(57)【要約】【課題】従来の低消費電力化を目指した光ディスク装置は、供給する電源電圧を第１の電源、第２の電源、第３の電源と３段階に切り換えるものであり、低消費電力化を目指すドライブ回路にとって、３段階での制御範囲では限界がある。【解決手段】フォーカスおよびトラッキングアクチュエータを駆動する駆動出力の波形に依存した駆動出力追従信号を生成し、この駆動出力追従信号をフォーカスおよびトラッキング昇圧型電源に入力する。昇圧型電源において固定出力を駆動出力追従信号により制御し、駆動出力が固定出力以上の大きさの場合、固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力より若干大きめの制御出力を生成する。この制御出力をフォーカスおよびトラッキングドライブ回路に供給し、駆動出力を生成する。【選択図】図１６
2006318624.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可動型ヘッドを作動させるアクチュエータに駆動出力を供給する装置であって、
所定の固定出力を生成する固定出力生成手段と、
前記アクチュエータを駆動するのに必要な前記駆動出力を検出し、前記駆動出力に追従する駆動出力追従信号を生成する駆動出力追従信号生成手段と、
前記固定出力と前記駆動出力追従信号とに基づいて、前記駆動出力が前記固定出力以上の大きさの場合、前記固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成する昇圧型制御出力生成手段と、
前記制御出力を用いて前記駆動出力を生成する駆動出力生成手段、とを有することを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
前記駆動出力が前記固定出力以下の大きさの場合、前記昇圧型制御出力生成手段は、前記固定出力以下の大きさで、かつ前記駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項３】
前記駆動出力が前記固定出力以下の大きさの場合、前記昇圧型制御出力生成手段は、前記固定出力に実質的に等しい大きさの制御出力を生成することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項４】
前記アクチュエータは、第１、第２入力端子を備える一方、
前記駆動出力生成手段は、
駆動波形信号を生成するサーボ回路と、
ドライブ回路とを含み、
前記ドライブ回路は、前記駆動波形信号に準じ、前記制御出力を用いて逆相関係にある一対の駆動出力を生成する駆動出力生成素子群を含み、
該一対の駆動出力を前記第１、第２入力端子に供給すること特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項５】
前記駆動出力追従信号は、前記駆動波形信号と、所定の第１基準電圧との差の絶対値に準じることを特徴とする、請求項４記載の駆動装置。
【請求項６】
前記駆動出力追従信号は、複数個の前記駆動出力の最大値であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項７】
前記一対の駆動出力は、一対の前記駆動出力生成素子のエミッタ端子またはソース端子から前記アクチュエータの前記第１、第２入力端子に供給され、
前記駆動出力追従信号は、前記一対の駆動出力生成素子のベース電圧またはゲート電圧の最大値であることを特徴とする、請求項４記載の駆動装置。
【請求項８】
前記駆動出力生成素子は、ｎｐｎトランジスタまたはＮチャンネルＭＯＳトランジスタのいずれかであることを特徴とする、請求項４記載の駆動装置。
【請求項９】
前記可動型ヘッドは光ピックアップであることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１０】
前記アクチュエータは、可動型ヘッドの対物レンズをフォーカス方向に作動させるフォーカスアクチュエータであり、
前記駆動出力生成手段は、前記フォーカスアクチュエータに前記駆動出力を供給するフォーカス駆動出力生成手段であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１１】
前記アクチュエータは、可動型ヘッドの対物レンズをトラッキング方向に作動させるトラッキングアクチュエータであり、
前記駆動出力生成手段は、前記トラッキングアクチュエータに前記駆動出力を供給するトラッキング駆動出力生成手段であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１２】
前記アクチュエータをｎ個設けると共に、
前記駆動出力生成手段もｎ個設け、
前記駆動出力追従信号生成手段は、
前記ｎ個のアクチュエータのそれぞれを駆動するのに必要な駆動出力を少なくともｎ個検出し、前記ｎ個の駆動出力のそれぞれに追従するｎ個の副駆動出力追従信号を生成するｎ個の副駆動出力追従信号生成手段と、
前記ｎ個の副駆動出力追従信号を包み込み、単一の駆動出力追従信号を生成する包み込み手段とを含むことを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１３】
前記昇圧型制御出力生成手段は、前記駆動出力追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、前記第２基準電圧に対応した電源電圧を生成する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定出力と前記第２基準電圧とに基づいて、前記駆動出力が前記固定出力以上の大きさの場合、前記固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１４】
前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記制御出力に比例し、かつ前記制御出力以下の大きさの帰還電圧を生成する帰還回路と、
前記第２基準電圧と前記帰還電圧とを比較し、前記両電圧差を生成する電圧比較器と、
前記両電圧差をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭコンパレータと、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記固定出力をスイッチングし、前記制御出力に変換する昇圧電圧生成器とを含み、
前記昇圧電圧生成器は、昇圧スイッチ回路と、インダクタと、コンデンサを備え、
前記コンデンサの両端から前記制御出力が出力されることを特徴とする、請求項１３記載の駆動装置。
【請求項１５】
前記昇圧スイッチ回路は、
ベース端子が前記昇圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、エミッタ端子が接地され、コレクタ端子が前記インダクタの片端に接続されたｎｐｎトランジスタと、
アノード端子が前記ｎｐｎトランジスタのコレクタ端子に接続され、カソード端子が前記コンデンサの片端に接続されたダイオードとを含むことを特徴とする、請求項１４記載の駆動装置。
【請求項１６】
前記昇圧スイッチ回路は、
ゲート端子が前記昇圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、ソース端子が接地され、ドレイン端子が前記インダクタの片端に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、
アノード端子が前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続され、カソード端子が前記コンデンサの片端に接続されたダイオードとを含むことを特徴とする、請求項１４記載の駆動装置。
【請求項１７】
前記昇圧スイッチ回路は、同期整流方式で構成される２つのＭＯＳパワートランジスタを含むことを特徴とする、請求項１４記載の駆動装置。
【請求項１８】
前記昇圧型制御出力生成手段は、前記駆動出力追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、前記第２基準電圧に対応した電源電圧を生成する昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
前記昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定出力と前記第２基準電圧とに基づいて、前記駆動出力が前記固定出力以上の大きさの場合、固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成し、前記駆動出力が前記固定出力以下の大きさの場合、前記固定出力以下の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成することを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項１９】
前記昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記制御出力に比例し、かつ前記制御出力以下の大きさの帰還電圧を生成する帰還回路と、
前記第２基準電圧と前記帰還電圧とを比較し、前記両電圧差を生成する電圧比較器と、
前記両電圧差をＰＷＭ信号に変換する複数のＰＷＭコンパレータと、
前記複数のＰＷＭ信号に基づいて前記固定出力をスイッチングし、前記制御出力に変換する昇降圧電圧生成器とを含み、
前記昇降圧電圧生成器は、昇圧スイッチ回路と、降圧スイッチ回路と、インダクタと、コンデンサを備え、
前記コンデンサの両端から前記制御出力が出力されることを特徴とする、請求項１８記載の駆動装置。
【請求項２０】
前記昇圧スイッチ回路は、
ベース端子が前記昇圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、エミッタ端子が接地され、コレクタ端子が前記インダクタの片端に接続されたｎｐｎトランジスタと、
アノード端子が前記ｎｐｎトランジスタのコレクタ端子に接続され、カソード端子が前記コンデンサの片端に接続されたダイオードとを含み、
前記降圧スイッチ回路は、
ベース端子が前記降圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、エミッタ端子が前記固定出力生成手段に接続され、コレクタ端子が前記インダクタの他端に接続されたｐｎｐトランジスタと、
アノード端子が接地され、カソード端子が前記ｐｎｐトランジスタのコレクタ端子に接続されたダイオードとを含むことを特徴とする、請求項１９記載の駆動装置。
【請求項２１】
前記昇圧スイッチ回路は、
ゲート端子が前記昇圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、ソース端子が接地され、ドレイン端子が前記インダクタの片端に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、
アノード端子が前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続され、カソード端子が前記コンデンサの片端に接続されたダイオードとを含み、
前記降圧スイッチ回路は、
ゲート端子が前記降圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、ソース端子が前記固定出力生成手段に接続され、ドレイン端子が前記インダクタの他端に接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、
アノード端子が接地され、カソード端子が前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのコレクタ端子に接続されたダイオードとを含むことを特徴とする、請求項１９記載の駆動装置。
【請求項２２】
前記昇圧スイッチ回路および降圧スイッチ回路は、それぞれ同期整流方式で構成される２つのＭＯＳパワートランジスタを含むことを特徴とする、請求項１９記載の駆動装置。
【請求項２３】
前記昇圧型制御出力生成手段は、前記駆動出力追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、前記第２基準電圧に対応した電源電圧を生成する昇圧固定型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
前記昇圧固定型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定出力と前記第２基準電圧とに基づいて、前記駆動出力が前記固定出力以上の大きさの場合、固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成し、前記駆動出力が前記固定出力以下の大きさの場合、前記固定出力に実質的に等しい大きさの制御出力を生成することを特徴とする、請求項３記載の駆動装置。
【請求項２４】
前記昇圧固定型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記制御出力に比例し、かつ前記制御出力以下の大きさの帰還電圧を生成する帰還回路と、
前記第２基準電圧と前記帰還電圧とを比較し、前記両電圧差を生成する電圧比較器と、
