(57)【要約】【課題】  電源回路におけるスイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることが可能な電源回路を提供することである。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、少なくともスイッチ３を含み、このスイッチング動作により電源電圧を変換する変換回路と、スイッチング動作を制御する制御回路７とを備えた電源回路であって、不要信号と、この不要信号の位相を１８０度移相した移相信号とを合成した合成信号がスイッチ３に入力されるように構成され、不要信号が入力され、不要信号を移相して移相信号にする１８０度移相器８と、不要信号と移相信号とが入力され、不要信号と移相信号とを合成して合成信号にする合成器９とを備える。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともスイッチを含み、このスイッチング動作により電源電圧を変換する変換回路と、前記スイッチング動作を制御する制御回路とを備えた電源回路であって、
不要信号と、この不要信号の位相を１８０度移相した移相信号とを合成した合成信号が前記スイッチに入力されるように構成されている、電源回路。
【請求項２】
前記不要信号が入力され、前記不要信号を移相して前記移相信号にする移相器と、
前記不要信号と前記移相信号とが入力され、前記不要信号と前記移相信号とを合成して前記合成信号にする合成器と
を備える、請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
少なくともスイッチを含み、このスイッチング動作により電源電圧を変換する変換回路と、前記スイッチング動作を制御する制御回路とを備えた電源回路であって、
不要信号を第１の位相に移相した第１の移相信号と、不要信号を第１の移相信号と異なる第２の位相に移相した第２の移相信号とを合成した合成信号が前記スイッチに入力されるように構成され、前記第１の移相信号と前記第２の移相信号との位相差は１８０度である、電源回路。
【請求項４】
前記不要信号が入力される分配器と、
前記分配器によって分配された第１の分配信号が入力され、この第１の分配信号を第１の位相に移相して前記第１の移相信号にする第１の移相器と、
前記分配器によって分配された第２の分配信号が入力され、この第２の分配信号を前記第１の位相と１８０度異なる第２の位相に移相して前記第２の移相信号にする第２の移相器と、
前記第１の移相信号と前記第２の移相信号とが入力され、前記第１の移相信号と前記第２の移相信号とを合成して前記合成信号にする合成器と
を備える、請求項３に記載の電源回路。
【請求項５】
前記移相器は、伝送線路を含む、請求項２または請求項４に記載の電源回路。
【請求項６】
前記合成器は、抵抗回路を含む、請求項２または請求項４に記載の電源回路。
【請求項７】
前記分配器は、抵抗回路を含む、請求項４に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、一般的には電源回路に関し、特にスイッチング動作により電源電圧を変換する電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源回路のうち、スイッチング制御方式を利用したスイッチングレギュレータは、現在様々なエレクトロニクス機器で利用されている。特に昇圧型のスイッチングレギュレータ（以下、「ＤＣ−ＤＣコンバータ」という）は電池駆動の電子機器ではよく用いられている。
【０００３】
図５は、従来の電源回路の基本構成として、従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を示すブロック図である。
【０００４】
図５に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ５００は、インダクタ２と、インダクタ２に接続されたダイオード４と、インダクタ２とダイオード４との間に接続されたスイッチ３と、ダイオード４に接続されたコンデンサ５とからなる電源電圧変換回路と、電源電圧変換回路の出力側に接続され、スイッチ３の動作を制御する制御回路７とから構成されている。電源電圧変換回路の入力側には直流電源１が接続されている。
【０００５】
このように構成された昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、スイッチ３がＯＮの状態では、直流電源１からインダクタ２に電流が流れる。この間にインダクタ２にエネルギーが蓄えられる。次に、スイッチ３がＯＦＦの状態では、インダクタ２に蓄えられたエネルギーと直流電源１からのエネルギーとがダイオード４を通じて負荷６に供給される。コンデンサ５によって出力電圧が平滑化される。
