(57)【要約】  【課題】受信信号をＫ倍（Ｋ≧２）オーバーサンプリングするとともに、最小２乗誤差基準等化を行うことができる分数間隔等化器を提供する。  【解決手段】シンボルレートのＫ倍（Ｋ≧２）の密度でオーバーサンプリングされた受信信号に基づいて、最小２乗誤差基準ウェイト【数１】2006245810.tif 000023を用いて等化を行う。ここでλiは伝送路の伝達関数、σnは雑音の分散、σsは信号の分散、＊は複素共役を表す。  【効果】分数間隔等化において、雑音増強の影響を受けない最小２乗誤差基準ウェイトの特性が得られる。【選択図】        図６
2006245810.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を、シンボルレートのＫ倍（Ｋ≧２）の密度でオーバーサンプリングする手段と、
前記オーバーサンプリングされた受信信号をフーリエ変換する手段と、
前記受信信号の中に含まれる既知の信号に基づいて、伝送路の伝達関数λi(i=1,2,…..,KM)を推定する手段と、
受信信号電力の分散及び受信機の雑音電力の分散を推定する手段と、
送信信号の推定値を求める周波数領域等化手段とを備え、
前記周波数領域等化手段は、前記伝送路の伝達関数λiと、受信信号電力の分散と、受信機の雑音電力の分散とを含む最小２乗誤差基準ウェイトを用いて等化を行うことを特徴とする分数間隔等化器。
【請求項２】
前記請求項１記載の分数間隔等化器と、
前記周波数領域等化された信号を時間領域の信号に復元する逆フーリエ変換手段とを有することを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号をオーバーサンプリングし、これらのサンプル値すべてを用いて等化することにより、伝送路特性を補正することができる分数間隔等化器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式やシングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, SCBT）などのサイクリックプレフィックス (Cyclic Prefix;ＣＰ)を用いたブロック伝送が注目されている。ＣＰを用いたブロック伝送方式では、周波数選択性フェージングに対して、周波数領域等化器を用いて効率的な等化を行うことができる。
【０００３】
周波数領域等化を行う場合の等化器ウェイトは、対角行列Γで表すことができる。対角行列Γの対角成分を｛γ1,...,γM｝で表す。ここでＭは、離散周波数の数、すなわちＦＦＴサイズを表す。
従来の等化器ウェイトには、ゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準のウェイトがある。ＺＦ等化器ウェイトは、
γi ＝１／λi (i=1,...,M)
で表される。ここでλiは、伝送路の周波数伝達関数である。
【０００４】
前記ＺＦ等化には、雑音増強(Noise Enhancement) の問題がある。
雑音増強とは、ある周波数で伝送路の伝達関数λiが０，又は０に近い値をとった場合、その周波数におけるウェイトγiは非常に大きな値をとり、雑音が増幅されてしまうという現象である。この結果、受信機では受信信号を正確に復元できなくなり、ＢＥＲ特性が悪くなる。
【０００５】
一方、受信側で２倍オーバーサンプリングし、サンプル値すべてを等化する分数間隔等化法が提案されている（非特許文献５参照）。これによって、周波数選択性フェージングに強い受信機性能を得ることができる。
【特許文献１】米国特許公開第2004/0076239 A1号公報
【非特許文献１】K. Hayashi and S. Hara, “A New Spatio-Temporal Equalization Method Based on Estimated Channel Response,” IEEE Transactoins on Vehicular Technology, Vol. 50, No.5, p.1250-1259, 2001.
【非特許文献２】横山光雄「スペクトラム拡散通信システム」科学技術出版社 p.393, 6.3 PN系列
【非特許文献３】J. Cioffi and J. A. C. Bingham, ”A Data-Drien Multitone Echo Canceller,” IEEE Transactions on Communications, Vol.42, No.10, p.2853-2869, 1994.
