(57)【要約】【課題】  高温動作能力を有する固体タービンエンジン点火励起装置を提供する。【解決手段】  タービンエンジン点火励起回路は、励起装置タンクキャパシタに蓄積されたエネルギを、高動作温度でリーク電流を最小限にするサイリスタ型半導体スイッチングデバイスを通して、負荷（点火プラグ）へ印加する。半導体スイッチングデバイスは、トリガ回路によって周期的に作動され、励起装置タンクキャパシタに蓄積されたエネルギを、連動する点火リードおよび点火プラグへ放電し始める。この回路は、適度な、たとえば約１．８ｋＶのタンク回路電圧で動作して高温におけるスイッチングデバイスリーク電流関連ストレスをさらに低減し、比較的長いキャパシタ充電サイクル、高動作温度能力の向上および信頼性の改善を可能にする。この回路は、キャパシタからグランドへエネルギを放出するためにローサイドスイッチ回路トポロジを用い、それによって、負極性エネルギが励起装置に印加される。【選択図】        図１
2006002771.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるための点火器と共に用いる励起回路であって、
第１の出力部を有する電圧変換装置の入力部に選択的に電力を印加するためのチャージポンプ回路であって、前記装置が、前記入力部に印加された第１の電圧レベルを、前記第１の出力部でより高い第２の電圧レベルへ昇圧するように構成されているチャージポンプ回路と、
正および負端子を有する主エネルギ蓄積部であって、前記正端子が、前記チャージポンプ回路からエネルギを受け取るために、回路において前記第１の出力部に接続され、前記負端子が、ステップアップパルストランスを自身の内に有するグランドループ回路を介して、前記点火器に接続されている主エネルギ蓄積部と、
アノード、カソード、および前記主エネルギ蓄積部からのエネルギの送出を制御するためのゲートを有する半導体スイッチであって、前記カソードがグランドに接続され、前記アノードが、前記正の主エネルギ蓄積部端子に接続されている半導体スイッチと、
前記チャージポンプ回路および前記ゲートに接続され、かつ前記スイッチを導通状態に置くためにトリガ信号を前記ゲートに選択的に印加し、それによって、前記エネルギ蓄積部をグランドに放電するトリガ回路であって、前記グランドループ回路が、前記ステップアップパルストランスを通して前記負端子へ至る負電流を生成し、それによって、スパークを発生させるために点火器に印加される高電圧パルスを発生させるトリガ回路と、
を含む励起回路。
【請求項２】
前記電圧変換装置が、より高い第３の電圧レベルを備えた第２の出力部を有し、前記トリガ回路が、制御入力部を有するトリガスイッチを介して前記トリガ信号を前記ゲートに供給する三次エネルギ蓄積部をさらに含み、前記トリガスイッチが、前記チャージポンプ回路からの作動信号が受信されたときに、導通状態に置かれる、請求項１に記載の励起回路。
【請求項３】
前記トリガ回路が、
自身のアノードを前記三次エネルギ蓄積部に接続させ、かつ自身のカソードを、前記ゲートと直列に接続されたインダクタに直列に接続させた第１のダイオードと、
自身のカソードを、前記インダクタおよび前記第１のダイオードのカソードに接続させ、かつ自身のアノードをグランドに接続させた第２のダイオードと、
をさらに含み、
前記第１および第２のダイオードならびに前記インダクタが、前記半導体スイッチのターンオン期間中に、前記ゲートへの正電流フローを保証するように調整されている、請求項２に記載の励起回路。
【請求項４】
前記トリガスイッチが、アノードと、カソードと、ゲートとを有するサイリスタであり、前記ゲートが前記制御入力部であり、前記カソードが前記第１のダイオードに接続されている、請求項３に記載の励起回路。
【請求項５】
前記トリガ回路が、グランドに接続され、かつエネルギ蓄積キャパシタに接続されているトランスの一次巻線に接続されたスイッチングトランジスタをさらに含み、前記スイッチングトランジスタが、前記作動信号によって導通状態へ切り替えられて、前記エネルギを、前記トランスおよびトランジスタを介してグランドへ流し、前記トランスが、整流ダイオードを介して前記サイリスタゲートに接続されている二次巻線を有し、それによって、前記スイッチングトランジスタが導通状態へ切り替えられたときに、電流が前記サイリスタゲートに流れる、請求項４に記載の励起回路。
【請求項６】
外部入力電源に接続可能な電源回路であって、前記第１の電圧レベルと、第２のより低い内部電圧バスと、第３の温度補償された正確な基準電圧とを有するＤＣ出力部を提供する電源回路をさらに含む、請求項１に記載の励起回路。
【請求項７】
前記電圧変換装置が、前記入力部として一次巻線を有するトランスであり、前記チャージポンプ回路が、
前記第１の電圧の電源、前記一次巻線および電圧検出抵抗器とグランドとの間に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタを導通および非導通状態に切り替えるための論理回路と、
前記電圧検出抵抗器の電圧レベルを基準電圧と比較するための、かつ前記電圧レベルが前記基準レベルを超過したときに、前記トランジスタを非導通状態に切り替えるための、前記スイッチングトランジスタに接続された比較回路と、
をさらに含む、請求項６に記載の励起回路。
【請求項８】
前記内部電圧バスにおける電圧降下に比例して前記電圧検出抵抗器の電圧レベルを調節し、前記内部電圧バスの電圧降下にかかわらず前記チャージポンプ回路の動作が継続するようにするためのスケジューリング回路をさらに含む、請求項７に記載の励起回路。
【請求項９】
前記チャージポンプ回路が、前記三次エネルギ蓄積部の電圧レベルを監視するための、かつ前記三次エネルギ蓄積部の前記電圧が所定レベルに達したときに、前記論理回路を制御して前記トランジスタを非導通状態に切り替えるための、前記トリガ回路に動作可能に接続された第２の比較回路をさらに含む、請求項７に記載の励起回路。
【請求項１０】
前記チャージポンプ回路が、前記電源によって電力を供給され、前記論理回路が、ワンショットマルチバイブレータであって、作動されたときに、前記比較回路が前記スイッチングトランジスタを非導通状態に切り替えるまで、前記スイッチングトランジスタを導通状態に置くことを可能にするワンショットマルチバイブレータを含み、前記外部入力電源が、電子エンジン制御装置（ＥＥＣ）を含む、請求項９に記載の励起回路。
【請求項１１】
前記ＥＥＣが、前記エンジンの動作を制御するのに必要な方法で前記励起回路を制御するのに必要に応じて電力を前記励起回路へ選択的に印加しかつ遮断するように構成され、前記ＥＥＣが前記励起回路への電力を遮断することが、前記励起回路へ電力が再印加されるまで、前記論理回路を含む前記チャージポンプ回路の動作を不能にすることに帰着し、それによって、前記ＥＥＣが、前記点火器のスパークレートを選択的に制御する、請求項１０に記載の励起回路。
【請求項１２】
前記電源が、前記電源への電力が遮断されたときに前記第１の電圧を前記チャージポンプ回路に供給して逆電荷フローを阻止するダイオードを、その出力部に含み、それによって、自身の前記論理回路を含む前記チャージポンプ回路を迅速に使用不可にし易くする、請求項１１に記載の励起回路。
【請求項１３】
前記論理回路が、発振集積回路であって、高周波ＤＣ−ＤＣチョッパ出力周波数を生成し、かつ前記高周波チョッパ出力周波数を約１Ｈｚ〜約８Ｈｚの範囲内にある周波数まで分割するハードウェアプログラマブルｎ分割回路を制御するための多数の入力部を含む発振集積回路をさらに含み、それによって、励起装置放電反復レートを確立する、請求項７に記載の励起回路。
【請求項１４】
前記電源が、安定した基準電源を提供する少なくとも１つの温度補償された正確な電圧レギュレータを含み、前記レギュレータが、前記レギュレータの温度に比例する補助出力電圧を供給し、前記励起回路が、レート調節回路であって、自身への入力としての前記補助出力電圧と、前記ｎ分割回路を制御する前記多数の入力部のうちの少なくとも１つに動作可能に接続された出力とを有するレート調節回路をさらに含み、それによって、前記レギュレータ温度に比例して、前記放電反復レートを変える、請求項１３に記載の励起回路。
【請求項１５】
前記チャージポンプ回路が前記電源によって電力を供給され、前記論理回路が、フリップフロップであって、作動されたときに、前記比較回路が前記スイッチングトランジスタを非導通状態に切り替えるまで、前記スイッチングトランジスタを導通状態に置くことを可能にするフリップフロップを含み、
前記電源が、安定した基準電源を提供する少なくとも１つの温度補償された正確な電圧レギュレータを含み、前記レギュレータが、前記レギュレータの温度に比例する補助出力電圧を供給し、
前記励起回路が、電圧制御された発振器であって、自身への入力として前記補助出力電圧を有し、かつ前記フリップフロップに動作可能に接続された高周波ＤＣ−ＤＣチョッパ出力周波数を生成する発振器をさらに含む、請求項９に記載の励起回路。
【請求項１６】
前記グランドループ回路が、前記主エネルギ蓄積部の前記負端子から、前記ステップアップパルストランスの一次コイルおよびパルスキャパシタを通して、グランドへの直列接続を含む、請求項１に記載の励起回路。
