(57)【要約】【課題】簡素な構成で効率が高く、昇降圧も容易インバータ回路を提供すること。【解決手段】入力直流電圧を全波整流電圧波形の電圧に変換するチョッパ回路１と、チョッパ回路１が出力する全波整流電圧波形の電圧の方向を半波期間ごとに切り替えて単相交流電圧とする切り替え回路８とにより、任意波形の交流電圧を得ることができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路において、
交流電圧を全波整流した波形をもつ全波整流電圧に入力直流電圧を変換するコンバータと、
前記コンバータから入力される前記全波整流電圧の出力方向を半波ごとに逆転させて交流電圧を出力する切り替え回路と、
前記全波整流電圧に基づいて前記切り替え回路の切り替えタイミングを設定する切り替え制御回路と、
を備えることを特徴とするインバータ回路。
【請求項２】
請求項１記載のインバータ回路において、
前記コンバータは、
高電位側主電極端子が直流電源の正極端子に接続される上アームの電源側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記直流電源の負極端子に接続される下アームの電源側スイッチング素子とからなる電源側ハーフブリッジ回路と、
高電位側主電極端子が前記切り替え回路の高電位端子に接続される上アームの負荷側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記切り替え回路の低電位端子及び前記直流電源の負極端子に接続される下アームの負荷側スイッチング素子とからなる負荷側ハーフブリッジ回路と、
前記二つのハーフブリッジ回路の出力端を接続するリアクトルと、
前記上アームの負荷側スイッチング素子を通じて前記切り替え回路に前記全波整流電圧を出力ために前記各スイッチング素子を運転モードに応じて断続制御する制御回路と、
を備えることを特徴とするインバータ回路。
【請求項３】
請求項１記載のインバータ回路において、
前記切り替え回路は、
互いに直列接続される上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子を有して前記全波整流電圧が電源電圧として印加される一対のハーブブリッジ回路からなるフルブリッジ回路を有し、前記一対のハーフブリッジ回路の各交流端子間に前記交流電圧を出力することを特徴とするインバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はインバータ回路に関する。たとえば、本発明は、車両走行動力を発生する走行モータ駆動に採用できる。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車や燃料電池車において、銅損やスイッチング損失の低減などのために電池電圧すなわち直流電源電圧を増大することは好適であるが種々の問題が派生することから現状では３００Ｖ程度が限界となっている。そこで、この直流電源電圧をたとえばチョッパ型の昇圧型ＤＣＤＣコンバータにより昇圧し、その後、たとえば三相のＰＷＭ制御ブリッジ回路からなるインバータ回路により交流電圧に得て更に高圧の交流モータに印加することが記載されされている。以下、この回路を昇圧インバータ回路とも称するものとする。
【特許文献１】特開２００１ー２７１７２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記した昇圧インバータ回路の効率は、昇圧型ＤＣＤＣコンバータの効率とインバータ回路との効率を掛けたものとなり、回路損失の増大とそれにより回路冷却の困難化が増大するという問題、及び、回路規模及び体格の増大による車両搭載性が悪化の問題が発生していた。
【０００４】
昇圧型ＤＣＤＣコンバータを省略してたとえば三相ブリッジ回路からなるインバータ回路により電池電圧を直接交流化してモータに印加するする従来の三相ブリッジ方式を採用することは当然可能であるが、この三相ブリッジ方式は、電流増大による銅損及びスイッチング損失の増大、それに付随する冷却問題の困難化、並びに、走行モータを発電動作させる時の電流制御の困難化とった問題を本質的に有する不具合があった。
