(57)【要約】【課題】  従来の低消費電力化を目指した光ディスク装置は、供給する電源電圧を第１の電源、第２の電源、第３の電源と３段階に切り換えるものであり、低消費電力化を目指すフォーカスあるいはトラッキングドライブ回路にとって、３段階での制御範囲では限界があり、さらなる低消費電力化を実現する駆動装置を提供する。【解決手段】  フォーカスあるいはトラッキングドライブ回路の駆動状況に応じた駆動出力追従信号を生成し、駆動出力追従信号をドライブ回路の電源に入力し、電源を駆動出力追従信号により制御する。さらに駆動出力追従信号の急激な変化を電源変化検出器で検出し、装置全体を制御するＤＳＰにこの検出信号を入力し、ＤＳＰで電源の応答性を改善するかどうかを、あらかじめ決められた基準と照らし合わせ判断し、結果を電源に戻す。【選択図】図３
2006269051.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可動型ヘッドを作動させるアクチュエータに駆動出力を供給する装置であって、
所定の固定出力を生成する固定出力生成手段と、
前記アクチュエータを駆動するのに必要な前記駆動出力を検出し、前記駆動出力に追従する駆動出力追従信号を生成する駆動出力追従信号生成手段と、
前記固定出力と前記駆動出力追従信号とに基づいて、駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成する制御出力生成手段と、
前記制御出力を用いて前記駆動出力を生成する駆動出力生成手段、とを有することを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
更に、前記駆動出力追従信号が急激に変化する急変期間を検出する駆動出力急変検出手段を有し、
前記制御出力生成手段は、前記急変期間において前記固定出力に実質的な変動を加えない定常値出力を出力し、応答性を改善することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項３】
更に、応答性の改善が不要な応答性改善不要期間を検出する応答性改善不要期間検出手段を有し、
前記応答性改善不要期間においては、たとえ前記急変期間が検出されても、前記定常値出力を出力しないことを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項４】
前記アクチュエータは、第１、第２入力端子を備える一方、
前記駆動出力生成手段は、
駆動波形信号を生成するサーボ回路と、
ドライブ回路とを含み、
前記ドライブ回路は、前記駆動波形信号に準じ、前記制御出力を用いて逆相関係にある一対の駆動出力を生成する駆動出力生成素子群を含み、
該一対の駆動出力を前記第１、第２入力端子に供給すること特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項５】
前記駆動出力追従信号は、前記駆動波形信号と、所定の第１基準電圧との差の絶対値に準じることを特徴とする、請求項４記載の駆動装置。
【請求項６】
前記駆動出力追従信号は、複数個の前記駆動出力の最大値であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項７】
前記一対の駆動出力は、一対の前記駆動出力生成素子のエミッタ端子またはソース端子から前記アクチュエータの前記第１、第２入力端子に供給され、
前記駆動出力追従信号は、前記一対の駆動出力生成素子のベース電圧またはゲート電圧の最大値であることを特徴とする、請求項４記載の駆動装置。
【請求項８】
前記駆動出力生成素子は、ｎｐｎトランジスタまたはＮチャンネルＭＯＳトランジスタのいずれかであることを特徴とする、請求項４記載の駆動装置。
【請求項９】
前記可動型ヘッドは光ピックアップであることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１０】
前記駆動出力急変検出手段は、
前記駆動出力追従信号を微分する微分回路と、
前記微分回路の出力の絶対値が所定値を超える期間を前記急変期間とし、前記急変期間を表す駆動出力急変信号を生成する波形整形回路とを含むことを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項１１】
前記応答性改善不要期間検出手段は、初期動作不安定性を回避するための所定のマスク期間を設定するマスク期間設定手段を含み、
前記マスク期間内は前記応答性改善不要期間とすることを特徴とする、請求項３記載の駆動装置。
【請求項１２】
前記アクチュエータは、可動型ヘッドの対物レンズをフォーカス方向に作動させるフォーカスアクチュエータであり、
前記駆動出力生成手段は、前記フォーカスアクチュエータに前記駆動出力を供給するフォーカス駆動出力生成手段であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１３】
前記アクチュエータは、可動型ヘッドの対物レンズをトラッキング方向に作動させるトラッキングアクチュエータであり、
前記駆動出力生成手段は、前記トラッキングアクチュエータに前記駆動出力を供給するトラッキング駆動出力生成手段であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１４】
前記アクチュエータをｎ個設けると共に、
前記駆動出力生成手段もｎ個設け、
前記駆動出力追従信号生成手段は、
前記ｎ個のアクチュエータのそれぞれを駆動するのに必要な駆動出力を少なくともｎ個検出し、前記ｎ個の駆動出力のそれぞれに追従するｎ個の副駆動出力追従信号を生成するｎ個の副駆動出力追従信号生成手段と、
前記ｎ個の副駆動出力追従信号を包み込み、単一の駆動出力追従信号を生成する包み込み手段とを含むことを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項１５】
前記制御出力生成手段は、前記駆動出力追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、前記第２基準電圧に対応した電源電圧を生成する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定出力と前記第２基準電圧とに基づいて、制御出力を生成することを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項１６】
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第２基準電圧と、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とを比較し、前記両電圧差を生成する電圧比較器と、
前記電圧差をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭコンパレータと、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記固定出力をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチングされた前記固定出力を前記制御出力に変換する降圧電圧生成器とを含み、
前記降圧電圧生成器は、コイルとコンデンサを備え、
前記コイルと前記コンデンサが接続される制御出力端子から、前記制御出力が出力されることを特徴とする、請求項１５記載の駆動装置。
【請求項１７】
前記スイッチング回路は、
ベース端子が前記スイッチング回路を制御する制御端子に接続され、エミッタ端子が前記固定出力生成手段に接続され、コレクタ端子が前記スイッチング回路の出力端子に接続されるｐｎｐトランジスタと、
アノード端子が接地され、カソード端子が前記コレクタ端子と前記スイッチング回路の出力端子に接続されるダイオードとを含むことを特徴とする、請求項１６記載の駆動装置。
【請求項１８】
前記スイッチング回路は、同期整流方式で構成される２つのＭＯＳパワートランジスタを含むことを特徴とする、請求項１６記載の駆動装置。
【請求項１９】
前記制御出力生成手段は、前記応答性改善不要期間以外の期間で前記急変期間を表す緊急動作信号を生成することを特徴とする、請求項３記載の駆動装置。
【請求項２０】
前記制御出力生成手段は強制駆動用回路を含み、
前記緊急動作信号は、前記強制駆動用回路を制御する制御端子に入力され、
前記強制駆動用回路は、前記制御出力端子と前記固定出力端子間に接続され、前記急変期間内でＯＮ状態となり、前記制御出力生成手段は前記定常値出力を出力し、それ以外はＯＦＦ状態となり、前記制御出力生成手段は制御出力を出力することを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項２１】
前記強制駆動用回路は、１個のｐｎｐトランジスタを含み、
前記ｐｎｐトランジスタは、エミッタ端子が前記固定出力端子に接続され、コレクタ端子が前記制御出力端子に接続され、ベース端子が前記強制駆動用回路の制御端子に接続されることを特徴とする、請求項２０記載の駆動装置。
【請求項２２】
前記強制駆動用回路は、１個のＰチャンネルＭＯＳトランジスタを含み、
前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタは、ソース端子が前記固定出力端子に接続され、ドレイン端子が前記制御出力端子に接続され、ゲート端子が前記強制駆動用回路の制御端子に接続されることを特徴とする、請求項２０記載の駆動装置。
【請求項２３】
前記緊急動作信号は、前記スイッチング回路の制御端子に入力され、
前記スイッチング回路は、前記急変期間内でＯＮ状態となり、前記制御出力生成手段は定常値出力を出力し、それ以外は、ＯＦＦ状態となり、前記制御出力生成手段は制御出力を出力することを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項２４】
前記ＰＷＭコンパレータはイネーブル端子を含み、
前記緊急動作信号は、前記イネーブル端子に入力され、
前記スイッチング回路は、前記急変期間内でＯＮ状態となり、前記制御出力生成手段は定常値出力を出力し、それ以外は、ＯＦＦ状態となり、前記制御出力生成手段は制御出力を出力することを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
【請求項２５】
前記制御出力生成手段は、前記駆動出力追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、前記第２基準電圧に対応した電源電圧を生成する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定出力と前記第２基準電圧とに基づいて、制御出力を生成することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
【請求項２６】
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第２基準電圧と、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とを比較し、前記両電圧差を生成する電圧比較器と、
前記電圧差をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭコンパレータと、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記固定出力をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチングされた前記固定出力を前記制御出力に変換する降圧電圧生成器とを含み、
前記降圧電圧生成器は、コイルとコンデンサを備え、
前記コイルと前記コンデンサが接続される制御出力端子から、前記制御出力が出力されることを特徴とする、請求項２５記載の駆動装置。
【請求項２７】
前記スイッチング回路は、
ベース端子が前記スイッチング回路を制御する制御端子に接続され、エミッタ端子が前記固定出力生成手段の固定出力端子に接続され、コレクタ端子が前記スイッチング回路の出力端子に接続されるｐｎｐトランジスタと、
アノード端子が接地され、カソード端子が前記コレクタ端子と前記スイッチング回路の出力端子に接続されるダイオードとを含むことを特徴とする、請求項２６記載の駆動装置。
【請求項２８】
前記スイッチング回路は、同期整流方式で構成される２つのＭＯＳパワートランジスタを含むことを特徴とする、請求項２６記載の駆動装置。
【請求項２９】
可動型ヘッドを作動させるアクチュエータに駆動出力を供給する方法であって、
所定の固定出力を生成するステップと、
前記アクチュエータが必要とする前記駆動出力を検出し、前記駆動出力に追従する駆動出力追従信号を生成するステップと、
前記固定出力と前記駆動出力追従信号とに基づいて、駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成するステップと、
