(57)【要約】【課題】  ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小にし、モータ駆動装置を小型化する。【解決手段】  インバータ２０を駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０を駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数を同期させ、インバータ２０への入力電流Ｉｐがゼロになる期間の中心と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏがゼロになる期間の中心を一致させるように制御する。【選択図】        図６
2006101675.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給源と、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣリンクコンデンサを備え、
上記ＤＣリンクコンデンサは、上記インバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、
上記インバータへの入力電流がゼロになる期間に、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになる期間を設けるように電力供給を制御することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数を同期させたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の周波数と上記ＤＣ／ＤＣコンバータのフェーズ数の積は、インバータキャリア信号の周波数の２倍と等しいことを特徴とする請求項１または請求項２記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の周波数と上記ＤＣ／ＤＣコンバータのフェーズ数の積は、インバータキャリア信号の周波数と等しいことを特徴とする請求項１または請求項２記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
インバータへの入力電流がゼロになる期間の中心と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになる期間の中心を一致させたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータは三角波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、
上記インバータのキャリア信号の山および谷のタイミングと、上記ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の山或いは谷のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
インバータへの入力電流がゼロになるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
インバータへの入力電流がゼロではなくなるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロではなくなるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータユニットで構成されたマルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータで、昇圧比指令値がフェーズ数未満であり、
インバータへの入力電流がゼロになる期間の中心と、いずれかのＤＣ／ＤＣコンバータユニットの出力電流がゼロになる期間の中心とを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータユニットで構成されたマルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータで、昇圧比指令値がフェーズ数以上であり、
インバータへの入力電流がゼロになる期間の中心と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになる期間の中心とを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１１】
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータは三角波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のＤＣ／ＤＣコンバータと第２のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差は１８０度で、昇圧比指令値は２未満であり、
上記インバータのキャリア信号の山のタイミングと上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の谷のタイミングを一致させ、上記インバータのキャリア信号の谷のタイミングと上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の谷のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１２】
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータは三角波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のＤＣ／ＤＣコンバータと第２のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差は１８０度で、昇圧比指令値は２以上であり、
上記インバータのキャリア信号の山および谷のタイミングと、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の山と谷の中点のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１３】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのＤＣ／ＤＣコンバータユニットを備えた２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、
インバータへの入力電流がゼロになるタイミングと一方のＤＣ／ＤＣコンバータユニットの出力電流がゼロになるタイミングを一致させ、上記インバータへの入力電流がゼロではなくなるタイミングと他方のＤＣ／ＤＣコンバータユニットの出力電流がゼロではなくなるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１４】
インバータの変調率が０．２〜１．０の領域において、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作および降圧動作を行う領域を設けたことを特徴とする請求項１から請求項１３のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１５】
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータは三角波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のＤＣ／ＤＣコンバータと第２のＤＣ／ＤＣコンバータと第３のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた３フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差及び上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と上記第３のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差は１２０度で、昇圧比指令値は１．５未満または３以上であり、
上記インバータのキャリア信号の山または谷となるタイミングと、上記第１から第３のＤＣ／ＤＣコンバータのうちのいずれかのキャリア信号の谷となるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１６】
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータは三角波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のＤＣ／ＤＣコンバータと第２のＤＣ／ＤＣコンバータと第３のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた３フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差及び上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と上記第３のＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差は１２０度で、昇圧比指令値は１．５以上３未満であり、
上記インバータのキャリア信号の山または谷となるタイミングと、上記第１から第３のＤＣ／ＤＣコンバータのうちのいずれかのキャリア信号の山となるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１７】
インバータを複数備え、
ＤＣリンクコンデンサは、上記複数のインバータとＤＣ／ＤＣコンバータの間に接続されて電圧を平滑化し、
上記複数のインバータのうち、出力電力または出力電流が最も大きなインバータへの入力電流がゼロになる期間に、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになる期間を設けるように電力供給を制御することを特徴とする請求項１から請求項１６のうちのいずれか１項記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータを用いたモータ駆動装置の制御方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車やＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）に用いられる従来のモータ駆動装置の例として、特許文献１に開示されたモータ駆動装置がある。このモータ駆動装置は、モータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、高電圧バッテリ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣリンクコンデンサを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、力行時には高電圧バッテリにより供給される電圧を昇圧してインバータに直流電力を供給し、回生時にはインバータから出力される直流電力を降圧して高電圧バッテリに供給する。ＤＣリンクコンデンサは複数個のコンデンサで構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの間に配置されて、直流電圧を平滑化している。
【０００３】
