(57)【要約】【課題】  複数のコンバータを直列に接続したトランスレス方式でインバータの負荷である電動機の出力にアンバランスが発生した状況でも、インバータの入力直流電圧を目標値以内に制御しながら運転を継続させるようにコンバータを制御できる電力変換装置を提供する。【解決手段】  この電力変換装置は、複数ｎ台のコンバータ５を直列に接続したトランスレス方式のもので、各コンバータの直流電圧を検出する直流電圧検出手段６と、全コンバータの直流電圧に基づいて、コンバータの共通出力電圧指令となる第１出力電圧指令を算出する第１出力電圧指令演算手段１３と、各コンバータの直流電圧が各々の所定値と一致するようになる第２出力電圧指令を演算する第２出力電圧指令演算手段１６を備えている。【選択図】      図２
2006166499.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数ｎ台のコンバータの交流入力側を互いに直列接続し、その両端を交流電源に接続し、前記コンバータ各々の直流側にそれぞれの負荷を接続する電力変換装置において、
各々のコンバータの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
全コンバータの検出された直流電圧に基づいて、コンバータの共通出力電圧指令となる第１出力電圧指令を算出する第１出力電圧指令演算手段と、
各々のコンバータの検出された直流電圧に基づいて、当該各々のコンバータの直流電圧が各々の所定値と一致するようになる第２出力電圧指令を演算する第２出力電圧指令演算手段と、
前記第１出力電圧指令演算手段の出力と第２出力電圧指令演算手段の出力に応じて各々のコンバータのゲートをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記第１出力電圧指令演算手段は、ｎ台のコンバータの検出された直流電圧に基づき所定の関係によって共通直流電圧を算出する共通直流電圧演算手段と、当該共通直流電圧と所定の直流電圧指令との偏差が零になるような出力電流指令を演算する出力電流指令演算手段と、前記ｎ台のコンバータの交流側に流れる交流電流を検出する交流電流検出手段と、当該出力電流指令と検出された交流電流とが一致するように前記第１出力電圧指令を演算する電流制御手段とを有し、
前記第２出力電圧指令演算手段は、前記各々のコンバータの検出された直流電圧と共通直流電圧との差電圧を演算する直流差電圧演算手段と、前記各々のコンバータの直流差電圧が零になるように各々のコンバータヘの第２出力電圧指令を生成する直流電圧個別制御手段とを有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記共通直流電圧演算手段は、前記ｎ台のコンバータの直流電圧に基づき、その平均値を算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記共通直流電圧演算手段は、前記各々のコンバータの検出された直流電圧に基づき、最大電圧を求める最大直流電圧演算手段であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記各々のコンバータの変調率を演算する変調率演算手段と、当該各々コンバータの変調率が１を超えないように各々のコンバータに接続された負荷の出力を制御する負荷出力制御手段とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記負荷は電動機であって、
前記負荷出力制御手段は、前記各々のコンバータの出力電圧指令が過電圧設定値を超えた時に、出力電圧指令と過電圧設定値との差電圧に基づいて、前記電動機負荷のトルクを補正することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記各々のコンバータの検出された直流電圧と出力電流指令に基づき、コンバータ出力電圧のフィードフォワード値を計算する電圧フィードフォワード演算手段と、
前記第１出力電圧指令演算手段の出力と第２出力電圧指令演算手段の出力に応じて各々のコンバータの第３出力電圧指令を演算して前記ＰＷＭ制御手段に与える第３出力電圧指令演算手段と、
前記電圧フィードフォワード演算手段の出力を前記第３出力電圧指令演算手段の出力に加算することで前記第３出力電圧指令を補正するコンバータ交流側出力電圧指令手段とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
全コンバータの検出された直流電圧に基づき、その平均値を算出する直流電圧平均値演算手段と、当該直流電圧平均値と直流電圧指令に基づき、コンバータ出力電流のフィードフォワード値を計算する電流フィードフォワード演算手段と、
