(57)【要約】    【課題】      回路規模を増大させたり製造コストを高くすることなく、電力効率の高効率化及び高線形化を実現することができるドハティ増幅器を提供する。    【解決手段】  入力端子から入力されたＲＦ信号は分配器１によって２つの経路に分配される。入力電力が少ないときはキャリア増幅器２のみによって線形増幅が行われて増幅されたＲＦ信号の電力は出力端子より送出される。入力電力が所定の値より多くなると、キャリア増幅器２及びピーク増幅器６によって増幅された電力が合成器９で合成されて出力端子より送出される。このとき、ピーク増幅器６の前段の位相調整器５と後段のインピーダンス変換器８とにより、キャリア増幅器２からみた負荷インピーダンスＲＬをＮ−Ｗａｙドハティ増幅器のように減少させて電力増幅の最適動作を行わせる。これによって、ドハティ増幅器における電力増幅効率の高効率及び高線形化を実現することができる。  【選択図】      図１
2006166141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロ波電力の増幅を行うドハティ増幅器であって、
入力端子から入力された高周波信号を２つの経路に分配する分配器と、
一方の経路に分配された高周波信号について、電力レベルの大きさに関係なく電力増幅を行うキャリア増幅器と、
他方の経路に分配された高周波信号について、電力レベルがある値以上のときに電力増幅を行うピーク増幅器と、
前記キャリア増幅器で増幅された高周波信号と前記ピーク増幅器で増幅された高周波信号とを合成する合成器と、
前記キャリア増幅器及び前記ピーク増幅器の合成出力電力が最大となるように位相調整を行うために、前記キャリア増幅器の前段または前記ピーク増幅器の前段に設けられた位相調整器と、
前記キャリア増幅器の負荷インピーダンスの最適化を行うために前記ピーク増幅器の後段に設けられたインピーダンス変換器と、
を備えたことを特徴とするドハティ増幅器。
【請求項２】
前記インピーダンス変換器は、前記高周波信号の１／４波長の長さのマイクロストリップラインで構成されていることを特徴とする請求項１に記載のドハティ増幅器。
【請求項３】
前記キャリア増幅器と前記ピーク増幅器は、最大出力電力の異なるデバイスが用いられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のドハティ増幅器。
【請求項４】
前記キャリア増幅器及び前記ピーク増幅器の少なくとも一方は、自己のドレイン電圧を可変させて最大出力電力を変化させることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のドハティ増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波電力を増幅するドハティ増幅器に関し、特に、マイクロ波電力を増幅するときの電力効率の高効率化及び高線形化を図ったドハティ増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信技術の需要が拡大してきており、音声通信に加えて高速データ通信が要求されてきている。このような高速データ通信を実現するには、ＱＰＳＫ(４位相偏移変調：Quadri-phase Phase Shift Keying)やＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）などの各種変調方式を用いた通信が実施されている。また、周波数の利用効率を向上させる面から、互いに直交する複数のキャリア（搬送波）を用いるＯＦＤＭ（直交周波数多重変調方式：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が、無線ＬＡＮや地上波ディジタル放送などの分野において採用されている。しかし、ＯＦＤＭによる変調は多数のキャリアを用いているために、信号波形のピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）が高くなるという欠点がある。そこで、このようなマイクロ波信号を増幅させるには、増幅器の実動作時における平均電力と飽和電力との差として与えられるバックオフを十分に大きな状態で動作させる必要がある。しかし、一般的には、増幅器はバックオフの大きな状態では効率が大幅に低下するというトレイドオフの関係がある。
