(57)【要約】【課題】  高電圧と低電圧のいずれにも対応可能であり、直流損失が小さく、部品の利用効率も高く且つ回路構成が簡潔な電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することを目的とする。【解決手段】  インバータと、前記インバータの出力が入力されるトランスと、前記トランスの出力に接続された第１及び第２のインダクタと、前記インダクタを介して得られる直流電力が出力される負荷に対して並列に接続されたコンデンサと、を備え、前記トランスからの第１の極性の出力は前記第１及び第２のインダクタのいずれか一方に供給され、前記トランスからの第２の極性の出力は前記第１及び第２のインダクタのいずれか他方に供給されることを特徴とする電源を提供する。【選択図】  図１
2006109561.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータと、
前記インバータの出力が入力されるトランスと、
前記トランスの出力に接続された第１及び第２のインダクタと、
前記インダクタを介して得られる直流電力が出力される負荷と並列なコンデンサ成分と、
を備え、
前記トランスからの第１の極性の出力は前記第１及び第２のインダクタのいずれか一方に供給され、前記トランスからの第２の極性の出力は前記第１及び第２のインダクタのいずれか他方に供給されることを特徴とする電源。
【請求項２】
前記出力端に接続される負荷のインピーダンスが高い状態においては、前記コンデンサ成分は前記トランスの最大出力電圧と略同一の電圧まで充電され、
前記出力端に接続される負荷のインピーダンスが低い状態においては、前記コンデンサ成分は前記トランスの出力電圧の平均値の略半分の電圧に充電されることを特徴とする請求項１記載の電源。
【請求項３】
前記コンデンサ成分は、前記負荷に対して並列に接続されたコンデンサ素子を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電源。
【請求項４】
前記第１及び第２のインダクタは、互いに並列に接続されてなることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源。
【請求項５】
前記第１のインダクタに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第２のインダクタに直列に接続された第２のダイオードと、
をさらに備え、
前記トランスの第１の出力端は、前記第１のインダクタ及び前記第１のダイオードからなる第１の直列回路に接続され、
前記トランスの第２の出力端は、前記第２のインダクタ及び前記第２のダイオードからなる第２の直列回路に接続され、
前記第１の直列回路と、前記第２の直列回路と、前記コンデンサと、が並列に接続されたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電源。
【請求項６】
前記第１及び第２のインダクタは、互いに直列に接続されてなることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源。
【請求項７】
前記トランスからの出力を整流するダイオードブリッジをさらに備え、
前記コンデンサ成分は、直列接続された第１及び第２のコンデンサ素子を有し、
前記トランスからの出力を整流するダイオードブリッジの正負２つの出力に前記第１及び第２のインダクタの一端がそれぞれ接続され、
前記第１及び第２のインダクタの他端には、前記第１及び第２のコンデンサ素子からなる直列回路が接続され、
前記第１および第２のコンデンサ素子の接続中点が前記ダイオードブリッジの一方の入力に接続され、
前記第１及び第２のインダクタの他端から直流電力が出力されることを特徴とする請求項１記載の電源。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１つに記載の電源を複数備え、
これら複数の電源が直列に接続され、
負荷のインピーダンスが高い状態においては、それぞれの電源のトランスの最大出力電圧を加算した電圧に略等しい電圧が出力され、
負荷のインピーダンスが低い状態においては、それぞれの電源のトランスの出力電圧の平均値の略半分の電圧を加算した電圧に略等しい電圧が出力されることを特徴とする電源。
【請求項９】
前記複数の電源のそれぞれのインバータからの出力は、略等間隔の位相差を有することを特徴とする請求項８記載の電源。
【請求項１０】
前記複数の電源の少なくともいずれかにおいて、負荷電流に対して並列に設けられた前記第１及び第２のインダクタ間の接続が切り離されたことを特徴とする請求項８または９に記載の電源。
【請求項１１】
ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、
請求項１〜１０のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記直流電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタ用電源。
【請求項１２】
前記ターゲットに対して出力される直流電力の出力経路に直列に挿入された出力インダクタをさらに備え、
前記スパッタの際にアーク放電が生じると、前記出力インダクタと前記コンデンサ素子とにより形成される共振回路により生成される振動電流により前記アーク放電が抑制されることを特徴とする請求項１１記載のスパッタ用電源。
【請求項１３】
請求項１１または１２に記載のスパッタ用電源と、
前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
を備えたことを特徴とするスパッタ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関し、特に、高電圧が必要とされる動作状態と大電流が必要とされる動作状態のいずれにも対応可能な電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種のプラズマ応用機器や、マイクロ波などの電磁波発生器、電力スイッチング装置などにおいて、負荷の状態に応じて高い電圧が必要とされる動作状態と大きな電流が必要とされる動作状態のいずれにも対応可能とする要求がある。以下、このような電源の具体例として、薄膜形成に用いるスパッタ用電源を例に挙げて説明する。
【０００３】
すなわち、スパッタリングにより薄膜を形成する場合、成膜材料で製作したターゲットにアルゴン原子を衝突させるため、ターゲットと製品を入れた真空槽内でプラズマを起こす。プラズマ放電を点火する時は高電圧が必要であり、点火してスパッタリングを行う際には、大電流が必要とされる場合が多い。
