(57)【要約】【課題】  高周波信号の変換にＲＦＳＡＷなどのフィルタを用いることなく、２次歪みの低減を図る。【解決手段】  デジタル変調された信号を受信する受信装置において、低雑音増幅器３、ミキサ４，５、ローカルバッファ１０などの回路部バイアスを補正することで全体のバランスを取り、２次歪み妨害を抑圧する。２次歪み妨害は復調部でＳＮ比の劣化となってあらわれることから、このＳＮ比を検出し、ＳＮ比比が最大となるようにバイアスを補正することで、２次歪み妨害を抑圧する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を受信して周波数変換するアナログ信号処理部と、受信信号を復調する信号復調部とを備えた受信装置であって、
復調信号のＳＮ比が最大となるように前記アナログ信号処理部のバイアスを補正するバイアス補正手段を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
高周波信号を受信して周波数変換するアナログ信号処理部と、受信信号を復調する信号復調部とを備えた受信装置であって、
前記アナログ信号処理部で発生する歪み成分が最小となるようにアナログ信号処理部のバイアスを補正するバイアス補正手段を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の受信装置において、
前記バイアス補正手段は、ミキサ、低雑音増幅器、またはローカルバッファの少なくともいずれか１つのバイアスを補正することを特徴とした受信装置。
【請求項４】
請求項３記載の受信装置において、
前記ミキサのバイアスを補正するバイアス補正手段は、前記ミキサを構成するミキサトランジスタのコレクタと基準電位との間に接続された抵抗よりなることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項３記載の受信装置において、
前記ミキサのバイアスを補正するバイアス補正手段は、
前記ミキサを構成するギルバートセルの出力端子に接続された補償回路よりなり、前記補償回路のバイアスを補正することにより、前記ミキサのバイアスを補正することを特徴とする受信装置。
【請求項６】
高周波信号を受信して周波数変換する際の受信特性の最適化方法であって、
受信信号を復調する信号復調部における復調信号を検出し、前記復調信号のＳＮ比が最大となるように、アナログ信号処理部のバイアスを制御することを特徴とする受信特性の最適化方法。
【請求項７】
高周波信号を受信して周波数変換する際の受信特性の最適化方法であって、
アナログ信号処理部で発生する検波信号の２次歪み成分を検出し、前記検波信号の２次歪み成分が最小となるように前記アナログ信号処理部のバイアスを制御することを特徴とする受信特性の最適化方法。
【請求項８】
請求項６または７記載の受信特性の最適化方法において、
前記バイアスの制御は、ミキサ、低雑音増幅器、またはローカルバッファの少なくともいずれか１つのバイアスを補正することを特徴とした受信特性の最適化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の変調技術に関し、特に、受信装置におけるダイレクトコンバージョン方式による周波数変換に適用して有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置として携帯電話が世界的に市場を拡大しており、変調方式として様々な方式が提案、実用化されている。
【０００３】
特に、欧州などを中心に使用されているＧＳＭ方式は、送受信帯域がそれぞれ８８０−９１５ＭＨｚ，９３５−９６０ＭＨｚの９００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ９００）の他に、帯域拡張版としてＤＣＳ（送受信帯域がそれぞれ１７１０−１７８５ＭＨｚ，１８０５−１８８０ＭＨｚの１．８ＧＨｚ帯（ＤＣＳ１８００）や米国のＰＣＳ（送受信帯域がそれぞれ１８５０−１９１０ＭＨｚ，１９３０−１９９０ＭＨｚの１．９ＧＨｚ帯（ＰＣＳ１９００）などが規定されている。
【０００４】
また、国内では第３世代方式としてＷＣＤＭＡ方式（送受信帯域がそれぞれ１９２０−１９８０ＭＨｚ，２１１０−２１７０ＭＨｚの２ＧＨｚ帯（ＷＣＤＭＡ２０００））が開始された。
【０００５】
