(57)【要約】【課題】  ＭＩＭＯ無線データ伝送において、直交変調機と直交復調機のＩＱミスマッチによって生じる符号誤り率の劣化を補償する。【解決手段】  送信アンテナ数Ｍ、受信アンテナ数Ｎの直交変調をおこなうＭＩＭＯ伝送において、送信信号ベクトルをＭ個の複素信号の同相成分と直交成分からなる要素数２Ｍのベクトルとし、受信信号ベクトルをＮ個の複素信号の同相成分と直交成分からなる要素数２Ｎのベクトルとし、伝搬路行列を２Ｎ行２Ｍ列からなる実数行列として、トレーニング信号によりＩＱミスマッチを含んだ伝搬路行列を求めて、それによりＭＩＭＯ符号化、復号をおこなう。伝搬路行列の学習には、コンスタレーション上に一つの送信アンテナにつき二つの線形独立な信号点を有するトレーニング信号を用いる。 【選択図】    図４
2006245871.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ本の送信アンテナを有する送信機とＮ本の受信アンテナを有する受信機の間でデータ通信をおこなう無線データ通信システムであって、
前記送信機は、各々の送信アンテナに対する送信信号を変調する変調機を具備してなり、
前記受信機は、各々の受信アンテナからの受信信号を復調する復調機を具備してなり、
前記送信機から前記受信機にトレーニング信号を送信し、
Ｍ個の送信信号ベクトルの同相成分と直交成分と、Ｎ個の受信ベクトルの同相成分と直交成分とから、変調時に生ずる前記変調機の同相成分のずれと直交成分のずれと、復調時に生じる前記復調機の同相成分のずれと直交成分のずれとを含んだ送信信号ベクトルと受信信号ベクトルとの関係を表す２Ｎ行２Ｍ行の伝搬行列を演算し、
前記トレーニング信号を送信後に、前記送信機から前記受信機に送信されるデータによって、前記復調機に入力される同相成分と直交成分とを、前記伝搬行列に基づいて演算することを特徴とする無線データ通信システム。
【請求項２】
請求項１において、
前記伝搬路行列の決定のために、一つの送信アンテナに対してコンスタレーション上に少なくとも二つの線形独立な信号点を有するトレーニング信号を用いることを特徴とする無線データ通信システム。
【請求項３】
請求項１において、
ＱＰＳＫにより前記トレーニング信号を構成することを特徴とする無線データ通信システム。
【請求項４】
請求項２において、
第一のトレーニング信号と第二のトレーニング信号から各々信号点を抽出し、前記抽出した信号点のコンスタレーション上の位相が互いに９０°異なるＢＰＳＫにより構成することを特徴とする無線データ通信システム。
【請求項５】
請求項２において、
前記トレーニング信号をＢＰＳＫにより構成し、前記トレーニング信号を送出するたびに前記トレーニング信号のコンスタレーション上の信号点の位相を９０°回転させることを特徴とする無線データ通信システム。
【請求項６】
Ｍ本の送信アンテナを有する送信機とＮ本の受信アンテナを有する受信機の間でデータ通信をおこなう無線データ通信方法であって、
前記送信機は、各々の送信アンテナに対する送信信号を変調してデータを前記送信アンテナから送信する送信機であり、
前記受信機は、各々の受信アンテナからの受信信号を復調してデータを取り出す受信機であり、
前記送信機から前記受信機にトレーニング信号を送信するステップと、
Ｍ個の送信信号ベクトルの同相成分と直交成分と、Ｎ個の受信ベクトルの同相成分と直交成分とから、変調時に生ずる前記変調機の同相成分のずれと直交成分のずれと、復調時に生じる前記復調機の同相成分のずれと直交成分のずれとを含んだ送信信号ベクトルと受信信号ベクトルとの関係を表す２Ｎ行２Ｍ行の伝搬行列を演算するステップと、
前記トレーニング信号を送信後に、前記送信機から前記受信機に前記送信アンテナから前記受信アンテナにデータを送信するステップと、
送信されたデータよって前記復調機に入力される同相成分と直交成分とを、前記伝搬行列に基づいて演算するステップと
を有することを特徴とする無線データ通信方法。
【請求項７】
請求項６において、
