(57)【要約】      （修正有）【課題】高い周波数においても、及び入力信号の強度が弱くても十分な性能で動作して入力信号を復調する周波数偏移復調器及び周波数偏移復調方法を提供する。【解決手段】入力信号（ｉ（ｔ））の位相を所定の角度シフトし、シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を出力する移相器（２）と、入力信号（ｉ（ｔ））と移相器（２）が出力したシフト信号（Ｉｄ（ｔ））とを結合し、対応する信号（ｒ（ｔ））を出力する結合ユニットと、入力信号（ｉ（ｔ））に含まれるデータ信号の帯域幅に一致する帯域幅を有し、結合ユニットが出力した信号（ｒ（ｔ））をフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号（ｒＬＰ（ｔ））を出力するローパスフィルタ（５）とを備える周波数偏移復調器（１、１’）に関連する。【選択図】図４
2006109476.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号（ｉ（ｔ））の位相を所定の角度シフトし、シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を出力する移相器（２）と、
上記入力信号（ｉ（ｔ））と、上記移相器（２）が出力したシフト信号（Ｉｄ（ｔ））とを結合し、対応する信号（ｒ（ｔ））を出力する結合ユニット（３，４；３１，３２，３３，４１，４２）と、
上記入力信号（ｉ（ｔ））に含まれるデータ信号の帯域幅に一致する帯域幅を有し、上記結合ユニット（３，４；３１，３２，３３，４１，４２）が出力した信号（ｒ（ｔ））をフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号（ｒＬＰ（ｔ））を出力するローパスフィルタ（５）とを備える周波数偏移復調器（１、１’）において、
上記結合ユニット（３，４；３１，３２，３３，４１，４２）は、
上記入力信号（ｉ（ｔ））と、上記移相器（２）が出力した上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））とを加算し、加算信号を出力する少なくとも１つの加算器（３：３１，３２）と、
上記加算器（３：３１，３２）が出力した加算信号を受け取り、該加算信号の二乗である自乗信号（ｒ（ｔ））を出力する少なくとも１つの自乗検波器（４：４１，４２）とを備え、
上記結合ユニット（３，４；３１，３２，３３，４１，４２）は、上記ローパスフィルタ（５）に上記自乗信号（ｒ（ｔ））を供給することを特徴とする周波数偏移復調器（１、１’）。
【請求項２】
上記結合ユニット（３，４；３１，３２，３３，４１，４２）は、
第１、第２及び第３の加算器（３１，３２，３３）と、第１及び第２の自乗検波器（４１，４２）とを備え、
上記第１の加算器（３１）は、上記入力信号（ｉ（ｔ））と、上記移相器（２）が出力した上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））とを加算し、第１の加算信号を第１の自乗検波器（４１）に供給し、該第１の自乗検波器（４１）は、該第１の加算器（３１）が出力した第１の加算信号を受け取り、該第１の加算信号の二乗である第１の自乗信号（ｒ１（ｔ））を出力し、
上記第２の加算器（３２）は、上記移相器（２）が出力した上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））から入力信号（ｉ（ｔ））を減算し、第２の加算信号を第２の自乗検波器（４２）に供給し、該第２の自乗検波器（４２）は、該第２の加算器（３２）が出力した該第２の加算信号を受け取り、該第２の加算信号の二乗である第２の自乗信号（ｒ２（ｔ））を出力し、
上記第３の加算器（３３）は、上記第１の自乗検波器（４１）が出力した上記第１の自乗信号（ｒ１（ｔ））から上記第２の自乗検波器（４２）が出力した第２の自乗信号（ｒ２（ｔ））を減算し、第３の加算信号（ｒ（ｔ））を出力し、
上記結合ユニット（３，４；３１，３２，３３，４１，４２）は、上記ローパスフィルタ（５）に、上記第３の加算信号（ｒ（ｔ））を供給することを特徴とする請求項１記載の周波数偏移復調器（１’）。
【請求項３】
上記移相器（２）は、Ｎを整数として、入力信号（ｉ（ｔ））の搬送波周波数において、入力信号の位相を−π／２±２Ｎπシフトすることを特徴とする請求項１又は２記載の周波数偏移復調器（１，１’）。
【請求項４】
上記移相器（２）は、遅延線であることを特徴とする請求項１又は２記載の周波数偏移復調器（１，１’）。
【請求項５】
