(57)【要約】フラックスゲート磁場検出器（４）と、測定回路（６）と、を含む、一次導体を流れる一次電流を測定するためのフラックスゲートに基づく電流変換器（２）。フラックスゲート磁場検出器（４）は、測定回路（６）によって供給される振動励磁電流（Ｉフラックスゲート）によって駆動される励磁コイル（１４）を含む。測定回路（６）は、振動励磁電流の第１および第２の測定出力を提供するように構成される。変換器（２）は、第１の測定出力と第２の測定出力とをリアルタイムで比較するための信号出力処理ユニット（７）をさらに含み、信号出力処理ユニット（７）は、第１の測定出力と第２の測定出力との差が許容差の値を超えた場合にエラー信号出力を送信するように構成されている。
2019532295.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次電流ＩＰを測定するためのフラックスゲートに基づく電流変換器（２）において、
フラックスゲート磁場検出器（４）と、
測定回路（６）と、
信号出力処理ユニット（７）と、
を含み、
前記フラックスゲート磁場検出器は、前記測定回路（６）によって供給される振動励磁電流（Ｉフラックスゲート）によって駆動される励磁コイル（１４）を含み、
前記測定回路は、第１の測定信号経路（Ｐ１）を通じて得られた第１の測定信号（Ｓ１）と、第２の測定信号経路（Ｐ２）を通じて得られた第２の測定信号（Ｓ２）と、を含む、前記一次電流（ＩＰ）の少なくとも２つの異なる測定信号を提供するように構成され、前記第１および第２の測定信号経路は、前記第１の測定信号と前記第２の測定信号とをリアルタイムで比較し、前記第１の測定信号と前記第２の測定信号との差があらかじめ決められた許容差の値を超えた場合にエラー信号を出力するように構成された、前記信号処理ユニット（７）に接続されている、フラックスゲートに基づく電流変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の変換器において、
前記測定回路は、前記第１の測定回路部分の第１の測定信号出力（Ｏ１）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の形態の前記第１の測定信号（Ｓ１）を生成するように構成された、第１の測定回路部分（８）を含む、変換器。
【請求項３】
請求項２に記載の変換器において、
前記一次電流の第１の測定値を生成するために前記信号処理ユニットで処理されるよう、正負のＰＷＭ信号振動のタイミング（ｔ１、ｔ２）の値を読み取りキャプチャするように構成された、例えば入力キャプチャ回路（２０）の形態のタイマーモジュールを含む、変換器。
【請求項４】
請求項３に記載の変換器において、
前記測定回路は、前記タイマーモジュールが必要とする入力電圧に第１の測定フィルターのレベルを適合させるように構成されたハイパスフィルターをさらに含む、変換器。
【請求項５】
請求項２〜４のいずれか一項に記載の変換器において、
前記第１の測定回路部分は、前記振動電流（Ｉフラックスゲート）のＰＷＭ信号を出力するように構成された、前記励磁コイル（１４）と電圧源（１１）とに接続されたＨブリッジ回路（１８）を含み、
前記Ｈブリッジ回路は、第１の対のスイッチ（１８ａ、１８ｄ）と、第２の対のスイッチ（１８ｂ、１８ｃ）と、を含み、前記スイッチは、前記第２の対のスイッチ（１８ｂ、１８ｃ）が開くか、または閉じたときそれぞれに、前記第１の対のスイッチ（１８ａ、１８ｄ）が閉じるか、または開くように、接続されている、変換器。
【請求項６】
請求項５に記載の変換器において、
前記スイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタによって形成されている、変換器。
【請求項７】
請求項５または６に記載の変換器において、
前記第１の測定信号は、前記スイッチ（１８ａおよび１８ｂ；１８ｃおよび１８ｄ）間の中間点において前記励磁コイルの戻りライン（２１ｂ）に接続された第１の出力ライン（２１ｃ）上に提供され、前記第１の出力ラインは、前記ＰＷＭ信号を出力する負帰還演算増幅器（２４）の入力に接続されている、変換器。
【請求項８】
請求項２〜４のいずれか一項に記載の変換器において、
前記第１の測定回路部分は、１つの入力が前記励磁コイルのライン（２１ａ、２１ｂ）に接続されたバイポーラ電圧源（＋ＶＣ、−ＶＣ）を備えたコンパレーター（２５）を含み、前記コンパレーターの出力（２１ｄ）は、前記励磁コイルのもう一方のラインに接続され、フィードバックループにおいて、前記コンパレーターの第２の入力（２１ｅ）に接続され、これによって、前記第１の測定信号出力（Ｏ１）は、前記コンパレーターの前記出力において提供される、変換器。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか一項に記載の変換器において、