ＧＳＭ方式の送受信回路は、“Ａ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃｈｉｐ  Ｑｕａｄ−Ｂａｎｄ  Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  ＧＳＭ／ＧＰＲＳ  ＲＦ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  Ｗｉｔｈ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ＶＣＯｓ  ａｎｄ  Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ”（非特許文献１参照）、ならびに“ＺＥＲＯ  ＩＮＴＥＲＭＩＤＩＡＴＥ  ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ  ＲＥＣＥＩＶＥＲ  ＨＡＶＩＮＧ  ＡＮ  ＡＵＴＯＭＡＴＩＣ  ＧＡＩＮ  ＣＯＮＴＲＯＬＬ  ＣＩＲＣＵＩＴ”（特許文献１参照）に見られる。
【０００６】
これら文献では、周波数変換方式としてはＬＮＡ（低雑音増幅器）で増幅された受信ＲＦ（高周波）信号を直接ベースバンド帯のＩＱ信号に変換するダイレクトコンバージョン方式が用いられる。ダイレクトコンバージョン方式は、ヘテロダイン方式で必要となる中間周波フィルタが不要となり部品点数の削減、実装面積の低減に効果があり、ＧＳＭ方式だけでなく今後ＷＣＤＭＡ方式へも適用が広がると予測される。
【非特許文献１】ＩＳＳＣＣ  ２００４，１４，２
【特許文献１】米国特許第５４８３６９１号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、上記のようなダイレクトコンバージョン方式による周波数変換技術では、次のような問題点があることが本発明者により見い出された。
【０００８】
すなわち、ダイレクトコンバージョン方式は、背景技術で述べたような利点がある反面、受信信号を直接ベースバンド帯に変換することから２次歪みの低減が重要である。
【０００９】
特に、ＷＣＤＭＡ方式は送受信同時動作であるため、最大＋２０ｄＢｍ以上の送信信号が妨害波となって受信部に飛び込み、直接ベースバンド帯に変換されて妨害となる。
【００１０】
２次歪みの低減は、回路をバランス構成とすることで性能改善をはかることができるが、高周波処理用の半導体装置であるＲＦ−ＩＣ内を素子製造ばらつきやレイアウトまで含めて完全にバランス化することは困難である。
【００１１】
したがって、現在実用化されつつあるＷＣＤＭＡ用ダイレクトコンバージョンＲＦ−ＩＣはＬＮＡとミキサ間にＲＦＳＡＷ（弾性表面波：Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ）フィルタを用いて送信信号を抑圧することで２次歪みの発生を抑える手法が一般的であり、このため部品点数増加、実装面積の増大を招くことが考えられる。
【００１２】
本発明の目的は、高周波信号の変換時においてＲＦＳＡＷなどのフィルタを用いることなく、２次歪みを大幅に低減させる技術を提供することにある。
【００１３】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１５】
本発明は、高周波信号を受信して周波数変換するアナログ信号処理部と、受信信号を復調する信号復調部とを備えた受信装置であって、復調信号のＳＮ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ）比が最大となるように該アナログ信号処理部のバイアスを補正するバイアス補正手段を備えたものである。
【００１６】
また、本発明は、高周波信号を受信して周波数変換するアナログ信号処理部と、受信信号を復調する信号復調部とを備えた受信装置であって、該アナログ信号処理部で発生する歪み成分が最小となるようにアナログ信号処理部のバイアスを補正するバイアス補正手段を備えたものである。
【００１７】
さらに、その他の発明の概要を簡単に示す。
【００１８】
本発明は、高周波信号を受信して周波数変換する際の受信特性の最適化方法であって、信号復調部における復調信号を検出し、該復調信号のＳＮ比が最大となるように、アナログ信号処理部のバイアスを制御するものである。
【００１９】
また、本発明は、高周波信号を受信して周波数変換する際の受信特性の最適化方法であって、アナログ信号処理部で発生する検波信号の２次歪み成分を検出し、該検波信号の２次歪み成分が最小となるように該アナログ信号処理部のバイアスを制御するものである。
【００２０】
また、本願の発明の内容をより具体的に説明すれば以下の通りである。
【００２１】
低雑音増幅器、ミキサ、ローカルバッファなどの回路部バイアスを補正することで全体のバランスを取り、２次歪み妨害を抑圧する。２次歪み妨害は、信号復調部でＳＮ比の劣化となってあらわれることから、このＳＮ比を検出し、該ＳＮ比が最大となるようにバイアスを補正することで、２次歪み妨害の抑圧が可能である。
【００２２】
さらに、直接２次歪み妨害波を検出し、この妨害波が最小となるようにバイアスを補正する手法でもよい。バイアスの補正は、たとえばミキサのギルバートセルのバイアス補正、ミキサの入力バッファのバイアス補正、低雑音増幅器、ローカルバッファの差動対をなすトランジスタのベース、エミッタ、コレクタのバイアスを微調する。