【特許文献１】特開平８−２１４５９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のモータ駆動装置は、装置を小型化するためにインバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびＤＣリンクコンデンサをモジュール化して１つの電力変換装置にすると、ＤＣ／ＤＣコンバータからＤＣリンクコンデンサへ出力する電流パルスと、ＤＣリンクコンデンサからインバータへ供給する電流パルスが影響し合ってＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流が増大する。ＤＣリンクコンデンサの寿命を確保するため、１個当たりのコンデンサに流れるリップル電流を許容値以下にするように構成すると、ＤＣリンクコンデンサが大型化し、装置全体が大型化するという問題があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小にし、モータ駆動装置を小型化することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係るモータ駆動装置は、電力供給源と、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣリンクコンデンサを備え、ＤＣリンクコンデンサは、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、インバータへの入力電流がゼロになる期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになる期間を設けるように電力供給を制御するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、インバータへの入力電流がゼロになる期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロになる期間を設けるようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータからＤＣリンクコンデンサへ出力する電流パルスと、ＤＣリンクコンデンサからインバータへ供給する電流パルスのタイミングが一致し、ＤＣリンクコンデンサを流れる電流実効値が低減され、ＤＣリンクコンデンサ容量の低減や装置の小型化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、この発明の実施の様々な形態を説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による、モータ駆動装置１００の構成を示す図である。モータ駆動装置１００は電気自動車やＨＥＶに用いられるものである。図に示すように、モータ駆動装置１００は、車両駆動用モータ１０、三角波比較方式のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータ２０、ＤＣリンクコンデンサ３０、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０、１００Ｖ〜３００Ｖの高電圧バッテリ（電力供給源）５０、制御回路６０を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）ＳＨ、ＳＬ、ダイオードＤＨ、ＤＬ、チョークコイルＬ、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎを備えている。
半導体スイッチＳＨ、ＳＬのコレクタ端子は、それぞれダイオードＤＨ、ＤＬのカソード端子に、半導体スイッチＳＨ、ＳＬのエミッタ端子はそれぞれダイオードＤＨ、ＤＬのアノード端子に接続されている。
スイッチＳＨのコレクタ端子は、ＤＣリンクコンデンサ３０の一方の端子およびインバータ２０のＰ端子に接続され、半導体スイッチＳＨのエミッタ端子は、スイッチＳＬのコレクタ端子およびチョークコイルＬの一方の端子に接続されている。
チョークコイルＬのもう一方の端子は、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎの一方の端子および高電圧バッテリ５０のプラス端子に接続されている。高電圧バッテリ５０のマイナス端子は、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎのもう一方の端子、スイッチＳＬのエミッタ端子、ＤＣリンクコンデンサ３０のもう一方の端子、およびインバータ２０のＮ端子に接続されている。
インバータ２０の出力端子であるＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子は、それぞれ車両駆動用モータ１０の接続端子であるＵ相モータ端子、Ｖ相モータ端子、Ｗ相モータ端子に接続されている。
【０００９】
図２は、インバータ２０の構成を示す図である。図に示すように、インバータ２０は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬ、ダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬを備えている。
半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのコレクタ端子は、それぞれダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬのカソード端子に接続され、半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのエミッタ端子は、それぞれダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬのアノード端子に接続されている。
また、スイッチＳｕＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｕＨのエミッタ端子はスイッチＳｕＬのコレクタ端子とＵ相端子に、スイッチＳｕＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｕ相アームを構成している。
同様に、スイッチＳｖＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｖＨのエミッタ端子はスイッチＳｖＬのコレクタ端子とＶ相端子に、スイッチＳｖＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｖ相アームを構成している。
また、スイッチＳｗＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｗＨのエミッタ端子はスイッチＳｗＬのコレクタ端子とＷ相端子に、スイッチＳｗＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｗ相アームを構成している。
【００１０】
次に動作について説明する。
制御回路６０から出力される信号Ｇｕｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｈ、Ｇｖｌ、Ｇｗｈ、Ｇｗｌは、それぞれの入力電圧レベルに合った電圧の信号に変換された状態で出力され、各信号は、それぞれインバータ２０の半導体スイッチＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｖＨ、ＳｖＬ、ＳｗＨ、ＳｗＬのゲートに入力される。
信号Ｇｈ、Ｇｌも同様に変換された状態で制御回路６０から出力され、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチＳＨ、ＳＬのゲートに入力される。
信号Ｇｕｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｈ、Ｇｖｌ、Ｇｗｈ、Ｇｗｌは、半導体スイッチＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｖＨ、ＳｖＬ、ＳｗＨ、ＳｗＬを制御し、これによりインバータ２０は高電圧バッテリ５０からＤＣ／ＤＣコンバータ４０を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、車両駆動用モータ１０に供給する。
また、車両駆動用モータ１０を発電動作させる場合は、制御回路６０の制御により、インバータ２０は車両駆動用モータ１０からの交流電圧を直流電圧に変換して高電圧バッテリ５０に供給する。
また、ＤＣリンクコンデンサ３０の電圧および入力電圧平滑コンデンサＣｉｎの電圧（＝高電圧バッテリ５０の電圧）、インバータ２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が制御回路６０に入力され、インバータ２０およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の制御に用いられる。
【００１１】
次に、インバータ２０の動作について説明する。
図３は、インバータ２０の動作を説明するための図である。図中には、インバータ２０のキャリア信号波形、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの基本波信号波形（電圧指示値）、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成される信号Ｇｕｈ、Ｇｖｈ、Ｇｗｈ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ相電流、およびインバータ２０への入力電流Ｉｐが示されている。
なお、信号Ｇｕｌは信号Ｇｕｈの反転信号、信号Ｇｖｌは信号Ｇｖｈの反転信号、信号Ｇｗｌは信号Ｇｗｈの反転信号になる。
信号Ｇｕｈ、Ｇｖｈ、Ｇｗｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｌ、Ｇｗｌが、それぞれ半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのゲートに入力されることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の基本波信号と同様な振幅の、インバータ２０の入力電圧（Ｐ−Ｎ端子間電圧）に依存した交流電圧が各相の端子に発生する。
各相の基本波信号の振幅を変化させることにより、各相の端子に発生する電圧の振幅を変化させることができる。また、各相電流と基本波信号の位相を変化させることにより、各相の端子電圧と各相電流の位相を変化させることができる。
なお、インバータ２０のキャリア信号のゼロ−ピーク値と基本波信号の振幅値の比（基本波振幅値／インバータキャリアゼロ−ピーク値）を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号の位相をφとした場合のｃｏｓφを力率と呼ぶ。
【００１２】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の動作について説明する。
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧動作を説明するための図である。昇圧動作とは、電力の流れが高電圧バッテリ５０からインバータ２０へ向かっているときの動作である。図には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号、昇圧比指令値、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチＳＬのゲート信号Ｇｌ、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬ、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏが示されている。
ここで、昇圧比指令値とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の入力電圧をＶＩＮ、出力電圧（＝ＤＣリンクコンデンサ３０電圧＝インバータ２０入力電圧）をＶＰＮとすると、ＶＰＮ／ＶＩＮで表される。
図４に示す例では、昇圧比指令値がキャリア信号より大きい時は、Ｇｌ信号がＨｉｇｈとなってＬｏｗアーム側のスイッチＳＬがオンになり、昇圧比指令値がキャリア信号より小さい時は、Ｇｌ信号がＬｏｗとなってＬｏｗアーム側のスイッチＳＬはオフになる。
チョークコイル電流ＩＬは、リップル電流が重畳された直流的な電流である。チョークコイル電流ＩＬのリップルの振幅値は、チョークコイルＬのインダクタンス値に依存し、大きくすればするほどリップルは小さくなる。また、出力電流Ｉｏは、パルス状の電流になる。図に示すように、スイッチＳＬのゲート信号Ｇｌをコントロールすることにより、昇圧動作を制御することができる。
【００１３】
次に、図５を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ４０の降圧動作について説明する。降圧動作とは、電力の流れがインバータ２０から高電圧バッテリ５０に向かっているときの動作である。
図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号、昇圧比指令値、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチＳＨのゲート信号Ｇｈ、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬ、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏが示されている。
図５に示す例では、昇圧比指令値がキャリア信号より小さい時は、Ｇｈ信号がＨｉｇｈとなってＨｉｇｈアーム側のスイッチＳＨがオンになり、昇圧比指令値がキャリア信号より大きい時は、Ｇｈ信号がＬｏｗとなってＨｉｇｈアーム側のスイッチＳＨはオフになる。
