(57)【要約】【課題】入出力の変動によるノイズの増加を抑えて、高効率を図ることができる電流共振型のスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】直流電源１の両端にスイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとが直列に接続された第１直列回路と、スイッチ素子ＱＨの両端に共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｌｐとが直列に接続された第２直列回路と、トランスＴの２次巻線Ｌｓの電圧を整流平滑する整流平滑回路ＲＣ，Ｃｏと、整流平滑回路ＲＣ，Ｃｏの出力電圧に基づきスイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとを交互にオン／オフさせるＰＲＣ制御回路２ａとを備え、ＰＲＣ制御回路２ａは、スイッチ素子ＱＬのオン期間を共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒｉによる共振電流の周期の半分より長い所定の時間に設定し、スイッチ素子ＱＨのオン期間を整流平滑回路ＲＣ，Ｃｏの出力電圧に基づき制御する。【選択図】図１
2006141125.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチ素子の両端に、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記第２スイッチ素子のオン期間を前記共振リアクトルと前記共振コンデンサによる共振電流の周期の半分より長い所定の時間に設定し、前記第１スイッチ素子のオン期間を前記整流平滑回路の出力電圧に基づき制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１スイッチ素子が前記直流電源の正極に接続され、前記第２スイッチ素子が前記直流電源の負極に接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記出力電圧に応じて流れる電流によりコンデンサを充電し該コンデンサの充電電圧が第１の閾値から第２の閾値になる時までの時間により前記第１スイッチ素子をオンさせ、前記コンデンサの電荷を前記第１の閾値まで放電し、所定の電流により前記コンデンサを充電し該コンデンサの充電電圧が前記第１の閾値から前記第２の閾値になる時までの時間により前記第２スイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記出力電圧に応じて流れる電流により第１コンデンサを充電し前記第１コンデンサの充電電圧が充電開始時から第１所定電圧になる時までの時間により前記第１スイッチ素子をオンさせる第１スイッチ素子制御部と、
所定の電流により第２コンデンサを充電し前記第２コンデンサの充電電圧が充電開始時から第２所定電圧になる時までの前記所定の時間により前記第２スイッチ素子をオンさせる第２スイッチ素子制御部と、
を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率の電流共振型のスイッチング電源装置に関する。  
【背景技術】
【０００２】
従来の電流共振型のスイッチング電源装置を図１２に示す。図１２において、直流電源１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子ＱＨとＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子ＱＬとの直列回路が接続され、スイッチ素子ＱＨの一端は、直流電源１の正極に接続され、スイッチ素子ＱＬの一端は、直流電源１の負極に接続されている。
【０００３】
スイッチ素子ＱＨには並列にダイオードＤ１が接続され、スイッチ素子ＱＬには並列にダイオードＤ２が接続されている。スイッチ素子ＱＨには並列に電圧共振コンデンサＣｒｖが接続されている。
【０００４】
また、電圧共振コンデンサＣｒｖには並列に、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｌｐとの電流共振回路が接続されている。電圧共振コンデンサＣｒｖと電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｌｐとで共振回路を構成している。
【０００５】
なお、共振リアクトルＬｒは、トランスＴの漏洩インダクタンス、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチ素子ＱＨの寄生容量であっても良い。スイッチ素子に並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチ素子の寄生ダイオードであっても良い。
【０００６】
トランスＴの１次巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｌｓには、ダイオードＲＣと平滑コンデンサＣｏとからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｌｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷４に出力する。
【０００７】
出力電圧検出回路５は、平滑コンデンサＣｏの両端に接続され、平滑コンデンサＣｏの出力電圧を検出し、検出された電圧と基準電圧との誤差電圧信号をフォトカプラＰＣを介してＰＷＭ制御回路２に出力する。ＰＷＭ制御回路２は、出力電圧検出回路５からの誤差電圧信号に基づきＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により駆動回路３を介してスイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとを交互にオン／オフさせることにより、負荷４の電圧を一定電圧に制御するようになっている。この場合、スイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬの各ゲートに電圧を印加することにより、スイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとを交互にオン／オフさせる。
