(57)【要約】【課題】スイッチングレギュレータ単体で同期整流方式とダイオード整流方式の切り替えが可能で、不連続モードにおいても逆流が発生せず、しかも軽負荷でのスイッチングロスを無くし、軽負荷時の効率を向上させる。【解決手段】インダクタＬ１に流れる入力電流をオン・オフするスイッチングトランジスタＭ１、およびスイッチングトランジスタＭ１のオン期間にオフし、オフ期間にオンとなる同期整流トランジスタＭ２を有する第１のスイッチレギュレータ方式と、スイッチングトランジスタＭ１を共有し、かつスイッチングトランジスタＭ１のオフ期間にインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーを負荷に供給するための転流ダイオードＤ１を有する第２のスイッチレギュレータ方式とを備え、同期整流トランジスタＭ２を制御することで、第１のスイッチレギュレータ方式または第２のスイッチレギュレータ方式のいずれかに切り替えて駆動する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタに流れる入力電流をオン・オフするスイッチングトランジスタ、および該スイッチングトランジスタのオン期間にオフし、オフ期間にオンとなる同期整流トランジスタを有する第１の整流動作と、
該スイッチングトランジスタのオフ期間に該インダクタに蓄えられたエネルギーを負荷に供給するための転流ダイオードを有する第２の整流動作とを備え、
該スイッチングトランジスタを共有し、該第１の整流動作と該第２の整流動作を実行可能制御手段によって切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
入力端子と接地端子間に印加された入力直流電圧を、所定の電圧に変換して出力端子より負荷に出力するスイッチングレギュレータにおいて、
エネルギーを蓄えるインダクタと、
該インダクタに流れる入力電流をオン・オフするスイッチングトランジスタと、
該スイッチングトランジスタのオフ期間に、該インダクタに蓄えられたエネルギーを負荷に供給するための転流ダイオードと、
該転流ダイオードに並列に接続され、該スイッチングトランジスタのオン期間に、オフし、オフ期間にオンとなる同期整流トランジスタと、
前記出力端子の電圧に比例した電圧を出力する出力電圧検出手段と、
予め定めた電圧を与える第１の基準電圧と、
前記出力電圧検出手段からの出力電圧と前記第１の基準電圧の差を増幅し、誤差電圧を出力する誤差増幅回路と、
該第１の基準電圧とは異なる電圧を与える第２の基準電圧と、
該誤差電圧と該第２の基準電圧を比較する比較回路と、
該誤差電圧および該比較回路の出力に応じて、前記スイッチングトランジスタと前記同期整流トランジスタのオン・オフ制御を行う制御回路を備え、
該比較回路および該制御回路により、該スイッチングトランジスタと該転流ダイオードを駆動するダイオード整流方式と、該スイッチングトランジスタと該同期整流トランジスタを駆動する同期整流方式とを兼ね備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
請求項２記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記負荷に供給する負荷電流が所定の電流値以下になったとき、前記比較回路の出力が反転するように前記第２の基準電圧を設定したことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
請求項１または請求項２記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
該電流検出手段の出力に応じて、前記スイッチングトランジスタのオン・オフ制御を行う電流モード制御を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