昇圧動作と同様に、チョークコイル電流ＩＬはリップルが重畳された直流的な電流となり、出力電流Ｉｏはパルス状の電流になる。図に示すように、スイッチＳＨのゲート信号Ｇｈをコントロールすることにより、降圧動作を制御することができる。
【００１４】
次に、この発明の実施の形態１による、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流の抑制動作（最小化動作）について説明する。
ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐは、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏの差分であり、式（１）で表すことができる。
Ｉｃａｐ＝Ｉｐ−Ｉｏ  （１）
図３及び、図４、５に示すように、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏは、パルス状の電流波形である。したがって、ＩｐとＩｏのパルス電流を一致させれば、ＤＣリンクコンデンサ３０の電流Ｉｃａｐを低減することができると考えられる。インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのパルスタイミングを一致させるには、各々のパルス電流の基本周波数と、基本周波数成分の位相を一致させる必要がある。
【００１５】
まず、パルス電流ＩｐとＩｏの基本周波数を一致させる方法について説明する。インバータ２０への入力電流Ｉｐはパルス状の電流波形であり、このパルス電流波形は力率や変調率などのインバータ２０の駆動条件によって変化する。しかし、図３に示すように、パルス電流Ｉｐの基本周波数はインバータ２０の駆動条件に係わらず、インバータ２０のキャリア信号周波数の２倍になる。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏの基本周波数は、図４、５に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号周波数と同じとなる。
以上のことから、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏの基本周波数を一致させるためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定すればよい。
【００１６】
次に、入力電流Ｉｐと出力電流Ｉｏの位相を一致させる方法について説明する。インバータ２０への入力電流Ｉｐがゼロになる（以下、電圧ゼロベクトル状態と記す。）のは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＨｉｇｈアーム側スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨが全てオンになる期間と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＬｏｗアーム側スイッチＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬが全てオンになる期間である。インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となる時間は、力率や変調率などのインバータの駆動条件によって変化するが、図３に示すように、インバータ２０のキャリア信号が山または谷となる時は、インバータ２０は必ず電圧ゼロベクトル状態になり、インバータ２０の入力電流Ｉｐはゼロとなる。
モータ電流が１サイクルする区間で平均化すると、入力電流Ｉｐの基本周波数成分は、インバータ２０のキャリア信号が山または谷の時に振幅が最小となり、インバータ２０のキャリア信号がゼロとなる時に振幅が最大となる。
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧動作時には、図４に示すように、Ｌｏｗアーム側スイッチＳＬのオン期間はチョークコイルＬのエネルギー蓄積期間であり、Ｌｏｗアーム側スイッチＳＬのオフ期間はチョークコイルに蓄積されたエネルギー（電流）を放出する期間となる。ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏがゼロになる時間は昇圧比指令値によって変化するが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が谷になる時は、出力電流Ｉｏは必ずゼロとなる。したがって、出力電流Ｉｏの基本周波数成分の振幅が最小となるのは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が谷になる時であり、振幅が最大となるのはＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が山になる時である。
以上のことから、インバータ２０の入力電流Ｉｐの基本周波数成分の振幅が最小になるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏの基本周波数成分の振幅が最小になるタイミングを一致させれば、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。すなわち、電流ＩｐとＩｏの位相を一致させるには、インバータ２０のキャリア信号が山若しくは谷となるタイミングで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が谷となるように、各々のキャリア信号の位相を設定すればよい。
【００１７】
図６は、上述の方法を適用し、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数と位相を最適化した時の動作波形を示す図である。また、図７は、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の位相が最適化されていない場合の動作波形を示す図である。また、図８は、インバータ２０のキャリア信号波形とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が同期していない場合の動作波形を示す図である。図６〜図８には、インバータ２０のキャリア信号波形とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形、インバータ２０の入力電流Ｉｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏ、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを示している。ここでのインバータ２０の駆動条件は、変調率１．０、力率０．９である。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧比指令値は約１．５である。
図６と図７を比較すれば明らかなように、実施の形態１による、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の位相の最適化を行うことで、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのタイミングが一致し、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れる電流Ｉｃａｐの実効値を大幅に低減することができる。また、図８では、インバータ２０のキャリア信号周波数とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号周波数が同期していないため、ＩｐとＩｏのタイミングが一致する時と、ＩｐとＩｏのタイミングが一致しない時が存在する。その結果、図７の条件に比べるとＩｃａｐの電流実効値は低くなるものの、図６と比較すると、Ｉｃａｐの電流実効値は大きくなる。
図９は、モータを定格電力で動作させた時の、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流実効値を示す図である。図に示す電流実効値は相対値であり、インバータ２０のキャリア信号波形とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が同期していない従来方式において、モータ回転数が１０００ｒｐｍの時の電流実効値を１としている。なお、ここではＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧比指令値は２．０としている。図９に示すように、実施の形態１によるキャリア信号の最適化を行うことで、モータ回転数の全領域においてＤＣリンクコンデンサ３０の電流実効値を低減することができる。特に、モータ回転数が１０００ｒｐｍ〜３０００ｒｐｍの領域では、ＤＣリンクコンデンサ３０の電流低減効果は大きく、このためＤＣリンクコンデンサ３０の小型化が可能となる。
【００１８】
ここまでは、インバータ２０のキャリア信号波形が三角波である場合について説明したが、インバータ２０のキャリア信号波形が鋸波の場合は、インバータ２０のキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数の関係が変化する。図１０は、インバータ２０のキャリア信号波形を鋸波とした時の動作を説明する図である。図１０から明らかなように、インバータ２０のキャリア信号波形が鋸波の場合、インバータ２０への入力電流Ｉｐの基本周波数はキャリア信号周波数と同じになる。従って、この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数は、インバータ２０のキャリア信号の周波数と同じに設定すればよい。
また、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏの位相を一致させる方法については、インバータ２０のキャリア信号波形が三角波の場合と同様に、インバータ２０のキャリア信号波形が山または谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が谷となるタイミングを一致させればよい。ただし、鋸波の場合、インバータ２０のキャリア信号波形が山になるタイミングと谷になるタイミングは一致するため、このタイミングとＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が谷になるタイミングを一致させればよい。
図１１は、以上の方法を適用し、鋸波形状の三角波比較方式のＰＷＭインバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数と位相を最適化した時の動作波形を示す図である。図には、インバータ２０のキャリア信号波形とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形、インバータ２０の入力電流Ｉｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏ、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを示している。
図に示すように、実施の形態１による、鋸波形状の三角波比較方式のＰＷＭインバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の最適化を行うことで、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのタイミングを一致させることができる。これにより、鋸波形状の三角波比較方式のＰＷＭインバータ２０においても、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流実効値を低減することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０の小型化が可能となる。
【００１９】
ここまで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の電力制御スイッチであるＬｏｗ側スイッチＳＬは、昇圧比指令値がキャリア信号波形よりも大きくなるとオン、小さくなるとオフとなるようにしていた。ＤＣ／ＤＣコンバータ４０によっては、昇圧比指令値がキャリア信号波形よりも小さくなるとＬｏｗ側スイッチＳＬがオン、大きくなるとオフとなる場合もある。
この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏがゼロになるのは、キャリア信号波形が山になる時であり、Ｉｏの基本周波数成分の振幅が最大になるのはＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が谷になる時である。従って、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのタイミングを一致させるには、インバータ２０のキャリア信号波形が山若しくは谷になるタイミングで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が山になるように、各々のキャリア信号の位相を設定すればよい。