【０００８】
次に、このように構成された従来の共振型のスイッチング電源装置の動作を図１３及び図１４のタイミングチャートを参照しながら説明する。図１３は従来のスイッチング電源装置の入力電圧低下前の各部における信号のタイミングチャートである。図１４は従来のスイッチング電源装置の入力電圧低下後の各部における信号のタイミングチャートである。
【０００９】
なお、図１３及び図１４において、ＩＬｐは１次巻線Ｌｐに流れる電流、ＶＱＬはスイッチ素子ＱＬの両端電圧、ＩＱＬはスイッチ素子ＱＬに流れる電流、ＩＲＣはダイオードＲＣに流れる電流、また、共振リアクトルＬｒは１次巻線Ｌｐの励磁インダンタンスよりも十分小さく、電圧共振コンデンサＣｒｖは、電流共振コンデンサＣｒｉよりも十分に小さいものとする。
【００１０】
まず、期間Ｔ１において、スイッチ素子ＱＬがオンすると、直流電源１の正極→電流共振コンデンサＣｒｉ→１次巻線Ｌｐ→共振リアクトルＬｒ→スイッチ素子ＱＬ→直流電源１の負極の経路で電流が流れる。このとき、ダイオードＲＣに電流ＩＲＣが流れて整流され、コンデンサＣｏで平滑されて、負荷４へ直流出力が供給されるので、トランスＴの１次巻線Ｌｐには、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒ による共振電流と、１次巻線Ｌｐと共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉで共振した励磁電流が重畳し電流ＩＬＰ（電流ＩＱＬも同じ）として流れる。
【００１１】
次に、期間Ｔ２において、スイッチ素子ＱＬはオンし続け、コンデンサＣｏが充電されて電流ＩＲＣが流れなくなると、ダイオードＲＣはオフする。トランスＴの１次巻線Ｌｐには電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒによる共振電流が正弦波状の電流ＩＬｐ（電流ＩＱＬも同じ）として流れる。
【００１２】
次に、期間Ｔ３において、スイッチ素子ＱＬ がオフし、スイッチ素子ＱＨがオンすると、トランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられた電荷が、スイッチ素子ＱＨにより、電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒによる共振電流として放出され、正弦波状の電流ＩＬｐが流れて、トランスＴのコアがリセットされる。
【００１３】
次に、入力電圧を低くしたときには、スイッチ素子ＱＨのオン時間を広げて昇圧比を高くする。しかし、ＰＷＭ制御回路２がＰＷＭ制御を行っているため、スイッチ素子ＱＨのオン時間を広げた分だけ、図１４に示すように、スイッチ素子ＱＬのオン時間が、図１３に示すスイッチ素子ＱＬのオン時間よりも短くなる。このため、電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの１次巻線Ｌｐと、トランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスとによる共振電流だけが流れている時間（期間Ｔ２に相当）が短くなる。
【００１４】
さらに、入力電圧を低下させると、電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの１次巻線Ｌｐと、トランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスとによる共振電流だけが流れている時間がなくなる。すると、トランスＴの１次巻線Ｌｐに電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒ による共振電流が流れて２次側へ伝達している期間中に、１次側のスイッチ素子ＱＬをオフさせることになる。このとき、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒ による共振電流よりも急峻な電流変化が生じる。
【００１５】
また、特許文献１には、半導体スイッチのハーフブリッジと、トランスの１次巻線とコンデンサを直列にしてハーフブリッジに接続した電圧変換器を、ＰＷＭ制御で動作させるＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
【００１６】
また、特許文献２には、トランスの１次巻線に直列に接続したコンデンサとトランスの漏れインダクタンスによる共振周波数が、半導体スイッチの動作周波数の半分より大きくなるようにコンデンサ容量を設定してＰＷＭ制御する電圧変換器が開示されている。特許文献１，２にも、２次側のダイオードに電流が流れている期間中に、１次側のスイッチ素子のオン／オフを切替えてＰＷＭ制御するので、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒ による共振電流よりも急峻な電流変化が生じる。
【特許文献１】米国特許５８０８８７９号
【特許文献２】特開２００３−９５２５号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
このように、半導体スイッチをハーフブリッジにつなぎ、トランスの１次巻線とコンデンサを直列にしてハーフブリッジに接続した図１２に示すような共振型のスイッチング電源装置によりＰＷＭ制御を行うと、２次側のダイオードが導通している期間中に、１次側のスイッチ素子を切替えるタイミングが発生し、トランスの１次巻線の電流（１次側のスイッチ素子に流れる電流）とダイオード電流が共振電流の変化に比べて急激に変化し、ノイズを発生させる原因になる。
【００１８】
また、特許文献１，２では、２次側にエネルギーを供給する期間に、共振リアクトルと電流共振コンデンサによる共振電流により、２次側のダイオードに電流が流れている期間中に、１次側のスイッチ素子を切替えている。このとき、１次側のスイッチ素子には、トランスの１次巻線の励磁インダクタンスと電流共振コンデンサによる共振電流と漏れインダクタンスと電流共振コンデンサによる共振電流が流れているので、トランスの１次巻線の電流（１次側のスイッチ素子に流れる電流）とダイオード電流の電流変化が大きい。このため、ノイズを発生させる原因になる。