請求項４記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記電流検出手段の出力に対して、スロープ補償を行うようにしたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記インダクタと前記スイッチングトランジスタを入力端子と接続端子の間に直列接続し、前記同期整流トランジスタを該インダクタとスイッチングトランジスタの交点と出力端子間に接続し、前記転流ダイオードを該同期整流トランジスタに並列に接続したことを特徴とする昇圧型のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期整流方式のスイッチングレギュレータに関し、特に軽負荷時の電力変換効率を向上することが出来るスイッチングレギュレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境対策上からも省エネルギーが求められている。携帯電話やデジタルカメラなど、電池を使用する機器においては、電池寿命を伸ばすという観点からも、機器内で消費する電力削減の重要度は増している。その結果、高効率でしかも小型化が可能な電源回路として、図４に示すような、インダクタＬ１を用いたスイッチングレギュレータが広く用いられている。
【０００３】
インダクタＬ１を用いたスイッチングレギュレータでは、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーを放出するために転流ダイオードＤ１が用いられる。しかし、転流ダイオードＤ１はオン電圧が０.７Ｖ程度あり、電力変換効率を低下させてしまう。
そこで、図５に示すように、転流ダイオードＤ１の代わりに同期整流トランジスタＭ２を用いた同期整流方式のスイッチングレギュレータが用いられるようになった。同期整流トランジスタＭ２は、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間にオフし、オフの期間にオンとなるように制御されている。
【０００４】
同期整流トランジスタＭ２がオンの時の電圧降下は、転流ダイオードＤ１に比べ遥かに小さくなるため、同期整流方式のスイッチングレギュレータの効率は向上する。しかし、スイッチングレギュレータは、定格負荷においては高効率であるが、スイッチングトランジスタＭ１や同期整流トランジスタＭ２をオン／オフするための電力であるスイッチングロスは負荷の軽重によって変化しないため、負荷がスタンバイ状態、あるいはスリープモードなどの軽負荷状態の場合は、逆に効率を低下させてしまう。さらに、軽負荷状態でインダクタＬ１に流れる電流が不連続モードになると出力端子Ｖｏｕｔに接続したコンデンサＣ１の電荷が、同期整流トランジスタＭ２を介して逆流してしまうため、著しく効率を低下させてしまった。
【０００５】
なお、前述のスイッチングロスとは、立上りの遅れであり、立上りが遅れることにより、逆流電流が僅かに流れてしまうとともに、同期整流トランジスタＭ２をオンまたはオフする瞬間のスイッチングに損失が生じ、効率が悪くなる。また、連続モードとは、後述の図３に示すように、コイルＬ１を流れる電流ＩＬが、クロック信号の一定周期に対して、０に比べて＋側に流れる範囲の動作モードであり、不連続モードとは、０に対して僅かに＋側あるいは−側に逆流（図示されていない）する範囲の動作モードである。
【０００６】
同期整流方式のスイッチングレギュレータの軽負荷での効率を改善する方法は過去に多数提案されている。
図６は、例えば、特開２００２−２８１７４４号公報に開示されている例である。
インダクタＬ１と出力端子Ｖｏｕｔ間に電流検出抵抗Ｒ３を接続し、電流検出抵抗Ｒ３の両端の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆを比較する比較回路ＣＭＰを備えている。比較回路ＣＭＰの出力は制御回路１０と発振回路ＯＳＣに接続されている。さらに、同期整流トランジスタＭ２に並列に転流ダイオードＤ１が接続されている。
【０００７】
図６において、負荷電流ＩＲが少なくなり、電流検出抵抗Ｒ３の電圧降下が基準電圧Ｖｒｅｆより低下すると、比較回路ＣＭＰの出力は反転してスイッチングトランジスタＭ１の制御をＰＷＭからＰＦＭに切り替え、単位時間あたりのスイッチング回数を減らしてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングロスを削減するとともに、同期整流トランジスタＭ２をオフにして、同期整流トランジスタＭ２のスイッチングロスを完全に無くしている。さらに、同期整流トランジスタＭ２をオフしたことで、インダクタ電流ＩＬが不連続モードになった場合に、出力端子Ｖｏｕｔに接続されているコンデンサＣ１からの逆流電流を防止するようにしている。
