(57)【要約】  【課題】  高い精度のｆ−Ｖ線形性を達成でき、さらにデバイス、温度、電源変動に対して耐性の高いＦＭ復調回路を提供する。  【解決手段】  入力するＦＭ信号のエッジを検出して正相および逆相の信号を出力する差動遅延回路１および差動ＡＮＤ回路２と、差動ＡＮＤ回路２から出力する逆相出力信号ｃｎを逆相入力信号として入力とする差動アンプ３と、該差動アンプ３の正相入力信号としてのレファレンス電圧ｄｐを出力するレファレンス電圧発生回路４とを備え、該レファレンス電圧ｄｐは、差動ＡＮＤ回路２のトランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等の変動による出力レベルの変動と同様に変化する電圧であるようにした。【選択図】  図１
2006237732.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力するＦＭ信号のエッジを検出して正相および逆相の信号を出力する差動エッジ検出手段と、該差動エッジ検出手段から出力する正相および逆相の一方の出力信号を正相および逆相の一方の入力信号とする差動増幅手段と、該差動増幅手段の正相および逆相の他方の入力としてのレファレンス電圧を出力するレファレンス電圧発生回路とを備え、
該レファレンス電圧発生回路は、前記差動エッジ検出手段から出力し前記差動増幅手段に入力する信号のハイレベルとローレベルの中間電位で、且つ前記差動エッジ検出手段のトランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等の変動による出力レベルの変動と同様に変動するレファレンス電圧を出力することを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ復調回路において、
前記差動エッジ検出手段は、入力するＦＭ信号を遅延した信号を出力する遅延回路と、前記入力するＦＭ信号と前記遅延回路の出力信号とを入力して正相および逆相の信号を出力する第１の差動ＡＮＤ回路からなり、
前記レファレンス電圧発生回路は、前記第１の差動ＡＮＤ回路の入力信号レベルに近いレベルの信号を発生するレベル発生回路と、該レベル発生回路の出力信号を入力して正相および逆相の信号を出力する第２の差動ＡＮＤ回路と、該第２の差動ＡＮＤ回路の正相と逆相の出力信号の中間電位を前記レファレンス電圧として生成するレベル平均回路とからなることを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項３】
請求項１に記載のＦＭ復調回路において、
前記差動エッジ検出手段は、入力するＦＭ信号を遅延した信号を出力する遅延回路と、前記入力するＦＭ信号と前記遅延回路の出力信号とを入力して正相および逆相の信号を出力する第１の差動ＥＸＯＲ回路からなり、
前記レファレンス電圧発生回路は、前記第１の差動ＥＸＯＲ回路の入力信号レベルに近いレベルの信号を発生するレベル発生回路と、該レベル発生回路の出力信号を入力して正相および逆相の信号を出力する第２の差動ＥＸＯＲ回路と、該第２の差動ＥＸＯＲ回路の正相と逆相の出力信号の中間電位を前記レファレンス電圧として生成するレベル平均回路とからなることを特徴とするＦＭ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高精度に動作する広周波数帯域なＦＭ復調回路に関するものであり、特に、トランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等の変動に対して耐性の高いＦＭ復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＦＭ復調回路の例を図７に示す（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。従来のＦＭ復調回路は、入力ＦＭ信号の正相信号ＩＮＰと逆相信号ＩＮＮを入力する差動遅延回路１、差動ＡＮＤ回路２、差動ＡＮＤ回路２から出力する正相信号ｃｐと逆相信号ｃｎを入力する差動アンプ３からなる。Ｏ３ＰはＦＭ復調回路の正相出力信号、Ｏ３Ｎは逆相出力信号である。ＦＭ復調出力信号は、実際には、正相出力信号Ｏ３Ｐをローパスフィルタ（図示せず）に入力して得られる。
