(57)【要約】【課題】  スイッチング周波数制御により定電圧制御を行う電源回路においてスイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図りワイドレンジ対応の構成を実現する。【解決手段】電流共振形コンバータを形成する一次側直列共振回路とともに、少なくとも一方の二次巻線Ｎ2（N2A）及び二次側直列共振コンデンサＣ2（C2A）とにより形成される二次側直列共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成する。そして、この結合形共振回路について単峰特性を得るために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧを2.4mm程度とし、結合係数ｋについてｋ＝０．６５以下を設定する。これによってスイッチング周波数可変制御範囲を縮小できワイドレンジ対応の構成を実現できる。また、このようにスイッチング周波数可変制御範囲を縮小できることで、二次側直流出力電圧−Ｅｏのクロスレギュレーションを改善することができる。【選択図】図１
2006101651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される第１の二次巻線と第２の二次巻線とが巻装される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの上記第１の二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この第１の二次巻線に直列接続される第１の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第２の共振周波数が設定される第１の二次側直列共振回路と、
上記第１の二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を第１の二次側平滑コンデンサにより平滑化して第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と、
上記第２の二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を第２の二次側平滑コンデンサにより平滑化して上記第１の二次側直流出力電圧と同じ絶対値レベルで且つ極性の異なる第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段と、
上記第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記第１の二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記一次側直列共振回路と上記第１の二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記第２の二次巻線に対して第２の二次側直列共振コンデンサが直列接続されて、第２の二次側直列共振回路が形成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記第１及び第２の二次側直流出力電圧生成手段は、上記整流動作を行う整流回路としてブリッジ整流回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記第１及び第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
それぞれ上記二次巻線に励起される交番電圧について倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される倍圧半波整流回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記第１及び第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記各二次巻線にセンタータップを施すことで、それぞれ第１の二次巻線部と第２の二次巻線部とに分割し、
上記第１の二次巻線部に励起される交番電圧について倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される第１の倍電圧半波整流回路と、
上記第２の二次巻線部に励起される交番電圧について倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される第２の倍電圧半波整流回路とを備え、
上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電と、上記第２の倍電圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電とが、上記各二次巻線に誘起される交番電圧の半周期のタイミングで交互に行われるようにされた倍電圧全波整流回路として形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００３−２３５２５９号公報
【０００３】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１６は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図１６に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。
また、二次側の直流出力電圧としては、図示するように正／負同レベルによる２系統を出力する構成とされる。
また、対応負荷条件としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗ、二次側直流出力電圧Ｅｏ＝±３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下とされる。
【０００４】
先ず、図１６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
【０００９】
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１０】
ここまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８５以上の結合係数を得るようにしている。
実際には、ギャップＧ＝1.0mmとし、また一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数（ターン数）を一次巻線Ｎ１＝３７Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝１２Ｔ（センタータップを境に６Ｔ＋６Ｔ）とすることで、結合係数ｋ＝０．８５程度を得るようにされている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、上記一次巻線Ｎ1からの出力が励起される。
この場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するように二次側アースに接続されるセンタータップが施されることで、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとに分割される。
ここで、二次巻線部Ｎ2Aは、二次巻線Ｎ2全体の巻き終わり端部側の巻線部とされ、二次巻線部Ｎ2Bは二次巻線Ｎ2全体の巻き始め端部側の巻線部とされる。すなわち、これによれば、この場合の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に対して、二次巻線部Ｎ2Bが巻装された上で、その外側に対して二次巻線部Ｎ2Aが巻装されたものとなる。換言すれば、二次巻線部Ｎ2Bが下部、二次巻線部Ｎ2Aが上部に巻装されている。
【００１３】
そして、このような二次巻線Ｎ2に対しては、図示する［整流ダイオードＤo1A、整流ダイオードＤo2A、平滑コンデンサＣｏA］、［整流ダイオードＤo1B、整流ダイオードＤo2B、平滑コンデンサＣｏB］による２つの両波整流回路が接続される。
この場合、上述した正／負同レベルによる２つの二次側直流出力電圧Ｅｏについて、正極性の二次側直流出力電圧＋Ｅｏは、上記［整流ダイオードＤo1A、整流ダイオードＤo2A、平滑コンデンサＣｏA］の両波整流回路により生成するようにされる。また、負極性の二次側直流出力電−Ｅｏは、［整流ダイオードＤo1B、整流ダイオードＤo2B、平滑コンデンサＣｏB］の両波整流回路が生成するようにされる。
【００１４】
上記整流ダイオードＤo1Aは、アノードが二次巻線部Ｎ2Aの巻き終わり端部と接続され、カソードが平滑コンデンサＣｏAの正極端子と接続される。また、整流ダイオードＤo2Aは、アノードが二次巻線部Ｎ2Bの巻き始め端部と接続され、カソードが上記整流ダイオードＤo1Aのカソードと平滑コンデンサＣｏAの正極端子との接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤo1Bは、カソード側が二次巻線部Ｎ2Bの巻き始め端部と接続され、アノード側が平滑コンデンサＣｏBの負極端子と接続される。そして、整流ダイオードＤo2Bは、カソード側が二次巻線部Ｎ2Aの巻き終わり端部と接続され、アノード側が整流ダイオードＤo1Bと平滑コンデンサＣｏBの負極端子との接続点に対して接続される。
その上で、平滑コンデンサＣｏAの負極端子と平滑コンデンサＣｏBの正極端子とが接続され、これらの接続点が二次側アースに対して接続されている。
【００１５】
これらの両波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流ダイオードＤo1Aが導通して平滑コンデンサＣｏAに図示する整流電流Ｉ１を充電すると共に、一方では整流ダイオードＤo1Bが導通して平滑コンデンサＣｏBに対して整流電流Ｉ２を充電する。
そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤo2Aが導通して、平滑コンデンサＣｏAに整流電流Ｉ２を充電すると共に、整流ダイオードＤo2Bが導通して平滑コンデンサＣｏBに対して整流電流Ｉ１を充電する動作が得られる。
つまり、このような動作によって、平滑コンデンサＣｏAには各半周期において充電が行われる。また、一方の平滑コンデンサＣｏBに対しても各半周期で充電が行われるものとなる。
そして、図示するように、平滑コンデンサＣｏAの正極端子からは、正極性による二次側直流出力電圧＋Ｅｏが取り出される。また、平滑コンデンサＣｏBの負極端子からは、負極性による二次側側直流出力電圧−Ｅｏが取り出される。
【００１６】
これら平滑コンデンサＣｏA、平滑コンデンサＣｏBに得られた二次側直流出力電圧＋Ｅo、二次側直流出力電圧−Ｅｏは、それぞれ図示しない負荷側に供給される。
そしてこの場合、平滑コンデンサＣｏA側に得られる二次側直流出力電圧＋Ｅｏは、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１７】
制御回路１は、二次側直流出力電圧＋Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧＋Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変される。そして、これにより、結果的に二次側直流出力電圧＋Ｅoと共に、二次側直流出力電圧−Ｅｏのレベルも可変制御される。すなわち、二次側直流出力電圧＋Ｅo、二次側直流出力電圧−Ｅｏの双方についての定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１８】
ここで、この図１６に示した回路について実際に実験を行った結果として、次の図１７には、図１６に示した回路の要部の動作波形について示しておく。
なお、この図１７においては、負荷側の負荷電力Ｐo＝１５０Ｗ（最大負荷電力）、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。
【００１９】
また、これらの図に示す実験結果を得るにあたっては、図１６に示した回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
