(57)【要約】【課題】歪補償特性に不連続性が生じないようにする。【解決手段】べき級数型プリディストータの歪発生経路に、奇数次歪発生器と直列に歪成分の周波数特性を調整する周波数特性補償器を設け、電力増幅器の出力を復調して得た送信信号から歪検出器で歪成分を検出し、その歪成分を歪成分用周波数特性分割器により帯域幅Δfのウインドウで分割し、各ウインドウでの歪成分の電力を求め、それに基づいて周波数特性補償器による、歪成分の周波数特性における上記ウインドウと対応する部分の調整を制御する。【選択図】図１
2006352852.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器が発生する歪成分を補償するための前置歪成分を発生するべき級数型プリディストータであり、
入力信号を線形伝達する線形伝達経路と、
上記入力信号の奇数次歪成分を発生する奇数歪発生器が設けられた歪発生経路と、
上記歪発生経路に直列に挿入され、発生された上記奇数次歪成分の周波数特性を調整する周波数特性補償器と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪発生経路の出力を合成し、プリディストータの出力とする合成器と、
上記電力増幅器の出力から歪成分を検出する歪検出器と、
検出された上記歪成分の周波数帯域を所定の帯域幅のウインドウで分割し、各ウインドウ内の歪成分の電力を検出する歪成分用周波数特性分割器と、
各上記ウインドウで検出された上記歪成分の電力に基づいて上記周波数特性補償器による周波数特性の上記ウインドウに対応する 係数の調整を制御する周波数特性制御器、
とを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項２】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記歪成分用周波数特性分割器による上記ウインドウの帯域幅は、上記入力信号の周波数帯域内と、その外とで異なるように決められていることを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項３】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記歪成分用周波数特性分割器は、上記帯域幅の上記ウインドウの中心周波数を離散的に掃引して上記帯域幅ごとに歪成分を検出するディジタルバンドパスフィルタを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項４】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記歪成分用周波数特性分割器は、複数のウインドウの歪成分を検出する複数のバンドパスフィルタを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項５】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記歪成分用周波数特性分割器は、上記ウインドウと同じ帯域幅を有し、その中心周波数が周波数掃引される可変ディジタルフィルタと、上記ディジタルフィルタの出力からウインドウ内の電力を求める電力検出部とを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項６】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記歪成分用周波数特性分割器は、検出された上記歪成分をＦＦＴ処理して所定数ごとのスペクトルのサンプルを上記ウインドウにより分割された複数の周波数帯として得るＦＦＴ処理部と、上記ＦＦＴ処理部からの各上記スペクトルのサンプルの電力を対応する上記ウインドウで検出された上記歪成分の電力として求める電力検出部とを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項７】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記周波数特性補償器は、上記周波数特性補償器に入力された信号を所定サンプル数ごとに周波数領域の所定数のスペクトルのサンプルに変換するＦＦＴ処理部と、上記ＦＦＴ処理部の出力中の、各上記ウインドウに対応するスペクトルのサンプルの振幅と位相を上記ウインドウの検出する歪成分の電力に基づいて変化させる複数の係数器と、上記複数の係数器の出力を時間領域のサンプルに変換するＩＦＦＴ処理部と、を含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項８】
請求項７のべき級数型プリディストータにおいて、上記歪成分用周波数特性分割器は、複数ウインドウごとの検出した歪成分の電力の代表値を決定する代表値決定部を含み、上記周波数特性制御部は、上記代表値に基づいて、上記複数のウインドウと対応する複数のスペクトルのサンプルに対し複数の上記係数器により共通の制御を行うようにされていることを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項９】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記奇数次歪発生器は、上記入力信号が与えられて複数の異なる奇数次の歪成分を発生する複数の奇数次歪発生器を含み、上記周波数特性補償器は、上記複数の奇数次歪発生器の出力をそれぞれ調整する複数の周波数特性補償器を含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項１０】
請求項１のべき級数型プリディストータにおいて、上記周波数特性補償器はＦＩＲフィルタで構成され、上記ＦＩＲフィルタの伝達関数が上記ウインドウに基づいて上記周波数特性制御器によって制御されることを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項１１】
請求項１のべき級数型プリディストータは更に、上記歪発生経路に設けられ、上記奇数次歪発生器により発生された奇数次歪成分の位相と振幅を調整するベクトル調整器と、上記歪検出器の検出した歪成分に基づいて上記ベクトル調整器を制御するベクトル調整制御器とを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータ。
【請求項１２】
電力増幅器が発生する歪成分を補償するべき級数型プリディストータの制御方法であり、
(a) 入力信号を線形伝達経路と歪発生経路に分配するステップと、
(b) 上記歪発生経路において入力信号の奇数次歪成分を発生するステップと、
(c) その奇数次歪成分の周波数特性を所定の帯域幅ごとに調整するステップと、
(d) 調整された上記奇数次歪成分と上記線形伝達経路の出力を合成し、合成結果を上記べき級数型プリディストータから出力するステップと、
(e) 上記電力増幅器の出力から歪成分を検出するステップと、
(f) 検出された上記歪成分の周波数特性を所定の帯域幅ごとのウインドウで分割し、各ウインドウでの歪成分の電力を検出するステップと、
