(57)【要約】【課題】データフレーム通信方法およびシステムを提供する。【解決手段】データフレーム通信時、各データフレームは複数の通信アンテナを具備する通信機から送信される。また、各データフレーム内の所定のデータタイプのデータフィールドのパワーは通信機の最大通信パワーでブースティングされる。したがって、通信機の全体使用可能パワーは時間直交性を有して通信されるチャンネル推定用プリアンブルのような所定のデータフィールドを通信するのに効果的に使用される。【選択図】図４
2006054866.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の通信アンテナを具備する通信機の各々から各データフレームを通信する段階と、
前記各データフレーム内で所定のデータタイプのデータフィールドのパワーを前記通信機の最大通信パワーにブースティングする段階とを含むことを特徴とするデータフレーム通信方法。
【請求項２】
前記所定のデータタイプはチャンネル推定用プリアンブルのためのものであることを特徴とする請求項１に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項３】
前記通信アンテナによって通信された前記各データフレームを受信する段階と、
前記受信されたデータフレームの前記チャンネル推定用プリアンブルからチャンネル係数を検出する段階と、
チャンネル推定用プリアンブルが前記チャンネル係数を利用してブースティングの可否を判別する段階と、
チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされれば、前記チャンネル係数を調整する段階とをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項４】
前記チャンネル係数を利用して前記各データフレームのペイロードフィールドをデコーディングする段階をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項５】
あるチャンネル推定用プリアンブルがブースティングされるとき、前記チャンネル係数は増加することを特徴とする請求項３に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項６】
チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたか否かを判別する段階は、
前記チャンネル係数を利用してデータフレームのヘッダフィールドの中にシンボルのシグナルパワーを検出する段階と、
前記シグナルパワーを臨界値と比べる段階と、
前記シグナルパワーが前記臨界値より少ない場合、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたと判別する段階とを含むことを特徴とする請求項５に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項７】
分割されたパワーを有する前記所定のデータタイプではないデータフィールドを発生することをさらに含み、前記分割されたパワーは前記通信アンテナの数によって分割された前記通信機の全体使用可能パワーであることを特徴とする請求項１に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項８】
前記所定のデータタイプではないデータフレームのデータフィールドはショートプリアンブル、ヘッダフィールド及びペイロードを含むことを特徴とする請求項７に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項９】
前記通信アンテナの各々のデータフレーム内の前記所定のデータタイプのデータフィールドは時間直交性を有することを特徴とする請求項１に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項１０】
前記通信アンテナの各々のデータフレームはＩＥＥＥ８０２.１１ａ標準フレームを有することを特徴とする請求項１に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項１１】
複数の通信アンテナを具備する通信機の各々から伝送された各データフレームを受信する段階と、
前記受信されたデータフレームのチャンネル推定用プリアンブルからチャンネル係数を検出する段階と、
前記チャンネル係数を利用してチャンネル推定用プリアンブルのブースティングの可否を判別する段階と、
チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされれば、前記チャンネル係数を調整する段階とを含むことを特徴とするデータフレーム通信方法。
【請求項１２】
前記チャンネル係数は前記データフレームのペイロードフィールドをデコーディングするのに使用されることを特徴とする請求項１１に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項１３】
前記チャンネル係数はチャンネル推定用プリアンブルがブースティングされるときに増加することを特徴とする請求項１１に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項１４】
