(57)【要約】【課題】広帯域アンテナの周波数ずれを簡単に効果的に補償すること。【解決手段】線路ｓの一部分ｓｓは、線路ｔの一部分ｔｔと平行に対峙している。最外周ループＺとフォールデッドダイポールの共有する金属配線上に可変容量素子Ｃ１を設けている。この可変容量素子Ｃ１の容量Ｃを変化させることにより、上記の共振周波数ｆ1 ，ｆ2 を包括する一連の周波数帯域を同時に調整することができる。従って、アンテナ近傍に人体や物体がある場合に生じる周波数ずれを、広帯域にわたり補償することが可能となる。共振周波数ｆ1 付近では、最外周ループＺの周長が、共振周波数ｆ1 に対応する波長λ１に対して略等しい長さとなる。また、最外周ループＺとフォールデッドダイポールを共有する金属配線の略中央は、電流が強い部分なので、この略中央に可変容量素子Ｃ１を設けることにより、容量可変範囲を最大にすることができる。【選択図】図１
2006311273.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
略平面状に展開された金属配線から構成されるループアンテナであって、
２点１組の給電点からなる１つの給電部Ｏと、
前記給電部Ｏを備えた最外周ループＺと、
前記最外周ループＺと一部分を共有した、略平行形状の金属配線を有して成るフォールデッドダイポールと、
前記最外周ループＺと前記フォールデッドダイポールとの共有部分を構成する金属配線上に挿入された可変リアクタンス素子と
を有し、
前記フォールデッドダイポールの前記最外周ループＺに共有されない他の金属配線は、
前記最外周ループＺの内側に配置された、互いの交点や接点を持たない２本の線路ｓ、ｔから成り、
前記最外周ループＺの共振周波数ｆ1 と前記フォールデッドダイポールの共振周波数ｆ2 を包括する一連の周波数帯域で整合する
ことを特徴とするループアンテナ。
【請求項２】
互いに近接した２つの端点を有する１本の開曲線を形成する金属配線ｐと、
１本の単純閉曲線を形成する金属配線ｑと、
１本の単純閉曲線を形成する金属配線ｒと、
前記金属配線ｐ上に挿入された前記可変リアクタンス素子と
から成り、
前記金属配線ｐと前記金属配線ｑは、互いに前記線路ｓを共有し、
前記金属配線ｐと前記金属配線ｒは、互いに前記線路ｔを共有し、
前記金属配線ｑと前記金属配線ｒは、互いに離れて配置され、
２つの前記端点は、前記給電部Ｏを構成し、
前記金属配線ｑと前記金属配線ｒの間に位置する前記金属配線ｐの部分ｐｐは、
前記給電部Ｏを備え、かつ、前記給電部Ｏを介して、前記金属配線ｑと前記金属配線ｒとをつなぎ、
前記金属配線ｐは、前記フォールデッドダイポールを形成し、
前記金属配線ｐ、ｑ、ｒから前記線路ｓと前記線路ｔとを除いた残りの部分は、
前記最外周ループＺを形成している
ことを特徴とする請求項１に記載のループアンテナ。
【請求項３】
前記可変リアクタンス素子は、
可変容量素子である
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のループアンテナ。
【請求項４】
前記可変リアクタンス素子は、
前記最外周ループＺ上における前記給電部Ｏの反対側に配設されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のループアンテナ。
【請求項５】
前記給電部Ｏ寄りに位置する前記線路ｓの一部分ｓｓと
前記給電部Ｏ寄りに位置する前記線路ｔの一部分ｔｔは、
距離Ｄ１だけ離れて互いに対峙させて配置されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載のループアンテナ。
【請求項６】
前記距離Ｄ１は、
前記共振周波数ｆ2 に対応する波長λ２に対して、
0.005 λ２≦Ｄ１≦0.05λ２
を満たすように設定されている
ことを特徴とする請求項5 に記載のループアンテナ。
【請求項７】
前記ループアンテナを構成する金属配線は何れも、
前記給電部Ｏを通る１本の中心線に対して略線対称形に形成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項6 の何れか１項に記載のループアンテナ。
【請求項８】
前記共振周波数ｆ2 は、
前記共振周波数ｆ1 よりも大きい
ことを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載のループアンテナ。
【請求項９】