上記第２及び第３の加算器（３２，３３）は、上記各信号を加算する前に、減算する必要がある信号の符号を反転させて、該各信号を減算することを特徴とする請求項２記載の周波数偏移復調器（１’）。
【請求項６】
上記自乗検波器（４）は、乗算器であることを特徴とする請求項１乃至５いずれか１項記載の周波数偏移復調器（１，１’）。
【請求項７】
周波数偏移変調された入力信号（ｉ（ｔ））を復調する復調方法において、
上記入力信号（ｉ（ｔ））の位相を所定の角度シフトし、シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を出力するステップ（Ｓ１）と、
上記入力信号（ｉ（ｔ））及び上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を結合し、対応する信号（ｒ（ｔ））を出力する結合ステップ（Ｓ２，Ｓ３；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２）と、
上記結合ステップ（Ｓ２，Ｓ３；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２）において出力された信号（ｒ（ｔ））をローパスフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号（ｒＬＰ（ｔ））を出力するステップ（Ｓ４）とを有し、
上記入力信号（ｉ（ｔ））及び上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を結合し、対応する信号（ｒ（ｔ））を出力する結合ステップ（Ｓ２，Ｓ３；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２）は、
入力信号（ｉ（ｔ）と、シフト信号（Ｉｄ（ｔ））とを加算し、加算信号を出力するステップ（Ｓ２；Ｓ２１，Ｓ２２）と、
上記加算信号の二乗である自乗信号（ｒ（ｔ））を生成し、出力するステップ（Ｓ３；Ｓ３１，Ｓ３２）とを有し、
上記結合ステップ（Ｓ２，Ｓ３；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２）において出力された上記自乗信号（ｒ（ｔ））は、上記ローパスフィルタリングのステップ（Ｓ４）においてフィルタリングされることを特徴とする復調方法。
【請求項８】
上記入力信号（ｉ（ｔ））及び上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を結合し、対応する信号（ｒ（ｔ））を出力する結合ステップ（Ｓ２，Ｓ３；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２）は、
上記入力信号（ｉ（ｔ））と、上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））とを加算し、第１の加算信号を出力する第１の加算ステップ（Ｓ２１）と、
上記第１の加算信号の二乗に比例した第１の自乗信号（ｒ１（ｔ））を生成及び出力するステップ（Ｓ３１）と、
上記シフト信号（Ｉｄ（ｔ））から上記入力信号（ｉ（ｔ））を減算し、第２の加算信号を出力する第２の加算ステップ（Ｓ２２）と、
上記第２の加算信号の二乗に比例した第２の自乗信号（ｒ２（ｔ））を生成及び出力するステップ（Ｓ３２）と、
上記第１の自乗信号（ｒ１（ｔ））から上記第２の自乗信号（ｒ２（ｔ））を減算し、第３の加算信号（ｒ（ｔ））を出力する第３の加算ステップ（Ｓ２３）とを有し、
上記結合ステップ（Ｓ２，Ｓ３；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２）において出力された上記第３の加算信号（ｒ（ｔ））は、上記ローパスフィルタリングのステップ（Ｓ４）においてフィルタリングされることを特徴とする請求項７記載の復調方法。
【請求項９】
上記入力信号（ｉ（ｔ））の位相を所定の角度シフトし、シフト信号（Ｉｄ（ｔ））を出力するステップ（Ｓ１）は、Ｎを整数として、入力信号（ｉ（ｔ））の搬送波周波数において、入力信号の位相を−π／２±２Ｎπシフトするステップを有することを特徴とする請求項７又は８記載の復調方法。
【請求項１０】
