(57)【要約】【課題】電力ＭＯＳＦＥＴに関するスイッチング損失を除去する、高効率ゼロ電圧スイッチング技法を用いて、液晶表示システムとＣＣＦＬ電力変換回路を提供する。【解決手段】共振タンク回路内の寄生容量によって、ＣＣＦＬ点火で最適な掃引周波数技法が用いられる。加えて、本回路は、自己学習型であり、所定の負荷を持つ回路に最適な動作周波数を決定するのに適合させられる。過電圧保護回路も、回路部品が蛍光灯が開いている状態の場合に保護されるために提供することができる。【選択図】図２Ａ
2006004918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
液晶表示板と、
前記液晶表示板を照らすための冷陰極蛍光灯と、
電流を前記冷陰極蛍光灯に供給するために前記冷陰極蛍光灯に結合された２次変圧器巻き線と、
磁束を前記２次変圧器巻き線に提供するために前記２次変圧器巻き線に結合された１次変圧器巻き線と、
電流が前記１次変圧器巻き線を通って流れるように前記１次変圧器巻き線に結合されたスイッチと、
前記冷陰極蛍光灯に結合されて、電力が前記冷陰極蛍光灯に供給されていることを示す帰還信号を受信し、もし前記帰還信号が所定の閾値を超えていれば前記冷陰極蛍光灯に供給される電力を制御する帰還制御ループ回路と
を備えることを特徴とする液晶表示システム。
【請求項２】
電流を前記スイッチに供給するために、前記スイッチに結合された入力電圧源を、さらに備えることを特徴とする請求項１記載の液晶表示システム。
【請求項３】
前記入力電圧源は、電源であることを特徴とする請求項２記載の液晶表示システム。
【請求項４】
前記１次変圧器巻き線と接地電位とに結合された第１コンデンサと、
前記１次変圧器巻き線と前記入力電圧源とに結合された第２コンデンサと
を備えることを特徴とする請求項２記載の液晶表示システム。
【請求項５】
前記帰還制御ループ回路は、もし前記帰還信号が所定の閾値より大きくなければ、所定の最小電力を、前記冷陰極蛍光灯に対して維持することを特徴とする請求項１記載の液晶表示システム。
【請求項６】
電流が前記１次変圧器巻き線を通って逆方向に流れるように、前記１次変圧器巻き線に結合された第２スイッチと、
前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間に重なりが存在するときに電流を前記１次変圧器巻き線に供給するように構成され、前記１次変圧器巻き線と前記第１スイッチに結合された第３スイッチと
をさらに備えることを特徴とする請求項５記載の液晶表示システム。
【請求項７】
前記帰還制御ループは、前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間での重なりを最小に保つことによって、前記冷陰極蛍光灯への所定の前記最小電力を維持することを特徴とする請求項６記載の液晶表示システム。
【請求項８】
前記冷陰極蛍光灯を挟む電圧を検出するために、前記冷陰極蛍光灯に結合された電圧検出器を、さらに備えることを特徴とする請求項１記載の液晶表示システム。
【請求項９】
前記電圧検出器に結合されて、前記冷陰極蛍光灯を挟む前記電圧が所定の閾値を超えるときに、前記冷陰極蛍光灯への電力を減らす電圧保護回路を、さらに備えることを特徴とする請求項８記載の液晶表示システム。
【請求項１０】
前記電圧保護回路に結合されて、時間切れの期間を提供するタイマーを、さらに備えることを特徴とする請求項９記載の液晶表示システム。
【請求項１１】
液晶表示板と、
前記液晶表示板を照らすための冷陰極蛍光灯と、
電流を前記冷陰極蛍光灯に供給するために前記冷陰極蛍光灯に結合された２次変圧器巻き線と、
磁束を前記２次変圧器巻き線に提供するために前記２次変圧器巻き線に結合された１次変圧器巻き線と、
電流が前記１次変圧器巻き線を通って流れるように前記１次変圧器巻き線に結合されたスイッチと、
前記冷陰極蛍光灯に結合されて、前記冷陰極蛍光灯から帰還信号を受信し、前記帰還信号が蛍光灯が開いている状態を示すと、前記冷陰極蛍光灯に供給する電力を減らす帰還制御ループ回路と
を備えることを特徴とする液晶表示システム。
【請求項１２】
前記帰還信号は、前記冷陰極蛍光灯を挟む電圧を示し、前記蛍光灯が開いている状態は、前記電圧が所定の閾値を超える時に示されることを特徴とする請求項１１記載の液晶表示システム。
【請求項１３】
前記帰還制御ループ回路は、前記電圧が所定の閾値を超えると、前記冷陰極蛍光灯への所定の最小電力を維持することを特徴とする請求項１２記載の液晶表示システム。
【請求項１４】
電流が前記１次変圧器巻き線を通って逆方向に流れるように、前記１次変圧器巻き線に結合された第２スイッチと、
前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間に重なり状態が存在するときに電流を前記１次変圧器巻き線に供給するように構成され、前記１次変圧器巻き線と前記第１スイッチに結合された第３スイッチと
をさらに備えることを特徴とする請求項１３記載の液晶表示システム。
【請求項１５】
前記帰還制御ループは、前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間での重なりを最小に保つことによって前記冷陰極蛍光灯への所定の最小電力を維持することを特徴とする請求項１４記載の液晶表示システム。
【請求項１６】
前記帰還信号は、前記冷陰極蛍光灯を挟む電圧を示し、前記蛍光灯が開いている状態は、前記電圧が所定の長さの時間だけ所定の閾値を超える時に示されることを特徴とする請求項１１記載の液晶表示システム。
【請求項１７】
前記１次変圧器巻き線と接地電位とに結合された第１コンデンサと、
前記１次変圧器巻き線と前記電位入力とに結合された第２コンデンサと
を備えることを特徴とする請求項１１記載の液晶表示システム。
【請求項１８】
電流を前記スイッチに供給するために、前記スイッチに結合された入力電圧源を、さらに備えることを特徴とする請求項１１記載の液晶表示システム。
【請求項１９】
前記入力電圧源は、電源であることを特徴とする請求項１１記載の液晶表示システム。
【請求項２０】
前記帰還信号は、前記冷陰極蛍光灯を通る電流を示し、前記蛍光灯が開いている状態は、前記電流が所定の閾値より小さい時に示されることを特徴とする請求項１１記載の液晶表示システム。
【請求項２１】
液晶表示板と、
前記液晶表示板を照らすための冷陰極蛍光灯と、
電流を前記冷陰極蛍光灯に供給するために前記冷陰極蛍光灯に結合された２次変圧器巻き線と、
磁束を前記２次変圧器巻き線に提供するために前記２次変圧器巻き線に結合された１次変圧器巻き線と、
電流が第１方向で前記１次変圧器巻き線を通って流れるように、前記１次変圧器巻き線に結合された第１スイッチと、
電流が前記１次変圧器巻き線を通って第２方向に流れるように、前記１次変圧器巻き線に結合された第２スイッチと、
前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間に重なり状態が存在するときに電流を前記１次変圧器巻き線に供給するように構成され、前記１次変圧器巻き線と前記第１スイッチに結合された第３スイッチと
前記冷陰極蛍光灯に結合されて、前記冷陰極蛍光灯から帰還信号を受信し、前記第３スイッチと前記第１スイッチの間の最小の重なりを維持することによって、前記冷陰極蛍光灯への所定の最小電力を維持する帰還制御ループ回路と
を備えることを特徴とする液晶表示システム。
【請求項２２】
電流を前記第１スイッチと前記第２スイッチとに供給するために、前記第１スイッチと前記第２スイッチとに結合した入力電圧源を、さらに備えることを特徴とする請求項２１記載の液晶表示システム。
【請求項２３】
前記入力電圧源は電源であることを特徴とする請求項２２記載の液晶表示システム。
【請求項２４】
液晶表示システム内の冷陰極蛍光灯への電力を制御するための方法において、
１次変圧器巻き線への導通パスのためにパルス信号をトランジスタに提供する段階と、
前記冷陰極蛍光灯における電気的状況を示す、２次変圧器巻き線に結合された冷陰極蛍光灯からの帰還信号を生成する段階と、
前記冷陰極蛍光灯からの前記帰還信号を受信する段階と、
もし前記帰還信号が前記冷陰極蛍光灯の点火を示すならば、前記冷陰極蛍光灯への電力を調整する段階と
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２５】
前記帰還信号は、前記冷陰極蛍光灯を挟む電圧を示し、前記冷陰極蛍光灯の点火は、前記電圧が所定の閾値より低い時に示されることを特徴とする請求項２４記載の方法。
【請求項２６】
