(57)【要約】【課題】デジタル信号を入力とするフルデジタルのオーディオアンプにおいて、ＰＷＭを制御する周期がキャリア信号の周期と同じであるため、高いオーバーサンプル比を有する場合においては、ＰＷＭにおけるキャリア周波数も高くする必要が生じ、その結果、電力増幅部における電力効率の低下やスイッチングによる電磁ノイズの増大を招いてしまっていた。また、ＰＷＭにおける高い分解能を実現させるためには高いクロックが必要であった。【解決手段】ＰＷＭの制御を、パルス周期の半周期ごとに行なうことにより、ＰＷＭにおけるキャリア周波数をＰＷＭの制御周期の半分にした。このことにより、デジタルアンプにおける電力効率を向上させ、電磁ノイズを低減させた。また、相補型ＰＷＭを用いた場合において、二つのＰＷＭ信号の変調度に差を持たせることにより、クロック周波数はそのままにＰＷＭの分解能を向上させた。【選択図】図１
2006054815.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号を出力信号とし、前記出力信号の低周波成分を離散時間信号である入力信号の低周波成分に比例させるデジタルパルス幅変調信号発生器において、パルス幅変調器と量子化器とノイズシェーピングフィルタを持ち、前記ノイズシェーピングフィルタは前記入力信号と前記量子化器の出力を入力として前記量子化器の入力となる信号を出力する離散時間フィルタであり、前記パルス幅変調器は前記量子化器の出力である離散時間離散値信号を入力とし前記出力信号を出力するものであり、前期ノイズシェーピングフィルタおよび前期量子化器のサンプリング周期は前期パルス幅変調器が出力するパルスの周期の半分であり、前期パルス幅変調器は前期パルス幅変調器が出力するパルスの半分の周期ごとにパルス幅変調を行なうことを特徴とするデジタルパルス幅変調信号発生器。
【請求項２】
請求項１に記載のデジタルパルス幅変調信号発生器において、相補型パルス幅変調信号を出力するものであり、前記相補型パルス幅変調信号を構成する二つのパルス幅変調信号のうちの片方のみのパルス幅変調度を最小単位だけずらすことにより、パルス幅変調の分解能を２倍にすることを特徴とするデジタルパルス幅変調信号発生器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フルデジタルのオーディオアンプのように、連続時間信号に対してデジタル信号化された信号をもとにパルス幅変調を掛けるものに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
Ｄ級増幅器と呼ばれるスイッチング増幅器は、電力効率が高いことにより、スピーカを駆動するオーディオアンプとしても用いられ始めている。このスイッチング増幅器を実現する方法として、アナログ信号を入力信号とするタイプのものと、デジタル信号（離散時間離散値信号）を入力信号とするフルデジタルアンプと呼ばれるタイプのものがある。フルデジタルアンプは、音源信号がＣＤやＭＤのようにデジタル信号である場合には、すべての信号処理をデジタルで行なうことができるので、低コストで高品質の音を発生できる可能性を持っている。
【０００３】
フルデジタルアンプでは、音源信号に対して電子ボリュームなどの信号処理を行った後、オーバーサンプラにより信号のサンプリング周波数を１６倍や３２倍などの値に上昇させる。そしてΔ−Σ変調器により５ビットとか６ビットなどの低い分解能に再量子化し、再量子化した信号でパルス幅変調を掛けパルス幅変調信号を発生させる。このパルス幅変調信号によりスイッチングアンプを駆動し、その出力に対してローパスフィルタを通してからスピーカなどを駆動する。
【０００４】
このフルデジタルアンプにおける一連の信号処理の中で、再量子化によってノイズが発生してしまうので、その可聴域におけるスペクトルを十分に小さくする必要がある。再量子化によって発生するノイズの全パワーの下限値は、再量子化の分解能によって決まってしまうので、ノイズシェーピングフィルタにより再量子化ノイズのスペクトルをシェーピングすることにより可聴域の成分を抑制する。その際、再量子化信号のサンプリング周波数を高くとった方が、可聴域におけるノイズ成分をよく抑制できるのであるが、再量子化信号のサンプリング周波数を高くとってしまうと、パルス幅変調信号のキャリア周波数を高くする必要が発生し、出力段の電力効率が悪化してしまうとか、電磁ノイズ輻射が大きくなってしまうなどの問題点を発生させる。一方、再量子化信号のサンプリング周波数を低くすると、電力効率などの問題は改善されるが、可聴域における再量子化ノイズの抑制が難しくなる。