【０００３】
このようなマイクロ波信号を増幅する技術としてはドハティ増幅器が知られている。ドハティ増幅器は、１９３６年にW.H.Doherty氏によって最初に考案されたものであり、下記の非特許文献１などによって説明されている。また、このようなドハティ増幅器に関する技術は、１９４０年にW.H.Doherty氏によって下記の特許文献１にも記載されている。
【０００４】
図６は、従来のドハティ増幅器の構成を示すブロック図である。このドハティ増幅器は、分配器２１、キャリア増幅器２２、整合回路２３、インピーダンス変換器２４、インピーダンス変換器２５、整合回路２６、ピーク増幅器２７、合成器２８、及びインピーダンス変換器２９を備えた構成となっている。このドハティ増幅器の基本構成は、従来の増幅器相当の通常の電力増幅を行うキャリア増幅器２２に加えて、ある設定値以上の電力を増幅するピーク増幅器２７を含んだ構成となっている。キャリア増幅器２２は、実現性の面から考えてトランジスタを電流源として使うＡ級増幅器、ＡＢ級増幅器、及びＢ級増幅器などが用いられている。一方、ピーク増幅器２７は、Ｂ級増幅器よりも電流を絞った状態で使用するＣ級増幅器などが用いられている。
【０００５】
キャリア増幅器２２は、通常は、１／４波長（以下、λ／４と記す）のマイクロストリップライン又は同等の集合ネットワークが用いられるインピーダンス変換器２４を介して負荷に接続される。このとき、出力電力が低レベルであれば通常増幅用のキャリア増幅器２２のみが動作する。また、そのときの負荷インピーダンスは高い状態となる。そして、出力電力のレベルが高くなって所定の転移点を超えるとピーク増幅器２７が動作して、インピーダンス変換器２９によるλ／４伝送線のインピーダンスインバータ作用によって実効インピーダンスを減少させ、キャリア増幅器２２の出力を一定電圧に維持するために最大効率で動作する。このようにして、出力電力のレベルが高いときは、キャリア増幅器２２と共にピーク増幅器２７が動作するので、ドハティ増幅器全体として大きな飽和電力を得ることができる。なお、合成器２８の後段のインピーダンス変換器２９も、インピーダンス変換器２４やインピーダンス変換器２５と同様に、λ／４のマイクロストリップライン又はλ／の集合ネットワークが用いられている。
【０００６】
図７は、図６に示すドハティ増幅器による入出力電力の特性図であり、横軸に入力電力を表わし、縦軸に出力電力を表わしている。図７に示すように、入力電力がＰ１より少ないときはキャリア増幅器２２のみによってリニアな電力増幅が行われる。そして、所定の入力電力Ｐ１以上になると、キャリア増幅器２２に加えてピーク増幅器２７によるリニアな電力増幅動作が加わる。これによって、キャリア増幅器２２の増幅特性が飽和してもドハティ増幅器全体の電力増幅特性はリニア性を維持することができる。
【０００７】
ところが、図６に示すような従来のドハティ増幅器の構成では、同一の出力特性を有する増幅器を２つ（つまり、キャリア増幅器２２とピーク増幅器２７との２つ）用いた構成となっているため、理論上、バックオフ（平均電力と飽和電力との差）が６ｄBのときに最大効率が得られることになる。
【０００８】
また、キャリア増幅器の動作点を下げたときに電力効率を向上させる方法として、Ｎ−Ｗａｙドハティ増幅器においてピーク増幅器をＮ−１個並列接続する方法が知られている。図８は、従来のＮ−Ｗａｙドハティ増幅器の構成を示すブロック図である。図８に示すＮ−Ｗａｙドハティ増幅器は、分配器２１、キャリア増幅器２２、整合回路２３、インピーダンス変換器２４、インピーダンス変換器２５ａ〜２５ｎ、整合回路２６ａ〜２６ｎ、ピーク増幅器２７ａ〜２７ｎ、合成器２８、及びインピーダンス変換器２９を備えた構成となっている。
【０００９】