上記第２の加算ステップ（Ｓ２２）及び上記第３の加算ステップ（Ｓ２３）は、上記各信号を加算する前に、減算する必要がある信号の符号を反転させるステップを有することを特徴とする請求項７乃至９いずれか１項記載の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、独立請求項１のプリアンブルに示す構成要素を含む周波数偏移復調器及び独立請求項７のプリアンブルに示すステップを含む周波数偏移変調された入力信号の復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信機側における無線通信のための電力増幅器の電力消費量を削減し、帯域幅の効率性が高い無線伝送を実現する様々な連続位相周波数偏移変調（frequency-shift-keying：ＦＳＫ）方式が知られている。例えば、移動体通信のためのグローバルシステム（Global System for Mobile Communications：ＧＳＭ）規格又はブルートゥース規格に基づく無線通信方式では、最小偏移変調（minimum shift keying：ＭＳＫ）及びガウス周波数偏移変調（Gaussian frequency shift keying：ＧＦＳＫ）が広く用いられている。
【０００３】
信号の復調に関しては、周波数弁別器又はＦＭ／ＡＭコンバータが、その構造の簡潔さのために、最も一般的に用いられている復調器の形式である。
【０００４】
以下、図１及び図２を参照して、従来の技術に基づく周波数偏移変調のための受信機及び復調器を説明する。
【０００５】
図１は、送信されてきた信号を受信するアンテナ２０を備える従来の受信機アーキテクチャを示している。
【０００６】
アンテナ２０は、ＲＦバンドパスフィルタ１６及び低雑音増幅器１７を介してミキサ２１に接続されている。
【０００７】
ミキサ２１は、アンテナ２０が受信した信号を局部発振器ＬＯによって生成された信号と乗算し、受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。
【０００８】
ＩＦ信号は、更に、ミキサ２１から、チャンネル選択フィルタ１８及び更なる増幅器１９を介して、周知の周波数偏移変調（以下、ＦＳＫという。）復調器１１に供給される。ＦＳＫ復調器１１は、ＦＳＫ入力信号ｉ（ｔ）を受け取る。
【０００９】
差動のＦＳＫ復調器１１は、ＦＳＫ入力信号ｉ（ｔ）を復調し、ローパスフィルタリングされた出力信号ｒＬＰ（ｔ）を出力する。
【００１０】
図２は、従来の技術に基づく差動のＦＳＫ復調器の内部構造を示している。
【００１１】
図２に示す従来の差動のＦＳＫ復調器１１は、移相器１２、ミキサ１３及びローパスフィルタ１５を備える。
【００１２】
入力信号ｉ（ｔ）は、移相器１２及びミキサ１３の両方に供給される。
【００１３】
移相器１２は、入力信号ｉ（ｔ）の位相を所定の角度シフトし、シフトされた信号Ｉｄ（ｔ）をミキサ１３に供給する。
【００１４】
ミキサ１３は、入力信号ｉ（ｔ）及びシフト信号Ｉｄ（ｔ）を乗算し、混合された信号ｒ（ｔ）をローパスフィルタ１５に供給する。
【００１５】
ローパスフィルタ１５は、混合信号ｒ（ｔ）をローパスフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）を供給する。
【００１６】
この差動のＦＳＫ復調器１１のＦＳＫ入力信号ｉ（ｔ）は、振幅をＡとし、搬送波周波数をｆｉとし、フィルタリングされたデータ信号をｍ（τ）とし、加法性白色ガウス雑音（additive white Gaussian noise：ＡＷＧＮ）をｎ（ｔ）とし、信号ｉ（ｔ）の変調指数をｈとして、以下のように表すことができる。
【００１７】
【数１】
2006109476.tif 000003
【００１８】
信号ｉ（ｔ）の変調指数ｈは、周波数偏移をｆｄとし、シンボル期間をＴｓとして、ｈ＝２ｆｄＴｓと定義される。
【００１９】
上述した差動のＦＳＫ復調器１１は、入力信号ｉ（ｔ）の瞬間的な周波数に比例する出力信号ｒＬＰ（ｔ）を提供することを目的とする。
【００２０】
ＦＳＫ復調器１１の移相器１２の周波数応答は、φ（ｆ）−π／２＋２πＫ（ｆ−ｆｉ）である。
【００２１】
したがって、移相器１２に関する出力Ｉｄ（ｔ）は、入力信号ｉ（ｔ）におけるｎ（ｔ）の共存のために移相器１２によって生成される雑音項をｎ１（ｔ）及びｎ２（ｔ）として、以下のように表される。
【００２２】
【数２】
2006109476.tif 000004
【００２３】
二重周波数項（double frequency terms）を消去した後、ローパスフィルタ１５から出力されるローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）は、以下ように表される。
【００２４】
【数３】
2006109476.tif 000005
【００２５】
項２πＫｈｍ（ｔ）が小さく、雑音項が無視できる場合、結果として得られるローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）は、以下のように表される。
【００２６】
【数４】
2006109476.tif 000006
【００２７】
このようにして、入力信号ｉ（ｔ）に含まれている送信されたデータを正しく再生することができる。
