(57)【要約】  モノポールアンテナに関し、誘電体基板の前面中央に配置されて疑似メビウスの環を少なくとも１回以上円周に沿って切った構造に形成された複数のループを含む放射体と、各ループの一端を順次連結する第１のブリッジと、最内側ループ及び最外側ループの一端にそれぞれ形成されたビアホールを連結する第２のブリッジと、を含む構成を設けて、疑似メビウスの環とビアホール構造を応用したアンテナを小型化することができるという効果が得られる。【選択図】図２１
2019505146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板の前面中央に配置されて疑似メビウスの環を少なくとも１回以上の円周に沿って切った構造に形成された複数のループを含む放射体と、
各ループの一端を順次連結する第１のブリッジと、
最内側ループ及び最外側ループの一端にそれぞれ形成されたビアホールを連結する第２のブリッジと、を含んでアンテナを小型化し、
前記放射体の各ループは、異なる径を有するリングラインからなり、単一の共振周波数特性を有することを特徴とするモノポールアンテナ。
【請求項２】
前記第１のブリッジは、前記誘電体基板の前面に配置され、
前記第２のブリッジは、前記誘電体基板の後面に配置されることを特徴とする請求項１に記載のモノポールアンテナ。
【請求項３】
前記第１のブリッジは、前記誘電体基板の後面に配置され、
前記第２のブリッジは、前記誘電体基板の前面に配置されることを特徴とする請求項１に記載のモノポールアンテナ。
【請求項４】
前記放射体の回転角を調節してクオリティーファクター及び帯域幅を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモノポールアンテナ。
【請求項５】
前記放射体に設けられた各ループの回転角を調節して指向性を制御することを特徴とする請求項４に記載のモノポールアンテナ。
【請求項６】
前記各ループの回転角が３６０°に近接するほど無指向性を有し、
前記各ループの回転角が３６０°よりも小さくなるほど指向性が大きくなることを特徴とする請求項５に記載のモノポールアンテナ。
【請求項７】
前記疑似メビウスの環の各ループの厚さ、各ブリッジの広さ、並びにビアホールの半径及び位置を可変して共振周波数及び反射係数を調節することを特徴とする請求項１に記載のモノポールアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モノポールアンテナに関し、より詳しくは、無線通信システムに適用されるモノポールアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線移動通信が急速度に発展するのに伴い、４Ｇ／５Ｇ移動通信端末機、無線制御システム、モノの通信及びモノのインターネット、無線センサーネットワークなど、様々な無線通信システムは、より軽量且つ簡単な構造で、集積化しやすい構造のコンパクト素子を求めている。
【０００３】
これにより、回路の物理的なサイズを減らすための各種の方法が工夫されており、平板状マイクロウエーブ素子及び回路は、設計及び製作が容易であるため、幅広く発展して応用されている。
【０００４】
特に、全世界の移動通信端末機メーカー及び無線制御システムメーカーは、低電力で動作し、且つ放射効率が高く、回路実装に際して空間的な制約のない小型化されたフレキシブルの広帯域・高利得のアンテナを求めている。
【０００５】
このようなアンテナの小型化手法としては、ヘリカル構造を適用する方法、メタ物質（ｍｅｔａ  ｍａｔｅｒｉａｌ）、及び積層構造を適用する方法など、様々な方法が適用されている。
【０００６】
そのうち、ヘリカル構造は、一回の円周の回転がある度に、共振周波数が生じるため、単一の共振周波数特性のアンテナを小型化する手法には適さず、メタ物質と積層構造を適用する方法は、構造が複雑で且つ製造コストが上がるという不都合がある。
【０００７】
また、３次元構造の基本的なメビウスの環（ストリップ）を活用した技術と、メビウスの環の特性を活用した平板状構造の技術が提案されているが、完全な平板状構造ではなく、低周波数での線路結合効果（ｃｏｕｐｌｉｎｇ  ｅｆｆｅｃｔ）の現象が生じるという問題があった。
【０００８】
このような従来技術による広帯域モノポールアンテナ技術の一例が、韓国特許登録第１０−０４１６８８３号公報（２００４．０２．０５．公告）、韓国特許登録第１０−０６６００５１号公報（２００６．１２．２２．公告）などに開示されている。
【０００９】
しかし、従来技術による小型アンテナは、金属グラウンド（Ｇｒｏｕｎｄ）、誘電率の高い誘電体（Ｓｕｂｓｔｒａｔｅ）、及び放射体（Ｒａｄｉａｔｏｒ）からなる低価格の平板状パッチアンテナ（Ｐｒｉｎｔｅｄ  Ｐａｔｃｈ  Ａｎｔｅｎｎａ）が適用されている。
【００１０】
このような平板状パッチアンテナを受信モジュールに適用する場合、誘電率の高いセラミックス素材は、受信アンテナの放射効率を落とし、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生して受信機の受信感度を低下するという問題があった。
【００１１】
また、従来技術による小型アンテナは、アンテナ設置空間を確保しなければならないという限界があった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、フレキシブル基板に電極パターンを用いて低電力で動作可能であり放射効率を向上させた小型化されたモノポールアンテナを提供することにある。
【００１３】
また、本発明の目的は、疑似メビウスの環（Ｑｕａｓｉ  Ｍｏｅｂｉｕｓ  ｓｔｒｉｐ）の構造を用いてアンテナを小型化し、広帯域、高利得の高性能アンテナ特性を実現するモノポールアンテナを提供することにある。
【００１４】
また、本発明の目的は、リングの回転角を調節してアンテナの放射パターンの指向性を制御するモノポールアンテナを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するためになされた本発明の一態様によるモノポールアンテナは、誘電体基板の前面中央に配置されて疑似メビウスの環を少なくとも１回以上円周に沿って切った構造に形成された複数のループを含む放射体と、各ループの一端を順次連結する第１のブリッジと、最内側ループ及び最外側ループの一端にそれぞれ形成されたビアホール（ｖｉａ  ｈｏｌｅ）を連結する第２のブリッジと、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のモノポールアンテナによると、疑似メビウスの環及びビアホール構造を応用したＵＷＢアンテナを小型化することができる。
【００１７】
即ち、本発明によると、従来のリングアンテナと比較して、物理的な円周の長さは１／（Ｎ＋１）倍に小型化し、従来のヘリカルアンテナが一回の円周の回転がある度に共振周波数が発生するのに対し、疑似メビウスの環とビアホールを適用して約２ＧＨｚ〜１０ＧＨｚまでの超広帯域特性を有することができる。
【００１８】
また、本発明によると、ファーフィールド（Ｆａｒ−ｆｉｅｌｄ）での放射パターンが通常のモノポールアンテナのように無指向性の特性を示し、放射体に設けられた各リングの回転角を調節して指向性を制御することができる。
【００１９】
更に、本発明によると、疑似メビウスの環の３つのパラメータ、即ち疑似メビウスの環のリングラインの厚さ、ブリッジの広さ、並びにビアホールの半径及び位置を可変して共振周波数及び反射係数を最適化することができ、シミュレーション結果によるビアホール構造の疑似メビウスの環をマッチングネットワークに適用することができる。
【００２０】
なお、本発明によると、リングラインの厚さ並びにビアホールの大きさ及び位置はインダクタンス（Ｌ）に影響を及ぼし、ブリッジの広さ並びにビアホールのサイズ及び位置はキャパシタンス（Ｃ）に影響を及ぼすことによって疑似メビウスの環の３つのパラメータをマッチング回路に適用することができる。
【００２１】
即ち、シミュレーション及び測定結果によると、疑似メビウスの環のアンテナの共振周波数は２．４ＧＨｚ帯で形成され、反射係数（Ｓ１１）の尖頭値は、シミュレーション結果、１７．３ｄＢであり、測定結果は２７．６５ｄＢである。
【００２２】
そこで、本発明によると、最適化された疑似メビウスの環をアンテナに適用してそれぞれの半径が異なる複数のリングラインからなるものの、単一の共振周波数の特性を有するという効果が得られる。
【００２３】
