(57)【要約】【課題】  マルチパス波の遅延時間がガードインターバル長を越える場合でも受信性能の劣化を回避可能な受信装置を提供する。【解決手段】  伝送路を介して伝送される伝送信号に含まれるガードインターバルよりも広い帯域幅を有する複数のフィルタ係数７ａを用いて、伝送路の特性の推定に使用される伝送路推定信号を帯域制限するフィルタ回路と、帯域制限された伝送路推定信号を用いて伝送信号を等化する等化回路８ａと、等化後の伝送信号の信号品質を検出し、検出結果に応じて複数のフィルタ係数のうちから最適なフィルタ係数を決定する決定回路９ａとを備える。【選択図】    図１
2006311385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路を介して伝送される伝送信号に含まれるガードインターバルよりも広い帯域幅を有する複数のフィルタ係数を用いて、前記伝送路の特性の推定に使用される伝送路推定信号を帯域制限するフィルタ回路と、
帯域制限された前記伝送路推定信号を用いて前記伝送信号を等化する等化回路と、
等化後の前記伝送信号の信号品質を検出し、検出結果に応じて前記複数のフィルタ係数のうちから最適なフィルタ係数を決定する決定回路
とを備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記決定回路は、それぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数を試行し、信号品質が高いフィルタ係数を前記最適なフィルタ係数として決定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、前記伝送路推定信号を周波数方向にシフトし、
前記等化回路は、前記伝送信号を前記周波数方向に前記フィルタ回路における前記伝送路推定信号のシフト量と同量シフトし、
前記決定回路は、前記フィルタ回路及び前記等化回路のそれぞれにおけるシフト量を制御することで、それぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数を試行し、信号品質が高いフィルタ係数を前記最適なフィルタ係数として決定する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、前記伝送路推定信号をそれぞれ帯域制限する第１及び第２補間フィルタを備え、
前記等化回路は、
前記第１補間フィルタが帯域制限した前記伝送路推定信号を用いて、前記伝送信号を等化する第１等化器と、
前記第２補間フィルタが帯域制限した前記伝送路推定信号を用いて、前記伝送信号を等化する第２等化器
とを備え、前記決定回路は、前記第２補間フィルタに対してそれぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数を試行し、前記第２等化器による等化後の前記伝送信号の信号品質が高いフィルタ係数を前記最適なフィルタ係数として前記第１補間フィルタに対して設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記フィルタ回路は、それぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数を用いて前記伝送路推定信号をそれぞれ帯域制限する複数の補間フィルタを備え、
前記等化回路は、前記複数の補間フィルタが帯域制限した前記伝送路推定信号を用いて、前記伝送信号をそれぞれ等化する複数の等化器を備え、
前記決定回路は、前記複数の等化器による等化後の前記伝送信号の各信号品質のうちで信号品質が高いフィルタ係数を前記最適なフィルタ係数として決定し、各等化後の前記伝送信号のうちのいずれかを選択する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に対応した受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭを用いたデジタル伝送方式は、特に地上デジタル放送の分野で実用化が進められている。ＯＦＤＭ方式においては互いに直交する複数の搬送波にデータが割り当てられる。送信側は、送信信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施し、受信側は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により受信信号の復調を行う。地上デジタル放送ではマルチパスと呼ばれる反射波の妨害が避けられないため、受信機におけるマルチパス歪の等化技術は重要課題である。ＯＦＤＭ方式では、本来伝送すべき信号の一部をコピーした信号がガードインターバルとして付加される。ガードインターバルの付加により、ガードインターバル長以内の遅延時間を有するマルチパス波であれば、シンボル間干渉を防ぐことができる。
