(57)【要約】【課題】  放電ランプを交流点灯する際に、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることと同時に、始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすること、アーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることを達成した放電ランプ点灯装置を提供すること。【解決手段】降圧チョッパなどによる給電回路（Ｕｘ）の出力電流経路にコイル（Ｌｙ）を介挿し、その後段に、スイッチ素子（Ｑｙ）で切り離すことのできる平滑コンデンサ（Ｃｙ）を設け、さらにその後段にフルブリッジなどによるインバータ（Ｕｉ）を設け、インバータのデッドタイムを２μｓ以下に設定する。【選択図】    図１
2006344495.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アーク放電による高輝度の略点光源として利用するための放電ランプ（Ｌｄ）を点灯するための放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）であって、前記放電ランプ（Ｌｄ）に給電する給電回路（Ｕｘ）と、前記給電回路（Ｕｘ）の後段に設置され前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加する電圧を極性反転させるインバータ（Ｕｉ）とを有し、
前記放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）は、さらに、前記給電回路（Ｕｘ）と前記インバータ（Ｕｉ）との間にコイル（Ｌｙ）を有するとともに、前記インバータ（Ｕｉ）の給電入力側のノード（Ｔ３１，Ｔ３２）に並列にコンデンサ（Ｃｙ）とスイッチ素子（Ｑｙ）との直列接続回路を有し、
前記スイッチ素子（Ｑｙ）は、前記放電ランプ（Ｌｄ）がアーク放電への移行完了後においてのみ導通状態にされるように制御され、少なくとも前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時のデッドタイム期間（τｄ）が２μｓ以下に制御されることを特徴とする放電ランプ点灯装置。
【請求項２】
前記給電回路（Ｕｘ）は、該給電回路（Ｕｘ）の出力電流（ＩＯ）を検出し、出力電流検出信号（Ｓｉ）を生成するための出力電流検出手段（Ｉｘ）と、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）に対する制御目標値を示す出力電流目標信号（Ｓｔ）と前記出力電流検出信号（Ｓｉ）との誤差を演算する出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）と、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の出力に従って該給電回路（Ｕｘ）の給電能力を規定する給電駆動回路（Ｕｇ）とを有し、
少なくとも前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間（τｄ）を含む所定期間において、少なくとも前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の出力信号または前記出力電流検出信号（Ｓｉ）の何れかをホールドするように制御されることを特徴とする請求項１に記載の放電ランプ点灯装置。
【請求項３】
前記放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）は、さらに始動時に前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧を一時的に増強させるために、１次側巻線（Ｐｈ）と２次側巻線（Ｓｈ）とを有する昇圧トランス（Ｔｈ）を有し、
前記２次側巻線（Ｓｈ）は、前記インバータ（Ｕｉ）の出力ノードと前記放電ランプ（Ｌｄ）との間に介挿されるように設置され、前記２次側巻線（Ｓｈ）に所期の増強電圧が発生するように前記１次側巻線（Ｐｈ）に電圧を印加するためのトリガ手段を設けるとともに、前記２次側巻線（Ｓｈ）のインダクタンスを、６０μＨ以下に規定したことを特徴とする請求項１から２に記載の放電ランプ点灯装置。
【請求項４】
前記放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）は、さらに始動時に前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧を一時的に増強させるために、１次側巻線（Ｐｈ）と２次側巻線（Ｓｈ）とを有する昇圧トランス（Ｔｈ）を有し、前記２次側巻線（Ｓｈ）は、前記インバータ（Ｕｉ）の出力ノードと前記放電ランプ（Ｌｄ）との間に介挿されるように設置され、前記２次側巻線（Ｓｈ）に所期の増強電圧が発生するように前記１次側巻線（Ｐｈ）に電圧を印加するためのトリガ手段を設けるとともに、少なくとも前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、前記１次側巻線（Ｐｈ）が短絡されることを特徴とする請求項１から２に記載の放電ランプ点灯装置。
【請求項５】
前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時に発生する、前記放電ランプ（Ｌｄ）に流れる電流の絶対値のオーバーシュートが１５％以下であることを特徴とする請求項１から４に記載の放電ランプ点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電ランプ、特に高圧水銀ランプ、メタルハライドランプ、キセノンランプ等の高輝度放電ランプを点灯するための放電ランプ点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、液晶プロジェクタやＤＬＰ(TM)プロジェクタのような画像表示用などの光学装置のための光源装置においては、高輝度放電ランプ（ＨＩＤランプ）が使用される。
前記したプロジェクタには、ダイクロイックプリズム等によりＲ，Ｇ，Ｂの３原色を分離し、各色毎に設けた空間変調素子によって各３原色別の画像を発生させ、ダイクロイックプリズム等により光路を再合成してカラー画像を表示する方式のものがある。
また他方では、Ｒ，Ｇ，Ｂの３原色を有する色フィルタを回転させ、光源からの光をこのフィルタに通すことにより各３原色の光束を順次発生させ、これに同期させて空間変調素子を制御することにより、各３原色別の画像を時間分割によって順次発生させ、カラー画像を表示する方式のものもある。
【０００３】
この種のランプを始動する場合、ランプに無負荷開放電圧と呼ばれる電圧を印加した状態で、高電圧を印加して放電空間内に絶縁破壊を発生させ、グロー放電を経てアーク放電に移行させる。
ランプに高電圧を印加する方法として、イグナイタを用いて主たる放電のための電極に高電圧を重畳する方法、すなわち直列トリガ方式の他に、主たる放電のための電極以外の補助電極を放電空間に接しないように設け、前記補助電極に高電圧を印加する方法、すなわち外部トリガ方式がある。
外部トリガ方式には、直列トリガ方式にない種々の利点があり、特に高電圧トランスを含む高電圧発生部を給電回路部から分離し、放電ランプの近傍に設置する場合に、放電ランプ点灯装置の小型軽量化、低ノイズ化、安全性の向上、低コスト化等に有利な利点を最大限に享受できる。
【０００４】
一方、定常点灯時における放電ランプの駆動の方式に関しては、直流駆動方式と交流駆動方式とがある。
直流駆動方式の場合は、ランプからの光束もまた直流的、すなわち時間的に変化しないため、基本的に、前記したプロジェクタの両方の方式において、全く同様に適用することができるという大きな利点がある。
これに対し、交流駆動方式の場合は、極性反転周波数という、直流駆動方式には無い自由度を利用して、放電ランプの電極の消耗や成長を制御できる可能性があるという利点がある反面、極性反転が存在すること自体に起因する不利な点がある。
【０００５】
通常は、交流駆動のための極性反転の度毎に、ランプからの光束の瞬断やオーバーシュート、振動などの変動が含まれるため、前記したプロジェクタのうち、時間分割方式のものに適用しようとする場合は、画像を時間分割によって順次発生させるタイミングと、ランプの交流駆動の極性反転のタイミングとのズレ、すなわちビート周波数で表示画像に変動が現れ、ビート周波数によっては非常に目障りなものとなってしまうという問題があるため、色フィルタの回転に対するインバータの極性反転タイミングの同期をとるなどの工夫を行わなければならず、放電ランプ点灯装置が複雑化する欠点がある。
【０００６】
さらに、ＤＬＰ方式のプロジェクタにおいては、表示画像の各画素の色毎の輝度を空間変調素子の各画素の動作のデューティサイクル比で制御するため、交流駆動方式の場合は、前記したタイミングの同期をとる場合でも、前記した極性反転時の光束のオーバーシュートや振動などの変動期間が長い場合は、その期間の光を利用しないように工夫するか、変動を打ち消すように空間変調素子の各画素の動作を制御するように工夫することが必要となる。
前者の工夫の場合は、光の有効利用効率が低下する欠点があり、後者の工夫の場合は、プロジェクタ装置における空間変調素子の制御が非常に複雑になってしまう欠点がある。
【０００７】
放電ランプの交流駆動方式に関する前記した欠点を回避するには、極性反転時の光束の変動を小さくすればよいが、これは容易なことではなかった。
それは、放電ランプ点灯装置に対しては、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることと同時に、始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすること、アーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることが要求されるからである。
