(57)【要約】【課題】  電流不連続モードばかりでなく電流連続モードでも動作可能な、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】  第１及び第２の出力電圧に応じて、スイッチ回路（４１）のオン／オフと出力選択回路（４２Ａ）における選択を制御する制御器（２０Ａ）は、第１及び第２の負荷（３１，３２）が全て軽負荷のとき、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ）を電流不連続モードで動作させ、第１及び第２の負荷（３１，３２）が全て重負荷のとき、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ）を電流連続モードで動作させる。【選択図】      図３
2006311780.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つの入力電圧から１つのスイッチ回路を用いて複数の出力電圧を生成して、前記複数の出力電圧を対応する複数の負荷へ供給する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記複数の負荷が全て軽負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは電流不連続モードで動作し、前記複数の負荷が全て重負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは電流連続モードで動作することを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、各負荷に対して供給すべき電力に応じて、タイムスロットを割り当てる頻度を決定することを特徴とする、請求項１に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、最もエネルギーを必要としている負荷に優先してエネルギーを供給することを特徴とする、請求項１に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
１つの入力電圧から１つのスイッチ回路を用いて複数の出力電圧を生成して、前記複数の出力電圧を対応する複数の負荷へ供給する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、前記複数の負荷が全て軽負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させ、前記複数の負荷が全て重負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させるように制御することを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項５】
各負荷に対して供給すべき電力に応じて、タイムスロットを割り当てる頻度を決定することを特徴とする、請求項４に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項６】
最もエネルギーを必要としている負荷に優先してエネルギーを供給するように制御することを特徴とする、請求項４に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項７】
１つの入力電圧から第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）の出力電圧を生成して、前記第１乃至第Ｎの出力電圧をそれぞれ第１乃至第Ｎの負荷へ供給する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力電圧をスイッチングしてＡＣ電圧を出力するスイッチ回路と、
前記第１乃至第Ｎの出力電圧をそれぞれ出力する第１乃至第Ｎの整流・平滑回路と、
タイムスロット毎に前記第１乃至第Ｎの整流・平滑回路のいずれか１つを選択して、選択した整流・平滑回路へ前記ＡＣ電圧を供給する出力選択回路と、
前記第１乃至第Ｎの出力電圧に応じて、前記スイッチ回路のオン／オフと前記出力選択回路における選択を制御する制御器とを備え、
前記第１乃至第Ｎの負荷が全て軽負荷のとき、前記制御器は前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させ、前記第１乃至第Ｎの負荷が全て重負荷のとき、前記制御器は前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させることを特徴とする、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御器は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧に基いて、前記第１乃至第Ｎの負荷に対して供給すべき電力に応じて、前記出力選択回路の選択を制御して、負荷毎にタイムスロットを割り当てる頻度を決定することを特徴とする、請求項７に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記制御器は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧に基いて、前記第１乃至第Ｎの負荷の中で最もエネルギーを必要としている負荷を判定して、該判定した負荷へ優先してエネルギーを供給するように、前記出力選択回路の選択を制御することを特徴とする、請求項７に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記スイッチ回路は、一つのインダクタと、主スイッチとを備え、前記主スイッチがオンのときに、前記インダクタに電流を流して当該インダクタに磁気エネルギーを蓄え、前記主スイッチがオフのときに、前記インダクタに蓄えた磁気エネルギーを電流として前記出力選択回路へ放出する、ことを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１つに記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記出力選択回路は、前記第１乃至第Ｎの負荷にそれぞれ対応した第１乃至第Ｎの選択スイッチから構成されている、請求項１０に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記制御器は、
前記第１乃至第Ｎの出力電圧を検出してそれぞれ第１乃至第Ｎの検出信号を出力する第１乃至第Ｎの検出回路と、
クロック信号を発振する発振器と、
前記クロック信号に同期して、前記第１乃至第Ｎの検出信号に基いて、前記主スイッチの制御用の制御信号と、前記第１乃至第Ｎの選択スイッチを選択するための第１乃至第Ｎの出力選択信号とを出力する整流スイッチ制御回路と、
前記制御信号に基いて前記主スイッチをオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を発生するパルス幅変調器と
を備えた請求項１１に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記制御器は、
前記第１乃至第Ｎの出力電圧を検出してそれぞれ第１乃至第Ｎの検出信号を出力する第１乃至第Ｎの検出回路と、
振幅が連続的に変化する部分を持つ波形の発振信号を発振する発振器と、
前記発振信号と前記第１乃至第Ｎの検出信号とを比較して、前記主スイッチの制御用の制御信号と、前記複数の選択スイッチを選択するための出力選択信号とを出力する制御回路と、
前記制御信号に基いて前記主スイッチをオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を発生するパルス幅変調器と
を備えた請求項１１に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記制御器は、
前記第１乃至第Ｎの出力電圧を検出してそれぞれ第１乃至第Ｎの検出信号を出力する第１乃至第Ｎの検出回路と、
クロック信号を発振する発振器と、
前記クロック信号に同期して、前記第１乃至第Ｎの検出信号に基いて、制御信号を出力する主制御回路と、
前記制御信号に基いて前記主スイッチをオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を発生するパルス幅変調器と、
前記ＰＷＭ信号に基いて前記第１乃至第Ｎの選択スイッチのオン／オフを制御する出力選択信号を発生するスイッチ制御回路と
を備えた請求項１１に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関し、特に、１つのスイッチ回路を用いて複数の出力電圧を生成する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータおよびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流（ＤＣ）入力電圧をそのＤＣ入力電圧とは異なるＤＣ出力電圧に変換する電源装置として、ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。また、１つのＤＣ入力電圧（以下、単に「入力電圧」とも呼ぶ。）に対して、複数の負荷へそれぞれ異なる複数のＤＣ出力電圧（以下、単に「出力電圧」とも呼ぶ。）を供給したい場合がある。このような複数の出力電圧を発生するＤＣ／ＤＣコンバータは、後述するような、分割型ＤＣ／ＤＣコンバータと、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータとに分類される。
【０００３】
