(57)【要約】【課題】  どの運転モードにおいても中性点の電位変動を抑制することを可能とする半導体電力変換装置を提供する。【解決手段】  ３レベルの直流入力を交流電力に変換して負荷１３に供給する３レベル電力変換器１２と、電圧基準にもとづいて前記３レベル電力変換器１２の出力を制御する制御手段３０と、３レベルの直流入力の正側と負側の電圧偏差を検出する電圧検出器２２Ａ、２２Ｂとを具備し、前記制御手段は、前記電圧基準が所定値以下のとき、この電圧基準に所定の切替え周期で正負の極性を切り替えながら所定のバイアス値を加算する矩形変調手段と、前記電圧偏差に応じて前記電圧偏差を減少する方向に前記切替え周期の正側と負側の時間比率を調整する時間比率調整手段３６とを有するように構成する。【選択図】  図１
2006141090.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３レベルの直流入力を交流電力に変換して負荷に供給する３レベル電力変換器と、
電圧基準にもとづいて前記３レベル電力変換器の出力を制御する制御手段と、
前記３レベルの直流入力の正側と負側の電圧偏差を検出する電圧検出器と
を具備し、
前記制御手段は、
前記電圧基準が所定値以下のとき、この電圧基準に所定の切替え周期で正負の極性を切り替えながら所定のバイアス値を加算する矩形変調手段と
前記電圧偏差に応じて前記電圧偏差を減少する方向に前記切替え周期の正側と負側の時間比率を調整する時間比率調整手段と
を有することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
更に前記電圧偏差に応じて前記電圧偏差を減少する方向に前記バイアス値を補正するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
【請求項３】
前記時間比率調整手段は、
前記電圧偏差が所定の閾値を超えたとき、前記基準の周期の正側と負側の時間比率を調整するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の半導体電力変換装置。
【請求項４】
前記時間比率調整手段は、
変動する前記電圧偏差の平均値を求める機能を有し、
この電圧偏差の平均値に応じて前記基準の周期の正側と負側の時間比率を調整するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の半導体電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の主回路電位を有する半導体電力変換装置に係り、特に中性点電位の変動を抑制するように改良した半導体電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、所謂ＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式によって出力電圧を制御する半導体電力変換装置、例えばインバータ装置は、その主回路にＩＧＢＴ等の自己消弧型素子を使用し、変調周期毎に所定期間だけオン状態となるパルス状の電圧を出力し、その平均電圧を制御している。インバータ装置が３レベルになると、正電圧、負電圧に加え、零電圧を出力するモードが加わり、２レベルのインバータ装置に比較して倍となる１アーム当り４個の自己消弧型素子のＰＷＭ制御を行う必要があるが、基本的な制御の考え方は変わらない。
【０００３】
３レベルインバータ装置において、その出力周波数が低く、従って出力電圧が低いとき、電圧基準と変調用キャリアとを比較してゲート制御用パルスを作る場合、そのパルスが自己消弧型素子の特性上許容できないパルス幅（以下最小オンパルス幅と言う。）以下となってしまうという問題があった。
【０００４】
この問題を解決するために所謂矩形変調方式が提案されている。この矩形変調方式は、３相電圧基準に所定のバイアス値を加算して零電圧付近でのＰＷＭ変調を避け、３相電圧基準の極性を同一極性として制御し、この極性を所定の周期で切り替えるものである（例えば特許文献１参照。）。
【０００５】
次に３レベルインバータ装置の中性点電圧変動について説明する。３レベルインバータ装置の直流中性点には交流周波数の３倍の周波数で変動する電流が流れ込むことが知られている。この電流は正側及び負側の直流コンデンサに分流し、結果として中性点電位の変動をもたらす。
【０００６】
上記の中性点電位の変動を抑制する手法として、正、負コンデンサ電圧の差を検出してその差分により電圧基準をシフト補正する方式が知られている。また近年、更に補正精度の向上を計るため、この方式に加え、３角波キャリア信号の特定の位相に応じて、３相の電圧基準にオフセットを加える方式が提案されている（例えば特許文献２参照。）。
【特許文献１】特開平５−２６８７７３号公報（第４−６頁、図１）
【特許文献２】特開２００３−１６９４８０号公報（第４−５頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献２で示されている中性点電位抑制方式は、通常の変調方式を行っているときには有効であるが、特許文献１に示されている矩形変調方式においては有効とはならないという問題があった。この理由は、矩形変調は基本的には同極性制御を行う制御方式であり、正負の切換は通電するデバイスのバランスを取るためであり、３相同時に正または負に常に固定された切換周期で切換えるようにしているためである。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、どの運転モードにおいても中性点の電位変動を抑制することを可能とする半導体電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の目的を達成するため、本発明の半導体電力変換装置は、３レベルの直流入力を交流電力に変換して負荷に供給する３レベル電力変換器と、電圧基準にもとづいて前記３レベル電力変換器の出力を制御する制御手段と、前記３レベルの直流入力の正側と負側の電圧偏差を検出する電圧検出器とを具備し、前記制御手段は、前記電圧基準が所定値以下のとき、この電圧基準に基準の周期で正負の極性を切り替えながら所定のバイアス値を加算する矩形変調手段と、前記電圧偏差に応じて前記電圧偏差を減少する方向に前記基準の周期の正側と負側の時間比率を調整する時間比率調整手段とを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、どの運転モードにおいても中性点の電位変動を抑制することを可能とする半導体電力変換装置を提供することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１２】