【０００３】
従来のＦＭ復調回路の接続を説明する。正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮは、差動遅延回路１の差動入力信号となり、および差動ＡＮＤ回路２の第１の正相入力信号ａｐと第１の逆相入力信号ａｎとなる。差動遅延回路１の差動出力信号は、差動ＡＮＤ回路２の第２の正相入力信号ｂｐと第２の逆相入力信号ｂｎとなる。差動ＡＮＤ回路２の正相出力信号ｃｐと逆相出力信号ｃｎは、差動アンプ３の差動入力信号となる。差動アンプ３の差動出力信号は、正相出力信号Ｏ３Ｐと反転出力信号Ｏ３Ｎである。
【０００４】
従来のＦＭ復調回路の動作を、図８を用いて説明する。ＦＭ復調回路は、ＦＭ信号の正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮを入力する。図８の信号ＩＮＰ，ＩＮＮでは、ＦＭ信号の基本波である周波数ｆのサイン波がアンプにより周波数ｆのクロックに波形整形された後の状態を示した。この信号ＩＮＰ，ＩＮＮは、差動遅延回路１により、ともに遅延時間τだけ遅される。差動ＡＮＤ回路２の第１の入力信号ａｐ，ａｎとして遅延前の信号ＩＮＰ，ＩＮＮが入力し、第２の入力信号ｂｐ，ｂｎとして差動遅延回路１により信号ＩＮＰ，ＩＮＮを遅延した信号が入力される。この第１と第２の入力信号に対してＡＮＤ論理がとられることにより、入力信号ＩＮＰがローからハイに立ち上がる時間にパルスが発生する。つまり、この差動遅延回路１と差動ＡＮＤ回路２は、差動エッジ検出手段を構成している。差動ＡＮＤ回路２から出力するパルスの正相信号ｃｐと逆相信号ｃｎは、差動遅延回路１の遅延時間τ程度のパルス幅を持つ。発生したパルスは、差動アンプ３に入力して増幅され、出力信号Ｏ３Ｐ，Ｏ３Ｎとして出力される。
【０００５】
正相出力信号Ｏ３Ｐは、図７には非表示のローパスフィルタにより、時間積分されてＦＭ復調回路の出力電圧Ｖｏとなる。すなわち、正相出力信号Ｏ３Ｐのパルス幅の時間だけ、電荷がローパスフィルタの容量に蓄積され、電圧Ｖｏとして出力される。入力するクロックの周波数ｆが高ければ、単位時間あたりのパルス数が多くなるため出力電位Ｖｏは高くなり、入力するクロックの周波数ｆが低ければ、単位時間あたりのパルス数が少なくなるため出力電位Ｖｏは低くなる。
【０００６】
よって、入力した信号周波数ｆの高低が出力電圧の高低に変換されて、ＦＭ信号がＡＭ信号に復調される。ここで、入力信号の周波数ｆの広い範囲にわたって、その周波数ｆの増減に対して、出力する電位Ｖｏの増減が高い精度で比例する（ｆ−Ｖ特性の線形性と呼ぶ）ことが、少ない歪でＦＭ復調を行うために必須である。図８に示した正相出力信号Ｏ３Ｐのパルス面積が、広い周波数に渡って不変であり、かつ、出力パルス以外の信号箇所に現れるノイズが小さい場合に、ｆ−Ｖ特性の良好な線形性が達成される。
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−３６８５４２号公報
【非特許文献１】広瀬、岸根、石原、赤沢、菊島、岸本、雲崎  著、「ＡＭ／ＦＭ一括変換による光映像伝送用高利得、広帯域ＦＭ復調ＩＣ」、電子情報通信学会技術報告  ＣＡＳ９６−１１５、１９９７年３月、１１１−１１７頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来のＦＭ復調回路の問題点は、差動ＡＮＤ回路２の正相出力信号ｃｐと逆相出力信号ｃｎの両方で発生するパルス幅の誤差とノイズを、差動アンプ３に入力するため、ｆ−Ｖ特性の高精度な線形性が得られないことである。このことにより、広い入力周波数領域に渡る歪の少ないＦＭ復調特性が得られない。
【０００９】
さらに、回路を構成するトランジスタの特性（飽和電流値）が製造ロットのバラツキ等により劣化すると、ｆ−Ｖ特性の線形性がさらに劣化する問題がある。図８の差動ＡＮＤ回路２の出力信号ｃｐ，ｃｎに一点鎖線で示すごとく、トランジスタ特性等が低下するとパルスの波高値が小さくなるが、ノイズの波高値の低下は少ない。このため、周波数ｆの増減に比例する波形面積の増減に対して、ノイズ波形の面積が相対的に増える。このことにより、入力信号の周波数ｆに対する出力電圧Ｖｂの線形性が崩れる。
