(57)【要約】【課題】光変調器のＥ／Ｏ応答特性を光変調器の製造後に容易に調整できる光変調器および特性制御方法を提供する。【解決手段】可変容量５は、第２の電気信号線４に対して並列に接続されている。このような可変容量５の容量値を調整することにより光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数特性を調整する。これにより、光変調素子１０自体に特性ばらつきが存在しても、その特性ばらつきを光変調器の製造後であっても吸収または抑制することが可能となる。【選択図】  図１
2006003507.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された光信号と電気信号とが相互作用する相互作用領域を備え、前記光信号を前記電気信号に応じて変調出力する光変調器において、
前記相互作用領域に接続され、前記電気信号を出力終端抵抗に伝送する電気信号線と、
この電気信号線に対して並列に接続された可変容量と
を有することを特徴とする光変調器。
【請求項２】
前記可変容量は、第１の導電型の第１の半導体層と第２導電型の第２の半導体層とを少なくとも備えた半導体積層構造を有する
ことを特徴とする請求項１記載の光変調器。
【請求項３】
前記相互作用領域は、前記半導体積層構造と同一の半導体積層構造を有する
ことを特徴とする請求項２記載の光変調器。
【請求項４】
前記可変容量と前記相互作用領域とは、同一基板上に集積される
ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の光変調器。
【請求項５】
前記可変容量は、前記相互作用領域から出力された前記電気信号を反射する
ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の光変調器。
【請求項６】
入力された光信号と電気信号とを相互作用領域で相互作用させて、前記光信号を前記電気信号に応じて変調出力する光変調器の応答特性制御方法において、
前記相互作用領域に接続され前記電気信号を出力終端抵抗に伝送する電気信号線に対して並列に接続された可変容量の容量を変化させることにより、前記電気信号に応じて変調出力される前記光信号の応答の度合いを変化させる
ことを特徴とする特性制御方法。
【請求項７】
前記可変容量の容量の変化量に応じて、前記相互作用領域から出力された前記電気信号を反射させる度合いを変化させる
ことを特徴とする請求項６記載の特性制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された光信号に対して電気信号による変調を加え、被変調光信号を出力する光変調器に関するもので、特に、Ｅ／Ｏ（電気入力／光出力）応答の特性を変化させる光変調器および特性制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
光通信における伝送速度の増大に伴い、光変調においてもより高速動作が可能な手段が要求されてきている。このため、半導体レーザの出力光を直接変調する代わりに、近年ではより高速動作が可能な外部光変調器を用いることが提案されている。
従来、外部光変調器は、素子の動作帯域が集中定数である素子容量（Ｃ）と負荷抵抗（Ｒ）から決まる時定数（ＣＲ時定数）で制限されるような電極構造を有する集中定数型が用いられていた。集中定数型の電極構造素子において、素子の動作帯域を拡大するためには、素子容量を低減する必要がある。しかしながら、素子容量の低減のために例えば素子長（光信号が導波する方向の長さ）を短くすると消光比が劣化し、また、例えば素子の厚み（電気信号による電界が印加される方向の長さ）を大きくすると駆動電圧が大きくなってしまうという問題があった。
【０００３】
そこで、近年、素子の電極構造を集中定数型から進行波型に変更することによって、上述したＣＲ時定数による帯域制限を大幅に緩和することが提案されている。進行波型の電極構造とは、電気信号（マイクロ波）に対する電極をコプレーナ線路やマイクロストリップ線路といった分布定数型の伝送線路となるように構成し、この伝送線路と光信号の導波路とを並走させる構造である。この構造では、理想的な条件の下では、素子の動作帯域は素子内を伝搬する電気信号と光信号との位相速度差で決まるとされ、極めて広帯域な特性が期待できる。実際、進行波型電極構造素子によりＥ／Ｏ（電気入力／光出力）応答の−３ｄＢ帯域が例えば５０ＧＨｚ以上の超広帯域特性が実現されている。
【０００４】
上述したように、進行波型電極構造素子は電気信号を伝送線路上で伝搬させるものであるが、一般に伝送線路はそれぞれ特性インピーダンス（Ｚ0）を有しており、電気信号の効率的な伝送には線路の特性インピーダンスと電気信号駆動系の終端抵抗とのインピーダンス整合が必要である。そして電気信号の駆動系は５０Ω系（すなわち、終端抵抗は５０Ω）が標準である。