【００２８】
この差動のＦＳＫ復調器は、コムラサキ・ヒロシ、サノ・トモヒロらによる論文「２．４ＧＨｚ帯ＧＦＳＫ用途における１．８Ｖ動作のＲＦＣＭＯＳ送受信機（A 1.8-V Operation RF CMOS Transceiver for 2.4-GHz-Band GFSK Applications）」に開示されている。この論文は、２００３年５月に発行された「ソリッドステート回路のＩＥＥＥジャーナル、第３８巻、Ｎｏ．５（IEEE journal of solid-state circuits, volume 38, No. 5）」に記載されている。
【００２９】
この論文には、ブルートゥース等の２．４ＧＨｚ帯ガウス分布周波数偏移変調用途のシングルチップＲＦ送受信機ＬＳＩが開示されている。この集積回路は、電力消費を抑えるために、０．１８μのｍバルクＣＭＯＳ処理を用いる。このＬＳＩは、必要な略全てのＲＦ及びＩＦ要素、送信／受信アンテナスイッチ、電力増幅器、低雑音増幅器、イメージ除去ミキサ、チャンネル選択フィルタ、リミッタ、受信信号強度インジケータ、周波数弁別器、電圧制御発振器、及び位相ロックループシンセサイザを備える。チャンネル選択のためのバンドパスフィルタは、低電源電圧で動作する。なお、イメージ除去ミキサの出力においては、大きな干渉が概ね除去され、最適化された入力バイアスを有する入力レンジが広いバンドパスフィルタが実現されるため、送受信機は、１．８Ｖの電源電圧で動作できる。
【００３０】
従来の技術に基づく他の差動のＦＳＫ復調器としては、２００３年１０月に発行されたソリッドステート回路のＩＥＥＥジャーナル、第３８巻、Ｎｏ．１０（IEEE journal of solid-state circuits, volume 38, No. 10）に記載されている、サンジン・ビュン（Sangjin Byun）、ヨンチュル・ソン（Yongchul Song）らによる論文「デジタルオフセットキャンセリンングＤＬＬを用いたＧＦＳＫ復調器を備える低出力ＣＭＯＳブルートゥースＲＦ送受信機（A Low-Power CMOS Bluetooth RF Transceiver With a Digital Offset Cancelling DLL-Based GFSK Demodulator）」に開示されている送受信機がある。
【００３１】
この論文には、完全に集積化された０．１８μｍＣＭＯＳブルートゥース送受信機が開示されている。この集積回路は、３Ｖのシステム電源から受信モードで３３ｍＡを消費し、送信モードで２５ｍＡを消費する。集積化を高め低消費電力を抑えるために、受信機は、低ＩＦ（３ＭＨｚ）アーキテクチャを用い、送信機は、ＲＯＭを用いたガウス分布ローパスフィルタ及びＩ／Ｑ直接デジタル周波数シンセサイザによる直接変調を用いる。ここでは、デジタル周波数オフセット除去器を有する遅延ロックループに基づく新たな周波数偏移符号化復調器が提案されている。この復調器は、高調波歪みなしで動作し、最大±１６０ｋＨｚの周波数オフセットに対応し、１．８−Ｖ電源から２ｍＡだけを消費する。受信機のダイナミックレンジは、０．１％のビット誤り率において、−７８ｄＢｍ〜−１６ｄＢｍであり、送信機は、２０ｄＢのデジタル電力制御能力で、最大０ｄＢｍを送信する。
【００３２】
従来の技術に基づく上述した差動のＦＳＫ復調器は、十分な信号強度のＦＳＫ信号を実現するために、アクティブミキサを用いなくてはならないという短所がある。アクティブミキサは、高周波（例えば、６０ＧＨｚ）アプリケーションにおいて多くの電力を消費する強い局部発振器（ＬＯ）信号を必要とする。
【００３３】
更に、高周波（例えば、６０ＧＨｚ）で動作するミキサは、非常に複雑で、高価な素子である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
そこで、本発明の目的は、高い周波数においても、及び入力信号の強度が弱くても十分な性能で動作して入力信号を復調する周波数偏移復調器及び周波数偏移変調方法を提供することである。更に、本発明の目的は、容易に実現でき、単純で安価な素子からなる復調器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
上述の課題は、独立請求項１のプリアンブルに示す構成要素を含む周波数偏移復調器の、独立請求項１の特徴的部分に示す構成要素によって解決される。
【００３６】
更に、上述の課題は、独立請求項７のプリアンブルに示すステップ含む周波数偏移復調信号の復調方法法の、独立請求項７の特徴的部分に示す部分によって解決される。
【００３７】
好適な実施形態は、従属請求項に定義されている。
【００３８】
