(57)【要約】【課題】本発明は、時間同期と搬送波周波数偏差の同時推定方法を提供する。【解決手段】発信端で、予め設定した拡散コードを利用して、入力データに対して周波数領域拡散とインターリーブを実施して周波数領域トレーニングシンボルを作成し、作成した周波数領域トレーニングシンボルを逆離散フーリエ変換して時間領域でのトレーニングシンボルを作成し、作成した第1の時間領域トレーニングシンボルを逆方向で第2の時間領域トレーニングシンボルにコピーして完全な中心対称の櫛状構造のトレーニングシリアルとし、受信端で、受信信号電力を検出して新しいトレーニングシリアルの到着を確認し、粗いフレーム同期を行い、受信したトレーニングシリアルに対して高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差推定を実施して、搬送波周波数偏差推定結果に基づいて搬送波周波数偏差補償を実施することで、搬送波周波数偏差を消す。【選択図】図１
2006166436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおける時間同期と搬送波周波数偏差の同時推定方法であって、
発信端において、
システムで予め設定した拡散コード（SF）を利用して入力したデータに対して周波数領域の拡散を行い、
さらに前記周波数領域に拡散された信号を周波数領域においてインターリーブを実施することで、周波数領域トレーニングシンボルを作成し、
前記作成した周波数領域トレーニングシンボルを逆離散フーリエ変換することで、第1の時間領域トレーニングシンボルを作成し、
前記作成した第1の時間領域トレーニングシンボルを，時間方向で逆になるようにコピーして第2の時間領域トレーニングシンボルを作成し、
前記第1のトレーニングシンボルと前記第2のトレーニングシンボルを連結することで、完全な中心対称かつ時間領域周期特性の櫛状構造のトレーニングシリアルになり、
受信端において、
受信した前記トレーニングシリアルの電力を検出することで新しいトレーニングシリアルの検出と粗いフレーム同期を行い、
さらに受信したトレーニングシリアルに対して高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定を実施して、
搬送波周波数偏差推定結果に基づいて搬送波周波数偏差補償を実施することで、搬送波周波数偏差を消し去るステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
発信端において、入力されたデータビットストリームを符号化し、符号化したビットストリームをコンスタレーション図にマッピングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
発信端において、符号化したデータをシリアル/パラレル変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１又は2に記載の方法。
【請求項４】
発信端において、インターリーブした周波数領域トレーニングシンボルをサブ搬送波にマッピングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
発信端において、発信待ち信号のピーク電力対平均電力比を低減するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
受信端が前記トレーニングシリアルの電力検出を行うステップは、受信した連続するサンプルの電力を検出し、電力値が閾値より大きいか否かを判定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
受信端において、トータルの搬送波周波数偏差を推定するステップと、トータルの搬送波周波数偏差を補償するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
トータルの搬送波周波数偏差を推定するステップは、搬送波周波数偏差検出と搬送波周波数偏差検出の後で残った搬送波周波数偏差に対する高精度推定を実施し、二つの推定結果を加算することを含むステップをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
受信端において、マルチパス信号がある場合には、マルチパス信号を検出し、検出したマルチパス信号を収集するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
受信端において、搬送波周波数の偏差補償をした信号を離散フーリエ変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
発信端には、
予め可変拡散コード（SF）を設定する可変拡散コード制御手段と、
拡散コードを利用して入力したデータに対して、周波数領域での拡散及びインターリーブを実施して周波数領域トレーニングシンボルを作成する周波数領域拡散及びインターリーブ手段と、
周波数領域でのトレーニングシンボルを時間領域での第1の時間領域トレーニングシンボルに転換する逆離散フーリエ変換手段と、
前記作成した第1の時間領域トレーニングシンボルを、時間方向で逆になるようにコピーして第2の時間領域トレーニングシンボルを作成し、前記第1のトレーニングシンボルと前記第2のトレーニングシンボルを連結することで、完全な中心対称かつ時間領域周期特性の櫛状構造のトレーニングシリアルを生成するシンボル逆方向繰り返し手段とを有し、
受信端に、
受信電力の検出を行い、発信された前記トレーニングシリアルを検出すると粗いフレーム同期を実現する電力検出及び粗フレーム同期手段と、
受信したトレーニングシリアルに基づいて、高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差推定を同時に実施する高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定手段とを有し，時間同期と周波数偏差の同時推定を実施する無線装置。
【請求項１２】
前記発信端に、コンスタレーション図上の複素数点をシリアル/パラレル変換するシリアル/パラレル変換装置をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１３】
前記発信端に、データのピーク電力対平均電力比を低減するピック平均電力比（PAPR）低減手段をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１４】
前記電力検出と粗フレーム同期手段は、連続して受信したサンプルを検出することで、その電力値が閾値より大きいか否かを判定する電力検出手段と、検出した信号に基づいて粗いフレーム同期を実施する粗フレーム同期手段とを有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１５】