また、本発明によると、小型化されたＵＷＢアンテナをＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ａｎｄ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）アンテナに適用することに当たり、アンテナ間の相関関係を意味するＥＣＣ値が３ＧＨｚ〜８ＧＨｚの周波数範囲で０．０２以下であることによってスペクトル効率を向上させることができる。
【００２４】
更に、本発明によると、ビアホール構造の疑似メビウスの環を、ＵＷＢアンテナだけでなくオシレータや共振器などのＲＦ受動素子に適用して小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】誘電体基板上に具現されたコプラナー導波路伝送線路給電を有する円形ディスク状のモノポールアンテナの構成図である。
【図２ａ】円形ディスクのモノポールアンテナの動作周波数３ＧＨｚの０°給電位相での表面電流分布を示す概念図である。
【図２ｂ】円形ディスクのモノポールアンテナの動作周波数４．５ＧＨｚの０°給電位相での表面電流分布を示す概念図である。
【図２ｃ】円形ディスクのモノポールアンテナの動作周波数６ＧＨｚの０°給電位相での表面電流分布を示す概念図である。
【図３】円形ディスクのモノポールアンテナ構造を小型化するための円形二重閉ループモノポールアンテナの構成図である。
【図４ａ】最適化されたシミュレーションの円形二重閉ループモノポールアンテナの入力整合特性を示す図である。
【図４ｂ】最適化されたシミュレーションの円形二重閉ループモノポールアンテナの入力整合特性を示す図である。
【図５】疑似メビウス型モノポールアンテナの構成図である。
【図６ａ】最適化されたシミュレーションの疑似メビウス型モノポールアンテナの入力整合特性を示す図である。
【図６ｂ】最適化されたシミュレーションの疑似メビウス型モノポールアンテナの入力整合特性を示す図である。
【図７】疑似メビウス型モノポールアンテナの中心周波数９０°給電位相での表面電流分布を示す図である。
【図８ａ】疑似メビウス型モノポールアンテナの動作帯域内３．５ＧＨｚ、４．５ＧＨｚ、５．５ＧＨｚの３つの周波数における最適化されたシミュレーションの二次元放射パターンを示す図である。
【図８ｂ】疑似メビウス型モノポールアンテナの動作帯域内３．５ＧＨｚ、４．５ＧＨｚ、５．５ＧＨｚの３つの周波数における最適化されたシミュレーションの二次元放射パターンを示す図である。
【図９ａ】疑似メビウス型モノポールアンテナの動作帯域内３．５ＧＨｚの周波数における最適化されたシミュレーションの三次元放射パターンを示す図である。
【図９ｂ】疑似メビウス型モノポールアンテナの動作帯域内４．５ＧＨｚの周波数における最適化されたシミュレーションの三次元放射パターンを示す図である。
【図９ｃ】疑似メビウス型モノポールアンテナの動作帯域内５．５ＧＨｚの周波数における最適化されたシミュレーションの三次元放射パターンを示す図である。
【図１０】円形ディスクのモノポールアンテナ構造を小型化するための二重円形リングモノポールアンテナの構成図である。
【図１１】円形ディスクのモノポールアンテナ構造とタイプ１〜タイプ３との入力整合特性グラフであり、各比較モノポールアンテナ構造の二次元放射パターン特性を示す図である。
【図１２】メビウスの環を模擬した図である。
【図１３】メビウスの環とその円周に沿って切ったストリップとを比較した図である。
【図１４ａ】従来技術による平板状メビウスの環の構成図である。
【図１４ｂ】従来技術による平板状メビウスの環の構成図である。
【図１５】疑似メビウスの環の正面図である。
【図１６】図１５におけるモノポールアンテナの後面図である。
【図１７】Ｎ＝２の疑似メビウスの環の正面図である。
【図１８ａ】Ｎ＝３の疑似メビウスの環の正面図である。
【図１８ｂ】Ｎ＝３の疑似メビウスの環の後面図である。
【図１９】最適化された疑似メビウスの環の正面図である。
【図２０】疑似メビウスの環のパラメータを示す図である。
【図２１】疑似メビウスの環を適用したモノポールアンテナの構成図である。
【図２２】リングラインの厚さの変化による共振周波数及び反射損失を模擬した結果グラフである。
【図２３】ブリッジの広さの変化による共振周波数及び反射損失を測定した結果グラフである。
【図２４】それぞれ異なる半径を有するリング１、２、３のアンテナと疑似メビウスの環のアンテナとの反射損失を比較した結果グラフである。
【図２５】２つのマイクロストリップ線路を連結するビアホール構造を示す図である。
【図２６】ビアホールの等価回路図である。
【図２７】ビアホールの等価回路図である。
【図２８】ビアホールの等価回路図である。
【図２９】ビアホールの等価回路図である。
【図３０ａ】基板上に具現されたインダクタの例示図である。
【図３０ｂ】基板上に具現されたインダクタの例示図である。
【図３０ｃ】基板上に具現されたインダクタの例示図である。
【図３０ｄ】基板上に具現されたインダクタの例示図である。
【図３１】第１の疑似メビウスの環の構成図である。
【図３２】第２の疑似メビウスの環の構成図である。
【図３３】第１の疑似メビウスの環のアンテナの構成図である。
【図３４】第２の疑似メビウスの環のアンテナの構成図である。
【図３５】本発明の好適な実施例による疑似メビウスの環を適用したアンテナの前面図である。
【図３６】本発明の好適な実施例による疑似メビウスの環を適用したアンテナの後面図である。
【図３７】Ｎ＝１、２、３の場合の第１のタイプの疑似メビウスの環のアンテナの反射損失及び共振周波数を比較したシミュレーション結果グラフである。
【図３８】最適化された疑似メビウスの環のアンテナの反射損失の測定結果とシミュレーション結果を比較したグラフである。
【図３９ａ】最適化された疑似メビウスの環のアンテナと疑似メビウスの環のアンテナとの放射パターン測定結果グラフである。
【図３９ｂ】最適化された疑似メビウスの環のアンテナと疑似メビウスの環のアンテナとの放射パターン測定結果グラフである。
【図４０ａ】最適化された疑似メビウスの環のアンテナと疑似メビウスの環のアンテナとの放射パターン測定結果グラフである。
【図４０ｂ】最適化された疑似メビウスの環のアンテナと疑似メビウスの環のアンテナとの放射パターン測定結果グラフである。
【図４１】図３５におけるＵＷＢアンテナの放射体を９０°回転させた状態の例示図である。
【図４２】図３５におけるＵＷＢアンテナの放射体を１８０°回転させた状態の例示図である。
【図４３】図３５におけるＵＷＢアンテナの放射体を３３０°回転させた状態の例示図である。
【図４４】図３５における各アンテナの反射損失測定グラフである。
【図４５】図４１における各アンテナの反射損失測定グラフである。
【図４６】図４２における各アンテナの反射損失測定グラフである。
【図４７】図４３における各アンテナの反射損失測定グラフである。
【図４８】回転させた各放射体の回転角による反射損失を比較したグラフである。
【図４９】疑似メビウスの環の放射体に設けられた各リングを３５０°分回転させた状態を示す図である。
【図５０】疑似メビウスの環の放射体に設けられた各リングを３００°分回転させた状態を示す図である。
【図５１】疑似メビウスの環の放射体に設けられた各リングを３３０°分回転させた状態を示す図である。
【図５２】φ＝０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【図５３】φ＝９０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【図５４】φ＝０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【図５５】φ＝９０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【図５６】φ＝０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【図５７】φ＝９０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【図５８】図４９における放射体を適用した三次元放射パターングラフである。
【図５９】図５０における放射体を適用した三次元放射パターングラフである。
【図６０】図５１における放射体を適用した三次元放射パターングラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明を実施するための具体例によるモノポールアンテナを、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２７】
１．モノポールアンテナの小型化
