(57)【要約】【課題】  ディスク状記録媒体の高記録密度化に対しても安定的な再生動作を行うことができる信号処理装置及び再生装置を提供する。【解決手段】再生信号の極性変化点での傾きを検出し、所定以下の傾きである場合は検出された位相誤差を無効とするように制御を行う。高記録密度化によって信号振幅が小さく符号間干渉を受けた場合、その部分の再生信号の極性変化点は本来得られるべき極性変化点から大きくずれて、位相誤差が大きくなり正常に基準クロックを生成することが困難となる場合がある。このような再生信号中の信号振幅が小さく符号間干渉を受けた部分では再生信号の傾きが小さくなるので、上記のように再生信号の傾きが所定以下となる部分で検出された位相誤差を無効とすれば、その部分で検出される大きな位相誤差が基準クロック生成動作に与える悪影響を除外でき、これによって安定的な再生動作が可能となる。【選択図】図３
2006294098.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に同期した基準クロックを生成するための信号処理装置であって、
上記入力信号に対する上記基準クロックの位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
上記位相誤差検出手段にて検出された位相誤差に応じて上記基準クロック生成のための発振器の発振周波数を制御することで、上記入力信号に同期した上記基準クロックを生成するようにされたクロック生成手段と、
上記入力信号の極性変化点での傾きを検出した結果に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う制御手段と、
を備えることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
上記制御手段は、
上記入力信号の値を上記基準クロックのタイミングで検出する信号値検出手段と、
上記信号値検出手段によって検出される上記入力信号の値に基づき、上記基準クロックの各タイミング間での上記入力信号の傾きを検出する傾き検出手段と、
上記信号値検出手段によって検出される上記入力信号の値に基づき、上記入力信号の極性変化点の最接近点を検出する極性変化タイミング検出手段と、を備えると共に、
上記極性変化タイミング検出手段にて検出された上記最接近点で上記傾き検出手段にて検出された上記傾きの値に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
上記極性変化タイミング検出手段は、
上記信号値検出手段にて検出された時系列的に連続する第１〜第３の信号値について、第１及び第２の信号値の平均値と第２及び第３の信号値の平均値とを算出した上で、これれら算出された２つの平均値を比較した結果に基づき上記最接近点を検出するように構成される、
ことを特徴とする請求項２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
上記極性変化タイミング検出手段は、上記２つの平均値を比較した結果に基づいて上記最接近点を検出すると共に、検出された極性変化が正／負何れの方向への極性変化であるかについて判定を行うように構成されており、
上記位相誤差検出手段は、
上記極性変化タイミング検出手段において判定された上記極性変化の方向の情報と、予め設定された所定の傾き係数と、上記信号値検出手段にて検出された上記入力信号の値とに基づいて上記位相誤差を検出するように構成される、
ことを特徴とする請求項３に記載の信号処理装置。
【請求項５】
入力信号に同期した基準クロックを生成するための信号処理装置として、上記入力信号に対する上記基準クロックの位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、上記位相誤差検出手段にて検出された位相誤差に応じて上記基準クロック生成のための発振器の発振周波数を制御することで、上記入力信号に同期した上記基準クロックを生成するようにされたクロック生成手段とを備えた信号処理装置における信号処理方法であって、
上記入力信号の極性変化点での傾きを検出した結果に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御手順を備える、
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項６】
上記制御手順は、
上記入力信号の値を上記基準クロックのタイミングで検出する信号値検出手順と、
上記信号値検出手順によって検出した上記入力信号の値に基づき、上記基準クロックの各タイミング間での上記入力信号の傾きを検出する傾き検出手順と、
上記信号値検出手順によって検出した上記入力信号の値に基づき、上記入力信号の極性変化点の最接近点を検出する極性変化タイミング検出手順と、を備えると共に、
上記極性変化タイミング検出手順によって検出した上記最接近点で上記傾き検出手順によって検出した上記傾きの値に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う、
ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理方法。
【請求項７】
ディスク状記録媒体について少なくとも再生を行う再生装置であって、
上記ディスク状記録媒体からの再生信号に同期した基準クロックを生成するための信号処理回路として、
上記ディスク状記録媒体からの再生信号に対する上記基準クロックの位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
上記位相誤差検出手段にて検出された位相誤差に応じて上記基準クロック生成のための発振器の発振周波数を制御することで、上記再生信号に同期した上記基準クロックを生成するようにされたクロック生成手段と、
上記再生信号の極性変化点での傾きを検出した結果に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う制御手段と、を備える信号処理回路を少なくとも備える、
ことを特徴とする再生装置。
【請求項８】
上記制御手段は、
上記再生信号の値を上記基準クロックのタイミングで検出する信号値検出手段と、
上記信号値検出手段によって検出される上記再生信号の値に基づき、上記基準クロックの各タイミング間での上記再生信号の傾きを検出する傾き検出手段と、
上記信号値検出手段によって検出される上記再生信号の値に基づき、上記再生信号の極性変化点の最接近点を検出する極性変化タイミング検出手段と、を備えると共に、
上記極性変化タイミング検出手段にて検出された上記最接近点で上記傾き検出手段にて検出された上記傾きの値に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う、
ことを特徴とする請求項７に記載の再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理装置及び信号処理方法に関する。また再生装置に関し、特に光ディスクやハードディスク等のディスク状記録媒体について再生を行う再生装置に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、光ディスクや光磁気ディスク、磁気ディスク等のディスク状記録媒体に対して記録や再生を行う記録再生装置が広く実用化されている。
図６は、このようなディスク状記録媒体についての記録再生装置が備える、主にＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路系の構成のみを抽出して示している。
先ず、図示する再生信号ＲＦは、ディスク状記録媒体に記録された信号が図示されないピックアップによって読み出され、これがマトリクス回路にて処理されることで得られる。
【０００３】
この再生信号ＲＦは、図示するイコライザアンプ（ＥＱ）５０に供給され、ここにおいて高周波領域のゲインや位相が調整されて波形歪みが補正される。そして、このように補正が為された再生信号ＲＦがサンプリング回路５１とＰＬＬ回路５３とにそれぞれ供給される。
ＰＬＬ回路５３は、後述する構成によって再生信号ＲＦと同期とした基準クロックＣＫｓを生成し、これを上記サンプリング回路５１に供給する。サンプリング回路５１はこの基準クロックＣＫｓに従ったタイミングで上記イコライザアンプ５０から供給される再生信号ＲＦの値をサンプリングする。
デコーダ５２は、このようにサンプリングされる再生信号ＲＦの値について必要なデコード処理（例えば可変長変調符号に対する復調処理、誤り訂正処理等）を行うことで再生データを得る。
【０００４】
ＰＬＬ回路５４には、図示するようにコンパレータ５４、位相検出回路５５、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５６、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）５７、１／ｍ分周器５８、１／ｎ分周器５９が備えられる。