分割型ＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷（出力）の個数に等しい数のスイッチ回路を備えて、それぞれの負荷へ電力（出力電圧）を供給する回路である。これに対して、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１つのスイッチ回路を用いて複数の出力電圧を生成する回路である。
【０００４】
最初に図１を参照して、従来の分割型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０について説明する。本例は、負荷（出力）が２つの場合を示している。
【０００５】
図示の分割型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、第１及び第２のスイッチ回路１１、１２と、第１及び第２の整流・平滑回路１６、１７と、第１及び第２の制御回路２１、２２とを備えている。図示はしないが、第１及び第２のスイッチ回路１１、１２の各々は、コイル（インダクタ）と主スイッチとを備える。
【０００６】
第１のスイッチ回路１１は、入力電圧をスイッチングして第１のＡＣ電圧を出力する。第１の整流・平滑回路１６は、この第１のＡＣ電圧を整流・平滑して、第１の出力電圧を出力する。この第１の出力電圧は第１の負荷３１へ供給される。第１の制御回路２１は、第１の出力電圧が一定となるように、第１のスイッチ回路１１を制御する。具体的には、第１の制御回路２１は、周波数が一定で、パルス幅が第１の負荷３１へ供給すべき必要な電力に応じて変動する第１のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を第１のスイッチ回路１１へ供給する。
【０００７】
同様に、第２のスイッチ回路１２は、入力電圧をスイッチングして第２のＡＣ電圧を出力する。第２の整流・平滑回路１７は、この第２のＡＣ電圧を整流・平滑して、第２の出力電圧を出力する。この第２の出力電圧は第２の負荷３２へ供給される。第２の制御回路２２は、第２の出力電圧が一定となるように、第２のスイッチ回路１２を制御する。具体的には、第２の制御回路２２は、周波数が一定で、パルス幅が第２の負荷３２へ供給すべき必要な電力に応じて変動する第２のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を第２のスイッチ回路１２へ供給する。
【０００８】
このように、分割型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、第１及び第２の負荷３１、３２に対して、別々な第１及び第２のスイッチ回路１１、１２と第１及び第２の制御回路１６、１７を備えている。そして、第１及び第２の負荷３１、３２のうち、片方の負荷が軽負荷になったときなどでも、電力（エネルギー）を固定周波数で供給している。前述したように、第１及び第２のスイッチ回路１１、１２の各々は図示しないコイル（インダクタ）を備えている。従って、分割型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、コイル（インダクタ）の数も出力数分必要である。
【０００９】
次に図２を参照して、従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０について説明する。本例も、負荷（出力）が２つの場合を示している。
【００１０】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、１つのスイッチ回路４１と、時分割制御回路４２と、第１及び第２の整流・平滑回路１６、１７と、制御器２０とを備えている。スイッチ回路４１は、図示はしないが、インダクタ（コイル）と主スイッチとを備えている。
【００１１】
スイッチ回路４１は、入力電圧をスイッチングしてＡＣ電圧を出力する。時分割制御回路４２は、ＡＣ電圧を時分割して第１及び第２のＡＣ電圧とに分ける。第１の整流・平滑回路１６は、第１のＡＣ電圧を整流・平滑して、第１の出力電圧を出力する。第１の出力電圧は第１の負荷３１へ供給される。第２の整流・平滑回路１７は、第２のＡＣ電圧を整流・平滑して、第２の出力電圧を出力する。第２の出力電圧は第２の負荷３２へ供給される。制御回路２０は、第１及び第２の出力電圧がそれぞれ所望の電圧となるように、スイッチ回路４１を制御する。
【００１２】
すなわち、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０では、時分割制御を行ない、スイッチング周波数を分割する（タイムスロットを予め割り当てる）ことにより、第１及び第２の負荷３１、３２に必要なエネルギーを供給する。尚、このような多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１に開示されている。
【００１３】
図２に図示した従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０では、スイッチング周期（タイムスロット）毎に各々の負荷に対するスイッチ回路４１のオン期間（デューティ比）を調整することによって、負荷毎にそれに必要な電力を供給している。換言すれば、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０においては、タイムスロットが予め負荷毎に割り当てられており、各タイムスロット内で各負荷に必要な電力供給を行っている。したがって、各タイムスロットの終了時点までに、インダクタに流れる電流をゼロにしておく必要がある。さもないと、インダクタに残された磁気エネルギーが次のタイムスロットで他の負荷へ放出されてしまうからである。
【００１４】
このように、あるタイムスロットから次のタイムスロットに切り替わる前にインダクタに流れる電流をゼロにするように動作させるモードのことを、この技術分野において「電流不連続モード」と呼ぶ。これに対して、あるタイムスロットから次のタイムスロットに切り替わる時点でもインダクタに流れる電流がゼロにならない状態で動作させるモードのことを、この技術分野において「電流連続モード」と呼ぶ。
【００１５】
また、単一のインダクタを使用したスイッチング電源回路も知られている（例えば、特許文献２参照）。このスイッチング電源回路でも、タイムスロットが予め負荷に割り当てられている。例えば、負荷が２つある場合には、２つの負荷に交互にタイムスロットが割り当てられる。スイッチング電源回路では、負荷の軽重に応じて、単一のインダクタへ入力電源から電流を流すための主スイッチをオンする時間（デューティ比）を調整している。尚、特許文献２では、２つの負荷に対してそれぞれのエネルギー充填時間を異ならせる実施例も開示している。
【００１６】
更に、単一の直流リアクトルを用い、スイッチング素子の動作デューティを制御して出力電圧を一定に制御する、二出力タイプのＤＣ／ＤＣ変換回路も知られている（例えば、特許文献３参照）。したがって、この二出力タイプのＤＣ／ＤＣコンバータでも、負荷の軽重に応じてスイッチング素子のオン期間（デューティ比）が変動する。
【００１７】
また、単一のインダクタを用い、パルス幅変調器によってスイッチング手段のオン／オフを制御するバックコンバータも知られている（例えば、特許文献４参照）。このバックコンバータでは、スイッチング手段のデューティサイクルやオン時間を制御することによって、電圧出力を調整、制御している。
【００１８】
【特許文献１】特開２００４−９６８１６号公報
【特許文献２】特開２００３−２８９６６６号公報
【特許文献３】特開平１１−１６８８７６号公報
【特許文献４】特許第３３５７３３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上述した特許文献１〜４のいずれに開示された多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータも、負荷の軽重に応じて、スイッチング手段（入力電源からインダクタへ電流を流すためのスイッチ）をオンするオン時間（オン期間）を調整している。従って、特許文献１〜４のいずれに開示された多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータも、電流不連続モードでしか動作することができない。
【００２０】
したがって、本発明の課題は、電流不連続モードばかりでなく電流連続モードでも動作可能な、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の第１の態様によれば、１つの入力電圧から１つのスイッチ回路（４１；４１Ａ；４１Ｂ）を用いて複数の出力電圧を生成して、前記複数の出力電圧を対応する複数の負荷（３１、３２）へ供給する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ；４０Ｂ；４０Ｃ；４０Ｄ；４０Ｅ；４０Ｆ；４０Ｇ；４０Ｈ）において、前記複数の負荷が全て軽負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは電流不連続モードで動作し、前記複数の負荷が全て重負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは電流連続モードで動作することを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
【００２２】
上記本発明の第１の態様による多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、各負荷に対して供給すべき電力に応じて、タイムスロット（Ｔ）を割り当てる頻度を決定して良い。その代わりに、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、最もエネルギーを必要としている負荷に優先してエネルギーを供給するようにしても良い。