前記高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定手段は、高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差推定を実施する高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定手段をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１６】
前記受信機は、マルチパス信号を認識しマルチパス信号の電力を検出するマルチパス検出と認識手段をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１７】
前記高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定手段は、搬送波周波数偏差検出してから残った搬送波周波数偏差を見積もって修正する搬送波周波数偏差微調整ユニットをさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１８】
前記受信機は、推定搬送波周波数偏差に基づいて前記搬送波周波数偏差に対する補償を実施する搬送波周波数偏差補償手段をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の無線装置。
【請求項１９】
無線通信システムにおいて時間同期と周波数偏差の同時推定を実施するためのトレーニングシリアルを作成する方法であって、
拡散コード（SF）を作成するステップと、
選択されたコンスタレーション図上の複素数点に対する周波数領域拡散とインターリーブを実施することで、周波数領域トレーニングシンボルを作成するステップと、
作成した周波数領域トレーニングシンボルを逆離散フーリエ変換することで、第1の時間領域トレーニングシンボルを作成するステップと、
前記作成した第1の時間領域トレーニングシンボルを、時間方向で逆になるようにコピーして第2の時間領域トレーニングシンボルを作成し、前記第1のトレーニングシンボルと前記第2のトレーニングシンボルを連結することで、中心対称のかつ時間領域周期特性の櫛状構造を持つトレーニングシリアルを作成するステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２０】
前記周波数領域トレーニングシンボルを作成するステップは、拡散前に選択されたコンスタレーション図上の複素数点をSF回数周波数領域で繰り返すことで、完全な周波数領域トレーニングシンボルになるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
一つの時間領域トレーニングシンボルに対して、任意の隣接する二つの０でない時間領域サンプルの間にはSF-1個の0サンプルを含むことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高速無線通信システムにおける時間同期と搬送波周波数偏差推定方法及び装置に関して、特に直交周波数分割多重システム（OFDM）無線通信システムにおいて時間同期と搬送波周波数偏差同時推定の方法及び装置に関する。当該方法及び装置は、正確な時間同期を実現するとともに、広い範囲で搬送波周波数偏差の探索を行うことができる事から適用範囲が広いというメリットがある。
【背景技術】
【０００２】
高速無線通信システム、特に直交周波数分割多重（OFDM）無線通信システムには、正確確実な時間同期を実現することが必要であり、これにより受信端は発信端が発信するデータを正確に復調することができる。
【０００３】
これとともに、OFDMシステムでは搬送波周波数偏差に対する感度が高いので、受信端は、正確で効率的なアルゴリズムを提供して、搬送波周波数偏差に対して正確な推定と修正を行わなければならない。
【０００４】
受信端は、受信したデータフレームを正確に定位し、データフレーム毎の開始位置と終了位置を確定しなければならない。
【０００５】
ところで、さまざまな要因、例えば、発信端と受信端との発振器の周波数が整合しないこと、移動に伴って発生するドップラーシフトなどによって、発信端と受信端との間に周波数偏差が生じる可能がある。
【０００６】
この周波数偏差は、受信機の復調性能にも影響を及ぼすが、従来の同期システムにおいては最も常用な方法として、トレーニングシリアルによる時間同期と周波数同期が用いられている。
【０００７】
従来の同期アルゴリズムには、無効シンボル（Null  Symbol）を利用して同期定位するものがある。この方法では、無効シンボルでは送信電力が０となる性質を利用し、受信端では低い電位シンボルの検出をもって、新しいシンボルの到達を認識する事が可能となる。
【０００８】
このようなアルゴリズムは、放送の連続伝送モードでは有効であるが、無線ローカルネットワークのようなバースト伝送モード（Burst Transmission Mode）に対して適用することはできない。
【０００９】
なぜなら、バースト伝送システムは、アイドル状態にある期間が長く、システムがアイドル状態にあるか又は無効シンボル区間なのかについて認識することができないためである。
【００１０】
また、別の方法として、OFDMシンボル中の循環プリフィクス（Cyclic Prefix）を利用して同期するアルゴリズムがある。
【００１１】
しかしながら、これらのアルゴリズムは、シンボル同期は可能であるが、フレーム（frame）同期ができない。そして、一般的に循環プリフィクスの長さは短いので、アルゴリズム自体の精度は高くない。さらに、トレーニングシリアルによって時間同期と搬送波周波数偏差推定を行うアルゴリズムもあるが、一般的にアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルの平均電力と普通のデータシンボルの電力は同じであり、特に低い信号雑音比の環境では高いパケット損失率を起こす可能性がある。
【００１２】
ところで、既存の各種アルゴリズムでは、一般的にまず時間同期を行い、その後、搬送波周波数偏差推定を行っている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかし、時間同期偏差と搬送波周波数偏差との二者はお互いに独立でなく、お互いに影響を及ぼすものである。つまり、搬送波周波数偏差推定が正確に実施できるための前提は，受信端で既に正確な時間同期が取れている事であるが、時間同期の性能も搬送波周波数偏差の影響を受けており、結局、二者はお互いに依存するものであるので、二者を独立して別々に処理すると大きい誤差が生じる可能がある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明による１つの特徴には、無線通信システムにおいて時間同期と周波数偏差同時推定の方法を提供して、発信端において、システムで予め設定した拡散コード（SF）を利用して、入力したデータに対して周波数領域拡散とインターリーブを実施することで、周波数領域トレーニングシンボルを作成して、作成した周波数領域トレーニングシンボルを逆離散フーリエ変換することで、時間領域での第1の時間領域トレーニングシンボルを作成して、作成した第1の時間領域トレーニングシンボルを逆方向で第2の時間領域トレーニングシンボルにコピーすることで、完全な中心対称の櫛状構造のトレーニングシリアルになり、受信端において、受信した信号の電力を検出することで新しいトレーニングシリアルの到着を確認し、粗いフレーム同期を行い、受信したトレーニングシリアルに対して高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差推定を実施して、搬送波周波数偏差推定結果に基づいて搬送波周波数偏差補償を実施することで、搬送波周波数偏差を消し去るステップを含む。
