(57)【要約】【課題】  力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】  商用交流電源ＡＣについての整流出力電圧Ｖ１について各スイッチング素子がスイッチング動作を行うように構成し、その上で制御回路１における位相補償コンデンサＣｔ２の追加により直流入力電圧Ｅｉの平均値について安定化を行うようにする。これによって力率の改善が図られる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側の結合係数ｋを所定以下（例えばｋ＝０．７０程度以下）に低下させることで、安定化に必要なスイッチング周波数の制御範囲の縮小化が図られ、ワイドレンジ対応が実現される。これによって力率改善とワイドレンジ対応を図る構成として従来のアクティブフィルタを省略できる。【選択図】  図１
2006149170.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
両波整流回路以外の整流回路を備えるようにされて上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を平滑コンデンサにより平滑化して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段と、
上記直流出力電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えて、
上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにして、少なくとも上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているスイッチングコンバータを備えると共に、
さらに、上記スイッチングコンバータにおいて生成された上記直流出力電圧を直流電源として入力してＤＣ／ＤＣ電力変換を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記定電圧制御手段は、
上記直流出力電圧の低域成分を抽出するローパスフィルタを備えることで、上記直流出力電圧の平均値を得るように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記直流出力電圧生成手段は、
上記整流動作として、ブリッジ整流回路による全波整流動作を行うように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記直流出力電圧生成手段は、
上記整流動作として、
二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ上記平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記直流出力電圧を生成するようにされた倍電圧半波整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記絶縁コンバータトランスは、上記二次巻線にセンタータップが施されて第１の二次巻線部と第２の二次巻線部が形成されると共に、
上記直流出力電圧生成手段は、上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に上記平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記平滑コンデンサの両端に、上記第１の二次巻線部と上記第２の二次巻線部とのそれぞれに得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記直流出力電圧を生成するようにされた倍圧全波整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記直流出力電圧生成手段は、
上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの４倍に対応するレベルによる上記直流出力電圧を生成するようにされた４倍圧整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記スイッチング手段は、２つのスイッチング素子がハーフブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記スイッチング手段は、４つのスイッチング素子がフルブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
両波整流回路以外の整流回路を備えるようにされて上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を平滑コンデンサにより平滑化して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段と、
上記直流出力電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにして、少なくとも上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とするスイッチングコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。また、特に電源回路に好適なスイッチングコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００６】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００７】
これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００８】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１１に示すものとなる。
この図１１においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００９】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００１０】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００１１】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１２】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１３】
図１２（ａ）は、図１１に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１４】
また、図１２（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１２（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１２（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１５】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１２（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１２（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１６】
また、図１３には、先の図１１の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１１と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１１においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１７】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１８】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１９】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００２０】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１１にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００２１】
図１４は、図１１に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２２】
先ず、この図１４に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路２２を介してブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
この突入電流制限回路２２としては、突入電流制限抵抗ＲｉとスイッチＳＷとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号で上記スイッチＳＷがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
そして、上記ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続されている。
【００２３】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１１、図１３における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１１に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ6は、図１１におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００２５】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１３に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２６】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２７】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１３における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２８】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２９】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００３０】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１１及び図１３により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３１】
また、この図１４に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１３では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１４に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３２】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３３】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３５】
