(57)【要約】  スイッチング電力コンバーターは、負荷に出力信号を伝送するエネルギー伝達要素を含む。エネルギー伝達要素の一次側に結合された電力スイッチングデバイスが、負荷へのエネルギーの伝達を調節する。二次制御装置は、フィードバック信号を受信するように、および、フィードバック信号に応答してパルス状信号を出力するように結合されている。一次制御装置は、パルス状信号を受信するように、および、パルス状信号に応答して駆動信号を出力するように結合されており、駆動信号が、電力スイッチングデバイスのスイッチングを制御するように結合されている。補償回路が、パルス状信号と同期した適応的に補償された信号を生成する。適応的に補償された信号は、フィードバック信号と閾値基準信号との比較に応答して適応的に調節されたパラメータを含む。パラメータは、所望のレベルの出力信号を生成する最終値に向かって収束する。【選択図】図１Ａ
2019530406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エネルギー伝達要素の一次側に結合された未調節の入力信号を受信する前記エネルギー伝達要素であって、
前記エネルギー伝達要素が、負荷に出力信号を伝送する二次側を含む、
前記エネルギー伝達要素と、
前記負荷へのエネルギーの伝達を調節するための、前記エネルギー伝達要素の前記一次側に結合された電力スイッチングデバイスと、
前記出力信号を検出することによりフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
一次制御装置と二次制御装置とを含む制御装置であって、
前記二次制御装置が、前記フィードバック信号を受信するように、および、前記フィードバック信号に応答してパルス状信号を出力するように結合されており、
前記一次制御装置が、前記パルス状信号を受信するように、および、前記パルス状信号に応答して駆動信号を出力するように結合されており、
前記駆動信号が、前記電力スイッチングデバイスのスイッチングを制御するように結合された、
前記制御装置と、
を備え、
前記二次制御装置が、前記パルス状信号と同期した適応的に補償された信号を生成する補償回路を含み、
前記適応的に補償された信号が、前記フィードバック信号と閾値基準信号との比較に応答して適応的に調節された少なくとも１つのパラメータを使用した傾斜波形を含み、
前記少なくとも１つのパラメータが、所望のレベルの前記出力信号を生成する最終値に向かって収束することにより、前記一次側から前記二次側へのエネルギーの伝達を調節する、
スイッチング電力コンバーター。
【請求項２】
前記少なくとも１つのパラメータが、前記傾斜波形が開始するときの初期レベルを含む、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項３】
前記少なくとも１つのパラメータが、前記傾斜波形の傾きを含む、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項４】
前記少なくとも１つのパラメータが、前記傾斜波形の開始時点を含む、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項５】
前記一次制御装置が、第１の集積回路ダイに位置し、
前記二次制御装置が、前記第１の集積回路ダイからガルバニック絶縁された第２の集積回路ダイに位置する、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項６】
前記エネルギー伝達要素が、
前記未調節の入力信号を受信するように結合された一次巻線と、
二次巻線と、
を含み、
前記スイッチング電力コンバーターが、前記二次巻線にまたがって結合された出力コンデンサをさらに備え、
前記出力コンデンサが、関係する等価直列抵抗（ＥＳＲ）を含む、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項７】
前記補償回路が、前記適応的に補償された信号を前記パルス状信号と同期させるように構成された、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項８】
前記傾きが、線形の傾きである、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項９】
前記適応的に補償された信号が、
線形の傾きをもつ１つまたは複数のセクションと、
非線形の傾きをもつ１つまたは複数のセクションと、
を備える、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項１０】
前記傾斜波形が前記フィードバック信号のレベルと交差するまで、前記傾斜波形が前記傾きで上昇する、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項１１】
前記補償回路が、前記適応的に補償された信号を前記フィードバック信号に加算する加算ブロックを備える、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項１２】
前記補償回路が、前記適応的に補償された信号と前記フィードバック信号との加算結果を受信するように前記加算ブロックに結合された第１の入力と、前記閾値基準信号を受信するように結合された第２の入力と、を含む比較器をさらに備え、
前記比較器の出力が、前記パルス状信号を生成する、
請求項１１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項１３】
前記補償回路が、前記閾値基準信号から前記適応的に補償された信号を減算する減算ブロックを備える、
請求項１に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項１４】
前記補償回路が、前記フィードバック信号を受信するように結合された第１の入力と、前記適応的に補償された信号と前記閾値基準信号との差を受信するように前記減算ブロックに結合された第２の入力と、を含む比較器をさらに備え、
前記比較器の出力が、前記パルス状信号を生成する、
請求項１３に記載のスイッチング電力コンバーター。
【請求項１５】
スイッチング電力コンバーターのための制御装置であって、
前記スイッチング電力コンバーターが、
エネルギー伝達要素の一次側に結合された未調節の入力電圧を受信する前記エネルギー伝達要素であって、
前記エネルギー伝達要素が、負荷に出力信号を伝送する二次側を含む、
前記エネルギー伝達要素と、
前記負荷に伝送される前記出力信号に対するエネルギーの伝達を調節するための、前記エネルギー伝達要素の前記一次側に結合された電力スイッチングデバイスと、
関係する等価直列抵抗（ＥＳＲ）を含む出力コンデンサであって、
前記出力コンデンサが、前記エネルギー伝達要素の前記二次側にまたがって結合された、
前記出力コンデンサと、
を含み、
前記スイッチング電力コンバーターが、前記出力信号を検出することと、前記出力信号からフィードバック信号を生成することとを行うフィードバック回路をさらに含み、
前記制御装置が、
一次制御装置と、
二次制御装置と、
を備え、
前記二次制御装置が、前記フィードバック信号を受信するように、および、前記フィードバック信号に応答してパルス状信号を出力するように結合されており、
前記一次制御装置が、前記パルス状信号を受信するように、および、前記パルス状信号に応答して駆動信号を出力するように結合されており、
前記駆動信号が、前記電力スイッチングデバイスのスイッチングを制御するように結合されており、
前記二次制御装置が、補償回路を含み、
前記補償回路が、
電源バスと第１のノードとの間に結合された第１のコンデンサと、
前記第１のノードとグランドとの間に結合された第１の電流源と、
前記第１のコンデンサにまたがって結合されたリセットデバイスであって、
有効化されたとき、前記リセットデバイスが、前記第１のコンデンサを放電し、
前記リセットデバイスが有効化されていないとき、前記第１のコンデンサが充電される、
前記リセットデバイスと、
前記第１のノードと第１のスイッチングデバイスとに結合された電圧フォロワ回路であって、
前記電圧フォロワ回路が、前記リセットデバイスが有効化されたとき、電流が前記第１のスイッチングデバイスを通って流れないように、および、前記リセットデバイスが有効化されていないとき、傾斜電流が前記第１のスイッチングデバイスを通って流れるように構成された、
前記電圧フォロワ回路と、
第２のスイッチングデバイスを含む第１の足部と第３のスイッチングデバイスを含む第２の足部とを含むカレントミラーであって、
前記第１のスイッチングデバイスを通って流れる前記傾斜電流が閾値電流未満である限り、前記第２のスイッチングデバイスが伝導状態となるように、前記第１の足部が構成されており、
前記第１のスイッチングデバイスを通って流れる前記傾斜電流が前記閾値電流の係数倍である前閾値電流未満である限り、前記第３のスイッチングデバイスが伝導状態となるように、前記第２の足部が構成されており、
前記傾斜電流が前記前閾値電流未満であるとき、前記第２の足部における第２のノードが論理ハイ値であり、
前記傾斜電流が前記前閾値電流より大きいとき、前記第２のノードが論理ロー値である、
前記カレントミラーと、
低域通過フィルタと前記パルス状信号によりイネーブルされる第４のスイッチングデバイスとを通して前記第２のノードに結合された入力を含む電圧制御される電流源であって、
前記第４のスイッチングデバイスが伝導状態にあり、かつ、前記傾斜電流が前記前閾値電流未満である時間区間中、前記第１のコンデンサの充電電流が増やされるように、および、前記第４のスイッチングデバイスが伝導状態にあり、かつ、前記傾斜電流が前記前閾値電流を上回っている時間区間中、前記第１のコンデンサの前記充電電流が減らされるように、前記電圧制御される電流源の出力が前記第１のコンデンサに結合されている、
前記電圧制御される電流源と、
を備え、
