【誤訳訂正書】
【提出日】平成19年5月16日(2007.5.16)
【誤訳訂正１】
【訂正対象書類名】明細書
【訂正対象項目名】発明の詳細な説明
【訂正方法】変更
【訂正の内容】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
＜発明の分野＞
本発明は、通信装置に関し、特に拡散スペクトラム（ＳＳ）符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルと両立する無線電話に関する。
【０００２】
＜発明の背景＞
ダイレクトシーケンスコーディング拡散スペクトラム通信方式は、本質的に、送信前に２つのデジタル信号、即ちビット列、を組み合わせて第３の信号を作る。第１の信号は、デジタル化音声回路の出力等の情報信号である。例えば、第１の信号のビットレートは１０ｋｂｐｓである。第２の信号は、ランダムシーケンス又は疑似雑音（ＰＮ）発生器により作られる信号で、デジタル化音声信号のビットレートより数桁大きなビットレートを有する本質的にランダムなビット列である。この２つの信号の変調の結果として、第２の信号と同じビットレートを有する第３の信号が得られる。しかし、第３の信号は、デジタル化された音声信号も含んでいる。受信装置で、送信装置において変調のために使われた元のランダムシーケンスを反映するランダムなビット列が同一のランダムシーケンス発生器により作られる。正しく動作が行われるように、搬送周波数復調後に、受信装置のＰＮ（疑似雑音）発生器は、入ってくるＰＮシーケンスと同期化されなければならない。受信された信号から該ランダムシーケンスを除去し、それを１記号周期にわたって積分することにより、拡散解除された信号（a despread signal）が得られる。理想的には、その拡散解除済みの信号は元の１０ｋｂｐｓ音声信号を正確に表す。
【０００３】
ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定規格である“デューアルモード広帯域拡散スペクトラム・セルラーシステムについての移動局−基地局・両立性規格、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５（１９９３年７月）”は、セクション６．１．２において、移動局は出力電力調整のために２つの独立の方法を提供しなければならないと指定している。その２つの方法とは、移動局の動作にのみ基づく開ループ推定と、移動局とセルサイト・コントローラ（the cell site controller）即ち基地局との両方が関わる閉ループ訂正とである。後者の方法では、移動局はフォワードトラフィックチャネルを介して受け取った電力制御ビットに応答してその出力電力レベルを調整する。
【０００４】
前者の方法では、基地局から受信された信号強度が使われる。
【０００５】
ＣＤＭＡシステムにおける電力制御については、ＱＵＡＬＣＯＭＭ社の１９９２年３月２８日の“ＣＤＭＡ概説と、拡散スペクトラム・デジタルセルラー規格のための共通エアーインターフェース規格（ＣＡＩ）の提案−−デジタルセルラーシステム及びパーソナルセルラーネットワークへの符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）の適用の概観”という刊行物（“Introduction to CDMA and the Proposed Common Air Interface Specification（CAI）for a Spread Spectrm Digital Cellular Standard-An Overview of the Application of Code Division Multiple Access（CDMA）to Digital Cellular Systems and Personal Cellular Networks”）の１０頁及び１２頁に解説があり、更に図３−２に略図示されている。この刊行物に記載されているように、移動局送信装置電力制御プロセスの目標は、セルサイト受信装置において、そのセルの中で動作している各移動局送信装置からの公称受信信号電力を作ることである。もし全ての移動局がその様に制御されているならば、その最終結果は、全ての移動局からセルサイトで受信される総信号電力が公称受信電力と移動局の数との積に等しいということである。
【０００６】
従って、ＣＤＭＡ通信システムで動作する無線電話等の移動局を設計するときには、送信装置の電力制御が重要な考慮事項となることが分かる。
【０００７】
更に、開ループ電力制御は移動局がセルサイトから受信する信号に基づいて行われるので、開ループ電力制御を正しく行うためには移動局の受信装置の動作が重要な役割を果たす。特に、送信装置の自動利得制御（ＡＧＣ）機能を慎重に考慮しなければならない。
【０００８】
ＣＤＭＡシステムでは、送信装置は８０ｄＢの範囲にわたって動作しなければならない。しかし、標本化速度が大きいので、送信装置のＡ／Ｄ変換器の分解能のビット数は限られている。受信装置のＡＧＣ機能は、遅いフェード及び早いフェードの両方による受信信号の変動にも対処しなければならないので、Ａ／Ｄ変換器の分解能が限られていることに起因する問題が更に複雑になる。