【０００３】
また、一般にＯＦＤＭ方式では、送信側が等化基準用の分散パイロット信号（以下において「ＳＰ信号」という。）を伝送信号に多重する。受信側では、ＳＰ信号を時間方向及び周波数方向に補間して伝送路特性を推定し、マルチパス歪の等化を行う。ＳＰ信号の補間手法としては、雑音成分を除去するために、ＳＰ信号を周波数方向に補間する補間フィルタの帯域幅をガードインターバル長に対応する帯域幅に制御する手法が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この場合、ガードインターバルの相関を利用してＦＦＴ復調タイミング（以下において「ＦＦＴ窓」という。）が設定される。
【０００４】
しかしながら、上述したＳＰ信号の補間手法においては、周波数補間フィルタの帯域幅をガードインターバル長で制限している。したがって、マルチパス波の遅延時間がガードインターバル長を越える場合、ＦＦＴ窓内に隣接シンボルが干渉するだけでなく、ＳＰ信号の周波数補間ができなくなるため、受信性能が大幅に劣化する。
【特許文献１】特開平１１−２３９１１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、マルチパス波の遅延時間がガードインターバル長を越える場合でも受信性能の劣化を回避可能な受信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様は、伝送路を介して伝送される伝送信号に含まれるガードインターバルよりも広い帯域幅を有する複数のフィルタ係数を用いて、伝送路の特性の推定に使用される伝送路推定信号を帯域制限するフィルタ回路と、帯域制限された伝送路推定信号を用いて伝送信号を等化する等化回路と、等化後の伝送信号の信号品質を検出し、検出結果に応じて複数のフィルタ係数のうちから最適なフィルタ係数を決定する決定回路とを備える受信装置であることを要旨とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、マルチパス波の遅延時間がガードインターバル長を越える場合でも受信性能の劣化を回避可能な受信装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に、図面を参照して、本発明の第１〜第３実施形態を説明する。以下の第１〜第３実施形態における図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【０００９】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る受信装置は、図１に示すように、アンテナ１、チューナ２、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３、ＩＱ復調回路４、ＦＦＴ回路５、ＦＦＴ窓制御回路６、等化回路８ａ、フィルタ回路７ａ、決定回路９ａ、誤り訂正回路１０ａ、及び時間補間回路１１を備える。図１に示す受信装置は、例えばＯＦＤＭ方式に準拠した伝送信号（以下において「ＯＦＤＭ信号」という。）を（無線）伝送路を介して受信する。フィルタ回路７ａは、ＯＦＤＭ信号に含まれるガードインターバルよりも広い帯域幅を有する複数のフィルタ係数を用いて、伝送路の特性の推定に使用される伝送路推定信号を周波数方向に帯域制限する。ここで、「伝送路推定信号」としては、ＯＦＤＭ方式で送信された伝送信号を受信する場合、例えばＳＰ信号が利用できる。以下の実施形態の記載においては、伝送路推定信号としてＳＰ信号を利用する場合を例に説明する。等化回路８ａは、帯域制限された伝送路推定信号を用いてＯＦＤＭ信号を等化する。決定回路９ａは、等化後のＯＦＤＭ信号の信号品質を検出し、検出結果に応じて複数のフィルタ係数のうちから最適なフィルタ係数を決定する。「信号品質」としては、例えば搬送波対雑音比（ＣＮＲ）が利用できるが、後述するようにビット誤り率（ＢＥＲ）を利用しても良い。
