(57)【要約】【課題】本発明はノートPCなどの携帯用コンピュータの電源装置に適用されるフライバックコンバータを提供することにその目的がある。【解決手段】本発明の同期整流器を有するフライバックコンバータは、ノートPCなどの携帯用コンピュータの電源装置に適用されるフライバックコンバータにおいて、出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン/オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、ゼナーダイオードを利用して同期スイッチのデューティサイクルを制御するよう具現することにより、同期スイッチに並列で接続されるショットキーダイオードを使用する必要無く、回路設計を単純化させられる効果がある。【選択図】図6
2006109685.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィードバック電圧に基づいて、クリティカルコンダクションモードでメインスイッチをスイッチングし、電源を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部と、
前記高周波数パルスを受ける1次コイル、主コイル、及び副コイルから成る2次コイルを有するトランスと、
前記主コイルの両端に各々連結された第1、第2出力ラインの何れか一方の出力ライン上にソース及びドレインが連結されたMOSFETから成る同期スイッチと、
前記第1、第2出力ライン間の出力電圧を検出して、前記フライバックスイッチング制御部にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部と、 
前記副コイルの両端電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、前記電圧検出部の出力端と前記同期スイッチのゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチと、
前記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、前記同期スイッチのゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチと、
前記第1、第2出力ラインの何れかの出力ラインに流れる負荷電流を、1次及び2次電流検出用コイルの巻線比率に応じて検出する電流検出部と、
前記電流検出部による検出電流を電圧に変換する電流/電圧変換部と、
前記電流/電圧変換部の電圧に応じて、前記共通制御端と前記同期スイッチのソース間の連結をスイッチングする接地スイッチ、
を含むことを特徴とする同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項２】
前記電圧検出部は、
前記副コイルの陽(+)電圧端に連結されたアノード端を有するダイオードと、
前記副コイルの陰(-)電圧端及び前記ダイオードのカソード端間に連結されたキャパシタ、
を含むことを特徴とする請求項1に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項３】
前記ターンオンスイッチは、
前記電圧検出部の出力端に連結されたエミッタ端と前記同期スイッチのゲートに連結されたコレクタ端を有するPNPタイプの第1トランジスタと、
前記第1トランジスタのベース端に連結されたカソード端と前記共通制御端にアノード端を有する第1 ゼナーダイオード、
を含むことを特徴とする請求項1に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項４】
前記第1ゼナーダイオードは、
前記電圧検出部により検出される電圧より低い降伏電圧を有することを特徴とする請求項3に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項５】
前記ターンオフスイッチは、
前記同期スイッチのゲートに連結されたコレクタ端と前記同期スイッチのソース端に連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第2トランジスタと、 
前記第2トランジスタのコレクタに連結されたコレクタ端と前記第2トランジスタのベースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第3トランジスタと、
前記第3トランジスタのベースに連結されたアノード端と前記共通制御端に連結されたカソード端を有する第2ゼナーダイオード、
を含むことを特徴とする請求項3に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項６】
前記第2ゼナーダイオードは、
前記電圧検出部により検出される電圧より低い降伏電圧を有することを特徴とする請求項5に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ. 
【請求項７】
前記電圧検出部は、
前記第1、第2ゼナーダイオードの各降伏電圧を合わせた電圧より低い電圧を出力するよう構成されることを特徴とする請求項5に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項８】
前記電流検出部は、
前記メインスイッチがオンになる所定時間前に前記ターンオフスイッチがオンになるよう、前記1次及び2次電流検出用コイルの巻線比率を設定して成ることを特徴とする請求項1に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項９】
前記電流/電圧変換部は、
前記電流検出部による検出電流に該する電圧を検出する電圧検出用抵抗と、 
前記電圧検出用抵抗により検出された電圧を整流するダイオードと、
前記電流検出部の他側と前記ダイオードの出力端間に連結され、前記ダイオードを通した電圧を出力する出力抵抗、
を含むことを特徴とする請求項1に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１０】
前記接地スイッチは、
前記共通制御端に連結されたコレクタと、前記電流/電圧変換部の出力に抵抗を通して連結されたベースと、前記同期スイッチのソースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプのトランジスタとで成ることを特徴とする請求項1に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１１】
フィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチをスイッチングし、電源を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部と、
前記高周波数パルスを受ける1次コイルと、2次コイルを有するトランスと、
前記2次コイルの両端に各々連結された第1、第2出力ラインの何れかの出力ライン上にソース及びドレインが連結されたMOSFETから成る同期スイッチと、
前記第1、第2出力ライン間の出力電圧を検出して、前記フライバックスイッチング制御部にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部と、
