(57)【要約】【課題】インバータの周波数と直流電源電圧を制御して調光する放電灯点灯装置において、インバータのスイッチング素子に過大なストレスを与えることを防止する。【解決手段】インバータの動作周波数と電源電圧の制御を組み合わせて放電灯を調光点灯させる調光用放電灯点灯装置において、外部からの調光信号が光出力の高い全点灯時から、光出力の低い調光点灯時に近づくように設定されたときには、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加した。また、外部からの調光信号が光出力の低い調光点灯時から光出力の高い全点灯時に近づくように設定されたときには、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加した。【選択図】図１
2006004782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電圧を所定の直流電圧に変換し出力する直流電源回路部と、
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部と、
放電灯に接続されるＬＣ共振回路を含み、インバータ回路部からの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、
直流電源回路部が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部と、
インバータ回路部が有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部と、
外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部及びインバータ制御部へ調光制御信号を出力する調光制御処理部とを具備し、
調光レベルに応じて、直流電圧制御部は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、
外部からの調光信号が光出力の高い全点灯時から、光出力の低い調光点灯時に近づくように設定されたときには、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とする調光用放電灯点灯装置。
【請求項２】
全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、ＶＦからＶＤに変化するまでの移行所要時間をτｖ、ｆＦからｆＤに変化するまでの移行所要時間をτｆとした場合に、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段によりτｖ＞τｆとなるようにしたことを特徴とする請求項１記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項３】
全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、外部からの調光信号を受けてから直流電圧をＶＦからＶＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ、外部からの調光信号を受けてからインバータ動作周波数をｆＦからｆＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｆとした場合に、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段によりＴｖ＞Ｔｆとなるようにしたことを特徴とする請求項１又は２記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項４】
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電圧を所定の直流電圧に変換し出力する直流電源回路部と、
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部と、
放電灯に接続されるＬＣ共振回路を含み、インバータ回路部からの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、
直流電源回路部が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部と、
インバータ回路部が有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部と、
外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部及びインバータ制御部へ調光制御信号を出力する調光制御処理部とを具備し、
調光レベルに応じて、直流電圧制御部は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、
外部からの調光信号が光出力の低い調光点灯時から光出力の高い全点灯時に近づくように設定されたときには、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とする調光用放電灯点灯装置。
【請求項５】
全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、ＶＤからＶＦに変化するまでの移行所要時間をτｖ’、ｆＤからｆＦに変化するまでの移行所要時間をτｆ’とした場合に、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段によりτｖ’＜τｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項４記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項６】
全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、外部からの調光信号を受けてから直流電圧をＶＤからＶＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ’、外部からの調光信号を受けてからインバータ動作周波数をｆＤからｆＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ’とした場合に、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段によりＴｖ’＜Ｔｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項４又は５記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項７】
直流電圧の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで直流電圧が変化する移行所要時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、直流電圧がＶＦからＶＤに変化するまでの移行所要時間をτｖ、直流電圧がＶＤからＶＦに変化するまでの移行所要時間をτｖ’とした場合、τｖ＞τｖ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項８】
インバータ動作周波数の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで動作周波数が変化する移行所要時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、動作周波数がｆＦからｆＤに変化するまでの移行所要時間をτｆ、動作周波数がｆＤからｆＦに変化するまでの移行所要時間をτｆ’とした場合、τｆ＜τｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項９】
直流電圧の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで直流電圧が変化開始するまでの遅延時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、直流電圧をＶＦからＶＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ、直流電圧をＶＤからＶＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ’とした場合、Ｔｖ＞Ｔｖ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項１０】
インバータ動作周波数の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで動作周波数が変化開始するまでの遅延時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、動作周波数をｆＦからｆＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ、動作周波数をｆＤからｆＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ’とした場合、Ｔｆ＜Ｔｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項１１】
直流電源回路部は、少なくとも１つのスイッチング素子とチョッパ用インダクタ、ダイオード及びコンデンサを備え、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすることで直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路構成であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項１２】
前記放電灯は、定格出力が異なり、定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯が対象となることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれかに記載の放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置により点灯される放電灯と、これらが取り付けられる器具本体とを具備したことを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの周波数制御と電源電圧制御を組み合わせて放電灯を調光点灯させる調光用放電灯点灯装置及びこれを用いた照明装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、演出・省エネルギーなどを目的として、様々な場面で調光用の放電灯点灯装置が使用されるようになってきた。この種の調光用の放電灯点灯装置としては、例えば、特開２００３−１６８５９０号公報に開示されたものが挙げられる。
