(57)【要約】  【課題】本発明は、変換効率の低下を招くことなく、ノイズ環境下での出力精度を向上することが可能なスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。  【解決手段】本発明に係るスイッチングレギュレータ２０は、センス抵抗Ｒｓと、センス電圧Ｖｓｅｎｓｅに応じたセンス電流Ｉｓｅｎｓｅを生成するセンス電流生成回路２１３と、ランプ波或いは三角波のスロープ電流Ｉｓｌｏｐｅを生成するスロープ電流生成回路２１４と、加算電流（Ｉｓｅｎｓｅ＋Ｉｓｌｏｐｅ）に応じたスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅを生成するスロープ電圧生成回路２１５と、出力誤差に応じた誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する誤差増幅器ＥＲＲと、誤差電圧Ｖｅｒｒとスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅを比較してＰＷＭ信号を生成するコンパレータＣＭＰと、ＰＷＭ信号に基づいて出力トランジスタＮ１のオン／オフ制御を行うスイッチング制御部ＣＴＲＬと、を有して成る構成としている。【選択図】      図２
2006311634.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧の目標誤差に応じた誤差電圧とＰＷＭ制御用のスロープ電圧とを比較してＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいて出力トランジスタのオン／オフ制御を行うことによりエネルギ貯蔵素子の一端を駆動することで、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、前記出力トランジスタに流れるスイッチ電流に応じたセンス電流を生成するセンス電流生成手段を有して成り、前記スロープ電圧の電圧レベルは、前記センス電流に応じてオフセットされることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
出力トランジスタのオン／オフ制御によりエネルギ貯蔵素子の一端を駆動することで、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、前記出力トランジスタに流れるスイッチ電流に応じたセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記センス電圧に応じたセンス電流を生成するセンス電流生成手段と、ランプ波形或いは三角波形のスロープ電流を生成するスロープ電流生成手段と、前記センス電流と前記スロープ電流との加算電流に応じたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成手段と、前記出力電圧に応じた帰還電圧と所定の目標設定電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記出力トランジスタのオン／オフ制御を行うスイッチング制御手段と、を有して成ることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記エネルギ貯蔵素子であるインダクタと、出力電流を整流またはスイッチングする整流素子と、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を有して成ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記センス電流生成手段は、前記センス電圧に応じた電流が流される第１抵抗と、該第１抵抗に流れる電流をミラーして前記センス電流を生成する第１カレントミラー回路と、を有して成り、前記スロープ電流生成手段は、ランプ波形或いは三角波形の発振電圧を生成する発振回路と、前記発振電圧に応じた電流が流される第２抵抗と、該第２抵抗に流れる電流をミラーして前記スロープ電流を生成する第２カレントミラー回路と、を有して成り、前記スロープ電圧生成手段は、前記センス電流とスロープ電流との加算電流が流されてその一端から前記スロープ電圧が引き出される第３抵抗を有して成ることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記センス抵抗の抵抗値は、所定の温度係数をもって変動するものであり、第１〜第３抵抗の少なくとも一は、上記の温度係数を相殺する温度係数をもってその抵抗値が変動するように調整されていることを特徴とする請求項４に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
装置電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段と、を有して成る電子機器であって、前記出力変換手段として、請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチングレギュレータを備えて成ることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータ、及び、これを備えた電子機器に関するものであり、特に、負荷変動に対する高速応答性が要求される電源装置全般（液晶モニタ用電源や大型液晶テレビ用電源、オンボード用電源など）に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、熱損失が少なく、かつ、入出力較差が大きい場合に比較的効率が良い安定化電源手段の一つとして、出力トランジスタのオン／オフ制御（デューティ制御）によってエネルギ貯蔵素子（コンデンサやインダクタなど）の一端を駆動することで、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータ（チョッパ型レギュレータ）が広く用いられている。