前記測定回路は、第２の測定回路部分（１０）を含み、前記第２の測定回路部分（１０）は、前記第２の測定回路部分の第２の測定信号出力（Ｏ２）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のアナログ信号の形態の前記第２の測定信号（Ｓ２）を生成するように構成されている、変換器。
【請求項１０】
請求項９に記載の変換器において、
前記第２の測定回路部分は、分路抵抗（Ｒ５）を含み、前記分路抵抗にわたる電圧が、前記第２の測定信号（Ｓ２）を形成する、変換器。
【請求項１１】
請求項９または１０に記載の変換器において、
前記測定回路は、アナログの前記第２の測定信号（Ｓ２）を、前記信号処理ユニットで処理されるようにデジタル信号に変換して、前記一次電流の第２の測定値を生成するように構成された、前記第２の測定信号出力（Ｏ２）に接続された、アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）（２８）をさらに含む、変換器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の変換器において、
前記ＡＤＣの変換前に前記第２の測定信号を調整するように構成された差動増幅器をさらに含む、変換器。
【請求項１３】
請求項２〜７のいずれか一項に関連する請求項９〜１２のいずれか一項に記載の変換器において、
前記第１および第２の測定回路部分（８、１０）は、接続スイッチ（１９）を通じて互いに接続され、
前記第２の測定回路部分（１０）は、前記励磁電流（Ｉフラックスゲート）の値があらかじめ決められた閾値に到達すると前記スイッチ（１９）を開くように構成された、コンパレーター（２２）を含む、変換器。
【発明の詳細な説明】
【開示の内容】
【０００１】
本発明は、電流を測定するための、フラックスゲート型の電流変換器に関する。
【０００２】
電流変換器は、電流を監視し、電気で動作する装置を制御するために多くの適用で実装される。フラックスゲート型の磁場検出器を用いる電流変換器は、非常に精度が高く、多くの他の変換器、例えばホール効果検出器に基づく変換器、が有するオフセットの問題を抱えていない。しかしながら、それにもかかわらず不正確な測定信号、または容認できるエラー許容度の範囲を外れた測定信号を生成する、機能不良の電流変換器は、気づかれない場合があり、または、電流変換器が出力する測定値に基づいてシステムの誤った動作を引き起こす場合がある。多くの電気システムの制御は、電流変換器の出力信号に依存している。したがって、電気で動作するシステムの性能および安全性は、不正確なまたは欠陥のある電流変換器によって悪影響を受ける場合がある。多くの従来のシステムでは、不正確なまたは欠陥のある測定出力は、気づかれずに済む場合があり、あるいは、検出されるのが遅く、電気で動作するシステムの不正確な制御を防ぐことができずに、損傷または他の悪影響を引き起こす場合がある。ある適用では、状況を是正し、例えば電気で動作するシステムのフェイルセーフモードに切り替えるために、欠陥のある測定出力を非常に迅速に検出することが、重要となり得る。
【０００３】
多くのクリティカルシステムでは、第２の電流変換器が据え付けられ、この第２の変換器は、電流変換器のうちの１つが正常に作動しないかどうかを検出することを可能にする、第２の冗長な測定出力を提供する。しかしながら、これは、単一の変換器と比べて、据え付けるのにより多くのスペースも必要とし、より多くの電力を消費する、高価な解決策である。また、２つの変換器が実装されるので、それらのうちの１つが故障するリスクが高まる。
【０００４】
電気システムの組み立ておよび動作費用を下げると共に、それらの性能および信頼性を高め、かつサイズを小さくすることが、継続して望まれており、これらの目的は、電気システムを形成する構成要素に影響を与える。
【０００５】
本発明の目的は、精度が高く信頼性があり、特に変換器の不十分な機能性もしくは機能不全の検出を可能にし、かつ／または不完全に機能するリスクを減らす、電流変換器を提供することである。
【０００６】
変換器の機能不全からの保護を提供する電流変換器を提供することが有利である。
【０００７】
小型で、電気システムに据え付けるのに経済的である電流変換器を提供することが有利である。
【０００８】
電気システムに据え付けられたときに動作するのに経済的である電流変換器を提供することが有利である。
【０００９】
製造するのに経済的である電流変換器を提供することが有利である。
【００１０】
本発明のさまざまな目的は、請求項１に記載のフラックスゲートに基づく電流変換器を提供することによって、達成されている。
【００１１】