前記カレントミラーが、第５のスイッチングデバイスを含む第３の足部を含み、
前記第３の足部は、前記傾斜電流が前記閾値電流未満であるとき、前記第５のスイッチングデバイスが前記傾斜電流を伝導するように、および、前記傾斜電流が前記閾値電流を上回っているとき、前記第５のスイッチングデバイスがクランプされて前記閾値電流を伝導するように構成されていることにより、前記パルス状信号と同期した適応的に補償された信号を生成し、
補償された基準信号が、前記フィードバック信号と閾値基準信号との比較に応答して適応的に変化する傾きをもつ傾斜波形を含み、
前記傾斜波形の前記傾きが、所望の電位レベルの前記出力信号を生成する最終的な傾きに向かって収束することにより、前記一次側から前記二次側へのエネルギーの伝達を調節する、
スイッチング電力コンバーターのための制御装置。
【請求項１６】
前記第１のスイッチングデバイスが、ダイオード接続されたトランジスタである、
請求項１５に記載の制御装置。
【請求項１７】
前記低域通過フィルタが、コンデンサに接続された抵抗器を備え、
前記コンデンサが、前記電圧制御される電流源の前記入力と前記グランドとの間に結合されている、
請求項１５に記載の制御装置。
【請求項１８】
前記低域通過フィルタが、前記パルス状信号の連続したスイッチングサイクルにわたって、前記第２のノードにおける電圧変化を積分する、
請求項１５に記載の制御装置。
【請求項１９】
前記リセットデバイスが、ＭＯＳＦＥＴを備える、
請求項１５に記載の制御装置。
【請求項２０】
各スイッチングサイクルにおいて開始電圧信号から開始する仮想等価直列抵抗器のための線形傾斜波形を生成する手段であって、
前記線形傾斜波形が、所与の期間においてフィードバック電圧波形における最終電圧に到達する、
前記線形傾斜波形を生成する前記手段と、
閉ループ制御プロセスにおいて前記開始電圧信号を適応的に調節することにより、前記フィードバック電圧波形および前記線形傾斜波形の目標電圧およびインターセプト電圧の間の差を最小化する手段と、
を備え、
前記目標電圧が、基準電圧からの余裕を含んで規定されている、
スイッチング電力コンバーターのための制御装置。
【請求項２１】
前記スイッチング電力コンバーターにおける高負荷から低負荷への遷移中、前記開始電圧信号が、適応的に小さくされる、
請求項２０に記載の制御装置。
【請求項２２】
前記スイッチング電力コンバーターにおける低負荷から高負荷への遷移中、前記開始電圧信号が、適応的に大きくされる、
請求項２０に記載の制御装置。
【請求項２３】
前記線形傾斜波形を生成する前記手段が、第１の比較器を含み、
前記第１の比較器が、１つの入力において前記開始電圧信号を受信し、
前記第１の比較器が、前記開始電圧信号を前記基準電圧と比較して前記第１の比較器の出力において第１の論理信号を生成し、
適応的に補償された信号が、各前記スイッチングサイクルの始まりにおいて前記パルス状信号により制御される第１のスイッチを通して前記開始電圧信号に結合されたコンデンサにまたがって生成され、
前記コンデンサが、さらに、電流源の電流路における第２のスイッチを通して前記第１の比較器の前記出力に結合されており、
前記第２のスイッチが、前記目標電圧に向けて前記コンデンサを充電するように前記第１の論理信号により制御され、
前記コンデンサが、前記パルス状信号に応答して、調節された前記開始電圧信号まで、各前記スイッチングサイクルの始まりにおいて充電される、
請求項２０に記載の制御装置。
【請求項２４】
前記最小化する手段が、前記適応的に補償された信号を受信するように結合された第１の入力と前記目標電圧を受信するように結合された第２の入力とを含む相互コンダクタンス増幅器を含む積分器回路を含み、
前記相互コンダクタンス増幅器の出力信号が、前記第１の比較器に結合された前記開始電圧信号を生成する回路に結合されている、
請求項２３に記載の制御装置。
【請求項２５】
前記スイッチングサイクル中、前記フィードバック電圧波形が、実質的に直線状の傾きで最大レベルから最小レベルまで低下する、
請求項２０に記載の制御装置。
【請求項２６】
前記最大レベルが、前記基準電圧未満であり、
前記最小レベルが、前記目標電圧に実質的に等しい、
請求項２５に記載の制御装置。
【請求項２７】
仮想等価直列抵抗器のための線形傾斜波形を生成することであって、
複数のスイッチングサイクルの各々において、前記線形傾斜波形が、開始電圧信号から開始し、所定の期間において、フィードバック電圧波形における最終電圧値に到達する、
生成することと、
閉ループ制御プロセスにおいて前記開始電圧信号を適応的に調節することにより、目標電圧値とインターセプト電圧との間の差を最小化することであって、
前記目標電圧レベルが、基準電圧レベルからの余裕を含んで規定されており、
前記インターセプト電圧が、前記フィードバック電圧波形と前記線形傾斜波形とが実質的に等しいレベルにおいて発生する、
最小化することと、
を含む、スイッチング電力コンバーターを制御する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、概して電力変換回路および電力変換回路の動作の方法に関する。より具体的には、本開示は、電力コンバーター制御装置における改善された適応的な安定性補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、携帯電話、ラップトップコンピュータなどのほとんどの電子デバイスは、動作するために直流電流（ＤＣ：ｄｉｒｅｃｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）電力を使用する。従来の壁のコンセントは、概して、ほとんどの電子デバイスにより電源として使用されるためにＤＣ電力に変換されることが必要な、高電圧の交流電流（ＡＣ：ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ  ｃｕｒｒｅｎｔ）電力を伝送する。スイッチング電力コンバーターの高効率さ、小寸法さ、および軽量さを理由として、高電圧ＡＣ電源を、調節されたＤＣ電力に変換するためにスイッチング電力コンバーターが一般的に使用される。スイッチング電力コンバーターは、１つまたは複数のスイッチングサイクルにわたって、電力スイッチを定期的にスイッチングすることにより出力を生成する。
【０００３】
スイッチング電力コンバーターは、典型的には、負荷と一般的に呼ばれる電気デバイス、例えば電池に伝送される出力電力を調節するために、制御装置を使用する。制御装置は、電力コンバーターの出力を表すフィードバック信号に応答して、繰り返しオンとオフとに切り替えるように電力スイッチを制御することにより、負荷への電力を調節する。制御装置は、スイッチング電力コンバーターの出力を調節するためにオン／オフ制御技術を使用し得る。典型的なオン／オフ制御技術では、制御装置は、フィードバック信号を閾値と比較することにより、各スイッチングサイクルに対して電力スイッチの伝導を有効化するか無効化するかを決定する。例えば、フィードバック信号が以前のスイッチングサイクルの終わりに閾値未満であった場合、制御装置は、次のスイッチングサイクルのために、電力スイッチをオンにスイッチングし得る（すなわち、スイッチング動作を始動し得る）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
スイッチング電力コンバーターは、通常、出力電圧におけるあらゆるリップルを滑らかにするために、出力コンデンサを使用する。出力コンデンサは、等価直列抵抗（ＥＳＲ：ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  ｓｅｒｉｅｓ  ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）と一般的に呼ばれる直列抵抗と関連付けられ得る。制御装置がオン／オフ制御技術を使用し、出力コンデンサが小さなＥＳＲを含む場合、フィードバック信号は、入力から出力までのエネルギーの伝達をもたらすほど十分迅速に反応しないことがあり得る。例えば、電力スイッチが以前のスイッチング動作後、過度に早くオンにスイッチングされるように、電力スイッチがスイッチングサイクルにおいてオフにスイッチングされた後、フィードバック信号が十分迅速に閾値を横断しない場合がある。これは、電力コンバーターの不安定な動作を生成するスイッチング動作のグルーピング（ｇｒｏｕｐｉｎｇ）またはバンチング（ｂｕｎｃｈｉｎｇ、集群）をもたらし得る。
【０００５】
さらに、いくつかの場合において、ノイズがフィードバック信号に結合し得ることにより、フィードバック信号が閾値を横断する時点を、制御装置が正確に検出しない場合がある。その結果、制御装置は、電力スイッチのスイッチングのタイミングを誤り始め得、電力コンバーターにおける不安定さをさらにもたらし得る。
【０００６】
以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様の参照符号は、別段の指定がない限り同様の部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１Ａ】適応的仮想ＥＳＲ（ＡＶＥＳＲ：ａｄａｐｔｉｖｅ  ｖｉｒｔｕａｌ  ＥＳＲ）を使用した制御補償を備える例示的な電力コンバーターを示す回路ブロック図である。
【図１Ｂ】フィードバック信号を補償する適応的な仮想ＥＳＲ信号の使用を示す例示的な回路図である。
【図１Ｃ】フィードバック信号を補償する適応的な仮想ＥＳＲ信号の使用を示す別の例示的な回路図である。
【図２Ａ】電力コンバーター制御装置において使用される適応的仮想ＥＳＲ補償の例を示す波形図である。
【図２Ｂ】電力コンバーター制御装置において使用される適応的仮想ＥＳＲ補償の例を示す波形図である。
【図３】電力コンバーター制御装置における使用のための適応的仮想ＥＳＲ補償を実装するための例示的な概略回路図である。
【図４】図３に示される例示的な回路の動作中に生成される様々な信号の例示的な波形タイミング図である。