本発明に係る周波数偏移復調器は、入力信号の位相を所定の角度シフトし、シフト信号を出力する移相器と、入力信号と移相器が出力したシフト信号とを結合し、対応する信号を出力する結合ユニットと、入力信号に含まれるデータ信号の帯域幅に一致する帯域幅を有し、結合ユニットが出力した信号をフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号を出力するローパスフィルタとを備え、結合ユニットは、入力信号と移相器が出力したシフト信号とを加算し、加算信号を出力する少なくとも１つの加算器と、加算器が出力した加算信号を受け取り、加算信号の二乗である自乗信号を出力する少なくとも１つの自乗検波器とを備え、結合ユニットは、ローパスフィルタに自乗信号を供給する。
【００３９】
このように、本発明では、従来の技術に基づく差動の周波数偏移復調器内にあるミキサを単純な加算器及び後続する自乗検波器に置換する。
【００４０】
したがって、本発明に基づく差動の周波数偏移復調器は、周波数復調の基本的な原理を用いるが、差動検波のためにミキサ又は乗算器を必要としない。
【００４１】
更に、本発明に基づく差動の周波数偏復調器は、受動素子だけを用いて実現することができる。したがって、電力消費量を小さくし、構造を単純することができる。
【００４２】
更に、本発明に基づく周波数偏移復調器の構造により、受信機アーキテクチャのＲＦ部分で差動の周波数偏移復調器を用いることができる。したがって、無線周波数ＲＦからベースバンドＢＳに信号を変換する必要がない。この結果、従来の受信機アーキテクチャに必要であった局部発振器及び対応するミキサを省略でき、受信機アーキテクチャ全体をより単純化することができる。
【００４３】
好適な実施形態においては、結合ユニットは、第１、第２及び第３の加算器と、第１及び第２の自乗検波器とを備え、第１の加算器は、入力信号と移相器が出力したシフト信号とを加算し、第１の加算信号を第１の自乗検波器に供給し、第１の自乗検波器は、第１の加算器が出力した第１の加算信号を受け取り、第１の加算信号の二乗である第１の自乗信号を出力し、第２の加算器は、移相器が出力したシフト信号から入力信号を減算し、第２の加算信号を第２の自乗検波器に供給し、第２の自乗検波器は、第２の加算器が出力した第２の加算信号を受け取り、第２の加算信号の二乗である第２の自乗信号を出力する。第３の加算器は、第１の自乗検波器が出力した第１の自乗信号から第２の自乗検波器が出力した第２の自乗信号を減算し、第３の加算信号を出力し、結合ユニットは、ローパスフィルタに、第３の加算信号を供給する。
【００４４】
この好適な実施形態では、周波数偏復調器は、良好な性能を維持しながら、自乗検出によって導入される信号内のＤＣオフセットを相殺し、同相モード雑音を除去する平衡型の単純なアーキテクチャを有する。
【００４５】
好ましくは、移相器は、Ｎを整数として、入力信号の搬送波周波数において、入力信号の位相を−π／２±２Ｎπシフトする。
【００４６】
更に好適な実施形態では、移相器は、遅延線である。
【００４７】
好ましくは、第２及び第３の加算器は、各信号を加算する前に、減算する必要がある信号の符号を反転させて、各信号を減算する。
【００４８】
変形例として、自乗検波器は、乗算器であってもよい。
【００４９】
また、上述の課題を解決するために、本発明に係る復調方法は、周波数偏移変調された入力信号を復調する復調方法において、入力信号の位相を所定の角度シフトし、シフト信号を出力するステップと、入力信号及びシフト信号を結合し、対応する信号を出力する結合ステップと、結合ステップにおいて出力された信号をローパスフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号を出力するステップとを有し、入力信号及びシフト信号を結合し、対応する信号を出力する結合ステップは、入力信号と、シフト信号とを加算し、加算信号を出力するステップと、加算信号の二乗である自乗信号を生成し、出力するステップとを有し、結合ステップにおいて出力された自乗信号は、ローパスフィルタリングのステップにおいてフィルタリングされる。
【００５０】
本発明の好適な実施形態においては、入力信号及びシフト信号を結合し、対応する信号を出力する結合ステップは、入力信号と、シフト信号とを加算し、第１の加算信号を出力する第１の加算ステップと、第１の加算信号の二乗に比例した第１の自乗信号を生成及び出力するステップと、シフト信号から入力信号を減算し、第２の加算信号を出力する第２の加算ステップと、第２の加算信号の二乗に比例した第２の自乗信号を生成及び出力するステップと、第１の自乗信号から第２の自乗信号を減算し、第３の加算信号を出力する第３の加算ステップとを有し、結合ステップにおいて出力された第３の加算信号は、ローパスフィルタリングのステップにおいてフィルタリングされる。
