(57)【要約】【課題】  リップル電流を低減して平滑コンデンサの小型化を図り、前記平滑コンデンサの負担を軽減するモータ制御装置、コンバータの制御装置及びインバータとコンバータの制御装置を提供する。【解決手段】  少なくとも２つのモータＭを制御するモータ制御装置において、少なくとも第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とこれらのインバータ電流を平滑する平滑コンデンサ３とを備え、前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５のスイッチングキャリア位相を各々可変にするゲート制御回路１０を備えたことを特徴とする。【選択図】    図１
2006054992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つのモータを制御するモータ制御装置において、少なくとも２つのインバータと、電源から供給される電流を平滑化する平滑コンデンサとを備え、前記各インバータのスイッチングキャリア位相を各々可変にする制御手段を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、リップル電流が最小となるように前記モータのトルクと回転数に基づいて各インバータのスイッチングキャリア位相差を制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記各インバータの近傍に前記平滑コンデンサを設けたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング作動により出力電圧を制御するコンバータの制御装置であって、少なくとも２つの前記ＤＣ／ＤＣコンバータと、電源から供給される電流を平滑化する平滑コンデンサとを備え、前記各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相を各々可変にする制御手段を備えたことを特徴とするコンバータの制御装置。
【請求項５】
前記制御手段は、リップル電流が最小となるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流に基づいて各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相差を制御することを特徴とする請求項４に記載のコンバータの制御装置。
【請求項６】
少なくともインバータとＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたインバータとコンバータの制御装置であって、電源から供給される電流を平滑化する平滑コンデンサを備え、前記インバータとＤＣ／ＤＣコンバータとのスイッチングキャリア位相をそれぞれ可変にする制御手段を備えたことを特徴とするインバータとコンバータの制御装置。
【請求項７】
前記制御手段はリップル電流が最小になるようにモータのトルクと回転数に基づいてインバータのスイッチングキャリア位相差を制御すると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値と出力電圧値とに基づいて前記インバータ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相差を制御することを特徴とする請求項６に記載のインバータとコンバータの制御装置。
【請求項８】
前記インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの近傍に、前記平滑コンデンサを設けたことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載のインバータとコンバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ制御装置、コンバータの制御装置及びインバータとコンバータの制御装置とに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、３相のモータを駆動制御するモータ制御装置が知られている。このモータ制御装置はモータを駆動するためのインバータ回路を備え、このインバータ回路のスイッチング素子により前記モータの駆動制御を行うものである。
このようなモータ制御装置ではスイッチング素子のオン・オフによって前記モータの駆動電流を制御するため、スイッチングノイズが発生し易く、特に複数のモータを同時に駆動させる場合には前記スイッチングノイズが大きくなる傾向がある。そのため、モータ制御装置の中には、このようなスイッチングノイズを低減するべく、複数の３相モータに対してインバータ回路を個別に設けて、１つのスイッチング素子当たりの通電電流を低減させて前記スイッチングノイズを抑制するものがある（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−１７４７９０号公報
【０００３】
この一例を簡略化した図７に基づいて説明する。尚、図７では２つの並列に接続されたインバータ回路の１相分を１つにまとめてインバータ回路７４として記載し、ここに接続される２つのモータのモータコイル７９は各々１相分だけを記載している。
同図において、バッテリ等の直流電源７２には平滑コンデンサ７３が並列に接続されている。前記平滑コンデンサ７３にはスイッチング素子７６を２個直列に接続したものが並列に接続され、このスイッチング素子７６，７６にはそれぞれダイオード７７，７７が並列に接続されている。そして、前記平滑コンデンサ７３とスイッチング素子７６とダイオード７７とでインバータ回路７４が構成されている。
前記スイッチング素子７６には複数のモータコイル７９が接続されている。前記スイッチング素子７６のスイッチングを交互に行うことで前記直流電源７２の電圧が交流に変換されてモータコイル７９に印加される。この時、前記インバータ回路７４をモータ毎に設けることで、各スイッチング素子７６に通電される電流がインバータ回路７４の数だけ分流されるため、スイッチングノイズが低減することとなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来のモータ制御装置では、図８に示すスイッチングノイズよりも十分に大きい振幅ｄを有したリップル電流が生じるため、前記平滑コンデンサ７３での損失を十分に低減することができず、この結果、前記平滑コンデンサ７３に負担が掛かるという問題がある。