図１は、誘電体基板上に具現されたコプラナー導波路伝送線路（Ｃｏｐｌａｎａｒ  Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｌｉｎｅ、以下‘ＣＰＷ  ＴＬ’という）給電を有する円形ディスク状のモノポールアンテナの構成図である。
【００２８】
誘電体基板の電気的な特性は、誘電体の誘電率（εｒ）、誘電体の厚さ（Ｈ）、銅箔の厚さ（Ｔ）、及び損失タンジェント値（ｔａｎδ）で表され、本実施例における誘電体基板は、誘電率εｒ＝２．２、誘電体の厚さＨ＝３０ｍｉｌｓ（０．７６２ｍｍ）、銅箔の厚さＴ＝０．５ｏｚ．（０．０１８ｍｍ）、損失タンジェント値（ｔａｎδ）＝０．００１（＠５ＧＨｚ）の誘電体基板を適用する。
【００２９】
コプラナー導波路伝送線路の構造は、図１に示すように、同一の平面上にストリップ伝送線路と、その中央のストリップ線路の両側に２つの接地面とを有するＣＰＷ  ＴＬ給電構造において、スロットの幅（Ｓｇ）、中央ストリップ線路幅（Ｗｆ）の値を変化させて、所望する特性インピーダンス値を調整する。
【００３０】
図２ａ〜図２ｃは、円形ディスクのモノポールアンテナの各動作周波数３、４．５、６ＧＨｚの０°給電位相での表面電流分布を示す概念図である。
【００３１】
表面電流は、主に円形ディスクの外郭に沿って流れ、中心部は電流が殆ど流れないことが分かる。そのため、中心部は一部が除去されて環状モノポールアンテナ構造を形成すると判断され、これは今後の多重閉ループモノポールアンテナ構造を用いた小型化研究に活用される。
【００３２】
３．０ＧＨｚと４．５ＧＨｚの表面電流分布は、円形ディスクの構造内において、同一方向の電流分布を形成するが、６．０ＧＨｚでは、放射体が動作周波数よりも大きくて高次モードの電流分布を形成し、これは方位角方向の放射パターンを水平無指向性よりも少し垂直上向オフセット指向性特性を有するように劣化させる。
【００３３】
アンテナの小型化は、指向性、利得、放射効率特性などの放射パターン特性に影響を及ぼすため、設計時に注意を要する。
【００３４】
図３は、円形ディスクのモノポールアンテナ構造を小型化するための円形二重閉ループモノポールアンテナ（以下‘タイプ１’という）の構成図である。
【００３５】
図３における円形二重閉ループモノポールアンテナの構造は、誘電率εｒ＝２．２、誘電体の厚さＨ＝３０ｍｉｌｓ（０．７６２mm）、銅箔の厚さＴ＝０．５ｏｚ．（０．０１８ｍｍ）、損失タンジェント値（ｔａｎδ）＝０．００１（＠５ＧＨｚ）の誘電体基板を用いて設計されており、ＣＰＷ給電構造を有する。
【００３６】
ＣＰＷ給電部のサイズは、入力インピーダンス及び放射パターンに影響するため、円形二重閉ループモノポールの構造に適して選択される。
【００３７】
円形二重閉ループモノポールアンテナ構造の最適化された設計変数を、表１に記載する。
【００３８】
【表１】
2019505146.tif 000003
【００３９】
図４は、最適化されたシミュレーションの円形二重閉ループモノポールアンテナの入力整合特性を示す図である。
【００４０】
動作帯域内の入力整合特性は、外郭ループのサイズ、閉ループの線路幅、給電整合長さ、及び接地面のサイズにより影響を受ける。
【００４１】
円形二重閉ループの小型化の試みによる低い周波数帯域のアンテナの入力インピーダンス特性が劣化して、動作帯域幅が減少したことが分かる。
【００４２】
即ち、表１に最適化された設計変数を基にシミュレートされた１０ｄＢ基準の入力反射損失特性は、約３．６〜７．３ＧＨｚ帯域で動作する。
【００４３】
図５は、疑似メビウス型モノポールアンテナ（以下‘タイプ２’という）の構成図であって、円形ディスクのモノポールアンテナ構造を小型化するための疑似メビウス型モノポールアンテナ構造と及びアンテナの設計変数を示す。
【００４４】
疑似メビウス型モノポールアンテナ構造は、誘電率εｒ＝２．２、誘電体の厚さＨ＝３０ｍｉｌｓ（０．７６２ｍｍ）、銅箔の厚さＴ＝０．５ｏｚ．（０．０１８ｍｍ）、損失タンジェント値（ｔａｎδ）＝０．００１（＠５ＧＨｚ）の誘電体基板を用いて設計が行われ、ＣＰＷ給電構造を有する。
【００４５】
ＣＰＷ給電部のサイズは、入力インピーダンス及び放射パターンに影響するため、疑似メビウス型モノポールアンテナ構造に適して選択される。
【００４６】
表２は、疑似メビウス型モノポールアンテナの設計変数テーブルであり、図６は、最適化されたシミュレーションの疑似メビウス型モノポールアンテナの入力整合特性を示す図である。
【００４７】
【表２】
2019505146.tif 000004
【００４８】
動作帯域内の入力整合特性は、疑似メビウス型ループのサイズ及び線路幅、給電整合の長さ、並びに接地面のサイズによって影響を受ける。疑似メビウス型の交差連結によるアンテナの小型化の試みにより、低い周波数帯域のアンテナ入力インピーダンス特性が劣化して動作帯域幅がやや減少する。
【００４９】
表２の最適化された設計変数を基にシミュレートされた１０ｄＢ基準の入力反射損失特性は、約３．４〜６．５ＧＨｚ帯域で動作する。
【００５０】
図７は、疑似メビウス型モノポールアンテナの中心周波数（４．５ＧＨｚ）の９０°給電位相での表面電流分布を示す図である。
【００５１】
表面電流は、主に疑似メビウス型閉ループの縁に沿って流れ、内部のループ上にも同一方向の電流が誘起される現象として判断すると、本実施例によるモノポールアンテナの構造も、アンテナの共振長さを減らす効果が大きくないものと分析される。
【００５２】
図８ａ及び図８ｂと、図９ａ〜図９ｃは、それぞれ疑似メビウス型モノポールアンテナの動作帯域内３．５、４．５、５．５ＧＨｚの３つの周波数における最適化されたシミュレーションの二次元及び三次元放射パターンを示す図である。
【００５３】
図８ａには、方位角パターン（φ＝０°）を示し、図８ｂには、仰角パターン（φ＝９０°）を示す。
【００５４】
また、表３は、各周波数における電気的放射パターンテーブルである。
【００５５】
【表３】
2019505146.tif 000005
【００５６】
放射パターンは良好な垂直線形偏波の特性を示し、動作帯域内におけるアンテナ利得は約１．９ｄＢｉ範囲の無指向性放射特性を示し、仰角方向では７３．２〜８４．４°範囲の３ｄＢビーム幅を有する８字状の放射特性を示すことが分かる。
【００５７】
図１０は、円形ディスクのモノポールアンテナ構造を小型化するための二重円形リングモノポールアンテナ（以下‘タイプ３’という）の構成図である。
【００５８】
二重円形リングモノポールアンテナは、図１０に示すように８字状の銅箔パターンを示し、誘電率εｒ＝２．２、誘電体の厚さＨ＝３０ｍｉｌｓ（０．７６２ｍｍ）、銅箔の厚さＴ＝０．５ｏｚ．（０．０１８ｍｍ）、損失タンジェント値（ｔａｎδ）＝０．００１（＠５ＧＨｚ）の誘電体基板を用いて設計が行われ、ＣＰＷ給電構造を有する。
【００５９】
ＣＰＷ給電部のサイズは、入力インピーダンス及び放射パターンに影響するため、二重円形リングモノポールアンテナ構造に適して選択されており、表４は、最適化された設計変数テーブルである。
【００６０】
【表４】
2019505146.tif 000006
【００６１】
縦方向に配置された二重円形リング構造によって、横方向のアンテナの大きさ（又は、長さ）を減らすことができ、これは、方位角方向の良好な無指向性放射パターンが提供される根本的な理由になる。
【００６２】
このようなタイプ３構造のアンテナを模擬した結果、アンテナサイズの基準となる円形ディスクのモノポールアンテナの入力反射損失特性に比較的類似した電気的特性が得られることが分かる。
【００６３】
最適化された設計変数を基に模擬された１０ｄＢ基準で、入力反射損失特性は約２．９〜６．５ＧＨｚ帯域で動作することが分かる。
【００６４】
図１１は、円形ディスクのモノポールアンテナ構造とタイプ１〜タイプ３との入力整合特性グラフである。
【００６５】
設計変数の最適化過程において、高い周波数帯域での入力反射損失特性は、比較的容易に整合される傾向があるが、３．５ＧＨｚよりも低い周波数帯域は、インピーダンス整合がよく取れていないことが分かる。これは、通常アンテナの小型化によるインピーダンス動作帯域幅が劣化する現象を示すことによる。
【００６６】
図１１は、各比較モノポールアンテナ構造の二次元放射パターン特性を示す図である。
【００６７】
基準アンテナに比して、小型化構造が、中心周波数（４．５ＧＨｚ）及び方位角方向で相対的に良好な無指向性特性を示し、仰角（ｅｌｅｖａｔｉｏｎ  ａｎｇｌｅ、ｗａｖｅ  ａｎｇｌｅ）方向では、基準アンテナの構造とタイプ１及びタイプ２の構造との放射パターンが類似するが、タイプ３の構造は、縦長方向に放射長さが長いという理由で、相対的に指向性特性を示すものと分析される。