【０００５】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、簡素な構成で効率が高く、昇降圧も容易インバータ回路を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成する本発明は、入力直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路において、交流電圧を全波整流した波形をもつ全波整流電圧に入力直流電圧を変換するコンバータと、前記コンバータから入力される前記全波整流電圧の出力方向を半波ごとに逆転させて交流電圧を出力する切り替え回路と、前記全波整流電圧に基づいて前記切り替え回路の切り替えタイミングを設定する切り替え制御回路とを備えることを特徴としている。
【０００７】
すなわち、この発明では、直流電圧を全波整流電圧波形に変換した後、この全波整流電圧の出力方向を半波期間ごとに切り替えるという簡単な方法により任意半波波形の交流電圧を出力することができる。また、コンバータ出力の電流向きは決して反転することがないためスイッチングが容易であり、昇降圧も容易であり、コンバータを構成するスイッチング素子の選択も容易である。切り替え回路は、半波期間ごとに特に全波整流電圧の電圧が実質的に０となる一瞬だけスイッチングされるだけであるため、スイッチング損失を非常に小さくすることができる。結局、簡素な構成で効率が高く、昇降圧も容易インバータ回路を実現することができる。
【０００８】
好適な態様において、前記コンバータは、高電位側主電極端子が直流電源の正極端子に接続される上アームの電源側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記直流電源の負極端子に接続される下アームの電源側スイッチング素子とからなる電源側ハーフブリッジ回路と、高電位側主電極端子が前記切り替え回路の高電位端子に接続される上アームの負荷側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記切り替え回路の低電位端子及び前記直流電源の負極端子に接続される下アームの負荷側スイッチング素子とからなる負荷側ハーフブリッジ回路と、前記二つのハーフブリッジ回路の出力端を接続するリアクトルと、前記上アームの負荷側スイッチング素子を通じて前記切り替え回路に前記全波整流電圧を出力ために前記各スイッチング素子を運転モードに応じて断続制御する制御回路とを備えることを特徴としている。なお、このインバータ回路において、各スイッチング素子は、いわゆるスイッチング素子と電気的に並列接続されるフライホイルダイオードを有することができる。
【０００９】
以下、このコンバータについて説明する。このコンバータは、リアクトル（チョークコイル）への磁気エネルギーの蓄積と放出とを所定周期で交互に繰り返すいわゆるチョッパ回路が擬似的なブリッジ回路構成となっているため、直流電源から負荷への電力輸送（順送電とも言う）、及び、発電状態の負荷から直流電源への電力輸送（逆送電とも言う）において、直流電源電圧と負荷電圧との間のほぼ任意の相対電圧関係を実現することができる。
【００１０】
また、この発明のインバータ回路によれば、昇圧ＤＣＤＣコンバータとそれにより昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータとからなる従来の昇圧型インバータ装置に比べてたとえば直流電源から走行モータに到る送電経路において直列に経由するスイッチング素子数を低減できるため、回路損失を低減でき、従来、懸案となっていた回路装置の冷却問題も軽減できるという利点も有する。更に、回路の出力電圧波形を正弦波電圧形状に近似させることが容易なため、モータの振動や騒音の低減を実現するのが容易となるという利点も有する。
【００１１】
なお、各スイッチング素子のスイッチングにおいて、従来公知のソフトスイッチング技術を採用することにより、ＺＶＳやＺＣＳを実現してスイッチングノイズの低減を図ってもよいことはもちろんである。また、本発明のインバータ回路から出力される出力電圧は、後述する電流平滑回路や位相ずらしスイッチングされる並列多重化方式の採用により、たとえば三相の略正弦波電圧を出力することもできることは当然であるが、これに限定されない。なお、車載用途では、直流電源を単相交流電圧とする場合には、単相商用交流電源電圧の形成に利用可能である。ただし、この場合において、直流電源電圧が、出力するべき単相商用交流電源電圧の最高瞬時値よりも高い場合にはこのインバータ回路は順方向降圧型チョッパ回路であればよいため、一部のスイッチング素子をダイオードに代替することもできる。
【００１２】
好適態様において、本発明のインバータ回路は、略正弦波波形の各相交流電圧、各相交流電流を発生する。これにより、負荷の力率を改善することができ、また、負荷としてのモータの騒音や振動を低減することができる。