【図５】電力コンバーター制御装置における使用のための適応的仮想ＥＳＲ補償を実装するための別の例示的な概略回路図である。
【図６Ａ】図５に示される例示的な回路の動作中に生成される様々な信号の例示的な波形タイミング図である。
【図６Ｂ】図５に示される例示的な回路の動作中に生成される様々な信号の例示的な波形タイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が、対応する構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれることと、一定の縮尺で描かれるとは限らないこととを理解する。さらに、市販に適した実施形態において有用または必要な、一般的だがよく理解される要素は、本開示のこれらの様々な実施形態の図が見づらくならないように描かれない場合がある。
【０００９】
以下の説明では、本発明を十分に理解できるように、多くの特定の詳細事項が記載される。しかし、本発明を実施する際に特定の詳細事項が使用されるとは限らないことが当業者には明らかである。他の例では、よく知られたシステム、デバイス、または方法については、本発明が理解しにくくなるのを防ぐために、詳細には説明されない。
【００１０】
本明細書中での、「一実施形態（ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態（ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「一例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書中の様々な場所で使用する「一実施形態において（ｉｎ  ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態において（ｉｎ  ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」または「例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、すべてが同じ実施形態または例に関係するとは限らない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つまたは複数の実施形態または例において、任意の適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされ得る。特定の特徴、構造、または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切なコンポーネントに含まれ得る。加えて、本明細書とともに提供される図が当業者への説明を目的としていることと、図面が一定の縮尺で描かれるとは限らないこととが理解される。
【００１１】
本開示の目的において、「グランド」または「グランド電位」は、基準電圧または基準電位を表し、この基準電圧または基準電位に対して、回路または集積回路（ＩＣ：ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ）のすべての他の電圧または電位が規定または測定される。
【００１２】
電力コンバーターにおける使用のためのフィードバック回路のための適応的補償制御ブロックが説明される。一実施形態において、適応的補償制御ブロックは、動作周波数および期間に関わらず、目標レベルの補償を達成する。目標レベルの補償は、補償傾斜波形の傾斜パラメータ（例えば傾き）を適応的に制御および調節することにより達成される。他の実施形態において、適応的な補償は、傾きを固定すること、および、補償傾斜の開始点を適応的にシフトさせる（例えばオフセットする）ことにより、または、スイッチングサイクルにおける固定傾斜補償の適応的な時間シフトにより達成される。
【００１３】
図１Ａは、補償回路１４２を含む例示的な電力コンバーター１００の概略図を示す。一実施形態において、電力コンバーター１００は、フライバック電力コンバーターである。図１Ａに示されるように、電力コンバーター１００は、オン／オフ制御スキームを使用して出力信号、すなわち、出力電圧ＶＯ１２２、出力電流ＩＯ１２４、またはその２つの組み合わせを調節するスイッチング電力コンバーターである。電力コンバーター１００は、同期整流回路１１４を含み、制御装置１６０は、出力信号（例えばＶＯ１２２）を表す出力検出信号１２８に応答してＦＢ生成器１３０により生成されたフィードバックＦＢ信号ＶＦＢ１３２を受信するように結合されている。一実施形態において、ＦＢ生成器１３０は、電力コンバーター１００の出力に結合された抵抗分圧器を含み得、出力電圧ＶＯ１２２を表す小さくされた電圧としてフィードバック信号ＶＦＢ１３２を生成し得る、一例において、ＦＢ生成器１３０は、二次制御装置１４０と同じ集積回路ダイ上に位置する。
【００１４】
電力コンバーター１００は、未調節の入力電圧ＶＩＮ１０２を受信し、電気負荷１２０に伝送される出力電圧ＶＯ１２２と出力電流ＩＯ１２４とを生成する。入力電圧ＶＩＮ１０２は、整流およびフィルタ処理されたＡＣ電圧であり得る。示されるように、入力電圧ＶＩＮ１０２は、入力戻りとも呼ばれる一次グランド１０１を基準とする、出力電圧ＶＯ１２２は、出力戻りとも呼ばれる二次グランド１６１を基準とする。他の例において、電力コンバーター１００は、１つを上回る出力を含み得る。
【００１５】
図１Ａにさらに示されるように、制御装置１６０は、出力信号（例えばＶＯ１２２またはＩＯ１２４）を所望のレベルに調節するために、電力コンバーター１００の回路を制御する一次制御装置１５０と二次制御装置１４０とを含む、一例において、電力コンバーター１００は、始動期間後、出力電圧ＶＯ１２２を所望の電圧レベルに調節し得る。始動期間は、電力コンバーター１００が入力電圧ＶＩＮ１０２を受信したときから始まり、一次制御装置１５０および二次制御装置１４０が出力電圧ＶＯ１２２を調節するように動作し始めるまでの期間であり得る。例示的な電力コンバーター１００において、出力コンデンサＣ１  １２５は、出力に結合されて、出力電圧ＶＯ１２２におけるリップルを滑らかにする。抵抗器Ｒｅｓｒ１２６が、出力コンデンサＣ１  １２５と直列であり、出力コンデンサＣ１  １２５の等価直列抵抗（ＥＳＲ）を表す。
【００１６】
図１Ａに、一次巻線１１１と二次巻線１１２とを含む結合インダクタを備えるエネルギー伝達要素Ｔ１  １１０がさらに含まれる。エネルギー伝達要素Ｔ１  １１０は、一次巻線１１１から二次巻線１１２にエネルギーを伝達するように機能する。さらに、エネルギー伝達要素Ｔ１  １１０は、電力コンバーター１００の一次側（入力側）における回路と、電力コンバーター１００の二次側（出力側）における回路との間にガルバニック絶縁を提供する。言い換えると、電力コンバーター１００の一次側（巻線１１１）と二次側（巻線１１２）との間に印加されたＤＣ電圧は、実質的にゼロの電流を生成する。
【００１７】
図１に、一次巻線１１１においてエネルギー伝達要素１１０に結合されているとともに、入力戻り１０１に結合された電力スイッチＭ１  １５６がさらに示される。電力スイッチングデバイスＭ１  １５６は、金属−酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ：ｂｉｐｏｌａｒ  ｊｕｎｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを含み得る。示されるように、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６は、一次制御装置１５０から出力された駆動信号ＵＤＲ１５４を受信するように結合されている。二次制御装置１４０は、同期整流回路１１４と二次巻線１１２とを含む二次側における回路に結合されている、動作時、一次制御装置１５０は、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６を制御する駆動信号ＵＤＲ１５４を提供し、二次制御装置１４０は、同期整流回路１１４を制御する信号ＵＳＲ１４４を出力し、それらにより、電力コンバーター１００の入力から出力への、エネルギー伝達要素Ｔ１  １１０を通したエネルギー伝達を制御する。
【００１８】
クランプ回路１０６は、エネルギー伝達要素Ｔ１  １１０の一次巻線１１１にまたがって結合されている。クランプ回路１０６は、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６にわたる一次巻線１１１からの漏れインダクタンスによりもたらされ得る任意のオフ切り替え信号スパイクをクランプするように動作する。
【００１９】
一次制御装置１５０および二次制御装置１４０は、各々、集積回路に組み込まれ得る。一実施形態において、一次制御装置１５０は、第１の集積回路ダイに含まれており、二次制御装置１４０第２の集積回路ダイに含まれており、それらの両方が、集積回路パッケージ内に位置する。別の一実施形態において、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６は、一次制御装置１５０と二次制御装置１４０とをさらに含む集積回路パッケージのモノリシックまたはハイブリッド構造体に含まれ得る。一実施態様において、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６は、一次制御装置１５０をさらに含む第１の集積回路ダイに位置し、二次制御装置１４０は、第２の集積回路ダイに含まれる。別の実施態様において、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６が、第１の集積回路ダイに位置し、一次制御装置１５０が、第２の集積回路ダイに含まれ、二次制御装置１４０が、第３の集積回路ダイに含まれる。一次制御装置１５０を含むダイは、二次制御装置１４０を含むダイからガルバニック絶縁され得る。従って、一次制御装置１５０は、二次制御装置１４０からガルバニック絶縁され得る。
