(57)【要約】【課題】基準波形として正弦波を用いてパルス幅変調した場合でも、低歪みの正弦波出力電流を実現できる電力変換装置を提供する【解決手段】制御回路内の正弦波基準波形を第２インバータ入力電圧波形で除算して得た補正基準波と、搬送波とで第２インバータ１５のパルスパターンを生成することにより、位相特性と増幅特性において高速且つ高精度の出力電流フィードバック回路を不要とする【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と並列に接続された平滑コンデンサと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサとを配置した第１インバータと、高周波トランスの２次側に整流手段と、４個のスイッチング素子と入力電圧を平滑するコンデンサからなる第２インバータとで構成された系統連系インバータにおいて、第２インバータの入力電圧波形を検知する第２インバータ電圧波形検知手段と、基準波形生成手段と、搬送波形発生手段とを有し、基準波形生成手段に第２インバータ入力電圧波形で除算して補正基準波形を生成する電力変換装置。
【請求項２】
第２インバータ入力電圧波形が系統の１周期毎に制御回路内の蓄積手段に蓄積され、系統に同期した基準波形の次周期で補正基準波形を生成する請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
第２インバータ入力電圧波形の蓄積期間は、第２インバータが変調動作によって出力電流を正弦波状に生成する期間とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
第２インバータが変調動作で出力電流の波形を正弦波状に生成する期間を、第１インバータが最小導通時間でスイッチング動作する期間よりも長くする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
第１インバータが最小導通時間でスイッチングする位相に対して、第２インバータの変調開始位相を進める請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
第２インバータの入力に配置した平滑コンデンサの電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段を有し、電流値に応じて、第２インバータの変調開始位相を可変する請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
第２インバータの入力には直列接続された平滑コンデンサと半導体スイッチを配置し、第２インバータの変調動作で出力電流波形を生成する時のみ、半導体スイッチを投入する請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
平滑コンデンサ電圧を検知する平滑コンデンサ電圧検知手段を有し、半導体スイッチの投入と切り離しとを平滑コンデンサ電圧と系統電圧の振幅が一致するタイミングで行う請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置としては、例えば高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、１次インバータが商用２倍周期で正弦波変調を行い、さらに高周波トランスの２次側ではダイオードとコンデンサで高周波成分を整流し、高周波トランスの２次側に配置した２次インバータで極性切換を行うことにより、概ね力率１の正弦波電流を生成している高効率な電力変換装置があった（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図１１は、従来使用している電力変換装置の構成を示す接続図であり、図１２は動作を説明する波形図である。第１インバータ２が直流電源１の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ２のスイッチング素子８がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。通常、スイッチング素子８がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス３に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ７との間で充放電することで、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧は図１２に示すように共振波形となる。つぎに、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子８に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。１次インバータは力率１で出力電流を系統に注入するために、系統電圧のピーク付近ではスイッチング素子８の導通時間を大きく、ゼロ近傍では導通時間を小さくする連続的なパルス幅の変調を行う。特に系統電圧の絶対値が小さく１次インバータ２を構成するスイッチング素子８の導通時間を絞る時は、高周波トランス３の励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子８のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。そこで第１スイッチング素子８の導通時間に下限を設けて、高周波トランス３の２次側に配置した第２インバータ５をパルス幅変調動作させることにより、電力変換装置は系統電圧の全領域で正弦波出力電流を生成している。
