(57)【要約】【課題】インダクタの素子値と出力部のリップル電圧の関係を補正して、好適な出力リップルの制御機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】入力電源１、スイッチング手段２、ダイオード３、インダクタ４、コンデンサ５を有し、コンデンサ５から負荷へ出力電圧を供給する。さらに、出力電圧を制御するスイッチング手段をオン・オフ制御する制御回路９と、制御回路９に接続され、出力電圧のリップル電圧を増幅検出して、スイッチング手段２の駆動周期を、前記リップル電圧に応じて設定する周期設定手段とを備える。この構成により、入出力条件によらずインダクタ４の電流におけるピーク値を所定値に制限すること、かつ出力電圧のリップル電圧も所定値に制限でき、安定した出力電圧を得ることができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を出力する入力電源と、スイッチング手段と、整流手段と、インダクタと、平滑手段とを有し、前記平滑手段から負荷へ出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記出力電圧を制御するために前記スイッチング手段をオン・オフする駆動信号を出力する制御手段と、前記制御手段に接続し、前記出力電圧のリップル電圧を検出して前記スイッチング手段の駆動周期を前記リップル電圧の大きさに応じて設定する周期設定手段とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記周期設定手段は、信号を増幅する増幅器と、前記増幅器により増幅された信号からリップル電圧のみを検出する検波器と、前記検波器からの検出信号に応じてスイッチング手段の駆動周期を制御する発振器とを有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子の周期を好適に設定する降圧・非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、パーソナルコンピュータのＣＰＵ用電源などに、ＤＣ−ＤＣコンバータがよく用いられる。一般的にＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタと、電源電圧と接地電位の間に直列に接続したハイサイドスイッチとローサイドスイッチにより構成され、このハイサイドスイッチとローサイドスイッチが交互にオン・オフを繰り返すことによって、インダクタは磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返し、その際に発生する交流電圧が整流されて、負荷へ出力電圧として供給される。
【０００３】
また、前記出力電圧は、ハイサイドスイッチの１周期におけるオン時間の割合によって調整される。インダクタに流れる電流はスイッチのオン・オフにより増加・減少を繰り返す三角波形状であって、カレントモード制御方式においては、通常そのピーク値もしくは谷値を制御することで、ハイサイドスイッチのオン時間もしくはオフ時間を制御する。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間制御は、ハイサイドスイッチに流れる電流を検出する必要があり、検出回路とその周辺回路が電源電圧側に構成される。このため、変動の想定される電源電圧に対し、正確な電流検出を行うためには回路構成が複雑になる。これに対して、ローサイドスイッチに流れる電流を検出するオフ時間制御は、検出回路とその周辺回路が接地側に設定されるので回路構成が簡素である。
【０００５】
さらに最近の出力電圧の低下傾向に伴い、ハイサイドスイッチのオン時間は短くなる傾向にある。オン時間制御方式ではハイサイドスイッチがオンしている短時間の間に検出および制御をしなければならないが、オフ時間制御方式では、ハイサイドスイッチがオフしている間に検出および制御すればよく、制御時間を長くとることができる。以上のような理由から図５に示す特許文献１のようにオフ時間制御方式に関する考案がなされている。
【０００６】
図５に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータで谷値を制御する回路例では、ハイサイドスイッチ１３、ローサイドスイッチ１４、インダクタ４、コンデンサ５、電流検出増幅器１５、エラー増幅器６、比較器８およびフリップ・フロップ１２から構成される。ハイサイドスイッチ１３のドレインは入力電圧Ｖinに接続され、ハイサイドスイッチ１３のソースはローサイドスイッチ１４のドレイン、インダクタ４の一端および電流検出増幅器１５の反転入力に接続される。インダクタ４の他端はコンデンサ５の一端と出力端子に接続される。また、図示していないが、回路の出力端子には負荷が結合される。
【０００７】
そして、コンデンサ５の他端は接地電位に接続され、ローサイドスイッチ１４のソースは接地電位と電流検出増幅器１５の非反転入力に接続される。出力端子はエラー増幅器６の反転入力にフィードバックされ、基準電圧がエラー増幅器６の非反転入力に接続される。電流検出増幅器１５の出力は比較器８の反転入力に接続され、エラー増幅器６の出力は比較器８の非反転入力に接続されている。比較器８の出力はフリップ・フロップ１２のＳ入力に接続される。フリップ・フロップ１２の出力ＱおよびＱバーはそれぞれハイサイドスイッチ１３とローサイドスイッチ１４のゲートに接続される。
【０００８】
この構成により、好適にフリップ・フロップ１２の出力Ｑとハイサイドスイッチ１３のゲートとの間、また出力Ｑバーとローサイドスイッチ１４のゲートとの間にバッファが存在し、各サイドスイッチ１３，１４のゲートが十分に駆動できるようにしている。