【０００６】
出力電圧は制御回路７に入力され、出力電圧の値に応じたデューティー比を有するパルス電圧が制御回路７から出力される。この制御電圧をスイッチ３にフィードバックすることによって、出力電圧を一定に保つことが可能になる。
【０００７】
上記の制御を実現する方法としては、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）方式を用いた制御が一般的に利用されている。
【０００８】
スイッチング動作の周波数を増大させることにより、インダクタ２のインダクタンス値やコンデンサ５の容量値を小さくすることができ、小型化が可能になる。
【０００９】
しかしながら、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、スイッチ３のスイッチング動作に伴ってノイズが発生するという欠点がある。また、近年、スイッチング動作の周波数が高くなっており、スイッチング動作に伴って発生するノイズも高周波化している。
【００１０】
このように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、スイッチング動作に伴ってノイズが発生するという欠点があるものの、回路に安定な電圧を供給することができるために多用されている。
【００１１】
他方、近年の無線通信機器の小型化・高密度実装化に伴い、電子機器にアンテナを内蔵する場合が増えてきた。
【００１２】
この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた無線通信機器では、ＤＣ−ＤＣコンバータとアンテナとが接近した位置に実装されるようになる。そのような場合、以下のような問題が生じる。
【００１３】
図６は、従来の電源回路とアンテナ内蔵した無線通信機器とによるミキシングノイズ発生機構を示す模式図である。
【００１４】
図６に示すように、無線通信回路７０を受信状態にした場合、無線通信回路７０内の局部周波数発振回路からの漏れ電力がアンテナ６０を通じて放射される。これは、通常、ローカル漏れ信号と呼ばれ、無線機器の用途により規制値が定められている。アンテナ６０とＤＣ−ＤＣコンバータ５００とが接近した位置に実装されると、このローカル漏れ信号ＬＯＬがＤＣ−ＤＣコンバータ５００を構成する回路素子、基板上の配線パターン、接地電位（ＧＮＤ）の導体パターン等に進入し、影響を与える。
【００１５】
ここで、接地電位（ＧＮＤ）の導体パターンを通じてローカル漏れ信号ＬＯＬが矢印で示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ５００を構成するスイッチ３（図５）に進入してくると、スイッチ３において、スイッチング動作の周波数信号との周波数ミキシングが起きてしまう。その結果、ミキシングにより発生した高周波信号ＭＩＸがアンテナ６０にて受信され、影響を与える。
【００１６】
図７は、スイッチにおけるミキシング動作を示す模式図である。
【００１７】
図７に示すように、Ａ点から周波数ｆ１の信号（正弦波）が入力される。スイッチを周波数ｆ２の信号（矩形波）でスイッチング動作させると、掛け算動作により、Ｂ点から周波数ｆ１±ｆ２の信号が出力される。矩形波の高調波まで考慮すると、Ｂ点から周波数ｆ１±ｎ×ｆ２（ｎ：整数）の信号成分が出力される。
【００１８】
スイッチは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタによって構成されるが、いずれのトランジスタでもミキシング現象が生じる。
【００１９】
ここで、無線通信機器の受信回路で一般的に用いられるヘテロダイン方式の受信回路の構成を一例にしてミキシングの影響について説明する。図８は、従来の無線通信機器における受信回路の構成の一例としてヘテロダイン方式の受信回路の構成を示すブロック図である。
【００２０】
図８に示すように、アンテナ６０より受信した高周波（ＲＦ）信号が高周波（ＲＦ）増幅器７１で増幅され、増幅された高周波（ＲＦ）信号と局部周波数発振回路７３より発生したローカル信号ＬＯとがミキサー回路７２によってＩＦ信号に変換される。
【００２１】
スイッチング動作の周波数（またはその高調波）がＩＦ周波数に等しい場合、スイッチング動作の周波数の信号とローカル漏れ信号とのミキシングによって出力される信号の周波数は無線通信機器の受信周波数と一致してしまう。これによって発生した信号成分は無線通信機器にとっては不要な信号であり、Ｃ／Ｎ比の劣化による受信感度の低下や、機器の誤動作の原因となってしまう。