そして、前記平滑コンデンサ７３への負担を軽減させようとすると、容量の大きい平滑コンデンサ７３が必要となるため、前記平滑コンデンサ７３が大型化すると共にコストアップにつながるという問題がある。
そこで、この発明は、スイッチングによるリップル電流を低減して平滑コンデンサの小型化を図り、前記平滑コンデンサの負担を軽減するモータ制御装置、コンバータの制御装置及びインバータとコンバータの制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、少なくとも２つのモータ（例えば、実施の形態におけるモータＭ）を制御するモータ制御装置において、少なくとも２つのインバータ（例えば、実施の形態における第一インバータ回路４、第二インバータ回路５）と、電源（例えば、実施の形態におけるバッテリ２）から供給される電流を平滑化する平滑コンデンサ（例えば、実施の形態における平滑コンデンサ３）とを備え、前記各インバータのスイッチングキャリア位相を各々可変にする制御手段（例えば、実施の形態におけるゲート制御回路１０）を備えたことを特徴とする。
このように構成することで、各インバータのスイッチングキャリア位相を各々ずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となる。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、前記制御手段は、リップル電流が最小となるように前記モータのトルクと回転数に基づいて各インバータのスイッチングキャリア位相差を制御することを特徴とする。
このように構成することで、前記モータのトルクと回転数とに基づいて決定される運転ポイント毎にリップル電流が最小となる最適なキャリア位相差を選択することが可能となる。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、前記各インバータの近傍に前記平滑コンデンサを設けたことを特徴とする。
このように構成することで、前記インバータと平滑コンデンサとの間の線路インダクタンスを減少させて前記リップル電流を抑制することが可能となる。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、実施の形態における第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４）のスイッチング作動により出力電圧を制御するコンバータの制御装置であって、少なくとも２つの前記ＤＣ／ＤＣコンバータと、電源から供給される電流を平滑化する平滑コンデンサ（例えば、実施の形態における平滑コンデンサ３）とを備え、前記各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相を各々可変にする制御手段（例えば、実施の形態におけるゲート制御回路１０）を備えたことを特徴とする。
このように構成することで、各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相を各々ずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となる。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、前記制御手段は、リップル電流が最小となるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流に基づいて各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相差を制御することを特徴とする。
このように構成することで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに基づいて決定される運転ポイント毎にリップル電流が最小となる最適なキャリア位相差を選択することが可能となる。
【００１０】
請求項６に記載した発明は、少なくともインバータ（例えば、実施の形態における第一インバータ回路４）とＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、実施の形態における第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３）とを備えたインバータ及びコンバータの制御装置であって、電源から供給される電流を平滑化する平滑コンデンサ（例えば、実施の形態における平滑コンデンサ３）を備え、前記インバータとＤＣ／ＤＣコンバータとのスイッチングキャリア位相をそれぞれ可変にする制御手段（例えば、実施の形態におけるゲート制御回路１０）を備えたことを特徴とする。
このように構成することで、前記インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相を各々ずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となる。
【００１１】
請求項７に記載した発明は、前記制御手段はリップル電流が最小になるようにモータのトルクと回転数に基づいてインバータのスイッチングキャリア位相差を制御すると共に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値と出力電圧値に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相差を制御することを特徴とする。
このように構成することで、前記インバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとのスイッチングキャリア位相をずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となる。
【００１２】