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算方式によって、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の位相の関係は異なるが、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態になる期間の中心のタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬがオン状態になる期間の中心タイミングを一致させることにより、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
【００２０】
次に、インバータ２０が空間電圧ベクトル制御のＰＷＭインバータである場合について説明する。空間電圧ベクトル制御とは、電圧指令ベクトル空間において、正三角形領域の頂点を形成する３つの瞬時電圧ベクトルを一定周期の間に出力し、それらの時間平均として電圧指令ベクトルを出力する方式である。
図１２は、空間電圧ベクトル制御を説明する図である。電圧ベクトル空間において、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、インバータ２０のＵ、Ｖ、Ｗ相の瞬時の出力電圧状態を表しており、Ｖ０（０  ０  ０）は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＬｏｗアーム側スイッチＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬが全てオンとなる状態、Ｖ７（１  １  １）は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＨｉｇｈアーム側スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨが全てオンとなる状態であり、Ｖ０とＶ７は電圧ゼロベクトル状態を表す。また、例えばＶ６（１  １  ０）は、Ｕ相とＶ相のＨｉｇｈ側スイッチＳｕＨ、ＳｖＨがオン、Ｗ相のＨｉｇｈ側スイッチＳｗＨがオフになっている状態を示している。
図１３は、電圧指令ベクトルＶ＊が、正三角形Ｖ０（Ｖ７）、Ｖ４、Ｖ６内に存在する場合における、空間電圧ベクトル制御によるスイッチングパターンの一例を示す図である。図中、ＤはＤＣ／ＤＣコンバータ４０のオンデューティを表し、０≦Ｄ＜１の範囲で、昇圧動作時は昇圧比が大きいほど大きな値となり、降圧動作時は降圧比が小さいほど大きな値となる。Ｔはスイッチング周期を表す。
図１３に示すようなスイッチングパターンでは、１つのスイッチング周期Ｔ内で電圧ベクトルＶ０、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７が１回づつ選択される。それぞれの電圧ベクトルの時間比率は、電圧指令ベクトルＶ＊に応じて決定される。図１３に示すように、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態になるのは周期Ｔ内に２回で、周期Ｔの前半ｔ０と周期Ｔの後半ｔ７の２回のパターンと、周期Ｔの前半ｔ７と周期Ｔの後半ｔ０の２回パターンが交互に発生する。ｔ０、ｔ４、ｔ６、ｔ７の時間区間は電圧指令ベクトルＶ＊の変化に従って刻々と変化するが、図１３に示すような隣接するスイッチング周期においては、ｔ０Ａ≒ｔ０Ｂ、ｔ７Ａ≒ｔ７Ｂの関係が成り立つ。その結果、スイッチング周期Ｔが切り替わるタイミングを中心とした２×ｔ０または、２×ｔ７の時間が、電圧ゼロベクトル状態の時間となる。
以上のことから、図１３に示すスイッチングパターンでは、スイッチング周期Ｔの切り替わるタイミングが、インバータ２０の入力電流Ｉｐの基本周波数成分の振幅が最小になるタイミングである。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の制御スイッチのスイッチングタイミングとしては、インバータ２０のスイッチング周期Ｔの切り替わり時刻からＤ×Ｔ／２の間、昇圧動作時はスイッチＳＬを、降圧動作時はスイッチＳＨをオンにし、その後（１−Ｄ）×Ｔの間オフさせればよい。このようなスイッチングタイミングを実現することにより、パルス電流ＩｐとＩｏの基本周波数成分の位相を一致させることが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを低減する事ができる。
【００２１】
図１４は、空間電圧ベクトル制御によるスイッチングパターンの他の例を示す図である。図１４は、電圧指令ベクトルＶ＊が正三角形Ｖ０（Ｖ７）、Ｖ４、Ｖ６内に存在する場合において、スイッチング損失を低減するために、Ｗ相のスイッチングを停止した状態で電圧指令ベクトルＶ＊を出力するためのスイッチングパターンである。
図１４の場合、瞬時電圧出力はＶ０、Ｖ４、Ｖ６の３パターンであり、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるのは、Ｌｏｗアーム側スイッチＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬが全てオンとなる状態のみである。よって、電圧ゼロベクトル状態となるのは周期Ｔ内に１回で、電圧ゼロベクトル状態が周期Ｔの前半に発生するパターンと、周期Ｔの後半に発生するパターンが交互に発生する。その結果、スイッチング周期２Ｔが切り替わるタイミングを中心として２×ｔ０の時間が、電圧ゼロベクトル状態となる。
以上のことから、図１４に示すスイッチングパターンでは、スイッチング周期２Ｔの切り替わりのタイミングが、インバータ２０の入力電流Ｉｐの基本周波数成分が最小となるタイミングである。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングとしては、インバータ２０のスイッチング周期２Ｔの切り替わり時刻からＤ×Ｔの間、昇圧動作時はスイッチＳＬを、降圧動作時はスイッチＳＨをオンにし、その後、（１−Ｄ）×２Ｔの間オフさせればよい。このようなスイッチングタイミングにすることで、パルス電流ＩｐとＩｏの基本周波数成分の位相を一致させることが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを低減する事ができる。
【００２２】
ここまで、三角波比較ＰＷＭインバータ、鋸波比較ＰＷＭインバータ、空間電圧ベクトル制御ＰＷＭインバータの各制御方式において、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流を最も抑制できる半導体素子のスイッチングタイミングについて説明した。しかし、半導体素子のスイッチングタイミングが必ずしも厳密に一致する必要はなく、スイッチングタイミングが若干ずれていてもＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流の抑制効果はある。
図１５は、インバータ２０の力率を０．９、変調率を０．２、０．６、１．０とした時の、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングのずれ量とＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流の相対値との関係を示した図である。図１５から、スイッチングタイミングが最適位相値より若干ずれていても、変調率に関わりなくＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流の抑制効果があることが分かる。インバータ２０の駆動条件にも依存するが、スイッチングタイミングのずれがＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチング周期の±１０％以内であれば、十分に効果があることが分かる。
【００２３】
また、より簡易な制御方式として、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態に移行するタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬがオンになるタイミングをほぼ一致させることによっても、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流低減は可能である。
図１６は、この制御方式によるインバータ２０のスイッチングタイミングとＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングの関係を示す図である。ＧＺＥＲＯは電圧ゼロベクトル信号で、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態の時にＨｉｇｈ、それ以外の時にＬｏｗとなる。図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬがオンとなるのは、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態に移行する時刻からＤ×Ｔの時間である。それ以外の時間では、ＳＬはオフである。なお、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態に移行するタイミングは、一定周期Ｔで発生するのではなく、Ｔ±ΔＴの不定周期で発生する。ここで、ΔＴはインバータ２０のスイッチング状態により刻々と変動する値であるが、ΔＴの平均値はほぼゼロである。
従って、このような制御方式を用いた場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のオンデューティＤが一定値の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬのオン時間は一定値となるが、ＳＬのオフ時間は、（１−Ｄ）×（Ｔ±ΔＴ）となり、一定値とならない。
【００２４】
また、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態から電圧ゼロベクトル以外の状態に移行するタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬがオフになるタイミングをほぼ一致させることによっても、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流低減は可能である。
図１７は、この制御方式によるインバータ２０のスイッチングタイミングとＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングの関係を示す図である。図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬがオフとなるのは、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態からそれ以外の瞬時電圧値に移行する時刻から（１−Ｄ）×Ｔの時間である。それ以外の時間では、ＳＬはオンである。なお、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態からそれ以外の瞬時電圧値に移行するタイミングは、一定周期Ｔで発生するのではなく、Ｔ±ΔＴの不定周期で発生する。ここで、ΔＴはインバータ２０のスイッチング状態により刻々と変動する値であるが、ΔＴの平均値はほぼゼロである。
このような制御方式を用いた場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のオンデューティＤが一定値の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のＬｏｗ側スイッチＳＬのオフ時間は一定値となるが、ＳＬのオン時間は、Ｄ×（Ｔ±ΔＴ）となり、一定値とならない。
【００２５】
なお、ここまで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧動作について説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の降圧動作時においても基本動作は同じである。異なるのは、昇圧動作時はＬｏｗ側スイッチＳＬによってＤＣ／ＤＣコンバータ４０を制御していたのに対し、降圧動作時はＨｉｇｈ側スイッチＳＨによってＤＣ／ＤＣコンバータ４０を制御することである。
【００２６】