ギャップ長＝1.0mm、結合係数ｋ＝０．８５、
一次巻線Ｎ１＝３７Ｔ、二次巻線Ｎ２＝１２Ｔ＝二次巻線部Ｎ2A＋二次巻線部Ｎ2B＝６Ｔ＋６Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００２０】
先ず、図１７において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものである。つまり、この電圧Ｖ１によっては、一次側のスイッチング動作のスイッチング周期が示されている。
この電圧Ｖ１のピークレベルは、図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる。
【００２１】
上記電圧Ｖ1が０レベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ2が導通するオン期間であり、このオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、電圧Ｖ1が整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間であり、スイッチング電流ＩQ2は図示するようにして０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
また、図示はしていないが、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された波形により流れるものとなる。
なお、この場合のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、図示するように４．６Ａｐが得られた。
【００２２】
そして、上記した各波形による一次側の動作が得られることで、二次巻線部Ｎ2A側には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される（二次巻線部Ｎ2B側も同様）。そして、この交番電圧Ｖ2が正極性となる一方の半周期においては、上述もしたように整流ダイオードＤｏ1A、Ｄo1Bがそれぞれ導通する。また、負極性となる半周期においては、整流ダイオードＤo2A、Ｄo2Bがそれぞれ導通する。これによって、二次巻線部Ｎ2A側を流れる整流電流Ｉ1、及び二次巻線部Ｎ2B側を流れる整流電流Ｉ2としては、それぞれ図示する波形により正負の各半周期で流れるものとなる。
なお、この場合、図示するように整流電流Ｉ1のピークレベルは８Ａｐであった。また、整流電流Ｉ2のピークレベルは３．１Ａｐとなる結果が得られた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
ところで、図１６に示した電源回路のように、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採る場合には、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。
このことについて、図１８を参照して説明する。図１８は、図１６に示した電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベル（この場合は二次側直流出力電圧＋Ｅｏのレベル）との関係により示している。
なお、この図の説明にあたっては、図１６の電源回路が、スイッチング周波数制御方式としていわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。ここでのアッパーサイド制御とは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用して二次側直流出力電圧Ｅoのレベルをコントロールする制御をいう。
【００２４】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ１に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図１８に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【００２５】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００２６】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、図１６に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００２７】
図１６に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、二次側直流出力電圧Ｅｏの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応して、スイッチング周波数制御方式により、例えば二次側直流出力電圧Ｅo＝３０Ｖで安定化するように定電圧制御を行う。
この場合、図１６に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz程度であり、Δｆｓとしても１００kHz程度と相応に広範囲なものとなる。
【００２８】
電源回路として、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られている。
そこで、図１６に示した電源回路について、上記したワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応では、上記のようにして、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図１６に示した回路の場合としては、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲について、約８０kHz〜４００kHz程度にまで拡大する必要がでてくる。
【００２９】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
【００３０】
このために、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路について、実際にワイドレンジ対応とするのにあたっては、例えば下記のような構成を採ることが知られている。
【００３１】
１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
【００３２】
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００３３】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００３４】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
【００３５】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
【００３６】
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
【００３７】
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
【００３８】
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では生じなかった新たな問題が生じる。
【００３９】
また、図１６に示した電源回路のようにして、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲であることによっては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も生じる。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。
しかしながら、先に図１８によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
【００４０】
また、さらに図１６に示した回路では、二次巻線Ｎ２にセンタータップを施した上で、両波整流回路と平滑コンデンサＣｏとによる整流平滑回路を２つ設けるようにして、二次側の直流出力電圧として複数系統を出力するように構成されるが、このような構成では、スイッチング周波数制御方式による定電圧化が図られる以外の出力電圧（この場合は−Ｅｏ）について、電圧変動が生じてしまう。いわゆるクロスレギュレーションである。
実験によると、図１６の回路におけるクロスレギュレーション特性としては、負荷電力Ｐo＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動幅ΔＥｏ＝１．０Ｖとなる結果が得られた。
【００４１】
ここで、このように図１６の構成によってクロスレギュレーションが悪化するのには、以下のような理由が考えられる。
先に述べたように、図１６の回路では、負荷変動に対するスイッチング周波数の可変範囲が広範なもとなっており、特に、実際には負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜０Ｗ付近の軽負荷時にスイッチング周波数が急峻に上昇するという特性が得られている。そして、実験の結果、このように軽負荷時においてスイッチング周波数が急激に上昇するときに、定電圧制御されない方の二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動幅が拡大する傾向となっている。
また、先の図１７の波形を参照してわかるように、図１６の回路の二次側においては、整流電流Ｉ１のピークレベルが大きく、整流電流Ｉ２がピークレベルが小さいものとなっている。これによれば、図１６の回路の二次側においては、＋Ｅｏを生成する平滑コンデンサＣｏAには、二次巻線Ｎ２の交番電圧の一方の半周期に高レベル、他方の半周期に低レベルの整流電流が充電されることになる。また、−Ｅｏを生成する平滑コンデンサＣｏBには、上記一方の半周期に低レベル、他方の半周期には高レベルによる整流電流が充電される。
つまり、平滑コンデンサＣｏA、ＣｏBに対する各半周期での充電電流レベルは、それぞれ互い違いになっているものである。
【００４２】
なお、上記のように各巻線部に流れる整流電流レベルに偏りが生じるのは、二次巻線Ｎ２をセンタータップしていることで、それぞれ形成される二次巻線部Ｎ２Aと二次巻線Ｎ2Bとに偏磁が生じているからである。この場合は、先にも説明したように二次巻線部Ｎ2Aが上部、二次巻線部Ｎ2Bが下部に巻装されていることから、二次巻線部Ｎ2A側に励起される交番電圧レベルの方が高くなるようにされている。このことから、図１７に示したようにこの場合は整流電流Ｉ１のピークレベルの方が高く、整流電流Ｉ２のピークレベルが低くなるようにされている。
【００４３】
ここで、二次側直流出力電圧＋Ｅｏは制御回路１に検出入力されて定電圧制御系によって常に一定となるように制御されている。これに対し、二次側直流出力電圧−Ｅｏはオープンループである。そして、この場合は、上記のようにして平滑コンデンサＣｏAと平滑コンデンサＣｏBとの充電電流レベルは、それぞれの半周期で差が生じていることから、二次側直流出力電圧＋Ｅｏを一定とする制御は、二次側直流出力電圧−Ｅｏを一定とするように等しく作用しなくなってしまう。
先ずこの点が、定電圧制御されない二次側直流出力電圧−Ｅｏに電圧変動が生じてしまう要因であると考えられる。
【００４４】
そして、尚かつ、このような安定化制御の作用の差は、スイッチング周波数が高く制御されているときに特に顕著となる。つまり、この点が、上述のように軽負荷時にスイッチング周波数が急激に上昇した際に、クロスレギュレーションが悪化傾向となる要因であると考えられる。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される第１の二次巻線と第２の二次巻線とが巻装される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの上記第１の二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この第１の二次巻線に直列接続される第１の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第２の共振周波数が設定される第１の二次側直列共振回路を備える。
