(57)【要約】【課題】  準同期検波方式に見られる位相変動を効果的に低減する。【解決手段】  ＤＥＭ１は、入力信号をＬＯ２出力と乗算して、直交する各ベースバンド信号を出力する。ＬＯ２は、入力信号のキャリア周波数に近い（ほぼ同じ）周波数のＬＯ信号を出力する。ＬＰＦ３、４は、ＤＥＭ１出力より不要な高周波成分、すなわち乗算後の周波数加算成分を取り除いて出力する。Ａ／Ｄ５、６は、ＬＰＦ３、４出力をディジタル信号に変換して出力する。キャリア再生ループ７は、Ａ／Ｄ５、６出力が正規の信号点位置に対し、どれだけ位相ずれがあるかを検出し、その結果に基づいてＡ／Ｄ５、６出力に位相回転を与える。フィードフォワード位相補償部８は、キャリア再生ループ７とＰＤ１０を共用し、ＰＤ１０出力を平均化して求めた位相回転量に基づいて、キャリア再生ループ７出力に位相回転を与える。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
準同期検波方式を用いた復調装置において、準同期検波の後にデジタル変換された信号を入力し、入力信号の正規信号点からの位相ずれを位相検出器で検出するとともに検出した信号を入力側で乗算する第１の位相補償部と、前記位相検出器出力を平均化するとともに平均化した信号を出力側で乗算する第２の位相補償部と、を備えることを特徴とする復調装置。
【請求項２】
前記第１の位相補償部は、前記位相ずれを抑圧するように、入力信号に対する応答速度が遅い第１のループ帯域幅を有し、前記第２の位相補償部は、前記第１の位相補償部に比べて、入力信号に対する応答速度が速い第２のループ帯域幅を有することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項３】
前記第１の位相補償部が、前記入力信号の正規信号点からの位相ずれを検出する位相検出器と、前記位相ずれに対応する正弦波信号及び余弦波信号を生じる第１の数値制御発振器と、前記入力信号と前記第１の数値制御発振器出力とを複素演算する第１の無限移相器（ＥＰＳ）とを備え、前記第２の位相補償部が、前記位相検出器からの出力を平均化する平均回路と、前記平均回路出力に対応する正弦波信号及び余弦波信号を生じる第２の数値制御発振器と、前記第１の位相補償部出力と前記第２の数値制御発振器出力とを複素演算する第２の無限移相器とを備えることを特徴とする請求項１又は２記載の復調装置。
【請求項４】
準同期検波方式を用いた復調装置の位相補償方法において、準同期検波の後にデジタル変換された信号を入力し、入力信号の正規信号点からの位相ずれを位相検出器で検出し、検出した信号を前期位相検出器を含む第１の位相補償ループの入力側で乗算し、前記位相検出器で検出した信号を平均化し、前記第１の位相補償ループ出力を入力する前記位相検出器を含む第２の位相補償ループの出力側で乗算することを特徴とする復調装置の位相補償方法。
【請求項５】
前記第１の位相補償ループは、前記位相ずれを抑圧するように、入力信号に対する応答速度が遅い第１のループ帯域幅を有し、前記第２の位相補償ループは、前記第１の位相補償ループに比べて、入力信号に対する応答速度が速い第２のループ帯域幅を有することを特徴とする請求項４記載の復調装置の位相補償方法。
【請求項６】
準同期検波方式を用いた復調装置において、直交変調された高周波数信号を準同期検波した後，同相及び直交相のディジタル信号に変換する準同期検波手段と、前記同相及び直交相のディジタル信号の正規信号点からの位相誤差を検出し、位相ずれを補正して第１の復調信号を生じる第１の位相補償手段と、前記第１の位相補償手段で検出された前記位相誤差を平均化した信号を用いて前記第１の復調信号出力に含まれる位相変動を抑圧した第２の復調信号を生じる第２の位相補償手段とを備えることを特徴とする復調装置。
【請求項７】
前記第１の位相補償手段は、前記位相ずれを抑圧するように、前記準同期検波手段出力に対する応答速度が遅い第１のループ帯域幅を有し、前記第２の位相補償手段は、前記第１の位相補償手段に比べて、入力信号に対する応答速度が速い第２のループ帯域幅を有することを特徴とする請求項６記載の復調装置。
【請求項８】
