(57)【要約】【課題】  スイッチング周波数制御により定電圧制御を行う電源回路において、スイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図り、ワイドレンジ対応の構成を実現する。また、クロスレギュレーションの改善を図る。【解決手段】  絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによる一次側直列共振回路と共に、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによる二次側直列共振回路を形成する。その上で、二次側直列共振回路の共振周波数を一次側直列共振回路の共振周波数よりも低く設定する。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において、三次巻線Ｎ3を二次巻線Ｎ2の上部側に巻装する。三次巻線Ｎ3には、整流電流経路内に制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRを挿入した両波整流回路を設けることとして、被制御巻線ＮRのインダクタンスを制御して二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化するように構成する。【選択図】図１
2006054935.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線を一次側に巻装し、上記一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線と三次巻線とを二次側に巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記一次側直列共振回路に設定される第１の共振周波数よりも低い所定の第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と、
上記第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記第１の二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う第１の定電圧制御手段と、
上記三次巻線に誘起される交番電圧を入力して両波整流動作を行って、第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段と、
上記第２の二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うもので、被制御巻線と制御巻線とが巻装され、上記制御巻線に流れる直流電流である制御電流のレベルに応じて、自身の漏洩インダクタンスが可変されるようにして形成される制御トランスと、上記第２の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記制御電流のレベルを可変するレベル可変手段とを備え、上記第２の二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流回路における整流電流経路に対して上記被制御巻線を挿入して形成される第２の定電圧制御手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記三次巻線は、上記絶縁コンバータトランスにおいて、上記二次巻線に対して上部側となる位置に巻装される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
この第１の二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流素子のターンオフのタイミングでのみ共振動作を行う部分共振回路を形成するようにして接続される二次側部分共振コンデンサを備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記二次巻線と上記二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、ブリッジ整流回路を備える全波整流回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記二次巻線にセンタータップを施すことで、第１の二次巻線部と第２の二次巻線部とに分割し、
上記第１の二次巻線部の漏洩インダクタンス成分と、第１の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスにより第１の二次側直列共振回路を形成する、これら第１の二次巻線部と第１の二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと二次側平滑コンデンサを接続して形成される第１の倍電圧半波整流回路と、
上記第２の二次巻線部の漏洩インダクタンス成分と、第２の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスにより第２の二次側直列共振回路を形成する、これら第２の二次巻線部と第２の二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される第２の倍電圧半波整流回路とを備え、
上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電と、上記第２の倍電圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電とが、上記二次巻線に誘起される交番電圧の半周期のタイミングで交互に行われるようにされた倍電圧全波整流回路として形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記二次巻線と上記二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍電圧半波整流回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００３−２３５２５９号公報
【０００３】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１１は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図１１に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、半導体スイッチ（スイッチング素子）のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。
また、この図に示されるスイッチング電源回路は、複数系統の二次側直流出力電圧を出力する仕様とされている。
【０００４】
先ず、図１１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作により得られた整流出力は、平滑コンデンサＣｉに充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
【０００９】
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１０】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
ここで、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、図１２に示すようにして、例えばフェライト材による２つのＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、図示するボビンＢにより一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側には一次巻線Ｎ1を巻装し、二次側には後述する二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3(Ｎ3A，Ｎ3B）をそれぞれＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装するようにしている。
また、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.5mm以下のギャップＧを形成するようにしている。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合係数ｋ(1)としては、ｋ(1)＝０．７５以上となるようにしている。
【００１２】
さらに、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、上記二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3を巻装するのにあたって、先ず、三次巻線Ｎ3を中央磁脚に対して巻装した上で、この三次巻線Ｎ3の上部側に対して二次巻線Ｎ2を巻装するようにしている。
これによって、この場合の二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の間の結合係数ｋ(2)としてはｋ(2)＝０．９８程度となり、密結合とみなしてよい値が得られている。
【００１３】
説明を図１１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4によるブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣo1とにり形成される全波整流回路が備えられる。
これにより、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅo1は、メイン直流電源として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１４】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅo1の変動に対応したレベルの制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。このように、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo1の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降では、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって直流安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１５】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、上記した三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにセンタータップが施され、三次巻線部Ｎ3Aと三次巻線部Ｎ3Bとに分割される。
その上で、上記三次巻線Ｎ3に対しては、図示するように整流ダイオードＤo5、整流ダイオードＤo6、及び平滑コンデンサＣo2Aによる両波整流回路が備えられる。これにより、上記平滑コンデンサＣo2Aの両端電圧として、上記三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに誘起される交番電圧の等倍レベルに応じた整流平滑電圧（直流電圧）Ｅ2が生成される。
【００１６】
上記直流電圧Ｅ2のようにして、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo1以外の二次側直流出力電圧を生成した場合において、この直流電圧Ｅ2についても定電圧化を図ることとした場合において、現状では、例えば直流電圧Ｅ2の最大負荷電流が２Ａ以下となる条件では、ＩＣとしての部品による三端子シリーズレギュレータを備えることが行われている。つまり、図１１の場合であれば、直流電圧Ｅ2が入力となり、出力端子側には平滑コンデンサが接続されるようにして三端子シリーズレギュレータを設ける。これにより、定格レベルに対する直流電圧Ｅ2のレベルの余剰分を低減させるようにして、出力端子側の平滑コンデンサの両端電圧として、直流電圧Ｅ2を定電圧化したサブ直流電源の二次側直流出力電圧（Ｅo2）を得るようにされる。
しかし、図１１に示す電源回路のようにして、メイン直流電源（二次側直流出力電圧Ｅo1）についてスイッチング周波数制御方式による定電圧化を図るように構成した場合においては、このメイン直流電源以外の二次側直流出力電圧（直流電圧Ｅ2）について、メイン直流電源の負荷変動に伴う電圧変動が生じることが知られている。いわゆるクロスレギュレーションである。
このクロスレギュレーションが大きい場合、三端子シリーズレギュレータでは電力損失が相当に増加するために、総合的なAC→DC電力変換効率を許容範囲以上に低下させる要因となる。また、三端子シリーズレギュレータとしてのＩＣの発熱量も増加するために、放熱板も許容以上に大型化する。