なお、比較回路ＣＭＰの出力が反転してＰＦＭ制御に変わった後は、転流ダイオードＤ１によるダイオード整流方式に切り替わる。
【０００８】
また、図７は、特開２０００−９２８２４号公報に開示されている例である。比較回路ＣＭＰの２つの入力はそれぞれ接地電位と、同期整流トランジスタＭ２とインダクタＬ１の交点Ｖ１に接続されている。比較回路ＣＭＰの出力はアンド回路ＡＮＤの一方の入力に接続されている。アンド回路の他方の入力はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続され、さらに制御回路１０の出力に接続されている。また、アンド回路ＡＮＤの出力は同期整流トランジスタＭ２のゲートに接続されている。
【０００９】
制御回路１０の出力がローレベルのときは、スイッチングトランジスタＭ１はオン、アンド回路ＡＮＤの他方の入力がローレベルなので、アンド回路ＡＮＤの出力はローレベルとなり、同期整流トランジスタＭ２はオフとなる。
制御回路１０の出力がハイレベルになると、スイッチングトランジスタＭ１はオフとなり、交点Ｖ１の電圧は接地電圧Ｖｓｓ以下に下がるので、比較回路ＣＭＰの出力はハイレベルとなる。アンド回路ＡＮＤの２つの入力は両方ともハイレベルとなるので、アンド回路ＡＮＤの出力はハイレベルとなり、同期整流トランジスタＭ２をオンにする。
【００１０】
スイッチングレギュレータの負荷が軽くなり、インダクタ電流ＩＬが減少して不連続モードになると、制御回路１０の出力がハイレベルの場合でも、出力端子Ｖｏｕｔに接続されているコンデンサＣ１からインダクタＬ１に逆向きの電流が流れ、交点Ｖ１の電圧がＶｓｓより上昇する。
その結果、比較回路ＣＭＰの出力は反転してローレベルを出力するので、アンド回路ＡＮＤの出力はローレベルとなり、同期整流トランジスタＭ２をオフにする。従って、コンデンサＣ１からの逆流が防止でき、効率の低下を防ぐことが出来る。
この方式は、交点Ｖ１の電圧が接地電圧Ｖｓｓより上昇した場合を検出して同期整流トランジスタＭ２オフするため、転流ダイオードは不要となっている。
【００１１】
この他にも、例えば特開２００４−３２８７５号公報に示された方法では、スイッチングレギュレータの出力端子に接続された負荷回路から出力される整流方式切替信号を用いて、スイッチングレギュレータの制御モードをＰＷＭからＰＦＭに切替えるとともに、整流方式も同期整流トランジスタをオフにして、ダイオード整流方式に切替える方法が開示されている。
【００１２】
【特許文献１】特開２００２−２８１７４４号公報
【特許文献２】特開２０００−９２８２４号公報
【特許文献３】特開２００４−３２８７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、特開２００２−２８１７４４号公報に示された方法では、負荷電流ＩＲを検出するため電流検出抵抗Ｒ３をインダクタＬ１に直列に接続しているので、電流検出抵抗Ｒ３で消費する電力による損失が発生する。この損失は負荷電流ＩＲが少ない場合は微々たる損失であるが、負荷電流ＩＲが増えるに従い増大するので定格負荷では大きな損失となる。
【００１４】
また、特開２０００−９２８２４号公報に示された方法では、不連続モードになって、インダクタ電流ＩＬが逆流を開始してから同期整流トランジスタＭ２をオフにするようにしている。このため、軽負荷になっても同期整流トランジスタＭ２のスイッチングを行っているため、スイッチングロスが改善されていない。
【００１５】
望ましいのは、同期整流トランジスタＭ２のスイッチングロスと、転流ダイオードＤ１の電圧降下による電力ロスが一致する負荷電流ＩＲのところで、整流素子を同期整流トランジスタＭ２から、転流ダイオードＤ１に切替えるのが最も効率がよい。
なお、前述の特開２００４−３２８７５号公報に示された方法では、負荷回路に整流方式切替信号発生機能がないと使用できない、という問題点がある。