ＱＰＳＫにより前記トレーニング信号を構成することを特徴とする無線データ通信方法。
【請求項８】
請求項６において、
第一のトレーニング信号と第二のトレーニング信号から各々信号点を抽出し、前記抽出した信号点のコンスタレーション上の位相が互いに９０°異なるＢＰＳＫにより構成することを特徴とする無線データ通信方法。
【請求項９】
請求項６において、
前記トレーニング信号をＢＰＳＫにより構成し、前記トレーニング信号を送出するたびに前記トレーニング信号のコンスタレーション上の信号点の位相を９０°回転させることを特徴とする無線データ通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線データ通信システム、および、無線データ通信方法に係り、特に、複数の送信アンテナからの無線データを複数の受信アンテナによって受信するＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信に用いて好適な無線データ通信システム、および、無線データ通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の無線通信システムでは受信感度を向上させるために、複数のアンテナを用いて送信機から信号を送信する技術や、複数のアンテナを用いて信号を受信する技術が利用されている。これらの技術はビームフォーミング、あるいはダイバーシティと呼ばれている。
【０００３】
ビームフォーミングやダイバーシティは受信感度を向上させるためノイズや干渉による伝送特性の劣化を抑えることが可能であるが、伝送レートを高める効果は小さい。
【０００４】
これに対し、複数のアンテナを利用して伝送レートを高めたり、より大きな受信感度向上の効果が得られる技術（ＭＩＭＯ）が提案されている。
【０００５】
例えば、無線ＬＡＮの標準化を進めているＩＥＥＥ８０２．１１ではタスクグループｎにおいて１００Ｍｂｐｓを超える方式について議論されており、ＭＩＭＯを採用することがほぼ確実となっている。また、第４世代移動通信システムにおいても伝送レートの増大のために、ＭＩＭＯを採用することが検討されている。
【０００６】
しかしながら、ＭＩＭＯ伝送システムを構築する場合には、以下の非特許文献１、２に示されるように、直交変調機と直交復調機におけるＩＱミスマッチが大きく影響し、伝送特性を劣化させる問題がある。ＩＱミスマッチとは、複素信号の同相成分と直交成分（それぞれ複素数の実部と虚部に対応する）の振幅変換比率が異なったり、両者の位相差が９０度から崩れてしまうことをいう。
【０００７】
【非特許文献１】鎌田裕之，水谷慶，阪口啓，荒木純道，「ＲＦ系の不完全性によるＭＩＭＯ通信システムの特性劣化に関する検討」，２００４年電子情報通信学会ソサイエティ大会Ｂ−５−２３
【非特許文献２】阪口啓，ティン シーホー，荒木純道，「ＭＩＭＯ固有モード伝送システムの構築と測定実験結果」，電子情報通信学会論文誌Ｂ，ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｂ，ｎｏ．９，ｐｐ．１４５４−１４６６，２００４年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
以下では、先ず、図１を用いてＭＩＭＯ方式の原理を説明する。
図１は、一般的なＭＩＭＯ方式の原理を説明する図である。
【０００９】
ＭＩＭＯ送信機１０１で、送信データはＭ本の送信アンテナ１０２に分配され、送信信号ベクトルｘ=(ｘ(1),ｘ(2) ,…,ｘ(M))Tを形成する。ＭＩＭＯ受信機１０４では、Ｎ本の受信アンテナ１０３で信号を受信し、受信信号ベクトルy=(y(1), y(2),…,y(N))T を形成する。送信アンテナ１０２−iから受信アンテナ１０３−ｊへ信号が伝達される際に、振幅の減衰と位相の回転によって信号はＨｉｊ倍される。 Ｈｉｊを要素に持つ伝搬路行列Ｈを用いれば、信号の伝搬は次の（式１）で表される。
【００１０】
【数１】
