(57)【要約】【課題】  Ａ／Ｄ変換の負荷処理を低減することができ、装置のコスト低減を図ることができる磁気軸受装置の提供。【解決手段】  ２軸方向の変位センサ７１ｘ、７１ｙに対し、一方の変位センサ７１ｘには正弦波の搬送波信号を印加し、他方の変位センサ７１ｙには正弦波を９０度位相シフトした余弦波の搬送波信号を印加する。そして、変位センサ７１ｘのセンサ信号と変位センサ７１ｙのセンサ信号とを加算処理部２０７で加算して合成信号を生成し、その合成信号をＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換する。そのデジタル信号に正弦波を乗算して復調すると変位センサ７１ｘに関する変位信号が得られ、デジタル信号に余弦波を乗算して復調すると変位センサ７１ｙに関する変位信号が得られる。【選択図】        図４
2006283799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被支持体を少なくとも２軸方向に非接触支持する複数軸制御型の磁気軸受装置において、
前記複数軸方向の内の第１の軸方向に関する支持位置の変位を検出する第１の検出手段と、
前記複数軸方向の内の第２の軸方向に関する支持位置の変位を検出する第２の検出手段と、
前記第１の検出手段による検出信号と前記第２の検出手段による検出信号とを一つの合成信号に合成する合成手段と、
前記合成信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記デジタル信号を復調処理して前記第１の軸方向の変位に対応する信号を抽出する第１の復調手段と、
前記デジタル信号を復調処理して前記第２の軸方向の変位に対応する信号を抽出する第２の復調手段と、
前記第１および第２の復調手段で抽出された信号に基づいて、前記第１および第２の軸方向の支持位置を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする複数軸制御型の磁気軸受装置。
【請求項２】
請求項１に記載の磁気軸受装置において、
前記第１および第２の検出手段は、搬送波信号が印加され、その搬送波信号を前記支持位置の変位に応じて変調する変位センサであって、
前記搬送波信号として、前記第１の検出手段に正弦波信号を印加するとともに、前記第２の検出手段に前記正弦波信号を９０度位相シフトした余弦波信号を印加する搬送波生成手段を備えたことを特徴とする複数軸制御型の磁気軸受装置。
【請求項３】
請求項２に記載の磁気軸受装置において、
前記第１の復調手段は前記デジタル信号に正弦波信号を乗算して前記第１の軸方向の変位に対応する信号を抽出し、前記第２の復調手段は前記デジタル信号に余弦波信号を乗算して前記第１の軸方向の変位に対応する信号を抽出することを特徴とする複数軸制御型の磁気軸受装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターボ分子ポンプや工作機械などに使用する磁気軸受装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、５軸制御型の磁気軸受装置が開示されている。磁気軸受装置では、ロータの浮上位置（支持位置）の変位を変位センサで検出し、検出された変位に基づいてロータを所望の位置に磁気浮上させるようにしている。変位センサは印加された搬送波をロータの変位に応じて変調するものであり、アナログの変調信号をＡ／Ｄコンバータでデジタル値に変化した後に復調処理を行うようにしている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１４４２９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述した従来の装置では、５軸の各軸に対応するセンサ信号をそれぞれデジタル信号に変換するようにしているため、Ａ／Ｄコンバータ入力として５つのチャンネルが必要であった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
