(57)【要約】  【課題】  負荷時におけるＱ値の低下を生じさせず，高いＱ値を保持した状態で，共振周波数又は発振周波数の周波数可変範囲の拡大を容易に達成することが可能な電圧制御共振装置及び電圧制御発振装置を提供すること。  【解決手段】  電圧制御共振装置Ａ１の誘電体共振器４の下方に対応する誘電体基板８上に配置された導電性部材１０が上記誘電体共振器４の中心軸を略中心にして軸対象に二以上に分割された複数の分割導電性部材１０ａ，１０ｂを具備し，これら複数の分割導電性部材１０ａ，１０ｂ間を，一又は複数のバラクタダイオード６ａ，６ｂ（可変容量素子）で接続する。【選択図】図１
2006166113.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と離間して配設された誘電体共振器と，上記誘電体基板上に形成され上記誘電体共振器と電磁気的に結合する発振用の結合線路と，上記誘電体基板上に形成され上記誘電体共振器の共振周波数を決定する導電性部材と，を少なくとも有してなる電圧制御共振装置であって，
上記導電性部材が，上記誘電体共振器の下方に対応する上記誘電体基板上に配置され，上記誘電体共振器の中心軸を略中心にして軸対象に二以上に分割された複数の分割導電性部材を具備してなり，
上記複数の分割導電性部材間が，一又は複数の可変容量素子によって接続されてなることを特徴とする電圧制御共振装置。
【請求項２】
上記複数の分割導電性部材間が，一又は複数の可変容量素子によって上記誘電体共振器の中心軸を略中心にして略環状に接続されてなる請求項１に記載の電圧制御共振装置。
【請求項３】
上記複数の分割導電性部材間が，少なくとも上記可変容量素子とコイルとを含んで構成された共振回路により接続されてなる請求項１又は２のいずれかに記載の電圧制御共振装置。
【請求項４】
上記請求項１〜３のいずれかに記載の電圧制御共振装置と，入力インピーダンスの実部が負の増幅器とを備え，上記発振用の結合線路が該増幅器に接続されてなることを特徴とする電圧制御発振装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，誘電体共振器を用いた電圧制御共振装置及び電圧制御発振装置（ＶＣＯ）に関し，特に，上記誘電体共振器の共振周波数の周波数可変範囲を拡張する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来，誘電体共振器の共振周波数を変化させることのできる発振装置として，特許文献１に提案されているように，逆方向に電圧を印加した場合に両端のコンデンサ容量（静電容量）が変化する可変容量ダイオード（バラクタダイオードとも呼ばれる）等の可変容量素子の特性を利用して，上記可変容量素子に印加する逆電圧を変化させて上記共振周波数を変化させることが可能な電圧制御発振装置が広く知られている。
このような公知の電圧制御発振装置に用いられる電圧制御共振装置Ｂ１を図６に示す。上記電圧制御共振装置Ｂ１は，図示するように，誘電体基板８の表面に分離配置されたマイクロストリップ線路２，５と，誘電体基板８と離間した状態でスペーサ７により上記誘電体基板８の上方で支持された誘電体共振器４とを備え，これらの四方が接地導体１４で囲まれて構成される。上記マイクロストリップ線路５の両端（或いは一端）にはバラクタダイオード６ａ，６ｂ（可変容量素子）が接続されており，これにより共振回路が構成される。また，上記マイクロストリップ線路２の一端にはトランジスタやサイリスタ等の能動素子からなる入力端子１１が接続され，他端には終端抵抗（無反射終端素子）３が接続されており，これにより発振回路が構成される。なお，上記マイクロストリップ線路２，５夫々は上記誘電体共振器と電磁気的に結合される。
このように構成された上記電圧制御共振装置Ｂ１においては，上記マイクロストリップ線路５の両端に接続されたバラクタダイオード６ａ，６ｂに印加する電圧（逆電圧）を変化させると，そのコンデンサ容量が変化し，上記バラクタダイオード６ａ，６ｂと上記誘電体共振器４との相互干渉により，そのコンデンサ容量の変化量に応じて上記誘電体共振器４の共振周波数が変化される。