そして、上記第１の二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を第１の二次側平滑コンデンサにより平滑化して第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段を備える。
さらに、上記第２の二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を第２の二次側平滑コンデンサにより平滑化して上記第１の二次側直流出力電圧と同じ絶対値レベルで且つ極性の異なる第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記第１の二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスが、上記一次側直列共振回路と上記第１の二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
【００４６】
上記構成によるスイッチング電源回路では、絶縁コンバータトランスにおいて巻装された２つの二次巻線の出力に基づいて、正／負同レベルによる２系統の二次側直流出力電圧を生成するように構成されている。
そして、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側において、上記定電圧制御手段に検出入力されるべき第１の二次側直流出力電圧を生成するための第１の二次巻線側に対し、直列共振回路を形成するものとしている。このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになるが、このとき絶縁コンバータトランスのコアに形成するギャップ長を上記のように所定長に設定して、所定の結合係数を得ることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の交番電圧に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、このように安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲が縮小化されることで、例えば軽負荷時のスイッチング周波数の上昇も抑制されて、その分第２の二次側直流出力電圧の変動も抑制される傾向となり、クロスレギュレーションの改善が図られる。
【発明の効果】
【００４７】
このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が従来よりも縮小されることから、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応の電源回路が、容易に実現化可能となる。
このようにして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応が実現化されることで、例えば、商用交流電源の定格レベルに応じて、整流回路系を切り換えたり、あるいは、例えばハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合との間で回路を切り換えるための構成を採る必要はなくなる。
これにより、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られるほか、電子機器への電源回路の適用範囲が拡がったり、また、スイッチングノイズにも有利となったりするなどの効果が得られる。
【００４８】
また、このような本発明の構成を実現するためには、基本的な構成としては、一次側にのみ直列共振回路を形成する構成に対して、少なくとも二次側直列共振コンデンサを設けることとすればよいわけであり、非常に少ない部品点数の追加によりワイドレンジ対応が実現される。
【００４９】
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、例えば負荷電力が最大／無負荷で高速に変動する場合には、定電圧制御の応答性も向上されることとなり、この点で、より高い信頼性を得ることができる。
【００５０】
さらに、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、本発明のように第１の二次側直流出力電圧と第２の二次側直流出力電圧を生成する構成においては、第２の二次側直流出力電圧（定電圧制御されない出力電圧）の変動が抑制されて、一次側のみ共振回路を設ける従来よりもクロスレギュレーションを改善できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この第１の実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。
また、二次側の直流出力電圧としては、この場合も正／負同レベルによる２系統を出力するようにされる。
さらに、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。また、この場合も先の図１６の回路と同様に、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては例えば絶対値レベルとして３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下の条件に対応する構成が採られる。
【００５２】
先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００５３】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５４】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５５】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
【００５７】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2（この場合は二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００５８】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.4mm程度を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００５９】
ちなみに、先の図１６に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路において、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとして例えば３５Ｖ以下と比較的低いレベルを得るようにされる構成では、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻線比は二次巻線Ｎ２の方が相当に小さく設定される。そして、このように一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻線比が相当に低く設定される場合の従来の構成では、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして例えば1.0mm以下を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．７５以上を得るようにされていた。
つまり、同様に二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとして比較的低いレベルを得るようにされた構成として、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来よりもさらに低い状態を設定しているものである。
【００６０】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６１】
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
【００６２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するように二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの２つを巻装している。そして、これら二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに対しては、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを各々接続している。
これにより、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2A、また上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bとによって、それぞれ二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
なお、この場合、上記二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとはそれぞれ同じターン数が設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとしても、それぞれ同じキャパシタンスが設定される。
【００６３】
上記それぞれの二次側直列共振回路（Ｌ2A−Ｃ2A、Ｌ2B−Ｃ2B）に対しては、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4A、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bを図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路による全波整流回路が接続される。
そして、これらのブリッジ整流回路に対して、図のようにそれぞれ平滑コンデンサＣｏAと平滑コンデンサＣｏBとが設けられることで、二次巻線Ｎ2A側のブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣｏAとによる全波整流平滑回路と、二次巻線Ｎ2B側のブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣｏBとによる全波整流平滑回路が形成される。
【００６４】
この場合、二次巻線Ｎ2A側と、二次巻線Ｎ2B側とでは、ブリッジ整流回路の極性が逆となるように接続している。つまり、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4Aの各々に対して、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bの各々は方向が逆となるようにして接続されている。
そして、図示するように、二次巻線Ｎ2A側では、ブリッジ整流回路の正極出力端子（Ｄo1A・Ｄo3Aの接続点）と平滑コンデンサＣｏAの正極端子を接続し、平滑コンデンサＣｏAの負極端子とブリッジ整流回路の負極入力端子（Ｄo2A・Ｄo4Aの接続点）とを共に二次側アースに接続することで、平滑コンデンサＣｏAの正極端子側から正極性による二次側直流出力電圧＋Ｅｏを取り出すようにされる。
また、二次巻線Ｎ2B側では、ブリッジ整流回路の正極出力端子（Ｄo2B・Ｄo4Bの接続点）と平滑コンデンサＣｏBの正極端子とを共に二次側アースに接続し、ブリッジ整流回路の負極入力端子（Ｄo1B・Ｄo3Bの接続点）と平滑コンデンサＣｏBの負極端子とを接続することで、平滑コンデンサＣｏBの負極端子側から負極性による二次側直流出力電圧−Ｅｏを取り出すようにされる。
【００６５】