【非特許文献４】林和則「変復調と等化方式の基礎(Fundamentals of Modulation/Demodulation and Equalization Technologies)」Proc. MWE2004, pp.523-532, 2004
【非特許文献５】P. P. Vaidyanathan and B. Vrcelj, “Theory of fractionally spaced cyclic-prefix equalizer,” Proc. ICASSP, vol.2, pp.1277-1280, 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
前記ＺＦ等化器の改良として、最小２乗誤差基準(Minimum Mean-Square-Error, MMSE)のウェイトが知られている。最小２乗誤差基準等化器ウェイトは、
γi ＝λ*i／（｜λi2｜＋σn2／σs2） (i=1,...,M)
で表される。ここでσnは雑音の分散、σsは信号の分散、＊は複素共役を表す。
この最小２乗誤差基準等化器によれば、回路構成が複雑になるものの、前記雑音増強の問題は緩和され、優れた受信機のＢＥＲ（ビット誤り率）特性を得ることができる。
【０００７】
そこでこの最小２乗誤差基準等化を用い、かつ受信側でオーバーサンプリングした場合、雑音増強の影響を抑えた非常に優れた受信機を構成できると考えられる。
しかし、オーバーサンプリングしたとき、最小２乗誤差基準等化器ウェイトをどのように設定すればよいかは、知られていない。
そこで本発明は、受信信号を一般にＫ倍（Ｋ≧２）オーバーサンプリングしたときに、効果的な最小２乗誤差基準等化を行うことができる分数間隔等化器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の分数間隔等化器は、受信信号を、シンボルレートのＫ倍（Ｋ≧２）の密度でオーバーサンプリングする手段と、前記オーバーサンプリングされた受信信号をフーリエ変換する手段と、前記受信信号の中に含まれる既知の信号に基づいて、伝送路の伝達関数λi(i=1,2,...,KM)を推定する手段と、受信信号電力の分散及び受信機の雑音電力の分散を推定する手段と、送信信号の推定値を求める周波数領域等化手段とを備え、前記周波数領域等化手段は、前記伝送路の伝達関数λiと、受信信号電力の分散と、受信機の雑音電力の分散とを含む最小２乗誤差基準ウェイトを用いて等化を行うものである。
【０００９】
この構成によれば、シンボルレートのＫ倍（Ｋ≧２）の密度でオーバーサンプリングされた受信信号に基づいて、最小２乗誤差基準ウェイトを用いて等化を行うことによって、分数間隔等化において、雑音増強の影響を受けない最小２乗誤差基準ウェイトの特性を適用することができる。
２倍オーバーサンプリングする場合の本発明の分数間隔等化器の原理を、図２を用いて説明する。時間をｔ、周波数をｆで表す。
【００１０】
図２（ａ）は、受信信号を、シンボルレートでサンプリングする様子を示している。図２（ｂ）は、フーリエ変換後の信号を示している。このフーリエ変換後の信号は、実際は複素数であるが、グラフでは実数のように描いている。図２（ｃ）は、従来の等化器ウェイトを示す。これも実際は複素数であるが、グラフでは実数のように描いている。図２（ｄ）は、これらのフーリエ変換後の信号と等化器ウェイトとを乗算した信号を示す。この信号を逆フーリエ変換して、時間信号波形にしたものを、図２（ｅ）に示す。
【００１１】
一方、本発明では、図１（ａ）に示すように、受信信号を、シンボルレートの２倍でオーバーサンプリングする。その信号をフーリエ変換し（図１（ｂ））、最小２乗誤差基準のウェイトを適用する（図１（ｃ））。図１（ｄ）は、これらのフーリエ変換後の信号と等化器ウェイトとを乗算した信号を示す。フーリエ変換のサイズは２倍となっているので、各信号は、周波数軸で２倍に広がっている。これらの信号を加算して、図１（ｅ）に示すような信号が得られる。この信号を逆フーリエ変換して、時間信号波形にすれば、図１（ｆ）のようになる。