【００１６】
（目的）
本発明の目的は、上述した実情を考慮してなされたものであって、スイッチングレギュレータ単体で同期整流方式とダイオード整流方式の切り替えが可能で、不連続モードにおいても逆流が発生せず、しかも軽負荷でのスイッチングロスを無くし、軽負荷時の効率を向上させることの出来るスイッチングレギュレータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を解決するために、本発明のスイッチングレギュレータは、インダクタに流れる入力電流をオン・オフするスイッチングトランジスタ、および該スイッチングトランジスタのオン期間にオフし、オフ期間にオンとなる同期整流トランジスタを有する第１のスイッチレギュレータ方式と、該スイッチングトランジスタを共有するとともに、該スイッチングトランジスタのオフ期間に該インダクタに蓄えられたエネルギーを負荷に供給するための転流ダイオードを有する第２のスイッチレギュレータ方式とを備え、該同期整流トランジスタを制御することで、該第１のスイッチレギュレータ方式または該第２のスイッチレギュレータ方式のいずれかに切り替えて駆動することを特徴としている。
【００１８】
さらに詳細には、入力端子と接地端子間に印加された入力直流電圧を、所定の電圧に変換して出力端子より負荷に出力するスイッチングレギュレータにおいて、インダクタと、該インダクタに流れる入力電流をオン／オフするスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのオフ期間に、前記インダクタに蓄えられたエネルギーを負荷に供給するための転流ダイオードと、前記転流ダイオードに並列に接続され、前記スイッチングトランジスタのオン期間にオフし、オフ期間にオンとなる同期整流トランジスタと、前記出力端子の電圧に比例した電圧を出力する出力電圧検出手段と、第１の基準電圧と、前記出力電圧検出手段からの出力電圧と前記第１の基準電圧の差を増幅し、誤差電圧を出力する誤差増幅回路と、第２の基準電圧と、前記誤差電圧と前記第２の基準電圧を比較する比較回路と、前記誤差電圧および、前記比較回路の出力に応じて、前記スイッチングトランジスタと前記同期整流トランジスタのオン／オフ制御を行う制御回路を備えることを特徴としている。
【００１９】
本発明においては、前記負荷に供給する負荷電流が所定の電流値以下になったとき、前記比較回路の出力が反転するように前記第２の基準電圧を設定し、前記比較回路の出力が反転した場合は、前記制御回路は前記同期整流トランジスタをオフにするようにしたので、負荷電流検出用の抵抗を設けることなく、負荷電流が検出できるようになり、軽負荷時は同期整流方式からダイオード整流方式に切り替え、出力端子からの逆流電流を防止でき、さらに、第２の基準電圧を調整することで、同期整流方式からダイオード整流方式に切り替わる負荷電流を調整できるため、最も効率の良い切り替わりポイントを選択できるようになった。
【００２０】
また、スロープ補償を、インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段の出力に対して行うようにしたので、電流モード制御を備えたスイッチングレギュレータにおいても実施可能となった。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、誤差電圧の状態から負荷電流を検出するようにしたので、負荷電流検出による損失なしにスイッチングレギュレータ単体で同期整流方式とダイオード整流方式の切り替えが可能となった。
【００２２】
また、第２の基準電圧を調整することで、同期整流方式とダイオード整流方式を切替える負荷電流値を任意に設定可能としたので、最も効率の良い負荷電流値において同期整流方式とダイオード整流方式の切り替えを可能とした。
【００２３】
さらに、スロープ補償をインダクタ電流検出回路に設けたため、電流モード制御のスイッチングレギュレータにも応用できるようになった。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路ブロック図である。