【０００８】
このような要求が生じる理由は、前記した突入電流が過大になると、放電ランプの電極にダメージを与え、また、前記した立消えが発生すると、始動のやりなおしを行わなければならず、何れもランプの短寿命の原因となるからであり、さらに、定常点灯時のランプ電流のリプルが過大であると、放電の音響共鳴が発生し易くなって、フリッカの原因となるからである。
【０００９】
従来の公知技術として、特開平０５ −２３４６８５号に、放電ランプの起動性を向上させることを目的として、メタルハライドランプ等の放電ランプ点灯装置に、ブースト電圧回路とブースト用コンデンサに蓄積した電荷とを用いて、電流制限抵抗の働きにより尖頭電流値を過大にすることなく、起動時にブースト電流を流し、起動後は、ブースト電圧回路をスイッチにて切断すると共に、電流制限抵抗をスイッチにて短絡して、ブースト用コンデンサを、リプル低減のための平滑コンデンサとして機能させる技術が開示されている。
この公知技術は、ブースト電圧回路切断スイッチを、ブースト用コンデンサの電流制限抵抗の短絡用スイッチと兼用することにより、起動時の尖頭電流値の過大化を防止し、定常点灯時のリプル低減化を図る技術が開示されている。
しかし、この技術は、放電ランプの交流駆動に際してランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることに対して適用できるものではなく、またアーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制することに効果があるものではなかった。
【００１０】
さらに、特開２０００−１２３９８９号には、平滑コンデンサへの充電が必要であるために、ブレークダウンからアーク放電に至る速い動作に降圧チョッパ回路の動作が応答しきれず、アーク放電に失敗する現象を防止することを目的として、平滑コンデンサにスイッチを設けて静電容量を変更可能とし、イグナイタによるブレークダウンからグロー放電を経て、アーク放電へ移行するまでは、小さな静電容量とし、アーク放電への移行直後もしくはそれ以降に、大きな静電容量に変更してリプルを低減する技術が開示されている。
しかし、この技術は、放電ランプの交流駆動に際してランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることに対して配慮がなされておらず、またアーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制することに効果があるものではなかった。
【００１１】
また、特開２００１−００６８９５号には、高圧水銀ランプのアーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、および始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすること、定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることを目的として、グロー放電終了後のアーク放電移行時に、出力可変直流電源の平滑コンデンサの容量を増大させる技術が開示されている。
しかし、この技術は、放電ランプの交流駆動に際してランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることに対して配慮がなされていなかった。
【００１２】
また、特開２００１−００６８９５号には、アーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、および定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることを目的として、放電ランプの点灯状態がグロー放電からアーク放電に移行した直後において、平滑コンデンサの静電容量を小さな値に設定すると共に、アーク放電が安定に維持された状態において、平滑コンデンサの静電容量を大きな値に変更する技術が開示されている。
しかし、この技術は、放電ランプの交流駆動に際してランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることに対して配慮がなされておらず、また始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすることに効果があるものではなかった。
【特許文献１】特開平０５ −２３４６８５号
【特許文献２】特開２０００−１２３９８９号
【特許文献３】特開２００１−００６８９５号
【特許文献４】特開２００２−１１７９９０号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明が解決しようとする課題は、放電ランプを交流点灯する際に、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることと同時に、始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすること、アーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることを達成した放電ランプ点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の請求項１の放電ランプ点灯装置は、アーク放電による高輝度の略点光源として利用するための放電ランプ（Ｌｄ）を点灯するための放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）であって、前記放電ランプ（Ｌｄ）に給電する給電回路（Ｕｘ）と、前記給電回路（Ｕｘ）の後段に設置され前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加する電圧を極性反転させるインバータ（Ｕｉ）とを有し、前記放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）は、さらに、前記給電回路（Ｕｘ）と前記インバータ（Ｕｉ）との間にコイル（Ｌｙ）を有するとともに、前記インバータ（Ｕｉ）の給電入力側のノード（Ｔ３１，Ｔ３２）に並列にコンデンサ（Ｃｙ）とスイッチ素子（Ｑｙ）との直列接続回路を有し、前記スイッチ素子（Ｑｙ）は、前記放電ランプ（Ｌｄ）がアーク放電への移行完了後においてのみ導通状態にされるように制御され、少なくとも前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時のデッドタイム期間（τｄ）が２μｓ以下に制御されることを特徴とするものである。
【００１５】
本発明の請求項２の放電ランプ点灯装置は、請求項１の発明において、前記給電回路（Ｕｘ）は、該給電回路（Ｕｘ）の出力電流（ＩＯ）を検出し、出力電流検出信号（Ｓｉ）を生成するための出力電流検出手段（Ｉｘ）と、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）に対する制御目標値を示す出力電流目標信号（Ｓｔ）と前記出力電流検出信号（Ｓｉ）との誤差を演算する出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）と、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の出力に従って該給電回路（Ｕｘ）の給電能力を規定する給電駆動回路（Ｕｇ）とを有し、少なくとも前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間（τｄ）を含む所定期間において、少なくとも前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の出力信号または前記出力電流検出信号（Ｓｉ）の何れかをホールドするように制御されることを特徴とするものである。
【００１６】
本発明の請求項３の放電ランプ点灯装置は、請求項１から２の発明において、前記放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）は、さらに始動時に前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧を一時的に増強させるために、１次側巻線（Ｐｈ）と２次側巻線（Ｓｈ）とを有する昇圧トランス（Ｔｈ）を有し、前記２次側巻線（Ｓｈ）は、前記インバータ（Ｕｉ）の出力ノードと前記放電ランプ（Ｌｄ）との間に介挿されるように設置され、前記２次側巻線（Ｓｈ）に所期の増強電圧が発生するように前記１次側巻線（Ｐｈ）に電圧を印加するためのトリガ手段を設けるとともに、前記２次側巻線（Ｓｈ）のインダクタンスを、６０μＨ以下に規定したことを特徴とするものである。
【００１７】
本発明の請求項４の放電ランプ点灯装置は、請求項１から２の発明において、前記放電ランプ点灯装置（Ｕｂ）は、さらに始動時に前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧を一時的に増強させるために、１次側巻線（Ｐｈ）と２次側巻線（Ｓｈ）とを有する昇圧トランス（Ｔｈ）を有し、前記２次側巻線（Ｓｈ）は、前記インバータ（Ｕｉ）の出力ノードと前記放電ランプ（Ｌｄ）との間に介挿されるように設置され、前記２次側巻線（Ｓｈ）に所期の増強電圧が発生するように前記１次側巻線（Ｐｈ）に電圧を印加するためのトリガ手段を設けるとともに、少なくとも前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、前記１次側巻線（Ｐｈ）が短絡されることを特徴とするものである。
【００１８】