また、ここまでＤＣ／ＤＣコンバータ４０の比較演算方式として、昇圧比指令値がキャリア信号より大きい時はＬｏｗ側スイッチＳＬがオンでＨｉｇｈ側スイッチＳＨはオフ、昇圧比指令値がキャリア信号より小さい時はＬｏｗ側スイッチＳＬがオフでＨｉｇｈ側スイッチＳＨはオンとして説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の比較演算方式が逆の場合は、インバータ２０のキャリア信号波形が山若しくは谷となるタイミングで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が山となるように、各々のキャリア信号位相を設定すればよい。
【００２７】
以上のように、実施の形態１によれば、インバータ２０のキャリア信号の周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の等倍または２倍とし、インバータ２０のＬｏｗ側スイッチが全てオン、またはＨｉｇｈ側スイッチが全てオンした状態（電圧ゼロベクトル状態）で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏがゼロとなる時間が存在するようにしたので、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを低減することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
また、実施の形態１によれば、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となる期間の中心のタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏがゼロとなる期間の中心のタイミングをほぼ一致させるようにしたので、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小化することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を更に小型化することができる。
また、実施の形態１によれば、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４０を三角波比較方式のＰＷＭ制御とし、インバータ２０のキャリア信号波形が山及び谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号波形が谷或いは山となるタイミングをほぼ一致させることで、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小化することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を更に小型化することができる。
また、実施の形態１によれば、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態に移行するタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流がゼロになるタイミングをほぼ一致させることにより、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを低減することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
また、実施の形態１によれば、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態から電圧ゼロベクトル以外の状態に移行するタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流が流れ始めるタイミングをほぼ一致させることにより、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを低減することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
【００２８】
実施の形態２．
図１８は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置１０１の構成を示す図である。図１と同一の符号は同一の構成要素を表している。実施の形態１との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１がマルチフェーズ方式（ここでは２フェーズ）となっている点である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂにより構成される。マルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの並列接続によって構成され、各々のＤＣ／ＤＣコンバータの出力位相をずらして動作させるものである。マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータのメリットは、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎとＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を低減できることである。デメリットは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する必要があるので、制御装置が複雑になることである。そのため、マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータは、比較的大容量のＤＣ／ＤＣコンバータを構成する時に用いられる。
【００２９】
次に、動作について説明する。
まず、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の動作について説明する。２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の制御方法は種々あるが、実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相を１８０度ずらす方式とする。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号位相を１８０度ずらす理由について説明する。図１９は、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧動作を説明するための図である。ここではＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのオンデューティＤは０．６である。Ｇｌ１はＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのＬｏｗ側スイッチＳＬ１への制御信号、Ｇｌ２はＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのＬｏｗ側スイッチＳＬ２への制御信号で、Ｇｌ１とＧｌ２の位相は１８０度ずれている。ＩＬ１、ＩＬ２は、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのチョークコイルＬ１、Ｌ２を流れる電流で、ＩＬ１とＩＬ２は、ほぼ同じ値となるように制御回路６０によって制御される。Ｉｏ１、Ｉｏ２は、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂの出力電流で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流ＩｏはＩｏ１とＩｏ２の総和となる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流波形は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周期Ｔの間に、パルス幅（１−Ｄ）×Ｔのパルス電流が２回出力される。それ以外の時間は、出力電流Ｉｏはゼロとなる。
このように、２つのＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア位相を１８０度ずらすことで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａの出力電流Ｉｏ１とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂの出力電流Ｉｏ２が交互に出力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数を、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周波数の２倍にすることができる。
【００３０】
次に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流の抑制動作（最小化動作）について説明する。
インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏのパルス電流の基本周波数と、基本周波数成分の位相を一致させれば、ＤＣリンクコンデンサ３０の電流Ｉｃａｐを低減することができるのは、実施の形態１と同様である。
インバータ２０への入力電流Ｉｐは、パルス状の電流波形であり、三角波比較方式のＰＷＭインバータでは、入力電流Ｉｐの基本周波数はインバータキャリア信号周波数の２倍となる。また、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数も、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア位相を１８０度ずらすことにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周波数の２倍となる。従って、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数を一致させるためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数とインバータ２０のキャリア信号の周波数を等しくすればよい。
【００３１】
次に、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの位相を一致させる方法について説明する。
前述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのオンデューティＤが０．６の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏがゼロとなる期間が存在する。この期間は、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのＬｏｗ側スイッチＳＬ１、ＳＬ２が、いずれもオンになる期間と一致する。従って、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのＬｏｗ側スイッチＳＬ１、ＳＬ２がいずれもオンとなるタイミングを一致させることにより、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。
図２０は、上述の方法を適用し、三角波比較方式のＰＷＭインバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相を最適化した時の動作波形を示す図である。図に示すように、インバータ２０のキャリア信号が山及び谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ及びＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号が山と谷の中点となるタイミングをほぼ一致させている。また、図２１は、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相が最適化されていない場合の動作波形を示す図である。なお、ここでのインバータ２０の駆動条件は変調率１．０、力率０．９とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値は２．５である。
図２０と図２１を比較して明らかなように、実施の形態２による位相の最適化を行うことにより、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏのタイミングが一致し、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れる電流Ｉｃａｐの実効値を大幅に低減することができる。
【００３２】