【０００４】
このような要求に対して、例えば、デューティ制御用スイッチング素子と出力制御用スイッチング素子とを設けることによりデューティとオン抵抗を可変とした電源が開示されている（特許文献１）。しかし、この電源の場合、回路構成が複雑化し、また電力損失などの点でも改善の余地があった。
【０００５】
図１５は、本発明者が本発明に至る過程で検討した電源を表す模式図である。  
この電源は、高周波インバータと絶縁昇圧のトランスＴ１と全波整流器とＬＣ平滑回路とを有し、所定の負荷電圧や所定の負荷電流になるようにインバータのデューティが調整される。すなわち、この電源は、直流電源ＤＣ（３００Ｖ）とトランジスタＱ１〜Ｑ４からなるインバータ出力ブロックＩＮＶを有する。
【０００６】
出力ブロックＩＮＶからの出力電流は、インダクタＬ１とＬ２とによりそれぞれ平滑化されてスパッタ用チャンバに供給される。すなわち、電源の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされる。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に供給される。
【特許文献１】特開２００２−２５２９７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
スパッタ用電源の場合、チャンバ１０１内でプラズマを形成するためにグロー放電を開始する時には、例えばマイナス１８００ボルト程度の高電圧を発生する必要がある。一方、プラズマが形成された後に印加する直流電圧は例えばマイナス２００ボルトからマイナス６００ボルト程度であるが、スパッタを高速で実施するためには、例えば、数１０アンペアの大電流を流す必要が生ずる場合もある。
【０００８】
しかし、図１５に表したような電源の場合、スパッタ開始時の高電圧を得るためにトランスＴ１の変圧比を決定すると、放電開始後の通常運転時には低電圧（マイナス２００からマイナス６００ボルト）ボルト程度に低下するので、インバータＩＮＶのデューティを大幅に下げる必要があり、部品の利用効率が悪い。また、インバータＩＮＶのデューティを下げると、トランジスタＱ１〜Ｑ４を流れる電流のピーク値が上昇し、トランジスタのオン抵抗に起因する直流損失が増加するという問題も生ずる。
【０００９】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、高電圧と低電圧のいずれにも対応可能であり、直流損失が小さく、部品の利用効率も高く且つ回路構成が簡潔な電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本発明の一態様によれば、
インバータと、
前記インバータの出力が入力されるトランスと、
前記トランスの出力に接続された第１及び第２のインダクタと、
前記インダクタを介して得られる直流電力が出力される負荷に対して並列に接続されたコンデンサと、
を備え、
前記トランスからの第１の極性の出力は前記第１及び第２のインダクタのいずれか一方に供給され、前記トランスからの第２の極性の出力は前記第１及び第２のインダクタのいずれか他方に供給されることを特徴とする電源が提供される。
【００１１】
ここで、前記出力端に接続される負荷のインピーダンスが高い状態においては、前記コンデンサ成分は前記トランスの最大出力電圧と略同一の電圧まで充電され、
前記出力端に接続される負荷のインピーダンスが低い状態においては、前記コンデンサ成分は前記トランスの出力電圧の平均値の略半分の電圧に充電されるものとすることができる。
【００１２】
また、前記第１及び第２のインダクタは、互いに並列に接続されてなるものとすることができる。
【００１３】
この場合、前記第１のインダクタに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第２のインダクタに直列に接続された第２のダイオードと、
をさらに備え、
前記トランスの第１の出力端は、前記第１のインダクタ及び前記第１のダイオードからなる第１の直列回路に接続され、
前記トランスの第２の出力端は、前記第２のインダクタ及び前記第２のダイオードからなる第２の直列回路に接続され、
前記第１の直列回路と、前記第２の直列回路と、前記コンデンサと、が並列に接続されたものとすることができる。
【００１４】
または、前記第１及び第２のインダクタは、互いに直列に接続されてなるものとすることができる。
【００１５】
この場合、前記トランスからの出力を整流するダイオードブリッジをさらに備え、
前記コンデンサは、直列接続された第１及び第２のコンデンサを有し、
前記トランスからの出力を整流するダイオードブリッジの正負２つの出力に前記第１及び第２のインダクタの一端がそれぞれ接続され、
前記第１及び第２のインダクタの他端には、前記第１及び第２のコンデンサからなる直列回路が接続され、
前記第１および第２のコンデンサの接続中点が前記ダイオードブリッジの一方の入力に接続され、
前記第１及び第２のインダクタの他端から直流電力が出力されるものとすることができる。
【００１６】
また、前述のいずれかの電源を複数備え、
これら複数の電源が直列に接続され、
負荷のインピーダンスが高い状態においては、それぞれの電源のトランスの最大出力電圧を加算した電圧に略等しい電圧が出力され、
負荷のインピーダンスが低い状態においては、それぞれの電源のトランスの出力電圧の平均値の略半分の電圧を加算した電圧に略等しい電圧が出力されるものとすることができる。
【００１７】
この場合、前記複数の電源のそれぞれのインバータからの出力は、略等間隔の位相差を有するものとすることができる。
【００１８】
また、前記複数の電源の少なくともいずれかにおいて、負荷電流に対して並列に設けられた前記第１及び第２のインダクタ間の接続が切り離されたものとすることができる。
【００１９】
一方、本発明の他の態様によれば、
ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、
前述のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記直流電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタ用電源が提供される。
【００２０】
この場合、前記ターゲットに対して出力される直流電力の出力経路に直列に挿入された出力インダクタをさらに備え、
前記スパッタの際にアーク放電が生じると、前記出力インダクタと前記コンデンサ素子とにより形成される共振回路により生成される振動電流により前記アーク放電が抑制されるものとすることができる。