【００２３】
本発明の第２の態様によれば、１つの入力電圧から１つのスイッチ回路（４１；４１Ａ；４１Ｂ）を用いて複数の出力電圧を生成して、前記複数の出力電圧を対応する複数の負荷（３１、３２）へ供給する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ；４０Ｂ；４０Ｃ；４０Ｄ；４０Ｅ；４０Ｆ；４０Ｇ；４０Ｈ）の制御方法であって、前記複数の負荷が全て軽負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させ、前記複数の負荷が全て重負荷のときは、前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させるように制御することを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法が得られる。
【００２４】
上記本発明の第２の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、各負荷に対して供給すべき電力に応じて、タイムスロット（Ｔ）を割り当てる頻度を決定して良い。その代わりに、最もエネルギーを必要としている負荷に優先してエネルギーを供給するように制御しても良い。
【００２５】
本発明の第３の態様によれば、１つの入力電圧から第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）の出力電圧を生成して、前記第１乃至第Ｎの出力電圧を対応する第１乃至第Ｎの負荷（３１、３２）へ供給する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力電圧をスイッチングしてＡＣ電圧を出力するスイッチ回路（４１；４１Ａ；４１Ｂ）と、前記第１乃至第Ｎの出力電圧をそれぞれ出力する第１乃至第Ｎの整流・平滑回路（１６、１７）と、タイムスロット（Ｔ）毎に前記第１乃至第Ｎの整流・平滑回路のいずれか１つを選択して、選択した整流・平滑回路へ前記ＡＣ電圧を供給する出力選択回路（４２Ａ）と、前記第１乃至第Ｎの出力電圧に応じて、前記スイッチ回路のオン／オフと前記出力選択回路における選択を制御する制御器（２０Ａ；２０Ｂ；２０Ｃ；２０Ｄ；２０Ｅ；２０Ｆ；２０Ｇ）とを備え、前記第１乃至第Ｎの負荷（３１，３２）が全て軽負荷のとき、前記制御器は前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させ、前記第１乃至第Ｎの負荷（３１，３２）が全て重負荷のとき、前記制御器は前記多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させる、ことを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ；４０Ｂ；４０Ｃ；４０Ｄ；４０Ｅ；４０Ｆ；４０Ｇ；４０Ｈ）が得られる。
【００２６】
上記本発明の第３の態様による多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ；４０Ｂ；４０Ｃ；４０Ｄ；４０Ｅ；４０Ｆ；４０Ｇ；４０Ｈ）において、前記制御器（２０Ａ；２０Ｂ；２０Ｃ；２０Ｄ；２０Ｅ；２０Ｆ；２０Ｇ）は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧に基いて、前記第１乃至第Ｎの負荷（３１，３２）に対して供給すべき電力に応じて、前記出力選択回路（４２Ａ）の選択を制御して、負荷毎にタイムスロット（Ｔ）を割り当てる頻度を決定して良い。その代わりに、前記制御器（２０Ａ；２０Ｂ；２０Ｃ；２０Ｄ；２０Ｅ；２０Ｆ；２０Ｇ）は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧に基いて、前記第１乃至第Ｎの負荷（３１；３２）の中で最もエネルギーを必要としている負荷を判定して、該判定した負荷へ優先してエネルギーを供給するように、前記出力選択回路（４２Ａ）の選択を制御するようにしても良い。
【００２７】
また、上記本発明の第３の態様による多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ａ；４０Ｂ；４０Ｃ；４０Ｄ；４０Ｅ；４０Ｆ；４０Ｇ；４０Ｈ）において、前記スイッチ回路（４１；４１Ａ；４１Ｂ）は、一つのインダクタ（Ｌ１）と、主スイッチ（Ｓ１；Ｓ１、Ｓ２）とから構成されて良い。この場合、前記主スイッチ（Ｓ１；Ｓ１、Ｓ２）がオンのときに、前記インダクタ（Ｌ１）に電流を流して当該インダクタ（Ｌ１）に磁気エネルギーを蓄え、前記主スイッチ（Ｓ１；Ｓ１、Ｓ２）がオフのときに、前記インダクタ（Ｌ１）に蓄えた磁気エネルギーを電流として前記出力選択回路（４２Ａ）へ放出する。前記出力選択回路（４２Ａ）は、前記第１乃至第Ｎの負荷（３１，３２）にそれぞれ対応した第１乃至第Ｎの選択スイッチ（ＳＬ１，ＳＬ２）から構成されて良い。
【００２８】
上記本発明の第３の態様による多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ｂ；４０Ｄ；４０Ｆ；４０Ｇ；４０Ｈ）において、前記制御器（２０Ａ；２０Ｃ；２０Ｅ；２０Ｆ；２０Ｇ）は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧を検出してそれぞれ第１乃至第Ｎの検出信号（ｄ１，ｄ２）を出力する第１乃至第Ｎの検出回路（６１，６２）と、クロック信号（ｃｋ）を発振する発振器（６４）と、前記クロック信号に同期して、前記第１乃至第Ｎの検出信号に基いて、前記主スイッチ（Ｓ１；Ｓ１、Ｓ２）の制御用の制御信号（ｃｏ）と、前記第１乃至第Ｎの選択スイッチ（ＳＬ１，ＳＬ２）を選択するための第１乃至第Ｎの出力選択信号（ｓｌ１，ｓｌ２）とを出力する整流スイッチ制御回路（６６；６６Ｂ；６６Ｄ；６６Ｅ；６６Ｆ）と、前記制御信号に基いて前記主スイッチ（Ｓ１；Ｓ１、Ｓ２）をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を発生するパルス幅変調器（６８；６８Ａ；６８Ｂ）とから構成されて良い。
【００２９】
上記本発明の第３の態様による多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ｃ）において、前記制御器（２０Ｂ）は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧を検出してそれぞれ第１乃至第Ｎの検出信号（ｄ１，ｄ２）を出力する第１乃至第Ｎの検出回路（６１，６２）と、振幅が連続的に変化する部分を持つ波形の発振信号（ｔｗ）を発振する発振器（６４Ａ）と、前記発振信号と前記第１乃至第Ｎの検出信号とを比較して、前記主スイッチ（Ｓ１）の制御用の制御信号（ｃｏ）と、前記複数の選択スイッチを選択するための出力選択信号（ｓｌ１，ｓｌ２）とを出力する制御回路（６６Ａ）と、前記制御信号に基いて前記主スイッチをオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を発生するパルス幅変調器（６８）とから構成されて良い。
【００３０】
上記本発明の第３の態様による多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０Ｅ）において、前記制御器（２０Ｄ）は、前記第１乃至第Ｎの出力電圧を検出してそれぞれ第１乃至第Ｎの検出信号（ｄ１，ｄ２）を出力する第１乃至第Ｎの検出回路（６１，６２）と、クロック信号（ｃｋ）を発振する発振器（６４）と、前記クロック信号に同期して、前記第１乃至第Ｎの検出信号に基いて、制御信号（ｃｏ）を出力する主制御回路（６６Ｃ）と、前記制御信号に基いて前記主スイッチ（Ｓ１）をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を発生するパルス幅変調器（６８Ａ）と、前記ＰＷＭ信号に基いて前記第１乃至第Ｎの選択スイッチのオン／オフを制御する第１乃至第Ｎの出力選択信号（ｓｌ１，ｓｌ２）を発生するスイッチ制御回路（６９）とから構成されて良い。
【００３１】
尚、上記括弧内の符号は、本発明の理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、これらに限定されないのは勿論である。
【発明の効果】
【００３２】
本発明では、複数の負荷が全て軽負荷のときは、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させ、複数の負荷が全て重負荷のときは、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させているので、電流不連続モードと電流連続モードとの両方のモードで動作可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００３４】
図３を参照して、本発明に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａの原理について説明する。ここでは、第１及び第２の負荷３１、３２に対して第１及び第２の出力電圧を供給する場合を例に挙げて説明する。但し、負荷の個数Ｎは、３以上であっても良いのは勿論である。
【００３５】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａは、時分割制御回路４２の代わりに出力選択回路４２Ａを備え、制御器の構成および制御動作が後述するように相違する点を除いて、図２に示した従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０と同様の構成を有する。従って、制御器に２０Ａの参照符号を付してある。図２に示したものと同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明を省略する。