【００１３】
好適な態様において、前記切り替え回路は、互いに直列接続される上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子を有して前記全波整流電圧が電源電圧として印加される一対のハーブブリッジ回路からなるフルブリッジ回路を有し、前記一対のハーフブリッジ回路の各交流端子間に前記交流電圧を出力する。このようにすれば、簡単かつ少ないスイッチング損失にてインバータ回路から出力される全波整流電圧の方向を半波ごとに切り替えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明のインバータ回路の好適実施例を図面を参照して以下に説明する。なお、本発明は、以下の実施例に限定されるものではなく、本発明の構成要素をその他の公知の技術要素又はそれと同等の技術要素を用いて構成してもよい。図１はこの実施例のインバータ回路の回路図であり、図２は図１のインバータ回路の各部電圧波形図である。
【００１５】
（インバータ回路の構成）
この実施例のインバータ回路は、図１に示すようにチョッパ回路（本発明で言うコンバータ）１と、チョッパ回路１が出力する単相正弦波電圧を全波整流した波形の全波整流電圧の向きを半波ごとに反転させる切り替え回路８と、チョッパ回路１を制御する制御回路１１と、切り替え回路８を制御する切り替え制御回路１３とからなる。Ｃ１、Ｃ２はチョッパ回路１及び切り替え回路８の出力平滑コンデンサである。
【００１６】
（チョッパ回路１の構成）
チョッパ回路１は、電源側ハーフブリッジ回路２と、負荷側ハーフブリッジ回路３と、リアクトル４とからなる。電源側ハーフブリッジ回路２は、高電位側主電極端子が直流電源５の正極端子に接続される上アームの電源側スイッチング素子６と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が直流電源５の負極端子に接続される下アームの電源側スイッチング素子７とからなる。負荷側ハーフブリッジ回路３は、高電位側主電極端子が切り替え回路８の高電位端子に接続される上アームの負荷側スイッチング素子９と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が切り替え回路８の低電位端子及び直流電源５の負極端子に接続される下アームの負荷側スイッチング素子１０とからなる。各スイッチング素子６、７、９、１０は、ＩＧＢＴとフライホイルダイオードとのペアにより構成されているが、高耐圧のＮＭＯＳパワートランジスタなどにより代替可能であることは言うまでもない。各スイッチング素子６、７、９、１０は、制御回路１１によりスイッチング制御される。制御回路１１は、上アームの負荷側スイッチング素子９が全波整流電圧を出力するように各スイッチング素子６、７、９、１０のＰＷＭデューティ比を変化させるが、目標とする電圧波形と上アームの負荷側スイッチング素子９の出力電圧との偏差を０とするべく各スイッチング素子６、７、９、１０をスイッチングする電圧フィードバック制御を採用してもよい。
【００１７】
この実施例では、上記目標電圧は、最高瞬時値電圧が直流電源５の電圧の２倍程度である正弦波電圧とされ、制御回路１１はこの正弦波電圧波形をメモリしているものとする。平滑コンデンサＣ１、Ｃ２によるチョッパ回路１の各スイッチング素子６、７、９、１０のスイッチングに伴う高周波ノイズ電圧低減効果自体は周知であり、説明を省略する。
【００１８】
（チョッパ回路１の動作説明）
（昇圧順送電モード）
チョッパ回路１の出力電圧（上アームの負荷側スイッチング素子９の出力電圧）Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より高くなる期間になされる期間の動作（昇圧順送電モード）を以下に説明する。スイッチング素子６を常時オンした状態にて、スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期（キャリア周波数の逆数）、全波整流電圧波形の一部に相当する変化を示すオンデューティ比（以下、単にデューティ比とも言う）で断続する。各スイッチング周期中のスイッチング素子１０をオンする蓄勢期間において、直流電源５からスイッチング素子６、リアクトル４、スイッチング素子１０の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢される。
【００１９】