前記電流フィードフォワード演算手段の出力と前記第１出力電流指令演算手段の出力とを加算することで前記第１出力電圧指令を補正するｎ台共通のコンバータ出力電流指令手段とを備えたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記交流電源は単相交流であること特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
新幹線など交流電車システムでは、架線の単相交流から、トランス、コンバータとインバータを介してモータに電力を供給する。トランスにより、架線の高圧を低圧化し、更には絶縁を取ることで、各電気機器の絶縁を容易にしている。しかしながら、トランスの搭載は装置の重量的な見地から、またトランス自身の動作時に発生する騒音の見地から必ずしも好ましくなく、トランスを用いないトランスレス方式のシステムでの実現が期待されている。
【０００３】
トランスレス方式のシステムでは、コンバータを直接に高圧の架線と接続するため、複コンバータを架線の定格電圧に合わせて必要な数だけを直列に接続することが必要である。しかし、このような複数台のコンバータの交流側を互いに直列接続すると、インバータの負荷である電動機の出力にアンバランスが発生した場合、インバータの入力直流電圧が上昇することによって、過電圧検知が動作するなど制御不能になる可能性がある。
【０００４】
直列接続したコンバータが直接に架線と接続されているトランスレス方式として、「Leon M. Tolbert, Frang Zheng Peng, Tim Cunnyngham, and John N. Chiasson, "Charge Balance Control Schemes for Cascade Multilevel Converter in Hybrid Electric Vehicles", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 49, No.5, ２００２年１０月」（非特許文献１）、「Sibylle Diekerhoff, Uwe Schaefer, "Transformerless Drive System for Main Line Rail Vehicle Propulsion", EPE 2001-Graz, ２００１年８月２７−２９日」（非特許文献２)、「M. Steiner, R. Deplazes, H. Stemmler, "A New Transformerless Topology for AC-Fed Traction Vehicles using Multi-Star Induction Motors", EPE'99-Lausanne, １９９９年９月７−９日」（非特許文献３）がある。しかし、非特許文献１では、直流リンク電圧が固定値と仮定しており、また、非特許文献２、３はインバータの負荷出力にアンバランスが発生した場合の制御方法について論じていない。
【非特許文献１】Leon M. Tolbert, Frang Zheng Peng, Tim Cunnyngham, and John N. Chiasson, "Charge Balance Control Schemes for Cascade Multilevel Converter in Hybrid Electric Vehicles", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 49, No.5, ２００２年１０月
【非特許文献２】Sibylle Diekerhoff, Uwe Schaefer, "Transformerless Drive System for Main Line Rail Vehicle Propulsion", EPE 2001-Graz, ２００１年８月２７−２９日
【非特許文献３】M. Steiner, R. Deplazes, H. Stemmler, "A New Transformerless Topology for AC-Fed Traction Vehicles using Multi-Star Induction