(57)【要約】【課題】  ＰＷＭ制御時における負荷判定用の基準電圧をエラーアンプの出力電圧に近似させることによって、モード検出レベルの誤差を小さくした半導体装置を提供する。【解決手段】  負荷への直流電圧を目標電圧と比較し、それらの誤差電圧を生成するエラーアンプ１２と、誤差電圧の大きさに応じた時比率で主スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭコンパレータ１０と、負荷判定回路２０とを備えている。この負荷判定回路２０では、反比例基準電圧生成回路１７から入力電圧Ｖｉｎに近似的に反比例する大きさの反比例基準電圧（比較電圧）Ｖｒｅｆがコンパレータ１６に供給され、この反比例基準電圧Ｖｒｅｆと電圧信号Ｖｅとがコンパレータ１６で比較され、電源制御モードの切り替えなどに用いられるモード検出信号Ｖａが出力される。【選択図】  図１
2006054952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オンオフする半導体スイッチにより、入力電圧を所定の目標電圧に制御された直流電圧として負荷に供給するスイッチング電源制御用の半導体装置において、
前記負荷への直流電圧を前記目標電圧と比較し、それらの誤差電圧を生成するエラーアンプと、
前記誤差電圧の大きさに応じた時比率で前記半導体スイッチをオンオフ制御するＰＷＭコンパレータと、
前記エラーアンプで生成された前記誤差電圧を前記入力電圧に近似的に反比例する大きさの比較電圧と比較し、それらの比較結果に基づいて前記負荷に供給される電流状態を判定する負荷判定回路と、
を備えることを特徴とする半導体装置。
【請求項２】
前記負荷判定回路では、前記比較電圧として前記入力電圧に反比例する電圧を直線近似したものであって、前記入力電圧が所定電圧となる前後で前記直線近似における直線の傾きを切り替えて生成するようにしたことを特徴とする請求項１記載の半導体装置。
【請求項３】
前記負荷判定回路は、
前記比較電圧を出力する演算増幅回路と、
前記入力電圧を分割する第１および第２の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点を前記演算増幅回路の反転入力端子に接続する抵抗回路と、
前記抵抗回路の抵抗値の大きさを切り替える切替回路と、
前記切替回路に対する切替信号を前記入力電圧の大きさに応じて出力するコンパレータと、
前記演算増幅回路の非反転入力端子をその出力端子に接続する第３の抵抗と、
を備え、前記入力電圧が所定の電圧値以下であるときは前記抵抗回路の抵抗値を小さく切り替え、前記入力電圧が所定の電圧値以上であるときは前記抵抗回路の抵抗値を大きく切り替えるようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の半導体装置。
【請求項４】
前記負荷判定回路は、ＭＯＳトランジスタ回路として構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オンオフする半導体スイッチにより、入力電圧を所定の目標電圧に制御された直流電圧として負荷に供給するスイッチング電源制御用の半導体装置に関し、とくにパルス幅変調（ＰＷＭ）制御用の半導体集積回路において、過負荷電流または軽負荷電流等の検出を行うようにした半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来のスイッチング電源の一例を示す回路構成図である。
同図において、ＰＷＭコンパレータ１０の反転入力端子には、発振器（ＯＳＣ）１１から所定周波数の三角波信号が入力され、その非反転入力端子には、エラーアンプ１２から誤差電圧に応じた電圧信号Ｖｅが入力されている。ＰＷＭコンパレータ１０はドライバ１３を介してＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。ドライバ１３と主スイッチング素子Ｑ１には電源端子１４から入力電圧Ｖｉｎが供給されている。そこで、この主スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングでは、入力電圧Ｖｉｎから主スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬを介してコンデンサＣ１が充電され、インダクタＬとコンデンサＣ１との接続点から出力電圧Ｖｏｕｔが負荷（図示せず）に供給される。また、主スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬとの接続点には、アノードが接地されたダイオードＤ１のカソードが接続され、主スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミングでは、接地電位からダイオードＤ１、インダクタＬを介して負荷への電流供給が継続されるように構成されている。
