(57)【要約】【課題】  光変調器において、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４とを同期させて変調する。【解決手段】  光変調装置は、光パルス信号Ｓ７をデータ信号Ｓ４に基づいて変調する電界吸収型変調器１０と、光パルス信号Ｓ７をデータ信号Ｓ４との位相差に基づいた電気信号Ｓ１６を出力するＬＰＦ１２と、電気信号Ｓ１６に基づいてクロック信号Ｓ２の位相を調整する電気信号Ｓ１７を出力する位相制御回路１２と、クロック信号Ｓ２の位相を電気信号Ｓ１２に基づき移相して、クロック信号Ｓ５を出力する電圧制御移相器６と、クロック信号Ｓ５に基づいて、光パルス信号Ｓ６を出力する光パルス発生器２とを備える。【選択図】  図１
2006101446.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光パルス信号を第１のデータ信号に基づいて変調する光変調器と、
前記光パルス信号と前記第１のデータとの位相差に基づいた検出信号を出力する第１の手段と、
前記検出信号に基づいて第１のクロック信号の位相を調整するための第１の制御信号を出力する第２の手段と、
前記第１のクロック信号の位相を前記第１の制御信号に基づき移相して、第２のクロック信号を出力する第３の手段と、
前記第２のクロック信号に基づいて、前記光パルス信号を出力する第４の手段と、
前記第１のクロック信号に基づいて、入力データを前記第１のデータ信号として出力する第５の手段と
を具備することを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
前記請求項１の光変調装置において、前記第１の手段はさらに、
前記光変調器で変調され出力される光出力信号の一部を分岐する光分岐器と、光出力信号を第１の電気信号に変換し出力する光電変換器とを設け、前記第１の電気信号を前記検出信号として出力すること
を特徴とする光変調装置。
【請求項３】
前記請求項１の光変調装置において、前記第１の手段はさらに、
前記第１の電気信号を平均化して、第２の電気信号を出力する平均化手段とを設け、前記第２の電気信号を前記検出信号として出力すること
を特徴とする光変調装置。
【請求項４】
前記請求項１の光変調装置において、
前記光パルス発生器から出力される光パルス信号を増幅して、増幅した光パルス信号を前記光変調器に出力する光増幅器を設けること
を特徴とする光変調装置。
【請求項５】
前記請求項１の光変調装置において、
前記光変調器は、電界吸収型変調器であること
を特徴とする光変調装置。
【請求項６】
前記請求項５の光変調装置において、
前記電界吸収型変調器で光パルス信号を吸収した量に基づいた吸収電流を検出する吸収電流検出手段を設け、前記吸収電流を前記検出信号として前記第１の手段に出力すること
を特徴とする光変調装置。
【請求項７】
光パルス信号を第１のデータ信号に基づき光変調されて光出力信号を出力する光変調方法において、
前記光パルス信号と前記第１のデータとの位相差に基づいた検出信号を出力する第１のステップと、
前記検出信号に基づいて第１のクロック信号の位相を調整するための第１の制御信号を出力する第２のステップと、
前記第１のクロック信号の位相を前記第１の制御信号に基づき移相して、第２のクロック信号を出力する第３のステップと、
前記第２のクロック信号に基づいて、前記光パルス信号を出力する第４のステップと、
前記第１のクロック信号に基づいて、入力データを前記第１のデータ信号として出力する第５のステップと
を具備することを特徴とする光変調方法。
【請求項８】
前記請求項７の光変調方法において、前記第１のステップはさらに、
前記光出力信号の一部を分岐する第６のステップと、光出力信号を第１の電気信号に変換し出力する第７のステップとを設け、前記第１の電気信号を前記検出信号として出力すること
を特徴とする光変調方法。
【請求項９】
前記請求項７の光変調方法において、前記第１のステップはさらに、
前記第１の電気信号を平均化して、第２の電気信号を出力する第８のステップとを設け、前記第２の電気信号を前記検出信号として出力すること
を特徴とする光変調方法。
【請求項１０】
前記請求項７の光変調方法において、
前記光パルス発生器から出力される光パルス信号を増幅して、増幅した光パルス信号を前記光変調器に出力する第１１のステップを設けること