前記2次コイルの両端電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、前記電圧検出部の出力端と前記同期スイッチのゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチと、
前記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、前記同期スイッチのゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチと、
前記第1、第2出力ラインの何れか一方の出力ラインに流れる負荷電流を1次及び2次電流検出用コイルの巻線比率に応じて検出する電流検出部と、
前記電流検出部による検出電流を電圧に変換する電流/電圧変換部と、
前記電流/電圧変換部の電圧に応じて、前記共通制御端と前記同期スイッチのソース間の連結をスイッチングする接地スイッチ、
を含むことを特徴とする同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１２】
前記電圧検出部は、
前記2次コイルの陽(+)電圧端に連結されたアノード端を有するダイオードと、
前記2次コイルの陰(-)電圧端及び前記ダイオードのカソード端間に連結されたキャパシタ、
を含むことを特徴とする同期整流器を有する請求項11に記載のフライバックコンバータ。
【請求項１３】
前記ターンオンスイッチは、
前記電圧検出部の出力端に連結されたエミッタ端と前記同期スイッチのゲートに連結されたコレクタ端を有するPNPタイプの第1トランジスタと、
前記第1トランジスタのベース端に連結されたカソード端と前記共通制御端にアノード端を有する第1 ゼナーダイオード、
を含むことを特徴とする請求項11に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１４】
前記第1 ゼナーダイオードは、
前記電圧検出部により検出される電圧より低い降伏電圧を有することを特徴とする請求項13に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１５】
前記ターンオフスイッチは、
前記同期スイッチのゲートに連結されたコレクタ端と前記同期スイッチのソース端に連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第2トランジスタと、
前記第2トランジスタのコレクタに連結されたコレクタ端と前記第2トランジスタのベースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第3トランジスタと、
前記第3トランジスタのベースに連結されたアノード端と前記共通制御端に連結されたカソード端を有する第2 ゼナーダイオード、
を含むことを特徴とする請求項11に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１６】
前記第2ゼナーダイオードは、
前記電圧検出部により検出される電圧より低い降伏電圧を有することを特徴とする請求項15に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１７】
前記電圧検出部は、
前記第1、第2ゼナーダイオードの各降伏電圧を合わせた電圧より低い電圧を出力するよう構成されることを特徴とする請求項15に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項１８】
前記電流検出部は、
前記メインスイッチがオンになる所定時間前に前記ターンオフスイッチがオンになるよう、前記1次及び2次電流検出用コイルの巻線比率を設定して成ることを特徴とする請求項11に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。 
【請求項１９】
前記電流/電圧変換部は、
前記電流検出部による検出電流に該する電圧を検出する電圧検出用抵抗と、
前記電圧検出用抵抗により検出された電圧を整流するダイオードと、
前記電流検出部の他側と前記ダイオードの出力端間に連結され、前記ダイオードを通した電圧を出力する出力抵抗、
を含むことを特徴とする請求項11に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項２０】
前記接地スイッチは、
前記共通制御端に連結されたコレクタと、前記電流/電圧変換部の出力に抵抗を通して連結されたベースと、前記同期スイッチのソースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第4トランジスタとで成ることを特徴とする請求項11に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はノートPCなどの携帯用コンピュータ電源装置に適用されるフライバックコンバータに関するもので、特に、出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン/オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、ゼナーダイオードを利用して同期スイッチのデューティサイクルを制御するよう具現することにより、同期スイッチに並列で接続されるショットキーダイオードを使用する必要無く、回路設計を単純化させられる同期整流器を有するフライバックコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
最近、電子及び電気機器などにおいて消費者が要求する機能が増加し、こうした多機能を具現するために、よりデジタル化が進んでおり、また多様な消費者のニーズに見合った適切なサービスのためには、各製品に小型且つ高効率の電源供給装置が切実に要される。
【０００３】
一方、電源装置では、フライバック(Flyback)型電源装置が電源装置の基本的な回路方式として最も広く用いられるが、これは部品構成数が少なく低い製造価格で小型化が可能な利点がある。
【０００４】
しかし、最近の電子機器などで要される電源の電圧が下がり電流が高くなっているが、従来のフライバックコンバータにおいて用いるダイオード整流方式では、これ以上需要者が要求する小型、薄型及び高効率の条件を満たすことができない。また、通常のダイオード整流方式は出力電流に比して大きい損失が生じるので、大電流では、過度な電力損失が発生するとの欠点が存在する。
【０００５】
これに応じて、導通損失が少ないMOSトランジスタのような半導体スイッチなどを用いる同期整流器(Synchronous rectifier)方式が、ダイオード整流器を代替する方式として提案されてきた。
【０００６】
図1は、従来のフライバックコンバータの回路図で、図2は図1の回路の主要波形図である。
【０００７】
図1及び図2において、AC入力電圧(Vin)が整流器(11)で整流されトランス(TF)に提供され、この際フライバックスイッチング回路(12)はメインスイッチ(MS)をスイッチングし、これに応じて、図2に示すようにメインスイッチ(MS)はオン/オフスイッチングを繰り返すようになる。
【０００８】
上記メインスイッチ(MS)のオン/オフ動作に応じて、上記メインスイッチ(MS)のドレイン-ソース間電圧(Vds1)は図2に示すように変わる。
【０００９】
