(57)【要約】  【課題】直接変換器の入力電圧の大きさに応じてリアルタイムで求めた制限値を出力電圧が超えないように電動機磁束を弱めて出力電圧の歪みを低減し、電動機のトルク脈動や回転むらの発生を防止する。  【解決手段】交流電圧を双方向性の半導体スイッチにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動するマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換器において、マトリクスコンバータ２の入力電圧の大きさを検出する検出手段５及び演算手段６と、検出した入力電圧の大きさに応じて、マトリクスコンバータ２の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制限する出力電圧制限値を演算し、この制限値に基づいて、電動機磁束を減少させるようにマトリクスコンバータ２の出力電圧指令値を演算するｄ軸電圧指令演算手段７とを備える。【選択図】図１
2006141175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を双方向性の半導体スイッチにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧の大きさを検出する手段と、
この手段により検出した入力電圧の大きさに応じて、前記直接変換器の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制限する出力電圧制限値を演算する手段と、
前記出力電圧制限値に基づいて、電動機磁束を減少させるように前記直接変換器の出力電圧指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の電動機制御装置。
【請求項２】
交流電圧を双方向性の半導体スイッチにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧の大きさを検出する手段と、
この手段により検出した入力電圧の大きさに応じて、前記直接変換器の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制限する出力電圧制限値を演算する手段と、
電動機電流検出値を、電動機磁束に対する平行成分及び直交成分に変換する座標変換手段と、
前記出力電圧制限値に基づいて電流指令値の前記平行成分を演算する手段と、
前記電動機電流検出値の平行成分が前記電流指令値の平行成分に一致するように前記直接変換器の出力電圧指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の電動機制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流交流直接変換器の電動機制御装置において、
前記直接変換器の出力電圧指令値を演算する手段は、直接変換器としてのマトリクスコンバータ内に想定した仮想インバータに対する出力電圧指令値を演算することを特徴とする交流交流直接変換器の電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器により交流電動機を制御する分野に属し、特に、交流入力電圧を大型のエネルギーバッファなしに任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して出力する電動機駆動用の交流交流直接変換器において、その出力電圧が入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内となるように制御して電動機磁束を弱めることにより、電動機のトルク脈動や回転むらを抑制するようにした電動機制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の交流交流直接変換器の一例として周知のマトリクスコンバータを例にとり、以下に従来技術を説明する。
図１０は、マトリクスコンバータ２の概略的な構成を示しており、このマトリクスコンバータ２は、三相交流電源１の各相端子と出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間にそれぞれ接続された双方向性の半導体スイッチ（交流スイッチ）Ｓ１〜Ｓ９から構成されている、これらの交流スイッチＳ１〜Ｓ９は、図示するようにＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子とダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したり、あるいは、逆阻止能力のある半導体スイッチング素子のみを２個、逆並列に接続して構成される。
【０００３】
よく知られているように、マトリクスコンバータは、交流電源電圧からコンデンサ等の大型のエネルギーバッファを介さずに、任意の大きさ及び周波数の交流電圧を直接出力させる交流交流直接変換器であり、長寿命、省スペースであって入力電流が制御できるため電力回生可能であると共に、電源高調波を抑制できるという特徴を持っている。
【０００４】
次に、図１１はマトリクスコンバータの出力電圧可能範囲を説明するための波形図である。マトリクスコンバータでは、入力電圧各相の正方向と負方向の電圧を発生可能であり、電源電圧を交流スイッチにより直接切り出して電圧を出力するので、出力可能な電圧の範囲は、６相交流の包絡線範囲内となる。