【００１０】
差動ＡＮＤ回路２は、図９にＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１９と抵抗Ｒａ，Ｒｂと電流源Ｉ１〜Ｉ３により構成した例で示すごとく、正相出力信号ｃｐを生成する回路構成と逆相出力信号ｃｎを生成する回路構成に対称性がない。したがって、正相出力信号ｃｐと逆相出力信号ｃｎの応答特性（第１の入力信号ａｐ，ａｎと第２の入力信号ｂｐ，ｂｎの遅延差τに対して出力パルス幅がその遅延差τと異なることが生じる）やパルス以外の部分でのノイズ波高値が異なる。差動アンプ３の出力は、正相入力信号ｃｐあるいは逆相入力信号ｃｎのパルス幅が広い方の入力の影響を受けて、パルス幅が遅延差τより広がるばかりでなく、正相入力信号ｃｐおよび逆相入力信号ｃｎの双方に現れるノイズを出力する。このように出力信号のパルス幅が広がると、入力周波数ｆが高い場合に、隣接するパルス同士の裾の部分が重なり、パルス波形の面積が低周波の場合より小さくなる。
【００１１】
また、出力信号に重畳されたノイズは、次のパルスとの位相関係により、パルスの波高値に変化を及ぼす。これらの出力パルス信号の幅および波高値の周波数ごとの変化は、入力信号の周波数ｆに依存して出力パルスの面積を変化させ、出力する電圧Ｖｏの周波数ｆに対する線形性を損なう。
【００１２】
よって、従来のＦＭ復調回路は、広い周波数領域に渡って高精度なｆ−Ｖ線形性を達成することが出来ない問題があった。そして、トランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等がばらつくと、入力信号の周波数に対する出力電圧Ｖｏの線形性がさらに悪化する問題があった。
【００１３】
本発明の目的は、上記点に鑑みて、高い精度のｆ−Ｖ線形性を達成でき、さらにトランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等の変動に対して耐性の高いＦＭ復調回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、請求項１にかかる発明のＦＭ復調回路は、入力するＦＭ信号のエッジを検出して正相および逆相の信号を出力する差動エッジ検出手段と、該差動エッジ検出手段から出力する正相および逆相の一方の出力信号を正相および逆相の一方の入力信号とする差動増幅手段と、該差動増幅手段の正相および逆相の他方の入力としてのレファレンス電圧を出力するレファレンス電圧発生回路とを備え、該レファレンス電圧発生回路は、前記差動エッジ検出手段から出力し前記差動増幅手段に入力する信号のハイレベルとローレベルの中間電位で、且つ前記差動エッジ検出手段のトランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等の変動による出力レベルの変動と同様に変動するレファレンス電圧を出力することを特徴とする。
。
【００１５】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調回路において、前記差動エッジ検出手段は、入力するＦＭ信号を遅延した信号を出力する遅延回路と、前記入力するＦＭ信号と前記遅延回路の出力信号とを入力して正相および逆相の信号を出力する第１の差動ＡＮＤ回路からなり、前記レファレンス電圧発生回路は、前記第１の差動ＡＮＤ回路の入力信号レベルに近いレベルの信号を発生するレベル発生回路と、該レベル発生回路の出力信号を入力して正相および逆相の信号を出力する第２の差動ＡＮＤ回路と、該第２の差動ＡＮＤ回路の正相と逆相の出力信号の中間電位を前記レファレンス電圧として生成するレベル平均回路とからなることを特徴とする。
【００１６】