【発明の効果】
【００２３】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
【００２４】
（１）Ｉ信号、Ｑ信号のＳＮ比を検出して検出結果に応じて低雑音増幅器、ミキサ、ローカルバッファのバイアス条件を変更することにより、該ＳＮ比を改善することができる。
【００２５】
（２）また、ＳＮ比が最大となるようにバイアスを補正することにより、２次歪み妨害の抑圧を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による受信装置におけるブロック図、図２は、図１の受信装置における受信信号のＳＮ比の最適化動作の一例を示すフローチャートである。
【００２８】
本実施の形態１において、受信装置は、デジタル変調された信号を受信するものであり、図１に示すように、アンテナ入力端子１、分波器（ＤＰＸ）２、および受信系回路５６からなる。
【００２９】
また、受信系回路５６は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３、ミキサ４，５、ＶＣＯ（発振回路）７、増幅回路８，９、９０度位相シフタを含むローカルバッファ１０、アナログフィルタ（ＬＰＦ）１１，１２、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１３，１４、デジタルフィルタ（ＦＩＲ）１５，１６、制御部１７、検波器２０、および復調部２７から構成されている。
【００３０】
この受信系回路５６において、低雑音増幅器３、ミキサ４，５、ＶＣＯ７、増幅回路８，９、ローカルバッファ１０、およびアナログフィルタ１１，１２によってアナログ処理部が構成されており、Ａ／Ｄ変換器１３，１４、デジタルフィルタ１５，１６、制御部１７、検波器２０、および復調部２７によって信号復調部が構成されている。
【００３１】
この受信装置における信号の流れについて説明する。
【００３２】
アンテナ入力端子１より入力される無線高周波信号（以下、ＲＦ信号という）は、分波器２で送信信号２２と分波され、受信系回路５６に入力される。受信系では、低雑音増幅器３で増幅され、ミキサ４，５で、ＶＣＯ７とローカルバッファ１０から出力される９０度位相シフト信号６，２１により直交検波されてＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号にそれぞれ変換される。
【００３３】
Ｉ／Ｑ信号は、それぞれ利得制御回路８，９で利得制御され、アナログフィルタ１１，１２で不要波を除去された後、Ａ／Ｄ変換器１３，１４によってデジタル信号に変換される。Ａ／Ａ変換器１３，１４の出力デジタル信号は、デジタルフィルタ１５，１６で不要波の抑圧と波形整形されて、復調部２７に入力される。
【００３４】
デジタルフィルタ１５，１６から出力されたＩ信号／Ｑ信号の出力信号２９は、該出力信号２９のＳＮ比を検出する検波器２０に入力され、検波信号２５を出力し、制御部１７に受け渡す。
【００３５】
低雑音増幅器３、ミキサ４，５、ならびにローカルバッファ１０は、検波信号２５に応じた制御信号１８，１９，２４によりバイアス補正される。このバイアス補正は、検波器２０で検波されるＳＮ比が最大となるように補正が行われる。２次歪み妨害は復調部でＳＮ比の劣化となってあらわれることから、このＳＮ比を検出し、ＳＮ比が最大となるようにバイアスを補正することで、２次歪み妨害の抑圧が可能である。
【００３６】
次に、本実施の形態１の受信系回路５６における受信信号のＳＮ比の最適化動作について、図２のフローチャートを用いて説明する。
【００３７】
まず、受信後、検波器２０でＳＮ比を検出し（ステップＳ１０１）、受信系で必要な所要ＳＮ比と制御部１７で比較する（ステップＳ１０２）。検出したＳＮ比が所要ＳＮ比以下であれば、低雑音増幅器３のバイアスを補正して再度ＳＮ比を検出する（ステップＳ１０３，Ｓ１０４）。
【００３８】
これらステップＳ１０１〜Ｓ１０４の処理をバイアス補正しながら繰り返し、検出ＳＮ比が所要ＳＮ比以上となれば通信を開始する（ステップＳ１０５）。バイアススイープ完了（ステップ１０３）後も所要ＳＮ比が得られない場合は、次の動作として、ミキサ４，５のバイアス補正を行う（ステップＳ１０６〜Ｓ１０９）。
【００３９】
ミキサ４，５のバイアス補正後のＳＮ比が所要ＳＮ比以上となれば（ステップＳ１０７）、通信を開始する（ステップＳ１０５）。ミキサバイアススイープ後に所要ＳＮ比が得られなければ、次は、ローカルバッファ部１０のバイアス補正を行う（ステップＳ１１０〜Ｓ１１２）。ローカルバッファ１０のバイアス補正後のＳＮ比が所要ＳＮ比以上となれば（ステップＳ１１１）、通信を開始する（ステップＳ１０５）。
【００４０】
図２のフローチャートでは、バイアスの補正ブロックとして低雑音増幅器、ミキサ、ローカルバッファの３ブロックを補正する場合を示したが、いずれか１つ、あるいは２つのブロックについて補正を行うようにしてもよい。