【０００３】
なお、従来の一般的なスイッチングレギュレータは、図３で示すように、出力電圧に応じて変動する帰還電圧Ｖｆｂと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅する誤差アンプＥＲＲを有して成り、当該誤差アンプＥＲＲで得られる誤差電圧Ｖｅｒｒに応じて出力トランジスタＮ１の駆動制御を行う構成とされていた。
【０００４】
また、負荷変動に対する高速応答性が要求されるスイッチングレギュレータでは、図３で示すように、出力トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流Ｉｓｗをセンス抵抗Ｒｓでセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅとして検出し、当該センス電圧Ｖｓｅｎｓｅに応じて出力トランジスタＮ１の駆動制御を行う方式（いわゆる、電流モード制御方式）が併用されていた（例えば、特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開２０００−９２８３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
確かに、上記従来のスイッチングレギュレータであれば、負荷変動に誤差アンプＥＲＲの出力が追従できなくても、スイッチ電流Ｉｓｗの検出結果に応じて出力トランジスタＮ１を直接駆動制御することができるので、変動の少ない安定した出力電圧を生成することが可能である。
【０００６】
しかしながら、上記従来のスイッチングレギュレータは、数十［ｍΩ］程度のセンス抵抗Ｒｓで得られる微少なセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅを直接参照して電流モード制御を実現する構成とされていた。そのため、上記従来のスイッチングレギュレータは、その電流モード制御がノイズの影響を受け易く、劣悪なノイズ環境下での使用時（例えば携帯電話端末への搭載時）には、出力精度が低下するおそれがあった。
【０００７】
なお、図３に示すように、出力トランジスタＮ１にセンス抵抗Ｒｓを直列接続した構成では、センス抵抗Ｒｓの抵抗値を大きくしてセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅの電圧レベルを高めた場合、そのＳ／Ｎを向上し得る反面、スイッチングレギュレータの変換効率の低下を招く結果となっていた。
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑み、変換効率の低下を招くことなく、ノイズ環境下での出力精度を向上することが可能なスイッチングレギュレータ及びこれを備えた電子機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成すべく、本発明に係るスイッチングレギュレータは、出力電圧の目標誤差に応じた誤差電圧とＰＷＭ制御用のスロープ電圧とを比較してＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいて出力トランジスタのオン／オフ制御を行うことによりエネルギ貯蔵素子の一端を駆動することで、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、前記出力トランジスタに流れるスイッチ電流に応じたセンス電流を生成するセンス電流生成手段を有して成り、前記スロープ電圧の電圧レベルは、前記センス電流に応じてオフセットされる構成（第１の構成）としている。
【００１０】
より具体的に述べると、本発明に係るスイッチングレギュレータは、出力トランジスタのオン／オフ制御によりエネルギ貯蔵素子の一端を駆動することで、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、前記出力トランジスタに流れるスイッチ電流に応じたセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記センス電圧に応じたセンス電流を生成するセンス電流生成手段と、ランプ波形或いは三角波形のスロープ電流を生成するスロープ電流生成手段と、前記センス電流と前記スロープ電流との加算電流に応じたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成手段と、前記出力電圧に応じた帰還電圧と所定の目標設定電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記出力トランジスタのオン／オフ制御を行うスイッチング制御手段と、を有して成る構成（第２の構成）としている。
【００１１】