を特徴とする光変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光通信等に用いられる光変調装置および光変調方法に関する。特に、この発明は、例えば数十Ｇｐｓ（数十ＧＨｚ）の高速なデータ信号を光パルス信号に変換して出力する光変調装置および光変調方法、データ信号と光パルス信号の位相を調整する光変調装置および光変調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、光通信の高速化に伴い、光通信に関する光変調装置および光変調方法は、重要な地位を占めている。従来、光ファイバ増幅器によるデータ信号と光パルス信号の位相ずれを補正するこの種の装置は、例えば特開平１０−１３３５０号公報の第３頁第００１６段落〜第４頁第００２２段落及び第１図に開示されるものがあり、その構成を本願明細書、図７に示す。１はＤ型フリップフロップ、２は光パルス発生器、３は光ファイバ増幅器、４は駆動回路、５は光変調器、６は電圧制御移相器、７は光分岐器、８は光電変換器、９は位相検出器である。
【０００３】
次に、図７の光変調装置の動作を説明する。入力されるデータ信号Ｓ１は該当データ信号にビット同期した入力されるクロック信号Ｓ２とともにＤ型フリップフロップ１に供給される。このＤ型フリップフロップ１は、クロック信号Ｓ２の立ち上がりタイミングでデータ信号Ｓ１の値を識別するもので、その識別データＳ３は駆動回路４を介して、データ信号Ｓ４として光変調器５に供給される。クロック信号Ｓ２は、クロック信号Ｓ２の位相を電圧によって移相する電圧制御型移相器６を介して、クロック信号Ｓ５として光パルス発生器２にも供給される。この光パルス発生器２はクロック信号Ｓ５に同期した光パルス信号Ｓ６を発生するもので、この光パルス信号Ｓ６は光ファイバ増幅器３によって増幅され、増幅された光パルス信号Ｓ７は、光分岐器７を介して、光パルス信号Ｓ８として光変調器５に供給される。この光変調器５は光パルス信号Ｓ８を駆動回路４からのデータ信号Ｓ４に応じて変調出力するもので、この出力信号である光変調信号Ｓ９は図示しない光伝送路に送出される。
【０００４】
一方、光ファイバ増幅器３によって増幅された光パルス信号Ｓ７は、光分岐器７で一部分岐され、分岐された光パルス信号Ｓ１０は、光電気変換器８において電気信号Ｓ１１に変換されて位相検出器９に供給され、位相検出器９は、電気信号に変換された光パルス信号（：電気信号Ｓ１１）とクロック信号Ｓ２の位相誤差を検出し、この位相誤差がなくなるように位相制御信号Ｓ１２を作成し、電圧制御移相器６に供給することで、クロック信号の位相Ｓ２を調整し、光変調器５に入力される光パルス信号Ｓ８とデータ信号Ｓ４の位相差を補正する。
【０００５】
以上の動作で、光ファイバ増幅器３は、温度等により通過する光パルス信号の遅延時間が変化して、光変調器５に入力される光パルス信号とデータ信号の位相にズレが発生しても、電気信号に変換された光パルス信号とクロック信号の位相誤差を検出し、クロック信号の位相を調整して、位相ズレを補正する。
【特許文献１】特開平１０−１３３５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記構成の装置では、温度変化等の外部要因による光信号の位相変化を補正するが、Ｄ型フロップフリップ１から駆動回路４を介して光変調器５に供給される電気信号（：データ信号Ｓ４）の位相変化を補正していないという問題点が有った。
【０００７】
また、光パルス信号とクロック信号の位相を自動的に調整して安定動作させても、光変調器５での光パルス信号Ｓ８とデータ信号Ｓ４の位相が最適であるか、定常的に位相がずれているか判断できない。従って、光変調器５での光パルス信号Ｓ８とデータ信号Ｓ４の位相を最適になるように、例えば、電圧制御移相器６に加えられる位相制御信号Ｓ１２にオフセット値を加えて、オフセット値を調整する。しかし、光パルス発生器２、光増幅器３等の部品、回路の交換した時や、各部品、回路を接続する光ファイバや電気ケーブルで長さ等の異なる光ファイバや電気ケーブルを交換した時、光パルス信号やデータ信号の伝達時間が変化するため、光変調器５での光パルス信号Ｓ８とデータ信号Ｓ４の位相を最適になるように、オフセット値の再調整を必要とするという問題点も有った。
【０００８】