【００３６】
本発明に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａでは、タイムスロットは予め負荷毎に割り当てられていない。また、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａにおいて、スイッチ回路４１を構成する主スイッチ（後述する）をオンするオン時間（オン期間）は、負荷の軽重とは無関係に、定常状態において常に一定である。
【００３７】
制御器２０Ａは、第１及び第２の出力電圧に基いて制御信号を生成する。詳述すると、制御器２０Ａは、実際の第１及び第２の出力電圧と第１及び第２の負荷３１、３２に必要な出力電圧とを比較して、各負荷がどれだけ電力（エネルギー）を必要としているかを判定する。この判定結果に基いて、制御器２０Ａは、最もエネルギーを必要としている負荷に優先してエネルギーを供給する。換言すれば、制御器２０Ａは、各負荷に対して供給すべき電力に応じて、各負荷に対してタイムスロットを割り当てる頻度（回数）を決定する。
【００３８】
このように本発明では、各負荷に対して供給すべき電力に応じて各負荷に対してタイムスロットを割り当てる頻度（回数）を決定しているので、供給すべき電力が大きい負荷に対して電力を優先して供給することができる。このような構成により、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａは、安定した第１及び第２の出力電圧を出力することができ、それらのリップルも抑制することができる。
【００３９】
また、従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０では、前述したように、電流不連続モードでしか動作させることができないが、本発明に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａでは、後述するように、電流不連続モードと電流連続モードのいずれのモードでも動作可能である。例えば、複数の負荷の全てが軽負荷の場合、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａは電流不連続モードで動作し、複数の負荷の全てが重負荷の場合、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ａは電流連続モードで動作する。
【００４０】
図４を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂについて説明する。図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧に対して高い第１及び第２の出力電圧を発生するので、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる。
【００４１】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂにおいて、スイッチ回路４１は、インダクタＬ１と主スイッチＳ１とから構成されている。ＤＣ入力電源５０の陽極にインダクタＬ１の一端が接続され、インダクタＬ１の他端は主スイッチＳ１を介して接地されている。ＤＣ入力電源５０の陰極は接地されている。主スイッチＳ１のオン／オフは、後述する制御器２０Ａから供給されるＰＷＭ信号によって制御される。このような構成のスイッチ回路４１は、昇圧型スイッチ回路と呼ばれる。
【００４２】
出力選択回路４２Ａは、第１及び第２の選択スイッチＳＬ１、ＳＬ２から構成されている。第１の選択スイッチＳＬ１の一端はインダクタＬ１と主スイッチＳ１との接続点に接続され、他端は第１の整流・平滑回路１６の入力端子に接続されている。第２の選択スイッチＳＬ２の一端はインダクタＬ１と主スイッチＳ１との接続点に接続され、他端は第２の整流・平滑回路１７の入力端子に接続されている。第１の選択スイッチＳＬ１のオン／オフは、制御器２０Ａから供給される第１の出力選択信号ｓｌ１によって制御される。第２の選択スイッチＳＬ２のオン／オフは、制御器２０Ａから供給される第２の出力選択信号ｓｌ２によって制御される。
【００４３】
制御器２０Ａは、第１及び第２の検出回路６１、６２と、発振器６４と、整流スイッチ制御回路６６と、パルス幅変調器（ＰＷＭ）６８とから構成されている。第１の検出回路６１は、第１の整流・平滑回路１６から出力される第１の出力電圧を検出して、第１の検出信号ｄ１を出力する。第２の検出回路６２は、第２の整流・平滑回路１７から出力される第２の出力電圧を検出して、第２の検出信号ｄ２を出力する。
【００４４】
ここで、図示はしないが、第１及び第２の検出回路６１、６２の各々は、基準電圧を発生する基準電圧源と、出力電圧を分圧して分圧電圧を出力するブリーダ抵抗器と、基準電圧と分圧電圧とを比較して検出信号（誤差信号）を出力する誤差増幅器とから構成されている。各検出信号（誤差信号）は、それぞれ対応する出力電圧が所望の電圧より高いと低下し、低いと上昇する電圧である。
【００４５】
発振器６４は、所定のクロック周波数を持つクロック信号ｃｋを発生する。整流スイッチ制御回路６６は、発振器６４から供給されるクロック信号ｃｋに同期して、第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、第１及び第２の出力選択信号ｓｌ１、ｓｌ２を生成する。
【００４６】
また、整流スイッチ制御回路６６は、パルス幅変調器６８を制御するための制御信号ｃｏを出力する。この制御信号ｃｏに基いて、パルス幅変調器６８は主スイッチＳ１のオン／オフを制御するためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を出力する。ここで、パルス幅変調器６８から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比は、供給すべき負荷の軽重とは無関係に、定常状態において常に一定であることに注意されたい。換言すれば、第１及び第２の負荷３１、３２の負荷状態が変動しない定常状態においては、パルス幅変調器６８は、一定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を発生する。
【００４７】
このような構成を有する多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂにおいては、後述するように、第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、インダクタＬ１で蓄えられた磁気エネルギーを放出させるべき負荷を選択する。
【００４８】
次に、図４に示す多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂの動作について説明する。
【００４９】
第１及び第２の負荷３１、３２へ供給される第１及び第２の出力電圧は、それぞれ、第１及び第２の検出回路６１、６２によって検出され、第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２が得られる。これら第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、整流スイッチ制御回路６６は、第１及び第２の負荷３１、３２のうちのどちらの負荷にエネルギー（インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギー）を供給すべきかを判定し、その判定結果に基いて、第１及び第２の出力選択信号ｓｌ１、ｓｌ２および制御信号ｃｏを出力する。
【００５０】
以下に具体的に説明する。図４において、第１の負荷３１へエネルギーを供給すべきであると、整流スイッチ制御回路６６が判定したとする。この場合、整流スイッチ制御回路６６からの制御信号ｃｏにより、パルス幅変調器６８からＰＷＭが出力されている。このＰＷＭ信号が論理ハイレベルのとき、主スイッチＳ１はオンし、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。このとき、第１及び第２の選択スイッチＳＬ１、ＳＬ２はオフ状態である。次に、パルス幅変調器６８から出力されるＰＷＭ信号が論理ローレベルとなったと同時に、整流スイッチ制御回路６６は、第１の出力選択信号ｓｌ１を第１の選択スイッチＳＬ１へ送出する。これにより、主スイッチＳ１をオフし、第１の選択スイッチＳＬ１をオンして、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを電流として第１の整流・平滑回路１６へ供給する。これにより、第１の出力電圧を上昇させる。その結果、第１の負荷３１にエネルギー（電力）が供給される。
【００５１】
一方、図４において、第２の負荷３２へエネルギーを供給すべきであると、整流スイッチ制御回路６６が判定したとする。この場合、整流スイッチ制御回路６６からの制御信号ｃｏにより、パルス幅変調器６８からＰＷＭ信号が出力されている。このＰＷＭ信号が論理ハイレベルのとき、主スイッチＳ１はオンし、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。このとき、第１及び第２の選択スイッチＳＬ１、ＳＬ２はオフ状態である。次に、パルス幅変調器６８から出力されるＰＷＭ信号が論理ローレベルとなったと同時に、整流スイッチ制御回路６６は、第２の出力選択信号ｓｌ２を第２の選択スイッチＳＬ２へ送出する。これにより、主スイッチＳ１をオフし、第２の選択スイッチＳＬ２をオンして、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを電流として第２の整流・平滑回路１７へ供給する。これにより、第２の出力電圧を上昇させる。その結果、第２の負荷３２にエネルギー（電力）が供給される。