【０００３】
まず、第１の従来例としては、図２２に示すように、直流電源１ａと、少なくとも１つのスイッチング素子を具備して、前記スイッチング素子をオン／オフすることで直流電源１ａからの直流出力を高周波出力に変換するインバータＩＮＶと、インバータＩＮＶの出力端間に接続されたインダクタＬ１及びコンデンサＣ１の直列回路からなる共振回路９と、任意の調光レベルに設定されることで、コンデンサＣ１の両端に接続される放電灯ＬＡを、前記調光レベルに応じて調光するように指示する調光信号を出力する調光部４ａ、調光信号に応じてインバータＩＮＶのスイッチング素子をオン／オフする動作周波数を変化させる制御部３ａからなる調光手段とを備えた所謂周波数調光方式の放電灯点灯装置が知られている。
【０００４】
しかし、このような放電灯点灯装置では、調光レベルを深めて調光下限に近づけたときや、放電灯ＬＡの周囲温度が比較的低いときには、移動縞やちらつきが発生することがあり、調光レベルを更に深めると、放電灯ＬＡを立ち消えさせてしまうことがあった。
【０００５】
そこで、第２の従来例としては、図２３に示すように、共振回路９の代わりに、インバータＩＮＶの出力端間に接続されたインダクタＬ１及び第１のコンデンサＣ１の直列回路と、インダクタＬ１及び第１のコンデンサＣ１の接続点に一端が接続された第２のコンデンサＣ２とを具備する共振回路８を備え、放電灯ＬＡが第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路に並列接続される放電灯点灯装置が提案されている。
【０００６】
図２３に示した放電灯点灯装置では、第１の従来例と比べて、共振回路９の代わりに共振回路８を備えることで、図２４に示すように、第１のコンデンサＣ１の両端に印加される２次電圧Ｖ０２が、放電灯ＬＡのインピーダンスが無限大としたとき、つまり、無負荷時に最大となる無負荷共振周波数ｆ０と、調光下限時のインバータＩＮＶの動作周波数ｆＤとが略等しくなるように設計しやすくなる。すなわち、インバータＩＮＶの動作周波数ｆをｆＤに近付けて調光を深めても、２次電圧Ｖ０２が高くなることで、調光下限時の放電灯ＬＡの立ち消えやちらつきの発生を抑えている。
【０００７】
また、この放電灯点灯装置では、インバータＩＮＶの動作周波数ｆを変化させることで、放電灯ＬＡにランプ電流が比較的多く流れるときには、上述の無負荷時と異なって共振回路８における第２のコンデンサＣ２及び放電灯ＬＡの影響が大きくなり、放電灯ＬＡを定格出力で点灯させる動作周波数ｆＦ付近で、２次電圧Ｖ０２が最大となる、もう１つの共振周波数ｆ０Ｆを有することとなる。つまり、放電灯ＬＡを定格出力で点灯させようと動作周波数ｆをｆ０Ｆに近付けたときにも、２次電圧Ｖ０２が高くなるのである。
【０００８】
これにより、図２５に示すように、動作周波数ｆをｆＤ〜ｆＦの範囲において略一定としたときの、第２の従来例の共振回路８からの出力電圧Ｖと出力電流Ｉとの関係を示すバラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１’〜Ｂ５’の傾きを、第１の従来例の共振回路９におけるバラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１”〜Ｂ５”と比べて、大きくしている。
【０００９】
ここで、図２５のバラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１’，Ｂ１”は、動作周波数ｆをｆＤとしたときを示し、曲線Ｂ５’，Ｂ５”は、動作周波数ｆをｆＦとしたときを示す。また、ｆ１，ｆ２，ｆ３がそれぞれｆＦ＜ｆ３＜ｆ２＜ｆ１＜ｆＤの関係を満たす場合において、曲線Ｂ２’，Ｂ２”は動作周波数ｆをｆ１としたときを示し、曲線Ｂ３’，Ｂ３”は動作周波数ｆをｆ２としたときを示し、曲線Ｂ４’，Ｂ４”は動作周波数ｆをｆ３としたときを示す。
【００１０】
即ち、曲線Ｂ１’〜Ｂ５’と、放電灯ＬＡのランプ電圧Ｖ−ランプ電流Ｉの関係を示すランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃとの交点（白点）が、第２の従来例で放電灯ＬＡを動作させたときの動作点となり、曲線Ｂ１”〜Ｂ５”と、放電灯ＬＡのランプ電圧Ｖ−ランプ電流Ｉの関係を示すランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃとの交点（黒点）が、第１の従来例で放電灯ＬＡを動作させたときの動作点となるので、インバータＩＮＶの動作周波数ｆをｆＦとしたときには、第２の従来例の方がランプ電流Ｉを多く流すことができる。
これにより、図２４に示すように、第２の従来例の放電灯ＬＡの光出力Ｐ（実線）は、第１の従来例の放電灯ＬＡの光出力Ｐ（点線）よりも大きくなるのである。
【００１１】
しかしながら、第２の従来例では、上述のように第１の従来例と比べて、曲線Ｂ１’〜Ｂ５’の傾きを大きくさせても、動作周波数ｆをｆＦとしたときの曲線Ｂ５’は動作周波数ｆをｆＤとしたときの曲線Ｂ１’と比べて傾きが小さい。その結果、例えば、定格出力が異なり、定格ランプ電流が略等しい２つの放電灯ＬＡ１とＬＡ２を取り替えて点灯させるような場合、図２６に示すように、夫々のランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃ１，Ｃ２が異なるため、動作周波数ｆをｆＤとしたときには放電灯ＬＡ１，ＬＡ２にそれぞれ略等しいランプ電流Ｉを流すことができても、調光部４ａからの調光信号を変化させて動作周波数ｆを減少させ、定格出力に近付けるにつれて、放電灯ＬＡ１，ＬＡ２に流れるランプ電流Ｉの差は次第に大きくなる。
【００１２】
このように定格電力が異なり、定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯ＬＡを点灯させる場合は、調光部４ａの調光レベルを略同じに設定して略同一の調光信号を出力させているにも拘わらず、各放電灯ＬＡに流れるランプ電流Ｉに差が生じて、定格出力時の光出力に対する実際の光出力の割合である光出力比が異なってしまうといった問題が生じる。
【００１３】
そこで、第３の従来例としては、図２７に示すように、交流電源Ｖｓからの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続されるインダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３の両端に接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ４の直列回路と、調光部４ａからの調光信号に応じて、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする制御部２ａとを備え、コンデンサＣ４の両端電圧を出力電圧Ｖｃ４としてインバータＩＮＶに出力する放電灯点灯装置が提案されている。この図２７に示した放電灯点灯装置は、ランプ電流Ｉを検出して電圧信号からなるランプ電流信号を出力する電流検出部６を備え、差分増幅部２１を含む制御部２０は、ランプ電流信号に基づいて、調光信号に対応したランプ電流が流れるようにインバータＩＮＶの駆動周波数ｆを変化させる調光制御信号を出力するフィードバック手段として構成されている。この放電灯点灯装置では、直流電源回路は、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦすることで交流電源ＶＳの出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路で構成され、出力電圧Ｖｃ４の電圧値は、交流電源ＶＳのピーク電圧値以上となる。ここで、前記ピーク電圧値は、交流電源ＶＳの出力電圧が１００［Ｖ］であれば約１４１［Ｖ］、交流電源ＶＳの出力電圧が２００［Ｖ］であれば、約２８２［Ｖ］である。
【００１４】
図２７に示した放電灯点灯装置では、第２の従来例と同様、制御部３ａが調光信号に応じてインバータＩＮＶの動作周波数ｆをｆＦ〜ｆＤの範囲で変化させる一方で、制御部２ａは放電灯ＬＡの調光レベルを定格出力としたときには、出力電圧Ｖｃ４として全点灯時の電圧値ＶＦを出力するようにスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦし、調光レベルを調光下限に近づけるにつれて出力電圧Ｖｃ４を電圧値ＶＦよりも小さくし、調光下限付近では出力電圧Ｖｃ４として電圧値ＶＤを出力するようにスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする。全点灯時の電圧値ＶＦは、調光下限時の電圧値ＶＤよりも大きく、ＶＦ＞ＶＤである。
【００１５】
ここで、図２８に示すように、直流電圧Ｖｃ４を電圧値ＶＤとしたときと、ＶＦとしたときとでは、放電灯ＬＡの光出力が異なり、インバータ動作周波数ｆがｆＦ〜ｆＤの範囲において、出力電圧Ｖｃ４をＶＦとしたときの光出力Ｐ２の方が、出力電圧Ｖｃ４をＶＤとしたときの光出力Ｐ１よりも大きくなる。
【００１６】
すなわち、調光レベルを調光下限に、つまり、動作周波数ｆをｆＤに近づけると、前記調光レベルに応じた調光信号により直流電源の出力電圧Ｖｃ４が電圧値ＶＦからＶＤに変化するため、図２８中に示す白点Ｂ’が黒点Ｂに移るように、光出力比４０％で放電灯ＬＡを点灯させる動作周波数を無負荷共振周波数ｆ０に近づけることができる。これと同様に、図２８中に示す白丸Ｃ’が黒丸Ｃに移るように、光出力比２０％で放電灯ＬＡを点灯させる動作周波数ｆＤも無負荷共振周波数ｆ０に近づけることができる。また、調光レベルを定格出力に、つまり、動作周波数ｆをｆＦに近づけると、直流電源の出力電圧Ｖｃ４が電圧値ＶＤからＶＦに大きくなるので、図２８中の黒点Ａ、白点Ａ’に示すように、光出力を大きくしておくことができる。
【００１７】
以上のことは、第２の従来例のように、インバータ動作周波数のみを制御して調光する場合に比べて、直流電圧Ｖｃ４を調光制御に用いている分でｆＦ〜ｆＤの制御動作範囲を狭くすることが可能となる。すなわち、ｆＦ及びｆＤが無負荷共振周波数ｆ０近傍に設定されることが可能となるため、バラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１〜Ｂ５の傾きが、第２の従来例と比べて略均等に大きくできる。
【００１８】
その結果、定格出力が異なり、定格ランプ電流が略等しい２つの放電灯ＬＡ１，ＬＡ２のランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃ１，Ｃ２は、図２９に示すように、互いに異なっているが、ｆＤ〜ｆＦのうちの任意の動作周波数ｆにおいて、放電灯ＬＡ１，ＬＡ２に流れるランプ電流Ｉをそれぞれ略等しくして放電灯ＬＡ１，ＬＡ２の光出力比を略等しくすることができる。
【００１９】