請求項８に記載した発明は、前記インバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータの近傍に、前記平滑コンデンサを設けたことを特徴とする。
このように構成することで、前記インバータ又はＤＣ／ＤＣコンバータと平滑コンデンサとの間の線路インダクタンスを減少させて前記リップル電流を抑制することが可能となる。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１に記載した発明によれば、各インバータのスイッチングキャリア位相を各々ずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となり、したがって、コストダウンを図ると共に、前記平滑コンデンサを小型化して配置自由度の向上を図ることができる効果がある。
【００１４】
請求項２に記載した発明によれば、請求項１の効果に加え、前記モータのトルクと回転数とに基づいて決定される運転ポイント毎にリップル電流が最小となる最適なスイッチングキャリア位相差を選択することが可能となるため、平滑コンデンサに掛かる負担を軽減することができる効果がある。
【００１５】
請求項３に記載した発明によれば、請求項１又は請求項２の効果に加え、前記インバータと平滑コンデンサとの間の線路インダクタンスを減少させて前記リップル電流を抑制することが可能となるため、平滑コンデンサに掛かる負担を軽減して更なる平滑コンデンサの小型化を図ることができる効果がある。
【００１６】
請求項４に記載した発明によれば、各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相を各々ずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となり、したがって、コストダウンを図ると共に、前記平滑コンデンサを小型化して配置自由度の向上を図ることができる効果がある。
【００１７】
請求項５に記載した発明によれば、請求項４の構成に加え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに基づいて決定される運転ポイント毎にリップル電流が最小となる最適なキャリア位相差を選択することが可能となるため、平滑コンデンサに掛かる負担を軽減することができる効果がある。
【００１８】
請求項６に記載した発明によれば、前記インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングキャリア位相を各々ずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となり、したがって、コストダウンを図ると共に、前記平滑コンデンサを小型化して配置自由度の向上を図ることができる効果がある。
【００１９】
請求項７に記載した発明によれば、請求項６の効果に加え、前記インバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとのスイッチングキャリア位相をずらして前記平滑コンデンサのリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサの容量を小さく設定することが可能となるため、平滑コンデンサに掛かる負担を軽減することができる効果がある。
【００２０】
請求項８に記載した発明によれば、請求項６又は請求項７の効果に加え、前記インバータ又はＤＣ／ＤＣコンバータと平滑コンデンサとの間の線路インダクタンスを減少させて前記リップル電流を抑制することが可能となるため、平滑コンデンサに掛かる負担を軽減してさらなる平滑コンデンサの小型化を図ることができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
次に、この発明の第一の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１において、１はハイブリッド自動車や電気自動車等の車両のモータ制御装置を示している。このモータ制御装置１は、直流電源であるバッテリ２から供給された電力を用いて後述するモータＭの駆動制御を行うものである。前記モータ制御装置１には前記バッテリ２が接続されている。前記モータ制御装置１は第一インバータ回路（インバータ）４と第二インバータ回路（インバータ）５とをそれぞれ並列に接続して設けている。前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とは平滑コンデンサ３を共有しており、この平滑コンデンサ３によって前記バッテリ２から供給される電源を平滑化すると共にこの電源に重畳する外来ノイズ等を除去している。
【００２２】
前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とは、スイッチング素子であるバイポーラタイプのトランジスタ６を２個直列に接続すると共に、これらトランジスタ６にダイオード７をそれぞれ並列接続した１相分のアーム８を前記平滑コンデンサ３と並列に３相分接続した回路を備えている。直列に接続された前記トランジスタ６間には前記モータＭの各相のコイル９が各々接続されている。前記アーム８において、前記トランジスタ６は前記バッテリ２の＋側にコレクタ、−側にエミッタが接続され、前記ダイオード７は前記トランジスタ６のエミッタからコレクタに向かって順方向になるように接続されている。
【００２３】
第一インバータ回路４及び第二インバータ回路５の前記平滑コンデンサ３は前述したアーム８の近傍に配設されている。具体的には、前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とはスイッチング動作を行い断続的な通電を行うため、例えば、前記平滑コンデンサ３が各アーム８から距離が離れていた場合、前記平滑コンデンサ３と各アーム８とを接続する線路のインダクタンス成分が大きくなる。そのため、インダクタンスの逆起電力によってリップル電流が増加する。つまり、前記平滑コンデンサ３を各アーム８の近傍に配置することで、線路に生じるインダクタンスの影響を抑制しているのである。
【００２４】
