(57)【要約】【課題】非線形装置の特性をベクトル・ネットワーク・アナライザを利用して調べる装置及び方法を提供すること。【解決手段】非線形装置（１４０）の特性を調べる方法及び装置であって、該装置を反復デジタル信号（１０８）で刺激し、ベクトル・ネットワーク・アナライザ（１００）を使用した相対位相測定により、そのデジタル刺激に対する装置の応答を測定することからなる方法及び装置。【選択図】図１
2006105984.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル装置を測定する方法であって、
ベクトル・ネットワーク・アナライザ（ＶＮＡ）（１００）を設けるステップと、
クロック周波数で動作する前記装置（１４０）を前記ＶＮＡ（１００）に接続するステップ（２０６）と、
調波的に関連する少なくとも２つのスペクトル成分を含むデジタル刺激信号で前記装置を刺激するステップ（３０１）と、
各スペクトル成分毎に前記装置のＳパラメータを測定するステップ（３０２）と、
反復インパルス信号（１０８）によって調整された前記デジタル刺激信号で前記装置を刺激するステップ（３１４、３０２）と、
少なくとも１対の前記スペクトル成分間において相対位相を測定するステップ（４１５）と
からなる方法。
【請求項２】
前記ＶＮＡはサンプラ（１３０）をさらに備え、該サンプラが、前記デジタル刺激信号及び前記反復インパルス信号を入力として有し、前記サンプラの出力（１０８）が、前記相対位相を測定するステップのための前記刺激信号として使用される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記少なくとも２つのスペクトル成分の絶対パワーを測定するステップ（２０４、３０３）をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ＶＮＡのパワー比測定結果を較正するステップ（２０２）と、前記ＶＮＡの絶対パワー測定結果を較正するステップ（２０４）とをさらに含む、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記デジタル信号は、一定デューティ・サイクルの方形波からなる（３０１）、請求項１〜４のうちのいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記デジタル信号は、前記クロック周波数の１／２の周波数を有し５０％の一定デューティ・サイクルを有する方形波からなる（３０１）、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記測定ステップ（３０２）は、前記デューティ・サイクルが５０％の方形波刺激信号を用いて行われたＳパラメータ比測定結果によって決まる、全測定帯域幅にわたる調波的に関連する全てのスペクトル成分を測定することを含む、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記全測定帯域幅（２０５）は、前記最大振幅スペクトル成分の所定の範囲内の最高周波数スペクトル成分によって決まる、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記デジタル信号は、前記クロック周波数の１／Ｎの周波数の反復デジタル・ビット・シーケンスからなり、該Ｎは、前記ビット・シーケンス中のビット数である、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記相対位相を測定するステップは、前記クロック周波数及び前記ＶＮＡの中間周波数（「ＩＦ」）帯域幅の関数としてサンプラ基本周波数を決定するステップをさらに含み、前記サンプラ基本周波数の高調波は、サンプラ周波数オフセットを差し引いた前記クロック周波数の１／２Ｎの倍数である、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記サンプラ周波数オフセットは、前記ＩＦ帯域幅、Ｎ、及び、全測定帯域幅の関数である、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記サンプラ基本周波数は、
ｆｃｌｏｃｋ／２ＮＭ−ｆｏｆｆｓｅｔ／３Ｍ
であり、上式においてｆｃｌｏｃｋは前記クロックの周波数であり、ｆｏｆｆｓｅｔ／３は前記サンプラ基本周波数オフセットであり、Ｍは前記サンプラ基本周波数を前記サンプラ基本帯域幅内に納めるための最小の整数値である、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記サンプラ基本周波数オフセット（ｆｏｆｆｓｅｔ／３）は、
ＢＷＩＦ／４（２ＮＫ−１）
であり、上式においてＢＷＩＦはＩＦ帯域幅であり、Ｋは前記全測定帯域幅を前記クロック周波数で割ることによって決まる要素である、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記相対位相を測定するステップ（３０５）は、サンプラ基本周波数を前記クロック周波数の関数として決定するステップ（４１０）と、サンプラ基本周波数オフセットを前記ＶＮＡの中間周波数（「ＩＦ」）帯域幅の関数として決定するステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記サンプラ基本周波数を計算するステップは、前記サンプラ基本周波数の高調波が周波数領域において前記スペクトル成分の各対のそれぞれのほぼ中間に位置するように前記サンプラ基本周波数を設定することを含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記サンプラ基本周波数を決定するステップは、前記サンプラの駆動周波数範囲内において出来る限り大きい値を前記サンプラ基本周波数に設定することを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記サンプラ基本周波数を設定するステップは、前記スペクトル成分の各対毎に、前記スペクトル成分の各対に対応する前記サンプラ基本周波数のそれぞれの高調波の第１の一次混合結果及び第２の一次混合結果を生成し、
前記スペクトル成分の各対毎に相対位相を測定するステップは、局部発振器（１１４）の周波数を、局部発振器周波数オフセットを差し引いた前記スペクトル成分間の周波数差の１／２に等しい周波数に調節し、前記一次混合結果を前記局部発振器周波数と混合することにより調波的に関連する二次混合結果を生成し、該二次混合結果間における相対位相を測定することをさらに含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
前記局部発振器周波数オフセットが、各高調波周波数オフセットの３倍に等しい、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記スペクトル成分の各対毎に相対位相を測定する（３０５）ステップの前に、前記局部発振器（１１４）を調節ステップが繰り返し実施される、請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記Ｓパラメータ及び前記相対位相の測定結果に基づいて前記装置のモデルを作成するステップ（３１１、３１９）をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項２１】
デジタル・ビット・パターン刺激に対する前記モデルの応答をシミュレートするステップ（３１３）と、前記デジタル・ビット・パターン刺激によって前記装置を刺激するステップ（３１４）と、前記デジタル・ビット・パターン刺激に対する応答を測定するステップ（３０２、３０３、３０５）と、前記測定された応答を前記シミュレートされた応答と比較するステップ（３１７）と、前記測定された応答を反映するように前記モデルを改良するステップ（３１９）とをさらに含む、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記シミュレートされた応答と前記測定された応答が互いに集束する（３１８）まで、前記シミュレートするステップ（３１３）、前記刺激するステップ（３１４）、前記測定するステップ（３０２、３０３、３０５）、及び前記比較するステップ（３１７）を繰り返し実施することをさらに含む、請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
非線形装置における相対位相の測定器であって、
局部発振器（１１４）を有するベクトル・ネットワーク・アナライザ（「ＶＮＡ」）（１００）と、
サンプラ（１３０）を駆動するためのデジタル・データ出力を有するデジタル・データ発生器（１２０）であって、前記サンプラが反復インパルス信号（１２８）をさらに受け取り、前記サンプラの出力が前記非線形装置のためのデジタル刺激信号（１０８）を構成し、該デジタル刺激信号（１０８）が少なくとも２つのスペクトル成分を含む、デジタル・データ発生器（１２０）と、
前記スペクトル成分に基づいてサンプラ基本周波数及びサンプラ基本周波数オフセットを決定し（４１０）、少なくとも１つの局部発振器周波数を決定し（４１４）、少なくとも１対の前記スペクトル成分間における相対位相を測定する（４１５）ためのプロセッサと、
からなる測定器。
【請求項２４】
前記デジタル刺激信号は、一定デューティ・サイクルの方形波信号からなる、請求項２３に記載の測定器。
【請求項２５】
前記デジタル・データ出力は、５０％の一定デューティ・サイクルの方形波信号からなる、請求項２４に記載の測定器。
