(57)【要約】【課題】車両用２電源系の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電による低電圧バッテリの電圧低下を簡素な回路構成により実現可能な車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供すること。【解決手段】高電圧バッテリ及び高電圧電気負荷を含む高電圧電源系と、低電圧バッテリ及び低電圧電気負荷を含む高電圧電源系との間に配置される車両用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電時の制御方式であって、補機バッテリ５の電圧ＶＬがその許容最低電圧に対応するしきい値電圧ＶＬｔｈより低くならないようにＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電時を規制する（Ｓ１０４）。【選択図】図５
2006149127.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧バッテリ及び高電圧電気負荷を含む高電圧電源系と、低電圧バッテリ及び低電圧電気負荷を含む低電圧電源系との間に介設されるとともに内蔵するスイッチング素子のスイッチングにより前記両系間の送電を行う車両用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記高電圧電源系から前記低電圧電源系への送電動作である順方向降圧送電モードと、前記低電圧電源系と前記高電圧電源系への送電モードである逆方向昇圧送電モードとから選択した運転モードにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの送電方向を選択するとともに、順方向降圧送電時に前記低電圧バッテリの電圧を所定目標レベルに収束させるべく前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を調節するフィードバック制御を実施する車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記制御回路は、
前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して前記逆方向昇圧送電時の送電電力を前記低電圧電源系の電圧に基づいて規制することにより、前記低電圧電源系の電圧低下を所定許容範囲に維持することを特徴とする車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記制御回路は、
前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して前記低電圧電源系の電圧が所定しきい値を下回ったかどうかを判定し、下回った場合に前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を制限することにより送電電力を所定値以下に規制することを特徴とする車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１記載の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記制御回路は、
前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して前記低電圧電源系の電圧と所定しきい値との偏差に応じて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比又はその最大値を決定することにより送電電力を規制することを特徴とする車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか記載の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記制御回路は、
前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して送電電力を所定値以下に規制するべく前記低電圧電源系の電圧と所定しきい値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を第１デューティ比として決定する第１手段と、
前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して送電電力を所定値以下に規制するべく前記高電圧電源系の電圧と所定しきい値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を第２デューティ比として決定する第２手段と、
前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して送電電力を所定値以下に規制するべく前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流と所定しきい値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を第３デューティ比として決定する第３手段と、
を有し、
前記第２デューティ比と第３デューティ比との少なくともいずれかと前記第１デューティ比とのうちで最小のデューティ比を選択し、前記スイッチング素子のデューティ比又はその最大値を前記最小のデューティ比又はそれより小さい値に設定することを特徴とする車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか記載の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記制御回路は、
