコンデンサＣｆｌｙはインダクタＬ１及びＬ２を介して充電される。状態２は同期整流状態である。状態２において、インダクタ電流ｉＬ１及びｉＬ２が分割される。状態３において、フライングコンデンサＣｆｌｙは放電され、ＶＣｆｌｙの殆ど一定のＶｉｎ／２電圧レベルを維持する。状態４は状態２の繰り返しである。
【００４８】
３ＬＢモードは、例えばＭ＜０．５のように高降圧変換比Ｍが必要とされるときの場合に軽負荷状態で使用できる。３ＬＢモードにおいて、スイッチＳＷ５及びＳＷ７は総ての時間でオンになり、インダクタＬ１及びＬ２は並列になる。これにより、出力電流Ｉｌｏａｄを２つのインダクタＬ１及びＬ２の間で分割することが可能になり、インダクタＬ１及びＬ２の容積必要条件及び損失が低減される。３ＬＢモードは０＜Ｄ＜０．５のデューティ比Ｄ及びＭ（Ｄ）＝Ｄの変換比の範囲で動作する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ７は入力電圧Ｖｉｎの半分でスイッチングされ、スイッチング損失を低減する。
【００４９】
さらに、スイッチ動作手段９は第３の動作モードを実行する第３のスイッチングシーケンスから成る。この動作モードは第１の２相インターリーブバックモード又はＩＢ１モードと呼ばれる。ＩＢ１モードのスイッチングシーケンスは次のとおりある。
【００５０】
【表３】
2019508997.tif 000005
【００５１】
ここで、ＳＷ１〜ＳＷ７は上記７つのスイッチを示し、ＳＴ１〜ＳＴ４はスイッチングサイクルの４つの状態を示す。さらに、０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。ＩＢ１モードは主に０．５に近く又はそれ以上の変換比Ｍについて使用することができる。ＩＢ１モードの変換比ＭはＭ（Ｄ）＝Ｄであり、ここにデューティ比ＤについてＤ＞０．５が適用される。
【００５２】
図１０〜図１２はＩＢ１モードにおいてコンバータ２の状態１（ＳＴ１）〜状態４（ＳＴ４）を示す。さらに、図１３はインダクタＬ１、Ｌ２間の電圧ＶＬ１、ＶＬ２及びインダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流ｉＬ１、ｉＬ２の時間ダイアグラムである。
【００５３】
状態１において、ノードＮ３及びＮ５でインダクタＬ１及びＬ２の両方が入力電圧Ｖｉｎで充電される。状態２において、インダクタＬ１は充電を継続し、インダクタＬ２は同期整流状態にある。状態３は状態１の繰り返しである。状態４において、インダクタＬ２は充電を継続し、一方、インダクタＬ１は同期整流状態にある。総てのスイッチ定格をＶｉｎ、ｍａｘ／２に保つために、この動作モードはＶｉｎ＜Ｖｉｎ、ｍａｘ／２で使用され、ここにＶｉｎ、ｍａｘはコンバータ２の最大許容入力電圧である。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ４が状態１〜状態４に維持しているので、コンデンサ電圧ＶＣｆｌｙは入力電圧Ｖｉｎに保持される。
【００５４】
さらに、スイッチ動作手段９は第４の動作モードを実行する第４のスイッチングシーケンスから成る。この動作モードは第２の２相インターリーブバックモード又はＩＢ２モードと呼ばれる。ＩＢ２モードのスイッチングシーケンスは次のとおりである。
【００５５】
【表４】
2019508997.tif 000006
【００５６】
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は上記７つのスイッチを示し、ＳＴ１〜ＳＴ４はスイッチングサイクルの４つの状態を示す。さらに、０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。一般に、ＩＢ２モードはＩＢ１モードに対応し、一方、デューティ比ＤについてＤ＜０．５が適用される。
【００５７】