【００５２】
尚、上記第１の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂにおいては、スイッチ回路４１が昇圧型スイッチ回路の場合を例に挙げて説明しているが、スイッチ回路４１は、この技術分野において周知の、降圧型スイッチ回路や昇降圧型スイッチ回路であっても良い。
【００５３】
図５を参照して、本発明の第２の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｃについて説明する。図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｃは、制御器の構成が後述するように変更されている点を除いて、図４に図示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂと同様の構成を有し、動作をする。従って、制御器に２０Ｂの参照符号を付してある。また、図５においては、図４と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。また、図５では、図４に図示されている、ＤＣ入力電源５０とスイッチ回路４１との図示を省略してある。
【００５４】
図示の制御器２０Ｂは、発振器の構成が後述するように変更されると共に、整流スイッチ制御回路６６の代わりに制御回路６６Ａを有する点を除いて、図４に示したものと同様の構成を有し、作用をする。したがって、発振器に６４Ａの参照符号を付してある。
【００５５】
発振器６４Ａは、発振信号として三角波信号ｔｗを発生する。制御回路６６Ａは、この三角波信号ｔｗと第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２とを比較して、後述するように、出力選択回路４２Ａへ第１又は第２の出力選択信号ｓｌ１、ｓｌ２を出力する。すなわち、制御回路６６Ａは、三角波信号ｔｗのある範囲で第１及び第２の検出信号ｄ１，ｄ２を比較して、その大小により、第１の負荷３１側を選択するか第２の負荷３２側を選択するかを決定する。
【００５６】
図５に加えて図６をも参照して、図５に図示した制御器２０Ｂの動作について更に詳細に説明する。図６は制御器２０Ｂの動作を説明するためのタイムチャート（波形図）であり、（ａ）は三角波信号ｔｗと第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２を示し、（ｂ）はパルス幅変調器６８から出力されるＰＷＭ信号を示し、（ｃ）は制御回路６６Ａから出力される第１及び第２の出力選択信号ｓｌ１、ｓｌ２を示している。
【００５７】
前述したように、第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２は、それぞれ対応する出力電圧が所望の電圧より高いと低下し、低いと上昇する電圧を持つ。したがって、第１の検出信号ｄ１と第２の検出信号ｄ２とを比較したときに、高い方のレベルを持つ検出信号に対応する負荷がエネルギーを供給すべき負荷である。
【００５８】
図６（ａ）に示すように、制御回路６６Ａは、三角波信号ｔｗのレベルがその頂点から低下する所定の区間において、第１の検出信号ｄ１と第２の検出信号ｄ２のうちどちらが先に三角波信号ｔｗのレベルと一致する（交差する）かを判断する。
【００５９】
すなわち、時刻ｔ１では第２の検出信号ｄ２が三角波信号ｔｗと先に交差するので、制御回路６６Ａは、この時刻ｔ１では、第２の検出信号ｄ２の方が第１の検出信号ｄ１よりもレベルが高いと判断する。これは、第１の負荷３１に比べて第２の負荷３２に対して所望の電圧より低い第２の出力電圧しか供給されていないことを意味する。すなわち、制御回路６６Ａは、第２の負荷３２が最もエネルギーを必要としている負荷であり、第２の負荷２１へ優先してエネルギーを供給しなければならないと判断する。従って、制御回路６６Ａは、出力選択回路４２Ａの第２の選択スイッチＳＬ２（図４）へそれをオンするための第２の出力選択信号ｓｌ２を送出する。
【００６０】
時刻ｔ２でも、第２の検出信号ｄ２が三角波信号ｔｗと先に交差するので、制御回路６６Ａは、第２の負荷３２へ優先してエネルギーを供給しなければならないと判断する。従って、制御回路６６Ａは、出力選択回路４２Ａの第２の選択スイッチＳＬ２（図４）へ第２の出力選択信号ｓｌ２を送出する。
【００６１】
一方、時刻ｔ３では、第１の検出信号ｄ１が三角波信号ｔｗと先に交差する。その結果、制御回路６６Ａは、第１の負荷３１へ優先してエネルギーを供給しなければならないと判断する。従って、制御回路６６Ａは、出力選択回路４２Ａの第１の選択スイッチＳＬ１（図４）へそれをオンするための第１の出力選択信号ｓｌ１を出力する。
【００６２】
上述したように、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｃは、三角波信号ｔｗの頂点を基点として、三角波信号ｔｗが先に交差する検出信号に対応する負荷へエネルギーを供給する。
【００６３】
尚、上記実施の形態では、発振器６４Ａは、発振信号として三角波信号を発生しているが、矩形波信号以外の発振信号であって良い。そのような発振信号としては、例えば、のこぎり波信号や正弦波信号が考えられる。すなわち、発振信号は、振幅が連続的に変化する部分を持つ波形の信号であれば良い。
【００６４】
図７を参照して、本発明の第３の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｄについて説明する。図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｄは、スイッチ回路及び制御器の構成が後述するように変更されている点を除いて、図４に図示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂと同様の構成を有し、動作をする。従って、スイッチ回路及び制御器に、それぞれ、４１Ａ及び２０Ｃの参照符号を付してある。また、図７においては、図４と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。
【００６５】
図示のスイッチ回路４１Ａは、第１乃至第３のスイッチＳ１〜Ｓ３とインダクタＬ１とから構成されている。第１のスイッチＳ１は主スイッチである。第１のスイッチＳ１の一端はＤＣ入力電源５０の陽極に接続され、第１のスイッチＳ１の他端はインダクタＬ１の一端と第２のスイッチＳ２の一端に接続されている。第２のスイッチＳ２の他端は接地されている。インダクタＬ１の他端は、出力選択回路４２Ａの入力端子に接続されると共に、第３のスイッチＳ３の一端に接続されている。第３のスイッチＳ３の他端は接地されている。第１乃至第３のスイッチＳ１〜Ｓ３のオン／オフは、それぞれ、後述する制御器２０Ｃから供給される第１乃至第３のＰＷＭ信号によって制御される。
【００６６】
このような構成のスイッチ回路４１Ａは、後述する制御器２０Ｃの制御により、昇圧型、昇降圧型、降圧型のいずれでも動作可能である。
【００６７】
制御器２０Ｃは、パルス幅変調器および整流スイッチ制御回路の動作が、後述するように、図４に図示したそれらと異なる点を除いて、図４に示した制御器２０Ａと同様の構成を有する。従って、パルス幅変調器および整流スイッチ制御回路に、それぞれ、６８Ａおよび６６Ｂの参照符号を付してある。
【００６８】
次に、図７に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｄの動作について説明する。ここでは、第１の負荷３１に供給すべき第１の出力電圧がＤＣ入力電源５０の入力電圧より高く、第２の負荷３２に供給すべき第２の出力電圧がＤＣ入力電源５０の入力電圧より低い場合を例に挙げて説明する。従って、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｄは、第１の負荷３１に対しては昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、第２の負荷３２に対しては降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。従って、この場合、スイッチ回路４１Ａは、後述するように、昇降圧型スイッチ回路として動作する。
【００６９】
第１及び第２の負荷３１、３２へ供給される第１及び第２の出力電圧は、それぞれ、第１及び第２の検出回路６１、６２で検出されて、第１及び第２の検出回路６１、６２からは、それぞれ、第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２が出力される。これら第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、整流スイッチ制御回路６６Ｂは、第１及び第２の負荷３１、３２のうちのどちらの負荷へエネルギーを供給すべきかを判定する。第１の負荷３１へエネルギーを供給すべきと判定した場合、整流スイッチ制御回路６６Ｂは、後述するように、制御信号ｃｏによりパルス幅変調器６８Ａを制御して、パルス幅変調器６８Ａからスイッチ回路４１Ａが昇圧動作するような第１乃至第３のＰＷＭ信号を発生させると共に、第１の出力選択信号ｓｌ１を出力選択回路４２Ａへ送出する。逆に、第２の負荷３２へエネルギーを供給すべきと判定した場合、整流スイッチ制御回路６６Ｂは、後述するように、制御信号ｃｏによりパルス幅変調器６８Ａを制御して、パルス幅変調器６８Ａからスイッチ回路４１Ａが降圧動作するような第１乃至第３のＰＷＭ信号を発生させると共に、第２の出力選択信号ｓｌ２を出力選択回路４２Ａへ送出する。
【００７０】