前記フォールデッドダイポールを形成する略平行形状の金属配線の間隔Ｄ２は、
前記共振周波数ｆ2 に対応する波長λ２に対して、
0.01λ２≦Ｄ２≦0.２λ２
を満たすように設定されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項8 の何れか１項に記載のループアンテナ。
【請求項１０】
出力位相を９０°進めるπ型のハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタに対して並列に接続された、出力位相を９０°遅らせるローパスフィルタと、
前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変制御するバイアス電圧の給電点と前記ハイパスフィルタとの間に直列に挿入された容量素子と
を有して成る平衡線路−不平衡線路接続器が前記給電部Ｏに接続されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項９の何れか１項に記載のループアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、2 つ以上の共振モードをもつ広帯域送受信アンテナに関し、特に、その共振周波数を同時に調整する作用を奏するループアンテナに関する。
この方法は、アンテナの広帯域化とその帯域内の任意の周波数に対する動的なチューニング（送受信レベルの最適化）に大いに有用なものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ機器に搭載されるアンテナは、近傍に人体や物体がある環境で利用される場合が多い。また、自動車の窓ガラスに搭載されたアンテナの近傍にも金属ボディーがある。このように、アンテナの近傍に人体や物体がある場合、アンテナの入力インピーダンスはその影響を受けて変化する。その影響は、主に、整合周波数の利用周波数帯域からのずれとして現れる。
【０００３】
この様な周波数ずれの補償が図られたアンテナ装置としては、例えば下記の非特許文献１に開示されているアンテナなどが公知である。この従来の自動整合アンテナ装置の回路図を図８に示す。従来のアンテナＡ１0 と受信機Ｒ10の間には整合回路M10 が設けられている。整合回路M10 は、インダクタLM2 と可変容量素子CM1 、CM3 から成るπ型回路である。この従来の自動整合アンテナ装置では、アンテナＡ１０近傍の環境によって、アンテナ端子m からみたアンテナ側のインピーダンスが変化した場合にも、その変化量が整合回路M10 によって相殺されてアンテナと受信機の整合が保たれるように、可変容量素子CM1 とCM3 の各容量を可変制御する。
【非特許文献１】井田、高田、外２名「アダプティブ制御による移動体通信機用アンテナ自動整合装置」，２００４年電子情報通信学会総合大会,B-1-262.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般に、インダクタとキャパシタで構成する整合回路は狭帯域特性を示す。従って、上記の様な従来技術は、帯域幅の狭いアンテナの自動整合装置としては有効であるが、2 つ以上の共振モードをもつ広帯域アンテナの自動整合装置として、それを利用することはできない。つまり、従来のアンテナでは、２つ以上の共振周波数を同時に調整することができない。
【０００５】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、2 つ以上の共振モードをもつ広帯域アンテナの周波数ずれを簡単に効果的に補償することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、略平面状に展開された金属配線から構成されるループアンテナにおいて、２点１組の給電点からなる１つの給電部Ｏと、給電部Ｏを備えた最外周ループＺと、その最外周ループＺと一部分を共有した略平行形状の金属配線を有して成るフォールデッドダイポールと、その最外周ループＺとフォールデッドダイポールとの共有部分を構成する金属配線上に挿入された可変リアクタンス素子とを備え、そのフォールデッドダイポールの最外周ループＺに共有されない他の金属配線を、最外周ループＺの内側に配置された互いの交点や接点を持たない２本の線路ｓ、ｔから形成して、当該ループアンテナを最外周ループＺの共振周波数ｆ1 とフォールデッドダイポールの共振周波数ｆ2 を包括する一連の周波数帯域で整合させることである。