【００１２】
以上の例示は、２倍オーバーサンプリングであったが、一般にＫ倍（Ｋ≧２）オーバーサンプリングする場合も同じように示すことができる。
以上のようにして、本発明によれば、ＢＥＲ特性に優れたかつ、雑音増強の発生しにくい等化を行うことができる。
また、本発明の受信機は、前記分数間隔等化器によって周波数領域等化された信号を時間領域の信号に復元する逆フーリエ変換手段を有する。これにより、シングルキャリアブロック伝送などにおいて、雑音増強の影響を抑え、伝送路のフェージングなどの影響を受けにくい受信機を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図３は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, 以下ＳＣＢＴ方式という）のブロック図である。この伝送方式は、送信機側、伝送路及び受信機側を含む。
まず、送信機側における処理を数式化して説明する。
【００１４】
送信信号シンボルs(n)をＭ個ごとにブロック化する。ｎは離散時間である。
【００１５】
【数１】
2006245810.tif 000003
【００１６】
このブロック化された送信信号se(n)の各ブロックにパイロット (Pilot)信号を挿入する。
例えば、特許文献１のFig.３では、ＣＰとデータの間にPilot信号を挿入する例が示されている。非特許文献１の Fig.３では、データチャネルに抑圧されたパイロットチャネルを重畳する例が示されている。この文献では、パイロットチャネルで伝送する信号としてＰＮ系列を使っている。
【００１７】
本実施形態のシングルキャリアブロック伝送にもこの方法を適用する。
次に、ブロックの最後の部分を先頭にコピーしたサイクリックプレフィックス (Cyclic Prefix;ＣＰ) を付加する。
次にプリアンブル(Preamble)を生成する。プリアンブルには、例えば、ＰＮ (Psuedorandom Noise) 信号系列、チャープ (chirp) 信号などが考えられる。ここで、ＰＮ信号の詳細は非特許文献２を参照。チャープ信号は「線形に周波数が増加する正弦波」であり、非特許文献３, p.2866に生成法が解説されている。
【００１８】
このようにして生成されたプリアンブルをブロックに付加する。このように付加されたプリアンブルとブロックを「フレーム」という。
図４に、フレーム構成の具体例を示す。なお、図４では、複数のブロックに１つのプリアンブルが付いて、１フレームとなっているが、１つのブロックに１つのプリアンブルを付けて１フレームとしてもよい。
【００１９】
このフレームを、無線周波数に変調して、伝送路に送信する。
次に、受信機側における処理を説明する。
図５は、受信処理の流れ（概要）を示すフローチャートである。
受信信号をＡ／Ｄ変換し、フレームの先頭を検出する（ステップＳ１）。次にフレームからブロック（プリアンブルを含む）を切り出す（ステップＳ２）。
【００２０】
切り出したブロックがデータブロックかプリアンブルかを判定し（ステップＳ３）、プリアンブルである場合、プリアンブル信号に対して離散フーリエ変換を行う（ステップＳ５）。この離散フーリエ変換で得られた信号に基づいて、伝送路の周波数伝達関数λi (i=1,...,KM)を推定する（ステップＳ６）。
一方、データブロックである場合、ブロックからデータ部を抽出し、データからサイクリックプレフィックスＣＰを除去する（ステップＳ８）。
【００２１】
次に、データからパイロット信号を抽出する（ステップＳ９）。このパイロット信号に対して離散フーリエ変換し（ステップＳ１０）、この離散フーリエ変換の結果を用いて、前記周波数伝達関数λiを更新する（ステップＳ７）。これは、プリアンブル受信時に伝送路の周波数伝達関数を推定した後でも、伝送路が変化することを予想したものである。
次に、サイクリックプレフィックス除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換する（ステップＳ１１）。
【００２２】