最初に、第１の負荷３１へエネルギーを供給する場合について説明する。この場合、先ず、パルス幅変調器６８Ａから発生される第１及び第３のＰＷＭ信号により、第１及び第３のスイッチＳ１及びＳ３をオンし、インダクタＬ１に磁気エネルギーを蓄える。引き続いて、パルス幅変調器６８Ａから発生される第３のＰＷＭ信号により、第３のスイッチＳ３をオフし、第１の出力選択信号ｓ１により第１の選択スイッチＳＬ１をオンして、インダクタＬ１に蓄えた磁気エネルギーを電流として第１の整流・平滑回路１６へ放出させ、第１の整流・平滑回路１６から入力電圧を昇圧した第１の出力電圧を生成させる。
【００７１】
次に、第２の負荷３２へエネルギーを供給する場合について説明する。この場合、先ず、パルス幅変調器６８Ａから発生される第１及び第３のＰＷＭ信号により、第１及び第３のスイッチＳ１及びＳ３をオンし、インダクタＬ１に磁気エネルギーを蓄える。引き続いて、パルス幅変調器６８Ａから発生される第１及び第３のＰＷＭ信号により、第１及び第３のスイッチＳ１、Ｓ３をオフし、第２のＰＷＭ信号により第２のスイッチＳ２をオンし、第２の出力選択信号ｓｌ２により第２の選択スイッチＳＬ２をオンして、インダクタＬ１に蓄えた磁気エネルギーを電流として第２の整流・平滑回路１６へ放出させ、第２の整流・平滑回路１６から入力電圧を降圧した第２の出力電圧を生成させる。
【００７２】
図８を参照して、本発明の第４の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｅについて説明する。図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｅは、制御器の構成が後述するように変更されている点を除いて、図７に図示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｄと同様の構成を有し、動作をする。従って、制御器に２０Ｄの参照符号を付してある。また、図８においては、図７と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。
【００７３】
制御器２０Ｄは、整流スイッチ制御回路６６Ａの代わりに、主制御回路６６Ｃとスイッチ制御回路６９とを備えている点を除いて、図７に図示した制御器２０Ｃと同様の構成を有し、動作をする。
【００７４】
主制御器６６Ｃは、発振器６４から供給されるクロック信号ｃｋに同期して、第１及び第２の検出回路６１、６２から供給される第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、制御信号ｃｏをパルス幅変調器６８Ａへ送出する。スイッチ制御回路６９は、パルス幅変調器６８Ａで生成されたＰＷＭ信号を利用して、出力選択回路４２Ａの第１及び第２の選択スイッチＳＬ１、ＳＬ２のオン／オフを制御するための第１及び第２の出力選択信号ｓｌ１、ｓｌ２を出力する。
【００７５】
すなわち、この多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｅにおいては、ハルス幅変調器６８Ａで生成されたＰＷＭ信号を利用して、出力選択回路４２Ａの第１及び第２の選択スイッチＳＬ１、ＳＬ２のオン／オフ動作を、１乃至第３のスイッチＳ１〜Ｓ３のオン／オフ動作に関連させて制御している。
【００７６】
図８に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｅの動作は、前述した図７に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｄの動作と同様なので、説明の簡略化のためにその動作説明は省略する。
【００７７】
次に、図９を参照して、本発明の第５の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆについて説明する。
【００７８】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆは、制御器の動作が後述するように変更されている点を除いて、図４に図示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂと同様の構成を有し、動作をする。従って、制御器に２０Ｅの参照符号を付してある。また、図７においては、図４と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。
【００７９】
制御器２０Ｅは、整流スイッチ制御回路の動作が、後述するように、図４に図示したそれと異なる点を除いて、図４に示した制御器２０Ａと同様の構成を有する。従って、整流スイッチ制御回路に６６Ｄの参照符号を付してある。
【００８０】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆは、第１及び第２の負荷３１、３２の軽重が変動した場合でも、後述するように、安定した第１及び第２の出力電圧を第１及び第２の負荷３１、３２へ供給できる。
【００８１】
次に、図９に加えて図１０をも参照して、図９に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆの動作について説明する。ここでは、第１の負荷３１が重負荷になり、第２の負荷３２に軽負荷になった場合を例に挙げて説明する。図１０は多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆの動作を説明するためのタイムチャートであって、（ａ）は主スイッチＳ１のオン／オフ状態を示し、（ｂ）は第１の選択スイッチＳＬ１のオン／オフ状態を示し、（ｃ）は第２の選択スイッチＳＬ２のオン／オフ状態を示し、（ｄ）は第１の整流・平滑回路１６から出力される第１の出力電圧を示し、（ｅ）は第２の整流・平滑回路１７から出力される第２の出力電圧を示し、（ｆ）はインダクタＬ１を流れる電流を示す。
【００８２】
第１の負荷３１は重負荷であるので、第１の整流・平滑回路１６から出力される第１の出力電圧は、図１０（ｄ）に示されるように急激に低下する。一方、第２の負荷３２は軽負荷であるので、第２の整流・平滑回路１７から出力される第２の出力電圧は、図１０（ｅ）に示されるように緩やかに低下する。
【００８３】
この場合、整流スイッチ制御回路６６Ｄは、制御信号ｃｏをパルス幅変調器６８へ送出して、パルス幅変調器６８からＰＷＭ信号を出力させて、スイッチ回路４１の主スイッチＳ１のオン／オフを制御させる。ここで、図１０（ａ）に示されるように、主スイッチＳ１のオン期間ＴＯＮは一定であることに注意されたい。換言すれば、定常状態において、各タイムスロットＴのオン時間ＴＯＮは常に一定である。
【００８４】
第１のスイッチＳ１がオンすると、ＤＣ入力電源５０からインダクタＬ１へ電流が流れ、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。
【００８５】
一方、整流スイッチ制御回路６６Ｄは、第１及び第２の検出回路６１、６２から出力される第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、第１及び第２の負荷３１、３２のうちエネルギーを供給すべき負荷を判定する。前述したように、第１の負荷３１が重負荷で、第２の負荷３２が軽負荷であるので、第１の出力電圧は第２の出力電圧に比較して急激に低下する。その結果、整流スイッチ制御回路６６Ｄは、第１の負荷３１へ供給すべきエネルギーの回数（頻度）を、第２の負荷３２へ供給すべきエネルギーの回数（頻度）よりも多くするように制御する。
【００８６】
本実施の形態例では、図１０（ｂ）に示されるように、４タイムスリット４Ｔを一繰返し周期ＴＰとして、整流スイッチ制御回路６６Ｄは、一繰返し周期ＴＰの中の３タイムスロットの間、第１の出力選択信号ｓｌ１を出力して出力選択回路４２Ａの第１の選択スイッチＳＬ１をオンさせ、一繰返し周期ＴＰの間３回、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを電流として第１の整流・平滑回路１６を介して第１の負荷３１へ放出させている。一方、図１０（ｃ）に示されるように、整流スイッチ制御回路６６Ｄは、一繰返し周期ＴＰの中の１タイムスロットの間、第２の出力選択信号ｓｌ２を出力して出力選択回路４２Ａの第２の選択スイッチＳＬ２をオンさせ、一繰返し周期ＴＰの間１回だけ、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを電流として第２の整流・平滑回路１７を介して第２の負荷３２へ放出させている。
【００８７】
これにより、図１０（ｄ）及び図１０（ｅ）に示されるように、安定した第１及び第２の出力電圧を、それぞれ、第１及び第２の負荷３１、３２へ供給することができる。
【００８８】
とにかく、上述したように、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆは、負荷の軽重に応じて、各負荷にエネルギーを供給すべき回数（頻度）を決定している。
【００８９】
また、本実施の形態の場合、第２の負荷３２を選択する回数（頻度）が第１の負荷３１を選択する回数（頻度）より少ないので、図１０（ｅ）に示されるように、第２の出力電圧のリップルを低減することができる。
【００９０】
尚、図１０（ｆ）に示されるように、インダクタＬ１を流れる電流は、あるタイムスロットから次のタイムスロットへ切り替わる直前に、一旦、ゼロになっている。従って、本例においては、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆは、電流不連続モードで動作していることが分かる。図１０に示した例は、一方の負荷（本例では、第１の負荷３１）が重負荷で、他方の負荷（本例では、第２の負荷３２）が軽負荷の場合を示している。従って、全ての負荷が軽負荷の場合には、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｆは電流不連続モードで動作することは、当業者であれば容易に理解できるであろう。