【０００３】
ここで，上記電圧制御共振装置Ｂ１において，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の間で０．２５〔ｐＦ〕毎に段階的に変化させた場合の上記入力端子１１における共振周波数の周波数特性を図７のグラフ図に示す。ここに，このグラフ図の横軸は周波数〔ＧＨｚ〕，縦軸はその大きさ〔ｄＢ〕を示す。なお，かかる周波数特性は，周知の三次元電磁界シミュレーションソフトを用いて得られたものである。
図７のグラフ図から分かるように，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕としたときの周波数特性Ｆ７１では，最大強度における周波数は６．４０５０〔ＧＨｚ〕である。また，同様にして，コンデンサ容量を３〔ｐＦ〕としたときの周波数特性Ｆ７３では，最大強度における周波数は６．４０７７〔ＧＨｚ〕である。従って，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕に変化させることにより上記電圧制御共振装置Ｂ１における共振周波数が２．７〔ＭＨｚ〕だけ上昇したことが理解できる。即ち，上記電圧制御共振装置Ｂ１は，コンデンサ容量１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の変化に対して２．７〔ＭＨｚ〕の周波数可変範囲を有する。
【０００４】
また，上記電圧制御共振装置Ｂ１を用いた電圧制御発振装置Ｂ２（図８参照）において，シミュレーションによって，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の間で０．５〔ｐＦ〕毎に段階的に変化させた場合の発振周波数の周波数特性を図９のグラフ図に示す。このグラフ図の横軸はコンデンサ容量〔ｐＦ〕，縦軸は周波数〔ＧＨｚ〕を示す。なお，電圧制御発振装置Ｂ２は，図８に示すように，上記電圧制御共振装置Ｂ１と，入力インピーダンスの実部が負の増幅器８２と，これらを接続するマイクロストリップ線路８１とを備えた周知の構成を有する。
図９のグラフ図から分かるように，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕としたときの発振周波数は６．４０４３〔ＧＨｚ〕であり，コンデンサ容量を大きくするに連れてその値は大きくなり，コンデンサ容量を３〔ｐＦ〕としたときの発振周波数は６．４０６７〔ＧＨｚ〕である。従って，上記電圧制御発振装置Ｂ２においても，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕に変化させることにより発振周波数が２．４〔ＭＨｚ〕だけ上昇したことが理解できる。即ち，上記電圧制御発振装置Ｂ２は，コンデンサ容量１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の変化に対して２．４〔ＭＨｚ〕の周波数可変範囲を有する。
ここで，シミュレーションによって求められた上記電圧制御発振装置Ｂ２の出力信号の位相雑音を図１０に示す。図１０から読み取られるように，位相雑音は，前記コンデンサ容量を１〔ｐＦ〕としたときは，中心周波数から１００〔ｋＨｚ〕の周波数で−１２４〔ｄＢｃ／Ｈｚ〕であり，３〔ｐＦ〕としたときは−１２６〔ｄＢｃ／Ｈｚ〕であることが分かる。
【特許文献１】特願２００４−２０７９０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで，前記電圧制御共振装置Ｂ１や前記電圧制御発振装置Ｂ２は，携帯電話や移動体通信或いは衛星放送等に用いられる通信機器等に近年多用されている。これらの通信機器分野においては，周波数可変範囲の広い，即ち，コンデンサ容量の単位変化量あたりの誘電体共振器の共振周波数の変化量の大きい共振装置や発振装置の開発が盛んに行われている。