請求項１の発明は、被支持体を少なくとも２軸軸方向に非接触支持する複数軸制御型の磁気軸受装置に適用され、複数軸方向の内の第１の軸方向に関する支持位置の変位を検出する第１の検出手段と、複数軸方向の内の第２の軸方向に関する支持位置の変位を検出する第２の検出手段と、第１の検出手段による検出信号と第２の検出手段による検出信号とを一つの合成信号に合成する合成手段と、合成信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、デジタル信号を復調処理して第１の軸方向の変位に対応する信号を抽出する第１の復調手段と、デジタル信号を復調処理して第２の軸方向の変位に対応する信号を抽出する第２の復調手段と、第１および第２の復調手段で抽出された信号に基づいて、第１および第２の軸方向の支持位置を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の磁気軸受装置において、第１および第２の検出手段は、搬送波信号が印加され、その搬送波信号を支持位置の変位に応じて変調する変位センサであって、搬送波信号として、第１の検出手段に正弦波信号を印加するとともに、第２の検出手段に正弦波信号を９０度位相シフトした余弦波信号を印加する搬送波生成手段を備えたものである。
請求項３の発明は、請求項２に記載の磁気軸受装置において、第１の復調手段はデジタル信号に正弦波信号を乗算して第１の軸方向の変位に対応する信号を抽出し、第２の復調手段はデジタル信号に余弦波信号を乗算して第１の軸方向の変位に対応する信号を抽出するものである。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、第１の検出手段による検出信号と第２の検出手段による検出信号とを一つの合成信号に合成した後にデジタル信号に変換するようにしているので、Ａ／Ｄ変換の処理負荷を低減することができ、装置のコスト低減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、図を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。図１は磁気軸受式ターボ分子ポンプのポンプ本体１の概略構成を示す断面図である。以下では、本発明を磁気軸受式ターボ分子ポンプの磁気軸受装置に適用した場合を例に説明する。図１に示した磁気軸受式ターボ分子ポンプは５軸制御型磁気軸受を備えており、複数段の回転翼２１が形成されたロータ４は、ラジアル磁気軸受を構成する電磁石５１，５２と、アキシャル磁気軸受を構成する電磁石５３とによって非接触支持される。
【０００８】
ケーシング２０の内部には、各回転翼２１に対して交互に配設される回転翼２３が、軸方向（図示上下方向）に複数段設けられている。磁気軸受にはラジアル電磁石５１，５２とアキシャル電磁石５３に対応して、ラジアル変位センサ７１，７２およびアキシャル変位センサ７３が設けられている。レセプタクル２５にはポンプ本体１とコントローラ（不図示）とを接続するケーブルが接続され、ポンプ本体１はそのコントローラにより駆動制御される。ロータ４を電磁石５１，５２，５３により非接触支持しつつモータ６により回転駆動することによって、ポンプ作用が発生する。
【０００９】
２７，２８は非常用のメカニカルベアリングであり、ロータ４が磁気浮上していないときには、ロータ４はこれらのベアリング２７，２８により支持される。ベアリング２７はロータ４のラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）の運動を非常時に拘束し、ベアリング２８はラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）とアキシャル方向の１軸（ｚ軸）を拘束する。
【００１０】
図２は５軸制御型磁気軸受の概念図であり、ロータ４の回転軸Ｊがｚ軸に一致するように示した。図１に示したラジアル電磁石５１は、ｘ軸に関する一対の電磁石５１ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５１ｙとを備えている。同様に、ラジアル電磁石５２も、ｘ軸に関する一対の電磁石５２ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５２ｙとを備えている。また、アキシャル電磁石５３は、ロータ４の下端に設けられたディスク４１をｚ軸に沿って挟むように対向して配設される一対の電磁石５３ｚを備えている。図１の変位センサ７１，７２に関しても、電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙに対応してそれぞれ一対のラジアル変位センサで構成されている。これら５組の電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ，５３および変位センサ７１〜７３により５軸制御型磁気軸受が構成されている。