以上をまとめると、第３の従来例では、調光部４ａからの調光信号に応じてインバータ動作周波数ｆだけでなく、直流電源電圧Ｖｃ４を適宜制御することにより、任意の調光レベル、動作周波数において、バラストＶ−Ｉ特性の傾きを大きくすることが可能となり、第１の従来例の課題である、深い調光時のちらつきや立ち消えを防止し、第２の従来例の課題である、定格電力が異なり定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯ＬＡを点灯させる場合に、同一調光信号であってもランプ電流値に差が生じるといった現象を軽減することが可能となる。
【特許文献１】特開２００３−１６８５９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、第３の従来例において、調光部４ａからの調光信号に応じてインバータ動作周波数ｆ、及び直流電源電圧Ｖｃ４をどのように制御するのか、ということを考えた場合、以下のような課題が存在する。
【００２１】
例えば、放電灯ＬＡに対して、調光レベルを定格出力時から調光下限時へ調光する場合を考える。まず、各調光レベルでのインバータ動作周波数ｆ、及び直流電源電圧Ｖｃ４の設定値は、定格出力（Ｆｕｌｌ）時がｆＦ及びＶＦ、調光下限（Ｄｉｍ）時がｆＤ及びＶＤとする。次に、定格出力時及び調光下限時における、インバータのスイッチング素子Ｑ２（Ｑ１でも同様）のドレイン−ソース間電圧ＶQ2及びドレイン電流ＩQ2は、図３０（ａ）及び（ｃ）のようになっているものとする。図３０（ａ）及び（ｃ）より、インバータ電流ＩQ2は電圧ＶQ2に対して遅れ位相（以後、「遅相」と呼ぶ）であり、遅相電流として安定した状態で動作していることが分かる。
【００２２】
しかしながら、定格出力時から調光下限時に移行する過渡時でのインバータ電流ＩQ2は、図３０（ａ）及び（ｃ）のような安定した遅相電流とは限らず、場合によっては図３０（ｂ）に示すように、ドレイン−ソース間電圧ＶQ2に対して進み位相（以後、「進相」と呼ぶ）で動作する可能性があり、その場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の内蔵ダイオードが短絡されている状態となり、過大な電流が流れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にダメージを与えてしまう。
【００２３】
こうした原理での過電流ストレスはｄｉ／ｄｔストレスとも呼ばれ、スイッチング素子の耐力を超えるｄｉ／ｄｔストレスが印加された場合には素子のショート破壊を引き起こすことも十分に有り得る。
【００２４】
また、逆の事例として、調光レベルを調光下限時から定格出力時へ調光する場合においても、上記と同様のことが言える。つまり、調光過渡時ではドレイン電流ＩQ2のドレイン−ソース間電圧ＶQ2に対する遅相度合いが薄まり、同相から場合によっては進相となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のｄｉ／ｄｔストレスが発生する場合も有り得る。さらに、図３０（ｂ）に示した進相電流のストレスの度合いは、インバータ動作周波数、直流電源電圧が共により低くなればなるほど悪化することから、放電灯点灯装置を設計するうえで各々の調光モードでのインバータ動作周波数及び直流電源電圧の設定自由度を狭めてしまうことは否めない。
【００２５】
以上、調光部４ａからの調光信号に応じてインバータ動作周波数ｆ、及び直流電源電圧Ｖｃ４をどのように制御するのかによっては、インバータのスイッチング素子に進相電流が流れる場合があり、スイッチング素子に過大なストレスを与えてしまうといった課題がある。
【００２６】
本発明は従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、インバータ動作周波数、直流電源電圧を適宜制御して調光を可能とする放電灯点灯装置において、インバータのスイッチング素子に過大なストレスを与えることのない放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電圧を所定の直流電圧に変換し出力する直流電源回路部１と、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部１からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部ＩＮＶと、放電灯ＬＡに接続されるＬＣ共振回路（インダクタＬ１、コンデンサＣ１）を含み、インバータ回路部ＩＮＶからの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、直流電源回路部１が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部２と、インバータ回路部ＩＮＶが有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部３と、外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部２及びインバータ制御部３へ調光制御信号を出力する調光制御処理部４とを具備し、調光レベルに応じて、直流電圧制御部２は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部３はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、外部からの調光信号が光出力の高い全点灯時から、光出力の低い調光点灯時に近づくように設定されたときには、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とするものである。また、外部からの調光信号が光出力の低い調光点灯時から光出力の高い全点灯時に近づくように設定されたときには、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、インバータ動作周波数、直流電源電圧を適宜制御して調光を可能とする放電灯点灯装置において、インバータのスイッチング素子に過大なストレスを与えることのない放電灯点灯装置を提供することができる。また、インバータ動作周波数だけでなく、直流電源電圧をも制御することで、任意の調光レベルにおいて、放電灯点灯装置の出力電圧−出力電流特性の傾きを大きくすることが可能となり、深い調光時でのちらつきや立ち消えを防止できるとともに、定格電力が異なり、定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯を点灯させる場合に同一調光信号であってもランプ電流値に差が生じるといった現象を抑えることが可能である。
【００２９】
請求項１〜３の発明によれば、全点灯時から調光点灯時への調光過程において、インバータのスイッチング素子での進相電流の発生を防止し、信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することが可能となる。
請求項４〜６の発明によれば、調光点灯時から全点灯時への調光過渡時において、インバータのスイッチング素子での進相電流の発生を防止し、信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することが可能となる。
【００３０】
請求項７〜１０の発明によれば、全点灯時から調光点灯時への調光過渡時及び調光点灯時から全点灯時への調光過渡時において、インバータのスイッチング素子での進相電流の発生を防止し、信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することが可能となる。
請求項１２の発明によれば、定格ランプ電流値が略等しい複数種の放電灯に対し、任意の調光レベルにおいて略等しいランプ電流を流し、前記複数種の放電灯間での光出力比を略等しくすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の全体構成を示すブロック回路図である。図１に示す放電灯点灯装置は、第３の従来例として、図２７に示したように、整流器ＤＢ及び少なくとも１つのスイッチング素子を有する直流電圧変換部ＣＶから構成され、交流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する直流電源回路部１と、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部１からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部ＩＮＶと、直流カットコンデンサＣｄ、放電灯ＬＡおよび共振要素であるインダクタＬ１、コンデンサＣ１を含み、インバータ回路部ＩＮＶからの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、直流電源回路部１が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部２と、インバータ回路部ＩＮＶが有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部３と、外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部２及びインバータ制御部３へ調光制御信号を出力する調光制御処理部４とを具備し、調光レベルに応じて直流電圧制御部２は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部３はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、さらに、調光制御処理部４と、直流電圧制御部２及びインバータ制御部３それぞれの間に、直流電圧調光時適正制御手段５及びインバータ調光時適正制御手段７を付加した構成となっている。
【００３２】
以下、各部の構成を詳述する。交流電源ＶＳは商用の交流電源であり、電圧は例えば１００Ｖ、２００Ｖ又は２４０Ｖである。
整流器ＤＢは交流電源ＶＳからの交流電圧を脈流電圧に整流し出力するものであり、例えば、ダイオードブリッジで構成する。交流電源ＶＳが１００Ｖの場合、ダイオードブリッジの代わりに例えば倍電圧整流回路を用いても良い。倍電圧整流回路を用いると、交流電源ＶＳの電圧が実質的に２００Ｖと同等と見なせ、倍電圧整流回路以後に接続されている回路に流れる電流がダイオードブリッジと比べて約半分になるので、放電灯点灯装置の効率を上げることができる。
【００３３】
直流電圧変換部ＣＶは、整流器ＤＢからの電圧を他の電圧に変換するものであり、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパ、あるいは極性反転チョッパ回路であっても構わない。要はある直流電圧を別の直流電圧に変換するものであれば、どのような回路構成でも構わない。なお、図２では昇圧チョッパの場合について示してあり、それについては詳細を後述する。
