(57)【要約】【課題】  消費電流を減らすことができるとともに高調波を十分に除去して送信信号の歪み小さくすることができるダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供する。【解決手段】  ダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、送信信号をアップコンバートする周波数変換回路（ミキサ）の後段に少なくともローカル信号の３次高調波を遮断するためのノッチフィルタ（ＮＴＦ）を設けるようにした。【選択図】図１
2006101478.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号と該送信信号よりも周波数が高い局部発振信号とを合成して前記送信信号をベースバンドの周波数帯から送信周波数帯へアップコンバートする周波数変換回路と、前記周波数変換回路の後段に設けられ、少なくとも前記局部発振信号の３次高調波を除去するノッチフィルタを有するフィルタ回路とを含む通信用半導体集積回路。
【請求項２】
前記ノッチフィルタは、ＬＣ共振型のトラップフィルタであり、該トラップフィルタを構成するインダクタンス素子および容量素子は前記周波数変換回路に含まれる素子と同一の半導体チップに形成されている請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、ロウパスフィルタをさらに含む請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、前記局部発振信号の５次高調波を除去するノッチフィルタをさらに含む請求項１、２または３に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記フィルタ回路は、前記局部発振信号の２次高調波を除去するノッチフィルタをさらに含む請求項１、２または３に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
前記周波数変換回路の後段には、アップコンバートされた送信信号を増幅して出力する利得可変増幅回路が設けられ、前記フィルタ回路は、前記周波数変換回路と前記利得可変増幅回路との間に設けられている請求項１〜５のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項７】
前記周波数変換回路は、ギルバートセル型のミキサ回路を備える直交変調回路を含み、前記ミキサ回路の上段の差動トランジスタの制御端子に前記局部発振信号が入力され、前記ミキサ回路の下段の差動トランジスタの制御端子に基本波と同相成分のＩ信号および基本波と直交成分のＱ信号が入力される請求項１〜６のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項８】
前記ミキサ回路に入力される前記局部発振信号は矩形波であり、前記ミキサ回路に入力される前記Ｉ信号およびＱ信号は前記矩形波の局部発振信号よりも波形が緩やかである請求項７に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項９】
前記周波数変換回路に入力される前記局部発振信号を生成する発振回路と、該発振回路により生成された前記局部発振信号の位相を９０°シフトして前記ミキサ回路へ供給する移相回路とが、前記周波数変換回路と同一の半導体チップに形成されている請求項７または８に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
受信信号を復調し、ベースバンドの周波数帯の信号にダウンコンバートする受信系回路が前記周波数変換回路と同一の半導体チップに形成されている請求項１〜９のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