【００１９】
本発明は、入出力の変動によるノイズの増加を抑えて、高効率を図ることができる電流共振型のスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の両端に、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子の両端に、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記第２スイッチ素子のオン期間を前記共振リアクトルと前記共振コンデンサによる共振電流の周期の半分より長い所定の時間に設定し、前記第１スイッチ素子のオン期間を前記整流平滑回路の出力電圧に基づき制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記第１スイッチ素子が前記直流電源の正極に接続され、前記第２スイッチ素子が前記直流電源の負極に接続されていることを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明では、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記出力電圧に応じて流れる電流によりコンデンサを充電し該コンデンサの充電電圧が第１の閾値から第２の閾値になる時までの時間により前記第１スイッチ素子をオンさせ、前記コンデンサの電荷を前記第１の閾値まで放電し、所定の電流により前記コンデンサを充電し該コンデンサの充電電圧が前記第１の閾値から前記第２の閾値になる時までの時間により前記第２スイッチ素子をオンさせることを特徴とする。
【００２３】
請求項４の発明では、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記出力電圧に応じて流れる電流により第１コンデンサを充電し前記第１コンデンサの充電電圧が充電開始時から第１所定電圧になる時までの時間により前記第１スイッチ素子をオンさせる第１スイッチ素子制御部と、所定の電流により第２コンデンサを充電し前記第２コンデンサの充電電圧が充電開始時から第２所定電圧になる時までの前記所定の時間により前記第２スイッチ素子をオンさせる第２スイッチ素子制御部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
請求項１の発明によれば、制御回路は、第２スイッチ素子のオン期間を共振リアクトルと電流共振コンデンサによる共振電流の周期の半分より大きく設定するので、入出力の変動によって２次側の整流素子のオン期間が変わっても、確実に整流素子がオフしてから、即ち、２次側へ伝達される電流共振コンデンサと共振リアクトルとによる共振電流がゼロになってから、１次側のスイッチ素子の切替えが行われるため、入出力の変動によるノイズの増加が抑えられ、高効率を図ることができる。
【００２５】
また、共振リアクトルと電流共振コンデンサによる共振電流の周期は、固定であるから、第１スイッチ素子のオン幅（オン期間）は、共振電流の周期の半分より大きい所定の時間に固定し、第２スイッチ素子のオン幅を調整するだけでよく、スイッチング周波数が可変し制御範囲を広くできる。
【００２６】
請求項２の発明によれば、第１スイッチ素子が直流電源の正極に接続され、第２スイッチ素子が直流電源の負極に接続され、第２スイッチ素子のオン幅が固定であるので、第２スイッチ素子がオンしている期間中に、第１スイッチ素子の駆動電源を確実に生成できる。このため、直流電源の正極に接続した第１スイッチ素子を駆動するのに必要な高圧の電源を別に用意する必要がなくなる。
【００２７】
請求項３の発明によれば、１つのコンデンサを用いて、出力電圧に応じて流れる電流により充電されたコンデンサの電圧が第１の閾値から第２の閾値までの時間により第１スイッチ素子をオンさせ、所定の電流により充電されたコンデンサの電圧が第１の閾値から第２の閾値までの時間により第２スイッチ素子をオンさせるので、第２スイッチ素子のオン期間を固定にし、第１スイッチ素子のオン期間を可変制御できる。
【００２８】
請求項４の発明によれば、第２スイッチ素子制御部と第２コンデンサとにより第２スイッチ素子のオン期間を固定にし、第１スイッチ素子制御部と第１コンデンサとにより第１スイッチ素子のオン期間を可変制御でき、しかも第２スイッチ素子のオフ期間を可変制御できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００３０】
本発明は、第２スイッチ素子のオン期間を共振リアクトルと電流共振コンデンサによる共振電流の周期の半分より大きく設定することにより、入出力の条件に関らず、確実にダイオードがオフしてから、即ち、２次側へ伝達される電流共振コンデンサと共振リアクトルとによる共振電流がゼロになってから、１次側のスイッチ素子の切替えを行ない、入出力の変動によるノイズの増加を抑え、高効率を図ることを特徴とするものである。
【実施例１】
【００３１】
図１は実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例１のスイッチング電源装置は、図１２に示す従来のスイッチング電源装置に対して、ＰＷＭ制御回路２に代えて、ＰＲＣ（Pulse Ratio Control）制御回路２ａを用いたことを特徴とし、その他の構成は、図１２に示す従来の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。ここでは、制御回路２ａの構成のみを説明する。
【００３２】
従来のＰＷＭ制御回路２がＰＷＭ制御を行うのに対して、実施例１のＰＲＣ制御回路２ａは、ＰＲＣ制御を行う。このＰＲＣ制御とは、スイッチ素子のオン幅が固定であり且つオフ幅を可変させる制御、あるいは、スイッチ素子のオフ幅が固定であり且つオン幅を可変させる制御（例えば、フライバックコンバータ等で用いられている。）である。
【００３３】
図２はオン幅が固定でオフ幅が可変するパルス信号を生成するＰＲＣ制御回路の一例を示す回路図である。実施例１では、スイッチ素子ＱＬのオン幅が固定であり且つオフ幅を可変させるため、図２に示すようなＰＲＣ制御回路２ａを用いる。
【００３４】