【０００７】
また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、互いに近接した２つの端点を有する１本の開曲線を形成する金属配線ｐと、１本の単純閉曲線を形成する金属配線ｑと、１本の単純閉曲線を形成する金属配線ｒと、上記の金属配線ｐ上に挿入された可変リアクタンス素子から前記ループアンテナを構成し、上記の金属配線ｐと金属配線ｑで互いに線路ｓを共有し、金属配線ｐと金属配線ｒで互いに線路ｔを共有し、金属配線ｑと金属配線ｒを互いに離して配置し、上記の２つの端点で上記の給電部Ｏを構成し、金属配線ｑと金属配線ｒの間に位置する金属配線ｐの部分ｐｐに上記の給電部Ｏを備え、かつ、この部分ｐｐによってその給電部Ｏを介して金属配線ｑと金属配線ｒとをつなぎ、これによって、上記の金属配線ｐで上記のフォールデッドダイポールを形成し、かつ、上記の金属配線ｐ、ｑ、ｒから線路ｓと線路ｔとを除いた残りの部分で上記の最外周ループＺを形成することである。
【０００８】
また、本発明の第３の手段は、上記の第１又は第２の手段において、上記の可変リアクタンス素子を可変容量素子で構成することである。
また、本発明の第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、可変リアクタンス素子を、最外周ループＺ上における給電部Ｏの反対側に配設することである。
【０００９】
また、本発明の第５の手段は、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段において、給電部Ｏ寄りに位置する線路ｓの一部分ｓｓと給電部Ｏ寄りに位置する線路ｔの一部分ｔｔとを距離Ｄ１だけ離して互いに対峙させて配置することである。
【００１０】
また、本発明の第６の手段は、上記の第５の手段において、上記の距離Ｄ１を、上記の共振周波数ｆ2 に対応する波長λ２に対して、0.005 λ２≦Ｄ１≦0.05λ２を満たすように設定することである。
【００１１】
また、本発明の第７の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、ループアンテナを構成する金属配線を何れも、給電部Ｏを通る１本の中心線に対して略線対称形に形成することである。
また、本発明の第８の手段は、上記の第１乃至第７の何れか１つの手段において、上記の共振周波数ｆ2 を上記の共振周波数ｆ1 よりも大きくすることである。
【００１２】
また、本発明の第９の手段は、上記の第１乃至第８の何れか１つの手段において、フォールデッドダイポールを形成する略平行形状の金属配線の間隔Ｄ２を共振周波数ｆ2 に対応する波長λ２に対して、0.01λ２≦Ｄ２≦0.２λ２を満たすように設定することである。
【００１３】
また、本発明の第１０の手段は、上記の第１乃至第９の何れか１つの手段において、出力位相を９０°進めるπ型のハイパスフィルタと、ハイパスフィルタに対して並列に接続された、出力位相を９０°遅らせるローパスフィルタと、可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変制御するバイアス電圧の給電点とハイパスフィルタとの間に直列に挿入された容量素子とを有して成る平衡線路−不平衡線路接続器を、上記の給電部Ｏに接続することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【発明の効果】
【００１４】
以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１の手段によれば、最外周ループＺとフォールデッドダイポールの共有する金属配線に設けた可変リアクタンス素子が有するリアクタンスを可変制御することにより、当該アンテナの実効長を動的に可変制御することができ、これによって、アンテナの給電点における入力インピーダンスの周波数特性を変化させることができる。このため、上記の可変制御によれば、上記の各共振周波数ｆ1 ，ｆ2 を変化させることができる。この各共振周波数ｆ1 ，ｆ2 を包括し、かつ、給電点におけるＶＳＷＲの値が一定値以下を示す一連の周波数帯域を帯域Ａとすると、上記の可変制御によって、この帯域Ａの上限周波数や下限周波数を適当にスライドさせる（即ち、増減させる）ことができる。
【００１５】