【０００９】
ＣＤＭＡシステムでは高速ＡＧＣ機能は受信装置のアルゴリズムの機能を損なうべきではなく、また、理想的には、込み入った復号及び同期化のために収集された情報を損なうべきではない。
【００１０】
ＣＤＭＡ規格は、移動局の送信装置の動作も指定している。受信信号レベルの変化に対する送信装置の電力の反応時間は３０ｍｓに指定されており、その時間の後に送信装置の電力レベルは新しい範囲の中で安定しているべきである。送信周期についても範囲が指定されている。けれども、指定されている送信装置の３０ｍｓという反応時間は高速受信装置ＡＧＣ機能には長すぎて、送信装置と受信装置のＡＧＣ設定値が等しくなるような解決策を実現不可能としている。
【００１１】
また、送信装置の利得設定値の精度はＣＤＭＡ規格により厳格に指定されている。
【００１２】
この規格を満たすために、送信装置では０．２５ｄＢの送信装置電力ステップサイズが要求される。対照的に、受信装置は利得設定値の誤差にかなり寛容であって、複雑さもコストも比較的に低い解決策が可能である。また、受信装置は、高トラッキング速度を可能とするために０．２５ｄＢより大きなステップサイズを必要とする。
【００１３】
下記の米国特許及びその他の刊行物は概して本発明の教示内容と関連している。
１９９２年１２月１日発行の、“拡散スペクトラム通信装置のための自動利得制御装置”という題名のＡｋａｚａｗａ他の米国特許第５，１６８，５０５号。
１９９２年４月２１日発行の、“高ダイナミックレンジ閉ループ自動利得制御回路”という題名の、Ｗｈｅａｔｌｅｙ三世他の米国特許第５，１０７，２２５号。
１９９２年３月３日発行の、“拡散スペクトラム送信装置のための適応電力制御”という題名の、Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇの米国特許第５，０９３，８４０号。
１９９２年３月２４日発行の、“線形利得制御増幅器”という題名の、Ｗｈｅａｔｌｅｙ三世の米国特許第５，０９９，２０４号。
１９９２年７月２１日発行の、“拡散スペクトラム受信装置”という題名の、Ｈａｓｈｉｍｏｔｏ他の米国特許第５，１３２，９８５号。
１９９１年１０月８日発行の、“ＣＤＭＡセルラー移動電話システムの送信電力を制御する方法及び装置”という題名の、Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他の米国特許第５，０５６，１０９号。
１９９１年５月１７日発行の、“ＣＤＭＡセルラー移動電話システムの送信電力を制御する方法及び装置”という題名の、Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他の米国特許第５，２６５，１１９号。
１９９１年２月１２日発行の、“拡散スペクトラム通信受信装置”という題名の、Ａｋａｚａｗａの米国特許第４，９９３，０４４号。
１９９０年２月１３日発行の、“衛星又は地上中継器を用いる拡散スペクトラム多元接続通信システム”という題名の、Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他の米国特許第４，９０１，３０７号。
１９９３年５月２７日発行の、“拡散スペクトラム通信システムのための適応電力制御と方法”という題名のＰＣＴ国際出願第ＷＯ９３／１０６０号。
１９９３年４月１５日発行の、“送信装置電力制御システム”という題名の、ＰＣＴ国際出願第ＷＯ９３／０７７０２号。
１９９３年３月１８日発行の、“ダイレクト・シーケンス・ディフィージョンを使用するＣＤＭＡ環境に適する送受信装置において自動送信電力制御を行う方法”という題名のＰＣＴ国際出願第ＷＯ９３／０５５８５号。
【００１４】
＜発明の目的＞
本発明の目的は、送受信装置において受信装置及び送信装置を良好に制御することを可能にするデジタルＡＧＣ装置を提供することである。
本発明の他の目的は、独立のトラッキング精度を各々有する、受信装置ＡＧＣ機能と開ループ送信装置電力制御機能とを提供することである。
本発明の目的は、拡散スペクトラム無線電話に用いるための、別々のトラッキング速度を各々有する、受信装置ＡＧＣ機能と開ループ送信装置電力制御機能とを提供する方法及び回路装置を提供することである。
【００１５】
＜発明の概要＞
本発明の方法及び回路装置により、上記の課題及びその他の課題が解決され、目的が実現される。本発明は、拡散スペクトラム送受信装置等の送受信装置のための受信装置ＡＧＣ信号を生成する方法と、その方法に従って動作する回路とを教示する。
【００１６】
この方法は、（ａ）受信され標本化された信号の電力を積分し；（ｂ）その受信され積分された電力の対数を計算し；（ｃ）その電力の対数から所定基準値を引いて第１エラー信号を生成し；（ｄ）該第１エラー信号を第１フィルター累算器により濾波し；（ｅ）その濾波された第１エラー信号を所定第１閾値と比較し；（ｆ）この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ同時に該第１フィルター累算器をリセットし；（ｇ）該第１カウンタ値を、受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを含む。
