(57)【要約】【課題】  受信信号の搬送波周波数の４ｎ倍のクロックで受信信号をサンプリングする構成の従来の復調回路は、高い周波数のクロックを生成しなければならず、ハードウェアを構成する上で、デバイスの限界周波数の制約から問題となっている。【解決手段】  可変矩形波発振器８から出力されるシステムクロックは、Ａ／Ｄ変換器１に入力される受信信号の搬送波周波数の４×（１／（２Ｎ＋１））（Ｎは自然数）倍の繰り返し周波数の矩形波である。Ａ／Ｄ変換器１はシステムクロックを１／４分周し、かつ、システムクロックの１周期分の幅を有する矩形波で、互いに位相が９０度異なる２種類のサンプリングクロックを生成して受信信号をサンプリングして第１及び第２の受信データを出力する。受信データは、見掛け上、受信周波数の奇数分の１で、かつ、コサイン、サインの両者のタイミングでアンダーサンプリングされた復調データと等価になる。【選択図】            図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル変調されている受信信号と該受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍（ただし、Ｎは予め定めた自然数；以下同じ）の繰り返し周波数のシステムクロックとを入力として受け、該システムクロックに基づいて、該受信信号の搬送波周波数の１／（２Ｎ＋１）倍で、かつ、互いに９０度位相の異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックを生成し、生成した該第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックで各々前記受信信号をサンプリングして、第１の復調データである同相信号と第２の復調データである直交信号とをそれぞれ出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段から出力された前記同相信号と直交信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じた位相誤差信号を出力する位相誤差検出手段と、
前記システムクロックを発生して前記Ａ／Ｄ変換手段に供給すると共に、出力する前記システムクロックの繰り返し周波数が前記位相誤差検出手段から出力された前記位相誤差信号の値に応じて、前記位相誤差が理想状態の前記同相信号と直交信号との位相誤差に近付くように可変制御される可変周波数発振手段と
を有し、前記Ａ／Ｄ変換手段、位相誤差検出手段及び可変周波数発振手段はディジタル回路により構成されていることを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記Ａ／Ｄ変換手段から出力された前記第１の復調データから、前記システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して前記同相信号として前記位相誤差検出手段へ出力する第１のフィルタ手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段から出力された前記第２の復調データから、前記システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して前記直交信号として前記位相誤差検出手段へ出力する第２のフィルタ手段とを更に有することを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項３】
前記第１のフィルタ手段から出力される前記同相信号に対して、外部にて取り扱い易い速度のクロックを持つような間引き処理を行う第１の間引き手段と、前記第２のフィルタ手段から出力される前記直交信号に対して、外部にて取り扱い易い速度のクロックを持つような間引き処理を行う第２の間引き手段とを更に有し、前記第１及び第２の間引き手段から出力された前記同相信号及び直交信号を前記位相誤差検出手段へ供給することを特徴とする請求項２記載の復調回路。
【請求項４】
前記可変周波数発振手段は、前記位相誤差検出手段から出力された前記位相誤差信号の値に応じた制御コードを生成する制御コード生成回路と、前記受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の繰り返し周波数の矩形波を前記システムクロックとして発生して前記Ａ／Ｄ変換手段に供給すると共に、出力する前記矩形波の繰り返し周波数が前記制御コード生成回路から出力された前記制御コードの値に従って可変制御される可変矩形波発振器とからなることを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項５】
ディジタル変調されている受信信号の搬送波周波数の１／（２Ｎ＋１）倍（ただし、Ｎは予め定めた自然数；以下同じ）で、かつ、互いに９０度位相の異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックとを、入力されたシステムクロックに基づいて生成する第１のステップと、
前記第１のステップで生成した前記第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックで各々前記受信信号をサンプリングして、第１の復調データである同相信号と第２の復調データである直交信号とをそれぞれ出力する第２のステップと、