前記両電圧差をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭコンパレータと、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記固定出力をスイッチングし、前記制御出力に変換する昇圧電圧生成器とを含み、
前記昇圧電圧生成器は、昇圧スイッチ回路と、インダクタと、コンデンサを備え、
前記コンデンサの両端から前記制御出力が出力されることを特徴とする、請求項２３記載の駆動装置。
【請求項２５】
前記昇圧スイッチ回路は、
ベース端子が前記昇圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、エミッタ端子が接地され、コレクタ端子が前記インダクタの片端に接続されたｎｐｎトランジスタと、
アノード端子が前記ｎｐｎトランジスタのコレクタ端子に接続され、カソード端子が前記コンデンサの片端に接続されたダイオードとを含むことを特徴とする、請求項２４記載の駆動装置。
【請求項２６】
前記昇圧スイッチ回路は、
ゲート端子が前記昇圧スイッチ回路を制御する制御入力端子に接続され、ソース端子が接地され、ドレイン端子が前記インダクタの片端に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、
アノード端子が前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続され、カソード端子が前記コンデンサの片端に接続されたダイオードとを含むことを特徴とする、請求項２４記載の駆動装置。
【請求項２７】
前記昇圧スイッチ回路は、同期整流方式で構成される２つのＭＯＳパワートランジスタを含むことを特徴とする、請求項２４記載の駆動装置。
【請求項２８】
可動型ヘッドを作動させるアクチュエータに駆動出力を供給する方法であって、
所定の固定出力を生成するステップと、
前記アクチュエータが必要とする前記駆動出力を検出し、前記駆動出力に追従する駆動出力追従信号を生成するステップと、
前記固定出力と前記駆動出力追従信号とに基づいて、前記駆動出力が前記固定出力以上の大きさの場合、前記固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成するステップと、
前記制御出力を用いて前記駆動出力を生成するステップとを有することを特徴とする駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ディスク記録再生装置等の駆動装置に関し、特にドライブ回路の駆動能力向上により高速化を図るとともに、ドライブ回路での消費電力を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ディスクには、非接触記録再生のため媒体寿命が長い、ランダムアクセスがテープに比べ格段に早い、記憶容量が大きい等の多くの特徴がある。このためＣＤ（Compact Disk）やＤＶＤ（Digital Versatile Disk）ドライブ等が、パソコン周辺機器として標準装備されるに至っている。今後高速データ転送の要求により、光ディスクを回転させるディスクモータの回転数は、ますます高速化されようとしている。
【０００３】
光ディスク装置の電源としては、デスクトップパソコンの場合、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源と、出力電圧が１２Ｖである１２Ｖ電源の２種類が一般的に使用されている。ノートパソコン組込型ドライブ、あるいはノートパソコンの周辺機器ドライブの場合には、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源の１種類が一般的に使用されている。ここでは主にノートパソコンで使用されるような、低電圧型電源の従来技術について説明する。
光ディスク装置では、光ピックアップによってできる光スポットをトラックに追従させるため、２種類のアクチュエータが作動する。一つは光ピックアップの対物レンズをフォーカス方向に動かして焦点を合わすためのフォーカスアクチュエータであり、もう一つは対物レンズをトラッキング方向に動かしてトラッキングするためのトラッキングアクチュエータである。これらアクチュエータをそれぞれ駆動するフォーカスドライブ回路、およびトラッキングドライブ回路には、５Ｖ電源が使用されている。光ディスクを回転させるディスクモータについても、５Ｖで駆動されるのが一般的である。５Ｖ電源以外の電源としては、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）処理回路の電源電圧に、３．３Ｖ程度を使用するものもある。
【０００４】
ところで、光ディスク装置の動作状況によっては、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧をなるべく高くした方が、有利な場合がある。例えばディスクモータの回転数を速くする場合、サーボが追従すべきディスク上の目標点への加速度も高くなる。このときフォーカスおよびトラッキングアクチュエータも、高加速度で動作させる必要があり、インダクタの電流も大きくすることが要求される。したがってフォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧は、高い方が有利である。また光ディスク再生時のアクセス動作を高速化したい場合には、光スポットをトラッキング方向に高速に移動および停止させるため、トラッキングアクチュエータを高い加速度で動作させる必要がある。この場合にもトラッキングドライブ回路の電源電圧は、高いほうが有利である。
更に、面振れ量が大きなディスクを再生する場合には、フォーカスドライブ回路の電源電圧は高い方が有利である。偏芯量が大きなディスクを再生する場合には、トラッキングドライブ回路の電源電圧は高い方が有利である。以上のような場合において、高い電源電圧が必要になる。
【０００５】
前述のような高速化に対する要求とは別に、低消費電力化の要求も強い。ドライバの駆動方式としては、バイポーラトランジスタのＢＴＬドライバを用いたリニア駆動方式ではなく、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation)制御方式が採用されてきている。ＰＷＭドライバにより、回路内部での電圧ドロップによる電力損失を低減できるからである。しかしながら高周波の電流スイッチングを行うため、光ディスク装置にとってはＰＷＭドライバが出す雑音が問題になり、回路の不要輻射を抑えるための対策が別途必要になってくる。
特に記録再生する光ディスク装置では、光ピックアップからの再生信号が非常に小さい場合がある。このときＰＷＭドライバで光ピックアップの対物レンズを動かすアクチュエータを駆動すれば、ＰＷＭドライバから出る電気的雑音が光ピックアップからの再生信号に飛び込む。その結果光ディスク装置が誤動作したり、誤り率が悪化したりする。
【０００６】
以上の問題を避けるため、記録再生用光ディスク装置においては、比較的周波数が低く、電流の大きいディスクモータドライブ回路をＰＷＭドライバで駆動し、電流が相対的に小さく、周波数が高いフォーカスおよびトラッキングドライブ回路をリニア駆動方式のＢＴＬドライバで駆動することが、比較的多く行われている。
しかしこの場合、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路においては、電源電圧と実際にアクチュエータに加わる電圧との差に電流を掛けた積が、ＢＴＬドライバ回路内部で熱エネルギーとして失われる。光ディスクを低速で再生している場合、ドライブ回路の電源電圧としては高い電圧は必要でない。このような場合であってもドライブ回路の電源として高い電源電圧を使用するため、これらリニア駆動方式のＢＴＬドライバ回路では、多くの無駄な消費電力と発熱の問題が発生する。つまりフォーカスおよびトラッキングアクチュエータを駆動させるために必要な電流が小さくても、この駆動電流を供給する電源電圧が高い場合、パワー出力トランジスタの消費電力が大きくなり、そのためにリニア駆動方式のＢＴＬドライバを搭載したＩＣの発熱および消費電力が問題となる。
【０００７】
この問題を避けるために、電源電圧を必要以上に高くしないことが対策として行われる場合がある。しかしながら、通常動作以上のばらつき要因があった場合、たとえば光ディスク装置に、目標規格ギリギリの面振れ量の大きなディスクや偏芯量の大きなディスクが挿入された場合、光ピックアップの対物レンズを動かすアクチュエータの駆動電流が足りなくなり、誤動作したり、誤り率が悪化したりする。すなわちこれらのばらつきディスクに対して、光ディスク装置としての使い勝手が悪化する。これは、電源電圧による発熱対策と、使い勝手にはトレード・オフがあることを意味する。
【０００８】
また最近では複合型ドライブＩＣとして、ディスクモータドライブ回路とフォーカスおよびトラッキングドライブ回路を同―のＩＣ内に設ける場合もある。ディスクモータを高速で回転させると、ディスクモータのモータ電流が増加するため、複合型ドライブＩＣ内部のディスクモータドライブ回路の消費電力が大きくなる。この時に、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源として高い電源電圧を使用すると、複合型ドライブＩＣ内部の消費電力が大きくなり、ＩＣ自身の温度も高くなる。更に光ディスク装置を高い温度環境で使用した場合、複合型ドライブＩＣの許容温度を超えてしまう場合がある。以上のように、リニア駆動方式のＢＴＬドライバを搭載したＩＣ、またはこのＩＣを搭載した光ディスク装置の、消費電力および発熱の問題が顕著となる傾向にある。
【０００９】
この問題や要求に応えて、光ディスク装置の動作状態等に応じて、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧を切り換える技術として、例えば、特開２００３−１３２５５５号公報が開示されている。図２６は、当該文献に開示されている従来の光ディスク装置のブロック図である。
【００１０】
図２６において、光ピックアップ１０２により光ディスク１０１に光ビームが照射され、その反射光によりディスク上の情報が電気信号として再生信号処理回路１０３に出力される。再生信号処理回路１０３において振幅補正された再生信号は、再生信号復調回路１０４において復調され、光ディスク１０１に記録済みの情報が再生される。
マイコン１１０からの回転速度の指令に基づき、サーボ制御回路１０５によりディスクモータドライブ回路１１１を介してディスクモータ１１２の回転が制御され、光ディスク１０１が所定の回転数で回転する。再生信号処理回路１０３では、光ビーム焦点のフォーカス方向の誤差信号であるフォーカス誤差信号と、光ビーム焦点のトラッキング方向の誤差信号であるトラッキング誤差信号が生成される。サーボ制御回路１０５により、再生信号処理回路１０３において生成されたフォーカス誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０１の記録面と一致するように、フォーカスドライブ回路１０６とフォーカスアクチュエータ１０８を介して光ビーム焦点がフォーカス方向に制御される。これがフォーカスサーボである。またサーボ制御回路１０５により、トラッキング誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０１の上の記録トラックを追従するように、トラッキングドライブ回路１０７とトラッキングアクチュエータ１０９を介して光ビーム焦点がトラッキング方向に制御される。これがトラッキングサーボである。
【００１１】
特開２００３−１３２５５５号公報の光ディスク装置では、電源切替回路１１３により装置の動作状態に対応して、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源１１４と出力電圧が１２Ｖである１２Ｖ電源１１５と、出力電圧が３．３Ｖである３．３Ｖ電源１１６が適時切り換えられ、フォーカスドライブ回路１０６やトラッキングドライブ回路１０７に供給されることで、光ディスク装置の低消費電力化が図られていた。
つまり光ディスク装置において、通常の再生や記録動作時にフォーカスドライブ回路１０６やトラッキングドライブ回路１０７に供給する第１の電圧を有する第１の電源と、第１の電圧と異なる第２の電圧を有する第２の電源を設け、これら第１の電源および第２の電源の一方を外部から供給し、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路１０６、１０７の駆動状況に応じて、第１の電源から第２の電源に切り換える切換手段を設けることが開示されている。
【特許文献１】特開２００３−１３２５５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
例えば５Ｖ電源で駆動される光ディスク装置において、上記公報に開示されている技術により高速応答性と低消費電力化を達成しようする場合、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧を、通常の再生を行う第１の電源と、第１の電源よりも高い第２の電源を備え、高速応答性を要求される場合に第２の電圧に切り換えることになる。しかしながらフォーカスあるいはトラッキングドライブ回路に対し、固定された２または３種類の電源電圧の切り替えでは、低消費電力化が不十分という課題があった。
【００１３】