【００１０】
更に、決定回路９ａは、信号品質検出回路９１ａ及び制御回路９２ａを備える。尚、Ａ／Ｄ変換器３の入力はチューナ２の出力に接続される。ＩＱ復調回路４の入力はＡ／Ｄ変換器３の出力に接続される。ＦＦＴ窓制御回路６の入力はＩＱ復調回路４の出力に接続される。ＦＦＴ回路５の入力は、ＩＱ復調回路４及びＦＦＴ窓制御回路６のそれぞれの出力に接続される。時間補間回路１１の入力はＦＦＴ回路５の出力に接続される。フィルタ回路７ａの入力は、時間補間回路１１及び制御回路９２ａのそれぞれの出力に接続される。等化回路８ａの入力は、ＦＦＴ回路５及びフィルタ回路７ａのそれぞれの出力に接続される。誤り訂正回路１０ａ及び信号品質検出回路９１ａのそれぞれの入力は等化回路８ａの出力に接続される。制御回路９２ａの入力は信号品質検出回路９１ａの出力に接続される。
【００１１】
アンテナ１及びチューナ２によって所定チャネルのＯＦＤＭ信号が中間周波数（ＩＦ）帯に変換され、Ａ／Ｄ変換器３によってデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器３からのデジタル信号は、ＩＱ復調回路４により複素ベースバンド信号に変換され、複素ベースバンド信号がＦＦＴ回路５及びＦＦＴ窓制御回路６に供給される。ＦＦＴ回路５は、ＦＦＴ演算により時間軸上のＯＦＤＭ信号を周波数軸上のデータに変換する。即ち、ＦＦＴ回路５が出力するＯＦＤＭ信号は、例えば図２に示す信号配置となる。以下の実施形態の記載においては、一例として図２に示す信号フォーマットのＯＦＤＭ信号を受信する場合について説明する。
【００１２】
図２に示すＯＦＤＭ信号の信号フォーマット例においては、情報シンボルＳ１と、ＯＦＤＭ信号の伝送方式等を示すＴＭＣＣ／ＡＣシンボルＳ２と、ＯＦＤＭ信号の終端を示すＣＰシンボルＳ３と、ＳＰ信号のシンボルであるＳＰシンボルＳ４の各シンボルが含まれている。ＳＰシンボルＳ４は、例えば周波数方向に１／３、及び時間方向に１／４の割合で挿入されている。
【００１３】
更に、ＦＦＴ窓制御回路６は、ＯＦＤＭ信号に含まれるガードインターバルの相関を利用してＦＦＴ回路５のＦＦＴ窓を制御する。具体的には、ＦＦＴ窓制御回路６は、図３（ａ）に示すように、検出限界を超える電力を有する搬送波を検出してＦＦＴ窓の先頭を設定する。図３（ａ）に示す例においては、所望波Ｂに先行するマルチパス波Ａが検出されてＦＦＴ窓の先頭が設定されており、所望波Ｂに遅延するマルチパス波Ｃはガードインターバルを超えた遅延波となっている。
【００１４】
また、図２に示すＦＦＴ回路５が出力するＯＦＤＭ信号中、ＳＰシンボルＳ４は時間補間回路１１及びフィルタ回路７ａで補間され、全データに対応する基準信号が得られる。詳細には、時間補間回路１１は、図２に示す各周波数軸上でＳＰシンボルＳ４と同じ位置に存在するシンボルに対して、同じシンボル位置のＳＰシンボルＳ４の伝送路特性を読み出して適用することにより、時間軸方向に伝送路特性を補間（０次補間）する。或いは、時間補間回路１１は、一周期前のＳＰシンボルＳ４の伝送路特性から、各周波数軸上でＳＰシンボルＳ４と同じ位置に存在するシンボルに対して、直線補間（１次補間）して出力する。フィルタ回路７ａは、時間補間回路１１で得られた一定キャリア間隔の伝送路特性を周波数軸方向に補間し、全キャリアの伝送路特性を出力する。
【００１５】
更に、等化回路８ａは補間後のＳＰ信号を基準としてＯＦＤＭ信号を等化する。即ち、等化回路８ａは、補間されたＳＰ信号を用いて伝送路特性に起因する歪み成分を除去する。等化回路８ａが等化したＯＦＤＭ信号は誤り訂正回路１０ａに供給され、誤り訂正処理が行われる。
【００１６】
また、信号品質検出回路９１ａは、等化回路８ａが等化したＯＦＤＭ信号の基準点からの分散を検出することにより、等化後のＯＦＤＭ信号の信号品質（ＣＮＲ）を検出する。制御回路９２ａは、信号品質検出回路９１ａが検出した信号品質（ＣＮＲ）に基づいてフィルタ回路７ａのフィルタ係数を制御する。
