(57)【要約】【課題】分岐配線への信号の入力位置に依らず、放射ノイズ（ＥＭＩ）の低減が可能な配線基板を提供する。【解決手段】平板電極と、平板電極上に配置される絶縁基板と、絶縁基板上に配置される第1の配線と、絶縁基板上に第1の配線と近接して略平行に配置され、かつ第1の配線と接続される第２の配線と、第２の配線の異なる箇所に接続される複数の第３の配線と、から配線基板を構成する。【選択図】図１
2006332463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
平板電極と、
前記平板電極上に配置される絶縁基板と、
前記絶縁基板上に配置される第１の配線と、
前記絶縁基板上に前記第１の配線と近接して略平行に配置され、かつ前記第1の配線と接続される第２の配線と、
前記第２の配線の異なる箇所に接続される複数の第３の配線と、
を具備することを特徴とする配線基板。
【請求項２】
前記第１、第２の配線間の距離Ｓが、前記第1、第２の配線の少なくともいずれかの幅Ｗの２倍（２・Ｗ）よりも小さい（Ｓ＜２・Ｗ）
ことを特徴とする請求項１記載の配線基板。
【請求項３】
前記第１、第２の配線の結合長Ｌcoupが、前記第１、第２の配線によって伝達される信号のクロック周波数ｆck，前記絶縁基板の比誘電率εｒ，自然数ｎ，光速ｃから算出される値［ｃ／(２・ｎ・ｆck・√εｒ)］より小さい（Ｌcoup＜［ｃ／(２・ｎ・ｆck・√εｒ)］）
ことを特徴とする請求項１記載の配線基板。
【請求項４】
前記自然数ｎが１５以上である
ことを特徴とする請求項３記載の配線基板。
【請求項５】
前記結合長Ｌcoupが、前記第１、第２の配線の長い方の線路長Ｌallの１／２（Ｌall／２）より大きい（Ｌcoup＞Ｌall／２）
ことを特徴とする請求項１記載の配線基板。
【請求項６】
前記第１の配線に接続され、かつ前記第１の配線上を伝達される信号の所定の高調波成分を抑制する高調波抑制素子
をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の配線基板。
【請求項７】
前記高調波抑制素子が、前記第１、第２の配線の結合長Ｌcoup，前記絶縁基板の比誘電率εｒ，光速ｃから算出される基準周波数[ｃ／（√εｒ・２・Ｌcoup）]の近傍でインピーダンスが増大する
ことを特徴とする請求項６記載の配線基板。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、配線基板に関し、特に放射ノイズの低減を図った配線基板に関する。
【背景技術】
【０００２】
パソコン等のデジタル電子機器が扱うデータの大容量化に伴って、その処理能力の向上が進んでいる。即ち、ＣＰＵのクロック周波数が高速化され、また周辺のＩＣへのバス配線やクロック線、データ線などが高速かつ高密度になっている。このため、電子機器からの不要輻射ノイズ、すなわち、ＥＭＩが問題となってきている。
【０００３】
ＣＰＵと複数のメモリ間を接続したり、パソコンあるいはAV機器からディスプレイを駆動したりする場合には、多量のデータや画像信号を扱うと共に、送信側ＩＣと受信側ＩＣ間での接続は、１対１ではなく、１対複数の接続となる場合が多い。
この場合、一本の信号配線によって複数のＩＣを駆動することになり、一本の信号配線が複数の信号配線に分岐される分岐配線が用いられる。このとき、それぞれのＩＣの入力インピーダンスは、分岐配線の特性インピーダンスと異なるのが通例である。このため、分岐箇所において高周波信号が反射されて、不要輻射ノイズが発生する可能性がある。
【０００４】
分岐配線に関連して種々の技術が開示されている。
・分岐点から左右方向に延びる左分岐配線と右分岐配線のインピーダンスを等しくすることで、平面表示装置の駆動装置での信号波形の乱れだけでなく、ＥＭＩも低減できる手法が開示されている（特許文献１参照）。
・配線を何回か折り返すことで遅延回路を構成するメアンダラインの技術が、開示されている（非特許文献１参照）。メアンダラインの結合長がλ（波長）／２となった周波数で非通過帯域があり、しかもこの周波数で放射増大が起こる。
【特許文献１】特開２００２−１６９５１９号公報
【非特許文献１】須藤俊夫,工藤潤一,黄  躍芝,伊藤健志,”差動伝送線路とミアンダ線路の電気特性”,エレクトロニクス実装学会誌第4巻第7号，2001年11月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１では、分岐配線への信号の入力位置が中央にある場合のＥＭＩ低減手法のみを開示しており、入力位置が端にある場合のＥＭＩ低減手法は開示されていない。また、非特許文献１には、ＥＭＩ低減手法自体が開示されていない。
ユーザが分岐配線への信号の入力位置を決定できる場合と決定できない場合とがある。例えば、送信側ＩＣが配線基板に搭載されている場合には、ＩＣの配置の変更により入力位置を変えることができる。一方、何らかの理由で、配線基板上の送信側ＩＣの位置を変えられない場合や、送信側ＩＣが別基板にあり、それらを接続するコネクタ位置が決まっている場合には、入力位置を変更することが困難である。
上記に鑑み、本発明は、分岐配線への信号の入力位置に依らず、放射ノイズ（ＥＭＩ）の低減が可能な配線基板を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る配線基板は、平板電極と、前記平板電極上に配置される絶縁基板と、前記絶縁基板上に配置される第1の配線と、前記絶縁基板上に前記第1の配線と近接して略平行に配置され、かつ前記第1の配線と接続される第２の配線と、前記第２の配線の異なる箇所に接続される複数の第３の配線と、を具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、分岐配線への信号の入力位置に依らず、放射ノイズ（ＥＭＩ）の低減が可能な配線基板を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る配線基板１０を表す上面図である。図２は、図１の線Ａ１−Ａ２に沿って配線基板１０を切断した状態を表す断面図である。