【００６８】
表５は、基準アンテナの構造とタイプ１〜タイプ３の構造との電気的・物理的特性の比較テーブルである。
【００６９】
【表５】
2019505146.tif 000007
【００７０】
基準アンテナ構造に比してタイプ１〜タイプ３の小型化構造は動作帯域幅が減少するという不都合があるが、類似したアンテナ指向性、アンテナ効率、利得特性、及び３ｄＢビーム幅特性を示すものと分析され、基準アンテナに比して小型化率は４２％以下の非常に効果的なアンテナの小型化を達成することができた。
【００７１】
２．準メビウスモノポールアンテナ
メビウスの環は、内部空間（ｉｎｎｅｒ  ｓｐａｃｅ）と外部空間（ｏｕｔｅｒ  ｓｐａｃｅ）とが１８０°の位相差を有する。即ち、内部空間と外部空間とが分離された空間ではなく、連結されたオープン空間の特性を有する。
【００７２】
そこで、メビウスの環は、円周に沿って切った時、２つのストリップに分離されるものではなく、円周の長さが切る前の２倍になる１つのストリップになる特性がある。
【００７３】
即ち、メビウスの環は、位相数学的にスタートがなく、１つの面を有する。そして、メビウスの環は、円筒に類似するが、通常の表面であると言うより、境界を有する表面である。また、メビウスの環は、３次元の閉空間ではなく、２次元の開空間である。
【００７４】
表６には、メビウスの環を、円周に沿って切った回数による結果テーブルである。
【００７５】
【表６】
2019505146.tif 000008
【００７６】
表６の結果より、メビウスの環が１回撚る場合、数式１及び数式２のように誘導される。
【００７７】
【数１】
2019505146.tif 000009
【００７８】
【数２】
2019505146.tif 000010
【００７９】
ここで、ｓ∈［−ω、ω］、ｔ∈［０，２π］、Ｒ＝ｔｈｅ  ｒａｄｉｕｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｍｏｅｂｉｕｓ  ｓｔｒｉｐ、Ｎ＝Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ｃｕｔｓ  ｏｆ  Ｍｏｅｂｉｕｓ  ｓｔｒｉｐである。
【００８０】
数式１のｃｏｓ（ｔ）項と数式２のｓｉｎ（ｔ）項は、１８０°の位相差を発生させる。そのため、関数Ｍ（ｔ、ｓ）は、一面のエンドが固定されており、１８０°回転して、反対面で会うことを示す。
【００８１】
図１２は、数式１及び数式２を参考にして、メビウスの環を模擬した図である。
【００８２】
メビウスの環の全円周の長さ（１）は、数式３のように誘導される。
【００８３】
【数３】
2019505146.tif 000011
【００８４】
図１３は、メビウスの環とその円周に沿って切ったストリップとを比較した図である。
【００８５】
内部空間と外部空間とにおいて１８０°の位相差があるメビウスの環は、図１３に示すように、円周に沿って切った時に円周の長さが最も長いストリップが作られることを確認している。
【００８６】
本発明は、上述したメビウスの環の特性を活用して、アンテナ、オシレータ、共振器などのＲＦ受動素子を小型化することができる。
【００８７】
一方、本出願人は、“Ｍｉｎｉａｔｕｒｉｚｅｄ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｕｓｉｎｇ  ａ  Ｐｌａｎａｒ  Ｍｏｂｉｕｓ  Ｓｔｒｉｐ  Ｂｉｓｅｃｔｅｄ  Ａｌｏｎｇ  Ｔｈｅ  Ｃｉｒｃｕｍｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ”、  ＩＥＥＤ  Ｅｕｎｃ−Ｓ．Ｉｎｔ．Ｓｙｍ、  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ、  Ｍ．Ｊ．Ｋｉｍ、  Ｃ．Ｓ．Ｃｈｏ、  ａｎｄ  Ｊ．Ｋｉｍ、  ｐｐ．８２７−８３０、  Ｏｃｔ．２００６．などに、メビウスの環の特性を活用した平板状メビウスの環を適用して、モノポールアンテナの小型化に成功したが、完璧な平板状メビウスの環ではない構造による様々な問題点があった。
【００８８】
図１４ａ及び図１４ｂは、従来技術による平板状メビウスの環の構成図である。
【００８９】
図１４に示すように、２つのリングが連結された部分における３次元の連結ブリッジは、低周波数での線路結合効果（ｃｏｕｐｌｉｎｇ  ｅｆｆｅｃｔ）現象の原因となり、単一の共振周波数特性を有するＲＦ回路に適用することに適さない。そして、従来技術による平板状メビウスの環は、完璧な２次元の構造ではない３次元構造であって、ＭＭＩＣなどの集積化回路に適用することに限界があった。
【００９０】
即ち、従来技術による平板状メビウスの環は、内部空間と外部空間とを連結するブリッジが３次元構造であって、電磁波干渉現象が発生することにより、単一の共振周波数の特性を有するＲＦ受動素子に適用し難いという問題点があった。
【００９１】
そこで、本発明は、従来技術による平板状メビウスの環の構造的特性による線路結合効果の現象を最小化し、小型化を極大化するためのビアホール構造の疑似メビウスの環を適用したモノポールアンテナを提供する。
【００９２】
即ち、本発明は、メビウスの環の同じ物理的長さを維持し、且つ円周に沿って切る回数を増やして小型化する。
【００９３】
ここで、円周に沿って切られたメビウスの環の全円周の長さは、通常のメビウスの環の円周長さの２倍である。
【００９４】
そして、円周に沿って切られた疑似メビウスの環をＲＦ回路の設計に際して適用すると、共振周波数は維持しつつ、全円周長さの小型化が可能になる。
【００９５】
図１５は、疑似メビウスの環の正面図であり、図１６は、図１５におけるモノポールアンテナの後面図である。
【００９６】
疑似メビウスの環は、図１５及び図１６に示すように、誘電体基板の前面中央に配置され、メビウスの環を少なくとも１回以上円周に沿って切った構造に形成された複数のループを含む放射体と、各ループの一端を順次連結する第１のブリッジと、最内側ループ及び最外側ループの一端にそれぞれ形成されたビアホールを連結する第２のブリッジと、を含む。
【００９７】
即ち、本発明は、従来技術による平板状メビウスの環の問題点である線路結合効果の現象を最小化するために、２つのリングが交差する内部空間と外部空間とを連結するブリッジを、基板の前面と後面とに物理的に分離した後、ビアホールで連結する。
【００９８】
このような疑似メビウスの環構造を適用することにより、本発明は、低周波数での線路結合効果、及び同一共振周波数でＲＦ回路が小型化するほど深刻に発生する電磁波干渉の現象が最小化される。
【００９９】
疑似メビウスの環は、Ｎが偶数である場合、数式４及び数式５のように誘導される。
【０１００】
【数４】
2019505146.tif 000012
【０１０１】
【数５】
2019505146.tif 000013
【０１０２】
ここで、ｓ∈［−ω、ω］、ｔ∈［０，２（Ｎ＋１）π］、Ｒ＝Ｒａｄｉｕｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｑｕａｓｉ  Ｍｏｅｂｉｕｓ  ｓｔｒｉｐ、Ｎ＝Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ｃｕｔｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｑｕａｓｉ  Ｍｏｅｂｉｕｓ  ｓｔｒｉｐである。
【０１０３】
一方、疑似メビウスの環は、Ｎが奇数である場合、数式６及び数式７のように誘導される。
【０１０４】
【数６】
2019505146.tif 000014
【０１０５】
【数７】
2019505146.tif 000015
【０１０６】
また、疑似メビウスの環は、Ｎ＝２である場合、数式８及び数式９のように誘導される。
【０１０７】
【数８】
2019505146.tif 000016
【０１０８】
【数９】
2019505146.tif 000017
【０１０９】
図１７は、Ｎ＝２の疑似メビウスの環の正面図である。
【０１１０】
このように、疑似メビウスの環の円周に沿って切る回数（Ｎ）を増やすと、全円周の長さが（Ｎ＋１）倍分増加することが分かる。そこで、同一の共振周波数であるという条件下でＮを増やすと、疑似メビウスの環の小型化が可能になる。
【０１１１】
これにより、本実施例では、Ｎを増やした疑似メビウスの環をＲＦ回路設計時に適用させると、同一の共振周波数での小型化回路及びシステム設計が可能になる。
【０１１２】