【０００５】
【特許文献１】特表平６−５０８４８４号公報
【特許文献２】特公２０００−５０７７５９号公報
【特許文献３】特願２００４−０４７１１３号
【特許文献４】特願２００４−２３６６１７号
【非特許文献１】河西宏之：フルディジタル・アンプに必要な信号処理の概要，トランジスタ技術，２００３年７月号，２０５−２２２頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
解決しようとする課題は、フルデジタルアンプにおいて、パルス幅変調におけるキャリア周波数を低く抑えながら、再量子化ノイズの可聴域の成分をよく抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
パルス幅変調として、対称パルス幅変調を用い、そのサンプリング周期をパルス周期の半分とすることにより、１周期のパルス信号の中で２回パルス幅変調を行なう。このようにすることにより、ノイズシェーピングフィルタのサンプリング周波数をパルス幅信号の周波数の２倍とすることができ、可聴域における再量子化ノイズをよく抑えることができる。
【０００８】
また、パルス幅変調として、互いに位相が１８０度ずれた二つのパルス幅信号を発生させ、それら二つの信号の差を出力信号とする差動出力タイプのものを用い、二つのパルス幅信号の変調度の相違を許容することにより、パルス幅変調における分解能を２倍に向上させることができ、その結果、再量子化の分解能も２倍にすることができるので、再量子化ノイズを低減させることができる。
【０００９】
図３はフルデジタルオーディオアンプの一般的な構成である。ただし、スイッチング増幅器の部分は省略した。入力信号s[i]はデジタルの離散時間信号であり、たとえばＣＤから音声データを再生した場合においては、サンプリング周期Fs=44.1kHzで分解能が16ビット程度の信号である。この入力信号s[i]はオーバーサンプラ６によりサンプリング周期が変更され、たとえばFsの１６倍のサンプリング周波数Ffの信号に変換（オーバーサンプル）される。オーバーサンプルされた信号x[k]は、ノイズシェーピングフィルタ３および量子化器１により、再量子化された信号y[k]に変換される。量子化器１の量子化の分解能は、たとえば３２などであり、信号y[k]は、量子化の荒いオーバーサンプルされたサンプリング周波数が高い信号である。信号y[k]おける再量子化にともなう量子化ノイズは、ノイズシェーピングフィルタ３により、そのスペクトルがシェーピングされ、可聴域における量子化ノイズ成分は少ないものとなっている。信号y[k]は、パルス幅変調器２に入力され、信号y[k]によって決められたパルス幅を持つパルス幅変調信号w(t)に変換される。その後は図３には示されていないが、パルス幅変調信号w(t)はスイッチング増幅器により電力増幅され、ＬＣフィルタによるローパスフィルタを経た後にスピーカに信号が供給される。その結果、スピーカから再生信号である音声が再生される。
【００１０】
以上の過程において、信号y[k]に含まれる再量子化ノイズの可聴域成分を十分に小さくするためには、信号y[k]のサンプリング周波数を十分に高く取る必要がある。しかし、従来の技術においては、信号y[k]のサンプリング周波数とパルス幅変調信号w(t)のキャリア周波数を等しくしていた。この様子を図２に示す。これは対称一様パルス幅変調の例であるが、パルスの周期とサンプリングの周期が同じとなっている。したがって、必然的にパルス幅変調信号w(t)のキャリア周波数も高くなってしまうといった問題点があった。
【００１１】