このようにして形成される二次側の整流平滑回路において、先ず二次巻線Ｎ2A側の全波整流回路では、二次巻線Ｎ2Aに励起される交番電圧の一方の半周期に、整流ダイオード［Ｄo1A，Ｄo4A］の組が導通して、平滑コンデンサＣｏAに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄo2A，Ｄo3A］の組が導通して平滑コンデンサＣｏAに対して整流電流を充電する動作が得られる。
また、二次巻線Ｎ2B側の全波整流回路では、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期に、整流ダイオード［Ｄo2B，Ｄo3B］の組が導通して、平滑コンデンサＣｏBに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄo4B，Ｄo1B］の組が導通して平滑コンデンサＣｏBに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣｏA、平滑コンデンサＣｏBの両端には、それぞれ二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。
そしてこの場合、各二次巻線の巻数は同数なので、二次側直流出力電圧＋Ｅｏ、二次側直流出力電圧−Ｅｏは同じ絶対値レベルが得られる。
【００６６】
上記のようにして得られた二次側直流出力電圧＋Ｅo、二次側直流出力電圧−Ｅｏは、図示しない負荷に供給される。そして、これらのうち、二次側直流出力電圧＋Ｅｏは、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記各全波整流回路は、それぞれの二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この場合の二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。
【００６７】
これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、多重共振形コンバータということにする。
【００６８】
制御回路１は、二次側直流出力電圧＋Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧＋Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
【００６９】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1、及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
【００７０】
上記構成による図１の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2））を備えるようにされている。また、図２にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、一次側と二次側との結合係数を所定以下に設定するものとしている。
本実施の形態では、このような構成を採ることで、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応として実用可能となる。以下、この点について説明する。
【００７１】
図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
【００７２】
この図３に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
【００７３】
上記した接続態様となる図３の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【００７４】
ここで、図３に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。
【００７５】
図４は、上記図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
【００７６】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【００７７】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2006101651.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2006101651.tif 000004
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2006101651.tif 000005
により表される。
【００７８】
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【００７９】
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【００８０】
ここで、上記図４に示す単峰特性と、先に図１８に示した先行技術の電源回路（図１６）の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図４に対して図１８に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
【００８１】
図１６に示した電源回路では、上記のようにして図１８に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz程度〜２００kHz程度以上でΔｆｓ＝１００kHz程度以上となる。
このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【００８２】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。
図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【００８３】
この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【００８４】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１８に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１８に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１８に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【００８５】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００８６】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
【００８７】
なお、一般的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。
【００８８】
ところで、図１において説明したように、本実施の形態の電源回路としては、二次巻線Ｎ２として二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bを巻装し、これらの二次巻線Ｎ２の各出力に基づいて、各々正／負同レベルによる二次側直流出力電圧＋Ｅｏと二次側直流出力電圧−Ｅｏとを生成するようにしている。
同じように、正／負同レベルによる二次側直流出力電圧＋Ｅｏと二次側直流出力電圧−Ｅｏとを生成する図１６の回路では、定電圧制御の対象とされない二次側直流出力電圧−Ｅｏに電圧変動（クロスレギュレーション）が生じるものとされていたが、上記したワイドレンジ対応を可能とする実施の形態の構成を採ることによれば、このようなクロスレギュレーションを改善することができる。
【００８９】
つまり、実施の形態では、少なくとも定電圧制御のための検出入力としても供給される直流出力電圧を生成する側に直列共振回路を設けたことで、上述もしたように安定化に必要なスイッチング周波数の必要制御範囲を縮小化することができる。
これによれば、従来で問題となっていた軽負荷時のスイッチング周波数の上昇も抑制されて、その分このような一次側のスイッチング周波数の変化に伴う二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動も抑制されることになる。つまり、先ずこの点で、従来よりもクロスレギュレーションの改善が図られているものである。
【００９０】
また、図１に示した構成によれば、二次側直流出力電圧−Ｅｏの生成系においても二次側直列共振回路を形成するものとしている。これによれば、従来の図１６の回路で生じていた二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの間の偏磁による影響をなくすことが可能となる。つまり、図１の構成によれば、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとで励起される交番電圧レベルを同等とすることができるものである。
このことは、後の図６、図７の波形図において説明するように、二次巻線Ｎ2A側を流れる整流電流Ｉ１と、二次巻線Ｎ2Bを流れる整流電流Ｉ２とが同じピークレベルにより流れることからも理解できる。
そして、このように各巻線に流れる整流電流レベルに偏りが生じなくなることから、図１６に示した回路のように各半周期で二次側の各コンデンサ（ＣｏA、ＣｏB）への充電電流レベルに偏りが生じるといった事態を解消することができる。
すなわち、これによって、この場合の定電圧制御動作としては二次巻線Ｎ2A側と二次巻線Ｎ2B側とでほぼ等しく作用させることが可能となって、この点からも、図１に示す回路ではクロスレギュレーションの改善が図られるものとなる。
【００９１】
なお、上記のようにして二次側直流出力電圧−Ｅｏの生成系においても二次側直列共振回路を形成したことで、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとで励起される交番電圧レベルが同等となる理由としては、以下のように考えることができる。
すなわち、この場合、二次巻線Ｎ2Bは、二次巻線Ｎ2Aと同じ巻数（インダクタンス）が設定され、且つ二次側直列共振コンデンサＣ2Aと同じキャパシタンスによる二次側直列共振コンデンサＣ2Bが接続される。このことより、二次巻線Ｎ2A側の共振回路と二次巻線Ｎ2B側の共振回路とでは同等の共振動作が得られる。そして、一次側と二次側とが共振回路どうしで結合されることで、各二次巻線に得られる交番電圧レベルとしては、磁気結合による影響よりも共振動作による影響が支配的となることから、結果的に二次巻線Ｎ2A側と二次巻線Ｎ2B側とではほぼ同じレベルの交番電圧が得られるようになると考えることができる。
【００９２】
図６、図７には、図１に示した回路の要部の動作波形図を示す。
これらの図において、図６は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、図７は交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示している。また、これらの図では、負荷電力Ｐｏについて１５０Ｗ（二次側直流出力電圧±Ｅｏ＝３０Ｖ）で一定とした場合の実験結果を示している。
【００９３】
また、図６、図７に示す結果を得るにあたり、図１に示した電源回路について要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長を2.4mmとし、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数としては、それぞれＮ1＝３７Ｔ、Ｎ2A＝Ｎ2B＝６Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、ｋ＝０．６５程度を得ている。
また、一次側直列共振回路、各二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝二次側直列共振コンデンサＣ2B＝１．２μＦ