【００１５】
本発明による他の特徴には、無線通信システムにおいて時間同期と周波数偏差同時推定を実施する装置を提供して、発信端には、予め可変拡散コード（SF）を設定する可変拡散コード制御手段と、拡散コードを利用して入力したデータに対して周波数領域での拡散とインターリーブを実施することで、周波数領域トレーニングシンボルを作成する周波数領域拡散とインターリーブ手段と、周波数領域でのトレーニングシンボルを時間領域でのトレーニングシンボルに転換する逆離散フーリエ変換手段と、時間領域トレーニングシンボルを逆方向で繰り返すことで、中心対称の櫛状構造を持つトレーニングシリアルになるシンボル逆方向繰り返し手段とを有し、受信端には、受信したデータを電力検出して、発信したトレーニングシリアルを検出すると粗いフレーム同期を実現する電力検出と粗いフレーム同期手段と、受信したトレーニングシリアルに基づいて、高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差推定を同時に実施する高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定手段とを有する。
【００１６】
本発明による更なる他の特徴には、無線通信システムにおいて時間同期と周波数偏差同時推定を実施するトレーニングシリアルを作成する方法を提供して、拡散コード（SF）を作成するステップと、選択されたコンスタレーション図上の複素数点に対する周波数拡散とインターリーブを実施することで、周波数領域トレーニングシンボルを作成するステップと、作成した周波数領域トレーニングシンボルを逆離散フーリエ変換することで、時間領域トレーニングシンボルを作成するステップと、作成した時間領域トレーニングシンボルを逆方向で繰り返すことで、中心対称のかつ時間領域周期特性の櫛状構造を持つトレーニングシリアルを作成するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１７】
本発明は、前記問題点に鑑みなされたものであり、時間同期と搬送波周波数偏差推定を同時に行う方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１８】
当該方法と装置を利用して、フレーム同期と搬送波周波数偏差推定とを同時に行うことができ、確実なフレーム同期と高い正確性を持つ搬送波周波数偏差推定を提供し、パケット誤り率を下げることができる。
【００１９】
本発明は、さらに、周波数領域でのインターリーブを適用することで時間領域に周期的な電力ピークを作り出し、トレーニングシリアルの初期検出を容易にする効果もある。
【００２０】
その他、これら時間同期と周波数偏差同時推定を実施するトレーニングシリアルを作成する方法を提供することを他の目的として、当該シリアルが同時にフレーム同期と搬送波周波数偏差検出を実施でき、確実なフレーム同期と高い正確性を持つ搬送波周波数偏差推定とを提供し、パケット損失率を下げることを可能とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
次に、本発明の実施例を、図面を参照して詳しくて説明する。本発明を理解しやすくするために、本発明に直接関係しない細部と機能は省略する。
【００２２】
図１は、本発明の一実施例による直交周波数分割多重の発信端と受信端を表すブロック図である。
【００２３】
図１のように、発信端１０は、可変拡散コード制御ユニット１１と、周波数領域拡散とインターリーブユニット１２と、シンボル逆方向繰り返しユニット１３と、逆離散フーリエ転換ユニット（IDFT）１４と、PAPR低減ユニット１５と、データ変調ユニット１６、シリアル/パラレル転換ユニット１７とを含む。
【００２４】
受信端２０は、電力検出と粗いフレーム同期ユニット２１と、高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定ユニット２２とを含む。
【００２５】
発信端では、データ変調ユニット１６によってデータを変調し、変調した信号をシリアル/パラレル転換ユニット１７に供給する。
【００２６】
また、発信端には、可変拡散コード制御ユニット１１が設置され、予め可変拡散コード（SF）が登録されている。拡散率は、システムが予め現在チャネルの状況に基づいて設置するパラメータであり、通常は２のｎ乗から選択し、例えば２，４，８，１６が使用される。
【００２７】
従来のソフトウェアとハードウェアとの互換性を考慮すると、可変拡散コード制御ユニット１１は、発信端に配置する方が良い。
【００２８】
一旦、拡散コードを確定した後、可変拡散コード制御ユニット１１は、確定したSFを作成し、シリアル/パラレル転換ユニット１７と周波数領域拡散とインターリーブユニット１２とに供給する。
【００２９】
変調したデータは、シリアル/パラレル転換ユニット１７でシリアル/パラレル転換される。シリアル/パラレル転換されたデータは、周波数領域拡散とインターリーブユニット１２に出力される。
【００３０】
周波数領域拡散とインターリーブユニット１２は、入力されたデータに対してSFを用いた周波数領域によるコード拡散とインターリーブとを行う。
【００３１】
スプレッドスペクトラムとインターリーブとが行われたデータは、逆離散フーリエ転換ユニット（IDFT）１４に入力される。
【００３２】
IDFT１４の作用としては、周波数領域トレーニングシンボルを逆離散フーリエ転換し、周波数領域でのデータを時間領域でのデータに転換する。つまり、IDFT１４を通過した後、周波数領域でのトレーニングシンボルが時間領域でのトレーニングシンボルに転換される。
【００３３】
簡単化のため、例として、本発明のアルゴリズムによる時間同期と周波数同期とは、いずれも時間領域でのトレーニングシリアルによって実施されるものとする。即ち、受信端では、時間領域での信号だけを検出する。
【００３４】
なお、本発明はこれに限定されるものではなく、その基本構想を周波数領域に適用することも可能である。
【００３５】
IDFTを介するデータは、中心対称のトレーニングシリアルになるようにシンボル逆方向繰り返しユニット１３によって逆転され繰り返される。
【００３６】
データが送信される前に、データのピーク電力対平均電力比（PAPR）を下げるために、データは、ピーク電力対平均電力比（PAPR）低減ユニット１５に伝送される。
【００３７】