請求項１０に記載の通信用半導体集積回路と、前記局部発振信号と合成される前記送信信号を生成し前記通信用半導体集積回路へ供給する信号処理用半導体集積回路と、前記通信用半導体集積回路より出力された信号を電力増幅する電力増幅回路と、該電力増幅回路により増幅された送信信号を信号電波として出力するアンテナと、該アンテナより受信された信号とアンテナより出力される送信信号を分離するデュプレクサとを備え、前記アンテナより受信された信号が前記受信系回路へ入力される無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）における変調後の送信信号に含まれる高調波成分を除去するフィルタ回路に適用して有効な技術に関し、特にベースバンドの周波数帯の送信信号を直接送信周波数帯の信号に周波数変換するダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機のような無線通信システムにおいては、受信信号や送信信号に高周波の局部発振信号（ローカル信号）を合成して周波数のダウンコンバートやアップコンバートを行なったり、送信信号の変調や受信信号の復調を行なったりする通信用半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）が用いられている。
【０００３】
従来、かかる高周波ＩＣには、ベースバンドの周波数帯の送信信号を一旦中間周波数の信号に周波数変換した後、送信周波数帯の信号に周波数変換するスーパーヘテロダイン方式の高周波ＩＣ（特許文献１）や、送信信号で中間周波数の発振信号を変調した後、送信用のＶＣＯからのフィードバック信号とＲＦ−ＶＣＯの発振信号とを合成して中間周波数の信号を生成し、この信号と前記変調後の信号の位相を比較して送信用ＶＣＯの発振制御信号を生成して制御するいわゆるオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣ（特許文献２）などがある。
【０００４】
スーパーヘテロダイン方式の高周波ＩＣやオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣは、中間周波数の発振信号（本明細書ではこの信号もローカル信号と称する）を発生する発振回路（ＩＦＶＣＯ）や周波数変換用のミキサ回路が必要であるため回路規模が大きくなり、チップサイズが増大してチップコストが高くなるという不具合がある。
【０００５】
また、スーパーヘテロダイン方式の高周波ＩＣにあっては、送信信号を一旦中間周波数の信号に周波数変換するので、この中間周波数の信号に含まれる不要波を除去するためのＳＡＷフィルタを設けることが多く、その場合外付け部品が多くなるためシステムの小型化を妨げる要因となる。したがって、低コスト化および小型化にはダイレクトアップコンバージョン方式の高周波ＩＣが有効である。
【特許文献１】特開２００１−２４４４１６号
【特許文献２】特願２００３−０４８６３１号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、ダイレクトアップコンバージョン方式の高周波ＩＣにおいては、周波数変換用のミキサ回路に入力されるローカル信号（搬送波）として正弦波ではなく矩形波を使用するのが望ましい。その理由は、ローカル信号の波形がなまっているとミキサ回路の差動段を構成するトランジスタがゆっくりとオン、オフされるため、その間にローカル信号に含まれるノイズがミキサの出力に現われてしまうからである。一方、ローカル信号として矩形波を使用すると、ミキサ回路の差動トランジスタが急速にスイッチングされるため、ローカル信号に含まれるノイズがミキサの出力にのるのを回避することができる。
【０００７】
ところが、ローカル信号として矩形波を使用すると、周知のように矩形波には３次や５次など奇数の高調波成分が多く含まれているので、これらの高調波成分がミキサの出力にのってしまい、これが次段の増幅回路（出力アンプ）に入力されると、送信信号の波形を歪ませてしまう。この出力波形の歪を小さくするには、次段の増幅回路のダイナミックレンジを広げることが必要となるが、それによって出力アンプの消費電力が増加してしまう。
【０００８】
また、製造ばらつきによりミキサの対称性が悪くなったりミキサを構成する素子の比精度が劣化したりすると、ミキサの出力に２次の高調波が現われる。この２次の高調波とローカル信号の３次の高調波の周波数差はローカル信号の周波数と同じであるため、これらの高調波の相互変調（インタモジュレーション）作用によって出力波形が歪んでしまうという不具合があることが明らかになった。
【０００９】