前記帰還信号は、前記冷陰極蛍光灯を通る電流を示し、前記冷陰極蛍光灯の点火は、前記電流が所定の閾値より大きいときに示されることを特徴とする請求項２４記載の方法。
【請求項２７】
前記帰還信号が非点火を示す時に、前記冷陰極蛍光灯への電力の所定の最小量を維持する段階を、さらに備えることを特徴とする請求項２４記載の方法。
【請求項２８】
前記１次変圧器巻き線への第２導電パスのために、第２パルス信号を第２トランジスタへ供給する段階と、
前記１次変圧器巻き線への前記第２導電パスのために、第３パルス信号を第３トランジスタへ供給する段階と、
前記トランジスタと前記第３トランジスタの間の最小の重なりを維持する段階と
をさらに備えることを特徴とする請求項２７記載の方法。
【請求項２９】
前記帰還信号が所定の長さの時間だけ非点火を示す時、前記冷陰極蛍光灯への電力を遮断する段階を、さらに備えることを特徴とする請求項２４記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交流電力変換回路に関する。より詳細には、本発明は、ゼロ電圧スイッチング技法を用いて負荷に送られる電力を調整する、高能率制御回路を提供する。本発明に対する一般的な効用は、１つあるいは２つ以上の冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）を駆動するための回路として見出すことができるが、当業者ならば、本発明は高能率と細かい電力制御が必要な負荷ならば何に対しても利用することができることが分かるだろう。
【背景技術】
【０００２】
図１には、従来からのＣＣＦＬ給電システム１０が描かれている。本システムは広く電源１２と、ＣＣＦＬ駆動回路１６と、制御器１４と、帰還ループ１８と、液晶表示板２０と結合する１つ或いは２つ以上の灯ＣＣＦＬとを含んでいる。電源１２は、直流電圧を回路１６に供給し、トランジスタＱ３を通して制御器１４に制御される。回路１６は、ロイヤー回路として知られる自己共振回路である。基本的に、回路１６は自己共振型の直交流変換器であり、その共振周波数はＬ１とＣ１によって設定され、Ｎ１〜Ｎ４は変圧器の巻き線と巻き線の巻き数を示している。動作時には、トランジスタＱ１とＱ２が導通して、それぞれ巻き線Ｎ１とＮ２で入力を切り替える。もしＱ１が導通すれば、入力電圧は巻き線Ｎ１を通して設定される。対応する曲線を持った電圧が、他の巻き線を通して設定されるだろう。Ｎ４で誘起された電圧によって、Ｑ２のベースが正となり、Ｑ１はコレクタとエミッタの間で軽微な電圧降下を起こす。Ｎ４で誘起された電圧もＱ２をカットオフに留める。Ｑ１は、ＴＸ１のコア内部の磁束が飽和するまで導通する。
【０００３】
飽和するとＱ１のコレクタは急速に（ベース回路によって決定される電圧まで）上昇し、変圧器内で誘起された電圧は急速に下がる。Ｑ１は、さらに飽和を超えて引かれ、ＶＣＥは上昇し、Ｎ１を挟む電圧をさらに下げる。ベースを駆動する際の損失によってＱ１はオフし、続いてこれによってコア内部の磁束がわずかに少なくなり、Ｎ４の電流を誘起してＱ２をオンする。Ｎ４で誘起された電圧によって、Ｑ１は、コアが反対方向に飽和するまで飽和状態で導通し続け、切り替えサイクルを完了するために同様の反対方向の動作が起こる。
【０００４】
インバータ回路１６は、比較的少ない部品から成っているが、その正しい動作は、トランジスタと変圧器の非線形な複雑なやり取りによって決まる。加えて、回路１６のどんな重複も追加で望ましくない動作周波数を作り出し、これは或る高調波で共振をするかも知れないので、Ｃ１とＱ１とＱ２のばらつき（典型的には３５％の許容誤差）によって、回路１６が変圧器の並列の構成に適応することができなくなる。ＣＣＦＬ負荷に適用されると、本回路はＣＣＦＬ内で“ビート”効果を作り出すが、これは検知可能であり望ましくないものでもある。回路１６は自己共振モードで動作するのに、例え許容誤差が厳密に一致しても、回路のどんな重複もそれ独自の動作周波数を持つであろうから、ビート効果は取り除くことができない。
【０００５】
【特許文献１】米国特許第５,４３０,６４１号明細書
【特許文献２】米国特許第５,６１９,４０２号明細書
【特許文献３】米国特許第５,６１５,０９３号明細書
【特許文献４】米国特許第５,８１８,１７２号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４に、他の駆動システムがいくつか見られる。これら文献の各々は、低能率および／または２段の電力変換および／または可変周波数動作および／または負荷依存性に悩まされている。加えて、負荷にＣＣＦＬと組み立て品が含まれると、寄生容量が引き起こされ、これによってＣＣＦＬ自身のインピーダンスが影響を受ける。正しく動作するように回路を効果的に設計するために、本回路は、ＣＣＦＬ負荷を駆動するのに寄生インピーダンスを考慮して設計しなくてはならない。そのような取り組みは、時間の無駄であり、費用もかかるばかりか、様々な負荷を扱う際に最適な変換器の設計をするのが難しくなる。従って、これらの欠点を克服して、高能率で高信頼性のＣＣＦＬの点火と、負荷に依存しない電源調整と、単一周波数の電力変換を備えた回路を提供する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
１つの液晶表示システムが、液晶表示板と、前記液晶表示板を照らすための冷陰極蛍光灯と、電流を前記冷陰極蛍光灯に供給するために前記冷陰極蛍光灯に結合された２次変圧器巻き線と、磁束を前記２次変圧器巻き線に提供するために前記２次変圧器巻き線に結合された１次変圧器巻き線と、電流が前記１次変圧器巻き線を通って流れるように前記１次変圧器巻き線に結合されたスイッチと、前記冷陰極蛍光灯に結合されて、電力が前記冷陰極蛍光灯に供給されていることを示す帰還信号を受信し、もし前記帰還信号が所定の閾値を超えていれば前記冷陰極蛍光灯に供給される電力を制御する帰還制御ループ回路とを備えて記載される。
【０００８】
別の実施形態では、本液晶表示システムは、液晶表示板と、前記液晶表示板を照らすための冷陰極蛍光灯と、電流を前記冷陰極蛍光灯に供給するために前記冷陰極蛍光灯に結合された２次変圧器巻き線と、磁束を前記２次変圧器巻き線に提供するために前記２次変圧器巻き線に結合された１次変圧器巻き線と、電流が前記１次変圧器巻き線通って流れるように前記１次変圧器巻き線に結合されたスイッチと、前記冷陰極蛍光灯に結合されて、前記冷陰極蛍光灯から帰還信号を受信し、前記帰還信号が蛍光灯が開いている状態を示すと、前記冷陰極蛍光灯に供給する電力を減らす帰還制御ループ回路とを備える。
【０００９】
別の実施形態では、液晶表示板と、前記液晶表示板を照らすための冷陰極蛍光灯と、電流を前記冷陰極蛍光灯に供給するために前記冷陰極蛍光灯に結合された２次変圧器巻き線と、磁束を前記２次変圧器巻き線に提供するために前記２次変圧器巻き線に結合された１次変圧器巻き線と、電流を前記１次変圧器巻き線を通って第１方向へ向かわせるために前記１次変圧器巻き線に結合された第１スイッチと、電流を前記１次変圧器巻き線を通って第２方向に向かわせるために前記１次変圧器巻き線に結合された第２スイッチと、前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間に重なりが存在するときに電流を前記１次変圧器巻き線に供給するように構成され、前記１次変圧器巻き線と前記第１スイッチに結合された第３スイッチと、前記冷陰極蛍光灯に結合されて、前記冷陰極蛍光灯から帰還信号を受信し、かつ前記第３スイッチと前記第１スイッチとの間での重なりを最小に保つことによって前記冷陰極蛍光灯への所定の最小電力を維持する帰還制御ループ回路とを備える。
【００１０】
液晶表示システム内で冷陰極蛍光灯への電力を制御するための、１次変圧器巻き線への導通パスのためにパルス信号をトランジスタに提供する段階と、前記冷陰極蛍光灯における電気的状況を示す２次変圧器巻き線に結合された冷陰極蛍光灯からの帰還信号を生成する段階と、前記冷陰極蛍光灯からの前記帰還信号を受信する段階と、もし前記帰還信号が前記冷陰極蛍光灯の点火を示すならば、前記冷陰極蛍光灯への電力を調整する段階とを備えた一方法も記載される。
【００１１】
当業者ならば、以下の詳細な説明は、実施形態とそれを用いた方法に作られたものを参照しつつ進めるが、本発明は、それら実施形態とそれを用いた方法に限定されることは意図していない。むしろ、本発明は、広い範囲を持ち、添付の特許請求の範囲で示されるものによってのみ限定されることを意図している。
【００１２】