このような構成とすることにより、センス抵抗の抵抗値を小さく設定したまま、最終的なスロープ電圧の電圧レベルを所望のレベルにまで高めることができるので、変換効率の低下を招くことなく、ノイズの影響を受けにくい電流モード制御を実現し、ノイズ環境下での出力精度を向上することが可能となる。また、モニタトランジスタを用いないので、ペア性のずれなどに起因して誤検出を起こすことがなく、電源電圧特性や温度特性に優れた電流モード制御を実現することが可能となる。
【００１２】
なお、上記第２の構成から成るスイッチングレギュレータは、前記エネルギ貯蔵素子であるインダクタと、出力電流を整流またはスイッチングする整流素子と、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。
【００１３】
また、上記第２または第３の構成から成るスイッチングレギュレータにおいて、前記センス電流生成手段は、前記センス電圧に応じた電流が流される第１抵抗と、該第１抵抗に流れる電流をミラーして前記センス電流を生成する第１カレントミラー回路と、を有して成り、前記スロープ電流生成手段は、ランプ波形或いは三角波形の発振電圧を生成する発振回路と、前記発振電圧に応じた電流が流される第２抵抗と、該第２抵抗に流れる電流をミラーして前記スロープ電流を生成する第２カレントミラー回路と、を有して成り、前記スロープ電圧生成手段は、前記センス電流とスロープ電流との加算電流が流されてその一端から前記スロープ電圧が引き出される第３抵抗を有して成る構成（第４の構成）にするとよい。このような構成とすることにより、第３抵抗の抵抗値を大きく設定することで、センス抵抗の抵抗値を小さく設定したまま、最終的なスロープ電圧の電圧レベルを所望のレベルにまで高めることが可能となる。また、第１、第２抵抗の抵抗値を適宜選択することでセンス電流とスロープ電流との相対的な大きさを容易に調整することが可能となる。
【００１４】
また、上記第４の構成から成るスイッチングレギュレータにおいて、前記センス抵抗の抵抗値は、所定の温度係数をもって変動するものであり、第１〜第３抵抗の少なくとも一は、上記の温度係数を相殺する温度係数をもってその抵抗値が変動するように調整されている構成（第５の構成）にするとよい。このような構成とすることにより、温度変動に依ることなく、高精度に出力帰還制御を行うことが可能となる。
【００１５】
また、本発明に係る電子機器は、装置電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段と、を有して成る電子機器であって、前記出力変換手段として、上記第１〜第５いずれかの構成から成るスイッチングレギュレータを備えて成る構成（第６の構成）としている。このような構成とすることにより、バッテリの浪費を招くことなく、ノイズ環境下でも安定した電力供給を行うことが可能となる。特に、液晶パネルのデータ信号生成部に対する電力供給手段として、本発明に係るスイッチングレギュレータを用いれば、画素トランジスタへのデータ書き込み電圧が変動しにくくなるので、液晶の駆動が不十分となったり、表示メモリ等への書き込みができなくなったりすることなく、コントラスト低下や輝度傾斜等の少ない優れた画像表示を行うことが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
上記したように、本発明に係るスイッチングレギュレータであれば、変換効率の低下を招くことなく、ノイズ環境下での出力精度を向上することが可能となり、延いては、これを備えた電子機器の消費電力低減並びに信頼性向上を図ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下では、携帯電話端末に搭載され、バッテリの出力電圧を変換して端末各部（例えばＴＦＴ［Thin Film Transistor］液晶パネル）の駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。
【００１８】
図１は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図（特に、ＴＦＴ液晶パネルへの電源系部分）である。本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、装置電源であるバッテリ１０と、バッテリ１０の出力変換手段であるＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、携帯電話端末の表示手段であるＴＦＴ液晶パネル３０と、を有して成る。なお、本図には明示されていないが、本実施形態の携帯電話端末は、上記構成要素のほか、その本質機能（通信機能など）を実現する手段として、送受信回路部、スピーカ部、マイク部、表示部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。
【００１９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、バッテリ１０から印加される入力電圧Ｖｉｎから一定の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、該出力電圧ＶｏｕｔをＴＦＴ液晶パネル３０に供給する。なお、ＴＦＴ液晶パネル３０のデータ信号（画素トランジスタのソース線に印加される電圧信号）を生成するデータ信号生成部（不図示）への電源供給が不安定になると、液晶の駆動が不十分となったり、表示メモリ等への書き込みができなくなったりして、コントラスト低下や輝度傾斜等の画質劣化を生じるおそれがある。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０には、負荷変動に対する高応答性が要求されている。