前記同相信号と直交信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じた位相誤差信号を出力する第３のステップと、
前記受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の繰り返し周波数の前記システムクロックを発生して前記Ａ／Ｄ変換手段に供給すると共に、出力する前記システムクロックの繰り返し周波数が前記位相誤差信号の値に応じて、前記位相誤差が理想状態の前記同相信号と直交信号との位相誤差に近付くように可変制御する第４のステップと
を含むことを特徴とする復調方法。
【請求項６】
前記第２のステップは、前記第１の復調データから、前記システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して前記同相信号として出力すると共に、前記第２の復調データから、前記システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して前記直交信号として出力する処理を含むことを特徴とする請求項５記載の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は復調回路及び復調方法に係り、特に無線通信分野において、変調波をディジタル回路構成により復調する復調回路及び復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル変調波を送受信する技術は無線通信分野において広く用いられており、無線送信された無線周波数帯の例えば位相変調波（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）を受信装置で受信して準同期直交検波方式により復調する復調回路は広く用いられている。準同期直交検波方式でＰＳＫ波を復調する従来の復調回路として、受信中間周波信号（ＩＦ信号）を直接Ａ／Ｄ変換し、ディジタル処理で直交検波する復調回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この特許文献１記載の従来の復調回路は、受信信号の搬送波周波数の４ｎ（ｎは自然数）倍の発振周波数を持つクロック発振手段と、上記のクロックのタイミングで受信信号を高速Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器出力を必要時間遅らせ、受信信号及び受信信号とπ／２ずれた同振幅信号を生成する複素位相信号生成手段と、生成された複素位相信号に搬送波周波数で位相回転させて高速サンプルされた準同期検波出力を得る位相回転手段と、上記準同期検波出力をクロックを乗せ換えて間引き処理し、必要なＩチャネル、Ｑチャネルの出力信号を得るリタイミング手段とを備えた構成である。
【０００４】
この従来の復調回路では、受信信号をＲＦ帯、ＩＦ帯でＡ／Ｄ変換することにより、Ａ／Ｄ変換の前段でアナログ回路の直交検波部で直交検波する構成の復調回路で生じる、ＩチャネルとＱチャネルの各信号の振幅誤差、Ａ／Ｄ変換部での直流オフセットを防止できると共に、直交精度を向上することができる。
【０００５】
【特許文献１】特開平９−８３５８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記の従来の復調回路は、受信信号の搬送波周波数の４ｎ倍のクロックで受信信号をサンプリングするようにしているため、受信信号の搬送波周波数の４倍以上の高い周波数のクロックを生成しなければならず、ハードウェアを構成する上で、デバイスの限界周波数の制約から問題となっている。
【０００７】
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、受信信号のサンプリング周波数を受信信号の搬送波周波数の４×（１／（２Ｎ＋１））（Ｎは自然数）倍とすることで、Ａ／Ｄ変換器に入力するクロック周波数を従来よりも低周波数とし、もって、ハードウェアを構成する上でデバイスの選択幅が広げ得る復調回路及び復調方法を提供することを目的とする。
【０００８】
また、本発明の他の目的は、ベースバンド復調回路などの処理にて特に問題となっていた性能のばらつきを大幅に低減し得る復調回路及び復調方法を提供することにある。
【０００９】
更に、本発明の他の目的は、単純な回路構成により大規模半導体集積回路（ＬＳＩ）化が容易である復調回路及び復調方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の目的を達成するため、第１の発明の復調回路は、ディジタル変調されている受信信号と受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍（ただし、Ｎは予め定めた自然数；以下同じ）の繰り返し周波数のシステムクロックとを入力として受け、システムクロックに基づいて、受信信号の搬送波周波数の１／（２Ｎ＋１）倍で、かつ、互いに９０度位相の異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックを生成し、生成した第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックで各々受信信号をサンプリングして、第１の復調データである同相信号と第２の復調データである直交信号とをそれぞれ出力するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された同相信号と直交信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じた位相誤差信号を出力する位相誤差検出手段と、システムクロックを発生してＡ／Ｄ変換手段に供給すると共に、出力するシステムクロックの繰り返し周波数が位相誤差検出手段から出力された位相誤差信号の値に応じて、位相誤差が理想状態の同相信号と直交信号との位相誤差に近付くように可変制御される可変周波数発振手段とを有し、Ａ／Ｄ変換手段、位相誤差検出手段及び可変周波数発振手段はディジタル回路により構成されていることを特徴とする。
【００１１】
この発明では、Ａ／Ｄ変換手段が、受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の繰り返し周波数のシステムクロックに基づいて、受信信号の搬送波周波数の１／（２Ｎ＋１）倍で、かつ、互いに９０度位相の異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックで各々受信信号をサンプリングして、第１の復調データである同相信号と第２の復調データである直交信号とをそれぞれ出力するようにしたため、サンプリング周波数を受信周波数に対して低い値に設定できる。また、この発明では、復調処理を全てディジタル回路で行うことができる。
【００１２】
また、上記の目的を達成するため、第２の発明の復調回路は、第１の発明の構成に、Ａ／Ｄ変換手段から出力された第１の復調データから、システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して同相信号として位相誤差検出手段へ出力する第１のフィルタ手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された第２の復調データから、システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して直交信号として位相誤差検出手段へ出力する第２のフィルタ手段とを更に有することを特徴とする。この発明では、第１及び第２のフィルタ手段により、システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去した高品質の復調データを得ることができる。
【００１３】
また、上記の目的を達成するため、第３の発明の復調回路は、第２の発明の構成に、第１のフィルタ手段から出力される同相信号に対して、外部にて取り扱い易い速度のクロックを持つような間引き処理を行う第１の間引き手段と、第２のフィルタ手段から出力される直交信号に対して、外部にて取り扱い易い速度のクロックを持つような間引き処理を行う第２の間引き手段とを更に有し、第１及び第２の間引き手段から出力された同相信号及び直交信号を位相誤差検出手段へ供給することを特徴とする。この発明では、第１及び第２の間引き手段により、外部にて取り扱い易い復調データを得ることができる。
【００１４】
また、上記の目的を達成するため、第４の発明の復調回路は、可変周波数発振手段は、位相誤差検出手段から出力された位相誤差信号の値に応じた制御コードを生成する制御コード生成回路と、受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の繰り返し周波数の矩形波をシステムクロックとして発生してＡ／Ｄ変換手段に供給すると共に、出力する矩形波の繰り返し周波数が制御コード生成回路から出力された制御コードの値に従って可変制御される可変矩形波発振器とからなることを特徴とする。この発明では、可変周波数発振手段をディジタル回路構成とすることができる。
【００１５】
また、上記の目的を達成するため、第５の発明の復調方法は、ディジタル変調されている受信信号の搬送波周波数の１／（２Ｎ＋１）倍（ただし、Ｎは予め定めた自然数；以下同じ）で、かつ、互いに９０度位相の異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックとを、入力されたシステムクロックに基づいて生成する第１のステップと、第１のステップで生成した第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックで各々受信信号をサンプリングして、第１の復調データである同相信号と第２の復調データである直交信号とをそれぞれ出力する第２のステップと、同相信号と直交信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じた位相誤差信号を出力する第３のステップと、受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の繰り返し周波数のシステムクロックを発生してＡ／Ｄ変換手段に供給すると共に、出力するシステムクロックの繰り返し周波数が位相誤差信号の値に応じて、位相誤差が理想状態の同相信号と直交信号との位相誤差に近付くように可変制御する第４のステップとを含むことを特徴とする。
【００１６】