【００１７】
本発明の好ましい実施例では、前記の計算するステップは、（ａ）受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；（ｂ）決定された位置を前記対数として使用するサブステップを含む。
【００１８】
前記の計算をするステップは、（ａ）受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；（ｂ）その決定された最上位セットビットに隣接する１個以上のビットを抽出し；（ｃ）その抽出したビットを、該最上位セットビットの決定された位置を表す値に鎖状につなぎ；（ｄ）その結果としての、鎖状につながれているビットを前記対数の近似値として使うサブステップを含む。
【００１９】
この方法は、（ａ）第２カウンタ値を生成し；（ｂ）該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；（ｃ）該第２エラー信号を第２フィルター累算器により濾波し；（ｄ）その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較し；（ｅ）その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、該フィルター累算器をリセットし；（ｆ）少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップにより送信装置ＡＧＣ値を生成するステップを更に含む。
【００２０】
好ましい実施例では、第３カウンタ値は、受信された電力制御コマンドビットの関数としてセットされ、前記方法は（ａ）該第２カウンタ値を該第３カウンタ値に加え；（ｂ）この第２及び第３のカウンタ値の和を、拡散スペクトラム送信装置増幅器の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを含む。
【００２１】
変換のステップは、各々、該第１カウンタ値及び該第３カウンタ値をアナログ電圧に変換する前にこれらのカウンタ値に増幅器勾配補正を行う予備的ステップを含むのが好ましい。
【００２２】
この様にして、本発明は、受信された信号の変化に対していずれの方向にも迅速に反応する（信号強度を増加又は減少させる）ＡＧＣ信号を供給する。更に、受信装置の利得は第１インクリメント値だけ変更され、送信装置の利得は第２インクリメント値だけ変更される。本発明の現在好ましい実施例では、受信装置の利得は１ｄＢずつインクリメントされ、送信装置の利得は０．１２５ｄＢずつインクリメントされる。
【００２３】
＜図面の簡単な説明＞
本発明の上記の特徴及びその他の特徴は、本発明についての以下の詳しい説明を添付図面と関連させて読めば更に明らかとなる。
添付図面において、図１は、本発明に従って構成され動作する無線電話の略ブロック図である。
図２は、図１のデジタルＡＧＣ回路及び送信装置電力制御回路を詳しく示すブロック図である。
図３は、受信信号電力についての、ＲＯＭに基づくルックアップ回路（図２の３４ａ）を示す略図である。
図４は、図２のブロック３８ａを詳しく示す。
図５は、図２のブロック３８ａ及び３８ｂを実現するための現在好ましい実施例のブロック図である。
図６は、図５に示されている基準化ブロックの効果を示すグラフである。
【００２４】
＜発明の詳細な説明＞
本発明の拡散スペクトラムＣＤＭＡ無線電話１０の現在好ましい実施例を示す図１を参照する。後に明らかになるように、無線電話１０のブロックのうちの或るものは、別々の回路要素で、又は高速信号処理装置等の適宜のデジタルデータ処理装置により実行されるソフトウェアルーチンとして、実現され得るものである。また、回路要素とソフトウェアルーチンとを組み合わせることもできる。従って、以下の記述は本発明を特定の技術的実施例に限定するものではない。
【００２５】
本発明の好ましい実施例では、無線電話１０は、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定規格“デューアルモード広帯域拡散スペクトラム・セルラーシステムについての移動局−基地局・両立性規格、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５（１９９３年７月）”に従って動作する。しかし、この特別の暫定規格との両立性を本発明の実施に対する限定事項と解するべきではない。
【００２６】