(g) 検出された各上記ウインドウでの歪成分の電力に基づいて上記歪発生経路における上記奇数次歪成分の周波数特性の上記ウインドウに対応する帯域ごとの調整を制御するステップ、
とを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータの制御方法。
【請求項１３】
請求項１２の制御方法において、上記ステップ(b) は、入力信号の複数の異なる奇数次歪成分を発生するステップであり、上記ステップ(c) は上記複数の異なる奇数次歪成分のそれぞれの周波数特性を所定の帯域幅ごとに調整するステップであり、上記ステップ(d) は調整された上記複数の異なる奇数次歪成分と上記線形伝達経路の出力を合成して上記前置歪成分を出力するステップであり、上記ステップ(g) は、各上記ウインドウでの歪成分の電力に基づいて上記複数の異なる奇数次歪成分のそれぞれの周波数特性の帯域ごとの調整を制御するステップであることを特徴とするべき級数型プリディストータの制御方法。
【請求項１４】
請求項１３の制御方法において、上記ステップ(g) は、各奇数次歪成分の調整前に、検出された上記歪成分の電力が目標値以下であるか判定するステップと、目標値以下である場合は次に行うべき奇数次歪成分の調整を省略するステップとを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータの制御方法。
【請求項１５】
請求項１２の制御方法は更に、
(h) 検出された上記歪成分の電力を求めるステップと、
(i) 上記歪成分の電力に基づいて上記奇数次歪成分のベクトルを調整するステップ、
とを含むことを特徴とするべき級数型プリディストータの制御方法。
【請求項１６】
請求項１２の制御方法において、上記ステップ(f) は複数ウインドウごとの検出した歪成分の電力の代表値を決定するステップを含み、上記ステップ(g) は上記代表値に基づいて、上記複数のウインドウと対応する複数のスペクトルのサンプルに対し共通の制御を行うステップであることを特徴とするべき級数型プリディストータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば携帯電話端末や基地局に用いられる電力増幅器が発生する歪みを補償するためのべき級数型プリディストータとその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話の基地局や端末に使用されるマイクロ波帯電力増幅器は、低消費電力化や小型化のために高い効率を達成することが求められている。一般的に電力増幅器は飽和電力付近で動作させるほど高い電力付加効率が得られるため、この領域で電力増幅器を動作させることが望まれる。しかし、飽和電力付近で電力増幅器を動作させると、電力増幅器で発生する歪成分が増加する。基地局や端末の電力増幅器は送信信号の帯域外において無線システムで規定される所定の隣接チャネル漏洩電力比等を達成しなければならないため十分な出力バックオフをとっていた。飽和領域付近で電力増幅器を使用するには、隣接チャネル漏洩電力比が劣化することから、規格値を満たすために電力増幅器で発生する歪成分を抑圧する必要がある。
【０００３】
歪成分を抑えるためにさまざまな非線形歪補償法が研究されている。非線形歪補償法の一つにプリディストーション法がある。プリディストーション法は、電力増幅器で発生する歪成分を打ち消す信号を入力信号にあらかじめ付加するものである。予め付加する信号（以下前置歪と称す）の振幅及び位相を、電力増幅器で発生する歪成分とそれぞれ等レベルかつ逆位相に設定することによって、電力増幅器で発生する歪成を分打ち消すことができる。
【０００４】
図１８に従来のべき級数型プリディストータを使用した電力増幅装置の一般的な構成を示す。この例ではべき級数型プリディストータ１００は分配器１と、線形伝達経路２と、歪発生経路３と、合成器４と、歪検出器９と、ベクトル調整制御器１０とを含む。歪発生経路３には歪発生器３１と、ベクトル調整器３２とが挿入されている。ベースバンドの送信信号x(t)が分配器１に入力され、遅延器２１で構成された線形伝達経路２と歪発生経路３に分配される。歪発生経路３では、入力された送信信号x(t)に従って例えば|x(t)|２x(t)（以下D３と称す）で表される３次の前置歪成分を歪発生器３１で発生させ、ベクトル調整器３２で前置歪成分の振幅と位相が調整され、合成器４の一方の端子に入力される。合成器４の他方の端子には、送信信号x(t)が遅延器２１で遅延されて入力される。合成器４により合成された送信信号と前置歪成分は、プリディストータ１００の出力として周波数変換器５に与えられ、送信周波数帯に周波数変換されたあと、電力増幅器６で増幅される。
【０００５】
電力増幅器６の出力信号は、分配器７を介して図示しないアンテナ素子に伝達されると共に、その一部が周波数変換器８に与えられる。周波数変換器８は、分配器７からの送信周波数帯からベースバンドに周波数変換した信号を歪検出器９に与える。歪検出器９は、与えられた信号から電力増幅器６で発生した歪成分を検出してベクトル調整制御器１０に与える。ベクトル調整制御器１０は、歪検出器９により検出された電力増幅器６の出力信号に含まれる３次歪成分が最小になるように歪発生経路３中のベクトル調整器３２により３次歪成分の振幅と位相を制御する。このようにベクトル調整器３２の振幅と位相を制御することで電力増幅器が発生する歪成分を相殺することができる。従来のべき級数型プリディストータでは周波数に対して均一な3次歪成分を補償することができることが知られている。
【０００６】
しかし、電力増幅器６を飽和電力付近で動作させた場合、上記した従来のべき級数型プリディストータでは高い歪補償量を達成できない可能性がある。その理由は非特許文献１に示されているように、電力増幅器の非線形特性にメモリ性が生じるためである。このメモリ性は、歪成分を帯域通過フィルタに通すことにより、電力増幅器６で発生する歪成分に周波数特性を与えられる。これは、例えば図１９に示すように補償前の特性（破線で示す）に対しプリディストーション補償後の特性（実線で示す）が、信号帯域４００の上側と下側で不均一となる結果として現れる。従来のべき級数型プリディストータではこのような不均一な歪成分を補償できなかった。
【０００７】
この歪補償効果の不均一性を改善する目的で、特許文献１に示すような技術が開示されている。特許文献１に示された技術を図２０に示す。図１８で説明したべき級数型プリディストータとは歪発生経路３の構成が異なっている。歪み発生器３１で発生した歪成分は、低域通過フィルタ３５１と高域通過フィルタ３５２で低域周波数帯歪成分と高域周波数帯歪成分に分波され、低域周波数帯歪成分はベクトル調整回路３２１、高域周波数帯歪成分はベクトル調整回路３２２でそれぞれ歪成分の振幅と位相が調整される。このように歪み発生器３１で発生した歪成分を、２つのフィルタで分波し、それぞれの周波数帯域の歪成分の周波数特性を調整することで歪補償の不均一性を抑制している。
【０００８】