本明細書には、一次電流ＩＰを測定するための、フラックスゲートに基づく電流変換器が開示され、これは、フラックスゲート磁場検出器と、測定回路と、信号出力処理ユニットと、を含み、フラックスゲート磁場検出器は、測定回路によって供給される振動励磁電流（oscillating excitation current）（Ｉフラックスゲート）によって駆動される励磁コイルを含む。測定回路は、第１の測定信号経路（Ｐ１）を通じて得られた第１の測定信号（Ｓ１）と、第２の測定信号経路（Ｐ２）を通じて得られた第２の測定信号（Ｓ２）と、を含む、一次電流（ＩＰ）の少なくとも２つの異なる測定信号を提供するように構成されている。第１および第２の測定信号経路は、信号処理ユニットに接続され、信号処理ユニットは、第１および第２の測定信号をリアルタイムで比較し、第１の測定信号と第２の測定信号との差があらかじめ決められた許容差の値を超えた場合にエラー信号を出力するように、構成されている。
【００１２】
有利な実施形態では、測定回路は、第１の測定回路部分の第１の測定信号出力において、励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の形態の第１の測定信号（Ｓ１）を生成するように構成された、第１の測定回路部分を含む。
【００１３】
ある実施形態では、変換器は、一次電流の第１の測定値を生成するために信号処理ユニットで処理されるよう、連続的な正負のＰＷＭ信号振動のタイミング（ｔ１、ｔ２）の値を読み取りキャプチャするように構成された、例えば入力キャプチャ回路の形態のタイマーモジュールを、第１の測定信号経路に含む。
【００１４】
ある実施形態では、測定回路は、タイマーモジュールが必要とする入力電圧に第１の測定フィルターのレベルを適合させるように構成されたハイパスフィルターをさらに含み得る。
【００１５】
ある実施形態では、第１の測定回路部分は、振動励磁電流のＰＷＭ信号を出力するように構成された、励磁コイルと電圧源とに接続されたＨブリッジ回路を含む。Ｈブリッジ回路は、第１の対のスイッチと、第２の対のスイッチと、を含み、これらは、第２の対のスイッチが開くか、または閉じたときそれぞれに、第１の対のスイッチが、閉じるか、または開くように、接続されている。スイッチは、有利には、ＭＯＳＦＥＴトランジスタによって形成され得る。
【００１６】
ある実施形態では、第１の測定信号は、スイッチ間の中間点において励磁コイルの戻りラインに接続された第１の出力ライン上に提供され、第１の出力ラインは、前記ＰＷＭ信号を出力する負帰還演算増幅器の入力に接続される。
【００１７】
別の実施形態では、第１の測定回路部分は、１つの入力が励磁コイルのラインに接続されたバイポーラ電圧源（＋ＶＣ、−ＶＣ）を備えたコンパレーターを含み、コンパレーターの出力は、励磁コイルのもう一方のラインに接続され、フィードバックループにおいて、コンパレーターの第２の入力に接続され、これによって、第１の測定信号出力は、コンパレーターの出力において提供される。
【００１８】
有利な実施形態では、測定回路は第２の測定回路部分を含み、第２の測定回路部分は、第２の測定回路部分の第２の測定信号出力において、励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のアナログ信号の形態の第２の測定信号（Ｓ２）を生成するように構成されている。
【００１９】
ある実施形態では、第２の測定回路部分は、分路抵抗を含み、分路抵抗にわたる電圧が第２の測定信号（Ｓ２）を形成する。
【００２０】
ある実施形態では、測定回路は、アナログの第２の測定信号（Ｓ２）を、信号処理ユニットで処理されるようにデジタル信号に変換して、一次電流の第２の測定値を生成するように構成された、第２の測定信号出力に接続されたアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）をさらに含む。
【００２１】
ある実施形態では、第１および第２の測定回路部分は、接続スイッチを通じて互いに接続され得、第２の測定回路部分は、励磁電流（Ｉフラックスゲート）の値があらかじめ決められた閾値に到達すると、スイッチを開くように構成された、コンパレーターを含む。
【００２２】
ある実施形態では、測定回路は、ＡＤＣ変換前に第２の測定信号を調整するように構成された差動増幅器をさらに含み得る。
【００２３】
本発明のさらなる目的および有利な態様は、特許請求の範囲、以下の詳細な説明、および図面から明らかとなるであろう。
【００２４】
図面を参照すると、一次電流を測定するための、フラックスゲートに基づく電流変換器２は、フラックスゲート磁場検出器４と、測定回路６と、を含む。一次電流は、変換器に連結された１つ以上の一次導体を流れる非残留（非「差動」）電流、または変換器に連結された２つ以上の一次導体を流れる残留（「差動」）電流であってよい。フラックスゲート磁場検出器は、柔らかい磁性材料で作られた可飽和コアと、可飽和コアに巻き付けられた励磁コイル１４と、を含む。励磁コイルは、可飽和コアを交互に飽和させるように構成された測定回路の振動電流によって駆動される。一次電流の磁場は、可飽和コアに作用する磁場を偏らせ、よって、励磁信号を改変し、その測定により、一次電流の像が得られる。フラックスゲート検出器の一般的な構成および動作原理は、周知であり、したがって、本出願では詳細に説明しないものとする。
【００２５】
本発明によると、測定回路６は、変換器により測定された一次電流ＩＰの、第１の測定出力Ｓ１および第２の測定出力Ｓ２を含む、少なくとも２つの異なる測定信号出力を提供するように構成される。