なお、このような各部の設定は、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下、二次側直流出力電圧±Ｅｏ＝３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下の条件に対応したものである。
【００９４】
先ず、これら図６、図７において、矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分として流れる。
また、図６における交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルＡｐ-Q2は４．２Ａｐとなる結果が得られた。また、図７に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルＡｐ-Q2は３．５Ａｐとなる。
【００９５】
そして、上記した一次側直列共振電流Ｉｏが流れるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装された二次巻線Ｎ2B（二次巻線Ｎ2A側も同様）には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。この交番電圧Ｖ2の１周期の周期長は、一次側のスイッチング周期に対応したものとなり、図のようにそのピークレベルはほぼ二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルでクランプされた波形となる。
この交番電圧Ｖ2の一方の半周期においては、先にも述べたように二次巻線Ｎ2A側の整流回路では整流ダイオード［Ｄo1A，Ｄo4A］が導通し、二次巻線Ｎ2B側では整流ダイオード［Ｄo2B，Ｄo3B］が導通する。また、交番電圧Ｖ2の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2A，Ｄo3A］、整流ダイオード［Ｄo4A，Ｄo1A］がそれぞれ導通して整流電流が流れる。
【００９６】
そして、二次巻線Ｎ2A側を流れる整流電流Ｉ１、二次巻線Ｎ2B側を流れる整流電流Ｉ２としては、それぞれ図示する波形が得られる。
そして、実験によれば、図１に示した回路において、これら整流電流Ｉ１のピークレベルＡｐ-1と、整流電流Ｉ２のピークレベルＡｐ-2は、図６に示すＶAC＝１００Ｖ時には共に６Ａｐとなる結果が得られた。また、図７に示されるＶAC＝２３０Ｖ時にはＡｐ-1＝Ａｐ-2＝４．５Ａｐと、共に同等のレベルが得られる結果となった。
【００９７】
図８には、図１に示した電源回路ついての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動特性、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性、二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動特性（クロスレギュレーション特性）の各特性について示しておく。この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
なお、この図８に示す特性を得るのにあたっては、各部を先の図６，図７にて説明したものと同様に選定した。
【００９８】
図８において、先ずAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にηAC→DC＝８７．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には８９．０％となる測定結果が得られた。
【００９９】
また、スイッチング周波数ｆｓについては、重負荷の条件となるに従って低下する傾向となる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動幅Δｆｓは２．９ｋHzであり、従ってＡＣ１００Ｖ系の単レンジでの必要制御範囲としてはおよそ３ｋHz程度となる。
また、同じ負荷変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではΔｆｓ＝８．７ｋHzであり、ＡＣ２００Ｖ系の単レンジでの必要制御範囲はおよそ９ｋHz程度となる。
これらの実験結果からも、図１の構成によればスイッチング周波数の必要制御範囲は大幅に縮小されていることが理解できる。
【０１００】
また、二次側直流出力電圧−Ｅｏについては、図示するように重負荷の条件となるに従って低下する傾向となっている。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動幅Δ−Ｅｏは、０．６Ｖとなる結果が得られた。また、同じ負荷変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のΔ−Ｅｏは０．５Ｖとなる結果が得られた。
これらは、図１６に示した従来の回路の場合の変動幅Δ−Ｅｏ＝１．０Ｖと比較して狭いものとなっている。つまり、図１の回路では、図１６の回路の場合よりもクロスレギュレーションが改善されているものである。
【０１０１】
これまでで説明してきたようにして、図１に示した本実施の形態の電源回路としては、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応を可能としている。
これにより、例えばワイドレンジ対応化にあたって、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
【０１０２】
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ直列共振回路を備えるこれまでの電流共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側直列共振コンデンサのみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
【０１０３】
また、先の説明のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、ワイドレンジ対応の場合と単レンジ対応の場合とに関わらず、定電圧制御の応答性も大幅に改善されることになる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図１６に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、先の特性図からも明らかなように特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上することができる。
【０１０４】
続いて、図９の回路図により、第１の実施の形態の変形例の構成について説明する。
なお、図９においては、電源回路の二次側の構成のみが示されているが、一次側の構成としては図１に示したものと同様の構成が採られる。また、この図９においては、既に図１にて説明した部分と同様の部分について同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０５】
この図９に示される変形例としては、図示するようにして、図１の回路では二次巻線Ｎ2Bに対して直列接続されていた二次側直列共振コンデンサＣ2Bを省略するようにしたものである。
【０１０６】
このような変形例の構成によっても、少なくとも定電圧制御される二次側直流出力電圧＋Ｅｏの生成系に対して二次側直列共振回路が形成され、且つ絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数の設定が図１の場合と同様とされることで、安定化に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲は図１の場合と同様に縮小化することができる。
つまり、この図９に示す構成によっても、図１の場合と同様にワイドレンジ対応の構成が可能となり、これに付随する効果としても同様に得ることができる。
【０１０７】
但し、この場合、二次巻線Ｎ2B側に直列共振回路が形成されないことで、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの間では偏磁に影響が生じることになる。すなわち、各二次巻線Ｎ２側に流れる整流電流のピークレベルに偏りが生じ、この点では図１の場合と同様のクロスレギュレーションの改善は図られないものとなる。
しかしながら、この場合としても、上記のようにして図１の場合と同様にスイッチング周波数の必要制御範囲の縮小化が図られることから、この点によるクロスレギュレーションの改善は図られることになる。つまり、図１６の回路の場合よりは、クロスレギュレーションが改善されるものである。
尚かつ、この場合は、一方の二次側直列共振コンデンサＣ2Bを省略できるので、その分回路構成部品の点数削減が図られ、また製造コストの削減も図ることができる。
【０１０８】
図１０は、本発明における第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。  第２の実施の形態の電源回路は、二次側の各整流回路として、倍電圧半波整流回路を構成するようにしたものである。
なお、この図１０においても、電源回路の二次側の構成のみが示されているが、一次側の構成は図１に示したものと同様の構成が採られる。また、この図においても、先の図１にて説明した部分については同一符号を付して説明を省略する。
また、この図１０に示す回路としても、図１に示した回路と同様に負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの条件（二次側直流出力電圧±Ｅｏ＝３５Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下）に対応するものとされる。
【０１０９】
先ず、上記倍電圧半波整流回路としては、先ずは二次巻線Ｎ2A側において、該二次巻線Ｎ2Aの一方の端部（巻き終わり端部）を二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して上記整流ダイオードＤo1Aのアノードに対して接続している。そして、整流ダイオードＤo1Aのカソードを平滑コンデンサＣｏAの正極端子に接続している。また、平滑コンデンサＣｏAの負極端子は二次側アースに接続している。
また、二次巻線Ｎ2Aの他方の端部（巻き始め端部）としても、二次側アースに接続している。その上で、これら二次巻線Ｎ2Aの他方の端部と二次側アースの接続点と、上記した二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1Aのアノードとの接続点の間に、図示するように整流ダイオードＤo2Aを挿入している。すなわち、整流ダイオードＤo2Aは、二次巻線Ｎ2Aに対して並列に接続されている。
この場合、整流ダイオードＤo2Aは、カソード側が上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1Aのアノードとの接続点に接続されるようにして挿入される。
【０１１０】
また、一方の二次巻線Ｎ2B側では、該二次巻線Ｎ2Bの一方の端部（巻き終わり端部）に対し、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して上記整流ダイオードＤo1Bのカソードを接続している。そして、整流ダイオードＤo1Bのアノード側に対しては、平滑コンデンサＣｏBの負極端子に接続している。さらに、この平滑コンデンサＣｏBの正極端子側を二次側アースに接続している。
また、二次巻線Ｎ2Bの他方の端部（巻き始め端部）は、この場合も二次側アースに接続している。その上で、整流ダイオードＤo2Bは、これら二次巻線Ｎ2Bの他方の端部と二次側アースの接続点と、二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo1Aのカソードとの接続点の間に挿入することで、この場合も二次巻線Ｎ2Bに対して並列に接続している。
そして、整流ダイオードＤo2Bは、アノード側を上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo1Bのカソードとの接続点に接続している。