インバータ回路部ＩＮＶに関しても図３に具体例を示しており、詳細は後述することとする。
【００３４】
直流カットコンデンサＣｄは、インバータに流れる直流成分を遮断し、これによりインバータ回路は交流電圧でのみ動作することになる。コンデンサＣｄの容量は、通常は共振コンデンサＣ１よりも大きく設定されている。
【００３５】
負荷回路部は上記直流カットコンデンサＣｄの他に、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列共振回路の共振動作により放電灯ＬＡを始動・点灯させるものである。放電灯ＬＡは例えば蛍光灯である。なお、共振回路構成は、第２の従来例で述べたようなインダクタＬ１、コンデンサＣ１，Ｃ２の構成であっても構わない。
【００３６】
直流電圧制御部２は、直流電圧変換部ＣＶが有するスイッチング素子を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じてスイッチング素子の駆動周波数（あるいはオン期間）を適宜制御することで直流電圧を変化させることが可能である。
【００３７】
インバータ制御部３は、インバータ回路部ＩＮＶが有するスイッチング素子を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じてスイッチング素子の駆動周波数を適宜変化させることが可能である。
【００３８】
直流電圧調光時適正制御手段５及びインバータ調光時適正制御手段７は、調光制御処理部４からの調光制御信号を受けて、直流電圧制御部２及びインバータ制御部３が適正に調光制御を行うようにするための手段であり、その手段の詳細は本発明の主旨でもある。なお、本実施形態で述べる手段、方法の一例については、その詳細を後述することとする。
【００３９】
次に、図２は図１に示した直流電圧変換部ＣＶ及び直流電圧制御部２の具体回路例である。直流電圧変換部ＣＶは昇圧チョッパ回路構成であり、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ４を主体に構成されており、また、直流電圧制御部２はスイッチング素子Ｑ３を駆動制御する制御回路ＩＣ１を主体に構成されている。
【００４０】
上記の制御回路ＩＣ１は、汎用のチョッパ制御用ＩＣであるモトローラ社製のＭ３３２６２を採用している。この制御回路ＩＣ１の詳細については既に周知であるので、ここでは詳しい説明は省略し、制御回路ＩＣ１に対する外付け部品の構成について以下に簡単に説明する。
【００４１】
制御回路ＩＣ１の１番ピン（出力電圧帰還端子）には、平滑用のコンデンサＣ４に並列接続された抵抗Ｒ８〜Ｒ１１の直列回路によって平滑出力電圧を分圧した電圧が入力される。２番ピン（誤差アンプ出力端子／補償端子）には抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ０４とが接続される。３番ピン（マルチプライヤ入力端子）にはチョッパ入力電圧である整流後の脈流電圧から抵抗Ｒ４〜Ｒ６によって分圧された電圧がコンデンサＣ０３で平滑されて入力される。４番ピン（電流センス入力端子）にはスイッチング素子Ｑ３に流れる電流を検出するために、抵抗Ｒ１３で得られた電圧を抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ０５で平滑して入力される。５番ピン（ゼロ電流検出入力端子）にはインダクタＬ２の電流のゼロクロス点を検出するために、インダクタＬ２の２次巻線の出力が抵抗Ｒ１５を介して入力される。６番ピン（グランド端子）は回路グランドに接続される。７番ピン（出力端子）にはスイッチング素子Ｑ３を駆動するために、抵抗Ｒ１６を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続される。８番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＩＣ１の電源用として、整流後の脈流電圧から抵抗Ｒ１〜Ｒ３にて分圧された電圧がコンデンサＣ０１及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力されると共に、インダクタＬ２の２次巻線からの出力も抵抗Ｒ７を介して入力される。
【００４２】
以上のように構成することにより、制御回路ＩＣ１は整流器ＤＢから昇圧チョッパ回路への入力電圧（脈流電圧）を３番ピンの入力に基づいて検出し、昇圧チョッパ回路からの出力電圧を１番ピンの入力に基づいて検出し、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流を４番ピンの入力に基づいて検出し、更にインダクタＬ２に流れる電流を５番ピンの入力に基づいて検出しながらスイッチング素子Ｑ３の駆動制御を行うことができる。
【００４３】
次に、図３は図１に示したインバータ回路部ＩＮＶ及びインバータ制御部３の具体回路例である。インバータ回路ＩＮＶはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を直流電圧変換部ＣＶの出力端子に接続した構成であり、インバータ回路部ＩＮＶの出力としては、例えば、スイッチング素子Ｑ２の両端端子が用いられ、負荷回路部が接続されることになる。
【００４４】
また、インバータ制御部３はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動用制御回路ＩＣ２を含む発振回路を主体に構成されており、その概要を以下に示す。
まず、発振周波数の決定についてであるが、半固定抵抗ＶＲ１と抵抗Ｒｏの直列回路で決まる抵抗値により、ミラー回路電流値を設定し、コンデンサＣｐをミラー回路からの電流により充放電して源発振周波数が設定される。例えば、ミラー回路Ｍ１のミラー比を１：１、ミラー回路Ｍ２のミラー比を１：５と設定すると、コンデンサＣｐの充電電流及び放電電流は以下のようになる。
充電電流Ｉｃ＝Ｖｒｅｆ／（ＶＲ１＋Ｒｏ）
放電電流Ｉｄ＝４×Ｖｒｅｆ／（ＶＲ１＋Ｒｏ）
【００４５】
Ｖｒｅｆ＝５［Ｖ］とすると、源発振設定回路３１にてコンデンサＣｐの電圧が２．５Ｖから５Ｖの間で充放電を繰り返し、この充放電期間の１サイクルが源発振周波数となり、その発振周波数は以下の式で表すことができる。充放電期間の１サイクルをＴとすると、
Ｔ＝充電期間＋放電期間
＝Ｃｐ×２．５／Ｉｃ＋Ｃｐ×２．５／Ｉｄ
＝５×Ｃｐ×（ＶＲ１＋Ｒｏ）／８
よって、発振周波数ｆは、次式で求められる。
ｆ＝１／Ｔ＝８／｛５×Ｃｐ×（ＶＲ１＋Ｒｏ）｝
【００４６】
次に、インバータ駆動パルス信号のＯＮ／ＯＦＦ幅の決定についてであるが、半固定抵抗ＶＲ１と抵抗Ｒｏの直列回路で決まる抵抗値により設定されるミラー電流ＩM3と、抵抗Ｒｉの抵抗値により設定されるミラー電流ＩM2の合成電流がコンデンサＣｉの充電電流となり、コンデンサＣｉの端子電圧が０〜２．５Ｖの間で充放電を繰り返し基準信号を生成する。そして、この充電期間を調整することによりインバータ駆動パルス信号のＯＮ幅及びＯＦＦ幅を設定できる。
【００４７】
なお、図４は図３で示したインバータ制御部３の主要波形として、コンデンサＣｐの端子電圧、コンデンサＣｉの端子電圧およびそれらの電圧波形から決定されるインバータ駆動パルス信号を示したものであり、図４よりコンデンサＣｉの充電期間がインバータ駆動パルス信号のＯＦＦ期間であるとして、ＯＦＦ期間をＴｏｆｆとした場合の具体事例を以下に述べてみる。
【００４８】
ミラー回路Ｍ３からコンデンサＣｉに供給される充電電流Ｉｃ１は以下のように算出される。
充電電流Ｉｃ１＝Ｖｒｅｆ／（ＶＲ１＋Ｒｏ）＝５／（ＶＲ１＋Ｒｏ）
ミラー回路Ｍ４からコンデンサＣｉに供給される充電電流Ｉｃ２は以下のように算出される。
充電電流Ｉｃ２＝Ｖｒｅｆ／Ｒｉ＝５／Ｒｉ
よって、コンデンサＣｉに供給される充電電流ＩｃはＩｃ１とＩｃ２の合成電流であることから、
充電電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２＝５／（ＶＲ１＋Ｒｏ）＋５／Ｒｉ
【００４９】
コンデンサＣｉの充電期間はコンデンサＣｉの端子電圧が０〜２．５Ｖまでであるから、コンデンサＣｉの充電期間、つまりインバータ駆動パルス信号のＯＦＦ期間Ｔｏｆｆは以下のように算出される。
Ｔｏｆｆ＝Ｃｉ×２．５／Ｉｃ＝Ｃｉ×（ＶＲ１＋Ｒｏ）×Ｒｉ／｛２×（Ｒｉ＋ＶＲ１＋Ｒｏ）｝
【００５０】
以上、コンデンサＣｐ及び抵抗Ｒｏの値を設定することで、発振周波数を、また、抵抗Ｒｉ及びコンデンサＣｉを設定することで、パルス信号のＯＦＦ期間、ひいてはＯＮ期間（Ｔｏｎ＝Ｔ−Ｔｏｆｆ）を設定することができる。つまり、源発振設定回路３１によりパルス回路３２の出力がＬレベルになると、コンデンサＣｉの両端の放電用トランジスタがＯＦＦとなり、コンデンサＣｉが０Ｖから充電されて行き、コンデンサＣｉの電圧が２．５Ｖに達すると、パルス回路３２の出力がＨレベルとなり、コンデンサＣｉの両端の放電用トランジスタがＯＮとなる。パルス回路３２の出力はドライバ回路３３を介して、インバータ駆動パルス信号として制御回路ＩＣ２の２番ピンに入力される。
【００５１】
上記の制御回路ＩＣ２は汎用のインバータ駆動制御用ＩＣであるインターナショナル・レクティファイヤ社製のＩＲ２１１１を採用している。この制御回路ＩＣ２の詳細については既に周知であるので、ここでは詳しい説明は省略し、制御回路ＩＣ２の外付け部品の構成を以下に簡単に説明する。
【００５２】
制御回路ＩＣ２の１番ピン（電源電圧端子）には、制御回路ＩＣ２の電源用として定電圧源Ｖｃｃに接続される。２番ピン（駆動パルス入力端子）には先述のインバータ駆動パルス信号が入力される。３番ピン（グランド端子）は回路グランドに接続される。４番ピン（低電位側駆動用出力端子）は低圧側のスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続される。５番ピンは空きピンである。６番ピン（高電位側フローティング電源オフセット端子）は高圧側のスイッチング素子Ｑ１を駆動する際の基準電位として機能させるために、スイッチング素子Ｑ１のソース端子とスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子との接続点に接続されると共に、後述の８番ピンとの間に駆動電源用のコンデンサが接続される。７番ピン（高電位側駆動用出力端子）は高圧側のスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続される。８番ピン（高電位側フローティング電源端子）は高圧側スイッチング素子Ｑ１を駆動するための電源として機能させるために、定電圧電源Ｖｃｃとの間にダイオードＤ７が接続される。（６番ピンと８番ピンの間に接続された駆動電源用のコンデンサは、低圧側のスイッチング素子Ｑ２がＯＮのときに、定電圧電源ＶｃｃからダイオードＤ７を介して充電され、高圧側のスイッチング素子Ｑ１の駆動電源として利用される。）