前記逆方向昇圧送電モードの開始直後にのみ、前記低電圧電源系の電圧に基づく前記送電電力の規制を行うことを特徴とする車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両用２電源系に用いる車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧が異なる２つのバッテリをもつ車両用２電源系がハイブリッド車などの技術分野において実用乃至提案されている。この車両用２電源系では、高電圧電源系を高電圧バッテリと大電力を消費する電気負荷により構成し、低電圧電源系を従来同様の低電圧バッテリと低電圧負荷により構成する。発電装置が発電電力は高電圧電源系へ優先的に給電し、低電圧電源系へは降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを通じて高電圧電源系から給電するのが通常である。
【０００３】
この種の車両用２電源系において、ＤＣ−ＤＣコンバータを双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとすることにより、高電圧電源系の電力不足時に低電圧電源系から高電圧電源系に逆方向昇圧送電を行うことが提案されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの順方向降圧送電の開始に先だってＤＣ−ＤＣコンバータを逆方向昇圧送電させてＤＣ−ＤＣコンバータの入力平滑コンデンサを予め充電し、高電圧電源系からこの入力平滑コンデンサへの突入電流を低減する技術も提案されている。
【０００４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとしては種々の形式のものが知られているが、送電電力（送電電流）を制御する出力制御のためにＰＷＭ制御方式を採用するのが普通である。具体的に説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を目標値に収束させるべくＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のＰＷＭデューティ比がフィードバック制御される。ただ、この種のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子のＰＷＭデューティ比が一定であっても入力電圧が変動すると出力電流が変動してしまう。このため、下記の特許文献１は、スイッチング素子のデューティ比の関数値を示す補正電圧をスイッチング素子の電流に加算することにより、言い換えれば、スイッチング素子の電流を上記補正電圧により補正することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流とみなすことを提案している。
【特許文献１】特開２００３ー２７４６４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記したＰＷＭフィードバック方式の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いる車両用２電源系において逆方向昇圧送電を行う場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が過大となって低電圧バッテリの電圧低下が生じ、低電圧バッテリに接続された制御装置や電子装置などの電源電圧が低下するという不具合が生じる可能性があることがわかった。これは、低電圧バッテリの容量が元々それほど大きくないために、逆方向昇圧送電時にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が増大すると、低電圧バッテリの放電電流増大により低電圧バッテリの電圧降下が増大して低電圧バッテリの端子電圧が低下してしまうためである。このような低電圧バッテリの端子電圧低下は、この制御装置や電子装置などの誤動作や動作信頼性の低下を招く。
【０００６】
この問題を解決するには種々の解決案が考えられる。たとえば低電圧バッテリの容量増大はその一つであるが、車載重量の体格、重量、製造費用の増大を招くと言う問題がある。
【０００７】
逆方向昇圧送電時にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を監視し、それが所定値を超えないようにＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のデューティ比を規制することも考えられるが、電流検出が面倒であるうえ、通常は基準電圧レベルが異なる高電圧電源系の電圧と制御回路の電圧との整合を取る必要があり、回路構成が更に面倒となる。
【０００８】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、車両用２電源系の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電による低電圧バッテリの電圧低下を簡素な回路構成により実現可能な車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、高電圧バッテリ及び高電圧電気負荷を含む高電圧電源系と、低電圧バッテリ及び低電圧電気負荷を含む低電圧電源系との間に配置されるとともに内蔵するスイッチング素子のスイッチングにより前記両系間の送電を行う車両用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記高電圧電源系から前記低電圧電源系への送電動作である順方向降圧送電モードと、前記低電圧電源系と前記高電圧電源系への送電モードである逆方向昇圧送電モードとから選択した運転モードにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの送電方向を選択するとともに、順方向降圧送電時に前記低電圧バッテリの電圧を所定目標レベルに収束させるべく前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を調節するフィードバック制御を実施する車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、前記制御回路が、前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して前記逆方向昇圧送電時の送電電力を前記低電圧電源系の電圧に基づいて規制することにより、前記低電圧電源系の電圧低下を所定許容範囲に維持することを特徴としている。なお、ここで言うＰＷＭデューティ比とは、ＰＷＭ制御されるスイッチング素子に印加する制御パルス信号のデューティ比を言うものとする。
【００１０】
すなわち、この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、低電圧バッテリの電圧低下が許容範囲となる範囲でその逆方向昇圧送電を実施するように制御される。このようにすれば、低電圧バッテリの電圧に基づいて送電制御を行うため、ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電時の出力電流を所定範囲に制限するのに比べて格段に簡素な回路構成により低電圧バッテリの電圧低下を防止することができる。また、低電圧バッテリの電圧を直接モニターするため、低電圧バッテリの電圧低下の制限も高精度に行うことができる。更に、この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、順方向降圧送電時には、その出力制御のために低電圧バッテリの電圧を所定目標レベルに収束させるべくスイッチング素子のＰＷＭデューティ比を調節するフィードバック制御を実施しているため、つまり、本発明によると、順方向降圧送電時も逆方向昇圧送電時も、低電圧バッテリの電圧をモニタしてスイッチング素子のＰＷＭデューティ比の制御を行うため、制御回路系を大幅に共通化することができ、回路構成の更なる簡素化が可能となる。
【００１１】
なお、本発明に用いる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、フォワード方式の他、フライバック方式など各種ＤＣ−ＤＣコンバータを採用することができる。
【００１２】
好適な態様において、前記制御回路は、前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して前記低電圧電源系の電圧が所定しきい値を下回ったかどうかを判定し、下回った場合に前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を制限することにより送電電力を所定値以下に規制する。このようにすれば、低電圧バッテリの電圧が、低電圧電源系の電気負荷の許容電源電圧より十分高い場合には、送電電力の規制しないため逆方向昇圧送電を強力に実施することができる。更に、低電圧バッテリの電圧が、低電圧電源系の電気負荷の許容電源電圧の最低レベルに接近すれば、送電電力を規制して低電圧電源系の電圧低下を抑止することができる。
【００１３】
好適な態様に置いて、前記制御回路は、前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して前記低電圧電源系の電圧と所定しきい値との偏差に応じて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比又はその最大値を決定することにより送電電力を規制する。このようにすれば、上記偏差が大きく低電圧電源系の電圧が十分高い状況ではスイッチング素子のＰＷＭデューティ比の制限を緩和して大電力送電を実現できるとともに、低電圧電源系の電圧の低下につれて送電電力を低減していくことができるので、ソフトな送電規制を実現することができる。
【００１４】
好適な態様において、前記制御回路は、前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して送電電力を所定値以下に規制するべく前記低電圧電源系の電圧と所定しきい値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を第１デューティ比として決定する第１手段と、前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して送電電力を所定値以下に規制するべく前記高電圧電源系の電圧と所定しきい値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を第２デューティ比として決定する第２手段と、前記逆方向昇圧送電モードの実行に際して送電電力を所定値以下に規制するべく前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流と所定しきい値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のＰＷＭデューティ比を第３デューティ比として決定する第３手段とを有し、前記第２デューティ比と第３デューティ比との少なくともいずれかと前記第１デューティ比とのうちで最小のデューティ比を選択し、前記スイッチング素子のデューティ比又はその最大値を前記最小のデューティ比又はそれより小さい値に設定する。
【００１５】