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
これまでの説明から分かるように、図１４に示した電源回路は、従来から知られている図１１及び図１３に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３８】
しかしながら、図１４に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
先ず、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１４に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００３９】
また、図１４の電源回路では、ハードスイッチング動作とされることで、スイッチング素子Ｑ６におけるスイッチング損失やダイオードＤ10における電力損失が比較的大きなものとなり、この点で電力変換効率の向上が有効に図られないという問題も有している。
ちなみに、図１４の電源回路について実際に実験を行った結果、電力変換効率としては以下のような数値が得られた。
先ず、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となった。
ここで、図１４に示す電源回路全体での電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタのAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータにおけるDC→DC電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。そして、この場合、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Ｅｉの平均値が上記したＥｉ＝３７５Ｖの条件で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC＝９４％程度である。
従って、図１４に示した回路の総合効率は、ＶAC＝１００Ｖ時においてηAC→DC＝８６．５％程度となる。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率は、ηAC→DC＝８９．３％程度となる。
【００４０】
また、図１４の電源回路ではハードスイッチング動作とされることで、電源起動時における突入電流の抑制のための突入電流制限回路２２を備えなければならない。例えば、実際においては、突入電流の抑制のために、商用交流電源ＡＣのラインに対して、先の図１４で例示したような突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入したり、或いはパワーサーミスタ等を挿入するようにされている。
このような突入電流抑制のための追加構成が必要となる点もコストアップや回路の大型化の一因となっている。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
先ず、本発明のスイッチング電源回路としては、商用交流電源からみて前段に電流共振形によるスイッチングコンバータと、その後段にＤＣ／ＤＣコンバータを備えて成る。
そして、前段のスイッチングコンバータとしては、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
さらに、両波整流回路以外の整流回路を備えるようにされて上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を平滑コンデンサにより平滑化して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記直流出力電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備え、さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにして、少なくとも上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
その上で、上記構成によるスイッチングコンバータにおいて生成された、上記直流出力電圧を直流電源として入力してＤＣ／ＤＣ電力変換を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備えたものである。
【００４２】
また、本発明ではスイッチングコンバータ装置として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
さらに、両波整流回路以外の整流回路を備えるようにされて上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を平滑コンデンサにより平滑化して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記直流出力電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備え、さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにして、少なくとも上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
【００４３】
上記構成によれば、上記スイッチングコンバータでは商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成が採られる。また、このようなスイッチング動作によって生成された直流出力電圧については、その平均値に対する定電圧制御が行われるものとなる。
このような構成によって、本発明のスイッチングコンバータによっては力率の改善が図られる。
また、本発明では、二次側の整流回路として両波整流回路以外の整流回路を備えるものとしたことで、両波整流回路とされた場合に二次巻線に存在することになる線間静電容量をなくすことができ、二次側において並列共振動作が行われないようにすることができる。そして、このような構成において、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数を所定以下にまで低下させていることで、二次側直流出力電圧の安定化のために必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）の有効な縮小化を図ることができる。
【発明の効果】
【００４４】
このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を有効に縮小することができることから、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能となる。
さらには、上記のようにして商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成とし、また直流出力電圧の平均値に対する定電圧制御を行うように構成したことで力率の改善が図られる。
すなわち、このような構成による本発明によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の電源回路の実現にあたり、従来必要とされていたアクティブフィルタは省略可能とすることができる。
【００４５】
このようにしてアクティブフィルタを省略可能となることで、同じ力率改善とワイドレンジ対応化を図る構成として、電力変換効率の低下を抑制できる。
また、本発明によれば、上記したスイッチングコンバータとしての電流共振形コンバータはソフトスイッチング動作とすることができ、これによりスイッチングノイズは大幅に低減されるから、アクティブフィルタの場合のようにノイズフィルタを強化する必要もなくなる。つまり、この点で部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【００４６】
また、本発明におけるスイッチングコンバータの構成によれば、従来のアクティブフィルタとは異なり、絶縁コンバータトランスが備えられることで一次側と二次側とを絶縁することができる。
これによれば、このスイッチングコンバータの後段に対してＤＣ／ＤＣコンバータが備えられる本発明のスイッチング電源回路では、この後段のＤＣ／ＤＣコンバータは絶縁ののための構成を採る必要が無くなる。例えば、このＤＣ／ＤＣコンバータが備えるコンバータトランスとしては絶縁のために一次側巻線と二次側巻線とに絶縁距離を設ける必要が無くなることで、小型化が図られる。また、このコンバータトランスの二次側から一次側にフィードバックを要する制御回路系としても、絶縁のためのフォトカプラは不要とすることができ、これによって回路構成部品の削減、回路製造コストの削減、及び回路の小型化が図られる。
【００４７】
また、本発明のスイッチングコンバータ装置の構成によれば、後段にＤＣ／ＤＣコンバータを備えずとも単体で電源回路を構成することができる。そして、このようなスイッチングコンバータ装置単体で電源回路を構成することができれば、非常に簡易な構成によって力率改善とワイドレンジ対応とを実現することが可能となる。
例えば、従来の電流共振形コンバータとの比較において、力率改善とワイドレンジ対応とに必要な追加部品は少なくとも直流出力電圧の平均値を得るための例えば位相補償コンデンサのみとすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
この図に示す電源回路としては、その基本構成として、先の図１４に示した回路におけるアクティブフィルタに相当する部分を、電流共振形コンバータにより構成するものとしている。その上で、この電流共振形コンバータ（スイッチングコンバータ装置）の後段に対し、さらに該電流共振形コンバータが商用交流電源ＡＣの入力に基づいて生成した直流出力電圧（直流入力電圧Ｅｉ）を直流入力源して動作するＤＣ／ＤＣコンバータ５を備えることで、当該電源回路に接続される負荷に対する二次側直流出力電圧（Ｅｏ）を出力する構成が採られている。
【００４９】
図１において、上記のようにして商用交流電源ＡＣの入力に基づき、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５に対する直流入力電圧Ｅｉを生成する電流共振形コンバータ（スイッチングコンバータ装置）としては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
この電流共振形コンバータにおいて、先ず商用交流電源ＡＣに対しては、図示するフィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによる、コモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉによる全波整流回路が接続される。
この全波整流回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、図示する整流出力電圧Ｖ１が得られる。
なお、この場合、上記全波整流回路としてのブリッジ整流回路Ｄｉに対しては並列にフィルタコンデンサＣNが接続されている。このフィルタコンデンサＣNの接続により、商用交流電源ＡＣのラインに生じるノーマルモードノイズが抑制される。
【００５０】
そして、この場合の電流共振形コンバータとしても、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備えるようにされる。