【０００９】
図５に示した回路では、安定状態で動作していると仮定して、インダクタ４は放電相の間に得られた値に特有の値まで励起される。フリップ・フロップ１２のＲ入力でのクロック信号の立ち上がり端でフリップ・フロップ１２の出力Ｑバーを「ハイ」にセットする。これらの条件下で、ハイサイドスイッチ１３は「オフ」になり、ローサイドスイッチ１４は「オン」になって放電相が実行され、この間インダクタ４は負荷に電流を供給する電流源として動作する。
【特許文献１】特開２００１−１３６７３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、このような構成の従来技術では、インダクタの素子値を変化させると、インダクタのピーク電流が変化して出力部におけるリップル電圧も変化することになり、このためインダクタの素子値を変えるたびに、ＤＣ−ＤＣコンバータを再設計する必要性が生じるという問題があった。
【００１１】
本発明は、前記従来技術の問題を解決することに指向するものであり、インダクタの素子値と出力部のリップル電圧の関係を補正して、好適な出力リップルの制御機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記の目的を達成するために、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧を出力する入力電源と、スイッチング手段と、整流手段と、インダクタと、平滑手段とを有し、平滑手段から負荷へ出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、出力電圧を制御するためにスイッチング手段をオン・オフする駆動信号を出力する制御手段と、制御手段に接続し、出力電圧のリップル電圧を検出してスイッチング手段の駆動周期をリップル電圧の大きさに応じて設定する周期設定手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
また、周期設定手段は、信号を増幅する増幅器と、増幅器により増幅された信号からリップル電圧のみを検出する検波器と、検波器からの検出信号に応じてスイッチング手段の駆動周期を制御する発振器とを有することを特徴とする。
【００１４】
前記構成によれば、出力電圧を制御するスイッチング手段によりインダクタの電流ピーク値を所定値に制限し、出力電圧のリップル電圧を制限してスイッチング手段の駆動周期を補正し、インダクタの素子値が変わろうとも出力電圧の安定化を図り、また入出力電圧の関係には影響せずにスイッチング手段の駆動周期を可変することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、インダクタ電流のピーク値を所定値に制限することで、出力電圧のリップル電圧を所定値に制限して、スイッチング手段の駆動周期を適切に補正し、インダクタの素子値が変わろうとも出力電圧の安定化を図ることができ、また、スイッチング手段のオン時間の比とオフ時間の比が一定であるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧の関係には影響せずにスイッチング手段の駆動周期を可変することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。
【００１７】
図１は本発明の実施の形態における降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。ここで、前記従来例を示す図５において説明した構成部材に対応して同等機能を有するものには同一の符号を付して示す。
【００１８】
図１において、１は入力電圧Ｖinを供給する入力電源、２はパワートランジスタからなるスイッチング手段、３は整流手段としてのダイオード、４はインダクタ、５は平滑手段としてのコンデンサであり、スイッチング手段２とダイオード３とインダクタ４が降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを構成してコンデンサ５から出力電圧Ｖoutを出力する。
【００１９】
出力電圧Ｖoutはエラー増幅器６の反転入力にフィードバックされ、基準電圧がエラー増幅器６の非反転入力に接続される。エラー増幅器６は基準電圧と出力電圧Ｖoutが等しくなるように動作する。エラー増幅器６はエラー電圧信号を出力し、比較器８の反転入力に接続される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング手段２の駆動周期を制御する発振器（以下、ＯＳＣという）７の発振出力信号は比較器８の非反転入力に接続される。比較器８は、エラー電圧信号と発振出力信号とを比較することで、一定周期の方形波の制御信号を出力する。この制御信号は制御回路９に入力されスイッチング手段２の制御を行う。
【００２０】
出力電圧Ｖoutを増幅させる機能を有する増幅器１０と、出力電圧のリップル電圧を検出する検波器１１よりなる帰還部は、出力電圧Ｖoutに含まれるリップル電圧のみを検出し、このリップル電圧はＯＳＣ７の入力端子に接続される。ＯＳＣ７はリップル電圧が大きくなるほどスイッチング手段の駆動周期を短くするように制御する機能を有する。このＯＳＣ７、増幅器１０、検波器１１により最適な周期を設定する周期設定手段を構成する。
【００２１】
本実施の形態の特徴である増幅器１０、検波器１１からなる帰還部について説明する。まず、図１に示す回路図から増幅器１０、検波器１１からなる帰還部を除いた場合の動作について説明する。この場合の時間変化に対するＯＳＣ７の変化、スイッチング手段２の制御電圧の変化およびインダクタ４の電流の変化を図２に示す。図２（ａ）に示すような、スイッチング手段２の駆動周期を制御する発振出力信号とエラー増幅器６のエラー電圧信号とを比較器８により、図２（ｂ）に示すような、スイッチング手段２の制御信号として、一定周期Ｔ１と一定パルス幅Ｔonを有するスイッチング手段２の制御電圧が出力される。また、インダクタ４の電流ＩＬは（数１）で表される。