また、給電点におけるＶＳＷＲの値は上記の帯域Ａの中で一定ではないので、このスライド操作の結果、使用周波数帯域中に含まれる任意の周波数に対して、当該アンテナの感度（送受信レベル）を動的に最適化することができる。
従って、本発明の第１の手段によれば、アンテナ近傍に人体や物体がある場合に生じる周波数ずれを、広帯域にわたり補償することが可能となる。
【００１６】
なお、本発明の第２の手段でいう開曲線や単純閉曲線は、金属配線自身の軸（中心線）などと解釈すればよい。実際には、この金属配線は、金属ワイヤ等の周知の金属導体で形成するものであるので、厳密に言えば太さや体積を有することは言うまでもない。
そして、この第２の手段によっても、上記の第１の手段と同じ作用・効果を得ることができる。
【００１７】
また、本発明の第３の手段によれば、例えばバラクタダイオードなどの可変容量素子によって上記の可変リアクタンス素子を簡潔に具備することができるので、これによって、目的のアンテナの構成を簡単にすることができる。
【００１８】
また、本発明の第４の手段によれば、金属配線上の電流が最も強い部分に上記の可変リアクタンス素子を設けることができるため、周波数補償範囲をより効果的に広くすることができる。
【００１９】
また、本発明の第５または第６の手段によれば、上記の距離Ｄ１の調整によって、上記のフォールデッドダイポールの入力インピーダンスを調整することができる。従って、上記フォールデッドダイポールの共振周波数ｆ2 における電圧定在波比（給電点におけるＶＳＷＲ）を容易に小さくすることができる。
【００２０】
また、本発明の第７の手段によれば、アンテナの利得をより効果的に大きくすることができる。ただし、ループアンテナの配線パターンは最終的には設置領域の形状や面積や、さらには視覚的な効果などをも総合的に考慮して決定することがより望ましい。
【００２１】
また、本発明の第８の手段によれば、受信帯域（または送信帯域）を効果的に広く確保することができる。例えば、共振周波数の差（ｆ2 −ｆ1 ＞０）を受信帯域（または送信帯域）が２つに分離されない範囲内においてできるだけ大きく設定すれば、この設定によって、目的の受信帯域（または送信帯域）の帯域幅をより効果的に広く確保することができる。
【００２２】
また、本発明の第９の手段によれば、上記共振周波数ｆ2 における電圧定在波比（給電点におけるＶＳＷＲ）をより小さくすることができる。
【００２３】
また、本発明の第１０の手段によれば、当該ループアンテナに接続した、平衡線路−不平衡線路接続器の不平衡端子から、ループアンテナに設けた可変リアクタンス素子に対してバイアス電圧を良好に印加することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
なお、上記の可変リアクタンス素子の構成要素としてインダクタ素子を用いる場合には、そのインダクタ素子と他の可変容量素子とを並列または直列に接続することによって、その複合体を可変インダクタ素子として動作させると良い。この場合、その可変容量素子の容量値を可変制御することにより、その複合体を可変インダクタ素子として動作させることができる。
【００２５】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００２６】
本発明の実施例のループアンテナＡ１の平面図を図１に示す。ワイヤｐｐとは、給電部Ｏの右側に位置して端点αと点ｅをつなぐ金属配線部分（ｐｐ右部）と、給電部Ｏの左側に位置して端点βと点ｇをつなぐ金属配線部分（ｐｐ左部）との総称である。この端点αから出発して、左回りに順次点ａ、ｂ、ｃ、ｄを通り、最後に上記の端点βに戻る順路上に、最外周ループＺが金属ワイヤで形成されている。また、線路ｓは、最外周ループＺで囲まれた矩形の内部領域上のみを通って、最外周ループＺ上の２点ｇ、ｈをつなぐ線路であり、最外周ループＺ上には位置しない。同様に線路ｔは、最外周ループＺで囲まれた矩形の内部領域上のみを通って、最外周ループＺ上の2 点ｅ、ｆをつなぐ線路である。線路ｔと線路ｓは、互いに交点も接点も有していない。
【００２７】
上記のワイヤｐｐの左右両端点α，βをつないだ線分と上記の最外周ループＺとで囲まれる２次元領域をＵとする。この２次元領域Ｕは、点ａ、ｂ、ｃ、ｄを各頂点とする上記の矩形の内部領域と一致する。