【００２１】
一方、本発明のさらに他の態様によれば、上述のいずれかのスパッタ用電源と、
前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
を備えたことを特徴とするスパッタ装置が提供される。
【発明の効果】
【００２２】
以上説明したように、本発明によれば、高電圧と低電圧のいずれにも対応可能であり、直流損失が小さく省エネルギーの観点でも優れ、部品の利用効率も高く且つ回路構成が簡潔な電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。  
図１は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。  
すなわち、この電源は、直流電源ＤＣ（３００Ｖ）とトランジスタＱ１〜Ｑ４からなるインバータ出力ブロックＩＮＶを有する。
【００２４】
出力ブロックＩＮＶからの出力電流は、トランスＴ１により変圧され、並列に配置されたインダクタＬ１とＬ２とにより交互に平滑化され、スパッタ用チャンバに供給される。電源の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされる。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に供給される。なお、実際のスパッタ用電源などにおいては、図１に例示したインバータ出力ブロック及び並列整流回路からなる電源要素を複数直列に接続して高電圧に対応させる。このような多段構成の電源については、後に実施例を参照しつつ詳述する。
【００２５】
以下、スパッタリングを実施する場合を例に挙げて、本実施形態の電源の動作について説明する。  
まず、チャンバ１０１においてプラズマを点火する際の動作について説明する。  
点火前のチャンバ１０１には、プラズマは形成されていない。従って、負荷インピーダンスが非常に大きく、負荷電流は流れない状態にある。
【００２６】
この状態でトランスＴ１のＡ端子が正電圧を出力すると、ダイオードＤ３を逆バイアスしながら、Ａ端子〜ダイオードＤ１〜コンデンサＣ〜インダクタＬ２〜ダイオードＤ４〜Ｂ端子、という経路でコンデンサＣが充電される。  
一方、トランスＴ１のＢ端子が正電圧を出力すると、ダイオードＤ４を逆バイアスしながら、Ｂ端子〜ダイオードＤ２〜コンデンサＣ〜インダクタＬ１〜ダイオードＤ３〜Ａ端子、という経路でコンデンサＣが充電される。
【００２７】
トランスＴ１の出力がコンデンサＣの電圧以下の時は、ダイオードＤ１〜Ｄ４が逆バイアスされてコンデンサＣは放電せず、その最高電圧はトランスＴ１の出力電圧と等しくなる。このようにコンデンサＣをトランスＴ１の出力電圧まで充電することにより電源の出力電圧を点火電圧まで上昇させ、チャンバ１０１の中でプラズマを点火させることができる。
【００２８】
次に、プラズマが点火した後のスパッタリングの際の動作について説明する。  
チャンバ１０１の中にプラズマが形成されると、プラズマを流れた負荷電流はインダクタＬ１とインダクタＬ２とに分配され、インダクタＬ１とＬ２は負荷に対して並列に運転する。    
すなわち、トランスＴ１のＡ端子が正電圧を出力すると、インダクタＬ１の電流はＬ１〜ダイオードＤ３、Ｄ１〜負荷（チャンバ１０１、ターゲット１０４）〜インダクタＬ１の経路で連続する。また、Ａ端子〜ダイオードＤ１〜負荷（チャンバ１０１、ターゲット１０４）〜インダクタＬ２〜ダイオードＤ４〜Ｂ端子の経路に電流が流れ、インダクタＬ２が出力電圧と負荷電圧との電位差で充電される。
【００２９】
Ｂ端子が正電圧を出力する時も同様である。すなわち、トランスＴ１のＢ端子が正電圧を出力すると、インダクタＬ２の電流はＬ２〜ダイオードＤ４、Ｄ２〜負荷（チャンバ１０１、ターゲット１０４）〜インダクタＬ２の経路で連続する。また、Ｂ端子〜ダイオードＤ２〜負荷（チャンバ１０１、ターゲット１０４）〜インダクタＬ１〜ダイオードＤ３〜Ａ端子の経路に電流が流れ、インダクタＬ１が出力電圧と負荷電圧との電位差で充電される。
【００３０】
トランスが出力しない時は、インダクタＬ１とＬ２の電流は、それぞれダイオードＤ３〜Ｄ１とダイオードＤ４〜Ｄ２経て負荷（チャンバ１０１、ターゲット１０４）へ供給される。
【００３１】
本実施形態の電源のインバータＩＮＶのデューティ（トランス稼働率）について、図１５に関して前述した電源と比較しつつ説明すると以下の如くである。  
ここでは、インバータＩＮＶの入力電圧、すなわち直流電源ＤＣの電圧を３００ボルトとし、フルブリッジ・インバータを採用して、トランスＴ１の変圧比を１：６とした場合を例に挙げて説明する。
【００３２】
図１５に表した比較例の電源の場合、プラズマの点火時にマイナス１８００ボルトを出力する時のインバータＩＮＶのデューティは、次式により表される。
１８００Ｖ÷（３００Ｖ×６）＝１．００（１００％）
プラズマが点火した後に、マイナス６００ボルトでスパッタリングを実施する際のデューティは、次式により表される。
６００Ｖ÷（３００Ｖ×６）＝０．３３（３３％）
一方、マイナス２００ボルトでスパッタリングを実施する際のデューティは、次式により表される。
２００Ｖ÷（３００Ｖ×６）＝０．１１（１１％）
つまり、点火時のインバータＩＮＶのデューティは１００パーセントであっても、マイナス６００ボルトでの定常運転時のデューティは３３パーセントに低下し、さらにマイナス２００ボルトにおけるデューティは１１パーセントにまで低下してしまう。
【００３３】
これに対して、図１に表した本実施形態の電源の場合、スパッタリング時には、並列に設けられたインダクタＬ１、Ｌ２を交互に電流が流れるので、出力の実効値は全波整流の１／２となる。従って、マイナス６００ボルトを出力する場合のインバータＩＮＶのデューティは、次式により表される。
６００Ｖ÷（３００Ｖ×６÷２）＝０．６７（６７％）
同様に、図１の電源においてマイナス２００ボルトを出力する場合のインバータＩＮＶのデューティは、次式により表される。
２００Ｖ÷（３００Ｖ×６÷２）＝０．２２（２２％）
つまり、比較例の電源（図１５）と比べた時、本実施形態の電源は２倍のデューティでインバータＩＮＶを運転することができる。
【００３４】
デューティが増加するということは、所定の電力を供給するために流す電流が小さくなることを意味する。すると、トランジスタＱ１〜Ｑ４やトランスＴ１のオン抵抗による直流損失が低減する。  
例えば、スパッタ時にマイナス６００ボルト、３アンペア、１８００ワットを出力する場合、比較例の電源（図１５）においてトランジスタＱ１〜Ｑ４を流れるトランス１次電流は、次式により表される。
３Ａ×６＝１８Ａ