ところで、従来提案されている携帯電話機には、多重化方式としてＴＤＭＡ方式を用い変調方式してＧＭＳＫを採用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）や１８００ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）の携帯電話機の他に、多重化方式としてスペクトル拡散方式を用い変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature PSK）を用いるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の携帯電話機がある。このうち、ＧＳＭとＤＣＳの携帯電話機は送信と受信を時分割で行うためそれほどではないが、ＣＤＭＡの携帯電話機は送信と受信を同時に行なうため高周波ＩＣの消費電力が多くなるので、高周波ＩＣの一層の低消費電力化が望まれる。したがって、ＣＤＭＡ用の高周波ＩＣにおいては、チップの中で比較的消費電力の大きな出力アンプにおける消費電力を減らす上でもローカル信号に含まれる高調波成分の除去が重要である。
【００１０】
そこで、本発明者らは、ローカル信号に含まれる高調波成分を除去する方法として、ミキサの後段に一般的なロウパスフィルタを設けることについて検討を行なった。その結果、ロウパスフィルタを使用して２次の高調波まで除去できるようにするには、高次数のフィルタを用いなくてはならないが、そのようにするとせっかくダイレクトアップコンバージョン方式を採用してＩＦＶＣＯを削減したにもかかわらずロウパスフィルタの占有面積が大きくなるため、十分に高周波ＩＣの小型化を図ることができないことが分かった。
【００１１】
本発明は、上記のような背景の下になされたものでその目的とするところは、消費電流を減らすことができるとともに高調波を十分に除去して送信信号の歪み小さくすることができるダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、チップサイズが小さく外付け部品も少なくて済みシステムの小型化を図ることができるダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、ダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、送信信号をアップコンバートする周波数変換回路（ミキサ）の後段に少なくともローカル信号の３次高調波を遮断するためのノッチフィルタを設けるようにしたものである。ここで、送信信号をアップコンバートする周波数変換回路の後段に送信信号を増幅する送信アンプが設けられる場合には、周波数変換回路と送信アンプとの間にノッチフィルタを設けるのが望ましい。
【００１４】
さらに望ましくは、３次高調波を遮断するためのノッチフィルタの他に５次高調波を遮断するためのノッチフィルタや２次高調波を遮断するためのノッチフィルタを設ける。また、ノッチフィルタをすべてオンチップの素子で構成する場合、該ノッチフィルタの他にロウパスフィルタを設けるようにする。特に、ノッチフィルタとしてＬＣ共振回路を用いたトラップフィルタを用い、インダクタを半導体チップ上に形成する場合にはロウパスフィルタを設けるようにするとよい。
【００１５】
上記した手段によれば、ローカル信号として矩形波を使用したとしても、それに含まれる高調波成分がミキサの出力にのって次段の出力アンプに入力されるのを防止することができ、それによって送信信号の波形が歪むのを回避することができる。これとともに、送信信号の波形の歪を小さくするため出力アンプとしてダイナミックレンジが広いものを使用する必要がなくなり、消費電流も少なくすることができるようになる。また、オンチップのインダクタを用いると、Ｑ値が十分に高いものが得られないため、トラップフィルタのみのフィルタ特性では所望の高調波を十分に除去することができないが、トラップフィルタで除去しきれない不要波はロウパスフィルタで除去することができる。
【００１６】
また、製造ばらつきによりミキサの対称性が悪くなったりミキサを構成するトランジスタの特性が劣化したりして、ミキサの出力に２次の高調波が現われたとしても、この２次の高調波をノッチフィルタで遮断できるため２次と３次の高調波の相互変調（インタモジュレーション）作用によって出力波形が歪んでしまうのを防止することができる。
【００１７】
さらに、本発明は、周波数変換回路（ミキサ）として差動トランジスタ対を縦積みにしたギルバートセル型の回路を用い、ローカル信号を上段差動トランジスタに入れてスイッチングさせ、下段差動トランジスタにＩ，Ｑ信号を入れて直交変調した信号を出力させるようにする場合に有効である。
【００１８】