また、信号y[k]に含まれる再量子化ノイズ自体を小さくする方法として、量子化器１の量子化の分解能を上げることが考えられる。しかし、パルス幅変調器２も信号y[k]に対応した分解能を持つ必要がある。パルス幅変調器２はデジタル回路で実現しているので、高い分解能を持たせるためには、そのクロック周波数を高く取らなければならないといった問題点もある。
【００１２】
これらの問題に対して、まず前者に対しては、パルス幅変調信号w(t)の１パルスの間に２回入力信号をサンプルしてパルス幅を制御するアプローチを採用する。図１は本発明におけるサンプリングのタイミングとパルス幅信号w(t)の関係を示したものである。この例においては、y[k]の値が-7から7まで変化することを前提としている。入力信号のサンプルのタイミングはパルス幅変調信号w(t)がＨまたはＬになっている期間の中間の時刻としている。パルス信号はその１周期に２回信号の値が変化するので、パルス１周期の中でパルスの前縁と後縁の２回の制御タイミングがあり、この事実を使っている。
【００１３】
デジタルアンプにおいては、相補型パルス幅変調が用いられることがよくある。図４は相補型パルス幅変調によるデジタルアンプのパルス幅変調以降の部分を示したものである。パルス幅信号であるy[k]は、一方のパルス幅変調器２１にはそのまま入力されてパルス幅変調信号w1(t)が生成され、もう一方のパルス幅変調器２２には、パルス幅信号の符号が反転したものが入力されてパルス幅変調信号w2(t)が生成される。二つのパルス幅変調信号W1(t)およびw2(t)はそれぞれスイッチング増幅器４１，４２により増幅され、それらのそれぞれの信号はＬＣによるローパスフィルタを経た後、スピーカ５にＢＴＬ接続される。二つのパルス幅変調信号w1(t)およびw2(t)は同相に設定されることが多い。
【００１４】
図５は、二つのパルス幅変調信号w1(t)およびw2(t)が同相に設定されている場合において、パルス周期の半周期ごとにサンプリングを行い制御したときの信号波形の様子を示したものである。二つのパルス幅変調信号w1(t)およびw2(t)自体に対しては、パルスの半周期ごとに制御が掛けられているが、実際の出力信号に対応するそれらの信号の差であるw1(t)-w2(t)の波形は、w1(t)やw2(t)のパルス周期の半分の周期を持った対称なパルス波形を持つ。すなわち、パルス幅変調のキャリア周波数の倍のサンプリング周波数でパルス幅変調を制御することは、w1(t)-w2(t)の信号波形の１周期ごとにサンプリングして制御することに相当する。したがって、本発明のようにパルス幅変調のキャリア周期の半分の周期でパルス幅変調を制御するようにしても、相補型パルス幅変調を用いている場合においては、パルス幅変調のキャリア周波数を倍にした場合とほぼ同じ結果が期待できる。
【００１５】
図６は、パルス幅変調の分解能を２倍にする方法を説明するためのパルス幅変調信号の波形例である。パルス幅変調器のクロック周波数やキャリア周波数を一定にしたままパルス幅変調の分解能を２倍にするために、二つのパルス幅変調器における変調度を最小単位だけずらすことを許容する。たとえば、1.5という入力値に対するパルス幅変調を行う際、パルス幅信号w1(t)に対しては2という入力値に対するパルス幅変調を行い、パルス幅信号w2(t)に対しては-1という入力値に対するパルス幅変調を行うことにより、所望のパルス幅変調を実現する。その結果、w1(t)-w2(t)の信号波形は準対称パルス幅変調波形となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のデジタルパルス幅変調信号発生器を用いることにより、再量子化ノイズに対するノイズシェーピングフィルタのサンプリング周波数をそのままに、パルス幅変調におけるパルス幅信号の周波数を半分にすることができるので、フルデジタルアンプの電力効率を高くすることができるとともに、電磁ノイズ放出を抑制することができる。
【００１７】
また、相補型パルス幅変調における非平衡動作の導入により、パルス幅変調の分解能を２倍にすることができ、再量子化ノイズを低減させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明を実施するための最良の形態について実施例を通して示す。
【実施例１】
【００１９】