即ち、上記メインスイッチ(MS)がオンになると、上記メインスイッチ(MS)を通して上記トランス(TF)の1次コイル(L1)に1次電流(I1)が図2のように流れ、これと同時に同期スイッチ(SS)は同期スイッチング回路(14)によりオフになる。また、上記メインスイッチ(MS)がオフになると、これと同時に同期スイッチ(SS)は同期スイッチング回路(14)によりオンになり、上記トランス(TF)の1次コイル(L1)のエネルギーが2次コイル(L21)に誘起され2次電流(I2)が図2のように流れる。
【００１０】
ここで、Vds1はメインスイッチ(MS)両端にかかる電圧で、Vds2は同期スイッチ(SS)両端にかかる電圧である。
【００１１】
上記同期スイッチ(SS)のオン/オフに応じて、上記同期スイッチ(SS)のドレイン-ソース間電圧(Vds2)は図2に示すように変わる。ここで、上記同期スイッチング回路(14)は、上記トランス(TF)の2次主コイル(L21)に連結された補助コイル(L22)から、駆動電圧の供給を受ける。
【００１２】
こうした動作過程を通して、上記トランス(TF)の2次主コイル(L21)の電圧が、出力キャパシタ(Co)を通して出力電圧(Vout)に供給される。
【００１３】
上記説明から分かるように、上記同期スイッチ(SS)の同期スイッチング回路(14)はフライバックスイッチング回路(12)と同期しオン/オフ動作され、これにより、MOSトランジスタである同期スイッチ(SS)は、整流器として動作する。
【００１４】
こうしたフライバックコンバータにおいて、メインスイッチと同期スイッチの駆動方法、同期スイッチの駆動回路設計などの具体的な技術的内容に応じて多様な種類があり、こうした多様な種類の従来のフライバックコンバータの一例について図3及び図4を参照しながら説明する。
【００１５】
図3は従来のフライバックコンバータの回路図である。
【００１６】
図3において、電源(V1)と、電源を受けスイッチ(S1)に高周波数パルスを出力するフライバックスイッチ回路(20)と、高周波数パルスを受信するためにフライバックスイッチ回路に連結された1次コイルを有し、マスト電源及びサブ電源用の二つの2次コイルを有するトランス(T1)と、電流センサ(40)とサブ電源に連結され駆動パルスを出力する同期整流器(30)と、出力ダイオードと並列で連結され駆動パルスを受信する同期スイッチ(M1)と、マスト電源に連結された端子及び出力キャパシタに並列で連結された負荷(50)に連結された端子を有する出力ダイオード(D2)と、負荷電流を検出するために負荷(50)に直列接続で連結され、負荷電流を同期整流器に伝送する電流センサ(40)とを含む。ここで、V1は電源、21はフィードバック回路、25はゲート制御回路、50は負荷である。
【００１７】
このような図3のフライバックコンバータについた具体的な説明は米国特許第6,353,544号に開示してある。
【００１８】
図4は図3のフライバックコンバータの各動作モード別電流波形図である。
【００１９】
図3及び図4によると、従来のフライバックコンバータにおいては、上記スイッチ(S1)が固定された周波数で動作するが、これに応じて図4aの不連続コンダクションモードDCM(Discontinuous Conduction Mode)及び図4bの連続コンダクションモードCCM(Continuous Conduction Mode)に適する。
【００２０】
図5は図3のフライバックコンバータでの逆回復電流の波形図である。
【００２１】
図5によると、図3の従来のフライバックコンバータにおいては、CCMが主動作モードであるが、このCCMでは多量の2次電流(I2)が流れる間にスイッチ(S1)がオンになる時点で同期スイッチ(M1)がオフになるが、この場合に、同期スイッチ(M1)のPN接合特性上、瞬間的な逆回復電流(Reverse Recovery Current；RRC)が発生しかねないが、こうした逆回復電流を防止するために、上記同期スイッチ(M1)に並列で、ショットキーダイオードである出力ダイオード(D2)が連結され、逆回復時間がほぼ無いショットキーダイオードによって逆回復電流の発生が防止される。
【００２２】
しかし、こうした従来のフライバックコンバータにおいては、同期スイッチの駆動電圧を供給するために2次補助コイルが必要で、また従来のフライバックコンバータは、DCMモードとCCMモードが共存する動作を行うので、同期スイッチを駆動するための回路が複雑になるとの問題がある。さらに、逆回復電流の発生を遮断するために、同期スイッチに並列でショットキーダイオードを使用しなければならないので、使用できるPCBの面積が減少し、その分だけ製造原価が上昇してしまう問題がある。
【００２３】
【特許文献１】米国特許第6,353,544号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
本発明は上記問題を解決するため提案されたものであって、その目的は出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン/オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、ゼナーダイオードを利用して、同期スイッチのデューティサイクルを制御するよう具現することにより、同期スイッチに並列で接続されるショットキーダイオードを使用する必要無く、回路設計を単純化させられる同期整流器を有するフライバックコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記本発明の目的を成し遂げるために、本発明の第1の特徴は、フィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチをスイッチングし、電源を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部；上記高周波数パルスを受けた1次コイルと、主コイル及び副コイルから成る2次コイルとを有するトランス；上記主コイルの両端に各々連結された第1、第2出力ラインの何れか一方の出力ライン上にソース及びドレインが連結されたMOSFETから成る同期スイッチ；上記第1、第2出力ライン間の出力電圧を検出して、上記フライバックスイッチング制御部にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部；上記副コイルの両端電圧を検出する電圧検出部；上記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、上記電圧検出部の出力端と上記同期スイッチのゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ；上記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、上記同期スイッチのゲートとソースとの連結をスイッチングするターンオフスイッチ；上記第1、第2出力ラインの何れかの出力ラインに流れる負荷電流を1次及び2次電流検出用コイルの巻線比率に応じて検出する電流検出部；上記電流検出部による検出電流を電圧に変換する電流/電圧変換部;及び上記電流/電圧変換部の電圧に応じて、上記共通制御端と上記同期スイッチのソース間の連結をスイッチングする接地スイッチ；を含むことを特徴とする。
【００２６】