この歪補償効果の不均一性を改善する方法では、歪成分の周波数特性を複数のフィルタを用いて分割している。しかしながら、一般にフィルタの通過帯域を両端で無限大の立ち上がりにすることはできないので、これらフィルタの通過帯域間で重なり、又は落ち込みが生じ、振幅周波数特性及び位相周波数特性に不連続性が生じる。したがって、連続的なスペクトルを有する変調信号入力時の場合、複数のフィルタ間の特性のバラツキによって連続的な振幅周波数特性および位相周波数特性を前置歪成分に与えることができない問題があった。
【特許文献１】日本国特許出願公開2002-57533
【非特許文献１】W.Bosch and G.Gatti,”Measurement and simulation of memory effects in predistortion linearizer,”IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol.37, pp1885-1890, Dec. 1989
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
この発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、連続的なスペクトルを有する変調信号入力時の歪補償特性に不連続性が発生しないようにしたべき級数型プリディストータを提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明によれば、電力増幅器が発生する歪成分を補償するための前置歪成分を発生するべき級数型プリディストータは、
入力信号を線形伝達する線形伝達経路と、
上記入力信号の奇数次歪成分を発生する奇数歪発生器が設けられた歪発生経路と、
上記歪発生経路に直列に挿入され、発生された上記奇数次歪成分の周波数特性を調整する周波数特性補償器と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪発生経路の出力を合成し、プリディストータの出力とする合成器と、
上記電力増幅器の出力から歪成分を検出する歪検出器と、
検出された上記歪成分の周波数帯域を所定の帯域幅のウインドウで分割し、各ウインドウ内の歪成分電力を検出する歪成分用周波数特性分割器と、
各上記ウインドウで検出された上記歪成分電力に基づいて上記周波数特性補償器による周波数特性の対応する部分の調整を制御する周波数特性制御器、
とを含むように構成されている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明において、帯域幅Δfのウインドウごとに検出した歪成分に応じて単一の周波数特性補償器の係数が周波数特性制御器で制御されるので、周波数特性補償器で形成する周波数特性に不連続性が発生しない。従って、連続的なスペクトルを有する変調信号に対しても歪補償効果の不均一性の発生しないべき級数型プリディストータを提供することが可能になる。これは，周波数特性補償器があたかもひとつりフィルタとして形成されるためである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、この発明の実施の形態を図面の参照により説明する。各図面において対応する部分については、同一の参照符号をつけて重複説明を省略する。
〔基本構成〕
図１は、この発明によるべき級数型プリディストータの基本的な構成を示す。このプリディストータ１００の基本構成は、分配器１と、線形伝達経路２と、歪発生経路３と、合成器４と、歪検出器９と、歪成分用周波数特性分割器１１と、周波数特性制御器１２とを含んでいる。歪発生経路３には奇数次歪発生器３１と、周波数特性補償器３３とが挿入されている。分配器１は、入力された送信信号x(t)を線形伝達経路２と歪発生経路３に分配する。線形伝達経路２は遅延器２１で構成され、歪発生経路３の持つ遅延時間と同じ時間だけ遅延させて送信信号x(t)を合成器４に伝達する。
【００１３】
奇数次歪発生器３１は、入力された送信信号x(t)に対しその奇数次歪成分、例えば３次歪成分D３を演算するか、若しくは予め演算結果をデータとしてＲＯＭに格納しておきそこから読み出す方法で３次歪成分D3を発生する。周波数特性補償器３３は、与えられた奇数次歪成分の周波数特性を分割された帯域幅Δfのウインドウごとに調整する。歪発生経路３の出力信号(3次歪成分)D3は、合成器４に与えられ、線形伝達経路２からの送信信号x(t)と合成され、プリディストータ１００の出力x(t)+D3として周波数変換器５に与えられる。
【００１４】
送信信号x(t)に歪発生経路３で発生した前置歪成分が付加されて生成された信号x(t)+D３は、ミキサ５Ａと局部発振器５Ｂとで構成される周波数変換器５によって送信周波数帯に周波数変換される。送信信号は、電力増幅器６で増幅され第２分配器７に与えられる。電力増幅器６は、高い電力付加効率を得るために飽和電力付近で動作させる。電力増幅器６で発生する歪成分に対して、歪発生経路３で発生する前置歪成分（この説明ではD３）を等振幅、逆位相に調整することで、電力増幅器６の出力に発生する歪成分を減少させることができる。
この前置歪成分を調整する目的で、電力増幅器６の出力信号の一部を分配器７によって帰還する。分配器７によって帰還された送信周波数帯の送信信号は、周波数変換器８によってベースバンドに周波数変換される。周波数変換された送信信号は歪検出器９に入力される。
【００１５】
歪検出器９は、モニタした送信信号から歪成分を抽出し、歪成分用周波数特性分割器１１に与える。歪成分用周波数特性分割器１１は検出された歪成分の周波数特性を帯域幅Δfごとのウインドウで分割して各分割周波数帯における電力を測定する。測定値は周波数特性制御器１２に与えられる。
周波数特性制御器１２は歪成分用周波数特性分割器１１からの各分割周波数帯での測定値に基づいて、周波数特性補償器３３により奇数次歪成分の対応する分割周波数帯の奇数次歪成分を制御する。
以上のように構成し、電力増幅器６が発生する歪成分の各分割周波数帯での電力がある目標値以下になるように周波数特性補償器３３を制御するので、電力増幅器６で発生する歪成分を相殺することが可能となる。
【００１６】
この発明の特徴は、モニタした送信信号に含まれる歪成分を帯域幅Δfのウインドウで分割して検出し、その検出結果に基づいて前置歪成分の対応する周波数帯を調整可能とした点にある。
特にその前置歪成分の周波数特性が単一の周波数特性補償器３３によって制御されるので、歪補償特性に不連続性を発生させず良好な歪補償を行うことが可能となる。つまり、周波数特性補償器33が単一のフィルタとなるためである。
モニタした送信信号に含まれる歪成分を帯域幅Δfのウインドウに分割して検出する歪検出の方法には、いろいろな方法が考えられる。
【００１７】
［第１実施例］
図２にこの発明のべき級数型プリディストータの第１実施例を示す。この実施例のプリディストータ１００では、歪成分用周波数特性分割器１１は周波数特性検出器１１Ａと、歪検出制御器１１Ｂとを含んでいる。歪検出器９で検出された歪成分は歪成分用周波数特性分割器１１の周波数特性検出器１１Ａで帯域幅Δfごとに分割され、各分割した周波数帯域の電力が測定される。歪検出制御器１１Ｂは分割方法を制御する。また、歪発生経路３に、図１８の従来例と同様に位相器と乗算器により構成されたベクトル調整器３２が設けられており、ベクトル調整器制御器１０からのベクトル調整量に従って、周波数特性が補償された後の歪成分の振幅と位相を制御する。
