(57)【要約】【課題】回路負担の増大を抑止しつつ種々の動作安全性に関する検出信号を利用可能な入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供すること。【解決手段】入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路の状態をモニタする入力状態モニタ回路９２にはバッテリ１の電位を基準とする電源電圧が印加される。入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置のＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０をＰＷＭ制御するコントローラ９１には入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力側回路の電位を基準とする電源電圧が印加される。入力状態モニタ回路９２は、バッテリ１の電圧の大きさに応じたデューティ比又はパルス幅のパルス信号をフォトカプラ９３を通じてコントローラ９１に送信するとともに、副電源スイッチ８の漏れ電流に関する情報を上記パルス信号の周期を変更することによりコントローラ９１に送信する。【選択図】図１
2006101680.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を断続して直流電源から印加される入力電源電圧を交流電圧に変換して出力する入力側回路、前記交流電圧を変圧された後に整流して出力電圧を外部に出力する出力側回路、及び、前記入力側回路から前記出力側回路を電気絶縁分離しつつ前記入力側回路から前記出力側回路に変圧し交流電力を伝送するトランスを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、
検出した前記入力電源電圧の大きさに応じたパルス幅又はオン・デューティ比を有するパルス信号を入出力絶縁分離回路を通じて出力する入力状態モニタ回路と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧の電位レベルを基準とする電源電圧により作動するとともに、前記入力電源電圧及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧に応じて前記スイッチング素子を制御するコントローラと、
を備え、
前記入力状態モニタ回路は、
前記入力側回路の異常状態を検出した場合に、前記入力電源電圧モニタ回路が出力する前記パルス信号のパルス周期を変更し、
前記コントローラは、
前記パルス周期変更を判別することにより前記入力側回路の異常状態を判別することを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力側回路は、
前記スイッチング素子を内蔵して前記入力電源電圧を前記交流電圧に変換するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路との間の電気的接続を開閉する主電源スイッチと、互いに直列接続された副電源スイッチ及び突入電流制限抵抗器により構成されて前記主電源スイッチに並列接続される突入電流制限抵抗回路とを備え、
前記入力状態モニタ回路は、
前記副電源スイッチへのオフ指令時に前記副電源スイッチに流れる電流が所定しきい値を超えた電流異常状態を検出した場合に、前記パルス周期の変更を行うことを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力状態モニタ回路は、
前記入力電源電圧が所定しきい値を超えた過電圧入力状態を検出した場合に前記パルス周期の変更を行うことを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
請求項２及び３記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力状態モニタ回路は、
前記リーク電流異常状態が検出され、かつ、前記過電圧入力状態が検出されないＡモードと、前記リーク電流異常状態が検出されず、かつ、前記過電圧入力状態が検出されないＢモードと、前記リーク電流異常状態が検出されず、かつ、前記過電圧入力状態が検出されたＣモードと、前記リーク電流異常状態が検出され、かつ、前記過電圧入力状態が検出されたＤモードとを有し、前記各モードに対して互いに異なるパルス周期を割り当てることを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
請求項４記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力状態モニタ回路は、
前記Ａ、Ｂモードにおいて、前記入力電源電圧の増加に応じて減少するデューティ比又はパルス幅をもつＰＷＭパルス信号を前記コントローラに送信し、
前記コントローラは、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を一定とするための前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチング素子に印加するＰＷＭ制御を、前記入力状態モニタ回路から受信した前記ＰＷＭパルス信号のデューティ比又はパルス幅の範囲内に制限することを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
請求項１記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力状態モニタ回路は、
前記入力電源電圧の増加に応じて変化するパルス間隔と、第１の異常状態を示す第１の周期とをもつ第１のパルス信号と、
前記入力電源電圧の増加に応じて変化するパルス間隔と、第２の異常状態を示す第２の周期とをもつ第２のパルス信号と、
のどちらかを選択して出力し、
前記第１のパルス信号のパルス立ち下がりエッジと第２のパルス信号のパルス立ち下がりエッジとは、同一タイミングに設定されることを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
請求項６記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力状態モニタ回路は、前記入力電源電圧の増加に応じて変化しないパルス間隔を有して第３の異常状態を示す第３のパルス信号と前記第１信号と第２信号とのどれかを選択して出力し、
前記第３のパルス信号のパルス周期は、前記第１パルス信号又は第２信号のパルス周期よりも長く設定され、
前記第１又は第２のパルス信号から前記第３のパルス信号への移行に際して前記コントローラが受信するパルス信号のパルス間隔は前記入力電源電圧に相当しない範囲に設定されることを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
請求項６記載の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記入力状態モニタ回路は、前記入力電源電圧の増加に応じて変化しないパルス間隔を有して第３の異常状態を示す第３のパルス信号と前記第１信号と第２信号とのどれかを選択して出力し、
前記第３のパルス信号のパルス間隔は、前記第１パルス信号又は第２信号のパルス間隔の最大値よりも長く設定されていることを特徴とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関し、特に入力電源電圧に応じてスイッチング制御状態を変更する入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アイドルストップを行うアイドルストップ車やハイブリッド車では、高電圧バッテリ及び発電機を含む高電圧電源系と、電気負荷及び低電圧バッテリを含む低電圧電源系とを装備する２電源方式の車両用電源装置とが知られている。この２電源方式の車両用電源装置では、高電圧電源系から低電圧電源系に送電するために種々の形式のＤＣ−ＤＣコンバータが採用される。この２電源方式の車両用電源装置の一例として、本出願人の出願になる下記の特許文献１がある。
