(57)【要約】 【課題】  モノリシッククリスタルフィルタを９０度移相器として用いる直交変調器の位相誤差を低減する手段を得る。【解決手段】  水晶振動子とモノリシッククリスタルフィルタと複数の増幅器と複数の容量とからなる水晶直交出力型発振器と、第１及び第２のダブルバランスト・ミキサとを備えた直交変調器において、前記水晶直交出力型発振器を第３のダブルバランスト・ミキサに接続し、該ダブルバランスト・ミキサと、ローパスフィルタ、差動アンプ及び反転アンプからなる回路とを接続し、その出力電圧を可変容量ダイオードに接続して自動位相補正回路を構成して直交変調器を構成する。【選択図】  図１
2006352376.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子とモノリシッククリスタルフィルタと複数の増幅器と複数の容量とからなる水晶直交出力型発振器と、第１及び第２のダブルバランスト・ミキサとを備えた直交変調器において、
前記水晶直交出力型発振器を第３のダブルバランスト・ミキサに接続し、該ダブルバランスト・ミキサと、ローパスフィルタ、差動アンプ及び反転アンプからなる回路とを接続し、その出力電圧を可変容量ダイオードに接続して自動位相補正回路を構成したことを特徴とする直交変調器。
【請求項２】
水晶振動子とモノリシッククリスタルフィルタと複数の増幅器と複数の容量とからなる水晶直交出力型発振器と、第１及び第２のダブルバランスト・ミキサとを備えた直交変調器において、
前記水晶直交出力型発振器の２つの出力を第３のダブルバランスト・ミキサに接続し、該第３のダブルバランスト・ミキサの出力をローパスフィルタに接続し、該ローパスフィルタの出力を第１の抵抗を介して差動アンプの逆相入力に接続し、その出力を反転アンプ及び第２の抵抗とを介して、アノードが接地された可変容量ダイオードと一端が前記水晶直交出力型発振器に接続された第１の容量との直列接続回路のカソードに接続し、差動アンプの逆相入力と出力との間に第３の抵抗及び第２の容量とを並列接続し、基準電圧を第４の抵抗を介し前記ローパスフィルタと前記差動アンプの正相入力とに接続した自動位相補正回路を構成したことを特徴とする直交変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交変調器に関し、特にモノリシック・クリスタルフィルタを用いた水晶直交出力型発振器の出力周波数の位相を自動的に補正する自動位相補正回路を内蔵した直交変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信方式は膨大な情報を高速で送受信する高速大容量システムが主流となり、その変調方式としては周波数利用効率が大きく、且つ高速通信に適したＱＰＳＫ（４値位相偏移変調）やＱＡＭ（直交振幅変調）等の位相変化を情報として送る変調方式が広く用いられている。ＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調回路は、互いに９０度の位相差を有する搬送波に対して、それぞれ変調信号を掛け合わせる直交変調器が用いられる。直交変調方式については特開平８−２２３２３３号公報、特開２００１−２１７８８６号公報等に詳細に開示されているが、９０度移相器にはフリップフロップを用いた方式が一般的である。フリップフロップを用いた方式では周波数を２分周するため、発振器で予め２倍の信号を発振させる必要があり、低消費電力化には不利である。本願発明者は、先行出願（特願２００４−０５６９６７）として、２倍の周波数を必要とせず、低消費電力化を意図した水晶直交出力型発振器を出願している。
【０００３】
