(57)【要約】【課題】インバータの出力電流誤差を十分に低減することが可能なインバータの出力電流の制御方法を提供する。【解決手段】制御部３は、時点t(k-1)におけるインバータの出力電圧ｖBの誤差を式（１）より演算し、この出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を時点t(k)以降の期間におけるインバータの平均出力電圧指令値ｖB(k)*やｖB(k+1)*などに重畳することにより出力電圧誤差を補償することで、実電流値ｉsの誤差が十分に抑えられる。【選択図】図４
2006166558.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータの出力側に出力インダクタを介して接続された負荷ないしは商用交流電源の電圧値と電流値、及びインバータの出力電流指令値に基づいて、インバータの平均出力電圧指令値を求め、この平均出力電圧指令値に応じてインバータの出力電圧を制御するインバータの出力電流の制御方法において、
インバータの出力インダクタのインダクタンスをＬとし、インバータの出力電圧の制御周期をＴswとし、制御周期Ｔsw毎に設定される各時点をｔ(k-1)、ｔ(k)、ｔ(k+1)…とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間でのインバータの平均出力電圧指令値をｖB(k-1)*とし、時点ｔ(k)で出力インダクタに流れている実電流値をｉs(k)とし、時点ｔ(k-1)で出力インダクタに流れている実電流値をｉs(k-1)とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間で負荷ないしは商用交流電源にかかる平均実電圧値を/ｖs(k-1)とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間でのインバータの出力電圧誤差をＥrr(k-1)としたとき、
出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を次式（１）から導出し、これを時点t(k)以降の期間におけるインバータの出力電圧の制御に反映することを特徴とするインバータの制御方法。
Ｅrr(k-1)＝/ｖs(k-1)＋（Ｌ／Ｔsw）｛ｉs(k)−ｉs(k-1)｝−ｖB(k-1)*    …（１）
【請求項２】
出力電圧誤差Ｅrr(k-1)の範囲を最大値及び最小値により制限することを特徴とする請求項１に記載のインバータの制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載の最大値および最小値をインバータの運転状況に従って変化させる請求項１に記載のインバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のインバータとしては、例えば直流電源の出力を交流電力に変換して商用交流電源に供給するという系統連系インバータがある。そして、系統連系インバータには、図５（ａ）、（ｂ）に示す様な単相電圧形インバータや三相電圧形インバータ等がある。
【０００３】
例えば、図５（ａ）の単相電圧形インバータでは、スイッチング素子（IGBT, MOSFETなどの半導体素子）Ｓ１とダイオードｄ１を並列接続した上アーム１０１と、該上アーム１０１と同様の構成の下アーム１０２を直列接続し、また該上アーム１０１と同じ構成の上アーム１０３と下アーム１０４を直列接続し、更に上下アーム１０１、１０２と上下アーム１０３、１０４を並列接続している。そして、直流電源１０５を各上アーム１０１、１０３の上端と各下アーム１０２、１０４の下端に接続し、また上下アーム１０１、１０２の中点と上下アーム１０３、１０４の中点からインダクタ１０６を介して出力電流ｉsを出力している。
【０００４】
この様な構成の単相電圧形インバータの動作の一例としては十数ｋＨｚのキャリア信号に同期して、上下アーム１０１、１０４のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４と上下アーム１０２、１０３のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を交互にオン、オフする方法がある。これにより、インバータ出力電圧ｖBを制御して、キャリア信号よりも周波数が十分に低い交流の出力電流ｉsを生成し商用交流電源１０８に供給している。
【０００５】