本発明第１の実施例は、オーディオ用のフルデジタルアンプである。その構成は、図３に示す再量子化信号y[k]生成部分と図４に示す相補型パルス幅変調部分とスピーカ駆動部分とからなる。ノイズシェーピングフィルタ３は、特願２００４−０４７１１３に記載のものであり、そのブロック図を図７に示す。量子化器１の出力y[k]からは、非線形な形でフィードバックすることにより、パルス幅変調信号に含まれる高調波を抑制し、可聴域におけるノイズフロアの上昇を阻止している。
【００２０】
音源の信号であるs[i]のサンプリング周期はFs=44.1kHzであり、十分に高い分解能を持つものである。オーバーサンプラ６におけるオーバーサンプル比は１６であり、再量子化信号y[k]のサンプリング周波数はFf=16Fs=705.6kHzとなる。また、量子化器１の量子化レベル数は31である。
【００２１】
本発明の第１の実施例においては、パルス幅変調のキャリア周波数は再量子化信号y[k]のサンプリング周波数の半分とするので、パルス幅変調のキャリア周波数はFc=8Fs=352.8kHzとなる。また、本発明第１の実施例においては、パルス幅変調のレベル数は量子化器１の量子化レベル数と同じ31であるので、パルス幅変調に必要なクロック周波数はFk = 32Ff = 512Fs = 22.5792MHzとなる。
【００２２】
図８は、本発明第１の実施例におけるパルス幅変調信号のスペクトルの例である。相補型のパルス幅変調を用いているので、二つのパルス幅変調信号の差の信号に対してスペクトルをとった。音源の信号s[i]は周波数2.7563kHzの正弦波とした。変調率は82％である。
【００２３】
ノイズシェーピングフィルタとして特願２００４−０４７１１３に記載のものを用いているので、パルス幅変調信号において可聴域のノイズフロアの上昇は抑えられている。パルス幅変調に相補型のものを用いているので、信号の偶数次の高調波は原理的には発生しない。また、信号の第３高調波が現れているが、これもノイズシェーピングフィルタとして特願２００４−０４７１１３に記載のものを用いているので、ある程度低減されているが、特願２００４−２３６６１７号に記載の技術を併用することにより、さらに低減することができる。本発明第１の実施例においては、信号の高調波成分はオーディオアンプとして実用的に問題のない大きさに抑制されているので、特願２００４−２３６６１７号に記載の技術は用いていない。
【００２４】
図８を見てわかる通り、本発明第１の実施例においては、パルス幅変調のキャリア周波数の倍のサンプリング周波数でノイズシェーピングフィルタを動作させパルス幅変調器を制御することにより、パルス幅変調のキャリア周波数が源信号のサンプリング周波数の８倍と低く、かつ、パルス幅変調器のクロック周波数が源信号のサンプリング周波数の512倍と低いにもかかわれず、可聴域における再量子化ノイズが十分に小さいパルス幅変調信号を得ている。このパルス幅変調信号をスイッチングアンプで増幅し、スピーカを駆動するようにすることにより、忠実度の高いフルデジタルオーディオアンプを実現することができる。
【実施例２】
【００２５】
本発明第２の実施例は、オーディオ用のフルデジタルアンプであり、再量子化器とパルス幅変調器の分解能が本発明第１の実施例の場合と比べて倍の６２であることを除いては、装置の構成やパラメータは本発明第１の実施例と同じである。すなわち、本発明第２の実施例においては、二つの相補型パルス幅変調信号の変調度を最小単位だけずれることを許容することにより、パルス幅変調の分解能を２倍にしている。パルス幅変調器のクロック周波数も本発明第１の実施例と同じFk = 32Ff = 512Fs = 22.5792MHzである。
【００２６】
図９は、本発明第２の実施例におけるパルス幅変調信号のスペルトルの例である。相補型のパルス幅変調を用いているので、二つのパルス幅変調信号の差の信号に対してスペクトルをとった。音源の信号s[i]は周波数2.7563kHzの正弦波とした。変調率は82％である。
【００２７】
