(57)【要約】【課題】  全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化を図ること。【解決手段】  所望帯域のみ通過させるデュプレクサ２０とデュプレクサからの出力信号を増幅する低雑音増幅回路LNA３０とLNAからの出力信号より所望帯域のみ通過させるBPF４０を同一モジュール化し、送信信号の受信側へのリークレベルがRFIC５０の設計に関与しないようにすることで、全二重送受信装置向けの無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化を図る。【選択図】  図１
2006166277.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナと、該アンテナから、あるいは該アンテナへの信号より所望帯域のみ通過させるデュプレクサと、該デュプレクサの出力信号を増幅する低雑音増幅回路と、該低雑音増幅回路の出力信号より所望帯域のみ通過させる第一の帯域通過フィルタと、該第一の帯域通過フィルタの出力信号を低い周波数帯へ周波数変換する無線信号処理半導体回路と、該無線信号処理半導体回路からの送信信号より所望帯域のみ通過させる第二の帯域通過フィルタと、該第二の帯域通過フィルタの出力信号を増幅する電力増幅回路と、前記アンテナのインピーダンスが変化しても前記電力増幅器が効率よく電力増幅できるよう、前記電力増幅器から前記アンテナを見たインピーダンスが安定するように挿入するアイソレータとを具備し、前記デュプレクサが、前記アイソレータの出力信号より所望帯域のみ通過させ、前記アンテナへ出力する送受信装置に適用できるモジュールであって、
前記デュプレクサと前記低雑音増幅回路と前記第一の帯域通過フィルタが一つのモジュール内に構成されていることを特徴としたモジュール。
【請求項２】
アンテナと、該アンテナから、あるいは該アンテナへの信号より所望帯域のみ通過させるデュプレクサと、該デュプレクサの出力信号を増幅する低雑音増幅回路と、該低雑音増幅回路の出力信号より所望帯域のみ通過させる第一の帯域通過フィルタと、該第一の帯域通過フィルタの出力信号を低い周波数帯へ周波数変換する無線信号処理半導体回路と、該無線信号処理半導体回路からの送信信号より所望帯域のみ通過させる第二の帯域通過フィルタと、該第二の帯域通過フィルタの出力信号を増幅する電力増幅回路と、前記アンテナのインピーダンスが変化しても前記電力増幅器が効率よく電力増幅できるよう、前記電力増幅器から前記アンテナを見たインピーダンスが安定するように挿入するアイソレータと、前記アイソレータの出力信号を分岐するカップラと、該カップラ出力の信号レベルを検波する検波回路とを具備し、前記デュプレクサが、前記アイソレータの出力信号より所望帯域のみ通過させ、前記アンテナへ出力する送受信装置であって、
前記検波回路の出力レベルが大きいとき前記低雑音増幅回路のバイアス電流を増加させ、前記検波回路の出力レベルが小さいとき前記低雑音増幅回路のバイアス電流を減少させることを特徴とした送受信装置。
【請求項３】
アンテナと、該アンテナから、あるいは該アンテナへの信号より所望帯域のみ通過させるデュプレクサと、該デュプレクサの出力信号を増幅する低雑音増幅回路と、該低雑音増幅回路の出力信号より所望帯域のみ通過させる第一の帯域通過フィルタと、該第一の帯域通過フィルタの出力信号を低い周波数帯へ周波数変換する無線信号処理半導体回路と、該無線信号処理半導体回路からの送信信号より所望帯域のみ通過させる第二の帯域通過フィルタと、該第二の帯域通過フィルタの出力信号を増幅する電力増幅回路と、前記アンテナのインピーダンスが変化しても前記電力増幅器が効率よく電力増幅できるよう、前記電力増幅器から前記アンテナを見たインピーダンスが安定するように挿入するアイソレータと、前記アイソレータの出力信号を分岐するカップラと、該カップラ出力の信号レベルを検波する検波回路とを具備し、前記デュプレクサが、前記アイソレータの出力信号より所望帯域のみ通過させ、前記アンテナへ出力する送受信装置に適用できるモジュールであって、
前記デュプレクサと、前記低雑音増幅回路と、前記第一の帯域通過フィルタと、前記カップラと、前記検波回路が一つのモジュール内に構成され、前記検波回路の出力レベルが大きいとき前記低雑音増幅回路のバイアス電流を増加させ、前記検波回路の出力レベルが小さいとき前記低雑音増幅回路のバイアス電流を減少させることを特徴としたモジュール。
【請求項４】