この発明では、受信信号の搬送波周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の繰り返し周波数のシステムクロックに基づいて、受信信号の搬送波周波数の１／（２Ｎ＋１）倍で、かつ、互いに９０度位相の異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックで各々受信信号をサンプリングして、第１の復調データである同相信号と第２の復調データである直交信号とをそれぞれ出力するようにしたため、サンプリング周波数を受信周波数に対して低い値に設定できる。
【００１７】
更に、上記の目的を達成するため、第６の発明の復調方法は、第５の発明における第２のステップは、第１の復調データから、システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して同相信号として出力すると共に、第２の復調データから、システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去して直交信号として出力する処理を含むようにしたことを特徴とする。この発明では、システムクロックのジッタに起因する高調波成分を除去した高品質の復調データを得ることができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、サンプリング周波数を受信周波数に対して低い値に設定できるため、受信信号の搬送波周波数の４倍以上の高い周波数のクロックを生成して復調する従来の復調回路に比べて、デバイスの限界周波数の制約が少なく、ハードウェアを構成する上でデバイスの選択幅を広げられる。
【００１９】
また、本発明によれば、アンダーサンプリング処理を応用した方式で、受信した変調信号から直接ベースバンド信号を得られるので、回路規模を少なくすることができると共に、復調処理を全てディジタル回路で行っていることで、回路の無調整化、ＬＳＩ化を容易にすることができ、性能のばらつきを大幅に低減して信頼性を向上できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
次に、発明を実施するための最良の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる復調回路の一実施の形態のブロック図を示す。同図に示すように、本実施の形態の復調回路は、受信信号をサンプリングクロックに基づいて、ディジタル信号（受信データ）に変換するＡ／Ｄ変換器１と、第１及び第２の低域フィルタ（ＬＰＦ）２及び３と、第１及び第２の間引き回路４及び５と、間引き回路４及び５の各出力信号の位相誤差を検出する位相誤差検出回路６と、制御コードを生成する制御コード生成回路７と、制御コードに基づいた繰り返し周波数の矩形波を生成し、Ａ／Ｄ変換器１へシステムクロックとして供給する可変矩形波発振器８とから構成される。上記の各構成要素はいずれもディジタル回路で構成されている。
【００２１】
ここで、低域フィルタ２及び３は、Ａ／Ｄ変換器１から出力されるディジタル信号（受信データ）に含まれる高調波成分を除去する。間引き回路４及び５は、ディジタル処理により低域フィルタ２及び３から出力される各受信データを間引いて、外部で処理できる比較的低速度クロックの、例えばベースバンド帯のＩ信号（同相信号）とＱ信号（直交信号）とする。位相誤差検出回路６は、上記のＩ信号とＱ信号の位相差を検出し、その位相差に応じた位相誤差信号を出力する。制御コード生成回路７は、入力された位相誤差信号に応じた値の制御コードを生成する。
【００２２】
可変矩形波発振器８は、例えば、ディジタル・ダイレクト・シンセサイザ（ＤＤＳ）で構成されており、制御コードの値に応じた繰り返し周波数の矩形波を発振出力する。ここでは、可変矩形波発振器８は、位相誤差検出回路６で検出される位相誤差が９０度となるようにその出力発振周波数が可変制御される。また、可変矩形波発振器８は、受信信号の搬送波周波数の４×（１／（２Ｎ＋１））（Ｎは自然数）倍の繰り返し周波数の矩形波を生成し、それをシステムクロックとしてＡ／Ｄ変換器１へ供給する。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換器１は入力されたシステムクロックの繰り返し周波数を１／４倍とし、かつ、互いに位相が９０度異なる２種類のサンプリングクロックを実質的に生成して、それらの２種類のサンプリングクロックでサンプリングされたサンプリングデータをベースバンド帯の復調データ（Ｉ信号とＱ信号）として出力する。すなわち、Ａ／Ｄ変換器１は、システムクロックの１／４倍の周期で、２個連続したデータを周期的に内部回路に入力することで、受信信号から直接ベースバンド帯のＩ信号とＱ信号とを得ることができる。
【００２４】
次に、本実施の形態の動作について、図２のタイミングチャートを併せ参照して説明する。本実施の形態は受信装置内に設けられており、受信装置により受信されて例えばＩＦ信号とされた、ディジタル変調されている受信信号がＡ／Ｄ変換器１に入力され、ここで可変矩形波発振器８よりのシステムクロックに基づいて生成された２種類のサンプリングクロックによりサンプリングされる。
【００２５】