【特許文献１】特開２００２ー３４５１６１号公報  この２電源方式の車両用電源装置のうち、スイッチング素子を断続して直流電源から印加される入力電源電圧を交流電圧に変換して出力する入力側回路、この交流電圧を整流して出力電圧を外部に出力する出力側回路、及び、入力側回路から出力側回路を電気絶縁分離しつつ入力側回路から前記出力側回路に交流電力を伝送するトランスを有する入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置が好適に採用される。この入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電圧を目標電圧に収束させるために、それらの差に基づいて入力側回路のスイッチング素子を制御するコントローラ（制御回路）を採用される。この制御形式の一例としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御が最も一般的である。この種の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置としてたとえば下記の特許文献２、３が提案されている。
【特許文献２】特開２００３−１０２１７５号公報
【特許文献３】USP５２９１３８２  この入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の安全性を向上するために、装置各部の種々の電気的状態又はそれに対応する検出信号をコントローラに送信してコントローラによる上記スイッチング素子の制御に反映することが一般的に行われている。上記電気的状態の検出としては、高エネルギーであり安全要求が高い高電圧電源系の異常状態の検出が特に重要である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記した従来の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を２電源方式の車両用電源装置用いる場合、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を制御するためのコントローラは、低電圧電源系の電位レベルを基準とする電源電圧により駆動されるのが通常である。
【０００４】
したがって、この場合、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路は高電圧電源系となり、この入力側回路側の電気状態を検出するための検出回路は高電圧電源系の電位レベルを基準とする電源電圧により駆動されることになる。その結果、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路の電気的状態に関する信号をコントローラに伝送するためにはフォトカプラやパルストランスなどの入出力絶縁分離回路を介設することが必要となる。
【０００５】
ところが、フォトカプラのように入出力間を電気絶縁しつつ信号を伝送する従来の入出力絶縁分離回路は高価であり、更に、このような入出力絶縁分離回路は伝送信号をパルス信号形式に変換することを要求するため、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側回路で検出した複数種類の状態信号をコントローラへ伝送することは、回路負担の増大を伴う故にコスト的に大きな負担となっていた。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、回路負担の増大を抑止しつつ種々の動作安全性に関する検出信号を利用可能な入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、スイッチング素子を断続して直流電源から印加される入力電源電圧を交流電圧に変換して出力する入力側回路、前記交流電圧を整流して出力電圧を外部に出力する出力側回路、及び、前記入力側回路から前記出力側回路を電気絶縁分離しつつ前記入力側回路から前記出力側回路に交流電力を伝送するトランスを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、検出した前記入力電源電圧の大きさに応じたパルス幅又はオン・デューティ比を有するパルス信号を入出力絶縁分離回路を通じて出力する入力状態モニタ回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧の電位レベルを基準とする電源電圧により作動するとともに、前記入力電源電圧及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧に応じて前記スイッチング素子を制御するコントローラとを備え、前記入力状態モニタ回路は、前記入力側回路の異常状態を検出した場合に、前記入力電源電圧モニタ回路が出力する前記パルス信号のパルス周期を変更し、前記コントローラは、前記パルス周期変更を判別することにより前記入力側回路の異常状態を判別することを特徴としている。
【０００８】
すなわち、この発明によれば、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側回路の電位基準の電源電圧が給電されるコントローラに対して、この入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路に印加される入力電源電圧の大きさに応じたパルス幅又はオン・デューティ比を有するパルス信号を発生させ、このパルス信号を通常はフォトカプラである入出力絶縁分離回路を通じてコントローラに送信する入力状態モニタ回路を設置する。
【０００９】
これにより、コントローラは入力側の直流電源からこの入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に印加される入力電源電圧の大きさを検出することができる。
【００１０】
更に、この発明では、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路のその他の電気状態を検出し、この検出状態に応じて上記パルス信号のキャリア周期（キャリヤ周波数）を変更することによりコントローラに送信する。これにより、高価なフォトカプラやその両側のパルス信号送受信回路を要する入出力絶縁分離型信号伝送系を複数設けることなく、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路の複数の電気状態を出力側のコントローラに伝達することができる。したがって、本発明によれば、回路負担の増大を抑止しつつ種々の動作安全性に関する検出信号を利用可能な入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を実現することができる。
【００１１】
好適な態様において、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力側回路のスイッチング素子は入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電圧とその目標電圧との偏差を０とするべくＰＷＭ（パルス幅変調）制御される。以下、このスイッチング素子のデューティ比（オン・デューティ比を言う）を増大すると、入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電圧は増大するものと仮定する。この時、入力状態モニタ回路は、入力側の直流電源からこの入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に印加される入力電源電圧が増大するとデューティ比（又はパルス幅）が減少するパルス信号を発生するものとする。このようにすると、このパルス信号のデューティ比（又はパルス幅）の範囲内に上記スイッチング素子のデューティ比（又はパルス幅）を制限することにより、この入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に入力する入力電源電圧の変化によるスイッチング素子の耐圧保護を容易に行うことができる。この詳細は実施例に記述既述するものとする。
【００１２】