【００１８】
以下図２を基準に構成要素ごとに図面を参照してこの実施例の動作を説明する。図２に示すこの発明の実施例は、例えばディジタルシグナルプロッセサ（Digital Signal Processor：以下ＤＳＰと称す）により構成された動作制御器１３によって周波数特性補償器12と歪成分用周波数特性分割器11が制御される。例えば、プリディストータが使用されている送信装置の電源が投入された直後、あるいは無線チャネルの切り替えが行われた直後にプリディストータの調整（ベクトル調整器３２及び周波数特性補償器３３の調整）が実行される。ベクトル調整器３２による歪補償は周波数特性補償器３３による歪補償よりも大きい効果を得られることから、まずベクトル調整器３２の振幅と位相の調整を実行する。その結果、歪検出部９の検出した歪成分が所定のレベル以下となった場合は周波数特性補償器３３の係数調整を実行しないでプリディストータの調整を終了してもよい。ベクトル調整器３２の振幅と位相の調整後に歪検出部９の検出した歪成分が所定レベル以下とならなかった場合には周波数特性補償器３３の係数調整を実行する。このようにすることによって、例えば電源投入時や無線チャンネルの切替え時等に，歪補償を早く終了できる。
【００１９】
図２の歪検出器９と歪成分用周波数特性分割器１１の構成例を図３に示す。歪検出器９は引算器９Ａとアナログディジタル変換器（以下ＡＤ変換器と呼ぶ）９Ｂとから構成されており、歪成分用周波数特性分割器１１は周波数特性検出器１１Ａと歪検出制御器１１Ｂとから構成され、周波数特性検出器１１Ａは帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと呼ぶ）１１Ａａと、電力検出器１１Ａｂとから構成されている。図３ではＢＰＦ１１Ａａをディジタルフィルタで構成している。ディジタルフィルタは、ＦＩＲ(Finite Impulse Response)型でもＩＩＲ(Infinite Impulse Response)型でもどちらでもよい。
【００２０】
今、例えば図５に示すように送信信号x(t)の帯域幅をfs[MHz]とした場合、電力増幅器６によって発生する３次歪成分の帯域幅は3fs[MHz]となる。例えば、W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access)システムの場合、fs≒4.68MHzである。以後、電力増幅器６によって発生する３次歪成分はD3と記す。帯域幅3fs[MHz]になった信号は、引算器９Ａによって送信信号x(t)が差し引かれ歪成分D3だけが残されたあと、ＡＤ変換器９Ｂによりディジタル信号に変換される。ＡＤ変換器９Ｂの出力である歪成分はベクトル調整制御器１０に与えられる。また、歪成分は歪成分用周波数特性分割器１１で、例えば帯域幅Δf＝１ＭＨｚのディジタルＢＰＦ１１Ａａにより分割される。
【００２１】
ディジタルＢＰＦ１１Ａａのフィルタ係数は、歪検出制御器１１Ｂによって逐次可変できる。これはＢＰＦ１１Ａａの通過帯域幅や中心周波数を逐次可変できることを意味する。例えば，通過帯域幅Δfを固定としたウインドウの中心周波数fＷを３次歪成分の帯域幅3fs内においてΔf間隔で順次シフトすることにより歪成分の周波数特性が検出される。なお、図３ではＡＤ変換器９Ｂの入力側で、引算器９Ａによって送信信号x(t)が差し引かれているが、ＡＤ変換器９Ｂの出力側で差し引いてもよい。さらに、送信信号帯域内の歪成分が送信信号の電力に対して無視できるほど小さい場合には、送信信号帯域での歪補償を行なわず、通過帯域外のウインドウに限って歪補償動作を行ってもよい。
【００２２】
ディジタルフィルタＢＰＦ１１Ａａの出力信号は、例えば図示してない二乗回路と積分器で構成される電力検出器１１Ａｂによって電力値に換算される。ディジタルフィルタＢＰＦ１１Ａａの中心周波数fＷが変更されるたびに、Δfのウンドウごとの歪成分D3の電力値は電力検出器１１Ａｂで求められる。この電力検出器１１Ａｂで検出されたウインドウ毎の電力値は、図示しないＤＳＰ等のＲＡＭに格納され、周波数特性制御器１２に与えられる。この例の場合、ＢＰＦ１１Ａａは１個であり、フィルタの中心周波数fＷが歪検出制御器１１Ｂにより逐次可変されるので、図3の構成では複数のフィルタを備える必要が無い。
【００２３】
図４に歪成分用周波数特性分割器１１の異なる実施例を示す。この実施例では、図３のディジタルＢＰＦ１１Ａａの代わりに複数のディジタルＢＰＦ11A1〜11AKと、その入力側に設けられいずれか１つのＢＰＦを選択するスイッチ１１Ａｓが設けられている。ＡＤ変換器９Ｂでディジタル信号に変換された歪成分D3は、スイッチ１１Ａｓにより複数のディジタルＢＰＦ11A1〜11AKの１つに選択的に入力される。スイッチ１１Ａｓは歪検出制御器１１Ｂによって制御される。ディジタルＢＰＦ11A1〜11AKは、例えばひとつのディジタルフィルタの帯域幅Δf＝１ＭＨｚであり，歪成分D3の帯域幅を全てカバー出来るような中心周波数fＷにそれぞれ設定されている。ディジタルＢＰＦ11A1〜11AKの出力は電力検出器１１Ａｂに接続されており、スイッチ11AsによりディジタルＢＰＦ11A1〜11AKが順次切替えられる。ディジタルＢＰＦ11A1〜11AKが切替えられて得られた歪成分は電力値に変換され、周波数特性制御器１２に与えられる。
【００２４】
また、図４においてスイッチ１１Ａｓを設けず、検出した歪成分をすべてのＢＰＦ11A1〜11AKに与えて，並列にそれぞれのBPFで歪成分の抽出を行なってもよい。その場合は、図示しないが電力検出器１１Ａｂもディジタルフィルタの数Ｋに対応して複数設けており、全ディジタルフィルタで抽出した歪成分のそれぞれの電力値を同時に算出すれば、歪検出器の動作時間を短縮させることが出来る。
図３と図４のどちらの構成でも、電力検出器１１Ａｂで検出された歪成分の電力は、一度、図示しないＲＡＭ等に記録し、その抽出した電力ごとに歪補償動作に関する評価を行うことで、歪補償動作を効率良く行なうことができる。
【００２５】
例えば、抽出した歪成分の電力の大きなウインドウに限って歪補償を行ない、歪成分の電力の少ないウインドウでは歪補償を省略することで歪補償動作の動作時間を短縮することが出来る。これは、周波数特性制御器１２内で、各ウインドウの歪成分の電力を評価して歪補償を行なう対象のウインドウを選択、若しくは中心周波数fＷを掃引する周波数方向を決定することによって実現できる。
図２における歪発生経路３での周波数特性補償器３３について述べる。周波数特性補償器３３は、例えば図６に示すように高速フーリエ変換器（Fast Fourier Transform：以下ＦＦＴと略す）３３Ａと、振幅及び位相を調整する係数器３３Ｂと、逆高速フーリエ変換器（：以下ＩＦＦＴと略す）３３Ｃの直列接続で構成することができる。
【００２６】
例えば歪成分用周波数特性分割器１１の帯域幅幅Δfのウインドウが１ＭＨｚの場合、周波数特性補償器３３はその帯域幅Δfのウインドウに対応して歪成分の周波数特性を補償する必要がある。上記したように周波数特性補償器３３にＦＦＴを用いた場合、ＦＦＴにより得られるスペクトルのサンプル点の周波数間隔を１ＭＨｚ以下にする必要がある。以下では、ウインドウ幅ΔfとＦＦＴの周波数間隔を等しくした場合について説明する。