【０００５】
入力電圧の正負ピーク値間の電圧の大きさを１．０としたとき、その０．８６６倍（斜線範囲内）を超える領域（過変調領域）の電圧を出力しようとすると、ＰＷＭ制御可能な範囲外となり、線間電圧Ｖｕｖとして示すように出力電圧に歪みが生じ、マトリクスコンバータにより駆動される電動機の電動機トルクが脈動し、回転むらにより騒音や振動が発生して好ましくない。
従って、マトリクスコンバータでは、定格出力電圧を入力電圧の０．８６６倍以下（電圧利用率を０．８６６以下）となるように設計する必要がある。更に、系統電圧が低下する場合には、系統電圧の低下も考慮して定格出力電圧を設計する必要がある。
【０００６】
ところで、交流から一度直流に変換して交流に変換するインバータ、いわゆるＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式のインバータにより電動機を駆動する場合には、電動機磁束を弱めて出力電圧を制限する弱め界磁制御が公知となっている。ここで、弱め界磁制御とは、電動機の電流を電動機磁束と平行な成分（磁束電流成分）と直交する成分（トルク電流成分）とに分離し、磁束とトルクとをそれぞれ独立して制御するベクトル制御において、高速度領域で磁束電流成分を弱めて出力電圧が一定となるように制御を行うことにより、速度制御範囲を広げるものである。
【０００７】
インバータにおける弱め界磁制御については、後述する特許文献１に開示されており、以下、簡単に説明する。なお、以下では、電動機磁束に平行な軸をｄ軸と呼び、ｄ軸に直交する軸をｑ軸と呼ぶ。
【０００８】
図１２は、弱め界磁制御されるインバータにより電動機を駆動する駆動システムのブロック図である。
図１２において、２００は交流電源を変換して得た直流電源、２０１はインバータ、２０２は円筒型永久磁石同期電動機等の電動機、２０３は回転子の位置検出器、２０４は速度検出器、２０５は負荷、２０６はインバータ２０１の各相出力電流（電動機電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出手段、２１０は角速度検出値ωが角速度指令値ω＊に一致するように調節演算を行ってトルク指令値Ｔ＊を出力する速度調節手段、２１１はトルク指令値Ｔ＊に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＊を演算するｑ軸電流指令演算手段、２１２はｑ軸電流指令値ｉｑ＊及び角速度検出値ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算するｄ軸電流指令演算手段、２１６は各相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを位相角情報θに基づきｄ−ｑ回転座標上の成分（ｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値）ｉｄ，ｉｑに変換する座標変換手段、２１３はｉｑがｉｑ＊に一致するようにｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算するｑ軸電流制御手段、２１４はｉｄがｉｄ＊に一致するようにｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を演算するｄ軸電流制御手段、２１５はｖｄ＊，ｖｑ＊を位相角情報θに基づき各相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する座標変換手段、２１７は電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に従いＰＷＭ演算を行ってインバータ２０１のスイッチング素子に対する駆動パルスを生成するＰＷＭパルス生成手段である。
【０００９】
ここで、上記構成におけるｄ軸電流指令演算手段２１２の動作について説明する。
図１３は、円筒型永久磁石同期電動機の出力電圧のフェーザ図である。永久磁石同期電動機では、電動機速度に比例して速度起電力ｅ０が発生する。永久磁石による磁束は変化しないので、速度起電力ｅ０を打ち消すようにインバータ２０１によりｄ軸電圧ｖｄを発生させ、インバータ２０１の出力電圧を制限する。
図１３から、インバータ２０１の出力電圧ｖｏｕｔは数式１によって表される。なお、電機子巻線は無視する。
【００１０】
【数１】
2006141175.tif 000003
【００１１】
ここで、インバータ２０１の出力電圧ｖｏｕｔを所望の電圧制限値ｖｌｉｍ＊に制限するとして数式１を書き直すと、数式２となる。
【００１２】
【数２】
2006141175.tif 000004
【００１３】
ｑ軸リアクタンスＸｑは、ｑ軸インダクタンスＬｑと回転角速度ωとの積により、数式３によって表せる。
【００１４】
【数３】
2006141175.tif 000005
【００１５】
数式３を数式１に代入してｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を求めると、数式４となる。
【００１６】
【数４】
2006141175.tif 000006
【００１７】
次に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊をｄ軸電圧指令値ｖｄ＊により表すと、数式５となる。
【００１８】
【数５】
2006141175.tif 000007
