(57)【要約】      （修正有）【課題】OFDM受信機において，フレーム毎のFFT切り出し位置が異なる場合であってもパイロットシンボルのチャネル推定値をデータシンボルのチャネル補償に使用可能とする。【解決手段】周波数領域の複数のサブキャリアを出力する高速フーリエ変換回路と，前記ベースバンド信号において一定間隔に受信されるパイロット信号と既知のパイロット信号パターンの相関を求め，サブキャリア毎のチャネル推定値を求めるチャネル推定回路と，前記高速フーリエ変換回路の出力に対し，前記チャネル推定値によりチャネル変動を補償するチャネル補償回路とを有するOFDM受信機であって，高速フーリエ変換回路による高速フーリエ変換処理を行う際に高速フーリエ変換対象として個々のシンボルを切り出すタイミングの差によって生じる位相回転量を計算する回路と，前記チャネル推定回路により求められたチャネル推定値に対し，前記位相回転量を補正する回路を有する。【選択図】図５
2006352746.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直交周波数分割多重シンボルによって構成される伝送フレームを受信し，ベースバンド信号に変換する受信回路と，
前記受信回路から出力されるベースバンド信号から個々のシンボルを切り出す回路と，
前記切り出された個々のシンボルに対し高速フーリエ変換処理を行い，周波数領域の複数のサブキャリアを出力する高速フーリエ変換回路と，
前記ベースバンド信号において一定間隔に受信されるパイロット信号と既知のパイロット信号パターンの相関を求め，サブキャリア毎のチャネル推定値を求めるチャネル推定回路と，
前記高速フーリエ変換回路の出力に対し，前記チャネル推定値によりチャネル変動を補償するチャネル補償回路とを有する直交周波数分割多重信号用受信機であって，
更に，前記高速フーリエ変換回路による高速フーリエ変換処理を行う際に高速フーリエ変換対象として個々のシンボルを切り出すタイミングの差によって生じる位相回転量を計算する回路と，
前記チャネル推定回路により求められたチャネル推定値に対し，前記位相回転量を補正する回路を
有することを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【請求項２】
請求項１において，
さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値を加算平均する演算回路を有し，前記加算平均されたチャネル推定値により，前記チャネル補償回路におけるチャネル変動の補償が行われることを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【請求項３】
請求項１において，
さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値の補関値を求める演算回路を有し，前記補関値により，前記チャネル補償回路におけるチャネル変動の補償が行われることを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【請求項４】
請求項１において，
さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値の分散を求める演算回路を有し，前記求められた分散値から受信された信号に含まれる干渉電力を測定することを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【請求項５】
請求項１において，
さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値の位相偏差を求める演算回路を有し，前記求められた位相偏差からキャリア周波数オフセットあるいはドップラー周波数を測定することを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【請求項６】
請求項２乃至５のいずれかにおいて，
複数のパイロットシンボルに対するシンボルの切り出しタイミングが異なる場合には，それらのパイロットシンボルから算出したチャネル推定値に対して，前記演算回路の動作を停止することを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【請求項７】
請求項２乃至５のいずれかにおいて，
さらに，前記高速フーリエ変換対象として個々のシンボルを切り出すタイミングの変更頻度を測定する回路を設け，タイミングの変更頻度が所定閾値以下であるときは，前記位相回転量を計算する回路及び，前記位相回転量を補正する回路の動作を停止することを特徴とする直交周波数分割多重信号用受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，直交周波数分割多重伝送用受信機に関し，特に，精度の高いチャネル推定を可能とする直交周波数分割多重伝送用受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
高速大容量通信を目的とした無線通信システムでは，周波数利用効率を極限まで高めることができる直交周波数分割多重（OFDM：Othogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式が適している。
【０００３】