さらに、本発明の第2の特徴は、フィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチをスイッチングし、電源を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部；上記高周波数パルスを受ける1次コイルと、2次コイルを有するトランス；上記2次コイルの両端に各々連結された第1、第2 出力ラインの何れか一つの出力ライン上にソース及びドレインが連結されたMOSFETから成る同期スイッチ；上記第1、第2出力ライン間の出力電圧を検出して、上記フライバックスイッチング制御部にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部；上記2次コイルの両端電圧を検出する電圧検出部；上記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、上記電圧検出部の出力端と上記同期スイッチのゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ；上記電圧検出部の出力端に共通抵抗を通して連結された共通制御端の電圧に応じて、上記同期スイッチのゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチ；上記第1、第2出力ラインの何れか一方の出力ラインに流れる負荷電流を1次及び2次電流検出用コイルの巻線比率に応じて検出する電流検出部；上記電流検出部による検出電流を電圧に変換する電流/電圧変換部;及び上記電流/電圧変換部の電圧に応じて、上記共通制御端と上記同期スイッチのソース間の連結をスイッチングする接地スイッチ；を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
上述したような本発明によると、ノートPCなどの携帯用コンピュータ電源装置に適用されるフライバックコンバータにおいて、出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン/オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、ゼナーダイオードを利用して同期スイッチのデューティサイクルを制御するよう具現することにより、同期スイッチに並列で接続されるショットキーダイオードを使用する必要無く、回路設計を単純化させられる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の好ましき実施例を添付の図を参照しながら詳しく説明する。
【００２９】
図6は本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータの構成図である。
【００３０】
図6によると、本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータは、フィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチ(MS)をスイッチングし、電源(Vs)を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部(610)と、上記高周波数パルスを受ける1次コイル(L1)と、主コイル(L21)及び副コイル(L22)から成る2次コイルを有するトランス(620)と、上記主コイル(L21)の両端に各々連結された第1、2 出力ライン(OL1、OL2)間の出力電圧を検出して、上記フライバックスイッチング制御部(610)にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部(630)と、上記第1出力ライン(OL1)上にソース及びドレインが連結されたMOSFETから成る同期スイッチ(SS)と、 上記副コイル(L22)の両端電圧を検出する電圧検出部(640)と、上記電圧検出部(640)の出力端に共通抵抗(R1)を通して連結された共通制御端(CCT)の電圧に応じて、上記電圧検出部(640)の出力端と上記同期スイッチ(SS)のゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ(650)と、上記電圧検出部(640)の出力端に共通抵抗(R1)を通して連結された共通制御端(CCT)の電圧に応じて、上記同期スイッチ(SS)のゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチ(660)と、上記第1出力ライン(OL1)に流れる負荷電流を、1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて検出する電流検出部(670)と、上記電流検出部(670)による検出電流を電圧に変換する電流/電圧変換部(680)と、上記電流/電圧変換部(680)の電圧に応じて、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソース間の連結をスイッチングする接地スイッチ(690)を含む。
【００３１】
上記電圧検出部(640)は、上記副コイル(L22)の陽(+)電圧端に連結されたアノード端を有するダイオード(D1)と、上記副コイル(L22)の陰(-)電圧端及び上記ダイオード(D1)のカソード端間に連結されたキャパシタ(C1)を含む。これに応じて、上記キャパシタ(C1)を通して出力電圧(VC1)を出力する。
【００３２】
上記ターンオンスイッチ(650)は、上記電圧検出部(640)の出力端に連結されたエミッタ端と上記同期スイッチ(SS)のゲートに連結されたコレクタ端を有するPNPタイプの第1トランジスタ(Q1)と、上記第1トランジスタ(Q1)のベース端に連結されたカソード端と上記共通制御端(CCT)にアノード端を有する第1 ゼナーダイオード(ZD1)とを含む。
【００３３】
上記第1ゼナーダイオード(ZD1)は、上記電圧検出部(640)によって検出される電圧より低い降伏電圧を有するようになる。
【００３４】
上記ターンオフスイッチ(660)は、上記同期スイッチ(SS)のゲートに連結されたコレクタ端と上記同期スイッチ(SS)ののソース端に連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第2トランジスタ(Q2)と、上記第2トランジスタ(Q2)のコレクタに連結されたコレクタ端と上記第2トランジスタ(Q2)のベースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第3トランジスタ(Q3)と、上記第3トランジスタ(Q3)のベースに連結されたアノード端と上記共通制御端(CCT)に連結されたカソード端を有する第2ゼナーダイオード(ZD2)とを含む。
【００３５】
上記第2ゼナーダイオード(ZD2)は、上記電圧検出部(640)によって検出される電圧より低い降伏電圧を有するよう構成される。また、上記電圧検出部(640)は上記第1、第2ゼナーダイオード(ZD1、ZD2)の各降伏電圧を合わせた電圧より低い電圧を出力するように構成される。
【００３６】
上記電流検出部(670)は、1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて、上記ターンオフスイッチ(660)がオンになる時点を調節できるよう構成される。さらに、上記電流検出部(670)は、上記メインスイッチがオンになる所定時間前に上記ターンオフスイッチ(660)がオンになるよう、上記1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率を設定して構成されることが好ましい。
【００３７】