配線基板１０は２層基板であり、基板１１，１２、保護層１３が順に積層されている。なお、図１では、判りやすさのために、基板１１，１２、保護層１３を除外した状態を表している。
【０００９】
図２に示すように、配線基板１０は、境界１４，１５によって部材１６〜１８に区分できる。部材１６〜１８の素材は同一としても、異ならせても良い。また、図２では、部材１６〜１８それぞれの層（基板１１，１２、保護層１３）の深さが同一となるように配置されているが、部材１６〜１８それぞれで層厚を変化させ、部材１６〜１８それぞれの層を不連続とすることも可能である。
【００１０】
例えば、部材１６をプリント基板に用いられるＦＲ４（Flame Retardant Type 4の略であり、ガラス繊維とエポキシ樹脂の複合材料からなる難燃性のプリント基板材料）、あるいはＦＰＣ（Flexible Printed Circuit）基板に用いられるポリイミド材料によって構成できる。前者、後者それぞれに対応して、部材１６はプリント基板、またはＦＰＣ基板によって構成されることになる。
部材１７はＦＰＣ基板で構成することができる。この場合、部材１６をＦＰＣ基板で構成したときには、部材１６，１７は連続したＦＰＣ基板から構成されることになる。また、部材１６をプリント基板で構成した場合には、部材１６，１７は互いに接続されたプリント基板およびＦＰＣ基板から構成されることになる。
部材１８は、プリント基板、ＦＰＣ基板、およびガラス基板のいずれによって構成してもよい。
【００１１】
配線基板１０上には、Ｎ個（図１では、例として、６つ）の受信側ＩＣ２１（２１（１）〜２１（６））が配置される。受信側ＩＣ２１は、信号用パッド２２（２２（１）〜２２（６）），グラウンド用パッド２３（２３（１）〜２３（６））を有し、グラウンド面（グラウンド用の平板電極）２４（１）〜２４（６）に対向して配置される。
信号用パッド２２（１）〜２２（６）それぞれに、信号配線２５（１）〜２５（６）が接続される。また、グラウンド用パッド２３（１）〜２３（６）それぞれに、グラウンド配線２６（１）〜２６（６）が接続される。
信号配線２５、グラウンド配線２６は、部材１７，１８を経由して、受信側ＩＣ２１に接続される。なお、バックプレーンであるグラウンド面２４は、必須ではなく、無くても差し支えない。
【００１２】
信号配線２５（１）〜２５（６）は、信号配線３１に接続される。即ち、信号配線３１は信号配線２５（１）〜２５（６）に分岐される分岐点を有する分岐配線である。
信号配線３１は、接続部３２で信号配線３３に接続される。信号配線３３は、信号配線３１と略平行に配置される。
【００１３】
接続部３２は、それ自体信号配線であり、信号配線３１、３３双方の端部に接続される。接続部３２は、信号配線３１，３３、接続部３２の全体を１本の配線と考えると、この配線の折り返し点として観念することができる。信号配線３１、３３が折り返されているため、配線基板１０からの放射ノイズを低減することができる。なお、この詳細は後述する。
信号配線３３は、信号配線３４を経由して、コネクタ側信号用パッド３５に接続される。なお、信号配線３１、３３、３４は、基板１１上に配置される。
【００１４】
グラウンド配線２６（１）〜２６（６）は、ビア２７（１）〜２７（６）によって、グラウンド面（グラウンド用の平板電極）４１に接続される。グラウンド面４１は、グラウンド面４２、さらにはグラウンド面４３（グラウンド用の平板電極）に、配線４４，４５を介して、電気的に接続される。グラウンド面４３にコネクタ側グラウンド用パッド４６が接続される。なお、グラウンド面２４，４１〜４３は、基板１１，１２の境界に配置されている。
【００１５】
グラウンド面２４，４１〜４３間には、グラウンド面が形成されていない間隙（スリット）４７，４８、４９が配置される。間隙４７，４８、４９を信号配線２５，３４が通過することで、信号配線２５，３４からの放射が生じ得る。
【００１６】
信号配線３１，３３は、基板１２を介してグラウンド面４１と対向し、いわゆるストリップラインとして機能する。また、信号配線３４は、基板１２を介してグラウンド面４１〜４３と対向し、ストリップラインとして機能する。
【００１７】
本実施形態において、配線基板１０は以下のような特徴を有する。
（１）配線基板１０は、上下に積層される基板１１，１２からなるインターフェース基板である。
（２）信号配線３１，３３，３４は、基板１２上に配置され、その表面においてマイクロストリップライン構造をもつ高速差動信号配線群である。一方、グラウンド面４１〜４３は、基準電位を持ち、かつ基板１１，１２間に配置される。
（３）信号配線３１は、受信側ＩＣ２１（１）〜２１（６）それぞれに対応する信号配線２５（１）〜２５（６）に分岐される。
（４）信号配線３１，３３は、互いに略平行であり、かつ信号配線間距離Ｓが配線の幅Ｗに対して、S＜２Wを満たすように近接して配置される。なお、製造の容易性の関係からW＞Sとなるのが通例である。
【００１８】
（比較例）
本発明の実施形態の比較例に係る配線基板につき、説明する。
図３〜図５はそれぞれ、本発明の比較例に係る配線基板５０，５０ａ、５０ｂを表す上面図であり、図１に対応する。
【００１９】
配線基板５０，５０ａ、５０ｂでは、信号配線３１が接続部３６で直接に信号配線３４に接続されている。即ち、信号配線３１と略平行に配置される信号配線３３を有しない点が配線基板１０と異なる。言い換えれば、信号配線３１，３４に折り返しが無い。
【００２０】
接続部３６は、信号配線３４から信号配線３１への信号の入力位置、あるいは分岐位置と言える。配線基板５０，５０ａ、５０ｂそれぞれで、接続部３６が受信側ＩＣ２１（１）、２１（２）間、受信側ＩＣ２１（２）、２１（３）間、受信側ＩＣ２１（３）、２１（４）間に配置される。即ち、配線基板５０，５０ａ、５０ｂそれぞれでの分岐比は５：１、４：２、３：３である。