【請求項１７】
前記第２の電圧レベルが、約１５００〜約１９５０ボルトＤＣの範囲内にある、請求項１に記載の励起回路。
【請求項１８】
前記主エネルギ蓄積部が、少なくとも約１マイクロファラドのキャパシタンスを有する少なくとも１つのキャパシタを含む、請求項１に記載の励起回路。
【請求項１９】
前記高電圧パルスが、約−１５，０００〜約−１８，０００ボルトの範囲内の大きさを有する、請求項１に記載の励起回路。
【請求項２０】
前記三次エネルギ蓄積部が、少なくとも約０．０５マイクロファラドのキャパシタンスを有する少なくとも１つのキャパシタを含む、請求項２に記載の励起回路。
【請求項２１】
前記三次エネルギ蓄積部の前記所定のレベルが、前記第２の電圧レベルに比例する、請求項９に記載の励起回路。
【請求項２２】
タービンエンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるための点火器と共に用いる励起回路であって、
正および負端子を有するエネルギ蓄積部にエネルギを蓄積するための充電回路であって、前記負端子が、ステップアップパルストランスを自身の内に有するグランドループ回路を介して、前記点火器に接続されている充電回路と、
アノード、カソード、および前記エネルギ蓄積部からのエネルギの送出を制御するためのゲートを有する半導体スイッチであって、前記カソードがグランドに直接接続され、前記アノードが、前記正のエネルギ蓄積部端子に接続されている半導体スイッチと、
前記充電回路および前記ゲートに接続され、かつ前記半導体スイッチを導通状態に置くためにトリガ信号を前記ゲートに選択的に印加し、それによって、前記エネルギ蓄積部をグランドに放電するトリガ回路であって、前記グランドループ回路が、前記ステップアップパルストランスを通して前記負端子へ至る負電流を生成し、それによって、前記スパークを発生させるために点火器に印加される負の高電圧パルスを発生させるトリガ回路と、
を含む励起回路。
【請求項２３】
前記トリガ回路が、前記半導体スイッチがターンオンされる期間中に、連続的な正電流を前記ゲートへ供給する、請求項２２に記載の励起回路。
【請求項２４】
前記トリガ回路が、
前記充電回路を充電するために、前記充電回路に動作可能に接続された三次エネルギ蓄積部と、
自身のアノードを前記三次エネルギ蓄積部に接続させ、かつ自身のカソードを、前記ゲートと直列に接続されたインダクタに直列に接続させた第１のダイオードと、
自身のカソードを、前記インダクタおよび前記第１のダイオードのカソードに接続させ、かつ自身のアノードをグランドに接続させた第２のダイオードと、
をさらに含み、
前記第１および第２のダイオードならびに前記インダクタが、前記半導体スイッチのターンオン期間中に、前記ゲートへの正電流フローを保証するように調整されている、請求項２３に記載の励起回路。
【請求項２５】
前記タービンエンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるための点火器と共に用いる励起回路であって、
前記タービンエンジンにおいて燃料を点火する前記スパークを発生させるための前記点火器へ放出されるエネルギを蓄積するための少なくとも１つのエネルギ蓄積装置と、
前記エネルギ蓄積部にエネルギを蓄積するための充電回路と、
アノード、カソード、およびゲートを有する半導体スイッチを含む放電回路であって、前記スイッチが、前記エネルギ蓄積部からのエネルギの放出を制御し、前記カソードがグランドに直接接続され、かつ前記アノードが前記正のエネルギ蓄積部端子に接続され、一次巻線を備えたステップアップパルストランスが、前記負端子に、かつキャパシタを通してグランドに接続され、二次巻線が前記点火器に接続される放電回路と、
前記半導体スイッチを導通状態に置き、それによって、前記エネルギ蓄積部をグランドに放電し、かつ前記ステップアップパルストランスを通して前記負端子へ至る負電流を生成し、それによって、前記スパークを発生させるために前記点火器に印加される負の高電圧パルスを発生させるトリガ回路と、
を含む励起回路。
【請求項２６】
前記一次巻線およびキャパシタが第１の足を含み、前記放電回路が、前記第１の足に並列に接続された抵抗器の足およびダイオードの足をさらに含み、前記ダイオードが、そのカソードをグランドに接続させている、請求項２５に記載の励起回路。
【請求項２７】
前記半導体スイッチが、高温における低リーク電流と、高接合温度能力とを有する、請求項２５に記載の励起回路。
【請求項２８】
前記リーク電流が、摂氏約１３５度で約２００マイクロアンペアである、請求項２７に記載の励起回路。
【請求項２９】
前記エネルギ蓄積部が、前記励起装置のスパークレートのほぼ逆数である期間内に充電される、請求項２５に記載の励起回路。
【請求項３０】
前記タービンエンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるための点火器へ放出されるエネルギを蓄積するための少なくとも１つのキャパシタと、
前記キャパシタを充電するための回路と、
エネルギを前記キャパシタからグランドへ放出し、それによって、負極性エネルギを前記点火器に印加するための半導体スイッチを含む放電回路と、
前記半導体スイッチを導通状態に置くためのトリガ回路と、
を含む固体タービンエンジン点火励起装置。
【請求項３１】
エンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるための点火器と共に用いる励起回路であって、
第１の出力部を有する電圧変換装置の入力部に選択的に電力を印加するためのチャージポンプ回路であって、前記装置が、前記入力部に印加された第１の電圧レベルを、前記第１の出力でより高い第２の電圧レベルへ昇圧するように構成されているチャージポンプ回路と、
正および負端子を有する主エネルギ蓄積部であって、前記正端子が、前記チャージポンプ回路からエネルギを受け取るために、回路において前記第１の出力部に接続され、前記負端子が、グランドに接続されている主エネルギ蓄積部と、
アノード、カソード、および前記主エネルギ蓄積部からのエネルギの送出を制御するためのゲートを有する半導体スイッチであって、前記カソードがパルス形成ネットワークを通して前記点火器に接続され、前記アノードが、前記正の主エネルギ蓄積部端子に接続されている半導体スイッチと、
前記チャージポンプ回路および前記ゲートに接続され、かつ前記スイッチを導通状態に置くためにトリガ信号を前記ゲートに選択的に印加し、それによって、前記エネルギ蓄積部を、スパークを発生させるために、パルス形成ネットワークを通して前記点火器に放電するトリガ回路と、
を含む励起回路。
【請求項３２】
前記電圧変換装置が、より高い第３の電圧レベルを第２の出力部に供給する三次巻線を有し、前記トリガ回路が、制御入力部を有するトリガスイッチを介して、前記トリガ信号を前記ゲートに供給する三次エネルギ蓄積部をさらに含み、前記トリガスイッチが、作動信号が前記チャージポンプ回路から受信されたときに、導通状態に置かれる、請求項３１に記載の励起回路。
【請求項３３】
前記トリガ回路が、
自身のアノードを前記三次エネルギ蓄積部に接続させ、かつ自身のカソードを、前記ゲートと直列に接続されたインダクタに直列に接続させた第１のダイオードと、
自身のカソードを、前記インダクタおよび前記第１のダイオードのカソードに接続させ、自身のアノードを前記半導体スイッチの前記カソードおよび前記三次巻線に接続させた第２のダイオードと、
をさらに含み、
前記第１および第２のダイオードならびに前記インダクタが、前記半導体スイッチのターンオン期間中に、前記ゲートへの正電流フローを保証するように調整されている、請求項３２に記載の励起回路。
【請求項３４】
前記トリガスイッチが、アノードと、カソードと、ゲートとを有するサイリスタであり、前記ゲートが前記制御入力部であり、前記カソードが前記第１のダイオードに接続されている、請求項３３に記載の励起回路。
【請求項３５】
前記トリガ回路が、グランドと、エネルギ蓄積キャパシタに接続されたトランスの一次巻線と、に接続されたスイッチングトランジスタをさらに含み、前記スイッチングトランジスタが、前記作動信号によって導通状態に切り替えられて、前記エネルギを、前記トランスおよびトランジスタを介してグランドへ流し、前記トランスが、整流ダイオードを介して前記サイリスタゲートに接続されている二次巻線を有し、それによって、前記スイッチングトランジスタが導通状態へ切り替えられたときに、電流が前記サイリスタゲートに流れる、請求項３４に記載の励起回路。
【請求項３６】
外部入力電源に接続可能な電源回路であって、前記第１の電圧レベルと、第２のより低い内部電圧バスと、第３の温度補償された正確な基準電圧とを有するＤＣ出力部を提供する電源回路をさらに含む、請求項３１に記載の励起回路。
【請求項３７】
前記電圧変換装置が、前記入力部として一次巻線を有するトランスであり、前記チャージポンプ回路が、
前記第１の電圧の電源、前記一次巻線および電圧検出抵抗器とグランドとの間に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタを導通および非導通状態に切り替えるための論理回路と、