Ｎ個の送受信帯での動作に対応するアンテナと、該アンテナから、あるいは該アンテナへのそれぞれN個の送受信帯の信号を切り替えるアンテナスイッチと、該アンテナスイッチから、あるいは該アンテナスイッチへの信号より所望帯域のみ通過させるデュプレクサN個と、該デュプレクサの出力信号を増幅するN個の受信帯向け低雑音増幅回路N個と、該低雑音増幅回路の出力信号より所望帯域のみ通過させるN個の受信帯向け第一の帯域通過フィルタN個と、該第一の帯域通過フィルタの出力信号を低い周波数帯へ周波数変換する無線信号処理半導体回路と、該無線信号処理半導体回路からの送信信号より所望帯域のみ通過させるN個の送信帯向け第二の帯域通過フィルタN個と、該第二の帯域通過フィルタの出力信号を所望の送信レベルで前記アンテナから出力できるように増幅するN個の送信帯向け電力増幅回路N個と、前記アンテナのインピーダンスが変化しても該電力増幅器が効率よく電力増幅できるよう、該電力増幅器から前記アンテナを見たインピーダンスが安定するように挿入するN個の送信帯向けアイソレータN個と、該アイソレータの出力信号を分岐するN個の送信帯向けカップラN個と、該カップラ出力の信号レベルを検波し、該検波出力レベルが大きいとき該低雑音増幅回路のバイアス電流を増加させ、該検波出力レベルが小さいとき該低雑音増幅回路のバイアス電流を減少させるN個の送信帯向け検波回路N個とを具備し、前記デュプレクサが、前記アイソレータの出力信号より所望帯域のみ通過させ、前記アンテナへ出力する送受信装置に適用できるモジュールであって、
前記アンテナスイッチと前記デュプレクサと前記低雑音増幅回路と前記第一の帯域通過フィルタと前記カップラと前記検波回路が一つのモジュール内に構成されていることを特徴としたモジュール。
【請求項５】
請求項４記載の送受信装置に適用できるモジュールにおいて、前記Ｎ個のアンテナスイッチを対応する帯域に切り替える制御信号と、前記N個の低雑音増幅回路を対応する帯域向けのみONするための制御信号が、前記無線信号処理半導体回路から供給されることを特徴とするモジュール。
【請求項６】
複数の送受信信号を切り替えるスイッチと、該スイッチに接続され各送受信信号の周波数分離を行う複数のデュプレクサと、該デュプレクサの受信信号出力信号を増幅する複数の低雑音増幅器と、該低雑音増幅器に接続される複数の帯域通過フィルタとを具備し、
前記帯域通過フィルタが平衡信号を出力することを特徴とする送受信装置向けのモジュール。
【請求項７】
請求項６に記載の送受信装置向けのモジュールにおいて、前記複数の帯域フィルタの出力がモジュールの受信端子に接続されており、モジュールを外部に接続されるダイレクトコンバージョン受信回路と同一面に実装する場合に、モジュールの受信端子とダイレクトコンバージョン受信回路の入力端子とが対向配置となっていることを特徴とする送受信装置向けのモジュール。
【請求項８】
請求項６に記載の送受信装置向けのモジュールにおいて、前記複数の帯域フィルタの出力がモジュールの受信端子に接続されており、モジュールを外部に接続されるダイレクトコンバージョン受信回路と反対面に実装する場合に、モジュールの受信端子とダイレクトコンバージョン受信回路の入力端子とが対向配置となっていることを特徴とする送受信装置向けのモジュール。
【請求項９】
請求項６乃至８の何れかに記載の送受信装置向けのモジュールにおいて、前記スイッチと前記デュプレクサと前記低雑音増幅器と前記帯域通過フィルタがモジュール内において別チップで構成されていることを特徴とする送受信装置向のモジュール。
【請求項１０】
請求項６乃至８に記載の送受信装置向けのモジュールにおいて、前記デュプレクサと前記低雑音増幅器と前記帯域通過フィルタが複数の受信帯域毎にモノリシック化されていることを特徴とする送受信装置向けのモジュール。
【請求項１１】
請求項６乃至８に記載の送受信装置向けのモジュールにおいて、前記スイッチと前記デュプレクサと前記低雑音増幅器と前記帯域通過フィルタが全てモノリシック化されていることを特徴とする送受信装置向けのモジュール。
【請求項１２】
複数の送受信信号を切り替えるスイッチと、該スイッチに接続され各送受信信号の周波数分離を行う複数のデュプレクサと、該デュプレクサの受信信号出力信号を増幅する複数の低雑音増幅器と、該低雑音増幅器に接続される複数の帯域通過フィルタとを具備し、前記帯域通過フィルタが平衡信号を出力する送受信装置向けのモジュールとダイレクトコンバージョン受信回路とが接続されたことを特徴とする送受信装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載の送受信装置において、前記送受信装置向けのモジュールと前記ダイレクトコンバージョン受信回路とが同一面に実装される場合に、前記モジュールから出力される前記平衡信号の信号線が前記ダイレクトコンバージョン受信回路と対向配置で接続されることを特徴とする送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送受信装置に関係しており、特に全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化する部品に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線信号処理回路は、各機能ブロック（信号を増幅する増幅器、信号の周波数を変換するミクサ、信号の所望の帯域のみ通過させるフィルタなど）ごとに個別部品を用いて構成していた。これが近年の半導体技術の向上により、無線信号処理回路を構成する機能ブロックを複数、１つの半導体チップ（以下、RFICと記す）へ内蔵することが可能となってきた。１つ或いは数個の半導体チップへ内蔵された無線信号処理回路はアンテナから受信した高周波信号を、高い品質（低雑音、高線形性、所望以外の帯域の信号を抑圧など）でより低い周波数帯の信号に変換する。