同様に、スパッタ時にマイナス２００ボルト、９アンペア、１８００ワットを出力する場合の比較例のトランス１次電流は、次式により表される。
９Ａ×６＝５４Ａ
これに対して、同様の条件で本実施形態の電源（図１）においてトランジスタＱ１〜Ｑ４を流れるトランス１次電流は、次式により表される。
３Ａ÷２×６＝９Ａ
９Ａ÷２×６＝２７Ａ
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のひとつ当たりのオン抵抗を１オームとした時、比較例の電源（図１５）におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン抵抗による直流損失の合計は、次式により表される。
（１８Ａ×１８Ａ×１Ω×０．３３÷２）×４＝２１２Ｗ  （６００Ｖの時）
（５４Ａ×５４Ａ×１Ω×０．１１÷２）×４＝６４０Ｗ  （２００Ｖの時）
これに対して、本実施形態の電源（図１）の場合のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン抵抗による直流損失の合計は、次式により表される。
（９Ａ×９Ａ×１Ω×０．６７÷２）×４＝１０８Ｗ      （６００Ｖの時）
（２７Ａ×２７Ａ×１Ω×０．２２÷２）×４＝３２０Ｗ  （２００Ｖの時）
つまり、本実施形態によれば、通常のスパッタ時のインバータＩＮＶのデューティを増加することにより、スイッチング素子やトランスのオン抵抗による直流損失を半分に低下できる。これは、デューティを上げることにより素子を流れるトランス１次電流を下げることができるからである。しかも、プラズマ点火前の負荷電流が流れない状態においては、コンデンサＣをトランスの最大電圧まで充電することにより、出力電圧を自動的に点火電圧まで上昇させることができる。
【００３５】
つまり、本実施形態によれば、極めてシンプルな回路構成でありながら、プラズマ点火の際の高電圧を確実に出力させ、プラズマ点火後のインバータのデューティも高いレベルに維持できる。インバータＩＮＶのデューティが高いということは、前述の如くトランス１次電流が下がることを意味し、スイッチング素子などのオン抵抗による直流損失を低下させて電力変換効率を上げると同時に、電力変換インバータを構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４などの部品の電流容量が低くて済むので、小型で安価な部品を用いて安定に動作させることができる。また、スイッチング素子などのオン抵抗による直流損失を低下させることにより、省エネルギーの観点でも優れた電源を提供できる。
【００３６】
図２及び図３は、図１の電源について２つのインバータを直列接続した具体例を表す模式図である。ダイオードとインダクタの順序は入れ替えることができるので、このように２つのインバータを直列接続する場合、各種の部品配列が可能となる。
【００３７】
すなわち、図２は、図１に表した電源について、ダイオードとインダクタとの接続位置を入れ替えたインバータを直列接続した具体例を表す模式図である。  
また、図３に表した電源は、図２に表した電源において並列のインダクタ間の接続を切り離したものである。
【００３８】
これらいずれの電源においても、各部品の耐電圧を低くするため、トランスＴ１の線間電圧を下げてインバータを２段に直列接続している。また、インバータは、バイアス・コンデンサＣbiを共通化したハーフブリッジにより構成し、偏磁極対策のためのバランス・コンデンサＣbaがトランスＴ１の一次側に挿入されている。
【００３９】
これらいずれの具体例においても、図１に関して前述したように、プラズマ点火時には、コンデンサＣを最大電圧まで充電することにより自動的に電圧が上昇して点火電圧を出力できる。この際には、トランスＴ１及びＴ２の出力の最大電圧で並列のコンデンサＣそれぞれを充電するが、負荷インピーダンスが高く放電電流が無いので電圧低下は無視できるほど小さい。よって、電源としては２基のトランスＴ１、Ｔ２の出力を直列接続したのと同じ電圧を出力する。
【００４０】
そして、プラズマが点火した後には、並列配置されたインダクタＬ１及びＬ３と、Ｌ２及びＬ４とで交互に整流され、高いデューティを維持できる。つまり、スパッタ動作に際しては、トランスＴ１、Ｔ２からの充電と負荷への電流出力により、コンデンサＣの電圧はトランス出力電圧の平均値の半分になる。２基のトランスＴ１、Ｔ２は極性が反転して運転するので、直列接続のインダクタから見るとトランス１基の全波整流と同じ出力波形になる。
【００４１】
また、図３に表した電源の場合、２つのトランスＴ１、Ｔ２の位相をずらして運転すると、これらトランスＴ１、Ｔ２の出力電圧に対するインダクタンスが２倍になるので、平滑性能が向上する。
【００４２】
図４は、さらに多段構成を採用した電源を例示する模式図である。すなわち、図４は、図１に表した電源について、インバータを６段に分割し、２つのインバータで１つのコンバータを構成した電源を表す模式図である。
【００４３】
この電源においては、インバータを６段に分割することにより、各部品の耐電圧を低くしながら高い出力電圧が得られる。例えば、トランスＴ１〜Ｔ６の変圧比を１：２に下げても、出力電圧を図２及び図３に表した電源と同一のレベルにすることができる。従って、プラズマ点火のために高い点火電圧が必要なスパッタ用の電源として用いて好適である。
【００４４】
図５は、本発明の実施の形態にかかる電源の変型例を表す模式図である。  
本変型例の電源は、図２及び図３に例示した２インバータ構成の電源と類似した構成を有する。すなわち、トランスＴ１及びＴ２のそれぞれに平滑回路が設けられ、それぞれの平滑回路においては、インダクタとコンデンサとからなる平滑要素が並列に接続されている。これら平滑要素に対して交互に電流が流される。
【００４５】
つまり、インダクタ（Ｌ１１及びＬ１２、Ｌ２１及びＬ２２）とコンデンサ（Ｃ１１及びＣ１２、Ｃ２１及びＣ２２）による平滑回路をトランス（Ｔ１、Ｔ２）当り２組設け、これら平滑回路のそれぞれの中点から直流電流を出力させる。それぞれのインダクタ（Ｌ１１及びＬ１２、Ｌ２１及びＬ２２）はトランス（Ｔ１、Ｔ２）の２つの出力にダイオード（ＤＢ１、ＤＢ２）を介して１：１で接続されている。他方のトランス出力はダイオード（Ｄ１１〜Ｄ２２）を介して出力とし、コンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ２２）と接続されている。
【００４６】