【請求項２６】
前記装置はクロック周波数で動作し、前記デジタル・データ出力は前記クロック周波数／Ｎの反復ビット・シーケンスを含み、該Ｎは前記ビット・シーケンスにおけるビット数である、請求項２３に記載の測定器。
【請求項２７】
前記サンプラ基本周波数及び前記サンプラ基本周波数オフセットは、前記スペクトル成分、前記ＶＮＡの中間帯域幅、及び、前記クロック周波数の関数として決定される、請求項２６に記載の測定器。
【請求項２８】
前記サンプラ基本周波数は、前記サンプラ基本周波数の高調波（４０６）が周波数領域において前記スペクトル成分（４００、４０１）間のほぼ中間に位置するように決定される、請求項２７に記載の測定器。
【請求項２９】
前記サンプラ基本周波数の高調波は、サンプラ調波周波数オフセットを差し引いた前記クロック周波数の１／２Ｎの倍数である、請求項２８に記載の測定器。
【請求項３０】
前記ＶＮＡが中間周波数（「ＩＦ」）帯域幅を有し、前記サンプラ基本周波数オフセットは、前記ＶＮＡ  ＩＦ帯域幅、Ｎ、及び、ＤＵＴ測定帯域幅の関数である、請求項２９に記載の測定器。
【請求項３１】
前記サンプラ基本周波数は、
ｆｃｌｏｃｋ／２ＮＭ−ｆｏｆｆｓｅｔ／３Ｍ
であり、上式においてｆｃｌｏｃｋは前記クロックの周波数であり、ｆｏｆｆｓｅｔ／３は前記サンプラ基本周波数オフセットであり、Ｍは前記サンプラ基本周波数を前記サンプラ基本帯域幅内に納めるための最小の整数値である、請求項２８に記載の測定器。
【請求項３２】
前記サンプラ基本周波数オフセット（ｆｏｆｆｓｅｔ／３）は、
ＢＷＩＦ／４（２ＮＫ−１）
であり、上式においてＢＷＩＦは前記ＶＮＡ  ＩＦ帯域幅であり、ＫはＤＵＴ測定帯域幅を前記クロック周波数で割ることによって決まる要素である、請求項３１に記載の測定器。
【請求項３３】
前記サンプラ（１３０）を駆動するための電圧制御発振器（１２４）（「ＶＣＯ」）及びステップ・リカバリ・ダイオード・モジュール（１２６）からなる直列回路をさらに含む、請求項２３に記載の測定器。
【請求項３４】
さらに、前記デジタル・データ出力（１２０）と前記サンプラ（１３０）の入力との間にリタイマ（１２２）がさらに配置される、請求項２３に記載の測定器。
【請求項３５】
前記プロセッサは、前記サンプラの駆動周波数範囲内において出来る限り高い前記サンプラ基本周波数を決定する、請求項２３に記載の測定器。
【請求項３６】
前記少なくとも２つのスペクトル成分（４００、４０１）は少なくとも１対の前記スペクトル成分を含み、前記少なくとも１対の前記スペクトル成分について、前記サンプラ基本周波数のそれぞれの高調波（４０６）が前記少なくとも１対のスペクトル成分と混合され、第１の一次混合結果及び第２の一次混合結果（５００、５０２）が生成され、
前記局部発振器（１１４）は、前記局部発振器周波数オフセットを差し引いた前記１対のスペクトル成分間における周波数差の１／２に等しい周波数に調節され、前記第１の混合結果を前記局部発振器周波数と混合することにより、調波的に関連する二次混合結果（６００、６０２）を生成する、請求項２３に記載の測定器。
【請求項３７】
前記局部発振器（１１４）は、前記スペクトル成分の各対について相対位相を測定する前に、異なる周波数に調節される、請求項３６に記載の測定器。
【請求項３８】
前記プロセッサは、前記Ｓパラメータ及び前記相対位相の測定結果に基づいて前記装置のモデルを作成する（３１１）、請求項２３に記載の測定器。
【請求項３９】
前記プロセッサは、デジタル・ビット・パターン刺激に対する前記モデルの応答をシミュレートし（３１３）、前記デジタル・データ発生器（１２０）により前記装置を前記デジタル・ビット・パターン刺激で刺激し、前記ＶＮＡ（１００）によりデジタル・ビット・パターン刺激に対する応答を測定し（３０２、３０３、３０５）、前記プロセッサは、前記測定された応答を前記シミュレートされた応答と比較し（３１７）、前記プロセッサは、前記測定された応答を反映するように前記モデルを改良する（３１９）、請求項３８に記載の測定器。
【請求項４０】
前記シミュレートされた応答と前記測定された応答が互いに集束するまで、シミュレート（３１３）、刺激（３１４）、測定（３０２、３０３、３０５）、及び比較（３１７）を繰り返し実施する手段をさらに含む、請求項３９に記載の測定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル装置の測定装置及び方法に関し、詳しくは、非線形装置の特性をベクトル・ネットワーク・アナライザを利用して調べる装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル信号の完全性（品質）は、動作周波数の上昇や帯域幅の拡大につれて、デジタル装置、システム、及び、ネットワーク（本明細書では「デジタル・システム」と総称する）にとって、ますます重要性を増している。デジタル・システムによっては、マイクロ波周波数領域のスペクトル含有率がかなり高いデジタル周波数で動作するものがある。動作周波数にマイクロ波周波数成分が含まれる場合、デジタル・システムにおいてマイクロ波信号の挙動に対応するためには、設計段階で高い精度が必要とされる。設計時間やコストを低減するためには、提示された高速デジタル信号に対する応答を確実にシミュレートすることが可能なデジタル・システムの正確なモデルを作成することが有効である。当業者には明らかなように、低周波数測定データから作成されたモデルは、モデル化する装置の高周波性能を正確にシミュレートすることができない。
【０００３】
現在のところ、デジタル設計者は、オシロスコープやビット誤り率テスタのような時間領域のツールや測定システムを使用して、デジタル・システムの動作をシミュレートするモデルを評価、条件付加、及び作成している。これらの従来のテスト・ツールによれば、回路が特定の動作条件下で正しく動作しているか否かを示す測定結果が得られるが、問題の潜在的要因または原因に関する情報は得られない。また、これらのツールでは、計り知れない挙動を正確にシミュレートするモデルの開発に役立つくらい十分に正確なテスト情報を得ることができない。ビット誤り率テスタによれば、機能テスト情報が得られ、アイ・ダイヤグラムを作成してジッタを判定するための統計情報が得られるが、モデルを作成するための定量的情報は得られない。高速デジタル・スコープによれば、デューティ・サイクル歪み、符号間干渉、及び確定的ジッタのような定量的情報が得られるが、この装置は必要周波数においてコストが高く、正確な測定を行うための十分な帯域幅及びダイナミック・レンジが必ずしも得られるとは限らず、信頼性の高いモデルを作成するための十分な情報は得られない。
【０００４】
ベクトル・ネットワーク・アナライザ（「ＶＮＡ」）を使用すると、周波数領域におけるデジタル・システムの測定を行うことが出来る。従来技術による周波数領域測定では、マイクロ波周波数で刺激信号−応答信号間の相対振幅測定及び相対位相測定を行い、被測定物（本明細書では「ＤＵＴ」と呼ぶ）の特性を調べ、高周波モデルを作成している。ＶＮＡ測定の刺激信号は、所望の周波数範囲にわたって周波数掃引される正弦波である。有利なことに、周波数領域の測定技術によれば、正確な高周波測定を行うための十分な帯域幅が得られ、また、測定対象のデジタル・システムの一部ではない不適切な測定結果を補正することにより測定品質を総合的に改善する較正プロセスも可能になる。ＶＮＡを使用した測定は、刺激信号の不完全な信号完全性に対処することができ、不完全な刺激信号に対するデジタル・システムの応答を分離し、信号を入射信号と反射信号とに分離して、信号劣化の原因を特定することが可能である。また、ＶＮＡ測定技術によれば、広いダイナミック・レンジも得られる。しかしながら、デジタル・システム測定を行う場合、従来のＶＮＡ測定テクノロジには幾らか制限がある。
【０００５】
デジタル装置は飽和増幅状態で動作するので、強い非線形性を有する。従来の連続波測定は線形領域でテストが行われるため、有用ではあるが、デジタル・システムのシミュレーション・モデルを作成するには不完全である。デジタル・システムは、熱的及び電気的な記憶効果を有する。つまり、純正弦波刺激信号を用いてデジタル・システムの応答を測定した場合、複雑な刺激信号に対するデジタル・システムの応答は、個々のスペクトル成分に対する応答の数学的和にならないことを意味する。刺激信号をマイクロ波領域に高速に近づけると、デジタル刺激信号中のヒストリカル成分が、ある信号点でデジタル・システムの応答に影響を与えることがある。また、刺激信号中の或る周波数成分の存在は、同時に存在する他の周波数成分に対するデジタル・システムの応答に影響を与えることがある。言い換えれば、デジタル・システムによっては、或るスペクトル周波数成分に対する応答が受ける影響が、他のスペクトル周波数成分が存在する場合と、他のスペクトル周波数成分が存在しない場合とで異なるものがある。正確な純正弦波刺激信号は、動作条件下におけるＤＵＴをシミュレートしない。そのため、純正弦波刺激信号だけを使用した測定では、動作中のデジタルＤＵＴの特性を調べることができない。従って、線形動作領域において複雑な信号を構成する個々の正弦波信号に対するデジタル・システムの応答の一連の測定結果から、その複雑な信号に対するデジタル・システムの応答を正確かつ確実に予測することは不可能である。従って、従来技術によるＶＮＡ測定プロセスの特徴である掃引正弦波タイプの測定は、有用ではあるが、マイクロ波周波数におけるデジタル・システムの重要な効果を適切に刺激して明らかにするには不十分である。非線形動作領域におけるデジタル・システムの挙動を反映し、デジタル・システムの記憶効果を反映するデータを得ることは、デジタル・システムの正確なモデルを作成する上で有利である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的の一つは、デジタル信号が存在する場合に、デジタル・システムの周波数応答を測定する方法及び装置を提供することにある。