すなわち、図８に示すＮ−Ｗａｙドハティ増幅器は、Ｎ系統の並列構成において、１系統がキャリア増幅器２２の系統であり、Ｎ−１系統がピーク増幅器２５ａ〜２５ｎの系統となっている。つまり、図８に示すＮ−Ｗａｙドハティ増幅器では、キャリア増幅器２２のみの動作時の負荷インピーダンスをさらに高くして、キャリア増幅器２２の出力を一定電圧に維持する範囲を拡大させることで、バックオフを大きくしたときの効率を改善することができる。なお、キャリア増幅器２２は出力電力が低いレベルのときにリニアに動作し、ピーク増幅器２７ａ〜２７ｎは出力電力が高いレベルのときにリニアに動作することは前述と同様である。また、インピーダンス変換器２４、２５ａ〜２５ｎ、２９は、λ／４のマイクロストリップラインまたはλ／４の集合ネットワークが用いられていることも前述と同じである。
【００１０】
図９は、従来のＮ−Ｗａｙドハティ増幅器の理論上の効率特性を示す図であり、横軸に平均電力と飽和電力との差として与えられるバックオフ（ｄＢ）を表わし、縦軸に効率（％）を表わしている。図９から分るように、１−Ｗａｙのときは０ｄＢで最大効率が得られるが、２−Ｗａｙのときは６ｄＢで最大効率となり、３−Ｗａｙのときは９.５ｄＢで最大効率となり、さらに４−Ｗａｙのときは１２ｄＢで最大効率となっている。つまり、Ｎ−Ｗａｙドハティ増幅器の最大効率は、理論上はバックオフが２０×ｌｏｇＮのときである。
【特許文献１】米国特許第２２１００２８号公報
【非特許文献１】“A New High Efficiency Power Amplifier For Modulared Waves”,Proceedings of the Institude of Radio Engineers,Vol.24,No.9,September 1936
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図８に示すようなＮ−Ｗａｙドハティ増幅器の場合は、入力側をＮ分配してから合成を行うため、ＲＦ信号の分配・合成損失が大きくなるなどの不具合がある。また、Ｎ−Ｗａｙ構成の場合は、同一種類であって、かつ同一容量のデバイスを複数個並列に用いるため、理論上のバックオフは、Ｎ＝２Ｗａｙで６ｄＢ、Ｎ＝３Ｗａｙで９.５ｄＢ、Ｎ＝４Ｗａｙで１２ｄＢの点で最大効率が得られることになる。しかし、これ以外のバックオフ値のときには、効率が最もよい入力レベルで動作させることができないため最大効率を得ることができない。さらに、Ｎ−Ｗａｙドハティ増幅器は、同一種類・同一容量の増幅器を複数個使用するため、ドハティ増幅器全体の回路規模が大きくなるなどの不具合がある。また、ドハティ増幅器の回路構成が複雑になるために製造コストが高くなるなどの経済的なデメリットがある。
【００１２】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、回路規模を増大させたり製造コストを高くすることなく、キャリア増幅器及びピーク増幅器の異なる出力電力をもつ高周波特性において、電力効率の高効率化及び高線形化を実現することができるドハティ増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のドハティ増幅器は、マイクロ波電力の増幅を行うドハティ増幅器であって、入力端子から入力された高周波信号を２つの経路に分配する分配器と、一方の経路に分配された高周波信号について、電力レベルの大きさに関係なく電力増幅を行うキャリア増幅器と、他方の経路に分配された高周波信号について、電力レベルがある値以上のときに電力増幅を行うピーク増幅器と、キャリア増幅器で増幅された高周波信号とピーク増幅器で増幅された高周波信号とを合成する合成器と、キャリア増幅器及びピーク増幅器の合成出力電力が最大となるように位相調整を行うために、キャリア増幅器の前段またはピーク増幅器の前段に設けられた位相調整器と、キャリア増幅器の負荷インピーダンスの最適化を行うためにピーク増幅器の後段に設けられたインピーダンス変換器とを備えた構成を採る。
【００１４】
このような構成によれば、例えば、ピーク増幅器の前段に位相調整器を追加すると共にピーク増幅器の後段にインピーダンス変換器を追加することによって、キャリア増幅器からみた負荷インピーダンスをＮ−Ｗａｙドハティ増幅器のように減少させて電力増幅の最適動作を行わせることができる。これによって、電力増幅効率の高効率化及び高線形化を実現することができる。
【００１５】