本発明の請求項５の放電ランプ点灯装置は、請求項１から４の発明において、前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時に発生する、前記放電ランプ（Ｌｄ）に流れる電流の絶対値のオーバーシュートが１５％以下であることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明になる放電ランプ点灯装置は、放電ランプを交流点灯する際にも、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることと同時に、始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすること、アーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることを達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
先ず、本発明の放電ランプ点灯装置の一つの形態を簡略化して示すブロック図である図１を用いて、本発明を実施するための形態について説明する。
【００２１】
降圧チョッパや昇圧チョッパなどの方式のスイッチング回路から構成される給電回路（Ｕｘ）は、放電ランプ（Ｌｄ）の状態あるいは点灯シーケンスに応じて、適合する電圧・電流を出力する。
フルブリッジ回路などから構成されるインバータ（Ｕｉ）は、前記給電回路（Ｕｘ）の出力電圧を、例えば周期的に反転した交流電圧に変換して出力し、前記放電ランプ（Ｌｄ）の一対の主たる放電のための電極（Ｅ１，Ｅ２）に印加される。
【００２２】
なお、始動前に前記放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧は典型的には３００Ｖ程度、グロー放電時のランプ電圧は典型的には１００〜２００Ｖ、アーク放電移行直後のランプ電圧は１０Ｖ程度であり、前記給電回路（Ｕｘ）は、グロー放電時およびアーク放電時には、流れる電流が規定の制限電流値を超えないように制御される。
【００２３】
前記給電回路（Ｕｘ）の出力のノード（Ｔ１１，Ｔ１２）から前記インバータ（Ｕｉ）の給電入力側のノード（Ｔ３１，Ｔ３２）に至る経路中にコイル（Ｌｙ）が設けられ、かつ、前記インバータ（Ｕｉ）の給電入力側の前記ノード（Ｔ３１，Ｔ３２）に並列に、コンデンサ（Ｃｙ）とＦＥＴ等より構成されるスイッチ素子（Ｑｙ）との直列接続回路が設けられる。
前記スイッチ素子（Ｑｙ）は、ランプの消灯中および始動時の無負荷開放電圧印加状態、また始動後であってもアーク放電への移行完了前の期間、すなわちグロー放電状態やグロー放電状態に戻る可能性のある期間においては、非導通状態に維持される。
【００２４】
ここで、前記スイッチ素子（Ｑｙ）の非導通状態とは、少なくとも前記コンデンサ（Ｃｙ）の充電が阻止されることが条件で、放電は阻止されないものでも構わず、充電・放電とも阻止されるものでも構わない。
逆に前記スイッチ素子（Ｑｙ）の導通状態とは、前記コンデンサ（Ｃｙ）の充電・放電とも阻止されない必要がある。
【００２５】
前記スイッチ素子（Ｑｙ）が例えばＭＯＳＦＥＴである場合は、ソース端子からドレイン端子に向かって順方向となる寄生ダイオードが素子自体に内蔵されているため、非導通状態でも前記コンデンサ（Ｃｙ）の放電が阻止されない。
なお、図１においては、この事情を明確にするため、あえて前記した寄生ダイオード（Ｄｑｙ）をあらわに表記してある。
前記スイッチ素子（Ｑｙ）として他の半導体素子等で双方向の電流を流すことのできないものを使用する場合は、前記寄生ダイオード（Ｄｑｙ）に相当するダイオードなどを並列実装する必要がある。
また、リレーなどの機械的接点によるものを使用することもできるが、この場合は双方向の電流を流すことができるため、ダイオードの並列実装は不要である。
【００２６】
したがって、前記コンデンサ（Ｃｙ）には前記給電回路（Ｕｘ）の出力電圧によって充電されることがないため、前記放電ランプ（Ｌｄ）がグロー放電に移行したときに、始動前にランプに印加されていた無負荷開放電圧とグロー放電電圧との電圧差に依存した放電電流、あるいはアーク放電に移行したときに、無負荷開放電圧またはグロー放電電圧とアーク放電電圧との電圧差に依存した放電電流が、前記コンデンサ（Ｃｙ）から流出して、突入電流として前記放電ランプ（Ｌｄ）に流れ込むことがない。
また、前記給電回路（Ｕｘ）においては、一般に、その出力のノード（Ｔ１１，Ｔ１２）に並列には平滑コンデンサが設けられているが、前記コイル（Ｌｙ）が設けられているため、この平滑コンデンサからの突入電流も低減される。
【００２７】
前記したように、前記放電ランプ（Ｌｄ）は、一旦アーク放電に移行してもグロー放電に戻る場合がある。
このような現象が生じる主な原因は、例えば高圧水銀ランプの場合、そのときに陰極であった電極に液体水銀が付着しているときは、陰極の温度が熱電子放出に足る、十分な温度に加熱されていなくても、フィールドエミッションの一種としてのアーク放電が液体水銀付着部から選択的に発生するが、この液体水銀は放電の進行に伴って蒸発して行くため、液体水銀が枯渇した瞬間にフィールドエミッション作用が消失し、突然としてアーク放電が停止するからである。
水銀以外にも、冷状態で気化しないランプの封入物がある場合は同様である。
【００２８】
このとき、ランプ電圧の低いアーク放電時には、前記コイル（Ｌｙ）に規定の制限電流が流れていたものが、突然として停止しようとするため、前記コイル（Ｌｙ）は、その誘導作用により、前記放電ランプ（Ｌｄ）への印加電圧を急速に上昇させるようにはたらく。
しかし、もし前記コイル（Ｌｙ）の後段に大きな静電容量を有するコンデンサが接続されている場合は、前記コイル（Ｌｙ）が誘導作用で解放したエネルギーが、そのコンデンサの充電に使われてしまうため、前記給電回路（Ｕｘ）の給電動作によって、ランプ電圧をグロー放電電圧まで急速に上昇させることができない場合は、前記放電ランプ（Ｌｄ）は、グロー放電に移行することができず、その結果、放電の立ち消えが発生する。
【００２９】
本発明の放電ランプ点灯装置の場合は、前記したようにアーク放電への移行完了前の期間、すなわちグロー放電状態やグロー放電状態に戻る可能性のある期間においては前記スイッチ素子（Ｑｙ）は非導通状態に維持されため、前記放電ランプ（Ｌｄ）のアーク放電が停止したとき、前記したように前記コイル（Ｌｙ）が誘導作用で解放したエネルギーが、前記コンデンサ（Ｃｙ）の充電に使われてしまうことがないため、直ちにグロー放電に移行させることができる。
【００３０】
そして、前記放電ランプ（Ｌｄ）がグロー放電状態に戻る可能性のない、アーク放電への移行完了後の期間においては、前記スイッチ素子（Ｑｙ）は、ゲート駆動回路（Ｇｙ）を介して導通状態にされるように制御されるため、前記コイル（Ｌｙ）の高周波電流阻止作用と、前記コンデンサ（Ｃｙ）の平滑作用が発揮されるため、前記給電回路（Ｕｘ）のスイッチング動作によるリプルを効果的に除去することができる。
【００３１】
一方、前記放電ランプ（Ｌｄ）の定常点灯状態においては、ランプ電流が時間的に変化するときのランプの光輻射の輝度波形は、ランプ電流の絶対値の波形と概ね対応するが、放電プラズマには熱容量が存在するため、ランプ電流が急激に変化しても輝度の変化が現れるまでには若干の時間遅れが伴う。
このことは、たとえランプ電流が一瞬停止しても、ランプの輝度が直ちに零になる訳ではなく、電流停止期間の長さが前記した時間遅れのスケールで見て短いものであるならば、実用上問題にならないことを意味する。
前記インバータ（Ｕｉ）は、その極性反転時のデッドタイム期間（τｄ）が、前記した時間遅れに近い時間スケールである２μｓを超えないように制御されるため、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間の存在によるランプ電流の停止の光束の変動への影響を、実用上の問題にならない程度に低く抑えることができる。
【００３２】
また、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間の存在によるランプ電流の一瞬の停止の影響は、前記インバータ（Ｕｉ）より前段にある前記コイル（Ｌｙ）にも及び、その誘導作用によるランプ電流へのスパイクや振動の混入などの不所望の現象を生ずる可能性があるが、アーク放電への移行完了後の期間においては、前記スイッチ素子（Ｑｙ）は導通状態になるように制御されて前記コンデンサ（Ｃｙ）の回路への接続が既に完了しているため、前記コンデンサ（Ｃｙ）の静電容量を適当に設定することにより前記した前記コイル（Ｌｙ）の誘導作用による不所望の現象を実用上の問題にならない程度に低く抑えることができる。
【００３３】
以上述べたように、図１の本発明の構成は、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることと同時に、始動時に放電ランプに流れる突入電流が過大にならないようにすること、アーク放電に移行後にグロー放電への戻りが発生した場合に放電の立消えを抑制すること、定常点灯時にランプ電流のリプルを小さくすることを達成することができる。
【００３４】
なお、前記スイッチ素子（Ｑｙ）を導通状態にするタイミングである、前記放電ランプ（Ｌｄ）のアーク放電への移行完了の検知方法について補足する。
前記したように、グロー放電への戻りが発生する原因は、液体水銀のような、電極に付着した非気体のランプ封入物の存在であるため、最悪条件として、全ての封入物が両極の電極に付着している場合を想定し、始動直後のアーク放電時に対して、前記給電回路（Ｕｘ）が規定するランプ電流の制限値（例えば後述する許容されるランプ電流の上限値ＩＬＩＭ）のもとで、フィールドエミッションに基づくアーク放電によって全ての封入物が蒸発するまでの最長時間を見積ることができる。
したがって、最も簡単には、放電ランプの始動シーケンスにおいて、最初にアーク放電への移行が生じた時点から起動するタイマ手段を用いて、少なくとも前記した最長時間の経過を検知することによって、アーク放電への移行完了の検知、すなわちグロー放電状態に戻る可能性のある期間の満了と見なすことができる。