【０００５】
ところが、進行波型電極構造の光変調器を伝送線路からなる電気素子として見た場合、通常その特性インピーダンスは５０Ωより低い低インピーダンス（典型的には２５Ω程度）線路であり、そのままでは終端抵抗が５０Ωの電気信号駆動系とインピーダンス整合しない。光変調器と電気信号駆動系とがインピーダンス整合しないと、例えば、電気信号発生源（ドライバー回路等）からの変調電気信号を光変調器に入力する際、その一部が反射されてしまい、光変調器内の電気／光相互作用領域に信号電圧が有効に印加されず、結果としてＥ／Ｏ（電気入力／光出力）応答特性の劣化を招くことになる。
【０００６】
そこで、光変調器と電気信号駆動系とのインピーダンス整合を実現するために、図７に示すように、光変調器部１０内の電気／光相互作用領域１１の電気信号入力端および電気信号出力端の少なくとも一方にインピーダンス整合回路１０１を付加する構成が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。インピーダンス整合回路１０１は、一般にインダクタ、キャパシタ、および電気抵抗の組合せから構成され、その回路設計手法はトランジスタ等を用いた通常の電気回路におけるインピーダンス整合回路設計手法と原理的に同じである。
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特開平７−９８４４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述したインピーダンス整合回路１０１は、固定値インダクタンス、固定値キャパシタンス、および固定値電気抵抗から構成されるため、製造後にその回路特性を変えることはできない。したがって、例えば、インピーダンス整合回路に接続される光変調器の特性に製造ばらつきがあると、そのばらつきを吸収できず、所望のＥ／Ｏ応答特性が得ることができない。この場合、インピーダンス整合回路を外付けにし、光変調器の特性ばらつきに応じてインピーダンス整合回路を取り替えることは原理的には可能であるが、製造工程が煩雑になり現実的ではない。
また、仮に光変調器特性にばらつきがない場合でも、例えば、光変調器を電気的に駆動するためのドライバー回路の特性が変われば、それに応じて光変調器のＥ／Ｏ応答特性も変化してしまい、所望のＥ／Ｏ応答特性が得られなくなる。
そこで、本発明は、上述したような課題を解決するためになされたものであり、光変調器のＥ／Ｏ応答特性を光変調器の製造後に容易に調整できる光変調器および特性制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述したような課題を解決するために、本発明にかかる光変調器は、入力された光信号と電気信号とが相互作用する相互作用領域を備え、光信号を電気信号に応じて変調出力する光変調器において、相互作用領域に接続され、電気信号を出力終端抵抗に伝送する電気信号線と、この電気信号線に対して並列に接続された可変容量とを有することを特徴とする。
【０００９】
上記光変調器において、可変容量は、第１の導電型の第１の半導体層と第２導電型の第２の半導体層とを少なくとも備えた半導体積層構造を有するようにしてもよい。
ここで、相互作用領域は、半導体積層構造と同一の半導体積層構造を有するようにしてもよい。
【００１０】
上記光変調器において、可変容量と相互作用領域とは、同一基板上に集積されるようにしてもよい。
また、上記光変調器において、可変容量は、相互作用領域から出力された電気信号を反射するようにしてもよい。
【００１１】
また、本発明にかかる特性制御方法は、入力された光信号と電気信号とを相互作用領域で相互作用させて、光信号を電気信号に応じて変調出力する光変調器の応答特性制御方法において、相互作用領域に接続され電気信号を出力終端抵抗に伝送する電気信号線に対して並列に接続された可変容量の容量を変化させることにより、電気信号に応じて変調出力される光信号の応答の度合いを変化させることを特徴とする。
【００１２】
上記特性制御方法において、可変容量の容量の変化量に応じて、相互作用領域から出力された電気信号を反射させる度合いを変化させるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、相互作用領域の出力終端抵抗側に可変容量を設けることにより、光変調器の製造後であっても、光変調器のＥ／Ｏ応答特性を容易に調整することができる。これにより、光変調器の製造後に、光変調器のＥ／Ｏ応答特性の平坦性を向上させたり、光変調器の特性ばらつきを吸収または調整することも可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照して、本発明にかかる光変調器について詳細に説明する。