無線電話１０は、セルサイト（図示せず。以降は基地局と称する。）からのＲＦ信号を受信し、ＲＦ信号を基地局へ送信するためのアンテナ１２を含む。デジタル（ＣＤＭＡ）モードで動作するとき、ＲＦ信号は位相変調されて音声情報及び信号情報を運ぶ。アンテナ１２には、位相変調されたＲＦ信号をそれぞれ受信及び送信する、利得制御される受信装置１４と利得制御される送信装置１６とが接続されている。周波数合成器１８は、コントローラ２０の制御下で該受信装置及び送信装置に所要の周波数を供給する。コントローラ２０は、符復号器２２を介してスピーカー２２ａ及びマイクロホン２２ｂ、並びにキーボード及びディスプレイ２４とインターフェースするための低速ＭＣＵを有する。一般に、このＭＣＵは、無線電話１０全体の制御及び動作を担当する。コントローラ２０は、送受信される信号の実時間処理に適する高速デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）も有するのが好ましい。
【００２７】
受信されたＲＦ信号は受信装置でベースバンドに変換されて位相復調器２６に印加され、この復調器は、受信信号から同相（Ｉ）信号及び直角位相（Ｑ）信号を導出する。このＩ及びＱ信号は適当なＡ／Ｄ変換器（図２の２６ａ及び２６ｂ）によりデジタル形に変換されて３フィンガ（Ｆ１−Ｆ３）復号器２８に印加される。各フィンガは局部ＰＮ発生器を含む。復号器２８の出力は、インターリーブ解除復号器３２を介してコントローラ２０へ信号を出力するコンバイナ３０に印加される。コントローラ２０へのデジタル信号入力は、音声標本又は信号情報を表す。コントローラ２０によるこの信号の更なる処理は、本発明とは関係がないのでこれ以上は説明しないけれども、信号情報は、基地局から無線電話１０に送られた送信装置電力制御ビットを含んでいることだけは記しておく。
【００２８】
Ｉ−Ｑ復調器２６から出力されたＩ信号及びＱ信号は、本発明により、受信装置デジタルＡＧＣブロック３４にも印加され、このブロックはそれらを後述するように処理して、増幅器勾配補正ブロック３６への出力信号を生成する。勾配補正ブロック３６の１つの出力は、受信装置１４の利得を自動的に制御するのに使われるＲＸ利得信号である。
【００２９】
受信装置デジタルＡＧＣブロック３４の出力はＴＸ開ループ電力制御ブロック３８にも印加される。ＴＸ閉ループ制御ブロック４０は、コントローラ２０から、受信された送信装置電力制御ビットを入力する。加算器４２はＴＸ開ループ制御ブロック３８の出力をＴＸ閉ループ制御ブロック４０の出力に加えて和信号を生成し、この和信号は勾配補正器３６に印加され、そこからＴＸリミッタ・ブロック４４に印加される。ＴＸリミッタ・ブロック４４の出力はＴＸ利得（ＴＸ  ＧＡＩＮ）信号であり、この信号は送信装置１６に印加されて、その出力電力を制御する。送信装置１６への入力（ボコーダーで処理された音声及び／又は信号情報）は、ブロック４６として包括的に示されている畳み込みエンコーダ、インターリーバー、ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）復調器、ＰＮ変調器、及びＩ−Ｑ変調器を介してコントローラ２０から得られる。
【００３０】
受信装置デジタルＡＧＣブロック３４、勾配補正器３６、及び開ループ及び閉ループ送信装置ブロック３８、４０、４２、４４の構成及び動作を詳しく説明する前に、基地局から受信された最適に標本化された、全ての使用チャネルを有する信号は約６４／１、即ち１８ｄＢのダイナミックレンジを有することを記しておく。また、高速フェードは約＋６ｄＢから−３４ｄＢまでのダイナミックレンジを有することができる。受信装置ＡＧＣが高速フェードを完全に追跡することができなければ、信号が受信装置のＡ／Ｄ変換器によりクリップされたり、或いは信号がＡ／Ｄ変換器にとっては小さすぎたりする（Ａ／Ｄアンダーフロー）確率が大きい。しかし、クリッピングは概して対称的で、或る程度までは許容できる。従って、０．５ミリ秒（ｍｓ）ないし２ｍｓの受信装置ＡＧＣステップ応答時定数は、受信装置ＡＧＣに高速フェージングを充分に追跡させ、且つクリッピング及びＤ／Ａ変換器オーバーフロー及びアンダーフローを防止するのには充分な時定数であると考えられる。
【００３１】
従って、信号の増幅及び減衰のいずれが必要なときでも本発明は高トラッキング速度能力のある受信装置ＡＧＣ機能を提供する。
【００３２】
次に、図１についての説明で既に手短に言及した受信装置ＡＧＣ機能及び送信装置電力制御機能について詳しく解説するために図２を参照する。図２では、受信装置ＡＧＣ３４のサブコンポーネントは３４ａ−３４ｅと称され、ＴＸ開ループ電力制御３８のサブコンポーネントは３８ａ−３８ｃと称されている。
【００３３】
Ｉ−Ｑ位相復調器２６のデジタル出力（Ａ／Ｄ２６ａ及び２６ｂ）に基づいて、Ｉ及びＱ標本の電力がブロック３４ａによって１チップあたりに少なくとも１回、好ましくは２回、例えばＲＯＭテーブル３４ｂルックアップにより計算される。計算された電力は、例えば１記号（６４チップ）に相当する所定周期にわたって積分される。積分された出力信号はここではＲｘ ＡＧＣ又はＲｘＡＧＣと称される。
【００３４】
ＲＯＭルックアップに基づいて、１チップあたり１回標本化するとき、受信信号電力を決定する１つの適当な手法は次の通りである。図３も参照する。
【００３５】