前記した電圧制御共振装置Ｂ１の周波数可変範囲を簡便に拡張させる手法としては，例えば，図６に示すスペーサ７を短くして誘電体共振器４と誘電体基板８との離間距離を縮小し，誘電体共振器４とマイクロストリップ線路２との電磁気的な結合を強くすることにより，周波数可変範囲を拡張させる方法がある。しかしながら，この手法を用いると，誘電体共振器４とマイクロストリップ線路５との電磁気的な結合も強くなるため，誘電体共振器４の負荷時におけるＱ値（いわゆる品質係数）が低下するという問題がある。更にまた，誘電体共振器４と接地導体１４との距離も縮小され，これらの電磁気的結合も強くなるため，誘電体共振器４の負荷時におけるＱ値が更に低下することになり好ましくない。また，負荷時のＱ値の低下に伴って，共振周波数や発振周波数の位相雑音が悪化するという問題点もある。
【０００６】
また，一般に，高次の変調方式（２５６ＱＡＭ変調，１０２４ＱＡＭ変調等）に対応可能な周波数シンセサイザ等においては，−１２４〔ｄＢｃ／Ｈｚ〕以下の位相雑音を満足しなければならないところ，上記の手法を用いた場合に−１２４〔ｄＢｃ／Ｈｚ〕の位相雑音を満足するためには，前記電圧制御共振装置Ｂ１において，上記スペーサ７（図６）の高さ，即ち，誘電体共振器４と誘電体基板８との距離を３ｍｍ以上離間させなければならず，その条件では，周波数可変範囲は最大で２．４〔ＭＨｚ〕（バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕に変化させた場合）が限界であるという結果がシミュレーションにより得られた。
従って，本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり，その目的とするところは，負荷時におけるＱ値の低下を生じさせず，高いＱ値を保持した状態で，共振周波数又は発振周波数の周波数可変範囲の拡大を容易に達成することが可能な電圧制御共振装置及び電圧制御発振装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために本発明は，誘電体基板と離間して配設された誘電体共振器と，上記誘電体基板上に形成され上記誘電体共振器と電磁気的に結合する発振用の結合線路と，上記誘電体基板上に形成され上記誘電体共振器の共振周波数を決定する導電性部材と，を少なくとも有して構成される電圧制御共振装置及び該電圧制御共振装置を用いた電圧制御発振装置に適用されるものであって，上記導電性部材が，上記誘電体共振器の下方に対応する上記誘電体基板上に配置されており，その導電性部材が上記誘電体共振器の中心軸を略中心にして軸対象に二以上に分割された複数の分割導電性部材を具備しており，また，上記複数の分割導電性部材間が，一又は複数の可変容量素子によって接続されて構成されている。
このように構成されることにより，バラクタダイオード等の可変容量素子に印加する電圧（逆電圧）を調整するという簡便な手法により，上記導電性部材に流れる渦電流の位相を調整することが可能となる。この調整により，例えば，位相を進めると，誘電体共振器と導電性部材を含む誘電体基板とが見かけ上近づけられるため，誘電体共振器と誘電体基板との磁気的結合が増し，逆に，位相を遅れさせると，誘電体共振器と誘電体基板とが見かけ上遠ざけられるため，誘電体共振器と誘電体基板との磁気的結合が減少する。従って，本発明によれば，従来の如く，実際に上記誘電体共振器を誘電体基板に近づけなくても，上記磁気的結合の強弱を調整することができるため，負荷時におけるＱ値の低下を生じさせず，高いＱ値を保持した状態で，共振周波数又は発振周波数の周波数可変範囲を容易に拡大させることが可能となる。
この場合，上記複数の分割導電性部材間が，一又は複数の可変容量素子によって上記誘電体共振器の中心軸を略中心にして略環状に接続されていることが望ましい。このように接続されておれば，上記導電性部材に流れる渦電流の流れがスムーズとなり，渦電流の位相調整範囲を広くすることができる。