【００２０】
図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例を示す回路図（一部にブロックを含む）である。本図に示す通り、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、スイッチング電源ＩＣ２１のほか、外付けのインダクタＬｅｘ、整流ダイオードＤｅｘ（ショットキーバリアダイオードなど）、平滑コンデンサＣｅｘ、及び、抵抗Ｒｅｘ１〜Ｒｅｘ２を有して成る昇圧型スイッチングレギュレータ（チョッパ型レギュレータ）である。
【００２１】
スイッチング電源ＩＣ２１は、回路ブロック的に見ると、スイッチ駆動回路２１１と、センス電圧生成回路２１２と、センス電流生成回路２１３と、スロープ電流生成回路２１４と、スロープ電圧生成回路２１５と、出力帰還回路２１６と、を有するほか、外部との電気的な接続手段として、外部端子Ｔ１〜Ｔ２を有して成る。なお、スイッチング電源ＩＣ２１には、上記した回路ブロックのほか、その他の保護回路ブロック（低入力誤動作防止回路や熱保護回路など）を適宜組み込んでも構わない。
【００２２】
スイッチ駆動回路２１１は、スイッチング制御部ＣＴＲＬと、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１と、を有して成る。センス電圧生成回路２１２は、センス抵抗Ｒｓを有して成る。センス電流生成回路２１３は、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ２〜Ｎ４と、Ｐチャネル電界効果トランジスタＰ１〜Ｐ４と、定電流源Ｉ１と、抵抗Ｒ１と、を有して成る。スロープ電流生成回路２１４は、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ５〜Ｎ６と、Ｐチャネル電界効果トランジスタＰ５〜Ｐ６と、定電流源Ｉ２と、可変電流源Ｉ３と、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ２と、を有して成る。スロープ電圧生成回路２１５は、抵抗Ｒ３を有して成る。出力帰還回路２１６は、誤差増幅器ＥＲＲと、直流電圧源Ｅ１と、コンパレータＣＭＰと、を有して成る。
【００２３】
上記各構成要素間の接続関係について、さらに説明する。
【００２４】
トランジスタＮ１のドレインは、外部端子Ｔ１（スイッチ端子）に接続されている。トランジスタＮ１のソースは、センス抵抗Ｒｓを介して接地されている。トランジスタＮ１のゲートは、スイッチング制御部ＣＴＲＬの制御信号出力端に接続されている。
【００２５】
トランジスタＰ１のゲートは、トランジスタＮ１のソースとセンス抵抗Ｒｓの一端との接続ノードに接続されている。トランジスタＰ１、Ｐ２のソースは、いずれも定電流源Ｉ１を介して電源ライン（＝Ｖｉｎ［Ｖ］、以下同様）に接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、トランジスタＮ２のドレインに接続されており、トランジスタＰ２のドレインは、トランジスタＮ３のドレインに接続されている。トランジスタＮ２、Ｎ３のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮ２のドレインに接続されている。トランジスタＮ２、Ｎ３のソースは、いずれも接地されている。トランジスタＰ２のゲートは、抵抗Ｒ１を介して接地される一方、トランジスタＮ４のソースにも接続されている。トランジスタＮ４のゲートは、トランジスタＰ２のドレインとトランジスタＮ３のドレインとの接続ノードに接続されている。トランジスタＮ４のドレインは、トランジスタＰ３のトランジスタＰ３のドレインに接続されている。トランジスタＰ３、Ｐ４のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ３のドレインに接続されている。トランジスタＰ３、Ｐ４のソースは、いずれも電源ラインに接続されている。トランジスタＰ４のドレインは、抵抗Ｒ３を介して接地されている。
【００２６】
トランジスタＮ５のドレインは、定電流源Ｉ２を介して電源ラインに接続されている。トランジスタＮ５のソースは、可変電流源Ｉ３を介して接地される一方、コンデンサＣ１を介しても接地されている。トランジスタＮ５、Ｎ６のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮ５のドレインに接続されている。トランジスタＮ６のドレインは、トランジスタＰ５のドレインに接続されている。トランジスタＮ６のソースは、抵抗Ｒ２を介して接地されている。トランジスタＰ５、Ｐ６のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ５のドレインに接続されている。トランジスタＰ５、Ｐ６のソースは、いずれも電源ラインに接続されている。トランジスタＰ６のドレインは、抵抗Ｒ３を介して接地されている。
【００２７】