【００３５】
次に、本発明の放電ランプ点灯装置の他の形態を簡略化して示すブロック図である図２を用いて、本発明を実施するための形態について説明する。
先に、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間の存在によるランプ電流の一瞬の停止の影響が、前記インバータ（Ｕｉ）より前段にある前記コイル（Ｌｙ）にも及ぶ可能性について議論したが、図２の構成は、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間の存在によるランプ電流の一瞬の停止の影響が、前記コイル（Ｌｙ）よりさらに前段にある給電回路（Ｕｘ）にも及び、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることへの悪影響を来たすことを積極的に防止するものである。
【００３６】
前記給電回路（Ｕｘ）は、ＤＣ電源（Ｍ）からの電力を、前記したように降圧チョッパや昇圧チョッパなどの方式のスイッチング回路から構成されるコンバータ（Ｕｃ）によって、前記放電ランプ（Ｌｄ）の給電に適合するように変換する。
【００３７】
前記給電回路（Ｕｘ）の出力電流（ＩＯ）、すなわちランプ電流は出力電流検出手段（Ｉｘ）により検出され、出力電流検出信号（Ｓｉ）が生成されて出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）に入力される。
なお、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）が微弱信号である場合などは、必要に応じて増幅器などを設けるべきであるが、本発明の本質には無関係であるため省略してある。
前記給電回路（Ｕｘ）の出力電圧（ＶＯ）、すなわちランプ電圧は、ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）を生成するためのランプ電圧検出手段（Ｖｘ）により検出され、目標とする電力を実現するランプ電流値を、ランプ電圧に応じて決定し、アナログ信号として出力する、例えば、マイクロプロセッサを含んで構成された電力制御回路（Ｕｐ）によって出力電流目標信号（Ｓｔ）が生成され、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）に入力される。
【００３８】
前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）は、前記出力電流目標信号（Ｓｔ）に対する前記出力電流検出信号（Ｓｉ）の誤差を演算して、誤差が小さくなる方向に前記コンバータ（Ｕｃ）の能力を増加または減少させるよう能力信号（Ｓａ）を調整して出力する。
前記能力信号（Ｓａ）は給電駆動回路（Ｕｇ）に入力され、前記コンバータ（Ｕｃ）のスイッチング素子の制御のためにデューティサイクル変調されたゲート駆動信号（Ｓｇ）が生成される。
【００３９】
一方、前記インバータ（Ｕｉ）は、その極性反転時のデッドタイム期間（τｄ）を含む所定期間を設定して、これを極性反転による出力電流制御の乱れを生じ易い期間として、極性反転期間信号（Ｓｍ）を生成し、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）に入力する。
前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されたときは、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）は、前記能力信号（Ｓａ）をホールドする。
【００４０】
以上のような構成により、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が非活性状態にあるときは、前記放電ランプ（Ｌｄ）において消費される電力が目標とする電力値に維持されるよう、前記放電ランプ（Ｌｄ）の電流がフィードバック的に制御される。
前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されると、前記したフィードバック制御が停止される。
そして、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が非活性状態に戻ったときは、前記した前記放電ランプ（Ｌｄ）において消費される電力が目標とする電力値に維持されるよう、フィードバック的に制御される状態に戻る。
【００４１】
なお、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）は、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が非活性状態にあるときは、前記出力電流目標信号（Ｓｔ）に対する前記出力電流検出信号（Ｓｉ）の誤差を演算して前記能力信号（Ｓａ）を出力する（ホールド解除状態）が、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されたときは、入力信号である前記出力電流目標信号（Ｓｔ）や前記出力電流検出信号（Ｓｉ）の状態によらず、それが活性化されるときの前記能力信号（Ｓａ）の出力状態を維持、すなわちホールドする機能を有する。
【００４２】
ここで、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されたときに、前記能力信号（Ｓａ）をホールドする理由を以下に説明する。
前記極性反転期間信号（Ｓｍ）に含まれる前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時のデッドタイム期間においては、ランプには本来の定常点灯時の電流に満たない過渡的な電流しか流れないため、前記出力電流検出手段（Ｉｘ）により検出されて生成される前記出力電流検出信号（Ｓｉ）は、実質的に零アンペアに対応するような小さい信号である期間を含む信号となる。
【００４３】
そのため、もし前記能力信号（Ｓａ）をホールドしなければ、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）は大きな誤差を検出して、前記能力信号（Ｓａ）は、急速に前記コンバータ（Ｕｃ）の能力を要求する状態に移行してしまう。
そして、次に極性反転時のランプ電流の方向転換が完了したときには、過大な前記コンバータ（Ｕｃ）の能力を要求する前記能力信号（Ｓａ）の状態に従う動作をするため、前記放電ランプ（Ｌｄ）には過大電流が流れてしまい、また、これを正常な値に戻そうとするフィードバック制御機能によりランプ電流の振動が発生するという現象が起きる。
このような現象を回避するために、前記能力信号（Ｓａ）をホールドするのである。
【００４４】
ここで、前記図２において破線で示されているように、前記出力電流検出手段（Ｉｘ）による検出信号をホールドするための出力電流検出信号ホールド回路（Ｕｓｉ）を設け、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されたときは、前記出力電流検出信号ホールド回路（Ｕｓｉ）が前記出力電流検出信号（Ｓｉ）をホールドするように構成するならば、前記した、ランプには本来の定常点灯時の電流に満たない過渡的な電流しか流れない状態でも、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）は前記極性反転期間信号（Ｓｍ）の活性化時の状態を保持することにより、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）が大きな誤差を検出することがないため、前記能力信号（Ｓａ）をホールドしない構成とすることができる。
前記出力電流検出信号（Ｓｉ）と前記能力信号（Ｓａ）の両方をホールドするよう構成すれば、さらに好適である。
【００４５】
以上述べたように、前記図２の本発明の放電ランプ点灯装置においては、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間の存在によるランプ電流の一瞬の停止の影響が、給電回路（Ｕｘ）にも及び、ランプ印加電圧の極性反転時の光束の変動を小さくすることへの悪影響を来たすことを防止することができる。
【００４６】
なお、厳密には、前記電力制御回路（Ｕｐ）についても、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が非活性状態にあるときは、前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）に応じて前記出力電流目標信号（Ｓｔ）を出力する（ホールド解除状態）が、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されたときは、入力信号である前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）の状態によらず、それが活性化されるときの前記出力電流目標信号（Ｓｔ）の出力状態を維持、すなわちホールドする機能を有することが望ましい。
【００４７】
何となれば、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）や前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）には揺らぎが存在するため、前記出力電流目標信号（Ｓｔ）に対する前記出力電流検出信号（Ｓｉ）の誤差が零である状態において前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化される保証は無く、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されている期間、該誤差が存在する状態で放置されることは、特に前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）が積分回路的動作を行うものの場合は、誤差の存在が時間積分されることになるため、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が非活性状態に戻ったときに、元の状態へ回復するまでの時間を多く必要とする結果となるからである。