2006245871.tif 000003
【００１１】
ここで，信号ベクトルｘ，y、伝搬路行列Ｈは複素数で表現される。
【００１２】
そして、ＭとＮが等しければ、以下の（式２）によって、受信信号ベクトルy から送信信号ベクトルｘを復元することが可能である（ＺＦ方式：Zero Forcing）。
【００１３】
【数２】
2006245871.tif 000004
【００１４】
上記ＺＦ方式では、ＭとＮが等しい必要があるが、一般にはＭとＮが等しくなくともよい。その際には、例えば以下に示す固有モード伝送方式によって信号を復元することができる。行列Ｈは特異値展開により次の（式３）のように展開される。
【００１５】
【数３】
2006245871.tif 000005
【００１６】
ここで、ＶはＭ行Ｍ列のユニタリー行列、ＵはＮ行Ｎ列のユニタリー行列であり、ＶＨは行列Ｖのエルミート転置を表す。ヒは対角成分がＨの特異値、すなわち、ＨＨＨの固有値の平方根となり，その他の成分がゼロとなるＮ行Ｍ列の行列である。この関係を用いて送信前の信号に行列Ｖの変換を適用し，受信後の信号に行列ＵＨの変換を適用する。このとき、受信信号は次の（式４）で表される。
【００１７】
【数４】
2006245871.tif 000006
【００１８】
このように、（式４）の最右辺で表されるように対角成分のみを持つ行列による変換となるため、受信信号から送信信号を復元することが可能である。
【００１９】
上記ＺＦ方式や固有モード伝送方式の他に、最尤検出方式、時空間符号化方式などによって送信信号を復元することが可能である。
【００２０】
送信ベクトルｘの復元にあたり伝搬路行列Ｈが必要となる。そこで、データ転送の際には、前もって送受信機の間で取り決められた既知信号から構成されるトレーニング信号を送信し、受信機で伝搬路行列Ｈを求めておくことが必要となる。無線LANでは従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格において、データフレームの先頭にキャリア周波数同期やタイミング調整用のトレーニング信号が配置されているため、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎではＭＩＭＯ用トレーニング信号も合わせて配置することが検討されている。このトレーニング信号にはＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号が用いられる。
【００２１】
上記の方法により理想的な場合には、送信アンテナ１本から信号を送信して受信アンテナ１本で受信する場合（ＳＩＳＯ：Single-Input Single-Output）に比べ、ＭＩＭＯではmin(M,N)倍の伝送レートを実現することができる。
【００２２】
しかしながら、ＭＩＭＯ伝送システムを構築する場合には、上記の非特許文献１、２に示されるように、直交変調機と直交復調機におけるＩＱミスマッチが大きく影響し、伝送特性を劣化させる問題があった
以下では、図２および図３を用いてＩＱミスマッチについて説明する。
図２は、図１に示した従来技術に係るＭＩＭＯ送信機、受信機の内部にある直交変調機と直交復調機を明示的に示したものである。
図３は、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）のコンスタレーション（constellation：Ｉ（同相成分）およびＱ（直交成分）をそれぞれ互いに直交する２つの座標軸（図３の例では横軸がＩ軸、縦軸がＱ軸）で表現した場合に、その２つの座標軸によって形成される座標平面）におけるＩＱミスマッチによる伝送信号の歪みを示す図である。
【００２３】