この回路は、降圧型スイッチングレギュレータの例である。
Ｍ１はスイッチングトランジスタ、Ｍ２は同期整流トランジスタ、Ｄ１は転流ダイオード、Ｌ１はインダクタ、Ｃ１は出力コンデンサ、Ｒ１とＲ２は出力電圧検出用の抵抗、１は誤差増幅回路、２は第１の基準電圧、３は比較回路、４は第２の基準電圧、１０は制御回路、２０は負荷である。
【００２５】
スイッチングトランジスタＭ１はＰＭＯＳトランジスタで構成され、ゲート電圧がローレベルでオン、ハイレベルでオフとなる。同期整流トランジスタＭ２はＮＭＯＳトランジスタで構成され、ゲート電圧がハイレベルでオン、ローレベルでオフとなる。
制御回路１０は、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２のオン／オフ制御を行う。スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間は、同期整流トランジスタＭ２をオフに、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間は、同期整流トランジスタＭ２をオンに制御する。
【００２６】
スイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２は直列に接続され、入力端子Ｖｉｎと接地端子Ｖｓｓ間に接続されている。スイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２の交点ＬＸと出力端子Ｖｏｕｔ間にはインダクタＬ１が接続されている。同期整流トランジスタＭ２と並列に転流ダイオードＤ１が接続されている。出力端子Ｖｏｕｔと接地端子Ｖｓｓ間には出力コンデンサＣ１が接続されている。
さらに、出力端子Ｖｏｕｔと接地端子Ｖｓｓ間には出力電圧検出抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路が接続されている。
【００２７】
誤差増幅回路１の反転入力には出力検出抵抗Ｒ１とＲ２の交点が接続され、非反転入力には第１の基準電圧２が接続されている。また、誤差増幅回路１の出力は比較回路３の非反転入力と制御回路１０に接続されている。
比較回路３の反転入力には第２の基準電圧４が接続され、出力は制御回路１０に接続されている。
【００２８】
誤差増幅回路１は、出力電圧検出抵抗Ｒ１とＲ２の交点の電圧と第１の基準電圧２の差に応じた誤差電圧Ａを出力する。誤差電圧Ａは負荷電流に応じて昇降する電圧で、本実施例では負荷電流が少なくなるほど低い電圧となる。
制御回路１０は誤差電圧Ａに応じてスイッチングトランジスタＭ１の駆動パルスを生成し、出力電圧を所定の電圧に制御する。
【００２９】
比較回路３は誤差電圧Ａと第２の基準電圧４を比較し、誤差電圧Ａが第２の基準電圧４より低下すると反転してローレベルとなる。
制御回路１０は、比較回路３の出力がローレベルになると、同期整流トランジスタＭ２のゲート電圧をローレベルにして同期整流トランジスタＭ２をオフにし、同期整流方式から転流ダイオードＤ１によるダイオード整流方式に切替える。
【００３０】
以上のように、負荷電流に比例した誤差電圧Ａが第２の基準電圧４以下に低下したことを比較回路３で検出し、その結果により、同期整流方式からダイオード整流方式に切替えるようにしたので、従来例のように、電流検出抵抗Ｒ３による電力ロスが発生せず、また、同期整流方式とダイオード整流方式を切替える負荷電流の値は第２の基準電圧４の電圧を変更することで任意に設定することが可能となった。
【００３１】
（第２の実施例）
図２は、本発明の第２の実施例を示すスイッチングレギュレータの構成図であって、本発明を電流モード制御のスイッチングレギュレータに応用した場合の例を示している。
電流モード制御のスイッチングレギュレータとは、通常の出力電圧帰還制御に加えて、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬを検出してその電流値ＩＬによってスイッチングトランジスタＭ１の制御を行う帰還ループを設けた制御方法である。これにより、スイッチングトランジスタ全体の安定性を増すことができる。
【００３２】