しかし、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性状態にある期間は非常に短いため、通常は問題にならないことが多い。
【００４８】
同様に、厳密には、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）の活性状態では、前記コンバータ（Ｕｃ）は動作を停止することが望ましい。
何となれば、もし前記コンバータ（Ｕｃ）が動作を停止しなければ、前記平滑コンデンサ（Ｃｘ）や前記コンデンサ（Ｃｙ）への充電が行われて前記給電回路（Ｕｘ）の出力電圧が上昇するため、次に前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が非活性状態に戻ったときには、前記放電ランプ（Ｌｄ）には、極性反転の直前の値より若干大きい電流が流れてしまう可能性があるからである。
【００４９】
次に、放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧を一時的に増強させるための昇圧トランス（Ｔｈ）を有する本発明の放電ランプ点灯装置の他の形態を簡略化して示す図３を用いて、本発明を実施するための形態について説明する。
なお、図面の簡略化のため、前記給電回路（Ｕｘ）と、その後段の前記コイル（Ｌｙ）および前記コンデンサ（Ｃｙ）、前記スイッチ素子（Ｑｙ）、前記ゲート駆動回路（Ｇｙ）からなる部分を一つの給電回路ブロック（Ｕｘｙ）として表記している。
【００５０】
直列トリガ方式のためのイグナイタとしての前記昇圧トランス（Ｔｈ）は、１次側巻線（Ｐｈ）と、始動用高電圧を発生させる２次側巻線（Ｓｈ）とを有し、前記２次側巻線（Ｓｈ）が前記放電ランプ（Ｌｄ）の主たる放電のための前記電極（Ｅ１，Ｅ２）の何れか（本図ではＥ１）に隣接して直列に接続されるように設置される。
【００５１】
ランプ始動時において、前記給電回路ブロック（Ｕｘｙ）から無負荷開放電圧が供給されると、トリガ回路（Ｕｈ）のなかの抵抗（Ｒｈ）および前記１次側巻線（Ｐｈ）を介して、比較的ゆっくりとコンデンサ（Ｃｈ）が充電される。
後述する給電制御回路（Ｆｘ）のなかのマイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）よりのトリガ信号（Ｓｏ）によりゲート駆動回路（Ｇｈ）が動作して、ＳＣＲ等を用いたスイッチ素子（Ｑｈ）が急速に導通状態に移行すると、前記コンデンサ（Ｃｈ）は、前記スイッチ素子（Ｑｈ）および前記１次側巻線（Ｐｈ）を介して急速に放電し、前記１次側巻線（Ｐｈ）にパルス電流が流れる。
この動作により、前記２次側巻線（Ｓｈ）に始動用高電圧が発生し、無負荷開放電圧に重畳されて、無負荷開放電圧を増強するように前記放電ランプ（Ｌｄ）に高電圧が印加され、前記電極（Ｅ１，Ｅ２）に絶縁破壊を発生させて、前記放電ランプ（Ｌｄ）が始動される。
なお、コンデンサ（Ｃｖ）は、前記インバータ（Ｕｉ）の出力のノード（Ｔ４１，Ｔ４２）を高周波的にのみ短絡し、前記２次側巻線（Ｓｈ）の高電圧から前記インバータ（Ｕｉ）を保護するためのものであり、その静電容量は、例えば１００ｐＦ程度の小さいものでよい。
【００５２】
前記した前記放電ランプ（Ｌｄ）と前記２次側巻線（Ｓｈ）の位置関係より、前記２次側巻線（Ｓｈ）は、必然的に前記インバータ（Ｕｉ）の後段に設置されなければならず、したがって、前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時に、ランプ電流の応答の遅れや振動などの悪影響の原因となり、場合によっては実用上の問題となる可能性がある。
【００５３】
前記２次側巻線（Ｓｈ）のインダクタンスが大きいほど悪影響の度合いも大きくなるため、前記２次側巻線（Ｓｈ）のインダクタンスは小さく設定する必要がある。
前記したＤＬＰ方式のプロジェクタ用の光源として用いる場合の、前記２次側巻線（Ｓｈ）の実用上の問題が無いインダクタンスの上限値を調べるため、１３５Ｗの放電ランプ（Ｌｄ）と、インバータの後段に種々のインダクタンスを有するコイルを挿入した放電ランプ点灯装置を、実際にプロジェクタに搭載し、色フィルタの回転に対するインバータの極性反転タイミングの同期をとらない動作条件にて、表示画質を観察・評価した実験によると、プレゼンテーション用のフロントプロジェクション型ＤＬＰプロジェクタの場合に、挿入インダクタンスが６０μＨ以下であれば、実用上の問題が無いことが確認された。
また、このときのインバータの極性反転時のランプ電流の絶対値のオーバーシュートは約１５％であった。
ただし、リアプロジェクション型テレビジョン用のＤＬＰプロジェクタの場合は、中間調画質要求が厳しいため、色フィルタの回転に対するインバータの極性反転タイミングの同期をとるか、または挿入インダクタンスを４０μＨ以下とすることが望ましい。
【００５４】
図３の放電ランプ点灯装置においては、前記放電ランプ（Ｌｄ）の前記電極（Ｅ１，Ｅ２）の何れか片方に高電圧を印加するものであったが、図４は、前記放電ランプ（Ｌｄ）の前記電極（Ｅ１，Ｅ２）の両方に、互いに逆極性の高電圧を印加する放電ランプ点灯装置の構成を示す。
本図の昇圧トランス（Ｔｈ’）は、２個の２次側巻線（Ｓｈ１，Ｓｈ２）を有するが、１次側巻線（Ｐｈ’）やトリガ回路（Ｕｈ）に関しては、図３のものと同様である。
【００５５】
このような構成の前記昇圧トランス（Ｔｈ’）の場合は、前記昇圧トランス（Ｔｈ’）単体にて、前記２次側巻線（Ｓｈ１，Ｓｈ２）それぞれの前記放電ランプ（Ｌｄ）が接続される側の端子同士を短絡して１個の２次側巻線のようにし、そのインダクタンスを測定した値が、前記した実用上の問題が無いインダクタンスの上限値を超えないようにすればよい。
【００５６】
図３および図４の放電ランプ点灯装置においては、放電ランプの主たる放電のための電極の片方または両方に高電圧を印加する直列トリガ方式のものであったが、図５の放電ランプ点灯装置は、放電ランプ（Ｌｄ）において主たる放電のための電極（Ｅ１，Ｅ２）以外の補助電極（Ｅｔ）を放電空間に接しないように設け、前記補助電極（Ｅｔ）に高電圧を印加する、すなわち外部トリガ方式のもののうち、図３のものと同様に、昇圧トランス（Ｔｈ）を有するものの構成を示す。
【００５７】
基本的な外部トリガ方式においては、前記昇圧トランス（Ｔｈ）は必須ではない。
しかし、とりわけ点灯中のランプを消灯後に十分な冷却期間を経ないで再点灯する、いわゆるホットリスタートの条件で点灯性を改良したい場合は、前記昇圧トランス（Ｔｈ）を設け、無負荷開放電圧を増強すると効果的である。
ただし、図３の直列トリガ方式のイグナイタとしての前記昇圧トランス（Ｔｈ）の場合は、出力電圧として数キロボルト〜十数キロボルトが必要であるのに対し、外部トリガ方式の無負荷開放電圧を増強するための前記昇圧トランス（Ｔｈ）の場合は、出力電圧は、例えば１キロボルト程度でも十分効果的である。
【００５８】
トリガ回路（Ｕｈ）に関しては、図３のものと同様であるが、前記昇圧トランス（Ｔｈ）の１次側巻線（Ｐｈ）にパルス電流を流すときに、同時に前記補助電極（Ｅｔ）に高電圧を印加するための高電圧トランス（Ｔｊ）の１次側巻線（Ｐｊ）にも流すことができるよう、コンデンサ（Ｃｊ）が追加されている。
これにより、前記昇圧トランス（Ｔｈ）の２次側巻線（Ｓｈ）に無負荷開放電圧を増強するための電圧が発生するタイミングと合わせて、前記高電圧トランス（Ｔｊ）の２次側巻線（Ｓｊ）に高電圧が発生し、前記放電ランプ（Ｌｄ）を効果的に始動する。
なお、コンデンサ（Ｃｖ１，Ｃｖ２）は、前記コンデンサ（Ｃｖ）と同様のインバータ（Ｕｉ）の保護のためのものである。
【００５９】
そして、このような構成の放電ランプ点灯装置においては、前記昇圧トランス（Ｔｈ）の前記２次側巻線（Ｓｈ）のインダクタンスが、前記した実用上の問題が無いインダクタンスの上限値を超えないようにすればよい。
【００６０】
前記したような、放電ランプ（Ｌｄ）に印加される無負荷開放電圧を一時的に増強させるための昇圧トランスを有する放電ランプ点灯装置において、昇圧トランスの２次側巻線のインダクタンスを、前記した実用上の問題が無いインダクタンスの上限値を超えないようにすることができない場合や、さらに小さくしたい場合は、図３、図４、図５において破線で記載されているように、前記昇圧トランス（Ｔｈ，Ｔｈ’）の前記１次側巻線（Ｐｈ，Ｐｈ’）に並列に、ＦＥＴ等より構成されるスイッチ素子（Ｑｚ）を設け、ゲート駆動回路（Ｇｚ）を介してこれを導通状態にし、前記１次側巻線（Ｐｈ，Ｐｈ’）を短絡することよってそれを達成することができる。
ただし、スイッチ素子（Ｑｚ）を導通状態にすることは、放電ランプの始動の完了後に行う。
【００６１】
先に、前記スイッチ素子（Ｑｙ）の導通状態・非導通状態に関して述べたことと同様であるが、前記スイッチ素子（Ｑｚ）の導通状態においては、前記２次側巻線（Ｓｈ，Ｓｈ１，Ｓｈ２）からの逆誘導によって前記１次側巻線（Ｐｈ，Ｐｈ’）に流れようとする何れの方向の電流をも短絡できる必要がある。
逆に、前記スイッチ素子（Ｑｚ）の非導通状態においては、前記トリガ回路（Ｕｈ）が前記１次側巻線（Ｐｈ，Ｐｈ’）にパルス電流を流す動作の妨げとなる方向の電流を阻止できればよい。
【００６２】
前記スイッチ素子（Ｑｚ）が例えばＭＯＳＦＥＴである場合は、ソース端子からドレイン端子に向かって順方向となる、寄生ダイオードが素子自体に内蔵されている。
なお、図３のスイッチ素子（Ｑｚ）に関しては、この事情を明確にするため、あえて前記した寄生ダイオード（Ｄｑｚ）をあらわに表記してある。図４、図５においては省略してある。