【００１７】
そこで、例えば最大負荷電流が３Ａ以下の条件においては、降圧形チョッパから成るDC/DCコンバータによりサブ直流電源の安定化を図ることが行われる。降圧形チョッパによる安定化回路は、三端子シリーズレギュレータよりも高効率であることが知られている。図１１においては、直流電圧Ｅ2について、この降圧形チョッパにより安定化を図る構成を採っている。
【００１８】
図１１において、直流電圧Ｅ2を安定化する降圧形チョッパは、図示するようにして、直流電圧Ｅ2（平滑コンデンサＣo2A）に対して、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ10、整流ダイオードＤ7、チョークコイルＬ11、及び平滑コンデンサＣo2Bを接続して形成される。スイッチング素子Ｑ10に対してはボディダイオードＤD10が接続されている。
この降圧形チョッパは、直流電圧Ｅ2を入力してスイッチング素子Ｑ10によりスイッチングを行って得られる交番電圧を、整流ダイオードＤ7及びチョークコイルＬ11により半波整流して平滑コンデンサＣo2Bに充電することで、直流電圧Ｅ2から降圧された二次側直流出力電圧Ｅo2を平滑コンデンサＣo2Bの両端電圧として生成する。
【００１９】
この二次側直流出力電圧Ｅo2に対する定電圧制御は、制御回路３によって行われる。
制御回路３には二次側直流出力電圧Ｅo2が入力されている。制御回路３は、この入力された二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ10のゲートに出力するドライブ信号について、例えばスイッチング周波数は一定としたうえで、１周期内のパルス幅を可変する。つまり、ＰＷＭ制御を行う。これにより、１スイッチング周期内におけるスイッチング素子Ｑ10の導通角が可変される結果、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルも変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルを可変制御することによって、二次側直流出力電圧Ｅo2に対する安定化が図られることになる。
【００２０】
また、安定化されたサブ直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するための他の構成例を、図１３及び図１４に示す。
なお、これら図１３及び図１４において、一次側の構成及び二次巻線Ｎ2から二次側直流出力電圧Ｅo1を生成する整流回路系の構成は図１１と同様となっている。また、二次側直流出力電圧Ｅoについては、制御回路１と発振・ドライブ回路２を備える定電圧制御系によりスイッチング周波数制御により安定化することについても、図１０と同様である。
【００２１】
先ず、図１３は、磁気増幅器により安定化された二次側直流出力電圧Ｅo2を得るための構成を示している。
この場合においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3に対して二次側アースに接地されるセンタータップを設けることで、三次巻線Ｎ3について、三次巻線部Ｎ3A，Ｎ3Bに分割する。
そのうえで、三次巻線Ｎ3における三次巻線部Ｎ3A側の端部に対しては、可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ１の直列接続を介して整流ダイオードＤo5のアノードを接続する。また、三次巻線Ｎ3における三次巻線部Ｎ3B側の端部に対しては、可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ２の直列接続を介して整流ダイオードＤo6のアノードを接続する。そして、整流ダイオードＤo5，Ｄo6のカソードを平滑コンデンサＣo2の正極端子に接続する。つまり、正／負の整流電流経路に対してそれぞれ可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２が挿入されるようにして、両波整流回路を形成する。
そのうえで、リセット電圧可変用のダイオードＤV1のカソードを整流ダイオードＤo5のアノードに接続し、リセット電圧可変用のダイオードＤV2のカソードを整流ダイオードＤo6のアノードに接続する。ダイオードＤV1，ＤV2の各アノードは、トランジスタＱ20のコレクタと接続される。トランジスタＱ20のエミッタは、抵抗Ｒ1を介して二次側直流出力電圧Ｅo2の正極ラインと接続される。
なお、可飽和インダクタＳＲ（ＳＲ１，ＳＲ２）は、例えばコバルト系アモルファスなどの材質による円形のトロイダルコアに対して、単線の巻線を所要の巻数により巻装して構成される。このようにして形成される可飽和インダクタＳＲのＢ−Ｈ特性は、ヒステリシス特性として、角形比が大きいものとなることが知られている。
【００２２】
この場合の制御回路４は、二次側直流出力電圧Ｅo1の安定化のために、可飽和インダクタＳＲ1，ＳＲ2の磁束を制御する。制御回路４は、シャントレギュレータ等を備えた誤差増幅器として形成され、入力された二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルに応じて、トランジスタＱ20のベース電流レベルを可変制御する。これに応じて、トランジスタＱ20のコレクタ電流レベルが可変されることになる。トランジスタＱ20のコレクタは、リセット電圧可変用のダイオードＤV1，ＤV2のアノードの接続点に接続されているから、コレクタ電流レベルが可変されることによっては、可飽和インダクタＳＲ1，ＳＲ2における磁束のリセット電圧を可変するためのコントロール電圧が可変されることとなる。
【００２３】
周知のようにして、上記リセット電圧が可変されるのに応じては、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ2が不飽和状態となる期間の時間長を可変することになるが、これにより、両波整流回路における整流電流が流れないとされる期間も可変されることになる。これに応じて、単位時間あたりの負荷への電力供給時間も短縮されて、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルも変化することになる。このようにして、図１３に示す構成では、両波整流によって得られる二次側直流出力電圧Ｅo2の安定化を図るようにされる。
【００２４】
また、安定化された二次側直流出力電圧Ｅo2（サブ直流電源）を生成するための他の構成として、同期整流回路を備えた構成を図１４に示す。なお、この図において、図１３と同一部分には同一符号を付してここでの説明は省略する。
この図１４における二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するための整流回路系としては、図１１に示した構成の降圧形チョッパを同期整流回路として形成している。このために、図１４では、降圧形チョッパを形成する整流ダイオードＤ7に対して並列に同期整流用のスイッチング素子Ｑ11を接続している。スイッチング素子Ｑ11に対してはダイオードＤD11が並列に接続されているが、このダイオードＤD11は、ＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ11のボディダイオードである。
また、この場合において、降圧形チョッパを形成するスイッチング素子Ｑ10と、上記同期整流用のスイッチング素子Ｑ11には、2mΩ程度の低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを選定し、整流ダイオードＤ7にはショットキーダイオードを選定している。
【００２５】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ10，Ｑ11を駆動するために同期整流用発振・ドライブ制御回路５を備える。この同期整流用発振・ドライブ制御回路５は、先ず、図１１に示した制御回路３と同様にして、二次側直流出力電圧Ｅo2を入力して、そのレベル変動に応じてスイッチング素子Ｑ10のスイッチング動作についてＰＷＭ制御を実行することで、二次側直流出力電圧Ｅo2を定電圧化する。そのうえで、スイッチング素子Ｑ11については、整流ダイオードＤ7のオン／オフと同期したタイミングでオン／オフ動作が行われるようにスイッチング駆動を行うようにされる。
このような動作が得られることで、整流ダイオードＤ7に流れるべき整流電流は、スイッチング素子Ｑ11にも分岐して流れることになる。これにより、スイッチング素子Ｑ11が接続されていない場合と比較して、整流ダイオードＤ7に流れる整流電流のピークレベルは大幅に低下することとなって、整流ダイオードＤ7における導通損も大幅に低減されることになる。また、スイッチング素子Ｑ11は、上記しているように低オン抵抗であるために、その導通損は無視してよい程度に少ない。つまり、この図１４に示す同期整流回路を備えた定電圧制御系では、例えば図１１に示した降圧形チョッパのみによる定電圧制御系と比較して、大幅に電力損失が低減されることになる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、図１１に示したように、スイッチング周波数制御方式によりメイン直流電源の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採る場合には、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲が、比較的広範囲となる傾向にある。特に、電子機器においては、最大負荷から無負荷まで広範に負荷が変動するものがあり、これに対応するとした場合にはスイッチング周波数の可変制御範囲は大幅に拡大される。
【００２７】
このことについて、図１５を参照して説明する。図１５は、図１１に示した電源回路におけるメイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルとの関係により示している。
また、図１１の電源回路では、スイッチング周波数制御方式として、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用して二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルをコントロールする、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。
【００２８】
ここで、一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ１に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、図１５に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【００２９】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは低下する。
【００３０】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅo1について、Ｅo1＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、図１１に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００３１】
図１１に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo1の最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応すして、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo1＝１３５Ｖで安定化されるように定電圧制御を行うようにされる。
この場合、図１１に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０ＫＨｚ〜２００ＫＨｚ以上であり、Δｆｓとしても１２０ＫＨｚ以上と相応に広範囲なものとなる。
【００３２】
電源回路として、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られている。
【００３３】
図１１に示した電源回路について、上記したワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応では、上記のようにして、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に応じて拡大された二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動に対して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図１１に示した回路では、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、約８０ＫＨｚ〜５００ＫＨｚにまで拡大する必要がでてくる。