好適な態様において、前記入力側回路は、前記スイッチング素子を内蔵して前記入力電源電圧を前記交流電圧に変換するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路との間の電気的接続を開閉する主電源スイッチと、互いに直列接続された副電源スイッチ及び突入電流制限抵抗器により構成されて前記主電源スイッチに並列接続される突入電流制限抵抗回路とを備え、前記入力状態モニタ回路は、前記副電源スイッチへのオフ指令時に前記副電源スイッチに流れる電流が所定しきい値を超えた電流異常状態を検出した場合に、前記パルス周期の変更を行うことを特徴としている。このようにすれば、上記効果に加えて、回路負担の増大を抑止しつつ突入電流制限抵抗回路の異常を早期に検出できる。
【００１３】
好適な態様において、前記入力状態モニタ回路は、前記入力電源電圧が所定しきい値を超えた過電圧入力状態を検出した場合に前記パルス周期の変更を行うことを特徴としている。このようにすれば、回路負担の増大を抑止しつつ過大な入力電源電圧の上昇を検出することができる。
【００１４】
好適な態様において、前記入力状態モニタ回路は、前記リーク電流異常状態が検出され、かつ、前記過電圧入力状態が検出されないＡモードと、前記リーク電流異常状態が検出されず、かつ、前記過電圧入力状態が検出されないＢモードと、前記リーク電流異常状態が検出されず、かつ、前記過電圧入力状態が検出されたＣモードと、前記リーク電流異常状態が検出され、かつ、前記過電圧入力状態が検出されたＤモードとを有し、前記各モードに対して互いに異なるパルス周期を割り当てることを特徴としている。このようにすれば、入力電源電圧と複数種類の異常状態とを入力側回路からコントローラに単一の入出力絶縁分離回路により伝送することができ、回路負担の増大を抑止しつつ、装置安全性の一層の向上を図ることができる。
【００１５】
好適な態様において、前記入力状態モニタ回路は、前記Ａ、Ｂモードにおいて、前記入力電源電圧の増加に応じて減少するデューティ比又はパルス幅をもつＰＷＭパルス信号を前記コントローラに送信し、前記コントローラは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を一定とするための前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチング素子に印加するＰＷＭ制御を、前記入力状態モニタ回路から受信した前記ＰＷＭパルス信号のデューティ比又はパルス幅の範囲内に制限することを特徴としている。このようにすれば、入力状態モニタ回路から受信した安全なデューティ比範囲を利用することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を簡単に安全デューティ比範囲で駆動することができる。
【００１６】
好適な態様において、前記入力状態モニタ回路は、前記入力電源電圧の増加に応じて変化するパルス間隔と、第１の異常状態を示す第１の周期とをもつ第１のパルス信号と、前記入力電源電圧の増加に応じて変化するパルス間隔と、第２の異常状態を示す第２の周期とをもつ第２のパルス信号とのどちらかを選択して出力し、前記第１のパルス信号のパルス立ち下がりエッジと第２のパルス信号のパルス立ち下がりエッジとは、同一タイミングに設定される。このようにすれば、モードの切り替えすなわち第１のパルス信号と第２のパルス信号とを切り替える場合でもパルス間隔カウントを正確に実施することができ、入力電源電圧の検出の信頼性を更に向上することができる。
【００１７】
好適態様において、前記入力状態モニタ回路は、前記入力電源電圧の増加に応じて変化しないパルス間隔を有して第３の異常状態を示す第３のパルス信号と前記第１信号と第２信号とのどれかを選択して出力し、前記第３のパルス信号のパルス周期は、前記第１パルス信号又は第２信号のパルス周期よりも長く設定され、前記第１又は第２のパルス信号から前記第３のパルス信号への移行に際して前記コントローラが受信するパルス信号のパルス間隔は前記入力電源電圧に相当しない範囲に設定されることを特徴としている。このようにすれば、第１パルス信号又は第２パルス信号から第３パルス信号への移行に際してパルス間隔が入力電源電圧の可能な範囲を必ず逸脱するため、第３の異常状態を早期に検出することができるとともに入力電源電圧の誤検出も生じない。
【００１８】
好適な態様において、前記入力状態モニタ回路は、前記入力電源電圧の増加に応じて変化しないパルス間隔を有して第３の異常状態を示す第３のパルス信号と前記第１信号と第２信号とのどれかを選択して出力し、前記第３のパルス信号のパルス間隔は、前記第１パルス信号又は第２信号のパルス間隔の最大値よりも長く設定されている。
【００１９】
このようにすれば、カウントするパルス信号のパルス間隔が第１パルス信号と第２のパルス信号とのパルス間隔の最大値（入力電源電圧の最大値）を超えた時点にて第３の異常状態を判別することができ、この異常に素早く対処することができるとともに入力電源電圧の誤検出も生じない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の好適実施例を図面を参照して以下に説明する。ただし、本発明は下記の実施例に限定されるものではなく、その他の公知の技術又はそれと同等の機能をもつ技術の組み合わせにより本発明の技術思想を実現しても良いことは当然である。
【００２１】
この実施例の２電源方式の車両用電源装置のブロック回路図を図１に示す。
【００２２】
（全体回路の説明）
実施例１の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を図１を参照して説明する。
【００２３】
１は高電圧のバッテリ（本発明で言う直流電源）、２は第１の主電源スイッチ、４は突入電流制限抵抗器、５は第２の主電源スイッチ、６は平滑コンデンサ、７は三相交流モータＭに三相交流電力を給電する三相インバータ回路、８はＭＯＳトランジスタからなる副電源スイッチ、９は三相インバータ回路７に低電圧の電源電圧を印加する電圧変換回路である。
【００２４】
電圧変換回路９は、トランスを内蔵する入出力絶縁分離型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０、それを制御するコントローラ９１、回路保護用情報を検出してコントローラ９１に出力する入力状態モニタ回路９２、回路保護用情報を入力状態モニタ回路９２からコントローラ９１へ入出力絶縁分離可能に伝送する一つのフォトカプラ９３とを有している。
【００２５】
バッテリ１の正極端子は主電源スイッチ２を通じて電圧変換回路９の高電位側の電源入力端子に接続され、バッテリ１の負極端子は主電源スイッチ５を通じて電圧変換回路９の高電位側の電源入力端子に接続されている。副電源スイッチ８および突入電流制限抵抗器４は直列接続されて突入電流制限回路を構成し、この突入電流制限回路は主電源スイッチ２と並列に接続されている。
【００２６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０は、トランス内蔵型の種々公知のＤＣ−ＤＣコンバータ回路により構成されることができる。この実施例で採用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路については後述するものとする。
【００２７】
コントローラ９１は、入力されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の出力電圧Ｖｏが所定の目標レベルとなるようにＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０に内蔵されたスイッチング素子を、上記回路保護用情報が許容する範囲にてＰＷＭ制御する。コントローラ９１には図示しない定電圧回路から電源電力を給電される。この定電圧回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の出力電圧又は図示しない低電圧バッテリの電位レベルを基準電位とするバッテリ１の電位レベルを基準とする直流電圧を形成してコントローラ９１にその電源電圧として印加する。上記した低電圧バッテリの電力によりコントローラ９１のための電源電圧を形成する場合、この低電圧バッテリの低電位レベルはＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の一対の出力端うちの低電位ラインの電位レベルに等しくされることが好適である。コントローラ９１の電源電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の出力電圧Ｖｏの電位レベルを基準として作成することにより、コントローラ９１の種々の回路処理が簡単となる。