なお、この場合の例では、各分周器においてそれぞれｍ＝１、ｎ＝２が設定されているものとする。
【０００５】
コンパレータ５４は、イコライザアンプ５０から供給される再生信号ＲＦをそのセンターレベルを基準として２値化した結果をコンパレータ出力ｃｃとして出力する。
位相検出回路５５はコンパレータ５４からのコンパレータ出力ｃｃと、１／ｎ分周器５９によって出力される基準クロックＣＫとに基づき、後述する位相検出信号ｐｄを生成する。この位相検出信号ｐｄが、後述するようにして再生信号ＲＦに対する基準クロックＣＫの位相誤差を示す信号となる。
【０００６】
位相検出回路５５にて生成された位相検出信号ｐｄはローパスフィルタ５６に供給され、安定なＰＬＬ発振が行われるように基準クロックＣＫの成分が除去される。
ＶＣＯ５７は、ローパスフィルタ５６を介して入力される位相検出信号ｐｄに基づき、内蔵する発振器の周波数を可変制御することで、再生信号ＲＦに同期した図示する原発振クロックＣＫｓを生成するようにされる。
この原発振クロックＣＫｓは、図示する１／ｎ分周器５９においてこの場合は１／２の周期に分周され、これが上記した基準クロックＣＫとして位相検出回路５５に供給される。
また、ＶＣＯ５７から出力された原発振クロックＣＫｓは、分岐して１／ｍ分周器５８にも供給される。この場合、上述したｍ＝１の設定より、この１／ｍ分周器５８からの出力は原発振クロックＣＫｓそのものとなる。
１／ｍ分周器５８から出力された原発振クロックＣＫｓは上述したサンプリング回路５１に供給され、再生信号ＲＦのサンプリングタイミングを示す情報として用いられる。
【０００７】
図７は、図６に示したＰＬＬ回路５３の動作を示している。
先ず、図７（ａ）により、基準クロックＣＫに位相ずれが生じていない状態での動作を示す。
先にも述べたようにコンパレータ５４では、再生信号ＲＦをセンターレベルでスライスすることで、図示するような”０”または”１”の値をとるコンパレータ出力ｃｃを生成するようにされる。
また、基準クロックＣＫは、原発振クロックＣＫｓを１／２の周期に分周して得られるため、その周期は原発振クロックＣＫｓの１／２となっている。
【０００８】
位相検出回路５５では、基準クロックＣＫとコンパレータ出力ｃｃとのＥｘＯＲ（Exclusive OR）をとり、この結果が図示する位相検出信号ｐｄとして出力される。
この位相検出信号ｐｄは、その”１”レベルと”０”レベルの時間の比率がコンパレータ出力ｃｃと基準クロックＣＫとの位相誤差情報に相当する。すなわち、コンパレータ出力ｃｃの値の変化点（つまりエッジ部分）と、それを挟み込む基準クロックＣＫの値の変化点（エッジ部分）との時間差情報が、位相誤差情報となるものである。
この図７（ａ）の最下段に示されるそれぞれの数値は、原発振クロックＣＫｓの１波長を１単位した場合の位相誤差情報を示している。この場合は位相ずれが生じていない場合なので、ＲＦ信号の３Ｔ及び２Ｔに対応する波形部分の総和位相情報は、図中左側から順に「−１／２＋１／２＝０，−１／２＋１／２＝０，１／２＋（−１／２）＝０」により何れも”０”となり、従って位相誤差は”０”となっていることがわかる。
ＶＣＯ５７には、このようにして位相誤差を示すものとなる位相検出信号ｐｄが供給される。この場合の位相検出信号ｐｄは誤差”０”を示すものであるため、ＶＣＯ５６は発振器の周波数を現在の状態で維持するようにされる。
【０００９】
次に、図７（ｂ）には、基準クロックＣＫが遅れている場合における動作を示している。  この図７（ｂ）に示すコンパレータ出力ｃｃは、図７（ａ）に示す位相ずれが生じていない場合と同様であるが、原発振クロックＣＫｓの位相が若干遅れているため、これを１／ｎ分周した基準クロックＣＫとしても、原発振クロックＣＫｓと同様の位相ずれが生じていている。
このため、当該基準クロックＣＫとコンパレータ出力ｃｃとのExclusive ORでなる位相検出信号ｐｄは、図示するようにしてこの位相ずれを反映した信号として得られる。
【００１０】
ここで、この場合の位相検出信号ｐｄの先頭部分は、コンパレータ出力ｃｃのエッジ部分とそれを挟み込む基準クロックＣＫのエッジ部分との時間差が、それぞれ−１／４，３／４になっているが、このことは、コンパレータ出力ｃｃの１エッジにつき、「−１／４＋３／４」により１／２の誤差を検出したことを表している。
これによって、この場合は再生信号ＲＦの３Ｔ及び２Ｔに対応する波形部分での総和位相情報（すなわち位相誤差）は、それぞれ「−１／４＋３／４，−１／４＋３／４，１／４＋（−３／４）」より、”１／２”となる。
【００１１】
この場合のＶＣＯ５７に対しては、位相検出信号ｐｄによりこのような誤差”１／２”を示した位相誤差情報が入力される。ＶＣＯ５７はこのような誤差”１／２”を示す位相誤差情報に応じて原発振クロックＣＫｓの位相を進め、これにより速やかに位相が同期されることになる。
【００１２】
なお、上記図７の説明では、位相情報を”０””１”の２値で処理する場合を例示したが、例えば次の図８のように、位相情報を”１”、”０”、”−１”の３値で処理する方法も実現されており、同様に位相情報から誤差を抜き出してＶＣＯ５７にフィードバックさせて安定にクロックを抽出する機能を実現している。この場合、”１”は電源電圧レベル、”−１”はグランド電圧レベル、”０”はハイインピーダンス状態を表し、各々の時間の割合に応じて発生する終端電圧が以降の回路に与えられる。
【００１３】
また、図７に示したようにして、位相誤差情報を再生信号ＲＦについてのコンパレータ出力と基準クロックＣＫとの時間差情報により検出する以外にも、再生信号ＲＦの極性変化点における傾き情報を利用して検出する手法も知られている。
これを次の図９を参照して説明する。
【００１４】
図９では、再生信号ＲＦと基準クロックＣＫとを示している。この図において、図中Ｔ１〜Ｔ６は、基準クロックＣＫの１周期ごととなる再生信号ＲＦについてのサンプリングタイミング（サンプリング点）を示している。この手法では、このように再生信号ＲＦについて基準クロックＣＫの周期でサンプリングした値を用いて位相誤差の検出が行われることになる。
【００１５】
ここで、再生信号ＲＦとしては、記録再生装置が対応するディスク状記録媒体の情報記録密度等に依存して、極性変化部分での１Ｔ区間における傾きの値が或る程度決まってくる。当手法では、このような再生信号ＲＦについての極性変化部分での傾き値が計算されて、その値が傾き係数として予め装置側に設定されていることが前提となる。
この例では、図中Ｘと示されるように極性変化部分での１Ｔ区間において再生信号ＲＦの値が−１０〜１０までの２０変化するのものとされおり、従って傾き係数としては「２０÷１」より０．０５／１Ｔが計算される。
【００１６】
この場合、位相誤差は、上記のように予め設定される傾き係数の値と、再生信号ＲＦの極性変化方向（つまり正方向への傾きか負方向への傾きか）の情報、及び極性変化点に対応してサンプリングされた再生信号ＲＦの値を用いた演算により求められる。
具体的に、再生信号ＲＦの極性変化は、基準クロックＣＫの周期でサンプリングされる値から知ることができる。例えば図中の再生信号ＲＦの最初の極性変化点は、時点Ｔ１でのサンプリング値（−１０）と、次の時点Ｔ２でのサンプリング値（３）とが比較され、これらの極性が異なっていることから検出できる。この場合は時点Ｔ２が極性変化点に最も近いサンプリング点（最接近点）となる。
また、傾きの方向は、このように検出された再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点を挟むそれぞれのサンプリング点（Ｔ１とＴ３）でのサンプリング値を比較することで求めることができる。
【００１７】
従って、この場合の再生信号ＲＦの最初の極性変化点に対応しては、最接近点である時点Ｔ２においてサンプリング値は「３」であり、傾き方向は「正」であることから、図中に示されるようにして「０．０５（正の傾き係数）×３（サンプリング時振幅）＝０．１５Ｔ」が計算される。このように算出された「０．１５」が、この場合の位相誤差情報となる。
【００１８】
同様に、再生信号ＲＦの次の極性変化点については、時点Ｔ４と時点Ｔ５とのサンプリング値の極性の違いから、再生信号ＲＦの極性変化（この場合は時点Ｔ５が極性変化点の最接近点となる）を検出できる。さらに、この再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点を挟む各サンプリング点（時点Ｔ４、時点Ｔ６）でのサンプリング値から、再生信号ＲＦの傾き方向を検出できる。
これらの情報から、時点Ｔ５の最接近点に対応しては、「−０．０５（負の傾き係数）×−３（サンプリング時振幅）＝０．１５Ｔ」が計算され、これによって位相誤差情報「０．１５」が得られる。
【００１９】
このようにして、基準クロックＣＫに従って各サンプリング点での再生信号ＲＦの振幅値を測定することによっても、位相誤差情報を得ることができる。