【００３４】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００ＫＨｚ程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを得たとしても、この程度にまでスイッチング素子を高周波駆動した場合には電力変換効率が著しく低下するために、実際に実用可能な電源回路を得ることはできない。
【００３５】
このために、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路について、実際にワイドレンジ対応とするのにあたっては、例えば下記のような構成を採ることが行われている。
【００３６】
１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように構成することが知られている。
このような構成では、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うようにされる。
【００３７】
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために平滑コンデンサを２本設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００３８】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００３９】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
【００４０】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
【００４１】
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。また、ワイドレンジ対応のためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、半導体スイッチによる切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
【００４２】
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成に対して、２本のスイッチング素子を追加しなければならない。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
【００４３】
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成においては存在しなかった固有の問題を抱える。
【００４４】
また、図１１に示した電源回路そのものについて、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲であることに起因するもう１つの問題点としては、二次側直流出力電圧Ｅo1についての安定化の高速応答特性が低下するということが挙げられる。
例えば、電子機器によっては、例えば最大負荷と無負荷との間で即時に切り換わるような負荷変動の動作を行うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる極端な負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧の定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数の制御範囲が広範であると、このような急峻な負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を規定にレベルに収束させるスイッチング周波数まで可変させるために比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。そして、このような定電圧制御の応答性の遅れにより、二次側直流出力電圧Ｅo1レベルの変動が助長され、結果的に二次側直流出力電圧Ｅo1の変動幅の拡大を招くことになる。
【００４５】
さらに、図１１に示した電源回路では、二次側の直流出力電圧として複数系統を出力するように構成されているが、このような構成では、二次側の直流電圧Ｅ2についてクロスレギュレーションが生じることは前述したとおりである。
そこで、図１１の構成としては、降圧形チョッパにより直流電圧Ｅ2について定電圧制御を行って、安定化された二次側直流出力電圧Ｅo2を得るようにしている。
前述もしたように、降圧形チョッパは、三端子シリーズレギュレータと比較すれば低電力損失であるものの、電力損失は決して少ないとはいえない。
また、降圧形チョッパは１つの独立したスイッチングコンバータであり、メインの一次側スイッチングコンバータが例えば約８０ＫＨｚ〜２００ＫＨｚのスイッチング周波数の範囲で動作するのに対して、降圧形チョッパは、例えば２５０ＫＨｚ以下の固定のスイッチング周波数による全く異なるスイッチング動作を行う。このために、二次側のアース電位が一次側に干渉して動作が不安定となる。このために、降圧形チョッパのスイッチング動作波形が矩形波状であることとも併せて、電源回路内に発生するノイズ量が増加するので、例えば電源回路基板のパターン設計が困難になる。
【００４６】
そこで、図１３に示した磁気増幅器による安定化回路を備えた構成とすれば、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成する回路系のスイッチング動作は、一次側スイッチングコンバータと同期することになるので、上記したアース電位の干渉は生じることがなくなる。
しかしながら、磁気増幅器による安定化回路は、可飽和インダクタＳＲとしてのトロイダルコアと、リセット電圧可変用のダイオード素子（ＤV1，ＤV2）、及びリセット電流出力用のパワートランジスタ（Ｑ20）などの半導体素子が必要である。例えば実際においては、リセット電圧可変用のダイオード素子には、ショットキーダイオードが選定される。また、リセット電流出力用のパワートランジスタには、対応負荷に応じた耐電圧、耐電流のものが選定される。これらの半導体素子は比較的高価であるから、比較的大幅なコストアップを招く。
また、降圧形チョッパと比較すれば低損失ではあるが、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷条件として最大負荷電流が大きくなるのに従って、可飽和インダクタＳＲにおける鉄損、銅損により、電力損失が増加する。つまり、負荷条件として負荷電流が大きくなるほど電力変換効率は不利になる。
【００４７】
また、例えば図１１に示した電源回路において、図１４に示した構成を採ることとすれば、電力損失を大幅に低減することが可能になるので、電力変換効率の点では有利となる。特に、図１１に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅo2の最大負荷電流が３Ａ以上となる負荷条件の場合に図１４に示した構成を採ることで、有効に電力損失を抑えることができる。
しかしながら、この図１４に示す二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化する構成は、図１２と同様の降圧形チョッパを基礎としている以上、前述した二次側のアース電位の干渉、スイッチングノイズ増加の問題などをそのまま抱えることになる。また、スイッチング素子Ｑ10，Ｑ11について、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを選定し、また、同期整流回路に対応した駆動回路系（同期整流用発振・ドライブ制御回路５）を備える必要があるなど、図１１と比較して部品コストが高くなる。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、一次側に共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路について、できるだけ簡易でコストアップのない構成によりワイドレンジ対応を実現することを目的とする。そのうえで、二次側において１つのメイン直流電源と、１以上のサブ直流電源との、複数の直流出力電圧を生成して出力するのにあたって、サブ直流電源のクロスレギュレーションについても、上記した問題をクリアしたうえで有効に抑制できるようにすることを目的とする。
【００４９】
そして上記目的を達成するために、スイッチング電源回路として下記のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線を一次側に巻装し、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線と三次巻線とを二次側に巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、一次側直列共振回路に設定される第１の共振周波数よりも低い所定の第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と、第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、第１の二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う第１の定電圧制御手段を備える。
また、三次巻線に誘起される交番電圧を入力して両波整流動作を行って、第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段と、第２の二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うもので、被制御巻線と制御巻線とが巻装され、制御巻線に流れる直流電流である制御電流のレベルに応じて、自身の漏洩インダクタンスが可変されるようにして形成される制御トランスと、第２の二次側直流出力電圧のレベルに応じて制御電流のレベルを可変するレベル可変手段とを備え、第２の二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流回路における整流電流経路に対して被制御巻線を挿入して形成される第２の定電圧制御手段とを備えることとする。
【００５０】
上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側に対しても直列共振回路を形成するものとしている。その上で、このように二次側に形成された二次側直列共振回路の第２の共振周波数を、一次側直列共振回路の第１の共振周波数よりも低い所定の値に設定するものとしている。
このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになるが、これにより、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の交番電圧に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
【００５１】
また、本発明では、絶縁コンバータトランスの二次側において、スイッチング周波数可変制御により安定化が行われる上記第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と共に、第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段を備えるものとしている。そのうえで、第２の二次側直流出力電圧については、第２の定電圧制御手段により安定化されるようになっている。つまり、第２の二次側直流出力電圧についてのクロスレギュレーションの問題を解消している。
第２の定電圧制御手段は、制御トランスと、第２の二次側直流出力電圧のレベルに応じて制御トランスの制御巻線に対して流すべき直流電流である制御電流レベルを可変する手段とを備えて構成されるもので、例えば降圧形コンバータのようなスイッチング動作を伴わなず、また、消費電力も小さくて済む。さらに、実際には、小型で少数の部品で構成可能である。
【発明の効果】
【００５２】
このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が従来よりも縮小されることから、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応の電源回路が、容易に実現化可能となる。
このようにして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応が実現化されることで、例えば、商用交流電源の定格レベルに応じて、整流回路系を切り換えたり、あるいは、例えばハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合との間で回路を切り換えるための構成を採る必要はなくなる。