前記電圧検出抵抗器の電圧レベルを基準電圧と比較するための、かつ前記電圧レベルが前記基準レベルを超過したときに、前記トランジスタを非導通状態に切り替えるための、前記スイッチングトランジスタに接続された比較回路と、
をさらに含む、請求項３６に記載の励起回路。
【請求項３８】
前記内部電圧バスにおける電圧降下に比例して前記電圧検出抵抗器の電圧レベルを調節し、前記内部電圧バスの電圧降下にかかわらず前記チャージポンプ回路の動作が継続するようにするためのスケジューリング回路をさらに含む、請求項３７に記載の励起回路。
【請求項３９】
前記チャージポンプ回路が、前記三次エネルギ蓄積部の電圧レベルを監視するための、かつ前記三次エネルギ蓄積部の前記電圧が所定レベルに達したときに、前記論理回路を制御して前記トランジスタを非導通状態に切り替えるための、前記トリガ回路に動作可能に接続された第２の比較回路をさらに含む、請求項３７に記載の励起回路。
【請求項４０】
前記チャージポンプ回路が、前記電源によって電力を供給され、前記論理回路が、ワンショットマルチバイブレータであって、作動されたときに、前記比較回路が前記スイッチングトランジスタを非導通状態に切り替えるまで、前記スイッチングトランジスタを導通状態に置くことを可能にするワンショットマルチバイブレータを含み、前記外部入力電源が、電子エンジン制御装置（ＥＥＣ）を含む、請求項３９に記載の励起回路。
【請求項４１】
前記ＥＥＣが、前記エンジンの動作を制御するのに必要な方法で前記励起回路を制御するのに必要に応じて電力を前記励起回路へ選択的に印加しかつ遮断するように構成され、前記ＥＥＣが前記励起回路への電力を遮断することが、前記励起回路へ電力が再印加されるまで、前記論理回路を含む前記チャージポンプ回路の動作を不能にすることに帰着し、それによって、前記ＥＥＣが、前記点火器のスパークレートを選択的に制御する、請求項４０に記載の励起回路。
【請求項４２】
前記電源が、前記電源への電力が遮断されたときに前記第１の電圧を前記チャージポンプ回路に供給して逆電荷フローを阻止するダイオードを、その出力部に含み、それによって、自身の前記論理回路を含む前記チャージポンプ回路を迅速に使用不可にし易くする、請求項４１に記載の励起回路。
【請求項４３】
前記論理回路が、発振集積回路であって、高周波ＤＣ−ＤＣチョッパ出力周波数を生成し、かつ前記高周波チョッパ出力周波数を約１Ｈｚ〜約８Ｈｚの範囲内にある周波数まで分割するハードウェアプログラマブルｎ分割回路を制御するための多数の入力部を含む発振集積回路をさらに含み、それによって、励起装置放電反復レートを確立する、請求項３７に記載の励起回路。
【請求項４４】
前記電源が、安定した基準電源を提供する少なくとも１つの温度補償された正確な電圧レギュレータを含み、前記レギュレータが、前記レギュレータの温度に比例する補助出力電圧を供給し、前記励起回路が、レート調節回路であって、自身への入力としての前記補助出力電圧と、前記ｎ分割回路を制御する前記多数の入力部のうちの少なくとも１つに動作可能に接続された出力とを有するレート調節回路をさらに含み、それによって、前記レギュレータ温度に比例して、前記放電反復レートを変える、請求項４３に記載の励起回路。
【請求項４５】
前記チャージポンプ回路が、前記電源によって電力を供給され、前記論理回路が、フリップフロップであって、作動されたときに、前記比較回路が前記スイッチングトランジスタを非導通状態に切り替えるまで、前記スイッチングトランジスタを導通状態に置くことを可能にするフリップフロップを含み、
前記電源が、安定した基準電源を提供する少なくとも１つの温度補償された正確な電圧レギュレータを含み、前記レギュレータが、前記レギュレータの温度に比例する補助出力電圧を供給し、
前記励起回路が、電圧制御された発振器であって、自身への入力として前記補助出力電圧を有し、かつ前記フリップフロップに動作可能に接続された高周波ＤＣ−ＤＣチョッパ出力周波数を生成する発振器をさらに含む、請求項３９に記載の励起回路。
【請求項４６】
タービンエンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるための点火器と共に用いる励起回路であって、
前記励起回路に電力を選択的に供給するための電子エンジン制御装置（ＥＥＣ）に接続されるように構成された電源と、
ステップアップトランスを通してエネルギ蓄積部にエネルギを蓄積するためのチャージポンプ回路と、
アノード、カソード、および前記主エネルギ蓄積部からのエネルギの送出を制御するためのゲートを有する半導体スイッチと、
前記チャージポンプ回路および前記ゲートに接続され、かつ前記半導体スイッチを導通状態に置くためにトリガ信号を前記ゲートに選択的に印加し、それによって、前記タービンエンジンにおいて燃料を点火するスパークを発生させるために、前記エネルギ蓄積部を放電させるトリガ回路と、
を含み、
前記ＥＥＣが、前記励起回路への電力を選択的に遮断かつ供給し、それによって、前記点火器の発現およびしたがってそのスパークレートを制御する励起回路。
【請求項４７】
前記励起回路が、前記ＥＥＣによって略連続的に電力を供給されるときに、第１の公称レートで前記エネルギ蓄積部を交互に充電および放電し、前記励起回路が、少なくとも１つの選択された励起回路構成要素の温度に比例する補助出力電圧を生成し、前記励起回路が、前記構成要素温度の関数として前記第１の公称レートを調節する、請求項４６に記載の励起回路。
【請求項４８】
前記第１の公称レートが、前記構成要素の温度が増加につれて減少する、請求項４７に記載の励起回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願の相互参照
ジョン  Ｃ．ドリスコル（Ｊｏｈｎ  Ｃ．Ｄｒｉｓｃｏｌｌ）、セオドア  Ｓ．ウィルモット（Ｔｈｅｏｄｏｒｅ  Ｓ．Ｗｉｌｍｏｔ）、およびユージーン  Ｏ．ブライアン（Ｅｕｇｅｎｅ  Ｏ．Ｂｒｙａｎ）によって、          に出願された、名称「半導体−絶縁体−半導体構造を有する電力スイッチングデバイスおよびその製造方法（Ａ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｄｅｖｉｃｅ  Ｈａｖｉｎｇ  ａ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  Ｍａｎｕｆａｃｔｕｒｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｓａｍｅ）」。
【０００２】
ジョン  Ｃ．ドリスコル（Ｊｏｈｎ  Ｃ．Ｄｒｉｓｃｏｌｌ）、セオドア  Ｓ．ウィルモット（Ｔｈｅｏｄｏｒｅ  Ｓ．Ｗｉｌｍｏｔ）、およびユージーン  Ｏ．ブライアン（Ｅｕｇｅｎｅ  Ｏ．Ｂｒｙａｎ）によって、          に出願された、名称「半導体電力スイッチングデバイスを製作および接続するための方法および装置（Ｍｅｔｈｏｄ  Ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  Ｆｏｒ  Ｆａｂｒｉｃａｔｉｎｇ  Ａｎｄ  Ｃｏｎｎｅｃｔｉｎｇ  Ａ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｄｅｖｉｃｅ）」。
【０００３】
本発明は、一般に高電圧電源に関し、特に、タービンエンジン用途の改良された点火励起装置に関する。
【背景技術】
【０００４】
現代のタービンエンジン点火励起装置、特に小型ガスタービン用途で用いられるものは、近年相当に発展した。すなわち、スパークギャップ（プラズマ）スイッチングデバイスおよび単純な弛張タイプ発振器チャージポンプから、デジタル制御されるＤＣ−ＤＣコンバータチャージポンプを備えた、より信頼性があり、より予測可能な固体スイッチングデバイスまで発展した。現行技術の固体点火励起装置の熱性能は、利用可能なサイリスタスイッチングテクノロジにより制限されてきた。可飽和リアクトルを備えた、多数の直列にスタックされた位相制御サイリスタを用いる設計もあれば、パルス電力用途のために特に設計されたスイッチングデバイスを用いるものもある。しかしながら、両方の性能とも、スイッチングデバイスの限界に関連するリーク電流に悩まされている。高温では、スイッチングデバイス内のリーク電流により、結果として電力損失が増加する。この状態が、さらなるリーク電流をもたらし、結果として、熱暴走状態およびデバイス障害に帰着する。
【０００５】
