(57)【要約】【課題】ＮＭＲ装置において、周波数変換を行うため受信処理にミキサーを設けるためにノイズの発生や特性の変化により性能が劣化する恐れがある。従来の位相補正法ではＡ／Ｄサンプリングクロックの位相変化など速い変化に対応できず、積算処理によるＳ／Ｎ向上ができない。【解決手段】受信信号をＡ／Ｄ変換器のクロック周波数を受信周波数より低くし、両者より計算される周波数の信号によりデジタル化された受信信号を検波することにより、ミキサーが不要となる。受信信号から位相変化を検出し、周波数領域にて位相を補正し再び時間領域に変化した受信信号を積算することにより、時間変化の速い位相変化を補正することが可能で高性能化を図れる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイルに高周波信号を送信することにより、静磁場内に設置された被測定試料へ高周波磁場を与え、被測定試料から放射される核磁気共鳴スペクトルをコイルにより受信し、受信信号をアナログ−デジタル変換器へ入力し、スペクトル分布を測定する核磁気共鳴装置において、前記アナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数は、前記受信信号の核磁気共鳴スペクトルの周波数より低い周波数であることを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項２】
特許請求項１の核磁気共鳴装置において、送信する高周波信号の周波数をｆ、サンプリング周波数ｆｓの半分の周波数をｆＮとしたとき、ｆ／ｆＮの計算結果の整数値ｎが奇数の場合には、（ｎ＋１）＊ｆＮ−ｆで計算される周波数、ｎが偶数の場合にはｆ−ｎ＊ｆＮで計算される周波数の信号を生成する手段と、前記信号によりデジタル化された受信信号を検波する手段を設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項３】
特許請求項２の核磁気共鳴装置において、受信信号を検波するための前記送信する高周波信号の周波数とサンプリング周波数から計算された周波数を持つ信号の位相を、送信する高周波信号の位相と送信開始あるいは送信終了時に位相が同期したとする手段を設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項４】
コイルに高周波信号を送信し、静磁場内に設置された被測定試料へ高周波磁場を与え、被測定試料から放射される核磁気共鳴スペクトルをコイルにより受信し、スペクトル分布を測定する核磁気共鳴装置において、受信信号を検波する検波器と、検波後の信号から核磁気共鳴スペクトルの位相変化を検出する手段と、前記位相変化量を補正する手段と、補正した受信信号を積算する手段を設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項５】
特許請求項４の核磁気共鳴装置において、送信する高周波信号の位相と送信開始あるいは送信終了時に位相が同期した信号を生成する手段と、前記信号と受信信号とを同一のアナログ−デジタル変換器に入力する手段を設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項６】
特許請求項４の核磁気共鳴装置において、検波後の信号をフーリエ変換する手段と、フーリエ変換した信号から位相変化量を検出する手段と、前記位相変化量から周波数領域にてフーリエ変換した信号を補正する手段と、補正した信号を逆フーリエ変換より時間領域の信号に変換する手段とを設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項７】
特許請求項４の核磁気共鳴装置において、検波後の信号をフーリエ変換する手段と、フーリエ変換した信号から位相変化量を検出する手段と、位相変化量を用いて受信信号を検波するための信号の位相及び周波数を変更する手段とを設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項８】
特許請求項４の核磁気共鳴装置において、送信する高周波信号の位相と送信開始あるいは送信終了時に位相が同期した信号を生成する手段と、上記信号と受信信号とを同一のアナログ−デジタル変換器に入力する手段と、検波後の信号をフーリエ変換する手段と、フーリエ変換した信号から位相変化量を検出する手段と、上記位相変化量から周波数領域にてフーリエ変換した信号を補正する手段と、補正した信号を逆フーリエ変換にて時間領域の信号に変換する手段とを設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項９】
特許請求項４の核磁気共鳴装置において、送信する高周波信号の位相と送信開始あるいは送信終了時に位相が同期した信号を生成する手段と、上記信号と受信信号とを同一のアナログ−デジタル変換器に入力する手段と、検波後の信号をフーリエ変換する手段と、フーリエ変換した信号から位相変化量を検出する手段と、位相変化量を用いて受信信号を検波するための信号の位相及び周波数を変更する手段とを設けたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項１０】
コイルに高周波信号を送信することにより、静磁場内に設置された被測定試料へ高周波磁場を与え、被測定試料から放射される核磁気共鳴スペクトルをコイルにより受信し、受信信号をアナログ−デジタル変換器に入力し、スペクトル分布を測定する方法であって、前記アナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数は、前記受信信号の核磁気共鳴スペクトルの周波数より低い周波数であることを特徴とするスペクトル分析測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、核磁気共鳴（ＮＭＲ）を利用して被測定試料の化学的結合状態等を計測する核磁気共鳴を用いるスペクトル分析方法および核磁気共鳴装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
核磁気共鳴装置においては、被測定試料を静磁場内に配置し、その周囲に配置した送受信コイルを介して共鳴周波数を持つ高周波磁場をパルス的に送信する。その結果、送受信コイルに誘起された共鳴信号は、自由誘導減衰信号（以下ＦＩＤ信号と略称する）として受信される。ＮＭＲスペクトルは、このＦＩＤ信号をフーリエ変換することによって得られ、計測されたスペクトルの周波数、強度から被測定試料の化学的結合状態等を分析することができる。この技術は、特許文献１（特許第３４７８９２４号明細書）、特許文献２（特開平５−１５４１２８号公報）、特許文献３（特開平１０−９９２９４号公報）に記載されている。
【０００３】
送信される高周波信号は、分析する核種及びマグネットにより与えられる静磁場により異なるが、通常、数十ＭＨｚから数百ＭＨｚの周波数である。受信信号には送信周波数の近傍の周波数を持つ複数のスペクトルが存在し、送信周波数を中心として数ｋＨｚから数百ｋＨｚ離れた範囲に分布する。このように中心周波数となる送信周波数は高いが、観測帯域幅は中心周波数に比べると非常に狭い。
【０００４】
このため、受信信号をミキサーに入力し、中心周波数を低い周波数に変換し、さらにＩＱ検波器（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ検波器）を用いて中心周波数をＤＣ成分へ変換する。従って、ＩＱ検波後の信号は最大数ｋＨｚから数百ｋＨｚの成分を持つ信号に変換される。その信号をアナログデジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、フーリエ変換（ＦＦＴ）処理すると、ＦＩＤ信号のスペクトル分布が検出される。
【０００５】
また、各スペクトルの強度は一定ではなく、試料によっても異なる。このため、上述した送信及び受信処理を複数回繰返し、各信号を時間領域で積算することによりノイズの影響を低減している。また、FID信号のスペクトル強度の吸収成分を用いて分析処理するが、その場合、送信及び受信の位相差が異なると吸収成分に分散成分が混入し、測定精度が低下するので、その位相差を補正することが必要であった。
【０００６】
【特許文献１】特許第３４７８９２４号公報
【特許文献２】特開平５−１５４１２８号公報
【特許文献３】特開平１０−９９２９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
受信処理には上述したようにミキサー及び検波器が必要である。これらの装置は、アナログ回路で構成されるため、回路製作時の調整作業が必要で、素子の経年変化による特性変化に対する補正も必要である。さらに、ミキサーでは周波数の異なる局部発信信号をFID信号と掛け合わせることにより周波数変換するが、回路配置上で局部発信信号線とFID信号線が近接ずるため、信号間で干渉が発生しノイズ発生源となる恐れがある。
【０００８】