【０００７】
本発明は、本発明に関する下記の詳細な説明と同時に参照される添付の図面から理解することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図面の図１を特に参照すると、図１は、既知のベクトル・ネットワーク・アナライザ（本明細書では「ＶＮＡ」と呼ぶ）測定システムを含む、本明細書の教示による装置を示している。ＶＮＡシステム１００は、較正位置（図示のスイッチ位置）において第１の信号源スイッチ１３２及び第２の信号源スイッチ１３４を介してＶＮＡ１００のポート１（１０４）またはポート２（１０６）に刺激信号を送るためのプログラマブル連続波内部信号源１０２を含む。また、ＶＮＡ信号源１０２は、任意選択でＶＮＡのポート１（１０４）及びポート２（１０６）から切り離すことができ、測定スイッチ位置（図示の位置とは逆のスイッチ位置）において、ポート１（１０４）及びポート２（１０６）は外部信号源入力部１０８から第１の信号原スイッチ１３２及び第２の信号源スイッチ１３４を介して刺激信号を受け取ることができる。第１の信号源スイッチ１３２を測定スイッチ位置にすると、ＶＮＡ１００の内部で内部信号源１０２が切り離され、内部信号源出力部１３６において内部信号源１０２を利用することが可能になる。第１のポート１カプラ１１０ａ及び第２のポート１カプラ１１０ｂは、ＩＦ測定システムチェーン１３８、１１２、１１４で使用するために、ポート１における入射信号のわずかな部分と反射信号のわずかな部分をそれぞれ結合し、入射信号及び反射信号の大部分は、被測定物１４０（本明細書では「ＤＵＴ」と呼ぶ）のポート１（１０４）に供給される。同様に、第１のポート２カプラ１１０ｃ及び第２のポート２カプラ１１０ｄは、ポート２における透過信号のわずかな部分と反射信号のわずかな部分を結合し、透過信号及び反射信号の大部分は、ＤＵＴ１４０のポート２（１０６）に供給される。各カプラ１１０ａ〜１１０ｄの出力部１３８ａ〜１３８ｄにおける信号は、対応するミキサー１１２ａ〜１１２ｄに接続され、そこでプログラマブル局部発振器１１４からの信号と混合され、結合された信号は、利用可能な中間周波数（本明細書では「ＩＦ」と呼ぶ）帯域の周波数にまで引き下げられる。ＩＦチェーン１１０、１３８、１１２、１１４を通ってＩＦ帯域の周波数に引き下げられたＶＮＡ１００のポート１（１０４）及びポート２（１０６）からの入射信号及び反射信号は、ＤＵＴ１４０の高周波応答を測定するためにデジタル化され、高速フーリエ変換（本明細書では「ＦＦＴ」と呼ぶ）を利用して処理される。
【０００９】
本明細書では、動作条件下におけるデジタルＤＵＴ１４０の刺激、具体的にはデジタル信号による刺激、及び個々の周波数の刺激−応答間の相対的な振幅・位相の測定、並びに入射デジタル信号中の調波的に関連するスペクトル成分間の相対位相測定を含むデジタル・システムの適切な特性検査を提案する。当業者には明らかなように、デジタル信号を従来の掃引正弦波ｓパラメータ測定によって復元することは、仮にＤＵＴをデジタル信号で刺激したとしても不可能である。なぜなら、個々のスペクトル成分の振幅と位相を測定する従来の測定方法では、デジタル信号を構成する様々なスペクトル成分間の相対位相情報が復元されないからである。従って、本明細書の教示では、デジタル信号を構成するスペクトル成分の相対位相を掃引正弦波測定により測定することで、従来の逆ＦＦＴ計算を使用したデジタル応答信号の復元を可能にする解決法を提案する。この目的のために、本明細書の教示による装置は、ＶＮＡ１００の測定ポート１０４、１０６へのＶＮＡ内部接続から掃引正弦波内部信号源１０２を切り離す。そして、ＶＮＡプログラマブル内部信号源１０２を内部信号源出力部１３６を介して外部パワー・スプリッタ１１６に接続する。内部信号源からの刺激信号のほぼ半分はクロック発生器１１８に接続され、正弦波の刺激信号から方形波信号が生成される。一実施形態において、この方形波信号の生成は、飽和状態にある制限増幅器を刺激信号に応じて操作することにより実施される。信号の残りの部分は、方形波信号から確定的反復デジタル信号を生成することが可能なプログラマブル・データ発生器１２０に接続される。ビット誤り率テスタや他のデジタル信号発生器に使用されているような十分な帯域幅を有する従来のプログラマブル・データ発生器はいずれも、この目的に適する。データ発生器１２０の出力はリタイマ１２２に渡され、デジタル信号の鮮鋭化と、デジタル信号中のジッタの除去に使用される。一実施形態において、リタイマ１２２は特定周波数伝達機能を有する飽和状態で動作する増幅器であり、スプリッタ１１６とデータ発生器１２０の組み合わせに応じて調節され、デジタル信号をさらに鮮鋭化し改善する機能を有する。代替実施形態において、リタイマ１２２はスプリッタ１１６とデータ発生器１２０の組み合わせに応じたものであってもよいし、データ発生器１２０が所望の信号特性の信号を生成できるものである場合、リタイマ１２２は回路内に全く存在しなくてもよい。
【００１０】
リタイマ１２２の出力は、スルー・ライン・サンプラ１３０の入力に接続される。ＤＵＴ１４０を刺激するために、サンプラ１３０の出力はＶＮＡ１００の外部信号源入力部１０８に接続される。サンプラをスルー位置すなわちスイッチ「オフ」位置にすると、サンプラ１３０は完全なインピーダンス整合スルー・ラインのようになり、サンプラ１３０の出力は、リタイマ１２２の鮮鋭化されたデジタル信号出力と同じになる。サンプラをスイッチ「オン」位置にすると、電圧制御発振器１２４（本明細書では「ＶＣＯ」と呼ぶ）、ステップ・リカバリ・ダイオード・モジュール１２６（本明細書では「ＳＲＤ」と呼ぶ）、及びショック・ライン１２８により、サンプラ１３０へのデジタル信号入力が、当該技術分野において既知の方法で調整される。具体的には、１０ＭＨｚのＶＮＡ基準出力１３３が周波数基準信号としてＶＣＯ１２４に接続され、ＶＣＯ１２４の周波数出力が、当該技術分野において既知の方法により外部からプログラムされる。ＳＲＤ１２６は、ＶＣＯ１２４の正弦波出力をＶＣＯ出力周波数を持つ一連の連続インパルスに変換する。ショック・ライン１２８は、ＳＲＤ１２６の出力をさらに調整し、鮮鋭化する。サンプラ１３０の出力は、サンプラ１３０の入力部に与えられた確定的反復デジタル信号を一定時間間隔のインパルスで調整したものからなる。サンプラ１３０の出力に生成される刺激信号中の小さなインパルスは、刺激信号中で合成時間基準として機能し、調波的に関連するスペクトル周波数成分間における相対隣接位相をＶＮＡ１００によって測定出来るようにする。
【００１１】
図面の図２を特に参照すると、図２は、デジタル・システムの測定に基づく挙動モデルを較正、測定、及び作成するための本発明の教示によるプロセスのフロー図である。まず、関心対象の周波数範囲にわたるパワー比測定を利用した従来の掃引連続波較正により、ＶＮＡ１００を較正する（２０２）。次に、掃引連続波を各ＶＮＡポート１０４、１０６に供給し、各ＶＮＡポート１０４、１０６において、内部信号源１０２から供給された入射信号の絶対パワーを外部パワー・メータ（図示せず）で測定することにより、従来同様のパワー較正を実施する（２０４）。さらに、ＶＮＡ１００内部のＩＦチェーンの端部におけるパワーをＶＮＡ内部パワー・メータ装置を用いて測定する。外部パワー・メータで測定された測定値とＶＮＡ１００内部のパワー・メータで測定されたＩＦにおける測定値との比から、各ＶＮＡポート１０４、１０６における各測定周波数に関するＩＦ変換チェーンの測定損失係数が得られる。当該技術分野において既知のように、測定していない周波数に関する損失係数は補間により得られる。このような測定損失係数較正により、ＶＮＡ１００を使用した正確な絶対パワー測定が可能になる。２つの較正結果を使用して、入射信号の絶対パワー測定値を判定することができる。また、反射された入射信号と反射された透過信号の比も測定されるので、反射された入射信号と反射された透過信号の絶対パワー測定値も判定することができる。
【００１２】
次に、システム測定帯域幅を決める（２０５）。本明細書の教示によるプロセスを開始するために、デジタル・クロック周波数ｆｃｌｏｃｋを選択する。大抵の場合、このクロック周波数は、デジタルＤＵＴの動作クロック周波数であり、デジタル装置のモデルを作成する周波数である。ＶＮＡシステムを用いて確実に測定することが可能な最高周波数は、ＶＮＡシステム１００、１２０、１２２、１２４、１２６、１２８、及び１３０のシステム測定帯域幅によって決まる。システム測定帯域幅は、ポート１（１０４）をポート２（１０６）に直接接続した状態で、外部デジタル・データ発生器１２０を使用して、所定のクロック周波数において発生可能な最大刺激周波数を有する５０％の一定デューティ・サイクルの方形波でポート１（１０４）を刺激することによって行われる測定により決定される。高周波数スペクトル成分の振幅が全て刺激基本周波数の所定の範囲よりも小さい場合、システム測定帯域幅は、刺激基本周波数の所定の振幅範囲内に含まれるデジタル信号の最大周波数スペクトル成分として決定される。例えば、高周波数スペクトル成分の測定振幅が全て基本よりも３０ｄＢ小さい場合、基本刺激周波数に調波的に関連するスペクトル成分はいずれも、システムで確実に測定可能な最大周波数であると言える。システム測定帯域幅の設定は、周波数が増加するつれて振幅が減少する傾向に基づいて行い、局部的なゼロの振幅に基づいてシステム測定帯域幅を設定することがないように注意する。