前記第１の位相補償手段が、前記準同期検波手段出力の正規信号点からの位相ずれを検出する位相検出器と、前記位相ずれに対応する正弦波信号および余弦波信号を生じる第１の数値制御発振器と、前記準同期検波手段出力と前記第１の数値制御発振器出力とを複素演算する第１の無限移相器（ＥＰＳ）とを備えることを特徴とする請求項６又は７記載の復調装置。
【請求項９】
前記第２の位相補償手段が、前記第１の位相補償手段の前記位相検出器からの出力を平均化する平均回路と、前記平均回路出力に対応する正弦波信号及び余弦波信号を生じる第２の数値制御発振器と、前記第１の復調信号と前記第２の数値制御発振器出力とを複素演算する第２の無限移相器とを備えることを特徴とする請求項６、７又は８記載の復調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおける準同期検波方式を用いた復調装置に関し、特に準同期検波方式に見られる位相変動を効果的に低減することができる復調装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ディジタル無線通信システムにおける復調装置として、準同期検波方式が使用されている。この準同期検波方式では、局部発振（ＬＯ）周波数が受信した信号のキャリア周波数と完全に一致していないため、これらの周波数差に応じた位相回転（位相変動）がベースバンド信号に残っている。位相回転が残っていると、送信データを正しく復元することができない（復調エラーが発生する）ため、この位相回転を除去する技術として、フィードバックループ構成のキャリア再生ループが一般に使用されている。しかしながら、この従来のキャリア再生ループでは、位相変動を十分に除去しきれないという問題がある。
【０００３】
この問題を解決する一例として、従来のキャリア再生ループ（第１の位相補償ループ）に加えて、新たにフィードフォワード構成（第２の位相補償ループ）を取り入れた復調装置が開示されている（引用文献１参照）。
【０００４】
この従来技術は、第２の位相補償ループでキャリア再生ループ通過後の復調信号が本来の信号点からどれだけずれているかを検出し、現用回線から予備回線への切替え時に起こる急激な位相変動を吸収するものである。すなわち、この従来技術は、従来のキャリア再生ループでは除去しきれない、回線切替え時に起こる急激な位相変動を第２の位相補償ループで行うものである。この従来技術の動作は、切替え時の位相変動を位相検出器（ＰＤ）で検出し、その位相補正値により無限移相器（ＥＰＳ）を用いて復調信号に逆回転を与えるように行われる。
【０００５】
しかしながら、一般にＰＤ出力は、入力信号の位相変動に関係なく、ＰＤ自身で発生する雑音成分（位相雑音）を含んでいる。したがって、回線切替えが無い状態のときに、第２の位相補償ループが有効になっていると、位相変動が残ったままで、かえって復調特性を劣化させるという問題がある。
【０００６】
ここで、ループ帯域幅とキャリア同期保持限界における搬送波対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）の劣化量との関係について説明する。図３は、ループ帯域幅とキャリア同期保持限界における搬送波対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）の劣化量との関係を示す特性図である。
【０００７】
図３によると、入力信号に対する応答速度が遅い（ループ帯域幅が狭い）ほど、キャリアジッタ（ゆらぎ）による劣化量が少なく、受信信号のＣ／Ｎが低い所までキャリア同期を保持することができる。また、応答速度を速く（ループ帯域幅を拡大）するに従って、位相雑音が抑圧され、キャリアジッタによる劣化の方が支配的となっている。
【０００８】
次に、ループ帯域幅とビット誤り率（ＢＥＲ）特性におけるＣ／Ｎ劣化量との関係について説明する。図４は、ループ帯域幅とビット誤り率（ＢＥＲ）特性におけるＣ／Ｎ劣化量との関係を示す特性図である。
【０００９】
図４によると、図３の場合と同様に、ループ帯域幅が狭いほど、キャリアジッタの影響を少なくすることができる。また、ループ帯域幅が広いと、位相雑音による劣化は抑えられるが、キャリアジッタによる劣化の方が大きくなる。
【００１０】
以上のことから、ループ帯域幅が狭い場合には、ループ外（外部入力）の信号雑音成分が抑圧され、ループ帯域幅が広い場合には、ループ内の信号雑音成分が抑圧されることがわかる。