前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とにはゲート制御回路（制御回路）１０が接続されている。このゲート制御回路１０は、このゲート制御回路１０から出力されるゲート信号によって前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とのスイッチング動作を制御するものである。このゲート制御回路１０には後述するリップル電流が最小値となるスイッチングキャリア位相差のマップが格納されている。さらに、前記ゲート制御回路１０には、このゲート制御回路１０に対して前記モータＭの要求トルクと回転数指令を出力する駆動指令回路（ＥＣＵ）１１が接続されている。
【００２５】
次に、図２〜４に基づいて前記第一インバータ回路４と前記第二インバータ回路５とのスイッチング制御を説明する。尚、図７と同様に、この図２は図１に示す２つの３相のモータＭにおける各１相分だけを簡略化して示したものである。また、図示都合上、第一インバータ回路４および第二インバータ回路５の平滑コンデンサ３を個別に記載している。
【００２６】
図２に示すように、前記第一インバータ回路４がスイッチング動作を行うと第一インバータ回路４にインバータ電流であるＤＣ電流Ａが通電される。一方、第二インバータ回路５がスイッチング動作を行うと第二インバータ回路５にインバータ電流であるＤＣ電流Ｂが通電される。そして、前記ＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとを足し合せたリップル電流が前記平滑コンデンサ３に出入りする。前記第一インバータ回路４と前記第二インバータ回路５とは前記ＤＣ電流Ａと前記ＤＣ電流Ｂとのキャリア位相をずらすべく駆動指令回路１１によってトランジスタ６のスイッチングのタイミングが制御されている。
【００２７】
図３、図４は縦軸を電流、横軸を電流の位相とした場合のＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとの変化及びＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとを加算したリップル電流の変化を示している。この図３、図４では、前記第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とで例えば前記ＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとの位相差であるスイッチングキャリア位相差を９０°ずらして制御したものである。つまり、前記ＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとのお互いの電流値上限のタイミングを一致させずに、さらに、ＤＣ電流Ａの上限とＤＣ電流Ｂの下限とが一致するように位相を制御してお互いの振幅を打ち消すべく設定されている。したがって、図４に示すように、前記ＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとを加算したリップル電流の振幅Ｄは、従来のものである図８のリップル電流の振幅ｄよりも減少することとなる。尚、図３，４の横軸の電流の位相を時間に置き換えても良い。
【００２８】
次に、図５、図６に基づいてスイッチングキャリア位相差の算出について説明する。
図５は縦軸を前記モータＭのトルク、横軸を前記モータＭの回転数とした場合の前記モータＭが連続運転可能な運転ポイントの範囲を示している。この運転ポイントの範囲は各種モータ毎に固有のものであり、通常は上限値（図５中、実線で示す）よりも下の範囲でモータＭの要求運転ポイントが設定される。ここで、図５は前記上限値よりも下の範囲に、例えば運転ポイントＡ（○で示す）、運転ポイントＢ（△で示す）、運転ポイントＣ（□で示す）の３つの運転ポイントを設定した場合を示し、前記運転ポイントＡと運転ポイントＢとは同一回転数で要求トルクを変えた場合を、前記運転ポイントＣは回転数とトルクとを連続運転可能な範囲で最大にした場合を示している。
【００２９】
図６は縦軸をリップル電流実効値、横軸を各モータＭに通電されるそれぞれのスイッチングキャリア位相差とした場合の運転ポイントＡ（○で示す）、運転ポイントＢ（△で示す）、運転ポイントＣ（□で示す）それぞれのスイッチングキャリア位相差に対するリップル電流実効値の変動を示したマップであり、例えば、運転ポイントＡの場合には、リップル電流の実効値はスイッチングキャリア位相差が０°で最大となり、スイッチングキャリア位相差が６０°で最小となる。この時、前記リップル電流の実効値はスイッチングキャリア位相差が０°の時よりも６０°の時の方がａだけ低減することとなる。同様に、運転ポイントＢの場合には、スイッチングキャリア位相差が０°の時にリップル電流実効値が最大、スイッチングキャリア位相差が１８０°の時にリップル電流実効値が最小となり、ｂだけ低減する。また、運転ポイントＣの場合には、スイッチングキャリア位相差が０°の時にリップル電流実効値が最大、スイッチングキャリア位相差が９０°の時に最小となり、ｃだけ低減する。尚、リップル電流が最大となる運転ポイントのリップル電流の最小値に基づいて前記平滑コンデンサ３の容量の上限値を設定してもよい。
【００３０】
すなわち、前記ゲート制御回路１０では、このゲート制御回路１０に予め記憶された図６に示すマップを参照して、前記駆動指令回路１１から出力された要求トルクと回転数指令とに基づいて運転ポイントを判定する。そして、前記マップで判定された運転ポイントにおいてリップル電流が最小になるスイッチングキャリア位相差を算出し、この算出結果に基づいて第一インバータ回路４と第二インバータ回路５とを制御している。
【００３１】
したがって、上述した第一の実施の形態によれば、第一インバータ回路４と第二インバータ回路５のスイッチングキャリアの位相をゲート制御回路１０からの制御指令で各々ずらしてリップル電流を低減できるため、平滑コンデンサ３の容量を小さく設定することが可能となり、したがって、コストダウンを図ると共に、前記平滑コンデンサ３を小型化して配置自由度の向上を図ることができる。
【００３２】