【００１３】
次に、第１の信号源スイッチ１３２及び第２の信号源スイッチ１３４を外部信号源測定スイッチ位置に切り換え、ＶＮＡ１００のポート１（１０４）とポート２（１０６）の間にＤＵＴを接続する（２０６）。そしてＤＵＴを刺激し、測定することにより、デジタル刺激モデルを作成するための情報を得る（３００）。
【００１４】
図面の図３Ａ〜図３Ｃを特に参照すると、これらの図面は、本明細書の教示によるプロセスの測定・モデル化ステップ３００の詳細なフロー図を示している。説明の都合上、計算、他の信号処理、及び判定処理をＶＮＡ１００の外部で実施する実施形態が、計算、判定、及び処理をＶＮＡ１００の内部で実施する実施形態や、両者を組み合わせて実施する実施形態と同等であることは了解済みであるものとする。一実施形態では、まず、非ゼロ復帰（本明細書では「ＮＲＺ」と呼ぶ）規則を用いて、クロック周波数ｆｃｌｏｃｋにおいて発生可能な最大周波数（周波数ｆｃｌｏｃｋ／２）を有し５０％の一定デューティサイクルを有する方形波でＤＵＴ１４０を刺激する（３０１）。５０％の一定デューティ・サイクル方形波によるこの刺激は、クロックの各立ち上がり（または立下り）遷移時にデジタル値が変化する反復デジタル・パターンに相当し、ＮＲＺ規則を使用して１と０が交互に現れるパターンが生成される。
【００１５】
従って、この例では、単一データ周期について２つのクロック・サイクルが発生する。一般的には、１データ周期当たりＮ個のビットが存在する場合、各データ周期毎にＮ個のクロック・サイクルが発生する。データ遷移はＮＲＺ規則を利用して一方のクロック・エッジに発生するので、シーケンス中に少なくとも１つの「１」と少なくとも１つの「０」を含むビット・シーケンスを生成するためには、Ｎのとりうる最小値は２になる。従って、刺激信号の一般式をクロックの関数として表現すると、次のようになる。
【００１６】
【数１】
2006105984.tif 000003
【００１７】
クロックの立ち上がり（または立下り）エッジ毎に毎回遷移するデジタル刺激信号の場合、Ｎ＝２である。従って、プログラマブル・データ発生器は、下記の式のように、ＤＵＴクロック周波数の１／２の周波数の方形波刺激信号を生成するようにプログラムされる。
【００１８】
【数２】
2006105984.tif 000004
【００１９】
次に、システム帯域幅の決定とほぼ同じ方法で、デューティ・サイクル５０％のデジタル刺激信号を使用して行った測定結果に基づいて、ＤＵＴ測定帯域幅を決定する（３０４）。ＤＵＴ測定帯域幅の決定は、ＶＮＡ１００のポート１（１０４）とポート２（１０６）の間にＤＵＴを接続し、決定の根拠となるポート２（１０６）における透過信号を使用して行われる。サンプラ１３０を「オフ」位置に切り換え、所定のクロック周波数において発生可能な最大周波数の方形波を刺激として使用し、測定を実施する（３０２、３０３）。ＮＲＺ規則を利用する場合、発生可能な最大周波数のデジタル信号は、クロック周波数の１／２の周波数を有し５０％の一定デューティ・サイクルを有する方形波である。高周波数スペクトル成分が全て透過信号の基本周波数成分の所定の振幅範囲よりも小さい場合、ＤＵＴ測定帯域幅は、透過信号の基本周波数成分の所定の範囲内に含まれる透過信号の基本周波数成分に調波的に関連する最大周波数のスペクトル成分として定義される。大抵の場合、ＶＮＡシステム１００のシステム測定帯域幅は、ＤＵＴの測定帯域幅よりも１桁以上大きい値になる。その場合、ＤＵＴ測定帯域幅とＶＮＡシステム測定帯域幅の両方を測定するプロセスは、ＤＵＴ測定がＶＮＡシステムによって制限されることなく、全測定帯域幅がＤＵＴ測定帯域幅によって決まるということを確認するための単なるチェックにすぎない。しかしながら、そうでない場合は、システム・コンポーネントの１以上が、ＤＵＴ測定帯域幅よりも低い周波数に帯域制限される。測定を確実に行うことが出来るのは、２つの測定帯域幅のうちの最小の測定帯域幅までに限られる。従って、全測定帯域幅は、ＤＵＴ測定帯域幅とシステム測定帯域幅のうちの狭い方によって決まる（３０４）。場合によっては、デジタル刺激信号の不完全性が原因で、全測定帯域幅が、システム測定帯域幅によって決まる場合もある。その場合、非線形モデリングの技術者は、理想的でない刺激からは簡単に分からないＤＵＴの追加帯域幅について判断を行い、ＤＵＴ測定帯域幅をさらに正確に近似することができる。本明細書では、全測定帯域幅をＢＷｏｖｅｒａｌｌとして表す。
【００２０】
図４〜図７は、クロック周波数の１／２の周波数（すなわち、Ｎ＝２）を有するデューティ・サイクル５０％の方形波刺激信号の具体例である。デューティ・サイクル５０％の方形波刺激信号は、所与のクロック周波数において発生可能な最大周波数の方形波に相当する。従って、この方形波刺激信号により、全ての低周波数、並びにさらに複雑な刺激信号、及び低デューティ・サイクルの刺激信号について、ＤＵＴ測定帯域幅が定まる。また、本明細書には、Ｎが２よりも大きい場合のもっと複雑な刺激信号の一般式に関する説明もある。
【００２１】
図面の図４を特に参照すると、図４は、時間領域における方形波関数３５０のグラフである。この方形波関数３５０の数式表現は下記のようになる。
【００２２】
【数３】
2006105984.tif 000005
【００２３】
図４は、時刻２Ｔｃｌｏｃｋ、−２Ｔｃｌｏｃｋ、及びその整数倍の位置にインパルスを有する時間領域の櫛形関数３５１を示している。櫛形関数３５１は、デジタル・データの中心が「１」を表す時間領域における瞬間を示している。図面の図５を特に参照すると、図５は、図４に示した時間領域における方形波関数と櫛形関数を数学的に畳み込み演算した結果３５２を示している。図示のように、この例の場合、時間領域における畳み込みの結果３５２は、Ｔｓｔｉｍｕｌｕｓまたは２Ｔｃｌｏｃｋの周期を有し５０％の一定デューティ・サイクルを有する方形波になる。図面の図６を特に参照すると、図６は、時間領域の方形波関数３５０の周波数領域表現３５３を示している。図６には更に、時間領域の櫛形関数３５１の周波数領域表現３５４も示されてる。当業者には明らかなように、時間領域における畳み込みは、周波数領域におけるに乗算に相当する。次に、図面の図７を特に参照すると、図７は、図６に示した２つの周波数領域のグラフを乗算した周波数領域表現を示している。このように、図５に時間領域で示した５０％の一定デューティ・サイクルの方形波は、周波数領域では図７のように表される。数式で示したように、デューティ・サイクル５０％の方形波は反復信号であるから、周波数領域では複数の定常的で調波的に関連する既知のスペクトル成分を含む。従って、関心対象の調波的に関連するスペクトル成分を計算することが可能である。ここでは説明の都合上、関心対象の調波的に関連するスペクトル成分が、全測定帯域幅に含まれるデジタル刺激信号のスペクトル成分であるものとする。全測定帯域幅は、所与のクロック周波数において最大周波数を有し５０％のデューティ・サイクルを有する方形波を用いて判定されるような、測定中の最大振幅スペクトル成分の３０〜５０ｄＢ以内の振幅を有する、クロック周波数の最高周波数高調波によって定義される。このようにすると、最も実際的な目的である装置のモデルを作成するための十分な精度が得られるものと考えられる。クロック周波数の１／２の周波数を有し５０％のデューティ・サイクルを有する方形波の具体例の場合、デジタル・データ信号の最大振幅成分は、クロック周波数の１／２の周波数を有する基本成分である。従って、この基本成分が関心対象の第１のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１であり、且つ、刺激基本周波数ｆｓｔｉｍ＿ｆｕｎｄである。係数Ｋは、クロック周波数と、ＤＵＴ・システム測定の全帯域幅との間の関係の一部として次のように定義される。
Ｋｆｃｌｏｃｋ＝ＢＷｏｖｅｒａｌｌ    （３）
ＤＵＴの全測定帯域幅は、刺激周波数とは無関係で、所与のクロック周波数に対して変化しないので、係数Ｋは、同じクロック周波数を使用する全ての測定について一定である。具体例として、クロック周波数が２ＧＨｚである場合、全測定帯域幅は１０ＧＨｚになるものと計算または測定される。従って、２ＧＨｚクロックで行われる全ての測定について、Ｋ＝５になる。関心対象のスペクトル成分は、ＮＫｆｓｔｉｍ＿ｆｕｎｄ以下の周波数を有する、刺激信号基本波の高調波である。具体例として、完全な方形波の第２高調波は局部的にゼロである。スペクトル成分がゼロであると測定された場合、そのスペクトル成分は、測定上の関心対象にならない。なぜなら、２つのスペクトル成分のうちの一方が十分な振幅を有していなければ、それらの間の相対位相を測定することができないからである。しかしながら、実際には方形波は完全ではなく、多くの場合、測定を行うことが出来る程度に十分な第２高調波成分を有する。このように、第２高調波が相対位相測定における関心対象となるか否かは、第２高調波の振幅によって判定される。この例では、第２高調波が関心対象のスペクトル成分となるだけの十分な振幅を有していて、第２高調波がｆｍｅａｓ＿２として測定対象に含まれるものと仮定する。基本周波数の第３、第５、第７、及び第９高調波も、関心対象のスペクトル成分である。それらは、ｆｍｅａｓ＿３、ｆｍｅａｓ＿５、ｆｍｅａｓ＿７、及び、ｆｍｅａｓ＿９として表される。第４、第６、及び、第８高調波も局部的にゼロになる可能性があるが、ここでは説明の都合上、それらを第２高調波と同様に扱い、ｆｍｅａｓ＿４、ｆｍｅａｓ＿６、及びｆｍｅａｓ＿８と表わす。この例の場合、関心対象のスペクトル成分は、基本波の３０ｄＢ〜５０ｄＢ以内の振幅を有するものと測定された調波的に関連するスペクトル成分とする。このように定義した理由は、基本波の振幅の３０〜５０ｄＢ以内の振幅を有する高調波は全て、その高調波を構成スペクトル成分とする時間領域信号を復元するための測定に適当であるからである。本明細書の教示の一部の応用例では、より正確なモデルを実現するために、基本波の５０ｄＢ内の全てのスペクトル成分を測定することが望ましい場合もある。当然ながら、測定ダイナミック・レンジを狭くしたり、デジタル周波数を高くしたりした場合、測定技術によっては、基本波の３０ｄＢ未満の振幅を有する調波的に関連するスペクトル成分や、基本波の５０ｄＢを超える振幅を有する調波的に関連するスペクトル成分も、さらに測定しなければならない場合がある。このように、ここで述べた３０ｄＢ未満というのは単なる例であり、それによって特許請求の範囲に記載した発明を制限する意図はない。