ローカル信号として矩形波を用いることで、ギルバートセル型回路の上段差動トランジスタを高速でスイッチングさせることができ、それによってローカル信号に含まれるノイズがミキサの出力にのるのを回避することができる。そして、ローカル信号として矩形波を用いたことにより出力に現われる３次や５次などの高次高調波は、後段のノッチフィルタにより除去することができ、トータルの特性を向上させ出力波形の歪を小さくすることができる。
【発明の効果】
【００１９】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、消費電流を減らすことができるとともに高調波を十分に除去して送信信号の歪み小さくすることができるダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。実現することができる。
【００２０】
また、本発明に従うと、チップサイズが小さく外付け部品も少なくて済みシステムの小型化を図ることができるダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は、本発明の第１の実施例を適用した通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
図１の無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナＡＮＴと、送信信号と受信信号を分離するデュプレクサ１１０と、送信信号を電力増幅してアンテナへ出力する高周波電力増幅器（パワーアンプ）１２０と、送信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる送信側バンドパスフィルタ１３０、アンテナ端での反射波がパワーアンプへ戻るのを遮断するアイソレータ１４０、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる受信側バンドパスフィルタ１５０、受信信号を復調およびダウンコンバートしたり送信信号を変調およびアップコンバートしたりする高周波ＩＣ２００、送信すべき音声信号やデータ信号を基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号に変換したり復調された受信Ｉ，Ｑ信号を音声信号やデータ信号に変換するなどのベースバンド処理を行なったり高周波ＩＣ２００を制御する信号を送ったりするベースバンド回路３００などで構成されている。
【００２３】
特に制限されるものでないが、高周波ＩＣ２００とベースバンド回路３００は、各々別個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。バンドパスフィルタ１３０と１５０は、高周波ＩＣ２００の構成によっては省略されることもある。
【００２４】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路２１０と、送信系回路２３０と、送受信系に共通の制御系回路２５０とで構成される。特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００の送信系回路２３０は、音声周波数帯の送信信号を直接最終搬送波の送信周波数の信号にアップコンバートするダイレクトコンバージョン方式の回路とされている。図示しないが、受信系回路２１０も受信信号を直接音声周波数帯の信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン方式とされている。
【００２５】
制御系回路２５０には、チップ内部の制御信号を生成する制御回路２５１や、局部発振器ＲＸ−ＶＣＯを含み受信側ローカル信号φRXを生成する受信用ＰＬＬ回路２５２、φRXを位相シフトして互いに９０°位相が異なる直交信号を生成する移相回路２５３、局部発振器ＴＸ−ＶＣＯを含み送信側ローカル信号φTXを生成する送信用ＰＬＬ回路２５４、φTXを位相シフトして９０°位相が異なる直交信号を生成する移相回路２５５などが設けられている。受信用ＰＬＬ回路２５２と送信用ＰＬＬ回路２５４は、それぞれＶＣＯと分周回路、位相比較回路、チャージポンプ、ループフィルタなどで構成される。
【００２６】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、外部から供給される基準信号φrefを受ける入力端子を備えており、該基準信号φrefが受信用ＰＬＬ回路２５２と送信用ＰＬＬ回路２５４に供給され、各ＰＬＬの位相比較回路においてＶＣＯからのフィードバック信号と比較されて、所望の発振周波数でロックするようにされる。基準信号φrefを外部から供給する代わりに、チップ内に基準信号φrefを生成する発振回路を設け、その振動子として外付けの水晶振動子を用いるように構成しても良い。