このように得られた位相誤差情報は、例えばＤ／Ａコンバータによってアナログ信号に変換された後、図６の場合と同様にローパスフィルタを介することでクロック成分が除去されてＶＣＯに入力される。これによって、先の図７にて説明した手法が採られる場合と同様に、ＶＣＯでは検出された位相誤差の情報に応じた周波数制御が行われて基準クロックＣＫと再生信号ＲＦとの位相が同期される。
【００２０】
なお、関連する従来技術については以下の特許文献を挙げることができる。
【特許文献１】特開２００３−２５７１３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上述のように、光ディスクやハードディスク等のディスク状記録媒体の記録再生装置では、ＰＬＬ回路によって再生信号に基づく基準クロックを生成し、以降の処理で情報が復号されていくのであるが、近年、光ディスク、磁気ディスク共に記録密度の向上が進み、光学ヘッドのＭＴＦ限界や磁気ヘッドのギャップ限界に近づいている。このため、再生信号ＲＦとしては短い波長成分の信号振幅が小さくなり、ＰＬＬ回路にもその影響が出てきている。
【００２２】
図１０（ａ）は、このように高記録密度とされた場合の再生信号ＲＦと、これまでの記録密度（通常の記録密度とする）とされた場合の再生信号ＲＦの波形との比較を例示的に示している。
図示するように記録密度が相対的に低い従来の（通常の）再生信号ＲＦでは、３Ｔ部分と２Ｔ部分の振幅がほぼ同じ値となっている。これに対し高記録密度時の再生信号ＲＦでは、３Ｔ部分の振幅も小さくなっているが、２Ｔ部分の振幅はさらに小さくなっている。これは、ヘッドの再生限界近くの成分までが復号に必要な帯域に含まれているためである。
【００２３】
ここで、このような高記録密度時の再生信号ＲＦとされた場合での、先の図６に示したＰＬＬ回路５３の動作例を次の図１０（ｂ）に示す。
この図１０（ｂ）において、原発振クロックＣＫｓ及び基準クロックＣＫとしては、通常の再生信号ＲＦに同期している状態を示している。
また、この図では説明のため、図１０（ａ）に示した高記録密度時の再生信号ＲＦの波形を拡大して示している。
また、この図では、さらに再生信号ＲＦのセンターレベル（図中破線によるＲＦセンターレベル）とコンパレータ出力ｃｃ、及び位相検出信号ｐｄも示されている。
【００２４】
先ず、図中の再生信号ＲＦ（高記録密度時）を参照してわかるように、この場合の再生信号ＲＦとしては、３Ｔから２Ｔへと変化するエッジ部分として、ＲＦセンターレベルを横切る位置が若干２Ｔ側にシフトしている。
これは、高記録密度とされたことによる再生信号ＲＦの符号間干渉として３Ｔ（＋）の波形と２Ｔ（−）の波形とが重ね合わされたことにより、ＲＦセンターレベルを横切る位置付近での再生信号ＲＦの成分が、２Ｔ（−）の方で小さくなって、結果として＋方向に偏ってしまう為である。
【００２５】
この符号間干渉の影響を受けて、３Ｔから２Ｔへと変化するエッジ部分での再生信号ＲＦに対する基準クロックＣＫの位相は、若干の遅れが生じる（図中「ｄｈ」による位相エラー：この場合は誤差”１／８”に相当するものとして示している）。
但し、このような高記録密度化に伴う符号間干渉により生じる位相エラーｄｈ自体は、通常の場合、比較的小さなエラーである場合が多く、また長期的にみれば逆の３Ｔ（−）と２Ｔ（＋）の波形による符号間干渉によって打ち消される等、情報の復号に悪影響を及ぼす可能性は低いと考えられる。
【００２６】
ところが、高記録密度化としては、記録トラック上の符号密度が高められる以外にも、トラックピッチを狭めることでも行われる。そして、このように狭トラックピッチ化によって高密度化が実現された場合、隣接するトラックの記録信号が再生信号ＲＦに影響を及ぼす場合がある。
特に光ディスクの場合、ハードディスクと違ってメディアの脱着が可能であるため、記録再生装置に対して装着されたディスクの偏芯や傾き（スキュー）等によって隣接するトラックの信号の影響を大きく受ける場合がある。この場合、隣接するトラックの信号は低い周波数領域の信号として影響するため、再生信号ＲＦにＤＣオフセットが重畳されたのと同様の状態になる。
【００２７】
例えば、＋方向のＤＣオフセットが重畳された状態の信号波形は、図中に示されるように、再生信号ＲＦの波形はそのままとした上で、ＲＦセンターレベルを一点鎖線により示される位置に所定のオフセット分だけ下げることによって等価的に表現することができる。
【００２８】
この図におけるコンパレータ出力ｃｃ、及び位相検出信号ｐｄは、このように隣接トラックからの影響を受けた場合のＲＦセンターレベルに基づき得られる信号をそれぞれ示している。
これらコンパレータ出力ｃｃ、位相検出信号ｐｄを参照してわかるように、この場合はＤＣオフセットの影響により、再生信号ＲＦの立ち上がり／立ち下がりにおける位相エラーが発生することになる。例えば３Ｔの立ち上がりにおいては−方向の位相エラーｄ１が生じ、３Ｔの立ち下がりにおいては＋方向の位相エラーｄ２が生じている。
【００２９】
原理的には、上記した符号間干渉が無い場合、上記位相エラーｄ１及び位相エラーｄ２の合成値は結果的に“０”となるのであるが、前述の高記録密度化によるエラーｄｈが生じている場合、３Ｔ部分における立ち上がりの傾きよりも立ち下りの傾きが緩やかであるため、上記位相エラーｄ１（誤差”１／８”相当）よりも上記位相エラーｄ２（誤差”−３／８”相当）の方が大きくなってしまい、このためにＤＣオフセットが無い場合の位相エラーｄｈ（誤差”１／８”相当）に比べて位相エラー（ｄ２−ｄ１＝−３／８−１／８＝−１／４）が増大し、これによりＰＬＬ回路５３が正常に動作せず、ディスクからの読み出し信号を正確に復号できなくなることがある。
【００３０】
このように従来のＰＬＬ回路５３においては、符号間干渉及び隣接トラックの影響によって信号を正確に復号し得ないことがあるという問題があった。また、この問題は、図９において説明した再生信号ＲＦの傾き情報に応じて位相誤差を検出する手法が採られる場合にも同様に生じるものである。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、信号処理装置として以下のように構成することとした。
つまり、入力信号に同期した基準クロックを生成するための信号処理装置であって、先ず、上記入力信号に対する上記基準クロックの位相誤差を検出する位相誤差検出手段を備える。
また、上記位相誤差検出手段にて検出された位相誤差に応じて上記基準クロック生成のための発振器の発振周波数を制御することで、上記入力信号に同期した上記基準クロックを生成するようにされたクロック生成手段を備える。
さらに、上記入力信号の極性変化点での傾きを検出した結果に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う制御手段を備えるようにしたものである。
【００３２】
また、本発明では信号処理方法として以下のようにすることとした。
つまり、入力信号に同期した基準クロックを生成するための信号処理装置として、上記入力信号に対する上記基準クロックの位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、上記位相誤差検出手段にて検出された位相誤差に応じて上記基準クロック生成のための発振器の発振周波数を制御することで、上記入力信号に同期した上記基準クロックを生成するようにされたクロック生成手段とを備えた信号処理装置における信号処理方法であって、
上記入力信号の極性変化点での傾きを検出した結果に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御手順を備えるものである。
【００３３】
さらに、本発明では再生装置として以下のように構成することとした。
すなわち、本発明の再生装置は、ディスク状記録媒体について少なくとも再生を行う再生装置であって、上記ディスク状記録媒体からの再生信号に同期した基準クロックを生成するための信号処理回路として、以下の各手段を備える信号処理回路を少なくとも備えるものである。
つまり、上記ディスク状記録媒体からの再生信号に対する上記基準クロックの位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、上記位相誤差検出手段にて検出された位相誤差に応じて上記基準クロック生成のための発振器の発振周波数を制御することで、上記再生信号に同期した上記基準クロックを生成するようにされたクロック生成手段とを備える。
また、上記再生信号の極性変化点での傾きを検出した結果に応じて、上記位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御を行う制御手段を備えるものである。
【００３４】
ここで、先の図１０の説明より、基準クロックの生成動作に悪影響を与える程の大きな位相誤差が検出されてしまうのは、高記録密度化等によって入力信号（再生信号）の波長の短い部分での振幅が小さくなり、波形の傾きが小さくなることが原因となっている。そこで、入力信号の傾きが所定以下である場合は、その時点で検出された位相誤差を無効なもとして扱えば、正常な基準クロック生成動作を維持することができる。