【００２２】
たとえば、スイッチング動作の周波数が２５０ｋＨｚのＤＣ−ＤＣコンバータとＩＦ周波数が５００ｋHzの受信機とが実装されている電子機器の場合、スイッチング動作の周波数の２倍波がＩＦ周波数に等しくなってしまう。
【００２３】
スイッチング動作の周波数は年々高周波化されており、ＩＦ周波数とスイッチング動作の周波数（またはその高調波）とが等しくなる場合が考えられる。
【００２４】
また、ＩＦ周波数とスイッチング動作の周波数とが完全に一致していなくても、スイッチング動作の周波数の信号とローカル漏れ信号とのミキシングによって出力される信号の周波数が無線通信機器の受信チャネルの周波数帯域幅の中に入っていれば、同様な影響を及ぼしてしまうことになる。
【００２５】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作によるスイッチング周波数信号とアンテナからのローカル漏れ信号とのミキシングにより発生する高周波ノイズがアンテナで受信され、影響を与え、受信機のＣ／Ｎ比を劣化させるという問題がある。
【００２６】
今後の無線通信機器の小型化の傾向に伴い、アンテナと電源回路とがますます接近して実装されることが予想される。
【００２７】
このため、上述したミキシングにより発生した高周波ノイズを抑えることが、無線通信機器の特性を保つためには重要な課題であるといえる。
【００２８】
従来の技術では、このようなノイズを抑える方法としては、たとえば、特開平９−２４７９４１号公報（特許文献１）に記載されているように、入力側にＬＣ回路で構成されるフィルタを組み入れる方法がよく用いられている。このフィルタは、交流電源からの高調波ノイズと、バックノイズと呼ばれるＤＣ−ＤＣコンバータ側から交流電源に戻るノイズとを低減させるために組み入れられるフィルタである。このようなフィルタによってＤＣ−ＤＣコンバータで発生するノイズを低減させることが可能である。
【００２９】
また、出力側のノイズは図５に示される電源回路においてコンデンサ５で平滑化することが可能である。出力側のノイズはリプルノイズと呼ばれ、コンデンサ５には電解コンデンサやセラミックコンデンサ等が用いられる。
【００３０】
しかしながら、上記の従来の技術は、発生したノイズを低減させる方法であり、発生そのものを抑える方法ではない。そのため、ノイズを減衰させるにも限度がある。
【００３１】
また、元来これらのフィルタは、商用電源周波数の５０／６０Ｈｚからスイッチング動作の周波数の数ｋＨｚ〜数ＭＨｚまでの相対的に低い周波数のノイズを抑えるフィルタであり、無線通信機器のローカル周波数に使用されるような数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚの相対的に高い周波数域の高周波ノイズを減衰することができるようには構成されていない。
【００３２】
さらに、上記の従来の技術では、図５に示される電源回路においてインダクタ２、ダイオード４、その近傍の導体パターンから輻射されるノイズを防ぐことは不可能である。
【００３３】
そして、これらの回路素子や導体パターンから輻射されるノイズがアンテナ６０で受信されることによって無線通信機器のＣ／Ｎ比が劣化することが問題になる。
【００３４】
また、スイッチング動作に伴って生じるノイズを抑える別の方法としては、たとえば、特開平１１−５５９４５号公報（特許文献２）に記載されているように、スナバ回路を付加する方法が提案されている、この方法は、スイッチのスイッチング動作に伴い発生するノイズを低減させる方法である。しかしながら、上述したミキシングにより発生する高周波ノイズの発生を抑えることはできない。
【特許文献１】特開平９−２４７９４１号公報
【特許文献２】特開平１１−５５９４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
以上述べたように、従来の電源回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作による高周波の信号とアンテナからのローカル漏れ信号とのミキシングによって発生する高周波ノイズが受信機のＣ／Ｎ比を劣化させるという問題があった。
【００３６】
また、従来の電源回路では、信号経路を通るノイズをフィルタ回路によりある程度低減することは可能であるが、回路素子やパターンから輻射されるノイズを抑えることは不可能であるという問題があった。