前記スイッチ素子（Ｑｚ）として他の半導体素子等で双方向の電流を流すことのできないものを使用する場合は、前記寄生ダイオード（Ｄｑｚ）に相当するダイオードなどを並列実装する必要がある。
また、リレーなどの機械的接点によるものを使用することもできるが、この場合は双方向の電流を流すことができるため、ダイオードの並列実装は不要である。
【００６３】
次に、発明を実施するための形態について、より具体的な構成を示した実施例図面を用いて説明する。
図６は、降圧チョッパ回路による給電回路（Ｕｘ）と、フルブリッジ回路によるインバータ（Ｕｉ）とから構成される本発明の放電ランプ点灯装置の簡略化された一例を示すものである。
【００６４】
降圧チョッパ回路を基本とした給電回路（Ｕｘ）は、ＰＦＣ等のＤＣ電源（Ｍ）より電圧の供給を受けて動作し、放電ランプ（Ｌｄ）への給電量調整を行う。
前記給電回路（Ｕｘ）においては、ＦＥＴ等のスイッチ素子（Ｑｘ）によって前記ＤＣ電源（Ｍ）よりの電流をオン・オフし、チョークコイル（Ｌｘ）を介して平滑コンデンサ（Ｃｘ）に充電が行われ、この電圧がインバータ（Ｕｉ）を介して放電ランプ（Ｌｄ）に印加され、放電ランプ（Ｌｄ）に電流を流すことができるように構成されている。
【００６５】
なお、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオン状態の期間は、スイッチ素子（Ｑｘ）を通じた電流により、直接的に平滑コンデンサ（Ｃｘ）への充電と負荷である放電ランプ（Ｌｄ）への電流供給が行われるとともに、チョークコイル（Ｌｘ）に磁束の形でエネルギーを蓄え、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオフ状態の期間は、チョークコイル（Ｌｘ）に磁束の形で蓄えられたエネルギーによって、フライホイールダイオード（Ｄｘ）を介して平滑コンデンサ（Ｃｘ）への充電と放電ランプ（Ｌｄ）への電流供給が行われる。
【００６６】
前記降圧チョッパ型の給電回路（Ｕｘ）においては、前記スイッチ素子（Ｑｘ）の動作周期に対する、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオン状態の期間の比、すなわちデューティサイクル比により、前記放電ランプへの給電量を調整することができる。
ここでは、あるデューティサイクル比を有するゲート駆動信号（Ｓｇ）が給電制御回路（Ｆｘ）によって生成され、ゲート駆動回路（Ｇｘ）を介して、前記スイッチ素子（Ｑｘ）のゲート端子を制御することにより、前記したＤＣ電源（Ｍ）よりの電流のオン・オフが制御される。
【００６７】
前記放電ランプ（Ｌｄ）の電極（Ｅ１，Ｅ２）間を流れるランプ電流と、電極（Ｅ１，Ｅ２）間に発生するランプ電圧とは、出力電流検出手段（Ｉｘ）と、ランプ電圧検出手段（Ｖｘ）とによって、検出できるように構成される。
なお、前記出力電流検出手段（Ｉｘ）については、シャント抵抗を用いて、また前記ランプ電圧検出手段（Ｖｘ）については、分圧抵抗を用いて簡単に実現することができる。
【００６８】
前記出力電流検出手段（Ｉｘ）よりの出力電流検出信号（Ｓｉ）、および前記ランプ電圧検出手段（Ｖｘ）よりのランプ電圧検出信号（Ｓｖ）は、前記給電制御回路（Ｆｘ）に入力される。
【００６９】
インバータ（Ｕｉ）は、ＦＥＴ等のスイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）を用いたフルブリッジ回路により構成してある。
それぞれのスイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）は、それぞれのゲート駆動回路（Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４）により駆動され、前記ゲート駆動回路（Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４）は、対角要素のスイッチ素子（Ｑ１，Ｑ３）とスイッチ素子（Ｑ２，Ｑ４）が同時に導通するよう、インバータ制御回路（Ｕｆ）により生成されるインバータ制御信号（Ｓｆ１，Ｓｆ２）により制御される。
【００７０】
前記インバータ（Ｕｉ）の出力のノード（Ｔ４１，Ｔ４２）には、外部トリガ方式の放電ランプ（Ｌｄ）が接続される。
その補助電極（Ｅｔ）には、先の図５に記載のような、トリガ回路（Ｕｈ）およびコンデンサ（Ｃｊ）、高電圧トランス（Ｔｊ）から構成された、前記補助電極（Ｅｔ）に高電圧パルスを印加するための外部トリガスタータ回路（Ｕｊ）が接続される。
【００７１】
前記給電回路（Ｕｘ）から前記インバータ（Ｕｉ）への出力電流経路にコイル（Ｌｙ）が介挿され、前記インバータ（Ｕｉ）の給電入力側の両ノードに並列に、コンデンサ（Ｃｙ）とＦＥＴ等より構成されるスイッチ素子（Ｑｙ）との直列接続回路が設けられる。
前記給電制御回路（Ｆｘ）のなかのマイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）は、前記放電ランプ（Ｌｄ）の最初のアーク放電への移行を検知し、前記したようにグロー放電状態に戻る可能性のある期間の満了を待って、アーク放電移行完了検知信号（Ｓｙ）を活性化する。
前記アーク放電移行完了検知信号（Ｓｙ）が活性化されると、前記スイッチ素子（Ｑｙ）は、ゲート駆動回路（Ｇｙ）を介して導通状態にされるように制御される。
なお、図６において破線で示されているように、前記コンデンサ（Ｃｙ）に直列に、極性反転時の振動電流のダンピングのための抵抗（Ｒｙ）を挿入し、該抵抗（Ｒｙ）とコンデンサ（Ｃｙ）の直列接続回路を、前記スイッチ素子（Ｑｙ）によって回路に接続または切断されるものとしてもよい。
また、該直列接続回路に対して並列に、さらなるコンデンサを追加接続してもよく、この場合は、該直列接続回路または追加接続されたコンデンサの何れか一方を、ノード（Ｔ１１）に接続するようにしてもよい。
なお、前記スイッチ素子（Ｑｙ）が非導通状態の期間において、ランプの立消えが発生してしまった場合に、前記コイル（Ｌｙ）の誘導により発生する電圧が過大となって、前記スイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）を破損する恐れがある場合は、ノード（Ｔ２１）側がアノード、ノード（Ｔ０１）側がカソードとなるよう、ノード（Ｔ２１，Ｔ０１）間にダイオードを追加接続するとよい。
【００７２】
図７は、前記インバータ制御回路（Ｕｆ）の構成を簡略化して示す図である。
インバータの極性反転タイミングを与える極性反転指令回路（ＯＳＣｅ）からの信号（Ｓｅ０１）は、例えばモノステーブルマルチバイブレータによって構成された、タイマ回路（ＴＭｅ１）に入力され、前記したデッドタイム期間（τｄ）に対応する信号（Ｓｅ０２）を生成する。
該信号（Ｓｅ０２）は、入力端子が自身の反転出力に接続された遅延フリップフロップ（ＦＦｅ１）のクロック信号入力端子に入力される。
該遅延フリップフロップ（ＦＦｅ１）の出力信号および反転出力信号は、それぞれＮＯＲゲート（Ｇｅ１，Ｇｅ２）のそれぞれの一方の入力端子に入力され、該ＮＯＲゲート（Ｇｅ１，Ｇｅ２）のそれぞれの他方の入力端子には、前記信号（Ｓｅ０２）が入力される。
【００７３】
図８に、これら各信号の時間波形を示すように、この構成により、通常のインバータ制御信号として用いるために、前記した、活性状態の切換わり部分には、両方が非活性状態になるデッドタイム期間（τｄ）が設けられた、インバータ制御信号（Ｓｆ１，Ｓｆ２）が生成される。
【００７４】
また、図７において破線で示されているように、前記信号（Ｓｅ０１）は、もう一つのタイマ回路（ＴＭｅ２）に入力され、前記した、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の出力信号または前記出力電流検出信号（Ｓｉ）をホールドするように制御するための、極性反転による出力電流制御の乱れを生じ易い期間であることを示す極性反転期間信号（Ｓｍ）を生成する。
【００７５】
なお、前記極性反転指令回路（ＯＳＣｅ）については、これを独立の発振器とすることもできるし、例えば、マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）とすることもできる。
あるいは、前記したように、色フィルタの回転に同期してインバータ（Ｕｉ）の極性反転を行わせる場合は、前記極性反転指令回路（ＯＳＣｅ）を、ＤＬＰプロジェクタから送られて来る色フィルタの回転における特定の位相を表す信号を受信するインターフェイス、もしくはその信号を分周する分周器とすることもできる。
【００７６】
図９は、図１に記載した前記給電制御回路（Ｆｘ）の構成を簡略化して示す図である。
【００７７】
前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）は、前記電力制御回路（Ｕｐ）のなかのＡＤ変換器（Ａｄｃ）に入力されて、適当な桁数を有するディジタルのランプ電圧データ（Ｓｘｖ）に変換され、マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）に入力される。
ここで、マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）は、ＣＰＵやプログラムメモリ、データメモリ、クロックパルス発生回路、タイムカウンタ、ディジタル信号の入出力のためのＩＯ制御器などを含む。
【００７８】
マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）は、前記ランプ電圧データ（Ｓｘｖ）を参照した計算や、その時点の系の状態に応じた条件判断に基づき、後述する出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）のための、チョッパ能力制御目標データ（Ｓｘｔ）を、例えば定期的に更新する。