【００２８】
入力状態モニタ回路９２は、突入電流制限抵抗器４の電圧降下ΔＶと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の入力電源電圧Ｖｉとが入力される。入力状態モニタ回路９２は、これら入力情報に基づき形成した上記回路保護用情報をＰＷＭ（パルス幅変調）形式のパルス信号によりコントローラ９１に出力する。入力状態モニタ回路９２には図示しない定電圧回路から電源電力を給電される。この定電圧回路は、バッテリ１の電位レベルを基準とする必要な大きさの直流電圧を形成して入力状態モニタ回路９２に電源電圧として印加する。入力状態モニタ回路９２の電源電圧をバッテリ１の電位レベルを基準として作成することにより、入力状態モニタ回路９２に入力情報として入力される電圧降下ΔＶ及び入力電源電圧Ｖｉの処理が簡単となる。
【００２９】
フォトカプラ９３は、それぞれ電源電圧レベルが互いに独立する入力状態モニタ回路９２からコントローラ９１への信号伝送を入出力絶縁分離しつつ行う。
【００３０】
電圧変換回路９に対してバッテリ１の直流電力を投入するには、まず主電源スイッチ５と副電源スイッチ８とをオンし、突入電流制限抵抗器４を通じて平滑コンデンサ６を所定レベルまで充電した後、主電源スイッチ２をオンする。これにより、回路特に平滑コンデンサ６に大きな突入電流が流れ込むのを防止することができる。
【００３１】
なお、図１では、副電源スイッチ８および突入電流制限抵抗器４はバッテリ１の正極端子側に配置されているが、バッテリ１の負極端子側に配置してもよい。また、副電源スイッチ８は、図１に示すＭＯＳトランジスタの他、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ更には電磁リレーなどでもよい。
【００３２】
バッテリ１から電圧変換回路９に直流電力が投入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０は出力電圧Ｖｏを目標電圧に収束させるために内蔵のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、電気負荷に給電する。
【００３３】
（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の説明）
次に、この実施例で採用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０について図２を参照して説明する。まず、回路構成を説明する。
【００３４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０は、トランスＴ１、Ｔ２、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、コンデンサC１、C２、C３からなる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比は、出力電圧Ｖｏと目標電圧値との偏差に基づいてコントローラ９１によりPWM制御される。トランスＴ１は一次コイルＷ１、Ｗ２と二次コイルＷ３を有し、トランスＴ２は一次コイルＷ４、Ｗ５と二次コイルＷ６とを有する。コンデンサＣ３は、リップル低減のための出力側平滑コンデンサである。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は整流回路を構成している。１０はＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の高電位側の入力端である。２０はＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の低電位側の入力端であり、主スイッチＱ１とコンデンサＣ１との接続点でもある。３０は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２と一次コイルＷ２との接続点、４０は、主スイッチＱ１と副スイッチＱ２と一次コイルＷ４と一次コイルＷ５との接続点である。コイルＷ１、Ｗ２、Ｗ４、Ｗ５とコンデンサＣ１、C２とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とは、主電源スイッチ２、５と突入電流制限抵抗器４と副電源スイッチ８とともに入力側回路１１を構成している。コイルＷ３、Ｗ６と出力平滑コンデンサＣ３とスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とは出力側回路２１を構成している。
【００３５】
入力側回路１１のうちＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０に属する回路部分について説明する。デッドタイムを無視すれば主スイッチＱ１と副スイッチＱ２とは交互動作され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を構成するMOSトランジスタの寄生ダイオードＤを通過する電流以外の回路電流の流れは、主スイッチＱ１がオンした時に形成される主スイッチ回路と、副スイッチＱ２がオンした時に形成される副スイッチ回路とに基づいて考えることが簡単である。主スイッチ回路は、接続点１０、一次コイルＷ１、Ｗ４、主スイッチＱ１、接続点２０、バッテリ１を結ぶ第一回路部、並びに、接続点２０、コンデンサＣ１、コイルＷ２、Ｗ５、主スイッチＱ１、接続点２０を結ぶ第二回路部とからなる。副スイッチ回路は、接続点１０、コイルＷ１、Ｗ４、接続点４０、副スイッチＱ２、コンデンサＣ２、接続点３０、コンデンサＣ１、接続点２０、バッテリ１を結ぶ第三回路部と、接続点４０、副スイッチＱ２、コンデンサＣ２、コイルＷ２、Ｗ５、接続点４０を結ぶ第四回路部とをからなる。また、バッテリ１から、一次コイルＷ１、Ｗ４、一次コイルＷ２、Ｗ５、コンデンサＣ１を経てバッテリ１に至るコンデンサＣ１充電回路が形成されている。
【００３６】
出力側回路２１について説明する。この実施例の出力側回路は従来周知の同期整流平滑回路により構成されている。出力スイッチＱ３、Ｑ４は原理的には相補動作するので、出力スイッチＱ３がオンした時に形成される第五回路部と、出力スイッチＱ４がオンした時に形成される第六回路部とに区分することができる。第五回路部は、接続点６０、出力スイッチＱ３、コイルＷ６、コンデンサＣ３、接続点６０を結ぶ回路であり、第六回路部は、接続点６０、出力スイッチＱ４、コイルＷ３、コンデンサＣ３、接続点６０を結ぶ回路である。５０は出力側回路２１の出力端である。出力スイッチＱ３、Ｑ４のどちらか又両方をダイオードに置換してもよい。出力スイッチＱ３は主スイッチＱ１とほぼ同じ動作状態をもち、出力スイッチＱ３は副スイッチＱ２とほど同じ動作状態をもつ。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作タイミングを図３に示し、コイルＷ１〜Ｗ６の電圧変化を図４に模式図示する。
【００３７】
上記したＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の動作を説明する。
【００３８】