直交周波数分割多重 (以下，単にOFDMという)伝送方式では，使用する帯域を複数のサブキャリアに分割し，それぞれのサブキャリアにデータの各ビットを割り当てて送信を行う。サブキャリアは周波数軸上で互いに直交するように配置されるため，周波数利用効率に優れている。
【０００４】
また，１つ１つのサブキャリアは狭帯域信号となるため，マルチパス干渉の影響を抑えることができ，高速大容量通信を実現することができる。
【０００５】
図１は，OFDM無線通信システムの概略を説明する図である。図１において，送信機に入力される送信データをS/P変換器１によってパラレル信号に変換し，ビット毎に複数のサブキャリアのそれぞれに割り当てる。
【０００６】
ついで，IFFT変換器２により，逆高速フーリエ変換処理（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）を行って時間領域の信号に変換する。時間領域の信号に変換された後，シンボルごとにガードインターバル（GI：Guard Interval）挿入回路３により，ガードインターバル（GI）が挿入される。
【０００７】
ここで，ガードインターバル（GI）は，図２に示すように，OFDMシンボルの最後の所定期間部分をコピーし，先頭に配置される。このガードインターバル（GI）の挿入によって，図３に示すように，主波即ち，直接波ａに対してマルチパスによる遅延波ｂの到達がガードインターバル（GI）の期間Ｔg内であれば，直交性を保つことが可能であり，マルチパスによる影響を防ぐことができる。
【０００８】
図１に戻り，GI挿入後のベースバンド信号は，送信回路（Tx）４において無線周波数（RF）信号に変換され，送信アンテナ５から送出される。
【０００９】
また，OFDM等のマルチキャリア伝送を用いる場合，サブキャリア毎に高精度のチャネル推定が必要である。このために，送信機では，受信機においてチャネル推定に使用する既知のパイロット信号を，一定間隔で挿入している。
【００１０】
送信アンテナ５から出力された信号は，フェージング伝搬路を経て，受信機の受信アンテナ６によって受信される。受信された無線信号は，受信回路（Rx）７によって，ベースバンド信号に変換される。ベースバンドに変換された信号は，FFTタイミング同期回路８において，FFT切り出し位置の検出が行われる。
【００１１】
そして，図３に示したように，FFTタイミング同期回路８で検出したFFT切り出しタイミングに従い，切出し回路９においてベースバンド信号からガードインターバル（GI）を除去し，シンボル毎にFFT処理対象を切り出す。切り出したFFT対象を，高速フーリエ変換（FFT）回路１０で高速フーリエ変換処理（FFT:Fast Fourier Transform）を行って，周波数領域のサブキャリア信号に変換する。
【００１２】
チャネル推定部１１では，一定間隔に受信するパイロットシンボルと既知のパイロットパターンとの相関を計算することで，サブキャリア毎のチャネル推定を行っている。チャネル補償回路１２では，チャネル推定部１１により得られたチャネル推定値を用いて，データシンボルのチャネル変動を補償する。最後に，P/S変換器１３によって直列データで並べ替えられて，元の送信データが復調される。
【００１３】
ここで，FFTタイミング同期回路８で生成される切り出し回路９に対するFFT切り出しタイミングとサブキャリア毎の位相回転の関係について説明する。
高速フーリエ変換（FFT）の循環シフトの原理によると，関数
【００１４】
【数１】
2006352746.tif 000003
【００１５】
に対するFFT後の信号を
【００１６】
【数２】
2006352746.tif 000004
【００１７】
とした場合，関数
【００１８】
【数３】
2006352746.tif 000005
【００１９】
を
【００２０】
【数４】
2006352746.tif 000006
【００２１】
循環シフトした関数
【００２２】
【数５】
2006352746.tif 000007
【００２３】
のFFT後の信号は次式で与えられる。
【００２４】
【数６】
2006352746.tif 000008
【００２５】
したがって，ｎ番目のOFDMシンボルにおけるFFTタイミングを
【００２６】
【数７】
2006352746.tif 000009
【００２７】
，GIを正確に除去する理想のタイミングをＴとした場合，FFT後の信号には，次式の位相回転が生じる。
【００２８】
【数８】
2006352746.tif 000010
【００２９】
このように，OFDM 受信機では，FFTの切り出し位置の違いによって，マルチパス伝搬路による影響の他にFFT処理に起因する位相回転が生じることが分かる。
【００３０】
そして，上記のようなFFTの切り出し位置の違いに起因してFFT処理結果に現れる周波数位相特性の改善に関して，従来技術として特許文献１に記載される発明が知られている。
【００３１】
かかる特許文献１に示される従来技術では，FFT処理によって発生する周波数位相特性の一次傾斜（サブキャリア毎の位相回転の傾き）を検出し，一次傾斜を除去することを特徴としている。
【特許文献１】特開２０００−２９５１９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
ここで，パイロットシンボルｎに対する伝搬路でのチャネル伝達関数を
【００３３】
【数９】
2006352746.tif 000011
【００３４】
，雑音成分を
【００３５】
【数１０】
2006352746.tif 000012
【００３６】