【００２４】
サンプラ１３０を逆バイアス位置すなわちスイッチ・「オフ」状態すると（３０２）、サンプラ１３０は完全にインピーダンス整合のとれたゼロ遅延スルー・ラインのようになり、刺激基本周波数ｆｓｔｉｍ＿ｆｕｎｄ、及び基本波に調波的に関連する全てのスペクトル成分ｎｆｓｔｉｍ＿ｆｕｎｄにおいて、ＶＮＡ１００により従来のＳパラメータ測定が実施される。だたし、Ｎは一連の整数である。さらに、基本波及び基本波に調波的に関連する全てのスペクトル成分における入射信号の絶対パワーをステップ２０４で測定されたＩＦ信号及び測定損失係数を利用して測定する（３０３）。測定されたＳパラメータと測定損失係数から、基本波及び基本波に調波的に関連する全てのスペクトル成分について、透過スペクトル成分、反射された入射スペクトル成分、及び反射された透過スペクトル成分の絶対パワーを計算することが可能である。あるいは、透過信号、反射された入射信号、及び、反射された透過信号の絶対パワーを測定することもできる（３０３）。
【００２５】
従って、所与のデジタル・クロック周波数ｆｃｌｏｃｋについて最初に測定される調波的に関連するスペクトル成分は、基本刺激周波数成分と、全測定帯域幅よりも低い周波数を有する基本刺激周波数に調波的に関連する全てのスペクトル成分である。クロックが２ＧＨｚで方形波刺激信号が１ＧＨｚである例の場合（つまりＮ＝２の場合）、ＤＵＴ測定帯域幅は１０ＧＨｚであると測定される。従って、関心対象のスペクトル成分は１０ＧＨｚ以下の調波的に関連する構成スペクトル周波数になる。式（３）を参照すると、２ＧＨｚ（Ｋ）＝１０ＧＨｚであるから、Ｋ＝５である。クロック周波数の１／２の周波数を有する完全な方形波の例の場合、関心対象の調波的に関連するスペクトル成分は、１ＧＨｚ、３ＧＨｚ、５ＧＨｚ、７ＧＨｚ、及び９ＧＨｚである。しかしながら、この例の目的では、刺激信号は完全な方形波ではなく、１ＧＨｚから１０ＧＨｚまでの調波的に関連するスペクトル成分は、例えそれらが基本周波数から３０ｄＢより小さい可能性があるとしても、全て関心対象になるものと考えられる。従って、この例における関心対象の調波的に関連するスペクトル成分は、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚであり、この周波数範囲内における１ＧＨｚ間隔の全ての周波数である。
【００２６】
次に、デジタル信号測定プロセスは、サンプラに順バイアスをかけて「オン」状態にし、デジタル刺激信号を合成時間領域インパルスを用いて調整できるようにし、入射信号および透過信号中の関心対象のスペクトル成分のうちの隣接するもの同士の間における相対位相を測定するステップ（３０５）を実施する。例えば、相対位相は、関心対象となる調波的に関連する第１のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１と第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２の間で測定される。さらに、相対位相は、関心対象となる調波的に関連する第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２と第３のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿３の間でも測定され、最大でｆｍｅａｓ＿ＮＫ−１とｆｍｅａｓ＿ＮＫの間の相対位相まで測定される。
【００２７】
図面の図８を特に参照すると、図８は、周波数領域において隣接する関心対象の調波的に関連したスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１〜ｆｍｅａｓ＿ＮＫ間における相対位相を測定する（３０５）ためのプロセスの詳細なフロー図である。当業者には明らかなように、関心対象の１０個のスペクトル成分について、９つの相対位相測定が実施される。隣接相対位相測定を実施する場合、隣接相対位相測定値を累積することにより、非隣接スペクトル成分間における相対位相をさらに判定することも可能である。高調波の１つが局部的にゼロである場合、相対位相は、その局部的ゼロの高調波の上の高調波と下の高調波の間で測定される。
【００２８】
調波的に関連するスペクトル成分間における相対位相の測定（３０５）は、まず、サンプラ基本周波数ｆｓａｍｐ＿ｆｕｎｄを適切に選択すること（４１０）からなる。サンプラ調波周波数は、わずかな周波数オフセットを差し引いて、相対位相を測定すべき全ての刺激基本周波数の高調波の中間に設定することが望ましい。従って、最低サンプラ基本周波数は、多少の周波数オフセットを差し引いた、関心対象の第１のスペクトル成分と第２のスペクトル成分のほぼ中間の周波数になる。従って、サンプラ基本周波数は、最低サンプラ周波数の少なくとも１／２でなければならない。わずかなオフセットの値は、この最低周波数の相対位相測定によって判定される。この測定すべき最低周波数スペクトル対に関するオフセット周波数は、ｆｏｆｆｓｅｔで表される。関心対象の第１のスペクトル成分をｆｃｌｏｃｋ／Ｎで表わすと、最低サンプラ周波数は次のように表現される。
【００２９】
【数４】
2006105984.tif 000006
【００３０】
クロック周波数が非常に高いと、最低サンプラ周波数は、サンプラ基本周波数範囲に入らないことがある。最低サンプラ周波数は、サンプラ基本周波数以上の周波数で、且つ、サンプラ基本周波数の高調波でなければならない。サンプラＳ／Ｎ比を最適化する場合、関心対象の全てのスペクトル成分間において相対位相測定を行うことが可能な十分な高調波が得られる最高周波数でサンプラを駆動するのが望ましい。要素Ｍは、サンプラ基本周波数ｆｓａｍｐ＿ｆｕｎｄをサンプラの空き周波数範囲内に納めることが可能な最小の整数値として定義され、サンプラ基本周波数は次のように表現される。
【００３１】
【数５】
2006105984.tif 000007
【００３２】
この例では、クロック２ＧＨｚ、刺激信号１ＧＨｚ、Ｎ＝２であるから、サンプラ基本周波数は次のようになる。
【００３３】
【数６】
2006105984.tif 000008
【００３４】
サンプラ駆動周波数の帯域幅は２ＭＨｚ〜５００ＭＨｚである。上式では、要素ｆｏｆｆｓｅｔを差し引いているので、Ｍ＝１の場合、最低サンプラ周波数はサンプラ周波数帯域幅内に納まる。従って、サンプラ基本周波数をサンプラ帯域幅内に納めることが可能な最小の整数Ｍは１であり、サンプラ基本周波数が決まる。当業者には明らかなように、Ｍ＝２の場合も、サンプラ基本周波数は基本駆動周波数範囲内に納まる。しかしながら、このサンプラ基本周波数は比較的低い周波数であり、うまく機能するものの、サンプラ信号の品質が最適ではない。
【００３５】
相対位相測定のための最大周波数オフセットは、ＶＮＡのＩＦ帯域幅によって制限される。また、低周波測定における周波数分解能を向上させるためには、できるだけ大きいオフセットを使用することが望ましい。従って、オフセットには、ＩＦ帯域幅の大部分が最大周波数測定に使用されるオフセットを選択することが望ましい。最大周波数オフセットは、全測定帯域幅内に含まれる刺激周波数の最高次の高調波とその次に高い高調波の間における相対位相測定に使用される。この例の場合、関心対象の調波的に関連する最高スペクトル成分は１０ＧＨｚであり、その次に高いスペクトル成分は、９ＧＨｚである。一実施形態において、ＶＮＡ１００のＩＦ帯域幅は１００ｋＨｚであり、ＢＷＩＦで表される。Ｋは既知の値であり、この例の場合、Ｋ＝５である。周波数オフセットは、ＶＮＡのＩＦ帯域幅を４Ｋで割った値以下にしなければならず、できるだけ大きい値が望ましく、相対位相測定に使用される最小オフセットがＩＦ帯域幅内で容易に分解可能であることが望ましい。もし周波数オフセットをＭで均等に割ることができ、サンプラ基本波に等しい高調波が存在する場合は、本明細書の教示の読了後に明らかになる理由から、周波数オフセットを僅かに調節すべきである。
【００３６】
最高サンプラ周波数ｆｓａｍｐ＿ｍａｘは、関心対象の最高スペクトル周波数ｆｍｅａｓ＿ＮＫと次に高いスペクトル周波数ｆｍｅａｓ＿ＮＫ−１の関数として表される。ただし、ＮＫは、関心対象の調波的に関連するスペクトル成分のうちの最高次の高調波である。
【００３７】
【数７】
2006105984.tif 000009
【００３８】
従って、この例の場合、次のようになる。