本発明の他の特徴と利点とは、以下の詳細な説明を図面を参照しつつ進めることで明らかになるが、図面では類似の部品には類似した参照番号を付してある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
例に拘束されることを望む訳では無いが、以下の詳細な説明は、本発明の回路に対する負荷としてＣＣＦＬ板を参照して進められる。しかし、本発明は、１つ或いは複数のＣＣＦＬを駆動することに限定されないことは明らかであろうし、本発明は、広く電力変換回路、および特定の応用に対する特定の負荷に無関係の方法として解釈されるべきである。
【００１４】
全体として、本発明は、２組のスイッチのオン時間を調整するのに、帰還信号とパルス信号を用いて、電力を負荷へ制御可能に与える回路を提供する。オン時間が重なるように１組のスイッチが制御可能にオンした時、電力は、そのスイッチの組が決定する導通パスに沿って（変圧器を経由して）負荷に与えられる。同様にして、スイッチの他の組がオン時間が重なるように制御可能にオンした時、電力は、スイッチの他の組が決定する導通パスに沿って（変圧器を経由して）負荷に与えられる。こうして、選択可能にスイッチをオンし、スイッチ間の重なりを制御することによって、本発明は、所定の負荷に与えられる電力を精確に制御することができる。加えて、本発明は、過電流と過電圧に対する保護回路を含んでおり、これらは、短絡回路或いは開回路の状態が起きたときに、負荷への電力供給を停止する。さらに、ここに説明される制御された接続形態によって、本回路は、負荷に係わらず、変圧器の構成の共振効果と無関係な単一な動作周波数で動作することができる。これらの特徴は、図面を参照しつつ以下で説明される。
【００１５】
図２Ａの回路図には、本発明の位相シフトでフルブリッジでゼロ電圧スイッチングの電力変換器が示される。基本的に、図２Ａに示される回路は、電源１２と、交流導通パスを定義する対向する組のスイッチとして配される複数のスイッチ８０と、スイッチ各々を駆動するための駆動回路５０と、回路５０を駆動する矩形波パルスを生成する周波数掃引発振器２２と、変圧器ＴＸ１（ＴＸ１とＣ１の１次側で定義される関連する共振タンク回路）と、負荷を含んでいる。有利なことに、本発明は、各組のスイッチの少なくとも１つのオン時間を制御する重なり帰還制御ループ４０も含んでおり、それによって制御可能な電力を負荷に与えることができる。
【００１６】
電源１２は、本システムに適用される。最初に、バイアス／基準信号３０が電源から制御回路（制御ループ４０内）に対して生成される。望ましくは、周波数掃引発振器２２は、上の周波数から始めて所定の速度と所定の間隔で下方へ掃引して（すなわち可変パルス幅の矩形波信号）、５０％デューティサイクルのパルス信号を生成する。周波数掃引発振器２２は、当業者には周知のように、プログラム可能な周波数生成器であるのが望ましい。パルス信号９０（掃引発振器２２からの）は、Ｂ＿Ｄｒｉｖｅへ送られ（これはＳｗｉｔｃｈ＿Ｂを駆動する、すなわちＳｗｉｔｃｈ＿Ｂのゲートを制御する）、Ａ＿Ｄｒｉｖｅに送られて、相補的なパルス信号９２とランプ信号２６を生成する。後述するように、相補的パルス信号９２は、パルス信号９０と約１８０°位相が外れ、ランプ信号２６はパルス信号と約９０°位相外れである。ランプ信号は、図に示したように鋸歯信号であるのが望ましい。ランプ信号２６は、比較器２８を通して誤り増幅器３２の出力信号２４（ここではＣＭＰと呼ぶ）と比較され、信号９４を生成する。比較器２８の出力信号９４は、同様に、Ｃ＿Ｄｒｉｖｅに送られてＳｗｉｔｃｈ＿Ｃをオンし始める、５０％デューティのパルスであり、順にスイッチＢとＣ、そしてスイッチＡとＤの間の重なり量を決定する。その相補信号（約１８０°の位相）は、Ｄ＿Ｄｒｉｖｅを通して、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｄに与えられる。当業者ならば、回路Ｄｒｉｖｅ＿Ａ〜Ｄｒｉｖｅ＿Ｄは、それぞれＳｗｉｔｃｈ＿Ａ〜Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｄの制御線（例えばゲート）に接続され、これによって、スイッチの各々がここに説明したように制御可能に導通することができるのを理解されよう。スイッチＢ，ＣおよびＡ，Ｄ間の重なり量を調整することによって、ランプ−電流の調節が達成される。言い換えると、変換器内部で処理される電力の量を決定するのは、組になったスイッチの導通状態の重なり量である。従って、スイッチＢとＣ、およびＡとＤを、ここで重なりスイッチと呼ぶ。
【００１７】
例に拘束されることを望む訳では無いが、本実施形態において、Ｂ＿Ｄｒｉｖｅはトーテムポール回路、あるいは低インピーダンスオペアンプ回路、あるいはエミッタフォロワ回路で作られるのが望ましい。Ｃ＿Ｄｒｉｖｅは同様に構成される。Ａ＿ＤｒｉｖｅとＤ＿Ｄｒｉｖｅは両方共、直接接地電位に接続されないので（すなわちフローティング）、これらのドライブは、ブートストラップ回路、あるいは周知の他の高所（high-side）駆動回路から形成されるのが望ましい。加えて、上述したように、Ａ＿ＤｒｉｖｅとＤ＿Ｄｒｉｖｅは、Ｂ＿ＤｒｉｖｅとＣ＿Ｄｒｉｖｅから流れる信号を反転（すなわち位相）するインバータを含んでいる。
【００１８】
ゼロ電圧スイッチング手法を通して、高能率動作が達成される。４つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓｗｉｔｃｈ＿Ａ〜Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｄ）８０は、寄生ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）が導通した後にオンし、変圧器／コンデンサ装置（ＴＸ１／Ｃ１）内のエネルギーの電流流路を提供し、その結果、オンした時にスイッチの両側がゼロ電圧であることを確かなものとする。この制御された動作で、スイッチング損失は最小化され、高能率が維持される。
【００１９】
重なりスイッチ８０の好ましいスイッチング動作が、図２Ｂ（ａ）〜（ｆ）のタイミング図を参照して示される（図２Ｂ（ｆ））。Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｃは、スイッチＢとＣの両方の導通の或る期間にオフする。タンク内を流れる電流（図２Ａ参照）は、次にＳｗｉｔｃｈ＿Ｄ内のダイオードＤ４を通って流れ（図２Ｂ（ｅ））、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｃがオフした後に、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｄ内のダイオードＤ４、変圧器の１次側、Ｃ１、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｂを通って流れ、その結果、スイッチＢとＣが導通する時に与えられるエネルギーの結果として、コンデンサＣ１内電圧と電流および変圧器を共振させる。変圧器の１次側の電流の方向の瞬間的な変化がファラデーの法則に反するので、この状況が起こらざるを得ない。こうして、電流は、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｃがオフの時、Ｄ４を通って流れるはずである。Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｄは、Ｄ４が導通した後にオンする。同様に、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｂはオフし（図２Ｂ（ｅ））、電流は、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ａがオンする前にＳｗｉｔｃｈ＿Ａに関連するダイオードＤ１へ方向転換する（図２Ｂ（ｅ））。同じように、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｄはオフし（図２Ｂ（ｄ））、電流は、次にＳｗｉｔｃｈ＿ＡからＣ１を通って変圧器１次側、ダイオードＤ３を流れる。Ｓｗｉｔｃｈ＿ＣはＤ３が導通した後にオンする（図２Ｂ（ｅ））。Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｂは、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ａがオフした後にオンし、これによってオンする前にダイオードＤ２が最初に導通することができる。対抗するスイッチＢ，ＣおよびＡ，Ｄのオン時間の重なりによって、図２Ｂ（ｆ）に示したように、変圧器に与えられるエネルギーが決まる。