上述したように送信信号と受信信号の位相差は一定にする必要がある。位相変化の要因は、測定の遅延、フィルタなどの回路素子の位相特性、アンプのゲイン、オフレゾナンスによる位相変化であり、その補正方法もいくつか提案されている。しかし、ＩＱ変換し、さらに積算処理した後に位相変化を補正する方式では、１回の送受信ごとに位相変化する場合には対応できない。また、Ａ／Ｄ変換器を用いてデジタル化する際のサンプリングクロックの周波数及び位相変化に伴う位相変化に対しては考慮されていない。本発明の目的は、受信回路のミキサーによる上述の課題を解決し、また位相変化を補正することにより、高性能なＮＭＲ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一つの課題解決手段によれば、ＮＭＲ装置は、受信回路側にミキサーを設けず、ＦＩＤ信号を周波数変換すること無くにＡ／Ｄ変換し、その周波数はＦＩＤ信号の持つ周波数より低いサンプリング周波数とし、ＦＩＤ信号の中心周波数ｆｏとサンプリング周波数ｆｓから計算される周波数でＩＱ検波するものである。これにより、ミキサーを省略することができるために高性能なＮＭＲ装置を実現できる。
さらに、本発明の他の課題解決手段によれば、ＮＭＲ装置は、ＦＩＤ受信信号を受信する毎に位相補正する。これにより、時間変動の比較的早いサンプリングクロックの位相変化にも対応できるために、高性能なＮＭＲ装置を実現できる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、受信回路からミキサーを削除できるため、製作、調整時間を短縮でき、ノイズの混入を低減できる。また、時間的変動の速い位相変化も補正できるため、観測スペクトル幅の拡がりを抑えることができる。このようなことから、ノイズが少なくスペクトル幅の狭い信号が得られる高性能のＮＭＲ送信を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態を示す図１，図２を用いて説明する。図１は核磁気共鳴（ＮＭＲ）装置の全体構成を示すブロックダイアグラムである。図２は自由誘導減衰信号（ＦＩＤ信号）の周波数と、デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）によりデジタル化された後の周波数変化を示すグラフである。
【００１２】
図１において、ＮＭＲ装置のユーザがパソコン１０を用いて、送信周波数、位相、強度、送信幅、送信間隔などのパルスシーケンスや、積算処理回数や受信観測幅等を設定する。設定されたそれらの情報は、タイミング制御回路１２及び受信処理回路１４に送られる。受信処理回路１４は、Ａ／Ｄ変換器１６，ＩＱ検波処理部１８，位相補正部２０，積算処理部２２等によって構成されている。
【００１３】
タイミング制御回路１２からの信号情報に従って周波数・位相可変発信器２４は信号を生成する。安定度の高い基準発信器２６は、送受信コイル２８に送信される周波数より低い周波数を発振し、周波数・位相可変発信器２４及び２つの周波数シンセサイザ３０a、３０ｂへその出力信号を供給する。周波数シンセサイザ３０a及び３０ｂは、送受信コイル２８に送信される周波数より低い周波数で、安定度の高い基準発信器２６からの出力信号を高周波に変換する。
【００１４】
ミキサー３２は、周波数・位相可変発振器２４からの信号と周波数シンセサイザ３０aとの信号に応じて、ユーザより指定された送信周波数に変換する。さらに、可変アンプ３４a、パワーアンプ３６を経て所定の強度の送信信号を送受信コイル２８に送信する。送信信号の送信幅は、数μsecから数百μsecであって、短くパルス的な送信信号である。
【００１５】
送信終了後に、送受信コイル２８から出力される信号を可変アンプ３４ｂ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３８を介して受信処理回路１４のアナログ−デジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と略称する）１６に入力する。Ａ／Ｄ変換器１６のサンプリング周波数は、周波数シンセサイザ３０ｂから供給される周波数により決定される。アナログ−デジタル変換された信号は、ＩＱ検波処理部１８，位相補正部２０，積算処理部２２によって処理され、パソコン１０へ与えられる。
【００１６】
従来のＮＭＲ装置の構成は、図３に示すように、送受信コイル２８からの受信信号は、可変アンプ３４ｂ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３８を介してミキサー３２ｂに入力され、受信信号の周波数をより低い周波数に変換する。ミキサー３２ｂの出力信号は、検波回路４０を経てＡ／Ｄ変換器１６へ供給される。
【００１７】
受信信号には周波数と強度の異なる複数スペクトルが存在するため、ノイズの影響を受けやすい。ミキサー３２ｂでは、周波数シンセサイザ３０からの信号と受信信号をミキシングするために、両者の信号線は近接し、干渉によるノイズが発生しやすい。このため、回路実装上で干渉しないような対策が必要であった。