図２において奇数次歪発生器３１の出力した歪成分を周波数間隔Δｆにて周波数軸上でサンプリングする。例えばＦＦＴ点数がK点とすれば，サンプリングした帯域幅はＫＭＨｚとなる。１ＭＨｚの間隔で次式（１）に示すように歪成分の振幅aと位相θのスペクトルを得ることができる。
akexp(jθk)                  （１）
ここでakは振幅スペクトル、θkは位相スペクトルであり、添え字のｋは0, 1, …, K-1である。上記した例では１ＭＨｚの間隔でＫ個のスペクトルのサンプル点が得られる。実際には、各ウインドウ中にサンプル点が多く含まれる方が、周波数特性を細かく調整することが可能となるため、サンプリング間隔を小さくしてＫを大きくすることが望まれる。
【００２７】
このスペクトルの模式図を図７に示す。なお、説明のために、図7は振幅スペクトルのみを図示している。図７の横軸は周波数であり、図中の点線で示す特性は、上記した前置歪成分D３であり、縦の一点鎖線は歪成分用周波数特性分割器１１による帯域幅Δfごとのウインドウ境界を表わしている。ウインドウは１６個とする。帯域幅Δfの各ウインドウ内の点が、ＦＦＴ後のスペクトルのサンプル点X[0]＝a０exp(jθ０)〜X[15]＝a１５exp(jθ１５)を表している。
【００２８】
次に、このスペクトルのサンプル点a０exp(jθ０)〜a１５exp(jθ１５)を周波数特性制御器１２からの制御信号に基づいて歪成分の振幅と位相を制御する方法について図８を参照して説明する。周波数特性制御器１２は比較器１２Ｃと、目標値設定部１２Ｄと、係数制御部１２Ｅとを有している。図３、４に示した歪成分用周波数特性分割器１１の電力検出器１１Ａｂにより検出されたそれぞれのウインドウでの歪成分の電力値は、ウインドウの数だけある。この説明の例では、D3[0]〜D3[15]の１６個であり、例えば図示しないＲＡＭ等に記録されている。
【００２９】
歪成分用周波数特性分割器１１による各ウインドウでの検出した歪成分の電力値は、周波数特性制御器１２の比較部１２Ｃに入力される。目標値設定部１２Ｄには、電力増幅器６の出力端における帯域外歪成分の目標値として予め決めた値Ｒが保持されている。比較部１２Ｃは各ウインドウでの検出した歪成分の電力値と目標値Ｒとを比較し、その結果を係数制御部１２Ｅに与える。係数制御部１２Ｅは検出した歪成分の電力値が目標値Ｒ以下となっていない場合は係数器３３Ｂ中の各ウインドウに対応する乗算器の振幅成分と位相器の位相成分を調整する。即ち、前回与えていた振幅調整量XＡと位相調整量XＰをそれぞれ所定のステップ幅Δx、Δpだけ増やして新たな振幅調整量XＡ、位相調整量XＰとして係数器３３Ｂ中の各ウインドウに対応する直列接続された乗算器と位相器に与え、奇数次歪成分の対応するスペクトル成分に乗算して歪成分の周波数特性を補償する。ｋ番目のサンプルに対するこの調整は次式
振幅調整＝akXAk                 （２）
位相調整＝exp{j(θk＋XPk)}      （３）
で表される。ただし、k=0, 1, …, K−１である。
【００３０】
係数器３３Ｂで周波数特性が補償された奇数次歪成分は、ＩＦＦＴ３３Ｃによって時間領域の歪成分に戻される。時間領域に戻った歪成分は、図１７の従来例と同様に歪検出器９による検出した歪成分の電力が最小となるようにベクトル調整器３２により歪信号D3の振幅と位相をベクトル調整制御部１０にて制御する。
このように歪成分用周波数特性分割器１１で帯域幅Δfのウンドウごとに検出された歪成分の絶対値が目標値Ｒ以下となったか判定し、目標値Ｒ以下とならないウインドウについて更に調整量をΔx、Δpだけ増加させてそれらのウインドウに対応するＦＦＴ３３Ｃからのサンプルの調整を行なうことを繰り返す。このようにして、周波数特性補償器３３において前置歪成分の周波数特性上の振幅と位相が補償され、歪補償が行なわれる。
【００３１】
ベクトル調整器３２の振幅成分と位相成分の調整は、従来のプリディストータにおけるベクトル調整器の調整と同様であり、詳細な説明は省略する。ベクトル調整器３２を奇数次歪発生器３１と周波数特性補償器３３の間に配置し、奇数次歪成分のベクトル調整を行なってから周波数特性を補償してもよい。
以上、歪検出器９をディジタルフィルタで構成した実施例を説明した。なお、ＦＦＴおよびＩＦＦＴは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）および逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）で構成してもよい。
【００３２】
［第２実施例］
図９に図２における歪成分用周波数特性分割器１１の他の構成例を示す。この例では検出した歪成分をディジタルフィルタで帯域幅Δfごとのウインドウに分割する代わりに、ＦＦＴで周波数間隔Δfごとのスペクトルに分割する。歪検出器９で検出された３次歪成分D3はディジタル信号としてＦＦＴ処理部１１Ａｄに入力される。ＦＦＴ処理部１１Ａｄはそのディジタル化されたデータを例えば図６の周波数特性補償器３３におけるＦＦＴ３３Ａと同じＫ個ずつＦＦＴ処理する。その結果、ＦＦＴで扱う時間は、(1/fＡＤＣ)×K[s]となる。fＡＤＣは電力増幅器６の出力における３次歪成分の帯域幅である。従って、FFTで扱う時間の逆数の周波数間隔fＡＤＣ/K[Hz]でスペクトルサンプルが得られる。つまり、FFTの結果、周波数fＡＤＣ/K[Hz]の間隔で振幅スペクトルXＤk＝(ak２＋bk２)1/2と位相スペクトルθＤk＝tan-1(bk/ak)が得られる。ここで、ak、bkはそれぞれスペクトルの実部と虚部を表すものとする。ただし、k＝0, 1, …, K-1である。このスペクトルは、電力検出器１１Ｂに与えられサンプル点毎にパワースペクトルXＤk２＝ak２＋bk２に変換される。
【００３３】
このパワースペクトルに基づいて周波数特性制御器１２は周波数特性補償器３３により、先に説明したと同様に歪成分D３に対する周波数特性の補償を行なう。この基本的な動作は図６の場合と同様であり、これによって、fＡＤＣ/K[Hz]間隔のスペクトル毎に３次歪成分D３の周波数特性の補償を行うことができる。ただ、微細に歪成分の周波数特性の補償を行う必要が無い場合も想定される。その場合は、周波数特性補償器３３における歪補償の周波数間隔を広げてもよい。
【００３４】
［第３実施例］
上述の第１及び第２実施例では、歪成分用周波数特性分割器１１における帯域幅Δfのウインドウのと周波数特性補償器３３におけるスペクトルのサンプリング間隔を等しくし、各ウインドウに対応するサンプルの位相と振幅を調整する場合を説明した。これに対し、第３実施例では、図１０Ａ，１０Ｂに示すように、周波数特性補償器３３における全Ｋ個のサンプルを複数サンプルごとに複数のグループに分け、各グループ内の全てのサンプルに対し、同じ調整量XA, XPで振幅と位相の調整を行なう。
【００３５】
図１０Ａの例は、Ｋ個のサンプルを２つずつのグループに分けて調整を行なう例を示している。例えば、周波数特性補償器３３へ入力されるスペクトルのサンプルX[0]とX[1]は同じグループに属し、同じ調整量で係数器３３Ｂにより調整が行なわれる。この場合は図１１Ａのスペクトル振幅特性中に示すように、送信信号x(t)の帯域fsを含む３次歪の全周波数帯域幅fＡＤＣ=3fsに渡って幅2fADC/Kの等間隔で振幅調整が行われることになる。図示してないが、位相調整も同様である。