【００１１】
上述した従来技術の場合、第２の位相補償ループにより現用回線から予備回線への切り替え時における復調信号の位相変動（復調エラー）を低減することができるとしても、ＰＤ自身で発生する雑音成分（位相雑音）を抑制することに対しては、なんら考慮されていない。
【００１２】
【特許文献１】特開２００２−１１１７６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
上述した従来の復調装置は、回線切替えが無い状態のときに、第２の位相補償ループが有効になっていると、かえって復調特性を劣化させるという問題がある。
【００１４】
本発明の目的は、第１の位相補償部（位相補償ループ）で除去しきれない位相変動を、第１の位相補償部の位相検出器を共用する第２の位相補償部（位相補償ループ）で効果的に除去することができる復調装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の復調装置は、準同期検波方式を用いた復調装置において、準同期検波の後にデジタル変換された信号を入力し、入力信号の正規信号点からの位相ずれを位相検出器で検出するとともに検出した信号を入力側で乗算する第１の位相補償部と、前記位相検出器出力を平均化するとともに平均化した信号を出力側で乗算する第２の位相補償部と、を備えることを特徴としている。
【００１６】
また、前記第１の位相補償部は、前記位相ずれを抑圧するように、入力信号に対する応答速度が遅い第１のループ帯域幅を有し、前記第２の位相補償部は、前記第１の位相補償部に比べて、入力信号に対する応答速度が速い第２のループ帯域幅を有することを特徴としている。
【００１７】
また、前記第１の位相補償部が、前記入力信号の正規信号点からの位相ずれを検出する位相検出器と、前記位相ずれに対応する正弦波信号及び余弦波信号を生じる第１の数値制御発振器と、前記入力信号と前記第１の数値制御発振器出力とを複素演算する第１の無限移相器（ＥＰＳ）とを備え、前記第２の位相補償部が、前記位相検出器からの出力を平均化する平均回路と、前記平均回路出力に対応する正弦波信号及び余弦波信号を生じる第２の数値制御発振器と、前記第１の位相補償部出力と前記第２の数値制御発振器出力とを複素演算する第２の無限移相器とを備えることを特徴としている。
【００１８】
また、本発明の復調装置の位相補償方法は、準同期検波方式を用いた復調装置の位相補償方法において、準同期検波の後にデジタル変換された信号を入力し、入力信号の正規信号点からの位相ずれを位相検出器で検出し、検出した信号を前期位相検出器を含む第１の位相補償ループの入力側で乗算し、前記位相検出器で検出した信号を平均化し、前記第１の位相補償ループ出力を入力する前記位相検出器を含む第２の位相補償ループの出力側で乗算することを特徴としている。
【００１９】
また、前記第１の位相補償ループは、前記位相ずれを抑圧するように、入力信号に対する応答速度が遅い第１のループ帯域幅を有し、前記第２の位相補償ループは、前記第１の位相補償ループに比べて、入力信号に対する応答速度が速い第２のループ帯域幅を有することを特徴としている。
【００２０】
また、本発明の復調装置は、準同期検波方式を用いた復調装置において、直交変調された高周波数信号を準同期検波した後，同相及び直交相のディジタル信号に変換する準同期検波手段と、前記同相及び直交相のディジタル信号の正規信号点からの位相誤差を検出し、位相ずれを補正して第１の復調信号を生じる第１の位相補償手段と、前記第１の位相補償手段で検出された前記位相誤差を平均化した信号を用いて前記第１の復調信号出力に含まれる位相変動を抑圧した第２の復調信号を生じる第２の位相補償手段とを備えることを特徴としている。
【００２１】
また、前記第１の位相補償手段は、前記位相ずれを抑圧するように、前記準同期検波手段出力に対する応答速度が遅い第１のループ帯域幅を有し、前記第２の位相補償手段は、前記第１の位相補償手段に比べて、入力信号に対する応答速度が速い第２のループ帯域幅を有することを特徴としている。
【００２２】