各スイッチング周期中のスイッチング素子１０をオフする消勢期間において、直流電源５からスイッチング素子６、リアクトル４、スイッチング素子９の寄生ダイオード（以下、フライホイルダイオード又は単にダイオードと呼ぶ）を通じて昇圧された電圧Ｖ２が出力される。しかし、上アームの負荷側スイッチング素子９から電流が流れ出すことによりリアクトル４の電圧が減少するため、チョッパ回路１の出力電圧Ｖ２は減少していく。したがって、上記した蓄勢期間と消勢期間とを所定のスイッチング期間ごとに所定のデューティ比で繰り返せば、直流電源５の電圧Ｖ１を昇圧して上アームの負荷側スイッチング素子９から出力することができる。
【００２０】
チョッパ回路１の出力電圧Ｖ２は直流電源５の電圧Ｖ１＋リアクトル電圧ΔＶとなり、リアクトル電圧ΔＶは自己の磁気エネルギー蓄積量によるため、デューティ比を所定パターンに従って変更することによりこの昇圧順送電モードでは所定電圧所定電流範囲において任意の昇圧電圧波形を出力する得ることができる。なお、スイッチング素子９の損失低減のために、スイッチング素子１０のオフ期間にスイッチング素子９をオンするいわゆる同期整流動作を実行してもよいことはもちろんである。なお、このモードにおいてスイッチング素子７は常時オフとされる。
【００２１】
（降圧順送電モード）
交流電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より低くなる期間になされる降圧順送電モードを以下に説明する。この時の電流流れを図２に矢印で示す。スイッチング素子９を常時オンした状態にて、スイッチング素子６を所定のスイッチング周期（キャリア周波数の逆数）、所定のオンデューティ比（以下、単にデューティ比とも言う）で断続する。スイッチング素子６をオンする蓄勢期間において、直流電源５からスイッチング素子６、リアクトル４、スイッチング素子９の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢されるとともに、電圧Ｖ１ーリアクトル電圧ΔＶに相当する残りの電圧Ｖ２が切り替え回路８に印加される。
【００２２】
各スイッチング周期中のスイッチング素子６をオフする消勢期間において、スイッチング素子７、リアクトル４、スイッチング素子９、切り替え回路８、スイッチング素子７をフライホイル電流ｙが循環し、リアクトル電圧ΔＶが切り替え回路８に印加される。このリアクトル電圧ΔＶ＝出力電圧Ｖ２は、リアクトル４の消勢ともに、減少していく。したがって、上記した蓄勢期間と消勢期間とを所定のスイッチング期間ごとに全波整流電圧波形のデューティ比で繰り返せば、直流電源５の電圧Ｖ１より小さい（降圧された）電圧範囲にて切り替え回路８を駆動することができる。デューティ比を所定パターンに従って変更することによりこの降圧順送電モードでは所定電圧所定電流範囲において任意の昇圧電圧波形を出力する得ることができる。なお、スイッチング素子９の損失低減のために、スイッチング素子６のオフ期間にスイッチング素子７をオンするいわゆる同期整流動作を実行してもよいことはもちろんである。なお、このモードにおいてスイッチング素子１０は常時オフとされる。
【００２３】
以上は、直流電源５から切り替え回路８に送電する順送電モードである。切り替え回路８に全波整流電圧を印加するには、出力電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より高い期間において上記昇圧順送電モードで出力がなされるようにスイッチング素子１０をスイッチングすればよく、出力電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より低い期間において上記降圧順送電モードで出力がなされるようにスイッチング素子６をスイッチングすればよい。
【００２４】
次に、切り替え回路８から直流電源５へ送電（たとえばモータの回生発電）する逆送電モードを説明する。この送電モードは、切り替え回路８がたとえば車両走行モードなど発電能力を有する負荷（図示せず）に給電する場合に用いられる。モータの回生発電により生じた交流電圧が切り替え回路８により全波整流電圧Ｖ２に変換される。
【００２５】
（昇圧逆送電モード）