とすると，FFTタイミング
【００３７】
【数１１】
2006352746.tif 000013
【００３８】
でのチャネル推定値は，式（１），(２)より次式で表される。
【００３９】
【数１２】
2006352746.tif 000014
【００４０】
このように，パイロットシンボルから求めるチャネル推定値においてもFFT切り出し位置に応じた位相回転が生じる。
【００４１】
したがって，データシンボルの復調を行う場合は，データシンボルと同じFFT切り出しタイミングであるパイロットから求めたチャネル推定値を用いてチャネル補償を行う必要がある。これによりFFT処理に起因する位相回転の影響も同時に補償され，データチャネルを正しく復調することができる。
【００４２】
図４は，OFDM伝送方式で用いられるフレーム構成の例を示している。ここでは，１つのフレームは，パイロット１シンボルとデータ４シンボルから構成されている。
【００４３】
パイロットシンボル（図４において，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３）はデータシンボルに対して一定の間隔で多重されている。OFDM受信機では，FFTタイミング同期回路８を用いて最適なFFT対象とする範囲の切り出し位置を検出し，ある決まった周期でそのタイミングを更新する。図４では，フレームの先頭タイミングであるＴn，Ｔn+1，Ｔn+2がFFT切り出し位置の更新タイミングであると仮定している。
【００４４】
ここで，フレームｎのデータシンボルを復調する場合は，同じフレームｎ内のパイロットシンボルから求めたチャネル推定値を利用することが想定される。しかし，本発明者等は，フレームｎ内のパイロットシンボルだけではなく，隣接するフレームｎ+1のパイロットシンボルも用いることで，チャネル推定精度を向上させることが可能であろうと考えた。
【００４５】
例えば，フレームｎとフレームｎ+1のそれぞれのパイロットシンボルから求めたチャネル推定値をそれぞれ，
【００４６】
【数１３】
2006352746.tif 000015
【００４７】
とした場合，それらを平均することによって雑音成分を抑圧し，チャネル推定精度を向上することができる。
【００４８】
あるいは，フレーム長に対して，移動体速度に基づくドップラーによるチャネル変動量が大きい場合，２つのチャネル推定値を線形補間することにより，各データシンボル位置でのチャネル推定値を正確に推定することができる。
【００４９】
ところが，フレームｎとフレームｎ+1の間で，FFT切り出し位置の変更が行われた場合は，２つのチャネル推定値を平均したり，線形補間することができなくなる問題がある。すなわち，チャネル推定を行う複数のパイロットシンボルで，FFTタイミングが異なった場合，チャネル推定値の位相変化量が異なるため，そのままではチャネル推定値を平均したり線形補間したりすることはできない。
【００５０】
すなわち，フレームｎおよびフレームｎ+1におけるFFT切り出し位置をそれぞれ
【００５１】
【数１４】
2006352746.tif 000016
【００５２】
，雑音成分を
【００５３】
【数１５】
2006352746.tif 000017
【００５４】
とすると，式（３）より
【００５５】
【数１６】
2006352746.tif 000018
【００５６】
【数１７】
2006352746.tif 000019
【００５７】
となる。
【００５８】
これらを平均したチャネル推定値
【００５９】
【数１８】
2006352746.tif 000020
【００６０】
は，次式で表せる。
【００６１】
【数１９】
2006352746.tif 000021
【００６２】
ここで，フレームｎとフレームｎ+1のFFT切り出し位置が等しい場合，すなわち
【００６３】
【数２０】
2006352746.tif 000022
【００６４】
の時には，（６）式は，次のようになる。
【００６５】
【数２１】
2006352746.tif 000023
【００６６】
（７）式では，２つのチャネル推定値における位相回転量が等しいため，平均後のチャネル推定値
【００６７】
【数２２】
2006352746.tif 000024
【００６８】
は，データシンボルに対する位相回転量と同じになる。このため当該チャネル推定値をチャネル補償に使用することができる。
【００６９】
これに対して，フレームｎとフレームｎ+1のFFT切り出し位置が異なる場合は，（４）〜（６）式から分かるように，異なる位相回転量を持ったチャネル推定値の平均となるため，そのままではデータシンボルのチャネル補償に使用することはできない。
【００７０】
したがって，本発明の目的は，直交周波数分割多重（OFDM）伝送システムにおける受信機において，フレーム毎のFFT切り出し位置が異なる場合であってもパイロットシンボルから求められるチャネル推定値をデータシンボルのチャネル補償に使用可能とすることにある。
【００７１】
さらに本発明の目的は，OFDM受信機において，フレーム毎のFFT切り出し位置の違いにより位相回転量の補正によって，精度の高いチャネル推定の他，ドップラー周波数推定，キャリア周波数オフセット推定，信号対雑音電力比（ＳＩＲ：Signal to Interface power Ratio）推定等に適用可能とすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００７２】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第１の態様として，複数の直交周波数分割多重シンボルによって構成される伝送フレームを受信し，ベースバンド信号に変換する受信回路と，前記受信回路から出力されるベースバンド信号から個々のシンボルを切り出す回路と，前記切り出された個々のシンボルに対し高速フーリエ変換処理を行い，周波数領域の複数のサブキャリアを出力する高速フーリエ変換回路と，前記ベースバンド信号において一定間隔に受信されるパイロット信号と既知のパイロット信号パターンの相関を求め，サブキャリア毎のチャネル推定値を求めるチャネル推定回路と，前記高速フーリエ変換回路の出力に対し，前記チャネル推定値によりチャネル変動を補償するチャネル補償回路とを有する直交周波数分割多重信号用受信機であって，更に，前記高速フーリエ変換回路による高速フーリエ変換処理を行う際に高速フーリエ変換対象として個々のシンボルを切り出すタイミングの差によって生じる位相回転量を計算する回路と，前記チャネル推定回路により求められたチャネル推定値に対し，前記位相回転量を補正する回路を有することを特徴とする。
【００７３】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第２の態様として，第１の態様において，さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値を加算平均する演算回路を有し，前記加算平均されたチャネル推定値により，前記チャネル補償回路におけるチャネル変動の補償が行われることを特徴とする。
【００７４】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第３の態様として，第１の態様において，さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値の補関値を求める演算回路を有し，前記補関値により，前記チャネル補償回路におけるチャネル変動の補償が行われることを特徴とする。
【００７５】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第４の態様として，第１の態様において，さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値の分散を求める演算回路を有し，前記求められた分散値から受信された信号に含まれる干渉電力を測定することを特徴とする。
【００７６】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第５の態様として，第１の態様において，さらに，複数のシンボルから求めたチャネル推定値の位相偏差を求める演算回路を有し，前記求められた位相偏差からキャリア周波数オフセットあるいはドップラー周波数を測定することを特徴とする。
【００７７】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第６の態様として，第１乃至第５の態様のいずれかにおいて，複数のパイロットシンボルに対するシンボルの切り出しタイミングが異なる場合には，それらのパイロットシンボルから算出したチャネル推定値に対して，前記演算回路の動作を停止することを特徴とする。
【００７８】
上記の本発明の目的を達成する直交周波数分割多重伝送用受信機は，第７の態様として，第１乃至第５の態様のいずれかにおいて，さらに，前記高速フーリエ変換対象として個々のシンボルを切り出すタイミングの変更頻度を測定する回路を設け，タイミングの変更頻度が所定閾値以下であるときは，前記位相回転量を計算する回路及び，前記位相回転量を補正する回路の動作を停止することを特徴とする。
【００７９】
本発明の特徴は，以下に図面に従って説明される発明の実施の形態例から更に明らかになる。
【発明の効果】
【００８０】
上記本発明の特徴とする構成により，次のような効果が得られる。
【００８１】
第１に，FFTの切り出し位置のずれに起因する位相回転量の違いを補正することにより，数フレームのチャネル推定値を平均して用いることができるため，残留する雑音成分を抑圧するなど，精度の高いチャネル推定が可能となる。
【００８２】
第２にFFTの切り出し位置のずれに起因する位相回転量の違いを補正することにより，直前のフレームのチャネル推定値を次のフレームの復調に用いることができるため，処理遅延を低減した迅速なデータの復調が可能となる。
【００８３】
第３にFFTの切り出し位置のずれに起因する位相回転量の違いを補正することにより，精度の高いドップラー周波数推定，キャリア周波数オフセット推定，ＳＩＲ推定が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００８４】
以下に，本発明の実施例を説明する。なお，実施例は，本発明の理解のためのものであり，本発明の技術的範囲がこれに限定されるものではない。
【００８５】
［本発明の原理］
ここで，実施例の説明に先だって，本発明の原理について説明する。
【００８６】
OFDM受信機では，FFTタイミング同期回路８で検出したFFT切り出し位置と，切り出し位置を更新したタイミングを保持することができるので，それらの情報を基にして以下のような処理を行う。
【００８７】
フレームｎを基準に考えると，フレームｎとフレームｎ+1では，相対的には
【００８８】
【数２３】
2006352746.tif 000025
【００８９】