６ビットＡ／Ｄ２６ａ及び２６ｂの出力は時分割多重化され、ＲＯＭ３４ｂのアドレスとして使われる。従って、このＲＯＭのアドレス空間は２６＝６４である。ＲＯＭ３４ｂの各アドレスの内容は、そのアドレスの平方である、即ち、一方のＡ／Ｄの出力が“２５”であるならば、ＲＯＭのアドレス２５の内容は６２５である。一方のＡ／Ｄの正の最大出力は“３１”であり、その平方は９６１である。同様に、一方のＡ／Ｄの負の最大出力は“−３２”であり、その平方は１０２４である。しかし、この数は切り詰められて１０２３にされる。その結果として、ＲＯＭ３４ｂのデータ出力幅要件は１０ビットに限定され、従って該ＲＯＭの全体としてのサイズは６４×１０ビットである。
【００３６】
ＲＯＭ３４ｂの出力は、加算器３５ａ及びレジスタ３５ｂからなる積分器に接続されている。レジスタ３５ｂは２Ｘチップ・クロックにより刻時され、このクロックは、１２８個の標本をカウントするカウンタ３５ｄも刻時する。このクロック信号は、ＭＵＸ３５ｅとともに、Ｉ  Ａ／Ｄ２６ａ及びＱ  Ａ／Ｄ２６ｂの選択を行う。その結果として、それらのＡ／Ｄ出力は時分割多重化されてＲＯＭ３４ｂのアドレス入力に送られ、該ＲＯＭはそれに応じてＡ／Ｄ出力値の平方を出力する。ＲＯＭ３４ｂの出力はレジスタ３５ｂに記憶されている値に加算され、その加算の結果がレジスタ３５ｂに記憶される。６４番目毎のチップで第２レジスタ３５ｃは刻時されて加算器３５ａの出力を記憶し、同時に第１レジスタ３５ｂをクリアする。その結果として、第２レジスタ３５ｃは、連続する６４個のチップ即ち１記号のエネルギーに相当する値を内蔵することになる。
【００３７】
再び図２を参照すると、本発明により、増幅を大きくするとき、及び増幅を小さくするときにも、等しい変化率を得るために、入力信号（ＲＸ ＡＧＣ)の電力は直接には使用されなくて、この信号の対数（対数の底は何でもよい）が使われる。
【００３８】
より詳しく述べると、本発明の好ましい実施例では、電力の対数は優先順位エンコーダ３４ｃで計算され、ここでその対数は最上位セットビットの位置と見なされる。例えば、６ビットＡ／Ｄ変換器２６ａ及び２６ｂで、０以上２未満の電力は０を与え、２以上４未満の電力は１を与える、等々、と基準化される。従って、対数の値の各単位は３ｄＢの電力に相当する。（６ビットＡ／Ｄ変換器の０−３２の空間の）平均入力振幅４は６４×２×４２の線形電力をもたらし、これは対数値１１に相当する。
【００３９】
更に、対数のもう二つのビットが線形電力値の最上位セットビットの右に２ビットを付加することにより計算される。これは対数関数の線形近似であるけれども、誤差は大したことがないということが分かっている。従って、電力測定の分解能は約０．７５ｄＢである。
【００４０】
電力の所望の対数（上記の例では４×１１＝４４）はブロック３４ｃにおいて計算された電力から引かれ、その差の値（エラー信号ｅ１）は単極低域フィルター３４ｄに入力される。このフィルターの時定数はデジタルＡＧＣ回路全体の速度を決定する。例をあげると、１−（３１／３２）のフィルター・フィードバック係数は約１．６ｍｓの時定数をもたらす。
【００４１】
フィルター３４ｄの出力は閾値検出力ウンタ回路３４ｅに入力され、ここで、濾波された出力が第１閾値ＴＨＲＥＳＨ１と比較されることにより１記号当たりに１回監視される。濾波された出力が第１閾値より大きいことが分かったならば、該カウンタ（ＣＮＴＲ）は、この閾値の符号に応じてインクリメント又はデクリメントされる。同時に、フィルター累算器がリセットされる。理論的に正しい動作を行わせるために、フィルター累算器を反対の閾値にセットさせるべきである。即ち、濾波された出力が正の閾値より大きかったのならば、該カウンタはカウントアップし、フィルターレジスタは負の閾値にセットされる。しかし、これにより該カウンタは直ちに反対方向にカウントする。従って、或る程度のヒステリシスを採用するのが好ましい。好ましい実施例では、＋／−０．１６６６７が閾値として使われ、＋／−０．１２５がリセット値として使われる。もっと大きなヒステリシスを与えるために、フィルター累算器をゼロにリセットすることができる。該カウンタの出力はついには勾配補正ブロック３６に含まれるＤ／Ａ変換器に供給され、これは受信装置の増幅器を制御する信号Ｒｘ  ＧＡＩＮを出力する。
【００４２】
フィルター３４ｄの入力及び出力の単位の大きさの変化は電力の３ｄＢの変化に対応するので、閾値（ＴＨＲＥＳＨ１）は２ｄＢのＡＧＣステップ・サイズについては＋／−０．３３３３３（１ｄＢ）に、１ｄＢのＡＧＣステップ・サイズについては＋／−０．１６６６６７（０．５ｄＢ）にセットされるのが好ましい。即ち、ＴＨＲＥＳＨ１の値は所望のＡＧＣステップ・サイズの関数である。
【００４３】
受信装置ＡＧＣ信号は、対数の負の値が低域フィルター３４ｄの入力に正の値と同じ頻度で現れるときに安定した値に達する。ＡＧＣの最適安定状態は、Ａ／Ｄ変換器２６ａ及び２６ｂにおいて６−１２ｄＢの信号ヘッドルーム（a signal headroom）が存在するときに、生じる。ビット数が限られているので、与えられたアプリケーションについての安定状態ヘッドルームは経験的に定められるのが最善である。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器における信号ヘッドルームを変えるための実行可能な手法は幾つか存在するけれども、現在好ましい手法は、入力電力の対数の予測される値を変える。次に説明するように、送信装置ＡＧＣ決定のためのパラメータを同時に変えなければならないかも知れない。
