(57)【要約】【課題】  バイパス切り替え時の負荷に対する急峻な電圧変動を無くす入力電圧変動補償機能を、高速・高精度の部品の使用や追加回路の増設等のコスト高となる解決方法を用いず安価に構成すること。【解決手段】  入力電圧Ｖｉｎが単相交流である場合、入力リレー５を介してその交流を受電し、出力電圧Ｖｏｕｔを供給するための電源装置９は、上下アームが直列接続されたレッグを３つ有し、このうち１レッグを共通とする２つの単相コンバータで成る。この際に、制御装置３０は、電源装置９側からバイパス回路１０側への切替制御を行う場合、電源装置９において中間点が入力リレー５に接続されているレッグと、中間点が出力リレー７に接続されているレッグとの上下アームを、受電電圧の周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、出力リレー７をバイパス回路１０側に切り替える。【選択図】      図１
2006311641.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側からの入力電圧を遮断する入力遮断手段と、この入力遮断手段を介して受電された入力電圧を直流に変換して蓄電池に蓄電すると共に出力側へ出力電圧として出力し、入力遮断手段の遮断時に蓄電池の蓄電電力を交流に変換して出力側へ出力する電源手段と、入力側と出力側との間に電源手段及び入力遮断手段に対して並列に接続されるバイパス手段と、このバイパス手段及び電源手段の何れか一方を出力側に接続する切り替えを行う出力切替手段と、入力電圧を検出する入力検出手段と、この入力検出手段での検出電圧が特定範囲を逸脱する際に入力遮断手段を遮断状態として蓄電電力を出力側へ出力する制御を行うと共に、出力切替手段を制御して電源手段とバイパス手段との相互切替を行う制御手段とを有する無停電電源装置において、
前記入力電圧が単相交流であり、この交流を受電するために前記電源手段が、上下アームが直列接続されたレッグを３つ有し、このうち１レッグを共通とする２つの単相コンバータで成る際に、
前記制御手段は、前記電源手段側から前記バイパス手段側への切替制御を行う場合、中間点が前記入力遮断手段に接続されているレッグと、中間点が前記出力切替手段に接続されているレッグとの上下アームを、受電電圧の周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記バイパス手段側に切り替えることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記バイパス手段側から前記電源手段側への切替制御を行う場合、中間点が前記入力遮断手段に接続されているレッグと、中間点が前記出力切替手段に接続されているレッグとの上下アームを、受電電圧の周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記電源手段側に切り替え、この後に前記電源手段の出力電圧を徐々に通常運転時の電圧に移行することを特徴とする請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項３】
入力側からの入力電圧を遮断する入力遮断手段と、この入力遮断手段を介して受電された入力電圧を直流に変換して蓄電池に蓄電すると共に出力側へ出力電圧として出力し、入力遮断手段の遮断時に蓄電池の蓄電電力を交流に変換して出力側へ出力する電源手段と、入力側と出力側との間に電源手段及び入力遮断手段に対して並列に接続されるバイパス手段と、このバイパス手段及び電源手段の何れか一方を出力側に接続する切り替えを行う出力切替手段と、入力電圧を検出する入力検出手段と、この入力検出手段での検出電圧が特定範囲を逸脱する際に入力遮断手段を遮断状態として蓄電電力を出力側へ出力する制御を行うと共に、出力切替手段を制御して電源手段とバイパス手段との相互切替を行う制御手段とを有する無停電電源装置において、
前記入力電圧が単相交流であり、この交流を受電するために前記電源手段が、複数の上下アームを組み合わせた第１及び第２のフルブリッジ回路を有し、当該第１のフルブリッジ回路が単相交流電源に並列に接続され、当該第２のフルブリッジ回路が該第１のフルブリッジ回路の前記単相交流電源への並列接続点の単相交流電源側、或いは負荷側における単相交流電源と負荷との間に、直列に絶縁手段を介して接続されて成る際に、
前記制御手段は、前記電源手段側から前記バイパス手段側への切替制御を行う場合、前記電源手段の出力電圧を徐々に前記入力電圧に近づけた後、前記第２のフルブリッジ回路の上下アームを周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせるか、上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記バイパス手段側に切り替えることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記バイパス手段側から前記電源手段側への切替制御を行う場合、前記第２のフルブリッジ回路の上下アームを周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせるか、上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記電源手段側に切り替え、この後に前記電源手段の出力電圧を徐々に通常運転時の電圧に移行することを特徴とする請求項３に記載の無停電電源装置。
【請求項５】
入力側からの入力電圧を遮断する入力遮断手段と、この入力遮断手段を介して受電された入力電圧を直流に変換して蓄電池に蓄電すると共に出力側へ出力電圧として出力し、入力遮断手段の遮断時に蓄電池の蓄電電力を交流に変換して出力側へ出力する電源手段と、入力側と出力側との間に電源手段及び入力遮断手段に対して並列に接続されるバイパス手段と、このバイパス手段及び電源手段の何れか一方を出力側に接続する切り替えを行う出力切替手段と、入力電圧を検出する入力検出手段と、この入力検出手段での検出電圧が特定範囲を逸脱する際に入力遮断手段を遮断状態として蓄電電力を出力側へ出力する制御を行うと共に、出力切替手段を制御して電源手段とバイパス手段との相互切替を行う制御手段とを有する無停電電源装置において、
前記入力電圧が三相交流であり、この交流を受電するために前記電源手段が、複数の上下アームを組み合わせた第１及び第２のフルブリッジ回路を有し、当該第１のフルブリッジ回路が三相交流電源に並列に接続され、当該第２のフルブリッジ回路が該第１のフルブリッジ回路の前記三相交流電源への並列接続点の三相交流電源側、或いは負荷側における三相交流電源と負荷との間に、直列に絶縁手段を介して接続されて成る際に、