だけ位相が回転している。
【００９０】
よって，フレームｎ+1のチャネル推定値
【００９１】
【数２４】
2006352746.tif 000026
【００９２】
に対して，（８）式の位相回転を補正してから平均処理を行うことが可能であり，その結果は次式となる。
【００９３】
【数２５】
2006352746.tif 000027
【００９４】
（７）式と（９）式を比較すると，雑音成分を除いて，チャネル推定値の平均結果は同じであるため，フレームｎのデータチャネルに対するチャネル補償に使用することができる。
【００９５】
上記のように，本発明の原理は，基準となるフレームを決めて，当該フレームに対するFFT切り出し位置の差から相対的な位相回転量を計算し，その位相回転量の補正を行うものである。
【００９６】
例えば，フレームｎとフレームｎ+1のパイロットシンボルから求められるチャネル推定値の平均値をフレームｎ+1のデータシンボルのチャネル補償に用いる場合，フレームｎ+1を基準として，（４）式で計算されるチャネル推定値
【００９７】
【数２６】
2006352746.tif 000028
【００９８】
に対して，（８）式の位相回転を補正する。
【００９９】
これにより，図４に示す例では，フレームｎ+1のデータシンボルよりも，時間的に前のパイロットシンボルから求めたチャネル推定値を用いて復調処理を行うことができるため，低遅延でデータの復調を行うことができる。
【実施例】
【０１００】
図５は，本発明に従うOFDM伝送方式における受信機の実施例構成である。図５では，受信回路（Rx）７を図示省略して本発明の特徴に従う部分のみを示している。なお，図１と同じ部位には，同じ参照番号を付している。後に示す他の実施例においても同様である。
【０１０１】
図５において，特徴としてチャネル推定部１１は，高速フーリエ変換（FFT）回路１０における高速フーリエ変換処理後のサブキャリア毎の信号に対して，既定パイロットパターンの記憶部１００と，パイロットによるチャネル推定を行うチャネル推定回路１０１と，FFTタイミングに応じた位相補正係数計算回路１０２と，遅延回路１０３，１０４と，位相補正乗算器１０５〜１０７と，チャネル推定値に対する平均・補間・分散・偏差計算を行う演算回路１０８を設けたサブキャリア対応部をサブキャリア毎に有している。
【０１０２】
図５は，複数のサブキャリア対応部のうち一のサブキャリアに対するサブキャリア対応部のみを詳細に示している。
【０１０３】
チャネル推定回路１０１では，図４に示すようにフレーム内に一定間隔で挿入されているパイロットシンボルに対し，FFT処理によって生成された
【０１０４】
【数２７】
2006352746.tif 000029
【０１０５】
番目のサブキャリアの信号SCfと，既定パイロット記憶部１００から読み出される，
【０１０６】
【数２８】
2006352746.tif 000030
【０１０７】
番目のサブキャリアに対する既知のパイロットパターンを入力し，両者の相関値を計算することでチャネル推定を行う。
【０１０８】
すなわち，OFDM受信機で、第ｎフレームのパイロットシンボルのFFT後の信号を
【０１０９】
【数２９】
2006352746.tif 000031
【０１１０】
とし、パイロットシンボルの信号ベクトルを
【０１１１】
【数３０】
2006352746.tif 000032
【０１１２】
とすると、チャネル推定回路１０１では、次の（１０）式の計算によりチャネル推定値
【０１１３】
【数３１】
2006352746.tif 000033
【０１１４】
を求めることができる。
【０１１５】
【数３２】
2006352746.tif 000034
【０１１６】
ここで、
【０１１７】
【数３３】
2006352746.tif 000035
【０１１８】
はサブキャリア番号を表しており、即ちチャネル推定はサブキャリア毎に行われ，
【０１１９】
【数３４】
2006352746.tif 000036
【０１２０】
は、パイロット信号ベクトルの複素共役を表す。
【０１２１】
チャネル推定回路１０１で算出されたチャネル推定値
【０１２２】
【数３５】
2006352746.tif 000037
【０１２３】
は，遅延回路１０３，１０４において，それぞれパイロット挿入間隔分遅延される。これにより複数フレームに跨った処理を行うことが可能である。
【０１２４】
一方，FFTタイミング同期回路８で検出したフレーム毎の最適なFFT切り出し位置の情報を入力し，位相補正係数計算回路１０２において，それぞれのフレームに対するチャネル推定値に乗算する位相回転量を補正するための位相補正係数を（８）式に基づき計算する。
【０１２５】
そして，上記のように，チャネル推定回路１０１および遅延回路１０３，１０４から出力されるフレーム毎のチャネル推定値
【０１２６】
【数３６】
2006352746.tif 000038
【０１２７】
に対して，位相補正係数計算回路１０２からの位相補正係数の乗算を乗算器１０５，１０６，１０７において行い，平均/補間/分散/偏差計算を行う演算回路１０８に入力する。
【０１２８】
演算回路１０８では，補正の目的に対応して，乗算器１０５，１０６，１０７の出力に対し平均/補間/分散/偏差計算を行い，その結果を出力する。すなわち，チャネル補償回路１２におけるチャネル補償を行う場合は，演算回路１０８において，乗算器１０５，１０６．１０７の出力に対し平均又は補間値を求め，その結果をチャネル推定値としてチャネル補償回路１２に入力する。