【００５３】
以上のように構成することにより、制御回路ＩＣ２は２番ピンに入力された駆動パルス信号をもとに、４番ピンで低圧側のスイッチング素子Ｑ２を、７番ピンで高圧側のスイッチング素子Ｑ１をそれぞれ交互にＯＮ／ＯＦＦするように駆動制御することができる。
【００５４】
次に、調光の動作について説明する。調光制御処理部４からの調光制御信号は全点灯時でＬレベルの出力信号、調光点灯時でＨレベルの出力信号であるものとし、直流電源電圧及びインバータ周波数をそれぞれ制御する。
【００５５】
まず、直流電源制御では、直流電圧調光時適正制御手段５において、全点灯時はトランジスタＱ５２がＯＮとなり、直流電圧の分圧抵抗にＲ５３が加わることになり、逆に調光時はトランジスタＱ５２がＯＦＦとなることで、直流電源出力電圧Ｖｃ４を制御している。
【００５６】
また、インバータ制御では、インバータ調光時適正制御手段７において、全点灯時はトランジスタＱ７１がＯＦＦなので、動作周波数はＶＲ１＋Ｒｏで決定される電流値で決定され、一方、調光時はトランジスタＱ７１がＯＮとなるため、抵抗Ｒｄが抵抗Ｒｏに並列接続されることで、ＶＲ１＋（Ｒｏ//Ｒｄ）で決定される電流値でインバータ動作周波数を制御している。
【００５７】
本実施形態では、全点灯時から調光時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるために、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用のコンデンサＣ５２を設け、全点灯時の直流電源電圧設定値ＶＦから調光時の直流電源電圧設定値ＶＤに変化するまでの制御移行期間を長くするようにしている（図５参照）。
【００５８】
ここで、ＶＦからＶＤに変化するまでの移行所要時間をτｖとし、全点灯時のインバータ動作周波数ｆＦから調光時のインバータ動作周波数ｆＤに変化するまでの移行所要時間をτｆとした場合に、τｖはコンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど長くなる。つまり、調光制御信号がＬレベル→Ｈレベルとなり、トランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなって、コンデンサＣ５２に直流電源電圧Ｖｃ４から抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０を経由して充電されるが、コンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど、コンデンサＣ５２の両端電圧が安定電位にまで充電されるのに時間を要する。
【００５９】
しかしながら、インバータ調光時適正制御手段７には、時定数用コンデンサが無いために、トランジスタＱ７１がＯＦＦ→ＯＮとなった時点でミラー回路の基準電流は直ぐに切り替わるため、τｆは殆ど無いに等しい。その結果、τｖ＞τｆが成立することで、全点灯時から調光時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。
【００６０】
なお、図５は図２及び図３の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）から調光点灯（Ｈレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５における時定数用のコンデンサＣ５２の電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。
【００６１】
以上の構成及び動作により、全点灯から調光点灯への切り替わり時にτｖ＞τｆとすることで、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【００６２】
（実施形態２）
図６は本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３に示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図６の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更したものである。
【００６３】
本実施形態では、全点灯時から調光点灯時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるために、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用のコンデンサＣ５２を設け、調光制御信号が切り替わってから、それに応じて直流電源電圧をＶＦ→ＶＤに制御し始めるまでの制御開始遅延時間を長くするようにしている（図９参照）。
【００６４】
ここで、調光信号が切り替わってから直流電源電圧をＶＦ→ＶＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｖとし、インバータ動作周波数をｆＦからｆＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｆとした場合に、ＴｖはコンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど長くなる。
【００６５】
つまり、調光制御信号がＬレベル→Ｈレベルとなり、トランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなって、コンデンサＣ５２に定電圧源Ｖｃｃから抵抗Ｒ５７を経由して充電されるが、コンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど、コンデンサＣ５２の両端電圧がツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧Ｖｚ５にまで充電されるのには時間を要する。つまり、トランジスタＱ５４がＯＮ→ＯＦＦになるまでに時間を要するということである。
【００６６】
しかしながら、インバータ調光時適正制御手段７には、時定数用コンデンサが無いために、調光制御信号がＬレベル→Ｈレベルとなると、直ぐにトランジスタＱ７１もＯＦＦ→ＯＮに切り替わるため、Ｔｆは殆ど無いに等しい。その結果、Ｔｖ＞Ｔｆが成立することで、全点灯時から調光点灯時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。
【００６７】
なお、図９は図２、図３及び図６回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）から調光（Ｈレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５における時定数用のコンデンサＣ５２の電圧、Ｖｚ５はツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧、Ｖｃｅ（Ｑ５４）はトランジスタＱ５４のコレクタ−エミッタ間電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。
【００６８】
以上の構成及び動作により、全点灯から調光点灯への切り替わり時にＴｖ＞Ｔｆとすることで、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【００６９】
（実施形態３）
以下、本発明の実施形態３を図７及び図８を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図８のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。
【００７０】
本実施形態では、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるために、まず第１には、直流電圧調光時適正制御手段５における抵抗Ｒ５３を抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ５２の間に接続し直したことと、更にコンデンサＣ５２とトランジスタＱ５２の間には新たに抵抗Ｒ５４を付け加えた。次に、第２の変更点として、インバータ調光時適正制御手段７における抵抗ＲｄをＲｄ１とＲｄ２に分けて、Ｒｄ１とＲｄ２との接続点には時定数用のコンデンサＣ７２を新たに付け加えた。
【００７１】
これにより、まず第１には、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用コンデンサＣ５２に貯まった電荷はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮに切り替わったときに抵抗Ｒ５４を介して放電されるようになった。ここで、抵抗Ｒ５４の抵抗値を小さく設定すれば、直流電源電圧をＶＤ→ＶＦに変化するまでの制御移行期間τｖ’を短くすることができる（図１０参照）。
【００７２】
次に、第２に、インバータ調光時適正制御手段７において、時定数用コンデンサＣ７２により、ｆＤからｆＦに変化するまでの制御移行期間τｆ’を長くすることができる。つまり、調光制御信号がＨレベル→Ｌレベルとなり、トランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなってコンデンサＣ７２に半固定抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒｄ１を介して充電される充電時間はコンデンサＣ７２の容量を大きくすればするほど長くなる。
【００７３】
その結果、τｖ’＜τｆ’を成立させることで、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。
【００７４】
なお、図１０は図２、図３、図７及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が調光（Ｈレベル信号）から全点灯（Ｌレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５における時定数用のコンデンサＣ５２の電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。
【００７５】
以上の構成及び動作により、調光から全点灯への切り替わり時にτｖ’＜τｆ’とすることでインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【００７６】
（実施形態４）
以下、本発明の実施形態４を図７及び図１１を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図１１のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。
【００７７】