チャンネル推定用プリアンブルブースティングの可否を判別する段階は、
前記チャンネル係数を利用してデータフレームのヘッダフィールドの中にシンボルのシグナルパワーを検出する段階と、
前記シグナルパワーを臨界値と比べる段階と、
前記シグナルパワーが前記臨界値より少ない場合、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたと判別する段階とを含むことを特徴とする請求項１３に記載のデータフレーム通信方法。
【請求項１５】
複数の通信アンテナから各データフレームを通信する通信機と、
前記各データフレーム内の所定のデータタイプのデータフィールドのパワーを最大通信パワーでブースティングする前記通信機内の変調器とを含むことを特徴とするデータフレーム通信システム。
【請求項１６】
前記所定のデータタイプはチャンネル推定用プリアンブルのためのものであることを特徴とする請求項１５に記載のデータフレーム通信システム。
【請求項１７】
前記通信アンテナによって通信された前記各データフレームを受信する受信機と、
受信機内に位置し、一連の命令語を含むメモリ装置を含むデコーダとを含み、
前記一連の命令語が前記デコーダによって実行され、
前記デコーダは前記受信されたデータフレームの前記チャンネル推定用プリアンブルからチャンネル係数を検出し、チャンネル推定用プリアンブルが前記チャンネル係数を使用してブースティングされるか否かを判別し、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされれば、前記チャンネル係数を調整することを特徴とする請求項１６に記載のデータフレーム通信システム。
【請求項１８】
前記一連の命令語が前記デコーダによって実行され、前記デコーダは前記チャンネル係数を利用して前記各データフレームのペイロードフィールドをデ−コディングすることを特徴とする請求項１７に記載のフレーム通信システム
【請求項１９】
チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされるとき、前記チャンネル係数が増加することを特徴とする請求項１７に記載のデータフレーム通信システム。
【請求項２０】
前記一連の命令語が前記デコーダによって実行され、前記デコーダは
前記チャンネル係数を利用してデータフレームのヘッダフィールドの中にシンボルのシグナルパワーを検出し、前記シグナルパワーを臨界値と比べて、前記シグナルパワーが前記臨界値より少ない場合、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされと判別することを特徴とする請求項１９に記載のデータフレーム通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システムに係り、さらに詳細にはチャンネル推定プリアンブルのような所定のデータタイプのデータフィールドのためのブースティングされたパワーを有するデータフレームの送受信方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＩＭＯ通信システムでは複数個の送受信アンテナを同時に使用して帯域幅を増加させず、高速でデータを送ることができる。通信アンテナはチャンネルを通じて互いに異なるデータを同時に送る。通信された信号は受信機の各受信アンテナに混合して受信され、受信機はチャンネル推定を通じて通信された信号を分離する。
【０００３】
図１は一般的なＭＩＭＯ通信システムを説明するブロック図である。図１を参照すると、ＭＩＭＯ通信システムは３個の通信アンテナ１０２、１０４、１０６を具備する通信機１００、４個の受信アンテナ１１２、１１４、１１６、１１８を具備する受信機１１０を具備する。
【０００４】
再び図１を参照すると、通信アンテナ１０２、１０４、１０６と受信アンテナ１１２、１１４、１１６、１１８間にＭＩＭＯ通信システムの信号は通信チャンネル特性によって伝送される。ノイズ（ｎｏｉｓｅ）も付加されて受信アンテナに受信される。次に、信号は受信機に受信される。
【０００５】
通信アンテナ１０２、１０４、１０６の各々によって送信された信号を各々ｘ１、x２、ｘ３とし、受信アンテナ１１２、１１４、１１６、１１８の各々に受信された信号を各々ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４とする。そして、通信アンテナ１０２、１０４、１０６のうちの一つと受信アンテナ１１２、１１４、１１６、１１８のうちの一つとの間のチャンネル特性をＨｎｍ（ｎ： 通信アンテナ番号、ｎ＝１、２、３、ｍ：受信アンテナ番号、ｍ＝１、２、３ ｏｒ４）とする。この場合に、通信アンテナによって送信された信号と受信アンテナによって受信された信号との間には下の[数１] のような相関関係がある。
[数１]
【０００６】
ｙ１ ＝  Ｈ１１×ｘ１ ＋ Ｈ２１×ｘ２ ＋ Ｈ３１×ｘ３ ＋ ｎｏｉｓｅ
ｙ２ ＝  Ｈ１２×ｘ１ ＋ Ｈ２２×ｘ２ ＋ Ｈ３３×ｘ３ ＋ ｎｏｉｓｅ
ｙ３ ＝  Ｈ１３×ｘ１ ＋ Ｈ２３×ｘ２ ＋ Ｈ３３×ｘ３ ＋ ｎｏｉｓｅ