前記チョッパ能力制御目標データ（Ｓｘｔ）は、ＤＡ変換器（Ｄａｃ）によって、アナログの出力電流目標信号（Ｓｔ）に変換され、出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）に入力される。
【００７９】
さらに、許容されるランプ電流の上限値ＩＬＩＭを規定するためのランプ電流上限信号（Ｓｋ）が、ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｓｋ）により発生され、出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）に入力される。
【００８０】
前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）内においては、前記出力電流目標信号（Ｓｔ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ１）とダイオード（Ｄｄ１）を介して、さらに、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ２）とダイオード（Ｄｄ２）を介して、ともにプルアップ抵抗（Ｒｄ１）の一端に接続され、チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）が生成される。なお、前記プルアップ抵抗（Ｒｄ１）の他端は適当な電圧を有する基準電圧源（Ｖｄ１）に接続される。したがって前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）は、前記出力電流目標信号（Ｓｔ）に対応する信号（Ｓｄ３）または前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）に対応する信号（Ｓｄ４）のうちの、何れか大きくない方が選択された信号となる。
【００８１】
すなわち、前記電力制御回路（Ｕｐ）が、例えば、定格電力に対応する定数を前記ランプ電圧データ（Ｓｘｖ）で除算して、定格電力を達成するためのランプ電流の値を算出し、この値に対応するものとして生成するなど、何らかの方法で前記出力電流目標信号（Ｓｔ）を生成したとして、仮にこれが不適当であった場合でも、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）内において、ハードウェア的に、ランプ電流が前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）を超えないように、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）が制限されることになる。
【００８２】
因みに、前記したＡＤ変換器（Ａｄｃ）やマイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）を介した制御は、動作速度が遅い（もしくは速いものとすると高コストとなる）ため、例えばランプの放電状態が急変するなどの事態が生じた場合には、その動作遅れによって、前記した出力電流目標信号（Ｓｔ）の不適当が発生し得るため、このような電流制限機能をハードウェア的に構成することは、ランプや給電装置の保護の観点からも有益なことである。
【００８３】
一方、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ３）とダイオード（Ｄｄ３）を介して、一端がグランド（Ｇｎｄｘ）に接続されたプルダウン抵抗（Ｒｄ５）の他端に接続され、制御対象信号（Ｓｄ５）が生成される。
【００８４】
さらに、前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）は、比較器（Ｃｍｖ）によって、前記した無負荷開放電圧に対応する電圧を有する基準電圧源（Ｖｄ２）の電圧と比較され、もし、前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）が、無負荷開放電圧より高い場合は、トランジスタ（Ｑｄ１）がオフまたは能動状態になり、適当な電圧源（Ｖｄ３）から、抵抗（Ｒｄ４）とダイオード（Ｄｄ４）を介して、前記プルダウン抵抗（Ｒｄ５）に電流を流すことにより、前記制御対象信号（Ｓｄ５）の水準を上げるように動作する。
【００８５】
逆に前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）が、無負荷開放電圧より低い場合は、前記トランジスタ（Ｑｄ１）がオン状態になるため、前記電圧源（Ｖｄ３）からの電流は短絡され、前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）に対応するものとなる。
何となれば、前記のプルダウン抵抗（Ｒｄ５）とダイオード（Ｄｄ３）、ダイオード（Ｄｄ４）よりなる回路は、各ダイオードのアノード側の信号（Ｓｄ６）と信号（Ｓｄ７）の何れか小さくない方に対応する電圧が選択されてプルダウン抵抗（Ｒｄ５）に発生するからである。
【００８６】
このように構成したことにより、たとえ出力電流がほとんど停止して、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）がほとんど入らない状態であっても、前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）が、前記無負荷開放電圧より高くなろうとすると、前記制御対象信号（Ｓｄ５）が急速に上昇することにより、ランプ電圧（ＶＬ）は、概略無負荷開放電圧以下に、常にハードウェア的に制限される。
【００８７】
前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）は、抵抗（Ｒｄ２）と抵抗（Ｒｄ３）で分圧されて、演算増幅器（Ａｄｅ）の反転入力端子に入力される。一方、前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、抵抗（Ｒｈ１）を介して前記演算増幅器（Ａｄｅ）の非反転入力端子に入力される。
前記演算増幅器（Ａｄｅ）の出力信号、すなわち能力信号（Ｓａ）は、積分コンデンサ（Ｃｄ１）とスピードアップ抵抗（Ｒｄ６）を介して反転入力端子にフィードバックされているため、前記演算増幅器（Ａｄｅ）は、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）の抵抗（Ｒｄ２）と抵抗（Ｒｄ３）による分圧電圧に対する、前記制御対象信号（Ｓｄ５）の電圧の差を積分する、誤差積分回路としてはたらく。
【００８８】
給電駆動回路（Ｕｇ）においては、時定数を決めるための抵抗（Ｒｄ０）とコンデンサ（Ｃｄ０）が接続された発振器（Ｏｓｃ）は、図１０のａに示すような鋸歯状波信号（Ｓｄ０）を発生し、この鋸歯状波信号（Ｓｄ０）と、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）から入力される前記能力信号（Ｓａ）とは、比較器（Ｃｍｇ）で比較される。
ただし比較に際しては、前記能力信号（Ｓａ）に対してオフセット電圧（Ｖｄ４）を加えた信号（Ｓｄ８）と前記鋸歯状波信号（Ｓｄ０）とが比較される。
【００８９】
前記鋸歯状波信号（Ｓｄ０）の電圧が前記信号（Ｓｄ８）の電圧よりも高い期間においてハイレベルとなる前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）が生成され、前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）から出力される。
前記したように、前記信号（Ｓｄ８）は前記能力信号（Ｓａ）にオフセットを加えたものであるため、前記能力信号（Ｓａ）が仮に零であったとしても、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比は、１００％より小さいある最大値、すなわち最大デューティサイクル比以下になるように構成されている。
前記図１０のａおよびｂには、前記能力信号（Ｓａ）、およびこれに対してオフセットを加えた信号（Ｓｄ８）、前記鋸歯状波信号（Ｓｄ０）と前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）の関係が示されている。
【００９０】
給電駆動回路（Ｕｇ）から出力された前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）が、前記ゲート駆動回路（Ｇｘ）に入力されることにより、結果として、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）および前記ランプ電圧検出信号（Ｓｖ）が、スイッチ素子（Ｑｘ）の動作にフィードバックされたフィードバック制御系が完成する。
なお、前記図９に記載の出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の構成に際しては、前記演算増幅器（Ａｄｅ）や発振器（Ｏｓｃ）、比較器（Ｃｍｇ）などが集積された市販の集積回路として、テキサスインスツルメンツ社製ＴＬ４９４などを利用することができる。
【００９１】
図９に記載の前記給電制御回路（Ｆｘ）を有する放電ランプ点灯装置のフィードバック制御の応答速度は、前記積分コンデンサ（Ｃｄ１）と前記スピードアップ抵抗（Ｒｄ６）の値によって決まる。
したがって、前記インバータ（Ｕｉ）のデッドタイム期間の存在によるランプ電流の一瞬の停止の影響が、前記出力電流検出信号（Ｓｉ）に現れ、これを補正しようとするフィードバック制御が過敏に動作することによって生じる、前記インバータ（Ｕｉ）の極性反転時のランプ電流のオーバーシュートや振動を減じたい場合は、前記積分コンデンサ（Ｃｄ１）の値を大きくするか、前記スピードアップ抵抗（Ｒｄ６）の値を小さくして、過敏な応答を避けるように調整すればよい。
