(57)【要約】【課題】  広い周波数帯域にわたって低歪特性を有する多チャンネル受信機を提供する。【解決手段】  デコーダ１１は、マイクロコンピュータ９から受けた合成データを周波数設定データＤn〜Ｄ0とバイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0とに分離する。切替制御回路１４は、バイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0に応じて、バイアス切替回路１５，１６に切替制御信号ＳＷＣ１，ＳＷＣ０を出力する。バイアス切替回路１５は、切替制御信号ＳＷＣ１に応じて、ＲＦ増幅器４のバイアスを所望の値に切替える。バイアス切替回路１６は、切替制御信号ＳＷＣ０に応じて、混合回路５のバイアスを所望の値に切替える。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。したがって、広い周波数帯域にわたって低歪特性を有する多チャンネル受信機が実現できる。【選択図】        図１
2006352302.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多チャンネルの信号を受信する多チャンネル受信機であって、
増幅用の非線形素子を含み、受信した前記多チャンネルの信号を増幅して出力する増幅器、
希望するチャンネルの信号の周波数に対応した発振周波数の局部発振信号を生成する発振回路、
周波数変換用の非線形素子を含み、前記増幅器の出力信号を前記局部発振信号と混合させて中間周波数信号に周波数変換する混合回路、および
前記希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、前記発振回路の発振周波数を設定するとともに、歪レベルが小さくなるように、前記増幅器および前記混合回路のうちの少なくとも一方の非線形素子のバイアスを切替制御する制御部を備える、多チャンネル受信機。
【請求項２】
前記制御部は、
前記希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、前記発振回路の発振周波数を制御するための周波数設定データと、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するためのバイアス切替制御データとを出力するマイクロコンピュータ、および
前記バイアス切替制御データに応じて、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するバイアス切替制御部を含み、
前記発振回路は、前記周波数設定データに応じた発振周波数の前記局部発振信号を生成する、請求項１に記載の多チャンネル受信機。
【請求項３】
前記制御部は、
前記希望するチャンネルの信号の周波数に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路、および
前記制御電圧に応じて、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するバイアス切替制御部を含み、
前記発振回路は、前記制御電圧に応じた発振周波数の前記局部発振信号を生成する、請求項１に記載の多チャンネル受信機。
【請求項４】
前記制御部は、
前記希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、前記発振回路の発振周波数を制御するためのシリアルデータを出力する発振周波数制御部、
前記シリアルデータをパラレルデータに変換して出力するシフトレジスタ、および
前記パラレルデータに対する所定の論理演算結果に基づいて、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するバイアス切替制御部を含み、
前記発振回路は、前記シリアルデータに応じた発振周波数の前記局部発振信号を生成する、請求項１に記載の多チャンネル受信機。
【請求項５】
前記制御部は、前記希望するチャンネルの信号の周波数が所定値よりも高い場合は、対応の非線形素子のバイアス電圧またはバイアス電流を第１のバイアス値に設定し、前記希望するチャンネルの信号の周波数が所定値よりも低い場合は、対応の非線形素子のバイアス電圧またはバイアス電流を前記第１のバイアス値と異なる第２のバイアス値に設定する、請求項１から請求項４までのいずれかに記載の多チャンネル受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、多チャンネル受信機に関し、特に、広帯域かつ多チャンネルのテレビ信号やデータ信号を受信する多チャンネル受信機に関する。より特定的には、この発明は、広い周波数帯域にわたって低歪特性が要求されるデジタルケーブルテレビ放送用チューナや地上波デジタル放送用チューナを備えるテレビ放送受信機あるいはケーブルモデムなどのデータ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、テレビ放送や通信のデジタル化が進み、広帯域かつ多チャンネルのテレビ信号を受信することができるテレビ放送受信機や、ケーブルテレビなどのネットワークを利用したインターネット接続のためのケーブルモデムなどの需要が増えている。たとえば、米国のデジタルケーブルテレビ（以下、ＣＡＴＶと称する）放送においては、周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚのＲＦ（無線周波数）信号を用いて、１３４チャンネルの放送サービスが提供される。このデジタルＣＡＴＶ放送を受信するテレビ放送受信機には、多チャンネル受信に対応するため、広い周波数帯域にわたって低歪特性、低雑音特性、妨害信号に対する高抑圧特性、チャンネル間のフラットな偏差特性などが要求されている。これらの特性は、テレビ放送受信機の内部に含まれるチューナ部の性能に依存する。ここで、一般的なチューナの構成および動作について説明する。
【０００３】
図１５は、従来のテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図である。図１５において、このチューナは、入力端子１００と、バンドパスフィルタ１０１，１０５と、自動利得制御回路（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）１０２と、ＲＦ増幅器１０３と、混合回路１０４と、ＩＦ増幅器１０６と、出力端子１０７と、マイクロコンピュータ１０８と、データバス１０９と、周波数シンセサイザ１１０と、局部発振回路１１１とを備える。
【０００４】
バンドパスフィルタ１０１は、アンテナ（図示せず）で受信されたＲＦ信号を入力端子１００を介して受け、不要な周波数帯域の信号を除去して所望の周波数帯域の信号のみを通過させる。自動利得制御回路１０２は、常に一定レベルのチューナ出力が得られるように利得制御しながら、バンドパスフィルタ１０１を通過した信号を適切なレベルに変換して出力する。ＲＦ増幅器１０３は、自動利得制御回路１０２の出力信号を増幅して混合回路１０４に与える。混合回路１０４は、ＲＦ増幅器１０３の出力信号を、局部発振回路１１１からの局部発振信号と混合して、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。バンドパスフィルタ１０５は、混合回路１０４からのＩＦ信号を受け、所望の周波数帯域の信号のみを通過させる。ＩＦ増幅器１０６は、バンドパスフィルタ１０５を通過した信号を増幅して出力端子１０７に与える。
【０００５】
マイクロコンピュータ１０８は、データバス１０９を介して周波数設定データを周波数シンセサイザ１１０に与える。周波数シンセサイザ１１０は、周波数設定データに応じて、局部発振回路１１１の発振周波数を設定する。局部発振回路１１１は、局部発振信号を混合回路１０４に与える。周波数シンセサイザ１１０および局部発振回路１１１は、位相同期ループ回路（ＰＬＬ回路）を構成する。一般に、局部発振回路１１１の発振周波数を制御するために、デジタル制御が容易で周波数安定性の高い周波数シンセサイザ１１０が用いられることが多い。局部発振回路１１１の発振周波数は、希望するチャンネルの信号（希望信号）の周波数に対応した値に設定され、混合回路１０４によって希望するチャンネルが選局される。