また、出力電圧が同じ２基のトランス（Ｔ１、Ｔ２）のそれぞれにインバータを接続し、逆極性で運転する。インダクタとコンデンサとが並列に接続された平滑回路が直列に接続された回路に対しては、２基のトランス（Ｔ１、Ｔ２）から交互に出力する。つまり、トランスＴ１の出力は、平滑回路（Ｌ１１、Ｃ１１）と平滑回路（Ｌ１２、Ｃ１２）に対して交互に供給される。同様に、トランスＴ２の出力は、平滑回路（Ｌ２１、Ｃ２１）と平滑回路（Ｌ２２、Ｃ２２）に対して交互に供給される。そして、直列に接続された平滑回路毎に電流が制御される。
【００４７】
また、並列な平滑回路の電流経路を分離することにより、トランス出力時の電流不均衡を防止できる。具体的には、インダクタＬ１１とコンデンサＣ２１との接続中点と、インダクタＬ１２とコンデンサＣ２２との接続中点と、が接続されていない。こうすることにより、電流不均衡を抑制できる。
【００４８】
以下、本変型例の電源の動作についてさらに詳細に説明する。  
点火動作の際には、トランス（Ｔ１、Ｔ２）出力の最大電圧で並列のコンデンサ（Ｃ１１及びＣ１２、Ｃ２１及びＣ２２）のそれぞれを充電するが、負荷インピーダンスが高く放電電流が無いので電圧低下は無視できるほど小さい。よって、電源としては、２基のトランス出力を直列接続したのと同じ電圧を出力する。この時、平滑コンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ２２）にトランス出力のピーク電圧を充電し、これらを直列に接続して高電圧を維持することができる。また、複数のトランスを、出力半波の波形が等間隔な位相差で運転することにより、並列インダクタにおけるインダクタンス低下を補うことができる。
【００４９】
一方、スパッタ動作の際には、負荷のインピーダンスが低下し定電圧特性になる。電源に設けられた図示しない制御部は、出力電圧と出力電流とを計測し、出力電力が所定値になるようにスイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ２４）のデューティを操作する。トランスからの充電と負荷への電流出力により、コンデンサ（Ｃ１１及びＣ１２、Ｃ２１及びＣ２２）の電圧はトランス出力電圧の平均値の半分になる。２基のトランスは、同一位相で極性が反転して運転されるので、直列接続されたインダクタから見るとトランス１基の全波整流と同じ出力波形になる。
【００５０】
また、平滑回路を並列に設け、それぞれの平滑回路にはトランスの半波整流を供給することにより、スパッタ動作時のスイッチング素子のデューティを大きくすることができる。
【００５１】
一方、負荷のチャンバ内でアーク放電が生じ負荷のインピーダンスが急激に低下すると、出力インダクタのＬ３と平滑コンデンサＣ１１〜Ｃ２２の共振現象により、スパッタ時と逆方向の電流を出力して負荷電流を逆方向に遮断して消弧する。平滑インダクタ（Ｌ１１〜Ｌ２２）は共振周波数より充分長い時定数を持つので、共振が止まるまで直流電流を出力する。アーク放電が無くなると、負荷インピーダンスが戻るので共振が止まり、元の直流電圧・電流を出力する。なお、本変型例における出力インダクタＬ３は、図１乃至図４に関して前述したいずれの電源にも設けることができ、同様にアーク放電を遮断することができる。
【００５２】
以下、比較例を参照しつつ本変型例の電源のデューティについて説明する。  
図６は、本発明者が検討した比較例の電源を表す模式図である。  
直流電圧源（ＤＣ１）とスイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ１４）で構成するインバータの出力はトランス（Ｔ１）を介してダイオード（ＤＢ１）で整流され、インダクタ（Ｌ１１、１２）とコンデンサ（Ｃ１１、Ｃ１２）による平滑回路で平滑化される。そして、高電圧を確保するため、このような直流電源を複数直列に接続し、電流共振用のインダクタＬ３を介して、負荷であるチャンバへ接続される。
【００５３】
プラズマの点火の時には、複数のインバータ出力電圧は整流されてそれぞれの平滑コンデンサを充電する。負荷のインピーダンスが高いのでインバータ出力電圧の合計が出力電圧として負荷へ供給される。着火後のスパッタ時、負荷のインピーダンスが低下し定電圧特性になる。電源に設けられた制御回路（図示せず）は出力電圧と出力電流を計測し、出力電力が所定値になるようにスイッチング素子のデューティを操作する。
【００５４】
点火時は、マイナス１８００ボルト程度の高電圧が必要だが、スパッタ時の電圧はマイナス２００ボルトからマイナス６００ボルト程度であり、スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ２４）は１１パーセントから３３パーセントの低いデューティで運転される。
【００５５】
例えば、直流電圧源ＤＣ１、ＤＣ２の出力電圧をそれぞれ３００ボルトとした場合、最大出力電圧１８００ボルトを得るためには、トランスＴ１、Ｔ２の巻線比Ｎは、次式により表される。
３００Ｖ×Ｎ×２＝１８００Ｖ
Ｎ＝３
従って、マイナス６００ボルト、３アンペア（１８００ワット）の電力を出力する場合のデューティは、以下の如くである。
（６００Ｖ÷２）÷（３００Ｖ×３）＝０．３３（３３％）
同様に、マイナス２００ボルト、９アンペア（１８００ワット）の電力を出力する場合のデューティは、以下の如くである。
（２００Ｖ÷２）÷（３００Ｖ×３）＝０．１１（１１％）
この時にスイッチング素子を流れるトランス１次電流は、それぞれ以下の如くである。
３Ａ×３＝９Ａ  （６００ボルトの時）
９Ａ×３＝２７Ａ（２００ボルトの時）
スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ２４）のひとつあたりのオン抵抗を１オームとすると、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４の直流損失の合計は次式により与えられる。
（９Ａ×９Ａ×１Ω×０．３３÷２）×８＝１０４Ｗ      （６００ボルトの時）
（２７Ａ×２７Ａ×１Ω×０．１１÷２）×８＝３２０Ｗ  （２００ボルトの時）
【００５６】
これに対して、図５に表した変型例の場合、トランスのデューティが改善され、スイッチング素子による直流損失が低減する。
【００５７】
例えば、マイナス６００ボルト、３アンペア（１８００ワット）を３００ボルトの直流電圧源ＤＣ１、ＤＣ２からそれぞれ出力する場合のデューティは、以下の如くである。
（６００Ｖ÷２）÷（３００Ｖ×３÷２）＝０．６７（６７％）
同様に、マイナス２００ボルト、９アンペア（１８００ワット）を出力する場合のデューティは、以下の如くである。
（２００Ｖ÷２）÷（３００Ｖ×３÷２）＝０．２２（２２％）
この時にスイッチング素子を流れるトランス１次電流は、それぞれ以下の如くである。
３Ａ÷２×３＝４．５Ａ  （６００ボルトの時）
９Ａ÷２×３＝１３．５Ａ（２００ボルトの時）
スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ２４）のひとつあたりのオン抵抗を１オームとすると、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４の直流損失の合計は次式により与えられる。
（４．５Ａ×４．５Ａ×１Ω×０．６７÷２）×８＝５６Ｗ（６００ボルトの時）
（１３．５Ａ×１３．５Ａ×１Ω×０．２２÷２）×８＝１６０Ｗ（２００ボルトの時）
すなわち、図６の比較例と比べてスイッチング素子による直流損失が半減する。
【００５８】
以上、平滑回路において２つのインダクタを並列に配置し、これらに交互に電流を流す比較例の電源について説明した。  
次に、本発明の第２の実施形態として、平滑回路において２つ（あるいはそれ以上）のインダクタを直列に配置し、これらに交互に電流を流す電源について説明する。  
図７は、本発明の第２の実施の形態にかかる電源を表す模式図である。  
すなわち、インダクタ（Ｌ１１〜Ｌ２２）とコンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ２２）の直列接続による平滑回路をトランス当り２組で対称に設け、２つのコンデンサ（Ｃ１１及びＣ１２、Ｃ２１及びＣ２２）はインダクタとつながらない端子同士を接続する。  
トランス出力を全波整流するダイオードブリッジ（ＤＢ１、ＤＢ２）の正負２つの整流器出力をインダクタに接続して、インダクタとコンデンサとの接続点を平滑回路の出力とする。さらに、ダイオード（ＤＢ１、ＤＢ２）の一方の入力端子を、コンデンサ（Ｃ１１及びＣ１２、Ｃ２１及びＣ２２）の中点と接続する。
【００５９】
本実施形態の電源においても、トランスＴ１の出力は、平滑回路Ｌ１１とＬ１２に対して交互に供給される。同様に、トランスＴ２の出力は、平滑回路Ｌ２１とＬ２２に対して交互に供給される。
【００６０】
点火動作の際には、トランス出力の最大電圧で並列のコンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ２２）それぞれを充電するが、負荷インピーダンスが高く放電電流が無いので電圧低下は無視できるほど小さい。よって、電源としては、２基のトランス出力を直列接続したのと同じ電圧を出力する。
【００６１】
一方、スパッタ動作の際には、トランスからの充電と負荷への電流出力により、コンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ２２）の電圧はトランス出力電圧の平均値の半分になる。そして、このようなスパッタ動作の際のインバータのデューティを向上させることができる。
【００６２】
以下、本実施形態の電源の動作についてさらに詳細に説明する。  
まず、プラズマ点火時の放電待ち状態においては、トランスＴ１のＡ１端子が正極を出力する場合には、ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４が逆バイアスされたまま、Ａ１端子〜ダイオードＤ１〜インダクタＬ１１〜コンデンサＣ１１〜Ｂ１端子の経路で出力され、トランスＴ１のＢ１端子が正極を出力する場合には、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ４が逆バイアスされたまま、Ｂ１端子〜コンデンサＣ１２〜インダクタＬ１２〜ダイオードＤ３〜Ａ１端子の経路で出力される。トランスＴ１とＴ２が出力しない場合は、コンデンサ電圧でダイオード（Ｄ１〜Ｄ８）が逆バイアスされインダクタ（Ｌ１１〜Ｌ  ２）を電流が逆流しないため、２つのトランスＴ１、Ｔ２は、互いの影響を受けず、独立してコンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ２２）を充電する。
【００６３】
次に、スパッタ時の負荷電流が連続する状態においては、トランスの出力電圧が無いときは、インダクタＬ１２〜ダイオードＤ３・Ｄ１またはＤ４・Ｄ２〜インダクタＬ１１の経路で出力される。なおこの場合、電流は、最初は上述の両方の経路を流れるが、その後、温度不平衡で電流アンバランスが加速され、いずれか一方に偏る。負荷電流のうち直流分は、負荷〜Ｌ３〜Ｌ２２〜Ｌ２１〜Ｌ２１〜Ｌ１２〜Ｌ１１〜負荷で同一電流となり、交流分は、負荷〜Ｌ３〜Ｃ２２〜Ｃ２１〜Ｃ２１〜Ｃ１２〜Ｃ１１〜負荷で同一電流となる。
【００６４】
一方、例えば、トランスＴ１のＡ１端子が正極を出力する場合は、ダイオードＤ２、Ｄ３が逆バイアスされ、Ａ１端子〜ダイオードＤ１〜インダクタＬ１１〜負荷〜Ｌ３〜インダクタＬ１２〜ダイオードＤ４〜Ｂ１端子の経路で電流が流れる。
【００６５】
また一方、例えば、トランスＴ１のＢ１端子が正極を出力する場合は、ダイオードＤ１、Ｄ４が逆バイアスされ、Ｂ１端子〜ダイオードＤ２〜インダクタＬ１１〜負荷〜Ｌ３〜インダクタＬ１２〜ダイオードＤ３〜Ａ１端子の経路で電流が流れる。
【００６６】
換言すると、トランスＴ１とトランスＴ２の動作は、これらいずれについても、（１）Ａ１（Ａ２）端子が正極の場合、（２）Ｂ１（Ｂ２）端子が正極の場合、（３）出力オフ状態の場合、で分け、インダクタＬ１２（Ｌ２２）を出た電流がダイオードブリッジを通ってインダクタＬ１１（Ｌ２１）に入る際の電流経路で考えると分かりやすい。
【００６７】
すなわち、（１）Ａ１端子が正極の場合には、Ｌ１２〜Ｄ４〜トランスＴ１〜Ｄ１〜Ｌ１１となり、（１）Ａ２端子が正極の場合には、Ｌ２２〜Ｄ８〜トランスＴ２〜Ｄ５〜Ｌ２１となる。
【００６８】
同様に、（２）Ｂ１端子が正極の場合には、Ｌ１２〜Ｄ３〜トランスＴ１〜Ｄ２〜Ｌ１１となり、（２）Ｂ２端子が正極の場合には、Ｌ２２〜Ｄ７〜トランスＴ２〜Ｄ６〜Ｌ２１となる。
【００６９】
また、（３）出力オフ状態の場合には、Ｌ１２（Ｌ２２）〜Ｄ３（Ｄ７）〜トランスＴ１（Ｔ２）〜Ｄ１（Ｄ５）〜Ｌ１１（Ｌ２１）、または（及び）Ｌ１２（Ｌ２２）〜Ｄ４（Ｄ８）〜トランスＴ１（Ｔ２）〜Ｄ２（Ｄ６）〜Ｌ１１（Ｌ２１）となる。
【００７０】
以下、図６に関して前述した電源と同様に、例えば、３００ボルトの直流電圧源ＤＣ１、ＤＣ２からそれぞれ出力して最大電圧１８００ボルトを得るためには、トランスＴ１、Ｔ２の巻線比Ｎは、次式により与えられる。
３００Ｖ×Ｎ×４＝１８００Ｖ
Ｎ＝１．５
マイナス６００ボルト、３アンペア（１８００ワット）を出力する場合のデューティは、以下の如くである。
（６００Ｖ÷４）÷（３００Ｖ×１．５÷２）＝０．６７（６７％）
同様に、マイナス２００ボルト、９アンペア（１８００ワット）を出力する場合のデューティは、以下の如くである。
（−２００Ｖ÷４）÷（３００Ｖ×１．５÷２）＝０．２２（２２％）