【００２０】
一次制御装置１５０が二次制御装置１４０からガルバニック絶縁されている場合、二次制御装置１４０から出力される二次イネーブル信号１４８Ａを一次制御装置１５０に入力されるイネーブル信号１４８Ｂにリンクする信号分離リンク１４８が、２つの制御装置間の通信を円滑化する。一例において、二次制御装置１４０は、（信号分離リンク１４８により表される）磁気結合された通信リンクを通して信号を提供することにより、一次制御装置１５０と通信し得る。別の一実施形態において、一次制御装置１５０と二次制御装置１４０との間の通信リンクは、集積回路パッケージのリードフレームに含まれるガルバニック絶縁された導電ループを使用して実装され得る。代替的に、信号分離リンク１４８は、光結合器、コンデンサ、または結合インダクタを通して実装され得る。
【００２１】
図１に示す例において、二次制御装置１４０は、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４８Ｂとして信号分離リンク１４８を通して一次制御装置１５０により受信されるイネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ａを送信する。一次制御装置１５０は、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４８Ｂに応答して、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６のオン状態／オフ状態を制御する。（例えば、開いたスイッチとしての）オフ状態から（例えば、閉じたスイッチとしての）オン状態への遷移における電力スイッチングデバイスＭ１  １５６のスイッチング動作は、イネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ｂに応答して一次制御装置１５０により生成された駆動信号ＵＤＲ１５４に依存する。動作時、一次制御装置１５０は、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６と一次巻線１１１とを流れる電流Ｉｓｎｓ１５２を検出することにより、電力コンバーターの入力から出力へのエネルギーの伝達を制御する。一次制御装置１５０は、出力負荷需要に応じて、電流制限値を通して、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６のオフ切り替えを制御する。一次制御装置１５０は、いくつかの一次制御信号１５８をさらに受信して、駆動信号ＵＤＲ１５４を生成し得る。
【００２２】
示されるように、二次制御装置１４０は、出力戻り１６１を基準とし、（フィードバック信号ＶＦＢ１３２に加えて）二次制御信号１４３をさらに受信して、ＳＲ駆動信号ＵＳＲ１４４と、一次制御装置１５０への送信のためのＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４８Ａとを生成し得る。図１Ａに示す例において、二次制御装置１４０は、フィードバック基準信号ＶＦＢ１３２と、フィードバック基準信号ＶＲＥＦ１４６と、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４５とを受信して、安定性を改善するための、およびパルスグルーピング（パルスバンチング）を防ぐための補償を提供する適応的な仮想ＥＳＲ信号ＶＡＶＥＳＲ１４７を生成する適応的仮想ＥＳＲ回路ブロック１４２を含む。すなわち、ＦＢ基準信号Ｖｒｅｆ１４６は、入力から出力へのエネルギーの伝達を調節するために、ＦＢ信号ＶＦＢ１３２と比較して補償される。（後述の）図１Ｂおよび図１Ｃに示される簡略化されたＦＢ比較器に示されるように、ＦＢ信号ＶＦＢ１３２を補償することにより、または、ＦＢ基準信号ＶＲＥＦ１４６を補償することにより、ＦＢループ補償が達成され得ることを、当業者は理解する。
【００２３】
適応的仮想ＥＳＲ（ＡＶＥＳＲ）補償回路ブロック１４２は、基準信号ＶＲＥＦ１４６に応答して、（補償されたフィードバック基準信号として）補償傾斜信号ＶＡＶＥＳＲ１４７を出力するように結合されている。ＡＶＥＳＲ補償回路１４２は、一次スイッチオン切り替えを可能にする同期信号であるＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４５をさらに受信する。当業者は、他の実施形態において、他の同期信号（例えば、ＩＳ１１６からの二次電流信号）が使用され得ることを理解する。
【００２４】
二次電流ＩＳ１１６は、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオン状態にあるとき、実質的にゼロであることが理解される。電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオフ状態に遷移するとき、かつ、一次巻線１１１が二次巻線１１２にエネルギーを伝達し始めるとき、電流ＩＳ１１６は、非ゼロとなる。
【００２５】
図１Ａの説明を続けると、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオン状態にあるとき、一次巻線１１０を通って流れる電流は、エネルギー伝達要素Ｔ１  １１０に蓄積されたエネルギーを増やす。第１の極性をもつ一次巻線電圧が、一次巻線１１１にかかるように発生する。一次巻線１１１に比べて逆方向の二次巻線１１２に起因して、一次巻線電圧の逆極性の二次巻線電圧が、二次巻線１１２にかかるように発生する。二次巻線１１２のドット付き端部における電圧が巻線１１２の反対側端部における電圧未満であるとき、同期整流回路１１４は開回路として機能する。
【００２６】
一次制御装置１５０は、出力ＵＤＲ信号１５４を生成するように構成されており、出力ＵＤＲ信号１５４は、一次巻線１１１を通る電流が電流制限値に到達したとき、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６をオン状態からオフ状態に遷移させる。一実施形態において、電流制限値は、特定の固定制限値であり得る。他の実施形態において、電流制限値は、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６を通る電流の流れを遮蔽する、調節可能な、または適応的な可変電流制限値であり得る。電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオン状態からオフ状態に遷移するとき、二次巻線１１２のドット付き端部における電圧は、反対側端部における電圧より大きくなる、これがエネルギーが出力コンデンサＣ１  １２５に伝達されることを可能にし、それにより電気負荷１２０に電力を供給する。
【００２７】
一例において、二次制御装置１４０は、二次巻線１１２のドット付き端部における電圧が反対側端部における電圧より大きくなったとき、閉じたスイッチとして機能するように（すなわち、電流を伝導するように）、制御信号ＵＳＲ１４４を通して同期整流回路（同期スイッチ）１１４を制御し得、その結果、出力コンデンサＣ１  １２５が充電される。
【００２８】
一実施態様において、同期スイッチ１１４は、制御信号ＵＳＲ１４４を受信するように結合されたゲートを含むＭＯＳＦＥＴを備える。同期スイッチ１１４は、制御信号ＵＳＲ１４４の値に応じて、オン状態（すなわち、スイッチがオンに切り替えられている状態）において、または、オフ状態において（すなわち、スイッチがオフに切り替えられている状態）において動作し得る。オンに切り替えられたとき、同期整流回路１１４は、電流を伝導する。示される例において、同期整流回路１１４は、ＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に結合されたダイオードをさらに含む。ダイオードは、ディスクリート型コンポーネントとして、または、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードとして実装され得る。
【００２９】
二次制御装置１４０の一例において、ＡＶＥＳＲ補償回路１４２は、補償傾斜を、一次電力スイッチングデバイスＭ１  １５６に対する駆動信号ＵＤＲをイネーブルする信号ＲＥＱＥＮパルス１４８Ａと同期させる。しかし、その目的のために他の回路信号も使用され得ることが理解される。例えば、制御信号ＵＳＲ１４４は、ＡＶＥＳＲ補償回路１４２により受信された補償回路信号を有効化すること、および同期させることに使用され得る。別の一例において、補償信号は、二次電流信号ＩＳ１１６と同期され得る。図１の例に示されるように、ＡＶＥＳＲ補償回路１４２は、二次制御装置１４０により生成されたイネーブル信号（ＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ａ）を使用して、および、二次制御装置１４０により生成されたイネーブル信号（ＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ａ）と同期して、一次制御装置１５０を介して一次電力スイッチングデバイスＭ１  １５６を駆動する。
【００３０】