前記制御手段は、前記電源手段側から前記バイパス手段側への切替制御を行う場合、前記電源手段の出力電圧を徐々に前記入力電圧に近づけた後、前記第２のフルブリッジ回路の上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記バイパス手段側に切り替えることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記バイパス手段側から前記電源手段側への切替制御を行う場合、前記第２のフルブリッジ回路の上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記電源手段側に切り替え、この後に前記電源手段の出力電圧を徐々に通常運転時の電圧に移行することを特徴とする請求項５に記載の無停電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気機器等の負荷に安定した電圧を供給すると共に、無停電電源装置自体の保守などの際にバイパス回路へ切り替えを行う構成の無停電電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の常時商用給電方式の無停電電源装置として、例えば特許文献１に記載のものがある。この方式の無停電電源装置は、簡易な回路機構で構成可能であるという利点を備えており、通常時は入力電圧をそのまま出力し、停電時のみ変換器からバックアップ給電するようになっている。しかしながら、この方式には、入力電圧が変動するとそのまま出力電圧も変動するという欠点があり、このため、特許文献２に記載されているような常時インバータ給電と呼ばれる種類の無停電電源装置の出力電圧を一定にする特徴機能が失われてしまうという欠点があった。
【０００３】
そこで、新たに考えられたのが、特許文献３に記載の構成を持つ無停電電源装置である。これは、常時商用給電方式の無停電電源装置に、小さな容量の電源−負荷間に直列に接続されるインバータを追加することで、常時インバータ給電方式と類似の出力電圧を制御する機能を持たせることができるようになっている。
ところで、無停電電源装置は、電源のバックアップを目的とする装置であり、連続運転が要求される場合も多い。また、電力蓄積手段として鉛蓄電池を用いるような場合には、一般に装置本体よりも鉛蓄電池の方が寿命が短い。このため、無停電電源装置から負荷に給電した状態のまま、保守作業を実施する必要が生じる場合がある。このような目的のために設けられたのが、特許文献２に記載されているようなバイパス回路であり、バイパス回路を使用して給電している間に、変換器を停止させ、保守作業を実施する。
【０００４】
上述した無停電電源装置の構成は、図１２〜図１６の従来例の図に簡易的に表してある。
図１２は、従来の無停電電源装置の全体構成を示す図であり、回路遮断手段である入力リレー５と、商用電源である入力側の電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出手段である電圧検出器６と、出力側に電圧Ｖｉｎ，Ｖ２の何れかを出力電圧Ｖｏｕｔとして振り分ける回路切り替え手段である出力リレー７と、電力蓄積手段である蓄電池８と、電源装置９と、バイパス手段であるバイパス回路１０と、これらを制御する制御装置１１とから構成されている。
【０００５】
電源装置９は、電圧検出器６で検出した電圧Ｖ３により電源が停電したと判定される場合、入力リレー５を開として蓄電池８から供給される電力を交流電圧Ｖ２に変換し、この電圧Ｖ２を出力リレー７を通して無停電電源装置から出力する。このとき、出力リレー７は、電源装置９側の電圧Ｖ２を出力電圧Ｖｏｕｔとして出力するように動作させる。また、電圧検出器６で検出した電圧Ｖ３により電源が停電したと判定されない場合は、入力リレー５を閉として、入力電圧Ｖｉｎを受電し、ここから得られる電力を用いて、蓄電池８を充電する。これと同時に受電した電力を用いて、交流電圧Ｖ２を出力し、この電圧Ｖ２を出力リレー７を通して無停電電源装置から出力する。このときも、出力リレー７を電源装置９側の電圧Ｖ２を出力電圧Ｖｏｕｔとして出力するように動作させる。
【０００６】
また、保守などの目的で負荷に電力を供給したまま電源装置９を停止したい場合は、出力リレー７をバイパス回路１０側に接続すると共に、入力リレー５を開とすることによって、負荷に電力を供給した状態のままにして、電源装置９を停止させる。
このように動作させるための、制御装置１１の構成は、図１３に示すように停電検出回路１２及び電圧制御回路１３を備えて構成される。
【０００７】
停電検出回路１２は、電圧検出器６の出力電圧Ｖ３が入力され、この入力された電圧Ｖ３が停電と見做される範囲かどうかを判定し、停電であるか否かの信号（停電信号）Ｓ１を入力リレー５へ出力する。その停電信号Ｓ１が、停電時には、入力リレー５を開とする指令を行うためのものとなる。停電を判定する具体的な方法は、多くの例が提案されているが、その一例として特許文献４に記載のものがある。
【０００８】
電圧制御回路１３には、その停電信号Ｓ１に加え、バイパス切替制御信号Ｓ２が入力され、これらの信号Ｓ１，Ｓ２により動作モードを変更する電源制御信号Ｓ３が電源装置９へ出力されるようになっている。
バイパス切替制御信号Ｓ２は、出力リレー７に入力され、電源装置９側に接続するか、バイパス回路１０側に接続するかを決定するスイッチング指示信号となる。また、電圧制御回路１３は、電源装置９の出力電圧を制御するための上記電源制御信号Ｓ３を発生して電源装置９に入力する。この電圧制御回路１３の具体例は、図１４〜図１６に表した通りである。
【０００９】
図１４は、特許文献２に記載されているような常時インバータ給電方式の場合の電圧制御回路１３の構成例である。図１４には、常時インバータ給電方式の主回路の概略構成が示してあり、入力電圧Ｖｉｎを受けて直流電圧Ｖ５に変換する電力変換器１８と、その直流側に接続されたコンデンサ１９と、この直流電圧Ｖ５を交流電圧Ｖ２（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）に変換する電力変換器１８ａとから構成されている。
【００１０】
通常、蓄電池８は、この直流電圧Ｖ５に直接、もしくは電圧レベルを変換するチョッパ回路を介して接続されるが、図１４では省略してある。この種の無停電電源装置では、出力電圧Ｖ２を精度良く制御するために出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、フィードバック制御を用いることが多いため、図１４においてもそのような構成としてある。
このため、電源装置９の出力側には、電圧検出器６ａを接続し、この検出電圧信号Ｖ６を制御装置１１の中の電圧制御回路１３に入力するようにしてある。また、電圧制御回路１３には出力電圧指令信号Ｖ６ａが入力され、電圧調節器１６において出力電圧指令信号Ｖ６ａと検出電圧信号Ｖ６との偏差を求め、これを定数倍して偏差Ｖ７として出力する。この電圧調節器１６には、その偏差Ｖ７を定数倍する一般的な比例調節器（Ｐ調節器）のようなものが用いられる。なお、比例積分調節器（ＰＩ調節器）が用いられる場合もある。
【００１１】
この図１４では、交流量のまま調節器演算を行う瞬時値制御のイメージで説明したが、用途においては、電圧の平均値のレベルで制御を行う平均値制御を採用する場合もある。電圧調節器１６において演算された出力電圧指令信号Ｖ６ａは、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)変調器１７に入力され、ここで、電力変換器１８ａを駆動するのに必要とされるＰＷＭパルス列に変調され、このパルス信号Ｓ５が電力変換器１８ａに入力される。