【００４１】
それにより、本実施の形態１によれば、Ｉ信号／Ｑ信号のＳＮ比を検出して検出結果に応じて低雑音増幅器３、ミキサ４，５、およびローカルバッファ１０のバイアス条件を変更することで、ＳＮ比を改善することができる。
【００４２】
２次歪み妨害は復調部でＳＮ比の劣化となってあらわれることから、ＳＮ比が最大となるようにバイアスを補正することによって、２次歪み妨害の抑圧ができる効果がある。
【００４３】
また、本実施の形態では、検波器２０で検波されるＳＮ比が最大となるようにバイアス補正が行われる構成としたが、たとえば、図３に示すように、検波信号２５の２次歪み成分が最小となるように補正を行うようにしてもよい。
【００４４】
この場合、受信系回路５６は、低雑音増幅器３、ミキサ４，５、９０度位相シフタを含むローカルバッファ１０、ＶＣＯ（発振回路）７、増幅回路８，９、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１３，１４、アナログフィルタ１１，１２、デジタルフィルタ１５，１６、復調部２７、および制御部１７は、図１と同様の構成となっており、異なる点は、検波器２０がなくなり、検波器５２が新たに設けられたところである。
【００４５】
検波器５２は、アナログフィルタ１１，１２から出力されたＩ／Ｑ信号から２次歪み成分を直接検出し、この検波信号２５を制御部１７に受け渡す。
【００４６】
低雑音増幅器３、ミキサ４，５、およびローカルバッファ１０は、検波信号２５に応じた制御信号２４，１９，１８によりそれぞれバイアス補正される。このバイアス補正は、検波器２５で検波される２次歪み成分が最小となるように補正が行われ、これによって、２次歪み妨害の抑圧が可能となる。
【００４７】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【００４８】
本実施の形態２において、図４は、前記実施の形態１の図１に示した受信系回路５６に設けられたミキサ４，５の回路構成の一例を示す回路図である。
【００４９】
Ｉ側のミキサ４は、図示するように、ギルバートセル４１、バッファ４３、および電流源４６から構成されており、Ｑ側のミキサ５は、ギルバートセル４２、バッファ４４、ならびに電流源４７と制御回路４５とによって構成されている。
【００５０】
受信信号入力２３，２４は、Ｉ側、およびＱ側のバッファ４３，４４にそれぞれ入力され、ローカル信号６，２１は、ギルバートセル４１，４２にそれぞれ入力される。ミキサからは，Ｉ信号の出力信号２８、ならびにＱ信号の出力信号３０がそれぞれ出力される。
【００５１】
この場合、制御部１７（図１）からの制御信号１９を制御回路４５に入力し、該制御回路４５からの制御信号５５でギルバートセル４１，４２のバイアス条件をそれぞれ補正する。
【００５２】
それにより、本実施の形態２では、Ｉ信号、Ｑ信号のＳＮ比が最大となるように、または、Ｉ信号、Ｑ信号の２次歪み成分が最小となるようギルバートセルのバイアスを補正することが可能となるので、受信装置の受信特性を改善することのできる。
【００５３】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【００５４】
本実施の形態３において、図５は、前記実施の形態２（図４）に示したミキサ４，５の回路構成の他の例を示す回路図である。
【００５５】
この場合、図示するように、Ｉ側のミキサ４は、ギルバートセル４１とバッファ４３、および電流源４６によって構成されており、Ｑ側のミキサ５は、ギルバートセル４２、バッファ４４、ならびに電流源４７によって構成されている。
【００５６】
受信信号入力２３，２４は、Ｉ側、Ｑ側のバッファにそれぞれ入力され、ローカル信号６，２１は、ギルバートセル４１，４２にそれぞれ入力される。ミキサ４，５からは、Ｉ信号２８、Ｑ信号３０がそれぞれ出力される。
【００５７】
図５におけるミキサ４，５では、制御部１７からの制御信号１９を制御回路４５に入力し、該制御回路４５からの制御信号５５によってバッファ４３，４４のバイアス条件を補正する。
【００５８】
それにより、本実施の形態３においては、Ｉ信号、Ｑ信号のＳＮ比が最大となるように、または、Ｉ信号、Ｑ信号の２次歪み成分が最小となるようギルバートセルのバイアスを補正することが可能となり、受信装置における受信特性を改善することができる。
【００５９】
（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【００６０】
本実施の形態４においては、前記実施の形態２，３（図４、図５）で示したミキサ４，５の他の回路構成例を示したものである。
【００６１】
図６に示すように、Ｉ側のミキサ４は、ギルバートセル４１、バッファ４３、および電流源４６によって構成されており、Ｑ側のミキサ５は、ギルバートセル４２、バッファ４４、ならびに電流源４７によって構成されている。