ここで，上記複数の分割導電性部材間は，少なくとも上記可変容量素子とコイルとを含んで構成された共振回路により接続されていてもかまわない。このような共振回路を用いることで，上記導電性部材に流れる渦電流の位相の調整範囲を拡大することができ，結果的に，周波数可変範囲を拡大することが可能となる。
また，上記電圧制御発振装置としては，例えば，上記電圧制御共振装置と，入力インピーダンスの実部が負の増幅器とを備え，上記発振用の結合線路が該増幅器に接続されてなるものであることが望ましい。このような電圧制御発振装置であっても，負荷時におけるＱ値の低下を生じさせずに，高いＱ値を保持したまま，共振周波数又は発振周波数の周波数可変範囲を容易に拡大させることができる。
【発明の効果】
【０００８】
以上説明したように，本発明は，電圧制御共振装置の誘電体共振器の下方に対応する誘電体基板上に配置された導電性部材が上記誘電体共振器の中心軸を略中心にして軸対象に二以上に分割された複数の分割導電性部材を具備しており，また，上記複数の分割導電性部材間が，一又は複数の可変容量素子によって接続されて構成されているため，上記可変容量素子に印加する電圧（逆電圧）を調整するという簡便な手法により，負荷時におけるＱ値の低下を生じさせず，高いＱ値を保持した状態で，共振周波数又は発振周波数の周波数可変範囲を容易に拡大させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下添付図面を参照しながら，本発明の実施の形態及び実施例について説明し，本発明の理解に供する。なお，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であって，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
ここに，図１は本発明の実施の形態に係る電圧制御共振装置Ａ１の概略構成を示す斜視図，図２は導電性部材を流れる渦電流を示す図，図３は上記電圧制御共振装置Ａ１の入力端子における反射の周波数特性を示すグラフ図，図４は本発明の実施の形態に係る電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数を示すグラフ図，図５は上記電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数の位相雑音を示すグラフ図である。
【００１０】
まず，図１を用いて，上記電圧制御共振装置Ａ１の構成について説明する。なお，図１中において，前記した従来の電圧制御共振装置Ｂ１の構成要素と同じ構成要素については同一符号を付して表す。
上記電圧制御共振装置Ａ１は，図１に示すように，誘電体基板８と，スペーサ７によって上記誘電体基板８と離間した状態でこの誘電体基板８の上方で支持されて配設された誘電体セラミック等からなる誘電体共振器４と，上記誘電体基板８の表面上に形成され上記誘電体共振器４と電磁気的に結合するマイクロストリップ線路２（発振用の結合線路に相当）と，上記誘電体基板８の表面上に形成され上記誘電体共振器４の共振周波数を決定する導電性部材１０とを有し，これらが接地導体１４で囲まれて構成される。また，上記マイクロストリップ線路２の一端にはトランジスタやＦＥＴ等の能動素子からなる入力端子１１が接続され共振周波数の入力端となる，他端には終端抵抗（無反射終端素子）３が接続されており，これにより発振回路が構成される。なお，上記マイクロストリップ線路２及び上記導電性部材１０夫々は上記誘電体共振器４と電磁気的に結合される。
この実施形態では，上記誘電体共振器４が上記スペーサ７により支持された構成について説明するが，上記スペーサ７に支持された構成に限られず，上記誘電体共振器４が上記誘電体基板８の上方に離間された状態で配設されてさえいれば，どのような支持手段を用いてもかまわない。なお，上記スペーサ７としては，誘電体共振器４のＱ値の低下，位相雑音（１／Ｑ）の増大を防止するため，アルミナ（アルミニウム酸化物）やエポキシ樹脂等の種々の素材が用いられるが，Ｑ値の低下や位相雑音（１／Ｑ）の増大を防止する手段としては，上記スペーサ７等の支持手段を用いずに，上記誘電体共振器４を中空支持することが理想である。