この時にスイッチング素子を流れるトランス１次電流は、それぞれ以下の如くである。
３Ａ×１．５＝４．５Ａ  （６００ボルトの時）
９Ａ×１．５＝１３．５Ａ（２００ボルトの時）
スイッチング素子（Ｑ１１〜Ｑ２４）のひとつあたりのオン抵抗を１オームとすると、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４の直流損失の合計はそれぞれ次式により与えられる。
（４．５Ａ×４．５Ａ×１Ω×０．６７÷２）×８＝５６Ｗ  （６００ボルトの時）
（１３．５Ａ×１３．５Ａ×１Ω×０．２２÷２）×８＝１６０Ｗ（２００ボルトの時）
つまり、本実施形態においても、図６の比較例と比べてスイッチング素子による直流損失が半減する。
【００７１】
以上説明したように、本実施形態の電源においても、負荷が高インピーダンスで高い電圧を要する点火時はトランスの全波整流と同じ電圧を出力し、負荷が低インピーダンスで大きな電流を要するスパッタ時はトランスの半波整流と同じ電流を出力するので、インバータのデューティが大きくなり、スイッチング素子を流れるトランス１次電流が緩和される。これにより、スイッチング素子の直流損失が低減して電力変換効率が向上する。
【００７２】
以下、実施例を参照しつつ本発明の実施の形態についてさらに詳細に説明する。
【００７３】
（第１の実施例）
まず、本発明の第１の実施例として、本発明の電源における出力波形を測定した結果について説明する。  
図８は、本発明のインバータ回路を多段に設けた電源を表す。すなわち、同図に表した電源は、図２に関して前述した２段インバータ回路をさらに簡素化した構成を有する。この電源の場合、トランスＴ１、Ｔ２の１次側はフルブリッジ構成とした。
【００７４】
図９は、デューティを小さく絞った時の点火電圧の波形を例示するグラフ図である。すなわち、同図の横軸は時間、チャネル１（Ｃｈ１）はインバータ回路♯１のトランスＴ１の２次側電圧、チャネル２（Ｃｈ２）はインバータ回路♯２のトランスＴ２の２次側電圧、チャネル３（Ｃｈ３）は電源の出力電圧をそれぞれ表す。ＤＣ入力電圧は２００ボルトとし、無負荷状態とした。また、グラフ縦軸における各チャンネルのゼロ位置は、「Ｃｈ１ゼロ」の如く表示した。
【００７５】
図９に表したように、デューティを小さく絞った時、１インバータ出力では電源電圧相当が出力するため、２インバータ直列においては２倍の電圧が出力される（約４００ボルト）。実際には、サージ電圧分も含めて２倍以上の電圧が出力された。コンデンサ耐圧は、ＤＣ３００ボルト入力で８００ボルトまたは１０００ボルトが必要である。容量は、点火電圧時間だけ保てば良いので小さくてよい。
【００７６】
図１０は、デューティを最大レベルまで上げた時の、電源の出力波形を表すグラフ図である。すなわち、同図の横軸は時間、チャネル１（Ｃｈ１）はインバータ回路♯１のトランス２次側電圧、チャネル２（Ｃｈ２）はダイオードＤ１の電圧、チャネル３（Ｃｈ３）は電源の出力電圧、チャネル４（Ｃｈ４）は負荷電流、をそれぞれ表す。ここでも、ＤＣ入力電圧は２００ボルトとし、無負荷状態とした。
【００７７】
図１０から、無負荷の状態では、ダイオードＤ１には、電源電圧の２倍である逆電圧４００ボルトが印加されることが分かる。
【００７８】
次に、図１１は、負荷電流が流れる状態での電源の出力波形を表すグラフ図である。  
すなわち、同図のチャネル１（Ｃｈ１）はインバータ回路♯１のトランス２次側電圧、チャネル３（Ｃｈ３）は電源の出力電圧、チャネル４（Ｃｈ４）は負荷電流、をそれぞれ表す。ここでも、ＤＣ入力電圧は２００ボルトとし、負荷は２３５オームとし、インバータのデューティを最大値とした。
【００７９】
このように、実際に電流を流した結果、１インバータにおいて電源電圧の１／２の電圧が出力されるため、２インバータでは電源電圧相当が出力されることが分かる。
【００８０】
また、図１２も、負荷電流が流れる状態での電源の出力波形を表すグラフ図である。  
すなわち、同図のチャネル１（Ｃｈ１）はインバータ回路♯１のトランス２次側電圧、チャネル２（Ｃｈ２）はダイオードＤ１の電圧、チャネル３（Ｃｈ３）は電源の出力電圧、をそれぞれ表す。ここでも、ＤＣ入力電圧は２００ボルトとし、負荷は２３５オームとし、インバータのデューティを最大値とした。
【００８１】
ダイオードＤ１では、インバータに電流が流れている状態では連続的に電流が流れていることが分かる。波形には、電圧降下分が測定される。ダイオードＤ１は、スイッチングスピードよりもオン電圧降下の特性が優先される。
【００８２】
（第２の実施例）
次に、本発明の第２の実施例として、本発明の電源を備えたスパッタ装置について説明する。  
図１３は、本発明の実施例としてのＤＣ（direct current）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタ装置は、真空チャンバ１０１とスパッタ用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０は、図１乃至図１２に関して前述した本発明の電源である。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
【００８３】
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
【００８４】
なお、スパッタ動作中に、チャンバ１０１内でアーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多いが、基板１００の近傍において生ずる場合もある。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、チャンバの負荷インピーダンスが低下し、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。  
このような場合には、図５に関して前述したように、出力インダクタＬ３とコンデンサとにより形成されるＬＣ共振回路による振動電流がアーク放電を消弧するように作用する。
【００８５】
そして、本発明の実施の形態にかかる電源１１０を用いることより、通常のスパッタ時のインバータのデューティを上昇させ、スイッチング素子やトランスのオン抵抗による直流損失を半分に低下できる。しかも、プラズマ点火前の負荷電流が流れない状態においては、平滑コンデンサをトランスの最大電圧まで充電することにより、出力電圧を自動的に点火電圧まで上昇させることができる。
【００８６】