ｙ４ ＝  Ｈ１４×ｘ１ ＋ Ｈ２４×ｘ２ ＋ Ｈ３４×ｘ３ ＋ ｎｏｉｓｅ
【０００７】
受信アンテナ１１２、１１４、１１６、１１８によって各々受信された信号ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４は通信アンテナから送信された信号ｘ１、ｘ２、ｘ３の組み合わせを構成する。各信号ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４ は受信機１１０によって測定可能である。 上記[数１]でノイズ（ｎｏｉｓｅ）成分を除く場合、チャンネル特性Ｈｎｍは求められたｘ１、ｘ２、ｘ３、ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４を含んだ［数１］の一次方程式から求めることができる。
【０００８】
また、ノイズ（ｎｏｉｓｅ）成分を含んでいても、マトリックス（ｍａｔｒｉｘ）を利用して最小平均二乗エラー（ＭＭＳＥ： Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）を求めることで、受信信号ｙ１、 ｙ２、 ｙ３、 ｙ４から送信信号ｘ１、 ｘ２、 ｘ３を求め出すことができる。したがって、正確なチャンネル特性Ｈｎｍの推定はＭＩＭＯ通信システムの性能を保障するために必須である。
【０００９】
一方、ＭＩＭＯ通信システムではＩＥＥＥ８０２.１１ａで提案する ＯＦＤＭ形式のフレームを利用してデータを送受信し、この場合、一般的なチャンネル推定方法は各々の通信アンテナの一部分に通信されるプリアンブルを利用してチャンネル推定を実行する。
【００１０】
図２は図１の各々の通信アンテナ１０２、１０４、１０６（Ｔｘ＿ＡＮＴ１、Ｔｘ＿ＡＮＴ２、Ｔｘ＿ＡＮＴ３）によって送信されたＯＦＤＭ形式のデータフレームを示す図である。図２を参照すすると、各データフレームはショートプリアンブル（ｓｈｏｒｔ ｐｒｅａｍｂｌｅ）、ロングプリアンブル（ｌｏｎｇ ｐｒｅａｍｂｌｅ）、ヘッダフィールド（ｈｅａｄｅｒ ｆｉｅｌｄ）、及びペイロードフィールド（ｐａｙｌｏａｄ ｆｉｅｌｄ）を含んだプリアンブルを含む。
【００１１】
プリアンブルフィールドのショートプリアンブルとロングプリアンブルとは図に詳細には示していないが、ＩＥＥＥ８０２．１１ａで提案する標準によると、各々のプリアンブルは繰り返される複数のトレーニングシーケンス（ｔｒａｉｎｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）で構成される。すなわち、ショートプリアンブルは１０回繰り返されるショートトレーニングシーケンスで構成され、ロングプリアンブルは２回繰り返されるロングトレーニングシーケンスで構成される。
【００１２】
ショートプリアンブルは受信機でのＡＧＣコンバージェンス（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ）、タイミング同期（ｔｉｍｉｎｇ ｓｙｎｃ）及び概略的な周波数同期（ｃｏａｒｓｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃ）のために使用され、ロングプリアンブルは受信機でのチャンネル推定（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）と精密な周波数同期（ｆｉｎｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃ）のために使用される。ロングプリアンブルはチャンネル推定用プリアンブルと呼ばれる。ヘッダフィールドには実際データのデコーディング（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）に必要なシグナルフィールド（ｓｉｇｎａｌ ｆｉｅｌｄ）の情報ＲＡＴＥ、 ＬＥＮＧＴＨが含まれる。そして、ペイロードフィールドには実際送ろうとするデータが含まれる。そのようなデータフィールドは当業者によく知られている。
【００１３】
再び図２を参照すると、各通信アンテナＴｘ＿ＡＮＴ１、Ｔｘ＿ＡＮＴ２、Ｔｘ＿ＡＮＴ３では同時に互いに異なるデータを送信する。一方、各通信アンテナＴｘ＿ＡＮＴ１、Ｔｘ＿ＡＮＴ２、Ｔｘ＿ＡＮＴ３はチャンネル推定用プリアンブルはｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３時間直交性（ｔｉｍｅ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）を適用して通信する。例えば、第１通信アンテナ１０２、Ｔｘ＿ＡＮＴ１によってチャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１が送信されるときには、第２通信アンテナ１０４、Ｔｘ＿ＡＮＴ２と第３通信アンテナ１０６、Ｔｘ＿ＡＮＴ３とはデータを送信せず、ナル（ｎｕｌｌ）状態で残しておく。
【００１４】
図３は図１の通信アンテナによって通信されるデータフレームの構造を示す図である。一般的に通信機の全体通信パワー（ｔｏｔａｌ ａｖａｉｌａｂｌｅ ｐｏｗｅｒ）は一定数値に制限されており、ＭＩＭＯ通信システムの場合、各々の通信アンテナは通信機の全体通信パワーを均一に分けて使用しなければならない。すなわち、各々の通信アンテナは総通信パワーで全体通信アンテナの数を割った通信パワーのみを使用することができる。