【００３６】
図１０Ｂの例では、送信信号帯域の外では各グループ内のサンプル数を４とし、送信信号帯域fs内では各グループ内のサンプル数を２とした場合を示している。即ち、この場合は図１１Ｂの振幅特性中に示すように、信号帯域fsの外では広い周波数幅(4fADC/K)ごとに振幅調整が行なわれ、信号帯域内ではそれより狭い周波数幅(2fADC/K)ごとに振幅調整が行なわれる。このようにすることで、送信信号帯域内の歪補償を重点的に行い、それ以外は調整を荒くすることによって処理時間を短縮することが可能である。
【００３７】
このような、周波数特性補償器３３においてサンプルのグループごとにグループ内の全てのサンプルに対し同じ調整を行なうためには、歪成分用周波数特性分割器１１において歪成分の帯域幅Δfごとの一連のウインドウに対してもサンプルのグループ分けと同じグループ分けを行っておく。各グループ内の全てのウインドウによって検出された歪成分の電力値に基づいて１つの代表値DRを決め、その代表値DRを周波数特性制御器１２に与え、代表値DRが目標値以下となるように周波数特性補償器３３の対応するスペクトルグループの全サンプルに対し同じ調整を行なう。各グループの代表値DRとしては、例えば、そのグループ内のそれぞれのウインドウによる検出した歪成分の電力の平均値でも良いし、最大値でもよい。場合によっては最小値でもよい。この代表値DRは、例えば図２に示すように歪成分用周波数特性分割器１１内に設けた代表値決定部１１Ｃにより決定する。
【００３８】
図１２は第３実施例による周波数特性補償器３３の係数器33Bの調整を行なうための処理フロー図を示す。ここでは、グループ数をＧとし、ｇ番目のグループ（g=0, 1, …, G-1)の代表値をDRgで表す。
ステップＳ１：周波数特性補償器３３の係数器３３Ｂに対する調整量XA, XPの初期値を設定すると共に、ｇの初期値を０とする。
ステップＳ２：代表値決定部１１Ｃによりｇ番目のグループのウインドウによる検出した歪成分の電力から代表値DRgを決める。
ステップＳ３：周波数特性制御器１２において代表値DRgが目標値Ｒ以下であるか判定し、以下であればステップＳ６に進み、以下となっていなければステップＳ４に進む。
ステップＳ４：周波数特性制御器１２において振幅調整量XA及び位相調整量XPをそれぞれΔx、Δpだけ増加させる。
ステップＳ５：更新された調整量XA, XPにより周波数特性補償器３３においてｇ番目のグループ内の全てのサンプルに対し対応する係数器33Bの乗算器と位相器により調整を行なう。この調整によりｇ番目のグループ内の各サンプルは式(2), (3)により表されるように調整される。
ステップＳ６：代表値DRgが目標値Ｒ以下であった場合、ｇがG-1と等しいか、即ち最後のグループであるかを判定し、そうであれば処理を終了する。そうでなければステップＳ７に進む。
ステップＳ７：ｇを１だけ歩進し、ステップＳ２に戻り、以下同様に次のグループについての処理を実行することを繰り返す。
【００３９】
なお、図１２の処理手順において、周波数特性補償器３３における各グループが１つのサンプルを有し、かつ歪成分用周波数特性分割器１１における各グループが１つのウインドウを有している場合は第１実施例における処理手順となる。その場合、各代表値DRgは各ウインドウの検出した歪成分の電力である。
図１０Ａ，１０Ｂで示した第３実施例においては、周波数特性補償器３３におけるＦＦＴ３３Ａによるサンプルの周波数間隔と歪成分用周波数特性分割器１１におけるウインドウによる分割帯域幅Δfを等しくした例を示した。しかし、歪成分用周波数特性分割器１１において、各グループの帯域幅（グループ内のウインドウ幅の合計）と同じ帯域幅に拡張されたウインドウにより分割を行ってもよい。その場合は、代表値としてその拡張されたウインドウにより検出された歪成分の電力を使用する。
上記した説明では、代表値決定部１１Ｃが歪成分用周波数特性分割器１１内に設けられた例で説明したが、例えば周波数特性制御器１２の中に代表値決定部１１Ｃを設けてもよい。
【００４０】
［第４実施例］
次に奇数次歪成分の次数を増やした実施例を図１３に示し動作を説明する。電力増幅素子６の非直線性が原因で発生する歪成分は３次が支配的であるが、より高次の５次、７次、それ以上の次数の歪成分も発生している。図１３に示す実施例はその奇数次歪の５次、７次にも対応する。本実施例ではプリディストータ１００はディジタル信号処理により実施されるものとする。
【００４１】
ディジタルプリディストータ１００には、送信信号x(t)が入力される。ディジタルプリディストータ１００の線形伝達経路２は、例えばシフトレジスタ等の遅延メモリ２１で形成されている。遅延メモリ２１は遅延させた送信信号を合成器４(加算器)に与える。歪発生経路は、３次歪発生器３１、５次歪発生器５１、７次歪発生器７１の３つの奇数次歪発生器を備えている。各歪発生器３１、５１，７１の出力には、周波数特性補償器３３，５３，７３がそれぞれ接続されている。周波数特性補償器３３は、例えば図６で示したと同様にＦＦＴ３３Ａと、係数器３３Ｂと、ＩＦＦＴ３３Ｃの直列接続から成る。同様に、周波数特性補償器５３はＦＦＴ５３Ａと、係数器５３Ｂと、ＩＦＦＴ５３Ｃの直列接続から成り、周波数特性補償器７３はＦＦＴ７３Ａと、係数器７３Ｂと、ＩＦＦＴ７３Ｃの直列接続から構成される。
【００４２】
周波数特性補償器３３，５３，７３の出力には、それぞれ位相器と乗算器から成るベクトル調整器３２，５２，７２に接続されている。各ベクトル調整器３２，５２，７２の出力は、加算器３４，５４で加算され、その加算結果は合成器(加算器)４で送信信号と加算される。
【００４３】
合成器(加算器)４の出力はディジタルプリディストータ１００の出力としてディジタル・アナログ変換器（以下ＤＡＣと称す）４１に与えられてアナログ信号に変換されたあと、エイリアシングを除去する目的の低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと称す）４２を介して周波数変換器５に与えられ送信周波数帯の送信信号に変換される。
周波数変換器５の出力には、周波数変換に伴って発生した帯域外の成分を除去する目的のＢＰＦ４３が接続される。ＢＰＦ４３の出力は電力増幅器６に入力される。電力増幅器６の出力には分配器７としての方向性結合器が接続されており、前置歪成分の調整を目的に電力増幅器６の出力の一部は周波数変換器８を介してディジタルプリディストータ100に帰還している。
【００４４】
方向性結合器７からの帰還経路に設けられた周波数変換器８は、ＢＰＦ８１と、送信周波数帯からベースバンドに周波数変換するダウンコンバータ８２と、モニタし周波数変換された送信信号以外を除去するＢＰＦ８３と、その送信信号を増幅するアンプ８４と、アンプ８４の出力であるアナログの送信信号をディジタルの送信信号に変換するＡＤＣ８５とから構成されている。アンプ８４は方向性結合器７の結合度の調整によっては無くても良い。
【００４５】