【００２０】
本実施形態において、図２Ｂ（ｂ）は、ランプ信号２６がＳｗｉｔｃｈ＿Ａがオンした時にのみ生成されることを示している。従って、Ｄｒｉｖｅ＿Ａはランプ信号２６を生成するが、ランプ信号を生成するための適切な時定数を持ったコンデンサを含む定電流生成回路（図示せず）を含むことが望ましい。このために、基準電流（図示せず）がコンデンサを充電するのに利用され、このコンデンサは、放電速度が充電速度を上回るように接地され（例えば、トランジスタスイッチを経由して）、そうして鋸歯ランプ信号２６を生成する。勿論、上述したように、これはパルス信号９０を積分することによって達成することができるものであり、それ故、ランプ信号２６は積分回路（例えば、オペアンプとコンデンサ）を用いて作ることができる。
【００２１】
点火期間に、２つの対向するスイッチ間の予め決定された最小の重なりが生成される（即ち、スイッチＡ，ＤとＢ，Ｃ間）。これによって、入力から、Ｃ１と変圧器とＣ２とＣ３とＣＣＦＬ負荷を含んだタンク回路へ、最少のエネルギーが与えられる。負荷は抵抗性のもの及び／または容量性のもので良いことに注意したい。駆動周波数は、所定の高い周波数で始まり、タンク回路と変圧器の２次側で反射される等価回路の共振周波数に達するまで、かなりの量のエネルギーがＣＣＦＬが接続される負荷に与えられる。点火前の高インピーダンス特性ゆえに、ＣＣＦＬは、１次側に供給されるエネルギーから高電圧を受ける。この電圧は、ＣＣＦＬを点火するのに十分である。ＣＣＦＬのインピーダンスは、通常の動作電圧まで下がり（例えば１００Ｋオーム〜１３０Ｋオーム）、最小重なり動作に基づいて１次側に与えられるエネルギーは、もはやＣＣＦＬの定常状態の動作を維持するのに十分では無い。誤り増幅器２６の出力は、その調整機能を開始して重なりを増やす。それは、重なり量を決定するのは誤り増幅器の出力のレベルである。例えば：
【００２２】
図２Ｂ（ｂ）と図２Ｂ（ｃ）そして図２Ａの帰還ループ４０を参照すると、ランプ信号２６が信号ＣＭＰ２４（誤り増幅器３２が生成する）の値に等しいと比較器２８において決定されると、Ｓｗｉｔｃｈ＿Ｃがオンすることに注意することが重要である。これは、図２Ｂ（ｂ）の交点３６で示されている。短絡を防ぐために、スイッチＡ，ＢおよびＣ，Ｄは、絶対に同時にオンしてはならない。ＣＭＰのレベルを制御することによって、スイッチＡ，ＤとＢ，Ｃの間の重なり時間は、変圧器に供給されるエネルギーを調節する。変圧器に供給されるエネルギーを調整する（それによってＣＣＦＬ負荷へ供給されるエネルギーを調整する）ために、スイッチＣとＤは、誤り増幅器の出力ＣＭＰ２４を制御することによって、スイッチＡとＢに対して時間的にシフトする。タイミング図から分かるように、もし比較器２８の出力からスイッチＣとＤへの駆動パルスが、ＣＭＰのレベルを上げることで右にシフトするならば、スイッチＡ，ＣとＢ，Ｄの間の重なりの増加が実現し、そして、変圧器へ供給されるエネルギーを増やす。実際に、これは、より大きなランプ電流動作に対応する。逆に、スイッチＣとＤの駆動パルスを左へ（ＣＭＰ信号を減らすことによって）シフトすることで、供給されるエネルギーが減少する。
【００２３】
このために、誤り増幅器３２は、帰還信号ＦＢを基準電圧ＲＥＦと比較する。ＦＢは、検知抵抗Ｒｓを通る電流値の測定値であり、これは、負荷２０を通る全電流を示している。ＲＥＦは、希望の負荷条件、例えば、負荷を通って流れる希望の電流を示す信号である。通常動作では、ＲＥＦ＝ＦＢである。しかし、もし、例えば、ＬＣＤ板表示と関連するディマースイッチから、負荷条件が意図的にオフセットされると、ＲＥＦの値は、結果的に増加／減少する。ＣＭＰの値は、負荷条件および／または内部バイアスを反映し、ＲＥＦとＦＢ間の差（すなわち、ＲＥＦ−ＦＢ）として理解される。
【００２４】
負荷と回路を、負荷における開回路状態（例えば、通常動作時の開ＣＣＦＬランプ状態）から保護するために、ＦＢ信号も電流検知比較器４２において基準値と比較されるのが望ましく、その出力はスイッチ２８の状態を定義するが、このことは以下に説明する。この基準値は、プログラマブルであり、かつ／または使用者が決めることができ、システムが許容する（例えば、個々の部品、特にＣＣＦＬ負荷に対して決めることのできる）最小電流或いは最大電流を反映するのが望ましい。もし、帰還ＦＢ信号の値と基準信号が許容範囲内（通常動作）にあれば、電流検知比較器の出力は１（あるいはハイ）である。これによってＣＭＰは、スイッチ３８を流れることができ、回路はここに説明したように動作して電力を負荷に供給する。しかし、もしＦＢ信号の値と基準信号が許容範囲外（開回路あるいは短絡回路状態）にあると、電流検知比較器の出力は０（あるいはロー）であり、ＣＭＰ信号がスイッチ３８を流れることを禁止する。（勿論、逆は真であり得るし、その場合、スイッチはロー状態でトリガーする）。代わりに、最小電圧Ｖｍｉｎがスイッチ３８（図示せず）によって供給され、電流検知比較器が許容される電流がＲｓを流れていると示すまで、比較器２８に与えられる。従って、スイッチ３８は、検知電流が０の時に対して、適切なプログラム可能な電圧の選択としてＶｍｉｎを備えている。再び図２Ｂ（ｂ）に戻って、この動作の効果は、高電圧状態が変圧器ＴＸ１上に表れないように、ＣＭＰ  ＤＣ値を通常値あるいは最小値（即ち、ＣＭＰ＝Ｖｍｉｎ）まで下げることである。それ故、交差点３６は左にずれ、結果として相補的スイッチ間で重なり量が減少する（交点３６でＳｗｉｔｃｈ＿Ｃがオンすることを思い出されたい）。同様に、電流検知比較器４２は周波数生成器２２に接続されて、検知された値が０（あるいは開回路状態を示す他のいくつかのプリセット値）の時に生成器２２をオフする。ＣＭＰは、保護回路６２へ導かれる。これは、もしＣＣＦＬが動作中に無くなったら（開回路状態）、周波数掃引発振器２２をオフするためである。
【００２５】
回路を過電圧状態から保護するために、本実施形態は、保護回路６０を含むのが望ましく、その動作は以下に説明する（電流検知比較器４２を流れる過電流保護の説明は上述した）。回路６０は、信号ＣＭＰを負荷２０からの電圧信号６６と比較する、保護比較器６２を含んでいる。電圧信号は、図２に示すように、分圧器Ｃ２とＣ３（即ち、負荷２０と並列）から導くのが望ましい。開ランプ状態において、周波数掃引発振器は、ＯＶＰ信号６６が閾値に届くまで掃引を続ける。ＯＶＰ信号６６は、変圧器ＴＸ１の出力において電圧を検出するのに、出力コンデンサ分割器Ｃ２とＣ３で取られる。分析を簡単にするために、これらのコンデンサは、等価負荷容量のランプコンデンサも表す。閾値は基準値であり、変圧器の２次側の電圧が、変圧器の定格電圧より小さい範囲で、最小始動電圧よりも大きくなるように、回路は設計される。ＯＶＰが閾値を超えると、周波数掃引発振器は周波数掃引を止める。その間、電流検知４２は、検知抵抗Ｒｓを通る信号を検知しない。従って、２４における信号つまりスイッチブロック３８の出力は、スイッチＡ，ＣとＢ，Ｄの間の最小の重なりが見られるように、最小値に設定される。タイマー６４は、一旦ＯＶＰが閾値を超えると開始され、それによって時間切れの手順が開始される。時間切れの時間の長さは、負荷の要求から設計されるのが望ましいが（例えば、ＬＣＤ表示板のＣＣＦＬ）、代わりに何らかのプログラム可能な値に設定することもできる。一旦時間切れになると、駆動パルスがディスエーブルされ、そうして変換回路の安全動作の出力が提供される。すなわち、回路６０は蛍光灯を点火するのに十分な電圧を供給するが、もし蛍光灯が変換器に接続されていないと、ある時間の後に遮断し、その結果誤った高電圧が出力に出ない。非点火の蛍光灯は、蛍光灯が開いている状態に近いので、この間隔は必要である。
【００２６】