【００１７】
一例として、制御回路９２ａは、図３（ｂ）及び（ｃ）に示すように、２系統のフィルタ係数をフィルタ回路７ａに設定する。図３（ｂ）に示すフィルタ係数１においては、図３（ａ）に示すガードインターバルよりも広い帯域幅Ｌ１を有し、中心周波数ａを有している。図３（ｃ）に示すフィルタ係数２においては、図３（ｂ）に示すフィルタ係数１と等しい帯域幅Ｌ１を有し、フィルタ係数１の中心周波数ａよりも低い中心周波数ｂを有している。この場合、制御回路９２ａは、図３（ｂ）及び（ｃ）に示すように、ガードインターバルを越える帯域部分をすべて後（フィルタ係数１）及びすべて前（フィルタ係数２）の２通りシフトさせる。
【００１８】
図３（ａ）に示す受信条件の場合、図３（ｃ）に示すフィルタ係数２では、ガードインターバルを越えたマルチパス波Ｃを補間できないため、図３（ｂ）に示すフィルタ係数１よりも等化結果が劣化する。したがって、制御回路９２ａは、２つのフィルタ係数について等化出力のＣＮＲを比較して図３（ｂ）に示すフィルタ係数１を選択することにより、受信性能を改善する。
【００１９】
これに対して図４（ａ）に示す受信条件においては、図１に示すＦＦＴ窓制御回路６が所望波Ｂを検出してＦＦＴ窓の先頭を設定しており、所望波Ｂに先行するマルチパス波Ａはガードインターバルを超えた遅延波となっている。この場合、図４（ｂ）に示すフィルタ係数１ではガードインターバルを越えたマルチパス波Ａを補間できないため、図４（ｃ）に示すフィルタ係数２よりも等化結果が劣化する。したがって、制御回路９２ａは、２つの係数について等化出力のＣＮＲを比較して図４（ｃ）に示すフィルタ係数２を選択することにより、受信性能を改善する。
【００２０】
尚、図３及び４においては、ガードインターバルを越える帯域部分をすべて後（フィルタ係数１）及び及びすべて前（フィルタ係数２）の２通りシフトさせる例を説明したが、更に多波の入力信号を想定して中間的なシフト量を加えても良い。
【００２１】
次に、図５に示すフローチャートを参照して、第１実施形態に係る受信装置の動作を説明する。但し、図１に示す制御回路９２ａが、フィルタ回路７ａに対して先ず図３（ｂ）に示すフィルタ係数１（中心周波数ａ）を試行し、次いで図３（ｃ）に示すフィルタ係数２（中心周波数ｂ）を試行する場合について説明する。
【００２２】
（Ａ）ステップＳ０１において、図１に示すフィルタ回路７ａは、図３（ｂ）に示すフィルタ係数１（中心周波数ａ）により、時間補間された伝送路推定信号（ＳＰ信号）を帯域制限して等化回路８ａに供給する。
【００２３】
（Ｂ）ステップＳ０２において、等化回路８ａは、フィルタ回路７ａにより帯域制限された伝送路推定信号（ＳＰ信号）を用いて、ＦＦＴ回路５が出力するＯＦＤＭ信号を等化する。
【００２４】
（Ｃ）ステップＳ０３において、信号品質検出回路９１ａは、等化回路８ａが等化したＯＦＤＭ信号の信号品質（ＣＮＲ）を検出する。検出された等化回路８ａの出力信号の信号品質（ＣＮＲ）は、例えば、制御回路９２ａ内に一時的に記憶される。
【００２５】
（Ｄ）ステップＳ０４において、制御回路９２ａは、フィルタ回路７ａに対して試行し得るすべてのフィルタ係数について試行したか否か判定する。図３に示す例においては、フィルタ係数１（中心周波数ａ）及びフィルタ係数２（中心周波数ｂ）のそれぞれについて試行が完了したか否か判定される。試行し得るすべてのフィルタ係数について試行していないと判定された場合、ステップＳ０５に進む。一方、試行し得るすべてのフィルタ係数について試行したと判定された場合、ステップＳ０６に進む。
【００２６】
（Ｅ）ステップＳ０５において、制御回路９２ａは、フィルタ回路７ａに設定するフィルタ係数の中心周波数をシフトする。図３に示す例においては、図３（ｂ）に示すフィルタ係数１（中心周波数ａ）から図３（ｃ）に示すフィルタ係数２（中心周波数ｂ）にシフトする。中心周波数がシフトされると、ステップＳ０１に処理が戻る。
【００２７】
（Ｆ）ステップＳ０６において、制御回路９２ａは、ステップＳ０３で得られた各信号品質（ＣＮＲ）を比較する。図３に示す例においては、フィルタ係数１（中心周波数ａ）及びフィルタ係数２（中心周波数ｂ）のそれぞれの信号品質（ＣＮＲ）を比較する。この結果、高い信号品質（ＣＮＲ）を得られるフィルタ係数１が選択される。図３（ａ）に示す受信条件の場合、図３（ｂ）に示すフィルタ係数１（中心周波数ａ）が選択される。