また、前記ゲート制御回路１０に予め格納されているマップに基づいて前記モータＭのトルクと回転数とで決定される運転ポイント毎にリップル電流が常に最小となる最適なスイッチングキャリア位相差を選択して制御することが可能となるため、平滑コンデンサ３に掛かる負担を軽減することができる。
さらに、前記第一インバータ回路４、第二インバータ回路５と平滑コンデンサ３との間のインダクタンスを減少させて前記リップル電流を抑制することが可能となるため、平滑コンデンサ３に掛かる負担を軽減して更なる平滑コンデンサ３の小型化を図ることができる。
【００３３】
次に、図９、図１０に基づいてこの発明の第二の実施の形態を説明する。この第二の実施の形態は、前述した第一の実施の形態の第一インバータ回路４、第二インバータ回路５をそれぞれＤＣ／ＤＣコンバータに置き換えたものであるため、同一部分に同一符号を付して説明する。
【００３４】
図９において、１２は自動車等の車両のコンバータ制御装置を示しており、このコンバータ制御装置１２には直流電源としてのバッテリ２と、低電圧負荷である補機類（図示せず）と、補機用の低電圧バッテリ（図示せず）とが接続されている。前記コンバータ制御装置１２は第一ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１４とを有しており、これら第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４が各々バッテリ２に対して並列に接続されている。
【００３５】
また、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４とは、前記バッテリ２に対して並列に接続された平滑コンデンサ３を共有している。この平滑コンデンサ３は前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の近傍に配置されており、この平滑コンデンサ３によって前記バッテリ２の出力に重畳する外来ノイズ等が平滑化され除去されるようになっている。ここで、前記コンバータ制御装置１２は、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４と後述するゲート制御回路１０、駆動指令回路１１とで構成されている。
【００３６】
前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４とは、スイッチング素子であるバイポーラタイプのトランジスタ６を２個直列に接続すると共に、これらトランジスタにダイオード７をそれぞれ並列接続したアーム８をそれぞれ二組ずつ有し、これらのアーム８がバッテリ２に対して各々並列に接続されている。そして、各アーム８を構成する前記トランジスタ６，６間には巻線変圧器１５の一次側巻線１６が介装されている。
【００３７】
ここで、前記各アーム８のトランジスタ６には、前述した第一の実施の形態の第一インバータ回路４、第二インバータ回路５と同様に、トランジスタ６のスイッチング動作を制御するゲート制御回路１０が接続されており、このゲート制御回路１０には、平滑コンデンサ３のリップル電流が最小値となる図示しないスイッチングキャリア位相差のマップ（以下、単に位相差マップと呼ぶ）が格納されている。そして、前記ゲート制御回路１０には、図示しない電流電圧センサからの信号が入力される駆動指令回路（ＥＣＵ）１１が接続され、この駆動指令回路１１から前記ゲート制御回路１０に、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の出力電流と出力電圧に関する信号が送出されている。
【００３８】
前記巻線変圧器１５は、一次側巻線１６の入力端子に印加された交流電圧を所定の比率で降圧して二次側巻線１７の出力端子から出力するものである。この二次側巻線１７の各出力端子には整流ダイオード１８のカソードが各々接続され、前記出力端子に向けて順方向となるようになっており、一方、この整流ダイオード１８のアノードはそれぞれ合流接続された後にマイナス側の電源ライン２１を介して低電圧バッテリのマイナス端子又は補機類のマイナス側の電源端子に接続されている。
【００３９】
ところで、前記巻線変圧器１５はいわゆるセンタータップ付きの巻線変圧器であり、二次側巻線１７にセンタータップ１９が設けられている。このセンタータップ１９はコイル２０とプラス側の電源ライン２２とを介して前記低電圧バッテリのプラス端子又は補機類のプラス側の電源端子に接続されている。そして、前記センタータップ１９と前記整流ダイオード１８のアノードとの間には平滑用コンデンサ２３が介装されている。ここで、前記整流ダイオード１８とコイル２０と平滑用コンデンサ２３とで平滑回路２４が構成されている。尚、前記巻線変圧器１５はセンタータップ付きに限られるものではなく、例えば、センタータップ無しの変圧器を用いる場合には、平滑回路２４の整流ダイオード１８，１８をダイオードブリッジに置き換えて全波整流するようにしても良い。
【００４０】
すなわち、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４との前記トランジスタ６をスイッチング作動させると、直流であるバッテリ２の電圧が交流電圧に変換され、この交流電圧が前記巻線変圧器１５の入力端子に印加される。そして、この入力端子に印加された交流電圧は巻線変圧器１５によって降圧されて前記出力端子から出力され、この降圧された交流電圧が前記整流ダイオード１８によって全波整流されることとなる。さらに、この全波整流された電圧は、前記平滑用コンデンサ２３とコイル２０とで構成された平滑回路２４で平滑化され、この平滑化された直流の低電圧が前述した低電圧バッテリや、補機類に各電源ライン２１，２２を介して供給されることとなる。尚、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４とは出力する電圧値が同一のものに限られものではなく、それぞれ異なる電圧を出力するようにしても良い。
【００４１】