【００２７】
制御回路２５１には、ベースバンド回路３００から同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２５１は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、データ信号ＳＤＡＴＡに含まれるコマンドに応じてチップ内部の制御信号を生成する。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。
【００２８】
受信系回路２１０は、図示しないが、受信信号を増幅するロウノイズアンプや、該ロウノイズアンプで増幅された受信信号に分周回路２５３で生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路からなる復調＆周波数変換部、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅回路、増幅された信号から不要波を除去するロウパスフィルタなどから構成される。
【００２９】
送信系回路２３０は、ベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号をそれぞれ増幅する可変利得アンプからなる入力回路２３１ａ，２３１ｂ、増幅されたＩ信号およびＱ信号から高調波成分を除去するロウパスフィルタ２３２ａ，２３２ｂ、フィルタリングされたＩ信号およびＱ信号と前記送信用ＰＬＬ回路２５４と移相回路２５５からの互いに位相が９０°異なる直交信号とを合成して直交変調とアップコンバートを同時に行なうミキサＭＩＸａ，ＭＩＸｂからなる変調＆周波数変換部２３３、変調された信号を増幅して出力する出力アンプ２３４、ベースバンド回路３００から供給される出力レベル制御信号Ｖcontとパワーアンプ１２０からフィードバックされる出力検出信号Ｖdetとから出力信号が所望のレベルになるように出力アンプ２３４及び可変利得アンプ２３１ａ，２３１ｂの利得を制御する利得制御回路２３５などから構成される。
【００３０】
上記ロウパスフィルタ２３２ａ，２３２ｂは、Ｉ信号とＱ信号が回路２３１ａ，２３１ｂを通過する際に生じた歪み（高調波成分）や帯域外のノイズを除去するために設けられるもので、２次以上の高次フィルタを用いるのが望ましい。
【００３１】
本実施例の高周波ＩＣ２００においては、送信系回路２３０の変調＆周波数変換部２３３と出力アンプ２３４との間に、ロウパスフィルタＬＰＦとノッチフィルタＮＴＦとからなるフィルタ回路２３６が設けられている。
【００３２】
図２にはロウパスフィルタＬＰＦとノッチフィルタＮＴＦとからなるフィルタ回路２３６の周波数特性が示されている。図２において、一点鎖線ＡはロウパスフィルタＬＰＦの特性、破線ＢはノッチフィルタＮＴＦの特性、実線Ｄはそれらの合成特性すなわちフィルタ回路２３６の周波数特性を現している。
【００３３】
また、図３（Ａ）にはロウパスフィルタＬＰＦの具体的な回路例が、図３（Ｂ）にはノッチフィルタＮＴＦの具体的な回路例が示されている。この実施例では、ロウパスフィルタＬＰＦとしてインダクタＬ１と容量Ｃ１，Ｃ２とからなる回路が、またノッチフィルタＮＴＦとして並列形態のインダクタＬ０と容量Ｃ０とからなるＬＣ共振型のトラップフィルタが用いられているが、それぞれ抵抗素子と容量素子とからなるＣＲ型フィルタ回路を用いても良い。
【００３４】
特に制限されるものでないが、この実施例においては、ロウパスフィルタＬＰＦやノッチフィルタＮＴＦを構成する素子Ｌ１，Ｃ１，Ｃ２，Ｌ０，Ｃ０は、すべてオンチップの素子である。インダクタＬ０はディスクリートの素子を用い、チップに設けた外部端子に外付け素子として接続したほうがＱ値の高いものが得られ、ノッチフィルタとしての特性も良好になるが、本実施例では、フィルタ回路２３６を構成する素子はすべてオンチップの素子としている。
【００３５】
オンチップのインダクタを用いると、Ｑ値が十分に高いものが得られないため、トラップフィルタのみのフィルタ特性では所望の高調波を十分に除去することができないが、本実施例では、フィルタ回路２３６に、トラップフィルタとロウパスフィルタとで構成したものを用いているため、トラップフィルタで除去しきれない不要波はロウパスフィルタで除去することができる。