【００２８】
（Ｇ）ステップＳ０７において、制御回路９２ａは、ステップＳ０６で選択されたフィルタ係数をフィルタ回路７ａに設定し、フィルタ係数（中心周波数）が決定される。
【００２９】
このように、第１実施形態に係る受信装置によれば、周波数補間フィルタの帯域幅をガードインターバルよりも広くし、中心周波数を複数回シフトさせて等化後のＯＦＤＭ信号の信号品質が向上するように制御する。この結果、マルチパス波の遅延広がりがガードインターバルを越える場合でも、伝送路特性を精度良く検出することができ、受信性能を改善することができる。
【００３０】
（第１実施形態の第１変形例）
本発明の第１実施形態の第１変形例に係る受信装置として、図６（ｄ）に示すように、ガードインターバルに等しい帯域幅Ｌ２を有するフィルタ係数３をフィルタ回路７ａに設定可能な構成でも良い。ガードインターバルに等しい帯域幅Ｌ２を有するフィルタ係数３は、ガードインターバルを超えたマルチパス波に対応できないが、最も帯域幅が狭いために雑音除去効果が高い。したがって、ガードインターバルを超えたマルチパス波が存在しない場合には、ガードインターバルに等しい帯域幅Ｌ２を有するフィルタ係数３を選択することが好ましい。
【００３１】
例えば、図６（ａ）に示す受信条件においては、ガードインターバルを超えたマルチパス波Ｃが存在するため、図３と同様にフィルタ係数１を選択することにより、受信性能を改善できる。これに対して、図７（ａ）に示す受信条件においては、ガードインターバルを越えるマルチパス波が存在しないため、図７（ｄ）に示すフィルタ係数３が受信性能が最も良くなる。
【００３２】
このように、図６及び図７に示すようなフィルタ係数制御により、マルチパス波の遅延時間がガードインターバルを越えない場合は従来同様の受信性能を確保するとともに、マルチパス波の遅延時間がガードインターバルを越えた場合の受信性能を改善できる。
【００３３】
（第１実施形態の第２変形例）
本発明の第１実施形態の第２変形例に係る受信装置として、図８に示すように、信号品質検出回路９１ｂの入力を誤り訂正回路１０ｂに接続する構成でも良い。即ち、等化後のＯＦＤＭ信号の信号品質をＢＥＲにより求める構成である。ＢＥＲは例えば誤り訂正回路１０ｂにおいて算出されるが、誤り訂正回路１０ｂの後段の回路等により算出されても良い。
【００３４】
等化後のＯＦＤＭ信号の信号品質をＣＮＲではなく、ＢＥＲにより求めることで、ＣＮＲを利用する場合と比して信号品質を高精度に検出可能となる。
【００３５】
（第１実施形態の第３変形例）
本発明の第１実施形態の第３変形例に係る受信装置として、図９に示すように、フィルタ回路７ｂが、伝送路推定信号を周波数方向にシフトすることでフィルタ係数（中心周波数）を相対的にシフトする構成でも良い。
【００３６】
フィルタ回路７ｂは、例えば、第１シフト回路７１及び補間フィルタ７２を備える。第１シフト回路７１の入力は、時間補間回路１１及び制御回路９２ｃのそれぞれの出力に接続される。補間フィルタ７２の入力は、第１シフト回路７１の出力に接続される。
【００３７】
第１シフト回路７１は、伝送路推定信号を周波数方向にシフトする。補間フィルタ７２は、シフトされた伝送路推定信号を周波数方向に帯域制限する。
【００３８】
また、等化回路８ｂは、第２シフト回路８０及び等化器８１を備える。第２シフト回路８０の入力は、ＦＦＴ回路５及び制御回路９２ｃのそれぞれの出力に接続される。等化器８１の入力は、補間フィルタ７２及び第２シフト回路８０のそれぞれの出力に接続される。
【００３９】
第２シフト回路８０は、ＯＦＤＭ信号を周波数方向に第１シフト回路７１におけるシフト量と同量シフトする。等化器８１は、シフトされたＯＦＤＭ信号を帯域制限された伝送路推定信号を用いて等化する。
【００４０】
更に、決定回路９ｃは、第１シフト回路７１及び第２シフト回路８０のそれぞれにおけるシフト量を制御する。この結果、それぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数が試行され、信号品質が高いフィルタ係数が最適なフィルタ係数として決定される。