【００３９】
【数８】
2006105984.tif 000010
【００４０】
式（８）は、相対位相測定に使用される最大オフセットに関する要素を示している。最大オフセットは、ＶＮＡのＩＦ帯域幅を４で割った値未満にすることが好ましく、すなわち、次式のようにすることが好ましい。
【００４１】
【数９】
2006105984.tif 000011
【００４２】
この例では、Ｋ＝５、Ｎ＝２、ＶＮＡのＩＦ帯域幅は１００ｋＨｚであるから、次のようになる。
【００４３】
【数１０】
2006105984.tif 000012
【００４４】
分かりやすくする目的と計算を簡単にする目的で、この例では、サンプラ基本周波数オフセットｆｏｆｆｓｅｔ／３を１ｋＨｚに設定し、サンプラ基本周波数を５００ＭＨｚ−１ｋＨｚに設定する。関心対象のサンプラ周波数は、相対位相測定で使用されるサンプラ高調波であり、次のように表される。
【００４５】
【数１１】
2006105984.tif 000013
【００４６】
システムは、ＶＣＯ１２４を設定されたサンプラ基本周波数にプログラムする（４１２）。ＶＣＯ１２４の正弦波出力はインパルスに変換された後、サンプラ１３０に入力され、刺激信号の調整に使用される。従って、刺激信号には、サンプラ基本周波数の全ての高調波が含まれる。プロセスのこの時点で、既に設定されたｆｃｌｏｃｋ、Ｎ、ｆｍｅａｓ＿１〜ｆｍｅａｓ＿ＮＫ、及び、ＶＮＡのＩＦ帯域幅ＢＷＩＦについて、変数ｆｓａｍｐ＿ｆｕｎｄ、ｆｏｆｆｓｅｔ、Ｋ、及び、Ｍが設定される。データ・パターンが２ＭＨｚ未満のスペクトル成分を含む場合、従来の高速デジタル化技術を使用して、そのスペクトルの直接測定値を得ることが出来る。そして、その２ＭＨｚ未満のスペクトル部分を本明細書の教示に従って行った測定結果に加算することにより、関心対象の全周波数範囲にわたってＤＵＴの特性判定を行うことが出来る。
【００４７】
相対位相測定に関しても、ＶＮＡ１００の局部発振器周波数ｆｌｏを、関心対象の調波的に関連するスペクトル成分の周波数及びＶＮＡ１００のＩＦ帯域幅に基づいて判定する（４１４）。例示の目的で、また分かりやすくする目的で、２ＧＨｚのデジタル信号の例について、具体的には、「１」と「０」が交互に現れる２ＧＨｚの非ゼロ復帰デジタル信号の例について説明を続ける。このデジタル信号は、５０％の一定デューティ・サイクルを有する１ＧＨｚの方形波として近似される。前述のように、基本波〜第１０次高調波がそれぞれ、関心対象のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１〜ｆｍｅａｓ＿１０であるものとする。従って、この例では、ＮＫ−１回すなわち９つの独立した相対位相測定が行われる。最初の相対位相測定は、第１の対をなすスペクトル成分間で実施される。第１のスペクトル対は、関心対象の第１のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１（この例では１ＧＨｚの刺激基本周波数）と、関心対象の第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２（この例では２ＧＨｚの刺激周波数の第２高調波）とからなる。第２の相対位相測定は、第２の対をなすスペクトル成分間において実施される。すなわち、第２の相対位相測定は、関心対象の第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２と、関心対象の第３のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿３（この例では３ＧＨｚの刺激周波数の第３高調波）との間で実施される。同様の測定が周波数領域において隣接する全ての対をなすスペクトル成分において実施され、刺激基本周波数の第９高調波と第１０高調波まで実施される。測定は、ＩＦ帯域幅が１００ｋＨｚのＶＮＡ１００で実施される。
【００４８】
図面の図９を特に参照すると、図９は、１ＧＨｚ方形波刺激信号の基本波ｆｍｅａｓ＿１（４００）、第２高調波ｆｍｅａｓ＿２（４０１）、第３高調波ｆｍｅａｓ＿３（４０２）、第４高調波ｆｍｅａｓ＿４（４０３）、及び第５高調波ｆｍｅａｓ＿５（４０４）からなる、関心対象の第１〜第５のスペクトル成分の周波数領域グラフ表現を示している。当業者には明らかなように、本明細書に開示する測定プロセスは、与えられた相対位相測定プロセスのパラメータに従って、最高周波数のスペクトル対にまで適応または拡張することが可能である。第１のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１と第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２の間で相対位相測定を行う場合、第１のサンプラ周波数ｆｓａｍｐ＿１（４０６）は、周波数領域において計算上のサンプラ基本周波数に調波的に関連する周波数であり、オフセットを差し引いて測定された２つの周波数のほぼ中間に設定される。この例の場合、サンプラ基本周波数は５００ＭＨｚ−１ｋＨｚである。従って、関心対象の第１のサンプラ周波数４０６は１．５ＧＨｚ−３ｋＨｚである。図面の図１０を特に参照すると、関心対象の第１のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１（４００）及び第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２（４０１）は、第１のサンプラ周波数ｆｓａｍｐ＿１（４０６）と混合され、第１のサンプラ混合結果５００及び第２のサンプラ混合結果５０２を生成する。この例では、第１のサンプラ混合結果５００と第２のサンプラ混合結果５０２がそれぞれ、５００ＭＨｚ−３ｋＨｚ及び５００ＭＨｚ＋３ｋＨｚになる。当業者には明らかなように、実際の応用形態では、測定周波数範囲内に図９又は図１０に示したものより多くの周波数成分が存在する場合もある。具体的には、サンプラ１３０の出力は非常に多くのスペクトルを含む。また、サンプラ周波数と刺激信号のスペクトル成分の混合結果として、多数の比較的振幅の小さい二次混合結果及び三次混合が存在する。ただし、図９、図１０、及び図１１には、本明細書の教示によるプロセスにおいて所望の測定結果を得るために使用される周波数だけしか図示していない。数学モデルは既知のものであるから、所望の測定に使用される特定の周波数も分かるはずである。サンプラ基本周波数ｆｓａｍｐ＿ｆｕｎｄやＶＮＡ局部発振器ｆｌｏの周波数を刺激信号のスペクトル成分に応じて慎重に選択することにより、関心対象の周波数が、測定すべき現象となって現れることも知られている。
【００４９】
相対位相測定のためのＶＮＡ局部発振器１１４の周波数ｆｌｏは、各相対位相測定ごとに次のように計算される。
【００５０】
【数１２】
2006105984.tif 000014
【００５１】
当業者には明らかなように、関心対象の調波的に関連する全ての隣接スペクトル成分間の周波数差は通常同じ値であるが、スペクトル成分の１つが局部的にゼロである場合、これが必ずしも正しいとは言えない。そのため、上式は、一般的な形式のままにしてある。
各相対位相測定毎にサンプラ基本波の異なる高調波が使用され、各相対位相測定毎に、局部発振器の周波数が、予測される混合結果に応じて異なる周波数に調節される。従って、この例の場合、局部発振器の周波数は下記の周波数に調節される。
ｑ＝２〜ＮＫの場合、ｆｌｏ＿ｑ−１＝５００ＭＨｚ−（２ｑ−１）３ｋＨｚ  （１４）
【００５２】
このように、局部発振器の周波数変化は、要素（２ｑ−１）ｆｏｆｆｓｅｔによって定義される。従って、関心対象の調波的に関連する第１のスペクトル成分と第２のスペクトル成分の間の相対位相測定に関するこの例の場合、サンプラ基本周波数ｆｆｕｎｄ＿ｓａｍｐは５００ＭＨｚであり、サンプラ基本周波数の周波数オフセットは１ｋＨｚである。図面の図９を特に参照すると、１ＧＨｚの第１のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿１（４００）と２ＧＨｚの第２のスペクトル成分ｆｍｅａｓ＿２（４０１）の間の相対位相測定を行う場合、測定に使用されるサンプラ基本周波数の適当な高調波は、１．５ＧＨｚ−３ｋＨｚの第１のサンプラ周波数ｆｓａｍｐ＿１（４０６）である。図面の図１０を特に参照すると、第１のサンプラ周波数４０６は関心対象の第１のスペクトル成分及び第２のスペクトル成分と混合され、５００ＭＨｚ−３ｋＨｚの第１の一次混合結果５００、及び５００ＭＨｚ＋３ｋＨｚの第２の一次混合結果５０２が生成される。ＶＮＡ局部発振器１１４は、５００ＭＨｚ−９ｋＨｚの周波数ｆｌｏ＿１（５０４）に調節される（４１４）。図面の図１１を特に参照すると、ＶＮＡ１００のミキサー１１２は、局部発振器信号５０４は第１の一次混合結果５００及び第２の一次混合結果５０２と混合され、調波的に関連する第１の二次混合結果６００及び第２の二次混合結果６０２が生成される。この例の場合、第１の二次混合結果及び第２の二次混合結果は、６ｋＨｚ及び１２ｋＨｚになる。基本サンプラ周波数に対する局部発振器周波数５０４の適切な選択により、ＩＦ帯域混合結果が互いに調波的に関連しているので、また、ＩＦ帯域二次混合結果の相対位相が周波数領域において相対的に変化しないので、標準的なＶＮＡデジタル化測定及びＦＦＴ計算を使用して、それらの間の相対位相を判定することが可能である（４１５）。当業者には明らかなように、局部発振器に関する計算上のオフセットは、特定の対をなすスペクトル成分の相対位相測定に使用されるサンプラ基本波の高調波のオフセットに関連する。具体的には、局部発振器の周波数オフセットは、調波的に関連する二次混合結果が得られるように選択される。さらに具体的には、局部発振器の周波数オフセットは、サンプラ高調波周波数のオフセットの３倍である。