但し、この場合の上記スイッチング回路としては、先の図１４の回路が備えていたスイッチング回路とは異なり、全波整流回路による整流出力電圧Ｖ１を直接入力して動作するようにされる。すなわち、この場合は、上記構成からも理解されるように、ブリッジ整流回路による整流出力電圧Ｖ１を平滑化するための平滑コンデンサは備えられないものとなるから、スイッチング回路としては、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力点に得られる上記整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされているものである。
【００５１】
この場合としても、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５２】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５３】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
【００５５】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、次の図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００５６】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.0mm程度以上を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７０程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ギャップ長＝2.8mm程度を設定してｋ＝０．６５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００５７】
ちなみに、先の図１４に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして、先にも述べたように例えば1.0mm程度を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．８〜０．９程度を得るようにされていた。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来の構成よりもさらに低い状態を設定しているものである。
【００５８】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５９】
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、１組の平滑コンデンサＣｉとによる全波整流平滑回路が設けられる。
この全波整流平滑回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄ１，Ｄ４］の組が導通して、平滑コンデンサＣiに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄ２，Ｄ３］の組が導通して平滑コンデンサＣｉに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣiの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルが得られることになる。
【００６１】
このようにして平滑コンデンサＣｉに得られた両端電圧は、図示する直流入力電圧Ｅｉとして、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５の直流入力電源として供給される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、上記直流入力電圧Ｅｉについてスイッチング動作を行って、負荷に供給すべき二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するように構成されている。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５としても、例えば電流共振形コンバータとしての構成が採られているものとする。また、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、例えば図示するＥｏ１、Ｅｏ２、Ｅｏ３の３系統を出力するように構成されているとする。
【００６２】
また、上記直流入力電圧Ｅｉは、図示するようにして制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
この制御回路１は、上記直流入力電圧Ｅｉをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられ、図示するようにシャントレギュレータＱ５、検出抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、抵抗Ｒ９、位相補償コンデンサＣｔ１、位相補償コンデンサＣｔ２、抵抗Ｒ１２、及びフォトカプラＰＣを少なくとも備える。
この制御回路１では、平滑コンデンサＣｉの正極端子と二次側アースとの間に直列に挿入された検出抵抗Ｒ１０−Ｒ１１の接続点において、直流入力電圧Ｅｉのレベルを検出するようにされ、この検出電圧に応じた制御信号がシャントレギュレータＱ５の制御端子に供給される。
シャントレギュレータＱ５は、アノードが二次側アースに接続され、カソードがフォトカプラＰＣにおけるフォトダイオードのカソードと接続されている。さらにこの場合、上記フォトダイオードのアノードは抵抗Ｒ９の直列接続を介し、上記した平滑コンデンサＣｉの正極端子と抵抗Ｒ１０との接続点に対して接続されている。
【００６３】
ここまでの構成によれば、シャントレギュレータＱ５と接続されたフォトダイオードには、このシャントレギュレータＱ５の制御端子に検出入力される直流入力電圧Ｅｉのレベルに応じた制御電流が流されることになる。そして、この制御電流が一次側のフォトトランジスタに伝達され、図示するように発振・ドライブ回路２に対して供給される。
【００６４】
なお、この場合の制御回路１においては、シャントレギュレータＱ５の制御端子−カソード間に並列に、位相補償コンデンサＣｔ２が接続されているが、説明の便宜上、この位相補償コンデンサＣｔ２を設けたことで得られる動作については後述することにする。
また、この場合、検出抵抗Ｒ１０に対しては並列に位相補償コンデンサＣｔ１−抵抗Ｒ１２による直列接続回路が設けられているが、この直列接続回路によっては、制御回路１としての誤差増幅器についての位相遅れ補償回路が形成される。
【００６５】
発振・ドライブ回路２では、上記のように制御回路１側から供給される制御電流のレベルに応じて、スイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動制御する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより直流入力電圧Ｅｉのレベルを安定化させるように動作する。
【００６６】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって直流入力電圧Ｅｉが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、直流入力電圧Ｅｉが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって直流入力電圧Ｅｉが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、直流入力電圧Ｅｉは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、直流入力電圧Ｅｉが安定化されることになる。
【００６７】
図３には、図１に示した電源回路における、前段の電流共振形コンバータの要部の動作波形を商用交流電源周期により示す。
ここで、図１に示した電源回路としては、後述もするようにワイドレンジ対応の構成が採られるものである。これに対応して、図３では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での動作波形をそれぞれ示している。
【００６８】
なお、この図に示される実験結果を得るにあたっては、図１の回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ギャップＧ＝2.8mm、一次巻線Ｎ１＝２５Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２５Ｔ、結合係数ｋ＝０．６５、
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
・平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ
・位相補償コンデンサＣｔ１＝０．０４７μＦ、抵抗Ｒ１２＝３．３ｋΩ
・位相補償コンデンサＣｔ２＝３．３μＦ
なお、上記各部の選定によって、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧レベルは５Ｖ／Ｔ以上を設定した。
また、上記した位相補償コンデンサＣｔ１のキャパシタンスとしては、従来の構成（位相補償コンデンサＣｔ２を備えない構成）でのＣｔ１＝１０００ｐＦ程度と比較して増加されたものとなっている。これは、制御回路１の位相遅れ補償について、上記位相補償コンデンサＣｔ２を設けた場合に対応させて調整した結果である。
【００６９】
先ず、図３において、図１に示したフィルタコンデンサＣNの両端に得られる、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１としては、図示するようにして商用交流電源周期による波形が得られる。なお、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、整流出力電圧Ｖ１には図示するようにして１００Ｖの直流成分が重畳されるが、これはフィルタコンデンサＣNの充電電荷が重畳されているものである。
この整流出力電圧Ｖ１のピークレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では１４０Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では３２５Ｖｐとなる。
【００７０】
また、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流Ｉｏとしては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周期による波形とされた上で、そのエンベロープは、整流出力電圧Ｖ１がピークレベルとなるのに応じて正負両極性にピークとなる波形が得られる。
この場合、一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベル（絶対値）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と２３０Ｖ時とで共に１５Ａｐとなる。
【００７１】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧Ｖ２としても、スイッチング周期による波形とされ、そのエンベロープは、整流出力電圧Ｖ１がピークレベルとなるのに応じて正負両極性にピークとなる。
この交番電圧Ｖ２のピークレベル（絶対値）は直流入力電圧Ｅｉのレベルでクランプされる。
【００７２】
そして、直流入力電圧Ｅｉには、図示するようにして商用交流電源ＡＣの約２倍の周期によるリップル電圧ΔＥｉが重畳された波形となる。
これは、図１の説明からも理解されるように、実施の形態の電流共振形コンバータでは、商用交流電源ＡＣを整流したブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を行うように構成されていることによる。