また、前記第１の位相補償手段が、前記準同期検波手段出力の正規信号点からの位相ずれを検出する位相検出器と、前記位相ずれに対応する正弦波信号および余弦波信号を生じる第１の数値制御発振器と、前記準同期検波手段出力と前記第１の数値制御発振器出力とを複素演算する第１の無限移相器（ＥＰＳ）とを備えることを特徴としている。
【００２３】
また、前記第２の位相補償手段が、前記第１の位相補償手段の前記位相検出器からの出力を平均化する平均回路と、前記平均回路出力に対応する正弦波信号及び余弦波信号を生じる第２の数値制御発振器と、前記第１の復調信号と前記第２の数値制御発振器出力とを複素演算する第２の無限移相器とを備えることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の復調装置及びその位相補償方法によれば、第１の位相補償部（位相補償ループ）で除去しきれない位相変動を、第１の位相補償部と共用する位相検出器出力を平均化する第２の位相補償部（位相補償ループ）で効果的に除去することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
次に、本発明を実施するための最良の形態の動作について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態の復調装置の一実施例を示すブロック図である。
【００２６】
図１に示す本実施の形態の復調装置は、直交検波器（ＤＥＭ）１、局部発振器（ＬＯ）２、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３、４、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５、６、キャリア再生ループ７およびフィードフォワード位相補償部８を含んで構成されている。このキャリア再生ループ７は、無限移相器（ＥＰＳ）９、位相比較器（ＰＤ）１０、ループフィルタ１１および数値制御発振器（ＮＣＯ）１２を備えている。また、フィードフォワード位相補償部８は、共通に含まれる位相比較器（ＰＤ）１０のほか、遅延回路（ＤＥＬＡＹ）１３、平均回路１４、数値制御発振器（ＮＣＯ）１５およびＥＰＳ１６を備えている。
【００２７】
次に各部の動作について図１および図２を参照して説明する。図２は、図１に示す平均回路１４の実施例を示すブロック図である。
【００２８】
図１によると、直交検波器（ＤＥＭ）１は、中間周波数（ＩＦ）である入力信号をＬＯ２出力と乗算することにより、Ｉ（同相）ｃｈおよびＱ（直交相）ｃｈの各ベースバンド信号に変換してＬＰＦ３、４にそれぞれ出力する。
【００２９】
局部発振器（ＬＯ）２は、入力信号のキャリア周波数に近い（ほぼ同じ）周波数のＬＯ信号をＤＥＭ１に出力する。
【００３０】
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３、４は、ＤＥＭ１から出力された各ベースバンド信号より不要な高周波成分、すなわち乗算後の周波数加算成分を取り除いて、Ａ／Ｄ５、６にそれぞれ出力する。
【００３１】
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５、６は、ＬＰＦ３、４出力をそれぞれディジタル信号に変換し、キャリア再生ループ７のＥＰＳ９に出力する。
【００３２】
キャリア再生ループ７の無限移相器（ＥＰＳ）９は、Ａ／Ｄ５、６から出力された各信号を、ＮＣＯ１２より出力される位相補正信号により複素乗算（位相回転）してフィードフォワード位相補償部８のＤＥＬＡＹ１３に出力する。
【００３３】
位相比較器（ＰＤ）１０は、ＥＰＳ９出力が正規の信号点位置に対し、どれだけ位相ずれがあるかを検出し、その結果をループフィルタ１１に出力する。また、ＰＤ１０は、この位相誤差情報をフィードフォワード位相補償部８の平均回路１４にも出力する。
【００３４】
ループフィルタ１１は、ＰＤ１０から出力された位相誤差情報に含まれる雑音成分を抑圧（積分）し、自動位相制御（ＡＰＣ）値をＮＣＯ１２に出力する。
【００３５】
数値制御発振器（ＮＣＯ）１２は、ループフィルタ１１から出力されたＡＰＣ値を位相補正値θに変換したｓｉｎθおよびｃｏｓθをＥＰＳ９に出力する。
【００３６】