【００２１】
図６は、配線基板５０，５０ａ、５０ｂそれぞれでのＥＭＩシミュレーション結果を表すグラフである。図６のグラフＧ，Ｈ，Ｉそれぞれが、分岐比５：１，４：２，３：３でのＥＭＩ測定の結果に対応する。図６の横軸は周波数、縦軸は放射強度に対応する。なお、シミュレーション方法として３ｍ法を用いた。
ＥＭＩ測定の結果、次の順序で放射強度の最大値が大きくなった。
分岐比５：１での放射強度＞分岐比４：２での放射強度＞分岐比３：３での放射強度
即ち、分岐比３：３の場合より、分岐比５：１の場合の方が不要放射ノイズの低減がより必要となる。
【００２２】
分岐配線を持つ基板で、不要放射ノイズを低減する方法として、配線の特性インピーダンスの不連続による反射を小さくする方法がある。特性インピーダンスの不連続はコネクタ部、間隙４７〜４９、受信側ＩＣ２１の入力ピンなどで起こる。この不連続によって信号が反射されると、元の信号波形に反射した信号波形が足し合わされ、信号配線ノイズとなる。このノイズが信号配線３１、３３，３４だけでなく、グラウンド面４１〜４３にもリターン電流として流れこむため、放射が増大する。
【００２３】
分岐比（５：１）の場合、上記の特性インピーダンス不連続による反射が原因で、放射が増大する原因を説明する。
図３のＩＣ２１（１）〜２１（６）への入力部で反射が生じると信号配線２５だけではなく、グラウンド配線２６においても反射が生じる。そして、受信側ＩＣ２１のグラウンド面２４（但し、これがない場合もある）と、分岐配線３１があるグラウンド面４１との間に間隙４７があると、信号配線２５とグラウンド配線２６との間にループ電流が発生し、放射が増大する。
分岐部（信号配線２５，３１の接続箇所）それぞれで反射が生じる。このため、接続部３６が信号配線３１の端にあると、ＩＣ２１（１）〜２１（６）への入力信号が加算され、分岐部（信号配線２５，３１の接続箇所）それぞれで異なる波形を持つことが予想される。
【００２４】
図７は、受信側ＩＣ２１の信号用パッド２２での信号波形を表すグラフである。図８は受信側ＩＣ２１のグラウンド用パッド２３でのグラウンド波形を表すグラフである。これらはSPICEによるシミュレーション結果を表す。
入力端１，４，６（信号配線２５（１）、２５（４）、２５（６）それぞれと信号配線３１との接続部）それぞれでの信号波形において、分岐点（接続部３６）から最も遠い入力端１がオーバーシュート、アンダーシュートが小さく、分岐点（接続部３６）から最も近い入力端６がオーバーシュート、アンダーシュートが大きい。
これから、入力端１のように１対複数の分岐点（接続部３６）に近ければ近いほど、すべての入力端１〜６での反射波形が足しあわされることで、波形の乱れが大きくなることがわかる。
【００２５】
グラウンド波形では、信号波形と同じく分岐点（接続部３６）から最も遠い入力１がオーバーシュート、アンダーシュートが小さく、分岐点（接続部３６）から最も近い入力６がオーバーシュート、アンダーシュートが大きい。
水平方向の長さが長いグラウンド面４１に、入力端１〜６までの電圧の異なるグラウンド配線が接続されるため、それらの間に電圧差が生じ、グラウンド面に高周波電流が生じる。これらの高周波電流は打ち消しあうためのさらなるグラウンド面が存在しないため、コモンモードノイズとなり遠方界で大きな放射を引き起こす。
【００２６】
図９、図１０はそれぞれ、分岐比５：１での受信側ＩＣ２１の信号用パッド２２およびグラウンド用パッド２３での信号のFFT（Fast Fourier Transforms）波形を示すグラフである。受信側ＩＣ２１での入力部、グラウンド部での波形の周波数特性を調べるためである。
図９の縦軸は、便宜的に電圧で表されているが、これを繰り返しパルスの周期で除算した値が本来のＦＦＴ波形の強度、即ち、周波数毎の振幅となる。図９の縦軸の電圧値を繰り返しパルスの周期３０ｎ秒で除算した値が、周波数毎の振幅の値となる。
なお、この事情は、他のＦＦＴ波形の図１０〜１２，１７、１８，３２，３３でも同様であり、縦軸の電圧値を繰り返しパルスの周期３０ｎ秒で除算した値が、周波数毎の振幅値である。
【００２７】
図９に示すように、信号用パッド２２では、第一次高調波、第三次高調波が大きい。図１０に示すように、グラウンド用パッド２３では、第三次高調波が大きく、かつ入力端の位置による分布の相違が大きい。分岐（５：１）の場合は、このグラウンド面４１の各分岐点での電位差を小さくすることにより、放射が低減されることが予想される。
【００２８】
図１１、図１２はそれぞれ、分岐比３：３（図５）での受信側ＩＣ２１の信号用パッド２２およびグラウンド用パッド２３での信号のFFT（Fast Fourier Transforms）波形を示すグラフである。分岐比が３：３の場合におけるグラウンド面４１での電流勾配を調べるためである。
図１１、図１２より、分岐比３：３の場合は、分岐点（接続部３６）近傍の入力端４においても、分岐点から遠い入力端６においても、信号用パッド２２およびグラウンド用パッド２３の信号の周波数依存性はほぼ同一である。
【００２９】
図６でのＥＭＩシミュレーション結果において、分岐（３：３）の方が分岐（５：１）より放射が小さい。分岐（３：３）の方が分岐（５：１）よりグラウンド面４１での電流分布が生じないため、不要放射ノイズが低減すると考えられる。グラウンド面４１〜４３に流れ込むグラウンド電位をほぼ等しくすることにより、グラウンド面４１〜４３を電流が流れなくなり、放射を低減させることが予測される。
また、信号の立ち上がり、立ち下がりが大きくなると、高調波成分によるノイズ増大が生じる。
【００３０】
以下、本実施形態に係る配線基板１０での放射特性につき説明する。
Ａ．折り返しの効果
配線３１，３３を折り返すことで、ＥＭＩが低減する理由を考察する。