本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置について図１及び図２を参照して説明する。
【００１３】
図１は本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置のブロック構成図である。
【００１４】
直流電源１１は中性点Ｎを挟んで正側の電圧＋Ｅと負側の電圧−Ｅを３レベル電力変換器１２に供給し、３レベル電力変換器１２の交流出力は交流電動機１３を駆動している。直流電源１１は、通常は交流電源からの交流入力をコンバータ回路で直流に変換し、この変換された直流電圧をコンデンサ等による平滑フィルタ回路で平滑する構成とするが、他の直流発生手段を用いても良い。また、３レベル変換器１２は、還流ダーオードを逆並列に接続したパワーデバイスを直列接続して変換アームを構成し、この変換アームをブリッジ接続すると共に、直列接続された夫々の変換アームの中点を中性点Ｎの電位にダイオードを用いてクランプするように構成している。
【００１５】
３レベル電力変換器１２の出力側には電流検出器２１が設けられ、また直流電源１１の出力側には正側及び負側の電圧を検出する電圧検出器２２Ａ、２２Ｂが夫々設けられている。更に交流電動機１３には速度検出器２３が取り付けられている。これらの電流検出器２１、電圧検出器２２Ａ、２２Ｂ及び速度検出器２３によって検出された信号は、フィードバック信号として制御部３０に与えられている。以下、３レベル変換器１２を制御するための制御部３０の構成について説明する。
【００１６】
速度検出器２３によって検出された信号は速度制御器３１によって速度基準と比較され、その差分を最小とするような電流基準を出力する。この電流基準は電流制御器３２により、電流検出器２１で検出された電流フィードバックと比較され、その差分を最小とするような電圧基準を出力する。この電圧基準と電圧検出器２２Ａ、２２Ｂで検出された正側及び負側の直流フィードバック電圧を電圧変調器３３に与え、後述する変調処理を行う。そして変調後の電圧基準をＰＷＭ変調器３４によってＰＷＭ変調を行うことによって３レベル電力変換器１２を構成する各パワーデバイスのゲート信号を得ている。以下電圧変調器３３の内部構成について説明する。
【００１７】
図１（ｂ）は電圧変調器３３の内部構成であり、特に電圧基準が所定値以下のとき矩形変調を行う場合の構成を示したものである。
【００１８】
電圧検出器２２Ａで検出された正側直流電圧フィードバックから電圧検出器２２Ｂで検出された負側直流電圧フィードバックとを減算器３５で減算し、得られた偏差出力である直流電圧フィードバック偏差を正負通電時間調整器３６に与える。正負通電時間調整器３６はこの直流電圧フィードバック偏差に応じて、変調後の電圧基準の正側及び負側の通電時間比率を決定する。
【００１９】
上記の結果に基づいて、最小オンパルスを確保するためのバイアス（正）とバイアス（負）を正負バイアス切替え器３８によって切替えるときの切替え周期を瞬時補償し、この補償信号を電流制御器３２の出力である各相の三相電圧基準に加算器３９Ａ、３９Ｂ及び３９Ｃによって夫々加算して矩形変調後の電圧基準を得る。
【００２０】
図２は、電圧変調器３３における補償信号の１周期分を示したものである。図２（ａ）は通常の矩形変調で直流フィードバック偏差がない場合の補償信号を、図２（ｂ）は、直流電圧フィードバック偏差が正の場合の補償信号を、更に、図２（ｃ）は、直流電圧フィードバック偏差が負の場合の補償信号を示す。図２（ｂ）に示したように、直流電圧フィードバック偏差が正で力行の場合は、正側の電力を負側の電力より多く供給するように補償すれば、結果として直流電圧正電位が低下する。逆に図２（ｃ）に示したように、直流電圧フィードバック偏差が負で力行の場合は負側の電力を正側の電力より多く供給するように補償すれば、結果として直流電圧正電位が低下する。尚、回生運転をしている場合は、上記とは逆の動作をするように回路を構成する。
【００２１】
以上説明した効果によって、実施例１の半導体電力変換装置においては中性点の電位変動が抑制される。だだし、この実施例１は切替え周期を補償量としているため、制御における操作量が切替え時間で決定される離散値となり、補償量子量は比較的大きい。
【００２２】
尚、上記図１の構成において本発明の重要な点は、電圧基準と直流電圧フィードバック偏差に応じて電圧変調器３３を動作させていることにある。従って、速度制御器３１、電流検出器２１及び電流制御器３２を省き、電圧制御を行う構成であっても本発明は適用可能である。また、３レベル電力変換器の負荷は必ずしも交流電動機１３である必要はなく、無効電力などを調整するためのリアクトルであっても良い。
【実施例２】
【００２３】
以下、本発明に係る半導体電力変換装置の実施例２について図３及び図４を参照して説明する。
【００２４】
図３は本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の構成を示すブロック構成図である。この実施例２の各部について、図１（ｂ）の実施例１に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、直流電圧フィードバック偏差を増幅器４０で増幅し、この出力を加算器４１により正負バイアス切替え器３８の出力に加算して補償信号を得るように構成した点である。