なお、電力変換器１８の制御系は図示していないが、一般的にＰＷＭコンバータやＰＷＭ整流器などと呼ばれる種類の変換器の制御と同種の制御を行って、交流電圧から直流電圧側に電力を供給したり、場合によっては、交流電圧側に電力を返す動作を行ったりする場合もある。
【００１２】
図１５及び図１６は、特許文献３に記載されているような構成を持つ無停電電源装置に適用される電圧制御回路１３の構成例を示す図である。
図１５において、電源装置９は入力側に並列に接続される電力変換器１８ｂ（並列コンバータ）と、入出力間に接続される電力変換器１８ｃ（直列コンバータ）と、コンデンサ１９とを備えて構成されている。図１６において、電源装置９は、負荷に並列に接続される電力変換器１８ｂ（並列コンバータ）と、入出力間に接続される電力変換器１８ｃ（直列コンバータ）と、コンデンサ１９とから構成される。
【００１３】
これらの電源装置９では、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するのは直列コンバータの役割となるので、図１５及び図１６では直列コンバータの制御系が示してあるが、これらの直列コンバータの制御系は同様であるため、図１５について説明する。
ここにおいても出力電圧指令信号Ｖ６ａは、電圧制御回路１３に入力され、電圧調節器１６において調節器演算が行われるが、直列コンバータが出力すべき電圧は、その構成から明らかなように入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの差である。従って、電圧調節器１６の出力をそのままＰＷＭ変調器１７に送って制御しようとすると、電圧調節器１６の負担は過大となり、制御性能が低下してしまう。
【００１４】
そこで、電圧調節器１６の出力段に加算器３ｂを置き、入力電圧に相当する分を予め減じておくことにより制御性能を向上できる構成としている。そして、加算器３ｂの出力電圧Ｖ８はＰＷＭ変調器１７に入力され、そこで、電力変換器１８ｃを駆動するのに必要とされるＰＷＭパルス列に変調され、このパルス信号Ｓ７が電力変換器１８ｃに入力される。
なお、電力変換器１８ｂの制御は図示していないが、コンデンサ１９の電圧を調整する機能や、直列コンバータが電源ラインとやり取りした電力を電源ラインに戻す役割を果たすものである。また、図１４〜図１６においては、簡単のため、入力リレーやバイパス回路などは省略して記載した。
【００１５】
更に、特許文献９の請求項６においては、負荷に動揺を与えることなくバイパス回路に切り替えるための技術として、交流電圧源の電圧指令をバイパス電源の電圧に一致させる技術が開示されている。特許文献１０の請求項１にも、突入電流や急激な電圧変動を防止する技術として、バイパス電源電圧と設定電圧の偏差信号を切り替え開始時に徐々に電圧を上昇させる遅延特性を有したアンプを介して加算する技術が開示され、請求項２には、バイパス電源電圧と設定電圧の偏差信号を切り替え終了時に徐々に電圧を下降させる遅延特性を有したアンプを介して加算する技術が開示されている。
【００１６】
特許文献１１の請求項１及び２にも、切り替え時の電流発生を抑制する技術として、電圧基準値を変化させる技術が開示されている。特許文献１２の請求項１、２にも、バイパス回路からインバータに負荷給電を切り替える際の過大な突入電流を防止する技術として、インバータの出力電圧波形をバイパス給電電圧波形に合わせるように制御する技術が開示されている。
【００１７】
【特許文献１】特開平７−１６３０６６号公報
【特許文献２】特開平６−１１３４８９号公報
【特許文献３】特開２００４−９６８３１号公報
【特許文献４】特開平６−２０５５４７号公報
【特許文献５】実開平５−５５７３９号公報
【特許文献６】特許３１８５８４６号公報
【特許文献７】特願２００４−２０１４１０号公報
【特許文献８】特願２００４−１１６３８２号公報
【特許文献９】特開２０００−１４０４１号公報
【特許文献１０】特許第３５５０５７３号公報
【特許文献１１】特開平９−３０８１３３号公報
【特許文献１２】特開平６−１６５４１２号公報
【特許文献１３】特開平６−１８９４７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
ところで、特許文献１や特許文献３に記載のような無停電電源装置では、入力電圧が高い場合や低い場合にも負荷に給電する出力電圧は一定の電圧にすることができる機能を持つことは、既に述べたとおりである。しかし、保守などの目的で、バイパス給電に切り替える際に、入力電圧が高い場合や低い場合に、そのまま切り替えを行うと負荷に対して急峻な電圧変動を与えることとなる。
【００１９】
特許文献５の無停電電源装置は、バイパス回路からインバータ給電に切り替えられる際に発生する突入電流を、出力過電流検出回路と信号供給阻止回路を設置することによって抑制するようになっている。しかし、それらの追加回路を設けなければならないので、コスト高となる。
更に、特許文献９〜特許文献１２の技術は、何れも変換器からバイパス回路へ給電経路を移す場合に、事前に変換器の出力電圧をバイパス回路側の電圧に合わせておき、逆にバイパス回路から変換器へ給電経路を移す場合には、切り替え直後の変換器の出力電圧をバイパス回路側の電圧に合わせることによって、負荷や変換器に対する電圧変動に由来する切り替え時の動揺を抑制するようになっている。
【００２０】
しかし、電圧指令をバイパス回路側の指令値に合わせるといった電圧制御により電圧差を無くす手段で実現しているため、これを安価に実現しようとした場合、実際には、センサーの検出誤差や制御誤差、制御の安定度などの要因により、バイパス回路側の電圧と変換器の出力電圧が波形も含めて正確にあっていることが保障されるものではない。また、高精度の制御を行おうとした場合、制御装置に非常に高速・高精度の部品を使用するなど、コスト高になってしまう。従って、安価に無停電電源装置を構成しようとすると、変換器とバイパス回路の間で給電経路を移すという機械的操作を伴う操作が行われる際に、実際には動揺を避けることが難しい。