なお、実際の計測結果によると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でのΔＥｉはおよそ５Ｖp-p程度、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのΔＥｉはおよそ１０Ｖp-p程度であった。
【００７３】
ここで、図１の回路では、上記しているように整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を行うようにされているものであるが、このような構成とされていることで、一次側直列共振電流Ｉｏとしては、図３にも示されているように、その平均波形（エンベロープ）の導通期間が、ほぼ商用交流電源ＡＣの半周期にわたって得られるものとなる。
そして、図１の構成によれば、交流入力電流ＩACの導通期間は、このような一次側直列共振電流Ｉｏの導通期間と同等とされることになる。
つまり、これによれば、上記のようにして一次側直列共振電流Ｉｏの導通期間が商用交流電源ＡＣの半周期間にわたるものとなっていることで、交流入力電流ＩACの導通期間としても商用交流電源ＡＣのほぼ半周期にわたって得られるようになるものである。
そして、このようにして交流入力電流ＩACの導通期間が商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の半周期間と近づくようにされているということは、交流入力電流ＩACの導通角としてもその拡大が図られるものである。
【００７４】
またここで、図３にも示したように、この場合の直流入力電圧Ｅｉとしては、実際には商用交流電源周期に応じたリップルが生じるものである。
これによると、図１において説明した限りでの制御回路１、及び発振・ドライブ回路２による定電圧制御系の動作によっては、リップル電圧ΔＥｉを含む直流入力電圧Ｅｉの検出入力に応じ、このリップル成分にも追従したスイッチング周波数制御が行われることになる。すなわち、このようなリップルΔＥｉの成分もキャンセルするように、一次側直列共振電流Ｉｏのレベルが制御されることになる。
【００７５】
このようにして、リップル電圧ΔＥｉをキャンセルするように一次側直列共振電流Ｉｏのレベルが制御されたとすると、図３では正弦波状となっている一次側直列共振電流Ｉｏのエンベロープは、リップル電圧ΔＥｉに応じた周期でその絶対値レベルが増減する波形とされてしまう。
これによっては、一次側直列共振電流Ｉｏのエンベロープは、図３に示したものとは異なり正弦波状とはならず、より高周波の成分（ΔＥｉに応じた商用交流電源ＡＣの２倍の周期による成分）が重畳された波形となってしまい、このことで、上述したようにして交流入力電流ＩACの導通角の拡大は図られたとしても、高調波が重畳されてしまう分、力率自体は改善が図られなくなってしまうことになる。
【００７６】
そこで、実施の形態では、制御回路１において、位相補償コンデンサＣｔ２を先に説明した接続形態により追加するものとしている。
この位相補償コンデンサＣｔ２の追加により、制御回路１においては、直流入力電圧Ｅｉに応じた検出入力についてのローパスフィルタが形成され、これにより直流入力電圧Ｅｉの低域成分が抽出されて、リップル成分が除去される。つまり、これによってシャントレギュレータＱ５の制御端子には、直流入力電圧Ｅｉを平均化した平均値Ｅｉ-avrに応じたレベルの制御信号が供給されることになる。
そして、このようにシャントレギュレータＱ５の制御端子に直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrに応じた制御信号が供給されることで、この場合の制御回路１を含む定電圧制御系では、この平均値Ｅｉ-avrについて安定化する動作が行われるものとなる。
【００７７】
このようにして、直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて安定化が行われれば、一次側直列共振電流Ｉｏの波形のエンベロープは、図３にも示したようにして単に整流出力電圧Ｖ１の増加に応じて正負の絶対値レベルが増加する波形が得られるものとなる。つまりこの場合は、リップル電圧ΔＥｉの成分に追従したスイッチング周波数制御が行われないものとなることで、一次側直列共振電流Ｉｏの波形のエンベロープは、整流出力電圧Ｖ１の波形に応じた正弦波状の波形とすることができるものである。
そして、このようにして一次側直列共振電流Ｉｏの波形のエンベロープが正弦波状とされることで、交流入力電流ＩACの波形としても同様に正弦波状とすることができる。
【００７８】
このようにして図１の構成によれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行う構成としたことで、交流入力電流ＩACの導通角の拡大を図ることができ、尚かつ直流入力電圧Ｅｉについてはその平均値Ｅｉ-avrで安定化する構成としたことで、交流入力電流ＩACの波形をより正弦波に近づけることができる。
すなわち、このようにして交流入力電流ＩACの導通角の拡大が図られ、尚かつその波形を正弦波に近づけることができることで、力率の改善が図られるものである。
【００７９】
なお、上記した動作からも理解されるように、この場合の制御回路１にて追加される位相補償コンデンサＣｔ２によるローパスフィルタとしては、検出入力される直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉが除去されるようにそのフィルタ係数が設定されればよいものである。
【００８０】
ところで、図１の電源回路における電流共振形コンバータとしては、上記説明による力率改善動作と共に、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との双方の入力に対応して動作可能な、ワイドレンジ対応の構成を採るものである。
以下、図１の回路構成によるワイドレンジ対応の動作について説明する。
【００８１】
先ず、これまでの説明からも理解されるように、図１に示した電流共振形コンバータとしては、スイッチング周波数制御方式により二次側の出力電圧（この場合は直流入力電圧Ｅｉである）の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採るものである。
ここで、このようにしてスイッチング周波数制御方式により二次側の直流出力電圧の安定化を図る構成とした場合には、従来において、一般的には安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲が比較的広範囲とされてしまう傾向となる。そして、このように二次側直流出力電圧についての安定化に要する可変制御範囲が比較的広範となることから、従来より、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を実現することが非常に困難とされてきた。
【００８２】
図１５は、従来の電流共振形コンバータにおける定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、従来の電流共振形コンバータとしては、先の図１４に示した電源回路について、前段のアクティブフィルタを省略した構成と考えればよい。すなわち、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップ長を例えば1.0mm程度とし、結合係数ｋ＝０．８〜０．９程度を設定するようにされた電流共振形コンバータである。
【００８３】
図１５において、先ず一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、この図１５において示されるように、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。
【００８４】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００８５】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００８６】
ここで、例えばＡＣ１００Ｖ系の単レンジに対応するとして、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲と、さらに、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmaxから最小負荷電力Ｐｏminまでの負荷変動範囲が例えばＰｏ＝２００Ｗ〜０Ｗとされた場合を想定してみる。
この場合、従来の電流共振形コンバータにおいて二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
【００８７】
このことを踏まえて、スイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応を実現することについて考えてみると、先ずワイドレンジとしては例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、上記のようなＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、同じ負荷変動範囲に対応するとした場合の二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲は、当然拡大する傾向となる。
そして、このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大傾向となる二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、上記したＡＣ１００Ｖ系単レンジでの必要制御範囲Δｆｓ（ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz程度）とされた場合では、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
【００８８】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）として、対応可能な駆動周波数の上限は、先にも述べたように２００kHz程度が限界とされている。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
このような事情から、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによってワイドレンジ対応を図ることが、非常に困難とされていたものである。
【００８９】
そこで、図１に示した電源回路においては、前段の電流共振形コンバータについて、先の図２においても説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来よりも低い値に設定するものとしている。
そして、このような構成によって、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成を実現する。このことについて、次の図４を参照して説明する。
【００９０】
図４は、図１の電源回路における前段の電流共振形コンバータにおける定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrとの関係により示している。
なお、この図では同時に、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来の設定とした場合の電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を一点鎖線により示している。
また、確認のために述べておくと、図１の電源回路における前段の電流共振形コンバータとしても、スイッチング周波数制御方式としていわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。