図１の回路とは、入力端子ＶｉｎとスイッチングトランジスタＭ１の間に電流検出抵抗Ｒ３が挿入されていることと、制御回路１０の構成が異なっているので、破線内の制御回路１０について詳しく説明を行う。
制御回路１０は、ＰＷＭコンパレータ１１、スロープ補償回路１２、インバータ１３、ＲＳフリップフロップ回路１４、発振回路１５、アンド回路１６で構成されている。
【００３３】
スロープ補償回路１２は、電流検出抵抗Ｒ３の電圧降下を検出し、さらにハーモニック発振を防止するためのスロープ補償を行ったスロープ信号Ｂを出力する。なお、図３のスロープ信号（Ｂ点）に示すように、スロープ信号の傾斜はコイルと出力電圧と入力電圧で一意に決定されるため一定である。この傾きのまま、誤差増幅回路１の出力は減少あるいは増大する。ハーモニック発振は、この制御において、コイルのピーク電圧がノイズにより揺れた場合に発生する。ピーク電圧に位置する点はＤｕｔｙを決める点であるため、傾きが小さいと、Ｄｕｔｙの幅が一杯にずれることによりハーモニック発振が生じるので、コイルの出力電圧の傾きよりも急峻な動きを加えることで、発振を防止している。
ＰＷＭコンパレータ１１は、誤差電圧Ａとスロープ信号Ｂを入力して、スロープ信号Ｂが誤差電圧Ａを超えたとき、ＲＳフリップフロップ回路１４をリセットする。
【００３４】
発振回路１５はクロック信号を出力し、所定の周期でＲＳフリップフロップ回路１４をセットする。
ＲＳフリップフロップ回路１６の出力ＱＢは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと、アンド回路１６の一方の入力に接続されている。
比較回路３の出力は、ＡＮＤ回路１６の他方の入力に接続されている。
【００３５】
次に、図２の回路の動作を図３のタイミングチャートを参照して説明する。
発振回路１５からクロック信号が出力されている。ＲＳフリップフロップ回路１４はクロック信号の立ち上がりでセットされ、出力端子ＱＢをローレベルにする。この信号はスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧でもあるので、スイッチングトランジスタＭ１はオンとなる。また、この信号はアンド回路１６の一方の入力にも接続されているので、アンド回路１６の出力をローレベルにする。アンド回路１６の出力は同期整流トランジスタＭ２のゲート電圧なので、同期整流トランジスタＭ２をオフにする。
スイッチングトランジスタＭ１がオンになると、入力電圧からインダクタＬ１に電流ＩＬが流れる。この電流ＩＬは時間の経過に従い徐々に増加する。
【００３６】
インダクタ電流ＩＬが徐々に増加するので、スロープ補償回路１２のスロープ信号Ｂも、時間の経過とともに上昇する。そして誤差電圧Ａを超えるとＰＷＭコンパレータ１１の出力は反転してローレベルを出力する。この信号はインバータ１３で反転され、ＲＳフリップフロップ回路をリセットする。これにより、出力端子ＱＢはハイレベルに反転するため、スイッチングトランジスタＭ１をオフにする。インダクタ電流ＩＬが常に０より大きい連続モードの場合は、誤差電圧Ａは第２の基準電圧４より高いので、比較回路３の出力はハイレベルとなっている。そのため、アンド回路１６の出力もハイレベルとなって、同期整流トランジスタＭ２をオンにする。
【００３７】
同期整流トランジスタＭ２がオンになると、インダクタＬ１には同期整流トランジスタＭ１を介して継続してインダクタ電流ＩＬが流れるようになる。この電流は時間の経過に従い徐々に減少する。連続モードでは、インダクタ電流ＩＬが０になる前に、発振回路１５より次のクロック信号がＲＳフリップフロップ回路１４のセット入力Ｓに印加されるので、再びスイッチングトランジスタＭ１がオンとなり、インダクタＬ１に電流を供給するため、インダクタ電流ＩＬは０にならない。
【００３８】
軽負荷になると、誤差電圧Ａが低下して第２の基準電圧４以下になる。これにより、比較回路３の出力はローレベルとなり、ＲＳフリップフロップ回路１４の出力ＱＢのレベルに関係なくアンド回路１６の出力をローレベルにするので、同期整流トランジスタＭ２はオフ状態となる。そのため、スイッチングトランジスタＭ１がオフした後のインダクタ電流ＩＬは、転流ダイオードＤ１を通って流れるようになる。インダクタ電流ＩＬが０になっても、同期整流トランジスタＭ２はオフしているので出力コンデンサＣ１の電荷が逆流してしまうことが無い。