【００２６】
少なくとも２つの測定信号出力は、第１の測定信号出力のための第１の測定経路Ｐ１、および第２の測定信号出力のための第２の測定経路Ｐ２を含む、それぞれの測定信号経路から得られ、これら別々の測定信号経路は、少なくとも部分的に互いに独立している。
【００２７】
少なくとも２つの測定信号経路は、第１および第２の測定信号出力を処理する処理回路７に流れ込む。測定信号出力の処理により、第１もしくは第２の測定信号出力、または第１および第２の測定信号出力の両方に基づく一次電流の測定が得られる。測定信号出力の処理により、第１の測定信号出力と第２の測定信号出力とを比較することで変換器が正しく機能していることも確認される。２つの測定信号出力は、通常の測定の不正確さおよび２つの信号出力間の差を考慮に入れるため、同じか、ほぼあらかじめ決められた容認できる許容差の値（the same, plus or minus a predefined acceptable tolerance value）である、一次電流の測定値を提供しなければならない。第１および第２の測定信号出力が、あらかじめ決められた容認できる許容差の値を超えて異なる一次電流のそれぞれの測定値を提供する状況では、エラー信号が生成され、例えば、変換器の不正確な機能性を信号伝達する。
【００２８】
第１の測定信号経路Ｐ１は、振動励磁電流Ｉフラックスゲートのデジタル型の信号を生成する第１の回路部分８を含む。好適な実施形態では、デジタル型の信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成する、振動励磁電流Ｉフラックスゲートのデューティサイクル信号である。ＰＷＭ信号は、例えば正負のＰＷＭ信号振動のタイミングｔ１、ｔ２の値を読み取りキャプチャする、それ自体が当技術分野で周知の入力キャプチャ回路２０の形態である、タイマーモジュールに供給され得る。ハイパスフィルター、例えばＲＣハイパスフィルター（不図示）が、ＰＷＭ出力に対して提供されて、出力信号レベルを、タイマーモジュールについて特定された入力電圧に適合させることができる。それ自体が当技術分野で周知であるように、正負のＰＷＭ信号振動の相対的なタイミングは、測定されている一次電流の像を提供し、変換器により出力され得る一次電流の第１の測定値に変換され得る。
【００２９】
第２の測定信号経路Ｐ２は、振動励磁電流Ｉフラックスゲートのアナログ型の信号を生成する第２の回路部分１０を含む。アナログ型の信号は、アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）２８に供給されて、アナログ信号を、処理回路７で処理されるようデジタル信号に変換して、変換器により出力され得る一次電流の第２の測定値を生成する。
【００３０】
電流変換器により出力された一次電流の測定値は、第１の測定値のみに基づいているか、または、第２の測定値のみに基づいているか、または第１および第２の測定値両方の組み合わせ、例えば平均に基づいていてよい。
【００３１】
第１および第２の測定値はまた、それらの差、および起こり得る測定誤差または変換器の機能不全を決定するために、処理回路において比較される。
【００３２】
図４を参照すると、ある実施形態によれば、第１の測定回路部分８は、４つのスイッチ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄを含むＨブリッジ回路１８を含む。Ｈブリッジ回路１８は、フラックスゲート磁場検出器４の励磁コイル１４に、また、Ｈブリッジ回路を駆動する電力および励磁コイルの振動電流Ｉフラックスゲートを供給する双方向性電圧源Ｖブリッジに、接続される。
【００３３】
Ｈブリッジスイッチ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄは、第１の対のスイッチ１８ａ、１８ｄが閉じられると第２の対のスイッチ１８ｂ、１８ｃが開くように、また第１の対のスイッチ１８ａ、１８ｄが開くと第２の対のスイッチ１８ｂ、１８ｃが閉じるように、構成される。Ｈブリッジ回路１８が双方向性電圧源を供給されるとすぐに、励磁コイル電流Ｉフラックスゲートは、第１または第２の対のスイッチを通って流れ始める。
【００３４】
有利な実施形態では、これらのスイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの形態であってよい。
【００３５】
ＭＯＳＦＥＴトランジスタを備えたＨブリッジ回路は、この回路が、他の回路型ではオフセットを生じ得る、熱および経年数に関連した条件にあまり敏感でない点で、有利である。よって、前述したＨブリッジ回路によって出力されるＰＷＭ信号は、経時的に、また、大きな動作温度範囲にわたり、堅牢で、信頼性があり、変換器の製造が単純になる。
【００３６】
にもかかわらず、本発明の範囲内で、バイポーラトランジスタなどの他のトランジスタが、スイッチ要素として使用され得る。