すなわち、この態様では、逆方向昇圧送電時の出力電流又は出力電圧を所定レベルに調整する場合におけるスイッチング素子のＰＷＭデューティ比より、上記低電圧電源系の電圧に基づくスイッチング素子のＰＷＭデューティ比が小さくなる場合にのみ低電圧電源系の電圧に基づくスイッチング素子のＰＷＭデューティ比の規制を行うため、低電圧電源系の電圧低下が小さい段階での送電制限を極力減らして円滑な逆方向昇圧送電を実行できるとともに、低電圧電源系の電圧低下が深刻となった場合には優先的に送電電力の規制を行うことができるために低電圧電源系の電気負荷へ給電する電源電圧の望ましくない低下を確実に防止することができる。
【００１６】
好適な態様において、前記逆方向昇圧送電モードの開始直後にのみ、前記低電圧電源系の電圧に基づく前記送電電力の規制を行う。通常では、逆方向昇圧送電に際してＤＣ−ＤＣコンバータに大電流が流れて低電圧バッテリの端子電圧が大きく低下する問題が発生するのは、逆方向昇圧送電の開始直後であるため、この期間以外には低電圧電源系の電圧低下に基づく送電電力制限を停止することにより、逆方向昇圧送電の円滑な推考を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を用いた車両用電源系の好適な実施態様を図面を参照して以下説明する。ただし、本発明の車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に用いる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、下記の実施例に用いた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものでなく、公知の種々のものを採用できることはもちろんである。
【実施例１】
【００１８】
（回路構成）
図１に示す車両用電源系において、１は高電圧のメインバッテリ、２は一次側直交変換部、３はトランス、４は二次側直交変換部、５は低電圧の補機バッテリ（定格電圧約１２Ｖ）である。メインバッテリ１は本発明で言う高電圧バッテリをなす。一次側直交変換部２、トランス３、二次側直交変換部４は、本発明で言う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。
【００１９】
一次側直交変換部２は、フルブリッジ接続された単相インバータ回路２１と、その入力側に配置された一次側平滑回路２２とを有している。
【００２０】
単相インバータ回路２１は、４つのトランジスタ２１１〜２１４を有し、各トランジスタ２１１〜２１４は、フライホイルダイオードとして機能する周知の寄生ダイオードをそれぞれ有している。各トランジスタ２１１〜２１４にそれぞれ別体のフライホイルダイオードを並列接続してもよい。単相インバータ回路２１は、一次側平滑回路２２の出力端に接続される一対の直流端子と、トランス３の一次コイルの両端に接続される一対の交流端子とを有している。単相インバータ回路２１の構成及び動作は周知であり、本発明の要旨でもないので、これ以上の説明は省略する。一次側平滑回路２２は、コンデンサ２２１〜２２３とチョークコイル２２４とを有し、第１直流端子６、７を通じてメインバッテリ１の両端に接続されている。一次側平滑回路２２の構成及び動作は周知であり、本発明の要旨でもないので、これ以上の説明は省略する。
【００２１】
トランス３は、同方向に巻回され、各一端が第２直流端子８を通じて接地された一対の二次コイルを有する降圧トランスである。
【００２２】
二次側直交変換部４は、スイッチング・整流部４１と、その出力側に配置された二次側平滑回路４２とを有している。スイッチング・整流部４１は、一端がトランス３の一対の二次コイルの出力端に個別に接続される一対のトランジスタ４１１、４１２を有している。Ｄはトランジスタ４１１，４１２の寄生ダイオードであるが、ダイオードを積極的に追加してもよい。二次側平滑回路４２は、一対のトランジスタ４１１，４１２の他端と第２直流端子９とを接続するチョークコイル４２１と、一対の第２直流端子８，９間に接続される平滑コンデンサ４２２とを有している。
【００２３】
補機バッテリ５は、第２直流端子８，９間に接続されている。本発明で言う低電圧バッテリをなす補機バッテリ５は図示しない種々の車載電気負荷に給電している。
【００２４】
１０は、上記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するコントローラであり、本発明で言う制御回路を構成している。コントローラ１０が果たす機能はハードウエア回路により構成されるのが好ましいが、マイコンによるソフトウエア処理を行うこともできる。この実施例の特徴をなす制御部分は、理解を簡単とするためにソフトウエア処理により説明するものとする。
【００２５】
（直流降圧動作）
メインバッテリ１から補機バッテリ５への降圧給電は以下のように実施される。単相インバータ回路２１のトランジスタ２１１、２１４のペアとトランジスタ４１２、４１３のペアとを所定周期で交互にオンすることにより、単相矩形波交流電圧を発生し、それをトランス３で降圧し、スイッチング・整流部４１で単相全波整流し、二次側平滑回路４２で平滑して、補機バッテリ５に印加する。また、コントローラ１０は、一対の二次コイルの一方の出力電圧が補機バッテリ５の端子電圧より高い期間だけ、この一対の二次コイルの一方に接続されるトランジスタ４１１、４１２の一方をオンし、一対の二次コイルの他方の出力電圧が補機バッテリ５の端子電圧より高い期間だけ、この一対の二次コイルの他方に接続されるトランジスタ４１１、４１２の他方をオンし、同期整流を行う。なお、この同期整流を行わず、トランジスタ４１１、４１２を降圧給電中オフして、寄生ダイオードＤによるダイオード整流を行ってもよい。
【００２６】