上記本発明によれば、入力信号の極性変化点での傾きの値が検出され、その値に応じて位相誤差検出手段にて検出される上記位相誤差を無効とするように制御が行われる。これによれば、上述のように入力信号の傾きが所定以下である場合に、位相誤差検出手段にて検出された位相誤差を無効とすることが可能となり、これによって符号間干渉によってエラー幅が大きくされた位相誤差信号による影響を排除することができる。
【発明の効果】
【００３５】
このようにして本発明によれば、入力信号の極性変化点での傾きの値に応じて位相誤差検出手段にて検出される位相誤差を無効とするように制御を行うものとしたことで、入力信号の符号間干渉によって位相誤差が大きくなる部分での位相誤差信号を無効とすることができる。
これによれば、高記録密度化等に伴い隣接トラックの記録信号の影響と符号間干渉との双方が影響した部分で検出された大きな位相誤差は、基準クロック生成にあたって参照されないようにすることができ、これによって正常な基準クロック生成動作を維持することができる。
つまり、このような本発明によれば、ディスク状記録媒体の高記録密度化に対しても安定的な再生動作を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明の実施の形態としての再生装置１の内部構成について示すブロック図である。
この再生装置１は、図示するディスク１００として、光ディスクに対応する構成を採る。  なお、この図では実施の形態の再生装置１について、主にＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路系の構成のみを抽出して示している。この図に示すＰＬＬ回路系では、位相誤差の検出手法として、先の図９に示した再生信号ＲＦの傾き情報に基づく検出手法を採る。
【００３７】
先ず、ディスク１００には、アドレス情報やトラッキング制御用の軌道制御情報等が記入されている。この軌道制御情報としては、円周状あるいは螺旋状の凹凸の溝構造、あるいは凹（または凸）のピット列の集合構造をもつ。さらにアドレス情報が、記録された信号の中の所定の位置に記入されたり、或いは凹凸の溝構造あるいは凹（または凸）のピット列を特定の周波数でうねらせ（ウォブリング）、当該うねりに意図的に偏差を与える方法によって記入されている。
【００３８】
再生装置１において、ディスク１００は、図示されないターンテーブルに載置された状態でスピンドルモータ２によって概略一定の回転速度、または概略一定の線速度にて回転駆動される。図示は省略したが、このスピンドルモータ２の回転動作はディスク１００からの再生信号又はウォブル信号に含まれるアドレス情報を用いて制御される。
【００３９】
ディスク１００からの記録信号の読み出しは、光学ピックアップ（ＯＰ）３によって行われる。この光学ピックアップ３には、レーザ光源となるレーザダイオード、レーザ光をディスク１００の記録面に集光し、且つその戻り光を受光するための対物レンズ、対物レンズを介して得られる上記戻り光を検出するためのフォトディテクタ、さらに、対物レンズをフォーカス方向及びトラッキング方向に移動可能に保持する２軸機構等が設けられている。
また、光学ピックアップ３全体は、図示されないスライド機構によってディスク１００の径方向に移動可能に保持されている。
【００４０】
マトリクス回路４に対しては、上記光学ピックアップ３により得られるディスク１００からの戻り光を光電変換した信号が供給される。この戻り光信号に基づきマトリクス回路４では再生信号ＲＦが生成される。
なお、マトリクス回路４にて上記戻り光信号に基づき生成される信号としては、他にフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号等がある。これらフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号は、図示されないサーボ回路によるフォーカスサーボ、トラッキングサーボ、スレッドサーボの各制御動作に用いられる。すなわち、これらフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号に基づきサーボ回路によって上記した２軸機構、スライド機構の動作が制御されることで、フォーカスサーボ、トラッキングサーボ、スレッドサーボの各サーボ制御動作が行われる。
【００４１】
マトリクス回路４にて生成された再生信号ＲＦは、イコライザアンプ（ＥＱ）５に供給されて高周波領域のゲインや位相が調整されて波形歪みが補正される。そして、このように波形歪みが補正された再生信号ＲＦは、再生信号Ｓ１としてサンプリング回路７に対して供給される。
サンプリング回路７には、後述するＰＬＬ回路６によって生成される基準クロックＣＫも供給される。このサンプリング回路７は、再生信号Ｓ１を基準クロックＣＫ（この場合は原発振クロックＣＫｓそのものとなる）の立上がり又は立ち下がりエッジでサンプリングし、その値をデコーダ８に供給する。
【００４２】
デコーダ８は、上記サンプリング回路７においてサンプリングされる再生信号ＲＦの値について必要なデコード処理を行って再生データを得る。このデコーダ８において行われるデコード処理には、例えば可変長変調符号についての復調処理、誤り訂正処理等がある。
【００４３】
また、イコライザアンプ５より出力される再生信号Ｓ１は、ＰＬＬ回路６に対しても分岐して供給される。
ＰＬＬ回路６には、図示するようにしてＡ／Ｄコンバータ１０、位相検出回路１１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２、ＶＣＯ１３、及び１／ｍ分周器１４が備えられている。
先ず、ＰＬＬ回路６に対して入力される再生信号Ｓ１は、Ａ／Ｄコンバータ１０に対して供給される。このＡ／Ｄコンバータ１０には、１／ｍ分周器１３によって生成される基準クロックＣＫが供給され、再生信号Ｓ１をこの基準クロックＣＫのタイミングに応じて数値化する。そして、これを図示するＡ／Ｄ出力Ｓ２として位相検出回路１１に対して供給する。この場合、Ａ／Ｄコンバータ１０によるＡ／Ｄ出力は、例えば−１０〜１０までの値を取る。
【００４４】
位相検出回路１１に対しても、上記した１／ｍ分周器１４からの基準クロックＣＫが供給されている。
この位相検出回路１１は、Ａ／Ｄコンバータ１０からのＡ／Ｄ出力Ｓ２と上記基準クロックＣＫとに基づき、再生信号Ｓ１に対する基準クロックＣＫの位相誤差を示す位相誤差信号Ｓ３を生成するように構成される。
また、特に実施の形態の場合、この位相検出回路１１は上記Ａ／Ｄ出力Ｓ２から再生信号Ｓ１の傾きを検出した結果に基づき、位相誤差信号Ｓ３の出力を制御するようにも構成されるが、この位相検出回路１１の内部構成、及びその動作については後述する。
【００４５】
ローパスフィルタ１２は、安定なＰＬＬ発振が行われるように位相検出回路１１から供給される位相誤差信号Ｓ３から基準クロックＣＫの成分を除去し、これをＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１３に供給する（図中Ｓ４）。
ＶＣＯ１３はローパスフィルタ１２から供給される位相誤差信号Ｓ４に基づき、内蔵する発振器の周波数を可変制御することで再生信号Ｓ１（ＲＦ）に同期した原発振クロックＣＫｓを生成するようにされる。
【００４６】
１／ｍ分周器１４はＶＣＯ１３からの原発振クロックＣＫｓを設定された分周比に応じて分周して基準クロックＣＫを生成する。この場合はｍ＝１が設定されるため、原発振クロックＣＫｓそのものを基準クロックＣＫとして生成することとなる。
生成された基準クロックＣＫはサンプリング回路７に供給されると共に、位相検出回路１１、及びＡ／Ｄコンバータ１０に対しても分岐して供給される。
【００４７】
なお、この図１においてはサンプリング回路７の出力に基づきデコーダ８が再生データを生成する構成が採られる場合を例示しているが、Ａ／Ｄコンバータ１０の出力Ｓ２を分岐してデコーダ８に供給することで再生データを得る構成が採られる場合もある。
【００４８】
図２は、図１に示した位相検出回路１１の内部構成を示している。
位相検出回路１１には、図示するようにして第１バッファ２１、第２バッファ２２、第３バッファ２３、第１平均値演算回路２４、第２平均値演算回路２５、極性変化・反転方向検出回路２６、傾き検出・比較回路２７、誤差信号生成・出力制御回路２８、Ｄ／Ａコンバータ２９が備えられている。
なお、図示は省略したが、図１において位相検出回路１１に対して入力された基準クロックＣＫは、これら各部の動作クロックとして入力されている。
【００４９】
先ず、図１に示したＡ／Ｄコンバータ１０からのＡ／Ｄ出力Ｓ１は、位相検出回路１１内の第１バッファ２１に対して入力される。