実際には、ピーク電力対平均電力比（PAPR）低減ユニット１５は、ある非常に大きい送信電力を下げるためのものであり、或いは、適応する他の用途にも使用する。ピーク電力対平均電力比（PAPR）低減に関する内容は、本発明に属するものではないので、ここで詳しい説明をしない。
【００３８】
処理されたデータは、無線チャネルを介して受信端に送信される。下記にて詳しく説明するように、トレーニングシリアルによる同期検出は、実際は、受信側の電力検出によって実施される。
【００３９】
受信端の電力検出と粗いフレーム同期ユニット２１は、受信した信号について電力検出し、送信されたトレーニングシリアルを検出すると、粗いフレーム同期（時間同期）が行われる。
【００４０】
本発明の櫛状構造のトレーニングシリアルでは、まず新しいトレーニングシリアル（フレームのヘッド）の到着を検出することができる。この段階までは、どのサンプルが一番目のサンプルであるかと、どの部分がフレームの開始であるかが未知である。その原因としては、同様なサンプルが多く検出され、フレームタイミングを同定することができないからである。
【００４１】
従って、粗くフレーム同期した信号は、引き続き高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定ユニット２２に伝送されることが必要である。
【００４２】
高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定ユニット２２は、フレームの開始であるサンプルを見つけるために、同期検出ウインドウの時間位置を調整する。受信した当該トレーニングシリアルによって、目的とする高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差の同時推定を実現できる。
【００４３】
次に、周波数領域トレーニングシンボルの作成過程を、図２に基づいて説明する。周波数トレーニングシンボルの作成は、周波数領域拡散とインターリーブとの二つ部分を含む。図２において、左の図は、周波数領域拡散の過程を、右の図は、インターリーブの過程をそれぞれ表す。
【００４４】
周波数領域拡散の前に、発信端システムは、予めIDFTの長さ及び拡散率を決める必要がある。変調器は、まず、N/SF個の複素数点（NはIDFTの長さ）をコンスタレーション図（QPSK，QAMなど）からランダムに選び取る。これらを順にX1,X2,…,XN/SFとし、一つの変調データブロックとする。
【００４５】
図２の左図に示すように、データを選び取ると、当該データシリアルに対して周波数領域拡散を行う。周波数領域拡散の過程は、下記の通り、選び取ったコンスタレーション図の複素数点毎にSF回繰り返し（X1,X1,…,X1,X2,X2, …,X2, …，XN/SF,XN/SF, …,XN/SF）、全部でN個の新しいシリアルを生成する。
【００４６】
その後、周波数領域拡散したシリアルをインターリーブする。インターリーブ過程は、図２の右図に示すように、N個の周波数領域をSFサンプル毎のブロックに分けて、N/SF個のブロックを周波数領域で生成する。
【００４７】
各ブロックから1点ずつサンプルを取り出し、それぞれのブロックにおいて変調データが、X1,X2,…，XN/SFとなるような新たなブロックを構成する。
【００４８】
このように、インターリーブした周波数トレーニングシンボルは、X1,X2,…，XN/SF，X1,X2,…，XN/SF，X1,X2,…，XN/SFになり、つまり、周波数領域拡散前の変調データブロックをSF回で繰り返して獲得するものになる。
【００４９】
図３（Ａ）及び（B）は、従来技術のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムとをそれぞれ採用した場合のIDFTが出力するトレーニングシンボル、即ち、時間領域トレーニングシンボルの比較概略図である。
【００５０】
図３（A）は、既存のOFDM同期アルゴリズムに使用する時間領域同期トレーニングシンボルの出力特徴、即ち、周波数領域トレーニングシンボルがIDFTで変換されてから出力した結果である。
【００５１】
前提として、IDFT長さ及びトレーニングシリアル平均電力が一定に保持されるとすると、既存のアルゴリズムでは、それぞれの時間領域出力サンプルは、いずれも０ではないが、PAPRが高く、かつ大多数の出力データの電力が低い事がわかる。
【００５２】
図３（B）は、本発明によって作成したトレーニングシンボルの概略図である。本発明のアルゴリズムでは、周波数領域でインターリーブすることによって、トレーニングシンボルが時間領域で周期性を有するようになる。
【００５３】
そのため、IDFTによって転換された時間領域トレーニングシンボルが顕著な時間領域周期性及び櫛状構造を持ち、即ち、シンボルには０番目、SF番目、２＊SF番目、…、（N/SF-１）＊SF番目のサンプルだけが０でなく、これ以外の出力値の全部が０となる。
【００５４】
また、何れの隣接した０でないサンプルは、SF-１個の０サンプルを挟む。このようなシンボルにおける０でない出力データの平均電力は、既存のトレーニングシンボルにおける低電力出力サンプルより高い。
【００５５】
したがって、前提としてトレーニングシンボルの合計送信エネルギーを一定に保持するとした場合、本発明のアルゴリズムにより作成したトレーニングシンボルは、全てのトレーニングシンボルにおける０値サンプルが元々有しているエネルギーをこれらの０でないサンプルに配分していると理解でき、従って、これらの０でないサンプルに対する電力検出が容易になり、パケット損失率を減少させることが可能となる。
【００５６】
図４は、第１の時間領域作成シンボルを逆方向順で第２の時間領域トレーニングシンボルにコピーし、連結して完全な時間領域トレーニングシリアルを作成した結果を示している。
【００５７】
ここで、第１の櫛状時間領域トレーニングシンボルが作成されると、第２のトレーニングシンボルは、第１のトレーニングシンボルの逆順の繰り返し、即ち、第２のトレーニングシンボルの１番目のサンプルが、第１のトレーニングシンボルのN番目のサンプルとなり、第２のトレーニングシンボルの２番目のサンプルが、第１のトレーニングシンボルのN-1番目のサンプルとなり、…、第２のトレーニングシンボルのN番目のサンプルが、第１のトレーニングシンボルの１番目のサンプルとなっている。
【００５８】
トレーニングシリアル毎に、二つの時間領域トレーニングシンボルを含み、即ち、トレーニングシリアルの合計長さが２Nであり、櫛状と中心対称との二つの構造特徴を有する。
【００５９】
このような構造特徴を用いることで、電力検出する場合、及び、時間・周波数の同時同期を行う場合に、優れた効果を得ることができる。
【００６０】
図５は、既存のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムとによる検出ミス確率の比較結果を表す概略図である。一例として、仮にIDFT長さがN＝６４、誤報確率がPFA＝１０―４かつSF＝８である場合の、既存のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムの特性を比較する。公平性を保つために、これらの二つのアルゴリズムに対して同じ検出時間となるようにパラメータを設定した。