図２に示されるように、配線３１，３３を折り返すことで、信号波形がほぼ同じで電流方向が逆の信号配線どうしが近接するようになる。
図１３は、配線３１，３３に流れる電流がその周囲に形成する電磁界の分布を示す模式図である。
配線３１，３３でその電磁界６１，６２の方向が逆となるため、遠方界では互いの電磁界が打ち消しあい、不要放射ノイズを低減することができる。
【００３１】
なお、折り返し配線の効果として、各分岐部でのグラウンド面での電位をほぼ等しくし、グラウンド面で高周波電流が流れなくなり、不要放射ノイズの低減ができる効果もある。この詳細は、Ｃ．で後述する。
【００３２】
折り返した配線３１，３３を近接して置くことによる低減効果について述べる。配線幅Ｗを１００μｍ、配線間距離Ｓを１００μｍとして信号配線３１，３３を近接させ、折り返す構造において、結合配線長（配線３１と配線３３が並走する距離であり、結合長ともいう）Ｌcoupが１１５ｍｍの場合について、配線を折り返さない場合と比較する。配線を折り返す場合、折り返さない場合のいずれも分岐部１から分岐部６までの距離Ｌallは同じとする。なお、この距離Ｌallは配線３１，３３の内の長い方（配線３１）の線路長（配線長）に相当する。
【００３３】
図１４は、分岐５：１において、配線を折り返さない場合（グラフＧ）と配線を折り返した場合（グラフＫ）におけるＥＭＩシミュレーション結果を示すグラフである。配線を折り返すことで、１００MHzにおいて３ｄB、２００MHzにおいて８ｄB放射が低減している。
【００３４】
図１５、図１６はそれぞれ、信号用パッド２２およびグラウンド用パッド２３での信号波形を示すグラフであり、図７，図８に対応する。図７と図１５を比較すると、図１５の方が分岐部による振幅の違いが小さい。グラウンド波形である図８と図１６を比較しても同様、図１６の方が分岐部による振幅の違いが小さい。
【００３５】
図１７、図１８はそれぞれ、信号用パッド２２およびグラウンド用パッド２３での信号波形のFFT結果を示すグラフであり、図９，図１０に対応する。図９と図１７を比較すると図１７の方が２００MHz以上での振幅が小さい。グラウンド波形においても、図１０と図１８を比較すると、図１８の方が２００MHz以上の振幅が小さい。
以上のように、信号配線を折り返すことで、放射ノイズの低減が可能であることが判った。
【００３６】
Ｂ．配線間距離の影響
配線３１，３３は、互いの電磁界が干渉し合う方が望ましい。非特許文献１によると、互いの配線間距離により、偶モードの特性インピーダンスと奇モードの特性インピーダンスが異なってくる。ここで、誘電体幅、誘電体の比誘電率、配線の厚みはすべて同一とする。上記２種類の特性インピーダンスが異なる値を持つ条件として、マイクロストリップ線路の場合、配線幅Ｗ、配線間距離Ｓ（配線３１のエッジから、配線３３のエッジまでの距離）の関係がS＜２Wの時となる。
【００３７】
図１９は、配線基板１０で配線３１，３３間の配線間距離Ｓを１００，１８０，２００，９００μｍと変化させた時のＥＭＩ水平成分についてシミュレーションした結果を表すグラフである。
配線間距離Ｓが配線幅Ｗの２倍の２００μｍ以上になると周波数特性が大きく変化している。また、折り返すことにより、２００ＭＨｚ以下のＥＭＩについては折り返さない場合より低減している。
しかし、３００ＭＨｚ以上５００ＭＨｚ以下、７００ＭＨｚ以上９００ＭＨｚ以下では配線間距離１８０μｍ以下のＥＭＩが大きく低減し、５００ＭＨｚ以上７００ＭＨｚ以下では配線間距離２００μｍ以上のＥＭＩが低減している。
【００３８】
３００ＭＨｚ以上５００ＭＨｚ以下のＥＭＩを低減する配線間距離２００μｍ以下の構造を採用することが考えられる。なぜなら、クロック周波数が数十ＭＨｚ以上の場合、高調波成分が低い方の成分を低減する方が有効であるし、また、実装面積を考えると、折り返した配線間距離が長い場合、折り返した配線間に異なる配線を置かざるを得ず、所望の特性を得られない可能性があるからである。
即ち、信号配線３１，３３間のカップリングを考慮して条件（S＜２W）を採用できる。
【００３９】
Ｃ．結合長Ｌcoupの影響
前述のように、配線３１，３３を折り返すことで、各分岐部でのグラウンド面４１での電位をほぼ等しくし、グラウンド面４１で高周波電流が流れなくなり、不要放射ノイズの低減ができる。この効果は、折り返して２本の信号配線３１，３３が並走する部分の配線長（以後、結合長と呼ぶ）と密接に関係する。
【００４０】
まず、配線３１，３３が折り返えされたことによる伝送特性の変化を、非特許文献１を参照して説明する。非特許文献１では、結合長がλ／２の整数倍に相当する周波数で非通過帯域があるとしている。
折り返す地点（接続部３２）を延ばすことで、結合長Ｌcoupを変化させ、その特性の変化を求める。
図２０は、分岐（５：１）の場合の結合長が１１５ｍｍと１３２ｍｍの場合について３ｍ法による放射強度のシミュレーション結果を表すグラフである。
なお、結合長１１５ｍｍの場合には、分岐部６で配線３１，３３を折り返している。また、結合長１３２ｍｍの場合には、分岐部１からみて分岐部６の位置よりも遠い位置まで配線３３を延ばした後に折り返している。
【００４１】
図２０より、折り返しがあるものは５００〜６００ＭＨｚで折り返しが無いものに比べて放射が１０ｄＢ増大していることがわかる。一方、２００〜４００ＭＨｚで折り返しなしのものに比べて放射が１０ｄＢ以上低減している。また、結合長が短い方が、放射が増大する周波数が高周波化していることがわかる。
【００４２】
そこで、結合長がλ／２となる周波数を求める。高周波電流の速度をｖ（ｍ／ｓ）、非通過帯域となる信号の周波数をｆλ／２（Ｈｚ）、信号の波長をλ（ｍ）、ｃを光速（ｍ／ｓ）、基板１２の非誘電率をεｒとすると次の関係（１）が成立する。
ｖ＝ｃ／√εｒ＝ｆλ／２・λ                              …（１）