また、フィードフォワード位相補償部８の遅延回路（ＤＥＬＡＹ）１３は、ＰＤ１０が位相誤差を検出するために要する所定の遅延時間だけ遅らせた信号を、ＥＰＳ１６に出力する。
【００３７】
平均回路１４は、図２に示すように、利得アンプ２１、加算器２２、遅延回路２３および利得アンプ２４より構成される。この平均回路１４は、入力信号を（１−α）倍する利得アンプ２１出力と利得アンプ２４出力とを加算器２２で加算し、加算した出力を所定の期間遅延させたのち、利得アンプ２４でα倍した信号を加算器２２に出力する。この平均回路１４の応答速度は、利得アンプ２１、２４のパラメータα（αは１より小さい正数）によって決定され、αが１に近いほど、長い期間にわたり平均化される（応答速度が遅くなる）ことが知られている。このＰＤ１０出力の雑音成分は平均すると０に収束することから、この構成に含む平均手段により、ＰＤ１０から出力された位相誤差情報に含まれる雑音成分を抑圧することができる。
【００３８】
ＮＣＯ１５は、平均回路１４から出力された位相誤差情報を位相補正値φに変換し、ｓｉｎφとｃｏｓφとを出力する。
【００３９】
ＥＰＳ１６は、ＤＥＬＡＹ１３により時間調整された信号を、位相補正値ｓｉｎφ、ｃｏｓφにより位相回転し、ＩｃｈおよびＱｃｈの信号をそれぞれ出力する。
【００４０】
なお、ＤＥＭ１およびＥＰＳ９、１６は、当業者によく知られているものであり、本発明とは直接関係しないため、その詳細な構成を省略する。
【００４１】
次に、本実施の形態の補償動作を詳細に説明する。
【００４２】
ＤＥＭ１は、入力された受信信号に、ＬＯ２出力信号を乗算し、ＩｃｈおよびＱｃｈの直交信号に変換する。
【００４３】
ＬＰＦ３、４は、ＤＥＭ１出力に含まれる不要な高周波成分を除去し、ＩｃｈおよびＱｃｈのベースバンド信号を抽出する。
【００４４】
Ａ／Ｄ５、６は、入力されたベースバンド信号をディジタル信号に変換し、キャリア再生ループ７を構成するＥＰＳ９に出力する。
【００４５】
ここで、ＬＯ２の発振周波数は、入力信号のキャリア周波数とほぼ等しいが、完全には一致していないため、ベースバンド信号には、これらの周波数差に応じた位相回転が残っている。位相回転が残っていると、送信データを正しく復元することができないため、キャリア再生ループ７は、次のような動作により、この位相回転を除去する。
【００４６】
まず、ＥＰＳ９は、ＮＣＯ１２より出力された位相補正値ｃｏｓθ、ｓｉｎθにより、入力信号にθだけ位相回転を与えて出力する。ＰＤ１０は、ＥＰＳ９の出力信号が正規の信号点配置に対して、どれだけずれているかを検出し、その結果をループフィルタ１１に出力する。ループフィルタ１１は、ＰＤ１０から入力される位相誤差情報の中の雑音成分を抑圧して、ＮＣＯ１２に出力する。ＮＣＯ１２は、ループフィルタ１１から出力された位相誤差情報を位相補正値ｃｏｓθ、ｓｉｎθに変換し、ＥＰＳ９に出力する。このようなフィードバックループの構成で、入力信号に対する応答速度を遅く（ループ帯域幅を狭く）することにより、ベースバンド信号に含まれている位相変動、特にキャリア周波数とＬＯ出力の周波数差による位相回転を取り除くことができる。
【００４７】
次に、フィードフォワード位相補償部８は、キャリア再生ループ７で除去しきれない速い位相変動を次のように抑圧する。
【００４８】
ＰＤ１０は、ＥＰＳ９出力に含まれている位相誤差を検出し、平均回路１４に出力する。平均回路１４は、ＰＤ１０出力を平均化することにより、ＰＤ１０出力に含まれる雑音成分を抑圧し、ＮＣＯ１５に出力する。ＮＣＯ１５は、平均回路１４から出力された位相誤差情報を位相補正値φに変換し、変換したｓｉｎφ、ｃｏｓφをＥＰＳ１６へ出力する。ＤＥＬＡＹ１３は、ＥＰＳ９出力をその位相補正値ｓｉｎφ、ｃｏｓφが求まるまで遅延させ、ＥＰＳ１６に出力する。ＥＰＳ１６は、ＤＥＬＡＹ１３出力をＮＣＯ１５から出力された位相補正値ｓｉｎφ、ｃｏｓφによりφだけ位相回転する。このフィードフォワード位相補償部８では、キャリア再生ループ７の応答速度より速く（ループ帯域幅を広く）設定することにより、キャリア再生ループ７で除去しきれない位相変動を除去することができる。
【００４９】
以上の本実施の形態の構成、すなわち、第１の位相補償部と第２の位相補償部とを縦続接続する上で、ＰＤ１０出力の位相変動を除去することにより、それぞれの位相補償部を適正なループ帯域幅に設定することができる。