【００１１】
上記導電性部材１０は，上記誘電体共振器４の下方に対応する上記誘電体基板８上に配置されている。この導電性部材１０としては，例えば，導電性の金属箔等を用いる。具体的には，全面に３０〜４０μｍ程度の銅箔が張り付けられたプリント基板（誘電体基板８の具体例）の不要部分の銅箔をエッチングすることにより上記導電性部材１０が形成される。
また，上記導電性部材１０は，上記誘電体共振器４の中心軸（図１中のＺ軸）を略中心にして軸対象に二分割された分割導電性部材１０ａ，１０ｂを具備しており，これらの分割導電性部材１０ａ，１０ｂ間が，二つのバラクタダイオード６ａ，６ｂ（可変容量素子の一例）によって直列に接続されている。
上記バラクタダイオード６ａ，６ｂの接続位置は特に限定されないが，上記誘電体共振器４による高周波磁界（交流磁界）に起因して上記導電性部材１０に誘導される図２に示す渦電流が上記誘電体共振器４の中心軸（図１中のＺ軸）を略中心にして還流するように接続される。即ち，上記複数の分割導電性部材１０ａ，１０ｂ間が，上記バラクタダイオード６ａ，６ｂによって上記誘電体共振器４の中心軸を略中心にして略環状に接続されている。ここに，図２は導電性部材１０を底面から見たときの該導電性部材１０を流れる渦電流を示す図であり，（ａ）はその模式図，（ｂ）はシミュレーションにより得られたデータ図である。なお，図２は，高周波磁界の所定方向の磁束により瞬時的に生じた渦電流を示すものであり，電流の流れる方向は上記高周波磁界の向きによって変動する。
【００１２】
このように構成された上記電圧制御共振装置Ａ１では，上記バラクタダイオード６ａ，６ｂに印加する電圧（逆電圧）を調整（変更）するにより，その調整量に応じて上記バラクタダイオード６ａ，６ｂの両端のコンデンサ容量が変更され，これにより，上記入力端子１１における共振周波数が変更される。以下，この原理について説明する。
【００１３】
前述したように，誘電体共振器４と誘電体基板８との離間距離Ｌを短小化すれば，周波数可変範囲は拡大するが，同時に，Ｑ値が低下し，位相雑音が増大するという問題が伴う。本発明は，上記誘電体共振器４と上記誘電体基板８との離間距離Ｌを保持したままで，見かけ上，電磁気的に上記離間距離Ｌを縮めることにより，Ｑ値が低下及び位相雑音の増大という問題を伴わずに周波数可変範囲を拡大するものである。
上記誘電体共振器４で発生する周波数磁界（交流磁界）のうち，瞬時に発生した所定の向き（例えば図１の下方向）の磁束が離間距離Ｌだけ下方に位置する導電性部材１０に達するまでには，微小時間要する。そのため，この磁束（具体的には磁束の変化）により上記導電性部材１０に発生した渦電流の周波数と上記誘電体共振器４で発生する周波数磁界との間には位相差が生じることになる。この位相差は，上記離間距離Ｌに比例して大きくなり，上記離間距離Ｌが拡大されると位相差は大きくなり，短小化されると位相差は小さくなる。このことから，上述したように，周波数可変範囲を拡大させるためには，誘電体共振器４と誘電体基板８との離間距離Ｌを短小化すればよく，即ち，上記位相差を小さくすればよいということになる。
【００１４】
ここで，上記離間距離Ｌが一定に設定された電圧制御共振装置Ａ１においては，上記分割導電性部材１０ａ，１０ｂ間が上記バラクタダイオード６ａ，６ｂで接続されているため，そのコンデンサ容量によって，上記導電性部材１０においては，コンデンサ容量のインピーダンスが影響して上記導電性部材１０に流れる渦電流の位相が９０°進む。即ち，上記バラクタダイオード６ａ，６ｂが進相コンデンサとして機能する。一方，上記バラクタダイオード６ａ，６ｂに逆電圧を印加すると，バラクタダイオードの特性により，そのコンデンサ容量は印加する逆電圧に応じて減少し，コンデンサ容量のインピーダンスの影響が徐々に低下し，進相コンデンサとしての機能は低下し，場合によっては渦電流の位相の進みはなくなる。