【００６１】
図５に示すように、例えば、既存のアルゴリズムにおいて、検出時間が８つのサンプルを含む、即ち、L＝８の場合、新たに発明したアルゴリズムでは、同じ時間内に、ただ１つの０でないサンプルを有することから、比較対象としてはL＝１となる。
【００６２】
また、既存のアルゴリズムで検出時間が１６個のサンプルを含む、即ち、L＝１６であれば、同様な時間に対して、本発明のアルゴリズムには、ただ２つの０でないサンプルを有し、即ち、L＝２となる。
【００６３】
同様に、既存のアルゴリズムについて、検出時間が３２個のサンプルを含む、即ち、L＝３２ならば、同じ時間に対して、本発明のアルゴリズムには、ただ４つの０でないサンプルを有する、即ち、L＝４となる。
【００６４】
この性能の比較結果によって、信号雑音比が低い場合には、本発明のアルゴリズムの検出性能が、既存のアルゴリズムより顕著に高いことが分かる。信号雑音比が、１７ｄB以下である場合、本発明のアルゴリズムによる検出ミス確率は、既存のアルゴリズムによる検出ミス確率より全て小さい。
【００６５】
図６は、本発明の実施例による受信端における高精度フレーム同期・搬送波偏差推定を同時に行うシステムの配置ブロック図を示す。
【００６６】
図６に示すように、当該システムは、電力検出と粗フレーム同期ユニット２１と、高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定ユニット２２と、マルチパス信号検出・認識ユニット５２と、搬送波周波数偏差補償ユニット５４とを備える。
【００６７】
電力検出と粗いフレーム同期ユニット２１は、電力検出ユニット４１と、粗フレーム同期ユニット４２とを含む。
【００６８】
高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定ユニット２２は、高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差探索ユニット５１と、搬送波周波数偏差微調整ユニット５３とを含む。
【００６９】
本発明のアルゴリズムによって作成したトレーニングシリアルが、櫛状構造であるので、その時間同期の検出は、電力の検出に転換できる。従って、受信端において、システムが１つ或いはいくつの大電力サンプルを検出して、かつ、これらのサンプルが櫛状構造で配列された場合には、新しいフレームを検出したと判定する。
【００７０】
まず、システムによってパラメータPFA、
【数１】
2006166436.tif 000003
【００７１】
、Lの値を設置する。また、Γは、電力検出に用いる閾値を表し、システムの要求に基づいて自由に調整し得る。電力検出ユニット４１は、シリーズの受信したサンプルであるｙ（１），ｙ（２），…，ｙ（N）を検出して、
【数２】
2006166436.tif 000004
【００７２】
の値が閾値である「L×Γ」より大きいであるか否かを判定する。大きければ、一つの新しいフレームが到達したと認識し、そうでなければ新しいフレームは到達していないと判定する。
【００７３】
本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルは、櫛状構造を有するため、このような構造によって、電力検出アルゴリズムが検出するとともに、粗フレーム同期ユニット４２において概略的にフレーム同期を行う。この時、同期誤差は、SFの整数倍のサンプルの位置で発生する可能性が一番高い。
【００７４】
粗くフレーム同期したデータは、高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差探索ユニット５１に供給される。
【００７５】
新たに到達したフレームの全ての２Nのサンプルが検出されると、高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差探索ユニット５１は、本発明のアルゴリズムを利用して高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定を行ってもよい。同時推定アルゴリズムの実施は、本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルの中心対称構造に依存する。高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差探索ユニット５１は、推定器として、例えば、下記の式（１）の演算を行う。
【数３】
2006166436.tif 000005
【００７６】
時間同期誤差と搬送波周波数偏差及び雑音の影響がない場合には、y(i+2N-1-n*SF)とy(i+n*SF)は、同じもののはずであり、周波数偏差があっても、この二つの受信サンプルも統計相関のもののはずである。推定器では、この性質を利用し、二つのサンプルの相関を計算する事で同期点を求めるものである。
【００７７】
搬送波周波数偏差補償ユニット５４は、
【数４】
2006166436.tif 000006
【００７８】
を利用して、相関サンプル対毎の共役乗算積を搬送波周波数偏差補償にする。y(i)が、ちょうど受信トレーニングシリアルの１番目のサンプルであり、かつ、
【数５】
2006166436.tif 000007
【００７９】
が、システムでの搬送波周波数偏差と同様である場合に、
【数６】
2006166436.tif 000008
【００８０】
が最大値に達する。具体的には、下記の式（２）で示すことができる。
【数７】
2006166436.tif 000009
【００８１】
但し、
【数８】
2006166436.tif 000010
【００８２】
は、推定された時間偏差を、
【数９】
2006166436.tif 000011
【００８３】
は、推定された搬送波周波数偏差をそれぞれに表す。つまり、この過程において、フレーム同期と搬送波周波数偏差探索を同時に得る事ができる。
【００８４】
ところで、前記に述べた搬送波周波数偏差探索アルゴリズムの推定精度は、探索のステップ量に依存するため不十分であり、探索後に残る搬送波周波数偏差を、搬送波周波数偏差微調整ユニット５３によって推定と修正を実施する必要がある。
【００８５】
搬送波周波数偏差微調整ユニット５３は、下記のようなアルゴリズムを実施する。本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルの中心対称構造に基づいて、受信したトレーニングシリアルの確率密度関数の対数関数は、以下のような式（３）で表すことができる。
【数１０】
2006166436.tif 000012
【００８６】
但し、εは、システムにおける搬送波周波数偏差を表す。Λ（ε）の最大値を得るために、Λ（ε）に対してεに関する導関数を求めて、かつ、これを０にし、解いたεは、式（４）に示すようになる。
【数１１】