本実施例において、疑似メビウスの環は、内部空間と外部空間との位相差が１８０°である場合、疑似メビウスの環の円周に沿って切る回数（Ｎ）を増やして小型化することができる。
【０１１３】
また、図１８ａ及び図１８ｂは、Ｎ＝３の疑似メビウスの環の正面図と後面図である。
【０１１４】
Ｎ＝３の場合、全円周の長さは、８πとなり、奇数番目のリングと偶数番目のリングとは、１８０°の位相差をもって基板上に平板状に設計される。
【０１１５】
図１８ａ及び図１８ｂのように、電磁波干渉の現象を最小化するために、１番リングと４番リングとの連結ブリッジを基板の正面に設計し、１番と２番、２番と３番、３番と４番の連結ブリッジを基板の正面に設計して、ビアホールで連結する。
【０１１６】
３．疑似メビウスの環のパラメータ掃引（ｐａｒａｍｅｔｅｒ  ｓｗｅｅｐ）によるインピーダンスマッチング
疑似メビウスの環の円周に沿って切る回数（Ｎ）を増やすと全円周の長さが（Ｎ＋１）倍分増加することに伴い、疑似メビウスの環のＮを増やすと小型化が可能になる。
【０１１７】
ビアホール構造を有する疑似メビウスの環は、ビアホールの位置及び疑似メビウスの環の構造の最適化がないと、設計した共振周波数に共振しないという問題点があった。
【０１１８】
これにより、以下では、ビアホール構造の疑似メビウスの環のビアホールの位置及びサイズ、そして疑似メビウスの環のリングの厚さ及びブリッジ広さの変化によるパラメータ掃引により設計した共振周波数に最適化されたインピーダンスマッチング過程を説明する。
【０１１９】
疑似メビウスの環のインピーダンスマッチングのためのパラメータ掃引の３つの要素は、疑似メビウスの環のリングラインの厚さ、ブリッジ広さ、並びにビアホールの位置及び半径の変化である。
【０１２０】
そこで、この３つのパラメータのうち、疑似メビウスの環のリングラインの厚さを変化させ、共振周波数の変化、及びインピーダンスマッチングの変化の過程を説明する。
【０１２１】
表７は、疑似メビウスの環のリングラインの厚さの変化による共振周波数及び反射損失の結果テーブルであり、図１９は、最適化された疑似メビウスの環の正面図であり、図２０は、疑似メビウスの環のパラメータを示す図である。
【０１２２】
【表７】
2019505146.tif 000018
【０１２３】
表７に示すように、設計した共振周波数である２．４ＧＨｚに近接し且つ最も反射損失の特性が良いリングラインの厚さは、１番及び３番リングラインの厚さが１ｍｍであり、２番リングラインの厚さが０．６ｍｍの場合である。
【０１２４】
図２１は、疑似メビウスの環を適用したモノポールアンテナの構成図である。
【０１２５】
疑似メビウスの環を適用したモノポールアンテナは、図２１に示すように、メビウスの環のリングラインの厚さ、ブリッジの広さ、並びにビアホールの位置及び半径の３つのパラメータを可変させて最適化される。
【０１２６】
図２２は、リングラインの厚さの変化による共振周波数及び反射損失を模擬した結果グラフである。
【０１２７】
次に、疑似メビウスの環の３つのパラメータのうち、疑似メビウスの環のビアホールの位置及び半径サイズを変化させて共振周波数及びインピーダンスマッチングの最適化過程を説明する。
【０１２８】
最適化された疑似メビウスの環のリングラインの厚さは、１番及び３番リングラインの厚さが１ｍｍであり、２番リングラインの厚さが０．６ｍｍである場合である。
【０１２９】
そこで、上記の条件において、ビアホールの位置及び半径のサイズを可変させて最適化する。
【０１３０】
表８は、疑似メビウスの環のビアホールの位置及び半径の変化による共振周波数及び反射損失の結果テーブルである。
【０１３１】
【表８】
2019505146.tif 000019
【０１３２】
表８に示すように、設計した共振周波数である２．４ＧＨｚに近接し且つ最も反射損失（Ｒｅｔｕｒｎ  Ｌｏｓｓ）の特性が良いビアホールの位置及び半径のサイズは、ｙ軸を基準に上側に位置するビアホールの半径が０．５ｍｍであり、下側に位置するビアホールの半径が１ｍｍである場合である。
【０１３３】
次に、疑似メビウスの環の３つのパラメータのうち、ブリッジの広さを変化させて共振周波数及びインピーダンスマッチングの最適化過程を説明する。
【０１３４】
最適化された疑似メビウスの環のリングラインの厚さと、ビアホールの位置及び半径の条件により、疑似メビウスの環のブリッジの広さを可変させて共振周波数及び反射損失を最適化する。
【０１３５】
表９は、ブリッジの広さの変化による共振周波数及び反射損失テーブルであり、図２３は、ブリッジの広さの変化による共振周波数及び反射損失を測定した結果グラフである。
【０１３６】
【表９】
2019505146.tif 000020
【０１３７】
表９によると、設計した共振周波数である２．４ＧＨｚに近接し且つ最も反射損失の特性が良いブリッジの広さは、図２３に示すように、約０．５ｍｍ拡げた場合である。
【０１３８】
結果として、疑似メビウスの環の３つのパラメータを可変させて、設計された共振周波数２．４ＧＨｚに近接し且つ反射損失特性の良い最適化された疑似メビウスの環を設計する。
【０１３９】
シミュレーション結果によると、１番及び３番リングラインの厚さが１ｍｍであり、２番リングラインの厚さが０．６ｍｍであり、且つｙ軸を基準に上側に位置するビアホールの半径が０．５ｍｍであり、下側に位置するビアホールの半径が１ｍｍである場合、疑似メビウスの環の反射損失が最適化されることが分かる。
【０１４０】
最後に、疑似メビウスの環のブリッジの広さは、０．５ｍｍ拡げたときに最適化される。
【０１４１】
一方、疑似メビウスの環を構成する３つのリングラインを変形させたそれぞれ異なる半径を有するリングアンテナは、共振周波数を形成しないことが、シミュレーション結果から確認される。
【０１４２】
図２４は、それぞれ異なる半径を有するリング１、２、３のアンテナと疑似メビウスの環のアンテナとの反射損失を比較した結果グラフである。
【０１４３】
シミュレーション結果によると、疑似メビウスの環のアンテナの共振周波数は２．４ＧＨｚ帯で形成され、反射損失（Ｓ１１）の尖頭値は１７．３ｄＢである。
【０１４４】
シミュレーション及び測定結果によると、本実施例で最適化された疑似メビウスの環を適用させたアンテナは、それぞれの半径が異なる３つのリングラインからなっているが、単一の共振周波数の特性を有する。
【０１４５】
また、従来のリングアンテナと比較して、同一の共振周波数である場合、疑似メビウスの環を適用させたアンテナは、約１／３のサイズに小型化されることが分かる。
【０１４６】
４．ビアホール等価回路
図２５は、２つのマイクロストリップ線路を連結するビアホール構造を示す図である。  
【０１４７】
図２５に示すように、ビアホールは、２つのパッドと１つのシリンダとからなる。
【０１４８】
ビアホール等価回路は、周波数及び帯域幅により複雑な等価回路が簡単になることがあり、図２６は、最も正確であるが、複雑なビアホールの等価回路図である。
【０１４９】
図２６における等価回路は、損失のない伝送線路における３つの分布定数素子からなる。３つの素子は、ｕｐｐｅｒ  ｐａｄ、シリンダ（ｃｙｌｉｎｄｅｒ）、ｌｏｗｅｒ  ｐａｄであり、各素子間には、カップリングキャパシタンスが存在する。各素子間の相互キャパシタンスＣは、導体素子間に存在する。また、図２６における等価回路では、相互インダクタンスＭも存在する。
【０１５０】
相互インダクタンスＭは、カップリングされる各導体素子間の時間による磁場（Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｆｉｅｌｄ）の変化で生成される磁束（Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｆｌｕｘ）によって発生する。等価回路は、周波数によらずに正確に適用されるが、回路が複雑でシミュレーション時間を多く要する。
【０１５１】
図２７は、図２６に比べて、実用的に適用可能な分布定数ビア等価回路図である。
【０１５２】
図２７において、周波数が高くなることに伴い、それぞれの素子間は互いに明らかな影響を及ぼす。ここで、ビアのシリンダ径が小さくなることに伴い、ｕｐｐｅｒ  ｐａｄ及びｌｏｗｅｒ  ｐａｄは容量性（ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ）になり、シリンダは誘導性（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ）になる。
【０１５３】
ここで、図２７における分布定数ビア等価回路は、各素子間のカップリング（ｃｏｕｐｌｉｎｇ）現象を含まないため、高い周波数では正確に適用し難い。