前記制御出力を用いて前記駆動出力を生成するステップとを有することを特徴とする駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ディスク記録再生装置等の駆動装置に関し、特にアクチュエータを駆動するドライブ回路での消費電力を低減するとともに、ドライブ回路に高い応答性を持たせる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ディスクには、非接触記録再生のため媒体寿命が長い、ランダムアクセスがテープに比べ格段に早い、記憶容量が大きい等の多くの特徴がある。このためＣＤ（Compact Disk）やＤＶＤ（Digital Versatile Disk）ドライブ等が、パソコン周辺機器として標準装備されるに至っている。今後高速データ転送の要求により、光ディスクを回転させるディスクモータの回転数は、ますます高速化されようとしている。
【０００３】
デスクトップパソコンの光ディスク装置では、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源と、出力電圧が１２Ｖである１２Ｖ電源の２種類が、一般的に採用されている。可動型ヘッドの一種である光ピックアップによってできる光スポットをトラックに追従させるため、２種類のアクチュエータが作動する。一つは光ピックアップの対物レンズをフォーカス方向に動かして焦点を合わすためのフォーカスアクチュエータであり、もう一つは対物レンズをトラッキング方向に動かしてトラッキングするためのトラッキングアクチュエータである。これらアクチュエータをそれぞれ駆動するフォーカスドライブ回路およびトラッキングドライブ回路のようなドライブ回路には、５Ｖ電源や１２Ｖ電源が通常使用されている。ディスクモータについては、高速回転化に対応するため使用可能ななるべく高い電源電圧が採用されている。デスクトップパソコン用の場合は、１２Ｖで駆動されるのが一般的である。またＤＳＰ（Digital Signal Processor）の高集積化にともなって、電源電圧が３．３Ｖ程度の信号処理回路を光ディスク装置内部に備えるものが多くなっている。
【０００４】
光ディスク装置の動作状況によっては、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧をなるべく高くした方が、有利な場合がある。例えばディスクモータの回転数を速くする場合、サーボが追従すべきディスク上の目標点への加速度も高くなる。このときフォーカスおよびトラッキングアクチュエータも、高加速度にて動作させる必要があり、コイルの電流も大きくすることが要求される。したがってフォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧は、高い方が有利である。また光ディスク再生時のアクセス動作を高速化したい場合には、光スポットをトラッキング方向に高速に移動および停止させるため、トラッキングアクチュエータを高い加速度にて動作させる必要がある。この場合にもトラッキングドライブ回路の電源電圧は、高いほうが有利である。
さらに、面振れ量が大きなディスクを再生する場合には、フォーカスドライブ回路の電源電圧は高い方が有利である。偏芯量が大きなディスクを再生する場合には、トラッキングドライブ回路の電源電圧は高い方が有利である。以上のような場合において、高い電源電圧が必要になる。
【０００５】
前述のような高速化に対する要求とは別に、低消費電力化の要求も強い。アクチュエータを駆動するドライバとしては、バイポーラトランジスタを用いたＢＴＬドライバによるリニア駆動方式でなく、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation)制御方式が採用されてきている。ＰＷＭドライバにより、回路内部での電圧ドロップによる電力損失を低減できるからである。しかしながら高周波の電流スイッチングを行うため、光ディスク装置にとってはＰＷＭドライバが出す雑音が問題になり、回路の輻射を抑えるための対策が別途必要になってくる。
特に記録再生する光ディスク装置では、光ピックアップからの再生信号が非常に小さい場合がある。このときＰＷＭドライバで光ピックアップの対物レンズを動かすアクチュエータを駆動すれば、ＰＷＭドライバから出る電気的雑音が光ピックアップからの再生信号に飛び込む。その結果光ディスク装置が誤動作したり、誤り率が悪化したりする。
【０００６】
以上の問題を避けるため、記録再生用光ディスク装置においては、比較的周波数が低く、電流の大きいディスクモータドライブ回路をＰＷＭドライバで駆動し、電流が相対的に小さく、周波数が高いフォーカスおよびトラッキングドライブ回路をリニア駆動方式のＢＴＬドライバで駆動することが、比較的多く行われている。
しかしこの場合、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路においては、電源電圧と実際にアクチュエータに加わる電圧との差に電流を掛けた積が、ＢＴＬドライバ回路内部で熱エネルギとして失われる。光ディスクを低速で再生している場合、ドライブ回路の電源電圧としては高い電圧は必要でない。このような場合であってもドライブ回路の電源として高い電源電圧（１２Ｖ）を使用するため、これらリニア駆動方式のＢＴＬドライバ回路では、多くの無駄な消費電力と発熱の問題が発生する。つまりフォーカスおよびトラッキングアクチュエータを駆動させるために必要な電流が小さくても、この駆動電流を供給する電源電圧が高い場合、パワー出力トランジスタの消費電力が大きくなり、そのためにリニア駆動方式のＢＴＬドライバを搭載したＩＣの発熱および消費電力が問題となる。
【０００７】
この問題を避けるために、電源電圧を必要以上に高くしないことが対策として行われる場合がある。しかしながら、通常動作以上のばらつき要因があった場合、たとえば光ディスク装置に、目標規格ギリギリの面振れ量の大きなディスクや偏芯量の大きなディスクが挿入された場合、光ピックアップの対物レンズを動かすアクチュエータの駆動電流が足りなくなり、これらのばらつきディスクに対して、光ディスク装置としてのプレイ・アビリティが劣化する。つまり電源電圧による発熱対策と、プレイ・アビリティのトレード・オフが生じる。
【０００８】
また最近では複合型ドライブＩＣとして、ディスクモータドライブ回路とフォーカスおよびトラッキングドライブ回路を同―のＩＣ内に設ける場合もある。ディスクモータを高速にて回転させると、ディスクモータのモータ電流が増加するため、複合型ドライブＩＣ内部のディスクモータドライブ回路の消費電力が大きくなる。この時に、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源として高い電源電圧（１２Ｖ）を使用すると、複合型ドライブＩＣ内部の消費電力が大きくなり、ＩＣ自身の温度も高くなる。さらに光ディスク装置を高い温度の環境にて使用した場合、複合型ドライブＩＣの許容温度を超えてしまう場合がある。以上のように、リニア駆動のＢＴＬドライバを搭載したＩＣ、またはこのＩＣを搭載した光ディスク装置の、消費電力および発熱の問題が顕著となる傾向にある。
【０００９】
この問題や要求に応えて、光ディスク装置の動作状態等に応じて、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧を切り換える技術として、例えば、特開２００３−１３２５５５号公報が開示されている。図１は、当該文献に開示されている光ディスク装置である。なおここでは、原理説明に必要な構成のみを記載する。
【００１０】
図１において、光ピックアップ１３０により光ディスク１００に光ビームが照射され、その反射光によりディスク上の情報が電気信号として再生信号処理回路１４０に出力される。再生信号処理回路１４０にて振幅補正された再生信号は、再生信号復調回路１５０にて復調され、光ディスク１００に記録済みの情報が再生される。
ＤＳＰ部５００内には、マイコン５１０とサーボ回路５２０が含まれる。マイコン５１０からの回転速度の指令に基づき、サーボ回路５２０によりディスクモータドライブ回路１２０を介してディスクモータ１１０の回転が制御され、光ディスク１００が所定の回転数で回転する。再生信号処理回路１４０では、光ビーム焦点のフォーカス方向の誤差信号であるフォーカス誤差信号と、光ビーム焦点のトラッキング方向の誤差信号であるトラッキング誤差信号が作成される。サーボ回路５２０により、再生信号処理回路１４０にて作成されたフォーカス誤差信号に基づいて、光ビーム焦点が光ディスク１００の記録面と一致するように、フォーカスドライブ回路２２０とフォーカスアクチュエータ２１０を介して光ビーム焦点がフォーカス方向に制御される。これがフォーカスサーボである。またサーボ回路５２０により、トラッキング誤差信号に基づいて、光ビーム焦点が光ディスク１００の上の記録トラックを追従するように、トラッキングドライブ回路３２０とトラッキングアクチュエータ３１０を介して光ビーム焦点がトラッキング方向に制御される。これがトラッキングサーボである。
【００１１】
特開２００３−１３２５５５号公報の光ディスク装置では、電源切替回路４００により装置の動作状態に対応して、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源１６２と出力電圧が１２Ｖである１２Ｖ電源１６１と、出力電圧が３．３Ｖである３．３Ｖ電源１６３が適時切り換えられ、フォーカスドライブ回路２２０やトラッキングドライブ回路３２０に供給されることで、光ディスク装置の低消費電力化が図られていた。
つまり光ディスク装置において、通常の再生や記録動作時にフォーカスドライブ回路２２０やトラッキングドライブ回路３２０に供給する第１の電圧を有する第１の電源と、第１の電圧より高い第２の電圧を有する第２の電源を設け、これら第１の電源又は第２の電源の少なくとも一方を外部から供給する。アクチュエータの駆動力を高める必要がある場合には、前記第２の電源に切り換える切換手段を設ける。さらに、第１の電源より低い第３の電圧を有する第３の電源を前記第１あるいは第２の電源から変換する手段を備え、制御手段からの指令によって、フォーカスドライブ回路２２０やトラッキングドライブ回路３２０の電源を前記第３の電源に切り換えることができることが開示されている。
【００１２】
ところで、第３の電源である３．３Ｖ電源は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成されることが多いので、図２を参照して降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５００を説明する。
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５００は、電圧比較器２３１００とＰＷＭコンパレータ２３２００とスイッチング回路２３３００および降圧電圧生成器２３４００とを含む。電圧比較器２３１００は、電圧アンプ２３１１０と抵抗ＲＣおよびコンデンサＣＣを含む。電圧比較器２３１００の入力端子は、電圧アンプ２３１１０の非反転入力端子と反転入力端子であり、電圧比較器２３１００の出力端子は電圧アンプ２３１１０の出力端子である。電圧アンプ２３１１０の出力端子はコンデンサＣＣの片端に接続され、コンデンサＣＣの他端は抵抗ＲＣの片端に接続され、抵抗ＲＣの他端は電圧アンプ２３１１０の反転入力端子に接続される。
【００１３】
電圧比較器２３１００の出力端子はＰＷＭコンパレータ２３２００の反転入力端子に接続され、ＰＷＭコンパレータ２３２００の非反転端子には三角波２３２１０の電圧信号が入力される。ＰＷＭコンパレータ２３２００の出力端子は、スイッチング回路２３３００を制御する制御端子に接続される。スイッチング回路２３３００は、本例ではｐｎｐ型のトランジスタ２３３１０と回生電流用のダイオード２３３２０が使用される。トランジスタ２３３１０のエミッタ端子は５Ｖ電源に接続され、コレクタ端子はアノード端子が接地されたダイオード２３３２０のカソード端子と次段の降圧電圧生成器２３４００の入力端子に接続される。
降圧電圧生成器２３４００はコイルＬと充電用のコンデンサＣＳを含み、入力端子はコイルＬの片端に接続され、コイルＬの他端と、片端が接地されたコンデンサＣＳの他端は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３４００の出力端子で降圧電圧ＶＣを出力する降圧電圧出力端子に接続される。降圧電圧出力端子は、電圧比較器２３１００内の電圧アンプ２３１１０の反転入力端子に接続され、電圧アンプ２３１１０の非反転入力端子で降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５００の入力端子である基準電圧入力端子には、３．３Ｖの基準電圧が入力される。
【００１４】
この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５００の動作は以下のようになる。
電圧アンプ２３１１０は、基準電圧３．３Ｖと降圧電圧ＶＣを比較し、降圧電圧ＶＣが基準電圧３．３Ｖよりも小さい場合に出力電圧を上げ、次段のＰＷＭコンパレータ２３２００の反転入力端子電圧を上げる。ＰＷＭコンパレータ２３２００は、非反転入力端子に入力された三角波２３２１０の電圧と反転入力端子電圧とを比較し、反転入力端子電圧が上がるとパルス幅の狭いＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号で５Ｖ電源電圧をスイッチングするスイッチング回路２３３００は、ＯＮ期間がＯＦＦ期間よりも長くなり、降圧電圧生成器２３４００はそのスイッチングされた５Ｖ電源電圧を直流に近い電圧に変換するため、降圧電圧出力端子の降圧電圧ＶＣは上がる。逆に降圧電圧ＶＣが基準電圧３．３Ｖよりも大きい場合には、電圧アンプ２３１１０の出力電圧は下がり、結果的に降圧電圧出力端子の降圧電圧ＶＣは下がる