2006166436.tif 000013
【００８７】
式（４）は、搬送波周波数偏差微調整の最大法（Maximum  Likelihood）推定アルゴリズムである。
【００８８】
電力検出と搬送波周波数偏差探索を行うときに、マルチパス信号に対しては、最大電力に対応するパスだけで十分であることは当然である。しかしながら、搬送波周波数偏差微調整ユニット５３に対しては、大きい平均電力が高い推定精度を意味するので、マルチパスチャネルにおいては、検出可能なマルチパス信号をできるだけ収集して利用すべきであり、これによって、搬送波周波数偏差の推定精度を有効に向上させる。マルチパス信号に対する検出と認識は、システムに強制的に実行する必要な機能モジュールではないので、スイッチによってマルチパス信号検出と認識ユニット５２を切り替える。
【００８９】
マルチパス信号に対する検出方法は、第１のパス電力の検出方法と同様であり、検出されるパスの信号のエネルギーが閾値である「L×Γ」より大きいか否かを判定して、大きければ、このパスの信号が利用可能であると判定する。そうでなければ、当該信号のエネルギーが小さすぎて利用できず、雑音とみなす。
【００９０】
電力検出は、大電力のいくつのパスしかを有効に検出できず、小電力の信号に対しては、雑音として処理されることが一般であるので、マルチパスチャネルにおいて、本発明のアルゴリズムの性能がAWGNチャネルに比較して、ある性能損失を持つ。
【００９１】
搬送波周波数偏差の探索と高精度推定を実施した後、推定された搬送波周波数偏差
【数１２】
2006166436.tif 000014
【００９２】
（ただし、
【数１３】
2006166436.tif 000015
【００９３】
は、搬送波周波数偏差の探索結果を、
【数１４】
2006166436.tif 000016
【００９４】
は、搬送波周波数偏差の微調整結果をそれぞれ表す）を用いて、引き続き受信するデータシンボル及びトレーニングシリアルに対して搬送波周波数偏差補償を実施する。補償する方法は、受信したシリアルにおける第ｎのサンプルに
【数１５】
2006166436.tif 000017
【００９５】
を乗算することで実施する事ができる。
【００９６】
図７は、本発明のアルゴリズムによる受信端でのマルチパス信号区分の概略図であり、受信端でのマルチパス信号の検出と区分を表す。
【００９７】
図７に示すように、三つのパスを例としてマルチパス信号の区分を表す。受信電力が一番大きいのは第１のパスであり、受信電力がこれより小さいのは第２のパスであり、受信電力が一番小さいのは第３のパスである。
【００９８】
マルチパスの平均電力と遅延時間はお互いに異なるが、本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルは、間欠的な櫛状構造を持つので、各パスの間のマルチパス干渉は非常に小さく、マルチパス信号の電力検出と認識においても非常に有効である。
【００９９】
図８は、本発明の一実施例によるアルゴリズムを多搬送波変調システムに適用する場合の同期アルゴリズムのフローチャートである。
【０１００】
まず、可変拡散コード制御ユニット１１によって拡散コード（SF）を作成する。
【０１０１】
ステップS801にて、入力したビットストリームを符号化する。ステップS802にて、符号化したビットストリームをコンスタレーション図にマッピングする。そして、ステップS803にて、シリアル/パラレル転換ユニット１７で符号化したビットストリームをシリアル/パラレル転換する。ステップS804にて、入力したデータに対し作成した拡散コードで周波数領域拡散とインターリーブを実施する。
【０１０２】
本発明のアルゴリズムに関するシステムの入力信号は、あるコンスタレーション図上の複素数点（例えば、QPSK,16QAM,64QAMなど）である。拡散した後で、得られた周波数領域データは図2の中の左側に示すようになる。
【０１０３】
普通データシンボルの変調をすれば、ステップS806にて拡散した周波数領域シンボルを逆離散フーリエ変換（IDFT）してから、ステップS808のPAPR低減ユニット６を介して送信信号のピーク平均電力比（PAPR）が低減されるようになり、そしてチャネル伝送する。
【０１０４】
システムが一つのトレーニングシンボルを作成しようとすれば、ステップS８０４にてデータを周波数領域拡散した後で、さらにインターリーブを実施することが必要である。
【０１０５】
インターリーブの過程は、図2の中の右側に示すようになる。ステップS805にて、インターリーブした周波数領域トレーニングシンボルをサブ搬送波にマッピングする。その後、ステップS806にて同様に逆離散フーリエ変換（IDFT）をする。  インターリーブした周波数領域データをIDFT変換して作成された時間領域トレーニングシンボルは、図３Bに示すように櫛状構造になる。
【０１０６】
その後、ステップS807にて、作成した時間トレーニングシンボルを逆方向で第2の時間トレーニングシンボルにコピーして完全なトレーニングシリアルになる。
【０１０７】
このような櫛状シンボルには、0番目,SF番目,2＊SF番目,…,（N/SF-1）＊SF番目のサンプルだけが0でなく、他の出力値の何れも0である。何れの二つ隣接した０でないサンプルは、SF-１個０であるサンプルを挟む。
【０１０８】
前提として、シンボル全体のエネルギーが一定に保持されることによっては、SFが大きいほど、IDFT出力データに0値でないデータが少なくなるが、これらの0でない出力データの平均電力が大きくなる。
【０１０９】
本発明のアルゴリズムに必要とするトレーニングシリアルは、２つのトレーニングシンボルを含み、第2の時間領域トレーニングシンボルの作成が、第1の時間領域トレーニングシンボルの作成を基にして、逆方向シリアルのコピーを実施して、即ち、第2のトレーニングシンボルの1番目のサンプル値が、第１のトレーニングシンボルのN番目のサンプル値であり、第2のトレーニングシンボルの２番目のサンプル値が、第１のトレーニングシンボルのN-１番目のサンプル値であり、…、第2のトレーニングシンボルのN番目のサンプル値が、第１のトレーニングシンボルの１番目のサンプル値である。
【０１１０】
このようなトレーニングシリアルは、中心対称構造を有し、図４に示すようになる。
【０１１１】
トレーニングシリアルが作成した後で、ステップS809にて、PAPR低減ユニット１５によってトレーニングシリアルのピーク平均電力比（PAPR）が低減されたデータを無線チャネルに介して発信する。
【０１１２】
受信端において、まず、ステップ８１０にて、電力検出と粗フレーム同期ユニット２１によって一つの新しいトレーニングシリアルの到着を検出して、一旦シリーズになる大電力櫛状データサンプルが検出されると、システムは、新しいトレーニングシリアルを検出されたことを判定し、これらの検出された大電力櫛状データサンプルの到着時間を利用して、大略のフレームの同期時間を見積もることができる。
【０１１３】