図１は、本実施の形態にかかる光変調器の構成を示す図である。
図１に示すように、本実施の形態にかかる光変調器は、光変調素子１０と、この光変調素子１０に接続された光信号入力端１および光信号出力端２並びに第１の電気信号線３および第２の電気信号線４とを備えている。第１の電気信号線３は、電気信号駆動系入力終端側８の（等価）入力終端抵抗８１と接続されている。第２の電気信号線４は、電気信号駆動系出力終端側９の出力終端抵抗９１と接続されている。
ここで、光変調素子１０は、電気信号に応じて光信号を変調する電気／光相互作用領域１１を有する。この電気／光相互作用領域１１は、電界吸収型光変調器の場合、例えば、ｎ−ＩｎＰ／ｉ−ＭＱＷ／ｐ−ＩｎＰ（ＭＱＷはＩｎＧａＡｌＡｓ／ＩｎＡｌＡｓの多量子井戸構造）の積層構造から構成される。
また、第２の電気信号線４には、可変容量５が第２の電気信号線４に対して並列に接続されている。
【００１５】
このような光変調器において、電気信号駆動系入力終端側８で発生した変調電気信号は、第１の電気信号線３を介して光変調素子１０に入力され、電気／光相互作用領域１１において光信号入力端１から入力された光信号を変調して、被変調光信号を光信号出力端２から出力させる。変調電気信号は、第２の電気信号線４を介して電気信号駆動系出力終端側９へと伝送される。
【００１６】
可変容量５は、後述するように、可変容量ダイオードなど、容量値を変化させることが可能な素子から構成される。本実施の形態において、可変容量５は、光変調器の製造後であっても容量値を調整することが可能なので、電気信号の反射量を光変調器の製造後に自由に調整することによって、光変調素子１０から出力される電気信号の反射を制御するが可能となる。なお、可変容量５により、電気信号の反射を抑制すればインピーダンス整合状態となり、電気信号の反射を助長すればインピーダンス不整合状態となるが、本実施の形態では、後述するように、通常のインピーダンス整合のみならずインピーダンス不整合をも利用して、入力（変調）電気信号に対する出力（被変調）光信号の応答特性を所望の特性に調整する。
【００１７】
図１に示す構成、すなわち可変容量５を光変調素子１０の電気信号出力側に接続した場合についての、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性シミュレーション結果を図２に示す。図２は、本実施の形態にかかる光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存特性を示す図である。
本シミュレーションでは、光変調素子１０として電気／光相互作用領域１１の長さが１００μｍの進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調素子を仮定し、入力終端抵抗８１および出力終端抵抗９１の値はともに５０Ωとした。また、第２の電気信号線４は、線路長が４００μｍ、特性インピーダンス値が６８Ωのコプレーナ線路とした。可変容量５の容量値としては、０，１０，２０，３０，４０，５０ｆＦの６種類を想定した。第１の電気信号線３は、本シミュレーションでは、単なる電気的結線とした。
【００１８】
なお、第２の電気信号線４は、例えばマイクロストリップ線路などコプレーナ線路以外の分布定数線路でもよい。また、第２の電気信号線４は、分布定数線路に限定されず、例えば、集中定数素子であるインダクタを挿入するようにしてもよい。
【００１９】
図２に示すＥ／Ｏ応答特性は、入力マイクロ波の周波数が４５ＭＨｚ〜５０ＧＨｚのときの結果を示すものである。
第２の電気信号線４と可変容量５からなる電気信号の制御回路が一切接続されていない場合、すなわち光変調素子１０自体のＥ／Ｏ応答は、図２において白四角印で示すように、入力マイクロ波周波数の増加とともに単調に減少する。
【００２０】
これに対し、第２の電気信号線４と可変容量５からなる電気信号の制御回路を光変調素子１０の電気信号出力側に接続し、かつ容量の値を変化させると、図２に示すようにＥ／Ｏ応答特性を大幅に変化、改善させることが可能となる。例えば、可変容量５の容量値を３０ｆＦ程度に設定すると、図２において黒菱形印で示すように、Ｅ／Ｏ応答の周波数特性を高周波領域まで平坦化できる。
【００２１】
このように、本実施の形態によれば、第２の電気信号線４に対して並列に可変容量５を設け、この可変容量５の容量値を調整することにより光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数特性を調整する。これにより、光変調素子１０自体に特性ばらつきが存在しても、可変容量５の容量値を調整することにより、その特性ばらつきを光変調器の製造後であっても吸収または抑制することが可能となる。なお、本実施の形態では、出力電圧振幅の周波数特性が異なるドライバー回路を用いた場合でも、光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数特性を所望の特性に調整することが可能となる。