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、バイパス切り替え時の負荷に対する急峻な電圧変動を無くす入力電圧変動補償機能を、高速・高精度の部品の使用や追加回路の増設等のコスト高となる解決方法を用いず安価に構成することができる無停電電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１による無停電電源装置は、入力側からの入力電圧を遮断する入力遮断手段と、この入力遮断手段を介して受電された入力電圧を直流に変換して蓄電池に蓄電すると共に出力側へ出力電圧として出力し、入力遮断手段の遮断時に蓄電池の蓄電電力を交流に変換して出力側へ出力する電源手段と、入力側と出力側との間に電源手段及び入力遮断手段に対して並列に接続されるバイパス手段と、このバイパス手段及び電源手段の何れか一方を出力側に接続する切り替えを行う出力切替手段と、入力電圧を検出する入力検出手段と、この入力検出手段での検出電圧が特定範囲を逸脱する際に入力遮断手段を遮断状態として蓄電電力を出力側へ出力する制御を行うと共に、出力切替手段を制御して電源手段とバイパス手段との相互切替を行う制御手段とを有する無停電電源装置において、前記入力電圧が単相交流であり、この交流を受電するために前記電源手段が、上下アームが直列接続されたレッグを３つ有し、このうち１レッグを共通とする２つの単相コンバータで成る際に、前記制御手段は、前記電源手段側から前記バイパス手段側への切替制御を行う場合、中間点が前記入力遮断手段に接続されているレッグと、中間点が前記出力切替手段に接続されているレッグとの上下アームを、受電電圧の周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記バイパス手段側に切り替えることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明の請求項２による無停電電源装置は、請求項１において、前記制御手段は、前記バイパス手段側から前記電源手段側への切替制御を行う場合、中間点が前記入力遮断手段に接続されているレッグと、中間点が前記出力切替手段に接続されているレッグとの上下アームを、受電電圧の周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記電源手段側に切り替え、この後に前記電源手段の出力電圧を徐々に通常運転時の電圧に移行することを特徴とする。
【００２３】
また、本発明の請求項３による無停電電源装置は、入力側からの入力電圧を遮断する入力遮断手段と、この入力遮断手段を介して受電された入力電圧を直流に変換して蓄電池に蓄電すると共に出力側へ出力電圧として出力し、入力遮断手段の遮断時に蓄電池の蓄電電力を交流に変換して出力側へ出力する電源手段と、入力側と出力側との間に電源手段及び入力遮断手段に対して並列に接続されるバイパス手段と、このバイパス手段及び電源手段の何れか一方を出力側に接続する切り替えを行う出力切替手段と、入力電圧を検出する入力検出手段と、この入力検出手段での検出電圧が特定範囲を逸脱する際に入力遮断手段を遮断状態として蓄電電力を出力側へ出力する制御を行うと共に、出力切替手段を制御して電源手段とバイパス手段との相互切替を行う制御手段とを有する無停電電源装置において、前記入力電圧が単相交流であり、この交流を受電するために前記電源手段が、複数の上下アームを組み合わせた第１及び第２のフルブリッジ回路を有し、当該第１のフルブリッジ回路が単相交流電源に並列に接続され、当該第２のフルブリッジ回路が該第１のフルブリッジ回路の前記単相交流電源への並列接続点の単相交流電源側、或いは負荷側における単相交流電源と負荷との間に、直列に絶縁手段を介して接続されて成る際に、前記制御手段は、前記電源手段側から前記バイパス手段側への切替制御を行う場合、前記電源手段の出力電圧を徐々に前記入力電圧に近づけた後、前記第２のフルブリッジ回路の上下アームを周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせるか、上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記バイパス手段側に切り替えることを特徴とする。
【００２４】
また、本発明の請求項４による無停電電源装置は、請求項３において、前記制御手段は、前記バイパス手段側から前記電源手段側への切替制御を行う場合、前記第２のフルブリッジ回路の上下アームを周波数と同周波数で同期して上下交互にスイッチングさせるか、上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記電源手段側に切り替え、この後に前記電源手段の出力電圧を徐々に通常運転時の電圧に移行することを特徴とする。
【００２５】
また、本発明の請求項５による無停電電源装置は、入力側からの入力電圧を遮断する入力遮断手段と、この入力遮断手段を介して受電された入力電圧を直流に変換して蓄電池に蓄電すると共に出力側へ出力電圧として出力し、入力遮断手段の遮断時に蓄電池の蓄電電力を交流に変換して出力側へ出力する電源手段と、入力側と出力側との間に電源手段及び入力遮断手段に対して並列に接続されるバイパス手段と、このバイパス手段及び電源手段の何れか一方を出力側に接続する切り替えを行う出力切替手段と、入力電圧を検出する入力検出手段と、この入力検出手段での検出電圧が特定範囲を逸脱する際に入力遮断手段を遮断状態として蓄電電力を出力側へ出力する制御を行うと共に、出力切替手段を制御して電源手段とバイパス手段との相互切替を行う制御手段とを有する無停電電源装置において、前記入力電圧が三相交流であり、この交流を受電するために前記電源手段が、複数の上下アームを組み合わせた第１及び第２のフルブリッジ回路を有し、当該第１のフルブリッジ回路が三相交流電源に並列に接続され、当該第２のフルブリッジ回路が該第１のフルブリッジ回路の前記三相交流電源への並列接続点の三相交流電源側、或いは負荷側における三相交流電源と負荷との間に、直列に絶縁手段を介して接続されて成る際に、前記制御手段は、前記電源手段側から前記バイパス手段側への切替制御を行う場合、前記電源手段の出力電圧を徐々に前記入力電圧に近づけた後、前記第２のフルブリッジ回路の上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記バイパス手段側に切り替えることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明の請求項６による無停電電源装置は、請求項５において、前記制御手段は、前記バイパス手段側から前記電源手段側への切替制御を行う場合、前記第２のフルブリッジ回路の上もしくは下アームを継続的に点弧する状態とさせて受電電圧を直接出力する動作とした後に、前記出力切替手段を前記電源手段側に切り替え、この後に前記電源手段の出力電圧を徐々に通常運転時の電圧に移行することを特徴とする。
【００２７】
これらの構成によれば、機械的操作を伴う出力切替手段の切り替え操作時に、電源手段側とバイパス手段側と電圧差が、デバイスの物理的な性質（電圧降下）によって決定され、実用的には差が殆ど無いといえるレベルに極小化でき、制御の要素も排除できる。このため、制御誤差などの不確定要素も介入することなしに、切り替え時に負荷へ供給する出力電圧の急変を防止することができる。また、その制御は、本来のインバータの制御回路を用いてほぼ実現することができ、特にソフトウェアで実現するような場合には、物理的には全く同じ構成で実現できるので、コスト高とならないようにすることができる。
【発明の効果】
【００２８】
以上説明したように本発明によれば、バイパス切り替え時の負荷に対する急峻な電圧変動を無くす入力電圧変動補償機能を、高速・高精度の部品の使用や追加回路の増設等のコスト高となる解決方法を用いず安価に構成することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