ＭＩＭＯ送信機１０１内では、最初にＭＩＭＯ変調機１０７でシリアル・パラレル変換や誤り訂正符号化、インターリーブといった処理の後に、信号が複素数に変換される。ここでＭＩＭＯ符号化がおこなわれ、送信アンテナ数と同数の複素信号が出力される。複素信号は、同相成分と直交成分の２成分で表されるため、各複素信号ごとに２成分の出力が存在する。この複素信号が、直交変調機１０５で中心周波数が無線電波の周波数となる信号に変換され、Ｍ本の送信アンテナ１０２で送出される。受信部ではＮ本の受信アンテナ１０３で受信された信号がＭＩＭＯ受信機１０４内の直交復調機でベースバンド信号に変換され、同相、直交の２成分からなる複素信号がＭＩＭＯ復調機１０８へ送られる。そして、ＭＩＭＯ復調機１０８では、受信アンテナ数と同数の複素信号からＭＩＭＯ復号がおこなわれ、後にデインターリーブ、誤り訂正符号の復号、パラレル・シリアル変換を経てデータが復元される。ここで、ＭＩＭＯ変調機１０７でおこなわれるＭＩＭＯ符号化とＭＩＭＯ復調機１０８でおこなわれるＭＩＭＯ復号は、Ｎ行Ｍ列の複素伝搬路行列Ｈに基いておこなわれる。ここで直交変調機１０５と直交復調機１０６で発生するＩＱミスマッチが問題となる。
【００２４】
図３は、ＩＱミスマッチによる複素信号の劣化の様子を示したものであり、横軸に同相成分、縦軸に直交成分を取り、理想的な場合のＱＰＳＫ信号（白丸）とＩＱミスマッチで歪んだ場合（黒丸）を比較している。このように、複素信号に歪みが発生して伝送特性を劣化させる。ＩＱミスマッチによる劣化は、ミスマッチの大きさが同じであれば、直交変調機でも直交復調機でも同等の劣化となる。
【００２５】
ＩＱミスマッチは、ＳＩＳＯでも特性を劣化させるが、ＭＩＭＯではさらに顕著となる。図２の直交変調機１０５でＩＱミスマッチによる歪みを受けた信号は、伝送中に空間で混合されてしまう。また、受信時には直交復調機１０６でさらにＩＱミスマッチの影響を受け、ＭＩＭＯ復号の際に再度混合される。このようなＩＱミスマッチの蓄積によって、通常であれば信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）が大きくなるに従って符号誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）が小さくなるところ、あるＢＥＲよりも小さくならないという現象が発生する。
【００２６】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、その目的は、直交変復調を用いたＭＩＭＯ通信によって生ずるＩＱミスマッチを低減できるようなＭIＭＯデータ通信システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明の代表的なものの一例を示せば、以下の通りである。すなわち、本発明の無線データ通信システムは、Ｍ本の送信アンテナを有する送信機とＮ本の受信アンテナを有する受信機の間でデータ通信をおこなう無線データ通信システムであって、前記送信機は、各々の送信アンテナに対する送信信号を変調する変調機を具備してなり、前記受信機は、各々の受信アンテナからの受信信号を復調する復調機を具備してなり、前記送信機から前記受信機にトレーニング信号を送信し、Ｍ個の送信信号ベクトルの同相成分と直交成分と、Ｎ個の受信ベクトルの同相成分と直交成分とから、変調時に生ずる前記変調機の同相成分のずれと直交成分のずれと、復調時に生じる前記復調機の同相成分のずれと直交成分のずれとを含んだ送信信号ベクトルと受信信号ベクトルとの関係を表す２Ｎ行２Ｍ行の伝搬行列を演算し、前記トレーニング信号を送信後に、前記送信機から前記受信機に送信されるデータによって、前記復調機に入力される同相成分と直交成分とを、前記伝搬行列に基づいて演算することを特徴とする。
【００２８】
本発明のＭIＭＯデータ通信システムでは、Ｍ本の送信アンテナを有し、変調機と、各々の送信アンテナに対する送信信号を直交変調する直交変調機とを具備する送信機とＮ本の受信アンテナを有し、復調機と、各々の受信アンテナからの受信信号を直交復調する直交復調機とを具備する受信機の間でデータ通信をおこなうシステムである。
【００２９】
このような構成のシステムにおいて、先ず、送信機から受信機にトレーニング信号を送信する。
【００３０】