【００３７】
コンデンサ（不図示）が、双方向性電圧源と平行に設置されて、振動サイクルの短い間隔の間に励磁コイル１４からコンデンサにエネルギーを伝達することを可能にすることができ、これによって、回路の電力消費を減らす。
【００３８】
ＰＷＭ信号出力は、第１の出力ライン２１ｃに提供され、これは、スイッチ（１８ａおよび１８ｂ、または１８ｃおよび１８ｄ）の中間点で、励磁コイル１４のライン２１ａ、２１ｂのうちの１つ、特に戻りライン２１ｂに接続されている。ある実施形態では、第１の出力ライン２１ｃは、ＰＷＭ信号（図２のＳ１、ＶＰＷＭ 出力）を出力する負帰還演算増幅器２４の入力に接続される。負帰還演算増幅器２４は、ＰＷＭ信号出力と励磁コイルとＨブリッジ回路との間の電磁干渉を減少させる。
【００３９】
第２の測定回路部分１０は、接続スイッチ１９を通じて第１の測定回路部分に接続される。ある実施形態では、接続スイッチは、有利には、ＭＯＳＦＥＴトランジスタによって形成されてもよい。第２の測定回路部分１０は、接地された分路抵抗器５を含み、これによって、分路抵抗器にわたる電圧は、アナログ出力信号を提供し、これは、フラックスゲート磁場検出器４を通って流れる振動電流Ｉフラックスゲートの、よって、測定されている一次電流の整流された像である。
【００４０】
ある実施形態では、第２の測定回路部分１０は、接続スイッチ１９を介して第１の測定回路部分（この実施例ではＨブリッジ）に接続された第１の入力と、所定の限界信号、例えば、直接、またはオプションとして電圧分割器Ｒ７、Ｒ６を通じて、電圧源ＶＤＤによって提供される一定の限界信号を受信する第２の入力と、を有する、コンパレーター２２をさらに含み得る。コンパレーター２２の出力は、励磁コイル電流Ｉフラックスゲートが閾値を超えて、電流の逆流を引き起こして、Ｈブリッジ回路１８の２つの対のスイッチのスイッチ状態を変化させ新しいスイッチ状態を確立すると、接続スイッチ１９を開くように構成される。
【００４１】
図５ａ、図５ｂ、および図５ｃを参照すると、グラフが、測定されている一次電流の振幅に従って変化する、励磁コイル信号を例示しており、図５ａは、ゼロ（零）の一次電流について経時的な信号の振幅を示し、図５ｂ、図５ｃは、電流変換器の特定の最大電流の５０％および１００％の一次電流について経時的な信号の振幅を示す。パルス幅変調（ＰＷＭ）信号の形態の、対応する第１の測定信号Ｓ１も、各グラフに示されている。
【００４２】
図６は、コイル電流Ｉフラックスゲートと、信号Ｓ１のデューティサイクルと、本発明の実施形態による電流変換器によって測定される一次電流ＩＰと、の間の関係を示す。
【００４３】
図２を参照すると、別の実施形態によれば、第１の測定回路部分８は、励磁コイル電流Ｉフラックスゲートのデジタル測定のためのバイポーラ電圧源＋ＶＣ、−ＶＣを備えたコンパレーター２５を含む。コンパレーターの入力は、励磁コイル１４のライン２１ａ、２１ｂのうちの１つ、特に戻りライン２１ｂに接続される。コンパレーターの出力２１ｄは、励磁コイル１４の他方のライン、特にフィードライン２１ｂに、またフィードバックループではコンパレーター２５の他方の入力２１ｅに、接地された電圧分割器Ｒｆｂ１、Ｒｆｂ２を介して接続される。バイポーラ電圧源を備えたコンパレーター２５は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号の形態である、振動励磁電流Ｉフラックスゲートのデューティサイクル信号に対応する、デジタル型の信号を生成するように構成されている。ＰＷＭ信号は、コンパレーターの出力に提供され、先に述べたように入力キャプチャ回路２０内に供給され得る。
【００４４】
図２による実施形態では、第２の測定回路部分１０は、励磁コイル１４のライン２１ａ、２１ｂのうちの一方、特に戻りライン２１ｂに接続される。第２の測定回路部分１０は、接地された分路抵抗器Ｒ５を含み、それによって、分路抵抗器にわたる電圧は、フラックスゲート磁場検出器４を通って流れる振動励磁電流Ｉフラックスゲートの、よって測定されている一次電流の、像であるアナログ出力信号を提供する。図３は、図２の実施形態によるバイポーラ電圧源を備えたフラックスゲート変換器の、時間の関数としてのアナログコイル励磁電流Ｉフラックスゲートを示す。
【００４５】
図１を参照すると、第２の測定信号経路Ｐ２は、デジタル処理回路７で使用される信号を調整するために第２の測定回路部分１０の出力に接続されたアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）２８を含む。第２の測定回路部分１０は、アナログ・デジタル変換の前に差動増幅器（不図示）をさらに含み得る。
【００４６】
ＡＤＣコンバータ２８および入力キャプチャ回路２０の出力は、前述した２つの別個の出力をリアルタイムで比較するように構成された信号処理ユニット７に接続される。信号出力処理ユニットは、前記第１の出力と第２の出力との差があらかじめ決められた許容差の値を超える場合に、エラー信号出力を送信するように構成される。図１は、第１の測定経路Ｐ１と第２の測定経路Ｐ２との機能分離を示すが、ＡＤＣ２８およびタイマーモジュール２０は、処理ユニット７に物理的に組み込まれ得ることが注目され得る。
【００４７】
有利には、少なくとも部分的に互いに独立しており、異なる測定原理に基づく２つの測定信号出力Ｓ１、Ｓ２を提供する２つの信号経路を設けることにより、２つの測定信号を比較することで変換器の機能不全を検出することができる。しかしながら、変換器が不完全である場合、誤った測定信号を引き起こす欠陥は、出力信号のうちの１つのみでは気づかれない場合があり、それは、測定信号が異なる測定原理に従って動作する異なる測定経路Ｐ１、Ｐ２をたどる（一方は本質的にアナログ型であり、他方は本質的にデジタル型である）ためであり、２つの経路に沿った欠陥の異なる信号処理は、２つの信号を比較することによって検出され得る、異なる測定信号出力を生じるであろう。よって、本発明による、フラックスゲートに基づく電流変換器は、正確で信頼性がある測定を提供し、有利には、不完全な変換器の不正確または誤った測定値の出力を、費用効果の高い方法で検出する。
【００４８】
〔実施の態様〕
（１）  一次電流ＩＰを測定するためのフラックスゲートに基づく電流変換器（２）において、
フラックスゲート磁場検出器（４）と、
測定回路（６）と、
信号出力処理ユニット（７）と、
を含み、
前記フラックスゲート磁場検出器は、前記測定回路（６）によって供給される振動励磁電流（Ｉフラックスゲート）によって駆動される励磁コイル（１４）を含み、
前記測定回路は、第１の測定信号経路（Ｐ１）を通じて得られた第１の測定信号（Ｓ１）と、第２の測定信号経路（Ｐ２）を通じて得られた第２の測定信号（Ｓ２）と、を含む、前記一次電流（ＩＰ）の少なくとも２つの異なる測定信号を提供するように構成され、前記第１および第２の測定信号経路は、前記第１の測定信号と前記第２の測定信号とをリアルタイムで比較し、前記第１の測定信号と前記第２の測定信号との差があらかじめ決められた許容差の値を超えた場合にエラー信号を出力するように構成された、前記信号処理ユニット（７）に接続されている、フラックスゲートに基づく電流変換器。
（２）  実施態様１に記載の変換器において、
前記測定回路は、前記第１の測定回路部分の第１の測定信号出力（Ｏ１）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の形態の前記第１の測定信号（Ｓ１）を生成するように構成された、第１の測定回路部分（８）を含む、変換器。
（３）  実施態様２に記載の変換器において、
前記一次電流の第１の測定値を生成するために前記信号処理ユニットで処理されるよう、正負のＰＷＭ信号振動のタイミング（ｔ１、ｔ２）の値を読み取りキャプチャするように構成された、例えば入力キャプチャ回路（２０）の形態のタイマーモジュールを含む、変換器。
（４）  実施態様３に記載の変換器において、
前記測定回路は、前記タイマーモジュールが必要とする入力電圧に第１の測定フィルターのレベルを適合させるように構成されたハイパスフィルターをさらに含む、変換器。
（５）  実施態様２〜４のいずれかに記載の変換器において、
前記第１の測定回路部分は、前記振動電流（Ｉフラックスゲート）のＰＷＭ信号を出力するように構成された、前記励磁コイル（１４）と電圧源（１１）とに接続されたＨブリッジ回路（１８）を含み、
前記Ｈブリッジ回路は、第１の対のスイッチ（１８ａ、１８ｄ）と、第２の対のスイッチ（１８ｂ、１８ｃ）と、を含み、前記スイッチは、前記第２の対のスイッチ（１８ｂ、１８ｃ）が開くか、または閉じたときそれぞれに、前記第１の対のスイッチ（１８ａ、１８ｄ）が閉じるか、または開くように、接続されている、変換器。
【００４９】
（６）  実施態様５に記載の変換器において、
前記スイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタによって形成されている、変換器。
（７）  実施態様５または６に記載の変換器において、
前記第１の測定信号は、前記スイッチ（１８ａおよび１８ｂ；１８ｃおよび１８ｄ）間の中間点において前記励磁コイルの戻りライン（２１ｂ）に接続された第１の出力ライン（２１ｃ）上に提供され、前記第１の出力ラインは、前記ＰＷＭ信号を出力する負帰還演算増幅器（２４）の入力に接続されている、変換器。
（８）  実施態様２〜４のいずれかに記載の変換器において、
前記第１の測定回路部分は、１つの入力が前記励磁コイルのライン（２１ａ、２１ｂ）に接続されたバイポーラ電圧源（＋ＶＣ、−ＶＣ）を備えたコンパレーター（２５）を含み、前記コンパレーターの出力（２１ｄ）は、前記励磁コイルのもう一方のラインに接続され、フィードバックループにおいて、前記コンパレーターの第２の入力（２１ｅ）に接続され、これによって、前記第１の測定信号出力（Ｏ１）は、前記コンパレーターの前記出力において提供される、変換器。
（９）  実施態様１〜８のいずれかに記載の変換器において、