図２において、トランジスタＱ１のエミッタ及びトランジスタＱ２のエミッタは、図示しない電源に接続され、トランジスタＱ１のベースとトランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ１のコレクタとが共通接続され、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２とは電流ミラー回路を構成している。
【００３５】
トランジスタＱ１のコレクタは、抵抗Ｒ１を介してフォトカプラＰＣ−ｂの一端に接続され、フォトカプラＰＣ−ｂの他端は接地されている。トランジスタＱ２のコレクタは、コンデンサＣ１を介して接地されている。コンデンサＣ１には並列にＦＥＴＱ３が接続されている。
【００３６】
コンパレータ１１は、−端子にコンデンサＣ１に充電された電圧を入力し、＋端子に第１の閾値ＶＴ１を入力し、コンデンサＣ１の電圧が第１の閾値ＶＴ１未満であるときには、Ｈレベルをナンド回路１３のリセット端子Ｒに出力し、コンデンサＣ１の電圧が第１の閾値ＶＴ１以上であるときには、Ｌレベルをナンド回路１３のリセット端子Ｒに出力する。
【００３７】
電流源ＣＣ１には直列にコンデンサＣ２が接続され、コンデンサＣ２には並列にＦＥＴＱ４が接続されている。
【００３８】
コンパレータ１２は、−端子にコンデンサＣ２に充電された電圧を入力し、＋端子に第２の閾値ＶＴ２を入力し、コンデンサＣ２の電圧が第２の閾値ＶＴ２未満であるときには、Ｈレベルをナンド回路１４のセット端子Ｓに出力し、コンデンサＣ２の電圧が第２の閾値ＶＴ２以上であるときには、Ｌレベルをナンド回路１４のセット端子Ｓに出力する。
【００３９】
ナンド回路１３とナンド回路１４とはＲＳフリップフロップを構成し、ナンド回路１３は、コンパレータ１１の出力とナンド回路１４の出力Ｑとを入力して出力Ｑの反転出力を出力する。ナンド回路１４は、コンパレータ１２の出力とナンド回路１３の出力（出力Ｑの反転出力）とを入力して出力Ｑを出力する。
【００４０】
ナンド回路１３の出力は、ＦＥＴＱ３のゲートに接続されている。ＦＥＴＱ３のゲートとＦＥＴＱ４のゲートとがノット回路１５を介して接続されている。このノット回路１５は、ＦＥＴＱ３のゲートへの入力を反転してＦＥＴＱ４のゲートに出力する。ナンド回路１３の出力は、バッア１６を介してＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴとして駆動回路３に出力する。
【００４１】
次にこのように構成された実施例１のＰＲＣ制御回路２ａの動作を説明する。図３は図２に示すＰＲＣ制御回路の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【００４２】
まず、出力電圧検出回路５は、出力電圧を検出し、検出された出力電圧と基準電圧との誤差信号をフォトカプラＰＣを介して制御回路２ａへ送る。
【００４３】
制御回路２ａにおいては、フォトカプラＰＣ−ｂに、前記出力電圧の誤差信号が流れる。そして、トランジスタＱ１，Ｑ２と抵抗Ｒ１とで構成される電流ミラー回路により、コンデンサＣ１には、トランジスタＱ２を介してフォトカプラＰＣ−ｂに流れる電流と同じ電流ＩＦＢが流れて、コンデンサＣ１が充電されていき電圧ＶＣ１が直線的に上昇する（例えば図３の時刻ｔ０〜ｔ１）。
【００４４】
このとき、コンデンサＣ１の電圧は、第１の閾値ＶＴ１よりも小さいので、コンパレータ１１の出力は、Ｈレベルとなる。同様に、コンデンサＣ２の電圧も第２の閾値ＶＴ２よりも小さいので、コンパレータ１２の出力も、Ｈレベルとなる。このため、ナンド回路１４の出力ＱはＨレベルとなり、ナンド回路１３の出力はＬレベルとなり、ＦＥＴＱ３はオフする。ＦＥＴＱ３のオフによりノット回路１５を介してＦＥＴＱ４はオンする。
【００４５】
すると、コンデンサＣ２の電荷はＦＥＴＱ４を介して放電するので、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２はゼロである。また、ナンド回路１３の出力であるＬレベルは、バッファ１６を介してＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴとして駆動回路３に出力される。
【００４６】
次に、例えば、時刻ｔ１において、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が、第１の閾値ＶＴ１になると、コンパレータ１１の出力は、ＨレベルからＬレベルになり、ナンド回路１４の出力ＱがＬレベルとなり、ナンド回路１３の出力がＨレベルになるので、ＦＥＴＱ３はオンする。ＦＥＴＱ３のオンによりノット回路１５を介してＦＥＴＱ４はオフする。また、ナンド回路１３の出力であるＨレベルは、バッファ１６を介してＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴとして駆動回路３に出力される。
【００４７】
また、例えば、時刻ｔ１〜ｔ２においては、定電流源ＣＣ１からの所定の電流でコンデンサＣ２が充電されていき、コンデンサの電圧ＶＣ２が直線的に上昇する。このとき、コンデンサＣ１の電荷はＦＥＴＱ３を介して放電するので、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１はゼロである。また、コンパレータ１１の出力はＨレベルになる。
【００４８】
次に、例えば、時刻ｔ２において、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が、第２の閾値ＶＴ２になると、コンバータ１２の出力は、ＨレベルからＬレベルになり、ナンド回路１４の出力ＱがＨレベルとなり、ナンド回路１３の出力がＬレベルになるので、ＦＥＴＱ３はオフする。ＦＥＴＱ３のオフによりノット回路１５を介してＦＥＴＱ４はオンする。また、ナンド回路１３の出力であるＬレベルは、バッファ１６を介してＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴとして駆動回路３に出力される。また、コンパレータ１２の出力はＨレベルになる。
【００４９】
なお、図３では、電流ＩＦＢが時間の経過とともに低下した場合を示しており、電流ＩＦＢが低下すると、コンデンサＣ１に一定電荷を蓄えるために充電時間（例えば時刻ｔ０〜ｔ１）が長くなる様子を示している。