【００９１】
次に、図１１を参照して、本発明の第６の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇについて説明する。
【００９２】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、制御器の動作が後述するように変更されている点を除いて、図４に図示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂと同様の構成を有し、動作をする。従って、制御器に２０Ｆの参照符号を付してある。また、図１１においては、図４と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。
【００９３】
制御器２０Ｆは、整流スイッチ制御回路の動作が、後述するように、図４に図示したそれと異なる点を除いて、図４に示した制御器２０Ａと同様の構成を有する。従って、整流スイッチ制御回路に６６Ｅの参照符号を付してある。
【００９４】
図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、電流不連続モードで動作する例を示している。勿論、図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、電流連続モードと電流不連続モードのどちらのモードでも動作可能である。詳述すると、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、全ての負荷が軽負荷の場合には、電流不連続モードで動作し、全ての負荷が重負荷の場合には、電流連続モードで動作する。尚、ある負荷が軽負荷で別の負荷の重負荷の場合には、その負荷の状態に応じて、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、電流連続モードと電流不連続モードのどちらかのモード、或いは両方のモードで動作することになる。
【００９５】
次に、図１１に加えて図１２をも参照して、図１１に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇの動作について説明する。前述したように、第１の負荷３１及び第２の負荷３２の両方（全て）が重負荷である。図１２は多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇの動作を説明するためのタイムチャートであって、（ａ）は主スイッチＳ１のオン／オフ状態を示し、（ｂ）は第１の選択スイッチＳＬ１のオン／オフ状態を示し、（ｃ）は第２の選択スイッチＳＬ２のオン／オフ状態を示し、（ｄ）は第１の整流・平滑回路１６から出力される第１の出力電圧を示し、（ｅ）は第２の整流・平滑回路１７から出力される第２の出力電圧を示し、（ｆ）はインダクタＬ１を流れる電流を示す。
【００９６】
第１及び第２の負荷３１、３２は両方とも重負荷であるので、第１及び第２の整流・平滑回路１６、１７から出力される第１及び第２の出力電圧の両者とも、図１２（ｄ）及び（ｅ）に示されるように急激に低下する。
【００９７】
この場合、整流スイッチ制御回路６６Ｅは、制御信号ｃｏをパルス幅変調器６８へ送出して、パルス幅変調器６８からＰＷＭ信号を出力させて、スイッチ回路４１の主スイッチＳ１のオン／オフを制御させる。ここで、本例においても、図１２（ａ）に示されるように、エネルギーを供給すべき負荷とは無関係に、主スイッチＳ１のオン期間ＴＯＮは一定である。換言すれば、定常状態において、各タイムスロットＴのオン時間ＴＯＮは常に一定である。
【００９８】
但し、図１２（ａ）に示された主スイッチＳ１のオン期間ＴＯＮは、図１０（ａ）に示された主スイッチＳ１のオン期間ＴＯＮよりも長い。これは、本例では、第１及び第２の負荷３１、３２の両方とも重負荷であるので、両方の負荷３１、３２へ十分なエネルギーを供給しなければならないからである。
【００９９】
第１のスイッチＳ１がオンすると、ＤＣ入力電源５０からインダクタＬ１へ電流が流れ、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。
【０１００】
一方、整流スイッチ制御回路６６Ｅは、第１及び第２の検出回路６１、６２から出力される第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、第１及び第２の負荷３１、３２のうちエネルギーを供給すべき負荷を判定する。本例では、前述したように、第１及び第２の負荷３１、３２の両方とも重負荷であるので、第１及び第２の出力電圧の両方とも急激に低下する。その結果、整流スイッチ制御回路６６Ｅは、第１の負荷３１へ供給すべきエネルギーの回数（頻度）と、第２の負荷３２へ供給すべきエネルギーの回数（頻度）とが同じになるように制御する。
【０１０１】
図１２（ａ）に示されるように、タイムスロットＴの期間におけるオン時間ＴＯＮの占める割合（デューティ比）は大きい。そのため、図１２（ｆ）に示されるように、インダクタＬ１を流れる電流は、あるタイムスロットから次のタイムスロットへ切り替わる時点でもゼロにはならない。すなわち、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、電流連続モードで動作している。そして、図１２（ｆ）に示されるように、インダクタＬ１に流れるピーク電流を減少させることができる。このように、電流連続モードで動作しているにも拘らず、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、図１２（ｄ）及び図１２（ｅ）に示されるように、安定した第１及び第２の出力電圧を、それぞれ、第１及び第２の負荷３１、３２へ供給することができる。
【０１０２】
とにかく、上述したように、全ての負荷が重負荷（過負荷）の場合、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｇは、電流連続モードで動作して、すべての負荷へ安定した出力電圧を供給することができる。このように電流連続モードでも動作可能になったのは、従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータとは異なり、本発明に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、負荷の軽重とは無関係に、定常状態において、各タイムスロットＴ中の主スイッチＳ１のオン期間ＴＯＮが常に一定となるように制御しているからである。
【０１０３】
図１３を参照して、本発明の第７の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈについて説明する。図示の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈは、スイッチ回路及び制御器の構成が後述するように変更されている点を除いて、図４に図示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｂと同様の構成を有し、動作をする。従って、スイッチ回路及び制御器に、それぞれ、４１Ｂ及び２０Ｇの参照符号を付してある。また、図１３においては、図４と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付し、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。
【０１０４】
図示のスイッチ回路４１Ｂは、第１及び第２のスイッチＳ１、Ｓ２とインダクタＬ１とから構成されている。第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との組み合わせは主スイッチとして動作する。第１のスイッチＳ１の一端はＤＣ入力電源５０の陽極に接続され、第１のスイッチＳ１の他端はインダクタＬ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は、出力選択回路４２Ａの第１の入力端子に接続されると共に、第２のスイッチＳ２の一端に接続されている。第２のスイッチＳ２の他端は接地されている。また、第１のスイッチＳ１の他端は、出力選択回路４２Ａの第２の入力端子に接続されている。第１及び第２のスイッチＳ１、Ｓ２のオン／オフは、それぞれ、後述する制御器２０Ｇから供給される第１及び第２のＰＷＭ信号によって制御される。
【０１０５】
このような構成のスイッチ回路４１Ｂは、後述する制御器２０Ｇの制御により、昇圧型及び反転型として動作する。
【０１０６】
出力選択回路４２Ａにおいて、第１の選択スイッチＳＬ１の一端は、その第１の入力端子に接続され、他端は第１の整流・平滑回路１６の入力端子に接続されている。第２の選択スイッチＳＬ２の一端は、その第２の入力端子に接続され、他端は第２の整流・平滑回路１７の入力端子に接続されている。尚、第１及び第２の選択スイッチＳＬ１及びＳＬ２の各々は、ダイオードで構成されても良い。
【０１０７】
制御器２０Ｇは、パルス幅変調器および整流スイッチ制御回路の動作が、後述するように、図４に図示したそれらと異なる点を除いて、図４に示した制御器２０Ａと同様の構成を有する。従って、パルス幅変調器および整流スイッチ制御回路に、それぞれ、６８Ｂおよび６６Ｆの参照符号を付してある。
【０１０８】