【００５３】
２ＧＨｚと３ＧＨｚの間で相対位相測定を行う場合に使用されるサンプラ基本周波数の高調波は、２．５ＧＨｚ−５ｋＨｚの第２のサンプラ周波数ｆｓａｍｐ＿２（４０７）である。第２のサンプラ周波数４０７は、関心対象の第２のスペクトル成分４０１及び第３のスペクトル成分４０２と混合され、５００ＭＨｚ−５ｋＨｚの第１の一次混合結果及び５００ＭＨｚ＋５ｋＨｚの第２の一次混合結果（図１０には図示せず）が生成される。ＶＮＡ局部発振器は、５００ＭＨｚ−１５ｋＨｚの周波数に調節される。局部発振器信号は一次混合結果と混合され、１０ｋＨｚの第１の二次混合結果及び２０ｋＨｚの第２の二次混合結果（図１１には図示せず）が生成される。当業者には明らかなように、関心対象の第２のスペクトル成分及び第３のスペクトル成分に関する混合結果も同様に、互いに調波的に関連する。局部発振器周波数５０４の適切な選択により、また、ＩＦ帯域混合結果の相対位相が周波数領域において相対的に変化しないので、標準的なＶＮＡデジタル化測定及びＦＦＴ計算を使用して、それらの間の相対位相を判定することが可能である（４１５）。
【００５４】
この例で測定される２つの最高周波数に相当する９ＧＨｚと１０ＧＨｚの間の相対位相測定には、９．５ＧＨｚ−１９ｋＨｚのサンプラ基本周波数（２ＮＫ−１）の第１９高調波が使用され、ＶＮＡ局部発振器１１４は５００ＭＨｚ−５７ｋＨｚの周波数に調節される。提供した例及び式によれば、第１の一次混合結果及び第２の一次混合結果は、５００ＭＨｚ−１９ｋＨｚ及び５００ＭＨｚ＋１９ｋＨｚになる。一次混合結果を適切に調節された局部発振器信号と混合すると、３８ｋＨｚの第１の二次混合結果及び７６ｋＨｚの第２の二次混合結果が生成される。この場合も、局部発振器周波数５０４の適切な選択により、ＩＦ帯域混合結果が互いに調波的に関連しているため、また、ＩＦ帯域混合結果の相対位相が周波数領域において変化しないため、標準的なＶＮＡデジタル化測定及びＦＦＴ計算を使用して、それらの間の相対位相を判定することが可能である（４１５）。当業者には明らかなように、７６ｋＨｚはＶＮＡ  ＩＦで測定される最高周波数の信号であり、当然ながらＶＮＡのＩＦ帯域幅に含まれる。
【００５５】
相対位相測定は、関心対象のスペクトル成分の全ての隣接対間において実施され、ＶＮＡ局部発振器周波数を調節した後、隣接周波数の二次混合結果間における相対位相をＶＮＡ１００を用いて測定することにより実施される。場合によっては、関心対象のスペクトル成分のうちの１つ以上が局部的にゼロであり、振幅が不十分であるために、それを基準にして相対位相測定を実施することができないこともある。その場合、相対位相測定は、局部的にゼロである周波数スペクトルの両側にある関心対象の２つのスペクトル成分間において実施あれる。本明細書の教示から明らかであるように、局部的なゼロが存在しなければ、刺激基本波の隣接高調波の全ての測定結果が、サンプラ基本波の奇数高調波と混合される。ただし、刺激基本波の全ての高調波を測定することが可能であれば、スペクトル中にサンプラ基本波の偶数高調波が存在していても、使用されない。もし、局部的なゼロに関する測定を省略して相対位相測定を実施しなければならない場合、プロセスは、関心対象の隣接スペクトル成分間のほぼ中間に位置するサンプラ基本波の偶数高調波が使用される点を除き、本明細書に開示したものと同じプロセスになる。特定の測定にとって関心対象となるサンプラ基本波の高調波について周波数オフセットを計算し、相対位相測定が実施される。この例では、第２高調波が局部的にゼロであるものと仮定する。その場合、相対位相測定は、刺激基本波の第１高調波と第３高調波の間で実施される。すなわち、測定は、１ＧＨｚと３ＧＨｚの間で実施される。従って、関心対象のサンプラ周波数は、２ＧＨｚから適切なオフセットを差し引いた値に等しいサンプラ基本周波数の高調波である。適切なオフセットは、サンプラ基本周波数の調波をもとにして、２ＧＨｚ−４ｋＨｚとして計算される。さらに、ＶＮＡ局部発振器も適切に調節し、測定対象のスペクトル成分間の比較的大きな周波数差に対処できるようにしなければならない。式（１２）を参照すると、ＶＮＡ局部発振器１１４は１ＧＨｚから４ｋＨｚのサンプラ高調波の３倍のオフセットを差し引いた周波数に調節される。すなわち、ＶＮＡ局部発振器１１４は１ＧＨｚ−１２ｋＨｚの周波数に調節され、８ｋＨｚの第１の二次混合結果と１６ｋＨｚの第２の二次混合結果が生成される。第１の二次混合結果と第２の二次混合結果は調波的に関連していて、周波数領域において相対的に変化せず、開示したようにＶＮＡによって測定される。
【００５６】
次に、ＤＵＴを他のデジタル信号で刺激し（３０６）、その新たな刺激信号を用いて測定された関心対象のスペクトル成分を用いて、ステップ３０２、３０３、及び３０５と同じプロセスを用いて、その出力応答を測定する。繰り返しの毎に時間と計算が必要になるので、信頼性の高いモデルに到達するためには、測定されるＤＵＴの刺激応答や出力応答の数は出来る限り少ない方が好ましい。例えば、クロック周波数ｆｃｌｏｃｋとＤＵＴ測定帯域幅は一定に保ち、ＤＵＴを様々なデューティ・サイクルの方形波で刺激する場合がある。例えば、クロック周波数２ＧＨｚで交互に並ぶ「１」と「０」の対からなる４ビット反復デジタル信号は、５０％の一定デューティ・サイクルを有する５００ＭＨｚの方形波で近似される場合がある。従って、その低刺激周波数方形波での測定にも、１ＧＨｚ方形波の例で使用されたのと同じ測定プロセス・ステップ３０２、３０３、及び３０５が使用される。様々な方形波について、周波数やデューティ・サイクルを変更し、数回にわたって測定プロセスを繰り返す（３１０）。また、方形波刺激信号のデューティ・サイクルを変更し、２ＧＨｚのデジタル・クロック信号を「０」の数と「１」の数が異なるデジタル刺激信号で近似することも望ましい。
図面の図１２を特に参照すると、図１２は、クロック信号８０１とデジタル・データ刺激信号８０２の関係を示している。クロック信号が２ＧＨｚであるとすれば、図１２に示すデジタル・データ刺激信号８０２の周期はクロック周期の４倍である。すなわち、データ信号８０２の周波数はクロック周波数の１／４であり、Ｎ＝４である。前述のように、Ｋは５に保たれている。従って、この例の場合、データ８０２は７５％の一定デューティ・サイクルを有する５００ＭＨｚの方形波からなり、測定は、周波数ｆｃｌｏｃｋ／４の基本波の２０個の高調波に対して実施される。他の方形波刺激信号も同様に表わされる。デューティ・サイクルを変化させても、周波数領域において関心対象のスペクトル成分は変化しない。なぜなら、デジタル信号が反復性であるからである。測定に使用される刺激信号の数や性質は、ＤＵＴのモデル、ＤＵＴの想定動作環境、及びＤＵＴの推定故障モードなどによって決まる。
【００５７】
方形波刺激によって得られた振幅・位相ＶＮＡ測定データと、全てのスペクトル成分の相対位相測定データは、アジレント社のＡＤＳ（Advanced Design System）製品のような非線形モデル化システムに転送される。種々のデジタル刺激信号が存在する状態で実施されるこのＶＮＡ測定が、ＤＵＴ１４０の高周波モデルの作成３１１における第１パスとなる。
【００５８】
信頼性の高いＤＵＴモデルを作成するプロセスにおける次のステップは、ＤＵＴの第１パスモデルを訓練するための複雑なデジタル反復ビット・シーケンスを決定することである。このモデルは、デジタル・クロック周波数におけるビット・シーケンス刺激をシミュレートし、そのデジタル・ビット・シーケンスに対して予測されるＤＵＴ応答をモデルの現状に基づいてシミュレートする（３１３）。次に、ステップ３１３のシミュレーションで使用されたものと同じデジタル・ビット・シーケンスを用いて、ＤＵＴ１４０を実際に刺激する（３１４）。測定を実施する目的で、ビット・シーケンスは、擬似ランダム反復信号である。ビット・シーケンスに対するＤＵＴ応答は、ステップ３０２、３０３、及び３０５に記載したものと同じプロセスを使用して測定される。反復ビット・シーケンスは複雑であり、多数の異なるスペクトル成分を含むが、反復性であるため、周波数領域では変化しない（動かない）。従って、周波数領域において変化しないそれらのスペクトル成分は、デジタル化やＦＦＴ技術とともに説明したプロセスを使用して測定することできる。
【００５９】