【０００６】
図１６は、図１５に示したＲＦ増幅器１０３の構成を示す回路図である。ＣＡＴＶ放送用チューナにおいては、図１６に示すような、広い周波数帯域にわたって平坦な増幅特性を有し、低歪特性およびリターンロス特性に優れた広帯域増幅器が用いられることが多い。また、地上波デジタル放送用チューナやデジタルＣＡＴＶ放送用チューナなどでは、チューナの初段に図１６に示すような広帯域増幅器が用いられることが多い。
【０００７】
図１６において、このＲＦ増幅器１０３は、コンデンサ１２０〜１２３と、抵抗素子１２４〜１２７と、トランジスタ１２８と、インダクタ１２９とを含む。
【０００８】
コンデンサ１２０は、自動利得制御回路１０２の出力ノードとノードＮ１００との間に接続される。抵抗素子１２４，１２５は、電源電位ＶＣＣのラインと接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。抵抗素子１２４と抵抗素子１２５の間のノードＮ１００は、トランジスタ１２８のベースに接続される。トランジスタ１２８は、増幅用のバイポーラトランジスタである。トランジスタ１２８のコレクタは、抵抗素子１２６およびコンデンサ１２１を介して、トランジスタ１２８のベースに接続される。トランジスタ１２８のエミッタはノードＮ１０１に接続される。ノードＮ１０１は、抵抗素子１２７を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続されるとともに、コンデンサ１２２を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。インダクタ１２９は、電源電位ＶＣＣのラインとトランジスタ１２８のコレクタとの間に接続される。コンデンサ１２３は、トランジスタ１２８のコレクタと混合回路１０４の入力ノードとの間に接続される。
【０００９】
電源電位ＶＣＣは抵抗素子１２４，１２５によって分圧されて、トランジスタ１２８のベースに与えられる。抵抗素子１２６およびコンデンサ１２１は、トランジスタ１２８に負帰還作用を施すための帰還回路を構成する。インダクタ１２９は、高周波成分を遮断し、かつトランジスタ１２８に電源を供給する。このようにして、電圧帰還型の広帯域増幅器が構成される。
【００１０】
図１７は、図１５に示した混合回路１０４の構成を示す回路図である。混合回路１０４としては、図１７に示すような、アイソレーション特性や低歪特性の優れたダブルバランスドミキサが用いられることが多い。
【００１１】
図１７において、混合回路１０４は、コンデンサ１４０〜１４６と、抵抗素子１４７と、トランス１４８〜１５０と、トランジスタ１５１〜１５４とを含む。
【００１２】
コンデンサ１４０は、局部発振回路１１１の出力ノードとトランス１４８のノードＮ１１０との間に接続される。トランス１４８のノードＮ１１１，Ｎ１１３は、ともに接地電位ＧＮＤのラインに接続される。コンデンサ１４１は、ＲＦ増幅器１０３の出力ノードとトランス１４９のノードＮ１１５との間に接続される。トランス１４９のノードＮ１１６は、抵抗素子１４７を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続されるとともに、コンデンサ１４２を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。トランス１４９のノードＮ１１８は、コンデンサ１４３を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【００１３】
トランジスタ１５１〜１５４は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ： Field Effect Transistor）である。トランジスタ１５１，１５４のゲートは、ともにトランス１４８のノードＮ１１２に接続される。トランジスタ１５２，１５３のゲートは、ともにトランス１４８のノードＮ１１４に接続される。トランジスタ１５１，１５３のドレインは、ともにトランス１５０のノードＮ１２０に接続される。トランジスタ１５２，１５４のドレインは、ともにトランス１５０のノードＮ１２２に接続される。トランジスタ１５１，１５２のソースは、ともにトランス１４９のノードＮ１１７に接続される。トランジスタ１５３，１５４のソースは、ともにトランス１４９のノードＮ１１９に接続される。
【００１４】
トランス１５０のノードＮ１２１は、コンデンサ１４４を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。トランス１５０のノードＮ１２３は、コンデンサ１４６を介してバンドパスフィルタ１０５の入力ノードに接続される。トランス１５０のノードＮ１２４は、電源電位ＶＤＤのラインに接続されるとともに、コンデンサ１４５を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【００１５】
ＲＦ増幅器１０３からのＲＦ信号は、トランス１４９によって、位相差が１８０度で振幅の等しい差動信号に変換され、トランジスタ１５１〜１５４のソースに与えられる。局部発振回路１１１からの大振幅の局部発振信号は、トランス１４８よって、位相差が１８０度で振幅の等しい差動信号に変換され、トランジスタ１５１〜１５４のゲートに与えられる。トランジスタ１５１〜１５４は、それぞれゲートに入力された信号に応答してスイッチング動作を行なう。これにより、局部発振信号の位相に応じて、ＲＦ信号の位相反転を繰り返す。トランス１５０は、差動信号を非差動信号に変換する。この結果、ＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換されて出力される。なお、トランス１５０は、非差動信号に変換する必要がない場合は設けなくてよい。
【００１６】
ここで、一般的に広帯域増幅器や混合回路には、トランジスタやダイオードなどの非線形素子が用いられることが多い。このため、振幅歪が発生し、相互変調妨害や高調波妨害の要因となる。特に相互変調妨害は、多チャンネルのテレビ信号が入力される場合には、大きな問題となる。
【００１７】
図１８および図１９は、図１５に示したチューナの相互変調歪特性を示す第１および第２の図である。ここでは、周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚにおいて６ＭＨｚ間隔で伝送される１３４チャンネルの希望信号のうち、周波数８５３．２５ＭＨｚの希望信号を受信したときの相互変調歪が最小になるように、ＲＦ増幅器１０３および混合回路１０４のバイアスを設定した場合を示す。
【００１８】
図１８を参照して、周波数８５３．２５ＭＨｚの希望信号を受信したときは、８５４．５ＭＨｚ近傍に相互変調歪が現れている。また、図１９を参照して、周波数５５．２５ＭＨｚの希望信号を受信したときは、５４ＭＨｚ近傍に相互変調歪が現れている。図１８では相互変調歪が小さいが、図１９では相互変調歪が大きくなっている。このように、高い周波数の希望信号に対して相互変調歪が小さくなるようにバイアスを設定しても、低い周波数の希望信号に対する相互変調歪が大きくなってしまうという問題があった。また同様に、低い周波数の希望信号に対して相互変調歪が小さくなるようにバイアスを設定しても、高い周波数の希望信号に対する相互変調歪が大きくなってしまうという問題があった。
【００１９】
下記の特許文献１には、相互変調歪が生じにくく、かつＮＦの良好な自動利得制御回路が開示されている。これによると、低入力レベルではＮＦが十分低く良好で入力Ｃ／Ｎの劣化がほとんどなく、かつ高入力レベルでは相互変調歪が生じにくい衛星放送受信機が実現される。
【００２０】
また、下記の特許文献２には、チューナに必要とされる性能（相互変調性能など）に従ってその電力消費量を選択可能なチューナが開示されている。
【００２１】