請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調回路において、前記差動エッジ検出手段は、入力するＦＭ信号を遅延した信号を出力する遅延回路と、前記入力するＦＭ信号と前記遅延回路の出力信号とを入力して正相および逆相の信号を出力する第１の差動ＥＸＯＲ回路からなり、前記レファレンス電圧発生回路は、前記第１の差動ＥＸＯＲ回路の入力信号レベルに近いレベルの信号を発生するレベル発生回路と、該レベル発生回路の出力信号を入力して正相および逆相の信号を出力する第２の差動ＥＸＯＲ回路と、該第２の差動ＥＸＯＲ回路の正相と逆相の出力信号の中間電位を前記レファレンス電圧として生成するレベル平均回路とからなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、差動エッジ検出手段の正相、逆相の出力のうち、応答特性が良好でかつ低ノイズである一方の出力だけを用いることで、入力信号周波数ｆが高くなることにともなう差動増幅手段の出力パルスのパルス幅の増減を抑制でき、また、差動増幅手段の出力に現れるノイズを低減できる。このことにより、広い周波数帯域に渡って差動アンプの出力パルスの面積が適正に維持され、高い精度のｆ−Ｖ線形性を達成できる。よって、広い周波数帯域に渡って低歪なＦＭ復調回路を提供できる効果がある。
【００１８】
また、差動増幅手段に与えるレファレンス電圧を、差動エッジ検出手段のトランジスタ特性、抵抗値、電源電圧値、温度等の変動による出力変動と同様に変動するよう設定することで、差動増幅手段の出力パルス幅の変動を抑制することができる。このことにより、プロセス変動、電源変動、温度変動等に対して耐性の高いＦＭ復調回路を実現できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明のＦＭ復調回路は、差動エッジ検出手段の出力段としての差動ＡＮＤ回路の正相、逆相の出力端子のうち、応答特性が良好でかつ低ノイズな一方の出力だけを差動アンプの一方の入力端子に接続する。差動アンプの他方の入力端子には、差動ＡＮＤ回路の出力信号のプロセス変動、電源変動、温度変動等による変動と同様に変動するレファレンス電圧を供給する構成とする。
【００２０】
このように、本発明は、背景技術において述べた従来ＦＭ復調回路（図７）の差動ＡＮＤ回路の出力信号の一方を、差動アンプに入力せず、その差動アンプの当該入力には、プロセス変動、電源変動、温度変動等による差動ＡＮＤ回路の出力信号の電位変動と同様に変動するレファレンス電位を与えたことが従来と異なる。
【実施例１】
【００２１】
本発明の実施例１のＦＭ復調回路を図１を用いて説明する。実施例１のＦＭ復調回路は、ＦＭ信号の正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮを入力する差動遅延回路１、差動ＡＮＤ回路２、レファレンス電圧発生回路４、レファレンス電圧出力および差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎを入力とする差動アンプ３からなる。Ｏ１ＰはＦＭ復調回路の正相出力信号、Ｏ１Ｎはその逆相出力信号である。ＦＭ復調出力は、実際には、正相出力信号Ｏ１Ｐをローパスフィルタ（図示せず）に入力することにより得られる。請求項との関連では、差動遅延回路１と差動ＡＮＤ回路２が差動エッジ検出手段を構成する。
【００２２】
実施例１のＦＭ復調回路の接続を説明する。正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮは、差動遅延回路１の差動入力信号となり、および差動ＡＮＤ回路２の第１の正相入力信号ａｐと第１の逆相入力信号ａｎとなる。差動遅延回路１の差動出力信号は、差動ＡＮＤ回路２の第２の正相入力信号ｂｐと第２の逆相入力信号ｂｎとなる。差動ＡＮＤ回路２の正相出力信号ｃｐは何処にも接続せず、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎを差動アンプ３の逆相入力信号とする。レファレンス電圧発生回路４の出力は、差動アンプ３の正相入力信号ｄｐとなる。差動アンプ３の出力信号は、正相出力信号Ｏ１Ｐと反転出力信号Ｏ１Ｎである。
【００２３】
レファレンス電圧発生回路４の構成を説明する。レファレンス電圧発生回路４は、信号レベル発生回路４１、差動ＡＮＤ回路４０、レベル平均回路４２からなる。ここで差動ＡＮＤ回路４０は、差動ＡＮＤ回路２と同形式の回路である。信号レベル発生回路４１の正相出力信号は、例えば、差動ＡＮＤ回路４０の第１および第２の正相入力信号として入力させ、信号レベル発生回路４１の逆相出力信号は、例えば、差動ＡＮＤ回路４０の第１および第２の逆相入力信号として入力させる。差動ＡＮＤ回路４０の正相出力信号は、レベル平均回路４２の正相入力信号として、差動ＡＮＤ回路４０の逆相出力信号は、レベル平均回路４２の逆相入力信号として、それぞれ入力させる。