この負帰還動作の結果、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５００は、基準電圧３．３Ｖと降圧電圧ＶＣが等しい電圧になるように動作する。
【００１５】
またその他の特許文献として、特許第３５１３０６２号公報では、光ディスク装置の対物レンズがディスクに衝突することを軽減する技術が開示されている。ＤＶＤなどの２層ディスクを使用する光ディスク装置においては、片面から２層のデータを再生するために、レーザの焦点を記憶層間で層間移動制御するフォーカスジャンプ制御方法の技術が採用されている。フォーカスジャンプ制御方法では、ディスクの局部的な傷や面振れ加速度の増大などにより、フォーカスジャンプが同一箇所で何度も失敗することがある。ジャンプを何度も失敗する箇所では、ジャンプを中止することにより、対物レンズがディスクに衝突することを軽減することができる。
【特許文献１】特開２００３−１３２５５５号公報
【特許文献２】特許第３５１３０６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上記公報に開示されている技術では、光ディスク装置におけるフォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧を、通常の再生を行う第１の電源と、第１の電源よりも高い第２の電源を備え、特に高い応答性を要求される場合に第２の電圧に切り換えるものである。さらにまた第１の電源より低い第３の電源を備え、光ディスク装置の動作状態、ディスクの面振れおよび偏芯等に対応すべく各種状態を細分化し、供給する電源電圧を第１の電源、第２の電源、第３の電源と３段階に切り換えて供給し、低消費電力化を図るものである。しかしながらフォーカスあるいはトラッキングドライブ回路に対し、電源電圧の３段階切替での制御範囲では低消費電力化に限界があり、低消費電力化のためにドライブ回路に求められる最適値の電源電圧を与えることについては、配慮されていない。
【００１７】
前記に鑑み本発明は、ドライブ回路での消費電力をさらに低減すると共に、ドライブ回路に高い応答性を持たせることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記の目的を達成するため本発明の駆動装置は、可動型ヘッドを作動させるアクチュエータに駆動出力を供給する装置であり、所定の固定出力を生成する固定出力生成手段と、前記アクチュエータを駆動するのに必要な前記駆動出力を検出し、前記駆動出力に追従する駆動出力追従信号を生成する駆動出力追従信号生成手段と、前記固定出力と前記駆動出力追従信号とに基づいて、駆動出力よりも若干大きめの制御出力を生成する制御出力生成手段と、前記制御出力を用いて前記駆動出力を生成する駆動出力生成手段、とを有している。
この構成により、アクチュエータを駆動するための必要最小限の制御出力を、駆動出力を生成する駆動出力生成素子の電源として供給できる。
【００１９】
さらに、前記駆動出力追従信号が急激に変化する急変期間を検出する駆動出力急変検出手段を有し、前記制御出力生成手段は、前記急変期間において前記固定出力に実質的な変動を加えない定常値出力を出力し、応答性を改善することを特徴としている。また、応答性の改善が不要な応答性改善不要期間を検出する応答性改善不要期間検出手段を有し、前記応答性改善不要期間においては、たとえ前記急変期間が検出されても、前記定常値出力を出力しないことを特徴としている。
この構成により、前記急変期間内では、前記固定出力にほぼ同等の定常値出力にできる。また前記急変期間であっても、緩やかな応答性が望ましい場合には、前記応答性改善不要期間とすることにより制御出力にできる。
【発明の効果】
【００２０】
ＰＷＭドライバを使用している従来の駆動装置では、ＰＷＭ駆動による高周波の電流スイッチングノイズが光ピックアップの再生信号に飛び乗り、再生信号から作成するフォーカス誤差信号やトラッキング誤差信号にノイズを重畳してフォーカスやトラッキング動作を誤動作させ、また再生信号の誤り率を悪化させていたが、本発明の駆動装置ではリニア駆動方式の駆動出力生成素子を使用するため従来の駆動装置のような恐れもなく、良好なフォーカスおよびトラッキング動作、そして誤り率が達成される。
【００２１】
また従来の駆動装置では、低消費電力化のために光ディスク装置の動作状態を細分化し、供給する電源電圧を第１の電源、第２の電源、第３の電源と切り換えて供給するだけであり、３段階での電源電圧切り替えという制御範囲の限界があった。本発明の駆動装置では制御出力生成手段を備えることにより、駆動出力生成手段の駆動出力の大きさに応じた電源供給が可能となり、駆動出力が高いときは制御出力も高く、駆動出力が低いときは制御出力も低くすることができるのでさらなる低消費電力化が図れ、ドライブＩＣの発熱も問題となることがない。
【００２２】
駆動装置が機械的な振動を受けた場合、あるいは面振れ量や偏芯量の大きなディスクが挿入された場合のように駆動出力の急激な変化が必要とされる場合においても、固定出力に実質的に同等の定常値出力を供給できるので、駆動出力を生成する駆動出力生成素子の電源電圧は十分大きくなり、応答性よく動作させることができる。さらにディスクの局部的な傷や面振れ加速度の増大等によりフォーカスジャンプが失敗する場合にも、応答性の改善が不要な応答性改善不要期間を設定し、たとえ前記急変期間が検出されても、前記定常値出力を出力しないようにすることで応答性を穏やかにし、対物レンズのディスクへの衝突を軽減させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（本発明の概要）
最初に本発明の概要を、図２６を参照して説明する。ここで固定出力は、例えば１２ＶのＰＶＣＣ電源から供給される直流の電力である。
駆動出力生成手段（２２００；３２００；５２００）により駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が生成され、アクチュエータ（２１００；３１００）に供給されて可動型ヘッド（１３００）が作動する。また駆動出力追従信号生成手段（２２２０）により、アクチュエータ（２１００；３１００）が必要とする駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が検出され、駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）に追従する駆動出力追従信号（ＶＢ１；ＶＢ２）が生成される。制御出力生成手段（２３００；３３００；５３００）では、固定出力生成手段（１６１０）により生成された固定出力が駆動出力追従信号（ＶＢ１；ＶＢ２）に基づいて制御され、駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）よりも若干大きめの制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）が生成される。駆動出力生成手段（２２００；３２００；５２００）では、制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）を用いて駆動出力（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）が生成される。
この構成により、アクチュエータ（２１００；３１００）を駆動するための必要最小限の制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）を、駆動出力生成手段（２２００；３２００；５２００）の電源として供給できる。
【００２４】
さらに駆動出力急変検出手段（２４００；３４００）により、駆動出力追従信号（ＶＢ１；ＶＢ２）が急激に変化する急変期間（ＴＶＦ１）が検出され、制御出力生成手段（２３００；３３００；５３００）により、急変期間（ＴＶＦ１）において固定出力に実質的な変動を加えない定常値出力（ＶＣ１；ＶＣ２）が出力される。
この構成により、急変期間（ＴＶＦ１）内では、固定出力にほぼ同等の定常値出力（ＶＣ１；ＶＣ２）にできるため、制御出力生成手段（２３００；３３００；５３００）の応答性が改善される。
【００２５】
また応答性改善不要期間検出手段（５１００）により、応答性の改善が不要な応答性改善不要期間（ＴＡ１）が検出される。制御出力生成手段（２３００；３３００；５３００）では、応答性改善不要期間（ＴＡ１）において、たとえ急変期間（ＴＶＦ１）が検出されても、定常値出力（ＶＣ１；ＶＣ２）が出力されないように構成される。
この構成により、急変期間（ＴＶＦ１）であっても緩やかな応答性が望ましい場合には、応答性改善不要期間（ＴＡ１）とすることにより制御出力（ＶＣ１；ＶＣ２）にできる。
以下、発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
【００２６】
（第１の実施の形態）
図３は、第１の実施の形態である駆動装置のブロック図である。
図３において、光ピックアップ１３００により光ディスク１０００に光ビームが照射され、その反射光によりディスク上の情報が電気信号として再生信号処理回路１４００に出力される。再生信号処理回路１４００にて振幅補正された再生信号は、再生信号復調回路１５００にて復調され、光ディスク１０００に記録済みの情報が再生される。
ＤＳＰ部５０００内には、マイコン５１００とサーボ回路５２００が含まれる。マイコン５１００からの回転速度の指令に基づき、サーボ回路５２００によりディスクモータドライブ回路１２００を介してディスクモータ１１００の回転が制御され、光ディスク１０００が所定の回転数で回転する。再生信号処理回路１４００では、光ビーム焦点のフォーカス方向の誤差信号であるフォーカス誤差信号と、光ビーム焦点のトラッキング方向の誤差信号であるトラッキング誤差信号が作成される。サーボ回路５２００により、再生信号処理回路１４００にて作成されたフォーカス誤差信号に基づいて、光ビーム焦点が光ディスク１０００の記録面と一致するように、フォーカスドライブ回路２２００とフォーカスアクチュエータ２１００を介して光ビーム焦点がフォーカス方向に制御される。これがフォーカスサーボである。またサーボ回路５２００により、トラッキング誤差信号に基づいて、光ビーム焦点が光ディスク１０００の上の記録トラックを追従するように、トラッキングドライブ回路３２００とトラッキングアクチュエータ３１００を介して光ビーム焦点がトラッキング方向に制御される。これがトラッキングサーボである。
【００２７】
ここでフォーカスアクチュエータ２１００、フォーカスドライブ回路２２００、フォーカス損失低減型電源２３００およびフォーカス電源変化検出器２４００を有するブロックをフォーカス部２０００とし、トラッキングアクチュエータ３１００、トラッキングドライブ回路３２００、トラッキング損失低減型電源３３００およびトラッキング電源変化検出器３４００を有するブロックをトラッキング部３０００とする。第１の実施の形態ではフォーカス部２０００を中心に説明するが、トラッキング部３０００においても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
【００２８】
フォーカスドライブ回路２２００内において、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じた駆動出力追従信号ＶＢ１が作成され、駆動出力追従信号ＶＢ１がフォーカス損失低減型電源２３００に入力される。フォーカス損失低減型電源２３００に供給される電源は、例えば出力電圧が１２ＶであるＰＶＣＣ電源１６１０である。その結果ＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０は、フォーカス損失低減型電源２３００によりフォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じた電源電圧に変化し、フォーカスドライブ回路２２００に電源供給を行うことで駆動装置の低消費電力化が達成できる。
【００２９】
フォーカスドライブ回路２２００の大元のＰＶＣＣ電源は、ここでは例えば１２ＶのＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０としたが、フォーカスドライブ回路２２００の求められる最大の駆動電流を流せるのであれば、さらなる低消費電力化のために、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源１６２０をＰＶＣＣ電源としてもよい。ＰＶＣＣ電源はこれら１２Ｖや５Ｖに限定されるものではなく、最適の別の電圧にしてもよい。
また駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な変化は、フォーカス電源変化検出器２４００で検出され、その検出出力は駆動出力急変信号ＶＦ１としてＤＳＰ部５０００に入力される。ＤＳＰ部５０００では、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性を改善するかどうかが、あらかじめ決められた判断処理と照らし合わせて判断され、結果が緊急動作信号ＶＴＦ１としてフォーカス損失低減型電源２３００にフィードバックされる。このようにフォーカス損失低減型電源２３００は通常は低消費電力化に貢献するが、電源の急激な変化時に応答性を改善したい場合には、高い応答性を持たせることができる。