図１は、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示すブロック図である。
この図１に示す無停電電源装置１００は、上記背景技術で説明した入力リレー５と、電圧検出器６と、出力リレー７と、蓄電池８と、電源装置９と、バイパス回路１０と、本実施の形態の特徴要素である制御装置３０とを備えて構成されている。
【００３０】
制御装置３０は、変化率制限回路３１と、コンパレータ３２，３３と、乗算器３４，３５，３６と、減算器３７と、加算器３８と、ＰＷＭ変調器３９と、停電検出回路４１と、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)回路４２と、切替リレー４４と、ディレー回路４５とを備えて構成されている。
停電検出回路４１は、電圧検出器６で検出された電圧（以降、検出入力電圧）Ｖ３が停電と見做される範囲かどうかを判定し、停電と判定した際に停電信号Ｓ１を入力リレー５へ出力する。入力リレー５は、その停電信号Ｓ１が供給されると開となる。
【００３１】
ＰＬＬ回路４２は、内部生成基準信号を検出入力電圧Ｖ３に同期させ、この同期信号Ｓ１１を乗算器３６へ出力する。この同期信号Ｓ１１が本制御装置３０の基準信号となる。
変化率制限回路３１は、外部から入力されるバイパス切替指令信号Ｓ１２がバイパス回路１０側に切り替えるための指令として「０」から「１」にステップ状に変化した際に、この変化率を制限してランプ関数状に「０」から「１」まで変化させ、この変化させた信号Ｓ１３をコンパレータ３２、乗算器３４及び減算器３７へ出力する。
【００３２】
この逆に、変化率制限回路３１は、バイパス切替指令信号Ｓ１２が電源装置９側に切り替えるための指令として「１」から「０」にステップ状に変化した際に、この変化率を制限してランプ関数状に「１」から「０」まで変化させ、この変化させた信号Ｓ１３をコンパレータ３２、乗算器３４及び減算器３７へ出力する。
乗算器３４は、変化率制限回路３１での変化率制限後のバイパス切替指令信号Ｓ１３と検出入力電圧Ｖ３とを乗算し、この結果を出力電圧Ｖ１１として出力する。この出力電圧Ｖ１１は、「０」から検出入力電圧Ｖ３まで徐々に変化する。言い換えれば、出力電圧Ｖ１１は、「０」から入力電圧Ｖｉｎまで徐々に変化する。
【００３３】
減算器３７は、設定値の「１」から変化率制限後のバイパス切替指令信号Ｓ１３を減算し、この結果を出力信号Ｓ１４として出力する。この出力信号Ｓ１４は、ランプ関数状に「１」から「０」に変化し、乗算器３５へ入力される。
乗算器３５は、その出力信号Ｓ１４と、予め設定された通常運転時の出力電圧指令信号Ｖ１２とを乗算し、この結果を出力電圧Ｖ１３として出力する。この出力電圧Ｖ１３は、「０」から検出入力電圧Ｖ３まで徐々に変化する。言い換えれば、出力電圧Ｖ１３が通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２から「０」まで徐々に変化する。
【００３４】
加算器３８は、乗算器３４の出力電圧Ｖ１１と乗算器３５の出力電圧Ｖ１３とを加算し、この結果を出力電圧Ｖ１４として出力する。この出力電圧Ｖ１４は、通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２から徐々に入力電圧Ｖｉｎに変化する。
乗算器３６は、その出力電圧Ｖ１４と、ＰＬＬ回路４２からの同期信号Ｓ１１とを乗算し、この結果を出力電圧Ｖ１５として出力する。この出力電圧Ｖ１５は、出力電圧Ｖ１４が同期信号Ｓ１１を包絡する状態の電圧信号となってＰＷＭ変調器３９へ出力される。
【００３５】
ＰＷＭ変調器３９は、その出力電圧Ｖ１５を、電源装置９の電力変換器を駆動するのに必要とされるＰＷＭパルス列に変調し、このＰＷＭパルス信号Ｓ１５を、切替リレー４４を介して電源装置９の電力変換器の電源制御信号Ｓ３として出力する。
ＰＷＭパルス信号Ｓ１５は、通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２から徐々に入力電圧Ｖｉｎに変化する電圧Ｖ１４と、ＰＬＬ回路４２からの同期信号Ｓ１１とを乗算した電圧Ｖ１５に応じて生成される信号なので、このＰＷＭパルス信号Ｓ１５（＝電源制御信号Ｓ３）で電源装置９を制御すれば、電源装置９の出力電圧Ｖ２（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）を徐々に入力電圧Ｖｉｎに近づけることができる。
【００３６】
コンパレータ３２は、変化率制限回路３１からの変化率制限後のバイパス切替指令信号Ｓ１３が「１」に到達したか否かを判定し、「１」となった時点で、切替制御信号Ｓ１６を出力する。この切替制御信号Ｓ１６は、切替リレー４４を切り替えるための信号として出力されると共に、９側から１０側に切り替わるときのみディレーを発生するディレー回路４５で所定時間遅延され、これが出力リレー７を切り替えるためのバイパス切替制御信号Ｓ２として出力されるようになっている。なお、ディレー回路４５ａはＳ１７からＳ１５へ切り替わるときのみディレーを発生するので、このときはディレーは発生しない。
コンパレータ３３は、電圧検出器６からの検出入力電圧Ｖ３（＝入力電圧Ｖｉｎ）の正弦波電圧の正負判定を行い、この正をオン、負をオフとするオン／オフ信号Ｓ１７を、切替リレー４４を介して電源装置９の電力変換器の電源制御信号Ｓ３として出力する。
【００３７】
次に、このような構成の無停電電源装置１００のバイパス切替制御動作を説明する。
まず、通常運転時の電源装置９側からバイパス回路１０側に切り替える場合の動作を説明する。この場合、最初は出力リレー７が電源装置９側に接続されており、電源装置９からの電圧Ｖ２が出力電圧Ｖｏｕｔとして出力されている。また、切替リレー４４は、ＰＷＭ変調器３９側に接続されている。この時、図２に示すように、入力電圧Ｖｉｎが通常運転時の出力電圧Ｖｏｕｔよりも高いとする。
【００３８】
バイパス切替指令信号Ｓ１２が、図２の時刻ｔ１において、バイパス回路１０側に切り替えるための指令として「０」から「１」にステップ状に変化したとする。このバイパス切替指令信号Ｓ１２は、変化率制限回路３１において、「０」から「１」に向かってランプ関数状に徐々に変化し、この変化した信号Ｓ１３がコンパレータ３２、乗算器３４及び減算器３７へ出力される。なお、「０」から「１」に向かってランプ関数状に徐々に変化する状態は、図２の時刻ｔ１〜ｔ２に示す状態と対応する。
【００３９】
乗算器３４では、その徐々に変化するバイパス切替指令信号Ｓ１３と検出入力電圧Ｖ３とが乗算され、この結果、出力電圧Ｖ１１が、「０」から検出入力電圧Ｖ３（＝入力電圧Ｖｉｎ）に向かって徐々に変化し、加算器３８へ出力される。
減算器３７では、設定値の「１」からバイパス切替指令信号Ｓ１３が減算され、この結果、出力信号Ｓ１４が、「１」から「０」に向かって徐々に変化し、乗算器３５へ出力される。乗算器３５では、その出力信号Ｓ１４と、通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２とが乗算され、この結果、出力電圧Ｖ１３が「０」から検出入力電圧Ｖ３に向かって徐々に変化し、加算器３８へ出力される。