【００３７】
さらに、従来の電源回路ではスナバ回路を用いることによって、スイッチのスイッチング動作に伴って発生するノイズを低減することは可能であるが、ミキシングにより発生する高周波ノイズを抑えることは不可能である。
【００３８】
そこで、この発明の目的は、電源回路におけるスイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることが可能な電源回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
この発明の一つの局面に従った電源回路は、少なくともスイッチを含み、このスイッチング動作により電源電圧を変換する変換回路と、スイッチング動作を制御する制御回路とを備えた電源回路であって、不要信号と、この不要信号の位相を１８０度移相した移相信号とを合成した合成信号がスイッチに入力されるように構成されている。
【００４０】
この発明の一つの局面に従った電源回路においては、不要信号と、この不要信号の位相を１８０度移相した移相信号とを合成した合成信号がスイッチに入力されるので、不要信号と移相信号とが相殺された信号がスイッチに入力される。このため、スイッチに入力される不要信号の大きさを抑制することができる。したがって、スイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【００４１】
この発明の一つの局面に従った電源回路は、不要信号が入力され、不要信号を移相して移相信号にする移相器と、不要信号と移相信号とが入力され、不要信号と移相信号とを合成して合成信号にする合成器とを備えるのが好ましい。この場合、移相器と合成器とを用いることによって、簡単な構成で、スイッチに入力される不要信号の大きさを抑制することができ、スイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【００４２】
この発明のもう一つの局面に従った電源回路は、少なくともスイッチを含み、このスイッチング動作により電源電圧を変換する変換回路と、スイッチング動作を制御する制御回路とを備えた電源回路であって、不要信号を第１の位相に移相した第１の移相信号と、不要信号を第１の移相信号と異なる第２の位相に移相した第２の移相信号とを合成した合成信号がスイッチに入力されるように構成され、第１の移相信号と第２の移相信号との位相差は１８０度である。
【００４３】
この発明のもう一つの局面に従った電源回路においては、不要信号を第１の位相に移相した第１の移相信号と、第１の移相信号との位相差が１８０度である第２の位相に不要信号を移相した第２の移相信号とを合成した合成信号がスイッチに入力されるので、不要信号から移相された第１と第２の移相信号が相殺された信号がスイッチに入力される。このため、スイッチに入力される不要信号の大きさを抑制することができる。したがって、スイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【００４４】
この発明のもう一つの局面に従った電源回路は、不要信号が入力される分配器と、分配器によって分配された第１の分配信号が入力され、この第１の分配信号を第１の位相に移相して第１の移相信号にする第１の移相器と、分配器によって分配された第２の分配信号が入力され、この第２の分配信号を第１の位相と１８０度異なる第２の位相に移相して第２の移相信号にする第２の移相器と、第１の移相信号と第２の移相信号とが入力され、第１の移相信号と第２の移相信号とを合成して合成信号にする合成器とを備えるのが好ましい。この場合、分配器と二つの移相器と合成器とを用いることによって、簡単な構成で、スイッチに入力される不要信号の大きさを抑制することができ、スイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【００４５】
この発明の一つの局面に従った電源回路、または、この発明のもう一つの局面に従った電源回路において、移相器は、伝送線路を含むのが好ましい。この場合、低コストでインピーダンスの調整が容易な移相器を構成することができる。
【００４６】
また、この発明の一つの局面に従った電源回路、または、この発明のもう一つの局面に従った電源回路において、合成器は、抵抗回路を含むのが好ましい。この場合、低コストでインピーダンスの調整が容易な合成器を構成することができる。
【００４７】
さらに、この発明のもう一つの局面に従った電源回路において、分配器は、抵抗回路を含むのが好ましい。この場合、低コストでインピーダンスの調整が容易な分配器を構成することができる。