【特許文献１】特開２０００−３２７５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら前記従来の構成では、第２インバータの入力に配置された平滑コンデンサの容量が小さいため第２インバータの入力電圧が変動し、基準波形として正弦波を用いてパルス幅変調した場合、出力電流を正弦波にすることが困難であることから、第２インバータに精度の高い電流センサと広い帯域で良好な増幅特性と位相特性をもつ出力電流フィードバック回路を追加する必要であった。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、基準波形として正弦波を用いてパルス幅変調した場合でも、低歪みの正弦波出力電流を実現できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、第２インバータ入力電圧検知手段で検知した平滑コンデンサ電圧波形で、正弦波状の基準波を除することにより補正基準波を生成し、例えば一定周波数で動作する三角波との比較で第２インバータのパルスパターンを生成するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の電力変換装置は、出力電流目標波形である制御回路内の正弦波基準波形を第２インバータ入力電圧波形で除算して得た補正基準波と、搬送波とで第２インバータのパルスパターンを生成することにより、位相遅れなく、適切な増幅が必要とされる高精度の出力電流フィードバック回路が不要となることから、簡素な制御回路構成で低歪みの正弦波出力電流を生成する電力変換装置とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と並列に接続された平滑コンデンサと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサとを配置した第１インバータと、高周波トランスの２次側に整流手段と、４個のスイッチング素子と入力電圧を平滑するコンデンサからなる第２インバータとで構成された系統連系インバータにおいて、第２インバータの入力電圧波形を検知する第２インバータ電圧波形検知手段と、基準波形生成手段と、搬送波形発生手段とを有し、基準波形生成手段に第２インバータ入力電圧波形で除算して補正基準波形を生成することで、高精度の出力電流フィードバック回路が不要となり、低歪みの正弦波出力電流を生成する上で簡素な制御回路構成とすることができる。
【０００９】
第２の発明は、特に、第１の発明において、第２インバータ入力電圧波形が系統の１周期毎に制御回路内の蓄積手段に蓄積され、系統に同期した基準波形の次周期で補正基準波形を生成することで、常時安定な補正基準波を生成することができる。
【００１０】
第３の発明は、第１または第２の発明において、第２インバータが波形成形を行う期間だけ、第２インバータ入力電圧波形をサンプリングデータとして制御回路内に取り込むことで、データ処理量を最小限とし、制御回路を簡素化することができる。
【００１１】
第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、第２インバータが変調動作で出力電流の波形を正弦波状に生成する期間を、第１インバータが最小導通時間でスイッチング動作する期間よりも長くすることで、波形制御が第１インバータから第２インバータに移行する際の時間遅れによる出力電流の歪みを小さくすることができる。
【００１２】
第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、第１インバータが最小導通時間でスイッチングする位相に対して、第２インバータの変調開始位相を進めることで、特に第２インバータの入力に配置された平滑コンデンサが有する低周波インピーダンスによる出力電流の位相遅れを補正して、出力電流の歪みを最小にすることができる。
【００１３】
第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、第２インバータの入力に配置した平滑コンデンサの電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段を有し、電流値に応じて、第２インバータの変調開始位相を可変することで、系統電圧が変化した場合でも適切な位相補正量を算出して、常時、出力電流の歪みを小さくすることができる。
【００１４】
第７の発明は、第１〜６のいずれか１つの発明において、第２インバータの入力には直列接続された平滑コンデンサと半導体スイッチを配置し、第２インバータの変調動作で出力電流波形を生成する時のみ、半導体スイッチを投入することで、第１インバータが生成する出力電流に対して無効電流を重畳させることのない電力変換装置とすることができる。
【００１５】
第８の発明は、第１〜７のいずれか１つの発明において、平滑コンデンサ電圧を検知する平滑コンデンサ電圧検知手段を有し、半導体スイッチの投入と切り離しは平滑コンデンサ電圧と系統電圧が一致するタイミングで行うことで、出力電流の波形制御が第１インバータと第２インバータとの間で移行する際に平滑コンデンサに突入電流が流れないため、低歪みの出力電流とすることができる。
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１７】
（実施の形態１）
本実施の形態は請求項１に係わる。図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。
【００１８】
図１において、直流電源１１で発電した直流電力は、高周波トランス１３と、スイッチング素子１４と共振コンデンサ１７を含む第１インバータ１２とで、高周波電力に変換されて２次側へ電力伝達される。高周波トランス１３の２次側には限流手段１９とダイオード２０とで構成された整流手段１４が配置され、その正弦波状の全波整流形の出力と系統１６との間には、平滑コンデンサ２１とＱ１〜Ｑ４からなる４個のスイッチング素子とリアクトルとコンデンサとで構成された第２インバータ１５が接続されている。第２インバータ駆動手段２２は、Ｑ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３の組み合わせで、それぞれが交互にオンオフして、正弦波状の出力電流を生成している。