【００２４】
実施例１のＦＭ復調回路の動作を、図２を用いて説明する。ＦＭ復調回路は、入力ＦＭ信号の正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮを入力する。図２では、ＦＭ信号の基本波である周波数ｆのサイン波がアンプにより周波数ｆのクロックに波形整形された後の状態を示した。この信号ＩＮＰ，ＩＮＮは、差動遅延回路１により、ともに遅延時間τだけ遅延する。差動ＡＮＤ回路２の第１の入力信号ａｐ，ａｎとして遅延前の信号ＩＮＰ，ＩＮＮを入力し、第２の入力信号ｂｐ，ｂｎとして信号ＩＮＰ，ＩＮＮを遅延した信号を入力する。この第１と第２の入力に対してＡＮＤ論理をとることにより、入力信号ＩＮＰがローからハイに立ち上がる時間にパルス信号が発生する。このパルス信号は、差動遅延回路１の遅延時間τ程度のパルス幅を持つ。発生したパルス信号は、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎとして差動アンプ３に入力する。差動アンプ３では、レファレンス電圧発生回路４の出力信号ｄｐの電位をレファレンスとして信号ｃｎのハイ、ロー判定を行い、その結果を増幅して、出力信号Ｏ１Ｐ，Ｏ１Ｎとして出力する。
【００２５】
正相出力信号Ｏ１Ｐは、図１には非表示のローパスフィルタにより、時間積分されてＦＭ復調回路の出力となる。すなわち、出力信号Ｏ１Ｐのパルス幅の時間だけ電荷が容量に蓄積され、電位Ｖｏとして出力される。入力する信号ＩＮＰ，ＩＮＮの周波数ｆが高ければ、単位時間あたりのパルス数が多くなる分、出力電位Ｖｏは高くなり、入力する信号ＩＮＰ，ＩＮＮの周波数ｆが低ければ、単位時間あたりのパルス数が少なくなる分、出力電位Ｖｏは低くなる。よって、ＦＭ信号の周波数の高低が電位の高低に変換されて、ＦＭ信号がＡＭ信号に復調される。
【００２６】
ここで、図２に示すごとく、差動アンプ３の出力は、差動ＡＮＤ回路２の応答特性が悪くかつ正相出力ｃｐに大きなノイズの現れる場合であっても、その正相出力ｃｐの影響を受けない。よって、出力信号Ｏ１Ｐのパルス幅は遅延回路１の遅延時間τに近い細い幅を維持し、かつパルス以外のレベルでのノイズも少ない。図２に示した出力信号Ｏ１Ｐの出力パルス面積が、広い周波数に渡って変わらず、かつ、出力パルス以外の信号箇所に現れるノイズが小さいため、入力ＦＭ信号の高い周波数までｆ−Ｖ特性の良好な線形性が得られる。したがって、ＦＭ復調回路に入力するＦＭ信号の周波数ｆの広い範囲にわたって、少ない歪でＦＭ復調を行うことが可能となる。
【００２７】
また、信号レベル発生回路４１は、差動ＡＮＤ回路２の入力信号のハイレベルとローレベルを出力する。このことにより差動ＡＮＤ回路４０は、差動ＡＮＤ回路２の出力信号のハイレベルとローレベルと同じレベルを出力する。レベル平均回路４２においてそのハイレベルとローレベルの中間の電位を作り、レファレンス電圧発生回路４の出力信号ｄｐとして出力する。ここで、差動ＡＮＤ回路２と差動ＡＮＤ回路４０は同形式の回路であることからレファレンス電圧ｄｐは、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎの中間の電圧になる。
【００２８】
図２では、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎの波高値が、トランジスタ特性の変動、電源電圧の変動、温度の変動、抵抗値の変動等によって減少した場合を一点鎖線で示している。この変動に対して、回路構成の類似性から、差動ＡＮＤ回路４０の出力も同様に変動し、その平均値であるレファレンス電圧も２点鎖線に示すｄｐ’のごとく同様に変動する。よって、トランジスタ特性の変動、電源電圧の変動、温度の変動、抵抗値の変動等が生じても、レファレンス電圧ｄｐは、差動ＡＮＤ回路４０の出力パルスのほぼ半分の高さに位置する。したがって、差動アンプ３の出力信号Ｏ１Ｐ，Ｏ１Ｎのパルス幅の変動を抑制することができる。