【０００３】
負荷への出力電圧Ｖｏｕｔは、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路により分圧されて、エラーアンプ１２の反転入力端子に帰還電圧Ｖｆｂとして入力されている。また、エラーアンプ１２の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の直列回路が設けられている。エラーアンプ１２の非反転入力端子には、電源Ｅ１から負荷への目標電圧に相当する基準電圧が入力され、負荷への直流電圧と目標電圧とが比較され、それらの誤差電圧に応じた電圧信号Ｖｅが生成される。
【０００４】
負荷判定回路１５は、電圧信号Ｖｅが供給されるコンパレータ１６と、この電圧信号Ｖｅに対する基準電圧を生成する電源Ｅ２とから構成されている。この負荷判定回路１５では、ＰＷＭコンパレータ１０に供給されるエラーアンプ１２の電圧信号Ｖｅを監視することにより、負荷に対して出力電圧Ｖｏｕｔが過負荷電流または軽負荷電流等となっているかどうかの検出（負荷判定）を行っていた。その場合に，従来の負荷判定回路１５では、図４に示すようにエラーアンプ１２からの電圧信号Ｖｅの比較を行う電源Ｅ２に、入力電圧Ｖｉｎに対して変動しない一定電圧が用いられており、この電源Ｅ２と電圧信号Ｖｅとがコンパレータ１６で比較され、電源制御モードの切り替えなどに用いられるモード検出信号Ｖａが出力されるようになっていた。
【０００５】
しかし、インダクタＬに流れる電流が連続で、出力電圧Ｖｏｕｔに変化がない場合には、主スイッチング素子Ｑ１のオン時比率、およびこのオン時比率を決定するエラーアンプ１２から出力される誤差電圧（電圧信号Ｖｅ）は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係で決まり、出力電圧Ｖｏｕｔが一定であれば電圧信号Ｖｅは入力電圧Ｖｉｎに反比例する。入力電圧Ｖｉｎが出力電流に比べて大きくなると、インダクタＬに流れる電流が不連続になり、誤差電圧Ｖｅは反比例特性の端部で反比例から少しずれたものになるが、全体としては略反比例関係とみなすことができる。そのため、入力電圧Ｖｉｎが変化すると、エラーアンプ１２から出力される電圧信号Ｖｅのレベルは同じ出力負荷電流であっても変化してしまう。そして、負荷判定回路１５ではこの変化により誤差電圧Ｖｅのレベルが設定した検出電流のセンターとなる電圧値から外れるにしたがって、モード検出信号Ｖａに大幅な誤差が生じていた。
【０００６】
図５は、電源端子１４からの入力電圧Ｖｉｎに対するエラーアンプ１２の電圧信号Ｖｅの変化を示す図である。この出力電圧曲線は実測値であって、入力電圧Ｖｉｎが変化し、かつ負荷電流が同じ大きさで流れている場合におけるエラーアンプ１２の電圧信号Ｖｅを示している。ここでは、入力電圧Ｖｉｎに対してエラーアンプ１２の電圧信号Ｖｅが単調減少となっており、かつ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧値、例えばＶｉｎ＝Ｖｂとなる前後ではその傾斜が大きく異なる。
【０００７】
そこで、特許文献１に記載された電源制御用半導体集積回路装置では、入力電圧Ｖｉｎに反比例する電圧を発生するしきい値可変回路によって、入力電圧レベルが変化してもほぼ同一の検出レベルで過電力を検出するようにした発明が開示されている。この発明の電源制御用半導体集積回路装置では、第２の実施例として示されているように、電圧−電流変換回路、除算回路、電流−電圧変換回路からなるしきい値可変回路が用いられている。ところが、このしきい値可変回路は、ＭＯＳトランジスタではなくバイポーラトランジスタによって構成され、かつ上述したように除算回路等を必要とする複雑な構成となり、その回路規模が大きくならざるを得ないことから、高集積化に向かないという問題があった。
【特許文献１】特開２００３−２１９６３５号公報（〔００２４〕〜〔００３０〕、図６〜図８、および図１０）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述したように、図５に示すエラーアンプ１２の電圧信号Ｖｅは、電源端子１４からの入力電圧Ｖｉｎに反比例するため、モード検出信号Ｖａにおける判定レベルの誤差が大きくなってしまい、その誤差を容易には小さくすることができないという問題があった。