また、下記の特許文献３には、増幅トランジスタ部に流れる電流の経路を制御することによって、増幅トランジスタ部を構成するトランジスタの実質的な大きさを制御して、可変利得増幅器の利得およびＩＩＰ３（３次の入力インターセプトポイント）を制御する方法が開示されている。
【特許文献１】特開平６−７８２４１号公報
【特許文献２】特開２００２−２５２８１１号公報
【特許文献３】特開２００２−３３００３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上述のように、従来のチューナでは、増幅器や混合回路のバイアスが常に一定であるため、内部のトランジスタなどに流れるコレクタ電流は常に一定である。この場合、受信する希望信号の周波数が異なると、相互変調歪の大きさは異なる。このため、高い周波数の希望信号に対して相互変調歪が小さくなるようにバイアスを設定しても、低い周波数の希望信号に対する相互変調歪が大きくなってしまうという問題があった。また同様に、低い周波数の希望信号に対して相互変調歪が小さくなるようにバイアスを設定しても、高い周波数の希望信号に対する相互変調歪が大きくなってしまうという問題があった。
【００２３】
それゆえに、この発明の主たる目的は、広い周波数帯域にわたって低歪特性を有する多チャンネル受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
この発明に係わる多チャンネル受信機は、多チャンネルの信号を受信する多チャンネル受信機であって、増幅用の非線形素子を含み、受信した多チャンネルの信号を増幅して出力する増幅器と、希望するチャンネルの信号の周波数に対応した発振周波数の局部発振信号を生成する発振回路と、周波数変換用の非線形素子を含み、増幅器の出力信号を局部発振信号と混合させて中間周波数信号に周波数変換する混合回路と、希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、発振回路の発振周波数を設定するとともに、歪レベルが小さくなるように、増幅器および混合回路のうちの少なくとも一方の非線形素子のバイアスを切替制御する制御部とを備えたものである。
【００２５】
好ましくは、制御部は、希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、発振回路の発振周波数を制御するための周波数設定データと、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するためのバイアス切替制御データとを出力するマイクロコンピュータと、バイアス切替制御データに応じて、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するバイアス切替制御部とを含む。発振回路は、周波数設定データに応じた発振周波数の局部発振信号を生成する。
【００２６】
また好ましくは、制御部は、希望するチャンネルの信号の周波数に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、制御電圧に応じて、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するバイアス切替制御部とを含む。発振回路は、制御電圧に応じた発振周波数の局部発振信号を生成する。
【００２７】
また好ましくは、制御部は、希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、発振回路の発振周波数を制御するためのシリアルデータを出力する発振周波数制御部と、シリアルデータをパラレルデータに変換して出力するシフトレジスタと、パラレルデータに対する所定の論理演算結果に基づいて、対応の非線形素子のバイアスを切替制御するバイアス切替制御部とを含む。発振回路は、シリアルデータに応じた発振周波数の局部発振信号を生成する。
【００２８】
また好ましくは、制御部は、希望するチャンネルの信号の周波数が所定値よりも高い場合は、対応の非線形素子のバイアス電圧またはバイアス電流を第１のバイアス値に設定し、希望するチャンネルの信号の周波数が所定値よりも低い場合は、対応の非線形素子のバイアス電圧またはバイアス電流を第１のバイアス値と異なる第２のバイアス値に設定する。
【発明の効果】
【００２９】
この発明に係わる多チャンネル受信機では、増幅用の非線形素子を含み、受信したテレビ信号を増幅して出力する増幅器と、希望するチャンネルの信号の周波数に対応した発振周波数の局部発振信号を生成する発振回路と、周波数変換用の非線形素子を含み、増幅器の出力信号を局部発振信号と混合させて中間周波数信号に周波数変換する混合回路と、希望するチャンネルの信号の周波数に応じて、発振回路の発振周波数を設定するとともに、歪レベルが小さくなるように、増幅器および混合回路のうちの少なくとも一方の非線形素子のバイアスを切替制御する制御部とが設けられる。これにより、希望するチャンネルの信号の周波数が高い場合における歪レベルと、希望するチャンネルの信号の周波数が低い場合における歪レベルとの両方を抑制することが可能になる。したがって、広い周波数帯域にわたって低歪特性を有する多チャンネル受信機が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１によるテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図である。図１において、このチューナは、入力端子１と、バンドパスフィルタ２，６と、自動利得制御回路（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）３と、ＲＦ増幅器４と、混合回路５と、ＩＦ増幅器７と、出力端子８と、マイクロコンピュータ９と、データバス１０と、デコーダ１１と、周波数シンセサイザ１２と、局部発振回路１３と、切替制御回路１４と、バイアス切替回路１５，１６とを備える。
【００３１】
バンドパスフィルタ２は、アンテナ（図示せず）で受信されたＲＦ信号を入力端子１を介して受け、不要な周波数帯域の信号を除去して所望の周波数帯域の信号のみを通過させる。自動利得制御回路３は、常に一定レベルのチューナ出力が得られるように自動的に利得制御しながら、バンドパスフィルタ２を通過した信号のレベルを適切なレベルに変換して出力する。ＲＦ増幅器４は、自動利得制御回路３の出力信号を増幅して混合回路５に与える。混合回路５は、ＲＦ増幅器４の出力信号を、局部発振回路１３からの局部発振信号と混合して、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。バンドパスフィルタ６は、混合回路５からのＩＦ信号を受け、所望の周波数帯域の信号のみを通過させる。ＩＦ増幅器７は、バンドパスフィルタ６を通過した信号を増幅して出力端子８に与える。
【００３２】
マイクロコンピュータ９は、一系統のデータバス１０を介して、周波数設定データおよびバイアス切替制御データから成る合成データをデコーダ１１に与える。
【００３３】
図２は、マイクロコンピュータ９からデコーダ１１に与えられる合成データを示す図である。図２において、合成データは、図１に示した局部発振回路１３の発振周波数を設定するための周波数設定データＤn〜Ｄ0と、図１に示したバイアス切替回路１５，１６を制御するためのバイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0から成る。周波数設定データＤn〜Ｄ0およびバイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0は、受信する希望信号の周波数に応じて設定される。
【００３４】
図１に戻って、デコーダ１１は、マイクロコンピュータ９からの合成データを周波数設定データＤn〜Ｄ0とバイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0とに分離し、周波数設定データＤn〜Ｄ0を周波数シンセサイザ１２に与え、バイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0を切替制御回路１４に与える。
【００３５】