【００１９】
以上のように構成された電力変換装置について、図２を参照して以下にその動作、作用を説明する。
【００２０】
系統電圧が小さい特にゼロ電圧近傍では、第１インバータ１２はソフトスイッチングの限界から出力電力を絞りきれないため、第２インバータ１５を高周波ＰＷＭ動作する。通常、入力電圧一定の条件で基準波形を正弦波とし、搬送波形が一定の周波数と振幅で与えられた場合、インバータの平均出力電圧は正弦波となり、系統が正弦波電圧であることから出力電流も正弦波となる。ここで、平滑コンデンサ２１の容量が小さいため、第２インバータ１５の入力電圧は大きく変動する。そこで、第２インバータ１５のＰＷＭ用として与えられる正弦波状の基準波形を第２インバータ電圧波形検知手段２２から得られる入力電圧波形で除算して、補正基準波形とする。補正基準波形は搬送波形と比較されて、第２インバータ駆動手段２６でパルスパターンを生成する。
【００２１】
以上のように、本実施例の形態において変動の大きい第２インバータの入力電圧波形を蓄積して基準波形を補正することにより、高速かつ位相遅れ補償が必要となる複雑な電流フィードバック回路を不要とし、正弦波状の基準波形と搬送波形のみの簡素な構成で低歪みの出力電流を得ることができる。
【００２２】
（実施の形態２）
本実施の形態は請求項２、３に係わる。図３は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。
【００２３】
図３において、図１の回路構成と異なるのは、第２インバータ電圧波形検知手段２２から得られる平滑コンデンサ電圧波形をサンプリングして蓄積する蓄積手段２９を有し、系統電圧の１周期後に基準波形を補正するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明を省略する。
【００２４】
以上のように構成された電力変換装置について図４を参照して以下にその動作、作用を説明する。
【００２５】
第２インバータの入力に配置された平滑コンデンサ２１は容量が小さいことから、第２インバータ１５が高周波ＰＷＭを開始した直後と停止直前は、パルス幅が最大となり、出力電流が最大となることから、第２インバータ１５の入力電圧が最小となる。一方、系統電圧のゼロ近傍では出力電流もゼロになることから、パルス幅が最小となり、第２インバータ１５の入力電圧が最大となっている。基準波を補正するために必要な波形は第２インバータ１５が高周波ＰＷＭを実施する期間であることから、高周波ＰＷＭ動作期間中のみ第２インバータ入力電圧波形を蓄積することで、制御回路内に必要な蓄積手段の容量を小さくしている。
【００２６】
以上のように、本実施の形態において、第２インバータ入力電圧波形、またはその一部が系統の１周期毎に制御回路内の蓄積手段に蓄積され、系統に同期した基準波形の次周期で補正基準波形を生成することで、常時安定な補正基準波を生成することができる。
【００２７】
（実施の形態３）
本実施の形態は請求項４、５に係わる。本実施の形態３において、回路の構成要素は第２の実施の形態と同様であり、説明を省略する。
【００２８】
以上のように構成された電力変換装置について、図５及び図６を参照して以下にその動作、作用を説明する。
【００２９】
第１インバータ１２は系統電圧が高い期間で変調動作を行うことにより正弦波出力電流を生成しているが、系統電圧が小さい期間では低損失を実現するソフトスイッチングを維持することが困難となることから、第２インバータ１５が高周波ＰＷＭ動作で出力電流波形を生成している。ここで、第１インバータ１２と第２インバータ１５は系統１６に対して直列に接続されているため、出力電流波形生成において各インバータ間には位相差が存在し、特に第１インバータ１２から第２インバータ１５に出力電流制御が移行する際の時間遅れによって、波形歪みが発生するため、第１インバータ１２が導通時間一定で動作する前に第２インバータが高周波ＰＷＭ動作で出力電流制御を開始する。また第１インバータ１２が導通時間一定で動作する位相に対して、第２インバータの動作開始位相を進めることによっても波形歪みの防止が可能となる。
【００３０】
以上のように、本実施の形態においては第２インバータが変調動作で出力電流の波形を正弦波状に生成する期間を、第１インバータが最小導通時間でスイッチング動作する期間よりも長くする、または第２インバータに対して第１インバータの位相を進めることで、第１インバータから第２インバータ間の時間遅れによる出力電流の歪みを小さくすることができる。
【００３１】
（実施の形態４）
本実施の形態は請求項６に係わる。図７は、本発明の第４の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。
【００３２】
図７において、図１の回路構成と異なるのは、平滑コンデンサ電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段２８と、位相シフト手段２９を配置して、第１インバータ１２に対して第２インバータ１５の高周波スイッチング動作開始位相を可変するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明を省略する。
【００３３】
以上のように構成された電力変換装置について、説明する。
【００３４】
系統電圧は１０％程度変動するため、第１インバ−タ１２と第２インバータ１５との間に配置した平滑コンデンサ２１の電圧も変化することから、平滑コンデンサ２１に流れる無効電流も変化する。したがって、各インバータ間の最適な位相差を実現するために、平滑コンデンサ電流検知手段２８で得られた値に基づいて、位相シフト手段２９によって第１インバータに対する第２インバータ１５の出力電流位相シフト量を変化させることで、第１インバータ１２と第２インバータ１５が生成した電流間の位相ずれを最小限にして、低歪みの出力電流を得る。
【００３５】