【０００９】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭ制御時における負荷判定用の基準電圧をエラーアンプの出力電圧に近似させるという簡便、かつ高集積化に好適な手段により、モード検出レベルの誤差を小さくした半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明では、上記問題を解決するために、オンオフする半導体スイッチにより、入力電圧を所定の目標電圧に制御された直流電圧として負荷に供給するスイッチング電源制御用の半導体装置が提供される。このスイッチング電源制御用の半導体装置は、前記負荷への直流電圧を前記目標電圧と比較し、それらの誤差電圧を生成するエラーアンプと、前記誤差電圧の大きさに応じた時比率で前記半導体スイッチをオンオフ制御するＰＷＭコンパレータと、前記エラーアンプで生成された前記誤差電圧を前記入力電圧に近似的に反比例する大きさの比較電圧と比較し、それらの比較結果に基づいて前記負荷に供給される電流状態を判定する負荷判定回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の半導体装置によれば、負荷電流を監視してモード切り替えを行う負荷判定回路において、入力電圧が変動したときであっても判定誤差を少なくして、ＰＷＭ制御動作の安定性を確保することができる。
【００１２】
また、本発明では、ＭＯＳトランジスタ回路として構成された負荷判定回路により、複数の比例定数に近似した出力電圧曲線を実現することができ、入力電圧の変化に対応可能であって、かつ高集積化に好適する半導体装置となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態に係るスイッチング電源を示す回路図、図２は、図１のスイッチング電源における負荷判定回路の基準電圧曲線を示す図である。
【００１４】
図１に示すスイッチング電源は、負荷判定回路２０の構成が従来の負荷判定回路１５（図４）の構成と異なっている。すなわち、この負荷判定回路２０では、反比例基準電圧生成回路１７から入力電圧Ｖｉｎに反比例する大きさの反比例基準電圧（比較電圧）Ｖｒｅｆがコンパレータ１６に供給され、この反比例基準電圧Ｖｒｅｆと電圧信号Ｖｅとがコンパレータ１６で比較され、電源制御モードの切り替えなどに用いられるモード検出信号Ｖａが出力されている。そして、この反比例基準電圧生成回路１７では、図２に示すように入力電圧Ｖｉｎに反比例する反比例基準電圧Ｖｒｅｆを直線近似し、その傾きを入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧値Ｖｂとなる前後で切り替えている点に特徴がある。
【００１５】
図２には、エラーアンプの出力電圧（Ｖｅ）曲線とともに、反比例基準電圧生成回路１７から出力される反比例基準電圧Ｖｒｅｆが実線により示されている。この反比例基準電圧Ｖｒｅｆは、負荷判定回路２０の基準電圧として、一点鎖線により示すエラーアンプ１２の出力電圧（Ｖｅ）曲線と近似する曲線として生成されるものであって、これによりコンパレータ１６における負荷電流判定結果の誤差を小さく抑えることができる。
【００１６】
図３は、図２に示す反比例基準電圧生成回路の一例を示す回路図である。
この反比例基準電圧生成回路１７では、直列接続された抵抗Ｒａ，Ｒｂで入力電圧Ｖｉｎが分圧され、入力電圧Ｖｉｎに比例する大きさの電圧Ｖ１がコンパレータ１７１の反転入力端子に印加されている。１７２は傾斜切替回路であって、抵抗Ｒｃ１とスイッチング用のＭＯＳトランジスタＱ２との並列回路として構成され、このＭＯＳトランジスタＱ２のゲートはコンパレータ１７１の出力端子と接続されている。抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点は、傾斜切替回路１７２と抵抗Ｒｃ２の直列回路を介してオペアンプ（演算増幅回路）１７３の反転入力端子に接続されている。このオペアンプ１７３の反転入力端子は、その出力端子との間で抵抗Ｒｄによって接続されている。また、コンパレータ１７１およびオペアンプ１７３の非反転入力端子にはそれぞれ電源Ｅ３が接続されることで、基準電圧Ｖｂ２が供給されている。なお、コンパレータ１７１およびオペアンプ１７３の非反転入力端子には、必ずしも同じ大きさの基準電圧が供給されていなくてもよい。
【００１７】
コンパレータ１７１では、入力電圧Ｖｉｎに比例する大きさの電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｂ２（＝Ｖｂ×Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ））と比較され、その比較電圧Ｖｃが傾斜切替回路１７２のＭＯＳトランジスタＱ２に供給されている。コンパレータ１７１での比較電圧Ｖｃに応じてＭＯＳトランジスタＱ２がオンオフ動作をすることになる。すなわち、コンパレータ１７１からはＶ１とＶｂ２との比較結果に応じて、傾斜切替回路１７２に対する切替信号（比較電圧Ｖｃ）が出力され、傾斜切替回路１７２と抵抗Ｒｃ２の直列回路は、その抵抗値ＲｃがＲｃ１＋Ｒｃ２であったり、Ｒｃ２であったりすることになる。