第１バッファ２１は、基準クロックＣＫのタイミングで新たなＡ／Ｄ出力Ｓ１を保持する共に、既に保持されていたＡ／Ｄ出力Ｓ２を図中の出力Ｓ２１として第２バッファ２２に出力する。第２バッファ２２は上記第１バッファ２１からの出力Ｓ２１について、同様に基準クロックＣＫのタイミングでこれを保持すると共に、既に保持されていた出力Ｓ２１を出力Ｓ２２として第３バッファ２３に出力する。第３バッファ２３は第２バッファ２２からの出力Ｓ２２について、同様に基準クロックＣＫのタイミングでこれを保持すると共に既に保持されていた出力Ｓ２２を出力Ｓ２３として出力する。
つまり、これら第１バッファ２１〜第３バッファ２３により、再生信号Ｓ１の振幅データが第１バッファ２１，第２バッファ２２，第３バッファ２３の時系列順で保持される。
例えば第２バッファ２２に保持される値が現在の再生信号Ｓ１の振幅値であるとすれば、第３バッファ２３にはこの現在の値に対して１つ前となるサンプリング点での振幅値が保持され、第１バッファ２１には現在の値に対して１つ先となるサンプリング点での振幅値が保持されることになる。
【００５０】
上記第１バッファ２１の出力Ｓ２１は、図示するようにして第１平均値演算回路２４に対しても分岐して供給される。
また、第２バッファ２２の出力Ｓ２２は第１平均値演算回路２４と、第２平均値演算回路２５に対しても供給されると共に、傾き検出・比較回路２７と誤差信号生成・出力制御回路２８とに対しても分岐して供給される。
さらに、第３バッファ２３の出力Ｓ２３は、第２平均値演算回路２５と傾き検出・比較回路２７とに対して供給される。
【００５１】
第１平均値演算回路２４、第２平均値演算回路２５、極性変化・反転方向検出回路２６は、上記第１バッファ２１〜第３バッファ２３により得られる３つのサンプリング点での再生信号Ｓ１の振幅値から、再生信号Ｓ１の極性変化点に最も近いサンプリング点となる最接近点と、そのときの反転方向を検出するために設けられる。
先ず、第１平均値演算回路２４は、基準クロックＣＫのタイミングごとに第１バッファ２１と第２バッファ２２からそれぞれ供給される出力Ｓ２１と出力Ｓ２２の平均値を算出し、これを出力Ｓ２４として極性変化・反転方向検出回路２６に出力する。
また、第２平均値演算回路２５は、基準クロックＣＫのタイミングごとに、第２バッファ２２と第３バッファ２３からそれぞれ供給される出力Ｓ２２と出力Ｓ２３の平均値を算出し、これを出力Ｓ２５として極性変化・反転方向検出回路２６に出力する。
【００５２】
極性変化・反転方向検出回路２６は、上記第１平均値演算回路２４からの出力Ｓ２４と、上記第２平均値演算回路２５からの出力Ｓ２５の値を比較し、極性が変化しているか否かを判別する。また、極性が変化していた場合、その極性変化の方向、すなわち再生信号Ｓ１の反転方向を検出する。
極性変化がない場合、出力Ｓ２６として”０”を出力する。極性変化があり、反転方向が正方向である場合は出力Ｓ２６として”１”を出力する。さらに、極性変化があり、反転方向が負方向である場合は出力Ｓ２６として”−１”を出力する。
極性変化・反転方向検出回路２６による出力Ｓ２６は、誤差信号生成・出力制御回路２８に対して供給される。
【００５３】
傾き検出・比較回路２７は、第２バッファ２２からの出力Ｓ２２と、第３バッファ２３からの出力Ｓ２３が入力されると共に、図示する閾値ｔｈが設定される。この傾き検出・比較回路２７は、基準クロックＣＫのタイミングごとに出力Ｓ２２と出力Ｓ２３の差分値を求めることで、各サンプリング点間（基準クロックＣＫ間）の再生信号Ｓ１の傾き値を算出する。さらに、その傾き値の絶対値と、上記閾値ｔｈとを比較して、算出された傾き値が上記閾値ｔｈ以上の差がある場合は”１”、そうでない場合には”０”を出力する。この”０””１”による出力Ｓ２７は、誤差信号生成・出力制御回路２８に対して供給される。
【００５４】
誤差信号生成・出力制御回路２８は、第２バッファ２２からの出力Ｓ２２、極性変化・反転方向検出回路２６からの出力Ｓ２６、傾き検出・比較回路２７からの出力Ｓ２７を乗算することで、当該位相検出回路１１から出力される最終的な位相誤差信号Ｓ３の生成のための誤差検出／制御信号Ｃ１を生成する。
後に説明するように、この誤差検出／制御信号Ｃ１は、位相誤差量を表すための信号として機能すると共に、検出された位相誤差を無効とする信号としても機能するものとなる。
【００５５】
誤差信号生成・出力制御回路２８にて生成された誤差検出／制御信号Ｃ１は、Ｄ／Ａコンバータ２９にてアナログ信号に変換され、位相検出信号Ｓ３として図１に示したローパスフィルタ１２に対して供給される。
ここでは、後述する傾き係数ｋがＤ／Ａコンバータ２９のゲインとして設定されていることを等価的に示しているが、このようにＤ／Ａコンバータ２９にて誤差検出／制御信号Ｃ１に対して等価的に傾き係数ｋが乗算されることで、後述する位相検出信号Ｓ３の計算式が成り立つように構成されている。
【００５６】
図２に示した位相検出回路１１の構成により実現される動作を、次の図３のタイミングチャートを参照して説明する。
先ず、この図において、図３（ａ）は、４つの符号”１”の後に、反転して２つの符号”０”が続き、これら４Ｔ区間と２Ｔ区間とで符号間干渉が生じている場合の再生信号ＲＦ（Ｓ１）の波形が示されている。
図中の時点Ｔ１〜Ｔ８は、図３（ｂ）に示される基準クロックＣＫに従った、Ａ／Ｄコンバータ１０による各サンプリング点を示している。
【００５７】
先ず、図３（ｃ）に示すＡ／Ｄコンバータ１０によるＡ／Ｄ出力Ｓ２は、この場合は最初のサンプリング点（時点Ｔ１）では“−８”、続く時点Ｔ２以降のサンプリング点で順に「１，７，９，７，３、−４，１」が得られる。
これらのサンプリング値に基づき、第１平均値演算回路２４、第２平均値演算回路２５では、図３（ｄ）に示される２値平均としての値が算出される。すなわち、例えば時点Ｔ２において得られる出力Ｓ２４の値は「（１＋７）÷２＝４」であり、出力Ｓ２５の値は「（−８＋１）÷２＝−３．５」となる。また、時点Ｔ３で得られる出力Ｓ２４の値は「（７＋９）÷２＝８」であり出力Ｓ２５の値は「（１＋７）÷２＝４」となる。
このように、出力Ｓ２４と出力Ｓ２５は、或る１つの時点Ｔごとに、その１つ前の時点Ｔでのサンプリング値との平均値と、その１つ先の時点Ｔでのサンプリング値との平均値を示すものとなる。
【００５８】
図３（ｄ）に示す２値平均の値（Ｓ２４・Ｓ２５）を参照してみると、この例の場合では、時点Ｔ２と時点Ｔ６とで、出力Ｓ２４と出力Ｓ２５の値の極性が異なっていることがわかる。このことは、これら時点Ｔ２、時点Ｔ６が、再生信号Ｓ１の極性変化点の最接近点であることを示している。
【００５９】
ここで、再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点を検出するにあたっては、単に各時点Ｔ間で得られるサンプリング値の極性変化を検出することも考えられるが、これによると、時点Ｔ６→時点Ｔ７の遷移に示される再生信号ＲＦと基準クロックＣＫの関係が得られた場合に、単に時点Ｔ６でのサンプリング値「４」から時点Ｔ７のサンプリング値「−４」への極性変化が検出されてしまい、これによって正しい極性変化点の最接近点である時点Ｔ６とは異なる時点Ｔ７が誤って検出されてしてしまうことがある。
このことから、ここでは上記の説明のように出力Ｓ２４・Ｓ２５として、対象となる時点Ｔとこれを挟む２つの時点で得られる３値について、それぞれの２値平均の極性変化点を検出することで、このような再生信号ＲＦの極性変化の最接近点についての誤検出を防止しているものである。つまり、これによって再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点を正しく検出することができる。
【００６０】
ところで、上述もしたように本実施の形態の再生装置１では、位相誤差の検出手法として先の図９にて説明した再生信号の傾き情報を用いた検出手法を採る。
この手法において、位相誤差の検出にあたっては、再生信号ＲＦの極性変化部分での傾き方向（反転方向：極性変化の方向）、及びその極性変化点の最接近点での再生信号ＲＦのサンプリング値、及び予め設定された傾き係数が用いられる。
図９においても説明したように、再生信号ＲＦとしては、ディスク１００の情報記録密度等に依存して、極性変化部分を含む１Ｔ区間での傾きの値が或る程度決まってくる。このような再生信号ＲＦの極性変化部分を含む１Ｔ区間での傾きの値が、上記傾き係数とされる。
実施の形態の再生装置１にて設定される傾き係数ｋとしては、例えば図９の場合と同様に「０．０５」が設定されているものとして説明する。
そして、この手法において、位相誤差は、このようにして予め設定される傾き係数ｋの値と、上記した極性変化部分での再生信号ＲＦの極性変化方向（正方向の傾きであれば”１”、負方向への傾きであれば”−１”）、及び上記極性変化点の最接近点でサンプリングされた再生信号ＲＦのサンプリング値を乗算することで求めることができる。
つまり、この場合の位相誤差信号としては、図３（ｆ）に示される「反転方向（１ｏｒ−１）×傾き係数ｋ×サンプリング時振幅値」により表される計算式によって求めることができる。
【００６１】