図５は、先行出願（特願２００４−０５６９６７）に示した水晶直交出力型発振器の構成を示す回路図であって、水晶振動子Ｙと、トランジスタＴｒと容量Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３と抵抗ＲＥ、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を含むコルピッツ型発振回路ＯＳＣと、モノリシック水晶フィルタＭＣＦ（以下、ＭＣＦと称す）と、リアクタンス素子Ｚと、増幅器ＡＭＰとを備えている。水晶振動子Ｙの一方の端子をコルピッツ型発振回路ＯＳＣのトランジスタＴｒのベースに接続すると共に、他方の端子を接地する。そして、コルピッツ型発振回路ＯＳＣのトランジスタＴｒのコレクタと第１の出力端子ＯＵＴ１と接続する。さらに、トランジスタＴｒのコレクタとＭＣＦの一方の電極１とを接続すると共に、他方の電極２と接地間にリアクタンス素子Ｚを並列接続する。そして、ＭＣＦの電極２と増幅器ＡＭＰの入力とを接続し、該増幅器ＡＭＰの出力を第２の出力端子ＯＵＴ２に接続して、水晶直交出力型発振器を構成する。ここで、ＭＣＦをバンドパス・フィルタとして動作させるので電極３（共通電極）は接地する。
【０００４】
コルピッツ型発振回路は、周知のようにトランジスタのコレクタ−ベース間に誘導性素子を、ベース−エミッタ間及びコレクターエミッタ間にそれぞれ容量性素子を接続して構成する発振回路である。トランジスタＴｒのコレクタ−ベース間の誘導性素子として、ベース−接地間に水晶振動子Ｙを用いる。さらに、ベース−接地間に容量Ｃ１１とＣ１２との直列接続回路を接続すると共に、エミッタ−接地間に抵抗ＲＥを接続し、容量Ｃ１１とＣ１２との直列接続回路の中点とエミッタとを接続する。
【０００５】
コルピッツ型発振回路において電源Ｖｃｃと接地とはバイパスコンデンサＣ１３によって高周波的には短絡されているため、等価回路的にコレクタ−ベース間に水晶振動子Ｙの誘導性素子が挿入される。また、容量Ｃ１１とＣ１２との中点がエミッタに接続されているため、トランジスタＴｒのベース−エミッタ間には容量Ｃ１１が、コレクタ−エミッタ間には容量Ｃ１２が挿入されることになり、いずれも容量性として作用することになる。抵抗Ｒ１１、Ｒ１２はブリーダー抵抗でベースバイアス電圧を設定する。
【０００６】
ここで用いたＭＣＦはＡＴカット水晶基板の一方の面に２つの電極１、２を近接して配置すると共に、他方の面に前記２つの電極１、２と対向する電極３（共通電極）を設けたものである。ＭＣＦを用いてバンドパス・フィルタを構成するには、ＭＣＦの等価回路をラチス回路と考え、イメージパラメータで考察した場合、図６の破線で示すように、ラチス回路の格子腕が呈するリアクタンス曲線Ｐ１の反共振周波数（×）と、ラチス回路の直列腕が呈するリアクタンス曲線Ｐ２の共振周波数（○）を近接させ、適当なインピーダンスで終端することにより、バンドパス・フィルタを構成することができる。リアクタンス曲線Ｐ１の共振周波数（○）からリアクタンス曲線Ｐ２の反共振周波数（×）までが図６の一点鎖線で示すように通過域となり、それ以外は減衰域となる。そして、位相特性は図６の太線に示すように、通過域内でπ／２から−π／２まで中心周波数を０としてほぼ直線的に変化する。
【０００７】
パスバンドの高域側カットオフ近傍にコルピッツ型水晶発振器の出力端子から得られる出力周波数Ｆ１が位置するようＭＣＦを設定する。上述したようにＭＣＦの位相特性と周波数との関係は図７（図６の太線を抜書きしたもの）に示すようになり、パスバンドの高域側カットオフ近傍の周波数ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変化となる。つまり、発振器出力の周波数Ｆ１においてＭＣＦの位相推移がπ／２（９０度）となるように、即ちｆ＝Ｆ１となるようにＭＣＦの位相特性を設定することになる。ＭＣＦの入力電極１を周波数Ｆ１で励振し、ＭＣＦの出力電極２から得られる出力信号の位相は、ＭＣＦの位相特性により９０度推移している。従って、発振器の出力信号とＭＣＦの出力信号とは同一周波数であるが、位相は互いに９０度異なることになる。つまり、ＭＣＦの位相特性を利用することにより水晶直交型発振器が実現できる。