【００１１】
図３は磁気軸受装置の磁気浮上制御系の基本構成を示すブロック図であり、磁気軸受部分に関してはラジアル方向の一軸のみを示した。電磁石５としては一対のラジアル電磁石５１ｘを示し、変位センサ７としては電磁石５１ｘに対応したラジアル変位センサ７１ｘを示す。変位センサ７はインダクタンス式のセンサであり、支持位置の変化によるセンサ部インピーダンスの変化を利用して、ギャップ変位を電気信号に変換している。ロータ４のセンサ対向面は強磁性体または導体で構成される。
【００１２】
ポンプ本体１を駆動するコントローラには、センサ回路２、制御回路３、励磁アンプ８が設けられている。制御回路３は、Ａ／Ｄコンバータ３０１、Ｄ／Ａコンバータ３０２、演算部であるＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）３０７、ＲＯＭ３０４やＲＡＭ３０５等を有する記憶部３０６を備えている。変位センサ７にはセンサ回路２によって周波数fcの搬送波信号が印加され、ギャップ変位により生じるセンサ部インピーダンス変化に応じて搬送波を振幅変調する。
【００１３】
この振幅被変調波（ＡＭ波）は、センサ信号としてセンサ回路２を介して制御回路３に入力される。ラジアル変位センサ７１ｘの場合には、センサ回路２において各変位センサ７１ｘからのセンサ信号の差分が演算され、その差分成分がセンサ信号として制御回路３に入力される。
【００１４】
制御回路３に入力されたアナログセンサ信号は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル値に変換され、ＤＳＰ３０７に入力される。記憶部３０６には予め磁気浮上制御定数がインプットされており、ＤＳＰ３０７は変位センサ７の出力と制御定数とに基づいて電磁石５に流すべき励磁電流を算出する。ＤＳＰ３０７からは供給すべき励磁電流に応じた制御信号が出力され、その制御信号はＤ／Ａコンバータ３０２によりアナログ値に変換された後に励磁アンプ８に入力される。
【００１５】
一般的に、アナログ信号をＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換して演算処理を行う場合には、エリアッシング（aliasing）の発生を防止するために、サンプリング定理に基づきサンプリング周波数はＡ／Ｄコンバータに入力される信号の最大周波数の２倍以上に設定される。従来の磁気軸受装置の場合にもこの考え方が適用されており、サンプリング周波数fsはfs＞２（fc＋fr）のように設定される。ここで、fc＋frはＡ／Ｄコンバータに入力されるセンサ信号の最大周波数であり、fcは搬送波周波数、frはロータ変位による変調周波数である。
【００１６】
しかし、ターボ分子ポンプの場合、サンプリング周波数fsを次式（１），（２）のようにより低い周波数に設定することができる。ターボ分子ポンプの場合にはロータ変位信号の周波数frは比較的帯域が狭い範囲に限定されており、次式（１），（２）の条件を満たすようにサンプリング周波数fsを設定すると、エリアッシングを発生させずに演算処理の軽減化を図ることができる。
（ケース１）：（１／２）fs＜fc−fr＜fc＋fr＜fs    …（１）
（ケース２）：fs＜fc−fr＜fc＋fr＜（３／２）fs    …（２）
【００１７】
復調処理では、離散化された信号に周波数（fs−fc）の正弦波値をサンプリング周期Ｔsごとに乗算することになる。そのため、サンプリング周波数fsを次式（３）のように設定した場合、ちょうど時間ｎＴs毎に同一の値となるように復調用正弦波離散値信号を生成すれば良く、演算処理をより容易に行うことができる。ただし、ｎは整数である。
｜fs−fc｜＝fs／ｎ        …（３）
【００１８】