図３において、上記式における反転方向の情報は、図３（ｅ）に極性変化・反転方向と示す、極性変化・反転方向検出回路２６の出力Ｓ２６として得られる。すなわち、先の図２においても説明したようにこの出力Ｓ２６としては”０”によって極性変化なしを示すと共に、”１”によっては正方向への極性変化（正方向への傾き）を示し、”−１”によっては負方向への極性変化（負方向への傾き）を示す情報となる。
この例の場合の出力Ｓ２６としては、先ず時点Ｔ２において、図２（ｄ）に示した２値平均（Ｓ２４，Ｓ２５）の各値から正方向への極性変化（正の傾き）を示す”１”が得られる。また、次の時点Ｔ３〜時点Ｔ５までは、それぞれの時点で得られる２値平均の各値から極性正変化なしを示す”０”が得られる。また、時点Ｔ６では負方向への極性変化（負の傾き）を示す”−１”が得られ、時点Ｔ８では極性変化なしの”０”が得られる。
さらに、上記式におけるサンプリング時振幅値は、先の図２に示した回路構成より、第２バッファ２２からの出力Ｓ２２となることがわかる。
【００６２】
これらより、この場合における最初の再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点となる時点Ｔ２では、反転方向を示す情報として”１”、サンプリング時振幅値は”１”が得られていることより、図３（ｆ）に示されているように位相誤差信号（演算値）としては「０．０５×１＝０．０５Ｔ」となる。この結果から、当該時点Ｔ２の最接近点では+１８°の位相誤差が検出されたことになる。
また、次の再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点となる時点Ｔ６にて算出される位相誤差信号（演算値）としては、反転方向を示す情報として”−１”、サンプリング時振幅値は”３”より、「−０．０５×１＝−０．１５Ｔ」となり、−５４°の位相誤差が検出される。
なお、時点Ｔ３〜Ｔ５、及び時点Ｔ８では、それぞれの時点で得られる各２値平均の値は極性が同じであり、位相誤差を検出すべきデータはこの間には存在しない。すなわち、これらの時点では位相誤差を示す信号は出力されない。
【００６３】
ここで、上記のようにして時点Ｔ２の極性変化点の最接近点において検出された位相誤差（０．０５Ｔ）程度であれば、ＰＬＬ回路６が正常に動作を行うにあたって殆んど問題は生じない。
しかしながら、時点Ｔ６の最接近点で検出された位相誤差（−０．１５Ｔ）は、本来は”０Ｔ”であるべき位相誤差が符号間干渉により増大されたものとなっており、この誤差はＰＬＬ回路６の動作にとって問題が発生するレベルとなり得る。
【００６４】
そこで、本実施の形態ではこの点に鑑みて、上記のような符号間干渉により位相誤差が増大している部分では位相誤差信号を参照しない（無効とする）ようにすることで、安定したＰＬＬ回路６の動作の実現を図る。
【００６５】
先の図１０の説明でも触れたように、符号間干渉の最大の原因は、高記録密度化等に伴い再生信号ＲＦ中の短い波長の部分の振幅が小さくなってしまう現象にある。つまりは、このように振幅が小さくなってしまう波長の短い部分の波形が、次に続く信号が比較的長い波長（大きな振幅をもっている）であった場合等に影響を受け、その極性変化点の位置（すなわち再生信号ＲＦがそのセンターレベルを横切る位置）が本来の位置と離れてしまうものである。
そして、このように本来の位置と離れた極性変化点となって、高記録密度化によって再生信号Ｓ１（ＲＦ）のセンターレベルにＤＣオフセットが重畳してしまった場合、このような極性変化点のずれがさらに拡大されてしまう可能性があり、これによってＰＬＬ回路６の正常なクロック生成動作を得ることがさらに困難となってしまう虞があった。
【００６６】
ここで、このように符号間干渉で振幅が小さくなっている極性変化点では、その部分での再生信号ＲＦの傾きは必然的に小さなものとなっている。従って、このような極性変化点での傾きを常に監視し、その傾きが所定の値を下回るときは、検出された位相誤差が無効となるようにすることで、上述のような極性変化点が本来の位置と離れたときに検出された位相誤差によるＰＬＬ回路６の誤動作を防止できることになる。
【００６７】
このような実施の形態としての制御動作は、図２に示した傾き検出・比較回路２７、誤差信号生成・出力制御回路２８によって実現される。
その動作を図３（ｇ）〜（ｉ）を参照して説明する。
先ず、図２においても説明したように、傾き検出・比較回路２７では、第２バッファ２２の出力Ｓ２２と第３バッファ２３の出力Ｓ２３の値に基づき、各サンプリング点間での再生信号ＲＦの傾き値が絶対値により算出される。これにより、極性変化点の最接近点となる時点Ｔ２、時点Ｔ６のそれぞれのサンプリング点では、図３（ｇ）に示されるように時点Ｔ１−Ｔ２間（期間Ａ）での傾き値（｜−８−１｜＝９）と、時点Ｔ５−Ｔ６間（期間Ｂ）での傾き値（｜７−３｜＝４）が得られる。
【００６８】
さらに傾き検出・比較回路２７では、このように算出される再生信号ＲＦの傾き値と、閾値ｔｈとを比較した結果に基づき、出力Ｓ２７を生成する。
この場合、上記閾値ｔｈとしては、  予め再生信号ＲＦの傾きとＰＬＬ回路６が正常動作するか否かとの関係について実験を行った結果等に基づき、ＰＬＬ回路６の正常動作が得られなくなるときの再生信号ＲＦの傾き値に基づいた値を設定する。
本実施の形態の場合、このような閾値ｔｈとして例えばｔｈ＝６が設定されているとする。
【００６９】
傾き検出・比較回路２７では、各サンプリング点間のサンプリング値（Ｓ２３、Ｓ２２）に基づき算出した再生信号ＲＦの傾き値と、このように設定された閾値ｔｈとを比較した結果、閾値ｔｈ以上であれば出力Ｓ２７として”１”を出力する。それ以外の場合（閾値ｔｈよりも小さい）は、出力Ｓ２７として”０”を出力する。
図３（ｈ）に示されるように、この場合の各最接近点である時点Ｔ２、時点Ｔ６では、それぞれ上記のように算出された傾き値”９”と”４”とについて閾値ｔｈとの比較が行われることになる。図示するように時点Ｔ２においては「９＞６（ｔｈ）」より出力Ｓ２７として”１”が出力される。
また、時点Ｔ６においては「４＜６（ｔｈ）」により出力Ｓ２７としては”０”が出力されることになる。
【００７０】
誤差信号生成・出力制御回路２８では、上記出力Ｓ２７に基づき、位相検出信号Ｓ３についての出力制御を行うようにされる。
つまり、誤差信号生成・出力制御回路２８は、先にも説明したように極性変化・反転方向検出回路２６からの出力Ｓ２６と、第２バッファ２２からの出力Ｓ２２と、上記出力２７とを乗算した結果を誤差検出・制御信号Ｃ１として出力する。
これによると、先ず時点Ｔ２においては、「１×１×１」（Ｓ２６×Ｓ２２×Ｓ２７）により、上記誤差検出／制御信号Ｃ１としては”１”が出力されることになる。
【００７１】
ここで、この場合の位相誤差信号Ｓ３としては、上述したように「反転方向×傾き係数ｋ×サンプリング時振幅値」により計算されるが、実際の構成において、誤差信号生成・出力制御回路２８から出力される誤差検出／制御信号Ｃ１としては、このうちの「１（反転方向）×１（サンプリング時振幅値）」の計算が行われるのみで、上記傾き係数ｋを除いたものとされる（図３（ｆ）の計算式参照）。
この場合の位相誤差信号の計算式は、実際にはこのように誤差信号生成・出力制御回路２８から出力される誤差検出／制御信号Ｃ１に対して、図２に示したＤ／Ａコンバータ２９でのゲインとして設定される傾き係数ｋが等価的に乗算されることにより成り立つものとなっている。
つまりこの場合、上記誤差検出／制御信号Ｃ１がＤ／Ａコンバータ２９においてＤ／Ａ変換されることで、最終的に上記した誤差信号生成・出力制御回路２８により演算される”１”に対して傾き係数ｋ＝０．０５が乗算されることとなって、位相誤差情報として上述した「０．０５（Ｔ）」が得られるものである。
【００７２】
そしてこの場合、上述の誤差信号生成・出力制御回路２８での計算によれば、出力される誤差検出／制御信号Ｃ１に対しては傾き検出・比較回路２７からの出力Ｓ２７としての”１”が乗算される。
このように出力Ｓ２７として”１”が乗算されることで、当該時点Ｔ２において上記のように算出される位相誤差の情報は有効となり、これによって図３（ｉ）に示されるようにして、この時点Ｔ２で出力される位相誤差信号Ｓ３としては「０．０５」が出力されるものである。
つまり、これによって再生信号ＲＦの傾き値が閾値ｔｈ以上である場合は、検出された位相誤差信号Ｓ３を有効なものとして後段に供給することができるものである。
【００７３】
一方、時点Ｔ６では、誤差信号生成・出力制御回路２８においては「−１×３×０」（Ｓ２６×Ｓ２２×Ｓ２７）が計算され、これによって上記誤差検出／制御信号Ｃ１としては”０”が出力されることになる。
つまり、この時点Ｔ６では、再生信号ＲＦの傾き値が閾値ｔｈよりも小さくなっている場合に対応して出力Ｓ２７が”０”となり、従って検出された位相誤差情報に対しては”０”が乗算されることになる。そして、この結果として位相誤差信号Ｓ３の値は”０”となり、この時点Ｔ６で検出された位相誤差情報は無効となるように制御される。