無線信号処理回路を低コストで実現するためには、より多くの無線信号処理回路を構成する機能ブロックを１つの半導体チップへ内蔵する必要がある。この目的に対する障害の一つに所望以外の帯域の信号を抑圧するフィルタ回路の半導体チップへの内蔵化が挙げられる。一般に、このフィルタ回路は、SAW（Surface Acoustic Wave）フィルタ、誘電体フィルタなどを用いる。これにより所望以外の帯域に存在する信号を抑圧するのであるが、SAWフィルタや誘電体フィルタは半導体チップに内蔵できない。
【０００３】
個別部品での無線信号処理回路は一般にスーパーヘテロダイン方式と呼ばれる構成で、SAWフィルタや誘電体フィルタを必要とするが、これらは半導体チップへ内蔵することはできないので、半導体で製造する無線信号処理回路をスーパーヘテロダイン方式で構成すると半導体チップ外部にSAWフィルタや誘電体フィルタを外付けすることになる。そのため部品点数、実装面積が増大することになる。
【０００４】
そこで、半導体回路の長所（半導体チップ間の部品定数の絶対値はばらつくが、１つの半導体チップ内での部品定数の相対値は高精度で一致する）を利用し、SAWフィルタや誘電体フィルタが不要な無線信号処理回路方式が提案されている。これは、ゼロIF（ダイレクトコンバージョン）方式、低IF方式などである。いずれも外付けのSAWフィルタや誘電体フィルタを必要とせず、所望の帯域以外の帯域に存在する信号の抑圧は半導体へ内蔵可能なフィルタで行う。無線方式、或いはシステム的要求より一部のフィルタを外付けする必要が生ずることもある。
【０００５】
ゼロIF方式、低IF方式などの基本原理は、例えば、非特許文献１に示されている。
一方、携帯電話の加入者数増大と通信コンテンツのリッチ化に対応するため、通信周波数の拡充が検討あるいは実施されている。例えば、３ＧＰＰ（３ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐｅｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ）規格のＷ−ＣＤＭＡ方式では、Ｂａｎｄ−ＩからＢａｎｄ−ＶＩの６種類の通信帯域（バンド）を規定しており、各国の電波利用状況や計画に応じて適したバンドでの通信が行える（非特許文献２）。この場合、携帯電話端末は、１台で複数のバンドに対応する機能を有することにより、国際ローミング等の場面での利便性が向上するため、マルチバンド化の要求が高まっている。
【０００６】
【非特許文献１】Aarno Parssinen著、DIRECT  CONVERSION RECEIVERS IN WIDE-BAND SYSTEMS，Kluwer Academic Publishers
【非特許文献２】ＥＴＳＩ  ＴＳ  １２５  １０１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
携帯電話端末においては、ゼロIF方式、低IF方式などを用いても、全二重送受信装置は送信と受信が同時に行われるため、特に、マルチバンド化になるほど、高いレベルの送信信号をRFICのみで抑圧するのは困難である。高いレベルの送信信号が存在すると受信信号は図３（ａ）〜（ｃ）のような妨害成分により受信感度が劣化する。図３（ａ）〜（ｃ）は携帯電話で多く用いられる周波数配置で送信信号は受信信号より低い周波数帯に割り当てられている例である。
【０００８】
図３（ａ）において、１は送信信号、２は受信信号、３は妨害信号、４は受信チャネルに生じる送信信号１と妨害信号３による相互変調妨害である。妨害信号３は送信信号１と受信信号２のほぼ中間の周波数帯に存在する。ここでは、送信信号１と受信信号２は変調された信号（以下、被変調波と記す）であり、妨害信号３は変調されていない信号（以下、CWと記す）であるものとする。従って、送信信号１と受信信号２はある帯域幅をもち、妨害信号３は線スペクトラムとして図示している。
【０００９】
送信信号１の周波数をftx、妨害信号３の周波数をfjamとすると、受信チャネルに生じる送信信号１と妨害信号３による相互変調妨害４の周波数fiは、式（１）となる。
fi=２fjam-ftx        （１）
相互変調妨害は図３（b）のような場合にも生ずる。図３（b）において図３（a）と同様の信号は図３（a）と同じ番号を付し説明を略す。この場合、fiは、式（２）となる。
fi=２ftx-fjam        （２）
図３（b）の場合、受信チャネルに生じる送信信号１と妨害信号３による相互変調妨害４は図３（a）の同信号の２倍の帯域幅を有する。
【００１０】
妨害信号が受信帯に近接している場合、図３（c）のように混変調歪の影響を受ける。図３（c）において図３（a）と同様の信号は図３（a）と同じ番号を付し説明を略す。５は受信チャネルに生じる送信信号１と妨害信号３による混変調妨害である。混変調歪により、送信信号１に対し２倍の帯域幅の混変調妨害５がfjamを中心周波数として生ずる。これが受信チャネルに混入するため受信感度が劣化する。