そして、前記周波数伝達関数（更新された場合はその更新後の周波数伝達関数）に基づいて周波数領域等化処理を行う（ステップＳ１２）。周波数領域等化は、変換領域で周波数成分ごとにウェイトΓを乗算し、離散逆フーリエ変換によって再び時間領域の信号に戻す処理である。この詳細な内容は後述する。
最後に等化後の信号に対して、離散逆フーリエ変換を行って（ステップＳ１３）、時間関数に変換する。そしてこの時間信号を判定する（ステップＳ１４）。
【００２３】
以上に説明した受信処理の内容を、数式を用いて詳しく説明する。
サイクリックプレフィックス長をＬCPとすると、サイクリックプレフィック
スが付加された送信信号ブロックｓe(n)は次のようになる。
【００２４】
【数２】
2006245810.tif 000004
【００２５】
ただし、
【００２６】
【数３】
2006245810.tif 000005
【００２７】
行列サイズ：（ＫＭ＋ＬCP）×ＫＭ
であり、０LCPx(KM-LCP)はＬCP×（ＫＭ−ＬCP）の零行列を、ＩLCPはＬCP×ＬCPの単位行列をそれぞれ表す。
伝送路のインパルス応答を[h0, h1, ... ,hLh]、受信機雑音をｎ(n)＝[n0(n),...,nKM-1(n)]Tとすると受信信号ブロックは、
【００２８】
【数４】
2006245810.tif 000006
【００２９】
で表される。ただし、伝送路のインパルス応答との畳み込みを表す行列Ｈは、以下のようになる。
【００３０】
【数５】
2006245810.tif 000007
【００３１】
Ｈの行列サイズは（ＫＭ＋ＬCP）×２（ＫＭ＋ＬCP）である。
さらにＨを（ＫＭ＋ＬCP）×（ＫＭ＋ＬCP）の部分行列
【００３２】
【数６】
2006245810.tif 000008
【００３３】
に分解すると、受信信号ブロックは
【００３４】
【数７】
2006245810.tif 000009
【００３５】
行列サイズ：（ＫＭ＋ＬCP）×１
と書ける。ここで右辺第１項は（ｎ−１）番目の送信信号ブロックからの信号
成分であり、ブロック間干渉(Inter-Block Interference, ＩＢＩ)の成分を表して
いる。
受信側ではサイクリックプレフィックスを除去する（ステップＳ８）。数式
で表すと、以下のようになる。
【００３６】
【数８】
2006245810.tif 000010
【００３７】
行列サイズはＫＭ×１である。ただし、
【００３８】
【数９】
2006245810.tif 000011
【００３９】
である。このときＬCP≧Ｌhであれば、送信信号に関わらずＲCPＨ1＝０KMxKMなので、
【００４０】
【数１０】
2006245810.tif 000012
【００４１】
となる。さて、この式のＲCPＨ0ＴCPを展開すると以下のようになる。
【００４２】
【数１１】
2006245810.tif 000013
【００４３】
このような構造をもつ行列は巡回行列(Circulant Matrix) と呼ばれ、離散フー
リエ変換(DFT : Discrete Fourier Transform)行列によってユニタリ相似変換
が可能である。詳細は非特許文献４を参照。
巡回行列の性質を用いると、
【００４４】
【数１２】
2006245810.tif 000014
【００４５】
と書ける。ただし Λはλ0,λ1,λ2,...,λKM-1を対角成分にもつ対角行列であり、
λ0,λ1,λ2,...,λKM-1は以下のように計算される。
【００４６】
【数１３】
2006245810.tif 000015
【００４７】
これより、サイクリックプレフィックス除去後の受信信号ｒ(n)は以下のよう
に書き表せる。
【００４８】
【数１４】
2006245810.tif 000016
【００４９】
本発明の受信機は、分数間隔等化器 (Fractionally Spaced Equalizer, FSE)１を備えている。
分数間隔等化器１は、Ａ／Ｄする際に、送信信号の整数倍 (2n倍の場合、DFTをFFTにして計算量を削減可能) の速度で波形をサンプリング（オーバーサンプリング）して、等化処理を行うことによりＩＳＩ（符号間干渉）を低減するものである。