図３Ａと図３Ｂ（ａ）〜（ｆ）は、本発明の直流／交流回路の他の実施形態を描いたものである。この実施形態では、回路は、図２Ａと図２Ｂ（ａ）〜（ｆ）で与えられるものと同様に動作するが、この実施形態は、さらに周波数掃引発振器２２とフリップフロップ回路７２を制御して、Ｃ＿Ｄｒｉｖｅへの信号の入力を計時するための位相ロックループ回路（ＰＬＬ）７０をさらに含んでいる。タイミング図から分かるように、もしスイッチＣとＤの５０％駆動パルスが、ＣＭＰのレベルを上げることで右にシフトするならば、スイッチＡ，ＣとＢ，Ｄの間の重なりの増加が実現し、変圧器に配られるエネルギーが増加する。実際には、これは、蛍光灯の高電流動作に相当する（要求があるだろうが、例えば、上述したようにＲＥＦ電圧を手動で増加させることによる）。反対に、スイッチＣとＤの駆動パルスを左にシフトする（ＣＭＰ信号を減らすことによって）ことによって、供給されるエネルギーが減る。位相ロックループ回路７０は、図３に示されているように、通常動作中、帰還電流（Ｒｓを通った）とタンク電流（ＴＸ１／Ｃ１）の間の位相関係を維持する。ＰＬＬ回路７０は、タンク回路からの入力信号である信号９８とＲｓからの信号（上述したＦＢ信号）とを備えていることが望ましい。一旦ＣＣＦＬが点火され、ＣＣＦＬ内の電流がＲｓを通して検出されると、蛍光灯電流と１次共振タンク（Ｃ１と変圧器１次側）内の電流間の位相を固定するＰＬＬ７０回路が作動する。すなわち、温度の影響、変換器とＬＣＤ表示板の間の配線のような機械装置や、容量とインダクタンスに影響する蛍光灯とＬＣＤ表示板の金属シャシのような全ての寄生変数に対して、周波数掃引発振器２２の周波数を調整するのにＰＬＬが提供される。本システムは、共振タンク回路とＲｓを流れる電流（負荷電流）の間の１８０°の位相差を維持することが望ましい。そして、特定の負荷条件および／または共振タンク回路の動作周波数にかかわらず、本システムは、最適の動作点を見つけだす。
【００２７】
図３の帰還ループの動作は、図２に対する上記の説明に近い。しかし、図３Ｂ（ｂ）に示されるように、本実施形態は、フリップフロップ７２を通ってＣ＿Ｄｒｉｖｅを通る開始信号の出力を計時する。例えば、通常動作の間、誤り増幅器３２の出力は、制御下のスイッチブロック３８（上述）を通して与えられ、信号２４になる。スイッチＡ，ＣとＢ，Ｄの間の或る量の重なりが、スイッチＣとＤを駆動する比較器２８とフリップフロップ７２を通して分かる（Ｄ＿ＤｒｉｖｅはＣ＿Ｄｒｉｖｅの相補的信号を作ることを思い出されたい）。これは、ＣＣＦＬ（板）負荷に対する定常状態の動作を提供する。通常動作間にＣＣＦＬ（板）を外すことを考えると、ＣＭＰは、誤り増幅器の出力のレール（rail）まで増加し、すぐに保護回路をトリガーする。この機能は、点火期間中は禁止される。
【００２８】
図３Ｂ（ａ）〜（ｆ）を概略的に見ると、本実施形態では、Ｃ＿ＤｒｉｖｅとＤ＿Ｄｒｉｖｅを通ってスイッチＣとＤをトリガーすることは、フリップフロップ回路７２の結果を受けての変更である。図３Ｂ（ｂ）に示されるように、フリップフロップは、１回おきにトリガーをし、それによってＣ＿Ｄｒｉｖｅ（及びそれに従ってＤ＿Ｄｒｉｖｅ）を始める。それ以外では、タイミング的には、図２Ｂ（ａ）〜（ｆ）を参照して上述したものと同様に動作する。
【００２９】
次に図４Ａ〜４Ｆを参照すると、図２Ａあるいは図３Ａの出力回路に匹敵する。例えば、図４Ａは、周波数掃引発振器が７５.７ＫＨｚに達した時に２１Ｖ入力において（０.５μｓの重なり）、出力は１.６７ＫＶp-pに達する。この電圧は、もし点火に３３００Ｖp-pが必要ならば、ＣＣＦＬ上でオンするのに不十分である。周波数が約６８ＫＨｚまで下がると、重なりの最小値は、出力で約３.９ＫＶp-pを発生するが、これはＣＣＦＬを点火するのに十分である。これは、図４Ｂに示されている。この周波数で、重なりが１.５μｓまで増えるので、出力が約１.９Ｖp-pとなり、１３０ｋオームの蛍光灯インピーダンスを動作させる。これは図４Ｃに示されている。他の例として、図４Ｄが、入力電圧が７Ｖの間の動作を示している。７１.４ＫＨｚで、蛍光灯が始動する前に出力は７５０Ｖp-pである。周波数が下がるにつれて、蛍光灯が点火するまで、出力電圧は上がる。図４Ｅは６５.８ＫＨｚにおいて、出力が３５００Ｖp-pに達することを示している。ＣＣＦＬ電流の調節は、点火後に１３０Ｋｏｈｍのインピーダンスを維持するために、重なりを調整することで達成される。ＣＣＦＬの前後の電圧は、６６０Ｖｒｍｓの蛍光灯に対して、１.９ＫＶp-pである。これは、図４Ｆに示されている。図示されていないが、図３Ａの回路のエミュレーションは、同様に動作する。
【００３０】
第１実施形態と第２実施形態の差（すなわち、図３においてフリップフロップとＰＬＬの追加による）は、図４Ａ〜４Ｆに説明する全体の動作パラメータに影響しないことに注意しなくてはならない。しかし、ＰＬＬの追加は、回路において発生する非理想的なインピーダンスの元となるように決定され、図２に示される回路の代わりとして追加することができる。また、フリップフロップの追加によって、上述したように、定電流回路の除去が可能となる。
【００３１】
以上のように、既述した目標と目的を満足する、高能率の適応的直流／交流変換回路が提供されたのは明らかである。変更が可能であるのは、当業者には明らかであろう。例えば、本発明は、スイッチにＭＯＳＦＥＴを使用することとしたが、当業者ならば、回路全体は、ＢＪＴトランジスタ、あるいはＭＯＳＦＥＴやＢＪＴを含む何らかの種類のトランジスタの混合を用いて構成できることを理解するであろう。他の変更も可能である。例えば、Ｄｒｉｖｅ＿ＢとＤｒｉｖｅ＿Ｄに関連する駆動回路は、共通コレクタの回路から構成され得る、というのは、関連するトランジスタは、接地電位に結合され、その結果フローティング状態にはならないからである。ここで説明したＰＬＬ回路は、入力信号を受信し制御信号を生成するように適切に変更された、業界で良く知られる標準的なＰＬＬ回路７０であるのが望ましい。パルス生成器２２は、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）あるいは周波数幅変調回路（ＦＷＭ）であるのが望ましく、これらは共に、業界では良く知られている。同様に、保護回路６２とタイマーは、既知の回路で構成され、既述したような動作をするように適切に変更される。
【００３２】
図５は、本発明の一実施形態の液晶表示システムを示している。液晶表示システム１００は、薄膜トランジスタスクリーン５０１を備えている。薄膜トランジスタスクリーン５０１は、列駆動回路５０２に結合される。列駆動回路５０２は、薄膜トランジスタスクリーン５０１上の列を制御する。薄膜トランジスタスクリーン５０１は、行駆動回路５０３にも結合される。行駆動回路５０３は、薄膜トランジスタスクリーン５０１上の行を制御する。列駆動回路５０２と行駆動回路５０３は、タイミング制御器５０４に結合される。タイミング制御器５０４は、列駆動回路５０２と行駆動回路５０３のためのタイミングを制御する。タイミング制御器５０４は、映像信号プロセッサ５０５に結合される。映像信号プロセッサ５０５は、映像信号を処理する。別の実施形態において、映像信号プロセッサ５０５は、計数装置でも良い。
【００３３】
薄膜トランジスタスクリーン５０１は、表示照明システム５９９によって光を当てられる。表示照明システム５９９は、冷陰極蛍光灯５６２を備える。冷陰極蛍光灯５６２は、２次側変圧き巻き線５６０に結合される。２次側変圧器巻き線４５０は、電流を冷陰極蛍光灯５６２に提供する。２次側変圧器巻き線５６０は、１次側変圧器巻き線５１８に結合される。１次側変圧器巻き線は、磁束を２次側変圧器巻き線５６０に供給する。１次側変圧器巻き線５１８は、スイッチ５３２に結合される。スイッチ５３２によって、電流が１次側変圧器巻き線５１８を通って流れることができる。１次側変圧器巻き線５１８は、スイッチ５１２にも結合する。スイッチ５１２によって、電流は１次側変圧器巻き線５１８を通って流れることができる。スイッチ５３２とスイッチ５１２は、制御器５５０に結合する。制御器５５０は、スイッチ５３２とスイッチ５１２の切り換えを制御するパルス信号を供給する。ここに記載される全ての制御器は、制御器５５０として使用することができることは理解されるだろう。ここに記載される全ての表示照明システムは、表示照明システム５９９の代わりに使用することができることも理解されよう。
【００３４】
図６は、本発明の一実施形態の液晶表示システムを示している。液晶表示システム６００は、薄膜トランジスタスクリーン６０１を備える。薄膜トランジスタスクリーン６０１は、列駆動回路６０２に結合される。列駆動回路６０２は、薄膜トランジスタスクリーン６０１上の列を制御する。薄膜トランジスタスクリーン６０１は、列駆動回路６０３にも結合される。行駆動回路６０３は、薄膜トランジスタスクリーン６０１上の行を制御する。列駆動回路６０２と行駆動回路６０３は、タイミング制御器６０４に結合される。タイミング制御器６０４は、列駆動回路６０２と行駆動回路６０３のためのタイミングを制御する。タイミング制御器６０４は、映像信号プロセッサ６０５に結合される。映像信号プロセッサ６０５は、映像信号を処理する。映像信号プロセッサ６０５は、映像復調器６０６に結合される。映像復調器６０６は、映像信号を復調する。映像復調器６０６は、チューナ６０７に結合される。チューナ６０７は、映像信号を映像復調器６０６に供給する。チューナ６０７は、液晶表示システム６００を特定の周波数に合わせる。映像復調器６０６は、マイクロコントローラ６０８にも結合される。チューナ６０７は、音声復調器６１１にも結合される。音声復調器６１１は、チューナ６０７からの音声を復調する。音声復調器６１１は、音声信号プロセッサ６１０に結合される。音声信号プロセッサ６１０は、音声復調器６１０からの音声信号を処理する。音声信号プロセッサ６１０は、音声増幅器６０９に接続される。音声増幅器６０９は、音声信号プロセッサ６１０からの音声信号を増幅する。