図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は同期動作し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は同期動作し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は相補動作し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は相補動作する。主スイッチＱ１オン、副スイッチＱ２オフである状態をモード１、主スイッチＱ１オフ、副スイッチＱ２オンである状態をモード２と称する。バッテリ１からの入力電流をｉ１、コンデンサＣ１の充放電電流をｉ２、コンデンサＣ２の充放電電流をｉ３と呼ぶ。モード１にてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフする。モード２にてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンする。
【００３９】
主スイッチＱ１がオンし、副スイッチＱ２がオフするモード１を説明する。
【００４０】
主スイッチＱ１のオンにより、バッテリ１から一次コイルＷ１、Ｗ４を経てきた電流ｉ１は、先行する後述のモード２にて一次コイルＷ５、Ｗ２を経てコンデンサＣ１に向かう流れから転流して、直接に接続点２０に向かう。これにより、入力電流ｉ１は時間的に増加し、トランスＴ２においては、一次コイルＷ４の起磁力（アンペアターン）ｉ１と一次コイルＷ５の起磁力（アンペアターン）ｉ２とが形成される。また、後述するモード２にて蓄電されて高電圧となっているコンデンサＣ１は、一次コイルＷ２、Ｗ５、主スイッチＱ１を通じて、電流ｉ２で放電する。この電流ｉ２は放電方向に時間的に増加する流れとなる。この実施例では、一次コイルＷ４の起磁力（アンペアターン）ｉ１が形成する磁束の向きは、一次コイルＷ５の起磁力（アンペアターン）ｉ２が形成する磁束の向きに等しくなるようにする。その結果、これらの起磁力（アンペアターン）の和（ｉ１＋ｉ２）に対応する磁束φ２が形成される。二次コイルＷ６には、磁束φ２の変化に応じた大きさの二次電圧Ｖ６が形成される。二次コイルＷ６の巻き向きは、モード１において電流ｉ３を出力する向きとなる向きとされる。負荷３を抵抗とみなせば、二次電圧Ｖ６に比例した大きさの電流ｉ３が流れる。したがって、理想的にはこの電流ｉ３はこのモード期間において所定振幅の略直流電流となる。トランスＴ２からの電流ｉ３の流出に応じて、一次コイルＷ４を流れる電流ｉ１、及び、一次コイルＷ５を流れる電流ｉ２がそれぞれ増加する。すなわち、一次コイルＷ４を流れる電流ｉ１と、一次コイルＷ５を流れる電流ｉ２とは、トランスＴ２の励磁電流と電流ｉ３とに対応するので、一次コイルＷ５を流れる電流ｉ２からトランスＴ２の励磁電流を差し引いた電流と一次コイルＷ４を流れる電流ｉ１とが、二次コイルＷ６から電流ｉ３として出力される。結局、主スイッチＱ１がオンしている期間には、トランスＴ２において、一次コイルＷ４の電流増大による第一の向きへの起磁力（アンペアターン）の増加と、一次コイルＷ５の放電方向への電流の増加による起磁力（アンペアターン）の増加との合計である合成起磁力（アンペアターン）により、二次コイルＷ６に二次電圧が形成され、電流ｉ３が出力される。この時、トランスＴ１は、チョークコイルとして作動する。つまり、主スイッチＱ１がオンしている期間には、トランスＴ２において、一次コイルＷ４の電流増加による磁束増加と、この上記磁束増加を助長する一次コイルＷ５の充電方向における電流増加による磁束増加とにより、二次コイルＷ６から電流ｉ３が出力され、電流ｉ３を出力するための電力エネルギーは一次コイルＷ４、Ｗ５から供給される。
【００４１】
主スイッチＱ１をオフし、副スイッチＱ２をオンするモード２を参照して説明する。
【００４２】
バッテリ１から一次コイルＷ１、Ｗ４を経て接続点４０に至る電流ｉ１は、主スイッチＱ１のオフによる接続点４０の電位上昇により減少傾向となる。接続点４０から一次コイルＷ５、Ｗ２を経て流れる電流ｉ２’はコンデンサＣ１を充電する。バッテリ１から一次コイルＷ１、Ｗ４を通じて流入する電流ｉｃ２はコンデンサＣ２を流れてコンデンサＣ１を充電する。したがって、電流ｉ１はｉ２’とｉｃ２との和すなわち、コンデンサＣ１の充電電流ｉ２に等しい。この時、一次コイルＷ１の電流ｉ１の減少によりトランスＴ１のある方向への磁束は減少する。この時、一次コイルＷ２における電流変化、すなわち、図７に示す放電電流ｉ２から図８に示す充電電流ｉ２’への変化は、上記した一次コイルＷ１の電流ｉ１の減少によるトランスＴ１のある方向への磁束の減少を助長する向きとされる。これにより、二次コイルＷ３には、一次コイルＷ１における電流ｉ１の変化（増加から減少）と、一次コイルＷ２における電流変化（ｉ２から反対向きのｉ２’）とにより、電流ｉ４を出力する向きに電圧Ｖ３を発生する。この電圧は上記電流変化による磁束変化率に比例する大きさの略直流電圧となる。二次コイルＷ３の巻き向きは、モード２において電流ｉ４が出力される向きとされる。負荷３を抵抗とすれば、電圧Ｖ４の大きさに比例する電流ｉ４が流れる。理想的にはこの電流ｉ４はこのモード期間において所定振幅の略直流電流となる。トランスＴ１からの電流ｉ４の流出に応じて、一次コイルＷ１を流れる電流ｉ１、及び、一次コイルＷ２を流れる電流ｉ２’がそれぞれ増加するので、一次コイルＷ２を流れる電流ｉ２’からトランスＴ１の励磁電流を差し引いた電流と一次コイルＷ１を流れる電流ｉ１とが二次コイルＷ３から電流ｉ４として出力される。結局、主スイッチＱ１がオフしている期間には、トランスＴ１において、一次コイルＷ１の電流減少による起磁力（アンペアターン）の減少と、一次コイルＷ２のコンデンサＣ１充電方向への電流の増加による起磁力（アンペアターン）の増加との合計である合成起磁力（アンペアターン）により、二次コイルＷ３に二次電圧が形成され、電流ｉ４が出力される。この時、トランスＴ２は、チョークコイルとして作動する。つまり、主スイッチＱ１がオフしている期間には、トランスＴ１において、一次コイルＷ１の電流減少による磁束減少と、この上記磁束減少を助長する一次コイルＷ２の放電方向における電流変化による磁束減少とにより、二次コイルＷ３から電流ｉ４が出力され、電流ｉ４を出力するための電力は一次コイルＷ１、Ｗ２から供給される。なお、コンデンサＣ２と副スイッチＱ２とは、本質的にクランプ回路として、主スイッチＱ１のオフ時のサージ電圧発生を防止する。スイッチング素子Ｑ１のデューティ比を増大することによりバッテリ１からＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０に流れ込む電流が増大し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の出力電圧Ｖｏが増大する。したがって、コントローラ９１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０の出力電圧Ｖｏを読み込み、この出力電圧Ｖｏとあらかじめ記憶されている目標電圧とを比較し、出力電圧Ｖｏが目標電圧より小さい場合に主スイッチＱ１のオンデューティ比を増大し、出力電圧Ｖｏが目標電圧より高い場合に主スイッチＱ１のオンデューティ比を減少するフィードバックＰＷＭ制御を行い、出力電圧Ｖｏを目標電圧に収束させる。
【００４３】
（入力電源電圧に基づくスイッチング素子のデューティ比制限動作）
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０特にそのスイッチング素子Ｑ１の保護動作について説明する。
【００４４】
スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の電圧Vdsは、入力電源電圧をＶｉ、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比（オン・デューティ比）をDとする時、Vｉ／（１−D）に略等しい。つまり、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の電圧Ｖｄｓの最大値Ｖｄｓmaｘは、その時のスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比DをDｍａｘとする時、Vｉｎ／（１−Dｍａｘ）を超えることはない。そこで、入力電源電圧Ｖｉの増大につれてオン・デューティ比Ｄの最大値Dｍａｘを減少していけば、上記最大値Ｖｄｓｍａｘが一定値すなわちスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の耐圧Ｖｄｓｔｈを超えるのを防止することができる。当然、入力電源電圧Ｖｉが小さい場合にはデューティ比（Ｄｕｔｙ）の許容最大値は大きく設定でき、入力電源電圧Ｖｉが大きい場合にはデューティ比（Ｄｕｔｙ）の許容最大値は小さく設定されねばならない。スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓをその最大値Ｖｄｓmaｘ以下にすることができるデューティ比（Ｄｕｔｙ）の許容範囲（Ｄｕｔｙ変更許可範囲）と入力電源電圧Ｖｉとの組み合わせを図５に示す。