【００３６】
なお、フィルタの順序は図１に示されているロウパスフィルタ−ノッチフィルタに限定されず、ノッチフィルタ−ロウパスフィルタの順であっても良い。また、図３にはロウパスフィルタとノッチフィルタとを別々に構成する場合の回路例が示されているが、変調＆周波数変換回路２３３の差動出力線間に設けられた容量と、差動出力線上にそれぞれ設けられた一対のインダクタと、これらのインダクタとそれぞれ並列に設けられた一対の容量と、上記インダクタの出力側ノード間に設けられた容量とからなり、ロウパスフィルタとノッチフィルタとが一体となった回路として構成されていてもよい。
【００３７】
ＷＣＤＭＡ（WidebandＣＤＭＡ）方式の携帯電話機の場合、送信信号の周波数帯は約２ＧＨｚ（１９２０〜１９８０ＭＨｚ）で帯域幅は５ＭＨｚである。一方、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２００へ供給されるＩ，Ｑ信号の周波数は例えば２ＭＨｚとされる。そのため、ローカル信号の周波数は１９２０〜１９８０ＭＨｚ±２ＭＨｚとされる。そこで、この実施例においては、ノッチフィルタＮＴＦの遮断周波数は約６ＧＨｚ、ロウパスフィルタＬＰＦの遮断周波数は２〜４ＧＨｚの間とされる。
【００３８】
図４には、直交変調用ミキサＭＩＸａ，ＭＩＸｂとして差動トランジスタ対を電源電圧Ｖｃｃ−ＧＮＤ間に縦積みにした図９に示すようなギルバートセル型の直交変調回路を用い、移相回路２５５からのローカル信号としての直交信号φTX1,／ φTX1, φTX2,／ φTX2を上段差動トランジスタＱ２１〜Ｑ２８に入れてスイッチングさせ、下段差動トランジスタＱ１１〜Ｑ１４にＩ，Ｑ信号を入れて直交変調した信号を出力させるように構成し、直交信号として矩形波を用いた場合におけるローカル信号のスペクトラム図が、また図５には直交変調回路の出力信号のスペクトラム図が示されている。
【００３９】
図４に示されているように、ローカル信号として矩形波を用いるとローカル信号には３次や５次などの奇数次の高調波が多く含まれる。そして、これによって、図４に示されているように、直交変調回路２３３の出力信号にも３次や５次の高調波が多く含まれるようになるが、これらの高調波のうち３次の高調波は後段のノッチフィルタにより、また５次の高調波はロウパスにより大部分が除去され、図５に破線で示すように３次や５次の高調波が小さくなる。その結果、後段の出力アンプとしての可変利得アンプ２３４には高調波成分が入力されなくなるため、可変利得アンプ２３４のダイナミックレンジを、フィルタ回路２３６を設けない場合の半分以下にしても送信信号の波形歪を抑制することができ、かつ消費電力を減らすことができる。
【実施例２】
【００４０】
図６は、本発明の第２の実施例を示す。この実施例は、直交変調回路２３３の後段のフィルタ回路２３６として、１つロウパスフィルタＬＰＦと２つのノッチフィルタＮＴＦ１，ＮＴＦ２で構成したものを用いるようにしたものである。このうち一方のノッチフィルタＮＴＦ１はローカル信号の３次の高調波を除去するように遮断周波数が設定され、他方のノッチフィルタＮＴＦ２はローカル信号の５次の高調波を除去するように遮断周波数が設定される。直交変調回路２３３を構成するトランジスタや移相回路２５５を構成するトランジスタの周波数特性が良い場合、直交変調回路２３３の出力に現われるローカル信号の５次の高調波成分が比較的大きくなるので、本実施例を適用するのが有効となる。
【００４１】
図７は、第２の実施例の変形例を示す。この変形例は、直交変調回路２３３の後段のフィルタ回路２３６として、ロウパスフィルタを持たず２つのノッチフィルタＮＴＦ１，ＮＴＦ２で構成したものを用いるようにしたものである。ノッチフィルタＮＴＦ１，ＮＴＦ２は各々３次の高調波を遮断するものと５次の高調波を遮断するものである。直交変調回路２３３を構成するトランジスタや移相回路２５５を構成するトランジスタの雑音特性が良い場合、直交変調回路２３３の出力にはローカル信号の３次や５次の高調波成分が大きく他のノイズは小さくなるので、本変形例を適用するのが有効となる。
【実施例３】
【００４２】
図８は、本発明の第３の実施例を示す。この実施例は、直交変調回路２３３の後段のフィルタ回路２３６として、１つロウパスフィルタＬＰＦと２次の高調波を除去するノッチフィルタＮＴＦ１と３次の高調波を除去するノッチフィルタＮＴＦ２で構成したものを用いるようにしたものである。