【０１２９】
また，後に説明するように，干渉電力を計算し，送信電力や適応変調などの適応リンク制御を目的とする場合は，演算回路１０８で分散値として演算結果を求めるように構成する。あるいは，受信回路７における検波に用いるキャリア周波数オフセット等を求める場合は，演算回路１０８において，位相変動量として演算結果を求めるように構成する。  
【０１３０】
チャネル補償回路１２においてチャネル補償を行う場合は，サブキャリア毎に行い、高速フーリエ変換（FFT）回路１０からのデータシンボルのFFT後の信号
【０１３１】
【数３７】
2006352746.tif 000039
【０１３２】
に対して、次式のようにチャネル推定値の複素共役を乗算する。
【０１３３】
【数３８】
2006352746.tif 000040
【０１３４】
（１１）式のチャネル補償後の信号をP/S 変換回路１３で直列信号に変換し，復調データとして出力する。
【０１３５】
上記の通り，本発明に従うOFDM受信機は，位相補正係数計算回路１０２および位相補正係数乗算回路１０５〜１０７を設けることを特徴としており，チャネル推定回路１０１や，平均・補間・分散・偏差を求める演算回路１０８には，既存のものを使用することができる。
【０１３６】
また，位相補正係数は，（８）式を元に位相補正係数計算回路１０２により計算されるが，
【０１３７】
【数３９】
2006352746.tif 000041
【０１３８】
はいずれも整数であるため，補正係数の種類はFFTサイズである
【０１３９】
【数４０】
2006352746.tif 000042
【０１４０】
通りに限られる。したがって，
【０１４１】
【数４１】
2006352746.tif 000043
【０１４２】
通りの補正係数を予め計算し，位相補正係数計算回路１０２に備えるメモリに格納して利用することができる。このようにして，本発明による回路規模の増大を抑えることが可能である。
【０１４３】
図６は，図５の具体的な構成例として，３フレーム間でチャネル推定値の平均化を行う場合の実施例を示す図である。
【０１４４】
ここでは，演算回路１０８として，平均又は補間を求める計算機能を有し，第ｎフレームのチャネル推定値
【０１４５】
【数４２】
2006352746.tif 000044
【０１４６】
を中心にして平均処理するため、位相補正は、
【０１４７】
【数４３】
2006352746.tif 000045
【０１４８】
に対してのみ行われる。したがって，
【０１４９】
【数４４】
2006352746.tif 000046
【０１５０】
に対する補正係数生成回路１０２ａ，１０２ｂと対応する乗算器１０５と１０７を有している。
【０１５１】
FFTタイミング同期回路８との間には，（τn−τn-1）のタイミングと，（τn−τn+1）のタイミングを生成する回路１０９を有し，補正係数生成回路１０２ａ，１０２ｂは，かかるFFTタイミングを入力し，それぞれ対応するチャネル推定値に対する位相補正係数を，（８）式に従い，次式（１２），（１３）のように求める。
【０１５２】
【数４５】
2006352746.tif 000047
【０１５３】
【数４６】
2006352746.tif 000048
【０１５４】
したがって，演算回路１０８は，３フレーム間の平均・補間を計算する回路として，次式により，チャネル推定値の平均値を求める。
【０１５５】
【数４７】
2006352746.tif 000049
【０１５６】
図７は，更に図６の具体例を発展させた実施例構成である。図７に示す実施例では，複数のパイロットシンボルに対するシンボルの切り出しタイミングが異なる場合には，それらのパイロットシンボルから算出したチャネル推定値に対して，前記演算回路１０８の動作を停止するように構成される。
【０１５７】
このために，図７において，図６の構成例に対して，更に無効判定回路１１１ａ，１１１ｂとタイミング変更頻度測定回路１１０とを有している。無効判定回路１１１ａ，１１１ｂは，対象とする二つのパイロットシンボルに対するシンボル切り出しタイミングが異なる場合を判定する。
【０１５８】
すなわち，図７において，３つ以上のフレーム間に跨るチャネル推定値の平均値を計算する場合は、FFT切り出し位置が基準となるフレームのFFT切り出し位置と異なるフレームのチャネル推定値に対してのみ無効を示すフラグを出力することにより、FFT切り出し位置が等しいチャネル推定値を選択して平均する。これにより，高精度のチャネル推定を行うことができる。
【０１５９】
すなわち，フレーム間でFFT切り出し位置が異なる場合には、無効判定回路１１２ａ，１１２ｂから無効フラグを出力し、演算回路１０８において、乗算器１０５，１０７及び遅延器１０３の出力に対する平均又は補間計算処理を無効とする。これによりFFT処理に起因する位相回転による計算処理の劣化を防止することができる。
【０１６０】
さらに，式による説明において，FFTタイミングが以下の場合を考える。
【０１６１】
【数４８】
2006352746.tif 000050
【０１６２】
この時、第ｎ+１フレームの平均処理を無効判定回路１１１ａの無効フラグにより無効にすることで、演算回路１０８は次式のように，
【０１６３】
【数４９】
2006352746.tif 000051
【０１６４】
の場合のみを有効とし，
チャネル推定値の平均値を次式のように算出する。
【０１６５】
【数５０】
2006352746.tif 000052
【０１６６】