この2 次元領域Ｕは、図1 に示された3 つの2 次元領域Ｐ、Ｑ、およびＲの和領域と、上記２本の線路ｓとｔから構成される。ただし、Ｐ、Ｑ、Ｒ、ｓ、およびｔは何れも互いに交わらない。2 次元領域Ｐを囲む開曲線を形成する金属配線（ワイヤｐ）と、2 次元領域Ｑの周（単純閉曲線）を成す金属配線ｑとは、一部の金属配線ｓを共有している。同様に、2 次元領域Ｐを囲む開曲線を形成する金属配線（ワイヤｐ）と、2 次元領域Ｒの周（単純閉曲線）を成す金属配線ｒとは、一部の金属配線ｔを共有している。
【００２８】
また、ワイヤｐとは、上記の点α，βを２つの端点とし、図１中の略Ｔ字型の２次元領域Ｐを囲む金属配線の部分である。ワイヤｐは、給電部Ｏを備えた略Ｔ字型のフォールデッドダイポールを形成している。
長さＤ２は、フォールデッドダイポールの略平行形状の２線の間隔である。Ｔ字型の左側端部は、点ｃよりも先の部分がｙ軸方向の負の向きに直角に折り曲げられている。同様に、Ｔ字型の右側端部は、点ｂよりも先の部分がｙ軸方向の負の向きに直角に折り曲げられている。給電部ＯはこのＴ字の最下部の略中央に設けられている。
【００２９】
言い換えれば、この略Ｔ字型の２次元領域Ｐを囲むワイヤｐは開曲線を構成しており、この開曲線の２つの端点が上記の給電部Ｏに置かれた上記のワイヤｐｐの左右両端点α，βに相当する。即ち、２次元領域Ｐを囲む開曲線を形成するワイヤｐの２つの端点α，βは、給電部Ｏの所で互いに対峙して接近している。この給電部Ｏを備えたワイヤｐの部分ｐｐは、２次元領域Ｑの周（単純閉曲線）を形成するワイヤｑ上の点ｇと、２次元領域Ｒの周（単純閉曲線）を形成するワイヤｒ上の点ｅとを給電部Ｏを介してつないでいる。
【００３０】
線路ｓの一部分ｓｓは、線路ｔの一部分ｔｔと平行に対峙している。対峙部分ｓｓ、ｔｔを、以下、スタブ（ｓｓ、ｔｔ）と呼ぶことがある。
最外周ループＺとフォールデッドダイポールの共有する金属配線上に可変容量素子Ｃ１を設けている。この可変容量素子Ｃ１の容量Ｃを変化させることにより、アンテナの実効的な長さを変化させることができる。したがって、この可変制御によれば、上記の共振周波数ｆ1 ，ｆ2 を包括する一連の周波数帯域を同時に調整することができ、よって、アンテナ近傍に人体や物体がある場合に生じる周波数ずれを、広帯域にわたり補償することが可能となる。
共振周波数ｆ1 付近では、最外周ループＺの周長が、共振周波数ｆ1 に対応する波長λ１に対して略等しい長さとなる。また、共振周波数ｆ2 付近では、フォールデッドダイポールの長さは、共振周波数ｆ2 に対応する波長λ２の略半分になる。
【００３１】
また、最外周ループＺとフォールデッドダイポールを共有する金属配線の略中央は、電流が強い部分であるので、この略中央に可変容量素子Ｃ１を設けることにより、容量可変範囲を最大にすることができる。
また、上記のスタブの幅Ｄ１（ワイヤｓｓとワイヤｔｔとの間隔）の適正範囲は、0.005 λ２≦Ｄ１≦0.05λ２であり、このとき、共振周波数ｆ2 における給電点Ｏでの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を小さくすることができる。
また、上記のフォールデッドダイポールの２線間距離Ｄ２の適正範囲は、0.01λ２≦Ｄ２≦0.2 λ２であり、上記共振周波数ｆ2 における給電点Ｏでの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）をさらに小さくすることができる。
【００３２】
図２に、ループアンテナＡ１とその給電回路構成を示す。ループアンテナＡ１は、平衡線路−不平衡線路接続器ＢＬ、バイアス回路ＢＴを介して、同軸線路等に接続される。ループアンテナＡ１は平衡型アンテナであるため、不平衡型線路である同軸線路に接続する際には、平衡線路−不平衡線路接続器が必要となる。ここでは、平衡線路−不平衡線路接続器ＢＬの平衡端子をループアンテナの平衡端子α，βに接続する。また、ループアンテナＡ１の金属配線上に設けた可変容量素子Ｃ１にバイアス電圧を供給するため、インダクタ素子ＬBTと容量素子ＣBTから成るバイアス回路ＢＴを平衡線路−不平衡線路接続器ＢＬと同軸線路の間に設けている。インダクタ素子ＬBTは、ＲＦ信号がバイアス供給源側に漏れないように、容量素子ＣBTはバイアス電圧が同軸線路側に漏れないように作用する。
【００３３】