さらに、数十ＧＨｚで動作する光電変換器８や位相検出器９は高価であるため、上記構成の装置ではコストが高いという問題点も有った。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明の光変調装置は、以下のような構成上の特徴を有する。すなわち、光パルス信号を第１のデータ信号に基づいて変調する光変調器と、光パルス信号と第１のデータとの位相差に基づいた検出信号を出力する第１の手段と、検出信号に基づいて第１のクロック信号の位相を調整するための第１の制御信号を出力する第２の手段と、第１のクロック信号の位相を第１の制御信号に基づき移相して、第２のクロック信号を出力する第３の手段と、第２のクロック信号に基づいて、光パルス信号を出力する第４の手段と、第１のクロック信号に基づいて、入力データを前記第１のデータ信号として出力する第５のとを備える構成である。
【００１０】
また、この発明の光変調方法は、以下のような構成上の特徴を有する。すなわち、光パルス信号を第１のデータ信号に基づき光変調されて光出力信号を出力する光変調方法において、光パルス信号と第１のデータとの位相差に基づいた検出信号を出力する第１のステップと、検出信号に基づいて第１のクロック信号の位相を調整するための第１の制御信号を出力する第２のステップと、第１のクロック信号の位相を第１の制御信号に基づき移相して、第２のクロック信号を出力する第３のステップと、第２のクロック信号に基づいて、光パルス信号を出力する第４のステップと、第１のクロック信号に基づいて、入力データを第１のデータ信号として出力する第５のステップとを備える構成である。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、光変調器を駆動するクロック信号の位相を個別に制御することができるので、クロック信号と光変調部に入射される光信号との位相を周囲の環境変化等に関わらず同期させることができる。よって、常に最適な光変調を行うことができるので、長期間安定動作が可能な光変調信号を出力する光変調装置（光変調方法）、および光変調装置を基とした光時分割多重装置（光時分割多重分離装置）［光時分割多重方法（光時分割多重分離方法）］を構成することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（Ａ）実施形態
以下、図を参照して、この発明の実施の形態につき説明する。この発明は、図示例のみに限定されるものではない。
【００１３】
（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１には、この発明の第１の実施形態における光変調装置（光変調方法）の構成が示される。但し、図１において、図７と同一部分には同一符号を付して示す。
【００１４】
入力クロック信号Ｓ２を電圧制御移相器６を介して、クロック信号Ｓ５として光パルス発生器２に供給し、光クロック発生器２で作成された光パルス信号Ｓ６を光ファイバ増幅器３を介して、光パルス信号Ｓ７として電界吸収型変調器１０に供給する。入力データ信号Ｓ１をＤ型フリップフロック１で入力クロック信号Ｓ２に従いサンプリングし、クロック信号Ｓ２の立ち上がりタイミングで入力データ信号Ｓ１の値を識別した識別データＳ３は、駆動回路４を介してデータ信号Ｓ４として電界吸収型変調器１０に供給することで、光パルス信号Ｓ７を変調した光変調信号Ｓ１３を得る。図示しない光伝送路に送出される光変調信号Ｓ１３を光分岐器７で一部を分岐して、光変調信号Ｓ１０として光電変換器（Ｏ／Ｅ）８に入力し、変換された電気信号Ｓ１５をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１で平均化して、平均化された光変調信号の光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）を得て、この電気信号Ｓ１６を位相制御回路１２に供給する。位相制御回路１２は光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）に応じて位相制御信号Ｓ１７を作成して、電圧制御移相器６に供給することで、フィードバックループを構成したものである。
【００１５】
（Ａ−２）第１の実施形態の動作
この発明の第１の実施形態の動作について説明する。入力データ信号Ｓ１は、該当する入力データ信号Ｓ１におけるビットに同期したクロック信号Ｓ２とともにＤ型フリップフロップ１に供給される。このＤ型フリップフロップ１は、クロック信号Ｓ２の立ち上がりタイミングで入力データ信号Ｓ１の値を識別するもので、この識別データＳ３は駆動回路４を介して、データ信号Ｓ４として電界吸収型変調器１０に供給される。