【００５０】
以上の動作を繰り返し、フリップフロップを構成するナンド回路１３の出力、即ち、ＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴは、フォトカプラＰＣに流れる電流に相当する電流ＩＦＢに応じてコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を充電開始時から第１の閾値ＶＴ１まで充電している時間（例えばｔ０〜ｔ１）をＬレベルにし、定電流源ＣＣ１によりコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を充電開始時から第２の閾値ＶＴ２になるまで充電している時間（例えばｔ１〜ｔ２）をＨレベルにする。
【００５１】
このため、ＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴのＨレベルは、固定の値となり、ＬレベルはフォトカプラＰＣに流れる電流（出力電圧の誤差信号）により可変するパルス信号になる。ＰＲＣ制御回路２ａは、このＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴのＨレベルにより、スイッチ素子ＱＬをオンし、Ｌレベルでスイッチ素子ＱＨをオンさせる。また、ＰＲＣ制御回路２ａは、スイッチ素子ＱＬのオン期間を、共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流の周期Ｔａの半分Ｔａ／２より大きく設定する。周期Ｔａは、式（１）で表される。
【００５２】
Ｔａ＝１／ｆ＝２・π・（Ｌｒ・Ｃｒｉ）１／２     ・・・・（１）
なお、実際にはスイッチ素子ＱＬとスイッチ素子ＱＨがオン／オフを切替える時に、両方のスイッチ素子がオフするデッドタイムを設けている。
【００５３】
次に、図２に示すＰＲＣ制御回路２ａを用いて、スイッチ素子ＱＬ，ＱＨをＰＲＣ制御したスイッチング電源装置の動作を図４に示す各部のタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。
【００５４】
なお、図４において、ＩＬｐは１次巻線Ｌｐに流れる電流、ＶＱＬはスイッチ素子ＱＬの両端電圧、ＩＱＬはスイッチ素子ＱＬに流れる電流、ＩＲＣはダイオードＲＣに流れる電流、ＶＱＬＧはスイッチ素子ＱＬのゲートに印加されるゲート電圧信号、ＶＱＨＧはスイッチ素子ＱＨのゲートに印加されるゲート電圧信号である。
【００５５】
また、ＶＱＬＧは図２に示すＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴと同一信号であり、ＶＱＨＧは図２に示すＰＲＣ出力信号ＶＯＵＴに基づいて生成された信号である。
【００５６】
まず、期間Ｔ１において、ゲート電圧信号ＶＱＬＧによりスイッチ素子ＱＬがオンし、ゲート電圧信号ＶＱＨＧによりスイッチ素子ＱＨはオフしている。このとき、直流電源１の正極→電流共振コンデンサＣｒｉ→１次巻線Ｌｐ→共振リアクトルＬｒ→スイッチ素子ＱＬ→直流電源１の負極の経路で電流が流れる。このとき、ダイオードＲＣに電流ＩＲＣが流れて整流され、コンデンサＣｏで平滑されて、負荷４へ直流出力が供給されるので、トランスＴの１次巻線Ｌｐには、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒ による共振電流と、１次巻線Ｌｐと共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉで共振した励磁電流が重畳し電流ＩＬＰ（電流ＩＱＬも同じ）として流れる。
【００５７】
期間Ｔ２において、スイッチ素子ＱＬがオンし、スイッチ素子ＱＨはオフであるが、コンデンサＣｏが充電されて電流ＩＲＣが流れなくなると、ダイオードＲＣはオフする。トランスＴの１次巻線Ｌｐには電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒによる共振電流が正弦波状の電流ＩＬｐ（電流ＩＱＬも同じ）として流れる。
【００５８】
期間Ｔ３において、スイッチ素子ＱＨはオフのままで、ゲート電圧信号ＶＱＬＧによりスイッチ素子ＱＬがオフした時である。このとき、共振リアクトルＬｒと電圧共振コンデンサＣｒｖの共振により電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が減少し、スイッチ素子ＱＬの電圧ＶＱＬが上昇する。
【００５９】
期間Ｔ４において、ゲート電圧信号ＶＱＨＧによりスイッチ素子ＱＨがオンし、スイッチ素子ＱＬはオフのままである。このとき、トランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が、始めにダイオードＤ１を介して減少しながら流れる。
【００６０】
その後、トランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられた電荷が、スイッチ素子ＱＨにより、電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒによる共振電流として放出される。即ち、電流の方向が逆になり、スイッチ素子ＱＨを介して逆方向に増加しながら流れる。この緩やかな正弦波状の電流ＩＬｐによって、トランスＴは励磁エネルギーを放出して、リセットされる。
【００６１】
期間Ｔ５においては、ゲート電圧信号ＶＱＨＧによりスイッチ素子ＱＨがオフし、スイッチ素子ＱＬもオフである。このとき、電圧共振コンデンサＣｖｒとトランスＴの１次巻線Ｌｐの励磁インダクタンスと共振リアクトルＬｒの共振により電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が上昇する。その後、スイッチ素子ＱＬがオンして、期間Ｔ１の状態になる。
【００６２】
以上の動作を繰り返して、直流電源１の直流電圧を別の直流電圧に変換する。図２に示すＰＲＣ制御回路２ａにより、スイッチ素子ＱＬのオン時間（期間Ｔ１＋期間Ｔ２の合計期間で、ゲート電圧信号ＶＱＬＧのＨレベル期間に相当）は、共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流の周期Ｔａの半分Ｔａ／２より大きく一定値に設定され、スイッチ素子ＱＨのオン時間（期間Ｔ４で、ゲート電圧信号ＶＱＨＧのＨレベル期間に相当）は、誤差信号に応じて調整され、出力電圧が制御される。