現行技術の最も進歩した励起装置は、パルスタイプのサイリスタを用いて、出力段階における可飽和磁性部品の必要性およびそのテクノロジの関連する限界を除去する。位相制御をベースにした設計に関する相当な改良に対して、現行技術のパルスサイリスタをベースにした点火励起装置の熱性能はまだ、スイッチングデバイスのリーク電流によって制限されている。さらに、現行技術テクノロジには、点火励起装置の商業的可能性を制限する高価な半導体ダイ製造およびデバイスパッケージング技術が組み込まれている。本発明よる点火励起装置の実施形態は、優れた信頼性を示し、独特なローサイドスイッチングトポロジの使用を通じてゲート回路を簡略化した。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の好ましい実施形態によって、容積効率がよく、軽く、高周囲温度で高い信頼性のある動作を可能にする改良されたタービンエンジン点火励起装置テクノロジが提供される。第１の好ましい実施形態は、高周囲温度で低リーク電流を示すように設計された半導体パルススイッチングデバイス、およびローサイドスイッチングトポロジを用いるが、このトポロジには、エネルギ蓄積部からグランドへエネルギを放出するための放電回路が含まれ、それによって負極性エネルギが点火器に印加される。本実施形態が用いるゲートドライブ回路は、特定の励起装置用に特に調整され、スイッチングデバイスにおいてストレスの多い変調期間を通して正のゲートドライブ電流を保証する。
【０００７】
第１の好ましい実施形態にはまた、励起装置に印加される低入力電圧を補償するための回路が含まれ、それによって、励起装置は、入力電圧が低いときに、確実に動作できる。
【０００８】
第２の好ましい実施形態は、高周囲温度で低リーク電流を示すように設計された半導体パルススイッチングデバイス、およびハイサイドスイッチングトポロジを用いるが、このトポロジがまた用いるゲートドライブ回路は、特定の励起装置用に特に調整され、スイッチングデバイスにおいてストレスの多い変調期間を通して正のゲートドライブ電流を保証する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
高周囲温度における、現行の先行技術よるタービンエンジン点火励起装置の動作は、半導体リーク電流によって制限されている。高周囲温度において、半導体リーク電流は温度と共に指数関数的に増加し、その結果として、スイッチングデバイスの電力損失が増加する。これによって製品の信頼性が低減され、設計プロセスにおいて注意深く対策を取らなければ、熱暴走の影響により、システム障害に帰着する可能性がある。すなわち、極端な温度では、デバイスの損失がさらにデバイスの発熱を引き起こし、今度はこれが、デバイスが破壊されるまで指数関数的に進むさらなる損失を引き起こす。この状態は、タービンエンジン点火システムで通常用いられる比較的高い（約３ｋＶ）励起装置タンク回路電圧によって悪化される。本発明の第１の好ましい実施形態は、比較的低い（すなわち、約１．５ｋＶ〜約１．９５ｋＶ）タンク電圧を用いて、スイッチングデバイスにおける誘電応力およびリーク電流ストレスをさらに低減する。
【００１０】
第１の好ましい実施形態の別の利点は、ローサイドスイッチング回路トポロジである。固体タービンエンジン点火励起装置は、従来、正極性放電波形を保証するために、ハイサイドスイッチング方式を用いてきた。正極性放電波形は、陽イオン衝撃のために、正極性内部（中央）電極よりも高いレートで負極性点火プラグ外殻電極を腐食させることが知られている。典型的には、点火プラグ外殻電極は、寿命を最大限にするために、中央電極より相当に大きな質量を有するように設計されている。材料の腐食レートは負極性電極で最も高いが、点火プラグの直径のスパークギャップ成長レートは、正極性および負極性システムで検出できるほどは異ならない。
【００１１】
正極性システム用に設計された既製の点火器で負極性システムを用いると、点火プラグスパークギャップは、寿命の最後には約３％オーダ大きいことが測定された。しかしながら、既製の点火器は、点火システムの極性にかかわらず、ほぼ同時に摩耗する。
【００１２】
それに反して、正極性固体点火システムは、スイッチングデバイスのカソードが動的負荷と関係付けられるという事実のために、相当な信頼性の不利益を受ける。すなわち点火プラグのイオン化に先立って、カソードは、回路グランドに対して本質的に浮いている。この状態のために、ストレスの多いデバイス変調期間に、予測可能で再現可能なスイッチングデバイスゲートドライブを保証することが困難になる。本発明の第１の好ましい実施形態は、スイッチングデバイスのカソードを回路グランド関係付けることにより、この問題を解決する。このトポロジでは、ゲートドライブ波形は、高度に予測可能かつ再現可能であり、簡単で安価な回路で容易に制御できる。
【００１３】
本発明の好ましい実施形態はまた、入力電流をスケジューリングするための新規な回路を含み、低入力電圧において信頼できる動作を可能にする。タービンエンジンをベースにした航空機における最近の動向の結果として、エンジン始動時に利用できる入力電圧がより低くなった。現代の小型ガスタービン点火励起装置は、典型的には電流モードパルス幅変調器（ＰＷＭ）をベースにしたＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、コンデンサ充電機能を遂行する。非常に低い入力電圧では、電流モード制御装置の設定ポイント値を満たすことができず、連続的な電流の排流に帰着する。この状態を防ぐために、好ましい実施形態は、電流スケジューリング回路を用い、入力電圧の関数としてＰＷＭ設定ポイントを自動的に調節し、低入力電圧での動作を可能とする。
【００１４】
ここで図面、特に図１を見てみると、点火励起回路の第１の好ましい実施形態が、略１０で示されている。例示的な実施形態の本質的な放電回路素子が、たとえば、交流入力電力変形例および各種用途の特定出力電圧、ならびにスパークレートおよびエネルギ構成に容易に適応できることが、当業者には理解されるであろう。
【００１５】
電源セクションは、２つの個別の電圧レギュレータセクションで構成されている。両方とも、励起装置入力電源および続く電磁干渉フィルタ（両方とも図示せず）から、１２および１４で電力を引き出す。集積回路１６ならびにキャパシタ１８および２０で構成されている第１のレギュレータが、励起装置内部回路（略２２で示すチャージポンプ回路、略２４で示す電流スケジューリング回路、および略２６で示す放電回路）に電力を供給し、＋８Ｖバスを確立する。集積回路２８ならびにキャパシタ３０、３２および３４で構成されているもう一方のレギュレータは、チャージポンプ電流および電圧モード比較器に安定した基準電源を提供するために用いられる温度補償された正確な電圧基準であり、Ｖｒｅｆバスを確立する。基準電源は、極端に低い入力電圧（たとえば８．５ＶＤＣ）において点火励起装置の予測可能な（仕様に準拠した）動作を保証するように設計されている。電源セクション内の他の素子には、逆極性保護ダイオード３６、キャパシタ３８、抵抗器４０およびトランゾーブ（ｔｒａｎｓｏｒｂ）４２、ＥＭＩ抑制および過渡入力電圧保護素子４４ならびにヒューズ４６が含まれ、主に直流電力バス障害を防いでいる。
【００１６】
チャージポンプセクション２２は、電流モードフライバックトポロジＤＣ−ＤＣコンバータである。入力電源およびＥＭＩフィルタ（図示せず）からチャージポンプに供給される、フィルタリングされた入力電力は、チャージポンプセクション２２の上部右部分のエネルギ蓄積キャパシタ４８に蓄積される。このキャパシタは、線路５２を通して、フライバックトランス５０の一次巻線へ電流を供給し、チャージポンプ２２の動作中に入力電源バスにおける電流の排流を最小限にする。
【００１７】
キャパシタ５３ならびに抵抗器５４および５６は、集積回路５８内のＲＣリング発振回路の中心周波数を制御する。発振器５８は、高周波ＤＣ−ＤＣチョッパ周波数を、約１Ｈｚ〜約８Ｈｚのレートまで分割するハードウェアプログラマブルＮ分割回路を含み、それによって、励起装置放電反復レートを確立する。反復レートのプログラミングは、適切な抵抗器ペア６０、６２、６４または６６のうちの１つでジャンパ線を選択的に実装するかまたは取り外し、適切なＡ−Ｄ入力制御部６８をロジックハイまたはロー状態に連結することによって達成される。
【００１８】
好ましくは９０ｋＨｚオーダであるが、より高くても低くてもよい、集積回路５８からの高周波（チャージポンプレート）出力は、線路７０を介して、フリップフロップ７２へ送られる。トランジスタ７４、７６、抵抗器７８、８０およびキャパシタ８２から構成されているトーテムポールゲートドライブ回路が今度は、フリップフロップ７２によって供給される信号に応答してトランジスタ８４を作動させる。トランジスタ８４は、作動すると、トランジスタ８４および電流モード検出抵抗器８６を通して、ＤＣ入力バス（＋２８Ｖ）から電流フローを開始する。電流フローがトランス一次巻線を通して直線的に増加するのにつれて、類似の電圧が、検出抵抗器８６に生成され、この電圧が、線路８８によって比較器９０の正の入力部に印加されて、比較器９０が、関連する基準電圧分割抵抗器９２および９４と共に電流モード制御装置として動作する。比較器９０は、適切な入力電流値が達成されると、線路９６を介して、フリップフロップ７２を再設定する。今度はこれによって電流モードサイクルを終了し、各サイクルを基準にした、トランス５０のエネルギ（Ｅ＝ＬＩ２／２）の正確な制御を保証する。
【００１９】