動作時、イネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ａは、一次制御装置１５０を通して電力スイッチングデバイスＭ１  １５６のスイッチングを制御するために、ＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ａを（論理ハイまたは論理ローに）設定するように、フィードバック信号ＶＦＢ１３２と閾値、すなわち、フィードバック基準信号ＶＲＥＦ１４６との比較により設定される。例えば、フィードバック信号ＶＦＢ１３２がフィードバック基準信号ＶＲＥＦ１４６未満であり、出力信号（例えばＶｏ１２２またはＩｏ１２４）が所望のレベル未満の値をもつことを示している場合、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４８Ａが論理ハイに設定され、これは、より多くのエネルギーが一次巻線１１１に蓄積され、続いて、そのエネルギーが、次に電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオフ状態に遷移させられる時点で、電力コンバーター１００の出力に伝達され得るように、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオン状態に遷移させられなければならないことを一次制御装置１５０に示す。一実施形態において電力コンバーター１００の出力に伝送されることとなるエネルギーがそれ以上一次巻線１１１に蓄積されないように、電力スイッチングデバイスＭ１が、電流制限値制御によりオフ状態に遷移し得る。駆動信号ＵＤＲ１５４は、電力スイッチＭ１  １５６の操作を制御する。
【００３１】
一実施形態において、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオフ状態に遷移した後、閾値期間（ホールドオフ期間とも表記される）にわたって、フィードバック回路は、フィードバック信号ＶＦＢ１３２に応答しない。すなわち、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４８Ａの論理レベルはホールドオフ期間中、変更されない。
【００３２】
電力コンバーター１００は、連続伝導モードで動作するように構成され得、これは、より大きな負荷を駆動するために望ましい場合があり得る。連続伝導モードにおいて、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオフ状態にある期間全体の間、同期整流回路１１４のスイッチがオンに切り替えられる。より軽い負荷において、電力コンバーター１００は、典型的には、不連続伝導モードで動作し、同期整流回路１１４のスイッチは、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオフである期間の係数倍（ｆｒａｃｔｉｏｎ、分数倍）部分にわたってオンに切り替えられる。
【００３３】
当業者は、出力コンデンサＣ１  １２５が比較的小さな関係するＥＳＲ１２６を含む場合に、適応的仮想ＥＳＲ補償回路１４２が存在しないとき、出力検出信号１２８（従って、フィードバック信号ＶＦＢ１３０）は、連続伝導モードにおいて動作している間、同期整流回路１１４によりもたらされる変化に十分迅速に反応しない場合があり得ることを理解する。例えば、同期整流回路１１４のＭＯＳＦＥＴがオンに切り替えられたとき、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６がオフ状態に遷移した後、フィードバック信号ＶＦＢ１３２がホールドオフ期間の終了までに所定の閾値と交差するほど十分迅速に上昇しない場合があり得る。これは、ホールドオフ期間が終わるとすぐに、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６をオン状態に遷移させるように、二次制御装置１４０が（イネーブル信号ＥＮパルス１４８Ａを設定することにより）一次制御装置１５０に指令することをもたらし得る。その結果、電力スイッチングデバイスＭ１  １５６は、以前のスイッチング動作後、過度に早くオン状態にスイッチングし得る。これは、駆動信号ＵＤＲ１５４におけるグループ化されたパルスのパターンをもたらし得、スイッチング動作のいくつかの期間の後に、スイッチング動作のない期間が続き、従って電力コンバーター１００の動作を不安定にする。
【００３４】
当業者は、電力コンバーター１００が不連続伝導モードで動作している期間中、ノイズがフィードバック信号ＶＦＢ１３２に結合されたとき、同様の問題が発生し得ることをさらに理解する。いずれの場合も、適応的仮想ＥＳＲ補償回路１４２を使用することにより、フィードバック信号ＶＦＢ１３０またはフィードバック基準信号ＶＲＥＦ１４６が、グループ化されたパルスの問題を軽減するように変更または補償され得る。言い換えると、適応的仮想ＥＳＲ補償回路１４２は、電力コンバーター１００の安定した動作および改善された機能の利点を提供する。
【００３５】
図１Ｂおよび図１Ｃは、適応的仮想ＥＳＲ補償回路を実装する異なる手法の２つの例を示す。図１Ｂでは、補償信号ＵＣＯＭＰ１７５が、フィードバック信号ＶＦＢ１７１に加算されるのに対し、図１Ｃでは、補償信号ＵＣＯＭＰ１８５が基準信号ＶＲＥＦ１８４から減算される。図１Ｂに示す例示的な回路において、加算ブロック１７３が、補償信号ＵＣＯＭＰ１７５とフィードバック信号ＶＦＢ１７１とを加算する、補償されたフィードバック信号または補償された出力検出信号と呼ばれ得る加算された信号１７７が、フィードバック比較器１７０の反転入力に印加されることが示される。比較器１７０の非反転入力は、フィードバック基準信号ＶＲＥＦ１７４を受信する。一例において、比較器１７０は、オン・オフフィードバック比較器である。加算ブロック１７３は、補償信号ＵＣＯＭＰ１７５とフィードバック信号ＶＦＢ１７１とを受信するように結合されている。加算ブロック１７３は、補償信号ＵＣＯＭＰ１７５をフィードバック信号フィードバックＶＦＢ１７１に加算し、結果として得られる信号１７７を比較器１７０の反転入力端子に提供する。
【００３６】
図１Ｂに示す例において、補償されたフィードバック信号１７７は、出力キャパシタンスが充電されている期間の少なくとも一部の間に、（電力コンバーター１００の所望の出力電圧を提示する）フィードバック信号ＶＦＢ１７１より高い信号を表す。比較器１７０の非反転入力端子は、基準信号ＶＲＥＦ１７４を受信するように結合されている。比較器１７０は、基準信号ＶＲＥＦ１７４と補償されたフィードバック信号１７７との間の比較に基づいてＲＥＱ／ＥＮパルス１４８Ａを設定するために使用される比較結果信号１７９を出力するように構成されている、一実施形態において、補償されたフィードバック信号１７７と電力コンバーター１００の所望の出力電圧との間の差は、経時的に連続的に減少する。一実施形態において、この差は、経時的に実質的に直線的に減少する。別の一実施形態において、この差は、経時的に実質的に指数関数的に減少し得る。
【００３７】
図１Ｃにおいて、減算ブロック１８３は、基準信号ＶＲＥＦ１８４から補償信号ＵＣＯＭＰ１８５を減算する。補償された基準信号と呼ばれ得る結果として得られる信号１８７は、比較器１８０の非反転入力に印加されることが示される。図１Ｃに示す例において、補償信号ＵＣＯＭＰ１８５が基準信号ＶＲＥＦ１８４から減算されて、比較器１８０の非反転入力において信号１８７を生成する。補償された基準信号１８７は、電力コンバーター１００の所望の出力電圧を生成するために使用される適応的な仮想ＥＳＲ信号をシミュレーションし得る。
【００３８】
比較器１８０の反転入力端子は、フィードバック信号ＶＦＢ１８１を受信するように結合されている。従って、比較器１８０は、補償された基準信号１８７をフィードバック信号ＶＦＢ１８１と比較して、比較結果信号１８９を出力するように構成されている。比較結果信号１８９は、フィードバック信号ＶＦＢ１８１と補償された基準信号１８７との比較に基づいて、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号１４８Ａを２つの論理レベルのうちの１つに設定するために使用され得る。一実施形態において、フィードバック信号ＶＦＢ１８１と補償された基準信号１８７との間の差は、経時的に連続的に減少する。一実施形態において、この差は、経時的に実質的に直線的に減少する。別の一例において、この差は、経時的に実質的に指数関数的に減少し得る。
【００３９】
図２Ａ〜図２Ｂは、適応的仮想ＥＳＲ補償が電力コンバーター制御装置において使用され得る異なる手法を示す波形図である。図２Ａは、傾斜の傾きを制御することにより適応的仮想ＥＳＲ補償を実装する一実施形態の波形図を示す。図２Ａは、３つの異なる負荷およびライン動作状態を示し、スイッチング周波数は、Ｆ１ｓｗ＝１／Ｔ１ｓｗからＦ２ｓｗ＝１／Ｔ２ｓｗに、および、Ｆ３ｓｗ＝１／Ｔ３ｓｗに増加する。見てわかるように、スイッチング周期Ｔ１ｓｗ  ２５１（スイッチング周波数Ｆ１ｓｗ＝１／Ｔ１ｓｗ）である動作状態１において、補償傾斜は、短いホールドオフ遅延期間２２８後、開始電圧レベル２３４から上昇し始める。ホールドオフ遅延期間２２８は、各スイッチングサイクル／周期の開始時にいくらかのリセット期間を含み得る。動作状態１において、補償傾斜波形の傾き部分１  ２５６は、一実施形態においてゼロと同じ程度まで小さくなり得る余裕または差２６１のぶん基準レベルＶＲＥＦ２１０より下方の交差目標レベル２２５において、フィードバック信号線ＶＦＢ２５３との交点Ｐ２５０をもつ。
【００４０】
動作状態２において負荷またはライン状態が変化する（例えば負荷が増加する）とき、スイッチング周期は、Ｔ２ｓｗ  ２４１（スイッチング周波数Ｆ２ｓｗ＝１／Ｔ２ｓｗ）まで短くなる。仮想ＥＳＲの適応的な補償の結果として、補償傾斜波形が（ホールドオフ遅延２２８後）傾きを変化させ、開始電圧レベル２３４から、傾き１  ２５６より急な傾き２  ２４６で上昇し始める。示されるように、動作状態２において、補償傾斜波形の傾き部分２  ２４６は、（基準レベルＶＲＥＦ２１０より下方に余裕２６１のある）所望の交差目標レベル２２５においてフィードバック信号線２４３との交点Ｒ２４０をもつ。
【００４１】
動作状態３において、負荷がさらに増加することにより、スイッチング周期がＴ３ｓｗ  ２３１（スイッチング周波数Ｆ３ｓｗ＝１／Ｔ３ｓｗ）まで短くなる。仮想ＥＳＲの適応的な補償の結果として、補償傾斜波形が、（ホールドオフ遅延２２８後）傾きを変化させ、より大きな傾き３  ２６６で開始電圧レベル２３４から上昇し始める。示されるように、補償傾斜波形の傾き部分３  ２６６は、（基準レベルＶＲＥＦ２１０より下方に余裕２６１のある）所望の交差目標レベル２２５においてフィードバック信号線ＶＦＢ２４３との交点Ｓ２６０をもつ。