【００１１】
図３（a）〜（c）による受信感度劣化は送信信号をフィルタで抑圧することで軽減できるので、一般に図４のような構成がとられる。
図４において、１０はアンテナ、２０はデュプレクサ、３０はLNA、４０はBPF、５０はRFIC、６０はBPF、７０はPA、８０はアイソレータである。アンテナ１０から入力された無線信号はデュプレクサ２０により所望の帯域以外の信号を抑圧し、LNA３０に入力される。LNA３０はデュプレクサ２０の出力信号をできるだけ信号対雑音比（以下、SNRと記す）を劣化させないように増幅する。LNA３０の出力信号はBPF４０に入力される。BPF４０は所望の帯域以外の信号を抑圧し、RFIC５０へ入力する。
RFIC５０は、ゼロIF方式、低IF方式などの受信方式にて無線信号を処理する。また、RFIC５０はLNA３０の利得やバイアス電流を切り替える信号を出力し、受信レベルに応じて利得やバイアス電流を切り替える。
【００１２】
RFIC５０は全二重送受信装置向けのため、受信と同時に送信を行う。RFIC５０から出力された送信信号はBPF６０により所望の帯域以外の信号を抑圧し、PA７０へ入力する。PA７０は所望のレベルに送信信号を増幅するし、アイソレータ８０へ入力する。アイソレータ８０はアンテナ１０のインピーダンスの変動を受けても効率よくPA７０が電力増幅できるよう付与されるものである。
アンテナ１０のインピーダンス変動は、例えば、携帯電話のアンテナを頭部に触れて使用した場合などに起こる。
【００１３】
アイソレータ８０の出力はデュプレクサ２０を経て、アンテナ１０より出力される。
このとき、デュプレクサ２０は、受信側（LNA３０の入力）から見た場合、送信信号を抑圧する効果があり（受信帯以外は全て抑圧する）、送信側（アイソレータ８０の出力）から見た場合、受信側からスプリアスなどを抑圧する効果がある（送信帯以外は全て抑圧する）。これにより、図３（a）〜（c）の妨害を軽減する。
【００１４】
図４においてマルチバンド化するとBPF４０の集積化は困難なため、LNA３０からBPF４０への出力端子、BPF４０からRFIC５０への入力ピンがバンド数分必要となるため、ピン数が増大し、RFIC５０のパッケージサイズが増大する。従って、実装面積が大きくなる。
【００１５】
また、LNA３０の消費電流はデュプレクサ２０の送信信号抑圧度Ltxrx[dB]に依存する。図４のアイソレータ８０の出力における送信信号レベルをPtx[dBm]、LNA３０の電力利得をPG_LNA[dB]、デュプレクサ２０の各ポートインピーダンス、LNA３０の入出力インピーダンス、アイソレータ８０の出力インピーダンス、BPF４０の入力インピーダンスを全て５０Ωとする。このとき、BPF４０の入力レベルP_LNAout[dBm]は、式（３）となる。
P_LNAout=Ptx-Ltxrx+PG_LNA        （３）
P_LNAoutとLNA３０のバイアス電流の関係を図５に示す。ここで、P_LNAoutは送信信号の受信側へのリークレベルにより決まるため、Ltxrxに依存する。これを図６に示す。
【００１６】
図６よりLNA３０のバイアス電流はデュプレクサ２０の送信信号抑圧度Ltxrxと関係することがわかる。そのため、LNA３０をRFIC５０に内蔵するには、Ltxrxが何dBあるかによってLNA３０のバイアス電流を決めなければならない。しかし、Ltxrxを決めてしまうとRFIC５０とデュプレクサ２０をセットソリューションとして販売しなければならず、一方、どのようなLtxrxでも利用いただけるようRFIC５０を設計しようとすると広範囲にLNA３０のバイアス電流を可変できるようにしなければならない。しかし、LNA３０は広範囲なバイアス電流で一定の利得となるよう設計するのは現在の技術では非常に困難である。また、LNA３０が全バイアス電流で安定であるよう設計するのも難しい。
【００１７】
従って、RFIC５０とLNA３０を分離し、デュプレクサ２０を選定する設計者がLNA３０も設計するのが望ましいが、多バンド化すると実装面積の観点からLNA３０をバンド数分集積したLNAICを利用せざるを得ない。しかし、一般にLNAICの設計者もRFIC５０の設計者と同様、デュプレクサの選定者と異なるため、やはりLtxrxに依存しない設計をする困難が生ずる。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するために、本発明による送受信装置に適用できるモジュールは、アンテナと、該アンテナから、あるいは該アンテナへの信号より所望帯域のみ通過させるデュプレクサと、該デュプレクサの出力信号を増幅する低雑音増幅回路と、該低雑音増幅回路の出力信号より所望帯域のみ通過させる第一の帯域通過フィルタと、該第一の帯域通過フィルタの出力信号を低い周波数帯へ周波数変換する無線信号処理半導体回路と、該無線信号処理半導体回路からの送信信号より所望帯域のみ通過させる第二の帯域通過フィルタと、該第二の帯域通過フィルタの出力信号を増幅する電力増幅回路と、前記アンテナのインピーダンスが変化しても前記電力増幅器が効率よく電力増幅できるよう、前記電力増幅器から前記アンテナを見たインピーダンスが安定するように挿入するアイソレータとを具備し、前記デュプレクサが、前記アイソレータの出力信号より所望帯域のみ通過させ、前記アンテナへ出力する送受信装置に適用できるように構成し、前記デュプレクサと前記低雑音増幅回路と前記第一の帯域通過フィルタが一つのモジュール内にあるように構成することで、全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化を図っている。