【００１５】
即ち，上記バラクタダイオード６ａ，６ｂに印加する逆電圧を調整することにより，離間距離Ｌによる位相遅れの渦電流の位相が進められると，見かけ上，上記周波数磁界と渦電流との位相差が縮小され，その結果，共振周波数が高くなる。また，反対に，渦電流の位相が相対的に遅れさせられると，上記周波数磁界と渦電流との位相差が拡大され，その結果，共振周波数が低下する。
このように，上記誘電体共振器４と上記誘電体基板８との離間距離を保持したまま，共振周波数を変更することができるため，負荷時におけるＱ値の低下及び位相雑音の増大という問題が生じず，周波数可変範囲が上記Ｑ値や位相雑音により制限されることなくなり，その結果，広い周波数可変範囲を得ることができる。
【００１６】
ここで，上記電圧制御共振装置Ａ１において，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の間で０．２５〔ｐＦ〕毎に段階的に変化させた場合の上記入力端子１１における共振周波数の周波数特性を図３のグラフ図に示す。ここに，このグラフ図の横軸は周波数〔ＧＨｚ〕，縦軸はその大きさ〔ｄＢ〕を示す。なお，かかる周波数特性及び以下に説明する図４及び図５に示すグラフ（特性データ）は，前記した従来の電圧制御共振装置Ｂ１と同条件で同じ三次元電磁界シミュレーションソフトを用いて得られたものである。
図３のグラフ図から分かるように，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量が増えるに従って，最大強度における周波数は６．４３８９〔ＧＨｚ〕（周波数特性Ｆ３１）から６．４３４１〔ＧＨｚ〕（周波数特性Ｆ３３）に低下していることが理解できる。即ち，上記電圧制御共振装置Ａ１は，コンデンサ容量１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の変化に対して，前記電圧制御共振装置Ｂ１の２．７〔ＭＨｚ〕に較べて広範囲な４．８〔ＭＨｚ〕の周波数可変範囲を有する。
【００１７】
ここで，上記電圧制御共振装置Ａ１を用いた電圧制御発振装置Ａ２（図８参照）において，シミュレーションによって，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の間で０．５〔ｐＦ〕毎に段階的に変化させた場合の発振周波数の周波数特性を図４のグラフ図に示す。ここに，このグラフ図の横軸はコンデンサ容量〔ｐＦ〕，縦軸は周波数〔ＧＨｚ〕を示す。
なお，上記電圧制御発振装置Ａ２は，上記電圧制御共振装置Ａ１の入力端子１１に入力インピーダンスの実部が負の増幅器８２がマイクロストリップ線路８１で接続されることにより構成されたものであり，このように接続されることによって，上記電圧制御発振装置Ａ２は発振を起こす。
図４のグラフ図から分かるように，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕としたときの発振周波数は６．４４２１〔ＧＨｚ〕であり，コンデンサ容量を大きくするに連れてその値は大きくなり，コンデンサ容量を３〔ｐＦ〕としたときの発振周波数は６．４３７８〔ＧＨｚ〕である。従って，上記電圧制御発振装置Ａ２においても，前記バラクタダイオード６ａ，６ｂのコンデンサ容量を１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕に変化させることにより発振周波数が４．３〔ＭＨｚ〕だけ低下する。即ち，上記電圧制御発振装置Ａ２は，コンデンサ容量１〔ｐＦ〕〜３〔ｐＦ〕の変化に対して，前記電圧制御発振装置Ｂ２の２．４〔ＭＨｚ〕に較べて広範囲な４．３〔ＭＨｚ〕の周波数可変範囲を有する。
ここで，上記電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数の位相雑音をシミュレーションにより求めて得られたデータを図５のグラフ図に示す。図５からは，位相雑音が，前記コンデンサ容量を１〔ｐＦ〕としたときは，中心周波数から１００〔ｋＨｚ〕の周波数で−１２４〔ｄＢｃ／Ｈｚ〕であり，３〔ｐＦ〕としたときは−１２８〔ｄＢｃ／Ｈｚ〕であることが分かる。