ＡＤＣ８５で再びディジタル信号に変換された送信信号は、歪検出器９で３次歪、５次歪、７次歪を含む歪成分が検出され、歪成分用周波数特性分割器１１に入力され、その歪成分の全帯域がウインドウで前述した実施例と同様に分割され、ウインドウごとの歪成分の電力が検出される。各歪成分用周波数特性制御器１２３，１２５，１２７は、対応する次数の周波数特性補償器３３，５３，７３内の係数器３３Ｂ，５３Ｂ，７３Ｂをそれぞれ前述の実施例と同様に調整する。一方、ベクトル調整制御器１０は対応するベクトル調整器３２，５２，７２による位相と振幅の調整を制御する。また、歪成分用周波数特性分割器１１と歪成分用周波数特性制御器１２３，１２５，１２７は動作制御器１３によって制御される。
以上のような構成で、各奇数次歪発生器３１，５１，７１に対して１つの周波数特性の下で歪成分の周波数特性が補償されるので、歪補償特性に不連続性を発生させず良好な歪補償を行うことが可能となる。
【００４６】
次に動作制御器１３が歪成分用周波数特性分割器１１と各歪成分用周波数特性制御器１２３，１２５，１２７を制御する制御フローを図１４に示し動作を説明する。ウインドウの中心周波数fＷkの変化範囲は、最大の帯域幅である７次歪成分の帯域幅7fsとし、ウインドウ幅をΔf＝7fs/Kとし、ｋをk=0, 1, ..., K-1と変化させることにより中心周波数fＷkをΔfずつ順次変化させて、全帯域幅7fsをカバーする。この実施例では７次の奇数次歪成分までを補償対象としているので、上記したように通信方式をＷＣＤＭＡとした場合、信号帯域幅fs≒４.６８ＭＨｚに対して発生される７次歪成分の周波数帯域幅は、7fs≒３２.７６ＭＨｚとなる。中心周波数ｆＷkはこの範囲内に設定されることになる。
【００４７】
以下で説明する歪補償処理におけるステップＳ３，Ｓ４，Ｓ５での３次、５次、７次歪成分に対する周波数特性補償器３３，５３，７３の係数器３３Ｂ，５３Ｂ，７３Ｂの調整は、それぞれウインドウＷkが周波数帯域幅3fs, 5fs, 7fs内に存在する場合のみ実行されるものとする。例えば、ウインドウＷkの中心周波数fＷkが周波数帯域7fsの内側にあるが周波数帯域5fsの外にある場合は、ステップＳ３，Ｓ４は実行されず、ステップＳ５のみが実行されることになり、中心周波数fＷkが周波数帯域3fsの内側にある場合はステップＳ３，Ｓ４，Ｓ５の全てが実行されることになる。
調整動作が開始されると、ステップＳ１で初期値k=0を設定し、ステップＳ２で歪成分用周波数特性分割器１１のウインドウＷkの中心周波数をｆＷkに設定する。
【００４８】
次にステップＳ３で歪成分用周波数特性分割器１１によるウインドウＷkでの歪成分の検出結果に基づいて、３次歪周波数特性制御器１２３により３次歪成分の周波数特性補償器３３の係数器３３Ｂを調整する。この調整は現ウインドウＷkでの検出された歪成分の電力が最小となるまで３次歪成分の調整量X3A, X3PをそれぞれΔx, Δpずつ変化させて繰り返す。同様に同一のウインドウＷkの歪成分の検出結果に基づいてステップＳ４，Ｓ５において、５次歪周波数特性制御器１２５が周波数特性補償器５３の係数器５３Ｂを、７次歪周波数特性制御器１２７が周波数特性補償器７３の係数器７３Ｂをそれぞれ調整する。
【００４９】
ステップＳ６において、歪成分用周波数特性分割器１１が検出したウインドウＷk内の電力値が目標値Ｒ以下となったか否かを判断する。電力が目標値Ｒ以下に至らないときは、Ｓ３、Ｓ４，Ｓ５の歪成分の調整が繰り返される。電力値が目標値Ｒ以下となった場合は、Ｓ７においてk=K-1となったか、即ち全周波数帯域に渡って調整が終了したかを判定し、終了してなければ、ステップＳ８においてｋを１だけ歩進してステップＳ２に戻り、以下ステップＳ３〜Ｓ７を繰り返す。
【００５０】
上記制御中の目標値Ｒとは、歪検出器９で検出する値の最小値としても，ある閾値以下としてもよい。さらに、目標値は制御の途中で変更してもよい。例えば，第１回目の３次歪発生経路の制御の際はある目標値とし、この値となるまで３次周波数特性補償器の制御を行う。次に，５次，７次周波数特性補償器の制御が順次終了し、再度３次歪発生経路の制御を行う際に、目標値を前回より小さい値に変更してもよい。他の次数の場合も同様である。具体的な歪成分の補償については、前述したとおりであるので説明を省略する。
【００５１】
［変形実施例］
次に動作制御器１３の制御のもとに各歪成分の周波数帯に渡ってウインドウを掃引（変化）して歪補償することを低次から高次に順次行なう動作フローを図１５に示す。この動作フローの目的は、歪成分として支配的な３次歪成分と他の高次の奇数次歪成分の歪補償動作を切り分け可能とすることにより、この発明の実用性を向上させたものである。つまり，最低次数歪の歪補償を終了した時点で、次の次数の歪補償動作を行なうのか否かの判断を加えた点が新しい。
以下の歪補償処理においては、３次、５次、７次歪成分の周波数帯域3fs, 5fs, 7fsに対し、同じ帯域幅ΔfでそれぞれK3, K5, K7個のウインドウＷk3 (k3=0, 1,…,K3-1), Ｗk5 (k5=0, 1, …, K5-1), Ｗk7 (k7=0, 1, …, K7-1)に分割するものとする。
【００５２】
調整動作が開始されると、Ｓ１において初期値k3=0, k5=0, k7=0を設定する。ステップＳ２において歪成分用周波数特性分割器１１における検出ウインドウＷk3の中心周波数ｆＷk3を設定する。このとき、補償対象が３次歪成分なので周波数帯域幅が3fs≒14.04ＭＨｚであり、この範囲内のΔfのウインドウに設定される。そのウインドウＷk3で検出した歪成分の電力に基づいて、Ｓ３において、３次歪成分用周波数特性制御器１２３は３次歪成分の周波数特性補償器３３の係数器33Bを調整する。ステップＳ４において調整後のウインドウＷk3内の歪成分の電力が目標値以下に成っているのか否かを判断する。電力が目標値に至らないときは、Ｓ３に戻り、歪調整が繰り返される。歪成分の電力値が目標値以下となったときは、ステップＳ５においてk3=K3-1となったか、即ち全K3個のウインドウについて３次歪成分用周波数特性補償器３３の係数器３３Ｂの調整が終了したかを判定し、終了してなければステップＳ６でk3を１だけ歩進してステップＳ２に戻る。ステップＳ５でk3=K3-1となっていた場合は、ステップＳ７で歪検出器９により検出された全ての歪成分の電力が基準値Ｒ以下となったか判定する。基準値Ｒ以下となっていた場合は、つまり、電力増幅器６の出力中の歪成分が基準値以下の場合、それ以上の歪補償を行う必要はなく、以下の５次、７次歪成分の補償を行わずに歪補償処理を終了する。
【００５３】
ステップＳ７において歪検出器９による検出した歪成分の電力が基準値以下となっていなければ、３次歪成分についての上述のステップＳ２〜Ｓ６と同様に、５次歪成分に対しステップＳ８〜Ｓ１２において周波数特性補償器５３の係数器５３Ｂの調整により歪補償を行う。なお、補償対象が５次歪成分の場合、周波数帯域幅が5fs≒23.4ＭＨｚであり、この範囲内で帯域幅Δfのウインドウを順次シフトさせて周波数特性補償器５３の係数器５３Ｂを調整する。その後、ステップＳ１３においてステップＳ７における判定と同様に歪検出器９による検出した歪成分の電力が基準値Ｒ以下となったか判定し、もし基準値Ｒ以下となっていれば、次の７次歪成分についての歪補償を省略して歪補償処理を終了する。基準値Ｒ以下となっていなければ、ステップＳ１４〜Ｓ１８により７次歪成分について前述の３次歪成分に対する歪補償と同様の歪補償を行う。歪補償対象が７次歪成分の場合、周波数帯域幅が7fs≒32.76ＭＨｚであり、この範囲内で帯域幅Δfのウインドウをシフトさせる。