【００１９】
また、本発明によるモジュールは、前記アイソレータの出力信号を分岐するカップラと、該カップラ出力の信号レベルを検波する検波回路とを具備し、前記検波回路の出力レベルが大きいとき前記低雑音増幅回路のバイアス電流を増加させ、前記検波回路の出力レベルが小さいとき前記低雑音増幅回路のバイアス電流を減少させるように構成することで、送受信装置の低消費電力化を図っている。
【００２０】
また、本発明によるモジュールは、前記送受信装置のデュプレクサと、低雑音増幅回路と、第一の帯域通過フィルタと、カップラと、検波回路が一つのモジュール内に構成した送受信装置向けのモジュール部品とすることで、全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化を図っている。
さらに、複数の送受信帯に対応してデュプレクサ、低雑音増幅回路、第一の帯域通過フィルタ、無線信号処理半導体回路、第二の帯域通過フィルタ、カップラ、検波回路を複数個モジュール内に構成することで、全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化を図っている。
加えて、複数の低雑音増幅回路を対応する帯域向けのみONするための制御信号を、モジュール外部のＲＦＩＣより供給することにより、全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の更なる設計容易化、小型化、低消費電力化を図っている。
【００２１】
実装面においては、本発明による送受信装置向けのモジュールは、複数の送受信信号を切り替えるスイッチと、該スイッチに接続され各送受信信号の周波数分離を行う複数のデュプレクサと、該デュプレクサの受信信号出力信号を増幅する複数の低雑音増幅器と、該低雑音増幅器に接続される複数の帯域通過フィルタとを具備し、帯域通過フィルタが平衡信号を出力することにより、小型化、低歪特性の実現を図っている。また、平衡信号出力端子をモジュール外部に接続するダイレクトコンバージョンミクサ回路の入力端子と対向配置とすることにより、小型化、低歪特性の実現を図っている。さらに、デュプレクサと低雑音増幅器と帯域通過フィルタを複数の受信帯域毎にモノリシック化することにより、さらなる小型化と性能安定化を図っている。加えて、スイッチとデュプレクサと低雑音増幅器と帯域通過フィルタを全てモノリシック化することにより、より一層の小型化を図っている。
【発明の効果】
【００２２】
本発明により、全二重送受信装置向け無線信号処理半導体回路の設計容易化、小型化、低消費電力化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００２４】
図１は本発明による送受信装置の実施例１を示すブロック図である。図１において、１０はアンテナ、２０はデュプレクサ、３０はLNA、４０はBPF、５０はRFIC、６０はBPF、７０はPA、８０はアイソレータ、１００は高周波フロントエンドモジュールである。アンテナ１０から入力された無線信号はデュプレクサ２０により所望の帯域以外の信号を抑圧し、LNA３０に入力される。LNA３０はデュプレクサ２０の出力信号をできるだけ信号対雑音比（以下、SNRと記す）を劣化させないように増幅する。LNA３０の出力信号はBPF４０に入力される。BPF４０は所望の帯域以外の信号を抑圧し、RFIC５０へ入力する。
【００２５】
RFIC５０は、ゼロIF方式、低IF方式などの受信方式にて無線信号を処理する。また、RFIC５０はLNA３０の利得やバイアス電流を切り替える信号を出力し、受信レベルに応じて利得やバイアス電流を切り替える。
RFIC５０は全二重送受信装置向けのため、受信と同時に送信を行う。RFIC５０から出力された送信信号はBPF６０により所望の帯域以外の信号を抑圧し、PA７０へ入力する。PA７０は所望のレベルに送信信号を増幅し、アイソレータ８０へ入力する。アイソレータ８０はアンテナ１０のインピーダンスの変動を受けても効率よくPA７０が電力増幅できるよう付与されるものである。
アンテナ１０のインピーダンス変動は、例えば、携帯電話のアンテナを頭部に触れて使用した場合などに起こる。
【００２６】
アイソレータ８０の出力はデュプレクサ２０を経て、アンテナ１０より出力される。
このとき、デュプレクサ２０は、受信側（LNA３０の入力）から見た場合、送信信号を抑圧する効果があり（受信帯以外は全て抑圧する）、送信側（アイソレータ８０の出力）から見た場合、受信側からスプリアスなどを抑圧する効果がある（送信帯以外は全て抑圧する）。これにより、図３（a）〜（c）の妨害を軽減する。