チャージポンプは、２つの独立した出力を有する。主出力は、線路１０２を介して主エネルギ蓄積（タンク）キャパシタ１００を充電するフライバックトランス５０の二次巻線であるが、線路１０２は、４つの直列接続された整流ダイオード１０４、およびキャパシタ１００の正端子に接続されるノード１０６を有し、そしてキャパシタ１００の負端子は、線路１０８およびダイオード１１０を介してグランドに接続されている。フライバックトランス５０の二次、三次巻線１１２は、整流ダイオード１１６、抵抗器１１８および線路１２０を介して、三次エネルギ蓄積キャパシタ１１４を同様に充電する。チャージポンプが動作するにつれて、充電は、タンクキャパシタ１００および三次キャパシタ１１４に漸増的に分けて施され、ほぼトランスの二次−三次転換比率の関数として、各キャパシタの電位を増加させる。したがって、三次タンクキャパシタ１１４回路は、高電位の主エネルギ蓄積タンクキャパシタ１００回路の低電位ミラーを形成し、高電位回路の安全で、信頼ができて、間接的な監視を可能にする。
【００２０】
主として線路１２０、比較器１２２、関連する基準分割抵抗器１２４および１２６、ならびにフィードバック抵抗分割器１２８および１３０で構成されている電圧モードフィードバックループが、三次タンクキャパシタ１１４を監視し、両方のキャパシタがいつフル充電に達したかを判定する。三次タンクキャパシタ１１４の電圧フィードバック信号が設定ポイント値に達したときに、比較器１２２は、線路１３４を介してフリップフロップ１３２を再設定する。これによって、高周波（チャージポンプレート）のフリップフロップ７２ドライブ信号がスイッチングトランジスタ８４へ伝送されるのを防ぎ、高周波チャージポンプ動作を停止する。同様に、この状態によって、フリップフロップ１３２は同時に、線路１３６を介して、放電回路２６におけるトランジスタ１３８にトリガ信号を伝送するようにされる。
【００２１】
線路１３６を通した、フリップフロップ１３２からのトリガ信号は、トリガタンクキャパシタ１４０に蓄積された電荷がトリガトランス１４２を通して放電するのを可能にするスイッチングトランジスタ１３８を作動させる。この作動によって今度はダイオード１４４を通したトリガパルスが生成され、このトリガパルスがサイリスタ１４６のゲートドライブを作動させる。次に、サイリスタ１４６は、好ましくは３０ｍＪの容量を有する三次タンクキャパシタ１１４に蓄積された電荷を導通し、その結果、３５アンペアオーダの電流が、整流ダイオード１４８およびインダクタ１５０を通して、ＰＳＤ（パルススイッチングデバイス）１５２のゲート−カソード接合へ流れることができる。整流ダイオード１４８、インダクタ１５０および整流ダイオード１５４で構成されているゲートドライブ回路が特定の励起装置用に特に調節され、ストレスの多いＰＳＤ変調期間を通して正のＰＳＤゲートドライブ電流を保証する。特にインダクタ１５０を調整して、励起装置蓄積エネルギ（タンクキャパシタ１００の値）および略１５６で示される出力パルス形成ネットワークの共振周波数における差異をなくしてゼロを防ぐか、またはＰＳＤ１５２ゲート端子の負バイアスがＰＳＤの信頼性および性能を改善する。負極性ＰＳＤ回路トポロジおよび関連するゲートドライブ回路は、ゲートドライブ回路の誘電応力を著しく低減する。なぜなら、この回路は、グランドと関係付けられ、放電中にグランド電位から励起装置タンク電圧へ変調しないからである。
【００２２】
整流ダイオード１５４は、ゲートドライブ波形の持続期間を増加させるゲートドライブ電流の再循環を可能にする整流ダイオードである。再び、例示的な回路実施形態は、新規なローサイドＰＳＤスイッチングトポロジを強調する。すなわち従来の「業界標準」固体点火励起装置に対立するものとして、第１の好ましい実施形態の改良された回路トポロジは、ＰＳＤ１５２ゲート−カソード接合を、動的なフローティング出力負荷ではなく回路グランドへ関係付ける。
【００２３】
図２および３は、ＰＳＤゲートドライブネットワークの利点を示す。ネットワークを適切に調整することによって、正のＰＳＤゲートドライブが、ＰＳＤ変調期間を通して保証される。図２は、パルス用キャパシタを接続せずに（高ｄｉ／ｄｔ率なし）、時間に関しての、典型的なＰＳＤゲートドライブ電流波形対関連するＰＳＤカソード電流を示す。図３は、パルスキャパシタを回路に含んだ、時間に関しての、典型的なＰＳＤゲートドライブ電流波形対関連するＰＳＤカソード電流を示す。両方の場合において、ＰＳＤは、カソード導通期間中に正のゲートドライブを有する。それに反して、図４は、関連するゲートドライブネットワーク（ダイオード１４８、１５４およびインダクタ１５０）を含まない典型的なＰＳＤゲートドライブ波形を示す。後者の場合では、ゲートドライブ電流波形は、より大きい振幅を有するが、その持続期間は相当に短い。回路のパルスの性質により、ＰＳＤは、適切にラッチする十分な時間を有さず、実際は、パルスネットワークに関連するストレスの多い高ｄｉ／ｄｔ位相中に適切にラッチすることを妨げられ、結果として、ゲート電流欠乏および関連する高電力損失のために、早期故障の傾向がある。
【００２４】
再び図１を参照する。ＰＳＤ１５２が作動されると、高振幅高（ｄｉ／ｄｔ）レート電流が、出力パルス形成ネットワーク１５６の主回路素子に誘導されるが、これらの回路素子は、パルスキャパシタ１５８（約０．０５  マイクロファラド）、および二次巻線１６４を有するトランス１６２のパルストランス一次巻線１６０で構成されている。点火プラグ（図示されていないが、Ｖｏｕｔ１６６およびグランド間に接続されている）のイオン化を達成するために、キャパシタ１５８およびトランス一次巻線１６０によって形成される共振タンク回路が、高電圧を減衰した正弦波形をパルストランス１６２の二次巻線１６４に誘導し、この正弦波形が、高電位出力波形を生じる主エネルギ蓄積（タンク）キャパシタ１００電位に重畳される。
【００２５】
ＰＳＤ１５２がスイッチオンされると、タンクキャパシタ１００に蓄積されたエネルギが、高ｄｉ／ｄｔ電流を、グランド１７４から、キャパシタ１５８およびパルストランス一次巻線１６０を通って、タンクキャパシタ１００の負側へ、誘導する。高ｄｉ／ｄｔ負極性電流は、スパークプラグギャップへ印加するために、二次巻線１６４に、高周波高振幅振動を生じる。パルストランス一次巻線１６０およびパルスキャパシタ１５８で構成されたＬ−Ｃタンク回路が、振動の共振周波数を制御する。高振幅振動は、励起装置タンクキャパシタ電圧に重畳され、結果として、点火プラグスパークギャップをイオン化するのに適切な高電位高周波波形をもたらし、励起装置タンク回路に蓄積されたエネルギの放出を可能にする。
【００２６】
エネルギ放出によって、結果として、パルストランスの一次巻線１６０を通して流れる１５００アンペア程の電流をもたらすことができ、この電流が、二次巻線１６４で約１５ｋＶから約１８ｋＶのレベルまで変形され、それがプラグスパークギャップに供給される。点火プラグスパークギャップがイオン化されると、低インピーダンスパスが、点火プラグスパークギャップ、パルストランス二次巻線１６４、線路１０８、タンクキャパシタ１００、ノード１０６、ＰＳＤ１５２アノード−カソード接合と、回路グランド１６８との間で作り出され、タンクキャパシタ１００に蓄積されたエネルギの、点火プラグスパークプラズマへの放出が可能となる。パルストランス二次巻線１６４のインダクタンスによって、放電レートおよび放電波形のピーク振幅を制御する。抵抗器１７０が、点火器が停止した場合に（開回路）、励起装置の放電エネルギを吸収する負荷を提供する。抵抗器１７２が、タンクキャパシタ１００から電荷を放出して、製品の使用中に、安全な動作電圧の存在を保証する。
【００２７】
本発明の第１の好ましい実施形態の別の特徴は、新規な電流モードスケジューリング回路である。図１を参照すると、電流スケジューリング回路ブロック２４に含まれる回路は、異常に低い入力電圧に応答して、電流モード制御装置設定ポイントを低下させる。入力電圧が規定された閾値レベルより低下したときに、励起回路を停止させることに向けられた現行技術の解決法と異なり、電流スケジューリング回路によって、通常指定された入力電圧よりも著しく低い入力電圧（たとえば６Ｖ）で励起装置の動作が可能になる。ＰＳＤスイッチングデバイス１５２の優れたリーク電流性能によって、このような解決法が可能になる。すなわち、現行技術の点火励起装置は、高温ではリーク電流によって制約される。したがって、現在および過去の先行技術による点火励起装置は、最も高い実際的なレートでタンクキャパシタを意図的に充電し、熱暴走の機会を最小限にする。それとは反対に、ＰＳＤをベースにした励起装置は、高温で相当により長いキャパシタ充電時間で確実に動作できる。これによって、極端に低い入力電圧での動作を可能にする、より小さくて／軽く、より低コストのＥＭＩフィルタ、チャージポンプおよび入力電流スケジューリング回路を始めとする多くの設計上の特微を導入することが可能になる。
【００２８】