【００５１】
入力信号の位相を所定の角度シフトし、シフト信号を出力するステップは、好ましくは、Ｎを整数として、入力信号の搬送波周波数において、入力信号の位相を−π／２±２Ｎπシフトするステップを有する。
【００５２】
第２の加算ステップ及び第３の加算ステップは、好ましくは、各信号を加算する前に、減算する必要がある信号の符号を反転させるステップを有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
図３は、本発明の第１の実施形態に基づく周波数偏移（frequency-shift-keying：以下、ＦＳＫという。）復調器１のブロック図を示している。
【００５４】
ＦＳＫ復調器１は、移相器２と、加算器３と、自乗検波器４と、ローパスフィルタ５とを備える。
【００５５】
移相器２及び加算器３の両方には、以下のような入力信号ｉ（ｔ）が供給される。
【００５６】
【数５】
2006109476.tif 000007
【００５７】
移相器２は、入力信号ｉ（ｔ）の位相を所定の角度シフトし、シフト信号Ｉｄ（ｔ）を加算器３に供給する。
【００５８】
加算器３は、入力信号ｉ（ｔ）と、移相器２から受け取ったシフト信号Ｉｄ（ｔ）とを加算し、加算信号を自乗検波器４に供給する。
【００５９】
自乗検波器４は、加算器３で加算された信号を受け取り、自乗信号ｒ（ｔ）を出力する。この自乗信号ｒ（ｔ）は、加算器３によって加算された信号の二乗を表す。
【００６０】
このように、加算器３及び自乗検波器４は、入力信号ｉ（ｔ）と、移相器２によって出力されたシフト信号Ｉｄ（ｔ）とを結合し、対応する信号ｒ（ｔ）を出力する結合ユニットを構成する。
【００６１】
この実施形態では、自乗検波器４は、ダイオードによって実現されている。したがって、自乗検波器４は、非常に安価で簡単な受動素子である。
【００６２】
自乗検波器４から出力される自乗信号ｒ（ｔ）は、ローパスフィルタ５に供給され、ローパスフィルタ５は、信号ｒ（ｔ）をローパスフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）を出力する。適切なフィルタリングを行うために、ローパスフィルタの帯域幅は、入力信号ｉ（ｔ）に含まれているデータ信号の帯域幅に一致させている。
【００６３】
上述した本発明に基づくＦＳＫ復調器１の出力信号ｒＬＰ（ｔ）は、以下の通りである。
【００６４】
【数６】
2006109476.tif 000008
【００６５】
Ｉｔｅｍ１は、従来の差動のＦＳＫ復調器の出力に対応している。
【００６６】
Ｉｔｅｍ２は、ｉ（ｔ）及びＩｄ（ｔ）が定エンベロープＦＳＫ変調信号であるため、ローパスフィルタリングの後に導入されるＤＣオフセットを表している。
【００６７】
Ｉｔｅｍ３は、出力信号ｒＬＰ（ｔ）に含まれる強められた雑音である。
【００６８】
更に、チャンネル選択フィルタリングの後に、Ｉｔｅｍ２のために、ｉ（ｔ）には、僅かな振幅揺らぎが生じ、この結果、僅かなＡＭ変調作用が生じる。この揺らぎ信号のスペクトルは、変調データの帯域幅内にあるため、除去することができない。
【００６９】
要約すれば、本発明では、従来の技術の差動のＦＳＫ復調器のミキサを単純な加算器３及び後続する自乗検波器４に置き換える。
【００７０】
したがって、本発明に基づく差動のＦＳＫ復調器１は、周波数復調の基本的な原理を用いるが、差動検波のためにミキサ又は乗算器を必要とせず、且つ、良好な感度を維持することができる。
【００７１】
更に、本発明に基づく差動のＦＳＫ復調器１の構造により、受信機アーキテクチャのＲＦ部分でＦＳＫ復調器１を用いることができる。したがって、無線周波数ＲＦからベースバンドＢＳに信号を変換する必要がない。この結果、従来の受信機アーキテクチャに必要であった局部発振器及び対応するミキサを省略でき、受信機アーキテクチャ全体をより単純化することができる。
【００７２】
本発明の第２の好適な実施形態として示す差動のＦＳＫ復調器１’は、直流オフセットをキャンセルし、対応する強められた雑音項を除去する。図４は、本発明の第２の好適な実施形態である差動のＦＳＫ復調器１’のブロック図を示している。
【００７３】
このＦＳＫ復調器１’は、受動素子だけを用いて実現することができる。したがって、復調器１’は、電力消費量が小さく、構造が単純である。
【００７４】
この実施形態においては、本発明に基づくＦＳＫ復調器１’は、第１、第２、第３の加算器３１、３２、３３と、第１及び第２の自乗検波器４１、４２と、移相器２と、ローパスフィルタ５とを備える。
【００７５】
入力信号ｉ（ｔ）は、移相器２と、第１及び第２の加算器３１、３２とに供給される。