また、上アーム１０１のスイッチング素子Ｓ１をオンにする期間と下アーム１０２のスイッチング素子Ｓ２をオンにする期間の間に、双方のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオンにしないためのデッドタイムを設定している。同様に上下アーム１０３、１０４においても、上アーム１０３のスイッチング素子Ｓ３をオンにする期間と下アーム１０４のスイッチング素子Ｓ４をオンにする期間の間に、双方のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をオンにしないためのデッドタイムを設定している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一方、インバータの制御方法としては、インバータの出力電流指令値に基づいてインバータの出力電圧指令値を求め、この出力電圧指令値に応じてインバータの出力電圧を制御するという方法がある。しかし、この出力電圧指令値と実際の出力電圧の間には、デッドタイムやスイッチングの遅れやスイッチングデバイスの順方向降下電圧などの制御誤差や外乱に起因する誤差が生じることが知られている。この誤差を補償する方法としては、各種デッドタイム補償法や出力電圧のフィードバック制御法などが提案されているが、どれも演算処理や回路構成が複雑化するという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであり、複雑な演算処理や回路構成を必要とせずにインバータの出力電圧誤差を補償するインバータ制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明は、インバータの出力側に出力インダクタを介して接続された負荷ないしは商用交流電源の電圧値と電流値、及びインバータの出力電流指令値に基づいて、インバータの平均出力電圧指令値を求め、この平均出力電圧指令値に応じてインバータの出力電圧を制御するインバータの出力電流の制御方法において、インバータの出力インダクタのインダクタンスをＬとし、インバータの出力電圧の制御周期をＴswとし、制御周期Ｔsw毎に設定される各時点をｔ(k-1)、ｔ(k)、ｔ(k+1)…とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間でのインバータの平均出力電圧指令値をｖB(k-1)*とし、時点ｔ(k)で出力インダクタに流れている実電流値をｉs(k)とし、時点ｔ(k-1)で出力インダクタに流れている実電流値をｉs(k-1)とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間で負荷ないしは商用交流電源にかかる平均実電圧値を/ｖs(k-1)としたとき、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間でのインバータの出力電圧誤差をＥrr(k-1)を次式（１）から導出している。
【０００９】
Ｅrr(k-1)＝/ｖs(k-1)＋（Ｌ／Ｔsw）｛ｉs(k)−ｉs(k-1)｝−ｖB(k-1)*    …（１）
また、本発明においては、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)の範囲を最大値及び最小値により制限している。更に、この最大値及び最小値をインバータの運転状況に従って変化させる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の制御方法によれば、上記式（１）から導出されるインバータの出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を、時点t(k)以降の期間におけるインバータの出力電圧の制御に反映するので、インバータ出力電圧の誤差が補償され、従って、負荷に流れる実電流の誤差を十分に抑えることができる。
【００１１】
また、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)の範囲を最大値及び最小値により制限しているので、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)が過大になったり過小になることはなく、出力電圧の制御を安定的に行う事ができる。更に、この最大値及び最小値をインバータの運転状況に従って変化させる事により、インバータ出力電圧誤差Ｅrrの過補償を抑える事も可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明のインバータ制御方法の一実施形態を適用した系統連系インバータを概略的に示す回路図である。この系統連系インバータ１は、単相電圧形インバータ部２と、制御部３とを備えている。単相電圧形インバータ部２は、直流電源４の直流電力を交流の出力電流ｉsに変換して、この出力電流ｉsを商用交流電源５に供給する。また、制御部３は、単相電圧形インバータ部２をパルス幅変調し、交流の出力電流ｉsの周波数と位相を商用交流電源２の交流電圧の周波数と位相に整合させたり、出力電流ｉsに含まれる高調波を低減して出力電流ｉsを正弦波形に近づける。
【００１４】
単相電圧形インバータ部２では、それぞれのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が挿入された上アーム１１と下アーム１２を直列接続し、またそれぞれのスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４が挿入された上アーム１３と下アーム１４を直列接続し、更に上下アーム１１、１２と上下アーム１３、１４を並列接続し、直流電源４を各上アーム１１、１３の上端と各下アーム１２、１４の下端に接続している。そして、上下アーム１１、１２の中点と上下アーム１３、１４の中点からインダクタ１５を介して出力電流ｉsを出力し、この出力電流ｉsを商用交流電源５に供給している。