また、本発明のドハティ増幅器は、前記発明の構成において、前記インピーダンス変換器は、高周波信号の１／４波長の長さのマイクロストリップラインであることを特徴とする。
【００１６】
このような構成によれば、ピーク増幅器の後段のインピーダンス変換器に１／４波長の長さのマイクロストリップラインを使うことによって電力伝送ロスが少なくなるので、大電力のマイクロ波信号を伝送することができる。
【００１７】
また、本発明のドハティ増幅器は、前記発明の構成において、キャリア増幅器とピーク増幅器は最大出力電力の異なるデバイスを用いた構成を採っている。
【００１８】
このような構成によれば、キャリア増幅器とピーク増幅器とを最大出力電力が異なるデバイスで実現することができる。したがって、キャリア増幅器とピーク増幅器とをそれぞれ最適な容量に選定することができるので、ドハティ増幅器を小型・軽量化することができると共にコストダウンを図ることができる。
【００１９】
また、本発明のドハティ増幅器は、前記発明の構成において、キャリア増幅器及びピーク増幅器の少なくとも一方は、自己のドレイン電圧を可変させて最大出力電力を変化させる構成を採っている。
【００２０】
このような構成によれば、増幅器はドレイン電圧を下げることで最大飽和電力が下がるので、同じ種類のデバイスでも出力電力を自由に変えることができる。したがって、このような特性を利用すれば、例えば、ピーク増幅器のドレイン電圧を変化させることによって、ピーク増幅器の出力側におけるインピーダンス変換器のインピーダンスを最適化することができる。その結果、ピーク増幅器のドレイン電圧を最適値に調整することによって電力増幅効率の最適化を図ることができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明のドハティ増幅器によれば、ピーク増幅器の後段にインピーダンス変換器を設けることで、キャリア増幅器及びピーク増幅器の異なる出力電力をもつ高周波特性においても高効率を実現することができ、実際の通信システムの変調信号の特性に合わせて効率を改善することが可能となる。また、入力分配数を少なくすることによって使用する増幅器の数が少なくなるので、ドハティ増幅器全体を小型・軽量化することができると共に低価格化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
＜発明の概要＞
本発明のドハティ増幅器は、出力電力特性が異なる複数の増幅器を用いて、ＲＦ信号の分配・合成数Ｎを小さくして増幅器の使用個数を少なくし、さらに、ピーク増幅器の前段に位相調整器を追加すると共にピーク増幅器の後段にインピーダンス変換器を追加して、キャリア増幅器からみた負荷インピーダンスをＮ−Ｗａｙドハティ増幅器のように減少させて電力増幅の最適動作を行わせる。これによって、電力増幅効率の高効率化及び高線形化を実現することができる。
【００２３】
以下、図面を用いて、本発明におけるドハティ増幅器の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００２４】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施の形態１におけるドハティ増幅器の構成を示すブロック図である。図１に示すドハティ増幅器は、入力端子から入力されたマイクロ波のＲＦ信号を２つの経路に分配する分配器１と、入力されたＲＦ信号の信号レベルの大きさに関係なくＲＦ信号の増幅を行うキャリア増幅器２と、キャリア増幅器２で増幅されたＲＦ信号について負荷インピーダンスＲＬとの整合を行う整合回路３と、キャリア増幅器２の後段に設けられ、λ／４のマイクロストリップライン又は同等の集合ネットワークが用いられるインピーダンス変換器４と、入力されたＲＦ信号のレベルがある値以上のとき増幅を行うピーク増幅器６と、キャリア増幅器２及びピーク増幅器６の合成出力電力が最大となるように位相調整を行う位相調整器５と、ピーク増幅器６で増幅されたＲＦ信号について負荷インピーダンスとの整合を行う整合回路７と、ピーク増幅器６の後段に設けられ、λ／４のマイクロストリップライン又は同等の集合ネットワークが用いられるインピーダンス変換器８と、キャリア増幅器２で増幅されたＲＦ信号とピーク増幅器６で増幅されたＲＦ信号の合成を行う合成器９と、合成されたＲＦ信号に対してインピーダンス変換を行うための、λ／４のマイクロストリップライン又は同等の集合ネットワークが用いられるインピーダンス変換器１０とを備えた構成となっている。なお、インピーダンス変換器４は負荷インピーダンスと同じ値のインピーダンスＲＬを有している。