【００１９】
数式４を数式５に代入すると共に、ｑ軸電流ｉｑをｑ軸電流指令値ｉｑ＊に直すと、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は数式６となる。
【００２０】
【数６】
2006141175.tif 000008
【００２１】
従って、数式６により求めたｄ軸電流指令値ｉｄ＊によりインバータ２０１をベクトル制御すれば、インバータ２０１の出力電圧ｖｏｕｔをその制限値ｖｌｉｍ＊に抑制することが可能になる。
【００２２】
図１３より明らかなように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊はｅ０を打ち消す方向に発生させるため、弱め界磁制御を行う場合には、ｅ０＞√｛ｖｌｉｍ＊２−(ωＬｑｉｑ＊)２｝となるので、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は負となる。
【００２３】
【特許文献１】特開平１１−１７８３９９号公報  （段落［０００６］，［０００７］、図１〜図４等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
マトリクスコンバータの出力電圧定格値を、系統電圧低下も考慮して設計すると、考慮しない場合と同様の出力を得るためには電流容量は増加する。例えば、系統電圧の低下を１５％考慮し、定格電圧を１５％減少させた場合、出力電流はおよそ１５％増加することになる。電流容量の増加は装置容量の増加を引き起こし、コストの上昇や設置スペースの増加を招く。
【００２５】
また、従来のインバータにおける弱め界磁制御は、出力電圧制限値ｖｌｉｍ＊を出力電圧定格値に一致させることが多く、これをそのままマトリクスコンバータに適用しようとすると、入力電圧の大きさによっては、出力電圧がＰＷＭ制御可能な範囲であるにも関わらず界磁を弱めることもある。ＰＷＭ制御可能な範囲において弱め界磁を行うと、不要な電流増加を招き、効率の低下や、コンバータ、電動機の過熱を引き起こす。逆に、入力電圧が低下した場合には、出力電圧制限値がＰＷＭ制御可能な範囲外となることもあり、出力電圧の歪みに伴う電動機のトルク脈動を引き起こす等の問題がある。
【００２６】
そこで本発明の解決課題は、マトリクスコンバータ等の交流交流直接変換器において、入力電圧の大きさに応じた最適な出力電圧制限値をリアルタイムで求め、出力電圧が制限値を超えないように電動機磁束を弱めて出力電圧の歪みを低減すると共に、ＰＷＭ制御可能な範囲内において不要な電流増加を発生させないようにした安価な電動機制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電圧を双方向性の半導体スイッチにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧の大きさを検出する手段と、
この手段により検出した入力電圧の大きさに応じて、前記直接変換器の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制限する出力電圧制限値を演算する手段と、
前記出力電圧制限値に基づいて、電動機磁束を減少させるように前記直接変換器の出力電圧指令値を演算する手段と、を備えたものである。
【００２８】
請求項２に記載した発明は、交流電圧を双方向性の半導体スイッチにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧の大きさを検出する手段と、
この手段により検出した入力電圧の大きさに応じて、前記直接変換器の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制限する出力電圧制限値を演算する手段と、
電動機電流検出値を、電動機磁束に対する平行成分及び直交成分に変換する座標変換手段と、
前記出力電圧制限値に基づいて電流指令値の前記平行成分を演算する手段と、
前記電動機電流検出値の平行成分が前記電流指令値の平行成分に一致するように前記直接変換器の出力電圧指令値を演算する手段と、を備えたものである。
【００２９】
請求項３に記載した発明は、  請求項１または２において、
前記直接変換器の出力電圧指令値を演算する手段は、直接変換器としてのマトリクスコンバータ内に想定した仮想インバータに対する出力電圧指令値を演算するものである。
【発明の効果】
【００３０】
請求項１の発明によれば、交流交流直接変換器の入力電圧の大きさに応じてリアルタイムで出力電圧制限値を演算し、交流交流直接変換器の出力電圧がその制限値以内となるように出力電圧指令値（ｄ軸電圧指令値）を発生させて電動機磁束を弱める。これにより、直接変換器の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制限することができ、出力電圧の歪みに起因した電動機のトルク脈動や回転むらは発生しない。
請求項２の発明によれば、ベクトル制御を行う場合に、交流交流直接変換器の入力電圧の大きさに応じて演算した出力電圧制限値以内となるようにｄ軸電流指令値を発生させて電動機磁束を弱めることにより、直接変換器の出力電圧を制限して電動機のトルク脈動や回転むらの発生を防止することができる。
請求項１，２の何れの発明においても、出力電圧をＰＷＭ制御可能な範囲内で制御できる場合には電動機磁束を弱めないこととし、不要な電流増加を発生させないようにして効率低下や過熱を防止する。