【０１５４】
図２８は、集中定数（ｌｕｍｐｅｄ）ビア等価回路図である。
【０１５５】
図２８におけるビアホール等価回路は、３つのビア等価回路のうち、最も簡単であり、共振周波数が３．５ＧＨｚ未満の場合に実用的に適用される。
【０１５６】
ビアホール等価回路は、低周波数（Ｌｏｗ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ではビアサイズが比較的波長（ｗａｖｅ  ｌｅｎｇｔｈ）に比べて小さいため、ビアホールから放射されるエネルギーは無視することができる。そのため、ビアホールは集中素子（ｌｕｍｐｅｄ  ｅｌｅｍｅｎｔ）として解釈される。
【０１５７】
しかし、高周波数（ｈｉｇｈ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）では、磁気エネルギーと電気エネルギーとの間で強い相互作用を起こすことになるため、無視できない電磁放射を生じることになる。そこで、ビアホールを全波法（ｆｕｌｌ  ｗａｖｅ  ｍｅｔｈｏｄ）と解釈するか、或いはＬ（Ｉｎｄｕｃｔｏｒ）及びＣ（Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）からなるπ型等価回路と解釈する。
【０１５８】
周波数（Ｔａｒｇｅｔ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）が２．４ＧＨｚである場合、２．４ＧＨｚは、比較的低い周波数に該当するので、ビアホールを集中素子として解釈する。
【０１５９】
図２９は、本実施例で適用されたビアホール等価回路である。
【０１６０】
１つのビアホールは、直列に連結された１つのインダクタンスＬと、２つの並列に連結されたキャパシタンスＣとで構成される。ビアの等価回路から、ビアの半径及び位置により全疑似メビウスの環の等価回路が異なることが類推される。
【０１６１】
一方、疑似メビウスの環は、切る回数によって増加するインダクタンスＬ成分とキャパシタンスＣ成分とからなる。
【０１６２】
疑似メビウスの環は、ｎ個のリングラインとブリッジとからなる。
【０１６３】
図３０ａ〜図３０ｄは、基板上に具現されたインダクタの例示図であり、表１０は、インダクタンスＬのｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｓｈｅｅｔである。
【０１６４】
表１０によると、本実施例による疑似メビウスの環のリングラインの形状は円（ｃｉｒｃｌｅ）状であるため、ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４、はそれぞれ１．００、２．４６、０．００、０．２０を適用する。
【０１６５】
【表１０】
2019505146.tif 000021
【０１６６】
インピーダンスマッチング条件は、特性インピーダンス（Ｚ０）と負荷インピーダンス（ＺＬ）とが共役複素数（Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）の関係が成立する場合である。
【０１６７】
即ち、本実施例による疑似メビウスの環のアンテナのインピーダンスマッチング条件に合うＬ及びＣを探すためには、Ｚ０＝ＺＬ＊、ここで、Ｚ０＝特性インピーダンス＝５０Ω、ＺＬ＝負荷インピーダンスの関係を満たすＬ及びＣを誘導する。
【０１６８】
疑似メビウスの環のアンテナの総インダクタンスＬ及び総キャパシタンスＣは、数式１０及び数式１１のように誘導される。
【０１６９】
【数１０】
2019505146.tif 000022
【０１７０】
【数１１】
2019505146.tif 000023
ここで、Ｗ＝コンダクタの縦長（ｍ）、Ｌ＝コンダクタの横長（ｍ）、Ｈ＝上部コンダクタと下部コンダクタとの間隔（ｍ）である。
【０１７１】
数式１０及び数式１１より誘導された疑似メビウスの環のアンテナのインピーダンスマッチング条件を満たす総Ｌ及び総Ｃを用いて、疑似メビウスの環のアンテナの等価回路を説明し、シミュレーション結果を比較、分析して、その差異を説明する。
【０１７２】
図３１と図３２は、それぞれ第１及び第２の疑似メビウスの環（以下‘第１のタイプ、第２のタイプ’という）の構成図である。
【０１７３】
第１のタイプの疑似メビウスの環は、それぞれ異なる半径を有するリングラインを０°〜３２５°まで回転させて生成したそれぞれのリングライン（１、２、３）を形成し、基板の前面と後面とで連結することで、メビウスの環の特徴であるスタート及びエンドがなく連結されたオープンストリップを具現する。即ち、第１のタイプの疑似メビウスの環は、基板の前面において、半径が３ｍｍのリングライン１を半径が３．７５のリングライン２に連結し、半径が４．５ｍｍのリングライン３をリングライン２に連結した構造である。また、基板の後面において、リングライン１は、ブリッジ１を介してリングライン３に連結される。
【０１７４】
第２のタイプの疑似メビウスの環は、それぞれ異なる半径を有するリングラインを０°〜３２５°まで回転させて生成したそれぞれのリングライン（１、２、３）を形成し、基板の前面ではリング１と３とを連結し、基板の後面では、リングライン１とリングライン２、及びリングライン２とリングライン３とを連結することで、メビウスの環の特徴であるスタートとエンドとが連結されたオープンストリップが具現される。
【０１７５】
図３３及び図３４は、それぞれ第１及び第２の疑似メビウスの環のアンテナの構成図である。
【０１７６】
Ｎ＝２の場合、第１のタイプの疑似メビウスの環を適用させたアンテナのブリッジは１つであり、ビアホールの数は２つである。第２のタイプの疑似メビウスの環を適用させたアンテナのブリッジ数は２つであり、ビアホールの数は４つである。
【０１７７】
即ち、ビアホールの数及びブリッジの数により、等価回路のＣ及びＬの成分が異なるため、第１のタイプの疑似メビウスの環を適用させたアンテナの等価回路と、第２のタイプの疑似メビウスの環を適用させたアンテナの等価回路とは、互いに異なる。
【０１７８】
シミュレーション結果、第１のタイプの疑似メビウスの環のアンテナ及び第２のタイプの疑似メビウスの環のアンテナの小型化が進むほど（Ｎが増加するほど）、反射損失特性の差異も比例して増加する。
【０１７９】
特に、Ｎ＝３のシミュレーション結果、第１のタイプの疑似メビウスの環のアンテナは、−１０ｄＢ基準で帯域幅が約１．５ＧＨｚ〜５ＧＨｚまでの広帯域である。しかし、第２のタイプの疑似メビウスの環のアンテナは、殆ど共振周波数が発生しないことが分かる。
【０１８０】
これにより、本発明は、第１のタイプの疑似メビウスの環のアンテナを適用することとして説明する。
【０１８１】
図３５及び図３６は、本発明の好適な実施例による疑似メビウスの環を適用したアンテナの前面図及び後面図である。
【０１８２】
本発明の好適な実施例による疑似メビウスの環は、図３５及び図３６に示すように、Ｎ＝３の場合、リング１とリング４とがブリッジ１を介して連結され、リング３とリング４とがブリッジ２を介して連結され、リング２とリング３とがブリッジ３を介して連結され、リング１とリング２とがブリッジ４を介して連結される。
【０１８３】
そして、本実施例において、小型化効果を向上させるために、リング１、リング２、リング３、及びリング４の離隔された距離は、半径ｒが、３．３６ｍｍの０．５倍である１．６８ｍｍに設定される。
【０１８４】
また、本実施例において、電磁波干渉現象の最小化及び小型化効果を向上させるために、ブリッジ１を基板の後面に設け、ブリッジ２、ブリッジ３、及びブリッジ４を基板の前面に設ける。
【０１８５】
本発明は、これに限定されるものではなく、ブリッジ１を基板の前面に設け、ブリッジ２〜ブリッジ４を基板の後面に設けるように変更することができる。
【０１８６】
本実施例で説明した疑似メビウスの環を適用させたアンテナの小型化が進むほど、即ちＮ（＝Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ｃｕｔｓ）が増加するほど、疑似メビウスの環を構成するリング（＝ｈｅｌｉｃａｌ  ｌｉｎｅ）の数、ブリッジの数、及びビアホールの数が比例して増加する。
【０１８７】
即ち、疑似メビウスの環を適用させたアンテナの小型化が増進むほど、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣの変化及び増加による等価回路が変化するため、これに応じたインピーダンスマッチング方法が適用される。
【０１８８】
５．シミュレーション及び測定結果
図３７は、Ｎ＝１、２、３の場合、第１のタイプの疑似メビウスの環のアンテナの反射損失及び共振周波数を比較したシミュレーション結果グラフである。