Motors", EPE'99-Lausanne, １９９９年９月７−９日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、上述のような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、複数のコンバータを直列に接続したトランスレス方式でコンバータの負荷、すなわち、インバータの負荷である電動機出力にアンバランスが発生した状況でも、インバータの入力直流電圧を目標値以内に制御しながら運転を継続させるようにする電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、複数ｎ台のコンバータの交流入力側を互いに直列接続し、その両端を交流電源に接続し、前記コンバータ各々の直流側にそれぞれの負荷を接続する電力変換装置において、各々のコンバータの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、全コンバータの検出された直流電圧に基づいて、コンバータの共通出力電圧指令となる第１出力電圧指令を算出する第１出力電圧指令演算手段と、各々のコンバータの検出された直流電圧に基づいて、当該各々のコンバータの直流電圧が各々の所定値と一致するようになる第２出力電圧指令を演算する第２出力電圧指令演算手段と、前記第１出力電圧指令演算手段の出力と第２出力電圧指令演算手段の出力に応じて各々のコンバータのゲートをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えたものである。
【０００７】
本発明では、前記第１出力電圧指令演算手段が、ｎ台のコンバータの検出された直流電圧に基づき所定の関係によって共通直流電圧を算出する共通直流電圧演算手段と、当該共通直流電圧と所定の直流電圧指令との偏差が零になるような出力電流指令を演算する出力電流指令演算手段と、前記ｎ台のコンバータの交流側に流れる交流電流を検出する交流電流検出手段と、当該出力電流指令と検出された交流電流とが一致するように前記第１出力電圧指令を演算する電流制御手段とを有し、前記第２出力電圧指令演算手段は、前記各々のコンバータの検出された直流電圧と共通直流電圧との差電圧を演算する直流差電圧演算手段と、前記各々のコンバータの直流差電圧が零になるように各々のコンバータヘの第２出力電圧指令を生成する直流電圧個別制御手段とを有するものとすることができる。
【０００８】
本発明の電力変換装置では、さらに、前記各々のコンバータの検出された直流電圧と出力電流指令に基づき、コンバータ出力電圧のフィードフォワード値を計算する電圧フィードフォワード演算手段と、前記第１出力電圧指令演算手段の出力と第２出力電圧指令演算手段の出力に応じて各々のコンバータの第３出力電圧指令を演算して前記ＰＷＭ制御手段に与える第３出力電圧指令演算手段と、前記電圧フィードフォワード演算手段の出力を前記第３出力電圧指令演算手段の出力に加算することで前記第３出力電圧指令を補正するコンバータ交流側出力電圧指令手段とを備えたものとすることができる。
【０００９】
本発明の電力変換装置では、さらに、全コンバータの検出された直流電圧に基づき、その平均値を算出する直流電圧平均値演算手段と、当該直流電圧平均値と直流電圧指令に基づき、コンバータ出力電流のフィードフォワード値を計算する電流フィードフォワード演算手段と、前記電流フィードフォワード演算手段の出力と前記第１出力電流指令演算手段の出力とを加算することで前記第１出力電圧指令を補正するｎ台共通のコンバータ出力電流指令手段とを備えたものとすることができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明により、複数のコンバータを直列に接続したトランスレス方式でコンバータの負荷、すなわち、インバータの負荷である電動機出力にアンバランスが発生した状況でも、インバータの入力直流電圧を目標値以内に制御しながら運転を継続させる電力変換装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳説する。図１、図２は、本発明の一実施の形態の電力変換装置の構成を示すブロック図である。変電所より給電される単相交流を、パンタグラフ１と車輪２とで集電する。複数ｎ個のコンバータ５の交流入力側を直列に接続し、その両端をそれぞれパンタグラフ１と車輪２に接続する。それぞれのコンバータ５の直流側には、平滑のためのフィルタコンデンサ７とコンバータ負荷が接続されている。コンバータ負荷とは主電動機（Ｍ）９と、主電動機９を駆動するＶＶＶＦインバータ８のことである。
【００１２】
コンバータ５のコンバータ制御部１０は、電圧検出器６によって検出された各フィルタコンデンサ電圧Ｖｄｃ１，…，Ｖｄｃｎが所定値となるように、電流検出器４によって検出された交流側の電流に基づき、交流出力電圧指令Ｖｃ＊を制御するものである。コンバータ制御部１０への入力は、コンバータ５の交流側の電流である出力電流Ｉｃと、フィルタコンデンサ７の電圧Ｖｄｃ１，…，Ｖｄｃｎである。