（直流昇圧動作）
補機バッテリ５からメインバッテリ１への昇圧給電を図２のタイミングチャートを参照して以下に説明する。まず、スイッチング・整流部４１のトランジスタ４１１、４１２を両方ともオンする。この時、トランジスタ４１１、４１２は、巻回方向及び巻数が等しい一対の二次コイルへ逆方向に通電するため、実質的にトランスコアの磁束は０であり、二次コイルには電圧は誘導されない。この通電により、チョークコイル４２１に磁気エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタ４１１をオフする。これにより、トランジスタ４１１側の二次コイルの電流が０となる。その結果、チョークコイル４２１に蓄積された磁気エネルギーはトランジスタ４１１のオフ前の電流状態を維持しようとするため、トランジスタ４１２を通じてトランジスタ４１２側の二次コイルにいままでの２倍の電流が一時的に流れる。結局、これは、トランジスタ４１１側の二次コイルの電流が一時的に反転したと同じ磁束変化をトランス３のコアに与え、トランス３の一次コイルにこの磁束変化に比例する交流電圧成分（半波）を発生させる。この交流電圧成分は、単相インバータ回路２１のフライホイルダイオードＤにより全波整流され、一次側平滑回路２２で平滑されてメインバッテリ１を充電する。次に、トランジスタ４１１をオンする。これにより、トランス３のコアを流れる磁束は最初と同じく実質的に０となり、トランス３の一次コイルに電圧は誘導されない。次に、トランジスタ４１２をオフする。これにより、トランジスタ４１２側の二次コイルの電流が０となる。その結果、チョークコイル４２１に蓄積された磁気エネルギーはトランジスタ４１２のオフ前の電流状態を維持しようとするため、トランジスタ４１１を通じてトランジスタ４１１側の二次コイルにいままでの２倍の電流が一時的に流れる。結局、これは、トランジスタ４１２側の二次コイルの電流が一時的に反転したと同じ磁束変化をトランス３のコアに与え、トランス３の一次コイルにこの磁束変化に比例する交流電圧成分（半波）を発生させる。この交流電圧成分は、単相インバータ回路２１のフライホイルダイオードＤにより全波整流され、一次側平滑回路２２で平滑されてメインバッテリ１を充電する。以下、上記順次にトランジスタ４１１、４１２をオンオフすれば、継続的に補機バッテリ５からメインバッテリ１へ、チョークコイル４２１の磁気エネルギーにより増勢された高電圧の送電（直流昇圧送電）を行うことができる。
【００２７】
つまり、トランジスタ４１１、をオフすると、一対の二次コイルに電流が流れないに等しい状況から、一対の二次コイルの他方に通常の２倍の電流を流したに等しい状況が一時的に生じ、この二次コイルの電流変化に等しい磁束変化がトランス３のコアに生じ、この磁束変化に比例した電圧が一次コイルに誘導される。これは、一時的に補機バッテリ５の電圧をブーストアップしたに等しいので、第１直流端子６，７間に大きな直流電圧を発生させることができる。
【００２８】
（変形態様）
図１のスイッチング・整流部４１を単相インバータ回路２１と同一構成の単相インバータ回路としてもよいことは明白である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その内部電圧ロスやバッテリの放電時と充電時の電圧の差により降圧比より昇圧比を著しく大きく設定することが必須であるが、この態様では、この昇圧比のブーストアップに順送電時に電流平滑を行うチョークコイルの磁気エネルギーを利用することができるため、回路構成を簡素化することができる。
【００２９】
（変形態様）
図１のスイッチング・整流部４１のトランジスタ４１１、４１２の向きを逆とし、トランス３の二次コイルの中点（接続点）をチョークコイル４２１に接続してもよい。このようにすれば、トランジスタ４１１、４１２のソース電極を接地することができるので、トランジスタ４１１、４１２のオン抵抗を低い制御電圧においても低減でき、実用上有利となる。
【００３０】
（制御の説明）
コントローラ１０によりなされるＤＣ−ＤＣコンバータの制御動作を以下に説明する。
【００３１】
（基本制御ルーチン）
図３は基本制御ルーチンを示す。まず車両制御用の電子制御装置（図示せず）からＤＣ−ＤＣコンバータ動作に関する指令を読み込み（Ｓ１００）、順方向降圧送電が指令されているかどうかを判定し（Ｓ１０２）、指令されていれば順方向降圧送電モードに相当する後述のサブルーチンを実行し（Ｓ１０４）、指令されていなければ逆方向昇圧送電が指令されているかどうかを判定し（Ｓ１０６）、指令されていれば逆方向昇圧送電モードに相当する後述のサブルーチンを実行し（Ｓ１０８）、ステップＳ１００にリターンする。
【００３２】
（順方向降圧送電制御）
図４はこの実施例で採用した順方向降圧送電制御サブルーチンを示す。この順方向降圧送電制御サブルーチンは、エンジン運転中になされる。まず補機バッテリ５の電圧ＶＬを読み込み（Ｓ２００）、補機バッテリ５の電圧ＶＬが収束すべきしきい値電圧ＶＬｔｈと補機バッテリ５の電圧ＶＬとの差ΔＶを算出し、更にこの差ΔＶに対応するＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭデューティ比Ｄｒをマップなどから求める（Ｓ２０２）。次に、この決定されたＰＷＭデューティ比ＤｒによりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御する。なお、このＰＷＭデューティ比Ｄｒは、差ΔＶが大きいほど順方向降圧送電電力が大きくなるように設定されている。
【００３３】