【００４０】
加算器３８では、出力電圧Ｖ１１と出力電圧Ｖ１３とが加算され、この結果、出力電圧Ｖ１４が、通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２から入力電圧Ｖｉｎに向かって徐々に変化し、乗算器３６へ出力される。
乗算器３６では、その出力電圧Ｖ１４と、ＰＬＬ回路４２からの同期信号Ｓ１１とが乗算され、この結果、出力電圧Ｖ１５は、出力電圧Ｖ１４が同期信号Ｓ１１を包絡する状態の電圧信号となる。ＰＷＭ変調器３９では、その出力電圧Ｖ１５が、電源装置９の電力変換器の駆動に必要なＰＷＭパルス列に変調され、これがＰＷＭパルス信号Ｓ１５として出力される。
【００４１】
このＰＷＭパルス信号Ｓ１５が切替リレー４４を介して電源制御信号Ｓ３として電源装置９へ出力され、この電圧制御によって、電源装置９の出力電圧Ｖ２（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）が図２の時刻ｔ１〜ｔ２間に示すように入力電圧Ｖｉｎに向かって徐々に近づく。
一方、変化率制限回路３１からのバイパス切替指令信号Ｓ１３が「１」になると、図２の時刻ｔ２に示すように、電源装置９の出力電圧Ｖ２（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）が入力電圧Ｖｉｎと同電位となる。この時、コンパレータ３２では、そのバイパス切替指令信号Ｓ１３の「１」によって、リレーを切り替えるための切替制御信号Ｓ１６が出力され、切替リレー４４がコンパレータ３３側へ切り替わり、これよりも遅れてディレー回路４５からバイパス切替制御信号Ｓ２が出力リレー７に入力され、これによってバイパス回路１０側に切り替わる。
【００４２】
この切り替え時点では、現在の出力電圧Ｖｏｕｔである電源装置９の出力電圧Ｖ２が入力電圧Ｖｉｎと同電位となっているので、出力リレー７をバイパス回路１０側に切り替えて入力電圧Ｖｉｎをダイレクトに出力電圧Ｖｏｕｔとして出力させても、従来のような、電源装置９側とバイパス回路１０側との２経路の電位差による急峻な電圧変動を無くすことができる。
【００４３】
図３は、入力電圧Ｖｉｎが通常時の出力電圧Ｖｏｕｔよりも低かった場合を示す図であるが、図２の場合と異なるのは、その電圧関係のみであるため、動作説明は省略する。
次に、出力リレー７をバイパス回路１０側から電源装置９側へ切り替える場合の動作を説明する。この場合、入力電圧Ｖｉｎがダイレクトにバイパス回路１０を介して出力リレー７から出力電圧Ｖｏｕｔとして出力されている。また、切替リレー４４は、コンパレータ３３側に接続されている。但し、切り替え後の通常運転時の出力電圧Ｖｏｕｔは、図４の時刻ｔ２以降に示すように入力電圧Ｖｉｎよりも低いとする。
【００４４】
この電圧条件の場合に、電源装置９を起動させて通常運転を行い、出力リレー７をバイパス回路１０側から電源装置９側に切り替えた場合、電源装置９の出力電圧Ｖ２が入力電圧Ｖｉｎよりも低いので、２経路の電位差による急峻な電圧変動が出力電圧Ｖｏｕｔに生じてしまう。
そこで、出力リレー７の切り替え前に、コンパレータ３３によって、電圧検出器６からの検出入力電圧Ｖ３（＝入力電圧Ｖｉｎ）の正弦波電圧の正負判定を行い、この正をオン、負をオフとするオン／オフ信号Ｓ１７を、切替リレー４４を介して電源制御信号Ｓ３として電源装置９へ出力している。
【００４５】
この電源制御信号Ｓ３は入力電圧Ｖｉｎをもとに生成されているので、電源制御信号Ｓ３によって電源装置９の出力電圧Ｖ２が入力電圧Ｖｉｎと同電位となる。従って、バイパス回路１０側から電源装置９側への切り替え前の電源装置９の出力電圧Ｖ２は、現時点で出力電圧Ｖｏｕｔとなっている入力電圧Ｖｉｎと同電位とされている。
ここで、バイパス切替指令信号Ｓ１２が、図４の時刻ｔ１において、通常運転に切り替えるための指令として「１」から「０」にステップ状に変化したとする。このバイパス切替指令信号Ｓ１２は、変化率制限回路３１において、「１」から「０」に向かってランプ関数状に徐々に変化し、この変化した信号Ｓ１３がコンパレータ３２、乗算器３４及び減算器３７へ出力される。なお、「１」から「０」に向かってランプ関数状に徐々に変化する状態は、図４の時刻ｔ１〜ｔ２に示す状態と対応する。
【００４６】
一方、変化率制限回路３１からのバイパス切替指令信号Ｓ１３が「１」よりも小さくなった時点で、コンパレータ３２から切替制御信号Ｓ１６が出力されなくなるので、切替リレー４４がＰＷＭ変調器３９側へ切り替わると共に、出力リレー７が電源装置９側に切り替わる。このとき４５はディレーとして働かないが、４５ａはディレーが働く。出力リレー７の切り替えの時点で、バイパス回路１０側と電源装置９側との２経路の電位差は無いので、その電位差による急峻な電圧変動は無い。
【００４７】
また、変化率制限回路３１からのバイパス切替指令信号Ｓ１３は、「１」から「０」に向かって徐々に変化するので、乗算器３４では、その徐々に変化するバイパス切替指令信号Ｓ１３と検出入力電圧Ｖ３とが乗算され、この結果、出力電圧Ｖ１１が、検出入力電圧Ｖ３（＝入力電圧Ｖｉｎ）から「０」に向かって徐々に変化し、加算器３８へ出力される。
【００４８】
減算器３７では、設定値の「１」からバイパス切替指令信号Ｓ１３が減算され、この結果、出力信号Ｓ１４が、「０」から「１」に向かって徐々に変化し、乗算器３５へ出力される。乗算器３５では、その出力信号Ｓ１４と、通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２とが乗算され、この結果、出力電圧Ｖ１３が検出入力電圧Ｖ３から「０」に向かって徐々に変化し、加算器３８へ出力される。
【００４９】
加算器３８では、出力電圧Ｖ１１と出力電圧Ｖ１３とが加算され、この結果、出力電圧Ｖ１４が、入力電圧Ｖｉｎから通常時の出力電圧指令信号Ｖ１２に向かって徐々に変化し、乗算器３６へ出力される。
乗算器３６では、その出力電圧Ｖ１４と、ＰＬＬ回路４２からの同期信号Ｓ１１とが乗算され、この結果である出力電圧Ｖ１５が、ＰＷＭ変調器３９へ入力される。ＰＷＭ変調器３９では、その出力電圧Ｖ１５が、電源装置９の電力変換器の駆動に必要なＰＷＭパルス列に変調され、これがＰＷＭパルス信号Ｓ１５として出力される。
【００５０】
このＰＷＭパルス信号Ｓ１５が切替リレー４４を介して電源制御信号Ｓ３として電源装置９へ出力され、この電圧制御によって、電源装置９の出力電圧Ｖ２（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）が図４の時刻ｔ１〜ｔ２間に示すように、所定の通常運転時の出力電圧Ｖｏｕｔに向かって徐々に近づく。
そして、変化率制限回路３１からのバイパス切替指令信号Ｓ１３が「０」になると、図４の時刻ｔ２以降に示すように、電源装置９の出力電圧Ｖ２が所定の通常運転時の出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００５１】
図５は、通常時の出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも高い場合を示す図であるが、図４の場合と異なるのは、その電圧関係のみであるため、動作説明は省略する。