上記電流/電圧変換部(680)は、上記電流検出部(670)による検出電流に該する電圧を検出する電圧検出用抵抗(R5)と、上記電圧検出用抵抗(R5)により検出された電圧を整流するダイオード(D21)と、上記電流検出部(670)と上記ダイオード(D21)のカソード端間に連結され、上記ダイオード(D21)を通した電圧を出力する出力抵抗(R4)とを含む。
【００３８】
上記接地スイッチ(690)は、上記共通制御端(CCT)に連結されたコレクタと、上記電流/電圧変換部(680)の出力に抵抗(R3)を通して連結されたベースと、上記同期スイッチ(SS)のソースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第4トランジスタ(Q4)とで成る。
【００３９】
図7は本発明の第2の実施形態によるフライバックコンバータの構成図である。
【００４０】
図7によると、本発明の第2の実施形態によるフライバックコンバータはフィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチ(MS)をスイッチングし、電源(Vs)を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部(710)と、上記高周波数パルスを受ける1次コイル(L1)と、2次コイル(L2)を有するトランス(720)と、上記2次コイル(L2)の両端に各々連結された第2 出力ライン(OL2)上にソース及びドレインが連結されたMOSFETから成る同期スイッチ(SS)と、上記第1、第2出力ライン(OL1、OL2)間の出力電圧を検出して、上記フライバックスイッチング制御部(710)にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部(730)と、上記2次コイル(L22)の両端電圧を検出する電圧検出部(740)と、上記電圧検出部(740)の出力端に共通抵抗(R1)を通して連結された共通制御端(CCT)の電圧に応じて、上記電圧検出部(740)の出力端と上記同期スイッチ(SS)のゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ(750)と、上記電圧検出部(740)の出力端に共通抵抗(R1)を通して連結された共通制御端(CCT)の電圧に応じて、上記同期スイッチ(SS)のゲートと ソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチ(760)と、上記第2出力ライン(OL2)に流れる負荷電流を、1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて検出する電流検出部(770)と、上記電流検出部(770)による検出電流を電圧に変換する電流/電圧変換部(780)と、上記電流/電圧変換部(780)の電圧に応じて、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソース間の連結をスイッチングする接地スイッチ(790)とを含む。
【００４１】
上記電圧検出部(740)は、上記2次コイル(L2)の陽(+)電圧端に連結されたアノード端を有するダイオード(D1)と、上記2次コイル(L2)の陰(-)電圧端及び上記ダイオード(D1)のカソード端間に連結されたキャパシタ(C1)を含む。これに応じて、上記キャパシタ(C1)を通して出力電圧(VC1)を出力する。
【００４２】
上記ターンオンスイッチ(750)は、上記電圧検出部(740)の出力端に連結されたエミッタ端と上記同期スイッチ(SS)のゲートに連結されたコレクタ端を有するPNPタイプの第1トランジスタ(Q1)と、上記第1トランジスタ(Q1)のベース端に連結されたカソード端と上記共通制御端(CCT)にアノード端を有する第1 ゼナーダイオード(ZD1)とを含む。
【００４３】
上記第1ゼナーダイオード(ZD1)は、上記電圧検出部(740)によって検出される電圧より低い降伏電圧を有するよう構成される。
【００４４】
上記ターンオフスイッチ(760)は、上記同期スイッチ(SS)のゲートに連結されたコレクタ端と上記同期スイッチ(SS)ののソース端に連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第2トランジスタ(Q2)と、上記第2トランジスタ(Q2)のコレクタに連結されたコレクタ端と上記第2トランジスタ(Q2)のベースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第3トランジスタ(Q3)と、上記第3トランジスタ(Q3)のベースに連結されたアノード端と上記共通制御端(CCT)に連結されたカソード端を有する第2 ゼナーダイオード(ZD2)とを含む。
【００４５】
上記第2ゼナーダイオード(ZD2)は上記電圧検出部(740)によって検出される電圧より低い降伏電圧を有するよう構成される。さらに、上記電圧検出部(740)は上記第1、第2ゼナーダイオード(ZD1、ZD2)の各降伏電圧を合わせた電圧より低い電圧を出力するよう構成されることが好ましい。
【００４６】
上記電流検出部(770)は1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて、上記ターンオフスイッチ(760)がオンになる時点を調節できるよう構成される。また、上記電流検出部(770)は上記メインスイッチ(MS)がオンになる所定時間(TD)前に上記ターンオフスイッチ(760)がオンになるよう、上記1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率を設定して構成されることが好ましい。
【００４７】
上記電流/電圧変換部(780)は上記電流検出部(770)による検出電流に該する電圧を検出する電圧検出用抵抗(R5)と、上記電圧検出用抵抗(R5)により検出された電圧を整流するダイオード(D21)と、上記電流検出部(770)と上記ダイオード(D21)のカソード端間に連結され、上記ダイオード(D21)を通した電圧を出力する出力抵抗(R4)とを含む。
【００４８】
上記接地スイッチ(790)は上記共通制御端(CCT)に連結されたコレクタと、上記電流/電圧変換部(780)の出力に抵抗(R3)を通して連結されたベースと、上記同期スイッチ(SS)のソースに連結されたエミッタ端を有するNPNタイプの第4トランジスタ(Q4)とで成る。
【００４９】
ここで、図中説明しない符合のCoは出力キャパシタである。
【００５０】
図8は本発明のフライバックコンバータの主要信号波形図である。
【００５１】
図8において、TMSはメインスイッチのオン/オフタイミング、I1はトランスの1次電流、I2はトランスの2次電流、VR5は電圧検出用抵抗(R5)で検出された電圧、TQ4は接地スイッチの第4トランジスタ(Q4)のオン/オフタイミング、VGSは上記同期スイッチ(SS)のゲート-ソース間電圧である。そして、TSSは同期スイッチのオン/オフタイミングである。
【００５２】
図9は本発明のフライバックコンバータの電流波形図である。
【００５３】
図9において、I1はトランスの1次電流、I2はトランスの2次電流であって、本発明の同期整流器駆動回路は零点で1次電流が流れ始め、零点で2次電流の流れが絶えるクリティカルコンダクションモードで動作することが分かる。
【００５４】
図10は本発明の同期スイッチ動作説明図である。
【００５５】