【００６３】
図５は実施例１のスイッチング電源装置の入力電圧低下前の各部における信号のタイミングチャートであり、従来例の図１３に対応する。図６は実施例１のスイッチング電源装置の入力電圧低下後の各部における信号のタイミングチャートであり、従来例の図１４に対応する。
【００６４】
図１４では、入力電圧を低下させると、図４の期間Ｔ３に相当する部分が短くなり、さらに入力電圧を低下させると、この期間Ｔ３がなくなってしまう。
【００６５】
これに対して、実施例１の図５、図６では、スイッチ素子ＱＬのオン時間Ｔｏｎが固定であり、且つ共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流の周期Ｔａの半分Ｔａ／２より大きく一定値に設定されているので、入力電圧の条件を変えても、図４に示す期間Ｔ３に相当する部分は同じになる。また、入力電圧が低下すると、スイッチ素子ＱＨがオンしている期間が長くなり、１次巻線Ｌｐに流れる電流が同じになるので、スイッチ素子ＱＬがオンの時に出力に伝達されるエネルギーは同じになる。
【００６６】
このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、スイッチ素子ＱＬのオン幅を電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒによる共振電流の周期の半分より大きい時間に固定しているので、入出力の変動によって２次側のダイオードＲＣのオン期間が変わっても、確実に２次側のダイオードＲＣがオフしてから、即ち、２次側へ伝達される電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとによる共振電流がゼロになってから、スイッチ素子ＱＬをオフできる。
【００６７】
このため、電流は共振周波数より早い電流変化がないので、ノイズの発生が少なくなり、半導体部品のストレスも少なくなる。従って、入出力の変動によるノイズの増加が抑えられ、高効率を図ることができる。
【００６８】
また、図４に示す期間Ｔ３に相当する部分は、励磁電流を流しているのみであるので、必要以上に長くすると、効率を低下させることになるが、実施例１では、スイッチ素子ＱＬのオン幅が、固定であるので、このオン幅を最適な時間に設定することにより、効率の低下を少なくすることができる。
【００６９】
図７はＰＲＣ制御でのスイッチ素子ＱＬのデューティ比と出力電圧との関係を示す図である。図８はＰＷＭ制御でのスイッチ素子ＱＬのデューティ比と出力電圧との関係を示す図である。
【００７０】
図７、図８では、実施例１のＰＲＣ制御方式と従来のＰＷＭ制御方式とで入力電圧と出力電流を一定とした時の、スイッチ素子ＱＬのデューティ比（スイッチ素子ＱＬのオン時間とスイッチング周期との比）と出力電圧の関係をシュミレーションした一例である。
【００７１】
図７に示す実施例１によるＰＲＣ制御方式の場合には、デューティ比の変化による出力電圧は、約２Ｖ〜５５Ｖであり、図８に示す従来のＰＷＭ制御方式の場合には、デューティ比の変化による出力電圧は、約２Ｖ〜２７Ｖである。このため、実施例１によるＰＲＣ制御方式におけるデューティ比の変化による出力電圧は、従来のＰＷＭ制御方式の約２倍の制御範囲を持つので、制御範囲を広範囲とすることができる。即ち、スイッチ素子ＱＬのオン期間を、共振電流の周期Ｔａの半分より大きい所定の時間に固定し、スイッチ素子ＱＨのオン幅を調整することで、スイッチング周波数が可変して制御範囲を広くできる。
【００７２】
また、スイッチ素子ＱＬとスイッチ素子ＱＨとを直列に接続したハーフブリッジ構成とした場合には、プラス電位（正極電位）側のスイッチ素子ＱＨを駆動させるためには、スイッチ素子ＱＬがオフしたとき、スイッチ素子ＱＬのドレイン−ソース間に印加される電圧より高い電圧をスイッチ素子ＱＨのゲートに印加することにより、スイッチ素子ＱＨをオンすることができる。このため、例えば、図９に示すような駆動回路３ａが用いられる。
【００７３】
この駆動回路３ａは、ＰＲＣ制御回路２ａとスイッチ素子ＱＬのゲートの間に接続されたスイッチＳＷＬと、ＰＲＣ制御回路２ａに接続されるダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１との整流平滑回路と、ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１との接続点とスイッチ素子ＱＨのゲートの間に接続されたスイッチＳＷＨとを有して構成されている。
【００７４】
この駆動回路３ａにおいて、スイッチＳＷＬが閉じると、ＰＲＣ制御回路２ａからの信号によりスイッチ素子ＱＬがオンする。このとき、直流電源１からダイオードＤ５１を介してコンデンサＣ５１が充電される。
【００７５】
次に、スイッチＳＷＬ が開き、スイッチＳＷＨ が閉じると、コンデンサＣ５１に充電された電圧がスイッチ素子ＱＨのゲート−ソース間に印加され、スイッチ素子ＱＨがオンする。この駆動回路３ａによれば、特別な電源を必要とせずにスイッチ素子ＱＨを駆動できる。
【００７６】
しかし、この駆動回路３ａでは、スイッチ素子ＱＬがオンしたときにコンデンサＣ５１を確実に充電する必要がある。従来のＰＷＭ制御方式の場合には、入力電圧が低くなると、スイッチ素子ＱＨのオン幅が広がり、スイッチ素子ＱＬのオン幅が狭くなる。
【００７７】
また、実施例１とは異なり、トランスの２次巻線の極性を逆にして、スイッチ素子ＱＨがオンの時に、２次側にエネルギーを供給する制御方法では、負荷が変動すると、スイッチ素子ＱＬのオン幅を調整して出力を制御するので、軽負荷時にスイッチ素子ＱＬのオン幅が狭くなる。このような制御方法では、スイッチ素子ＱＬのオン幅が狭くなった時に、コンデンサＣ５１を十分に充電できず、スイッチ素子ＱＨをオンするだけの電圧が確保されない場合がある。
【００７８】