また、本発明によれば、電圧指令値、電流指令値の演算を簡単な四則演算により実現可能であるため、高価な演算装置が不要であり、出力電圧の飽和に起因する電動機のトルク脈動や不要な電流増加も発生しない安価な制御装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図である。図１において、１は三相交流電源、２は交流交流直接変換器としてのマトリクスコンバータ、３は円筒型永久磁石同期電動機等の電動機、４は負荷、５はマトリクスコンバータ２の各相入力電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔを検出する電圧検出手段、６は入力電圧（入力電圧ベクトル）の大きさ｜Ｖｉ｜を検出する大きさ検出手段、７は｜Ｖｉ｜と角速度指令値ω＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とに基づいてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を演算するｄ軸電圧指令演算手段、８は角速度指令値ω＊に基づいてｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算するｑ軸電圧指令演算手段、９は入力電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔから仮想整流器に対する指令（マトリクスコンバータ２の入力電流指令）を演算する仮想整流器指令演算手段、１０は、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊及び位相角情報θ（角速度指令値ω＊を積分して演算）に基づいて仮想インバータに対する指令（マトリクスコンバータ２の出力電圧指令）を演算する仮想インバータ指令演算手段、１１は仮想整流器指令に基づいてＰＷＭパルスを生成する仮想整流器ＰＷＭ生成手段、１２は仮想インバータ指令に基づいてＰＷＭパルスを生成する仮想インバータＰＷＭ生成手段、１３はこれらの生成手段１１，１２の出力パルスを合成するＰＷＭパルス合成手段であり、この合成手段１３から出力されるＰＷＭパルスによってマトリクスコンバータ２の１８個の半導体スイッチング素子が駆動されるようになっている。
【００３２】
なお、この実施形態は、マトリクスコンバータ２内に仮想整流器と仮想インバータとを想定し、これらを独立して制御する「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式」によりマトリクスコンバータ２を制御するものである。ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式は、例えば、非特許文献としての、伊東淳一、佐藤以久也、小西茂雄による「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリクスコンバータの入出力波形改善法」（半導体電力変換研究会  SPC02-90/IEA-02-31,2002）に記載されている。
【００３３】
上記仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式では、電源短絡を防止すると共に、負荷のリアクトルの電流環流経路を確保するために負荷端開放を防止する必要があり、仮想整流器側では電流形ＰＷＭ整流器と同じ制約条件のもとでスイッチングパターンを決定し、他方、仮想インバータ側では、電圧形インバータと同じ制約条件のもとで直流リンク電圧を短絡しないようなスイッチングパターンを決定する必要がある。
【００３４】
前記非特許文献によれば、マトリクスコンバータの三相出力電圧は、スイッチングマトリクス（マトリクスコンバータの構成スイッチング素子のスイッチング関数（論理１でオン、論理０でオフ）の行列式）と三相入力電圧との積によって表すことができる。
このマトリクスコンバータと同一の出力電圧、入力電圧を得るためには、上記マトリクスコンバータのスイッチングマトリクス（便宜的にＳＭ１とする）と、ＰＷＭ整流器／インバータ（ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ）システムにおける入力電圧と直流リンク電圧との関係を示すＰＷＭ整流器のスイッチングマトリクス（ＳＭ２とする）、及び、同じく直流リンク電圧と出力電圧との関係を示すＰＷＭインバータのスイッチングマトリクス（ＳＭ３とする）の積とが等しくなるようにすればよい（つまり、ＳＭ１＝ＳＭ２・ＳＭ３）。
【００３５】
従って、マトリクスコンバータ内に仮想整流器と仮想インバータとを想定し、仮想整流器に対するＰＷＭパルスと、仮想インバータに対するＰＷＭパルスとを合成してマトリクスコンバータの各スイッチング素子に与えることにより、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式の交流交流直接変換器を実現することができる。
図１における仮想整流器指令生成手段９、仮想インバータ指令生成手段１０、仮想整流器ＰＷＭパルス生成手段１１、仮想インバータＰＷＭパルス生成手段１２及びＰＷＭパルス合成手段１３は、上記の動作原理を実現するためのものである。
【００３６】
このような仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を前提として、本実施形態の主要部について以下に説明する。