これにより、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られるほか、電子機器への電源回路の適用範囲が拡がったり、また、スイッチングノイズにも有利となったりするなどの効果が得られる。
【００５３】
また、このような本発明の構成を実現するためには、基本的な構成としては、一次側にのみ直列共振回路を形成する構成に対して、少なくとも二次側直列共振コンデンサを設けることとすればよいわけであり、非常に少ない部品点数の追加によりワイドレンジ対応が実現される。
【００５４】
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、例えば負荷電力が最大／無負荷で高速に変動する場合には、定電圧制御の応答性も向上されることとなり、この点で、より高い信頼性を得ることができる。
【００５５】
さらに、本実施の形態では、第２の二次側直流出力電圧についてのクロスレギュレーションの問題を解消するのにあたって、例えば降圧形コンバータ、磁気増幅器、及び同期整流回路などと比較して、回路規模、コスト、電力変換効率などについて、大幅に改善され、また、有利となっているものである。つまり、先行技術にあったようなデメリットを伴うことなく有効にクロスレギュレーションを改善している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５６】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）として、第１の実施の形態となるスイッチング電源回路の構成を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００５７】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣにより形成されるコモンモードノイズフィルタを設けている。
そして、上記ノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路による整流回路部Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流回路部（ブリッジ整流回路）Ｄｉの整流出力を平滑化した整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが得られる。
【００５８】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５９】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（一次側部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００６０】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動するためのものとされ、例えば汎用のスイッチング駆動用ＩＣとして構成され、発振回路及び駆動回路を有する。
発振回路によっては所要の周波数の発振信号を生成し、駆動回路は、この発振信号を入力して、ＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をそれぞれスイッチング駆動するための電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数により、交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００６１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻き始め端部が、一次側アースに接続される。また、一次巻線Ｎ１の巻き終わり端部が、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、この一次巻線Ｎ１にスイッチング出力が伝達されるようになっている。
【００６２】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
図２に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、後述する二次巻線Ｎ2及び三次巻線Ｎ3を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2，Ｎ3）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００６３】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.8mm程度を設定し、これによって一次側と二次側との結合係数ｋ(1)としては、例えばｋ(1)＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋ(1)としては、ｋ(1)＝０．６３を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００６４】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造によれば、一次側と二次側の結合度は、先に図１１に示した先行技術の電源回路の場合よりも低下する。つまり、図１１に示した電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアのギャップについては1.5mm以下、結合係数ｋ(1)＝０．７５以上とされていたが、本実施の形態では、これより疎結合の状態としている。
【００６５】
さらに、本実施の形態では、前述したようにボビンＢの二次側の巻装領域に対しては、二次巻線Ｎ2及び三次巻線Ｎ3を巻装することになるのであるが、これら二次巻線Ｎ2及び三次巻線Ｎ3については、図示するようにして、二次巻線Ｎ2の上部側に対して三次巻線Ｎ3を巻装することとしている。つまり、ボビンＢの二次側の巻装領域において、先に所定巻数による二次巻線Ｎ2を巻装し、この後に、三次巻線Ｎ3を巻装するようにされる。
【００６６】
このようにして二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3を巻装することで、先行技術である図１１の電源回路のようにして二次巻線Ｎ2を三次巻線Ｎ3の上部に巻装した場合（図１２参照）と比較して、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3との結合係数ｋ(2)は低下する。
つまり、図２のようにして二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3を巻装した場合、三次巻線Ｎ3の長さは、先行技術の場合（図１２）と比較して長くなる。これにより、三次巻線Ｎ3の自己インダクタンスが増加することになるが、これは等価的に三次巻線Ｎ3のリーケージインダクタンスを増加させることになる。この結果、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合係数ｋ(2)としては、先行技術の電源回路よりも低下する。
実際における結合係数ｋ(2)としては、先行技術である図１１の電源回路についてはｋ(2)＝０．９８であったのに対して、本実施の形態では、ｋ(2)＝０．９４が設定される。
【００６７】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によって一次側直列共振回路を形成する。
先に説明した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、上記一次側直列共振回路に伝達されることになる。そして、一次側直列共振回路が伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６８】
ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2については、先ず、その巻き終わり端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。これにより、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。
【００７０】
上記二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対しては、４本の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣo1とにより形成される全波整流回路が接続される。
この全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣo1の両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅo1は、メイン直流電源となるものであり、図示しないメインとしての負荷側に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この全波整流回路による二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。
【００７１】
ここで、本実施の形態においては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととしている。そして、実際においては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１／２となるようにして設定している。図１に示す電源回路の実際として、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は約７０ＫＨｚが設定されるので、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２としては、３５ＫＨｚ程度に設定されることになる。
【００７２】
また、図１に示す電源回路の二次側においては、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対して並列に二次側部分共振コンデンサＣｐ2を挿入している。
この二次側部分共振コンデンサＣｐ2のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によっては、二次側部分電圧共振回路としての並列共振回路が形成される。そして、この二次側部分電圧共振回路によっては、二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組と、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の各組がターンオフするタイミングにおいてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この部分電圧共振動作によって、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］［Ｄo2，Ｄo3］の各組のターンオフ時に生じる逆方向電流を流す経路が形成されることとなって、このときの無効電力が低減される結果、二次側整流回路における電力損失の低減が図られる。
【００７３】
これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ1）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）及び二次側部分電圧共振回路（Ｌ2//Ｃｐ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては多重共振形コンバータということにする。
【００７４】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅo1をスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを安定化させるように動作する。
【００７５】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅo1が低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅo1は低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅo1が安定化されることになる。
【００７６】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、上記した二次巻線Ｎ2と共に、三次巻線Ｎ3が巻装される。
この場合の三次巻線Ｎ3は、センタータップが施されることで三次巻線Ｎ3Aと三次巻線Ｎ3Bとに分割される。センタータップは二次側アースに接続される。