【００９１】
図４において、この場合としても、直列共振回路においては共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる特性から、アッパーサイド制御における直流入力電圧Ｅｉとスイッチング周波数ｆｓの関係としては、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrが上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って平均値Ｅｉ-avrが低下していくものとなる。
従って、この場合も負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrは、図示するようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【００９２】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する平均値Ｅｉ-avrとしては、この場合も最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが所定分低下するようにしてシフトする特性となる。従ってこの場合としても、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると重負荷となるのに従って平均値Ｅｉ-avrは低下する傾向となる。
【００９３】
ここで、この図に示される図１の回路の場合での最大負荷電力Ｐｏmax（Ｐｏ＝２００Ｗ）時の特性曲線（特性曲線１）と、従来の回路でのＰｏmax時の特性曲線（特性曲線２）とを比較してわかるように、最大負荷電力時での双方の特性曲線としては、およそ同様の比較的急峻な二次曲線が得られていることがわかる。これに対し、最小負荷電力Ｐｏmin（Ｐｏ＝０Ｗ）時では、特性曲線３と示される図１の回路の曲線と、特性曲線４と示される従来の曲線とを比較すると、従来での非常になだらかな曲線に対し、図１の回路では急峻となる特性が得られていることが理解できる。
【００９４】
そして、このような特性が得られている下で、アッパーサイド制御により平均値Ｅｉ-avrについて、Ｅｉ-avr＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において安定化に必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲Δｆｓ）は、特に上記のようにして最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線がなだらかであることから、図のように比較的広範なΔｆｓBと示される範囲となる。
これに対し、図１に示した電源回路におけるＥｉ-avrの安定化のための必要制御範囲Δｆｓは、従来よりも最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線が急峻とされたことで、上記ΔｆｓBよりも縮小されたΔｆｓAとして示される範囲となる。
【００９５】
このようにして、結合係数ｋについて従来よりも低い所定以下の値を設定した実施の形態では、特に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が抑制されることで、安定化のための必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されたものとなる。
ここで、図４の特性図においては、ＡＣ１００Ｖ系又は２００Ｖ系の一方の単レンジの場合での必要制御範囲Δｆｓについて示しているが、他方のレンジにおいても、同様に必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図られるものとなる。すなわち、同様に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が特に抑制されることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の単レンジにおいて、従来よりも必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図れるものである。
そして、このように各単レンジでの必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られるということは、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力に対応するとした場合にも、その必要制御範囲Δｆｓとしては従来よりも大幅に縮小することができるものとなる。
【００９６】
このようにして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する場合の必要制御範囲Δｆｓについても大幅な縮小化が図られることで、図１の電源回路における前段の電流共振形コンバータによれば、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の構成を実現することができる。
【００９７】
ところで、このようなスイッチング周波数制御方式により二次側の直流出力電圧の安定化を図る電流共振形コンバータとして、例えば先の先行技術として示した図１４の回路における電流共振形コンバータでは、二次側の整流回路として両波整流回路を備えるものとしていたが、このように二次側の整流回路が両波整流とされた場合、スイッチング周波数制御範囲は、特に広範囲とされてしまうことになる。
【００９８】
先ず、両波整流回路とした場合、二次巻線Ｎ２はセンタータップされ、２つの二次巻線部が形成される。そして、これら２つの二次巻線部において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［一方の二次巻線部→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ］の経路で流れる。また、上記交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［他方の二次巻線部→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ］を介して流れる。
つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。
【００９９】
このような両波整流動作によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された２つの二次巻線部の間には、所要の静電容量が存在することとなる。
そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、先の図１４にも示されるようにして、等価的には二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣ２が接続された状態となる。
【０１００】
二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣ２が接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス（Ｌ２）とコンデンサＣ２のキャパシタンス（Ｃ２）とによる、並列共振回路（部分共振回路）が形成されたものとなり、これによって二次側においても、一次側の部分共振回路（Ｌ１//Ｃｐ）と同様の共振動作が得られることになる。
ちなみに、上記コンデンサＣ２のキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ２として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ２が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、図１４の回路について実験を行った結果では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なもとなっている。
【０１０１】
このように二次側の整流回路が両波整流回路とされ、二次側においても並列共振回路が形成される電流共振形コンバータにおいては、先の図１５に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧特性として、実際には次の図１６に示すような特性となってしまう。
図１６において、先ず、上記のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ１とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏ２が存在することになる。
そして、このように異なる共振点が２つ存在するようにされることで、特にＰｏmin時における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ１に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏ２に応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。
【０１０２】
この場合、コンデンサＣ２のキャパシタンスとしては、上記もしたように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しないものとなる（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られるものである。
【０１０３】
この双峰の特性曲線と、先の図１５における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図１６に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。
そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図１６の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となるものである。
【０１０４】
図１７は、二次側の整流回路を両波整流回路とした場合の従来の電流共振形コンバータにおける、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動特性の一例を示した図である。
この特性図から、上記説明のとうり、両波整流回路とした場合は、負荷電力Ｐｏが０Ｗ付近のとき、二次側の共振点が顕在化することで急激にスイッチング周波数が上昇する傾向となる。
この特性図によると、Ｐｏmax＝２００Ｗ時、スイッチング周波数ｆｓは７５〜８０ｋHz程度であるのに対し、Ｐｏmin＝０Ｗ付近ではスイッチング周波数ｆｓが急激に上昇して１７０ｋHz程度に至るものとなっている。
【０１０５】
このようにして、従来の電流共振形コンバータの構成として、二次側に両波整流回路を構成した場合は、一次側と二次側の共振回路による２つの共振点が存在することによる必要制御範囲Δｆｓの拡大も加わり、さらに必要制御範囲Δｆｓは拡大傾向となってしまう。
【０１０６】
そこで、実施の形態としては、先の図１においても示したように、二次側の整流回路としてはブリッジ整流回路を備えるものとし、両波整流回路以外の整流回路としている。
ここで、例えば仮に、図２にて説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋの設定の下で、先の図１４の回路の場合と同様に二次側の整流回路として両波整流回路を備えた場合について考察してみる。