このような本無停電電源装置１００によれば、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力リレー７の電源装置９側及びバイパス回路１０側の相互切り替え時に、従来のような、電源装置９側とバイパス回路１０側との２経路の電位差による急峻な電圧変動を無くすことができる。これによって、負荷に悪影響を与えることが無くなる。また、その電圧変動を無くす入力電圧変動補償機能を、高速・高精度の部品の使用や追加回路の増設等のコスト高となる解決方法を用いず構成することができるので、無停電電源装置１００を安価に構成することができる。
【００５２】
次に、本無停電電源装置１００における電源装置９の電力変換器の構成と、該当構成における上述のバイパス切替制御時の動作について説明する。
最初に、本無停電電源装置１００への入力電圧Ｖｉｎを供給する商用電源が単相回路の場合、電源装置９の電力変換器は、図６に示すように、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)素子に帰還ダイオードが並列接続されて成るＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚの各アームと、コンデンサＣ１と、リアクタンス成分であるコイルＬ１，Ｌ２とを備えて構成されている。
【００５３】
更に説明すると、Ｕアーム及びＸアームが直列接続されて成るＵ／Ｘレッグと、Ｖアーム及びＹアームが直列接続されて成るＶ／Ｙレッグと、Ｗアーム及びＺアームが直列接続されて成るＷ／Ｚレッグとの合計３レッグとから成り、これは、Ｕ／Ｘレッグを共通として、Ｕ／Ｘレッグ及びＷ／Ｚレッグの２つのレッグから成る単相コンバータと、Ｕ／Ｘレッグ及びＶ／Ｙレッグの２つのレッグから成る単相コンバータとの２つの単相コンバータから構成されている。
【００５４】
また、Ｖ／ＹレッグとＷ／Ｚレッグとの間のＰ，Ｎ点にコンデンサＣ１を接続し、ＶアームとＹアームとの間にリアクトルＬ１を介して入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖ２（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）の入力端子及び出力端子を、ＷアームとＺアームとの間にリアクトルＬ２を介して出力電圧Ｖ２の出力端子を、ＵアームとＸアームとの間に入力電圧Ｖｉｎの入力端子を接続している。
【００５５】
このような電源装置９の構成において、出力リレー７が電源装置９側、切替リレー４４がＰＷＭ変調器３９側となっている際に、出力リレー７をバイパス回路１０側に切り替える場合、上述したように電源制御信号Ｓ３（＝ＰＷＭパルス信号Ｓ１５）によって電源装置９の出力電圧Ｖ２を徐々に入力電圧Ｖｉｎに近づける。この後に、切替制御信号Ｓ１６によって切替リレー４４をコンパレータ３３側に切り替える。
【００５６】
そして、電源装置９の中間点が入力リレー（遮断手段）５に接続されているＵ／Ｘレッグと、中間点が出力リレー（切替手段）７に接続されているＷ／Ｚレッグとを、コンパレータ３３から出力されるオン／オフ信号Ｓ１７（＝電源制御信号Ｓ３）によって、入力電圧Ｖｉｎの周波数と同周波数で同期させて上下交互にスイッチングさせ、入力電圧Ｖｉｎを直接出力する動作状態にする。この後に、ディレー回路４５を介したバイパス切替制御信号Ｓ２（＝切替制御信号Ｓ１６）によって出力リレー７を電源装置９側からバイパス回路１０側に切り替える。
【００５７】
このようにすることで、図７（ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎが正の時に電流が左から右に流れる場合は、図８に太線で示す経路によってＵアームのダイオードとＷアームのＩＧＢＴ素子を通過して電流が流れ、右から左に流れる場合はＷアームのダイオードとＵアームのＩＧＢＴ素子を通過して電流が流れる。
電圧が負の時に電流が左から右に流れる場合は、図９に太線で示す経路によって、ＸアームのＩＧＢＴ素子とＺアームのダイオードとを通過して電流が流れ、右から左に流れる場合はＺアームのＩＧＢＴ素子とＸアームのダイオードとを通過して電流が流れる。
【００５８】
これらの動作を行う場合、電源装置９は、ＰＷＭパルス信号Ｓ１５によるＰＷＭパターンでは駆動せず、図７（ｂ）に示すようなパルスパターンで駆動するので、入力電圧Ｖｉｎは略そのまま出力側に出力され、その差は、デバイスでの電圧降下程度のものでしかない。
このため、このモードを電源装置９側からバイパス回路１０側への切り替え前に上述したように挿入することにより、出力リレー７の切り替え前後の出力電圧Ｖｏｕｔの差がより小さくなり、負荷への電圧変動を低く抑えることができる。
【００５９】
一方、出力リレー７がバイパス回路１０側、切替リレー４４がコンパレータ３３側となっている際に、出力リレー７を電源装置９側に切り替える場合、電源装置９のＵ／Ｘレッグ及びＷ／Ｚレッグを、オン／オフ信号Ｓ１７（＝電源制御信号Ｓ３）によって入力電圧Ｖｉｎの周波数と同周波数で同期させて上下交互にスイッチングさせ、入力電圧Ｖｉｎを直接出力する動作状態にする。
【００６０】
これによって、図７〜図９を参照して説明したと同様に、電源装置９がＰＷＭパターンで駆動せず、入力電圧Ｖｉｎが略そのまま出力側に出力されるので、バイパス回路１０側と電源装置９側との２経路の電位差がほぼゼロとなる。
従って、この状態で出力リレー７をバイパス回路１０側から電源装置９側に切り替えることによって、負荷への電圧変動を低く抑えることができる。この後は、上述同様にＰＷＭ変調のモードに移行し、電圧を徐々に通常時の値に移行する。
【００６１】
上記図６〜図９に示した例は単相非絶縁回路の電力変換器についての例であったが、これは絶縁回路の電力変換器においても同様に成り立つ。商用電源が単相回路の場合に、電源装置９の絶縁回路による電力変換器の例を図１０に示す。
図１０に示すように、入力電圧Ｖｉｎを供給する商用電源側との絶縁を行うトランスＴｒ１を介して商用電源に並列接続され、Ｕ２及びＶ２の上アームとＸ２及びＹ２の下アームとから成る第１のフルブリッジ回路５１と、トランスＴｒ１を介して商用電源に直列接続され、Ｕ１及びＶ１の上アームとＸ１及びＹ１の下アームとから成る第２のフルブリッジ回路５２と、コンデンサＣ１と、リアクトルＬ２とを備えて構成されている。但し、各フルブリッジ回路５１，５２は、商用電源には入力リレー５を介して接続される。
【００６２】
このような構成において、出力リレー７が電源装置９側、切替リレー４４がＰＷＭ変調器３９側となっている際に、出力リレー７をバイパス回路１０側に切り替える場合、上述したように電源制御信号Ｓ３（＝ＰＷＭパルス信号Ｓ１５）によって電源装置９の出力電圧Ｖ２を徐々に入力電圧Ｖｉｎに近づける。この後に、切替制御信号Ｓ１６によって切替リレー４４をコンパレータ３３側に切り替える。
【００６３】