本発明は、ドライブ回路の駆動能力向上により高速化を図るとともに、ドライブ回路の消費電力を更に低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記の目的を達成するため本発明の駆動装置は、可動型ヘッドを作動させるアクチュエータに駆動出力を供給する装置であり、所定の固定出力を生成する固定出力生成手段と、前記アクチュエータを駆動するのに必要な前記駆動出力を検出し、前記駆動出力に追従する駆動出力追従信号を生成する駆動出力追従信号生成手段と、前記固定出力と前記駆動出力追従信号とに基づいて、前記駆動出力が前記固定出力以上の大きさの場合、前記固定出力以上の大きさで、かつ駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成する昇圧型制御出力生成手段と、前記制御出力を用いて前記駆動出力を生成する駆動出力生成手段、とを有している。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の駆動装置では昇圧型制御出力生成手段を備えることにより、固定出力より大きい制御出力が供給可能になる。これにより大きな駆動出力を必要とするときには、駆動出力生成手段の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上し、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなるため、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。
【００１６】
更にこのように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、アクチュエータを駆動するのに必要な駆動出力の波形に沿った、必要最小限の制御出力を用いて駆動出力を生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動出力生成手段の発熱も問題となることがない。
以上のようにして、使い勝手の向上と消費電力の低減というトレード・オフの問題は解決される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
（本発明の概要）
最初に本発明の概要を、図２５を参照して説明する。ここで固定出力（ＰＶＣＣ）とは、例えば出力電圧が５Ｖの直流電源から供給される、十分な出力電流を備えた直流の電圧である。
駆動出力生成手段（２２００；３２００；５２００）により駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が生成され、アクチュエータ（２１００；３１００）に供給されて可動型ヘッド（１３００）が作動する。また駆動出力追従信号生成手段（２２２０）により、アクチュエータ（２１００；３１００）が必要とする駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が検出され、駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）に追従する駆動出力追従信号（ＶＢ１；ＶＢ２）が生成される。昇圧型制御出力生成手段（２３００Ａ；３３００Ａ）では、固定出力生成手段（１６１０）により生成された固定出力（ＰＶＣＣ）が駆動出力追従信号（ＶＢ１；ＶＢ２）に基づいて制御され、駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が固定出力（ＰＶＣＣ）以上の大きさの場合、固定出力（ＰＶＣＣ）以上の大きさで、かつ駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）よりも若干大きめの制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）が生成される。駆動出力生成手段（２２００；３２００；５２００）では、制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）を用いて駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が生成される。
【００１８】
この構成により、アクチュエータ（２１００；３１００）を駆動するための必要最小限の制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）を、駆動出力生成手段（２２００；３２００；５２００）の電源として供給できる。
以下、発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
尚、以下における発明の実施の形態で記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明はこれらの数字に制限されるものではない。
【００１９】
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態における駆動装置のブロック図である。
図１において、光ピックアップ１３００により光ディスク１０００に光ビームが照射され、その反射光によりディスク上の情報が電気信号として再生信号処理回路１４００に出力される。再生信号処理回路１４００において振幅補正された再生信号は、再生信号復調回路１５００において復調され、光ディスク１０００に記録済みの情報が再生される。
ＤＳＰ部５０００内には、マイコン５１００とサーボ回路５２００が含まれる。マイコン５１００からの回転速度の指令に基づき、サーボ回路５２００によりディスクモータドライブ回路１２００を介してディスクモータ１１００の回転が制御され、光ディスク１０００が所定の回転数で回転する。再生信号処理回路１４００では、光ビーム焦点のフォーカス方向の誤差信号であるフォーカス誤差信号と、光ビーム焦点のトラッキング方向の誤差信号であるトラッキング誤差信号が生成される。サーボ回路５２００により、再生信号処理回路１４００において生成されたフォーカス誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０００の記録面と一致するように、フォーカスドライブ回路２２００とフォーカスアクチュエータ２１００を介して光ビーム焦点がフォーカス方向に制御される。これがフォーカスサーボである。またサーボ回路５２００により、トラッキング誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０００の上の記録トラックを追従するように、トラッキングドライブ回路３２００とトラッキングアクチュエータ３１００を介して光ビーム焦点がトラッキング方向に制御される。これがトラッキングサーボである。
【００２０】
ここでフォーカスアクチュエータ２１００、フォーカスドライブ回路２２００、フォーカス昇降圧型電源２３００を有するブロックをフォーカス部２０００とし、トラッキングアクチュエータ３１００、トラッキングドライブ回路３２００、トラッキング昇降圧型電源３３００を有するブロックをトラッキング部３０００とする。第１の実施の形態ではフォーカス部２０００を中心に説明するが、トラッキング部３０００においても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
【００２１】
フォーカスドライブ回路２２００内において、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じた駆動出力追従信号ＶＢ１が生成され、この駆動出力追従信号ＶＢ１がフォーカス昇降圧型電源２３００に入力される。フォーカス昇降圧型電源２３００に供給される電源電圧は、例えば出力電圧が５Ｖの固定出力ＰＶＣＣであり、固定出力（５Ｖ）電源１６１０から供給される。フォーカス昇降圧型電源２３００において固定出力ＰＶＣＣは、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じた制御出力ＶＣ１に変換される。フォーカスドライブ回路２２００では、この制御出力ＶＣ１を用いて駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が生成され、フォーカスアクチュエータ２１００に送られ、フォーカスアクチュエータ２１００が駆動される。駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、通常、電圧値を表すが、電流値としてもよい。
【００２２】
図２は、第１の実施の形態のフォーカス昇降圧型電源２３００による制御出力ＶＣ１と、フォーカスドライブ回路２２００の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−との関係図である。縦軸は制御出力ＶＣ１、横軸は駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−である。縦軸、横軸はともに電圧を表し、制御出力ＶＣ１、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、および固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）は、すべて電圧値で表す。なお、縦軸、横軸はともに電流を表し、これら制御出力ＶＣ１、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、および固定出力ＰＶＣＣを、すべて電流値で表してもよい。図２から明らかなように、フォーカスドライブ回路２２００の駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）以上の大きさの場合、固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）からＤ５ＶＵ分だけ昇圧された制御出力ＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に供給され、フォーカス昇降圧型電源２３００は昇圧動作となる。フォーカスドライブ回路２２００の駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）以下の大きさの場合、固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）からＤ５ＶＤ分だけ降圧された制御出力ＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に供給され、フォーカス昇降圧型電源２３００は降圧動作となる。
【００２３】
ここで固定出力ＰＶＣＣは、例えば出力電圧が５Ｖの固定出力（５Ｖ）電源１６１０から供給されるとしたが、フォーカスドライブ回路２２００の求められる最大の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−を生成可能であれば、さらなる低消費電力化のために、出力電圧が３．３Ｖである３．３Ｖ電源１６３０を固定出力電源としてもよい。固定出力電源はこれら５Ｖや３．３Ｖに限定されるものではなく、最適の別の電圧にしてもよい。
以上ではフォーカス部２０００を中心に説明したが、トラッキング部３０００においても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
【００２４】
（フォーカスドライブ回路の実施例１およびフォーカス昇降圧型電源の実施例１）
図３は、第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例１、およびフォーカス昇降圧型電源の実施例１の詳細なブロック図である。フォーカスドライブ回路２２００は、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０と、駆動出力部２２３０を含む。駆動出力部２２３０は、バイポーラまたはＭＯＳトランジスタ等の駆動出力生成素子でＨブリッジ構成される。ドライバ２２３１、２２３２は、Ｈブリッジ構成の半分ずつを指している。フォーカス昇降圧型電源２３００は、Ｈブリッジ構成した駆動出力部２２３０の供給電源であり、ＶＢ制御生成器２２２０からの駆動出力追従信号ＶＢ１で、制御出力ＶＣ１を制御する構成になっている。
【００２５】
図３において、ＤＳＰ部５０００によりフォーカスアクチュエータ２１００を駆動するための波形情報を備えた駆動波形信号ＶＩＮ１が入力端子ＤＩ１に入力され、第１基準電圧ＶＲＥＦ１との差がドライバ制御部２２１０内の所定倍率のアンプ２２１１で増幅され、そのアンプ出力ＶＧＸ１と第１基準電圧ＶＲＥＦ１とがＶＢ制御生成器２２２０に入力される。ＶＢ制御生成器２２２０においては、アンプ出力ＶＧＸ１と第１基準電圧ＶＲＥＦ１とが絶対値回路２２２１とオフセット値設定器２２２２と合成器２２２３で信号合成され、駆動出力追従信号ＶＢ１としてフォーカス昇降圧型電源２３００に出力される。
【００２６】
一方、アンプ２２１１の出力ＶＧＸ１はバッファ２２３３および反転バッファ２２３４を通して、駆動出力部２２３０に入力される。駆動出力部２２３０には、リニア駆動方式の駆動出力生成素子で構成されたドライバ２２３１、２２３２が含まれる。その一対の駆動出力端子からは、バッファ２２３３および反転バッファ２２３４による逆相関系の入力信号に基づいて、逆相関係にある一対の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が２個の駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−にそれぞれ生成され、駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−からそれぞれ駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子にそれぞれ供給される。