周波数シンセサイザ１２は、デコーダ１１からの周波数設定データＤn〜Ｄ0に応じて、局部発振回路１３の発振周波数を設定する。局部発振回路１３は、局部発振信号を混合回路５に与える。周波数シンセサイザ１２および局部発振回路１３は、位相同期ループ回路（ＰＬＬ回路）を構成する。局部発振回路１３の発振周波数は、希望するチャンネルの信号（希望信号）の周波数に対応した値に設定され、混合回路５によって希望するチャンネルが選局される。
【００３６】
切替制御回路１４は、デコーダ１１からのバイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0に応じて、バイアス切替回路１５，１６に切替制御信号ＳＷＣ１，ＳＷＣ０を出力する。バイアス切替回路１５は、切替制御信号ＳＷＣ１に応じて、ＲＦ増幅器４のバイアスを所望の値に切替える。バイアス切替回路１６は、切替制御信号ＳＷＣ０に応じて、混合回路５のバイアスを所望の値に切替える。
【００３７】
図３は、図１に示したＲＦ増幅器４およびバイアス切替回路１５の構成を示す回路図である。図３において、ＲＦ増幅器４は、コンデンサ２０〜２３と、抵抗素子２４〜２７と、トランジスタ２８と、インダクタ２９とを含む。バイアス切替回路１５は、抵抗素子３０，３１と、トランジスタ３２とを含む。
【００３８】
ＲＦ増幅器４において、コンデンサ２０は、自動利得制御回路３の出力ノードとノードＮ１との間に接続される。抵抗素子２４，２５は、電源電位ＶＣＣのラインと接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。抵抗素子２４と抵抗素子２５の間のノードＮ１は、トランジスタ２８のベースに接続される。トランジスタ２８は、増幅用のバイポーラトランジスタである。トランジスタ２８のコレクタは、抵抗素子２６およびコンデンサ２１を介して、トランジスタ２８のベースに接続される。トランジスタ２８のエミッタはノードＮ２に接続される。ノードＮ２は、抵抗素子２７を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続されるとともに、コンデンサ２２を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。インダクタ２９は、電源電位ＶＣＣのラインとトランジスタ２８のコレクタとの間に接続される。コンデンサ２３は、トランジスタ２８のコレクタと混合回路５の入力ノードとの間に接続される。
【００３９】
電源電位ＶＣＣは抵抗素子２４，２５によって分圧されて、トランジスタ２８のベースに与えられる。抵抗素子２６およびコンデンサ２１は、トランジスタ２８に負帰還作用を施すための帰還回路を構成する。インダクタ２９は、高周波成分を遮断し、かつトランジスタ１２８に電源を供給する。このようにして、電圧帰還型の広帯域増幅器が構成される。
【００４０】
バイアス切替回路１５において、トランジスタ３２のベースは、抵抗素子３０を介して、切替制御回路１４からの切替制御信号ＳＷＣ１を受ける。トランジスタ３２のコレクタは、抵抗素子３１を介してＲＦ増幅器４のノードＮ２に接続される。トランジスタ３２のエミッタは、接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【００４１】
切替制御信号ＳＷＣ１が「Ｌ」レベルの場合、トランジスタ３２が非導通になる。このとき、電源電位ＶＣＣのラインからインダクタ２９、トランジスタ２８および抵抗素子２７を介して接地電位ＧＮＤのラインに電流が流れる。一方、切替制御信号ＳＷＣ１が「Ｈ」レベルの場合、トランジスタ３２が導通する。このとき、電流は電源電位ＶＣＣのラインからインダクタ２９、トランジスタ２８および抵抗素子２７を介して接地電位ＧＮＤのラインに流れるとともに、トランジスタ２８から抵抗素子３１およびトランジスタ３２を介して接地電位ＧＮＤのラインにも流れる。このため、トランジスタ２８のバイアス電流が増加して、トランジスタ２８のコレクタ電流が増加する。このように、切替制御信号ＳＷＣ１によってトランジスタ２８のエミッタ抵抗を切替えて、トランジスタ２８のコレクタ電流を変化させる。
【００４２】
ここで、ＲＦ増幅器４のトランジスタ２８の入出力特性について説明する。ＲＦ増幅器４や混合回路５に用いられるトランジスタやダイオードなど非線形素子の入出力特性は、一般に下記の数式（１）のように表わされる。
【００４３】
【数１】
2006352302.tif 000003
【００４４】
ただし、ｙは出力信号、ｘは入力信号、ａ0，ａ1，ａ2，ａ3・・・は係数を示す。ここで、振幅が等しく周波数が異なる２つの信号Ａcos（ω1ｔ），Ａcos（ω2ｔ）が入力された場合、すなわち入力信号ｘ＝Ａcos（ω1ｔ）＋Ａcos（ω2ｔ）の場合について考える。ただし、Ａは振幅、ωは角周波数、ｔは時間を示す。このとき、出力信号ｙは下記の数式（２）のように表わされる。
【００４５】
【数２】
2006352302.tif 000004
【００４６】
出力信号ｙは、角周波数ω1，ω2に対応する基本波成分、２ω1，２ω2に対応する２次高調波成分、（ω1＋ω2），（ω1−ω2）に対応する２次相互変調歪成分などから成る。ここで、２次の相互変調歪成分は振幅Ａが小さい場合には高次の相互変調歪成分よりも大きくなり、広帯域の信号を受信する場合において問題となる。
【００４７】
一例として、周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚを使用するデジタルＣＡＴＶ放送の場合について説明する。たとえば、周波数７５０ＭＨｚ，１００ＭＨｚの２つの信号を受信した場合、８５０（＝７５０＋１００）ＭＨｚ，６５０（＝７５０−１００）ＭＨｚの２次相互変調歪が発生する。このとき、８５０ＭＨｚ近傍のチャンネルの信号を受信する場合には、発生した８５０ＭＨｚの２次相互変調歪が相互変調妨害の要因になる。ここで、２つの周波数の和が８５０ＭＨｚとなる組合せは、７５０ＭＨｚと１００ＭＨｚだけではなく、７００ＭＨｚと１５０ＭＨｚなど多数存在するため、複数の２次相互変調歪成分が重なって大きな相互変調妨害が発生する。
【００４８】
図４は、周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚ内の２つの周波数ｆ１，ｆ２の和（ｆ１＋ｆ２）および差（ｆ１−ｆ２）の組合せ数を示す図である。米国のデジタルＣＡＴＶ放送では、周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚ内において６ＭＨｚ間隔で１３４チャンネルの信号が用いられる。各チャンネルの周波数に対応する（ｆ１＋ｆ２）の組合せ数は、周波数が高いほど多い。すなわち、（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪は、周波数が高いほど大きい。一方、各チャンネルの周波数に対応する（ｆ１−ｆ２）の組合せ数は、周波数が低いほど多い。すなわち、（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪は、周波数が低いほど大きい。
【００４９】
図５は、図３に示したトランジスタ２８のコレクタ電流と相互変調妨害比との関係を示す図である。ここで、相互変調妨害比は、２次相互変調歪のレベルと希望信号のレベルとの比をとったものであり、このレベルが低い方が好ましい。図５において、（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪と（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪は、それぞれコレクタ電流に応じて変化する。（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪は、コレクタ電流が４５ｍＡのときに最小になり、（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪は、コレクタ電流が５２ｍＡのときに最小になる。ただし、このコレクタ電流の値は一例を示すものであり、これに限定されるものではない。