【００４５】
送信装置デジタルＡＧＣ機能３８は、受信装置ＡＧＣステップ・カウンタ３４ｅと同様のステップ・カウンタ３８ｃを有する。送信装置ＡＧＣステップ・カウンタ値は、第２エラー信号（ｅ２）を形成するために受信装置ＡＧＣのステップ・カウンタ値から引かれる。エラー信号ｅ２は単極低域フィルター３８ｂで低域濾波されるが、その時定数は、送信装置ＡＧＣの総時定数が約３０ｍｓとなるように選択されている。１−（１０２３／１０２４）のフィルター・フィードバック率がこの時定数を与える。
【００４６】
送信装置ＡＧＣのステップ・サイズは０．１２５ｄＢより大きくないのが好ましい。
その様なサイズであるとして、更に受信装置ＡＧＣ信号（Ｒｘ ＡＧＣ）のステップが１ｄＢであるとすると、３４ｅからのＲｘ  ＡＧＣカウンタ値出力は、差が決定される前に３だけ左にシフトされる。
【００４７】
この様な手法が送信装置ＡＧＣ信号に１ｄＢの精度をもたらす。より良い精度を達成するために、１記号（Ｒｘ ＡＧＣ）にわたって積分された電力を代わりに使う。
【００４８】
１記号にわたって積分される電力の予め計算された予測値が現実の積分された電力値から引かれ、その結果が前記の低域フィルター３８ｂで濾波される。前と同じく、これは対数関数を線形関数で近似することを意味する。前記の例に従って、もし所望の対数値が４４であるならば、信号の線形平均電力には１ｄＢの変化があり、従ってその値は２０４８と２５７８との間にあり、従って、所望の線形電力値は（２０４８＋２５６０）／２＝２３１３にセットされる。フィルター３８ｂへの１ｄＢの入力は８という値に相当するので、この入力は６だけ右にシフトされる（１００．１−１）×２０４８＝５３０≒５１２、５１２／８＝６４⇒６右シフト）。
【００４９】
受信される電力の対数の予測値を変化させることによってＡ／Ｄ変換器２６ａ及び２６ｂにおける信号ヘッドルームを変化させると、線形電力の前記の予測値も変化する。これに対処するには、線形電力値のシフトを適宜追加するのが好ましい。下記の表は、所望の受信装置電力対数が与えられたときの、この追加のシフトについての適当な値を記録している。
【００５０】
【表１】
1998506764.tif 000001
【００５１】
更に詳しく述べると、図２のブロック３８ａは、ブロック３４ｅのＲｘカウンタ（ＣＮＴＲ）の値とブロック３８ｃのＴｘカウンタ（ＣＮＴＲ）の値との差を計算する。この差は低域濾波されて閾値と比較される。もし閾値を越えるならば、ブロック３８ｃのカウンタはカウントアップ又はカウントダウンし、新しい値がブロック３８ａに戻されて、ここでその新しい値がブロック３４ｅからのＲｘカウンタ値と比較される。Ｒｘカウンタ及びＴｘカウンタの値が等しくなるまで、このプロセスが続く。
【００５２】
ブロック３８ａは、ブロック３４ａからの受信線形電力と所定の一定値（ＲＥＦ）との差も計算する。この差も低域フィルター３８ｂに供給される。その結果として、プロセスの各反復のためにフィルター３８ｂに２つの値が入力されることになる。
【００５３】
これに関して、図４を参照すると、受信装置チェーン（ブロック２６ａ−ｂ及び３４ａ−ｅ）の機能は、Ａ／Ｄ変換器２６ａ及び２６ｂへの平均入力振幅を一定に保つことである。例えば、所望の絶対振幅がＡ／Ｄ出力の８（０−３２のＡ／Ｄ絶対範囲の中の）に相当すると仮定しよう。すると、積分後には測定された電力は８２×１２８＝８１９２となる。この値が所定の一定基準値（線形電力基準）となる。
【００５４】
本発明の好ましい実施態様によると、カウンタ３４ｅの出力の１ステップは１ｄｂの利得変化に対応し、カウンタ３８ｃの出力の１ステップは０．１２５ｄＢに対応する。
【００５５】
従って、ブロック３９ｄによるＴｘＡＧＣカウンタ値の減算の前にカウンタ３４ｅの出力に８を乗じるべきである（ブロック３９ａで３だけ左にシフトされる）。スイッチ３９ｅ及び３９ｆは、ＴｘＡＧＣカウンタ値とシフトされたＲｘＡＧＣカウンタ値とを減算器３９ｄに接続し、又はシフトされたＲｘＡＧＣ線形電力値とシフトされた線形電力基準値とを減算器３９ｄに接続するマルチプレクサーとして機能する。
【００５６】
線形電力ＲＥＦ及びＲｘＡＧＣ線形出力を当面無視すると、Ｔｘ開ループは、ＲｘＡＧＣカウンタ３４ｅの値の８倍がＴｘＡＧＣカウンタ３８ｃの値に等しいときに平衡する。Ｔｘカウンタは遷移時には如何なる値にもなり得るのであるが、どの安定状態でもその出力はｎ×８の値を有する、即ち、Ｔｘ開ループは８×０．１２５＝１ｄＢの安定状態分解能を有する。しかし、この分解能は、ＩＳ−９５規格の要件を満たすには不十分である。
【００５７】