【００２７】
駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の差（ＶＯ１＋）−（ＶＯ１−）は、次の式１に示すように、ドライバ制御部２２１０の駆動波形信号ＶＩＮ１から所定の値の第１基準電圧ＶＲＥＦ１を引いた電圧（ＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１）に所定のゲインＧ（Ｇ＞０）をかけた値として求められる。
｛（ＶＯ１＋）−（ＶＯ１−）｝＝Ｇ・（ＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１）  ・・・・（１）
式１が示すように、ＶＩＮ１＞ＶＲＥＦ１ならば（ＶＯ１＋）＞（ＶＯ１−）となり、ＶＩＮ１＜ＶＲＥＦ１ならば（ＶＯ１＋）＜（ＶＯ１−）となる。
【００２８】
図４は、図３のフォーカスドライブ回路２２００に含まれるＶＢ制御生成器２２２０の詳細なブロック図である。ドライバ制御部２２１０からの信号ＶＧＸ１は、絶対値回路２２２１に入力され、第１基準電圧ＶＲＥＦ１との差の電圧がＶ／Ｉ変換２２２４により電流に変換される。変換された電流Ｉ_Ｂ１は、電流絶対値変換２２２５により絶対値変換されて電流Ｉ_Ａ１となる。一方、オフセット値設定器２２２２で所定の電圧値がＶ／Ｉ変換２２２６により電流変換されて電流Ｉ_ＯＦＦ１となる。電流Ｉ_Ａ１に電流Ｉ_ＯＦＦ１が加算され、合成電流（Ｉ_Ａ１）＋（Ｉ_ＯＦＦ１）が合成器２２２３の抵抗Ｒ５に流し込まれる。
【００２９】
図５（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、および（Ｄ）は、図４における主要信号の時間的変化を示す模式的な波形図である。図５（Ａ）は、入力端子ＤＩ１における駆動波形信号ＶＩＮ１を図示しており、第１基準電圧ＶＲＥＦ１を中心に実質的に対称になっている。図５（Ｂ）は、電流Ｉ_Ｂ１を図示しており、図５（Ｃ）は、電流Ｉ_Ｂ１を絶対値変換した電流Ｉ_Ａ１、および電流Ｉ_Ａ１に電流Ｉ_ＯＦＦ１を加算した電流（Ｉ_Ａ１）＋（Ｉ_ＯＦＦ１）を図示している。抵抗Ｒ５の両端の電圧は駆動出力追従信号ＶＢ１となり、図５（Ｄ）のようになる。
以上ように構成されたフォーカスドライブ回路で、フォーカス昇降圧型電源２３００の制御出力ＶＣ１を制御する駆動出力追従信号ＶＢ１が生成される。
【００３０】
次に、図３におけるフォーカス昇降圧型電源２３００の実施例１を説明する。
フォーカス昇降圧型電源２３００の実施例１は、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０を含み、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、昇降圧制御回路６０００と昇降圧電圧生成器２３３８を含む。
図６は、昇降圧制御回路６０００の回路図である。
昇降圧制御回路６０００は、電圧比較器６１００とレベルシフト回路６１２０と三角波発生器６１３０とＰＷＭコンパレータ６１４０とＰＷＭコンパレータ６１５０とを含む。電圧比較器６１００は、電圧アンプ６１１０と抵抗ＲＣとコンデンサＣＣとを含む。
昇降圧制御回路６０００の基準電圧入力端子ＶＥＴは、電圧比較器６１００の入力端子を通して、電圧アンプ６１１０の非反転入力端子に接続される。電圧アンプ６１１０の出力端子は、電圧比較器６１００の出力端子とコンデンサＣＣの片端に接続され、コンデンサＣＣの他端は抵抗ＲＣの片端に接続され、抵抗ＲＣの他端は電圧アンプ６１１０の反転入力端子に接続される。
【００３１】
電圧比較器６１００の出力端子は、ＰＷＭコンパレータ６１４０の反転入力端子とレベルシフト回路６１２０の入力端子に接続され、三角波発生器６１３０の出力端子はＰＷＭコンパレータ６１４０の非反転入力端子とＰＷＭコンパレータ６１５０の反転入力端子に接続され、レベルシフト回路６１２０の出力端子はＰＷＭコンパレータ６１５０の非反転入力端子に接続される。ＰＷＭコンパレータ６１４０の出力端子とＰＷＭコンパレータ６１５０の出力端子は、それぞれ昇降圧制御回路６０００の出力端子ＣＭＯ１Ｔと出力端子ＣＭＯ２Ｔに接続される。
【００３２】
また昇降圧制御回路６０００の別の入力端子ＶＣＴは、帰還回路６１６０の入力端子に入力され、帰還回路６１６０の出力端子は、電圧比較器６１００の別の入力端子を通して電圧アンプ６１１０の反転入力端子に接続される。帰還回路６１６０の入力端子は抵抗Ｒｆ２の片端に接続され、抵抗Ｒｆ２の他端は抵抗Ｒｆ１の片端と帰還回路６１６０の出力端子に接続され、抵抗Ｒｆ１の他端は接地される。
【００３３】
図３の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０において、昇降圧電圧生成器２３３８は、降圧スイッチ回路２３３０と、インダクタＬ１と、昇圧スイッチ回路２３３５と、コンデンサＣＳ１を含む。昇降圧制御回路６０００の出力端子ＣＭＯ１Ｔは、昇降圧電圧生成器２３３８に含まれる降圧スイッチ回路２３３０を制御する制御入力端子に接続される。降圧スイッチ回路２３３０は、本実施例ではｐｎｐ型トランジスタで構成されるスイッチ２３３１と回生電流用のダイオード２３３２を含む。スイッチ２３３１のベースは上述した制御入力端子であり、昇降圧制御回路６０００の出力端子ＣＭＯ１Ｔに接続され、エミッタは固定出力（５Ｖ）電源１６１０に接続され、コレクタはアノードが接地されたダイオード２３３２のカソードとインダクタＬ１の片端に接続される。
【００３４】
インダクタＬ１の他端は、昇圧スイッチ回路２３３５に接続される。昇圧スイッチ回路２３３５は、本実施例ではｎｐｎ型トランジスタで構成されるスイッチ２３３６と整流用のダイオード２３３７を含む。スイッチ２３３６のベースは昇圧スイッチ回路２３３５の制御入力端子であり、昇降圧制御回路６０００の出力端子ＣＭＯ２Ｔに接続され、エミッタは接地され、コレクタはインダクタＬ１の他端とダイオード２３３７のアノードに接続される。ダイオード２３３７のカソードは片端が接地された平滑用のコンデンサＣＳ１の他端と、制御出力端子ＤＰ１に接続される。制御出力端子ＤＰ１は、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０およびフォーカス昇降圧型電源２３００の出力端子であり、昇降圧制御回路６０００の入力端子ＶＣＴに接続される。
【００３５】
この昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の動作について、図３、図６に併せて図７、図８の動作波形図も参照しながら説明する。
制御出力端子ＤＰ１における制御出力ＶＣ１は、帰還回路６１６０を通して帰還電圧Ｖｄとして電圧比較器６１００の反転入力端子に入力される。帰還電圧Ｖｄと制御出力ＶＣ１との間には、次の式２の関係が存在する。
Ｖｄ＝（（Ｒｆ１／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２））×ＶＣ１                ・・・・（２）
電圧比較器６１００では、第２基準電圧ＶＥ１と帰還電圧Ｖｄが比較され、その差電圧ＥＡＯがＰＷＭコンパレータ６１４０とレベルシフト回路６１２０に送られる。コンデンサＣＣと抵抗ＲＣは、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の安定動作のため、位相補償する機能を有している。一方三角波発生器６１３０から、最下位電位Ｖｍｉｎ、最上位電位Ｖｍａｘ、振幅Ｖｐｐ（＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）の三角波が、ＰＷＭコンパレータ６１４０、６１５０に送られる。差電圧ＥＡＯは、レベルシフト回路６１２０により三角波の振幅Ｖｐｐだけ電位を下げ、電圧ＬＳＯとしてＰＷＭコンパレータ６１５０に送られる。
【００３６】
ここでは電圧比較器６１００の出力電圧に対して電圧ＬＳＯが振幅Ｖｐｐだけ下げるとしたが、レベルシフト回路をＰＷＭコンパレータ６１４０の入力にも設け、例えば振幅Ｖｐｐの半分だけ電位を上げ、レベルシフト回路６１２０は振幅Ｖｐｐの半分だけ電位を下げるようにしてもよい。またこれら２個のレベルシフト回路のレベルシフト量は、以上の値に限らず、他の最適な値に設定してもよい。
ＰＷＭコンパレータ６１４０、６１５０では、三角波と差電圧ＥＡＯ、電圧ＬＳＯが比較され、その結果が論理値ＣＭＯ１、ＣＭＯ２としてそれぞれ降圧スイッチ回路２３３０、昇圧スイッチ回路２３３５に送られる。
【００３７】
図７は、Ｖｄ≦ＶＥ１の場合の動作波形図である。このときＰＷＭコンパレータ６１４０、６１５０の状態は、図７（Ａ）のようにＶｍｉｎ＜ＬＳＯ＜ＶｍａｘかつＶｍａｘ＜ＥＡＯとなっており、論理値ＣＭＯ１、ＣＭＯ２は、それぞれ図７（Ｂ）、（Ｄ）のようになる。また図８は、ＶＥ１＜Ｖｄの場合の動作波形図である。このときＰＷＭコンパレータ６１４０、６１５０の状態は、図８（Ａ）のようにＬＳＯ＜ＶｍｉｎかつＶｍｉｎ＜ＥＡＯ＜Ｖｍａｘとなっており、論理値ＣＭＯ１、ＣＭＯ２は、それぞれ図８（Ｂ）、（Ｄ）のようになる。
論理値ＣＭＯ１、ＣＭＯ２により、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０が昇圧動作になるか、降圧動作になるかが決まる。
【００３８】
論理値ＣＭＯ１がローのとき、スイッチ２３３１はオンになる。この状態で論理値ＣＭＯ２が三角波の周期に同期してハイ、ローを繰り返すとき、スイッチ２３３６はオン、オフを繰り返す。このときインダクタＬ１の降圧スイッチ回路２３３０側の片端は、固定出力ＰＶＣＣと同電位になり、他端は０Ｖと５Ｖを三角波の周期に同期して繰り返す。他端が０ＶのときインダクタＬ１はエネルギーを蓄え、他端が５ＶのときインダクタＬ１はエネルギーをコンデンサＣＳ１に放出する。すなわち制御出力ＶＣ１は、５Ｖに上述したエネルギーの電圧換算分が加算されるため、昇圧動作となる。
論理値ＣＭＯ２がローのとき、スイッチ２３３６はオフになる。この状態で論理値ＣＭＯ１が三角波の周期に同期してハイ、ローを繰り返すとき、スイッチ２３３１はオフ、オンを繰り返す。このとき降圧スイッチ回路２３３０の出力は、０Ｖと５Ｖを三角波の周期に同期して繰り返す。すなわち制御出力ＶＣ１は、０Ｖの期間の割合分だけ５Ｖから減算されるため、降圧動作となる。
【００３９】
図７（Ｃ）、（Ｅ）、および図８（Ｃ）、（Ｅ）に、それぞれスイッチ２３３１、２３３６の状態を示す。
昇圧、降圧の程度は、ＰＷＭコンパレータ６１４０、６１５０の比較結果に基づき、三角波周期で動作するスイッチ２３３１、２３３６のオン、オフのデューティ比によって決まる。昇圧動作の場合、スイッチ２３３６のオン期間の割合が長くなるほど、昇圧の程度は大きくなる。降圧動作の場合、スイッチ２３３１のオン期間の割合が短くなるほど、降圧の程度は大きくなる。
【００４０】
このように昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、Ｖｄ≦ＶＥ１のとき昇圧動作となり、ＶＥ１＜Ｖｄのとき降圧動作となるため、帰還電圧Ｖｄは第２基準電圧ＶＥ１に実質的に等しくなるように動作する。その結果、制御出力ＶＣ１は、式２から明らかなように、第２基準電圧ＶＥ１に対し次の式３の関係を満たすように収束する。
ＶＣ１＝（（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）／Ｒｆ１）×ＶＥ１                ・・・・（３）
以上のようにして、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、制御出力ＶＣ１に比例し、かつ制御出力ＶＣ１以下の大きさの帰還電圧Ｖｄを生成する帰還回路６１６０と、第２基準電圧ＶＥ１と帰還電圧Ｖｄとを比較し、両電圧差ＥＡＯ、ＬＳＯを生成する電圧比較器６１００と、両電圧差ＥＡＯ、ＬＳＯをＰＷＭ信号ＣＭＯ１、ＣＭＯ２に変換する複数のＰＷＭコンパレータ６１４０、６１５０と、複数のＰＷＭ信号ＣＭＯ１、ＣＭＯ２に基づいて固定出力ＰＶＣＣをスイッチングし、制御出力ＶＣ１に変換する昇降圧電圧生成器２３３８とを含む。昇降圧電圧生成器２３３８は、昇圧スイッチ回路２３３５と、降圧スイッチ回路２３３０と、インダクタＬ１と、コンデンサＣＳ１を備え、制御出力ＶＣ１は、コンデンサＣＳ１の両端から出力される
更に、フォーカス昇降圧型電源２３００内の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、基準電圧入力端子ＶＥＴに第２基準電圧ＶＥ１として駆動出力追従信号ＶＢ１と追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の和の電圧を入力すれば、固定出力ＰＶＣＣを駆動出力追従信号ＶＢ１に基づいて制御し、第２基準電圧ＶＥ１に対応した制御出力ＶＣ１を生成する。駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ以上の大きさの場合、制御出力ＶＣ１は次の式４の関係を満たすように固定出力ＰＶＣＣ以上の大きさに昇圧され、昇圧動作となる。駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ以下の大きさの場合、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣ以下の大きさに降圧され、降圧動作となる。