ここまで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のオンデューティＤが０．５より大きい場合（０．６）について説明したが、次に、オンデューティＤが０．５より小さい場合に、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの位相を一致させる方法について説明する。
図２２は、オンデューティＤが０．３３の時のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の動作を説明する図である。図に示すように、オンデューティＤが０．５より小さい場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａの出力電流Ｉｏ１とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂの出力電流Ｉｏ２の重なり時間が存在するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏは、直流電流成分にパルス電流が重畳されたような波形となる。重畳されるパルス電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周期Ｔの間に２回出力され、そのパルス幅は（１／２−Ｄ）×Ｔである。このように、オンデューティＤが０．５より小さい場合でも、直流電流成分は重畳されるものの、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数を、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号周波数の２倍にすることができる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏが最小となる期間は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのＬｏｗ側スイッチＳＬ１、ＳＬ２のいずれかがオンしている時である。従って、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態になるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのＬｏｗ側スイッチＳＬ１、ＳＬ２のいずれかがオンになるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。
図２３に、上述の方法を適用し、三角波比較方式のＰＷＭインバータ２０と、オンデューティＤが０．３３のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の位相を最適化した時の動作波形を示す。図に示すように、インバータ２０のキャリア信号の山及び谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのキャリア信号の谷となるタイミングをほぼ一致させ、インバータ２０のキャリア信号の谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の谷をほぼ一致させている。インバータ２０の駆動条件は変調率１．０、力率０．９とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値は１．５である。
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のオンデューティＤが０．３３の場合においても、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏのタイミングが一致し、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れる電流Ｉｃａｐの実効値を大幅に低減することができる。
【００３３】
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のオンデューティと昇圧比指令値の関係について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の動作には、チョークコイルＬ１、Ｌ２に電流が常に流れ続ける電流連続モードと、Ｌ１、Ｌ２の電流値が０Ａになる区間が存在する電流不連続モードがあり、通常は極端に軽負荷でない限り電流連続モードで動作する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１が電流連続モードで昇圧動作を行っている場合、昇圧比指令値ｎとＬｏｗ側スイッチＳＬ１、ＳＬ２のオンデューティＤＬの間には、式（２）の関係式が成り立つ。
ＤＬ≒１−１／ｎ  （２）
式（２）より、昇圧動作時でオンデューティＤが０．５より大きくなるのは昇圧比指令値ｎが２．０より大きい場合であり、オンデューティＤが０．５より小さくなるのは、昇圧比指令値ｎが２．０より小さい場合である。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１が電流連続モードで降圧動作を行っている場合、昇圧比指令値ｎとＨｉｇｈ側スイッチＳＨ１、ＳＨ２のオンデューティＤＨの間には、式（３）の関係式が成り立つ。
ＤＨ≒１／ｎ  （３）
式（３）より、降圧動作時においても、オンデューティＤが０．５より大きくなるのは昇圧比指令値ｎが２．０より大きい場合であり、オンデューティＤが０．５より小さくなるのは、昇圧比指令値ｎが２．０より小さい場合である。
【００３４】
以上のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のオンデューティＤが０．５より大きい場合は、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態になるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂがいずれもオンとなるタイミングを一致させる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のオンデューティＤが０．５より小さい場合は、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態になるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのいずれかがオンとなるタイミングを一致させる。このような位相制御を行うことで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの位相を一致させることが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流を低減することができる。
【００３５】
なお、これまでＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧動作について説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の降圧動作時においても基本動作は同じである。異なるのは、昇圧動作時はＬｏｗ側スイッチＳＬによってＤＣ／ＤＣコンバータ４１を制御していたのに対し、降圧動作時はＨｉｇｈ側スイッチＳＨによってＤＣ／ＤＣコンバータ４１を制御することである。
【００３６】
以上のように、実施の形態２によれば、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相を１８０度ずらした場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎが２．０より大きい場合は、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂがいずれもオンとなるタイミングを一致させる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎが２．０より小さい場合は、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのいずれかがオンとなるタイミングを一致させる。これにより、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの位相を一致させることが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流を低減することができる。
【００３７】
なお、実施の形態２では、インバータ２０は三角波比較ＰＷＭ方式のインバータとしたが、鋸波比較ＰＷＭインバータや、空間電圧ベクトルＰＷＭインバータの場合でも、実施の形態２の最適化方式を適用することで、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
【００３８】
実施の形態３．
実施の形態３によるモータ駆動装置の構成は、図１８に示す実施の形態２と同一である。実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周波数の２倍になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相を１８０度ずらした。実施の形態３では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周波数が同じになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１を制御する。
図２４は、実施の形態３による、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧動作を説明する図である。ＧＺＥＲＯは電圧ゼロベクトル信号で、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態の時にＨｉｇｈ、それ以外の時にＬｏｗとなる。Ｇｌ１はＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのＬｏｗ側スイッチＳＬ１のオン信号、Ｇｌ２はＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのＬｏｗ側スイッチＳＬ２のオン信号である。
図に示すように、実施の形態３では、電圧ゼロベクトル信号ＧＺＥＲＯがＨｉｇｈからＬｏｗに移行する時に、Ｇｌ１をＨｉｇｈからＬｏｗに移行し、電圧ゼロベクトル信号ＧＺＥＲＯがＬｏｗからＨｉｇｈに移行する時にＧｌ２をＬｏｗからＨｉｇｈに移行している。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのオンデューティをＤとすると、Ｇｌ１がＨｉｇｈ状態を維持する時間（Ｌｏｗ側スイッチＳＬ１がオンしている時間）はＤ×Ｔであり、Ｇｌ２がＬｏｗ状態を維持する時間（Ｌｏｗ側スイッチＳＬ２がオフしている時間）は（１−Ｄ）×Ｔである。
図２５は、実施の形態３により、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のタイミングを最適化した時の動作波形を示す図である。インバータ２０の駆動条件は変調率１．０、力率０．９とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値は２．５である。実施の形態３による最適化を行うことにより、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏのタイミングを、より正確に一致させることができるようになり、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流をより低減することが可能となる。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の降圧動作時においても、昇圧動作時と同様にＤＣリンクコンデンサ３０の電流を低減することができる。
【００３９】
以上のように実施の形態３によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの基本周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号周波数が同じになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１を制御した場合、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態に移行するタイミングと、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１を構成する一方のＤＣ／ＤＣコンバータのオンタイミングをほぼ一致させ、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態でなくなるタイミングとＤＣ／ＤＣコンバータ４１を構成する他方のＤＣ／ＤＣコンバータのオフタイミングをほぼ一致させることにより、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小化することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサを更に小型化することができる。