そして、三次巻線Ｎ3の巻終わり端部（Ｎ3A側の端部）は、後述する制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR1の直列接続を介して整流ダイオードＤo5のアノードと接続される。三次巻線Ｎ3の巻始め端部（Ｎ3B側の端部）は、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR2の直列接続を介して整流ダイオードＤo6のアノードと接続される。
整流ダイオードＤo5，Ｄo6の各カソードは、（二次側）平滑コンデンサＣo2の正極端子に対して接続される。平滑コンデンサＣo2の負極端子は、二次側アースと接続される。
【００７７】
上記した三次巻線Ｎ3に対する部品素子の接続態様によっては、基本的な構成として、整流ダイオードＤo5,Ｄo6及び平滑コンデンサＣｏ2とによる両波整流回路が形成されていることになる。そして、この両波整流回路の整流電流経路である、三次巻線Ｎ3の両端と整流ダイオードＤo5，Ｄo6のアノードとの間の各ラインに対して、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR1，ＮR2をそれぞれ挿入しているものである。
この両波整流回路の動作として、一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作に応じて三次巻線Ｎ3に誘起される交番電圧Ｖ3が正極性となる半周期の期間においては、三次巻線Ｎ3A−被制御巻線ＮR1−整流ダイオードＤo5−平滑コンデンサＣｏ2の経路で整流電流が流れることで平滑コンデンサＣｏ2に対する充電を行うようにされる。また、交番電圧Ｖ3が負極性となる半周期の期間においては、三次巻線Ｎ3B−被制御巻線ＮR2−整流ダイオードＤo6−平滑コンデンサＣｏ2の経路で整流電流が流れることで平滑コンデンサＣｏ2に対する充電を行うようにされる。このような整流動作により、平滑コンデンサＣｏ2の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo2が生成される。
この二次側直流出力電圧Ｅo2は、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo1に対してはサブ直流電源となるものであり、所定のサブとしての負荷に供給される。
また、定電圧制御のための検出入力として、制御回路３に対しても分岐して入力される。
本実施の形態の電源回路においては、上記制御回路３及び制御トランスＰＲＴから成る定電圧制御系によって二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化するようにされている。
【００７８】
ここで、制御トランスＰＲＴの構造例を、図３に示しておく。
この図に示される制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１１と、このダブルコの字型コアＣＲ１１の平板部とほぼ同じ平面サイズを有する平板コアＣＲ１２を備える。そして、ダブルコの字型コアＣＲ１１の４本の磁脚端部を、平板ＣＲ１２の四隅に対向させて組み合わせるようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１と平板コアＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１の磁脚のうちで、ギャップＧが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、被制御巻線ＮR1，ＮR2をそれぞれ所定ターン数（巻数）により巻装する。また、制御巻線Ｎcは、上記被制御巻線ＮR1，ＮR2よりも磁脚端部側となる巻回位置において、ギャップが形成されていない２本の隣り合う磁脚にまたがるようにして、所定ターン数により巻装する。
このような構造により、制御トランスＰＲＴとしては制御巻線Ｎｃに流れる電流の増加により飽和状態となる可飽和リアクタとして構成される。
なお制御トランスＰＲＴの構造としては、過飽和リアクタとしての機能が得られるようにされれば、この図３に示した例に限定されるものではない。
【００７９】
上記構成による図１の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2））を備えるようにされている。本実施の形態では、このような構成を採ることで、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応する、いわゆるワイドレンジ対応を可能とする。この点について、図４、図５、及び図６を参照して説明する。
【００８０】
図４の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
【００８１】
この図４に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流が入力されている。つまり、スイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）に供給することになる。この一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路（Ｃ2−Ｌ2）としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
【００８２】
上記した接続態様となる図４の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【００８３】
ここで、図４に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図５を参照して説明する。
【００８４】
図５は、二次側直流出力電圧Ｅo1についての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを縦軸にとっている。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、約１／２程度となるように設定されているので、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２とでは、共振周波数ｆｏ１のほうが高い周波数となる。図５においてスイッチング周波数ｆｓを示す横軸に対しては、共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２を対応させて示しているが、この図５においても、共振周波数ｆｏ１のほうが共振周波数ｆｏ２よりも高くなっている。
【００８５】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【００８６】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅo1がピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2006054935.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2006054935.tif 000004
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2006054935.tif 000005
により表される。
【００８７】
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【００８８】
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．７５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【００８９】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、後述するようにして、二次側直流出力電圧Ｅo1を安定化するために必要なスイッチン周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによってワイドレンジ対応とすることを可能とするものである。
【００９０】
上記もしているように、本実施の形態の電源回路における、スイッチング周波数制御による二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル制御としては単峰特性となる。この単峰特性と、先に図１５により説明した先行技術の特性とを実際に比較してみると、図１５に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。なお、確認のために述べておくと、この特性は、先行技術の電源回路（図１１）が二次側直列共振回路を備えないことで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１とスイッチング周波数ｆｓとの周波数差のみによって決まる共振インピーダンスによって、二次側直流出力電圧Ｅo1が制御されることで得られるものである。
そして、上記のようにして図１５に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅo1について定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０ＫＨｚ〜２００ＫＨｚ以上であり、Δｆｓ＝１２０ＫＨｚ以上となるため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【００９１】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【００９２】
この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅo1を所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅo1を所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【００９３】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅo1の制御特性である単峰特性は、先に図１５に示した先行技術の電源回路（図１１）の制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２２０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１５に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１５に示されるΔｆｓに対して１／２０程度にまで縮小されている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【００９４】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の上記周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、適正にメイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo1を安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００９５】
続いては、図１に示す本実施の形態の電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅo2に対する定電圧制御動作について説明する。
図１により説明したように、二次側直流出力電圧Ｅo2に対する安定化は、上記制御回路３及び制御トランスＰＲＴから成る定電圧制御系によって行われる。
【００９６】
制御回路３は、例えば増幅素子であるトランジスタを備える簡易な小信号対応の誤差増幅器、Ａ級増幅器により形成可能とされており、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルに応じて、そのレベルが可変となる直流電流である制御電流Ｉcを、制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流すようにされている。
【００９７】
ここで、例えば二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷が軽くなったことで二次側直流出力電圧Ｅo2が上昇するようにして変化したとする。これに応じて、制御回路３においては、制御電流Ｉcのレベルを低下させるように制御する。制御トランスＰＲＴにおいては、制御電流Ｉcのレベルが低下していくのに応じて、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスを増加させる。