以上に述べたシミュレーションのより得られたデータに基づけば，本発明に係る電圧制御共振装置Ａ１及び電圧制御発振装置Ａ２によれば，従来の電圧制御共振装置Ｂ１及び電圧制御発振装置Ｂ２より位相雑音を少なく維持しながら，従来の２倍弱という広い周波数範囲を得ることができることが十分理解できる。
【実施例】
【００１８】
上述の実施の形態では，導電性部材１０が上記分割導電性部材１０ａと１０ｂとに二分割され，それらの間を二つのバラクタダイオード６ａ，６ｂで接続した例について説明したが，三分割以上に分割された分割導電性部材間を三以上のバラクタダイオードで接続した実施例も本発明の技術的範囲に属する。
また，可変容量素子としてバラクタダイオードを例に挙げたが，例えば，  少なくとも上記可変容量素子とコイルとが直列に接続された共振回路を用いてもかまわない。この場合，可変容量素子のコンデンサ容量とコイルのインダクタンスが直列共振回路を構成する。このとき，上記直列共振回路の共振周波数が電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数より低い場合は，上記直列共振回路は主として静電容量として作用する。そのため，導電性部材１０に生じる渦電流の位相が進み，見かけ上，離間距離Ｌが短くなり，その結果，誘電体共振器４の共振周波数が高くなる。他方，上記直列共振回路の共振周波数が発振周波数より高い場合は，上記直列共振回路は主としてコイルとして作用する。そのため，導電性部材１０に生じる渦電流の位相が遅延し，見かけ上，離間距離Ｌが長くなり，その結果，誘電体共振器４の共振周波数が低くなる。したがって，上記可変容量素子のコンデンサ容量を調整して，直列共振周波数を変更することにより上記離間距離を見かけ上短縮させるだけでなく，延長することも可能となり，上記誘電体共振器の共振周波数及び電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数の可変範囲を更に拡張させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態に係る電圧制御共振装置Ａ１の概略構成を示す斜視図。
【図２】導電性部材を流れる渦電流を示す図。
【図３】本発明の実施の形態に係る電圧制御共振装置Ａ１の入力端子における反射の周波数特性を示すグラフ図。
【図４】本発明の実施の形態に係る電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数を示すグラフ図。
【図５】本発明の実施の形態に係る電圧制御発振装置Ａ２の発振周波数の位相雑音を示すグラフ図。
【図６】従来の電圧制御共振装置Ｂ１の概略構成を示す斜視図。
【図７】従来の電圧制御共振装置Ｂ１の入力端子における反射の周波数特性を示すグラフ図。
【図８】本発明の実施の形態に係る電圧制御発振装置Ａ２及び従来の電圧制御発振装置Ｂ２の概略構成を示すブロック図。
【図９】従来の電圧制御発振装置Ｂ２の発振周波数を示すグラフ図。
【図１０】従来の電圧制御発振装置Ｂ２の発振周波数の位相雑音を示すグラフ図。
【符号の説明】
【００２０】
２…マイクロストリップ線路
３…終端抵抗
４…誘電体共振器
５…マイクロストリップ線路
６ａ，６ｂ…バラクタダイオード（可変容量素子の一例）
７…スペーサ
８…誘電体基板
１０…導電性部材
１０ａ，１０ｂ…分割導電性部材
１１…入力端子
１４…接地導体
【図１】
2006166113.tif 000003
【図２】
2006166113.tif 000004
【図３】
2006166113.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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