【００３０】
ここで図２６による本発明の概要と図３における第１の実施の形態との対応関係を説明すると、可動型ヘッドは光ピックアップ１３００、アクチュエータはフォーカスアクチュエータ２１００とトラッキングアクチュエータ３１００、駆動出力生成手段はフォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００とサーボ回路５２００、駆動出力追従信号生成手段はフォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００とにそれぞれ含まれるＶＢ制御生成器２２２０、固定出力生成手段はＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０、制御出力生成手段はフォーカス損失低減型電源２３００とトラッキング損失低減型電源３３００とＶＴＦ発生器５３００、駆動出力急変検出手段はフォーカス電源変化検出器２４００とトラッキング電源変化検出器３４００、応答性改善不要期間検出手段はマイコン５１００、にそれぞれ対応している。
【００３１】
また駆動出力生成手段には、例としてフォーカス駆動出力生成手段とトラッキング駆動出力生成手段があるが、フォーカス駆動出力生成手段はフォーカスドライブ回路２２００とサーボ回路５２００、トラッキング駆動出力生成手段はトラッキングドライブ回路３２００とサーボ回路５２００、にそれぞれ対応している。
【００３２】
以上のように、フォーカスドライブ回路２２００への電源供給に対して、本発明の構成によりきめ細かな電源制御が可能で、さらなる低消費電力化が達成される。また本発明の駆動装置では、面振れ量や偏芯量の大きなディスクが挿入された場合にも、高い電源電圧を応答性よく供給することが可能なため、緊急時の余裕も十分あり、追従性に優れたフォーカス制御を提供できる。
以上ではフォーカス部２０００を中心に説明したが、トラッキング部３０００においても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
【００３３】
（フォーカスドライブ回路の実施例１およびフォーカス損失低減型電源の実施例１）
図４は、図３の第１の実施の形態において、フォーカスドライブ回路２２００の実施例１およびフォーカス損失低減型電源２３００の実施例１に関して、詳細なブロック図を記したものである。フォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０と、バイポーラまたはＭＯＳトランジスタ等の駆動出力生成素子でＨブリッジ構成した駆動出力部２２３０が含まれる。ドライバ２２３１、２２３２は、Ｈブリッジ構成の半分ずつを指している。フォーカス損失低減型電源２３００は、Ｈブリッジ構成した駆動出力部２２３０の供給電源であり、ＶＢ制御生成器２２２０からの駆動出力追従信号ＶＢ１で、制御出力ＶＣ１を制御する構成になっている。
【００３４】
図４において、ＤＳＰ部５０００によりフォーカスアクチュエータ２１００を駆動するための波形情報を備えた駆動波形信号ＶＩＮ１が入力され、ドライバ制御部２２１０内の所定のアンプ２２１１で増幅され、そのアンプ出力ＶＧＸ１と第１基準電圧ＶＲＥＦ１とがＶＢ制御生成器２２２０に入力される。ＶＢ制御生成器２２２０においては、アンプ出力ＶＧＸ１と第１基準電圧ＶＲＥＦ１とが絶対値回路２２２１とオフセット値設定器２２２２と合成器２２２３で信号合成され、駆動出力追従信号ＶＢ１としてフォーカス損失低減型電源２３００に出力される。駆動出力部２２３０には、リニア駆動のドライバ２２３１、２２３２が含まれ、その一対の駆動出力端子からは逆相関係にある一対の駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−がフォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子に供給される。駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、通常、電圧値を表すが、電流値としてもよい。
【００３５】
駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の差（ＶＯ１＋）―（ＶＯ１−）は、下式に示すように、ドライバ制御部２２１０の駆動波形信号ＶＩＮ１から所定の値の第１基準電圧ＶＲＥＦ１を引いた（ＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１）にある比例定数のゲインＧをかけた値として求められる。
｛（ＶＯ１＋）−（ＶＯ１−）｝＝Ｇ・（ＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１）      Ｇ＞０
上式が示すように、ＶＩＮ１＞ＶＲＥＦ１ならば（ＶＯ１＋）＞（ＶＯ１−）となり、ＶＩＮ１＜ＶＲＥＦ１ならば（ＶＯ１＋）＜（ＶＯ１−）となる。
【００３６】
図５は、図４のフォーカスドライブ回路２２００に含まれるＶＢ制御生成器２２２０の詳細なブロック図である。図６Ａおよび図６Ｂは、図５における主要信号の時間的変化を示す波形図である。ドライバ制御部２２１０からの信号ＶＧＸ１は、絶対値回路２２２１に入力され、第１基準電圧ＶＲＥＦ１との差の電圧がＶ／Ｉ変換２２２４により電流に変換される。変換された電流Ｉ_Ｂ１は、電流絶対値変換２２２５により絶対値変換されて電流Ｉ_Ａ１となる。一方、オフセット値設定器２２２２で所定の電圧値がＶ／Ｉ変換２２２６により電流変換されて電流Ｉ_ＯＦＦ１となる。電流Ｉ_Ａ１に電流Ｉ_ＯＦＦ１が加算され、（Ｉ_Ａ１）＋（Ｉ_ＯＦＦ１）の合成電流が合成器２２２３の抵抗Ｒ５に流し込まれる。図６Ａには、電流Ｉ_Ｂ１の模式的な波形図が図示されており、図６Ｂには、電流Ｉ_Ｂ１を絶対値変換した電流Ｉ_Ａ１、および電流Ｉ_Ａ１に電流Ｉ_ＯＦＦ１を加算した電流（Ｉ_Ａ１）＋（Ｉ_ＯＦＦ１）の模式的な波形図が図示されている。抵抗Ｒ５の両端の電圧は駆動出力追従信号ＶＢ１となり、フォーカス損失低減型電源２３００に出力される。
以上ように構成されたフォーカスドライブ回路で、フォーカス損失低減型電源２３００の制御出力ＶＣ１を制御する駆動出力追従信号ＶＢ１が作成される。
【００３７】
フォーカス損失低減型電源２３００の実施例１は、図４の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０に示す。
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、電圧比較器２３１０とＰＷＭコンパレータ２３２０とスイッチング回路２３３０および降圧電圧生成器２３４０とを含む。電圧比較器２３１０は、電圧アンプ２３１１と抵抗ＲＣ１およびコンデンサＣＣ１を含む。電圧比較器２３１０の入力端子は、電圧アンプ２３１１の非反転入力端子と反転入力端子であり、電圧比較器２３１０の出力端子は電圧アンプ２３１１の出力端子である。電圧アンプ２３１１の出力端子はコンデンサＣＣ１の片端に接続され、コンデンサＣＣ１の他端は抵抗ＲＣ１の片端に接続され、抵抗ＲＣ１の他端は電圧アンプ２３１１の反転入力端子に接続される。
【００３８】
電圧比較器２３１０の出力端子はＰＷＭコンパレータ２３２０の反転入力端子に接続され、ＰＷＭコンパレータ２３２０の非反転端子には三角波２３２１の電圧信号が入力される。ＰＷＭコンパレータ２３２０の出力端子は、スイッチング回路２３３０を制御する制御端子に接続される。スイッチング回路２３３０は、本例ではｐｎｐ型のトランジスタ２３３１と回生電流用のダイオード２３３２が使用される。トランジスタ２３３１のエミッタ端子は固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０に接続され、コレクタ端子はアノード端子が接地されたダイオード２３３２のカソード端子と次段の降圧電圧生成器２３４０の入力端子に接続される。
降圧電圧生成器２３４０はコイルＬ１と充電用のコンデンサＣＳ１を含み、入力端子はコイルＬ１の片端に接続され、コイルＬ１の他端と、片端が接地されたコンデンサＣＳ１の他端は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３４０の出力端子で制御出力ＶＣ１を出力する制御出力端子に接続される。制御出力端子は、電圧比較器２３１０内の電圧アンプ２３１１の反転入力端子に接続され、電圧アンプ２３１１の非反転入力端子で降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の入力端子である基準電圧入力端子には、第２基準電圧が入力される。
【００３９】
この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の動作は以下のようになる。
電圧アンプ２３１１は、第２基準電圧と制御出力ＶＣ１を比較し、制御出力ＶＣ１が第２基準電圧よりも小さい場合に出力電圧を上げ、次段のＰＷＭコンパレータ２３２０の反転入力端子電圧を上げる。ＰＷＭコンパレータ２３２０は、非反転入力端子に入力された三角波２３２１の電圧と反転入力端子電圧とを比較し、反転入力端子電圧が上がるとパルス幅の狭いＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号で固定出力をスイッチングするスイッチング回路２３３０は、ＯＮ期間がＯＦＦ期間よりも長くなり、降圧電圧生成器２３４０はスイッチングされた固定出力を直流に近い制御出力ＶＣ１に変換する。その結果制御出力端子の制御出力ＶＣ１は上がる。逆に制御出力ＶＣ１が第２基準電圧よりも大きい場合には、電圧アンプ２３１１の出力電圧は下がり、結果的に制御出力端子の制御出力ＶＣ１は下がる
【００４０】
この負帰還動作の結果、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、第２基準電圧と制御出力ＶＣ１が等しい電圧になるように動作する。
したがってフォーカス損失低減型電源２３００内の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の入力端子である基準電圧入力端子に、第２基準電圧として駆動出力追従信号ＶＢ１と追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の和の電圧を入力すれば、この和の電圧に一致するように、固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０は制御出力ＶＣ１の電圧まで降圧される。さらに駆動出力追従信号ＶＢ１が駆動波形信号ＶＩＮ１に応じて変化すると、追従して制御出力ＶＣ１も変化する。
【００４１】
このように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、第２基準電圧と降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の出力電圧である制御出力ＶＣ１とを比較し両電圧差を生成する電圧比較器２３１０と、電圧差をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭコンパレータ２３２０と、ＰＷＭ信号に基づいて固定出力をスイッチングするスイッチング回路２３３０と、スイッチングされた固定出力を制御出力ＶＣ１に変換する降圧電圧生成器２３４０とを含む。降圧電圧生成器２３４０は、コイルＬＩとコンデンサＣＳ１を備える。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０は、コイルＬＩとコンデンサＣＳ１が接続される制御出力端子から、制御出力ＶＣ１が出力されることを特徴としている。図４のスイッチング回路２３３０を構成するトランジスタ２３３１とダイオード２３３２は、２つのＭＯＳパワートランジスタに置き換え、この２つのＭＯＳパワートランジスタを同期整流方式で動作させるように構成してもよい。この場合ＰＷＭコンパレータ２３２０は、この２つの同期整流方式のＭＯＳパワートランジスタを、上述の説明のように制御する構成となっているものとする。
【００４２】
図７Ａは、図４における駆動波形信号ＶＩＮ１、第１基準電圧ＶＲＥＦ１および駆動出力追従信号ＶＢ１の波形図である。また図７Ｂは、図４における制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の波形図である。図７Ａおよび図７Ｂとも縦軸は電圧であり、固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０、制御出力ＶＣ１、および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、電圧を表す。なお、縦軸を電流として、これら固定出力、制御出力ＶＣ１、および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−をすべて電流で表したものとしてもよい。
図７Ａに示すように駆動出力追従信号ＶＢ１は、上述の構成から明らかなように、駆動波形信号ＶＩＮ１を第１基準電圧ＶＲＥＦ１に関して絶対値を取り、ある所定の電圧を加えた波形として表される。次に、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２３５０の基準電圧入力端子の第２基準電圧は、ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１となる。