【発明の効果】
【００４８】
以上のように、この発明によれば、電源回路におけるスイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００５０】
図１は本発明の第１の実施形態に係る電源回路の構成を示すブロック図である。
【００５１】
図１に示すように、この発明が適用される電源回路の一つの例の基本構成として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、インダクタ２と、インダクタ２に接続されたダイオード４と、インダクタ２とダイオード４との間に接続されたスイッチ３と、ダイオード４に接続されたコンデンサ５とからなる電源電圧変換回路と、電源電圧変換回路の出力側に接続され、スイッチ３の動作を制御する制御回路７とから構成されている。電源電圧変換回路の入力側には直流電源１が接続されている。
【００５２】
スイッチ３と接地電位（ＧＮＤ）との間には合成器９が組み入れられており、合成器９と接地電位との間には１８０度移相器８が組み入れられている。
【００５３】
接地電位を構成する導体パターンから進入する不要信号としてのローカル漏れ信号の一方は直接、合成器９に入り、他方は１８０度移相器８を通り合成器９に入力される。合成器９ではこの二つの信号を合成して出力する。ここで、１８０度移相器８を通った信号は不要信号に対して１８０度位相が回転しているので、この移相信号が合成器９に出力される。したがって、不要信号と移相信号とは、合成器９において相殺され、合成器９から出力されない。
【００５４】
なお、移相器とは入力された信号の位相をシフト（回転）させて出力するものである。１８０度移相器の場合は、出力信号は、入力信号より１８０度位相がシフト（回転）して出力される。
【００５５】
このようにして、合成器９を通じてスイッチ３に入力されるローカル漏れ信号の信号レベル（強度）を抑えることができ、ミキシングにより発生する高周波ノイズを低減することが可能になる。すなわち、不要信号と、この不要信号の位相を１８０度移相した移相信号とを合成した合成信号がスイッチ３に入力されるので、不要信号と移相信号とが相殺された信号がスイッチ３に入力される。このため、スイッチ３に入力される不要信号の大きさを抑制することができる。したがって、スイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【００５６】
図２は本発明の第２の実施形態に係る電源回路の構成を示すブロック図である。
【００５７】
図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の基本構成は本発明の第１の実施形態に係る電源回路の構成と同じである。この実施の形態では、接地電位（ＧＮＤ）とスイッチ３との間には、分配器１０、移相器１２および合成器９が順次接続されて組み入れられている。分配器１０と合成器９との間には、移相器１１が組み入れられている。ここで、移相器１１と移相器１２の相対的位相差が１８０度になるように設定されている。一例として、移相器１１は入力信号を９０度位相回転させて出力し、移相器１２は入力信号を２７０度位相回転させて出力することにより、移相器１１と移相器１２の相対的位相差、すなわち、合成器９に入力される二つの信号の位相差を１８０度にすることが可能になる。
【００５８】
接地電位を構成する導体パターンから進入する不要信号としてのローカル漏れ信号は分配器１０に入力され、分配器１０で第１と第２の分配信号に電力分配される。分配された第１と第２の分配信号が第１の移相器としての移相器１１と第２の移相器としての移相器１２にそれぞれ入力される。移相器１１と移相器１２を通った二つの信号は１８０度の位相差を持った信号に変換される。これらの１８０度位相差を持った第１と第２の移相信号が合成器９に入力される。合成器９では第１と第２の移相信号を合成して出力する。第１の移相信号は第２の移相信号に対して１８０度位相が回転しているので、第１と第２の移相信号は、合成器９において相殺され、合成器９から出力されない。
【００５９】
このようにして、合成器９を通じてスイッチ３に入力されるローカル漏れ信号の信号レベル（強度）を抑えることができ、ミキシングにより発生する高周波ノイズを低減することが可能になる。すなわち、不要信号を第１の位相に移相した第１の移相信号と、第１の移相信号との位相差が１８０度である第２の位相に不要信号を移相した第２の位相信号とを合成した合成信号がスイッチ３に入力されるので、不要信号から移相された第１と第２の移相信号が相殺された信号がスイッチ３に入力される。このため、スイッチ３に入力される不要信号の大きさを抑制することができる。したがって、スイッチング動作による信号と不要信号とのミキシングにより発生するノイズを低減させることができる。