【００１３】
フィルタコンデンサ電圧平均値演算部１１には、各コンバータ５のフィルタコンデンサ電圧Ｖｄｃ１，…，Ｖｄｃｎが入力され、平均値を数１式のように演算する。
【数１】
2006166499.tif 000003
【００１４】
本実施の形態において、共通直流電圧Ｖｄｃｃｏｍは、フィルタコンデンサ電圧の平均値ＶｄｃＡＶＥのことを指す。なお、共通直流電圧Ｖｄｃｃｏｍの計算式は次のように、各フィルタコンデンサ電圧を状況に応じた重み係数で重み付けしたものであってもかまわない。
【数２】
2006166499.tif 000004
【００１５】
電圧制御部１３には、減算器１２の出力であるフィルタコンデンサ電圧平均値ＶｄｃＡＶＥとその目標値である直流電圧指令Ｖｄｃ＊との差電圧が入力され、その偏差が零になるように、コンバータ５の有効電流の振幅指令値ＩＰＡ＊を数３式のように演算する。
【数３】
2006166499.tif 000005
【００１６】
ただし、ＫｐＡＶＲ、ＫｉＡＶＲは直流電圧制御の比例ゲイン、積分ゲインである。Ｓはラプラス演算子である。
【００１７】
位相推定部３１では、架線電圧Ｖ１に基づき、周知である単相ＰＬＬ技術により、電源電圧の位相θｓを算出する。
【００１８】
電流指令演算部２７では、前記の電源電圧位相θｓとコンバータ５の有効電流振幅指令ＩＰＡ＊に基づき、コンバータ出力電流指令Ｉｃ＊を数４式により算出する。ただし、ここではパンタ点での力率＝１を仮定している。なお、本実施の形態では、パンタ点での力率が１と仮定しているが、パンタ点での力率が１でなくても同様な作用効果を得ることができる。
【数４】
2006166499.tif 000006
【００１９】
電流制御部１６では、コンバータ５の出力電流指令Ｉｃ＊に、電流検出器４によって検出された出力電流Ｉｃが一致するように、数５式のように第１の出力電圧指令Ｖｃｃｍｐを算出する。
【数５】
2006166499.tif 000007
【００２０】
ただし、Ｋｐは比例ゲインである。
【００２１】
補正電圧制御部２６には、減算器１９の出力である各コンバータフィルタコンデンサ電圧Ｖｄｃ１，…，Ｖｄｃｎと平均直流電圧ＶｄｃＡＶＥとの差電圧が入力される。そこで、この補正電圧制御部２６は、その差電圧が零となるように、各コンバータ５の補正電圧値ＶｓＡ１，…，ＶｓＡｎを数６式のように演算する。
【数６】
2006166499.tif 000008
【００２２】
ただし、Ｋｖｄｃは比例ゲインである。
【００２３】
補正電圧演算部２８では、各コンバータ５の電圧振幅補正値ＶｓＡ１，…，ＶｓＡｎと前記の電源電圧位相θｓに基づいて、各コンバータ５の第２出力電圧指令Ｖｓ１＊，…，Ｖｓｎ＊を数７式のように算出する。
【数７】
2006166499.tif 000009
【００２４】
加算器１７において、全ユニット第１出力電圧指令Ｖｃｃｍｐと各コンバータ５の第２出力電圧指令Ｖｓ１＊，…，Ｖｓｎ＊を加算することで、各コンバータ５の出力電圧指令値Ｖｃ１＊，…，Ｖｃｎ＊が算出できる。
【数８】
2006166499.tif 000010
【００２５】
ＰＷＭ制御部１８は、各コンバータ５の出力電圧指令値Ｖｃ１＊，…，Ｖｃｎ＊に一致した出力電圧が得られるように、各コンバータヘのゲート信号を三角波比較ＰＷＭ制御等により生成する。
【００２６】
このような構成により以下のような作用効果が得られる。フィルタコンデンサ電圧平均値演算部１１で演算されたコンバータ５の平均直流電圧に応じて、全ユニット共通の出力電流指令Ｉｃ＊が演算される。電流制御器１６によって、出力電流指令Ｉｃ＊に一致した電流を流れるようにコンバータ５の出力電圧が調整される。補正電圧制御部２６によって、各コンバータ５の直流電圧が平均直流電圧と一致するように各コンバータ５の出力電圧が調整される。すなわち、全コンバータ負荷の平均直流電圧をコンバータ入力電流で調整し、個々の直流電圧をコンバータ出力電圧で調整する。
【００２７】
よって、上述の設定により、各コンバータの負荷出力がアンバランスの場合、すなわち、電動機９の出力がアンバランスの時には、出力電流により平均直流電圧を所定値に制御し、個々の直流電圧のアンバランスを補正することで、各コンバータ５の直流電圧を互いの干渉を低減し、高速に所定値へと制御することができる。
【００２８】
図３に半数のコンバータの負荷出力が５０％に減少した場合、直流電圧、負荷出力、出力電圧と出力電流の変化を示す。直流電圧が目標値以内に制御されていることが確認できる。
【００２９】