【００５０】
そこで、この実施の形態１では、高い周波数の希望信号を受信する場合は、（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪に起因する妨害が大きくなるため、トランジスタ２８のコレクタ電流が所定値Ｉ１（たとえば、４５ｍＡ）になるようにして相互変調妨害を抑制する。一方、低い周波数の希望信号を受信する場合は、（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪に起因する妨害が大きくなるため、トランジスタ２８のコレクタ電流がＩ１よりも大きい所定値Ｉ２（たとえば、５２ｍＡ）になるようにして相互変調妨害を抑制する。
【００５１】
すなわち、図３を参照して、予め定められた周波数ｆrefよりも高い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ１を「Ｌ」レベルにしてトランジスタ３２を非導通にすることによって、トランジスタ２８のコレクタ電流を所定値Ｉ１（たとえば、４５ｍＡ）にする。一方、予め定められた周波数ｆrefよりも低い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ１を「Ｈ」レベルにしてトランジスタ３２を導通させることによって、トランジスタ２８のコレクタ電流をＩ１よりも大きい所定値Ｉ２（たとえば、５２ｍＡ）にする。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。
【００５２】
図６は、図３の変更例を示す図である。図６において、バイアス切替回路１５のトランジスタ３２のコレクタは、抵抗素子３１を介して、ＲＦ増幅器４のノードＮ１に接続される。
【００５３】
切替制御信号ＳＷＣ１が「Ｌ」レベルの場合、トランジスタ３２が非導通になる。このとき、抵抗素子２４，２５によって電源電位ＶＣＣが分圧されて、トランジスタ２８のベースに与えられる。一方、切替制御信号ＳＷＣ１が「Ｈ」レベルの場合、トランジスタ３２が導通する。このとき、ノードＮ１から抵抗素子３１およびトランジスタ３２を介して接地電位ＧＮＤのラインに電流が流れるため、トランジスタ２８のベースに与えられるバイアス電圧が低下して、トランジスタ２８のコレクタ電流が小さくなる。このように、切替制御信号ＳＷＣ１によってトランジスタ２８のバイアスを所望の値に切替えて、トランジスタ２８のコレクタ電流を変化させる。
【００５４】
すなわち、予め定められた周波数ｆrefよりも高い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ１を「Ｈ」レベルにしてトランジスタ３２を導通させることによって、トランジスタ２８のコレクタ電流を所定値Ｉ１（たとえば、４５ｍＡ）にする。一方、予め定められた周波数ｆrefよりも低い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ１を「Ｌ」レベルにしてトランジスタ３２を非導通にすることによって、トランジスタ２８のコレクタ電流をＩ１よりも大きい所定値Ｉ２（たとえば、５２ｍＡ）にする。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。
【００５５】
なお、図３および図６では、抵抗素子２６およびコンデンサ２１による帰還回路を設けた電圧帰還構成を例示しているが、電圧帰還構成の代わりに、トランジスタ２８のエミッタとノードＮ２との間に抵抗素子を設ける電流帰還構成にしてもよい。また、電圧帰還構成と電流帰還構成の両方を適用してもかまわない。
【００５６】
また、ここでは、増幅用のトランジスタ２８として、バイポーラトランジスタを用いた場合を示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いてもよい。
【００５７】
また、図３に示したノードＮ２に対応するバイアス切替回路１５と、図６に示したノードＮ１に対応するバイアス切替回路１５の両方を設ける構成にしてもよい。この場合、トランジスタ２８の最大定格に対するマージンが増加し、より精度の高いバイアス切替制御が可能となる。
【００５８】
図７は、図１に示した混合回路５およびバイアス切替回路１６の構成を示す回路図である。図７において、混合回路５は、コンデンサ４０〜４６と、抵抗素子４７と、トランス４８〜５０と、トランジスタ５１〜５４とを含む。バイアス切替回路１６は、抵抗素子６０，６１と、トランジスタ６２とを含む。
【００５９】
混合回路５において、コンデンサ４０は、局部発振回路１３の出力ノードとトランス４８のノードＮ１０との間に接続される。トランス４８のノードＮ１１，Ｎ１３は、ともに接地電位ＧＮＤのラインに接続される。コンデンサ４１は、ＲＦ増幅器４の出力ノードとトランス４９のノードＮ１５との間に接続される。トランス４９のノードＮ１６は、抵抗素子４７を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続されるとともに、コンデンサ４２を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。トランス４９のノードＮ１８は、コンデンサ４３を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【００６０】
トランジスタ５１〜５４は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。トランジスタ５１，５４のゲートは、ともにトランス４８のノードＮ１２に接続される。トランジスタ５２，５３のゲートは、ともにトランス４８のノードＮ１４に接続される。トランジスタ５１，５３のドレインは、ともにトランス５０のノードＮ２０に接続される。トランジスタ５２，５４のドレインは、ともにトランス５０のノードＮ２２に接続される。トランジスタ５１，５２のソースは、ともにトランス４９のノードＮ１７に接続される。トランジスタ５３，５４のソースは、ともにトランス４９のノードＮ１９に接続される。
【００６１】
トランス５０のノードＮ２１は、コンデンサ４４を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。トランス５０のノードＮ２３は、コンデンサ４６を介してバンドパスフィルタ６の入力ノードに接続される。トランス５０のノードＮ２４は、電源電位ＶＤＤのラインに接続されるとともに、コンデンサ４５を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【００６２】
ＲＦ増幅器４からのＲＦ信号は、トランス４９によって、位相差が１８０度で振幅の等しい差動信号に変換され、トランジスタ５１〜５４のソースに与えられる。局部発振回路１３からの大振幅の局部発振信号は、トランス４８よって、位相差が１８０度で振幅の等しい差動信号に変換され、トランジスタ５１〜５４のゲートに与えられる。トランジスタ５１〜５４は、それぞれゲートに入力された信号に応答してスイッチング動作を行なう。これにより、局部発振信号の位相に応じて、ＲＦ信号の位相反転を繰り返す。トランス５０は、差動信号を非差動信号に変換する。この結果、ＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換されて出力される。なお、トランス５０は、非差動信号に変換する必要がない場合は設けなくてよい。
【００６３】
バイアス切替回路１６において、トランジスタ６２のベースは、抵抗素子６０を介して、切替制御回路１４からの切替制御信号ＳＷＣ０を受ける。トランジスタ６２のコレクタは、抵抗素子６１を介して混合回路５のノードＮ１６に接続される。トランジスタ６２のエミッタは、接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【００６４】