結合長（結合配線長ともいう）をＬcoup（ｍ）とするとλ＝２・Ｌcoupとなるので、非通過帯域となる周波数ｆλ／２は次の式（２）で表せる。
ｆλ／２＝ｃ／（√εｒ・λ）＝ｃ／（√εｒ・２・Ｌcoup）      …（２）
上記の周波数ｆλ／２は、結合長Ｌcoupが１１５ｍｍの場合、次の式で表せる（非誘電率εｒを３．３とする）。
ｆλ／２＝３・１０８／（３．３１／２・１１５・２）＝７１６ＭＨｚ
また、結合長Ｌcoupが１３２ｍｍの場合、ｆλ／２＝６２４ＭＨｚとなる。
【００４３】
信号配線３１，３３がカップリングしたことによる共振周波数の低周波化を考慮すると、放射が増大する５００〜６００ＭＨｚは結合長Ｌcoupがλ／２となる周波数に相当し、放射が低減する２００〜４００ＭＨｚは結合長がλ／４となる周波数に相当するといえる。
【００４４】
（１）結合長λ／２で放射が増大するメカニズム
結合長がλ／２となる周波数で、放射が増大するメカニズムを説明する。
図２１は、信号配線３１，３３の水平方向の電流分布を表すグラフである。（Ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ、折り返しがある場合、分岐配線がある場合、折り返しおよび分岐がある場合に対応する。グラフの横方向は、入力端の位置に対応するものであり、グラフの右端、左端がそれぞれ入力端１，６に対応する。分岐部１の方が分岐の源である信号源に近い位置である。
【００４５】
図２１（Ａ）では、配線３１，３３が並走していることで共振が発生し、電流分布が生じている。結合長がλ／２となる共振周波数では、配線が水平方向に折れ曲がる部位（配線３３，３４の接続部）、および折れ曲がり部（接続部３２）において、電流の節となるため電流値が小さくなる。この一方、信号配線３１の中央で電流が最大となる。
図２１（Ｂ）では、信号配線３１と信号配線２５（１）〜２５（６）の接続部での反射の影響を考慮している。分岐元（配線３３，３４の接続部）では反射の足し合わせにより電流が高くなり、分岐端（接続部３２）近傍では電流が小さくなる。
図２１（Ｃ）のグラフは、図２１（Ａ）と図２１（Ｂ）での電流分布を足し合わせたものである。分岐配線３１の電流分布に起因するグラウンド面４１の電流のアンバランスが大きく、かつ共振現象が生じているため、放射が大きくなる。
【００４６】
（２）結合長λ／４で放射が低減するメカニズム
結合長がλ／４となる周波数で、放射が低減するメカニズムを説明する。
図２２は、配線３１，３３の水平方向の配線部の電流分布を表すグラフである。（Ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ、折り返しがある場合、分岐配線がある場合、折り返しおよび分岐がある場合に対応する。グラフの横方向は、入力端の位置に対応するものであり、グラフの右端、左端がそれぞれ入力端１，６に対応する。
【００４７】
図２２（Ａ）では、配線３１，３３が並走していることで共振が発生し、電流分布が生じている。結合長がλ／４となる周波数では水平方向に折れ曲がる部位（配線３３，３４の接続部）では電流が最も小さく、そして、基板端である折れ曲がり部（接続部３２）で電流が最大となる。
図２２（Ｂ）では、信号配線３１と信号配線２５（１）〜２５（６）の接続部での反射の影響を考慮している。分岐元（配線３３，３４の接続部）では反射の足し合わせにより電流が高くなり、分岐端（接続部３２）近傍では電流が小さくなる。
図２２（Ｃ）のグラフは、図２２（Ａ）と図２２（Ｂ）での電流分布を足し合わせたものである。分岐配線３１の電流分布に起因するグラウンド面４１の電流のアンバランスが低減し、電流分布の偏りがなくなり、放射が低減する。
【００４８】
（３）結合長がλ／２のときの放射増大防止
次に、結合長がλ／２となる時に放射が増大することを防ぐ方法について述べる。
特に高周波ノイズの源となるのはクロック信号の立ち上がり時間と立下り時間の急峻さによる高調波成分である(参考文献：Clayton R.Paul, “Introduction to Electromagnetic radiation”, pp. 357-402, mimatsu-data-system, JAPAN, 1994)。
そこで、クロック周波数の高調波成分において、結合長がλ／２波長となる周波数成分が十分小さければ、ノイズ源がなくなるので放射も低減することができる。
【００４９】
一般には、高調波の次数ｎが大きくなると、その高調波成分の強度、ひいてはその高調波成分に起因する放射が低減する傾向がある。このため、放射の低減対策が必要な高調波の次数ｎに上限を設けることが可能となる。例えば、次数ｎ（n＜１５、ｎ≠２０）の高調波成分までの放射低減対策を考慮する。このとき、ｎ＝２０次の高調波の周波数において、結合長Ｌcoupがλ／２で共振が生じる場合であっても、信号源であるクロックの高調波成分が十分小さければ、放射の増大が抑制される。
【００５０】
（４）結合長の適性範囲
結合長Ｌcoupが適切な範囲から外れると、即ち、結合長Ｌcoupが長過ぎても短すぎても、放射の抑制が困難となる。
・結合長Ｌcoupが長過ぎると、λ／２共振によって放射が増大する周波数が低周波化して、高調波成分が大きい周波数帯で放射が増大する可能性がある。すなわち、λ／２共振が、クロック信号（周波数ｆｃｋ）のｎ次高調波（＝ｎ・ｆｃｋ）以上の周波数で起きたとする。このとき、このｎ次高調波成分の信号強度が十分に小さければ、ｎ次高調波成分による放射が抑制される。
【００５１】
このときの周波数の関係は、λ／２共振の周波数ｆλ／２，光速ｃ，比誘電率εr，高調波の次数ｎ，クロック信号の周波数ｆｃｋに基づいて、次の式によって表される。
ｆλ／２＝ｃ／（√εr・２・Ｌcoup）＞ｎ・ｆｃｋ 
この式を結合長Ｌcoupで変形すると、次の式（３）が導出される。
Ｌcoup  ＜  ｃ／（２・ｎ・ｆｃｋ√εr）            …（３）