先ず、両波整流回路とされることで、この場合としてもセンタータップによって分割された各二次巻線部の間には、線間静電容量が存在することに変わりはなく、従って二次側には等価的に並列共振回路が形成され、これによって、この場合としても定電圧制御についての特性曲線は、特に負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時のものは先の図１６に示した双峰の曲線が得られることになる。
このようにして、特性曲線自体が単峰でなく双峰の特性となることから、両波整流回路とした場合には、実施の形態の結合係数ｋの設定によっても、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られないものとなる。これは、特性曲線が双峰であることで、無負荷近辺でのスイッチング周波数としては、先の図１７に示したような急激に上昇する特性が維持されてしまうことによる。そして、これに伴って必要制御範囲Δｆｓとしても有効な縮小化を図ることがほぼ不可能となり、結果的に結合係数ｋについて所定以下に設定したとしても必要制御範囲Δｆｓは変化しないことになる。
【０１０７】
これに対し、二次側に並列共振回路が形成されず、定電圧制御の特性曲線が単峰であれば、先の図４の特性図から理解されるように、結合係数ｋの設定によって、無負荷時（Ｐｏmin時）のスイッチング周波数は従来の結合係数の設定とされた場合よりも低い値とすることができ、従って無負荷付近でのスイッチング周波数の急激な上昇特性は有効に改善が図られる。
このような理由から、二次側の整流回路を両波整流回路以外とし、結合係数ｋについて所定以下に低下させた実施の形態によれば、必要制御範囲Δｆｓの有効な縮小化を図ることができ、これによってスイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでのワイドレンジ対応の構成を実現することができるものである。
【０１０８】
図５、図６には、図１に示した電源回路について実際に実験を行った結果として、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrの各特性を示す。
なお、各図に示されるAC→DC電力変換効率は、前段の電流共振形コンバータのAC→DC電力変換効率と、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５のDC→DC電力変換効率とによる総合の電力変換効率を示すものである。
また、図５では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの変動に対する各特性について示し、図６では交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する各特性を示している。
さらに、図５では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線により示し、図６では負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで一定とした場合の実験結果を示している。
なお、これらの図に示される実験結果を得るにあたっても、図１の電源回路の各部は先の図３にて説明した値に設定した。
【０１０９】
先ず、図５において、AC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２３０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝９０．２％程度が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に最大値が得られ、ηAC→DC＝８９．５％程度となる結果が得られた。
なお、この図に示される総合的な電力変換効率ηAC→DCとしても、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５における電力変換効率ηDC→DCを、先の図１４の回路の場合と同様にηDC→DC＝９４％とした場合の結果を示すものである。
【０１１０】
ここで、図１に示される電源回路の構成によると、前段の電流共振形コンバータにて生成される直流入力電圧Ｅｉ（平均値Ｅｉ-avr）のレベルを高く設定することで、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５におけるDC→DC電力変換効率が向上することになる。
この場合は、直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて、Ｅｉ-avr＝４２０Ｖ程度に設定したことで、上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータ５におけるDC→DC電力変換効率（ηDC→DC＝９４％）を設定した。なお、直流入力電圧Ｅｉの生成レベルは、図１の回路構成によれば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比により設定可能である。すなわち、この場合は先の図３において示した一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝２５Ｔの設定により、上記したＥｉ-avr＝４２０Ｖ程度が設定されている。
そして、実験によると、このようなＥｉ-avr＝４２０Ｖ程度と設定した場合での図１に示した前段の電流共振形コンバータにおけるAC→DC電力変換効率としては、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝９６．０％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝９５．２％程度となる結果が得られた。
これは、図１４に示したアクティブフィルタにおけるAC→DC電力変換効率である、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC→DC＝９２％程度、２３０Ｖ時でηAC→DC＝９５％程度と比較して向上しているものである。
【０１１１】
また、力率ＰＦとしては、図５に示されるように負荷電力Ｐｏの上昇に伴っては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に上昇する傾向となる。実験によると、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは力率ＰＦ＝０．９９が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは力率ＰＦ＝０．８３が得られる。
また、図６に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する力率ＰＦは、およそ０．８程度以上が得られ、この結果からも図１の電源回路においては実用上充分な力率が得られていることが理解できる。
【０１１２】
また、平均値Ｅｉ-avrは、図５に示すように負荷電力Ｐｏの変動に対しては一定に制御される。そして、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図６に示されるようにして交流入力電圧ＶACが８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲でほぼ一定となる。
【０１１３】
これまでの説明から、実施の形態の電流共振形コンバータの構成によれば、力率の改善とワイドレンジ対応との双方を実現することができる。
そして、このような力率の改善とワイドレンジ対応の実現にあたり、図１の源源回路では、先の図１４の電源回路が備えていたようなアクティブフィルタは実装されないものとなっている。すなわち、図１に示した構成によっては、力率の改善とワイドレンジ対応とをアクティブフィルタを実装することなく実現できるものである。
【０１１４】
このようにして、同じ力率の改善とワイドレンジ対応を図る構成として、アクティブフィルタを不要とすることができたことで、図１の回路では総合的な電力変換効率の向上を図ることができる。
すなわち、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であり、スイッチング損失が大きく、電力変換効率の向上が有効に図られないものであったが、本実施の形態としての電流共振形コンバータはソフトスイッチング動作が可能であり、これによってスイッチング損失の低減を図り、有効に電力変換効率の向上を図ることができるからである。
これは、先にも述べたように従来のアクティブフィルタにおけるAC→DC電力変換効率に対し、実施の形態の電流共振形コンバータでのAC→DC電力変換効率がＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に向上していることからも明らかである。
【０１１５】
また、上記のようにしてアクティブフィルタを不要とできたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまり図１に示す電源回路では、上記もしているように前段の電流共振形コンバータの動作はソフトスイッチング動作であるから、図１４に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１組のフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることにより、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化が促進される。
【０１１６】
さらには、図１の電源回路の構成を採る場合、前段に備えられる電流共振形コンバータにおいて絶縁コンバータトランスＰＩＴが備えられるため、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５としては既に一次側と絶縁された状態が得られる。すなわち、これによりこの場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５としては、一次側と二次側とを絶縁するための構成を採る必要がなくなる。
例えば、この場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５に備えられるコンバータトランスとしては、非絶縁の構成を採ることができる。これによれば、一次側巻線と二次側巻線との巻装にあたって絶縁距離はとる必要がなくなり、その分コンバータトランスについては小型化を図ることができる。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ５としても直流出力電圧Ｅｏについては安定化する構成を採るものとなるが、例えば図１に示す前段の電流共振形コンバータが備えるものと同様に出力電圧レベルをフィードバックする定電圧制御系を備える場合には、一次側と二次側とを絶縁するためのフォトカプラは不要とできる。
さらには、過電圧保護回路等が備えられる場合としても、同様に一次側と二次側を絶縁するためのフォトカプラは不要とできる。
このようにして、絶縁のための構成が省略可能となることで、この場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５としては回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。
【０１１７】
また、図１の構成によれば、電源回路の起動時、商用交流電源ＡＣからの突入電流は発振・ドライブ回路２によるソフトスタート機能によってこれを流れないようにすることができる。これによって図１４の回路に備えられていたような突入電流抑制のための構成（突入電流制限回路２２）は特に備える必要がなくなり、この点でも回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。