受信機側では、Ｍ個の送信信号ベクトルの同相成分と直交成分と、Ｎ個の受信ベクトルの同相成分と直交成分とから、変調時に生ずる前記直交変調機の同相成分のずれと直交成分のずれと、復調時に生じる前記直交復調機の同相成分のずれと直交成分のずれとを含んだ送信信号ベクトルと受信信号ベクトルの関係を表す２Ｎ行２Ｍ行の伝搬行列を演算する。従来では、複素成分の伝搬行列であったのを、本発明の伝搬行列では、このようにＩＱミスマッチを含んだ同相成分と直交成分で表現されているのが特徴である。
【００３１】
そして、トレーニング信号を送信後に、送信機から受信機に送信されるデータによって、復調機に入力される同相成分と直交成分とを、伝搬行列に基づいて演算するようにする。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、直交変復調を用いたＭＩＭＯ通信によって生ずるＩＱミスマッチを低減できるようなＭIＭＯデータ通信システムを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明に係る各実施形態を、図４ないし図１１を用いて説明する。
【実施例１】
【００３４】
以下、本発明に係る第一の実施例を、図４ないし図７を用いて説明する。
図４は、本発明の第一の実施例に係るデータ通信システムの構成と伝搬路を表現する行列を示す図である。
図５は、図４の送信側のみを示した図である。
図６は、図４の受信側のみを示した図である。
図７は、従来技術に係る通信方法と本発明に係る通信方法のＳＮＲ対ＢＥＲ特性の比較を示したグラフである。
【００３５】
本発明のＭIＭＯデータ無線通信システムのＭＩＭＯ送信機１０１内では、最初にＭＩＭＯ変調機１０７でシリアル・パラレル変換や誤り訂正符号化、インターリーブといった処理の後に、信号が複素数表現に変換される。ここでＭＩＭＯ符号化がおこなわれ、送信アンテナ数と同数の複素信号が出力される。複素信号は同相成分と直交成分の２成分で表されるため、各複素信号ごとに２成分の出力が存在する。この複素信号が直交変調機１０５で中心周波数が無線電波の周波数となる信号に変換され、Ｍ本の送信アンテナ１０２により送出される。
【００３６】
受信部では、Ｎ本の受信アンテナ１０３で受信された信号がＭＩＭＯ受信機１０４内の直交復調機でベースバンド信号に変換され、同相、直交の２成分からなる複素信号がＭＩＭＯ復調機１０８に送られる。そして、ＭＩＭＯ復調機１０８では、受信アンテナ数と同数の複素信号からＭＩＭＯ復号がおこなわれ、後にデインターリーブ、誤り訂正符号の復号、パラレル・シリアル変換を経てデータが復元される。
【００３７】
ここで、ＭＩＭＯ伝送における送信信号ベクトル、受信信号ベクトルを実数ベクトルとし、送信信号ベクトルがＭ個の複素信号の同相成分と直交成分からなる要素数２Ｍのベクトルであり、受信信号ベクトルがＮ個の複素信号の同相成分と直交成分からなる要素数２Ｎのベクトルであり、伝搬路行列Ｔが２Ｎ行２Ｍ列からなる実行列であるとする。ＭＩＭＯ変調機１０７でおこなわれるＭＩＭＯ符号化とＭＩＭＯ復調機１０８でおこなわれるＭＩＭＯ復号は、前記の伝搬路行列Ｔに基いておこなわれる。伝搬路行列Ｔに直交変調機と直交復調機で生じるＩＱミスマッチによる信号の変換ＭＴ 、ＭＴが含まれるため、ＭＩＭＯ符号化と復号の過程でＩＱミスマッチも補償することが可能である。
【００３８】
図５は図４の送信側のみを示したものであり、送信アンテナ１０２−iに対応してＭＩＭＯ変調機１０７から出力されて直交変調機１０５−iに入力される同相、直交信号をそれぞれIＴ(i)，QＴ(i)とし、直交変調機１０５−iから出力されてアンテナ１０２−i によって送出される信号をx(i)とする。直交変調機１０５−iの振幅ミスマッチをGＴ(i)，位相ミスマッチをθＴ(i)とすると、 IＴ(i)，QＴ(i)とx(i)の間に、以下の（式５）、（式６）の関係が成り立つ。
【００３９】
【数５】
2006245871.tif 000007
【００４０】
【数６】