【００２５】
インピーダンス変換器４，８，１０は、コンデンサやコイルなどによって構成してもよいが、特に、λ／４のマイクロストリップラインを使うと電力ロスが少ないので大電力を通電することができる。このようなマイクロストリップラインは、マイクロ波集積回路（ＭＩＣ）に使用される線路であって、導体基板上に低損失の誘電体をおき、その上に狭い幅の導体（ストリップ導体）を貼り付けた構成になっている。その他にも導体基板で誘電体を挟んで、その中にストリップと呼ばれる導体を埋め込んだ構造のものもある。このようなマイクロストリップラインは、小型・軽量の利点があると共に、回路的には構造の形状加工を工夫することによってマイクロ波帯でＬやＣの形成が容易であるなどの利点がある。したがって任意のインピーダンスを容易に形成することができる。なお、マイクロストリップラインの長さをλ／４にすることによって、分布定数回路のスミス図において１８０度の位置関係にあるので、特性インピーダンスが短絡と開放（あるいはインピーダンスＺとその逆数Ｙ）というように、性質が正反対の特性を示すことができる。したがって、マイクロ波の伝送回路では、インピーダンス変換器としてλ／４のマイクロストリップラインが好んで使用されている。
【００２６】
また、マイクロストリップラインは、ストリップ線の導体幅、誘電体の厚さ、及び誘電率によって、かなり容易に特性インピーダンスを変化させることができる。能動素子（または、能動回路）は、動作周波数、及び誘導性や容量性の負荷特性によって回路特性が大きく影響を受けるので出力インピーダンスの整合は極めて重要である。したがって、能動回路の出力端に比較的自由にインピーダンスを制御できるマイクロストリップラインを接続することは、全体として伝送効率の向上につながる。また、マイクロストリップラインは、形状を少し変えるだけで等価的なＬやＣを形成することができ、ＬやＣの組み合わせによりマイクロ波コンポーネント（フィルタや方向性結合器など）の構成が容易である。マイクロストリップラインは能動回路と相性が良いので両者は一体化されて市販されている。
【００２７】
つまり、図１に示す実施の形態１のドハティ増幅器は、従来のドハティ増幅器に対して、ピーク増幅器６の後段にλ／４のマイクロストリップラインなどによるインピーダンス変換器８を追加すると共に、ピーク増幅器６の前段またはキャリア増幅器２の前段に位相を調整するための位相調整器５を追加した構成となっている。なお、図１の例では、ピーク増幅器６の前段に位相調整器５が追加された構成となっている。このような構成にすることによって、キャリア増幅器２の負荷インピーダンスを最適化することができる。
【００２８】
ここで、実施の形態１で追加されたインピーダンス変換器８、及び合成器９の出力段に設けられたインピーダンス変換器１０の値を下記の条件に設定することにより、従来のような同一出力電力の増幅器を複数個用いた構成と同様に、キャリア増幅器２から見た負荷インピーダンスを減少させることで電力増幅の高効率化を実現することができる。
【００２９】
ここでは、動作を理解しやすくするために理想的な線形増幅器について説明する。なお、実際の回路では、キャリア増幅器２及びピーク増幅器６については、効率及び歪特性を最適化するために、これらの増幅器の出力側をみたインピーダンスは必ずしも出力の負荷インピーダンスＲＬと一致しない。その場合は、インピーダンス変換器４，８，１０のインピーダンス量、及び整合回路３，７のインピーダンスマッチングを行うことによって効率特性を理論値に近づけることができる。
【００３０】
ここで、図１において、出力電力の異なる２つの増幅器について、キャリア増幅器２の電力をＡ［ｗ］、ピーク増幅器６の電力をＢ［ｗ］としたとき、キャリア増幅器２から見た負荷インピーダンスＲＬの変化量は、ピーク増幅器６が動作する転移点において次の式（１）に示すように変化させる。なお、ＲＬは出力端子に接続される負荷インピーダンスである。