【００７６】
移相器２は、入力信号ｉ（ｔ）の搬送波周波数において、Ｎを整数として、入力信号ｉ（ｔ）の位相を−π／２±２Ｎπシフトさせ、シフト信号Ｉｄ（ｔ）を第１及び第２の加算器３１、３２にそれぞれ供給する。この実施形態では、移相器２は、遅延線である。
【００７７】
第１の加算器３１は、入力信号ｉ（ｔ）を移相器２からのシフト信号Ｉｄ（ｔ）に加算し、第１の加算信号を第１の自乗検波器４１に供給する。
【００７８】
第１の自乗検波器４１は、第１の加算器３１から受け取った第１の加算信号に基づいて、第１の自乗信号ｒ１（ｔ）を第３の加算器３３に供給する。第１の自乗信号ｒ１（ｔ）は、第１の加算信号の二乗である。
【００７９】
第２の加算器３２は、入力信号ｉ（ｔ）の符号を反転させ、移相器２から受け取ったシフト信号Ｉｄ（ｔ）に符号を反転させた入力信号を加算し、すなわち、シフト信号Ｉｄ（ｔ）から入力信号ｉ（ｔ）を減算する。第２の加算器３２は、第２の自乗検波器４２に第２の加算信号を供給する。
【００８０】
第２の自乗検波器４２は、第２の加算器３２からの第２の加算信号出力に基づいて、第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を生成し、第３の加算器３３に供給する。この第２の自乗信号ｒ２（ｔ）は、第２の加算信号の二乗である。
【００８１】
第３の加算器３３は、第１、第２の自乗検波器４１、４２から、それぞれ第１の自乗信号ｒ１（ｔ）、第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を受け取る。
【００８２】
第３の加算器３３は、第２の自乗信号ｒ２（ｔ）の符号を反転させ、この符号を反転させた第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を第１の自乗信号ｒ１（ｔ）に加算することによって、第１の自乗信号ｒ１（ｔ）から第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を減算する。各結果に基づいて、第３の加算器３３は、ローパスフィルタ５に第３の加算信号ｒ（ｔ）を供給する。
【００８３】
ローパスフィルタ５は、第３の加算器３３から受け取った第３の加算信号ｒ（ｔ）をフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）を出力する。
【００８４】
図示しない更なる実施形態として、第１の自乗検波器４１及び／又は第２の自乗検波器４２を乗算器によって置換してもよい。
【００８５】
図４に示す本発明に基づくＦＳＫ復調器１’は、平衡型アーキテクチャを有している。この平衡型アーキテクチャにより、先に説明した本発明の第１の実施形態に基づく差動のＦＳＫ復調器１の性能を劣化させる要因となっていた第２の項Ｉｔｅｍ２及び第３の項Ｉｔｅｍ３を除去することができる。
【００８６】
この実施形態では、以下の式が成り立つことは明らかである。
【００８７】
【数７】
2006109476.tif 000009
【００８８】
したがって、ローパスフィルタ５から出力されるローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）は、以下のようになる。
【００８９】
【数８】
2006109476.tif 000010
【００９０】
項２πＫｈｍ（ｔ）が小さく、雑音項が無視できる場合、結果として得られるローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）は、以下のように表される。
【００９１】
【数９】
2006109476.tif 000011
【００９２】
このようにして、本発明に基づくＦＳＫ復調器を用いて、入力信号ｉ（ｔ）に含まれている送信されたデータを正しく再生することができる。
【００９３】
図４に示す本発明の第２の実施形態に基づく差動のＦＳＫ復調器の性能は、従来の技術に基づく従来の差動のＦＳＫ復調器と同じである。
【００９４】
上述したＦＳＫ復調器は、例えば、周波数偏移変調（frequency-shift-keying：ＦＳＫ）、ガウス周波数偏移変調（Gaussian frequency-shift-keying：ＧＦＳＫ）最小偏移変調（minimum shift-keying：ＭＳＫ）、シェープドオフセット四位相偏移変調（shaped offset quadrature phase shift-keying：ＳＯＱＰＳＫ）、ガウス最小偏移変調（Gaussian minimum shift-keying：ＧＭＳＫ）等、如何なる定エンベロープ変調方式にも適用できる。
【００９５】