切替制御信号ＳＷＣ０が「Ｌ」レベルの場合、トランジスタ６２が非導通になる。このとき、電源電位ＶＤＤのラインからトランス５０、トランジスタ５１〜５４、トランス４９および抵抗素子４７を介して接地電位ＧＮＤのラインに電流が流れる。一方、切替制御信号ＳＷＣ０が「Ｈ」レベルの場合、トランジスタ６２が導通する。このとき、電流は電源電位ＶＤＤのラインからトランス５０、トランジスタ５１〜５４、トランス４９および抵抗素子４７を介して接地電位ＧＮＤのラインに流れるとともに、ノードＮ１６から抵抗素子６１およびトランジスタ６２を介して接地電位ＧＮＤのラインにも流れる。このため、トランジスタ５１〜５４のバイアス電流が増加して、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流が増加する。
【００６５】
ここで、混合回路５のトランジスタ５１〜５４のドレイン電流と相互変調妨害比との関係は、図５に示したＲＦ増幅器４のトランジスタ２８のコレクタ電流と相互変調妨害比との関係と同様である。すなわち、（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪と（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪は、それぞれトランジスタ５１〜５４のドレイン電流に応じて変化し、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和が所定値Ｉ１１のときに（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪が最小になり、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和が所定値Ｉ１２（＞Ｉ１１）のときに（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪が最小になる。
【００６６】
そして、予め定められた周波数ｆrefよりも高い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ０を「Ｌ」レベルにしてトランジスタ６２を非導通にすることによって、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和を所定値Ｉ１１にする。一方、予め定められた周波数ｆrefよりも低い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ０を「Ｈ」レベルにしてトランジスタ６２を導通させることによって、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和を所定値Ｉ１２にする。このように、切替制御信号ＳＷＣ０によってトランジスタ５１〜５４のソース抵抗を切替えて、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流を変化させる。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。
【００６７】
図８は、図７の変更例を示す図である。図８において、バイアス切替回路１６のトランジスタ６２のコレクタは、抵抗素子６１を介して、混合回路５のノードＮ１１に接続される。また、混合回路５において、コンデンサ７０，７１および抵抗素子７２，７３が設けられている。コンデンサ７０は、トランス４８のノードＮ１１と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。コンデンサ７１は、トランス４８のノードＮ１３と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。抵抗素子７２，７３は、電源電位ＶＤＤのラインと接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続され、抵抗素子７２と抵抗素子７３の間のノードは、トランス４８のノードＮ１１に接続される。
【００６８】
切替制御信号ＳＷＣ０が「Ｌ」レベルの場合、トランジスタ６２が非導通になる。このとき、抵抗素子７２，７３によって電源電位ＶＤＤが分圧されて、トランジスタ５１〜５４のゲートに与えられる。一方、切替制御信号ＳＷＣ０が「Ｈ」レベルの場合、トランジスタ６２が導通する。このとき、ノードＮ１１から抵抗素子６１およびトランジスタ６２を介して接地電位ＧＮＤのラインに電流が流れるため、トランジスタ５１〜５４のゲートに与えられるバイアス電圧が低下して、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流が小さくなる。このように、切替制御信号ＳＷＣ０によってトランジスタ５１〜５４のバイアスを所望の値に切替えて、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流を変化させる。
【００６９】
すなわち、予め定められた周波数ｆrefよりも高い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ０を「Ｈ」レベルにしてトランジスタ６２を導通させることによって、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流を所定値Ｉ１１にする。一方、予め定められた周波数ｆrefよりも低い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ０を「Ｌ」レベルにしてトランジスタ６２を非導通にすることによって、トランジスタ５１〜５４のドレイン電流を所定値Ｉ１２（＞Ｉ１１）にする。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。
【００７０】
なお、ここでは、トランジスタ５１〜５４として、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた場合を示しているが、バイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００７１】
また、図７に示したノードＮ１６に対応するバイアス切替回路１６と、図８に示したノードＮ１１に対応するバイアス切替回路１６の両方を設ける構成にしてもよい。この場合、トランジスタ５１〜５４の最大定格に対するマージンが増加し、より精度の高いバイアス切替制御が可能となる。
【００７２】
図９および図１０は、図１に示したチューナの相互変調歪特性を示す第１および第２の図である。図９を参照して、周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚにおいて６ＭＨｚ間隔で伝送される１３４チャンネルの希望信号のうち、周波数８５３．２５ＭＨｚの希望信号を受信したときは、８５４．５ＭＨｚ近傍に（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪が現れている。また、図１０を参照して、周波数５５．２５ＭＨｚの希望信号を受信したときは、５４ＭＨｚ近傍に（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪が現れている。この場合、（ｆ１＋ｆ２）および（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪がともに小さく、図１８および図１９に示した従来のチューナの相互変調歪特性と比べて改善されていることがわかる。
【００７３】
図１５に示した従来のチューナでは、ＲＦ増幅器１０３および混合回路１０４のバイアスが常に一定であったため、内部のトランジスタなどに流れるコレクタ電流は常に一定であった。このため、高い周波数の希望信号に対して（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪が小さくなるように設定すると、低い周波数の希望信号に対する（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪が大きくなるという問題があった。また逆に、低い周波数の希望信号に対して（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪が小さくなるように設定すると、高い周波数の希望信号に対する（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪が大きくなるという問題があった。