つまり、本実施形態によれば、極めてシンプルな回路構成でありながら、プラズマ点火の際の高電圧を確実に出力させ、プラズマ点火後のインバータのデューティも高いレベルに維持できる。インバータのデューティを高くすることによりトランス１次電流を下がることを意味し、インバータを構成するトランジスタなどの部品の電流容量が低くて済むので、小型で安価な部品を用いて安定に動作させるスパッタ装置を提供できる。
【００８７】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態として、第１および第２の実施の形態に関して前述したいずれかの電源を用いたマグネトロン用の電源システムについて説明する。すなわち、マグネトロンに順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、またその運転条件に応じて複数の電源ブロックを直列に接続したり並列に接続することができる。
【００８８】
図１４は、本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。すなわち、同図は、マグネトロンを用いたマイクロ波発生システムを表す。
【００８９】
このシステムの電源１１０は、所定の直流高電圧をマグネトロン２００に印加して発振させる。この電源１１０として、図１乃至図１２に関して前述した本発明の電源を用いることができる。マグネトロン２００の発振により生じたマイクロ波電力は、導波管を伝送路としてアイソレータ３１０、マイクロ波センサ３２０、マイクロ波整合器３４０を介して、負荷５００に供給される。また、センサ３２０からはフィードバック信号ＦＳが、電源１１０のインバータに与えられ、マイクロ波の出力電力の制御が行われる。
【００９０】
このような電源システムにおいても、本発明の電源を用いることにより、高インピーダンス条件で必要とされる高電圧を自動的に発生し、且つ定常運転の際のインバータのデューティを高いレベルに維持することにより、低損失で高効率の運転が可能となる。
【００９１】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
【００９２】
例えば、図１乃至図１２においては、１つ乃至６つの電源ブロックまたはインバータを設けた電源を例示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、これら以外の複数のインバータを設けた多段インバータ構成の電源についても同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
【００９３】
また一方、本発明の電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
【００９４】
より具体的には、例えば、スイッチング素子またはスイッチング回路としてＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の記号により例示したものや、保護用素子としてバリスタの記号により例示したものなどは、これら特定の電気素子には限定されず、同様の機能または作用を有する単一の電気素子あるいは複数の電気素子を含む電気回路として構成することができ、これらすべての変形は、本発明の範囲に包含される。
【００９５】
また、同様に、インバータやコンパレータ、論理回路、保護回路などの具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
【００９６】
また、本発明の電源は、スパッタ装置やマグネトロンの発振の他にも、各種のプラズマ応用機器や、レーザ発振、電力スイッチング装置などの各種の用途に用いて同様の効果を得ることができる。
【００９７】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置は本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】本発明の実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図２】図１に表した電源について、ダイオードの極性を反転してインダクタとの接続位置を入れ替えたインバータを直列接続した具体例を表す模式図である。
【図３】図２に表した電源において並列のインダクタ間の接続を切り離したものである。
【図４】図１に表した電源について、インバータを６段に分割し、２つのインバータで１つのコンバータを構成した電源を表す模式図である。
【図５】本発明の実施の形態にかかる電源の変型例を表す模式図である。
【図６】本発明者が検討した比較例の電源を表す模式図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態にかかる電源を表す模式図である。
【図８】本発明のインバータ回路を応用した６段構成のインバータ回路を有する電源の模式図である。
【図９】デューティを小さく絞った時の点火電圧の波形を例示するグラフ図である。
【図１０】デューティを最大レベルまで上げた時の、電源の出力波形を表すグラフ図である。
【図１１】負荷電流が流れる状態での電源の出力波形を表すグラフ図である。
【図１２】負荷電流が流れる状態での電源の出力波形を表すグラフ図である。
【図１３】本発明の実施例としてのＤＣ（direct current）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。
【図１４】本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。
【図１５】本発明者が本発明に至る過程で検討した電源を表す模式図である。
【符号の説明】
【００９９】
１００ 基板
１０１ チャンバ
１０４ ターゲット
１０６ 真空排気ポンプ
１０７ ガス供給源
１０８ グロー放電
１１０ 電源
１２０Ａ、１２０Ｂ 接続ケーブル
１５０ アーク放電
２００ マグネトロン
３１０ アイソレータ
３２０ マイクロ波センサ
３４０ マイクロ波整合器
５００ 負荷
【図１】
2006109561.tif 000003
【図２】
2006109561.tif 000004
【図３】
2006109561.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006109561.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2006109561.tif 000013
【図１２】
2006109561.tif 000014
【図１３】
2006109561.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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