式（３）で、クロック信号の周波数ｆｃｋ＝３３ＭＨｚ、次数ｎ＝２０、比誘電率εｒ＝３．３とすると次の式が導かれる。
Ｌcoup  ＜  １２４ｍｍ
本実施例では結合長Ｌcoupが１１５ｍｍであり、上式が満たされている。
【００５２】
以上のように、クロック周波数の（ｎ／２）次、およびｎ次がそれぞれ、放射を低減したい周波数、および放射を増大させてしまう周波数である。ｎ次の高調波が抑制され、その信号強度が十分小さい場合に、前述の式（３）によって結合長Ｌcoupの上限を設定することができる。即ち、ｎ次の高調波成分の信号強度がある程度小さく（条件１）、これに対して、（ｎ／２）次の高調波成分の信号強度が大きい（例えば、２倍）ときに（条件２）、高調波に起因する放射を有効に抑制できる。
【００５３】
実験によれば、２０次以上の高調波成分において、この条件１，２を充足する結果が得られた。一例として、後述の図３０，図３１に表される入力波形１，２によって、これを示す。後述の図３２、図３３はそれぞれ、入力波形１、２をＦＦＴ変換(Fast Fourier Transform)した結果を示すグラフである。このとき、クロック周波数を３３ＭＨzとすると、１０次高調波は３３０ＭＨz、その２倍の２０次高調波は６６０ＭＨzである。
【００５４】
条件１についての詳細は「放射強度が規制値を超えないための条件」として後述するが、図３２，図３３から５００ＭＨｚ以降で信号強度が明らかに小さくなっていることが認められる。
【００５５】
次に条件２につき説明する。図３２，図３３から９次、１８次の高調波の周波数近傍の成分の信号強度（電圧）を求める。ここでは、グラフでの直読値を３０ｎｓで割って実際の成分の値を示す。なお、１０次高調波成分より９次高調波成分の方が大きく、２０次高調波成分より１８次高調波成分の方が大きかったため、１０次、２０次でなく、９次、１８次を採用することとした。
入力波形１    ９次高調波（３００ＭＨｚ）での信号強度：０．０２６０Ｖ
１８次高調波（６００ＭＨｚ）での信号強度：０．００７１Ｖ
入力波形２    ９次高調波（３００ＭＨｚ）での信号強度：０．００６５Ｖ
１８次高調波（６００ＭＨｚ）での信号強度：０．０００７８Ｖ
【００５６】
これらの値から、ｎ次高調波成分に対する(ｎ／２)次高調波成分の信号強度比Ｒ（(ｎ／２)次高調波成分での電圧／ｎ次高調波成分での電圧）を求めると、次のようになる。
入力波形１での信号強度比Ｒ  ３．６６
入力波形２での信号強度比Ｒ  ８．３３
求められた信号強度比Ｒは、２以上であり、条件２を満たす。即ち、入力波形１，２で高調波の次数ｎを２０近辺に設定することで、次数（ｎ／２＝１０）の高調波成分での放射の抑制が有効となる。
なお、条件２が満たされれば、仮に条件１が満たされていなくても、（ｎ／２）次の高調波成分での放射の抑制が有効であることには変わりない。
【００５７】
以上のように、次数ｎが２０以上の場合、（ｎ／２）次付近での高調波成分による放射の抑制が有効となる。なお、次数ｎが２０より多少小さい場合、例えば、１５以上の範囲でも（ｎ／２）次付近での高調波成分での放射の低減が有効である。
ここで、次数ｎを大きくしてゆくと、次数（ｎ／２）での信号強度自体が小さくなり、（ｎ／２）次の放射の抑制自体が不要となる可能性がある。
これを考えると、実用的な範囲での次数ｎとして、例えば、１５以上、かつ２５以下を挙げることができる。
【００５８】
・結合長Ｌcoupが短すぎると、λ／４共振によって放射が低減される周波数帯が高周波に移行して、放射を低減したい周波数よりも周波数が高くなり、放射低減効果が小さくなる可能性がある。
また、分岐配線３１，３３の長い方の配線長Ｌallに比べて結合長Ｌcoupが短か過ぎると、結合することにより電磁界分布が閉じる領域が短い。このため、リターン電流のアンバランスの影響が出てくるので、不要放射ノイズ低減効果が小さい。そのため、結合長Ｌcoupが総配線長Ｌallの１／２より長い場合に、不要放射ノイズ低減効果が出てくる。即ち、式（４）で表される関係であることが望ましい。
Ｌcoup＞Ｌall／２                                …（４）
【００５９】
上記を確かめるために、結合長Ｌcoupが配線長Ｌallの９／１０の場合（図１）、７／１０の場合（図２３）、５／１０の場合（図２４）について、結合しなかった場合（図３〜図５）と３ｍ法での放射強度を比較する。
その結果、結合長Ｌcoupが配線長Ｌallの９／１０の場合（図１４）、７／１０の場合（図２５）については折り返しがある方が低周波側における放射強度が低減している。しかし、５／１０の場合（図２６）については低周波側における放射強度が増大している。上記により式（４）が確かめられた。
【００６０】
（５）共振周波数の予測
λ／２共振やλ／４共振が起こる周波数を予測できると有効である。簡単には(２)の式を満たす場合にλ／２となる共振が起こる。しかし、実際は信号配線３１，３３のカップリング効果により、もっと低い周波数で共振が起こる。そのため、結合長と特性インピーダンスの関係をシミュレーションにより求める。配線基板１０（図１）における分岐前の信号用パッド３５とグラウンド用パッド４６の間での特性インピーダンスＺをＳＰＩＣＥによるシミュレーションにより求める。反射特性Ｚ１１を求め、それらの位相を図２７に示す。
【００６１】
図２７より、周波数が十分低い場合には、位相が−１００度程度以下である。結合長Ｌcoupが１１５ｍｍの場合、周波数３２０ＭＨｚでλ／４共振（位相が８０度程度）が起こり、５９０ＭＨｚでλ／２共振（２回目の−１００度）が起こっている。また、結合長１３２ｍｍの場合、周波数２６０ＭＨｚでλ／４共振（８０度）が起こり、周波数５５０ＭＨｚでλ／２共振（２回目の−１００度）が起こっている。