ＶＣ１＝（（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）／Ｒｆ１）×（ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１）・・・・（４）
【００４１】
更に追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値を適切に選べば、制御出力ＶＣ１の大きさは、駆動出力よりも若干大きめにすることができる。また駆動出力追従信号ＶＢ１が駆動波形信号ＶＩＮ１に応じて変化すると、追従して制御出力ＶＣ１も変化する。
図３の降圧スイッチ回路２３３０を構成するスイッチ２３３１とダイオード２３３２は、２つのＭＯＳパワートランジスタに置き換え、この２つのＭＯＳパワートランジスタを同期整流方式で動作させるように構成してもよい。また、昇圧スイッチ回路２３３５を構成するスイッチ２３３６とダイオード２３３７についても、２つのＭＯＳパワートランジスタに置き換え、この２つのＭＯＳパワートランジスタを同期整流方式で動作させるように構成してもよい。この場合昇降圧制御回路６０００は、これらの同期整流方式のＭＯＳパワートランジスタを、上述の説明のように制御する構成となっているものとする。
またスイッチ２３３１およびスイッチ２３３６について、それぞれＰチャンネルＭＯＳトランジスタおよびＮチャンネルＭＯＳトランジスタに置き換え、ＭＯＳスイッチによる切り替え動作を行ってもよい。
【００４２】
図９は、図３に記載の各主要信号の動作波形図である。図９（Ａ）は駆動波形信号ＶＩＮ１、第１基準電圧ＶＲＥＦ１、および駆動出力追従信号ＶＢ１について、図９（Ｂ）は制御出力ＶＣ１、および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−について、昇圧動作期間ＴＶＵと降圧動作期間ＴＶＤに分けて示している。図９の縦軸は電圧を表すが、電流を表すとして、これら各信号をすべて電流値で表してもよい。  図９（Ａ）において駆動出力追従信号ＶＢ１は、上述の構成から明らかなように、第１基準電圧ＶＲＥＦ１を中心として駆動波形信号ＶＩＮ１の絶対値を取り、所定の電圧を加えた波形として表される。昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の基準電圧入力端子ＶＥＴの第２基準電圧ＶＥ１は、（ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１）となる。
【００４３】
図９（Ｂ）において、第２基準電圧ＶＥ１に追従する制御出力ＶＣ１は、式４として表される。制御出力ＶＣ１の波形は、駆動出力生成素子により平衡型で出力される駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の最大値に沿った、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−よりも若干大きめの波形となる。ここで、制御出力ＶＣ１の波形が、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−よりも若干大きめの波形とは、次の意味を有する。一つの観点によれば、制御出力ＶＣ１の波形は、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の最大値近傍において、図９Ｂのように、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−より大きく、かつその波形に大略相似形ということである。このように、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、駆動出力生成素子が生成する駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−に悪影響を与えずに、最小限の値に下げることができる。
昇圧動作期間ＴＶＵにおいては、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣから昇圧されているが、１０Ｖ電源をそのまま駆動出力生成素子に供給する場合に比べて、１０Ｖ電源からの差分電圧Ｄ１０Ｖだけ、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えられる。降圧動作期間ＴＶＤにおいては、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣから降圧されており、５Ｖ電源をそのまま駆動出力生成素子に供給する場合に比べて、５Ｖ電源からの差分電圧Ｄ５Ｖだけ、あるいは５Ｖ電源の代わりに１０Ｖ電源を使用する場合には、１０Ｖ電源からの差分電圧Ｄ１０Ｖだけ、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えられる。
【００４４】
（フォーカスドライブ回路の実施例２）
図１０は、図１の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路２２００の実施例２の詳細なブロック図である。本実施例のフォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０および駆動出力部２２３０が含まれる。駆動出力部２２３０には、リニア駆動方式の４個の駆動出力生成素子、本実施例ではＮチャンネルＭＯＳトランジスタ、を備えたＨブリッジと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートを駆動するレベルシフト２２３３、２２３４と、固定出力ＰＶＣＣを用いてレベルシフト２２３３、２２３４に電源供給をするためのチャージポンプ２２３５が含まれる。
【００４５】
ＶＢ制御生成器２２２０には最大値検出器２２２７が含まれ、最大値検出器２２２７出力の駆動出力追従信号ＶＢ１が、フォーカス昇降圧型電源２３００に供給される。この駆動出力追従信号ＶＢ１により制御出力ＶＣ１が制御される。
上述したＨブリッジには、上段のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、および下段のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４が含まれる。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のソース端子とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３のドレイン端子の接続点、およびＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２のソース端子とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ４のドレイン端子の接続点の２個の接続点が、それぞれ駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−であり、その２個の駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−からそれぞれ駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子にそれぞれ供給される。
【００４６】
図１１は、図１０における最大値検出器２２２７の回路図である。図１１において、図１０の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−からそれぞれ順方向ダイオード電圧だけ高い電圧ＶＭＡ、ＶＭＢが検出され、これら電圧ＶＭＡ、ＶＭＢがそれぞれトランジスタＴ９Ａ、Ｔ９Ｂに入力される。トランジスタＴ９Ａ、Ｔ９Ｂのベース端子は抵抗Ｒ９Ｃを通して共通に接地されているため、電圧ＶＭＡと電圧ＶＭＢが比較され、これらの電圧の最大値、すなわち大きい方の電圧が駆動出力追従信号ＶＢ１としてフォーカス昇降圧型電源２３００に出力される。駆動出力追従信号ＶＢ１は、これらの２つの電圧ＶＭＡ、ＶＭＢを包み込んだ、両電圧の最大値に実質的に等しい信号波形となる。
【００４７】
以上のようにフォーカス昇降圧型電源２３００の制御出力ＶＣ１は、フォーカスドライブ回路の駆動出力生成素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の電源電圧であるので、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子（本実施例ではＮチャンネルＭＯＳトランジスタ）の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるために必要な電流を供給できる。
【００４８】
（フォーカスドライブ回路の実施例３）
図１２は、図１の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路２２００の実施例３の詳細なブロック図である。本実施例のフォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０および駆動出力部２２３０が含まれる。駆動出力部２２３０では、駆動出力生成素子のｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が、リニア駆動方式のＨブリッジ構成で使用される。またＶＢ制御生成器２２２０には最大値検出器２２２８が含まれ、最大値検出器２２２８出力の駆動出力追従信号ＶＢ１がフォーカス昇降圧型電源２３００に供給される。この駆動出力追従信号ＶＢ１により制御出力ＶＣ１が制御される。
【００４９】
上述したＨブリッジには、上段のｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２、および下段のｎｐｎトランジスタＱ３、Ｑ４が含まれる。ｎｐｎトランジスタＱ１のエミッタ端子とｎｐｎトランジスタＱ３のコレクタ端子の接続点、およびｎｐｎトランジスタＱ２のエミッタ端子とｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ端子の接続点の２個の接続点が、それぞれ駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−であり、その２個の駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−からそれぞれ駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子にそれぞれ供給される。
図１２におけるＱ１のベース電圧ＶＱ１Ｂは、駆動出力ＶＯ１＋からＱ１のベース・エミッタ間電圧だけ高くなり、同様にＱ２のベース電圧ＶＱ２Ｂは駆動出力ＶＯ１−からＱ２のベース・エミッタ間電圧だけ高くなる。
【００５０】
図１３は、図１２における最大値検出器２２２８の回路図である。図１１の最大値検出器２２２７の後段と同様な構成であり、図１２の電圧ＶＱ１Ｂ、ＶＱ２Ｂが、それぞれ図１３のトランジスタＴ１０Ａ、Ｔ１０Ｂのエミッタ端子電圧Ｖ１１Ａ、Ｖ１１Ｂとして入力される。トランジスタＴ１０Ａ、Ｔ１０Ｂのベース端子は抵抗Ｒ１０を通して共通に接地されているため、電圧Ｖ１１Ａと電圧Ｖ１１Ｂが比較され、これらの電圧の最大値、すなわち大きい方の電圧がコレクタ電圧Ｖ１１Ｃとして出力される。このコレクタ電圧Ｖ１１Ｃが図１２の駆動出力追従信号ＶＢ１であり、フォーカス昇降圧型電源２３００に出力される。駆動出力追従信号ＶＢ１は、図１２の２つの電圧ＶＱ１Ｂ、ＶＱ２Ｂを包み込んだ、両電圧の最大値に実質的に等しい信号波形となる。
【００５１】
以上のように図１０の実施例２と同様に、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子（本実施例ではｎｐｎトランジスタ）の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるために必要な電流を供給できる。
【００５２】
ここで図３、図１０、図１２にそれぞれ示した、フォーカスドライブ回路の実施例１、２、３の特徴を比較する。実施例１は、駆動出力追従信号ＶＢ１の生成がオープンループである。それに対し実施例２と３は、共に制御すべき駆動出力部２２３０からのフィードバックにより駆動出力追従信号ＶＢ１を生成しており、クローズドループになっている。一方、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じて、高い応答性でフォーカスアクチュエータ２１００を駆動するには、サーボ回路５２００からの事前の情報や、要求されるフォーカスドライブ回路２２００の供給電源の特性をなるべく早い時点で察知する必要がある。このような観点から考えると、実施例１が実施例２および３より、応答性よく駆動出力追従信号ＶＢ１の検出ができる。実施例３は、駆動出力生成素子のベース端子から検出しており、実施例２の駆動出力生成素子の駆動出力を検出するより、幾分早く駆動出力追従信号ＶＢ１を検出できる。
【００５３】
以上のように第１の実施の形態では、リニア駆動方式の駆動出力生成素子が採用されている。これにより不要な高周波ノイズを発生せず、実装が困難で微調が必要な特別の電磁シールド対策も不要であり、安定的なフォーカス動作が得られ、再生誤り率も向上する。