機能的には、電流スケジューリング回路は、内部８ボルトバス電圧の関数として、比較器９０のチャージポンプピーク電流設定ポイントを調節する。入力電圧が低減するとともに、８ボルトレギュレータ１６は、規定から外れて８Ｖバスを垂下させる。８Ｖバスが普通に動作しているときには、電流スケジューリング回路（トランジスタ１８０および１８２、ツェナーダイオード１８４ならびに抵抗器１８６、１８８、１９０、１９２および１９４で構成されている）は、ツェナーダイオード１８４の導通を可能とし、トランジスタ１８０のベースを、たとえば３．９ボルトに保持する。電圧フォロワとして事実上動作するトランジスタ１８０は、そのベース電圧よりも約０．７ボルト高いエミッタ電圧（すなわち約４．６ボルト）を有する。分圧器１９２／１９４は、トランジスタ１８２のベースをたとえば約４．３８ボルトに保持して、約０．２２ボルトの、トランジスタ１８２用ベース−エミッタ電圧を供給し、トランジスタ１８２が導通するのを防ぐ。この状態で、ピークチャージポンプ電流に影響はない。８ボルトバスが規定から外れるにつれて、トランジスタ１８２は導通し始める。なぜなら、そのベース電圧は、８ボルト電源から引き出され、１８０のエミッタ電圧は、ツェナーダイオード１８４によって比較的一定に保持されるからである。トランジスタ１８２のコレクタ電流は、抵抗器１９５の両端に渡って電圧を発生させ、実際に電流フィードバック電圧を付加する。これによって、「明らかに」より高いフィードバック電圧を電流モード比較器９０に供給し、より低いピーク電流では、比較器９０にトランジスタ８４を遮断させる。８ボルト出力が低下し続けるとともに、トランジスタ１８２のコレクタ電流が増加し、チャージポンプピーク電流をさらに低減する。８ボルト供給が低下し続けるとともに、回路で利用可能な電圧は、トランジスタ１８２コレクタ電流を維持できず、ピーク電流の設定値は再び増加する。注意深い設計により、チャージポンプは、主スイッチングトランジスタ８４に適切なゲートドライブを供給できない入力電圧レベルで、適切に動作を停止する。
【００２９】
構成要素の値の変更により、回路「特性」、利得およびレベルを容易に修正できることを、当業者は理解されるであろう。回路がピーク電流を低減し始める電圧は、１９２／１９４の分圧器およびツェナーダイオード１８４によって設定される。すなわち、分圧器電圧が、ツェナーダイオード１８４のブレークダウン電圧に接近し、それより低くなるにつれて、回路は１９５に電流を供給し始めて、ピーク電流を低減する。抵抗器１９０によって、利得（電流低減／供給電圧降下）のための便利な調節手段が提供される。利得は、抵抗器１９０の値が低減するにつれて、増加する。
【００３０】
図５を参照すると、例示的なＰＳＤスイッチングデバイスのゲート−カソード金属パターンが示されている。このサイリスタ型デバイスの高度にかみ合わされたゲート−カソード構造によって、保護（可飽和リアクトル）ネットワークの必要なしに、高ｄｉ／ｄｔ電流パルスの直接のスイッチングが可能になる。コンパクトなダイ実装面積（好ましくは約０．３８平方インチ）および薄いベースジオメトリによって、円形構成を有する競合するパルスサイリスタ装置（直径約０．５インチ）と比較して、スイッチング速度を約４０％改善する。
【００３１】
図６は、部分的に削除されたＰＳＤスイッチングデバイスの断面図であり、構造の厚さはわずか約０．０２４インチで、（Ｉ）領域は約０．０１８インチであるのが好ましい。半絶縁真性領域（Ｉ）の高抵抗率は、高周囲温度で、熱により生成されるキャリアおよび対応するリーク電流を低減し、高周囲温度における点火励起装置性能の改善を可能にする。薄い（約０．０２０インチ厚）ベース幅は、現行の先行技術（０．０４０インチ厚）デバイスに比べて、順方向電圧導通損失を約３５％低減する。同様に、バルク関連リーク電流は、競合する０．０４０インチ厚（対称）構造に比べて、著しく低減される。
【００３２】
高抵抗率真性領域により、ＰＳＤ装置は、従来のサイリスタ構造に比べて、狭いベース幅で高電圧を確実に阻止することが可能になる。狭い（約０．０２０インチ厚）ベース構造および小さな（０．３８インチ×０．３８インチ）ダイサイズは、現行技術テクノロジに比べて、バルクおよび表面リーク電流を最小限にし、他方で、デバイスの順方向電圧降下（導通損失）および変調時間（スイッチング損失）を低減する。現行の先行技術テクノロジに比べたＰＳＤの性能測定値によって、変調レートが約４０％改善され、他方で、デバイス順方向導通損失が約３５％低減され、バルクリーク電流が、従来の高電圧サイリスタに関連するそれの約１０％に低減されることが、確認される。これらの利点によって、デバイス損失が低減され、回路効率が改善される。同様に、改善された効率によって、改善された高温性能に帰着するより低いデバイスの発熱が、結果としてもたらされる。さらに、改善された変調レートは、より速いスイッチングレートに関連する改良された電磁継手により、励起装置パルス形成ネットワークの簡略化および小型化を可能にする。
【００３３】
方程式１の周知のボルツマン因子は、半導体内の真性キャリア濃度に対する周囲温度の影響を表現する。高度な真性／半絶縁層は、利用可能なキャリアサイト（ｃａｒｒｉｅｒ  ｓｉｔｅ）の総数（Ｎｓ）を低減する。すなわち、温度に比べて、真性キャリア濃度を低減する。上述のタイプの例示的なＰＳＤデバイスが見せるリーク電流は、たとえば約１７５℃までの高周囲温度で、信頼できる動作を可能にする最良の現行技術のパルスサイリスタテクノロジよりも、少なくとも著しく低い。図７は、シリコンにおける真性キャリア数に対する周囲温度の影響をグラフで示す。
【００３４】
ｎｉ＝Ｎｓｅ（−Ｅｇ／２ｋＢＴ）        （方程式１）
ここで、
ｎｉ＝真性キャリア濃度
Ｎｓ＝有効に利用可能な状態の単位体積当たりの数で、２５℃で１０９／ｃｃのオーダ
Ｅｇ＝材料エネルギギャップ（Ｓｉ＝１．１７−（４．７３・１０−４・Ｔ２／（Ｔ＋６３６））ｅＶ）、注：１ｅＶ＝１．６０２２×１０−１９Ｊ
ｋＢ＝ボルツマン定数（１．３８１×１０−２３Ｊ／度Ｋ）
Ｔ＝ケルビンでの絶対温度
【００３５】
真性層におけるキャリア濃度を減少させる、すなわち、標準ドーピングレベルから、たとえば高度な真性または半絶縁レベルへの遷移によって、所与のベース幅に対し、耐圧の向上を達成することができる。図８および９は、キャリア濃度と耐圧との間の関連を示す。電気力線の真下のエリアを計算することによりブレークダウン電圧を概算する簡単なブレークダウン計算を用いて、図８は現行技術のｎ＋ｐｎ−ｎｐ＋＋構造を示すが、この構造において、ピーク電界は、デバイスのブレークダウン電圧（Ｅ対ｘカーブの下のエリア）を厳しく制限しかつ非効率な広いベース構造を必要とする１３０ｋＶ／ｃｍである。それに反して、図９は、約１０倍高い誘電性のブレークダウン材料を用いる例示的なＰＳＤタイプデバイスを示すが、この材料は、同等のブレークダウン電圧の現行技術デバイスの厚さの、可能性として１０％のデバイスを可能にする。高抵抗性かまたは半絶縁真性層を用いることによって、ＰＳＤスイッチング速度、順方向導通損失およびリーク電流は全て、現行技術テクノロジよりも改善される。
【００３６】
本発明の第１の好ましい実施形態は、約１．８ｋＶの中間タンク回路電位を用いて、高周囲温度における励起装置の性能および信頼性をさらに改善する。業界標準である現行技術の航空機点火励起装置設計は、典型的には２．５〜３．５ｋＶタンク電圧を用いる。スイッチングデバイスの耐圧要求を低減することによって、リーク電流は、高周囲温度でさらに低減される。低減された励起装置タンク電圧が必要とする高電圧構成要素はより少数であり、絶縁材料はより少なく、物理フラッシュおよびクリープクリアランスはより小さい。すなわち、単位重量、体積およびコストが低減される。
【００３７】
ＰＳＤテクノロジによって可能にされた別の重要な改良は、励起装置ＥＭＩフィルタおよびチャージポンプ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）回路の簡略化である。現行の先行技術による固体点火励起装置は、スイッチングデバイスリーク電流および接合温度能力による厳しい限界がある。したがって、現行の先行技術による励起装置は、タンクキャパシタ充電時間を最小限にするために、大きくかさばったＥＭＩフィルタおよびチャージポンプ回路を用いる。すなわち、特に、高周囲温度で、スイッチングデバイスがストレスの多い高電圧阻止状態に曝される時間を最小限にすることによって、励起装置は高周囲温度で動作することができる。それに反して、高温での例外的に低いＰＳＤリーク電流および高接合温度能力により、励起装置キャパシタ充電時間は、それほど重大でなく、ＥＭＩフィルタおよびチャージポンプ回路の小型化および簡略化を可能にする。図１０は、ＰＳＤをベースにした点火励起装置タンクキャパシタ充電プロファイル対典型的な固体点火励起装置充電プロファイルのオシログラムを示す。低いＰＳＤリーク電流（約１３５℃で２００μＡオーダの）によって、熱暴走の恐れなしに、高周囲温度での動作が可能になる。それに反して、約１３５℃で５ｍＡオーダのリーク電流がある従来のサイリスタは、高い操作温度での熱暴走を防ぐために、アグレッシブなキャパシタチャージポンプテクノロジの使用が必要になる。たとえば典型的な３．０Ｊ（蓄積エネルギ）、１Ｈｚレートの励起装置は、４５ｍｓキャパシタ充電時間を達成するために、６６．７Ｗを送出できる電源が必要である。それに反して、同じ励起装置は、弛張発振器として動作するのに３．０Ｗ電源を必要とするだけである。このような「連続的な」充電サイクルに関連する低いピーク入力電流は、励起装置チャージポンプおよびＥＭＩフィルタ設計を劇的に簡略化し、他方で、励起装置のコスト、重量および体積を低減する。