誤差増幅器ＥＲＲの反転入力端（−）は、外部端子Ｔ２（出力帰還端子）に接続されている。誤差増幅器ＥＲＲの非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅ１の正極端に接続されている。直流電圧源Ｅ１の負極端は、接地されている。コンパレータＣＭＰの非反転入力端（＋）は、誤差増幅器ＥＲＲの出力端に接続されている。コンパレータＣＭＰの反転入力端（−）は、トランジスタＰ４、Ｐ６の各ドレインと抵抗Ｒ３の一端との接続ノードに接続されている。コンパレータＣＭＰの出力端は、スイッチング制御部ＣＴＲＬのＰＷＭ信号入力端に接続されている。
【００２８】
外部端子Ｔ１は、スイッチング電源ＩＣ２１の外部において、インダクタＬｅｘの一端に接続される一方、整流ダイオードＤｅｘのアノードにも接続されている。インダクタＬｅｘの他端は、バッテリ１０から与えられる入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。整流ダイオードＤｅｘのカソードは、平滑コンデンサＣｅｘを介して接地される一方、抵抗Ｒｅｘ１、Ｒｅｘ２を介しても接地されている。また、整流ダイオードＤｅｘのカソードは、出力電圧Ｖｏｕｔの引出端（負荷であるＴＦＴ液晶パネル３０の電源入力端）にも接続されている。
【００２９】
まず、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ２１の基本動作（直流／直流変換動作）について説明する。
【００３０】
トランジスタＮ１は、スイッチング制御部ＣＴＲＬによってオン／オフ制御される出力トランジスタである。トランジスタＮ１がオン状態にされると、インダクタＬｅｘには、トランジスタＮ１を介して接地端に向けたスイッチ電流Ｉｓｗが流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＮ１のオン期間において、すでに平滑コンデンサＣｅｘに電荷が蓄積されていた場合、負荷（本図には示していないＴＦＴ液晶パネル３０）には、平滑コンデンサＣｅｘからの電流が流れることになる。また、このとき、外部端子Ｔ１の電位は、トランジスタＮ１を介して、ほぼ接地電位まで低下しているため、整流ダイオードＤｅｘは逆バイアス状態となり、平滑コンデンサＣｅｘからトランジスタＮ１に向けて電流が流れ込むことはない。
【００３１】
一方、トランジスタＮ１がオフ状態にされると、インダクタＬｅｘに生じた逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放出される。このとき、整流ダイオードＤｅｘは順バイアス状態となるため、当該整流ダイオードＤｅｘを介して流れる電流は、負荷に流れ込むとともに、平滑コンデンサＣｅｘを介して接地端にも流れ込み、該平滑コンデンサＣｅｘを充電することになる。上記の動作が繰り返されることで、負荷であるＴＦＴ液晶パネル３０には、平滑コンデンサＣｅｘにより平滑された直流出力が供給される。
【００３２】
このように、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１は、トランジスタＮ１のオン／オフ制御によってエネルギ貯蔵素子であるインダクタＬｅｘの一端を駆動することで、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成するチョッパ型昇圧回路の一構成要素として機能するものである。
【００３３】
次に、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ２１の電圧帰還制御及び電流モード制御について説明する。
【００３４】
センス電圧生成回路２１２では、トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流Ｉｓｗがセンス抵抗Ｒｓに直接的に流され、その一端からセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅが引き出される。
【００３５】
センス電流生成回路２１３では、センス抵抗Ｒｓの一端からトランジスタＰ１のゲートに印加されるセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅに応じて、トランジスタＮ２のドレイン電流、延いては、トランジスタＮ３のドレイン電流が変動され、もってトランジスタＮ４の開閉制御が行われる。その結果、抵抗Ｒ１には、センス電圧Ｖｓｅｎｓｅに応じた電流が流され、トランジスタＰ３、Ｐ４から成るカレントミラー回路では、抵抗Ｒ１に流れる電流をミラーすることでセンス電流Ｉｓｅｎｓｅが生成される。
【００３６】
スロープ電流生成回路２１４では、可変電流源Ｉ３が所定の周期でオン／オフされて、コンデンサＣ１の充放電が繰り返され、ランプ波形（のこぎり波形）の発振電圧Ｖｏｓｃが生成される。その結果、抵抗Ｒ２には、発振電圧Ｖｏｓｃに応じた電流が流され、トランジスタＰ５、Ｐ６から成るカレントミラー回路では、抵抗Ｒ２に流れる電流をミラーすることでスロープ電流Ｉｓｌｏｐｅが生成される。なお、スロープ電流Ｉｓｌｏｐｅは、三角波形の電流信号としても構わない。
【００３７】
スロープ電圧生成回路２１５では、センス電流Ｉｓｅｎｓｅとスロープ電流Ｉｓｌｏｐｅとの加算電流（Ｉｓｅｎｓｅ＋Ｉｓｌｏｐｅ）が抵抗Ｒ３に流され、その一端からスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅが引き出される。
【００３８】
上記構成により、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅの電圧レベルは、以下の（１）式で表されることになる。