電力検出した後で、一つの新しいトレーニングシリアルが検出されて、本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルの中心対称構造を利用して、フレーム同期と搬送波周波数偏差推定との連携ができる。
【０１１４】
次に、ステップS811にて、高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定ユニット２２は、本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルの中心対称構造を利用して、粗くフレーム同期したデータに対してフレーム同期と搬送波周波数偏差推定との連携を行う。
【０１１５】
推定搬送波周波数偏差を獲得すると、ステップS812にて、周波数偏差を削除するように搬送波周波数偏差補償ユニット５４によって周波数偏差を補償する。続いて、ステップS813にて、搬送波周波数偏差補償したデータを離散フーリエ変換（DFT）する。その後、ステップS814にて、受信した、周波数偏差補償と離散フーリエ変換を実施したデータに対して復調する。そして、原始データを得るようにステップS815にて復調されたデータを復号化する。
【０１１６】
次に、本発明のアルゴリズムによる時間同期と搬送波周波数偏差推定との連携のフローを、図9を参照しながら説明する。本発明のアルゴリズムによっては、トレーニングシリアルが櫛状構造であるので、時間同期検出が電力検出に転換された。
【０１１７】
同時同期過程は、主として電力検出と粗い時間同期と、フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定とを含む。フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定は、高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差探索と、搬送波周波数偏差微調整と、マルチパス信号検出及び認識と、搬送波周波数偏差補償とを含む。
【０１１８】
受信端において、システムは一つ又はいくつの大電力サンプルを検出し、かつ、これらのサンプルが櫛状構造で配列されると、新しいフレームが検出されたと判定する。
【０１１９】
検出過程は、以下の通りである。まず、システムによってパラメータPFA、
【数１６】
2006166436.tif 000018
【０１２０】
、Lの値を設置する。ただし、Γは、電力検出に設置した閾値を表し、システムの要求に基づいて自由に調整し得る。
【０１２１】
ステップS101にて、シリーズになる受信したサンプルであるｙ（１），ｙ（２），…，ｙ（N）に対して、
【数１７】
2006166436.tif 000019
【０１２２】
の値が閾値である「L×Γ」より大きいか否かを判定する。
【０１２３】
大きければ、一つの新しいフレームが到達して成功に検出されたと判断し、フローがステップS102に進む。そうでなければ、新しいフレームが到達しないと判定する。
【０１２４】
本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルは、間欠的な櫛状構造を有するため、このような構造によって、電力検出アルゴリズムが検出するとともに概略的にフレーム同期を行う事ができ、同期誤差がSFの整数倍のサンプルの位置で発生する可能性が一番高いことを招く。従って、ステップS102にて、新しいフレームの到着を検出された後で、粗いフレーム同期を行う事ができる。
【０１２５】
新たに到達した一つのフレームの全ての２Nのサンプルが検出されると、本発明のアルゴリズムは、ステップS103にて高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差同時推定を行う。連携アルゴリズムの実施は、本発明のアルゴリズムに使用するトレーニングシリアルの中心対称構造に依存する。連携アルゴリズムの動作内容は既に述べたので、ここで省略にする。
【０１２６】
そして、ステップS104にて、高精度フレーム同期と搬送波周波数偏差探索ユニット５１によって概略に搬送波周波数偏差
【数１８】
2006166436.tif 000020
【０１２７】
を見積もる。マルチパス信号がある場合には、ステップS105にてマルチパス検出と認識ユニット５２によってマルチパスの検出と認識を行う。
【０１２８】
搬送波周波数偏差微調整アルゴリズムに対しては、大きい平均電力が高い推定精度コンスタレーション図上の複素数点を意味するので、マルチパスチャネルにおいては、検出可能なマルチパス信号をできるだけ収集して利用すべきであり、これによって搬送波周波数偏差の推定精度を有効に向上させる。ここで、マルチパス信号に対する検出と認識は、システムに強制に実行する必要な機能モジュールではない。
【０１２９】
マルチパス信号に対する検出方法は、第１のパス電力の検出方法と同様であり、検出されるパスの信号のエネルギーが閾値である「L×Γ」より大きいか否かを判定して、大きいのであればこのパスの信号が利用可能であると判定する。そうでなければ、当該信号のエネルギーが小さすぎて利用できず、ただ雑音とみなす。
【０１３０】
その後、ステップS106にて、搬送波周波数偏差微調整ユニット５３は、搬送波周波数偏差微推定を行い、そのアルゴリズムが、前記の式（３）に示すようになる。
【０１３１】
前記で説明した搬送波周波数偏差探索アルゴリズムの推定精度が不十分であるので、次に、ステップS107にて、搬送波周波数偏差微調整ユニット５３によって搬送波周波数偏差微調整アルゴリズムで探索してから残る搬送波周波数偏差
【数１９】
2006166436.tif 000021
【０１３２】
を推定、これによって推定と修正を行う。
【０１３３】
その後、ステップS108にて、搬送波周波数偏差の探索と高精度推定を実施した後で、推定搬送波周波数偏差
【数２０】
2006166436.tif 000022
【０１３４】
（ただし、
【数２１】
2006166436.tif 000023
【０１３５】
は、搬送波周波数偏差の探索結果を、
【数２２】
2006166436.tif 000024
【０１３６】
は、搬送波周波数偏差の微調整結果をそれぞれに表す）が得られる。
【０１３７】
その後、ステップS109にて、受信したデータシンボルとトレーニングシリアルに対して搬送波周波数偏差補償を実施する。補償する方法は、受信したシリアルにおける第ｎのサンプルに
【数２３】
2006166436.tif 000025
【０１３８】
を乗算することで行なう事ができる。
【０１３９】
図10では、推定搬送波周波数偏差精度について比較した結果を示す。搬送波周波数偏差推定探索範囲として、Mooseアルゴリズムでは
【数２４】
2006166436.tif 000026
【０１４０】
のサブ搬送波間隔内のずれを推定できるが、さらに探索範囲を広くするためには、IDFT長さを縮小することが必要であり、その結果として推定精度が劣化しまう。
【０１４１】
一方、本発明のアルゴリズムの最大探索範囲は、
【数２５】
2006166436.tif 000027
【０１４２】