長く複雑なビット・シーケンスは、数学的には、時間的にオフセットされた一定デューティ・サイクルを有する何らかの周波数の複数の単一サイクル反復方形波の合成として表現することができる。図面の図１３を特に参照すると、図１３は、クロック信号１３００とデータ信号１３０１を示している。図示の単純なデータ信号は、「１００１１０１１１０００」からなる１２ビットのデジタル・ビット・シーケンスである。従って、Ｎ＝１２である。単一サイクル反復方形波の数を大幅に増やし、同じプロセスを使用すれば、非常に長く更に複雑なデジタル・ビット・シーケンスを表現することも可能であるが、例示のために１２ビット・シーケンスを示している。また、図１３には、第１、第２、及び第３の方形波信号１３０２、１３０３、及び１３０４も図示されており、それらを結合すると、データ１３０１として図示されているビット・シーケンスになる。各方形波１３０２、１３０３、及び１３０４は、クロック周期の１２倍の周期を有する或るデューティ・サイクルの反復方形波信号として表わすことができ、Ｔｄａｔａ＝１２Ｔｃｌｏｃｋと表すことができる。。再度、図４、図５、及び図６を参照すると、関心対象のスペクトル成分は、時間領域における方形波関数及び櫛形関数を適当に選択し、周波数領域に畳み込むことにより、すなわち、先に開示したように時間領域において各方形波信号１３０２、１３０３、及び１３０４について乗算を行うことにより、判定することができる。図面の図１４を特に参照すると、図１４は、方形波１３０２、１３０３、及び１３０４のそれぞれのスペクトル包絡線１４０２、１４０３、及び１４０４を示している。データ信号１３０１は、これらのスペクトル包絡線の結合により構成される。図４、図５、及び図６の分析から明らかなように、各方形波１３０２、１３０３、及び１３０４の構成スペクトル成分は同じであり、デジタル・ビット・シーケンスのスペクトルを構成するスペクトル成分の振幅や位相は、これらの様々な包絡線によって増減される。ビット・シーケンスのスペクトル成分の基本周波数は次のようになる。
ｆｆｕｎｄ＿ｓｔｉｍ＝ｆｃｌｏｃｋ／Ｎ    （１５）
ただし、Ｎはビット・シーケンスのクロック・サイクル数である。図１３及び図１４の例では、Ｎ＝１２で、クロック周波数は２ＧＨｚに保たれている。従って、刺激信号の基本周波数は、１６６．６６７ＭＨｚである。関心対象のスペクトル成分は、刺激基本周波数に調波的に関連するスペクトル成分であって、全測定帯域幅よりも低いスペクトル成分である。式（６）を参照すると、サンプラ・オフセット周波数は、測定に必要な最大オフセットに基づいて計算される。
【００６０】
【数１３】
2006105984.tif 000015
【００６１】
従って、図１３の例の場合、オフセットは、次のように計算される。
【００６２】
【数１４】
2006105984.tif 000016
【００６３】
式（５）を参照すると、サンプラ基本周波数は、次式により決定される。
【００６４】
【数１５】
2006105984.tif 000017
【００６５】
ただし、Ｍは、ｆｃｌｏｃｋ／２ＮＭの項をサンプラ基本周波数範囲内に納めるための最小の整数値である。従って、図１３の例の場合、サンプラ基本周波数は次のようになる。
【００６６】
【数１６】
2006105984.tif 000018
【００６７】
この例の場合、Ｍ＝１であり、ｆｓａｍｐ＿ｆｕｎｄが決定される。
【００６８】
次に、ビット・シーケンスに関して説明したような、刺激・測定プロセスを実施する。式（１３）に示すように、関心対象のスペクトル周波数はＮＫ個、すなわち６０個あるため、５９対のスペクトル成分間において、ＮＫ−１＝（５）（１２）−１＝５９回の相対位相測定が実施される。
【００６９】
刺激・測定プロセスの結果はデジタル装置モデルに供給され、複雑なビット・シーケンスに対するＤＵＴ応答の予測を改善するために、モデルが改良される。関心対象のスペクトル成分対間の相対位相を測定するために、サンプラ１３０は、測定対象である２つのスペクトル成分間のほぼ中間に位置するサンプラ基本周波数の高調波と、先に説明したようなオフセットとを有することが知られている。次に、選択されたサンプラ高調波（例えば４０６）と測定対象のスペクトル成分（例えば４００と４０２）の一次混合結果（例えば５００と５０２）を、調節されたＶＮＡ局部発振器信号と混合し、生成された二次混合結果（例えば６００と６０２）が、測定用ＶＮＡ  ＩＦ帯域幅内に納められる。
【００７０】
本明細書の教示による相対位相測定は、サンプラ１３０による群遅延が関心対象の周波数範囲全体にわたって一定であり、サンプラ１３０の３ｄＢ周波数ポイントが、デジタル刺激信号中の関心対象の最高スペクトル成分よりも少なくとも２桁大きいことを前提として実施される。
【００７１】
次に、シミュレートされたデジタル・ビット・シーケンスに対する応答を、測定された応答と比較する（３１７）。測定値がシミュレート・モデルの許容誤差範囲内にあれば、ＤＵＴのモデルは測定値に集束しているので（３２０）、そのモデルは完成したものとみなされる。測定値がシミュレート・モデルの許容誤差範囲外であれば（３２１）、そのモデルをＤＵＴ１４０の実際の挙動に適切に集束させるために、更にデータをそのモデルに与えなければならない。従って、合成デジタル・ビット・シーケンスに対する測定された応答がモデルに入力された後、新たなデジタル・ビット・パターンを定め（３１２）、複雑なデジタル・ビット・シーケンスを近似し、ＤＵＴ応答をシミュレートし（３１３）、新たなデジタル・ビット・パターンでＤＵＴを刺激し（３１４）、実際の応答を測定し（３０２、３０３、３０５）、両者を比較して（３１７）集束を判定する（３１８）というプロセスは、シミュレート結果と測定結果が所定範囲内に集束するまで繰り返される。
【００７２】
本明細書に記載した実施形態は説明を目的とした例である。従って、記載した例は、例示目的のものであり、発明を制限するものではない。例えば、信頼性の高いモデルを最も効率よく生成するためのクロック周波数、方形波刺激信号、及びデジタル・ビット・パターンは、測定・モデルする対象のデジタル装置によって決まる。しかしながら、本明細書の教示は、任意数のデジタル刺激信号に関する刺激・測定に適用することができる。また、全てのスペクトル成分の振幅及び相対位相測定について、従来の逆ＦＦＴ技術を用いて、デジタル刺激信号からデジタル応答信号を再現することが可能である。このように、全てのスペクトル成分間における相対振幅及び位相を利用すると、オシロスコープと同じフォーマットで時間領域データを表示することが可能になる。有利なことに、従来の高周波オシロスコープに比べて高い周波数において、非常に高い測定帯域幅、ダイナミック・レンジ、及び精度を実現することが可能になる。時間領域情報を利用すると、従来から可能な周波数よりも高い周波数においてアイ・ダイアグラムを生成することが可能になる。他の実施形態において、デジタル装置は、ゼロ復帰規定を利用する場合がある。従って、最高周波数のデジタル刺激信号は、クロック周波数における全て「１」のビット・パターンである。当業者であれば、本明細書の教示を利用し、ＲＺ規定を用いて刺激に適応することも可能である。本教示の利点を考慮すると、当業者には他の実施形態も思い浮かぶであろうが、それらは特許請求の範囲内に含まれるものとみなされる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本明細書の教示による装置の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】本明細書の教示によるモデル化プロセスのフロー図である。
【図３Ａ】図２のステップ３００に相当する挙動ベース・モデルのフロー図である。
【図３Ｂ】図２のステップ３００に相当する挙動ベース・モデルのフロー図である。
【図３Ｃ】図２のステップ３００に相当する挙動ベース・モデルのフロー図である。
【図４】５０％の一定デューティ・サイクルの方形波デジタル・データ刺激信号を表現するのに使用される関数の時間領域におけるグラフである。
【図５】図４に示した関数の畳み込みを含む時間領域におけるグラフである。
【図６】図４の時間領域関数の周波数領域におけるグラフである。
【図７】図６に示した関数の乗算結果の周波数領域のグラフ及び図５に示した関数の周波数領域におけるグラフである。
【図８】本明細書の教示による相対位相測定を実施するためのステップを詳細に示すフロー図である。
【図９】調波的に関連する隣接スペクトル成分及びサンプラ調波スペクトル線の相対位相測定における関心対象の周波数を示すグラフである。
【図１０】本明細書の教示によるプロセスにおいて生成される一次混合結果、及び、相対位相測定のためのＶＮＡ局部発振器信号の周波数領域におけるグラフである。
【図１１】相対位相測定に関するＶＮＡ  ＩＦ帯域幅における二次混合結果の周波数領域におけるグラフである。
【図１２】デジタル・クロック及び反復４ビット・デジタル・データ信号を示す時間領域のグラフである。
【図１３】デジタル・クロック、１２ビット・デジタル・データ信号、及び時間的に遅延した３つの方形波の時間領域のグラフである。これらの信号を数学的に結合したものがデジタル・データ信号に相当する。
【図１４】図１３に示す方形波の周波数領域の図である。これらの信号を結合したものがデジタル・データ信号に相当する。
【符号の説明】
【００７４】
１００  ベクトル・ネットワーク・アナライザ
１１４  局部発振器
１２０  デジタル・データ発生器
１２２  リタイマ
１２４  電圧制御発振器
１３０  サンプラ
１４０  デジタル装置
【図１】
2006105984.tif 000019
【図２】
2006105984.tif 000020
【図３Ａ】
2006105984.tif 000021
【図３Ｂ】
2006105984.tif 000022
【図３Ｃ】
2006105984.tif 000023
【図４】
2006105984.tif 000024
【図５】
2006105984.tif 000025
【図６】
2006105984.tif 000026
【図７】
2006105984.tif 000027
【図８】
2006105984.tif 000028
【図９】
2006105984.tif 000029
【図１０】
2006105984.tif 000030
【図１１】
2006105984.tif 000031
【図１２】
2006105984.tif 000032
【図１３】
2006105984.tif 000033
【図１４】
2006105984.tif 000034