図10において、I2はトランスの2次電流、VR5は電圧検出用抵抗(R5)で検出された電圧、TQ4は接地スイッチの第4トランジスタ(Q4)のオン/オフタイミング、VGSは上記同期スイッチ(SS)のゲート-ソース間電圧である。
【００５６】
以下、本発明の作用及び効果を添付の図に基づいて詳しく説明する。
【００５７】
先ず図6、図8ないし図10により、本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータの動作を説明する。
【００５８】
図6によると、本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータにおいて、フライバックスイッチング制御部(610)は、フィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチ(MS)をスイッチングし、電源(Vs)を高周波数パルスに変換する。上記高周波数パルスは、トランス(620)の1次コイル(L1)から2次コイルに含まれた主コイル(L21)及び副コイル(L22)に各々誘起される。
【００５９】
この際、本発明のフィードバック制御部(630)は、上記主コイル(L21)の両端に連結された第1、第2出力ライン(OL1、OL2)間の出力電圧を検出して、上記フライバックスイッチング制御部(610)にフィードバック電圧を出力する。
【００６０】
これによると、図8に示したように、上記メインスイッチ(MS)がスイッチング信号(SW)に応じてターンオンした際に、トランスの1次コイルに１次電流が流れ、メインスイッチ(MS)がスイッチング信号(SW)に応じてターンオフした際には、上記トランス(TF)の2次コイルに含まれた主コイル(L21)及び副コイル(L22)に、2次電流(I2)が流れ始める。
【００６１】
そして、こうした動作はクリティカルコンダクションモードで行われるが、本発明のフライバックコンバータに適用されたクリティカルコンダクションモードでは、図9に示すように、上記フライバックスイッチング制御部(610)及びフィードバック制御部(630)により、零点で1次電流が流れ始め、零点で2次電流の流れが絶える。
【００６２】
一方、上記トランス(620)の第1 出力ライン(OL1)または第2 出力ライン(OL2)の何れか一方の出力ラインに同期スイッチ(SS)が連結されるが、図6に示すように、本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータにおける同期スイッチ(SS)は上記第1 出力ライン(OL1)に連結されたMOSトランジスタで具現される。
【００６３】
さらに図6によると、上記2次電流(I2)が流れると本発明の電圧検出部(640)は上記副コイル(L22)の両端電圧を検出するが、上記電圧検出部(640)のダイオード(D1)は上記副コイル(L22)の両端電圧を整流し、上記ダイオード(D1)を通して整流された電圧はキャパシタ(C1)により検出される。
【００６４】
この際、2次電流(I2)が流れる間に、上記電圧検出部(640)は上記ターンオンスイッチ(650)の第1ゼナーダイオード(ZD1)の降伏電圧と上記ターンオフスイッチ(660)の第2ゼナーダイオード(ZD2)の降伏電圧とを合わせた電圧より低い電圧を出力し、さらに上記電圧検出部は上記第1ゼナーダイオード(ZD1)の降伏電圧より高く且つ上記第2 ゼナーダイオード(ZD2)の降伏電圧より高い電圧を出力する。
【００６５】
そして、本発明の電流検出部(670)は上記第1 出力ライン(OL1)に流れる負荷電流を1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて検出し電流/電圧変換部(680)に出力する。
【００６６】
さらに、上記電流検出部(670)は1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて、上記ターンオフスイッチ(660)がオンになる時点を調節することができるが、上記電流検出部(670)は1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率の設定を通して、図10に示すように上記メインスイッチがオンになる所定時間(TD)前に上記ターンオフスイッチ(660)がオンになることが好ましい。
【００６７】
こうして、逆回復電流の発生を予め遮断することができる。
【００６８】
次いで、上記電流/電圧変換部(680)は上記電流検出部(670)による検出電流を電圧に変換して接地スイッチ(690)に出力する。具体的には、上記電流/電圧変換部(680)の電圧検出用抵抗(R5)により検出された電圧(VR5)はダイオード(D21)により整流された後、出力抵抗(R4)を通して接地スイッチ(690)に出力される。
【００６９】
即ち、上記電流検出部(670)により2次電流の検出が行われると、上記電流/電圧変換部(680)は予め設定した電圧、例えば上記接地スイッチ(690)のターンオン電圧以上を出力する。これに比して、上記電流検出部(670)により2次電流の検出が行われないと、上記電流/電圧変換部(680)は予め設定した電圧、例えば上記接地スイッチ(690)のターンオン電圧より低いほぼ零電圧を出力する。
【００７０】
次に、上記接地スイッチ(690)は上記電流/電圧変換部(680)の電圧に応じて上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソース間連結をスイッチングする。
【００７１】
例えば、2次電流(I2)が電流検出部(670)により検出されると、上記電流/電圧変換部(680)により検出された電圧が上記接地スイッチ(690)のNPNタイプの第4トランジスタ(Q4)のターンオン電圧より高くなり、図8に示すように上記第4トランジスタ(Q4)がターンオンになり、この第4トランジスタ(Q4)を通して上記共通制御端(CCT)が上記同期スイッチ(SS)のソースに連結され実質的に接地電位となる。
【００７２】
図6及び図8によると、上記接地スイッチ(690)に含まれた第4トランジスタ(Q4)がオンになることにより上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースが連結され、上記ターンオンスイッチ(650)がターンオンになり、上記ターンオフスイッチ(660)はターンオフになる。
【００７３】
これについて具体的に説明すると、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースが連結されると、上記共通制御端(CCT)の電位は同期スイッチ(SS)のソースの電位と同一なので、上記電圧検出部(640)の出力電圧は上記ターンオンスイッチ(650)の第1トランジスタ(Q1)のターンオン電圧と上記第1 ゼナーダイオード(ZD1)の降伏電圧の全体電圧より高く、このことにより上記第1トランジスタ(Q1)と第1ゼナーダイオード(ZD1)とが同時にターンオンになる。
【００７４】
この際、上記ターンオンスイッチ(650)の第1トランジスタ(Q1)を通して上記電圧検出部(640)の出力電圧(VC1)が上記同期スイッチ(SS)のゲートに供給され上記同期スイッチ(SS)はターンオンになる。これに応じて、図10に示すように、2次電流はほぼ損失の無い同期スイッチ(SS)を通して流れるようになる。
【００７５】