【０１１８】
これらの比較より、図１に示した本実施の形態の電源回路によれば、アクティブフィルタを備えた図１４の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同様に実用上充分な力率を得ることができ、さらに、電力変換効率としてはより高効率を得ることができる。
【０１１９】
続いては、次の図７に、図１に示した前段の電流共振形コンバータの二次側の変形例の構成を示す。
なお、図７において、一次側の構成は先の図１に示したものと同様であることからここでの図示による説明は省略する。
この図７に示される変形例では、二次側の整流回路として、倍電圧半波整流回路を構成するようにしたものである。
【０１２０】
先ず、上記倍電圧半波整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2、及び平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との２組の平滑コンデンサＣｉを備えている。
この倍電圧半波整流回路において、先ず二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、整流ダイオードＤ1のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤ1のカソードは平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。
この平滑コンデンサＣｉ１の負極端子は、図示するようにしてもう一方の平滑コンデンサＣｉ2の正極端子に対して接続され、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は二次側アースに接続されている。その上で、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き始め端部）が、これら平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と平滑コンデンサＣｉ2の正極端子との接続点に対して接続されている。
さらに、図示するようにして上記二次巻線Ｎ２の一方の端部と整流ダイオードＤ1のアノードとの接続点と、二次側アースとの間に、整流ダイオードＤ2が挿入される。この整流ダイオードＤ2は、アノード側が二次側アースに接続されるようにして挿入される。
【０１２１】
上記構成による倍電圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤ1が導通して、整流電流を平滑コンデンサＣｉ1に対して充電する。これによって平滑コンデンサＣｉ1の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤ2が導通して平滑コンデンサＣｉ2に整流電流を充電し、この平滑コンデンサＣｉ2の両端に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧を生成する。
これによって二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の１周期には、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続の両端に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られることになる。
【０１２２】
このようにして図７に示す構成によっては、平滑コンデンサＣｉの各々にはそれぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われ、且つ平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1−Ｃｉ2）に得られる電圧レベルとしては上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルを得るようにされた、倍電圧半波整流動作が得られる。
なお、この場合も上記直流入力電圧Ｅｉは、図１に示したものと同様の制御回路１の検出入力としても分岐して供給される。
【０１２３】
ここで、確認のために述べておくと、この場合も二次側の整流回路としては両波整流回路以外の構成が採られるので、図１の回路の場合と同様の結合係数ｋ（ギャップ長）の設定により、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
また、この場合も図１に示した一次側の構成が採られ、制御回路１による安定化は直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて行われることで力率の改善が図られる。
【０１２４】
また、この図７に示した構成の如く二次側の整流回路を倍電圧半波整流回路とすることによっては、同じ直流入力電圧Ｅｉのレベルを得るにあたり、二次巻線Ｎ２の巻数は、図１のブリッジ整流回路とした場合からさらに半減することができる。
つまり、これによれば、従来の図１４の回路との比較では二次巻線Ｎ２の巻数は１／４にまで削減され、このことから図７の二次側の構成を採用した場合はさらなる絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化が図られる。
【０１２５】
図８は、実施の形態の電流共振形コンバータの二次側の構成についての、他の変形例を示している。
なお、この図においても一次側の構成は先の図１に示したものと同様であることから図示による説明は省略する。
この図８に示す変形例は、二次側の整流回路として、倍電圧全波整流回路を備えるようにしたものである。
【０１２６】
先ず、この場合、二次巻線Ｎ２についてはセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A／Ｎ2Bに分割する。ここで、二次巻線Ｎ２の全体に対しては、図１の回路が備えていたものと同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、二次巻線Ｎ２の巻終わり端部となる、二次巻線部Ｎ2A側の端部が、整流ダイオードＤ1のアノードと整流ダイオードＤ2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部が、整流ダイオードＤ3のアノードと整流ダイオードＤ4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードＤ1のカソードと整流ダイオードＤ3のカソードの接続点が、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサＣｉの負極端子は二次側アースに接続される。
【０１２７】
その上でこの場合は、上記した二次巻線Ｎ２のセンタータップに対し、コンデンサＣｃの正極端子が接続される。さらに、このコンデンサＣｃの負極端子が、上記した整流ダイオードＤ2とＤ4の各アノードの接続点に対して接続されている。
図示するように、この整流ダイオードＤ2とＤ4の各アノードの接続点は二次側アースに接続される。
【０１２８】
上記構成による倍電圧全波整流回路では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→平滑コンデンサＣｃ→整流ダイオードＤ2→二次巻線部Ｎ2A］の循環経路により流れる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→平滑コンデンサＣｃ→整流ダイオードＤ4→二次巻線部Ｎ2B］の循環経路により流れる。つまりこの場合、平滑コンデンサＣｃに対しては、各半周期において二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bにそれぞれ励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧が得られるようになっている。
【０１２９】
その上で、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ2］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣｉに対し、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧と、上記のように平滑コンデンサＣｃに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｉの両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１３０】
また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記の循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ4］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣｉの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧とコンデンサＣｃの充電電荷とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
【０１３１】
このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサＣｉに対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その充電電位としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
このことより、図８に示す二次側の整流回路によっては倍電圧全波整流動作が得られていることが理解できる。
【０１３２】
なお、このように二次側の整流回路として倍電圧全波整流回路を設ける場合としても、同じ直流入力電圧Ｅｉのレベルを得るにあたっては、二次巻線Ｎ２全体の巻数を図１に示した回路の場合と同等とすることができる。従って、図８の構成を採る場合にも図１の回路の場合と同様の絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることができる。
【０１３３】
また、ここで確認のために述べておくと、この図８に示す二次側の構成としても、先の図１４の回路の場合と同様に二次巻線Ｎ２にセンタータップを施すようにされているが、この図８の構成においては、従来の両波整流回路の場合のように二次側にて並列共振動作（部分電圧共振動作）が起こらないものとなる。これは、図８の構成では、上記説明から理解されるように、各二次巻線部には交番電圧の各半周期で整流電流が流れ、従来の両波整流の場合とは異なり巻線部に整流電流が流れない期間が存在しないことから、各二次巻線部間で線間静電容量が存在しないためである。
このように二次側において並列共振動作が生じないことから、図８の構成によっても、図２において説明した結合係数ｋの設定によって図１の場合と同様の必要制御範囲Δｆｓの縮小化を図ることができるものである。
【０１３４】
図９には、実施の形態の電流共振形コンバータの二次側の構成についての、さらに他の変形例について示す。
この図９としても、一次側の構成は先の図１の場合と同様となることからここでの図示による説明は省略する。
この図９の変形例は、二次側の整流回路として４倍圧整流回路を備えるようにしたものである。
【０１３５】