【００１５】
図２及び３を参照すると、チャンネル推定用プリアンブルはｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、 ｌｏｎｇ３時間直交性（ｔｉｍｅ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）を適用して送信されるので、チャンネル推定用プリアンブルを送信するための通信アンテナ１０２、１０４、１０６のうちの一つに使用される通信パワーはすべて通信パワーの１／３ 程度である。したがって、全体通信パワーの２／３がチャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３通信の間に消費する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の目的は、チャンネル推定用プリアンブルのような所定のデータタイプのデータフィールドを通信するのに効果的な通信機のすべての受信パワーを具備するデータフレーム通信方法及びシステムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明はデータフレーム通信方法に係り、複数の通信アンテナを具備する通信機の各々から各データフレームを通信する段階及び前記各データフレーム内で所定のデータタイプのデータフィールドのパワーを前記通信機の最大通信パワーでブースティングする段階を含む。
【００１８】
本発明の一実施形態によると、前記所定のデータタイプはチャンネル推定用プリアンブルのためのものである。この場合に、前記通信アンテナによって通信された各データフレームは前記チャンネル推定プリアンブルからチャンネル係数を検出するために受信される。前記チャンネル係数はチャンネル推定用プリアンブルのブースティングの可否を判別し、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされれば、調整される。各データフレームのペイロードフィールドは前記チャンネル係数を利用してデコーディングされる。
【００１９】
本発明のまた他の実施形態によると、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされるとき、前記チャンネル係数は増加する。したがって、チャンネル推定用プリアンブルのブースティングの可否を判別するためにはデータフレームのヘッダフィールドのシンボルのシグナルパワーは前記チャンネル係数を利用して判別される。その後、前記シグナルパワーは臨界値と比較され、前記シグナルパワーが前記臨界値より小さければ、チャンネル推定用プリアンブルはブースティングされたと判別される。
【００２０】
本発明のまた他の実施形態によると、分割されたパワーを有する前記所定のデータタイプではないデータフィールドを発生する段階がさらに含まれ、前記分割されたパワーは前記通信アンテナの数によって分割された前記通信機の全体使用可能パワーである。
【００２１】
本発明の例示的な実施形態によると、前記通信アンテナの各データフレーム内の前記所定のデータタイプのデータフィールドは時間直交性を有する。
【００２２】
本発明によるＩＥＥＥ８０２.１１ａ標準フレームを利用したＭＩＭＯ通信システムで、チャンネル係数がより正確に検出されるノイズの割合で、前記チャンネル推定用プリアンブルはハイシグナルのためのブースティングされたパワーで通信される。
【発明の効果】
【００２３】
ブースティングされたチャンネル推定プリアンブルを使用する場合、ＭＩＭＯ通信システムでチャンネル推定の正確性を高めることができ、これを通じてシステム全体の性能向上を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態を示す図を参照して本発明をより詳細に説明する。
【００２５】
図１１は本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システム２００のブロック図である。システム２００は複数の通信アンテナを２０２、２０４、２０６Ｔｘ＿ＡＮＴ１、Ｔｘ＿ＡＮＴ２、Ｔｘ＿ＡＮＴ３を具備する通信機２０１を含む。また、システム２００は複数の通信アンテナを２１２、２１４、２１６、２１８Ｒｘ＿ＡＮＴ１、Ｒｘ＿ＡＮＴ２、Ｒｘ＿ＡＮＴ３を具備する受信機２１１を含む。
【００２６】
さらに、前記通信機２０１はデータソース２２２、エンコーダ２２４及び変調器２２６を含む。前記受信機２１１は復調器２３２、メモリ装置２３６を含むデコーダ２３４、データプロセッサ２３８及びデータシンク２４０を含む。
【００２７】
データソース２２２は通信機２０１によって通信されるデータを発生する。発生されたデータはＩＥＥＥ８０２.１１ａ標準フレーム構造を有するデータフレームでエンコーダ２２４によってエンコードされる。変調器２２６はデータフレームを通信アンテナ２０２、２０４、２０６による通信のための伝送信号に変調する。
【００２８】