【００４０】
実施の形態４．
実施の形態４によるモータ駆動装置の構成は、図１８に示す実施の形態２と同一である。実施の形態４では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電圧ＶＰＮとインバータ２０の変調率の最適化を行うことにより、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を更に低減する。
インバータ２０の交流出力電圧ＶＩＮＶは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電圧ＶＰＮとインバータ２０の変調率ｍの積に比例する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電圧ＶＰＮは、高電圧バッテリ５０の電圧ＶＩＮとＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎの積となるので、インバータ２０の交流出力電圧ＶＩＮＶは、式（４）で表される。
ＶＩＮＶ＝ＶＩＮ×ｎ×ｍ×ｋ  （４）
ここで、ｋはインバータ２０の制御方式により決まる定数である。式（４）より、同一のインバータ２０の交流出力電圧ＶＩＮＶを得るための昇圧比指令値ｎと変調率ｍの選択肢は無数に存在することになる。
通常は、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のスイッチング損失を抑制するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電圧ＶＰＮは必要最小限の電圧値にするのが一般的である。図２６は、インバータ２０の交流出力電圧ＶＩＮＶと変調率ｍ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎの一般的な関係を示す図である。図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１が昇圧動作を行う時のインバータ２０の変調率ｍは常に１であり、インバータ２０の変調率が１未満の時のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎは常に１となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１はスイッチング動作を行わない状態となる。
実施の形態４では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎとインバータ２０の変調率ｍの最適化を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏとインバータ２０の入力電流Ｉｐのタイミングを一致させることで、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値を低減することが可能となる。図２７は、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値を低減するための、インバータ２０の交流出力電圧ＶＩＮＶと変調率ｍ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎの関係を示す図である。図２６に示す関係との相違点は、インバータ２０の交流出力電圧ＶＩＮＶが低い領域では、昇圧比指令値ｎを１より大きな値とし、変調率ｍを下げる領域を設けている点である。
図２８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値が１で、スイッチング動作を行わない時のＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値と、実施の形態４を適用した場合のＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値（共に相対値）を示す図である。ここではインバータ２０の力率は０．９とした。図から明らかなように、実施の形態４により、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値を低減することが可能となる。実施の形態４によるＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流低減効果は、約２５％となる。
以上のように、実施の形態４によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比指令値ｎとインバータ２０の変調率ｍの最適化を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏとインバータ２０の入力電流Ｉｐのタイミングを一致させることにより、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値を低減することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
【００４１】
実施の形態５．
図２９は、この発明の実施の形態５による、モータ駆動装置１０２の構成を示す図である。図１及び図１８と同一の符号は同一の構成要素を表している。図１８との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２が３フェーズ方式となっている点である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ｃにより構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ｂ、及びＤＣ／ＤＣコンバータ４２ｃの構成は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ及びＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂと同じである。
【００４２】
次に、３フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の動作について説明する。実施の形態５では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ｃのキャリア信号の位相を１２０度ずらす方式とする。これは、３つのＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのキャリア位相を１２０度ずらすことで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの基本周波数を、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２のキャリア信号周波数の３倍にすることができるためである。
インバータ２０が三角波比較方式のＰＷＭ制御の場合、インバータ２０への入力電流Ｉｐと３フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの基本周波数を一致させるためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２のキャリア信号の周波数を、インバータ２０のキャリア信号の周波数の３分の２倍にすればよい。
【００４３】
次に、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、３フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させる方法について説明する。
図３０は、オンデューティＤが０．８の時のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の動作を説明する図である。オンデューティＤが０．６６７以上の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏがゼロとなる期間が存在する。この期間は、３つのＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのＬｏｗ側スイッチＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３が、いずれもオンとなる時である。従って、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃがいずれもオンとなるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。インバータ２０が三角波比較方式のＰＷＭ制御の場合、インバータ２０のキャリア信号の山または谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのうちのいずれかのキャリア信号の谷となるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。
【００４４】
図３１は、オンデューティＤが０．５の時のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の動作を説明する図である。オンデューティＤが０．３３３以上かつ０．６６７より小さい場合、３つのＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのうち、２つのＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の重なり時間が存在するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏは、直流電流成分にパルス電流が重畳されたような波形となる。ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏが最小となる期間は、３つのＤＣ／ＤＣコンバータのうち２つのＤＣ／ＤＣコンバータがオンしている時である。したがって、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、３つのＤＣ／ＤＣコンバータのうちいずれか２つのＤＣ／ＤＣコンバータがオンとなるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。インバータ２０が三角波比較方式のＰＷＭ制御の場合、インバータ２０のキャリア信号の山または谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのうちのいずれかのキャリア信号の山となるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。
【００４５】
図３２は、オンデューティＤが０．２の時のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の動作を説明する図である。オンデューティＤが０．３３３より小さい場合、３つのＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃの出力電流の重なり時間が存在するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏは、直流電流成分にパルス電流が重畳されたような波形となる。ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏが最小となる期間は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのうちのいずれかがオンしている時である。したがって、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのうちのいずれか１つがオンとなるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。インバータ２０が三角波比較方式のＰＷＭ制御の場合、インバータ２０のキャリア信号の山または谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのうちのいずれかのキャリア信号の谷となるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。