ＥＭＩが増大するλ／２共振の低周波化を抑制するためには、結合長が短い１１５ｍｍを選択するとよい。このように、結合長により周波数特性が異なるので、実際に使用する場合は特性インピーダンスをシミュレーションし、ＥＭＩ低減効果が起こる周波数、あるいは、ＥＭＩが増大する周波数も予測し、ＥＭＩが増大する周波数でのノイズ源をなくすことは有効である。
【００６２】
（第２の実施形態）
図２８は、本特許の第２の実施形態に係る配線基板１０ｄを表す模式図である。本図では、入力部に高調波成分を抑制するチップ部品（高周波抑制部品）３８を挿入している。このチップ部品としては、抵抗、インダクタ（例えば、フェライトビーズ・インダクタ）、ＬＣフィルタなどが考えられる。高周波抑制部品３８により、λ／２共振の起こる高調波成分を抑制すればよい。このときの基準周波数ｆλ／２は、式（３）より、次の式で表される。
ｆλ／２＝ｃ／（√εｒ・２・Ｌcoup)
【００６３】
既述のように、高調波成分を低減するには、例えば、図２９のように少なくとも基準周波数ｆλ／２の付近で特性インピーダンスＺが増大する特性を持つチップ部品が望ましい。
高周波抑制部品３８の挿入前の入力波形（入力波形１）を図３０に示す。次に、高調波抑制チップ部品挿入後の入力波形（入力波形２）を図３１に示す。図３２、図３３はそれぞれ、入力波形１、２をＦＦＴ変換(Fast Fourier Transform)した結果を示すグラフである。
周波数４００ＭＨｚでの高調波成分の信号強度は、図３２の場合が図３３の場合よりも３０倍大きくなっている。図３４より、４００ＭＨｚでの放射強度は、入力波形１では５５［ｄBμV／ｍ］で、入力波形２では３５［ｄBμV／ｍ］である。
【００６４】
・放射強度が規制値を超えないための条件
配線基板１０の信号配線３１，３３からの遠方界での放射強度が規制値を超えないための条件について述べる。
一般に、長さLの一対の導線が間隔s０で並列に配置され、周波数ｆで互いに逆向きの電流ＩＤが流れている場合を考える。この一対の導線から距離ｄの地点（測定点）における放射強度（電界強度）の最大値Ｅd,maxは、以下の式（５）で表される（参考文献：  Clayton R.Paul,”ＥＭＣ概論”,ミマツデータシステム，1996年2月、ｐ４３５〜ｐ４３７）。
|Ｅd,max|＝６．３１６×１０−１４・ＩＤ・ｆ２・L・s０／ｄ      ……（５）
【００６５】
この式（５）を図１の配線基板１０の信号配線３１，３３のいずれか一方からの放射強度に適用することを考える。
配線基板１０では、信号配線３１，３３とグラウンド４１とが対向していることから、グラウンド４１によるミラー効果（鏡像効果）が生じる。グラウンド４１を挟んで信号配線３１，３３の鏡像が出現することから、この鏡像も放射強度の最大値Ｅd,maxに影響を与える。即ち、式（５）は信号配線３１，３３のいずれかと、その鏡像によって発生する電界強度の算出に用いることができる。
【００６６】
配線基板１０は信号配線３１，３３およびこれらの鏡像の計４本の信号配線を有する。これに対し、式（５）は２本の導線（配線）によって生じる電界の強度を表すものであり、信号配線３１，３３およびその鏡像の必ずしも正確なモデルであるとはいえない。
しかしながら、式（５）は配線基板１０からの放射強度の目安として用いることが可能である。既述のように、配線基板１０では、信号配線３１，３３を並列に配置することで放射強度（電界強度）の低下を図っている。このため、配線基板１０からの電界強度は、式（５）で算出される電界強度より小さくなる。即ち、式（５）の電界強度値は、条件が悪い場合における配線基板１０からの電界強度の目安として用いることが可能となる。
【００６７】
信号配線３１とグラウンド４１間の距離（基板１２の厚さ）Sk、基板１２の比誘電率εｒから、信号配線３１とその鏡像との距離s０は次の式で表される。
ｓ＝ｓk ×√ε×２
この式を式（６）に代入すると、次の式（６）が導かれる。
|Ｅd,max|＝２．６３２×１０−１４・ＩＤ・ｆ２・L・√εｒ・ｓk／ｄ  …（６）
このとき、式（７）での導線の長さＬは、配線長Ｌall（図１の分岐配線３１の端から端までの水平方向の長さ）に対応する。
【００６８】
電界強度|Ｅd,max|を電界強度の規制値Eregの１／１０にするには、次の式（７）を満たす必要がある。
ＩＤ＜（ｄ・Ereg／１０）／（２．６３２×１０−１４・ｆ２・L・√εｒ・ｓk）
……（７）
【００６９】
４０ｄＢμＶ/mの電界強度規制値Eregは、その定義より、１００μＶ/mに相当する。この電界強度規制値Eregの１／１０の２０ｄＢμＶ/m（＝１０μＶ/m）以下に、配線基板１０からの電界強度を抑制することを考える。信号配線３１の長さＬを０．１２ｍ、基板１２の厚さSkを１８０μｍ、基板１２の比誘電率εｒを４．８、クロック信号の周波数ｆを４００ＭＨｚ、測定点までの距離ｄを３ｍとする。このとき、電流値ＩＤが次の式（８）を満たせば、電界強度|Ｅd,max|は４０ｄＢμＶ/mの電界強度規制値Eregに比べて十分小さくなる。
ＩＤ≦０．０１５ｍＡ                                      ……（８）
【００７０】
次に、ｎ次高調波成分のＦＦＴの振幅を解析式より求める。クロック信号のｎ次高調波成分の振幅Ｃｎは次の式（９）で表される（前述の参考文献の頁385参照）。
Ｃｎ＝Ａ・（τ/T）・sin(n・ω0・τ/2)・sin(n・ω0・τｒ/2)／(n２・ω0２・τ・τｒｆ/４)
……（９）
ここで、このクロック信号の立ち上がり時間τｒ、立下り時間τf、立下り時間τｒと立ち上がり時間τfの平均値τｒｆ、周期Ｔ、パルス幅（波形振幅の５０％の点の間隔）τとする。
【００７１】
入力波形１において、τｒ=τf=6ns、周期Ｔ＝３０ns、パルス幅τ＝１６ns、入力振幅３Ｖとすると、４００ＭＨｚは１２次高調波となり、周波数成分ｃｎは次のように表される。
ｃ１２(波形１)＝０．００９Ｖ          …（１１）
また、入力波形１において、τｒ=τf=１４ns、周期Ｔ＝３０ns、パルス幅τ＝１５ns、入力振幅３Ｖとすると、４００ＭＨｚは１２次高調波となり、周波数成分ｃｎは次のように表される。