同様にＭＣＦのパスバンドの低域側カットオフｆ’を発振器の出力周波数Ｆ１に設定してもπ／２（９０度）の位相推移を持たせることができ、水晶直交型発振器が実現できる。
【０００８】
この水晶直交型発振器を用いて、直交変復調器を構成する場合、出力端子に接続される次段の回路が負荷となり、負荷の値によってＭＣＦの位相特性が変化して、入力電極に供給される信号との位相差が９０度からずれることがある。そのため、実際には図５に示すようにＭＣＦの出力電極と接地との間にリアクタンス素子Ｚを挿入し、出力電極から出力される信号が、入力電極側に供給される信号と９０度の位相差を維持するようにする。
図８は水晶振動子Ｙ２とモノリシックフィルタＭＣＦ１とを同一ＡＴカット水晶基板上に形成し、増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２及び容量Ｃ１、Ｃ２とで構成した水晶直交出力型発振器の他の実施例で、その動作は図５に示した水晶直交型発振器と同様である。この場合も位相調整用のリアクタンスＺをＭＣＦ１に並列接続する。
【０００９】
図９は、上記の水晶直交型発振器を用いて直交変調器を構成した例で、水晶直交出力型発振器（ブロック図）からの２つの出力周波数ｃｏｓ（ωｃｔ）、−ｓｉｎ（ωｃｔ）を、２つのダブルバランスト・ミキサ（以下、ミキサと称す）ＤＢＭｉ、ＤＢＭｑに供給すると共に、ミキサＤＢＭｉには変調信号Ｉを、ミキサＤＢＭｑには変調信号Ｑを加え、ミキサＤＢＭｉ、ＤＢＭｑのそれぞれの出力を接続すればＱＰＳＫ変調波が生成される。
【特許文献１】特開平８−２２３２３３号公報
【特許文献２】特開２００１−２１７８８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述のようにＭＣＦを９０度位相器として用いることにより、低消費電力の水晶直交出力型発振器を構成することができる。しかしながら、水晶直交出力型発振器の周囲温度の変化や負荷変動等により、２つの出力周波数の位相差が９０度からずれ、つまり位相誤差が生じ、その結果、図１０に示すように受信機の復調出力におけるコンスターレーション（変調精度）に影響し、受信ビット誤り率を大きくする。図１０（ａ）の細線は位相誤差が無い場合のコンスターレーション、太線は位相誤差がある場合のコンスターレーションを示す図である。図１０（ｂ）は第１象限に着目した図で、位相誤差あると太線のようにデータが判定境界に接近する。これに無線機で発生する位相雑音が無視でない弱電界条件（受信感度点付近）では、位相雑音と位相誤差とが重畳するため受信ビット誤り率が大きくなり、判定誤りを起こし易くなるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、水晶直交型発振器の位相誤差を低減するため、第１の発明は、水晶振動子とモノリシッククリスタルフィルタと複数の増幅器と複数の容量とからなる水晶直交出力型発振器と、第１及び第２のダブルバランスト・ミキサとを備えた直交変調器において、前記水晶直交出力型発振器を第３のダブルバランスト・ミキサに接続し、該ダブルバランスト・ミキサと、ローパスフィルタ、差動アンプ及び反転アンプからなる回路とを接続し、その出力電圧を可変容量ダイオードに接続して自動位相補正回路を構成したことを特徴とする直交変調器である。
第２の発明は、水晶振動子とモノリシッククリスタルフィルタと複数の増幅器と複数の容量とからなる水晶直交出力型発振器と、第１及び第２のダブルバランスト・ミキサとを備えた直交変調器において、前記水晶直交出力型発振器の２つの出力を第３のダブルバランスト・ミキサに接続し、該第３のダブルバランスト・ミキサの出力をローパスフィルタに接続し、該ローパスフィルタの出力を第１の抵抗を介して差動アンプの逆相入力に接続し、その出力を反転アンプ及び第２の抵抗とを介して、アノードが接地された可変容量ダイオードと一端が前記水晶直交出力型発振器に接続された第１の容量との直列接続回路のカソードに接続し、差動アンプの逆相入力と出力との間に第３の抵