【００７４】
しかし、この実施の形態１では、受信する希望信号の周波数に応じて、バイアス切替回路１５，１６によってＲＦ増幅器４および混合回路５のバイアスを切替える構成にする。これにより、高い周波数の希望信号に対する（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪と、低い周波数の希望信号に対する（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪との両方を抑制することが可能になる。したがって、広い周波数帯域にわたって低歪特性を有する多チャンネル受信機が実現できる。これにより、本発明をテレビ放送受信機に用いればノイズやビートが低減され、またデータ受信機に用いれば伝送エラーが低減され、受信機の受信性能が向上する。
【００７５】
なお、ここでは、ＲＦ増幅器４および混合回路５の両方のバイアスを切替える場合について説明したが、ＲＦ増幅器４および混合回路５のうちのどちらか一方のみのバイアスを切替える構成にしてもよい。この場合は、図２に示した２ビットのバイアス切替制御データＳＷ1，ＳＷ0のうち、どちらか一方のみを使用すればよい。
【００７６】
［実施の形態２］
図１１は、この発明の実施の形態２によるテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図であって、図１と対比される図である。図１１を参照して、図１と異なる点は、マイクロコンピュータ９と、データバス１０と、デコーダ１１と、周波数シンセサイザ１２と、局部発振回路１３と、切替制御回路１４とが削除され、制御電圧発生回路８０と、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）８１と、切替制御回路８２とが追加されている点である。なお、図１１において、図１と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
【００７７】
制御電圧発生回路８０は、電圧制御発振器８１の発振周波数を制御するための制御電圧ＶＣを生成する。この制御電圧ＶＣは、受信する希望信号の周波数に応じて設定される。電圧制御発振器８１は、制御電圧発生回路８０からの制御電圧ＶＣに応じた発振周波数の局部発振信号を混合回路５に与える。切替制御回路８２は、制御電圧発生回路８０からの制御電圧ＶＣに応じて、バイアス切替回路１５，１６に切替制御信号ＳＷＣ１０を出力する。
【００７８】
図１２は、図１１に示した電圧制御発振器８１の動作について説明するための図である。図１２を参照して、制御電圧ＶＣが高いほど、電圧制御発振器８１の発振周波数は高くなる。たとえば、電圧制御発振器８１の発振周波数を３００ＭＨｚにしたい場合は、制御電圧発生回路８０からの制御電圧ＶＣを５Ｖにすればよい。
【００７９】
図１３は、図１１に示した切替制御回路８２の構成を示す回路図である。図１３において、切替制御回路８２は、コンパレータ８３で構成される。コンパレータ８３の負側入力ノードは、制御電圧発生回路８０からの制御電圧ＶＣを受ける。コンパレータ８３の正側入力ノードは、基準電圧Ｖｒｅｆを受ける。コンパレータ８３の出力ノードからは、切替制御信号ＳＷＣ１０が出力される。コンパレータ８３は、制御電圧ＶＣと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、制御電圧ＶＣが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合は出力切替制御信号ＳＷＣ１０を「Ｌ」レベルにし、制御電圧ＶＣが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合は出力切替制御信号ＳＷＣ１０を「Ｈ」レベルにする。
【００８０】
たとえば、電圧制御発振器８１の発振周波数３００ＭＨｚをバイアス切替えの基準とする場合は、基準電圧Ｖｒｅｆを５Ｖに予め設定する。このとき、制御電圧ＶＣが基準電圧５Ｖよりも高い場合は、切替制御信号ＳＷＣ１０が「Ｌ」レベルにされ、制御電圧ＶＣが基準電圧５Ｖよりも低い場合は、切替制御信号ＳＷＣ１０が「Ｈ」レベルにされる。
【００８１】
図１１に戻って、バイアス切替回路１５は、切替制御信号ＳＷＣ１０に応じて、ＲＦ増幅器４のバイアスを所望の値に切替える。バイアス切替回路１６は、切替制御信号ＳＷＣ１０に応じて、混合回路５のバイアスを所望の値に切替える。ただし、ここでは、バイアス切替回路１５およびＲＦ増幅器４は図３に示した構成を有し、バイアス切替回路１６および混合回路５は図７に示した構成を有するものとする。
【００８２】
この場合、予め定められた周波数ｆrefよりも高い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ１０が「Ｌ」レベルにされて、ＲＦ増幅器４のトランジスタ２８のコレクタ電流が所定値Ｉ１（たとえば、４５ｍＡ）にされる。また、混合回路５のトランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和が所定値Ｉ１１にされる。一方、予め定められた周波数ｆrefよりも低い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ１０が「Ｈ」レベルにされて、ＲＦ増幅器４のトランジスタ２８のコレクタ電流がＩ１よりも大きい所定値Ｉ２（たとえば、５２ｍＡ）にされる。また、混合回路５のトランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和が所定値Ｉ１２（＞Ｉ１１）にされる。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。
【００８３】
したがって、この実施の形態２では、制御電圧発生回路８０からの制御電圧ＶＣを利用して、受信する希望信号の周波数が予め定められた周波数ｆrefよりも高いか低いかを判別してバイアス切替制御を行なうことができる。これにより、実施の形態１と同様の効果が得られる。また、実施の形態１ではマイクロコンピュータ９からデータバス１０を介して周波数設定データを送信する構成であったが、この実施の形態２では制御電圧発生回路８０からの制御電圧ＶＣを利用してバイアス切替制御を行なうため、より簡易な構成となり、バイアス切替制御の高速動作が可能となる。
【００８４】
なお、バイアス切替回路１５およびＲＦ増幅器４が図６に示した構成を有し、バイアス切替回路１６および混合回路５は図８に示した構成を有する場合は、図１３に示した切替制御回路８２のコンパレータ８３の負入力ノードと正入力ノードとを入替えればよい。
【００８５】
また、電圧制御発振器８１の制御電圧ＶＣと発振周波数との関係は、素子の製造バラツキによって多少バラツキがあるが、ここでは厳密なバイアス切替制御は要求されないため特に問題にはならない。これは、図４を参照して、（ｆ１+ｆ２）の２次相互変調歪と（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪の差は、受信する周波数帯域内における最も高い周波数のときと最も低い周波数のときとが顕著となるため、バイアス切替えの基準とする周波数ｆrefは厳密に定める必要がないからである。
【００８６】
［実施の形態３］
図１４は、この発明の実施の形態３によるテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図であって、図１と対比される図である。図１１を参照して、図１と異なる点は、マイクロコンピュータ９と、データバス１０と、デコーダ１１と、切替制御回路１４とが削除され、ＰＬＬ制御回路９０と、シフトレジスタ９１と、論理ゲート９２とが追加されている点である。なお、図１４において、図１と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
【００８７】