このような動作によって、再生信号ＲＦの傾き値が閾値ｔｈ以上でない場合は、検出された位相誤差信号Ｓ３が無効となるように制御される。
【００７４】
ここで確認のために、次の図４には、図３に示した再生信号ＲＦが入力された場合での図２の各部の動作を、時点Ｔ１〜時点Ｔ８の遷移に伴う各部の出力信号の遷移によって示しておく。
図４において、横軸は基準クロックＣＫに基づく各サンプリング点を示している。上段の各時点Ｔは、入力される再生信号ＲＦの時間軸を基準とした場合での時点Ｔを示している。これに対し、下段の括弧付きの各時点Ｔは、誤差信号生成・出力制御回路２８による誤差検出／制御信号Ｃ１の時間軸を基準とした場合の時点Ｔを示すものである。
また、縦軸には、図２に示した各部の出力値を示している。
【００７５】
先ず、Ａ／Ｄコンバータ１０からのＡ／Ｄ出力Ｓ２は、図３に示した再生信号ＲＦの例に従って時点Ｔ１〜Ｔ８の各サンプリング点ごとに図のような値が得られる。
Ａ／Ｄコンバータ１０によるＡ／Ｄ出力Ｓ２の値は、基準クロックＣＫの立ち上がりごとに第１バッファ２１→第２バッファ２２→第３バッファ２３の順で保持される。
これにより、例えば時点Ｔ１にて得られたＡ／Ｄ出力Ｓ１の値”−８”は、図示するようにして次の時点Ｔ２における第１バッファ２１の出力Ｓ２１となり、その次の時点Ｔ３では第２バッファ２２の出力Ｓ２２となり、されに次の時点Ｔ４では第３バッファ２３の出力Ｓ２３となる。
【００７６】
時点Ｔ３においては、図示するようにして第１バッファ２１の出力Ｓ２１と第２バッファ２２の出力Ｓ２２とが得られることで、これらの平均値を算出するようにされた第１平均値演算回路２４からの出力Ｓ２４が得られる（図中”−３．５”）。
そして、図示するようにして時点Ｔ４においては、図２に示した全ての回路での出力が得られる。つまり、この時点Ｔ４となって初めて第１バッファ２１、第２バッファ２２、第３バッファ２３の全てから出力Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３が得られることで、第１平均値演算回路２４、第２平均値演算回路２５からそれぞれ出力Ｓ２４、Ｓ２５が得られ、これに伴って極性変化・反転方向検出回路２６による出力Ｓ２６が得られる。さらに、上記のように出力Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３の全てが得られることで、出力Ｓ２２と出力Ｓ２３とに基づいては、傾き検出・比較回路２７において出力Ｓ２７が得られる。
そして、誤差信号生成・出力制御回路２８に対しては、これら出力Ｓ２６と出力Ｓ２７が入力されると共に、第２バッファ２２の出力Ｓ２２が図３にて説明したサンプリング時振幅値として入力されることで、誤差検出／制御信号Ｃ１が得られるものである。
【００７７】
なお、図４における時点Ｔ４で得られるこれら各部の出力値は、先の図３に示した時点Ｔ２での各出力の値（Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２６、Ｓ２７）と一致している。つまり、実際の各部の動作からすると、図４でいうところの時点Ｔ４が、図３での時点Ｔ２となっていることがわかる。
これは、図３では再生信号ＲＦを基準とした時間軸で各時点Ｔを表しているのに対し、図４では図２の各部の動作の結果生成される位相誤差信号（誤差検出／制御信号Ｃ１）の出力タイミングを基準とした時間軸で時点Ｔを示していることによる。つまり、実施の形態において位相誤差信号を生成するにあたっては、第１バッファ２１〜第３バッファ２３を設けて２クロック分の遅延を生じさせる必要があるので、これに応じ入力される再生信号ＲＦに対する位相誤差信号の出力タイミングにも２クロック分の差が生じているものである。
【００７８】
上記のようにして出力Ｓ２１〜Ｓ２３の全てが得られることで、図４に示す時点Ｔ４以降では、極性変化・反転方向検出回路２６、傾き検出・比較回路２７、誤差信号生成・出力制御回路２８の各部の動作が開始される。
極性変化・反転方向検出回路２６では、第１平均値演算回路２４、第２平均値演算回路２５の出力Ｓ２４、Ｓ２５を比較することで、極性変化の有無の判定と、さらに反転方向の判定を行う。そして、極性変化がない場合は”０”、極性変化があって反転方向が正方向である場合は”１”、負方向である場合は”−１”をＳ２６として出力する。先にも説明したように、この場合は図３における時点Ｔ２と時点Ｔ６とが極性変化点の最接近点であるため、これに対応して出力Ｓ２６としては図４の時点Ｔ４と時点Ｔ８においてそれぞれ”１””−１”となり、それ以外の時点Ｔでは極性変化なしを示す”０”が出力される。
【００７９】
また、傾き検出・比較回路２７は、第２バッファ２２の出力Ｓ２２から第３バッファ２３の出力Ｓ２３を減算した値の絶対値を求めることで、図中「｜Ｓ２２−Ｓ２３｜」と示す再生信号ＲＦの傾きの絶対値を算出し、その値が閾値ｔｈ以上のときは出力Ｓ２７として”１”を、それ以外のときは”０”を出力する。
図３の再生信号ＲＦの波形に基づいては、時点Ｔ４〜Ｔ９（図３では時点Ｔ２〜Ｔ８）おいて図示する値による傾き値が算出され、これに基づいて出力Ｓ２７としては各時点Ｔで図示する値が出力される。
【００８０】
誤差信号生成・出力制御回路２８は、出力Ｓ２２と出力Ｓ２６と出力Ｓ２７の３つの値を乗算して誤差検出／制御信号Ｃ１を生成する。
先にも説明したように、図３に示す再生信号ＲＦに従えば、極性変化点の最接近点を示す出力Ｓ２６は、時点Ｔ４と時点Ｔ８（図３では時点Ｔ２と時点Ｔ６）以外は”０”となっている。このことで、上記の乗算が行われる結果、極性変化点の最接近点とされる以外の時点では誤差検出／制御信号Ｃ１として”０”が出力されることになる。つまり、これら最接近点以外の時点では位相誤差が検出されないことがわかる。
そして、この場合の一方の最接近点である時点Ｔ４では、「｜Ｓ２２−Ｓ２３｜」で示される傾き値が「９」であり、出力Ｓ２７としては”１”が得られる。そして、この場合の出力Ｓ２２（図３でのサンプリング時振幅値）は”１”であるので、上記の乗算が行われることで、この時点Ｔ４では誤差検出／制御信号Ｃ１として図示する”１”が出力される。つまり、極性変化部分での再生信号ＲＦの傾き値が所定値以上である場合には、検出された位相誤差が有効となるように制御されるものである。
【００８１】
これに対し、この場合のもう一方の最接近点である時点Ｔ８では、「｜Ｓ２２−Ｓ２３｜」で示される傾き値が「４」であり、出力Ｓ２７としては”０”が得られている。この結果、上記の乗算においてこの出力Ｓ２７の”０”の値が掛け合わされることで、当該時点Ｔ８での誤差検出／制御信号Ｃ１は、図中の破線で囲われているように”０”が出力される。すなわち、これによって極性変化部分での再生信号ＲＦの傾き値が所定値を下回る場合には、検出された位相誤差が無効となるように制御されるものである。
【００８２】
このようにして本実施の形態によれば、再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点で得られる傾き値が所定値を下回ってＰＬＬ回路６の動作に悪影響を与える虞のある場合に対応して、位相検出回路１１にて検出される位相誤差情報を無効とするように制御することができる。
これにより、ディスク１００の高記録密度化に伴い符号間干渉や隣接トラックの記録信号の悪影響が生じる場合にも、ＰＬＬ回路６の正常動作を維持することができ、再生動作の安定化を図ることができる。
【００８３】
ところで、先にも説明したようにディスク１００の高記録密度化に伴う問題点としては、符号間干渉や隣接トラックの記録信号の影響により、再生信号ＲＦの極性変化点が本来の極性変化点から大きくずれてしまうことにある。
そこで、このような問題の解決にあたっては、単に位相誤差が所定以上となっている部分での検出位相誤差を除外する、すなわち、検出した位相誤差が所定の基準値を越えたときに、当該検出された位相誤差が無効となるように構成することも考えられる。
しかし、仮にこの改善手法を採った場合、ＰＬＬ回路６での基準クロックＣＫの引き込みが行われる際に発生する必要な大きな位相誤差も制限されてしまうこととなり、ＰＬＬ回路６の回路利得が小さくなってしまう。そして、その結果として、読み取り位置を移動させる場合のいわゆるトラックジャンプ時等の読み出し開始までの時間が遅れると言う問題が生じる。
なお、この対策として、基準クロックの引き込みを行うときには従来の位相検出手法を行い、引き込み完了後の再生時には上記の改善手法を行うように切り換えることが考えられるが、この場合、従来の検出動作を実行する回路と上記の改善手法による検出動作を実行する回路とを切り換える等の付加構成が必要となってしまい、その分回路規模やコストの増大化を招くことになる。
【００８４】
これに対し本例は、検出された位相誤差の大きさからではなく、位相誤差を測定した時点での再生信号の傾きを評価することで符号間干渉や隣接トラックの影響を受けた位相誤差を取り除く事ができるものである。