【００２７】
高周波フロントエンドモジュール１００は、デュプレクサ２０、LNA３０、BPF４０を１モジュール化したものである。また、図示しないが多バンド化するにはアンテナスイッチをアンテナ１０とデュプレクサ２０の中間に配し、バンド間の信号切り替えを行う。更に各バンド所望のLNA３０の電源ON/OFFの切り替えも行う。アンテナスイッチ、LNA３０のバンド間切り替え信号はRFIC５０より送られる。
【００２８】
高周波フロントエンドモジュール１００により、高周波フロントエンドモジュール１００の設計者がLNA３０のバイアス電流の最適設計に関与することとなるため、LNA３０の利得を設計値に設定したり、安定化したりするのが容易となる。一方、RFIC５０は、デュプレクサ２０、BPF４０により送信信号の受信側へのリークは十分に抑圧されるため、特に送信信号の受信側へのリークレベルを設計時に気にする必要はない。また、高周波フロントエンドモジュール１００にLNA３０が内蔵されるため、RFIC５０の低雑音性要求は低くなり、例えばコストの安いCMOSプロセスで製造できるようになる。
【００２９】
FBAR、BAWフィルタ技術などを用いれば、LNA３０を製造するシリコン基板上へデュプレクサ２０、BPF４０を内蔵することができ、高周波フロントエンドモジュール１００をデュプレクサICとすることも可能である。
【実施例２】
【００３０】
図２は本発明による送受信装置の実施例２を示すブロック図である。図２において、図１と同様の動作を行う部分には図１と同じ番号を付し説明を略す。図２において、１１０はカップラ、１２０はパワーディテクタである。LNA３０は送信信号の受信側へのリークレベルが小さければ、バイアス電流を小さくし、低消費電力化できる。従って、アイソレータ８０の出力信号をカップラ１１０で分岐し、パワーディテクタ１２０で送信信号レベルを検波する。パワーディテクタ１２０で検波した検波レベルに応じてLNA３０のバイアス電流を制御する。パワーディテクタ１２０はショットキーダイオードなど閾値電圧が低く、かつ電力を消費しないタイプのものを用いればより低消費電力化を図ることができる。
【００３１】
一方、ショットキーダイオードを用いることのできるプロセスでRFIC５０を製造することは稀であるため、パワーディテクタ１２０をRFIC５０へ内蔵すためには、増幅回路を併用したパワーディテクタ１２０とせざるを得ないので、低消費電力化には向かない。
本発明により、全二重送受信装置向けRFIC５０の設計容易化、小型化、低消費電力化を図ることができる。
【実施例３】
【００３２】
図７は本発明による送受信装置の実施例３を示すブロック図である。本実施例では、マルチバンドに対応した構成の一例を示す。複数の送受信帯域を切り替える高周波スイッチ１０１に接続されたデュプレクサ２０２、２０３、２０４により全二重通信が可能になっている。各デュプレクサの受信出力には、低雑音増幅器（ＬＮＡ）が接続され、その後段にはバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０、４１、４２が各々接続される。バンドパスフィルタを挿入することにより、受信回路全体の歪特性が向上するとともに、消費電流の削減が可能になる。ここで、ＢＰＦは平衡出力を有しており、ダイレクトコンバージョンミクサ５０１、５０２、５０３との接続に都合が良い。これは、外来雑音が混入した場合に、ミクサの同相除去比によって抑圧が期待できるからである。ダイレクトコンバージョンミクサには局部発信器５０８が接続され、受信希望波の中心周波数と同一の発振周波数を発生することにより、受信希望波をベースバンド帯に周波数変換する。ベースバンド帯に変換された受信信号はチャネル選択のためのＬＰＦ５０４、５０５を介し可変利得増幅器５０６、５０７に接続される。可変利得増幅器によって所望の信号振幅に調整された受信信号は、ベースバンド処理部２００に入力され、復調・デコード処理される。
送信側は、ベースバンドからの変調信号を送信部５２で所望の高周波変調信号に変換し、電力増幅器７０でアンテナ送出に必要な電力レベルに増幅した後、デュプレクサの送信入力に入力される。
【００３３】
本実施例では、各受信帯域毎にデュプレクサ、ＬＮＡ、ＢＰＦを設け、これらを切り替える高周波スイッチに接続し、これらをモジュール化することにより、マルチバンド化した場合においても歪特性向上と消費電流低減が出来る。また、ＬＮＡの性能に関与する入出力負荷として接続されるデュプレクサおよびＢＰＦを近接配置できることにより、整合条件の最適化を行い易くなるという利点がある。また、ＢＰＦの出力を平衡とすることにより、モジュール外部に接続されるダイレクトコンバージョンミクサ５０１との接続に都合が良く、また外来雑音に対しての抑圧が期待できる。また、ＬＮＡとダイレクトコンバージョンミクサを別にすることで、各々最適な半導体プロセスを選択でき、設計の自由度が増すとともに、性能向上を図ることが出来るという利点がある。