つまり、制御回路３によっては、二次側直流出力電圧Ｅo2が上昇するのに応じては、制御トランスＰＲＴ１の被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスを増加させ、また、二次側直流出力電圧Ｅo2が低下するのに応じては、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスを増加させる動作が得られる。
【００９８】
ここで、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR1，ＮR2は、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するための整流ダイオードＤo5，Ｄo6の各整流電流経路に挿入されるものであり、上記のようにしてインダクタンスが可変制御されることによっては、整流ダイオードＤo5，Ｄo6のオン期間に流すべき整流出力電流ベルを変化させることになる。この結果、この整流電流レベルで以て充電される平滑コンデンサＣｏ2の両端電圧、つまり、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルが変化することになる。そして、この二次側直流出力電圧Ｅo2のレベル変化は、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが増加するのに応じて、低減する傾向となる。このようにして制御回路３が動作する結果、二次側直流出力電圧Ｅo1が安定化されるようにして制御されることになる。
【００９９】
なお、上記した定電圧制御の基本的な動作については、三次巻線Ｎ3の両端電圧をＶ3、整流ダイオードＤo1（Ｄo2）のアノード電位をＶ4、三次巻線Ｎ3のインダクタンスをＬ3、被制御巻線ＮR1(ＮR2）のインダクタンスをＬRとして、
Ｖ4＝Ｖ3×Ｌ3／（Ｌ3＋ＬR）＝Ｖ3／（１＋ＬR／L3）・・・（式６）
により表すことができる。
【０１００】
また、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅo2に対する安定化については、先に図２により説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに対する二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の巻装の仕方も関連している。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに対して、二次巻線Ｎ2の上部側となるようにして三次巻線Ｎ3を巻装することとしている。これにより、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合度について、先行技術の電源回路（二次巻線Ｎ2を三次巻線Ｎ3の上部側に巻装している）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴ（図１２参照）の場合よりも低下させて、より疎結合の状態としている。確認のために述べておくと、実際としては、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合係数ｋ(2)について、先行技術では、ｋ(2)＝０．９８であったのに対して、本実施の形態ではｋ(2)＝０．９４が設定される。
【０１０１】
例えば、図１１に示される先行技術の電源回路においては、結合係数ｋ(2)＝０．９８程度の高い結合度となっていることで、二次巻線Ｎ2と、三次巻線Ｎ3A，Ｎ3Bとの物理的な離間距離の相違により、整流ダイオードＤo5を流れる整流電流と、整流ダイオードＤo6を流れる整流電流とでピークレベルに相当の差（不均衡）が生じる。これにより、直流電圧Ｅ2のレベル変動も大きくなって、クロスレギュレーションを増加させる要因となっていたものである。
【０１０２】
これに対して、本実施の形態のようにして、先行技術の場合よりも低い所要範囲の結合係数ｋ(2)を設定することによっては、上記した二次巻線Ｎ2と、三次巻線Ｎ3A，Ｎ3Bとの物理的な離間距離に起因して生じる整流電流のレベル差は縮小されてほぼ同一レベルとすることが可能となる。つまり、クロスレギュレーションを小さくすることが可能となっている。
【０１０３】
例えば、結合係数ｋ(2)＝０．９８となっている先行技術の電源回路に対して、本実施の形態と同様にして、制御トランスＰＲＴにより二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化する構成を採った場合には、上記した三次巻線Ｎ3の交番電圧の各半波（半周期）の期間に流れる整流電流のレベル差によるクロスレギュレーションの増加分に応じて、二次側直流出力電圧Ｅo2が一定となるように制御する必要がある。このためには、被制御巻線ＮR（ＮR1，ＮR2）のインダクタンス可変範囲を拡大するために、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRを所要分増加することになるが、これは、その分の制御トランスＰＲＴの大型化を招く。
これに対して本実施の形態では、三次巻線Ｎ3の交番電圧の各半周期の期間に流れる整流電流のレベル差によるクロスレギュレーションの増加の問題は解消されている。従って、二次側直流出力電圧Ｅo1を安定化するのにあたり、被制御巻線ＮRのインダクタンス可変範囲は、先行技術の電源回路と比較して小さく設定すればよい。これにより、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRについて、より少ない巻数とすることができるために、制御トランスＰＲＴも、その分、小型とすることができる。
【０１０４】
図７の波形図は、図１に示す電源回路において、主としては、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成する整流回路系及び定電圧制御系の動作を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のものとされる。また、図７の左側には、二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ（最大負荷電力）、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷電力Ｐｏ1＝３０Ｗ（最大負荷電力）時の波形が示される。図７の右側には、二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷電力Ｐｏ＝１２．５Ｗ、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷電力Ｐｏ1＝３Ｗ時における、左側と同一部位の波形が示されている。
【０１０５】
また、この図に示す波形図は、図１に示す電源回路の要部について下記のようにして選定したうえで実験を行って得たものである。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとした。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ、三次巻線Ｎ3＝６Ｔとなる。そのうえで、前述もしているように、二次側ボビンに対しては、二次巻線Ｎ2の上部側に三次巻線Ｎ3を巻装した構造としている。
上記構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ(1)＝０．６３、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合係数ｋ＝０．９４となる。
また、制御トランスＰＲＴについては、先ず、図３に示したａ×ｂ×ｃのサイズについて、例えば16mm×16mm×23mmとしている。また、各巻線の巻数は、被制御巻線ＮR1＝ＮR2＝８Ｔ、制御巻線Ｎc＝１０００Ｔとしている。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝Ｃｐ2＝３３０ｐＦ
そして、実験にあたっては、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖのワイドレンジ入力で、二次側直流出力電圧Ｅo1については、Ｅo1＝１２５Ｖで、最大負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗ、二次側直流出力電圧Ｅo2については、Ｅo2＝１２Ｖで、負荷電力Ｐｏ1＝３０Ｗ〜０Ｗとなる条件としている。
なお、後述する図８の特性としても、上記した図１の電源回路の部品素子の選定、交流入力電圧ＶACの入力条件、及び二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2の負荷仕様のもとで実験を行って得たものである。
【０１０６】
この図７に示すスイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2がオンの期間には０レベルで、オフとなる期間においては直流入力電圧（Ｅｉ）のレベルでクランプされる矩形波状となる。なお、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧波形は、この電圧Ｖ1を１８０°移相させたものとなる。つまり、電圧Ｖ1の波形は、一次側スイッチングコンバータのスイッチングタイミングを示しているといえる。
【０１０７】
三次巻線Ｎ3に誘起される交番電圧Ｖ3は、図示するようにして、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周期に同期して正／負で反転する波形となっている。これに応じて、整流ダイオードＤo5のアノードと二次側アース間の電位である電圧Ｖ4としても、上記電圧Ｖ3とほぼ同様の周期タイミングにより正／負で反転する矩形波となっている。
【０１０８】
そして、整流ダイオードＤo5に流れるべき整流電流ＩD1としては、正極性の上記電圧Ｖ4が印加される期間において、鋸歯状により時間経過を伴って増加していくようにして流れる波形となる。また、整流ダイオードＤo6に流れるべき整流電流ＩD2は、電圧Ｖ4としては負極性となって整流ダイオードＤo6に対して正極性の電位が印加される期間において、同様にして、鋸歯状波形により流れるものとなる。
なお、整流電流ＩD1，ＩD2が鋸歯状波形により流れるのは、整流ダイオードＤo5，Ｄo6の各々に対して直列に接続される被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンス作用によるものである。
上記のようにして整流電流ＩD1，ＩD2が流れることで、三次巻線Ｎ3のセンタータップのラインに流れる巻線電流Ｉ3は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形となる。
【０１０９】
ここで、図７の波形図としては、左側が重負荷時の波形を示しており、右側が軽負荷時の波形を示していることになる。
この重負荷時と軽負荷時の波形を比較してみると、三次巻線Ｎ3の両端電圧Ｖ3は１７Ｖｐ、電圧Ｖ4は１２．５Ｖであり、負荷変動に対して変化していないことが分かる。
これに対して、整流電流ＩD1，ＩD2は、左側の重負荷時においては５Ａｐで流れているが、右側の軽負荷時においては、０．３Ａｐにまで低減している。
上記のようにして、負荷変動に応じて整流電流ＩD1，ＩD2のレベルが変化しているのは、先に説明したように、制御トランスＰＲＴ及び制御回路３による定電圧制御動作が適正に実行されていることを示している。
【０１１０】
また、図８は、図１に示す電源回路についての実験結果として、二次側直流出力電圧Ｅo1（メイン直流電源）の負荷電力Ｐｏの変動に対応するスイッチング周波数ｆｓ、及び二次側直流出力電圧Ｅo2（サブ直流電源）の変化特性を示している。
なお、ここでは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２２０Ｖ時における、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの負荷変動範囲での特性について、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷電力Ｐｏ1＝３０Ｗ、０Ｗ時とでそれぞれ測定した結果を示している。
【０１１１】
先ず、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２２０Ｖ時とで共に、二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷電力Ｐｏが軽負荷の条件となるのに従って比例的に上昇するようにして変動する傾向となっている。これは、スイッチング周波数制御方式として、アッパーサイド制御による定電圧制御が実行されていることを示している。また、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷電力Ｐｏ1＝３０Ｗ時と０Ｗ時とでのスイッチング周波数ｆｓの変動特性によっては、スイッチング周波数ｆｓは、二次側直流出力電圧Ｅo2が軽負荷の条件となるのに従って高くなるように制御される特性にもなっていることが分かる。