本実施形態では、実施形態３で述べたのと同様、調光点灯時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるために、まず第１には、直流電圧調光時適正制御手段５における抵抗Ｒ５３を抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ５２の間に接続し直したことと、更にコンデンサＣ５２とトランジスタＱ５２の間には新たに抵抗Ｒ５４を付け加えた。この点は実施形態３と同様である。次に、第２の変更点としては、インバータ調光時適正制御手段７において、時定数用のコンデンサＣ７２を設けた。
【００７８】
これにより、第１に、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用コンデンサＣ５２に貯まった電荷はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮに切り替わったときに抵抗Ｒ５４を介して放電されるようになった。ここで、抵抗Ｒ５４の抵抗値を小さく設定すれば、直流電源電圧をＶＤ→ＶＦに変化するまでの制御移行時間τｖ’を短くすることができる。これは実施形態３と同様である。
【００７９】
次に、第２に、インバータ調光時適正制御手段７において、時定数用コンデンサＣ７２を設け、調光制御信号が切り替わってから、それに応じてインバータ動作周波数をｆＤからｆＦに制御し始めるまでの制御開始遅延時間Ｔｆ’を長くするようにしている（図１２参照）。
【００８０】
ここで、調光信号が切り替わってから直流電源電圧をＶＤ→ＶＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ’とし、インバータ動作周波数をｆＤからｆＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ’とした場合に、Ｔｆ’はコンデンサＣ７２の容量を大きくすればするほど長くなる。
【００８１】
つまり、調光制御信号がＨレベル→Ｌレベルとなり、トランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなってコンデンサＣ７２に定電圧源Ｖｃｃから抵抗Ｒ７３を経由して充電されるが、コンデンサＣ７２の容量を大きくすればするほど、コンデンサＣ７２の両端電圧がツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧Ｖｚ７にまで充電されるのには時間を要する。つまり、トランジスタＱ７３がＯＮ→ＯＦＦになるまでに時間を要するということである。
【００８２】
しかしながら、先述の直流電圧調光時適正制御手段５には、トランジスタＱ５２の前段に時定数用コンデンサが無いために、調光制御信号がＨレベル→Ｌレベルとなると直ぐにトランジスタＱ５２もＯＦＦ→ＯＮに切り替わるため、Ｔｖ’は殆ど無いに等しい。その結果、Ｔｖ’＜Ｔｆ’が成立することで、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。
【００８３】
なお、図１２は図２、図３、図７及び図１１の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が調光（Ｈレベル信号）から全点灯（Ｌレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５におけるコンデンサＣ５２の電圧、Ｖｃ７２はインバータ調光時適正制御手段７における時定数用のコンデンサＣ７２の電圧、Ｖｚ７はツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。
【００８４】
以上の構成及び動作により、調光から全点灯への切り替わり時にＴｖ’＜Ｔｆ’とすることでインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【００８５】
（実施形態５）
以下、本発明の実施形態５を図１３を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図８のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。つまり、実施形態３と同じ構成である。
【００８６】
本実施形態では、実施形態３で述べたように、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるだけでなく、全点灯時から調光点灯時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段５，７に含まれる時定数用コンデンサＣ５２，Ｃ７２への充放電量を適切に制御する手段に関して述べる。
【００８７】
まず、直流電圧調光時適正制御手段５についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ５２への充電は抵抗Ｒ５３を介して行われる。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５４を介して放電される。上記のように、全点灯時→調光時ではインバータ動作周波数の調光制御を優先し、調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ５２への充電期間は長くするとともに、放電期間は逆に極力短くしなければならない。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒ５３の抵抗値はより大きく、抵抗Ｒ５４の抵抗値はより小さくするべきであり、さらには抵抗Ｒ５４に関してはトランジスタＱ５２の電流ストレスが許容されるのであれば短絡（０Ω）としても差し支えない。以上、Ｒ５３＞Ｒ５４あるいはＲ５３≫Ｒ５４という関係にしておけば良いことになる。
【００８８】
次に、インバータ調光時適正制御手段７についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ７１がＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ７２の電荷は抵抗Ｒｄ２を介して放電される。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ７２への充電は抵抗Ｒｄ１を介して行われる。上記のように、全点灯時→調光時では、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、逆に調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ７２の放電時間は短くし、充電時間は逆に長くする必要がある。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒｄ２の抵抗値は小さく、抵抗Ｒｄ１の抵抗値は大きくするべきであり、さらに、抵抗Ｒｄ２に関してはトランジスタＱ７１の電流ストレスが許容されるのであれば短絡（０Ω）としても差し支えない。以上のように、Ｒｄ１＞Ｒｄ２あるいはＲｄ１≫Ｒｄ２という関係にしておけば良い。
【００８９】
以上により、直流電圧調光時適正制御手段５では全点灯時→調光時の制御移行期間τｖと、調光時→全点灯時の制御移行期間τｖ’との大小関係を示すと、τｖ＞τｖ’となる。一方、インバータ調光時適正制御手段７では、全点灯時→調光時の制御移行期間τｆと、調光時→全点灯時の制御移行期間τｆ’との大小関係を示すと、τｆ＜τｆ’となる。
【００９０】
これにより、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるとともに、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにすることが可能となる。
【００９１】
なお、図１３は図２、図３、図７及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５におけるコンデンサＣ５２の電圧、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。
【００９２】
以上の構成及び動作により、直流電源電圧の調光制御においては、τｖ＞τｖ’という関係を、また、インバータ動作周波数の調光制御においては、τｆ＜τｆ’という関係を実現することで、全点灯から調光へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいてインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【００９３】
なお、本実施形態では、直流電源電圧の調光制御においては、τｖ＞τｖ’という関係を、また、インバータ動作周波数の調光制御においては、τｆ＜τｆ’となるようにしているが、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせ、且つ、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするための手段としては、τｖ＞τｖ’且つτｆ＜τｆ’が同時に満足していなければならないわけではなく、例えば、τｖ＝τｖ’でτｆ＜τｆ’、あるいは、τｖ＞τｖ’でτｆ＝τｆ’など、直流電源電圧、インバータ動作周波数のどちらか一方だけで大小関係が成立するだけの場合でも同等の効果が得られることは言うまでもない。要は最終的には、直流電源電圧とインバータ動作周波数の相対的な制御速度の関係が重要だからである。
【００９４】
（実施形態６）
以下、本発明の実施形態６を図１４を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図６の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図１１のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。
【００９５】
本実施形態では、実施形態５で述べたのと同様、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにすると共に、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段に含まれる時定数用コンデンサへの充放電量を適切に制御する手段に関して述べる。
【００９６】
まず、直流電圧調光時適正制御手段５についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ５２への充電は抵抗Ｒ５７を介して行われる。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５４を介して放電される。上記のように、全点灯時→調光時ではインバータ動作周波数の調光制御を優先し、調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ５２への充電期間は長くするとともに、放電期間は逆に極力短くしなければならない。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒ５７の抵抗値はより大きく、抵抗Ｒ５４の抵抗値はより小さくするべきであり、さらには、抵抗Ｒ５４に関してはトランジスタＱ５２の電流ストレスが許容されるのであれば、短絡（０Ω）としても差し支えない。以上のように、Ｒ５７＞Ｒ５４あるいはＲ５７≫Ｒ５４という関係にしておけば良いことになる。