図１において、電圧検出手段５は、マトリクスコンバータ２の入力電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔを検出し、大きさ演算手段６は入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｉ｜を演算する。また、図２は大きさ演算手段６のブロック図であり、ｖｒ，ｖｓ，ｖｔを三相／二相変換して得た交流２軸成分ｖα，ｖβの二乗和の平方根を求めることにより、大きさ｜Ｖｉ｜を演算する。
ここで、ｖα，ｖβは数式７によって表され、また、入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｉ｜は数式８によって表される。
【００３７】
【数７】
2006141175.tif 000009
【００３８】
【数８】
2006141175.tif 000010
【００３９】
数式８により求めた入力電圧の大きさ｜Ｖｉ｜はｄ軸電圧指令演算手段７に入力される。なお、入力電圧の大きさ演算手段６は、上記演算以外に、三相入力電圧を全波整流してその平均値を求めることにより実現してもよい。
【００４０】
次に、図３はｄ軸電圧指令演算手段７のブロック図である。出力電圧制限値ｖｌｉｍ＊は、入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｉ｜に基づいて数式９により設定する。
【００４１】
【数９】
2006141175.tif 000011
【００４２】
ここで、定数Ｋ＝０．８６６としてもよいし、デッドタイムに伴う出力電圧の誤差などを考慮し、余裕をもって設定してもよい。
【００４３】
数式９から得られた出力電圧制限値ｖｌｉｍ＊を数式４に代入し、速度起電力ｅ０を角速度指令値ω＊と無負荷誘起電圧Ｅ０とによって表すと、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊は数式１０となる。
【００４４】
【数１０】
2006141175.tif 000012
【００４５】
数式１０において、ω＊Ｌｑｉｑ＝ｖｑ＊としてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を表すと、数式１１となる。
【００４６】
【数１１】
2006141175.tif 000013
【００４７】
図４は、ｄ軸電圧指令演算手段７の動作を示すフローチャートである。
前述した数式９，１１に基づいてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を演算し（ステップＳ１，Ｓ２）、ｖｄ＊＜０の場合にのみｖｄ＊を出力とする（Ｓ３ Ｎｏ）。図１３より、ｖｄ＊＞０の状態でｖｄ＊を発生させると、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊が速度起電力ｅ０と同符号となり、電動機磁束を強める方向に電流が流れる。そこで、ｖｄ＊≧０ではｖｄ＊＝０として（Ｓ３ Ｙｅｓ，Ｓ４）、不要な電流増加を防止する。
【００４８】
図１における仮想インバータ指令演算手段１０は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊及び位相角情報θから、三相正弦波の電圧指令を出力する。位相角情報は角速度指令値ω＊を積分して求めているが、電動機３の速度検出値から求めても良く、速度推定値を用いても良い。
【００４９】
以上のように、本実施形態では、入力電圧の大きさに応じて出力電圧制限値ｖｌｉｍ＊を演算し、この制限値ｖｌｉｍ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とを用いてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を求めると共に、その正負に応じて電動機磁束を弱めるようなｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を生成して仮想インバータ指令演算手段１０に与えることにより、マトリクスコンバータ２の出力電圧を入力電圧のＰＷＭ制御可能な範囲内に制御して出力電圧の歪みを抑制し、電動機３のトルク脈動や回転むらの発生を防止することができる。
【００５０】
次に、図５は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、この実施形態は、仮想インバータ制御にベクトル制御を適用したものである。
図５において、図１と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００５１】