前記測定回路は、第２の測定回路部分（１０）を含み、前記第２の測定回路部分（１０）は、前記第２の測定回路部分の第２の測定信号出力（Ｏ２）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のアナログ信号の形態の前記第２の測定信号（Ｓ２）を生成するように構成されている、変換器。
（１０）  実施態様９に記載の変換器において、
前記第２の測定回路部分は、分路抵抗（Ｒ５）を含み、前記分路抵抗にわたる電圧が、前記第２の測定信号（Ｓ２）を形成する、変換器。
【００５０】
（１１）  実施態様９または１０に記載の変換器において、
前記測定回路は、アナログの前記第２の測定信号（Ｓ２）を、前記信号処理ユニットで処理されるようにデジタル信号に変換して、前記一次電流の第２の測定値を生成するように構成された、前記第２の測定信号出力（Ｏ２）に接続された、アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）（２８）をさらに含む、変換器。
（１２）  実施態様１１に記載の変換器において、
前記ＡＤＣの変換前に前記第２の測定信号を調整するように構成された差動増幅器をさらに含む、変換器。
（１３）  実施態様２〜７のいずれかに関連する実施態様９〜１２のいずれかに記載の変換器において、
前記第１および第２の測定回路部分（８、１０）は、接続スイッチ（１９）を通じて互いに接続され、
前記第２の測定回路部分（１０）は、前記励磁電流（Ｉフラックスゲート）の値があらかじめ決められた閾値に到達すると前記スイッチ（１９）を開くように構成された、コンパレーター（２２）を含む、変換器。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明による電流変換器の単純化された概略的ブロック図である。
【図２】一次導体に連結された、本発明のある実施形態による電流変換器の回路図である。
【図３】本発明のある実施形態によるバイポーラ電圧源を備えたフラックスゲート変換器の、時間の関数としてのアナログコイル励磁電流を示すグラフである。
【図４】一次導体に連結された、本発明の別の実施形態による電流変換器の回路図である。
【図５ａ】本発明の実施形態による電流変換器の励磁コイル信号および出力パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を示すグラフであり、ゼロ（零）の一次電流について経時的な信号の振幅を示す。
【図５ｂ】本発明の実施形態による電流変換器の励磁コイル信号および出力パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を示すグラフであり、電流変換器の特定の最大電流の５０％の一次電流について経時的な信号の振幅を示す。
【図５ｃ】本発明の実施形態による電流変換器の励磁コイル信号および出力パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を示すグラフであり、電流変換器の特定の最大電流の１００％の一次電流について経時的な信号の振幅を示す。
【図６】本発明のある実施形態による電流変換器のコイル電流、ＰＷＭ信号、および一次電流の平均値間の関係を示すグラフである。
【図１】
2019532295.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図６】
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【手続補正書】
【提出日】令和1年6月19日(2019.6.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次電流ＩＰを測定するためのフラックスゲートに基づく電流変換器（２）において、
フラックスゲート磁場検出器（４）と、
測定回路（６）と、
信号出力処理ユニット（７）と、
を含み、
前記フラックスゲート磁場検出器は、前記測定回路（６）によって供給される振動励磁電流（Ｉフラックスゲート）によって駆動される励磁コイル（１４）を含み、
前記測定回路は、第１の測定信号経路（Ｐ１）を通じて得られた第１の測定信号（Ｓ１）と、第２の測定信号経路（Ｐ２）を通じて得られた第２の測定信号（Ｓ２）と、を含む、前記一次電流（ＩＰ）の少なくとも２つの異なる測定信号を提供するように構成され、前記第１および第２の測定信号経路は、前記第１の測定信号と前記第２の測定信号とをリアルタイムで比較し、前記第１の測定信号と前記第２の測定信号との差があらかじめ決められた許容差の値を超えた場合にエラー信号を出力するように構成された、前記信号処理ユニット（７）に接続されている、フラックスゲートに基づく電流変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の変換器において、