この全波整流電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より低くなる期間になされる昇圧逆送電モードを以下に説明する。スイッチング素子９を常時オンした状態にて、スイッチング素子７を断続する。各スイッチング周期中のスイッチング素子７をオンする蓄勢期間において、切り替え回路８からスイッチング素子９、リアクトル４、スイッチング素子７の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢される。各スイッチング周期中のスイッチング素子７をオフする消勢期間において、切り替え回路８からスイッチング素子９、リアクトル４、スイッチング素子６の寄生ダイオード（以下、フライホイルダイオード又は単にダイオードと呼ぶ）を通じて直流電源５に昇圧された電圧Ｖ１が印加され、直流電源５に電流ｙが流れ、電力が回生される。直流電源５が略一定電圧の電池である場合には、このチョッパ回路１は整流回路となるが、重要な点は、スイッチング素子７のデューティ比の制御により回生される電力の調整が可能となる。
【００２６】
すなわち、直流電源５への出力電流を検出し、この検出電流と目標電流との差を０とするようにスイッチング素子７のデューティ比をフィードバック制御すれば、常に目標電流での直流電源５への電力回生が可能となる。重要な点は、切り替え回路８が発生する交流電圧Ｖ２のレベルが直流電源５の電圧Ｖ１より低い場合や小さい期間でも問題なく、電力回生ができる点であり、その結果、走行モータは切り替え回路８を通じて常時一定の大きさの交流電流を出力でき、以前の回生制動のように発電電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１を超えると急激に電流が増大することができ、電流波形の歪みを防止することができる。なお、このモードにおいてスイッチング素子１０は常時オフとされる。
【００２７】
（降圧逆送電モード）
切り替え回路８を通じてチョッパ回路１に出力される全波整流電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より高くなる期間になされる降圧逆送電モードを以下に説明する。スイッチング素子６を常時オンした状態にて断続する。スイッチング素子９をオンする蓄勢期間において、切り替え回路８からスイッチング素子９、リアクトル４、スイッチング素子６の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢されるとともに、電圧Ｖ２ーリアクトル電圧ΔＶに相当する残りの電圧Ｖ１が直流電源５に印加され、直流電源５に電流ｘが流される。
【００２８】
各スイッチング周期中のスイッチング素子９をオフする消勢期間において、スイッチング素子１０、リアクトル４、スイッチング素子６、直流電源５、スイッチング素子１０をフライホイル電流ｙが循環し、リアクトル電圧ΔＶが直流電源５に印加される。このリアクトル電圧ΔＶ＝出力電圧Ｖ１は、リアクトル４の消勢ともに減少していく。したがって、上記した蓄勢期間と消勢期間とを所定のスイッチング期間ごとに所定のデューティ比で繰り返せば、直流電源５の電圧Ｖ１より高い（昇圧された）電圧範囲にて切り替え回路８を通じて図示しないモータに発電動作させることができる。このモードにおいても、直流電源５に出力される電流をモニタして上記と同様にデューティ比をフィードバック制御することができ、目標電流で電力回生することができる。なお、スイッチング素子６の損失低減のために、スイッチング素子９のオフ期間にスイッチング素子６をオンするいわゆる同期整流動作を実行してもよいことはもちろんである。なお、このモードにおいてスイッチング素子７は常時オフとされる。
【００２９】
以上は、モータから切り替え回路８を通じて直流電源５に送電する逆送電モードである。上記説明からわかるように、このインバータ回路は、回生電力制御可能で、かつ、両側の電圧の大小にかかわらず双方向に送電可能な回路であり、デューティ比制御のための目標値の波形を調整することにより交流電圧波形を任意に選択可能な点である。
【００３０】
（切り替え回路８の構成）
切り替え回路８は、一対の交流端子８０、８１をもつフルブリッジ回路であって、互いに並列接続された第１ハーフブリッジ回路８２と、第２ハーフブリッジ回路８３とからなる。第１ハーフブリッジ回路８２及び第２ハーフブリッジ回路８３はそれぞれ、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを直列接続してなる。第１ハーフブリッジ回路８２及び第２ハーフブリッジ回路８３にはチョッパ回路１が出力する単相正弦波電圧を全波整流した波形の全波整流電圧が印加される。第１ハーフブリッジ回路８２の上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との接続点は交流端子８０をなし、第２ハーフブリッジ回路８３の上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との接続点は交流端子８１をなす。たとえばインバータ回路として知られるフルブリッジ回路の構成自体は周知であるためこれ以上の説明は省略する。