【００３８】
図１に関連して説明した第１の好ましい実施形態がローサイドトポロジを有するのに対して、ハイサイドトポロジを有する第２の好ましい実施形態が、図１Ａに示されている。本実施形態において、キャパシタ１００およびＰＳＤ１５２は、図１におけるそれらの位置に対して入れ替えられ、結果として、キャパシタ１００が、パルストランス１６２へ正電圧を放出することになる。また、三次巻線１１２は、グランドではなく、キャパシタ１１４および線路１０８に接続され、ダイオード１１０の方向は逆にされている。
【００３９】
第３の好ましい実施形態を、図１Ｂの電気回路概略図に示す。本実施形態は、図１に示す第１の好ましい実施形態の回路に非常に類似しているが、航空機のタービンエンジンを制御するために頻繁に用いられる電子エンジン制御装置（ＥＥＣ）２００と一緒に動作するように修正されている。同様のタイプの制御装置がまた、完全自動化デジタル式エンジン制御（Ｆｕｌｌ  Ａｕｔｈｏｒｉｔｙ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｅｎｇｉｎｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）の頭字語であるＦＡＤＥＣ制御装置として当該技術分野では周知である。このような制御装置を用いて、航空機エンジンの動作、および同様に以下に論ずるような航空機の他のシステムを制御するために用いる様々なパラメータを監視する。
【００４０】
既存のＦＡＤＥＣおよびＥＥＣは、スパークレートを制御することで知られているが、その制御は、励起回路に電力を供給するために用いられる電力線ではなく、励起回路への制御線によって行われる。落雷の電位および他の電磁干渉のために、前端部で広範囲なＥＭＩフィルタ等を用いて、励起回路を制御するために用いる全ての信号線を保護することが必要だった。
【００４１】
先行技術によるＥＥＣ制御点火システムにおいて、励起回路は、典型的には、常時、航空機電力バスに接続されていた。その後、励起装置の作動および停止は、論理レベル入力信号を励起装置に供給することにより遂行された。この構成では、励起装置入力コネクタは、各ＥＥＣチャンネルからの入力を容易にするために、比較的多数のピンを含まなければならない。ＥＥＣは、どちらの励起装置も独立して駆動可能でなければならない２つの冗長なチャンネルを一般に含むが、そのために、２つのＥＥＣチャンネルによる各点火チャンネルの冗長制御を可能にする多数のピンが必要となる、というのが典型的だった。ハイピンカウントコネクタは、ローピンカウントコネクタに比べて一般により高価である。
【００４２】
この好ましい実施形態において、ＥＥＣはスパークレートを制御するが、このスパークレートは、線路２０２および２０４（それぞれの入力部１２および１４に接続されている）を介して励起回路に、単に、選択的に電力を印加または遮断することにより、励起回路によって生成される。ダイオード２０６は、キャパシタ４８およびトランス５０の一次巻線に２８ボルト電源を提供する電源における第１の部分の出力部に設けられている。ダイオード２０６は、電力が遮断されたときに、逆電流フローを阻止するためのものであるが、これは、阻止されなければ、キャパシタ４８およびトランス５０の一次巻線から逆方向に流れるであろう。チャージポンプ回路２２は、集積回路と、論理チップと、同様にレギュレータ１６から８ボルト出力バスによって電力を供給されるスイッチングトランジスタと、からなるので、ＥＥＣ２００によって電力が遮断されると、このチャージポンプ回路は使用不能になる。集積回路５８のゼロ出力がフリップフロップ１３２をクロックしないように、チャージポンプ２２の内部回路もまた修正される。もっと正確に言えば、クロック入力は、クロック線２０８上の信号によって供給されるが、このクロック線２０８は、キャパシタ２１０を通してグランドに接続され、抵抗器２１２を通して８ボルトの電源に接続されている。構成要素２０８、２１０および２１２が、ワンショットマルチバイブレータを定義する。
【００４３】
入力部１２および１４で入力電源バス上の電圧が遮断されると、逆フローを阻止するダイオード２０６がない場合には、キャパシタ４８の電荷はほぼ、電圧レギュレータ１６に戻る傾向がある。このようにして、８ボルトおよびＶＲＥＦレギュレータ１６および２８は非常に速く腐食することになり、そしてフリップフロップ７２、ワンショットマルチバイブレータ１３２、同様に比較器９０は、これらの構成要素を効果的に再設定するレギュレータ１６および２８が腐食すると、作動しなくなる。図１および１Ａの実施形態で用いられた、チップ５８からの出力はもはや用いられないので、キャパシタ２１０が入力電源バス１２および１４への入力電源の再開で充電されるときに、新しいワンショット１３２タイプの動作によって、ワンショットがクロックされる。充電／放電シーケンスが開始され、次に、ＥＥＣによって電力が遮断されて再印加されるまで阻止されるように、抵抗器２１２およびキャパシタ２１０で構成されている積分回路は、約６０ミリ秒の予想されるキャパシタ２１０の充電間隔に対して、たとえば約１ミリ秒の比較的小さなＲＣ時定数を有するのが好ましい。それによって、ＥＥＣ２００は、電力入力バス電圧を制御し、約１Ｈｚ〜約６Ｈｚ範囲間で点火器の出力パルス周波数を変調できる。この変調は、ＥＥＣ２００によって制御するのが効果的で望ましい。なぜなら、ＥＥＣ２００は、エンジンに関する他の種類の動作特性パラメータを受け取るからである。利点は、励起回路のスパークレートが、回路への電力の選択的な印加および遮断によってのみ制御され、稲妻および他のＥＭＩ状態から保護しなければならない他の制御線によってではないということである。
【００４４】
スパークが必要なときに、ＥＥＣが周期的に励起装置をパルスできるようにすることによって、本実施形態は、タービンエンジン点火の柔軟性を改善する。ＥＥＣによる励起装置の制御を可能にすることによって、このシステムは、電力が除去されるまで盲目的にスパークを発生させる先行／現行技術システムよりも洗練されている。この特徴によって、点火プラグ摩耗を効果的に改善し、励起装置表面回路および航空機電気システムに対するストレスが低減される。それはまた、次の点で、より高度なシステム統合を考慮する。すなわち、ＥＥＣは、様々な環境的および電気的ならびに物理的測定値を既に受け取り処理し、引き続き様々なエンジンパラメータを制御するので、必要に応じてエンジンパラメータを評価して点火を命令するのが理想的に適しているということである。たとえば、ＥＥＣは、低温または高度（ａｌｔｉｔｕｄｅ）再点火状況中に、より高いスパークレートを命令し、他方で、入力電圧が垂下するかまたは周囲温度が高すぎるときに、励起装置を保護することができる。後者の場合に、ＥＥＣは、許容できる安全な動作状態マップを含み、それに応じてスパークレートを調節し、励起回路を保護するのが好ましいであろう。
【００４５】
第４の好ましい実施形態を、図１に類似した図１Ｃに示すが、本実施形態には、チャージポンプ２２における発振チップ５８のＡ、Ｂ、ＣおよびＤ入力部に関連する抵抗器ネットワーク６０、６２、６４および６６構成の例外がある。この構成では、チップ５８の０＿ＯＵＴ線は、図１に関して説明したような方法で、フリップフロップ１３２をクロックするために接続されている。前述のように、電圧レギュレータは、チャージポンプ電流に安定した基準電源を提供するために用いられる、温度補償された正確な電圧基準であり、電圧モード比較器はＶＲＥＦバスを確立する。このチップ２８は、その周囲温度に比例する電圧である温度出力線２１４を有する。線路２１４の信号は、比較器２１６の一入力部に印加され、比較器２１６のもう一方の入力部は、分圧抵抗器２２０および２２２を有する線路２１８によって供給される。線路２１８はまた、抵抗器２２４に接続され、この抵抗器２２４が今度は、抵抗器２２６を介して８Ｖのバスに接続され、かつチップ５８のＡ入力ピンに達する出力線２２８に接続される。
【００４６】
レギュレータ２８の温度出力は、正の温度係数を有して、基線閾値より上で１℃当たり約９．６ミリボルトを送出するのが好ましい。励起装置内部温度が所定の閾値に達すると、比較回路は出力線２２８をローにし、これによってｎ分割値を変化させて、励起装置スパークレートを半分に分割する。抵抗器２２４は、設定ポイント温度あたりの振動を防ぐヒステリシスを提供する。実際に、ヒステリシスは、低および高反復レート間でスパークレートの振動を防ぐために、結果として、約１０〜２０℃の不感帯をもたらすことが可能である。抵抗器２２６は、比較器出力がピンをローにするまで、発振器５８のピンＡに論理１を行わせるのに必要なプルアップ抵抗器である。このようにして、スパークレート制御における個別の変化が達成できる。当業者に周知の方法で他の比較器を加えることにより、多段デジタルバージョンを用いることができるが、このバージョンは、スパークレートを二分割し、次に再び二分割して、結果として、１、２または４Ｈｚの出力レートをもたらすことができることを理解されたい。
【００４７】