図１０は、縦軸を出力電圧、横軸を出力電流とした場合の第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３又は第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の要求運転ポイントのマップの一例を示している。ここで、この運転ポイントの範囲は、各種ＤＣ／ＤＣコンバータ（ここでは、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４）毎に固有のものであり、通常は上限値（図１０中、実線で示す）よりも下の範囲でＤＣ／ＤＣコンバータの要求運転ポイントが設定される。ここで、図１０では運転ポイントとして、例えば、運転ポイントＡ（○で示す），Ｂ（△で示す），Ｃ（□で示す）の３つを設定した場合を示しており、前記運転ポイントＢと運転ポイントＣとは同一出力電圧の場合であり、運転ポイントＣは運転ポイントＢよりも出力電流が大きく設定された場合である。さらに、運転ポイントＡは運転ポイントＢ，Ｃよりも出力電圧、出力電流が共に低く設定された場合を示している。
【００４２】
このように構成することで、ゲート制御回路１０が第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のそれぞれの出力電流と出力電圧の信号を駆動指令回路１１から受け取り、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のそれぞれの運転ポイントを要求運転ポイントのマップに基づいて求めることができる。
【００４３】
そして、例えば、このとき求めた運転ポイントにおける第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチングキャリア位相を基準として、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチングキャリアと第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチングキャリアとの位相差を、前記位相差のマップを参照して、前記リップル電流が最小値となるように前記ゲート制御回路１０によって第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチングキャリアの位相を最適な位相にずらして制御することができる。尚、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチングキャリアの位相を基準にした場合について説明したが、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチングキャリア位相を基準としてリップル電流が最小となる位相差を求め、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチングキャリア位相をずらして制御するようにしても良い。
【００４４】
したがって、上述の第二の実施の形態によれば、前記位相差マップに基づいて第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と第二ＤＣ／ＤＣコンバータとの一方のスイッチングキャリアの位相を基準とした場合、他方のスイッチングキャリアの位相を平滑コンデンサ３のリップル電流が最小となるように変動させて制御することが可能となるため、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ１４で共有する前記平滑コンデンサ３のリップル電流を低減して前記平滑コンデンサ３の容量を小さく設定することが可能となり、この結果、コストダウンを図ると共に、平滑コンデンサ３が小型化され配置自由度の向上を図ることが可能となる。また、前述の第一の実施の形態と同様に、平滑コンデンサ３の容量を小さくしない場合には、前記平滑コンデンサ３に掛かる負担を軽減して、信頼性を向上することができる。
【００４５】
次に、図１１に基づいてこの発明の第三の実施の形態を説明する。この第三の実施の形態は、前述した第一の実施の形態の第二インバータ回路５を前述した第二の実施の形態の第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３に置き換えたものであるため、同一部分に同一符号を付して説明する。尚、第一インバータ回路４の要求運転ポイントのマップについては第一の実施の形態の図５を援用し、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の要求運転ポイントのマップについては、前述した第二の実施の形態の図１０を援用して説明する。
【００４６】
図１１において２５は前述した第一の実施の形態のモータ制御装置１と第二の実施の形態のコンバータ制御装置１２とを組み合わせたインバータとコンバータの制御装置（以下、制御装置と呼ぶ）を示しており、この制御装置２５には直流電源であるバッテリ２と、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両のモータＭと、図示しない車両の低電圧バッテリ又は補機等の低電圧負荷とが接続されている。前記制御装置２５は、第一インバータ回路４と第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３とを有し、これら第一インバータ回路４、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は前記バッテリ２に対して各々並列接続されている。
【００４７】
前記第一インバータ回路４と第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３との各アーム８近傍には、前記バッテリ２の端子間に平滑コンデンサ３が介装されており、この平滑コンデンサ３を前記第一インバータ回路４と第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３とで共有している。ここで、第一の実施の形態と同様に、前記平滑コンデンサ３を各アーム８の近傍に配置することで、平滑コンデンサ３と各アーム８間の線路インダクタンスが小さくなり逆起電力によるリップル電流を小さくすることができる。尚、第一インバータ回路４と第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３との説明は第一、第二の実施の形態の繰り返しとなるため省略する。