図５のブロック図に示すように、それぞれ図３及び図４に示す本発明に基づくＦＳＫ復調器１、１’は、直接変換受信機内に設けてもよい。
【００９６】
この直接変換受信機は、以下の順で接続されたアンテナ１０と、ＲＦバンドパスフィルタ６と、低雑音増幅器７と、チャンネル選択フィルタ８と、増幅器９と、本発明に基づくＦＳＫ復調器１、１’とを備える。
【００９７】
このように、本発明に基づくＦＳＫ復調器１、１’は、ＲＦ領域で用いることができる。したがって、図１に示す従来の受信機アーキテクチャにおける局部発振器（ＬＯ）及び対応するミキサ２１を設けなくてもよく、受信機アーキテクチャ全体がより単純化され、消費電力も少なくなる。
【００９８】
なお、本発明に基づくＦＳＫ復調器１、１’は、如何なる従来の受信機アーキテクチャ（例えば、図１に示すアーキテクチャ）とともに用いてもよい。
【００９９】
以下、図６に示すフローチャートを参照して、入力信号ｉ（ｔ）を復調するための本発明に基づく周波数偏移変調された信号の復調方法の第１の実施形態を説明する。
【０１００】
第１のステップＳ１では、入力信号ｉ（ｔ）の位相を所定の角度シフトし、シフト信号Ｉｄ（ｔ）を生成する。
【０１０１】
第２のステップＳ２では、入力信号ｉ（ｔ）をシフト信号Ｉｄ（ｔ）に加算し、加算信号を生成する。
【０１０２】
次のステップＳ３において、ステップＳ２において加算信号に基づいて、加算信号の二乗に比例した自乗信号ｒ（ｔ）を生成する。
【０１０３】
そして、ステップＳ４において、自乗信号ｒ（ｔ）をローパスフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）を生成する。
【０１０４】
図７は、周波数偏移変調された入力信号ｉ（ｔ）を復調する本発明に基づく復調方法の第２の好適な実施形態のフローチャートを示している。
【０１０５】
この好適な実施形態では、第１のステップＳ１において、入力信号ｉ（ｔ）の搬送波周波数において、入力信号ｉ（ｔ）を−π／２±２Ｎπシフトさせ、対応するシフト信号Ｉｄ（ｔ）を生成する。
【０１０６】
次のステップＳ２１では、入力信号ｉ（ｔ）及びシフト信号Ｉｄ（ｔ）を加算し、第１の加算信号を生成する。
【０１０７】
並行するステップＳ２２では、入力信号ｉ（ｔ）の符号を反転させ、シフト信号Ｉｄ（ｔ）に加算することによって、シフト信号Ｉｄ（ｔ）から入力信号ｉ（ｔ）を減算する。そして、これにより第２の加算信号を生成する。
【０１０８】
ステップＳ２１に続くステップＳ３１では、第１の自乗信号ｒ１（ｔ）を生成する。第１の自乗信号ｒ１（ｔ）は、ステップ２１で生成した第１の加算信号の二乗である。
【０１０９】
ステップＳ２２に続く、並行するステップＳ３２では、第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を生成する。第２の自乗信号ｒ２（ｔ）は、ステップＳ２２で生成した第２の加算信号の二乗である。そして、第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を出力する。
【０１１０】
ステップＳ３１及びステップＳ３２に続くステップＳ２３においては、第２の自乗信号ｒ２（ｔ）の符号を反転させた後に第１の自乗信号ｒ１（ｔ）に加算することによって、第１の自乗信号ｒ１（ｔ）から第２の自乗信号ｒ２（ｔ）を減算する。これにより、第３の加算信号ｒ（ｔ）を生成する。
【０１１１】
そして、ステップＳ４において、第３の加算信号ｒ（ｔ）をローパスフィルタリングし、ローパスフィルタリングされた信号ｒＬＰ（ｔ）を出力する。
【０１１２】
このように、本発明に基づく復調方法では、複雑な混合／乗算処理を行うことなく、周波数偏移変調された信号を復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】従来の受信機アーキテクチャのブロック図である。
【図２】従来の差動の周波数偏移復調器のブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に基づく周波数偏移復調器のブロック図である。
【図４】本発明に基づく周波数偏移復調器の第２の実施形態のブロック図である。
【図５】本発明に基づく周波数偏移復調器を用いる直接変換受信機のブロック図である。
【図６】周波数偏移変調された入力信号を復調する本発明に基づく復調方法の第１の実施形態のフローチャートである。
【図７】周波数偏移変調された入力信号を復調する本発明に基づく復調方法の第２の好適な実施形態のフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【外国語明細書】
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