本発明第２の実施例においては、本発明第１の実施例に比べて、パルス幅変調の分解能が２倍高いので、再量子化ノイズの大きさは理想的には6dB小さくなるはずであるが、その差はそれほどまでには大きくない。これは、二つのパルス幅変調信号の差の信号が対称パルス幅変調信号とはならずに準対称パルス幅変調信号となっているために、ノイズシェーピングフィルタによってノイズをその分増大させてしまっていることによる。しかしそれでも、本発明第１の実施例に比べて可聴域におけるノイズは明らかに低減されている。また、準対称パルス幅信号を用いることにより、源信号の第２高調波が発生することが予測されるが、図８の例においてはノイズフロアに埋もれる程度に小さいものとなっている。
【００２８】
このパルス幅変調の分解能を向上させる方法を用いると、最大許容変調率も高くなるのではあるが、特願２００４−０４７１１３に記載のノイズシェーピングフィルタを用いると、出力信号が準対称パルス幅信号であることにより、最大許容変調率は計算値よりも少し小さくなる。
【実施例３】
【００２９】
本発明第３の実施例は、本発明第２の実施例に対して、特願２００４−２３６６１７号に記載の技術を用いて入力信号に対する高調波を抑制したものである。量子化信号y[k]の算出ブロック図を図１０に示す。図中において、高調波を抑制するためのフィードフォワード補償要素７は入力信号の３乗に比例した値を出力している。その他は本発明第２の実施例と同じであり、パルス幅変調も本発明第２の実施例と同じく準対称相補型パルス幅変調を用いている。
【００３０】
図１１は、本発明第２の実施例のパルス幅変調信号発生器に、音源の信号s[i]として周波数2.7563kHzの正弦波を入れたときのパルス幅変調信号のスペクトルである。変調率は82％である。高調波抑制手段を用いているので、本発明第２の実施例の場合（図９）と比べて、高調波が十分に抑制できていることが判る。
【００３１】
図１２は、入力信号を2.7563kHzの正弦波と4.1344kHzの正弦波の重ね合わせ（ツートーン信号）としたときのパルス幅変調信号のスペクトルである。最大変調率は82％である。入力信号に対する高調波や相互干渉が認められず、良好なスペクトルが得られていることが判る。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明のデジタルパルス幅変調信号発生器を用いることにより、可聴域のノイズが少なく、電磁ノイズの発生が少なく、高いクロック周波数を必要としないフルデジタルのオーディオアンプを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明におけるパルス幅変調信号とサンプリングのタイミングの関係を示す図。
【図２】従来の方法におけるパルス幅変調信号とサンプリングのタイミングの関係を示す図。
【図３】フルデジタルアンプのブロック図。
【図４】相補型パルス幅変調によるデジタルアンプの説明図。
【図５】本発明における相補型パルス幅変調の動作説明図。
【図６】本発明における高分解能型相補型パルス幅変調の動作説明図。
【図７】本発明の第１および第２の実施例において用いたパルス幅変調信号生成部の説明図。
【図８】本発明第１の実施例におけるパルス幅変調信号のスペクトルの例。
【図９】本発明第２の実施例におけるパルス幅変調信号のスペクトルの例。
【図１０】本発明第３の実施例おいて用いたパルス幅変調信号生成部の説明図。
【図１１】本発明第３の実施例におけるパルス幅変調信号のスペクトルの例。
【図１２】本発明第３の実施例における２トーン信号に対するパルス幅変調信号のスペクトルの例。
【符号の説明】
【００３４】
１・・・量子化器
２，２１，２２・・・パルス幅変調器
３・・・ノイズシェーピングフィルタ
３１・・・遅延器
３２・・・システム行列
３３・・・出力ベクトル
３４・・・入力ベクトル
３５・・・非線形関数ベクトル
３６・・・零次ホールド
３７・・・サンプラ
３８・・・積分器
４１，４２・・・スイッチング増幅器
５・・・スピーカ
６・・・オーバーサンプラ
７・・・フィードフォワード補償要素
【図１】
2006054815.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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