2006245871.tif 000008
【００４１】
したがって、伝搬路行列ＭＴを、以下の（式７）の２Ｍ行２Ｍ列実行列で表すことが可能である。
【００４２】
【数７】
2006245871.tif 000009
【００４３】
一方、図６は、図４の受信側のみを示したものである。受信アンテナ１０３−ｊで受信して直交復調機１０６−ｊに入力される信号をｙ(j)とし、直交復調機１０６−jから出力されてＭＩＭＯ復調機１０８に入力される同相、直交信号をそれぞれIＲ(j)，QＲ(j)とする。また、直交復調機１０６−jの振幅ミスマッチをＧＲ(j)，位相ミスマッチをθＲ(j)とすると、ｙ(j)とIＲ(j)，QＲ(j)の間に、以下の（式８）、（式９）の関係が成り立つ。
【００４４】
【数８】
2006245871.tif 000010
【００４５】
【数９】
2006245871.tif 000011
【００４６】
したがって、伝搬路行列ＭＲを以下の（式１０）の２Ｎ行２Ｎ列実行列で表すことが可能である。
【００４７】
【数１０】
2006245871.tif 000012
【００４８】
そして、図２に示されたＮ行Ｍ列実行列で表される伝搬路行列Ｈと、図５に示された２Ｎ行２Ｍ列実行列で表される伝搬路行列ＨＩＱの間には以下に示す関係がある。Ｈの(j,i)成分であるHｉｊは送信アンテナ１０２−i から受信アンテナ１０３−j への複素信号の伝達係数を表しており、送信信号x(i)と受信信号y(j)の関係を同相、直交成分に分けて表すと、以下の（式１１）、（式１２）となる。
【００４９】
【数１１】
2006245871.tif 000013
【００５０】
【数１２】
2006245871.tif 000014
【００５１】
したがって、伝搬路行列ＨＩＱを、以下の（式１３）の２Ｎ行２Ｍ列実行列で表すことが可能である。
【００５２】
【数１３】
2006245871.tif 000015
【００５３】
以上により、図４の伝搬路行列ＴはＭＲ・ＨＩＱ・ＭＴで表され、直交変調機１０５と直交復調機１０６のＩＱミスマッチによる信号の変換を伝搬路行列に取り込むことができる。具体的には、データ送信前にトレーニング信号を送信機側から受信機側に送信して、伝搬路行列Ｔを求めることができ、この伝搬路行列Ｔを用いてＭＩＭＯ符号化、復号を実施すれば，ＩＱミスマッチも同時に補償される。ここで、送信アンテナの数と受信アンテナの数が等しいときには、（式２）により伝搬路行列Ｔの逆行列を求めることにより、ＭIＭＯ復調機１０８に入力する同相成分と直交成分を得ることができる。
【００５４】
また、送信アンテナの数と受信アンテナの数が等しくないときであっても、（式３）、（式４）に示した手法により、ＭIＭＯ復調機１０８に入力する同相成分と直交成分を得ることができる。
【００５５】
トレーニング信号による伝搬路行列Ｔの学習では、ＭＴ ，ＭＲ ，ＨＩＱを別個に求める必要は無く、伝搬路行列Ｔの各要素さえ学習できればよい。なお、後にコンスタレーション上の望ましい信号点の与え方について説明する。
【００５６】
本実施例により、ＭＩＭＯ伝送方式におけるＭＩＭＯ符号化と復調によって、送信機内の直交変調機と受信機内の直交復調機で生じるＩＱミスマッチを補償することが可能である。また、従来のＭＩＭＯ伝送技術を適用する場合に比べ、ＩＱミスマッチによって生じるＢＥＲの劣化を抑制することができるため、従来より高い伝送レートでデジタルデータ通信を可能とする。
【００５７】
これを具体的に従来方式と本発明方式のＳＮＲ対ＢＥＲ特性の比較という観点から示すと図７に表されるようになる。これは、送信アンテナ４本、受信アンテナ４本で６４ＱＡＭ信号をＺＦ方式によってＭＩＭＯ伝送する場合のシミュレーション結果を比較したものである。
【００５８】