【０１１１】
このような接続形態により、この場合も平滑コンデンサＣｏAには正極性による二次側直流出力電圧＋Ｅｏを得るようにされ、また、平滑コンデンサＣｏBには負極性による二次側直流出力電圧−Ｅｏを得るようにされている。なお、この場合も二次側直流出力電圧＋Ｅｏが制御回路１に対して検出入力として分岐して供給される。
【０１１２】
そして、この場合の整流動作としては、先ず二次巻線Ｎ2A側において、交番電圧の一方の半周期に、該二次巻線Ｎ2Aに対して並列に接続された整流ダイオードＤo2Aが導通し、整流電流が［二次巻線Ｎ2A→整流ダイオードＤo2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A］を介して流れる。つまり、この期間には二次側の整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して充電するようにされ、これによって二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端には二次巻線Ｎ2Aに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。
また、他方の半周期には、整流ダイオードＤo1Aが導通し、整流電流が［二次巻線Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1A→平滑コンデンサＣｏA］を介して流れ、平滑コンデンサＣｏAに対する充電が行われる。つまり、この期間において整流ダイオードＤo1Aは、上記のように二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端に得られた電圧の重畳分を受けた交番電圧について整流動作を行うようにされ、これによって平滑コンデンサＣｏAの両端には、二次巻線Ｎ2Aに生じる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧＋Ｅｏが生成される。
【０１１３】
また、二次巻線Ｎ2B側では、一方の半周期に、該二次巻線Ｎ2Bに対して並列に接続された整流ダイオードＤo2Bが導通し、整流電流が［二次巻線Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo2B］を介して流れる。つまり、この期間に二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端に二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。
そして、他方の半周期には、整流ダイオードＤo1Bが導通し、整流電流が［二次巻線Ｎ2B→整流ダイオードＤo1B→平滑コンデンサＣｏB→整流ダイオードＤo1B→二次側直列共振コンデンサＣ2B］を介して流れ、平滑コンデンサＣｏBに対する充電が行われる。つまり、これによって平滑コンデンサＣｏBの両端には、二次巻線Ｎ2Bに生じる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧−Ｅｏが生成される。
【０１１４】
このようにして図１に示す回路の二次側の各整流平滑回路では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ平滑コンデンサＣｏに充電を行い、平滑コンデンサＣｏに得られる電圧レベル（絶対値）としては上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルを得るようにされた、倍圧半波整流動作が得られる。
【０１１５】
図１１は、図１０に示した第２の実施の形態の回路についての、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、クロスレギュレーション（二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動）の各特性について示している。この図においても、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示す。
【０１１６】
なお、この図１１に示す特性を得るのにあたっては、図１０の回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ギャップＧ＝2.4mm、結合係数ｋ＝０．６５
・一次巻線Ｎ1＝３０Ｔ
・二次巻線Ｎ2A＝二次巻線Ｎ2B＝３Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝Ｃ2B＝１．２μＦ
【０１１７】
このような選定条件からわかるように、第２の実施の形態としても、結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度とするために、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて2.4mm程度を設定している。
その上で、この場合としても、少なくとも定電圧制御される側の二次側直流出力電圧の生成系に対して二次側直列共振回路を形成していることから、図１の場合と同様にスイッチング周波数の必要制御範囲の縮小化が図られる。
【０１１８】
先ず、図１１において、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、この場合も負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にηAC→DC＝８８．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には８９．５％となる測定結果が得られた。
【０１１９】
また、スイッチング周波数ｆｓは、重負荷の条件となるに従って低下する傾向となる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動幅Δｆｓは４．６ｋHzであり、従ってＡＣ１００Ｖ系の単レンジでの必要制御範囲としてはおよそ５ｋHz程度となる。
また、同じ負荷変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではΔｆｓ＝６．７ｋHzであり、ＡＣ２００Ｖ系の単レンジでの必要制御範囲はおよそ７ｋHz程度となる。
これらの実験結果からも、図１０の構成によれば各単レンジでのスイッチング周波数の必要制御範囲は大幅に縮小されていることが理解できる。
つまり、第２の実施の形態によっても、第１の実施の形態の場合と同様に高速過渡応答特性の向上が図られるものである。
【０１２０】
また、二次側直流出力電圧−Ｅｏについては、この場合も図示するように重負荷の条件となるに従って低下する傾向となっている。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動幅Δ−Ｅｏは、０．３Ｖとなり、第１の実施の形態の場合から半減する結果が得られた。
また、同じ負荷変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のΔ−Ｅｏは０．４Ｖとなる結果が得られた。
この結果からも、図１０の回路によってはクロスレギュレーションの改善が図られることが理解できる。
【０１２１】
ちなみに、この第２の実施の形態の電源回路について実験を行った結果、図１０に示した整流電流Ｉ１と整流電流Ｉ２のピークレベルとしては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件ではＡｐ-1＝Ａｐ-2＝１２Ａｐと、共に同レベルとなる結果が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０の条件においても、Ａｐ-1＝Ａｐ-2＝９Ａｐと同レベルとなる結果が得られた。
また、同じ負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件において、スイッチング電流ＩQ2としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にピークレベルＡｐ-Q2＝３．６Ａｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にピークレベルＡｐ-Q2＝３．１Ａｐとなる結果が得られた。
【０１２２】
図１２の回路図は、第２の実施の形態の変形例について示している。
なお、この図としても電源回路の二次側の構成のみが示されているが、一次側の構成は図１に示したものと同様の構成が採られる。また、図１２において、既に図１、図１０にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１２３】
この図１２に示される変形例としても、先の図１→図９の変形例と同様に、図１０の回路から二次側直列共振コンデンサＣ2Bを省略し、定電圧制御される二次側直流出力電圧＋Ｅｏの生成系のみに二次側直列共振回路を形成するようにしたものである。
但し、この場合、二次巻線Ｎ2B側において倍電圧半波整流回路としての動作が得られるように、二次側直流出力電圧−Ｅｏを得るための平滑コンデンサＣｏBとして、図のように平滑コンデンサＣｏB1と平滑コンデンサＣｏB2による直列接続回路を接続している。
平滑コンデンサＣｏB1は、図１０に示した平滑コンデンサＣｏBと同様に、負極端子が整流ダイオードＤo1Bのアノードと接続され、正極端子が二次巻線Ｎ2Bの他方の端部（巻き始め端部）に対して接続されている。そして、上記平滑コンデンサＣｏB2は、負極端子が平滑コンデンサＣｏB1の正極端子と、また負極端子が二次側アースに接続されるようにして設けられる。
さらにこの場合、整流ダイオードＤo2Bは、図１０の場合とは異なり、そのカソードが二次巻線Ｎ2Bの巻き始め端部側のラインと接続されずに二次側アースに対して直接接続される。
【０１２４】
上記接続形態による二次巻線Ｎ2B側の整流平滑回路では、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期に、整流ダイオードＤo2Bが導通して平滑コンデンサＣｏB2に整流電流を充電する動作が得られ、これによって平滑コンデンサＣｏB2に二次巻線Ｎ2Bに得られる交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が生成される。また、他方の半周期には、整流ダイオードＤo1Bが導通して平滑コンデンサＣｏB1に整流電流を充電する動作が得られ、これによって平滑コンデンサＣｏB１に二次巻線Ｎ2Bに得られる交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が生成される。
従って、平滑コンデンサＣｏB1−ＣｏB2の直列接続の両端には、１周期において二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の２倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧−Ｅｏが得られる。
この場合としても、各平滑コンデンサＣｏBにはそれぞれ半周期に充電が行われ、二次側直流出力電圧−Ｅｏとしては二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られることから、倍電圧半波整流動作が得られているものである。
【０１２５】
このような第２の実施の形態の変形例の構成によっても、定電圧制御される二次側直流出力電圧＋Ｅｏの生成系に二次側直列共振回路が形成され、且つ絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数が図１、図１０の場合と同様に設定されていることで、スイッチング周波数の必要制御範囲の縮小化が同様に図られることから、この点でのクロスレギュレーションの改善は図られることになる。つまり、図１６の回路の場合よりもクロスレギュレーションの改善が図られる。
【０１２６】
続いて、図１３の回路図に、第３の実施の形態としての電源回路の二次側の構成を示す。