【００６０】
なお、この実施の形態では、移相器１１と移相器１２を分配器１０と合成器９との間に組み入れることによって、各回路間のインピーダンス整合が容易になる。
【００６１】
図３は本発明の第３の実施形態として、１８０度移相器を実現するために伝送線路を採用した構成を示すブロック図である。
【００６２】
図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の基本構成は本発明の第１の実施形態に係る電源回路の構成と同じである。本発明の第１の実施形態に係る電源回路を用いて伝送線路の一例としてストリップラインを用いた場合を説明する。１８０度移相器８を構成するためにストリップライン８ａを用いる場合、ストリップライン８ａをローカル漏れ信号の周波数に対して半波長の長さにすることにより、入力されるローカル漏れ信号に対して１８０度移相を回転することが可能になる。ストリップライン８ａを用いることによって、低コストで簡単な構成で１８０度移相器を実現することが可能である。また、ストリップラインのパターン形状等を変えるだけで、特性インピーダンスを容易に変えることが可能である。
【００６３】
図４は本発明の第４の実施形態として、合成器９と分配器１０を実現するために抵抗回路網を採用した基本構成を示すブロック図である。
【００６４】
図４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の基本構成は本発明の第２の実施形態に係る電源回路の構成と同じである。本発明の第２の実施形態に係る電源回路を用いて説明する。合成器９を抵抗９ａ，９ｂ，９ｃからなる抵抗回路網で構成し、分配器１０を１０ａ，１０ｂ，１０ｃからなる抵抗回路網で構成する。抵抗を用いることにより、合成器９と分配器１０を低コストで実現できる。また、抵抗値を変えることによってインピーダンスを容易に調整することが可能である。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作上、スイッチ３と接地電位との間のインピーダンスを小さくする必要があるので、この実施の形態を用いることによって、インピーダンスの調整を容易に行うことが可能になる。
【００６５】
なお、以上で説明された実施の形態では、電源回路のうち、スイッチング制御方式を利用したスイッチングレギュレータとして、特にＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例について説明したが、少なくともスイッチング動作によって電源電圧を変換する変換回路を備えた電源回路であれば、上記と同様の作用効果を達成することができる。
【００６６】
以上に開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての修正や変形を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】この発明の第１の実施の形態として電源回路を示すブロック図である。
【図２】この発明の第２の実施の形態として電源回路を示すブロック図である。
【図３】この発明の第３の実施の形態として電源回路を示すブロック図である。
【図４】この発明の第４の実施の形態として電源回路を示すブロック図である。
【図５】従来の電源回路の基本構成を示すブロック図である。
【図６】従来の電源回路とアンテナ内蔵した無線通信機器とによるミキシングノイズ発生機構を示す模式図である。
【図７】スイッチにおけるミキシング動作を示す模式図である。
【図８】従来の無線通信機器における受信回路の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６８】
１：直流電源、２：インダクタ、３：スイッチ、４：ダイオード、５：コンデンサ、６：負荷、７：制御回路、８：１８０度移相器、８ａ：ストリップライン、９：合成器、１０：分配器、１１，１２：移相器、９ａ，９ｂ，９ｃ，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，：抵抗、１００，２００，３００，４００，５００：ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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