【００４３】
製造ばらつきで直交変調回路２３３や移相回路２５５の対称性が悪くなったり、直交変調回路２３３を構成する素子や移相回路２５５を構成する素子の比精度が劣化したりしたような場合、直交変調回路２３３の出力にローカル信号の２次の高調波成分が比較的大きく現われるようになる。そして、２次の高調波成分が現われると３次の高調波との間で相互変調が生じて基本波の波形が歪んでしまうので、本実施例を適用するのが有効となる。
【００４４】
なお、本実施例の変形例として、図８に示されているロウパスフィルタＬＰＦを５次の高調波を除去するノッチフィルタに置き換えて、２次と３次と５次の高調波を除去するノッチフィルタからなるフィルタ回路２３６を直交変調回路２３３の後段に設けるようにしたものが考えられる。
【００４５】
図９には、送信信号をＩ，Ｑ信号を直交変調するとともにアップコンバートするミキサからなる直交変調回路（変調＆周波数変換回路）２３３の回路例が示されている。この回路は、いわゆるギルバートセル型回路の一種である。
【００４６】
図９に示されているように、この実施例の直交変調回路は、ソース端子が接地点に接続されそれぞれのゲート端子にＩ信号と／Ｉ信号が入力された下段差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２と、これらのトランジスタＱ１１，Ｑ１２のドレイン端子にそれぞれ共通エミッタが接続されベース端子に送信用ＰＬＬ回路２５４からの高周波のローカル信号φTX1，／φTX1が入力された２組の上段差動トランジスタ対Ｑ２１，Ｑ２２およびＱ２３，Ｑ２４とからなり、Ｑ２１とＱ２３のコレクタ同士とＱ２２とＱ２４のコレクタ同士が結合されてなる第１ミキサＭＩＸａを備える。
【００４７】
また、ソース端子が接地点に接続されそれぞれのゲート端子にＱ信号と／Ｑ信号が入力された下段差動トランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４と、これらのトランジスタＱ１３，Ｑ１４のドレイン端子にそれぞれ共通エミッタが接続されベース端子に送信用ＰＬＬ回路２５４からのローカル信号φTX1，／φTX1を移相回路２５５で９０°位相をシフトしたローカル信号φTX2，／φTX2が入力された２組の上段差動トランジスタ対Ｑ２５，Ｑ２６およびＱ２７，Ｑ２８とからなり、Ｑ２５とＱ２７のコレクタ同士とＱ２６とＱ２８のコレクタ同士が結合されてなる第２ミキサＭＩＸｂを備える。
【００４８】
第１ミキサＭＩＸａは、下段差動部への入力信号であるＩ，／Ｉ信号と上段差動部への入力信号であるローカル信号φTX1，／φTX1とを掛け算してそれらの信号の周波数和と周波数差に相当する信号成分を含む信号を、トランジスタＱ２１とＱ２３の共通コレクタと、Ｑ２２とＱ２４の共通コレクタとから差動信号として出力する。また、第２ミキサＭＩＸｂは、下段差動部への入力信号であるＱ，／Ｑ信号と上段差動部への入力信号であるローカル信号φTX2，／φTX2とを掛け算してそれらの信号の周波数和と周波数差に相当する信号成分を含む信号を、トランジスタＱ２５とＱ２７の共通コレクタと、Ｑ２６とＱ２８の共通コレクタとから差動信号として出力する。
【００４９】
さらに、この実施例の直交変調回路は、上記上段差動トランジスタＱ２２，Ｑ２４，Ｑ２６，Ｑ２８の各コレクタが共通の抵抗Ｒｃ１を介して電源電圧Ｖｃｃに、また上段差動トランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２５，Ｑ２７の各コレクタが共通の抵抗Ｒｃ２を介して電源電圧Ｖｃｃにそれぞれ接続されることにより、第１ミキサＭＩＸａの出力信号と第２ミキサＭＩＸｂの出力信号とを合成した信号を出力する。なお、直交変調回路から出力される合成信号は、周波数差に相当する信号成分が減衰され周波数和に相当する信号成分が増幅されて送信される。
【００５０】
この実施例では、ローカル信号φTX1，／φTX1とφTX2，／φTX2とが矩形波として上段差動部のトランジスタＱ２１〜Ｑ２８のベース端子に入力されることにより、Ｑ２１〜Ｑ２８が高速でスイッチングされる。一方、下段差動部への入力信号であるＩ，／Ｉ信号とＱ，／Ｑ信号は、ローカル信号φTX1〜／φTX2よりも波形が緩やかな矩形波でない信号としてトランジスタＱ１１〜Ｑ１４のゲート端子に入力されることにより、Ｑ１１〜Ｑ１４がＱ２１〜Ｑ２８に比べて低速でスイッチングされる。これにより、ローカル信号φTX1〜／φTX2に含まれるノイズがミキサの出力にのるのを回避することができる。そして、ローカル信号φTX1〜／φTX2として矩形波を用いたことにより出力に現われる３次や５次などの高次高調波は後段のフィルタ回路２３６のノッチフィルタにより除去することができ、トータルの特性が向上し出力波形の歪が小さくなる。