【００１５】
制御部３は、十数ｋＨｚのキャリア信号Ｃhを入力しており、このキャリア信号Ｃhに同期して、上下アーム１１、１４のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４と上下アーム１２、１３のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を相反的にオン、オフしたり、全ての上下アーム１１〜１４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフにする等の制御を行って、交流の出力電流ｉsを形成する。
【００１６】
ここで、キャリア信号Ｃhは、図２に示す様な十数ｋＨｚの三角波である。制御部３は、このキャリア信号Ｃhを入力するだけではなく、インバータ部２の出力電流ｉsを指示する出力電流指令値ｉs*を入力する。また、電流検出器６は、インバータ１から商用交流電源５に流れる出力電流ｉsの実電流値ｉsを検出し、この実電流値ｉsを示す検出出力を制御部３に出力する。更に、制御部３は、商用交流電源５の実電圧値ｖsの検出値ｖsも入力される。
【００１７】
制御部３は、出力電流指令値ｉs*を指示され、実電流値ｉsを示す電流検出器６の検出出力と商用交流電源５の実電圧値ｖsの検出値を入力し、出力電流指令値ｉs*、実電流値ｉs、及び実電圧値ｖsに基づいて、平均出力電圧指令値ｖB*を求め、この平均出力電圧指令値ｖB*に対するキャリア信号ＣhのレベルｖCに基づいて、各上下アーム１１〜１４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン、オフし、インバータの出力電圧ｖBを制御して、交流の出力電流ｉsを形成する。
【００１８】
図３のグラフは、出力電流指令値ｉs*及び交流の出力電流ｉsを模式的に示している。この図３のグラフから明らかな様に出力電流ｉsは、出力電流指令値ｉs*に従い上昇及び下降を繰り返して、商用交流電源５の交流電圧ｖsに同期したものとなる。また、この出力電流ｉsは、キャリア信号Ｃhに対する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作による高調波成分を含む。この高調波成分はインダクタ１５と商用交流電源２の間に低域フィルタ（ＬＰＦ）を挿入することにより低減することができる。
【００１９】
ところで、出力電圧指令値ｖB*と実際の出力電圧ｖBの間には、デッドタイムやスイッチングの遅れやスイッチングデバイスの順方向降下電圧などの制御誤差や外乱に起因する出力電圧誤差Ｅrrが生じることが知られている。また、この様な誤差は、急激に変化するものではなく制御周期Ｔswよりも十分に長い期間にわたって生じ続ける傾向にある。更に、商用交流電源２の電源周期の１周期後の同位相においても同様の誤差が生じる傾向もある。
【００２０】
次に、制御部３による出力電圧誤差Ｅrr導出方法を詳しく説明する。
【００２１】
まず、インダクタ１５のインダクタンスをＬとし、インバータ１の出力電流指令値をｉs*とし、インバータ１の平均出力電圧指令値をｖB*とし、インバータ１から商用交流電源２に流れる実電流値をｉsとし、商用交流電源２の実電圧値をｖsとする。
【００２２】
そして、インバータ１の出力電圧ｖBの制御周期をＴswとし、制御周期Ｔsw毎に設定される各時点をｔ(k-1)、ｔ(k)、ｔ(k+1)…とすると、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間での平均出力電圧指令値をｖB(k-1)*とし、時点ｔ(k)での実電流値をｉs(k)とし、時点ｔ(k-1)での実電流値をｉs(k-1)とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間での平均実電圧値を/ｖs(k-1)とし、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間でのインバータの出力電圧誤差をＥrr(k-1)とする。
【００２３】
ここで、インバータ１から商用交流電源２に流れる実電流値ｉsは、制御周期Ｔsw毎に、電流検出器６により検出される。
【００２４】
更に、商用交流電源２の実電圧値ｖsの時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間での平均実電圧値を/ｖs(k-1)は、制御周期Ｔsw毎に、制御部３で求められる。
【００２５】
制御部３は、インダクタ１５のインダクタンスＬ及び制御周期Ｔswを予め記憶しており、また現在の時点ｔ(k)で、実電流値ｉs(k)を示す検出出力を入力している。更に、制御部３は、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間での平均出力電圧指令値ｖB(k-1)*、時点ｔ(k-1)での実電流値ｉs(k-1)、及び時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間での平均実電圧値/ｖs(k-1)を少なくとも記憶している。