これに対して、実施例１のスイッチング電源装置では、スイッチ素子ＱＬのオン幅は、固定であり、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒによる共振の周期の半分より長いので、どのような条件でもコンデンサＣ５１を確実に充電することができる。このため、スイッチ素子ＱＨ を駆動できなくなることはない。
【００７９】
このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、スイッチ素子ＱＬが直流電源１の正極に接続され、スイッチ素子ＱＨが直流電源１の負極に接続され、スイッチ素子ＱＬのオン幅が固定であるので、スイッチ素子ＱＬがオンしている期間中に、スイッチ素子ＱＨの駆動電源を確実に生成できる。このため、直流電源１の正極に接続したスイッチ素子ＱＨをオンさせるための駆動電源を別に設ける必要がなくなる。
【実施例２】
【００８０】
図１０は実施例２のスイッチング電源装置に設けられたＰＲＣ制御回路の他の一例を示す回路図である。実施例２のＰＲＣ制御回路は、１つのタイミング用のコンデンサを用いて、出力電圧に応じて流れる電流によりコンデンサを充電しコンデンサの充電電圧が第１の閾値から第２の閾値になる時までの時間によりスイッチ素子ＱＨをオンさせ、コンデンサの電荷を第１の閾値まで放電した後、所定の定電流によりコンデンサを充電しコンデンサの充電電圧が第１の閾値から第２の閾値になる時までの時間によりスイッチ素子ＱＬをオンさせ、スイッチ素子ＱＬのオン期間を固定にし、スイッチ素子ＱＨのオン期間を可変制御することを特徴とする。
【００８１】
図１０において、ＦＥＴＱ１１のドレイン及びＦＥＴＱ１２のドレインは、電源Ｖｃｃに接続され、ＦＥＴＱ１１のゲートとＦＥＴＱ１２のゲートとＦＥＴＱ１１のソースとが共通接続され、ＦＥＴＱ１１とＦＥＴＱ１２とはカレントミラー回路を構成している。このカレントミラー回路により、コンデンサＣｔを充電し、コンデンサＣｔの電圧をシュミットトリガ回路ＢＵＦ１に入力するようになっている。
【００８２】
ＦＥＴＱ１１のソースは、ＦＥＴＱ１３のドレインとＦＥＴＱ１４のドレインに接続され、ＦＥＴＱ１３のソースは、電流源ＣＣ１を介してグランドＧＮＤに接続されている。ＦＥＴＱ１４のソースは、電流源ＣＣ２を介してグランドＧＮＤに接続されている。電流源ＣＣ１は、フォトカプラＰＣ１の電流（出力電圧検出回路５からの誤差信号により決定される電流）に基づく電流を流す可変電流源である。電流源ＣＣ２，ＣＣ３は、所定の電流を流す定電流源である。
【００８３】
ＦＥＴＱ１３のゲートには、スイッチ素子ＱＨのゲートに出力するためのゲート信号が印加され、ＦＥＴＱ１４のゲートには、スイッチ素子ＱＬのゲートに出力するためのゲート信号が印加されるようになっている。このゲート信号により、ＦＥＴ１３とＦＥＴＱ１４とは、交互にオン／オフし、コンデンサＣｔの充電電流を交互に切り替えるようになっている。
【００８４】
ＦＥＴＱ１２のソースは、ダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣｔの一端とＦＥＴＱ１５のドレインとシュミットトリガ回路ＢＵＦ１の入力端に接続されている。コンデンサＣｔの他端は、グランドＧＮＤに接続され、ＦＥＴＱ１５のソースは、電流源ＣＣ３を介してグランドＧＮＤに接続されている。
【００８５】
シュミットトリガ回路ＢＵＦ１は、コンデンサＣｔの電圧が第１の閾値Ｖｔ１から第１の閾値Ｖｔ１よりも大きい第２の閾値Ｖｔ２までＬレベルを保持し、コンデンサＣｔの電圧が第２の閾値Ｖｔ２になるとＨレベルとなり、第１の閾値Ｖｔ１になるまでＨレベルを保持する。
【００８６】
シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力端とＦＥＴＱ１５のゲートとは、フリップフロップ回路Ｄ−ＦＦのクロック端子ＣＫとノット回路ＮＯＴ１の入力端とに接続されている。フリップフロップ回路Ｄ−ＦＦの反転出力は端子Ｄに接続されている。
【００８７】
アンド回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ回路Ｄ−ＦＦの出力Ｑとノット回路ＮＯＴ１の出力との論理積をとり、その論理積出力をスイッチ素子ＱＨのゲート信号として出力する。アンド回路ＡＮＤ２は、フリップフロップ回路Ｄ−ＦＦの反転出力とノット回路ＮＯＴ１の出力との論理積をとり、その論理積出力をスイッチ素子ＱＬのゲート信号として出力する。
【００８８】
次にこのように構成された実施例２のＰＲＣ制御回路の動作を図１１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００８９】
まず、時刻ｔ０前において、フリップフロップＤ−ＦＦの出力ＱがＨレベルのときには、アンド回路ＡＮＤ１の出力、即ち、スイッチＱＨのゲート信号がＨレベルとなり、このＨレベルによりＦＥＴＱ１３がオンする。このため、電流源ＣＣ１とＦＥＴＱ１１とＦＥＴＱ１２とからなるカレントミラー回路とが動作し、フォトカプラＰＣの電流によりコンデンサＣｔが充電される。
【００９０】
次に、時刻ｔ０において、コンデンサＣｔの電圧が第２の閾値Ｖｔ２になると、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力は反転してＨレベルになる。フリップフロップＤ−ＦＦは、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１からの信号により、出力が反転して、出力ＱがＬレベルとなり、反転出力がＨレベルとなる。アンド回路ＡＮＤ１の出力は、Ｌレベルとなり、スイッチ素子スイッチＱＨのゲート信号がＬレベルとなり、スイッチ素子スイッチＱＨをオフさせる。このとき、ＦＥＴＱ１３がオフし、コンデンサＣｔの充電を停止する。同時に、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力がＨレベルになるので、ＦＥＴＱ１５がオンする。このため、電流源ＣＣ３により所定の電流でコンデンサＣｔを放電する。このため、時刻ｔ０から、コンデンサＣｔの電圧が直線的に低下していく。
【００９１】