【００６２】
受信信号入力２３，２４は、バッファ４３，４４にそれぞれ入力され、ローカル信号６，２１は、ギルバートセル４１，４２にそれぞれ入力される。ミキサ４，５からは、Ｉ信号２８、Ｑ信号２８，３０がそれぞれ出力される。
【００６３】
図６に示すミキサ４，５においては、制御部１７からの制御信号１９を制御回路４５に入力し、制御回路４５からの制御信号５５によって定電流源４６，４７7のバイアス条件をそれぞれ補正する。
【００６４】
それにより、本実施の形態４においても、Ｉ信号、Ｑ信号のＳＮ比が最大となるように、または、Ｉ信号、Ｑ信号の２次歪み成分が最小となるようギルバートセルのバイアスを補正することができ、受信装置の受信特性を改善することができる。
【００６５】
（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【００６６】
本実施の形態５においては、前記実施の形態２〜４（図４〜図６）でそれぞれ示したミキサ４，５の他の回路構成例を示したものである。
【００６７】
この場合、ミキサ４，５は、図７に示すように、ギルバートセル４１，４２、バッファ４３，４４、および電流源４６，４７からなる前記実施の形態２〜４と同様の構成に、補償回路（バイアス補正手段）４８〜５１が新たに設けられた構成となっている。
【００６８】
ギルバートセル４１、４２は、４つのミキサトランジスタからそれぞれ構成されており、補償回路４８〜５１は、ギルバートセル４１の出力端子３０Ａ，３０Ｂ、およびギルバートセル４２の出力端子２８Ａ，２８Ｂにそれぞれ接続されており、それら補償回路４８〜５１のバイアスを制御信号１９によって補正する。
【００６９】
この構成によっても、Ｉ信号、Ｑ信号のＳＮ比が最大となるように、または、Ｉ信号、Ｑ信号の２次歪み成分が最小となるようギルバートセルのバイアスを補正することが可能となる。
【００７０】
それにより、本実施の形態５においても、受信装置における受信特性を改善することができる。
【００７１】
また、本実施の形態５では、ミキサ４，５に補償回路４８〜５１を設けた構成としたが、たとえば、図８に示しように、ギルバートセル４１の出力端子３０Ａと基準電位（グランド）ＶＳＳとの間に抵抗（バイアス補正手段）５３を接続する構成としてもよい。
【００７２】
これによっても、Ｉ信号、Ｑ信号のＳＮ比が最大となるように、または、Ｉ信号、Ｑ信号の２次歪み成分が最小となるようギルバートセルのバイアスを補正することができ、受信特性を改善することができる。
【００７３】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
本発明は、携帯端末などのデジタル変調された高周波信号を受信する受信装置における受信特性の改善技術に適している。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施の形態１による受信装置におけるブロック図である。
【図２】図１の受信装置における受信信号のＳＮ比の最適化動作の一例を示すフローチャートである。
【図３】本発明の他の実施の形態による受信装置におけるブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態２による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【図５】本発明の実施の形態３による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態４による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【図７】本発明の実施の形態５による受信装置に設けられたミキサの回路構成例を示す説明図である。
【図８】本発明の他の実施の形態による受信装置に設けられたミキサの回路一例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００７６】
１…アンテナ入力端子、２…分波器、３…低雑音増幅器、４，５…ミキサ、７…ＶＣＯ、８，９…増幅回路、１０…９０度位相シフタ／ローカルバッファ、１１，１２…アナログフィルタ、１３，１４…Ａ／Ｄ変換器、１５，１６…デジタルフィルタ、１７…制御部、２０…検波器、２７…復調部、３０Ａ，３０Ｂ，２８Ａ，２８Ｂ…出力端子、４１，４２…ギルバートセル、４３，４４…バッファ、４５…制御回路、４６，４７…電流源、４８〜５１…補償回路（バイアス補正手段）、５２…検波器、５３…抵抗（バイアス補正手段）、５６…受信系回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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