平衡線路−不平衡線路接続器の具体的な構成を図３−Ａ，−Ｂに示す。不平衡端子γを入力側、平衡端子α，βを出力側として説明する。平衡線路−不平衡線路接続器は、出力位相を９０°進めるハイパスフィルタと出力位相を９０°遅らせるローパスフィルタを並列接続した構成となる。図３−Ａでは、5 次π型ハイパスフィルタ（ＬH1、ＣH2、ＬH3、ＣH4、ＬH5で構成）が端子βに接続され、5 次π型ローパスフィルタ（ＣL1、ＬL2、ＣL3、ＬL4、ＣL5で構成）が端子αに接続されている。端子γから供給されるバイアス電圧が、5 次π型ハイパスフィルタ側に供給されないように、即ち、そのバイアス電圧に基づいて生じ得る直流電流がインダクタ素子ＬH1を通してアースされてしまわないように、容量素子ＣC を５次π型ハイパスフィルタと分岐点ｉとの間に設けている。
【００３４】
端子γから供給されるバイアス電圧は、５次π型ローパスフィルタを通り、端子αからループアンテナに設けられた可変容量素子Ｃ１に供給される。可変容量素子Ｃ１のグランド端子は、端子βから５次π型ハイパスフィルタの端子β寄りのインダクタ素子ＬH5により接地される。このようにハイパスフィルタをπ型にすることにより、可変容量素子Ｃ１のグランド端子を接地することができる。
一方、ローパスフィルタは図３−Ｂに示すように、Ｔ型ローパスフィルタ（ＬL1、ＣL2、ＬL3、ＣL4、ＬL5で構成）としてもよい。なお、図３−Ａ，−Ｂでは、フィルタの次数を５としたが、それ以外の値としてもよい。フィルタの次数を増やすと、帯域幅も広くなる。
【００３５】
ループアンテナに設けた可変容量素子Ｃ１の容量Ｃを変化させたときの、給電点ＯからみたループアンテナＡ１の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を図４に示す。縦軸はＶＳＷＲ、横軸は周波数ｆ0 で規格化した規格化周波数である。可変容量素子Ｃ１の容量Ｃを8 ｐF としたときにＶＳＷＲ＜3 となる周波数帯域の中心周波数をｆ0 としている。容量Ｃが8 ｐF のときには、ＶＳＷＲ＜3 となる帯域幅は、0.77ｆ0 から1.23ｆ0 となる。
また、この容量Ｃを小さくすると、最外周ループの共振周波数ｆ1 とフォールデッドダイポールの共振周波数ｆ2 を包括する一連の周波数帯域を上げることができる。例えば、容量Ｃが1 ｐF のときには、ＶＳＷＲ＜3 となる帯域幅は、0.8 ｆ0 から1.3 ｆ0 となり、容量Ｃが0.5 ｐF のときには、ＶＳＷＲ＜3 となる帯域幅は、0.83ｆ0 から1.36ｆ0 となる。
【００３６】
上記の容量Ｃを変化させたときのｘｙ平面上における放射パターンの周波数特性を図5 から7 に示す。図５〜図７はそれぞれ、可変容量素子Ｃ１の容量Ｃを8 ｐF 、1 ｐF 、0.5 ｐF と変化させたときのｘｙ平面上における放射パターンである。また、図５〜図７の各図番記号−Ａ，−Ｂ，−Ｃは、ＶＳＷＲ＜3 となる各周波数帯域の下限、中心、上限となる各周波数にそれぞれ対応している。
これらの合計９つの放射パターンは何れも、略８の字形の指向性となっている。本発明の実施例のループアンテナＡ１は、共振周波数ｆ1 付近ではループアンテナ、共振周波数ｆ2 付近ではフォールデッドダイポールとして動作する。略１波長のループアンテナと略半波長のフォールデッドダイポールがともに８の字形の指向性となるため、本発明の実施例のループアンテナＡ１もＶＳＷＲ＜３となる周波数帯域にわたり、略８の字形の指向性となる。
【００３７】
なお、上記の実施例における平衡線路−不平衡線路接続器（ＢＬ）の構成には、その他の任意のものを導入しても良い。これらの平衡線路−不平衡線路接続器の基本構成に関しては、例えば「特願２００４−００４１１２：平衡線路−不平衡線路接続器」などを参考にして、種種の変形を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明のループアンテナは、例えば窓ガラス等の透明な絶縁体に配設すると、その優位性が特に顕著となる構成を有するが、しかしながら、本発明のループアンテナは、上記の用途や使用形態（例えば固定形態など）に何ら限定されることなく、通信に使用可能な任意の周波数の電波の送受信に、任意の使用形態で利用することができるものである。
したがって、本発明のループアンテナは、例えば車両などにおける移動体通信などに非常に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】実施例１のループアンテナＡ１の構成図
【図２】ループアンテナＡ１とその給電回路の構成を示す回路図
【図３−Ａ】平衡線路−不平衡線路接続器ＢＬの構成を例示する回路図
【図３−Ｂ】平衡線路−不平衡線路接続器ＢＬの構成を例示する回路図