【００２６】
この様な前提で、制御部３は、インバータ出力電圧の誤差Ｅrr(k-1)を次式（１）から導出する。
【００２７】
Ｅrr(k-1)＝/ｖs(k-1)＋（Ｌ／Ｔsw）｛ｉs(k)−ｉs(k-1)｝−ｖB(k-1)*    …（１）
ここで、例えば図４に示す様に出力電流指令値ｉs*は、各制御周期Ｔswの時点ｔ(k-1)、ｔ(k)、ｔ(k+1)、毎に、ｉs(k-1)*、ｉs(k)*、ｉs(k+1)*という様に順次変化するものとする。このとき、実電流値ｉsを、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間に実電流値ｉs(k-1)から出力電流指令値ｉs(k)*まで変化させるために必要なインバータ出力電圧指令値ｖB(k-1)*を何らかの方法で演算したとする。そして、この平均出力電圧指令値ｖB(k-1)*とキャリア信号ＣhのレベルｖCを比較することにより、各上下アーム１１〜１４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン、オフし、インバータの出力電圧ｖBを制御して、交流の出力電流ｉsを形成する。ここで、時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間において、誤差や外乱が無くインバータの制御が行われていれば、時点ｔ(k)における実電流値ｉs(k)は時点ｔ(k)における出力電流指令値ｉs(k)*と一致しているはずである。しかし、前述した様に出力電圧指令値ｖB*と実際の出力電圧ｖBの間には、デッドタイムやスイッチングの遅れやスイッチングデバイスの順方向降下電圧などの制御誤差や外乱に起因する出力電圧誤差Ｅrrが存在するので、図４に示すように、時点ｔ(k)における実電流値ｉs(k)が時点ｔ(k)における出力電流指令値ｉs(k)*に一致しない。
【００２８】
そこで、本実施形態では、上記式（１）により時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間でのインバータ１の出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を求め、この出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を時点t(k)以降の期間におけるインバータの出力電圧の制御に反映する。
【００２９】
例えば、図４に示す様に時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間の平均出力電圧指令値ｖB(k-1)*を何らかの方法で設定し、この平均出力電圧指令値ｖB(k-1)*に基づく制御を行って、実電流値ｉsを実電流値ｉs(k-1)から出力電流指令値ｉs(k)*まで上昇させようとしたときに、実電流値ｉs(k)が出力電流指令値ｉs(k)*に達しなかったものとする。この場合、上記式（１）の右項における［/ｖs(k-1)＋（Ｌ／Ｔsw）｛ｉs(k)−ｉs(k-1)｝］の電圧、すなわち商用交流電源２の実電圧値をｖsの時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間の平均実電圧値/ｖs(k-1)と、この期間にインダクタ１５に生じる平均実電圧値（Ｌ／Ｔsw）｛ｉs(k)−ｉs(k-1)｝とを加算した和の電圧であるインバータ出力電圧ｖBの時点ｔ(k-1)〜ｔ(k)の期間における平均値/ｖB(k-1)が、この期間の平均出力電圧指令値ｖB(k-1)*に一致しないことになる。従って、上記式（１）の右項における［/ｖs(k-1)＋（Ｌ／Ｔsw）｛ｉs(k)−ｉs(k-1)｝−ｖB(k-1)*］という出力電圧誤差Ｅrr(k-1)が生じる。
【００３０】
この出力電圧誤差Ｅrr(k-1)は、先に述べた様に急激に変化することはないことから、時点ｔ(k)〜ｔ(k+1)の期間や時点ｔ(k+1)〜ｔ(k+2)の期間でも同様に生じるものと予測される。更に、商用交流電源２の電源周期の１周期後の同位相においても同様の誤差が生じるものと予測される。そこで、該出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を時点t(k)以降の期間におけるインバータの平均出力電圧指令値ｖB(k)*やｖB(k+1)*などに重畳することにより出力電圧誤差を補償することで、実電流値ｉsの誤差が十分に抑えられる。
【００３１】
一方、本実施形態では、次式（２）に示す様に出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を、最小値α及び最大値βにより制限している。
【００３２】
α≦Ｅrr(k-1)≦最大値β    …（２）