図５において、１４は位相角情報θを得るための位置検出器、１５は速度検出器、１６は角速度検出値ωを角速度指令値ω＊に一致させるように調節動作する速度調節手段、１７は速度調節手段１６の出力からｑ軸電流指令値ｉｑ＊を演算するｑ軸電流指令演算手段、１８は出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｉ｜とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と角速度検出値ωとからｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算するｄ軸電流指令演算手段、１９はマトリクスコンバータ２の出力電流（電動機３の電流）を検出する電流検出手段、２０は各相電流検出値ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを三相／二相変換して２軸成分のｄ軸，ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑを得る座標変換手段、２１はｑ軸電流検出値ｉｑをその指令値ｉｑ＊に一致させるようにｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算するｑ軸電流制御手段、２２はｄ軸電流検出値ｉｄをその指令値ｉｄ＊に一致させるようにｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を演算するｄ軸電流制御手段、２３はｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を二相／三相変換して仮想インバータに対する三相電圧指令値を得る座標変換手段であり、この座標変換手段２３の出力（仮想インバータ指令）が仮想インバータＰＷＭ生成手段１２に入力されている。
その他の構成は図１と同様である。
【００５２】
本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算するｄ軸電流指令演算手段１８以外はベクトル制御技術として公知であるため、ここではｄ軸電流指令演算手段１８の動作のみを説明する。
【００５３】
図６は、ｄ軸電流指令演算手段１８のブロック図である。
第１実施形態と同様に、数式９により設定した出力電圧制限値ｖｌｉｍ＊を数式４に代入し、速度起電力ｅ０を角速度検出値ω及び無負荷誘起電圧Ｅ０によって表すと、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊は数式１２となる。
【００５４】
【数１２】
2006141175.tif 000014
【００５５】
数式１２からｄ軸電流指令値ｉｄ＊を求めると、数式１３となる。
【００５６】
【数１３】
2006141175.tif 000015
【００５７】
図７は、ｄ軸電流指令演算手段１８の動作を示すフローチャートである。上述した数式９，１２，１３に基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算し（Ｓ１１〜Ｓ１３）、第１実施形態と同じ原理により、ｉｄ＊＜０の場合にのみｉｄ＊を出力とし（Ｓ１４ Ｎｏ）、ｉｄ＊≧０ではｉｄ＊＝０として（Ｓ１４ Ｙｅｓ，Ｓ１５）、不要な電流増加を防止する。
なお、数式１３ではｑ軸電流指令値ｉｑ＊を用いてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算しているが、ｑ軸電流検出値ｉｑやトルク指令値Ｔ＊を用いて演算しても良い。
【００５８】
図８は、本発明を適用しない場合に、マトリクスコンバータの入力電圧を１８０［Ｖ］として、その０．８６６倍以上である１６６［Ｖ］を出力させた場合の入力電流波形ｉｒ（上側）及び出力電流波形ｉｕ（下側）を示している。
この例では、出力電圧がＰＷＭ制御可能な範囲を超えているため出力電圧が歪み、結果として出力電流が歪んでいるのがわかる。
一方、図９は、本発明の第２実施形態を適用した場合の入出力電流波形である。本実施形態により弱め界磁制御を行うことで入出力電流波形の歪みが図８よりもかなり低減されており、また、出力電圧歪みに起因する電動機のトルク脈動や回転むらの発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１における入力電圧の大きさ演算手段のブロック図である。
【図３】図１におけるｄ軸電圧指令演算手段のブロック図である。
【図４】図１におけるｄ軸電圧指令演算手段の動作を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図６】図５におけるｄ軸電流指令演算手段のブロック図である。
【図７】図５におけるｄ軸電流指令演算手段の動作を示すフローチャートである。
【図８】本発明を適用しない場合のマトリクスコンバータの入出力電流波形である。
【図９】本発明の第２実施形態を適用した場合のマトリクスコンバータの入出力電流波形である。
【図１０】マトリクスコンバータの概略的な構成図である。
【図１１】マトリクスコンバータの出力可能な電圧を説明するための波形図である。
【図１２】弱め界磁制御されるインバータによる電動機駆動システムのブロック図である。
【図１３】円筒型永久磁石同期電動機の出力電圧のフェーザ図である。
【符号の説明】
【００６０】
１：交流電源
２：マトリクスコンバータ
３：電動機
４：負荷
５：電圧検出手段
６：入力電圧の大きさ検出手段
７：ｄ軸電圧指令演算手段
８：ｑ軸電圧指令演算手段
９：仮想整流器指令演算手段
１０：仮想インバータ指令演算手段
１１：仮想整流器ＰＷＭ生成手段
１２：仮想インバータＰＷＭ生成手段
１３：ＰＷＭパルス合成手段
１４：位置検出器
１５：速度検出器
１６：速度調節手段
１７：ｑ軸電流指令演算手段
１８：ｄ軸電流指令演算手段
１９：電流検出手段
２０：座標変換手段
２１：ｑ軸電流制御手段
２２：ｄ軸電流制御手段
２３：座標変換手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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