本発明の一実施形態によると、図４はブースティングされたパワーを有するチャンネル推定用プリアンブルを具備した変調器２２６からのデータフレームを説明する図である。図４及び図１１を参照すると、変調器２２６は通信アンテナ２０２、２０４、２０６によって送信されたチャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、 ｌｏｎｇ３の各々の伝送パワーをブースティングする。図５は図４のデータフレームのデータフィールドのためのシグナルのパワーを示す図である。
【００２９】
本発明の一実施形態によると、変調器２２６はチャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３の各々のパワーを通信機の最大使用可能パワーにブースティングする。図４を参照すると、チャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３は時間直交性を有する通信アンテナ２０２、２０４、２０６によって通信される。
【００３０】
したがって、第１通信アンテナ２０２が各チャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１と通信するとき、第２及び３アンテナ２０４、２０６はナル（ｎｕｌｌ）状態であり、データも通信しない。同様の方法で、第２通信アンテナ２０４が各チャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ２と通信するとき、第１及び３アンテナ２０２、２０６はナル（ｎｕｌｌ）状態であり、データも通信しない。第３通信アンテナ２０６が各チャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ３と通信するとき、第１及び２アンテナ２０２、２０４はナル（ｎｕｌｌ）状態であり、データも通信しない。
【００３１】
図５及び１１を参照すると、通信アンテナ２０２、２０４、２０６のうちのいずれか一つがチャンネル推定用プリアンブルドルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３のうちの一つに一度に送信され、チャンネル推定用プリアンブルのパワーは通信機２０１の総使用可能パワーにブースティングされる。一方、各通信アンテナＴｘ＿ＡＮＴ１、Ｔｘ＿ＡＮＴ２、Ｔｘ＿ＡＮＴ３から送信されたショートプリアンブル、ヘッダフィールド及びペイロードフィールドのような他のデータフィールドの通信パワーは通信機２０１の総使用可能パワーの１／３である。
【００３２】
チャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３の通信のためのブースティングパワーによって、データ通信のための信号対ノイズ比ＳＮＲが向上する。したがって、そのようなプリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３を使用したチャンネル推定は受信機２１１内でより正確である。
【００３３】
受信機２１１は受信アンテナ２１２、２１４、２１６、２１８Ｒｘ＿ＡＮＴ１、 Ｒｘ＿ＡＮＴ２、Ｒｘ＿ＡＮＴ３に対する図４のデータフレームを受信する。受信機２１１は上述のように、まずショートプリアンブルを利用してフレームに対するＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）とシンボル境界検出（ＳＢＤ：Ｓｙｍｂｏｌ Ｂｏｕｎｄａｒｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）及び概略的な周波数同期を実行する。また、受信機２１１はチャンネル推定を実行し、チャンネル推定用プリアンブルｌｏｎｇ１、ｌｏｎｇ２、ｌｏｎｇ３を使用して精密な周波数同期を実行する。
【００３４】
このようなチャンネル推定はペイロードフィールドのデータデコーディング及びデータフレームのＲＡＴＥ及びＬＥＮＧＴＨのような情報を抽出するためのヘッダフィールドに適用されたチャンネル係数を検出するのに使用される。しかし、ブースティングされたパワーを有するチャンネル推定用プリアンブルから検出されたチャンネル係数は、通信アンテナのルート（ｒｏｏｔ）倍だけ増加する。このような増加したチャンネル係数はデコーディング誤謬に起因する。
【００３５】
したがって、図６の段階で説明するように、チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたパワーを有する場合、チャンネル係数は調整される。図６を参照すると、受信機２１１はチャンネル推定用プリアンブル（段階Ｓ６０２）を利用してチャンネル係数を検出する。データフレームのＲＡＴＥ及びＬＥＮＧＴＨのような情報はヘッダフィールドに対するチャンネル係数（段階Ｓ６０４）を適用することによって抽出する。
【００３６】
再び、図６を参照すると、受信機２１１はチャンネル推定用プリアンブルのパワーのブースティングの可否（段階Ｓ６０６）を判別する。パワーがブースティングされれば、チャンネル係数はブースティングされたパワーに対応して調整され（段階Ｓ６０８）、調整されたチャンネル係数はペイロードフィールド（段階Ｓ６１０）をデコーディングするのに使用される。これとは反対に、パワーがブースティングされなければ、Ｓ６０２で検出されたチャンネル係数はＳ６０８段階なしにペイロードフィールド（段階Ｓ６１０）のデコーディングに使用される。