【図４】電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数依存性を例示するグラフ
【図５−Ａ】Ｃ＝８ｐＦでのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝0.77ｆ0 ）
【図５−Ｂ】Ｃ＝８ｐＦでのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝ｆ0 ）
【図５−Ｃ】Ｃ＝８ｐＦでのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝1.23ｆ0 ）
【図６−Ａ】Ｃ＝１ｐＦでのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝0.80ｆ0 ）
【図６−Ｂ】Ｃ＝１ｐＦでのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝1.05ｆ0 ）
【図６−Ｃ】Ｃ＝１ｐＦでのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝1.30ｆ0 ）
【図７−Ａ】Ｃ＝0.5pF でのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝0.83ｆ0 ）
【図７−Ｂ】Ｃ＝0.5pF でのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝1.10ｆ0 ）
【図７−Ｃ】Ｃ＝0.5pF でのループアンテナＡ１の放射パターン（ｆ＝1.36ｆ0 ）
【図８】従来の自動整合アンテナ装置の構成図
【符号の説明】
【００４０】
Ａ１：ループアンテナ
Ｏ：給電部
ｐ：ワイヤ（開曲線を形成）
ｑ：ワイヤ（閉曲線を形成）
ｒ：ワイヤ（閉曲線を形成）
ｓ：ｐとｑとの共有部
ｔ：ｐとｒとの共有部
ｐｐ：ｐの部分（給電部Ｏの近傍）
ｓｓ：ｓの一部分（ｔｔとの対峙部）
ｔｔ：ｔの一部分（ｓｓとの対峙部）
【００４１】
Ｄ１：ｓｓとｔｔとの距離
Ｄ２：略平衡形状のフォールデッドダイポールの２線間距離
Ｃ１：可変容量素子
ＢＴ：バイアス回路
ＢＬ：平衡線路−不平衡線路接続器
ＣH2、ＣH4、ＣL1、ＣL2、ＣL3、ＣL4、ＣL5、ＣC 、ＣBT：容量素子
ＬH1、ＬH3、ＬH5、ＬL1、ＬL2、ＬL3、ＬL4、ＬL5、ＬBT：インダクタ素子
【図１】
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【図２】
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【図３−Ａ】
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【図３−Ｂ】
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【図４】
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【図５−Ａ】
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【図５−Ｂ】
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【図５−Ｃ】
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【図６−Ａ】
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【図６−Ｂ】
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【図６−Ｃ】
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【図７−Ａ】
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【図７−Ｂ】
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【図７−Ｃ】
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【図８】
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