分解能を強化するために、本発明は、線形電力値と、それに対応する基準値との差を利用する。その場合、電力はｄＢではなくて線形に表現され、それ故に初めに対数関数の線形近似を行う。目的は分解能を強化することであるので、カウンタ差により大きな利得差を処理し、線形電力値と基準との差を３dBに制限する。
【００５８】
３ｄＢが線形値２に対応することが分かるから、２ｄＢは１．５８≒１．５に対応し；１ｄＢは１．２５８９≒１．２５に対応し；０．５ｄＢは１．１２２≒１．１２５に対応し；０．２５ｄＢは１．０５９３≒１．０６２５に対応し；０．１２５ｄＢは１．０２９２≒１．０３１２５に対応する、等々であり；この様に、差が３ｄＢより小さい限りは、ｄＢ数を２倍にすると線形数の小数部が２倍になることが分かる。
【００５９】
もし０ｄＢが１×８１９２であるという定義をするならば、０．１２５ｄＢは１．０３１２５×８１９２＝８４４８となる。従って、線形近似では、０．１２５ｄＢの利得変化は線形電力値の２５６の変化に対応し、０．２５ｄＢの利得変化は５１２の変化に対応する、等々である。
【００６０】
以上の記述において、ＴｘＡＧＣカウンタ３８ｃの単位ステップ変化は０．１２５ｄＢの利得変化に対応すると述べた。従って、線形差では０．１２５ｄＢは２５６に対応するので、線形差はフィルター３８ｂに入力される前に２５６で割られる（ブロック３９ｂで右に８だけシフトされる）。
【００６１】
ここで、ＲｘＡＧＣカウンタ及びＴｘＡＧＣカウンタがそれぞれ２４及び１９２（８×２４）の値をそれぞれ持っていると仮定しよう。この場合には、平均入力電力は、所望の値８１９２から８４４８に変化する、即ち、利得が０．１２５ｄＢだけ変化する。受信装置カウンタ３４ｅは、この利得変化が１ｄＢより小さいので、この利得変化に対しては反応しない。しかし、フィルター３８ｂに入力される線形差は（８１９２−８４４８）／２５６＝−１となる。フィルター３８ｂの時定数による或る時間が経過した後、ＴｘＡＧＣカウンタ３８ｃは１ステップだけカウントダウンして、その内容は１９１となる。従って、該カウンタ間の差は８×２４−１９１＝１となる。今、フィルター３８ｂへの２つの入力は互いに相殺し合うけれども、送信装置の利得は０．１２５ｄＢだけ減少している。即ち、該回路はＴｘＡＧＣの分解能を０．１２５ｄＢにまで高めており、これは前記の規格を満たす。
【００６２】
−１ｄＢは、０．７４１に対応するべきではあるけれども０．７９４に対応し、−２ｄＢは０．４１５に対応するべきであるのに０．６３０に対応する、等々であるので、線形近似は負の利得変化にも同じく良く役立つわけではない。即ち、線形近似は−２ｄＢより小さい差に対して最も良く役立つ。また、前述したように、真の基準値は８１９２ではなくて（１００．１×８１９２＋８１９２）／２＝９２５２であるべきである。しかし、前者が実際には減算に使われており、後者は近似の基準化（２５６で割る計算）に使われている。正しい基準化値は１０３１３／８１９２×２５６＝３２２であろうけれども、これを使うとハードウェアを実現するのがやや面倒になる。そのために近似に小さなエラーが生じることになるけれども、それは、負の利得変化には正の利得変化の場合より大きなエラーが生じるという事実によって或る程度解消される。
【００６３】
要約すると、ＲｘＡＧＣの割合に大きなステップサイズで入力信号レベルの速い変化を打ち消すことができるように、フィルター３８ｂに２つの入力を供給するのが好ましい。一方、ＴｘＡＧＣは比較的に低速で、精度が比較的に高くなければならない。もしＴｘＡＧＣがＲｘＡＧＣに追随するだけならば、ＴｘＡＧＣの分解能は不十分であろう。しかし、ブロック３４ａからの線形電力値と、その等価的にシフトされた線形電力基準値（ブロック３９ｃ）とを導入することにより、ＴｘＡＧＣの精度を所要のレベルまで高めることが可能となる。
【００６４】
以上の記述は本発明の作用を明らかにするのに役立つけれども、実現可能な実施態様は幾つも存在することに注意するべきである。例えば、図５は現在好ましい実施態様を示しており、そのブロック３８ａ及び３８ｂは統合され、ハードウェアをかなり節約することを可能にするものである。
【００６５】
図５の実施例は５対１マルチプレクサー５０、１／ｘ基準化回路５２（例えば、ｘ＝１０２４）、加減算器５４、及びフィルター（Ｄフロップ）５６を含む。レジスタ５８を使用してフィルター５６の出力を記憶させることができる。状態機械（a state machine）６０は、これらの構成要素の動作及びタイミングの全体を制御する。図５に示されている回路の全体としての伝達関数は１極ＩＩＲフィルターに似ている。ｘの値をプラグラマブルとすることができる。一般に、ｘの値は、図６の模範的なグラフに示されているように、入力受信レベルのステップ的変化に対する該回路の応答時間（従って送信装置の電力レベルも）に影響を及ぼす。
【００６６】
もう一度図２を参照すると、送信装置ＡＧＣフィルター３８ｂの出力は総合開ループ電力推定値を形成する。既に述べたように、この推定値は比較器３８ａに入力され、この比較器は、第２閾値（ＴＨＲＥＳＨ２）と比較して該ステップ閾値を越えるか否か検出し、その場合には、その越えられた閾値の符号に依存して内部ＴＸカウンタがインクリメント又はデクリメントされる。フィルター３８ｂの入力及び出力の１単位は０．１２５ｄＢに相当し、この値はＴｘＡＧＣのステップサイズでもあるので、２極閾値（ＴＨＲＥＳＨ２）は＋／−０．５の範囲内にあるのが好ましい。