【００５１】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、受信系回路２１０は、ダイレクトコンバージョン方式で受信信号をダウンコンバートするように構成されていると説明したが、スーパーへテロダイン方式で受信信号をダウンコンバートするように構成された受信系回路であってもよい。
【００５２】
また、前記実施例の高周波ＩＣでは、ＷＣＤＭＡ方式による信号の変復調が可能に構成されたものを説明したが、ＧＳＭやＤＣＳ、ＰＣＳ方式による信号の変復調を行なう高周波ＩＣや上記４つの通信方式の変復調が可能に構成された高周波ＩＣにおいても本発明を適用することができる。また、前記実施例の高周波ＩＣは、送信系回路と受信系回路が１つの半導体チップ上に形成されているものを説明したが、受信系回路が送信系回路と別個の半導体チップ上に形成されている高周波ＩＣにおいても本発明を適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機のような無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮ用の高周波ＩＣなどダイレクトアップコンバージョン方式の送信系回路を有する高周波ＩＣ一般に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】図１は、ダイレクトアップコンバージョン方式の送信系回路を備え携帯電話機のような無線通信システムとこれに使用される高周波ＩＣの概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、送信側直交変調回路の後段に設けられるロウパスフィルタとノッチフィルタとからなるフィルタ回路の周波数特性図である。
【図３】図３は送信側直交変調回路の後段のフィルタ回路の具体的な回路例を示すもので、図３（Ａ）はロウパスフィルタの具体例を示す回路図、図３（Ｂ）はノットフィルタの具体例を示す回路図である。
【図４】図４は、直交信号として矩形波を用いた場合におけるローカル信号のスペクトラム図である。
【図５】図５は、実施例の直交変調回路の出力信号のスペクトラム図である。
【図６】図６は、本発明の第２の実施例における送信側直交変調回路の後段のフィルタ回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、第２の実施例のフィルタ回路の変形例を示すブロック図である。
【図８】図８は、本発明の第２の実施例における送信側直交変調回路の後段のフィルタ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は、送信側直交変調回路の具体例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５５】
ＡＮＴ  アンテナ
ＲＸ−ＶＣＯ  受信側局部発振器
ＴＸ−ＶＣＯ  送信側局部発振器
ＭＩＸａ，ＭＩＸｂ  ミキサ
ＬＰＦ  ロウパスフィルタ
ＮＴＦ  ノッチフィルタ
φRX，φTX  局部発振信号（ローカル信号）
１１０  デュプレクサ
１２０  パワーアンプ
１３０  バンドパスフィルタ（ＳＡＷフィルタ）
１４０  アイソレータ
１５０  バンドパスフィルタ（ＳＡＷフィルタ）
２００  高周波ＩＣ
２１０  受信系回路
２３０  送信系回路
２３１ａ，２３１ｂ  入力アンプ（利得可変アンプ）
２３３  変調＆周波数変換部（ミキサ）
２３４  出力アンプ（利得可変アンプ）
２３６  フィルタ回路
２４２  復調＆周波数変換部（ミキサ）
２５０  制御系回路
２５１  制御回路
２５２  受信用ＰＬＬ回路
２５３，２５４  移相回路
２５４  送信用ＰＬＬ回路
３００  ベースバン回路（ベースバンドＩＣ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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