【数１】
2006166141.tif 000003
【００３１】
また、キャリア増幅器２から見た負荷インピーダンスを前述の式（１）のように変化させるには、ピーク増幅器６から見た負荷インピーダンスを次の式（２）のように変化させる必要がある。
【数２】
2006166141.tif 000004
【００３２】
前述の式（２）のように負荷インピーダンスＲＬを変化させるには、ピーク増幅器６の出力側にあるインピーダンス変換器８のインピーダンスＺ１は次の式（３）のような値となる。
【数３】
2006166141.tif 000005
【００３３】
また、合成器９の後段におけるインピーダンス変換器１０のインピーダンスＺ２は次の式（４）のような値となる。
【数４】
2006166141.tif 000006
【００３４】
なお、ＲＦ信号の位相を調整する位相調整器５は、キャリア増幅器２とピーク増幅器６の出力電力が最大となるように調整を行うものである。このとき、位相調整器５で位相調整を行う場合は、キャリア増幅器２及びピーク増幅器６の出力電力が最大となるように一回だけ位相調整を行えばその後は位相を固定しておけばよい。また、分配器１は、不等分配器等を用いて、キャリア増幅器２及びピーク増幅器５の入出力電力特性が線形となるように調整を行う。
【００３５】
図２は、図１に示すドハティ増幅器における理論的な効率特性を示す図であり、横軸にピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８の電圧と合成器９の出力側におけるインピーダンス変換器１０の電圧との電圧比を表わし、縦軸に効率（％）を表わしている。言い換えれば、横軸は出力電力の大きさを表わし、縦軸は効率を表わしている。したがって、横軸の“Ａ／（Ａ＋Ｂ）”はピーク増幅器６の動作開始点における出力電力を表わし、横軸の最大値“１”は最大出力電力を表わしていることになる。
【００３６】
図２に示すように、ピーク増幅器６の動作開始点の出力電力となる“Ａ／（Ａ＋Ｂ）”までは、キャリア増幅器２のみが動作して最大効率に達するまでリニアに効率が増加する。そして、ピーク増幅器６の動作開始点“Ａ／（Ａ＋Ｂ）”以降はキャリア増幅器２とピーク増幅器６の両方が動作して最大出力電力“１”に達するまで効率はほぼ一定の値を保っている。
【００３７】
図３は、図１に示すドハティ増幅器においてインピーダンス変換器４とインピーダンス変換器８のインピーダンス比率Ｎを変化させたときの理論的な効率特性を示す図である。図３において横軸にピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８の電圧と合成器９の出力側におけるインピーダンス変換器１０の電圧との電圧比を表わし、縦軸に効率（％）を表わしている。言い換えれば、横軸は出力電力の大きさを表わし、縦軸は効率を表わしている。
【００３８】
図３に示すように、キャリア増幅器２の出力側におけるインピーダンス変換器４のインピーダンスＲＬとピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８のインピーダンスとのインピーダンス比率Ｎが１のとき、つまり、インピーダンス変換器４のインピーダンスＲＬとインピーダンス変換器８のインピーダンスが同じときは、電圧比が０.５になるまでは（すなわち、最大出力電力の半分になるまでは）、キャリア増幅器２のみの増幅動作によって約７９％まで効率がリニアに増加する。そして、ピーク増幅器６の動作開始点となる電圧比０.５以降は、キャリア増幅器２とピーク増幅器６の両方が動作して電圧比が１になるまでは（すなわち、最大出力電力に達するまでは）、効率は７０％から８０％までの高い値を維持している。
【００３９】