ＰＬＬ制御回路９０は、局部発振回路１３の発振周波数を設定するための周波数設定データを出力する。この周波数設定データは、たとえば正の整数Ｎ（＝局部発振周波数／基準周波数）を表わすバイナリ形式のデジタルデータである。たとえば、局部発振周波数５０８ＭＨｚ、基準周波数６２．５ｋＨｚとした場合、整数Ｎの値は８１２８となる。この場合、周波数設定データは“１１１１１１１００００００”となる。ここで、最上位ビットＭＳＢは１、最下位ビットＬＳＢは０である。
【００８８】
シフトレジスタ９１は、周波数設定データをシリアル／パラレル変換して出力する。論理ゲート９２は、シフトレジスタ９１の出力データに対する所定の論理演算結果に基づいて、バイアス切替回路１５，１６に切替制御信号ＳＷＣ２０を出力する。
【００８９】
たとえば、局部発振周波数５０８ＭＨｚをバイアス切替えの基準とする場合、論理ゲート９２は、最下位ビットＬＳＢから７番目以上のビットがすべて“１”のときには「Ｌ」レベルの切替制御信号ＳＷＣ２０を出力し、最下位ビットＬＳＢから７番目以上のビットに１つでも“０”が含まれている場合には「Ｈ」レベルの切替制御信号ＳＷＣ２０を出力する。すなわち、局部発振周波数が５０８ＭＨｚよりも高い場合は切替制御信号ＳＷＣ２０が「Ｌ」レベルにされ、局部発振周波数が５０８ＭＨｚよりも低い場合は切替制御信号ＳＷＣ２０が「Ｈ」レベルにされる。
【００９０】
バイアス切替回路１５は、切替制御信号ＳＷＣ２０に応じて、ＲＦ増幅器４のバイアスを所望の値に切替える。バイアス切替回路１６は、切替制御信号ＳＷＣ２０に応じて、混合回路５のバイアスを所望の値に切替える。ただし、ここでは、バイアス切替回路１５およびＲＦ増幅器４は図３に示した構成を有し、バイアス切替回路１６および混合回路５は図７に示した構成を有するものとする。
【００９１】
この場合、予め定められた周波数ｆrefよりも高い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ２０が「Ｌ」レベルにされて、ＲＦ増幅器４のトランジスタ２８のコレクタ電流が所定値Ｉ１（たとえば、４５ｍＡ）にされる。また、混合回路５のトランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和が所定値Ｉ１１にされる。一方、予め定められた周波数ｆrefよりも低い周波数の希望信号を受信する場合は、切替制御信号ＳＷＣ２０が「Ｈ」レベルにされて、ＲＦ増幅器４のトランジスタ２８のコレクタ電流がＩ１よりも大きい所定値Ｉ２（たとえば、５２ｍＡ）にされる。また、混合回路５のトランジスタ５１〜５４のドレイン電流の和が所定値Ｉ１２（＞Ｉ１１）にされる。これにより、受信する希望信号の周波数に応じて、２次相互変調歪を抑制することが可能になる。
【００９２】
したがって、この実施の形態３では、ＰＬＬ制御回路９０からの周波数設定データを利用して、受信する希望信号の周波数が予め定められた周波数ｆrefよりも高いか低いかを判別してバイアス切替制御を行なうことができる。これにより、実施の形態２と同様の効果が得られる。
【００９３】
なお、バイアス切替回路１５およびＲＦ増幅器４が図６に示した構成を有し、バイアス切替回路１６および混合回路５は図８に示した構成を有する場合は、論理ゲート９２の出力切替制御信号ＳＷＣ２０の論理レベルを反転させればよい。
【００９４】
また、実施の形態１〜３では、受信する希望信号の周波数が予め定められた周波数ｆrefよりも高いか低いかを判別する場合について説明したが、受信する希望信号の周波数を複数の周波数ｆref1，ｆref2・・・と比較して、より細かなバイアス切替制御を行なうようにしてもよい。この場合、構成はより複雑になるが、より良好な低歪特性が実現可能である。
【００９５】
また、ここでは、ＲＦ増幅器４および混合回路５に含まれる非線形素子が図５に示すような特性を有する場合を例に挙げて説明したが、これに限定されるものではない。具体的には、（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪が最小になるときの電流値が（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪が最小になるときの電流値よりも低い場合を例に挙げたが、素子によっては逆に（ｆ１＋ｆ２）の２次相互変調歪が最小になるときの電流値が（ｆ１−ｆ２）の２次相互変調歪が最小になるときの電流値よりも高いものもある。この場合、切替制御信号の極性を反転させて、高い周波数の希望信号を受信する場合は対応の非線形素子のコレクタ電流またはドレイン電流が大きくなるようにし、低い周波数の希望信号を受信する場合は対応の非線形素子のコレクタ電流またはドレイン電流が小さくなるようにすることによって、同様の効果が得られる。
【００９６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】この発明の実施の形態１によるテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示したマイクロコンピュータからデコーダに与えられる合成データを示す図である。
【図３】図１に示したＲＦ増幅器４およびバイアス切替回路１５の構成を示す回路図である。
【図４】周波数帯域５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚ内の２つの周波数ｆ１，ｆ２の和（ｆ１＋ｆ２）および差（ｆ１−ｆ２）の組合せ数を示す図である。
【図５】図３に示したトランジスタ２８のコレクタ電流と相互変調妨害比との関係を示す図である。
【図６】図３の変更例を示す図である。
【図７】図１に示した混合回路５およびバイアス切替回路１６の構成を示す回路図である。
【図８】図７の変更例を示す図である。
【図９】図１に示したチューナの相互変調歪特性を示す第１の図である。
【図１０】図１に示したチューナの相互変調歪特性を示す第２の図である。
【図１１】この発明の実施の形態２によるテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示した電圧制御発振器の動作について説明するための図である。
【図１３】図１１に示した切替制御回路の構成を示す回路図である。
【図１４】この発明の実施の形態３によるテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図である。
【図１５】従来のテレビ放送受信機のチューナの概略構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５に示したＲＦ増幅器の構成を示す回路図である。
【図１７】図１５に示した混合回路の構成を示す回路図である。
【図１８】図１５に示したチューナの相互変調歪特性を示す第１の図である。
【図１９】図１５に示したチューナの相互変調歪特性を示す第２の図である。
【符号の説明】
【００９８】
１，１００  入力端子、２，６，１０１，１０５  バンドパスフィルタ、３，１０２  自動利得制御回路、４，１０３  ＲＦ増幅器、５，１０４  混合回路、７，１０６  ＩＦ増幅器、８，１０７  出力端子、９，１０８  マイクロコンピュータ、１０，１０９  データバス、１１  デコーダ、１２，１１０  周波数シンセサイザ、１３，１１１  局部発振回路、１４  切替制御回路、１５，１６  バイアス切替回路、２０〜２３，４０〜４６，７０，７１，１２０〜１２３，１４０〜１４６  コンデンサ、２４〜２７，３０，３１，４７，６０，６１，７２，７３，１２４〜１２７，１４７  抵抗素子、２８，３２，５１〜５４，６２，１２８，１５１〜１５４  トランジスタ、２９，１２９  インダクタ、４８〜５０，１４８〜１５０  トランス、８０  制御電圧発生回路、８１  電圧制御発振器、８２  切替制御回路、８３  コンパレータ、９０  ＰＬＬ制御回路、９１  シフトレジスタ、９２  論理ゲート。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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