これにより、補機バッテリ５の電圧ＶＬはその好適電圧であるしきい値電圧ＶＬｔｈとなる。図示しない発電機から充電されるメインバッテリ１に比べて補機バッテリ５の蓄電容量は格段に小さいので、この順方向降圧送電による補機バッテリ５の充電電流は、ほぼ補機バッテリ５と並列接続されて補機バッテリ５とともに低電圧電源系を構成する低電圧電気負荷の消費電流に等しくなる。
【００３４】
（逆方向昇圧送電制御）
図５はこの実施例で採用した逆方向昇圧送電制御サブルーチンを示す。この逆方向昇圧送電制御サブルーチンは、たとえばメインバッテリ１からの給電によるエンジン始動時においてメインバッテリ１の蓄電容量が少ない場合や、ＤＣ−ＤＣコンバータの順方向降圧送電開始前にその高電圧側の平滑コンデンサ２２１やその他の高電圧電源系に接続された機器のDC-LINKコンデンサなどに対する予備充電のためになされる。
【００３５】
まず補機バッテリ５の電圧ＶＬを読み込み（Ｓ３００）、それがしきい値電圧ＶＬｔｈより低いかどうかを判定する（Ｓ３０２）。このしきい値電圧ＶＬｔｈは、補機バッテリ５が接続される低電圧電気負荷の許容最低電源電圧又はそれより多少高い値に設定されている。補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈより低ければ、これ以上の逆方向昇圧送電は無理と判断してＤＣ−ＤＣコンバータの運転を停止する（Ｓ３０４）。これにより、低電圧電気負荷の電源電圧の低下により、電子装置など電源電圧低下に敏感な低電圧電気負荷の動作エラーなどが発生するのを防止することができる。
【００３６】
次に、補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈより高ければ、補機バッテリ５の電圧ＶＬとしきい値電圧ＶＬｔｈとの差ΔＶを算出し、更にこの差ΔＶに対応するＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭデューティ比Ｄｒをマップなどから求める（Ｓ３０６）。次に、この決定されたＰＷＭデューティ比ＤｒによりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御する（Ｓ３０８）。なお、このＰＷＭデューティ比Ｄｒは、差ΔＶが大きいほど逆方向昇圧送電電力が大きくなるように設定されている。
【００３７】
これにより、補機バッテリ５の電圧ＶＬがその最低電圧であるしきい値電圧ＶＬｔｈに接近するにつれて逆方向昇圧送電電力を低減することができるので、補機バッテリ５の蓄電容量が大きい状態では逆方向昇圧送電電力を十分に確保できるとともに、補機バッテリ５の蓄電容量が小さい状態では逆方向昇圧送電電力を削減して低電圧電気負荷の電源電圧低下を抑止することができる。
【００３８】
なお、この実施例では、補機バッテリ５の電圧ＶＬの低下につれて連続的に逆方向昇圧送電電力を低減したが、段階的に低減してもよいことはもちろんである。
【実施例２】
【００３９】
他の実施例の逆方向昇圧送電制御を図６を参照して以下に説明する。
【００４０】
まず補機バッテリ５の電圧ＶＬとメインバッテリ１の電圧ＶＨとを読み込み（Ｓ４００）、補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈより低いかどうかを判定する（Ｓ４０２）。このしきい値電圧ＶＬｔｈは、補機バッテリ５が接続される低電圧電気負荷の許容最低電源電圧又はそれより多少高い値に設定されている。補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈ以下であれば、これ以上の逆方向昇圧送電は無理と判断してＤＣ−ＤＣコンバータの運転を停止する（Ｓ４０４）。これにより、低電圧電気負荷の電源電圧の低下により、電子装置など電源電圧低下に敏感な低電圧電気負荷の動作エラーなどが発生するのを防止することができる。
【００４１】
補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈより高ければ、メインバッテリ１の電圧ＶＨの目標電圧であるしきい値電圧ＶＨｔｈとメインバッテリ１の電圧ＶＨとの差ΔＶを算出し、更にこの差ΔＶに対応するＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭデューティ比Ｄｒをマップなどから求める（Ｓ４０６）。次に、この決定されたＰＷＭデューティ比ＤｒによりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御する（Ｓ４０８）。なお、このＰＷＭデューティ比Ｄｒは、差ΔＶが大きいほど逆方向昇圧送電電力が大きくなるように設定されている。
【００４２】
これにより、メインバッテリ１の電圧ＶＨはその好適電圧であるしきい値電圧ＶＨｔｈに収束する。もし逆方向昇圧送電の途中で補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈより低下したら送電をただちに中止するため、補機バッテリ５と並列接続されて補機バッテリ５とともに低電圧電源系を構成する低電圧電気負荷の電源電圧が望ましくないレベルまで低下するのを防止することができる。
【００４３】
この実施例によれば、低電圧電気負荷の電源電圧の低下が可能な範囲にてメインバッテリ１の電圧ＶＨが小さいほど言い換えればメインバッテリ１の電力要求が大きいほど大電力を逆方向昇圧送電することができる。
【実施例３】
【００４４】
他の実施例の逆方向昇圧送電制御を図７を参照して以下に説明する。
【００４５】
まず補機バッテリ５の電圧ＶＬとメインバッテリ１の電圧ＶＨとＤＣ−ＤＣコンバータの電流Ｉとを読み込み（Ｓ５００）、これらの検出値に基づいて３つのＰＷＭデューティ比Ｄｒ１、Ｄｒ２、Ｄｒ３を算出する（Ｓ５０２）。ＰＷＭデューティ比Ｄｒ１は、補機バッテリ５の電圧ＶＬとしきい値電圧ＶＬｔｈとの差ΔＶ＝ＶＬーＶＬｔｈに対応するＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭデューティ比Ｄｒであり、マップなどから求められる。このＰＷＭデューティ比Ｄｒ１は、差ΔＶが大きいほど逆方向昇圧送電電力が大きくなるように設定されている。