次にトルク補正制御部２３について詳説する。トルク補正制御部２３では、各コンバータ５の出力電圧指令Ｖｃ１＊，…，Ｖｃｎ＊とコンバータが出力し得る最大電圧Ｖｃｍａｘとの差電圧が入力され、出力電圧指令Ｖｃ１＊，…，Ｖｃｎ＊が最大電圧Ｖｃｍａｘを超えた時に、その差電圧が０以下になるように、各インバータ８のトルク補正値Ｔ１ｃｍｐ，…，Ｔｎｃｍｐを数９式のように算出する。
【数９】
2006166499.tif 000011
【００３０】
ただし、ＫｐＰはトルク補正の比例ゲインである。
【００３１】
なお、ここでは出力電圧に基づいているが、変調率で考えてもよい。すなわち出力電圧指令が最大出力電圧を超える場合は変調率が１を超える場合と同じことである。また、コンバータ出力電圧指令Ｖｄｃ＊と最大電圧Ｖｃｍａｘとの差電圧に基づくのではなく、検出したコンバータ出力電圧のＲＭＳ値と最大出力電圧のＲＭＳ値の差電圧を使っても同じ作用効果が得られる。
【００３２】
周知であるベクトル制御系ＰＷＭ制御によって実現されるインバータ８のトルク制御部３０にて、トルク指令Ｔ１＊，…，Ｔｎ＊は数１０式のように補正される。
【数１０】
2006166499.tif 000012
【００３３】
ここでは、コンバータ負荷出力であってもインバータの電力であっても、モータ出力と同じ作用効果を示す。
【００３４】
以上のような構成により、コンバータ５の出力電圧指令Ｖｃ＊と最大出力電圧Ｖｃｍａｘに応じて、トルク補正制御器２３によって出力電圧が最大出力電圧を超えたコンバータ５の負荷出力が調整される。この結果、コンバータ５の出力電圧が最大出力電圧を超えた場合にコンバータ負荷出力を減少方向に抑えることによって、出力電圧の上昇による制御の破綻を防止することが可能となる。
【００３５】
図４は半数のコンバータ５の負荷出力が２５％まで減少し、コンバータの出力電圧が最大出力電圧を超えたため、制御が破綻したことを示すものである。これに対して、本実施の形態では、図５に示すように、コンバータ出力電圧が最大出力電圧を超えた時に負荷出力が調整され、制御破綻を防止し、安定な運転継続が実現されている。
【００３６】
次に、電圧ＦＦ演算部について詳説する。電圧ＦＦ演算部２２では、前記各インバータの電力Ｐｉ１，…，Ｐｉｎとコンバータ出力電流指令Ｉｃ＊に基づいて、電圧フィードフォワード項ＶｆＡ１，…，ＶｆＡｎを次のように演算する。
【数１１】
2006166499.tif 000013
【００３７】
ただし、Ｋｖは所定の換算ゲインである。
【００３８】
加算器２１にて、各コンバータ５の電圧振幅補正値ＶｓＡ１，…，ＶｓＡｎに電圧フィードフォワード項ＶｆＡ１，…，ＶｆＡｎを加算して補正電圧演算部２８に与える。よって、補正電圧演算部２８が出力する各コンバータ５の補正電圧指令Ｖｓ１＊，…，Ｖｓｎ＊は次のようになる。
【数１２】
2006166499.tif 000014
【００３９】
なお、コンバータ負荷出力に基づいて、出力電圧フィードフォワード値を演算しても、又はモータ出力であっても同様な作用効果が得られる。
【００４０】
以上のような構成により、電圧ＦＦ演算部２２によって、各々コンバータの負荷出力に応じて出力電圧フィードフォワード値ＶｆＡが演算される。これにより、各コンバータの負荷出力が急激に変化しても直流電圧の変動を抑制することができる。この結果、コンバータ５が過電圧によって、保護停止することを回避できるため、システムの信頼特性を向上できる。
【００４１】
図６は、出力電圧フィードフォワードの効果を示すもので、図５との比較により、電圧フィードフォワード制御を入れた後、直流電圧の変動を抑制されていることがわかる。
【００４２】
次にコンバータ平均電力演算部２５について詳説する。コンバータ平均電力演算部２５では、各コンバータ出力電力Ｐｉ１，…，Ｐｉｎが入力され、平均電力値ＰｉＡＶＥ＊を次のように演算する。
【数１３】
2006166499.tif 000015
【００４３】
電流ＦＦ演算部２０では、前記平均電力値ＰｉＡｖＥ＊と直流電圧指令Ｖｄｃ＊に基づいて、コンバータ電流振幅フィードフォワード項ＩＦＡ＊を数１４式のように算出する。
【数１４】
2006166499.tif 000016
【００４４】
ただし、ＫｐＩは電流フィードフォワード制御の比例ゲインである。
【００４５】
加算器１４では、コンバータ電流フィードフォワード項ＩＦＡ＊を電流振幅指令ＩＰＡ＊に加算し補正する。よって、数４式を数１５式のように修正し、コンバータ出力電流指令Ｉｃ＊を算出する。
【数１５】
2006166499.tif 000017
【００４６】
以上のような構成により、平均電力演算部２５で演算されたコンバータ平均負荷出力に応じて、全ユニッ卜共通の出力電流フィードフォワード値が演算され、コンバータ負荷出力がアンバランスな時には負荷出力の平均値に応じた出力電流指令が算出できる。よって、負荷急変時に直流電圧の跳上りを速やかに抑制することができる。