【００２９】
図３（ａ），（ｂ）に、実施例１のＦＭ復調回路の効果をシミュレーションにより従来回路と比較した結果を示す。横軸は入力ＦＭ信号の周波数、縦軸は周波数に比例して出力されるべき電圧と実際に出力された電圧との誤差（ｆ−Ｖ線形性からのズレ）を表している。実施例１によると、入力ＦＭ信号の周波数が１ＧＨｚから４ＧＨｚまでの間で、出力電圧の誤差を従来の２分の１程度に低減することが出来る。
【００３０】
さらに、図３の（ａ），（ｂ）では、トランジスタ特性が標準状態の場合の回路特性を実線で、トランジスタの電流が少なく出来上がった場合（酸化膜厚とゲート長が標準の１０％増し、ゲート幅が１０％減の場合）の回路特性を点線で示した。従来例の（ｂ）では、トランジスタの特性変動によりｆ−Ｖ直線からのずれが２倍近くになる。これと比較して、実施例１の（ａ）では、１ＧＨｚから４ＧＨｚまでの間で、トランジスタの特性変動によるずれ量の増加は見られない。したがって、実施例１によると、トランジスタ特性の変動によるＦＭ復調回路の歪特性を格段に改善できる効果があることがわかる。
【００３１】
図３ではトランジスタ変動に対する効果を例示したが、差動ＡＮＤ回路２，４０を同種の回路で構成したことにより、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎとレファレンス電圧ｄｐをトランジスタ、抵抗、温度、電源電圧等の変動に対して同程度に上下させることができ、抵抗、温度、電源電圧等の変動に対しても、ＦＭ復調回路の歪特性を改善できる効果がある。
【００３２】
図４に、レファレンス電圧発生回路４の回路例を示す。本回路例では、信号レベル発生回路４１は、（図１のＦＭ復調回路前段の差動アンプと同形の回路である）差動アンプ４１１と、その差動アンプ４１１にハイレベル、ローレベル入力を与える抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２，Ｒ３の比（（Ｒ１＋Ｒ２）/（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））により電源電圧を分割することにより差動アンプのハイレベル入力電位を作る。抵抗Ｒ１，Ｒ２と抵抗Ｒ３の比（Ｒ３/（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））により電源電圧を分割することにより差動アンプのローレベル入力電位を作る。このとき、差動アンプ４１１の正相出力の電圧と逆相出力の電圧が、図１に示した入力信号ＩＮＰとＩＮＮのハイレベルとローレベルに一致するように、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を設定する。
【００３３】
差動ＡＮＤ回路４０の正相入力には差動アンプ４１１の正相出力信号を、差動ＡＮＤ回路４０の逆相入力には差動アンプ４１１の逆相出力信号を接続する。このことにより、差動ＡＮＤ回路４０は、図１に示した差動ＡＮＤ回路２の出力電圧にほぼ等しいハイレベルとローレベルを出力する。
【００３４】
レベル平均回路４２は、抵抗Ｒ４とＲ５の縦列接続で構成し、一端を差動ＡＮＤ回路４０の正相出力、他端を逆相出力に接続する。抵抗Ｒ４とＲ５の抵抗値は、レベル平均回路４２の出力が、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎのパルスのほぼ半分のレベルに位置する電位になるように設定する。
【００３５】
以上の構成により、差動ＡＮＤ回路４０は、差動ＡＮＤ回路２と同形の回路あり、その入力電圧も等しく、また、出力電圧も差動ＡＮＤ回路４にほぼ等しい。よって、トランジスタ特性、抵抗値、電源電圧、温度等の変動に対してハイレベルとローレベルは同程度に変動する。したがって、トランジスタ特性、抵抗値、電源電圧、温度等が変動してもレファレンス電圧発生回路４は、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎのパルスのほぼ半分のレベルのレファレンス電圧ｄｐを出力する。
【実施例２】
【００３６】