なお、本実施例においてＲＦＩＣ５０をダイレクトコンバージョンレシーバ５１と送信部５２に分けて示しているが、これらが１チップ化されていても本発明の効果は有効である。
【実施例４】
【００３４】
図８は本発明による送受信装置の実施例４を示す構造図である。本実施例では、マルチバンドに対応した場合の実装形態の一例を示す。実装基板８００に高周波フロントエンドモジュール１００とダイレクトコンバージョンレシーバ５１を実装する場合、各々の端子が対向配置となるようにする。これにより、同一面で高周波フロントエンドモジュールとダイレクトコンバージョンレシーバを実装する際、高周波信号線７０１、７０２、７０３が交差することなく短距離で結線できる。これら高周波信号線には平衡信号が通るため、線路の遅延特性や損失特性にインバランスが発生すると受信特性の劣化につながり好ましくない。本実施例の構成により、これを解決することができる。
【実施例５】
【００３５】
図９は本発明による送受信装置の実施例５を示す構造図である。本実施例も、マルチバンドに対応した場合の実装形態の一例である。実装基板８００に高周波フロントエンドモジュール１００とダイレクトコンバージョンレシーバ５１を各々反対の面に実装する場合を考える。このとき、各々の端子を図９に示す如く透視図上で対向配置となるようにする。これにより、両面実装を行う場合、高周波信号線７０１、７０２、７０３が交差することなく短距離で結線できる。また、各実装面の高周波信号線どうしをｖｉａで接続しているが、ｖｉａは寄生インダクタンス成分を有するため、その配置によって信号遅延や振幅のインバランス要因となるため好ましくない。本実施例によれば、配線レイアウトを簡略できるためレイアウトの自由度が増し、平衡信号に対する寄生インダクタンス成分の影響を抑圧することができる。
【実施例６】
【００３６】
図１０は本発明による送受信装置の実施例６を示す構造図である。本実施例も、マルチバンドに対応した場合の実装形態の一例である。実装基板８００に高周波フロントエンドモジュール１００とダイレクトコンバージョンレシーバ５１を各々反対の面に実装する場合を考える。このとき、他の部品実装との関係で、各々の端子を図１０に示す如く透視図上で対向配置となるようにする。これにより、両面実装を行う場合、高周波信号線７０１、７０２、７０３が交差することなく短距離で結線できる。また、各実装面の高周波信号線どうしをｖｉａで接続しているが、ｖｉａは寄生インダクタンス成分を有するため、その配置によって信号遅延や振幅のインバランス要因となるため好ましくない。本実施例によれば、配線レイアウトを簡略できるためレイアウトの自由度が増し、平衡信号に対する寄生インダクタンス成分の影響を抑圧することができる。
【実施例７】
【００３７】
図１１は本発明による送受信装置の実施例７を示す構造図である。本実施例では、マルチバンドに対応した高周波フロントエンドモジュールの内部構成の一例を示す。スイッチ１０１、デュプレクサ２０、２１、２２、ＬＮＡ３０、３１、３２、そしてＢＰＦ４０、４１、４２をモジュール内において別チップで構成する。各構成要素を分離することにより、受信歪特性に関係する送信信号の漏洩を抑圧する効果が期待できる。また、複数の受信帯域毎に性能向上をする場合、再設計を部分的に行い、該当箇所のみの部品交換すること対応できるため設計の自由度と開発期間の短縮を図ることが出来る。
【実施例８】
【００３８】
図１２は本発明による送受信装置の実施例８を示す構造図である。本実施例も、マルチバンドに対応した高周波フロントエンドモジュールの内部構成の一例を示す。デュプレクサとＬＮＡ、ＢＰＦを複数の受信帯域毎にモノリシック化する。例えば、デュプレクサおよびＢＰＦを、半導体プロセスで製造可能なＢＡＲ（Ｂｕｌｋ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）で構成すれば、モノリシック化が可能である。この場合、製造コストの削減を図ることができるとともに、モノリシック化による性能安定化、各チップのパッケージング数削減による小型化・低コスト化を図ることができる。なお、モノリシック化する範囲は、一つあるいはいくつかの受信帯に限って部分的に実施しても、同様の効果が得られる。また、高周波スイッチ１０１を含めて、高周波フロントエンドモジュール全てをモノリシック化しても、さらなるコスト削減が期待できる。
【実施例９】
【００３９】
図１３は本発明による送受信装置の実施例９を示すブロック図である。本実施例では、ベースバンド処理部よりＬＮＡの利得制御を行う場合の構成例である。高周波フロントエンドモジュールは、利得制御信号の入力端子を有し、印加される電圧、電流あるいはデータに応じて各ＬＮＡの利得や電流値を制御することができる。本実施例によれば、高周波フロントエンドモジュールに具備するＬＮＡの利得や電流値をモジュール外部から制御できるようにすることにより、受信回路全体の性能最適化が容易に実現できるという利点がある。
【実施例１０】
【００４０】