【００４１】
第１実施形態の第３変形例に係る受信装置によれば、第１実施形態と同様に、マルチパス波の遅延時間がガードインターバルを越えた場合の受信性能を改善できる。
【００４２】
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態に係る受信装置は、図１０に示すように等化回路８ｂが、第１等化器８１ａ及び第２等化器８２ａを備える点が図１と異なる。フィルタ回路７ｃが、第１補間フィルタ７３ａ及び第２補間フィルタ７４ａを備える点が図１と異なる。更に、信号品質検出回路９１ｄの入力は第２等化器８２ａの出力に接続され、制御回路９２ｄの出力は第１補間フィルタ７３ａ及び第２補間フィルタ７４ａのそれぞれの入力に接続される。即ち、第２等化器８２ａ及び第２補間フィルタ７４ａは、第１補間フィルタ７３ａのフィルタ係数を決定するために用いられる。
【００４３】
また、第１等化器８１ａ及び第２等化器８２ａはＯＦＤＭ信号をそれぞれ等化する。第１補間フィルタ７３ａ及び第２補間フィルタ７４ａは、伝送路推定信号を周波数方向にそれぞれ帯域制限する。制御回路９２ｄは、第２補間フィルタ７４ａに対してそれぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数を試行し、第２等化器８２ａによる等化後のＯＦＤＭ信号の信号品質が高いフィルタ係数を最適なフィルタ係数として第１補間フィルタ７３ａに対して設定する。
【００４４】
第１補間フィルタ７３ａの入力は、時間補間回路１１及び制御回路９２ｄのそれぞれの出力に接続される。第２補間フィルタ７４ａの入力は、時間補間回路１１及び制御回路９２ｄのそれぞれの出力に接続される。第１等化器８１ａの入力は、ＦＦＴ回路５及び第１補間フィルタ７３ａのそれぞれの出力に接続される。第２等化器８２ａの入力は、ＦＦＴ回路５及び第２補間フィルタ７４ａのそれぞれの出力に接続される。その他の構成については、図１に示す受信装置の構成と同様である。
【００４５】
また、第２実施形態に係る受信装置におけるフィルタ係数の中心周波数決定処理の処理手順は、図５とほぼ同様であるが、ステップＳ０１〜Ｓ０６は第２補間フィルタ７４ａ及び第２等化器８２ａを対象に実行され、ステップＳ０７に至るまで第１補間フィルタ７４ａのフィルタ係数（中心周波数）は変更（シフト）されない。
【００４６】
第２実施形態に係る受信装置によれば、最適なフィルタ係数（中心周波数）の決定後に第１補間フィルタ７４ａを制御しないので、第１等化器８１ａの等化動作に影響を与えることなくフィルタ係数を決定が可能となる。この結果、受信条件が変化したときのデータ破綻時間を短縮できる。
【００４７】
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態に係る受信装置は、図１１に示すように、等化回路８ｄが、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ等化する複数の（第１及び第２）等化器８１ｂ及び８２ｂを備える点が図１と異なる。フィルタ回路７ｄは、それぞれ中心周波数の異なる複数のフィルタ係数を用いて伝送路推定信号を周波数方向に帯域制限する。即ち、フィルタ回路７ｄは、伝送路推定信号を周波数方向にそれぞれ帯域制限する複数の（第１及び第２）補間フィルタ７３ｂ及び７４ｂを備える。決定回路９ｅは、複数の等化器による等化後のＯＦＤＭ信号の各信号品質のうちで信号品質が高いフィルタ係数を最適なフィルタ係数として決定し、各等化後のＯＦＤＭ信号のうちのいずれかを選択する。このように、図１１においては、フィルタ係数毎に補間フィルタ及び等化器の組を設ける構成である。
【００４８】
第１補間フィルタ７３ｂ及び第２補間フィルタ７４ｂのそれぞれの入力は時間補間回路１１の出力に接続される。第１等化器８１ｂの入力は、ＦＦＴ回路５及び第１補間フィルタ７３ｂのそれぞれの出力に接続される。第２等化器８２ｂの入力は、ＦＦＴ回路５及び第２補間フィルタ７４ｂのそれぞれの出力に接続される。
【００４９】