したがって図７Ｂに示すように、第２基準電圧に追従する制御出力ＶＣ１はＶＢ１＋ＶＯＦＦ１として表される。制御出力ＶＣ１の波形は、駆動出力生成素子によって平衡型で出力される駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の最大値に沿った、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−よりも若干大きめの波形となる。ここで、制御出力ＶＣ１の波形が、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−よりも若干大きめの波形とは、次の意味を有する。一つの観点によれば、制御出力ＶＣ１の波形は、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の最大値近傍において、図７Ｂのように、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−より大きく、かつその波形に大略相似形ということである。このように、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、駆動出力生成素子が生成する駆動出力ＶＯ１＋およびＶＯ１−に悪影響を与えずに最低限の値に下げることができ、ＰＶＣＣからの差の分（１２Ｖ電源の場合はＤ１２Ｖ、５Ｖ電源の場合はＤ５Ｖ）だけ、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えられる。
【００４３】
ここで図８について関連する部分を説明する。図８は、本発明における主要信号波形の動作について、縦軸を電圧、横軸を時間ｔで模式的に説明した図である。なお、縦軸を電流として、図８の主要信号波形を電流で表したものとしてもよい。フォーカスドライブ回路２２００の駆動波形信号ＶＩＮ１、フォーカスドライブ回路２２００の第１基準電圧ＶＲＥＦ１、フォーカスドライブ回路２２００の出力信号でフォーカス損失低減型電源２３００の入力信号である駆動出力追従信号ＶＢ１について、それぞれの信号波形を時間軸に対して示している。
図８の下部に示すように、時間軸は、通常動作期間ＴＮＯと緊急動作期間ＴＡＢに分かれる。緊急動作期間ＴＡＢは、例えば駆動装置が機械的な振動を受けた場合、あるいは面振れ量や偏芯量の大きなディスクが挿入された場合等である。
通常動作期間ＴＮＯ時には、ＤＳＰ部５０００からの駆動波形信号ＶＩＮ１は、第１基準電圧ＶＲＥＦ１を中心に通常の状態で推移する。駆動出力追従信号ＶＢ１も、図７Ａと同様に、駆動波形信号ＶＩＮ１の信号波形に対応して必要以上に高くしないように推移する。
【００４４】
緊急動作期間ＴＡＢ時には、駆動波形信号ＶＩＮ１はＤＳＰ部５０００からの指令により、第１基準電圧ＶＲＥＦ１を中心に正か負の方向に瞬時に大きな振幅で振れる。ここでは波線ＰＶＦ１として図示するように、正の方向に振れる場合を示す。このように駆動波形信号ＶＩＮ１が急激に上昇することにより、ＤＳＰ部５０００からの指令通りにフォーカスドライブ回路２２００の駆動出力の差（ＶＯ１＋）−（ＶＯ１−）をＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１に比例して急激に上昇させ、フォーカスアクチュエータ２１００をＤＳＰ部５０００からの指令通りに動作させようとする。駆動出力追従信号ＶＢ１は、波線ＰＶＦ１のように急激な上昇に追従しようとする。
以上のように、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００を駆動するための駆動出力の最大値よりも若干大きめの電源供給で済み、消費電力の大幅な低減と発熱の大幅な低下が達成できる。
【００４５】
（フォーカスドライブ回路の実施例２）
図９は、図３の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路２２００の実施例２の詳細なブロック図である。本例のフォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０および駆動出力部２２３０が含まれる。駆動出力部２２３０には、リニア駆動方式の４個の駆動出力生成素子、本例ではＮチャンネルＭＯＳトランジスタ、を備えたＨブリッジと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を駆動するレベルシフト２２３３および２２３４と、ＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０からの電圧によりレベルシフト２２３３および２２３４に電源供給をするためのチャージポンプ２２３５が含まれる。
【００４６】
ＶＢ制御生成器２２２０には第１最大値検出器２２２７が含まれ、第１最大値検出器２２２７の出力の駆動出力追従信号ＶＢ１が、フォーカス損失低減型電源２３００に供給される。この駆動出力追従信号ＶＢ１により制御出力ＶＣ１が制御される。
上述のＨブリッジには、上段のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、および下段のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４が含まれる。Ｑ１のソース端子とＱ３のドレイン端子の接続点およびＱ２のソース端子とＱ４のドレイン端子の接続点の２個の接続点が駆動出力端子であり、その２個の駆動出力端子から駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子に供給される。
【００４７】
図１０は、図９における第１最大値検出器２２２７の回路図である。図１０において、図９の駆動出力ＶＯ１＋およびＶＯ１−からそれぞれダイオード電圧だけ高い電圧ＶＭＡおよびＶＭＢが検出され、これら電圧ＶＭＡおよび電圧ＶＭＢがそれぞれトランジスタＴ９ＡおよびＴ９Ｂに入力される。トランジスタＴ９ＡおよびＴ９Ｂのベース端子は抵抗Ｒ９Ｃを通して共通に接地されているため、電圧ＶＭＡと電圧ＶＭＢが比較され、その最大値が駆動出力追従信号ＶＢ１としてフォーカス損失低減型電源２３００に出力される。すなわち駆動出力追従信号ＶＢ１は、これらの２つの電圧ＶＭＡおよびＶＭＢの最大値を包み込んだ、最大値に実質等しい信号波形となる。
【００４８】
以上のようにフォーカス損失低減型電源２３００の制御出力ＶＣ１は、フォーカスドライブ回路の駆動出力生成素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の電源電圧であるので、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子（本例ではＮチャンネルＭＯＳトランジスタ）の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるに必要な電流を供給できる。
【００４９】
（フォーカスドライブ回路の実施例３）
図１１は、図３の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路２２００の実施例３の詳細なブロック図である。本例のフォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０および駆動出力部２２３０が含まれる。駆動出力部２２３０は、リニア駆動の駆動出力生成素子であるｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４によるＨブリッジ構成になっている。またＶＢ制御生成器２２２０には第２最大値検出器２２２８が含まれ、第２最大値検出器２２２８の出力の駆動出力追従信号ＶＢ１がフォーカス損失低減型電源２３００に供給される。この駆動出力追従信号ＶＢ１により制御出力ＶＣ１が制御される。
【００５０】
上述のＨブリッジには、上段のｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２、および下段のｎｐｎトランジスタＱ３、Ｑ４が含まれる。Ｑ１のエミッタ端子とＱ３のコレクタ端子の接続点およびＱ２のエミッタ端子とＱ４のコレクタ端子の接続点の２個の接続点が駆動出力端子であり、その２個の駆動出力端子から駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子に供給される。
図１１のＱ１のベース電圧ＶＱ１Ｂは駆動出力ＶＯ１＋からＱ１のベース・エミッタ間電圧だけ高くなり、同様にＱ２のベース電圧ＶＱ２Ｂは駆動出力ＶＯ１−からＱ２のベース・エミッタ間電圧だけ高くなる。
【００５１】
図１２は、図１１における第２最大値検出器２２２８の回路図である。図１０の第１最大値検出器２２２７の後段と同様な構成であり、図１１の電圧ＶＱ１Ｂおよび電圧ＶＱ２Ｂが、それぞれ図１２のトランジスタＴ１０ＡおよびＴ１０Ｂのエミッタ端子電圧Ｖ１１ＡおよびＶ１１Ｂとして入力される。トランジスタＴ１０ＡおよびＴ１０Ｂのベース端子は抵抗Ｒ１０を通して共通に接地されているため、電圧Ｖ１１Ａと電圧Ｖ１１Ｂが比較され、その最大値がトランジスタＴ１０ＡおよびＴ１０Ｂに共通のコレクタ電圧Ｖ１１Ｃとして出力される。このコレクタ電圧Ｖ１１Ｃが図１１の駆動出力追従信号ＶＢ１であり、フォーカス損失低減型電源２３００に出力される。すなわち駆動出力追従信号ＶＢ１は、図１１の２つの電圧ＶＱ１ＢおよびＶＱ２Ｂの最大値を包み込んだ、最大値に実質等しい信号波形となる。
【００５２】
以上のように図９の実施例２と同様に、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子（本例ではｎｐｎトランジスタ）の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるに必要な電流を供給できる。
【００５３】
ここで図４、図９、図１１にそれぞれ示した、フォーカスドライブ回路の実施例１、２、３の特徴を比較する。実施例１は、駆動出力追従信号ＶＢ１の作成がオープンループである。それに対し実施例２と３は、共に制御すべき駆動出力部２２３０からのフィードバックにより駆動出力追従信号ＶＢ１を作成しており、クローズドループになっている。一方、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じて、高い応答性でフォーカスアクチュエータ２１００を駆動するには、サーボ回路５２００からの事前の情報や、要求されるフォーカスドライブ回路２２００の供給電源の特性をなるべく早い時点で察知する必要がある。このような観点から考えると、実施例１が実施例２および３より、応答性よく駆動出力追従信号ＶＢ１の検出ができる。実施例３は、駆動出力生成素子のベース端子から検出しており、実施例２の駆動出力生成素子の駆動出力を検出するより、幾分早く駆動出力追従信号ＶＢ１を検出できる。
【００５４】
（フォーカス電源変化検出器）
このようにフォーカスドライブ回路２２００の実施例１、２、３とフォーカス損失低減型電源２３００により、通常動作期間ＴＮＯ時にはフォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるに必要な電流を応答性よく十分供給できるが、緊急動作期間ＴＡＢ時には場合によってはフォーカス損失低減型電源２３００の応答性が不十分なこともありえる。駆動出力追従信号ＶＢ１が急激に変化し、制御出力ＶＣ１をそれに対応して急激に変化させようとしても、フォーカス損失低減型電源２３００内の電圧アンプ２３１１に接続されたコンデンサＣＣ１と抵抗ＲＣ１による位相補償フィルタのため、スイッチング回路２３３０は急激にはＯＮにならないからである。そこでまずフォーカス電源変化検出器２４００では、緊急動作期間ＴＡＢ時における駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な変化を表す駆動出力急変信号ＶＦ１を検出し、その後、駆動出力急変信号ＶＦ１を用いてフォーカス損失低減型電源２３００の応答性を改善する。
【００５５】
図１３は、図３の第１の実施の形態におけるフォーカス電源変化検出器２４００の回路図である。図１３においてフォーカス電源変化検出器２４００には、微分回路２４１０と波形整形回路２４２０が含まれる。フォーカスドライブ回路２２００からの駆動出力追従信号ＶＢ１は、微分回路２４１０に入力される。微分回路２４１０にはオペアンプ２４１１が含まれる。オペアンプ２４１１の非反転入力端子は所定の微分基準電圧ＶＲ１に接続され、反転入力端子はコンデンサＣＤ１の片端と抵抗ＲＤ１の片端に接続される。コンデンサＣＤ１の他端は微分回路２４１０の入力端子となり、抵抗ＲＤ１の他端はオペアンプ２４１１の出力端子、すなわち微分回路２４１０の出力端子に接続される。
【００５６】
入力される駆動出力追従信号ＶＢ１の電圧波形にある傾きがあると、駆動出力追従信号ＶＢ１の時間微分にコンデンサＣＤ１の値をかけた値の電流が、コンデンサＣＤ１を通して流れる。この電流は、抵抗ＲＤ１を通してオペアンプ２４１１の出力端子に流れ込む。オペアンプの反転入力端子は、非反転端子の入力電圧である微分基準電圧ＶＲ１に対して仮想接地されるので、出力電圧ＶＢＤ１は以下の式の値となる。