図１４は本発明による送受信装置の実施例１０を示すブロック図である。本実施例では、ＲＦＩＣ（ダイレクトコンバージョンレシーバ５１）よりＬＮＡの利得制御を行う場合の構成例である。高周波フロントエンドモジュールは、利得制御信号の入力端子を有し、印加される電圧、電流あるいはデータに応じて各ＬＮＡの利得や電流値を制御することができる。本実施例によれば、高周波フロントエンドモジュールに具備するＬＮＡの利得や電流値をモジュール外部から制御できるようにすることにより、受信回路全体の性能最適化が容易に実現できるという利点がある。また、これを用いた送受信装置装置においては、ベースバンド処理部の負荷を軽減できるという利点がある。これは、元々ベースバンド処理部からＲＦＩＣに対して可変利得増幅器の利得制御や局部発振器の周波数設定等の目的で制御が行われているので、ＲＦＩＣ側に制御信号を発生する手段（図示せず）を設ければ、新たにベースバンド処理部から制御信号を発生することなく（処理を増加することなく）、高周波フロントエンドモジュールに具備するＬＮＡの利得や電流値をモジュール外部から制御することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
ＣＤＭＡ方式携帯電話およびこれに用いる高周波フロントエンドモジュールとして適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】実施例１における送受信装置の実施方法を示した説明図である。
【図２】実施例２における送受信装置の実施方法を示した説明図である。
【図３（ａ）】全二重送受信装置の送信信号の受信側へのリークによる受信感度劣化メカニズムである。
【図３（ｂ）】全二重送受信装置の送信信号の受信側へのリークによる受信感度劣化メカニズムである。
【図３（ｃ）】全二重送受信装置の送信信号の受信側へのリークによる受信感度劣化メカニズムである。
【図４】従来例を説明する送受信装置のブロック図である。
【図５】P_LNAoutとLNA３０のバイアス電流の関係を示すグラフである。
【図６】LtxrxとLNA３０のバイアス電流の関係を示すグラフである。
【図７】実施例３における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図８】実施例４における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図９】実施例５における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図１０】実施例６における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図１１】実施例７における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図１２】実施例８における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図１３】実施例９における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【図１４】実施例１０における高周波フロントエンドモジュールの実施方法を示した説明図である。
【符号の説明】
【００４３】
１…  送信信号
２…  受信信号
３…  妨害信号
４…  受信チャネルに生じる送信信号１と妨害信号３による相互変調妨害
５…  受信チャネルに生じる送信信号１と妨害信号３による混変調妨害
１０…  アンテナ
２０、２０２、２０３、２０４…  デュプレクサ
３０、３１、３２…  低雑音増幅器（ＬＮＡ）
４０、４１、４２、６０…  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５０…  RFIC
５１…  ダイレクトコンバージョンレシーバ
５２…  送信部
７０…  電力増幅器（ＰＡ）
８０…  アイソレータ
１００…  高周波フロントエンドモジュール
１０１…  高周波スイッチ
１１０…  カップラ
１２０…  パワーディテクタ
５０１、５０２、５０３…  ダイレクトコンバージョンミクサ
５０４、５０５…  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５０６、５０７…  可変利得増幅器
５０８…  局部発信器
７０１、７０２、７０３…  高周波信号線
【図１】
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【図２】
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【図３（ａ）】
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【図３（ｂ）】
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【図３（ｃ）】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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