【００１６】
また、上記クロック信号Ｓ２は、クロック信号Ｓ２の位相を電圧によって移相する電圧制御型移相器６を介して、クロック信号Ｓ５として光パルス発生器２にも供給される。この光パルス発生器２は、クロック信号Ｓ５に同期した光パルス信号Ｓ６を発生するもので、この光パルス信号Ｓ６は、光ファイバ増幅器３によって増幅され、増幅された光パルス信号Ｓ７は、電界吸収型変調器１０に供給される。この電界吸収型変調器１０は光パルス信号Ｓ７を駆動回路４からのデータ信号Ｓ４に応じて変調出力するもので、この出力信号である光変調信号Ｓ１３は光分岐器７に送出され、光分岐器７の一方の光パルス信号は、図示しない光伝送路に光パルス信号Ｓ９として送出される。
【００１７】
他方、光分岐器７で一部分岐され、分岐された光変調信号Ｓ１４は、光電気変換器８において電気信号Ｓ１５に変換され、変換された電気信号Ｓ１５をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１で平均化され、平均化した光変調信号Ｓ１５の光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）が得られ、この電気信号Ｓ１６が位相制御回路１２に供給される。位相制御回路１２は、光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）に応じて位相制御信号Ｓ１７を作成して、電圧制御移相器６に供給してフィードバックループを構成することで、クロック信号の位相Ｓ５を調整し、電界吸収型変調器１０に入力される光パルス信号とデータ信号の位相差を補正する。
【００１８】
次に本実施の形態において使用される電界吸収型変調器１０について説明する。電界吸収型変調器１０は、フォトダイオードから派生したものであり、フォトダイオードの吸収波長端の印加電圧依存性を利用したものである。つまり、電界吸収型変調器１０は、半導体に禁止帯域エネルギーに相当する波長より長い波長が入射すると急激に吸収系数が減少する波長が有り、この波長の変化が電界の２乗に比例するというフランツ、ケルディシュ効果がある。この効果により電圧を加えた時、透過率が変化する。図２に、電界吸収型変調器１０に負の電圧を加えた時の透過率を示す。ここで、横軸はバイアス電圧、縦軸は透過率であり、Ｌ１［１００］は電界吸収型変調器のバイアス電圧に対する透過率の特性である。
【００１９】
この透過率の電圧依存性を用いて電界吸収型変調器１０は光パルス信号Ｓ７を変調する。データ１の時に電界吸収型変調器１０に加えられるバイアス電圧値−Ｖ１［１０１］では、高い透過率Ｔ１［１０２］が得られ、電界吸収型変調器１０に入力された光パルス信号Ｓ７を透過する。データ０の時に加えられるバイアス電圧値−Ｖ２［１０３］では、低い透過率Ｔ２［１０４］が得られ、光パルス信号Ｓ７をほとんど吸収し、消光する。以上の動作で、電界吸収型変調器１０は入力された光パルス信号Ｓ７をデータ信号Ｓ４に従い光強度変調を行ない、光パルス信号Ｓ７をデータ信号Ｓ４で変調された出力信号（：光変調信号Ｓ１３）を出力する。
【００２０】
ここで、バイアス電圧−Ｖ１［１０１］と−Ｖ２［１０３］の中間電圧−Ｖ３［１０５］に対する透過率Ｔ３［１０６］は、バイアス電圧−Ｖ１と−Ｖ２の中間電圧の比例値［１０７］より△Ｔ［１０８］だけ透過率は低く、変調された光パルスの光パワーは中間電圧の比例値［１０７］より、△Ｔ［１０８］に相当する光パワーの分だけ低くなる。
【００２１】
図３に、電界吸収型変調器１０に供給される光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相が一致した時と異なる時の出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の波形を示す。位相が一致した光パルス信号Ａ（：光パルス信号Ｓ７）［２０１］からデータ信号（：データ信号Ｓ４）の１／０レベルで強度変調された出力信号Ｂ（：光変調信号Ｓ１３）［２０２］が得られるが、光パルス信号Ａ（：光パルス信号Ｓ７）［２０１］に対して、位相が△θだけズレた光パルス信号Ｃ（：光パルス信号Ｓ７）［２０３］において、光パルスの位置に、データ信号（：データ信号Ｓ４）の立ち上がり、下がり点が来るため、データ信号の１／０レベルで強度変調された出力信号以外に、中間レベルに強度変調された出力信号Ｄ（：光変調信号Ｓ１３）［２０４］が得られる。