以上のように、本実施の形態においては第２インバータの入力に配置した平滑コンデンサの電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段を有し、電流値に応じて、第２インバータの変調開始位相を可変することで、系統電圧が変化した場合でも適切な位相補正量を算出して、常時、出力電流の歪みを小さくすることができる。
【００３６】
（実施の形態５）
本実施の形態は請求項７に係わる。図８は、本発明の第５の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。
【００３７】
図８において図３の回路構成と異なるのは、平滑コンデンサ２１に直列に半導体スイッチ３０とこれをドライブする半導体スイッチ駆動手段を配置して、これを第２インバータの入力と並列に追加する構成とした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３８】
以上のように構成された電力変換装置について、図９を参照して以下にその動作、作用を説明する。
【００３９】
系統電圧のピーク付近では第１インバータ１２の変調動作によって正弦波状の出力電流を生成しているが、第２インバータ１５の入力に平滑コンデンサ２１が配置されている場合、無効電流が流れることによって出力電流は系統電圧に対する位相遅れを生じる。そこで、半導体スイッチ３０をオフして平滑コンデンサ２１に無効電流を流さないことで、系統電圧に対する位相遅れを防止する。一方、第２インバータ１５が波形制御を行う期間においては、半導体スイッチ３０をオンして、平滑コンデンサ２１を挿入することで、入力電圧の安定化を図り、精度の良い出力電流を得る。
【００４０】
以上のように、本実施の形態においては第２インバータの入力には直列接続された平滑コンデンサと半導体スイッチを配置し、第２インバータの変調動作で出力電流波形を生成する時のみ、半導体スイッチを投入することで、第１インバータが生成する出力電流に対して無効電流を重畳させることのない低損失の電力変換装置とすることができる。
【００４１】
（実施の形態６）
本実施の形態は請求項８に係わる。図１０は、本発明の第６の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。図１０において図８の回路構成と異なるのは、平滑コンデンサ電圧検知手段３２と系統電圧を検知する系統電圧検知手段３３とを配置して、双方の検知電圧を比較する構成とした点である。上記以外の構成要素は第５の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００４２】
以上のように構成された電力変換装置について、以下にその動作、作用を説明する。
【００４３】
半導体スイッチ３０をオフした後、平滑コンデンサ２１には多くの電荷が蓄積されている。但し、再投入に際して系統電圧と一致していることで、再投入時の突入電流発生を防止することができる。そこで、系統電圧検知手段３３と平滑コンデンサ電圧検知手段３２との出力を比較して、これが一致した時点で半導体スイッチ３０をオンする。
【００４４】
以上のように、本実施の形態においては平滑コンデンサ電圧を検知する平滑コンデンサ電圧検知手段を有し、半導体スイッチの投入と切り離しは平滑コンデンサ電圧と系統電圧が一致するタイミングで行うことで、出力電流の波形制御が第１インバータと第２インバータとの間で移行する際に平滑コンデンサに突入電流が流れないため、低歪みの出力電流とすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は波形成形する共振形インバータの出力範囲を補完する構成として、フルブリッジ構成のインバータに対して補正されたＰＷＭ用基準正弦波を使用可能とすることで、簡素な構成による低歪みの電流出力を実現することができる。また、系統の一周期内で各インバータを独立で位相変化させることで、低歪みの電力出力を実現することができることから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の接続図
【図２】本発明の実施の形態１による電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図３】本発明の実施の形態２による電力変換装置の接続図
【図４】本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図５】本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図６】本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図７】本発明の実施の形態４による電力変換装置の接続図
【図８】本発明の実施の形態５による電力変換装置の接続図
【図９】本発明の実施の形態５による電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図１０】本発明の実施の形態６による電力変換装置の接続図
【図１１】従来の電力変換装置の接続図
【図１２】従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図
【符号の説明】
【００４７】
１１  直流電源
１２  第１インバータ
１３  高周波トランス
１４  整流手段
１５  第２インバータ
１６  系統
１７  共振コンデンサ
１８  第１スイッチング素子
１９  限流手段
２０  ダイオード
２１  平滑コンデンサ
２２  第２インバータ入力電圧検知手段
２３  基準波形生成手段
２４  搬送波形生成手段
２５  除算手段
２６  第２インバータ駆動手段
２７  蓄積手段
２８  平滑コンデンサ電流検知手段
２９  位相シフト手段
３０  半導体スイッチ
３１  半導体スイッチ駆動手段
３２  平滑コンデンサ電圧検知手段
３３  系統電圧検知手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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