４つの直交変調機の振幅ミスマッチを１．０３、０．９８、１．０５、１．０１、位相ミスマッチを４°、２°、０°、−３°とし、４つの直交復調機の振幅ミスマッチを１．０５、０．９６、１．０１、１．０３、位相ミスマッチを３°、−２°、−１°、１°としている。実線はＩＱミスマッチがない場合を表している。□（四角）で表した従来方式ではＩＱミスマッチによる影響でＢＥＲが１０−２より下がらない。それに対し本発明方式では、○（丸）で表されるようにＩＱミスマッチの影響をほとんど受けず、ＩＱミスマッチのない場合とほぼ同等のＢＥＲが得られる。このように本実施形態の方法によれば、ＩＱミスマッチによるＢＥＲの劣化を抑制できることを示している。
【００５９】
以上の実施例で理解できるように、本発明のデータ通信方法は、多値数の大きな変調方式を用いたデータ通信で、より大きな効果をもたらす。これは、従来方式では多値数が大きいほどＩＱミスマッチによるＢＥＲの劣化が大きくなるためである。また、データ通信時にＳＮＲに応じて変調多値数を変更するデータ通信方式でも大きな効果が得られる。このようなデータ通信方式には、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規格化される無線ＬＡＮシステムがある。このようなシステムではＳＮＲが高い場合に変調多値数を増加させて伝送レートを上げようとするが、上記の非特許文献２に説明されているように、ＩＱミスマッチの影響でＢＥＲが劣化するため、伝送レートが上がらないという問題が発生する。本発明のデータ通信方法を適用すればこの問題を回避することができる。
【実施例２】
【００６０】
次に、図８ないし図１１を用いて本発明のＭIＭＯデータ通信におけるトレーニング信号の与え方について説明する。
図８は、二つの線形独立な信号点を有するトレーニング信号のコンスタレーションの例を示す図である。
図９は、ＱＰＳＫにおけるトレーニング信号のコンスタレーションの例を示す図である。
図１０および図１１は、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ：Binary Phase Shift Keying）におけるトレーニング信号とデータの配置関係とコンスタレーションの与え方を示す図である。
【００６１】
本発明の方法によれば、ＭＩＭＯ伝送における伝搬路行列を複素信号の同相成分と直交成分に分けて表現しているため、伝搬路行列のトレーニング信号のコンスタレーション中に互いに線形独立な２つ以上の信号点を配置する必要がある。例えば、図８に示されるコンスタレーション上の信号点１０９−１と１０９−２は線形独立であるため、このコンスタレーションによって構成される信号を本発明のトレーニング信号として用いることができる。
【００６２】
また、トレーニング信号には図９に示されるＱＰＳＫ信号を用いることも可能である。信号点１０９−１と１０９−３は線形従属であり、信号点１０９−２と１０９−４も線形従属であるが、信号点１０９−１、１０９−３と信号点１０９−２と１０９−４は線形独立であるので、ＱＰＳＫによって本発明のトレーニング信号を構成することができる。
【００６３】
さらに、図１０に示されるように、トレーニング信号を時間方向に２つに分割し、２つのトレーニング信号では位相が互いに９０°異なるＢＰＳＫ信号を用いることもできる。ＢＰＳＫで構成された前半のトレーニング信号の信号点１０９−１と１０９−３は線形従属であり、後半のトレーニング信号の信号点１０９−２と１０９−４も線形従属である。しかしながら、前半と後半では位相が９０°異なっているため、前半と後半のトレーニング信号は線形独立となる。したがって、図１０に示されるコンスタレーションであっても、本発明のトレーニング信号として用いることができる。
【００６４】
また、トレーニング信号をＢＰＳＫで構成し、トレーニング信号を出力するたびにＢＰＳＫの位相を９０°回転させるようにしてもよい。トレーニング信号は時間方向に隣接しなくともよい。さらに、２つのトレーニング信号の間にデータなどのトレーニング信号とは異なる信号が挟まれてもよい。図１１に示されるＢＰＳＫで構成されたトレーニング信号１の信号点１０９−１と１０９−３は線形従属であり、トレーニング信号２の信号点１０９−２と１０９−４も線形従属である。しかし、トレーニング信号１とトレーニング信号２では位相が９０°異なっているため、トレーニング信号１と２は線形独立となる。したがって、本発明のトレーニング信号として用いることができる。