ここで、データ信号（：データ信号Ｓ４）の１レベルで変調された光パルス信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーをＰ１［２０５］、０レベルで変調された光パルス信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーをＰ０［２０６］、立ち上がり時に変調された光パルス信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーをＰｒ［２０７］、立ち下がり時に変調された光パルスの光パワー信号（：光変調信号Ｓ１３）をＰｆ［２０８］とすると、立ち上がり、下がり時の光パルスの光パワーＰｒ［２０７］、Ｐｆ［２０８］は、中間電圧の比例値に対して、透過率△Ｔ［１０８（図２）］に相当する光パワーの分だけ低くなる。このことから、立ち上がり、下がりに変調された光パルス信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーの和（Ｐｒ＋Ｐｆ）は、１、０レベルで変調された光パルス信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーの和（Ｐ１＋Ｐ０）より低くなる。従って、図３に示すように、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の平均光パワーＬ２は、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相が一致した時、最大となり（波形２０９のようになり）、位相差が大きいほど低くなる（波形２１０のように低くなる）。
【００２２】
以上説明したように、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相を一致させるためには、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の平均光パワーを常に最大になるように、光パルス発生器２に供給されるクロック信号Ｓ５の位相を制御すれば良い。その動作について説明する。出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の一部を光分岐器７を用いて分岐し、分岐した光変調信号Ｓ１４を光電変換器８を用いて電気信号Ｓ１５に変換して、ローパスフィルタ１１を用いて平均化して、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の平均光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）を得て、位相制御回路１２に供給する。供給された平均光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）を用いて、位相制御回路１２は、図４に示されるように、横軸を位相差Δθ［３０１］、縦軸を出力信号平均パワー［３０２］としたとき、頂点［３０３］を頂点とした特性Ｌ２［３０４］のような山登り法のように電圧制御移相器６の移相量を微少量の増加／減少させて、クロック信号Ｓ５の位相を前後に移相させる。平均光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）が減少すれば、位相変化方向を逆にしたクロック信号Ｓ５の位相、つまり電圧制御移相器６の移相量を微少量の減少させる。平均  光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）が増加すれば、前の位相変化方向に移相量を微少の増加させる。
【００２３】
従って、位相制御回路１２は、平均光パワー電気信号（：電気信号Ｓ１６）が最大になるように、位相制御回路１２から出力される位相制御信号Ｓ１７を用いて電圧制御移相器６の移相量を制御することにより、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相がずれた状態から一致した状態になり、そして、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相が一致した状態を保つ。
【００２４】