【００３１】
（切り替え回路８の動作説明）
この切り替え回路８の動作を以下に説明する。
【００３２】
チョッパ回路１が奇数番目の半波波形の電圧を出力する期間において、第１ハーフブリッジ回路８２の上アームのスイッチング素子と第２ハーフブリッジ回路８３の下アームのスイッチング素子とをオンし、第１ハーフブリッジ回路８２の下アームのスイッチング素子と第２ハーフブリッジ回路８３の上アームのスイッチング素子とをオフする。また、チョッパ回路１が偶数番目の半波波形の電圧を出力する期間において、第１ハーフブリッジ回路８２の上アームのスイッチング素子と第２ハーフブリッジ回路８３の下アームのスイッチング素子とをオフし、第１ハーフブリッジ回路８２の下アームのスイッチング素子と第２ハーフブリッジ回路８３の上アームのスイッチング素子とをオンする。
【００３３】
これにより、チョッパ回路１が切り替え回路８に出力する全波整流電圧は交流電圧に変換されて電源１２に出力される。電源１２の両端は交流端子８０、８１に個別に接続される。電源１２はモータの１相の電機子コイルに置換されることができる。この切り替え回路８の１つの利点は、切り替え回路８の各スイッチング素子の断続は、全波整流電圧が０Ｖとなる時点で実施するいわゆるＺＶＳが可能なことである。この切り替え回路８の他の利点は、全波整流電圧がほぼ０Ｖでない時には切り替え回路８の各スイッチング素子がスイッチングされないためスイッチング損失を大幅に減らせる点にある。
【００３４】
（切り替え制御回路１３の構成とその動作説明）
切り替え回路８の各スイッチング素子の断続による上記切り替えを制御する切り替え制御回路１３の構成と動作を以下に説明する。切り替え制御回路１３は、ＮＯＴ回路１４、バッファ回路１５、１６、コントローラ１７からなる。
【００３５】
コントローラ１７は、全波整流電圧Ｖ２が０Ｖとなるタイミングにて切り替わるパルス電圧である切り替え信号ＶＳを、バッファ回路１５を通じて第１ハーフブリッジ回路８２の下アームのスイッチング素子と第２ハーフブリッジ回路８３の上アームのスイッチング素子とに出力するとともに、ＮＯＴ回路１４により反転された反切り替え信号を、バッファ回路１６を通じて第１ハーフブリッジ回路８２の上アームのスイッチング素子と第２ハーフブリッジ回路８３の下アームのスイッチング素子とに出力する。これにより、切り替え回路８は全波整流電圧の半波期間ごとに出力電圧方向を切り替えることができる。
【００３６】
結局、この実施例によれば、全波整流電圧波形の電圧を出力するチョッパ回路１とそれを半波期間ごとに切り替える切り替え回路８により直流電圧を正弦波交流電圧に双方向通電可能かつ昇降圧に変換することができる。チョッパ回路１の各スイッチング素子の耐圧はこの正弦波交流電圧の半波のピーク値に耐えることができればよい。この単相のインバータ回路を３個用いることにより、三相インバータ回路を構成できることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】実施例のインバータ回路を示すブロック図である。
【図２】図１のインバータ回路の各部電圧波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００３８】
１      チョッパ回路
２      電源側ハーフブリッジ回路
３      負荷側ハーフブリッジ回路
４      リアクトル
５      直流電源
６      上アームの電源側スイッチング素子
７      下アームの電源側スイッチング素子
８      切り替え回路
９      上アームの負荷側スイッチング素子
１０      下アームの負荷側スイッチング素子
１１      制御回路
１２      電源
１３      切り替え制御回路
１４      ＮＯＴ回路
１５      バッファ回路
１６      バッファ回路
１７      コントローラ
８０      交流端子
８１      交流端子
８２      ハーフブリッジ回路
８３      ハーフブリッジ回路
【図１】
2006149074.tif 000003
【図２】
2006149074.tif 000004