【００２２】
【数１】
2006149152.tif 000003
（数１）のＴonによって、インダクタ４のターンオンとターンオフは制御され、インダクタ４の電流ＩＬは図２（ｃ）に示すような電流波形となる。また、出力電圧Ｖoutと入力電圧Ｖinの関係は（数２）で表される。
【００２３】
【数２】
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（数２）により入力電圧Ｖinは出力電圧Ｖoutに降圧される。ここで、出力電圧Ｖoutには電流ＩＬに依存したリップル電圧が生じる。
【００２４】
次に、インダクタ４の素子値Ｌのみを小さくした場合を図３（ｃ）に示す。図２（ｃ）のインダクタ４のピーク電流をＩＬＰ１、図３（ｃ）のインダクタ４のピーク電流をＩＬＰ２とすると、（数１）より、ＩＬＰ２＞ＩＬＰ１となり、図３（ｃ）のようにインダクタ４のピーク電流が大きくなる。このピーク電流より、出力端子のリップル電圧も大きくなり、インダクタ４のピーク電流および出力端子のリップル電圧を所定値制御することは困難となる。
【００２５】
次に、図１に示す回路図において、増幅器１０、検波器１１からなる帰還部を含んだ場合の動作について説明する。前述した図２の状態から、図３の状態と同様にインダクタ４の素子値Ｌのみを小さくした場合、インダクタ４の電流ＩＬの振幅は大きくなり、出力電圧のリップル電圧も大きくなる。このリップル電圧は増幅器１０、検波器１１からなる帰還部を通って、ＯＳＣ７の制御信号となり、図４（ａ）に示すようにＯＳＣ７からのスイッチング手段２の駆動周期を周期Ｔ１からＴ２として短くするように制御する。
【００２６】
前記リップル電圧によって変化した周期Ｔ２を有するスイッチング手段２の駆動周期として、発振出力信号とエラー電圧信号とを比較器８によって比較することで、図４（ｂ）に示すように周期Ｔ２と一定パルス幅Ｔon２を有するスイッチング手段２の制御電圧が出力される。駆動周期をＴ２に短くすることで、Ｔon２のパルス幅も短くなり、（数１）よりインダクタ４の電流ＩＬの振幅は、図４（ｃ）に示すように小さくなり、出力電圧Ｖoutのリップル電圧も小さくなる。
【００２７】
ここで、Ｔ１／Ｔon＝Ｔ２／Ｔon２となるように制御することで、ＯＳＣ７の周期を変化させても、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutの関係には影響しない。結果的にインダクタ４の素子値Ｌを変化させても入出力条件に関係なく、インダクタ４のピーク電流を所定値に制御でき、なおかつ出力端子のリップル電圧を所定値に制御できる機能を有する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００２８】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタの素子値によらずインダクタ電流のピーク値を所定値に制限して、出力電圧のリップル電圧も所定値に制限でき、出力電圧の安定化を図ることができ、また、スイッチング手段のオン時間の比とオフ時間の比が一定のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧の関係には影響せずにスイッチング手段の駆動周期を可変でき、降圧・非絶縁型等のＤＣ−ＤＣコンバータとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態における降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図
【図２】本実施の形態における帰還部を除いたＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング手段の駆動周期（ａ）、スイッチング手段の制御電圧（ｂ）、インダクタの電流（ｃ）の各動作波形を示す図
【図３】本実施の形態における帰還部を除きインダクタの素子値を小さくしたＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング手段の駆動周期（ａ）、スイッチング手段の制御電圧（ｂ）、インダクタの電流（ｃ）の各動作波形を示す図
【図４】本実施の形態における帰還部を含みインダクタの素子値を小さくしたＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング手段の駆動周期（ａ）、スイッチング手段の制御電圧（ｂ）、インダクタの電流（ｃ）の各動作波形を示す図
【図５】従来の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図
【符号の説明】
【００３０】
１  入力電源
２  スイッチング手段
３  ダイオード
４  インダクタ
５  コンデンサ
６  エラー増幅器
７  発振器（ＯＳＣ）
８  比較器
９  制御回路
１０  増幅器
１１  検波器
１２  フリップ・フロップ
１３  ハイサイドスイッチ
１４  ローサイドスイッチ
１５  電流検出増幅器
【図１】
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【図２】
2006149152.tif 000006
【図３】
2006149152.tif 000007
【図４】
2006149152.tif 000008
【図５】
2006149152.tif 000009