図１４〜図１６はＩＢ２モードにおいてコンバータ２の状態１（ＳＴ１）〜状態４（ＳＴ４）を示す。さらに、図１７はインダクタＬ１、Ｌ２間の電圧ＶＬ１、ＶＬ２及びインダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流ｉＬ１、ｉＬ２を示している。状態２及び状態４において、両方のインダクタＬ１及びＬ２が放電される。詳細については、ＩＢ１モードの説明が参照される。
【００５８】
さらに、スイッチ動作手段９は第５の動作モードを実行する第５のスイッチングシーケンスから成る。この動作モードは単相３レベルバックモード又はＳＰ３ＬＢモードと呼ばれる。ＳＰ３ＬＢモードのスイッチングシーケンスは次のとおりである。
【００５９】
【表５】
2019508997.tif 000007
【００６０】
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は上記７つのスイッチを示し、ＳＴ１〜ＳＴ４はスイッチングサイクルの４つの状態を示す。さらに、０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【００６１】
図１８〜図２０はＳＰ３ＬＢモードにおいてコンバータ２の状態１（ＳＴ１）〜状態４（ＳＴ４）を示す。さらに、図２１はインダクタＬ１間の電圧ＶＬ１及びインダクタＬ１を流れる電流ｉＬ１を示している。一般にＳＰ３ＬＢモードは３ＬＢモードに対応する。しかしながら、ＳＰ３ＬＢモードはフェーズシェディング（位相低減、位相差）を利用して低電流での電力処理効率をさらに向上させる。詳細については、３ＬＢモードの説明が参照される。
【００６２】
さらに、スイッチ動作手段９は第６の動作モードを実行する第６のスイッチングシーケンスから成る。この動作モードは単相インターリーブバックモード又はＳＰＩＢモードと呼ばれる。ＳＰＩＢモードのスイッチングシーケンスは次のとおりである。
【００６３】
【表６】
2019508997.tif 000008
【００６４】
ここに、ＳＷ１〜ＳＷ７は前述の７つのスイッチを示し、ＳＴ１及びＳＴ２はスイッチングサイクルの２つの状態を示す。さらに、０はＯＦＦを意味し、１はＯＮを意味する。
【００６５】
図２２及び図２３はＳＰＩＢモードにおいてコンバータ２の状態１（ＳＴ１）と状態２（ＳＴ２）を示している。さらに、図２４はインダクタＬ１間の電圧ＶＬ１及びインダクタＬ１を流れる電流ｉＬ１を示している。一般に、ＳＰＩＢモードはＩＢ１モードの状態１及び状態４に対応する。しかしながら、ＳＰＩＢモードはフェーズシェディング（位相低減、位相差）を利用して低電流で電力処理効率をさらに向上させる。詳細についてはＩＢ１モードの説明が参照される。
【００６６】
モード選択ロジック８は、入力電圧Ｖ’ｉｎ、必要な出力電圧Ｖｒｅｆ及び必要な出力電流Ｉｒｅｆに応じて適切な動作モードを決定する。この適切な動作モードは前述の動作モードから選択される。例えば、モード選択ロジック８は所定の電圧閾値及び電流閾値を有するルックアップテーブルを用いて適切な動作モードを決定し、それで特定の動作条件に対してどのモードが最高の効率を有するかをルックアップテーブルが記憶するようにされている。モード選択ロジック８は対応するモード信号Ｓをスイッチ動作手段９に送り、スイッチ動作手段９は各々の動作モードについて上述したスイッチングシーケンスを含んでいる。電圧補償器１１からのデューティ比Ｄ及びモード選択ロジック８からのモード信号Ｓを用いて、それに応じてスイッチ動作手段９はスイッチＳＷ１〜ＳＷ７を動作させる。さらに、電圧補償器１１は動作モードに応じて異なるパラメータでデザインすることができ、各々のモードについて最適化された動的性能を達成する。
【００６７】
コンバータ装置１は特許文献１（ＵＳ ２００８／００１９１５８ Ａ１）から公知の従来の２相インターリーブバックコンバータと比較される。比較に使用されるスイッチング周波数は８００ｋＨｚである。
【００６８】