【００３７】
本発明の例示的な実施形態によると、パワーのブースティングの可否の判別はヘッダフィールドのシンボルのシグナルパワーを検出することによって実行される。図７は４個の通信及び受信アンテナを具備するＭＩＭＯ通信システムで推定されたチャンネル係数を利用したヘッダフィールドのコンステレーションポイント（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）を説明する図である。
【００３８】
図７を参照すると、ＩＥＥＥ８０２.１１ａでヘッダフィールドは通信機でＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を利用して変調されて通信されるので、チャンネル係数がブースティングパワーなしにチャンネル推定用プリアンブルから検出されるとき、受信機でヘッダフィールドに含まれた各シンボルのコンステレーションポイントは１または−１に表示されなければならない。しかし、ブースティングされたチャンネル推定用プリアンブルを使用してチャンネル推定を実行した場合、上述のように、チャンネル係数が大きくなり、ヘッダフィールドに含まれた各シンボルのコンステレーションポイントは１／ｂｏｏｓｔｅｄ ｐｏｗｅｒまたは−１／ｂｏｏｓｔｅｄ ｐｏｗｅｒ地点に表示される。
【００３９】
すなわち、ブースティングされたチャンネル推定用プリアンブルによって推定されたチャンネル係数を利用して抽出されたヘッダフィールドシンボルのシグナルパワーは、ブースティングされない場合より小さい。したがって、図８に示したように、このようなシグナルパワーはチャンネル推定用プリアンブルのブースティングの可否を判別するために臨界値Ｔｈと比較される。図８を参照すると、ヘッダフィールドシンボルのシグナルパワーが判別される（段階Ｓ８０２）。
【００４０】
シグナルパワーと臨界値Ｔｈとを比較する（段階Ｓ８０４）。臨界値Ｔｈは前記チャンネル推定用プリアンブルがブースティングパワーを有しない場合に検出されたシグナルパワーである。もし、ヘッダフィールドシンボルのシグナルパワーＨｓｐが臨界値Ｔｈより小さければ、チャンネル推定用プリアンブルのパワーがブースティングされたと判断（段階Ｓ８０６）し、一方、ヘッダフィールドシンボルのシグナルパワーＨｓｐが臨界値Ｔｈより大きければ、チャンネル推定用プリアンブルのパワーがブースティングされないと判断する（段階Ｓ８０８）。
【００４１】
本発明の例示的な実施形態によると、受信機２１１のデコーダ２３４内のメモリ装置２３６は一連の命令語を貯蔵する。図６及び８の段階を行うため、デコーダ２３４内のデータプロセッサ２３８によって一連の命令語は実行される。受信アンテナ２１２、２１４、２１６、２１８と変調器２３２とは図４の通信されたデータフレームを受信し、デコーダは図６及び８の段階を実行するために受信されたデータフレームをプロセスする。
【００４２】
図９、１０Ａ、１０Ｂ、及び１０Ｃはチャンネル推定用プリアンブルのパワーがブースティングされるとき、ＭＩＭＯ通信システムの向上した機能を示す曲線である。例えば、図９は各々４個の送受信アンテナを有するＭＩＭＯ通信システム内のチャンネル推定を示すシミュレーション曲線である。
【００４３】
図９を参照すると、太い実線は理想的な場合の実際チャンネル特性を示し、点線はブースティングされないチャンネル推定用プリアンブルを推定されるチャンネル特性をシミュレーションしたものであり、細い実線は本発明で提案するブースティングされたチャンネル推定用プリアンブルを使用したとき推定されるチャンネル特性をシミュレーションしたものである。図９に示したように、本発明で提案するブースティングされたチャンネル推定用プリアンブルを使用した場合のシミュレーション結果が従来の一般的なチャンネル推定用プリアンブルを使用した場合より実際チャンネル特性により近接することが分かる。
【００４４】
一方、このようなチャンネル推定の正確性はＭＩＭＯ通信システムで使用される通信アンテナの数が多ければ多いほど増加する。これは通信アンテナの数が多いほどブースティング可能なチャンネル推定用プリアンブルの通信パワー比が大きくなるためである。
【００４５】
チャンネル推定の正確性が大きくなるほどビット誤率（ＢＥＲ： Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）と信号対ノイズ比ＳＮＲの特性が向上し、変調（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ）方式に従って微差はあるが、すべての変調方式で向上した特性を得ることができる。 図１０乃至図１２は各々の変調方式に対してビット誤率ＢＥＲと信号対ノイズ比ＳＮＲとに対するシミュレーションを通じて得られた特性曲線である。一般的なチャンネル推定用プリアンブルを使用した場合とブースティングされたチャンネル推定用プリアンブルを使用した場合とにおいて、ビット誤率ＢＥＲと信号対ノイズ比ＳＮＲの特性差が分かる。
【００４６】