【００６５】
なお、従来の無線ＬＡＮではトレーニング信号がＢＰＳＫで構成されているため、今後規格化されるであろう新しい無線ＬＡＮ規格でも、後方互換性をとるためにＢＰＳＫで構成されたトレーニング信号の使用が要求される。したがって、図８や図９で示されるコンスタレーションよりも、図１０や図１１で示すようにＢＰＳＫでトレーニング信号を構成する方が、無線ＬＡＮでの利用には親和性が高い。
【００６６】
本発明は、ＺＦ方式、最尤検出方式、時空間符号化方式、固有モード伝送方式など、他の様々なＭＩＭＯ方式に適用することが可能である。また、無線ＬＡＮのような固定無線通信に限らず、携帯電話などの移動無線通信にも利用することが可能である。
【００６７】
本発明における直交変調／直交復調は、特にアナログで行う方式のものを指す。デジタルで行う直交変調／復調方式は、一般に「デジタルＩＦ」と呼ばれ、狭義の直交変調／直交復調とは区別される。デジタルＩＦはＩＱミスマッチが発生しないというメリットがあるが、Ａ／Ｄ変換機やＤ／Ａ変換機への要求性能が厳しくなるなど技術課題も多いため、現状、無線ＬＡＮ等では実用化されていない。
【００６８】
しかしながら、将来、デジタルＩＦが実用化された場合でも、送受信機のいずれかがアナログ方式の直交変調機あるいは直交復調機で構成されていれば、依然としてＩＱミスマッチの問題は生じ得ると考えられる。そのため、本発明は、このようなデジタル方式の変調／復調方式であるデジタルＩＦが混在するアナログ変調方式の無線データ通信システム、並びに無線データ通信方法においても有効である。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】一般的なＭＩＭＯ方式の原理を説明する図である。
【図２】図１に示した従来技術に係るＭＩＭＯ送信機、受信機の内部にある直交変調機と直交復調機を明示的に示したものである。
【図３】ＱＰＳＫのコンスタレーションにおけるＩＱミスマッチによる伝送信号の歪みを示す図である。
【図４】本発明の第一の実施例に係るデータ通信システムの構成と伝搬路を表現する行列を示す図である。
【図５】図４の送信側のみを示した図である。
【図６】図４の受信側のみを示した図である。
【図７】従来技術に係る通信方法と本発明に係る通信方法ののＳＮＲ対ＢＥＲ特性の比較を示したグラフである。
【図８】二つの線形独立な信号点を有するトレーニング信号のコンスタレーションの例を示す図である。
【図９】ＱＰＳＫにおけるトレーニング信号のコンスタレーションの例を示す図である。
【図１０】ＢＰＳＫにおけるトレーニング信号とデータの配置関係とコンスタレーションの与え方を示す図である（その一）。
【図１１】ＢＰＳＫにおけるトレーニング信号とデータの配置関係とコンスタレーションの与え方を示す図である（その二）。
【符号の説明】
【００７０】
１０１…ＭＩＭＯ送信機
１０２…送信アンテナ
１０３…受信アンテナ
１０４…ＭＩＭＯ受信機
１０５…直交変調機
１０６…直交復調機
１０７…ＭＩＭＯ変調機
１０８…ＭＩＭＯ復調機
１０９…コンスタレーション上の信号点
【図１】
2006245871.tif 000016
【図２】
2006245871.tif 000017
【図３】
2006245871.tif 000018
【図４】
2006245871.tif 000019
【図５】
2006245871.tif 000020
【図６】
2006245871.tif 000021
【図７】
2006245871.tif 000022
【図８】
2006245871.tif 000023
【図９】
2006245871.tif 000024
【図１０】
2006245871.tif 000025
【図１１】
2006245871.tif 000026