【００２２】
Ｅ／Ｏ応答の周波数特性において高周波領域まで平坦化が可能な可変容量５を３０ｆＦに設定した場合について、電気信号の入力反射係数Ｓ１１および出力反射係数Ｓ２２の周波数依存特性を、制御回路が接続されていない場合の反射係数とともに図３に示す。図３は、可変容量５を有する制御回路が接続された場合と制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。ここで、制御回路が接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、Ｓ１１＝Ｓ２２となる。なお、反射係数は入力終端部および出力終端部を基準面とするものである。
【００２３】
図３に示すように、制御回路が接続された場合は、約３０ＧＨｚ以上の高周波領域において、制御回路が接続されていない場合（図３中、白四角印）よりも入力反射係数Ｓ１１（図３中、黒丸印）および出力反射係数Ｓ２２（図３中、黒三角印）が増大している。特に、出力反射係数Ｓ２２の増大は顕著である。これは、当該周波数領域においては、制御回路を接続することにより、特に光変調器の電気信号出力側でインピーダンス不整合状態が助長されていることを意味している。このことは、図４に示す透過係数Ｓ２１の周波数依存性にも明確に現れている。図４は、可変容量５を含む制御回路が接続された場合と制御回路が接続されていない場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す図である。
図４に示すように、制御回路が接続されている場合の透過係数Ｓ２１（図４中、黒四角印）は、約３０ＧＨｚ以上の高周波領域において、上述したインピーダンス不整合状態を反映して、周波数の増加とともに急激に低下する傾向を示している。
【００２４】
このようなインピーダンス不整合は、光変調器の電気信号入力側から電気信号出力側へと透過してきた変調電気信号に対して反射電気信号の生成を助長することにより発生する。図２に示すようにＥ／Ｏ応答が改善されるのは、上述したように反射電気信号を生成することで、光変調器内の電気／光相互作用領域１１への信号電圧の印加効率が結果的に改善されることに起因する。したがって、本実施の形態における可変容量５を含む制御回路は、従来のインピーダンス整合回路（反射電気信号を抑制するための回路）とは異なり、少なくともある周波数領域においてインピーダンス不整合状態を積極的に助長する機能を有する。
【００２５】
次に、図５を参照して、進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調素子の具体例について説明する。図５は、進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調素子の、光信号および電気信号の伝搬方向に対して垂直な断面模式図である。
【００２６】
図５に示す電界吸収型光変調素子は、基板１１１上に、例えばＩｎＰからなる第１導電型（例えばｎ型）の第１半導体層１１２と、この第１半導体層１１２上に導電型が設定されないｉ（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ；真性）型の半導体層１１３（ＩｎＧａＡｌＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ等の多重量子井戸構造）と、この半導体層１１３上に例えばＩｎＰからなる第２導電型（例えばｐ型）の第２半導体層１１４とが積層された半導体積層構造を有し、半導体層１１３が形成されていない第１半導体層１１２上および第２半導体層１１４上には、それぞれ電極１１５または１１６が形成されている。このような光変調素子は、メサ型のｐ−ｉ−ｎダイオード構造となっており、電極１１５および１１６間に変調電気信号が印可されると、主にｉ型の半導体層１１３内に電界を形成して同層内を導波する光信号と相互作用し、この光信号に変調が加えられる。
【００２７】
一般に、ｐｎ接合からなるダイオードは、印加する逆バイアス電圧に応じてｐｎ接合部の空乏層厚が変化するため可変容量ダイオードとして用いることができるが、ｐ−ｉ−ｎ構造のダイオードであってもその容量を可変とすることは可能である。したがって、光変調素子を構成するｐ−ｉ−ｎ半導体層積層構造を、可変容量素子の半導体積層構造として共用することができる。
【００２８】
図６は、本実施の形態にかかる光変調器の一具体例を示す図である。図６において、図１で示した可変容量５に対応するものとして上述したｐ−ｉ−ｎ構造の可変容量ダイオード５１が接続されている。この具体例では、ｐ−ｉ−ｎダイオード構造からなる光変調素子１０が形成される基板上に、光変調素子１０と同一の半導体積層構造を有する可変容量ダイオード５１を形成する。これは公知の半導体加工技術を用いることにより容易に行うことができる。また、光変調素子１０と可変容量ダイオード５１との間のコプレーナ線路等の第２の電気信号線４を同一基板上に形成することも、公知の配線形成技術により容易に行うことができる。