【００４６】
ＰＷＭデューティ比Ｄｒ２は、メインバッテリ１の電圧ＶＨの目標電圧であるしきい値電圧ＶＨｔｈとメインバッテリ１の電圧ＶＨとの差ΔＶに対応するＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭデューティ比Ｄｒであり、マップなどから求められる。このＰＷＭデューティ比Ｄｒ２は、差ΔＶ＝ＶＨｔｈーＶＨが大きいほど逆方向昇圧送電電力が大きくなるように設定されている。
【００４７】
ＰＷＭデューティ比Ｄｒ３は、ＤＣ−ＤＣコンバータの目標値Ｉｔｈと検出したＤＣ−ＤＣコンバータの電流Ｉとの差ΔＶ＝ＩｔｈーＩに対応するＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭデューティ比Ｄｒであり、マップなどから求められる。このＰＷＭデューティ比Ｄｒ３は、差ΔＶ＝ＩｔｈーＩが大きいほど逆方向昇圧送電電力が大きくなるように設定されている。次に、ＰＷＭデューティ比Ｄｒ１〜Ｄｒ３のうちで最小の値を選択し（Ｓ５０４）、この選択したＰＷＭデューティ比によりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御する（Ｓ５０６）。
【００４８】
これにより、もし、補機バッテリ５の電圧ＶＬがその許容最小値であるしきい値電圧ＶＬｔｈより低下すればＰＷＭデューティ比Ｄｒが０となるためＤＣ−ＤＣコンバータの運転が停止されて、低電圧電気負荷のそれ以上の電源電圧低下を阻止できるとともに、補機バッテリ５の電圧ＶＬがしきい値電圧ＶＬｔｈより大きい範囲でかつ補機バッテリ５の電圧ＶＬが十分に大きい場合にはメインバッテリ１の電圧ＶＨ又はＤＣ−ＤＣコンバータの電流Ｉに基づくフィードバック制御を行うことができ、メインバッテリ１の電圧ＶＨ又はＤＣ−ＤＣコンバータの電流Ｉを好適に制御することができる。
【００４９】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータの電流Ｉとしては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を採用することが好適であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流又はその内部電流を採用しても良い。
【００５０】
（変形態様）
上記各実施例で採用した補機バッテリ５の電圧ＶＬの代わりにＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側端子電圧や低電圧電気負荷の電源電圧を採用しても良い。後者の場合には、最も電源電圧低下が好ましくない電気負荷の電源電圧を採用することが好適である。
【００５１】
（変形態様）
なお、上記説明した逆方向昇圧送電制御における送電規制又は送電停止を逆方向昇圧送電の開始直後にのみ実施しても良い。これは、補機バッテリ５の電圧ＶＬの大きな電圧低下に相当する大電流での逆方向昇圧送電が、逆方向昇圧送電の開始直後にのみ生じるのが通常であるためである。その他、順方向降圧送電の開始直前にのみ実施して高電圧側の平滑コンデンサの充電だけを行っても良く、エンジン始動時のみこの逆方向昇圧送電を行うようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】実施例１に用いたハイブリッド車用の２電源系を示す回路図である。
【図２】図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。
【図３】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの送電制御の基本部分を説明するフローチャートである。
【図４】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの順方向降圧送電制御の詳細を説明するフローチャートである。
【図５】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電制御を説明するフローチャートである。
【図６】実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電制御を説明するフローチャートである。
【図７】実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆方向昇圧送電制御を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
【００５３】
１      メインバッテリ
２      一次側直交変換部
３      トランス
４      二次側直交変換部
５      補機バッテリ
１０      コントローラ（制御回路）
２１      単相インバータ回路
２２      一次側平滑回路
４１      整流部
４２      二次側平滑回路
２１１〜２１４      トランジスタ
２２１〜２２３      平滑コンデンサ
２２４                チョークコイル
４１１、４１２        トランジスタ
４２１      チョークコイル
４２２      平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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