【０１１２】
そのうえで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のスイッチング周波数ｆｓについては、６５ＫＨｚ近辺での数ＫＨｚ程度の非常に少ない変化量（可変制御範囲）でありながら、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの負荷変動に対する定電圧制御が可能となっていることが示される。
また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時よりも、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化量は大きくはなっているものの、９０ＫＨｚ近辺から１１０ＫＨｚ近辺までの約２０ＫＨｚ程度の変化量であり、可変制御範囲としては依然として少ない。
そして、この図に依れば、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２２０Ｖ、二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷変動範囲Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗ、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷変動範囲Ｐｏ1＝３０Ｗ〜０Ｗの条件の下で必要となるスイッチング周波数ｆｓの制御範囲としては、最低が約６５ＫＨｚで、最高は１２０ＫＨｚ未満程度の範囲であることになる。前述もしたように、現状におけるスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限は２００ＫＨｚ程度である。従って、上記している約６５ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚ程度のスイッチング周波数ｆｓの範囲は、現状のスイッチング駆動用ＩＣにより充分に得られるものとなっている。つまり、本実施の形態の電源回路としては、前述もしたように、スイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲が大幅に縮小されていることで、スイッチング周波数制御のみによってワイドレンジ対応を可能としているものである。
【０１１３】
また、二次側直流出力電圧Ｅo2は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２００Ｖ時との何れの交流入力条件においても、二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2の負荷変動にかかわらず、１２Ｖで一定となっている。つまり、制御トランスＰＲＴ及び制御回路３から成る定電圧制御系により、二次側直流出力電圧Ｅo2が安定化されている結果が示されているものである。
【０１１４】
図１に示した本実施の形態の電源回路としては、先ず、前述したように、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応を可能としている。
これにより、例えば先行技術の１つとして説明したように、例えば、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることができることとなって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。
さらに、実施の形態の電源回路によれば、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路の適用範囲を広げることができる。
【０１１５】
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ直列共振回路を備えるこれまでの電流共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側直列共振コンデンサの１点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない追加構成で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
【０１１６】
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、定電圧制御の応答性も大幅に改善されることになる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大負荷と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
そして、このようなスイッチング負荷を持つ機器に搭載される電源回路が従来のように広範囲な必要制御範囲Δｆｓを有するものである場合は、このような負荷変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1の定電圧化のためにスイッチング周波数ｆｓをその分多く変化させなければならないため、定電圧制御の応答性に関しては性能的に不利になっていた。
これに対して、本実施の形態では、このように負荷電力Ｐｏが最大と無負荷とで高速に変動する場合も、必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されるため、定電圧制御の応答性を大幅に改善することができる。
このように定電圧制御の応答性が向上することで、上記スイッチング負荷としての最大負荷／無負荷の間での高速な負荷変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1の定電圧制御特性をこれまでよりも抑制することができる。
【０１１７】
また、図１に示す本実施の形態の電源回路では、前述したように、サブ直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo2についても、制御回路３及び制御トランスＰＲＴから成る定電圧制御回路系を備えることによって安定化するようにしている。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo1に対する二次側直流出力電圧Ｅo2のクロスレギュレーションを解消している。
【０１１８】
先に説明したように、サブ直流電源である二次側直流出力電圧Ｅo2のクロスレギュレーションを解消することを目的として、二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化するのにあたっては、例えば他に、シリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器を備える定電圧制御系とすることが知られている。
【０１１９】
しかしながら、先にも説明したように、シリーズレギュレータにより安定化する構成では、電力損失が相当に大きいために電力変換効率的は不利であり、発熱の問題も無視できない。
また、降圧形コンバータも電力損失は多いといえる。また、降圧形コンバータは１つのスイッチングコンバータであり、メインの一次側スイッチングコンバータに対して独立したスイッチング動作を行う。このために、異なるスイッチング周波数の干渉が生じやすくなり、それだけ、電源回路内に発生するノイズ量も増加してしまうという問題がある。
【０１２０】
これに対して、本実施の形態のようにして、被制御巻線ＮR1，ＮR2を整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴと、制御回路３から成る定電圧制御系の構成を採った場合、制御回路により被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスを可変するために要する制御電力は、１Ｗ以下であり非常に少ない。このことから、上記したシリーズレギュレータ、降圧形コンバータ、及び磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較して、電力損失は大幅に低いものとすることができる。
例えば、制御トランスＰＲＴにおける被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスの可変範囲は、これら被制御巻線ＮR1，ＮR2の巻数を増加することで拡大することが可能であり、また、負荷電流の増加に対しては、被制御巻線ＮRとしてのリッツ線の束数を増加することで、被制御巻線ＮRにおける銅損の増加を防ぐことができる。このために、例えば二次側直流出力電圧Ｅo2の最大負荷電流が１０Ａとなるような重負荷の条件であっても、９５％以上の電力変換効率を維持可能である。これにより、例えば放熱板を設ける必要も無くなる。
ただし、確認のために述べておくと、前述もしたように、被制御巻線ＮR1，ＮR2の巻数などは少ないほど、制御トランスＰＲＴの小型化には有利である。そして、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の上部側に三次巻線Ｎ3を巻装して、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合係数ｋ(2)について、ｋ(2)＝０．９４にまで低く設定することで、正／負の各半波の期間の整流電流ＩD1，ＩD2の不均衡による二次側直流出力電圧Ｅo2のクロスレギュレーション要因については解消している。このために、本実施の形態としては、被制御巻線ＮR1，ＮR2の巻数の増加をさけ、制御トランスＰＲＴの小型化を維持しているものである。
【０１２１】
また、二次側直流出力電圧Ｅo2についての定電圧制御回路系は、これまでにも述べているように、可飽和リアクトルとしての小型な制御トランスＰＲＴと、簡易な増幅回路として形成される制御回路３のみとされ、従って、同じくシリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較すれば、非常に低コストであり、また、回路規模も小さくて済む。
さらに、制御トランスＰＲＴを利用する定電圧制御動作は、制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流すべき直流電流（制御電流Ｉc）のレベルを可変制御するという制御であり、一次側スイッチングコンバータと独立したスイッチング動作は行われない。従って、降圧形コンバータを採用した場合のような、異なるスイッチング周波数の干渉が生じることが無く、それだけ、電源回路内に発生するノイズ量も低減されることとなる。
【０１２２】
また、制御トランスＰＲＴによる定電圧制御の構成を採ることで、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷短絡時の保護機能は、制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流すべき制御電流Ｉcを０レベルとすることで可能となる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷短絡保護のために、図１に示す構成に対してさらに回路を追加する必要はないという利点も有している。
【０１２３】
図９の回路図は、本発明における第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としても、第１の実施の形態と同様の多重複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造も図２と同様であり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ(1)、及び二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合係数ｋ(2)としても、図１の電源回路と同様の値が設定される。つまり、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応が可能な電源回路の構成を採っている。
また、三次巻線Ｎ3側にて生成される二次側直流出力電圧Ｅo2についても、図１の電源回路と同様にして、上記結合係数ｋ(2)を設定してクロスレギュレーションを抑制したうえで、制御トランスＰＲＴ備える定電圧制御回路系による安定化が図られる。
なお、この点については、後述する第３の実施の形態の電源回路（図１０）についても同様である。
【０１２４】
この第２の実施の形態の電源回路としても、多重複合共振形コンバータとしての構成を採る以上、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路が備えられることになる。