【００６７】
第２のカウンタ４０は、コントローラ２２から出力される閉ループ電力ステップをカウントするために使われ、カウンタ４０の出力は加算器４２で３８ｃのカウンタの出力に加えられる。
【００６８】
アナログハードウェアが理想的であれば０．５ｄＢの送信装置ＡＧＣステップサイズはＣＤＭＡ暫定規格の要件を満たすことが分かっている。しかし、送信装置ＡＧＣの場合と同じ理由で、１０ビットＤ／Ａ変換器４４ａで、０．１２５ｄＢのステップサイズが好ましい。
【００６９】
閉ループ電力制御ビットの位置は変動し、且つ受信後５００ナノ秒以内にその効果を発揮させなければならないので、Ａ／Ｄ２６ａ及び２６ｂについての現在好ましい変換速度は９．６ｋＨｚである。しかし、他の変換速度も本発明の教示の範囲内にある。
【００７０】
Ｔｘリミッタ・ブロック４４は比較器及びスイッチと同様に動作する。ブロック４４への入力は、ＴｘＡＧＣアルゴリズムが適当と判定した増幅値である。この増幅値は、（規格により及び／又はデザインにより）許容され得る最大増幅を表す予め設定されている値と比較される。もし増幅値がその予め設定されている値を超えるならば、計算された増幅値ではなくて予め設定されている値がＤＡＣを通して出力される。この様にして、端末装置の送信装置の出力電力は所定の最大値に制限される。更に、この最大出力電力レベルは適応性とされる。従って、予め設定されている値は別のカウンタ（ＣＮＴＲ）からの値で置き換えられる。ブロック４４の入力は該カウンタ値と比較される。もし入力が該カウンタ値を越えるならば、該カウンタ値が出力される。同時に、該カウンタは１ステップだけカウントアップ又はカウントダウンすることができる。カウント動作の方向はＲＦセクションからの１ビット信号により決定され、そこで、検出された絶対出力電力レベルが許容される最大出力レベルを超えるか否か、比較が行われる。この様にして、ＡＧＣ決定は現実の絶対出力電力レベルと結びつけられており、適応性により、温度差及びコンポーネントの許容誤差があっても最大出力電力レベルが固定されることが保証される。
【００７１】
Ｔｘリミッタ４４の動作の詳細については、Ｌａｒｓ  Ｍｕｃｋｅ他による１９９４年９月９日出願の、“適応性送信装置利得制御機能を有する拡散スペクトラム無線電話”という題名の、共通に譲渡されている米国特許出願第０８／３０３，６１９号（代理人のファイル番号：３０９−９３４８０９−ＮＡ）に記載されている。
【００７２】
受信装置と送信装置との電力増幅器は、通常、それぞれの利得制御信号に勾配補正を行うことを必要とする。この目的のために、ステップ・カウンタ３４ｅからの無符号の出力と、ステップ・カウンタ３８ｃ及び４０の総和とは、符号ビットを反転させることにより２の補数に変換される。次に２の各補数に、増幅率の勾配を補正するためにブロック３６で７ビットの数が乗じられる。
【００７３】
電力増幅器の勾配に最大５０％のエラーがあるとすると、乗算器は２の補数の乗算を実行できなければならないので、前記の７ビットの数の値は０．５−１．５⇒−２ないし２の間にあるべきである。従って、ＬＳＢは１／３２に相当し、補正後のエラーは最大で１／６４即ち１．５６％である。
【００７４】
Ｓカーブ送信装置補正を行いたい場合には、ダイナミックレンジは複数の（例えば４、８、１６、等々）サブレンジに分割され、その各サブレンジはそれ自体の補正係数を有する。正しい補正係数のサブレンジを選択するために最上位２（又は３、４、等々）ビットが使われる。
【００７５】
本発明の現在好ましい実施例を説明した。しかし、この実施例に幾つもの修正を加えることが可能であり、それらの修正も本発明の教示内容の範囲内にある。
【００７６】
例えば、ブロック３４ｅ及び３８ｃのカウンタをインクリメントしたりデクリメントしたりするために使われる種々の閾値に他の値や値の範囲を採用しても良い。更に、例えば、コントローラ２０により適当な値が装填されているＲＡＭ等の、適当な種類の記憶装置の中に参照用テーブル３４ｂを設けることができる。また、カウンタ又はカウンタ値を指示する参照符はレジスタ又はレジスタ値を含んでいてもよい。例えば、記憶場所は、ソフトウェア制御下でインクリメントしたりデクリメントしたりできるので、１０進カウンタや２進カウンタ装置又は回路等のカウンタと機能的には同等である。
【００７７】
更に、本発明の教示は、時分割アクセス型の送受信装置を含むＲＦ送受信装置に一般的に適用し得るものであり、拡散スペクトラム及び／又はＣＤＭＡ送受信装置型のみに限定されない。また、電力を１記号に相当する時間にわたってのみ積分する必要はなくて、随意の適当な時間にわたって積分しても良いということが理解されなければならない。
【００７８】
従って、本発明をその好ましい実施例に関して具体的に図示し説明したけれども、本発明の範囲から逸脱せずにそれらの形や細部を変更し得ることを当業者は理解するであろう。