さらに、前記積分コンデンサ（Ｃｄ１）と前記スピードアップ抵抗（Ｒｄ６）の直列回路に、さらに並列にコンデンサを追加して、応答を遅くすることも効果的である。
【００９２】
図７に記載の回路によって生成された、極性反転による出力電流制御の乱れを生じ易い期間であることを示す前記極性反転期間信号（Ｓｍ）を用いて前記出力電流誤差演算回路（Ｕｄ）の出力信号をホールドする制御について、先に図２を用いて原理を説明したが、ここでは具体的回路である図９に即して説明する。
図９において破線で表示されているホールド制御回路（Ｈｌｄ）の具体的構成を図１１に示す。
【００９３】
前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されると、抵抗（Ｒｈ２，Ｒｈ３）を介して、トランジスタ（Ｑｈ１，Ｑｈ２）がオン状態になるため、前記演算増幅器（Ａｄｅ）の反転入力端子および非反転入力端子がともにグランドに短絡され、その結果、前記演算増幅器（Ａｄｅ）による誤差積分回路は、積分動作を停止するため、その出力信号である前記能力信号（Ｓａ）は、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されるときの積分値をホールドする。
【００９４】
前記極性反転期間信号（Ｓｍ）が活性化されている間に、前記インバータ（Ｕｉ）は極性反転動作を行い、ランプ電流が極性反転前に水準に戻った後に、前記極性反転期間信号（Ｓｍ）は非活性状態に戻る。
これにより、前記演算増幅器（Ａｄｅ）の反転入力端子および非反転入力端子の短絡が解除されることにより、前記能力信号（Ｓａ）がホールド解除され、出力電流のフィードバック制御が動作を再開させられる。
【００９５】
本明細書に記載の回路構成は、本発明の放電ランプ点灯装置の動作や機能、作用を説明するために、必要最少限のものを記載したものである。したがって、説明した回路構成や動作の詳細事項、例えば、信号の極性であるとか、具体的な回路素子の選択や追加、省略、或いは素子の入手の便や経済的理由に基づく変更などの創意工夫は、実際の装置の設計時に遂行されることを前提としている。
【００９６】
とりわけ過電圧や過電流、過熱などの破損要因からＦＥＴ等のスイッチ素子などの回路素子を保護するための機構、または、給電装置の回路素子の動作に伴って発生する放射ノイズや伝導ノイズの発生を低減したり、発生したノイズを外部に出さないための機構、例えば、スナバ回路やバリスタ、クランプダイオード、（パルスバイパルス方式を含む）電流制限回路、コモンモードまたはノーマルモードのノイズフィルタチョークコイル、ノイズフィルタコンデンサなどは、必要に応じて、実施例に記載の回路構成の各部に追加されることを前提としている。本発明になる放電ランプ点灯装置の構成は、本明細書に記載の回路方式のものに限定されるものではなく、また、記載の波形やタイミング図に限定されるものではない。
【００９７】
さらに、例えば、ランプ電圧に対応するランプ電圧検出信号をＡＤ変換し、これに基づいて出力電流目標信号を設定するものについて説明したが、ランプ電流に対応する出力電流検出信号についてもこれをＡＤ変換し、得られた電流値が目標電流値に一致するように出力電流目標信号を補正して設定することにより、各回路素子パラメータのバラツキの影響を補正するような高精度化や高機能化、あるいは逆に、例えば、マイクロプロセッサユニットを廃して、より単純な制御回路に代えるような簡素化などの光源装置の構成の多様化のもとでも、本発明の効果は良好に発揮される。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】本発明の放電ランプ点灯装置を簡略化して示すブロック図を表す。
【図２】本発明の放電ランプ点灯装置の一形態を簡略化して示すブロック図を表す。
【図３】直列トリガ方式の本発明の放電ランプ点灯装置の一形態の実施例の簡略化された構成を表す。
【図４】直列トリガ方式の本発明の放電ランプ点灯装置の一形態の実施例の簡略化された構成を表す。
【図５】外部トリガ方式の本発明の放電ランプ点灯装置の一形態の実施例の簡略化された構成を表す。
【図６】外部トリガ方式の本発明の放電ランプ点灯装置の実施例の簡略化された構成を表す。
【図７】本発明の放電ランプ点灯装置の実施例の一部の簡略化された構成を表す。
【図８】本発明の放電ランプ点灯装置の実施例の一部の簡略化されたタイミング図を表す。
【図９】本発明の放電ランプ点灯装置の実施例の一部の簡略化された構成を表す。
【図１０】本発明の放電ランプ点灯装置の実施例の一部の簡略化されたタイミング図を表す。
【図１１】本発明の放電ランプ点灯装置の一形態の実施例の一部の簡略化された構成を表す。
【符号の説明】
【００９９】
Ａｄ１    バッファ
Ａｄ２    バッファ
Ａｄ３    バッファ
Ａｄｃ    ＡＤ変換器
Ａｄｅ    演算増幅器
ＣＮ１    コネクタ
ＣＮ２    コネクタ
Ｃｄ０    コンデンサ
Ｃｄ１    積分コンデンサ
Ｃｈ      コンデンサ
Ｃｊ      コンデンサ
Ｃｍｇ    比較器
Ｃｍｖ    比較器
Ｃｖ      コンデンサ
Ｃｖ１    コンデンサ
Ｃｖ２    コンデンサ
Ｃｘ      平滑コンデンサ
Ｃｙ      コンデンサ
Ｄａｃ    ＤＡ変換器
Ｄｄ１    ダイオード
Ｄｄ２    ダイオード
Ｄｄ３    ダイオード
Ｄｄ４    ダイオード
Ｄｑｙ    寄生ダイオード
Ｄｑｚ    寄生ダイオード
Ｄｘ      フライホイールダイオード
Ｅ１      電極
Ｅ２      電極
Ｅｔ      補助電極
ＦＦｅ１  遅延フリップフロップ
Ｆｘ      給電制御回路
Ｇ１      ゲート駆動回路
Ｇ２      ゲート駆動回路
Ｇ３      ゲート駆動回路
Ｇ４      ゲート駆動回路
Ｇｅ１    ＮＯＲゲート
Ｇｅ２    ＮＯＲゲート
Ｇｈ      ゲート駆動回路
Ｇｎｄｘ  グランド
Ｇｘ      ゲート駆動回路
Ｇｙ      ゲート駆動回路
Ｇｚ      ゲート駆動回路
Ｈｌｄ    ホールド制御回路
ＩＯ      出力電流
Ｉｘ      出力電流検出手段
Ｌｄ      放電ランプ
Ｌｘ      チョークコイル
Ｌｙ      コイル
Ｍ        ＤＣ電源
Ｍｐｕ    マイクロプロセッサユニット
ＯＳＣｅ  極性反転指令回路
Ｏｓｃ    発振器
Ｐｈ      １次側巻線
Ｐｈ’    １次側巻線
Ｐｊ      １次側巻線
Ｑ１      スイッチ素子
Ｑ２      スイッチ素子
Ｑ３      スイッチ素子
Ｑ４      スイッチ素子
Ｑｄ１    トランジスタ
Ｑｈ      スイッチ素子
Ｑｈ１    トランジスタ
Ｑｈ２    トランジスタ
Ｑｘ      スイッチ素子
Ｑｙ      スイッチ素子
Ｑｚ      スイッチ素子
Ｒｄ０    抵抗
Ｒｄ１    プルアップ抵抗
Ｒｄ２    抵抗
Ｒｄ３    抵抗
Ｒｄ４    抵抗
Ｒｄ５    プルダウン抵抗
Ｒｄ６    スピードアップ抵抗
Ｒｈ      抵抗
Ｒｈ１    抵抗
Ｒｈ２    抵抗
Ｒｈ３    抵抗
Ｒｙ      抵抗
Ｓａ      能力信号
Ｓｄ０    鋸歯状波信号
Ｓｄ２    チョッパ駆動目標信号
Ｓｄ３    信号
Ｓｄ４    信号
Ｓｄ５    制御対象信号
Ｓｄ６    信号
Ｓｄ７    信号
Ｓｄ８    信号
Ｓｅ０１  信号
Ｓｅ０２  信号
Ｓｆ１    インバータ制御信号
Ｓｆ２    インバータ制御信号
Ｓｇ      ゲート駆動信号
Ｓｈ      ２次側巻線
Ｓｈ１    ２次側巻線
Ｓｈ２    ２次側巻線
Ｓｉ      出力電流検出信号
Ｓｊ      ２次側巻線
Ｓｋ      ランプ電流上限信号
Ｓｍ      極性反転期間信号
Ｓｏ      トリガ信号
Ｓｔ      出力電流目標信号
Ｓｖ      ランプ電圧検出信号
Ｓｘｔ    チョッパ能力制御目標データ
Ｓｘｖ    ランプ電圧データ
Ｓｙ      アーク放電移行完了検知信号
Ｔ０１    ノード
Ｔ０２    ノード
Ｔ１１    ノード
Ｔ１２    ノード
Ｔ２１    ノード
Ｔ２２    ノード
Ｔ３１    ノード
Ｔ３２    ノード
Ｔ４１    ノード
Ｔ４２    ノード
Ｔ５１    ノード
Ｔ５２    ノード
ＴＭｅ１  タイマ回路
ＴＭｅ２  タイマ回路
Ｔｈ      昇圧トランス
Ｔｈ’    昇圧トランス
Ｔｊ      高電圧トランス
ＵＬ      ランプユニット
Ｕｂ      放電ランプ点灯装置
Ｕｃ      コンバータ
Ｕｄ      出力電流誤差演算回路
Ｕｆ      インバータ制御回路
Ｕｇ      給電駆動回路
Ｕｈ      トリガ回路
Ｕｉ      インバータ
Ｕｊ      外部トリガスタータ回路
Ｕｐ      電力制御回路
Ｕｓｉ    出力電流検出信号ホールド回路
Ｕｓｋ    ランプ電流上限信号発生回路
Ｕｘ      給電回路
Ｕｘｙ    給電回路ブロック
ＶＬ      ランプ電圧
ＶＯ      出力電圧
Ｖｄ１    基準電圧源
Ｖｄ２    基準電圧源
Ｖｄ３    電圧源
Ｖｄ４    オフセット電圧
Ｖｘ      ランプ電圧検出手段
τｄ      デッドタイム期間
【図１】
2006344495.tif 000003
【図２】
2006344495.tif 000004
【図３】
2006344495.tif 000005
【図４】
2006344495.tif 000006
【図５】
2006344495.tif 000007
【図６】
2006344495.tif 000008
【図７】
2006344495.tif 000009
【図８】
2006344495.tif 000010
【図９】
2006344495.tif 000011
【図１０】
2006344495.tif 000012
【図１１】
2006344495.tif 000013