【００４５】
図５において、Ｖｍａｘはスイッチング素子Ｑ１の理論的な最高耐圧値（Ｖｄｓｍａｘに相当）、ＶｘｘはＶｍａｘに所定の安全率（１より小さい定数）を掛けた実用最高耐圧値である。ＤＬは入力電源電圧Ｖｉが実用最高耐圧値Ｖｘｘである時のデューティ比（Ｄｕｔｙ）の実用最大値であり、スイッチング素子Ｑ１の耐圧からみて理論的に可能なデューティ比（Ｄｕｔｙ）の最大値から所定デューティ比Δｄだけ小さい値に設定されている。おなじく、ＤＨは入力電源電圧Ｖｉが非常に小さい場合におけるデューティ比（Ｄｕｔｙ）の実用最大値であり、スイッチング素子Ｑ１の耐圧からみて理論的に可能なデューティ比（Ｄｕｔｙ）の最大値から所定デューティ比Δｄだけ小さい値に設定されている。結局、スイッチング素子Ｑ１は図５において破線ハッチングした領域で使用可能なことがわかる。
【００４６】
コントローラ９１によりなされる入力電源電圧Ｖｉに応じたスイッチング素子Ｑ１のデューティ比制限制御の一例を図６に示すフローチャートを参照して説明する。
【００４７】
まず、入力電源電圧Ｖｉを読み込み（Ｓ２００）、予め記憶する入力電源電圧Ｖｉと許容できるデューティ比（オン・デューティ比）Ｄの最大値Ｄｍａｘとの関係を示すテーブルから入力電源電圧Ｖｉに対応するデューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを抽出し（Ｓ２０２）、現在のデューティ比Ｄの指令を読み込む（Ｓ２０４）。なお、後述するように上記テーブルを用いずに、入力状態モニタ回路９２から入力するパルス信号のデューティ比をそのまま上記デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘとして採用しても良く、入力状態モニタ回路９２から入力するパルス信号のパルス幅を上記デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘにおけるパルス幅として採用しても良い。
【００４８】
次に、現在のデューティ比Ｄがデューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘより大きいかどうかを判定し（Ｓ２０６）、大きければ、最大値Ｄｍａｘを次回のデューティ比Ｄとして採用し、そうでなければ現在のデューティ比Ｄを次回のデューティ比Ｄとして採用する（Ｓ２１０）。このようにすることにより、入力電源電圧Ｖｉの急上昇によるスイッチング素子Ｑ１の耐圧破壊を防止することができる。もちろん、図６に示すソフトウエア処理の代わりに同等の機能をもつハードウエア回路により処理され得ることは当然である。
【００４９】
（入力状態モニタ回路９２の説明）
次に、入力状態モニタ回路９２の一例を図７を参照して説明する。ただし、この入力状態モニタ回路９２の回路機能を他のハードウエア回路で実現したりソフトウエア処理により実現してもよいことは、もはや当然の事項である。たとえば、発振周期が異なる複数の発振器を設ける代わりに共通の発振器の発振周期を必要に応じて変更したり、発振器を常時発振させるのではなく、発振が必要な場合にのみ発振させるようにしてもよい。
【００５０】
入力状態モニタ回路９２は、漏れ電流検出回路１００、過電圧検出回路２００、鋸歯状パルス発振器３００、４００、矩形波パルス発振器５００、マルチプレクサ６００、抵抗分圧回路７００、コンパレータ８００、各種の論理ゲート９００、１０００、１１００、１２００、１３００を有している。なお、鋸歯状パルス発振器３００、４００、マルチプレクサ６００及びコンパレータ８００はＰＷＭパルス信号発生回路を構成するが、公知の他の回路によりＰＷＭパルス信号を発生しても良い。
【００５１】
漏れ電流検出回路１００は、副電源スイッチ８の漏れ電流が大きい場合にハイレベル、小さい場合にローレベルの漏れ電流検出信号Ｓ１をマルチプレクサ６００及びナンドゲート１３００に出力する。過電圧検出回路２００は、バッテリ１の電圧が異常に高い場合にハイレベル、そうでない場合にローレベルの過電圧検出信号Ｓ２をアンドゲート１０００及びナンドゲート１３００に出力し、またＮＯＴ回路１４００を通じてアンドゲート９００に出力する。鋸歯状パルス発振器３００は１０μｓｅｃ周期で鋸歯状パルスを発振し、鋸歯状パルス発振器４００は２０μｓｅｃ周期で鋸歯状パルスを発振し、矩形波パルス発振器５００は４０μｓｅｃ周期で矩形波パルスを発振している。マルチプレクサ６００は、漏れ電流が小さく、漏れ電流検出信号Ｓ１がローレベルの場合に発振器３００の出力をコンパレータ８００に出力し、漏れ電流が大きく、漏れ電流検出信号Ｓ１がハイレベルの場合に発振器４００の出力をコンパレータ８００に出力する。これにより、コンパレータ８００は、漏れ電流が小さい場合には１０μｓｅｃ周期でバッテリ電圧（入力電源電圧）Ｖｉの大きさに比例したデューティ比（Ｄｕｔｙ）を出力する。また、コンパレータ８００は、漏れ電流が大きい場合には２０μｓｅｃ周期でバッテリ電圧（入力電源電圧）Ｖｉの大きさに比例したデューティ比（Ｄｕｔｙ）のＰＷＭパルス信号を出力する。
【００５２】
過電圧検出回路２００は、バッテリ１の電圧が異常に高くない場合にＮＯＴ回路１４００を通じてＡＮＤゲート９００を開き、アンドゲート１０００を閉じるため、コンパレータ８００からＰＷＭパルス信号をオア回路１１００を通じてアンドゲート１２００に出力する。ナンドゲート１３００は漏れ電流が小さくかつバッテリ１の電圧が異常に高くない場合にアンドゲート１２００を開いているため、上記ＰＷＭパルス信号はアンドゲート１２００及び図示しないバッファ増幅器を通じてフォトカプラ９３に出力される。また、過電圧検出回路２００は、バッテリ１の電圧が異常に高い場合にＡＮＤゲート９００を閉じ、アンドゲート１０００を開くため、発振器５００から４０μｓｅｃ周期の矩形波パルス信号（デューティ比５０％）がノアゲート１１００を通じてアンドゲート１２００に出力される。ナンドゲート１３００は漏れ電流が小さくかつバッテリ１の電圧が異常に高い場合にアンドゲート１２００を開いているため、上記矩形波パルス信号はアンドゲート１２００及び図示しないバッファ増幅器を通じてフォトカプラ９３に出力される。
【００５３】
次に、漏れ電流が大きくかつバッテリ１の電圧も異常に高い場合には、ナンドゲート１３００の出力はローレベルとなってアンドゲート１２００を閉じ、フォトカプラ９３にはローレベルが出力され、入力状態モニタ回路９２からコントローラ９１への信号送信が停止される。上記説明された入力状態モニタ回路９２からコントローラ９１への情報送信により、コントローラ９１は入力電源電圧Ｖｉの大きさに応じたデューティ比のＰＷＭパルス信号を受け取ると同時に、副電源スイッチ８の漏れ電流及び入力電源電圧Ｖｉの異常高電圧状態を単一フォトカプラ９３を用いるだけでモニタすることができる。
【００５４】
（漏れ電流検出回路１００及び過電圧検出回路２００の説明）
次に、漏れ電流検出回路１００及び過電圧検出回路２００の一例を図８を参照して説明する。突入電流制限回路は主電源スイッチ２と並列に設けても良く、図８に示すように突入電流制限回路を主電源スイッチ５と並列に設けてもよい。図８において、Ｘは副電源スイッチ８と突入電流制限抵抗器４との接続点、Ｙは副電源スイッチ８とバッテリ１と主電源スイッチ５との接続点、Ｚは突入電流制限抵抗器４と主電源スイッチ５との接続点である。図８において、１００は漏れ電流検出回路、２００は過電圧検出回路である。２４０ａはバッテリ１の電圧の低電位レベルを基準とする電源電圧を発生する定電源電圧回路であり、後述するオペアンプ、コンパレータに電源電圧を印加している。２４０ｂは、しきい値電圧発生用の分圧回路に電源電圧を印加する定電源電圧回路であり、抵抗３１０、３２０を直列してなる抵抗分圧回路と、抵抗２１０、２２０を直列してなる抵抗分圧回路とに電源電圧を印加している。