式（３）を満たすものとしては、上述したケース１の場合にはfc＝（２／３）fs、fc＝（３／４）fs、fc＝（４／５）fs、fc＝（５／６）fs…等があるが、fs／ｎが周波数範囲０〜（１／２）fsの中間（１／４）fsとなるfc＝（３／４）fsのときに、周波数frを最も大きく取ることができる。また、ケース２の場合には、fc＝（４／３）fs、fc＝（５／４）fs、fc＝（６／５）fs、fc＝（７／６）fs…等が式（３）を満たしているが、fs／ｎが周波数範囲０〜（１／２）fsの中間（１／４）fsとなるfc＝（５／４）fsのときに、周波数frを最も大きく取ることができる。
【００１９】
すなわち、fc＝（３／４）fsまたはfc＝（５／４）fsのようにサンプリング周波数fsを設定するのが好ましい。以下では、サンプリング周波数をfs＝（４／３）fcと設定した場合について説明するが、本発明はこのようなサンプリング周波数fsの設定値によらず適用できるものである。
【００２０】
図４，５は、図３に示したセンサ回路２および制御回路３に設けられたＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図である。図４は各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３とセンサ回路２とを示す図であり、図５は制御回路３を示したものである。ラジアル変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙは図２に示した各ラジアル電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙに対応して設けられた変位センサである。また、図６〜８は、図４，５の符号(a)等で示した部分の信号波形を示したものであり、図８では信号波形の比較がしやすいように図７の一部を重複して示した。
【００２１】
正弦波離散値生成部３２０では図６（ａ）に示すような正弦波離散値信号(a)が生成され、生成された正弦波離散値信号(a)はＤ／Ａコンバータ３１３および位相シフト部４０１に入力される。信号(a)は正弦波信号ａsin(２πfc・ｔ)を時間間隔Ｔs／４でサンプリングしたものであり、ａsin(２πfc・ｎＴs／４)と表される。ここで、ＴsはＡ／Ｄコンバータ３０１のサンプリング周波数fsに対する周期である。
【００２２】
信号(a)をＤ／Ａコンバータ３１３に入力すると、Ｄ／Ａコンバータ３１３からは図６（ｂ）に示すような信号(b)が出力される。信号(b)の波形は階段状になっていて高調波が含まれているが、この信号(b)をローパスフィルタやバンドパスフィルタ等のフィルタ回路２０５でフィルタリングすることにより、図６（ｃ）に示すような滑らかな搬送波信号(c)＝ｃsin(２πfcｔ)が得られる。なお、ここではフィルタリングによる位相遅れは便宜上無視している。
【００２３】
信号(c)は正弦波搬送波信号として５軸の内の３軸の変位センサ７１ｘ，７２ｘおよび７３にそれぞれ入力されとともに、位相シフト部２０６に入力される。位相シフト部２０６は入力された信号を９０degだけ位相をシフトするものであり、信号(c)が９０度位相シフトされると余弦波の搬送波信号である信号(c')＝ｃ’cos(２πfcｔ)となる。この搬送波信号(c')は、他の２軸の変位センサ７１ｙ，７２ｙにそれぞれ入力される。
【００２４】
各ラジアル変位センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙはロータ４を挟むように一対ずつ設けられており、各変位センサに入力された搬送波信号は、ロータ４の位置に応じて変化するインピーダンス変化により振幅変調されて振幅変調波信号となる。一対の変位センサ７１ｘの各々から出力された振幅変調波信号は差動アンプ２０３に入力され、そこで差分信号(D)が生成される。他の変位センサ７１ｙ、７２ｘ、７２ｙにつても、各差動アンプ２０３において差分信号(E)，(d)，(e)が生成される。
【００２５】
なお、アキシャル変位センサ７３の場合、変位センサ７３からの振幅変調波信号と、搬送波信号(c)をゲイン補正部２０２および位相シフト２０４でゲイン補正および位相調整した信号（搬送波基準信号）とが差動アンプ２０３に入力される。そして、搬送波基準信号と振幅変調波信号との差分信号が生成される。
【００２６】