この図１３の回路としても、一次側の構成は図１に示したものと同様の構成が採られる。また、既に図１、図１０にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１２７】
この図１３に示す第３の実施の形態では、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bのそれぞれに対して、倍電圧全波整流回路を接続するようにしたものである。
つまりこの場合、先ず二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bのそれぞれについてセンタータップを施すことで、各々二次巻線部Ｎ2A1／Ｎ2A2、二次巻線Ｎ2B1／Ｎ2B2に分割する。この場合、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bの各センタータップは二次側アースに接地する。
そして、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに対しては、先の図１の回路が備えていたものと同様のそれぞれ整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4A、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bによるブリッジ整流回路が設けられる。
【０１２８】
先ず、二次巻線Ｎ2A側では、この二次巻線Ｎ2Aの巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A1側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2A1の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1Aのアノードと、整流ダイオードＤo2Aのカソードとの接続点に対して接続している。
また、二次巻線Ｎ2Aの巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2A2側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2A2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo3Aのアノードと、整流ダイオードＤo4Aのカソードとの接続点に対して接続している。
その上で、整流ダイオードＤo1Aのカソードと整流ダイオードＤo3Aのカソードの接続点を、平滑コンデンサＣｏAの正極端子と接続している。そして、この場合は、整流ダイオードＤo2A，Ｄo4Aのアノードの接続点を、上記した二次巻線Ｎ2Aと二次側アースとの接続点に接続することで、二次側アースに接続するようにしている。また、平滑コンデンサＣｏAの負極端子は二次側アースに接続される。
【０１２９】
また、二次巻線Ｎ2B側においては、図示する二次巻線部Ｎ2B1、二次巻線部Ｎ2B2、二次側直列共振コンデンサＣ2B1、二次側直列共振コンデンサＣ2B2、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4B、平滑コンデンサＣｏBについて、上記した二次巻線部Ｎ2A1、二次巻線部Ｎ2BA2、二次側直列共振コンデンサＣ2A1、二次側直列共振コンデンサＣ2A2、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4A、平滑コンデンサＣｏAと同様の接続形態により接続する。
但し、この場合は、図からもわかるように整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bの各々は、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4Aの各々と方向が異なるようにして接続されている。また、平滑コンデンサＣｏBは、正極端子側が二次側アースと接続され、負極端子側が整流ダイオードＤo1BとＤo3Bとの接続点に対して接続されたものとなる。
つまり、この場合も二次巻線Ｎ2B側に接続された整流平滑回路により、負極性による二次側直流出力電圧−Ｅｏを得るようにされている。
【０１３０】
上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路としては、それぞれ二次巻線Ｎ2A側と二次巻線Ｎ2B側とにおいて、［二次巻線部Ｎ2A1、二次側直列共振コンデンサＣ2A1、整流ダイオードＤo1A，Ｄo2A］、［二次巻線部Ｎ2B1、二次側直列共振コンデンサＣ2B1、整流ダイオードＤo1B，Ｄo2B］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線部Ｎ2A2、二次側直列共振コンデンサＣ2A2、整流ダイオードＤo3A，Ｄo4A］、［二次巻線部Ｎ2B2、二次側直列共振コンデンサＣ2B2、整流ダイオードＤo3B，Ｄo4B］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
【０１３１】
そのうえで、第１の倍電圧半波整流回路においては、それぞれ［二次巻線部Ｎ2A1−二次側直列共振コンデンサＣ2A1］、［二次巻線部Ｎ2B1−二次側直列共振コンデンサＣ2B1］の直列接続回路が形成されていることで、それぞれ二次巻線部Ｎ2A1のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A1）と二次側直列共振コンデンサＣ2A1のキャパシタンス、二次巻線部Ｎ2B1のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B1）と二次側直列共振コンデンサＣ2B1のキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2A2（Ｎ2B2）−二次側直列共振コンデンサＣ2A2（Ｃ2B2）の直列接続回路が形成されることで、二次巻線部Ｎ2A2（Ｎ2B2）のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A2、Ｌ2B2）と二次側直列共振コンデンサＣ2A2（Ｃ2B2）のキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。
【０１３２】
第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2A側から説明すると、二次巻線部Ｎ2Aに誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、［二次巻線部Ｎ2A1−整流ダイオードＤo2A−二次側直列共振コンデンサＣ2A1］の経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2A1に対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2A1には、二次巻線部Ｎ2A1に誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の他方の半周期の期間においては、［二次巻線部Ｎ2A1−二次側直列共振コンデンサＣ2A1−整流ダイオードＤo1A−平滑コンデンサＣｏ］の経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線部Ｎ2A1の誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2A1の両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣｏAへの充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏAには、二次巻線部Ｎ2A1の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
【０１３３】
そして、二次巻線Ｎ2B側の第１の倍圧半波整流回路としては、上記と同様の動作が得られる。
すなわち、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の一方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2B1の交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2B1の両端電圧を生成し、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2B1の交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2B1の両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣｏBに充電を行うことで、平滑コンデンサＣｏBの両端電圧として、二次巻線部Ｎ2B1の交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行うようにされている。
【０１３４】
なお、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2に対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れていることがわかる。これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
【０１３５】
また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2A2、二次側直列共振コンデンサＣ2A2、整流ダイオードＤo3A，Ｄo4A］、［二次巻線部Ｎ2B2、二次側直列共振コンデンサＣ2B2、整流ダイオードＤo3B，Ｄo4B］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対してちょうど半周期シフトした周期タイミングにより実行する。また、この整流動作により、第２の二次側直列共振回路が共振動作を得ることになる。
【０１３６】
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣｏA、平滑コンデンサＣｏBに対しては、第１の倍電圧半波整流回路による充電と、第２の倍電圧半波整流回路による充電とが、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の半周期ごとに繰り返し実行されることになる。
つまり、二次巻線Ｎ2Aに対して接続される整流回路全体では、二次巻線部Ｎ2A1，Ｎ2A2に誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2Aの交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏAへの充電を行う、倍電圧全波整流動作を行っている。また、二次巻線Ｎ2Bに対して接続される整流回路全体としても、二次巻線部Ｎ2B1，Ｎ2B2に誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏBへの充電を行う倍電圧全波整流動作を行っているものである。
【０１３７】
図１４は、図１３に示した第３の実施の形態の回路についての、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、クロスレギュレーション（−Ｅｏ）の各特性について示している。この図においても、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示す。
【０１３８】
なお、この図１４に示す特性を得るのにあたっての図１３の回路の各部の選定条件を以下に示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ギャップＧ＝2.4mm、結合係数ｋ＝０．６５
・一次巻線Ｎ1＝３７Ｔ
・二次巻線Ｎ2A＝二次巻線部Ｎ2A1＋二次巻線部Ｎ2A2＝３Ｔ＋３Ｔ＝６Ｔ