【００４２】
図２Ｂは、適応的仮想ＥＳＲ補償の別の一実施形態の例示的な波形図を示し、傾斜波形の傾き２３６は変化しないが、フィードバック信号線（左側の図におけるＶＦＢ２２３および右側におけるＶＦＢ２２６）と補償傾斜との交点が、ＶＡＶＥＳＲと同じ交差目標レベル２２５において発生するように、補償傾斜の開始レベルが異なる負荷（またはライン）状態に応答して上下に動く。スイッチング周期Ｔ１ｓｗ  ２２１（Ｆ１ｓｗ＝１／Ｔ１ｓｗ）をともなう負荷条件において、（一次スイッチがオンに切り替わる瞬間に）ＲＥＱ／ＥＮパルス信号２０３の立ち上がりエッジ２０１において、補償傾斜が傾き２３６で上昇する。補償傾斜波形とフィードバック信号線ＶＦＢ２２３との交点Ｋ２３０において、次のスイッチングサイクルが始動される。調節出力電圧を規定するＶＡＶＥＳＲとの交差目標レベル２２５は、余裕２３１ぶん基準レベルＶＲＥＦ２１０の下方にある。負荷条件およびスイッチング周波数が変化した（例えば、負荷の増加の結果として、周波数がＦ１ｓｗ＝１／Ｔ１ｓｗからＦ２ｓｗ＝１／Ｔ２ｓｗに高められた）とき、開始電圧レベルが開始電圧レベル１  ２２４から開始レベル２  ２２７に適応的に調節される。従って、結果として得られる調節出力電圧が実質的に一定に留まるように、補償傾斜とフィードバック信号線ＶＦＢ２３６との交点Ｌ２３０が同じ交差目標レベル２２５に維持される。
【００４３】
図３は、電力コンバーター制御装置における使用のための適応的仮想ＥＳＲ補償を実装するための例示的な概略回路図である。この例示的な回路において、事前選択された最小の浅い傾き部分が、ＶＡＶＥＳＲ３７０の傾斜の傾き部分が固定目標レベルに到達するように、最終的な傾きに向けて傾斜の傾きを調節するように適応的に増やされ得る最小電流源Ｉｓｌｏｐｅ，ｍｉｎ３１８により生成され得る。傾斜の傾きを大きくすることは、この例において、以前のスイッチングサイクルの傾斜の傾きの積分と、それらの高い閾交差に応答して、最小電流源Ｉｓｌｏｐｅ，ｍｉｎ３１８に、電圧制御される電流源Ｖ−ｔｏ−Ｉ  ３３０を追加することにより達成される。図３に示される様々なデバイスおよびコンポーネントの機能が、図４に示す波形信号図を参照しながら以下で説明される。
【００４４】
図３に示されるように、傾きコンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２が、制御装置電源バスＶＣＣ３０５に結合されている。（コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２にまたがって結合されていることが示される）ＰＭＯＳスイッチＭＰ１  ３１１がリセット信号３１０（図４に示す波形４３０）により有効化されていない限り、コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２が、電流源Ｉｓｌｏｐｅ，ｍｉｎ３１８により線形に充電される。リセット信号３１０は、各スイッチングサイクルにおいてイネーブル信号の立ち下がりエッジと同期される（それぞれ、図４に示すリセット信号４３０波形およびＲＥＱ／ＥＮパルス４２０波形）。リセット信号３１０が論理ローレベルにあるとき、ＰＭＯＳスイッチＭＰ１  ３１１が閉じる（オンに切り替わる）ことにより、ノードＡ３１６をＶＣＣバス３０５に接続する。
【００４５】
示されるように、演算増幅器３１５は、電圧フォロワとして構成されており、ノードＡ１  ３２１における電圧がノードＡ３１６における電圧、すなわちＶｒａｍｐ３１７に追従する。演算増幅器３１５の出力は、ＰＭＯＳスイッチＭＰ２  ３２０のゲートに結合されている。演算増幅器３１５の非反転入力３１４は、ノードＡ３１６に結合されており、反転入力３１３は、ノードＡ１  ３２１（ＭＰ２  ３２０のソース）に結合されており、ノードＡ１  ３２１は、抵抗器Ｒ２  ３２２を通してＶＣＣバス３０５に結合されている。リセット期間中、ＭＰ１  ３１１がオンに切り替えられ、コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２が短絡され、その結果、コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２を放電する。従ってノードＡ３１６が、ＶＣＣバス３０５に引かれる。言い換えると、コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２の放電（リセット時間区間）中、ＮＭＯＳスイッチＭＮ１  ３２６のゲート・ドレイン間のリンク３２５を通してダイオードとして接続されたＮＭＯＳスイッチＭＮ１  ３２６を通って電流が流れない。リセット時間区間（図４に示す波形４３０における時間区間４３２；ｔ２  ４０２からｔ３  ４０３）以外で、ダイオード接続されたＮＭＯＳスイッチＭＮ１  ３２６は、Ｉｒａｍｐ＝（ＶＣＣ−Ｖｒａｍｐ）／Ｒ２として計算される電流Ｉｒａｍｐ３２４を伝導する。
【００４６】
図３に示す例示的な回路図は、ＭＮ１  ３２６とコモンゲート信号３２７を共有するＮＭＯＳスイッチＭＮ２  ３４８およびＭＮ３  ３５８にミラーリングされた電流Ｉｒａｍｐ３２４をさらに示す。電流源３５２は、傾斜電流Ｉｒａｍｐ３２４に対する高い電流閾値を提示するＩ１の値をもつ。（ＭＮ３  ３５８の電流に反射／ミラーリングされた）傾斜電流Ｉｒａｍｐ３２４がＩ１  ３５２の閾値未満である限り、スイッチＭＮ４  ３６６が伝導状態となる。スイッチＭＮ４  ３６６を通って流れる電流（Ｉ１−Ｉｒａｍｐ）は、スイッチＭＮ５  ３６８にミラーリングされる。基準電圧バスＶＲＥＦ３６０に結合されていることが示される抵抗器Ｒ１  ３６２における電圧降下は、ＡＶＥＳＲ補償回路ブロックの出力において電圧信号ＶＡＶＥＳＲ３７０（例えば、図１Ａの信号１４７）を生成し、すなわち、ＶＡＶＥＳＲ＝ＶＲＥＦ−（Ｉ１−Ｉｒａｍｐ）×Ｒ１）である。傾斜電流Ｉｒａｍｐ３２４が閾値Ｉ１  ３５２を上回ったとき、スイッチＭＮ４  ３６６が、伝導を停止する。従って、すべての電流Ｉ１  ３５２がスイッチＭＮ４  ３６６を通して伝導され、および、スイッチＭＮ５  ３６８にミラーリングされ、その結果、電圧信号ＶＡＶＥＳＲ＝ＶＲＥＦを生成する。
【００４７】
上述のように、傾き制御は、ノードＡ３１６に可変電流源Ｉｓｌｏｐｅ．ｖａｒ３３２を追加することにより、Ｃｓｌｏｐｅ３１２の充電電流を増やすことを通して実現された。充電電流の増加は、電圧制御される電流源Ｖ−ｔｏ−Ｉ  ３３０の伝達関数により規定される。Ｖ−ｔｏ−Ｉ  ３３０の入力における電圧Ｖｈｏｌｄ３３１がコンデンサＣＬＰ３３５にかかることが示され、スイッチＳ１  ３３６と、ＲＬＰ３３４とＣＬＰ３３５とからなる低域通過フィルタとを通して、ノードＢ３４６から提供される。スイッチＳ１  ３３６を閉じる制御信号は、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号３３７を通して提供され、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号３３７は、一次電力スイッチをオンに切り替えるために二次制御装置において生成され得る（それぞれ、図１Ａにおける二次制御装置１４０および電力スイッチングデバイスＭ１  １５６）。
【００４８】
スイッチＭＮ２  ３４８におけるミラーされた電流Ｉｒａｍｐ３２４が前閾値ｋ・Ｉ１未満である限り（ここで、Ｉ１は高閾値電流源３５２であり、因子ｋは１以下、ｋ≦１である）、スイッチＳ１  ３３６の短い閉時間区間中、電流源ｋ・Ｉ１  ３４２からの追加的な電流がコンデンサＣＬＰ３３５を充電し得ることを当業者は理解する。これが電流Ｉｓｌｏｐｅ．ｖａｒ３３２の増加をもたらし、その結果コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２の充電電流の傾きの増加をもたらす。しかし、ＲＥＱ／ＥＮパルス信号３３７がローである（スイッチＳ１  ３３６が開く）スイッチングサイクルの大部分の期間中、コンデンサＣＬＰ３３５にかかる保持電圧Ｖｈｏｌｄ３３１は、実質的に一定に留まるか、または、変更されない。従って、連続したスイッチングサイクルにおいて、コンデンサＣＬＰ３３５が、充電時間区間（例えば、図４の時間区間ｔ４  ４０４からｔ５  ４０５）中、エラー電圧Ｖｅｒｒｏｒ３４７の変化を積分する。その一方で、傾斜電流Ｉｒａｍｐ３２４がｋ・Ｉ１の前閾値を上回ったとき、ノードＢ３４６におけるエラー電圧Ｖｅｒｒｏｒ３４７がグランド３０１にプルダウンされる。これは、スイッチＳ１  ３３６の閉時間区間（ＲＥＱ／ＥＮパルス信号３３７が論理ハイ）中、コンデンサＣＬＰ３３５にかかることが示される電圧Ｖｈｏｌｄ３３１が放電することを意味する。コンデンサＣＬＰ３３５の放電が電流Ｉｓｌｏｐｅ．ｖａｒ３３２を減らし、このことが、続いて、コンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２の充電電流の傾きを小さくする。
【００４９】
ＮＭＯＳスイッチＭＮ３  ３５８がミラーされた電流Ｉｒａｍｐ３２４を伝導することに留意されたい。閾値電流源Ｉ１  ３５２からの傾斜電流Ｉｒａｍｐ３２４の減算（Ｉ１−Ｉｒａｍｐ）は、ダイオード接続されたＮＭＯＳスイッチＭＮ４  ３６６を通って流れ、この電流は、ＭＮ５  ３６８を通してミラーリングされる。適応的仮想ＥＳＲの傾きの変化を提供する出力電圧信号ＶＡＶＥＳＲ３７０は、ＶＡＶＥＳＲ＝ＶＲＥＦ−Ｒ１×（Ｉ１−Ｉｒａｍｐ）と規定される。
【００５０】