であり、Nが４×ＳＦより非常に大きい場合には、当該アルゴリズムは、一つのサブ搬送波間隔より非常に大きい搬送波周波数偏差を探索する事ができる。
【０１４３】
また、推定精度に関しては、IDFT長=Nの場合、Mooseアルゴリズムの推定二乗平均平方誤差値（mean square error）のCramerーRao Lower Bound (CRLB)は、
【数２６】
2006166436.tif 000028
【０１４４】
であるが、本発明のアルゴリズムのCRLBは、
【数２７】
2006166436.tif 000029
【０１４５】
となる。
【０１４６】
図１１に、N=256,SF=8の場合の両者の比較を示す。この図より、本発明のアルゴリズムでは、MooseアルゴリズムよりCRLBが1.5dB向上できることがわかる。
【０１４７】
図１１は、既存のアルゴリズム、例えば、Mooseアルゴリズムと本発明のアルゴリズムのマルチパスチャネルにおける推定精度性能を比較した図である。
【０１４８】
マルチパスチャネルにおいては、小電力のマルチパス信号が有効に検出できないため、AWGNチャネルと比較すると推定精度が若干劣化する。また、マルチパス信号同士の干渉も、本発明のアルゴリズムの推定性能にある程度の影響を及ぼす。
【０１４９】
例えば、SF個のサンプル間隔が、マルチパス信号の最大遅延より大きければ、マルチパス信号同士の干渉が0であり、高い信号雑音比の場合には、本発明のアルゴリズムの推定精度にフロア効果を生じない。
【０１５０】
しかし、そうでない場合、つまりSF個のサンプル間隔が、最大マルチパス遅延より小さい場合には、異なるパス信号同士がお互いに干渉して、高い信号雑音比環境における推定精度にフロア効果を招く。
【０１５１】
図１１の評価では、N=256、4パス独立のRayleighチャネルを想定し、パス毎の遅延は、それぞれ0，2，4，6のサンプル間隔、パス毎の電力は負指数配布に従うとした。SFは、４又は８を選択することが可能である。
【０１５２】
SF=4である場合には、SF個のサンプル間隔が最大マルチパス遅延より小さいので、本発明のアルゴリズムにフロア効果をもたらしている事がわかる。一方、SFが８に増大すると、フロア効力がなくなり、仮に受信した4つのパス信号のうち、合計として三つのパス信号が有効に検出され利用される場合には、本発明のアルゴリズムの性能はMooseアルゴリズムより1.2dB向上する。
【０１５３】
上記の実施例に基づく説明から分かるように、従来技術と比べて本発明のアルゴリズムは、確実な電力検出アルゴリズムを提供し、速やか及び確実なフレーム同期を実現することができる。また、本発明のアルゴリズムによって搬送波周波数偏差の探索範囲を広くすることができる。
【０１５４】
多搬送波変調システムには、周波数偏差の大きさが十数乃至数十個のサブ搬送波間隔に達することが可能である。従来技術のアルゴリズムでは、このような搬送波周波数偏差推定の範囲は限られており，±0．5のサブ搬送波間隔範囲以内に限定される。
【０１５５】
また、従来技術のアルゴリズムでは別のシンボル、例えば、一つの周波数偏差シリアルによって探索を行い、他の搬送波周波数偏差シリアルによって微調整を行っている。しかしながら、このようにすると、余分なトレーニングシリアルが必要となってしまう。
【０１５６】
本発明のアルゴリズムは、システムのハードウェアの負荷を増加せずに推定性能を維持したまま，探索範囲を広げることを可能とする。また、本発明のアルゴリズムは、搬送波周波数偏差の推定精度を向上させる効果もある。
【０１５７】
以上において、本発明を好ましい実施例に基づいて説明したが、本発明の実施は、これに限られず、添付した請求項だけによって限定され、当業者は本発明の主旨を逸脱しないことを条件に、本発明の実施例を各種の変更と改進を行ってもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１５８】
【図１】本発明の一実施例による直交周波数分割多重の発信端と受信端を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施例による周波数領域トレーニングシンボルの作成過程、周波数拡散とインターリーブを含む概略図である。
【図３】従来技術のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムとをそれぞれ採用するIDFTが出力するトレーニングシンボル、即ち時間領域トレーニングシンボルの比較概略図である。
【図４】第１の時間領域作成シンボルを逆方向順で第２の時間領域トレーニングシンボルにコピーして完全な時間領域トレーニングシリアルになる概略図である。
【図５】既存のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムとによる検出ミス確率の比較結果の概略図である。
【図６】本発明の実施例による受信端における配置ブロック図。
【図７】本発明のアルゴリズムによる受信端でのマルチパス信号区分の概略図である。
【図８】本発明の実施例による多搬送波変調システムに使用する同期アルゴリズムのフローチャートである。
【図９】本発明のアルゴリズムにおける時間同期と搬送波周波数偏差同時推定のフローチャートである。
【図１０】従来技術のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムを採用してAWGNチャネルにおいての搬送波周波数偏差推定精度の比較結果を表す概略図である。
【図１１】従来技術のアルゴリズムと本発明のアルゴリズムを採用してマルチパスチャネルにおいての搬送波周波数偏差推定精度の比較結果を表す概略図である。
【符号の説明】
【０１５９】
１０…発信機
１１…可変拡散コード制御ユニット
１２…周波数領域拡散とインターリーブユニット
１３…シンボル逆方向繰り返しユニット
１４…ＩＤＦＴ
１５…ＰＡＰＲ低減ユニット
１６…データ変調ユニット
１７…シリアル/パラレル転換ユニット
２０…受信機
２１…電力検出と粗フレーム同期ユニット
２２…高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差同時推定ユニット
４１…電力検出器
４２…粗フレーム同期ユニット
５１…高精度フレーム同期・搬送波周波数偏差探索
５２…マルチパス検出・認識ユニット
５３…搬送波周波数偏差微調整ユニット
５４…搬送波周波数偏差補償ユニット
【図１】
2006166436.tif 000030
【図２】
2006166436.tif 000031
【図３】
2006166436.tif 000032
【図４】
2006166436.tif 000033
【図５】
2006166436.tif 000034
【図６】
2006166436.tif 000035
【図７】
2006166436.tif 000036
【図８】
2006166436.tif 000037
【図９】
2006166436.tif 000038
【図１０】
2006166436.tif 000039
【図１１】
2006166436.tif 000040