【００１８】
また、アナログ回路は、素子の経年変化が避けられず、特に位相変化に関しては上述したようにスペクトル幅が広がるため、補正が必要となる。しかしながら、図１に示すような実施形態では、受信したＦＩＤ信号を低周波側に周波数変換することなくＡ／Ｄ変換するので、上述したような問題は発生しない。なお、図３の参照符号のうち図１と同じものは同じ機能を有し、その動作は省略する。
【００１９】
信号の周波数をｆとすると、この信号をデジタル化し、その周波数成分として検出するには、サンプリング定理によれば２倍の周波数２ｆ以上の周波数でサンプリングする必要がある。受信信号の周波数は最大で１ＧＨｚ近くに達するため、２ＧＨｚ以上のサンプリング周波数ｆｓが必要となる。このような高速なＡ／Ｄ変換器は高価であり、振幅分解能は８ｂｉｔ程度と低い。さらにＡ／Ｄ変換した後のデータの処理も、データが２ＧＨｚの速度で入力されるため高速の処理回路が必要になり、非常に高価なものとなる。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換する場合には、ｆｓ／２以上の周波数を除去するためにローパスフィルター（以下LPFと略称する）をその前段に挿入する。ローパスフィルター（ＬＰＦ）がないとエアリアス効果によりｆｓ／２以上の周波数はｆｓ／２以下の周波数に変換されて検出される。図２を用いてこれを説明する。受信信号の周波数がｆ１、ｆ２であり、その周波数をｆＮ＝ｆｓ／２で割り算した結果の整数値ｎが、偶数か奇数かによって、変換される周波数Ｆ１，Ｆ２が次式のように異なる。
【００２１】
ｎ：偶数の場合    Ｆ２＝ｆ２−ｎ＊ｆＮ
ｎ：奇数の場合    Ｆ１＝（ｎ＋１）＊ｆＮ−ｆ１
例えば、受信周波数ｆ１が４５０ＭＨｚ、サンプリング周波数ｆｓ＝１２５ＭＨｚの場合には、ｎは奇数となり、Ａ／Ｄ変換された後の信号の周波数は５０ＭＨｚとなる。すなわち、ｆ１／ｆＮ＝ｆ１×（２／ｆｓ）＝４５０／（１２５／２）＝４５０／６２．５≒７であるから、Ｆ１＝（７＋１）６２．５−４５０＝５０ＭＨＺである。また、受信周波数が１５０ＭＨｚ、ｆｓ＝１２５ＭＨｚの場合には、ｎは偶数となり、Ａ／Ｄ変換された後の信号の周波数は２５ＭＨｚとなる。すなわち、ｆ１／ｆＮ＝ｆ１×（２／ｆｓ）＝１５０／（１２５／２）＝１５０／６２．５≒２であるから、Ｆ２＝ｆ２−２×６２．５＝１５０−１２５＝２５ＭＨＺとなる。
【００２２】
このように、本実施形態によれば、従来のようなミキサー３２ｂを使用しないで、かつ、低いサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換するだけで周波数変換が可能であり、比較的安価なＡ／Ｄ変換器１６と信号処理回路を用いてＮＭＲ装置を実現することが可能である。
【００２３】
上述したように送信周波数をｆｏとすれば、受信信号はｆｏの近傍の周波数成分を持つ。本実施形態で受信信号を周波数変換した場合には、その変換した周波数でＩＱ検波する必要がある。このようにすれば、ｆｏ周波数がＤＣ成分となり、ｆｏ近傍のスペクトルを低いサンプリングレートによって検出し、フーリエ変換処理（以下ＦＦＴ処理と略称する）することが出来る。
【００２４】
図４は、ＩＱ検波処理部１８およびその出力信号が与えられる位相補正部２０の詳細な構成を示すブロックダイアグラムである。ＩＱ検波器（Ｉｎ−Ｑａｄｕｒａｔｕｒｅ検波器）は、２相検波器とも呼ばれ、被検波信号ｙと参照信号ｘとの周波数差及び位相差を検出するものである。信号ｙは、２つの乗算器に入力され、信号ｘは、一方は乗算器に入力され、他方は移相器によって位相が９０°変化したものが乗算器に入力される。各乗算器の出力は、ローパスフィルタに入力され、検出すべき帯域幅のみを通過させてＩ及びＱ信号を検出する。信号ｘとｙの周波数が同じであれば、検波された信号は、ＩＱ平面上の座標で時間的には変化しない。周波数が異なればＩＱ平面上を回転し、回転速度が周波数差となる。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換された信号は上述したように周波数がＦｏに変換された成分を持つ。周波数Ｆｏ成分をＤＣに変換するのがＩＱ検波処理部１８であり、数値制御発信器（ＮＣＯ）４２から周波数Ｆｏで位相θの信号ｓｉｎとｓｉｎに対して位相が９０度ずれたｃｏｓ信号を生成する。
【００２６】
これらの信号は、デジタル値である。Ａ／Ｄ変換後の信号をそれぞれｓｉｎ及びｃｏｓ信号と乗算器４４ａ，４４ｂにより乗算することによって、中心周波数ＦｏをＤＣ成分に周波数変換する。乗算器４４ａ、４４ｂの出力は、ローパスフィルタ４６ａ、４６ｂを通して、フーリエ変換器（ＦＦＴ変換器）４８，位相変化検出器５０を介して逆フーリエ変換器５２へ与えられる。このようにして実数部信号Ｉ及び虚数部信号Ｑが得られる。