またフォーカス昇降圧型電源２３００を備えることにより、固定出力ＰＶＣＣより大きい制御出力ＶＣ１が供給可能になる。これにより大きな駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−を必要とするときには、フォーカスドライブ回路２２００の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上するため、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなり、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。
【００５４】
更にこのように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の波形に沿った必要最小限の制御出力ＶＣ１を用いて駆動出力を生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動出力生成素子の発熱も問題となることがない。
逆に小さな駆動出力で十分なときには、制御出力ＶＣ１も小さくなり、消費電力は更に低減される。
このように駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が固定出力ＰＶＣＣより大きくても小さくても、昇圧動作と降圧動作の自動的な切り替えにより制御出力ＶＣ１は駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の波形に沿った最小限の値に設定可能であり、固定出力ＰＶＣＣの値に影響されずに、フォーカスアクチュエータ２１００に必要な駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−を最小限の消費電力で供給できる。
以上のようにして、消費電力の低減と使い勝手の向上というトレード・オフの問題は解決される。
【００５５】
以上、第１の実施の形態について、図１のフォーカス部２０００を中心に説明したが、トラッキング部３０００についても、フォーカス部２０００と同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
またフォーカス部２０００あるいはトラッキング部３０００と同様な構成が更に１個以上ある場合にも、同様な構成および動作により、同様な効果が得られる。
【００５６】
（第２の実施の形態）
図１４は、第２の実施の形態における駆動装置のブロック図である。図１５は、図１４の第２の実施の形態におけるドライブ回路４２００に関する詳細なブロック図である。図１４の第２の実施の形態が図１の第１の実施の形態と異なっている点は、フォーカスおよびトラッキング昇降圧型電源２３００、３３００が１個になって昇降圧型電源４３００となること、およびフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００が１個になってドライブ回路４２００となることである。昇降圧型電源４３００については、図１の第１の実施の形態の場合、フォーカス部２０００とトラッキング部３０００のそれぞれに同様な構成のものが１個ずつ存在していたが、図１４の第２の実施の形態の場合は全体で１個に済ませている。したがって、フォーカスおよびトラッキング昇降圧型電源２３００、３３００と昇降圧型電源４３００の３つの構成、動作および効果は同様である。昇降圧型電源４３００には、フォーカス昇降圧型電源２３００の追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１と同じ構成、同じ動作により、同じ効果が得られる追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦが含まれる。
【００５７】
図１５に示すようにドライブ回路４２００については、基本的には図１の第１の実施の形態と同様にフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００を有している。これらフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００の実施例は、図３のフォーカスドライブ回路の実施例１、図１０のフォーカスドライブ回路の実施例２および図１２のフォーカスドライブ回路の実施例３として記した通りである。
駆動出力追従信号に関しては、図１５におけるフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００内にそれぞれＶＢ制御生成器２２２０がある。これら２個のＶＢ制御生成器２２２０は、それぞれ副駆動出力追従信号ＶＢ１、ＶＢ２を生成する。ＶＢ制御生成器２２２００の具体例である最大値検出器２２２８は、既に説明済みの図１３の構成しており、副駆動出力追従信号ＶＢ１、ＶＢ２の両者の最大値、すなわち大きい方の電圧が駆動出力追従信号ＶＢとして昇降圧型電源４３００に出力される。駆動出力追従信号ＶＢは、これらの２つの副駆動出力追従信号ＶＢ１、ＶＢ２を包み込んだ、両信号の最大値に実質的に等しい信号波形となる。
【００５８】
以上のように昇降圧型電源４３００の制御出力ＶＣは、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００に含まれる駆動出力生成素子の電源電圧であるので、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦの値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００を駆動させるために必要な電流を供給できる。
ここで第２の実施の形態において、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００内の２個のＶＢ制御生成器２２２０は、副駆動出力追従信号生成手段と呼び、ＶＢ制御生成器２２２００は包み込み手段と呼ぶ。
【００５９】
以上のように第２の実施の形態では昇降圧型電源４３００を備えることにより、固定出力ＰＶＣＣより大きい制御出力ＶＣが供給可能になる。これにより大きな駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−を必要とするときには、ドライブ回路４２００の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上するため、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなり、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。
【００６０】
更にこのように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−の波形に沿った必要最小限の制御出力ＶＣを用いて駆動出力を生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動出力生成素子の発熱も問題となることがない。
逆に小さな駆動出力で十分なときには、制御出力ＶＣも小さくなり、消費電力は更に低減される。
このように駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−が固定出力ＰＶＣＣより大きくても小さくても、昇圧動作と降圧動作の自動的な切り替えにより制御出力ＶＣは駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−の波形に沿った最小限の値に設定可能であり、固定出力ＰＶＣＣの値に影響されずに、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００に必要な駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−を最小限の消費電力で供給できる。
【００６１】
また第２の実施の形態では、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００に供給する制御出力ＶＣを生成する電源として、昇降圧型電源４３００が１個で済むため、構成が簡単になり低コスト化が達成される。
以上のようにして、消費電力の低減と使い勝手の向上というトレード・オフの問題は解決される。
【００６２】
（第３の実施の形態）
第１の実施の形態および第２の実施の形態では、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００に制御出力ＶＣ１、ＶＣ２を供給する電源として、フォーカスおよびトラッキング昇降圧型電源２３００、３３００、あるいは昇降圧型電源４３００を使用した。第３の実施の形態および第４の実施の形態では、フォーカスおよびトラッキング昇圧型電源２３００Ａ、３３００Ａ、あるいは昇圧型電源４３００Ａを使用する。
【００６３】
図１６は、第３の実施の形態における駆動装置のブロック図である。
図１６における第３の実施の形態の構成が、図１における第１の実施の形態の構成と異なる点は、フォーカス部２０００およびトラッキング部３０００の代わりに、フォーカス部２０００Ａおよびトラッキング部３０００Ａが使用されていること、またその中に含まれるフォーカスおよびトラッキング昇降圧型電源２３００、３３００の代わりに、フォーカスおよびトラッキング昇圧型電源２３００Ａ、３３００Ａが使用されていることである。したがって第３の実施の形態では、特にフォーカスおよびトラッキング昇圧型電源２３００Ａ、３３００Ａに関係するところについて、説明する。またフォーカス部２０００Ａを中心に説明するが、トラッキング部３０００Ａにおいても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
【００６４】
ここで、図２５による本発明の概要と図１６における第３の実施の形態との対応関係を説明すると、可動型ヘッドは光ピックアップ１３００、アクチュエータはフォーカスアクチュエータ２１００とトラッキングアクチュエータ３１００、駆動出力生成手段はフォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００とサーボ回路５２００、駆動出力追従信号生成手段はフォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００にそれぞれ含まれるＶＢ制御生成器２２２０、固定出力生成手段は固定出力（５Ｖ）電源１６１０、昇圧型制御出力生成手段はフォーカス昇圧型電源２３００Ａとトラッキング昇圧型電源３３００Ａ、にそれぞれ対応している。
また駆動出力生成手段には、例としてフォーカス駆動出力生成手段とトラッキング駆動出力生成手段があるが、フォーカス駆動出力生成手段はフォーカスドライブ回路２２００とサーボ回路５２００、トラッキング駆動出力生成手段はトラッキングドライブ回路３２００とサーボ回路５２００、にそれぞれ対応している。
【００６５】
図１７は、第３の実施の形態のフォーカス昇圧型電源２３００Ａによる制御出力ＶＣ１と、フォーカスドライブ回路２２００の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−との関係図である。縦軸は制御出力ＶＣ１、横軸は駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−である。縦軸、横軸はともに電圧を表し、制御出力ＶＣ１、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、および固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）は、すべて電圧値で表す。なお、縦軸、横軸はともに電流を表し、これら制御出力ＶＣ１、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、および固定出力ＰＶＣＣを、すべて電流値で表してもよい。図１７から明らかなように、フォーカスドライブ回路２２００の駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）以上の大きさの場合、固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）からＤ５ＶＵ分だけ昇圧された制御出力ＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に供給され、フォーカス昇圧型電源２３００Ａは昇圧動作となる。フォーカスドライブ回路２２００の駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）以下の大きさの場合、固定出力ＰＶＣＣ（５Ｖ）に実質的に等しい大きさの制御出力ＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に供給され、フォーカス昇圧型電源２３００Ａは固定出力動作となる。
【００６６】
ここで固定出力ＰＶＣＣは、例えば出力電圧が５Ｖの固定出力（５Ｖ）電源１６１０から供給されるとしたが、フォーカスドライブ回路２２００の求められる最大の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−を生成可能であれば、さらなる低消費電力化のために、出力電圧が３．３Ｖである３．３Ｖ電源１６３０を固定出力電源としてもよい。固定出力電源はこれら５Ｖや３．３Ｖに限定されるものではなく、最適の別の電圧にしてもよい。