この４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4による４つの整流ダイオードと、コンデンサＣｃ1、Ｃｃ2、平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2とを備えて形成される。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、図示するようにコンデンサＣｃ1（負極端子→正極端子）→整流ダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き終わり端部）に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と二次巻線Ｎ２の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣｉ2の負極端子が二次側アースに接続されている。
【０１３６】
さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、コンデンサＣｃ2（正極端子→負極端子）→整流ダイオードＤ4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これらコンデンサＣｃ2と整流ダイオードＤ4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤ3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤ3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣｉ1・Ｃｉ2の接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤ3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤ2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤ2のカソードは、上記したコンデンサＣｃ1と整流ダイオードＤ1の接続点に対して接続されている。
【０１３７】
上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤ2→コンデンサＣｃ1→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→コンデンサＣｃ2→整流ダイオードＤ3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合としても、コンデンサＣｃ1、Ｃｃ2の両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。
【０１３８】
そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ4→コンデンサＣｃ2→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記コンデンサＣｃ2の両端に充電電荷が得られている。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣｉ2に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこのコンデンサＣｃ2の充電電荷の重畳分とによる電位により充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣｉ2には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。
【０１３９】
また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［コンデンサＣｃ1→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によってコンデンサＣｃ1に得られた充電電荷の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧について、平滑コンデンサＣｉ１に対する充電を行うようにされることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣｉ１としても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が得られる。
【０１４０】
このようにして、平滑コンデンサＣｉ１と平滑コンデンサＣｉ2の各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られることになる。
【０１４１】
なお、このような４倍圧整流回路を採用する場合は、二次巻線Ｎ２の巻数については図１の場合の１／４程度に削減でき、これによってさらなる絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることが可能となる。
【０１４２】
また、図１０の回路図には、実施の形態の電流共振形コンバータの一次側についての変形例の構成を示す。
この一次側の変形例としては、図示するようにして、スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ結合方式からフルブリッジ結合方式に変更したものである。
なお、図１０において、既に図１にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１４３】
図１０において、フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4をドレイン−ソース間に対して並列に接続している。
【０１４４】
そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続から成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、一次側直列共振回路の一方の端部となる一次巻線Ｎ1の一端（巻始め端部）を、スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次側直列共振回路の他方の端部側については、一次巻線Ｎ1の他端（巻き終わり端部）を、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点に対して接続する。
【０１４５】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ2が接続されている。この一次側部分共振コンデンサＣｐ2としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。
【０１４６】
この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。
【０１４７】
ここで、例えば負荷条件が重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。そこで、上記のようにしてフルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利とすることができる。
【０１４８】
なお、このようにフルブリッジ結合とした場合としても、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされ、且つ図示する制御回路１と発振・ドライブ回路２による定電圧制御系によって直流入力電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて安定化する動作が行われることで、図１の回路の場合と同様に力率の改善が図られる。
【０１４９】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において直流電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。
【０１５０】
また、さらに二次側の整流回路の構成としても、実施の形態で例示したものに限らず、両波整流回路以外の構成であって二次巻線に線間静電容量を生じさせない構成とされていれば、他の整流回路の構成を採ることも可能である。
【０１５１】
また、実施の形態の電流共振形コンバータとしては、後段にＤＣ／ＤＣコンバータ５を備えて電源回路を構成するものとしたが、電源回路としてはＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略し、直流入力電圧Ｅｉを負荷側に供給する構成とすることもできる。
但し、実施の形態の電流共振形コンバータにより生成される直流入力電圧Ｅｉとしては、先の図３の波形図からも明らかなように数Ｖ単位のリップルが生じるものである。従って、実際には、このようなリップルを抑制するための構成を介して直流入力電圧Ｅｉを負荷側に供給する構成を採るものとすればよい。
【図面の簡単な説明】
【０１５２】
【図１】本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路における、前段の電流共振形コンバータ（スイッチングコンバータ装置）が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路の定電圧制御特性として、負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、直流入力電圧の平均値の各特性を示す図である。
【図６】実施の形態の電源回路の交流入力電圧変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、直流入力電圧の平均値の各特性を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についての変形例を示した回路図である。
【図８】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についての他の変形例を示した回路図である。
【図９】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についてのさらに他の変形例を示した回路図である。
【図１０】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの一次側の構成についての変形例を示した回路図である。
【図１１】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１２】図１１に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１３】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１４】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。
【図１６】二次側の整流回路を両波整流回路とした従来の電源回路の定電圧制御特性について示した図である。
【図１７】二次側の整流回路を両波整流回路とした従来の電源回路についての負荷変動に対するスイッチング周波数の変化特性の一例について示した図である。
【符号の説明】
【０１５３】
１  制御回路、Ｑ５  シャントレギュレータ、Ｃｔ2  位相補償コンデンサ、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ、Ｃｐ1、Ｃｐ2  一次側部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、Ｎ2A、Ｎ2B  二次巻線部、Ｄ1〜Ｄ4  （二次側）整流ダイオード、Ｃｉ  （二次側）平滑コンデンサ、Ｃｃ、Ｃｃ1、Ｃｃ2  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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