【００２７】
このように、デジタル的に処理するために従来のアナログミキサーを２台用いる方式に比較すると、ノイズが混入する恐れが無いため、高精度に検波することが出来る。さらに、アナログ回路でＩＱ検波する場合にもｓｉｎ，ｃｏｓ信号を生成する必要があるが、これは一方の信号を９０度移送器に入力して生成する。
【００２８】
移送器は周波数特性を持ち、ＮＭＲ装置は核種により共鳴周波数が数百MHzも異なるために、測定する核種ごとに移送器を設ける必要がある。しかしながら、数値制御発信器（ＮＣＯ）４２は設定周波数によりｓｉｎ，ｃｏｓ信号が歪むことは無いために上記問題は発生しない。ｓｉｎ，ｃｏｓ信号の位相差が９０度からずれるとイメージ信号が現れ、スペクトルを観測する上で問題となる。これは、例えば、受信信号のひとつのスペクトルが周波数Fo+f1に存在した場合に、周波数Fo-f1にも存在しているようにスペクトルが検出される。
【００２９】
図５は、ＮＭＲ送信における送受信のタイミングの一例である。パルス的に高い周波数ｆｏで送信し、送信後に三角で図示した時間にFID信号を送受信コイル２８から受信する。FID信号の複数スペクトルには低い強度のものもあり、また試料中の核種密度が低い場合には微弱な信号となる。
【００３０】
このため、送受信コイル２８から出力される信号のＳ／Ｎが低い場合も多く、Ｓ／Ｎを上げるために図のように送受信を繰返しＩＱ検波された時間データを積算処理することによって、Ｓ／Ｎを高くしてフーリエ変換（ＦＦＴ変換）によるスペクトル分析の分解能を向上させる。受信する間隔は、０．１〜数十秒であるが、各受信号を測定する毎に送受信の位相差が変化すると、位相が異なるため積算しても信号強度Ｓが大きくならずＳ／Ｎを向上することは出来ない。さらに、周波数変動とともに位相変化はスペクトル幅の拡がりの原因となるため、ＮＭＲ装置としての周波数分解能が低下する。
【００３１】
送受信位相差の変動する要因は下記の５つに分類できる。第１の要因は、可変アンプ、送信アンプ、アナログ及びデジタルフィルタ等の位相特性、第２の要因は送信終了から受信開始までの時間による測定遅延、第３の要因は送信パルス期間内に発生するオフレゾナンス効果による位相シフト、第４の要因は検波信号の位相と受信信号の各スペクトルの位相差、第５の要因はＡ／Ｄサンプリングクロックの位相変化である。これらの要因による位相変化は、周波数の０次（周波数に対して一定）、１次、及び高次の３つに分類できる。
【００３２】
また、時間変動するものと、パルス幅などの測定条件にのみにより変化するものに分類される。積算処理するときに問題となるのは、受信信号間で発生する各スペクトルの位相変化である。これらの要因は上記の２，４，５であり、周波数に対して０次と１次の位相特性を持つ。
【００３３】
図５において、検波処理部１８からの出力信号をフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）し周波数領域の実数部ｒ，虚数部ｉ成分データに変換する。そのデータを用いて位相変化を検出し、周波数領域で０次、及び１次の位相補正を行い、それを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ変換）処理して再び時間領域のＩ，Ｑデータに変換するものである。逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ変換）後の吸収成分ｒのスペクトル分布を図６（ａ）に示す。その各スペクトルを拡大したものが図（b）,（c）であり、位相変化が無ければ（b）のようなピーク波形となるが、位相差が発生すると（c）のようにピーク波形が歪む。
【００３４】
これらを、ｒ，ｉ軸上に図示したのが（ｄ），（ｅ）である。ピーク波形は円形となりピーク波形の前後のデータは位相差に対して９０度の傾きを持った直線上に分布する。従って、ピーク波形の最大点のｒ，ｉデータか、ピーク波形の前後のｒ，ｉデータから位相差を検出することが出来る。スペクトル幅は１Ｈｚ以下であり、観測周波数全域に渡り位相差θ（ｆ）を検出し、ｒ（ｆ），ｉ（ｆ）からなる複素数データＳ（ｆ）を次式により逆方向に周波数軸上で回転させることにより補正できる。
【００３５】
S（f）{cosθ(f)−j*sinθ(f)}
なお、位相差の変化が問題となるため、１回目の受信信号で検出された位相差を記憶し位相差の補正はせず、２回目の受信信号の位相差を検出し１回目との位相差のみを補正し積算し、同様に３回目以降も前回受信信号との差のみを補正し積算しても良い。その結果、初期の位相差は残るが、時間的に変動しない成分であるため積算された信号に対して補正すれば良い。以上説明したように、本実施形態によれば受信信号ごとに変化する位相差を補正できるため、積算された受信信号の位相変化によるスプクトル幅の拡がりやＳ／Ｎの低下が無く、高感度な測定が可能となる。