以上ではフォーカス部２０００Ａを中心に説明したが、トラッキング部３０００Ａにおいても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
【００６７】
（フォーカス昇圧型電源の実施例１）
図１８は、第３の実施の形態におけるフォーカス昇圧型電源２３００Ａの実施例１の詳細なブロック図である。フォーカス昇圧型電源２３００Ａの実施例１は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａを含み、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａは、昇圧制御回路６０００Ａと昇圧電圧生成器２３３８Ａを含む。
図１９は、昇圧制御回路６０００Ａの回路図である。昇圧制御回路６０００Ａは、電圧比較器６１００Ａと三角波発生器６１３０ＡとＰＷＭコンパレータ６１５０Ａとを含む。電圧比較器６１００Ａは、電圧アンプ６１１０Ａと抵抗ＲＣＡとコンデンサＣＣＡとを含む。
【００６８】
昇圧制御回路６０００Ａの基準電圧入力端子ＶＥＴＡは、電圧比較器６１００Ａの入力端子を通して、電圧アンプ６１１０Ａの非反転入力端子に接続される。電圧アンプ６１１０Ａの出力端子は、電圧比較器６１００Ａの出力端子とコンデンサＣＣＡの片端に接続され、コンデンサＣＣＡの他端は抵抗ＲＣＡの片端に接続され、抵抗ＲＣＡの他端は電圧アンプ６１１０Ａの反転入力端子に接続される。電圧比較器６１００Ａの出力端子は、ＰＷＭコンパレータ６１５０Ａの非反転入力端子に接続され、三角波発生器６１３０Ａの出力端子はＰＷＭコンパレータ６１５０Ａの反転入力端子に接続され、ＰＷＭコンパレータ６１５０Ａの出力端子は、出力端子ＣＭＯＴＡに接続される。
【００６９】
また昇圧制御回路６０００Ａの別の入力端子ＶＣＴＡは、帰還回路６１６０Ａの入力端子に入力され、帰還回路６１６０Ａの出力端子は、電圧比較器６１００Ａの別の入力端子を通して電圧アンプ６１１０Ａの反転入力端子に接続される。帰還回路６１６０Ａの入力端子は抵抗Ｒｆ２Ａの片端に接続され、抵抗Ｒｆ２Ａの他端は抵抗Ｒｆ１Ａの片端と帰還回路６１６０Ａの出力端子に接続され、抵抗Ｒｆ１Ａの他端は接地される。
【００７０】
図１８の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａにおいて、昇圧電圧生成器２３３８Ａは、インダクタＬ１Ａと、昇圧スイッチ回路２３３５Ａと、コンデンサＣＳ１Ａを含む。昇圧制御回路６０００Ａの出力端子ＣＭＯＴＡは、昇圧電圧生成器２３３８Ａに含まれる昇圧スイッチ回路２３３５Ａを制御する制御入力端子に接続される。昇圧スイッチ回路２３３５Ａは、本実施例ではｎｐｎ型トランジスタで構成されるスイッチ２３３６Ａと整流用のダイオード２３３７Ａを含む。スイッチ２３３６Ａのベースは上述した制御入力端子であり、昇圧制御回路６０００Ａの出力端子ＣＭＯＴＡに接続され、エミッタは接地され、コレクタはインダクタＬ１Ａの片端とダイオード２３３７Ａのアノードに接続される。インダクタＬ１Ａの他端は固定出力（５Ｖ）電源１６１０に接続され、ダイオード２３３７Ａのカソードは、片端が接地された平滑用のコンデンサＣＳ１Ａの他端と、制御出力端子ＤＰ１Ａに接続される。制御出力端子ＤＰ１Ａは、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａおよびフォーカス昇圧型電源２３００Ａの出力端子であり、昇圧制御回路６０００Ａの入力端子ＶＣＴＡに接続される。
【００７１】
この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａの動作について、図１８、図１９に併せて図２０、図２１の動作波形図も参照しながら説明する。
制御出力端子ＤＰ１Ａにおける制御出力ＶＣ１は、帰還回路６１６０Ａを通して帰還電圧Ｖｄとして電圧比較器６１００Ａの反転入力端子に入力される。帰還電圧Ｖｄと制御出力ＶＣ１との間には、次の式５の関係が存在する。
Ｖｄ＝（（Ｒｆ１Ａ／（Ｒｆ１Ａ＋Ｒｆ２Ａ））×ＶＣ１          ・・・・（５）
【００７２】
電圧比較器６１００Ａでは、第２基準電圧ＶＥ１と帰還電圧Ｖｄが比較され、その差電圧ＥＡＯがＰＷＭコンパレータ６１５０Ａに送られる。コンデンサＣＣＡと抵抗ＲＣＡは、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａの安定動作のため、位相補償する機能を有している。一方三角波発生器６１３０Ａから、最下位電位Ｖｍｉｎ、最上位電位Ｖｍａｘ、振幅Ｖｐｐ（＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）の三角波が、ＰＷＭコンパレータ６１５０Ａに送られる。
ＰＷＭコンパレータ６１５０Ａでは、三角波と差電圧ＥＡＯが比較され、その結果が論理値ＣＭＯとして昇圧スイッチ回路２３３５Ａに送られる。
【００７３】
図２０は、Ｖｄ≦ＶＥ１の場合の動作波形図である。このときＰＷＭコンパレータ６１５０Ａの状態は、図２０（Ａ）のようにＶｍｉｎ＜ＥＡＯ＜Ｖｍａｘとなっており、論理値ＣＭＯは図２０（Ｂ）のようになる。また図２１は、ＶＥ１＜Ｖｄの場合の動作波形図である。このときＰＷＭコンパレータ６１５０Ａの状態は、図２１（Ａ）のようにＥＡＯ＜Ｖｍｉｎとなっており、論理値ＣＭＯは図２１（Ｂ）のようになる。
論理値ＣＭＯにより、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａが昇圧動作になるか、固定出力動作になるかが決まる。
【００７４】
論理値ＣＭＯが三角波の周期に同期してハイ、ローを繰り返すとき、スイッチ２３３６Ａはオン、オフを繰り返す。このときインダクタＬ１Ａの片端は、固定出力ＰＶＣＣと同電位になり、他端は０Ｖと５Ｖを三角波の周期に同期して繰り返す。他端が０ＶのときインダクタＬ１Ａはエネルギーを蓄え、他端が５ＶのときインダクタＬ１ＡはエネルギーをコンデンサＣＳ１Ａに放出する。すなわち制御出力ＶＣ１は、５Ｖに上述したエネルギーの電圧換算分が加算されるため、昇圧動作となる。
論理値ＣＭＯがローのとき、スイッチ２３３６Ａはオフになる。すなわち制御出力ＶＣ１は、固定出力ＰＶＣＣから、ダイオード２３３７Ａの順方向電圧やインダクタＬ１Ａにおける直列抵抗の電圧降下分等を差し引いた電圧になり、固定出力ＰＶＣＣに実質的に等しい固定出力動作となる。
【００７５】
図２０（Ｃ）および図２１（Ｃ）に、スイッチ２３３６Ａの状態を示す。
昇圧の程度は、ＰＷＭコンパレータ６１５０Ａの比較結果に基づき、三角波周期で動作するスイッチ２３３６Ａのオン、オフのデューティ比によって決まる。スイッチ２３３６Ａのオン期間の割合が長くなるほど、昇圧の程度は大きくなる。
このように昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａは、Ｖｄ≦ＶＥ１のとき昇圧動作となり、ＶＥ１＜Ｖｄのとき固定出力動作となるため、帰還電圧Ｖｄは第２基準電圧ＶＥ１に実質的に等しくなるように動作する。その結果、制御出力ＶＣ１は、式５から明らかなように、第２基準電圧ＶＥ１に対し次の式６の関係を満たすように収束する。
ＶＣ１＝（（Ｒｆ１Ａ＋Ｒｆ２Ａ）／Ｒｆ１Ａ）×ＶＥ１          ・・・・（６）
【００７６】
以上のようにして、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａは、制御出力ＶＣ１に比例し、かつ制御出力ＶＣ１以下の大きさの帰還電圧Ｖｄを生成する帰還回路６１６０Ａと、第２基準電圧ＶＥ１と帰還電圧Ｖｄとを比較し、両電圧差ＥＡＯを生成する電圧比較器６１００Ａと、両電圧差ＥＡＯをＰＷＭ信号ＣＭＯに変換するＰＷＭコンパレータ６１５０Ａと、ＰＷＭ信号ＣＭＯに基づいて固定出力ＰＶＣＣをスイッチングし、制御出力ＶＣ１に変換する昇圧電圧生成器２３３８Ａとを含む。昇圧電圧生成器２３３８Ａは、昇圧スイッチ回路２３３５Ａと、インダクタＬ１Ａと、コンデンサＣＳ１Ａを備え、制御出力ＶＣ１は、コンデンサＣＳ１Ａの両端から出力される。
更に、フォーカス昇圧型電源２３００Ａ内の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａは、基準電圧入力端子ＶＥＴＡに第２基準電圧ＶＥ１として駆動出力追従信号ＶＢ１と追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１Ａの和の電圧を入力すれば、固定出力ＰＶＣＣを駆動出力追従信号ＶＢ１に基づいて制御し、第２基準電圧ＶＥ１に対応した制御出力ＶＣ１を生成する。駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ以上の大きさの場合、制御出力ＶＣ１は次の式７の関係を満たすように固定出力ＰＶＣＣ以上の大きさに昇圧され、昇圧動作となる。駆動出力が固定出力ＰＶＣＣ以下の大きさの場合、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣに実質的に等しい大きさになり、固定出力動作となる。ここで第２基準電圧ＶＥ１に対応した制御出力ＶＣ１の生成には、昇圧動作と固定出力動作の両方が含まれる。
ＶＣ１＝（（Ｒｆ１Ａ＋Ｒｆ２Ａ）／Ｒｆ１Ａ）×（ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１Ａ）
・・・・（７）
更に追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１Ａの値を適切に選べば、制御出力ＶＣ１の大きさは、駆動出力よりも若干大きめにすることができる。また駆動出力追従信号ＶＢ１が駆動波形信号ＶＩＮ１に応じて変化すると、追従して制御出力ＶＣ１も変化する。
【００７７】
図１８の昇圧スイッチ回路２３３５Ａを構成するスイッチ２３３６Ａとダイオード２３３７Ａについても、２つのＭＯＳパワートランジスタに置き換え、この２つのＭＯＳパワートランジスタを同期整流方式で動作させるように構成してもよい。この場合昇圧制御回路６０００Ａは、これらの同期整流方式のＭＯＳパワートランジスタを、上述の説明のように制御する構成となっているものとする。
またスイッチ２３３６Ａについて、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタに置き換え、ＭＯＳスイッチによる切り替え動作を行ってもよい。
【００７８】
図２２は、図１８、図１６、図３に記載の各信号の動作波形図である。図２２（Ａ）は駆動波形信号ＶＩＮ１、第１基準電圧ＶＲＥＦ１、および駆動出力追従信号ＶＢ１について、図２２（Ｂ）は制御出力ＶＣ１、および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−について、昇圧動作期間ＴＶＵと固定出力動作期間ＴＶＰに分けて示している。図２２の縦軸は電圧を表すが、電流を表すとして、これら各信号をすべて電流値で表してもよい。
図２２（Ａ）において駆動出力追従信号ＶＢ１は、上述の構成から明らかなように、第１基準電圧ＶＲＥＦ１を中心として駆動波形信号ＶＩＮ１の絶対値を取り、所定の電圧を加えた波形として表される。昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０Ａの基準電圧入力端子ＶＥＴＡの第２基準電圧ＶＥ１は、（ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１Ａ）となる。
【００７９】
図２２（Ｂ）において、第２基準電圧ＶＥ１に追従する制御出力ＶＣ１は、式７として表される。制御出力ＶＣ１の波形は、駆動出力生成素子により平衡型で出力される駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の最大値に沿った、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−よりも若干大きめの波形となる。ここで、制御出力ＶＣ１の波形が、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−よりも若干大きめの波形とは、次の意味を有する。一つの観点によれば、制御出力ＶＣ１の波形は、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の最大値近傍において、図２２Ｂのように、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−より大きく、かつその波形に大略相似形ということである。このように、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１Ａの値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、駆動出力生成素子が生成する駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−に悪影響を与えずに、最小限の値に下げることができる。