【０１８９】
シミュレーション結果によると、疑似メビウスの環のアンテナの小型化が進むほど、反射損失（Ｒｅｔｕｒｎ  Ｌｏｓｓ）の特性は悪くなり、線路結合効果は増加し、共振周波数は高くなることが分かる。
【０１９０】
即ち、疑似メビウスの環のＮ数が増加することに伴い、小型化される疑似メビウスの環のアンテナに適用されるインピーダンスマッチング方法及び手続きが必要であることが分かる。
【０１９１】
これにより、疑似メビウスの環のビアホールの位置及びサイズ並びに疑似メビウスの環のリングラインの厚さ及びブリッジのサイズ変化によるパラメータ掃引により設計した共振周波数に最適化されたインピーダンスマッチング過程を行わなければならない。
【０１９２】
図３８は、最適化された疑似メビウスの環のアンテナ（Ｎ＝２）の反射損失の測定結果とシミュレーション結果とを比較したグラフである。
【０１９３】
図３８より、シミュレーション結果に比べて共振周波数は約３００ＭＨｚ程度高い側に移動し、反射係数は２７ｄＢまで格段に落ちることが分かる。
【０１９４】
本実施例で設計された共振周波数は２．４ＧＨｚであるが、図３８の測定結果において、実際の共振周波数は２．７８ＧＨｚで共振するため、放射パターンを２．４ＧＨｚ、２．５ＧＨｚ、及び２．７８ＧＨｚで測定した。
【０１９５】
図３９ａ及び図３９ｂ、図４０ａ及び図４０ｂは、それぞれ最適化された疑似メビウスの環のアンテナと、疑似メビウスの環のアンテナ（Ｎ＝１）の放射パターン測定結果グラフである。
【０１９６】
図３９では、ファーフィールドでのモノポールアンテナのように、φ＝９０°で周波数２．５ＧＨｚ及び２．７８ＧＨｚで無指向性（ｏｍｎｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ）の特性が確認される。
【０１９７】
図４０では、ファーフィールドでのモノポールアンテナのように、φ＝９０°で周波数２．５ＧＨｚ、２．４２ＧＨｚ、及び２．４３ＧＨｚで無指向性の特性が確認される。
【０１９８】
特に、図３９と図４０とを比較した場合、Ｎが増加して小型化しているにも拘らず、放射パターンの利得は、表１１に示すように、共振周波数２．７８ＧＨｚでｐｅａｋ  ｇａｉｎ及びａｖｅｒａｇｅ  ｇａｉｎが増加する結果が確認される。
【０１９９】
【表１１】
2019505146.tif 000024
【０２００】
即ち、疑似メビウスの環のアンテナの小型化が増加しても、リングラインの厚さ、ビアホールの位置及び半径、ブリッジの広さの可変により、反射係数及び利得の最適化が可能であることが分かる。
【０２０１】
５．クオリティーファクター（ｑｕａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）及び帯域幅の制御
図４１〜図４３は、それぞれ図３５におけるＵＷＢアンテナの放射体をそれぞれ９０°、１８０°、３３０°回転した状態の例示図である。
【０２０２】
そして、図４４〜図４７は、それぞれ図３５、図４１〜図４３における各アンテナの反射損失測定グラフである。
【０２０３】
また、図４８は、回転させた各放射体の回転角による反射損失を比較したグラフである。
【０２０４】
本発明は、反射損失を測定した図面により分かるように、疑似メビウスの環のアンテナの放射体を回転させて、クオリティーファクター及び帯域幅を制御することができる。
【０２０５】
６．指向性の制御
本発明は、疑似メビウスの環の放射体に設けられる各リングの回転角を調節して指向性を制御することができる。
【０２０６】
例えば、図４９〜図５１は、疑似メビウスの環の放射体に設けられた各リングをそれぞれ３５０°、３００°、３３０°分回転させた状態を示す図である。
【０２０７】
また、図５２〜図５７は、それぞれφ＝０°、９０°の場合に図４９〜図５１における放射体を適用した二次元放射パターングラフである。
【０２０８】
また、図５８〜図６０は、それぞれ図４９〜図５１における放射体を適用した三次元放射パターングラフである。
【０２０９】
即ち、本発明は、疑似メビウスの環の放射体に設けられる各リングの回転角を、０°から３６０°の間に調節することで、アンテナの放射パターンの指向性を制御することができる。
【０２１０】
詳しく説明すると、リングの回転角が３６０°に近いほど無指向性であり、回転角が小さいほど指向性が大きくなる。
【０２１１】
即ち、リングの回転角が３６０°に近いほど、円形ディスクのモノポールアンテナに類似した放射パターンの特徴を有する。
【０２１２】
円形ディスクのモノポールアンテナの放射パターンは前方向に無指向性である。ここで、円形ディスクのモノポールアンテナの放射パターンの前方向への無指向性は、電流給電による電界及び磁界の分布によって決定される。
【０２１３】
本発明による疑似メビウスの環のアンテナは、放射体に設けられたリングの回転角が３６０°に近いほど無指向性であり、リングの回転角が３６０より小さいほど指向性が大きくなることが分かる。
【０２１４】
７．モノポールアンテナを用いた小型ＭＩＭＯアンテナ
ＭＩＭＯアンテナは、４Ｇ及び５Ｇの核心技術であって、多重経路フェージングによるチャンネル容量の限界を克服するために適用され、多数の送受信アンテナを送受信端に適用させて多重経路によるチャンネル容量の限界を改善させる。
【０２１５】
このようなＭＩＭＯアンテナの性能パラメータは、大きくダイバーシティ特性（Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）とＭＩＭＯ特性（ＭＩＭＯ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）とに分けられる。ダイバーシティ特性のパラメータとしては、ｂａｌａｎｃｅｄ  ｂｒａｎｃｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｅａｎ  Ｇａｉｎ（ＭＥＧ）、相関関係（Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）、ダイバーシティ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）があり、ＭＩＭＯ特性のパラメータは、ＭＩＭＯ  ｃａｐａｃｉｔｙ、及び合波効率（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）がある。
【０２１６】
ＭＩＭＯシステムにおけるチャンネル容量は、送受信アンテナの数に比例して増加するが、多数のアンテナを適用するため、アンテナ間の相関関係が存在する。アンテナ間の相関関係は、全体のＭＩＭＯシステムのチャンネル容量を減少させる。ＭＩＭＯアンテナの設計において、スペクトル効率を向上させるダイバーシティ手法を採用する。ここでアンテナ間の相互カップリングの関係は、このようなシステムの性能を落とす。
【０２１７】
ＭＩＭＯアンテナ間の相関関係は、通信システムのスペクトル効率に関する最も重要なパラメータの１つであり、アンテナ間の相関関係が高いほど、通信システムのスペクトル効率は低下する。
【０２１８】
アンテナ間の相関関係のエンベロープ相関係数（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ：ＥＣＣ）の計算は、３次元放射パターンを考慮した数式１２又は１３として定義される。
【０２１９】
【数１２】
2019505146.tif 000025
ここで、Ｆｉ（θ、φ）は、他のポートがいずれも５０Ωで終端された場合に、ｉだけが励起された時の放射パターンを意味し、・は、エルミート（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ）演算を意味する。
【０２２０】
【数１３】
2019505146.tif 000026
【０２２１】
ここで、ＸＰＲ＝交差偏波比＝Ｐθ（Ω）／Ｐφ（Ω）、Ｅθ、φＸ及びＥθ、φは、多数からなるアンテナにおいて、２つのアンテナ間の交差した電界パターンをいう。
【０２２２】
数式１２は、アレイアンテナ間のＳ−パラメータ（Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ）を用いて簡略に表現することができる。多重経路（ｍｕｌｔｉ  ｐａｔｈ）の環境が均一であると仮定した場合、数式１２は、数式１４に近似化される。
【０２２３】
【数１４】
2019505146.tif 000027
【０２２４】
数式１４は、２つのアンテナの間にＳ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒを適用させてＥＣＣを誘導したものであって、数式１３を用いて計算することよりも簡単である。