そして、コンパレータ３３から出力されるオン／オフ信号Ｓ１７（＝電源制御信号Ｓ３）によって、第２のフルブリッジ回路５２の上下アームを入力電圧Ｖｉｎの周波数と同周波数で同期させて上下交互にスイッチングさせ、入力電圧Ｖｉｎを直接出力する動作状態にする。又は、上及び下アームの何れか一方を継続的に点弧状態とする。
この後に、ディレー回路４５を介したバイパス切替制御信号Ｓ２（＝切替制御信号Ｓ１６）によって出力リレー７を電源装置９側からバイパス回路１０側に切り替える。
【００６４】
これによって、入力電圧Ｖｉｎが略そのまま出力側に出力された状態で、バイパス回路１０側に切り替えることができるので、出力リレー７の切り替え前後の出力電圧Ｖｏｕｔの差がより小さくなり、負荷への電圧変動を低く抑えることができる。
一方、出力リレー７を電源装置９側に切り替える場合、電源装置９の上下アームを、オン／オフ信号Ｓ１７（＝電源制御信号Ｓ３）によって入力電圧Ｖｉｎの周波数と同周波数で同期させて上下交互にスイッチングさせ、入力電圧Ｖｉｎを直接出力する動作状態にする。
【００６５】
これによって、図７〜図９を参照して説明したと同様に、電源装置９がＰＷＭパターンで駆動せず、入力電圧Ｖｉｎが略そのまま出力側に出力されるので、バイパス回路１０側と電源装置９側との２経路の電位差がほぼゼロとなる。
従って、この状態で出力リレー７をバイパス回路１０側から電源装置９側に切り替えることによって、負荷への電圧変動を低く抑えることができる。この後は、上述同様にＰＷＭ変調のモードに移行し、電圧を徐々に通常時の値に移行する。
【００６６】
次に、商用電源が三相回路の場合に、電源装置９の絶縁回路による電力変換器の例を図１１に示す。
図１１に示すように、入力電圧Ｖｉｎを供給する商用電源側との絶縁を行うトランスＴｒ２を介して商用電源に並列接続され、Ｕ２、Ｖ２及びＷ２の上アームと、Ｘ２、Ｙ２及びＺ２の下アームとから成る第１のフルブリッジ回路５５と、トランスＴｒ２を介して商用電源に直列接続され、Ｕ１、Ｖ１及びＷ１の上アームと、Ｘ１、Ｙ１及びＺ１の下アームとから成る第２のフルブリッジ回路５６と、コンデンサＣ１と、リアクトルＬ３とを備えて構成されている。但し、各フルブリッジ回路５５，５６は、商用電源には入力リレー５を介して接続される。
【００６７】
このような構成において、出力リレー７をバイパス回路１０側に切り替える場合、上述したように電源装置９の出力電圧Ｖ２を徐々に入力電圧Ｖｉｎに近づけ、この後に、切替リレー４４をコンパレータ３３側に切り替える。
そして、上及び下アームの何れか一方を継続的に点弧状態とする。この後に、出力リレー７をバイパス回路１０側に切り替える。
これによって、入力電圧Ｖｉｎが略そのまま出力側に出力された状態で、バイパス回路１０側に切り替えることができるので、出力リレー７の切り替え前後の出力電圧Ｖｏｕｔの差がより小さくなり、負荷への電圧変動を低く抑えることができる。
【００６８】
一方、出力リレー７を電源装置９側に切り替える場合、電源装置９の上下アームを、上及び下アームの何れか一方を継続的に点弧状態とさせ、入力電圧Ｖｉｎを直接出力する動作状態にする。これによって、上述同様に、電源装置９がＰＷＭパターンで駆動せず、入力電圧Ｖｉｎが略そのまま出力側に出力されるので、バイパス回路１０側と電源装置９側との２経路の電位差がほぼゼロとなる。
従って、この状態で出力リレー７をバイパス回路１０側から電源装置９側に切り替えることによって、負荷への電圧変動を低く抑えることができる。この後は、上述同様にＰＷＭ変調のモードに移行し、電圧を徐々に通常時の値に移行する。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す図である。
【図２】上記実施の形態に係る無停電電源装置が電源装置側からバイパス回路側に切り替える際に入力電圧が通常運転時の出力電圧よりも高い場合の電圧の推移を模式的に示した図である。
【図３】上記実施の形態に係る無停電電源装置が電源装置側からバイパス回路側に切り替える際に入力電圧が通常運転時の出力電圧よりも低い場合の電圧の推移を模式的に示した図である。
【図４】上記実施の形態に係る無停電電源装置がバイパス回路側から電源装置側に切り替える際に入力電圧が通常運転時の出力電圧よりも高い場合の電圧の推移を模式的に示した図である。
【図５】上記実施の形態に係る無停電電源装置がバイパス回路側から電源装置側に切り替える際に入力電圧が通常運転時の出力電圧よりも低い場合の電圧の推移を模式的に示した図である。
【図６】上記実施の形態に係る無停電電源装置において、商用電源が単相回路の際の電源装置の電力変換構成を示す図である。
【図７】（ａ）は上記実施の形態に係る無停電電源装置の入力電圧の波形図、（ｂ）は（ａ）に示す入力電圧の正負時の電源装置の点弧パターン図である。
【図８】上記商用電源が単相回路の際の電源装置の上アームが点弧した時の電流経路を示す図である。
【図９】上記商用電源が単相回路の際の電源装置の下アームが点弧した時の電流経路を示す図である。
【図１０】上記実施の形態に係る無停電電源装置において、商用電源が単相回路の際の電源装置の絶縁回路による電力変換構成を示す図である。
【図１１】上記実施の形態に係る無停電電源装置において、商用電源が三相回路の際の電源装置の絶縁回路による電力変換構成を示す図である。
【図１２】従来の無停電電源装置の全体構成を示す図である。
【図１３】従来の無停電電源装置の制御装置の構成を示す図である。
【図１４】従来の無停電電源装置が常時インバータ給電方式の場合の電圧制御回路の構成を示す図である。
【図１５】従来の無停電電源装置に適用される電圧制御回路の他の構成を示す図である。
【図１６】従来の無停電電源装置に適用される電圧制御回路の他の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００７０】
５  入力リレー
６  電圧検出器
７  出力リレー
８  蓄電池
９  電源装置
１０  バイパス回路
３０  制御装置
３１  変化率制限回路
３２，３３  コンパレータ
３４，３５，３６  乗算器
３７  減算器
３８  加算器
３９  ＰＷＭ変調器
４１  停電検出回路
４２  ＰＬＬ回路
４４  切替リレー
４５，４５ａ  ディレー回路
１００  無停電電源装置
Ｓ１  停電信号
Ｓ２  バイパス切替制御信号
Ｓ３  電源制御信号
Ｓ１１  同期信号
Ｓ１２  バイパス切替指令信号
Ｓ１３  変化率制限後のバイパス切替指令信号
Ｓ１４  設定値から変化率制限後のバイパス切替指令信号の減算結果信号
Ｓ１５  ＰＷＭパルス信号
Ｓ１６  切替制御信号
Ｓ１７  オン／オフ信号
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
Ｖ２  電源装置の出力電圧
Ｖ３  検出入力電圧
Ｖ１１  変化率制限後のバイパス切替指令信号と検出入力電圧との乗算結果電圧
Ｖ１２  通常運転時の設定出力電圧指令信号
Ｖ１３  乗算結果電圧
Ｖ１４  加算結果電圧
Ｖ１５  乗算結果電圧と同期信号との乗算結果電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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