また、次の条件であれば，
【０１６７】
【数５１】
2006352746.tif 000053
【０１６８】
演算回路１０８は，無効判定回路１１１ａ，１１１ｂの無効フラグによりチャネル推定値の平均処理が無効とされ，次式に示すようにチャネル推定値
【０１６９】
【数５２】
2006352746.tif 000054
【０１７０】
をチャネル補償にそのまま使用するべく出力する。
【０１７１】
【数５３】
2006352746.tif 000055
【０１７２】
また，図７において，FFTタイミング即ち切り出しタイミングの変更の発生頻度が少ない場合は，補正係数生成回路１０２ａ，１０２ｂによる位相補正係数の算出及び乗算回路１０５，１０７の動作を行う位相補正回路の動作を止めるように制御する。これにより消費電力を低減することが可能である。
【０１７３】
この制御のためにタイミング変更頻度測定回路１１０が設けられ，FFTタイミングの変更が平均的にいくらの頻度で，即ち何フレームに１度の割合でFFTタイミングの変更が発生しているかを測定する。
【０１７４】
測定されるFFTタイミングの変更頻度が所定値以下である場合，位相補正係数計算回路１０２ａ，１０２ｂによる位相補正係数算出および乗算回路１０５，１０７の動作を行う位相補正動作を止める。
【０１７５】
位相補正動作を行う位相補正係数計算回路１０２ａ，１０２ｂ及び乗算回路１０５，１０７は、サブキャリア毎に存在するため、これらの回路の動作を止めることにより、回路の負荷を低減し、消費電力を抑えることができる。位相補正動作を止める一方で、FFTタイミングが変更されることに対しては、チャネル推定の処理を無効にすることで対応する。
【０１７６】
ここで，本発明の更なる適用を検討する。上記の各実施例により，演算回路１０８により複数フレームのチャネル推定値の平均を求め，チャネル補償に用いることを説明した。
【０１７７】
しかし，本発明の適用はかかる場合に限られない。すなわち，演算回路１０８においてフレームｎとフレームｎ+1のチャネル推定値
【０１７８】
【数５４】
2006352746.tif 000056
【０１７９】
を用いて，分散値又は位相偏差値を求める計算を行わせ，分散値を基にした干渉電力の計算や，位相偏差を基にしてキャリア周波数オフセットやドップラー周波数の計算を行うことが可能である。
【０１８０】
すなわち，チャネル推定値の分散から受信信号に含まれる干渉電力を測定することができ，その結果を基にして，送信電力制御や適応変調などの適応リンク制御を行うことができる。
【０１８１】
また，チャネル推定値の位相偏差からは，時間方向の位相変動量を測定することができ，その結果を基にして，受信回路（Rx）７における検波に用いるキャリア周波数オフセットや，移動体と基地局間の相対速度に対応するドップラー周波数を推定することができる。これにより，ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）によるキャリア周波数オフセット補償やドップラー周波数の測定値による適応リンク制御を行うことができる。
【０１８２】
分散値を利用する場合を，以下に詳細に説明する。
【０１８３】
フレームｎのサブキャリア
【０１８４】
【数５５】
2006352746.tif 000057
【０１８５】
におけるチャネル推定値の分散
【０１８６】
【数５６】
2006352746.tif 000058
【０１８７】
は，次のように表される。なお，以降では，雑音成分の表記は省略する。
【０１８８】
【数５７】
2006352746.tif 000059
【０１８９】
これに，（４）式と（５）式を代入すると，次式となる。
【０１９０】
【数５８】
2006352746.tif 000060
【０１９１】
したがって，
【０１９２】
【数５９】
2006352746.tif 000061
【０１９３】
が異なる場合は，FFT処理に起因する位相回転の差が含まれてしまい，分散値を正確に求めることができない。
【０１９４】
そこで，本発明により，チャネル推定値
【０１９５】
【数６０】
2006352746.tif 000062
【０１９６】
に対して，（８）式の位相回転を補正してから分散を求める。これにより，次式のように計算することができ，分散値（干渉電力）を正確に求めることができる。
【０１９７】
【数６１】
2006352746.tif 000063
【０１９８】
さらに，位相偏差を利用する場合を，式により以下に説明する。
フレームｎのサブキャリア
【０１９９】
【数６２】
2006352746.tif 000064
【０２００】
におけるチャネル推定値の位相偏差
【０２０１】
【数６３】
2006352746.tif 000065
【０２０２】
は，次のように表される。
【０２０３】
【数６４】
2006352746.tif 000066
【０２０４】
これに，（４）式と（５）式を代入すると，次式となる。
【０２０５】
【数６５】
2006352746.tif 000067
【０２０６】
したがって，
【０２０７】
【数６６】
2006352746.tif 000068
【０２０８】
が異なる場合は，FFT処理に起因する位相回転の差が含まれてしまい，位相偏差量を正確に求めることができない。そこで，本発明により，チャネル推定値
【０２０９】
【数６７】
2006352746.tif 000069
【０２１０】
に対して，（８）式の位相回転を補正してから位相偏差を求める。これにより，次式のように計算することができ，伝搬路による位相偏差量を正確に求めることができる。