・二次巻線Ｎ2B＝二次巻線部Ｎ2B1＋二次巻線部Ｎ2B2＝３Ｔ＋３Ｔ＝６Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０２７μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A1＝Ｃ2A2＝Ｃ2B1＝Ｃ2B2＝１．０μＦ
【０１３９】
ここで、第３の実施の形態としても、結合係数ｋについて上記のようにｋ＝０．６５程度とするために、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて2.4mm程度を設定している。
その上で、この場合としても、少なくとも定電圧制御される側の二次側直流出力電圧の生成系に対して二次側直列共振回路を形成していることから、図１の場合と同様にスイッチング周波数の必要制御範囲の縮小化が図られる。
【０１４０】
図１４において、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、この場合も負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にηAC→DC＝８９．８％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には９１．１％となる測定結果が得られた。
【０１４１】
また、スイッチング周波数ｆｓは重負荷の条件となるに従って低下する傾向となる。交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動幅Δｆｓは５．２ｋHzとなる結果が得られた。
また、同じ負荷変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではΔｆｓ＝８．４ｋHzとなる結果が得られた。
これらの実験結果からも、図１３の構成によれば各単レンジでのスイッチング周波数の必要制御範囲は大幅に縮小されていることが理解できる。このことから、第１の実施の形態の場合と同様に高速過渡応答特性の向上が図られることがわかる。
【０１４２】
また、二次側直流出力電圧−Ｅｏについては、この場合も図示するように重負荷の条件となるに従って低下する傾向となっている。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する二次側直流出力電圧−Ｅｏの変動幅Δ−Ｅｏは、０．８Ｖとなる結果が得られた。
また、同じ負荷変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のΔ−Ｅｏは０．６Ｖとなる結果が得られた。
この結果からも、図１３の回路によってはクロスレギュレーションの改善が図られることが理解できる。
【０１４３】
なお、第３の実施の形態の電源回路について実験を行った結果、図１３に示した整流電流Ｉ１と整流電流Ｉ２のピークレベルとしては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件ではＡｐ-1＝Ａｐ-2＝８Ａｐと共に同レベルとなる結果が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０の条件においても、Ａｐ-1＝Ａｐ-2＝５．５Ａｐと同レベルとなる結果が得られた。
また、同じ負荷電力条件でのスイッチング電流ＩQ2としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にピークレベルＡｐ-Q2＝３．７Ａｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはピークレベルＡｐ-Q2＝２．９Ａｐであった。
【０１４４】
図１５には、第３の実施の形態の変形例の構成について示す。
第３の実施の形態の変形例としても、先の図１→図９、図１０→図１２の変形例と同様に、図１３の構成に基づいた上で、定電圧制御されない二次巻線Ｎ２B側の直流出力電圧生成系に対して直列共振回路を形成しないようにしたものである。
なお、図１５の回路としても、一次側の構成は図１に示したものとされる。また、この図では図１３にて説明した部分について同一の符号を付して説明を省略する。
【０１４５】
図１５に示す変形例では、図１３の回路では二次巻線Ｎ2Bに対してそれぞれ直列接続されていた二次側直列共振コンデンサＣ2B1とＣ2B2とを省略するものとしている。
そして、この場合としても、図１３の回路の場合と同様の倍圧全波整流動作が得られるように、整流ダイオードＤo2BとＤo4Bのカソードどうしの接続点と、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップとの間に、平滑コンデンサＣｏB2を挿入するものとしている。この平滑コンデンサＣｏB2としては、図示するように負極端子側を二次巻線Ｎ2Bのセンタータップに対して接続し、正極端子側を上記整流ダイオードＤo2BとＤo4Bの接続点に対して接続するようにしている。
【０１４６】
上記構成による二次巻線Ｎ2B側の整流回路では、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流が［二次巻線部Ｎ2B1→整流ダイオードＤo2B→平滑コンデンサＣｏB2→二次巻線部Ｎ2B1］の経路により流れ、平滑コンデンサＣｏB2に二次巻線部Ｎ2B1に得られる交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧を生成する。
また、この期間には、二次巻線部Ｎ2B2側において［二次巻線部Ｎ2B2→平滑コンデンサＣｏB2→平滑コンデンサＣｏB1→整流ダイオードＤo3B→二次巻線部Ｎ2B2］の経路によっても整流電流が流れ、これにより平滑コンデンサＣｏB1に対しては、二次巻線部Ｎ2B2の交番電圧と、上記のように平滑コンデンサＣｏB2に得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｏB1の両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2B2の交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
【０１４７】
また、他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B2→整流ダイオードＤo4B→平滑コンデンサＣｏB2→二次巻線部Ｎ2B2］の経路により流れ、平滑コンデンサＣｏB2に二次巻線部Ｎ2B2に得られる交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧を生成する。
また、二次巻線部Ｎ2B1側においては、［二次巻線部Ｎ2B1→平滑コンデンサＣｏB2→平滑コンデンサＣｏB1→整流ダイオードＤo1B→二次巻線部Ｎ2B1］の経路によっても整流電流が流れ、これにより平滑コンデンサＣｏB1に対しては、二次巻線部Ｎ2B1の交番電圧と平滑コンデンサＣｏB2に得られた両端電圧とによるレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｏB1の両端電圧として、二次巻線部Ｎ2B1に得られる交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
【０１４８】
そして、このような整流動作からわかるように、この場合も二次巻線Ｎ2Bに接続される整流回路全体でみれば、平滑コンデンサＣｏB1に対し、二次巻線Ｎ2Bに得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。
つまり、この場合としても、二次巻線部Ｎ2B1，Ｎ2B2に誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏB1への充電を行うという、倍電圧全波整流動作が得られるものである。
【０１４９】
このような第３の実施の形態の変形例の構成としても、定電圧制御される二次側直流出力電圧＋Ｅｏの生成系に二次側直列共振回路が形成され、且つ絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数が図１３の場合と同様に設定されていることで、スイッチング周波数の必要制御範囲の縮小化が図１３の場合と同様に図られることから、この点でのクロスレギュレーションの改善は図られることになる。これにより、図１６の従来の構成との比較ではクロスレギュレーションの改善が図られるものとなる。
【０１５０】
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
【０１５１】
また、二次側直流出力電圧＋Ｅｏ側を定電圧制御のための検出入力としたが、二次側直流出力電圧−Ｅｏ側を検出入力とする構成も可能である。
但し、このように−Ｅｏ側について定電圧制御を行う場合において、変形例のように一方のみに二次側直列共振回路を形成するときは、＋Ｅｏ側の直列共振回路を省略する構成となる。つまり、本発明としては、少なくとも定電圧制御の検出入力側（定電圧制御される側）の直流出力電圧の生成系に対し二次側直列共振回路が形成されていればよいものである。
【図面の簡単な説明】
【０１５２】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図４】本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図６】実施の形態の電源回路におけるＡＣ１００Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。
【図７】実施の形態の電源回路におけるＡＣ２３０Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。
【図８】第１の実施の形態の電源回路おける負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、クロスレギュレーションの各特性について示した特性図である。
【図９】第１の実施の形態の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】第２の実施の形態の電源回路おける負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、クロスレギュレーションの各特性について示した特性図である。
【図１２】第２の実施の形態の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。
【図１３】第３の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】第３の実施の形態の電源回路おける負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、クロスレギュレーションの各特性について示した特性図である。
【図１５】第３の実施の形態の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。
【図１６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１７】図１６に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１８】図１６に示す電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１５３】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  一次側部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２、Ｎ2A、Ｎ2B  二次巻線、Ｎ2A1、Ｎ2A2、Ｎ2B1、Ｎ2B2  二次巻線部、Ｄo1〜Ｄo4  （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ  （二次側）平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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