【００５５】
漏れ電流検出回路１００は、反転電圧増幅回路２５０とコンパレータ２９０とを有しており、反転電圧増幅回路２５０は、入力抵抗２６０、帰還抵抗２７０およびオペアンプ２８０からなるオペアンプ式反転電圧増幅回路により構成されている。接続点Ｘの電位Ｖxは入力抵抗２６０を通じてオペアンプ２８０のー入力端に入力され、オペアンプ２８０の＋入力端は接続点Ｚに接続されている。コンパレータ２９０のー入力端にはオペアンプ２８０が出力する信号電圧Ｖｓが入力され、コンパレータ２９０の＋入力端にはしきい値電圧Ｖｔｈが入力される。このしきい値電圧Ｖｔｈは抵抗３１０、３２０を直列接続してなる抵抗分圧回路により形成される。反転電圧増幅回路２５０の電圧増幅率は、入力抵抗２６０と帰還抵抗２７０との抵抗比により規定される。
【００５６】
接続点Ｚの電位を０Ｖと仮定して、漏れ電流検出回路１００の漏れ電流検出動作を説明する。主電源スイッチ２をオンし、主電源スイッチ５および副電源スイッチ８をオフした状態にて、接続点Ｘの電位Ｖxを入力抵抗２６０を通じてオペアンプ２８０の−入力端に読み込む。接続点Ｚの電位を０Ｖと仮定しているので接続点Ｘの電位は相対的に負となり、オペアンプ２８０の信号電圧Ｖｓは＋となる。コンパレータ２９０はこの信号電圧Ｖｓとしきい値電圧Ｖｔｈとを比較して信号電圧Ｖｓがしきい値電圧Ｖｔｈより大きい場合に副電源スイッチ８の漏れ電流が異常に大きいことを示すローレベル電位（たとえば０Ｖ）を出力し、そうでない場合にハイレベル電位（正電位）を出力する。この漏れ電流検出回路１００によれば、信号電位Ｖｘが負電位（接続点Ｚを０Ｖとする時）であるにもかかわらず、オペアンプ２８０の−入力端の電位は仮想接地されているとみなすことができ、かつ、反転電圧増幅回路２５０の出力電圧Ｖｓは正側に振れるため、反転電圧増幅回路２５０およびコンパレータ２９０に制御電源２４０ａから０〜所定の正電位Ｖdの範囲の電源電圧を印加することができる。
【００５７】
過電圧検出回路２００は、入力電源電圧Ｖｉが所定の最大許容電圧値を超えたかどうかを判定する回路であって、抵抗１８０、１９０からなる分圧回路、抵抗２１０、２２０からなる分圧回路、及びコンパレータ２３０により構成されている。バッテリ１の電圧は、抵抗１８０、１９０からなる分圧回路により分圧されてコンパレータ２３０の＋入力端に入力される。抵抗２１０、２２０からなる抵抗分圧回路はしきい値電圧をコンパレータ２３０のー入力端に印加している。コンパレータ２３０は、バッテリ１の電圧すなわち入力電源電圧Ｖｉがこのしきい値電圧を超える場合にそれを警報する過電圧判定信号としてハイレベルを出力する。なお、Ｄ１、Ｄ２は、反転増幅器２８０の−入力端子に入力される信号電圧Ｖｘがなんらかの要因により異常に高くなったり、異常に低くなったりするのをクランプ作用により防止するためのクランプダイオードである。
【００５８】
次に、フォトカプラ９３を通じて入力された上記モニタ情報に基づくコントローラ９１の対応動作を説明する。コントローラ９１は、フォトカプラ９３を通じて入力される単一のパルス信号に基づいて、図９に示す下記の４つの異なるモードでスイッチング素子Ｑ１の耐圧保護及び副電源スイッチ８の監視を行う。Ａモードは、漏れ電流が大きく、かつ入力電源電圧Ｖｉが異常に高くない場合である。コントローラ９１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０のＰＷＭ制御を行うとともに、外部に副電源スイッチ８の漏れ電流増大を警告する。Ｂモードは、漏れ電流が小さく、かつ入力電源電圧Ｖｉが異常に高くない場合である。コントローラ９１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０のＰＷＭ制御を行うとともに、外部に副電源スイッチ８の漏れ電流増大を警告しない。Ｃモードは、漏れ電流が小さく、入力電源電圧Ｖｉが異常に高い場合である。入力電源電圧Ｖｉが異常に高い場合にはスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧が許容範囲を超える可能性が生じるため、コントローラ９１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０のＰＷＭ制御を停止させるとともに、外部に副電源スイッチ８の漏れ電流増大を警告しない。Ｄモードは、漏れ電流が大きく、かつ入力電源電圧Ｖｉが異常に高く場合である。コントローラ９１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０のＰＷＭ制御を停止させるとともに、外部に副電源スイッチ８の漏れ電流増大を警告する。コントローラ９１によるこのような制御自体はマイコン制御などにより容易に実現できることであるため、フローチャートの図示は省略する。
【００５９】
（スイッチング素子Ｑ１のＰＷＭ制御の追加説明）
次に、この実施例におけるコントローラ９１によるスイッチング素子Ｑ１のフィードバックＰＷＭ制御について追加説明する。この実施例では、図７に示すコンパレータ８００は、入力電源電圧Ｖｉに対して図５に示す斜線Ｌ１に相当する数量関係をもつデューティ比をもつＰＷＭパルス信号を出力するように設定されている。なお、Ｖｘｘは上記で言う入力電源電圧Ｖｉが異常に大きいかどうかをしきい値電圧に相当する。これにより、コントローラ９１は、スイッチング素子Ｑ１に出力するＰＷＭパルス信号のデューティ比が、フォトカプラ９３を通じて入力されるＰＷＭパルス信号のデューティ比を超える場合に、強制的にフォトカプラ９３を通じて入力されるＰＷＭパルス信号のデューティ比に制限するだけで、スイッチング素子Ｑ１への印加電圧を制限以内とすることができる。また、フォトカプラ９３を通じて４０μｓｅｃ周期の矩形波パルス信号（デューティ比５０％）を受信する場合及び全くパルス信号を受信しない場合にはスイッチング素子Ｑ１のスイッチングを停止する。
【００６０】
（実施例効果）
この実施例によれば、入力電源電圧Ｖｉの過大が検出されてスイッチング素子Ｑ１のＰＷＭ制御を禁止する状態が、入力電源電圧Ｖｉの過大が検出されず、スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御可能な状態よりも、フォトカプラ９３を通じてコントローラ９１に入力されるパルス信号の周期が長く設定されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１の制御が可能な状態は素早く検出することができる。
【００６１】
更に、フォトカプラ９３からのパルス信号入力がないＤモードにおいては、このパルス信号のデューティ比が０となるために、このパルス信号のデューティ比以下に常に抑制されるスイッチング素子Ｑ１のデューティ比がコントローラ９１による入力電源電圧Ｖｉの過大認識以前にハードウエア回路により０に容易に制限できるため、スイッチング素子Ｑ１に対する保護が良好となる。
【００６２】
（変形態様１）
上記実施例では、検出した入力電源電圧の大きさに応じたデューティ比を有するＰＷＭパルス信号をフォトカプラ（入出力絶縁分離回路）９３を通じてコントローラ９１に伝送し、漏れ電流の大きさによりこのＰＷＭパルス信号の周期を変更したが、その代わりに、検出した入力電源電圧の大きさに応じたパルス幅を有するＰＷＭパルス信号をフォトカプラ（入出力絶縁分離回路）９３を通じてコントローラ９１に伝送し、漏れ電流の大きさによりこのＰＷＭパルス信号の周期を変更するようにしてもよい。
【００６３】
電圧の大きさに応じたパルス幅のパルス信号を発生する回路、このパルス信号の周期を変更する回路は図示説明するまでもなく、ハードウエア回路やソフトウエア処理により容易に実現できることは明らかである。この場合、コントローラ９１は、フォトカプラ９３を通じて受信したパルス信号から抽出したパルス幅の範囲に、スイッチング素子Ｑ１を制御するＰＷＭパルス信号のデューティ比を制限する。入力状態モニタ回路９２がフォトカプラ９３を通じて出力するパルス信号のパルス幅は、スイッチング素子Ｑ１の許容可能な最大デューティ比におけるパルス幅とされる。このようにすれば、上記実施例と同様の効果を奏することができる。