【００３９】
【数１】
2006311634.tif 000003
【００４０】
上記（１）式からも分かるように、スロープ電圧信号Ｖｓｌｏｐｅの電圧レベルは、センス電流Ｉｓｅｎｓｅ（延いてはスイッチ電流Ｉｓｗ）が大きいほど、高レベル側にオフセットされることになる。
【００４１】
また、上記（１）式からも分かるように、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０であれば、抵抗Ｒ３の抵抗値を大きく設定することで、センス抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく設定したまま、最終的なスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅの電圧レベルを所望のレベルにまで高めることが可能となる。従って、変換効率の低下を招くことなく、ノイズの影響を受けにくい電流モード制御を実現し、ノイズ環境下での出力精度を向上することが可能となる。
【００４２】
なお、センス電流Ｉｓｅｎｓｅとスロープ電流Ｉｓｌｏｐｅとの相対的な大きさについては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の仕様（例えばインダクタＬｅｘの大きさ）に応じて、適宜調整すればよい。その際、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０であれば、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を適宜選択することで、容易に上記調整を行うことが可能となる。
【００４３】
出力帰還回路２１６において、誤差増幅器ＥＲＲは、外付けの抵抗Ｒｅｘ１、Ｒｅｘ２の接続ノードから引き出される出力帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの実際値に相当）と、直流電圧源Ｅ１で生成される参照電圧Ｖｒｅｆ（出力電圧Ｖｏｕｔの目標設定値Ｖｔａｒｇｅｔに相当）との差分を増幅して誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒの電圧レベルは、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標設定値Ｖｔａｒｇｅｔよりも低いほど、高レベルとなる。
【００４４】
コンパレータＣＭＰは、誤差電圧Ｖｅｒｒとスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅを比較してＰＷＭ［Pulse Width Modulation］信号を生成するＰＷＭコンパレータである。すなわち、ＰＷＭ信号のオンデューティ（単位期間に占めるトランジスタＮ１のオン期間の比）は、誤差電圧Ｖｅｒｒとスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅの相対的な高低に応じて逐次変動する。具体的に述べると、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標設定値Ｖｔａｒｇｅｔよりも低いほど、ＰＷＭ信号のオンデューティは大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標設定値Ｖｔａｒｇｅｔに近付くにつれて、ＰＷＭ信号のオンデューティは小さくなる。また、スイッチ電流Ｉｓｗが大きいほど、ＰＷＭ信号のオンデューティは小さくなる。
【００４５】
スイッチング制御部ＣＴＲＬは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得るに際し、上記のＰＷＭ信号に応じてトランジスタＮ１のスイッチング制御を行う。より具体的に述べると、スイッチング制御部ＣＴＲＬは、ＰＷＭ信号のオン期間にトランジスタＮ１をオン状態とし、ＰＷＭ信号のオフ期間にトランジスタＮ１をオフ状態とする。
【００４６】
このように、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１は、誤差電圧Ｖｅｒｒに基づく電圧帰還制御により、出力電圧Ｖｏｕｔをその目標設定値Ｖｔａｒｇｅｔに合わせ込むことができる。また、スイッチ電流Ｉｓｗに基づく電流モード制御により、入出力変動や負荷変動に対する応答性を向上することが可能となる。
【００４７】
なお、上記構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、センス抵抗Ｒｓの抵抗値は、所定の温度係数をもって変動するものであり、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の少なくとも一は、上記の温度係数を相殺する温度係数をもってその抵抗値が変動するように調整されている構成とされている。以下では、当該構成について、詳細な説明を行う。
【００４８】
センス抵抗Ｒｓは、数十［ｍΩ］の微少な抵抗値を得るために、アルミニウム配線を用いた抵抗とされており、その抵抗値は、正の温度係数（＋４０００［ｐｐｍ／℃］程度）をもって変動する。なお、温度特性の単位として用いたｐｐｍとは、parts par millionの略であり、１００万分の１を表している。すなわち、＋４０００［ｐｐｍ／℃］の温度係数を持つセンス抵抗Ｒｓの抵抗値は、温度が１［℃］上昇すると、１００万分の４０００、すなわち、＋０．４［％］だけ大きくなる。