ここでは、ロータ４の変位が一定である場合、すなわち各差動アンプ２０３から出力される差分信号(d)，(e)，(D)，(E)が、それぞれ(d)＝ｄsin(２πfcｔ＋φ)、(e)＝ｅcos(２πfcｔ＋φ)，(D)＝Ｄsin(２πfcｔ＋Φ)、(E)＝Ｅcos(２πfcｔ＋Φ)である場合について考える。この場合、後述するように、復調すると０Ｈｚの信号（ＤＣ信号）が得られる。図６（ｄ），（ｅ）は差分信号(d)，(e)を示したものである。
【００２７】
変位センサ７２ｘに関する差動アンプ２０３から出力された差分信号(d)と、変位センサ７２ｙに関する差動アンプ２０３から出力された差分信号(e)とは、加算処理部２０７において加算されて合成信号(f)となる。合成信号(f)はフィルタ回路４００に入力され、そこで搬送波周波数fcを中心周波数とするバンドパスフィルタ処理が行われる。信号波形の説明ではフィルタ回路４００の処理は無視することにして、信号(d)と信号(e)を加算したものが合成信号(f ')として出力されるものとする。合成信号(f ')は次式（４）のように表され、図６の（ｆ’）に示すような波形となる。ここで、ｆ’＝√（ｄ２＋ｅ２），φ’＝φ＋arctan（ｅ／ｄ）である。
(f ')＝ｄsin(２πfcｔ＋φ)＋ｅcos(２πfcｔ＋φ)
＝ｆ’sin(２πfcｔ＋φ’)            …（４）
【００２８】
同様に、変位センサ７１ｘに関する差動アンプ２０３から出力された差分信号(D)と、変位センサ７１ｙに関する差動アンプ２０３から出力された差分信号(E)は、加算処理部２０７において加算されて信号(F)となり、フィルタ回路４００で搬送波周波数fcを中心周波数とするバンドパス処理が行われて信号(F ')となる。ここで、Ｆ’＝√（Ｄ２＋Ｅ２），Φ’＝Φ＋arctan（Ｅ／Ｄ）である。
(F ')＝Ｄsin(２πfc・ｔ＋Φ)＋Ｅcos(２πfc・ｔ＋Φ)
＝Ｆ’sin(２πfc・ｔ＋Φ’)
【００２９】
変位センサ７２ｘ，７２ｙの内の一方の変位センサ７２ｘに正弦波の搬送波信号を印加し、他方の変位センサ７２ｙに余弦波を印加した場合、変位センサ７２ｘ，７２ｙの複素インピーダンスの位相（インダクタンスＬと抵抗Ｒの直列接続値においてarctan(２πfcＬ／Ｒ)）がほぼ同じであれば、変位相当信号で変調されたセンサ出力信号間でも搬送波周波数成分の位相差（この場合は９０度進みまたは遅れ）はほぼそのままの位相関係が維持される。
【００３０】
通常は変位センサ７１ｘ，７２ｘ，７２ｘ，７２ｙには同一構造のセンサが用いられるので、それらの変位センサのインピーダンス値はほぼ同じとなる。その結果、対に選んだ各変位センサのセンサ出力信号を加算した信号は、中心周波数が同じ正弦波および余弦波の加算値、すなわち直交関係にある２つの信号の合成値となる。この合成値は直交関係にある２つの信号から成るので、適当な演算処理を施すことにより分離抽出することが可能である。
【００３１】
フィルタ回路４００から出力された合成信号(f ')は、図５に示す各Ａ／Ｄコンバータ３０１によってデジタル値へと変換される。Ａ／Ｄコンバータ３０１から出力されたデジタル信号は、フィルタ処理部３４１によりフィルタ処理されて信号(g)となる。ここではフィルタ処理部３４１を無視して信号波形の説明すると、サンプリングの結果得られる離散値信号(g)は次式（５）のように表される。ｎは図７に示すように０，１，２，…の値を取り、丸印の信号がサンプリングされる。また、ｇ＝ｆ’、φ１＝π−φ’である。
(g)＝ｄsin(２πfcｎＴs＋φ)＋ｅcos(２πfcｎＴs＋φ)
＝ｄsin｛２π(fs−fc)ｎＴs＋(π−φ)｝＋ｅcos｛２π(fs−fc)ｎＴs−φ)｝
＝ｇsin｛２π(fs−fc)ｎＴs＋φ１｝      …（５）
ここで、Ａ／Ｄコンバータ３０１のサンプリング周波数fsを前述したようにfs＝（４／３）fcのように設定すると、図７（ｇ）に示すように、信号(g)は４Ｔsの周期を有することになる。
【００３２】
一方、変位センサ７１ｘ、７１ｙに関する離散値信号(G)は、離散値信号(g)を取得する場合に比べてサンプリングのタイミングがΔｔだけずれているとすると、次式（６）のように表される。ここで、Ｇ＝Ｆ’、Φ１＝π−Φ’−２πfs・Δｔである。
(G)＝Ｄsin｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（π−Φ−２πfs・Δｔ)｝