【００４７】
図７は出力電流フィードフォワードの効果を示すものである。図６との比較により、電流フィードフォワード制御を入れた後、直流電圧の跳上りをさらに抑制していることがわかる。この結果、コンバータが過電圧によって保護停止することを回避でき、システムの信頼特性をいっそう向上できる。
【００４８】
本実施の形態では、共通直流電圧Ｖｄｃｃｏｍとして平均直流電圧ＶｄｃＡＶＥを使った。しかしながら、平均直流電圧に基づくのでなく、数１６式にように検出した最大コンバータ直流電圧を使っても同様な作用効果を得ることができる。
【数１６】
2006166499.tif 000018
【００４９】
特に、この場合、平均でなく最大電圧によって出力電流が制御されるため、コンバータ５が過電圧によって保護停止することをいっそう確実に回避でき、システムの信頼性を向上される効果を得ることができる。
【００５０】
このように構成された電力変換装置は、コンバータの負荷出力がアンバランスの場合、例えば、負荷がインバータと電動機であって、電動機の出力がアンバランスの時には、コンバータの出力電流により平均直流電圧を所定値に制御し、個々の直流電圧のアンバランスを、コンバータの出力電圧を補正することで解消し、各コンバータの直流電圧のアンバランスに起因する互いの干渉を低減し、高速に所定値へと制御することができる。
【００５１】
また本実施の形態の電力変換装置は、コンバータの出力電圧が最大出力電圧を超えた場合には、コンバータ負荷出力を減少方向に抑えることにより、コンバータの出力電圧の上昇による制御の破綻を防止することができる。
【００５２】
更に、本実施の形態の電力変換装置は、負荷出力の平均値に応じて出力電流指令を算出することにより、負荷急変時の直流電圧の跳上りを速やかに抑制することができる。これにより、コンバータ負荷出力が急激に変化しても、直流電圧の変動を抑制することができ、この結果として、あるコンバータが過電圧によって保護停止することを回避することができるため、システムの信頼特性を向上できる。
【００５３】
なお、上記実施の形態での変調率に基づく制御に代え、実電圧を用いて行ってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の一実施の形態の電力変換装置のブロック図その１。
【図２】本発明の一実施の形態の電力変換装置のブロック図その２。
【図３】上記実施の形態の電力変換装置において、半数のコンバータの負荷出力が５０％に減少した場合の直流電圧、負荷出力、出力電圧と出力電流の変化を示すグラフ。
【図４】比較例として、半数のコンバータの負荷出力が２５％まで減少した場合の直流電圧、負荷出力、出力電圧と出力電流の変化を示すグラフ。
【図５】上記実施の形態の電力変換装置において、半数のコンバータの負荷出力が２５％まで減少した場合であって、コンバータ出力電圧が最大出力電圧を超えた時に負荷出力を調整した場合の直流電圧、負荷出力、出力電圧と出力電流の変化を示すグラフ。
【図６】上記実施の形態の電力変換装置において、図５の運転条件からさらに電圧フィードフォワード制御を入れた場合の直流電圧、負荷出力、出力電圧と出力電流の変化を示すグラフ。
【図７】上記実施の形態の電力変換装置において、図６の運転条件からさらに出力電流フィードフォワード制御を入れた場合の直流電圧、負荷出力、出力電圧と出力電流の変化を示すグラフ。
【符号の説明】
【００５５】
１  パンタグラフ
２  車輪
３  コンバータ入力電圧検出器
４  コンバータ入力電流検出器
５  コンバータ
６  フィルタコンデンサ電圧検出器
７  フィルタコンデンサ
８  インバータ
９  電動機
１０  コンバータ制御部
１１  フィルタコンデンサ電圧平均値演算部
１２  減算器
１３  直流電圧制御部
１４  加算器
１５  減算器
１６  電流制御部
１７  加算器
１８  ＰＷＭ制御部
１９  減算器
２０  電流ＦＦ演算部
２１  加算器
２２  電圧ＦＦ演算部
２３  トルク補正制御部
２４  減算器
２５  平均電力演算部
２６  補正電圧制御部
２７  電流指令演算部
２８  補正電圧演算部
２９  減算器
３０  インバータトルク制御部
３１  位相推定部
３２  電圧検出器
【図１】
2006166499.tif 000019
【図２】
2006166499.tif 000020
【図３】
2006166499.tif 000021
【図４】
2006166499.tif 000022
【図５】
2006166499.tif 000023
【図６】
2006166499.tif 000024
【図７】
2006166499.tif 000025