【００４８】
前記第一インバータ回路４と第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３とにはトランジスタ６のスイッチング動作を制御するゲート制御回路１０が各々接続されている。さらに、このゲート制御回路１０にはモータＭの要求トルクと回転数指令を出力すると共に、第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧、出力電流に関する信号を出力する駆動指令回路１１が接続されている。また、前記ゲート制御回路１０には、前記平滑コンデンサ３のリップル電流が最小値となる前記第一インバータ回路と第一ＤＣ／ＤＣコンバータとのスイッチングキャリア位相差マップ（図示せず：以下、単に位相差マップと呼ぶ）が格納されている。
【００４９】
この位相差マップは、例えば、所定の運転ポイントにおける第一インバータ回路４のスイッチングキャリアを基準として、このスイッチングキャリアと、所定の運転ポイントにおける第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチングキャリアとの位相差毎のリップル電流実効値の低減率を示したものである。ここで、前記第一インバータ回路４の運転ポイントは前述した第一の実施の形態の図５を参照することによって求めることができ、一方、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の運転ポイントは前述した第二の実施の形態の図１０を参照することによって求めることができる。尚、この第三の実施の形態では第一インバータ回路４のスイッチングキャリア位相を基準とした場合について説明したが、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチングキャリア位相を基準とし、この位相に対して第一インバータ回路４のスイッチングキャリア位相を前記位相差マップを参照して求めるようにして制御しても良い。
【００５０】
したがって、上述の第三の実施の形態によれば、モータＭを制御する第一インバータ回路４、バッテリ電圧の降圧制御を行う第一ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のように異なった用途の回路のスイッチング制御を行う場合であっても、平滑コンデンサ３のリップル電流が最小となるように各スイッチングキャリアの位相差を、位相差のマップを参照し、前記ゲート制御回路１０によって各トランジスタ６のスイッチング作動を制御することができるため、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減して前記平滑コンデンサ３の容量を小さく設定することが可能となり、この結果、平滑コンデンサ３の小型化が可能となると共に、配置自由度を向上することができる。
【００５１】
尚、この発明は上記実施形態に限られるものではなく、例えば、ハイブリッド車や電気自動車以外の車両に用いても良く、さらに、インバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ毎に平滑コンデンサを設けても良い。また、前記スイッチングキャリアの位相差は駆動指令回路で求めても良く、マップ以外にテーブルを用いるようにしても良い。さらに、インバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランジスタはスイッチング動作可能なものであれば例えばＦＥＴやＩＧＢＴ等を用いてもよい。そして、上述の実施の形態ではインバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータを計２個設けた場合について説明したが、これらは複数設けてあればよく、例えばインバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータを３個以上組み合わせるようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】この発明の第一の実施の形態におけるモータ制御装置の回路図である。
【図２】この発明の第一の実施の形態におけるモータ制御装置の説明図である。
【図３】この発明の第一の実施の形態における時間に対するＤＣ電流ＡとＤＣ電流Ｂとを示すグラフである。
【図４】この発明の第一の実施の形態における時間に対するＤＣ電流を示すグラフである。
【図５】この発明の第一、第三の実施の形態における回転数に対するモータのトルクを示すグラフである。
【図６】この発明の第一の実施の形態のスイッチングキャリア位相差に対するリップル電流実効値を示すグラフである。
【図７】従来のモータ制御装置の説明図である。
【図８】従来のモータ制御装置の時間に対するＤＣ電流を示すグラフである。
【図９】この発明の第二の実施の形態におけるコンバータ制御装置の回路図である。
【図１０】この発明の第二、第三の実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの運転ポイントを示すグラフである。
【図１１】この発明の第三の実施の形態における制御装置の回路図である。
【符号の説明】
【００５３】
２  バッテリ
３  平滑コンデンサ
４  第一インバータ回路（インバータ）
５  第二インバータ回路（インバータ）
１０  ゲート制御回路（制御回路）
１３  第一ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１４  第二ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｍ  モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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