【００５４】
図１５の処理において、ステップＳ７，Ｓ１３の一方、または両方を省略してもよい。また、上述では３次、５次、７次歪成分に対する歪成分用周波数特性分割器の帯域幅、即ちウインドウの帯域幅はΔfと等しくした場合を説明したが、K3=K5=K7=Kとして、３次、５次、７次歪成分に対するウインドウの帯域幅Δfを3fs/K, 5fs/K, 7fs/Kと互いに異ならせてもよい。  図１５に示す例では、高次歪成分として７次歪成分までの歪補償であるが、より高次歪成分である９次歪成分又はそれ以上の高次歪成分に対する歪補償を行なうことも想定される。その場合は、各次数の歪補償が終了した時点で、上記したように歪補償動作を終了するか否かの判断を設ければよい。このより高次歪成分の歪補償を行なうか否かの判断は例えば、周波数特性制御器１２内（図２）において行なわれる。さらに、より歪補償効果を高めたい場合は、高次歪成分の歪補償が終わった後に、再度３次歪成分の歪補償を行ってもよい。このようにすることで、歪補償に必要となる処理時間を短縮する効果が得られる。
【００５５】
通信方式がＷＣＤＭＡの場合、３次歪成分の周波数帯域14.04ＭＨｚに対して、５次歪成分の場合23.4ＭＨｚ、７次歪成分の場合32.76ＭＨｚと順に周波数帯域幅が広くなる。一般に３次歪成分の電力が最も大きいので、例えば、電源投入時など速やかに歪成分を抑制して無線機を使用可能状態にするには、最低次数の３次歪成分の歪補償だけを行わせればよい場合がある。
【００５６】
従って、各次数の歪補償動作の終了時に次の次数の歪補償を行なうかどうかの判定部を行うことで、実質的な歪補償の処理時間を短縮できる。
上記したように次数が高次になるほど歪成分が発生する周波数帯域幅が広がるが、全ての周波数帯域幅に渡って歪補償を行なう必要は無い。電力増幅器に合わせて歪補償を行なう周波数帯域幅を狭くしてもよい。
なお、図１５の説明では３次歪成分から順により高次歪成分の歪補償を行なう方法を説明したが、この順番に限定されるものではない。例えば、５次歪成分だけ補償する場合や７次歪成分だけを補償し、歪補償動作を終了する場合も考えられる。
【００５７】
［第５実施例］
図１６は、第３実施例（図１３）における３次、５次、７次歪成分用周波数特性補償器３３，５３，７３をＦＩＲフィルタ３３Ｆ，５３Ｆ，７３Ｆで構成したものである。その他の部分は図１３と全く同じである。
各周波数特性補償器３３，５３，７３を構成するＦＩＲフィルタは、例えば図１７に示すようにＭ段の縦続接続された遅延素子３Ｄと、それらの遅延素子３Ｄの入出力端の信号に設定されたタップ係数h0〜hMをそれぞれ乗算する乗算器３Ｅと、それらの乗算器３Ｅの出力を全て加算する加算器３Ｇとから構成される。ＦＩＲフィルタの周波数特性はフィルタの伝達関数により決定される、タップ係数h0〜hMとフィルタの段数Ｍできまる。
【００５８】
歪成分用周波数特性分割器１１により帯域幅Δfのウインドウごとに検出した歪成分の電力が最小になるように、３次歪成分用周波数特性制御器１２３が３次歪成分の周波数特性を制御するＦＩＲフィルタ３３Ｆの、５次歪成分用周波数特性制御器１２５が５次歪成分の周波数特性を制御するＦＩＲフィルタ５３Ｆの、７次歪成分用周波数特性制御器１２７が７次歪成分の周波数特性を制御するＦＩＲフィルタ７３Ｆの、それぞれのフィルタ係数を調整する。従って、各歪成分に対して単一の周波数特性補償器であるＦＩＲフィルタの周波数特性が制御されるので、歪補償特性に不連続性が発生せず高精度な歪補償が可能になる。
【００５９】
以上、述べたようにこの発明によるべき級数型プリディストータによれば、帯域幅Δfのウインドウごとに検出した歪成分に応じて周波数特性補償器の対応する周波数特性が制御されるので、歪補償の周波数特性に不連続性が発生しない。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】この発明の基本的な構成を示すブロック図を示す図。
【図２】この発明の第１実施例を示す図。
【図３】歪検出器と歪成分用周波数特性分割器の構成例を示すブロック図。
【図４】歪成分用周波数特性分割器の他の構成例を示すブロック図。
【図５】電力増幅器６によって発生する３次歪を模式的に示す図。
【図６】周波数特性補償器をＦＦＴ・ＩＦＦＴで構成した例を示す図。
【図７】図６の周波数特性補償器で得られたスペクトルを示す模式図。
【図８】歪検出器で検出された歪の電力値を用いて奇数次周波数特性補償器を制御する方法を説明するための図。
【図９】周波数特性検出部をＦＦＴ・ＩＦＦＴで構成した例を示す図。
【図１０】図１０Ａは周波数特性補償器のスペクトルサンプルを複数ずつ同時に処理する例を示す図、図１０Ｂは周波数特性補償器のスペクトルサンプルを複数ずつ同時に処理する他の例を示す図である。
【図１１】図１１Ａは図１０Ａによる歪補償の模式図を示す図、図１１Ｂは図１０Ｂによる歪補償の模式図を示す図である。
【図１２】歪補償の処理手順を示すフロー図。
【図１３】奇数次歪の次数を増やしたべき級数型プリディストータの実施例を示す図。
【図１４】図１３の動作制御器による制御フローの例を示す図。
【図１５】図１３の動作制御器による制御フローの他の例を示す図。
【図１６】周波数特性補償器をＦＩＲフィルタで構成したプリディストータの例を示す図。
【図１７】ＦＩＲフィルタの構成例を示す図。
【図１８】従来のべき級数型プリディストータを使用した電力増幅装置の一般的な構成を示す図。
【図１９】従来のプリディストーション補償後の信号の周波数特性を示す図。
【図２０】特許文献１に示された技術を示す図。
【図１】
2006352852.tif 000003
【図２】
2006352852.tif 000004
【図３】
2006352852.tif 000005
【図４】
2006352852.tif 000006
【図５】
2006352852.tif 000007
【図６】
2006352852.tif 000008
【図７】
2006352852.tif 000009
【図８】
2006352852.tif 000010
【図９】
2006352852.tif 000011
【図１０】
2006352852.tif 000012
【図１１】
2006352852.tif 000013
【図１２】
2006352852.tif 000014
【図１３】
2006352852.tif 000015
【図１４】
2006352852.tif 000016
【図１５】
2006352852.tif 000017
【図１６】
2006352852.tif 000018
【図１７】
2006352852.tif 000019
【図１８】
2006352852.tif 000020
【図１９】
2006352852.tif 000021
【図２０】
2006352852.tif 000022