【００３５】
薄膜トランジスタスクリーン６０１は、表示照明システム６９９によって光を当てられる。表示照明システム６９９は、冷陰極蛍光灯６６２を備えている。冷陰極蛍光灯６６２は、２次側変圧器巻き線６６０に結合される。２次側変圧器巻き線６６０は、電流を冷陰極蛍光灯６６２に供給する。２次側変圧器巻き線６６０は、１次側変圧器巻き線６１８に結合される。１次側変圧器巻き線６１８は、磁束を２次側変圧器巻き線６６０に供給する。１次側変圧器巻き線６１８は、スイッチ６３２に結合される。スイッチ６３２によって、電流が１次側変圧器巻き線６１８を通って流れることができる。１次変圧器巻き線６１８は、スイッチ６１２にも結合される。スイッチ６１２によって、電流は１次変圧器巻き線６１８を通って流れることができる。スイッチ６３２とスイッチ６１２は、制御器に結合される。制御器６５０は、パルス信号をスイッチ６３２とスイッチ６１２の切り換えを制御するパルス信号を供給する。ここに記載される全ての制御器は、制御器６５０として使用することができることは理解されるだろう。ここに記載される全ての表示照明システムは、表示照明システム６９９の代わりに使用することができることも理解されよう。
【００３６】
図７は、本発明の一実施形態の液晶表示システムを示している。液晶表示システム７００は、グラフィクスアダプター７９０を備える。液晶表示システム７００は、上述した上に図５に示した液晶表示システム５００の部品を備えることもできるか、あるいは、上述した上に図６に示した液晶表示システム６００の部品を備えることもできる。グラフィクスアダプター７９０は、上述し図５に示した映像信号プロセッサ５０５か、あるいは、上述し図６に示した映像信号プロセッサ６０５で良い。
【００３７】
グラフィクスアダプター７９０は、チップセットコア論理回路７９１に結合される。チップセットコア論理回路７９１は、自身に結合された装置との間でデータを転送する。チップセットコア論理回路７９１は、マイクロプロセッサにも結合される。マイクロプロセッサ７９２は、映像データを含むデータを処理する。チップセットコア論理回路７９１は、メモリ７９３にも結合される。メモリ７９３は、ランダムアクセスメモリで良く、データを短時間記憶しておくのに用いられる。チップセットコア論理回路７９１は、ハードディスクドライブ７９４にも結合される。ハードディスクドライブ７９４は、データを長時間記憶しておくのに用いられる。チップセットコア論理回路７９１は、光ドライブ７９５にも結合される。光ドライブ７９５は、ＣＤ−ＲＯＭあるいはＤＶＤ−ＲＯＭからデータを読み出す。
【００３８】
図８を参照すると、本発明による切り換え式ＣＣＦＬ電源１００の一実施形態が描かれている。本発明は、エネルギーを冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）に供給するための、切り換え式電源である。電源は、低い直流（ＤＣ）電圧を、高い交流（ＡＣ）電圧に変換して、ＣＣＦＬに供給する。
【００３９】
切り換え式電源回路には、ソース端子とドレイン端子とゲート端子を持った第１スイッチが含まれる。第１スイッチのドレイン端子は、昇圧器の１次側巻き線に接続する。昇圧器の２次側巻き線は、１次側の巻き線の巻き数よりも、少なくとも２０倍以上の、そして望ましくは５０から１５０倍の多くの巻き数を持っている。第１スイッチのソース端子は、電源に接続する。
【００４０】
第２スイッチも、ソース端子とドレイン端子とゲート端子を持っている。第２スイッチのドレイン端子は、第１スイッチのドレイン端子と、変圧器の１次側巻き線の１端部の両方に接続する。第２スイッチのソース端子は、電源の接地基準電位に接続する。１次側巻き線は、２つのコンデンサの分割器の中点に結合される第２端部を持っている。このように、２つのスイッチは、直列に接続され、電源の電圧入力をほぼ等分に分ける。２つのコンデンサは、電源を横切って直列に接続される。
【００４１】
制御回路は、１８０度だけ位相をシフトしてスイッチを交互にオンするために、第１スイッチおよび第２スイッチへ制御信号を送信する。第１スイッチがオンすると、電流は、第１スイッチと変圧器の２次巻き線とを通って、基準となる順方向に流れる。第２スイッチがオンすると、電流は、変圧器の１次巻き線を通って逆方向で第２スイッチを通って流れる。
【００４２】
変圧器は、磁束がコアの回りで向きを変えることが、変圧器と関連するヒステリシス曲線の４分された部分の両方で利用されるように、両方の方向で駆動される。このように、変圧器のコアの大きさが小さくなり、その結果、変圧器の費用が削減される。
【００４３】
２つのコンデンサが、変圧器の１次巻き線の一端に接続するコンデンサ分割器を形成する。２つのコンデンサは、各スイッチがオンした時に、変圧器の１次巻き線を通して流れる電流で、充電あるいは放電される。この電流は、第１スイッチがオンした時に、第１コンデンサを放電する間に第２コンデンサを充電し、第２スイッチに関連するボディダイオード（body diode）が導通している間に第１スイッチがオフした時に、リセットされる。変圧器の１次側を通って流れる電流は、第２スイッチがオンした時に逆転する。電流の流れる方向で放電する間に、第２コンデンサが充電される。第２スイッチがオフした後に、電流は、第１スイッチのボディダイオードを通って捕捉される。もし、スイッチのオンが、ボディダイオードが導通している間に起これば、スイッチは、スイッチを挟んで基本的にゼロボルトでオンする。このゼロボルトスイッチング手法によって、スイッチの切り換え損失は最小化される。従って、電力変換効率は増加する。
【００４４】
電源１００には、制御器１５０と、第１スイッチ１１２と、第２スイッチ１３２と、変圧器１２０が含まれ、電力を液晶表示装置のような表示板のＣＣＦＬ１６２などの負荷に供給するために、電源２７４に接続される。
【００４５】
第１スイッチ１１２は、Ｎチャネルの金属参加膜半導体の電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のゲート制御型スイッチであって良く、昇圧器１２０の１次巻き線１１８の一端に接続されるドレーン端子１１４を含む。１次巻き線１１８の第２端部１２５は、第１コンデンサ１２４と第２コンデンサ１２６の接続部に接続される。第１スイッチ１１２のソース端子１２８は、電源２７４の基準接地電位に接続される。第２スイッチ１３２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御型スイッチで良い。Ｐチャネルスイッチ１３２のドレーン端子も、スイッチ１１２のドレーン端子１１４に接続される。スイッチ１１２とスイッチ１３２の両方は、それぞれボディダイオード１３４，１３６を含む。スイッチ１３２と１１２のゲート端子１３８と１５２は、制御器１５０の出力端子に接続する。
【００４６】
昇圧器１２０の２次巻き線１６０は、ＣＣＦＬ１６２に接続される。従来技術であるロイヤー回路内の変圧器で使用される、飽和可能コアの非線形透磁率とは異なり、電源回路１００の動作中に飽和しない線形透磁率コアが、昇圧器１２０の中で作られる。昇圧器は、少なくとも２０：１の巻き数比を持っており、概ね、５０：１から１５０：１の範囲にある。
【００４７】
昇圧器１２０の２次巻き線は、直列に接続される２つのコンデンサ１６３と１６４と並列に接続される。コンデンサ１６３と１６４は、昇圧器１２０の２次巻き線１６０における電圧を検知する分圧器を形成し、１次巻き線１１８における矩形波を、ＣＣＦＬ付加１６２に供給するために擬似正弦曲線へと作り上げる。通常動作中、検知電圧１８６は、常に、ＣＣＦＬ１６２を通って流れる電流に制御されるスイッチ１７０によってリセットされる。このスイッチ１７０の機能は、以下に、詳細に開示される。
【００４８】