抗及び第２の容量とを並列接続し、基準電圧を第４の抵抗を介し前記ローパスフィルタと前記差動アンプの正相入力とに接続した自動位相補正回路を構成したことを特徴とする直交変調器である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の直交変調器は、水晶直交型発振器に自動位相補正回路を付加したため２つの出力の位相誤差が大幅に小さくなり、その結果精度のよい直交変調器が構成できるので、受信ビット誤り率が大幅に低減するという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は本発明に係る直交変調器の実施の形態を示すブロック図であって、破線αで囲んだ水晶直交出力型発振器を示すブロック図と、破線βで囲んだ自動位相補正回路と、２つのミキサＤＢＭｉ、ＤＢＭｑとから構成される。図５、８の水晶直交出力型発振器の回路図に示すように、ＭＣＦの負荷リアクタンスＺが容量性となるようにＭＣＦの帯域幅を設定する。このリアクタンス素子Ｚを図１に示すように可変容量ダイオードＣｖと容量Ｃ２との直列接続回路で構成し、可変容量ダイオードＣｖのカソードに直流電圧を印加して容量を形成する。
【００１４】
水晶直交出力型発振器αの２つの直交出力は、２つのミキサＤＢＭｉ、ＤＢｍｑに接続されると共に、もう１つのミキサＤＢＭｄｅｔにも接続される。ミキサＤＢＭｄｅｔの出力はローパスフィルタＬＰＦに接続され、該ローパスフィルタＬＰＦの出力は抵抗Ｒ２を介して差動アンプＤＡの逆相入力に接続される。なお、ローパスフィルタＬＰＦの出力には抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。そして、差動アンプＤＡの正相入力に基準電圧Ｖｒｅｆを接続し、その出力は反転アンプＲＡと抵抗Ｒ３とを介して、前記可変容量ダイオードＣｖのカソードに接続する。差動アンプＤＡの出力と逆相入力との間に抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とを並列接続して、自動位相補正回路βを構成する。
【００１５】
本発明の直交変調器の動作について説明する。水晶直交出力型発振器αからの２つの直交出力ｃｏｓ（ωｃｔ）、ｓｉｎ（ωｃｔ）がミキサＤＢＭｄｅｔに供給される際、２つの出力の位相差が９０度（位相誤差が０）から＋φｅだけ位相誤差が生じたとする。＋φｅの位相誤差のある２つの周波数がミキサＤＢＭｄｅｔに入力されると、ミキサＤＢＭｄｅｔの出力からは図２に示すようにｓｉｎ（φｅ）に比例した直流電圧と、２つの入力の積であるｃｏｓ（ωｃｔ）×（−ｓｉｎ（ωｃｔ））＝−（ｓｉｎ（２ωｃｔ）−ｓｉｎ（０））／２、即ち入力信号の２倍の周波数とが出力される。２倍波は次段のローパスフィルタＬＰＦによって除去され、ｓｉｎ（φｅ）に比例した直流電圧のみがＬＰＦから出力される。この直流電圧にプルアップ電極として基準電圧Ｖｒｅｆを重畳し、差動アンプＤＡの逆相入力に入力する。差動アンプＤＡの正相入力に基準電圧Ｖｒｅｆを入力すると、差動アンプＤＡの出力から２つの入力電圧の差、つまりｓｉｎ（φｅ）に比例した直流電圧が増幅されて出力される。この際、帰還抵抗Ｒ１に並列された容量Ｃ１のより、緩やかに電圧が変化することになる。そして、差動アンプＤＡの出力は反転アンプＲＡで反転され、可変容量ダイオードＣｖのカソードに印加されて、図３に示すように可変容量ダイオードＣｖの容量を変化させる。ここで、図３の横軸は可変容量ダイオードＣｖの印加電圧Ｖｃｏｎｔ、縦軸は可変容量ダイオードＣｖの呈する容量値Ｃ（ｐＦ）である。
【００１６】
即ち、ミキサＤＢＭｄｅｔに供給される２つの入力の位相差が９０度、つまり位相誤差が０（＋φｅ＝０）の場合は、図３に示すように可変容量ダイオードＣｖの印加電極ＶｃｏｎｔはＶ０となり、可変容量ダイオードＣｖの呈する容量値はＣ０となる。位相誤差が＋φｅ、−φｅ’のときに可変容量ダイオードＣｖの印加電極ＶｃｏｎｔはそれぞれＶａ、Ｖｂとなり、その際の容量値はそれぞれＣａ、Ｃｂとなる。