次に、図１３に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈの動作について説明する。第１の負荷３１に供給すべき第１の出力電圧は、ＤＣ入力電源５０の入力電圧より高い昇圧電圧であり、第２の負荷３２に供給すべき第２の出力電圧は、ＤＣ入力電源５０の入力電圧を反転させた負電圧である。従って、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈは、第１の負荷３１に対しては昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、第２の負荷３２に対しては反転型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。従って、スイッチ回路４１Ｂは、後述するように、昇圧・反転型スイッチ回路として動作する。
【０１０９】
第１及び第２の負荷３１、３２へ供給される第１及び第２の出力電圧は、それぞれ、第１及び第２の検出回路６１、６２で検出されて、第１及び第２の検出回路６１、６２からは、それぞれ、第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２が出力される。これら第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、整流スイッチ制御回路６６Ｆは、第１及び第２の負荷３１、３２のうちのどちらの負荷へエネルギーを供給すべきかを判定する。第１の負荷３１へエネルギーを供給すべきと判定した場合、整流スイッチ制御回路６６Ｆは、後述するように、制御信号ｃｏによりパルス幅変調器６８Ｂを制御して、パルス幅変調器６８Ｂからスイッチ回路４１Ｂが昇圧動作するような第１及び第２のＰＷＭ信号を発生させると共に、第１の出力選択信号ｓｌ１を出力選択回路４２Ａへ送出する。逆に、第２の負荷３２へエネルギーを供給すべきと判定した場合、整流スイッチ制御回路６６Ｆは、後述するように、制御信号ｃｏによりパルス幅変調器６８Ｂを制御して、パルス幅変調器６８Ｂからスイッチ回路４１Ｂが反転動作するような第１及び第２のＰＷＭ信号を発生させると共に、第２の出力選択信号ｓｌ２を出力選択回路４２Ａへ送出する。
【０１１０】
最初に、第１の負荷３１へエネルギーを供給する場合について説明する。この場合、先ず、パルス幅変調器６８Ｂから発生される第１及び第２のＰＷＭ信号により、第１及び第２のスイッチＳ１及びＳ２をオンし、インダクタＬ１に磁気エネルギーを蓄える。引き続いて、パルス幅変調器６８Ｂから発生される第２のＰＷＭ信号により、第２のスイッチＳ２をオフし、第１の出力選択信号ｓ１により第１の選択スイッチＳＬ１をオンして、インダクタＬ１に蓄えた磁気エネルギーを電流として第１の整流・平滑回路１６へ放出させ、第１の整流・平滑回路１６から入力電圧を昇圧した第１の出力電圧を生成させる。
【０１１１】
次に、第２の負荷３２へエネルギーを供給する場合について説明する。この場合、先ず、パルス幅変調器６８Ｂから発生される第１及び第２のＰＷＭ信号により、第１及び第２のスイッチＳ１及びＳ２をオンし、インダクタＬ１に磁気エネルギーを蓄える。引き続いて、パルス幅変調器６８Ｂから発生される第１のＰＷＭ信号により、第１のスイッチＳ１をオフし、第２の出力選択信号ｓｌ２により第２の選択スイッチＳＬ２をオンして、インダクタＬ１に蓄えた磁気エネルギーを電流として第２の整流・平滑回路１７へ放出させ、第２の整流・平滑回路１７から入力電圧を反転した第２の出力電圧を生成させる。
【０１１２】
次に、図１３に加えて図１４をも参照して、図１３に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈの動作について更に詳細に説明する。ここでは、第１の負荷３１及び第２の負荷３２の両方（全て）が重負荷である場合を示している。図１４は多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈの動作を説明するためのタイムチャートであって、（ａ）は第１のスイッチＳ１のオン／オフ状態を示し、（ｂ）は第２のスイッチＳ２のオン／オフ状態を示し、（ｃ）は第１の選択スイッチＳＬ１のオン／オフ状態を示し、（ｄ）は第２の選択スイッチＳＬ２のオン／オフ状態を示し、（ｅ）は第１の整流・平滑回路１６から出力される第１の出力電圧（昇圧電圧）を示し、（ｆ）は第２の整流・平滑回路１７から出力される第２の出力電圧（負電圧）を示し、（ｇ）はインダクタＬ１を流れる電流を示す。
【０１１３】
第１及び第２の負荷３１、３２は両方とも重負荷であるので、第１及び第２の整流・平滑回路１６、１７から出力される第１及び第２の出力電圧の絶対値は両者とも、図１４（ｅ）及び（ｆ）に示されるように急激に低下する。
【０１１４】
この場合、整流スイッチ制御回路６６Ｆは、制御信号ｃｏをパルス幅変調器６８Ｂへ送出して、パルス幅変調器６８ＢからＰＷＭ信号を出力させて、スイッチ回路４１Ｂの第１及び第２のスイッチＳ１及びＳ２のオン／オフを制御させる。ここで、本例においても、図１４（ａ）に示されるように、エネルギーを供給すべき負荷とは無関係に、第１及び第２のスイッチＳ１及びＳ２の両方（主スイッチ）がオンするオン期間ＴＯＮは一定である。換言すれば、定常状態において、各タイムスロットＴのオン時間ＴＯＮは常に一定である。
【０１１５】
第１及び第２のスイッチＳ１及びＳ２の両方がオンすると、ＤＣ入力電源５０からインダクタＬ１へ電流が流れ、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。
【０１１６】
一方、整流スイッチ制御回路６６Ｆは、第１及び第２の検出回路６１、６２から出力される第１及び第２の検出信号ｄ１、ｄ２に基いて、第１及び第２の負荷３１、３２のうちエネルギーを供給すべき負荷を判定する。本例では、前述したように、第１及び第２の負荷３１、３２の両方とも重負荷であるので、第１及び第２の出力電圧の絶対値が両方とも急激に低下する。その結果、整流スイッチ制御回路６６Ｆは、第１の負荷３１へ供給すべきエネルギーの回数（頻度）と、第２の負荷３２へ供給すべきエネルギーの回数（頻度）とが同じになるように制御する。
【０１１７】
とにかく、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０Ｈは、図１４（ｅ）及び図１４（ｆ）に示されるように、安定した第１の出力電圧（昇圧電圧）及び第２の出力電圧（負電圧）を、それぞれ、第１及び第２の負荷３１、３２へ供給することができる。
【０１１８】
以上、本発明について好ましい実施の形態によって説明してきたが、本発明は上述した実施の形態に限定しないのは勿論である。例えば、上記実施の形態においては、負荷の個数Ｎが２の場合についてのみ説明しているが、負荷の個数Ｎは３以上であっても、当業者であれば同様に適用できることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】従来の分割型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２】従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示した多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図１０】図９に示す多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１１】本発明の第６の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示す多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１３】本発明の第７の実施の形態に係る多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示す多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。
【符号の説明】
【０１２０】
１６、１７    整流・平滑回路
２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｄ、２０Ｅ、２０Ｆ、２０Ｇ    制御器
３１、３２    負荷
４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃ、４０Ｄ、４０Ｅ、４０Ｆ、４０Ｇ、４０Ｈ    多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ
４１、４１Ａ、４１Ｂ    スイッチ回路
４２Ａ    出力選択回路
５０    ＤＣ入力電源
６１、６２    検出回路
６４、６４Ａ    発振器（ＯＳＣ）
６６、６６Ｂ、６６Ｄ、６６Ｅ、６６Ｆ    整流スイッチ制御回路
６６Ａ    制御回路
６６Ｃ    主制御回路
６８、６８Ａ、６８Ｂ    パルス幅変調器（ＰＷＭ）
６９    スイッチ制御回路
Ｌ１    インダクタ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３    スイッチ
ＳＬ１、ＳＬ２    選択スイッチ
【図１】
2006311780.tif 000003
【図２】
2006311780.tif 000004
【図３】
2006311780.tif 000005
【図４】
2006311780.tif 000006
【図５】
2006311780.tif 000007
【図６】
2006311780.tif 000008
【図７】
2006311780.tif 000009
【図８】
2006311780.tif 000010
【図９】
2006311780.tif 000011
【図１０】
2006311780.tif 000012
【図１１】
2006311780.tif 000013
【図１２】
2006311780.tif 000014
【図１３】
2006311780.tif 000015
【図１４】
2006311780.tif 000016