【００６４】
（変形態様２）
変形態様１では、モードＡ、Ｂにて入力電圧Ｖｉに相当するパルス幅（パルス幅期間とも言う）をもつＰＷＭパルス信号をフォトカプラ９３を通じてコントローラ９１に伝送し、漏れ電流の大きさによりこのＰＷＭパルス信号の周期を変更した。この変形態様２では、モードＡ、Ｂにて入力電圧Ｖｉに相当（比例）するパルス間隔期間（＝パルス周期ーパルス幅期間）をもつＰＷＭパルス信号をフォトカプラ９３を通じてコントローラ９１に伝送し、漏れ電流の大きさによりこのＰＷＭパルス信号の周期を変更することもできる（図１０参照）。
【００６５】
（変形態様３）
上記したパルス幅期間又はパルス間隔期間の長さにより入力電圧Ｖｉを伝送する場合、モードＡとモードＢとによる周期切り替えによりコントローラ９１が、受信したパルス信号のパルス幅期間又はパルス間隔期間を誤ってカウントすることを避ける必要がある。そこで、この変形態様では、上記モード切替にもかかわらず、モードA送信用のパルス信号電圧ＳａとモードB送信用のパルス信号電圧Ｓｂを同期させることによりコントローラ９１による上記誤カウントを防止している。
【００６６】
以下、図１０を参照して一例を具体的に説明する。入力状態モニタ回路９２は、モードB送信用のパルス信号電圧の奇数番目（又は偶数番目）のパルス電圧を間引くことによりモードA送信用のパルス信号電圧を形成している。このようにすれば、図７において発振器３００及びマルチプレクサ６００を省略することができる。ただし、モードBを送信する場合には、コンパレータ８００が出力するパルス電圧のうち奇数番目（又は偶数番目）のパルス電圧を間引く間引き回路を通じて、コンパレータ８００からアンドゲート９００に間引き済みのパルス信号電圧を出力する。当然、モードAを送信する場合には、この間引き回路をバイパスしてコンパレータ８００からアンドゲート９００にパルス信号電圧を直接出力すればよい。図１０において、Stは発振器４００が出力する鋸歯状パルス電圧である。なお、鋸歯状パルス電圧を二値化した矩形波パルス電圧を間引く代わりに、上記と同様に鋸歯状パルス電圧波形にてパルス電圧の間引きを行ってもよいことは明らかである。
【００６７】
次に、この変形態様３でなされるコントローラ９１による入力電圧Ｖｉの読み込みの一例について以下説明する。まず、パルス立ち下がりエッジｔｘから次のパルス立ち上がりエッジまでをカウントし、モードＢであればそれを入力電圧Ｖｉ相当信号と見なし、モードＡであればそれから１０μｓを差し引いて入力電圧Ｖｉ相当信号と見なせばよい。どちらのモードにおいてもコントローラ９１のパルス間隔開始時点は同タイミングで発生するため、入力電圧Ｖｉ算出の基礎となるパルス間隔時間のカウント処理が簡単となり、それを誤ることがない。
【００６８】
つまり、この変形態様では、入力電圧（入力電源電圧）Ｖｉに相当するパルス間隔のカウント開始時点であるパルス立ち下がりエッジを、二つのパルス信号で実質的に同一タイミングに設定するので、パルス信号切り替えにおいてパルス間隔のカウントを正確に実施することができ、入力電源電圧の検出の信頼性を更に向上することができる。
【００６９】
（変形態様４）
この変形態様４では、図１０に示すようにＣモードの周期をＡモードの周期及びＢモードの周期よりも長くした。これにより、各周期を誤って判定することがない。また、この変形態様では、モードA、モードBからモードCへの切り替えの際に、コントローラ９１がカウントするところの入力電圧Ｖｉに関連する時間が決して入力電圧Ｖｉに相当する時間とならないようにモードA送信用のパルス信号電圧のタイミングを設定する。すなわち、たとえばコントローラ９１が、モードA又はモードB送信用のパルス信号電圧の立ち下がり時点からの経過時間を入力電圧Ｖｉ相当時間としてカウントしている最中にモードＣ送信用のパルス信号Ｓｃのパルス立ち上がりエッジが入力されると、それにより入力電圧Ｖｉ相当時間が確定し、コントローラ９１は誤ったデューティ比を算出してしまう。そこで、この変形態様では、モードA又はB送信用のパルス信号電圧の立ち下がりエッジ（入力電圧Ｖｉ相当時間のカウント開始時点）からデューティ比の最大値に相当する値を超えて遅延したタイミングにてモードＣ送信用のパルス信号Ｓｃの立ち上がりエッジが生じるように制御する。これにより、上記問題を解決することができる。
【００７０】
すなわち、モードＣ送信用のパルス信号Ｓｃのパルス周期は、モードA送信用のパルス信号Sa又はモードB送信用のパルス信号Sbのパルス周期よりも長く設定され、パルス間隔Tcをパルス間隔Tbより長くしているため、モードA送信用のパルス信号Sa又はモードB送信用のパルス信号SbからモードＣ送信用のパルス信号Ｓｃへの移行に際してモードＣを早期に検出することができるとともに入力電源電圧の誤検出も生じない。
【００７１】
（変形態様５）
この変形態様５では、図１０に示すようにＣモードのパルス間隔ＴｃをＡモードのパルス間隔Ｔａ及びＢモードのパルス間隔Ｔｂよりも長くした。これにより、モードＣ送信用のパルス信号Ｓｃは、コントローラ９１がこのモードＣ送信用のパルス信号Ｓｃから入力電圧Ｖｉ相当時間をカウントする場合にこの入力電圧Ｖｉ相当時間が通常の入力電圧Ｖｉに相当する時間で終了することがない。図１０を参照して更に具体的に説明すると、コントローラ９１はパルス立ち下がりエッジｔｘから入力電圧Ｖｉ相当時間のカウントを開始し、次に入力するパルス立ち上がりエッジにてこの入力電圧Ｖｉ相当時間を確定する。この態様では、モードＣ送信用のパルス信号Ｓｃのパルス間隔期間Ｔｃ（＝略モードA送信用のパルス信号電圧のパルス周期）をモードA送信用のパルス信号電圧Saのパルス間隔期間Tbの最大値よりも長く設定しているため、パルス信号Ｓｃの送信によりコントローラ９１は自己がカウントしたパルス間隔期間を入力電圧Ｖｉ相当時間と誤認することはない。また、モードＣへの移行を速やかに検出することが可能となる。
【００７２】
なお、最後に付言すると、パルス電圧をインバータで反転すると、パルス幅期間はパルス間隔期間となり、パルス間隔期間はパルス幅期間となり、パルス立ち上がりエッジとパルス立ち下がりエッジは逆転する。このような変更は上記実施例の範疇に含まれることは当然である。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の実施例を示す回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図３】図２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング素子の動作状態を示すタイミングチャートである。
【図４】図２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各部電圧の模式波形図である。
【図５】図２のスイッチング素子の安全デューティ比範囲を示す図である。
【図６】図２のスイッチング素子を安全デューティ比範囲に保つための制御を示すフローチャートである。
【図７】図１の入力状態モニタ回路の一例を示す回路図である。
【図８】図７の漏れ電流検出回路及び過電圧検出回路の一例を示す回路図である。
【図９】図１のコントローラの動作モードを示す図である。
【図１０】変形態様を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００７４】
１      バッテリ（入力電源）
２      主電源スイッチ
４      突入電流制限抵抗器
５      主電源スイッチ
６      平滑コンデンサ
７      三相インバータ回路
８      副電源スイッチ
９      電圧変換回路
９０      ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
９１      コントローラ
９２      入力状態モニタ回路
９３      フォトカプラ
１００      電流検出回路
２００      過電圧検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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