【００１７】
ミキサＤＢＭｄｅｔへの２つの入力の位相誤差が＋φｅの場合、図３に示すように可変容量ダイオードＣｖには電圧Ｖａが印加され、容量Ｃａが生じる。この容量Ｃａが補償位相−φｅを生じさせ、ＭＣＦの位相は容量Ｃ１により緩やかに変化し、前記位相誤差＋φｅを０にするように作用する。また、２つの入力の位相誤差が−φｅ’の場合、可変容量ダイオードＣｖには電圧Ｖｂが印加され可変容量ダイオードＣｖの容量はＣｂとなり、その結果、補償位相＋φｅ’を生じさせ、前記位相誤差−φｅ’を０にするように作用する。
なお、基準電圧ＶｒｅｆはＭＣＦの位相特性を９０度に設定する電圧であり、予め調整しておく必要がある。差動アンプＤＡの逆相入力に入力する電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆと常に比較され、その差分を補正するように自動位相補正回路βは動作する。この自動位相補正回路βが本発明の特徴である。
【００１８】
ローパスフィルタＬＰＦの出力に基準電圧ｒｅｆをプルアップ電圧として重畳させたのは、図３に示すように、ＭＣＦに位相変化を生じさせるために必要な容量範囲Ｃａ〜Ｃｂを得るのに、可変容量ダイオードＣｖに印加する電圧範囲Ｖａ〜Ｖｂが必要なためである。つまり、ミキサＤＢＭｄｅｔへの２つの入力の位相差が９０度の場合、ローパスフィルタＬＰＦの出力は直流０Ｖとなり、可変容量ダイオードＣｖに必要な電圧（Ｖａ〜Ｖｂ）が得られないからである。このため、予め正のオフセット電圧を与えておく必要がある。
【００１９】
以上のように、ＭＣＦの位相特性が温度変化や負荷変動等で９０度からずれた場合、その位相誤差をミキサＤＢＭｄｅｔによって電圧に変換して基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、差分を増幅し、ＭＣＦの位相を常に９０度を保つように補償する。ここで、自動位相補正回路βのループを収束させる条件として、可変容量ダイオードＣｖの印加電圧Ｖｃｏｎｔの変化に対するＭＣＦの位相変化量（Δφ／ΔＶｃｏｎｔ）が、ミキサＤＢＭｄｅｔの位相感度の逆数（Δφｅ／ΔＶｄｅｔ）より大きくなるように、可変容量ダイオードＣｖを選定する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明に係る直交変調器の構成を示す回路図である。
【図２】ダブルバランスト・ミキサから出力される直流電圧を示す図である。
【図３】可変容量ダイオードの印加電圧と生成する容量との関係を示す図である。
【図４】可変容量ダイオードの容量と補償位相との関係を示す図である。
【図５】ＭＣＦを用いた水晶直交出力型発振器の構成を示す回路図である。
【図６】二重モード水晶フィルタのリアクタンス曲線、フィルタ特性、位相特性を示す図である。
【図７】二重モード水晶フィルタＭＣＦの周波数と位相特性との関係を示す図である。
【図８】他の実施例である水晶直交出力型発振器の構成を示すブロック図である。
【図９】水晶直交出力型発振器を用いた直交変調器の構成を示すブロック図である。
【図１０】（ａ）、（ｂ）は位相誤差がある場合と、無い場合のコンスターレーション（変調精度）を示す図である。
【符号の説明】
【００２１】
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４  抵抗
Ｃ１、Ｃ２  容量
Ｃｖ  可変容量ダイオード
ＤＡ  差動アンプ
ＲＡ  反転アンプ
ＬＰＦ  ローパスフィルタ
ＤＢＭｉ、ＤＢＭｑ、ＤＢＭｄｅｔ  ダブルバランスト・ミキサ
α  水晶直交出力型発振器
β  自動位相補正回路
【図１】
2006352376.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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