【００１８】
また、オペアンプ１７３はレベルシフト用の増幅回路として、反転入力端子の電位Ｖ０が基準電圧Ｖｂ２と比較され、その比較結果である反比例基準電圧Ｖｒｅｆが図１のコンパレータ１６に供給されている。その結果、入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧値Ｖｂ以下であるときは、コンパレータ１７１からの切替信号（比較電圧Ｖｃ）によって傾斜切替回路１７２と抵抗Ｒｃ２の直列回路の抵抗値が小さく切り替えられるため、この反比例基準電圧生成回路１７から出力される反比例基準電圧Ｖｒｅｆは、その近似直線の傾きの絶対値が大きくなるように補正される。
【００１９】
このように、この図３に示すオペアンプ１７３から出力される反比例基準電圧Ｖｒｅｆを、エラーアンプ１２の出力電圧（Ｖｅ）曲線と近似する直線として生成できることになり、スイッチング電源における負荷判定回路２０では、負荷電流判定結果の誤差が小さく抑えられる効果がある。
【００２０】
つぎに、反比例基準電圧生成回路１７の反比例基準電圧Ｖｒｅｆの近似直線の傾きについて、入力電圧Ｖｉｎと図３に示す電圧Ｖ１、傾斜切替回路１７２と抵抗Ｒｃ２の直列回路に流れる電流ｉとから計算する。なお、傾斜切替回路１７２と抵抗Ｒｃ２の直列回路の抵抗値をＲｃとする。
【００２１】
まず、直列接続された抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点について、キルヒホッフの電流法則を適用すると、
｛（Ｖｉｎ−Ｖ１）／Ｒａ｝＋｛（Ｖ０−Ｖ１）／Ｒｃ｝＝Ｖ１／Ｒｂ…（１）
となる。ここで、Ａ＝Ｒａ×Ｒｂ＋Ｒｂ×Ｒｃ＋Ｒｃ×Ｒａとして、式（１）の両辺を（Ｒａ×Ｒｂ×Ｒｃ）倍して整理すると、
Ｖ１＝（Ｒｂ×Ｒｃ×Ｖｉｎ＋Ｒａ×Ｒｂ×Ｖ０）／Ａ…（２）
となる。また、オペアンプ１７３に流れ込む電流ｉについては、上記式（２）を使って
ｉ＝（Ｖ１−Ｖ０）／Ｒｃ
＝｛Ｒｂ×Ｖｉｎ−（Ｒａ＋Ｒｂ）Ｖ０｝／Ａ…（３）
と表すことができる。さらに、オペアンプ１７３から出力される反比例基準電圧Ｖｒｅｆは、
Ｖｒｅｆ＝Ｖ０−ｉ×Ｒｄ…（４）
となる。
【００２２】
ここで、式（４）に式（３）を代入し、Ａを元の抵抗値に戻すことにより、入力電圧Ｖｉｎに対する反比例基準電圧Ｖｒｅｆの傾きである（ｄＶｒｅｆ／ｄＶｉｎ）の絶対値は、Ｒｄ×Ｒｂ／（Ｒａ×Ｒｂ＋Ｒｂ×Ｒｃ＋Ｒｃ×Ｒａ）となる。したがって、入力電圧Ｖｉｎが小さくなって、基準電圧Ｖｂを下回ることになれば、傾斜切替回路１７２のＭＯＳトランジスタＱ２がオンして抵抗Ｒｃの大きさがＲｃ２（＜Ｒｃ１＋Ｒｃ２）に切り替る。すなわち、（ｄＶｒｅｆ／ｄＶｉｎ）の絶対値が大きくなるから、図２に示すように直線の傾斜を大きくするように補正し、ＰＷＭ制御時における負荷判定用の基準電圧をエラーアンプ１２の出力電圧に近似させることができる。
【００２３】
なお、反転入力端子の電位Ｖ０が基準電圧Ｖｂ２にイマジナリショートされていることは、言うまでもないことである。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】実施の形態に係るスイッチング電源を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源における負荷判定回路の基準電圧曲線を示す図である。
【図３】図２に示す反比例基準電圧生成回路の一例を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源の一例を示す回路構成図である。
【図５】入力電圧Ｖｉｎに対するエラーアンプの電圧信号Ｖｅの変化を示す図である。
【符号の説明】
【００２５】
１０  ＰＷＭコンパレータ
１１  発振器（ＯＳＣ）
１２  エラーアンプ
１３  ドライバ
１４  電源端子
１６  コンパレータ
１７  反比例基準電圧生成回路
２０  負荷判定回路
１７１  コンパレータ
１７２  傾斜切替回路
１７３  オペアンプ
Ｑ１  主スイッチング素子
Ｑ２  ＭＯＳトランジスタ
Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｄ  抵抗
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｒｅｆ  反比例基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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