【００５０】
非特許文献５では、Cyclic Prefixを用いた信号を分数間隔等化する手法が示されている。
以下、受信側で信号速度の２倍でオーバーサンプルする場合を説明する。この場合、ｓe(n)に対応する受信ブロックベクトルr(n)は、
【００５１】
【数１５】
2006245810.tif 000017
【００５２】
で表される。
分数間隔等化器１における等化処理を式で表すと以下のようになる。
【００５３】
【数１６】
2006245810.tif 000018
【００５４】
ただし、Ａは定数、Γ1, Γ2 は等化器のウェイト、”H”はエルミート転置を表す。
【００５５】
【数１７】
2006245810.tif 000019
【００５６】
(k = 1, 2)
ＤMはサイズＭのＤＦＴ行列で以下のように表せる。
【００５７】
【数１８】
2006245810.tif 000020
【００５８】
以上で、信号速度の２倍でオーバーサンプルする場合を説明したが、一般に、Ｋ倍でオーバーサンプルする場合の等化器の出力信号は次式のようになる。
【００５９】
【数１９】
2006245810.tif 000021
【００６０】
本発明では、等化器のウェイトとして、Ｋ倍オーバーサンプリング時の最小２乗誤差基準ウェイトの計算導出方法を新たに示す。
最小２乗誤差基準ウェイトは、次の式で示される。
【００６１】
【数２０】
2006245810.tif 000022
【００６２】
ただし、σs2 は信号の分散値、σn2は雑音の分散値である。
図６は、本発明の分数間隔等化器１の処理の流れを示すブロック図である。
分数間隔等化器１は、前記等化器ウェイトΓ1Γ2．．．ΓKをかけるための重み付け処理部１１と、加算部１２とを含んでいる。Ｋ倍でオーバーサンプルされたフーリエ変換後の重み付け処理部１１の入力をＸ1,Ｘ2,...，ＸKM（代表するときはＸi）と表記する。重み付け処理部１１は、前記最小２乗誤差基準ウェイトγ1, γ2, ...,γKMを乗算する。加算部１２は、重み付け処理部１１の出力を加算する。すなわち加算部１２では、図６のように重み付け処理部１１の出力をＭ個の信号からなるグループに分け、各グループの i (i=1,...,M) 番目の要素同士を足し合わせる処理を行う。したがって加算部１２出力はサイズＭのベクトルとなる。
【００６３】
この出力を逆フーリエ変換することにより、送信信号s(n)を、正確に復元することができる。
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、前記式［数２０］では、受信機雑音が白色雑音の場合を前提とした式を示したが、本発明は、一般の受信機雑音の場合にも適用できる。また、本発明は、ＯＦＤＭ方式においても適用できる。ＳＣＢＴ方式と違って、ＯＦＤＭの場合、送信機で逆フーリエ変換した信号を送るので、受信機では、フーリエ変換した信号が送信信号s(n)となる。受信機で逆フーリエ変換する手段は必要でなくなる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】２倍オーバーサンプリングする場合の本発明の分数間隔等化器の原理を説明する図である。
【図２】２倍オーバーサンプリングする場合の従来の分数間隔等化器の原理を説明する図である。
【図３】ＳＣＢＴ方式の概要を示すブロック図である。
【図４】送信信号のフレーム構成図である。
【図５】受信処理の流れを示すフローチャートである。
【図６】本発明の分数間隔等化器の処理を説明するためのブロック図である。
【符号の説明】
【００６５】
１  分数間隔等化器
１１  重み付け処理部
１２  加算部
【図１】
2006245810.tif 000024
【図２】
2006245810.tif 000025
【図３】
2006245810.tif 000026
【図４】
2006245810.tif 000027
【図５】
2006245810.tif 000028
【図６】
2006245810.tif 000029