昇圧動作期間ＴＶＵにおいては、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣから昇圧されているが、１０Ｖ電源をそのまま駆動出力生成素子に供給する場合に比べて、１０Ｖ電源からの差分電圧Ｄ１０Ｖだけ、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えられる。固定出力動作期間ＴＶＰにおいては、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣに実質的に等しくなる。
【００８０】
以上のように第３の実施の形態では、リニア駆動方式の駆動出力生成素子が採用されている。これにより不要な高周波ノイズを発生せず、実装が困難で微調が必要な特別の電磁シールド対策も不要であり、安定的なフォーカス動作が得られ、再生誤り率も向上する。
またフォーカス昇圧型電源２３００Ａを備えることにより、固定出力ＰＶＣＣより大きい制御出力ＶＣ１が供給可能になる。これにより大きな駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−を必要とするときには、フォーカスドライブ回路２２００の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上するため、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなり、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。
【００８１】
更にこのように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の波形に沿った必要最小限の制御出力ＶＣ１を用いて駆動出力を生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動出力生成素子の発熱も問題となることがない。
逆に小さな駆動出力で十分なときには、制御出力ＶＣ１は固定出力ＰＶＣＣに実質的に等しくなり、固定出力ＰＶＣＣに対応する消費電力で済む。
【００８２】
このように駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が固定出力ＰＶＣＣより大きくても小さくても、昇圧動作と固定出力動作の自動的な切り替えにより制御出力ＶＣ１は駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の波形に沿った最小限の値に設定可能であり、フォーカスアクチュエータ２１００に必要な駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−を最小限の消費電力で供給できる。
以上のようにして、消費電力の低減と使い勝手の向上というトレード・オフの問題は解決される。
【００８３】
以上、第３の実施の形態について、図１６のフォーカス部２０００Ａを中心に説明したが、トラッキング部３０００Ａについても、フォーカス部２０００Ａと同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
またフォーカス部２０００Ａあるいはトラッキング部３０００Ａと同様な構成が更に１個以上ある場合にも、同様な構成および動作により、同様な効果が得られる。
【００８４】
（第４の実施の形態）
図２３は、第４の実施の形態における駆動装置のブロック図である。図２４は、図２３の第３の実施の形態におけるドライブ回路４２００に関する詳細なブロック図である。図２３の第４の実施の形態が図１６の第３の実施の形態と異なっている点は、フォーカスおよびトラッキング昇圧型電源２３００Ａ、３３００Ａが１個になって昇圧型電源４３００Ａとなること、およびフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００が１個になってドライブ回路４２００となることである。昇圧型電源４３００Ａについては、図１６の第３の実施の形態の場合、フォーカス部２０００Ａとトラッキング部３０００Ａのそれぞれに同様な構成のものが１個ずつ存在していたが、図２３の第４の実施の形態の場合は全体で１個に済ませている。したがって、フォーカスおよびトラッキング昇圧型電源２３００Ａ、３３００Ａと昇圧型電源４３００Ａの３つの構成、動作および効果は同様である。昇圧型電源４３００Ａには、フォーカス昇圧型電源２３００Ａの追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１Ａと同じ構成、同じ動作により、同じ効果が得られる追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦＡが含まれる。
【００８５】
図２４に示すようにドライブ回路４２００については、基本的には図１６の第３の実施の形態と同様にフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００を有している。これらフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００の実施例は、図３のフォーカスドライブ回路の実施例１、図１０のフォーカスドライブ回路の実施例２および図１２のフォーカスドライブ回路の実施例３として記した通りである。
駆動出力追従信号に関しては、図２３におけるフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００内にそれぞれＶＢ制御生成器２２２０がある。これら２個のＶＢ制御生成器２２２０は、それぞれ副駆動出力追従信号ＶＢ１、ＶＢ２を生成する。ＶＢ制御生成器２２２００の具体例である最大値検出器２２２８は、既に説明済みの図１３の構成しており、副駆動出力追従信号ＶＢ１、ＶＢ２の両者の最大値、すなわち大きい方の電圧が駆動出力追従信号ＶＢとして昇圧型電源４３００Ａに出力される。駆動出力追従信号ＶＢは、これらの２つの副駆動出力追従信号ＶＢ１、ＶＢ２を包み込んだ、両信号の最大値に実質的に等しい信号波形となる。
【００８６】
以上のように昇圧型電源４３００Ａの制御出力ＶＣは、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００に含まれる駆動出力生成素子の電源電圧であるので、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦＡの値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００を駆動させるために必要な電流を供給できる。
ここで第４の実施の形態において、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００内の２個のＶＢ制御生成器２２２０は、副駆動出力追従信号生成手段と呼び、ＶＢ制御生成器２２２００は包み込み手段と呼ぶ。
【００８７】
以上のように第４の実施の形態では昇圧型電源４３００Ａを備えることにより、固定出力ＰＶＣＣより大きい制御出力ＶＣが供給可能になる。これにより大きな駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−を必要とするときには、ドライブ回路４２００の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上するため、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなり、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。
【００８８】
更にこのように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−の波形に沿った必要最小限の制御出力ＶＣを用いて駆動出力を生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動出力生成素子の発熱も問題となることがない。
逆に小さな駆動出力で十分なときには、制御出力ＶＣは固定出力ＰＶＣＣに実質的に等しくなり、固定出力ＰＶＣＣに対応する消費電力で済む。
【００８９】
このように駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−が固定出力ＰＶＣＣより大きくても小さくても、昇圧動作と固定出力動作の自動的な切り替えにより制御出力ＶＣは駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−の波形に沿った最小限の値に設定可能であり、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００に必要な駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−、ＶＯ２＋、ＶＯ２−を最小限の消費電力で供給できる。
【００９０】
また第４の実施の形態では、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００に供給する制御出力ＶＣを生成する電源として、昇降圧型電源４３００が１個で済むため、構成が簡単になり低コスト化が達成される。
以上のようにして、消費電力の低減と使い勝手の向上というトレード・オフの問題は解決される。
【００９１】
尚、以上の発明を実施するための最良の形態では、本発明の基本部分である制御出力の生成について、駆動出力よりも若干大きめとしている。フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００が必要とする駆動出力に対して、最も低消費電力化が可能な最適条件は、駆動出力の最大値の波形の時間的経過に対して、駆動出力生成素子で発生する損失分を実質的に一定に上乗せしたものである。しかしながら実際の様々な形態の駆動装置においては、コストとの関係から簡易に実現するため、駆動出力の最大値の波形よりなだらかな凹凸にする場合がある。この場合でも上述した最適条件よりも消費電力は幾分大きくなるが、本発明の目的を十分に達成できる。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明は、駆動装置に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】第１の実施の形態における駆動装置のブロック図。
【図２】第１の実施の形態における制御出力と駆動出力の関係図。
【図３】第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例１およびフォーカス昇降圧型電源の実施例１の詳細なブロック図。
【図４】第１の実施の形態におけるＶＢ制御生成器の詳細なブロック図。
【図５】図４における主要信号の時間的変化を模式的に表す波形（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、および（Ｄ）を示す波形図。
【図６】第１の実施の形態における昇降圧制御回路の回路図。
【図７】第１の実施の形態におけるフォーカス昇降圧型電源の動作波形図。
【図８】第１の実施の形態におけるフォーカス昇降圧型電源の動作波形図。
【図９】図３における主要信号の動作波形図。
【図１０】第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例２の詳細なブロック図。
【図１１】図１０における最大値検出器の回路図。
【図１２】第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例３の詳細なブロック図。
【図１３】図１２における最大値検出器の回路図。
【図１４】第２の実施の形態における駆動装置のブロック図。
【図１５】第２の実施の形態におけるドライブ回路の詳細なブロック図。
【図１６】第３の実施の形態における駆動装置のブロック図。
【図１７】第３の実施の形態における制御出力と駆動出力の関係図。
【図１８】第３の実施の形態におけるフォーカス昇圧型電源の実施例１の詳細なブロック図。
【図１９】第３の実施の形態における昇圧制御回路の回路図。
【図２０】第３の実施の形態におけるフォーカス昇圧型電源の動作波形図。
【図２１】第３の実施の形態におけるフォーカス昇圧型電源の動作波形図。
【図２２】図１８、図１６、図３における主要信号の動作波形図。
【図２３】第４の実施の形態における駆動装置のブロック図。
【図２４】第４の実施の形態におけるドライブ回路の詳細なブロック図。
【図２５】本発明の概要を示すブロック図。
【図２６】従来の光ディスク装置のブロック図。
【符号の説明】
【００９４】
１０００  光ディスク
１１００  ディスクモータ
１２００  ディスクモータドライブ回路
１３００  光ピックアップ
１４００  再生信号処理回路
１５００  再生信号復調回路
１６００  電源部
１６１０  固定出力（５Ｖ）電源
１６３０  ３．３Ｖ電源
２０００  フォーカス部
２０００Ａ  フォーカス部
２１００  フォーカスアクチュエータ
２２００  フォーカスドライブ回路
２３００  フォーカス昇降圧型電源
２３００Ａ  フォーカス昇圧型電源
３０００  トラッキング部
３０００Ａ  トラッキング部
３１００  トラッキングアクチュエータ
３２００  トラッキングドライブ回路
３３００  トラッキング昇降圧型電源
３３００Ａ  トラッキング昇圧型電源
５０００  ＤＳＰ部
５１００  マイコン
５２００  サーボ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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