しかし、キャリア増幅器２の出力側におけるインピーダンス変換器４のインピーダンスＲＬとピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８のインピーダンスとのインピーダンス比率Ｎが１より大きくなるにしたがって、つまり、ピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８のインピーダンスが、キャリア増幅器２の出力側におけるインピーダンス変換器４のインピーダンスＲＬより大きくなるにしたがって（すなわち、Ｎ＝１.５、Ｎ＝２…Ｎ＝３となるにしたがって）、キャリア増幅器２のみが動作する出力電力の範囲は小さくなり、キャリア増幅器２とピーク増幅器６の両方が動作する出力電力の範囲においても効率の低下の割合が大きくなっている。このことから、キャリア増幅器２の出力側におけるインピーダンス変換器４のインピーダンスＲＬとピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８のインピーダンスは同じ値であることが望ましいと言える。
【００４０】
＜実施の形態２＞
図４は、本発明の実施の形態２におけるドハティ増幅器の構成を示すブロック図である。図４に示す実施の形態２におけるドハティ増幅器の構成は図１に示す実施の形態１におけるドハティ増幅器の構成と同じであるが、実施の形態２のドハティ増幅器は各増幅器のドレイン電圧が可変できるようになっているところが実施の形態１と異なっている。すなわち、キャリア増幅器２のドレイン電圧ＶｄはＤ１（ｖ）、ピーク増幅器６のドレイン電圧ＶｄはＤ２（ｖ）というようにそれぞれ異なったドレイン電圧が設定できるようになっている。このように、各増幅器のドレイン電圧を最適値に調整することによって、ドハティ増幅器の高効率化及び高線形化を実現することができる。
【００４１】
図５は、図４に示すドハティ増幅器において各増幅器のドレイン電圧を可変させたときの入出力電力特性を示す図であり、横軸に入力電力を表わし、縦軸に出力電力を表わしている。図５に示すように、一般的に、増幅器はドレイン電圧を下げることで最大飽和電力が下がる。このことを利用することによって、同じ種類のデバイスでも出力電力を自由に変えることができる。このような特性を利用して、例えばピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８の出力インピーダンスの値を実施の形態１のように最適化することができる。つまり、実施の形態１のようにピーク増幅器６の出力側におけるインピーダンス変換器８のインピーダンスの値を最適値に調整したのと同様に、ピーク増幅器６のドレイン電圧Ｖｄを最適値に調整することによって電力増幅効率の最適化を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明は、移動通信基地局の電力増幅器または端末機器の電力増幅器の高効率化を実現し、電力増幅器の小型化、軽量化、または低消費電力化が要求される通信機器などに適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１におけるドハティ増幅器の構成を示すブロック図
【図２】図１に示すドハティ増幅器における理論的な効率特性を示す図
【図３】図１に示すドハティ増幅器においてインピーダンス変換器とインピーダンス変換器のインピーダンス比率Ｎを変化させたときの理論的な効率特性を示す図
【図４】本発明の実施の形態２におけるドハティ増幅器の構成を示すブロック図
【図５】図４に示すドハティ増幅器において各増幅器のドレイン電圧を可変させたときの入出力電力特性を示す図
【図６】従来のドハティ増幅器の構成を示すブロック図
【図７】図６に示すドハティ増幅器による入出力電力の特性図
【図８】従来のＮ−Ｗａｙドハティ増幅器の構成を示すブロック図
【図９】従来のＮ−Ｗａｙドハティ増幅器の理論上の効率特性を示す図
【符号の説明】
【００４４】
１  分配器
２  キャリア増幅器
３，７  整合回路
４，８，１０  インピーダンス変換器
５  位相調整器
６  ピーク増幅器
９  合成器
【図１】
2006166141.tif 000007
【図２】
2006166141.tif 000008
【図３】
2006166141.tif 000009
【図４】
2006166141.tif 000010
【図５】
2006166141.tif 000011
【図６】
2006166141.tif 000012
【図７】
2006166141.tif 000013
【図８】
2006166141.tif 000014
【図９】
2006166141.tif 000015