図４は、図３に示される例示的なＡＶＥＳＲ回路概略図の異なるノードにおける時間４９０（横軸）に対する信号波形を示す。波形４２０は二次制御装置１４０から一次制御装置１５０に伝達されて一次電力スイッチングデバイスＭ１  １５６のオン切り替えを指令するＲＥＱ／ＥＮパルス信号（例えば、図１Ａに示す１４８Ａまたは１４８Ｂ）である。各スイッチングサイクルＴｓｗ  ４１６において、一次電力スイッチングデバイスＭ１  １５６に対するオン切り替え要求が、論理ハイ４２２の短い時間区間により開始された後、次のスイッチングサイクルまで延びた論理ロー４２４が続く。オフ・オン制御技術において、出力負荷需要に基づいて制御ループにより調節され得る電力スイッチの検出された電流Ｉｓｎｓ１５２に対する電流制限値を通して、一次電力スイッチングデバイスＭ１  １５６オフ切り替え指令が生成される。
【００５１】
波形４３０は、有効化信号（図３に示すＣｓｌｏｐｅ３１２にまたがるＰＭＯＳスイッチＭＰ１  ３１１に対する３１０）であるリセット信号を示す。図３を参照すると、論理ロー期間４３２中、ＰＭＯＳスイッチＭＰ１  ３１１が閉じて、Ｃｓｌｏｐｅ３１２を放電し、充電の新しい期間のためにリセットする。論理ハイ期間４３４中、スイッチＭＰ１  ３１１が開き、Ｃｓｌｏｐｅ３１２がＩｓｌｏｐｅ，ｍｉｎ３１８にＩｓｌｏｐｅ．ｖａｒ３３２を加えた電流を使用して充電される。
【００５２】
補償されたフィードバック基準信号の傾き部分が改善された正確な電圧調節のための所望の電位レベルに各時点で上昇するようにどのように適応的に変えられ得るかを示すために、３つのスイッチングサイクルＴｓｗ１  ４１６、Ｔｓｗ２  ４１７、およびＴｓｗ３  ４１８が図４に示される。第１のスイッチングサイクルＴｓｗ１  ４１６において、結果として得られる補償傾斜の傾き部分（例えば波形ＶＡＶＥＳＲ４８０、傾斜４８３）は、十分に急激ではなく、所望の電位レベルに達しない。第２のスイッチングサイクルＴｓｗ２  ４１７において、傾斜の傾き部分（例えば波形ＶＡＶＥＳＲ４８０、傾斜４８６）は、所望の電位レベルを越えてオーバーシュートした点まで増加している。第３のスイッチングサイクルＴｓｗ３  ４１８は、所望の電位レベルに理想的に到達した適応的に調節された傾斜の傾き部分（例えば波形ＶＡＶＥＳＲ４８０、傾斜４８６）を示す。本開示の回路および方法によれば、所望の傾斜の傾き部分は、オーバーシュートまたは不安定さをともなわずに、いくつかのスイッチングサイクルにおいて達成され得ることが理解される。
【００５３】
波形４４０は、図３のノードＢ３４６におけるエラー電圧信号Ｖｅｒｒｏｒ３４７を示す。図３を再度参照すると、Ｉｒａｍｐ３２４がｋ・Ｉ１未満であるとき、スイッチＭＮ２  ３４８がミラーされた電流Ｉｒａｍｐ３２４を伝導し、スイッチＳ１  ３３６の閉時間区間中、電流源ｋ・Ｉ１  ３４２からの追加的な電流がコンデンサＣＬＰ３３５を充電し得る。Ｉｒａｍｐ３２４がｋ・Ｉ１未満である限り、信号Ｖｅｒｒｏｒ３４７は、電圧レベル４４２までプルアップされる。Ｉｒａｍｐ３２４がｋ・Ｉ１を上回ったとき、電圧信号Ｖｅｒｒｏｒ３４７がグランドレベル４４４まで低く引き下げられる。波形４４０に示されるように、第１のスイッチングサイクルＴｓｗ１  ３１６中、Ｖｅｒｒｏｒはハイに留まる。第２のスイッチングサイクルＴｓｗ２  ３１７中、ｔ７  ４０７からｔ１０  ４１０の時間区間中に、Ｉｒａｍｐがｋ・Ｉ１を上回って信号Ｖｅｒｒｏｒがレベル４４４までローに下がる。Ｉｒａｍｐがｋ・Ｉ１未満に再度低下したとき、ｔ１０  ４１０からｔ１３  ４１３の時間区間において、信号Ｖｅｒｒｏｒは論理ハイレベル４４６にある。第３のスイッチングサイクルＴｓｗ３  ３１８において、Ｉｒａｍｐは、前閾値制限値ｋ・Ｉ１に短く衝突し、Ｖｅｒｒｏｒ波形が低レベル４４８までの狭い低下パルスを示す。
【００５４】
波形Ｖｈｏｌｄ４５０は、可変傾き電流Ｉｓｌｏｐｅ．ｖａｒ（図３における３３２）を生成するコンデンサＣＬＰにかかる保持電圧を示す。スイッチングサイクルの大部分において、スイッチＳ１  ３３６が開いているとき、ＣＬＰにかかるＶｈｏｌｄ電圧は、実質的に変化なく保持される。スイッチＳ１  ３３６が狭いＲＥＱ／ＥＮパルス信号を介して有効化されて閉じたとき、ｔ４  ４０４からｔ５  ４０５の時間区間において（Ｉｒａｍｐが前閾値レベルｋ・Ｉ１未満に留まりながら）コンデンサＣＬＰがレベル４５３からレベル４５４に充電される。コンデンサＣＬＰは、ｔ９  ４０９からｔ１０  ４１０の時間区間において（Ｉｒａｍｐが前閾値レベルｋ・Ｉ１より大きい間に）レベル４５４からレベル４５６まで放電され得る。ｔ１２  ４１２からｔ１４  ４１４の時間区間において、Ｉｒａｍｐは、一時的に前閾値ｋ・Ｉ１に到達し、すなわち、波形Ｖｈｏｌｄが小さなバンプ４５７／４５８を示すことに留意されたい。
【００５５】
波形Ｖｒａｍｐ４６０は、傾斜電圧に対する信号を示す（図３のノード３１６におけるＶｒａｍｐ３１７）。示されるように、リセット期間４３２（ｔ２，４０２からｔ３，４０３）中、傾斜電圧Ｖｒａｍｐレベルが電圧レベル４６２（例えばＶＣＣバス電圧）までプルアップされる。図４のグラフ４６０、４７０、および４８０に示される要求されるリセット期間（時間区間）は、図２Ａおよび図２Ｂの補償傾斜に示される遅延ホールドオフ期間に含まれる。信号Ｖｈｏｌｄが平らなレベル４５２（ｔ３，４０３からｔ４，４０４）に留まる限り、傾斜電圧は保持電圧レベル４５２に比例した傾き４６３で下降する。第２のスイッチングサイクルＴｓｗ２  ４１７における次のＲＥＱ／ＥＮパルス信号（ｔ４，４０４からｔ５  ４０５）において、コンデンサＣＬＰが充電され、保持電圧Ｖｈｏｌｄ４５０がより高いレベル４５４に増加する。このスイッチングサイクルにおいて、４６４のリセット時間区間後、電圧Ｖｒａｍｐがより急な傾き４６５で最小電圧レベル４６６まで下降する。
【００５６】
第３のスイッチングサイクルＴｓｗ３  ４１８において、リセット時間区間４６７（ｔ１０からｔ１１）後、Ｖｒａｍｐの傾き４６８がより緩やかな傾き４６８に戻るように調節され、最小電圧レベル４６９に到達する。理由は、Ｉｒａｍｐが前閾値ｋ・Ｉ１を上回り、および、コンデンサＣＬＰ（Ｖｈｏｌｄ）が（ＲＥＱ／ＥＮパルス信号、ｔ９からｔ１０中に）より低い電圧レベル４５６まで放電されたからである。従って、Ｖｈｏｌｄの積分機能により傾斜の傾き部分が所望の前閾値レベルに適応的に到達するように調節される。
【００５７】
波形Ｉｒａｍｐ４７０は、傾斜電流Ｉｒａｍｐの信号（図３における３２４）を示し、リセット信号３１０の論理ロー、４７２、４７５、および４７８の時間区間（それぞれ、ｔ２  ４０２からｔ３  ４０３、ｔ５  ４０５からｔ６  ４０６、および、ｔ１０  ４１０からｔ１１  ４１１）中、ゼロレベルに留まる。理由は、傾きコンデンサＣｓｌｏｐｅ３１２を放電（リセット）するようにＰＭＯＳスイッチＭＰ１がオンに切り替えられたとき（図３参照）、ノードＡ３１６およびノードＡ１  ３２１における電位が、ＶＣＣバス３０５と同じ電位にあり、抵抗器Ｒ２  ３２２を通って電流が流れないからである。リセット時間区間後、ＰＭＯＳ  ＭＰ２  ３２０がオンに切り替えられ、ノードＡ１  ３２１における電圧がＶＣＣバス３０５電圧未満である間、Ｉｒａｍｐ信号４７０が線形に上昇する。
【００５８】
第１のスイッチングサイクルＴｓｗ１  ３１６において、上昇傾き部分４７３が比較的遅く、ｔ５  ４０５におけるピーク電流４７４が電流前閾値ｋ・Ｉ１  ４９１未満に留まる。第２のスイッチングサイクルＴｓｗ２  ４１７において、上昇傾き部分４７６が非常に高速であり、Ｉｒａｍｐが前閾値ｋ・Ｉ１  ４９１（ｔ７  ４０７において）と閾値Ｉ１  ４９３（ｔ８  ４０８において）との両方に衝突し、（ｔ１０  ４１０における）ピーク値４７７へと続く。第３のスイッチングサイクルＴｓｗ３  ３１８において上昇傾き部分４７９は、ＡＶＥＳＲ回路ブロックにより所望の値に調節済みであり、Ｉｒａｍｐの傾き部分４７９が（ｔ１３  ４１３において）前閾値ｋ・Ｉ１  ４９１に緩やかに衝突し、ピーク値４７１が前閾値ｋ・Ｉ１  ４９１をわずかに上回る。次のスイッチング周期に対する傾きは、この所望の傾きに固定される。上述のように、Ｉｒａｍｐ４７０の波形は、Ｉｒａｍｐ＝（ＶＣＣ−Ｖｒａｍｐ）／Ｒ２により規定されるように、Ｖｒａｍｐと逆の傾きを示す。
【００５９】
波形４８０は、図３の回路ブロックにより生成される適応的な仮想ＥＳＲ信号ＶＡＶＥＳＲを示す。リセット時間区間４８２（ｔ２  ４０２からｔ３４０３）、４８５（ｔ５  ４０５からｔ６  ４０６）および４８８（ｔ１０、４１０からｔ１１、４１１）中、ＶＡＶＥＳＲは平らに留まる。第１のスイッチングサイクルＴｓｗ１  ４１６において、リセット時間区間４８２後、電圧ＶＡＶＥＳＲは、比較的遅い傾き４８３で、前閾値電圧（すなわち、目標電圧）ＶＲＥＦ−（１−ｋ）・Ｉ１・Ｒ１未満の（ｔ５  ４０５における）ピーク値４８４まで上昇する。第２のスイッチングサイクルＴｓｗ２  ４１７において上昇傾き部分４８６は非常に高速であり、電圧信号ＶＡＶＥＳＲが（ｔ７，４０７において）電圧前閾値４９２に到達する。電圧信号ＶＡＶＥＳＲの傾斜が続いて、（ｔ８  ４０８において）基準電圧レベルＶＲＥＦ４９４に到達したとき、電圧信号ＶＡＶＥＳＲは、ｔ８  ４０８からｔ１０  ４１０の間、ＶＲＥＦレベル４８７にクランプされる。最後に、上昇傾き部分４８９が（ｔ１４，４１４において）前閾値レベル４９２に近い目標／所望のピーク値４９１に適応的に到達するように、第３のスイッチングサイクルＴｓｗ３  ４１８中、Ｉｒａｍｐの傾きが適応的仮想ＥＳＲ（ＡＶＥＳＲ）の制御回路ブロックにより最適値に調節される。次に、次のスイッチング周期に対する傾きが、この所望の傾きに固定される。
【００６０】
図５は、適応的な（制御される）開始点を含む、電力コンバーター制御装置における使用のための適応的仮想ＥＳＲ補償を実装するための別の例示的な概略回路図である。示されるように、回路ブロック５２０は、ＦＢ信号を変調し得る出力キャパシタンスの仮想ＥＳＲ（等価直列抵抗器）に対する既定の（要求される）信号波形を生成する。動作時、ＶＥＳＲ生成器５２０は、入力として基準電圧ＶＲＥＦ５１２と開始電圧レベルＶＳＴＡＲＴ  ５１１とを受信し、出力ノード５３０において電圧信号ＶＥＳＲを生成する。
【００６１】