ｃ１２(波形１)＝０．０００２６Ｖ      …（１２）
【００７２】
配線３１での電流ＩＤ、電圧ＶＤ、特性インピーダンスＺの関係は次の式で表される。
ＩＤ＝ＶＤ／ｚ
この式を用いて、式（１１）、（１２）を電流値で表現し、配線の特性インピーダンスＺを５０Ωとすると、以下の式（１１）、（１２）が導かれる。
Ｉ１２(波形１)＝０．１８ｍＡ          …（１３）
Ｉ１２(波形２)＝０．００５ｍＡ      …（１４）
【００７３】
これら式（１３）、（１４）より、４０ｄＢμＶ/mの電界強度規制値Eregの１／１０の２０ｄＢμＶ/mにする条件は、式（９）より波形１では満たされないが、波形２では満たされている。波形２では、ＩＣ入力部への高周波抑制部品３８の付加によって波形を鈍らせることが電界強度の低減に有効である。
【００７４】
ｎ次高調波の周波数ｎ・ｆｃｋにおいて配線３１、３３からの放射電界を電界強度規制値Eregの１／１０以下にするには配線３１、３３での電流ＩＤが式（７）を満たす必要がある。このとき、折り返し配線３１，３３の結合長Ｌcoupがλ／2となる周波数以下であると、放射は増大しない。そのためには、前述の式（３）が満たされればよい。
【００７５】
以上のように、分岐配線を持つ配線基板において、分岐端で信号配線を折り返す。この結果、隣接配線の高周波電流の向きが逆となり、互いの電磁界が遠方界で打ち消すように働くことで、放射を低減できる。結合長がλ／４共振のときには、分岐配線によるグラウンド面の電流分布の偏りを低減することで、不要放射ノイズをより低減できる。なお、信号配線の高調波成分を結合長がλ／２共振を起こす周波数に到達させないことが好ましい。
【００７６】
（その他の実施形態）
本発明の実施形態は上記の実施形態に限られず拡張、変更可能であり、拡張、変更した実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
例えば、上記実施形態では、配線基板の層数を２としているが、層数が３以上でも本発明の適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る配線基板の上面図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る配線基板の断面図である。
【図３】本発明の比較例に係る配線基板の上面図である。
【図４】本発明の比較例に係る配線基板の上面図である。
【図５】本発明の比較例に係る配線基板の上面図である。
【図６】本発明の比較例に係る配線基板の放射強度の周波数依存性を表すグラフである。
【図７】受信側ＩＣの信号用パッドでの信号波形を表すグラフである。
【図８】受信側ＩＣのグラウンド用パッドでのグラウンド波形を表すグラフである。
【図９】受信側ＩＣの信号用パッドでの信号波形のスペクトラムを表すグラフである。
【図１０】受信側ＩＣのグラウンド用パッドでのグラウンド波形のスペクトラムを表すグラフである。
【図１１】受信側ＩＣの信号用パッドでの信号波形のスペクトラムを表すグラフである。
【図１２】受信側ＩＣのグラウンド用パッドでのグラウンド波形のスペクトラムを表すグラフである。
【図１３】２つの配線に流れる電流がその周囲に形成する電磁界の分布を示す模式図である。
【図１４】配線を折り返さない場合と配線を折り返した場合におけるＥＭＩシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１５】受信側ＩＣの信号用パッドでの信号波形を表すグラフである。
【図１６】受信側ＩＣのグラウンド用パッドでのグラウンド波形を表すグラフである。
【図１７】受信側ＩＣの信号用パッドでの信号波形のスペクトラムを表すグラフである。
【図１８】受信側ＩＣのグラウンド用パッドでのグラウンド波形のスペクトラムを表すグラフである。
【図１９】配線間距離を変化させた時のＥＭＩシミュレーションの結果を表すグラフである。
【図２０】結合長を変化させた時のＥＭＩシミュレーションの結果を表すグラフである。
【図２１】信号配線の電流分布を表すグラフである。
【図２２】信号配線の電流分布を表すグラフである。
【図２３】本発明の第１の実施形態の変形例に係る配線基板の上面図である。
【図２４】本発明の第１の実施形態の変形例に係る配線基板の上面図である。
【図２５】本発明の第１の実施形態の変形例に係る信号配線の電圧分布を表すグラフである。
【図２６】本発明の第１の実施形態の変形例に係る信号配線の電圧分布を表すグラフである。
【図２７】結合長の違いによる特性インピーダンスの位相の比較
【図２８】本発明の第２の実施形態に係る配線基板の上面図である。
【図２９】高周波抑制チップ部品のインピーダンスの周波数特性の一例を表すグラフである。
【図３０】高周波抑制チップ部品搭載前の波形の一例を表すグラフである。
【図３１】高周波抑制チップ部品搭載後の波形の一例を表すグラフである
【図３２】高周波抑制チップ部品搭載前の波形のスペクトラムの一例を表すグラフである。
【図３３】高周波抑制チップ部品搭載後の波形のスペクトラムの一例を表すグラフである。
【図３４】配線基板の放射強度を表すグラフである。
【符号の説明】
【００７８】
１０…配線基板、１１，１２…基板、１３…保護層、２１…受信側ＩＣ、２２…信号用パッド、２３…グラウンド用パッド、２４…グラウンド面、２５，３１，３３，３４…信号配線、２６…グラウンド配線、２７…ビア、３２…接続部、３５…コネクタ側信号用パッド、４１-４３…グラウンド面、４４，４５…配線、４６…コネクタ側グラウンド用パッド、４７〜４９…間隙
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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