＋Ｅcos｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（−Φ−２πfs・Δｔ)｝
＝Ｇsin｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋Φ１｝  …（６）
【００３３】
信号(g)は、信号(d)，(e)を加算処理部２０７で加算して得られた合成信号(f ')を離散化したものである。そして、乗算部３１４において、信号(g)に加算合成前の正弦波信号と同相となる正弦波信号(h)＝sin｛２π(fs−fc)ｎＴs＋（π−φ)｝を乗算すると、次式のよう信号(i)が得られる。
(i)＝ｄsin２｛２π(fs−fc)ｎＴs＋（π−φ)｝
＋ｅcos｛２π(fs−fc)ｎＴs−φ｝・sin｛２π(fs−fc)ｎＴs＋（π−φ)｝
【００３４】
なお、正弦波信号(h)は正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値信号(a)を、位相シフト部４０１で位相シフトすることにより得られる。そして、信号(i)に含まれる正弦波信号の２倍の周波数（イメージ周波数）をローパスフィルタ３１５で除去することにより、変位センサ７２ｘに関する変位相当信号(j)＝ｄ／２を抽出することができる。
【００３５】
また、乗算部３１４において、信号(g)に正弦波離散値信号(a)を位相シフト部４０１で位相シフトして得られる余弦波信号(h')＝cos｛２π(fs−fc)ｎＴs＋(−φ)｝を乗算すると、次式のような信号(i')が得られる。そして、信号(i')に含まれる余弦波信号の２倍の周波数（イメージ周波数）をローパスフィルタ３１５で除去することにより、変位センサ７２ｙに関する変位相当信号(j')＝ｅ／２を抽出することができる。
(i')＝ｅcos２｛２π(fs−fc)ｎＴs＋（−φ)｝
＋ｄsin｛２π(fs−fc)ｎＴs＋（π−φ)｝・cos｛２π(fs−fc)ｎＴs−φ｝
【００３６】
一方、変位センサ７１ｘ、７１ｙに関する離散値信号(G)についても同様の処理が行われる。すなわち、乗算部３１４において、信号(G)に正弦波離散値信号(a)を位相シフト部４０１で位相シフトして得られる正弦波信号(H)＝sin｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（π−Φ−２πfs・Δｔ)｝を乗算すると、次式のような信号(I)が得られる。そして、信号(I)をローパスフィルタ３１５で処理することにより、変位センサ７１ｘに関する変位相当信号(J)＝Ｄ／２を抽出することができる。
(I)＝Ｄsin２｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（π−Φ−２πfs・Δｔ)｝
＋Ｅcos｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（−Φ−２πfs・Δｔ)｝
×sin｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（π−Φ−２πfs・Δｔ)｝
【００３７】
また、乗算部３１４において、信号(G)に正弦波離散値信号(a)を位相シフト部４０１で位相シフトして得られる余弦波信号(H')＝cos｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（−Φ−２πfs・Δｔ)｝を乗算すると、次式のような信号(I')が得られる。
(I')＝Ｅcos２｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（−Φ−２πfs・Δｔ)｝
＋Ｄsin｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（π−Φ−２πfs・Δｔ)｝
×cos｛２π(fs−fc)（ｎＴs＋Δｔ）＋（−Φ−２πfs・Δｔ)｝
【００３８】
そして、信号(I')をローパスフィルタ３１５で処理することにより、変位センサ７１ｙに関する変位相当信号(J)＝Ｅ／２を抽出することができる。各ローパスフィルタ３１５から出力された信号は、ゲイン・オフセット演算部３１６においてゲイン補正およびオフセット補正の処理が行われ、その補正後の信号に基づいて制御演算部３１１で制御演算が行われる。