これに比して、2次電流(I2)が無い場合として2次電流(I2)が電流検出部(670)により検出されなければ、上記電流/電圧変換部(680)により検出された電圧が、上記接地スイッチ(690)のNPNタイプの第4トランジスタ(Q4)のターンオン電圧より低くなり、図8に示すように上記第4トランジスタ(Q4)がターンオフになり、これに応じて上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースとは互いに分離され、上記共通制御端(CCT)は上記電圧検出部(640)の出力電圧とほぼ同一な電位となる。
【００７６】
図6及び図8によると、上記接地スイッチ(690)の第4トランジスタ(Q4)がターンオフになる場合、これに応じて上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソース間の連結が相互分離され上記ターンオフスイッチ(660)がターンオンになり、上記ターンオンスイッチ(650)がターンオフになる。
【００７７】
これについて具体的に説明すると、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースが相互分離すると、上記共通制御端(CCT)の電位は上記電圧検出部(640)の出力電圧とほぼ同一な電位となるので、上記電圧検出部(640)の出力電圧は、上記ターンオフスイッチ(660)の第2 ゼナーダイオード(ZD2)の降伏電圧と第2トランジスタ(Q2)及び第3トランジスタ(Q3)のターンオン電圧の全体電圧より高いので、上記第2 ゼナーダイオード(ZD2)と第2トランジスタ(Q2)及び第3トランジスタ(Q3)が同時にターンオンになる。
【００７８】
この際、上記ターンオフスイッチ(660)の第3トランジスタ(Q3)を通して上記同期スイッチ(SS)のゲートとソースが同電位となるので、上記同期スイッチ(SS)はターンオフになる。これに応じて、図10に示すように上記ターンオフスイッチ(660)の第3トランジスタ(Q3)のオンになる時点、即ち同期スイッチ(SS)がオフになる時点が上記電流検出部(670)の1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率の設定に応じて、上記メインスイッチがオンになる所定時間(TD)前に行われることができるが、この場合2次電流は同期スイッチ(SS)のダイオード(BD)を通して流れるようになる。
【００７９】
即ち、2次電流の流れが絶える前の短時間内に、上記同期スイッチ(SS)のダイオード(BD)を通して2次電流が流れると損失はやや高いものの逆回復電流の発生を源泉的に遮断することができる。
【００８０】
このような本発明の接地スイッチ(690)の動作に応じて上記共通制御端(CCT)の電位が接地電位になったり、上記電圧検出部(640)の出力電圧とほぼ同一な電位となったりし、これに応じてターンオンスイッチ(650)とターンオフスイッチ(660)のうち一つが選択的にターンオン動作する。
【００８１】
先述したように、本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータにおいて、上記メインスイッチがオンになる所定時間(TD)前に、上記同期スイッチ(SS)がオフになるようにして、逆回復電流の発生を源泉的に遮断できることになりショットキーダイオードを使用しなくてもよい。
【００８２】
次いで、図7、図8ないし図10によると、本発明の第2の実施形態によるフライバックコンバータに対する動作を説明する。
【００８３】
図7によると、本発明の第2の実施形態によるフライバックコンバータにおいて、フライバックスイッチング制御部(710)はフィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチ(MS)をスイッチングして電源(Vs)を高周波数パルスに変換する。上記高周波数パルスはトランス(720)の1次コイル(L1)から2次コイル(L2)へ各々誘起される。
【００８４】
この際、本発明のフィードバック制御部(730)は上記第1、第2出力ライン(OL1、OL2)間の出力電圧を検出して、上記フライバックスイッチング制御部(710)にフィードバック電圧を出力する。
【００８５】
これによると、図8に示したように、上記メインスイッチ(MS)がスイッチング信号(SW)に応じてターンオンされる際トランスの1次コイルに1次電流が流れ、メインスイッチ(MS)がスイッチング信号(SW)に応じてターンオフされる場合には上記トランス(TF)の2次コイル(L2)には2次電流(I2)が流れ始める。
【００８６】
そして、こうした動作はクリティカルコンダクションモードで行われるが、本発明のフライバックコンバータに適用されたクリティカルコンダクションモードでは、図9に示すように零点で1次電流が流れ始め、零点で2次電流の流れが絶える。
【００８７】
一方、上記トランス(720)の第1出力ライン(OL1)または第2出力ライン(OL2)のうち、何れか一方の出力ラインに同期スイッチ(SS)が連結されることができるが、図6に示すように本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータでの同期スイッチ(SS)は、上記第2出力ライン(OL2)に連結されたMOSトランジスタで具現される。
【００８８】
また図7によると、上記2次電流(I2)が流れると、本発明の電圧検出部(740)は上記副コイル(L22)の両端電圧を検出するが、上記電圧検出部(740)のダイオード(D1)は上記副コイル(L22)の両端電圧を整流し、上記ダイオード(D1)を通して整流された電圧はキャパシタ(C1)により検出される。
【００８９】
この際、2次電流(I2)が流れる間に、上記電圧検出部(740)は、上記ターンオンスイッチ(750)の第1ゼナーダイオード(ZD1)の降伏電圧と上記ターンオフスイッチ(760)の第2ゼナーダイオード(ZD2)の降伏電圧を合わせた電圧より低い電圧を出力し、また上記電圧検出部は上記第1ゼナーダイオード(ZD1)の降伏電圧より高く、また上記第2ゼナーダイオード(ZD2)の降伏電圧より高い電圧を出力する。
【００９０】
さらに、本発明の電流検出部(770)は、上記第2出力ライン(OL2)に流れる負荷電流を、1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて検出して、電流/電圧変換部(780)に出力する。
【００９１】
また、上記電流検出部(770)は、1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率に応じて、上記ターンオフスイッチ(760)がオンになる時点を調節することができるが、上記電流検出部(770)は、1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率の設定を通して、図10に示すように、上記メインスイッチがオンになる所定時間(TD)前に、上記ターンオフスイッチ(760)がオンになることが好ましい。
【００９２】
これを通して、逆回復電流の発生を予め遮断することができる
そして、本発明の電流/電圧変換部(780)は上記電流検出部(770)による検出電流を電圧に変換して接地スイッチ(790)に出力する。具体的には、上記電流/電圧変換部(780)の電圧検出用抵抗(R5)により検出された電圧(VR5)は、ダイオード(D21)により整流された後、出力抵抗(R4)を通して接地スイッチ(790)に出力される。
【００９３】