本発明の実施例２のＦＭ復調回路を、図５を用いて説明する。実施例２は、実施例１の差動ＡＮＤ回路３を差動ＥＸＯＲ回路５に置き換えた回路である。請求項との関連では、差動遅延回路１と差動ＥＸＯＲ回路５が差動エッジ検出手段を構成する。ここでも、実施例１と同様に差動ＥＸＯＲ回路５の正相出力ｅｐはオープン状態とし、逆相出力信号ｅｎだけを差動アンプ３の逆相側入力に接続する。レファレンス電圧発生回路６は、信号レベル発生回路６１、差動ＥＸＯＲ回路６０、レベル平均回路６２からなる。ここで差動ＥＸＯＲ回路６０は、差動ＥＸＯＲ回路５と同形式の回路である。
【００３７】
図６に示すように、差動ＥＸＯＲ回路５は、第１の入力信号ａｐ，ａｎと第２の入力信号ｂｐ，ｂｎを入力として、第１の正相入力信号ａｐの立ち上がり時および立ち下がり時にパルスを出力する。パルスの時間幅は、第１の入力信号ａｐ，ａｎと第２の入力信号ｂｐ，ｂｎの間の時間τにほぼ等しい。差動ＥＸＯＲ回路の逆相出力信号ｅｎを図２の逆相出力信号ｃｎと比較すれば明らかなように、同一の入力ＦＭ信号の周波数ｆに対して、単位時間当たりのパルスの数は２倍になる。
【００３８】
よって、差動ＥＸＯＲ回路を使用するＦＭ復調回路は、周波数ｆを電圧Ｖに変換する際の傾きに相当する変換ゲインを２倍に出来る。しかし一方で、隣接するパルスの時間間隔が約半分になることから、入力信号の周波数ｆが高くなると、隣接パルスの裾の重なりが生じて、ｆ−Ｖ特性の線形性が急激に劣化する問題が生じる。しかし、実施例２によると、差動ＥＸＯＲ回路５の正相出力信号ｅｐと逆相出力信号ｅｎのうち、パルス幅が狭く、ノイズの少ない出力を選択して出力できるメリットがある。そして、トランジスタ特性の変動、電源電圧の変動、温度の変動、抵抗値の変動等が生じてもレファレンス電圧ｄｐは、差動ＥＸＯＲ回路５の出力パルスのほぼ半分の高さに位置する。したがって、差動アンプ３の出力信号Ｏ２Ｐ，Ｏ２Ｎのパルス幅の変動を抑制することができる。
【００３９】
これら２つの効果により、変換ゲインの大きな差動ＥＸＯＲ回路型のＦＭ復調回路において、特に信号周波数ｆの高い領域まで、低歪な変換特性を達成出来るメリットを有し、トランジスタ特性の変動、電源電圧の変動、温度の変動、抵抗値の変動等が生じても低歪な変換を維持できるメリットがある。
【００４０】
なお、差動ＡＮＤ回路２の構成例として、図９では、ＭＯＳトランジスタを使用する場合を示したが、バイポーラトランジスタやＭＥＳＦＥＴ等の異なるデバイスを使用しても同様の効果が得られる。また、差動ＡＮＤ回路や差動ＥＸＯＲ回路の前段や後段のアンプの段数等を変更してＦＭ復調回路を構成することは本発明の技術思想の範囲内である。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の実施例１のＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１のＦＭ復調回路の入出力波形図である。
【図３】本発明の実施例１のＦＭ復調回路(a)と従来のＦＭ復調回路(b)のシミュレーションによるｆ−Ｖ特性図である。
【図４】本発明の実施例１のＦＭ復調回路のレファレンス電圧発生回路の回路図である。
【図５】本発明の実施例２のＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例２のＦＭ復調回路の入出力波形図である
【図７】従来のＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図８】従来のＦＭ復調回路の入出力波形図である。
【図９】ＦＭ復調回路に使用される差動ＡＮＤ回路の回路図である。
【符号の説明】
【００４２】
１：差動遅延回路
２：差動ＡＮＤ回路
３：差動アンプ
４：レファレンス電圧発生回路、４０：差動ＡＮＤ回路、４１：信号レベル発生回路、４１１：差動アンプ、４２：レベル平均回路
５：差動ＥＸＯＲ回路
６：レファレンス電圧発生回路、６０：差動ＥＸＯＲ回路、６１：信号レベル発生回路、６２：レベル平均回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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