【００３６】
次に本発明の他の実施形態を、図７、図８を用いて説明する。図７はＮＭＲ送信の構成であり、周波数、位相可変発信器３７を設け、その出力信号（参照信号）を加算器３９によってFID信号と加算し、A/D変換器１６によってデジタル化することが、図１の実施形態と異なる点である。
【００３７】
図８は、送信周波数foと観測帯域Ｗ及び参照信号との周波数関係を示したものであり、参照信号の周波数はfo−Ｗ/2より小さく、fo＋Ｗ/2より大きい周波数に設定する。すなわち、観測帯域中に存在する検出すべきスペクトルと重ならないようにする。なお、エアリアス効果により周波数を変換できるため、変換後の観測幅に重ならないようにすれば良いことはいうまでもない。参照信号は、送信周波数とは周波数は異なるが初期位相を合わせるためタイミング制御回路１２からの信号によって制御する。このように発生させた参照信号はFID信号に比べS/Nが高いため、位相変化を精度よく測定が可能となり、高精度の位相検出が可能となる。
【００３８】
図９は、送受信と参照波の発生タイミングを示した図であるが、図（c)のように送信と同時に発生させ、受信終了時まで参照波を出力する。この場合には上述したように、観測帯域より外側の周波数域に参照信号を設定する必要がある。一方、図９（d)に示すように、送信と同時に発生させ受信開始時に終了するように参照信号を出力する場合には、観測帯域内に周波数を設定しても良い。
【００３９】
次に本発明の他の実施形態を図１０を用いて説明する。参照信号を図９（d)の期間出力し、そのＩＱ検波処理部１８から出力される信号を、FFT処理し位相差を検出し、その位相差とパソコンから指示されたNCO４２に対する位相と加算し、NCOの位相を変化させるものである。参照信号が２種類以上の周波数成分を持つ場合には、周波数に対して０次と１次の位相変化を検出することが出来る。
【００４０】
周波数に対して１次の変化を補正するには、上述したように周波数領域で周波数ごとに異なるθ(f)で回転させる他に、４２NCOの周波数を変化させることによっても補正することが可能となる。従って、図１０に示すように、パソコンから指令される周波数と位相に、位相変化検出器５０で検出された位相、周波数変化量を加算器５２ａ、５２により加算し、NCO４２の周波数、位相を変化させれば、０及び１次の位相変化を補正することが出来る。このように本実施例によれば、位相補正に逆フーリエ変換（IFFT）処理する必要が無いため、演算処理量を低減できる。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
ＮＭＲ装置の他、位相や周波数の長時間にわたり安定に検出することが必要な分野にも応用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施形態である核磁気共鳴装置の構成図である。
【図２】本発明の実施形態であるアンダーサンプリングによる受信信号の周波数の変換を説明した図である。
【図３】従来の核磁気共鳴装置の構成を示す図である。
【図４】本発明の実施形態のIQ検波処理部及び位相補正部の構成を示す図である。
【図５】核磁気共鳴装置における送受信タイミング及び積算処理の説明図である。
【図６】核磁気共鳴装置において位相変化発生した場合のスペクトル変化の説明図である。
【図７】本発明の他の実施形態である核磁気共鳴装置の構成を示す図である。
【図８】本発明の実施形態の参照信号のスペクトルの説明図である。
【図９】本発明の実施例である参照信号の発生タイミングの説明図である。
【図１０】本発明の他の実施形態を示すIQ検波処理部及び位相補正部の構成図である。
【符号の説明】
【００４３】
１０…パソコン、１２…タイミング制御回路、１４…受信処理回路、１６…Ａ／Ｄ変換器、１８…ＩＱ検波処理部、２０…位相補正部、２２…積算処理部、２４…周波数・位相可変発信器、２６…基準発信器、２８…送受信コイル、３０…周波数シンセサイザ、３２…ミキサー、３４…可変アンプ、３６…パワーアンプ、３８…ＢＰＦ、３９…加算器、４０…検波回路、４２…ＮＣＯ（数値制御発信器）、４４…乗算器、４６…ＬＰＦ、４８…FFT、５０…位相変化検出部、５２…IFFT。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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