【００２５】
図４に上記構成における出力電圧と中性点電位変動の波形を示す。前術の実施例１では矩形変調を行うときは通常変調の様に３相の電圧基準に対して中性点電位変動を抑制する変調補償量を加算する方式は採用していない。これは、切替えごとに異なるバイアス量が加算され、線間電圧に歪みが生じるのを防止するためである。
【００２６】
図４に示した波形において、図４（ａ）は「補償なし」の場合、図４（ｂ）は正側に２％の補償を入れた場合、更に図４（ｃ）は負側に２％の補償を入れた場合の波形である。ここで補償２％とは、バイアス量に対する増幅器４０の出力の比が２％ということである。尚、図４においては３相電圧のうち代表としてＵ相の線間電圧を中性点電位の挙動と共に図示している。
【００２７】
「補償なし」のケースは中性点がバランスした状態を示しているが、逆にこれは中性点が変動してしまったとき、補償能力がないことを示している。一方、±２％の補償を入れたケースはゆっくりと中性点電位を補償しているが、線間電圧の歪みが若干発生している様子がわかる。この様に、矩形変調において、３相の電圧基準それぞれに補償値を加算する方式は、中性点電位変動補償効果が少ない割に線間電圧歪みが発生するため、一般には採用されない。しかしながら、実施例１の正負切替え周期を可変とする方法と併行して実施すると、前述したような制御量子量が大きい制御の中間を埋めることが出来る。従って本実施例によれば、線間電圧歪みが許容される範囲内で使用することにより、より現実に即した中性点電位変動補償が可能となる。
【実施例３】
【００２８】
図５は本発明の実施例３に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の構成を示すブロック構成図である。この実施例３の各部について、図１（ｂ）の実施例１に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、正負通電時間調整器３６に代えて閾値付き正負通電時間調整器３６Ａを設けるようにした点である。
【００２９】
閾値付き正負通電時間調整器３６Ａは、直流電圧フィードバック偏差の値が所定の閾値を越えたときだけ、切り替え周期の補正を行う。
【００３０】
この実施例３の半導体電力変換装置によれば、中性点電位変動が所定値以上になったときに実施例１の補正を行う。通常の運転において、正負で一定の切替え周期で運転するようにしているため、中性点電位変動は発生しにくい。電流が過渡的に急変するなどの外乱が生じたとき、正負の直流電圧の電力消費が不平衡になるため、必要最小限の中性点電位変動補償を行うことは、安定した電動機駆動に有効である。
【実施例４】
【００３１】
図６は本発明の実施例４に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の構成を示すブロック構成図である。この実施例４の各部について、図１（ｂ）の実施例１に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例４が実施例１と異なる点は、正負通電時間調整器３６に代えて平均値計算形正負通電時間調整器３６Ｂを設けるようにした点である。
【００３２】
平均値計算形正負通電時間調整器３６Ａは変動する直流電圧フィードバック偏差の平均値をフィルタ演算または予測演算等により求め、この平均値に対して正負通電時間の調整信号を出力する。
【００３３】
矩形変調においては直流電圧の正負偏差は、切替えが正負に入れ替わる度に周期的に変動する。この期間の平均値を計算することにより、より厳密な制御を行うことが出来る。これは不要な中性点電位変動補償を極力避けることとなりより安定した電動機駆動を実現できる。
【００３４】
尚、本実施例で使用する平均値は、上述した変動の１周期毎の平均値でも良いが、全変動の平均値であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置のブロック構成図。
【図２】本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の補償信号の１周期分を示す波形。
【図３】本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の構成を示すブロック構成図。
【図４】本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置の出力電圧と中性点電位波形。
【図５】本発明の実施例３に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の構成を示すブロック構成図。
【図６】本発明の実施例４に係る半導体電力変換装置の電圧変調器の構成を示すブロック構成図。
【符号の説明】
【００３６】
１１  直流電源
１２  ３レベル電力変換器
１３  交流電動機
２１  電流検出器
２２Ａ、２２Ｂ  直流電圧検出器
２３  速度検出器
３０  制御部
３１  速度制御器
３２  電流制御器
３３  電圧変調器
３４  ＰＷＭ変調器
３５  減算器
３６  正負通電時間調整器
３６Ａ  閾値付き正負通電時間調整器
３６Ｂ  平均値計算形正負通電時間調整器
３７  加算器
３８  正負バイアス切替え器
３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃ  加算器
４０  増幅器
４１  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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