即ち、上記電流検出部(770)により2次電流の検出が行われると、上記電流/電圧変換部(780)は予め設定した電圧、例えば上記接地スイッチ(790)のターンオン電圧以上を出力するようになる。これに比して、上記電流検出部(770)によって2次電流の検出が行われないと、上記電流/電圧変換部(780)は予め設定した電圧、例えば上記接地スイッチ(790)のターンオン電圧より低い電圧であるほぼ零電圧を出力するようになる。
【００９４】
次いで、上記接地スイッチ(790)は、上記電流/電圧変換部(780)の電圧に応じて、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソース間の連結をスイッチングする。
【００９５】
例えば、2次電流(I2)が電流検出部(770)により検出されると、上記電流/電圧変換部(780)により検出された電圧が、上記接地スイッチ(790)のNPNタイプの第4トランジスタ(Q4)のターンオン電圧より高くなり、図8に示すように上記第4トランジスタ(Q4)がターンオンになり、この第4トランジスタ(Q4)を通して上記共通制御端(CCT)が、上記同期スイッチ(SS)のソースに連結され実質的に接地電位となる。
【００９６】
図7及び図8によると、上記接地スイッチ(790)に含まれた第4トランジスタ(Q4)がオンされることに応じて、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースとが連結され上記ターンオンスイッチ(750)がターンオンになり、上記ターンオフスイッチ(760)はターンオフになる。
【００９７】
これについて具体的に説明すると、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースが連結されると、上記共通制御端(CCT)の電位は同期スイッチ(SS)のソースの電位と同一なので、上記電圧検出部(740)の出力電圧は、上記ターンオンスイッチ(750)の第1トランジスタ(Q1)のターンオン電圧と上記第1 ゼナーダイオード(ZD1)の降伏電圧の全体電圧より高く、このことにより上記第1トランジスタ(Q1)と第1ゼナーダイオード(ZD1)とが同時にターンオンになる。
【００９８】
この際、上記ターンオンスイッチ(750)の第1トランジスタ(Q1)を通して、上記電圧検出部(740)の出力電圧(VC1)が、上記同期スイッチ(SS)のゲートに供給され上記同期スイッチ(SS)はターンオンになる。これに応じて、図10に示すように、2次電流は、ほぼ損失の無い同期スイッチ(SS)を通して流れる。
【００９９】
これに比して、2次電流(I2)が無い場合として、2次電流(I2)が電流検出部(770)により検出されなければ、上記電流/電圧変換部(780)により検出された電圧が、上記接地スイッチ(790)のNPNタイプの第4トランジスタ(Q4)のターンオン電圧より低くなり、図8に示すように上記第4トランジスタ(Q4)がターンオフになり、これに応じて上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースとは互いに分離され、上記共通制御端(CCT)は上記電圧検出部(740)の出力電圧とほぼ同一な電位となる。
【０１００】
図7及び図8によると、上記接地スイッチ(790)の第4トランジスタ(Q4)がターンオフになる場合、これに応じて上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソース間の連結が互いに分離され上記ターンオフスイッチ(760)がターンオンになり、上記ターンオンスイッチ(750)はターンオフになる。
【０１０１】
これについて具体的に説明すれば、上記共通制御端(CCT)と上記同期スイッチ(SS)のソースとが互いに分離されると、上記共通制御端(CCT)の電位は、上記電圧検出部(740)の出力電圧とほぼ同一の電位となるため、上記電圧検出部(740)の出力電圧は、上記ターンオフスイッチ(760)の第2ゼナーダイオード(ZD2)の降伏電圧と第2トランジスタ(Q2)及び第3トランジスタ(Q3)のターンオン電圧の全体電圧より高くなり、上記第2ゼナーダイオード(ZD2)と第2トランジスタ(Q2)及び第3トランジスタ(Q3)が同時にターンオンになる。
【０１０２】
この際、上記ターンオフスイッチ(760)の第3トランジスタ(Q3)を通して、上記同期スイッチ(SS)のゲートとソースが同電位になるので、上記同期スイッチ(SS)はターンオフになる。これに応じて、図10に示すように上記ターンオフスイッチ(760)の第3トランジスタ(Q3)のオンになる時点、即ち、同期スイッチ(SS)がオフになる時点が、上記電流検出部(770)の1次及び2次電流検出用コイル(L31、L32)の巻線比率の設定に応じて、上記メインスイッチがオンになる所定時間(TD)前に行われることができるが、この場合2次電流は同期スイッチ(SS)のソースがダイオードを通して流れるようになる。
【０１０３】
即ち、2次電流の流れが絶える前の短時間内に、上記同期スイッチ(SS)のボディダイオード(図示せず)を通して2次電流が流れると損失はやや高いが、逆回復電流の発生を源泉的に遮断することができる。
【０１０４】
このように本発明の接地スイッチ(790)の動作に応じて、上記共通制御端(CCT)の電位が接地電位となったり、上記電圧検出部(740)の出力電圧とほぼ同一な電位となったりし、これに応じてターンオンスイッチ(750)とターンオフスイッチ(760)のうち一方が選択的にターンオン動作する。
【０１０５】
先述したように、本発明の第2の実施形態によるフライバックコンバータにおいて、上記メインスイッチがオンになる所定時間(TD)前に上記同期スイッチ(SS)がオフになり、逆回復電流の発生を源泉的に遮断できるようになりショットキーダイオードを使用しなくてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０６】
【図１】従来のフライバックコンバータの構成図である。
【図２】図1の回路の主要波形図である。
【図３】従来のフライバックコンバータの回路図である。
【図４】図3のフライバックコンバータの各動作モード別電流波形図である。
【図５】図3のフライバックコンバータでの逆回復電流の波形図である。
【図６】本発明の第1の実施形態によるフライバックコンバータの構成図である。
【図７】本発明の第2の実施形態によるフライバックコンバータの構成図である。
【図８】本発明のフライバックコンバータの主要信号波形図である。
【図９】本発明のフライバックコンバータの電流波形図である。
【図１０】本発明の同期スイッチ動作説明図である。
【符号の説明】
【０１０７】
610、710  フライバックスイッチング制御部
620、720  トランス
630、730  フィードバック制御部
640、740  電圧検出部
650、750  ターンオンスイッチ
660、760  ターンオフスイッチ
670、770  電流検出部
680、780  電流/電圧変換部
690、790  接地スイッチ
MS  メインスイッチ
Vs  電源
SS  同期スイッチ 
【図１】
2006109685.tif 000003
【図２】
2006109685.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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