ＶＢＤ１＝ＶＲ１−ＲＤ１・ＣＤ１・（ｄＶＢ１／ｄｔ）
【００５７】
波形整形回路２４２０には、２つのコンパレータ２４２１、２４２２とＲ−Ｓフリップフロップ回路２４２３とドライブ回路２４２４が含まれる。コンパレータ２４２１の非反転入力端子には、微分基準電圧ＶＲ１に所定の値のオフセット電圧−ＶＴＨ１が印加され、反転入力端子には、微分回路２４１０の出力電圧ＶＢＤ１が印加される。コンパレータ２４２１の出力端子は、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路２４２３のセット端子に接続される。コンパレータ２４２２の反転入力端子には、微分基準電圧ＶＲ１に所定の値のオフセット電圧＋ＶＴＨ１が印加され、非反転入力端子には、微分回路２４１０の出力電圧ＶＢＤ１が印加される。コンパレータ２４２２の出力端子は、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路２４２３のリセット端子に接続される。Ｒ−Ｓフリップフロップ回路２４２３の出力端子Ｑは、ドライブ回路２４２４の入力端子に接続される。ドライブ回路２４２４は、ＤＳＰ部５０００とのインターフェイスで、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路２４２３のＱ出力端子の信号に対し、十分なドライブ電流を与える。ドライブ回路２４２４の出力はフォーカス電源変化検出器２４００の出力でもあり、駆動出力急変信号ＶＦ１としてＤＳＰ部５０００へ出力される。
【００５８】
図１３の動作を、図８の関連する部分を用いて説明する。図８において、駆動出力追従信号ＶＢ１、出力電圧ＶＢＤ１および駆動出力急変信号ＶＦ１について、それぞれの信号波形を時間軸に対して示している。
駆動出力追従信号ＶＢ１は図１３の微分回路２４１０により微分され、図８に示すように微分基準電圧ＶＲ１を中心とした出力電圧ＶＢＤ１となる。出力電圧ＶＢＤ１は波形整形回路２４２０により、駆動出力追従信号ＶＢ１が急激に上昇する波線ＰＶＦ１に対応して閾値電位ＶＲ１−ＶＴＨ１より下位になる場合、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路２４２３のＳ入力端子がＨＩＧＨ、Ｒ入力端子がＬＯＷとなるため、フォーカス電源変化検出器２４００の駆動出力急変信号ＶＦ１はＬＯＷとなる。次に出力電圧ＶＢＤ１が微分基準電圧ＶＲ１と同レベルの時、Ｓ入力端子がＬＯＷ、Ｒ入力端子がＬＯＷとなるため、論理レベルは維持されＬＯＷとなる。さらに駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な下降に対応して出力電圧ＶＢＤ１が閾値電位ＶＲ１＋ＶＴＨ１より上位になると、Ｓ入力端子がＬＯＷ、Ｒ入力端子がＨＩＧＨとなるため、駆動出力急変信号ＶＦ１はＨＩＧＨとなる。その後は上述の両閾値電位の中間が続くため、論理レベルは維持されＨＩＧＨとなる。このようにして駆動出力追従信号ＶＢ１が急激に変化する急変期間ＴＶＦ１のみ、駆動出力急変信号ＶＦ１がＬＯＷになり、その他の期間はＨＩＧＨになる。この駆動出力急変信号ＶＦ１を用いて、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性改善の検討を、次に説明する。
【００５９】
（ＶＴＦ発生器）
図１４は、図３の第１の実施の形態におけるＶＴＦ発生器５３００の回路図である。
図３のＤＳＰ部５０００では、駆動装置の動作状況に応じてマイコン５１００からサーボ回路５２００に指令が出され、サーボ回路５２００を介してフォーカスドライブ回路２２００が制御される。またマイコン５１００からの指令で、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性を改善するかどうかについて、ＤＳＰ部５０００であらかじめ設定された判断処理と比較される。判断結果が応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１としてマイコン５１００より出力され、ＶＴＦ発生器５３００内のＶＴＦ１発生器５３１０に入力される。ＶＴＦ１発生器５３１０では、フォーカス電源変化検出器２４００の出力である駆動出力急変信号ＶＦ１と論理演算され、論理演算結果が緊急動作信号ＶＴＦ１としてフォーカス損失低減型電源２３００に入力される。このような構成により、フォーカス損失低減型電源２３００の要望の通りに応答性を改善することができる。
【００６０】
ＤＳＰ部５０００において、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性を改善するかどうかについてあらかじめ設定された判断処理を活用する例として、例えば、特許第３５１３０６２号に記載の層間移動制御の場合がある。層間移動制御では、フォーカスジャンプを行った場所と、そのジャンプが成功したか否かを把握・分析する。失敗の可能性が高い場所ではジャンプを避けることにより、同一箇所で何度も衝突する回数を軽減し、ディスクに致命的な傷が付くのを防止する。つまりフォーカスジャンプを避ける場合には、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性は、改善する必要性がないことを意味している。さらに具体的に以下に説明する。
【００６１】
層間移動制御において、フォーカスジャンプ動作をさせる場合に、ゾーン毎にジャンプの試行回数や成功率を記憶する。フォーカスジャンプの試行回数が所定回数以上で、成功率が所定率以下になってないゾーンは、フォーカスジャンプを許可する。つまり図１４の応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１をＨＩＧＨとすることで、フォーカス電源変化検出器２４００の駆動出力急変信号ＶＦ１は通過し、緊急動作信号ＶＴＦ１としてフォーカス損失低減型電源２３００に戻される。すなわちフォーカス損失低減型電源２３００に対し、応答性改善の指示をする。フォーカスジャンプの試行回数が所定回数以上で、成功率が所定率以下になったゾーンは、フォーカスジャンプを禁止する。つまり図１４の応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１をＬＯＷとすることで、フォーカス電源変化検出器２４００の駆動出力急変信号ＶＦ１の結果を阻止し、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性を、そのままの状態にする。
【００６２】
ここで図８の関連する箇所を説明する。図８において、駆動出力急変信号ＶＦ１、応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１、緊急動作信号ＶＴＦ１について、それぞれの信号波形を時間軸に対して示している。前述のように駆動出力急変信号ＶＦ１は、駆動出力追従信号ＶＢ１が急激に変化する急変期間ＴＶＦ１でＬＯＷになり、その他の部分ではＨＩＧＨになる。応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１については、上述のフォーカスジャンプを禁止する場合に相当する応答性の改善が不要な応答性改善不要期間ＴＡ１と、フォーカスジャンプを許容する場合に相当する応答性改善が可能な応答性改善可能期間ＴＢ１で値が異なる。応答性改善不要期間ＴＡ１において応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１はＬＯＷとなり、駆動出力急変信号ＶＦ１の結果は阻止され緊急動作信号ＶＴＦ１はＨＩＧＨのままである。次に、応答性改善可能期間ＴＢ１において応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１はＨＩＧＨとなり、急変期間ＴＶＦ１でＬＯＷとなる駆動出力急変信号ＶＦ１の結果はそのまま通過して緊急動作信号ＶＴＦ１に伝えられる。したがって応答性改善可能期間ＴＢ１内の急変期間ＴＶＦ１を期間ＴＶＴＦ１とすると、緊急動作信号ＶＴＦ１は期間ＴＶＴＦ１でＬＯＷとなり、その他の期間はＨＩＧＨとなる。
【００６３】
以上の説明では、ＶＴＦ発生器５３００をハードウェアによる構成としたが、ＤＳＰ部５０００内にあるマイコン５１００で処理するソフトウェアによる構成としてもよい。またサーボ回路５２００も含めて、ＤＳＰ部５０００をすべて１個または複数のマイコン等によるソフトウェア構成としてもよい。
以上のように、ディスクの局部的な傷や面振れ加速度の増大などによってフォーカスジャンプが失敗する場合にも、対物レンズがディスクに衝突することを軽減することができ、光ディスク装置の保護も向上できる。
【００６４】
（フォーカス損失低減型電源の実施例２）
以降緊急動作信号ＶＴＦ１により、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性を改善する実施例について、３例説明する。
図１５は、図３の第１の実施の形態におけるフォーカス損失低減型電源２３００の実施例２の詳細なブロック図である。図４のフォーカス損失低減型電源２３００の実施例１と異なる点を中心に、説明する。緊急動作信号ＶＴＦ１はフォーカス損失低減型電源２３００のインターフェイス回路２３６０に入力され、その出力はＩＯ回路２３７０に入力される。さらにＩＯ回路２３７０の出力は、スイッチング回路２３３０を制御する制御端子に接続される。
【００６５】
図１６は、インターフェイス回路２３６０の回路図、図１７はインターフェイス回路２３６０のタイミングチャートの具体的実施例である。図１６、１７から分かるように、ＤＳＰ部５０００の３．３Ｖ電源１６３０を電源とする入力信号２３６１の論理レベル０〜３．３Ｖは、フォーカス損失低減型電源２３００のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０を電源とする出力信号２３６２の論理レベル０〜ＰＶＣＣ（１２Ｖ）に変換される。また図１５におけるＩＯ回路２３７０については、ＬＯＷの入力に対して出力はＬＯＷ、ＨＩＧＨの入力に対して出力はハイ・インピーダンスであるような機能を有している。
【００６６】
図１５の動作を、図８の関連する部分を用いて説明する。図８において、緊急動作信号ＶＴＦ１、制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−について、それぞれの信号波形を時間軸に対して示している。
通常動作期間ＴＮＯにおいては、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は駆動波形信号ＶＩＮ１をそのまま増幅した波形になっており、制御出力ＶＣ１が駆動出力追従信号ＶＢ１に対応して変動しても駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の応答性が変化することはない。
緊急動作期間ＴＡＢにおいては、応答性改善可能期間ＴＢ１と応答性改善不要期間ＴＡ１で対応が分かれる。
【００６７】
応答性改善可能期間ＴＢ１においては、前述のように緊急動作信号ＶＴＦ１は期間ＴＶＴＦ１でＬＯＷとなり、その他はＨＩＧＨのままである。したがって期間ＴＶＴＦ１でＩＯ回路２３７０の出力はＬＯＷになり、スイッチング回路２３３０は駆動出力追従信号ＶＢ１の如何に関わらず強制的にＯＮ状態になる。その時制御出力ＶＣ１は、固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０近くまで急激に上昇する。このような状態のＶＣ１を、固定出力に実質的な変動を加えないという意味で、すなわち実質的に同等という意味で、定常値出力とする。図８で波線ＰＶＴＦ１として図示すように、期間ＴＶＴＦ１内で定常値出力ＶＣ１は、駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な上昇部分と同様に良好な応答性を示す。その結果駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、駆動波形信号ＶＩＮ１をそのまま増幅した波形に近い状態になる。したがって、光ディスク装置の対物レンズを瞬時に大きく動かすことも可能となる。このような状態を定常値出力モードとする。なお上述のように、図８は、主要信号波形を電圧値で表しており、定常値出力ＶＣ１についても電圧値で表している。別の表し方としては、主要信号波形を電流値で表し、定常値出力ＶＣ１についても電流値で表してもよい。
【００６８】
期間ＴＶＴＦ１の後、緊急動作信号ＶＴＦ１はＨＩＧＨとなるため、ＩＯ回路２３７０の出力はハイ・インピーダンスとなり、制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、駆動出力追従信号ＶＢ１による動作に復帰する。このような状態を駆動出力追従信号依存モードとする。
【００６９】
一方応答性改善不要期間ＴＡ１においては、緊急動作信号ＶＴＦ１はＨＩＧＨのままであり、波線ＰＶＦ１のように駆動出力追従信号ＶＢ１が急激に上昇しても、緊急動作信号ＶＴＦ１による強制動作は働かない。この場合駆動出力追従信号ＶＢ１による動作、すなわち駆動出力追従信号依存モードになるが、前述のように駆動出力追従信号ＶＢ１が急激に変化し、制御出力ＶＣ１をそれに対応して急激に変化させようとしても、フォーカス損失低減型電源２３００内の電圧アンプ２３１１に接続されたコンデンサＣＣ１と抵抗ＲＣ１による位相補償フィルタのため、スイッチング回路２３３０は急激にはＯＮにならない。結果として制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、波線ＰＶＢ１として図示すように駆動出力追従信号ＶＢ１ほどの応答性を示さない。