このような手法によれば、上記の改善手法の如くＰＬＬ回路における基準クロックの引き込み時の必要な大きな位相誤差が制限されないので、回路利得の低下もその分抑制されて安定した引き込みを行うことができる。そして、これによれば、引き込み時と引き込み後とで回路構成を切り換える必要もなく、よって上記の改善手法と比較すればより少ない構成部品及び製造コストで高記録密度ディスクに対応して安定な再生動作が可能な装置を提供することができる。
【００８５】
なお、本発明としてはこれまでに説明した実施の形態に限定されるものではない。
例えば実施の形態では、再生信号ＲＦについての傾き係数、反転方向、振幅値とに基づいて位相誤差を検出する構成に適用したが、先の図７にて説明したように再生信号ＲＦのコンパレート出力と基準クロックとの位相ずれを検出する手法が採られる場合にも本発明は好適に適用できる。
【００８６】
例えば、その具体的構成としては、次の図５に示すような構成となる。
図５に示されるＰＬＬ回路３０としても、イコライザアンプ５を介した再生信号ＲＦが入力され、この再生信号ＲＦに応じたタイミングによるクロックを生成するように構成される。
第１コンパレータ５４は、先の図６に示したコンパレータ５４と同じである。位相検出回路５５、ローパスフィルタ５６、ＶＣＯ５７、１／ｍ分周期５８、１／ｎ分周期５９も、先の図６に示したものと同様である。
この変形例のＰＬＬ回路３０としては、図６に示したＰＬＬ回路５３の構成に対し、第１コンパレータ５４と並行してそれぞれイコライザアンプ５からの再生信号ＲＦを入力する第２コンパレータ３１、第３コンパレータ３２と、これら第２コンパレータ３１、第３コンパレータ３２の出力を、１／ｎ分周期５９からの基準クロックＣＫのタイミングで順次保持し出力するフリップフロップ３３、フリップフロップ３４、及びこれらフリップフロップ３３、フリップフロップ３４からの出力に基づいて位相検出回路５５からの位相検出信号ｐｄの出力を制御する出力制御回路３５が追加される。
【００８７】
この場合、３つのコンパレータに設定される比較レベルとしては、例えば再生信号ＲＦの最大振幅値が±１０であるとして第１コンパレータ５４にて「０」が設定されているとすると、例えば第２コンパレータ３１では「３」、第３コンパレータ３２では「−３」程度を設定するものとする。なお、確認のために述べておくと、この場合の処理はアナログで為されるので再生信号ＲＦレベル及び上記比較レベルは整数であるとは限らない。
【００８８】
第２コンパレータ３１では、再生信号ＲＦと上記した比較レベル「３」とを比較して再生信号ＲＦのレベルが「３」以上であるときは「Ｈ」、それ以外のときは「Ｌ」を出力する。また、第３コンパレータ３２は再生信号ＲＦと上記した比較レベル「−３」とを比較して再生信号ＲＦのレベルが「−３」以上であるときは「Ｈ」、それ以外のときは「Ｌ」を出力する。
フリップフロップ３３、フリップフロップ３４では、第２コンパレータ３１、第３コンパレータ３２の出力を基準クロックＣＫのタイミングで新たに取り込むと同時に既に保持されていた値を図示する出力Ｓ３３、出力Ｓ３４として出力制御回路３５に出力する。このようなフリップフロップ３３、３４の動作により、第２コンパレータ３２、第３コンパレータ３３の出力は、出力制御回路３５に対して１クロック分遅れたタイミングで供給されるようになる。
つまりは、これによりフリップフロップ３３、３４から出力制御回路３５に対して供給される出力Ｓ３３、出力Ｓ３４は、位相検出回路５５より位相検出信号ｐｄが出力されるタイミング（つまり再生信号ＲＦの極性変化点の最接近点となる）の１クロック前の時点での再生信号ＲＦのレベルについて表す情報となる。
【００８９】
ここで、出力Ｓ３３が「Ｈ」のとき、又は出力Ｓ３４が「Ｌ」のときは、１クロック前での再生信号ＲＦのレベルが「３」以上、又は「−３」以下であり、１クロック前の時点では比較的大きな振幅が得られているということがわかる。このように１クロック前で大きな振幅となっていることから、最接近点での再生信号ＲＦの傾きとしても大きなものであることが推測できる。
一方、そうでない場合、つまり出力Ｓ３３が「Ｌ」で且つ出力Ｓ３４が「Ｈ」であるときは、１クロック前の時点での再生信号ＲＦの振幅が比較的小さいことを示しているので、最接近点での傾きとしても小さくなっていると推測できる。そこで、このように出力Ｓ３３が「Ｌ」で且つ出力Ｓ３４が「Ｈ」の場合には、位相検出回路５５が出力する位相検出信号ｐｄを出力制御回路３５にて無効にすることで、実施の形態で説明した各サンプリング点間のサンプリング値に基づき傾きを算出する手法と同じ効果を期待できる。
【００９０】
このような変形例の構成は、先の図６に示したＰＬＬ回路５３に対して第２コンパレータ３１、第３コンパレータ３２、フリップフロップ３３，３４、及び出力制御回路３５という比較的簡易な構成を追加するのみで実現できる。
【００９１】
また、実施の形態では、再生装置１が光ディスクに対応する構成とされる場合について説明したが、ハードディスク等の磁気ディスクやＭＤ（Mini Disc）等の光磁気ディスクに対応する再生装置についても本発明は好適に適用できる。
つまり本発明としては、ディスク状記録媒体について少なくとも再生を行う再生装置に対して広く適用することができる。
【００９２】
また、実施の形態では、本発明の再生装置が再生専用装置として構成される場合について説明したが、ディスク状記録媒体についての記録も可能に構成された記録再生装置として構成することもできる。
【００９３】
また、実施の形態では、ＰＬＬ回路６（信号処理装置）がディスク状記録媒体からの再生信号に同期したクロックの生成を行う場合に適用されるものとしたが、本発明の信号処理装置（信号処理方法）としては、これ以外にも例えば有線又は無線によるデータ通信システムにおける受信装置において、送信装置側から送出された信号に同期したクロックを生成する部分に適用する等、ＰＬＬを用いたクロックの生成系を有する装置に広く適用することができる。
このようにディスク状記録媒体の再生装置以外に適用する場合としても、同様に入力信号波形に歪み等が生じその部分で検出された位相誤差によってＰＬＬが正常動作できなくなってしまう虞があるときには、検出された位相誤差が無効とされることでＰＬＬの正常動作を維持することができる。すなわち、ディスク状記録媒体の再生装置以外に適用される場合にも、本発明によればクロック生成動作をより安定なものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明における実施の形態としての再生装置の構成について、主に基準クロックの生成系のみを抽出して示したブロック図である。
【図２】本発明における実施の形態としての信号処理装置（信号処理回路）が備える位相検出回路の内部構成について示したブロック図である。
【図３】実施の形態としての信号処理装置（信号処理回路）が行う動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図４】実施の形態としての信号処理装置（信号処理回路）が行う動作を、時間遷移に伴う各部の出力信号の遷移により示した図である。
【図５】実施の形態の変形例としての信号処理装置の構成について示した図である。
【図６】従来の再生装置の主に基準クロックの生成系の構成として、再生信号についてのコンパレータ出力と基準クロックとの時間的すれに基づいて位相検出を行う手法が採られた場合の構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示した構成に基づき行われる位相検出の手法について説明するためのタイミングチャートである。
【図８】図６に示した構成に基づいて行われる位相検出の手法として、３値による位相検出信号を生成する手法について説明するためのタイミングチャートである。
【図９】再生信号の傾き情報に基づいて位相誤差を検出する手法について説明するためのタイミングチャートである。
【図１０】高記録密度ディスクからの再生信号について行われる位相検出動作について説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００９５】
１  再生装置、２  スピンドルモータ、３  光学ピックアップ、４  マトリクス回路、５  イコライザアンプ、６，３０  ＰＬＬ回路、７  サンプリング回路、８  デコーダ、１０  Ａ／Ｄコンバータ、１１  位相検出回路、１２  ローパスフィルタ、１３  ＶＣＯ、１４  １／ｍ分周器、２１  第１バッファ、２２  第２バッファ、２３  第３バッファ、２４  第１平均値演算回路、２５  第２平均値演算回路、２６  極性変化・反転方向検出回路、２７  傾き検出・比較回路、２８  誤差信号生成・出力制御回路、２９  Ｄ／Ａコンバータ、３１  第２コンパレータ、３２  第３コンパレータ、３３，３４  フリップフロップ、３５  出力制御回路、１００  ディスク
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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