【００３９】
以上述べたように、本発明の制御方法は、電流モード制御のスイッチングレギュレータにおいても実施可能である。
なお、電流モード制御のスイッチングレギュレータに適用する場合は、上述のようにハーモニック発振を防止するスロープ補償はインダクタＬ１の電流検出回路で行うことで誤差電圧Ａにスロープ補償電圧が重畳されてしまうのを防ぐことが出来る。すなわち、従来の回路では、ダイオードか、あるいは同期整流トランジスタＭ２のいずれか一方が接続されていたため、スイッチングトランジスタＭ１をオフさせても、コイルの電流を同期整流トランジスタＭ２を介して同一方向に流そうとすることで、コイル電流が増大し、誤差電圧Ａにスロープ補償電圧が重畳されてしまう場合が生じる。本実施例では、負荷が軽くなった場合には、同期整流トランジスタＭ２を使用せずに、転流ダイオードＤ１を使用して電流を逃がしている。これにより、重畳されることはない。
【００４０】
（第３の実施例）
図８は、本発明の第３の実施例を示すスイッチングレギュレータの構成図であって、本発明を昇圧型のスイッチングレギュレータに適用した例である。
以下では、図１に示す降圧型と異なる部分だけ説明を行う。
インダクタＬ１とスイッチングトランジスタＭ１は入力端子Ｖｉｎと接地端子Ｖｓｓ間に直列接続されている。同期整流トランジスタＭ２は、インダクタＬ１とスイッチングトランジスタＭ１の交点ＬＸと出力端子Ｖｏｕｔ間に接続されている。また、転流ダイオードＤ１は同期整流トランジスタＭ２に並列に接続されている。
【００４１】
スイッチングトランジスタＭ１はＮＭＯＳトランジスタで、同期整流トランジスタＭ２はＰＭＯＳトランジスタで構成されている。
スイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２は、制御回路１０により排他的にオン／オフ制御されている。
【００４２】
図３に示すように、負荷電流が減少し、誤差電圧Ａが第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）より低下すると、比較回路３が反転し、制御回路１０を介して同期整流トランジスタＭ２をオフにする。その結果、整流方式が同期整流方式から転流ダイオードＤ１によるダイオード整流方式に切り替わる。さらに、同期整流トランジスタＭ２がオフしたため、不連続モードにおいても出力コンデンサＣ１からの逆流電流を防止することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第１の実施例を示す降圧型スイッチングレギュレータの回路ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す電流モード制御のスイッチングレギュレータの回路ブロック図である。
【図３】図２に示すスイッチングレギュレータのタイミングチャートである。
【図４】従来例のスイッチングレギュレータの回路図である。
【図５】従来例の同期整流方式スイッチングレギュレータの回路図である。
【図６】従来例の同期整流方式スイッチングレギュレータの回路図である。
【図７】従来例の同期整流方式スイッチングレギュレータの回路図である。
【図８】本発明の第３の実施例を示す昇圧型スイッチングレギュレータの回路ブロック図である。
【符号の説明】
【００４４】
１  誤差増幅回路、２  第１の基準電圧、３  比較回路、４  第２の基準電圧、
１０  制御回路  １１  ＰＷＭコンパレータ、１２  スロープ補償回路、
１３  インバータ  １４  ＲＳフリップフロップ、１５  発振回路、
１６  アンド回路、２０  負荷
Ｍ１  スイッチングトランジスタ、Ｍ２  同期整流トランジスタ
Ｄ１  転流ダイオード、Ｌ１  インダクタ、Ｃ１  出力コンデンサ、
Ｒ１〜Ｒ３  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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