【００４９】
抵抗Ｒ１は、センス抵抗Ｒｓの有する正の温度係数を相殺するように、その抵抗値が同じく正の温度係数（＋３０００［ｐｐｍ／℃］程度）をもって変動するベース抵抗（半導体抵抗）とされている。なお、消費電力低減の観点から、抵抗Ｒ１に流れる電流が過大とならないように、抵抗Ｒ１の抵抗値としては少なくとも数百［Ω］が必要となる。そのため、抵抗Ｒ１として導電性の高いアルミニウム抵抗を用いることはできず、後述する抵抗を単独で用いていたので、センス抵抗Ｒｓと抵抗Ｒ１の温度係数には、＋１０００［ｐｐｍ／℃］程度の差違が残存する。
【００５０】
そのため、抵抗Ｒ３としては、上記温度係数の差異分を相殺するように、その抵抗値が正の温度係数（＋１０００［ｐｐｍ／℃］程度）をもって変動する抵抗素子を用いる必要がある。また、抵抗Ｒ３としては、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅの電圧レベルを所望値まで高めるべく、数十［ｋΩ］の抵抗値を有する抵抗素子を用いる必要がある。
【００５１】
そこで、本実施形態では、抵抗Ｒ３として、ベース抵抗やポリ抵抗（多結晶シリコン抵抗）を単独で用いるのではなく、正の温度係数（＋３０００［ｐｐｍ／℃］程度）を有するベース抵抗と、負の温度係数（−２０００［ｐｐｍ／℃］程度）を有するポリ抵抗と、を直列接続することで、抵抗Ｒ３を形成する構成としている。
【００５２】
このような抵抗素子の選択を行うことにより、スイッチング電源ＩＣ２１のチップ温度が変動しても、高精度に出力帰還制御を行うことが可能となる。
【００５３】
なお、上記では、センス電流生成回路２１３についてのみ着目し、スロープ電流生成回路２１４を構成する抵抗Ｒ２については、特段言及しなかったが、抵抗Ｒ２についても、上記と同様の考察に基づいて、適宜抵抗素子を選択すればよい。
【００５４】
また、温度調整を変更したいときは、正と負の抵抗の割合を変更して、抵抗Ｒ３を形成すればよい。
【００５５】
また、上記の実施形態では、携帯電話端末に搭載され、バッテリの出力変換手段として用いられるＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明は、その他の電子機器に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータにも広く適用することが可能である。
【００５６】
また、上記の実施形態では、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、降圧型や昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにも同様に適用することが可能である。
【００５７】
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、外付けの整流ダイオードに代えて同期整流素子をスイッチング電源ＩＣに内蔵する構成としてもよいし、出力トランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いる構成としても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、電流モード制御方式を採用したスイッチングレギュレータの出力精度向上を図る上で有用な技術であり、特に、高い変換効率や負荷変動に対する電源出力の高速応答性が要求され、かつ、劣悪なノイズ環境下での使用が想定される電子機器（携帯電話端末など）の電源手段として好適な技術である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例を示す回路図である。
【図３】は、電流モード制御方式を採用したスイッチングレギュレータの一従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６０】
１０    バッテリ
２０    ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）
３０    ＴＦＴ液晶パネル
２１    スイッチング電源ＩＣ
２１１    スイッチ駆動回路
２１２    センス電圧生成回路
２１３    センス電流生成回路
２１４    スロープ電流生成回路
２１５    スロープ電圧生成回路
２１６    出力帰還回路
ＣＴＲＬ    スイッチング制御部
Ｎ１〜Ｎ６    Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｐ１〜Ｐ６    Ｐチャネル電界効果トランジスタ
Ｒｓ    センス抵抗
Ｒ１〜Ｒ３    抵抗
Ｉ１〜Ｉ２    定電流源
Ｉ３    可変電流源
Ｃ１    コンデンサ
ＥＲＲ    誤差増幅器
Ｅ１    直流電圧源
ＣＭＰ    コンパレータ
Ｔ１〜Ｔ２    外部端子
Ｌｅｘ    インダクタ（外付け）
Ｄｅｘ    整流ダイオード（外付け）
Ｃｅｘ    平滑コンデンサ（外付け）
Ｒｅｘ１〜Ｒｅｘ２    抵抗（外付け）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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