コンバータ２のリアクタンスコンポーネントの体積を従来の２相インターリーブバックコンバータと比較するために、エネルギー蓄積必要条件が比較される。同じ電流リップルをインダクタにおいて達成するために、コンバータ２のインダクタンスを約３３％低減することができ、結果としてインダクタＬ１及びＬ２が小さくなる。さらに、負荷過渡性に応答して所望の出力電圧偏差を達成するために、コンバータ２について所要出力コンデンサＣは従来の２相インターリーブバックコンバータよりも約３３％小さくなり、同じ過渡性能を達成する。
【００６９】
従来の２相インターリーブバックコンバータに比べてコンバータ装置１の効率改善を示すために、以下の３つの動作点を上述のコンバータ間で比較する。
【００７０】
動作点１：Ｖｉｎ＝１２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝１Ｖ、
動作点２：Ｖｉｎ＝１２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５Ｖ、
動作点３：Ｖｉｎ＝３６Ｖ、Ｖｏｕｔ＝１２Ｖ。
【００７１】
図２５は従来の２相インターリーブバックコンバータ（左側）及び動作点１についてＨＳＤモード（右側）で動作するコンバータ２の効率曲線を示す。ＨＳＤモードの目的は高降圧比で高効率を達成することである。動作点１では、ＨＳＤモードは負荷電流Ｉｌｏａｄの全範囲に対して従来の２相インターリーブバックコンバータの効率を向上する。ＨＳＤモードはスイッチング損失における損失低減を可能にして効率を向上させる。
【００７２】
図２６は、従来の２相インターリーブバックコンバータ（左側）及び動作点２についてコンバータ２（右側）の３ＬＢモード及びＩＢ１モードの効率曲線を示す。動作点２では、コンバータ２の高効率モードは負荷電流Ｉｌｏａｄに依存する。負荷電流の低端部では、３ＬＢモードは従来の２相インターリーブバックコンバータと比較し、ＩＢ１モードと比較して大幅に効率が高い。負荷電流が増加すると、ＩＢ１モードが最高効率モードになる。負荷電流のこのセグメントの場合、コンバータ２は従来の２相インターリーブバックコンバータと比較して殆ど同等の効率を達成する。僅かに低減された効率は、従来の２相インターリーブバックコンバータと比較してＩＢ１モードの高伝導損失によって引き起こされる。
【００７３】
図２７は、従来の２相インターリーブバックコンバータ及び動作点３についてコンバータ２の３ＬＢモードの効率曲線を示す。コンバータ２の３ＬＢモードは高入力電圧について軽負荷及び中位負荷で効率が改善される。これは、スイッチブロッキング電圧及び電圧スイングの低減に起因する。
【００７４】
コンバータ２の動作モードを適切に選択することによって、効率改善を全動作範囲にわたって達成することができる。
【００７５】
コンバータ装置１は、広範囲の負荷アプリケーションポイントについて高電力密度広範囲入力ＤＣ−ＤＣ高度柔軟性コンバータトポロジを提供する。コンバータ２は７スイッチフライングコンデンサコンバータ又は７ＳＦＣコンバータと呼ばれる。コンバータ２は、従来の２相インターリーブバックコンバータと比較して遙かに小さいインダクタＬ１及びＬ２しか必要とせず、同時に電力処理効率を改善する。これらの利点は、インダクタＬ１及びＬ２間の電圧スイング及び総てのスイッチＳＷ１〜ＳＷ７の電圧ストレスを幾つかの動作モードについて全入力電圧の半分に低減することによって達成される。コンバータ１は、要約すると以下の利点を有する。
【００７６】
特にデジタルコントローラ３によって容易化されるマルチモードスイッチ動作、
動作点依拠の効率最適化、
スイッチング損失を大幅に低減することにより従来の２フェーズインターリーブバックコンバータと比較して大幅に改善された高降圧比効率、
インダクタ容積必要条件の低減、
出力コンデンサ必要条件の低減、
従来の２相インターリーブバックコンバータと比較してスイッチＳＷ１〜ＳＷ７のシリコン領域の低減。
【図１】
2019508997.tif 000015
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【国際調査報告】
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