図１Ｄを参照すると、点火器のスパークレートを調節する回路のアナログバージョンが示されている。本実施形態では、レギュレータ２８の温度出力は、線路２３２を介して電圧制御された発振器２３０に接続され、ＶＣＯ２３０の出力は、フリップフロップ１３２をクロックするために、線路２３４に印加される。本実施形態において、チップ５８の０＿ＯＵＴ出力ピンが、フリップフロップ１３２をクロックするためには用いられないことが明白である。ＶＣＯ発振器の周波数範囲は、周囲温度が増加するにつれて、スパークレートを低減するように調整するのが好ましい。
【００４８】
図１Ｂ、１Ｃおよび１Ｄに示す実施形態は図１の回路の修正であるけれども、図１Ｂ、Ｃおよび１Ｄの修正が図１および１Ａに示す第１および第２の好ましい実施形態の両方に共通な回路に関する限りにおいて、同じ修正を図１Ａに示す回路にも実施できることを理解されたい。
【００４９】
特許請求される本発明を支援するために、ＰＳＤを本明細書において十分詳細に説明しているが、ここに本出願人は、参照により次の関連出願を援用する。（１）ジョン  Ｃ．ドリスコル（Ｊｏｈｎ  Ｃ．Ｄｒｉｓｃｏｌｌ）、セオドア  Ｓ．ウィルモット（Ｔｈｅｏｄｏｒｅ  Ｓ．Ｗｉｌｍｏｔ）、およびユージーン  Ｏ．ブライアン（Ｅｕｇｅｎｅ  Ｏ．Ｂｒｙａｎ）によって、          に出願された、名称「半導体−絶縁体−半導体構造を有する電力スイッチングデバイスおよびその製造方法（Ａ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｄｅｖｉｃｅ  Ｈａｖｉｎｇ  ａ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  Ｍａｎｕｆａｃｔｕｒｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｓａｍｅ）」、ならびに（２）ジョン  Ｃ．ドリスコル（Ｊｏｈｎ  Ｃ．Ｄｒｉｓｃｏｌｌ）、セオドア  Ｓ．ウィルモット（Ｔｈｅｏｄｏｒｅ  Ｓ．Ｗｉｌｍｏｔ）、およびユージーン  Ｏ．ブライアン（Ｅｕｇｅｎｅ  Ｏ．Ｂｒｙａｎ）によって、          に出願された、名称「半導体電力スイッチングデバイスを製作および接続するための方法および装置（Ｍｅｔｈｏｄ  Ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  Ｆｏｒ  Ｆａｂｒｉｃａｔｉｎｇ  Ａｎｄ  Ｃｏｎｎｅｃｔｉｎｇ  Ａ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｄｅｖｉｃｅ）」。
【００５０】
本発明の様々な実施形態を図示し、かつ説明してきたが、他の修正、置換および代替が、当業者には明白であることを理解されたい。このような修正、置換および代替は、本発明の趣旨および範囲から逸脱せずに作成可能であり、それらは添付の特許請求の範囲から判定されるべきである。
【００５１】
本発明の様々な特徴が、特許請求の範囲において説明される。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】ローサイドスイッチングトポロジを用いる、本発明による点火励起装置アセンブリの好ましい実施形態の電気概略図である。
【図１Ａ】ハイサイドスイッチングトポロジを用いる、本発明による点火励起装置アセンブリの第２の好ましい実施形態の電気概略図である。
【図１Ｂ】本発明による点火励起装置アセンブリの第３の好ましい実施形態の電気概略図であり、電子エンジン制御装置（ＥＥＣ）と共に動作するときに特に有用な実施形態を示す。
【図１Ｃ】本発明による点火励起装置アセンブリの第３の好ましい実施形態の電気概略図であり、温度の関数として励起装置アセンブリによって生成されるスパークレートをデジタル的に変更できる実施形態を示す。
【図１Ｄ】本発明による点火励起装置アセンブリの第３の好ましい実施形態の電気概略図であり、温度の関数として励起装置アセンブリによって生成されるスパークレートを変更できるアナログ回路の実施形態を示す。
【図２】回路にパルスキャパシタがない場合に、調整されたゲートドライブ回路よって制御される、本発明の第１の好ましいの実施形態において用いられるタイプの半導体パルススイッチングドライブ（ＰＳＤ）のゲートドライブ波形を、カソード波形に関連して示す。
【図３】ゲートドライブ回路によって制御される、好ましい実施形態において用いられるタイプの半導体パルススイッチングデバイス（ＰＳＤ）のＰＳＤゲートドライブ波形を、パルスキャパシタによって誘導されるＰＳＤ電流に関連して示す。
【図４】回路におけるパルスキャパシタおよび回路におけるゲートドライブ調整ネットワークがない場合に、カソード波形に関連してＰＳＤゲートドライブ波形を示す。
【図５】ＰＳＤダイ構成およびゲート−カソード金属化ジオメトリを示す。
【図６】高度な真性／半絶縁層およびベベルジオメトリを強調する、図５のライン６−６にほぼ沿っての、幅を圧縮した断面図を示す。
【図７】温度の関数として、シリコン半導体における真性キャリア濃度を示すグラフである。
【図８】現行の先行技術によるパルスタイプサイリスタのための例示的な電界プロファイルである。
【図９】好ましい実施形態において用いられるタイプの半導体パルススイッチングデバイス（ＰＳＤ）のための電界プロファイルである。
【図１０】先行技術励起装置、および本発明励起装置の好ましい実施形態のための、励起装置キャパシタ充電波形対時間を示す。
【符号の説明】
【００５３】
１０  点火励起回路
１２  入力部
１４  入力部
１６  集積回路
１８  キャパシタ
２０  キャパシタ
２２  チャージポンプ回路
２４  電流スケジューリング回路
２６  放電回路
２８  集積回路
３０  キャパシタ
３２  キャパシタ
３４  キャパシタ
３６  逆極性保護ダイオード
３８  キャパシタ
４０  抵抗器
４２  トランゾーブ
４４  ＥＭＩ抑制および過渡入力電圧保護素子
４６  ヒューズ
４８  エネルギ蓄積キャパシタ
５０  フライバックトランス
５２  線路
５３  キャパシタ
５４  抵抗器
５６  抵抗器
５８  集積回路、発振器、チップ
６０  抵抗器ペア
６２  抵抗器ペア
６４  抵抗器ペア
６６  抵抗器ペア
６８  Ａ−Ｄ入力制御部
７０  線路
７２  フリップフロップ
７４  トランジスタ
７６  トランジスタ
７８  抵抗器
８０  抵抗器
８２  キャパシタ
８４  トランジスタ
８６  電流モード検出抵抗器
８８  線路
９０  比較器
９２  基準電圧分割抵抗器
９４  基準電圧分割抵抗器
９６  線路
１００  主エネルギ蓄積（タンク）キャパシタ
１０２  線路
１０４  整流ダイオード
１０６  ノード
１０８  線路
１１０  ダイオード
１１２  二次、三次巻線
１１４  三次エネルギ蓄積キャパシタ
１１６  整流ダイオード
１１８  抵抗器
１２０  線路
１２２  比較器
１２４  基準分割抵抗器
１２６  基準分割抵抗器
１２８  フィードバック抵抗分割器
１３０  フィードバック抵抗分割器
１３２  フリップフロップ
１３４  線路
１３６  線路
１３８  トランジスタ
１４０  トリガタンクキャパシタ
１４２  トリガトランス
１４４  ダイオード
１４６  サイリスタ
１４８  整流ダイオード
１５０  インダクタ
１５２  ＰＳＤ（パルススイッチングデバイス）
１５４  整流ダイオード
１５６  出力パルス形成ネットワーク
１５８  パルスキャパシタ
１６０  一次巻線
１６２  パルストランス
１６４  二次巻線
１６６  Ｖｏｕｔ
１６８  グランド
１７０  抵抗器
１７２  抵抗器
１７４  グランド
１８０  トランジスタ
１８２  トランジスタ
１８４  ツェナーダイオード
１８６  抵抗器
１８８  抵抗器
１９０  抵抗器
１９２  抵抗器、分圧器
１９４  抵抗器、分圧器
１９５  抵抗器
２００  ＥＣＣ（電子エンジン制御装置）
２０２  線路
２０４  線路
２０６  ダイオード
２０８  クロック線
２１０  キャパシタ
２１２  抵抗器
２１４  線路、温度出力線
２１６  比較器
２１８  線路
２２０  分圧抵抗器
２２２  分圧抵抗器
２２４  抵抗器
２２６  抵抗器
２２８  出力線
２３０  電圧制御された発振器
２３２  線路
２３４  線路
【図１】
2006002771.tif 000003
【図１Ａ】
2006002771.tif 000004
【図１Ｂ】
2006002771.tif 000005
【図１Ｃ】
2006002771.tif 000006
【図１Ｄ】
2006002771.tif 000007
【図２】
2006002771.tif 000008
【図３】
2006002771.tif 000009
【図４】
2006002771.tif 000010
【図５】
2006002771.tif 000011
【図６】
2006002771.tif 000012
【図７】
2006002771.tif 000013
【図８】
2006002771.tif 000014
【図９】
2006002771.tif 000015
【図１０】
2006002771.tif 000016
【外国語明細書】
2006002771000001.pdf