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上のように、第１の実施形態によれば、光変調器に電界吸収型変調器１０を用い、ローパスフィルタ１１と位相制御回路１２を設けて、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の平均光パワーを常に最大になるように、光パルス発生器２に供給されるクロック信号Ｓ５の位相を制御することにより、装置電源投入時等、電界吸収型変調器１０における光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４の位相にズレが生じていても、自動的にこの位相が一致され、電界吸収型変調器１０で確実に変調処理を行なうことができるようになるという効果が得られる。
【００２５】
また、光パルス発生器２、光増幅器３、フリップフロップ１、駆動回路４等の交換および、光パルス発生器２、光増幅器３、フリップフロップ１、駆動回路４等の間を接続する光ファイバや電気ケーブルの交換により電界吸収型変調器１０における光パルス信号Ｓ７やデータ信号Ｓ４の伝達時間が変化して、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４の位相にずれが発生しても、この位相を自動的に一致させることができるので調整が不要にできるという効果が得られる。
【００２６】
また、光パルス発生器２、光増幅器３の光部品やフリップフロップ１、駆動回路４に加えられる温度変化、電源電圧変化、経時変化等の外部要因により電界吸収型変調器１０における光パルス信号Ｓ７やデータ信号Ｓ４の伝達時間が変化しても、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４の位相を常に一致させることができるので温度等の環填変化に対して安定して動作することができるという効果が得られる。
【００２７】
また、光電変換器８は、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーを検出するだけで良いので、数十ＭＨｚ以下の低い周波数帯域で良く、安値な部品を使用できるという効果が得られる。
【００２８】
（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
図５に、この発明の第２の実施形態における光変調装置（光変調方法）の構成を示す。図５において、図１と同一部分には同じ符号を付して示し、ここでも重複する説明は省略し、異なる個所のみ記載する。出力信号の光パワー検出電気信号を電界吸収型変調器１０に流れる吸収電流を検出して吸収電流検出信号に置き換えたもので、光分岐器７と電光変換器８の代わりに吸収電流検出回路１３を設けたもので構成されている。
【００２９】
（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
第１の実施形態の動作と同じ動作の説明は省略し、異なる個所のみ記載する。電界吸収型変調器１０は、入力した光パルス信号Ｓ７を通過／吸収して変調して、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）を出力する。電界吸収型変調器１０は、フォトダイオードから派生したものであるから、吸収された光パルス信号Ｓ７はフォトダイオードで検出されたと考えることができる。つまり、電界吸収型変調器１０に流れる吸収電流は、吸収された光パワーに比例する。ここで、電界吸収型変調器１０における光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４の位相が変化すると出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーが変化することから、吸収電流も変化する。位相が一致した時、出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワーが最大であることから、光パルス信号Ｓ７の吸収量が最小、つまり、図６に示すように、平均吸収電流（Ｌ３）は最小となり、位相差が大きいほど、平均吸収電流（Ｌ３）は増加する。従って、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相を一致させるためには、電界吸収型変調器１０の吸収電流を常に最小になるように、光パルス発生器に供給されるクロック信号Ｓ５の位相を制御すれば良い。
【００３０】