ここで、式（２）より、オンデューティＤが０．６６７となるのは昇圧比指令値が約３．０となる場合であり、オンデューティＤが０．３３３となるのは昇圧比指令値が約１．５となる場合である。従って、昇圧比指令値３．０と１．５を閾値として、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を最小化するための、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４２の最適位相が変化することになる。
【００４６】
以上のように実施の形態５によれば、３フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４２の昇圧比指令値ｎが３．０より大きい場合は、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、３つのＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃがいずれもオンとなるタイミングを一致させ、また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の昇圧比指令値が３．０より小さい場合は、インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、３つのＤＣ／ＤＣコンバータ４２ａ、４２ｂ、４２ｃのいずれか１つまたは２つがオンとなるタイミングを一致させることで、インバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電流Ｉｏの位相を一致させることができる。これにより、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
なお、実施の形態５では三角波比較ＰＷＭ方式のインバータについて説明したが、鋸波比較ＰＷＭインバータ、空間電圧ベクトルＰＷＭインバータにおいても、本方式を適用することで、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
また、４フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータについても、昇圧比指令値ｎが４．０以上の場合と４．０より小さい場合とで同様の結果が得られる。
【００４７】
実施の形態６．
図３３は、この発明の実施の形態６による、モータ駆動装置１０３の構成を示す図である。図１と同一の符号は同一の構成要素を表している。図１との相違点は、ＤＣリンクコンデンサ３０を共通の直流入力とする複数（ここでは２つ）のインバータ２１，２２を有している点である。インバータ２１は車両駆動用モータ１１を、インバータ２２は車両駆動用モータ１２を制御する。
車両駆動用モータ１１、１２は、車両走行時の推進力を供給する時の電動機としての動作や、エンジンの駆動力や車両減速時の運動エネルギーなどを電気エネルギーに変換する時の発電機としての動作を、独立に制御することが可能である。そのため、このような構成のモータ駆動装置１０３では、一方のモータを発電機として動作させ、その発電電力をもう一方のモータで利用することや、バッテリの電力を利用して２つのモータを電動機として動作させること、また、２つのモータを発電機として動作させることでバッテリを充電することが可能である。
このような構成のモータ駆動装置１０３では、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐは、インバータ２１の入力電流Ｉｐ１とインバータ２２の入力電流Ｉｐ２の総和と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏの差分である。したがって、Ｉｐ１とＩｐ２の総和としてのインバータの総入力電流と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏを一致させれば、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流Ｉｃａｐを低減することができる。
【００４８】
実施の形態６では、制御回路６０は、基準信号選択手段を有し、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングを決定するための基準信号として、インバータ２１のキャリア信号あるいはインバータ２２のキャリア信号のいずれかを選択する。そして、選択された基準信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングを決定する。
基準信号選択手段は、インバータ２１（車両駆動用モータ１１）、インバータ２２（車両駆動用モータ１２）の制御電力量あるいは交流電流量を判定基準とし、制御電力量あるいは交流電流量が大きな方のインバータのキャリア信号を基準信号として選択する。最適位相制御手段は、実施の形態１から実施の形態５のいずれかと同様の方法により、基準信号選択部６１により決定されたインバータのキャリア信号に基づいて、ＤＣリンクコンデンサ３０の電流Ｉｃａｐを最小とするためのＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングを決定する。このような制御を行うことで、インバータの総入力電流として支配的となるパルス電流（Ｉｐ１、Ｉｐ２のいずれか）と、同じくパルス電流となるＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのタイミングを一致することができ、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流Ｉｃａｐを低減することが可能となる。
なお、実施の形態６では、インバータが２つの場合について説明したが、インバータが３つ以上ある場合においても同様である。
【００４９】
以上のように、実施の形態６によれば、インバータが複数ある場合に、制御電力量あるいは交流電流量の大きな方のインバータのキャリア信号を基準信号とし、基準信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチングタイミングを決定するようにしたので、ＤＣリンクコンデンサ３０を共通の直流入力とする複数のインバータを有する場合においても、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流実効値を低減することが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】この発明の実施の形態１による、モータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による、インバータの構成を示す図である。
【図３】三角波比較方式のＰＷＭインバータの動作を説明するための図である。
【図４】ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図５】ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するための図である。
【図６】この発明の実施の形態１による、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号を最適化した時の動作波形を示す図である。
【図７】インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相が最適化されていない時の動作波形を示す図である。
【図８】インバータのキャリア信号周波数とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号周波数が同期していない場合の動作波形を示す図である。
【図９】モータを定格電力で動作させた時の、ＤＣリンクコンデンサに流れる電流実効値を示す図である
【図１０】インバータのキャリア信号波形を鋸波とした時の動作を説明する図である。
【図１１】この発明の実施の形態１による、鋸波形状の三角波比較方式のＰＷＭインバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号を最適化した時の動作波形を示す図である。
【図１２】空間電圧ベクトル制御を説明する図である。
【図１３】空間電圧ベクトル制御によるスイッチングパターンの例を示す図である。
【図１４】空間電圧ベクトル制御によるスイッチングパターンの他の例を示す図である。
【図１５】スイッチングタイミングのずれ量とＤＣリンクコンデンサに流れる電流の相対値との関係を示した図である。
【図１６】実施の形態１の他のスイッチング制御方式による、インバータのスイッチングタイミングとＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングタイミングの関係を示す図である。
【図１７】実施の形態１の他のスイッチング制御方式による、インバータのスイッチングタイミングとＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングタイミングの関係を示す図である。
【図１８】この発明の実施の形態２による、モータ駆動装置の構成を示す図である。
【図１９】２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する図である。
【図２０】この発明の実施の形態２による、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号を最適化した時の動作波形を示す図である。
【図２１】インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相が最適化されていない時の動作波形を示す図である。
【図２２】オンデューティＤが０．３３のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図２３】この発明の実施の形態２による、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号を最適化した時の動作波形を示す図である。
【図２４】実施の形態３による、２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する図である。
【図２５】この発明の実施の形態３による、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのタイミングを最適化した時の動作波形を示す図である。
【図２６】インバータの交流出力電圧と変調率、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比指令値の一般的な関係を示す図である。
【図２７】ＤＣリンクコンデンサのリップル電流実効値を低減するための、インバータの交流出力電圧と変調率、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比指令値の関係を示す図である。
【図２８】スイッチング制御を行わない場合のＤＣリンクコンデンサのリップル電流実効値と、実施の形態４によるスイッチング制御を行った場合のＤＣリンクコンデンサのリップル電流実効値を示す図である。
【図２９】この発明の実施の形態５による、モータ駆動装置の構成を示す図である。
【図３０】オンデューティが０．８の時のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図３１】オンデューティが０．５の時のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図３２】オンデューティが０．２の時のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図３３】この発明の実施の形態６による、モータ駆動装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５１】
１０，１１，１２  車両駆動用モータ、２０，２１，２２  インバータ、３０  ＤＣリンクコンデンサ、４０，４１，４１ａ，４１ｂ，４２，４２ａ，４２ｂ，４２ｃ  ＤＣ／ＤＣコンバータ、５０  高電圧バッテリ、６０，６１  制御回路、１００，１０１，１０２，１０３  モータ駆動装置。
【図１】
2006101675.tif 000003
【図２】
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【図３】
2006101675.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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