【００５０】
まず、第１の位相補償部であるキャリア再生ループ７は、図３および図４に示すように、そのループ帯域幅が総合の劣化量を最小とするように設定される。これにより、ループ帯域幅を広くした場合に影響度の大きいキャリアジッタによる劣化を抑圧する効果が得られる。
【００５１】
次に、第２の位相補償部であるフィードフォワード位相補償部８は、回線切替え時に起きる急激な位相変動などに応答するよう、キャリア再生ループ７のループ帯域幅より広く設定される。この時、従来技術に見られるＰＤ自身の雑音成分は、ＰＤ１０出力に平均回路を設けることにより、その影響を少なくすることができる。よって、ＰＤ１０自身の雑音成分を考慮することなく、フィードフォワード位相補償部８のループ帯域幅を、回線切替え時間等の設定条件に対しても適切に設定することができる。
【００５２】
したがって、図３および図４に示す総合の劣化量を最小とするキャリア再生ループ７と、急激な位相変動を除去するフィードフォワード位相補償部８とにより、Ｃ／Ｎが悪い場合でもキャリア同期外れあるいはＢＥＲ劣化を防ぎ、よって復調エラーを低減することができる。
【００５３】
特に近年では、キャリア周波数の可変やコスト低減を目的として、ＬＯにシンセサイザ方式を採用することが増えている。この方式は位相雑音が比較的大きいため、ベースバンド信号に大きな位相変動を与える。このような場合でも、本実施の形態を適用することができるため、周波数の可変機能やコスト低減を実現することができる。
【００５４】
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。図５は、本発明の他の実施の形態の復調装置を示すブロック図である。
【００５５】
図５によると、この復調装置は、ミキサ３１、局部発振器（ＬＯ）３２、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３３、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３４、直交検波器（ＤＥＭ）３５、キャリア再生ループ３６およびフィードフォワード位相補償部３７を含んで構成されている。
【００５６】
図５は、入力信号をＩＦ信号のままディジタル信号に変換する構成であり、入力されたＩＦ信号をベースバンド信号に変換してディジタル信号に変換する図１とは異なっている。
【００５７】
ここで、キャリア再生ループおよびフィードフォワード位相補償部は、その構成および動作が同一であるため、詳細な説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の実施の形態の復調装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す平均回路１４の実施例を示すブロック図である。
【図３】ループ帯域幅とキャリア同期保持限界における搬送波対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）の劣化量との関係を示す特性図である。
【図４】ループ帯域幅とビット誤り率（ＢＥＲ）特性におけるＣ／Ｎ劣化量との関係を示す特性図である。
【図５】本発明の他の実施の形態の復調装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５９】
１    ＤＥＭ
２    ＬＯ
３、４    ＬＰＦ
５、６    Ａ／Ｄ
７    キャリア再生ループ
８    フィードフォワード位相補償部
９    ＥＰＳ
１０    ＰＤ
１１    ループフィルタ
１２    ＮＣＯ
１３    ＤＥＬＡＹ
１４    平均回路
１５    ＮＣＯ
１６    ＥＰＳ
２１、２４    利得アンプ
２２    加算器
２３    遅延回路
【図１】
2006237819.tif 000003
【図２】
2006237819.tif 000004
【図３】
2006237819.tif 000005
【図４】
2006237819.tif 000006
【図５】
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