制御部３は、直流電源４の電圧、デッドタイムＤＴ、及び上下アーム１１〜１４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数等に応じて、最小値α及び最大値βを設定もしくは更新し、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を最小値α及び最大値βにより制限する。例えば、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)が最小値αよりも小さくなったときには、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)＝最小値αと設定し、また出力電圧誤差Ｅrr(k-1)が最大値βよりも大きくなったときには、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)＝最大値βと設定する。これにより、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)が過大になったり過小になることはなく、出力電圧の制御を安定的に行う事ができる。
【００３３】
また、−最小値α＝最大値βとし、次式（３）に示す様に出力電圧誤差Ｅrr(k-1)の絶対値を、最大値βにより制限してもよい。
【００３４】
│Ｅrr(k-1)│≦最大値β    …（３）
更に、本実施形態では、出力電圧誤差Ｅrrを制限する最小値α及び最大値βをインバータの運転状況により変化させる。
【００３５】
出力電圧誤差Ｅrrの主要因はデッドタイムによる誤差であり、この誤差はインバータの運転状況によって変化する事が知られている。例えば、出力インダクタに流れる電流が０付近の場合、デッドタイム誤差は極めて小さくなる。そこで、制御部３は、インバータの運転状況データから、デッドタイム誤差の有無や大きさを判断し、出力電圧誤差Ｅrrを上記式（２）で制限する場合には最小値α及び最大値βを設定し、上記式（３）で制限する場合は最大値βのみを設定する。これにより、デッドタイム誤差の極小域でのインバータ出力電圧誤差Ｅrrの過補償を抑える事も可能である。
【００３６】
以上説明した様に本実施形態では、上記式（１）により出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を求め、この出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を時点t(k)以降の期間におけるインバータの平均出力電圧指令値ｖB(k)*やｖB(k+1)*などに重畳することで出力電圧誤差を補償しているので、実電流値ｉsが出力電流指令値ｉs*により近づいて、実電流値ｉsの誤差が十分に抑えられる。
【００３７】
また、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)を上記式（２）および上記式（３）の様に最小値α及び最大値βにより制限しているので、出力電圧誤差Ｅrr(k-1)が過大になったり過小になることはなく、出力電圧の制御を安定的に行う事ができ、従って、実電流値ｉsも安定化する。
【００３８】
更に、出力電圧誤差Ｅrrを制限する上記式（２）における最小値α及び最大値β、または、上記式（３）における最大値βをインバータの運転状況により変化させているので、デッドタイム誤差が極小域でのインバータ出力電圧誤差Ｅrrの過補償を抑える事も可能である。
【００３９】
尚、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、多様に変形することができる。例えば、本発明は、単相電圧形インバータだけではなく、図５（ｂ）に示す様な３組の上下アーム１０１と１０２、１０３と１０４、及び１１１と１１２を有する三相電圧形インバータにも適用することができる。更に、商用交流電源に出力電流を供給する系統連系インバータだけではなく、電力を消費する負荷に出力を供給するインバータにも本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の制御方法の一実施形態を適用した系統連系インバータを概略的に示す回路図である。
【図２】図１のインバータにおけるキャリア信号と第１及び第２アーム指令値の比較結果に基づく上下アームのスイッチング素子のオン、オフ制御を説明するために用いた図である。
【図３】図１のインバータにおける出力電流指令値及び出力電流を模式的に示すグラフである。
【図４】図１のインバータにおける出力電流指令値及び平均出力電圧指令値等を示すグラフである。
【図５】（ａ）、（ｂ）は、一般的な単相電圧形インバータ及び三相電圧形インバータを概略的に示す回路図である。
【符号の説明】
【００４１】
１  系統連系インバータ
２  単相電圧形インバータ部
３  制御部
４  直流電源
５  商用交流電源
６  電流検出器
１１、１３  上アーム
１２、１４  下アーム
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４  スイッチング素子
１５  インダクタ
【図１】
2006166558.tif 000003
【図２】
2006166558.tif 000004
【図３】
2006166558.tif 000005
【図４】
2006166558.tif 000006
【図５】
2006166558.tif 000007