制御器１５０は、第１ゲート駆動信号１５２をスイッチ１１２のゲート１５２に供給し、第２ゲート駆動信号１３８をスイッチ１３２のゲート１３８へ供給するための、パルス幅変調制御器で良い。駆動信号をスイッチ１１２，１３２へ供給するのに加えて、制御器１５０は、ＣＣＦＬの始動動作と通常動作のための２つの異なる周波数のような他の機能も提供する。制御器１５０内の蛍光灯点灯を識別する回路２５０は、ＣＣＦＬ１６２がオンしたか否かを決定し、２つの周波数のどちらが出力されるのかを決定するのに使用される。ＣＣＦＬ１６２を始動する間、２５２は、アサート停止され、オンしていないＣＣＦＬ１６２は電気的に無いことを示す。第１周波数は、信号２５２に基づいて発振器２５４において得られる。点火の後、電流は、ＣＣＦＬ１６２を取って流れる電流が検出される。従って、信号２５２は、アサートされ、ＣＣＦＬがオンしていることを示す。第２周波数は、発振器２５４の出力において得られる。点灯信号２５２は、低周波数パルス幅変調（ＰＷＭ）回路２５８の出力２５６も決定する。点灯期間中、信号２５６は、滑らかな点灯電圧を得るために、ＣＣＦＬ１６２に与えられる波形を乱すことはできない。言い換えると、信号２５２がアサートされる前に、信号２５６は、出力制御論理回路２８６に影響することを否定される。
【００４９】
制御器１５０には、蛍光灯の電流と電圧とを検知し制御する機能も含まれる。蛍光灯の電流は、検知抵抗１８２によって検知される。検知された値１８４は、誤り増幅器２３０のような比較器を通して基準値２１２と比較され、スイッチ１１２と１３２のオン時間を制御される。点灯電圧は、コンデンサ分割器１６３と１６４を通して検知される。検知された値１８６は、比較器２３２によって基準値２１４と比較される。比較器２３２の出力２３４は、ディジタルクロックタイマー２３６の開始を決定する。１秒或いは２秒ほどの後、クロックタイマー２３６の開始後、もし出力２３４が依然としてアサート停止なら、クロックタイマー２３６の出力信号２３８は、保護回路２４０をアサートし、スイッチ１１２と１３２の動作を停止する。その期間は、点火時間を提供するのに使用され、それは、ＣＣＦＬ１６２の場合、例えば１秒或いは２秒である。発振器２５４は、電源１００の動作に対して２つの周波数を提供するが、それは、蛍光灯点灯のための高い周波数と、通常動作のための低い周波数である。高い周波数は、低い周波数よりも２０〜３０％高くて良い。低い周波数は図４Ｂに記載したように６８ｋＨｚ、あるいは図４Ｅに記載したように６５.８ｋＨｚ、あるいはいずれかの周波数より低い何らかの値で良い。
【００５０】
低い周波数ＰＷＭ回路２５８が、蛍光灯に配られるエネルギーを変調して暗さ制御を達成するための信号２５６を生成するのに提供される。信号２５６の周波数は、１５０Ｈｚ〜４００Ｈｚの範囲にあるのが望ましい。点灯識別回路２５０は、蛍光灯電流検知信号１８４を受信し、その出力信号２５２がアサートされて、ＣＣＦＬ負荷１６２の存在或いは点灯完了を識別する。保護回路２４０は、ＣＣＦＬ１６２の存在を示す信号２５２を受信し、信号２６０は、ＣＣＦＬ１６２は、ＣＣＦＬ１６２で検知された電流が存在することを示し、信号２３８は蛍光灯が開放である時間が切れたことを示す。従って、保護回路２４０の出力２６２は、蛍光灯１６２において蛍光灯開放、過電流、過電圧状態のいずれかのとき、あるいは電圧入力１３０において過小電圧が発生したときに、アサートされて、スイッチ１１２と１３２の動作を停止する。
【００５１】
制御器１５０には、回路の接地電位に電気的に接続する接地電位ピン２７２と、直流電圧源に接続する電圧入力ピン１３０とが含まれる。制御器１５０の内部で、電圧入力ピン１３０は、内部で使用するために、様々な基準電圧２１２，２１４を生成する基準／バイアス回路２１０に接続する。電圧入力ピン１３０は、過小電圧ロックアウト回路２２０と出力ドライバ２２２にも接続される。電圧入力ピン１３０に供給される電圧が閾値を超える限り、回路２２０の出力信号２２４は、制御器１５０の残りの処理をすることができる。他方、もし、電圧入力ピン１３０における電圧が閾値よりも低ければ、信号２２４は、制御器１５０の残りの処理を停止するだろう。
【００５２】
ＣＣＦＬの動作において、ＣＣＦＬの暗さ機能と蛍光灯開放機能は、本質的に相補的なものである。有利なことに、２つの信号１６８と１８６は、両方あるいは信号１６８と１８６が制御器１５０の１つのピン２８４で受信されるように、マルチプレックスすることができる。これを実施することで、制御器１５０の価格が下がる。
【００５３】
制御器１５０のクロックピン２７６は、クロック信号望ましくはランプ信号を２７６に与えるために、コンデンサ２７８を回路の接地電位に接続するか、あるいは抵抗２８０を電圧入力ピン１３０に接続する発振器２５４に接続する発振器２５４に接続する。
【００５４】
有利なことに、本発明において、電源１００は、制御器１５０の最少の接続を利用して、ＣＣＦＬ負荷を駆動するのに必要な最大の機能を実現する。電源の動作を、以下に説明する。
【００５５】
直流電圧ＶＩＮを電源１００に加える。一旦、１３０の電圧入力が、過小電圧ロックアウト回路が設定した閾値より大きくなると、制御器１５０は、動作を開始する。Ｒｅｆ／Ｉ−Ｂｉａｓ回路２１０は、制御器１５０の残りの回路に対する基準電圧を生成する。
【００５６】
ＣＣＦＬ１６２が懸架されず、ＣＣＦＬ負荷１６２からの電流帰還信号１８４が無いので、発振器２５４は、より高い周波数のパルス信号を生成する。ドライバ２２２は、パルス幅変調駆動信号１５２と１３８を、それぞれスイッチ１１２と１３２に出力する。コンデンサ２１６は、除々に充電され、そうして電圧２６０は時間と共に除々と増加する。２６０における電圧が時間と共に除々に増加するので、駆動信号１３８と１５２のパルス幅は、除々に増加する。従って、昇圧器１２０と負荷１６２に送られる電力は、同様に徐々に増加する。コンデンサ１２４と１２６は、各コンデンサを挟む電圧がおよそ入力電圧の半分になるように設計される。第１半サイクルの間、スイッチ１３２はオンし、電流は電源からスイッチ１３２を通って１次巻き線１１８へ流れる。その後、電流は、コンデンサ１２６へ流れ込むが、これは、磁化電流と反射された負荷電流を含んでいる。コンデンサ１２６が充電されている間、コンデンサ２４は放電する。スイッチ１３２がオフする時、１次巻き線１１８内の電流は、同じ方向に流れ続ける。ダイオード１３４は、電流の流れを受ける。スイッチ１１２は、スイッチ１３２がオンしたおよそ１８０度後にオンする。電源は、コンデンサ１２４を通して、スイッチ１１２を通して基準回路接地電位２７２へと逆方向で、電流を１次巻き線１１８に送る。磁化電流と反射された負荷電流とを含んだ電流は、反対方向に流れる。同時に、コンデンサ１２４は、コンデンサ１２６が放電される間に充電される。スイッチ１１２がオフする時、ダイオード１３６は、１次巻き線１１８内の電流が連続して流れるように援助する。スイッチ１３２は、スイッチ１１２がオンした後のおよそ１８０度後にオンする。サイクル毎に、スイッチ動作は続く。従って、１次巻き線１１８をまたぐ電圧は、実質的に矩形波である。
【００５７】
図９を参照すると、別の端子における波形が描かれている。図９（ａ）は、１５２における駆動波形を示している。図９（ｂ）は、１３８における、対応する駆動波形を示している。スイッチ１１２と１３２のオン時間は、１８０度離れていることに注意したい。勿論、スイッチ１３２は、Ｎチャネル素子に変更することができる。この場合、駆動信号１３８は、オン／オフ駆動信号を表すように、論理的に反転されるだろう。図９（ｃ）は、１２５における電圧波形を表す。直流電圧（電圧流力ＶＩＮの半分）上に乗る小さなリップルは、コンデンサ１２６の充電と放電を表している。入力電圧ＶＩＮを１２５における電圧で減算することによって、コンデンサ１２４の両端の電圧を表す同様の波形が生まれ、これも、入力電圧の半分の上に乗る小さなリップルを備えている。図９（ｄ）は１１４における電圧を示しており、一方、１次巻き線１１８を流れる電流は図９（ｆ）に示されている。スイッチ１３２がｔ１でオンした時、１１４における電圧はＶＩＮ近辺であることに注意したい。１次巻き線１１８内の電流は、基準となる正方向に流れ、この電流でコンデンサ１２６を充電しコンデンサ１２４を放電する。従って、コンデンサ１２６における電圧は増加する（正の傾斜）。時刻ｔ２において、スイッチ１３２はオフする。１次巻き線１１８内の電流は、同じ方向に流れるが、減少していく。ダイオード１３４は、電流がゼロに減少するまで電流を受け取る。ｔ２からｔ３の期間、１１４の電圧は明らかに殆どゼロである。電流は同じ方向に流れるので、コンデンサ１２６における電圧は依然として増加する。ｔ３の後に一時的に、１次巻き線１１８における逆起磁力のせいで、少量の電流が逆方向に流れ、１１４における電圧がＶＩＮと１３６の正電圧降下分を足したものに達するように、ダイオード１３６は導通する。時刻ｔ４において、スイッチ１１２はオンする。電圧１１４は、ゼロ近くまで下がる一方、１次巻き線１１８内の電流が逆方向にではあるが増加する。