下記に詳細な動作について説明する。吸収電流検出回路１３を用いて電界吸収型変調器１０に流れる吸収電流Ｓ１８を検出した吸収電流検出信号Ｓ１９、ローパスフィルタ１１を用いて吸収電流検出信号Ｓ１９を平均化して、平均吸収電流検出信号Ｓ２０を得て、位相制御回路１２に供給する。供給された平均吸収電流検出信号Ｓ２０により位相制御回路１２は、図６に示されるように、横軸を位相差Δθ［４０１］、縦軸を平均吸収電流［４０２］としたとき、頂点［４０３］を谷とした特性（平均吸収電流（Ｌ３））［４０４］のような山下り法のように電圧制御移相器６の移相量を微少量の増加／減少させて、クロック信号Ｓ５の位相を前後に移相させる。平均吸収電流検出信号Ｓ２０が増加すれば、位相変化方向を逆にしてにクロック信号Ｓ５の位相つまり電圧制御移相器６の移相量を微少量の減少させる。平均吸収電流検出信号Ｓ２０が減少すれば、前の位相変化方向に移相量を微少の増加させる。
【００３１】
従って、位相制御回路１２は、平均吸収電流検出信号Ｓ２０が最小になるような位相制御信号Ｓ１７を用いて電圧制御移相器６の移相量を制御することにより、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相がずれた状態から一致した状態となり、そして、一致した状態を保つ。
【００３２】
（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
以上のように、第２の実施形態によれば，光分岐器、光電変換器を設けて出力信号（：光変調信号Ｓ１３）の光パワー信号を得る代わりに、吸収電流検出回路１３を設けて電界吸収型変調器１０の吸収電流Ｓ１８に関する吸収電流検出信号Ｓ１９を得て、光パルス信号Ｓ７とデータ信号Ｓ４との位相制御の比較信号とすることで、光信号を光分岐器で一部分岐することによる光損失がなくなるという効果が得られる。
【００３３】
また、光分岐器、光電変換器を省略できることから構成が簡単になり、コストを削減できるという効果が得られる。
【００３４】
以上の実施形態では、光変調器が１系統の光変調装置に適用した例を説明したが、光パルス信号を複数分岐し光変調器を複数並列に設け、それぞれの光変調器に別個のデータ信号で変調し、各々の出力信号を時系列に並べて合波する時分割多重化通信に用いられる光変調装置にも適用できる。
【００３５】
以上の実施形態では、電圧制御移相器６は電圧で移相量を制御される移相器で説明したが、電流でもデジタル量でも移相量を制御できる移相器でも良い。
【００３６】
以上の実施形態では、平均化手段をローパスフィルタを用いたが、位相制御回路において、例えばＣＰＵを用いて検出信号をサンプリングし平均化演算して位相制御に用いても良い。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】第１の実施形態の光変調装置の構成の説明に供する図である。
【図２】第１の実施形態の光変調装置における変調信号の特性、光短パルス信号の特性、出力信号の特性を示す図である。
【図３】第１の実施形態の光変調装置の構成の説明に供する図である。
【図４】第１の実施形態の光変調装置における位相差Δθに対する出力信号平均パワーの特性を示す図である。
【図５】第２の実施形態の光変調装置の構成の説明に供する図である。
【図６】第２の実施形態の光変調装置における位相差Δθに対する平均吸収電流の特性を示す図である。
【図７】従来の光変調装置の構成の説明に供する図である。
【符号の説明】
【００３８】
１…Ｄ型フリップフロップ、２…光パルス発生器、３…光ファイバ増幅器、４…駆動回路、５…光変調器、６…電圧制御移相器、７…光分岐器、８…光電変換器（Ｏ／Ｅ）、９…位相検出器、１０…電界吸収型変調器、１１…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１２…位相制御回路、１３…吸収電流検出回路、Ｓ１…入力データ信号、Ｓ２…入力クロック信号、Ｓ３…識別データ、Ｓ４…データ信号、Ｓ５…クロック信号、Ｓ６…光パルス信号、Ｓ７…光パルス信号、Ｓ８…光パルス信号、Ｓ９…光変調信号、Ｓ１０…光パルス信号、Ｓ１１…電気信号、Ｓ１２…位相制御信号、Ｓ１３…光変調信号、Ｓ１４…光変調信号、Ｓ１５…電気信号、Ｓ１６…電気信号、Ｓ１７…位相制御信号、Ｓ１８…吸収電流、Ｓ１９…吸収電流検出信号、Ｓ２０…平均吸収電流検出信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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