次に、時刻ｔ１において、第１の閾値Ｖｔ１に達すると、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力は反転して、Ｌレベルになる。この信号は、ノット回路ＮＯＴ１を介してアンド回路ＡＮＤ２に入力されるため、アンド回路ＡＮＤ２は、Ｈレベルになり、スイッチ素子ＱＬをオンさせる。同時に、ＦＥＴＱ１４がオンし、電流源ＣＣ２とＦＥＴＱ１１とＦＥＴＱ１２とからなるカレントミラー回路とが動作し、電流源ＣＣ２による所定の電流によりコンデンサＣｔが充電される。
【００９２】
次に、時刻ｔ２において、コンデンサＣｔの電圧が第２の閾値Ｖｔ２になると、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力は反転してＨレベルになり、フリップフロップＤ−ＦＦの出力が反転し、出力ＱがＨレベル、反転出力がＬレベルになる。アンド回路ＡＮＤ２の出力は、Ｌレベルとなり、スイッチ素子ＱＬをオフさせ、ＦＥＴＱ１４をオフし、コンデンサＣｔの充電を停止する。同時に、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力がＨレベルとなるため、ＦＥＴＱ１５がオンし、電流源ＣＣ３により所定の電流によりコンデンサＣｔを放電する。
【００９３】
次に、時刻ｔ３において、コンデンサＣｔの電圧が第１の閾値Ｖｔ１になると、シュミットトリガ回路ＢＵＦ１の出力は反転してＬレベルになる。この信号はノット回路ＮＯＴ１を介してアンド回路ＡＮＤ１に入力されるため、アンド回路ＡＮＤ１の出力は、Ｈレベルになり、スイッチ素子ＱＨをオンさせる。
【００９４】
以上の動作を繰り返して、スイッチ素子ＱＬとスイッチ素子ＱＨとを交互にオン／オフさせることができる。
【００９５】
このように実施例２のＰＲＣ制御回路によれば、１つのタイミング用のコンデンサＣｔを用いて、出力電圧に応じて流れる電流（フォトカプラＰＣ１の電流で、電流源ＣＣ１の電流）によりコンデンサＣｔを充電し、コンデンサＣｔの電圧が第１の閾値Ｖｔ１から第２の閾値Ｖｔ２になる時までの時間（例えば時刻ｔ３〜ｔ４の時間）により、スイッチ素子ＱＨをオンさせ、コンデンサの電荷を第１の閾値Ｖｔ１まで放電した後（例えば時刻ｔ５）、所定の定電流（電流源ＣＣ２の電流）によりコンデンサＣｔを充電し、コンデンサＣｔの電圧が第１の閾値Ｖｔ１から第２の閾値Ｖｔ２になる時までの時間（例えば時刻ｔ５〜ｔ６の時間）により、スイッチ素子ＱＬをオンさせ、スイッチ素子ＱＬのオン期間を固定にし、スイッチ素子ＱＨのオン期間を可変制御することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９６】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図２】オン幅が固定でオフ幅が可変するパルス信号を生成するＰＲＣ制御回路の一例を示す回路図である。
【図３】図２に示すＰＲＣ制御回路の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図４】実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５】実施例１のスイッチング電源装置の入力電圧低下前の各部における信号のタイミングチャートである。
【図６】実施例１のスイッチング電源装置の入力電圧低下後の各部における信号のタイミングチャートである。
【図７】ＰＲＣ制御でのスイッチ素子ＱＬのデューティ比と出力電圧との関係を示す図である。
【図８】ＰＷＭ制御でのスイッチ素子ＱＬのデューティ比と出力電圧との関係を示す図である。
【図９】スイッチ素子ＱＬ及びスイッチ素子ＱＨを駆動する駆動回路の一例を示す回路図である。
【図１０】実施例２のスイッチング電源装置に設けられたＰＲＣ制御回路の他の一例を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すＰＲＣ制御回路の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図１２】従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置の入力電圧低下前の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】従来のスイッチング電源装置の入力電圧低下後の各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００９８】
１  直流電源
２  ＰＷＭ制御回路
２ａ  ＰＲＣ制御回路
３，３ａ  駆動回路
４  負荷
５  出力電圧検出回路
１１，１２  コンパレータ
１３，１４  ナンド回路
１５，ＮＯＴ１  ノット回路
１６  バッファ
ＱＨ，ＱＬ  スイッチ素子
Ｃｒｉ  電流共振コンデンサ  
Ｃｒｖ  電圧共振コンデンサ
Ｌｒ  共振リアクトル
Ｔ  トランス
Ｌｐ  １次巻線
Ｌｓ  ２次巻線
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，ＲＣ  ダイオード
ＰＣ  フォトカプラ
Ｑ１，Ｑ２  トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１１〜Ｑ１５  ＦＥＴ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃｔ  コンデンサ
Ｒ１  抵抗
ＣＣ１〜ＣＣ３  電流源
ＡＮＤ１，ＡＮＤ２  アンド回路
Ｄ−ＦＦ  フリップフロップ回路
ＢＵＦ１  シュミットトリガ回路
【図１】
2006141125.tif 000003
【図２】
2006141125.tif 000004
【図３】
2006141125.tif 000005
【図４】
2006141125.tif 000006
【図５】
2006141125.tif 000007
【図６】
2006141125.tif 000008
【図７】
2006141125.tif 000009
【図８】
2006141125.tif 000010
【図９】
2006141125.tif 000011
【図１０】
2006141125.tif 000012
【図１１】
2006141125.tif 000013
【図１２】
2006141125.tif 000014
【図１３】
2006141125.tif 000015
【図１４】
2006141125.tif 000016