コンデンサ１２６は放電し、コンデンサ１２４は充電される。コンデンサ１２６における電圧は、従って、減少する（負の傾斜）。スイッチ１１２は時刻ｔ５においてオフし、ダイオード１３６は導通し、電流を流し続ける。ダイオード１３６は、１次巻き線１１８内の電流がゼロになった時点で、導通を停止する。この時に、少量の電流が基準となる正方向に流れる。言い換えると、ダイオード１３４は、１１４における電圧が殆どゼロになるように導通する。これは、スイッチ１３２が再びオンするｔ７の時刻に次のサイクルが始まるまで続く。昇圧器１２０は、両方向に駆動されて、磁束の振れを最大化しＣＣＦＬ負荷へ電力を供給する。昇圧器１２０と出力コンデンサ１６３，１６４と変圧器１２０の２次側回路に関連する全ての寄生リアクタンス部品によって、タンク回路が作られる。タンク回路は、１次巻き線１１８に存在する矩形波に関連する高調波成分を選び出し、ＣＣＦＬ１６２における成形されたほぼ正弦曲線を生み出す。これは、図９（ｅ）に見ることができる。２次巻き線１６０と負荷１６２の寄生素子によって、波形１７２は、図９（ａ）−（ｄ）と図９（ｆ）に示される波形に対して別の位相を持つだろう。１７２における電圧は、コンデンサ１６３と１６４によって分割される。従って、コンデンサ１６３と１６４は、２つの目的を果たす。１つの目的は電圧検知１８６であり、他の目的は波形成形である。
【００５８】
ＣＣＦＬ１６２が接続されると、ＣＣＦＬ１６２を通って流れる電流量は、抵抗１８２によって検出される。検知された信号１８４は、出力２６０に接続された補償コンデンサ２１６で電流増幅器２３０の中へ送られる。信号２６０は、発振器２５４からの信号と比較されて、制御論理回路２８６へ出力を与え、スイッチ１１２と１３２のオン時間を決定する。負荷へ与えられる電力量を調整する１つの方法は、制御器１５０の入力２８４へ命令信号１６８を加えることである。駆動回路２２２の出力１３８と１５２が低周波パルス信号で変調され、それによってＣＣＦＬ１６２へ与えられるエネルギーの量を効果的に制御するように、２８４における信号は、低周波パルス信号を出力制御論理回路２８６に対して作るために、低周波ＰＷＭ回路２５８を通して変換される。
【００５９】
点火期間の間、ＣＣＦＬ１６２は、電源回路１００に対して無限インピーダンス素子として動作する。また、ＣＣＦＬ１６２は通常、この期間、所定のオン電圧を必要とする。コンデンサ１６３と１６４を含む電源回路１００は、ＣＣＦＬ１６２における電圧を検出する。従って、所定のオン電圧は、電圧制御のために制御器１５０の入力２８４へ伝わる信号１８６のところで増減される。蛍光灯オン識別回路２５０は、ＣＣＦＬ１６２がオンしていないことを示す信号２５２を生成する。信号２３４は、ディジタルクロックタイマー回路２３６を始動するのにアサートされる。また、信号２５２は、発振器に命令してＣＣＦＬ２５２を始動するために適した高周波を生成する。この間、ＣＣＦＬ１６２における電圧は、所定の値に制御される。信号２３８は、信号２３４のアサートの後の１から２秒後に、ディジタルクロックタイマー回路２３６から生成される。もし、ＣＣＦＬ１６２が信号２３８のアサートの前にオンすると、ＣＣＦＬ１６２の動作は、上の段落で説明したように継続する。もしＣＣＦＬ１６２がオンしないと（故障や未接続や接続がゆるい）、信号２３８のアサートは保護回路２４０を起動する。保護回路２４０の出力の信号２６２が生成されて、スイッチ１１２と１３２が遮断されるように、駆動回路２２２の動作を停止する。この間ＣＣＦＬ１６２はオンしないので、ＣＣＦＬ１６２に電力は供給されず、電力制御命令信号１６８は、自然に電源の動作に無効となる。言い換えると、電源回路１００は、ＣＣＦＬ１６２の点火の機能を実行し、ＣＣＦＬ１６２への電力を調整する暗さ制御が無効となる。また、通常動作中、電圧検知信号１８６は、ＣＣＦＬの暗さ制御に影響しないように、機器１７０によってリセットされる。従って、マルチプレックス機能によって、ピン数が減らされ、その結果、制御器１５０と電源回路の費用が節約される。
【００６０】
発振回路２５４は、コンデンサ２７８を基準回路接地電位に接続するか、抵抗２８０を電圧入力に接続することによって、パルス信号を生成する。コンデンサ２７８を回路接地電位に接続すると、発振回路２５４は、コンデンサ２７８へ／から電流を供給する／引き込む。抵抗２８０を電圧入力に接続すると、発振回路２５４は、電流を電圧入力と抵抗２８０から引き込む。電流の引き込みと供給或いは引き込みのみの特徴によって、ＣＣＦＬ１６２へ供給される電力を調整するための異なる制御モードの区別が可能になる。線形モードに対して、既述したように低周波ＰＷＭモードを区別するために、電力制御命令信号１６８は、低周波ＰＷＭ回路２５８を通すこと無く、ＣＣＦＬ１６２に供給される電力を制御し調節する。信号１６８、つまり信号２８４は、低周波ＰＷＭ回路２５８を通って、発振回路が抵抗２８０を電圧入力に接続した時に、基準信号２１２を増幅器２３０に向けて生成する／上書きする。命令信号１６８は、こうして電流帰還信号１８４の量を直接に命令し、ＣＣＦＬ１６２を通って流れる電流を調節する。このモードの動作において、２８２での信号は、低周波ＰＷＭ回路２５８を遮断し、信号２８４を通す。従って、抵抗２８０あるいはコンデンサ２７８を発振回路に接続することで、パルス信号を生成するだけでなく、線形制御モードあるいは低周波パルス幅変調モードでの、ＣＣＦＬ負荷１６２への電力調節の制御モードを決定する。そのような設計によって、制御器１５０の周囲で使用される部品の数を最小化し、一方、設計者に高い柔軟性を提供する。
【００６１】
以上述べたように、本発明による電源１００の第１スイッチ１１２と第２スイッチ１３２は、制御器１５０によって制御され、また交互にオンされ、その結果、電流はＣＣＦＬ１６２を第１方向と第２方向で交互に流れ、電源１００は電力をＣＣＦＬ１６２に供給するために直流電源を交流電源に変換する。
【００６２】
よって、本発明の趣旨と範囲とから離れることなく、本発明の様々な変更および／または代替用途が明らかであろうし、前述の開示を読了後に当業者に示唆されることであろう。従って、添付の特許請求の範囲は、本発明の趣旨と範囲に中にある全ての変更或いは代替用途を包含するものとして解釈されることを意図している。
【００６３】
他の回路は、当業者には容易に明らかであろうし、全てのその種の変更は、本発明の趣旨と範囲内であり、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されると考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】従来の直交流変換回路の図である。
【図２Ａ】本発明の直交流変換回路の一実施形態の図である。
【図２Ｂ】図２Ａの回路の一例としてのタイミング図である。
【図３Ａ】本発明の直交流変換回路の他実施形態の図である。
【図３Ｂ】図３Ａの回路の一例としてのタイミング図である。
【図４Ａ】図２Ａと図３Ａで示される回路に対するエミュレーション図である。
【図４Ｂ】図２Ａと図３Ａで示される回路に対するエミュレーション図である。
【図４Ｃ】図２Ａと図３Ａで示される回路に対するエミュレーション図である。
【図４Ｄ】図２Ａと図３Ａで示される回路に対するエミュレーション図である。
【図４Ｅ】図２Ａと図３Ａで示される回路に対するエミュレーション図である。
【図４Ｆ】図２Ａと図３Ａで示される回路に対するエミュレーション図である。
【図５】本発明の一実施形態の液晶表示システムの図である。
【図６】本発明の一実施形態の液晶表示システムの図である。
【図７】本発明の一実施形態の液晶表示システムの図である。
【図８】本発明の一実施形態の液晶表示システムの表示照明システムの図である。
【図９】本発明の一実施形態の液晶表示システムの波形図である。
【符号の説明】
【００６５】
１２…電源
２０…液晶表示板
２２…周波数掃引発振器
２４…出力信号
２６…ランプ信号
２８…比較器
３０…バイアス／基準信号
３２…誤り増幅器
３８…スイッチ
４０…重なり帰還制御ループ
４２…電流検知比較器
５０…駆動回路
６０…保護回路
６２…保護比較器
６４…タイマー
６６…電圧信号
８０…スイッチ
９０…パルス信号
９２…相補的パルス信号
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図４Ｆ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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