【００２９】
このように、本実施の形態によれば、光変調素子１０および可変容量ダイオード５１、または、光変調素子１０、可変容量ダイオード５１および第２の電気信号線４を同一基板上に形成することにより、製造工程を少なくするとともに、材料の無駄を省くことができ、結果としてコストダウンを実現することができる。また、同一基板上に形成することにより、さらなる小型化を実現することもできる。
【００３０】
図６において、第２の電気信号線４と可変容量ダイオード５１との間には、例えばＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ）構造からなる固定値の容量を有する固定値容量６が設けられている。ＭＩＭ構造も上述したような公知の集積加工技術を用いて容易に形成することが可能である。固定値容量６は、可変容量ダイオード５１との間に接続された可変容量ダイオード５１の容量値を調整する逆バイアス電圧制御端子７からの制御ＤＣ電圧（図示しないチョークコイルを介して供給される）と、光変調素子１０の駆動用ＤＣ電圧とを分離するためのＤＣ阻止用容量であり、その容量値は例えば１ｐＦ程度以上であれば、可変容量ダイオード５１の容量（例えば３０ｆＦ程度）と固定値容量６の合成容量を、ほぼ可変容量ダイオード５１の容量とすることができる。
【００３１】
可変容量ダイオード５１の容量は、逆バイアス電圧制御端子７からの制御ＤＣ電圧により微調整可能であるが、制御電圧の調整による容量の可変範囲を無制限に大きくは取ることはできない。所望の可変容量範囲を得るには、基板に対するダイオードの面積を予め規定することにより可能である。
【００３２】
なお、上記具体例において、可変容量素子である可変容量ダイオード５１と光変調素子１０とを、同一半導体積層構造を用いて同一基板上に形成するように説明したが、可変容量素子と光変調素子は別基板上に形成するようにしてもよい。この場合、可変容量素子は、ｐ−ｉ−ｎダイオードに限定されず、通常のｐｎ接合ダイオードや他の構造の可変容量素子であってもよい。また、図６では、可変容量ダイオード５１のカソード側を接地する構成について説明したが、逆バイアス制御電圧端子７からの制御ＤＣ電圧の極性を逆にすれば、アノード側を接地する構成としてもよい。
【００３３】
また、本実施の形態において、光変調素子として電界吸収型光変調素子を例に説明したが、光変調素子の電気信号出力側に可変容量を接続するという本実施の形態の主旨は、他の動作機構に基づく光変調素子、例えばマッハ・ツェンダー型光変調素子に対しても適用することができる。なぜならば、本実施の形態は、光変調素子の動作機構についてのものではなく、光変調素子に供給される電気信号の制御に関するものだからである。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施の形態にかかる光変調器の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかる光変調器のＥ／Ｏ応答の周波数依存特性を示す図である。
【図３】光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を説明する図である。
【図４】光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を説明する図である。
【図５】光変調素子の模式図である。
【図６】本発明の他の実施の形態にかかる光変調器の構成を示す図である。
【図７】従来の光変調器の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３５】
１…光信号入力端、２…光信号出力端、３…第１の電気信号線、４…第２の電気信号線、５…可変容量、７…逆バイアス電圧制御端子、８…電気信号駆動系入力終端側、９…電気信号駆動系出力終端側、１０…光変調素子、１１…電気／光相互作用領域、５１…可変容量ダイオード、８１…入力終端抵抗、９１…出力終端抵抗、１１１…基板、１１２…第１半導体層、１１３…半導体層、１１４…第２半導体層、１１５，１１６…電極。
【図１】
2006003507.tif 000003
【図２】
2006003507.tif 000004
【図３】
2006003507.tif 000005
【図４】
2006003507.tif 000006
【図５】
2006003507.tif 000007
【図６】
2006003507.tif 000008
【図７】
2006003507.tif 000009