【００３９】
ところで、従来技術では、各対の変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ毎に、すなわち各軸毎にＡ／Ｄコンバータ３０１でサンプリングして離散値化し、それらの離散値信号に正弦波離散値生成部３２０からの正弦波離散値信号を乗算することにより復調を行い、各軸毎の変位相当信号を取得するようにしている。
【００４０】
しかしながら、上述した本実施の形態では、２軸分のセンサ信号を合成し、その合成信号をＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換後の信号を再び各軸毎の信号に分離するようにしているので、Ａ／Ｄコンバータ３０１の使用チャンネル数およびＡ／Ｄ変換される前の各センサ信号ラインに設けられるバンドパスフィルタ４００の個数を削減することができる。例えば、上述した５軸制御構成の場合、従来はＡ／Ｄコンバータ３０１のチャンネル数を５個必要としたが、本実施の形態ではラジアル変位センサの２軸を一つにまとめているので３個に削減でき、バンドパスフィルタ４００の個数も３つに減る。
【００４１】
その結果、回路規模を縮小することができ、コスト低減を図ることができる。また、演算装置（ＤＳＰ３７）からＡ／Ｄコンバータ３０１への１サンプリング周期内の変換指令回数が削減されるので、Ａ／Ｄ変換の待ち時間が削減され、演算処理構成の簡略化をすることができる。
【００４２】
なお、上述した実施の形態では、上側のラジアル変位センサ７１ｘ、７１ｙ同士、および下側のラジアル変位センサ７２ｘ、７２ｙ同士のセンサ信号を加算するようにしたが、ラジアル方向の４軸の内のいずれの２つを選んで組み合わせても良い。さらに、ラジアル変位センサ７１ｘ〜７２ｙとアキシャル変位センサ７３との組み合わせでも良い。その場合、ラジアル変位センサ７１ｘ〜７２ｙとアキシャル変位センサ７３の複素インピーダンスの位相がほぼ同一となるよう変位センサを構成するのが好ましい。なお、本実施の形態ではターボ分子ポンプに用いられる磁気軸受装置を例に説明したが、複数制御型の磁気軸受装置であれば本発明を適用することができる。
【００４３】
以上説明した実施の形態と特許請求の範囲の要素との対応において、変位センサ７１ｘ，７２ｘは第１の検出手段を、変位センサ７１ｙ、７２ｙは第２の検出手段を、Ａ／Ｄコンバータ３０１はＡ／Ｄ変換手段を、加算処理部２０７は合成手段を、正弦波離散値生成部３２０，位相シフト部４０１および乗算部３１４は第１および第２の復調手段を、制御演算部３１１は制御手段を、正弦波離散値生成部３２０および位相シフト部２０６は搬送波生成手段をそれぞれ構成する。なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】磁気軸受式ターボ分子ポンプのポンプ本体１の概略構成を示す断面図である。
【図２】５軸制御型磁気軸受の概念図である。
【図３】磁気軸受装置の磁気浮上制御系の基本構成を示すブロック図である。
【図４】センサ回路２の構成を示すブロック図である。
【図５】制御回路３に設けられたＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図である。
【図６】信号(a)〜(e)および信号(c')，(f ')の信号波形を示す図である。
【図７】信号(g)〜(j)および信号(h')〜(j')の信号波形を示す図である。
【図８】信号(g)，(h)，(h')，(G)〜(J)，(H')〜(J')の信号波形を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
４  ロータ
５１〜５３，５１ｘ，５２ｘ，５２ｘ，５２ｙ，５３ｚ  電磁石
７１〜７３，７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ  変位センサ
２０６，４０１  位相シフト部
２０７  加算処理部
３０１  Ａ／Ｄコンバータ
３１１  制御演算部
３１４  乗算部
３２０  正弦波離散値生成部
４００  フィルタ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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