【０２１１】
【数６８】
2006352746.tif 000070
【０２１２】
図８は，上記分散値又は位相偏差値を利用する場合の，図５の具体的な構成例である。この具体例では，２フレーム間で処理を行い，演算回路１０８において，チャネル推定値に対して，分散又は位相偏差量を求める処理を行う。
【０２１３】
すなわち，図８の構成を分散値を利用する場合について説明すると， FFTタイミング同期回路８と補正係数計算回路１０２との間に（τn−τn+1）のタイミングを生成する回路１０９を備え，補正係数計算回路１０２は，かかるFFTタイミングを入力し，（８）式に従い，対応するチャネル推定値
【０２１４】
【数６９】
2006352746.tif 000071
【０２１５】
に対する位相補正係数を求め，乗算器１０５により位相回転を補正してから分散を求める。これにより，演算回路１０８は，上記式（１９）を計算することができ，分散値（干渉電力）を正確に求めることができる。
【０２１６】
同様に，図８において，位相偏差に利用する場合について説明すると，補正係数計算回路１０２は，タイミングを生成する回路１０９からFFTタイミングを入力し，（８）式に従い，対応するチャネル推定値
【０２１７】
【数７０】
2006352746.tif 000072
【０２１８】
に対する位相補正係数を求め，乗算器１０５により位相回転を補正してから位相偏差量を求める。これにより，演算回路１０８は，上記式（２２）を計算することができ，伝搬路による位相偏差量を正確に求めることができる。
【０２１９】
なお，上記図８の実施例構成において，図７で説明したように，複数のパイロットシンボルに対するシンボルの切り出しタイミングが異なる場合には，それらのパイロットシンボルから算出したチャネル推定値に対して，前記演算回路１０８の動作を停止するように構成することが可能である。さらに，FFTタイミング即ち切り出しタイミングの変更の発生頻度が少ない場合は，補正係数生成回路１０２ａ，１０２ｂによる位相補正係数の算出及び乗算回路１０５，１０７の動作を行う位相補正回路の動作を止めるように制御することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【０２２０】
上記に実施例に従い説明したように，引用文献１に示される従来技術は，FFT処理によって発生する周波数位相特性の一次傾斜（サブキャリア毎の位相回転の傾き）を検出し，一次傾斜を除去することを特徴としている。
【０２２１】
これに対し，本発明は，FFT切り出し位置が正規の時間位置からずれることに起因する位相回転量を除去するものではなく，異なるシンボル間で，FFT切り出し位置に差分が生じた場合に，それによる相対的な位相回転量を補正することを特徴としている。
【０２２２】
特に，無線通信におけるマルチパス環境では，正規の位置からのずれは，パス毎に異なるため，その影響を完全に除去することはできない。本発明では，FFTタイミング同期回路８において，マルチパス環境での最適なFFTタイミングが検出され，FFT切り出しの処理が正常に行われていることを仮定している。
【０２２３】
なお，FFT処理に起因する位相回転量はパス毎に異なるが，FFT切り出し位置の差によって生じる相対的な位相回転量はマルチパスの状態が変動しない限りにおいて同じであるため，マルチパス環境においても，本発明をそのまま適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０２２４】
【図１】OFDM無線通信システムの概略を説明する図である。
【図２】ガードインターバル（GI）を説明する図である。
【図３】FFT切り出しタイミングを説明する図である。
【図４】OFDM伝送方式で用いられるフレーム構成例を示す図である。
【図５】本発明に従うOFDM伝送方式における受信機の実施例構成である。
【図６】図５の具体的な構成例として，３フレーム間でチャネル推定値の平均化を行う場合の実施例を示す図である。
【図７】図６の具体例を発展させた実施例構成を示す図である。
【図８】分散値又は位相偏差値を利用する場合の，図５の具体的な構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０２２５】
１  Ｓ／Ｐ変換器
２  逆高速フーリエ変換器
３  GI 挿入部
４  送信回路
５  送信アンテナ
６  受信アンテナ
７  受信回路
８  高速フーリエ変換タイミング同期回路
９  切り出し回路
１０  高速フーリエ変換器
１１  チャネル推定部
１２  チャネル補償回路
１００  パイロットパターン記憶部
１０１  チャネル推定回路
１０２  位相補正係数計算回路
１０３，１０４  遅延回路
１０５〜１０７  乗算器
１０８  平均/補間/分散/偏差の演算回路
１０９  タイミング差生成回路
１１０  タイミング変更頻度測定回路
１１１  無効判定回路
【図１】
2006352746.tif 000073
【図２】
2006352746.tif 000074
【図３】
2006352746.tif 000075
【図４】
2006352746.tif 000076
【図５】
2006352746.tif 000077
【図６】
2006352746.tif 000078
【図７】
2006352746.tif 000079
【図８】
2006352746.tif 000080