【００７０】
特許第３５１３０６２号記載のフォーカスジャンプ利用による層間移動制御において、フォーカスジャンプの試行回数が所定回数以上で、成功率が所定率以下になったゾーンのフォーカスジャンプを禁止する場合、図８の応答性改善不要期間検出信号ＶＰＲＥ１をＬＯＷとすることで、フォーカス電源変化検出器２４００の駆動出力急変信号ＶＦ１の結果を阻止し、フォーカス損失低減型電源２３００の応答性を比較的緩やかにすることができる。
以上のように、ディスクの局部的な傷や面振れ加速度の増大などによってフォーカスジャンプが失敗する場合にも、対物レンズがディスクに衝突することを軽減することができ、光ディスク装置の保護も向上できる。
【００７１】
このようなＤＳＰ部５０００での光ディスク装置の保護をある程度省略できる場合は、フォーカス電源変化検出器２４００の駆動出力急変信号ＶＦ１を直接フォーカス損失低減型電源２３００のインターフェイス回路２３６０に入力し、その出力をＩＯ回路２３７０に入力し、そのＩＯ回路２３７０出力でスイッチング回路２３３０の制御端子を駆動させることでも、同様の効果が得られる。
図１５のスイッチング回路２３３０を構成するトランジスタ２３３１とダイオード２３３２は、２つのＭＯＳパワートランジスタに置き換え、この２つのＭＯＳパワートランジスタを同期整流方式で動作させるように構成してもよい。この場合ＰＷＭコンパレータ２３２０は、この２つの同期整流方式のＭＯＳパワートランジスタを、上述の説明のように制御する構成となっているものとする。
【００７２】
（フォーカス損失低減型電源の実施例３）
図１８は、図３の第１の実施の形態におけるフォーカス損失低減型電源２３００の実施例３の詳細なブロック図である。図１５におけるフォーカス損失低減型電源２３００の実施例２の構成と異なる点を中心に説明する。
図１５におけるＰＷＭコンパレータ２３２０は、図１８では１つのイネーブル端子ＥＮを持つＥＮ付ＰＷＭコンパレータ２３２５になり、インターフェイス回路２３６０の出力信号は、ＥＮ付ＰＷＭコンパレータ２３２５のイネーブル端子ＥＮに入力される。
このような構成において、緊急動作信号ＶＴＦ１がＨＩＧＨであればＥＮ付ＰＷＭコンパレータ２３２５はイネーブル状態となり、駆動出力追従信号依存モードによる通常の制御が行われる。したがって制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、急変期間ＴＶＦ１においても、図８の波線ＰＶＢ１で図示されるように比較的緩やかな応答性を示す。
【００７３】
一方緊急動作信号ＶＴＦ１がＬＯＷであれば、ＥＮ付ＰＷＭコンパレータ２３２５はディス・イネーブル状態となりその出力はＬＯＷとなるため、スイッチング回路２３３０は駆動出力追従信号ＶＢ１の如何に関わらず強制的にＯＮ状態になる。その結果フォーカス損失低減型電源２３００の制御出力ＶＣ１は、駆動出力追従信号ＶＢ１の如何に関わらず強制的に固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０とほぼ同電圧の定常値出力になる。したがって波線ＰＶＴＦ１として図示すように、期間ＴＶＴＦ１内で定常値出力ＶＣ１は、駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な上昇部分と同様に良好な応答性を示し、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、駆動波形信号ＶＩＮ１をそのまま増幅した波形に近い状態になる。すなわち定常値出力モードによる動作になる。このようにしてフォーカス損失低減型電源の実施例３の場合も、実施例２と同様な効果をもつ。
【００７４】
（フォーカス損失低減型電源の実施例４）
図１９は、図３の第１の実施の形態におけるフォーカス損失低減型電源２３００の実施例４の詳細なブロック図である。図１５におけるフォーカス損失低減型電源２３００の実施例２の構成と異なる点を中心に説明する。
図１９のフォーカス損失低減型電源２３００において、コイルＬ１の片端と充電用コンデンサＣＳ１の片端は、制御出力ＶＣ１を出力する制御出力端子に接続される。この制御出力端子と固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０の間に強制駆動用回路２３８０が追加され、強制駆動用回路２３８０を制御する制御端子に、ＤＳＰ部５０００からの緊急動作信号ＶＴＦ１がインターフェイス回路２３６０を通して接続される。本例では強制駆動用回路２３８０としてｐｎｐトランジスタが使用され、そのコレクタ端子は制御出力端子に、そのエミッタ端子はＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０に、そのベース端子はインターフェイス回路２３６０に接続される。なお、強制駆動用回路２３８０としてｐｎｐトランジスタを使用する代わりに、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを同様に接続しても同様の効果が得られる。
【００７５】
このような構成において、緊急動作信号ＶＴＦ１がＨＩＧＨであれば強制駆動用回路２３８０はＯＦＦ状態となり、駆動出力追従信号依存モードによる通常の制御が行われる。したがって制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、急変期間ＴＶＦ１においても、図８の波線ＰＶＢ１で図示されるように比較的緩やかな応答性を示す。
一方緊急動作信号ＶＴＦ１がＬＯＷであれば、強制駆動用回路２３８０はＯＮ状態となり、フォーカス損失低減型電源２３００の制御出力ＶＣ１は、駆動出力追従信号ＶＢ１の如何に関わらず強制的に固定出力のＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源１６１０とほぼ同電圧の定常値出力になる。したがって図８の波線ＰＶＴＦ１として図示すように、期間ＴＶＴＦ１内で定常値出力ＶＣ１は、波線ＰＶＦ１で図示するような駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な上昇部分と同様に良好な応答性を示し、駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−は、駆動波形信号ＶＩＮ１をそのまま増幅した波形に近い状態になる。すなわち定常値出力モードによる動作になる。
【００７６】
実施例２および３では、充電用コンデンサＣＳ１にコイルＬ１を通して充電していたが、実施例４では、別途強制駆動用回路２３８０を設け、直接、充電用コンデンサＣＳ１に充電する構成になっている。したがって実施例２および３よりも実施例４の方が、定常値出力ＶＣ１の立ち上がりは早くなり、図８に図示する波線ＰＶＴＦ１部分の立ち上がりを改善する目的には、より適している。
【００７７】
以上、第１の実施の形態について、図３のフォーカス部２０００を中心に説明したが、トラッキング部３０００についても、フォーカス部２０００と同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
特にトラッキング部３０００にはトラッキング損失低減型電源３３００が含まれ、上述のフォーカス損失低減型電源２３００の実施例４と同様な構成の実施例４がある。このトラッキング損失低減型電源３３００の実施例４には、フォーカス損失低減型電源２３００の実施例４における強制駆動用回路２３８０に対応した強制駆動用回路３３８０があり、フォーカス損失低減型電源２３００と同様な構成および動作により、同様な効果が得られる。
またフォーカス部２０００あるいはトラッキング部３０００と同様な構成がさらに複数個ある場合にも、同様な構成および動作により、同様な効果が得られる。
【００７８】
（第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例１）
図２０は、第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例１である。
図２０において、ステップＳ５０００でＤＳＰ部５０００の動作が開始され、ステップＳ５０１０で電源部１６００、フォーカスドライブ回路２２００、トラッキングドライブ回路３２００の動作モードが設定され、ステップＳ５０２０で電源部１６００が動作する。ステップＳ５０１０およびＳ５０２０は、まとめて全体初期ステップＳ５１００とする。
【００７９】
その後フォーカス部２０００を中心としたフローチャートと、トラッキング部３０００を中心としたフローチャートに分かれる。フォーカス部２０００に関しては、ステップＳ２５０３でフォーカスドライブ回路２２００とフォーカス電源変化検出器２４００が動作し、フォーカス部主要ステップＳ２３００に入る。このステップＳ２３００の詳細を、図２１に示す。
【００８０】
図２１において、ステップＳ２１００でフォーカス部主要ステップが開始され、ステップＳ２３０１で、電源部１６００、フォーカスドライブ回路２２００、フォーカス電源変化検出器２４００が初期不安定状態を脱して定常動作状態に入る。次にステップＳ２３０２で、フォーカス電源変化検出器２４００により駆動出力追従信号ＶＢ１の急変が監視され、急激な上昇が検出されて駆動出力急変信号ＶＦ１がＬＯＷになる。ステップＳ２３０３では、ＤＳＰ部５０００にてフォーカスアクチュエータ２１００の動作モードを考慮し、駆動出力急変信号ＶＦ１を通過させるか阻止するかが判断される。
【００８１】
ＤＳＰ部５０００の判断により阻止される場合は、ステップＳ２３０８で緊急動作信号ＶＴＦ１はＨＩＧＨのままにされ、ステップＳ２３０９で強制駆動用回路２３８０はＯＦＦのままにされる。フローチャートはステップＳ２３０２に戻る。
一方、ステップＳ２３０３でＤＳＰ部５０００の判断により駆動出力急変信号ＶＦ１が通過する場合には、ステップＳ２３０４でＤＳＰ部５０００にて緊急動作信号ＶＴＦ１がＬＯＷになり、ステップＳ２３０５で強制駆動用回路２３８０がＯＮになり、フォーカス損失低減型電源２３００が十分に上昇した後に、ステップＳ２３０６でフォーカス電源変化検出器２４００により駆動出力追従信号ＶＢ１の急激な下降が検出され、駆動出力急変信号ＶＦ１がＨＩＧＨになる。その結果、ステップ２３０７で強制駆動用回路２３８０がＯＦＦになり、フローチャートはステップＳ２３０２に戻る。
【００８２】
次に図２０のステップＳ５０２０にもどり、トラッキング部３０００を中心としたフローチャートを説明する。トラッキング部３０００を中心としたフローチャートについても、上述のフォーカス部２０００を中心としたフローチャートと同様である。
ステップＳ３５０３でトラッキングドライブ回路３２００とトラッキング電源変化検出器３４００が動作し、トラッキング部主要ステップＳ３３００に入る。このステップＳ３３００の詳細を、図２２に示す。
図２２において、ステップＳ３１００でトラッキング部主要ステップが開始され、ステップＳ３３０１で、電源部１６００、トラッキングドライブ回路３２００、トラッキング電源変化検出器３４００が初期不安定状態を脱して定常動作状態に入る。次にステップＳ３３０２で、トラッキング電源変化検出器３４００により駆動出力追従信号ＶＢ２の急変が監視され、急激な上昇が検出されて駆動出力急変信号ＶＦ２がＬＯＷになる。ステップＳ３３０３では、ＤＳＰ部５０００にてトラッキングアクチュエータ３１００の動作モードを考慮し、駆動出力急変信号ＶＦ２を通過させるか阻止するかが判断される。
【００８３】
ＤＳＰ部５０００の判断により阻止される場合は、ステップＳ３３０８で緊急動作信号ＶＴＦ２はＨＩＧＨのままにされ、ステップＳ３３０９で強制駆動用回路３３８０はＯＦＦのままにされる。フローチャートはステップＳ３３０２に戻る。
一方、ステップＳ３３０３でＤＳＰ部５０００の判断により駆動出力急変信号ＶＦ２が通過する場合には、ステップＳ３３０４でＤＳＰ部５０００にて緊急動作信号ＶＴＦ２がＬＯＷになり、ステップＳ３３０５で強制駆動用回路３３８０がＯＮになり、トラッキング損失低減型電源３３００が十分に上昇した後に、ステップＳ３３０６でトラッキング電源変化検出器３４００により駆動出力追従信号ＶＢ２の急激な下降が検出され、駆動出力急変信号ＶＦ２がＨＩＧＨになる。その結果、ステップ３３０７で強制駆動用回路３３８０がＯＦＦになり、フローチャートはステップＳ３３０２に戻る。
【００８４】
（第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例２）
図２３は、第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例２である。
図２３において、ステップＳ６０００でＤＳＰ部５０００が動作を開始し、全体初期ステップＳ５１００に入る。全体初期ステップＳ５１００は、フローチャートの実施例１の図２０で示すものと全く同一であるので、説明を省略する。全体初期ステップＳ５１００の後、フォーカス部２０００を中心としたフローチャートと、トラッキング部３０００を中心としたフローチャートに分かれる。フォーカス部２０００に関しては、ステップＳ２２０３でフォーカスドライブ回路２２００とフォーカス電源変化検出器２４００が動作する。