【０２２５】
一方、次世代の無線通信は、高速データ伝送のために大容量ＭＩＭＯアンテナの技術を求めている。高隔離特性を有する大容量ＭＩＭＯアンテナを具現するためには、制限された放射空間内に多数の高隔離アンテナを具現しなければならない。
【０２２６】
このために、同一の放射体構造の２つのアンテナ端子を有する小型ＭＩＭＯアンテナの幾何構造を検討する。
【０２２７】
各アンテナ端子は非常に近接しており、ここで長い経路及び短い経路を介して相手端子に出力される信号は、同一の振幅で互いに位相共役条件、即ち１８０°位相差条件を満たすため、端子間の隔離特性を向上させる。
【０２２８】
これは、円形ディスクの径、円形ディスク内に具現されたスロットの幅（Ｓ１）、及びスロットの長さ（Ｓ２）を適切に調整することで行われる。
【０２２９】
スロットの構造（幅及び長さ）は、アンテナの入力インピーダンス及び端子間の隔離特性に影響を及ぼす。
【０２３０】
ここで、最適化設計は、誘電率εｒ＝２．２、誘電体の厚さＨ＝３０ｍｉｌｓ（０．７６２ｍｍ）、銅箔の厚さＴ＝０．５ｏｚ．（０．０１８ｍｍ）、損失タンジェント値（ｔａｎδ）＝０．００１（＠５ＧＨｚ）の誘電体基板を用い、入力インピーダンス整合回路を容易に具現するために、ＣＰＷ給電の代わりにマイクロストリップ給電を用いた。但し、各入力端子はスロットから１ｍｍのオフセット位置に設けられる。
【０２３１】
入力反射損失及び端子間隔離の特性を同時に１０ｄＢ基準で仮定すると、３．３３〜５．６７ＧＨｚ帯域で動作し、特に３．２〜５．０ＧＨｚ帯域では入力反射係数０．１８以下の非常に良好な入力整合特性及び隔離特性を示す。
【０２３２】
シミュレーション結果、約０．５４λｏ×０．６９λｏ空間内の高隔離特性を有する広帯域２端子の小型ＭＩＭＯアンテナが具現されることが分かる。
【０２３３】
各端子から入力された信号は、スロット構造によって相手側端子に微弱に現れることが分かる。端子間の隔離特性で考察したように、５．５ＧＨｚ帯での端子間の隔離特性は、約１１．３ｄＢ水準であり、他の周波数（３．５ＧＨｚ＆４．５ＧＨｚ）帯の２２〜２８ｄＢに比べて良好ではないため、相手信号が相対的に大きく結合されることが確認できた。
【０２３４】
また、本実施例で説明した２端子の小型ＭＩＭＯアンテナは、周波数３〜８ＧＨｚの範囲内でアンテナ間の相関関係が非常に低いことが確認され、ＵＷＢ用Ｍａｓｓｉｖｅ  ＭＩＭＯアンテナにも活用される。
【０２３５】
このような本実施例による小型化されたＵＷＢアンテナをＭＩＭＯアンテナに適用することに際して、アンテナ間の相関関係を意味するＥＣＣ値が、３ＧＨｚ〜８ＧＨｚの周波数範囲で０．０２以下であることを確認し、これによりスペクトル効率を向上させることができる。
【０２３６】
以上、本発明者によってなされた発明を上記実施例によって具体的に説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内で様々に変更できることは、言うまでもない。
【０２３７】
即ち、上記の実施例では、ＵＷＢモノポールアンテナを説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、ＵＷＢモノポールアンテナだけでなく、様々な方式のモノポールアンテナに適用することができ、また、メタ物質の単位共振セル、無線電力伝送共振器、オシレータなどのＲＦ受動素子に適用されるように変更することができる。
【産業上の利用可能性】
【０２３８】
本発明は、疑似メビウスの環の構造を適用したモノポールアンテナ技術に適用される。
【図１】
2019505146.tif 000028
【図２ａ】
2019505146.tif 000029
【図２ｂ】
2019505146.tif 000030
【図２ｃ】
2019505146.tif 000031
【図３】
2019505146.tif 000032
【図４ａ】
2019505146.tif 000033
【図４ｂ】
2019505146.tif 000034
【図５】
2019505146.tif 000035
【図６ａ】
2019505146.tif 000036
【図６ｂ】
2019505146.tif 000037
【図７】
2019505146.tif 000038
【図８ａ】
2019505146.tif 000039
【図８ｂ】
2019505146.tif 000040
【図９ａ】
2019505146.tif 000041
【図９ｂ】
2019505146.tif 000042
【図９ｃ】
2019505146.tif 000043
【図１０】
2019505146.tif 000044
【図１１】
2019505146.tif 000045
【図１２】
2019505146.tif 000046
【図１３】
2019505146.tif 000047
【図１４ａ】
2019505146.tif 000048
【図１４ｂ】
2019505146.tif 000049
【図１５】
2019505146.tif 000050
【図１６】
2019505146.tif 000051
【図１７】
2019505146.tif 000052
【図１８ａ】
2019505146.tif 000053
【図１８ｂ】
2019505146.tif 000054
【図１９】
2019505146.tif 000055
【図２０】
2019505146.tif 000056
【図２１】
2019505146.tif 000057
【図２２】
2019505146.tif 000058
【図２３】
2019505146.tif 000059
【図２４】
2019505146.tif 000060
【図２５】
2019505146.tif 000061
【図２６】
2019505146.tif 000062
【図２７】
2019505146.tif 000063
【図２８】
2019505146.tif 000064
【図２９】
2019505146.tif 000065
【図３０ａ】
2019505146.tif 000066
【図３０ｂ】
2019505146.tif 000067
【図３０ｃ】
2019505146.tif 000068
【図３０ｄ】
2019505146.tif 000069
【図３１】
2019505146.tif 000070
【図３２】
2019505146.tif 000071
【図３３】
2019505146.tif 000072
【図３４】
2019505146.tif 000073
【図３５】
2019505146.tif 000074
【図３６】
2019505146.tif 000075
【図３７】
2019505146.tif 000076
【図３８】
2019505146.tif 000077
【図３９ａ】
2019505146.tif 000078
【図３９ｂ】
2019505146.tif 000079
【図４０ａ】
2019505146.tif 000080
【図４０ｂ】
2019505146.tif 000081
【図４１】
2019505146.tif 000082
【図４２】
2019505146.tif 000083
【図４３】
2019505146.tif 000084
【図４４】
2019505146.tif 000085
【図４５】
2019505146.tif 000086
【図４６】
2019505146.tif 000087
【図４７】
2019505146.tif 000088
【図４８】
2019505146.tif 000089
【図４９】
2019505146.tif 000090
【図５０】
2019505146.tif 000091
【図５１】
2019505146.tif 000092
【図５２】
2019505146.tif 000093
【図５３】
2019505146.tif 000094
【図５４】
2019505146.tif 000095
【図５５】
2019505146.tif 000096
【図５６】
2019505146.tif 000097
【図５７】
2019505146.tif 000098
【図５８】
2019505146.tif 000099
【図５９】
2019505146.tif 000100
【図６０】
2019505146.tif 000101
【国際調査報告】
2019505146.tif 000102
2019505146.tif 000103
2019505146.tif 000104
2019505146.tif 000105