図１０Ａ乃至図１０Ｃのシミュレーション環境は各々四つの送受信アンテナを有するＭＩＭＯ通信システムを仮定してＭＡＴＬＡＢ上に実現されたものである。また、シミュレーションは コンボリューションエンコーダ（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｅｎｃｏｄｅｒ）を使用しないシステム（ｕｎｃｏｄｅｄ ｓｙｓｔｅｍ）である。５０ｎｓｅｃの遅延スプレッド（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）を有するエクスポネンシャルチャンネル（ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）環境でビタビデコーダ（Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｅｒ）が使用された。 各々独立的な１０２４バイト（Ｂｙｔｅ）のフレームをＩＥＥＥ８０２．１１ａのフレーム構造を使用して１０００回繰り返して実行した。
【００４７】
図１０ＡはＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を使用して変調されたデータに対するシミュレーション特性曲線であり、図１０Ｂは１６ＱＡＭ変調方式を使用して変調されたデータに対するシミュレーション特性曲線であり、図１０Ｃは６４ＱＡＭ変調方式を使用して変調されたデータに対するシミュレーション特性曲線である。
【００４８】
図１０Ａ乃至１０Ｃから分かるように、図１０Ａ乃至１０Ｃの変調方式によってチャンネル推定用プリアンブルがブースティングされる場合には、ビート誤率利得（ＢＥＲ ｇａｉｎ）が減少する。図示したように、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式の場合には約１.５ｄＢ程度の利得があり、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合には２ｄＢ 〜２.５ｄＢ、６４ＱＡＭの場合には約１.５ｄＢ程度の利得がある。
【００４９】
以上、図面と実施形態を通じて本発明を詳細に説明したが、これは一実施形態に過ぎず、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で多様な変化及び応用が可能である。例えば、本発明はチャンネル推定用プリアンブルパワーブースティングに関して説明したが、ＭＩＭＯ通信システムで時間直交性を有する多数の通信機から通信された多数のデータフレーム内でデータフィールドが通信される場合には他の所定のデータタイプを有するデータフィールドのパワーもブースティングすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】複数のアンテナを具備する一般的な多重入力多重出力通信システムを図式化したブロック図である。
【図２】図１の通信アンテナによって通信されるデータフレームの構造を示す図である。
【図３】図２のデータフレームのデータフィールドのためのシグナルパワーを示す図である。
【図４】ブースティングされたパワーを具備するチャンネル推定用プリアンブルを含む図１１の通信アンテナによって伝送されたデータフレームを示す図である。
【図５】図４のデータフレームのデータフィールドのためのシグナルパワーを示す図である。
【図６】チャンネル係数を検出して、これをペイロードフィールドに適用する過程を示すフローチャートである。
【図７】チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたパワーを有する場合と、ブースティングされないパワーを有する場合とに獲得されるコンステレーションポイントを示す図である。
【図８】チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたパワーを有するか否かを判断する過程を示すフローチャートである。
【図９】チャンネル推定用プリアンブルがブースティングされたパワーを有する場合と、ブースティングされないパワー有する場合とに獲得されるシミュルレートチャンネル推定を示す図である。
【図１０Ａ】ＱＰＳＫ変調方式を使用してデータフレームのためのブースティングされたパワーを有する場合と、ブースティングされないパワーを有する場合のチャンネル推定プリアンブルからの結果ビット誤率を示す図である。
【図１０Ｂ】Ｑ１６ＱＡＭ変調方式を使用してデータフレームのためのブースティングされたパワーを有する場合と、ブースティングされないパワーを有する場合のチャンネル推定プリアンブルからの結果ビット誤率を示す図である。
【図１０Ｃ】６４ＱＡＭ変調方式を使用してデータフレームのためのブースティングされたパワーを有する場合と、ブースティングされないパワーを有する場合のチャンネル推定プリアンブルからの結果ビット誤率を示す図である。
【図１１】通信されたチャンネル推定用プリアンブルのブースティングパワーのための構成要素を具備する多重入力多重出力通信システムを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１１】
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