ただし、第２の実施の形態としては、二次側直列共振回路に対して接続されて二次側直流出力電圧Ｅo1を生成する整流回路として、倍電圧全波整流回路が備えられる。
【０１２５】
この倍電圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。この場合、二次巻線Ｎ2のセンタータップは二次側アースに接地する。
【０１２６】
そして、この場合の二次巻線Ｎ2の巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。
また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと、整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4のアノードの接続点は二次側アースに対して接続される。整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣo1の正極端子と接続される。平滑コンデンサＣo1の負極端子は二次側アースに接続される。
【０１２７】
上記した整流ダイオードＤo1〜Ｄo4の接続形態は、図１に示した整流ダイオードＤo1〜Ｄo4から成るブリッジ整流回路と同様となる。また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2としても、図１と同様にして、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点との間に対して挿入するようにしている。
【０１２８】
上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
また、第１の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。
【０１２９】
また、先の説明のようにして挿入される二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、二次側直列共振コンデンサＣ2A−二次巻線部Ｎ2A−二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続に対して並列に接続されるものともみることができる。つまり、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、第１、第２の二次側直列共振回路に対して共通に設けられている。このような接続態様によっても、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、部分電圧共振回路を形成する。また、この場合には、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、二次巻線部Ｌ2Aのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A）とにより、第１の二次側直列共振回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成し、二次巻線部Ｌ2Bのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B）とにより、第２の二次側直列共振回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成しているものであるとみることもできる。
【０１３０】
第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線部Ｎ2Aに誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣｏ1の経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣｏ1への充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏ1には、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣo1に充電を行うことで、平滑コンデンサＣｏ1の両端電圧として、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
【０１３１】
また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対して、ちょうど半周期シフトした周期タイミングにより実行する。また、この整流動作により、第２の二次側直列共振回路が共振動作を得ることになる。
これにより、平滑コンデンサＣｏ1に対しては、第１の倍電圧半波整流回路による充電と、第２の倍電圧半波整流回路による充電とが、二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期ごとに繰り返し実行されることになる。つまり、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路全体では、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2の交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏ1への充電を行う、倍電圧全波整流動作を行っている。この整流動作によって平滑コンデンサＣｏ1には、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する整流平滑電圧である、二次側直流出力電圧Ｅo1が得られることになる。
【０１３２】
また、上記した倍電圧全波整流動作によれば、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組と、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の各組が交互にオン／オフすることになるが、これらの整流ダイオードの各組がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
【０１３３】
なお、図９に示す第２の実施の形態の電源回路について、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを設定した仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数について、２５Ｔを設定するようにされる。その他の各部の選定については、先の第１の実施の形態の電源回路について、図７及び図８の実験結果を得た場合と同様でよい。
【０１３４】
図１０の回路図は、本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
第３の実施の形態としては、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路として、倍電圧半波整流回路が備えられる。
【０１３５】
この場合の倍電圧半波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは、平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｏ1の負極端子は二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は、二次側アースに接地させたうえで、整流ダイオードＤo2のアノードとも接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、整流ダイオードＤo1のアノードと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの接続点に対して接続する。
また、この場合にも、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、二次側直列共振回路を成す二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列に接続されており、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とともに二次側部分電圧共振回路（並列共振回路）を形成する。
【０１３６】
上記した倍電圧半波整流回路の整流動作は、例えば先に図９により説明した第１若しくは第２の倍電圧半波整流回路と同様となるので、ここでの詳しい説明は省略する。また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えて成る二次側部分電圧共振回路は、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がそれぞれターンオフするタイミングに応じて部分電圧共振動作を行う。
【０１３７】
なお、第３の実施の形態の電源回路についても、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを設定する仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2の巻数について、第１の実施の形態の１／２となる２５Ｔを設定し、これ以外の各部の選定については、先の第１の実施の形態の電源回路について、図７及び図８の実験結果を得た場合と同様とすればよい。
【０１３８】
また、確認のために述べておくと、上記図９及び図１０に示した第２，第３の実施の形態の電源回路としても、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路系の形式、構成が異なる以外は、図１に示した第１の実施の形態と同様の多重複合共振形コンバータの構成、及び三次巻線Ｎ3側の整流回路系の構成を採ることから、第１の実施の形態にて説明したのと同様の効果が得られるものである。
【０１３９】
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、及び制御トランスＰＲＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、上記各実施の形態としては、絶縁コンバータトランスの二次側において、安定化されるべきサブ直流電源として、二次側直流出力電圧Ｅo2の１つを出力する構成を例に挙げたが、複数のサブ直流電源を出力する構成とされてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１４０】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態のスイッチング電源回路が備える制御トランスＰＲＴの構造例を示す斜視図である。
【図４】実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図５】本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図６】実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路における、サブ直流電源を生成するための整流動作を示す波形図である。
【図８】実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、及びサブ直流電源の変化特性を示す図である。
【図９】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】図１１に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１３】図１１に示す電源回路についての、サブ直流電源を安定化するための他の構成例を示す回路図である。
【図１４】図１１に示す電源回路についての、サブ直流電源を安定化するための他の構成例を示す回路図である。
【図１５】図１１に示す電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１４１】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、３  制御回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  一次側部分共振コンデンサ、Ｃｐ2  二次側部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、二次巻線部  Ｎ2A，Ｎ2B、Ｎ3  三次巻線、Ｄo1〜Ｄo4  （二次側）整流ダイオード、Ｃo1、Ｃo2  （二次側）平滑コンデンサ、ＰＲＴ  制御トランス、ＮR  被制御巻線、Ｎc  制御巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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