ここで、可変矩形波発振器８から供給されるシステムクロックは、Ａ／Ｄ変換器１に入力される受信信号の搬送波周波数（ここでは、Ａ／Ｄ変換器１の入力ＩＦ信号の周波数（中間周波数））の４×（１／（２Ｎ＋１））（Ｎは自然数）倍の繰り返し周波数の矩形波であり、例えば、図２（Ａ）に示される。このシステムクロックは、Ａ／Ｄ変換器１の入力ＩＦ信号の周波数（中間周波数）の４×（１／（２Ｎ＋１））倍、すなわち、４／３倍、４／５倍、４／７倍、・・・のうち、予め定めたいずれかの繰り返し周波数であり、前記特許文献１記載の復調回路の４Ｎ倍に比べて極めて低周波数である。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１はこのシステムクロックを１／４分周し、かつ、システムクロックの１周期分の幅を有する矩形波で、互いに位相が９０度異なる図２（Ｂ）、（Ｃ）に示す第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックとを生成して入力ＩＦ信号をサンプリングした受信データを出力する。第１及び第２のサンプリングクロックは、ＩＦ信号の周波数（中間周波数）の１／（２Ｎ＋１）倍、すなわち、１／３倍、１／５倍、１／７倍、・・・のうち、予め定めたいずれかの繰り返し周波数である。
【００２７】
Ａ／Ｄ変換器１は図２（Ｂ）に示す第１のサンプリングクロックでサンプリングして得た第１の受信データを低域フィルタ２へ供給し、図２（Ｃ）に示す第２のサンプリングクロックでサンプリングして得た第２の受信データを低域フィルタ３へ供給する。ここで、上記の第１及び第２のサンプリングクロックは、繰り返し周波数が中間周波数の奇数分の１倍であり、かつ、それぞれが９０度の位相差をもっていることから、上記の第１及び第２の受信データは、見掛け上、受信周波数の奇数分の１で、かつ、コサイン、サインの両者のタイミングでアンダーサンプリングされた復調データと等価になる。この結果、Ａ／Ｄ変換器１により、アンダーサンプリング処理を応用した方式により、ＩＦ信号が直接にベースバンド帯の復調データ（Ｉ信号及びＱ信号）に変換される。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換器１から出力された第１及び第２の受信データ（復調データ）は、低域フィルタ２及び低域フィルタ３によりシステムクロックのジッタが原因する高調波成分をそれぞれ除去される。高調波成分を除去された第１及び第２の受信データ（復調データ）は、間引き回路４及び５に別々に供給され、ここで外部にて取り扱いやすい速度のクロックまで間引きされて、例えばベースバンド帯域の復調信号であるＩ信号及びＱ信号とされて外部に出力される。
【００２９】
また、上記のＩ信号及びＱ信号は位相誤差検出回路６にそれぞれ供給されて、理想状態に対するベースバンド信号の位相誤差が検出され、その検出位相誤差に応じた値の制御コードが制御コード生成回路７から可変矩形波発振器８に供給されて、その出力発振周波数を可変制御する。これにより、本実施の形態の復調回路にて得たベースバンド信号（Ｉ信号とＱ信号）と理想状態のベースバンド信号（Ｉ信号とＱ信号）との位相誤差を最小にすることができる（検出したＩ信号とＱ信号の位相差を理想状態の位相差に近付けることができる。）。
【００３０】
このように、本実施の形態では、受信周波数の４Ｎ倍（Ｎは自然数）でサンプリングして直接ベースバンド信号を得る従来の復調回路と比較すると、１／（２Ｎ＋１）倍でサンプリングすることで直接ベースバンド信号を得ることができ、サンプリング周波数を受信周波数に対して低い値に設定できる。また、本実施の形態はＡ／Ｄ変換器１以降、ベースバンド信号を出力するまで、また、位相調整まで全てディジタル回路で構成することができ、回路構成が簡易であり、ＬＳＩ化も容易であり、また復調波形の位相調整ができる。
【００３１】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、例えば、Ａ／Ｄ変換器１に供給するシステムクロックの周波数はＡ／Ｄ変換器１に入力される受信信号の搬送波周波数（ここでは、Ａ／Ｄ変換器１の入力ＩＦ信号の周波数（中間周波数））の４×（１／（２Ｎ））（Ｎは自然数）倍の繰り返し周波数の矩形波であっても復調データをＡ／Ｄ変換器１より得ることはできる。ただし、この場合は、Ａ／Ｄ変換器１により１／（２Ｎ）倍のサンプリングクロックのタイミングでサンプリングされて出力されるＩ信号とＱ信号のスペクトラム成分が本来の極性とは異なって反転してしまうため、その符号反転を補正するための極性反転回路が必要となり、回路構成が若干複雑となる。
【００３２】
また、可変矩形波発振器８は、位相誤差検出回路６の出力位相誤差信号で制御するのではなく、所望の固定周波数の矩形波を発生するようにした場合は、受信信号の周波数変換器として使用することができ、また、Ａ／Ｄ変換器１の入力信号がＲＦ信号帯の放送信号であるとすると、受信チャネルに応じた局部発振周波数を発生する構成とすることにより、選局回路としても利用できる。また、図１の復調回路において、低域フィルタ２及び３、間引き回路４及び５は必ずしも設けなくてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の一実施の形態のブロック図である。
【図２】図１の動作説明用タイミングチャートである。
【符号の説明】
【００３４】
１  Ａ／Ｄ変換器
２、３  低域フィルタ（ＬＰＦ）
４、５  間引き回路
６  位相誤差検出回路
７  制御コード生成回路
８  可変矩形波発振器
【図１】
2006101307.tif 000003
【図２】
2006101307.tif 000004