【００９７】
次に、インバータ調光時適正制御手段７についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ７１はＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ７２の電荷は抵抗Ｒ７２を介して放電される。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ７２への充電は抵抗Ｒ７３を介して行われる。上記のように、全点灯時→調光時ではインバータ動作周波数の調光制御を優先し、逆に調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ７２の放電期間は短くし、充電期間は逆に長くする必要がある。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒ７２の抵抗値は小さく、抵抗Ｒ７３の抵抗値は大きくするべきであり、さらに、抵抗Ｒ７２に関してはトランジスタＱ７１の電流ストレスが許容されるのであれば、短絡（０Ω）としても差し支えない。以上のように、Ｒ７３＞Ｒ７２あるいはＲ７３≫Ｒ７２という関係にしておけば良い。
【００９８】
以上により、直流電圧調光時適正制御手段５では全点灯時→調光時の制御開始遅延時間Ｔｖと、調光時→全点灯時の制御開始遅延時間Ｔｖ’との大小関係を示すと、Ｔｖ＞Ｔｖ’となる。一方、インバータ調光時適正制御手段７では全点灯時→調光時の制御開始遅延時間Ｔｆと調光時→全点灯時の制御開始遅延時間Ｔｆ’との大小関係を示すと、Ｔｆ＜Ｔｆ’となる。
【００９９】
これにより、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにすることが可能となる。
【０１００】
なお、図１４は図２、図３、図６及び図１１の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５におけるコンデンサＣ５２の電圧、Ｖｚ５はツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧、Ｖｃｅ（Ｑ５４）はトランジスタＱ５４のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｖｃ７２はインバータ調光時適正制御手段７におけるコンデンサＣ７２の電圧、Ｖｚ７はツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。
【０１０１】
以上の構成及び動作により、直流電源電圧の調光制御においては、Ｔｖ＞Ｔｖ’という関係を、また、インバータ動作周波数の調光制御においては、Ｔｆ＜Ｔｆ’という関係を実現することで、全点灯から調光点灯へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光点灯から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいて、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【０１０２】
なお、本実施形態では、直流電源電圧の調光制御において、Ｔｖ＞Ｔｖ’、インバータ動作周波数の調光制御においては、Ｔｆ＜Ｔｆ’となるようにしているが、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせ、且つ、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするための手段としては、必ずしもＴｖ＞Ｔｖ’且つＴｆ＜Ｔｆ’が同時に満足していなければならないわけではなく、例えば、Ｔｖ＝Ｔｖ’でＴｆ＜Ｔｆ’、あるいは、Ｔｖ＞Ｔｖ’でＴｆ＝Ｔｆ’など、直流電源電圧、インバータ動作周波数のどちらか一方だけで大小関係が成立するだけの場合でも同等の効果が得られることは言うまでも無い。要は最終的には、直流電源電圧とインバータ動作周波数の相対的な制御速度の関係が重要だからである。
【０１０３】
（実施形態７）
以下、本発明の実施形態７を図１５を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図６の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図８のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。
【０１０４】
本実施形態では、実施形態５及び実施形態６で述べたのと同様、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段に含まれる時定数用コンデンサへの充放電量を適切に制御する手段を講じている。
【０１０５】
まず、直流電圧調光時適正制御手段５についであるが、Ｒ５７＞Ｒ５４あるいはＲ５７≫Ｒ５４という関係を設定し、Ｔｖ＞Ｔｖ’となるようにする。一方、インバータ調光時適正制御手段７についてであるが、Ｒｄ１＞Ｒｄ２あるいはＲｄ１≫Ｒｄ２という関係を設定し、τｆ＜τｆ’となるようにする。
【０１０６】
図１５は図２、図３、図６及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示しており、図１５より全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにしていることが分かる。
【０１０７】
以上の構成及び動作により、全点灯から調光点灯へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光点灯から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいて、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【０１０８】
（実施形態８）
以下、本発明の実施形態８を図１６を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３に示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図１１のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。これは実施形態４と同じ構成である。
【０１０９】
本実施形態では、実施形態５〜７で述べたのと同様に、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段に含まれる時定数用コンデンサへの充放電量を適切に制御する手段を講じている。
【０１１０】
まず、直流電圧調光時適正制御手段５についてであるが、Ｒ５３＞Ｒ５４あるいはＲ５３≫Ｒ５４という関係を設定し、τｖ＞τｖ’となるようにする。一方、インバータ調光時適正制御手段７についてであるが、Ｒ７３＞Ｒ７２あるいはＲ７３≫Ｒ７２という関係を設定し、Ｔｆ＜Ｔｆ’となるようにする。
【０１１１】
図１６は図２、図３、図７及び図１１の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示しており、図１６より全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにしていることが分かる。
【０１１２】
以上の構成及び動作により、全点灯から調光へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいてインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【０１１３】
（実施形態９）
以下、本発明の実施形態９を図１７を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１７で示した回路構成である。商用電源ＶＳの両端には、ＦＵＳＥ（電流ヒューズ）を介してＺＮＲ（サージアブソーバ）が接続され、過電流及び過電圧保護としている。コンデンサＣ５、ラインフィルタＬＦ１により、雑音防止用のフィルタ回路が構成される。ダイオードＤ２〜Ｄ５により整流器ＤＢを構成し、商用電源ＶＳを全波整流する。コンデンサＣ６は高周波電流バイパス用のコンデンサである。コンデンサＣ６の両端には、少なくとも１つのスイッチング素子を有する直流電圧変換部ＣＶが接続される。直流電圧変換部ＣＶは例えば図２に示したような構成である。
【０１１４】
直流電圧変換部ＣＶの出力両端には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続され、これらが交互にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すように制御される。以上により、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続された負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路を構成する。
【０１１５】
共振用インダクタＬ１と共振用コンデンサＣ１の直列回路がスイッチング素子Ｑ２に接続される。また、コンデンサＣ１の両端にはコンデンサＣ２と昇圧トランスＴ１の１次巻線ｎ１の直列回路が接続される。そして、昇圧トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端には、コンデンサＣ７、放電灯ＬＡ、及び昇圧トランスＴ１の２次巻線ｎ２の直列回路が接続され、以上により放電灯ＬＡの点灯負荷回路が構成される。
【０１１６】
放電灯ＬＡの始動はインダクタＬ１とコンデンサＣ１との共振動作によりコンデンサＣ１の両端に高周波電圧が発生し、昇圧トランスＴ１により昇圧されて放電灯ＬＡの両端に印加される。また、放電灯ＬＡが点灯すると、上記インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振系に、コンデンサＣ２、放電灯ＬＡを加えた点灯共振条件により放電灯ＬＡは点灯を維持する。
【０１１７】
なお、昇圧トランスＴ１はオートトランス構成であり、１次巻線ｎ１に流れる電流と２次巻線ｎ２に流れる電流は逆位相となり、結果として、昇圧トランスＴ１の１次側電流がほぼ相殺される構成であり、昇圧トランスＴ１の温度上昇を軽減している。
【０１１８】