【００８５】
ステップＳ２４０１では、電源部１６００、フォーカスドライブ回路２２００およびフォーカス電源変化検出器２４００における初期不安定性による誤動作を回避するため、マスク期間設定手段により動作開始直後のＴＭＡＳＫ１の間をマスク期間として設定する。マスク期間ＴＭＡＳＫ１の間、ＤＳＰ部５０００にて駆動出力急変信号ＶＦ１の信号変動が無視される。次にステップ２４０２でマスク期間ＴＭＡＳＫ１直後の監視期間ＴＷＡＴ１の間、駆動出力急変信号ＶＦ１の信号変動がＤＳＰ部５０００にて監視される。信号変動が検出された場合にはまだ初期不安定状態であり、続行が「ＮＯ」とＤＳＰ部５０００で判断され、フローチャートは全体初期ステップＳ５１００に戻される。信号変動が検出されない場合には安定状態であり、続行が「ＹＥＳ」とＤＳＰ部５０００で判断され、フォーカス部主要ステップＳ２３００に入る。フォーカス部主要ステップＳ２３００は、フローチャートの実施例１の図２１で示すものと全く同一であるので、説明を省略する。
【００８６】
全体初期ステップＳ５１００の後のトラッキング部３０００に関しては、ステップＳ３２０３でトラッキングドライブ回路３２００とトラッキング電源変化検出器３４００が動作する。
ステップＳ３４０１では、電源部１６００、トラッキングドライブ回路３２００およびトラッキング電源変化検出器３４００における初期不安定性による誤動作を回避するため、マスク期間設定手段により動作開始直後のＴＭＡＳＫ２の間をマスク期間として設定する。マスク期間ＴＭＡＳＫ２の間、ＤＳＰ部５０００にて駆動出力急変信号ＶＦ２の信号変動が無視される。次にステップ３４０２でマスク期間ＴＭＡＳＫ２直後の監視期間ＴＷＡＴ２の間、駆動出力急変信号ＶＦ２の信号変動がＤＳＰ部５０００にて監視される。信号変動が検出された場合にはまだ初期不安定状態であり、続行が「ＮＯ」とＤＳＰ部５０００で判断され、フローチャートは全体初期ステップＳ５１００に戻される。信号変動が検出されない場合には安定状態であり、続行が「ＹＥＳ」とＤＳＰ部５０００で判断され、トラッキング部主要ステップＳ３３００に入る。トラッキング部主要ステップＳ３３００は、フローチャートの実施例１の図２２で示すものと全く同一であるので、説明を省略する。
【００８７】
以上のように、図２３における第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例２は、図２０におけるフローチャートの実施例１に比べて、ステップＳ２４０１、Ｓ２４０２、Ｓ３４０１およびＳ３４０２を追加することにより、電源投入直後の不安定状態での誤動作を回避することが可能になり、光ディスク装置の安定動作がさらに向上する。
以上のような動作を示すフローチャートにすることにより、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００を駆動するための駆動出力の最大値よりも若干大きめの電源供給で済み、消費電力の大幅な低減と発熱の大幅な低下が達成できる。また駆動装置が機械的な振動を受けた場合、あるいは面振れ量や偏芯量の大きなディスクが挿入された場合のように駆動出力の急激な変化が必要とされる場合においても、緊急動作信号の仕組みにより応答性よく動作させることができる。さらにディスクの局部的な傷や面振れ加速度の増大等によりフォーカスジャンプが失敗する場合にも、逆にＤＳＰ部の指令により緊急動作信号の仕組みを中止することで応答性を穏やかにし、対物レンズのディスクへの衝突を軽減させることができる。
【００８８】
（第２の実施の形態）
図２４は、第２の実施の形態である駆動装置のブロック図である。図２５は、図２４の第２の実施の形態におけるドライブ回路４２００に関する詳細なブロック図である。図２４の第２の実施の形態が図３の第１の実施の形態と異なっている点は、フォーカスおよびトラッキング損失低減型電源２３００、３３００が１個になって損失低減型電源４３００となること、フォーカスおよびトラッキング電源変化検出器２４００、３４００が１個になって電源変化検出器４４００となること、そしてフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００が１個になってドライブ回路４２００となることである。損失低減型電源４３００と電源変化検出器４４００については、図３の第１の実施の形態の場合、フォーカス部とトラッキング部のそれぞれに同様な構成のものが１個ずつ存在していたが、図２４の第２の実施の形態の場合は全体で１個にすませている。したがって、フォーカスおよびトラッキング損失低減型電源２３００、３３００と損失低減型電源４３００の３つの構成、動作および効果は同様であり、またフォーカスおよびトラッキング電源変化検出器２４００、３４００と電源変化検出器４４００の３つの構成、動作および効果は同様である。損失低減型電源４３００には、フォーカス損失低減型電源２３００の追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１と同じ構成、同じ動作により、同じ効果が得られる追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦが含まれる。
【００８９】
図２５に示すようにドライブ回路４２００については、基本的には図３の第１の実施の形態と同様にフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００を有している。これらフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００の実施例は、図４のフォーカスドライブ回路の実施例１、図９のフォーカスドライブ回路の実施例２および図１１のフォーカスドライブ回路の実施例３として記した通りである。
駆動出力追従信号に関しては、図２５におけるフォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００内にそれぞれＶＢ制御生成器２２２０がある。これら２個のＶＢ制御生成器２２２０は、それぞれ副駆動出力追従信号ＶＢ１およびＶＢ２を生成する。ＶＢ制御生成器２２２００の具体例である第２最大値検出器２２２８は、副駆動出力追従信号ＶＢ１およびＶＢ２の最大値を取って、駆動出力追従信号ＶＢを生成する。駆動出力追従信号ＶＢは損失低減型電源４３００に入力される。
【００９０】
すなわち駆動出力追従信号ＶＢは、これらの２つの副駆動出力追従信号ＶＢ１およびＶＢ２の最大値を包み込んだ、２信号の最大値に実質等しい信号波形となる。また損失低減型電源４３００の制御出力ＶＣは、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００に含まれる駆動出力生成素子の電源電圧であるので、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦの値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動出力生成素子の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００を駆動させるに必要な電流を供給できる。
ここで第２の実施の形態において、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路２２００、３２００内の２個のＶＢ制御生成器２２２０は、副駆動出力追従信号生成手段と呼び、ＶＢ制御生成器２２２００は包み込み手段と呼ぶ。
【００９１】
以上のような第２の実施の形態により、フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００を駆動するための駆動出力の最大値よりも若干大きめの電源供給で済み、消費電力の大幅な低減と発熱の大幅な低下が達成できる。また駆動装置が機械的な振動を受けた場合、あるいは面振れ量や偏芯量の大きなディスクが挿入された場合のように駆動出力の急激な変化が必要とされる場合においても、緊急動作信号の仕組みにより応答性よく動作させることができる。さらにディスクの局部的な傷や面振れ加速度の増大等によりフォーカスジャンプが失敗する場合にも、逆にＤＳＰ部の指令により緊急動作信号の仕組みを中止することで応答性を穏やかにし、対物レンズのディスクへの衝突を軽減させることができる。
【００９２】
尚、以上の発明を実施するための最良の形態では、本発明の基本部分である制御出力の生成について、駆動出力よりも若干大きめとしている。フォーカスおよびトラッキングアクチュエータ２１００、３１００が必要とする駆動出力に対して、最も低消費電力化が可能な最適条件は、駆動出力の最大値の波形の時間的経過に対して、駆動出力生成素子で発生する損失分をほぼ一定に上乗せしたものである。しかしながら実際の様々な形態の駆動装置においては、コストとの関係から簡易に実現するため、駆動出力の最大値の波形よりなだらかな凹凸にする場合がある。この場合でも上述の最適条件よりも消費電力は幾分大きくなるが、特開２００３−１３２５５５号公報の技術に比べて格段に低消費電力化が達成できる。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明は、駆動装置に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】従来の光ディスク装置のブロック図である。
【図２】従来の３．３Ｖ電源を生成する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。
【図３】第１の実施の形態である駆動装置のブロック図である。
【図４】図３の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例１およびフォーカス損失低減型電源の実施例１に関する詳細なブロック図である。
【図５】図４のフォーカスドライブ回路に含まれるＶＢ制御生成器の詳細なブロック図である。
【図６Ａ】図５における主要信号の時間的変化を示す波形図である。
【図６Ｂ】図５における主要信号の時間的変化を示す波形図である。
【図７Ａ】図４における駆動波形信号ＶＩＮ１、第１基準電圧ＶＲＥＦ１および駆動出力追従信号ＶＢ１の波形図である。
【図７Ｂ】図４における制御出力ＶＣ１および駆動出力ＶＯ１＋、ＶＯ１−の波形図である。
【図８】本発明における主要信号波形の動作説明図である。
【図９】図３の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例２の詳細なブロック図である。
【図１０】図９における第１最大値検出器の回路図である。
【図１１】図３の第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の実施例３の詳細なブロック図である。
【図１２】図１１における第２最大値検出器の回路図である。
【図１３】図３の第１の実施の形態におけるフォーカス電源変化検出器の回路図である。
【図１４】図３の第１の実施の形態におけるＶＴＦ発生器の回路図である。
【図１５】図３の第１の実施の形態におけるフォーカス損失低減型電源の実施例２の詳細なブロック図である。
【図１６】インターフェイス回路の回路図である。
【図１７】インターフェイス回路のタイミングチャートである。
【図１８】図３の第１の実施の形態におけるフォーカス損失低減型電源の実施例３の詳細なブロック図である。
【図１９】図３の第１の実施の形態におけるフォーカス損失低減型電源の実施例４の詳細なブロック図である。
【図２０】第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例１である。
【図２１】フローチャートの実施例１のフォーカス部主要ステップである。
【図２２】フローチャートの実施例１のトラッキング部主要ステップである。
【図２３】第１の実施の形態の動作を示すフローチャートの実施例２である。
【図２４】第２の実施の形態である駆動装置のブロック図である。
【図２５】図２４の第２の実施の形態におけるドライブ回路に関する詳細なブロック図である。
【図２６】本発明の概要を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９５】
１０００  光ディスク
１１００  ディスクモータ
１２００  ディスクモータドライブ回路
１３００  光ピックアップ
１４００  再生信号処理回路
１５００  再生信号復調回路
１６００  電源部
１６１０  ＰＶＣＣ（１２Ｖ）電源
１６２０  ５Ｖ電源
１６３０  ３．３Ｖ電源
２０００  フォーカス部
２１００  フォーカスアクチュエータ
２２００  フォーカスドライブ回路
２３００  フォーカス損失低減型電源
２４００  フォーカス電源変化検出器
３０００  トラッキング部
３１００  トラッキングアクチュエータ
３２００  トラッキングドライブ回路
３３００  トラッキング損失低減型電源
３４００  トラッキング電源変化検出器
５０００  ＤＳＰ部
５１００  マイコン
５２００  サーボ回路
５３００  ＶＴＦ発生器
【図１】
2006269051.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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