示される実施形態において、ＶＥＳＲ生成器５２０は、その反転入力における信号ＶＳＴＡＲＴ  ５１１を、その非反転入力における信号ＶＲＥＦ５１２と比較して、比較器５１０の出力における論理信号５１３を生成する比較器５１０を含む。論理信号５１３は、電流源ＩＳＬＯＰＥ５１８の電流路内の二極スイッチ５１４を制御する。ＶＳＴＡＲＴ５１１の電圧レベルがＶＲＥＦ５１２に到達していない限り、出力信号５１３は、論理ハイレベルにあり、スイッチ５１４が電流ＩＳＬＯＰＥ５１８を伝導してコンデンサＣＶＥＳＲ５２５を充電する。コンデンサ５２５の充電が、ＶＥＳＲ波形ブロック５３０に示されるように、開始電圧レベルＶＳＴＡＲＴ５１１から、線形の傾きをもつ電圧信号ＶＥＳＲ５３０、ｄ（ＶＥＳＲ）／ｄｔ＝ＩＳＬＯＰＥ／ＣＶＥＳＲ、を生成する。ＶＳＴＡＲＴ５１１がＶＲＥＦ５１２に到達したか、またはＶＲＥＦ５１２を上回った場合、比較器５１０の出力信号５１３が論理ローレベルに遷移し、スイッチ５１４がグランド５０１に電流ＩＳＬＯＰＥ５１８を伝導する。スイッチングサイクルごとに、狭いパルスＲＥＱ／ＥＮ５１５を通してスイッチ５１６が閉じられたとき、コンデンサＣＶＥＳＲ５２５における初期電圧が、開始電圧レベルＶＳＴＡＲＴにより規定される。（後述の）図６Ａおよび図６Ｂの信号図に描かれるように、負荷またはラインの変動にともなって、信号ＶＳＴＡＲＴ５１１が閉ループにおいて適応的に変化する。
【００６２】
信号ＶＶＥＳＲ５３０は、フィードバック比較器５４０の非反転入力に接続されていることが示され、フィードバック比較器５４０において、信号ＶＶＥＳＲ５３０が反転入力に印加されたフィードバック信号ＶＦＢ５４２と比較される。信号ＶＦＢ５４２が信号ＶＶＥＳＲ５３０未満に低下したとき、比較器５４０の出力信号５４５が論理ローから論理ハイレベルに遷移し、このことが、パルス生成器５５０が狭い幅「ｔＰ」をもつパルス５５２を生成することをもたらし、これは、スイッチ５１６、５６２および５７０の伝導状態を制御するために印加される要求／イネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮ５１５である。
【００６３】
さらに図５の例を参照すると、信号ＶＶＥＳＲ５３０がＶＥＳＲ積分器回路ブロック５６０に結合されていることがさらに示される。より具体的には、ＶＶＥＳＲ５３０は、サンプル・ホールドスイッチＳ／Ｈ５６２を通して（相互コンダクタンス利得Ｇｍをもつ）相互コンダクタンス増幅器５６５の反転入力に結合されている。相互コンダクタンス増幅器５６５の非反転入力は、目標電圧レベルＶＴＡＲＧＥＴ５３４に結合されている。サンプル・ホールドスイッチ５６２は、要求／イネーブル信号の相補的な値を通してイネーブルされる。
【００６４】
【数１】
2019530406.tif 000003
出力スイッチ５７０は、要求／イネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮ５１５を通してイネーブルされる。言い換えると、信号ＲＥＱ／ＥＮ５１５が論理ローレベルにあるときに、ＶＶＥＳＲ５３０がサンプリングされ得る。要求／イネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮ５１５が論理的にハイであるとき、出力電流源５６７から生成された出力信号５６８が、出力バッファステージ５８０に結合／伝達され得る。
【００６５】
バッファ５８０の入力に印加されたとき、出力信号５６８が、ノードＭ５７６におけるＶＲＥＦ−ＶＭＡＸの、制御装置コンデンサＣＣＮＲＬ５７５のより低いプレート電位を基準として、制御装置コンデンサＣＣＮＲＬ５７５を充電し、ここで、ＶＭＡＸは、信号ＶＶＥＳＲ５３０の最大振幅を示す。ツェナーダイオード５７２は、制御コンデンサＣＣＮＲＬ５７５に印加された電圧をクランプする。バッファ５８０の出力信号５８５は、ＶＳＴＡＲＴ信号５１１に対する適応的なループを閉じる。
【００６６】
図６Ａおよび図６Ｂは、図５に示される例示的な回路の動作中に生成される様々な信号の例示的な波形タイミング図である。図６Ａは、定常動作を示すのに対し、図６Ｂは、低負荷から重負荷への遷移中の応答を示す。図６Ａの例示的な図において、上部の信号は、図５においてＶＦＢ５４２として示されるフィードバック信号ＶＦＢ６１０である。各スイッチングサイクルＴｓｗ  ６０１において、ＶＦＢ信号６１０が最大レベル６１２から最小レベル６１６まで実質的に直線状の傾き６１４で低下する。適応的に調節された開始電圧レベルＶＳＴＡＲＴ６０２から、フィードバック電圧ＶＦＢ６１０に対して規定された目標電圧レベルＶＴＡＲＧＥＴ６０４に向かって、傾き６２４で直線的に増加する仮想ＥＳＲ信号ＶＶＥＳＲ６２０（図５における５３０）が示される。ＶＶＥＳＲ６２０が点Ｔ６１５においてフィードバック信号ＶＦＢ６１０を上回る点までＶＶＥＳＲ６２０が上昇したとき、要求／イネーブル信号ＲＥＱ／ＥＮ６３０が、論理ローから論理ハイに遷移し、それにより、サイクルの終了まで持続期間ｔＥＮ  ６０３をもつ狭いパルスを生成する。
【００６７】
図５を参照して説明されるように、ＲＥＱ／ＥＮ信号６３０が論理ローレベルにある限り、相互コンダクタンス増幅器５６５の反転入力に印加されたコンデンサ５９９にかかる電圧が、ＶＶＥＳＲ信号６２０に追従する。ＲＥＱ／ＥＮ信号６３０が論理ハイレベルになったとき、ＶＶＥＳＲ信号６２０とＶＴＡＲＧＥＴ６０４との間の差に応答して（図５における５３４）、出力電流５６８が制御コンデンサ５７５を充電する。ＶＲＥＦ−ＶＭＡＸを基準として、コンデンサ５７５が充電される。基準電圧レベルＶＲＥＦ６０６がＶＦＢ信号６１０の最大レベル６１２と比べてより高いレベルに選択される。
【００６８】
図６Ｂは、低負荷から重負荷に遷移する信号の例示的な過渡タイミング図を示す。フィードバック信号ＶＦＢ６６０は、図の上部において、後続のスイッチングサイクルの各々において、より高いレベルに漸進的に動くことが示される。例示として、スイッチングサイクルＴｓｗ１  ６４１、Ｔｓｗ２  ６４２、Ｔｓｗ３  ６４３、Ｔｓｗ４  ６４４、Ｔｓｗ５  ６４５、およびＴｓｗ６  ６４６の各々において、ＶＦＢ６６０の最大値がそれぞれ、６６２＿１から６６２＿６まで上昇する。同時に、ＶＦＢ６６０の最小値のそれぞれが６６３＿１から６６３＿６まで増加する。同様に、後続のスイッチングサイクルの各々において、開始電圧レベルＶＳＴＡＲＴ＿１  ６７２＿１からＶＳＴＡＲＴ＿５  ６７２＿５まで、（一実施形態において固定の傾きで）線形に増加する適応的なＶＶＥＳＲ信号６７０が示される。各スイッチングサイクルにおいて、ＶＶＥＳＲ信号６７０は、点Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、およびＡ５においてＶＦＢ６６０に到達し／ＶＦＢ６６０を上回り、点Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、およびＡ５のすべてが、目標電圧レベルＶＴＡＲＧＥＴ６５４に比べてより低いレベルにある。適応的なＶＳＴＡＲＴ電圧は、後続のスイッチングサイクルの各々において、図５（信号ＶＳＴＡＲＴ５１１）を参照して説明される閉ループ手法により、ＶＴＡＲＧＥＴ６５４に到達する／ＶＴＡＲＧＥＴ６５４を上回るＶＶＥＳＲをもたらす値まで高められる、その点において、さらなる過渡状態が発生しない場合、制御ループは、その後、定常状態で続き得る。
【００６９】
図６Ｂの底部に示されるイネーブル／要求パルス信号ＲＥＱ／ＥＮ６８０は、ＶＶＥＳＲがフィードバック信号ＶＦＢのレベルに到達する点において（例えばＡ１、Ａ２、…Ａ５において）論理ローから論理ハイに上昇し、各スイッチングサイクルの終了まで狭いパルス６４０）を生成することに留意されたい。
【００７０】
本開示が、仮想ＥＳＲ信号（ＶＶＥＳＲ）に対する開始電圧レベルおよび傾きの適応的な補償の例を個々に提供する場合であっても、他の実施形態において、仮想ＥＳＲ信号（ＶＶＥＳＲ）の開始電圧レベルおよび傾きの両方が、制御ループにおいて改善された安定性を達成するために、負荷およびラインの変動に基づいて、同時に、および適応的に変えられ（制御され）得ることが理解される。
【００７１】
本開示の例の上述の説明は、網羅的であることも開示される実施形態に限定されることも意図されない。本発明の特定の実施形態および例が、本明細書において例示を目的として説明されるが、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、特定の例示的な回路図、動作の方法などが説明のために提示されることと、他の回路およびデバイスが、本開示の教示による他の実施形態および例において使用され得ることが理解される。これらの変更は、前述の詳細な説明を考慮して提供される例に対してなされ得る。後述の請求項で使用される用語は、本発明を明細書および請求項に開示される特定の実施形態に限定するように解釈されてはならない。むしろ、範囲は、後述の請求項により完全に定義されなければならず、確立された請求項の解釈の原則に従って解釈されなければならない。従って、本明細書および図は、限定するものではなく例示的なものとみなされる。
【図１Ａ】
2019530406.tif 000004
【図１Ｂ】
2019530406.tif 000005
【図１Ｃ】
2019530406.tif 000006
【図２Ａ】
2019530406.tif 000007
【図２Ｂ】
2019530406.tif 000008
【図３】
2019530406.tif 000009
【図４】
2019530406.tif 000010
【図５】
2019530406.tif 000011
【図６Ａ】
2019530406.tif 000012
【図６Ｂ】
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【国際調査報告】
2019530406.tif 000014
2019530406.tif 000015