直流電圧制御部２は、直流電圧変換部ＣＶが有するスイッチング素子を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じてスイッチング素子の駆動周波数（あるいはオン期間）を適宜制御することで、直流電圧を変化させることが可能であって、例えば、図２に示したような構成がある。
【０１１９】
インバータ制御部３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じて駆動周波数を適宜変化させることが可能であって、例えば、図３に示したような構成がある。
【０１２０】
直流電圧調光時適正制御手段５及びインバータ調光時適正制御手段７は、調光制御処理部４からの調光制御信号を受けて、直流電圧制御部２及びインバータ制御部３が適正に調光制御を行うようにするための手段であり、本実施形態においては、直流電圧調光時適正制御手段５は図１８に示す構成とし、インバータ調光時適正制御手段７は図８に示す構成とする。
【０１２１】
次に、回路動作についてであるが、図１７に示した放電灯点灯装置に関しては従来例あるいは実施形態１で説明した内容と変わりが無いので省略することとし、図１８の直流電圧調光時適正制御手段５について以下に説明する。
【０１２２】
まず、全点灯モードでの点灯の場合、調光制御信号はＬｏｗ信号であるので、トランジスタＱ５１はＯＦＦ、トランジスタＱ５２はＯＮとなり、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は抵抗Ｒ５３〜Ｒ５５、及びＲ１１の抵抗分圧で決定される。ここで、トランジスタＱ５２がＯＮの場合のコンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２の値は、Ｒ８〜Ｒ１１で決定される分圧比で抵抗Ｒ１１の両端に発生する電圧ＶＲ１１よりも低くなるように設定しておく。これにより、全点灯モードの直流電源電圧Ｖｃ４は抵抗Ｒ８〜Ｒ１１で決定し、制御される。
【０１２３】
次に、調光モードでの点灯の場合、調光制御信号はＨｉｇｈ信号であるので、トランジスタＱ５１はＯＮ、トランジスタＱ５２はＯＦＦとなり、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は抵抗Ｒ５３，Ｒ５５及びＲ１１の抵抗分圧で決定される。
【０１２４】
ここで、トランジスタＱ５２がＯＦＦの場合のコンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は、抵抗Ｒ８〜Ｒ１１で決定される分圧比で抵抗Ｒ１１の両端に発生する電圧ＶＲ１１よりも高くなるように設定しておく。これにより、コンデンサＣ５２を電源として、抵抗Ｒ５５、ダイオードＤ８、抵抗Ｒ１１の経路で電流が流れ、制御回路ＩＣ１の１番ピンに出力される電圧が上昇傾向となる。制御回路ＩＣ１では、１番ピンの電圧が一定になるように制御しているため、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２の電位に応じて直流電源電圧Ｖｃ４の値は低減されることとなる。以上により、全点灯時及び調光時での直流電源電圧を各々変化させることができる。
【０１２５】
次に、全点灯時→調光時あるいは調光時→全点灯時の調光切替における調光過渡時の動作、特に、図１８に示した直流電源電圧の制御動作について以下に述べる。図８のインバータ調光時適正制御手段７に関しては既に他の実施形態にて先述しているので、省略する。
【０１２６】
本実施形態では、実施形態５〜８で述べたのと同様に、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、まず第１には、Ｒ５３＞Ｒ５４あるいはＲ５３≫Ｒ５４という関係を設定し、τｖ＞τｖ’となるようにする。次に第２には、ダイオードＤ８のＯＮ電圧（約０．５〜０．７Ｖ）を利用して、Ｔｖ＞Ｔｖ’となるようにする。
【０１２７】
その原理を図１９で説明すると、まず、調光信号が全点灯時（Ｌレベル信号）から調光時（Ｈレベル信号）に切り替わった場合、トランジスタＱ５２は直ぐにＯＮ→ＯＦＦとなるが、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は時定数が大きいので、緩やかな上昇を示す。そして、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２が抵抗Ｒ１１の両端電圧ＶR11 を上回り、さらに、ＶR11 にダイオードＤ８のＯＮ電圧を加えた電圧ＶR11 ＋ＶD8に到達して始めて、コンデンサＣ５２から抵抗Ｒ１１に電流が流れ、直流電圧Ｖｃ４の調光制御が開始されることから、実際、調光制御信号が切り替わってから制御を開始するまでには遅れ時間Ｔｖが発生する。
【０１２８】
しかし、調光時（Ｈレベル信号）から全点灯時（Ｌレベル信号）に切り替わった場合、トランジスタＱ５２は直ぐにＯＦＦ→ＯＮとなり、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５４を介して直ぐに放電されるので、遅延時間Ｔｖ’は殆ど無いに等しい。以上により、図１８に示した構成では、制御移行期間τ及び制御開始遅延時間Ｔの両方において、全点灯→調光点灯と調光点灯→全点灯の切り替えが可能である。
【０１２９】
一方、図８のインバータ調光時適正制御手段７では、Ｒｄ１＞Ｒｄ２あるいはＲｄ１≫Ｒｄ２という関係を設定し、τｆ＜τｆ’となるようにする。
【０１３０】
図１９は図１７、図２、図３、図１８及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光点灯（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示しており、図１９より全点灯時から調光時へ切り替わる場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにしていることが分かる。
【０１３１】
以上により、全点灯から調光点灯へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光点灯から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいて、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。
【０１３２】
なお、実施形態１〜９において、全点灯時、調光点灯時のランプ電力を、放電灯の定格出力に対してそれぞれ何％に設定するかについては限定されるものではなく、前者が後者に比べて相対的に大きければ本発明を適用できることは言うまでも無い。
【０１３３】
（実施形態１０）
図２０は照明装置の外観を示す斜視図である。器具本体１０１の下面には反射板１０２が形成され、この反射板１０２の両端にはランプソケット１０３、１０３が設けられ、これらランプソケット１０３、１０３間には低圧放電ランプとしての直管型蛍光灯ランプＬＡが取付けられ、器具本体１０１には、実施形態１〜９において説明した調光用放電灯点灯装置が内蔵されている。
【０１３４】
図２１は別のタイプの照明装置の外観を示す斜視図である。器具本体２０１と反射板２０２との間に実施形態１〜９において説明した調光用放電灯点灯装置が内蔵されている。２０３はランプソケット、２０４はランプ支持バネ、２０５は電源アダプタ、２０６は器具カバーであり、ランプソケット２０３及びランプ支持バネ２０４にて、丸管型蛍光灯ランプＬＡが取付けられている。
【０１３５】
本発明の調光用放電灯点灯装置及び照明装置はオフィスや一般家庭用の照明器具に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１３６】
【図１】本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態１の周波数制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態１の周波数制御に関する動作説明図である。
【図５】本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図６】本発明の実施形態２の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図７】本発明の実施形態３の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態３の周波数制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態２の動作説明図である。
【図１０】本発明の実施形態３の動作説明図である。
【図１１】本発明の実施形態４の周波数制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態４の動作説明図である。
【図１３】本発明の実施形態５の動作説明図である。
【図１４】本発明の実施形態６の動作説明図である。
【図１５】本発明の実施形態７の動作説明図である。
【図１６】本発明の実施形態８の動作説明図である。
【図１７】本発明の実施形態９の全体構成を示す回路図である。
【図１８】本発明の実施形態９の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。
【図１９】本発明の実施形態９の動作説明図である。
【図２０】本発明の実施形態１０の直管型照明装置の外観を示す斜視図である。
【図２１】本発明の実施形態１０の丸管型照明装置の外観を示す分解斜視図である。
【図２２】第１の従来例の回路図である。
【図２３】第２の従来例の回路図である。
【図２４】第２の従来例の共振特性を示す説明図である。
【図２５】第１及び第２の従来例の動作説明図である。
【図２６】第２の従来例の課題を示す説明図である。
【図２７】第３の従来例の回路図である。
【図２８】第３の従来例の共振特性を示す説明図である。
【図２９】第３の従来例の動作説明図である。
【図３０】第３の従来例の課題を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１３７】
１    直流電源回路部
２    直流電圧制御部
３    インバータ制御部
４    調光制御処理部
５    直流電圧調光時適正制御部
７    インバータ調光時適正制御部
ＬＡ  放電灯
【図１】
2006004782.tif 000003
【図２】
2006004782.tif 000004
【図３】
2006004782.tif 000005
【図４】
2006004782.tif 000006
【図５】
2006004782.tif 000007
【図６】
2006004782.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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