前記測定回路は、前記第１の測定回路部分の第１の測定信号出力（Ｏ１）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の形態の前記第１の測定信号（Ｓ１）を生成するように構成された、第１の測定回路部分（８）を含む、変換器。
【請求項３】
請求項２に記載の変換器において、
前記一次電流の第１の測定値を生成するために前記信号処理ユニットで処理されるよう、正負のＰＷＭ信号振動のタイミング（ｔ１、ｔ２）の値を読み取りキャプチャするように構成された、例えば入力キャプチャ回路（２０）の形態のタイマーモジュールを含む、変換器。
【請求項４】
請求項３に記載の変換器において、
前記測定回路は、前記タイマーモジュールが必要とする入力電圧に第１の測定フィルターのレベルを適合させるように構成されたハイパスフィルターをさらに含む、変換器。
【請求項５】
請求項２〜４のいずれか一項に記載の変換器において、
前記第１の測定回路部分は、前記振動電流（Ｉフラックスゲート）のＰＷＭ信号を出力するように構成された、前記励磁コイル（１４）と電圧源（１１）とに接続されたＨブリッジ回路（１８）を含み、
前記Ｈブリッジ回路は、第１の対のスイッチ（１８ａ、１８ｄ）と、第２の対のスイッチ（１８ｂ、１８ｃ）と、を含み、前記スイッチは、前記第２の対のスイッチ（１８ｂ、１８ｃ）が開くか、または閉じたときそれぞれに、前記第１の対のスイッチ（１８ａ、１８ｄ）が閉じるか、または開くように、接続されている、変換器。
【請求項６】
請求項５に記載の変換器において、
前記スイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタによって形成されている、変換器。
【請求項７】
請求項４または５に記載の変換器において、
前記第１の測定信号は、前記スイッチ（１８ａおよび１８ｂ；１８ｃおよび１８ｄ）間の中間点において前記励磁コイルの戻りライン（２１ｂ）に接続された第１の出力ライン（２１ｃ）上に提供され、前記第１の出力ラインは、前記ＰＷＭ信号を出力する負帰還演算増幅器（２４）の入力に接続されている、変換器。
【請求項８】
請求項２〜４のいずれか一項に記載の変換器において、
前記第１の測定回路部分は、１つの入力が前記励磁コイルのライン（２１ａ、２１ｂ）に接続されたバイポーラ電圧源（＋ＶＣ、−ＶＣ）を備えたコンパレーター（２５）を含み、前記コンパレーターの出力（２１ｄ）は、前記励磁コイルのもう一方のラインに接続され、フィードバックループにおいて、前記コンパレーターの第２の入力（２１ｅ）に接続され、これによって、前記第１の測定信号出力（Ｏ１）は、前記コンパレーターの前記出力において提供される、変換器。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか一項に記載の変換器において、
前記測定回路は、第２の測定回路部分（１０）を含み、前記第２の測定回路部分（１０）は、前記第２の測定回路部分の第２の測定信号出力（Ｏ２）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のアナログ信号の形態の前記第２の測定信号（Ｓ２）を生成するように構成されている、変換器。
【請求項１０】
請求項９に記載の変換器において、
前記第２の測定回路部分は、分路抵抗（Ｒ５）を含み、前記分路抵抗にわたる電圧が、前記第２の測定信号（Ｓ２）を形成する、変換器。
【請求項１１】
請求項９または１０に記載の変換器において、
前記測定回路は、アナログの前記第２の測定信号（Ｓ２）を、前記信号処理ユニットで処理されるようにデジタル信号に変換して、前記一次電流の第２の測定値を生成するように構成された、前記第２の測定信号出力（Ｏ２）に接続された、アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）（２８）をさらに含む、変換器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の変換器において、
前記ＡＤＣの変換前に前記第２の測定信号を調整するように構成された差動増幅器をさらに含む、変換器。
【請求項１３】
請求項２に記載の変換器において、
前記測定回路は、第２の測定回路部分（１０）を含み、前記第２の測定回路部分（１０）は、前記第２の測定回路部分の第２の測定信号出力（Ｏ２）において、前記励磁コイル電流（Ｉフラックスゲート）のアナログ信号の形態の前記第２の測定信号（Ｓ２）を生成するように構成され、
前記第１および第２の測定回路部分（８、１０）は、接続スイッチ（１９）を通じて互いに接続され、
前記第２の測定回路部分（１０）は、前記励磁電流（Ｉフラックスゲート）の値があらかじめ決められた閾値に到達すると前記スイッチ（１９）を開くように構成された、コンパレーター（２２）を含む、変換器。
【国際調査報告】
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2019532295.tif 000012
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