更に、決定回路９ｅが、信号品質検出回路９１ｅ及び制御回路９２ｅに加えて選択回路９３を備える点が図１と異なる。信号品質検出回路９１ｅの入力は、第１等化器８１ｂ及び第２等化器８２ｂのそれぞれの出力に接続される。選択回路９３の入力は、第１等化器８１ｂ、第２等化器８２ｂ、及び制御回路９２ｅのそれぞれの出力に接続される。信号品質検出回路９１ｅは、各等化出力の信号品質（ＣＮＲ）を検出する。制御回路９２ｅは、最もＣＮＲの良い等化出力を判定して、選択回路９３により選択する。その他の構成については、図１に示す受信装置の構成と同様である。
【００５０】
また、第３実施形態に係る受信装置におけるフィルタ係数の中心周波数決定処理の手順においては、図５に示すステップＳ０４及びＳ０５が不要となる。
【００５１】
したがって、第３実施形態に係る受信装置によれば、第１及び第２実施形態よりも高速にフィルタ係数を決定できる。更に、フィルタ回路７ｄの係数更新をリアルタイムで行うことが可能になるので、受信条件の変化に追従して最適な受信を行うことができる。
【００５２】
（その他の実施形態）
上記のように、本発明は第１〜第３実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【００５３】
上述した第１及び第２実施形態においては、等化後のＯＦＤＭ信号の各信号品質同士を比較して信号品質が最も良くなる係数を選択する構成について説明したが、信号品質を所定値と比較して所定値よりも良くなるようなフィルタ係数を選択しても良い。
【００５４】
また、第１実施形態の第１変形例〜第３変形例に係る受信装置の構成は、第２実施形態及び第３実施形態に応用可能である。
【００５５】
更に、第１〜第３実施形態に係る受信装置は、それぞれ半導体集積回路として構成可能である。一例として図１においては、チューナ２の一部、Ａ／Ｄ変換器３、ＩＱ復調回路４、ＦＦＴ回路５、ＦＦＴ窓制御回路６、フィルタ回路７ａ、等化回路８ａ、決定回路９ａ、誤り訂正回路１０ａ、及び時間補間回路１１が同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化できる。
【００５６】
このように本発明は、ここでは記載していない様々な実施形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る受信装置が受信する伝送信号（ＯＦＤＭ信号）のフォーマット例を示す模式図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る受信装置の動作例を示す模式図である（その１）。
【図４】本発明の第１実施形態に係る受信装置の動作例を示す模式図である（その２）。
【図５】本発明の第１実施形態に係る受信装置における中心周波数決定処理の手順例を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第１実施形態の第１変形例に係る受信装置の動作例を示す模式図である（その１）。
【図７】本発明の第１実施形態の第１変形例に係る受信装置の動作例を示す模式図である（その２）。
【図８】本発明の第１実施形態の第２変形例に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明の第１実施形態の第３変形例に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５８】
７ａ〜７ｄ…フィルタ回路
８ａ〜８ｄ…等化回路
９ａ〜９ｅ…決定回路
７３ａ，７３ｂ…第１補間フィルタ
７４ａ，７４ｂ…第２補間フィルタ
８１ａ，８１ｂ…第１等化器
８２ａ，８２ｂ…第２等化器
【図１】
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【図２】
2006311385.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2006311385.tif 000007
【図６】
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【図７】
2006311385.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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